Автор: Гончаренко И.В.
Теги: компьютерные технологии общая радиотехника радиотехника
ISBN: 5-93037-149-0
Год: 2006
Текст
АН ЕН
КВ и УКВ
ЧАСТЬ ТРЕТЬЯ
ПРОСТЫЕ КВ АНТЕННЫ
И. В. Гончаренко
DL2KQ- EU1TT
Антенны
КВ и УКВ
Часть III
ПРОСТЫЕ КВ АНТЕННЫ
ИЗДАТЕЛЬСКОЕ
ПРЕДПРИЯТИЕ
РадиоСофт
Журнал «РАДИО»
МОСКВА
2006
УДК 681.3
ББК 32.845
Г65
Гончаренко И. В.
Г65 Антенны КВ и УКВ. Часть III. Простые КВ антенны. — М.:
ИП РадиоСофт, Журнал «Радио», 2006.— 288 с.: ил.
ISBN 5-93037-149-0
Настоящая книга является третьей частью справочника «Антен-
ны КВ и УКВ». В нем описаны конструкции, классификация и пара-
метры простых (ненаправленных) коротковолновых антенн. Особое
внимание уделено объяснению принципов работы рассматривае-
мых антенн, с тем чтобы читатель смог осознанно конструировать
антенны под свои конкретные условия.
Первые две части справочника: «Антенны КВ и УКВ. Часть I.
Компьютерное моделирование. MMANA» и «Антенны КВ и УКВ.
Часть II. Основы и практика» — выпущены издательством «Радио-
Софт» в 2004 году.
Книга предназначена для широкого круга радиолюбителем
и специалистов, занимающихся конструированием и изготовлени-
ем антенн.
УДК 681.3
ББК 32.845
ISBN 5-93037-149-0
© Гончаренко И. В., 2006
© Журнал «Радио», 2006
© Оформление. ИП РадиоСофт, 2006
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие....................................... 6
Список обозначений, принятых в lll-й части......... 8
4. Простые КВ антенны....................... ......... 10
4.1. Дипольные антенны.............................10
4.1.1. Х/2 диполь.......................... .....10
- 4.1.2. Волновой диполь. Длинные диполи......17
4.1.3. Диполи с расширенной полосой. Толстые
диполи...........................................20
4.1.3.1. Толстый резонансный диполь.............21
4.1.3.2. Сверхширокополосные диполи ............22
4.1.4. Windom....................................26
4.1.5. Петлевые диполи...........................29
4.1.5.1. Широкополосные и сверхширокополосные
петлевые диполи............................... 32
4.1.6. Изогнутые диполи..........................33
4.1.7. Long Wire.................................37
4.1.7.1. Высокочастотное и прочие заземления....38
4.1.7.2. LW с хорошим ВЧ заземлением............43
4.1.7.3. LW при плохом ВЧ заземлении ......... 46
4.1.8. V-beam....................................50
4.2. Вертикальные антенны..........................53
4.2.1. Земля и заземление........................53
4.2.2. Согласование Л./4 GP................... .57
4.2.S. Длинные GP................................60
4.2.4. J-антенна.................................63
4.2.5. Вертикальные диполи.......................66
4.2.6. Петлевые GP....?..........................68
4.2.7. Перевернутые GP...........................72
4.2.8. Широкополосные и сверхширокополосные
вертикалы........................................74
4.2.8.1. Сверхширокополосные GP на изоляторе ...74
4.2.8.2. Петлевые (шунтовые) сверхширокополос-
ные GP..........................................78
4.2- 9. Использование заземленной мачты
как вертикала............................... ...80
4.2.9.1. Гамма- и омега-согласования ...........81
4.2.9.2. Разновидности петлевых GP..............82
4.2.9 3. Windom'HbiM GP........................83
4.2.9.4. Антенны верхнего питания...............85
4.2.Э.5. Питание в приподнятые над землей
противовесы.....................................87
3
4.3. Рамочные антенны............................89
4.3.1. Как устроена рамка.......................89
4.3.2. Влияние формы............................92
4.3.3. Влияние положения точки питания. Поляризация
рамок..........................................95
4.3.4. Влияние высоты подвеса на Za.............99
4.3.5. V или Н?................................104
4.3.6. Сложные рамки ........................ 108
4.4. Апериодические антенны.....................112
4.4.1. Однопроводные апериодические антенны...119
4.4.2. Апериодические антенны из двухпроводной
линии....................................... 123
4.4.3. Нагруженные диполи......................124
4.4.4. Апериодические антенны без нагрузочного
резистора............................... 126
4.5. Приемные антенны..................... 132
4.5.1. Для чего и какие?.......................132
4.5.2. Антенна Бевереджа.......................137
4.5.2.1. Как и почему она работает......... 137
4.5.2.2. Оптимальная высота. Влияние качества
земли........................................139
4.5.2.3. Зависимость параметров АБ от длины..143
4.5.2.4. F/B антенны Бевереджа............. 148
4.5.2.5. Конструктивные особенности и мелочи
практики.....................................150
4.5.3. Антенны Бевереджа с переключаемой ДН ...155
4.5.4. Антенны с кардиоидной ДН.............. 162
4.5.5. Влияние окружения — испорченная ДН......167
5. Многодиапазонные простые КВ антенны...........173
5.1. Антенна + тюнер............................174
5.1.1. Выбор типа и размеров антенны......... 174
5.1.2. Тюнер в точке питания...................179
5.1.3. Тюнер между линией и передатчиком.......184
5.1.4. Схемы тюнеров между линией и передатчиком ... 188
5.1.4.1. Несимметричные тюнеры................ 189
5.1.4.2. Симметричные тюнеры................ 190
5.1.4.3. Тюнеры для произвольной нагрузки....194
5.1.5. Антенны под простые тюнеры............ 197
5.1.5.1. Фиксированный тюнер в нескольких
диапазонах...................................198
5.1.5.2. Переключаемый тюнер.................201
5.1.6. Линия питания как многодиапазонный тюнер......205
4
5.2. Антенны, в которых многодиапазонность
достигается только расположением проводов........ ..211
5.2.1. Несколько антенн, подключенных параллельно
к общей линии.................................212
5.2.2. Open Sleeve.............................217
5.2.3. Прочие хитрости с геометрией проводов...224
5.2.3.1. Асимметричные антенны...............224
5.2.3.2. Антенны с изменяемыми размерами.'...228
5.2.4. Л./4 отрезок линии как резонансный пере-
ключатель размера антенны...................... 231
5.3. Антенны с резонансными LC-контурами........235
5.3.1. Антенны с параллельными LC-контурами
(трапами).....................................235
5.3.2. Способы согласования траповых антенн ...238
5.3.3. Трех- и более диапазонные диполи с одной
парой трапов ............................. 242
5.3.4. Конструкции трапов......................245
5.3.4.1. Требования к конструкции............246
5.3.4.2. Открытый вертикальный трап..........248
5.3.4.3. Закрытый цилиндрический трап........249
5.3.4.4. Трап из коаксиального кабеля...... 252
5.3.5. Антенны с последовательными LC-контурами.257
5.4. Антенны с катушками и конденсаторами.......259
5.4.1. Катушка вблизи минимума тока............260
5.4.2. Катушка вблизи максимума тока...........262
5.4.3. Сложные LC-схемы в проводах антенны ....265
5.4.4. Многодиапазонные заземленные GP.........268
5.5. Комбинированные многодиапазонные антенны....274
5.5.1. Параллельно включенные GP с L и С.......274
^5.5.2. Сложные асимметричные антенны..........276
5.5.3. Катушка вблизи минимума тока в сочетании
с другими приемами.......................... 278
5.5.4. Шлейфы в асимметричных антеннах........280
5.5.5. Гамма-согласование с дополнительными
LC-цепями.....................................282
Заключение к третьей части и благодарности........285
Список литературы и линков...................... 286
ПРЕДИСЛОВИЕ
Никогда не мог понять — зачем книгам предисловия? Вы-
бирая книгу, всегда сначала смотрю содержание, потом лис-
таю-читаю несколько наугад выбранных страниц в середине.
Это намного более информативно, чем читать уверения автора
о том, какая это хорошая книга. Давайте будем считать, что
вы воспользовались описанным методом и уже не нуждаетесь
в предисловии А автор использует это место, чтобы дать вспо-
могательную информацию.
Лучше всего, если вы уже читали первые две части книги
(«Антенны КВ и УКВ. Часть I. Компьютерное моделирование.
MMANA».— М.: ИП РадиоСофт, Журнал «Радио», 2004 и «Антен-
ны КВ и УКВ. Часть II. Антенны. Основы и практика».— ИП Ра-
диоСофт, Журнал «Радио», 2004).
В этом случае вам надо знать лишь то, что для работы с тре-
тьей частью (которая у вас в руках) требуется русская версия
MMANA от версии 2.0.2, в которой значительно расширена ан-
тенная библиотека (папка ...\ANT), в соответствии с материа-
лом этой книги. Если вам ближе и милее старые версии
MMANA, то можете использовать и их. Надо лишь заменить в
них старую папку ...\ANT на новую, от версии 2.0.2.
Если же вы не знакомы с первыми двумя частями книги, то
нужны пояснения.
Эта книга — третья часть большого антенного справочника.
Справочника интерактивного, которому можно задавать вопро-
сы. Для этого нужен инструмент. Им является программа мо-
делирования антенн ММАМА (бесплатная, русский интерфейс)
с дополнительными утилитами. Изучению этого инструмента
была посвящена первая часть справочника.
Применение MMANA позволило основные описания антенн
давать в виде файлов-моделей. Это резко увеличило количе-
ство полезной информации, ибо на бумаге физически невоз-
можно на каждую антенну дать подробные чертежи, парамет-
ры, графики. Но это все есть в файле модели. Более того, там
же есть возможность изменять антенну под свои условия. За-
давать вопросы типа: «а что будет, если?..», и получать на них
квалифицированные ответы.
Даже если моделирование антенн вас пугает (совершенно
зря, там все весьма несложно), то отнеситесь к MMANA просто
как к программе просмотра подробного описания размеров и
параметров антенн. Даже при крайней нелюбви к компьютеру
нажать три кнопки (Файл/Открыть/Вид) не составит никакого
6
труда. Почему нельзя было дать все на бумаге? Нет смысла.
Во-первых, это бы в несколько раз увеличило число рисунков
(а их тут и так больше сотни) и, соответственно, обьем и цену
книги. Во-вторых, бумажным.рисункам, в отличие от файлов
моделей, никаких вопросов задать нельзя.
Во второй части справочника даны антенные основы, без ко-
торых очень трудно двигаться дальше. Вы это почувствуете и
в этой части книги: ссылки на рисунки, параграфы, разделы
и главы, начинающиеся с цифр 1, 2, 3 — это ссылки на две пре-
дыдущие части книги.
В обозначениях заголовков сохранена структура (одна циф-
ра в заголовке — глава, две — раздел, три и более — парагра-
фы) и продолжена нумерация первых двух частей справочника.
Номера формул, таблиц и рисунков: первые две цифры — но-
мер раздела, третья — текущий номер формулы/таблицы/ри-
сунка в данном разделе. Везде, где не отмечено особо, исполь-
зуются стандартные размерности величин: Ом, В, А, метр.
Если у вас есть доступ в Интернет, то MMANA с полной (и ре-
гулярно дополняемой) библиотекой антенн (соответствующей
упоминаемой в этой книге папке ...\ANT), а также утилиты
к MMANA можно бесплатно скачать с сайта автора http://dl2kq.de
(или зеркала www.qslnet.de/dl2ko). Также MMANA можно ска-
чать с сайта редакции журнала «Радио» www.radio.ru/mmana.
Как уже было упомянуто, сама MMANA может быть любой версии,
однако папка .../ANT обязательно должна быть от версии 2.0.2.
Если же попасть в Интернет вам сложно, то дискеты: одну
с программой моделирования MMANA и полной библиотекой
антенн (несколько сотен файлов), вторую с утилитами к MMANA —
можно заказать в издательстве «РадиоСофт»: 109125, Москва,
Саратовская ул. 6/2, тел. (095)177-47-20, электронная почта
res!@radiosoft. ги.
СПИСОК ОБОЗНАЧЕНИЙ,
ПРИНЯТЫХ В Ill-Й ЧАСТИ
Здесь приведены, встречающиеся в 3-й части справочника
обозначения и сокращения. Конечно, при первом упоминании
в тексте обозначение обязательно объяснено, но бывает не-
легко найти это первое упоминание. Поэтому все обозначения
(не все сокращения, а лишь те, которые встречаются по несколь-
ко раз и в разных местах) вынесены сюда.
BW — полоса антенны. Если не указано иное, то по уров-
ню КСВ < 2
с — скорость света
Fres — резонансная частота
F/B — отношение излучений вперед/назад, аббревиату-
ра от английского Front/Back
Ga — усиление антенны относительно изотропного излу-
чателя, измеряется в dBi
Н — горизонтальная поляризация
h — высота антенны над землей
hOPT — оптимальная по RDF высота подвеса антенны Бе-
вереджа
Id — дифференциальный (разностный) ток линии
1С — синфазный (антенный, излучающий) ток линии
jXa — реактивная часть входного сопротивления антенны
Z/d — отношение длины вибратора I к его диаметру d
QH — нагруженная добротность
Охх — холостая добротность
На — активная часть входного сопротивления антенны
Иизл — сопротивление излучения антенны
RDF — фактор направленности приемной антенны, аббре-
виатура от английского receiving directivity factor
т)су— КПД согласующего устройства
о — проводимость среды
UTP — напряжение на трапе (LC контуре-пробке)
v — скорость распространения ЭМВ
V — вертикальная поляризация
е — диэлектрическая проницаемость
о — удельная проводимость земли, мС/м
Za — комплексное входное сопротивление антенны
Zo — волновое сопротивление линии
АБ — антенна Бевереджа
8
АБВ — антенна бегущей волны
ВЧЗ — высокочастотное заземление
ДН — диаграмма направленности
ЕН — емкостная нагрузка
Ку — коэффициент укорочения
КуД — коэффициент удлинения
ПД — петлевой диполь
ШПТ — широкополосный трансформатор
ШПТТС — широкополосный трансформатор с трубчатыми
сердечниками,«бинокль»
ЭМ В — электромагнитная волна
ЭТЗ — электротехническое (низкочастотное) заземление
4. ПРОСТЫЕ КВ АНТЕННЫ
4.1. Дипольные антенны
Л/2 диполь. Волновой диполь. Длинные диполи. Диполи
с расширенной полосой; Толстые резонансные диполи. Сверх-
широкополосные диполи. Windom. Петлевые диполи. Широко-
полосные и сверхширокополосные петлевые диполи. Изогну-
тые диполи. Long wire. Высокочастотное и прочие заземления.
LW с хорошим ВЧ заземлением.
В этом разделе мы не будем касаться вопроса влияния ка-
чества земли и высоты подвеса (он был рассмотрены в раз-
деле 3.3), а сосредоточимся на практических конструкциях.
Все модели, упоминаемые в разделе 4.1, находятся в папке
...ANT\HF simple\Dipole\, а если упоминается файл из другой
папки, то к нему указан полный путь.
4.1.1. Х/2 диполь
Начнем с хорошо знакомого Z./2 диполя (файл ...Dp20.maa).
О симметричном Z./2 диполе почти все рассказано в разде-
ле 3.3. Однако там не рассмотрен часто встречающийся в прак-
тике случай наклонного расположения диполя над землей.
Токи в наклонном Х/2 диполе (его еще называют слопером,
английское sloper и означает «наклонный») можно разложить
на горизонтальную и вертикальную составляющие. Горизон-
тальная составляющая тока дает ДН как у горизонтального ди-
поля («восьмерку»), а вертикальная — как у вертикального (кру-
говую). Их сумма (с учетом фазы) дает слабое подобие направ-
ленной ДН — пбчти круговая ДН с одним минимумом. Пред-
ставьте дипольную «восьмерку», у которой полностью заплыл
один из минимумов. А еще лучше откройте любой из файлов
...Sloper 15 deg.maa, ...Sloper 30 deg.maa, ...Sloper 45 deg.maa,
...Sloper 60 deg.maa, ...Sloper 75 deg.maa, в которых показаны
слоперы с разным углом наклона и посмотрите. Минимум из-
лучения слопера направлен в сторону, противоположную на-
клону. Глубина единственного минимума ДН слопера зависит
от высоты подвеса и качества земли (точно также как и глуби-
на минимума «восьмерки» у простого диполя — см. рис. 3.3.9).
Если питание слопера производится коаксиальным кабелем
без устройства подавления тока оплетки (а это имеет смысл,
если кабель отходит перпендикулярно диполю и находится
в воздухе), то оплетку кабеля для получения суммарной ДН
10
с менывим вертикальным углом излучения надо подключать
к нижнему плечу слопера, что иллюстрирует файл ...sloper
testmaa. Попробуйте в этом файле переставить источник в по-
зицию w2b (это соответствует подключению оплетки к верхне-
му плечу) и посмотрите, как испортится ДН в вертикальной
плоскости.
Следующий объект нашего внимания — асимметричный Z./2
диполь, т. е. диполь, у которого точка питания смещена в сто-
рону от середины. В Х/2 диполе смещение точки питания (до
определенного предела, о котором ниже) не изменяет распре-
деления тока по диполю. Следовательно, ДН и Ga остаются
точно такими же, как и у симметричного А/2 диполя. От сме-
щения точки питания в сторону от центра меняется лишь вход-
ной импеданс, как показано на рис. 4.1.1, графики на котором
относятся к Х/2 диполю с неизлучающей линией питания (с по-
давленным синфазным током).
Асимметричный V2 диполь.
Смещение от максимума тока в 1
Рис. 4.1.1
К сожалению, довольно часто в радиолюбительских публи-
кациях аналогичные графики даны неверно, что служит причи-
ной многих недоразумений.
Ход графиков станет понятнее, если представить диполь
как последовательное соединение двух штырей общей длиной
Л/2 (вернее, чуть меньше: 0,49Х, диполь имеет небольшое уко-
11
речение — см. раздел 3.3). Когда оба штыря имеют длину по
0,2452. (симметричный диполь), импеданс каждого из них чис-
то активен и равен примерно 37 Ом. Последовательное соеди-
нение дает 73 Ом, Ra симметричного 2/2 диполя.
Если мы сместим точку питания диполя на 0,12 в сторону,
это эквивалентно последовательному соединению штырей с
длинами 0,3452. (импеданс Z1 = 100 + j400 Ом — см. графики
рис. 3.4.3 и 3.4.4) и 0,1452. (импеданс Z2 = 10 - (400 Ом по тем же
графикам). Импеданс диполя Za = Z1 + Z2 = 100 + (400 + 10 -
- (400 = 110 Ом. То есть, несмотря на комплексные импедансы
обоих плеч (потребуется хорошее устройство подавления син-
фазного тока линии — см. раздел 3.6), их реактивность взаим-
но компенсируется и входной импеданс диполя остается актив-
ным. Пока остается.
Сместим точку питания еще дальше — на 0,192.. Это соот-
ветствует последовательному соединению штырей с длинами
0,4352. и 0,0552. По графикам рис. 3.4.3 и 3.4.4 получаем, что
штырь 0,4352. имеет Z1 = 500 + j 1050 Ом, а штырь 0,0552.
имеет Z2 = 1 - j 1200 Ом. Импеданс диполя Za = 500 + (1050 + 1 -
- j1200 = 500- (150 Ом. Компенсации реактивностей уже не
произошло, Za имеет изрядную емкостную (Ха. Дело в том, что
у длинной части диполя индуктивная составляющая растет
медленнее, чем емкостная у очень короткой (см. рис. 3.4.3).
При дальнейшем сдвиге точки питания к краю в Za быстро
растет -jXa, из-за емкостной составляющей короткого плеча.
Конечно, можно увеличив размеры короткого плеча антенны
настроить ее в резонанс. Но при этом меньшее плечо в любом
случае будет не короче 0,06...0,072. То есть загнать точку пи-
тания ближе, чем 0,06...0,072 к краю антенны (тонкой, резо-
нансной, с чисто активным Za) не получается.
Из рис. 4.1.1 следует очень важный вывод:
Если точку питания дипольной антенны сделать ближе
0,06...0.077 к ее краю, то невозможно получить чисто актив-
ное Za. Поэтому не следует располагать точку питания очень
близко к краю антенны.
К как же 2-/2 диполи, питаемые с конца? Давайте разберемся.
Графики рис. 4.1.1 построены для антенны с неизлучающей
линией питания. Из них видно, что запитанный с конца диполь
при неизлучающей линии и отсутствии иных проводов (ска-
жем, передатчик на батарейках, висящий прямо на антенне)
не будет потреблять мощность от источника из-за бесконечно
большого -jXa в Za. Оно и понятно, антенна (как любая другая
12
нагрузка для электрического тока проводимости, а именно его
и производит источник) должна иметь две клеммы. Бесконеч-
но большая -jXa как раз и указывает на обрыв в цепи питания.
Если мы хотим, чтобы при питании диполя с конца он работал,
мы должны замкнуть цепь питания. К одной клемме у нас
подключен 0,5Х штырь (наш диполь) с Z1 = 2...5 кОм + jO Ом
(см. рис. 3.4.3 и 3.4.4). Чтобы'замкнуть цель, мы обязаны подклю-
чить ко второй клемме источника что-то с модулем |Z2| <0,1 |Z11.
Это «что-то» замкнет цепь питания диполя (т. е. примет на себя
ток питания антенны), и общий входной импеданс антенны
Za = Z1 +.Z2 будет вполне терпимым: несколько килоом Ra с не-
большой реактивной составляющей (которую имеет наше токо-
приемное «что-то»).
Мы помним из раздела 3.4, что простейшим токоприемным
устройством является противовес. Что же служит противовесом,
замыкающим цепь источника, в случае питания диполя с конца?
Обычно Л./2 диполи с конца питаются двухпроводной лини-
ей. Вот она-то, оказывается, и является противовесом, прини-
мающим ток антенны (для линии это будет ток асимметрии —
см. раздел 3.6). Ток на конце диполя мал (высокое Ra). Поэтому
ток диполя, а значит, и в точности равный ему ток противовеса
(т. е. ток асимметрии линии) будет небольшим. Но будет обяза-
тельно. Откроем файл ...end feer dipoXe.maa. Это Л./2 диполь,
запитанный с конца двухпроводной линией — Л/4 трансформа-
тором (рис. 4.1.2).
По распределению токов трудно сказать, одинаковы ли они
в проводах линии (иными словами, имеется ли ток асиммет-
рии линии). Поэтому посмотрим на ДН (рис. 4.1.3).
13
Ga :7.12(dBi) = OdB out ring
F/B :-0.02(dB) Rear:Azim120dgElev60dg
Freq:7.050(MHz)
Z :44S99+j0.065
S WRr 1,11 (50.00m) 13.33(6000m)
Elev:27.8dg(Rea1 GND :10.0mH)
Рис. 4.1.3
С первого взгляда и тут все симметрично. Но присмотрим-
ся к ДН в горизонтальной плоскости, к составляющей V (ма-
лая, горизонтальная «восьмерка»): слева ее уровень -12 дБ,
а справа -10 дБ. Вот она разница, показывающая, что верти-
кальная (потому мы и смотрели V) линия питания немного не
симметрична и излучает. А следовательно, работает как проти-
вовес, т. е. принимает на себя ток антенны (раздел 3.6), обес-
печивая замыкание цепи питания диполя.
Важный практический вывод:
В антенне, питаемой с конца, обязательно должен быть
токоприемник (провод, система проводов, земля или емкость
на них) ненулевых размеров (подробнее см. п. 4.1.7.1), подклю-
ченный ко второй клемме источника.
Он необходим для замыкания цепи источника. Ведь ни одна
нагрузка (лампочка, резистор, громкоговоритель, антенна) для
электрического тока проводимости не может подключаться
лишь к одной клемме источника.
Нередко роль такого токоприемника играет линия питания
(как в приведенном на рис. 4.1.2 и 4.1.3 примере). Ее ток
асимметрии является током питания антенны. Поэтому в дан-
ном случае применять устройства подавления синфазного
тока линии нельзя — антенна откажется работать.
В случае Л/2 диполя вовсе не обязательно, чтобы длина
противовеса была именно резонансной Х/4. Дело в том, что на
конце диполя очень высокое сопротивление (единицы килоом),
и на этом уровне даже несколько сот ом возможной реактив-
14
ности противовеса проблем не приносят (см. также п. 4.1.7.1).
Диполь даже при небольшой расстройке собственной реактив-
ностью легко скомпенсирует весьма большую реактивность
противовеса, предельно допустимое значение которой можно
ориентировочно определить как -j1 ООО Ом (с большей jX дипо-
лю справится трудно). Именно эта величина и определяет ми-
нимальную длину противовеса, для тонкого провода вышеупо-
мянутые 0,06...0,07Л,.
Однако если противовес выполнить толстым, то ту же реак-
тивность можно получить при заметно меньшей длине. Напри-
мер, в файле ...0.5 dipole+short radial.maa показан Л/2 диполь
на 7 МГц, питаемый с конца, с противовесом длиной всего
0.02Z. (85 см). Но противовес выполнен из толстой (60 мм диа-
метром) трубы, поэтому имеет -jX около 1 кОм и Л./2 диполь
в состоянии компенсировать такую реактивность. Но для этого
ему приходится уходить довольно далеко от своего резонанса
(где его На максимально и составляет 4...6 кОм), поэтому Ra
такой антенны заметно ниже, всего около 2 кОм.
Л./2 диполи, питаемые с конца (с чем-то в роли противовеса),
применяются довольно широко (см. также п. 4.1.7.1). Обычно
для согласования используют не чистый Z./4 трансформатор из
двухпроводной линии, а более гибкое в настройке классичес-
кое шлейфовое согласование (файл ...0.5 lamda dipole witn
feed line.maa).
Нет никаких противопоказаний, чтобы расположить пита-
ющую линию не вертикально, а горизонтально, в линию с ди-
полем (файлы ...J-ant28-horiz.maa и ...0.5llamda dipole 0.25
trans.maa). ДН двух последних антенн не чистые дипольные
«восьмерки», а немного скошенные, что говорит о небольшом
излучении линии согласования (см. раздел 3.6).
Иногда применяют питание диполя с конца, через согласую-
щее устройство (файл ...0.5 lamda dipole witn feed line -l.maa).
Это весьма удобный в практике вариант, но надо иметь в виду,
что корпус СУ должен иметь токоприемное устройство. Напри-
мер, отдельный провод-противовес, в который сможет уйти
ток антенны. Из-за высокого сопротивления конца диполя ток
этот весьма небольшой (см. распределение токов в последнем
файле), тем не менее, противовес присутствовать обязан. При
его отсутствии ток будет искать выхода и найдет его в виде
оплетки питающего коаксиала со всеми неприятностями, опи-
санными в разделе 3.6. При наличии отдельного провода-про-
тивовеса у корпуса СУ коаксиал питания может и должен
иметь устройство подавления синфазного тока оплетки.
15
Из графиков рис. 4.1.1 следует важный вывод о любых ан-
теннах:
В принципе не бывает питаемых с конца антенн. Никаких.
Ток проводимости от источника должен протекать через на-
грузку с двумя выводами — иначе цепь не замкнется и отбора
мощности от источника не будет. Применительно к антенне
это означает, что с ОБЕИХ сторон от источника должно
быть что-то, способное принять ток проводимости: провода,
земля, ВЧ заземление (см. п.4.1.7.1), линия с синфазным током,
или хотя бы заметная емкость (речъ-то о ВЧ токе) на них
и перевести его в ток смещения. А ток смещения (который,
в отличие от тока проводимости может протекать сквозь
пространство — см. п. 3.1.1) и замкнет цепь.
Преобразовать ток проводимости (текущий через провод-
ник) в ток смещения (текущий через диэлектрик) может лишь
проводник ненулевых размеров.
Практически это означает, что если вам кажется, что одно-
проводная антенна питается с конца (полуволновой диполь,
вроде рассмотренного выше или какой-нибудь LW, о которых
речь впереди, в параграфе 4.1.7), то это именно кажется.
Один провод с точкой питания на его конце никогда не может
быть всей антенной. Это лишь ее часть. Обязательно ищите
вторую часть антенны. Ту, которая создаст путь для ВЧ тока,
вытекающего со второй клеммы генератора. А если не найде-
те, то сделайте ее сами (например, отдельным противовесом
или ВЧ заземлением).
Путь ВЧ тока со второй клеммы генератора (или линии пи-
тания) надо ясно себе представлять и не надеяться на «авось».
Этот ВЧ ток в любом случае найдет себе дорогу. И она может
оказаться весьма неожиданной и неприятной. Например, син-
фазный ток линии питания, ток по шине заземления TRX (с ва-
риантом растекания по электросети всего дома), ток по элект-
ротехническому заземлению или металлическим коммуника-
циям дома: водопроводу, отоплению (тоже с доставкой в каж-
дую квартиру). Это приведет к помехам как при передаче, так
и при приеме.
Поэтому, если вы собираетесь использовать «веревку», пи-
таемую с конца (см. также п. 4.1.7), обязательно ответьте себе
на вопрос — куда и по какому пути в вашем случае утечет ток
второй клеммы линии питания? Ток этот в точности равен току,
втекающему в провод антенны (это понятно, ток обеих клемм
любого генератора всегда одинаков) и потому он меньше у ан-
16
тенн с высоким Ra. Практически это означает, что питаемые
с конца высокоомные антенны имеют меньше проблем с током
заземления, чем низкоомные.
4.1.2. Волновой диполь. Длинные диполи
Диполь с длиной равной X называется волновым. При за-
питке его в центре (файл ...wave dipole.maa) Ra достигает не-
скольких килоом, а токи в обоих плечах синфазны. За счет
последнего (а также за счет больших размеров и площади
раскрыва) ДН волнового диполя (тоже «восьмерка») более уз-
кая, чем у полуволнового, a Ga на 1,7 дБ выше (см. рис. 3.3.1).
Из-за высокого Ra такие антенны питают исключительно по
двухпроводным линиям, которые, как показано в разделе 3.2,
допускают высокие КСВ без заметного падения КПД.
Возникает соблазн еще больше увеличить длину диполя,
поскольку кажется, что большие размеры могут привести к бо-
лее узкому лепестку ДН.
В принципе могут. Но, увы, не в данном случае. При увели-
чении длины свыше X на диполе появляются участки с проти-
вофазным током (см. рис. 3.3.2).
При большой длине диполя распределение тока по антенне
имеет вид синусоиды. Фаза тока меняется на 180° от полупе-
риода (длиной 1/2) к полу-
периоду. Там где ток ми-
нимален, имеются макси-
мумы напряжения, причем
при длине диполя больше
X они есть не только на
концах антенны. Такие ди-
поли мы будем именовать
длинными.
Как такое распределение
тока влияет на ДН и усиле-
ние длинного диполя в сво-
бодном пространстве пока-
зано на рис. 4.1.4, а корот-
кого — на рис. 3.3.1.
Эти рисунки показывают, что при росте длины симметрич-
ного диполя до 1,251 усиление монотонно растет до 2,95 dBd
(5,1 dBi). ДН при этом остается двухлепестковой «восьмер-
кой». При дальнейшем росте длины диполя ДН расщепляется
на четыре лепестка, что сопровождается падением усиления,
взгляните на рис. 4.1.4 — при 21 Ga всего 1,68 dBd (3,82 dBi).
17
Но уже при длине 3,15Х Ga четырехлепестковой ДН вновь до-
стигает уровня 2,95 dBd (5,1 dBi), и при дальнейшем росте
длины снова монотонно растет. При этом также растет количе-
ство и уровень дополнительных лепестков, а основные четыре
лепестка становятся все более узкими и вытягиваются вдоль
провода антенны.
Чем длиннее антенна, тем ближе прижимаются основные
лепестки к проводу антенны.
В практике нередко используют один диполь (как правило,
Х/2 на самой низкой частоте), питаемый по воздушной двух-
проводной линии, в нескольких диапазонах. Если длина ди-
поля на какой-то частоте равна нечетному числу Л./2, то в се-
редине антенны максимум тока (например, в полуволновом
диполе). Это называется питанием по току (Ва минимально).
Если же длина диполя кратна Л,, например, волновой, то в се-
редине антенны максимум напряжения. Именуется это питани-
ем по напряжению (Ra максимально). Впрочем, особого прак-
тического значения это не имеет, поскольку в многодиапазон-
ном диполе и при питании по току, и при питании по напря-
жению КОВ в двухпроводной линии будет около 10, и в любом
случае внизу линии потребуется перестраиваемое СУ. Но об
этом позже, в главе 5.
Если же диполь планируется однодиапазонным, то имеет
смысл питать его так, чтобы получить удобное для согласова-
ния сопротивление. Например, однодиапазонный симметрич-
ный волновой (или кратный Л.) диполь часто питают по Z./4 отрез-
ку высокоомной двухпроводной линии (файл ...Wave_dip.maa).
Этот отрезок трансформирует несколько килоом входного со-
противления волнового диполя в 50 Ом, поэтому дальше мо-
жет быть включен коаксиальный кабель.
Другим способом питания длинного диполя является сме-
щение точки питания от центра. Чтобы понять, куда и насколь-
ко сместить точку питания длинного диполя, можно руковод-
ствоваться следующей информацией:
• Во всех точках минимума тока, кроме обоих концов ди-
поля, Ra чисто активное и высокое (достигает нескольких
килоом). В этом случае не происходит резкого возраста-
ния jXa (как на рис. 4.1.1), потому что от точки минимума
тока до края антенны куда больше чем минимально допу-
стимые 0,06...0,07Х, и току источника есть куда утекать.
• Во всех точках, где ток максимален (а они отстоят на \/4
от точек минимума тока) Ra низкое и составляет от не-
скольких десятков до 150 Ом.
18
• Между точками минимума и максимума тока изменение
входного сопротивления качественно описывается гра-
фиком Ra (но не jXa!) рис. 4.1.1. Качественно — потому
что для длинных диполей Ra на минимуме тока ниже,
а на максимуме тока выше, чем для А/2 диполя, для ко-
торого построены графики рис. 4.1.1.
• При попытке сделать точку питания ближе, чем 0,06...0,07Х
к концу длинного диполя резкое возрастание -jXa дела-
ет невозможным питание антенны. Точно так же, как опи-
сано в параграфе 4.1.1.
В отличие полуволнового, у длинного диполя смещение
точки питания изменяет распределение тока по антенне. Дело
в том, что по обе стороны от источника ток всегда имеет оди-
наковую фазу. Поэтому, если питание идет в точку минимума
тока, то по обе стороны от нее будут два полупериода (по Х/2)
синусоиды с одинаковой фазой.
Рис. 4.1.5
Если же точка питания смещена от минимума тока, то на
синусоидальном распределении тока по антенне при переходе
от одного полу периода к
другому фаза меняется
на 180°. Рисунок 4.1.5
показывает это на при-
мере волнового диполя.
Изменение распре-
деления тока приводит
к изменению ДН и Ga
(рис. 4.1.6, файлы ...Wave
asimm dip.maa и ...wave
dipole.maa).
На более длинных
диполях изменения ДН
и Ga от сдвига точки пи-
тания не столь велики.
Это и понятно — на длин-
19
ной антенне будет много Х/2 полуволн с чередующейся фазой.
И изменение фазы лишь в одной из многих полуволн окажет
тем меньшее влияние, чем больше на антенне их умещается
(т. е. чем длиннее диполь).
4.1.3. Диполи с расширенной полосой.
Толстые диполи
Часто полоса диполя меньше чем требуется. Конечно, можно
расширить полосу, применив широкополосное согласование.
Например, что-нибудь из хитростей параграфа 3.5.12 (см. также
файлы ... dipole-wide, maa, ...dipole-widel.maa, ...dipole-wide2.maa).
Ho здесь мы рассмотрим, что возможно «выжать» из самой ан-
тенны.
Простейший способ — включить параллельно два диполя,
настроенных на края нужного диапазона. Чтобы исключить их
взаимное влияние по полю диполи располагают перпендику-
лярно друг другу. В файле ...80_75dipol.maa показана такая ан-
тенна на диапазон -80 м. Диполи имеют размер 40,4 и 37,8 м
и настроены соответственно на 3,55 и 3,75 МГц. Полоса антен-
ны больше 320 кГц (у одиночного Х/2 диполя на этот диапазон
BW < 200 кГц).
Надо подчеркнуть, что такой способ расширения полосы
параллельным включением точек питания немного разнесен-
ных по частоте Х/2 диполей возможен лишь при их перпенди-
кулярном расположении. Попытка расположить диполи парал-
лельно к желаемому результату не приводит. Диполи, будучи
связаны по полю, оказывают сильное взаимное влияние. В ре-
зультате вместо ожидаемой непрерывной полосы получаются
два отдельных резонанса с пиком высокого КС В между ними
(файл ...80_75dipol_par.maa). Этот пик является следствием
взаимно наведенных токов в диполях и его невозможно уб-
рать. Два отдельных близко расположенных резонанса получа-
ются, а сплошная полоса с низким КСВ — нет. Обратите на это
внимание. К сожалению, нередко эта конструкция описывается
как «широкополосная». На самом же деле она таковой не яв-
ляется. Ошибочно полагать, что можно просто включить па-
раллельно антенны, без учета взаимно наведенных ими токов
(т. е. связи по полю).
В принципе, в любительском диапазоне 3,5...3,8 МГц
сплошная полоса особенно не нужна, поскольку CW и SSB
DX-участки расположены в начале и конце диапазона. Основ-
ная работа ведется в первых и в последних нескольких десят-
20
ках кГц. Антенны с двумя резонансами на 3,5 и 3,8 МГц будет
вполне достаточно. Примером такой антенны, кроме предыду-
щей, является двухрезонансный (3,52 и 3,76 МГц) диполь с тра-
пом, показанный на рис. 4.1.7 (файл ...3.5and3.8 dipole -l.maa).
1 м Симметричный диполь 38 м Х/2 для 3,76 МГц
Fib$»3,76 МГц
Рис. 4.1.7
Трап (от англ, trap — ловушка, западня) — это параллель-
ный LC-контур, включенный в провод антенны. Как и положено
такому контуру, на своей резонансной частоте FRES он имеет
очень большое сопротивление. В антенной технике трапы ис-
пользуются как резонансные переключатели размера антенны.
На частоте FRES трап преграждает путь току, поэтому все про-
вода лежащие за трапом почти не оказывают воздействия на
антенну и как бы отключены. На любой же другой частоте со-
противление трапа невелико (тем меньше, чем дальше частота
от Fres) и провода за трапом оказываются подключенными
к антенне.
На Fres трап выполняет функцию концевого изолятора ан-
тенны. Отсюда вытекают требования к трапу:
• он должен быть рассчитан на очень высокие напряжения.
При мощности в антенне 100 Вт — на 2 кВ (см. п. 5.4.3.1);
• высокая холостая добротность Qxx;
• устойчивость к атмосферным и температурным воздей-
ствиям, чтобы Fres не плавала.
Разобравшись с трапами (подробно о них см. в разделе 5.3)
вернемся к рис. 4.1.7. На частоте 3,76 МГц и вокруг нее в поло-
се нескольких десятков килогерц трап (L = 18 мкГн, С = 100 пФ)
отсекает левый провод. Остается обычный симметричный Л/2
диполь на 3,76 МГц с полосой 90 кГц. В CWучастке (3,5...3,55 МГц)
сопротивление трапа резко снижается, и антенна «замечает»,
что к ней подключен дополнительный кусок провода. Поэтому
на 3,5 МГц работает вся длина антенны. В результате антенна
имеет второй резонанс на 3,52 МГц с полосой 50 кГц.
4.1.3.1. Толстый резонансный диполь
Но все же чаще требуется перекрыть широкую полосу не
отдельными кусочками, а непрерывно. Путь для этого суще-
ствует единственный — сделать вибратор толстым, т. е. с ми-
21
нимальным отношением его длины к диаметру. При этом
(см. рис. 3.3.3-3.3.6) снижается размах графика jXa, уменьша-
ется добротность антенны (в отличие от LC-контура, в антен-
нах это полезный эффект) и расширяется ее полоса.
Различают два разных случая применения толстых вибраторов.
Первый, который мы рассмотрим в этом параграфе, когда
речь идет о относительно узком частотном участке (например,
одном любительском диапазоне), в пределах которого желатель-
но иметь низкий КСВ. Для этого используют обычный резонан-
сный К/2 диполь, но с пониженной добротностью. В этом слу-
чае диполь питают коаксиальным кабелем 50...75 Ом, а требу-
емую толщину (точнее отношение длины диполя I к его диа-
метру d) выбирают из соображений получения заданного КСВ
на краях диапазона.
Для полуволнового диполя в свободном пространстве при
1/в = 10000 относительная полоса BW по уровню КСВ < 2
составляет 6.5%, при Z/d = 100 величина BW = 15,3%, а при
Z/d = 20 полоса достигает 25%.
Для Х./2 диполя Ra на резонансе уменьшается с ростом
толщины диполя: при 1/в = 10000 Ra составляет 73 Ом, при
Z/d = 100 Ra = 67 Ом, а при 1/в = 20 Ra = 60 Ом. Этот эффект
не учитывается в методе моментов при прямой установке про-
вода большого радиуса, но если толстый вибратор описывает-
ся как набор параллельных проводов (как практически и вы-
полняются толстые вибраторы КВ диапазона), то снижение Ra
будет вычислено правильно. В данном случае форма плеч ди-
поля не очень важна. Параллельно включенные провода одно-
го плеча могут лежать в одной плоскости (файлы ...WIDEBAND
DIPOLE.maa, ...Fat_dipole.maa и ...BWdipole.maa), располагаться
по поверхности эквивалентного толстого цилиндра (файл ...fat
dipole2.niaa) или призмы. Эффективный диаметр d3KB такого
диполя в несколько раз меньше чем максимальное расстояние
между параллельными проводами, но значительно выше диа-
метра одиночного провода d. Значение d3KB можно определить
по формуле 3.3.1.
4.1.3.2. Сверхширокополосные диполи
Второй случай применения толстых диполей, причем не-
редко тех же самых диполей, что и в предыдущем параграфе,
предполагает чрезвычайно широкую полосу частот. Отношение
верхней рабочей частоты к нижней FMAX/FMiN в этом случае мо-
жет достигать нескольких единиц.
22
Идея основана на том, что при малом Z/d уменьшается раз-
мах не только графика jXa(f), но и Ra(f).
На рис. 4.1.8 показаны частотные зависимости jXa и На
сверхширокополосного диполя ...fat dipole4.maa (внешний вид
этой антенны см. на рис. 4.1.10).
Рис. 4.1.8
Там, где длина диполя кратна X, Ra имеет максимумы, но
небольшие (270...320 Ом). Там, где длина диполя кратна не-
четному числу 1/2, располагаются минимумы Ra. Но все мини-
мумы, кроме самого первого, где длина диполя 1/2, в данном
случае это 9,5 МГц, немаленькие: 90... 130 Ом. График Ra ко-
леблется около среднего значения 200 Ом. Очевидно, что из
соображений минимального КСВ в максимально широком диа-
пазоне надо применять линию питания 200 Ом.
Зависимость jXa(f) имеет размах от -75 до +150 Ом. Это
не приводит к высокому КСВ при питании по линии 200 Ом.
Толстые вибраторы не имеют никаких магических свойств.
Точно также как и у любого другого (в том числе и тонкого) ди-
поля присутствуют повторяющиеся полуволновые и волновые
резонансы. Иногда встречающиеся заявления, что толстый
вибратор имеет КСВ близкий к 1 в широкой полосе частот,
есть выдача желаемого за действительное. На самом деле
максимальное значение КСВ в полосе может достигать 2,5
(рис. 4.1.9).
Максимумы КСВ, кроме самого первого (рис. 4.1.9 это 9,5 МГц)
соответствуют частотам, на которых размер диполя кратен не-
четному числу 1/4, т. е. тем длинам волн, на которых диполь
максимально удален как от полуволнового, так и от волнового
резонансов.
23
КСВ широкополосного диполя от частоты
Обратите внимание, что для сверхширокополосного диполя
рабочая полоса (в данном случае это частоты, где КСВ < 2,5)
начинается от 13 МГц, что выше первого 1/2 резонанса диполя
(9,5 МГц). Это общая закономерность. На первом 1/2 резонан-
се Ва толстого диполя слишком низко (35...50 Ом), что в линии
200 Ом дает высокий КСВ. Поэтому FMIN — это та частота, на
которой размер диполя становится 0,57...0,651.
А что является ГМАХ? Чтобы ответить на этот вопрос надо
определиться, что именно мы понимаем под FMAX. А для этого
придется изучить конструкцию такого диполя.
Очевидно, что если сделать диполь из двух толстых метал-
лических или проволочных цилиндров, то ничего хорошего
в смысле расширения полосы далеко вверх по частоте из это-
го не получится. Два толстых цилиндра рядом дадут большую
емкость между собой. Она будет шунтировать своим реактив-
ным сопротивлением источник. Это можно простить в толстом
резонансном диполе (см. предыдущий параграф), там это
приведет лишь к смещению резонансной частоты вниз, но не
в сверхширокополосном.
Для снижения паразитной емкости в точке питания плечи ди-
поля делают конусно сходящимися от максимального диамет-
ра к точке питания. Такая антенна изображена на рис. 4.1.10
(файл ...fat dipole4.maa, графики рис. 4.1.8, 4.1.9 построены
как раз для этой антенны). Размеры этой антенны: габарит
12,9 м, максимальный диаметр 5,3 м, расстояние между мак-
симальными диаметрами 5 м.
Так что же является верхней границей рабочей частоты
у сверхширокополосного диполя? Это зависит от того, что счи-
тать границей. Если частоту, выше которой КСВ резко и не-
24
обратимо растет, то такой частоты у сверхширокополосного
диполя, как ни странно, нет вовсе. Почему?
Как было показано в п. 3.3.1, распределение тока по дипо-
лю можно описать в виде суммы двух волн: падающей (движу-
щейся от источника к краям антенны) и отраженной от краев,
т. е. как в линии со стоячей волной. Сверхширокополосный ди-
поль на высокой частоте (где его длина в X велика) можно
представить как линию с большими потерями на излучение.
Пока падающая волна доберется до конца вибратора, она поте-
ряет много энергии на излучение. То же самое случится и с от-
раженной (уже небольшой) от краев вибратора волной. А мы
помним из п. 3.9.2.4, что линия с большими потерями ведет
себя как активное сопротивление вне зависимости от сопро-
тивления нагрузки. Поэтому-то КСВ такого диполя не возрас-
тает даже на очень высоких частотах (антенна рис. 4.1.10 име-
ет КСВ < 2 даже на 435 МГц), а распределение тока по вибра-
тору ближе к равномерному, чем к синусоидальному.
Рис. 4.1.10
Но возрастание КСВ это не единственный критерий ограни-
чения полосы сверху. Нередко более существенным является
сохранение приемлемой формы ДН. Двухлепестковая ДН, как
у тонкого диполя соответствующих размеров, сохраняется в дву-
кратной полосе частот (14...28 МГц для антенны рис. 4.1.10).
Терпимая ДН (четырех-шестилепестковая, и отличающаяся от
тонкого диполя из-за сильного влияния толщины плеч) сохраня-
ется в пятикратной полосе (14...70 МГц для антенны рис. 4.1.10).
Выше же по частоте ДН в горизонтальной плоскости распада-
ется на множество мелких лепестков. Причем, в отличие от
тонкого диполя соответствующей длины, Ga при этом не рас-
тет, все лепестки примерно равные. Но хуже то, что ДН в вер-
тикальной плоскости (в полосе 14...70 МГц остававшаяся при-
мерно такой же, как и у тонкого диполя) искажается и тоже
25
рассыпается на множество лепестков, так как диаметр диполя
становится сравнимым с Л. Применять антенну с такой ДН на
УКВ весьма неразумно (п. 3.1.9.1).
Поэтому обычно применяют сверхширокополосные диполи
с Fmax/FMin ~ 2, реже — до 5. И хотя КСВ остается приемлемым
и на частотах намного выше FMAX, там сверхширокополосный
диполь не применяют из-за плохой ДН в зенитной плоскости.
Разве что, в крайнем случае, как аварийную или временную
антенну.
Форма плеча толстого диполя может быть разной: цилиндри-
ческой, призматической, конической. Но оптимальной (в смыс-
ле получения максимума полосы при минимуме конструктив-
ных сложностей) является форма, показанная на рис. 4.1.10.
Оптимальные размеры для работы в пятикратном диапазоне
14...70 МГц следующие: длина 13,3 м, диаметр 2,7 м, расстоя-
ние между максимальными диаметрами 4,3 м. Такая антенна
(... fat dipole3.maa) в полосе 14...70 МГц имеет КСВ < 2.
При работе в низкочастотной части КВ диапазона приме-
нятся диполи Недененко. Это толстые диполи с призматичес-
кой или цилиндрической формой плеч и коническим схождени-
ем к точке питания и концам антенны (см. рис. 3.3.7). В файле
...NadenDip.maa показан толстый диполь длиной 35 м, с квад-
ратным сечением плеч (сторона квадрата 2,8 м). В полосе
3,5...29 МГц КСВ < 4. Это, конечно, не самое лучшее согласо-
вание, но при линии с малыми потерями (см. раздел 3.2) впол-
не терпимо.
В файле ...fat dipole2.maa показан толстый диполь длиной
9,8 м, с цилиндрическими плечами — именно эта антенна
изображена на рис. 3.3.7. Диаметр плеча 0,88 м. При питании
этой антенны как сверхширокополосного диполя (т. е. линией
200 Ом) в полосе 14,5...70 МГц КСВ < 3 (из-за относительно
небольшого диаметра плеч КСВ в полосе возрастает). Если
эту же антенну питать как толстый резонансный диполь (по ли-
нии 50 Ом, см. п. 4.1.3.1) то КСВ < 2 в полосе 12,8... 15 МГц.
Полезным свойством сверхширокополосных антенн является
то, что они «прощают» весьма значительные отклонения в раз-
мерах. Их очень широкая полоса даже при ее заметном сме-
щении по частоте из-за неточных размеров антенны все равно
обеспечивает низкий КСВ.
4.1.4. Windom
Антенна Windom (ее изобрел в 1929 г. L.Windom W8GZ.
по имени которого она и названа) — это обычный Х/2 диполь,
26
запитанный однопроводной линией
(см. п. 3.2.2) в точке, смещенной от
центра диполя на 0,06...0,09Х. Ga и ДН
этой антенны практически такие же,
как и у обычного симметричного Х/2
диполя. Собственно на этом можно
было бы поставить точку в этом пара-
графе. Если бы не оставался вопрос:
а откуда при столь небольшом смещении
от центра, столь высокое Ra? Ведь у
однопроводной линии волновое сопро-
тивление лежит в пределах 450...700 Ом
(п. 3.2.2), а графики рис. 4.1.1 при сме-
щении точки питания Х/2 диполя менее
0.1Х, дают Ra никак не более 130 Ом.
Нестыковка в несколько раз получается.
Дело проясняется, если мы вспом-
ним, что графики рис. 4.1.1 относятся к
питанию в разрыв полотна диполя, а в
Windom линия подключается парал-
лельно полотну диполя без его разры- Рис’
ва (рис. 4.1.11).
С точки зрения питающей линии импедансы обоих плеч ди-
поля включены не последовательно (как в п. 4.1.1 у диполя, пи-
таемого в разрыв), а параллельно.
На рис. 4.1.12 дана эквивалентная схема Windom со смеще-
нием точки питания от центра на 0,075Х.
Активное сопротивление Ra каждого из плеч в отдельности
невелико (90 и 15 Ом соответственно). Если бы мы запитали
этот же диполь в той же точке, но в разрыв, то получили бы
90 + j230 + 15- J230 = 105 Ом, что соответствует графику рис. 4.1.1.
Но в данном случае импедансы обоих плеч включены так,
что реактивности jX плеч образуют параллельный LC-контур,
который повышает низкое последовательное сопротивление
105 Ом до высокого параллельного 600 Ом. Что и позволяет
подключить в эту точку однопроводную линию передачи с вол-
новым сопротивлением 600 Ом.
Теперь, когда мы разобрались с работой Windom, ясна
и методика настройки — перемещением точки питания. Дело
в том, что коэффициент трансформации сопротивлений па-
раллельного контура зависит от отношения реактивности кон-
тура к последовательному Ra (см. п. 3.5.8.). Последовательное
Ra при небольшом изменении положения точки питания меня-
27
ется мало (рис. 4.1.1), а реактивность плечей — значительно
(рис. 3.4.3 и 3.4.4). Поэтому, двигая точку питания всегда мож-
но найти положение, при котором получится нужное отноше-
ние реактивности плеч к последовательному сопротивлению,
т. е. требуемое параллельное R.
Рис. 4.1.12
На что ориентироваться при настройке? Ведь КСВ-метр
в однопроводную линию не включишь. На помощь приходит то
обстоятельство, что в пинии с бегущей волной ток и напряже-
ние распределены равномерно.
К линии подключают несколько (минимум 3) неоновых лам-
почек (одним выводом) через А./8 и при настройке добиваются
их одинакового свечения. Можно также измерять ток однопро-
водной линии при помощи токового трансформатора (анало-
гичного описанному в п. 3.2.9.1, но без внешнего экрана). Пе-
ремещая трансформатор вдоль линии можно оценить равно-
мерность распределения тока. При небольшой мощности ТХ
можно видеть распределение тока, включив в провод линии
последовательно несколько маленьких лампочек накаливания
(на расстоянии Х/8 друг от друга).
Конечно, однопроводная линия, даже при точном согласова-
нии, немного излучает. Посмотрите на распределение тока по
ней на рис. 4.1.11. Хотя оно и близко к равномерному, но все же
синусоидальность присутствует, что и говорит о небольшом из-
28
лучении. В диаграмме направленности (файл ... Windom, maa)
есть заметная асимметрия именно из-за излучения линии
с вертикальной поляризацией.
Излучение линии в Windom невелико (примерно на 10 дБ
ниже основного излучения диполя), тем не менее, линию недо
располагать с учетом того, что это излучающая (хотя и слабо)
часть антенны. Если невозможно однопроводную линию прове-
сти целиком в воздухе, то применяют комбинированное пита-
ние. Однопроводная линия идет по воздуху до тех пор, пока
возможно, затем подключается к согласующему устройству,
а далее вниз (от СУ к передатчику) идет коаксиальный кабель.
Не забывайте, что второй проводник однопроводной линии
это земля, поэтому ВЧ заземление в точке подключения источ-
ника (или контура согласующего устройства) к такой линии со-
вершенно необходимо (см. п. 4.1.7.1).
Существует возможность запитать как Windom (т. е. одно-
проводной линией) и симметричный А./2 диполь. Поскольку
у такого диполя jX каждого из плеч равняется нулю (А./4 половин-
ки диполя резонансны), то для того, чтобы образовался нуж-
ный нам (по схеме рис. 4.1.12) параллельный LC-контур (повы-
шающий На), необходимые реактивности придется включить
в начало каждого из плеч в виде сосредоточенных катушки
и конденсатора. Такая антенна показана в файле ...Windom-2.maa.
Ее настройка ведется одновременным изменением L и С (при
сохранении неизменной резонансной частоты контура).
Можно сделать одно плечо диполя нерезонансным с нену-
левым JX как в обычном Windom, а второе — резонансным
(длиной Х/4) с последовательно включенным С или L для обра-
зования параллельного LC-контура (файл ...Windom-3.maa).
Требуемое для получения входного сопротивления 500...600 Ом
соотношение jXa и Ra плеч можно получить не только на полу-
волновом, но и на более длинных диполях. Например, в файле
. .Windom-4.maa показано питание однопроводной линией (как
Windom) волнового диполя.
4.1.5. Петлевые диполи
Петлевой диполь (ПД) это два параллельно включенных
простых Л./2 диполя (файл ...Fd20.maa, рис. 4.1.13). Расстояние
между проводами ПД составляет 1...10 см на УКВ и 5...50 см
на КВ.
В отличие от обычного широкополосного диполя с такими
же размерами из двух параллельных проводов (...WIDEBAND
DIPOLE.maa), в ПД источник включается в разрыв лишь одного
29
провода. Поэтому Ra повышается вчетверо, по сравнению с оди-
ночным 7/2 диполем.
Причина повышения Ra в том, что по сравнению с обычным
широкополосным диполем из двух проводов, в ПД по проводу
с источником течет лишь половина тока антенны (вторая поло-
вина по проводу без источника), т. е. Д/2. А напряжение источ-
ника, по сравнению с тем же ...WIDEBAND DIPOLE.maa, должно
быть вдвое выше (для источника оба провода ЛД включены
последовательно). Следовательно, источник обязан развивать
удвоенное напряжение, но отдавать вдвое меньший ток. По за-
кону Ома это соответствует возрастанию сопротивления вчет-
веро. При тонких проводах Ra ПД составляет 73 4 = 286 Ом.
Рис. 4.1.13
Остальные же параметры (Ga, BW, ДН) остаются точно та-
кими же, как и у простого диполя таких же размеров (с толсты-
ми плечами из двух параллельных проводов). Тогда какой же
смысл в использовании петлевого диполя?
Во-первых, конструктивный. Точка, лежащая напротив источ-
ника, имеет нулевой потенциал и ее можно заземлить. Напри-
мер, она может быть соединена с траверсой (не забыть об
опасности растекания антенного тока на траверсу — см. п. 3.6.7).
Во-вторых, высокое Ra петлевого диполя делает его при-
влекательным в качестве активного элемента многоэлемент-
ных антенн Яги. Из-за влияния пассивных элементов Ra драй-
вера антенн Яги резко падает (подробно об этом в главе 7)
и при обычном диполе получается низким, что создает трудно-
сти при согласовании.
Если же в качестве драйвера использовать ПД, то можно
получить очень удобные для согласования значения: 200 Ом
(для U-колена см. п. 3.6.5.3), 75 и даже 50 Ом.
Поэтому в большинстве УКВ Яги в качестве активного эле-
мента используется именно ПД, выгнутый из одной трубки или
полосы. Посмотрите хотя бы на коллективные ТВ антенны. На
КВ же петлевой диполь применяется редко, так как там его
применение не дает никаких конструктивных преимуществ
(большой проволочный КВ диполь не будет держать сам форму,
как его небольшой и жесткий УКВ собрат), а повышенное Ra
приносит лишь дополнительные проблемы с согласованием.
30
Хотя, если вы применяете как основной фидер симметричную
линию 240...300 Ом, то петлевой диполь как раз подойдет.
Встречающееся иногда утверждение, что петлевой диполь
является «принципиально однодиапазонной антенной» невер-
но. Точно также как и обычный диполь, ПД резонирует на всех
нечетных гармониках, например в файле ...Fd20.maa (это Х/2
ПД на 14 МГц) можно найти резонансы на 43,3 и 72,8 МГц (3-я
и 5-я гармоники, соответственно).
При моделировании ПД, особенно на УКВ, надо вниматель-
но следить за установками сегментации коротких боковых
проводов, чтобы не нарушить требование метода моментов
о том. что длина сегмента должна быть больше радиуса прово-
да (см. п. 2.1.2).
Если оба провода ПД равны в диаметре, то Ra ПД вчетверо
больше, чем у обычного. Если же эти диаметры разные, то ан-
тенный ток делится между проводами уже не поровну, и поэто-
му меняется входное сопротивление.
Изменение Ra, в зависимости от отношения d|/d2 (d, и d2 —
диаметры нижнего и верхнего проводов по рис. 4.1.13), пока-
зано в табл. 4.1.1
Таблица 4.1.1
d1/d2 0,1 0,2 0,25 0,33 0,5 0,66 1 1.5 2 3 4 5 10
Па(Ом) 580 440 410 370 330 315 286 265 250 235 225 220 200
Данные таблицы относятся к тонкому проволочному вибра-
тору диапазона 14 МГц (файлы ...FD20_1 .maa, ...FD20_2.maa,
...FD20_3.maa, ...FD20_4.maa), где отношение Z/d (длины дипо-
ля I к диаметру провода d) превышает 1000 На УКВ, где 1/6
меньше, Ra получается несколько ниже.
Петлевой диполь можно выполнить не только из двух, но
и из нескольких проводов. Эти многопроводные ПД не имеют
никаких преимуществ по сравнению с двухпроводным ПД рав-
ной ширины. Ra таких антенн выше, чем у простого ПД, по-
скольку через провод с источником течет меньшая часть об-
щего антенного тока. Серьезным преимуществом назвать это
трудно (Ra > 500 Ом нужно крайне редко), а конструктивно та-
кие антенны сложны, отчего распространения они не получи-
ли. По крайней мере, мне ни разу не встречалась на практике
ПД из нескольких проводов.
Стоит отметить, что в петлевом диполе, даже при нулевых
потерях в проводах, входное сопротивление Ra не равно со-
противлению излучения Пизл (см. п. 3.1.5). Дело в том, что RM3n
31
приводится к максимуму тока всей антенны. А в петлевом ди-
поле через источник течет только часть антенного тока. Поэтому
у петлевого диполя Ra получается намного выше Пизл. Сопро-
тивление излучения петлевого диполя в точности равно РИзл
обычного диполя таких же размеров.
4.1.5.1. Широкополосные и сверхширокополосные
петлевые диполи
Путь к расширению полосы ПД точно такой же, как и в обыч-
ном диполе — выполнение антенны из толстого набора прово-
дов. Если с широкополосным (резонансным) ПД все получается
хорошо, также как и с обычным диполем, то со сверхшироко-
полосными ПД дело обстоит хуже. Первые опыты применения
толстого диполя как сверхширокополосного [1] обнадеживали.
Сверхширокополосный ПД (в отличие от обычного) работает,
начиная с частоты FMIN, на которой его размер всего 0.33...0.35Х,
т. е. при тех же размерах на вдвое низшей частоте, чем обыч-
ный сверхширокополосный диполь. Другим плюсом является
питание сверхширокополосного ПД по линии 500...600 Ом. Это
простая воздушная двухпроводная линия, которая ревлизуется
намного проще, чем требуемая для обычного сверхширокопо-
лосного диполя линия 200 Ом.
Но, увы, у сверхширокополосного ПД между резонансами
КСВ растет весьма резко, и поэтому не удается получить не-
прерывную полосу с таким же низким КСВ, как у обычного тол-
стого диполя.
Г. Айзенбергу установкой дополнительных перемычек в тол-
стом ПД [ 1 ] удалось получить КСВ < 5 более чем в трехкратной
полосе частот. Эта антенна показана в файле ...fat dipole2-1.maa.
При длине 9,8 м и максимальной толщине 0,88 м, в линии
500 Ом она имеет КСВ < 5 в полосе 10...30 МГц. Поскольку
размер этой антенны на FMAX равен X, то ДН в горизонтальной
плоскости даже на FMAX остается дипольной «восьмеркой», без
рассыпания на множество лепестков. Расчет этой антенны
длится очень долго, поэтому в файле ...fat dipole2-1=mab.mab
приведены результаты в полосе 10...30 МГц с шагом 1 МГц.
Сверхширокополосный ПД Айзенберга применяется в ра-
диовещании. Там КСВ = 5в линии 500 Ом не является ограни-
чением, а возможность заземлить на мачту среднюю точку
вибратора (грозозащита) и сохранение формы ДН во всей ра-
бочей полосе являются решающими обстоятельствами.
Намного меньшие значения КСВ при такой же полосе по-
зволяет получить близкий родственник ПД: антенна, также пред-
32
ложенная Г. Айзенбергом [1] и
названная им ВГДШП (на люби-
тельском жаргоне — «паутин-
ка»). Эта антенна (...Web.maa)
показана на рис. 4.1.14.
Ее можно рассматривать как
сверхширокополосный диполь
с плечами в виде плоских тре-
угольников, концы которых замк-
нуты сверху и снизу перемыч-
ками, превращая антенну в по-
добие петлевого диполя. До-
полнительные перемычки в се-
Рис. 4.1.14
редине треугольных плеч служат для подавления паразитных
резонансов. Такая антенна при стороне квадрата 9,6 м и пита-
нии 200 Ом имеет полосы:
• КСВ < 3 — от 11 до 30 МГц;
• КСВ < 2 — от 12 до 28,5 МГц;
• КСВ < 1,5 — от 15 до 26,5 МГц.
Поскольку размер «паутинки» на FMAX не превышает X, то ДН
в горизонтальной плоскости, даже на FMAX, сохраняет форму
дипольной «восьмерки». В файле ...Web=mab.mab приведены
результаты расчета в полосе 10...30 МГц с шагом 1 МГц.
В принципе, антенна рис. 4.1.14 не является чистым ПД,
а занимает промежуточное положение между ПД и щелевыми
антеннами. Но о последних речь далеко впереди (в главе про
УКВ антенны). Кстати, «паутинка» нередко применяется в ка-
честве широкополосной ТВ антенны. При этом ее выполняют
не квадратной, а круглой формы. Заметного влияния на пара-
метры антенны это не оказывает.
4.1.6. Изогнутые диполи
При нехватке места/высоты диполь можно изогнуть (п. 3.7.4).
Одной из наиболее популярных таких антенн является Inverted
V (IV), показанная на рис. 4.1.15 (файл ...InvV40.maa). Она дей-
ствительно напоминает перевернутую букву V.
Причиной широкого распространения IV, особенно на низ-
кочастотных любительских КВ диапазонах, является сочетание
неплохих характеристик, конструктивной простоты — всего одна
мачта, и удобства настройки — изменение длины плеч при на-
стройке производится внизу и не представляет сложностей.
Угол между плечами лежит в пределах 90... 150°. За счет
уменьшения площади раскрыва по сравнению с обычным Х/2
2-3819
33
диполем у Inverted V несколько
. ниже Ra, BW и Ga.
Об эффективности IV в лю-
/ у' х. бительской литературе ветре-
у/ чаются два диаметрально про-
тивоположных мнения: «IV на
малых вертикальных углах за
счет наклона плеч лучше обыч-
ного Х/2 диполя» и «IV, имея
меньшую площадь, проигрыва-
__________L ет Х/2 диполю, подвешенному
на той же высоте». Истина же,
Рис. 4.1.15 как водится, посередине. И за-
ключается она в следующем.
Известно, что у простого Х/2 диполя при высотах подвеса
<0,25Х суммарная ДН близка к круговой, а при высотах
0,25...0,5А. — к эллиптической (см. ДН 1 и 2 на рис. 3.3.9).
Обычно IV используется при высотах мачты 0,1...0,5Х (ниже
0,1Х неразумно использовать горизонтальную антенну, а на
мачте выше 0,5Х можно сделать что-то более существенное,
чем IV) и, являясь хотя и изогнутым, но тоже Х/2 диполем,
имеет похожую ДН в горизонтальной плоскости.
А вот ДН в зенитной плоскости отличаются заметно.
В направлении перпендикулярном антенне (плоскость X-Z
на рис. 4.1.15) вертикальная ДН IV для низких зенитных углов
(< 30°) хуже, чем у обычного Х/2 диполя, подвешенного на вы-
соте мачты (рис. 4.1.18). Можно приближенно сказать, что в этом
направлении ДН IV в зенитной плоскости соответствует обыч-
ному Х/2 диполю, но подвешенному на высоте 0,7...0,8 от вы-
соты верхней точки IV. Это понятно, ведь плечи IV расположе-
ны ближе к земле. Проигрыш IV в этом направлении для зенит-
ных углов ниже 30° составляет несколько дБ и растет по мере
уменьшения угла между плечами IV (снижается средняя высота
антенны).
Но в направлении вдоль полотна антенны (плоскость Y-Z на
рис. 4.1.15) ДН в вертикальной плоскости IV для низких зенит-
ных углов (< 30°) лучше, чем у обычного Х/2 диполя, подве-
шенного на высоте мачты IV. Причем заметно лучше. Выигрыш
может достигать 10 дБ (см. рис. 4.1.18). Причина как раз в рас-
положении плеч под углом к земле — вместе с их наклоном
прижимается к земле и излучение в этом азимутальном на-
правлении, поэтому выигрыш возрастает при уменьшении угла
между плечами IV.
34
В обычном Х/2 диполе горизонтальная ДН при малых зе-
нитных углах приближается к «восьмерке», с заметными прова-
лами едоль плоскости антенны, поэтому проводить DX связи
в этих направлениях затруднительно. IV имеет близкую к все-
направленной ДН в горизонтальной плоскости для зенитных
углов ниже 30°, что обеспечивает возможность DX связей во
всех направлениях (см. рис. 4.1.18)
При использовании проволочной IV в диапазоне 3,5 МГц
возникает проблема. Полоса обычной IV в этом диапазоне
<150 кГц, что не перекрывает весь отведенный участок
3,5...3,8 МГц. Обычное утолщение плечей (как в п. 4.1.3) в IV
неудобно конструктивно. Проблему решает антенна, показан-
ная на рис. 4.1.16 (файл ...wideInvV80.maa).
Рис. 4.1.16
Каждый из трех проводов, образующих плечо толстой IV,
жестко растянут. Получается недежная и практичная конструк-
ция, удобная на крышах многоэтажных зданий. Полоса антен-
ны рис. 4.1.16 по уровню КСВ < 2 превышает 360 кГц, что с за-
пасом перекрывает любительский диапазон 80 м.
Изогнутым можно сделать и петлевой диполь. Примером
такой антенны является «пирамида» — файл ...Piramida.maa,
рис. 4.1.17. По форме это действительно равносторонняя про-
волочная пирамида, по сути — изогнутый петлевой Х/2 диполь.
Рис. 4.1.17
2
35
Как и любая укороченная антенна, пирамида имеет мень-
шее усиление и более узкую полосу менее 100 кГц в диадазо-
не 3,5 МГц при высоте мачты 16 м. Непонятно почему, но из
издания в издание кочует фраза о пирамиде вроде «исследо-
вания показали, что такая антенна при высоте мачты 13 м, ра-
ботает не хуже, чем полуволновой диполь длиной 40 м, подве-
шенный на высоте 29 м». На самом же деле ситуация следу-
ющая. Полоса пирамиды почти вдвое меньше, чем у обычного
диполя. А ДН пирамиды практически совпадает с ДН простой
IV с таким же углом между плечами, размещенной на мачте
той же высоты.
На рис. 4.1.18 приведено сравнение ДН антенн диапазона
80 м: пирамиды на мачте 16 м и Х/2 диполя при высотах под-
веса 16 и 29 м — их ДН практически одинаковы. ДН в горизон-
тальной плоскости построены для фиксированного зенитного
угла 20°. Отчетливо видно, что в направлениях перпендикуляр-
ных плоскости диполя он безоговорочно выигрывает. А в на-
правлениях вдоль антенны диполь столь же безоговорочно
проигрывает IV и пирамиде, о чем уже шла речь несколькими
абзацами выше.
Рис. 4.1.18
Можно выполнить в виде IV и «паутинку» (см. рис. 4.1.14).
Размеры внешнего квадрата остаются теми же, но средняя
точка приподнимается на 5 м. Такая антенна на мачте высотой
9,8 м (файл ...Inv Web.maa) имеет полосу по уровню КСВ < 2
от 10 до 29 МГц, причем от 14 до 25 МГц КСВ не превышает 1,6.
36
Как IV можно выполнить и X диполь (файл ...Inv V
lambda.maa). При питании в центре такой волновой IV отлича-
ется от X диполя тем же, чем и полуволновой IV от Х/2 диполя:
под низкими углами в направлении перпендикулярном полотну
антенны излучение меньше, а в направлении вдоль антенны —
больше.
Но чаще такой диполь питают в середину боковой стороны.
Взгляните на нижнюю антенну рис. 4.1.5 и мысленно согните
ее посередине. Получится что-то вроде описанного в файлах
...VP2E 40m.maa, ...VP2E40m -l.maa. Радиолюбители именуют
такую антенну VP2E (аббревиатура Vertical Polarized 2 Element).
Конечно это не двухэлементная антенна, тем не менее, доля
правды в названии имеется — вертикальные составляющие
токов обеих половин антенны синфазны. Поэтому в направле-
нии, перпендикулярном полотну антенны, излучение с верти-
кальной поляризацией от половинок антенны складывается
в фазе, давая прибавку в Ga. ДН в горизонтальной плоскости
под малыми зенитными углами имеет вид эллипса — преобла-
дает излучение с вертикальной поляризацией, а под больши-
ми — обычный для волнового диполя, питаемого в Х/4 от кон-
ца (рис. 4.1.5 нижний), четырехлепестковый вид (рис. 4.1.6)
и излучение с горизонтальной поляризацией.
Для получения максимального усиления под низкими зе-
нитными углами оптимальный угол излома VP2E составляет
90°. При большем угле вертикальная составляющая тока в на-
клонных проводах VP2E уменьшается и суммарное излучение
под низкими углами тоже. При меньшем угле вертикальная со-
ставляющая тока обоих плеч хотя и возрастает, но плечи ста-
новятся слишком близко друг к другу (снижается площадь рас-
крыва), что также снижает Ga антенны под низкими углами.
Как и любую другую дипольную антенну VP2E можно питать
с конца через Х/4 трансформатор из двухпроводной линии
(...VP2E 40m -1 0.25feed.maa). Вообще, тема проволочной ан-
тенны произвольной длины, питаемой с конца — такие антен-
ны называются LW, long wire, длинный провод — интересна на-
столько, что мы посвятим ей весь следующий параграф.
4.1.7. Long Wire
Почти вбем иногда приходится вставлять прямо в антенное
гнездо приемника/передатчика кусок провода в качестве антен-
ны. Это и есть LV4 он же — длинный провод, питаемый с конца.
Казалось бы, невелика хитрость. Провод вставить — дей-
ствительно невелика. Но понять, как он работает, и чего ждать
от такой антенны, не столь просто.
37
4.1.7.1. Высокочастотное и прочие заземления
В работе LW важную роль играет ВЧ заземление. А что та-
кое «ВЧ заземление»? Увы, в любительской литературе имеет-
ся изрядная путаница в терминах и, соответственно, в понима-
нии. В этом параграфе разберемся с заземлениями. Без этого
работу LW не понять.
Заземление — это место, которое может принять вте-
кающий ток, и при этом обладает близким к нулю сопротив-
лением. Ток в заземление втекает, а напряжения нет или по-
чти нет. И соответственно, нет или почти нет потерь в за-
землении.
В этом определении упоминается ток. А токи бывают раз-
ные; НЧ и ВЧ. И заземления для них должны быть разными.
Почти всегда в технике (за исключением антенной), когда
речь идет о заземлении имеется в виду электротехническое
заземление (ЭТЗ). ЭТЗ должно принимать низкочастотные
токи: 50 Гц от электросети, импульсы грозовых разрядов и т. д.
В любом случае ЭТЗ принимает токи частот не выше единиц
килогерц.
В антенной же технике заземление должно принимать ВЧ
токи на рабочей частоте антенны, и при этом само не излучать
(иначе это будет уже не заземление, а излучающая часть ан-
тенны). То есть высокочастотное заземление (ВЧЗ) обязано
принимать с близким к нулю сопротивлением токи с частотами
единиц...десятков мегагерц.
Рассмотрим разные виды заземления с точки зрения их
пригодности на роль ВЧЗ.
1. Идеальным заземлением для токов любой частоты (од-
новременно и ЭТЗ и ВЧЗ) является поверхность идеальной
земли. Туда может без потерь втечь ток любой частоты (точка
питания антенны должна располагаться именно на уровне зем-
ли). Но идеальная земля хороша в теории. На практике даже
поверхность моря, более других сред, приближающаяся по
свойствам к идеальной земле, доступна редко.
2. Приходится обходиться реальной землей. Для обеспече-
ния контакта с ней провод заземления (или систему проводов)
закапывают. Причем чем хуже проводимость земли, тем боль-
шее количество более длинных проводов приходится исполь-
зовать. Это понятно, в хорошо проводящей земле ток расте-
чется сам, а в плохо проводящей ему надо помогать, обеспе-
чивая максимальную площадь контакта с землей.
В данном случае ЭТЗ и ВЧЗ (точка питания антенны по-преж-
нему у поверхности земли) далеко не всегда одно и то же.
38
Для ЭТЗ провода закапывают для лучшего контакта поглубже,
ближе к хорошо проводящим водоносным слоям. А для ВЧ это
уже не будет заземлением. ВЧ токи не проникают глубоко
в почву (см. п. 3.3.3). Для ВЧЗ систему заземляющих проводов
закапывают либо неглубоко, в 2-3 раза мельче глубины про-
никновения тока ВЧ данной частоты в данную землю, либо
располагают прямо на поверхности земли.
В данном случае:
• ЭТЗ может исполнять роль ВЧЗ только при неглубоком
закапывании заземляющих проводов. Если же провода
ЭТЗ закопаны глубже толщины проникновения ВЧ тока
в землю, то это не будет ВЧЗ (ток просто не дойдет в глубь
земли).
• ВЧЗ, провода (без изоляции) которого закопаны в зем-
лю, заодно является неплохим ЭТЗ.
• Если же для ВЧЗ используются провода в изоляции (для
ВЧ это допустимо), и/или провода ВЧЗ неплотно лежат
на поверхности земли, то такое ВЧЗ будет плохим ЭТЗ.
В самом деле, ВЧ ток протекает сквозь изоляцию прово-
дов как через конденсатор (обкладки провод и земля).
А для НЧ токов это большое сопротивление.
3. ВЧЗ можно выполнить как систему (поверхность) прово-
дов, расположенных низко над землей. Например, как систему
приподнятых радиалов или нерезонансную сетку-поверхность.
ВЧ ток утекает в землю через большую емкость между этой по-
верхностью и землей. Например, 8 радиалов длиной 5 м, замк-
нутые на концах и в середине кольцами (файл ...GND via С.maa)
и расположенные на высоте 0,5 м имеют емкость на землю
около 600 пФ. Для частот выше 3,5 МГц это почти разделитель-
ный конденсатор. Получается, что нижняя точка питания со-
единена с реальной землей через плоский воздушный конден-
сатор сетка-земля. В упомянутом файле заземленный ток ре-
зонансный X/4 GP на 3,5 МГц имеет Za = 36 - j68 Ом. Активные
36 Ом это сопротивление X/4 GP. А составляющая —j68 Ом это
и есть реактивное сопротивление заземляющей емкости сет-
ка-земля.
Дополнительная реактивность должна учитываться во вход-
ном импедансе. Естественно на более высоких частотах она
ниже.
Очень полезным свойством такого ВЧЗ является его широ-
кополосность. Сетка-поверхность, будучи верхней обкладкой
большого конденсатора, принимает в себя ВЧ ток и передает
его через емкость дальше в землю в очень широкой полосе
частот. Нет никакой необходимости делать сетку резонансных
39
размеров (как обычные противовесы у GP). Надо лишь обеспе-
чить ее требуемую емкость на землю. Сетка-поверхность с ра-
диусом 5 м на высоте 0,5 м в файле ...GND via С.maa является
неплохим ВЧЗ в полосе 3,5...30 МГц.
Конечно, такое ВЧЗ совершенно не годится в качестве ЭТЗ.
Для электротехнических токов сотни пикофарад емкости меж-
ду сеткой и землей — практически разрыв.
4. Очень хорошим ВЧЗ является высоко поднятая система
из двух Х/4 радиалов в линию или нескольких, равномерно
распределенных по углу (см. п. 3.4.1). Токи в радиалах текут
в разные стороны, поэтому излучение очень мало (точнее, вза-
имно компенсируется), и столь же мал входной импеданс, что
и требуется от хорошего заземления. Но, увы, так происходит
только на частоте, где длина радиалов равна Х/4. На других
частотах входной импеданс радиалов резко растет, и это уже
не ВЧЗ.
Следовательно, поднятая система из двух Х/4 радиалов
в линию это резонансное ВЧЗ, исправно выполняющее свою
функцию и при большой высоте над землей и даже в свобод-
ном пространстве. Очевидно, что не имея никаких контактов
с землей, такое ВЧЗ не является ЭТЗ. НЧ току тут втекать ре-
шительно некуда.
5. Пусть мы имеем идеальное ВЧЗ и ЭТЗ у поверхности
земли. Допустим, земля идеальна (так повезло) Но наша ан-
тенна располагается высоко, скажем, на высоте Х/4 над зем-
лей, и по принципу своей работы нуждается в ВЧЗ (например,
забегая в следующий параграф, это LW). Как сделать к антенне
ВЧЗ? Соединить проводом точку питания и идеальное ВЧЗ
у поверхности земли? Ответ неправильный, этот провод будет
однопроводной линией со стоячей волной и соответствующим
синусоидальным распределением тока/напряжения. У земли
этот провод подключен к идеальному ВЧЗ с нулевым импедан-
сом. Но к его верху линия этот импеданс трансформирует. Что
дает на входе Х/4 линия, нагруженная на нулевое сопротивле-
ние (см. п. 3.2.4)? Правильно: очень высокое сопротивление,
т. е. обрыв. Значит, в точке питания LW вместо ВЧЗ будет об-
рыв, несмотря на идеальность земли.
Вывод:
Длинные провода (или заземленные мачты), идущие от точки
питания высоко установленной антенны до земли (или до иного
хорошего ВЧЗ), не являются высокочастотным заземлением.
Причина — провод от антенны до хорошего ВЧЗ является
длинной линией с заметной (в X) длиной. Эта линия трансфор-
40
мирует низкий импеданс хорошего ВЧЗ внизу во что угодно,
но только не в ноль вверху, в точке питания антенны (подроб-
нее см. п. 4.1.7.3).
Почему же такие провода работают как ЭТЗ? Потому что на
килогерцах (для НЧ электротехнических токов) длина в Л, про-
вода от антенны до земли ничтожна, и поэтому трансформа-
ции импеданса практически нет. А вот на ВЧ, увы...
Значит использовать в качестве ВЧЗ верхушку металличе-
ской и хорошо заземленной внизу мачты неразумно. Даже
в лучшем случае (высоте этой мачты Л,/2 или кратной, под-
робнее см. п. 4.1.7.3) это весьма неважное ВЧ заземление.
Уже хотя бы потому, что ток, протекающий по мачте, излучает.
А значит, имеет отбор мощности (потери) на излучение, и со-
ответствующее этому активное (и не очень малое) сопротив-
ление. А для ВЧЗ сопротивление должно быть нулевым. Кроме
того, излучение мачты изменяет Za, ДН и Ga основной антен-
ны, что не всегда желательно.
Если же высота заземленной мачты не кратна Х/2, то ее
верхушка имеет высокий (как правило, комплексный) входной
импеданс и служить ВЧЗ не может. Излучающей частью антен-
ны — пожалуйста (см. п. 4.1.7.3), но не ВЧЗ.
6. Все то же самое, что и в предыдущем пункте 5, но про-
вод от точки питания антенны до хорошего ВЧЗ (скажем, грун-
та с неглубоко закопанными радианами) расположен внутри
дома. Например, это шины заземления дома, «нуля» в короб-
ках распределительных шкафов 220 В, трубы водопровода или
отопления. ЭТЗ будет хорошим, а будет ли это и ВЧЗ зависит
от размеров дома и его ВЧ свойств.
Возможны три случая:
1. Материал дома — хороший диэлектрик. С низкой прово-
димостью и почти без активных потерь на ВЧ (сухое дерево,
обожженный кирпич, черепица). В этом случае справедливо
все, сказанное в пункте 5. Невелика разница, какой из сортов
хорошего диэлектрика: воздух, керамика или сухое дерево ок-
ружает идущий к земле провод.
2. Дом из хорошо проводящего материала (например, ме-
таллический ангар). Из-за высокой проводимости тепловых
потерь также почти нет. Это тоже вариант пункта 5, только
в качестве заземленной мачты выступает сам дом. Его боль-
шая толщина (как заземляющего проводника) приводит к низ-
кой реактивности в точке питания антенны, и к тому, что ВЧЗ
может оказаться и неплохим.
3. Дом из плохого диэлектрика, с большими активными по-
терями на ВЧ (бетонные панели, гипс, цемент, провода и трубы'
41
в стенах, несущие конструкции из железобетона) — самый рас-
пространенный случай. Почти все возможное излучение прово-
дов идущих по дому до земли будет израсходовано на нагрев
(тепловые потери) дома. Поэтому в любом случае добротность
проводов внутри дома будет очень низкой и, соответственно, их
входная реактивность тоже. Импеданс ВЧЗ будет невысоким
(большая реактивность невозможна из-за высоких потерь).
Не имеет принципиального значения, как расположить очень
большую кучу глины, песка и камней с проводами внутри: го-
ризонтально (и назвать это «землей с радиаламц») или верти-
кально (и назвать это «домом»).
Отличия этого заземления от описанного в пункте 2:
• диэлектрик дома, как правило, имеет худшую проводи-
мость, чем почва (дома с отсыревшими стенами все же
исключение, а влажная почва — норма). Поэтому дом не
может быть хорошим заземлением (и ЭТЗ, и ВЧЗ), даже
при большом количестве проводов внутри. Примени-
тельно к антеннам это означает снижение Ga из-за паде-
ния КПД (часть мощности расходуется на нагрев дома).
Это почти то же самое, что и падение Ga у вертикалов
на плохой земле;
• заземляемый ВЧ ток будут растекаться по всему дому,
который мы в данном случае считаем «землей». Но ос-
тальные обитатели дома считают его жилищем, и разме-
• щают там разные бытовые приборы. А наш ВЧ ток (вме-
сте с нами) считает их частью «земли». И протекает сквозь
эти приборы. С соответствующими последствиями в виде
помех, причем помех принципиально неустранимых ни
развязкой передатчика, ни дополнительной фильтрацией,
ни подавлением излучения линии питания. Ведь в дан-
ном случае антенна работает нормально: часть ее тока
течет через землю. А то, что в качестве этой земли ис-
пользуется дом, напичканный аппаратурой, антенна не
виновата. Это вопрос к конструктору антенны, устано-
вившему ее столь неудачно.
Надо четко усвоить, что ЭТЗ и ВЧЗ это разные заземления
с разными функциями.
ЭТЗ требуется практически всем электроприборам для
электротехнической безопасности. В современных розетках
электросети часто присутствует третий, заземляющий провод.
Это ЭТЗ на роль ВЧЗ непригодное.
ВЧЗ требуется лишь некоторым антеннам (таких антенн со-
всем немного: GP, LW, Windom, питаемые с конца диполи) и не
для безопасности, а для правильной работы антенны, т. е. для
42
приема ВЧ тока проводимости от второй клеммы источника
и, соответственно, замыкания цепи питания антенны.
Если по соображениям грозо- и электробезопасности надо
заземлить по низкой частоте антенну, нуждающуюся в ВЧЗ, то
требуются два заземления: и ВЧЗ, и ЭТЗ. Иногда одно зазем-
ление может совмещать функции ЭТЗ и ВЧЗ (некоторые из ва-
риантов пунктов 2 и 6 этого параграфа), но такое бывает редко.
Стоит отметить, что ЭТЗ всегда нуждается в контакте с зем-
лей (почвой, грунтом). Высокочастотное же заземление впол-
не можно выполнить как без прямого контакта с грунтом, на-
пример, через емкость (как в пункте 3 этого параграфа), так
и вообще без всякого грунта. Например, пара Х/4 противове-
сов в линию (из пункта 4) отлично выполняет функцию резо-
нансного ВЧЗ даже в свободном пространстве.
4.1.7.2. LW с хорошим ВЧ заземлением
В этом параграфе мы рассмотрим случай, когда приемник/
передатчик (источник), к которому подключен LW, имеет хоро-
шее ВЧ заземление (например, пару Х/4 противовесов в ли-
нию) на рабочей частоте.
На рис. 4.1.19 видно, как меняется ДН LW в свободном про-
странстве в зависимости от его длины (файл ...LW.maa).
Рис. 4.1.19
43
По мере роста длины LW два основных лепестка, направ-
ленные вдоль LW под углом р, все более приближаются к про-
воду, однако не касаются его. Одновременно растет усиление.
Два максимальных лепестка направлены в сторону свободного
конца LW под углами р и -р к проводу, два задних лепестка
направлены в сторону точки питания LW под углами 180-Р
и 180 + р= Задние лепестки на несколько дБ меньше передних.
Изменение основных параметров LW в свободном простран-
стве показано в табл. 4.1.2.
Таблица 4.1.2
Длина LW, Л 0,5 1 1,5 2 3 4 6 8 10 15 20
Угол р, град. 90 53 41 34 29 24 20 17 15 13 . 11
Ga, dBi 2,15 2,84 3,81 4,63 5,88 6,8 8,1 9,04 9,71 10,79 11,28
Объемная ДН LW в свободном пространстве получается
вращением ДН в горизонтальной плоскости (рис. 4.1.19, левая
часть) вокруг оси провода LW.
При больших длинах LW получается нечто вроде двух пусто-
телых конусов, склеенных верщинами. Точно по оси провода
излучения нет, но при отклонении в любую сторону на угол р
имеется максимум.
Но эти данные относятся к свободному пространству. Влия-
ние реальной земли на параметры LW показано на рис. 4.1.20,
на котором даны характеристики тех же LW, что и на рис. 4.1.19,
но при высоте над реальной землей Z/2.
Тут уже двухлепестковости главного излучения не наблюда-
ется. Почему? Из-за разного зенитного угла построения гори-
зонтальных ДН. ДН рис. 4.1.9 построены для нулевого зенит-
ного угла (свободное пространство), т. е. представляют собой
горизонтальный срез точно по оси LW. ДН рис. 4.1.20 построе-
ны для реальной земли, для зенитного угла максимального из-
лучения, который составляет 30...46° (см. столбец Elev. на
рис. 4.1.20). Если мы будем резать наш пустотелый конус ко-
ническим сечением (как строятся ДН см. п. 2.2.6.) при зенит-
ном угле, близком к р, то сечение не «зацепит» центральную
область провала, и результирующая ДН будет такой, как пока-
зано на рис. 4.1.20, — без провала по оси LW. Но при умень-
шении зенитного угла область провала уже «цепляется» и го-
ризонтальная ДН имеет провал точно по оси LW, т. е. становит-
ся двухлепестковой, как на рис. 4.1.19.
44
Рис. 4.1.20
Попробуйте в закладке Диаграммы направленности вруч-
ную уменьшить зенитный угол, для которого строится ДН в го-
ризонтальной плоскости, и увидите это провал.
Другая причина «заплывания» провала по оси LW над реаль-
ной землей при больших зенитных углах более очевидна: сло-
жение с отраженной от земли волной. Очевидно, что тут многое
зависит от высоты подвеса антенны. Если высота меньше 0,5Х
провал вдоль оси на малых зенитных углах мал (единицы деци-
белл), то при больших высотах провал может быть значитель-
ным. Например, LW длиной 2,7бХ с высотой подвеса 1Х при зе-
нитном угле 10° имеет провал 10 дБ в направлении провода.
Вывод:
При больших высотах подвеса LW плохо работает на даль-
них трассах точно в направлении провода.
На низкочастотных любительских диапазонах часто приме-
няют короткий X/4 L.W, расположенный наклонно (файл
...0,25L_sloper.maa). Радиолюбители называют такую антенну
«четвертьволновым сл опером» (файл ...0,25L_sloper.maa).
Ясно, что при наличии ВЧЗ в виде пары Х/4 противовесов это
не что иное, как повернутый X/4 GP. В свободном простран-
стве это особенно очевидно. При низком же расположении
45
(что, как правило, и бывает), ДН Х/4 слопера почти совпадает
с ДН Х/2 слопера (см. п. 4.1.1): дипольная «восьмерка», но
с «заплывшим» минимум в сторону наклона провода. Отноше-
ние излучений вперед/назад (F/B) вдоль провода может пре-
вышать 10 дБ. Поэтому некоторые называют Х/4 слопер на-
правленной антенной. На мой взгляд, это сильное преувеличе-
ние. Почти круговую ДН с одним минимумом трудно назвать
направленной. Тем не менее, надо иметь в виду, что в направ-
лении, противоположном наклону, слопер'на дальних трассах
работает плохо (как впрочем, и простой горизонтальный
диполь плохо работает в направлениях вдоль провода).
Отмечу, что рассмотренные в п. 4.1.1, 4.1.2 и 4.1.6 Х/2 и X
диполи, питаемые с конца, являются частными случаями LW.
Можно сказать, что LW — это диполь произвольной длины, пи-
таемый с конца.
Входной импеданс LW имеет знакомый по длинным дипо-
лям колебательный характер — чередование последователь-
ных (низкоомных) и параллельных (высокомных) резонансов.
Но в отличие от диполя эти резонансы возникают при иных
размерах: последовательные, когда длина LW кратна нечетному
числу Х/4 и параллельные, когда длина LW кратна целому чис-
лу полуволн Х/2, т. е. точно также как в GP (см. п. 3.4.2).
4.1.7.3. LW при плохом ВЧ заземлении
Часто радиолюбители используют LW с плохим, случайным
ВЧ заземлением. Конечно, работу антенны определяет как по-
ложение и длина LW, так и качество и возможное излучение
того, что используется в качестве ВЧ заземления Антенна LW
практически состоит из двух частей: собственно длинного про-
вода и того, что в данном случае пытается (с переменным ус-
пехом) исполнить роль ВЧЗ.
Именно поэтому потребовались два предыдущих парагра-
фа. Надо было сначала разобраться с ВЧ землей, и с работой
самого провода LW (при хорошем ВЧЗ) отдельно. В этом же
параграфе мы рассмотрим все вместе.
Ограничимся лишь двумя случаями плохого ВЧЗ:
• вертикальный провод от точки питания LW к земле (грун-
ту), расположенный так, что он излучает практически без
потерь (одиночная заземленная мачта); ,
• тот же самый провод, но расположенный так, что ВЧ ток,
протекающий через него, в значительной степени расхо-
дуется на тепловые потери (провод, идущий внутри дома
или по стене).
46
В обоих случаях ДН антенны образуется как сумма излучений
самого LW и заземляющего провода. Входной импеданс Za скла-
дывается из ZBX самого LW и импеданса заземляющего провода.
Важный для практики вывод:
Все параметры (ДН. Ga. Za) антенной системы зависят
не только от длины и положения самого провода LW, но и от
длины и положения заземляющего провода.
Заземляющий провод является второй половинкой антен-
ны, сильно влияющей на суммарные параметры. При разных
длинах и положениях заземляющего провода один и тот же LW
имеет весьма разные параметры.
Если длина заземляющего провода кратна целому числу Х/2,
то его входной импеданс чисто активен и невысок (до несколь-
ких десятков ом). Резонансная частота антенны определяется
длиной LW. ДН также близка к ДН самого LW, лишь добавляет-
ся вертикальное излучение заземляющего провода (см. файлы
...LW14.maa. LW14_1.maa).
Если длина заземляющего провода не кратна целому числу
Л./2, то его входной импеданс высок и содержит реактивность,
кроме случая длины, кратной нечетному числу Л/4. Это суще-
ственным образом меняет Za всей антенны, резонансная час-
тота которой в данном случае совершенно не совпадает с ре-
зонансной частотой провода LW (см. файл ...LW14 2bad.maa),
что, впрочем, неудивительно. Ведь резонансной должна быть
вся длина антенны (в данном случае: сумма длин LW и провода
заземления), а не длина лишь одной из ее частей (провода LW).
Если заземляющий провод имеет потери — идет внутри
дома или по стене — это снижает Ga антенны. При длинных LW
снижение это не очень велико. Но зато из-за этих потерь пада-
ет добротность заземляющего провода, что заметно уменьша-
ет реактивную составляющую импеданса, т. е. является по-
лезным эффектом, уменьшая влияние этого провода на пара-
метры антенны. Это иллюстрируют файлы ...LW14_1R.maa,
LW14_2.maa, в которых потери в заземляющем проводе симу-
лированы распределенными вдоль провода активными рези-
сторами.
Следует отметить, что при моделировании антенны с таким
заземлением точность определения Za невелика. Дело в том,
что заземляющий провод уходит в реальную землю, a MINI NEC
(при определении Za) считает, что в идеальную. Соответственно,
будет ошибка на величину сопротивления заземления (на по-
верхности земли). Если заземляющий провод уходит во влаж-
47
ную землю, имеет с ней хороший контакт и снабжен на поверх-
ности земли системой радиалов, то ошибка будет невелика.
А если ржавая труба уходит в сухой песок, то сопротивление
заземления может достигать сотен ом и ошибка будет значи-
тельной.
Если у вас плохое (и/или короткое) ВЧ заземление, то для
того чтобы снизить его влияние на параметры антенной систе-
мы, надо выбирать длину LW так, чтобы модуль его входного
импеданса был наибольшим. Физический смысл этого требо-
вания прост: если уж ВЧЗ плохое, то для снижения потерь
в нем, антенна должна быть устроена так, чтобы ток, втекающий
в ВЧЗ, был минимален, т. ё. иметь максимальное Za.
Сравните, например, Х/4 GP (тоже разновидность LW) из
п. 3.4.1 с входным сопротивлением 20...40 Ом и полуволновой
диполь, питаемый с конца (п. 4.1.1) с Ra несколько килоом.
Первый «вкачивает» в ВЧЗ максимальный ток и поэтому требу-
ет хорошего ВЧЗ в виде, минимум, двух полноразмерных Х/4
противовесов с сопротивлением в единицы ом. Второй нужда-
ется лишь в минимальном заземляющем токе и может обойтись
одним коротким кусочком провода 0,06...0,07Х, с модулем
входного импеданса в сотни ом. Причина именно в разном
входном сопротивлении излучающего провода.
Таким образом, если сам LW имеет очень высокое входное
сопротивление (длина кратна Х/2), то он может работать даже
с очень плохим ВЧЗ. На фоне нескольких килоом LW, дополни-
тельные несколько сотен ом плохого ВЧЗ будут малозаметны.
Даже заметная реактивность ВЧЗ не страшна, так как такой LW
при небольших изменениях длины в состоянии скомпенсиро-
вать сотни реактивных ом плохого и короткого ВЧЗ.
Напротив, если входное сопротивление провода LW низко
(длина кратна нечетному числу А./4), то он будет весьма крити-
чен к качеству ВЧЗ. На фоне нескольких десятков ом входного
сопротивления LW даже лишний десяток ом ВЧЗ приведет
к заметному ухудшению Ga, и даже небольшая реактивность
ВЧЗ существенно изменит резонансную частоту антенны.
Поэтому, если вы делаете LW, а качество используемого
ВЧЗ гадательно, то позаботьтесь, чтобы длина LW была бы
кратна А./2. Это, конечно, даст высокое Ra и принесет пробле-
мы с согласованием, но зато позволит успешно работать даже
при плохом ВЧЗ.
Есть еще один способ получения высокого модуля входного
импеданса для обеспечения работы с плохим ВЧЗ. Этот спо-
соб не годится для передающих антенн из-за резкого падения
48
КПД, но широко применяется в приемных, особенно в бытовых
радиовещательных. Он состоит в том, что провод делается
очень коротким (единицы и даже доли % от X). Входной импе-
данс такого кусочка почти чисто емкостной и весьма высо-
кий — более 1 кОм (см. рис. 3.4.3). Это позволяет работать та-
кой антенне даже при чрезвычайно плохом ВЧЗ, например
корпусе переносного приемника.
В завершение этого параграфа еще раз о Х/4 слопере. Не-
редко на практике параметры этой антенны упорно не желают
иметь ничего общего с характеристиками, приведенными в ее
описании. Читатель, внимательно изучивший предыдущие аб-
зацы, сразу поймет, в чем дело. Х/4 слопер антенна низкоом-
ная, поэтому если ВЧЗ плохое, то Х/4 слопер не заработает
как надо. Причем, если ВЧЗ имеет повышенные потери, но ну-
левую реактивность, то Х/4 слопер будет резонировать там,
где положено, но из-за потерь в ВЧЗ его Ga будет невысоким.
Если же ВЧЗ'имеет еще и реактивность скажем, заземляющий
провод длиной не кратной Х/2, то резонанса на ожидаемой ча-
стоте обнаружить не удастся и придется корректировать раз-
меры слопера, добиваясь резонанса всей антенной системы:
слопер и заземление.
Излучение самого слопера определяется его углом наклона
к горизонту. Но поскольку сам слопер короток, то его ДН в зна-
чительной степени определяется излучением заземляющего
провода (см. файлы ...0.25lambda sloper.maa, 0.25lambda
sloper_1 .maa, 0.25 lambda sloper_2.maa).
Если заземляющий провод имеет большие ВЧ потери (идет
внутри или по стене дома), то для получения максимального
излучения под низкими углами к горизонту слопер желательно
располагать под острым углом к вертикали. Лучше конечно,
вверх (получается вариант наклонного X/4 GP), но для НЧ диа-
пазонов это трудно, поэтому можно наклонять и вниз. Именно
такие антенны часто применяют на высотных домах: Х/4 слопер
идет под острым углом вниз с крыши, а в качестве слабоизлу-
чающего ВЧЗ с потерями используется шина (контур) зазем-
ления дома.
Если же заземляющий провод имеет длину меньше Х/4 и
может эффективно излучать (например, отдельно стоящая мач-
та), то его излучение направлено под низкими углами к гори-
зонту. В этом случае резонансной должна быть суммарная
длина антенны (мачта + сам слопер). В файле ...SIopeH.maa
показан пример такой антенны: заземленная мачта высотой
11 м, и наклонный провод длиной 13,2 м дают четвертьволно-
49
вый резонанс на 3,6 МГц. Отдельно мачта и наклонный провод
имеют нерезонансные размеры, но все вместе — это изогну-
тый резонансный X/4 излучатель. Эту антенну можно рассмот-
реть и как GP со смещенной вверх точкой питания и загнутой
верхней частью. В такой антенне мачта дает основное излуче-
ние под низкими углами. Чтобы не компенсировать его, загну-
тую часть (она же — слопер), дающую меньший вклад в излу-
чение, желательно располагать горизонтально или по возмож-
ности загибать вверх. Загиб вниз приводит к частичной компен-
сации полезного излучения вертикальной части (как и в любой
изломанной антенне, см. п. 3.7.5).
На земле под мачтой желательно положить противовесы
(ВЧЗ) для приема токов, втекающих с мачты в землю, с мини-
мальными потерями.
Видите, как в антеннах все со всем связано? Одна и та же
антенна — это одновременно и вариант А./4 слопера, и разно-
видность LW, и укороченный изломом X/4 GR На самом деле
деление антенн на типы и классы не имеет четких границ, и мы
в дальнейшем не раз будем встречать такие «пограничные»
конструкции, лежащие на стыках разных типов.
4.1.8. V-beam
В параграфе 4.1.7.2 показано, что максимум излучения LW
направлен под углом р к оси провода. Величина этого угла за-
висит от длины LW (см. табл. 4.1.2). Поэтому LW лучше распо-
лагать под азимутальным углом р (или -Р) к требуемому на-
правлению.
Если мы расположим осесимметрично два LW (один под уг-
лом р, второй под углом -р, угол между проводами 2Р), то по-
лучим антенну, называемую V-beam. По форме она действи-
тельно напоминает горизонтальную, сильно вытянутую букву V.
Максимумы излучения обоих проводов складываются синфаз-
но по оси антенны, что дает прибавку усиления относительно
одиночного LW в два раза (3 дБ). Поскольку в данном случае
источник подключен к двум проводам, то V-beam не нуждается
в ВЧ заземлении (в отличие от LW). Основные характеристики
V-beam приведены на рис. 4.1.21.
Основной лепесток антенны направлен по оси симметрии
антенны в сторону раскрыва. Он весьма узкий даже при неболь-
шой длине проводов. Задний лепесток имеет такую же форму,
но меньше на 3...4 дБ. Излучение в остальных направлениях
складывается из большого числа ббковых лепестков и ниже ос-
новного в среднем на 10 дБ. Примеры V-beam разной длины даны
50
в файлах ...VbeamlO.maa, ...VbeamIO O.maa, ...VbeamlO_l.maa,
.. . Vbeam 10 2. maa.
Основное достоинство V-beam — возможность получить
высокое Ga при простой конструкции. Так V-beam со стороной
4,75Х (номер 3 на рис. 4.2.21) имеет в свободном простран-
стве усиление 11,66 dBi, что соответствует примерно 6-ти эле-
ментной антенне Yagi.
Основной недостаток (как это часто бывает) — продол-
жение этого достоинства: очень узкий основной лепесток ДН
(у данной антенны меньше 15° по уровню -3 дБ). Поэтому при-
меняется V-beam в основном лишь для связей в фиксирован-
ном направлении, например, в профессиональной радиосвязи
на постоянных радиолиниях.
Рис. 4.1,21
Za V-beam в зависимости от длины стороны ведет себя точ-
но так же как и для LW:
• если длина стороны кратна нечетному числу Х/4, то Za
минимально (100...200 Ом) и чисто активно;
• если длина стороны Л./2, то Za высокое (несколько кило-
ом) и также чисто активное;
• в остальных случаях Za комплексное.
Изменение входного сопротивления V-beam становится яс-
нее, если рассмотреть эту антенну как двухпроводную линию
с большими активными потерями на излучение (см. п. 3.2.4)
или как сложенный длинный диполь (см. п. 4.1.2).
51
Поскольку от изменения электрической (в X) длины сторо-
ны V-beam форма главного лепестка ДН зависит слабо (срав-
ните на рис. 4.2.21 ДН 2 и 3), то V-beam нередко применяют
как многодиапазонную направленную антенну с 2...3 кратным
перекрытием по частоте. При этом возникают две проблемы:
1. Za меняется по диапазонам. Поэтому требуется пере-
страиваемый тюнер в точке запитки, или питание по высоко-
омной линии с тюнером внизу (подробности в разделе 5.1).
2. Угол раскрыва 20 будет оптимальным лишь для одной
частоты (см табл. 4.1.2). Выше и ниже этой частоты угол будет
отличаться от оптимального, поэтому упадет Ga и возрастет
уровень боковых лепестков. Падение усиления при отклонении
угла раскрыва от оптимального является фактором, ограничи-
вающим крайние частоты применения V-beam с фиксирован-
ны мчу гл ом раскрыва.
Другой антенной, реализующей идею сложения максиму-
мов излучений двух отдельных LW, является LWV антенна, по-
казанная на рис. 4.2.22 (вид на антенну сверху).
Рис. 4.1.22
Два LW (длиной L каждый) включены последовательно
друг за другом, но не в линию, а под углом. Если угол перегиба
равен (180 - 20), то левый лепесток LW1 и правый LW2
(см. рис. 4.1.19) складываются в фазе, давая прибавку усиле-
ния, относительно LW такой же (2L) длины, но вытянутого в ли-
нию. Угол 0 выбирается (из табл. 4.1.2) исходя из длины L оди-
ночного LW, а не полной длины антенны.
В отличие от V-beam у LWV источник подключается лишь
к одному LW, поэтому ВЧ заземление LWV необходимо так же,
как и обычному LW. На рис. 4.2.22 ВЧЗ это пара Х/4 противо-
весов. Входной импеданс LWV зависит от ее длины (полной,
равной 2L) почти так же, как и для простого LW с длиной 2L
Примеры двух LWV приведены в файлах ...LWVl0_0.maa и
LWVIOJ.maa.
Часто применяют упрощенную LWV: начало и конец антенны
располагают у поверхности земли, используя ее в качестве ВЧЗ,
52
точку перегиба — на мачте максимальной высоты, дальний ко-
нец — невысоко над землей без контакта с ней. В таком виде
LWV требует лишь одной мачты (файл ...LWVlO_GND.maa).
Снижение до уровня земли начала и конца антенны даром
не проходит, усиление падает примерно на 3 дБ. Но для полу-
чения такого же усиления от простого LW равной длины, его
пришлось бы поднять обоими концами на высоту мачты, т. е.
понадобилось бы две мачты вместо одной.
Конечно антенна LWV — это не V-beam, хотя и весьма
близкая его родственница. В этот параграф она попала лишь
потому, что мне не удалось найти для нее более подходящего
места. В принципе же, идея сложения излучения двух прово-
дов, расположенных под углом применяется нередко. Взгляни-
те хотя бы на VP2E (см. п. 4.1.6) — ДН в вертикальной плоско-
сти VP2E как раз образуется таким сложением.
4.2. Вертикальные антенны
Земля и заземление. Согласование X/4 GP. Длинные GP.
J-антенна. Вертикальные диполи. Петлевые GP. Переверну-
тые GP. Широкополосные GP. Сверхширокополосные GP на
изоляторе. Петлевые (шунтовые) сверхширокополосные GP.
Использование заземленной мачты как вертикала. Гамма-
и омега-согласования. Разновидности петлевых GP. Win-
dom'Hbin GP. Антенны верхнего питания. Питание в приподня-
тые над землей противовесы.
В этом разделе мы не будем касаться влияния качества
земли, высоты подвеса, настройки противовесов — они были
рассмотрены в разделе 3.4, а сосредоточимся на практических
конструкциях вертикалов. Все модели, упоминаемые в разде-
ле 4.2, находятся в папке ...ANT\HF simple\Vertical\, а если упо-
минается файл из другой папки, то к нему указан полный путь.
4.2.1. Земля и заземление
Множество споров ведется лишь потому, что люди вклады-
вают разный смысл в одинаковые слова. Поэтому вначале оп-
ределимся с терминами.
Земля — в данной книге — это синоним подстилающей по-
верхности под антенной в радиусе, превосходящем высоту верх-
ней точки вертикала над этой поверхностью в десятки...сотни
раз. Чаще всего земля — это просто почва, грунт, в случае УКВ
антенн это может быть и крыша (если ее размеры превышают
указанный радиус).
53
Заземление — употребляется в значении ВЧЗ (см. п. 4.1.7.1),
неизлучающего устройства приема ВЧ токов.
Земля сильно влияет на параметры любой антенны (см. раз-
дел 3.4) по двум причинам:
1. Излучение вертикальной антенны направлено вдоль по-
верхности земли. Распространись вдоль среды с потерями
(земли), волна испытывает тем большее затухание, чем выше
активные потери в земле и чем ниже расположена антенна.
2. ДН образуется сложением двух волн: излученной антен-
ной и отраженной от земли.
Таким образом, даже если вертикальная антенна не нужда-
ется в ВЧЗ (например, Л/2 симметричный вертикальный ди-
поль), то влияние земли остается точно таким же, как и для ан-
тенны с ВЧЗ. Радиус, в котором земля оказывает влияние,
весьма велик и даже в минимальных случаях исчисляется еди-
ницами X (см. п. 3.4.7), а может достигать и сотен X при боль-
шой высоте подвеса вертикала.
На практике же вертикальные излучатели редко питают
в середине. Это неудобно конструктивно (исключение — УКВ
диполи с их малыми размерами). Обычно применяется несим-
метричное питание с нижнего конца. А как показано в пп. 3.4.1,
4.1.4 и 4.1.7, провод, питаемый с конца, нуждается в токопри-
емном устройстве (оно же ВЧЗ), к которому подключается вто-
рой вывод источника.
Рис. 4.2.1
54
Почти всегда в качестве ВЧЗ для несимметричных вертика-
лов используется система противовесов. Их количество зависит
как от высоты противовесов над землей (п. 3.4.5), так и от вход-
ного импеданса провода, питаемого с конца (см. п. 4.1.7.3).
Длина противовесов определяется конструкцией конкретной
антенны (прежде всего Ra вертикала) и может быть от единиц
до десятков % 1 (чаще всего Х/4).
Если противовесы расположены выше 0,15Х над землей,
то достаточно всего двух, максимум четырех, противовесов
(см. п. 3.4.5.1). Дальнейшее увеличение их числа в данной си-
туации ничего не улучшит.
Если же система противовесов расположена ниже 0,15Х,
следовательно, ближнее поле вертикала достает до земли, то
рост числа противовесов улучшает КПД антенны. Этот эффект
выражен тем больше, чем ближе противовесы к земле (п. 3.4.5.2
и п. 3.4.5.3). Иллюстрируют это графики рис. 4.2.1 и 4.2.2, на
которых показано, как меняется Ga вертикалов разной длины,
в зависимости от числа Х/4 радиалов и их высоты над реаль-
ной средней землей.
Высота над реальной землей в длинах волны
Рис. 4.2.2
Из рис. 4.2.1 и 4.2.2, полученных расчетами в NEC2 for
MMANA (см. п. 2.3.1), видно:
1. У длинного 5/8Х GP, для высот более 0.025Х над землей
увеличение числа радиалов с 2 до 16 почти не меняет Ga. При
высоте 0,5% X та же процедура дает всего 0,3 дБ прироста
55
усиления. Причина столь слабой зависимости Ga от числа ра-
диалов: высокое входное сопротивление 5/8А GP и удален-
ность области максимального тока GP (его средняя часть) от
земли.
2. Для обычного X/4 GP (рис. 4.2.1) зависимость выражена
сильнее, максимальный прирост Ga при увеличении числа
противовесов с 2 до 16 составляет 1,4 дБ. Причина: низкое Ra
и близость области максимального тока вертикала (его нижняя
часть) к земле.
3. Укороченный X/8 GP (рис. 4.2.2) весьма критичен к числу
радиалов. Чем они ближе к земле, тем больше изменение Ga
от числа радиалов. Разница в Ga достигает более 4 дБ при вы-
соте 0,5% X. Причины, кроме указанных в предыдущем пункте,
описаны в разделе 3.7. Это возрастание реактивной энергии
ближней зоны и более высокие потери в поглощающих пред-
метах (в земле), при том же самом расположении, что и пол-
норазмерная антенна.
Итак, заземление (оно же ВЧЗ, оно же система радиалов) —
это одно, а земля — совершенно другое.
Земля оказывает сильное влияние на параметры любой
вертикальной антенны, вне зависимости от того, нуждается ли
данная антенна в ВЧЗ или нет. Земля не является конструктив-
ной частью антенны — это часть окружения антенны, влияю-
щая на Za, Ga и ДН (исключение GP прямо на поверхности
земли, когда земля заодно исполняет роль ВЧЗ.
Заземление (высокочастотное) — это конструктивная часть
антенны (не любой, лишь некоторые антенны нуждаются в ВЧЗ).
Правильно выполненное ВЧЗ, расположенное выше 0,151 над
землей, практически не оказывает влияния на эффективность
антенны.
ВЧ заземление требуется лишь для замыкания цепи проте-
кания тока от источника. Иногда система радиалов может
иметь небольшие размеры, а то и вовсе отсутствовать. Антен-
на не нуждается в ВЧЗ, если точка питания вертикала располо-
жена дальше, чем в 0,071 (см. п. 4.1.1) от свободного конца
излучателя.
Правильно выполненное ВЧЗ практически ничего не излу-
чает (см. п. 3.4.1). Для системы противовесов это означает,
что радиалы должны быть распределены равномерно — осе-
симметрично — вокруг вертикала. Встречающееся утвержде-
ние, что, группируя противовесы в каком-то одном секторе,
можно получить направленное излучение вертикала, сильно
преувеличенно. Неравномерное расположение противовесов
56
приводит к тому, что система противовесов начинает излучать
(см. п. 3.4 1). Суммарная ДН антенны образуется сложением
ДН вертикала (по-прежнему, круговой) и ДН излучающих про-
тивовесов (ее вид зависит от степени осевой асимметрии си-
стемы противовесов и их высоты над землей). Один из возмож-
ных результатов показан на рис. 3.5.11 ДН2. Это ДН вертикала
с излучающей системой противовесов. Назвать такую ДН на-
правленной можно лишь с большой натяжкой. Это скорее про-
сто перекос ДН.
4.2.2. Согласование X/4 GP
X/4 GP является самой распространенной вертикальной ан-
тенной. При всех своих плюсах (простая конструкция, пологий
зенитный угол излучения) простой Х/4 вертикал стоящий на
земле, или с системой горизонтальных Л./4 противовесов,
(см. файлы ...Vert20.maa и ...Gp40.maa) имеет Ra = 22...40 Ом
(см. п. 3.4.6) и поэтому требует согласования. В принципе,
можно применить любой из методов согласования, описанных
в разделе 3.5. Здесь же мы рассмотрим наиболее удобные
именно для вертикалов.
Проще всего применить Г-образную согласующую цепь
(п. 3.5.2). GP с таким согласованием показан в файле ...0.25GP
with ATU.maa. Чтобы увидеть СУ в этом файле, растяните по-
сильнее масштаб в точке питания.
Более удобным вариантом является использование удли-
ненного GP (п. 3.5.8). Идея в том, что при увеличении длины
вертикала его Ra растет (см. рис. 3.4.4). Появляющуюся же
реактивность +jXa легко компенсировать последовательным
конденсатором. Примеры таких антенн в файлах ...Vert20s.maa,
o..Vert20s+rad.maa, Vert20s_75.maa, Vert20s_75+rad.maa. Нужная
степень удлинения (до получения Ra = 50 или 75 Ом) зависит от
диаметра вертикала и его высоты над землей (см. рис. 3.4.11)
Для каждого конкретного случая достаточно просто получить
результат в MMANA по такой методике:
• нарисуйте свой GP;
• удлиняя его, добейтесь желаемого Ra (не обращая вни-
мания на jXa);
• последовательно с источником включите конденсатор и,
изменяя его, добейтесь jXa ~ 0.
Для получения Ra - 50 Ом длина GP должна быть в преде-
лах 0,27...0,ЗХ, а для 75 Ом 0,28...0,ЗЗХ. Настройка такого вер-
тикала ведется изменением емкости конденсатора в основа-
нии. Высоту антенны менять нет необходимости, jXa будет
57
скомпенсирована в любом случае, а небольшая ошибка в Ra
мало повлияет на КСВ.
Способы согласования GP параллельной реактивностью
(п. 3.5.8) — слегка удлиненного GP параллельным С (файл
...Vert20m.maa) и слегка укороченного параллельной L (файл
...Vert20L.maa) — широкого распространения не получили.
Скорее всего, из-за неудобства настройки, так как надо ме-
нять не только номинал согласующих С и L, но и высоту GP, до-
биваясь правильного соотношения JXa/Ra (см. п. 3.5.8).
Популярным способом согласования X/4 GP с противовеса-
ми, поднятыми выше 0,15Х, является отгибание противовесов
вниз под углом. X/4 GP с горизонтальными противовесами
имеет Ra = 22...40 Ом. А вертикальный Х/2 диполь, который
можно рассмотреть как X/4 GP с противовесами, опущенными
точно вниз, в зависимости от высоты над землей 65.,.100 Ом.
Ясно, что где-то в середине этого пути, отгибая противовесы
не точно вниз, а меньше, можно найти искомые 50 Ом. В за-
висимости от высоты подвеса угол отгиба будет отличаться:
если GP невысоко над землей, то достаточно 100...110° (файл
...GP40 1 mh.maa), при высоте подвеса около Х/4 требуется
уже 120е (файл ...0.25GP with slope radials.maa), а при больших
высотах может потребоваться и 130.. 140° (файл ...Gp40s.maa).
Отгибание противовесов вниз эквивалентно уменьшению вы-
соты точки питания GP над землей, поэтому несколько увели-
чивает вертикальный угол излучения и снижает Ga (подробнее
см. п. 3.4.5.1).
Бытующее мнение, что ДН в горизонтальной плоскости та-
кого GP «вытягивается» лепестками адоль противовесов, не-
верно (посмотрите ДН упомянутых файлов).
Часто используются гамма- и омега-согласования, позво-
ляющие отказаться от нижнего изолятора. О них настолько
подробно рассказано в параграфах 3.5.10 и 3.5.11, что повто-
ряться здесь нет смысла.
На НЧ диапазонах X/4 GP требует изрядной высоты, что не
всегда возможно. Поэтому приходится располагать GP наклон-
но (файл ...Sloper GP.maa). ДН при этом остается терпимой, но
Ra заметно падает (из-за уменьшения площади раскрыва).
Для такого GP самым простым способом согласования является
описанное выше удлинение GP примерно до 0,ЗХ с последова-
тельным настроечным конденсатором в точке питания (файл
...Sloper long GP.maa).
Другое решение при нехватке высоты мачты, состоит в том,
что GP делают изогнутым (п. 3.7.4), изломанным (п. 3.7.5)
58
или с емкостной нагрузкой сверху (п. 3.7.3). Используют мачту
максимально доступной высоты, а оставшуюся часть GP от-
гибают либо горизонтально вбок (антенна Inverted L, файл
...Inverted L.maa), либо под углом вниз (файл ...Inverted Llmaa),
либо устанавливают на верхушку мачты емкостную нагрузку
(подробности и файлы — в параграфе 3.7.3). Согласование та-
ких GP проще всего осуществить последовательным конденса-
тором, предварительно удлинив вибратор до Ra = 50 Ом.
Но вернемся к обычным X/4 GP с четвертьволновыми про-
тивовесами. Еще один способ их согласования заключается
в смещении точки питания. Точно так же, как и для Х/2 диполя
(п. 4.1.1, рис. 4.1.1), Ra вертикала возрастает по мере переме-
щения точки питания к верхнему краю антенны.
Рис. 4.2.3
Очевидно, что можно найти точку, где Ra = 50 Ом. Столь же
очевидно, что необходимое смещение точки питания зависит
от исходного Ra (при питании в пучности тока), а значит, и от
толщины GP, его высоты над землей и сопротивления потерь
в земле. Если для Л/4 GP, стоящего на земле, достаточно сме-
щения 0,05...0,09Л, (файл ...GP with offset.maa), то для GP
с приподнятыми противовесами (длиной Х/4) уже 0.12...0.16Х
(файл ...offcenter GPl.maa). Вертикальная часть, стоящая на изо-
ляторе соответственно укорачивается, что позволяет использо-
вать механически более простой изолятор, а в качестве нижней
части вертикала верхушку существующей, заземленной метал-
лической мачты. Такая конструкция приведена на рис. 4.2.3
59
(файл ...offcenter GP.maa). X/4 противовесы подключаются пря-
мо к мачте. Верхняя часть мачты от противовесов до источника
используется как часть излучателя. Дальнейшее развитие этой
идеи см. в п. 4.2.9.4.
Есть еще один способ асимметричной запитки GR Но он
пригоден только для GP, противовесы которых подняты выше
0.15Х над землей. Для согласования этим способом удлиняют
вертикал, соответственно укорачивая противовесы. Так, GP
высотой 0.32Х с парой противовесов по О,16Х имеет Ra = 50 Ом
(файл ...AssymGRmaa). Штырь высотой 0.362Х с четырьмя про-
тивовесами по 0.075Х имеет Ra = 112 Ом (файл ...Asimm
GP28.maa). Вертикал высотой 0,4Х с четырьмя противовесами
по 0.056Х имеет Ra - 200 Ом (файл ...AsimmGP28_200.maa).
Короткие противовесы облегчают размещение антенны.
Встречающееся мнение, что такой вертикал плох из-за своих
коротких противовесов, неверно (если конечно противовесы
установлены выше 0,15Х над землей — см. пп. 3.4.5.1 и 4.2.1).
Любые противовесы практически ничего не излучают (см.
п. 3.4.1), а лишь принимают ток вертикала, т. е. работают как
ВЧЗ (см. пп. 4.1.7.1 и 4.2.1). А для рассматриваемых верти-
калов, в силу их большой длины и повышенного Ra, даже не-
большое ВЧЗ (короткие противовесы) полностью справляется
с приемом тока. Ga таких антенн даже выше, чем у простого
Х/4 штыря, потому что больше длина излучающей вертикаль-
ной части (см. рис. 3.4.2 и 3.4.5). Собственно говоря, это уже
не четвертьволновые, а более-длинные штыри (например, файл
...СВ5_8 lambda.maa). Но это уже тема следующего параграфа.
А в этом мне осталось только напомнить, что асимметрич-
ные антенны требуют наличия хорошего устройства подавле-
ния синфазного тока линии (см. п. 3.6.7 и раздел 3.6). Без та-
кого устройства добиться работоспособности асимметричной
антенны практически нереально.
4.2.3. Длинные GP
Под термином «длинный» в этом параграфе понимается GP
с высотой вертикала больше 0.25Х, но меньше 0.65Х. Более
длинные штыри не используются из-за плохого излучения под
низкими зенитными углами. Их ДН в вертикальной плоскости
поднимается вверх (п. 3.4.1). Происходит это потому, что на
вертикале появляются участки с противофазными токами.
Если не принять специальных мер по устранению этих участ-
ков (т. е. используется простой, однородный штырь), то ис-
пользовать GP с высотой более 0.65Х неразумно. А если меры
60
по устранению излучения противофазных токов приняты (эти
участки свернуты в отрезки линий или катушки), то это будет
уже не однородный штырь, а коллинеарный. Разговор о таких
GP в главе 6 четвертой части книги. Здесь же будут рассмот-
рены только однородные длинные GR
Усиление растет вместе с длиной GP. В разных источниках
приводятся разные цифры: в некоторых указано, что рост дли-
ны GP от Х/4 до 5/8Х дает прибавку Салишь в 1,5 дБ, в других,
что несколько (3...4) дБ, а практика показывает, что на длинных
трассах 5/8Х GP может выиграть и больше. Кто прав? Как ни
странно — все. Вопрос лишь в том, под каким зенитным углом
сравнивать. Обратимся к рис. 4.2.4, на котором показано как
меняются усиления GP в зависимости от его высоты. GP снабжен
четырьмя Х/4 противовесами, высота основания GP (и проти-
вовесов) над средней землей составляет 0,05Х.
Рис. 4.2.4
Видно, что максимальное Ga изменяется всего на 1,5 дБ.
Но усиление под углом 5° меняется уже более чем на 4 дБ. Под
более низкими зенитными углами выигрыш длинных GP будет
еще выше. Причин тому две:
1. У более высоких GP сильнее прижат к земле главный ле-
песток ДН. Например, для антенн, характеристики которых по-
казаны на рис. 4.2.4, угол максимального излучения уменьша-
ется от 25 до 15° по мере роста длины штыря.
61
2. С увеличением высоты GP область максимального тока
штыря удаляется от поверхности земли, что снижает поверх-
ностное затухание на малых зенитных углах.
Поэтому, несмотря на то, что прибавка максимального Ga
относительно невелика, увеличение высоты GP дает очень
ощутимый эффект при малых зенитных углах (т. е. при дальних
связях). Из-за этого длинные штыри очень распространены,
невзирая на их высокий (и, как правило, с реактивностью) вход-
ной импеданс (см. рис. 3.3.3 и 3.4.4).
Обычно длинные GP согласуют Г-образной цепью, автома-
тически рассчитываемой в окне MMANA Сервис — Сервис
и установки — СУ на LC. В данном случае лучше установить
флаг Конденсатор последовательно. При этом (для Za длин-
ных GP) катушка согласования будет подключаться между ан-
тенной и противовесами, что обеспечит стекание статических
зарядов со штыря и несколько снизит шум на приеме. Примеры
такого согласования для GP с высотами 0.4Х, 0,53Х и 0,6257.
показаны в файлах ...VertO.4L+LC.maa, ...Vert53.maa и ...Vert58.maa
соответственно.
Иногда с той же целью используют согласование парал-
лельным контуром (файл ...VertO.6L+ LC-maa). Кардинально ре-
шает эту проблему гамма-согласование (см. п. 3.5.10 и файл
...Gamma 0.5 lamda GP.maa). Однако для длинных штырей оно
имеет тот недостаток, что полоса получается почти вдвое мень-
ше, чем у этого же штыря, согласованного LC-цепью. Впрочем,
если сделать «толстое» гамма-согласование (см. п. 3.5.12.5),
то полоса получается почти такой же, как и при LC-согласовании.
Нередко используют длинные вертикалы с загнутым гори-
зонтально или вниз концом. Это Г-антенны (если провод гори-
зонтален), или изломанные вертикалы (см. п. 3.7.5). По сути,
они являются вариантом слопера (п. 4.1.7.4) с отдельно сто-
ящей, излучающей мачтой. Отличие лишь в точке запитки:
у слопера — наверху мачты, у GP — внизу, но это меняет лишь
входной импеданс, а ДН и Ga антенны остаются прежними.
Если используется изогнутый GP с общей длиной около
5/87. (такие антенны применяют на НЧ диапазонах, например
...Inv L.maa), то его Ra понижается, и может быть около 50 Ом.
Согласование в этом случае делается просто последователь-
ной катушкой, компенсирующей jXa.
Высокий входной импеданс длинных GP приводит к тому, что
требования к противовесам (длине и количеству) снижаются
(особенно, если их высота над землей больше 0,157.). Мини-
мальные требования к ВЧЗ предъявляет Т./2 GP, имеющий мак-
62
симальный входной импеданс. В этом случае можно вовсе от-
казаться от системы противовесов, и использовать для ВЧЗ
синфазный ток согласующего Л/4 отрезка двухпроводной ли-
нии. Посмотрите рис. 4.1.1, если повернуть на 90° изображенный
там Х/2 диполь, питаемый с конца через отрезок к/4 линии, то
получится Х/2 GP из файла ...0.5 L GP + feed line.maa. Но это
уже следующий параграф.
4.2.4. J-антенна
Если антенну рис. 4.1.1 повернуть вертикально и вытянуть
в одну линию с диполем согласующий Х/4 отрезок, то получит-
ся J-антенна (рис. 4.2.5). Она действительно напоминает силь-
но вытянутую букву J (файл ...J-ant.maa). По сути, это А./2 GP,
питаемый с конца (верхняя полуволновая часть антенны). Ток
в начале такого GP мал, Za в этой точке высокое (единицы ки-
лоом) и для согласования удобно использовать Х/4 отрезок
воздушной двухпроводной линии (нижняя, четвертьволновая
часть антенны на рис. 4.2.5)
Стоп, скажет внимательный читатель. А почему высокоом-
ный верхний конец А./4 линии нагружен как-то странно? Левый
ее вывод идет на А./2 GP, а вот правый по-
чему-то висит в воздухе? Нас автор убеж-
дал раньше, что не может источник одним
выводом в воздухе висеть. А тут правый
вывод высокоомного конца линии, а она
и есть источник для X/2 GP, ни к чему не
подключен...
Рискну утверждать, что никакого про-
тиворечия нет. Второй вывод линии дей-
ствительно висит в воздухе. Но это вовсе
не означает, что к нему ничего не подклю-
чено — подключено — сама же линия. Ведь
по ее проводам может протекать не. только
дифференциальный ток 4 (питающий ан-
тенну), но и синфазный (асимметрии) 1С
(п. 3.6.2). В данном случае 1С это и есть
антенный ток второго (висящего в воздухе)
вывода линии.
То есть дифференциальный, передаю-
щий мощность по линии ток поднимается
от источника (внизу рис. 4.2.5) по линии.
В каждом проводе линии дифференци-
альный ток одинаков по величине и про-
Рис. 4.2.5
63
тивоположен по направлению (см. п. 3.6.2). Достигнув же вер-
хнего конца линии дифференциальный ток левого вывода ухо-
дит в X/2 GP. А дифференциальный ток правого вывода воз-
вращается назад по линии, но уже как синфазный (асиммет-
рии). Происходит то же самое, что описано в параграфе 4.1.1
и показано на рис. 4.1.2 и 4.1.3. То есть роль Х/4 противовеса
для нашего вертикала играет сама линия согласования.
Тут надо ответить на вопрос, почему на распределении то-
ков по Х/4 линии J-антенны так неотчетливо видна асимметрия
токов? Как описано в п. 3.6.2, если линия излучает, т. е. имеет
1С, то суммарные токи в ее проводах становятся разными. По-
смотрим на распределение токов на рис. 4.2.5. При построе-
нии этого рисунка специально убрана в установках MMANA
птичка Показывать токи, учитывая фазу (п. 2.2.11), чтобы
токи в Х/4 линии отображались рядом (на самом деле они про-
тивофазны) и можно было на глаз уловить их различие. Но
даже так отличие токов весьма невелико. Почему? Дело в том,
что Zd начинается снизу Х/4 линии, а 1С — сверху. А как извест-
но, ток в начале Х/4 линии, нагруженной на высокое сопротив-
ление, или Х/4 провода с открытым концом максимален. Итак,
Zd, начинаясь снизу от максимума, убывает до минимума ввер-
ху линии. И этот минимальный Ia верхнего конца линии являет-
ся током питания антенны. Он течет в GP и возвращается вниз
по линии как 1С. Но 1С сверху максимален, а книзу он убывает
до нуля (точно также, как ток в любом Х/4 противовесе). Мини-
мум тока Ia вверху линии, является максимумом тока Zc. Поэто-
му заметное-отличие суммарных токов Х/4 линии на распреде-
лении рис. 4.2.5 можно наблюдать лишь вверху линии, а внизу
отличия нет, кривые токов идут почти одинаково.
Таким образом, J-антенна является по сути вертикальным
Х/2 диполем запитанным с конца. Нижняя Х/4 двухпроводная
линия выполняет две функции: согласующего устройства на по-
следовательно-параллельно включенных линиях (см. п. 3.5.7)
и четвертьволнового противовеса к X/2 GP (синфазный ток этой
линии является током противовеса).
Так как противовес один, то он излучает (см. п. 3.4.1). Но
поскольку ток, втекающий в противовес, очень мал, то излуче-
ние линии-противовеса невелико. Усиление J-антенны лишь на
0,25 дБ больше, чем у симметричного Х/2 вертикального дипо-
ля, питаемого в середине. Эта прибавка 0,25 дБ и есть излуче-
ние противовеса-линии.
Настройку антенны, точнее говоря, ее СУ из Х/4 линии, про-
изводят движением перемычки, в которую включен источник
64
(питающий кабель), поэтому конструктивно эту перемычку вы-
полняют как скользящий хомутик. Можно настраивать J-антен-
ну, не трогая перемычку, а отгибая-пригибая к мачте верхнюю
часть правого провода 7/4 линии. При этом меняется волновое
сопротивление 7/4 линии и, соответственно, трансформирован-
ный ею импеданс.
В конструкции J-антенны надо обратить внимание на каче-
ство нижней, короткозамыкающей перемычки. Через нее течет
максимальный ток, поэтому она должна быть с малым сопро-
тивлением и иметь очень хороший контакт с обоими провода-
ми линии.
Нижняя точка J-антенны может, но не обязательно, быть за-
землена непосредственно или на несущую мачту (см. п. 4.2.9).
В качестве 7/4 согласующего отрезка ни в коем случае не
используйте коаксиальный кабель. Из-за высокого КСВ потери
в нем чрезвычайно велики (п. 3.2.7).
J-антенна очень популярна на УКВ для местной связи, при-
влекая неплохими параметрами и простотой изготовления.
Достаточно взять трубку или пруток длиной X, изогнуть согласно
рис. 4.2.5 и подключить кабель на высоте 0,01...0,037 от ниж-
ней точки
На КВ J-антенна в чистом виде из-за большой суммарной
высоты (0,757) применяется редко. Приходится пускаться на
различные ухищрения, снижающие высоту антенны. Например,
загнуть вбок верхнюю (0,1...0,37) часть антенны (файл ...mod
J.maa).
Очевидно, что загнутая часть работает как горизонтальная
антенна, поэтому часть энергии излучается с горизонтальной
поляризацией под высокими углами к горизонту.
Чтобы преодолеть этот недостаток, лучше выполнить загну-
тую часть антенны как емкостную нагрузку (ЕН) в виде двух
или нескольких (как описано в п. 3.7.3) осесимметричных про-
водов (файл ...mod J-1.maa). При этом их излучение взаимно
компенсируется, и излучателем остается лишь вертикальная
часть антенны — от верха согласующей 7/4 линии до ЕН.
Уменьшение длины излучающей части, по сравнению с обыч-
ной J-антенной, приводит к снижению Ga.
Уменьшить высоту J-антенны можно установив ЕН и внизу
излучающей части (те. вверху согласующей 7/4 линии), как
показано в файле ...mod J-2.maa. Это возможно, так как там
точка максимума напряжения (как на конце диполя). При этом
минимум тока переместится на дальние концы ЕН, а на верх-
нем конце согласующей 7/4 линии будет ток, втекающий в ЕН.
3-3819
65
Соответственно повысится значение тока противовеса (т. е. син-
фазного тока 1С согласующей А/4 линии) и ее излучение.
Если к описанной выше антенне добавить и вторую ЕН
(сверху), то можно еще болбе уменьшить высоту. Полученная
в результате такой процедуры антенна (ее разновидности по-
казаны в файлах ...mod J-3.maa и ...mod J-4.maa) имеет высоту
около 0.5Л., и уступает в усилении обычной J-антенне лишь
0,5 дБ. Распределение тока по излучающей вертикальной части
(между обеими ЕН) близко к трапецеидальному. Такая антенна
представляет собой по сути укороченный вертикальный ди-
поль, питаемый с конца, через согласующую 7/4 линию. Срав-
ните последнюю антенну ...mod J-4.maa и вертикальный уко-
роченный диполь из раздела укороченных емкостью антенн
...Short\C\0.5 lamda short GP witn feed line 2.maa. Это практиче-
ски одинаковые антенны, отличающиеся лишь расположением
согласующей 7/4 линии.
4.2.5. Вертикальные диполи
Вертикальные диполи привлекают тем, что при питании не
с самого края (от 0,06...0,077 — см. п. 4.1.1), они не требуют
противовесов.
Вертикальный 7/2 диполь настолько близок по параметрам
к 7/2 GP и J-антенне (симметричный диполь отличается лишь Ra,
а питаемый с конца совпадает полностью), что не имело бы
смысла выделять его в отдельный параграф, если бы не назва-
ние этой части книги. Речь здесь идет о КВ антеннах. А длина
волны в КВ диапазоне исчисляется десятками метров, и пото-
му вертикальный 7/2 диполь требует весьма высокой мачты,
да еще и с хорошим изолятором внизу (на конце диполя мак-
симум напряжения). Поэтому весьма желательно принимать
меры по уменьшению высоты антенны.
В п. 3.7.3 показано, что лучшим методом укорочения явля-
ется использование ЕН. Поэтому вертикальные диполи на КВ
часто выполняют как укороченные с ЕН. Питание вертикальной
антенны в центр неудобно конструктивно, поэтому такие дипо-
ли запитывают снизу, между нижней ЕН и вертикальной частью
(рис. 4.2.6, файл ...Ну Gain GP.maa).
Вертикальный 7/2 диполь, укороченный вдвое (т. е. с физи-
ческой высотой 7/4), интересно рассмотреть как разновидность
7/4 GP. В самом деле, антенну рис. 4.2.6 можно представить
как 7/4 GP, удлиненный сверху емкостной нагрузкой, с уко-
роченными противовесами (нижняя ЕН). С этой точки зрения
66
R=O.O35X
Х/4
Рис. 4.2.6
становится ясно, почему Ra такой ан-
тенны заметно выше (см. окончание
п. 4.2.2), чем Ra простого GP, и состав-
ляет 60...70 Ом. Распределение тока
по излучающей вертикальной части
типично для диполя с ЕН — близко к
равномерному. За счет этого антенна
рис. 4.2.6 имеет Ga на 0,33 дБ выше,
чем обычный X/4 GP, у которого ток
к верху убывает до нуля (рис. 3.4.1).
На практике верхнюю ЕН делают
меньшего диаметра, достигая резо-
нанс либо включением катушки ввер-
ху (файл ...Ну Gain GP-l.maa), либо
увеличением диаметра нижней ЕН
(файл ...Ну Gain GP-2.maa). В обоих
случаях Ra снижается и становится
близким к 50 Ом. Усиление также не-
сколько падает, но все равно остает-
ся на 0,2...0,25 дБ выше, чем у обыч-
ного X/4 GP.
ЕН можно выполнить не только как
круг, но и как пару проводов в линию
(файл ...H-antenna.maa). В таком ва-
рианте вертикальный диполь напоминает лежащую на боку
букву «Н» или обычный GP, но с двумя парами противовесов —
одна внизу, а вторая вверху — и удобен для развешивания
между мачтами или домами. При размещении такой антенны
на одной мачте провода верхней ЕН лучше выполнить как
отрезки верхнего яруса растяжек (файлы ...H-antenna-1 .таа
и ...Н-antenna-2.таа).
Вертикальные диполи нельзя располагать так, чтобы их ниж-
ний конец был бы прямо у земли. В отличие от GP вертикальные
диполи не имеют системы противовесов, а нижняя ЕН имеет
недостаточный радиус, чтобы экранировать ближнюю зону от
потерь в земле.
Нижний край таких диполей надо располагать выше 0,1Х
(в крайнем случае, 0,05Х) над землей. Почему в данном случае
указано расстояние меньшее, чем граница ближней зоны
(0,16Х)? Дело в том, что у вертикальных диполей область мак-
симального тока находится в середине антенны и удалена от ее
нижнего края, в отличие, например, от X/4 GP, поэтому основ-
ная энергия ближней зоны сосредоточена выше.
3
67
4.2.6. Петлевые GP
Простой X/4 GP делается так: отрезается половинка Х/2 ди-
поля, поворачивается вертикально, а вместо второй половинки
используется ВЧЗ (земля и/или радиалы). Если в качестве исход-
ного материала для этой процедуры взять не простой, а петле-
вой Х/2 диполь, то получится петлевой GP (рис. 4.2.7).
Петлевой GP (ПОР) отличается от простого тем же и по точно
таким же причинам (см. п. 4.1.5), что и петлевой диполь от обыч-
ного: вчетверо большим Ra и несколько более широкой поло-
сой. Ra петлевого GP, находящегося высоко над землей, со-
ставляет 80...90 Ом (файл ...Folded GP.maa), а стоящего на по-
верхности земли (файл ...Folded_GP1 .maa) — 140. . 150 Ом.
Эти данные справедливы при равном диаметре обоих верти-
кальных проводов.
Если же используются разные по толщине провода (а так
почти всегда и бывает), то Ra изменяется от соотношения
диаметров в тех же пропорциях, что и для петлевого диполя
(см. табл. 4.1.1).
Петлевые GP в отличие от петлевых диполей на КВ исполь-
зуются часто. Причина существенная — при расположении на
земле один из проводов ПЭР непосредственно заземлен. То
есть в качестве основы можно использовать заземленную ме-
таллическую мачту, что гораздо проще конструктивно, а вто-
рой провод выполнить как один или несколько тонких провод-
ников, спускающихся с верха мачты к точке питания.
68
Это решение имеет много преимуществ:
• заземленная мачта не требует прочного (электрически
и механически) изолятора;
• она же исполняет роль громоотвода;
• диаметром, числом и расположением дополнительных
проводов можно менять Ra антенны.
Эти преимущества столь значимы, что профессиональные
антенны средневолновых вещательных передатчиков почти
всегда выполняют именно как петлевые GP на заземленных
мачтах. Иное тут неприемлемо: что прикажете делать, если
под капитальной мачтой высотой несколько десятков метров
прогорит изолятор?
Простой петлевой GP имеет довольно высокое Ra и для со-
гласования с коаксиальными кабелями его надо понижать — за
исключением случая питания кабелем 75 Ом, высоко поднято-
го петлевого GP. Это можно сделать несколькими способами:
1. В соответствии с табл. 4.1.1. если диаметр провода, в ко-
торый включен источник, адесятеро больше заземленного про-
вода, то Ra петлевой антенны снижается в 1,5 раза, т. е. для
поднятого над землей nGP до 50 Ом. На высокочастотных КВ
диапазонах так и делают (файл ..Folded GP_50 Ohm.maa)» Для
высоких же мачт НЧ диапазонов такой способ впрямую неудо-
бен. Заземленная мачта сама должна иметь большой диаметр
из соображений механической прочности, и устанавливать ря-
дом с ней изолированную трубу адесятеро большего диаметра
как-то неразумно. Поэтому поступают точно также как в дипо-
ле Надененко (рис. 3.2.7) — заменяют толстую трубу набором
тонких параллельных проводов. Их располагают по кольцу,
вокруг заземленной мачты (файл ...fold unipole shield.maa) так,
что получается коаксиальная структура: заземленный цент-
ральный проводник-мачта и цилиндрический экран большого
эквивалентного диаметра, но из тонких проводов вокруг нее.
Именно так делают передающие антенны средневолнового
радиовещания. Поскольку в конструкциях таких масштабов на-
стройка изменением размеров крайне нежелательна, то дела-
ют мачту несколько больше расчетных размеров, а возможную
реактивность jXa убирают последовательным конденсатором
(как в файле ...fold unipole shield.maa). Ra подгоняют под
50 Ом, устанавливая дополнительные перемычки между прово-
дами экрана и мачтой не только сверху, но и ближе к середине.
Это уже не чистый петлевой GP, а что-то ближе к антенне с ши-
рокополосным гамма-согласованием (см. п. 3.5.12.5 и файл
...ANT/Match/MW-Broadcasting.maa).
69
2. Еще один способ согласования петлевого GP основыва-
ется на том соображении, что Ra любой антенны уменьшается
с ее укорочением. Можно уменьшить высоту ПСР так, что ее
Ra станет равным 50 Ом. Получившуюся jXa, которая носит ин-
дуктивный характер, убирают последовательным конденсато-
ром (файл ...Sh Folded GP.maa). Высота GP при этом получается
0,1...0,15Х (в зависимости от соотношения диаметров и рас-
стояния между проводами). По сути, это предельный вариант
гамма-согласования укороченного GP (п. 3.5.10 и 3.7.7.3).
Недостатки этого решения являются следствием того, что
это укороченная антенна: уменьшаются КПД и полоса, заметно
возрастают требования по снижению потерь в системе радиа-
лов. Последнее вызвано тем, что ПцЗЛ ПСР (любого) намного
ниже Ra, и в точности равно RM3n обычного GP таких же разме-
ров (см. п.4.1.5). Иизл GP высотой всего 0.1...0.15Х составляет
лишь несколько ом (см. п. 3.7.1.1). А КПД антенны определяет-
ся именно исходя из Иизл (см. п. 3.1.5).
3. Приведенный в предыдущем пункте способ укорочения
не единственный. Применительно к петлевым GP очень хоро-
шие результаты дает укорочение изломом (п. 3.7.5). Загиба-
ние в сторону верхней части полноразмерного ПСР конечно
понизит его Ra. Где-то на этом пути можно найти и 75, и 50 Ом
входного сопротивления (рис. 3.7.14 и файл ...ANT\Short\Fractal\
FoldedGP75_3.maa). Физическая высота антенны при этом
обычно 0,1...0,12Х и зависит от соотношения диаметров, угла
загиба и высоты подвеса. Этот способ несколько лучше по Ga
и полосе, чем предыдущий. Расположение и форма загнутой
части не имеют большого значения. По конструктивным сооб-
ражениям ее лучше выполнить в виде треугольника. Это по-
зволит использовать в качестве ее сторон отрезки верхнего
яруса растяжек мачты (файл ....ANT\Short\Fracta!\80vvert.rnaa).
4. Провода, образующие ПСР, вовсе не обязательно распо-
лагать параллельно. Сохранив общий периметр антенны 7^/2,
можно раздвинуть провода петлевого GP в рамку (рис. 4.2.8).
При этом уменьшится высота антенны (до 0,15...0,18Х)
и снизится Ra, что и требуется для согласования (файлы
...Folded_GPl_75.maa и Folded_GP1_50.maa). Форма рамки
не очень критична и допускает произвольные изменения под
местные условия. Можно даже не сводить внизу вместе оба
провода ПСР. Антенна при этом приобретает П-образную фор-
му (рис. 4.2.9, файл ...Folded_GP_Long.maa)
Такая антенна удобна, если неподалеку имеется заземлен-
ная труба, внизу которой нельзя расположить точку питания,
но можно закрепить провод за ее верх.
70
Недостатком антенны рис. 4.2.9 является то, что требуется
две системы радиалов, под каждой из половинок антенны.
Крайне желательно соединить проводом эти системы.
ДН горизонтальной антенны рис. 4.2.9 отличается от при-
вычного круга. Токи в половинках горизонтального провода
противофазны, и поэтому этот провод практически не излучает.
В вертикальных же проводах антенны токи синфазны, поэтому
их излучение складывается в фазе вдоль оси X. Из-за этого ДН
в горизонтальной плоскости имеет вид эллипса с максимума-
ми по оси X.
Рис. 4.2.9
Несмотря на то, что два последних способа согласования
требуют серьезного изменения формы ПОР, ДН в вертикаль-
ной плоскости таких антенн остается практически такой же,
как и у обычного GP.
71
4.2.7. Перевернутые GP
Если взять обычный X/4 GP с четвертьволновыми противо-
весами, и перевернуть его вверх противовесами, то получится
антенна Inverted GP. Очевидно, что в свободном пространстве,
где нет ни верха, ни низа, такая процедура ничего не изменит
в параметрах антенны. Над реальной же землей изменения бу-
дут — это зависит от высоты антенны над землей, числа про-
тивовесов и места установки антенны.
Если мы переворачиваем одиноко стоящий в чистом поле
X/4 GP, несколько Х/4 противовесов которого расположены
высоко над землей, то заметных изменений в ДН, Ga и Za не бу-
дет. С одной стороны у Inverted GP не экранируется проникно-
вение ближнего поля в землю, с другой — область максималь-
ного тока вертикала удалена от земли, что уменьшает ближнее
поле у земли. В результате выходит примерно «то на то».
Если же исходный, еще не перевернутый GP стоит невысо-
ко, а его нижнюю часть затеняют местные поглощающие пред-
меты (дома, деревья, кустарники), то перевертывание антенны
даст выигрыш в Ga. Дело в том, что у Inverted GP область мак-
симального тока вертикала, обеспечивающая основное излуче-
ние антенны, расположена вверху (у простого GP внизу), и по-
тому ее излучение «перепрыгивает» расположенные вокруг
внизу поглощающие предметы.
В качестве X/4 Inverted GP обычно не используют мачту. На
нижнем конце антенны максимум напряжения, и возникают
проблемы с высококачественным изолятором. Как правило,
Inverted GP подвешивают между существующими мачтами или
домами. Дело упрощается тем, что из-за высокого расположе-
ния радиалов их не требуется больше двух. Антенна имеет при
этом Т-образную форму (файл ...Inv GP.maa).
При размещении нижнего конца Inverted GP у земли Ra > 40 Ом.
Это позволяет питать ее непосредственно коаксиальным кабе-
лем. Его внешнюю сторону оплетки удобно использовать вме-
сто одного из противовесов, установив дроссель на расстоя-
нии Х/4 от точки питания, как описано в п. 3.6.8 (рис. 3.6.20).
Но, по соображениям техники безопасности, желательно
располагать нижний край антенны так, чтобы он был недосту-
пен с земли. А при увеличении высоты подвеса Inv GP его Ra
снижается до 20...30 Ом, что уже требует согласования. Мож-
но применить любой из способов, описанных в п. 4.2.2. Напри-
мер, в файле ...Inv GP-1.maa показано согласование удлине-
нием вертикала, при соответствующем укорочении противо-
весов.
72
Очень удачный способ запитки Inverted GP описан в п. 3.6.8
(рис. 3.6.21) — наружная сторона оплетки питающего кабеля
используется как вертикальный излучатель.
Inverted GP можно согласовать еще одним способом. Он не
описан в п. 4.2.2, потому что простой GP так никто не согласо-
вывает, но зато приведен в п. 4.2.4 про J-антенну. Inverted GP
питается снизу, через согласующий отрезок двухпроводной Х/4
линии (файл ...TAU-0.25.maa). По сути, это разновидность J-ан-
тенны с емкостной нагрузкой (она же — радиалы) вверху.
Как уже много раз было упомянуто, система противовесов
почти ничего не излучает и мало влияет на Ra. Поэтому верх-
ние радиалы Inv GP можно физически укорачивать, естествен-
но, удлиняя их электрически катушкой до резонанса, не опа-
саясь падения Ga и изменения Ra. В данном случае радиалы
ничего не экранируют и не снижают сопротивление потерь.
Единственное что ухудшается с укорочением противовесов —
полоса антенны. Короткие противовесы выполняют функцию
приема тока (ВЧЗ) в меньшей полосе, чем полноразмерные.
Например, при укорочении противовесов вдвое (до Х/8) полоса
X/4 InV GP уменьшается в полтора раза (файл ...Inv GP
+SR.maa). При сильном укорочении противовесов можно оста-
вить лишь один радиал. Совсем короткий радиал излучает
столь мало, что компенсировать его излучение вторым таким
же радиалом (см. п. 3.4.1) уже не имеет смысла. Получается
антенна, описанная в п. 3.7.8.3 — полноразмерный X/4 Inv GP
с одним очень коротким противовесом с катушкой, который по
недоразумению именуют «микровертикалом» (см. п. 3.7.8.3).
Укорачивать противовесы Inv GP можно при любом способе
согласования. Например, в файле ...TAU -0.25-l.maa показан
Inv GP с укороченными противовесами, запитанный снизу че-
рез согласующий отрезок двухпроводной Х/4 линии.
Последнее, на чем надо остановиться в этом параграфе,
это наклонный Inv GP. В самом деле, если вы развешиваете та-
кую антенну между домами, то идея опустить низ антенны точно
в середину двора не представляется особо удачной. Из конст-
руктивных соображений лучше нижний конец антенны закре-
пить у одного из домов (например, если вы живете на нижних
этажах, то на своем окне или на балконе). Но здесь возникает
проблема: наклонный излучатель имеет горизонтальную со-
ставляющую излучения. Результатом этого является заметное
снижение излучения антенны под низкими углами к горизонту.
Чтоб вернуть вид ДН такой антенны в зенитной плоскости
к привычному для GP, приходится нарушать физическую сим-
73
метрик) системы противовесов, чтобы их излучение с горизон-
тальной поляризацией компенсировало бы горизонтальную
составляющую наклонной части штыря. Пример, как это сде-
лать, показан в файле ...Slope GP-TAU.maa.
4.2.8. Широкополосные
и сверхширокополосные вертикалы
Точно также как и для диполей (см. п. 4.1.3) способ расши-
рения полосы у GP (самой антенны, без СУ) существует лишь
один — сделать вибратор максимально толстым.
Для X/4 GP, стоящего на хорошо проводящей земле, при
Z/d =10000 относительная полоса BW по уровню КСВ < 2 состав-
ляет 3,2%, при Z/d = 100 полоса расширяется до 15%, а при
Z/d = 20 — до 25%.
Входное сопротивление Х/4 вертикала, стоящего на хоро-
шей земле, уменьшается с ростом толщины провода GP: если
при Z/d = 10000 Ra составляет 36 Ом, то при Z/d = 100 падает
до 33 Ом. а при Z/d = 20 — до 30 Ом. С подъемом GP над зем-
лей Ra уменьшается, как описывает график рис. 3.4.11. Эф-
фект снижения Ra с ростом толщины GP не учитывается в ме-
тоде моментов при прямой установке провода большого ради-
уса. Но учитывается, если толстый вибратор сделан как набор
параллельных проводов (как практически и выполняются тол-
стые GP КВ диапазона).
Однако полосу резонансного (однодиапазонного) GP тре-
буется расширять редко. Не было бы счастья, да несчастье по-
могает. Сопротивление потерь в системе заземления снижает
добротность GP, расширяя полосу. Да так. что даже на НЧ лю-
бительских диапазонах полоса X/4 GP, как правило, с запасом
перекрывает отведенный участок.
4.2.8.1. Сверхширокополосные GP на изоляторе
Намного больший практический интерес представляют сверх-
широкополосные GP, у которых отношение верхней рабочей
частоты к нижней FMAx/FMin может достигать нескольких единиц.
Делается сверхширокополосный GP очень просто: берется лю-
бой сверхширокополосный диполь (п. 4.1.5.1). От него отреза-
ется половинка и ставится вертикально над хорошим (и тоже
широкополосным) ВЧЗ, например поверхностью хорошо про-
водящей земли.
Распространенный на КВ сверхширокополосный GP показан
на рис. 4.2.10. Определимся с Za такой антенны. В п. 4.1.3.2
74
показано, что сверхширокополосные р
диполи оптимально питать по линии 1
200 Ом. А из п. 3.4.6 следует, что Za Л
обычного GP вдвое меньше, чем у ди-
поля, если GP стоит на земле, и в три ill rft
с лишним раза меньше, если основа- ill I \\
ние GP поднято высоко над землей. ill и
Применив эти сведения к сверхширо- / / I \\
кополосному GP получим, что его Za / / \\
составляет 100 Ом на земле и 67 Ом / / \\
при большой высоте подвеса. Такие / / \ \
GP нередко питают непосредственно L-J-— — —
коаксиальным кабелем 50 или 75 Ом, VV 7/7
мирясь с повышением КСВ. Vi / //
Кстати, о КСВ. Даже при питании по 'XI II/
линии с волновым сопротивлением точ-
но равным Za у сверхширокополосных 3S
GP КСВ в рабочей полосе выше, чем Y
у сверхширокополосных диполей. Ведь рис. 4.2.10
при «урезании» диполя до GP умень-
шается адвое лишь график Ra(f) (см. рис. 4.1.8). Значения же
графика jXa(f) остаются почти без изменений. Это и понятно,
с чего бы вдруг при уменьшении размера антенны падать ре-
активности?
Поэтому для сверхширокополосных GP КСВ < 3 считается
хорошим результатом. Рабочая полоса таких вертикалов сверху
ограничена тем, что при физической высоте GP больше 0,65Х
лепесток ДН в зенитной плоскости звдирается вверх, и исполь-
зовать такую антенну неразумно ни на КВ, ни на УКВ (см. п. 3.1.9),
несмотря на неплохой КСВ. Снизу полоса ограничена резким
падением Ra при малой (в X) высоте GP, поэтому FMAX/FM,N
у сверхширокополосных GP на изоляторе не превышает 3,5
(типично 2...2,5).
Оптимальные размеры антенны рис. 4.2.10 для работы в
диапазоне 14...29 МГц, таковы: высота 6,75 м, максимальный
диаметр 2,6 м, высота максимального диаметра над землей
2,15 м. Такая антенна (файл ...WB14_28.maa) при установке на
земле имеет КСВ < 2 во всей рабочей полосе при запитке ли-
нией 100 Ом. Если эту же антенну запитать кабелем 75 Ом
и смириться с максимальным КСВ до 2,5, то рабочая полоса
антенны составит 10...29 МГц.
Ю. Матийченко (UW4HW) описал антенну для полосы 14...29 МГц
с формой рис. 4.2.10 и размерами: высота 5,1 м, максимальный
75
диаметр 1,6 м, высота максимального диаметра над землей
1,7 м, питание по кабелю 75 Ом. Уменьшение размеров от опти-
мальных даром не прошло: у такой антенны (файл ...UW4HW.maa)
максимальный КСВ в рабочей полосе достигает уже 2,8 (осо-
бенно в участке 21...25 МГц). Тем не менее, это вполне при-
стойный результат, и антенна UW4HW (также известная под
жаргонным названием «морковка») получила среди радиолю-
бителей широкое распространение.
Встречающаяся в любительской литературе идея удвоения
размеров антенны UW4HW и получения полосы 7...28 МГц
удачной не представляется. Терпимый КСВ получить в такой
полосе можно. Но ДН такой антенны в вертикальной плоскости
выше 20 МГц никуда не годится, так как ДН в зенитной плоско-
сти задирается вверх. Причина: высота антенны на этих часто-
тах становится больше 0,65Х (см. п. 4.2.3).
Показанная на рис. 4.2-10 форма сверхширокополосного GP,
хотя и наиболее распространена (из-за удобной конструкции),
но не единственно возможная. Хорошие результаты дает кони-
ческий сверхширокополосный GP. Конус, расположенный вер-
шиной вниз, выполняется из набора тонких проводников (файл
...Conus.таа). Такая антенна позволяет заметно расширить вниз
рабочую полосу частот. На FM,N высота конического GP состав-
ляет всего 0,165Х против 0,23...0,25Х для антенны рис. 4.2.10.
Так, при диаметре конуса 3,3 м и его высоте 3,5 м в полосе
14...45 МГц его КСВ не превышает 2,8.
При всех плюсах конический GP имеет и минус. Один, но
существенный: он неудобен конструктивно. Для его выполне-
ния требуется или несколько мачт, стоящих по кругу, между ко-
торыми его и развешивают, или же одна мачта, но с большими
горизонтальными распорками наверху.
Рис. 4.2.11
76
Чаще применяют упрощенный вариант конического GP:
плоский треугольный GP, показанный на рис. 4.2.11 (файл
...WBl4_50.maa).
По сути, это сечение конуса вертикальной плоскостью. Для
расширения полосы треугольный GP выполняют из проволоч-
ной сетки. Такая антенна развешивается на тросе между двумя
мачтами. За то, что это плоская, а не объемная антенна прихо-
дится расплачиваться повышением КСВ. Так, при высоте 3,1 м
и ширине верхней стороны 6 м максимальный КСВ в полосе
14...45 МГц возрастает до 3,2.
До сих пор мы рассматривали сверхширокополосный GP,
стоящий на поверхности земли. А что использовать в качестве
ВЧ заземления, если GP поднят над поверхностью земли?
Если антенну предполагается использовать не в сплошной
полосе, а лишь в отдельных узких участках (например, любитель-
ских диапазонах), то можно использовать несколько соединен-
ных параллельно резонансных ВЧЗ: Х/4 противовесы на каж-
дый любительский диапазон (файл ...UW4HW+res radials.maa).
Такое ВЧЗ не является широкополосным, поэтому вся антенна
не имеет непрерывного перекрытия по частоте. Между люби-
тельскими диапазонами, где нет резонансных противовесов и
ВЧЗ плохое, КСВ сильно возрастает. С другой стороны, подбо-
ром длины радиалов можно несколько снизить jXa и КСВ в каж-
дом диапазоне. Если основание GP поднято выше 0,15Х над
землей, то достаточно по два радиала в линию (п. 3.4.5.1) на
каждый диапазон.
Но часто желательно иметь именно сплошное перекрытие
по частоте. А это значит, что требуется широкополосное ВЧЗ,
поднятое над землей Как описано в п. 4.1.7.1, таким ВЧЗ яв-
ляется сплошной диск-сетка. Антенна UW4HW, с проволочным
диском диаметром 5 м в качестве ВЧЗ, имеет КСВ < 3 во всей
полосе 14...29 МГц (файл ...UW4HW+radials.maa).
Если диск ВЧЗ использовать с коническим GP, то можно по-
лучить весьма низкий КСВ более чем в двукратной полосе час-
тот. Но такая антенна, как и конический GP на земле, неудобна
конструктивно. Однако если ее перевернуть, как мы это делали
с GP в п. 4.2.7, то получается весьма практичная конструкция,
показанная на рис. 4.2.12 (файл ...Discone.maa).
Такая антенна называется дискон (диск + конус), и легко вы-
полняется на одной мачте. Верхние горизонтальные распорки,
замкнутые кольцом на концах, образуют диск-ВЧЗ. А отрезки
растяжек верхнего яруса мачты, также замкнутые на нижних
концах проволочным кольцом, образуют конус GP.
77
Таким образом, диском — это перевернутый конический
сверхширокополосный GP с ВЧЗ в виде диска. Излучателем
служит конус, а диск не излучает, а лишь принимает ВЧ ток.
Питается диском следующим образом: кабель проходит снизу
по оси антенны. Центральная жила соединяется с диском, оп-
летка — с конусом.
При диаметре диска 3,8 м, высоте конуса 5,4 м и диаметре
основания конуса 5,9 м дискон рис. 4.2.12 в полосе 14...29 МГц
имеет КСВ <1,6 при питании по кабелю 75 Ом. При питании по
кабелю 50 Ом максимальный КСВ в полосе достигает 2,2.
4.2.8.2. Петлевые (шунтовые)
сверхширокополосные GP
Точно также как и петлевой диполь (см. п. 4.1.5.1) можно
сделать сверхширокополосным и петлевой GP. Самая простая
конструкция такого GP выглядит так: внутрь обычного сверх-
широкополосного GP рис. 4.2.10 вставляется проводник (мачта),
электрически соединяющая вершину антенны с землей (или
ВЧЗ). Антенна выполняется точно так же, как на рис. 4.2.10, но
несущая мачта должна быть проводящей и заземленной (файл
... WB14_28_т. таа).
По сравнению с обычным сверхширокеполосным GP плю-
сом петлевого GP является расширение полосы вниз за счет
возрастания Ra, минусом — то, что КСВ в полосе выше. Так,
78
антенна ...WB14 28m.maa при высоте 4,65 м, максимальном
диаметре 1,73 м, высота максимального диаметра над зем-
лей 1,5 м имеет КСВ < 2,8 в полосе 14...29 МГц (линия пита-
ния 100 Ом).
Среди радиолюбителей популярна петлевая модификация
антенны UW4HW (файл ..UW4HW_m.maa). От антенны, рас-
смотренной в предыдущем абзаце, она отличается только раз-
мерами: высота 5,1 м, максимальный диаметр 1,6 м, высота
максимального диаметра над землей 1,6 м. При питании по
кабелю 75 Ом КСВ < 3,5 в полосе 14...29 МГц.
Можно сделать петлевой сверхширокополосный GP и из ан-
тенны рис. 4.2.11. Для этого заземляют верхние края тре-
угольника (рис. 4.2.13), т. е. соединяют полотно антенны с не-
сущими заземленными металлическими мачтами. Такая антен-
на (файл ...FWB14_50.maa) при высоте 3 м и ширине 6 м имеет
КСВ < 3 в полосе 14...50 МГц.
Рис. 4.2.13
Более удобный конструктивно вариант предыдущей антен-
ны показан на рис. 4.2.14 (файл ...FQuad.maa). Для этой антен-
ны требуется лишь одна заземленная мачта. Боковые шунты
одновременно являются растяжками. При высоте мачты 4,3 м
и ширине антенны внизу 8,6 м КСВ < 3 в полосе 14...25 МГц.
79
В заключение отмечу, что полоса сверхширокополосных GP
как петлевых, так и на изоляторе заметно зависит от сопротив-
ления потерь в системе заземления. Приведенные в этом па-
раграфе данные по ширине полосы относятся к случаю очень
хорошего ВЧЗ с сопротивлением потерь 5 Ом. При худшей си-
стеме заземления полоса будет шире. Радоваться этому не
стоит, ибо происходит это за счет соответствующего падения
КПД и Ga антенны.
4.2.9. Использование заземленной мачты
как вертикала
Модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ...ANT\HF simple\Vertical\GND tower\.
Часто возникает задача использовать в качестве вертикаль-
ной антенны уже имеющуюся заземленную мачту. Почти все-
гда это оказывается возможным, надо лишь знать некоторые
тонкости.
1. Мачту надо снабдить ВЧЗ, например Х/4 противовесами.
Вовсе не обязательно располагать противовесы именно на
уровне земли, можно их делать и приподнятыми. В последнем
случае высота излучателя считается от уровня противовесов.
Если же нет возможности разместить противовесы ни припод-
нятые, ни на поверхности земли, ни неглубоко прикопанные,
в крайнем случае, можно обойтись и без них. При этом ВЧЗ
служит почва, и от проводимости последней сильно зависит
сопротивление потерь заземления и Ga. На плохой почве при-
менять укороченные вертикалы без противовесов нежелательно
из-за низкого КПД. Но если проводимость грунта под мачтой
высока (солончаки, заболоченная местность, вода), то даже
относительно короткая мачта может быть весьма эффективным
излучателем.
2. Мачта должна быть хорошо проводящей. Если же это ус-
ловие не выполняется (телескопическая мачта с неизвестным
качеством контактов между трубами, стальная мачта, старая
окисленная мачта), то придется приложить усилия, чтобы сде-
лать мачту проводящей. В простейшем случае пропустить вдоль
нее медный или алюминиевый провод, а лучше несколько таких
проводов, распределив их равномерно по периметру сечения
мачты. Электрически соединяться с мачтой эти провода обя-
заны вверху и внизу, а также на уровне подключения радиалов,
если они не на поверхности земли. В середине же (вдоль мачты)
это необязательно, хотя по возможности желательно сделать
и это.
80
3. Шлейфы согласования и радиалы должны подключаться
именно к этим шунтирующим мачту проводам.
4. Оплетки коаксиальных кабелей, идущих к антеннам, на
верху мачты, должны быть соединены с мачтой вверху и внизу
(и на уровне подключения радиалов, если они не на поверхно-
сти земли).
5. Провода управления, идущие наверх мачты (например,
к редуктору), должны быть по ВЧ через блокировочные конден-
саторы соединены с мачтой вверху и внизу, а также на уровне
подключения радиалов, если они не на поверхности земли,
или разорваны по ВЧ дросселями на ферритах, как это описа-
но в п. 3.6.7.
Рассмотрим теперь способы запитки вертикальной зазем-
ленной и уже хорошо проводящей (мы о том позаботились)
мачты. Во всех моделях резистор 5 Ом в основании мачты си-
мулирует сопротивление потерь в земле. Это весьма низкое
сопротивление, соответствующее хорошей системе радиалов
(см. п. 3.4.5.2). Установите величину этого резистора в соответ-
ствии с имеющимися в вашем случае радианами (n. 3.4.5.2).
В зависимости от величины этого резистора, т. е. потерь в си-
стеме заземления, меняется Ga и BW и потому все данные
п. 4.2.9 по этйм величинам надо рассматривать лишь как ори-
ентировочные.
Усиление и ДН таких антенн практически соответствует обыч-
ному на изоляторе GP той же высоты и конфигурации, что и мач-
та, и расположенному в том же месте и с такими же радианами.
4.2.9.1. Гамма- и омега-согласования
Как было показано в п. 3.5.10, гамма-согласование позво-
ляет использовать любой вертикальный заземленный провод-
ник выше 0,15Х. А в параграфах 3.5.11 и 3.7.6 показано, что
омега-согласование может настроить заземленный проводник
любой длины. Поэтому, если у вас имеется просто заземленная
мачта без конструкций наверху, и вы имеет доступ к ее основа-
нию, воспользуйтесь рекомендациями и моделями пп. 3.5.10
и 3.5.11, и антенна готова.
Если вы имеете доступ и к верху мачты, то имеет смысл
электрически удлинить мачту емкостными нагрузками, чтобы
по ней протекал максимальный ток — это повысит Ga. Как это
сделать, описано в п. 3.7.7.3. Такой способ является одним из
лучших, чтобы сделать вертикальную антенну на диапазоны
160 и 80 м из относительно короткой заземленной трубы
(файл ...160m vert gnd tower.maa, а также п. 3.7.7.3).
81
Но гораздо чаще мачта стоит не сама по себе. Обычно
сверху заземленной мачты что-то есть, например, вращающа-
яся направленная антенна на высокочастотные диапазоны.
Если траверса направленной антенны соединена с мачтой, то
ничто не мешает нам использовать ВЧ антенну как емкостную
нагрузку для НЧ вертикала. Пример показан в файле ...GND
Tower GP80 with Yagi on top.maa. Лучше использовать гамма-
согласование, так как оно обеспечивает более широкую полосу,
чем омега-согласование (см. п. 3.5.11). Для дальнейшего рас-
ширения полосы можно использовать метод п. 3.5.12.5: при-
менить «толстый» шлейф гамма-согласования из нескольких
проводов вокруг мачты. Таким способом в диапазоне 3,5 МГц
можно получить BW > 350 кГц при физической высоте мачты
всего 12 м (файл ...Tower GP with HF Yagi gamma.maa).
4.2.9.2. Разновидности петлевых GP
Другим распространенным способом запитки заземленной
мачты является использование ее в качестве части петлевого GP,
как описано в п. 4.2.6 и 4.2.8.2. Поми-
Рис. 4.2.15
мо антенн, описанных в этих парагра-
фах при использовании существую-
щей мачты часто используют асим-
метричный петлевой GP (рис. 4.2.15,
файл ...Tower GP-2.maa). Меняя длину
изогнутого проволочного шунта, доби-
ваются Ra - 50 Ом, а получившуюся jXa
убирают включенной последователь-
ное кабелем катушкой индуктивности.
В антенне рис. 4.2.15 при высоте мач-
ты всего 10 м в диапазоне 3,5 МГц
удается получить полосу в 90 кГц
Такое же решение возможно, если
сверху имеется антенна Яги на ВЧ КВ
диапазоны (файл ...Tower160.maa).
И хотя это уже не чистый петлевой GP,
а что-то среднее между ним и GP с гам-
ма-согласованием, но создается та-
кая антенна по методике, изложенной
в предыдущем абзаце.
Иногда нижняя точка имеющейся мачты недоступна, либо
неудобна для подключения там линии питания. В этом случае
используют петлевой GP, показанный на рис. 4.2.9, и его раз-
новидности.
82
Самое простое решение: использовать в качестве шунта пи-
тания одну из оттяжек — показано на рис. 4.2.16 (файл ...Tower
GP.maa). Такая антенна проектируется по той же методике, что
и антенна рис. 4.2.15, и имеет схожие характеристики. В ан-
тенне рис. 4.2.16 при высоте мачты 12 м в диапазоне 3,5 МГц
удается получить полосу 80 кГц.
Этот же прием можно использовать, если наверху мачты
имеется ВЧ антенна. Такая конструкция на диапазон 80 м (мач-
та 12 м высотой с трехэлементной антенной Яги на 14 МГц на-
верху) показана в файле ...Tower GP 80 with HF Yagi.maa. BW
этой антенны 160 кГц. GP на диапазон 160 м (на той же самой
мачте с такой же антенной сверху) показан в файле ...Tower GP
160 with HF Yagi-m.maa. Полоса составляет 45 кГц, что при фи-
зической высоте всего в 0.075Х является очень неплохим ре-
зультатом.
Можно использовать и две растяжки. Пример показан в фай-
ле ...GND tower shunt feed.maa, при высоте мачты всего 8,7 м
удалось получить полосу 130 кГц. Правда, потребовались очень
длинные растяжки — по 33 м.
Последняя антенна этого параграфа — почти точная копия
антенны, показанной на рис. 4.2.15 (файл ...Tower GP-1.maa).
Отличие лишь в том, что точка питания расположена не внизу,
а в середине (в углу) шунта. Если радиостанция расположена
в многоэтажном доме, то можно сделать такую антенну, приве-
дя в окно два провода — от низа и от верха заземленной мачты.
Ее полоса примерно вдвое ниже, чем у антенны рис. 4.2.15.
4.2.9.3. Windom'Hbiw GP
Начнем этот параграф с того, что перечитаем п. 4.1.4 о ди-
поле Windom. А зачем надо читать что-то о полуволновом ди-
поле в разделе о GP? Затем, что из любого диполя путем отпи-
83
ливания его половины и установки над ВЧЗ можно сделать GR
Проделаем эту процедуру и над диполем Windom.
Возьмем антенну рис. 4.1.11 и по вышеописанному рецепту
изготовим из нее GP. Результат показан на рис. 4.2.17 и в фай-
ле ...GP-windom.maa.
Мы получили windom’ный GP. Распределение тока по за-
земленной мачте чисто антенное: четверть периода синусои-
ды. Напротив, распределение тока по питающей однопровод-
ной линии близко к равномерному, что говорит о наличии в ли-
нии бегущей волны. Чтобы увидеть это необходимо в установ-
ках MMANA снять птичку Показывать токи, учитывая фазу.
Поэтому длина питающей линии некритична, что показывают
файлы ...GP-windom-1.maa и ...GP-windom-2.maa, отличающие-
ся только длиной питающей линии.
Как и в обычном Windom линия слабо излучает. За счет на-
клона. ее излучение с вертикальной поляризацией накладыва-
ется на основное излучение GP. Поэтому суммарная ДН полу-
чается не вполне круговой. Тем не менее, она близка к ДН
обычного X/4 GP. Настраивается windom'Hbifl GP точно также
как и его дипольный аналог — перемещением точки питания.
Итак, если имеется заземленная мачта высотой А./4, то для
превращения ее в антенну потребуется совсем немного: под-
ключить к ней единственный провод и привести его к радио-
станции (или к месту установки СУ).
А что делать, если высота мачты отличается от А./4? Если
мачта короче, то придется установить сверху емкостные на-
грузки (любым из способов, описанных в п. 3.7.3). Пример та-
кой антенны показан в файле ...GP-windom-3.maa. Если же
мачта длиннее, то можно попытаться включить катушку или
конденсатор между линией и мачтой. Такое питание получает-
ся не всегда, но попробовать, ориентируясь на равномерность
распределения тока в питающей однопроводной линии, можно.
Например, в файле ...GP-windom-4.maa показан улпРот'ный
GP высотой 0.3Z. Потребовалась катушка в 13 мкГн для того,
чтобы мачта высотой 12 м работала на 7 МГц.
84
В данной антенне два заземления: под мачтой и в точке пи-
тания. Поскольку ток в основании мачты велик — сопротивле-
ние X/4 GP в этой точке низкое — то ВЧЗ под мачтой крайне
желательно иметь хорошим. Таким же, как и под обычным 1/4
GP. Понятно, что это непросто осуществить (особенно если
мачта чужая), но надо стараться, иначе за счет потерь в этом
ВЧЗ упадет Ga.
Напротив, заземление в точке питания (на рис. 4.2.17 спра-
ва) может быть посредственным. Входное сопротивление ли-
нии 500...600 Ом. На этом фоне даже несколько десятков ом
плохого ВЧЗ не приведут к заметным потерям.
4.2.9.4. Антенны верхнего питания
Иногда можно пропустить кабель Внутри заземленной мач-
ты. Точка запитки при этом располагается вверху мачты, отчего
и именуется такая конструкция антенной верхнего питания
(АВП). Взгляните на рис. 4.2.3 — обычный X/4 GP, но со сме-
щенной в середину точкой питания. Это уже почти АВП. Отличие
лишь в том, что в АВП мачту наращивают не вверх, а устанав-
ливают емкостные нагрузки (ЕН), как показано на рис. 4.2.18
(файл ...AWP.maa).
Суммарная электрическая
длина АВП не может быть про-
извольной и должна составлять
только X/4 или Х/2. Соответ-
ственно высота мачты АВП обя-
зана быть короче этих значений,
мы не можем всю длину антен-
ны отдать на мачту, надо что-то
оставить и на ЕН, к которым
подключается второй провод
линии. Поскольку высота мачты
определяет Ra, то и она не мо-
жет быть произвольной (в отли-
чие, например, от GP с гамма-
и омега-согласованиями). АВП
реализуется только, если вы-
сота мачты лежит в пределах
0,11...0,151 и 0,32...0,381.
Как уже было упомянуто, питание АВП осуществляется ка-
белем, проходящим внутри мачты. Оплетка соединяется с мач-
той, а центральная жила — с ЕН. Устройство подавления тока
внешней стороны оплетки в данном случае не требуется, по-
скольку мачта экранирует кабель, и синфазный ток вытекает
85
не на внешнюю сторону оплетки кабеля, а на мачту. По сути,
именно мачта является внешней стороной оплетки (сравните
рис. 4.2.18 и 3.6.21).
Уже много раз указывалось, что ЕН практически ничего не
излучают. Поэтому, если допустимо сужение полосы, можно
использовать способ, описанный в параграфах 3.7.2 и 3.7.8.4:
заменить неизлучающую радиальную систему проводов одним
коротким и толстым, для снижения реактивности, проводником
с удлиняющей катушкой. Это и сделано в файле ...AWP+mr.maa,
который отличается от предыдущего лишь тем, что вместо че-
тырех ЕН по 1,3 м установлен один отрезок толстой (диамет-
ром 80 мм) и короткой (длина 0,25 м) труб_ы с удлиняющей ка-
тушкой. Ga при этом почти не падает (менее, чем на 0,1 дБ),
но полоса снижается вчетверо (хотя и остается довольно боль-
шой: 250 кГц в диапазоне 14 МГц).
АВП с высотой мачты 0,32...0,38Х (т. е. с общей электриче-
ской длиной Х/2) и горизонтальными ЕН применяются редко.
Дело в том, что в такой антенне ток снизу мачты всегда макси-
мален, в отличие от вертикала на изоляторе или GP с гамма-
и омега-согласованиями. И при высоте мачты более Х/4 на
участке от 0.25Х и до верха мачты протекает противофазный
ток, который приводит к снижению Ga и подъему вверх ДН
в вертикальной плоскости (...inverted long GP.maa).
Поэтому более распространен вариант АВП с высотой мач-
ты 0,36Х и четырьмя наклонными ЕН (файл ...inverted GP.maa).
Причем угол наклона ЕН выбирается так, чтобы их нижний край
был бы на высоте 0,25Х над землей (рис. 4.2.19). При этом
вертикальная составляющая тока ЕН компенсирует противо-
фазное излучение участка мачты от высоты 0,25Х до верха.
В результате ДН такой антенны соответствует обычному Х/4 GP
Методика проектирования АВП:
1. К мачте имеющейся высоты нарисуйте сверху пару ЕН по
Х/10...Х/20 (на этом этапе длина ЕН некритична) в линию. Ис-
точник разместите на верхнем конце мачты.
2. Если Ra получится близким к 50 Ом (величина jXa при
этом неважна), то, меняя длину ЕН и/или их количество или ус-
танавливая последовательно в точке питания реактивность
равную jXa, но обратного знака, добейтесь Za = 50 Ом.
3. Если в начале предыдущего пункта Ra заметно отличает-
ся от 50 Ом, то мачту придется соответственно удлинять/уко-
рачивать. В небольших пределах это можно сделать электри-
чески: для удлинения расположить ЕН под углом вверх, а для
укорочения — под углом вниз. Именно последний способ при-
менен в файле ...inverted long GP.maa.
86
4.2.9.5. Питание в приподнятые над землей
противовесы
Входное сопротивление 2i/4 GP с приподнятыми над землей
Х/4 рвдиалами чисто активно и низко. Очевидно, что если такой
GP стоит на изоляторе, то точку соединения радиалов можно
подключить к заземленной мачте. Радиалы — это ВЧЗ, зазем-
ленная мачта хоть и плохое (см. п. 4.1.7.1), но тоже заземление.
Каши маслом не испортишь, чересчур хорошего заземления
у вертикалов не бывает. Ясно, что соединение противовесов
с мачтой можно делать при любой высоте мачты. Работу GP на
изоляторе это заметно не нарушит. Конечно, при этом надо
иметь в виду, что по мачте будет протекать ток, и она будет немно-
го излучать, изменяя суммарную ДН антенны (см. рис. 3.6.10).
Менее очевидно, что можно заземлить на несущую мачту
сам Х/4 вертикал, который при этом становится просто про-
должением вверх заземленной мачты. Радиалы с мачтой не
соединяются, нельзя же замкнуть накоротко точку питания ан-
тенны. Такая антенна приведена рис. 4.2.19 (справа в увели-
ченном масштабе показан узел питания).
Рис. 4.2.19
Эта процедура, в отличие от соединения радиалов с мач-
той, имеет ограничения. Дело в том, что соединение с зазем-
ленной мачтой самого X/4 GP приводит к изменению входного
импеданса антенны. Ведь отрезок мачты от точки питания до
земли подключен параллельно входному импедансу самого
вертикала — это хорошо видно на правой части рис. 4.2.19 —
87
что приводит к снижению Ra антенной системы. Если отрезок
мачты от земли до точки питания (или, что то же самое, высота
радиалов над землей) слишком мал, то он просто замкнет со-
бой точку литания GP.
Очевидно, что кроме длины упомянутого отрезка на сте-
пень снижения (шунтирования) Ra влияет и сопротивление за-
земления мачты, и ее погонная индуктивность, проще говоря,
ее диаметр. Сориентироваться, как влияет высота радиалов,
поможет табл. 4.2.1, построенная на безе файлов ...Inverted
feed GP.maa, ...Inverted feed GP_1.maa и ...Inverted feed GP
_2.maa, в которых приведен такой GP при разных высотах над
землей.
Таблица 4.2.1
Высота радиалов над землей Ra обычного GP Ra GP рис. 4.2.19
2,5%Х 36 13
5%Х 33 18
7.5% Л. 30 19
10%1 28 20
15%Х 23 19
Если высота радиалов менее 10%Х, наблюдается заметное
снижение Ra, что надо учитывать при согласовании антенны,
а при высотах менее 1,5%Х антенну рис. 4.2.19 не применяют.
Впрочем, это не очень большое ограничение: даже для диапа-
зонов 1,8 и 3,5 МГц радиалы должны быть подняты минимум
всего на 2...3 м.
Более неприятным является другое ограничение данной
антенны: сам GP от точки питания до верха должен быть резо-
нансен, т. е. иметь электрическую длину Х/4. Если исходная
мачта имеет достаточный запас высоты, то проблем не возни-
кает. Достаточно отложить от верха мачты Х/4 и на этой высоте
разместить радиалы и точку литания.
Но что делать, если высоты мачты не хватает? То же самое,
что и всегда делается в таких случаях — удлинять мачту элект-
рически до 2i/4. Это делается емкостными нагрузками (файл
...Inverted feed GP_3.maa), в качестве которых можно исполь-
зовать имеющуюся на верхушке мачты антенну на ВЧ диапазо-
ны (файл ...Inv feed GP with Yagi on top.maa).
Питание такой антенны осуществляется так: оплетка кабеля
подключается к мачте, а центральная жила через СУ — к ра-
88
диалам. Отчего и именуется такой способ питанием в припод-
нятые противовесы. Устройство подавления синфазного тока
оплетки необходимо.
Удобно питать такой GP через ферритовый трансформатор
с двумя отдельными обмотками (п. 3.5.6, ШПТТС), который од-
новременно обеспечивает и согласование, и подавление син-
фазного тока оплетки.
4.3. Рамочные антенны
Как устроена рамка. Влияние формы. Влияние положения
точки питания. Поляризация рамок. Влияние высоты подвеса
на Za. V или Н? Сложные рамки.
В широком смысле под понятие рамочных попадает много ан-
тенн. Например, магнитные рамки уже рассмотренные в п. 3.7.6,
или ромбические антенны, речь о которых в разделе 4.4.
А в этом разделе мы рассмотрим лишь рамки с периметром
около 1Х и с излучением поперек плоскости рамки. Все моде-
ли, упоминаемые в разделе 4.3, находятся в папке ...ANT\HF
simple\Loop\, а если упоминается файл из другой папки, то
к нему указан полный путь.
4.3.1. Как устроена рамка
Возьмем укороченный изгибом полуволновой диполь. Уко-
роченный следующим образом — центральный участок Х/4
оставим без изменений, а края по Х/8 загнем под углом 90°
(см. рис. 3.7.7,а и 4.3.1 ,а).
Расположим два таких диполя, один над другим (рис. 4.3. ГД)
и запитаем их синфазно.
89
Поскольку площади раскрыва (см. п. 3.1.7) обоих диполей
почти не пересекаются, то такая антенна (рис. 4.3.1,б) соберет
энергию электромагнитной волны (ЭМВ) с площади вдвое боль-
шей, чем ее половина (рис. 4.3.1 ,а). Значит, мощность сигнала
возрастет вдвое, что соответствует приросту усиления в 3 дБ.
Теперь соединим концы обоих диполей (от этого ничего не изме-
нится, так как там одинаковые напряжения). Мы получили рамоч-
ную антенну с периметром 1Х (рис. 4.3.1 ,в, файл ...Loop20.maa).
Теперь, когда мы проследили «историю возникновения» ра-
мочной антенны, легко понять, как она работает, и что от нее
ждать. По сути, рамка — зто синфазная решетка из двух уко-
роченных изгибом Х/2 диполей. Основное излучение антенны
рис. 4.3.1 ,в обеспечивают верхняя и нижняя стороны, токи в ко-
торых синфазны. Вертикальные же стороны, токи в половинках
каждой из которых противофазны, практически ничего не из-
лучают, и служат лишь для правильного возбуждения горизон-
тальных сторон.
Излучение горизонтальных проводов складывается в фазе
только в направлении, перпендикулярном плоскости рамки,
поэтому максимум излучения направлен поперек плоскости
рамки. По этой причине на практике используются только вер-
тикальные, в крайнем случае, сильно наклонные, рамки. У го-
ризонтальной рамки максимум излучения будет направлен
в зенит, а такая ДН на КВ никуда не годится (п. 3.1.9.2). Еще
один аргумент против горизонтальных волновых рамок: если
на той же высоте вместо горизонтальной рамки поместить ди-
поль (пусть даже и укороченный, как на рис. 4.3.1,а), то его ДН
в вертикальной плоскости будет заметно лучше.
На рис. 4.3.2 приведено сравнение параметров ДН верти-
кальной рамки рис. 4.3.1,в и обычного горизонтального Х/2
диполя (обе антенны в свободном пространстве).
Поскольку рамка имеет меньшую протяженность по гори-
зонтали, то ее ДН в горизонтальной плоскости шире, чем у ди-
поля. И поэтому может показаться, что Ga рамки должно быть
ниже (см. п. 3.1.4). Но наличие второго, синфазно возбужден-
ного горизонтального провода приводит к появлению направ-
ленности в вертикальной плоскости. В результате проигрыш от
меньших горизонтальных размеров с лихвой перекрывается,
и рамка имеет Ga выше, чем диполь (подробности в следую-
щем параграфе).
Направленность в вертикальной плоскости приводит к тому,
что над реальной землей рамка имеет меньший вертикальный
угол излучения при высоте диполя, соответствующей геомет-
рическому центру рамки.
90
Рис. 4.3.2
Так как рамка состоит из пары диполей, кажется логичным
ожидать, что ее периметр равен сумме длин этих диполей, т. е.
несколько короче X — ведь резонансный диполь имеет коэф-
фициент укорочения (см. п. 3.3.2). На самом же деле периметр
резонансной рамки получается несколько больше X, т. е. рамка
имеет коэффициент удлинения (Куд). Причин этому две:
• В отличие от обычного диполя в рамке нет излучения с от-
крытого торца провода в точке минимума тока, поскольку
нет этого торца — провод цельный. А как мы помним из
п. 3.3.2, именно емкость открытого конца диполя и служит
причиной его небольшого укорочения, точно также, как и
емкостная нагрузка в укороченных антеннах (см. п. 3.7.3).
• «Исходным материалом» рамки служит не простой ди-
поль, а изогнутый. А как описано в п. 3.7.4, общая длина
изогнутых антенн всегда несколько больше, чем прямых.
Рамочная антенна при непосредственном питании коакси-
альным кабелем дает намного меньший синфазный по внеш-
ней стороне оплетки (п. 3.6.3), чем диполь.
Взгляните на рис. 3.6.14 — подавление синфазного тока
осуществляется компенсацией. По оплетке искусственно за-
пускается компенсационный ток. Равный синфазному по ампли-
туде, но противофазный ему. Этот ток компенсации берется со
второго вывода антенны (куда подключена центральная жила).
Нечто подобное происходит и в рамке. Ток от центральной
жилы, пройдя через всю рамку, подается в противофазе на оп-
летку и компенсирует большую часть синфазного тока. Так как
91
ток компенсации приходит на оплетку не срвзу, а через рамку,
то нет необходимости подавать его. отступая вниз по оплетке
(как на рис. 3.6.14) — замыкания точки питания и так не будет
(п. 3.6.5.2). То есть рамочная антенна сама по себе является
родственником симметрирующего устройства, приведенного
в п. 3.6.5.2 (этот эффект описал UROGT).
Поскольку рамка все же больше антенна, а не устройство
компенсации, то полного симметрирования не происходит. Од-
нако децибелл на 20 синфазный ток все же ослабляется безо
всяких дополнительных устройств. Это и является истинной
причиной устойчивого мнения, что рамочные антенны меньше
шумят на прием. Мнение это в значительной мере верно. Оши-
бочна лишь его аргументация в радиолюбительской среде:
дело, дескать, в том, что рвмочные антенны замкнуты по посто-
янному току и поэтому не собирают электростатические заряды.
На самом же деле и диполь и рамка шумят одинаково. Но
при равном подавлении синфазного тока оплетки. А для этого
у диполя надо приложить большие усилия, чем у рамки. Если
же устройство подавления синфазного тока в антенне отсут-
ствует (что, увы, нередко и бывает у радиолюбителей) или оно
имеет низкое подавление, то рамка за счет вышеописанного
эффекта будет заметно менее чувствительна к местным поме-
хам, принятым оплеткой.
4.3.2. Влияние формы
В качестве исходного материала для рамки можно взять не
только диполь изогнутый так, как показано на рис. 4.3.1 ,а. Если
исходить из уголкового Х/2 диполя (рис. 4.3.3,а), то результатом
будет квадратная рамка, питаемая с угла (рис. 4.3.3,е, файл
...1_ООР20г.тва). Если начинать от изогнутого в форме полукру-
га Х/2 диполя, то получим круглую рамку (файл ...Loop20c.maa).
92
При создании рамки рис. 4.3.1 нет никакой необходимо-
сти использовать диполь, изогнутый именно в пропорциях
рис. 4.3.1,а.
Если горизонтальную сторону взять длиннее (вертикальные
при этом получатся, соответственно короче), то выйдет прямо-
угольная рамка, с питанием в середину длинной стороны
(файл ...LOOP20-200.maa).
Если же сделать горизонтальную сторону короче, получим
прямоугольник, с питанием в середину короткой стороны
(файл ...LOOP20-50 Ohm.maa).
Более того, при создании рамки необязательно делать оди-
наковыми ее верхнюю и нижнюю части. Если в качестве верней
части рамки взять уголковый диполь — верхняя антенна на
рис. 4.3.3,6, а в качестве нижней диполь, изогнутый, как пока-
зано на рис. 4.3.1,а, то после небольших манипуляций с подтя-
гиванием концов диполей друг к другу, чтобы сделать замкну-
тую рамку, получим треугольник (файл ...LOOP20d.maa). Оче-
видно, что нижней половиной треугольника служит изломанный
диполь (см. рис. 3.7.9).
В табл. 4.3.1 показано, как зависит Кудот формы рамки и от
толщины провода (вернее от отношения диаметра провода
к периметру рамки d/c) при питании рамки в середину одной
из сторон.
Таблица 4.3.1
Форма рамки d/c = IO-6 d/c = 10-5 d/c = 10 е d/c =- 103
Треугольник 1,041 1.050 1,065 1,109
Квадрат 1,034 1,043 1,056 1,085
Круг (восьмиугольник) 1,025 1,032 1,042 1,062
Прямоугольник, отношение сторон 1:2, питание в середину короткой стороны 1,034 1,041 1,053 1,076
Прямоугольник, отношение сторон 1:2, питание в середину длинной стороны 1.025 1,031 1,042 1.064
Данные таблицы справедливы для свободного простран-
ства или для большой (>Х) высоты подвеса. А при небольших
высотах реактивная часть Входного сопротивления антенны
(а, следовательно, и Куд) колебательно зависит от ее высоты
над землей (см. п. 4.3.4, рис. 4.3.7 и 4.3.9). В зависимости
93
от высоты подвеса рамки над землей и параметров этой зем-
ли, КУд может отличаться отданных табл. 4.3.1 на ±2%.
Как меняется Ra, в зависимости от формы, легко понять
из следующего рассуждения. Возьмем обычный петлевой по-
луволновой диполь (тоже рамка с периметром около 1Х). Его
Ra == 286 Ом (см. п. 4.1.5). Теперь возьмемся за точку питания
Х./2 петлевого диполя и середину верхней стороны и хорошень-
ко потянем, не меняя периметра антенны, в разные стороны.
Дотянув до конца, мы получим короткозамкнутую на конце Х/2
двухпроводную линию. Очевидно, что ее входное сопротивле-
ние будет около нуля (полуволновой повторитель с коротким
замыканием на конце). Ясно, что при всех промежуточных
формах рамки, между Х/2 петлевым диполем и отрезком Х/2
двухпроводной линии с КЗ на конце, Ra будет в пределах от О
до 286 Ом.
Качественно Ra рамки можно оценить исходя из ее габа-
ритного размера от точки питания до точки, максимума тока,
лежащей на противоположной стороне рамки (продвинувшись
от источника, вдоль провода рамки на Х/2, вы окажетесь в этой
точке). Чем больше этот габарит, тем ниже Ra.
Как меняется Ra и Ga в зависимости от формы рамки (для
d/c = 10 5) показано в табл. 4.3.2. Ее данные относятся к сво-
бодному пространству, а над землей Ra колебательно меняет-
ся с высотой (см. п. 4.3.4).
Таблица 4.3.2
Форма рамки На (Ом) Ga (dBi)
Треугольник 115 2,96
Квадрат 125 3,29
Круг (восьмиугольник) 134 3,53
Прямоугольник, отношение сторон 1:2, питание в середину короткой стороны 56 4,12
Прямоугольник, отношение сторон 1:2, питание в середину длинной стороны 204 2,66
Прямоугольник, отношение сторон Г.2, питание в угол 69 4,02
Для рамок треугольной, квадратной и круглой формы, вися-
щих не очень низко над землей (тогда их Ra близко к данным
табл. 4.3.2), часто применяют согласование Х/4 отрезком ка-
беля 75 Ом (см. п. 3.2.4 и 3.5.3). Такой отрезок повышает со-
94
противление с 50 до 112,5 Ом, что позволяет получить низкое
значение КСВ при питании по кабелю 50 Ом.
Усиление рамки зависит от ее формы. При анализе первых
трех строк табл. 4.3.2 возникает соблазн сделать вывод, что
Ga пропорционально площади рамки. Увы, зта геометрическая
аналогия ошибочна. И это показывают 4-я и 6-я строки той же
таблицы — прямоугольник с соотношением сторон 1:2, с пита-'
нием в середину короткой стороны или в угол имеет большее
усиление, чем круглая рамка.
На самом же деле усиление рамки (из провода без потерь
и с идеальным СУ) пропорционально расстоянию между про-
водами рамки, по которым протекают синфазные токи. На-
пример, такая рамка прямоугольной формы с соотношением
сторон 1:20 и питанием в середину короткой стороны имеет
Ga = 5,8 dBi. Это что же получается? Двухпроводная Х/2 линия
с КЗ на конце, а это и есть рамка, с максимальным расстояни-
ем между проводами с синфазным током, оптимальна по уси-
лению? А что ж ее.тогда на практике не используют?
Дело в том, что между теорией и практикой существует за-
зор в виде потерь в проводах антенны и в СУ. Упомянутая абза-
цем выше рамка с соотношением сторон 1:20 имеет Ra < 1 Ом.
что приводит к очень большим токам в ней. Поэтому при вы-
полнении такой рамки из реальных проводов усиление падает
на 1 ...1,5 дБ за счет тепловых потерь. И это еще не все. Столь
низкое Ra приводит к высокой нагруженной добротности и, сле-
довательно, к низкому КПД СУ (п. 3.5.2). Потому реальное уси-
ление такой антенны (с СУ) меньше, чем у рамок более разум-
ной формы. Кроме того, у такой антенны получается очень уз-
кая рабочая полоса.
Поэтому на практике оптимальными по усилению являются
прямоугольные рамки с питанием в середину короткой стороны
с отношением сторон от 1:3 до 1:2, в зависимости от толщины
провода рамки и качества СУ. Рамка с отношением сторон 1:3
имеет Ra = 25 Ом, что еще можно без заметных потерь согласо-
вать. Рамка с отношением сторон 1:2 (4-я строка в табл. 4.3.2)
имеет Ra около 50 Ом и не требует согласования с коаксиаль-
ным кабелем (не забыть учесть влияние высоты подвеса на Ra,
см. п. 4.3.4).
4.3.3. Влияние положения точки питания.
Поляризация рамок
Может показаться, что перемещение точки питания по рамке
не окажет влияния на ее параметры. На примере круглой рамки
95
это представляется особенно отчетливым: ведь как ни переме-
щай точку питания по окружности, для источника ничего изме-
нится.
В принципе, этот вывод справедлив. Но лишь для свобод-
ного пространства. В реальной же антенне всегда присутству-
ет сильное влияние земли (см. разделы 3.3. и 3.4). И переме-
щение точки питания рамочной антенны относительно земли
весьма существенно влияет на многие параметры антенны.
Очевидно, что рамка, созданная по рецепту рис. 4.3.1 (квад-
ратная, с питанием в середину нижней стороны) будет иметь
горизонтальную поляризацию и вести себя как горизонтальная
антенна. Уже хотя бы потому, что исходным материалом для
нее послужил горизонтальный диполь (рис. 4.3.1.а).
Если же мы возьмем в качестве основы вертикальный ди-
поль с загнутыми краями (рис. 4.3.4,а), и проделаем с ним те же
самые манипуляции, что и на рис. 4.3.1, то получим квадратную
рамку с питанием в середину боковой стороны (рис. 4.3.4,б).
Ясно, что такая рамка будет иметь вертикальную поляризацию,
поскольку исходный диполь был вертикальным, и вести себя
как вертикальная антенна.
В зависимости от положения точки питания одна и та же
квадратная рамка ведет себя то как горизонтальная антенна —
питание в середину любой из горизонтальных сторон, то как
вертикальная — питание в середину любой из вертикальных
сторон.
. Л/8
л/4
' Л/8
а)
_______ Л/8
V8 \
] I
V4
I
Л/8 ...__- I
_____- Л/8
б)
Рис. 4.3.4
К этому же выводу можно прийти, сравнив распределение
токов в рамках рис. 4.3.1,б и рис. 4.3.4,б. В рамке рис. 4.3.1,б
в горизонтальных сторонах токи синфазны — и потому эти сто-
роны обеспечивают основное излучение антенны, а в вер-
тикальных токи в половинках каждой из сторон противофаз-
ны — и потому эти стороны почти ничего не излучают. В рамке
96
рис. 4.3.4,в картина обратная: в вертикальных сторонах токи
синфазны — и потому эти стороны обеспечивают основное из-
лучение антенны, а в горизонтальных токи в половинках каж-
дой из сторон противофазны — и потому эти стороны почти
ничего не излучают.
То же самое относится и к рамкам прямоугольной формы.
А как быть с рамками иной формы: ромбической (как на
рис. 4.3.3), круглой? На помощь приходит то обстоятельство,
что ток в наклонном проводе можно векторно разложить на го-
ризонтальную и вертикальную составляющие. А с ними и в круг-
лой, и в ромбической рамке дело обстоит точно так же, как и
в квадратной. Поэтому рамка ромбической или круглой фор-
мы, питаемая снизу или сверху, ведет себя как горизонтальная
антенна. Та же рамка, будучи запитанной с боку (любого: лево-
го или правого) ведет себя как вертикальная антенна.
Если рамка обладает зеркальной симметрией относительно
вертикальной оси, то при питании в тонки пересечения этой
оси с рамкой антенна работает как горизонтальная.
Если рамка обладает зеркальной симметрией относительно
горизонтальной оси, то при питании в точки пересечения этой
оси с рамкой антенна работает как вертикальная.
Почти все рамки (квадратные, прямоугольные, ромбиче-
ские, круглые) обладают зеркальной симметрией относитель-
но как вертикальной, так и горизонтальной осей, и полностью
подчиняются приведенному выше правилу. Однако для широко
распространенной треугольной рамки это правило справедли-
во лишь наполовину — треугольная рамка зеркально сим-
метрична лишь относительно вертикальной оси. Поэтому для
горизонтальной (Н) поляризации точка питания должна быть
расположена (в соответствии с нашим правилом) так, как по-
казано на рис. 4.3.5.
Рис. 4.3.5
А как сделать треугольник с вертикальной (V) поляризацией?
Для этого надо добиться:
• равных и синфазных токов в наклонных сторонах — тог-
да они дадут основное излучение;
4-3819
97
• противофазных токов в половинках горизонтальной сто-
роны — в этом случае она почти не будет излучать.
Для реализации первого требования точку питания надо
отодвинуть в любую сторону на Х/4 от среднего угла (верхнего
для первых двух рамок рис. 4.3.5 и нижнего — для последних
двух на том же рисунке).
Для реализации второго — точка питания должна отстоять
на от середины горизонтальной стороны. И также в любую
сторону.
Очевидно, что и в том и в другом случае мы получаем одну
и ту же пару точек питания, обеспечивающих вертикальную по-
ляризацию треугольника (примеры таких рамок в файлах
...delta-opt.maa, ...delta-optl.maa, ...JLOOP20V.maa).
Общее правипо для рамки произвольной формы:
Если мы знаем точку питания, в которой рамка имеет Н
(или V) поляризацию, то Оля смены ее на противоположную
надо сместить точку питания вдоль рамки на 274 (вернее чуть-
чуть больше, памятуя о KVf4) в любую сторону.
Это правило полезно на практике, когда, приспосабливаясь
под местные условия, приходится применять рамки самой
причудливой формы. Если рамка имеет вертикальную ось сим-
метрии (например, трапеция), то будет совсем нетрудно опре-
делить точки питания для Н поляризации — середины горизон-
тальных сторон. Но (забегая в п 4.3.5) при небольшой высоте
над землей лучше иметь V поляризацию. Пользуясь приведен-
ным правилом определить эти точки крайне просто. Надо про-
двинуться по рамке на Х./4 от известных точек питания для Н
поляризации В файле ...LOOP20Tr V.maa показан пример за-
питки с V поляризацией трапециидальной рамки.
Если же ваша рамка, извивающаяся между домов и деревьев,
имеет форму неправильного многоугольника без осей симмет-
рии, то определить точки питания, соответствующие V поляри-
зации, поможет MMANA. Перемещая точку питания (вручную
или с помощью оптимизации, по критерию минимального угла
излучения) добейтесь ДН в вертикальной плоскости такой же,
как у GP, т. е. с минимальным излучением в зенит. При этой
процедуре желательно установить небольшую высоту антенны
над землей. В файле ...LOOP8C Asymm.maa показан пример
индивидуального проекта рамки на 3,75 МГц, вписанной в кон-
кретные местные условия. Рамка невообразимо изогнута в обе-
их плоскостях, но в той ситуации не было иного способа уложить
84 м провода в имеющееся пространство. Выбор в MMANA
98
правильной точки питания позволил, несмотря на столь стран-
ную форму рамки, получить ДН в вертикальной плоскости
близкую к обычному GP.
В ряде случаев приходится помещать точку питания в поло-
жение не соответствующее ни Н, ни V поляризации, а в какое-то
промежуточное. Например, для треугольников рис. 4.3.5 за-
питка в один из боковых углов. В этом случае рамка излучает
часть энергии с Н'поляризацией, а часть с V. Пример такой ан-
тенны показан в файле ...LOOP20-5C Ohm -1 .maa.
4.3.4. Влияние высоты подвеса на Za
Высота подвеса над землей и качество последней влияют
на Za рамки в зависимости от ее поляризации так же (те же са-
мые физические процессы), как и на Za горизонтального и вер-
тикального вибраторов (разделы 3.3 и 3.4). Отличие состоит
лишь в цифрах.
На рис. 4.3.6, 4.3.7, 4.3.8 и 4.3.9 показано изменение от вы-
соты Ra и jX кввдратной рамки для Н и V поляризаций соответ-
ственно (рис. 4.3.1,в и 4.3.4,в). Частота 15 МГц, рамка из тон-
кого (d/c = 10-5) медного провода. Реальная земля среднего
качества (е = 13, с - 5 мС/м). Высота подвеса (h) считается от
Высота над землей в длинах волны
Рис. 4.3.6
4:
99
Ra квадрата с V поляризацией, Ом jXa квадрата с Н поляризацией, Ом
Рис. 4.3.7
Высота над землей в длинах волны
Рис. 4.3.8
100
Высота над землей в длинах волны
Рис. 4.3.9
Мы видим хорошо знакомые по разделам 3.3 и 3.4 колеба-
тельные графики (сравните с рис. 3.3.11,3.3.12, 3.4.11 и 3.4.12),
с ростом высоты затухающие около соответствующего значе-
ния в свободном пространстве. Отличие графиков при реаль-
ной и идеальной землях такое же, и происходит по тем же при-
чинам, что и описано в разделах 3.3 и 3.4.
Некоторые выводы из рис. 4.3.6-4.3.9.
1. Ra рамки с горизонтальной поляризацией заметно меня-
ется даже при довольно больших h. Так, при h = 0,7Х Ra отли-
чается от соответствующего значения в свободном простран-
стве на 10% и продолжает заметно изменяться с высотой.
2. Напротив, для V рамки уже при h > 0,ЗХ изменения Ra
крайне малы.
3. jXa рамки с Н поляризацией заметно колеблется даже
при весьма больших h.
4. Для V рамки при h > О.ЗХ изменения jXa крайне малы. Рез-
кий рост jXa при высотах 0,1 Л. связан с наличием в середине
нижней стороны V рамки пучности напряжения (см. рис. 4.3.4,б).
Приближение такой точки к земле эквивалентно увеличению
концевой емкости обоих диполей, составляющих рамку, т. е.
емкостному укорочению (см. п. 3.7.3).
101
jXa треугольника с Н поляризацией, Ом Ra треугольника с Н поляризацией, Ом
Рис. 4.3.10
Рис. 4.3.11
102
jXa треугольника с V поляризацией, Ом ^треугольника с V поляризацией, Ом
Высота над землей в длинах волны
Рис. 4.3.12
Высота над землей в длинах волны
Рис. 4.3.13
103
Два последних пункта стоит иметь в виду при определении
КУд. Высокая точность его определения может быть полностью
смазана несколькими десятками ом дополнительного (из-за вли-
яния земли) ]Ха, для компенсации которого придется удлинить-
укоротить, в зависимости от знака дополнительного jXa, рамку.
В завершении этого параграфа приведу аналогичные гра-
фики (рис. 4.3.10-4.3.13) для равностороннего треугольника,
расположенного углом вверх.
При запитке с Н поляризацией точка питания расположена
вверху (вторая антенна на рис. 4.3.5). При запитке с V поляри-
зацией, точка питания смещена от верхнего угла вниз на Х/4,
как описано в п. 4.3.3. Остальные параметры такие же, как
и для графиков рис. 4.3.6-4.3.9.
4.3.5. V или Н?
Какую антенну (любую, необязательно рамочную) выбрать:
вертикальную или горизонтальную? Этот вопрос стоило бы по-
ставить раньше. Еще в главе 3, после анализа горизонтальных
и вертикальных вибраторов. Но там дело осложнялось тем, что
рассмотренные в разделах 3.3 и 3.4 вибраторы отличаются
и формой и размерами. Согласитесь, Х/2 диполь, это не то же
самое, что X/4 GP, и потому разделить где влияние земли, а где
форма и размеры антенны, там было довольно сложно.
Рамочные же антенны дают возможность сравнить V и Н по-
ляризации на одной и той же антенне. Как показано в п. 4.3.3,
рамка неизменной формы и положения в пространстве меняет
поляризацию при смене точки питания. С этой точки зрения
интересно проанализировать круглую или квадратную рамки.
Они зеркально симметричны относительно вертикальной и го-
ризонтальной осей, поэтому влияние поляризации будет про-
являться в чистом виде.
Но теория — теорией, а на практике, особенно на НЧ КВ
диапазонах, в основном, используются треугольные рамки —
они проще конструктивно. Поэтому в этом параграфе рас-
смотрим, как влияет поляризация (или, что в случае рамочных
антенн то же самое, положение точки питания) на параметры
равностороннего треугольника, расположенного углом вверх.
Но, забегая вперед, скажу, что полученные результаты спра-
ведливы и для полностью симметричных рамок.
Итак, треугольник. При запитке с Н поляризацией точка пи-
тания расположена вверху — вторая антенна на рис. 4.3.5. При
запитке же с V поляризацией точка питания смещена от верх-
него угла вниз на Х/4, как описано в п. 4.3.3. Ясно, что в сво-
104
бодном пространстве перемещение точки питания по рамке
никак не изменит параметры антенны (см. п. 4.3.3). Но у нас
рамка над реальной землей, которая влияет существенно.
Причем, механизм этого влияния различен для Н и V антенн,
как описано в разделах 3.3 и 3.4 (это описание качественно
применимо и для рамок).
На параметры антенной системы влияют высота антенны
над землей и электрические свойства (качество) этой земли.
На рис. 4.3.14 показано, как они влияют на ДН в вертикальной
плоскости одного и того же треугольника, но с разным (для Н
и V поляризаций) питанием. Частота 15 МГц, рамка из тонкого
(d/c = Ю-5) медного провода -
Плохая вемля
РИС. 4.3.14
Рисунок 4.3.14 построен в виде таблицы; от столбца к стол-
бцу меняется качество земли, от строки к строке высота под-
веса h (она считается от нижней точки антенны до поверхности
земли). Внимательно изучим этот рисунок и сделаем некото-
рые выводы.
105
1. На одной и той же земле рамка с Н поляризацией всегда
(при h > 0.051) имеет большее максимальное усиление, чем
рамка с V поляризацией. Другой вопрос, что при малых высо-
тах П толку от этого на удивление мало. Подвешенная низко Н
рамка излучает «в потолок», что на КВ в большинстве случаев
бесполезная трата энергии (п. 3.1.9.2)
2. Если h < 0,11 применять Н рамку на КВ не имеет смысла
(разве что вас интересуют исключительно связи внутри своего
континента). При любом качестве земли V рамка выиграет
в усилении под зенитными углами ниже 30°.
3. При плохой земле (в = 5. а = 1 мС/м) в диапазоне высот
0,1X < h < 0,351 ситуация двоякая. V рамка еще имеет преиму-
щество на совсем малых углах, но зенитный угол ниже которо-
го имеется это преимущество, и величина последнего падают
с ростом h. V рамка выиграет на дальних трассах (углы ниже
5...20° см. п. 3.1.9.2), но на средних трассах (углы 20...40°)
Н рамка будет лучше. При h > 0,41 рамка с горизонтальной по-
ляризацией выигрывает окончательно и для всех зенитных уг-
лов. Применять V рамку на плохой земле при h > 0,41 не имеет
смысла.
4. -При средней земле (е = 13, а = 5 мС/м) ситуация каче-
ственно такая же, как и на плохой земле. Отличие лишь в циф-
рах высот. Диапазон h, где V рамка имеет выигрыш на совсем
низких углах, в данном случае 0,151 < h < 0,41, а граница, выше
которой не имеет смысла применять V рамку над средней зем-
лей, составляет 0,51.
5. При хорошей земле (е = 80, о = 1 мС/м, пресная вода)
для углов ниже 30° V рамка имеет преимущество до высоты
0,151. Выигрыш на очень низких углах и проигрыш на средних
имеется при 0,21 < h < 0,81. Но дальнейший рост высоты под-
веса делает свое дело и при h < 11 применение V рамки теря-
ет смысл, невзирая на хорошее качество земли.
Важно отметить, что ДН рис. 4.3.14 и приведенные выше
выводы качественно справедливы для любых типов горизон-
тальных и вертикальных антенн.
Запомним:
При малых (в Л) высотах подвеса преимущество имеют вер-
тикальные антенны, при больших — горизонтальные. При
средних высотах подвеса вертикальные антенны выигрывают
на дальних трассах (очень малых зенитных углах), но проигры-
вают на средних трассах. Это справедливо для любых типов
антенн (а не только рамочных).
106
Что в данном определении считать малыми, средними и боль-
шими высотами зависит от качества земли (не ВЧ заземления,
а именно земли, почвы, грунта в радиусе многих X) и рабочей
частоты, ибо качество одной и той же земли меняется с часто-
той (см. формулу 3.1.4 в п. 3.1.2). Оценить эти высоты и помо-
гает рис. 4.3.14.
Вам, наверняка, уже ясно, что вопрос: «Какая антенна луч-
ше V или Н?» некорректен и потому не имеет ответа. Правиль-
ный вопрос звучит примерно так: «При заданных частоте и вы-
соте подвеса над реальной землей с такими-то’ характеристи-
ками и для интересующего меня зенитного угла (или диапазо-
на зенитных углов), какая антенна лучше: V или Н?». Помочь
найти ответ на него в вашем конкретном случае и призван
приведенный выше материал.
Но вернемся от любых антенн к рамкам и сравним гори-
зонтальные ДН треугольных рамок с V и Н поляризацией. На
рис. 4.3.15 показаны их ДН при высоте подвеса Х/4 над хоро-
шей землей.
Происхождение Н рамки от горизонтального диполя сказы-
вается в том, что ДН в горизонтальной плоскости имеет замет-
ные провалы по бокам. А при большой высоте подвеса ДН
Н рамки становится типичной дипольной «восьмеркой».
V рамка, ведущая свою «родословную» от вертикального
диполя, имеет заметно более близкую к круговой ДН в гори-
зонтальной плоскости. Отличие этой ДН от круговой объясня-
ется разными условиями сложения волн, излучаемых половин-
ками рамки. Поперек плоскости рамки это сложение происхо-
107
дит в фазе — максимальное излучение. А вдоль плоскости
рамки эти волны складываются с некоторым, зависящим от
формы рамки фазовым сдвигом, поэтому в этих направлениях
излучение меньше.
Форма ДН в горизонтальной плоскости V рамки почти не за-
висит от высоты подвеса (в отличие от Н рамки).
Предыдущие пару абзацев и рис. 4.3-15 справедливы не толь-
ко для треугольника, но и для рамок любой формы
4.3.6. Сложные рамки
В этом параграфе мы рассмотрим, что можно сделать, ис-
пользуя в качестве основы обычную рамку с периметром 1 Л,.
Самое простое — сделать рамку из двух витков (каждый пе-
риметром 1 Л.), расположенных очень близко друг к другу. Эта-
кую очень большую двухвитковую катушку (файл ...2t delta.maa).
Вопреки встречающимся в радиолюбительской литературе ут-
верждениям, такая рамка не имеет никакого преимущества
в усилении по сравнению с обычной, одновитковой. Отличия
двухвитковой рамки от обычной точно такие же (и имеют те же
самые причины), как и отличие петлевого диполя от обычного
(см. п. 4.1.5):
• вчетверо большее На;
• несколько более широкая полоса.
На двухвитковой рамки составляет 400...800 Ом (в зависи-
мости от формы и высоты над землей) и хорошо согласуется
с двухпроводной воздушной линией. Насколько мне известно,
это единственное достоинство двухвитковых рамок, которого
явно маловато для их широкого применения. Используются та-
кие рамки очень редко.
Напротив, составные рамки, к рассмотрению которых мы
сейчас приступаем, распространены довольно широко, особен-
но в ВЧ части КВ и на УКВ. Но об их применении на УКВ разго-
вор будет очень нескоро, в главах про УКВ антенны. Здесь же
речь пойдет о составных рамках КВ.
Что такое «составная рамка»? Это антенна, состоящая из
двух обычных рамок, включенных параллельно и расположенных
рядом друг с другом в одной плоскости. Это делается с целью
получения более высокого Ga. Почему такой прием с парал-
лельным включением расположенных вплотную однотипных
антенн появился только сейчас, в разделе рамочных антенн?
Потому, что диполи и вертикалы, расположенные впритык друг
к другу, включать параллельно с целью повышения Ga не име-
ет смысла. Несколько параллельно включенных тонких вибра-
108
торов, это все равно, что один толстый. Усиление при этом не
изменится ни на йоту. Полоса, конечно, расширится, но усиле-
ние останется неизменным.
Тогда чем же отличаются рамки от диполей и GP? Ненуле-
вой площадью, которой занимает рамка. Поэтому-то, если
расположить рядом две обычные квадратные рамки, то возра-
стет площадь, с которой антенна собирает энергию (т. е. пло-
щадь раскрыва), а значит, и усиление. Так, у двух составленных
вместе квадратных рамок (рис. 4.3.16, файл ...Q+Q L_4.maa)
Ga = 4,41 dBi, что нв 1,22 дБ больше, чем у одиночной квад-
ратной рамки (см. табл. 4,3.2). Ra = 140 Ом.
Физически, прибавка усиления объясняется тем, что в со-
ставной рамке (рис. 4.3.16) во всех трех вертикальных сторо-
нах протекают синфазные токи,
в отличие от двух сторон в обыч-
ном квадрате, и эти три стороны
разнесены в пространстве. ДН
составной рамки в горизонталь-
ной плоскости остается такой же,
как и у обычной рамки, прирост
усиления идет за счет сужения
ДН в вертикальной плоскости, что
и требуется на КВ.
Конечно, прибавка усиления
в 1,22 дБ это неплохо. Но дорого-
вата цена — удвоение размеров
антенны. Посмотрим, нельзя ли
выжать еще большее усиление из
составной рамки. Как следует из
п. 4.3.2 усиление обычной рамки
растет, если ее вытянуть в прямоугольник с отношением сто-
рон 1:2.
Если из двух таких прямоугольников сделать составную
рамку (файл ...Q+Q.maa), то она будет отличаться от антенны
рис. 4.3.16 размерами — длинная сторона 0.62Z, короткая —
0,175Х, более удобным — Ra = 50 Ом и повышенным Ga = 5,33 dBi.
Это уже более чем на 3 дБ (т. е. вдвое по мощности) больше,
чем у Z/2 диполя.
Но все же габариты упомянутых составных рамок получают-
ся довольно большими, даже в ВЧ части КВ диапазона. Это по-
буждает искать приемлемые варианты их укорочения.
Самое простое решение: у последней антенны укоротить
вертикальные части до Х/2, оставив без изменений излуча-
109
ющие горизонтальные стороны. Ga упадет при этом совсем
немного, до 4,7 dBi (файл ...Q+Q_short.maa). Естественно, что
в Za укороченной антенны появится изрядная емкостная со-
ставляющая. которую надо как-то скомпенсировать. Самый
простой (но не самый распространенный) вариант — включить
в точке питания последовательную катушку, показан в файле
...Q+Q_short.maa. Но настраивать такую катушку неудобно, так
как она расположена высоко, в центре антенны.
Поэтому чаще в укороченной составной рамке с габаритами
0,5*0,175Х, применяется согласование двумя отрезками после-
довательно-параллельно включенных двухпроводных линий
(см. п. 3.5.7). Длина последовательного отрезка получается
около 0,1 ЗХ. Поэтому точка питания и настроечный параллель-
ный шлейф оказываются расположенными внизу, что упрощает
настройку (...Q+Q_sh+tune.maa). Она сводится к поиску поло-
жения двух перемычек: нижней, короткозамыкающей, и верх-
ней, в которую и включается источник.
Но самый элегантный и удобный способ настройки укорочен-
ной составной рамки придумали японцы К. Someya (JE1DEU)
и D. Tadashi (JH1FCZ) в начале 70-х годов прошлого века. Они
обратили внимание на то, что если в укороченной составной
рамке (вроде ...Q+Qjshort.nnaa) двигать по высоте среднюю
сторону, то это сильно меняет jXa. И можно подобрать такое
положение средней стороны, что емкостная оставляющая -jXa,
возникшая за счет укорочения, будет
полностью компенсирована положитель-
ной jXa, появляющейся за счет сдвига
средней стороны. То есть антенна имеет
чисто активное Ra без дополнительных
средств настройки. Эта антенна показана
на рис. 4.3.17 и в файле ...Hentennal .лпаа.
Авторы назвали ее «hentenna» («hen» по-
японски означает «странный»), т. е. стран-
ная антенна.
Вид такой антенны действительно
странноват. На первый взгляд трудно по-
верить, что эта вытянутая по вертикали
антенна, вертикальными сторонами ни-
чего не излучает, и что основное излу-
чение обеспечивают короткие горизон-
тальные стороны. Впрочем, если изучить
распределение токов на рис. 4.3.17, то
это окажется не таким уж и странным.
110
Другой странностью этой антенны является чис- о активное
входное сопротивление, хотя размер рамки и любой из ее час-
тей не являются резонансными. Как было показано выше про-
исходит взаимная компенсация реактивностей: отрицатель-
ной — за счет укорочения составной рамки, коей, по сути, и яв-
ляется hentenna, и положительной — за счет смещения по вы-
соте средней стороны.
Hentenna занимает промежуточное положение между обыч-
ной и составной прямоугольными рамками. Она имеет весьма
высокое Ga = 4,8...5,2 dBi Ее очень просто настроить переме-
щением по высоте средней стороны. Сдвиг вверх (в соответ-
ствии с рис. 4.3.17) повышает резонансную частоту антенны,
вниз — понижает.
Hentenna широко применяется в диапазонах 28 и 50 МГц
из-за своих очевидных преимуществ: простой конструкции,
легкой настройки, высокого Ga, сравнимого с небольшой на-
правленной антенной, узкой ДН в вертикальной плоскости. На
низкочастотных диапазонах высота 1/2 уже слишком велика,
поэтому если hentenna там и используется, то только поверну-
той на бок. Это дает возможность создать антенну вертикаль-
ной поляризации с очень небольшой (0,15...0,17Х) высотой.
Файл ...JJ2IXF.maa показывает hentenna высотой всего 6,7 м на
диапазон 7 МГц.
Но вернемся к рис. 4.3.16. На нем показана составная рам-
ка. исходным материалом которой служит квадрат рис. 4.3.1,в.
Но ничто не мешает нам проделать то же самое и с рамками
Других форм, описанных в п. 4.3.2. Так, взяв за основу квад-
ратный ромб (рис. 4.3.3.В), составим из него хорошо извест-
ную зигзагообразную антенну, показанную на рис. 4.3.18,а и
в файле ...ZZ1 .maa. Она имеет Ga = 5,23 dBi и Ra = 80 Ом.
Все стороны 1/4 Все стороны 1/3
Рис. 4.3.18
111
Если сделать составную рамку из двух треугольников, то
получим треугольную зигзагообразную антенну (рис. 4.3.18,6,
файл ...ZZ2.maa), имеющую Ga = 5,68 dBi и Ra = 70 Ом (впро-
чем, эти цифры зависят от формы исходных треугольников).
И обычная и треугольная зигзагообразные антенны из-за
своих больших размеров (периметр 22,) применяются на КВ не-
часто, но вы наверняка видели их в качестве приемных ТВ ан-
тенн. Несколько уменьшить размеры этих антенн или понизить
частоту на 30...50% при неизменных размерах можно применив
к обеим зигзагообразным антеннам принцип hentenna — пита-
ние в середину перемычки, установленной в нижней половине
антенны (файлы ...ZZ1_hen_DL2KQ.maa и ZZ2_hen_DL2KQ.maa).
4.4. Апериодические антенны
Однопроводные апериодические антенны. Апериодические
антенны из двухпроводной линии. Нагруженные диполи. Апе-
риодические антенны без нагрузочного резистора.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в пап-
ке ...ANT\Aperiodic\, а если упоминается файл из другой папки,
то к нему указан полный путь.
Вспомним описанные в разделе 3.2 одно- и двухпроводные
согласованные линии передачи. Такие линии имеют потери на
излучение, резко возрастающие с частотой и расстоянием меж-
ду проводниками линии. Но если для линии излучение пара-
зитный эффект, то для антенны это основная задача.
Возьмем длинную согласованную линию с большим рассто-
янием между проводниками и нагрузим ее на резистор, рав-
ный волновому сопротивлению линии. За счет потерь на излу-
чение до резистора дойдет лишь часть мощности генератора.
Остальная же мощность излучится в пространство. Распреде-
ление тока в такой линии, которая будет называться уже не ли-
нией, а антенной, будет не синусоидальным, а равномерно
(линия ведь согласована) убывающим за счет потерь мощ-
ности на излучение от генератора к поглощающему сопротив-
лению.
Такая антенна называется апериодической (другое назва-
ние: антенна бегущей волны, или АБВ), потому что согласован-
ная линия имеет низкий КСВ в широкой полосе частот. В -отли-
чие от резонансных антенн (антенны, рассмотренные выше, за
исключением сверхширокополосных), у АБВ нет резкого изме-
112
нения jXa с частотой. Апериодические антенны не требуют на-
стройки в резонанс, прощая ошибки в размерах при изготов-
лении, и позволяют значительно менять их геометрию, адапти-
руясь к местным условиям.
Рабочая полоса АБЕ определяется не возрастанием КСВ, ко-
торый остается небольшим в очень широкой полосе, а прием-
лемостью ДН (верхняя граница частоты) и КПД (нижняя).
Главными недостатками АБВ с нагрузочным резистором яв-
ляются:
• тепловые потери мощности в нагрузке (поглощающем со-
противлении);
• большие размеры — от длины волны и более;
• не всегда желательная при фиксированном положении
направленность излучения на ВЧ.
Потери в поглощающем сопротивлении зависят от конструк-
ции антенны, в первую очередь от ее длины, и. ориентировочно
составляют от 60% при длине антенны 1 Л., до 20% при длине
6...8Х. Но не стоит из-за этих потерь (т. е. снижения КПД) счи-
тать АБВ с нагрузочным резистором плохой или компромис-
сной антенной.
Вспомним, в резонансных антеннах часть мощности излу-
чается либо бесполезно (в зенит под высокими углами, напри-
мер) либо в нежелательных азимутальных направлениях.
У правильно выполненной АБВ с резистором усиление (а в этот
параметр входит и КПД, см. п. 3.1.4) может быть даже больше,
чем у простой резонансной антенны. В АБВ с нагрузочным ре-
зистором это достигается ценой увеличения размеров. При
равных же размерах Ga такой антенны на несколько децибелл
меньше, чем резонансной.
Поглощающий резистор АБВ должен выдерживать пада-
ющую на него мощность и не иметь заметной реактивности
в рабочей полосе частот. Обычно его выполняют в виде графи-
тового стержня с радиатором или набора из пленочных рези-
сторов.
Входное сопротивление апериодической антенны близко
к волновому сопротивлению используемой линии, а значит, но-
миналу поглощающего резистора, и составляет 300...800 Ом.
Для питания используется двухпроводная линия либо коакси-
альный кабель с ферритовым ШПТ 1:6... 1:9.
Отмечу, что нагрузочный резистор (и связанные с ним теп-
ловые потери) не является неотъемлемой частью АБВ. Режим,
близкий к бегущей волне, в антеннах можно получить, исполь-
зуя линию с проводами возрастающего до больших значений
113
диаметра. Примерно так, как это сделано в сверхширокопо-
лосных антеннах (параграфы 4.1.3.2 и 4.2.8.1), которые как раз
и имеют низкий КСВ в широкой полосе частот, потому что
в них обеспечивается режим бегущей волны.
Усиление таких антенн может быть даже выше, чем резо-
нансных с такой же длиной. Об АБВ без нагрузочного резисто-
ра речь в п. 4.4.4.
4.4.1. Однопроводные апериодические
антенны
Почти во всех учебниках (например, в [1]) рассмотрение про-
цесса излучения начинают с теоретического вычисления ДН
одиночного провода, иными словами — однопроводной линии
(см. п. 3.2.2) с бегущей волной. Теория это хорошо, но как
практически сделать такой провод? Подключить его дальний
конец к резистору, равному волновому сопротивлению нашей
однопроводной линии, конечно можно. Но что делать со вто-
рым выводом резистора? И со вторым выводом источника?
Оставить их ни к чему не подключенными нельзя — цепь про-
текания тока останется незамкнутой.
Но мы уже знаем (п. 4> 1.7.1), что для замыкания цепи про-
текания ВЧ тока используется ВЧ заземление (ВЧЗ). Здесь их
потребуется два: одно для подключения второго вывода источ-
ника, другое — для второго вывода резистора. Используя про-
стейшие ВЧЗ из пары Х/4 противовесов в линию (п. 4.1.7.1),
получим однопроводную АБВ, показанную на рис. 4.4.1 (файл
...ABWl.maa).
2xZ/4
Проводе бегущей волной
2xZ/4
Рис. 4.4.1
Волновое сопротивление однопроводной линии около 600 Ом
и такой же величины должен быть нагрузочный резистор.
Характеристики антенны рис. 4.4.1 в свободном простран-
стве в зависимости от ее длины показаны на рис. 4.4.2. Полез-
но сравнить этот рисунок и-его данные с рис. 4.1.19, на кото-
ром показаны параметры LW (т. е. резонансного провода со
стоячей волной) при такой же длине.
114
рис. 4.4.2
Из такого сравнения следует:
1. В сторону нагрузки (вверх на правой части обоих рисун-
ков) АБВ имеет ДН, очень похожую на LW. Излучение же АБВ
назад сильно ослаблено, в отличие от LW.
2. Два основных лепестка ДН АБВ расположены под теми
же самыми углами к оси провода, что и у LW. Это позволяет
пользоваться табл. 4.1.2 для определения этих углов.
3. Усиление АБВ при равной длине меньше, чем у LW. Вели-
чина этого проигрыша падает с ростом длины антенны. Так,
при длине 0,7бХ АБВ уступает LW более 3 дБ. Из-за малого
усиления АБВ с нагрузочным резистором короче 1Х на практике
используют редко. При длине 2,75Х проигрыш АБВ снижается
до 1,44 дБ, а при длине больше 8Х разница уже менее 1 дБ,
т. е., чем длиннее АБВ, тем выше ее КПД (а значит и Ga).
Отличия ДН АБВ над реальной землей точно такие же и име-
ют те же самые причины, что и у LW (см. п. 4.1.7.2).
На практике в АБВ нет особого смысла гнаться за отсут-
ствием излучения ВЧЗ. Поэтому используют лишь по одному
Х/4 противовесу, располагая их в линию с основным проводом
(рис. 4.4.3, файл ...ABW40.maa).
Распределение тока вдоль такой антенны уже не вполне
равномерное, но ее параметры почти такие же, как у АБВ
рис. 4.4.1. Антенну, показанную на рис. 4.4.3, часто использу-
ют в полевых условиях, особенно когда простыми средствами
требуется получить направленное излучение.
115
Х/4
Проводе бегущей волной
Х/4
Рис. 4.4.3
Строго говоря, антенны рис. 4.3.1 и 4.3.3 не являются апе-
риодическими. Вернее, сам провод с бегущей волной аперио-
дичен. Но использованные в этих антеннах ВЧЗ (Х/4 противо-
весы) являются резонансными. И потому антенны рис. 4.3.1
и 4.3.3 не являются широкополосными. Чтобы они стали дей-
ствительно апериодическими, надо применять ВЧЗ, способное
принять токи во всей рабочей полосе. Такие ВЧЗ мы уже рас-
сматривали в п. 4.2.8.1.
Широкополосным ВЧЗ является поверхность земли, но пе-
редающую АБВ прижимать к земле нежелательно. Ибо в таком
случае весь провод АБВ окажется низко над землей. Ближняя
зона антенны будет обогревать грунт, если не принять специ-
альных мер по металлизации земли (например, как в лучевой
антенне п. 4.4.4), отчего рухнет КПД, а значит, и Ga антенны.
Землю в качестве ВЧЗ можно использовать в приемных одно-
проводных АБВ (п. 4.5.2), где решающим фактором является
не усиление и КПД, а форма ДН.
Для высоко расположенной, передающей однопроводной
АБВ возможны два варианта ВЧЗ:
• Если антенна должна работать лишь в отдельных узких
участках (например, любительских диапазонах), то ис-
пользуют несколько параллельно включенных Х/4 проти-
вовесов. Для каждого диапазона делается пара противо-
весов: один в начале АБВ, другой — в ее конце.
• Если же требуется непрерывное перекрытие по частоте,
то применяют диск-сетку, как описано в пп. 4.1.7.1 и
4.2.8.1. Дело упрощается тем, что из-за относительно
высокого импеданса АБВ (400...700 Ом) ВЧЗ может быть
не очень хорошим. В файле ...ABW80 10.maa показана
однопроводная АБВ длиной 100 м, в которой оба ВЧЗ
выполнены как четыре радиала по 6 м с замкнутыми
в квадрат дальними концами. КСВ этой антенны в полосе
3...30 МГц не превышает 1,6. И хотя на 3,5 МГц Ga всего
-0,6 dBi, а в ВЧ части ширина основного лепестка ДН
становится < 40°, в качестве полевой эта антенна впол-
не приемлема.
116
Рис. 4.4 4
Но все же ВЧЗ, выполненное как противовесы или сетка,
это сложно конструктивно. А АБВ привлекает именно своей
простотой. Нельзя ли все же как-то использовать землю (грунт,
почву) в качестве ВЧЗ передающей АБВ? Пусть даже с некото-
рым ухудшением параметров антенны — простота окупит все.
Оказывается можно, если изменить форму антенны. Ведь
заземление требуется лишь в начале, для источника, и в кон-
це, для резистора, провода. Но близость земли к проводу гу-
бительно сказывается на КПД антенны. Напрашивается оче-
видное решение этой дилеммы: расположив начало и конец
провода у поверхности земли, среднюю его часть максималь-
но приподнять над землей. Тогда потери в земле будут относи-
тельно невелики, потому что лишь малая часть ближней зоны
антенны касается земли. В соответствии с этим изготовлена
антенна рис. 4.4.4.
Это антенна называется «полуромб» (файл ...Semirhomb.maa).
Ее параметры при высоте вершины 45 м и длине одной сторо-
ны в 87 м показаны на рис. 4.4.5.
В диапазонах 160...40 м полуромб с указанными размерами
имеет худшие характеристики, чем однопроводная АБВ той же
длины — искажение формы провода и близость к земле не
прошли даром. Но, начиная от 10 МГц и выше, ДН полуромба
приобретает вполне солидный вид. Дело в том, что на этих
частотах длина каждой из половинок антенны достаточно ве-
лика для формирования собственной двухлепестковой ДН (см.
рис. 4.4.2 при большой длине провода), и половинки ДН от
обеих проводов полуромба складываются в фазе в направле-
нии нагрузки.
Полуромб в ВЧ части рабочей полосы реализует ту же са-
мую идею, что и антенна LWV (см. п. 4.1.8, рис. 4.1.22).
В диапазонах 20... 10 м это уже вполне серьезная антенна,
заметно выигрывающая у 1/2 диполя. Максимальное усиление
полуромб дает на той длине волны, где его форма оптимальна,
117
где излучение от обоих проводов складывается точно в фазе
Это происходит на той частоте, где угол между проводом
и землей в точности равен углу между осью провода и макси-
мумом ДН одиночного провода (см. рис. 4,4,2). Иными слова-
ми, если вы хотите спроектировать полуромб оптимальным
для данной частоты, то для заданной длины стороны угол меж-
ду проводом и землей надо выбирать из табл. 4.1.2.
Рис. 4.4.5
Другое возможное решение — П-образная антенна с до-
вольно длинными вертикальными сторонами. Так сделано в
антенне WA2WVL (файл ...WA2WVL.maa). Высота антенны 15 м,
длина также 15 м. Из-за малой обшей длины антенна даже
на ВЧ диапазонах не имеет однонаправленной ДН, а ее усиле-
ние оставляет желать много лучшего. Оно не достигает уровня
обычного диполя даже на верхнем краю рабочей полосы.
И хотя автор указывает полосу антенны 1,8...29 МГц, но на
1,8 МГц КПД антенны не достигает и 10% и использовать ее там
неразумно.
Заметно повысить КПД можно значительным удлинением,
хотя бы до 11 на низшей рабочей частоте, горизонтальной ча-
сти. За счет длинных вертикальных сторон КСВ этой антенны
не столь низок во всей полосе, как у обычной АБВ.
Еще одно решение: длинный горизонтальный провод сло-
жить змейкой (рис. 4.4.6, файл ...Fractal line.таа). Для сохра-
118
нения приемлемого согласования в широком диапазоне шаг
излома и высота антенны должны нарастать от источника к ре-
зистору нагрузки, как показано на рис. 4.4.6. Антенна требует
лишь одной диэлектрической мачты (дерево, например) и
удобна для развертывания в полевых условиях.
Антенна с размерами рис. 4.4.6 используется военными
в полосе 3...30 МГц.
Рис. 4.4.6
Усиление на 14 МГц составляет лишь 0,8 dBi и возрастает
до 4,5 dBi на 28 МГц. Ниже 10 МГц усиление резко падет. Увы,
но сложение длинного провода змейкой лишь совсем немного
сдвинуло вниз рабочую полосу частот. Антенна начинает рабо-
тать с приемлемым Ga лишь там, где ее горизонтальный габа-
рит достигает X.
4.4.2. Апериодические антенны
из двухпроводной линии
Описанных выше трудностей с ВчЗ можно избежать, если
в качестве основы для АБВ использовать двухпроводную ли-
нию, которая не нуждается в заземлении. Поскольку потери
такой линии на изучение резко растут с увеличением расстоя-
ния между проводами, то кажется, что достаточно растянуть
нагруженную двухпроводную линию в прямоугольник, увеличив
расстояние между проводами линии, и антенна готова.
Но в таком случае между началом собственно двухпровод-
ной линии (параллельными проводами) и источником окажутся
два лишних длинных провода (надо же как-то соединить источ-
ник с линией). То же самое будет между концом линии и рези-
стором нагрузки.
119
По сути, между линией и источником (а также между линией
и нагрузкой) мы включим произвольную, меняющуюся с часто-
той реактивность (импеданс дополнительных проводов). Из-за
этого линия оказывается несогласованной с обеих сторон, ре-
жим бегущей волны не обеспечивается и КСВ такой антенны
становится слишком большим.
Решить проблему поможет точно такой же подход, какой
применен при создании антенны рис. 4.4.4. Оставим в нача-
ле и в конце линии провода близко друг к другу (и потому ника-
кой дополнительной реактивности не добавим ни к источнику,
ни к нагрузке), а середину разведем на большое расстояние.
Получится ромбическая антенна, показанная на рис. 4.4.7. Ее
изобрел 1931 г. американец Е. Bruce.
Эта антенна состоит из четырех проводов с бегущей вол-
ной. Как мы уже знаем (см. рис. 4.4.2) ДН такого провода
двухлепестковая. На рис. 4.4.7 эти ДН условно показаны для
каждого из четырех проводов, образующих ромб. Если угол
раскрыва ромба между проводами у источника равен углу
между максимумами ДН одиночного провода, то в направле-
нии нагрузки сложатся в фазе все четыре лепестка. Именно
такой случай и показан на рис. 4.4.7, синфазные лепестки ус-
ловно отмечены плюсами.
Рис. 4.4.7
Очевидно, что вышеприведенное условие выполняется толь-
ко на одной частоте, называемой оптимальной. Выше и ниже
этой частоты лепестки, отмеченные плюсом, направлены уже
не точно вдоль оси, поэтому сложения в фазе не происходит
и усиление падает. Это иллюстрирует рис. 4.4.8 на примере
файла ...Rhombic.maa.
120
Рис. 4.4.8
Как определить оптимальную частоту ромба? Проще всего
это уяснить на примере.
Пример.
Показанный в файле ...Rhombic.maa ромб имеет угол раскрыва 53°.
Он будет оптимален на той частоте, где лепестки ДН каждой стороны
направлены под углом 53/2 = 26,5°. Из табл. 4.1.2 находим, что такой
угол излучения к оси провода имеет LW длиной примерно 3.6Х. По-
скольку длина стороны ромба в денном файле составляет 51,3 м, то
оптимальная длина волны оставляет 51,3/3,6 = 14,3 м (21 МГц).
На оптимальной частоте 21 МГц при высоте подвеса 10 м над
средней землей усиление этого ромба достигает огромного значения
15,24 dBi (почти в 40 раз по мощности). При уходе от оптимальной ча-
стоты Ga падает. С понижением частоты из-за расширения главного
лепестка, с повышением — из-за расщепления главного лепестка на
несколько (см. рис. 4.4.8, ДН для 10 и 28 МГц).
Обычно у ромба отношение верхней рабочей частоты к ниж-
ней Fmax/FMiN < 4. Ограничивает полосу ромба изменение ДН,
КСВ же остается хорошим в намного более широкой полосе
(ведь двухпроводная линия нагружена на конце на резистор
600 Ом, т. е. согласована).
Основное достоинство ромбической антенны — возмож-
ность получить очень высокое усиление в широкой полосе час-
тот. Главный недостаток — очень узкий лепесток ДН.
Немного улучшить положение поможет ромбическая антен-
на с переключаемой ДН. В принципе, переключать ДН вперед-
назад можно и в обычной ромбической антенне (рис. 4 4.7).
121
Для этого достаточно поменять местами точки подключения
источника и нагрузки. Но это проще сказать, чем выполнить.
Ведь придется к обоим углам ромба подвести линии питания
.и управления, а также установить в обоих углах ромба два ре-
зистора нагрузки, Учитывая, что длина ромба велика (многие
десятки, а то и сотни метров) простым и дешевым это реше-
ние не назовешь.
Проблему можно решить иначе, подключив резистор на-
грузки к дальнему концу ромба не прямо, а через воздушную
двухпроводную линию (обычную, неизлучающую, с небольшим
расстоянием между проводниками). Если расположить начало
этой линии и, соответственно, резистор нагрузки около точки
питания, то резистор и точка питания окажутся рядом. При
этом коммутация направления ДН станет очень простой. Надо
будет лишь менять местами точки подключения источника
и нагрузки, которые в данном случае расположены совсем
близко. Это иллюстрируют файлы ...Rhombid .таа (излучение
вперед, источник подключен прямо к ромбу, резистор — через
согласованный отрезок линии 600 Ом) и ...Rhombic2.maa (из-
лучение назад, резистор подключен прямо к ромбу, источ-
ник — через согласованный отрезок 600-омной линии).
Ромбические антенны широко применяются в профессио-
нальной радиосвязи, когда связь осуществляется в фиксиро-
ванном направлении. Для полосы 7...30 МГц обычно использу-
ют ромб С длиной стороны 50...70 м.
Можно развешивать ромбическую антенну не на четырех
мачтах, а лишь на двух боковых, оставив начало и конец антен-
ны невысоко над землей. Ромб при этом становится изломан-
ным в горизонтальной плоскости (файл ...RHOMBIC-2tower.maa).
Какие измёнения это вносит в характеристики антенны? Это
зависит от исходной высоты подвеса горизонтального ромба,
получившейся высоты начала и конца изломанного ромба, а так-
же свойств земли.
Общего решения не существует, надо сравнивать для каж-
дого конкретного случая. Но для полосы 7...30 МГц и высот
мачт 10...15 м (а это основная область применения ромбических
антенн на КВ) отличия невелики. С одной стороны, наклон сто-
рон в вертикальной плоскости позволяет получить сложение
ДН сторон ромба под меньшим зенитным углом, что дает и
прирост Ga и снижение вертикального угла суммарной ДН
(хотя и то и другое ненамного). С другой стороны, приближе-
ние части полотна антенны к земле увеличивает потери, сни-
жает Ga и повышает зенитный угол максимума ДН.
122
Рис. 4.4.9
Достаточно ясно, что ромбическая антенна составлена из
двух V-beam (п. 4.1.8). А как сделать один апериодический
V-beam? Очевидно, что точка питания в этом случае будет вы-
полнена, так же как и у ромбической антенны. А как обеспе-
чить режим бегущей волны в двух проводах? Их придется на-
клонить до земли, нагрузив парой резисторов (рис. 4.4.9,
файл ...Travwave.maa). Такая'антенна удобна, если вы живете
в многоэтажном доме. Это всего лишь два провода, выходя-
щие из окна к земле. Платой за практичность является относи-
тельно низкое Ga. Антенна с размерами рис. 4.4.9 в полосе
14...30 МГц имеет КСВ < 1,5 (питание 600 Ом), а ее усиление
возрастает от 0 dBi на 14 МГц, до 4 dBi на 28 МГц. ДН отлича-
ется от обычного V-beam слабым излучением в сторону, про-
тивоположную наклону. F/B в рабочей полосе 10...14 дБ.
4.4.3. Нагруженные диполи
Из раздела 3.2 мы знаем, что если в линию со стоячей вол-
ной, т. е. с синусоидальным распределением тока и напряже-
ния, ввести активный резистор, то в линии появится бегущая
волна, а распределения тока и напряжения станут равномер-
ными. Если использовать с линию с большим расстоянием
между проводами, то получим апериодическую антенну.
Вспомним, где еще, кроме рассогласованной линии, имеет-
ся синусоидальное распределение тока? Правильно, в обыч-
ном (резонансном) диполе, который можно рассматривать как
открытую двухпроводную линию. Если между концами обычно-
го диполя включить нагрузочный резистор, то получим аперио-
123
дический диполь. Но как подключить резистор к концам дипо-
ля. если между ними несколько метров? Придется взять рези-
стор с длинными выводами. Очень длинными, равными длине
нагружаемого диполя Очевидно, что при этом нагружаемый
диполь превратится в петлевой — одна половинка сам диполь,
вторая, идущие параллельно ему выводы резистора нагрузки.
Такая антенна показана на рис. 4.4.10 (файл ...T2FD.maa).
Она называется T2FD (аббревиатура от Terminated Tilted Folded
Dipole). Эта антенна имеет КСВ < 2 в полосе 7...29 МГц. Усиле-
ние этой антенны мало и не достигает даже усиления полувол-
нового диполя. На частоте 7 МГц она проигрывает Х/2 диполю
11 дБ, на 14 МГц — 3,3 дБ, на 21 и 28 МГц — 4 дБ (все цифры
в свободном пространстве).
В отличие от антенн, описанных в пп. 4.4.1-4.4.2, усиление
T2FD. достигнув максимума на 14 МГц, далее не растет с час-
тотой. Основное применение T2FD — вспомогательная широ-
кополосная антенна.
Несколько увеличить усиление на ВЧ диапазонах можно,
свернув нагруженный длинный диполь T2FD в два коротких,
как показано на рис. 4.4.11. Это коммерческая антенна D2T
(файл ...D2T.maa). На частоте 18 МГц ее усиление 0 dBi, и воз-
растает до 2,4 dBi на 21 МГц и до 3,6 dBi на 28 МГц. То есть
начиная с 16...17 МГц D2T имеет более высокое усиление, чем
T2FD. К сожалению, с понижением частоты усиление D2T па-
дает намного быстрее, чем у T2FD, так на частоте 14 МГц уси-
ление D2T лишь -4,7 dBi. а на 7 МГц -21 dBi (проигрыш более
ста раз по мощности, т. е. КПД < 1%). Поэтому D2T может ис-
пользоваться как основная антенна лишь от 18 МГц и выше,
и как вспомогательная на 14 МГц.
124
Утверждение производителя о работе D2T от 1,8 МГц явля-
ется недобросовестной рекламой. Несмотря на приемлемый
КСВ, работой это назвать нельзя.
В диапазонах 40, 80 и 160 м антенна имеет КПД десятые,
сотые и тысячные доли процента соответственно. Это, кстати,
яркая иллюстрация того факта, что хороший КСВ ничего не гово-
рит о реальной эффективности антенны (любой). Ничего кроме
улыбки не вызывает рекомендация производителя вращать
D2T, так как ее ДН на всех диапазонах (кроме 21 и 24 МГц) со-
ответствует диполю. На 21 и 24 МГц антенна имеет F/B всего
4 и 6 дБ соответственно.
Петлевой диполь можно нагрузить и по-иному. В файле
...Apiram.maa показана антенна, близкая по форме к пирамиде
(см. рис. 4.1.17) с длиной стороны 24 м, но нагруженная двумя
резисторами по 600 Ом, включенными в середины горизон-
тальных сторон. Так как форма антенны весьма далека от двух-
проводной линии, то КСВ не столь низок, как у рассмотренных
выше антенн. Тем не менее, он не превышает 2 в полосе
3,5...30 МГц. ДН такой антенны до 10 МГц имеет1 форму ди-
польной «восьмерки». На более высоких частотах ДН состоит
из множества перекрывающихся лепестков и близка к все-
направленной. Усиление растет от -2,7 dBi на 3,5 МГц до 0 dBi
на 10 МГц. С дальнейшим ростом частоты Ga колеблется от 0
до 3 dBi.
Замкнув в предыдущей антенне боковые поверхности про-
волочной сеткой, получим апериодический вариант «паутинки»
(рассмотренной в 4.1.5.1), показанный на рис. 4.4.12. Это ан-
тенна промежуточная между дипольными и рамочными. На НЧ
диапазонах антенна работает как нагруженный диполь, а на ВЧ
как апериодическая рамка сложной формы. Входное сопро-
125
тивление антенны 150 Ом, КСВ в полосе 3...30 МГц не превы-
шает 1,5. Усиление антенны в свободном пространстве доста-
точно велико для АБВ: около 1 dBi в полосе 3,5... 14 МГц и воз-
растает до 4 dBi на 28 МГц. ДН примерно такая же, как и у пре-
дыдущей антенны,
Рис. 4.4.12
Нагрузочные резисторы можно устанавливать не только в
середину петлевого диполя, но и в плечи незамкнутой диполь-
ной антенны. На рис. 4.4.13 показана незамкнутая дипольная
антенна [3] бегущей волны (файл ...widebanddip.maa). Нагру-
зочные резисторы 330 Ом включены в середины каждого пле-
ча. Входное сопротивление антенны 300 Ом, КСВ в полосе
2,5...30 МГц не превышает 2,5. Усиление антенны (в свобод-
ном пространстве) растет от -2,9 dBi на частоте 3,5 МГц, до
2,7 dBi на 28 МГц.
6,4 м 330 Ом 12,2 м 12.2 м 330 Ом 6.4 м
| и 18м|Х118“ й I
16 мкГн 16 икГв
Рис. 4.4.13
Три последние антенны в основном применяются в профес-
сиональной радиосвязи, в ситуации, когда определяющими
факторами является не усиление и ДН антенны, а ее широко-
полосность и возможность очень быстрой смены частоты без
подстройки и переключений антенны.
4.4.4. Апериодические антенны
без нагрузочного резистора
Режим бегущей волны предполагает наличие сопротивле-
ния (должна же чем-то поглощаться бегущая волна, чтобы не
было отраженной). Но этим сопротивлением вовсе нэ обязатель-
126
но должен быть нагрузочный резистор. Вспомним (из главы 2),
что получить режим бегущей волны в линии можно двумя спо-
собами: первый — нагрузив ее на резистор, равный волновому
сопротивлению линии; второй — используя очень длинную ли-
нию с большими активными потерями в ней (п. 3.9.2.4).
Первый способ в применении к антеннам бегущей волны
мы рассмотрели в трех предыдущих параграфах. А как приме-
нить второй способ для создания АБВ? Не делать же антенну
из нихрома, чтобы в нем все затухло.
Оказывается, есть способ, причем, уже известный нам, обес-
печить режим, близкий к бегущей волне в антенном проводе
без резистора. Для этого лишь надо сделать диаметр провода
возрастающим по длине до больших (заметных в X) значений.
Вспомнили? Да-да, это параграф 4.1.3.2: «На частотах, где
длина сверхширокополосного диполя (в X) велика, его можно
представить как линию с большими потерями на излучение.
Пока падающая волна доберется до конца вибратора, она по-
теряет много энергии на излучение. То же самое случится и
с отраженной (уже небольшой) от краев вибратора волной.
А как мы помним из п. 3.9.2.4, линия с большими потерями ве-
дет себя как активное сопротивление вне зависимости от со-
противления нагрузки. Поэтому-то КСВ такого диполя не воз-
растает даже на очень высоких частотах (антенна рис. 4.1.10
имеет КСВ < 2 даже на 435 МГц), а распределение тока по
вибратору ближе к равномерному, чем к синусоидальному».
Следовательно, все сверхширокополосные антенны, опи-
санные в параграфах 4.1.3.2, 4.1.5.1, 4.2.8.1, 4.2.8.2, можно
считать апериодическими (бегущей волны) антеннами. При-
чем, без нагрузочных резисторов. Будем именовать такие ан-
тенны АБВ без резистора.
Распределение тока по АБВ без резистора не столь равно-
мерно, как в согласованной линии. Всегда имеется отраженная
от открытых концов антенны волна (хотя и небольшая). Поэто-
му АБВ без резистора имеют не столь широкую полосу и не та-
кой низкий КСВ в ней (см. пп. 4.1.3.2, 4.1.5.1, 4.2.8.1, 4.2.8.2)
как АБВ с нагрузочным резистором.
Тогда какой смысл в АБВ без резистора? В росте КПД и Ga.
Ведь если нет резистора, то нет и тепловых потерь в нем. По-
этому КПД (а, следовательно, и Ga) таких антенн выше. Осо-
бенно велико это преимущество при малых длинах антенны.
Усиление АБВ без резистора больше, чем у резонансного ди-
поля аналогичных размеров. А у АБВ с нагрузочным резисто-
ром оно заметно ниже, и этот проигрыш быстро растет при
уменьшении длины антенны.
127
Если вы хотите описаний коротких (с длиной стороны до
1...2А) АБВ без резистора, то перечитайте пп. 4.1.3.2, 4.1.5.1,
4.2.8.1,4.2.8.2.
Но в этом разделе мы рассмотрим длинные (несколько X)
АБВ без резистора. На первый взгляд кажется, что достаточно
в любой из антенн пп. 4.1.3.2, 4.1.5.1, 4.2.8.1, 4.2.8.2 увели-
чить частоту настолько, чтобы электрическая длина вибратора
достигла бы нескольких А и длинная АБВ без резистора готова.
Если вас не интересует ДН и Ga, этого и впрямь достаточно.
Но согласитесь, от длинной антенны все-таки желательно
получить усиление и направленную ДН. А при простом повы-
шении частоты у большинства антенн пп. 4.1.3.2, 4.1.5.1,
4.2.8.1, 4.2.8.2 оказывается слишком большим (в А) поперечный
размер, и ДН рассыпается на множество лепестков и даже от-
даленно не напоминает узкие ДН длинных АБВ с резистором.
Поэтому, при создании длинных АБВ без резистора прихо-
дится выбирать форму и поперечные размеры вибратора ком-
промиссно. С одной стороны, поперечный размер должен быть
относительно небольшим (грубо говоря, менее 0.5А) на верх-
ней рабочей частоте антенны. С другой, увеличение этого раз-
мера обеспечивает меньшее отражение и более равномерное
распределение тока, что увеличивает полосу и Ga. Сложные,
объемные вибраторы типа проволочных конусов при большой
длине неудобны конструктивно. Поэтому используют плоский
треугольный вибратор (из набора проводов), линейно расши-
ряющийся к дальнему концу. В файле ...ABW-R1 .maa показан
такой вибратор с длиной 100 м и максимальной шириной на
конце 12 м.
Очень показательно сравнить параметры провода одной
и той же длины, но запитанного по-разному. На рис. 4.4.14 по-
казаны параметры на частоте 14 МГц трех антенн одинаковой
длины 100 м (5А):
1. АБВ без резистора. Плоский, треугольный вибратор из
набора проводов расширяется к свободному концу до 12 м
(файл ...ABW-R1.maa).
2. Резонансный LW из тонкого провода (п. 4.1.7.2).
3. АБВ из тонкого провода с нагрузочным резистором
(рис. 4.4.1).
Все три антенны находятся в свободном пространстве.
Переход от резонансного LW к АБВ с резистором (от 2 к 3
на рис. 4.4.14) почти полностью убирает задние лепестки, но
снижает Ga в двух передних лепестках без малого на 3 дБ. Это
следствие рассеивания части мощности передатчика в нагру-
зочном резисторе.
128
Рис. 4.4.14
Напротив, переход от резонансного LW к АБВ без резисто-
ра (от 2 к 1 на рис. 4.4.14) повышает усиление. Очевидно, что
в АБВ без резистора нет бесполезных тепловых потерь. Просто
нет того места, которое можно обогреть (металл самой антен-
ны предполагаем хорошо проводящим). Поэтому АБВ без ре-
зистора излучает в эфир точно такую же мощность, как и
резонансный LW. Но за счет того, что в АБВ без резистора рас-
пределение тока гораздо ближе к равномерному, чем к сину-
соидальному, изменяется ДН. Задние лепестки, обуславлива-
емые отраженной открытым концом вибратора волной, стано-
вятся заметно (на несколько децибелл) меньше. Сэкономлен-
ная на излучении назад мощность идет на увеличение передних
лепестков. Поэтому у АБВ без резистора усиление даже выше,
чем у резонансного LW равной длины. Немного, в зависимости
от длины на 1... 1,5 дБ, но выше.
Первая удачная АБВ без нагрузочного резистора была раз-
работана Б. Брауде [1] в первой половине прошлого века. Он
выполнил ромбическую антенну из набора проводов, ширина
которого возрастала к концу антенны (рис. 4.4.15). Исходная
идея состояла в понижении к концу волнового сопротивления
нагружаемой двухпроводной линии. Это позволило бы при-
менить резистор меньшего сопротивления, и соответственно
снизить тепловые потери в нем. Идея сработала. В такой ан-
тенне (файл ...RHOMBIC_Braude.maa с флагом Включить на-
грузку) действительно снижается сопротивление нагрузочно-
го резистора, и повышается Ga на 1...2 дБ.
5-3819
129
X
' Рис. 4.4 J 5
При экспериментах выяснилось, что если из этой антенны
вообще исключить резистор, оставив дальние широкие концы
антенны свободными, то усиление еще немного возрастет
(файл ...RHOMBIC_Braude.maa со снятым флагом Включить
нагрузку), но при этом ухудшится F/B. Если взглянуть на ДН
3 и 1 на рис. 4.4.14, это становится вполне понятным.
Как ни странно, но АБВ без резистора в виде толстого пря-
мого провода практически была применена намного позднее,
лишь в конце XX в. К. Харченко [2]. Столь долгое неиспользо-
вание таких антенн, на мой взгляд, объяснялось сложностью
получения однолепестковой направленной ДН. У одиночного
(пусть даже и толстого) провода ДН — фигура вращения двух
лепестков вокруг оси провода. При больших высотах подвеса
имеется значительный минимум в азимутальной ДН по оси
провода. Чтобы азимутальная ДН приобрела вид с одним глав-
ным лепестком, она должна строиться для зенитного угла, рав-
ного углу отклонения лепестков от оси провода р (табл. 4.1,2)
То есть максимум ДН в вертикальной плоскости надо направ-
лен под углом р к горизонту. А для этого (см. п. 4.1.7.2) провод
надо расположить довольно низко над землей. При этом ближ-
няя зона антенны будет греть землю вдоль всей длины антен-
ны и КПД сильно упадет. До работы [2] это считалось неизбеж-
ным злом, и длинные антенны бегущей волны использовались
лишь как приемные (см. раздел 4.5).
Для исключения обогрева грунта Харченко металлизировал
землю несколькими проводами, идущими по земле параллель-
но вдоль всей длины низко подвешенной АБВ без резистора.
Это привело к значительному возрастанию Ga. В самом деле:
даже в свободном пространстве Ga АБВ без резистора превы-
шает Ю dBi (рис. 4.1.14), а при переходе от свободного про-
странства к земле имеется прибавка Ga до 6 дБ (см. пп. 3.3.3
и 3,4.3). Конечно, для получения этой прибавки в направлении
главного лепестка надо грамотно выбрать высоту и положение
130
антенны над землей и добиться низких потерь ближней зоны
в ней. В [2] обе эти задачи успешно решены в лучевой антенне
(рис. 4.4.16, файл ...Lu4-full.maa). Ее длина составляет 120 м.
Для повышения усиления вместо одного плоского расши-
ряющего провода использованы два, параллельно включенных
и немного расходящихся по ширине. С той же целью дальний
конец антенны расположен несколько выше ее начала. В ре-
зультате этих мер на оптимальной частоте (15 МГц) лучевая
антенна имеет Ga, превышающее 15 dBi, что сравнимо с ром-
бической антенной такой же длины. Причем у лучевой антенны
такое усиление достигается при заметно меньшей высоте под-
веса. Однако за это приходится платить хорошей металлиза-
цией земли под полотном антенны. Провода металлизации
земли должны занимать ширину не менее, чем удвоенная мак-
симальная ширина антенны. Очевидно, что лучевая антенна —
это две параллельно включенные однопроводные, слегка на-
клонные АБВ без резисторов.
Рис. 4.4.16
Антенна с размерами рис. 4.4.16 работоспособна в полосе
5...21 МГц. Но это сама АБВ. А в данном случае для подключе-
ния источника необходимо ВЧЗ (точно так же, как и в другой
однопроводной АБВ, например рис. 4.4.1). На рис. 4.4.16 оно
условно показано одним Х/4 противовесом. На практике его
5
131
выполняют как множество параллельно включенных противо-
весов разной длины (см. п. 4.4.1), так чтобы на любой рабочей
частоте один из радиалов имел бы близкую к Х/4 длину.
Поскольку в полном файле лучевой антенны ...Lu4-full.maa
почти 3000 сегментов, то расчет идет долго. Для ознакомитель-
ного изучения лучше воспользоваться упрощенной моделью
...Lu4.maa, в которой расходящаяся сетка проводов заменена
ступенчатыми переходами проводников нарастающего радиуса.
4.5. Приемные антенны
Для чего и какие? Антенна Бевереджа. Как и почему она ра-
ботает. Оптимальная высота. Влияние качества земли. Зави-
симость параметров АБ от длины. F/B антенны Бевереджа.
Конструктивные особенности и мелочи практики. Антенны Бе-
вереджа с переключаемой ДН. Антенны с кардиоидной ДН.
Влияние окружения — испорченная ДН.
Все модели, упоминаемые в разделе 4.3, находятся в папке
...ANT\Receive\, а если речь идет о файле из другой папки, то
к нему указан полный путь.
4.5.1. Для чего и какие?
Если есть передающая антенна, может показаться, что от-
дельная приемная антенна не нужна. Ведь передающая антен-
на имеет хорошее усиление. Значит, по принципу взаимности
(п. 3.1.6) эта же антенна в режиме приема даст большой сиг-
нал. Зачем же тогда делать отдельную приемную антенну?
Это рассуждение в принципе справедливо. Но лишь для тех
случаев, когда на частоте приема нет помех сравнимых по уров-
ню с полезным сигналом. А если же они есть, что нередко бы-
вает при приеме дальних станций, то какой толк в том, что ан-
тенна принимает большой полезный сигнал, если она же при-
нимает на той же частоте еще больше помех? Отношение сиг-
нал/по меха (С/П) будет меньше единицы и разобрать такой
сигнал очень трудно, а то и невозможно.
Конечно, что-то можно попытаться сделать в приемнике
(фильтры, корреляционный прием, различные подавители по-
мех), но в большинстве случаев это будет уже запоздалым и
малоэффективным лечением следствий. А надо устранять при-
чину — помехи на входе приемника. Это уже вопрос к антенне.
Весьма желательно снижать уровень помех не только на при-
нимаемой частоте, но и вокруг нее, так как перегрузка прием-
132
ника мощными внеполосными сигналами приводит к появле-
нию на его выходе дополнительных, отсутствующих в эфире,
помех (блокирование, интермодуляция).
Хорошая приемная антенна должна обеспечить максималь-
ное отношение С/П на выходе приемника, т. е. иметь макси-
мальную избирательность. А избирательности бывают разные:
1. Частотная. Самый трудный для антенны параметр (антен-
на это же не фильтр основной селекции приемника). Тем не
менее, сильно укороченные антенны (раздел 3.7) с их малой
полосой могут иметь заметную частотную избирательность
даже в пределах одного любительского диапазона.
Не возлагайте особых надежд на частотную избиратель-
ность антенны. И полоса широка, и скаты нерезкие, и против
помех на частоте сигнала такая антенна бесполезна. Но все же
при сильных внеполосных помехах узкополосной антенной
можно повысить многосигнальную избирательность приемни-
ка. Этот эффект тем заметнее, чем меньший динамический
диапазон по интермодуляции имеет сам приемник. Платой за
это улучшение является неудобная процедура подстройки ан-
тенны при изменении частоты приема.
2. По компонентам поля Е или Н. В дальней зоне отношение
Е/Н в электромагнитной волне фиксировано и не зависит от
антенны (п. 3.1.1). Но в ближней'зоне отношение Е/Н может
быть существенно иным. Поэтому, если приемная антенна рас-
положена в ближней зоне источников помех (например, внутри
или около многоквартирного дома, нашпигованного импульс-
ными источниками питания, искрящими контактами и т. д.), го
использование приемной антенны с избирательностью по ком-
понентам поля может быть полезным.
Классическим примером такой антенны является магнит-
ная рамка (п. 3.7.6), которая в своей ближней зоне малочув-
ствительна к Е составляющей. А именно она преобладает в
ближней зоне источников помех типа искрящих проводов. Для
дальнейшего ослабления Е полей помех в ближней зоне при-
меняют экранированные магнитные рамки, заключая их в за-
земленный экран. Чтобы экран не образовал короткозамкну-
тый виток закорачивающий антенну, он должен быть разорван
в одном (любом) месте.
При расположении внутри зданий магнитная рамка имеет
еще одно преимущество. Н составляющая электромагнитной
волны проникает в здания глубже, чем Е. Поэтому в здании
рамка с ее основной чувствительностью к Н даст больший по-
лезный сигнал, чем укороченные GP или диполь аналогичных
размеров с их основной чувствительностью к Е.
133
Итак, приемная антенна с избирательностью по компонен-
там поля может дать эффект лишь в случаях когда она попада-
ет в ближнюю зону источников помех, например, город с плот-
ной застройкой, или она расположена в месте, где есть значи-
тельное поглощение одной из составляющих поля — внутри
зданий, конструкций. Если же источники помех далеко и ан-
тенна находится снаружи, то применение антенн с избиратель-
ностью по компонентам поля бесполезно.
3. Пространственная избирательность. Пожалуй, самое
большое, что может дать антенна. Направив максимум ДН ан-
тенны в направлении полезного сигнала, можно ослабить по-
мехи, приходящие с других направлений, т. е. улучшить С/П на
входе приемника.
.Далее в этом разделе мы будем изучать только антенны
с пространственной избирательностью, т. е. с более или.менее
направленной ДН.
Пространственная избирательность приемных антенн ха-
рактеризуется двумя параметрами:
Отношением F/B (front/back, вперед/назад). Если помехи
сосредоточены в одном узком секторе, то, повернув туда ми-
нимум ДН, можно в F/B раз улучшить отношение С/П на входе
приемника.
Однако ситуация, когда помехи приходят с одного направ-
ления или с относительно узкого сектора, редка. Для более
объективной оценки антенны при помехах приходящих с широ-
кого сектора азимутальных и зенитных углов используют отно-
шение F/B, в котором в качестве заднего направления берется
широкий телесный угол. В ММ AN А по умолчанию он установ-
лен как 120° по азимуту и 60° по зениту (п. 2.2.5.3).
Если же помехи приходят равномерно со всех направле-
ний — самая частая ситуация, то качество приемной антенны
определяется параметром RDF.
RDF (аббревиатура от receiving directivity factor, в русско-
язычной литературе — коэффициент направленного действия
или КНД) — фактор направленности антенны. Он показывает,
насколько увеличится отношение С/П на входе приемника при
использовании рассматриваемой антенны вместо изотропной.
При этом предполагается, что рассматриваемая антенна на-
правлена максимумом ДН на полезный сигнал, а помехи рас-
пределены равномерно по всем направлениям.
Очевидно, что:
• RDF изотропной антенны равен 0 дБ.
• RDF любой реальной антенны всегда больше 0 дБ (иде-
ально сферической ДН не бывает).
134
• RDF увеличивается при сужении главного лепестка и при
уменьшении всех остальных лепестков ДН.
Если КПД антенны 100%, то RDF = Ga. При снижении КПД
RDF > Ga. Часто используются приемные антенны с низким
(отрицательным) Ga из-за плохого КПД, но с высоким RDF.
Какие параметры требуются от приемной антенны КВ? Это
зависит от частоты и типа используемой передающей антенны.
В верхней части КВ часто используются направленные пе-
редающие антенны с высоким Ga, а следовательно, и RDF, и хо-
рошим F/B. В таких условиях отдельная приемная антенн не
имеет смысла. Если мы попытаемся сделать ее с такими же Ga
и F/B, то получится копия передающей антенны. А если сде-
лать приемную антенну с высоким RDF, но с низким Ga (т. е.,
с хорошей направленностью, но с низким КПД), то ничего пут-
ного из этого не выйдет. Отношение С/П на входе приемника
увеличится. Но мы ведь слушаем не вход, а выход приемника.
И потому нам важно отношение С/П на выходе приемника.
А эту величину определяют не только помехи, принятые ан-
тенной, но и собственные шумы приемника. А на частотах
выше 10... 15 МГц (граница условна и зависит от времени суток,
условий прохождения и места приема) уровень шумов эфира
(на антенне с Ga = 0 dBi) лишь немного, от нескольких до
10...20 дБ, превышает уровень собственных.шумов приемника.
Поэтому в ВЧ части КВ использование приемной антенны
с высоким RDF, но с низким Ga далеко не всегда приведет
к увеличению С/Ш на выходе приемника. Просто потому, что
уровень сигналов на входе приемника может стать меньше
(или сравним) с собственными шумами приемника. Нам ведь
все равно из-за чего мы не можем принять сигнал: из-за внеш-
них помех или из-за собственных шумов приемника.
Выше 10... 15 МГц приемная антенна имеет смысл лишь
если ее Ga не очень мало (ориентировочно больше 0 dBi),
а передающая антенна имеет слабую направленность, напри-
мер GP. При этом RDF приемной антенны должен выше, чем
у передающей, так как передающая антенна не изотропна
и поэтому ее RDF > 0 дБ. Напротив, ниже 10... 15 МГц уровень
шумов эфира, а также полезных сигналов, быстро растет с по-
нижением частоты. Так, в диапазонах 80 и 160 м даже в «ти-
хих» местах уровень шумов эфира на антенне с Ga = 0 dBi на
десятки децибелл превышает собственные шумы приемника.
Поэтому приемная антенна с высоким RDF, даже при очень
низком Ga (—10. .-30 dBi), даст выигрыш в С/Ш на выходе при-
емника. Принятые сигналы при очень низком КПД антенны бу-
дут выше собственных шумов приемника.
135
Направленная передающая антенна ниже 10 МГц редкость,
поэтому приемная антенна, вне зависимости от ее Ga, имеет
смысл, если ее RDF больше, чем у передающей. Для простых
передающих антенн RDF не превышает нескольких децибелл —
5 дБ у GP. 7 дБ у Х/2 диполя при высоте подвеса О.ЗХ над сред-
ней землей, 8 дБ у Inverted V на мачте высотой Х/4. Поэтому
приемная антенна с RDF > 9 дБ уже заслуживает внимания.
Высокое F/B для приемной антенны важно в тех случаях,
когда имеется возможность либо вращать ее, либо электри-
чески перемещать положение минимума, либо использовать
несколько переключаемых приемных антенн, направленных
в разные стороны. Ожидать же, что единственная помеха попа-
дет точно в створ заднего направления фиксированной прием-
ной антенны, может лишь тот, кто не знаком с законами Мэрфи.
Вращение небольшой приемной антенны иногда может по-
давить фиксированную по направлению помеху даже в том
случае, когда сама антенна вроде бы не имеет заметного F/B
Дело в наличии глубоких минимумов ДН только для V и/или для
Н поляризаций. Посмотрите антенну ...\ANT\Short\Magnetic
loops\Multiturnloop.maa. Это типичная многовитковая приемная
магнитная рамка. Ее суммарная ДН (закладка Диаграммы на-
правленности с установленным флагом Суммарн. в поле По-
казать ДН для поляризаций) пространственной избиратель-
ностью отнюдь не блещет: F/B < 2 дБ. Но если посмотреть ДН
отдельно по V и Н (закладка Диаграммы направленности
с установленным флагом V+H в поле Показать ДН для поля-
ризаций), то окажется, что и по V и по Н имеется по паре глу-
боких (более 20 дБ) минимумов. Если помеха имеет выражен-
ную поляризацию (V или Н), го,’повернув упомянутую магнит-
ную рамку соответствующим минимумом на помеху, можно
значительно улучшить прием, несмотря на совсем малое F/B
суммарной ДН.
Но если помехи идут со всех сторон, магнитная рамка бес-
полезна, так как ее RDF всего лишь 5,6 дБ. А это значит, что
Х/2 диполь (не очень низко подвешенный) с RDF = 7 дБ может
обеспечить лучший прием.
Оптимальной приемной антенны на все случаи жизни не су-
ществует, так как это зависит от характера помех в точке при-
ема: распределения по углам прихода, поляризации, расстоя-
ния, частоты). Поскольку характер помех меняется от времени
суток, условий прохождения и т. д., то в разных условиях могут
оказаться оптимальными разные приемные антенны. И потому,
не упускайте возможность использовать несколько разных
приемных антенн с коммутатором.
136
4.5.2. Антенна Бевереджа
4.5.2.1. Как и почему она работает
Если длинный провод с бегущей волной (рис. 4.4.1 и 4.4.3)
расположить очень низко над землей, то его Ga упадет за счет
потерь в земле. Но зато в азимутальной ДН останется лишь
один главный лепесток, что и требуется для приемных антенн.
Поскольку провод идет низко над землей, то логично в качестве
ВЧЗ его начала и конца использовать поверхность земли. Имен-
но такую антенну предложил в 1917 г. X. Бевередж (W2BML),
рис. 4.5.1, файлы ...Beverage.maa, ...beveragel80.maa.
Z
Длина 200 м, высота 2,5 м
“х
Y
Рис. 4.5.1
Почему антенна Бевереджа (АБ) имеет однонаправленную
ДН? Основная причина — уменьшение скорости ЭМВ v при
распространении вдоль земли. Как показано в [1], при умень-
шении фазовой скорости v ниже скорости света с провод с бе-
гущей волной имеет однонаправленную ДН, вид которой опре-
деляется отношением v/c. Там же показано, что существует
оптимальная (с точки зрения максимального RDF) v для прово-
да данной длины. При оптимальной скорост л v, которая мень-
ше скорости света, уровень боковых и задних лепестков АБ
минимален по отношению к основному лепестку.
Осталось понять, почему в АБ происходит замедление вол-
ны. Ясно, что сам провод никакого замедления не дает (не мо-
жет в простой прямой проволоке замедляться скорость волны).
Не подходит на эту роль и резистор нагрузки. А что же тогда
осталось в АБ? Осталась земля. Вспомним п. 3.-1.2. Скорость
ЭМВ, распространяющейся в диэлектрике, ниже скорости све-
та (формула 3.1.2). Тем ниже, чем выше диэлектрическая про-
ницаемость а среды распространения. Земля (грунт) всегда
имеет £ > 1. Поэтому ЭМВ, распространяющаяся в земле, име-
ет скорость v1 < с. Понятно также, что ЭМВ, распространяю-
щаяся вдоль земли (т.е. в объеме, состоящем из двух разно-
родных сред: сверху воздух с е = 1 и скоростью с, снизу грунт
с е > 1 и скоростью v1 < с), также будет испытывать замедле-
ние. Ее скорость v2 будет выше v1 (все-таки ЭМВ более чем
наполовину в воздухе), но ниже с (ЭМВ ведь отчасти в грунте).
137
Нетрудно понять, что по мере удаления от грунта v2 увеличи-
вается, стремясь к с, а при уменьшении высоты над землей v2
снижается, приближаясь к v1.
Поскольку комплексная диэлектрическая проницаемость е'
грунта зависит не только от е, но и от его проводимости о, и от
частоты ЭМВ f (см. п. 3.1.2, формула 3.1.4), то от этих же ве-
личин зависит и v1. Поэтому фазовая скорость ЭМВ v2 (т. е.
ДН и RDF антенны Бевереджа) в АБ зависит от:
• высоты провода АБ над землей,
• параметров грунта: диэлектрической проницаемости е и
проводимости о,
• рабочей частоты.
Повышают v2: рост частоты, увеличение высоты провода
АБ (при большой высоте v2 стремится к с) и возрастание про-
водимости почвы о. Если вместо грунта у нас металл с хоро-
шей проводимостью, то ЭМВ вовсе не замедляется.
Понижают v2: уменьшение частоты, снижение высоты про-
вода АБ (при малой высоте v2 приближается к v1, хотя и не до-
стигает ее), ухудшение проводимости почвы (ближе к идеаль-
ному диэлектрику) и рост ее диэлектрической проницаемости.
Итак,
Земля (грунт) является важной частью АБ, обеспечивающей
направленность антенны. Одна и та же АБ над землей с раз-
личными характеристиками будет иметь разные ДН и RDF.
Для дальнейшего изучения антенны Бевереджа рассмотрим
особенности ее моделирования. Приходится с сожалением
отметить, что для ее точного моделирования непригодны ни
MININEC (MMANA) ни NEC2 (NEC2 for MMANA):
• MININEC из-за отсутствия учета потерь ближнего поля
в реальной земле завышает Ga от на 6-.. 12 дБ (чем ближе
антенна к земле, тем больше ошибка, см. табл. 4.5.3).
А также при высоте АБ менее оптимальной (что это такое
см. в следующем параграфе) неверно определяет фор-
му ДН.
• NEC2 верно учитывает потери в земле, но не может ра-
ботать с проводами, соединенными с реальной землей,
а в АБ таких два.
Поэтому, в зависимости от ситуации, приходится пользовать-
ся обоими вычислительными ядрами.
MININEC (MMANA) удобнее для моделирования АБ при вы-
соте от оптимальной и выше. Надо лишь иметь в виду, что ре-
альное Ga будет ниже на 6... 12 дБ. Точную величину можно оп-
ределить в NEC2 for MMANA. Необходимо внимательно следить
138
за сегментацией и при малых высотах соответственно увели-
чивать DM1 и DM2 (см. п. 2.1.2). Поскольку АБ имеет большую
длину, и соответственно на ней укладывается несколько полу-
волн, то при малой высоте необходимо повышать DM2 до
0.5DM1 (вместо обычного значения 0.1DM1), например, как
в файле ...Beverage 0,1.maa.
NEC2 надо использовать при высоте АБ меньше оптималь-
ной и для любой АБ при определении точного Ga. Для модели-
рования в NEC2 у АБ приходится удалять оба коротких провода,
соединяющих начало и конец антенны с землей, и заменять их
двумя парами Х/4 радиалов. Точно так же как это сделано на
рис. 4.4.1.
Пример АБ, подготовленной для моделирования в NEC2,
приведен в файле ... beverage l80-NEC2.maa. Отмечу, что ника-
ких двух пар Х/4 радиалов в реальной АБ нет Это лишь мате-
матический прием, позволяющий использовать ядро NEC2 для
расчета АБ.
Недостатком такого приема является то, что в этом случае
невозможно учесть влияние на ДН реальных вертикальных
проводов, заземляющих начало и конец АБ. Но, как правило,
эти провода очень короткие и то, что NEC2 их не учитывает,
сказывается лишь на точности расчета F/B.
Реальный F/B за счет излучения этих вертикальных прово-
дов во все стороны будет несколько ниже рассчитанного в NEC2.
Тем ниже, чем длиннее эти провода, т. е. больше высота АБ
над землей.
4.5.2.2. Оптимальная высота. Влияние качества земли
Итак, ДН и RDF антенны Бевереджа зависят от фазовой
скорости v2 ЭМ В в проводе. A v2 при заданной длине антенны
зависит от параметров грунта, частоты, высоты провода АБ
над землей и его длины. Чтобы получить оптимальную v2, мы
можем менять только высоту h антенны над землей.
В самом деле, параметры грунта не изменишь, какой уж
есть, таким и останется. Рабочая частота не нами задана. Дли-
на (забегая в следующий параграф) желательна максимально
возможная, и ограничивается размерами доступного участка
земли. Следовательно, для данных условий (земли, частоты,
длины) мы можем устанавливать оптимальную v2 единствен-
ным способом — меняя высоту h.
Оптимальная высота h0PT антенны Бевереджа — та, при кото-
рой достигается оптимальная фазовая скорость (т. е. максимум
RDF), при заданных свойствах земли, частоте и длине антенны.
139
Влияние высоты на параметры 240-метровой АБ, располо-
женной над средней (е = 13, о = 5 мС/м) землей и работающей
на частоте 3,55 МГц, показано на рис. 4.5.2. Оптимальной ско-
рости соответствует высота 0,65 м (средняя часть рис. 4.5.2),
RDF при этом достигает максимального значения 14.8 дБ.
При уменьшении высоты до 0,2 м (верхняя часть рис. 4.5.2)
скорость падает ниже оптимума и ДН антенны «расплывается»,
RDF снижается до 14,1 дБ.
При увеличении высоты до 3 м (нижняя часть рис. 4.5.2)
скорость становится выше оптимальной. Это приводит к росту
уровня боковых лепестков (сравните верхние лепестки на ниж-
ней и средней зенитных ДН), и снижению RDF до 14,3 дБ.
Процедура определения h0PT «на глазок» такова:
• создайте модель АБ для NEC2 для ваших параметров:
длины АБ, частоты и параметров грунта;
• установите очень малую высоту над землей (например,
0.1 м) в NEC2 for MMANA. Убедитесь что ДН «расплы-
лась» между боковыми лепестками (примерно как на
верхней части рис. 4.5.2). Если нет, значит, фазовая ско-
рость слишком высока, и провод АБ лучше просто поло-
жить на землю. Если да, то, увеличивая высоту, добей-
тесь заметных провалов между лепестками, но не до
нуля (как на средней части рис. 4.5.2). Это и будет h0PT.
Точное определение hOPT требует сложных и трудоемких вы-
числений, поэтому в табл. 4.5.1 приведу готовые данные для
трех любительских диапазонов, трех длин АБ и трех различных
земель.
Оптимальная высота увеличивается с возрастанием часто-
ты, увеличением длины антенны и ухудшением качества земли.
Не стоит сильно переживать, если в вашем случае не получа-
ется установить антенну на hOPT- Увеличение высоты в 2...2,5 раза,
а также ее уменьшение в 1,5...2 раза, по сравнению с опти-
мальной, приводит к падению RDF всего на несколько десятых
долей децибелла. Забегая в следующий параграф, скажу, что
такое снижение можно компенсировать удлинением антенны.
Таблица 4.5.1 опровергает утверждение, что АБ обязатель-
но требует плохой земли и неважно работает над хорошей
землей. RDF АБ над хорошей землей ничем не хуже, чем над
средней и плохой. Надо лишь обязательно уменьшать высоту
АБ до hOPT для хорошей земли. Более того, при оптимальной
высоте RDF АБ над хорошей землей будет даже выше, чем
RDF этой же антенны над плохой землей. Немного, на 0,5... 1 дБ
(в зависимости от длины антенны), но выше.
140
Рис. 4.5.2
Поэтому, если у вас хорошая земля, это не повод отказы-
ваться от установки АБ. Подтверждением этому является при-
нятый стандарт в оснащении НЧ любительских диапазонов
141
у серьезных станций: передающая антенна GP, которая тре-
бует хорошей земли, вокруг себя в очень большом радиусе
(см. п. 3.4.4) и приемная АБ (на той же самой земле).
Кроме RDF, качество земли влияет и на Ga антенны. В про-
тивоположность GP в данном случае улучшение проводимости
земли снижает Ga. Дело в том, что в АБ отражение от земли
не участвует в создании ДН и потому не увеличивает Ga. Ка-
чество земли как отражающей поверхности в данном случае
не важно, в АБ земля работает как замедляющий диэлектрик,
а не как отражающее зеркало.
Таблица 4.5.1
Длина АБ, м hOPT АБ, м, при частоте, МГц
1.825 3,55 7,05
Плохая земля (е = 5, о = 1 мС/м)
180 0,18 0,8 2,1
240 0,4 1,8 2,6
300 0,8 2,9 3,3
Средняя земля (е = 13, о = 5 мС/м)
180 0,07 0,4 1
240 0,1 0,65 1.9
300 0,2 1,15 2,2
Хорошая земля (е = 30, о = 20 мС/м)
180 < 0 0,15 0,6
240 0 0,3 0,95
300 0,1 0,5 1,4
Очевидно, что если в качестве замедляющей структуры по-
ложить под антенну идеальный диэлектрик, то ЭМ В в нем не
будет иметь потерь и, следовательно, усиление АБ будет мак-
симально.
По мере роста проводимости растут тепловые потери в ди-
электрике (в грунте), над которым распространяется волна
и потому Ga падает.
В табл. 4.5.2 показано как влияет изменение проводимости
грунта с 8 = 13, на Ga антенны Бевереджа длиной 240 м, рас-
положенной на высоте 1 м над землей и работающей на часто-
те 3,55 МГц.
142
Таблица 4.5.2
а, мС/м 1 3 5 10 20 30 50 100
Ga, dBr -3,93 -4,20 -4,50 -5,19 -6,30 -7,13 -8,31 -10,06
Падение Ga на хорошей земле не очень влияет на работу
антенны. Как отмечено в п. 4.5.1, для приемных антенн, рабо-
тающих на частотах ниже 10 МГц, это несущественно. Шумы
эфира даже на антенне с низким Ga все равно превосходят
собственные шумы приемника.
Усиление АБ зависит и от высоты антенны над землей. Оче-
видно, что чем ближе антенна к земле с потерями, тем ниже ее
Ga. Таблица 4.5.3 подтверждает этот несложный вывод и дает
возможность ориентироваться, какую поправку надо вносить
в величину Ga при моделировании АБ в MINI NEC (MMANA). Таб-
лица 4.5.3 рассчитана для антенны Бевереджа длиной 240 м,
работающей на частоте 3,55 МГц и расположенной над грун-
том с параметрами е = 13, о = 5 мС/м.
Таблица 4.5.3
Высота, м 0,05 0,1 0,25 0,5 1 1,5 2 3 4
Ga, dBi -16,28 -14,09 -9,22 -6,51 -4,5 -3,5 -2,84 -1,97 -1,38
С уменьшением высоты Ga падает очень быстро, особенно
на малых высотах. Поэтому при переходе от плохой земле
к хорошей, где требуется малая высота hOPT, общее падение Ga
из-за роста проводимости почвы — табл. 4.5.2, плюс за счет
вынужденного уменьшения высоты до hOPT, может превышать
1О...15дБ.
Из табл. 4.5.3 также следует, что применение АБ в качестве
передающей неразумно. Даже при длине в ЗХ и немалой высо-
те подвеса Ga отрицательно.
Последнее, о чем надо упомянуть в этом параграфе — вли-
яние качества земли на зенитный угол ДН. Улучшение прово-
димости земли немного повышает это угол. Это повышение
так же, как и падение Ga можно скомпенсировать увеличением
длины АБ. Впрочем, это уже начало следующего параграфа.
4.5.2.3. Зависимость параметров АБ от длины
Имеется ли оптимальная длина АБ? Влияние длины АБ на
ее основные параметры изучил G. Ordy (W8WWV) в работе [5],
из которой заимствованы цифровые данные для графиков это-
го параграфа.
143
Ordy моделировал в NEC2 антенну Бевереджа, работающую
на частоте 1,83 МГц и расположенную на высоте 1,8 м над хоро-
шей землей со следующими параметрами: £ - 20, о = 30 мС/м.
На рис. 4.5.3 показана зависимость RDF от длины антенны.
RDF АБ на высоте 1,8 м над хорошей землей. F=1,83 МГц
Рис. 4.5.3
Как видно из этого рисунка, RDF антенны возрастает с ее
длиной. Наличие оптимума на этом графике при длине 1800 м
обманчиво и является следствием того, что Ordy моделировал
антенну с постоянной (и довольно большой) высотой. Если бы
для каждой длины устанавливалась бы своя оптимальная
высота антенны, то никакого максимума RDF от длины мы бы
не увидели.
Важный вывод:
Нет оптимума по RDF в зависимости от длины АБ. Чем
длиннее АБ, тем выше RDF.
Но все же, почему на рис. 4.5.3 есть оптимум? Дело в том,
что h0PT возрастает с ростом длины антенны (см. табл. 4.5.1)
и при длине 1800 м даже над хорошей землей h0PT достигает
1,8 м, т. е. высоты установки нашей антенны. И потому при ро-
сте длины от 1800 до 2400 м наблюдается небольшое сниже-
ние RDF — высота становится меньше оптимальной и ДН начи-
нает «расплываться». Но при дальнейшем возрастании длины
(свыше 2400 м) RDF снова уверенно идет вверх.
Из рис. 4.5.3 легко определить минимальную длину, при ко-
торой еще есть смысл применять АБ. В п. 4.5.1 отмечено, что
минимальный RDF приемной антенны должен быть выше 9 дБ.
Рисунок 4.5.2 показывает, что RDF антенны Бевереджа дости-
гает этого значения при длине немного большей, чем Х/2-
144
Важный вывод:
Применение АБ короче полуволны лишено смысла.
Впрочем, АБ лишь немногим длиннее Х/2 даст лишь очень
малый выигрыш в RDF по сравнению со слабонаправленной
передающей антенной. Хотя и он никогда не бывает лишним,
на НЧ любительских диапазонах выигрыш в отношении C/LU
даже в 1 дБ может решить быть связи или не быть. Для серьез-
ного же выигрыша в RDF длина АБ должна составлять 1...3Х.
В предыдущем параграфе отмечено, что установка АБ на
высоте, отличающейся вдвое, в любую сторону, от оптималь-
ной, несколько снижает RDF. По рис. 4.5.3 легко определить,
насколько надо увеличить длину АБ, для возмещения этих по-
терь. 0,5 дБ компенсируются увеличением длины АБ в 1,2 раза,
1 дБ — увеличением длины в 1,4 раза. Следовательно, разме-
щение АБ на оптимальной высоте эквивалентно ее удлинению
на 20...40% по сравнению со случаем установки ее на высоте,
заметно отличающейся от hOPT.
Пример 1.
Частота 1,825 МГц. АБ длиной 180 м над средней землей с пара-
метрами е = 13, сг = 5 мС/м. При установке ее на оптимальной высоте
0,07 м (см. табл. 4.5.1) ее RDF составит 11.8 дБ. Если эту же антенну
разместить на высоте 2,5 м (например, чтобы под ней могли ходить
люди), то RDF упадет до 11.0 дБ. Для того чтобы вернуть RDF к значе-
нию 11,8 дБ придется удлинить антенну до 240 м.
Пример 2.
Частота 3,55 МГц. АБ длиной 240 м над плохой землей с пара-
метрами е = 5, <т = 1 мС/м. При установке ее на оптимальной высоте
(см. табл. 4.5.2) 1,8 м ее RDF составит 14,6 дБ Если эту же антенну
разместить на высоте 0,3 м (например, начитавшись советов о том,
что уменьшение высоты якобы всегда снижает уровень боковых ле-
пестков), то RDF упадет до 13,6 дБ. Чтобы получить такой же RDF, как
при оптимальной высоте, придется удлинить антенну до 340 м.
Как зависит Ga от длины, показано на рис. 4.5.4. Тут все
предсказуемо — чем длиннее, тем выше усиление. Небольшой
пик при 1800 м возникает по той же самой причине, что и на
графике рис. 4.5.3.
Влияние длины на угловые характеристики главного лепест-
ка ДН АБ приведены на двух следующих рисунках.
На рис. 4.5.5 показано как изменяется ширина (по уровню -
3 дБ) азимутальной ДН, а на рис. 4.5.6 — изменение зенитного
угла максимума ДН.
145
Ga АБ на высоте 1,8 м над хорошей землёй. F=1,83 МГц
Рис. 4.5.4
При длине АБ меньше X зенитный угол излишне высок для
DX связей. С другой стороны, при длинах > 4...5Х зенитный
угол снижается настолько, что антенна плохо принимает сиг-
налы, приходящие с углами выше 20°, которые также могут ис-
ходить от весьма удаленных станций (п. 3.1.9.2).
Ширина главного лепестка азимутальной ДН неуклонно
снижается с ростом длины АБ (рис. 4.5.5). Хорошо это или
плохо и насколько зависит от того, с каких азимутальных на-
правлений вы хотите принимать станции и сколько места у вас
имеется под АБ.
Зенитный угол АБ не выс. 1.8 м над хорошей землёй. F=1,83 МГЦ
РИС. 4.5.5
146
Ширина главного лепестка АБ по уровню -3 дБ. град.
Высота 1,8 м над хорошей землей F=1 83 МГц
Рис. 4.5.6
Если ваша цель — прием станций лишь с одного направле-
ния, то чем длиннее АБ. тем лучше. Если же имеется в виду
прием со всех азимутов (не одновременно), это означает, что
надо иметь несколько антенн Бевереджа с общим центром,
равномерно распределенных по азимуту, и переключать их
в зависимости от требуемого направления. В этом случае рост
длины АБ не столь однозначно хорош. Ведь чем меньше шири-
на ДН одной антенны, тем больше их придется иметь.
Например, при длине АБ 300 м (1,8Х. на 1,8 МГц) ширина ДН
составит 60° (рис. 4.5.6). Чтобы перекрыть все 360° потребует-
ся шесть таких антенн, т. е. 1,8 км проволоки и участок земли
диаметром 600 м.
Если же одна антенна имеет длину 900 м (5,5Х), то ширина
ее ДН падает до 30е. Требуется уже 12 антенн. Расходы: 10,8 км
проволоки и круг земли диаметром 3,6 км.
Радиолюбители нередко применяют одну АБ в нескольких
диапазонах. Как правило, это 1,8, 3,5 и 7 МГц. Ясно, что, как
ни выбирай длину АБ, при таком большом изменении частоты
она будет либо слишком коротка для 1.8 МГц, либо слишком
длиннадля7 МГц (мало кому повезет с местом настолько, что-
бы установить множество АБ распределенных по азимуту).
Трехдиалазонную (1,8, 3,5 и 7 МГц) АБ обычно делают дли-
ной 180...240 м — уже дает эффект на 1,8 МГц, и еще не слиш-
ком узкая ДН на 7 МГц. Двухдиапазонную (1,8 и 3,5 МГц) —
240...350 м.
147
4.5.2.4. F/B антенны Бевереджа
Вторым после RDF параметром приемной антенны являет-
ся отношение F/B. Оно, как правило, намного больше RDF.
Как меняется F/B антенны Бевереджа в зависимости от ее
длины показано на рис. 4.5.7. График построен по данным [5]
для АБ, работающей на частоте 1,83 МГц и расположенной на
высоте 1,8 м над хорошей землей со следующими параметра-
ми: е = 20, а = 30 мС/м. График построен для F/B в азимуталь-
ном направлении точно назад (установки направления тыла
в MMANA Азимут = О гр., Элевация = О гр.).
F/B АБ на высоте 1,8 м над хорошей землёй F= 1,83 МГц
Рис. 4.5.7
Видно, что имеются периодические максимумы F/B от дли-
ны, около длин 110, 190, 280, 360 и 440 м, а также далее. Яко-
бы «отсутствие» максимумов на рис. 4.5.7 при длинах больше
500 м — следствие мелкого масштаба и грубого шага по оси
длин выше 500 м, принятых при построении данного графика.
На самом деле эти максимумы есть. Любопытно отметить, что
положение максимумов не зависит от свойств почвы. В неко-
торой степени (±10...20 м) их положение зависит от высоты АБ
над землей.
Таким образом, если вы делаете однодиапазонную (на-
пример, только на 1,8 МГц) АБ, то по критерию максимума F/B
оптимальная длина антенны имеется. Вернее множество таких
длин, периодически повторяющихся. Отмечу, что этот период
не точно кратен Х/2 и меняется по весьма сложному закону.
Проще всего определить оптимальную (по F/B) длину АБ
для вашего случая в MMANA по следующей методике:
• Установите ваши параметры почвы.
• Нарисуйте АБ с желаемой высотой и с длиной несколько
меньшей, чем планируете (выбирается из наличия мес-
148
та, или если у вас нет проблем с местом, то из графиков
4.5.5 и 4.5.6).
• В окне Установки опишите желаемый телесный угол, в ко-
тором надо обеспечить максимальное подавление, задав
соответствующие значения в полях Азимут и Элевация
(см. п. 2.2.11). Кстати, в зависимости от этих значений
значение оптимальной длины может несколько меняться.
• Проведите оптимизацию длины АБ по единственному
критерию максимума F/B. Удобнее всего задать измене-
ние длины АБ, как одновременное изменение обеих ко-
ординат х дальнего короткого провода, в который вклю-
чена нагрузка. Например, для антенны ...Beverage.maa
таблица Изменяемые параметры в окне оптимизации
должна выглядеть так:
Тил № Что Кооп.
Провод 3 Х1 0
Провод 3 Х2 1
В результате MMANA автоматически найдет для заданных
высоты подвеса, свойств земли и телесного угла, который вы
считаете направлением назад оптимальную по F/B длину, бли-
жайшую к установленной перед оптимизацией.
В зависимости от длины АБ меняется угловое положение глу-
боких задних минимумов в зенитной ДН. Даже небольшое изме-
нение длины может заметно сместить по углу такой минимум.
На рис. 4.5.8 показаны зенитные ДН при длине АБ 335, 350
и 375 м. Обратите внимание, как резко перемещается по зе-
нитному углу первый задний минимум: от 15 до 35°. Возникает
149
соблазн точно навести этот минимум на особо зловредную по-
меху, соответственно меняя длину АБ. Однако такая процедура
на редкость неудобна конструктивно. Поэтому на практике ме-
няют электрическую длину АБ, подключая параллельно рези-
стору нагрузки переменную реактивность.
На рис. 4.5.9 показано, как меняются диаграммы направлен-
ности АБ длиной 350 м при подключении к резистору нагрузки
500 Ом последовательных реактивностей +j150 и -j150 Ом
соответствен но.
Рис. 4.5.9
Точно так же, как и при изменении физической длины резко
меняется угловое положение первого заднего минимума. Его
можно точно навести на помеху оперативной подстройкой ре-
активности нагрузки. К сожалению, изменение импеданса на-
грузки приводит к ухудшению общего F/B — из-за рассогласо-
вания в проводе АБ возникает отраженная волна, приводящая
к росту задних лепестков. Поэтому изменение реактивности
нагрузки АБ ограничивают диапазоном ±150...200 Ом.
4.5.2.5. Конструктивные особенности
и мелочи практики
Немцы говорят: «Дьявол скрывается в мелочах». Это как раз
про АБ. При всей внешней незатейливости: провод-над зем-
лей, резистор нагрузки, да трансформатор питания — АБ име-
ет немало тонкостей, несоблюдение которых заметно ухудшит
параметры антенны.
150
Заземления. Как правильно заземлить начало и конец ан-
тенны? Встречающиеся рекомендации, что достаточно вбить
металлическую трубу в землю на 2...3 м, представляются не
лучшим вариантом. Во-первых, трудно (не забивали в мерзлый
и/или изобилующий камнями грунт, трубу на пару метров
вглубь?). Во-вторых, есть риск собрать дополнительные поме-
хи от НЧ токов, протекающих под землей, например от элект-
ротехнических заземлений силовых сетей.
Оба заземления АБ проще всего выполнить как систему из
нескольких радиалов, лежащих на земле или немного припод-
нятых (последнее снижает помехи от токов, протекающих по
земле). Систем в радиалов должна быть зеркально симметрич-
на относительно АБ. Иначе ДН антенны будет испорчена за
счет приема сигнала радиалами. Для уменьшения последнего
эффекта радиалы должны быть короткими: обычно около
0,05...0,1Х. Для АБ, работающей от 1,8 до 7 МГц, длина таких
радиалов 6.„9 м. Сопротивление заземления при столь корот-
ких радиалах получается немаленьким. Но на фоне нескольких
сот ом Ra даже плохое заземление вполне терпимо.
Можно исключить контакт с землей, используя ВЧЗ в виде
Х/4 радиала — по одному в начале и в конце антенны — вытя-
нутого в линию с АБ, точно также как показано на рис. 4.4.3.
Такой вариант лучше всего при больших токах помех, протека-
ющих по земле. Недостатки такого ВЧЗ: требуется больше ме-
ста и работает оно лишь в узкой полосе — лишь там, где резо-
нирует радиал. Если антенна многодиапазонная, то для каждо-
го диапазона придется использовать отдельный радиал.
Резистор нагрузки. Встречаются указания подбирать его
величину по максимальному подавлению назад, ориентируясь
на сигналы станций. Это не очень разумно. Посмотрите на зе-
нитные ДН рис. 4.5.2, 4.5.8, 4.5.9. По зенитному углу много ми-
нимумов. Их положение зависит, помимо прочего, и от степени
согласования провода. Ориентируясь на сигналы удаленных
станций, приходящие неизвестно под каким зенитным углом,
вы вполне вероятно сможете добиться сильного заднего ос-
лабления для некоторых зенитных углов. Но не менее вероят-
но, что при этом упадет F/B — как общее, так и для других зе-
нитных углов (см. рис. 4.5.9). Поэтому лучше всего, рассчитав
волновое сопротивление однопроводной линии в зависимости
от диаметра провода и высоты (см. п. 3.2.2), установить имен-
но такой резистор или на 20...40 Ом (величину потерь в зазем-
лении) меньше и больше его не трогать. Ибо его изменением
улучшить общее F/B весьма проблематично, а вот ухудшить
очень легко.
151
Для увеличения F/B лучше пойти другим путем. Понятно,
что короткие вертикальные проводники в начале и в конце АБ
принимают одинаково со всех сторон. На Ga это практически
никак не сказывается, а вот F/B снижает. Особенно если высо-
та подвеса АБ не мала. Для снижения вредоносного влияния
этих сторон их делают сильно наклонными. Подъем до полной
высоты АБ происходит не скачком вертикально вверх, а плав-
ным повышением на длине 20...30 м (файл ... Beverage-1 .maa).
АБ при этом приобретает трапециидальную форму. Чтобы
в модели не повышать резко число сегментов, из-за малого
расстояния между проводом и землей в начале и в конце АБ,
в упомянутой модели оставлены два вертикальных отрезка по
0,2 м — их на практике нет, реально наклонные провода идут
до земли. Такая трапециидальная АБ позволяет дополнительно
выиграть несколько деци бел л в F/B.
Узел питания. Коаксиальный кабель питания обязательно
должен иметь развязывающий дроссель {п. 3.6.4.2). Вы ведь
не хотите, чтобы внешняя сторона оплетки питающего кабеля
стала дополнительной паразитной, неучтенной АБ, и приняты-
ми сигналами испортила бы ДН основной АБ? Значит, эту сто-
рону оплетки надо отключить от антенны. Развязывающий дрос-
сель именно это и делает.
Крайне желательно закопать под землю питающий кабель
АБ с целью снижения уровня паразитных сигналов, принятых
внешней стороной оплетки.
Для согласования АБ хорошо подходит широкополосный
трансформатор (ШПТ) 1:9... 1:16 на феррите (п. 3.5.6). Это один
из тех нечастых случаев, когда применение ферритовых ШПТ
на антенне оправдано и приводит к хорошим результатам.
Дело в том, что тут ШПТ работает с малыми сигналами. Но не
увлекайтесь миниатюризацией сердечника, ориентируйтесь на
конструкции ШПТ, стоящих во входных каскадах хороших при-
емников. Для согласования АБ следует лучше применять ШПТ
с двумя отдельными обмотками, связанными только магнит-
ным полем сердечника. Это снижает влияние паразитных син-
фазных токов, принятых внешней стороной оплетки кабеля
(см. п. 3.6.4.1).
Принятие повышенных мер (более суровых, чем на переда-
ющей антенне, используемой в режиме приема) по снижению
паразитных токов внешней стороны оплетки связано с тем, что
сама АБ имеет низкое Ga. И даже относительно небольшие па-
разитные токи принятые внешней стороной оплетки могут
«смазать» ДН и значительно снизить RDF и F/B антенны Беве-
реджа.
152
Место установки. Любая антенна работает плохо, если ее
площадь раскрыва чем-то затенена (п. 3.1.7). Антенна Беве-
реджа не исключение. Но малая высота АБ создает пробле-
му— даже небольшие и низкие препятствия (дом, например),
находящиеся в створе главного лепестка сильно затеняют пло-
щадь раскрыва АБ и заметно снижают ее Ga и F/B. Но если пре-
пятствие находится в створе заднего лепестка, то можно ощути-
мо повысить F/B. Таким образом, АБ может начинаться от круп-
ного затеняющего предмета (холма, строения, металлических
конструкций), но не должна в них упираться своим дальним кон-
цом, т. е. антенна должна «смотреть» в чистое пространство.
Желательно избегать установки АБ около металлических
мачт. Подробный разговор об этом ниже, в параграфе 4.5.5.
Адаптация к местным условиям Чаще всего оказывает-
ся, что хорошего места под АБ нет. Или его просто не хватает.
Или оно есть, но там ходят люди, и разместить АБ вдоль земли
на оптимальной высоте никак невозможно. Приходится при-
спосабливать АБ к тому пространству, что имеется.
Если нет возможности провести провод по прямой, то его
можно немного, градусов на 10...20, изгибать, даже неоднократ-
но, по типу зигзага.
Изгиб в горизонтальной плоскости для обхода препятствия
не приводит к заметному уменьшению подавления назад и
вбок (отношения F/B), но заметно искажает форму главного
лепестка (падает RDF).
Напротив, изгиб по высоте, когда требуется «перепрыгнуть»
препятствие, мало влияет на главный лепесток и RDF, но мо-
жет ощутимо снизить F/B и увеличить боковые лепестки.
Нередко установка провода ниже 2,5...4 м невозможна
(надо обеспечить беспрепятственное движение под антенной).
Часто зто намного больше оптимальной высоты: на хорошей
и средней земле почти всегда, на плохой — при относительно
небольшой длине антенны (см. табл. 4.5.1). Значительное от-
личие высоты подвеса от hOPT заметно снижает RDF. Особенно
неприятно это при малых (0,5...0,7Z) длинах АБ, когда сниже-
ние RDF идет в основном за счет ухудшения F/B. То есть АБ
с малой длиной, подвешенная не на ИОрт (которая при этом
весьма мала, см. табл. 4.5.1) будет иметь совсем неважное F/B
(см. рис. 4.5.7).
Вспомним, с ростом высоты растет фазовая скорость v2
ЭМВ в проводе. Если высота подвеса больше оптимальной, то
v2 становится слишком высокой. Напрашивается очевидный
вывод: ЭМВ надо как-то «притормозить», снизив ее скорость
до оптимума. В обычной АБ это делается приближением к зем-
153
ле. Но мы договорились, что уменьшать высоту нельзя. Значит
надо добавлять «тормоз» в сам провод АБ. В радиотехнике та-
ким «тормозом», задерживающим фазу тока, является катушка
индуктивности. Распределив адоль провода АБ несколько ка-
тушек, можно понизить скорость до оптимальной и получить
максимум RDF и F/B. Пример такой антенны показан в файле
...L-Bev.maa. Десять катушек по 7,7 мкГн. распределенных рав-
номерно вдоль провода длиной 80 м, подвешенного на высоте
2,2 м, позволяют повысить F/B до максимума. Иными словами:
введение катушек повышает hOPT до 2,2 м Без катушек hOPT
была бы несколько сантиметров. Недостаток такого решения
в том, что антенна становится однодиапазонной, так как «тор-
мозящее» действие катушек (т. е. их реактивное сопротивле-
ние jX) меняемся с частотой.
Этот же прием можно использовать, когда hOPT получается
слишком большой и ее желательно снизить. В данном случае
требуется повысить скорость ЭМВ в проводе АБ. Такими «ус-
корителями» являются конденсаторы. Распределив их равно-
мерно вдоль АБ можно уменьшить hOPT.
Часто антенное поле располагается на крыше многоэтаж-
ного дома, и нет никакой возможности начало АБ разместить
у земли. В этом случае можно использовать наклонную АБ
(файл ...TBev_dl2kq.maa). Эта антенна отличается от обычной
АБ лишь тем, что ее начало поднято на крышу, а в качестве
ВЧЗ у источника используется 1/4 радиал. Конечно, такое по-
ложение АБ не позволяет получить оптимальную скорость. Па-
дение RDF и F/B приходится компенсировать увеличением
длины. Такая антенна имеет смысл при длине больше X.
Если приходится размещать АБ у морской воды (экспеди-
ция на остров, который сам размером с АБ), насколько это
ухудшит дело? Непосредственно над водой АБ устанавливать
нет смысла, фазовая скорость будет очень высока и ДН антен-
ны будет плохой.
Но можно без опаски ставить АБ на берегу перпендику-
лярно воде. Причем начало (или конец) АБ могут быть прямо
у воды. ДН антенны это не испортит, ибо фазовую скорость
(т. е. ДН и RDF) опраделяют свойства земли именно под антен-
ной, а не вокруг нее.
Вдоль берега АБ можно ставить, отодвинув ее от кромки воды
(или мокрого берега) всего на несколько метров, точнее гово-
ря, на расстояние, превышающее высоту подвеса в 3...4 раза.
Искажения ДН при этом очень малы, и АБ имеет почти такие
же величины RDF и F/B, как и при установке над сплошной
землей.
154
Если не хватает места в длину, то от применения АБ надо
отказаться. Как слвдует из п. 4.5.2.3, не имеет смысла приме-
нять АБ короче 0.5Z. Попытки же уменьшить длину АБ, исполь-
зуя обычные приемы укорочения антенн (см. раздел 3.7) ниче-
го хорошего не дают. Так, если свить длинный провод АБ в от-
носительно короткую спираль (файл ...Helix Beverage.maa), то
фазовая скорость ЭМВ в спирали будет столь низкой, что ДН
антенны в горизонтальной плоскости, и без того неважная из-
за малой длины, совершенно «расплывется» практически до кар-
диоиды (круговая, с одним глубоким, но узким минимумом).
А антенну с такой ДН можно сделать намного проще (п. 4.5.4),
чем трудоемкую длинную спираль. Кроме того, короткая спи-
ральная АБ (точно так же, как и ее ближайшая родственница:
линейная АБ с распределенными вдоль нее катушками индук-
тивности) однодиапазон на. Фазовая скорость в ней очень рез-
ко меняется от частоты.
Таким образом, сделать укороченную АБ со сколько-нибудь
приемлемыми характеристиками нельзя.
4.5.3. Антенны Бевереджа
с переключаемой ДН
Жизнеутверждающее и оптимистическое окончание преды-
дущего параграфа усугубляется еще и тем, что антенн Беве-
реджа желательно иметь несколько. Для того чтобы была воз-
можность принимать со всех сторон.
Раз уж нельзя укоротить АБ, то нельзя ли сэкономить мес-
то, используя одну АБ поочередно в двух направлениях? Тео-
ретически это выглядит несложно, достаточно поменять мес-
тами точки подключения нагрузки и источника. Но на практике
обнаруживаются малоприятные нюансы.
• Потребуется дополнительный коаксиальный кабель дли-
ной, равной АБ — несколько десятков, а то и сотен метров.
Прикиньте его цену, и идея просто реверсировать начало
и конец АБ покажется уже не такой привлекательной.
• Этот кабель, проложенный под (или около) полотном АБ,
играет роль дополнительного провода, увеличивающего
проводимость земли и фазовую скорость.
Но сделать АБ с переключаемой ДН все-таки можно. Для
этого используется прием, описанный в п. 4.4.2: подключение
не прямо, а через согласованную двухпроводную линию. На
рис. 4.5.10 показан процесс трансформации двух обычных, но
направленных в разные стороны АБ (рис. 4.5.10,а и рис. 4.5.10,д)
в одну антенну, с возможностью переключения.
155
Рассмотрим сначала левую половину рис. 4.5.10. Если в обыч-
ной АБ (рис. 4.5.10,а) подключить резистор нагрузки не прямо, а'
через отрезок согласованной двухпроводной линии (рис. 4.5.10,6),
то ясно, что в работе антенны ничего не изменится.
Теперь сведем в один верхние два провода на рис. 4.5.10,6 —
саму АБ и верхний провод линии. Левые их концы и так соеди-
нены, чтобы ничего не изменилось и справа придется подклю-
чить источник в центр нагрузки (рис. 4.5.10.B).
Поскольку согласованная двухпроводная линия переносит
подключенный к ней импеданс на другой конец без трансфор-
мации, то на рис. 4.5.10,г резистор показан виртуально под-
ключённым к дальнему концу линии. Следовательно, на всех
рис. 4,5.10,в-г изображены одинаково работающие антенны.
Обратимся теперь к правой половине рис. 4.5.10. Обычная
АБ рис. 4.5.10,д никак не изменится, если мы подключим ис-
точник не прямо, а по согласованной двухпроводной линии
(рис. 4.5.10,е). Для сведения двух верхних проводов в один
поможет уже известный нам прием с включением в середину
(рис. 4.5.10,ж).
Поскольку двухпроводная линия на рис. 4.5.10,ж согласова-
на, то источник можно представить виртувльно подключенным
156
к ее концу (рис. 4.5.10,3). Ясно, что на всех рис. 4.5.10,д-з по-
казана идентичные антенны.
Взглянем на рис. 4.5.10,6 и 4.5.10,ж. Они очень похожи и от-
личаются только местами подключения источника и нагрузки.
Причем оба этих места находятся рядом, что предельно упро-
щает коммутацию направлений и не требует лишнего кабеля
длиной в десятки...сотни метров.
Конструкция, реализующая описанный выше принцип, по-
казана на рис. 4.5.11 [4].
Если к выводу А подключен резистор 50 Ом, а к выводу Б —
коаксиальный кабель входа приемника, то антенна принимает
справа (по рис. 4.5.11). Если же резистор и кабель поменять
местами, то ДН антенны повернется на 180°. Это иллюстриру-
ют файлы ...bidir_beverage1.maa и ...bidir_beverage2.maa, пока-
зывающие одну и ту же АБ, поочередно включенную в обоих
направлениях.
Для расчета трансформаторов надо знать три сопротивления.
• Zo — волновое сопротивление используемого коаксиаль-
ного кабеля. Обычно 50 Ом.
• ZTL—волновое сопротивление двухпроводной линии (меж-
ду проводами).
. • Z8EV — волновое сопротивление однопроводной линии от-
носительно земли (как у обычной АБ). Но в данном слу-
чае провод АБ толстый. Он состоит из двух параллель-
ных проводов.
Требуемые сопротивления рассчитываются по следующим
формулам:
где h — высота двухпроводной линии-антенны над землей; d —
диаметр проводов; S — расстояние между проводами.
157
Для правильной работы антенны рис. 4.5.11 размеры ан-
тенны должны быть выбраны .так, чтобы ZTL = 2ZBEV. Это ограни-
чение связано с тем, что в данной антенне ZTL не может быть
выбрано произвольным, поскольку линия, по которой подклю-
чается сопротивление нагрузки или источник, должна быть со-
гласована (см. рис. 4.5.10,6, 4.5.10,е).
Необходимо установить правильное отношение числа вит-
ков в обоих трансформаторах. Tri — обычный согласующий
трансформатор, как и в любой другой АБ. Отношение числа
витков в обмотках Тг1:
где п2 — число витков во вторичной обмотке; щ — число вит-
ков в первичной.
Отношение числа витков в обмотках Тг2:
fIZ
л, Vz0’
Очень важно конструктивное исполнение Тг2. Его первичная
и вторичная обмотки должны быть размешены на разных
частях ферритового кольца. Связь между ними должна быть
только магнитной и лишь через сердечник. Межобмоточная
емкость в Тг2 приводит к ухудшению F/B антенны. Обмотки Тг2
мотают на расстоянии 2...3 мм друг от друга в противополож-
ных частях кольца. Вторичная обмотка Тг2 должна быть сим-
метричной, с отводом от середины. Проще всего зто сделать,
намотав ее скруткой в два провода (число витков пг/2), а затем
соединить начало одной половины с концом другой.
Любопытно рассмотреть антенну рис. 4.5.11 как двухпро-
водную линию, по каждому проводу которой одновременно те-
кут и синфазные и дифференциальные токи (см. п. 3.6.2).
Дифференциальные токи (равные по амплитуде и противо-
фазные) — это обычный режим двухпроводной линии, переда-
ча сигнала между проводами.
Синфазные токи возникают, когда сигналы на обоих ее про-
водах равны по амплитуде и синфазны (см. раздел 3.6). Для
синфазного тока оба провода линии относительно земли мож-
но рассматривать как один толстый, состоящий из двух парал-
лельно включенных.
Когда к выводу А подключен резистор 50 Ом, а к выводу Б
вход приемника, то антенна рис. 4.5.11 работает так:
• Принимаемый сигнал (с правой стороны по рис. 4.5.11)
одновременно распространяется по двум проводам ли-
158
нии как синфазный относительно Земли. Дойдя до кон-
цов вторичной обмотки Тг2, он беспрепятственно прохо-
дит на ее средний вывод, и далее на Тг1, который пони-
жает ZBev до Zo и передает сигнал в кабель приемника.
Поскольку токи принимаемого сигнала в половинах вто-
ричной обмотки Тг2 текут навстречу друг другу, то на пер-
вичной обмотке Тг2 этот сигнал не выделяется и в рези-
стор нагрузки 50 Ом не попадает.
• Тг2 повышает сопротивление резистора 50 Ом до ZTL,
причем последнее включено как дифференциальное
между проводами линии. Согласованная линия транслиру-
ет это сопротивление на свой дальний конец. Между сво-
бодным проводом линии и землей появляется виртуаль-
ный резистор Ztl, включенный уже между линией и зем-
лей, т. е. несимметрично (симметричная линия с разомк-
нутым концом полностью переводит дифференциальный
сигнал в синфазный). Сигнал помехи (слева) идет как
синфазный по обоим проводам антенны и рассеивается
в тепло на этом виртуальном резисторе.
Когда к выводу А подключен резистор ко входу приемника,
а к выводу Б — резистор 50 Ом, то антенна работает так:
• Помеха (с правой стороны по рис. 4.5.11) одновременно
распространяется по двум проводам линии как синфаз-
ная относительно земли. Дойдя до концов обмотки вто-
ричной обмотки Тг2, она проходит на ее средний вывод
и далее на Тг1, который понижает ZBEV до Zo и передает
ее в поглощающий резистор нагрузки. Поскольку токи
помехи в половинах вторичной обмотки Тг2 текут на-
встречу друг другу, то на первичной обмотке Тг2 помеха
не выделяется и в приемник не попадает.
• Тг2 повышает сопротивление входа приемника 50 Ом
до ZTL. И одновременно делает из несимметричных (от-
носительно земли) 50 Ом симметричные (дифференци-
альные) ZTL. Согласованная двухпроводная линия пере-
носит вход приемника на свой дальний конец, где он
(точно так же как описано выше) превращается в несим-
метричные ZTL. Вход приемника виртуально оказывается
на дальнем правом конце антенны. Полезный сигнал
(слева) идет как синфазный по обоим проводам антенны
и попадает на этот виртуальный вход.
Ясно, почему столько внимания уделялось конструктивному
исполнению Тг2? Потому что, по сути, он является развязыва-
ющим трансформатором с малой межвитковой емкостью, опи-
санным в п. 3.6.4.1.
159
Антенна рис. 4.5.11 хороша всем, кроме необходимости
выдерживать правильное соотношение ZTL = 2Z8EV. Это совсем
нетрудно, если мы делаем двухпроводную линию самостоятель-
но — какое захотим расстояние между проводами такое и по-
ставим (удобными размерами являются: h - 3 м, d - 1,6 мм,
S = 30 см [4]), подгоняя ZTL к 2ZBEV.
Но если в качестве двухпроводной линии мы используем
готовый двухжильный провод, что дешевле и практичнее (на-
пример, очень удобно использовать полевой телефонный ка-
бель марок П-270, П-274, П-296 с ZTL= 150...200 Ом), то возни-
кает проблема. ZTL в данном случае это паспортный параметр
используемого провода. Изменить его мы не можем. Остается
менять ZBEV, но это можно сделать лишь высотой подвеса, что
не всегда удобно и возможно (особенно, памятуя об оптималь-
ной высоте АБ).
Для того чтобы можно было применять линию с любым. ZTL>
не оглядываясь на Zeev, используют АБ, показанную на рис. 4.5.12
[4]. От показанной на рис. 4.5.11 она отличается только нали-
чием трансформатора ТгЗ на дальнем конце антенны.
ТгЗ трансформирует симметричное ZTL (первичная обмотка
с отводом от середины) в несимметричное Z8EV (вторичная об-
мотка с заземленным выводом). Поэтому отношение числа
витков в обмотках ТгЗ:
Для обеспечения перевода дифференциальных токов в ли-
нии в синфазные (и наоборот), средняя точка первичной об-
мотки ТгЗ соединена со вторичной обмоткой. Можно показать,
что при ZTL = 2Zbev, удаление ТгЗ не нарушит работы антенны,
т. е. антенна рис. 4.5-11 является частным случаем антенны
рис. 4.5.12.
160
Конструктивно ТгЗ выполняется как и Тг2, так как он также
является развязывающим. Трансформаторы Тг1 и Тг2 такие же и
рассчитываются по тем же формулам, как и в антенне рис. 4.5.11.
Пример.
Двунаправленная АБ из «полевки» П-274 с ZTL= 160 Ом на высоте
2,5 м над землей. ZbEV (по формуле 4.5.1) составляет 520 Ом.
Все три трансформатора для полосы 1,8...10 МГц выполнены на
одинаковых сердечниках: каждый из пары склеенных торцами сердеч-
ников FB73-6301.
Тг1 имеет 3,5 и 11 витков, Тг2 — 3,5 и 6 (3+3) витков, а ТгЗ —
6 (3+3) и 11 витков.
Работа АБ рис. 4.5.12 не отличается от работы антенны
рис. 4.5.11, за исключением того, что при отражении (перехо-
де от дифференциальных сигналов к синфазным) на дальнем
конце АБ обеспечивается правильная трансформация ZT в ZBEV
и обратно, что и обеспечивает работу антенны при любых ZTL.
В обеих антеннах рис. 4.5.11 и 4.5.12 и по дифференциаль-
ной, и по синфазной составляющим имеется режим бегущей
волны (и по ZTL, и по Zbev линия согласована). Но суммарный ток
в каждом из проводов линии (см. распределение токов в фай-
лах ...bidir_beverage1.maa и ...bidir_beverage2.maa) имеет отчет-
ливые минимумы и максимумы как в линии со стоячей волной.
Это результат наложения двух разных, и сдвинутых между со-
бой по фазе и бегущих в разные стороны волн — синфазной
и дифференциальной (см. п. 3.6.2).
F/B у АБ с переключаемой ДН получается ниже, чем у обыч-
ной. Это следствие неравномерности по длине волнового со-
противления ZTL и погрешностей в трансформаторах (неточные
коэффициенты трансформации, влияние jX обмоток, паразит-
ные сдвиги фаз в сердечниках, и т. п.).
Поэтому трансформаторы перед установкой желательно
проверить. Для этого изготовленные трансформаторы включа-
ют по схеме рис. 4.5.11 (или 4.5.12), двухпроводную линию-ан-
тенну заменяют перемычками. Подсоединив резистор 50 Ом
к выводу А, вывод Б подключают к КСВ-метру. После измере-
ния резистор и измерительный прибор меняют местами.
Трансформаторы можно использовать, если во всей рабочей
полосе при обоих положениях резистора нагрузки КСВ < 1,5.
Если же нет, то это говорит либо о неподходящих сердечниках,
либо о низком качестве намотки трансформаторов, и их надо
переделать. Наиболее типичная ошибка — использование сер-
дечников, паспортная верхняя рабочая частота которых лежит
ниже рабочей частоты антенны. Например, ферриты произ-
водства СНГ с проницаемостью выше 600 (600НН, 1000НН,
6-3819
161
2000НН ит. п.) имеют допустимую частоту ниже 1 МГц и поэто-
му непригодны для использования в вышеописанных антен-
нах. Для работы в АБ до 7 МГц хорошо подходят сердечники
серий FT и FB (фирмы Amidon) с проницаемостью от 2000 (их
предельная частота 8 МГц). Из подходящих по частоте сердеч-
ников желательно использовать те, которые имеют максималь-
ную магнитную проницаемость.
4.5.4. Антенны с кардиоидной ДН
Нередко под приемную антенну бывает очень мало места:
сотые доли Л,. При таких размерах получить RDF заметно
выше, чем у передающей антенны, невозможно. Увы, не быва-
ет очень маленьких антенн с высоким RDF, т. е. с хорошей на-
правленностью. Это невозможно принципиально.
Но получить высокие значения F/B от маленькой антенны
вполне можно. К сожалению, минимум ДН будет лишь в весьма
узком азимутальном секторе. ДН такой антенны близка к все-
направленной, с одним резким и глубоким провалом (ДН2 на
рис. 4.5.14). Математикам такая кривая кажется похожей на
сердце, отчего и называют ее кардиоидой (от латинского «car-
dio» — сердце).
Кардиоидную диаграмму ДН можно получить, если сложить
сигналы от двух коротких антенн: вертикальной и горизонталь-
ной. Вертикальная антенна, имея круговую ДН, принимает сиг-
налы со всех направлений в одинаковой фазе. А токи, приня-
тые горизонтальной антенной с ДН в виде «восьмерки» от сиг-
налов с противоположных направлений (по оси «восьмерки»),
противофазны.
Если при сложении выполнить условие равенства по амп-
литуде и противофазности сигналов для максимума одного
из лепестков «восьмерки», то они компенсируют друг друга,
и приема с этого направления не будет. Суммарная ДН будет
иметь вид кардиоиды.
Такие системы (две разные антенны + сумматор) применя-
ют в пеленгаторах — один резкий минимум очень удобен для
поиска направления на передатчик. Например, в приемнике
«лисолова» применяется как раз такая система: штырь посере-
дине небольшой рамки.
Но две антенны это довольно сложно. Для них требуются
два входа приемника с настраиваемым сумматором. Оказыва-
ется можно получить тот же эффект на одной антенне, если
она одновременно является и вертикальной и горизонтальной.
Например, рамка, имеющая протяженность и по высоте, и по
162
ширине. Правильное сло-
жение сигналов (в самой
антенне, без сумматора) от
вертикальной и горизон-
тальной «сущностей» ан-
тенны обеспечивает рези-
стор, включенный в рамку.
Он же делает антенну ши-
рокополосной.
Возьмем очень корот-
кий и широкий петлевой
GP и нагрузим его на ре-
зистор (рис. 4.5.13, файл
...K9AYmaa).
Поскольку имеется заземление и ненулевой размер антенны
по вертикали, антенна принимает один сигнал как GP. А вто-
рой — как рамка, запитанная в середине горизонтальной сто-
роны. При определенной величине резистора можно сбалан-
сировать оба этих сигнала, и получить кардиоидную ДН (1 на
рис. 4.5.14). Такую антенну предложил в 1997 г. G. Breed, K9AY.
При настройке добиваются максимума F/B, подбирая рези-
стор. Его оптимальная величина зависит от частоты и поэтому
различна на 160 и 80 м. Проводимость земли не имеет боль-
шого значения и может меняться в широких пределах. Разме-
ры и форма антенны некритичны, их можно значительно ме-
нять под местные условия. При указанных на рис. 4.5.13 раз-
мерах на 3,5 МГц Ga = -14 dBi, а на 1,8 МГц Ga = -25 dBi.
Разместив на одной опоре перпендикулярно две таких ан-
тенны и добавив релейный коммутатор, получим компактную
антенну с переключением минимума ДН на 4 направления.
Другая, относящаяся к этому же классу приемная антенна,
называется EWE (ее описал в 1995 г. F. Koont, WA2WVL). Она
выглядит точно также как антенна Бевереджа с грунтом в каче-
стве ВЧЗ, но отличается размерами. Ее длина всего 11,6 м,
а высота 3 м (файл ...Ewe.maa). Принцип ее работы и настрой-
ка такие же, как у антенны K9AY Но у EWE достигается лучшее
значение F/B (ДН 2 на рис. 4.5.14). Обратите внимание, в от-
личие от антенны Бевереджа задний лепесток у EWE располо-
жен не со стороны источника, а со стороны нагрузки. Это от-
ражение разных принципов работы этих антенн.
Поскольку у EWE земля входит в состав рамки (в отличие от
антенны K9AY где рамка целиком из провода), то проводи-
мость почвы оказывает заметное влияние на настройку ан-
тенны. Хорошее F/B можно получить при любой проводимости
163
6
почвы, достаточно лишь соответственно подобрать величину
резистора. Высокое F/B у EWE можно получить только в одном
диапазоне. Так, при использовании антенны с параметрами,
указанными в файле ...Ewe.maa, в диапазоне 160 м F/B дости-
гает почти 25 дБ, но в диапазоне 80 м снижается до 12 дБ.
Можно сделать приемную рамку, не связанную с землей,
что позволяет устанавливать ее на любой высоте и не огляды-
ваться на свойства земли.
Физика ее работы точно такая же, как и у рассмотренных
выше антенн. Только для получения вертикальной, близкой
к круговой ДН используется рамка с вертикальной поляриза-
цией, т. е. рамка, питаемая в середину горизонтальной сторо-
ны (см. п. 4.3.3), с нагрузочным резистором в противополож-
ной стороне.
История такой антенны любопытна. Ее изобрел в 1938 г.
уже известный нам Харольд Бевередж, который по праву мо-
жет считаться отцом-основателем приемных антенн. Однако
в отличие от длинного нагруженного провода, который называ-
ют антенной Бевереджа (хотя, строго говоря, это лишь одна из
антенн, изобретенных X. Бевереджем), нагруженная рамка
долгие годы оставалась относительно малоизвестной.
Насколько мне известно, первым в радиолюбительской
практике ее применил японец Н. Yamamura, JF1DMQ в 1995 г.
(файл ...JF1 DMQ.maa). Но и после этого нагруженная рамка
не получила распространения, так как Yamamura опубликовал
164
свою статью на японском языке. Широкое использование ра-
диолюбителями этой антенны началось лишь в 1998 г., когда
Е. Cunningham, K6SE опубликовал статью с оптимизирован-
ными по Ga размерами антенны JF1DMQ. K6SE назвал прямо-
угольную нагруженную рамку антенной-флагом. Это название
прижилось.
Антенна-флаг представляет собой вертикальную прямо-
угольную рамку, вытянутую по горизонтали. Размеры антенны
JF1DMQ 5x1 м, варианта K6SE 4x2 м. В середину одной из вер-
тикальных сторон включен нагрузочный резистор 700... 1000 Ом,
который и определяет входное сопротивление антенны, в сере-
дину другой — линия питания. Как и во всех подобных антеннах
настройка минимума производится резистором. Без особого
влияния на параметры антенны форма рамки может заметно
меняться: прямоугольник, ромб, круг (именно такие антенны
описал в своем патенте X. Бевередж), трапеция, вытянутый тре-
угольник и т. п. (см. например файл ...Pennant EA3VY.maa).
Важно лишь, чтобы источник и нагрузка были включены в се-
редины противоположных вертикальных проекций рамки. Пе-
риметр рамки также не важен, от него зависит лишь усиление
(вернее ослабление, так как Ga < 0) антенны.
Такие антенны, будучи не связанными с землей, имеют
очень стабильную форму ДН и высокое отношение F/B (типич-
но 20...30 дБ, см. ДН1 на рис. 4.5.16) почти в десятикратной
полосе (1,8...14 МГц). Верхняя граница по частоте определяет-
ся «заплыванием» минимума, происходящим из-за того, что
размеры антенны становятся слишком большими в А, (когда
периметр рамки превышает 0,6...0,7^). Вниз по частоте форма
ДН остается хорошей вплоть до очень низких частот и границу
тут определяет снижение Ga.
Чтобы избежать падения С/Ш на выходе приемника из-за его
собственных шумов желательно иметь Ga не ниже -40 dBi на
1,8 МГц и не ниже -30 dBi на 3,5 МГц (периметр рамки > 12...15 м,
в зависимости от формы) в местах с высоким уровнем шума.
А в районах с низким шумом, не менее -30 и -20 dBi соответст-
венно (периметр рамки > 24...30 м, в зависимости от формы).
Для того чтобы сделать антенну-флаг с переключаемой ДН,
удобно использовать уже известный нам прием — подключе-
ние резистора нагрузки через отрезок двухпроводной линии.
При этом источник и нагрузка оказываются рядом (файл
...Bidirectional Flagl .maa) и переключить минимум в противопо-
ложную сторону (файл ...Bidirectional Flag2.maa) не составит
труда. Это же решение можно использовать и при других фор-
мах антенны (...Bidirectional pennant.maa).
165
У антенн с кардиоидной ДН RDF = 7,8 дБ. Поэтому при по-
мехах приходящих равномерно со всех сторон такие антенны
могут дать лишь очень небольшой выигрыш, и только в том
случае, если RDF передающей антенны ниже 7 дБ (например,
GP с RDF = 5 дБ).
Низкое усиление (-20...-40 dBi) антенн с кардиоидной ДН
приносит две проблемы:
1. Требуется малошумящий усилитель высокой частоты (УВЧ).
Коэффициент его шума должен быть предельно низок, чтобы
даже после 20...40 дБ ослабления в антенне, сигналы были
больше собственного шума УВЧ. С другой стороны требуется
максимальный динамический диапазон УВЧ (это все-таки КВ
с большими помехами).
На мой взгляд наилучшим выбором является УВЧ на мощ-
ном биполярном транзисторе по схеме с общим эмиттером
с трансформаторной отрицательной обратной связью [6]. При
установке УВЧ прямо на антенне — это желательно, чтобы не
усложнять себе жизнь с затуханием в кабеле и паразитными
сигналами оплетки — входное сопротивление такого каскада
(несколько сотен ом) хорошо согласуется с Ra, что позволяет
подключить его непосредственно, без СУ.
Если антенна работает лишь в отдельных узких участках
(например, любительских диапазонах), то на входе УВЧ жела-
тельно установить полосовой фильтр или несколько переклю-
чаемых. Идею подать все принятые антенной (любой) КВ сиг-
налы без предварительной частотной фильтрации прямо на
вход транзистора, удачной назвать трудно. Ничем, кроме ин-
термодуляции в широкой полосе, это кончиться не может.
А ведь приемная антенна нам понадобилась для снижения
имеющихся помех, а не для создания новых.
2. Очень большая критичность к паразитным (синфазным)
токам внешней стороны оплетки питающего кабеля.
Дело вот в чем. Допустим, в качестве приемной мы исполь-
зуем большую передающую антенну с Ga > 0.dBi и устройством
подавляющим паразитный ток оплетки на 30 дБ (это очень хо-
рошая цифра). Пусть длина кабеля резонансна (см. раздел 3.6).
Сигналы, принятые антенной, на 30 с лишним децибелл боль-
ше, чем паразитные сигналы с оплетки, все-таки пролезающие
в приемник через устройство их подавления. При такой разни-
це паразитные сигналы с оплетки не окажут сколько-нибудь
заметного влияния ни на ДН антенны, ни на полезные сигналы.
А теперь на тот же кабель, с тем же (по-прежнему хоро-
шим!) устройством подавления токов внешней стороны оплетки
подключим маленькую антенну с кардиоидной ДН и Ga = -30 dBi.
166
В этом случае полезные сигналы с антенны и паразитные с оп-
летки кабеля, даже после их ослабления на 30 дБ в устройстве
подавления синфазного тока, окажутся равны. Это полностью
исказит ДН антенны, и от резкого минимума останется лишь
неглубокий провал.
Поэтому на маленьких приемных антеннах с низким Ga тре-
буются драконовские меры по подавлению токов, принятых
внешней стороной оплетки питающего кабеля. Обычного подав-
ления на 20...30 дБ, абсолютно достаточного для антенн с по-
ложительным Ga, в данном случае не хватает. Поэтому требу-
ется одновременное применение нескольких из перечислен-
ных ниже мер:
• согласующий трансформатор с малой межобмоточной
емкостью (например, трансформатор с двумя отдельны-
ми обмотками в разных частях кольца, с минимальной
межобмоточной емкостью) в точке питания (п. 3.6.4.2);
• развязывающий дроссель кабелем в точке питания
(п. 3.6.4.1);
• ферритовые дроссели, распределенные вдоль кабеля
(п. 3.6.6);
• закапывание кабеля под землю или заключение внутрь
заземленной трубы;
• УВЧ на антенне (повышает уровень полезного сигнала).
Но надо быть осторожным с конструктивным исполнени-
ем усилителя, чтобы паразитные токи с оплетки не попа-
ли бы на его вход и не сделали бы УВЧ бесполезным.
Если антенна не связана с землей и симметрична (флаг,
например) хорошим решением является дифференци-
альный УВЧ, сильно ослабляющий синфазные помехи.
Причем применение согласующего трансформатора с ма-
лой межобмоточной емкостью обязательно в любом случае.
4.5.5. Влияние окружения — испорченная ДН
Итак, мы сделали приемную антенну. Хорошую антенну.
Правильно сделали. Приняли достаточные меры по подавле-
нию паразитного приема оплеткой. Но... антенна не работает
Вернее работает, но так, что лучше бы совсем не работала —
принимает все, что угодно, со всех направлений и почти не
дает выигрыша в отношении С/П по сравнению с передающей
(в режиме приема).
В чем дело? Если антенна у других и на модели работает,
а у нас на практике отказывается, из этого следует, что надо
искать причину. Что в данном, конкретном случае не так как
167
у других или на модели? Чаще всего, это окружающий антенну
разнообразный металл: другие антенны, линии, чужие провода.
Ведь этот металл тоже принимает сигнал. ЭМВ ведь теле-
патией не владеет, и понять, что мы считаем приемной антен-
ной, а что неработающими и несущественными в данный мо-
мент железяками, не может. И потому наводит токи во всех
проводниках, которые встретила на своем пути. Естественно
эти токи вызывают вторичное излучение (переизлучение), так
как провод с ВЧ током не может не излучать. И столь же есте-
ственно, что переизлученные сигналы имеют другое направле-
ние, чем принятые. Иными словами, происходит отражение
ЭМВ от металла. Точно такое же, как и отражение света (тоже
ЭМВ) от зеркала (тоже металл).
Так почему же направленная приемная антенна теряет ДН
в окружении других проводов?
Представьте себе, что вы, да-да, именно вы, читающий эти
строки — направленная приемная антенна. Ваша задача: ночью
увидеть-принять световое сообщение слабеньким сигнальным
фонариком с заранее известного азимута. Вы сидите и вгля-
дываетесь в темноту заданного направления. А впереди и по
бокам расставлены зеркала. Много зеркал. Их количество и по-
ложение вам неизвестно. Зеркал не видно — ночь. Зато с бо-
ков и сзади так и полыхают мешающие огни. Увидев свет, мо-
жете ли вы поручиться, что его источник действительно распо-
ложен в том направлении, куда вы смотрите? Ведь это вполне
может быть свет, пришедший с совсем другого направления
и отраженный одним из зеркал. А если это все же действи-
тельно нужный вам фонарик с правильного направления, смо-
жете ли вы разобрать, что он передает, если глаза слепят ме-
шающие огни, отражаемые зеркалами?
То есть вы (приемная антенна) не виноваты. Вы смотрите
именно туда, куда надо, не отвлекаясь по сторонам (направ-
ленная ДН). Но окружающие зеркала (металл) своими отраже-
ниями (переизлучением) создают такие условия приема, что
сигналы с других направлений (помехи) попадают вам (антен-
не) в глаза (в главный лепесток).
Эта простенькая аналогия делает понятнее тот факт, что
проблема не в приемной антенне — она-то как раз в полном
порядке — а в окружающем ее металле, способным отражать
ЭМВ с рабочей частотой. На КВ такими отражателями явля-
ются резонирующие на данной частоте провода. Нерезонанс-
ного отражения на КВ можно не бояться, так как для него раз-
мер металлической поверхности должен быть минимум не-
сколько А,.
168
А что у нас резонирует на рабочей частоте? Правильно —
передающая антенна. Мы ее затем и делали и настраивали
так, чтобы она там резонировала. Конечно, может случиться,
что, кроме передающей антенны, еще что-то из окружающего
металла (внешняя сторона оплетки кабеля, мачта, чужие про-
вода) имеет резонанс на рабочей частоте. Но как с этим бо-
роться, если вы до сих пор этого не сделали, мы уже знаем
(п. 3.6.6): резать на куски (по крайней мере, по ВЧ — дроссе-
лями), вносить потери. Но саму передающую антенну ведь не
порежешь. Она нам нужна. И именно резонансная.
Поэтому далее в этом параграфе сосредоточимся на пере-
излучении передающей антенны. Если же у вас переизлучает
что-то иное, воспользуйтесь рекомендациями п. 3.6.6. Это
имеет смысл сделать и для снижения помех при передаче,
и для устранения влияния окружающего металла на ДН и Za
передающей антенны.
Определимся, насколько велики искажения ДН приемной
антенны из-за переизлучения расположенной неподалеку пе-
редающей.
Рис. 4.5.15
Возьмем АБ (файл ...Beverage-1.maa) длиной 350м. В 50 м
от ее начала и в 5 м сбоку разместим передающий GP на
108 МГц. GP высотой 22 м, настроен в резонанс удлиняющей
катушкой. Словом, обычный укороченный GP Но посмотрите,
что он делает с ДН антенны Бевереджа (файл ...Beverage-1
+GP.maa и рис. 4.5.15, ДН4). АБ принимает со всех сторон,
169
RDF резко снижается, F/B падает катастрофически. Даже ото-
двигание GP на 20 м в сторону (ДНЗ на рис. 4.5.15) не возвра-
щает F/B к исходному значению (ДН1 — АБ без GP). Только
при расстоянии между антеннами 40 м ДН антенны Бевереджа
становится близкой к исходной (ДН2 на рис. 4.5.15).
Еще более чувствительны к резонирующим проводам ан-
тенны с кардиоидной ДН. Из-за их малого усиления даже не-
большие переизлученные сигналы могут полностью испортить ДН.
Обратимся к рис. 4.5.16. Антенна-флаг (файл ...Flag K6SE.maa)
сама по себе имеет весьма высокое F/B (ДН1 на рис. 4.5.16).
Но если мы расположим рядом такой же резонансный GP, как
и в предыдущем примере (файл ...Flag K6SE +GP.maa), и даже
не рядом, а на расстоянии 200 (!) м, то F/B снизится почти на
8 дБ (ДН2 на рис. 4.5.16). Если же GP будет поближе, то F/B
станет совсем низким, и пользы от такой приемной антенны
будет на удивление мало. Так, при расстоянии между антен-
нами 80 м F/B едва превышает 13 дБ (ДНЗ на рис. 4.5.16),
а при расстоянии между антеннами 40 м F/B < 7 дБ (ДН4 на
рис. 4.5.16).
Как с этим бороться? Рекомендованный в [4] метод отодви-
гания приемной антенны подальше от передающей (в нашей
аналогии с мешающими зеркалами это соответствует уходу
от них далеко в сторону), едва ли можно признать удачным.
Нет, нужный результат: снижение до приемлемого уровня ухуд-
шения ДН приемной антенны под действием переизлучения
передающей — он обеспечивает. Но какой ценой!
170
АБ надо относить на 40...50 м. Мы и так едва нашли длин-
ную (но хоть узкую) полоску земли под АБ. А тут требуется еще
и ширина несколько десятков метров. У вас есть под антенное
поле участок земли с такой площадью?
Еще хуже дело обстоит с антеннами с кардиоидной ДН. Их
надо относить от резонирующей передающей антенны на сот-
ни (!) метров. А ведь применяют такие антенны не от хорошей
жизни, а от недостатка места под АБ. И потому очевидно, что
требуемых нескольких сотен метров места нет (если бы были,
то мы бы там АБ сделали).
Раз уйти от «мешающих зеркал» (резонансной передающей
антенны) нам некуда, остается испортить эти «зеркала», так
чтобы они стали плохими отражателями. Испортить отражаю-
щую (т. е. резонирующую) передающую антенну дело нехит-
рое. Надо просто увести ее резонанс максимально далеко от
рабочей частоты (т. е. расстроить и посильнее). При этом ее
способность к переизлучению на рабочей частоте многократно
падает, и влияние на ДН приемной антенны оказывается мини-
мальным.
Снова возьмем уже известную нам 350-метровую АБ с GP
рядом (...Beverage-1+GP.таа, рис. 4.5.15) и уменьшим рассто-
яние между антеннами до 1 м. У АБ получится очень плохая ДН
(ДН2 на рис. 4.5.17). Но если замкнуть накоротко удлиняющую
катушку в GP, то передающая антенна перестанет резониро-
вать на рабочей частоте и портить ДН АБ (ДН1 на рис. 4.5.17).
ДН АБ становится практически такой же, как и при отсутствии
передающей антенны.
171
Таким образом, если вы позаботитесь о расстройке пере-
дающей антенны в режиме приема, то АБ может быть располо-
жена совсем близко.
Расстройка передающей антенны позволяет располагать
недалеко от нее и приемные антенны с кардиоидной ДН
(п. 4.5.4). Но в силу малого усиления такие антенны более чув-
ствительны даже к очень слабым переизлученным полям. По-
этому их не следует располагать ближе 10... 15 м даже от силь-
но расстроенной передающей антенны.
Итак, если имеется отдельная приемная антенна, то пере-
дающую антенну в режиме приема надо расстраивать. Возра-
зят: мало кто ставит отдельное реле «передача/прием» в точке
питания передающей антенны для ее расстройки, тем не ме-
нее, многие успешно применяют отдельные приемные антен-
ны. Дело в том. что часто расстройка передающей антенны
в режиме приема получается автоматически, без принятия
специальных мер. Ведь в режиме приема активный элемент
выходного каскада передатчика закрыт. То есть выходное со-
противление молчащего передатчика не 50 Ом, поэтому ка-
бель. идущий к передающей антенне, не согласован. И он
трансформирует высокое выходное сопротивление неработа-
ющего передатчика к антенне в зависимости от длины кабеля
(см. 3.2.4). Весьма вероятно, что результатом этой трансфор-
мации будет импеданс с большой реактивной составляющей,
которая и даст требуемую расстройку передающей антенны.
Имеет смысл проверить гетеродинным индикатором резо-
нанса, где расположены резонансные частоты вашей переда-
ющей антенны в режиме приема. Если они отличаются от ра-
бочей частоты, или частот, если антенна многодиапазонная,
меньше, чем на ±30% (цифра условна, зависит от типа прием-
ной антенны и расстояния до нее), то надо принимать меры по
расстройке. Это может быть изменение длины кабеля переда-
ющей антенны и/или установка в точке ее питания отдельного
реле «передача/прием», кардинально расстраивающего антен-
ну. Например, отключающее GP от противовесов и кабеля, или
наоборот, замыкающее СУ накоротко, и т. д.
Надо отметить, что подобные меры приходится принимать
не только к вертикальным передающим антеннам. Обычный
диполь, или Inv V может испортить ДН приемной антенны ни-
чуть не меньше (см. файл ...Beverage- 1+lnv V.maa).
172
5. МНОГОДИАПАЗОННЫЕ ПРОСТЫЕ
КВ АНТЕННЫ
Места под антенное поле никогда не хватает, а если вам
его достаточно, значит, вы еще не занялись всерьез своим ан-
тенным хозяйством и не применяете много больших антенн.
Для успешной работы во всех диапазонах 1,8...30 МГц требует-
ся несколько антенн. Естественно возникает желание исполь-
зовать одну антенную систему в максимально широкой полосе
частот. Если речь идет о непрерывном перекрытии, то выбора
нет — только сверхширокополосные антенны (см. пп. 4.1.3.2,
4.1.5.2, 4.2.8).
Но гораздо чаще на КВ требуется работа в нескольких от-
носительно узких диапазонах, например, в любительских или
радиовещательных. Непрерывное перекрытие антенны по час-
тоте в таких случаях не нужно и даже вредно — приемник пе-
регружается мощными внедиапазонными сигналами, облегча-
ется излучение паразитных составляющих сигнала передатчика.
В этой главе мы рассмотрим только антенны, которые рабо-
тают в нескольких узких диапазонах, преимущественно в лю-
бительских.
Бытует мнение, что многодиапазонная антенна всегда хуже
однодиапазонной. Это верно лишь отчасти. С одной стороны,
грамотно выполненная и согласованная многодиапазонная ан-
тенна может быть не только не хуже, но даже и лучше (по Ga,
например) однодиапазонной. С другой стороны, если допус-
тить небольшие ухудшения в усилении и согласовании, то не-
редко удается получить от той же антенны несколько дополни-
тельных диапазонов (и часто так поступают).
Универсального рецепта многодиапазонности не сущест-
вует. Каждое решение имеет свои достоинства и недостатки.
В зависимости от конкретной ситуации, выбирать придется
вам. Прикидочную оценку многодиапазонной антенны можно
получить, ответив самому себе на следующие вопросы:
• Помешается ли антенна в имеющееся пространство?
• Устраивают ли параметры (вид ДН, Ga, КСВ) на каждом
из рабочих диапазонов?
• Можете ли вы повторить конструкцию именно этой ан-
тенны?
• Выполнимы ли в ваших условиях требуемые меры по пи-
танию антенны: устройства согласования, переключения,
подавления излучения линии питания?
Если четыре «да», то эта антенна для вас. Если же хотя бы
одно «нет», то надо искать другое решение или умерять ап-
173
петит (в части числа диапазонов, ДН и Ga в каждом из них,
простоты конструкции, размеров).
Далее мы рассмотрим способы, которыми достигается
многодиапазонность антенны. По одному способу на раздел.
5.1. Антенна + тюнер
Выбор типа и размеров антенны. Тюнер в точке питания.
Тюнер между линией и передатчиком. Схемы тюнеров. Несим-
метричные тюнеры. Симметричные тюнеры. Тюнеры для про-
извольной нагрузки. Антенны под простые тюнеры. Фиксиро-
ванный тюнер в нескольких диапазонах. Переключаемый тю-
нер. Линия питания как многодиапазонный тюнер.
Все модели, упоминаемые в разделе 5.1, находятся в папке
...\ANT\HF multibands\Ant+tuner, а если упоминается файл из
другой папки, то к нему указан полный путь.
5.1.1. Выбор типа и размеров антенны
Как справедливо было отмечено в п. 3.5.1: «не следует от-
носиться к антенне, имеющей комплексный входной импеданс
Za = Ra + jXa, отличающийся от Zo, как к плохой, компромисс-
ной, «инвалидной». А к антенне, имеющей Za = Zo, как к един-
ственно правильной. Эффективность антенны как излучателя
ЭМВ зависит от ее размеров, распределения тока, высоты
подвеса, усиления, КПД. Но от входного импеданса эффектив-
ность антенны НЕ ЗАВИСИТ. Вернее на Za упомянутые причи-
ны влияют, конечно. Но обратной зависимости нет — хорошо
излучающая, эффективная антенна, в принципе, может иметь
КАКОЙ УГОДНО входной импеданс.
Основная функция антенны: излучить-принять ЭМВ. И сде-
лать это с нужными нам ДН и Ga. А то, что некоторые (50, 75,
300, 450, 600 Ом) сопротивления мы считаем «правильными»
(причем лишь по той хлипкой причине, что с этими сопротив-
лениями выпускаются линии передачи) антенна и знать не зна-
ет. Для нее «правильным» является комплексно-сопряжен ное
с Za комплексное выходное сопротивление генератора (актив-
ные и реактивные части равны, а реактивные части противопо-
ложны по знаку), которое (в строгом соответствии с Za) тоже
может быть каким угодно. А то, что генератор у нас внизу, а
к антенне подключена какая-то линия (или СУ) антенну не за-
ботит. Не это ее основное дело».
Итак, если антенна имеет во всех требуемых диапазонах
удовлетворительные ДН и Ga, то хороший тюнер в точке пита-
174
ния превратит ее многодиапазонную. Это значит, что почти
любая, из рассмотренных ранее антенн (диполь, вертикал,
рамка) может работать как многодиапазонная.
Низший (по частоте) рабочий диапазон определяет размер
антенны. Мы не можем использовать слишком короткую (на
низшем диапазоне) антенну, потому что упадет Ga и полоса
(см. раздел 3.7). Разумны следующие границы: ширина 0,357
для диполя, периметр 0,97 для рамочных антенн и высота
0,187 для вертикальных (все антенны без емкостных нагрузок).
Значит, если вы планируете низший диапазон 3,5 МГц, то ди-
поль должен быть не короче 29 м, периметр рамки не менее
73 м, а вертикал не ниже 14,5 м.
Верхний рабочий диапазон определяет приемлемость ДН.
Для горизонтальных антенн с ростом частоты ДН в зенит-
ной плоскости будет улучшаться. Причина — рост высоты под-
веса в 7 (физическая высота неизменна, но уменьшается X).
Поэтому для таких антенн верхний рабочий диапазон опреде-
ляет приемлемость ДН в горизонтальной плоскости, которая
распадается на множество лепестков (см. п. 4.1.2). Если вы го-
товы простить такую ДН, то верхний рабочий диапазон гори-
зонтальной антенны может быть в 10...20 (и даже более) раз
выше нижнего. То есть горизонтальный диполь длиной 60 м
может использоваться во всех КВ любительских диапазонах от
1,8 до 28 МГц.
Для вертикальных антенн ДН в горизонтальной плоскости
остается круговой, вне зависимости от изменения частоты. Но
ДН в зенитной плоскости при высоте антенны больше 0,657
задирается вверх (п. 3.4.1 и 4.2.3), что простить никак нельзя
(п. 3.1.9.2). Поэтому в простом, однородном GP без емкостных
нагрузок сверху и без линий или катушек-конденсаторов, из-
меняющих распределение тока по вертикалу, отношение час-
тот верхнего диапазона к нижнему не превышает 3,5, в край-
нем случае — 4. Этот крайний случай подразумевает либо уко-
рочение GP до 0,15...0,167 на нижнем диапазоне и связанное
с этим падение Ga и полосы, либо подъем лепестка зенитной ДН
до 40 ..50° (при длине GP 0,70...0,727) на верхнем диапазоне.
Например, можно успешно использовать GP высотой 6,6 м для
диапазонов от 10 до 28 МГц. Но если использовать этот же GP
для 7 МГц, то он будет коротковат для эффективной работы. Если
же GP удлинить (для улучшения работы на 7 МГц), то зенитная
ДН на 28 (и, возможно, на 24) МГц окажется неприемлемой.
Вертикальная рамка, отлично работающая на диапазоне,
где ее периметр около 17 (см. п. 4.3.1), на частотах, где ее пе-
риметр близок к 27, имеет очень плохую, направленную вверх,
175
зенитную ДН. При дальнейшем росте частоты у вертикальной
рамки, запитанной на низшей частоте с Н поляризацией, зе-
нитная ДН становится приемлемой. Что, однако, не отменяет
общего вывода — вертикальная рамка с периметром около IX
при попытке использовать ее на более высокочастотных диапа-
зонах на некоторых из них будет иметь очень плохую ДН в зе-
нитной плоскости.
С горизонтально подвешенной рамкой картина обратная.
Такая рамка плохо работает на частоте, где ее периметр около
IX, так как излучение целиком направлено в зенит. Но на час-
тоте, где ее периметр достигает 2Х, ДН такой рамки становит-
ся неплохой. С дальнейшим ростом частоты максимум зенит-
ной ДН монотонно опускается. Поэтому, если вы имеете гори-
зонтальную рамку с периметром 160 м, ее можно использо-
вать как хорошую антенну от 3.5 до 28 МГц, но на 1,8 МГц это
будет антенна лишь для связей внутри своего континента
(файл ... Delta l60allbands.maa). Горизонтальная рамка с пери-
метром 320 м будет хорошо работать во всех диапазонах от
1,8 до 28 МГц.
Как компромисс применяют наклонную рамку, с перимет-
ром 1Х на низшем диапазоне. Она обеспечивает и некоторое
излучение под малыми зенитными углами на низшем диапазо-
не — за счет протяженности по высоте, и терпимые ДН на бо-
лее высокочастотных диапазонах — за счет ненулевых гори-
зонтальных размеров. Пример такой антенны в файле ...Delta
80-40.maa.
Итак, вы выбрали антенну, размеры и ДН которой на всех
диапазонах вас устраивают. Перед тем, как перейти к ее согла-
сованию разделаемся с предрассудком, отголоски которого
нередко встречаются у радиолюбителей, что, дескать, хорошая
антенна обязана быть резонансной (иметь чисто активное вход-
ное сопротивление), а нерезонансная антенна — это плохо.
Запомним:
Эффективность антенны (т. е. ее ДН и Ga) зависит от ее
размеров, геометрии, распределения тока, высоты подвеса. Но
от «резонансности» размеров антенны (т. е. кратности их Л/4
для GP, Х/2 для диполя и Л для рамки) эффективность антен-
ны не улучшается ни на йоту.
При плавном изменении размеров антенны (или частоты,
при неизменных физических размерах) резонансный размер
антенны в смысле Ga и ДН ничем не выделяется из ряда дру-
гих размеров. Более того, антенна нерезонансных размеров
часто выигрывает по эффективности.
176
Например, нерезонансный удлиненный GP с высотой
0,28...0,31 X (п. 4.2.2) имеет несколько лучшую ДН и большее Ga,
чем резонансный X/4 Gp Нерезонансный 5/8Л GP (п. 4.2.3.)
заметно лучше резонансного X/4 GP. Симметричный нерезо-
нансный диполь 1,251 выигрывает по усилению у резонансных
11 и 1,51 диполей (см. рис. 3.3.1). И таких примеров можно
привести множество.
Чтобы многодиапазонная антенна реализовала свою эф-
фективность, ее надо правильно запитать. То есть трансфор-
мировать волновое сопротивление Zo питающей линии (как
правило, это 50 Ом) в импеданс, комплексно сопряженный
с Za. То есть, если Za = Ra + jXa, то выходной импеданс устрой-
ства согласования должен быть равен Ra - jXa. Именно этим
и занимается хороший тюнер.
А что такое «хороший тюнер»? Это тюнер, который может
с малыми потерями преобразовать Zo в необходимый импе-
данс на всех рабочих диапазонах. По сути, тюнер достраивает
антенну до резонанса. Резонансной является вся антенная си-
стема целиком: антенна + тюнер.
Схемы и требования к тюнерам мы рассмотрим в следую-
щем параграфе. В этом же нам осталось выяснить, какие тре-
бования налагает тюнер на Za.
Никаких, если вы имеете возможность сделать тюнер из
очень качественных элементов (с хорошей, высоковольтной
изоляцией, высокими значениями холостой добротности Qxx).
Тюнер, сделанный из таких элементов, согласует любой импе-
данс, который может иметь антенна при ее указанных выше
размерах, т. е. не сильно укороченная на низшей частоте.
Но качественные элементы для тюнера стоят дорого. Поэто-
му, имеет смысл ограничить Za антенны таким образом, чтобы
нагруженная добротность QH тюнера не превышала 10...20 (его
КПД при этом с деталями среднего качества с Qxx = 200 будет
не ниже 90% — см. п. 3.5.2), а напряжение на выходе тюнера
иВых не превышало бы 1000 В.
Грубо оценить Он и иВых можно как:
n Xa+Ra
7 .
*-о
если Ха около 0, a Ra < Zo, то надо поменять местами числи-
тель и знаменатель,
ивых =Qh VRa-P,
где Р — выходная мощность передатчика.
177
То есть нежелательно, чтобы согласуемая антенна имела
хотя бы в одном из диапазонов:
• Xa/Ra > 20 (рост QH) при любой мощности передатчика;
• Ха > 1 кОм (рост QH) при любой мощности передатчика;
• Ra> 1,5 кОм при Р = 100 Вт, Ra > 1 кОм при Р - 300 Вт,
Ra > 500 Ом при Р = 1 кВт (рост UBblx).
Если первое условие для не очень коротких антенн выпол-
няется почти всегда, то второе и третье для тонких проволоч-
ных антенн часто оказываются камнем преткновения.
В самом деле, любительских диапазонов много. И как ни
выбирай физический размер антенны, хоть на одном из них он
окажется близким к высокоомному резонансу (длина кратна X
для диполей и Х/2 для GP). А именно вблизи таких резонансов
резко подпрыгивают и Ra и Ха (см. рис. 3.3.4, 3.4.3 и 3.4.4).
Поэтому размер антенны надо стараться отодвинуть от высо-
коомных резонансов (в данном случае резонансный размер
антенны откровенно вреден). Для тонкой антенны найти компро-
миссный размер возможно лишь для нескольких диапазонов.
Например, симметричный диполь 15 м (файл ...Dipolel.maa)
имеет Za, удовлетворяющее указанным требованиям, в диапа-
зонах 7, 10, 14, 24 и 28 МГц. В диапазонах 18 и 21 МГц Ra и Ха
превышают 2 кОм. Одно из лучших решений для всех диапазо-
нов от 3,5 до 28 МГц — диполь 34 м (файл ...Dipole.maa). Тем
не менее, в диапазонах 7, 10, 18 и 24 МГц Ха превышает 1,5 кОм,
а в диапазонах 18 и 24 МГц Ra > 1 кОм.
Вывод:
Тонкая антенна в качестве многодиапазонной на некоторых
диапазонах будет иметь высокие Ra и Ха, что предъявит по-
вышенные требования к качеству деталей-и изоляции тюнера.
Как снизить Ra и Ха при изменении частоты, мы уже знаем.
Для этого надо сделать антенну «толстой» (см. рис. 3.3.6, 3.4.3
и 3.4.4). В идеале плечи антенны можно сделать настолько
толстыми, что она станет сверхширокополосной (п.п. 4.1.3.2,
4.1.5.1, 4.2.8). Требования к тюнеру при этом упростятся до-
нельзя — он вовсе не будет нужен. Сверхширокополосные ан-
тенны имеют приемлемый КСВ и без тюнера.
На середине пути между тонкой и сверхширокополосной
лежит антенна с утолщенными плечами, которая на всех диа-
пазонах имеет приемлемый для простого тюнера импеданс Za.
В файле ...Fat dipole.maa показан диполь длиной 32 м, плечи
которого выполнены из двух параллельных проводов, разнесен-
ных на 1 м. Во всех любительских диапазонах от 3,5 до 28 МГц
Ra < 800 Ом, а Ха < 600 Ом.
178
Вывод:
Для упрощения и удешевления тюнера плечи антенны долж-
ны быть выполнена предельно “толстыми”, из максимального
числа поводов, разнесенных так далеко, как это возможно.
5.1.2. Тюнер в точке питания
Очевидное решение согласования — установить тюнер в точ-
ке питания антенны. Его плюс в том, что линия питания антен-
ны согласована и работает с низким КСВ (затем, собственно,
нам и понадобился тюнер в точке питания), что позволяет ис-
пользовать нетолстые коаксиалы без заметных потерь.
Минусов больше:
• требуется переключение (или перестройка) тюнера по
диапазонам То есть нужны переключатели и/или пере-
страиваемые элементы;
• если к точке установки тюнера невозможен оперативный
доступ (а так бывает почти всегда), то нужны реле (много,
и хорошие) и/или дистанционно перестраиваемые L и С;
• требуется отдельный кабель управления тюнером.
Несмотря на минусы, по качеству работы -антенны это ре-
шение является лучшим из всего, описанного в этом разделе.
Тюнер внизу между линией питания и передатчиком (п. 5.1.3)
и использование в качестве тюнера самой линии питания
(п. 5.1.4) дают худшие результаты по КПД антенной системы.
Кроме тюнера, в точке питания (между тюнером и питаю-
щим кабелем) должно иметься устройство подавления синфаз-
ного тока линии, чтобы оплетка кабеля не работала бы как
часть антенны — см. раздел 3.6.
Если антенна симметрична (рамка, симметричный диполь)
и используется коаксиальный кабель, то между тюнером, тоже
симметричным (см. например, правую часть рис. 3.5.2) и кабе-
лем нужно включить широкополосное симметрирующее уст-
ройство: двойной коаксиальный дроссель (см. п. 3.6.5.2) или
ферритовый симметрирующий трансформатор 1:1 (рис. 3.6.15).
Применение феррита в данном случае не приводит к серьезным
проблемам, так как трансформатор работает в тракте с КСВ,
близким к 1, хотя при большой мощности подобрать нужный
сердечник может быть непросто.
Если же антенна несимметрична, но ни один из ее выводов
не заземлен (асимметричный диполь, GP с приподнятыми про-
тивовесами, рамка с несимметричной относительно земли за-
питкой), то тут симметрирующим устройством не обойдешься
(см. п. 3.6.5.1). Потребуется одно из широкополосных уст-
ройств подавления синфазного тока, описанных в п. 3.6.4.
179
В принципе, возможно использование на входе тюнера ши-
рокополосного развязывающего трансформатора 1:1 на фер-
рите с двумя отдельными обмотками и малой межвитковой ем-
костью (см. п. 3.6.4.1). И хотя такой трансформатор также ра-
ботает с КСВ близким к 1. и применение феррита возможно,
все же лучше использовать развязывающий дроссель (п. 3.6.4.2).
Во-первых, для диапазонов от 10 МГц и выше такой дрос-
сель очень прост: это всего лишь несколько витков питающим
кабелем без сердечника. Он практически не имеет потерь и ог-
раничения по мощности, в отличие от развязывающего транс-
форматора.
Во-вторых, хотя для диапазонов 1,8...7 МГц для развязыва-
ющего дросселя и требуется ферритовый сердечник, но он
может быть намного меньше и намного худшего качества, чем
для развязывающего трансформатора. Согласитесь, для сер-
дечника есть разница: пропускать через себя всю мощность
передатчика или не пускать сквозь себя лишь малую часть
этой мощности, пытающуюся вытечь на внешнюю сторону оп-
летки коаксиала.
Для антенн, работающих во всех любительских диапазонах,
есть смысл использовать два последовательно включенных
развязывающих дросселя: первый, считая от тюнера, без сер-
дечника, просто как катушка из кабеля для частот выше 7 МГц,
второй (между первым и линией питания) — на дешевом НЧ
ферритовом сердечнике для частот ниже 7 МГц.
При использовании развязывающего дросселя тюнер мо-
жет быть выполнен по несимметричной схеме (см. левую часть
рис. 3.5.2). Это же построение узла питания много диапазон-
ной антенны (несимметричный тюнер — развязывающий дрос-
сель — кабель снижения) может быть использовано и в случае
симметричной антенны. Использование симметричного тюне-
ра + симметрирующего устройства может быть оправдано,
лишь при необходимости получить очень высокое (30...40 дБ)
подавление синфазного тока оплетки.
Если мы согласуем GP, стоящий на поверхности земли, с ка-
белем, закопанным в грунт, то подавлять ток внешней стороны
оплетки не требуется. В этом случае нужен только несиммет-
ричный тюнер.
Какой тип управления тюнером выбрать?
1. Если точка питания антенны легкодоступна (например,
на балконе), то лучшим выходом является тюнер, переключа-
емый по диапазонам вручную. Или даже несколько тюнеров —
нет большой проблемы для каждого из диапазонов изготовить
свою согласующую цепь (см. п. 3.5.2) — и переключателем
180
подключать к антенне и входу тюнера нужную. Проблема лишь
в мощном ВЧ переключателе. Но можно обойтись и без него,
сделав коммутацию с помощью гибких перемычек с зажимами
«крокодил» на концах (один из самых надежных и дешевых ва-
риантов).
При работе в эфире иметь перестраиваемый вручную тю-
нер не так удобно, как может показаться. Смена диапазона
каждый раз требует новой настройки тюнера. Мало того, что
это процедура небыстрая, так еще и чреватая ошибками —
представьте смену диапазона глубокой зимней ночью на вторые
бессонные сутки работы в тесте. Поэтому заранее настроен-
ный и лишь переключаемый по диапазонам тюнер, хотя и со-
держит больше элементов, но значительно удобнее в работе.
2. Если точка питания антенны труднодоступна, то самым
комфортным выходом является автоматический тюнер. Такой
тюнер, кроме перестраиваемых (плавно — моторами или диск-
ретно — набором реле) L и С, содержит микропроцессорный
блок, который обеспечивает автоматическую правильную на-
стройку тюнера при изменении частоты и Za. Автоматический
антенный тюнер является ближайшим родственником тюне-
ров, встроенных в большинство современных трансиверов. Ра-
бота с ним предельно проста — установив тюнер на антенне,
соединить кабель управления и навсегда забыть о тюнере. КСВ
в кабеле от тюнера до трансивера всегда будет близок к 1.
Об этом позаботится автомат. Выходит сплошная идиллия?
Увы, есть и недостатки:
• Такой тюнер весьма дорог. Иметь на крыше небольшой,
легко выкрадываемый ящичек стоимостью несколько сот
долларов — не самое разумное решение.
• Как правило, автоматический тюнер не может работать
с большой (сотни ватт) мощностью.
• Имеет ограниченный диапазон согласуемых Ra и Ха
(сравните паспортные данные тюнера с Za вашей антен-
ны на всех диапазонах).
Два последних пункта относятся к тюнврам с релейной
(дискретной) коммутацией L и С. Качество таких реле обычно
не позволяет работать с большими токами и напряжениями,
возникающими в резонирующих реактивных цепях. Если ис-
пользуются плавно перестраиваемые моторами конденсаторы
переменной емкости и вариометры, то допустимая мощность,
На и Ха намного выше. Но и цена тоже.
Более дешевым вариантом является полуавтоматический
антенный тюнер. Непосредственно у антенны устанавливаются
только L/C и элементы управления ими (набор реле для диск-
181
ретного изменения индуктивности и емкости, или моторы —
для плавного). Блок управления тюнером располагается внизу,
перед оператором. То есть получается дистанционно управля-
емый тюнер. Его полуавтоматизм в том, что однажды найден-
ные на данном диапазоне оптимальные величины L и С (вер-
нее, управляющие сигналы, соответствующие им) запомина-
ются блоком управления. Поэтому такой тюнер требуется лишь
один раз, на каждом диапазоне, настроить вручную, а в даль-
нейшем смена диапазона осуществляется очень просто и бы-
стро: кнопкой вызова из памяти настроек соответствующего
диапазона
Еще одним вариантом является дистанционно коммутиру-
емый тюнер. Его (в отличие от автоматического и полуавтома-
тического) вполне можно изготовить самостоятельно, так как
ничего, кроме катушек, конденсаторов и реле, в нем нет. Идея
проста — на каждый диапазон изготавливается своя согласу-
ющая цепь (п. 3.5.2) и при включении этого диапазона пара
реле подключает эту цепь к антенне и к кабелю, вернее выходу
развязывающего дросселя. Увы, реле требуется много — вдвое
больше, чем рабочих диапазонов.
Половина этих реле (входные, подключающие входы диапа-
зонных СУ к кабелю) работает при низком КСВ. Поэтому на их
контактах нет больших напряжений/токов, и эти реле могут
быть относительно простыми и даже не высокочастотными —
возможная паразитная ем кость/индуктивность контактов будет
компенсирована при настройке СУ При мощностях до кило-
ватта можно с успехом использовать недорогие электротехни-
ческие реле с контактами 250 В/6 А.
Напротив, выходные реле, подключающие выходы СУ к ан-
тенне работают с высокими напряжениями/токами (в QH раз
выше, чем активные напряжение/ток, соответствующие мощ-
ности передатчика на активном На). Поэтому выходные реле
обязаны быть высокочастотными и рассчитанными на большой
ток и высокое напряжение. Оптимальным является применение
вакуумных контакторов. Обычные реле при коммутации боль-
шой мощности на реактивную нагрузку (Za антенны) долго не
живут.
Выбор схемы согласующей цепи для дистанционно ком-
мутируемого тюнера (автоматический и полуавтоматический
мы покупаем и там, кроме паспортных данных, выбирать нечего).
Холостая добротность конденсаторов обычно в несколько
раз выше, чем у катушек. Поэтому желательно иметь СУ с ка-
тушками минимальной индуктивности. С конденсаторами тоже
не все безоблачно: если конденсаторы до 100 пФ на КВ легко
182
изготавливаются из отрезков коаксиального кабеля (при сплош-
ном полиэтиленовом диэлектрике погонная емкость кабелей
50 Ом около 1 пФ/см), то конденсаторы с емкостью несколько
сотен пикофарад надо покупать. Причем не простые, а с реак-
тивной мощностью (она измеряется в ВАр — вольт-ампер-ре-
активных) в Qu раз выше мощности передатчика. Такие кон-
денсаторы редки и дороги, и по возможности следует избегать
схем СУ, где они требуются.
1. Если Ra < Zo, то при любом jXa оптимальным является
Г-образное СУ, рассчитываемое в закладке СУ на LC в меню
Сервис и установки MMANA (пп. 2.2.11 и 3.5.2), с флагом
Конденсатор последовательно.
2. Если Ra > Zo, a jXa < 0, то лучше конфигурация Т-образ-
ного СУ (из той же закладки) с флагом Конденсатор парал-
лельно.
3. Если Ra > Zo, a jXa > 0, то имеет смысл сначала скомпенси-
ровать Ха последовательно включенным конденсатором, а по-
лучившееся Ra трансформировать в Zo Г-образным СУ Конеч-
но, при этом требуются два конденсатора вместо одного, но
зато значительно (тем существеннее, чем больше Ха) умень-
шается катушка. А значит, и потери в ней.
Пример такого согласования показан на рис. 5.1.1. Импе-
данс Za = 200 + J500 Ом на частоте 3,55 МГц согласован двумя
способами.
Рис. 5.1.1
183
Первый (верхняя часть рис. 5.1.1) — традиционная Г-образ-
ная цепь. Требуемся довольно большая катушка 11,86 мкГн.
Во втором способе (нижняя часть рис. 5.1.1) jXa - (500 Ом
сначала скомпенсировано последовательным конденсатором
89,67 пФ (—j500 Ом). В Г-образной цепи, трансформирующей
200 в 50 Ом катушка намного меньше, всего 3,88 мкГн. Это за-
метно повышает КПД СУ
Дистанционно коммутируемый тюнер очень удобен в рабо-
те. Чего, не покривив душой, нельзя сказать о его настройке.
Она нужна для каждой из согласующих цепей каждого диапа-
зона (один раз при изготовлении антенны). Это весьма трудо-
емкая и кропотливая работа. Если точка питания антенны не-
высоко над землей — это еще полбеды, но если она трудно-
доступна, то задача настройки тюнера становится очень слож-
ной, а то и вовсе неразрешимой без вертолета.
Сама собой возникает мысль переставить тюнер куда-ни-
будь в более удобное место. Например, к себе на стол, рядом
с передатчиком. Именно этому и посвящены два следующих
параграфа.
5.1.3, Тюнер
между линией и передатчиком
Итак, тюнер в точке запитки — это хорошо в работе, но не-
удобно в настройке. Напротив, тюнер между передатчиком и ли-
нией удобен в настройке, но... нет, не чтобы в работе плох, но
все-таки хуже, чем тюнер в точке питания. Почему и насколько
мы и выясним в этом параграфе.
Согласуемой антенне (той же самой, что и в предыдущем
параграфе) совершенно безразлично, каким способом мы
обеспечим требуемый импеданс в точке питания: поставив ли
тюнер в точке питания, передвинув ли его вниз по линии к пе-
редатчику или еще как-то. Ga и ДН антенны будут одинаковы.
Но сколько мощности бесполезно рассеется в тепло, по до-
роге от передатчика до клемм антенны, зависит от способа
питания. И сильно зависит.
Как описано в параграфе 3.2.6 при заданной выходной
мощности Рвыхмдх передатчика до антенны дойдет мощность:
Рант = Рвыхмдх Пл инииПсу»
где т|су — КПД согласующего устройства (тюнера); ЬЛИнии —
КПД линии.
Здесь, вопреки школьной арифметике, от перестановки со-
множителей результат меняется. РАНт при тракте: передатчик—
184
линия — тюнер—антенна будет не равна РАНт при тракте: пере-
датчик—тюнер—линия—антенна.
Почему? Для передатчика ничего не меняется — в обоих
случаях он работает на 50 Ом, для антенны тоже — она согла-
сована, а уж как, это не ее забота. Для тюнера также почти ни-
чего не меняется. В обоих случаях он трансформирует при-
мерно одинаковые импедансы в 50 Ом.
Но для линии ситуация изменилась кардинально. Если в пер-
вом случае (тюнер у антенны) КСВ в ней близок к 1, то во вто-
ром (тюнер у передатчика) КСВ высокий: линия нагружена на
несогласованный импеданс антенны. А КПД линии с КСВ = 1
(п. 3.2.3) и КПД рассогласованной линии (п. 3.2.6) это две боль-
шие разницы.
Поэтому при перестановке сомножителей в приведенной выше
формуле надо иметь в виду, что Длинии сильно меняется в зави-
симости от того, где включена линия: до или после тюнера.
Если тюнер стоит внизу, то дойдет ли приемлемая мощ-
ность до антенны или нет, зависит от того, имеет ли использу-
емая линия при данном высоком КСВ приемлемый КПД? По-
следний вопрос подробно разобран в параграфе 3.2.6.
Опираясь на выводы этого параграфа можно утверждать,
что для многодиапазонных антенн с тюнером у передатчика
следует избегать применения коаксиального кабеля, разве что
очень толстого и короткого.
Уже при КСВ > 4...5 (граница условна, зависит от длины
и типа кабеля, см. п. 3.2.6) его КПД оказывается слишком ни-
зок. Терять мощность передатчика на нагрев кабеля не слиш-
ком разумно.
Напротив, использование воздушной двухпроводной линии
с Zq = 400...700 Ом дает очень хорошие результаты. Во-пер-
вых, такие линии при равном КСВ имеют намного более низ-
кие потери (на КВ), чем коаксиальные кабели (см. табл. 3.2.7
и выводы после нее). Во-вторых, при изменении Za в широких
пределах, КСВ в высокоомных линиях получается намного
ниже (см., например, файл ...Delta160allbands.maa),4eM в коак-
сиальных.
Пример.
Пусть Ra изменяется от 25 до 5000 Ом (типично для многодиапа-
зонной антенны). Припоминая (из п. 3.2.5), что КСВ равен отношению
сопротивлений, получим, что в кабеле 50 Ом КСВ будет от 2 (50/25),
до 100 (5000/50). В линии же 500 Ом при том же Ra значения КСВ бу-
дут куда как более мирными; от 10 (5000/500) до 20 (500/25). Согласи-
тесь, КСВ = 20 это совсем не то же самое, что КСВ = 100.
185
Конечно, арифметика этого примера предельно упрощена. Не уч-
тена реактивность антенны Ха. Однако при ее учете преимущество
двухпроводной линии даже увеличивается; даже при самых «трудных»
Za у двухпроводной линии КСВ не превышает 30 (а если антенна не
сильно укороченная, то и 20), в то время как у коаксиала в тех же ус-
ловиях КСВ может зашкалить за несколько сотен.
Точные цифры КПД рассогласованной линии на заданной
частоте, импедансе нагрузке и длине можно получить в APAK-EL
в окне Согласование (см. п. 2.3.2.1). Укажите ваши рабочие
частоты, импедансы антенны на них, длину и тип использу-
емой линии (кабеля) и в закладке Графики увидите КПД.
Питание антенны по рассогласованной линии называется
резонансным (п. 3.2.7). То есть многодиапазонная антенна с тю-
нером внизу — это антенна с резонансным питанием.
В такой антенне крайне желательно сделать так, чтобы на
стыке антенна—линия не возникали бы синфазные (асиммет-
рии) токи (пп. 3.6.2, 3.6.3). В широкой полосе подавление син-
фазных токов линии, нагруженной на комплексное Za, задача
весьма непростая (п. 3.6.7), в особенности для двухпроводных
линий.
Синфазные токи не возникают (п. 3.6.7), если:
• Симметричная антенна, питается по симметричной же
линии передачи, при условии, что выход передатчика тоже
симметричен А если нет, то между передатчиком и ли-
нией имеется симметрирующее устройство.
• GP стоит прямо на земле и питается коаксиальным кабе-
лем, зарытым в землю.
В основном, именно так и делают многодиапазонные ан-
тенны с тюнером внизу: или симметричная антенна с симмет-
ричной воздушной линией, или GP на земле с коротким и тол-
стым коаксиалом.
Если же антенна асимметрична (кроме GP на земле), то при
любой линии питания потребуется устройство подавления
синфазного тока линии. Причем, устройство с намного лучшим
ослаблением, чем для резонансной антенны из-за высокого
модуля Za на некоторых диапазонах (см. п. 3.6.7) или же при-
дется учитывать линию как излучающую часть антенны.
Теоретически еще возможно питание симметричной много-
диапазонной антенны коаксиалом с симметрирующим устрой-
ством в точке запитки, но практически делать это особого смыс-
ла не имеет. Дело в том, что весьма сложно сделать симмет-
рирующее устройство, работающее в широкой полосе на рез-
ко меняющийся комплексный импеданс.
186
Вообще, по возможности, следует избегать питания по рас-
согласованному коаксиальному кабелю (даже по короткому
и толстому) любых антенн, кроме GP на земле. Подавить син-
фазные токи в коаксиальном кабеле, нагруженном на незазем-
ленный и комплексный импеданс, совсем непросто (п. 3.6.7).
Если же ситуация вынуждает использовать коаксиал, то не ску-
питесь на хорошее устройство подавления синфазного тока.
Если тюнер стоит внизу, то снижению потерь в линии надо
уделить самое серьезное внимание. В данном случае линия
является продолжением резонансного согласующего устрой-
ства, т. е. реактивным элементом, работающим с высокой на-
груженной добротностью точно так же, как например, катушка
тюнера или П-контура.
Именно с такой конструктивной меркой (как к катушке СУ
или П-контура выходного каскада передатчика соответствую-
щей мощности) надо отнестись к линии, работающей с высо-
ким КСВ. Тонкие провода и не очень хороший диэлектрик тут
совершенно неуместны.
При использовании двухпроводной линии не забудьте, что
она, в отличие от коаксиала, критична к расположению. Пере-
даваемая электромагнитная энергия «плещется» вокруг двух-
проводной линии в радиусе около 3 расстояний между прово-
дами (п. 3.2.2). Как минимум, на такое (а лучше, для снижения
потерь — в 1,5...2 раза большее) расстояние линия должна
быть отодвинута от предметов с потерями (мачты, стены домов,
крыши, и т. д.). Если этого не сделать, потери в линии резко
возрастут, и она станет непригодной для резонансного питания.
Соблюдение этого требования обычно не представляет
трудностей: точка питания симметричной антенны располо-
жена высоко в воздухе, и несложно отодвинуть распорками
или оттяжками линию дальше, чем на полметра от стен и мачт.
Сложность представляет лишь ввод двухпроводной линии
в здание. Обычные методы — через отверстие в стене, или
фрамуге — непригодны: линия окажется слишком близко к по-
глощающим стенам. Поэтому используют ввод линии через
оконное стекло (это хороший диэлектрик) так, чтобы линия
нигде не проходила бы ближе полуметра от стен. Только обя-
зательно до ввода в стекло надежно закрепите линию на выс-
тупающих и хороших как механически, так и электрически изо-
ляторах, оставив слабину между этими изоляторами и вводом
линии в окно. Иначе первый же порыв ветра вырвет линию из
окна вместе со стеклом. Если сверлить стекло проблемно, то
в одном из окон-форточек его можно заменить плексигласом.
187
Если же сверлить окна никак невозможно, то тюнер ставят
там, где можно провести двухпроводную линию, и тюнер будет
легко доступен для настройки (например, на балконе). Тюнер
с передатчиком соединяет коаксиальный кабель с КСВ = 1, ко-
торый, в отличие от двухпроводной линии, можно провести где
и как угодно, так как вся электромагнитная энергия, идущая
по кабелю, заключена внутри коаксиала. Эго промежуточный
вариант между установкой тюнера в точке питания антенны
(п. 5.1.2) и непосредственно у передатчика.
5.1.4. Схемы тюнеров
между линией и передатчиком
В большинстве трансиверов имеется встроенный тюнер, ко-
торым вручную или автоматически можно согласовать выход-
ной каскад с комплексной нагрузкой. Тогда зачем нужен еще
один тюнер?
Во-первых, встроенный тюнер обычно имеет относительно
небольшой диапазон согласуемых R и jX. Во-вторых, его выход
несимметричен, и поэтому к нему можно подключать только
коаксиальные линии с подавленным синфазным током оплетки
(от GP на земле, или кабель имеет вверху, у антенны хорошее
устройство подавления синфазного тока).
Если ваша антенно-фидерная система вписывается в эти
требования: синфазный ток оплетки отсутствует или подавлен
до приемлемого уровня, и встроенный тюнер справляется с Z
на всех диапазонах — то еще один тюнер не требуется и этот
параграф можете дальше, не читать.
Если же синфазного тока нет, а встроенный тюнер не справ-
ляется по Z, то остается еще шанс (небольшой, но попробо-
вать можно) с помощью изменения длины линии «вогнать» Z
в пределы, с которыми тюнер может настроиться.
Проще всего это сделать с помощью АРАК-EL (п. 2.3.2.1)
в окне Согласование. Укажите все требуемые диапазоны, вход-
ной импеданс антенны в каждом из них и тип используемого
кабеля. И затем, изменяя его длину, попытайтесь подобрать
значения Rtr и Xtr (это обозначение в программе АРАК-EL им-
педанса внизу кабеля) так, чтобы они попадали в пределы воз-
можностей вашего тюнера. Заодно АРАК-EL в закладке Графи-
ки покажет КПД вашей линии (не забудьте установить тип ли-
нии с потерями) при данных частоте, длине и нагрузке. И вы
должны сами решить, стоит ли улучшение согласования полу-
ченного падения КПД линии.
188
Если изменением длины кабеля не удалось получить при-
емлемого для встроенного тюнера Z, или имеется синфазный
ток линии (раздел 3.6), или применена двухпроводная линия,
то внешний тюнер необходим.
Ниже мы рассмотрим наиболее употребительные схемы
внешних тюнеров, применяющихся между передатчиком и ли-
нией. В задачу трех следующих параграфов не входит сравни-
тельный анализ всех возможных схем тюнеров, а их великое
множество. Приведены лишь наиболее удобные схемы для
того, чтобы можно было изготовить тюнер, не прибегая к спе-
циальной литературе.
5.1.4.1. Несимметричные тюнеры
Если применяется коаксиальная линия без синфазного тока,
то самым удобным и распространенным является Т-образный
тюнер, схема которого показан на рис. 5.1.2.
По сути, это усовершенствованный вариант Г-образной со-
гласующей цепи (см. п. 3.5.2 и 5.1.2), отличающийся тем, что
при согласовании низкоомных нагрузок емкости конденсаторов
оказываются значительно (в десятки раз) меньше. Получается
дешевле и проще поставить два КПЕ с максимальной емкостью
до 200...300 пФ, чем один до 2000...3000 пФ с переключателем
(Г-образный тюнер с переключением КПЕ на выход и вход).
На рис. 5.1.2 показаны номиналы элементов для полосы
3,5...29 МГц, в скобках для 1,8...29 МГц. При этих номиналах
Т-образный тюнер способен согласовать любое мыслимое Ra
(от единиц ом до нескольких килоом) с реактивностью ±j1000 Ом
в полосе 3,5...29МГцис реактивностью от -]500 до +|1000 Ом
на 1,8 МГц.
189
Границы по jX на низшей частоте определяются максималь-
ной емкостью КПЕ и максимальной индуктивностью катушки.
На верхней частоте границы jX определяют как минимальная
емкость КПЕ, так и их паразитная (монтажная) емкость на кор-
пус. Даже несколько пикофарад монтажной емкости заметно
снижают максимальное jX на ВЧ диапазонах. Поэтому оба КПЕ
тюнера должны быть, по возможности, небольших габаритов
и максимально удалены от корпуса.
КПЕ тюнера должны быть примерно такими же, как анодный
КПЕ лампового усилителя мощности. Грубо необходимый за-
зор между пластинами КПЕ можно оценить как 2 мм на каждый
киловатт проходящей через тюнер активной мощности.
Конструкция катушки Т-образного тюнера такая же, как у ка-
тушки П-контура лампового усилителя соответствующей мощ-
ности. Небольшая катушка L2 позволяет получить на 28 МГц
более высокую холостую добротность, так как от отдельной
фиксированной катушки это сделать значительно проще, чем
от малой части (полвитка - виток) вариометра.
Т-образный тюнер хорош всем, кроме не очень простой
(три ручки) процедуры настройки. Дело несколько упрощается
тем, что почти всегда на одну нагрузку возможно несколько
различных настроек Т-образного тюнера, которые немного от-
личаются друг от друга лишь значением КПД. Для оптимально-
го же КПД настройка единственная. Приобрести необходимый
навык без риска сжечь передатчик можно с помощью програм-
мы-симулятора настройки Т-тюнера [7].
Есть более простой в настройке дифференциальный Т-тю-
нер. Его схема такая же, как рис. 5.1.2, с тем лишь отличием,
что оси обоих КПЕ механически соединены. Причем так, что
максимум емкости С1 соответствует минимуму емкости С2 и на-
оборот. То есть роторы КПЕ сдвинуты относительно друг друга
на 180° и вращаются одной ручкой.
Преимущества такого решения очевидны. Остаются два орга-
на управления вместо трех и единственная настройка в каждом
случае. Но, чтобы достичь того же диапазона согласуемых Z.
емкость каждого из КПЕ должна быть вдвое выше, чем в обыч-
ном Т-образном тюнере с независимыми осями обоих КПЕ.
В качестве несимметричного тюнера также может приме-
няться любой, из описанных в п. 5.1.4.3.
5.1.4.2. Симметричные тюнеры
Симметричный тюнер это, по сути, гибрид тюнера и сим-
метрирующего устройства. Как и любое симметрирующее уст-
190
ройство, он может применяться лишь для перехода от чисто
симметричной нагрузки к несимметричной (см. п. 3.6.5) При-
менительно к многодиапазонным антеннам это единственный
случай: между двухпроводной линией без синфазного тока
(т. е. подключенной наверху к симметричной антенне) и коакси-
альным выходом трансивера. Но случай этот настолько прак-
тически важен (симметричная антенна, питаемая по воздуш-
ной двухпроводной линии — один из лучших вариантов много -
диапазонной антенны, с минимумом помех), что его рассмотре-
нию мы посвятим весь этот параграф.
Хотел бы предостеречь от чрезмерного доверия рекламе.
Большинство тюнеров, выпускаемых промышленно для радио-
любителей, хотя и имеют симметричный выход и заявляются
производителями как симметричные, практически непригодны
для согласования двухпроводной линии многодиапазонной ан-
тенны. Дело в том. что такие тюнеры, на самом деле, являются
обычными несимметричными Т-образными (рис. 5.1.2), а «сим-
метричность» обеспечивает ферритовый трансформатор, сто-
ящий на выходе между тюнером и нагрузкой.
Почему в последнем предложении слово «симметричность»
взято в кавычки? Ведь ферритовый трансформатор действи-
тельно симметрирует (см. п. 3.6.5.2). Он конечно симметри-
рует, но проблема не в нем, а в импедансе нагрузки. Если по-
следний чисто активен (или имеет малую реактивность), то
ферритовый трансформатор благополучно справится со своей
задачей.
Для импедансов нагрузки с малой реактивностью такой тю-
нер действительно симметричен.
Но чисто активный импеданс у двухпроводной линии, под-
ключенной к многодиапазонной антенне, это редкое исключе-
ние. Норма же — значительная реактивная составляющая. При
этом сердечник должен быть рассчитан на пропускание реак-
тивной мощности, которая в Qu раз (где QH — нагруженная
добротность, см. п. 5.1.1) выше активной. Конечно, если ак-
тивная мощность 10 Вт, а сердечник немаленький, то он спра-
вится. Но при сколько-нибудь серьезной мощности передатчи-
ка и при QH лишь несколько единиц (а она может быть и замет-
но выше) даже большой сердечник не выдержит (см. п. 3.5.6).
Можно очень просто качественно оценить пригодность сер-
дечника на выходе тюнера для симметрирующего трансфор-
матора. Если вы можете вообразить (рассчитать или увидеть)
этот сердечник в катушке П-контура лампового усилителя соот-
ветствующей мощности и частоты, то сердечник пригоден. Если
191
же сердечник «не потянет» в катушке П-контура, то ему совер-
шенно нечего делать и на выходе тюнера.
Итак, использования феррита на выходе тюнера по возмож-
ности надо избегать. Из-за реактивности нагрузки, приводя-
щей к появлению высокой реактивной мощности в сердечнике.
Но в тюнере есть место, где по определению нет реактивности,
а значит, и проблем с нею связанных, — вход тюнера. В самом
деле, тюнер для того и потребовался, чтобы на его входе было
чисто активное сопротивление. Поэтому применить феррито-
вый симметрирующий трансформатор можно с хорошим ре-
зультатом даже при большой мощности передатчика. Именно
так и делают действительно симметричные тюнеры, пригод-
ные для работы на нагрузку с высокой реактивностью: несим-
метричный вход 50 Ом — широкополосный ферритовый сим-
метрирующий трансформатор 1:1 (рис. 3.6.15) — собственно
тюнер с симметричным входом и выходом. Схема последнего
делается из любого несимметричного тюнера в соответствии
с правилами, изложенными в конце п. 3.5.2 и на рис. 3.5.2. По
такому рецепту и сделан симметричный Т-тюнер, показанный
на рис. 5.1.3.
Рис. 5.1.3
Но два сдвоенных КПЕ дорого и непросто конструктивно.
Вспомним (из предыдущего параграфа), что мы отказались от
Г-тюнера в пользу Т-тюнера из-за того, что Г-тюнер при малых
(единицы...десятки ом) Ra требует слишком больших емко-
стей. Но симметричная двухпроводная линии имеет волновое
сопротивление в сотни ом. И даже при высоком КСВ активная
часть ее входного импеданса остается довольно высокой, де-
192
сятки ом, минимум. Поэтому можно смело использовать Г-об-
разный тюнер, симметричный вариант которого показан на
рис. 5.1.4.
В конструкции любого симметричного тюнера важно иметь
одинаковую конструктивную емкость на корпус обоих плеч тю-
нера. Отличие этих емкостей даже на несколько пикофаред
приведет к тому, что на верхних рабочих частотах и/или при вы-
сокоомных нагрузках тюнер перестанет быть симметричным.
Из-за разного шунтирующего действия этих емкостей напря-
жения на обоих выходах тюнера уже не будут в точности оди-
наковы по амплитуде. Нарушится и их точная противофаз-
ность. Это приведет к появлению синфазного тока линии, т. е.
к ее излучению.
Рис. 5.1.4
К симметричным тюнерам точно так же, как и к их родствен-
никам — симметрирующим устройствам (см. п. 3.6.5), нельзя
подключать произвольно асимметричную нагрузку, т. е. линию
с синфазным током (любую: двухпроводную или коаксиаль-
ную). Чтобы этот ток не пошел на корпус радиостанции и да-
лее везде (см. раздел 3.6), его надо остановить. Именно этим
и занимаются тюнеры для произвольной нагрузки.
7-3819
193
5.1.4.3. Тюнеры
для произвольной нагрузки
Итак, тюнер, работает на произвольную нагрузку, т. е. на-
грузку, не являющуюся ни чисто симметричной (одинаковые по
величине, но точно противофазные напряжения относительно
земли на обеих выходных клеммах тюнера), ни чисто асиммет-
ричной (ноль относительно земли на одной из клемм). Приме-
нительно к линии это означает, что в ней помимо дифференци-
ального тока, полезного, передающего мощность в нагрузку,
имеется еще и синфазный, приводящий к излучению линии.
Если в линии есть синфазный ток, т. е. линия излучает как
часть антенны (см. раздел 3,6), то ее нельзя подключать к рас-
смотренным выше тюнерам — ни к симметричному, ни к несим-
метричному.
Точнее, подключить-то можно. Но синфазный (излучения)
ток линии при этом пройдет через тюнер на корпус радиостан-
ции. В режиме передачи зто принесет множество проблем с на-
водками на все приборы радиостанции (трансивер, компью-
тер), а если ее корпус соединен с шиной заземления дома, что
крайне желательно по соображениям техники безопасности,
то ВЧ ток растечется по всему дому, создавая помехи. В режи-
ме приема вся «грязь», создаваемая приборами в доме, будет
попадать в приемник.
А причина этого, кроме, естественно, свмого факта нали-
чия синфазного тока в линии, в том, что рассмотренные в двух
предыдущих параграфах тюнеры «прозрачны» для синфазного
тока. Несимметричный полностью, симметричный — в гем
большей степени, чем сильнее отличаются от точной одинако-
вости и противофазности токи в обоих проводах линии.
Поэтому, если уж вы допустили наличие синфазного тока
в линии, то тюнер обязан не пропускать его дальше к радио-
станции. Вообще-то лучший вариант не допускать этого тока,
подавляя его еще у антенны, но уж раз случилось...
Как не пропускать синфазный ток описано в п. 3.6.4. По-
скольку в этой главе речь о многодиапазонных антеннах, то уст-
ройство подавления синфазного тока в виде резонансного
фильтра-пробки (п. 3.6.4.3) исключаем из-за его узкой полосы.
Остаются два возможных решения: развязывающий дроссель
(п. 3.6.4.2) и трансформатор с малой межобмоточной емкостью
(п. 3.6.4.1). Оба они и используются.
Развязывающий дроссель, точно такой же, как описан в
п. 3.6.4.2, устанавливают на трансиверном входе несиммет-
ричного тюнера, любого, например, Т-образного. При этом тю-
194
нер работает с синфазным током (что вполне допустимо, так
как пассивные элементы тюнера абсолютно не реагируют на
наводки), а дроссель преграждает путь этому току на корпус
радиостанции.
Обратите внимание: в таком варианте корпус (общий про-
вод) несимметричного тюнера ни в коем случае не должен
быть соединен с корпусом радиостанции и землей помимо оп-
летки кабеля, которым намотан развязывающий дроссель.
Дело в том, что на общем проводе (корпусе) тюнера присут-
ствует заметное ВЧ напряжение относительно земли (след-
ствие синфазного тока линии). Как раз для того, чтобы не про-
пустить это напряжение на корпус радиостанции, нам и потре-
бовался развязывающий дроссель на входе тюнера. Именно
поэтому и нельзя допустить соединения дополнительным про-
водом корпуса тюнера (с ВЧ напряжением на нем относитель-
но земли) с корпусом радиостанции (с нулевым напряжением
на нем относительно земли), ибо это замкнет накоротко раз-
вязывающий дроссель и откроет синфазному току линии путь
туда, куда мы его пускать не хотим — на корпус радиостанции.
Более того, чтобы не допустить даже частичное проникно-
вение синфазного тока через емкость между корпусами тюне-
ра и радиостанции, надо всячески снижать эту емкость. Прак-
тически это означает, что тюнер не должен находиться совсем
близко от корпуса радиостанции или шин заземления — т. е.
не стоять на трансивере, на заземленном металлическом сто-
ле и т. п.
Отвлекаясь от темы этого параграфа, замечу, что развязы-
вающий дроссель весьма полезно иметь на входе несиммет-
ричного тюнера, даже если он работает на коаксиал без син-
фазного (асимметрии) тока. Ведь на практике небольшой син-
фазный ток оплетки присутствует почти всегда, и даже тогда,
когда нам кажется, что его нет. Даже хорошие устройства по-
давления не устраняют полностью синфазный ток, затекающий
с антенны на линию, а лишь ослабляют его на 30...40 дБ (раз-
дел 3.6). Это означает, что 0,1 ...1 Вт (при киловатте в антенне)
могут «гулять» по наружной стороне оплетки кабеля даже при
хорошем устройстве подавления синфазного тока у антенны.
А мощности в десятые доли ватта, «гуляющей» снаружи опле-
ток кабелей (телевизионных в том числе, они ведь тоже зазем-
лены на общую шину дома) вполне достаточно, чтобы «пога-
сить» немало телевизоров. А ведь остаются еще и наведенные
токи (см. п. 3.6.6), которые в смысле создания помех ничем не
отличаются от синфазных.
7
195
Поэтому развязывающий дроссель на входе несимметрич-
ного тюнера, работающего на коаксиал, вроде бы, без синфаз-
ного тока, это именно то масло, которым кашу не испортишь.
Дополнительное ослабление синфазного тока таким дроссе-
лем часто оказывается весьма кстати в борьбе с помехами.
Но вернемся к теме данного параграфа. Второй, после раз-
вязывающего дросселя, способ подавления синфазного тока —
трансформатор с двумя отдельными обмотками (п. 3.6.4.1). По-
лезный дифференциальный сигнал передается из одной об-
мотки в другую посредством магнитной связи. Для синфаз-
ного тока такой трансформатор представляет препятствие в
виде межобмоточной емкости. Тем большее, чем меньше эта
емкость.
Самым простым вариантом является использование несим-
метричного тюнера (того же Т-образного, например), с развя-
зывающим ферритовым трансформатором на входе. Этот
трансформатор лучше всего выполнить в виде ШПТТС-«бинок-
ля» (п. 3.5.6) 1:1. По конструкции он очень близок к трансфор-
маторам, стоящим на выходе двухтактных каскадов транзи-
сторных передатчиков. Отличие лишь в том, что для снижения
межобмоточной емкости для вторичной обмотки (первичной
будут трубки, вставленные в отверстия «бинокля») желательно
использовать тонкий провод в толстой изоляции. Хорошо под-
ходит, например, центральная жила 75-омного кабеля с уда-
ленной оплеткой. У такого трансформатора вполне реально
получить межобмоточную емкость менее 5 пФ, что обеспечи-
вает более 25 дБ подавления синфазного тока даже на частоте
30 МГц (с понижением частоты подавление растет).
Другим вариантом является применение тюнера поверх ос-
новной катушки тюнера, с катушкой связи на выходе. Вариан-
тов такого решения много (см. например [3, с. 151]). Однако им
всем свойственны одинаковые недостатки:
• узел катушек весьма сложен конструктивно. Представьте
себе пружину меньшего диаметра внутри большей, имен-
но так это выглядит;
• сложность узла катушек исключает применение варио-
метра. Приходится использовать переключатель, что еще
более усложняет конструкцию и снижает возможности
согласования. Ясно, что при дискретном переключении L
не всегда возможно установить оптимальную индуктив-
ность для данных нагрузки и частоты.
Применение таких тюнеров в прошлом было оправдано. В на-
стоящее время это лишено особого смысла, так как межобмо-
196
точную емкость катушек-пружин практически невозможно сде-
лать меньше 5 пФ из-за необходимых больших размеров кату-
шек. А на современных ферритах несложно изготовить ШПТТС
на мощность до 1 кВт с такой же межобмоточной емкостью.
Единственное отличие будет в том, что ферритовый ШПТТС
надо установить на входе тюнера (ферриты, как мы помним,
не любят работать на реактивность), в то время как трансфор-
матор без сердечника из двух катушек-пружин должен стоять
на выходе тюнера.
В варианте с ШПТТС корпус тюнера должен быть не зазем-
лен, и не иметь заметной емкости на землю, точно так же, как
описано выше для тюнера с развязывающим дросселем на
входе.
Тюнеры для работы на произвольную нагрузку, т. е., по сути,
несимметричные тюнеры с развязывающим дросселем или
трансформатором на входе, могут с успехом применяться и на
полностью несимметричную нагрузку (на коаксиальный кабель
без синфазного тока), и на полностью симметричную. Правда,
в последнем случае степень симметрии (в данном случае она
равна подавлению синфазного тока тюнером) будет меньше,
чем у симметричных тюнеров (п. 5.1.4.2), но для большинства
практических применений ее хватает.
5.1.5. Антенны под простые тюнеры
До сих пор в этом разделе мы молчаливо предполагали,
что антенна имеет случайные размеры лишь немного «подрих-
тованные» с тем, чтобы избежать очень высоких Ra и Ха. А все
сложности согласования отданы на универсальный, перестра-
иваемый (и сложный) тюнер.
Однако имеет смысл попытаться выбрать такие размеры
и конфигурацию антенны, чтобы во всех требуемых диапазонах
получить удобные для согласования входные импедансы Za.
Такие, чтобы согласование осуществлялось бы очень просты-
ми цепями в точке питания. В п. 3.5.8 уже шла речь о таком ре-
шении для одно диапазонной антенны.
Нельзя ли повторить его для многодиапазонной антенны?
Это оказывается вполне реально, если ограничиться двумя-
тремя диапазонами. Более того, иногда оказывается возмож-
ным подобрать такое сочетание размеров антенны и парамет-
ров согласующей цепи, что без переключений и подстроек тю-
нера антенная система (антенна + тюнер в точке питания) ока-
зывается согласованной в нескольких диапазонах. Именно
таким антенным системам и посвящен следующий параграф.
197
5.1.5.1. Фиксированный тюнер
в нескольких диапазонах
У симметричного диполя вблизи Х/2 резонанса Ra(f) меня-
ется относительно медленно (см. рис. 3.3.3). Ниже частоты по-
луволнового резонанса Ха < 0, выше Ха > 0. Значит, если мы
хотим получить два резонанса, то реактивность СУ должна
быть положительной на низшей частоте и отрицательной — на
высшей. Какая цепь имеет такие характеристики? Обычный па-
раллельный колебательный контур. Ниже резонансной частоты
он имеет X > 0, выше — X < 0. Поэтому, если в точку питания
обычного Х/2 диполя включить параллельный LC-контур, то по-
лучатся два резонанса. В принципе, такую процедуру мы уже
проделывали для расширения полосы антенны (п. 3.5.12.1). Но
там два резонанса были расположены очень близко друг
к другу, что и обеспечивало расширение полосы. Но в данном
случае мы желаем расташить резонансные частоты кардиналь-
но так, чтобы они попали в два разных диапазона. Для этого
параллельный LC-контур включается последовательно с источ-
ником.
Пример такой антенны в файле ...14-21 LCdipole.maa. Симмет-
ричный диполь 8 м, с LC-контуром (параллельный С = 88 пФ,
L = 1,045 мкГн) в точке питания резонирует в диапазонах 14
и 21 МГц. На 14 МГц диполь физически коротковат (индуктив-
ность контура удлиняет его электрически), поэтому Ra около
50 Ом. На 21 МГц диполь физически длинный (емкость контура
электрически укорачивает его), поэтому Ra около 100 Ом. При
питании по кабелю 75 Ом КСВ в обоих диапазонах около 1,5.
Другой пример приведен в файле ...l8-24LCdipole.maa. Ди-
поль 6,8 м с контуром (С = 98 пФ, L = 0,57 мкГн) в точке пита-
ния резонирует в диапазонах 18 и 24 МГц.
Поскольку у рамочных антенн зависимость jX(f) имеет каче-
ственно такой же вид, как и у диполя, то вышеупомянутый при-
ем применим и к рамкам. В файле ...14-21LC quad.maa показан
квадрат с периметром 16,8 м. Включение между источником
и рамкой LC-контура (параллельный С = 58 пФ, L = 1,8 мкГн)
позволяет получить резонансы в диапазонах 14и21 МГц.
При самостоятельном проектировании такой антенны надо
иметь в виду, что:
• размер антенны должен выбираться -так, чтобы сама ан-
тенна, еще без контура, имела резонанс примерно на
средней частоте между требуемыми диапазонами;
• резонансная частота LC-контура должна быть несколько
ниже этой частоты.
198
При оптимизации в MMANA следует задать одновременное
изменение трех параметров: размера антенны, L и С, устано-
вив в окне Источник по диапазонам частоты обоих диапазо-
нов. Изменение L влияет, в основном, на низший диапазон, из-
менение С — на высший. Конечно же, имеется взаимное влия-
ние настроек одного диапазона на другой, но процесс, в прин-
ципе, сходящийся.
Не следует забывать, что на низшем диапазоне такая ан-
тенна является укороченной, со всеми вытекающими из этого
факта последствиями (раздел 3.7).
Легко понять, что если в точку питания диполя включить не
один параллельный LC-контур, а два последовательно, то ан-
тенна будет иметь уже три резонанса. Но настроить такую ан-
тенну не так легко, как ее понять. Требуется одновременное
изменение и размеров диполя, и элементов обоих контуров.
Поэтому на практике такие трехрезонансные диполи применя-
ются редко, в основном как элементы трехдиапазонных на-
правленных антенн.
Пример такого диполя с размерами 6,8 м и двумя LC-конту-
рами (с частотами 16,2 и 25,6 МГц) в файле ...14-21-28 LC
dipole.maa. Этот диполь резонирует в диапазонах 14, 21 и
28 МГц, и имеет Ra 44, 70 и 200 Ом соответственно.
Для GP способ с последовательным включением в точку пи-
тания параллельного LC-контура лишен практического смысла.
Нет, два резонанса получаются. Однако Ra у GP даже при его
высоте Х/4 низковато для хорошего согласования с коаксиаль-
ным кабелем. При описанном же выше приеме первый резо-
нанс расположен ниже по частоте. Ra вертикала оказывается
там совсем низким (см. рис. 3.4.4) и КСВ получается недопус-
тимо высоким, даже несмотря на jXa = 0.
Поэтому для двухдиапазонных вертикалов используют иной
способ. Взглянем на зависимость Ra(f) на рис. 3.4.4. Проведем
мысленно на этом рисунке горизонтальную линию на уровне
75 Ом. Она пересечется с графиком для тонких (Z/d = 10000)
GP дважды: первый раз при высоте около 0,31 (jXa >0), вто-
рой — при высоте около 0.625Х (jXa < 0). Значит, для получе-
ния двух резонансов при обеих высотах последовательно с GP
надо включить согласующую цепь, jX которой отрицательно на
низшей частоте и положительно на высшей. Такими свойства-
ми обладает последовательный LC-контур: ниже резонансной
частоты его jX < 0, а выше — jX > 0.
Именно так сделан двухдиапазонный GP высотой 6,35 м
(файл ...VertUA3SFH.maa). Последовательный LC-контур в точке
199
питания (L - 2,8 мкГн, С = 28 пФ) приводит к тому, что антенна
резонирует в диапазонах 14 и 28 МГц. В обоих диапазонах
КСВ < 1,2 в линии 75 Ом.
Но линия 75 Ом это не самый распространенный случай.
Чаще требуется согласование с кабелем 50 Ом. К сожалению,
тонкий двухдиапазонный GP сделать так нельзя. Вернее его
можно согласовать, но это не имеет смысла, так как для 50 Ом
на высшем диапазоне GP должен иметь высоту 0,7Х. А при та-
кой высоте лепесток ДН в вертикальной плоскости задерется
вверх и проку от такой антенны будет немного (п. 4,2.3).
Чтобы все-таки сделать такой GP, надо снижать l/д и вы-
бирать высоту GP на высшем диапазоне около 0,64...0,67Х.
Придется смириться с некоторым ухудшением ДН на высшем
диапазоне и снижением Ra до 40...45 Ом на низшем. Такой
вертикал высотой 10,7 м и диаметром 30 мм показан в файле
...7_18 vertical.таа. LC-контур в точке питания (L .= 1,9 мкГн,
С = 200 пФ). На 7 и 18 МГц КСВ < 1,2 в линии 50 Ом.
Очень хорошие результаты получаются, если использовать
GP с емкостными нагрузками. В отличие от обычного, у такого
GP удается получить хорошее согласование и ДН в обоих диа-
пазонах. Пример показан в файле ...7_14_LC.maa. GP высотой
Эмс парой проволочных емкостных нагрузок длиной 3,85 м
сверху согласован последовательным LC-контуром (L= 6 мкГн,
С = 62 пФ). На 7 и 14 МГц КСВ < 1,1 в линии 50 Ом. Вариант
этой же антенны с тремя емкостными нагрузками приведен
в файле ...7_14_1_С1 .таа.
Можно сделать двухдиапазонным и укороченный GP. Спо-
соб показан на рис. 5.1.5 (файл -...Short gp80-40.maa). В диапа-
зоне 3,5 МГц электрическая высота около 0,15Х.
Согласование осуществляется обычным для укороченного
вертикала образом: парой индуктивностей (см. п. 3.7.2). Резо-
нансные частоты контуров L1C1 и L2C2 выше 3,5 МГц, поэтому
в диапазоне 80 м оба контура имеют положительное jX, что
позволяет им работать в качестве удлиняюще-согласующих
катушек.
В диапазоне 7 МГц электрическая высота вертикала 0,27Х,
т. е. слегка удлиненный. Ra около 50 Ом и согласующая цепь
должна лишь убрать +jXa, т. е. представлять собой последова-
тельное емкостное jX (см. п. 3.5.8). В схеме рис. 5.1.5 это до-
стигается так:
• контур L2C2 настроен на 7,05 МГц, поэтому в диапазоне
40 м он служит изолятором, не пропуская ток сквозь
себя, т. е. не участвует в работе антенны.
200
• резонансная частота контура L1C1 около 5 МГц. Поэтому
на частоте 7 МГц он представляет собой емкостное jX,
согласующее антенну в диапазоне 40 м.
Таким образом, антенная система, показанная на рис. 5.1.5,
имеет хорошее согласование в диапазонах 80 и 40 м. Платой
за зто является довольно кропотливая процедура настройки,
описанная в комментариях к файлу ...Short gp80-40.maa. Слож-
ность в том, что имеется взаимное влияние настроек обоих диа-
пазонов.
В принципе, при использовании более сложных схем СУ мож-
но без переключений получить хорошее согласование с одной
антенной в 3...4 диапазонах. Практически же такие системы
используются крайне редко из-за большой трудоемкости на-
стройки.
5.1.5.2. Переключаемый тюнер
Бесплатных пряников не бывает. Тюнер, без всяких пере-
ключений согласующий антенну в нескцльких диапазонах, это
201
JZ
6x1,2‘m
18,2 m
очень удобно, но за него прихо-
дится платить потерей части ди-
апазонов. Практически всегда
антенна имеет удовлетворитель-
ные ДН и Ga в нескольких со-
седних диапазонах. Сделать же
тюнер без подстройки и пере-
ключений «вытягивающий» все
эти диапазоны, даже смирив-
шись с его сложной схемой и
трудной настройкой, нереально.
Намного более разумно сде-
лать переключаемый тюнер. Еще
более разумно сделать саму ан-
тенну так, чтобы получить удоб-
ные для согласования и комму-
тации Za во всех диапазонах, где
антенна имеет устраивающие
нас Ga и ДН. Что такое «удобные
для переключения Za»? Это им-
педансы, коммутация которых
требует минимального числа ре-
ле (переключателей) на не слиш-
ком большие токи и/или напря-
жения.
Вертикал N7RK, реализую-
щий описанный принцип, .пока-
Рис. 5.1.6 зан на Рис- 5.1.6. Это обычный
GP с емкостными нагрузками
в виде «шляпы». В диапазоне 1,8 МГц электрическая высота
около 0,14Х. Согласование осуществляется обычным образом:
катушкой L1 с отводом.
В диапазоне 3,5 МГц электрическая высота около 0.28Х. Со-
гласование — последовательно включенным С1 — переключа-
тель S1 (рис. 5.1.6) в положении «3,5 МГц».
Переключатель S1 резко упрощает настройку: в диапазоне
160 м она производится только L1 (очевидно, что отключенный
С1 не влияет), в диапазоне 80 м — только С1 (высокое jX боль-
шой катушки L1 почти не влияет на этом диапазоне). S1 рабо-
тает в тракте 50 Ом, поэтому требования к нему минимальны.
Модели вертикала N7RK для обоих диапазонов (сразу с СУ)
показаны в файлах ...n7rk_160.maa и ...п7гк_80.таа.
Но все же антенна N7RK не лучшая иллюстрация использо-
вания переключения простого тюнера: и диапазонов у нее всего
202
два, и сравнение рис. 5.1.5 и 5.1.6 говорите почти одинаковой
сложности СУ.
От вертикала физической высотой около 20 м можно и дол-
жно получить хорошую работу и в третьем диапазоне (7 МГц).
Для этого необходимо, чтобы электрическая высота GP в диа-
пазоне 7 МГц не превышала бы 5/8Х. (в самом крайнем
случаем 0.65Х, см. пп. 4.2.3 и 5.1.1). Можно использовать обыч-
ный GP высотой 26,5 м (5/87 на 7 МГц). Но возникают две слож-
ности: во-первых, мачта 26,5 м это далеко не просто механи-
чески, во-вторых, Ra вертикала 5/8Х составляет 75...80 Ом, что
усложняет согласование.
Решить обе проблемы можно уменьшением физической
высоты GP с одновременным применением достаточно длин-
ных емкостных нагрузок (ЕН). Удачная четырехдиапазонная
(160, 80, 40 и 30 м) антенна EU1TT показана на рис. 5.1.7.
На 1,8 МГц электрическая высота GP 0,15Х. Согласование
осуществляется катушкой L1 обычным образом: общая индук-
тивность подгоняется до резонанса, отвод — до входного со-
противления 50 Ом. Все переключатели в выключенном поло-
жении (как показано на рис. 5.1.7).
203
На 3,6 МГц электрическая высота GP О.ЗХ. Однако Ra ниже,
чем у простого GP с такой же электрической длиной (за счет
ЕН), и составляет около 50 Ом. Поэтому согласование очень
простое — конденсаторами С1 и С2 (S1 и S2 включены, S3
выключен). Катушка L1 в этом диапазоне имеет большое со-
противление и почти не влияет на работу антенны.
В диапазоне 40 м электрическая высота 5/81. Большая дли-
на ЕН снижает Ra до 50 Ом, поэтому согласование также очень
простое — последовательно включенной катушкой (S1 вклю-
чен, S2 и S3 выключены). Точнее, верхней частью катушки L1,
от верхнего отвода до горячего конца. Нижняя же часть L1 име-
ет большое реактивное сопротивление и заметного влияния
не оказывает.
В диапазоне 30 м электрическая высота антенны 0.75Х. Ка-
залось бы, хорошей ДН от антенны с такой высотой ждать не
следует. Но снова говорят свое слово длинные ЕН, причем не
просто длинные, а наклонные. Вертикальная составляющая их
тока в значительной мере компенсирует излучение противо-
фазных токов верхушки вертикала. Поэтому суммарная ДН ан-
тенны на 10 МГц не задирается вверх, а примерно соответ-
ствует обычному X/4 GP Согласование в этом диапазоне (все
три переключателя включены) производится последователь-
ным конденсатором С1.
Таким образом, при очень простой схеме СУ и коммутации
удается получить 4 диапазона. Файлы моделей для каждого
диапазона: ...eu1tt160.maa, ...eu1tt80.maa, ...eu1tt40.maa и
...еиШЗО.таа. В каждом файле смоделировано и диапазонное
СУ. Методика настройки антенны EU1TT:
1. Включают диапазон 160 м. Индуктивностью L1 (около
20...25 мкГн) устанавливают резонанс, а положением нижнего
отвода R = 50 Ом.
2. Переключив СУ в диапазон 40 м, положением верхнего
отвода добиваются резонанса на 7 МГц. При этом не изменяют
общее число витков L1. Индуктивность от верхнего отвода до
горячего конца L1 будет около 10 мкГн.
3. Включив диапазон 30 м, подбором С1 устанавливают ми-
нимум КСВ.
4. Установив переключатели в положение диапазона 80 м,
подбором С2 (не трогая С1 и L1) добиваются минимума КСВ
на 3,65 МГц. Полоса антенны в этом диапазоне более 300 кГц,
что позволяет перекрыть весь участок 3,5...3,8 МГц.
Уменьшенный вдвое вариант антенны рис. 5.1.7 работает
в диапазонах 80, 40, 20 и 15 м (файлы ...DL2KQ80.maa,
_..DL2KQ40.maa, ...DL2KQ20.maa и ...DL2KQ15.maa).
204
При самостоятельной разработке GP на 160, 80 и 40 м элект-
рическую длину антенны надо выбирать так, чтобы на 7 МГц
она была бы 0,62...0,64Х (Ra = 55...65 Ом). Тогда на 3,5 МГц по-
лучится Ra около 50 Ом и тюнер будет очень простым — та-
ким же, как на рис. 5.1.7 только без диапазона 30 м. Методика
проектирования в MMANA следующая:
• Нарисуйте имеющуюся мачту. По идее она должна быть
максимально возможной высоты, но практика вносит
свои коррективы.
• Источник в основание мачты, земля идеальная.
• Если мачта высотой около 27 м, то изменением ее высо-
ты добейтесь в диапазоне 40 м Ra около 60 Ом (на ]Х
не обращайте внимания) и ДН еще не отрывающейся от
земли. Это и будет электрическая длина 0,62...0,64Х.
• Если мачта ниже 27 м, то придется установить емкост-
ные нагрузки. Подгоняя их длину, число и расположение,
исходя из местных условий, добейтесь электрической дли-
ны антенны 0,62...0,64Х на 7 МГц, так же, как и в преды-
дущем пункте ориентируясь на Ra и вид ДН в зенитной
плоскости при идеальной земле.
Так можно получить много неплохих конструкций трехдиа-
пазонных GR Одна из них, с высотой мачты 13,5 м показана
в файлах ...EU1TTvert160.maa, EU1Ttvert80.maa, EU1Ttvert40.maa.
5.1.6. Линия питания
как многодиапазонный тюнер
Если тюнер из L и С по каким-то причинам не устраивает, то
вам придется по душе идея сделать тюнер из линии питания.
Линия ведь трансформирует импеданс (см. п. 3.2.4.). И если
постараться, то можно подобрать размеры антенны и линии так,
чтобы получить согласование более чем в одном диапазоне.
Например, симметричный диполь 8,2 м, запитанный двух-
проводной линий 450 Ом с электрической длиной 16,25 м
(файл ...N4UFP17_12.maa), внизу линии имеет входное сопро-
тивление около 100 Ом в диапазонах 17 и 12 м, что дает при-
емлемое согласование с кабелем 75 Ом. При использовании
линии 450 Ом в пластике не забудьте учесть ее коэффициент
укорочения Ку. Так, для распространенной линии типа Win450
Ку = 0,9 и физическая длина линии для вышеупомянутой антен-
ны будет 14,6 м.
Вариант этой антенны с диполем 16,4 м и воздушной двух-
проводной линий 500 Ом длиной 12,4 м имеет КСВ < 1,6 (отно-
сительно 75 Ом) в диапазонах 30 и 17 м (файл ...N4UFP30_17.maa)
205
Но ясно, что чудес не бывает. И Za антенны и трансформи-
рующие свойства линии по диапазонам ведут себя как им по-
ложено по физике их работы, а отнюдь не так, как нам хочется
для согласования. Если в двух диапазонах еще можно достичь
хорошего согласования одним отрезком линии, то в нескольких
диапазонах это весьма затруднительно.
Радиолюбители делали такие попытки. Первая из них — ан-
тенна G5RV, незаслуженно известная как вседиапазонная. Это
симметричный диполь 31,1 м, запитанный через отрезок двух-
проводной линии 300 Ом с электрической длиной 13,1 м. Линии
300 Ом в пластике имеют Ку = 0,8, поэтому физическая длина
линии 10,4 м. Далее идет кабель 75 Ом произвольной длины.
Хотя антенна рекламируется как работающая на всех люби-
тельских диапазонах от 80 до 10 м, это не так. На самом деле
(файл _..G5RV.maa) удовлетворительное согласование (КСВ < 2)
эта антенна имеет лишь в двух диапазонах 40 и 10 м, сколь-
нибудь терпимое (КСВ < 5) на 80, 20 и 17 м. В диапазонах же
30, 15 и 12 м КСВ в коаксиальном кабеле 75 Ом намного боль-
ше 10 и использовать эту антенну не имеет смысла. Приводи-
мые же в некоторых публикациях более низкие значения КСВ
антенны G5RV измерены внизу длинного коаксиального кабе-
ля. А, как мы знаем из п. 3.2.9.4, при измерении КСВ внизу
длинной линии с потерями истинное значение КСВ (вверху ли-
нии) занижается, причем тем сильнее, чем оно выше.
Намного более удачную антенну на таком принципе пред-
ложил ZS6BKW. Это симметричный диполь 28,1 м, питаемый
по воздушной двухпроводной линии 400 Ом с длиной 13,6 м
(файл ...zs6bkw.maa). Антенна ZS6BKW работает в диапазонах
40, 20, 17, 12 и 10 м с минимумами КСВ < 1,6 (относительно
50 Ом) в каждом диапазоне.
Однако ясно, что регулировкой всего двух параметров —
волнового сопротивления и длины — единственного согласу-
ющего отрезка линии получить согласование сразу во многих
диапазонах нельзя. Значит надо использовать несколько от-
резков линий.
Для проектирования таких антенных систем служит про-
грамма APAK-ELTM, описанная в п. 2.3.2.1. Она позволяет мо-
делировать СУ из нескольких отрезков разных линий в любой
конфигурации. Задав рабочие частоты и импедансы самой ан-
тенны на них (из расчета ее в ММ AN А или NEC2 for ММ ANA),
на очень удобных графиках можно одновременно видеть изме-
нение КСВ во всех заданных диапазонах.
К сожалению, в задаче такого уровня сложности невозмож-
но дать определенные рекомендации по согласованию. Поэто-
206
му отнеситесь к работе в APAK-ELTM как к компьютерной игре,
цель которой совместить в одной точке минимумы нескольких
разноцветных графиков путем изменения числа, схем их вклю-
чения, волнового сопротивления и длин линий. Игра эта слож-
ная (много степеней свободы) и часто не имеющая решения.
Ведь далеко не всякую антенну можно согласовать одновре-
менно в нескольких диапазонах даже сложным СУ из трех раз-
ных отрезков линий. Тем не менее, удачные конструкции суще-
ствуют, и с некоторыми из них мы сейчас и познакомимся.
Начнем с двух уже рассмотренных в этом параграфе ан-
тенн: ...N4UFP17_12.maa и ...N4UFP30_17.maa, имеющих при
одной двухпроводной линии не самое лучшее согласование
с не очень распространенным кабелем 75 Ом. APAK-ELTM пока-
зывает, что при использовании дополнительного отрезка кабеля
75 Ом можно получить хорошее согласование с линией 50 Ом
(КСВ < 1,1) в обоих диапазонах.
На рис. 5.1.8 показаны оба варианта антенны. Размеры, от-
носящиеся к варианту 10/18 МГц, даны курсивом в правой час-
ти рисунка.
Диполь 2x4,1 м для 18/24 МГц (2 х 8,2 м для 10/18 МГц)
Рис. 5.1.8
207
Очень полезно, что APAK-ELTM при установке реальных ли-
ний показывает не только КСВ, но и КПД системы согласова-
ния (надпись Efficient на графиках). Ведь в линиях согласова-
ния КСВ > 1, что служит причиной повышенных потерь. Поэто-
му, создав систему согласования, надо проверить не только
КСВ, но и КПД по диапазонам.
У антенн, показанных на рис. 5.1.8, КПД системы согласо-
вания (без учета потерь в кабеле 50 Ом) в обоих диапазона
превышает 95%, что для таких систем является очень хорошим
результатом.
Г. Румянцев (UA1DZ) предложил удобную схему многодиа-
пазонного тюнера из трех отрезков линий (рис. 5.1.9).
К антенне
Кабель ZiOm
любой длины
к передатчику
L3
Рис. 5.1.9
UA1DZ применил такой тюнер для согласования для GP вы-
сотой 9,4 м с четырьмя противовесами по 9,3 м (файл ...иа1
dz.maa).
Антенна UA1DZ (GP + показанное на рис. 5.1.9 устройство
согласования, с размерами, приведенными в первом столбце
табл. 5.1.1) позволяет получить хорошее согласование с кабе-
лем Zi = 75 Ом в диапазонах 40, 20 и 15 м (см. открываемый
АРАК-EL файл ...ualdz.nwl). На резонансах КСВ антенны не
превышает 1,2 во всех трех диапазонах. На краях диапазонов
7 и 21 МГц КСВ < 1,4. В диапазоне 20 м КСВ на краях возрас-
тает до 2 (см. частотные графики в АРАК-EL на файле
...ualdz.nwl).
Это не единственная проблема антенны UA1DZ в диапазоне
20 м. Из-за высокого Za самого вибратора в этом диапазоне
КПД СУ рис. 5.1.9 даже при толстых кабелях RG213 оказывает-
208
ся относительно небольшим, всего 66%, в диапазонах 40 и 15 м
КПД выше 95%. Остальное, увы, идет на нагрев кабелей СУ.
Это неизбежная плата за высокий КСВ в кабелях СУ.
Автор программы АРАК-EL Александр Шевелев (DL1PBD)
на основе СУ рис. 5.1.9 разработал весьма удачную серию
многодиапазонных горизонтальных диполей, которую мы сей-
час и рассмотрим.
Таблица 5.1.1
РАЗМЕРЫ СУ ПО РИС. 5.1.9 ДЛЯ РАЗНЫХ АНТЕНН
GPUA1DZ (40, 20, 15 м) WARC диполь DL1PBD (30. 17, 12 м) 4-диапазон- ный диполь DL1PBD (40, 20. 15, 10 м) 6-диапазон- иый диполь DL1PBD (80, 40, 30, 20, 15, Юм), вариант 1 6-диапазон- ный диполь DL1PBD (80, 40,30, 20, 15. Юм), вариант 2
L3 Тип Win450 Win450 ТиЬЗОО ТиЬЗОО ТиЬЗОО
Z, Ом 450 450 300 300 300
Длина, м 0,715 3,39 2,26 5,16 5,15
L1 Тип RG11 RG11 RG11 RG213 Aircell7
Z, Ом 75 75 75 50 50
2,81 2,29 3,40 7,49 9,43
L2 Тип RG11 RG213 RG11 RG11 RG59
Z, Ом 75 50 75 75 75
Длина, м 4,13 3,24 3,05 6,20 6,08
Согласование на Zi, Ом 75 50 50 50 50
Файл MMANA ...uaidz. maa ...ware, maa ...dip4010. maa ...dip80l0. maa ...dip8010. maa
Файл AFAK-EL ...uaidz. nwl ...ware, nwl ...dip4010. nwl ...dip8010. nwl ...dip8010_1. nwl
WARC (30, 17 и 12 м) диполь DL1PBD (второй столбец в
табл. 5.1.1, файлы ...ware.maa, ...ware.nwl) это симметричный
вибратор длиной 9,45 м с СУ рис. 5.1.9. Антенна имеет КСВ < 1,4
во всех участках WARC диапазонов. КПД СУ по диапазонам:
30 м — 92%, 17 м — 70%, 12 м — 95%.
Четырехдиапазонный (40, 20, 15 и 10 м) диполь DL1PBD
(третий столбец в табл. 5.1.1, файлы ...dip4010.maa, ...dip4010.nwl)
это симметричный вибратор длиной 18,24 м с СУ рис. 5.1.9.
Зависимости КСВ от частоты этой антенной системы для каж-
дого из диапазонов показаны на рис. 5.1.10. Обратите вни-
мание, сколь низки КСВ на резонансе во всех диапазонах —
209
менее 1,3. Это очень хороший показатель для любой антенны,
а для многодиапазонной в особенности. КПД СУ по диапазо-
нам: 40 м — 96%, 20 м — 63%, 15 м — 87%, Юм — 92%.
Рис. 5.1.10
Шестидиапазонный (80, 40, 30, 20, 15 и 10 м) диполь
DL1PBD (четвертый столбец в табл. 5.1.1, файлы ...dip8010.maa,
...dip8010.nwl) — это симметричный вибратор длиной 35,2 м
с СУ по схеме рис. 5.1.9. Зависимости КСВ от частоты этой ан-
тенной системы показаны на рис. 5.1.11. КСВ по диапазонам
не столь низки, как в предыдущей. Тем не менее, на резонан-
сах КСВ не превышает 1,5. Это в шести диапазонах! КПД СУ
по диапазонам: 80 м — 95%, 40 м — 44%, 30 м — 80%, 20 м —
91%, 15 м — 87%, Юм — 87%.
Второй вариант этой антенны с более тонкими кабелями
(последний столбец в табл. 5.1.1, файлы ...dip8010.maa,
...dip8010_1.nwl) имеет несколько лучшие показатели по КСВ.
Но, увы, происходит это за счет возрастания потерь в более
тонких кабелях. 80 м — 94%, 40 м — 40%, 30 м — 76%, 20 м —
89%, 15м — 83%, Юм — 83%. Но и в таком виде эта антенна
остается одним из лучших решений.
При использовании линий других типов данные, приведен-
ные в табл. 5.1.1, желательно несколько уточнять. Не исключе-
но, что это придется делать и при земле, заметно отличающей-
ся от средней. А также при иных высотах подвеса антенн, чем
210
указанно в соответствующих файлах. Ведь свойства земли
и высота подвеса влияют на Za (см. разделы 3.3 и 3.4).
Именно упомянутые факторы ответственны за то, что в раз-
ных описаниях антенны UA1DZ приводятся слегка отличающи-
еся друг от друга размеры линий согласования.
Но уточнение-подгонка длины линий в АРАК-EL делаются
наглядно и несложно. Попробуйте в качестве упражнения в фай-
ле ...ualdz.nwl сменить линию L3 с Win450 (ленточная в пласти-
ке с высеченными окнами, 450 Ом, Ку = 0,92) на ОрепбОО (воз-
душная, 600 Ом, Ку - 0,95). Очень просто, находясь в закладке
Графики и играя длиной L3, совместить в одной точке миниму-
мы всех трех графиков. При этом длина L3 изменяется с 0,715 м
до 0,52 м (табл. 5.1.1).
5.2. Антенны, в которых
многодиапазонность достигается
только расположением проводов
Несколько антенн, подключенных параллельно к общей ли-
нии. Open Sleeve. Прочие хитрости с геометрией проводов.
Асимметричные антенны. Антенны с изменяемыми размера-
ми. “к/4 отрезок линии как резонансный переключатель разме-
ра антенны.
211
Да, название раздела не очень удачное. Однако обозначить
его тему в заголовке кратко нельзя. Поэтому придется потра-
тить несколько строк на объяснения о чем этот раздел.
Здесь мы рассмотрим антенны, которые имеют хорошее
согласование с линией питания в нескольких диапазонах без
каких-либо дополнительных согласующих устройств. Причем,
достигается это за счет хитрых способов расположения прово-
дов антенны в пространстве и не менее хитрых размеров этих
проводов. Кроме того, в этом разделе мы не будем рассмат-
ривать антенны с какими либо дополнительными сосредото-
ченными элементами — катушками, конденсаторами, конту-
рами — в проводах (о таких антеннах речь в разделе 5.3).
5.2.1. Несколько антенн,
подключенных параллельно к общей линии
С первого взгляда идея кажется привлекательной: возьмем
несколько резонансных однодиапазонных вибраторов, распо-
ложим их рядом. Точки питания соединим параллельно и под-
ключим туда один общий кабель. В каждом диапазоне будет ра-
ботать только один вибратор, резонирующий в этом диапазоне,
а на остальные можно не обращать особого внимания.
Но при более внимательном рассмотрении простота уле-
тучивается. Откуда мы взяли, что все остальные вибраторы,
кроме резонирующего, на работающем в данный момент диа-
пазоне никак не будут влиять? Будут, да еще как. Во-первых,
непосредственно. Ведь их входы, а значит, и Za подключены
к питающей линии. И, естественно, изменяют входной импе-
данс антенны системы. Во-вторых, токи, текущие по всем этим
вибраторам, тоже ведь излучают (помните п. 3.1.1)? Излучает
ведь любой провод с ВЧ током. Это искажает ДН резонирую-
щего на данном диапазоне вибратора и изменяет распределе-
ние ближнего поля вокруг него, что в свою очередь изменяет Za
этого вибратора. В общем, заметного взаимного влияния виб-
раторов, увы, не избежать.
Однако, хотя взаимное влияние вибраторов и неизбежно,
все же можно создать такие условия, при которых это влияние
будет сведено до разумного минимума. Этим мы и займемся
в данном параграфе. Все модели, упоминаемые в нем, нахо-
дятся в папке ...ANT\HF multibands\Parallel\.
Очевидно, что для снижения взаимного влияния вибраторы,
включаемые параллельно, должны отвечать следующим требо-
ваниям:
• желательно, чтобы они взаимно попадали в минимум ДН
друг друга;
212
• для минимального затекания тока в неработающий на
данном диапазоне вибратор необходимо, чтобы послед-
ний имел максимальный модуль |Za| на этом диапазоне;
• надо стараться, чтобы каждая из половин антенны, рабо-
тающей на данном диапазоне, имела бы минимальный
модуль |Z | без реактивной составляющей. Это требование
исключает асимметричные вибраторы, питающиеся не в
пучности тока
Последние два требования можно выразить проще: ток
данной частоты должен видеть перед собой предельно низкое
сопротивление работающего на данном диапазоне вибратора,
и предельно высокие у всех остальных, неработающих на этом
диапазоне. Тогда ток (по принципу лентяя) в основном будет
затекать лишь на один вибратор, что нам и требуется для раз-
вязки.
Полностью всем трем требованиям удовлетворят два пер-
пендикулярно расположенных Х./2 диполя на кратные диапазо-
ны. В файле ...Dipole20_10.maa показан пример такой антенны:
полуволновые диполи диапазонов 10 и 20 м расположены пер-
пендикулярно (т. е. в минимумах ДН друг друга). На частоте
28 МГц входное сопротивление диполя диапазона 20 м очень
велико — несколько килоом (волновой резонанс), поэтому он
почти не влияет на общее Za антенны. На частоте 14 МГц им-
педанс диполя диапазона 10 м равен 11 - J870 Ом, что почти
эквиввлентно конденсатору в 13 пФ. Столь небольшая емкость,
подключенная параллельно Х./2 вибратору, лишь немного (на
0,3%) смещает его резонансную частоту, но на На влияния
практически не оказывает. Поэтому такая антенна в обоих диа-
пазонах работает как Х./2 диполь соответствующего диапазо-
на. Очень часто так делают двухдиапазонную Inverted V (файл
...InvV80-40.maa, диапазоны 80 и 40 м).
Можно расположить один из диполей горизонтально, вто-
рой — вертикально (файл ...Dbldp40&10.maa, диапазоны 40
и 10 м).
Однако в нашем трехмерном мире больше трех взаимно пер-
пендикулярных прямых провести нельзя. Поэтому, если строго
следовать рекомендации перпендикулярности, не удастся
включить параллельно более трех диполей. Это ограничит число
диапазонов антенны тремя, максимум, четырьмя (Х/2 диполь
диапазона 40 м неплохо работает на третьей гармонике как
1.5Х, диполь в диапазоне 21 МГц). Кроме того, для перпендику-
лярного расположения требуется очень много места.
Так ли уж страшно, если пренебречь требованием перпен-
дикулярности и расположить диполи близко, а то и вовсе па-
213
раллельно? Оказывается, не очень. Такая антенна будет впол-
не работоспособной (файл ...Dbldp.maa, диапазоны 40 и 20 м).
Какие же проблемы принесет такое расположение вибраторов?
В данном случае взаимно наведенные токи будут велики,
поэтому заметно изменится Za. К счастью, в основном, лишь
его реактивная часть jXa. По сравнению со случаем одиночных
диполей, уйдут резонансные частоты. Сдвиг этот не будет столь
мал как у перпендикулярных вибраторов, и может достигать
нескольких процентов. Практически это не имеет особого зна-
чения, так как соответствующим изменением длин вибраторов
можно легко вернуть резонансы на место.
Больший диполь практически не меняет свою частоту и по-
лосу под влиянием меньших (не более десятых долей %). На-
против, резонансная частота меньшего диполя заметно (на не-
сколько %) уходит вверх, и его приходится удлинять. Посмот-
рите, в файле ...Dbldp.maa диполь диапазона 20 м имеет
размер 10,8 м, что почти на 5% больше резонансной длины
одиночного Х/2 диполя этого же диапазона. Однако увеличение
размера высокочастотного диполя не представляется большой
проблемой: место для этого предостаточно, необходимую ве-
личину удлинения очень просто получить для конкретного слу-
чая в MMANA.
Более серьезную проблему с меньшим диполем представ-
ляет сужение его полосы. Это происходит из-за влияния токов
низкочастотного диполя. Полоса сужается тем больше, чем
ближе диполи друг к другу.
Обратимся к табл. 5.2.1, построенной на основвнии расчетов
файла ...dipole80 40.maa. Это два Х/2 диполя диапазонов 80
и 40 м. Таблица показывает влияние угла между диполями на
размеры и полосу диполя диапазона 40 м.
Таблица 5.2.1
Угол между диполями, град 90 60 45 30 15 0
Длина диполя, м 20,56 20.66 20,74 20,88 21,16 21,04
Полоса по ЮВ < 2, кГц 380 350 300 245 200 125
Обратите внимание, как резко падает полоса при угле меж-
ду диполями менее 45е. При угле 0°, соответствующем парал-
лельному расположению диполей (в табл. 5.2.1 это соответ-
ствует расстоянию между полотнами диполей 10 см) от перво-
начальной полосы 380 кГц, соответствующей перпендикуляр-
ному расположению диполей, т. е. углу 90°, остается менее
трети. Увеличение расстояния между параллельными диполя-
214
ми, хотя и увеличивает полосу, но не намного. Так, в вышепри-
веденном примере (при угле 0°) даже при расстоянии в 1 м по-
лоса составит всего 175 кГц.
Из табл. 5.2.1 следует важный практический вывод:
В системе нескольких, параллельно включенных вибраторов
полоса всех, кроме самого низкочастотного, сужается тем
больше, чем ближе провода друг к другу Если полоса ВЧ вибра-
торов критична, не следует располагать их полотна парал-
лельно друг другу. Расположение под углом, даже под совсем
небольшим, даст лучший результат.
Например, если соединяются параллельно в точке питания
диполи диапазонов 80 и 40 м, то в силу узости последнего
(всего 100 кГц) можно не особенно заботиться о полосе антенны
на 7 МГц и располагать диполи как угодно, даже параллельно
(файл ...dipole80_40.maa). То же самое справедливо и для от-
носительно узких WARC диапазонов (файл ...WARC dipole.таа,
это три параллельных А./2 диполя на диапазоны 30, 17 и 12 м)
относительная полоса которых менее 1%. Полоса антенны,
даже сильно суженная за счет влияния других диполей, все
равно с запасом перекроет отведенные участки.
Обратный пример. Допустим, имеется одиночный диполь
Inv V диапазона 80 м на крыше узкого многоэтажного дома.
Полоса такой антенны, в зависимости от высоты подвеса и ка-
чества земли (см. п. 3.3.4), составит не более 150...200 кГц
(т. е. и так меньше чем 300 кГц диапазона 80 м). Если же те-
перь вы добавите к имеющейся антенне еще и Inv V диапазона
160 м, готовьтесь к неприятному сюрпризу. Ведь из-за узости
крыши угол между антеннами будет очень мал. А как показыва-
ет табл. 5.2.1 зто приведет к значительному (почти вдвое) су-
жению полосы ВЧ антенны. В данном случае полоса Inv V диа-
пазона 80 м упадет вдвое (файл ...1п\Л/1б0-80.таа).
При учете указанных ограничений соединение нескольких
диполей параллельно является очень удобным приемом, ко-
торый часто используется на практике. Например, в файле
...InvV80-40-20-15.maa показан очень распространенный ва-
риант четырехдиапазонной (80, 40, 20 и 15 м) Inv V на узкой
крыше.
Все вышесказанное справедливо и для параллельно вклю-
чаемых GP как для самих вертикалов, так и для 7/4 радиалов
разных диапазонов.
Соединять параллельно можно не только диполи, но и вол-
новые рамки. Делается это так, как показано на рис. 5.2.1 (фай-
лы ...14-21-28 parallel Quad.таа и 14-21 parallel Quad.maa).
215
Рис. 5.2.1
Рамка, в которую включен источник (21 МГц на рис. 5.2.1),
имеет обычные размеры. Остальные рамки (14 и 28 МГц на
рис. 5.2.1) соединяются с источником через отрезки воздуш-
ных двухпроводных линий (А и В на рис. 5.2.1). Периметр этих
рамок должен быть несколько уменьшен из-за удлиняющего
действия отрезков соединительных линий.
В отличие от диполей, при параллельном соединении ра-
мок уменьшается полоса не высокочастотных, а самого низко-
частотного вибратора. И уменьшение это не столь значительно.
Так» у антенны, показанной на рис. 5.2.1, в диапазонах 21 и
28 МГц полосы практически такие же, как и у одиночных рамок
соответствующих диапазонов. А в диапазоне 14 МГц полоса
антенны (рис. 5.2.1) составляет 600 кГц, против 800 кГц у оди-
ночной рамки этого диапазона.
216
В чистом виде параллельно соединенные рамки использу-
ются редко. Основная область их применения — активные эле-
менты многодиапазонных направленных антенн. В таких ан-
теннах не редкость значительное различие Ra по диапазонам:
разное число пассивных элементов, разные расстояния между
ними и т. д. В этом случае применяется параллельное соедине-
ние рамок с гамма-согласованием (...14-21-28 gamma Quad.maa).
Узел питания такой рамки показан на рис. 5.2.2.
Параллельное соединение вибраторов используется и для
создания многодиапазонных GP. С противовесами все просто:
на каждый диапазон делается своя резонансная система Х/4
противовесов, которые соединяются параллельно в точке пи-
тания. С самими же вертикалами сложнее. Ведь простой Х/4
GR имеет низкое Ra. Поэтому, если соединить параллельно
несколько резонансных вертикалов, то возникнет проблема
согласования низкого Ra с питающим кабелем. Этим мы и зай-
мемся в следующем параграфе.
5.2.2. Open Sleeve
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в
папке ...ANT\HF multibands\OpeenSleeve\.
Антенны Open Sleeve («открытый рукав») придумал аме-
риканец J.Bolljahn в 1946 г. Проще всего понять принцип их
работы, проследив этапы создания двухдиапазонного Open
Sleeve.
Возьмем обычный симметричный Х/2 диполь диапазона
20 м. Ясно, что он будет иметь низкий КСВ на 14 МГц и при по-
пытке использовать этот же диполь на 21 МГц КСВ будет очень
высоким из-за высокого и комплексного Za в этом диапазоне.
Иными словами, антенна не резонирует в диапазоне 21 МГц
и поэтому отказывается потреблять энергию из коаксиального
кабеля. Чтобы такое потребление все-таки стало возможным,
необходим связанный с исходным диполем элемент, резони-
рующий на 21 МГц, т. е. Х/2 диполь дивпазона 15 м.
В принципе именно это мы и делали в предыдущем пара-
графе: параллельно точкам питания Х/2 диполя диапазона
20 м подключали Х/2 диполь диапазона 21 МГц. А потом упор-
но боролись, чтобы свести к минимуму влияние взаимно наве-
денных токов, раздвигая диполи подальше, а их параллельное
расположение считали наихудшим в смысле взаимной развяз-
ки и полосы.
Но ведь взаимно наведенные токи обеспечивают связь меж-
ду диполями. А в принципе именно это нам и требуется —- как-то
217
связать диполи разных диапазонов. Нельзя ли вместо па-
раллельного соединения точек питания обоих диполей обеспе-
чить требуемую для резонанса в диапазоне 21 МГц связь между
диполями через взаимно наведенные токи? Оказывается можно.
Если диполь 21 МГц расположить параллельно и близко
к диполю 14 МГц, то связь за счет взаимно наведенных токов
будет столь сильной, что диполь 21 МГц не придется вообще
никуда подключать. Он будет возбуждаться за счет связи по
полю.
7J2 ДИПОЛЬ 14 МГц
XZ2 диполь 21 МГц
а)
Диапазон 14 МГц
Диапазон 21 МГц
в)
Рис. 5.2.3
Именно такая конструкция называется Open Sleeve (файл
...Sleve14-21 .maa, рис. 5.2.3,а): параллельно питаемому виб-
ратору самого низкочастотного диапазона (Master или М) рас-
положены никуда не подключенные резонансные вибраторы
высших диапазонов (Slave или S).
На низшем диапазоне (в нашем примере 14 МГц) распреде-
ление тока в М-вибраторе привычное — половина синусоиды
(рис. 5.2.3,6). Короткий S-вибратор из-за сильной расстройки
почти не возбуждается. Поэтому его влияние на М-вибратор
крайне мало, и последний имеет практически такие же харак-
теристики, как если бы S-вибратора вообще не было.
На 21 МГц S-вибратор находится в резонансе (строго говоря,
около резонанса) и поэтому сильно возбуждается за счет связи
по полю, отбирая на себя значительный ток из М-вибратора.
Этот отбор кардинально меняет распределение токов (и соот-
ветственно, входной импеданс) М-вибратора. Ток в нем в по-
чти повторяет распределение в S-вибраторе, а по краям резко
218
падает (рис. 5.2.3,в). "Это приводит к тому, что М-вибратор
имеет низкое и чисто активное Ra и в высшем диапазоне.
То есть антенна имеет два резонанса, как если бы точки пи-
тания обоих диполей были бы соединены параллельно. Как
уже было упомянуто, на низшем диапазоне Open Sleeve имеет
практически такие же параметры, как и одиночный диполь это-
го диапазона. На высшем же диапазоне Ra, полоса и резонан-
сный размер диполя сильно зависят от расстояния между ди-
полями и их радиусов.
Влияние расстояния показано на рис. 5.2.4 на примере фай-
ла ...Sleve14-21.maa (14 и 21 МГц, радиус обоих диполей 5 мм).
На этом рисунке показано, как изменяется Ra в диапазоне
21 МГц и размер S-диполя, обеспечивающий резонанс в этом
диапазоне.
Расстояние между диполями 14 и 21 МГц, см
Рис. 5.2.4
С уменьшением расстояния возрастает связь между ди-
полями, поэтому Ra падает — снижение сопротивления и есть
показатель большего отбора мощности за счет более сильной
связи. Это используется для настройки таких антенн. Подгон-
кой расстояния между вибраторами можно получить любое ра-
зумное Ra. Однако при изменении расстояния меняется и jXa
и для его компенсации приходится менять соответственно
размер ВЧ диполя (рис. 5.2.4). Причем, в зависимости от рас-
стояния этот размер может быть как больше чем у одиночного
диполя этого диапазона (0,48Х. на рисунке), так и меньше.
Полоса S-вибратора значительно падает с уменьшением рас-
стояния между диполями. Сравним: в диапазоне 21 МГц поло-
219
са одиночного Х/2 диполя с радиусом провода 5 мм составляет
1,9 МГц. Этот же диполь, используемый как S-вибратор в со-
ставе Open Sleeve 14-21 МГц (файл ...S!evel4-21 .maa), при
расстоянии между вибраторами 25 см имеет полосу 1,2 МГц,
при расстоянии 15 см — 0,8 МГц, при 5 см — лишь 0,47 МГц.
Зависимость Ra Open Sleeve на высшем диапазоне от ра-
диуса проводов обоих вибраторов при фиксированном рассто-
янии между ними, показана на рис. 5.2.5.
Возрастание радиуса приводит к росту связи между дипо-
лями и, соответственно, к снижению Ra на высшем диапазоне.
В отличие от изменения расстояния (рис. 5.2.4) при изменении
радиуса (рис. 5.2.5) размер S-диполя почти не меняется. Изме-
нению радиусов в 40 раз на рис. 5.2.5 соответствует изменение
длины диполя всего на 0.02Х.
На практике часто встречается случай разных радиусов
проводов в Open Sleeve. Это удобно из конструктивных сооб-
ражений: вокруг толстого и прочного НЧ вибратора на неболь-
ших распорках растягивают тонкие проволочные вибраторы
высших диапазонов (файл ...SIeve14-2l_B.maa). Полностью
проволочные Open Sleeve (типа файла ...Slevel4-2l_C.maa) ис-
пользуются редко из-за конструктивных сложностей.
Радиус диполей 14 и 21 МГц, мм
Рис. 5.2.5
Open Sleeve можно сделать не только на два диапазона.
В этом случае около М-вибратора располагается несколько
S-вибраторов соответствующих диапазонов. Для уменьшения
взаимного влияния их располагают на максимальном расстоя-
220
нии друг от друга. В трехдиапазонных антеннах — с разных
сторон друг над другом (файл ...WARC open sleeve dip.maa).
Если S-вибраторы расположены сзади и спереди М-вибратора,
то за счет взаимодействия токов во всех трех вибраторах ДН
антенны на высших диапазонах имеет F/B достигающее 2...4 дБ
(см. пример в файле ...Sleve14-21-28.maa, в котором показан
активный элемент трехдиапазонной антенны Uda-Yagi).
В Open Sleeve с большим числом диапазонов S-вибраторы
располагают равномерно вокруг М-вибратора (файл ...Sieve
7-24.maa это диполь на диапазоны 30, 20, 17, 15 и 12 м).
Очень удобно выполнять в виде Open Sleeve вертикальные
антенны. S-вибраторы при этом соединяются непосредствен-
но с землей и/или системой противовесов. Перемещая их
можно достичь очень хорошего согласования (файл ...GP
Sleeve 14-21-28.maa, трехдиапазонный GP 14,21 и 28 МГц).
Однако если М-вибратор чисто четвертьволновый (как в по-
следнем файле), то его Ra на резонансе будет 20...40 Ом,
в зависимости от высоты подвеса, качества земли и количе-
ства противовесов (см. пп. 3.4.2 и 3.4.6). Поэтому КСВ на низ-
шем диапазоне будет не столь хорош, как на верхних.
Для достижения хорошего согласования и в низшем диапа-
зоне М-вибратор выполняют удлиненным до 0,28...0,31 Л. с кон-
денсатором в точке питания (пп. 3.5.8. и 4.2.2). На высшие диа-
пазоны это почти не влияет, зато в низшем легко достигается
КСВ = 1.
Пример показан в файле ...GP Sleve14C-2l-28.maa, это ва-
риант предыдущей антенны с КСВ = 1 во всех трех диапазонах.
Эта же антенна, но приподнятая над землей с парой резонанс-
ных противовесов для каждого диапазона, показана в файле
...GP Sleve14C-2l-28_up.maa. Обратите внимание, как сильно
в двух последних файлах отличаются расстояния между ви-
браторами. Это общая закономерность: расстояния между
S- и М-вибраторами сильно зависит от высоты подвеса, количе-
ства S-вибраторов, отношения частот требуемых диапазонов.
Пятидиапазонный (14, 18, 21, 24 и 28 МГц) Орепе Sleeve GP
из трубок показан в файле ...GP Sieve 14-18-21-24-28.maa. Ва-
риант этой же антенны с выполнением S-вибраторов из прово-
локи приведен в файле ...GP Sieve 14-18-21 -24-28_wire.maa.
Антенны Open Sleeve имеют любопытную особенность: на
диапазонах S-вибраторов при расстройке от резонансной час-
тоты вниз КСВ растет заметно медленнее, чем при расстройке
вверх (почти у всех других антенн наоборот). Поэтому при на-
стройке имеет смысл резонансную частоту S-вибраторов уста-
навливать ближе к верхнему краю диапазона.
221
Кстати о настройке. Несмотря на внешнюю привлекатель-
ность, настройка Open Sleeve на диапазонах S-вибраторов
очень неудобна на практике. Это сказать просто: «меняя рас-
стояние между S и М-вибраторами, одновременно подстраи-
вая длину S-вибратора, добиться Ra - 50 Ом на данном диапа-
зоне». Практически же двигать S-вибратор трудно, особенно
в GP, так как верхняя точка труднодоступна. Изменить длину
S-вибратора тоже не простая операция: приходится всякий
раз перетягивать растягивающие его шнуры.
Особенно остро проблема настройки Open Sleeve стоит
с GR Горизонтальные Open Sleeve диполи, как правило, висят
выше 0.2Л., поэтому при безошибочном моделировании либо
вовсе не требуют настройки, либо обходятся минимальной.
Напротив, Open Sleeve GP, чаще всего, располагаются невысо-
ко над землей или крышей, параметры которых известны лишь
весьма приблизительно. А они ощутим'о влияют на расстояние
между S- и М-вибраторами. Поэтому даже аккуратно смодели-
рованные Open Sleeve GP требуют настройки под реальные
местные условия.
Рис. 5.2.6
Упростить настройку Open Sleeve GP можно, используя кон-
струкцию. показанную на рис. 5.2.6.
В этой пятидиапазонной (14, 18, 21, 24 и 28 МГц) антенне
(файл ...GP Sieve 14-18 21 -24-28 wiretune.maa) S-вибраторы
222
расположены не строго параллельно М-вибратору. Эта «непра-
вильность», с точки зрения классического Open Sleeve, позво-
ляет регулировать связь между вибраторами перемещением
лишь нижних точке S-вибраторов, не трогая верхние.
Но ведь вместе с расстоянием надо менять и длину S-виб-
ратора (см. рис. 5.2.4). В конструкции рис. 5.2.6 это делается
электрически, изменением индуктивности небольших катушек,
включенных в начало S-вибраторов. Величина этих катушек
должна быть очень небольшой. Они выполняются как бескар-
касные из толстого провода.
Настройка антенны на диапазонах S-вибраторов произво-
дится скольжением нижних точек S-вибраторов по нижним на-
клонным трубкам с одновременной подстройкой (растяжени-
ем-сжатием) катушек. То есть, в отличие от обычного Open
Sleeve, вся настройка производится внизу, что позволяет при
изготовлении сразу зафиксировать их верхние точки S-вибра-
торов.
Очень удобно использовать принцип Open Sleeve, используя
В’ качестве М-вибратора вертикальный диполь, с емкостными
нагрузками. При этом емкостные нагрузки
используются как распорки для крепления ен4 «06 м
проволочных S-вибраторов. Кроме того, их
применение улучшает КСВ на нижнем диа- /
пазоне — укорочение вертикального диполя
снижает его Ra до 50 Ом. Пример такой пя-
тидиапазонной (14, 18, 21, 24 и 28 МГц) ан-
тенны показан в файле ...14-18-21-24-28
Sleeve vertical.maa и на рис. 5.2.7.
Укороченный емкостными нагрузками
до 8 м, Х/2 диполь диапазона 14 МГц вы-
полняет функции М-вибратора и несущей
основы конструкции. Проволочные S-виб- , Н-8*
раторы 18...28 МГц крепятся через отрезки
капронового шнура к емкостным нагрузкам.
Антенна имеет Ga на 1...1,5 дБ превышаю-
щее усиление X/4 GP на той же высоте. До-
полнительный плюс — отсутствие противо-
весов (как, впрочем, и у любого симметрич-
ного вертикального вибратора).
Такая же антенна, но с меньшими разме-
рами (7 м) показана в файле ...14-18-21-24-28
Sleeve vertical -7 m.maa. Из-за меньшей вы-
соты пришлось загнуть концы и S-вибрато- '
ра диапазона 18 МГц. Рис. 5.2.7
223
В обеих последних антеннах максимум напряжения снизу.
Это требует хорошего опорного изолятора. Если он имеет за-
метную конструктивную емкость на заземленную несущую
мачту, возможно заметное расхождение реальной резонанс-
ной частоты М-вибратора с расчетной. И хотя полоса этих ан-
тенн в диапазоне 14 МГц очень велика (более 1 МГц), при не-
обходимости можно скомпенсировать влияние емкости опор-
ного изолятора укорочением трубок нижних ЕН.
5.2.3. Прочие хитрости
с геометрией проводов
Рассмотренными в двух предыдущих параграфах способа-
ми не исчерпываются приемы, с помощью которых можно до-
биться удовлетворительного Ra по диапазонам только геомет-
рией проводов. В этом параграфе мы и займемся изучением
этих приемов. Все упоминаемые модели находятся в папке
...ANT\HF multibands\Only size\.
5.2.3.1. Асимметричные антенны
Посмотрим на графики рис. 4.1.1. Ra полуволнового диполя
меняется при смещении точки питания. Если при этом не
слишком приближаться к краям, то jXa остается относительно
небольшим. Очевидно, что при использовании этого же дипо-
ля и в других диапазонах, ход графика будет иным, просто по-
тому, что по оси X отложены величины в Л..
Для получения низкого jXa во всех диапазонах необходимо,
чтобы высшие диапазоны были гармониками низшего. Для лю-
бительских диапазонов 3,5, 7, 14, 21 и 28 МГц это выполняется.
Хотя конечно А./2 диполь диапазона 80 м не будет иметь точ-
ные резонансные размеры на 40, 20, 15 и 10 м (разное влияние
краевого эффекта и разной в Л. высоты подвеса, см. п. 3.3.4),
но jXa в этих диапазонах будет терпимым. А наличие неболь-
шой реактивности в многодиапазонной антенне является по-
нятным и простительным.
Возьмем Л/2 диполь длиной 42 м (Х/2 на 3,5 МГц) и постро-
им для него графики изменения Ra в зависимости от смеще-
ния точки питания от края антенны для всех пяти (80, 40, 20,
15 и Юм) диапазонов. Может возникнуть вопрос: а зачем это
делать? Ведь в [3] уже есть именно такие графики [3, с. 222,
рис. 5.14]. Увы, в целом очень хорошая книга [3] в данном слу-
чае не вполне права. Действительный ход графиков весьма за-
метно отличается от приведенного в [3]. Чтобы заметить это,
не надо обладать какими-то особыми познаниями. Достаточно
224
просто посмотреть на графики [3, с. 222, рис. 5.14] и удивить-
ся их подозрительной прямоте. Не бывает в антеннах графи-
ков, построенных по линейке.
Поэтому, отнесясь к этим графикам лишь как к ориентиро-
вочным, построим точные. Графики (рис. 5.2.8) для диполя,
длиной 42 м, находящегося в свободном пространстве. Во из-
бежание неверного понимания точка питания не придвигается
к краям антенны ближе, чем на 4 м (0,05Х на 3,5 МГц), как опи-
сано в п. 4.1.1.
Увы, ни при каком положении точки питания все пять гра-
фиков не сходятся вместе. Однако при 13,5 и 28,5 м графики
3,55, 7,05, 14,15 и 28,5 МГц весьма близки. Если при этих по-
ложениях точки питания применить линию с Zo = 150 Ом (сред-
нее значение между Ra на 80/40 и 20/10 м), то получится хоро-
шее согласование в этих четырех диапазонах. Такая антенна
(асимметричный диполь с плечами 13,7 и 28,1 м) показана
в файле ...Asimni dipole 3,5_7_14_24_28.maa. Почти такая же
антенна описана в [3, рис. 5.17,а]. Но есть и отличия.
Небольшие отличия в размерах (в [3, рис. 5.17.а] диполь
имеет плечи 13,5 и 29,95 м) можно объяснить влиянием высо-
ты подвеса. А откуда заметная разница в Zo питающей линии
(240—300 Ом в [3] и 150 Ом в файле ...Asimm dipole 3,5_7_14
_24_28.таа)? Дело в ошибочной конструкции питания антенны
[3, рис. 5.17,а].
Посмотрим внимательно на рис. 5.17,а в [3]. Двухпровод-
ная линия подключена прямо к асимметричной антенне без ус-
тройства подавления синфазного тока линии — симметричный
тюнер внизу сделать этого не может (п. 5.1.4.3). Такое подклю-
чение приводит к излучению линии питания и к весьма замет-
ному изменению Za. Загляните в параграф 3.6.2. Рисунки 3.6.2
и 3.6.3 сделаны почти для такой же антенны. Посмотрите, как
на рис. 3.6.3 резко меняется Za при излучении линии. Это от-
вет о причине разницы Zo.
Повторю крайне важный для практики вывод пп. 3.6.2 и 3.6.7:
«Асимметричные антенны, питаемые не в пучности тока
или напряжения (с любой линией передачи) без таких уст-
ройств подавления синфазного тока в большинстве случаев ра-
ботать вообще откажутся. По крайней мере, так, как это за-
думано».
Итак, к любому асимметричному диполю линию питания
нельзя подключать напрямую. Только через устройство подав-
ления синфазного (излучения) тока линии. Для многодиапа-
зонных диполей выбор невелик: или ферритовый трансформа-
8-3819
225
тор с двумя отдельными обмотками, связанными только через
магнитное поле в сердечнике (ШПТ на длинных линиях не го-
дятся), или развязывающий дроссель.
Трансформатор на феррите требует хорошего сердечника
и ограничивает допустимую мощность (см. п. 3.5.6). Развязы-
вающий дроссель из двухпроводной линии надо мотать с ша-
гом, превышающим утроенное расстояние между проводами
линии (см. п. 3.6.4.2), что довольно громоздко.
Для антенны ...Asimm dipole 3,5 7 14 24 28.maa линию пи-
тания очень удобно выполнить из полевого телефонного про-
вода П274 (его жаргонное название «полевка»), Zo которого
140... 170 Ом. Малое расстояние между проводами «полевки»
позволяет выполнить развязывающий дроссель очень неболь-
шим. При питании таким способом КСВ антенны в середине
каждого из рабочих диапазонов не превышает 1,5. Впрочем,
это зависит еще и от высоты подвеса и свойств земли, в осо-
бенности в диапазоне 80 м. Но это влияние легко учесть и
уточнить размеры плеч для вашего конкретного случая (см. на-
пример, файл ...3.5-7-14-18-24-28offsetdip-2.maa).
Ra, Ом
МНх-
28,5
। । .... 111 I ।
4 6 8 10 12 14 16 18 20 22 24 26 28 30 32 34 36
Смещение в метрах точки питания от края диполя длиной 42 м
Рис. 5.2.8
Все это хорошо. И антенна ...Asimm dipole 3,5_7_14_24
_28.maa хорошая (при грамотной запитке, с развязывающим
дросселем, конечно). Но ведь для ее создания понадобилось
построить очень трудоемкий рис. 5.2.8. Годится он лишь для
диполя с размерами 42 м и ни для какого другого. А что делать,
если планируется антенна для других диапазонов и с другими
226
размерами? Заново строить графики, аналогичные рис. 5.2.8
именно для вашей длины диполя, а потом, убедившись, что
она неудачна, повторить все для другой длины?
Нет, к счастью таких ужасов не потребуется. Асимметрич-
ные диполи очень легко проектируются в режиме автоматичес-
кой оптимизации MMANA по следующей методике:
• Нарисуйте диполь из двух проводов. Их длина на данном
этапе безразлична.
• Установите источник в начало одного из проводов (в се-
редину диполя конечно, а не на его край).
• В окне Оптимизация, в таблице Изменяемые пара-
метры задайте две строки: независимое изменение ко-
ординат концов диполя (для файла ...Asimm dipole 3,5_7
_14 24_28.таа это будет Y1 для первого провода и Y2
для второго).
• В окне Источники по диапазонам задайте столько
строк, сколько хотите иметь диапазонов. Положение ис-
точника во всех строках одинаковое — там, где он стоит
на самом деле. В этом же окне уберите птичку Отдавать
приоритет первому источнику.
• Запускайте оптимизацию по единственному критерию
КСВ и ждите. Если удовлетворительный ответ, т. е. размер
плеч, существует, MMANA найдет его. Если же получен-
ные значения КСВ по диапазонам не радуют, попробуйте
удалить из окна Источники по диапазонам строку того
диапазона, в котором получился максимальный КСВ и/или
изменить в установках MMANA стандартное Z (волновое
сопротивление планируемой линии питания).
По этой методике MMANA. не читая [3], создала описанный
в [3, рис. 5.17,6] асимметричный диполь диапазонов 7, 14 и
28 МГц (файл ...Assym dipole 7-14-28.таа). Плечи диполя 6,8
и 14 м, при питании по линии 150 Ом он имеет КСВ <1,7 (не за-
быть устройство подавления синфазного тока).
На этом самостоятельное творчество MMANA не заверши-
лось. Программа обнаружила, что если плечи диполя имеют
размеры 4 и 16,9 м. то при питании по линии 200 Ом можно
получить КСВ < 1,8 в четырех диапазонах: 7, 14, 21 и 28 МГц
(файл ...7-14-21 -28offsetdip.maa).
Также было обнаружено, что асимметричный диполь с пле-
чами 5,3 и 15,5 м имеет очень хорошее согласование в диапа-
зонах 7и14МГцна/о = 110 Ом (файл ...l4_7Dipole.maa).
Можно сделать двухдиапазонным и уже хорошо известный
нам Windom (п. 4.1.4). Оказывается возможным подобрать такое
положение точки питания, при котором антенна и на второй
8
227
гармонике, т. е. там, где ее размер составляет X, будет согласо-
вана с однопроводной линией питания. Пример показан в файле
...Windom-7_14.maa. Плечи диполя имеют длину 7,36 и 13.36 м.
При подключении однопровод-
ной линии антенна работает
диапазонах? и 14 МГц.
В асимметричных диполях
(с обычным питанием, в раз-
рыв полотна), укороченных из-
гибом. можно снизить Ra на
высших диапазонах до 50 Ом.
Это позволяет питать такие
антенны коаксиальным кабе-
лем, естественно, с устройст-
вом подавления синфазного
тока. Пример такой антенны
показан на рис. 5.2.9 и в фай-
ле ...Shoebox.maa.
В диапазоне 3,5 МГц эта антенна работает как Л./2 диполь,
укороченный изгибом. Укорочение снижает Ra. Но смещение
точки питания от центра приводит к повышению входного со-
противления. В результате Ra ~ 50 Ом.
В диапазоне Л МГц антенна работает не как длинный ди-
поль, а как синфазная система двух вертикалов. Взгляните
на распределение токов для диапазона Л МГц на рис. 5.2.9. Ток
в горизонтальном проводе состоит из двух противофазных по-
ловинок, поэтому горизонтальный провод почти ничего не из-
лучает. Основное же излучение дают синфазные токи в верти-
кально загнутых частях. На 7 МГц антенна работает как верти-
кальный излучатель с Ra » 50 Ом.
5.2.3.2. Антенны с изменяемыми размерами
В основе этого способа создания многодиапазонности ле-
жит следующее здравое соображение: раз уж антенны разных
диапазонов отличаются размерами, то при смене диапазона
можно изменять (например, переключать) размер антенны до
требуемого.
Ведь нередко провода антенны доступны для ручной ком-
мутации или относительно легко могут быть опущены для ком-
мутации. А если ручная коммутация затруднена, можно при-
менить реле. Вакуумные контакторы (например В1В) вполне
справятся в любой точке антенны при мощностях до несколь-
ких киловатт.
228
Проще всего гонять принцип таких антенн на примере.
Возьмем обычный Х/2 диполь Inverted V диапазона 28 МГц. На
его концах установим не простые изоляторы, а с двумя клем-
мами, какие широко применяются в электротехнике. Растяжки
выполним из провода.
Чтобы переключить наш диполь в диапазон 24 МГц, к обоим
его концам надо добавить отрезки провода по 0,5 м, чтобы
снова получить Х/2 уже на 24 МГц. Добавим зти отрезки (тоже
с парой клемм на конце), а первые клеммы (концы диполя
28 МГц) закоротим перемычками или реле.
Добавляя таким образом отрезки по краям для каждого диа-
пазона, получим многодиапазонный переключаемый Inverted V.
Такая антенна показана в файле ...7-10-14-18-21-24-28 Inv V.maa
и на рис. 5.2.10. В точках А, В, С, D, Е и F (парные) установле-
ны замыкаемые клеммы. Отключая ненужные в данном диапа-
зоне дальние куски антенны (в файле модели это делается ус-
тановкой R в 50...100 кОм), получаем низкий КСВ во всех диа-
пазонах. Это неудивительно, ведь в каждом диапазоне антенна
имеет резонансные размеры.
На рис. 5.2.10 показано распределение тока в диапазоне
14 МГц (перемычки А, В, С и D замкнуты, Е и F — разомкнуты,
такие же установки нагрузок-перемычек и в файле ...7-10-14-
18-21-24-28 Inv V.maa).
Несмотря на кажущуюся громоздкость, антенна рис. 5.2.10
является одним из лучших решений для работы в полевых ус-
ловиях. Требуется лишь стеклопластиковая телескопическая
мачта-удочка высотой 6...В м, два провода по 10,2 м, разбитых
изоляторами с клеммами, да дюжина перемычек. Для пере-
ключения диапазона антенны мачта приспускается гак, чтобы
до соответствующих перемычек можно было достать, произво-
дится коммутация и мачта возвращается в рабочее положение.
229
Если в комплекте антенны иметь и третий провод 10,2 м,
аналогичный первым двум, то при случае (например хорошая,
влажная земля) из такого комплекта можно сделать и GP: один
провод пускается вдоль мачты как вертикал, а два других ис-
пользуются как противовесы.
Многодиапазонную антенну с переключаемыми размерами
легко спроектировать самостоятельно по следующей методике:
• Впишите в свои условия однодиапазонную резонансную
антенну на самый низший из планируемых диапазонов.
• Подумайте, какие части антенны надо отключить (как в
примере рис. 5.2.10) при переходе на следующий по ча-
стоте диапазон, -чтобы и в нем антенна имела бы резо-
нансные размеры. Установите в найденных точках изоля-
торы с замыкаемыми клеммами или реле.
• Проделайте предыдущий пункт для каждого диапазона,
вплоть до самого высшего из планируемых.
Если используется релейная коммутация, то в линии уп-
равления реле следует включить ВЧ дроссели через каждые
Z/4...X/6 во избежание наведения в них больших ВЧ токов от
излучения антенны.
Очень элегантный способ изменения геометрии антенны по
диапазонам предложил R. Victor (VA2ERY). Известно, что пере-
мещение точки питания по диполю меняет его Ra (рис. 4.1.1).
В предыдущем параграфе мы занимались тем, что искали та-
кое сочетание длины диполя и положения точки питания, что-
бы получить приемлемое Ra во всех диапазонах.
VA2ERY подошел к проблеме по-иному. Он предложил при
смене диапазона оперативно передвигать положение точки
питания вдоль диполя, до минимального КСВ в данном диапа-
зоне. Если вы сочтете, что это сложно и неудобно, то будете
совершенно правы применительно к обычному диполю. Но
VA2ERY использовал не простой, а петлевой диполь. Закрепив
его концы на роликах, он получил аналог флагштокового меха-
низма.
Присмотритесь к флагштокам — вытягивая тросик в одном
месте (у нижнего ролика) можно перемещать флаг вдоль мачты
на любую высоту. Мысленно замените тросик флагштока петле-
вым диполем, а флаг точкой питания (подключения двухпровод-
ной линии). Это и есть антенна VA2ERY (файлы ...VA2ERY40.maa,
...VA2ERY 20.maa, ...VA2ERY 15.maa и ...VA2ERY Ю.таа). Петле-
вой диполь размером 20,6 м скольжением точки литания име-
ет хорошее согласование с линией 400 Ом в диапазонах 40,
20, 15 и Юм.
230
5.2.4. 1/4 отрезок линии как резонансный
переключатель размера антенны
Идея переключать размер антенны в зависимости от диа-
пазона, описанная в предыдущем параграфе, хороша всем,
кроме необходимости производить какие-то операции (комму-
тировать вручную перемычки, управлять реле и т. п.) при сме-
не диапазона.
Нельзя ли сделать так, чтобы антенна переключалась сама?
Можно. Для автоматического переключения размера антенны,
в зависимости от диапазона, потребуется элемент, сопротив-
ление которого существенно меняется от частоты. Именно та-
кими свойствами обладает короткозамкнутый Х/4, отрезок ли-
нии (см. п. 3.2.4). На частоте, где электрическая длина линии
составляет Х/4, входное сопротивление такого отрезка очень
велико, а на всех других частотах резко падает.
. Простейший пример такой антенны показан на рис. 5.2.11
(файл ...10_24 GP with 0.25L trap.maa). Это двухдиапазонный
GP 24,9 и 10 МГц. На рис. 5.2.11 показано распределение то-
ков в антенне в диапазоне 24,9 МГц. В этом диапазоне первые
3 м представляют собой обычный Z/4 GP. Токи же в верхней
Z/4 двухпроводной линии противофазны, поэтому их излуче-
ние взаимно компенсируется и линия почти ничего не излуча-
ет. В диапазоне 24,9 МГц антенна работает как обычный Z/4 GP.
В диапазоне 10 МГц антенна представляет собой GP уко-
роченный изломом. Поскольку при укорочении изломом об-
щая длина сложенного провода больше
электрической длины (см. п. 3.7.5), то
9 м провода антенны рис. 5.2.11 имеют
четвертьволновый резонанс на 10 МГц,
т. е. отношение частот диапазонов в та-
кой антенне около 2.5 (24,9 МГц/10 МГц).
Это отношение может быть немного из-
менено (подогнано к требуемым рабо-
чим частотам) изменением расстояния
между проводами верхнего 1/4 шлейфа
и их диаметров.
Если же это отношение должно быть
около 3 или выше, то для получения ре-
зонанса на низшем диапазоне исполь-
зуют дополнительный провод над шлей-
фом, как показано на рис. 5.2.12 (файл
...10_ 28 GP with 0.25L trap.maa). Этот GP
работает в диапазонах 28 и 10 МГц. Рис. 5.2.11
231
Распределение токов в диапазоне 10 МГц показано на пра-
вой половине рис. 5.2.12. Антенна работает как X/4 GP этого
диапазона. Ток в шлейфе диапазона 28 МГц мал и почти не
влияет на параметры антенны, однако все же несколько сни-
жает физическую высоту GP.
На левой половине рис. 5.2.12 приведено распределение
токов в диапазоне 28 МГц. Начинается все традиционно: пер-
вые 2,55 м это обычный X/4 GP Следующие 2,5 м это Х/4
шлейф, который по идее (так, во всяком случае, пишут многие
авторы) должен отсекать ток частоты 28 МГц от верхней части
антенны. Но ток этих авторов не читал. Он протекает сквозь
якобы изолирующий его Х/4 шлейф. Посмотрите: ток в самой
верхней части антенны (над Х/4 шлейфом) весьма велик. И эта
часть вносит заметный вклад в излучение на 28 МГц. Антенна
рис. 5.2.11 в диапазоне 28 МГц имеет Ra « 80 Ом и усиление
на 1,7 дБ выше, чем простой X/4 GP. Это отличие как раз и вы-
звано излучением верхней (над шлейфом) части антенны.
Остается понять: почему же Х/4 шлейф не выполняет ожи-
даемые функции резонансного изолятора? Почему ток проте-
кает сквозь него? Ведь входное сопротивление КЗ Х/4 шлейфа
на самом деле очень велико, и такие шлейфы действительно
используют в качестве резонансных изоляторов.
Все так, но КЗ Х/4 шлейф изолятор специфический. На его
короткозамкнутом конце протекает очень большой ток (см.
рис. 5.2.11 и левую часть рис. 5.2.12). Если к этому концу под-
232
ключить антенный провод, то часть большого тока коротко-
замкнутого конца шлейфа затечет в этот провод, что мы и ви-
дим на левой половине рис. 5.2.12.
Следовательно, к/4 шлейф, включенный последовательно
в полотно антенны (как на рис. 5.2.12), не изолирует части ан-
тенны за шлейфом, а лишь изменяет распределение тока
в них. Поэтому антенны с к/4 шлейфами нельзя проектировать
столь же просто и очевидно, как антенны предыдущего пара-
графа с механической коммутацией размеров.
В антеннах с к/4 шлейфами, части антенны за шлейфами
не отключены и значительно влияют на параметры антенны.
В зависимости от их длины и положения в пространстве Ga ан-
тенны в высшем диапазоне может как увеличиваться (антенна
рис. 5.2.12, где ток в проводе над шлейфом синфазен с током
в точке питания), так и уменьшаться (файл ...dipole80-20.maa,
диполь 14 и 3,5 МГц, в диапазоне 14 МГц ток в концах диполя
за шлейфами противофазен току в точке питания отчего Ga па-
дает на 0,9 дБ).
Еще один пример снижения Ga на высшем диапазоне пока-
зан в файле ...7_21_28 GP with 0.25L trap.таа. В диапазоне
28 МГц усиление этого GP ниже, чем у простого штд|ря, на
0,25 дБ. Причина та же самая — противофазное излучение
верхней части над шлейфом.
Возможно применение нескольких шлейфов на разные диа-
пазоны. В файле ...Dipole 80-20-10m.таа показан диполь диа-
пазонов 28, 14 и 3,5 МГц с двумя парами шлейфов: первая на
28 МГц, вторая на 14 МГц. В этой антенне за счет возбуждения
проводов, лежащих за шлейфами, усиление на 28 и 14 МГц
выше, чем к/2 диполей этих же диапазонов (28 МГц — на 1,7 дБ,
14 МГц — на 2,5 дБ).
Шлейф в составе антенны, включенный как показано на
рис. 5-2.11 и 5.2.12, устраняет излучение участка антенны вдоль
шлейфа на частоте, где его длина становится к/4- Равные по
величине и противофазные токи обоих проводов шлейфа ком-
пенсируют излучение друг друга. Ток сквозь шлейф протекает,
но сам шлейф не излучает.
Таким образом, к/4 шлейфы можно использовать для уст-
ранения нежелательного излучения участков антенны. Напри-
мер, в длинных (выше 0,65k) GP, в которых без принятия спе-
циальных мер ДН в зенитной плоскости задирается вверх
(см. п. 4.2.3). Особенно это важно в многодиапазонных GB где
верхний диапазон определяет именно допустимый подъем зе-
нитного лепестка (п. 5.1.1).
233
Рассмотрим пример. Пусть мы имеем GP высотой 25 м. Такой
вертикал с переключаемым тюнером в точке питания у нижне-
го изолятора (п. 5.1.5.2) будет очень хорошо работать в диапа-
зонах 1,8, 3,5 и 7 МГц.
Если же попытаться использовать этот GP и в диапазоне
10 МГц (также при питании снизу через тюнер), то ничего хо-
рошего из этого не получится. Вы-
Рис. 5.2.13
сота антенны в этом диапазоне
более 0,8Х, поэтому максимум из-
лучения направлен под зенитным
углом 41°. При зенитном угле 10°
усиление падает на 10 дБ, а при
угле 5° — на 13 дБ, т. е. антенна
непригодна для работы с DX. При-
чиной столь безобразного поведе-
ния ДН является наличие участка
с противофазным током на первых
десяти метрах GR
Чтобы ДН вернулась к привыч-
ному для GP виду, надо устранить
излучение этого участка. Для это-
го, отступив от верхнего края ан-
тенны полволны (15 м), располо-
жим вдоль вертикала дополни-
тельный Х/4 провод, замкнув его
внизу на мачту (рис. 5.2.13). Об-
разовавшийся шлейф скомпенси-
рует вредное излучение большей
части требуемого участка.
В таком варианте ДН антенны в зенитной плоскости не за-
дирается вверх, максимум направлен под углом 12,5°, а паде-
ние усиления при угле 5° составляет всего 3 дБ (файл ...long
GPIO.maa). Для упрощения согласования питание производится,
как в J-антенне, в скользящую перемычку внизу шлейфа. По
сути, в диапазоне 10 МГц это и есть J-антенна. Ориентировочно
можно считать, что излучают лишь верхние 15 м (Х/2) антенны,
а участок Х/4 шлейфа является почти неизлучающим противо-
весом и устройством согласования одновременно (см. п. 4.2.4).
Теперь наш вертикал 25 м работает не только на 1,8, 3,5
и 7 МГц, но и на 10 МГц. Кабель питания 10 МГц необходимо
отключать при работе на 1,8, 3,5 и 7 МГц.
Способом, показанным на рис. 5.2.13, можно к любой верти-
кальной антенне (например, с емкостными нагрузками сверху)
234
добавить еще один высокочастотный диапазон, для которого
эта антенна при питании снизу слишком длинна электрически
для хорошей ДН в зенитной плоскости.
Применив несколько А./4 шлейфов на разные диапазоны
можно сделать многодиапазонную J-антенну. Однако тут есть
два ограничения: диапазоны должны быть кратными и излуча-
ющая часть антенны должна быть горизонтальной или слегка
наклонной. Излучающая часть имеет длину полволны самого
низкочастотного диапазона. На высших диапазонах ее длина
кратна Х/2.
К концу излучающей части подключается сразу несколько
четвертьволновых шлейфов каждого диапазона, причем один
из проводов (продолжение излучателя) является общим для
всех шлейфов. В файле ...J-ant-2b.maa показан пример такой
антенны 1,8/3,5 МГц, излучающая часть длиной 80 м.
5.3. Антенны
с резонансными LC-контурами
Антенны с параллельными LC-контурами (трапами). Спосо-
бы согласования траповых антенн. Трех-, и более диапазонные
диполи с одной парой трапов. Конструкции трапов. Требова-
ния к конструкции. Открытый вертикальный трап. Закрытый
цилиндрический трап. Трап из коаксиального кабеля. Антенны
с последовательными LC-контурами.
Все модели, упоминаемые в разделе 5.3, находятся в папке
...ANT\HF multibands\Trap\.
5.3.1. Антенны с параллельными
LC-контурами (трапами)
Параллельные LC-контуры, они же трапы (от англ, trap —
западня, ловушка), применяются для переключения эффектив-
ного размера антенны в зависимости от частоты. С точки зре-
ния электрических параметров идеальным решением для этой
группы антенн является механическое отключение не работа-
ющих в данном диапазоне частей антенны (п. 5.2.3.2). Но оно
требует усилий по переключению, а нам захотелось удобств.
Таких, чтобы антенна переключалась сама, не утруждая нас.
Для этого потребовался элемент, сопротивление которого рез-
ко меняется с частотой — резонансный переключатель. На
роль таких переключателей в п. 5.2.4 мы пробовали Х/4 отрез-
ки линий и убедились, что антенны с такими отрезками, весь-
235
ма трудны в проектировании. Причина — Х/4 отрезок не от-
ключает провода, лежащие за ним, а влияние этих проводов
резко усложняет создание многодиапазонной антенны.
Намного лучшие параметры в качестве резонансного пере-
ключателя имеет параллельный LC контур (он же трап). На ре-
зонансной частоте FRES его сопротивление весьма велико. По-
этому части антенны, лежащие за трапом, оказываются почти
полностью отключенными. Причем трап (в отличие от Х/4 от-
резка линии) не имеет никаких проблем с затеканием тока на
эти участки. В разомкнутом состоянии (т. е. на FRES) он близок
к механическому переключателю.
В замкнутом же состоянии (т. е. на частотах ниже FnEs» где
нам надо подключать дополнительные провода) трапу далеко
до замкнутого механического переключателя, так как он на ча-
стотах ниже Fres имеет заметное индуктивное сопротивление.
Рассмотрим простейшую антенну с трапом: даухдиапазонный
GP 28/21 МГц (файл ...28_2lGP.maa), показанную на рис. 5-3.1.
В высшем диапазоне 28 МГц (левая половина рис. 5.3.1)
трап отключает верхнюю часть, и антенна работает почти как
обычный к/4 GP этого диапазона. Почему почти? Потому что Ga
получается чуть ниже, а полоса в два...три раза меньше. И то
и другое результат влияния трапа.
На Fres активное сопротивление трапа R0E велико и равно:
Roe =2nFRESLQxx. (5.3.1)
где L — индуктивность катушки трапа; Охх — холостая доброт-
ность трапа.
236
Из формулы 5.3.1 следует, что при уменьшении Qxx (менее
качественно выполненный контур) и индуктивности L (при со-
ответствующем увеличении С для сохранения FRES) сопротив-
ление трапа на резонансе падает. Это приводит к возрастанию
потерь в трапе, т. е. к снижению Ga антенны. Потери в трапе на
FBES составляют менее 0,1 дБ при ROe> 100 кОм, 0,2...0,3 дБ
при Roe около 50 кОм, 0,8...1,0 дБ при R0E до 10 кОм. Поэтому
нежелательно иметь трап с Ro£ < 50 кОм, а по возможности
стремиться к ROe> 100 кОм.
Сужение полосы антенны в высшем диапазоне (в примере
рис. 5.3.1 это 28 МГц) является результатом совместного вли-
яния трапа и части антенны, расположенной за трапом. Ведь
импеданс трапа велик только на FRES, а при небольшой рас-
стройке он резко падает. Скажем, при типичной для хорошего
трапа Qxx “ 300 его полоса в диапазоне 28 МГц составляет ме-
нее 100 кГц. Поэтому, при расстройке всего несколько сот ки-
логерц (это на самом высокочастотном КВ диапазоне 28 МГц,
в остальных КВ диапазонах эта цифра, соответственно, ниже)
импеданс трапа сильно падает. И резонансная антенна дан-
ного диапазона (в нашем примере это X/4 GP, первые 2,55 м)
«заметит», что к ее концу подключено что-то лишнее: кусок
провода через уже не очень большое сопротивление расстро-
енного трапа. По нерушимому закону падающего бутерброда,
такое подключение лишних в данном диапазоне частей приво-
дит к сужению полосы антенны.
В низшем диапазоне 21 МГц (правая часть рис. 5.3.1) трап
сильно расстроен и работает практически как катушка ин-
дуктивности. Эта катушка обладает удлиняющим действием
(п. 3.7.2), поэтому физическая высота антенны несколько
меньше Х/4. Увы, и в этом диапазоне Ga и полоса антенны
меньше, чем у обычного X/4 GR Тут причина в том, что антенна
укорочена (п. 3.7.1). Для уменьшения потерь в низшем диапа-
зоне необходимо иметь минимальные потери в катушке трапа,
т. е. стремиться к максимальной Qxx и минимальной индуктив-
ности L.
Увеличение Qxx снижает потери в обоих диапазонах. А вот
в выборе индуктивности трапа имеется противоречие: на выс-
шем диапазоне ее лучше иметь максимальной, а на низшем —
минимальной. Для получения примерно равных и небольших
(0,2...0,5 дБ) потерь в обоих диапазонах при Qxx = 100...500
(типично для КВ трапов, меньше 100 это не очень хорошо вы-
полненный трап, а больше 500 трудно сделать) индуктивность
L следует выбирать так, чтобы ее реактивное сопротивление
в высшем диапазоне было бы 150...500 Ом.
237
Для оценки потерь трапа в MMANA сравните Ga антенны
при идеальном трапе (0 в графе Q таблицы описания нагрузок)
и при реальном (цифра реальной Qxx вашего трапа в той же
таблице). Разница и будет искомым результатом.
Очень часто применяются трехдиапазонные (14, 21 и 28 МГц)
траповые вертикалы. Пример такой антенны — основание при-
поднято над землей, по паре Z/4 противовесов на каждый диа-
пазон — показан в файле ...14_21_28trapGRmaa.
Трехдиапазонные диполи на разные наборы диапазонов по-
казаны в файлах ...WARC_Dip .maa (10, 18 и 24 МГц), ...Trap
dipole 1,8_3,5_7.maa (1,8, 3.5 и 7 МГц) и ...Trap dipole 3,7_
7 10.maa (3,7, 7 и 10 МГц).
Траповую антенну можно сделать на четыре и более диапа-
зонов. Для этого достаточно вместо механических перемычек
(рис. 5.2.10) установить соответствующие трапы. Конечно, от-
резки провода за трапами будут несколько короче, чем в антен-
не рис. 5.2.10. из-за удлиняющего действия катушек трапов.
Примеры таких диполей показаны в файлах ...Multdph.maa
(7, 14, 21 и 28 МГц) и ...Multdphw.maa (1.8, 3,5, 7, 10, 14, 21
и 28 МГц). Но из-за большого числа трапов на низших диапа-
зонах антенна становится сильно укороченной, отчего падают
усиление, полоса и Ra (п. 3.7.1).
Поэтому желательно ограничить число диапазонов трапо-
вой антенны четырьмя, максимум пятью. В противном случае
антенна имеет плохие характеристики на низших диапазонах:
повышенный КСВ (из-за малого Ra) и слишком узкую полосу.
Так, последняя из упоминаемых моделей (...Multdphw.maa, ди-
апазоны 1,8, 3,5, 7, 10, 14, 21 и 28 МГц) это пример того,
как не надо делать траповую антенну. Полоса этой антенны
в диапазонах 160 и 80 м всего 10 и 20 кГц соответственно
Трапы успешно используются не только с диполями и GP,
но и с любыми типами антенн. Например, в файле ...Delta
10-14.maa показано, как к волновой рамке диапазона 14 МГц
при помощи трапа и удлиняющего отрезка провода добавить
диапазон 10 МГц.
5.3.2. Способы согласования
траповых антенн
В простой траповой антенне Ra падает с понижением час-
тоты. Ведь на всех диапазонах, кроме высшего траповая ан-
тенна является укороченной (катушками трапов, FRES которых
выше данного диапазона). Это приводит к очевидным трудно-
стям в согласовании. В первую очередь это относится к GP.
238
Для диполей с их Ra ® 70 Ом, да еще с колебаниями Ra от
высоты подвеса до пика в 85...95 Ом (см. п. 3.3.4) снижение Ra
в траповой антенне даже вдвое еще не приведет к высокому
КСВ в линии 50 Ом.
ОРже с его 22...40 Ом (п. 3.4.6) часто нуждается в согласова-
нии даже будучи полноразмерным (п. 4.2.2). С укорочением же
КСВ становится слишком большим. Поэтому в большинстве
конструкций траповых GP приняты меры по повышению и вы-
равниванию Ra во всех рабочих диапазонах.
Наиболее распространенный способ показан на рис. 5.3.2
и в файле ...14 2128 trap vertical.таа.
1,85 м
Трап 21,1 МГц
0,87 м
Трап 28,2 МГц
2,28 м
4 по 3 м
Рис. 5.3.2
В этом вертикале (диапазоны 14, 21 и 28 МГц) использова-
ны одинаковые противовесы нерезонансной длины, поэтому
антенна работает только, если эти противовесы подняты выше
0,15А. самого низкочастотного диапазона над землей. Вырав-
нивание Ra по диапазонам и его повышение достигается за
счет смещения точки питания из пучности тока в то место ан-
тенны, где Ra близко к 50 Ом.
В диапазоне 28 МГц трехметровые радиалы длиннее V4 * * * В»
а излучатель несколько короче (2,28 м). Точка питания смеще-
на от пучности тока примерно на 0,03^, что повышает Ra в этом
диапазоне до 40 Ом.
В диапазоне 21 МГц радиалы короче к/4, а электрическая
длина излучателя (2,28 м + катушка трапа 28 МГц + 0,87 м)
больше Х/4. Точка питания смещена также примерно на 0,03Х.
239
Это, а также потери в катушке трапа 28 МГц, увеличивают Ra
в этом диапазоне до 45 Ом.
В диапазоне 14 МГц радиалы имеют длину всего 0,21 X, что
соответствует смешению на 0,09Х точки питания. В полнораз-
мерном GP такое смещение повысило бы Ra до 65...70 Ом. Но
у нас излучатель, укороченный катушками обоих трапов 21 и
28 МГц. Поэтому Ra с учетом потерь в катушках повышается
лишь до 45...48 Ом.
Полоса антенны рис. 5.3.2 по уровням КСВ < 2 по диапазо-
нам: 14 МГц — 750 кГц, 21 МГц — 400 кГц, 28 МГц — 850 кГц.
Аналогичная рис. 5.3.2 антенна, но на WARC диапазоны (10.
18 и 24,9 МГц) показана в файле ...10_18_24 trap vertical.maa.
Вертикал высотой 7,34 м с парой трапов (24,9 и 18,07 МГц)
и четырьмя противовесами по 4 м имеет КСВ на резонансе
в каждом диапазоне менее 1,1.
1,38 м
0,65 м
Трап 21,15 МГц
Трап 28,3 МГц
4,08 м
4 радиола по 0,9 м
Рис. 5.3.3
Другой вариант реализации той же идеи показан на
рис. 5.3.3. Этот трехдиапазонный (14, 21 и 28 МГц) траловый
GP (файл ...28 _21_14v3.maa) оптимизирован под Ra = 200 Ом.
Казалось бы, такое решение неудобно — для согласования
требуется ШПТ 4:1. Но оно позволяет применить очень ко-
роткие всего по 0,9 м радиалы, что важно в случае отсутствия
места.
От коротких противовесов эффективность антенны рис. 5.3.3
не страдает. Как уже много раз упоминалось (см. раздел 3.4),
240
если противовесы расположены выше 0,151 над землей, а
в данной антенне они и не могут быть расположены ниже, то
от их количества и длины усиление антенны не зависит.
Полоса антенны рис. 5.3.3 по уровням КСВ < 2 по диапазо-
нам: 14 МГц — 350 кГц, 21 МГц — 500 кГц, 28 МГц — 2.6 МГц.
По принципу, показанному на рис. 5.3.3, сделаны популярные
многодиапазонные вертикалы серии R5/R7 фирмы CUSHCRAFT.
Все три последних вертикала работают с нерезонансными
противовесами и потому требуют подъема противовесов над
землей минимум на 0,1...0,151 самого низкочастотного диапа-
зона (см. пп. 3.4.5.1 и 3.4.5.3) и обязательного наличия устрой-
ства подавления синфазного тока оплетки питающего кабеля
(пп. 3.6.3 и 3.6.7). В качестве устройства подавления почти
всегда используется развязывающий дроссель. Например, в упо-
минавшейся серии антенн R5/R7 в точке питания стоят два
ферритовых кольца. На первом, считая от антенны, намотан
ШПТ 4:1, на втором — развязывающий дроссель.
Другой способ согласования многодиапазонного тралового
GP на 50 Ом состоит в следующем: в точку питания включается
последовательный конденсатор, т. е. мы делаем удлиненный
GP (см. пп. 3.5.8 и 4.2.2). Идея в том, что реактивное сопротив-
ление конденсатора растет с понижением частоты. Поэтому на
самом высокочастотном диапазоне укорачивающее действие
конденсатора невелико, и GP до первого трапа надо удлинить
совсем немного. Но в этом диапазоне и Ra надо увеличить
лишь слегка. С понижением же частоты антенну (вернее те ее
части, которые работают в данном диапазоне) надо физически
удлинять все больше для компенсации растущего -jX конден-
сатора. Это повышает Ra, компенсируя его падение из-за уко-
рачивающего действия трапов. При этом вертикал получается
несколько выше, чем без конденсатора, но зато удается полу-
чить очень низкие КСВ в нескольких диапазонах. В данном
способе радиалы GP должны быть резонансными, или он уста-
навливается прямо на земле.
Пример реализации этого способа показан в файле ...14_21
GP.maa. Двухдиапазонный (14 и 21 МГц) GP состоит из двух
труб: 3,7 и 1,5 м с трапом 21,2 МГц между ними. В точке пита-
ния установлен конденсатор 140 пФ. На резонансах в обоих
диапазонах КСВ < 1,05.
Очень хорошие результаты достижимы и для трехдиапазон-
ного GP. В файле ...7_10_14_trapGP+C.maa показан стоящий на
земле GP на 7, 10 и 14 МГц (трубы 5,45, 1,4 и 2,17; два трапа
14,2 и 10,1 МГц и конденсатор 260 пФ в точке питания). КСВ
на резонансе в каждом из диапазонов менее 1,1.
241
Согласование трехдиапазонного GP с приподнятыми ради-
алами таким способом показан в файле ...14_2l_28trapGP+
С.таа (14, 21 и 28 МГц, КСВ < 1,15). Еще один пример исполь-
зования этого способа показан в файле ...80_40 Inverted L.maa.
Это Inverted L на 3,7 и 7 МГц с очень низким КСВ в обоих диа-
пазонах.
Применение конденсатора в точке питания позволяет со-
гласовывать даже четырехдиапазонные траповые GP Пример
показан в файле ...7_10_14_21_trapGP+C.maa (7, 10. 14 и 21 МГц,
КСВ < 1,2).
5.3.3. Трех- и более диапазонные диполи
с одной парой трапов
До сих пор мы считали, что в диполе с одной парой трапов
высшим диапазоном является тот, на частоту которого настро-
ен оба трапа. А низшим (вторым) тот, где работает вся длина
антенны, и оказывают удлиняющее действие катушки расстро-
енных трапов.
Однако в такой антенне возможен и третий резонанс. На ча-
стоте, где электрическая длина антенны равна 1,5Х. Эта часто-
та лежит выше резонансной трапа, поэтому на ней трапы рабо-
тают как укорачивающие конденсаторы, следовательно, физи-
ческая длина антенны при этом будет несколько больше 1,51.
Пример такой антенны показан на рис. 5.3.4 и в файле
...K2GUm 7 14 28_maa. В диапазоне 14 МГц (рис. 5.3.4,б) тра-
пы отсекают дальние куски по 3,62 м и антенна работает как
7/2 диполь.
В диапазоне 7 МГц (рис. 5.3.4,а) трапы имеют индуктивное
сопротивление и электрически удлиняют физические 17,4 м
диполя до полуволнового резонанса.
В диапазоне 28 МГц (рис. 5.3.4,в) физическая длина антен-
ны на 1,6 м больше, чем 3/2Х. Но на этой частоте сопротивле-
ние трапов емкостное и оно электрически укорачивает антенну
до 3/27 резонанса — посмотрите на распределение тока на
рис. 5.3.4,в: на трапах имеется отчетливый скачок тока, свиде-
тельствующий об укорочении. К сожалению, в этом диапазоне
Ra велико. У 3/27 диполя Ra и так около 150 Ом, а тут антенна
еще и физически удлинена. Поэтому Ra получается больше
200 Ом, что дает КСВ около 3 даже в кабеле 75 Ом. Но для
многодиапазонной антенны это терпимо.
Дальнейшим развитием этой идеи является диполь W3DZZ
(файл ...W3DZZm.maa). Выглядит он точно так же, как и преды-
242
дущая антенна, но отличается размерами и данными трапов:
в центре расположен Х/2 диполь на 7 МГц, на его концах —
трапы 7 МГц, далее два провода около 7 м длиной каждый.
Эта антенна резонирует в пяти диапазонах. Авторские раз-
меры этой антенны я не привожу, так как исходно она рассчи-
тана на американские участки 7,2 и 3,85 МГц. Поэтому в файле
...W3DZZm.maa приведены скорректированные размеры, по-
зволяющие получить резонанс в европейских участках: цент-
ральный диполь 20,6 м, трапы на 7,05 МГц (L = 9,26 мкГн,
С = 55 пФ) и дополнительные отрезки по 7,25 м. Зависимость
КСВ от частоты этой антенны при высоте подвеса 10 м показа-
на на рис. 5.3.5. Конечно, чудес не бывает, и резонансы не точ-
но попадают в любительские диапазоны. Тем не менее, для та-
кой простой многодиапазонной антенны это очень хороший
результат.
Рассмотрим работу антенны W3DZZ по диапазонам.
3,7 МГц. Трапы работают как индуктивность, удлиняя физи-
ческие 35,1 м антенны до Х/2 резонанса.
7 МГц. Резонирующие трапы отсекают крайние провода,
оставляя обычный Х/2 диполь.
Рис. 5.3.4
243
Рис. 5.3.5
14 МГц. Физическая длина антенны почти на 5 м больше
3/2Х. Но трапы ведут себя как конденсаторы, укорачивая ан-
тенну. Поэтому электрическая длина уменьшается до 3/2Х
резонанса. По причинам, изложенным в описании антенны
рис. 5.3.4, Ra > 200 Ом, поэтому на резонансе КСВ » 5.
21 МГц. Физическая длина антенны 5/2Х. Расстроенные тра-
пы находятся в минимуме тока, поэтому почти не оказывают
влияния. Ra около =130 Ом, на резонансе КСВ < 3.
29 МГц. Физическая длина антенны несколько меньше 7/21.
Резонансная частота даже без трапов лежит на верхнем краю
диапазона — около 29,8 МГц. Реактивное сопротивление кон-
денсаторов трапа повышает ее еще более, до 30 МГц. Посколь-
ку реактивное сопротивление трапов в этом диапазоне мало
(из-за высокой частоты), то заметного повышения Ra не про-
исходит. Оно составляет около 150 Ом. КСВ ~ 3.
Попытка снизить резонансную частоту в диапазоне 10 м уд-
линением крайних кусков (по сути, это единственно возмож-
ный способ) приводит к «вылету» вниз резонанса в диапазоне
20 м с одновременным повышением Ra и КСВ там. Поэтому,
несмотря на пять резонансов, антенна W3DZZ на практике при-
меняется лишь как четырехдиапазонная. Ее работа на 10 м
возможна лишь в малоиспользуемом верхнем краю этого диа-
пазона.
На резонансы антенны W3DZZ оказывает влияние высота
подвеса и качество земли (см. п. 3.3.4), Именно это объясняет
244
несколько отличающиеся данные антенны W3DZZ, приводимые
разными авторами.
Использование антенны W3DZZ имеет смысл лишь при ли-
нии питания с небольшими потерями (толстый и/или короткий
коаксиал) и наличия в трансивере тюнера, позволяющего «вы-
тянуть» КСВ до 5...7.
Возможно выполнение антенны W3DZZ и в виде Inv V (файл
...W3DZZm_invV.maa). Это не приводит к заметному ухудшению
параметров антенны. В том смысле, что и в обычной горизон-
тальной W3DZZ они не очень хороши.
Описанный в этом параграфе принцип используют лишь
для горизонтальных, в крайнем случае, наклонных, диполей.
Для GP же его применение не имеет смысла. На диапазонах
выше Fres трапа ДН GP в зенитной плоскости задерется вверх,
и проку от такой антенны не будет. Кстати (хотя это и не отно-
сится к теме данного параграфа), трапы в GP часто применяют
с целью сохранения хорошей ДН в вертикальной плоскости
на высшем диапазоне. Трапом отрезают «лишнюю» верхнюю
часть GP, если электрическая высота вертикала превышает
0,65Х в данном диапазоне,
5.3.4. Конструкции трапов
Вообще, сгоревшая антенна редкость чрезвычайная. По
крайней мере, при мощностях, применяемых радиолюбителями
в подавляющем большинстве антенн, гореть просто нечему.
Даже простые изоляторы (керамика, пластик) справляются,
как правило, с большим запасом. А расплавить антенные про-
вода нереально даже при десятках киловатт в антенне (оми-
ческие потери в проводах обычно невелики, поэтому в них вы-
деляется лишь очень малая часть мощности передатчика).
На фоне этой несгораемой идиллии траповые антенны рез-
ко выделяются в худшую сторону: сгорают нередко. Выходят
из строя трапы. Они слабое место в конструкции. Поэтому,
если вы не хотите, чтобы ваша антенна пополнила печальную
статистику сожженных траповых антенн, отнеситесь серьезно
к конструкции трапа.
Сгоревшие трапы это в основном следствие четырех причин:
• Некачественное изготовление по принципу «авось про-
несет». Проверено — не проносит.
• Отсутствие сколь-нибудь заметного запаса в трапах
фирменных антенн. Подумайте, а зачем производителю
надо, чтобы его антенна работала много лет? Ему же
надо новые антенны кому-то регулярно продавать.
245
• Применение передатчика с мощностью выше допусти-
мой для данных трапов.
• Конструкция, не защищающая трап от влаги и коррозии,
под действием которых резко ухудшаются его параметры.
Однако, несмотря на вышеприведенные суровости, вполне
можно (и даже нужно) сделать трап, который будет длительно
и надежно работать. Именно этим мы и займемся в этом пара-
графе.
5.3.4.1. Требования к конструкции
Почему горят трапы? Из-за высокого напряжения (UTP) и боль-
шой реактивной мощности в трапе на FRES. Напряжение на трапе
UTP зависит от точности настройки в резонанс диполя до тра-
пов и радиуса провода этого диполя.
Очевидно, что на резонансе диполя напряжение на его кон-
цах максимально. С увеличением толщины провода антенны
это напряжение падает. Однако это падение не очень велико.
Например, в антенне W3DZZ на частоте 7,05 МГц при диаметре
провода 0,5 мм амплитуда напряжения на трапе достигает
940 В (при мощности в антенне 100 Вт). При диаметре 1,2 мм
иТР = 800 В. При диаметре 3 мм UTP = 720 В, и дальнейшее уве-
личение диаметра снижает UTP очень мало.
Как ни странно, но от параметров LC-контура UTP зависит
слабо. Если снижать ROE (см. формулу 5.3.1), то растет ток че-
рез трап, в результате UTP почти не меняется.
Можно вычислить UTP для вашего случая по следующей ме-
тодике:
• Просчитайте в MMANA ваш файл модели, не забыв уста-
новить реальную Qxx трапа.
• Исходя из полученного Ra, посчитайте амплитуду напряже-
ния источника при вашей мощности в антенне: U=V2RAP.
• Установите полученное напряжение источника в заклад-
ке Геометрия, не забыв снять птичку Одинаковые ис-
точники, и еще раз просчитайте файл.
• Сохраните таблицу токов (Файл — Таблица токов *.csv).
• Открыв сохраненный *.csv файл, найдите в нем амплиту-
ду тока в сегменте, в котором установлен трап.
• Умножьте этот ток на ROe (см. формулу 5.3.1), это и будет
искомое иТР.
Но всего этого можно и не делать. Практика и анализ моде-
лей позволяют дать упрощенную оценку: для большинства тра-
пов при мощности 100 Вт амплитуда UTP в наихудших условиях
может достигать 1 кВ, а при 1 кВт — 3 кВ. Это рабочая ампли-
246
туда напряжения. Для надежности надо иметь минимум дву-
кратный запас. Следовательно, детали трапа при мощности
в 100 Вт должны выдерживать 2 кВ, а при 1 кВт — 6 кВ пиково-
го напряжения. Причем делать это в условиях дождя, тумана
и прочих превратностей погоды.
Кроме того, детали трапа обязаны выдерживать реактив-
ную мощность в 20...30 раз превышающую мощность передат-
чика. Так, р приведенном выше примере с антенной W3DZZ
при диаметре провода 3 мм реактивный ток в контуре трапа
достигает 2 А при мощности передатчика 100 Вт (реактивная
мощность в трапе при этом около 1600 Вт), и 6 А с лишним при
киловаттном передатчике (около 17 кВт реактивных в трапе).
Причем все это должно выдерживаться в тех же нелегких по-
годных условиях.
Такие требования исключают:
• Применение тонкого провода для катушки. Впрочем, его
нельзя применять и из-за необходимости получения
максимальной Qx„:.
• Намотку катушки виток к витку или с малым шагом. Про-
бой между витками катушки с вариантом в виде после-
дующего плавления каркаса и замыкания витков — одна
из основных причин выхода из строя трапов в фирмен-
ных антеннах (см. п. 5.3.4.3).
• Использование высоковольтных конденсаторов, не пред-
назначенных для работы в ВЧ колебательных контурах.
На конденсаторах для ВЧ цепей должно быть указано
не только максимальное напряжение, но и допустимая
реактивная мощность (маркировка в кВАр: киловольт-
ампер-реактивных). Попытка использовать конденсато-
ры, не предназначенные для больших реактивных мощ-
ностей, приведет к тому, что большие контурные токи
трапа расплавят тонкие обкладки конденсатора, не рас-
считанные на такой ток. Почти всегда имеет смысл кон-
денсатор трапа изготавливать самостоятельно. Это не
очень сложно и позволяет обойтись без дорогих готовых
конденсаторов на большую реактивную мощность.
К деталям трапа имеет смысл отнестись с той же конструк-
тивной меркой, как анодному конденсатору и катушке выход-
ного П-контура лампового усилителя той же мощности, кото-
рую отдает передатчик в нашу траповую антенну. Даже с более
жесткой меркой: П-контур передатчика работает в комнатных
условиях, а трап — в атмосферных.
Для защиты от влаги не следует заключать трап в герме-
тичную коробку. Во-первых, любой герметик со временем име-
247
ет малоприятное свойство нарушаться. Во-вторых, в герме-
тичном объеме из-за перепадов температуры конденсируется
влага из воздуха. И если ей некуда деться, она осядет на дета-
лях трапа, ухудшая их параметры, вплоть до пробоя. Поэтому
если трап и должен быть закрыт, то защитная коробка должна
иметь отверстия внизу для стока сконденсировавшейся влаги
и проветривания. Конструкция трапа должна исключать замет-
ный уход Fres из-за изменения погоды.
Далее мы рассмотрим проверенные многолетней успешной
практикой конструкции, отвечающие вышеизложенным требо-
ваниям.
5.3.4.2. Открытый вертикальный трап
Конструкция открытого вертикального трапа показана на
рис. 5.3.6. Трубы антенны разорваны центральным изолято-
ром, который должен быть хорошего механического и электри-
ческого качества. Иногда для механического усиления в сере-
дину этого изолятора вставляют металлический стержень (на
рис. 5.3.6 не показан). Емкость этого стержня добавляется
к траповому конденсатору, и последний должен быть соответ-
ственно уменьшен.
Центральный изолятор должен выдерживать UTP. Расстоя-
ние между трубами антенны на центральном изоляторе долж-
но быть минимум 4...5 см. В части изолятора, находящейся
между трубами, необходимо сделать 3...4 кольцевые проточки,
чтобы вода, стекающая с верхней трубы, не замкнула бы изо-
лятор.
Верхним защитный колпак
| •—Верхняя труба антенны
Рис. 5.3.6
248
Элементы трапа крепятся на двух двойных хомутах. С одной
стороны располагается катушка. Она выполняется из толстого
(4...8 мм) алюминиевого прутка. Диаметр катушки 8... 12 см,
зазор между соседними витками больше 1,5...2 см. Столь боль-
шие размеры обеспечивают работу ничем не закрытой катуш-
ки даже при сильном дожде и снеге. Атмосферные осадки
протекают сквозь катушку, не замыкая витки. Толстый пруток
обеспечивает высокую добротность и механическую стабиль-
ность, но не исключает возможности небольшой подстройки
растяжением-сжатием катушки.
Цилиндрический конденсатор трапа крепится на тех же хо-
мутах, что и катушка, но с противоположной стороны. Его внут-
ренняя (нижняя) обкладка выполнена из тонкой трубки. Внеш-
няя (верхняя) трубка в 2...3 раза большего диаметра, чем внут-
ренняя. Между ними вставлена пластиковая трубка-изолятор
конденсатора, выступающая из внешней трубки на 2...4 см.
Внешняя трубка конденсатора накрыта сверху пластиковым
защитным колпаком, во избежание затекания воды. Внутрен-
няя — открыта снизу для стока конденсата. Настройка трапа
производится перемещением внутренней трубки, отпуская
болты нижнего хомута.
В трапе рис. 5.3.6 катушка не горит никогда. По крайней
мере, мне о таких случаях не известно. Слабым местом этой
конструкции являются оба пластиковых изолятора: если уж
этому трапу суждено сгореть, то это будет один из изоляторов.
Поэтому запас их толщины совсем не повредит. Для изолятора
конденсатора используют полиэтиленовые трубы, например,
водопроводные. Иногда в качестве внутреннего проводника
и изолятора конденсатора применяют толстый коаксиальный
кабель с удаленной оплеткой (о допустимом напряжении коак-
сиального кабеля см. в п. 5.3.4.4).
В открытом вертикальном трапе легко достигается Qxx =
= 300...500 (ограничивается качеством трубки диэлектрика
конденсатора и диаметром прутка катушки) и ROE > 200 кОм.
5.3.4.3. Закрытый цилиндрический трап
Трап рис. 5.3.6 занимает немало места вокруг труб антенны
и не очень прочен механически. Намного более компактную
и жесткую конструкцию имеет закрытый цилиндрический трап,
показанный на рис. 5.3.7.
Механически левая и правая трубы антенны соединяются
отрезком внешней трубы длиной 30...50 см и диаметром на
15...30 мм больше соединяемых труб. Внутри этого отрезка
249
размещаются два одинаковых цилиндрических пластиковых
изолятора, в которые плотно вставляются соединяемые трубы.
Механическое сочленение обеспечивают 4 ребра изоляторов,
распределенные по всей длине отрезка внешней трубы.
Рис. 5.3.7
Жесткость трапа такова, что его применяют без дополни-
тельных креплений в многодиапазонных антеннах Uda-Yagi.
Конденсатор трапа цилиндрический. Его наружной обклад-
кой служит отрезок внешней металлической трубы. Этот отре-
зок проволочной перемычкой электрически соединен с правой
трубой антенны. То есть электрически правый изолятор совер-
шенно не нужен — мы его все равно перемыкаем проволокой —
его назначение лишь механическое соединение. Электрически
же правая труба антенны и отрезок внешней металлической
трубы образуют единый стакан.
Внутренней обкладкой конденсатора служит левая труба
антенны, вставленная в упомянутый стакан через левый ци-
линдрический изолятор. Конструктивно он совершенно анало-
гичен правому, это упрощает изготовление, но электрически
он является изолятором конденсатора.
И не только им, но одновременно и каркасом катушки. Кон-
структоры поместили катушку прямо внутри цилиндрического
конденсатора. Это решение имеет много преимуществ: катуш-
ка закрыта от погодных воздействий, экранирована, не уве-
личивает габаритов трапа, не нарушает его прочность, и один,
но серьезный недостаток: мы вынуждены делать катушку ма-
ленькой.
В самом деле, диаметр катушки должна быть на 10... 15 мм
меньше внешней трубы. Ведь зазор между катушкой и трубой
должен быть достаточным во избежание пробоя. Применение
же толстых труб для внешнего отрезка снижает емкость кон-
денсатора, что требует увеличения длины и веса трапа до не-
250
приемлемых значений. Поэтому на практике диаметр внешней
трубы обычно лежит в пределах 25...40 мм, а диаметр катушки
должен быть 15...25 мм. Вследствие этого приходится увели-
чивать число витков и использовать нетолстый провод и на-
мотку с малым шагом. И даже при этом катушка получается
довольно длинной. Это приводит к снижению Qxx катушки (оп-
тимальное по добротности отношение длины катушки к ее диа-
метру — около 0,45). Тонкий провод тоже не прибавляет Qxx.
В результате добротность катушки не очень высока и основные
тепловые потери приходятся именно на катушку. Малое рас-
стояние между витками снижает максимально допустимое на-
пряжение на катушке.
Обычный путь выхода такого трапа из строя следующий:
выделение тепла катушкой в замкнутом объеме трапа дефор-
мирует пластмассовый каркас. От этого сближаются соседние
витки катушки, что приводит к пробою между ними и оконча-
тельному плавлению каркаса.
Сделать же большую катушку с оптимальной формой, толс-
тым проводом и солидным расстоянием между витками в дан-
ной конструкции невозможно. Итак, катушка трапа рис. 5.3.7
является его слабым местом. При аварии такого трапа всегда
горит именно катушка (в отличие от трапа рис. 5.3.6).
Напротив, конденсатор в трапе рис. 5.3.7 не горит никогда.
Его изолятор просто не может быть тонким из-за необходимо-
сти разместить внутри катушку. Диаметр внешней трубы обыч-
но лежит в пределах 25...40 мм. При диаметре труб антенны
15...30 мм толщина изолятора в каждом из конденсаторов бу-
дет не менее 5 мм, что при пластике среднего качества соот-
ветствует пробивному напряжению более 10 кВ. При исполь-
зуемых радиолюбителями мощностях о конденсаторе можно
не волноваться.
Мощность трапа рис. 5.3.7 ограничивает катушка. При акку-
ратном подходе: хорошем изоляторе, проводе катушки 1,5...2 мм
и таком же расстоянии между витками — реально изготовить
трап рис. 5.3.7 на мощность в антенне до 1 ...2 кВт.
К недостаткам трапа рис. 5.3.7 надо отнести его очень ог-
раниченную возможность подстройки. Она возможна лишь не-
большим перемещением левой трубы, и только если внутрен-
ний контакт катушки с этой трубой сделан скользящим.
Закрытый цилиндрический трап имеет Q^ = 200...300 (огра-
ничивается толщиной провода катушки) и ROE > 70... 100 кОм.
Если у вас в готовой антенне все-таки сгорел изолятор та-
кого трапа, то его заменить его не так просто, как может пока-
заться. Мало выточить точно такой же по размерам каркас.
251
Надо еще подобрать пластик с такой же диэлектрической про-
ницаемостью, какая была у сгоревшего изолятора. Иначе из-
менится емкость конденсатора и, соответственно, частота на-
стройки трапа.
Большая длина цилиндрического трапа вызывает вопрос
о его моделировании. Однако, если изучить конструкцию, ста-
нет ясно, что почти вся длина трапа правее внешнего вывода
катушки является просто продолжением правой трубы, не уча-
ствующем в работе трапа.
Эксперименты показали, что весьма точная модель антен-
ны с таким трапом получается, если описать участок с трапом
как три последовательных провода:
1. Правая труба антенны. Ее конечная координата это точка
начала трапа, т. е. кусочек правой трубы антенны в отрезке
внешней трубы не описывается.
2. Отрезок внешней трубы. Как есть, с его длиной и радиу-
сом.
3. Левая труба трапа. Ее начальная координата — от конца
отрезка внешней трубы, т. е. кусочек левой трубы антенны
в отрезке внешней трубы не описывается.
4. Точеный трап в модели устанавливается в начало третье-
го про'вода.
5.3.4.4. Трап из коаксиального кабеля
Трап из коаксиального кабеля наиболее практичен для са-
мостоятельного изготовления. Он сочетает неплохие парамет-
ры. конструктивную простоту и низкую стоимость. Принцип
очень прост: если намотать катушку трапа оплеткой коаксиаль-
ного кабеля, а в качестве конденсатора использовать емкость
между центральной жилой и оплеткой, то получится парал-
лельный LC-контур (рис. 5.3.8).
Несмотря на кажущуюся очевидность идеи, трап из коакси-
ального кабеля известен относительно недавно. Его описал
R. Johns (W3JIP) лишь в 1981 г.
252
Достоинствами трапа из коаксиального кабеля являются:
• Низкая стоимость — требуется лишь несколько метров
кабеля.
• Высокое пробивное напряжение. Так, широко распрост-
раненный кабель RG58 (внешний диаметр 5 мм) выдер-
живает амплитуду до 2,5 кВ (в справочниках приводится
цифра эффективного напряжения, которое в 1,4 раза
меньше амплитудного).
• Легкое достижение оптимального по Qxx отношения дли-
ны катушки к ее диаметру — 0,45.
• Удобство подстройки — растяжением-сжатием витков
катушки.
Недостатки тоже есть, как же без них:
• Конструкция открыта и нуждается в защите от осадков.
В случае проволочной антенны такой защитой может
.быть пластиковая бутылка, разрезанная вдоль боковой
стороны и надетая на трап.
• При заданной частоте нельзя получить произвольное со-
отношение L и С трапа, так как оно определяется конст-
рукцией катушки и волновым сопротивлением использу-
емого кабеля и может быть изменено лишь незначитель-
но при изменении диаметра трапа.
• Можно использовать только кабели со сплошной внут-
ренней изоляцией. Вспененный диэлектрик, часто при-
меняемый в кабелях с малыми потерями, в данном слу-
чае использовать нежелательно. Он ограничивает ра-
диус изгиба кабеля и сильно снижает его пробивное на-
пряжение.
• Не очень высокая Qxx = 100...300. Зависит от толщины
и потерь используемого кабеля. Например, коаксиаль-
ный трап по схеме рис. 5.3.8 из кабеля RG58 на частоте
7 МГц имеет Qxx = 140. Такой же трап из более толстого
кабеля SKB-89 (75 Ом, диаметр 7 мм, вспененный ди-
электрик) имеет Qxx = 220.
• Трудности при использовании в трех- и более диапазон-
ных антеннах с одной парой трапов (см. окончание этого
параграфа).
• При использовании кабелей 50 и 75 Ом реактивное со-
противление катушки трапа на резонансе не превышает
200 Ом (типично 100... 150). А это слишком мало для по-
лучения высокого Roe (см. п. 5.3.1). Особенно учитывая
далеко не рекордную добротность коаксиального трапа.
Для преодоления последнего недостатка используют схему
включения, показанную на рис. 5.3.9.
253
Коаксиальный кабель
Пластиковая труба - каркас
Левый провод антенны,
Правый провод антенны
Рис. 3.5.9
Катушка в этом трапе состоит из двух частей: первая, как
и в схеме рис. 5.3.8, намотана оплеткой, вторая — централь-
ной жилой. Поскольку длина катушки осталось той же самой,
а число витков увеличилось вдвое, то индуктивность возрастает
вчетверо, по сравнению со схемой рис. 5.3.8. Сложнее пока-
зать, что емкость снижается вчетверо по сравнению с трапом
рис. 5.3.8. Поэтому просто поверьте на слово — емкость дей-
ствительно снижается вчетверо. Не желающим верить предо-
ставляется возможность доказать это самостоятельно. Под-
сказка: мысленно разбейте длину кабеля трапа пополам и раз-
беритесь, почему емкости этих половин в данном случае вклю-
чены последовательно, а не параллельно, как на рис. 5.3.8.
Таким образом, FRES трапа не меняется (L вчетверо увеличи-
вается, С во столько же раз уменьшается) при переходе от
схемы рис. 5.3.8 к рис. 5.3.9.
А как влияет этот переход на добротность? Как ни странно,
тоже никак. С одной стороны, увеличение индуктивности долж-
но увеличивать Qxx катушки. Но это при одинаковом диаметре
провода во всей катушке. В данном же случае рост индуктив-
ности идет за счет дополнительной обмотки из центральной
жилы. А она значительно тоньше оплетки, поэтому потери в ней
заметно выше и снижают добротность. В результате выходит
примерно то на то, и Qxx трапа практически не меняется.
Таким образом, трап по схеме рис. 5.3.9 при неизменных Qxx
и Fres имеет L и ROE вчетверо выше, чем трап по схеме рис. 5.3.8.
Коаксиальный трап по схеме рис. 5.3.8 имеет Qxx - 100...300
(ограничивается толщиной кабеля и его потерями) и ROE >
> 12...25 кОм. Коаксиальный трап по схеме рис. 5.3.9 имеет
Qxx - 100...300 (ограничивается толщиной кабеля и его потеря-
ми) и Roe > 50... 100 кОм.
Показанный на рис. 5.3.8 и 5.3.9 способ крепления прово-
дов антенны к каркасу трапа годится лишь для небольших
и нетяжелых антенн. Если же полотно длинной антенны выпол-
нено из толстого и/или тяжелого провода, то при натяжении он
254
разрежет пластик каркаса трапа. Чтобы избежать этого, концы
обоих проводов лучше закреплять в стандартный керамический
орешковый изолятор и размещать внутри каркаса. Последний
в этом случае не несет механической нагрузки.
Как было упомянуто в п. 5.3.4,1, при мощности в 100 Вт трап
должен быть рассчитан (с двукратным запасом по напряжению
для надежности) на 2 кВ пикового напряжения, а при 1 кВт —
на 6 кВ.
Тип кабеля выбирается исходя из этих напряжений.
В паспорте кабеля обычно приводят эффективное значение
максимально допустимого напряжения. Не забывайте умножать
его на 1,4, чтобы получить пиковое значение.
Имейте также в виду, что для схемы рис. 5.3.9 напряжение
на трапе может быть вдвое выше допустимого для кабеля, так
как в этой схеме конденсатор трапа состоит из двух последо-
вательно включенных.
Для большинства кабелей с изоляцией из сплошного поли-
этилена справедлива следующая грубая оценка. Кабели внеш-
ним диаметром 5 мм пригодны для длительной и надежной ра-
боты в трапах при мощности до 100 Вт в схеме рис. 5.3.8 и до
400 Вт в схеме рис. 5.3.9, кабели диаметром 10 мм — при 1
и 4 кВт соответственно.
Однако часто имеет смысл выбирать диаметр кабеля исходя
не из мощности, а из добротности, которая быстро растет с уве-
личением толщины кабеля.
Проще всего, рассчитать трап из коаксиального кабеля с по-
мощью программы [8] следующим образом:
• Выберите из списка ваш кабель.
• Если же случится, что вашего кабеля нет, то его внешний
диаметр (по изоляции) и погонную емкость придется за-
дать вручную.
• Укажите требуемую частоту трапа и диаметр катушки.
Подбирая последний, добейтесь отношения длины ка-
тушки к ее диаметру близкого к 0,45 (оптимум по доб-
ротности).
• При использовании схемы включения рис. 5.3.9 увеличь-
те рассчитанные программой [7] значения L и jX вчетве-
ро, а С — уменьшите вчетверо.
Если же вы противник компьютерных расчетов (тогда как вам
удалось дочитать почти до конца третью часть книги о компью-
терных расчетах?), то данные трапов для всех любительских
диапазонов для двух наиболее распространенных типов кабе-
ля (RG58 и RG213) приведены в табл. 5.3.1.
255
Таблица 5.3.1
FRES. МГц | 3,55 | 7,05 | 10,12 | 14,2 | 18,1 | 21,2 | 24,9 | 28,5
RG5BA/U
Диаметр, см 9 6.8 5,7 5 4,4 4,1 3,8 3.6
Число витков 8,6 6.5 5,7 4,9 4,5 4,2 4 3,7
RG213/U
Диаметр, см 10 8 8 7 6,5 6.5 5.8 5
Число ВИТКОВ 9 6,2 4,6 4 3,5 3 3 3
Надо отметить некоторую погрешность программы [8] при
определении емкости. Дело в том. что в этой программе она
определяется просто как произведение погонной емкости на
длину, без учета эффекта трансформации длинной линией.
На практике длина отрезка кабеля, используемого для коакси-
ального трапа, не превышает Х./8, поэтому ошибка невелика.
Но она есть. Например, трап на 14,15 МГц из кабеля RG213/U
диаметром 5 см по расчету [7] при схеме включения рис. 5.3.8
имеет С = 100 пФ при длине кабеля 1,05 м.
Более точный, учитывающий трансформацию длинной ли-
нией, расчет в окне L и С из линии MMANA дает С = 112 пФ.
Другими словами —- резонансная частота изготовленного тра-
па окажется примерно на 6% ниже рассчитанной в [7]. Впро-
чем. это не имеет особого практического значения, ибо изго-
товленный трап в любом случае надо прадварительно настраи-
вать на нужную Fres. а ошибка вниз более предпочтительна,
чем вверх: растянуть витки или отрезать кусочек кабеля куда
проще, чем удлинить его.
Трапы из коаксиального кабеля следует применять с осто-
рожностью в трех- и более диапазонных антеннах с одной па-
рой трапов (п. 5.3.3), т. е. в тех антеннах, где хотя бы на одном
диапазоне трап работает как емкость. При проектировании по-
добных антенн исходят из того, что емкость трапа неизменна.
Это справедливо для всех типов трапов, кроме коаксиального.
Ведь в нем емкость — это импеданс отрезка разомкнутого ка-
беля.
С ростом частоты при смене диапазона электрическая дли-
на кабеля в X растет, поэтому растет и емкость трапа. На этот
эффект впервые обратил внимание А. Шевелев (DL1PBD). На-
пример, если мы в антенне рис. 5.3.4 в качестве трапа попыта-
емся использовать описанный в предыдущем абзаце, но по
схеме включения рис. 5.3.9, чтобы на 14 МГц получить требу-
256
емую С - 25 пФ, то в диапазоне 7 МГц антенна будет работать
как задумано, так как эквивалентная емкость трапа на этом
диапазоне снизится совсем немного — до 24 пФ, а индуктив-
ность, определяемая размерами катушки, не изменится при
смене частоты. В диапазоне же 28 МГц емкость трапа возрас-
тет до 33 пФ, что приведет к снижению резонансной частоты
антенны с 28,5 до 27,7 МГц.
5.3.5. Антенны
с последовательными LC-контурами
Последовательные резонансные LC-контура, в противопо-
ложность параллельным, в антеннах применяются редко, но
применяются, в том же качестве, что и параллельные: как ре-
зонансные переключатели размера антенны.
Но если параллельный контур (трап) на FRES отключает часть
антенны, то последовательный контур, напротив, подключает.
Ведь на FRES сопротивление последовательного контура очень
мало (единицы ом) и чисто активно.
Проще всего рассмотреть работу таких контуров на при-
мере.
На рис. 5.3.10 показана рамка на частоту 21 МГц (файл
...Quad18-21s.maa). На этой частоте последовательный LC- кон-
тур, резонирующий на 21 МГц, шунтирует шлейф. Поэтому
последний не оказывает никакого влияния на работу рамки
в диапазоне 21 МГц и антенна работает как обычная волновая
рамка этого диапазона.
Последовательный LC контур
L = 1,6 мкГн.С = 35 пФ
9-3819
257
В диапазоне 18 МГц сопротивление контура сильно возрас-
тает, и шлейф оказывается подключенным к антенне, удлиняя
ее до резонанса и в этом диапазоне. Точнее говоря, к антенне
в этом диапазоне подключено параллельное соединение им-
педансе в шлейфа и расстроенного контура.
Параллельный LC-контур (трап) в роли резонансного пере-
ключателя размера антенны хорош в разомкнутом состоянии
(на FRES). Настолько, что на FRES его можно считать практически
изолятором. В замкнутом состоянии (не на FRES) трап имеет за-
метное реактивное сопротивление (десятки...сотни ом), кото-
рое необходимо учитывать в составе антенны.
Напротив, последовательный LC-контур в качестве пере-
ключателя очень хорош в замкнутом состоянии (на FRES) — по-
чти чистое короткое замыкание. В разомкнутом же состоянии
(не на Fres) его импеданс хотя и велик (единицы килоом), но до
изолятора ему далеко. Следовательно, надо учитывать влия-
ние импеданса расстроенного последовательного контура на
работу антенны.
Последовательный LC-контур можно включать в любую точ-
ку антенны, резонирующей на FRES. На этой частоте несколько
ом резонирующего контура почти ничего не изменят в работе
антенны. Но в других диапазонах, где импеданс контура резко
возрастет, может оказаться возможным получить второй резо-
нанс, включая параллельно контуру дополнительные шлейфы,
как на рис. 5.3.10, или реактивные элементы.
На рис. 5.3.11 показан почти обычный X/4 GP на 14 МГц.
Почти, потому что на высоте 2 м в разрыв антенны включена
LC-цепь, два варианта которой для разных пар диапазонов по-
казаны на увеличенных врезках в правой части рисунка. Эта
LC-цепь делает антенну двухдиапаэонной.
В обоих вариантах последовательный LC-контур L = 2 мкГн,
С = 64 пФ резонирует на 14 МГц, замыкая оба провода антен-
ны. Поэтому в диапазоне 14 МГц совершенно безразлично, что
подключено параллельно этому контуру, и антенна работает
как простой X/4 GR
В диапазоне 18 МГц (схема на верхней врезке, файл
...GP14-l8s.maa) последовательный контур имеет высокий
импеданс. Поэтому ток находит более легкий путь: через кон-
денсатор 128 пФ, шунтирующий контур. Это конденсатор ока-
зывает укорачивающее действие, и антенна резонирует на
18 МГц. Аналогично, в диапазоне 10 МГц (схема на нижней
врезке, файл ...GP10-14s.maa) ток в основном идет через па-
раллельную катушку 1,2 мкГн, которая электрически удлиняет
GP до резонанса в этом диапазоне.
258
z
Рис. 5.3.11
Три последние антенны являются переходными на пути
к следующему разделу 5.4. В нем мы рассмотрим способы по-
лучения многодиапазонности включением катушек и конденса-
торов в провода антенны. Точнее, во все места антенны, кроме
точки питания (это уже описанный в разделе 5.1 вариант тюне-
ра) и любых LC-схем, кроме резонирующих контуров, которые
мы рассмотрели в этом разделе.
5.4. Антенны
с катушками и конденсаторами
Катушка вблизи минимума тока. Катушка вблизи максимума
тока. Сложные LC-схемы в проводах антенны. Многодиапазон-
ные заземленные GP.
В этом разделе мы изучим способы получения нескольких
резонансов в одной антенне путем включения катушек и кон-
денсаторов в провода антенны. Здесь также не рассматрива-
ется включение в антенну резонирующих контуров, так как это
было изучено в предыдущем разделе. Также в данном разделе
мы почти не будем касаться случая, включения L и С в точку
9
259
питания, поскольку это по сути вариант тюнера, а это было те-
мой разделе 5.1.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...ANT\ HF multibands\ LC in antenna\.
5.4.1. Катушка вблизи минимума тока
Вернемся на минутку в п. 3.7.2 и посмотрим на рис. 3.7.3.
Обычный укороченный катушками, расположенными недалеко
от краев, диполь. Электрическая длина антенны 1/2, а физи-
ческая несколько меньше из-за удлиняющего действия кату-
шек. Также мы знаем (п. 4.1.2), что симметричный диполь,
обычный, не укороченный, имеет резонанс на третьей гармо-
нике, когда его длина достигает 3/21, т. е. отношение частот
полутораволнового и полуволнового резонансов в обычном
диполе близко к 3.
Очевидно, что и для укороченного катушками диполя най-
дется частота, на которой его электрическая длина достигнет
3/21 (рис. 3.7.3).
Столь же очевидно, что физический размер диполя при
этом будет существенно меньше 3/21, за счет сильного уко-
рачивающего действия катушек на более высокой частоте.
Следовательно, отношение частот полутораволнового и полу-
волнового резонансов (FMAX/FMtN) в диполе, укороченном катуш-
ками, будет заметно ниже 3. В любительской практике жела-
тельно иметь это отношение равным 2 (частоты основных лю-
бительских диапазонов кратны двум).
Пример такого диполя показан на рис. 5.4.1 (файл ...Dipole
3,5-7.maa). В диапазоне 3,5 МГц (см. распределение тока
в верхней половине рис. 5.4.1) это обычный, укороченный ка-
тушками диполь с электрической длиной 1/2.
260
В диапазоне же 7 МГц распределение тока почти такое же,
как и в обычном, полноразмерном 1/2 диполе и, соответствен-
но, антенна имеет почти такие же характеристики, как и полу-
волновой диполь. Ток после катушек невелик. Исходя из этого
факта, некоторые называют такие катушки нерезонансными
трапами, отсекающим дальние части антенны. Эта аналогия
не вполне точна: и ток через катушки течет (см. нижнюю поло-
вину рис. 5.4.1, в которой показано распределение тока в диа-
пазоне 7 МГц), и установлены они отнюдь не в точках миниму-
ма тока, как настоящие трапы, и длина проводников за катуш-
ками влияет, хотя и немного, на резонанс в этом диапазоне.
Корректнее говорить, что в этом диапазоне антенна имеет
электрическую длину 3/21, но большая часть двух крайних по-
луволн (на полутораволновом диполе, по идее должны быть
три полуволны тока) свернута в катушки.
В такой антенне катушка устанавливается вблизи минимума
тока на высшем диапазоне. Точнее говоря, несколько дальше
этого минимума. Это означает, что размер внутренней части
антенны (до катушек) должен быть на несколько (5... 10) %
больше, чем резонансный размер обычной антенны этого диа-
пазона. Взгляните на рис. 5.4.1 — внутренняя часть имеет дли-
ну 22,2 м, что заметно больше полуволны диапазона 7 МГц.
Чтобы получить отношение FMAX/FMIN = 2, катушки должны
быть довольно большими, иначе не удается «согнать» полуто-
раволновый резонанс вниз по частоте так намного, как зто
требуется в данном случае. Это приводит к сильному укороче-
нию в низшем диапазоне, т. е. отрезки провода после катушек
получаются весьма короткими.
Настройка такой антенны непроста даже на модели, не го-
воря уж о практике. И размеры внутренней и внешней частей
антенны и индуктивность катушек влияет на импеданс в обоих
диапазонах одновременно. К сожалению, при таких завязках
оптимизация MMANA буксует, поэтому приходится искать ре-
шение вручную. Имейте в виду, что:
• в высшем диапазоне наиболее сильное влияние на резо-
нансную частоту оказывает размер внутреннего прово-
да, индуктивность катушек и длина дополнительных от-
резков действуют слабее;
• в низшем диапазоне основное влияние оказывают внеш-
ние провода и индуктивность катушек. Размер внутрен-
него провода критичен меньше.
В файлах ...Dipole_3,5-7.maa (диполь 3, 5 м 7 МГц), ...Inv V
1,8-3,5 with L.maa (Inverted V 1,8 и 3,5 МГц), ...7-3,5 GPl.maa
261
(обычный GP 3,5 и 7 МГц) и ...7-3,5 GP.maa (GP с емкостными
нагрузками GP 3,5 и 7 МГц) приведены готовые решения. Ма-
ленькие конденсаторы, стоящие в этих файлах параллельно
катушкам, моделируют паразитную емкость большой катушки.
В приведенных выше антеннах отношение FMAX/FM,N = 2.
Чтобы получить отношение Fmax/FMin < 2 (например, для пар
диапазонов 10/7 или 21/14 МГц и т.п.), потребуется заметно
увеличить катушку по сравнению со случаем FMAX/FM|N = 2. Это
понятно, чтобы понизить Fmax. сгоняя дальше вниз полутора-
волновый резонанс, необходимо свернуть в катушку больше
провода, так как возрастает длина волны. Примеры таких ан-
тенн показаны в файлах ...Dipole_7-10.maa (диполь 7 и 10 МГц),
...7-10 GP.maa (GP 7 и 10 МГц) и ...Dipole_14-21 .maa (диполь
14 и 21 МГц).
Если требуется Fmax/FMin = 3, то никаких катушек не потребу-
ется. Простой Х/2 диполь и так имеет резонанс на третьей гар-
монике.
Иногда возникает необходимость получить FMax/FMiN > 3. Тут
третьей гармоники для высшего диапазона не хватит. При-
ходится брать 5/2Х резонанс (без катушек он соответствует
Fmax/Fnin = 5) и сгонять его вниз по частоте. Таким способом
можно получить любое FMax/FMin от 3 до 5. Например, в файле
...l60_40InvV.maa показана Inverted V, работающая на 1,8 и
7 МГц.
Большая индуктивность катушек, а она необходима, ведь
в данном случае в верхнем диапазоне в катушки сворачивает-
ся не две а целых четыре полуволны, приводит к сильному уко-
рочению в низшем диапазоне с соответствующими последстви-
ями в виде сильного падения Ra и полосы (см. раздел 3.7).
5.4.2. Катушка вблизи максимума тока
В этом параграфе будет рассмотрена всего лишь одна ан-
тенна. Но очень важная и широко распространенная: много-
диапазонная рамка с периметром около 1Х на низшем диапа-
зоне.
Рамочные антенны имеют резонансы с относительно низ-
ким Ra на всех гармониках, в отличие от дипольных, у которых
Ra низкое только на нечетных гармониках, на четных же Ra
очень высокое (см. п. 3.3.2).
В табл. 5.4.1 показаны резонансные частоты и Ra на них
треугольной равносторонней рамки с периметром 85,5 м в сво-
бодном пространстве.
262
Таблица 5.4.1
FRES, МГц Ra, Ом Периметр рамки в X
3,70 116 1,056
7,16 225 2,042
10,69 95 3,048
14,22 250 4,054
17,67 260 5,040
21,23 276 6,055
24,75 142 7,054
28,2 277 8,043
Из таблицы следует, что многодиапазонную рамку надо пи-
тать по линии 150...200 Ом {среднее значение Ra по диапа-
зонам).
Любопытно отметить, что на всех резонансах периметр
рамки превышает целое число X почти на одинаковую величи-
ну 4...5%Х.
Изучим распределение резонансных частот рамки (первый
столбец табл. 5.4.1).
WARC диапазоны (30, 17 и 12 м) не радуют, лишь в диапазо-
не 12 м резонанс (седьмая гармоника) находится сравнитель-
но недалеко от нужной (24,9 МГц) частоты. Третья же и пятая
гармоники рамки (10,69 и 17,67 МГц) расположены довольно
далеко от любительских диапазонов 30 и 17, что приводит
к высокому КСВ антенны.
Напротив, 4-я, 6-я и 8-я гармоники рамки практически точ-
но попадают в середины диапазонов 20, 15 и 10 м. Однако
вторая гармоника рамки (7,16 МГц) вылетает за диапазон 40 м,
а первая (3,7 МГц) расположена слишком близко к верхнему
краю диапазона 80 м.
Если мы попробуем увеличить периметр антенны, чтобы
сместить резонансы: на 80 м в середину диапазона, а на 40 м
хотя бы к верхнему краю диапазона, то это приведет к выходу
резонансов рамки за диапазоны 20, 15, 12 и 10 м и недопусти-
мо высокому КСВ в этих диапазонах. То есть, улучшив 80 и 40 м,
мы потеряем диапазоны 20, 15, 12 и 10 м. Поэтому путь увели-
чения периметра неприемлем.
Чтобы антенна имела низкий КСВ в диапазонах 80, 40, 20,
15, 12 и Юм (мы исключили WARC 30 и 17 м из-за сильного
263
непопадания резонансов в зти диапазоны) необходимо до-
стичь следующего:
• В диапазонах 20, 15, 12 и 10 м оставить периметр антен-
ны 85,5 м неизменным (или почти неизменным).
• В диапазонах 40 и 80 м антенну электрически удлинить
для требуемого смещения резонансов вниз.
Казалось бы, катушку для этого применять нельзя, ведь ее
jX, а значит, и удлиняющее действие, растет с частотой. Одна-
ко индуктивность это еще не все. Многое зависит от места,
куда мы включаем катушку.
Если катушку включить в антенну, отступив около 3 м от
точки питания, то в диапазонах 10, 12 и 15м она окажется
вблизи минимума тока (3 м для этих диапазонов это около Z/4)
и не окажет почти никакого удлиняющего действия (п. 3.7.2).
В диапазоне 20 м катушка будет уже не в минимуме тока, но
не очень далеко от него, около 2 м. Поэтому FRES хотя и снизит-
ся, но останется в переделах диапазона.
В диапазоне 40 м катушка находится всего в 0,075Х от мак-
симума тока, и оказывает уже заметное удлиняющее дей-
ствие.
В диапазоне 80 м катушка находится почти в максимуме
тока (3 м смещения катушки в этом диапазоне зто меньше,
чем 4%Х) и ее' удлиняющее действие максимально.
В файле ...6b Delta.таа показана горизонтальная треуголь-
ная рамка на высоте 20 м над реальной землей. Периметр
рамки 85,5 м, в 2,85 м от угла запитки включена катушка
2,2 мкГн. Резонансные частоты антенны: 28,2, 21,22, 24,79,
14,15, 7,1 и 3,59 МГц.
При питании по линии 200 Ом (или 50 Ом с трансформато-
ром 1:4) КСВ на резонансах в диапазонах 10, 15, 20, 40 и 80 м
не превышает 1,6.
В диапазоне 12 м, где резонанс антенны за диапазоном,
КСВ чуть меньше 2. Полосы с запасом перекрывают каждый из
диапазонов, за исключением 80 м. Такая антенна — одно из
самых лучших и простых решений для многодиапазонной ан-
тенны.
Отмечу, что если мы включаем одну катушку, как в файле
...6b Delta.таа, то антенна становится несимметричной и тре-
бует применения развязывающего дросселя или трансформа- \
тора (пп. 3.6.4.1, 3.6.4.2). Чтобы избежать этого, при использо-
вании двухпроводной линии или симметрирующего трансфор-
матора 1:4, лучше применить симметричный вариант этой же
антенны (файл ...6b Delta_s у mm. таа). Он отличается лишь тем,
264
что вместо одной используются две катушки (вполовину мень-
шей индуктивности 1,1 мкГн) в каждом из двух проводов, под-
ключенных к точке питания.
Такую антенну вместе с линией питания очень удобно сде-
лать из «полевки» (телефонного кабеля П-274 или аналогичных).
Волновое сопротивление «полевки» составляет 150...200 Ом.
Потребуется лишь около сотни метров «полевки», чтобы хвати-
ло на линию и рамку, пара орешковых изоляторов в местах
включения катушек и сами бескаркасные катушки из несколь-
ких витков толстого провода. По соотношению затраты сил
и средств/качество работы и количество диапазонов эта ан-
тенна не имеет себе равных.
В файлах ...5b Delta CW.maa и 5b Delta CW symm.maa при-
веден чуть увеличенный вариант этой же антенны с резонанса-
ми в телеграфных участках диапазонов 80, 40, 20, 15 и 10 м.
К сожалению, в этом варианте сильно возрастает КСВ в диа-
пазоне 12 м.
Используя данный принцип можно сделать антенну, имею-
щую КСВ < 3 в восьми диапазонах (при линии 200 Ом). В фай-
ле ...8b Delta Loop.maa описана треугольная рамка с перимет-
ром 168,5 м. На расстоянии 4,5 м от точки питания в полотно
включена катушка 5 мкГн.
Симметричный вариант этой антенны приведен в файле
...8b Delta_symm.maa.
5.4.3. Сложные LC-схемы
в проводах антенны
Ясно, что любой нерезонансный кусок провода можно на-
строить, включив в разрыв этого провода соответствующую
реактивность: положительную, если физическая длина прово-
да на данной частоте меньше резонансной, отрицательную —
если больше.
Если правильно подобрать размер провода, место включе-
ния реактивности и ее характер изменения от частоты, то ока-
зывается возможным получить резонанс более чем в одном
диапазоне. Этим мы и занимались в двух предыдущих пара-
графах: подбирали размер антенны, место включения и индук-
тивность катушки.
Но ведь ясно, что jX одиночной катушки или конденсатора
изменяется от частоты так, как им положено по физике работы
этих элементов. А вовсе не так как требуется для согласования
нашего провода в нескольких диапазонах.
265
Вид зависимости jX(f) можно сделать иным, применяя ком-
бинированные LC-схемы и тем значительно расширить воз-
можности согласования. В разделе 5.3 мы ограничились лишь
резонирующими на одном из рабочих диапазонов LC-контура-
ми. В этом же параграфе рассмотрены, в основном, нерезо-
нансные LC-схемы.
Но начнем все же с антенны, содержащей один резонанс-
ный контур. Это трехдиапазонный (20, 15 и 10 м) GP, показан-
ный на рис. 5.4.2 и в файле ...GP14-21-28.maa. Последователь-
ный контур L1C1 резонирует на 21 МГц, и замыкает в этом диа-
пазоне оба провода антенны, превращая ее в обычный X/4 GP.
В диапазонах 14 и 28 МГц импеданс L1C1 возрастает настоль-
ко, что ток в основном течет мимо этого контура.
В диапазоне 28 МГц — через укорачивающий конденсатор
С2, а в диапазоне 14 МГц — через удлиняющую катушку L2.
В принципе, антенна рис. 5.4.2 это дальнейшее развитие
антенн с последовательным резонансным контуром парагра-
фа 5.3.5 (рис. 5.3.11). И она с равным успехом могла бы ока-
заться и п. 5.3.5. Сюда же она попала как переходная вот по-
чему: L2 и С2, хотя и образуют по схеме параллельный контур,
но рн не имеет резонанса ни в одном из трех рабочих диапа-
зонов антенны. Поэтому к нему не предъявляются столь жест-
кие конструктивные требования, как к трапу (см. п. 5.3.4).
Z
Рис. 5.4.2
266
С точно такой же схемой и с теми же номиналами LC на-
грузки, что и на рис. 5.4.2 делают и трехдиапазонный диполь
(файл ...Dipole_14-21-28.maa). Конечно, нагрузок там две, в каж-
дом из плеч диполя.
В чистом виде такую антенну используют редко, но как эле-
мент многодиапазонных направленных антенн она находит
применение.
По этому же принципу (с той же схемой и номиналами на-
грузки) можно сделать и трехдиапазонную рамку. Поскольку
рамка состоит из двух диполей, то нагрузок потребуется уже
четыре (файл ...Mcqm.maa). Это довольно громоздко в описа-
нии, поэтому использованы Лапласовы нагрузки.
Изучая дальше нерезонансные контуры в проводах антен-
ны, вспомним п. 5.1.5.1. Мы включали в точку питания в каче-
стве двухдиапазонного тюнера нерезонансный параллельный
LC-контур. Там же упоминалось, что два таких контура, вклю-
ченных последовательно, могут согласовать антенну в трех ди-
апазонах.
Файл ...14-21-28 LC quad.maa показывает дальнейшее раз-
витие этой идеи. В точку питания квадрата с периметром 14,6 м
включаются два LC-контура с резонансными частотами 16,25
и 25,3 МГц. Точно такая же пара контуров включается и в диа-
метрально противоположную точку рамки. Антенна резонирует
в диапазонах 20, 15 и 10 м.
Этот способ хорош тем, что рамка сохраняет свое главное
преимущество: синфазность токов верхней и нижней стороны
и связанное с этим сужение ДН в зенитной плоскости и возра-
стание Ga — во всех трех диапазонах. При включении же нере-
зонансных контуров лишь в точку питания (как в п. 5.1.5.1) это-
го не происходит.
Еще одно решение со сложной LC цепью в составе антенны
иллюстрирует рис. 5.4.3 (файл ...GP 3.5-7-14pohod.maa). Этот
довольно короткий (всего 8,5 м высотой) GP работает в диа-
пазонах 3,7, 7 и 14 МГЦ. Частота контура L2C2 около 5 МГц,
т. е. контур не резонирует ни на одном из рабочих диапазонов
антенны.
В диапазоне 3,75 МГц импеданс контура L2C2 индуктивный.
Совместно с катушкой L1 образуется довольно большая по-
следовательная индуктивность, настраивающая короткую ан-
тенну в резонанс на 3,75 МГц. Из-за сильного укорочения по-
лоса в этом диапазоне мала, лишь несколько десятков кило-
герц, что зависит от сопротивления заземления.
В диапазоне 7 МГц импеданс контура емкостной (так как
Fres контура L2C2 лежит ниже). Этот импеданс, вычитаясь из jX
267
катушки L1, дает небольшую суммарную индуктивность, на-
страивающую слегка укороченный в этом диапазоне GP в ре-
зонанс на 7,05 МГц.
В диапазоне 14 МГц импеданс L2C2 также емкостной и не-
большой из-за высокой частоты. Катушка L1, действуя так, как
описано в п. 5.4.1, настраивает антенну в 3/4Х резонанс.
Рис. 5.4.3
Такая антенна очень практична в полевых условиях. Требу-
ется лишь одна телескопическая удочка с проводом вдоль нее.
Удочка же используется в качестве каркаса для обеих катушек.
Методика настройки этой антенны описана в Комментариях
к файлу ...GP_3.5-7-14pohod.maa.
5.4.4. Многодиапазонные
заземленные GP
Все модели, упоминаемые в данном параграфе, находятся
в папке ...ANT\HF multibands\LC in antenna\GND GP\.
Оказывается, существует возможность согласовать в двух
и даже трех диапазонах заземленную антенну.
Посмотрим внимательно на рис. 3.5.8, на график необходи-
мой длины трубки гамма-согласования. Мысленно рассечем
этот график параллельными горизонтальными линиями. И об-
наружим, что при каждой фиксированной длине трубки согла-
268
сования имеются две возможные высоты GP: при трубке 3 м
это 0,1651 и 0,3181, при 2,8 м — 0,1761 и 0,2931, при 2,5 м —
0,1881 и 0,2831. Значит, если выбрать такую пару частот, для
которых справедливо равенство 0,1881, = 0,28312 (цифры для
трубки 2,5 м), то GP одной и той же физической высоты будет
работать в двух диапазонах при одной и той же трубке согла-
сования.
Очевидно, что для каждой высоты трубки согласования бу-
дет своя пара рабочих частот, и своя необходимая высота GP.
Ra при этом будет около 50 Ом в обоих диапазонах. Но jXa, ко-
нечно, будет разное. Из расчета согласования на это сопро-
тивление построены графики (рис. 3.5.8).
Однако можно подобрать такое сочетание высоты GP, дли-
ны трубки согласования и рабочих частот, при котором и кон-
денсатор гамма-согласования окажется одинаковым в обоих
диапазонах. Это возможно если:
• отношение рабочих частот около 1,4;
• высота GP около 0,^91 верхнего диапазона;
• длине трубки согласования около 0,1321 верхнего диа-
пазона.
Пример такой антенны показан в файле ...10-14GND GP.maa.
Обычный GP с гамма-согласованием (см. рис. 3.5.7) высотой
6,2 м при трубке согласования длиной 2,8 м и конденсаторе
50 пФ имеет КСВ менее 1,1 в диапазонах 10 и 14 МГц.
Такая же антенна, но на диапазоны 18 и 24,9 МГц показана
в файле ...18-24GND GP.maa (высота 3,44 м, длина трубки со-
гласования 1,42 м, конденсатор 32 пФ).
Если отношение частот требуемых диапазонов превышает
1,4, то столь удобное согласование, увы, невозможно. Ra оста-
ется удовлетворительным, но реактивность шлейфа согласо-
вания уже не может быть точно скомпенсирована единствен-
ным конденсатором в обоих диапазонах. Так, у GP высотой
4,4 м с трубкой согласования 1,92
м и конденсатором 36 пФ на час-
тоте 14,15 МГц Za = 53 - j'30 Ом
(т. е. конденсатор согласования
маловат), а на частоте 21,2 МГц
Za = 48 + j60 Ом (т. е. конденсатор
слишком велик).
Для достижения резонанса в
диапазоне 14 МГц надо включить
последовательно небольшое ин-
дуктивное сопротивление, а в ди-
апазоне 21 МГц — емкостное.
К трубке
согласования
J.C1
*1* 36 пФ
LI J.C2
0,15 pH -т-510 пФ
К кабелю 50 0м
Рис. 5.4.4
269
Такими свойствами обладает параллельный резонансный
контур, FREs которого лежит между 14 и 21 МГц. Выше FRES его
сопротивление емкостное, ниже — индуктивное.
Включив в точку питания упомянутого GP (высота 4,4 м, ди-
апазоны 14 и 21 МГц) цепь, показанную на рис. 5.4.4, получим
очень точное согласование в обоих диапазонах (файл ...14-21
GND GP.maa).
В файле ...7-10GND GP.maa показана аналогичная антенна
на 7 и 10 МГц, отличающаяся лишь размерами и номиналами
согласующих элементов. Высота GP 8,9 м, длина трубки согла-
сования 4,15 м, 01 = 66 пФ, 02 = 2200 пФ, L2 = 0,16 мкГн.
Если не упираться в обязательность автоматического полу-
чения требуемых резонансных частот и допустить возмож-
ность подстройки, то можно сделать очень удобные антенны.
N4PC предложил такую конфигурацию проволочного вер-
тикала с емкостными нагрузками (рис. 5.4.5), которая имеет
Ra близкое к 50 Ом в диапазонах 1,8 и 3,7 МГц (файл ...160
_80N4PC vertical.maa). Несмотря на большую длину горизон-
тальной части, это именно вертикал, а горизонтальные прово-
да ничего не излучают, как и любые емкостные нагрузки. Обра-
тите внимание — вертикальные провода это не линия питания,
а вертикальный излучатель с гамма-согласованием, вверху
оба провода замкнуты.
15,8 м
15,8 м
11,7 м
Рис. 5.4.5
Антенна. N4PC настраивается одним последовательным
конденсатором. В диапазоне 1,8 МГц его емкость около 120 пФ,
в диапазоне 3,7 МГц — около 75 пФ. Этот конденсатор удобно
иметь переменным. Тогда им можно не только переключать ди-
апазоны, но и подстраивать антенну в пределах одного диа-
пазона.
270
Другая многодиапазонная антенна с подстройкой конден-
сатором представляет собой заземленную трубу высотой 4,4 м
и диаметром 30 мм. При запитке ее трубкой гамма-согласова-
ния высотой 1,8 м и диаметром 10 мм она имеет Ra ~ 50 Ом
в пяти диапазонах: 14, 18, 21, 24 и 28 МГц. Конечно, jXa по ди-
апазонам существенно изменяется. Но последовательного пе-
ременного конденсатора 10...60 пФ оказывается достаточно,
чтобы получить резонансы во всех диапазонах с КСВ <1,4
(файл ...14-18-21-24-28GND GP.maa). Если точка питания GP
доступна для оперативной подстройки, или есть возможность
дистанционно вращать конденсатор, то единственная зазем-
ленная труба обеспечит работу во всех любительских ВЧ КВ
диапазонах. Если применяется труба меньшего диаметра, вы-
сота GP должна быть увеличена. Так, при диаметре вибратора
10 мм необходимая высота 4,6 м.
Отмечу любопытное свойство этой антенны: вращением
конденсатора настройки она может быть настроена на любую
частоту в полосе от 18 до 29 МГц, с КСВ <1,5.
Если же оперативная подстройка по диапазонам невозмож-
на, то максимум, что можно выжать из заземленного GP, это
три диапазона. Но даже и это сделать весьма непросто. Для
каждого из диапазонов приходится использовать свою, от-
дельную трубку гамма-согласования (рис. 5.4.6). Подключение
трубок согласования к вибратору проблем не вызывает. Но что
делать с точкой питания? Просто соединить нижние концы
разных трубок согласования нельзя. Они зашунтируют друг
друга, и КСВ будет высоким.
Для снижения взаимного влияния в начало каждой трубки
диапазона вставляется последовательный LC-контур. Он про-
пускает ток данной частоты в «свою» трубку согласования. На
частотах других диапазонов входной импеданс последователь-
ного LC-контура будет высоким (см. п. 5.3.5).
Ясно, что этот LC-контур должен резонировать на частоте
«своего» диапазона. И столь же ясно, что последовательно
с этим контуром должен быть включен обычный конденсатор
гамма-согласования. Два последовательно включенных конден-
сатора, контурный и согласования, пересчитываются в один,
поэтому получается LC-контур, настроенный значительно выше
частоты данного диапазона. В принципе, последовательный
резонанс имеется, но не в самом контуре, а в системе контур-
антенна.
Пример трехдиапазонного (14, 21 и 28 МГц) GP показан на
рис. 5.4.6 и в файле ...14-21-28 GND GP.maa. Это Х./4 GP диа-
пазона 14 МГц. В этом диапазоне длина трубки согласования
271
1,5 м (см. рис. 3.5.8). Контур L1C1 это последовательно включен-
ные резонирующий на 14 МГц контур с L1 = 3 мкГн, С = 42 пФ
и конденсатор гамма-согласования 110 пФ (см. рис. 3.5.8).
В диапазоне 21 МГц высота GP велика и он далек от резо-
нанса. Потому трубка гамма-согласования этого диапазона
имеет наибольшую длину из всех — 2 м. Контур L2C2 обеспе-
чивает частотную развязку и согласование в этом диапазоне.
Малая емкость 02, это следствие нерезонансных размеров GP.
В таком случае емкость конденсатора гамма-согласования
должна быть очень небольшой (см. рис. 3.5.8).
Рис. 5.4.6
В диапазоне 28 МГц GP находится вблизи Х/2 резонанса.
Настройку обеспечивает конденсатор 03. Контур в этом диа-
пазоне не нужен, так как это самый высокочастотный диапа-
зон. На 21 и тем более 14 МГц реактивное сопротивление 03
и так велико.
Настройка такой антенны производится так же, как и одно-
диапазонного GP с гамма-согласованием: высотой соответ-
ствующих трубок добиваются Ra = 50 Ом в данном диапазоне,
а реактивную составляющую убирают настройкой конденса-
272
тора, включенного в начало этой трубки. Только в антенне
рис. 5.4.5 эту процедуру повторяют для каждого диапазона.
Это на первом этапе настройки.
Ибо есть еще и второй — несмотря на наличие диапазон-
ных контуров, все-таки имеется взаимное влияние настроек
разных диапазонов. Не очень сильное, но вполне достаточное
для того, чтобы требовалась пробежать несколько кругов на-
стройки. Однако круги эти сходящиеся, и правильно настроен-
ная антенна рис. 5.4.5 имеет низкий КСВ в каждом из диапазо-
нов. Полоса в каждом из диапазонов такая же, как и у соответ-
ствующего однодиапазонного GP с гамма-согласованием.
Варианты этой антенны с высотами 4,8 и 4,4 м приведены
в файлах ...14-21-28 GND GP-1.maa и ...14-21-28 GND GP-2.maa
соответственно.
Еще один способ создания многодиапазонной заземленной
антенны показан на рис. 5.4.7 (файл ...Vert-loop 20-40.таа,
диапазоны 7 и 14 МГц). Это проволочная двухдиапазонная ан-
тенна с отношением частот высшего и низшего диапазонов рав-
Рис. 5.4.7
В низшем диапазоне антенна представляет собой петлевой
GP (см. п. 4.2.6) с физической высотой около 0.1Л.. Остальная
часть GP развернута в горизонтальную емкостную нагрузку.
Основное излучение обеспечивает вертикальная часть антен-
ны. Горизонтальная же часть почти ничего не излучает, как
и любая емкостная нагрузка. За счет укорочения исходно вы-
сокое Ra петлевого GP снижается до 50 Ом.
В высшем диапазоне антенна работает как укороченный го-
ризонтальный петлевой диполь длиной около 0.37Х. Входной
273
импеданс такого диполя комплексный. Вертикальная часть,
работая как согласующая двухпроводная линия длиной около
0,2Х, трансформирует его в чисто активные 50 Ом.
Такая же антенна на диапазоны 80 и 40 м показана в файле
...Vert-loop 80-40.maa. Ее вариант с заземленной трубой в ка-
честве левого вертикального провода иллюстрирует файл
...Vert-loop 80-40-tower.maa. Горизонтальную часть антенны
удобнее располагать наклонно, в виде Inverted V (файл ...Vert-
loop 80-40-tower-s.maa).
5.5. Комбинированные
многодиапазонные антенны
Параллельно включенные GP с L и С. Сложные асиммет-
ричные антенны. Катушка вблизи минимума тока в сочетании
с другими приемами. Шлейфы в асимметричных антеннах.
Гамма-согласование с дополнительными LC цепями.
Способы получения многодиапазонности, описанные в раз-
делах 5.1-5.4, нередко могут быть применены совместно. Это
позволяет, взяв лучшее от комбинируемых способов, получить
большее число диапазонов. Наиболее удачные комбинации
способов создания многодиапазонности мы и рассмотрим
в этом разделе. Все модели находятся в папке ...ANT\HF
multibands\Complex\, а если упоминается файл из другой пап-
ки, то к нему указан полный путь.
5.5.1. Параллельно включенные
GP с L и С
В п. 5.2.1 мы не стали подключать параллельно к общей точ-
ке питания несколько резонансных GP, так как Ra отдельного
Х/4 вертикала слишком низкое. Напрашивается очевидное ре-
шение — включать параллельно удлиненные GP (п. 4.2.2), у ко-
торых Ra близко к 50 Ом.
Вокруг трубы GP на низший диапазон конструктивно удобнее
располагать не параллельные, а изогнутые вибраторы высших
диапазонов. При этом требуется лишь одна крестовина с рас-
порками. Такая антенна на диапазоны 14, 18, 21, 24 и 28 МГц
показана на рис. 5.5.1 и в файле ...14_18_21_24 28GP.maa.
Высота основной трубы 14 МГц и общая длина изогнутых
проволочных вибраторов составляют около 0,27...0,ЗХ соответ-
ствующего диапазона. Настройка такой антенны в каждом диа-
пазоне производится «своим» подстроечным конденсатором.
274
Регулировка размеров, как правило, не требуется. Полоса ан-
тенны перекрывает отведенные участки во всех диапазонах,
кроме 28 МГц, где BW лишь чуть более 600 кГц.
Одно из основных неудобств антенны рис. 5.5.1: необхо-
димость иметь ВЧ заземление для каждого диапазона. Это,
впрочем, относится и к любым многодиапазонным GP, с резо-
нансными размерами самого вертикала, т. е. тем, которые
смоделированы в MMANA прямо на земле.
Z
Рис. 5.5.1
Это не так страшно, когда антенна и в самом деле устанав-
ливается на земле, так как при этом можно использовать не-
резонансные противовесы одинаковой длины (см. п. 3.4.5.2).
Но если основание антенны приподнято, то сеть противове-
сов, даже по паре на каждый диапазон, разной длины весьма
неудобна и занимает много места (см., например, файл ...14_
21_28GP.maa, в котором показан аналогичный рис. 5.5.1 GP 14,
21 и 28 МГц, с приподнятыми противовесами).
Заметно уменьшить место, занимаемое противовесами
многодиапазонного GP, можно применив решение, описанное
в файле ...14-28 radials.maa. По одному радиалу на каждый из
пяти (14...28 МГц) диапазонов изогнуты так, что требуют для
размещения площадки всего 1,5x1,5 м, т. е. полностью разме-
275
шаются, например, на лифтовой будке, выполняя при этом
еще и функцию растяжек основания мачты. Учтите, что в этом ва-
рианте радиалы излучают, увеличивая Ra примерно на 10 Ом.
Используя принцип, показанный на рис. 5.5.1, на основе
X/4 GP 7 МГц можно сделать GP, работающий в диапазонах 7,
10, 14, 18, 21, 24 и 28 МГц (файл ...7_10_14_18_21_24
_28GP.maa). Настройка такой антенны из-за большого числа
проводов и их взаимного влияния довольно сложна.
Параллельно включать можно не только GP, удлиненные
конденсаторами. В файле ...3.5_7 vert+inv L.maa показано па-
раллельное включение Inverted L диапазона 80 м и GP диапа-
зона 40 м. Обе антенны физически несколько удлинены и на-
страиваются укорачивающими конденсаторами.
Файл ...7-14.таа показывает возможность параллельного
включения 0.26Х GP диапазона 7 МГц и 5/8Л GP с загнутой вниз
верхушкой диапазона 14 МГц. Изгиб проволочного GP 14 МГц
позволяет уместить всю конструкцию на мачте GP 7 МГц,
а также снизить Ra на 14 МГц до 50 Ом. Это позволяет приме-
нить для согласования в обоих диапазонах один последова-
тельный LC-контур, точно так же, как мы делали с двухдиапа-
зонным вертикалами (п. 5.1.5.1).
Включив параллельно антенне рис. 5.4.3 пару изогнутых уд-
линенных GP 21 и 28 МГц, получим очень практичную пятидиа-
пазонную (3,7, 7, 14, 21 и 28 МГц) конструкцию, приведенную
в файле ...3,5-7-14-21 -28_pohod_DL2KQ.таа.
5.5.2. Сложные асимметричные антенны
Просто асимметричные антенны мы уже рассматривали
в п. 5.2.3.1. В том параграфе одна из наиболее удачных антенн
...\ANT\HF multibands\Only size\Asimm dipole 3,5_7_14_24
_28.maa. У этого асимметричного диполя диапазонов 80, 40,
20 и 10 м с плечами 28,1 и 13,8 м есть недостаток. Чтобы ре-
зонансы в диапазонах 10, 20 и 40 м находились в пределах лю-
бительских диапазонов, размеры антенны приходится выби-
рать такими, что резонанс в диапазоне 80 м оказывается ниже
3,5 МГц. Укорочение же диполя с целью поднятия резонансной
частоты даже в CW участок 80 м приводит к «вылету» резонан-
сов далеко вверх за границы диапазонов 40, 20 и 10 м, и к рез-
кому повышению КСВ в этих диапазонах.
Решить эту дилемму можно, включив последовательно
в точку питания конденсатор в 400...600 пФ (зависит от высо-
ты подвеса диполя), как показано в файле ...3.5-7-14-28
offsetdip-l.maa.
276
На 28 и 14 МГц импеданс конденсатора очень мал, поэтому
он не окажет практически никакого влияния на работу антенны.
На 7 МГц jX конденсатора составит несколько десятков ом.
Это повысит резонансную частоту антенны в этом диапазоне
до 7,08...7,1 МГц. Это близко к верхнему краю, однако полоса
антенны в этом диапазоне превышает 400 кГц, поэтому на
7,0 МГц КСВ не превышает 1,5.
В диапазоне 80 м реактивное сопротивление конденсатора
максимально. Оно повышает резонансную частоту антенны до
3,53...3,55 МГц, что позволяет добиться КСВ < 1,5 во всем CW
участке этого диапазона.
Использование асимметрии в траловой антенне позволяет
уменьшить число трапов. Симметричный траловый диполь на
WARC диапазоны должен иметь две пары трапов (см. файл
...Ant\HF multibands\Trap\WARC_Dip.maa).
В асимметричном же траловом диполе, показанном на
рис. 5.5.2 и в файле ...WARC tpap dip.maa, достаточно лишь од-
ной пары.
24 МГц
' ' 1,7 м
5,8 м Трап 18МГц 6 м Трап24МГц
18 МГц
Рис. 5.5.2
В диапазоне 24 МГц правый трап отсекает провод 1,7 м
и антенна работает как волновой диполь, с точкой питания
вблизи максимума тока. _____
На 18 МГц левый тран отсекает провод 5,8 м. Физическая
длина оставшихся проводов 7,7 м, но расстроенный трап диа-
пазона 24 МГц электрически удлиняет антенну до Л./2 диполя.
Точка питания заметно смещена в сторону от максимума тока,
поэтому, несмотря на укорочение, антенна имеет Ra » 100 Ом.
277
В диапазоне 10 МГц работает вся длина антенны. Оба рас-
строенных трапа удлиняют антенну до полуволнового резонан-
са. Точно также как и на 18МГц смещение точки питания повы-
шает Ra.
Антенна рис. 5.5.2 имеет КСВ <1,4 относительно 75 Ом
и является неплохим вариантом перекрытия WARC диапазонов
одной простой антенной.
Параллельное включение нескольких асимметричных ан-
тенн не дает желаемого результата, в смысле увеличения чис-
ла диапазонов. Дело в том, что в одиночной асимметричной
антенне входные импедансы каждой из половинок комплекс-
ные (см. п. 3.6.7). Резонансным является лишь их сумма, а одно
плечо имеет довольно высокое jX. И параллельное включение
комплексных импедансов половинок двух разных асимметрич-
ных антенн приводит к их сильному изменению.
Поэтому если включить параллельно два асимметричных
диполя на разные частоты, то в результате не будет работать
ни один из них. Во всяком случае так, как каждый из них рабо-
тает по отдельности.
Многодиапазонная система из нескольких асимметричных,
параллельно включенных проводов должна с самого начала
проектироваться как единое целое. Отмечу, что такая работа
весьма сложна. Тем не менее, удачные решения существуют.
В файле ...10-18-24GP.maa приведено одно из них. Это асим-
метричный вертикальный диполь на диапазоны 30, 17 и 12 м.
Его высота 7,25 м. Верхняя половина антенны это одиночная
труба высотой 4 м. Нижняя же состоит из нескольких, сложным
образом изогнутых и параллельно включенных проводов.
5.5.3. Катушка вблизи минимума тока
в сочетании с другими приемами
Включение катушки вблизи Минимума тока (см. п. 5.4.1) хо-
рошо сочетается с параллельным включением нескольких ре-
зонансных антенн, так как вибратор с катушкой сам имеет два
резонанса.
Включив в один из параллельно включенных вибраторов ка-
тушку, мы просто добавим еще один диапазон. Например,
возьмем в качестве основы антенну, показанную на рис. 5.5.1
(файл ...14_18_21_24_28GP.maa).
Установив наверху вибратора 14 МГц катушку 40 мкГн и
провод 0,25 м, получим дополнительный резонанс на 10 МГц.
Такая антенна (...10_14_18_21_24 _28GP.maa) работает в диа-
пазонах 10, 14, 18, 21, 24 и 28 МГц.
278
Аналогично, используя в качестве основы сверхширокополос-
ный GP UW4HW (см. рис. 4.2.10 и файл ...ANT\HF simple\Vertical
\UW4HW.maa), установкой катушки с небольшим проводом
сверху можно добавить диапазон 10 МГц (файл ...UW4HW-m+
10.таа) или 7 МГц (файл ...UW4HW-m+7.maa).
Другой (не описанный в п. 5.4.1) прием создания двух ре-
зонансов в одном вибраторе показан на рис. 5.5.3 (файл
...InvV80-40-20-15.maa). Это почти обычный Inverted V на диа-
пазоны 80 и 40 м. Почти, потому что вибратор диапазона 80 м
выполнен немного укороченным, с парой катушек около даль-
них его концов.
В диапазоне 80 м эти катушки влияют мало (см. распреде-
ление токов на верхней на рис. 5.5.3), лишь слегка электриче-
ски удлиняя диполь до резонанса на 3,53 МГц.
В диапазоне.же 20 м (распределение токов в нижней части
рис. 5.5.3) вибратор электрически удлиняется этими катушка-
ми до 5/2Z, причем большая часть двух крайних полуволн ока-
зывается свернутой в катушки. В результате излучает лишь
средняя часть, имеющая в этом диапазоне длину 3/2Л. (три по-
луволны на распределении тока).
279
В диапазоне 40 м работает обычный, только чуть удлинен-
ный (см. п. 5.2.1) Inverted V этого диапазона. Он же обеспечи-
вает 3/2?-. резонанса в диапазоне 15 м.
В результате антенна рис. 5.5.3 при очень простой конст-
рукции работает в диапазонах 80, 40, 20 и 15 м. Причем везде
(за исключением 80 м) как полноразмерная. Собственно и в диа-
пазоне 80 м антенна почти полноразмерная (32 м против 38 м).
Укорачивающее действие катушек сказывается лишь в виде
сужения полосы в этом диапазоне до 100 кГц (против 150 кГц
у полноразмерной Inverted V, размещенной в том же месте).
Если к антенне рис. 5.5.3 добавить еще один Inverted V на
28 МГц (файл ...InvV80-40-20-15-10.maa), то антенна перекро-
ет 5 диапазонов (80, 40, 20, 15 и 10 м).
Еще одно интересное решение состоит в использовании
катушек в многодиапазонных GP не только в составе вертика-
ла, но и в нерезонансных радиалах. Серию таких антенн разви-
вает Э. Гуткин, UT1MA.
Простейший пример подобной антенны показан в файле
...7-14-21-28GPL.maa. Это три параллельно включенные верти-
кала 5,6, 3,5 и 2,5 м высотой с четырьмя радианами по 2,9 м.
С учетом небольшой удлиняющей катушки в основании верти-
кала 5,6 м, антенна резонирует на 14, 21 и 28 МГц. Но удлине-
ние одного из радиалов катушкой 20 мкГн и дополнительным
проводом 2,8 м приводит к резонансу и на 7МГц. В этом диапа-
зоне антенна работает как асимметричная L-антенна (п. 3.4.5.1)
с удлиняющей катушкой.
Более сложная антенна на этом же принципе, показанная
в файле ...UTIMA.maa, работает в диапазонах 40, 20, 17, 15
и 10 м.
5.5.4. Шлейфы в асимметричных'антеннах
Применение короткозамкнутых X/4 шлейфов (п. 5.2.4) в асим-
метричных антеннах позволяет уменьшить число шлейфов
и увеличить количество диапазонов (по сравнению с симмет-
ричными антеннами).
Рассмотрим антенну, показанную на рис. 5.5.4 и в файле
...lO-18-24Shdipole.maa. Расстояние между проводами в этой
антенне 10 см. Этот диполь резонирует в WARC диапазонах.
В диапазоне 30 м работает вся длина антенны: правые
4,8 м и левые 6,85 + загнутые 3,85 м, т. е. антенна укорочена
изломом. Поэтому, несмотря на смещение точки питания из
максимума тока, Ra в этом диапазоне повышается не сильно,
и составляет около 60 Ом.
280
6,85 м
4,8 м
3,85 м 2,85/м 2,9 м
Рис. 5.5.4
На 18 МГц’левый шлейф 3,85 м имеет длину, близкую к Х/4,
и отсекает эту часть антенны. Остается асимметричный ди-
поль с плечами 4,8 и 2,9 м. Это уже почти Х/2 на 18 МГц. Не-
много удлиняет антенну до резонанса импеданс не точно чет-
вертьволнового и потому имеющего реактивность, шлейфа.
Антенна полноразмерна и асимметрична, поэтому Ra доволь-
но высокое, более 80 Ом.
В диапазоне 12 м антенна работает как полуволновой ди-
поль с плечами 2,9 и 2,85 м. Это практически обычный сим-
метричный Х/2 диполь.
Другая удачная конструкция трехдиапазонной (10, 18 и
24 МГц) асимметричной шлейфовой антенны показана на
рис. 5.5.5 и в файле ...lO-18-24Shdip.maa. Расстояние между
проводами антенны 4 см.
8,7 м 4 м
4.08 м 3,2 м
Рис. 5.5.5
На 10 МГц эта антенна работает так же, как и предыдущая.
В диапазоне 17 м резонирующий Х/4 отсекает левые 4 м
антенны, оставляя почти симметричный Х/2 диполь этого диа-
пазона.
На 24 МГц работает вся длина антенны, включая шлейф и
левый провод 3,2 м. Распределение токов в этом диапазоне
весьма сложно: параллельное соединение нескольких прово-
дов нерезонансной длины, явно выделить резонирующие учас-
тки невозможно. Тем не менее, Za в этом диапазоне чисто ак-
тивно и близко к 50 Ом.
Вариант этой антенны, рассчитанный на диапазоны 14, 21 и
28 МГц, показан в файле ...10-18-24Shdip.maa.
Обратите внимание на то, что антенна рис. 5.5.5 (и ее вари-
ант на 14, 21 и 28 МГц) это практически единственное реше-
ние, позволяющее запитать многодиапазонную антенну по
принципу end fire (см. п. 3.6.8, рис. 3.6.20). Используя в каче-
стве правых 4 м внешнюю сторону оплетки питающего коакси-
281
ального кабеля (конечно, с большим дросселем, как показано
на рис. 3.6.20), можно сделать очень удобную в размещении
антенну.
5.5.5. Гамма-согласование
с дополнительными LC цепями
Гамма-согласование само по себе может обеспечить мно-
годиапазонность (см. п. 5.4.4). Использование дополнитель-
ных LC элементов может расширить эти возможности.
L. Moxon (G6XN) описал двухдиапазонную антенну, показан-
ную на рис. 5.5.6 и в файле ...14&21 Dipol.maa.
Наличие двух резонансов в этой антенне легко понять из
следующего рассуждения. На низкой частоте реактивное со-
противление конденсатора велико. Мысленно заменим его
изолятором. Останется обычный диполь. Обязательно найдется
частота, где он будет полуволновым. В действительности же )Х
конденсатора не очень велико, и оно несколько сдвигает вниз
резонансную частоту. Поэтому диполь с размерами 9,72 м
(рис. 5.5.6) резонирует на 14 МГц.
4,06 пФ 27пФ 4,06м
2,52 м
Рис. 5.5.6
На верхнем диапазоне )Х конденсатора снижается. С неко-
торым приближением можно считать, что конденсатор замыка-
ет середину антенны. Получается почти обычное гамма-согла-
сование немного удлиненного диполя. Роль компенсирующей
емкости гамма-согласования играет реактивность антенны
и jX конденсатора.
Недостаток такой антенны — относительно низкое Ra (око-
ло 30 Ом) в обоих диапазонах. Поэтому в чистом виде антенна
рис. 5.5.6 применяется редко. Ее основная область примене-
ния — пассивные элементы многодиапазонных направленных
антенн. GP на основе такого принципа показан в файле ...14&21
GP.maa.
Используя этот же принцип, можно сделать трехдиапазон-
ную антенну. Включив вместо конденсатора два параллельных
LC-контура с FRES = 19,55 и 26 МГц при вибратора 9,8 м и труб-
ке согласования 2,8 м, получим три резонанса: 14, 21 и 28 МГц
(файл ...14-21-28.maa). Ra по диапазонам: 150, 60 и 45 Ом
соответственно.
282
Настройка на все три резонансные частоты ведется изме-
нением параметров контуров, причем не только их резонанс-
ными частотами, но и соотношением L к С. Процесс настройка
весьма сложен, вероятно поэтому широкого распространения
такая антенна не получила. Основное ее применение, так же,
как и предыдущей, в составе многодиапазонных направленных
систем.
Последняя антенна этого раздела приведена на рис. 5.5.7
и в файле ...CTSVR.maa. Ее изобретатель Е. Goodman, N5NUG
назвал свое детище CTSVR (аббревиатура от capacitor tuned
short vertical radiator). Этот относительно невысокий толстый
проволочный вертикал с емкостной нагрузкой сверху, благодаря
весьма хитроумной системе питания (правая часть рис. 5.5.7)
резонирует в диапазонах 1,8, 3,5, 7 и 18 МГц.
На 7 МГц антенна настраивается конденсатором С1. В этом
диапазоне антенна представляет собой толстый удлиненный GP.
На 1,8 МГц настройка ведется катушкой и конденсатором 02.
Полоса антенны в этом диапазоне при хорошей системе ради-
алов (сопротивление потерь в земле 20 Ом) составляет около
25 кГц.
283
В диапазоне 80 м антенна настраивается конденсатором СЗ.
Полоса антенны в этом диапазоне при хорошей системе ради-
алов (сопротивление потерь в земле 10 Ом) составляет около
30 кГц.
При настройке важно соблюдать указанный порядок диапа-
зонов, чтобы избежать взаимного влияния настроек.
В диапазонах 160 и 80 м антенна укорочена. Со всеми, вы-
текающими из этого факта обстоятельствами (см. раздел 3.7
и п. 4.2.1): узкой полосой, падением усиления и необходимо-
стью очень хорошей системы радиалов.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ К ТРЕТЬЕЙ ЧАСТИ
И БЛАГОДАРНОСТИ
Предчувствую много вопросов требующих разрешения.
И отвечаю всем заранее: «Не знаю». Я не могу знать, как неиз-
вестные мне люди, с неизвестными представлениями о важно-
сти тех или иных параметров антенн, в неизвестных условиях,
с неизвестными возможностями могут сделать себе оптималь-
ную антенну.
«Не знаю» — это не обрыв. Напротив, это стартовая точка
для ваших собственных мыслей. Никакая книга не заменит жи-
вой мысли...
Если вы безуспешно листаете страницы в поисках точных
указаний и решения именно для вашего конкретного случая —
значит, мне не удалось осуществить задуманное. И наоборот,
если вы, отложив книгу, погрузились в собственные размышле-
ния, самостоятельные прикидки и моделирование своей уни-
кальной, лучшей именно для вашего случая антенны — книга
достигла своей цели.
А мне в третьей части книги осталось лишь поблагодарить
людей, благодаря помощи которых получилась эта книга:
• Мою жену Людмилу — самого дорогого мне человека. Ее
забота и понимание создали условия для плодотворной
работы над этой книгой.
• Бориса Степанова (RU3AX), приложившего много усилий,
чтобы эта книга увидела свет.
• Андрея Гарбузова — моего старого доброго друга. Его
замечания улучшили язык книги.
• Альберта Кванта (DH1PQ) — первого и очень вниматель-
ного читателя, исправившего многие мои огрехи.
• Всех, писавших мне письма с антенными вопросами и
проблемами. Заодно хочу извиниться перед теми, кому
не ответил. Надеюсь, вы поймете и простите меня: если
отвечать на все письма, увы, ни на что другое не оста-
нется времени.
• Подписчиков рефлектора HZ (подписка Hz-subscribe@
vahooqrouos.com) за интересные обсуждения многих
вопросов, часть которых впоследствии вошла в книгу.
Кстати, именно в этот рефлектор, а не мне лично, следу-
ет направлять ваши письма с вопросами и пожеланиями.
285
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
И ЛИНКОВ
1. Коротковолновые антенны. Под ред. Г. Айзенберга. Издание 2-е.—
М.: Радио и связь, 1985.
2. Харченко К. П. КВ антенны-рупоры без видимых стенок.— М.: Ра-
диоСофт, 2002.
3. Беньковский 3., Липиньский Э. Любительские антенны коротких
и ультракоротких волн. Пер. с польского.— М.: Радио и связь, 1983.
4. ON4UN's Low-Band Dxing, By John Devoldere, ON4UN.
5. Ordy G., W8WWV. The Benchmark Beverage, www.seed-solutions.com/
qreqordv/Amateur Radio/Amateur Radio.htm.
6. Рэд Э. Справочное пособие no высокочастотной Схемотехнике
Пер. с нем.— М.: Мир, 1990.
7. Симулятор Т-тюнера. http: //dl2kq.de/mmana/4-10.htm.
8. Программа расчета трапов из коаксиального кабеля dl2kq.de/soft/
6-5.htm.
I
-