Автор: Гончаренко И.В.
Теги: компьютерные технологии общая радиотехника электроника электротехника антенны
ISBN: 978-5-93037-246-5
Год: 2014
Текст
И.В.ГОНЧАРЕНКО
И.В.ГОНЧАРЕНКО АНТЕННЫ КВ И УКВ УКВ АНТЕННЫ
д
ЧАСТЬ
ШЕСТАЯ
УКВ АНТЕННЫ
о
И.В. Гончаренко
DL2KQ- EU1TT
Антенны
КВ и УКВ
Часть VI
УКВ АНТЕННЫ
ИЗДАТЕЛЬСКОЕ
ПРЕДПРИЯТИЕ
РадиоСофт
МОСКВА
2014
УДК 681.3
ББК 32.845
Г65
Гончаренко И.В.
Г65 Антенны КВ и УКВ. Часть VI. УКВ антенны.— М.: ИП РадиоСофт,
2014.—332 с.: ил.
ISBN 978-5-93037-246-5
Настоящая книга является шестой (окончательной) частью спра-
вочника «Антенны КВ и УКВ» и посвящена антеннам УКВ. В ней под
ультракороткими волнами понимаются частоты от 50 до 3000 МГц.
-—^Первые части справочника выпущены издательством «РадиоСофт»
в 2004-2009 гг. под названиями «Антенны КВ и УКВ. Часть I. Компьютер-
ное моделирование. MMANA», «Антенны КВ и УКВ. Часть II. Антенны.
Основы и практика», «Антенны КВ и УКВ. Часть III. Простые КВ антенны»,
«Антенны КВ и УКВ. Часть IV. Направленные КВ антенны: синфазные
и продольного излучения», «Антенны КВ и УКВ. Часть V. Направленные
КВ антенны. Укороченные, фазированные, многодиапазонные».
В отличие от предыдущих частей, эта ориентирована не столько на
радиолюбителей, сколько на пользователей УКВ антенн современных
бытовых приборов. Ведь сегодня редко в какой квартире не найдется
нескольких УКВ антенн (телефоны, компьютерные сети).
УДК 681.3
ББК 32.845
ISBN 978-5-93U3/-24b^
J) И.В. Гончаренко, 2014
©Оформление. ИП РадиоСофт, 2014
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие........................................... 6
Список обозначений, принятых в 6-й части............... 8
12. УКВ антенны. Основы............................... 11
12.1. Диапазоны и прохождение...................... 11
12.1.1. Частоты и задачи......................... 11
12.1.2. Земля на УКВ............................. 16
12.1.3. Расчет потерь наземной УКВ радиотрассы.. 22
12.1.3.1. Расчет энергетики в свободном
пространстве.................................... 22
12.1.3.2. Дополнительные потери в прямой
радиовидимости.................................. 24
12.1.3.3. Учет рельефа местности................ 26
12.1.3.4. Дополнительные потери при дифракции.. 30
12.1.4. Связь с отражением от Луны............... 34
12.1.4.1. Шумы при ЕМЕ связи.................... 35
12.1.4.2. Требования к ЕМЕ антенне.............. 37
12.1.4.3. Первые шаги в ЕМЕ..................... 40
12.2. Простые УКВ антенны.......................... 42
12.2.1. Диполи................................... 43
12.2.2. Вертикальные антенны..................... 48
12.2.3. С вращающейся поляризацией............... 53
12.2.3.1. Свойства и применение вращающейся
поляризации................................-... 53
12.2.3.2. Дипольные антенны вращающейся
поляризации..................................... 58
12.2.3.3. Рамочные антенны вращающейся
поляризации..................................... 64
12.2.4. Укороченные антенны..................... 68
12.2.4.1. Антенны сотовых телефонов............. 69
12.2.4.2. Укороченные антенны других мобильных
устройств....................................... 75
12.3. Щелевые антенны.............................. 78
12.3.1. Теория................................... 78
12.3.2. Размеры щели. Входной импеданс........... 84
12.3.3. Усиление и диаграммы направленности..... 87
12.3.4. ЩА на металлических корпусах объектов... 90
12.3.5. Отдельные ЩА............................. 93
12.4. Планарные (патч) антенны..................... 99
12.4.1. Х/2 патч-антенна......................... 99
12.4.1.1. Принцип работы........................ 99
3
12.4.1.2. Входной импеданс, полоса и усиление.. 104
12.4.1.3. Диаграмма направленности и поляризация.. 106
12.4.2. Х/4 патч-антенна...................... 111
12.4.3. Конструкции патч-антенны............. 115
12.5. Сверхширокополосные антенны................. 118
12.5.1. Принцип самодополнительности.......... 119
12.5.2. Принцип самоподобия................... 122
12.5.3. Принцип отсечки....................... 125
12.5.4. Логопериодические антенны............. 128
12.5.4.1. Двунаправленные.................... 128
12.5.4.2. Однонаправленные................... 133
12.6. Узел питания на УКВ....................... 135
12.6.1. Влияние конструктива.................. 135
12.6.1.1. Паразитные реактивности узла питания. 135
12.6.1.2. Детали механического крепления
в ближнем поле................................ 136
12.6.2. Симметрирование....................... 138
12.6.2.1. Широкополосное симметрирование....... 139
12.6.2.2. Резонансное симметрирование.......... 141
12.6.3. Согласование.......................... 145
12.6.4. Фильтры сложения...................... 152
13. Направленные УКВ антенны....................... 156
13.1. Принципы работы........................... 156
13.1.1. Формирование направленного излучения.... 156
13.1.2. Антенны с одинаковым расстоянием
от апертуры до точки питания................... 157
13.1.3. Антенны с замедляющей структурой...... 160
13.1.4. Типы антенн поверхностной волны....... 164
13.2. Антенна Уда-Яги........................... 166
13.2.1. Проектирование........................ 166
13.2.2. Широкополосные Уда-Яги................ 171
13.2.3. Сложные рефлекторы антенн Уда-Яги..... 180
13.2.4. Коррекция влияния траверсы............ 188
13.2.5. Совмещение антенн Уда-Яги
разных диапазонов.............................. 193
13.3. Направленные рамочные..................... 202
13.3.1. Простые варианты...................... 202
13.3.2. Многоэлементные с длинной траверсой..... 204
13.3.3. С элементами из составных рамок....... 207
13.3.4. Quagi................................ 211
13.4. С вращающейся поляризацией................ 216
13.4.1. Общие положения. Турникетные элементы... 216
13.4.2. Системы питания................... 219
4
13.4.3. Переключение поляризации................ 223
13.4.4. Рамочные пассивные элементы............. 226
13.4.5. Спиральные антенны...................... 229
13.5. Синфазные антенны........................... 235
13.5.1. Теория.................................. 235
13.5.2. Коллинеарные............................ 240
13.5.3. Параллельные............................ 246
13.5.3.1. С отдельным питанием каждого элемента.... 246
13.5.3.2. С последовательным питанием элементов... 249
13.5.4. Решетки................................. 252
13.5.4.1. С отдельным питанием каждого элемента.... 253
13.5.4.2. С последовательным питанием элементов... 256
13.5.5. Питание синфазных антенн................ 262
13.5.5.1. Делители мощности.................... 262
13.5.5.2. Питание со сдвигом 90°............... 264
13.6. Логопериодические........................... 267
13.6.1. Принцип работы и моделирование.......... 267
13.6.2. Входной импеданс и КСВ.................. 270
13.6.2.1. Собирательная линия................ 270
13.6.2.2. Выбор диаметра элементов............. 272
13.6.2.3. Дальний конец собирательной линии.... 272
13.6.2.4. Подавление паразитных резонансов..... 278
13.6.3. Усиление................................ 281
13.6.4. Диаграмма направленности и F/B.......... 289
13.6.5. Практические конструкции................ 295
13.7. Рефлекторные антенны........................ 298
13.7.1. Требования к рефлектору................. 299
13.7.2. Параболическая антенна.................. 302
13.7.2.1. Геометрия зеркала.................... 303
13.7.2.2. Диаграмма направленности облучателя.. 305
13.7.2.3. Боковые и задние лепестки............ 308
13.7.2.4. Усиление........................... 310
13.7.2.5. Конструкции облучателей.............. 313
13.7.3. Офсетные зеркала........................ 320
13.7.4. Рефлекторы упрощенной формы............. 323
Заключение и благодарности........................... 330
Литература и линки................................... 331
ПРЕДИСЛОВИЕ
Эта книга оправдывает вторую половину основного названия
и посвящена антеннам УКВ. В ней под ультракороткими волнами
понимаются частоты от 50 до 3000 МГц.
В отличие от предыдущих частей, эта ориентирована не столь-
ко на радиолюбителей, сколько на пользователей УКВ антенн
современных бытовых приборов. Ведь сегодня редко в какой
квартире не найдется нескольких УКВ антенн (телефоны, ком-
пьютерные сети).
Данная часть является окончанием большого антенного спра-
вочника. Его первые пять частей:
1. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ. Часть I. Компьютерное
моделирование. MMANA.— М.: ИП «РадиоСофт»; журнал «Радио»,
2004.
2. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ. Часть II. Антенны. Осно-
вы и практика.— М.: ИП «РадиоСофт»; журнал «Радио», 2004.
3. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ. Часть III. Простые КВ ан-
тенны.: ИП РадиоСофт; журнал «Радио», 2005.
4. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ. Часть IV. Направленные
КВ антенны. Синфазные и продольного излучения.— М.: ИП «Ра-
диоСофт»; журнал «Радио», 2007.
5. Гончаренко И.В. Антенны КВ и УКВ. Часть V. Направленные
КВ антенны. Укороченные, фазированные, многодиапазонные.—
М.: ИП «РадиоСофт»; журнал «Радио», 2009.
Желательно (но не обязательно) с ними предварительно озна-
комится. Если вы сделали это, то предисловие можно дальше
не читать.
А остальным полезно познакомиться с приведенной ниже ин-
формацией.
Все антенны в книге даны не только в виде бумажных рисун-
ков, но и как файлы моделей. Это намного увеличило количество
информации, так как если на бумаге на каждую антенну дать под-
робные чертежи, параметры, графики, то это перегрузит книгу
и сделает ее нечитаемой. Но вся эта информация легко извлека-
ется из файла модели.
Файлы моделей антенн, упоминаемых в книге, открываются
программой моделирования антенн GAL-ANA. Ее можно найти на
http://dl2kq.de/galana/indexr.htm.
Если же вы хотите лишь просматривать и вычислять файлы,
упомянутые в этой книге (то есть использовать их как разверну-
тые иллюстрации), то достаточно иметь демо-версию GAL-ANA.
Она полностью показывает и вычисляет эти файлы. Правда брать
6
их вам придется не из программы, а скачивать из online библио-
теки http://dl2kq.de/mmana/4-3.htm.
В демо-версии GAL-ANA папка ...\ANT содержит лишь несколь-
ко файлов *.даа, показывающих возможности программы.
Не пугайтесь, если вы никогда не работали с моделировщиком.
Для просмотра в GAL-AN А достаточно одной кнопки Просмотр на
панели инструментов или стандартной команды Файл—Открыть.
Если у вас одна из зарегистрированных версий GAL-ANA, то
в ее корневой папке ...\ANT\ содержатся все папки и файлы *.даа
моделей антенн, упомянутых в этой книге. Вы можете вычислять,
редактировать, оптимизировать, исследовать антенны, описан-
ные в этих файлах. То есть использовать их как базу для проекти-
рования своих антенн.
Ссылки на рисунки, параграфы, разделы и главы, начинаю-
щиеся с цифр 1...11, — это ссылки на предыдущие части книги.
В обозначениях заголовков сохранена прежняя структура
(одна цифра в заголовке — глава, две — раздел в главе, три и бо-
лее — параграфы в разделе) и продолжена нумерация первых
пяти частей.
Номера рисунков и таблиц состоят из номера раздела (первые
две цифры) и текущего номера рисунка или таблицы в разделе.
Везде, где не отмечено особо, используются стандартные раз-
мерности: ом, вольт, ампер, метр.
СПИСОК ОБОЗНАЧЕНИИ,
ПРИНЯТЫХ В 6-й ЧАСТИ
Здесь приведены встречающиеся в 6-й части обозначения
и сокращения. Конечно, при первом упоминании в тексте обозна-
чение раскрыто, но найти это первое упоминание бывает нелегко.
Поэтому все обозначения вынесены в этот список:
BW— полоса антенны. Если не указано иное, то по уровню
КСВ < 2;
В — ширина спектра сигнала в герцах;
с — скорость света;
D — директор. Цифровой индекс после буквы обозначает
номер директора, считая от вибратора;
ЕМЕ— аббревиатура Earth-Moon-Earth (Земля-Луна-Земля).
Связи с использованием Луны в качестве пассивного
ретранслятора;
F — частота;
Fmin — минимальная рабочая частота;
FMax — максимальная рабочая частота;
F/B — отношение излучений вперед/назад, аббревиатура от
Front/Back;
f/D — отношение фокусного расстояния параболического
зеркала к его диаметру;
Frx — коэффициент шума приемника в децибелах;
Fs — коэффициент внешнего шума в децибелах;
Ga — усиление антенны в dBi (относительно изотропного из-
лучателя);
Н — горизонтальная поляризация;
IFA — аббревиатура от inverted F antenna. Укороченная ан-
тенна в виде перевернутой буквы F (п. 12.2.4.1);
jXa — реактивная часть входного сопротивления антенны;
Lbf — затухание в свободном пространстве в децибелах;
Lrb — дополнительные потери в децибелах. Показывают, на-
сколько сигнал на входе приемника меньше, чем, если
бы обе антенны находились в свободном простран-
стве;
Ls — суммарное затухание от выхода передатчика до входа
приемника;
£/d — отношение длины вибратора к его диаметру;
LHCP — аббревиатура от left-hand circular polarization. Левая
вращающая поляризация;
LPDA — аббревиатура от log-periodic dipole array, направлен-
ная ЛПА из диполей;
8
PIFA — planar inverted F antenna. Широкая (планарная) IFA;
PMR — аббревиатура от Personal Mobile Radio. Безлицензион-
ные станции 446,006-446,094 МГц;
Prx — необходимая мощность сигнала на входе приемника
в dBm;
Q — добротность;
R — рефлектор;
Ra — активная часть входного сопротивления антенны;
RHCP — аббревиатура от right-hand circular polarization. Правая
вращающая поляризация;
SBA— аббревиатура от английского short backfire, антенна
обратного излучения, п. 13.2.3;
Тпх — шумовая температура приемника, в градусах Кельви-
на;
V — вертикальная поляризация;
а0 — зенитный угол перехода от зеркального к диффузному
отражению, п. 12.1.2;
е — диэлектрическая проницаемость;
Ah — размер неоднородностей поверхности (перепад от ми-
нимума до максимума), п. 12.1.2;
X — длина волны;
а — удельная проводимость земли мС/м. Или относитель-
ное расстояние между элементами ЛПА (увы, букв
не хватает, поэтому, что именно означает о в конкрет-
ном месте: проводимость или расстояние, придется
понимать из контекста);
т — период геометрической прогрессии в ЛПА;
W — вибратор;
Wi-Fi — Wireless Fidelity беспроводной стандарт компьютерных
сетей 2400-2483 МГц;
Za — комплексное входное сопротивление антенны;
Zo — волновое сопротивление линии;
ДМВ — дециметровые волны. Устоявшееся название телеви-
зионных каналов от 21 и выше;
ДН — диаграмма направленности;
КСВ — коэффициент стоячей волны. Нижний индекс у КСВ по-
казывает относительно какого сопротивления рассчи-
тан или измерен КСВ. Если индекс отсутствует, имеет-
ся в виду КСВ50, то есть относительно 50 Ом;
Куд— коэффициент удлинения;
МВ — метровые волны. Принятое название для первых 12-ти
телевизионных каналов;
ЛПА — логопериодическая антенна;
СУ — согласующее устройство;
9
ТВ — телевидение, телевизионный;
УКВ — ультракороткие волны. В этой книге под УКВ понима-
ются частоты от 50 до 3000 МГц;
ФС — фильтры сложения, суммирующие сигналы разных
диапазонов на один вход (п. 12.6.4);
ШПТ — широкополосный трансформатор;
ШПТДЛ — широкополосный трансформатор на длинных линиях;
ЭМ В — электромагнитная волна;
ЩА — щелевая антенна. Металлическая поверхность, воз-
бужденная прорезанной в ней щелью (раздел 12.3).
12. УКВ АНТЕННЫ. ОСНОВЫ
12.1. Диапазоны и прохождение
Частоты и задачи. Земля на УКВ. Расчет потерь наземной УКВ
радиотрассы. Расчет энергетики в свободном пространстве. До-
полнительные потери в прямой радиовидимости. Учет рельефа
местности. Дополнительные потери при дифракции. Связь с от-
ражением от Луны. Шумы при ЕМЕ связи. Требования к ЕМЕ ан-
тенне. Первые шаги в ЕМЕ.
12.1.1. Частоты и задачи
На первый взгляд, рассматривать УКВ антенны проще, чем КВ.
Физические принципы не зависят от частоты. Поэтому все, что
написано про КВ антенны в предыдущих частях, полностью отно-
сится и к УКВ. Более того, все написанное в предыдущих частях
о КВ антеннах почти исчерпывает тему УКВ антенн в смысле основ
их работы и типов. На УКВ, конечно, добавляются несколько новых
типов антенн. Но связаны они не с новыми принципами, а с малой
(по сравнению с КВ) длиной волны, что позволяет реализовывать
конструкции с размерами во много длин волн: щелевые, рефлек-
торные и т.п.
А вот с инженерной точки зрения разница между КВ и УКВ
антенн велика. И определяется она не только длиной волны, но
и областью применения. На КВ мы рассматривали почти исклю-
чительно радиолюбительские антенны. Просто потому, что это
основная область их применения на КВ. Другие КВ антенны (на-
пример, приемные бытовые или передающие профессиональ-
ные) аналогичны описанным. Их можно получить из описанных
конструкций простым масштабированием по частоте. На УКВ же
области применения очень отличаются друг от друга. И конструк-
ция антенн меняется соответственно задачам.
В отличие от КВ, распределение УКВ частот зависит от места.
Ведь КВ распространяются по всему земному шару и межгосу-
дарственная частотная стандартизация на КВ естественна и не-
обходима. А на УКВ радиосвязь почти всегда в прямой видимо-
сти до корреспондента или ретранслятора (п. 3.1.8.2). Поэтому
разные государства устанавливали распределение частот на УКВ,
не особенно оглядываясь на соседей.
Область использования антенны прежде всего зависит от
службы, для которой она применяется. Ниже дан краткий обзор
11
частотного распределения УКВ в России. В скобках даны пре-
дельные границы, используемые в других странах для этой же
службы.
1. Эфирное телевидение
1.1. Метровые волны (МВ). 48,5-100 МГц, каналы с 1 по 5
(в мире от 40 до 115 МГц). 174-230 МГц каналы с 6 по 12 (в мире
от 164 до 253 МГц).
1.2. Дециметровые волны (ДМВ). 470-790 МГц, каналы 21-60
(в мире от 470 до 890 МГц).
1.3. MMDS (Multichannel Multipoint Distribution System) — бес-
проводная кабельная телевизионная сеть). 2500-2686 МГц. Это
распределение ТВ сигнала множеством узких лучей остронаправ-
ленных антенн.
2. УКВ ЧМ радиовещание
2.1.65,9- 74 МГц, стандарт OIRT. 88-108 МГц стандарт CCIR.
В Азии также используется диапазон 76-108 МГц.
3. Радиолюбительские диапазоны
3.1. Шестиметровый 50-54 МГц. В разных странах отведе-
ны разные участки указанной полосы. Основная DX работа ве-
дется в участке 50,080-50,230 МГц. На момент написания этих
строк (2012 г.) в России не разрешен из-за частотного конфликта
с 1 ТВ каналом. Но есть надежда, что ситуация изменится в луч-
шую сторону с вводом в строй цифрового ТВ-вещания. Этот диа-
пазон уже разрешен почти во всех странах бывшего СССР, кроме
России и Белоруссии. Он выделяется из ряда любительских УКВ
диапазонов. В нем кроме обычных УКВ видов прохождения, опи-
санных в п. 3.1.8.2 (спорадическое Es, тропосферное, с отраже-
нием от естественных ретрансляторов: северного сияния, следов
метеоров, Луны) при высокой солнечной активности возможно
многоскачковое распространение с отражением от ионосферы.
То есть обычное на КВ дальнее прохождение, п. 3.1.8.1. Это самый
простой для радиолюбителя УКВ диапазон. В сезон Es (май-июнь)
достаточно передатчика 10 ватт и простого диполя, чтобы прово-
дить связи на 1 ...2 тыс. км.
На этом диапазоне лидеры имеют > 200 DXCC стран, а дипло-
мов DXCC за 100 стран выдано около 2000 на момент написания
этих строк (2012 г.).
Высокая активность в диапазоне 6 м обусловлена и тем, что
он засчитывается на программу DXCC Challenge точно так же, как
и любой КВ диапазон.
Кроме того, это самый легкий диапазон для УКВ диплома
VUCC (в этом диапазоне надо сработать 100 QRA квадратов, раз-
мером 1 градус широты на 2 градуса долготы каждый). На 2012 г.
выдано около 2000 дипломов VUCC 50 МГц.
12
3.2. Четырехметровый 70-70,5 МГц. Разрешен на постоянной
основе более чем в 30 странах (в основном западной Европы)
и еще в 10 странах можно получить временную, эксперименталь-
ную лицензию.
В России не разрешен (и скорее всего никогда не будет) из-за
конфликта с радиовещанием OIRT. Тем не менее, послушать его
бывает полезно на предмет оценки прохождения. Хотя активность
тут низка и на большинство дипломных программ этот диапазон
не засчитывается.
3.3. Двухметровый 144-146 МГц (в США верхняя граница
148 МГц). Основная часть дальних QSO, кроме связей через спут-
никовые ретрансляторы, проводится в участке 144,0-144,5 МГц.
Работают только классические виды УКВ прохождения
(п. 12.1.4.2). Многоскачковое ионосферное распространение (как
на КВ) почти невозможно. Поэтому дальние межконтинентальные
связи без использования активных ретрансляторов-спутников
возможны только ЕМЕ (аббревиатура Earth-Moon-Earth — Земля-
Луна-Земля QSO с отражением от Луны). А это не очень просто
и требует больших антенн (п. 3.1.8.2, 12.1.4). Поэтому результаты
радиолюбителей в этом диапазоне скромнее, чем в шестиметро-
вом. Дипломов DXCC за 100 стран в диапазоне 144 МГц выдано
всего 80 по состоянию на 2012 г. VUCC в этом диапазоне (тоже
100 QRA квадратов) выполнить хотя и несколько проще чем DXCC,
но не намного. По состоянию на 2012 г выдано около 240 VUCC за
144 МГц.
3.4. 70 см. 430-440 МГц. Основная часть DX связей, кроме
связей через спутниковые ретрансляторы, проводится в участке
432,0-432,5 МГц. В остальном аналогично двухметровому диапа-
зону. Только активность ниже и DXCC за этот диапазон не выда-
ется. Однако многие спутники используют этот диапазон для ре-
трансляции, и такие связи засчитываются для SAT DXCC (кстати,
этот спутниковый диплом незаслуженно обойден вниманием рус-
скоговорящих радиолюбителей, хотя SAT DXCC выдано уже более
240 по состоянию на 2012 г.). VUCC в этом диапазоне выдают за
50 QRA квадратов, но сделать его трудно. На 2012 г. выдано лишь
около 70 VUCC за этот диапазон.
3.5. 23 см. 1260-1300 МГц (в мире от 1240 МГц). Основная
часть связей проводится в участке 1296-1297 МГц. Остальное как
и в диапазоне 70 см, кроме намного меньшей активности.
4. Персональная безлицензионная радиосвязь
4.1. PMR (аббревиатура Personal Mobile Radio) станции.
446,006-446,094 МГц. Выделено 8 фиксированных частотных ка-
налов при мощности передатчика до 0,5 Вт. Лицензия не требует-
ся. Используется для гражданской связи. Понятно, что 8 каналов
13
на всех это очень мало, поэтому для уменьшения взаимных помех
часто используется система CTCSS (шумоподавитель приемника
открывается только при обнаружении в модуляции низкочастот-
ного сигнала, точно заданной частоты).
5. Бесшнуровые домашние радиотелефоны
5.1. 864-868,2 МГц (стандарт СТ-2) и 1880-1900 МГц (стан-
дарт DECT). Мощность 10 мВт.
6. Сотовые телефоны
6.1. AMPS (Advanced Mobile Phone Service) аналоговый стан-
дарт мобильной связи. 824-828 МГц, 831-834 МГц (абонент-
база), 869-873 МГц (база-абонент).
6.2. NMT-450 (Nordic Mobile Telephone) 453,0-457,4 МГц
(абонент-база) и 463,0-467,4 МГц (база-абонент).
6.3. CDMA (Code Division Multiple Access — «множественный
доступ с кодовым разделением») 824-849 МГц (абонент-база),
869-894 МГц (база-абонент).
6.4. GSM 900 (Global System for Mobile Communications).
890-915 МГц (абонент-база), 925 МГц-965 МГц (база-абонент).
6.5. GSM 1800. 1710-1785 МГц (абонент-база), 1805 МГц —
1880 МГц (база-абонент). Используется как второй диапазон
в системах GSM.
7. Спутниковые телефоны
7.1. Система INMARSAT, состоящая из 11 спутников на геоста-
ционарной орбите. 1530-1559 МГц (борт-абонент), 1626,5-
1660 МГц (абонент-борт). Позволяет при помощи относительно
небольшого абонентского терминала обеспечить телефонную
связь почти из любой точки планеты. Используется на судах
и в экспедициях.
7.2. Система Iridium. Состоит из 66 спутников с высотой око-
ло 780 км. Обеспечивает покрытие всей поверхности Земли.
1616-1626,5 МГц (борт-абонент-борт).
8. Навигационные спутниковые системы
8.1. GPS (Global Position System) — американская навигацион-
ная система. Спутники GPS движутся по шести круговым орбитам
высотой около 20,2 тыс. км. На каждой из орбит находится мини-
мум по 4 спутника, которые излучают навигационные сигналы на
частотах 1575,42 МГц (эту частоту называют L1, именно ее при-
нимают бытовые GPS навигаторы), 1227,60 МГц (L2, повышенная
точность позиционирования, применяется в основном для во-
енных целей) и 1176,45 МГц (L5, планируется к использованию
с 2014 г.).
Система GPS хороша всем кроме того, что управляется во-
енным министерством США (вы же понимаете, что разрабатыва-
лась такая система отнюдь не для гражданских целей: исходное
14
назначение GPS — высокоточная навигация для баллистических
ракет). Поэтому Евросоюз развивает собственную навигацион-
ную систему Galileo, которая планируется к вводу в строй в 2014 г.
Galileo также использует частоту L1 1575,42 МГц.
8.2. ГЛОНАСС (Глобальная Навигационная Спутниковая Си-
стема), российская система навигации. Аналогична GPS. Высо-
та орбит 19,1 тыс. км. Используются два поддиапазона. Первый:
сетка 15-ти частот с шагом 0,5625 МГц вокруг центральной час-
тоты 1602 МГц. Второй: сетка 15-ти частот с шагом 0,437 МГц
вокруг центральной частоты 1246 МГц. С 2008 г. ГЛОНАСС также
излучает на частотах L1 и L2 (для совместимости с GPS), а также
в полосе 1197,648-1212,255 МГц.
Мощность передатчиков спутников GPS и ГЛОНАСС 25...50 Вт.
Усиление бортовых антенн ~13 dBi. Это обеспечивает на Земле
сигнал ~0,1 мкВ на выходе простейших антенн (например, IFA,
см. п. 12.2.4). Это мало, поэтому в приемнике используются
сложные корреляционные методы обработки с накоплением.
9. Беспроводные компьютерные сети
9.1. Стандарт Wi-Fi (Wireless Fidelity — «беспроводная точ-
ность»). 2412-2484 МГц. 14 каналов мощностью до 100 мВт.
В России использование Wi-Fi без лицензии возможно только для
организации сети внутри зданий и производственных террито-
рий. Для использования Wi-Fi между домами надо получать раз-
решение на использование частот.
9.2. В том же частотном диапазоне 2412-2484 МГц работа-
ют персональные Bluetooth сети. Bluetooth применяет скачкооб-
разное псевдослучайное изменение частоты. Это уменьшает
взаимные помехи. Мощность Bluetooth класса 1-100 мВт, класса
2-2,5 мВт.
9.3. Стандарт UMTS (Universal Mobile Telecommunications
System — «универсальные мобильные телекоммуникационные
системы») используется для высокоскоростных беспроводных
компьютерных сетей (коммерческие названия: 2,5G, 3G, 4G,
Yota). 1920-1980 МГц (абонент-база) и 2110-2170 МГц (база-
абонент). Также используются 2500-2570 МГц (абонент-база)
и 2620-2690 МГц (база-абонент).
10. Индустриальные и медицинские приборы
10.1. Полоса 2400...2483 МГц используется для индустриаль-
ных и медицинских приборов. К таковым относятся бытовые СВЧ
печки, работающие на частоте 2450 МГц. Частота печи может
плавать на несколько мегагерц (определяется резонатором маг-
нетрона и напряжением питания). Мощность в камере СВЧ печи
достигает несколько сотен ватт. Камера хорошо экранирована
и наружу СВЧ печи излучают не более долей ватта.
15
Службы УКВ не исчерпываются вышеприведенным списком.
Нет ни одной свободной частоты, не приписанной к какой-либо
службе. Частот на всех желающих не хватает. Даже в кратком вы-
шеприведенном обзоре видно, что частоты разных служб пере-
крываются.
УКВ используется для авиационной, морской, подвижной,
служебной телефонной, транковой, радиотелеметрической, кос-
мической связей. Но приведенный обзор ограничен лишь приме-
нениями, антенна для которых нужна не только узкому кругу раз-
работчиков и пользователей профессиональных служб.
Мы будем изучать УКВ антенны, прежде всего, в примене-
нии к радиолюбительским диапазонам. Не потому, что эта книга
в основном для радиолюбителей. А потому, что только любитель-
ская связь на УКВ ведется на расстоянии в тысячи (а ЕМЕ даже
сотен тысяч) километров. В остальных же службах расстояния
меньше (кроме дальней космической связи), поэтому и требова-
ния к антеннам проще.
12.1.2. Земля на УКВ
При рассмотрении КВ антенн много внимания уделялось
влиянию земли на параметры антенны. Приводились ДН, в зави-
симости от высоты антенны и свойств земли для разных типов
антенн. Изучались физические процессы взаимодействия основ-
ного поля антенн с отраженной от реальной земли волной.
А для УКВ антенн мы ничего такого делать не будем.
Почему? Что изменилось? Длина волны. Она уменьшилась от
десятков метров на КВ, до единиц метров...десятков сантиме-
тров на УКВ.
В теории это мало на что влияет. При рассмотрении отражения
от плоской земли с потерями, мы получаем примерно равные ре-
зультаты как на КВ, так и на УКВ. Разве что из-за меньшей длины
волны на УКВ одна и та же физическая высота подвеса в X оказы-
вается соответственно больше. А значит, в зенитной ДН возрас-
тает количество лепестков (оно равно высоте подвеса, деленной
на Х/2).
На рис. 12.1.1 приведена зенитная ДН простейшего Л./2 ди-
поля диапазона 432 МГц, находящегося на высоте 5л (3,5 м) над
реальной плоской землей. Она содержит 5Х/0,5Х = 10 зенитных
лепестков.
При большей высоте (а на УКВ не редкость высоты подвеса
десятки и даже сотни X) расчетная ДН над плоской землей со-
держит много зенитных лепестков и выглядит как ежик. Причем
ежик плохо нарисованный. Ведь шаг и отображения зенитной ДН
16
на экране типично составляет 1°. И даже при десятке лепестков
на пару лепесток-провал приходится всего 9 точек. Чего явно
недостаточно для плавной кривой. Присмотритесь к максимумам
рис. 12.1.1. Они угловатые. Шаг построения слишком груб. И труд-
но винить в этом программу, так как при разумных размерах кар-
тинки (если только не развернуть ее на весь экран) элементарно
не хватает разрешения монитора.
Рис. 12.1.1
А при еще больших высотах подвеса, где вся пара лепесток-
провал занимает 1е...4°, точки с шагом 1° попадают куда придет-
ся. Поэтому в построенной ДН может отсутствовать часть макси-
мумов и провалов (если они попали между точками отображения
на экране).
Но на практике зенитные ДН с множеством лепестков (вро-
де рис. 12.1.1) не встречаются почти никогда. Почему? Ошибка
в расчетах?
Нет. Я не зря в трех предыдущих абзацах трижды повторил
словосочетание «плоская земля». Плоская земля отражает зер-
кально: угол падения равен углу отражения, в направлении от-
ражения уходит большая часть упавшей на зеркало энергии. Для
плоской, зеркальной земли действительно будут многолепестко-
вые зенитные ДН, подобные приведенной на рис. 12.1.1.
Но гладкая, зеркально отражающая земля — это абстракция.
Поверхность планеты всегда шершавая, покрытая всяким неод-
нородностями по высоте и свойствам: растительностью, строе-
ниями, впадинами и бугорками микрорельефа. От шершавой
поверхности зеркальное отражение невозможно. Только диффуз-
ное. То есть не в сторону, противоположную падения луча, а рав-
номерное рассеивание во все стороны. Для света диффузное от-
ражение дает матовая поверхность, например, гипс.
17
Плотность потока мощности диффузно отраженной волны на-
много ниже, чем у зеркально отраженной. Даже если оба отраже-
ния происходят без потерь.
При зеркальном отражении волна уходит узким пучком в на-
правлении угла отражения. А при диффузном—та же самая
энергия отраженной волны равномерно «размазывается» по всей
полусфере. Получается примерно такая же разница, как между
направленной антенной и изотропным излучателем.
Из физики известно, что для того, чтобы поверхность можно
было считать зеркальной, ее шершавость (то есть максимальный
размер неоднородностей структуры и перепада высот) должен
не превышать Х/2. На КВ перепады высот в единицы...десятки
метров зеркальность поверхности земли не портят, так как велика
длина волны. Поэтому при рассмотрении КВ антенн мы справед-
ливо полагали землю плоской и зеркально отражающей: микро-
рельеф, растительность и большинство строений, как правило,
имеют перепады высот меньше вышеупомянутых.
Но на УКВ из-за малой длины волны неоднородности всего
в десятки сантиметров исключают возможность зеркального от-
ражения. Поэтому та же самая земля, которая на КВ была плоской
и отражала зеркально, на УКВ оказывается шершавой, дающей
только диффузное отражение. А интенсивность диффузного от-
ражения намного ниже.
Сделайте простой эксперимент. Положите на пол зеркало
(земля) и посветите на него фонариком сверху. Естественно, вы
(антенна) увидите яркий (почти такой же, как если бы вы смотре-
ли прямо в фонарик) отраженный от зеркала луч. Это случай КВ
антенны: отражение от земли зеркально яркое и слепит вам глаза
(то есть сильно влияет на параметры и диаграмму направленно-
сти антенны).
Теперь прикройте зеркало белой матовой бумагой. Она от-
ражает свет не зеркально, а диффузно. Это случай УКВ земли.
Яркость света, отраженного от бумаги в вашем направлении бу-
дет гораздо ниже, чем когда там было зеркало. Он вас не слепит
(то есть слабо влияет на параметры антенны).
В пп. 3.3.3 и 3.4.3 показывалось, что влияние земли на ДН
можно представить как интерференцию двух волн: прямо излу-
ченной антенной и отраженной от земли. Рассмотрим два случая:
1. Волна, прямо излученная антенной, сопоставима по вели-
чине с волной, отраженной от земли. Это возможно только при
зеркальном отражении. Наблюдатель видит яркий луч фонари-
ка и почти столь же яркое его отражение от зеркала. Интерфе-
ренционные минимумы (где волны вычитаются) будут глубоки-
ми, а максимумы (где они складываются) окажутся почти вдвое
18
выше, чем без отражения. Собственно, мы именно это и видим
на рис. 3.3.9,3.4.7,12.1.1, а также на всех зенитных ДН КВ антенн,
поднятых выше над землей: многолепестковая, изрезанная
зенитная ДН.
2. Волна, отраженная от земли, существенно меньше прямо
излученной волны. Это бывает при диффузном отражении. На-
блюдатель видит яркий луч фонарика и слабый рассеянный от-
раженный свет. Интерференционные минимумы и максимумы
при этом едва выражены. Волне, прямо излученной антенной,
особенно не с чем ни складываться, ни вычитаться, так как ин-
тенсивность отраженной волны мала. Поэтому ДН антенны почти
такая же, как в свободном пространстве (в котором отраженной
волны вообще нет, так как ей там не от чего отражаться). Это слу-
чай большинства УКВ антенн над реальной землей, которая из-за
малой длины волны уже не может считаться плоской и гладкой.
Значит, на УКВ отражение от земли только диффузное, а ДН
как в свободном пространстве? Не совсем.
Вид отражения зависит не только от размера А/? неоднородно-
стей поверхности, но и от угла падения волны на эту поверхность.
Для диффузного отражения должно выполняться условие:
Afi-sin(a) > Х/2, (12.1.1)
где АЛ — размер неоднородностей поверхности (размах от ми-
нимума до максимума, перепад высот); а — угол падения волны.
В случае антенны — зенитный угол излучения.
Из формулы 12.1.1 следует, что при малых углах падения даже
очень шершавая поверхность, отражает не диффузно, а зеркаль-
но, так как sin (а) падает настолько, что компенсирует даже очень
большие неровности.
Пример 1
Вы (антенна) смотрите на обычную расческу (шероховатая земля) пер-
пендикулярно (под большим углом). И видите неоднородную структуру:
зубец-дырка. Теперь медленно поворачивайте расческу, так, чтобы смо-
треть вдоль нее, но поперек зубцов, то есть уменьшайте угол зрения.
С некоторого угла вы перестанете видеть дырки между зубцами. Под
малым углом зрения они сольются, то есть неоднородность поверхности
(не вообще, а для вашего малого угла наблюдения) намного уменьшить-
ся. При близком к нулю угле наблюдения можно увидеть даже зеркальное
отражение света. Несмотря на то, что размер неоднородностей расчески
в тысячи раз больше длины волны света.
Поэтому при отражении от шероховатой поверхности всегда
есть и диффузное, и зеркальное отражения. Граница между ними
19
называется углом перехода «о, определяемого по следующей
формуле:
ос0 = arcsin[X/(2Ab)]. (12.1.2)
Все величины в этой формуле такие же, как и в (12.1.1). Соб-
ственно и сама формула 12.1.2 это переписанная в более удоб-
ном виде формула 12.1.1.
Выше угла а0 происходит диффузное отражение, ниже — зер-
кальное. Однако мы работаем не с точечным объектом, а с вол-
ной. Поэтому граница а0 нестрогая. Этот переход (как и многие
другие в антеннах) происходит плавно.
На рис. 12.1.2 показан вид зенитной ДН той же самой антен-
ны, что и на рис. 12.1.1 (Х/2 диполь, 432 МГц, высота над землей
5Х = 3,5 м). Но земля шершавая, ДЬ = X, например, имеется рас-
тительность высотой 35 см (+Х/2) и ложбинки такой же глуби-
ны (-Х/2).
В соответствии с формулой 12.1.2 а0 = 30°. Выше этого угла
на рис. 12.1.2 интерференционные максимумы и минимумы
незначительны, a Ga близко к 2,14 dBi, то есть к усилению этой же
антенны в свободном пространстве. Это диффузное отражение.
Ниже 30° размах интерференции на рис. 12.1.2 нарастает, ми-
нимумы становятся меньше, максимумы — больше. Диффузное
отражение уменьшается, зеркальное нарастает. И при малых зе-
нитных углах ДН рис. 12.1.2 имеет такой же вид и усиление, как
при зеркальном отражении от гладкой поверхности.
На рис. 12.1.3 показаны зенитные ДН той же самой антенны,
но Д/? = ЗХ, например, небольшие деревья. В соответствии с фор-
мулой 12.1.2 а0- 10°.
Видно все то же самое, что и на предыдущем рисунке: диф-
фузное отражение для всех углов, кроме меньших а0.
20
Вывод:
В большинстве случаев, на УКВ есть и диффузное и зеркаль-
ное отражения от земли. Все зависит от зенитного угла, раз-
мера неоднородностей и длины волны. Граница по зенитному углу
(весьма размытая) между диффузным и зеркальным отражения-
ми определяется по формуле 12.1.2.
При диффузном отражении ДН и усиление антенны почти
такие же, как в свободном пространстве. При зеркальном — та-
кие же, как при отражении от гладкой поверхности: на ДНрезко
выражены минимумы и максимумы. Последние могут быть почти
на 6 дБ выше усиления этой же антенны в свободном простран-
стве (пп. 3.3.3 и 3.4.3).
При проектировании конкретной УКВ антенны задавайте
в окне установок реальной земли размер неоднородностей по-
верхности ДЬ. Поскольку я не знаю вашей Ah, везде в дальнейшем
буду приводить параметры антенны для свободного простран-
ства. Они практически соответствуют диффузному отражению,
то есть параметрам УКВ антенны над реальной шероховатой зем-
лей при всех зенитных углах, выше а0.
А вы сами подставите Ah для своего конкретного случая и уви-
дите, как ниже вашего а0 отражение стало зеркальным.
При линейной поляризации это означает, что в зенитной ДН
под низкими углами появятся максимумы, увеличивающие уси-
ление на несколько (до +6) децибел и глубокие (почти до нуля)
минимумы.
Если же используется круговая поляризация (п. 12.2.3), то
за счет отражения от земли выигрыш меньше. Максимум +3 дБ.
Но зато нет проигрыша: при круговой поляризации провалы
в зенитной ДН (интерференционные минимумы) отсутствуют
(п. 12.2.3.1).
21
Поэтому при организации заданной радиотрассы вы можете
как выиграть в усилении под малыми углами (по сравнению со
свободным пространством и диффузным отражением), так и про-
играть (при линейной поляризации).
Кстати, об организации радиотрассы...
12.1.3. Расчет потерь
наземной УКВ радиотрассы
12.1.3.1. Расчет энергетики
в свободном пространстве
Требуемая мощность на входе приемника определяется как
PRX = -174 + Frx + Fs + N + 10 log (В) [dBm], (12.1.3)
где
PRX — необходимая мощность сигнала на входе приемника
в dBm (децибел по отношению к 1 мВт, стандартная раз-
мерность уровней сигналов, принятая в ВЧ технике);
-174 — тепловая мощность шума в dBm в полосе 1 Гц при темпе-
ратуре 290К(17°С);
N — требуемое отношение сигнал/шум на входе приемника,
в децибелах;
Frx — коэффициент шума приемника (во сколько раз шумы при-
емника, приведенные ко входу больше, чем тепловые шу-
мы резистора той же величины, что и входное сопротив-
ление приемника при той же температуре) в децибелах;
Fs — коэффициент внешнего шума в децибелах, характеризует
суммарные шумы и помехи от всех внешних источников
на интересующей нас частоте в точке приема;
В — ширина спектра сигнала в герцах.
В этой формуле понятны все параметры, кроме Fs. В самом
деле, внешние шумы в точке приема не могут быть известны за-
ранее. Внешний шум не распределен равномерно в пространстве
и зависит от места приема (в городе он будет выше, чем в поле),
его источники распределены по азимуту случайным образом.
Природный шум (атмосферный, космический, солнечный) более
предсказуем, но зависит от направления и времени суток.
Таким образом, Fs — параметр статистический, имеющий су-
щественный разброс, зависящий от времени, места приема, на-
правления (и азимутального, и зенитного), с которого ведется
прием и ДН антенны. Ориентировочные границы Fs приведены
в табл. 12.1.1.
22
Таблица 12.1.1
Частота, МГц 50 100 150 300 500 >1000
Минимум Fs, дБ 10 5 1,5 0,4 0,1 0
Максимум Fs, дБ 30 20 15 10 5 1
Пример 2
Определим требуемый сигнал на входе PMR станции. Частота 446 МГц,
полоса 12,5 кГц, С/Ш = 10 дБ, приемник с коэффициентом шума 3 дБ.
Максимальный Fs, на этой частоте около 6 дБ.
Тогда Рнх = -174 + 3 + 10 + 6+ 10log(12500) = -115dBm, что соответ-
ствует эффективному напряжению 0,4 мкВ на сопротивлении 50 Ом.
Разность между мощностью передатчика Ртх и вычисленной
PRX (обе величины в dBm) называется требуемой энергетикой ли-
нии радиосвязи. Ясно, что суммарное затухание (обозначается Ls,
измеряется в децибелах) сигнала от выхода передатчика до входа
приемника должно быть меньше, чем Ртх - Prx-
По пути от передатчика до приемника сигнал проходит две
фидерные линии (на УКВ потери даже в хороших коаксиалах весь-
ма ощутимы), две антенны и среду распространения (радиотрас-
су). Поэтому
Ls ~ L-тс + Lrc “• Gat ~ GRT + LBF + LRB. (12.1.4)
В этой формуле все величины измеряются в децибелах и оз-
начают следующее:
Lтс — потери в фидере от передатчика до его антенны;
LrC — потери в фидере от приемной антенны до входа приемника;
Gat — усиление предающей антенны, dBi;
GrT — усиление приемной антенны, dBi;
Lbf — затухание в свободном пространстве, то есть насколько
ослабится сигнал на заданной дистанции радиотрассы,
если бы обе антенны находились в свободном простран-
стве;
LrB — дополнительные потери радиотрассы, показывают, на-
сколько сигнал на входе приемника оказывается меньше,
чем, если бы обе антенны находились в свободном про-
странстве. Иными словами, LBB показывает, насколько
наша реальная радиотрасса в смысле затухания сигнала
хуже, чем космос.
Затухание в свободном пространстве LBf вычисляется по
формуле:
Lbf = 32,4 + 20 log (f) + 20 log (d), (12.1.5)
где f — частота в МГц; d — расстояние между антеннами в км.
23
Пример 3
Определим, какая минимальная мощность требуется от передатчика
PMR станции 446 МГц, для дальности ЧМ радиосвязи 10 км при прямой
видимости без дополнительных потерь на трассе прямой видимости. Ан-
тенны обеих станций одинаковые: укороченные с Ga = -5 dBi и подключе-
ны прямо к носимым станциям без фидеров. По формуле 12.1.5 вычислим
LBf = 32,4 + 20 log (446) + 20 log (10) = 105,4 дБ.
Тогда по формуле 12.1.4
Ls = 0 + 0 - (-5) - (-5) + 105,4 = 115,4 дБ.
Прибавляя к этой цифре рассчитанную в предыдущем примере PRX ~
= -115 dBm, получаем, что минимально необходимая мощность передат-
чика составит 0,4 dBm или 1,1 мВт.
Последний пример показывает несостоятельность распрост-
раненного (но ошибочного) мнения, что мощность меньше 10 мВт
можно излучать на любой частоте, без лицензирования. Это дале-
ко не так. Посмотрите, передатчик с мощностью (не излучаемой,
а физической на его выходе) всего в 1,1 мВт и плохих антеннах
с отрицательным усилением -5 dBi, можно принимать в радиусе
до 10 км, если обеспечены прямая видимость и отсутствие до-
полнительных потерь и помех на трассе.
Поэтому нельзя излучать на неразрешенных частотах. Ника-
кую мощность. Даже единицы милливатт.
12.1.3.2. Дополнительные потери
в прямой радиовидимости
Реально же между антеннами, кроме потерь свободного про-
странства LBf, всегда имеются дополнительные потери LRB.
Для случая прямой видимости (ее дальность определяется по
формуле 3.1.12, также см. следующий параграф) потери LRB скла-
дываются из:
1. Потерь в атмосферных газах. На УКВ они зависят в основ-
ном от содержания водяного пара в воздухе (пропорциональны
ему). Удельные потери на 1 км трассы при содержании водяного
пара 10 г/м3 (соответствует относительной влажности воздуха
60% при температуре 20 °C) составляют: 0,04 дБ/км на частоте
500 МГц; 0,07 дБ/км на частоте 1 ГГц и 0,1 дБ/км на частоте 2 ГГц.
Это немного, например на Wi-Fi линке 2,4 ГГц длиной 10 км на-
берется лишь чуть больше 2 дБ. Но при повышении температу-
ры резко растет содержание влаги. Так при Т = 35 °C и относи-
тельной влажности 80% содержании водяного пара поднимается
до 35 г/м3 и потери в предыдущем примере возрастают с 2 до
7 дБ, а это уже весьма ощутимая цифра.
24
2. Потерь из-за попадания в интерференционный минимум.
Даже если отражение вверх от земли диффузное, то отражение
вбок от гладких вертикальных местных предметов (стены зданий,
металлоконструкции) вполне может оказаться зеркальным. С со-
ответствующей интерференционной картиной с глубокими мини-
мумами (нечто вроде рис. 12.1.1, только в горизонтальной плос-
кости). Такой минимум может достигать 20...30 дБ. Это не потери
в точном значении этого слова. Но приёмнику все равно, по какой
причине сигнал на его входе ослабился: из-за затухания или из-за
интерференции. В любом случае энергетику линии придется под-
нять, чтобы обеспечить требуемый сигнал на входе приемника.
3. Растительности, через которую проходит сигнал, вносящей
дополнительное затухание. Зависимости удельного затухания,
вносимого деревьями средней плотности на каждые 100 м радио-
трассы, от частоты и поляризации, показаны на рис. 12.1.4 (заим-
ствованном из [4]).
Здесь потери значительны. Например, между двумя стан-
циями 144 МГц с вертикальными антеннами лежит участок леса
шириной 1 км. Рисунок 12.1.4 дает для этого случая 5 дБ/100 м.
На 1 километре это составит 50 дБ. А 50 дБ это 100 тысяч раз по
мощности. Поэтому радиосвязь даже на несколько сотен метров
через лес или парк в диапазоне УКВ весьма проблематична из-за
большого затухания.
Так, уже упоминавшиеся в предыдущих примерах PMR станции
имеют в лесу удельное затухание 15 дБ/100 м, что на расстоянии
25
всего 500 м даст огромные потери в 75 дБ. Для сравнения: на этих
частотах 75 дБ это эффективность очень хорошего металлическо-
го экранирования.
Суммируя все вышеприведенные потери получаем, что допол-
нительные потери Lrb в случае прямой радиовидимости между ан-
теннами (то есть для реальных высот установки антенн, 7...20 км,
см. формулу 3.1.1) могут достигать 20...40 дБ (это если сильно
не углубляться в лес).
Пример 4
Определим, какая минимальная мощность требуется от передатчи-
ка примера 3 для гарантированного обеспечения дальности радиосвязи
10 км при прямой видимости. Радиотрасса проходит через рощу шириной
75 м. Все остальное — такое же, как в примере 3.
Закладываем 20 дБ на преодоление возможных интерференцион-
ных минимумов и 10 дБ потерь в роще. Итого LRB = 30 дБ. Прибавляя LRa
к полученной в примере 3 минимально необходимой мощности 0,4 dBm,
получаем требуемую мощность 30,4 dBm, или 1,1 Вт.
То есть при заданных условиях PMR станция с разрешенной мощно-
стью 0,5 Вт не обеспечит гарантированно надежной связи. При попадании
в интерференционный минимум энергетики трассы не хватит. Придется
или искать положение антенн в пространстве или менять частотный канал,
чтобы выйти из интерференционного минимума, или улучшать усиление
каждой из антенн на 2 дБ (самый реальный путь), или поднимать антенны
повыше, чтобы радиотрасса проходила не через рощу, а поверх нее.
12.1.3.3. Учет рельефа местности
Формула 3.1.12, определяющая дальность прямой видимости,
относится к ровной поверхности Земли.
Но на практике такой случай довольно редок (разве что по-
верхность водоемов). Над сушей же на трассах длиной от не-
скольких километров, перепады высот могут достигать десятков
метров даже в местности, которая на глаз выглядит плоской.
Поэтому при организации радиотрассы желательно учитывать
рельеф конкретной радиотрассы. Есть несколько программ, по-
зволяющих это сделать. Но они в основном сложные и дорого-
стоящие.
Единственное известное мне исключение — online сервис
http://www.linktest.ru. Задав на нём начало и конец радиотрассы
(делается это выбором точек на картах Google Maps), можно по-
лучить реальный профиль трассы, с учетом кривизны Земли.
Кроме того, там можно построить зоны покрытия для каж-
дой из антенн. На момент написания этих строк (2012 г.) сервис
строит зону покрытия только по геометрическим соображениям,
26
без учета дифракции, тропосферного рассеивания и затенения
зданиями. То есть учитывается только географический рельеф
конкретной трассы и кривизна Земли. Но даже в таком виде по-
лучаемые результаты очень полезны и позволяют наглядно ре-
шать многие вопросы организации радиотрассы. Например, на
рис. 12.1.5 показана карта радиотрассы 432 МГц. На глаз мест-
ность кажется ровной — пойма Оки, никаких видимых глазу воз-
вышенностей и низин.
Рис. 12.1.5
Рассчитанный для этого примера профиль показан на
рис. 12.1.6. По горизонтальной оси отложено расстояние в кило-
метрах от первой антенны, по вертикальной — высота в метрах
над уровнем моря. Сверху указаны координаты обеих антенн, их
высоты на грунтом, а также ожидаемые потери.
Рисунок 12.1.6 показывает, что на этой не длинной (всего
15,8 км) трассе перепад высот рельефа превышает 20 м.
Также на рис. 12.1.6 видно, что если первую антенну опустить
на 6 м, то прямая видимость исчезнет. Напротив, вторая антенна
стоит на склоне, поэтому ее можно опускать, не опасаясь потери
связи с первой точкой.
27
00
Pointl: (54.6471, 39.6509), H- 9 rn Distance: 15.8 km (Calc,. type: Radio Visible, use Earth = ON) Pointl.' (54.7661, 39.7867), 6 my
1 60 *1 ; " *• ' •• - ' - -i-v- • '•... s... -ч-ч-.р'. ... .• -J. ч ,’e I. ' ... , J
Gipse: 70% Frend Zone; Ff ее Space Loss: 110.3 dB; Excess Path Less: 10.8 dB; TotalLoss: 121.1 dB.
Рис. 12.1.6
На рис. 12.1.7 показана рассчитанная зона покрытия для вто-
рой антенны нашего примера, установленной на высоте 6 м над
грунтом, при связи с мобильными станциями, антенны которых
находятся на высоте 2 метра. Видна картина, сильно отличающая-
ся от ожидаемого на ровной местности круга с центром в точке
установки второй антенны. На восток и северо-восток связи прак-
тически не будет, там рельеф резко повышается (начало этой воз-
вышенности видно в правой части рис. 12.1.6).
На север подъем рельефа не столь быстр, поэтому прямая ви-
димость немного будет. Но всего на 5...8 км (вместо ожидаемых
15,7 км по формуле 3.1.2 для антенн на высотах 6 и 2 м). На запад
ситуация лучше, но возвышенности с северо-запада и юго-запада
ощутимо снижают дальность прямой видимости. И только в юж-
ном направлении рельеф гладкий, поэтому достигается ожидае-
мая по формуле 3.1.2 дальность. И даже несколько большая: за
счет того, что в том направлении рельеф повышается очень мед-
ленно, не создавая затеняющих холмов и не уходя за горизонт.
Следует отметить, что реально зона покрытия будет меньше
рассчитанной из-за потерь сигнала в растительности (за горо-
дом) и затенения зданиями (в городе).
fotntl : (54.M7L 39 6509), Н~ 9 m
Pant?: Г54.У6Ы'. 39.7867Y 6 m о
54.6738
Ryazan
29
12.1.3.4. Дополнительные потери
при дифракции
Задача обеспечения радиосвязи в пределах прямой радио-
видимости в большинстве случаев решается достаточно просто.
Значительно труднее обеспечить надежную связь за преде-
лами прямой радиовидимости. А такая задача возникает часто:
например, прием сигналов удаленных на несколько десятков км
радиовещательных и ТВ передатчиков, или организация посто-
янной линии связи.
За пределами прямой радиовидимости сигнал не исчезает
скачком. За границей радиогоризонта лежит зона дифракции
(полутени), в которой уровень сигнала с расстоянием понижает-
ся хотя и быстро, но при хороших антеннах и мощности остается
достаточным для связи.
Дополнительные потери дифракции зависят от:
• частоты;
• длины трассы;
• высоты обеих антенн;
• рефракции (преломления) в атмосфере, зависящей от рас-
пределения температуры воздуха по высоте.
Определение дополнительных потерь дифракции описано
в [5]. Их можно найти как сумму:
Lrb = ~[F(d) + ЩЬ) + H2(h)], (12.1.6)
где F(d)— влияние расстояния, измеряется в дБ, определяет-
ся по номограмме рис. 12.1.8 [5]; Н,(Л>) — влияние высоты пер-
вой антенны, измеряется в дБ, определяется по номограмме
рис. 12.1.9 [5]; Н2(/т) —то же самое, что и НДЬ), но для второй
антенны.
Если Lrb, определенное по формуле 12.1.6, получилось отри-
цательным (а это может получиться при очень больших высотах
подвеса и малых расстояниях), то приведенной методикой поль-
зоваться нельзя. В таких случаях следует считать, что дополни-
тельных потерь от дифракции нет.
С номограммой рис. 12.1.8 работают так:
1. На левой вертикальной линии отмечают точку, соответст-
вующую заданной частоте. При средних условиях рефракции ис-
пользуют правую шкалу, при плохих — левую.
2. На средней вертикальной линии отмечают точку, соответ-
ствующую длине радиотрассы.
3. Проводим через эти две точки прямую до пересечения
с правой вертикальной линией и в точке пересечения считыва-
ем F(d).
30
Шкала частот для плохой рефракции
й 8 8
Рис. 12.1.8
Расстояние, км
Шкала частот для обычой рефракции
8 8 с 8 8
I I I I I i 11 It li 1111 li h 11 I i I t I i I i I i I i I i I i I i lili I i Liiliiiikmli iiiliiiiliiiiliiiiliii ill Hili nd 11 nil ui Ij i i.i.li
-U 7 ч1 X —
8 8 § 888
Дополнительные потери F(d), дБ
w
со
го
Шкала частот дня плохой рефракции
2
о
X
«J *-л » ~-j ас *с _
8 8 8 88888- £ м
|n^ni/|i.^!l|Wi|JiiihJi и j ij.!!MHjl|.l.Jiji!i|i'
KJ O' X c - — KJ LM
8 8 888888 *
о
Шкала частот для обычной рефракции
Рис. 12.1.9
Дополнительные потери H(h), дБ
о ё
O.1J Li j J 1-1.111 lj.iiili.iiiiin.iluiil4JiLLiiiDil iiiilimiiiiiliniliiiiiiuiliiiiliiiiliiiibiiiHtitol
Высота антены, м
% S © 8 .© 8 8 8
Пример 5
На рис. 12.1.8 показана линия расчета трассы 100 км на частоте
144 МГц при средних условиях рефракции. Полученное значение F(d) =
= -32 дБ.
Коэффициенты влияния высот Н^Ь) и Н2(Ь) определяются по
номограмме рис. 12.1.9 так:
1. На левой вертикальной линии отмечают точку с заданной
частотой. При средних условиях рефракции используют правую
шкалу, при плохих — левую.
2. На правой вертикальной линии отмечают точку, соответст-
вующую высоте подвеса антенны в метрах.
3. Проводим через эти две точки прямую до пересечения со
средней вертикальной линией и в точке пересечения считыва-
ем Н(Ъ).
4. Особенность расчета трассы, проходящей над морем для
вертикальной поляризации. Если прямая, построенная в п. 3, пе-
ресекает вертикальный отрезок АВ, то эту прямую надо провести
заново. Первая точка остается без изменений на шкале частот,
а в качестве второй используется точка А. Рассчитанные потери
при этом уменьшаются. При небольших высотах подвеса антенны
дифракционное затухание над морем меньше по величине и воз-
растает медленнее, чем над сушей.
Пример 6
На рис. 12.1.9 показан расчет H^h) и Н2(Ь) на частоте 144 МГц над
сушей. Первая антенна установлена на высоте 3 м, вторая — 15 м. Тогда
НДЬ) = -28,5 дБ и Н2(Ь) = -14 дБ.
Если бы мы считали морскую радиотрассу для V-поляризации, то пер-
вую линию, пересекающую отрезок АВ, надо было бы поднять выше (про-
ведя ее через точку А). При этом H^h) стало бы равно минус 22 дБ.
Пример 7
Подставив данные примеров 5 и 6 в формулу 12.1.6, получим, что для
указанных условий дополнительные дифракционные потери составят
Lrb = -(-32 - 28,5 - 14) = 74 дБ для суши и 67,5 дБ над морем при V-no-
ляризации. Из формулы 12.1.5 получим, что потери для свободного про-
странства в этом случае L,3F = 115,6 дБ. Считая обе антенны имеющими Ga
по 10 dBi (например, трехэлементные Уда-Яги), и потери в обоих фидерах
по 1 дБ, из формулы 12.1.4 находим общие потери Ls = 171,6 дБ на суше.
На частоте 144 МГц при SSB канале шириной 2400 Гц, и средних вне-
шних шумах Fs = 8 дБ (табл. 12.1.1), отношении С/Ш = 6 дБ и коэффици-
енте шума приёмника 2 дБ по формуле 12.1.3 находим
Рпх = -174 + 2 + 8 + 6 + 10 log (2400) = -122,2 dBm.
Тогда минимальная требуемая мощность передатчика
Ls + Рнх = 171,6 - 122,2 = 49,4 dBm, или 87 Вт.
33
Таким образом, можно иметь достаточно надежную загори-
зонтную связь на дифракционном рассеивании. Хотя она не яв-
ляется абсолютно надежной, так как зависит от рефракции в ат-
мосфере, то есть от погоды. Так, пример 7 рассчитан для средних
условий рефракции. При них требуется передатчик 87 Вт. Если же
условия рефракции плохие (левые шкалы на номограммах 12.1.8
и 12.1.9), потери возрастают примерно на 10 дБ. Эти потери при-
дется компенсировать. Например, увеличить суммарное усиле-
ние двух антенн на 10 дБ (скажем, применить девятиэлементные
антенны Уда-Яги вместо трехэлементных).
Поскольку при любой загоризонтной связи на УКВ мы зависим
от состояния атмосферы (даже при весьма стабильном дифрак-
ционном рассеивании), то стараются использовать направлен-
ные антенны с высоким усилением.
Запас карман не тянет, несколько дополнительных децибел
суммарного усиления обеих антенн могут удержать канал от про-
падания связи при неприятностях с погодой.
12.1.4. Связь с отражением от Луны
Любительские связи с отражением от Луны это единственный
путь получить диплом DXCC на 144 МГц и возможность работать
со всеми континентами на УКВ диапазонах от 144 МГц и выше.
Впрочем, межконтинентальные связи возможны и через спут-
ники. За них даже выдается отдельный диплом SAT DXCC (на
который такие связи только и засчитываются). Но космический
ретранслятор — дело рук человеческих. А ЕМЕ связи используют
только природные механизмы прохождения и поэтому засчитыва-
ются на все дипломы без ограничений.
Средние суммарные потери LBF + LRB на трассе Земля-Луна-
Земля даны в табл. 12.1.2.
Таблица 12.1.2
Диапазон, МГц 50 144 432 1296
L-bf + LHB, дБ 243 252 262 271
С первого взгляда кажется, что чем ниже частота, тем проще.
Потери меньше. Но кроме потерь энергетику трассы определя-
ет и минимальная требуемая мощность на входе приемника PRX
(п. 12.1.3.1). Ав последнюю величину входят и внешние шумы,
которые быстро растут с понижением частоты (табл. 12.1.1).
34
12.1.4.1. Шумы при ЕМЕ связи
В радиоастрономии внешние шумы принято измерять в граду-
сах шумовой температуры по Кельвину. Астрономам привычнее
оперировать с температурой объектов.
Позднее эта же единица измерения стала применяться и в
космической связи. Но в связи шумят не только внешние объек-
ты. Источником шума является и сам приемник. А в радиотехни-
ке принято измерять коэффициент шума в децибелах. Поэтому
если внешние шумы заданы в градусах шумовой температуры, то
и шумы приемника надо перевести в эту же единицу.
Перевод децибел в градусы шумовой температуры делается
по формуле:
T = 290(1001F- 1), (12.1.7)
где F — переводимый коэффициент (шума или потерь) в деци-
белах.
Важно отметить, что шумовая температура не равна обычной
физической температуре. Это всего лишь условная, воображае-
мая температура, до которой надо нагреть резистор, чтобы мощ-
ность его собственных тепловых шумов стала бы равна мощности
того источника, шум которого мы описываем.
Собственно, шумовая температура описывает то же самое
(те же шумы), что и коэффициент шума, только в иной форме:
• шумовая температура говорит о том, на сколько градусов
надо нагреть резистор, равный входному сопротивлению;
• коэффициент шума — во сколько раз (на сколько дБ) увели-
чить шумы, не нагревая резистор.
При использовании градусов шумовой температуры надо сле-
дить, чтобы не возникло путаницы с физической температурой
и угловыми градусами.
В параграфе о ЕМЕ связи для всех источников шума буду ука-
зывать как коэффициент шума (в дБ), так и шумовую температуру
(в градусах К) — выбирайте как вам удобнее, суть дела от этого
не меняется.
Если в формулу 12.1.7 подставить коэффициент шума прием-
ника Frx, то получим шумовую температуру приемника TRX, а если
коэффициент внешнего шума Fs — то шумовую температуру ан-
тенны ТА.
Коэффициенты шума современных приемников, указанных
в табл. 12.1.3 диапазонах, известны и составляют 0,4...0,7дБ или
30...50 К (меньшие цифры соответствуют более высоким час-
тотам).
35
Таблица 12.1.3
Диапазон, МГц 50 144 432 1296
Fs. дБ 10,9 2,7 0,63 0,5
ТА, К 3300 250 45 35
Frx, ДБ 0,7 0,7 0,56 0,5
Тах. К 50 50 40 35
А с коэффициентом внешнего шума Fs и шумовой температу-
рой антенны ТА ясности (как и в п. 12.1.3.1) нет. Давайте разби-
раться.
Для этого вспомним, что Fs характеризует внешние шумы, со-
бранные антенной. А антенна у нас с большим усилением, то есть
направленная. Поэтому Fs и ТА зависят как от формы объемной
ДН антенны, так и от ее ориентации в пространстве. При ЕМЕ свя-
зи главный лепесток антенны смотрит в небо, на Луну. В любом
случае его ширина значительно превышает наблюдаемый с Зем-
ли угловой размер Луны (0,5°), поэтому главный лепесток «видит»
не столько Луну (ее шумовая температура на 144 МГц составляет
210 К), сколько небосклон.
Казалось бы, по этой причине основной вклад в Fs и ТА должны
вносить космические шумы. Но это не совсем так. Надо еще учи-
тывать шум, принятый боковыми и задними лепестками антенны.
На первый взгляд, кажется, что эти лепестки принимают очень
мало. Ведь они, как правило, подавлены на 20...30 дБ относитель-
но главного лепестка. Но:
• Их ведь много. Суммарный телесный угол задних и боковых
лепестков во много раз превосходит телесный угол главного
лепестка. Поэтому мощность шума, принятая через боковые
и задние лепестки, окажется вполне ощутимой, невзирая на
хорошее подавление этих лепестков.
• Часть боковых и все задние лепестки смотрят в землю.
То есть принимают местный шум, уровень которого может
быть весьма значителен.
На рис. 12.1.10 показано как меняются от частоты космиче-
ский шум (принимаемый главным лепестком), шум земли (при-
нимаемый задними и боковыми лепестками) и результирующий
шум, принятый всей антенной. Имеется в виду направленная ан-
тенна с высоким усилением и хорошим F/B.
Из рис. 12.1.10 хорошо видно, что в диапазонах 50 и 144 МГц
основной вклад в Fs и ТА вносят космические шумы. Прирост Fs
от приема задними и боковыми лепестками пренебрежимо мал
36
на 50 МГц, и достигает 0,5...0,7 дБ на 144 МГц. На 432 и 1296 МГц
картина иная. Космические шумы на этих частотах намного умень-
шаются.
50 100 150 200 250 300 400 500 600 800 1000 1300
Частота. МГц
Рис. 12.1.10
В результате Fs почти полностью определяется приемом шума
задними и боковыми лепестками. Типичное распределение шума
по диапазонам при минимальном уровне космического шума
дано в табл. 12.1.3.
12.1.4.2. Требования к ЕМЕ антенне
Найдем требуемую мощность сигнала на входе приемника PRX
по формуле 12.1.3. Fs и FRX мы уже знаем из предыдущего пара-
графа. Осталось задать полосу и отношение С/Ш. Сделаем это
в двух вариантах:
1. Телеграф CW, прием на слух. Это соответствует полосе 50 Гц
и С/Ш = 1 (0 дБ). После обработки на низкой частоте корреляци-
онным фильтром такой сигнал принимается вполне разборчиво.
2. Сигнал WSJT (Weak Signal communications — протокол, при-
думанный и реализованный нобелевским лауреатом по физике
Джозефом Тейлором, K1JT), генерируемый и принимаемый од-
ноименной программой [6]. Стандартная полоса WSJT составля-
ет 2500 Гц. Это много. Но зато WSJT правильно декодирует 92%
сигналов при С/Ш = -27 дБ и 58% при С/Ш = -28 дБ.
Распределение PRX по диапазонам приведено в табл. 12.1.4.
Прибавив к данным табл. 12.1.4 затухания из табл. 12.1.2
и учитывая формулу 12.1.4, получим требования к минимальной
37
сумме мощности передатчика Ртх в dBm и усилений обеих антенн:
передающей GAT и приемной GflT> приведенные в табл. 12.1.5.
Таблица 12.1.4
Диапазон, МГц 50 144 432 1296
PRX, dBm для CW -145,4 -153,6 -155,8 -156
Prx, dBm для WSJT -156,4 -164,6 -166,8 -167
Таблица 12.1.5
Диапазон, МГц 50 144 432 1296
Ртх + Gat + Grt, dBm для CW 97,6 98,4 106,2 115
Ртх + Gat + Grt, dBm ДЛЯ WSJT 86,6 87,4 95,2 104
Вычитая из полученных цифр типичную для ЕМЕ мощность пе-
редатчика и считая обе антенны одинаковыми, то есть GAT = GRT, по-
лучим требования к усилению антенн, приведенные в табл. 12.1.6.
Поскольку при ЕМЕ антенна излучает, как правило, под высокими
зенитными углами, то отраженная от земли волна мала (п. 12.1.2
и рис. 12.1.2 и 12.1.3) и усиление антенны определяется для сво-
бодного пространства.
Таблица 12.1.6
Диапазон, МГц 50 144 432 1296
Мощность передатчика Вт 1000 500 250 200
dBm 60 57 54 53
Ga, dBi для CW 18,8 20,7 26,1 31
Ga, dBi для WSJT 13,3 15,2 20,6 25,5
* В табл. 12.1.5 и 12.1.6 не учтены потери в фидерах, так как при
ЕМЕ на прием используется малошумящий усилитель прямо на антенне,
а под РТх мы в данном случае принимаем мощность, дошедшую по фидеру
до антенны.
* * Нередко в ЕМЕ считают усиление антенн в dBd. Обратите внима-
ние, в данной таблице (как и во всей книге) усиление измеряется в dBi.
Отличаются эти величины фиксированным сдвигом на 2,15 (п. 3.1.4),
dBd = dBi-2,15.
Пара последних строк табл. 12.1.6 показывает, что примене-
ние WSJT совершило революцию в ЕМЕ. 11 дБ улучшения энер-
38
гетики трассы позволили снизить усиление каждой из антенн
на 5,5 dB. А это привело к тому, что габариты антенны и затраты
на нее снизились почти вчетверо.
Антенны для CW ЕМЕ это весьма большие сооружения (даже
по меркам коротковолновиков, привыкших на КВ к антеннам в де-
сятки метров). А антенны для WSJT ЕМЕ это уже довольно обыч-
ные УКВ антенны, которые вполне по силам и средствам простому
радиолюбителю. Сравним:
• Диапазон 50 МГц. Требуемые для CW 18,8 dBi достигают-
ся синфазной решеткой из четырех 10-элементных антенн
Уда-Яги (см. рис. 7.2.18) с длинами траверс по 12 м и с раз-
носом траверс на 9 м по вертикали и горизонтали. А для
WSJT потребуется лишь одна такая антенна Уда-Яги вместо
четырех.
• На 144 МГц для 20,7 dBi CW ЕМЕ нужен стек из четырех
14-элементных антенн Уда-Яги с траверсами по 7 м и разно-
сом траверс в обеих плоскостях на 3,5 м. А для WSJT потре-
буется лишь одна такая антенна Уда-Яги вместо четырех.
• На 432 МГц для 26,1 dBi CW ЕМЕ придется ставить парабо-
лическое зеркало диаметром 6 м или стек 4 х 2 из восьми
20-элементных Уда-Яги с длиной траверс по 4 м. А для WSJT
достаточно либо зеркала диаметром 3 м, либо стека из двух
упомянутых антенн Уда-Яги.
• На 1296 МГц для 30,1 dBi CW ЕМЕ необходимо параболиче-
ское зеркало диаметром 3,5 м. А для WSJT — только 1,8 м.
Кроме усиления, от ЕМЕ антенны требуется управление пло-
скостью поляризации на приеме. Дело в том, что из-за эффекта
Фарадея (который заключается в том, что при распространении
линейно поляризованной волны через среду с постоянным маг-
нитным полем наблюдается поворот плоскости поляризации)
сигналы могут быть повернуты на произвольный угол. Они ведь
прошли через магнитное поле Земли. А его интенсивность раз-
лична и переменна. Поэтому поляризация ЕМЕ сигналов может
не только быстро меняться во время связи, но также не меняться
очень долго, часами.
Если антенна имеет фиксированную поляризацию, то проиг-
рыш в уровне сигнала может быть очень велик: до 20 дБ (как и в
любом другом случае при поляризационной развязке, п. 12.2.3).
Поэтому управлять поляризацией антенны весьма желательно.
Для этого используют две антенны Уда-Яги, размещенные на
одной траверсе, перпендикулярно друг другу (п. 13.4.1).
Для ЕМЕ QSO в диапазонах 50, 144 и 432 МГц использу-
ют линейную поляризацию. В диапазоне 1296 МГц используют
вращающуюся поляризацию. Правостороннюю — на передачу,
39
левостороннюю — на приеме (направление вращения меняет-
ся на противоположное при отражении). Поэтому в диапазоне
1296 МГц эффект Фарадея не создает проблем.
Кстати. Использование круговой поляризации устраняет
не только последствия эффекта Фарадея, но и любые глубокие
минимумы, связанные с отражениями и изменениями плоскости
поляризации. Собственно, это свойство круговой поляризации
и является главной причиной ее использования (п. 12.2.3).
12.1.4.3. Первые шаги в ЕМЕ
Требования табл. 12.1.6 к передатчику и антеннам довольно
серьезные, даже для WSJT. Но не так страшен ЕМЕ, как его малю-
ют. Ведь данные табл. 12.1.6 относятся к двум одинаковым стан-
циям. А лидеры имеют энергетику значительно выше.
Допустим, в диапазоне 144 МГц у вас не 500 Вт (57 dBm),
а всего 80 Вт (+49 dBm). И антенна ваша имеет не требуемое
табл. 12.1.6 для WSJT усиление 15,2 dBi, а всего 12,2 dBi, напри-
мер 7-элементная Уда-Яги с длиной траверсы 2,6 м. Вы проигры-
ваете 11 дБ против условий табл. 12.1.6.
Но это означает лишь то, что вы сможете проводить лунные
связи не со всеми станциями, а только с теми из них, которые име-
ют антенны с усилением на 11 дБ выше указанного в табл. 12.1.6.
То есть 15,2 + 11= 26,2 dBi. Это соответствует решетке из 32 ан-
тенн Уда-Яги.
И такие антенны имеются у некоторых ЕМЕ радиолюбителей.
А лидеры имеют решетки по 64 антенны с еще большим усиле-
нием.
Таким образом, для первых WSJT ЕМЕ связей достаточно од-
ного трансивера и простой одиночной антенны Уда-Яги с усиле-
нием 11 ...14 dBi. Конечно, при таких условиях вы будет работать
на пределе возможного и только с наиболее мощными станция-
ми, но это будут связи на расстояния, недостижимые для других
видов прохождения на УКВ.
Столь невысокие требования привели к быстрому росту коли-
чества станций, проводящих ЕМЕ связи. Например, соревнования
ARRL International ЕМЕ Competition собирают около 200 участни-
ков, которые в сумме проводят несколько тысяч связей. В общем,
ЕМЕ связи уже не экзотика с огромными антеннами, а вполне ре-
альное занятие при обычной аппаратуре.
Однако связи через Луну почти всегда идут на нижнем преде-
ле. В такой ситуации снижение энергетики даже на 1 ...2 дБ может
привести к потере сигнала. Поэтому рассмотрим, что может дать
дополнительные потери.
40
1. Космический шум, величина не постоянная, а зависящая
от направления. При расчете минимальной энергетики мы бра-
ли минимальную шумовую температуру неба 200 К на 144 МГц.
Но такой низкий шум имеет только центр галактики (созвездие
Льва). Это относительно небольшая область имеет угловой раз-
мер около 30° (то есть видна с Земли в конусе с углом при верши-
не 30°). Еще одна относительно малошумная (и тоже небольшая
по угловым размерам) область — созвездие Водолея. Ее шумо-
вая температура на 144 МГц лежит в пределах 275...350 К.
Большая часть остального небосклона имеет шумовую темпе-
ратуру 500...1000 К на 144 МГц. Но наиболее мощным источни-
ком шума является наша галактика — Млечный путь. На 144 МГц
ее шумовая температура достигает нескольких тысяч градусов.
Когда Луна оказывается на фоне Млечного пути, космические
шумы, принимаемые антенной на 144 МГц, резко растут, до 10 дБ
(шумовая температура антенны достигает 3000 К). Это снижа-
ет энергетику трассы более, чем на 7 дБ. Даже относительно
небольшое возрастание шумовой температуры неба до 400 К
(антенна смотрит на обычный не малошумный участок неба или
цепляет Млечный путь боковым лепестком) приводит к потере
около 1 дБ.
В диапазоне 50 МГц прибавка коэффициента шума при макси-
мальных космических шумах (смотрим антенной на центр Млеч-
ного пути) достигает +11 дБ, а на 432 МГц — только +2 дБ.
2. Из-за либрации («покачивания» оси) Луны длина пути сиг-
налов, отраженных от различных ее участков, все время меняет-
ся. Наложение этих сигналов приводит к быстрому (с периодом
около 2 сек) «дрожанию» сигнала на несколько децибел. Но это
не только потери, сигнал может и упасть, и возрасти.
3. Луна движется вокруг Земли не по круговой, а по эллипти-
ческой орбите. Минимальное расстояние (перигей) составляет
356 тыс км, максимальное (апогей) — 407 тыс км. В диапазоне
144 МГц потери трассы составляют 251,5 дБ в перигее и 253,5 дБ
в апогее по сравнению со средним значением 252 дБ, указан-
ным в табл. 12.1.2, можно как выиграть 0,5 дБ, так и проиграть
1,5 дБ.
4. Когда Луна находится низко над горизонтом, то за счет от-
ражения от Земли можно выиграть в усилении. До 6 дБ в усилении
для некоторых (см. п. 12.1.2 и рис. 12.1.2 и 12.1.3) низких зенит-
ных углов при линейной поляризации. И 3 дБ при круговой (для
всех зенитных углов, см. п. 12.2.3.1). Это возможно, если Зем-
ля способна эффективно отражать волну под требуемым углом
(п. 12.1.2), то есть для заданного зенитного угла ее шероховатость
меньше, чем следует из формулы 12.1.2.
41
Не стоит, однако, забывать, что при линейной поляризации
выигрыш усиления за счет отражения от земли для одних зенит-
ных углов, оплачивается еще большим проигрышем для других
углов. И даже если повезло, и выигрыш получился под нужным
углом, то в любом случае он в изрядной мере «съедается» за счет
того, что главный лепесток антенны «цепляет» землю и ее шумы
(возрастание Fs и ТА).
5. Эффект Доплера. Энергетических потерь он не дает, но
сдвигает частоту сигнала, так, что его можно потерять из полосы
приемника. Луна ведь движется вокруг Земли. Поэтому возникает
доплеровский сдвиг частоты ЕМЕ-сигнала. Он составляет около
+2,4-10"4% на восходе Луны, и -2,4-10"4% на ее заходе. Это
около 350 Гц на 144 МГц, 1 кГц на 432 МГц и 3 кГц на 1296 МГц.
В заключение параграфа о ЕМЕ повторю, что для диапазонов
от 144 МГц и выше это единственный вид связи, позволяющий ра-
ботать со всем земным шаром. Все остальные природные меха-
низмы УКВ прохождения имеют дальность не более 2...3 тыс км.
Но в круг радиусом 3 тыс км ни при каком местоположении
не попадает больше 60 стран. Следовательно, без ЕМЕ уровень
100 стран для диапазонов от 144 МГц и выше недостижим в прин-
ципе (исключая работу через активные ретрансляторы-спутники).
ЕМЕ связи позволяют преодолеть это ограничение.
12.2. Простые УКВ антенны
Диполи. Вертикальные антенны. С вращающейся поляриза-
цией. Свойства и применение вращающейся поляризации. Ди-
польные антенны вращающейся поляризации. Рамочные антен-
ны вращающейся поляризации. Укороченные антенны. Антенны
сотовых телефонов. Укороченные антенны других мобильных
устройств.
Простые слабонаправленные антенны на УКВ используют-
ся для небольшого круга задач. Зато многими пользователями.
Ведь такие антенны применяются в основном для связи в преде-
лах прямой видимости, то есть для приема ТВ, радиовещания,
сотовой и местной связи, широкополосными приемниками-ска-
нерами, и т.п. Для загоризонтной связи, в отличие от КВ, простые
УКВ антенны почти никогда не используются. Слишком мала у них
площадь раскрыва (п. 3.1.7) и, соответственно, даваемый ими
сигнал. Простые УКВ антенны принципиально не отличаются от
КВ антенн, подробно описанных в разд. 3.3, 3.4, 4.1 ...4.3.
Поэтому в этом разделе лишь кратко остановимся на особен-
ностях простых УКВ антенн.
42
12.2.1. Диполи
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ...\VHF\Dipole\.
Из задач, перечисленных в п. 12.1.1, диполи имеет смысл при-
менять лишь для приема МВ, ТВ и ЧМ радиовещания. Эти приме-
нения имеют следующие особенности:
• для ТВ и вещательных приемников используются фидеры
не 50, а 75 Ом;
• требуемая относительная полоса BW (абсолютная полоса,
деленная на центральную частоту), как правило, гораздо
шире, чем на КВ.
Так, для УКВ приема стандарта OIRT (65,9-74 МГц) требуется
BW = 7%, стандарта CCIR (88-108 МГц) — 20%, обоих этих стан-
дартов одновременно — более 40%. Относительная полоса пер-
вого частотного ТВ канала — 15%, полосы с 1 по 5 канал — более
70%, полосы с 6 по 12 канал — 30%.
В п. 4.1.3.1 указывалось, что относительная ширина полосы
Х/2 диполя достигает 15,3% при отношении его длины к диаметру
//с/ = 100 и 25% при £/d = 20. Это означает, что тонкие проволоч-
ные диполи на УКВ применять бессмысленно.
Диполи из трубки разумного (8...20 мм) диаметра могут быть
использованы только для приема одного ТВ канала от 1 до 5, либо
для двух-трех соседних ТВ каналов от 6 до 12, либо для OIRT ра-
диовещания. Их входное сопротивление хорошо согласовывается
с кабелем 75 Ом. Для всего остального ТВ- и радиовещания нуж-
ны полосы шире.
При большом разносе ТВ каналов пару диполей можно соеди-
нить параллельно. Если низкочастотный диполь настроен на один
из первых 5 каналов, а высокочастотный на один из каналов с 7-го
по 12-й, то при этом сужение полосы ВЧ диполя (пп. 4.1.3 и 5.2.1)
не столь значительно. Полосы ВЧ диполя хватает на один ТВ ка-
нал (8 МГц), а при удачном сочетании размеров, даже на 3...4 ка-
нала (файл ...Dipol_2_6_7_8_9.gaa).
Но вернемся к задаче сплошного перекрытия по частоте.
Относительные полосы до 25...40% дает двухэлементная ло-
гопериодическая антенна. Такие антенны мы еще не рассматри-
вали, поэтому вам придется сейчас заглянуть вперед, в п. 12.5.4.1.
Там на рис. 12.5.15 показана многоэлементная сверхширокопо-
лосная логопериодическая антенна.
Устраним из нее все элементы, кроме двух пар самых край-
них. А оставшиеся пары расположим в одну линию. Получится
широкополосный двухэлементный логопериодический диполь,
43
показанный на рис. 12.2.1. От исходной антенны он унаследовал
широкополосность. Хотя она и не столь велика, как у антенны
рис. 12.5.15 (перекрытие по частоте в несколько раз), но 25...40%
относительной полосы набирается.
Рис. 12.2.1
На первый взгляд, вид антенны рис. 12.2.1 странноват. Два
одинаковых диполя на малом расстоянии друг от друга, немно-
го сдвинутые вдоль в разные стороны и запитанные посередине
не в разрыв, а параллельно (как в Windom, например). Очень на-
поминает два отрезка двухпроводных линий, подключенных к об-
щему источнику. Да, похоже. Но так как обе эти линии несиммет-
ричны (по длине), то в них возникают значительные синфазные
токи (п. 3.6.2), которые в данной антенне и являются основными,
излучающими.
Антенна рис. 12.2.1, как и исходная логопериодическая ан-
тенна, мало критична к диаметрам элементов. Они могут быть
даже из проволоки. Но на УКВ из конструктивных соображений
их обычно делают из трубок.
В файле ...Dipol_1_2_CHM.gaa показана антенна рис. 12.2.1
из трубок диаметром 10 мм. Два элемента по 2,27 м на расстоя-
нии 25 см друг от друга и смещены на 0,53 м. КСВ75 < 2 в полосе
от 48 до 73 МГц, то есть относительная полоса 42%.
В файле ...dipol_FM.gaa показана проволочная антенна с по-
лосой 86...112 МГц с запасом перекрывающая весь радиовеща-
тельный CCIR (88-108 МГц) диапазон. Два проволочных элемента
диаметром всего 1 мм и длинами по 1,42 м расположены на рас-
стоянии 10 см друг от друга и сдвинуты на 22 см вдоль оси. Отно-
сительная полоса составляет около 22% (сравните, для достиже-
ния такой же полосы на той же частоте потребовался бы обычный
диполь с диаметром плеч 60 мм).
Зависимость КСВ антенны ...dipol_FM.gaa от частоты показана
на рис. 12.2.2, а импеданса — на рис. 12.2.3. На последнем ри-
сунке видна типичная для широкополосных антенн S-образная
кривая jX(f), трижды пересекающая ноль.
Интересной особенностью антенны рис. 12.2.1 является пово-
рот азимутальной ДН в зависимости от частоты. В нижней части
полосы работает длинный диполь, в верхней — короткий. За счет
того, что половинки каждого из диполей раздвинуты на ширину
44
Рис. 12.2.2
45
центральной перемычки, получается, что оба диполя как бы слег-
ка повернуты (соедините мысленно их дальние концы прямыми).
Результат показан на рис. 12.2.4: ДН поворачивается с измене-
нием частоты.
Если требуются более широкие полосы, то их могут обеспечить
толстые сверхширокополосные диполи п. 4.1.3.2. Как описано
в упомянутом параграфе их перекрытие по частоте достигает 2
при сохранении приемлемой ДН, и 5, если на ДН не обращать
внимания. В том же п. 4.1.3.2 указано, что сверхширокополосный
диполь должен питаться от источника 200 Ом (точнее говоря,
188,5 Ом, см. п. 12.5.1).
На УКВ двухпроводные линии не применяют в качестве основ-
ных фидеров. Поэтому питание сверхширокополосного диполя
возможно только через ШПТДЛ (широкополосный трансфор-
матор на длинных линиях, п. 3.5.6) 4:1 и коаксиальный кабель
50 Ом. Такие антенны применяют, например, для широкополос-
ных приемников-сканеров.
Пример показан в файле ...circ_dipole.gaa. Диполь из двух пло-
ских сетчатых дисков диаметром по 1,2 м каждый имеет КСВ < 2
в полосе от 65 до 290 МГц. Азимутальная ДН этого диполя имеет
два лепестка в полосе 65...160 МГц, и четыре от 170 до 300 МГц.
Максимум зенитной ДН остается перпендикулярным плоскости
антенны от 65 до 200 МГц.
46
При дальнейшем росте частоты основное излучение направ-
лено вдоль плоскости антенны, то есть вверх. Поэтому на частотах
выше 300 МГц применять такую антенну бессмысленно, несмотря
на то, что и там согласование остается приемлемым.
Еще одна бессмысленная область применения сверхширо-
кополосных диполей — телевизионные антенны. Ra = 188,5 Ом
в широкой полосе невозможно трансформировать в 75 Ом прос-
тыми средствами. А прямое подключение ТВ-кабеля 75 Ом при-
водит к слишком высокому КСВ75.
Так, если предыдущую антенну ...circ_dipole.gaa запитать
кабелем 75 Ом, то ее КСВ75 в полосе 45...230 МГц местами бу-
дет достигать 4. С таким КСВ антенна будет компромиссно-сур-
рогатной и ее единственным достоинством будет перекрытие всех
12-ти метровых ТВ каналов без настройки.
Нередко применяется на УКВ классический петлевой ди-
поль (п. 4.1.5) с согласованием и симметрированием 11-коленом
(п. 3.6.5.3). Небольшая длина волны позволяет выполнить та-
кой диполь из одной выгнутой трубки. Относительная поло-
са петлевого диполя достигает 20%, пример показан в файле
...fd.gaa. В полосе 88-108 МГц КСВ75 не превышает 2.
Сверхширокополосные петлевые диполи (п. 4.1.5.1) удобны
на УКВ. В отличие от простых толстых диполей (п. 4.1.3.2) пет-
левые сверхширокополосные
имеют стабильную двухле-
пестковую форму ДН во всем Z\
диапазоне. /
На рис. 12.2.5 показана та- /
кая антенна. Эта проволочная zZ\
«паутинка» (п. 4.1.5.1) со сто-
роной квадрата 31 см имеет /
КСВ200 < 2 от 300 до 800 МГц. ~Z<zz
Внешняя форма «паутинки» х. z^z^
не имеет особого значения. У NT /
Она может быть не только ква-
дратной, но и многоугольной /
или круглой. Подробнее о та- х. /
ких антеннах в разд. 12.5.
Если требуется близкая
Рис 12 2 5
к круговой азимутальная ДН
при горизонтальной поляри-
зации, то применяется согнутый петлевой диполь, показанный
на рис. 12.2.6 и и в файле ...Dipole_kr.gaa. Сгибание снижает Ra
до 50 Ом, что упрощает питание.
47
12.2.2. Вертикальные антенны
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ...\VHF\Vertical\.
Вертикалы применяются на УКВ лишь для местной связи. Ис-
ключение — вертикальные коллинеарные антенны, которые из-за
высокого усиления (п. 13.5.2) могут быть использованы и для за-
горизонтной связи.
УКВ GP электрически ничем не отличаются от своих КВ ана-
логов, описанных в разд. 3.4 и 4.2 (ну, разве что более жесткими
требованиями по согласованию: на УКВ в кабелях потери быстрее
растут с ростом КСВ). Имеются лишь конструктивные отличия,
связанные с меньшей длиной волны.
УКВ вертикалы в отличие от КВ никогда не ставят прямо на
грунт. Их всегда поднимают над поверхностью земли или крыши.
Зато УКВ GP часто располагают на больших (в X) металлических
поверхностях: автомобилях, корпусах крупной техники, башнях,
и т.п. В смысле параметров антенны это близко к случаю GP над
хорошо проводящей землей. Нередко эта же поверхность исполь-
зуется как ВЧ-заземление (п. 4.1.7.1): к ней подключается оплетка
питающего кабеля.
Если же подходящей металлической поверхности нет, то
ВЧ-заземление выполнятся обычным образом: как несколько
радиалов (пп. 4.1.7.1, 3.4.1 и 3.4.4). Радиалы на УКВ всегда при-
поднятые, их длина не обязательно должна быть резонансной
(п.3.4.5.1).
Для согласования X/4 GP на УКВ можно использовать любой
из методов, описанных в п. 4.2.2. Наиболее часто используется
48
удлинение вибратора до получения Ra = 50 Ом (пп. 4.2.2 и 3.5.8).
Для устранения появившейся во входном импедансе реактивно-
сти используют два метода:
1. Укорачивают приподнятые противовесы до —0,1 X (файл
...144_04.даа). При этом, конечно, появляется необходимость
устранения паразитного внешнего тока оплетки (п. 3.6.3), но раз-
вязывающий дроссель на УКВ (п. 3.6.4.2) это всего лишь пару
витков питающего кабеля. А провести кабель внутри трубы мачты
(п. 12.6.2.1) даже удобно конструктивно.
2. При резонансных Х/4 радиалах применяют обычный после-
довательный конденсатор (п. 3.5.8). На УКВ есть два удачных кон-
структивных решения этого конденсатора:
• Если вибратор трубчатый, то внутрь его вдвигают продол-
жение питающего кабеля со снятой оплеткой (естественно,
подключив последнюю к радиалам). Емкость между цент-
ральной жилой кабеля и внутренней стороной трубки вибра-
тора и будет настроечным элементом.
• Небольшой проволочный GP припаивается к круглой плас-
тине-основанию, которая служит первой обкладкой настро-
ечного конденсатора. Эта пластина клеится к изолятору:
крышке, стенке или стеклу. Вторая обкладка, к которой под-
ключена центральная жила питающего кабеля, приклеи-
вается к внутренней стороне. Например, так выполняются
автомобильные GSM антенны на стекле без нарушения его
целостности.
Там, где требуется защита от статики и сильных электрических
помех (например, на железной дороге), используют петлевые
вертикалы ...144_Folded_GP.gaa. Их согласование достигается
изменением диаметров половинок GP: увеличением у питаемой
половинки и уменьшением у заземленной (п. 4.2.6).
Делают на УКВ и толстые сверхширокополосные вертикалы
(п. 4.2.8), в основном дискоконусные (см. рис. 4.2.12). Но их при-
менение довольно ограничено. Прежде всего, из-за довольно
высокого КСВ, достигающего 3 в трехкратной полосе частот. Ис-
пользуют такие антенны либо с широкополосными приемниками-
сканерами для поиска местных излучателей (тут потери рас-
согласования не так важны), либо конторами, которые не горят
желанием сообщать всем (размерами резонансных антенн на
крыше) используемые ими диапазоны частот.
На УКВ иногда используют 5/8Х GP (обычные, тонкие). Их при-
менение имеет смысл, только если GP стоит на металлической
поверхности (пример в файле ...5-8GP432.gaa). При высотах под-
веса более 1Х выигрыш 5/8Х GP против X/4 GP мал и уменьшается
с высотой (рис. 3.4.5 и 3.4.8).
49
В отличие от КВ на УКВ часто используют вертикальный Х/2
диполь. Из-за малой длины волны антенна получается физически
невысокой, зато нет необходимости в ВЧ-заземлении, (например,
радиалах).
Однако питание в середину далеко не всегда удобно конст-
руктивно, да и Ra Х/2 диполя около 70 Ом (п. 3.3.2), что приро-
дит не к лучшему КСВ50. Поэтому наиболее распространенным
на УКВ вариантом вертикального Х/2 диполя является J-антенна
(п. 4.2.4), позволяющая легко достигать согласования с любым ка-
белем. Высота 0.75Х на УКВ не является препятствием. Да и рас-
ход материалов минимален: пруток или трубка длиной X и пара
хомутиков для подключения кабеля. Размеры и характеристики
J-антенны на 144 МГц имеются в файле ...J-ant144.gaa.
Для УКВ J-антенн настройка Х/4 шлейфа может быть сделана
не только перемещением короткозамыкающей перемычки и точ-
ки питания (каку КВ аналогов), но и небольшим отгибанием впра-
во-влево верхнего свободного конца шлейфа. При этом меняет-
ся волновое сопротивление шлейфа и его трансформирующие
свойства.
Х/2 для 432 МГц, 0,35 м
Х/4 для 432 МГц. 0,16 м
Кабель питания 432 МГц
Кабель питания 144 МГц
«Г»
О
S
5
5 Рис. 12.2.7
Нижняя точка J-антенны может быть заземлена без ущерба
для ее работы. На этом свойстве основана конструкция много-
50
диапазонной J-антенны, показанной на рис. 12.2.7 и в файле
... Cactus, gaa. Верхняя часть низкочастотной (в данном примере
144 МГц) J-антенны используется как J-антенна более высоко-
частотного диапазона (432 МГц). Оба диапазона питаются раз-
ными коаксиальными кабелями. Кабель 432 МГц проходит внутри
трубки 144 МГц.
Вообще, совмещение в одной вертикальной антенне диапа-
зонов 144 и 432 МГц дело столь же непростое, сколь и востре-
бованное на практике. С согласованием вопросов не возникает.
432 МГц это почти точно третья гармоника 144 МГц. Но именно это
дает большие проблемы с ДН. Взгляните на рис. 3.4.2 и 3.3.1 —
основной лепесток диполя 1,5Х и GP 0.75Х направлен вверх, под
углом 40°. А такая ДН непригодна для большинства видов связи
(п.3.1.9.1)
Причиной расщепления ДН и подъема зенитного угла у дипо-
ля, работающего на третьей гармонике (то есть с электрической
длиной ~1,5Х) является паразитный ток в его середине, противо-
фазный полезным токам краев. Для приведения ДН к устраиваю-
щему нас виду (излучение вдоль земли) надо устранить влияние
на излучение тока середины диполя. Сделать это (имея в виду, что
надо сохранить и работу на первой гармонике, где длина диполя
~0,5Х) можно двумя способами.
Первый — сложить среднюю часть в двухпроводную линию.
Как показано в п. 6.2.1, нет необходимости складывать в линию
все 0,5Х. Достаточно сложить примерно 0,25...0,ЗХ так, чтобы
получить в диапазоне 432 МГц два синфазно возбужденных
5/8Х вибратора. Для достижения входного сопротивления 50 Ом
в этом диапазоне точку питания надо сдвинуть вдоль двухпровод-
ной линии.
Можно найти такое сочетание размеров, при котором такая
антенна будет работать и на первой гармонике (144 МГц). В этом
диапазоне двухпроводная линия в середине диполя будет парал-
лельным hairpin-шлейфом (п. 3.5.7), обеспечивающим согласо-
вание на 50 Ом.
Антенна, сделанная по вышеописанному принципу, показана
в файле ...145-435 dipole.gaa и на рис. 12.2.8,' на котором приве-
дена ДН над реальной землей в диапазоне 432 МГц. Подъема ле-
пестка вверх нет, ДН соответствует коллинеарной антенне 2х5/8Х
(п. 6.2.1).
Таким образом, антенна рис. 12.2.8 в обоих (144 и 432 МГц)
диапазонах имеет хорошее согласование и зенитную ДН. Кроме
того, на 432 МГц используется вся высота антенны (в отличие, на-
пример, от рис. 12.2.7), что обеспечивает 3 дБ дополнительного
усиления.
51
Второй способ устранения вредного влияния средней ча-
сти 1,5А. диполя основан на следующем свойстве Open Sleeve
(п. 5.2.2) диполей: токи в основном и дополнительном диполях
противофазны.
Добавив вокруг средней части 1,5Х диполя два slave 0.5Х ди-
поля, мы можем скомпенсировать влияние на общее излучение
противофазных токов. Два slave диполя 432 МГц добавляют-
ся потому, что один slave диполь не может в достаточной мере
компенсировать во всех азимутальных направлениях излучение
противофазных токов средней части основного диполя. Пример
показан в файле ...435+145.даа и на рис. 12.2.9 (свободное про-
странство). Это вертикальный Х/2 диполь диапазона 145 МГц, па-
раллельно средней части которого расположены два Х/2 диполя
432 МГц на расстоянии по 3,7 см.
52
Распределение токов на этом рисунке соответствует диапа-
зону 435 МГц. Хорошо видно, что токи в slave диполях противо-
фазны току в точке питания. Поэтому влияние последнего ослаб-
ляется. В результате зенитная ДН не поднимается вверх, а усиле-
ние повышается на 3 дБ.
Пропустим простые УКВ рамочные антенны, так как они ничем
кроме размеров не отличаются от своих KB-аналогов, описан-
ных в разд. 4.1...4.3. И перейдем к антеннам, на КВ практически
не встречающимся: с вращающейся поляризацией.
12.2.3. С вращающейся поляризацией
Все модели, упоминаемые в п. 12.2.3, находятся в папке
...\VHF\ Circular^
12.2.3.1. Свойства и применение
вращающейся поляризации
Вспомним, что такое линейная поляризация (п. 3.1.2). Это ког-
да вектор Е электромагнитной волны качается в одной плоскости,
как обычный механический маятник с шариком на веревочке. Его
конец при движении волны описывает плоскую синусоиду (пред-
ставьте маятник в опускающемся лифте — с точки зрения внеш-
него наблюдателя шарик будет двигаться по синусоиде).
Теперь представьте, что шарик толкнули не в одной, а в двух
плоскостях. Причем не одновременно толкнули. А сначала в од-
ной плоскости. И, подождав пока он отклонится от нулевого
53
положения в крайнее (то есть четверть периода), толкнули в дру-
гой, перпендикулярной первой, плоскости.
Тогда с точки зрения наблюдателя в лифте шарик будет дви-
гаться по окружности (а его ниточка описывать конус). А внеш-
ний наблюдатель увидит движение шарика по винтовой спирали.
При вращающейся поляризации происходит то же самое: конец
вектора Е движется в пространстве по спирали, как показано
на рис. 12.2.10.
Если мы смотрим из источника в «хвост» уходящей волне,
и видим, что вектор Е вращается по часовой стрелке, то это
поляризация с правосторонним вращением, называемая RHCP
(аббревиатура от англ, right-hand circular polarization «круговая,
правой руки»). А против часовой — это поляризация с левосто-
ронним вращением или LHCP (от left-hand circular polarization).
Например, на рис. 12.2.10 волна с RHCP.
Когда амплитуды колебаний в вертикальной и горизонтальной
плоскостях (то есть вертикальный и горизонтальный диаметры
цилиндра на рис. 12.2.10) одинаковы, то такая вращающаяся по-
ляризация называется круговой. Если такая волна будет идти точ-
но на нас, то мы бы увидели (если бы могли, конечно) круг, описы-
ваемый вектором Е. Такой случай показан на рис. 12.2.10.
При неодинаковыхразмахах (допустим, в примере с шариком
мы толкнули его второй раз неудачно, и он описывает не круг,
а эллипс), получается эллиптическая поляризация.
Отношение составляющих V и Н (меньшей величины к боль-
шей) называется коэффициентом эллиптичности. Для линейной
поляризации он равен 0, для круговой — точно 1. Для эллиптиче-
ской этот коэффициент < 1, но больше 0.
54
Коэффициент эллиптичности антенны не постоянная вели-
чина. Кроме конструкции антенны он зависит от азимутального
и зенитного направления.
Проецируя спираль на вертикальную и горизонтальную пло-
скости, мы увидим две обычные плоские синусоиды, сдвинутые
относительно друг друга на 90° по фазе. Таким образом, волна
с вращающейся поляризацией может быть представлена как
простая сумма двух линейных волн V и Н, с разницей фаз в чет-
верть периода между ними.
Последний абзац представляет собой готовый рецепт созда-
ния антенны с вращающейся поляризацией: взять две одинаковые
антенны с линейной поляризацией, расположить их перпендику-
лярно друг другу и запитать со сдвигом фаз 90°. Но антеннами
мы займемся в следующем параграфе. А в этом нам еще надо
выяснить свойства вращающейся поляризации и понять, зачем
она используется.
Для этого рассмотрим четыре возможных случая:
• Принимается линейно поляризованная волна. Антенна так-
же имеет линейную поляризацию. Если направления обеих
поляризаций совпадают, то принимаем максимально воз-
можный сигнал. Если не совпадают, то принимаемый сигнал
уменьшается, вплоть до полного пропадания, когда обе ли-
нейные поляризации перпендикулярны (поляризационная
развязка, на практике 20...30 дБ).
• Принимается волна с круговой поляризацией. А приемная
антенна имеет линейную поляризацию. Так как волна с кру-
говой поляризацией состоит из суммы двух одинаковых по
амплитуде V и Н волн, то при приеме LHCP или RHCP вол-
ны антенной с линейной поляризацией мы теряем половину
мощности. Приемная антенна линейной поляризации «вы-
берет» из LHCP или RHCP волны «свою» линейную поляри-
зацию. А вторую составляющую проигнорирует. Потери со-
ставляют 3 дБ, и не возрастают ни при каких дополнительных
поворотах поляризации (например, из-за отражений).
• Принимается волна с круговой поляризацией. Антенна также
имеет круговую поляризацию. Если направление вращения
поляризации антенны совпадает с волной, то мы принимаем
весь сигнал. Дополнительных поляризационных потерь нет.
• Антенна круговой поляризации принимает волну с такой же
поляризацией. Но направления вращения их противополож-
ны. Несовпадение. Ситуация правого болта и левой гайки.
Приема практически нет. Это называется поляризационной
развязкой по направлению вращения. Практическое ослаб-
ление составляет 20... 30 дБ.
Круговая поляризация обеспечивает более устойчивый канал
связи, чем линейная. Если обе антенны радиотрассы имеют со-
гласованную круговую поляризацию, то поляризационные потери
отсутствуют. Даже если на приеме используется антенна линей-
ной поляризации, то хотя 3 дБ и потеряются, зато исключаются
глубокие затухания из-за поляризационной развязки.
Вращающаяся поляризация применяется в тех случаях, когда
направление линейной поляризации в месте приема может из-
меняться от внешних условий:
1. Когда хотя бы одна из антенн радиотрассы может менять
свое угловое положение, относительно другой. Например, спут-
никовая связь. Нельзя терять сигнал из-за того, что спутник раз-
вернулся.
2. ЕМЕ связи. Неразумно ослаблять и без того слабые сигна-
лы из-за поворота плоскости поляризации вследствие эффекта
Фарадея (п. 12.1.4.2).
3. Мобильная УКВ связь, где сигнал приходит в приемник
не прямо, а после нескольких отражений от местных предметов.
Каждое отражение поворачивает плоскость поляризации на 90°
(п. 3.1.2). Поэтому, когда при движении меняются условия рас-
пространения и количество отражателей, поляризация принимае-
мой волны хаотически меняется. При линейной поляризации это
приводит к провалам на 20...30 дБ. При круговой этого не будет
(взгляните в следующий параграф, на рис. 12.2.13).
Оценить коэффициент эллиптичности можно в окне диаграм-
мы направленности, включив режим отображения V + Н. Отноше-
ние составляющих V и Н (меньшей величины к большей) и даст
искомый коэффициент для выбранного направления.
При этом методе оценки надо иметь в виду, что наличие в вы-
бранном направлении V и Н составляющих само по себе недоста-
точно для вращающейся поляризации. Необходим еще фазовый
сдвиг 90° между этими составляющими, который должен быть
обеспечен конструкцией антенны.
Поэтому, если антенна спроектирована так, что между V и Н
есть фазовый сдвиг на четверть периода, то глядя на ее ДН в ре-
жиме V+H можно вычислять коэффициент эллиптичности для
каждого направления. При равных V и Н получаем круговую по-
ляризацию с коэффициентом эллиптичности 1.
Если же фазового сдвига между V и Н в конструкции нет, то
одновременное наличие составляющих V и Н в выбранном на-
правлении говорит о том, что имеется линейная поляризация,
повернутая на какой-то угол (а отношение V/H дает тангенс этого
56
угла). Например, при равных и синфазных V и Н получаем линей-
ную поляризацию, повернутую на 45°.
Отсутствие интерференционных максимумов и минимумов
при сложении с отраженной волной при круговой поляризации
является причиной интересного свойства антенн с такой поляри-
зацией, размещенных над идеальной землей.
Помните, для антенн с линейной поляризацией над идеаль-
ной (с зеркальным отражением) землей зенитная ДН получалась
изрезанной (пп. 3.3.3, 3.4.3 и 12.1.2)? Происходило это потому,
что отраженная от земли волна приобретает дополнительный
фазовый сдвиг, зависящий от пройденного ею пути, то есть от
зенитного угла. Поэтому для некоторых углов прямо излученная
и отраженная от земли волны получались синфазными и склады-
ваясь давали прибавку вдвое по амплитуде, то есть +6 дБ. А для
других эти волны оказывались противофазными и взаимно ком-
пенсировали друг друга, давая глубокий (почти до нуля) провал
в зенитной ДН.
При круговой поляризации отражение от земли тоже проис-
ходит. И дополнительный фазовый сдвиг, зависящий от зенитного
угла, отраженная волна тоже получает (так как длина ее пути дру-
гая). Но сейчас у нас фаза и прямой, и отраженной волн постоянно
вращается. Поэтому никакой дополнительный сдвиг отраженной
от земли волны не может привести к их взаимной компенсации.
Как круг с кругом не складывай, а ноль (интерференционный ми-
нимум в ДН) в результате получить невозможно.
Но для двух кругов невозможно и синфазное сложение. Само
понятие «синфазность» подразумевает постоянство фазы. А у нас
она все время меняется при вращении.
Поэтому при круговой поляризации прямо излученная антен-
ной и отраженная от земли волны складываются не максимальны-
ми амплитудами (+6 дБ), а мощностями, то есть средними значе-
ниями. При равных по амплитуде волнах это дает прибавку +3 дБ
(удвоение мощности).
Таким образом, антенна круговой поляризации над идеаль-
ной землей не имеет минимумов в зенитной ДН и дает усиление
на 3 дБ выше, чем эта же антенна в свободном пространстве.
В отличие от антенны линейной поляризации, ДН которой над
идеальной землей изрезана провалами до нуля (пп. 3.3.3, 3.4.3
и 12.1.2), но имеет пики до +6 дБ по сравнению со свободным
пространством.
Используя это свойство можно наглядно оценивать коэффи-
циент эллиптичности. Поместим исследуемую антенну на высоту
нескольких X над идеальной землей и посмотрим на изрезанность
57
суммарной зенитной ДН (см. например, ДН турникетной антенны
на рис. 12.2.13):
• Для тех направлений, где форма ДН гладкая как в свободном
пространстве, коэффициент эллиптичности равен 1, то есть
поляризация круговая.
• Участки ДН, где изрезанность начинает проявляться, но
еще невелика — это эллиптическая поляризация с коэффи-
циентом эллиптичности <1. Причем, чем более выражены
провалы и максимумы зенитной ДН, тем ниже коэффициент
эллиптичности.
• Там, где изрезанность максимальна и провалы ДН достига-
ют нуля, поляризация линейна.
12.2.3.2. Дипольные антенны
вращающейся поляризации
Как сделать антенну для вращающейся поляризации, мы уже
знаем из предыдущего параграфа: взять две одинаковые антенны
с линейной поляризацией, расположить их перпендикулярно друг
другу и запитать со сдвигом фаз 90°.
Начнем с простых Х/2 диполей. Расположив два диполя по
вышеприведенному рецепту, получаем антенну, показанную на
рис. 12.2.11 и в файле ...Circpol dipole.gaa. Такая антенна называ-
ется турникетной. Ее диаграмма направленности (отдельно по V
58
и по Н поляризациям) приведена на рис. 12.2.12. Видны две оди-
наковые (только повернутые на 90°) составляющие волны с кру-
говой поляризацией.
Как определить направление вращения поляризации в антен-
не? Смотрим в «хвост» уходящей волне в направлении максимума
излучения (например, с левой стороны рис. 12.2.11, в направле-
нии оси X). Сначала (в момент времени фаза 0°) ток поступает
в вертикальный диполь. Потом (через четверть периода) — в го-
ризонтальный диполь. Если центральные жилы кабелей питания
подключены к верхней половинке вертикального диполя и к ле-
вой части горизонтального, то вращение и начнется между эти-
ми половинками. От оси Z к оси Y по рис. 12.2.11, то есть против
часовой стрелки. Следовательно, в направлении оси X антенна
излучает LHCP.
Из этого объяснения следует, что направление вращения оп-
ределяет не только знак фазового сдвига 90° (то есть в каком
диполе ток возникает раньше, а в каком позже), но и полярность
подключения диполей. Например, если в предыдущем абзаце мы
поменяем полярность линии питания горизонтального диполя
(то есть центральную жилу на его правую половинку), то получим
вращение от оси Z к оси -Y То есть по часовой стрелке, а это уже
RHCP.
Иначе говоря, переполюсовка одного из вибраторов меняет
знак фазового сдвига между ними с плюса на минус, то есть ме-
няет направление вращения..
В самом деле, переполюсовка эквивалентна фазовому сдви-
гу 180°. Если мы это делаем в диполе с фазой 90°, то 90° + 180° =
= 270°. А для синусоиды 270° это то же самое, что -90° (полный
59
период без 90°). То есть разность фаз между диполями стала -90°
и направление вращения сменилось на противоположное.
Если мы переполюсуем диполь 0°, то получим в нем фазу 180°.
Теперь диполь с фазой 90° «стартует» раньше, чем диполь 180°.
То есть разность фаз между диполями снова стала -90°.
Определение направления вращения поляризации и влияние
фазового сдвига на него справедливо для всех антенн вращаю-
щейся поляризации.
Но вернемся к антенне рис. 12.2.11. Она излучает волну с кру-
говой поляризацией не во все стороны, а только в направлении
вдоль оси X. Посмотрите на рис. 12.2.12: только вдоль этой оси
составляющие V и Н одинаковы по величине.
А в плоскости YZ антенн рис. 12.2.11 излучает с линейной по-
ляризацией. В направлении оси Z только горизонтальную поляри-
зацию. Просто потому, что вертикальный диполь в этом направ-
лении не излучает ничего, следовательно, туда работает только
горизонтальный диполь. А в направлении оси Y —только верти-
кально поляризованную волну: это направление «обрабатывает»
только вертикальный диполь.
Для всех остальных (промежуточных) направлений антенна
излучает эллиптическую поляризацию.
Все это хорошо видно на рис. 12.2.12: коэффициент эллип-
тичности (то есть отношение между V и Н — меньшей составляю-
щей к большей) для разных направлений меняется от 0 (линейная
поляризация в плоскости YZ), до 1 (круговая вдоль оси X).
На рис. 12.2.13 показано сравнение зенитных ДН простого го-
ризонтального Х/2 диполя и турникетной антенны рис. 12.2.11 над
идеальной землей на высоте подвеса 4Х.
Рис. 12.2.13
60
Для диполя с линейной Н-поляризацией на рис. 12.2.13 видны
глубокие (20...30 дБ) интерференционные минимумы (из-за сло-
жения с отраженной от земли волной).
А для турникетной антенны рис. 12.2.11 вдоль оси X (где обес-
печивается круговая поляризация) они отсутствуют. По мере
подъема зенитного угла уменьшается коэффициент эллиптично-
сти, поэтому интерференционные минимумы появляются и рас-
тут. А вдоль оси Z, где антенна рис. 12.2.11 излучает уже с ли-
нейной поляризацией интерференция на ДН такая же, как и для
обычного диполя.
Рисунок 12.2.13 показывает преимущества вращающейся по-
ляризации. При коэффициенте эллиптичности близком к 1 (для
рис. 12.2.13 и антенны рис. 12.2.11 это низкие зенитные углы) ис-
ключаются интерференционные замирания сигнала.
На рис. 12.2.11 показано питание диполей через кабель-
ную систему, обеспечивающую деление мощности и фазовый
сдвиг (точно так же, как в любой антенне с активным питанием,
см. п. 9.1.2).
Но это не единственный способ обеспечить фазовый сдвиг
90° между V и Н антеннами. Их можно просто раздвинуть на Х/4.
Пока волна идёт Х/4 от одной антенны до другой, ее фаза по-
вернется на требуемые 90° (Х/4 = четверть периода колебания =
= 360°/4 = 90°). Антенна, реализующая это принцип, показана на
рис. 12.2.14 и в файле ...Circpol dipole-1 .gaa. Источники в обоих
диполях синфазны, поэтому для питания такой систем достаточ-
но простого делителя мощности, без дополнительных фазовых
сдвигов.
61
Есть еще один способ получения фазового сдвига 90° для
круговой поляризации. Точки питания обоих диполей соединя-
ются параллельно, а необходимая разность фаз достигается уд-
линением одного и укорочением второго (точно так же, как это
делается в рефлекторе и директоре антенны Уда-Яги, разд. 7.2).
Пример такой антенны показан на рис. 12.2.15 и в файле
...Circpol dipole-2.gaa. В укороченном диполе ток возникает рань-
ше (емкостная составляющая Za), чем в удлиненном (индуктивная
составляющая в Za).
Не обязательно располагать диполи антенны круговой поля-
ризации вертикально и горизонтально. Поскольку результирую-
щая волна все равно вращается вокруг оси X (то есть направления
своего распространения), то любую из конструкций рис. 12.2.11,
12.2.14, 12.2.15 можно повернуть на любой угол, относительно
этой оси. Из механических соображений его обычно выбира-
ют 45°.
Если надо обеспечить излучение с круговой поляризацией
во все стороны по азимуту, то используют антенну Линденблата,
изобретенную им в 1940 г. Она представляет собой две перпен-
дикулярно расположенные антенны рис. 12.2.14, развернутые
на 45°, как описано в предыдущем параграфе. Результат показан
на рис. 12.2.16 и в файле ...Circ omni.gaa.
Эта антенна имеет почти точно круговую азимутальную ДН
(отклонение от круга не превышает 0,4 дБ) и почти точно круго-
вую поляризацию во всех направлениях. ДН антенны рис. 12.2.16
62
по двум составляющим показана на рис. 12.2.17. Для всех на-
правлений плоскости ХУ коэффициент эллиптичности не ниже
0,85. Для всех остальных направлений — не ниже 0,7.
Рис. 12.2.17
Антенна рис. 12.2.16 применялась в качестве передающей
телевизионной, так как при любом положении приемной антен-
ны с линейной поляризацией принимался примерно одинаковый
уровень сигнала без интерференционных минимумов.
63
12.2.3.3. Рамочные антенны
вращающейся поляризации
Как описано в п. 4.3.3, поляризация обычной волновой рам-
ки зависит от положения точки питания: Н-поляризация при пи-
тании в горизонтальную сторону, V-поляризация — при питании
в вертикальную.
Поэтому для получения круговой поляризации можно исполь-
зовать одну рамку с периметром 1Х, но с двумя точками питания:
в горизонтальной и в вертикальной сторонах. Такая антенна по-
казана на рис. 12.2.18 и в файле ...Circpol loop.gaa. Поскольку вол-
новая петля не очень отличается по характеристикам от Х/2 ди-
поля, то и антенна рис. 12.2.18 мало чем отличается от антенны
рис. 12.2.11.
Возьмем в качестве исходного материала сложную рамку
(п. 4.3.6), состоящую из двух стоящих рядом волновых рамок с со-
отношением сторон 2:1. Это квадрат, со стороной 0,7Х с пере-
мычкой посередине, в центр которой подается питание. Если эта
перемычка горизонтальна, то антенна излучает с Н-поляриза-
цией, а если вертикальна, то с V-поляризацией.
Сделаем в нашем квадрате сразу две перемычки: горизон-
тальную и вертикальную и установим в них источники 0° и 90°.
64
Получим антенну круговой поляризации, показанную на
рис. 12.2.19 и в файле ...CirQuad.gaa. Она отличается от антенны
рис. 12.2.18 только чуть большим усилением.
Рис. 12.2.19
Можно выполнить антенну вращающейся поляризации из
волновых рамок и более традиционным способом. Возьмем две
рамки с периметром 1Х: горизонтальную и вертикальную и за-
питаем их с фазовым сдвигом 90°. Такая антенна приведена на
рис. 12.2.20 и в файле ...Omni Horizontal.gaa. Объемная ДН этой
антенны близка к изотропной, максимальное отличие от точной
шарообразности не превышает 1,2 дБ.
Добавив в антенну рис. 12.2.20 вторую пару источников
(напротив первой пары) и несколько изменив соотношение
сторон, можно получить практически идеально шаровую ДН
(погрешность менее 0,1 дБ). Такая антенна показана в файле
...Isotrop.gaa. Это весьма точное приближение к идеальному
изотропному излучателю используется для измерений. Именно
эта конструкция имелась в виду в п. 3.1.3, когда там говорилось
о практической реализации изотропной антенны.
Если в антенне рис. 12.2.20 мы возьмемся за правый по ри-
сунку крест и развернем его вокруг оси X на 180°, то получим ан-
тенну, называемую QHA (аббревиатура от англ, «quadrifilar helix
antenna» — четырехзаходная спиральная антенна). Она показана
на рис.12.2.21 и в файле ...qha -h.gaa.
65
Поскольку при скручивании длина боковых сторон (при этом
они превращаются в спирали) увеличивается, то приходится со-
ответственно уменьшать (до 0.17Х) размеры крестообразных
вертикальных и горизонтальных сторон.
Направление вращения поляризации QHA определяется
не только тем, в каком вибраторе стоит источник 90° (как во всех
предыдущих антеннах п. 12.2.3), но и направлением закручивания
спиралей, а также точкой питания (в левом или в правом кресте
по рис. 12.2.21). Поэтому одна и та же QHA в зависимости от спо-
соба питания может иметь как RHCP, так и LHCP.
66
ДН QHA имеет один широкий лепесток (120° по уровню —
3 дБ), что делает ее очень удобной для спутниковой связи при
достаточных уровнях сигнала. Например, на многих спутниках
устанавливается несколько QHA для телеметрии и команд. Это
позволяет не потерять связь при любой ориентации космического
аппарата, одна из QHA всегда будет «видеть» Землю своим глав-
ным лепестком
Кстати. Одна из классических проблем управления космиче-
ским аппаратом — потеря Земли его узконаправленной антенной
при неполадках с ориентацией и связанная с этим невозможность
передать на борт (узконаправленная антенна имеет высокое по-
давление боковых лепестков) корректирующие команды. Для
исключения такой ситуации на большинстве космических аппа-
ратов, кроме остронаправленных антенн, имеется и несколько
антенн круговой поляризации с широкими лепестками. Часто это
именно QHA.
Несмотря на ощутимое подавление заднего лепестка QHA на
металлических объектах устанавливается на выносной диэлек-
трической штанге, так, чтобы минимальное расстояние от ан-
тенны до корпуса было бы не менее высоты самой QHA. Внутри
диэлектрической штанги расположены кабели системы питания
и согласования. В файле ...qha -hjine.gaa показана модель с ли-
ниями фазирования.
SWR =1.84 (50 Ohm)
Рис. 12.2.22
QHA применяются и на Земле: для спутниковых телефонов,
приемников телеметрии и т.д. Например, на рис. 12.2.22 и в фай-
ле ...QHA.gaa показана QHA на частоту 137,5 МГц для приема
67
спутниковых карт погоды. В ней применен метод питания, пока-
занный на рис. 12.2.15. Две рамки соединены параллельно в точ-
ке питания, а необходимый фазовый сдвиг 90° достигается уве-
личением периметра одной из них на 4% против резонансного,
и уменьшением на 4% периметра другой.
ДН антенны рис. 12.2.22 направлена в зенит. Поэтому при
фиксированном положении антенны можно принимать сигналы
со спутников большую часть времени их нахождения в зоне ра-
диовидимости, исключая лишь положение, близкое к горизонту
(зенитный угол ниже 20°).
12.2.4. Укороченные антенны
Все модели, упоминаемые в параграфе 12.2.4, находятся
в папке ...\VHF\Short\.
Казалось бы, на УКВ, при малой X редко требуется маленькая
антенна. Однако на самом деле, количество укороченных УКВ ан-
тенн больше, чем всех остальных антенн (для всех диапазонов)
вместе взятых. Причина — сотовые телефоны. На время написа-
ния этой книги их количество достигло 5 миллиардов и продол-
жает расти.
Следующий по количеству потребитель укороченных УКВ
антенн—домашние бесшнуровые телефоны стандартов СТ-2
и DECT. Их количество мне неизвестно, но счет идет на миллио-
ны. Миллионами же считаются встроенные в модемы, ноутбуки,
гарнитуры, мыши, клавиатуры, датчики и т.д. укороченные антен-
ны беспроводных компьютерных сетей стандартов Wi-Fi, UMTS,
Bluetooth.
И только на четвертом месте по распространенности идут уко-
роченные антенны носимых связных радиостанций (кроме сото-
вых телефонов).
Одно из главных отличий укороченных УКВ антенн от их КВ
аналогов — питание. Укороченная КВ антенна, как правило, стоит
отдельно и питается по коаксиальному кабелю, поэтому ей требу-
ется согласование на 50 Ом. На УКВ укороченная антенна почти
всегда стоит прямо на плате приемопередатчика и питается без
кабеля. Это означает, что:
• Укороченную УКВ антенну не всегда требуется согласо-
вывать на 50 Ом. Радиоблок может иметь и иное выходное
сопротивление. Так, относительно мощному передатчику
с низковольтным питанием удобнее работать на низкое со-
противление.
• Общий провод печатной платы устройства используется
в качестве ВЧ заземления или части антенны. Точнее говоря,
68
не общий провод, а сплошной слой земли. В современных
многослойных платах как минимум один слой целиком ис-
пользуется в качестве земли.
• Растекание ВЧ тока антенны по слою земли приводит к силь-
ным наводкам на всю электронику платы (мы думаем, что
это земля с одинаковым и нулевым потенциалом, а у нас
по ней течет ВЧ ток, создавая распределение напряжения,
как на обычном вибраторе). Поэтому конфигурацию укоро-
ченной антенны и работающего с ней слоя земли выбирают
не только из соображений эффективности антенны (хотя,
конечно, ее стараются сделать максимальной), сколько из
электромагнитной совместимости со всей электроникой
платы. Сколь угодно прекрасная в смысле эффективности
излучения антенна окажется полностью непригодной к ис-
пользованию, если при ее излучении «сходит с ума» устрой-
ство, которое должно работать с этой антенной.
12.2.4.1. Антенны сотовых телефонов
Первые антенны сотовых телефонов представляли собой
X/4 GP, скрученные в спираль (п. 3.7.2). Непритязательность пер-
вых потребителей и группировка всех частот первых сотовых стан-
ций около 900 МГц способствовали применению таких антенн.
И хотя сейчас такие антенны в сотовых телефонах больше
не применяются, но для истории и понимания на рис. 12.2.3
и в файле ...900GP.gaa приведу спиральный X/4 GP диапазона
900 МГц. Диаметр спирали 5 мм, высота 20 мм.
Рис. 12.2.23
•Z
69
Рост количества сотовых номеров потребовал введения
частотного диапазона GSM1800 (п. 12.1.1). Двухдиайазонные
(900/1800) антенны стали выполняться в виде двух параллельно
включенных GP.
Поскольку геометрически разместить одну спираль внутри
другой с иным шагом нельзя (возникают точки пересечения), то
такие GP делали в виде плоского меандра (рис. 12.2.24 и файл
...900_1800GP.gaa). Этот меандр выполняли печатным способом
на гибкой пленке, а для улучшения внешнего вида пленку свора-
чивали в цилиндр или конус и надевали сверху пластиковый за-
щитный колпак. Внешне такая антенна не отличалась от спираль-
ного GP.
За счет применения тонких печатных проводников удавалось
в объеме однодиапазонной спиральной антенны разместить
два диапазона: 900 и 1800 МГц. Размеры антенны рис. 12.2.24
в плоском виде: 14x21x10 мм, а в свернутом — конус высотой
21 мм с диаметрами 5 и 4 мм.
Рис. 12.2.24
Но потребителям и этого было мало. Они не хотели, чтобы
из корпуса торчала антенна, пусть даже всего на 2 см. Поэтому
разработчикам пришлось интегрировать антенну внутрь корпуса
телефона.
Простейшее решение — расположить антенну рис. 12.2.24
внутри пластикового корпуса, не сворачивая её. В таком вари-
анте антенна представляла собой печатные дорожки на верхнем
слое платы. Конечно, за счет влияния диэлектрика платы размеры
70
антенны уменьшались. И в зависимости от толщины и размеров
платы требовалась коррекция размеров под конкретную модель
(впрочем, это справедливо для любой антенны в телефоне).
Но и такая антенна не полностью устраивала. Да, это плоская
конструкция на плате, не выступающая за корпус. Но ведь это
вертикал. А он очень не любит любого металла, расположенного
параллельно излучателю (в плоскостях YZ и XZ по рис. 12.2.24).
Для разработчиков это означало, что в том месте платы, где
расположены дорожки такой антенны в других слоях не должно
быть никаких проводников. Ни сигнальных, ни управления, ни зем-
ли. А современные платы всегда многослойны. Типично 4...8 сло-
ев. И все они активно используются: один в качестве сплошной
земли, остальные как сигнальные и управления (шины данных,
шлейфы индикаторов, и т.д., которые пересекаются на схеме во
многих местах, отчего требуют нескольких слоев для разводки).
С точки зрения разработчика место на плате, отведенное под
плоскую антенну рис. 12.2.24, теряется безвозвратно. Причем во
всех слоях платы сразу. Потерянная для разводки площадь будет
больше площади антенны.
Другой ощутимой потерей будет невозможность располагать
детали под антенной с обратной стороны платы. Кажется, что тут
мы теряем немного (сторона ведь одна). Но размеры современ-
ных SMD деталей исчисляются долями миллиметра. Типичный
элемент SMD имеет типоразмер 0402. Это 1,2x0,6 мм. А приме-
няются и типоразмеры 0201 (0,6x0,4 мм) и 01005 (0,4x0,2 мм).
То есть мы теряем площадь под несколько десятков деталей.
В результате приходится увеличивать габариты платы, а они тя-
нут за собой размер корпуса. В общем, потребитель снова недо-
волен. Была нужна антенна, которая занимает лишь один слой на
плате, и достаточно равнодушна к тому, что расположено в других
слоях и на обратной стороне платы.
Правильно сформулированный вопрос дает половину ответа.
Раз антенна не должна «ощущать» влияния слоев платы и дета-
лей под ней, то способ для этого есть единственный: они должны
быть экранированы, то есть отделены от антенны сплошным сло-
ем земли. Следовательно, нам нужна плоская антенна, способная
эффективно работать очень низко над металлическим экраном.
И такие антенны есть. Посмотрите на DDRR из п. 3.7.7.4. Её
высота над металлическим экраном всего несколько % X.
В сотовых телефонах используется аналогичное решение.
В простейшем случае антенна делается так: берется проволоч-
ный X/4 GP с шунтовым питанием и загибается параллельно шине
земли, так, чтобы высота вертикальной части составляла бы не-
сколько % X.
71
Такая антенна напоминает перевернутую букву F. Поэтому она
называется IFA (Inverted F Antenna — антенна перевернутая F).
IFA на 900 МГц показана на рис. 12.2.25 и в файле ...IFA.gaa. Её
высота 7 мм над металлической поверхностью 4x9 см (печатный
слой земли телефона).
IFA излучает и с вертикальной, и с горизонтальной поляриза-
цией. V-поляризацию дает (как и в DDRR) короткая вертикальная
часть. Ее излучение ничем не компенсируется. С Н-поляриза-
цией излучают горизонтальная часть провода и шина земли. Токи
в этих частях противофазны и компенсируются. Но не полностью,
так как эти части разные. Остается довольно большое излучение
с Н-поляризацией. Две поляризации IFA удобны в сотовом теле-
фоне, положение корпуса которого относительно базовой стан-
ции может быть любым.
В разделе 3.7 про укороченные антенны мы много раз гово-
рили, что если уж делаем укороченную антенну, то со всех точек
зрения (рост КПД и полосы) имеет смысл сделать ее широкой.
Применив по этому рецепту в IFA вместо проволоки широкую
плоскую ленту, получим антенну, называемую PIFA (Planar Inverted
F Antenna — плоская антенна перевернутая F).
Такая антенна показана на рис. 12.2.26 и в файле ...PIFA.gaa.
Она аналогична предыдущей IFA, но имеет более широкую полосу.
PIFA, аналогичные вышеописанной, широко используются во
многих мобильных устройствах: Bluetooth, GPS-приемники, Wi-Fi.
Но для применения в сотовых телефонах антенна рис. 12.2.26
имеет два существенных недостатка:
1. Однодиапазонность. В то время как для современных теле-
фонов требуется как минимум два диапазона (900 и 1800 МГц,
см. п. 12.1.1), а то и три (кроме двух вышеупомянутых еще и UMTS
2,1 или 2,5 ГГц, п. 12.1.1).
2. Длина 7 см великовата для современных небольших теле-
фонов.
Обе эти проблемы решаются в изогнутой PIFA с прорезя-
ми [11]. Фото такой трехдиапазонной антенны показано на
рис. 12.2.27 (корпус аппарата условно не показан).
Фактически это две параллельно соединенные PIFA, спроек-
тированные так, чтобы их точки питания совпадали. PIFA 1800 МГц
простая, линейная, как на рис. 12.2.26. А более длинный вибратор
900 МГц сложен в обратную сторону, так что требуемые 7 см наби-
раются при габарите антенны 4 см. Из-за того, что этот вибратор
загнут на конце он имеет и второй резонанс, там где длина за-
гнутой части становится равной Х/4 (точно так же, как в антенне
рис. 5.2.11). Поэтому антенна рис. 12.2.27, кроме 900 и 1800 МГц,
резонирует и на 2,1 ГГц.
72
73
₽IpA 900 МГц
74
Рис. 12.2.27
Изогнутые PIFA с прорезями сейчас бурно развиваются. Еже-
годно по ним появляется множество патентов. Большому коли-
честву вариантов таких антенн способствует то, что они проекти-
руются индивидуально под каждую модель телефона, используя
имеющееся пространство.
Обычно PIFA располагается на торце корпуса аппарата (размер
около 4 см этому способствует). Конструктивно они выполняются
либо как отдельная металлическая деталь (рис. 12.2.27), либо как
внутренняя металлизация на пластмассовом корпусе телефона,
либо фольга над печатной платой.
В настоящее время изогнутые PIFA с прорезями полностью
доминируют в сотовых телефонах.
12.2.4.2. Укороченные антенны
других мобильных устройств
Кроме сотовых телефонов, укороченные антенны используют-
ся в следующих приборах:
• беспроводные гарнитуры, мыши, клавиатуры, датчики стан-
дарта Bluetooth;
• модемы компьютерных сетей стандартов Wi-Fi, UMTS;
• навигационные приемники GPS/ГЛОНАСС;
• радиоудлинители, передающие сигнал от одного устройст-
ва к другому, где нельзя проложить кабель. Это, например,
внешние видеокамеры и сенсоры, кнопки звонков, датчики
охранных устройств и т.п.
В отличие от сотовых телефонов вышеперечисленные уст-
ройства однодиапазонные. Поэтому применение многодиапа-
зонной PIFA в них не оправдано. Ведь PIFA при всех плюсах имеет
и минусы:
• Это конструктивный элемент, индивидуально разрабатывае-
мый под каждую модель и корпус. А разработка стоит до-
рого.
• Размеры PIFA не очень малы. Так, например, PIFA диапазона
2,4 ГГц по габаритам сопоставима с Wi-Fi USB модемом.
75
Там, где позволяют размеры, ставят укороченные спираль-
ные антенны (рис. 12.2.23) или их плоский аналог на плате
(рис. 12.2.24) в виде печатных проводников.
В виде печатной антенны выполняется и IFA. Пример показан
на рис. 12.2.28. Это Wi-Fi USB модем. Укорочение IFA достигнуто
ее изгибом, а также влиянием диэлектрика печатной платы. Из-за
малой длины волны (12,3 см) толщина диэлектрической подлож-
ки в X оказывается вполне ощутимой: около 1% X. Этого хватает,
чтобы обычный стеклотекстолит с диэлектрической проницаемо-
стью с = 5...7 оказывал укорочение на 20...30%. Для дальнейшего
укорочения дальний конец IFA соединяют с корпусом, через уко-
рачивающий конденсатор (аналогично DDRR с конденсатором,
описанной в п. 3.7.7.4).
Корпус
Вход
Рис. 12.2.28
Идея использования укорочения в диэлектрике доведена
до совершенства в керамических (в англоязычной литературе их
называют ceramic chip) антеннах [11]. Устройство такой антенны
показано на рис. 12.2.29. Это обычная спиральная антенна, по-
мещенная внутрь керамики с очень высокой (несколько десятков)
диэлектрической проницаемостью.
76
Укорочение, даваемое такой керамикой, исчисляется разами.
В сочетании с укорочением спиралью удается физически укоро-
тить вибратор в 5... 10 раз. Физическая длина 7/4 керамических
антенн на диапазоны 1,5-2,5 ГГц (GPS/ГЛОНАСС, Bluetooth, Wi-Fi,
UMTS) составляет 4... 10 мм.
Рис. 12.2.30
Выглядит такая антенна как обычная SMD деталь. Пример
установки керамической антенны на плату Wi-Fi модема показан
на рис. 12.2.30. Электрически это резонансный X/4 GP. Но так как
сопротивление укороченного GP низкое, то для согласования на
50 Ом используется обычное Г-образное согласующее устройство
из пары SMD деталей: дросселя и конденсатора. На рис. 12.2.30
СУ видно справа от антенны.
Входное сопротивление керамической антенны получается
очень низким. Во-первых, потому, что это укороченная спираль-
ная антенна (см. разд. 3.7). Во-вторых, потому, что она окруже-
на диэлектриком с высокой проницаемостью.
На последнем остановимся подробнее. Известно, что покры-
тие антенны слоем диэлектрика понижает ее резонансную час-
тоту. Однако при таком понижении частоты входное сопротив-
ление Ra на резонансе тоже падает. Причем, как описано в [12],
падает точно в такой же степени, как если бы мы укорачивали
антенну не диэлектриком, а индуктивностью. То есть пропорцио-
нально квадрату укорочения.
Иными словами: природу не обманешь. Уменьшение физиче-
ских размеров антенны приводит к одинаковым последствиям.
Вне зависимости от того, как мы обеспечиваем настройку на ре-
зонанс индуктивностью или слоем диэлектрика вокруг антенны.
Поэтому Ra керамической антенны, укороченной в 5... 10 раз,
снижается в 52...102 рази составляет 0,4... 1,5 ома, что требует СУ
в точке питания. Часто детали СУ размещают внутри керамики са-
мой антенны. Получается одна SMD-деталь с входным сопротив-
лением 50 Ом на заданной частоте. Так как и антенна и СУ узко-
полосны, то керамические антенны выпускают уже настроенными
на требуемую частоту.
77
Применение таких антенн очень удобно. На печатную плату
ставится всего одна деталь небольших размеров. В отличие от
PIFA нет привязки к размерам корпуса и платы. Керамические ан-
тенны широко применяются в GPS/ГЛОНАСС приемниках и в мо-
демах Wi-Fi и UMTS.
В носимых радиолюбительских УКВ трансиверах диапазонов
на первом плане эффективность антенны, а не ее габариты. По-
этому для них используют в качестве укороченных внешние спи-
ральные антенны относительно большой физической высоты.
12.3. Щелевые антенны
Теория. Размеры щели и входной импеданс. Усиление и диа-
граммы направленности. ЩА на металлических корпусах объек-
тов. Отдельные ЩА.
Мы не рассматривали щелевые антенны (ЩА) в предыдущих
частях, посвященным КВ. Причина была конструктивной: для таких
антенн требуются проводящие поверхности размерами минимум
несколько десятых длины волны. На КВ это проблематично из-за
физических размеров (хотя бывают и исключения, когда антенной
служит весь корпус машины или башни). А при малой длине волны
на УКВ найти металлическую поверхность размерами в десятки
сантиметров уже вполне реально.
В этом разделе мы ограничимся только щелевыми антенна-
ми, питаемыми источником, непосредственно, подключенным
к щели.
Кроме таких антенн существуют еще и волноводные ЩА воз-
буждаемые энергией, проходящей через волновод, в стенке кото-
рого и прорезаны одна или несколько щелей. Мы не будем их рас-
сматривать, так как волноводные ЩА, как правило, используются
на частотах выше 3 ГГц.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...\VHF\Slot\
12.3.1. Теория
Щелевая антенна это узкая щель в большом металлическом
экране. Рассмотрение теории таких антенн обычно начинают
с узкой щели в бесконечном проводящем экране и введения по-
нятия магнитного тока щели. Но, несмотря на соблазн упростить
изложение, делать так не буду. По двум причинам:
1. Бесконечных проводящих экранов не бывает. Возразят: мы
ведь рассматривали обычные антенны в свободном простран-
стве, а его тоже не существует. Это так. Но обычную УКВ антенну
78
довольно легко разместить так, чтобы вокруг нее было бы чистое
пространство в радиусе несколько X (при этом параметры антен-
ны будут близки к свободному пространству). А хорошо проводя-
щий металлический лист такого радиуса на практике найти трудно
даже для УКВ. Особенно если учесть, что нам в нем еще и щель
прорезать надо. На металлических же экранах реальных разме-
ров параметры щелевой антенны (прежде всего усиление и фор-
ма ДН) заметно отличаются от случая бесконечного экрана.
2. Магнитных токов щели не существует в природе. Это лишь
математическая абстракция, позволяющая формально проще
описать щелевую антенну. Но это описание имеет мало общего
с реальными физическими процессами и понимание не облегча-
ет, а запутывает.
Поэтому пойдем путем реальности: проводящий экран конеч-
ных размеров, токи только электрические.
Пусть мы имеем тонкий прямоугольный лист металла. Сто-
ит задача сделать из него антенну. Простейший способ показан
на рис. 12.3.1,а: разрезать лист пополам и вставить источник
в середину. То есть из двух половинок сделать обычный широко-
полосный диполь. Токи в таком диполе (показаны стрелками) те-
кут, как и обычно, из одного плеча в другое.
Но иногда резать пополам лист металла нельзя (например, это
часть готовой несущей конструкции). Как возбудить токи в метал-
ле в таком случае? Да так же: сделать изолятор в середине. А что
у нас, кроме полного разреза, который мы договорились, делать
нельзя, является изолятором? Правильно, короткозамкнутая
Х/4 линия (п. 3.2.4). Вот и сделаем такую линию, то есть узкую
щель, в металлическом листе.
79
Точнее, две таких линии 2-1/4 = Л./2, поскольку источник от за-
мыкания металлическим листом надо изолировать с двух сторон.
Резать лист полностью при этом совсем не надо.
Результат показан на рис. 12.3.1,6. Это уже простейшая ще-
левая антенна. Источник в центре изолирован двумя 1/4 щеля-
ми, то есть включен в середине полуволновой щели. Поэтому ток
источника не имеет иного пути, чем растекаться вправо и влево
(по 12.3.1,6), то есть по плечам диполя.
По распределению антенного (излучающего) тока обе антенны
рис. 12.3.1 идентичны. Следовательно, одинаковы их усиления,
диаграммы направленности и поляризации.
На рис. 12.3.1 ,а изображен обычный горизонтальный диполь,
с горизонтальной (Н) поляризацией. А на рис. 12.3.1,6 ЩА с вер-
тикальной щелью. Но это почти одинаковые антенны. Поэтому
говорят, что вертикальный экран с вертикальной щелью излучает
Н-поляризованную волну. Аналогично горизонтальная щель в вер-
тикальном экране излучает вертикально поляризованную волну,
так как такая ЩА эквивалентна вертикальному диполю (поверните
страницу с рис. 12.3.1 на 90° и увидите).
ЩА удобнее рассматривать именно как диполь с соответству-
ющим протеканием токов. Тогда не придется запоминать правило
про «поворот плоскости поляризации на 90° в ЩА». В кавычки по-
следняя фраза взята потому, что физически ничего подобного ЩА
не делает. Она просто работает как широкий петлевой диполь.
А правило про «поворот» приходится вводить лишь в том случае,
когда используется не физическое объяснение работы ЩА (с ре-
альными электрическими токами по металлу экрана), а упрощен-
но-математическое с магнитными токами щели, которых в при-
роде не существует.
Несмотря на подобие в работе, по входному сопротивлению
обе антенны рис. 12.3.1 различаются существенно. В простом
широкополосном диполе 12.3.1,а через источник течет весь ан-
тенный ток и поэтому входное сопротивление получается низким.
А в диполе 12.3.1,6 — только часть антенного тока. Остальной
протекает мимо источника, по перемычкам выше и ниже щели.
Точно так же, как и в петлевом диполе (п. 4.1.5). Только в простом
петлевом диполе цельнометаллическая перемычка одна, а в ди-
поле рис. 12.3.1,6 их две: сверху и снизу щели. Как мы видели
в п. 4.1.5 такие перемычки сильно повышают входное сопротив-
ление: одна — в 4 раза, две — в 9 раз (при одинаковой толщине).
Присмотревшись на рис. 12.3.1,6 можно увидеть несколько
модифицированный трехпроводный петлевой диполь с двумя
перемычками: провод (вернее, полоса шириной 1/2) с источни-
ком посередине и две цельнометаллические перемычки сверху
80
и снизу в обход источника. Поэтому входное сопротивление полу-
волновой щелевой антенны столь же высокое, как и упомянутого
диполя и составляет сотни ом.
Вывод:
М2 щелевая антенна в металлическом листе конечных разме-
ров представляет собой модифицированный (большая ширина всех
частей) трехпроводный петлевой диполы
Тонкий петлевой диполь имеет большую длину и малую ши-
рину. Поэтому синусоидальное распределение тока в нем есть
только по длине, а по ширине ток одинаков. ЩА же имеет соиз-
меримую длину и ширину. Поэтому в ней синусоидальное распре-
деление существует и по длине, и по ширине.
Представить распределение токов по поверхности металла
ЩА можно следующим образом:
• берем одиночный проволочный диполь;
• выше и ниже его густо располагаем в ряд множество таких
диполей так, чтобы суммарная высота набора диполей стала
бы равна ширине одного диполя. Иными словами, застила-
ем диполями квадратную поверхность;
• фазы источников диполей ставим разными, в зависимо-
сти от удаления текущего диполя от середины. Так, чтобы
в пределах четверти \ по высоте фаза бы плавно менялась
на 90°.
На рис. 12.3.2 показано распределение напряженности элек-
трического поля над металлическим листом с размерами 0,8Х
на 0,8Х, возбужденным в середине полуволновой щелью (на этом
рисунке она расположена вертикально, так же, как и на предыду-
щем). Шаг координатной сетки на этом рисунке — 0,08Х.
81
Хорошо видно, что в точке питания щели напряжение макси-
мально, то есть входное сопротивление антенны высокое. Также
рис. 12.3.2 показывает, что поле меняется не только вдоль, но
и поперек щели. По углам квадрата видны области максимумов
напряжений. Некоторая «сетчатость» поля на рисунке объясня-
ется тем, что смоделирован не сплошной экран, а проволочная
сетка с шагом 0,02Х. Ее шаг и просматривается на распределении
поля рис. 12.3.2.
Если щелью возбуждается большой лист металла, то облас-
тей максимумов станет несколько, и они будут повторяться каж-
дые полволны, причем как по горизонтали, так и по вертикали.
На рис. 12.3.3 показано распределение электрического поля над
квадратным металлическим листом с размерами 2Х на 2Х, воз-
бужденным в середине полуволновой щелью. В отличие от пре-
дыдущего рисунка модуль напряженности передан не только яр-
костью, но и высотой по координате Z.
Картинка рис. 12.3.3 типична для металлической поверхно-
сти, возбужденной щелью: чередование минимумов и максиму-
мов каждые полволны как в поперечном, так и в продольном на-
правлениях.
82
Механическая аналогия: квадратный металлический лист-гонг,
по которому ударили (то есть возбудили механические колеба-
ния) молотком в центре. Картина распределения механических
волн на таком листе-гонге будет аналогичной рис. 12.3.3. Лист
будет вибрировать в обеих плоскостях, излучая звуковые коле-
бания.
Возвращаясь от нашей аналогии к электромагнетизму:
• роль механических колебаний листа играют колебания элек-
трического тока по его поверхности;
• роль возбуждающего молотка — щель;
• излучение звуковых волн вибрирующим гонгом соответ-
ствует излучению электромагнитной волны металлическим
листом, в котором возбуждены колебания электрического
тока.
Отмечу, что рис. 12.3.2 и 12.3.3 показывают распределение
только модуля электрического поля. А фаза от одного пика до
другого (то есть каждые полволны) меняется на 180°.
Понятно, что распределение токов по металлической поверх-
ности (а, следовательно, и все основные параметры антенны) за-
висит от:
• размеров возбуждаемой металлической поверхности (дли-
ны и ширины);
• размеров щели. Ведь щель не только изолирует источник,
но и плавно меняет фазу возбуждающих токов по высоте
(по рис. 12.3.1,6);
• положения щели на поверхности (в центре, или со смеще-
нием).
Очевидно, что сама щель ничего не излучает и не является ан-
тенной (точно так же, как молоток гонга не излучает звук, а толь-
ко возбуждает колебания в пластине гонга). Излучают токи, про-
текающие по металлической поверхности. Щель является лишь
способом питания и возбуждения этих токов. Таким же, напри-
мер, как у-согласование.
Поэтому название «щелевая антенна», строго говоря, неверно.
Мы же не говорим «антенна у-согласования» (а если и говорим,
то непременно уточняем: что за антенна запитана у-согласовани-
ем). Так и здесь: мало сказать, что антенна возбуждена щелью.
Надо еще и пояснить какая именно металлическая поверхность
является антенной, возбуждаемой таким способом.
Тем не менее, термин «щелевая антенна» уже давно прижился,
и буду его придерживаться. Но под ним будет пониматься антен-
на в виде конкретной металлической поверхности, возбужденная
при помощи щели заданных размеров и положения.
83
12.3.2. Размеры щели. Входной импеданс
Как следует из рис. 12.3.1 ,б длина щели должна быть кратна
Х/2. Просто из соображений изоляции источника от короткого за-
мыкания окружающим металлом.
Рассмотрим разные длины половинок щели (в обе стороны
от точки питания). Если они кратны нечетному числу Х/4 (причем
они не обязаны быть одинаковыми, например, вполне рабочий
вариант Х/4 и ЗХ/4, то есть волновая щель, запитанная со сдви-
гом Х/4 от середины), то входное сопротивление будет высоким,
сотни ом. Если же длины половинок кратны четному числу Х/4
(например, волновая щель с питанием посередине), то входное
сопротивление будет низким, десятки ом. Это, конечно, очень
грубая прикидка.
Более точная (но тоже приблизительная) оценка входного
сопротивления ЩА может быть сделана с помощью полученной
Г. Букером в 1946 г. [7] формулы, связывающей импедансы тон-
кого проволочного диполя 2дИполя и узкой щели равных разме-
ров 2ща в бесконечном экране:
Zlua • 2дИПоля = (60л)2. (12.3.1)
На основе формулы 12.3.1 в табл. 12.3.1 оценено поведение
2щд от длины щели.
Таблица 12.3.1
Длина, X Узкая щель в бесконеч- ном плоском экране, 2щд Тонкий диполь в свободном пространстве, Идиполя!
ЯщА ]Хщд ^диполя ]ХдипоЛЯ
Чуть меньше 0,5, Х/2 резонанс Высокое, - 500 Ом 0 Низкое, ~ 70 Ом 0
Больше 0,5, но меньше 1 Падает - Растет +
Чуть меньше 1, волновой резонанс Минимум, десятки ом 0 Максимум, килоомы 0
Больше 1, но меньше 1,5 Растет + Падает -
Чуть меньше 1,5, резонанс 1,5Х Высокое, ~ 350 Ом 0 Низкое, ~ 100 Ом 0
Больше 1,5, но меньше 2 Падает - Растет +
Чуть меньше 2, резонанс 2А. Минимум, десятки ом 0 Максимум, сотни ом 0
84
Данные табл. 12.3.1 расплывчаты. Сознательно не сделал их
более точными, так как формула 12.3.2 относится к абстрактному
случаю щели в бесконечном экране. А, как мы выяснили в преды-
дущем параграфе, на импеданс значительно влияет форма и раз-
меры листа, который возбуждается щелью.
На рис. 12.3.4 показан 2щд щели размерами 24 на 2 см, вы-
резанной в квадратном листе сетки размерами 46x46 см, с квад-
ратной ячейкой 2 на 2 см (файл ...\slot_dipole.gaa). Поведение 2щд
щели соответствует ожидаемому: максимум R вблизи полуволно-
вого резонанса, индуктивная jXnpn укорочении, емкостная — при
удлинении.
,Fres. 54£.644JV^1z
Рис. 12.3.4 56 0
460 0
560.0 610 0 66G.0
На рис. 12.3.5 показано, как меняется резонансная частота
ЩА, выполненной из прямоугольного листа высотой 32 см, в за-
висимости от его ширины. Лист возбуждается в центре щелью
размерами 24 на 2 см (то есть такой же, как и на рис. 12.3.2).
Ширина металлического листа, см
Рис. 12.3.5
85
Хорошо видно, что резонанс ЩА примерно соответствует ча-
стоте, на которой размер щели равен полуволне (560 МГц, с уче-
том коэффициента укорочения), когда размер экрана становится
больше, чем 0,6...0,7Х в каждом направлении.
Но это вовсе не означает, что ЩА не работает при меньших
размерах экрана. Начало графика соответствует ширине экра-
на всего 0,35Х. Но при этом резонансная частота ЩА достигает
780 МГц, что почти в полтора раза выше частоте, на которой раз-
мер щели равен полуволне (560 МГц).
Поэтому не стоит пытаться точно определить резонанс ЩА
только на основе размеров щели. Под влиянием экрана реальная
резонансная частота может оказаться как выше (намного, осо-
бенно при небольших экранах), так и ниже (см. ширину 64 см на
рис. 12.3.5, там резонанс опускается до 540 МГц).
Вывод:
Резонансные (с jX = 0) ЩА реализуемы при размерах экрана,
начиная от 0,ЗЛх0,5Л. Однако в этом случае длина щели должна
быть существенно (на десятки %) больше, чем полволны. При раз-
мерах экрана больше 0,72 х 0,72 резонансная частота ЩА опреде-
ляется в основном размерами щели.
Рис. 12.3.6
Зависимость Ra на резонансе той же самой антенны, для ко-
торой был рассчитан рис. 12.3.5, приведена на рис. 12.3.6. Вид-
ны те же закономерности, что и на предыдущем рисунке. При
больших (от 0,6...0,7Х в каждом направлении) размерах экрана
Ra в основном определяется размерами щели и колеблется во-
круг среднего значения 500 Ом, соответствующего бесконечному
86
металлическому листу. А при маленьких экранах Ra падает до де-
сятков ом.
Почти всегда для ЩА требуется согласование. Исключение
составляют лишь кратные длине волны щели, Ra которых близко
к 50 Ом. Полуволновую щель проще всего согласовать, сдвигая
точку питания от середины (где максимум напряжения и сопро-
тивления) к одному из краев (где максимум тока и минимум со-
противления).
В файле ...\slot_dipole200.gaa показана ЩА на частоту 640 МГц.
Размер экрана размерами 32x38 см, щель 24 на 2 см запитана
в точке, смещенной на 6 см от центра. Входное сопротивление
антенны при этом получается 200 Ом, что удобно для согласова-
ния и симметрирования U-коленом (пп. 3.6.5.3, 12.6.2.2).
При смещении точки питания не только изменяется Ra, но
и повышается резонансная частота. Так, предыдущая антенна при
питании в центр резонирует не на 640, а на 590 МГц (рис. 12.3.5).
Иными словами, при понижении Ra полуволновой ЩА смещени-
ем точки питания, для сохранения резонансной частоты щель
надо удлинять. Дальнейшим смещением точки питания можно по-
лучить чисто активное Ra = 50 Ом для Х/2 щели. Пример показан
в файле ...\slot_dipole50.gaa.
12.3.3. Усиление и диаграммы направленности
На рис. 12.3.7 показано как меняется усиление ЩА, выполнен-
ной из прямоугольного листа высотой 32 см, в зависимости от
его ширины. Лист возбуждается в центре щелью размерами 24
на 2 см, то есть на рис. 12.3.7 показано усиление тех же самых
антенн, что и на двух предыдущих рисунках.
87
Рост усиления при уменьшении ширины от 22 до 14 см объяс-
няется условиями построения рис. 12.3.7. Они точно такие же, как
у двух предыдущих: для размера листа при фиксированной длине
щели ищется резонансная частота FRES.
А так как FRES при уменьшении ширины листа от 22 до 14 см
быстро растет (см. рис. 12.3.5), это эквивалентно росту апертуры
и усиления антенны. Что мы и видим: на участке 14...22 см ход
графиков рис. 12.3.5 и 12.3.7 практически идентичен. Если бы мы
для каждой ширины листа подгоняли длину щели до одной и той
же частоты, то график рис. 12.3.7 до 54 см был бы почти прямой
на уровне около 5 dBi. Причина: азимутальная ДН при этом со-
стоит из двух лепестков и меняется мало.
А что происходит при дальнейшем росте ширины листа? Да
то же самое, что и с обычным диполем, при увеличении его раз-
мера больше 1Х (54 см — это длина волны 560 МГц, на которой
антенна резонирует) появляются дополнительные лепестки ази-
мутальной ДН (п. 3.3.1).
На рис. 12.3.8 показаны три наиболее характерные ДН этой же
антенны при листах 14, 54 и 70 см. Видно, что до 54 см (то есть
до ширины листа 11) азимутальная ДН остается «восьмеркой».
А при дальнейшем росте ширины азимутальный лепесток начи-
нает расслаиваться на несколько. Что ведет к снижению усиления
(рис. 12.3.7). При размере экрана в несколько длин волн азиму-
тальная ДН (речь о вертикальной щели) становится многолепест-
ковой, а зенитная ДН стремится стать всенаправленной.
Объемная ДН вертикальной ЩА, выполненной на квадрат-
ном экране с размерами ЗХхЗХ, возбужденной Х/2 вертикальной
щелью, показана рис. 12.3.9. Примерно такие ДН имеют ЩА на
практике. При бесконечно большом проводящем экране ДН ЩА,
возбужденной Х/2 щелью, становится тороидальной (минимум по
оси У). А усиление падает до 2,15 dBi, как у простого полуволно-
вого диполя.
До сих пор мы рассматривали ЩА, выполненные на плоском
экране и поэтому излучающие в обе стороны от экрана (их назы-
вают двусторонними щелевыми антеннами). Но нередко ЩА раз-
мещают на объемных корпусах: самолетов, ракет, башен.
Если поперечный размер такого корпуса намного больше дли-
ны волны, то задняя его часть служит экраном, препятствующим
излучению. Поэтому ДН становится однонаправленной, и такую
антенну называют односторонней ЩА. Ее усиление на 3 дБ выше,
чем у двусторонней ЩА (точно так же, как усиление обычного GP
над идеальной землей, экранирующей излучение вниз, на 3 дБ
выше Ga Л/2 диполя, п. 3.4.3), а входное сопротивление возрастет
вдвое, по сравнению с данными, приведенными в п. 12.3.2.
88
и 1 1 1 х //. Рис. 12.3.8 £ .••• ' *3 ' . ‘"\,ч ’ \ / • i / '' /•./ . . ••Х^ч-2О-Хх' 1 - ширина листа 14 см 2 - ширина листа 54 см 3 - ширина листа 70 см
Рис. 12.3.9
На практике усиление ЩА почти всегда оказывается ниже рас-
четного из-за потерь в материале экрана. Для работы ЩА необхо-
димо, чтобы металл экрана был хорошо проводящим на рабочей
частоте.
Конечно, если ЩА делается именно как отдельная антенна, из
материалов с высокой проводимостью, то дополнительные по-
тери малы. Но часто в качестве ЩА используется готовая метал-
лическая конструкция, параметры которой выбираются совсем
из других соображений, чем хорошая проводимость металла на
УКВ (например, корпуса башен, ракет, самолетов). Плохая про-
водимость стали, титана и т.п. на УКВ приведет к значительным
дополнительным потерям. Чтобы их избежать серебрят участок
поверхности вокруг щели в радиусе нескольких длин волн.
12.3.4. ЩА на металлических
корпусах объектов
Одно из основных применений ЩА — возбуждение в качестве
антенны уже имеющихся металлических объектов. В этом случае
свободы в выборе размеров и формы экрана нет совсем, а вы-
бор положения и размеров щели очень ограничен. В самолете,
ракете, автомобиле, башне почти никогда не удается прорезать
щель таких размеров и формы, как требуется из теории. Прихо-
дится приспосабливаться к имеющимся конструктивным щелям:
дверям, крышкам, стыкам листов обшивки (их можно скрепить
механически, не прямо, а через слой изоляции) и т.п.
90
Как влияет форма щели? Примерно так же, как и форма прово-
лочного диполя. Изгиб Х/2 щели приводит к снижению усиления
и уменьшению сопротивления излучения. Последнее в ЩА про-
является в виде возрастания Ra (при полном отсутствии потерь на
излучение входной импеданс короткозамкнутой Х/4 линии равен
бесконечности).
Примеры показаны в файлах ...G-slot_dipole.gaa (концы щели
Г-образно загнуты в разные стороны), ...Pi-slot_dipole.gaa (П-об-
разный изгиб) и ...L-slot_dipole.gaa (V-образная щель). Возможны
щели в виде замкнутой петли, с периметром около 1X (квадратная
щель в файле ...Slotjoop.gaa).
Если размеры щели не резонансны, то в точке питания потре-
буется СУ. Учитывая высокий импеданс щели, реализовать СУ на
LC элементах не всегда возможно, так как требуемые емкости мо-
гут оказаться меньше имеющихся конструктивных (п. 12.6.3).
Нередко на метровых волнах имеющаяся щель оказывает-
ся короче Х/2. Импеданс такой щели состоит из малого (и бы-
стро уменьшающегося с укорочением) Ra и индуктивного jXa
(рис. 12.3.4). Полезно знать, что Ra = 50 Ом достигается при щели
~0,35Х, a Ra = 12,5 Ом при 0,25Х. Это означает, что компенсиро-
вав +jXa последовательным конденсатором, щель 0,35Х можно
согласовать на 50 Ом прямо, а щель 0,25Х — через дополнитель-
ный ШПТ1:4.
Удачный пример укороченной ЩА приведен в [9]. Кузов лег-
кового автомобиля используется в качестве антенны диапазона
27 МГц. Работает щель между крышкой багажника (или задней
дверью) и кузовом автомобиля.
Для подключения СУ надо изолировать фиксатор замка багаж-
ника (или задней двери) от болтов, крепящих его к корпусу. Это
делается с помощью изолирующих трубок и шайб. Конструкция
напоминает изоляцию металлических транзисторов и болтов их
крепления от радиатора. Способ изоляции может быть и иным
(в зависимости от конструктивных особенностей автомобиля),
главное — обеспечить разрыв электрического замыкания через
замок багажника, и обеспечить возможность подключения туда
проводов.
Точками питания щели служат:
1. Болты крепления фиксатора замка багажника, вкручивае-
мые в кузов (корпус).
2. Изолированный от болтов крепления фиксатор замка, име-
ющий механический и электрический контакт с замком багажника
и с крышкой багажника (сигнальный вывод).
Схема СУ такой антенны показана на рис. 12.3.10. Она соот-
ветствует вышеописанной структуре: компенсирующий реактив-
91
ность конденсатор и ферритовый трансформатор, повышающий
Ra до 50 Ом.
Обратите внимание, это щелевая антенна, поэтому крышка
багажника (или задней двери) не только не должна быть изо-
лирована от кузова в петлях, а напротив должна иметь хороший
электрический контакт. Если его качество вызывает сомнения, то
изнутри надо проложить гибкие, дублирующие контакты в петлях.
С1
8/40 пФ
Рис. 12.3.10
К сигнальному лепестку
С2 20 пФ
> К корпусному лепестку
Использование кузова автомобиля как антенны для более вы-
соких частот нежелательно из-за больших потерь в стали. Хотя
имеются удачные примеры использования вышеописанной щели
в качестве приемной антенны УКВ радиовещательных диапа-
зонов (в них длина щели близка к резонансной). Но, например,
уже в диапазоне 144 МГц кузов автомобиля, возбужденный такой
щелью, проигрывает 6... 10 дБ в излучении обычному X/4 GP на
крыше автомобиля именно из-за омических потерь в материале
кузова.
Если форма ДН важна и требуется ее расчет (в отличие от
предыдущей антенны, где из-за малых размеров автомобиля в А
ДН в диапазоне 27 МГц почти круговая), то металлический кор-
пус возбуждаемого объекта придется моделировать. Поскольку
в моделировщике поверхности изображаются, как правило, сет-
кой проводов, то сделать такую модель непросто.
Если вас интересует только форма ДН, то шаг сетки, моде-
лирующей поверхность возбуждаемого объекта, может быть до-
вольно грубым, до 0,2...0,25Х. Если же надо получить и более-ме-
нее точный входной импеданс, то шаг сетки придется сделать
меньше 0,1Х.
Впрочем, даже при мелком шаге сетки в модели нельзя учесть
диэлектрик, заполняющий щель (а дыру в обшивке делают все-
таки не сквозной, а чем-то закрытой), покрытие корпуса (краска
или теплозащита). На форму ДН эти факторы влияют мало, а вот
на импеданс, увы, сильно. Поэтому окончательное уточнение раз-
меров щели делается на макете после измерений полученного
Za, или же в схему питания сразу закладывается СУ, способное
согласовать импеданс, отличающийся от расчетного.
92
esssltssgss®’**”' 't!«s«s’
Рис. 12.3.11
На рис. 12.3.11 показана диаграмма направленности ЩА,
размещенной на боку фюзеляжа легкого самолета. Частота
130 МГц.
12.3.5. Отдельные ЩА
Слово «отдельные» в названии этого параграфа означает, что
мы делаем и экран, и щель специально для антенны, а не при-
спосабливаем что-то уже имеющееся, как в предыдущем пара-
графе.
Простейшая ЩА выглядит почти так же, как и на рис. 12.3.1, б.
Только сплошной лист металла заменяют набором проводов. По-
скольку антенна излучает с горизонтальной поляризацией, то сет-
ка экрана состоит только из горизонтальных проводов. Результат
показан на рис. 12.3.12.
Это Ж-образная антенна (файл ...TV_slot.gaa) выполнена из
трубок диаметром 7 мм. Она перекрывает с 6 по 12 ТВ каналы
(174-230 МГц) с КСВ75 не превышающим 1,2 во всей полосе. По
уровню КСВ75 < 2 полоса антенны достигает 84 МГц, то есть от-
носительная полоса превышает 40%.
93
Ширина 0,8 м
Рассмотрим антенну рис. 12.3.12 подробнее. Ее экран не пря-
моуголен, а сужается (вдвое, до 40 см) в центре. Это мало влияет
на параметры, а расход материалов и ветровое сопротивление
уменьшает.
Средняя ширина экрана составляет 0,4Х (относительно сред-
ней частоты 200 МГц). Это соответствует начальной точке графи-
ков 12.3.5, 12.3.6, 12.3.7. В соответствии с этими графиками ан-
тенна рис. 12.3.12 имеет Ga = 6 dBi, Ra = 75 Ом и «восьмерочную»
азимутальную ДН, показанную под номером 1 на рис. 12.3.8.
Как было описано в п. 12.3.2, малая ширина экрана приводит
к тому, что длина щели (в данном случае это высота антенны) ока-
зывается намного больше полуволны и составляет 0.76Х на сред-
ней частоте.
Поскольку такая антенна фактически представляет собой
сложный петлевой диполь (п. 12.3.1), то, как и любой диполь, ее
можно заземлить в средних точках. На практике так и поступают.
Обе половинки антенны вверху и внизу соединяют с вертикальной
несущей трубой, проходящей в середине щели.
Очень стабильный импеданс в широкой полосе антенны
рис. 12.3.12 дает возможность использовать ее в качестве пере-
дающей телевизионной. Но для телевещания нужна круговая ази-
мутальная ДН. Поэтому берут две антенны рис. 12.3.12, распола-
гают их перпендикулярно и запитывают их с фазовым сдвигом 90°
(для минимизации взаимного влияния).
Пример показан на рис. 12.3.13 и в файле ...TV4_slot.gaa. Ази-
мутальная ДН не точно круговая, максимальное отличие отточной
окружности достигает 1,5 дБ.
Зависимость КСВ от частоты антенны рис. 12.3.13 показана
на рис. 12.3.14.
94
5>й,.,.2Ч’»ОМЙ
О
SWR - 1 17(50 Ohm)
Z » 44.7 ♦ (5.44 Ohm
Ga = 6.9 dBi
Такую антенну можно увидеть на передающих телевизионных
мачтах. Как правило, используется не один такой элемент, а не-
сколько разнесенных по высоте (вертикальный стек для повыше-
ния усиления и сужения зенитной ДН, см. п. 13.5.2).
Входной импеданс Ж-образной антенны и ее ширину полосы
можно регулировать диаметром трубок, размером экрана и ши-
риной щели. Без особых усилий можно получить любое входное
сопротивление от 50 до 150 Ом (см. начало графика 12.3.6).
Другая интересная щелевая антенна также имеет в своей
основе рис. 12.3.1,6. Возьмем ЩА рис. 12.3.1,6 с нешироким
(0,45...0,6Л.) экраном из фольги. И свернем его в цилиндр диамет-
96
ром 0,15...0,2k. Получится антенна, показанная на рис. 12.3.15
и в файле ...Cylin.gaa. Цилиндр диаметром 4,6 см, высотой 26 см
и щелью на боку длиной 20,8 см излучает на 1296 МГц с горизон-
тальной поляризацией.
Малая ширина экрана дает низкое входное сопротивление
(рис. 12.3.6). Сворачивание в цилиндр снижает Ra еще сильнее,
до 50 Ом. По тем же причинам резонансная длина щели растет,
достигая 0,9Х.
Азимутальная ДН напоминает дипольную «восьмерку». Это
неудивительно, так как несмотря на свой странный вид, антенна
рис. 12.3.15 (как и ее прототип, рис. 12.3.1,6) находится в бли-
жайшем родстве с горизонтальным петлевым диполем. Несимме-
тричность азимутальной ДН связана с затенением экраном части
направлений.
Зенитная диаграмма направленности соответствует показан-
ной под номером 1 на рис. 12.3.8.
Питание антенны рис. 12.3.15 производится коаксиальным ка-
белем, входящим внутрь цилиндра снизу. Такой способ предот-
вращает затекание ВЧ токов на внешнюю сторону оплетки кабеля,
то есть обеспечивает симметрирование (п. 12.6.2.1).
Полоса по уровню КСВ < 2 составляет 124 МГц.
Антенна рис. 12.3.15 близка к волноводным ЩА, возбуждае-
мым не кабелем в точках питания, а энергией, передаваемой
в волноводе.
Чтобы переделать ЩА рис. 12.3.15 в волноводную, надо:
• увеличить минимум вдвое диаметр цилиндра, чтобы превра-
тить его в волновод, по которому может распространяться
ЭМВ длиной 23 см (1296 МГц). Это необходимо, так как при
диаметре цилиндра, показанном на рис. 12.3.15 критическая
длина волны в цилиндре-волноводе почти вдвое короче, чем
требуется;
• уменьшить высоту щели (мы существенно увеличили шири-
ну экрана, см. рис. 12.3.5) до 0,5Х;
• возбудить ЭМВ в волноводе.
Впрочем, мы увлеклись. Волноводные ЩА не тема этой книги,
так как они в основном используются на частотах выше 3 ГГц, где
размеры волноводов (в стенках которых прорезаны щели) стано-
вятся небольшими.
Но вернемся к обычной цилиндрической ЩА с питанием кабе-
лем. На более низких частотах ее выполняют не из фольги (как на
рис. 12.3.15), а из проволоки. Точно так же, как и в Ж-образном
вибраторе требуется много горизонтальным перемычек (антенна
излучает с Н-поляризацией).
97
Проволочная цилиндрическая ЩА диапазона 432 МГц пока-
зана на рис. 12.3.16 и в файле ...Cylin_wire.gaa. Она выполнена
из проволоки диаметром 1,6 мм. Полоса по уровню КСВ < 2 со-
ставляет 14 МГц (то есть относительная полоса намного уже, чем
у предыдущей антенны — сказалась замена поверхности редкой
сеткой).
Диаметр 11.5 см
Такая антенна может быть использована для местной связи.
Поскольку в местной связи применяется, как правило, вертикаль-
ная поляризация, то антенну рис. 12.3.16 придется развернуть
на 90°, так как в показанном на рис. 12.3.16 виде она имеет гори-
зонтальную поляризацию (точно так же, как и ее предшественни-
цы: антенны рис. 12.3.1,6 и 12.3.15).
Все антенны, рассмотренные в этом параграфе, выполнены
на основе относительно узких экранов. Поэтому они не излучают
в зенит (ДН1 на рис. 12.3.8), а их усиление довольно велико, око-
ло 6 dBi, что на 3,8 дБ лучше, чем у простого 1/2 диполя.
98
12.4. Планарные (патч) антенны
Л/2 патч-антенна. Принцип работы. Входной импеданс, по-
лоса и усиление. Диаграмма направленности и поляризация.
Л14 патч-антенна. Конструкции патч-антенны.
В предыдущем разделе мы рассмотрели возбуждение ме-
таллической поверхности с помощью щели. Но возбудить токи
в листе металла можно не только с помощью щели, но и другими
способами.
В этом разделе мы рассмотрим возбуждение плоских пря-
моугольных металлических поверхностей резонансных (Х/2 и
Х/4) размеров, расположенных параллельно большому металли-
ческому экрану. Эти антенны называются планарными или патч
(от английского patch — заплатка) антеннами.
Они являются одной из разновидностей большого класса
микрополосковых антенн (МПА), которые выполняются в виде
различной формы поверхностей и проводников, расположенных
очень низко над проводящей землей.
МПА очень интересный класс антенн, широко применяемый
в гигагерцовой технике. Этому способствует удобство выполне-
ния МПА методами печатных плат и низкий профиль антенны (тол-
щина всего несколько мм).
Но в этой книге мы не будем рассматривать МПА, поскольку
основная их область применения — частоты выше 3 ГГц (патч-ан-
тенна — одна из самых низкочастотных МПА, она применяется на-
чиная от 1,5...2 ГГц, поэтому представляет интерес для Bluetooth,
Wi-Fi, UMTS п. 12.1.1). Другое отличие МПА от щелевых антенн,
делающее не очень интересным их применение ниже 3 ГГц, это
требование точных размеров возбуждаемой металлической по-
верхности. Тут не получится, как в щелевой антенне, взять какую-
нибудь имеющуюся поверхность и возбудить ее.
В этом разделе все приводимые антенны настроены на сред-
нюю частоту диапазона Wi-Fi 2440 МГц, а все упоминаемые моде-
ли находятся в папке ...\VHF\Patch\.
12.4.1. Х/2 патч-антенна
12.4.1.1. Принцип работы
Начнем не с металлической плоскости, а с системы из двух
синфазных Х/2 диполей, расположенных низко (2... 10% X) над
очень большим металлическим рефлектором. Такая антенна
диапазона Wi-Fi (2440 МГц) показана на рис. 12.4.1 и в файле
.. .Pseudopatch, gaa.
99
о
о
Рис. 12.4.1
Оценим усиление такой антенны. Фактически это стек из
двух антенн Уда-Яги с очень малым расстоянием до рефлектора
в каждой. Графики рис. 7.2.3 обещают для такой одной Уда-Яги
усиление 4,5...7,1 dBi при расстоянии до рефлектора 2... 10% X.
А графики рис. 6.1.8 показывают, что прирост усиления от второго
синфазного Х/2 диполя, расположенного на расстоянии пол вол-
ны от первого, составляет около 3,8 дБ. Складывая эти цифры,
получаем усиление 8,2...10,9 dBi. Антенна рис. 12.4.1 их и имеет:
при высоте над идеальным рефлектором 5,3% ее усиление со-
ставляет 10,7 dBi.
Излучает антенна в одну сторону, перпендикулярно экрану,
то есть вверх по рис. 12.4.1. Конечно, на практике антенну пово-
рачивают основным лепестком в любую требуемую сторону. Но
в этом разделе мы будем направлять антенны в зенит. Сделано
это для того, чтобы в модели вместо проволочного сетчатого реф-
лектора, затрудняющего моделирование и замедляющего расче-
ты, использовать идеальную землю. Свойства большого плоского
металлического рефлектора на УКВ близки к идеальной земле.
Таким образом, в большинстве последующих моделей разде-
ла большой рефлектор отсутствует как в файле модели, так и на
соответствующем ей рисунке. Вместо него используется идеаль-
ная земля. Это упрощает и моделирование, и понимание. Но в ре-
альной антенне рефлектор быть обязан. Его размеры должны как
минимум на 20...40% ( а лучше больше, для подавления заднего
лепестка) превышать размер возбуждаемой антенны.
Но вернемся к рис. 12.4.1. Заменим два синфазных источника,
на одну из стандартных схем питания синфазных диполей, пока-
занную на рис. 6.2.9, б, то есть запитаем каждый Х/2 диполь с кон-
ца четвертьволновой линией. Результат показан на рис. 12.4.2
и в файле ...Pseudopatch2.gaa. Распределение токов в диполях
получилось такое же, как и на рис. 12.4.1, следовательно, основ-
ные параметры антенны остались прежними.
101
о
ю
Рис. 12.4.3
А какое отношение имеет рис. 12.4.2 к патч-антенне? Самое
прямое. Если в конструкции рис. 12.4.2 заменить верхние три
проволоки сплошной металлической пластиной со стороной око-
ло Х/2, то это не приведет к заметному изменению характеристик,
но будет уже называться полуволновой пачт-антенной.
Такая антенна показана на рис. 12.4.3 и в файле ...Patch.gaa.
Это планарная Х/2 патч-антенна диапазона Wi-Fi (2440 МГц). Квад-
ратная пластина имеет сторону несколько меньше Х/2 (примерно
на величину удвоенной высоты патча над экраном).
Распределение токов по пластине рис. 12.4.3 напоминает
рис. 12.4.2. Боковые стороны A-В и С-В возбуждены как Х/2 дипо-
ли. Отличия между распределениями токов на рис. 12.4.3 и 12.4.2
связаны с тем, что по патч-антенне токи текут не только вдоль (па-
раллельно сторонам A-В и С-D), но и поперек (параллельно сто-
ронам А-С и B-D).
На рис. 12.4.4 показано распределение напряженности элек-
трического поля над пластиной антенны рис. 12.4.2. Размер об-
ласти отображения на рис. 12.4.4 составляет 70x70 мм, то есть
несколько больше пластины (53x53 мм). Видно, что в точке пита-
ния напряжение минимально (темные области), то есть Ra низкое.
По углам квадрата видны светлые области максимумов напряже-
ний (это бывшие концы Х/2 диполей).
Рис. 12.4.4
Сравните рис. 12.4.3 с рис. 12.3.2 (распределение электри-
ческого поля над щелевой антенной). Они похожи. Это означает,
что мы возбудили лист металла примерно так же, как и в щелевой
антенне.
103
Размер стороны квадрата патч-антенны рис. 12.4.2 несколько
меньше полуволны и составляет ~0,43Х. Это следствие укороче-
ния из-за большой емкости на землю. Из-за этого уменьшения
размеров усиление антенны рис. 12.4.2 чуть ниже, чем исходных
Х/2 диполей рис. 12.4.1 (9,8 dBi против 10,7 dBi).
12.4,1.2. Входной импеданс, полоса и усиление
Зависимость входного импеданса Х/2 патч-антенны рис. 12.4.3
от частоты показана на рис. 12.4.5. На первый взгляд, обычная
картина. На частоте резонанса максимум Ra, и середина S-об-
разной характеристики jXa. А вот со второго взгляда видно стран-
ное: на максимуме Ra (частота 2240 МГц) середина кривой jXa(f)
не равна нулю, а сдвинута на +j100 Ом, то есть это не резонанс.
Дело проясняется, если вспомнить, что питание подается
на пластину не прямо, а через проволочную перемычку длиной,
равной высоте патча над экраном. Эта перемычка вносит по-
следовательную индуктивность в цепь питания. На величину ре-
активного сопротивления этой индуктивности и сдвигается верх
график jXa.
Z КСВ Л^пение/FB [_ДН- | ;
Ra
/ ‘ \ iX питающей перемыч1Ш_
I
/ / \ Резонанс антенны
/ / \ с учетом индуктивности
/ / х : питающей перемычки
/- \. . i. ...
Физический \
резонанс патча
1940 О
2190 0
2440 0
2690.0
2940 О
Рис. 12.4.5
Получается следующая картина. Физический резонанс плас-
тины совпадает с максимумом Ra (2240 МГц на рис. 12.4.5), ко-
торый составляет 350 Ом. Если бы мы питали антенну непосред-
ственно в край пластины (например, микрополосковой линией,
идущей в одной плоскости с патчем), то jXa антенны на частоте
104
физического резонанса было бы равно нулю, a Ra -— несколько
сотен ом.
Но мы подаем питание не прямо, а через проволочную пере-
мычку длиной 2...10% Л. Она представляет собой высокоомную
линию (вокруг нее нет заземленной оплетки как в коаксиальном
кабеле). Вносимое +jX линии такой длины составляет 50...200 Ом.
Чтобы скомпенсировать эту реактивность мы должны сдвигаться
вверх по частоте (jX пластины становится отрицательным, выше
частоты ее физического резонанса). Это резонанс всей антенны:
патч + перемычка (2440 МГц на рис. 12.4.5).
Но поскольку мы заметно сдвинулись вверх по частоте, то гра-
фик Ra(f) существенно понизился. Поэтому входное сопротивле-
ние антенны на резонансе всей системы (50 Ом на 2440 МГц для
антенны рис. 12.4.3) оказывается значительно ниже, чем на физи-
ческом резонансе патча (350 Ом на 2240 МГц).
Входное сопротивление патч-антенны рис. 12.4.3 на резонан-
се зависит от:
1. Высоты пластины над экраном. С ее ростом график Ra идет
выше (рис. 12.4.1 и 7.2.9).
2. И еще раз от высоты пластины над экраном (это только при
питании через перемычку, как показано на рис. 12.4.3). Как опи-
сано выше, эта высота определяет дополнительное индуктивное
сопротивление питающей перемычки, для компенсации которо-
го придется сдвинуться влево по графикам рис. 12.4.6 с соответ-
ствующим понижением Ra. Чем больше высота над экраном, тем
больше паразитная индуктивность и тем сильнее понизится Ra.
3. Формы пластины. При увеличении ширины стороны, в ко-
торую идет питание (АС по рис. 12.4.3) Ra возрастает. Так, напри-
мер, если в антенне рис. 12.4.3 сделать пластину прямоугольной
с размерами АС = BD = 61 мм и АВ = CD = 49 мм и питать ее в ши-
рокую сторону, то Ra = 170 Ом (файл ...patch2.gaa). Пример пи-
тания прямоугольной пластины в узкую сторону показан в файле
...patch3.gaa. При размерах АС = BD = 45 мм и АВ = CD = 55 мм
входное сопротивление падает до 35 Ом.
4. Положения точки питания относительно края пластины.
Когда эта точка расположена на самом краю, как на рис. 12.4.3,
то Ra максимально. Если эту точку начать двигать в направлении
центра пластины, то Ra будет уменьшаться. Этим методом поль-
зуются для точной подстройки антенны, поскольку при этом, кро-
ме Ra, меняется еще и jXa.
Пункты 1 и 2 антагонисты. Поэтому в сумме при изменении вы-
соты Ra лишь немного растет с высотой (только для питания че-
рез перемычку, как на рис. 12.4.3). Одновременно с увеличением
высоты снижается резонансная частота всей системы.
105
Так, например, если в антенне рис. 12.4.3 поднять пласти-
ну с 6,7 до 8,5 мм, то Ra станет 90 Ом, а резонанс понизится
до 2360 МГц. В той же антенне при высоте 5 мм Ra уменьшится
до 30 Ом, а частота увеличится до 2500 МГц.
Рис. 12.4.6
Частотная зависимость Ga квадратной Х/2 патч-антенны
с большим рефлектором (рис. 12.4.3) показана на рис. 12.4.6.
Усиление слабо меняется в широкой полосе.
Кстати о полосе. С достаточной для практики точностью мож-
но считать, что относительная (в % от центральной частоты) по-
лоса BW Х/2 патч-антенны по КСВ < 2 равна высоте патча над
экраном в % X.
По этой оценке BW антенны рис. 12.4.3, высота которой со-
ставляет 5,3% X, имеет относительную полосу 5,3% от централь-
ной частоты 2440 МГц, то есть 130 МГц. Моделирование (файл
...patch.gaa) дает цифру 117 МГц. Как видим, погрешность нашей
простой оценки невелика.
12.4.1.3. Диаграмма направленности и поляризация
Из-за наличия рефлектора ДН патч-антенны имеет выражен-
ную направленность. Главный лепесток перпендикулярен реф-
лектору.
Большой (со стороной несколько X) рефлектор почти исключа-
ет излучение назад. К такому случаю относятся ДН на рис. 12.4.3
106
и график рис. 12.4.7 (на этих рисунках экраном является идеаль-
ная земля).
Но на практике обычно применяются небольшие экраны, лишь
немного больше самого патча. Поэтому в ДН появляются задние
и боковые лепестки. Они отбирают часть мощности, поэтому уси-
ление при небольших экранах падает на 1 ...2 дБ.
В файле ...Patch_screen_H.gaa показан патч с размера-
ми рис. 12.4.3 (53x53 мм) с очень маленьким экраном, всего
67x67 мм (то есть лишь чуть больше Х/2)- Объемная ДН и ее вер-
тикальный и горизонтальный срезы для этой антенны показаны на
рис. 12.4.7. Антенна стоит вертикально, максимум излучения на-
правлен вдоль оси X. Из-за маленького экрана F/B только 10 дБ,
а усиление снижается до 8,5 dBi.
Антенна рис. 12.4.7 питается в середину вертикальной сторо-
ны, поэтому излучает с горизонтальной поляризацией. Основное
излучение дают синфазные токи вдоль сторон патча, соседних
с питаемой (см. рис. 12.4.2). Иначе говоря, антенна рис. 12.4.7
близка к стеку из двух горизонтальных двухэлементных антенн
Уда-Яги с рефлекторами.
Если антенну рис. 12.4.7 повернуть на 90° относительно оси X
(то есть переместить питающую перемычку в середину горизон-
тальной стороны патча), то антенна будет излучать с вертикаль-
ной поляризацией.
107
Полуволновую квадратную патч-антенну можно запитать так,
чтобы она излучала с круговой поляризацией (п. 12.2.3). Наи-
более очевидным представляется вариант способа питания
рис. 12.2.18: две точки питания со сдвигом фаз между ними 90°
по бокам квадрата. Для этого требуются делитель мощности
и фазосдвигающая цепь. Это решение используется при микро-
полосковой технологии, где и патч, и фазовращатель, и делитель
выполняются в виде печатных проводников.
Другой вариант получения круговой поляризации основан на
методе, показанном на рис. 12.2.15: взять две узкополосные ан-
тенны и настроить одну из них ниже рабочей частоты, а вторую
выше. Так, чтобы фазовый сдвиг тока на ненулевых и разных по
знаку реактивных частях входных импедансов давал бы требуе-
мые 90°.
Но у нас антенна ведь одна? Да, антенна одна, но имеет про-
тяженность по двум осям. Поэтому по ней могут одновременно
течь и продольные, и поперечные токи. В этом смысле патч пред-
ставляет собой как бы две параллельно соединенные антенны.
А как настроить эти две антенны на разные частоты?
Да так же, как и обычно. Одну (по которой текут продольные
токи) удлинить, вторую (по которой текут поперечные токи) — уко-
ротить. Иными словами, ввести асимметрию продольной и по-
перечной сторон, например, вместо квадрата, сделать прямо-
угольник. Такой патч имеет две резонансные частоты (на длинной,
и на короткой сторонах). Что и требуется для антенны круговой
поляризации, возбуждаемой по методу рис. 12.2.15.
А две точки питания проще всего свести вместе, сдвинув их
навстречу друг другу, в угол прямоугольника. Такая антенна с кру-
говой поляризацией показана в файле ...Patch_circular.gaa и на
рис. 12.4.8. Размеры пластины 51 х48 мм.
108
Распределение тока на рис. 12.4.8 показывает, что пластина
патча возбуждена одновременно по двум направлениям (и по
оси X, и по оси Y одинаковые, но взаимно перпендикулярные
синусоидальные распределения), что и требуется для круговой
поляризации.
Для круговой поляризации разница длин сторон прямоуголь-
ника должна быть примерно в 1,5 раза больше высоты пластины
над экраном.
Пример
В файле ...Patch_circular.gaa высота пластины 5,5 мм, то есть 4,3%
длины волны. Умножая 4,5% на 1,5, получаем 6,7%. Значит, относитель-
ная разница сторон прямоугольника должна быть 6,7%. Проверяем, срав-
нивая с данными рис. 12.4.8: (51 - 48)/48 = 6,3% — хорошее совпадение
с предварительной оценкой.
2 ; КСВ-[ Усипение/РВ j ДН ] Установки
Продольный резонанс
Поперечный резонанс
Область работы с
круговой поляризацией
2340 О
2490 0
2540.0
Рис. 12.4.9
На рис. 12.4.9 показана зависимость входного импеданса от
частоты антенны рис. 12.4.8. Отчетливо видны два пика резонан-
са (продольный и поперечный), разнесенные по частоте на вели-
чину чуть большую полосы пропускания. Рабочая полоса антенны
лежит между ними.
В этой полосе импеданс получается довольно высоким и с по-
ложительной реактивной составляющей. Здесь, в отличие от
рис. 12.4.5, мы не можем уйти вверх по частоте (для снижения
Ra и компенсации +jX). По примененному принципу получения
109
круговой поляризации мы должны быть между резонансами патча
и недалеко от обоих. Поэтому для согласования обычно сдвигают
питающую перемычку из угла в направлении центра патча.
Чтобы сделать патч круговой поляризации по вышеприведен-
ному принципу, в пластину надо ввести асимметрию. Сделать путь
продольных и поперечных токов разной электрической длины.
Выше рассмотрен наиболее очевидный способ — прямоугольный
патч. Но кроме него придумано немало других форм, реализую-
щих этот принцип. Например, в квадратных патчах прорезаются
щели или отрезаются углы.
На рис. 12.4.10 и в файле ...Patch_circular2.gaa показана патч-
антенна круговой поляризации. Срезание двух углов квадрата по-
зволяет возбудить его в продольном и поперечном направлениях,
обеспечив требуемый для круговой поляризации фазовый сдвиг
между токами этих направлений. Согласование достигнуто сдви-
гом точки питания на 16 мм вглубь пластины.
Рис. 12.4.10
Распределение токов по антенне рис. 12.4.10 показано на
рис. 12.4.11. Так же, как и на рис. 12.4.8 видно, что пластина
одновременно возбуждена по двум перпендикулярным направ-
лениям.
Надо отметить, что замена сплошной поверхности металли-
ческой сеткой в модели на узкополосных антеннах (а полоса пат-
ча мала, единицы %) дает ощутимую (несколько %) погрешность
в определении резонансной частоты.
110
На широкополосных антеннах (например, рефлекторных
из разд. 13.7) такой проблемы нет. А для узкополосных антенн
разная емкость на землю сплошной поверхности и сетки дает
разную реактивность, и соответственно, другую резонансную
частоту.
Поэтому применяя движки MININEC, NEC2 метода моментов
для моделирования патч антенн надо иметь в виду невысокую точ-
ность определения резонанса (остальные параметры будут в по-
рядке) при моделировании поверхности сеткой.
12.4.2. Х/4 патч-антенна
Чем отличается X/4 GP от Х/2 диполя? Тем, что от последнего
отрезали половину и заземлили ее. Проделав ту же самую опера-
цию с Х/2 патчем рис. 12.4.3, получим Х/4 патч-антенну. Тут даже
проще, чем с диполем. Ведь земля (экран) в полуволновой патч-
антенне уже есть.
Результат этой процедуры показан в файле ...patch_L4.gaa
и на рис. 12.4.12. Точка питания немного сдвинута вглубь патча
для согласования на 50 Ом. Как и в обычной заземленной Х/4 ан-
тенне, максимальный ток протекает в местах соединения с зем-
лей. Поэтому и экран, и заземляющая перемычка патча должны
быть хорошо проводящими.
111
G^dB®'1301*" .... О .. SWR-11315OOM
•z
Рис. 12.4.12
112
У Х/4 патча много общего с полуволновым (рис. 12.4.3). Но
есть и отличия:
1. Меньшее усиление, около 3,5 dBi. Но это понятно, площадь
антенны уменьшилась вдвое. А уменьшение размеров во всех ан-
теннах приводит к снижению усиления.
2. Х/4 патч излучает одновременно и с горизонтальной по-
ляризацией (излучение самой пластины), и с вертикальной (из-
лучение широкой перемычки на землю). Несмотря на меньшие
размеры, эта широкая перемычка излучает примерно столько же,
сколько пластина патча.
3. ДН, соответственно, состоит из двух частей: излучения пла-
стины (Н-поляризация на рис. 12.4.12), и излучения заземляющей
перемычки (V-поляризация на рис. 12.4.12). ДН первого имеет
такую же форму, как и у полуволнового патча, ДН второго — как
у обычного GP.
Зависимость входного импеданса Х/4 патч-антенны рис. 12.4.12
от частоты показана на рис. 12.4.13.
КСВ .I. Усипенне/ЕВДН Установки
Ra /
4 ОС и
jXa
\ jX питающей перемычки____
/ Физический
резонанс патча
...v ’ ' ' 00
Резонанс антенн и
с учетом индуктивности
питающей перемычки
-200.0
1690.0
1940 0
2190 0
2690 0
-100 о
Рис. 12.4.13
Видны все те же самые эффекты, что и на рис. 12.4.5. Сдвиг
резонансной частоты системы патч + питающая перемычка по
сравнению с собственной резонансной частотой самого патча.
Полоса пропускания Х/4 патч-антенны не меньше, а даже больше,
чем у полуволновой. Так, например, полоса антенны рис. 12.4.12
по уровню КСВ < 2 составляет 260 МГц, то есть вдвое больше, чем
у антенны рис. 12.4.3. Это довольно сложный эффект.
113
Добротность самого патча на резонансе слабо зависит от его
размеров. Сравните размах по частоте S-образной кривой jXa на
рис. 12.4.5 и 12.4.13: они фактически одинаковы. Но сдвиг ре-
зонансной частоты всей системы, по сравнению с резонансом
патча, у А./4 антенны получается больше. При этом мы уходим
левее по кривой jXa, туда где ее наклон (то есть скорость изме-
нения от частоты) заметно уменьшается. Поэтому и получается
такой парадокс: полоса меньшей антенны оказывается шире, чем
большей.
Из-за наличия рефлектора ДН Х/4 патч-антенны имеет на-
правленность. Главный лепесток перпендикулярен рефлектору.
Большой (со стороной несколько X) рефлектор почти исключа-
ет излучение назад. Но на практике обычно применяются неболь-
шие экраны, лишь немного больше самого патча. Поэтому в ДН
появляется ощутимое излучение назад.
В файле ...Patch_L4_screen.gaa показана патч антенна с раз-
мерами рис. 12.4.12 (48x27 мм), размещенная над маленьким
экраном 66x45 мм.
Z = 38.1 • (6.62 Of-ил g SWR . 1 X (50 OhmJ
G-9 » 3.4 d0i
Рис. 12.4.14
Общим у антенны рис. 12.4.14 и обычной ЩА является то, что
излучение обеспечивается токами, протекающими по металли-
ческим экранам.
Разница состоит в способе возбуждения этих токов. В ЩА
для этого используется щель (то есть резонансные изоляторы
из А/4 линий с КЗ на концах). А в антенне рис. 12.3.17 токи по-
верхности возбуждаются Х/4 шунтом. Перемещаясь вдоль этого
шунта можно найти точку Ra = 50 Ом (точно так же, как, например,
в J-антенне, п. 4.2.4).
114
В очередной раз заметим как в антеннах все взаимосвязано:
Х/4 патч-антенну можно рассматривать и как половинку Х/2 патч-
антенны, и как разновидность PIFA (рис. 12.2.6) с большой шири-
ной, и как дальнюю родственницу J-антенны.
12.4.3. Конструкции патч-антенны
Плюсами патч-антенн являются:
• малая высота над экраном;
• возможность размещения на печатных платах.
Недостатки являются следствием достоинств (так часто быва-
ет, и не только в антеннах):
• узкая полоса из-за малой высоты над экраном;
• на печатных платах серийное производство патч-антенн
проблемно. Дело в том, что все параметры таких антенн
сильно зависят от диэлектрической проницаемости под-
ложки е. Поэтому из-за разброса е материала плат требует-
ся коррекция размеров антенны, то есть рисунка платы. Или
надо накладывать требования по стабильности е.
Поэтому патч-антенны на печатных платах (и вообще, на любом
диэлектрике, защитной керамике, например) применяются лишь
там, где жесткие требования к материалам по разбросу е, или
подстройка антенны под текущее е не являются препятствием.
Диэлектрик подложки физически укорачивает антенну [12].
Поэтому в д/Г раз уменьшатся размеры. Полоса тоже уменьша-
ется, но не так быстро и однозначно. На рис. 12.4.15 показаны
вычисленные зависимости относительной полосы BW от физи-
ческой высоты Х/2 патч-антенны над экраном (то есть толщины
подложки) И £ этой подложки.
Укорочение диэлектриком ухудшает и усиление. На рис. 12.4.16
приведены вычисленные значения снижения усиления полувол-
новой патч-антенны над диэлектриком без потерь от физической
высоты патча над экраном (то есть толщины подложки) и е диэлек-
трика.
На рис. 12.4.17 показана GPS (1575 МГц) патч-антенна на
керамике. Это антенна круговой поляризации, аналогичная
рис. 12.4.10. Такие применяют в GPS навигаторах с высокой чув-
ствительностью. Патч-антенна даже на керамике имеет высокое
усиление 7...8 dBi. Поэтому она может уверенно принимать сиг-
нал со спутников даже в тяжелых условиях (между зданиями на
узких улицах, под мостами, и т.п.), когда простые PIFA или кера-
мические GP (п. 12.2.4.2) из-за своего малого усиления (около
0 dBi) сигнал теряют.
115
12%
Физическая высота патча над экраном (толщина подложки), 1
Рис. 12.4.15
Физическая высота патча над экраном (толщина подложки), X
Рис. 12.4.16
116
Рис. 12.4.17
Как видно из рис. 12.4.15 и 12.4.16, небольшой разброс е влия-
ет на полосу, и усиление не очень сильно. А резонансная частота
уходит ощутимо. Пропорционально Например, при возрас-
тании £ на 20% (а это меньше, чем разброс большинства пласти-
ков и керамик), резонансная частота повысится ~ на 10%, то есть
антенна окажется расстроенной на всю полосу пропускания.
Как вернуть резонанс на место в таком случае? Подрезать раз-
меры патча? Технологи таких идей не одобрят. И что делать, если
£ оказалась ниже ожидаемой и размеры патча надо увеличивать?
Диэлектрическая подложка Входной разъем
Рис. 12.4.18
117
В таких случаях применяют питание через последовательный
настроечный конденсатор, показанное на рис. 12.4.18. Антенну
проектируют так, чтобы при средней е она имела бы +jXa, то есть
смещают ее частоту влево по рис. 12.4.5 или 12.4.13. И затем
компенсируют эту индуктивную составляющую последователь-
ным конденсатором. Верхней обкладкой этого конденсатора яв-
ляется маленький диск, соединенный с питающей перемычкой
через резьбу. Нижней — сам патч. Для изменения емкости этого
конденсатора (а, следовательно, и для возвращения ушедшего
резонанса на место) достаточно простого вращения диска.
Основная область применения патч-антенн — летающие объ-
екты (ракеты, самолеты, снаряды, спускаемые аппараты), где
гладкая наружная поверхность и малая высота являются решаю-
щими из соображений аэродинамики.
Для дальнейшего улучшения обтекаемости патч-антенны ее
размещают в специально продавленном углублении корпуса. Та-
кая вдавленная патч-антенна не выступает за корпус, и потому
не увеличивает аэродинамическое сопротивление объекта, на
котором она установлена.
Конструкция при этом становится похожа на одностороннюю
ЩА с П-образной щелью (п. 12.3.3). Но при использовании патч-
антенны в металлическом экране щелей нет. Это является их
главным достоинством при использовании на поверхности уже
имеющихся металлических объектов. Ведь далеко не всегда ме-
ханическая конструкция корпуса позволяет прорезать в нём щель.
12.5. Сверхширокополосные антенны
Принцип самодополнительности. Принцип самоподобия.
Принцип отсечки. Логопериодические антенны. Двунаправлен-
ные. Однонаправленные.
Этот раздел посвящен сверхширокополосным антеннам, пара-
метры которых слабо зависят от частоты. В практическом смысле
это антенны, имеющие низкий КСВ и стабильную форму ДН при
изменении частоты в несколько раз.
Мы уже несколько раз рассматривали отдельные антенны,
относящиеся к этому классу: диполи (п. 4.1.3.2), петлевые дипо-
ли (п. 4.15.1), вертикалы (п. 4.2.8), логопериодические антенны
(разд. 9.5). Нотам мы приходили к сверхширокополосным антен-
нам в результате развития соответствующих типов простых кон-
струкций (например, перехода от тонкого диполя к толстому).
В этом же разделе мы займемся, в основном, теорией. Прак-
тических конструкций будет только несколько. Но принципы,
118
лежащие в основе сверхширокополосности, настолько красивы,
что познакомиться с ними просто интересно. И полезно для пони-
мания, почему некоторые из рассмотренных ранее антенн имели
очень широкую полосу и от чего это зависит.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
.. .\VH F\Superwide\.
12.5.1. Принцип самодополнительности
Принцип самодополнительности (комплементарности) выве-
ден Ясуто Мушияки в 1948 г. [8].
...Чуть отвлекусь от техники. Имя Ясуто Мушияки (Yasuto
Mushiake) мало известно среди русскоговорящих специалистов.
А зря. Кроме принципа самодополнительности, сделавшего
возможным развитие теории щелевых и сверхширокополосных
антенн, его работы стали основой теории логопериодических
антенн. Почетный профессор Ясуто Мушияки, автор множества
трудов по антеннам. Они выходят и сейчас, в XXI веке, причем это
его новые работы, а не только переиздания старых. Он родился
в 1921 г. и по сей день (эти строки пишутся в 2012 г.) трудится в То-
кийском университете (кстати, в том самом, в котором работали
Шинтаро Уда и Хидетсугу Яги, см. п. 7.2.1)...
Но вернемся к принципу комплементарности. Он является
обобщением и расширением принципа Букера (п. 12.3.2) на ком-
плементарные антенны произвольной формы.
А что такое комплементарные антенны? Это две плоские ан-
тенны из бесконечно тонких проводящих листов, одна из которых
может быть получена из другой заменой плоскости на отверстие
и наоборот. Иными словами, если мы возьмем бесконечный очень
тонкий металлический лист и вырежем из него ножницами любую
фигуру, то эта фигура и то, что осталось от листа после выреза-
ния, будут комплементарными антеннами (точки питания обеих
антенн должны совпадать).
Из этого определения вытекает следующее свойство: если
две антенны при наложении друг на друга образуют сплошную
проводящую поверхность, без дырок и перекрытий, а их источни-
ки при таком наложении совпадут, то эти две антенны комплемен-
тарны (взаимодополнительны).
Принцип комплементарности гласит, что импедансы двух лю-
бых комплементарных антенн связаны следующей формулой:
Z}-Z2 = Wc2/4, (12.5.1)
где Wc — волновое сопротивление пространства, в котором эти
антенны расположены.
119
Свободное пространство имеет Wc = 120л (см. п. 3.1.1 и фор-
мулу 3.1.1). Поэтому формула 12.5.1 приобретает вид:
Z, -Z2 = (60л)2. (12.5.2)
Мушияки показал, что для стабильного импеданса в очень ши-
рокой полосе размеры и форма антенны должны быть такими же,
как у комплементарной ей антенны. Иначе говоря, широкополос-
ная антенна должна быть комплементарна самой себе, то есть
самодополнительна.
Из этого вытекают два важных на практике следствия:
1. Форма пустых мест в антенне должна совпадать с фор-
мой металлических поверхностей антенны. Из этого следует, что
в сверхширокополосной антенне всегда можно найти такой пово-
рот или сдвиг, при котором пустые места лягут точно на металли-
ческие и наоборот.
2. Поскольку антенна комплементарна сама себе, то в фор-
муле 12.5.1 оба импеданса Z} и Z2 будут равны между собой (раз
антенна одновременно является двумя комплементарными ан-
теннами, а место питания у нее одно). Тогда из формулы 12.5.1
вытекает, что Z, = Z2 = Wc/2 = 60л = 188,5 Ом. Входное сопротив-
ление сверхширокополосной антенны всегда 188,5 Ом.
Последний вывод фундаментально важен:
Если антенна сверхширокополосная, то ее входное сопротив-
ление может быть только 188,5 Ом. Это физическая константа,
связанная с волновым сопротивлением пространства и не завися-
щая от конструктивных решений.
Ранее мы уже несколько раз подходили к этой цифре. Так,
в п. 4.1.3.2 мы выбрали линию питания сверхширокополосного
диполя 200 Ом, на глаз, исходя из того, что график зависимо-
сти Ra от частоты колебался около 200 Ом (хотя на самом деле,
как вы уже сейчас поняли, что не 200, а 188,5).
Конечно, само по себе Ra = 188,5 Ом не гарантирует широ-
кой полосы. Например, Х/2 диполь со смещенной от центра
точкой питания вполне может иметь такое сопротивление (см.
рис. 4.1.1), не обладая и намеком на сверхширокополосность.
Широкую полосу дает самодополнительность конструкции антен-
ны. A Ra = 188,5 Ом является лишь ее следствием.
Простейшей иллюстрацией принципа самодополнительности
является бесконечный диполь с плечами в виде прямоугольных
треугольников, рис. 12.5.1. Такая структура полностью самодо-
полнительна — при повороте на 90° вокруг точки питания металл
и пустоты меняются местами.
120
Входное сопротивление такой структуры (188,5 Ом, конечно)
не зависит от частоты. Это при бесконечных размерах.
Но в реальности длина плеч диполя конечна. Такой диполь со
стороной квадрата 0,6 м, выполненный из сетки 2,5x2,5 см, по-
казан на рис. 12.5.2 и в файле ...4dipole.gaa. Из-за конечных раз-
меров частотный диапазон, в котором антенна имеет низкий КСВ,
ограничен. Снизу минимальной рабочей частотой FM)N, на которой
ширина антенны 0.6Л, (п. 4.1.3.2). Сверху либо шагом сетки (если
металлическая поверхность не сплошная, а сетчатая), либо по-
терями в металле.
Так, антенна из файла ...4dipole.gaa (рис. 12.5.2) имеет
КСВ1а8 < 2 от FMin = 300 МГц до максимальной частоты Fmax = 4 ГГц
(шаг сетки; на FMAX он достигает Х/3, а это слишком много для
экрана).
Антенна рис. 12.5.2 с конечными размерами плеч не является
самодополнительной. Ведь за пределами плеч вокруг нее воздух,
121
который не замещается металлом при повороте. Принцип само-
дополнительности для такой конструкции здесь соблюдается
только в центральной части (на длине плеч диполя), а за ее преде-
лами он нарушается.
Из-за этого нарушения антенна рис. 12.5.2 имеет довольно вы-
сокую Fmjn для своих размеров и заметную j Ха, особенно в низшей
части рабочего диапазона.
Полностью комплементарным к диполю конечных размеров
рис. 12.5.2 будет бесконечный лист металла с двумя треугольны-
ми вырезами на месте бывших плеч диполя. Но с бесконечным
экраном у нас на практике проблемы. Поэтому хотя бы немного
приблизимся к экрану требуемой формы, соединив вверху и вни-
зу углы диполя 12.5.1 перемычками, так, как это показано на
рис. 12.5.3 и в файле ...4FD__dipole.gaa.
По идее, за пределами внешнего квадрата на рис. 12.5.3 дол-
жен быть сплошной металл, но мы ограничиваемся минимумом:
двумя проволочными перемычками. Даже столь небольшое при-
ближение к самодополнительности дает хороший эффект. Ан-
тенна рис. 12.5.2 при тех же самых размерах, что и рис. 12.5.1
имеет Fmjn почти вдвое ниже: 180 МГц против 300 МГц у антенны
рис. 12.5.1. А верхняя частота не уменьшается, то есть перекры-
тие по частоте возрастает почти вдвое.
Антенну рис. 12.5.3 можно рассматривать и как самодопол-
нительную структуру, и как петлевой диполь (мы это уже делали
в пп. 4.1.5.1 и 12.2.1), и как ЩА. Как мы уже много раз видели,
в антеннах нет резких границ, все взаимосвязано, одна и та же
антенна может быть рассмотрена с разных точек зрения.
Еще одна самодополнительная структура, часто применяемая
на УКВ, была описана раньше, на рис. 12.2.5. Она отличается от
рис. 12.5.3 только тем, что плечи имеют не треугольную, а квад-
ратную форму.
12.5.2. Принцип самоподобия
Этот принцип состоит в следующем:
Для стабильного импеданса в очень широкой полосе размеры
антенны, выраженные в текущей длине волны Л не должны ме-
няться при изменении частоты, то есть антенна должна оставать-
ся подобной самой себе при изменении частоты.
Вы скорее всего уже не раз пользовались этим принципом,
нажимая кнопку Масштабировать в моделировщике при пере-
носе антенны с одной частоты на другую. При этой процедуре все
линейные размеры антенны изменяются пропорционально длине
122
волны. Однако если вы заглянете в описания проводов в полярной
системе координат, то увидите, что при масштабировании оба
угла (азимутальный и зенитный) остаются прежними. Меняется
только длина проводов.
Иными словами, антенна отвечает принципу подобия, если
при масштабировании ее на другую частоту внешний вид антен-
ны не меняется.
Отсюда следует, что такая антенна:
1. Должна иметь бесконечный линейный размер (только в
этом случае изменение длины в полярной системе координат не
играет роли).
2. Обязана задаваться не линейными размерами, а только
углами.
Простейшая плоская структура, отвечающая этим требовани-
ям, показана на рис. 12.5.1. Она определяется только четырьмя
углами.
В трехмерном пространстве принципу подобия отвечает конус
бесконечной высоты: он задается только углом при вершине.
Слово «бесконечность» пугать нас не должно. Как мы уже ви-
дели в предыдущем параграфе, переход к конечным размерам
означает только то, что антенна начинает работать только с FMtN,
зависящей от максимальных размеров.
Какая еще (кроме рис. 12.5.1) структура отвечает сразу двум
принципам: самодополнительности и самоподобия? Задав усло-
вия, чтобы структура переходила бы сама в себя при измене-
нии масштаба и при этом бы могла накладываться сама на себя
при повороте на некоторый угол, можно вывести [7, 8], что этим
условиям отвечает антенна, форма которой ограничена четырь-
мя бесконечными логарифмическими спиралями. Такая струк-
тура показана на рис. 12.5.4. Ее Ra не может быть иным, чем
60я= 188,5 0м.
Спираль — это фигура вращения. Поэтому ее обрезка до
конечных размеров делается по окружности, как показано на
рис. 12.5.5. В силу принципа самодополнительности такая ан-
тенна может быть выполнена как в виде металлических лопастей
(рис. 12.5.5), так и в виде спиральных прорезей в сплошном эк-
ране.
Fm,n определяется периметром внешнего витка спиралей. На
минимальной частоте этот периметр равен длине волны. Или
иначе: диаметр окружности, по которой обрезана спираль, со-
ставляет Х/3 на FMin- Максимальная частота FMAX зависит от шага
сетки (если поверхности сетчатые), потерь в металле и качества
узла питания (где геометрия спирали оказывается нарушенной
из-за соединения с фидером).
123
Рис. 12.5.5
Рис. 12.5.6
Последний фактор часто оказывается определяющим, так как
кабель питания подводится к центру спирали от одного из внешних
краев, вдоль металлической поверхности. Коаксиальные кабеля
плохо относятся к изгибу с малым радиусом, и это ограничивает
минимальный виток спирали, то есть ее максимальную частоту.
Например, ограничив из-за кабеля диаметр первого витка пятью
сантиметрами, мы получаем верхнюю частоту только 2 ГГц.
Поэтому центральную часть спирали выполняют как структуру
рис. 12.5.2, то есть два треугольника. Это решение показано на
рис. 12.5.6. Диаметр центральной части А-Б, выбирают примерно
в 1,2 раза больше, чем длина волны самой высокой требуемой
частоты. При этом в диапазоне от FMAX до FMax/2 антенна работа-
ет как треугольная структура рис. 12.5.2. А от FMAX/2 до FMin — как
спиральная антенна.
124
В файле ...Flat_helix.gaa и на рис. 12.5.7 показана модель спи-
ральной антенны диаметром 50 см, работающая в полосе частот
от 190 до 3200 МГц. Причем в полосе 250...2500 МГц КСВ (отно-
сительно 188,5 Ом, конечно) не превышает 1,3, возрастая до 2
только на краях полосы.
Усиление рассмотренных спиральных антенн составляет
2,15 dBi на FM|N и повышается до 5 dBi на 3FMtN. При дальнейшем
росте частоты усиление немного колеблется около 5 dBi [7].
12.5.3. Принцип отсечки
Выполнение принципов самоподобия и самодополнительно-
сти обеспечивает стабильность входного импеданса от частоты.
Но вовсе не гарантирует сохранение формы ДН в этой полосе.
Например, антенны рис. 12.5.2 и 12.5.3 сохраняют «восьме-
рочную», двухлепестковую ДН лишь до частоты 500 МГц. На более
высоких частотах азимутальная ДН расслаивается на несколько
лепестков, что для большинства применений нежелательно. По-
этому в п. 4.1.3.2 мы отмечали, что из-за искажения ДН сверх-
широкополосные диполи неразумно использовать больше чем
в 3...5-кратной полосе частот. Несмотря на то, что КСВ остается
низким и на более высоких частотах.
Чтобы ДН оставалась стабильной в широкой полосе частот,
необходимо, чтобы была возбуждена не вся антенна (а именно
125
из-за этого рассыпается на верхнем краю полосы ДН сверхширо-
кополосных диполей), а только ее часть, пропорциональная длине
волны. Иными словами, для стабильной в полосе частот ДН надо,
чтобы электрический (в X) размер излучающей части антенны со-
хранялся бы неизменным.
На первый взгляд это условие противоречит принципам само-
подобия и самодополнительности. Ведь в них речь идет о струк-
туре бесконечных размеров, которая явно не может иметь одина-
ковый электрический размер для разных длин волн.
Но противоречия нет: в двух предыдущих принципах речь шла
о размерах всей антенны. А здесь мы говорим о размерах излу-
чающей на данной частоте части антенны.
Следовательно, антенна должна быть устроена так, чтобы на
любой частоте излучала бы не вся антенна, а только ее часть.
И физические размеры этой части должны быть пропорциональ-
ны длине волны. Остальные же части антенны на данной частоте
не должны быть возбуждены (отсечены).
Именно в этом и состоит принцип отсечки: для того, чтобы ан-
тенна имела стабильную форму ДН в широкой полосе, на каждой
из частот должно выполняться условие автоматической отсечки
неработающих на данной частоте частей антенны, так чтобы элек-
трический размер излучающей части не зависел бы от частоты.
Сложновато? Тогда посмотрите на рис. 9.5.6. Электрические
размеры излучающей части (активной зоны) направленной ло-
гопериодической антенны (ЛПА) остаются неизменными. Она
все время состоит из четырех диполей, размер которых близок к
резонансному на текущей частоте. Расстояние между диполями
активной зоны также неизменно, если считать его в длинах волны
текущей частоты (в направленных ЛПА это параметр о, см. п. 9.5.1
и 13.6.1). А все ненужные на данной частоте диполи отсечены от
участия в излучении (у них высокий модуль входного импеданса,
поэтому ток в них почти не затекает).
Таким образом, направленные логопериодические антенны,
рассмотренные в разд. 9.5, отвечают принципу отсечки. Именно
поэтому форма их ДН почти не зависит от частоты (п. 9.5.4).
Другой тип антенн, в котором выполняется принцип отсечки,
это рассмотренные в предыдущем параграфе спирали, например,
рис. 12.5.5. В таких антеннах ток резко уменьшается после про-
хождения витка спирали, периметр которого равен длине текущей
волны. Поэтому внешняя (слишком длинная для данной частоты)
часть антенны автоматически отсекается. Выглядит это так, как
будто мы подстраиваем длину спирали до резонанса на каждой
частоте. ДН при этом оказывается почти неизменной. Почему
почти? Потому что при изменении частоты концы активной зоны
126
перемещаются по спирали, то есть вращаются. Соответственно
поворачивается и ось эллипса поляризации (плоская спираль из-
лучает эллиптически поляризованную ЭМВ).
Антенны рис. 12.5.6, 12.5.7 на верхнем краю полосы работают
уже не как спиральные, а как треугольные. Диаметр их централь-
ной части выбирается из соображений сохранения формы ДН на
Fmax. Очевидно, что в области работы центральной части излучает-
ся линейно поляризованная волна (как в обычном диполе).
Но вернемся к логопериодическим антеннам. Не к направ-
ленным, рассмотренным ранее в разд. 9.5. А к ненаправленным,
с которых начинались теория и история логопериодических из-
лучателей.
На рис. 12.5.8 показана бесконечная зубчатая логоперио-
дическая структура, описанная уже известным нам Я. Мушияки
(п. 12.5.1). Она может быть представлена как антенна рис. 12.5.1
из двух бесконечных треугольников, в которой таким образом
надавили на бока треугольников, что из них выдвинулись налево
и направо металлические секторы.
Легко видеть, что эта структура, точно так же, как и исходная
рис. 12.5.1, отвечает принципу самодополнительности (формы
металла и прорезей совпадают).
Рис. 12.5.8
Рис. 12.5.9
Но в отличие от рис. 12.5.1 структура рис. 12.5.8 отвечает
и принципу отсечки. Следовательно, ее форма ДН (обычная ди-
польная «восьмерка») почти не зависит от частоты. Поскольку
радиусы секторов образуют геометрическую прогрессию с пе-
риодом т, то антенна рис. 12.5.8 может быть представлена как ди-
польная структура, у которой для любой частоты найдется диполь,
127
размер которого близок к резонансному. И дальше этого диполя
ток источника почти не течет. Резонирующий диполь просто отби-
рает большую часть энергии источника на излучение (в его низкое
сопротивление затекает большая часть тока источника). Внешняя
часть антенны, избыточная для данной частоты, отсекается авто-
матически.
Переход к конечным размерам для структуры рис. 12.5.8 де-
лают так же, как и для плоских спиральных антенн (п. 12.5.2): об-
резают по кругу. Результат показан на рис. 12.5.9. Насколько мне
известно, именно такая логопериодическая антенна (ЛПА) исто-
рически была первой.
Антенна рис. 12.5.9 внешним диаметром 300 мм, угловой
шириной всех секторов по 45°, т = 0,775 и шестью элементами-
выступами имеет полосу от 300 МГц до 5,5 ГГц при КСВ188 < 1,3.
Её центральная часть выполнена так же, как и на рис. 12.5.6, в ви-
де двух треугольников. Как и у всех самодополнительных струк-
тур ее входное сопротивление 188,5 Ом. Усиление во всей поло-
се около 5,5 dBi и лишь немного (до 4 dBi) снижается на участке
от 400 до 300 МГц. Форма ДН во всей полосе двунаправленная,
дипольная.
12.5.4. Логопериодические антенны
12.5.4.1. Двунаправленные
Антенна, показанная на рис. 12.5.9, имеет хорошие парамет-
ры, но сложна в изготовлении. Трапецеидальную ЛПА, показанную
на рис. 12.5.10, сделать проще. В ней дуги заменены прямыми.
Конечно, такая форма уже не полностью соответствует прин-
ципу самодополнительности. Поэтому КСВ в полосе будет хуже,
чем у антенны рис. 12.5.9.
Однако это ухудшение не слишком велико. Так, у антенны
рис. 12.5.10, при равных с ЛПА рис. 12.5.9 размерах, парамет-
рах (в обеих конструкциях т = 0,775 и по 6 элементов) и полосе
(300 МГц — 5,5 ГГц), КСВ188 в полосе достигает 1,6 (против 1,3
у ЛПА рис. 12.5.9).
Усиление и ДН трапецеидальной ЛПА почти такие же, как
и у антенны рис. 12.5.9.
Итак, отход от принципа самодополнительности в пользу тех-
нологичности не привел к заметному ухудшению параметров ЛПА.
Поэтому двинемся по этому пути дальше. Заменим сплошные
металлические поверхности антенны рис. 12.5.10 проволочным
контуром. Результат показан на рис. 12.5.11 и в файле ...LPA.gaa.
128
Эта антенна имеет чуть меньшее усиление, чем предыдущая. Во
всей полосе от 300 МГц до 5,5 ГГц усиление немного колеблется
около 4,8 dBi при относительно стабильной двухлепестковой ДН.
Зависимость КСВ от частоты антенны рис. 12.5.11 показана
на рис. 12.5.12. Здесь неравномерность КСВ в той же полосе до-
стигает уже 2 (хотя в меньшей полосе 400 МГц — 4 ГГц КСВ < 1,7).
129
Это та цена, которую пришлось отдать за еще больший отход от
принципа самодополнительности. Тем не менее, антенна остает-
ся очень широкополосной, а КСВ < 2 для многих применений ока-
зывается удовлетворительным. Поэтому упростим антенну еще
более, сведя центральные сектора в один провод.
Рис. 12.5.12
130
В результате получится конструкция, показанная на рис. 12.5.13
и в файле ...1ра1 .даа. Ее внешние размеры такие же, как и у пре-
дыдущих антенн этого параграфа.
На рис. 12.5.14 показано, как повлияло на КСВ очередное
упрощение конструкции. Понятно, что дальнейший отход от прин-
ципа самодополнительности должен быть оплачен ухудшением
согласования и широкополосности. Рисунок 12.5.14 это под-
тверждает.
Рис. 12.5.14
Но снова для многих применений, КСВ антенны рис. 12.5.13
оказывается удовлетворительным. Поэтому попробуем упрос-
тить антенну еще. Заменим обводку по периметру одиночны-
ми проводами. Получится антенна, показанная на рис. 12.5.15
и в файле ...1ра2.даа. Зависимость ее КСВ от частоты дана на
рис. 12.5.16.
Здесь уже от самодополнительности мало что осталось, по-
этому широкополосность намного хуже. В полосе видны резо-
нансы отдельных элементов, а между ними КСВ превышает 3.
Если вы внимательно читали разд. 9.5, то уже поняли, что про-
исходит это из-за относительно невысокого значения и = 0,775.
Fmax уменьшилась почти вдвое из-за отсутствия в центре тре-
угольных пластин.
131
КСВ
Рис. 12.5.16
132
12.5.4.2. Однонаправленные
На УКВ двунаправленная дипольная ДН по азимуту часто
не нужна и даже вредна. У всех антенн предыдущего параграфа
можно получить направленность и дополнительное усиление, сло-
жив их вдоль оси Y Такое преобразование с антенной рис. 12.5.13
показано на рис. 12.5.17 (файл ...Ipa3.gaa). Плечи антенны сло-
жены под углом 90°.
Полученная ДН не слишком хороша для направленной ан-
тенны. Отношение F/B в полосе 300 МГц —5 ГГц составля-
ет всего 4...7 дБ. Но усиление в указанной полосе повышается
до 6,5...8 dBi, то есть почти на 3 дБ выше, чем у ненаправленного
аналога рис. 12.5.13.
Максимум ДН антенны рис. 12.5.17 направлен в сторону ко-
ротких элементов, как и у всех направленных Л ПА (см. разд. 9.5).
На КСВ сложение плеч ЛПА влияет отрицательно (мы совсем
далеко ушли от принципа самодополнительности). В полосе
300 МГц — 5 ГГц КСВ местами достигает 3, и почти в половине
полосы выше 2. Это заметно хуже, чем КСВ антенны с такими же,
но не сложенными плечами (рис. 12.5.14).
133
Возьмем в качестве исходного материала антенну рис. 12.5.15
и доведем складывание плеч до логического конца: сведем их
вместе, расположив одно над другим. В результате получим ан-
тенну, показанную на рис. 12.5.18 и в файле ...Ipa4.gaa.
Узнали что получилось? Это ведь такая же направленная Л ПА
из диполей (LPDA —аббревиатура от log-periodic dipole array),
какие были описаны в разд. 9.5. Набор диполей-элементов, каж-
дый из которых питается в противофазе, относительно соседне-
го. Противофазное питание обеспечено в антенне рис. 12.5.18
не перекрещиванием двухпроводной питающей линии (кото-
рая образовалась из двух центральных проводников исходной
конструкции рис. 12.5.15), а подключением половинок диполей-
элементов в шахматном порядке.
Так что LPDA (разд. 9.5) ведут свою «родословную» от сверх-
широкополосных секторных ЛПА (рис. 12.5.8, 12.5.9). Несмотря
на их внешнее несходство, это антенны одного класса. Придумал
LPDA американец Д. Айсбелл (D. Isbell) в 1960 г. [10].
Но вернемся к антенне рис. 12.5.18. Ее параметры типичны
для направленной дипольной ЛПА. От 300 МГц до 2,8 ГГц ее КСВ150
не превышает 2,2 (но и нигде не опускается ниже 1,6). Усиление
возрастает от 4 dBi на 300 МГц до 6 dBi на 800 МГц и следующие
2 ГГц лишь немного колеблется вокруг этой цифры. Отношение
F/B от 5 дБ на 300 МГц растет до 8 dB на 600 МГц и колеблется
в диапазоне 8... 11 дБ при дальнейшем росте частоты.
УКВ LPDA антенны будут рассмотрены позднее, в разд. 13.6.
134
12.6. Узел питания на УКВ
Влияние конструктива. Паразитные реактивности узла пита-
ния. Детали механического крепления в ближнем поле. Симмет-
рирование. Широкополосное симметрирование. Резонансное
симметрирование. Согласование. Фильтры сложения.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...\VHF\Match\.
12.6.1. Влияние конструктива
.Длина волны на КВ велика. Поэтому электрический (в X) раз-
мер конструктивных элементов (узел питания, крепления, и т.д.)
на КВ очень мал. Обычно < 0,2% X. Влияние столь мелких (в X)
неоднородностей на параметры антенны практически неощути-
мо. Поэтому в предыдущих частях (про КВ) книги мы не рассма-
тривали влияние конструктива на резонансную частоту антенны.
Это было незачем делать.
Другое дело на УКВ. Из-за малой длины волны размеры узла
питания антенны и деталей ее крепления достигают несколь-
ких процентов X. Такие большие неоднородности уже заметно
меняют электрическую длину элементов. Если это изменение
не скомпенсировать соответствующим изменением физической
длины антенны, то она расстраивается по частоте. Изучением
причин этого мы и займемся в этом параграфе.
12.6.1.1. Паразитные реактивности узла питания
Первая (и всегда присутствующая) причина влияния конструк-
ции — это паразитные реактивности узла питания. В модели ведь
мы включаем источник (выход кабеля или СУ) прямо в антенну.
Но между чистой теорией и запыленной практикой всегда име-
ется некоторое расстояние. В данном случае оно не меньше, чем
длина выводов разделанного конца кабеля питания и элементов
СУ (если оно есть).
Эти паразитные (в том смысле, что на электрической схеме
и в модели антенны их нет) выводы на УКВ имеют уже вполне за-
метную длину в X. А следовательно, дают ощутимое реактивное
сопротивление. Так, одиночный провод (вывод) длиной 0,5% X
дает JX = +10 Ом, то есть вполне существенную величину.
А что такое 0,5% X? Это Зсм на 50 МГц, 1 см на 144 МГц, 3,5 мм
на 432 МГц и 1,2 мм на 1296 МГц. Поэтому конструкции, требую-
щие выводов по несколько миллиметров (свободная разделка пи-
тающего кабеля, не SMD конденсаторы) могут быть применены
135
в узлах питания УКВ антенн лишь до 50...100 МГц. На 144 МГц это
уже проблематично, а от 200 МГц и выше — практически нере-
ально. Для снижения паразитного JX желательно использовать
СВЧ разъемы с соответствующей арматурой и безвыводные
SMD компоненты.
Пример 1
Обычный полуволновый диполь на частоту 432 МГц с питанием ко-
аксиальным кабелем. Длина выводов кабеля по 4 мм от места разделки
до подключения к вибратору. Паразитные выводы дают последователь-
ную JX ~ +23 Ом, что сдвигает резонансную частоту системы, узел пита-
ния + антенна на 18 МГц (при радиусе вибратора 3 мм) вниз.
Но 4 мм длины нам необходимы из механических соображений (цен-
тральную жилу надо дотянуть до вибратора, не перегнув ее и не зам-
кнув). Поэтому диполь следует настраивать в модели так, чтобы он имел
на 432 МГц не резонанс, a JXa = -23 Ома, компенсирующее паразитную
индуктивность 4 мм отрезка разделанного кабеля. То есть его придется
укоротить примерно (зависит от диаметра диполя) на 10 мм. Если этого
не сделать, то по результатам практической настройки можно получить
еще один миф о «неточности» программ моделирования на УКВ.
Кажется, что укоротить антенну надо на длину разделанных
выводов кабеля. Однако это верно лишь в единственном случае:
когда диаметры провода антенны и паразитных выводов равны,
и они отходят от кабеля или СУ перпендикулярно. Но на практике
обычно вибратор толще паразитных выводов (то есть имеет мень-
шую погонную индуктивность), а последние идут от точки раз-
делки не по кратчайшему пути. Поэтому, как правило, приходится
удлинять антенну на большую величину, чем длина паразитных
выводов. И определять эту величину для конкретной конструкции
приходится экспериментально, по минимуму КСВ.
12.6.1.2. Детали механического крепления
в ближнем поле
Вторая заметная причина влияния конструкции на резонанс —
попадание в ближнее поле антенны всяких предметов, которые
не являются частью антенны, но необходимы ей конструктивно.
Например, детали механического крепления и несущая конструк-
ция. Эти предметы, имея ощутимую длину в X, искажают ближнее
поле антенны. А следовательно, изменяют распределение токов
в ней. Поэтому меняются электрическая длина и входной импе-
данс антенны.
Разберемся подробнее, как это происходит. В отличие от КВ,
где тонкий вибратор нередко растягивают за края, на УКВ почти
136
исключительно применяется крепление за середину элемента
(а там, как правило, максимум тока). Следовательно, около участ-
ка с максимальным током на протяжении нескольких процентов X
всегда имеется какой-то дополнительный (неучтенный в модели)
материал:
• если это диэлектрик (пластик, например), то он оказывает
удлиняющее действие. Электромагнитное поле в диэлект-
рике распространяется медленнее (п. 3.1.2), что эквива-
лентно повышению погонной индуктивности и росту элек-
трической длины вибратора (пп. 3.2.2 и 12.2.4.2);
• если металл, то электрическая длина вибратора уменьшает-
ся. Это происходит потому, что часть тока элемента шунти-
руется этим металлом, что снижает погонную индуктивность.
Причина та же самая, по которой телескопический элемент
приходится удлинять, по сравнению с цилиндрическим с той
же резонансной частотой.
Дело усугубляется тем, что этот материал влияет не только
когда он касается вибратора, но и на расстоянии. Ведь ближ-
нее (п. 12.2.3) поле занимает вокруг элемента некоторый объем.
Поэтому, даже если вибратор отодвинуть от пластика и металла
крепления, то их влияние хотя и ослабится, но не исчезнет.
Очевидно, что степень искажения ближнего поля (то есть ве-
личина влияния конструктивных элементов на параметры антен-
ны) зависит от:
• величины исходного (до внесения искажающих конструк-
тивных узлов) ближнего поля, то есть от размеров антенны
и распределения токов в ней;
• типа (металл или диэлектрик) и свойств (проводимость, про-
ницаемость) материала, который находится в ближнем поле
вибратора;
• количества этого материала, то есть его размеров;
• расположение этого материала относительно элемента
(расстояние, угол, в какой части).
Для практического выполнения антенны надо знать, насколько
надо скорректировать ее размеры, чтобы компенсировать влия-
ние конструктивных узлов.
Но приведенный выше длинный список влияющих величин
ставит крест на попытках определения величины коррекции ис-
ходя лишь из 1 -2 параметров, например, диаметра и формы несу-
щей мачты.
Увы, универсального решения нет. И даже моделирование
не очень помогает. Хотя в принципе можно описать в объемной
модели распределенную структуру металла и диэлектрика (антен-
на + конструктивные элементы). Но время расчета такой модели
137
будет очень большим даже на простейших антеннах, что делает
этот расчет фактически бесполезным. Поэтому:
• старайтесь выполнить конструктивные элементы предельно
маленькими и тонкими;
• избегайте узкополосных антенн (они даже при небольшом
влиянии конструктива могут изменить свои параметры
слишком сильно);
• проектируйте свои антенны с запасом по частоте. Они прос-
тят дополнительное влияние;
• если все вышеперечисленное не получается, то неизбежна
практическая (по результатам измерений) коррекция раз-
меров антенны в данном конструктивном исполнении отно-
сительно расчетных размеров. Величина коррекции может
достигать единиц %. В особо неблагоприятных случаях —
10...20%.
12.6.2. Симметрирование
Основные принципы подавления излучения линии передачи
и окружающих металлических предметов на УКВ остаются таки-
ми же, как и на КВ (разд. 3.6).
Но в отличие от КВ, где нередко обходятся без подавления
синфазных токов линии, на УКВ такие устройства необходимы.
Причина в уровне шумов эфира. Если КВ антенна в нормальных
условиях принимает единицы микровольт эфирного шума, а по-
лезные сигналы еще выше, то пара микровольт помехи, принятой
оплеткой кабеля, может оказаться незаметной.
На УКВ уровень внешних шумов значительно ниже. Вполне чи-
таемый полезный сигнал может составлять десятые и даже сотые
доли микровольта. Оцените, что получится, если мы одновремен-
но примем оплеткой коаксиала 1 мкВ местной помехи.
Ситуация усугубляется тем, что из-за малой X физически ко-
роткие провода (вроде шнуров блоков питания и межблочных
кабелей) оказываются вполне эффективными излучателями УКВ
помех.
Поэтому подавлять паразитные синфазные токи линии на УКВ
необходимо, причем это подавление должно быть больше, чем на
КВ (из-за разных уровней помех и полезных сигналов).
Разница в конструкциях устройств подавления нежелательных
токов на УКВ и КВ определяется:
• меньшей длиной волны, дающей возможность выполнять
большие (в X) конструкции;
• почти полным доминированием на УКВ симметричных ан-
тенн. Несимметричные (или симметричные, расположенные
138
так, что их половинки находятся в разных условиях) УКВ
антенны редки. Исключение составляют лишь вертикалы
(на подавление излучения их линий питания надо обращать
отдельное внимание) и укороченные антенны мобильных ап-
паратов (а им никакое подавление токов не требуется, так
как корпус такого устройства используется как часть антен-
ны, п. 12.2.4).
Поэтому, в отличие от разд. 3.6, где о симметрировании мы
вспомнили только в середине раздела, здесь симметрирование
будет главной темой.
12.6.2.1. Широкополосное симметрирование
Простейшее (но совсем неплохое) решение — развязываю-
щий дроссель из питающего кабеля (п. 3.6.4.2). Собственная ре-
зонансная частота этого дросселя должна быть выше рабочей.
Поэтому длина кабеля в дросселе должна быть меньше Х/4, что
ограничивает верхнюю частоту. Выше 400...500 МГц становится
невозможно намотать дроссель из нескольких сантиметров кабе-
ля из-за ограничения его радиуса изгиба.
Для уменьшения длины кабеля в дросселе можно просто на-
деть несколько ферритовых колец или трубок на прямой кабель
в точке питания. Но ферриты должны работать (то есть не иметь
заметных активных потерь при высоком индуктивном сопротив-
лении) на частотах антенны.
Развязывающий дроссель с равным успехом можно приме-
нять как для симметричных, так и для несимметричных антенн.
Однако его применение на УКВ ограничено простыми (с точки
зрения помех) случаями, так как трудно получить от развязываю-
щего дросселя ослабление синфазного тока больше 20...30 дБ.
Другое решение по широкополосному симметрированию
на УКВ — ферритовые трансформаторы-балуны. Они выпуска-
ются многими фирмами и дотягивают до 1 ГГц по частоте, и до
десятков-сотен ватт по мощности (а на малой мощности бывают
ферритовые балуны до 2 ГГц).
Возможность применения ферритового трансформатора для
несимметричной антенны зависит от его типа. Если в широко-
полосном трансформаторе (ШПТ) используются две отдельные
обмотки, то это возможно. А если это широкополосный транс-
форматор на длинных линиях (ШПТДЛ), то нет. Разница здесь еще
и в том, что ШПТДЛ более мощные и высокочастотные (цифры
в предыдущем абзаце относятся к ним). А ШПТ с двумя отдель-
ными обмотками работают лишь до десятков ватт и 200...300 МГц
(по уровню — 1 дБ).
139
Следующее решение, позволяющее в широкой полосе ис-
ключить затекание токов с антенны на внешнюю сторону оплетки
питающего кабеля, это проводка этого кабеля внутри металличе-
ской трубки. Пример показан на рис. 12.6.1.
Рис. 12.6.1
Из-за скин-эффекта ток, вытекающий из оплетки кабеля, за-
текает только на трубку вибратора (левую на рис. 12.6.1). Она яв-
ляется внешней поверхностью. А наружная сторона оплетки ка-
беля оказывается экранированной трубкой антенны, и ток на ее
наружную сторону не затекает. Чтобы такая конструкция эффек-
тивно работала, необходимо, чтобы экранирующая трубка имела
бы длину не менее Х/4. Почти всегда это требование выполняется
автоматически (например, Х/2 диполь).
Такое решение может быть использовано для подавления то-
ков внешней стороны оплетки и в несимметричных антеннах. На-
пример, в GP питающий кабель часто проводится внутри трубы
мачты, с которой соединены радиалы.
Прием, аналогичный рис. 12.6.1, часто применяется в ло-
гопериодических антеннах, например, в ЛПА показанной на
рис. 12.5.18. В этом случае питающий кабель идет внутри одной
из двух труб собирательной линии.
Как правило, в точке выхода кабеля из экранирующей трубки
его изолируют от антенны. Особенно это важно, если длина труб-
ки кратна нечетному числу Х/4, и, соответственно, в месте выхо-
да кабеля имеется пучность напряжения. Однако, если на трубке
в месте выхода кабеля имеется пучность тока, то имеет смысл
соединить его оплетку с антенной в этой точке. Пример показан
на рис. 12.6.2.
140
Питающий кабель идет внутри петлевого диполя (или волно-
вой рамки). Он выходит наружу в точке, противоположной пита-
нию (через отверстие в трубке элемента). В этой точке внешняя
сторона оплетки электрически соединена с трубкой антенны.
Поскольку входное сопротивление Ra одиночных петлевых
элементов намного выше 50 Ом, то применяют такое симметри-
рование только для активного элемента многоэлементных антенн,
где Ra вибратора понижено пассивными элементами до 50 Ом
(глава 13). Пример такой антенны показан в файле ...Зе1145.даа
(3-элементная Уда-Яги с петлевым вибратором).
12.6.2.2. Резонансное симметрирование
Если антенна работает в относительно узкой полосе частот (ее
полоса меньше примерно 20% от центральной частоты), то для
симметрирования можно использовать резонансные Х/4 и Х/2 от-
резки линий.
На УКВ находит применение вариант устройства рис. 3.6.14,
выполненного из трубок, как показано на рис. 12.6.3. Это объеди-
нение идей рис. 3.6.14 и 12.6.1. Конструктивно и вибратор, и сим-
метрирующую Х/4 линию можно выполнить из одной трубки, с от-
верстиями для прохода кабеля вверху и внизу левой половины
Х/4 линии. Полоса такого симметрирующего устройства достаточ-
но широка. Она достигает десятков % (в зависимости от диаметра
трубок) от центральной частоты. Более того, поскольку подклю-
ченный параллельно вибратору короткозамкнутый Х/4 отрезок
линии ведет себя по импедансу как параллельный LC-контур, то
он может быть использован для расширения полосы вибратора,
как описано в п. 3.5.12.1.
141
Основной недостаток конструкции рис. 12.6.3 — по внешним
сторонам трубок Х/4 линии течет ВЧ-ток. Поэтому влага и грязь,
оседающие снаружи, увеличивают потери в устройстве.
При очень больших мощностях, когда используются коаксиаль-
ные линии питания не из кабелей, а из труб, симметрирование по
схеме рис. 3.6.14 делают в конструктивном варианте, показанном
на рис. 12.6.4 и называемом коаксиально-щелевым переходом.
Во внешней трубе коаксиальной линии делают два Х/4 про-
пила. Верхние половинки трубы подсоединяются к вибратору,
а центральная труба замыкается на одну из половинок. Несмо-
тря на странноватый внешний вид, симметрирующее устройство
рис. 12.6.4 полностью эквивалентно по схеме и работе устройству
рис. 3.6.14 и мало отличается от рис. 12.6.3.
В отличие от предыдущей конструкции в коаксиально-щеле-
вом переходе ВЧ-токи текут только по внутренней поверхности
внешней трубы. Поэтому можно не заботиться о дополнительной
защите этой трубы снаружи (кроме кромок щелей).
Еще одно классическое симметрирующее устройство, назы-
ваемое четвертьволновым стаканом, показано на рис. 12.6.5. На
внешнюю сторону оплетки надевается Х/4 труба. Вверху она ни
к чему не подключена, а внизу электрически соединена с внешней
стороной оплетки.
Получается Х/4 резонатор (внутренняя поверхность наружной
трубы — соединение внизу — внешняя сторона оплетки), корот-
козамкнутый на нижнем конце. Его входное сопротивление на
верхнем конце (у вибратора) будет очень высоким. И именно оно
встанет на пути паразитного тока, пытающегося затечь с антенны
на внешнюю сторону оплетки кабеля.
142
Таким образом, Х/4 стакан эквивалентен большому импедансу
на внешней стороне оплетки, то есть развязывающему дросселю
(п. 12.6.2.1). Поэтому другое название четвертьволнового стака-
на — Х/4 дроссель. В отличие от обычного развязывающего дрос-
селя (катушка из кабеля), четвертьволновый дроссель может быть
выполнен на любую, даже очень высокую частоту.
В смысле защиты от непогоды конструкция рис. 12.6.5 ана-
логична предыдущей. ВЧ-токи текут внутри внешней трубы, а ее
внешняя сторона в дополнительной защите не нуждается. Но со-
держимое стакана необходимо хорошо закрывать от влаги и гря-
зи. Добротность Х/4 резонатора велика, и любые потери внутри
него приведут к ее падению, а, следовательно, и к снижению
КПД.
На УКВ также применяется симметрирующее 11-колено
(п. 3.6.5.3, рис. 3.6.16 и 3.6.17). Но в отличие от предыдущих кон-
струкций этого параграфа U-колено не только симметрирует, но
и трансформирует сопротивление в 4 раза (п. 3.6.5.3). Удобство
U-колена настолько велико, что часто антенны сразу проектируют
под него: с Ra = 200 Ом при кабеле 50 Ом, и с Ra = 300 Ом при
кабеле 75 Ом.
Файлы примеров антенн с петлевым вибратором, спроектиро-
ванные на Ra = 200 Ом: ... 10el2m.gaa (10 эл. Уда-Яги на 145 МГц),
...8el-145.gaa (8 эл. Уда-Яги на 145 МГц) и ...BVO_10el-2wl.gaa
(10 эл. Уда-Яги на 145 МГц).
Файлы примеров телевизионных антенн с петлевым вибрато-
ром, спроектированные на Ra = 300 Ом: ...MMDS_10el.gaa (10 эл.
Уда-Яги, 2500...2670 МГц, MMDS), ...tv6_12_3000hm.gaa (8 эл.
Уда-Яги, 170...230 МГц, с 6-го по 12-й ТВ канал).
Но не всегда удобно подгонять Ra под 200 (или 300) Ом как
это требует простое U-колено. Поэтому на УКВ также используют
143
модифицированное U-колено с дополнительными Х/4 трансфор-
маторами.
Идея этого устройства заключается в следующем. Выходное
сопротивление обычного U-колена со стороны антенны составля-
ет Ra = 2x2Zo, где Zo — волновое сопротивление общего кабеля
питания. То есть Ra = 2 х 100 Ом при 50-омном питающем кабеле,
и Ra = 2х 150 Ом при кабеле 75 Ом (п. 3.6.5.3, рис. 3.6.16). Если
теперь на оба антенных выхода U-колена включить по Х/4 транс-
форматору, то можно преобразовать высокое выходное сопро-
тивление U-колена в низкое, более удобное.
Схема, реализующая данный принцип, показана на рис. 12.6.6,
а практическая конструкция — на рис. 12.6.7. Точками А и В обо-
значены высокоомные выходы U-колена, одновременно являю-
щиеся входами Х/4 трансформаторов. Точки С и D — выходы этих
же трансформаторов, и всего устройства в целом.
Реализуемые Ra для различных сочетаний волнового сопро-
тивления питающего кабеля Zo и волнового сопротивления Zu
кабеля, из которого выполнено модифицированное U-колено,
приведены в табл. 12.6.1.
Таблица 12.6.1
U-колено из кабеля с Zu, Ом 75 50
Ra при Zo = 50 Ом 112 (2x56) Ом 50 (2x25) Ом
Ra при Zo = 75 Ом 75 (2x37,5) Ом 33 (2х 16,7) Ом
144
Л/2
Рис. 12.6.7
Как следует из этой таблицы, модифицированным U-коленом
можно симметрировать (и одновременно согласовывать) антен-
ны с низкими Ra. Наиболее распространено сочетание Zo = Zu =
= 50 Ом, при котором получается Ra = 50 Ом.
Все конструкции данного параграфа хороши для симметрич-
ных антенн, но не работают с несимметричными.
12.6.3. Согласование
Теоретически для согласования на УКВ может быть исполь-
зовано любое, из описанных в разд. 3.5 устройств. Однако из-за
малой длины волны на УКВ размеры элементов СУ, выводы дета-
лей, разделанные концы кабеля имеют уже заметную длину в X,
и, следовательно, дают ощутимое реактивное сопротивление
(п. 12.6.1.1).
Поэтому СУ, требующие выводов по несколько мм могут быть
лишь до 50...70 МГц. На 144 МГц это уже трудно, а выше 200 МГц
практически невозможно.
Пройдемся по способам согласования и оценим их примени-
мость на УКВ.
Согласование изменением размеров (п. 3.5.1) на УКВ дела-
ют часто. Особенно для простых антенн, которые легко подогнать
по месту.
Для серьезных направленных антенн подгонку размеров
лучше не использовать. Во-первых, из-за малой длины волны,
145
расстояние от антенны до земли, как правило, велико (в X). Поэто-
му моделирование дает точные результаты.
Во-вторых, такой подгонкой направленные свойства антен-
ны ухудшить намного легче, чем улучшить. Нет, вибратор по ми-
нимуму КСВ подстроить можно (особенно, учитывая паразит-
ную реактивность узла питания), но пассивные элементы лучше
не трогать.
СУ на сосредоточенных LC-элементах (п. 3.5.2) на УКВ при-
меняется, но редко. Для серьёзных передающих антенн только
в диапазоне 50 МГц (и то, если на этот диапазон приспосаблива-
ется какая-то уже имеющаяся конструкция), так как LC-элементы
на большую мощность имеют немаленькие размеры. А это тянет
за собой паразитную реактивность.
Для приемных (и передающих, при небольшой мощности) ан-
тенн такое согласование применяется чаще. Тут можно исполь-
зовать малогабаритные безвыводные LC-элементы. Пример по-
казан на рис. 12.2.30, размер LC СУ там всего 2x2 мм.
Согласование четвертьволновым трансформатором
(п. 3.5.3) на УКВ встречается. Конструктивно больших проблем
нет, в линию питания включается отрезок согласующего кабеля.
Проблемы есть в том, чтобы антенна имела Ra, удобное для со-
гласования отрезками с имеющимся волновым сопротивлени-
ем. Так как на УКВ почти не применяют самодельных линий, то
остается для согласования на 50 Ом лишь 75-омный кабель. А это
дает лишь два Ra: 112 Ом (75-омный Х/4 согласующий отрезок)
и 28 Ом (37,5-омный Х/4 согласующий отрезок из двух 75-омных
в параллель).
Ra = 112 Ом редко встречается на УКВ. А вот 28 Ом — часто.
Под 28 Ом сразу проектируют многие антенны Уда-Яги (п. 13.2.1,
табл. 13.2.1). Такой прием обычно не используют выше 432 МГц,
так как если соединять кабеля без разъемов, то растут паразит-
ные реактивности. А если использовать разъемы, их потребуется
слишком много.
Согласование двумя последовательными отрезками ли-
ний (п. 3.5.4) и линия с переменным волновым сопротивлени-
ем (п. 3.5.6) на УКВ используются лишь при согласовании высоких
Ra в широкой полосе. При этом надо самостоятельно изготавли-
вать двухпроводные линии с требуемым сопротивлением и про-
филем.
Для небольших Ra эти типы согласования почти не применя-
ют. Линия с переменным волновым сопротивлением становит-
ся слишком сложной в изготовлении. А при согласовании дву-
мя последовательными отрезками мы ограниченны кабелями
75 и 50 Ом, которые получаются, как правило, слишком малой
146
длины. Например, согласовывая таким способом Ra = 90 Ом на
частоте 432 МГц, получаем два отрезка кабелей 50 и 75 Ом дли-
ной 27 и 58 мм соответственно. Это уже сравнимо с размерами
разъемов и/или разделанных концов.
Пример согласования нагруженной ромбической антенны
(см. п. 4.4.2) показан в файле ...85_285MHz.gaa. Это нагруженный
на резистор 600 Ом ромб со стороной 9 м и углом при вершине
44°. Полоса 85...285 МГц. Входное сопротивление антенны
600 Ом. Оно понижается до 300 Ом двухступенчатым трансфор-
матором на двухпроводных линиях: два отрезка длиной по 40 см
с расстоянием между проводами 4 и 2 см соответственно.
Усиление антенны нарастает от 9,5 до 15,5 dBi в полосе
85...200 МГц и снижается до 13 dBi при дальнейшем росте час-
тоты до 265 МГц. КСВзоо во всей полосе не превышает 1,5. Эта
антенна может быть использована для приема FM радиовещания
стандарта CCIR и метровых ТВ каналов от 3 до 12.
Дальнейшее понижение с 300 до 75 Ом и симметрирование
осуществляется ферритовым трансформатором. О которых мы
сейчас и поговорим.
Широкополосные трансформаторы (п. 3.5.6) на УКВ при-
меняются. Трансформаторы на длинных линиях (ШПТДЛ) с фер-
ритовыми сердечниками бывают до 1 ГГц по частоте при мощно-
сти десятки-сотни ватт, и до 2 ГГц при малой мощности.
Малая длина волны дает возможность выполнять ШПТДЛ во-
обще без сердечника, просто скручивая линии в спираль. Мощ-
ность такого трансформатора ограничена лишь допустимой
мощностью линий, а частота — выполнимой длиной линий и их
выводов.
Недостаток ШПТДЛ — фиксированные коэффициенты транс-
формации (п. 3.5.6): 1:2,25, 1: 4, 1: 9.
Если требуется иной коэффициент, то приходится применять
обычные широкополосные трансформаторы (ШПТ) на феррите
с обмотками из провода. А они работают лишь до десятков ватт
и до 200...300 МГц (по уровню — 1 дБ).
СУ на двух последовательно-параллельно включенных
отрезках линии (п. 3.5.7) на УКВ встречается только в виде J-ан-
тенны (пп. 4.2.4 и 12.2.2) Пример такого питания вибратора трех-
элементной вертикальной антенны Уда-Яги на 145 МГц показан
на рис. 12.6.8 и в файле ...J-Yagi 144.gaa. Антенна выполнена из
алюминиевого прутка 6 мм.
Подстройка осуществляется способом, описанным в п. 12.2.2:
отгибанием верхнего конца шлейфа. В данном случае пере-
мещение верхнего конца шлейфа на ±5 мм меняет Ra от 30 до
62 Ом.
147
Настройка
Рис. 12.6.8
5 СМ
Согласование последовательным (или параллельным)
сосредоточенным элементом (п. 3.5.8) на УКВ иногда делают.
Последовательными конденсаторами (как правило, конструк-
тивными) согласуют удлиненные до Ra = 50 Ом GP (п. 12.2.2).
Последовательная индуктивность системы питания (см. начало
этого параграфа) должна учитываться всегда. А при питании про-
стого диполя она даже полезна, так как для ее компенсации ди-
поль приходится делать слегка укороченным, что понижает его Ra
и улучшает согласование.
Параллельный согласующий элемент на УКВ выполняют в ви-
де hairpin-шунта. Один пример такого согласования показан на
рис. 12.2.8, другой — в файле ...435 3 el hairpin.gaa.
Омега-согласование (п. 3.5.11) почти не встречается: два
подстроечных конденсатора, один из них (параллельный) с вы-
водами и связанной с этим паразитной реактивностью приносят
много проблем.
Гамма-согласование (п. 3.5.10) используется часто. Так как
оно не обеспечивает симметрирования, то должно использо-
ваться с каким-либо из устройств, подавляющих паразитное за-
текание антенного тока на внешнюю сторону оплетки питающего
кабеля. Обычно это либо развязывающий дроссель (п. 12.6.2.1),
148
либо проводка кабеля внутри трубы вибратора или траверсы
(рис. 12.6.2.2).
Конденсатор гамма-согласования удобно выполнить конст-
руктивно, как емкость между коаксиальным кабелем (централь-
ной жилой или оплеткой зависит от варианта исполнения) и труб-
кой гамма-согласования. Для этого соответствующий отрезок
кабеля вкладывают внутрь трубки согласования.
Пример показан на рис. 12.6.9. Питающий кабель идет внутри
вибратора (и далее траверсы или мачты) и выходит наружу в его
центре (для диполя) или в точке подключения противовесов (для
GP). В этой точке его оплетка соединяется с вибратором. Далее
оплетка срезается и внутренняя изоляция кабеля вставляется
внутрь трубки согласования.
При таком способе минимизируется влияние паразитных ре-
активностей соединений: оплетка соединена с вибратором непо-
средственно, а дополнительная индуктивность разделанного кон-
ца кабеля до трубки включается последовательно с настроечной
емкостью и может быть ею легко скомпенсирована.
Настройка осуществляется перемещением и последующей
обрезкой кабеля внутри трубки.
Если емкости между центральной жилой кабеля и внутрен-
ней поверхностью трубки не хватает, то с кабеля внутри трубки
не снимают оплетку и внешнюю изоляцию, а используют их в ка-
честве половины конденсатора, как показано на рис. 12.6.10. На
кабеле между выходом из вибратора и входом в трубку оплетка
должна быть удалена. В этой точке центральная жила должна быть
соединена с правой (по рис. 12.6.10) оплеткой, уходящей внутрь
трубки.
При способе выполнения конденсатора гамма-согласования
по рис. 12.6.10 надо иметь в виду, что внешняя изоляция коакси-
ального кабеля должна быть из качественного диэлектрика с ма-
лыми потерями на рабочей частоте. К сожалению, это не всегда
соблюдается. В отличие от внутренней изоляции (конденсатор по
способу рис. 12.6.9), внешняя бывает с повышенными потерями
(это делают даже специально, для уменьшения паразитного из-
лучения).
Примеры гамма-согласования на УКВ приведены в файлах
...4el_g_6m.gaa (4 эл. Уда-Яги на диапазон 50 МГц) и ...7el_g_2m.
gaa (7 эл. Уда-Яги на 145 МГц).
Т-согласование (п. 3.5.9) — симметричный, удвоенный ва-
риант гамма-согласования. В сочетании с U-коленом (рис. 3.6.16.
и 3.6.17) или модифицированным U-коленом (рис. 12.6.6 и
12.6.7), Т-согласование является одним из лучших на УКВ спо-
собов питания симметричных антенн.
149
150
Рис. 12.6.9
Рис. 12.6.10
Шунт Т-согласования при проектировании антенны сразу де-
лают под входное сопротивление 200 Ом (для обычного U-колена),
или 50 Ом (для модифицированного U-колена, п. 12.6.2.2).
Конденсаторы Т-согласования выполняют как на рис. 12.6.9
или 12.6.10.
В результате получается технологичная конструкция с ми-
нимальной паразитной реактивностью. U-колено выполняется
на основе стандартного Т-образного коаксиального тройника.
А концы U-колена сразу входят в трубки Т-согласования, без па-
разитных индуктивностей выводов (которые есть на рис. 12.6.9
и 12.6.10), так как оплетки выходов U-колена не нуждаются в сое-
динении с серединой вибратора.
Такое согласование применяется для антенн Уда-Яги вплоть
до самых высоких частот, на которых этот тип антенн еще исполь-
зуется.
Примеры Т-согласования под 200 Ом приведены в файлах
...4el_t_6m.gaa (4 эл. Уда-Яги на диапазон 50 МГц) и ...7el_t_2m.
gaa (7 эл. Уда-Яги на 145 МГц). Это те же самые антенны, которые
использовались для примеров в гамма-согласовании, но согла-
сованные Т-шлейфом с дополнительными конденсаторами. Как
описано в п. 3.5.9 иногда возможно Т-согласование без конден-
саторов. Пример показан в файле ...Y7_UK8AJ.gaa (7 эл. Уда-Яги
на 145 МГц).
Шунтовые (Т- и гамма-) согласования очень распространены
на УКВ. Причины:
• точку максимума тока питаемого элемента можно непосред-
ственно, без изолятора соединить с траверсой или мачтой;
• при проектировании и практической настройке антенн шун-
товое согласование удобно тем, что позволяет согласовать
фактически любой импеданс (п. 3.5.10). Например, для ан-
тенн Уда-Яги это означает, что по критериям усиления и F/B
оптимизируются размеры и положение пассивных элемен-
тов, не обращая внимания на размер и импеданс вибратора.
А 50 Ом входного сопротивления достигаются потом, под-
стройкой шлейфа и конденсатора;
• сочетание Т-согласования с U-коленом дает наилучшие ре-
зультаты для питания и согласования симметричных вибра-
торов.
Подстроечные конденсаторы по технологии рис. 12.6.9 и
12.6.10 легко выполнимы, недороги и имеют хорошие параметры
для предельных случаев их делают из кабелей с фторопластовой
изоляцией.
151
12.6.4. Фильтры сложения
Хороший (с малыми потерями) УКВ коаксиальный кабель стоит
дорого. Поэтому идея провести от каждой антенны вниз отдель-
ный кабель одобрения не вызывает. Особенно, если этих антенн
много. Гораздо разумнее сложить сигналы от отдельных антенн
в один общий и хороший кабель, идущий вниз.
Бывает и обратная задача, сигналы разных частот из одно-
го кабеля разделить на несколько входов аппаратуры. Это, на-
пример, случай сверхширокополосной антенны, подключаемой
к трансиверу с отдельными входами 144 и 432 МГц.
Устройство, объединяющее сигналы от нескольких входов
разных диапазонов в один общий, называется фильтром сло-
жения (ФС). По сути, это комбинация отдельных ФВЧ (фильтров
верхних частот), ФНЧ (фильтров нижних частот) и ПФ (полосовых
фильтров). Однако ФС нельзя сделать просто комбинируя гото-
вые ФНЧ и ФВЧ. Требуется проектирование ФС сразу как единой
системы, с учетом взаимного влияния фильтров разных диапазо-
нов друг на друга. Ниже приведено несколько употребительных
конструкций ФС.
1. ФС, разделяющий КВ (до 32 МГц) и УКВ (выше 100 МГц),
показан на рис. 12.6.11, на котором, кроме схемы и номиналов
указаны холостые добротности элементов. Фильтр спроектиро-
ван под стандартные значения номиналов конденсаторов.
Рис. 12.6.11
Параметры фильтра рис. 12.6.11 весьма высоки: максималь-
ное вносимое затухание на границах полос < 0,08 дБ, взаимная
развязка >25 дБ, КСВ в рабочих полосах не выше 1,1. Зависи-
мость коэффициента отраженной волны (это то, что покажет
152
КСВ-метр при измерении отраженной волны) этого ФС в полосе
от 10 до 500 МГц показана на рис. 12.6.12. Хороший КСВ вблизи
частоты раздела ФС достигается применением компенсирующе-
го контура L1C1.
ФС рис. 12.6.11 может быть использован, если от радиостан-
ции к антенному полю КВ и УКВ антенн идет один кабель.
2. Если надо разделить КВ (ниже 32 МГц) и УКВ (выше
50 МГц, а не 100, как в предыдущем ФС), то используется более
сложный фильтр, показанный на рис. 12.6.13. Из-за близкого рас-
положения частот среза пришлось повысить порядок фильтров
и отказаться от стандартных номиналов конденсаторов. Послед-
нее на УКВ не очень критично, так как небольшие конденсаторы
часто делают конструктивными.
50.00 Л
>1.5S2 uH
Q=200.0
353.2 лН 39S.5 лН 147.2 лН
48.20 pF 42.61 pF 115.7 pF
Q=600.0 Q=€00.0 Q=600.C
Рис. 12.6.13
153
Параметры фильтра рис. 12.6.13: максимальное вносимое
затухание на границах полос <0,18 дБ (потери возросли из-за
большего числа элементов), взаимная развязка > 23 дБ, КСВ
в рабочих полосах не выше 1,1.
3. Фильтр, разделяющий диапазоны ниже 51 МГц и вы-
ше 144 МГц, показан на рис. 12.6.14. Параметры этого фильтра:
максимальное вносимое затухание на границах полос <0,1 дБ,
взаимная развязка > 25 дБ, КСВ в рабочих полосах не выше 1,1.
4. Для развязки антенн (или входов) диапазонов 144 и
430 МГц служит фильтр, приведенный на рис. 12.6.15. Параметры:
максимальное вносимое затухание на границах полос < 0,09 дБ,
взаимная развязка > 25 дБ, КСВ в рабочих полосах не выше 1,1.
62.00 пН 36.00 лЛ
Q=200.0 Q=200.0
< 145 МГц
1^50.00 Q
7.500 pF 12.00 pF
0500.0 Q=500.0
1 < >430 МГц
$
,•20.00 г>Н >
Г Q=200.0 Г 50 00 <1
-------*ТГ--:
Рис. 12.6.15
154
5. Для разделения телевизионных каналов МВ и ДМВ ис-
пользуется ФС, показанный на рис. 12.6.16. Поскольку уровни
ТВ сигналов несравнимо больше, чем в любительских УКВ диапа-
зонах, то детали применены попроще: катушки с добротностью Q
всего 100 (это из провода около 0,5 мм), а конденсаторы с Q = 300
(обычные бытовые). Это, конечно сказалось на параметрах: вно-
симое затухание на границах полос < 0,7 дБ, взаимная развязка
> 10 дБ, КСВ в рабочих полосах не выше 1,25. Это, конечно, ощу-
тимо хуже, чем для предыдущих ФС любительских диапазонов. Но
для телевизионных ФС высокие параметры и не нужны.
?.70U р-г
51.00 nli 24.00 пН
Q-10C.Q Q.= UJO.O
_1
I 9.10G CF
j Q
MB
10.00 р*:
1-НI—п
j >
ОС пН %
j 100.0 i 75-. 00
ДМВ
Рис. 12.6.16
6. Телевизионные поддипазоны с 1 по 5 каналы (ниже
100 МГц) и с 6 по 12 каналы (выше 174 МГц) разделяет ФС
рис. 12.6.17. Его параметры: вносимое затухание на границах по-
лос < 0,5 дБ, взаимная развязка > 20 дБ, КСВ в рабочих полосах
не выше 1,35.
150.0 nH 150.0 ПН
o=ioo.o а=1 ос. а
155
13. НАПРАВЛЕННЫЕ УКВ АНТЕННЫ
13.1. Принципы работы
Формирование направленного излучения. Антенны с одина-
ковым расстоянием от апертуры до точки питания. Антенны с за-
медляющей структурой. Типы антенн поверхностной волны.
13.1.1. Формирование
направленного излучения
Задача любой направленной антенны — собрать в точку пита-
ния всю мощность электромагнитной волны (ЭМВ), пришедшей
на площадь раскрыва (п. 3.1.7).
Вам доводилось выжигать по дереву стеклянной лупой (лин-
зовой антенной), концентрируя лучи Солнца (ЭМВ) в фокус (точку
сбора)? Если да, то вы знаете достаточно, чтобы понять любую
направленную антенну.
Понятно, что чем с большей площади мы собрали энергию
(то есть чем больше диаметр лупы в нашем оптическом примере),
тем выше усиление антенны (выжигает быстрее). То есть площадь
раскрыва (ее называют еще апертурой) определяет Ga (п. 3.1.7).
А как собрать энергию электромагнитной волны (ЭМВ) в одну
точку? Способ для этого существует единственный: сложить ее
синфазно в этой точке.
Обратимся к рис. 13.1.1. На площадь раскрыва (например,
ту же стеклянную лупу) падает плоский фронт волны (лучи Солн-
ца, в нашем примере). От удаленного источника волна может
быть только плоской, так как расстояние до источника на много
порядков больше диаметра площади раскрыва. А плоская волна
означает, что на всей апертуре пришедшая волна имеет одинако-
вую фазу (проще говоря, приходит одновременно на всю площадь
раскрыва).
Мы должны донести ЭМВ от каждой точки плоскости раскрыва
до точки сбора в одинаковой фазе. А поскольку на плоскости рас-
крыва фаза и так уже повсюду одинакова, то остается последний
шаг: сделать одинаковым набег фазы от любой точки плоскости
раскрыва до точки сбора.
Вот именно этот шаг и составляет принцип работы любой на-
правленной антенны.
На примере рис. 13.1.1 это означает, что набег фазы волн,
прошедших по путям А, В, С, D, Е, должен быть одинаков.
156
Рис. 13.1.1
А что такое фазовый набег? Это синоним времени распрост-
ранения (только в качестве единицы измерения мы используем
не секунду, а градус — 1/360 часть периода колебания ЭМВ, но
суть от этого не меняется). То есть все волны с плоскости раскры-
ва (из центра, с краев, середины) должны прийти в точку сбора
одновременно (то есть синфазно).
А время — это расстояние, деленное на скорость. Значит, для
обеспечения одновременности прохода волн по разным путям,
мы можем работать либо с расстояниями (геометрией антенны)
либо со скоростями. Этим мы и займемся в двух следующих па-
раграфах.
13.1.2. Антенны с одинаковым расстоянием
от апертуры до точки питания
Если мы хотим собрать энергию ЭМВ с апертуры, используя
зеркало, отражающее ее в сторону точки сбора, то из простых
математических соображений форма этого зеркала получается
параболической.
Таких зеркал вы видели множество, от отражателей фар, до
«тарелок» приема спутникового телевидения. И знаете, что пара-
болическое зеркало собирает энергию в своем фокусе.
Рисунок 13.1.2 иллюстрирует работу зеркальной параболи-
ческой антенны. Из этого рисунка видно, что суммарная длина
пути апертура-зеркало-фокус постоянна и не зависит от точки
157
апертуры (это свойство параболы). Следовательно, в фокусе
складывается в фазе вся энергия, пришедшая на площадь рас-
крыва.
Достаточно разместить в фокусе простую антенну (ее назы-
вают облучателем), чтобы перевести собранную энергию ЭМВ
в кабель. Понятно, что ДН этой простой антенны должна «видеть»
зеркало целиком, то есть требуемая ширина ДН облучателя опре-
деляется фокусным расстоянием и диаметром зеркала (подроб-
нее см. п. 13.7.2).
Кроме параболических зеркал, идеально решающих пробле-
му выравнивания длин путей (то есть синфазного сложения в фо-
кусе), используются отражатели и более простой формы. Они
дают не точное, а лишь приблизительное выравнивание длин
путей. Поэтому не могут обеспечить корректного сложения мощ-
ности и максимального усиления. Но в случаях, когда речь не идет
о предельных параметрах антенны, а простота зеркала является
решающим фактором, упрощенные рефлекторы применяются
(п. 13.7.4).
158
Небольшие рефлекторы с формой, отличающейся от пара-
болоида вращения, применяются в основном в низкочастотной
части УКВ полосы частот, ориентировочно до нескольких сотен
мегагерц. Дело в том, что без существенного ухудшения синфаз-
ности форма зеркала может отличаться от идеальной до несколь-
ких процентов длины волны (п. 13.7.1). Такой допуск в НЧ части
УКВ составляет единицы...десятки см. В него можно вписать от-
ражатель иной формы: сферический, цилиндрический, пирами-
дальный. Так нередко и поступают для упрощения конструкции
(п. 13.7.4).
Другой тип антенн с одинаковым расстоянием от любой точ-
ки апертуры до точки сбора, это синфазные решетки (п. 6.1.4).
В решетке вся апертура выкладывается одинаковыми антеннами-
элементами, например, Х/2 диполями, как показано на рис. 13.1.3.
С таким расчетом, чтобы площади раскрыва отдельных элементов
антенн, соединяясь краями, образовали бы одну общую, большую
апертуру (п. 13.5.1).
Плоская волна, падая на решетку, возбуждает во всех элемен-
тах одинаковые токи. Очевидно, что для их синфазного сложения
в точке сбора длина линий питания от нее до каждого из элемен-
159
тов должна быть одинакова. Именно так и выполняются системы
питания синфазных решеток (п. 6.1.6). Все линии системы пита-
ния (на рис. 13.1.3 условно показана часть из них, чтобы не за-
громождать рисунок) имеют одинаковую длину.
Точка сбора обычно расположена на оси, проходящей через
центр апертуры. Поэтому максимальное расстояние будет от
точки питания до крайних элементов решетки (верхняя и нижняя
линии питания на рис. 13.1.3). Физическая длина питающих линий
не может быть меньше этого расстояния.
А для всех остальных элементов, расположенных ближе
к центру решетки, такая длина конструктивно избыточна. Чем
ближе элемент к центру, тем больше эта избыточность. Поэтому
конструктивно все линии, кроме идущих к крайним элементам,
должны быть уложены змейкой (или изогнуты как-то еще), чтобы
устранить избыточность физической длины.
Иными словами, кратчайшие пути от элементов к точке сбора
не одинаковы по физической длине. А для синфазности электри-
ческая длина пути от каждого элемента до точки сбора обязана
быть равной. Поэтому, для всех элементов, кроме крайних, мы
укладываем кабель змейкой, то есть задерживаем сигнал, чтобы
он пришел в точку сбора не слишком рано, а одновременно с сиг-
налом от крайних элементов. Величина этой дополнительной за-
держки максимальна для центрального элемента, и уменьшается
по мере удаления элемента от центра.
То есть синфазную решетку можно представить не только как
конструкцию, выравнивающую длину путей от апертуры до точки
сбора, но и как структуру с переменной задержкой: максимальной
в центре апертуры и минимальной на краях. Именно таким антен-
нам посвящен следующий параграф.
13.1.3. Антенны с замедляющей структурой
Если мы не можем конструкцией антенны выровнять физиче-
ские длины путей сигналов от апертуры до точки сбора, то по-
пробуем изменить скорость электромагнитной волны. Поскольку
увеличивать ее некуда (в воздухе ЭМВ и так идет со скоростью
света), то будем уменьшать скорость, то есть замедлять ЭМВ.
Простейший пример такой антенны: уже упоминавшаяся со-
бирательная линза, показана на рис. 13.1.4. Волне В, падающей
на самый край линзы, идти до точки сбора (фокуса) дальше всех.
Поэтому дадим ей фору. Задержим все остальные волны, падаю-
щие на линзу. А для этого пропустим их через среду с высокой
диэлектрической проницаемостью (стекло). В диэлектрике ско-
рость ЭМВ меньше, чем в свободном пространстве (п. 3.1.2).
160
Ясно, что сильнее всего надо задержать волну А, идущую точ-
но по центру (у нее самый короткий путь). Все остальные вол-
ны надо задерживать меньше. И чем ближе к краю линзы, тем
меньше.
Поскольку время задержки пропорционально толщине стекла,
то толщина линзы должна быть максимальна в центре и умень-
шаться до нуля к краям.
Собственно, профиль собирательной линзы известен уже бо-
лее 2000 лет, но мы здесь получили его не из оптики, а из сооб-
ражений синфазности волн в фокусе.
В отличие от оптики, на УКВ линзы из диэлектрика почти
не применяются. Дело в том, что для эффективной работы лин-
зы ее толщина должна быть соизмерима с длиной волны (иначе
не достичь требуемой задержки), а диаметр должен быть равен
площади раскрыва, то есть несколько X. Поэтому даже при X в де-
сятки сантиметров физические размеры линзы слишком велики.
Да и качественного диэлектрика (а он должен быть с очень низки-
ми потерями) на такую линзу уйдет много.
Но принцип линзы на УКВ используется. Оказывается, что если
определенным образом разместить в пространстве изолирован-
ные друг от друга металлические пластины, то в смысле задержки
ЭМВ такая среда ведет себя как диэлектрик. Отчего и называется
металлодиэлектриком.
Линзы из металлодиэлектрика вполне выполнимы на УКВ.
Во-первых, отдельные тонкие пластины металла легче и дешев-
ле цельного куска обычного диэлектрика. Во-вторых, расстояние
между пластинами в металодиэлектрике довольно велико (деся-
тые доли X), поэтому пластин требуется немного.
161
Идея выравнивания фаз разных лучей в точке сбора с помо-
щью замедляющей структуры, по-разному задерживающей вол-
ны, падающие на разные части апертуры, на УКВ применятся ши-
роко. Фактически, на этом принципе работают все направленные
УКВ антенны, кроме рефлекторных.
• В линзовых антеннах переменная задержка делается линзой
большого поперечного сечения, но малой толщины.
• В синфазных антенных решетках (рис. 13.1.3) задержка
обеспечивается системой питающих кабелей, которые могут
быть рассмотрены, как замедляющая структура, с перемен-
ной задержкой по апертуре.
• А в антеннах поверхностной волны применяется замедля-
ющая структура, которая имеет большую длину, но малое
поперечное сечение. Пример такой антенны показан на
рис. 13.1.5.
Апертура
^'1-2
В
л
&
Г)
н
я
се у _______- ___'_______
Замедляющая структура
§
Рис. 13.1.5
Формирование поверхностной волны сводится к уже извест-
ному нам принципу: волну А, идущую по кратчайшему пути, надо
задержать настолько, чтобы она пришла в точку сбора одновре-
менно с волной В, идущей с края апертуры.
Достигается это так. Волна А, идущая по центру, весь путь от
апертуры до точки сбора проделает через замедляющую струк-
туру. Волна В с краю апертуры придет в точку сбора минуя об-
ласть замедления. Волна, идущая с апертуры между точками 1
и 2, часть пути пройдет в воздухе, но частично зацепит замед-
ляющую структуру, поэтому придет в точку сбора раньше вол-
ны А, но позже волны В.
Таким образом, реализуется механизм переменной задержки,
подобный по действию линзе.
162
Особенностью антенн поверхностной волны является то, что
точка сбора располагается внутри замедляющей структуры или
прямо за ней.
В антеннах поверхностной волны размеры замедляющей
структуры иные, чем в линзовых. Наиболее важна длина. В очень
грубом приближении можно считать, что диаметр площади рас-
крыва антенны рис. 13.1.5 равен длине ее замедляющей струк-
туры, Напротив, поперечные размеры замедляющей структуры
могут быть очень небольшими, всего десятые доли X.
Длинная, но узкая замедляющая структура на УКВ гораздо
удобнее конструктивно, чем линза большого диаметра. Поэтому
антенны поверхностной волны являются самым распространен-
ным типом направленных антенн.
Наглядно представить себе процесс формирования большой
апертуры можно на следующем примере. Пусть нам требуется
собрать дождевую воду. Дождь падает вертикально, параллель-
ными струями (аналог — плоская электромагнитная волна). Ес-
ли мы разложим параллельно земле (например, на поверхности
плоского стола) очень большую пластиковую пленку (антенна без
усиления), то в каждой точке пленки соберем воды (сигнала) со-
всем немного. Ровно столько, сколько выпадает осадков на еди-
ницу площади (аналог — плотность потока мощности ЭМВ).
Чтобы собрать больше, разумно придать нашей водосборной
пленке форму вогнутой воронки. Тогда вся вода (ЭМВ), упавшая
в воронку (апертуру), соберется внизу (точке сбора). Это прин-
цип работы любой направленной антенны с большой апертурой
(площадью воронки).
Способ создания воронки может быть разным.
Если мы сделали воронку путем наложения пленки на какую-
либо вогнутую поверхность внизу (например, положили пленку
не на стол, а поверх конической ванны), то это аналог линзовой
антенны. Но такая поверхность должна быть большой и поэтому
неудобна (точно так же, как и линза в антеннах).
Но придать нашей водосборной пленке вогнутую форму мож-
но и гораздо проще. Натянуть пленку горизонтально и положить
в ее середину груз. Под ним пленка прогнется, образуя вогнутую
поверхность. Чем тяжелее груз, тем больше получится диаметр
воронки.
В антеннах роль груза играет длинная и относительно неболь-
шая в поперечном сечении замедляющая структура. Чем больше
ее длина (тяжелее груз), тем больше апертура (диаметр воронки),
а поперечное сечение такой замедляющей структуры заметной
роли не играет (точно так же, как и размер груза, даже маленький,
но тяжелый камень прогнет пленку в большом радиусе).
163
13.1.4. Типы антенн поверхностной волны
В зависимости от реализации замедляющей структуры, ан-
тенны поверхностной волны делятся на разные типы.
Диэлектрические антенны. Замедляющая структура —
стержень из качественного диэлектрика с е > 1. Стержень идет от
точки сбора (например, открытого конца волновода) в направле-
нии излучения. Выглядит примерно так, как на рис. 13.1.5. Приме-
няется при длинах волн в единицы сантиметров, а мы в этой книге
ограничиваемся X = 10 см (F = 3 ГГц), поэтому рассматривать та-
кие антенны не будем. Но понимать их полезно.
Антенны Уда-Яги. Замедляющая структура — металло-
диэлектрик. Набор пассивных диполей (рефлектор и директоры)
является классическим случаем металлодиэлектрика (хотя ис-
полняет он эти функции лишь в относительно узкой полосе час-
тот, откуда и вытекает относительная узкополосность антенны
Уда-Яги).
Поэтому все, чем мы занимались в разд. 7.2 (и будем в 13.2),
изучая размеры и расположение пассивных элементов в антенне
Уда-Яги, было не чем иным, как созданием замедляющих структур
из металлодиэлектрика. Таких, которые бы задерживали фронт
волны, идущей точно по центру, на необходимое время, и делали
бы это в устраивающей нас полосе частот.
Антенны продольного излучения с пассивными элемен-
тами не дипольной формы. Замедляющая структура тоже ме-
таллодиэлектрик. Отличие от антенны Уда-Яги лишь в том, что
пластины металла, из которых набрана замедляющая металло-
диэлектрическая структура, имеют форму, отличную от Х/2 ди-
поля. На КВ они могут быть рамочными (разд. 7.6), изогнутыми
(разд. 7.3), вертикальными (разд. 7.5). На УКВ, помимо вышепе-
речисленных форм, пластины металлодиэлектрика могут быть
выполнены в виде сплошных дисков или квадратов. Это увеличи-
вает полосу, в которой достигается требуемое замедление. Поэ-
тому антенны продольного излучения с пассивными элементами
в виде сплошных пластин более широкополосны, чем их аналоги
с проволочными рамками.
Спиральные антенны с излучением вдоль оси. Здесь все
понятно из названия. Линия задержки в виде спирали — класси-
ка радиотехники. Поскольку замедление идет вдоль оси спирали,
то в этом направлении максимум ДН (в отличие от укороченных
спиральных, пп. 3.7.2 и 12.2.4.2, которые излучают поперек оси).
Подробно спиральные антенн рассмотрены в п. 13.4.5
Фазированные антенны (рассмотренные в главе 9). Замед-
ляющая структура комбинированная: металлодиэлектрик (эле-
164
менты антенны) и линии системы фазирования (дотягивающие
замедление до нужных параметров, чего не смог сделать метал-
лодиэлектрик сам по себе).
Поэтому всё, чем мы занимались в главе 9, было именно соз-
данием таких структур. Помните, в п. 9.1.1 мы сначала располага-
ли элементы достаточно свободно: «Создается пространственная
структура элементов. Их количество, размеры, форма и взаим-
ное расположение определяются из соображений желаемого
усиления, имеющихся возможностей, пространства, желаемой
ДН, опыта разработчика и т.п. Важно, что форма ДН и хорошее
F/B будут на данном этапе не единственными и даже, скорее
всего, не самыми главными критериями». А затем линиями пита-
ния корректировали замедление всей антенной системы в целом
до необходимого оптимума (по усилению и F/B).
Однонаправленные логопериодические антенны (разд. 9.5
и 13.6). Очень интересный пример широкополосной комбиниро-
ванной (металлодиэлектрик + линия фазирования) замедляющей
структуры. Это единственный тип направленных антенн, в которых
точка сбора перемещается в зависимости от частоты. Но благо-
даря тому, что собирающая линия согласована (п. 13.6.1), то при-
нятая энергия всегда доставляется по ней в неподвижную точку
питания антенны.
Антенна Бевереджа (п. 4.5.2). На УКВ не применяется, но по-
лезно вспомнить, что это тоже антенна продольного излучения
с замедлением ЭМВ. Замедляющей структурой в данном случае
является грунт под антенной. Ведь его диэлектрическая прони-
цаемость е > 1. Значит, он может замедлять ЭМВ.
Так как с параметрами грунта мы сделать ничего не можем,
то требуемое замедление устанавливается высотой антенны (чем
ближе к земле, тем больше замедление). Отсюда ясно, почему
в антенне Бевереджа есть оптимальная высота (п. 4.5.2.2).
Омические потери в замедляющей структуре вредны. При их
наличии часть энергии волны уйдет на нагрев, что снизит КПД.
Поэтому в диэлектрических антеннах (с которых мы начали этот
обзор) применяют очень качественные ВЧ материалы, вроде фто-
ропласта. А в антенне Бевереджа грунт очень плох как диэлектрик.
Его проводимость велика. Поэтому усиление антенны Бевереджа
всегда низкое (большая часть мощности ЭМВ уходит на разогрев
грунта-замедлителя) и уменьшается по мере роста проводимости
(уходим все дальше от идеального диэлектрика).
Существуют и другие типы замедляющих структур, например,
ступенчатая металлическая поверхность (разновидность метал-
лодиэлектрика). Но применяются они на частотах выше 3 ГГц,
поэтому не будут рассматриваться в этой книге.
165
13.2. Антенна Уда-Яги
Проектирование. Широкополосные Уда-Яги. Рефлекторы ан-
тенн Уда-Яги. Учёт влияния металлической траверсы. Совмеще-
ние антенн Уда-Яги разных диапазонов.
Еще один раздел про антенну Уда-Яги? Ведь один (разд. 7.2)
уже был? Да. И на УКВ (до частот 2...2,5 ГГц) эта антенна остается
самой распространенной из направленных. В этом разделе мы
рассмотрим традиционные антенны Уда-Яги с одним вибратором
и особенности их применения на УКВ.
Все модели и папки с файлами, упоминаемые в этом разделе,
находятся в директории ...\VHF beams\Uda_Yagi\.
13.2.1. Проектирование
Все, что написано про антенну Уда-Яги в разд. 7.2, остает-
ся справедливым и на УКВ. Но из-за малой длины волны на УКВ
применяют значительно более длинные (в X) траверсы и большое
число элементов. На УКВ встречаются антенны Уда-Яги с несколь-
кими десятками элементов и траверсами длиной в десятки X.
Обратимся к рис. 7.2.18, показывающему зависимость Ga ан-
тенны Уда-Яги в свободном пространстве от числа элементов.
На этом рисунке имеется в виду рост длины траверсы, соответ-
ственно числу элементов. Однако, как мы видели в разд. 7.2, рас-
стояние между элементами может быть разным, в зависимости
от целей проектирования. Например, в широкополосных Уда-Яги
используется много относительно близкорасположенных элемен-
тов, поэтому для таких антенн график рис. 7.2.18 несправедлив.
Более полное представление об усилении дает зависимость
Ga от длины траверсы. Конечно, в предположении, что минималь-
но необходимое для такой траверсы число элементов на ней есть.
Может быть и большее количество элементов, но усиление это
не поднимет, только полосу расширит. Такая зависимость пока-
зана на рис. 13.2.1.
Зависимость среднего расстояния между элементами от дли-
ны траверсы приведена на рис. 13.2.2.
Рисунки 13.2.1 и 13.2.2 позволяют спроектировать любую УКВ
антенну Уда-Яги. Методика следующая:
1. Задавшись требуемым значением усиления, по рис. 13.2.1,
выбираем длину траверсы. Например, нам задано усиление
17 dBi. Тогда длина траверсы должна быть 5Х.
2. Зная длину траверсы, по рис. 13.2.2 определяем среднее
межэлементное расстояние. В нашем примере при траверсе 5Х
это расстояние составит 0.27Х.
166
Рис. 13.2.1
О Длина траверсы антенны Уда-Яги, л
Рис. 13.2.2
3. Делим длину траверсы на полученное расстояние, и округ-
ляя результат в большую сторону, получаем минимально необ-
ходимое число элементов. В нашем примере 5Х/0.27Х = 18,51 ~
«19 элементов. Если антенна должна быть широкополосной, то
количество элементов надо увеличивать, оставляя неизменной
длину траверсы.
4. Располагаем в моделировщике элементы. Все цифры на
этом этапе весьма приблизительны. Рефлектор на несколько %
167
длиннее вибратора, 1 -й директор — на несколько % короче, каж-
дый последующий директор чуть короче предыдущего. Расстоя-
ния между элементами: R-W около 0,22с, W-D1 — около 0,1 X. Все
последующие расстояния между директорами возрастают, до-
стигая в конце антенны значения чуть большего, чем определено
в п. 2 (на рис. 13.2.2 указано среднее значение). Так как первые
директоры стоят близко к другу другу, то расстояния между даль-
ними директорами будут превышать указанное на рис. 13.2.2.
5. Заполняем таблицу оптимизации. Для каждого элемента
указываем две строки оптимизации: ширину и интервал.
6. Указываем цели оптимизации. Мало сомнений, что в них
войдут Ga и F/B (укажите в установках требуемый телесный угол
заднего направления). А вот КСВ в цели может и не войти. Это
зависит от планируемого способа питания. Если предполагается
использовать у или Т-согласование, то входной импеданс вибра-
тора неважен, и строку с шириной вибратора можно исключить из
таблицы оптимизации.
7. Если предполагается питание через U-колено (п. 3.6.5.3,
рис. 3.6.16 и 3.6.17), то ставим стандартное сопротивление 200
или 300 Ом (для кабелей 50 и 75 Ом соответственно) и вибратор
делаем петлевым.
8. Запустив оптимизацию, получаем требуемую антенну. Если
что-то в ней не нравится, меняем цели оптимизации и повторяем
попытку еще раз.
На самом деле вы можете сделать еще проще. Взять ближай-
шую подходящую антенну из табл. 13.2.1 и оптимизацией моди-
фицировать ее под свои требования. Или даже без оптимизации
просто пересчитать ее на свои частоту и материалы, как описано
вп.7.2.5.1.
В таблице 13.2.1 сведены данные по УКВ антеннам Уда-Яги
с числом элементов от 4 до 80, длиной траверсы от 0,75Х до 30k.
Модели этой таблицы были получены по указанной выше мето-
дике. В качестве исходных материалов использовалось не толь-
ко проектирование по рис. 13.2.1, 13.2.2, но и модели антенн
G0KSC, RA0FW, UA9TC и многих других, которым я искренне бла-
годарен. Все модели табл. 13.2.1 имеют одинаковые исходные
установки сегментации, материала (алюминий) заднего направ-
ления. Поэтому хорошо видно влияние длины траверсы. Соответ-
ствие длины траверсы усилению в табл. 13.2.1 совпадает с дан-
ными рис. 13.2.1.
А вот с данными графика рис. 13.2.2 совпадают не все антенны
табл. 13.2.1, а только те, которые спроектированы на максималь-
ное усиление при заданном числе элементов (таких в таблице
большинство). Для широкополосных же антенн (например, стро-
168
ки 16 и 22 в табл. 13.2.1) среднее межэлементное расстояние по-
лучается меньше, чем на рис. 13.2.2.
Большинство антенн табл. 13.2.1 рассчитаны на входное со-
противление 50 и 28 Ом, что позволяет симметрировать и питать
их в разрез вибратора, как описано в п. 12.6.2. Антенны с дру-
гим Ra рассчитаны на шунтовое питание (у- или Т-согласование,
п. 12.6.3).
F/B большинства антенн табл. 13.2.1 лежит в пределах
23...28 дБ, то есть весьма высокое. Исключение с более низким
F/B составляют антенны 5 и 7. Но это исключение понятно: это
короткие (4 и 5 элементов соответственно) антенны согласова-
нью под 50 Ом. При небольшом числе элементов высокое F/B
может быть достигнуто только при низком Ra (разд. 7.2). Поэтому
у этих двух антенн F/B снижено из-за необходимости получения
Ra = 50 Ом.
Таблица 13.2.1
№ Имя файла (первая цифра — число элементов, вторая — диапазон, МГц) Длина траверсы, X Ga в свободном пространстве, dBi F/B1, dB Ra, Ом
1 4el_50.gaa 0,8 9,8 25 28
2 4е1_145.даа 0,77 10,1 25 17
3 4el_432.gaa 0,75 10,1 24 14
4 5el_50.gaa 0,77 10,7 20 50
5 5е1_144.даа 0,74 10,5 18 50
6 5е1_145.даа 0,65 10,1 24 15
7 5е1_432.даа 0,82 10,9 19 50
8 6el_50.gaa 0,84 10,9 20 28
9 6е1_144.даа 1,13 11,7 25 50
10 6el_432.gaa 1,08 11,5 24 50
11 7el_50.gaa 1,53 12,8 25 28
12 7е1_51.даа 1,21 12,0 24 28
13 7е1_144.даа 1,44 12,4 26 28
14 7е1_145.даа 1,38 12,7 24 50
15 7el_432.gaa 1,43 12,5 22 50
16 8el_50.gaa 1,25 12,0 23 28
169
Продолжение табл. 13.2.1
№ Имя файла (первая цифра — число элементов, вторая — диапазон, МГц) Длина траверсы, X Ga в свободном пространстве, dBi F/B1, dB Ra, Ом к
17 8el_51.gaa 1,57 12,9 24 50
18 8е1_144.даа 1,78 13,0 24 28
19 8е1_145.даа 2,09 14,0 24 28
20 9el_50.gaa 2,34 14,4 29 22
21 9е1_51.даа 2,34 14,5 26 28
22 9е1_145.даа 2,15 14,0 25 50
23 9el_432.gaa 2,26 14,0 29 50
24 10е1_144.даа 2,92 14,9 25 28
25 10е1_432.даа 1,76 13,0 25 50
26 10el_433.gaa 2,86 14,9 26 50
27 11е1_50.даа 2,48 14,4 26 28
28 11е1_144.даа 2,18 13,3 26 28
29 11е1_432.даа 1,82 13,1 24 28
30 12е1_144.даа 3,57 15,5 25 50
31 12el_432.gaa 2,11 13,5 28 28
32 12el_433.gaa 3,57 15,5 25 50
33 12el_2400.gaa 3,12 14,6 23 50
34 13е1_50.даа 3,78 16,0 27 50
35 13е1_145.даа 2,14 13,9 25 28
36 14е1_144.даа 4,73 17,0 27 28
37 14е1_145.даа 2,89 14,8 28 50
38 14е1_432.даа 4,29 16,3 25 50
39 15е1_145.даа 4,03 16,1 25 50
40 15е1_1296.даа 3,94 16,1 25 28
41 16е1_144.даа 4,48 16,4 28 50
42 17е1_920.даа 5,30 15,1 23 50
43 18е1_144.даа 5,3 17,3 25 28
44 19е1_144.даа 5,19 17,2 26 28
170
Окончание табл. 13.2.1
№ Имя файла (первая цифра — число элементов, вторая — диапазон, МГц) Длина траверсы, X Ga в свободном пространстве, dBi F/B1, dB Ra, Ом
45 19el_432.gaa 5,60 17,4 25 50
46 21е1_432.даа 6,58 18,0 26 28
47 22el_432.gaa 5,21 17,2 26 50
48 24el_432.gaa 7,63 18,6 27 50
49 25е1_1296.даа 8,01 18,7 25 50
50 30el_432.gaa 10,01 19,6 25 50
51 30е1_1296.даа 10,00 19,6 25 50
52 35_1296.даа 11,99 20,3 26 55
53 40el_432.gaa 13,54 20,7 26 33
54 40е1_1296.даа 13,97 20,9 27 50
55 45е1_1296.даа 15,96 21,4 28 50
56 50е1_1296.даа 17,95 21,8 28 50
57 60el_1296.даа 21,93 22,5 30 50
58 70е1_1296.даа 25,90 23,1 30 50
59 80е1_1296.даа 29,88 23,6 30 50
Примечания:
1. Установки заднего направления: азимутальный угол 120°, зенит-
ный 60°.
2. У всех антенн в таблице вибраторы разрезные диполи. При заме-
не их на петлевые диполи Ra возрастает вчетверо (может быть полезно
при использовании U-колена с R = 200 Ом, п. 3.6.5.3, рис. 3.6.16 и 3.6.17).
Коррекция размеров пассивных элементов при этом не требуется.
13.2.2. Широкополосные Уда-Яги
Все антенны (за одним исключением, о котором ниже),
описанные в табл. 13.2.1, имеют относительную полосу BW по
КСВ < 2 от 2% до 5%. Этого хватит, чтобы с запасом перекрыть
любой из любительских УКВ диапазонов. Но для других примене-
ний такой полосы может оказаться мало.
Например, для GSM (890-965 МГц п. 12.1.1) надо 8% относи-
тельной BW И антенна ...17el_920.gaa (это вот то самое исклю-
чение в табл. 13.2.1, строка 42) это обеспечивает. Ее полоса
171
достигает 9,5%. Но оплачивается это потерей ~2 дБ в усилении
(сравните в табл. 13.2.1 строку 42 со строками 43 и 44).
Но иногда (например, FM- и ТВ-вещание) не хватает и 10% по-
лосы. В п. 7.2.4.1 мы упоминали о возможности создания антенн
Уда-Яги с относительной полосой в десятки %. О них мы сейчас
и поговорим.
Максимальная относительная полоса по уровню КСВ < 2, ко-
торую можно выжать из антенны Уда-Яги с одним питаемым эле-
ментом, составляет 30... 35%.
При проектировании широкополосной Уда-Яги надо решить
две проблемы. Первая — сохранение терпимой формы ДН (Ga
и F/B) во всей полосе. Делается это увеличением размеров реф-
лектора, и уменьшением директоров. Идея в том, чтобы на самой
низкой частоте работали бы рефлектор, вибратор и несколько
первых директоров. А на самой высокой: вибратор и дальние ди-
ректора. Отсюда вытекают следующие свойства широкополос-
ных Уда-Яги:
• Из-за вынуждено большой расстройки рефлектора и дирек-
торов Ga ощутимо (на 1 ...3 дБ) ниже усиления узкополосной
антенны с таким же количеством элементов.
• Эти антенны являются электрическим аналогом широко-
полосных LC-фильтров. Такие фильтры имеют плоскую АЧХ
в широкой полосе. Но это оплачивается сложностью проек-
тирования и настройки, которая резко увеличивается с рос-
том порядка (то есть количества контуров) фильтра. Это же
справедливо и для широкополосных Уда-Яги. Поэтому коли-
чество элементов в них не делают большим. Типично 3...5,
реже 7... 9.
• Резонансный рефлектор в виде одной трубки не может быть
широкополосным (нельзя на одном резонансном проводе
получить постоянный фазовый сдвиг при значительном из-
менении частоты). Это приводит к заметному падению F/B
на краях полосы. Если величина F/B в полосе критична, то
рефлектор должен быть сложным (состоять из нескольких
проводов), чтобы обеспечивать эффективное отражение во
всей полосе (см. следующий параграф). Но вне зависимости
от того, из скольких трубок состоит рефлектор, он считается
одним элементом антенны.
Вторая проблема при создании широкополосных Уда-Яги —
согласование вибратора с приемлемым КСВ. Способов для это-
го два:
• Очень близко от вибратора разместить короткий директор.
Собственно, директором его можно назвать лишь формаль-
но. Из-за близости к вибратору на усиление и форму ДН
172
он практически не влияет. Фактически это дополнительная
часть вибратора, обеспечивающая широкополосное согла-
сование (п. 3.5.12). Поэтому его называют не директором,
а паразитным вибратором, и даже не учитывают в общем
количестве элементов. Просто говорят, что используется
сложный вибратор из двух трубок. Его зависимость JX от
частоты S-образна и пересекает ноль трижды. Достоинство
этого способа в том, что можно получить Ra = 50 или 75 Ом.
То есть прямо запитать вибратор кабелем с любым из широ-
кополосных устройств симметрирования (п. 12.6.2.1).
• Использовать петлевой вибратор. Он более широкополо-
сен (п. 4.1.5), чем простой диполь. Входное сопротивление
получается около 200...300 Ом (из-за сильной расстройки
пассивные элементы не могут его заметно снизить). К сожа-
лению, использовать U-колено (п. 12.6.2) для согласования
в данном случае нельзя. Это устройство резонансное и от-
носительно узкополосное. Поэтому приходится применять
ШПТДЛ без сердечника, намотанный парой двухпроводных
линий с волновым сопротивлением 100... 150 Ом (тонкие
обмоточные провода, сложенных вместе). А у такого транс-
форматора существует паразитная индуктивность (выво-
ды + рассеяние). Для ее компенсации надо закладывать ем-
костную реактивность вибратора в несколько десятков ом
(п. 12.6.1.1).
Рассмотрим, как работают эти способы, на примере приема
УКВ ЧМ вещания стандарта CCIR. Диапазон 88-108 МГц, относи-
тельная полоса 20,5%.
Пятиэлементная Уда-Яги для УКВ ЧМ вещания показана в фай-
ле ...\FM\FM5_75Yagi.gaa и на рис. 13.2.3. Как отмечено выше,
двойной рефлектор считается одним элементом. И сложный виб-
ратор (трубки 1,59 и 1,31 см) — тоже. Поэтому элементов в антен-
не рис. 13.2.3 всего пять: двойной рефлектор, сложный вибратор
и три директора.
Для улучшения широкополосности в этой антенне использо-
ваны следующие решения:
• рефлектор из двух разнесенных по высоте трубок;
• сложный вибратор из двух трубок (паразитный вибратор
1,31 м в 5 см от основного).
Антенна рис. 13.2.3 выполнена из относительно тонких алю-
миниевых трубок диаметром 8 мм. Несмотря на это относитель-
ная полоса этой антенны по КСВ75 < 2 составляет 29%, что близко
к верхнему пределу для данного типа. А в полосе 88-108 МГц ее
КСВ75 не превышает 1,3, как показано на рис. 13.2.4.
173
SWR on Z 75 0
SWR
103.0
Рис. 13.2.4
110.0
Зависимость усиления и F/B антенны рис. 13.2.3 от частоты
показана на рис. 13.2.5. Усиление растет от 7,8 до 10 dBi, a F/B ни
в одной точке рабочей полосы не падает ниже 16,5 дБ.
Изучим на примере антенны рис. 13.2.3 влияние решений,
описанных в начале этого параграфа:
• если заменить сложный рефлектор на один резонансный,
длиной 1,68 м (файл ...\FM\FM5_75Yagi_1R.gaa), то на со-
гласование и полосу по КСВ75 это почти не повлияет. Но зато
F/B в участке 88-100 МГц снизится до 11... 12 дБ. Это понят-
но, не может одна трубка обеспечить хорошее отражение
в столь широкой полосе частот;
• если вместо простого вибратора с приближенным к нему
первым директором использовать один петлевой (файл
174
Рис. 13.2.5
. ..\FM\FM5_300Yagi.gaa), то на ДН (Ga и F/B в полосе) это
почти не повлияет. А вот входное сопротивление возрастет
до 300 Ом (под ШПТДЛ 4:1), а полоса по КСВ < 2 сузится
до 20%. Все же петлевой диполь не настолько хорош по по-
лосе, как широкополосное согласование с S-образной ха-
рактеристикой JX(f);
• если же в антенне рис. 13.2.3 заменить простой вибратор на
петлевой, но при этом оставить близкорасположенный пер-
вый директор, обеспечивающий расширение полосы (файл
...\FM\FM5_300_1Yagi.gaa), то на ДН это почти не повлияет.
И на полосу по КСВ тоже. Только Ra возрастет до 300 Ом.
Трехэлементная Уда-Яги на УКВ ЧМ приведена в файле
...\FM\FM3_75Yagi.gaa. По внешнему виду она близка к антенне
рис. 13.2.3 без двух дальних директоров. Но не поленитесь за-
глянуть в файл модели: оставшиеся размеры отличаются.
...Кстати о размерах. Вернее о точности их соблюдения. В от-
личие от большинства других широкополосных (апериодических
разд. 4.4, с толстыми элементами п. 4.1.3) все антенны этого раз-
дела очень критичны к точности изготовления. Она должна быть
не хуже ±0,5% для вибраторов, и ±1% для расстояний между
ними. Сравните: для апериодических и «толстых» антенн можно
спокойно ошибаться с размерами на единицы, и даже на десяток
процентов.
175
Как упоминалось выше, широкополосные Уда-Яги являются
электрическим аналогом LC-фильтра с очень широкой полосой,
построенного на высокодобротных контурах. Если вы имели дело
с такими фильтрами, то требования по точности к их элемента^
±0,5% не удивят. Даже при небольших промашках в номиналах
элементов на АЧХ такого фильтра появляются заметные горбы
и впадины. Аналогично, у широкополосной Уда-Яги при ошибках
в размерах быстро растет неравномерность КСВ.
Антенны же с низкой реактивностью (апериодические, «тол-
стые») имеют электрическим аналогом фильтр на LC-контурах
с очень низкой добротностью (то есть малой реактивностью
и большими активными потерями). Такой фильтр (в отличие, от
конструкции на высокодобротных контурах) слабо реагирует на
небольшое изменение номиналов элементов...
Но вернемся к трехэлементной антенне ...\FM\FM3_75Yagi.
gaa. В полосе 88-108 МГц ее КСВ75 < 1,6; Ga меняется от 7,2 до
8,5 dBi; F/B — от 13 до 17 дБ.
Семиэлементная антенна на УКВ ЧМ диапазон приведена в
файле ...\FM\FM7_75Yagi.gaa. Она напоминает антенну рис. 13.2.3
с двумя дополнительными директорами и более сложным реф-
лектором из трех трубок. От 88 до 108 МГц КСВ75 не превыша-
ет 1,6. Семь элементов дали большое усиление, возрастающее
с частотой от 9 до 12 dBi. F/B меняется от 16 до 23 дБ. Платой за
столь высокие характеристики является большая длина травер-
сы, достигающая 4,5 м.
Из-за большого усиления и высокого F/B эта антенна является
одной из лучших для загоризонтного приема всей полосы УКВ FM
радиовещания стандарта CCIR, особенно в условиях мощных по-
мех от местных передатчиков.
У 23 мм 187 мм 261 мм 265 мм
Рис. 13.2.6
176
Следующая антенна реализует предельную для Уда-Яги
относительную полосу. Это ТВ антенна на каналы с 6 по 12
(174-230 МГц), приведена в файле ...\TV\TV6_12_75.даа и на
рис. 13.2.6.
По уровню КСВ75 < 2 полоса составляет 67 МГц или 33,5%.
В этой полосе F/B превышает 13 дБ, а усиление растет от 8,2
до 10,5 dBi. В рабочем же диапазоне 174-230 МГц КСВ75 ни
в одной точке не превышает 1,4, минимальное F/B 16 dB.
Подборка других телевизионных антенн, рассчитанных под
Ra = 300 Ом (согласование на 75 Ом через ШПТ), приведена
в табл. 13.2.2. Антенны первых 8-ми строк табл. 13.2.2 — это мо-
дели коллективных ТВ антенн, которые вы могли видеть на кры-
шах многоквартирных домов.
Таблица 13.2.2
№ Имя файла (первая цифра — число элементов, следующие — номера ТВ каналов) ТВ каналы Полоса(ы) частот, МГц Ga в свободном пространстве, меняется от и до, dBi
1 ...\TV\ATBK5_1,3.gaa 1 иЗ 48-56 и 76-84 4,9-5 и 6,9-8,1
2 ...\TV\ATBK5_1,4.gaa 1 и 4 48-56 и 84-92 4,9-5 и 7,1-9,2
3 ...\TV\ATBK6_1,5.gaa 1 и5 48-56 и 84-92 4,9-5 и 7,1-9,2
4 ...\TV\ATBK4_2-3.gaa 2-3 58-84 5,5-8
5 ...\TV\ATBK5_2,4.gaa 2 и 4 58-66 и 84-92 5,3-5,5 и 7,1-8,2
6 ...\TV\ATBK5_2,5.gaa 2и5 58-66 и 92-100 5,0-5,3 и 6,9-8,2
7 ...\TV\ATBK5_3-5.gaa 3-5 76-100 6,8-8,8
8 ...\TV\ATBK7_6-12.gaa 6-12 174-230 8,5-10,8
9 .. .\TV\DMV14_24-49.gaa 24-49 500-700 10-14
Еще одна распространенная задача, где может потребовать-
ся широкая полоса — внешняя антенна для сотовых телефонов
стандартов CDMA и GSM900. Требуемое перекрытие от 824 до
965 МГц (п. 12.1.1). В отличие от приемных вещательных антенн
здесь нужна и работа на передачу, поэтому требуется лучшее со-
гласование, то есть более низкий КСВ в рабочей полосе.
Такая антенна показана в файле ...\Phone\GSM900_9Yagi.gaa
и на рис. 13.2.7. Все ее элементы выполнены из трубок диамет-
ром 6 мм, за исключением вибратора, диаметр которого 10 мм.
177
оо
47 мм 47 мм
Рис. 13.2.7
Относительная полоса антенны по уровню КСВ50 < 2 составля-
ет 30%. Зависимость КСВ50 от частоты показана на рис. 13.2.8.
В полосе 800-980 МГц КСВ50 ни в одной точке не превыша-
ет 1,2, то есть обеспечивается очень хорошее согласование. За-
висимости Ra и JXa от частоты антенны рис. 13.2.7 приведены на
рис. 13.2.9.
Рис. 13.2.8
Рис. 13.2.9
179
График JXa целых пять раз пересекает нулевое значение. Это
типичная картина для широкополосного LC-фильтра, о родстве
рассматриваемых антенн с которым мы уже вспоминали. к
Усиление антенны рис. 13.2.7 растет от 10 dBi на 800 МГц
до 13 dBi на 1000 МГц. F/B в рабочей полосе колеблется в преде-
лах 15... 18 дБ.
Антенна для GSM1800 (1710-1880 МГц, п. 12.1.1) приведена
в файле ...\Phone\GSM1800_9Yagi.gaa. Ее характеристики анало-
гичны антенне рис. 13.2.7.
Кстати, имейте в виду, что никакая направленная внешняя ан-
тенна GSM не сможет увеличить дальность связи свыше 35 км.
Радиус действия почти всех базовых станций GSM программно
ограничен этой величиной по времени задержки (timing advance)
распространения сигнала (радиоволне потребуется -233 мкс,
чтобы пройти 2 раза по 35 км).
Иногда (на морском побережье, в пустынях, горах) базовая
станция может работать в режиме extended cell, при которой до-
пустимая задержка увеличена, и предельный радиус GSM связи
возрастает до 75 км. Но такие случаи редки, так как в этом режиме
падает пропускная способность базовой станции.
13.2.3. Сложные рефлекторы антенн Уда-Яги
В КВ антеннах Уда-Яги этой темы не было. Ведь длина волны
на КВ велика, и даже простейший рефлектор из одного провода
требует много места.
Другое дело на УКВ. Можно делать сложные конструкции при
скромных линейных размерах. Зачем? Затем, что простой линей-
ный рефлектор из одной трубки:
• не обеспечивает полного отражения (точной балансировке
токов, требуемой для глубокого подавления излучения назад
см. п. 7.2.2.1) даже на одной частоте (конечно, распределе-
ние токов можно поправить до высокого F/B директорами,
но это не заслуга рефлектора; да и в широкой полосе это
не получится);
• имеет относительно узкую полосу отражения. Если вы-
тянуть хорошее F/B директорами по какой-либо причине
(например, широкополосные антенны предыдущего пара-
графа) не удается, то простой рефлектор тоже не поможет
(п. 13.2.2).
Сравним разные типы сложных рефлекторов. Чтобы их влия-
ние было видно в чистом виде, возьмем простейшую двухэле-
ментную антенну: дипольный вибратор + рефлектор. Оба элемен-
180
та диаметром 0,07% X, то есть тонкие проволочные. Расстояние
между ними 0,15Х. Каждый из типов сравниваемых рефлекторов
настроен по максимуму F/B в телесном угле 60° по азимуту и 30°
по зениту.
В таких условиях:
• одиночный линейный рефлектор дает максимальное F/B =
= 10,9 дБ (рис. 7.2.4 в п. 7.2.2.1);
• используя рефлектор в виде квадрата с периметром чуть
большим X, получаем антенну Quagi (подробнее об этой ан-
тенне позднее, в п. 13.3.4). Такой рефлектор при наших ус-
ловиях дает максимум F/B = 24 дБ и полосу 2,3%, в которой
F/B превышает 20 дБ (это произвольно принятый мной уро-
вень для сравнения разных рефлекторов). При изменении
формы рефлектора с квадрата на ромб, треугольник и круг
параметры рефлектора меняются мало.
Как было описано в п. 4.3.1, рамочный элемент это синфаз-
ная система из двух согнутых вибраторов. Поэтому в сле-
дующем пункте рассмотрим рефлектор из двух отдельных
линейных вибраторов;
• рефлектор из двух проводов, разнесенных по высоте, пока-
зан на рис. 13.2.10.
Z = 57.5 -tO-034 Ohm £ SWR = 1.15 (50 Ohm)
Ga = 6.9dBi . v •
•• -3 ’ •'
Рис. 13.2.10
Он дает максимум F/B = 24 дБ и полосу по уровню F/B >
> 20 дБ, равную 2,7%. Это шире, чем у рамочного рефлекто-
ра из предыдущего пункта;
• рефлектор из трех проводов (третий посередине), разне-
сенных по высоте. Длина каждого из проводов рефлекто-
ра 0,53Х, расстояние по высоте между ними 0,25Х, общая
181
высота рефлектора 0,5k. Получается максимум F/B = 25 дБ
и полоса 3% по уровню F/B > 20 дБ;
• рефлектор из пяти проводов по 0,562k, равномерно разне-*-
сенных по высоте. Расстояние между проводами по 0,14k,
общая высота рефлектора 0,56k. Максимум F/B = 25 дБ, по-
лоса 6,2% по уровню F/B > 20 дБ;
• рефлектор из семи проводов, равномерно разнесенных
по высоте. Длина каждого из проводов 0,602k, расстояние
между ними по 0,155k, общая высота рефлектора 0,62k.
Максимум F/B = 25 дБ, полоса 12% по уровню F/B > 20 дБ.
Видна закономерность:
Рост размеров рефлектора и густоты его заполнения провод-
никами расширяет полосу эффективного отражения, но поч-
ти не влияет (начиная с двухпроводного рефлектора) на макси-
мум F/B.
Эта закономерность остается справедливой и в том случае,
если мы будем считать излучение назад не в широком телесном
угле (как это делалось выше), а в единственном направлении точ-
но назад (установки заднего направления в программе: 0е по ази-
муту и 0° по зениту).
В этом случае максимальное F/B достигает 60 дБ уже при двух-
проводном рефлекторе и остается около этой цифры при росте
количества проводов в рефлекторе до 7. Но полоса эффективного
отражения (тут по уровню F/B > 40 дБ) расширяется с 0,7% для
двухпроводного до 2,7% у семипроводного рефлектора.
Этот вывод можно было бы сделать и без моделирования.
Понятно, что если взять много проводов и расположить их очень
густо, то получим сплошную металлическую поверхность, то есть
зеркало. А оно является хорошим и широкополосным отражате-
лем. Нижняя частота сплошного зеркала определяется его габа-
ритами. Верхняя частота зеркала определяется шероховатостью
поверхности (п. 13.7.1).
Об апериодических рефлекторах-зеркалах подробный раз-
говор впереди, в разд. 13.7. Тем не менее, одну антенну с апе-
риодическим отражателем-поверхностью мы в этом параграфе
все же рассмотрим. Сделаем это здесь потому, что её принято
считать разновидностью Уда-Яги (хотя дальше мы увидим, что это
совсем не так). Называется эта антенна backfire или обратного
излучения (перевод англ, слова backfire). Изобрел ее англичанин
Н. Ehrenspecke 1961 г.
Чтобы понять, как она работает, проследим «родословную»
самой простой backfire, состоящей из трех частей (ее называ-
182
ют короткой антенной обратного излучения или short backfire
или SBA):
1. Возьмем простейшую двухэлементную антенну Уда-Яги
вида вибратор-рефлектор (R-W) с расстоянием между элемен-
тами л/4, настроенную на максимум усиления. Оба элемента
простейшие линейные. Параметрами такая антенна не блещет:
Ga = 6,4 dBi, F/B около 6 дБ (п. 7.2.2.1). Зато в конфигурации R-W
можно получить относительно высокое Ra и широкую полосу, что
в данном случае ценно. Назовем эту антенну облучателем.
2. Поместим наш облучатель в фокус круглого параболическо-
го зеркала-отражателя (рис. 13.1.2) диаметром 2Х и фокусным
расстоянием 0,5Х (то есть отношение f/D = 0,25, см. п. 13.7.2.1).
3. Усиление получившейся зеркальной антенны будет около
15 dBi (п. 13.7.2.4). Но, допустим, нам такое высокое Ga не тре-
буется. Зато мы хотим избежать трудностей изготовления пара-
болического зеркала. Поэтому заменим его плоской квадратной
пластиной 2к х 2k, как показано на рис. 13.2.11 (размеры на этом
рисунке в X).
183
4. Конечно, замена параболической поверхности плоскостью
снизит усиление. Оценим насколько. На рис. 13.2.11 тонкими ли-
ниями показаны границы допуска искажения точной формы па-'
раболического отражателя, внутри которых потеря усиления по
сравнению с точной формой не превышает 2 дБ (п. 13.7.1). Как
видно из рис. 13.2.11, плоский отражатель до размеров ±0,7А
укладывается в эти границы. То есть в пределах 1,4Хх 1,4Х по-
тери от замены параболы плоскостью будут не больше 2 дБ.
А учитывая, что в районе ±0,5Х плоскость точно попадает на про-
филь параболы, то общие потери в пределах 1,4Хх 1,4А будут
меньше. Конечно, края плоскости от ±0,7Х до ±1 А, далеко уходят
от параболы. И в этих участках потери усиления будут больше.
Но суммарные потери усиления от замены параболы (не любой,
а диаметром 2Х и отношением фокусного расстояния к диаметру
0,25) плоскостью получаются ~2 дБ. Это плата за упрощение от-
ражателя.
5. Получившаяся в результате этих шагов конструкция пока-
зана на рис. 13.2.12 и в файле ...\Backfire\Backfire2440.gaa. Эта
антенна имеет ожидаемое усиление 13 dBi (15 dBi при параболи-
ческом рефлекторе площадью диаметром 2Х, минус 2 дБ за счет
искажения его формы до плоскости, см. пп. 13.7.1 и 13.7.4).
О
>s
0;ЗХ
/R
0,5Х
Рис. 13.2.12
Таким образом, backfire представляет собой испорченную
(упрощенной формой отражателя) зеркальную антенну. Это под-
тверждается ДН, показанными на рис. 13.2.13. На этом рисунке
отдельно показаны ДН облучателя (двухэлементная Уда-Яги R-W)
и всей backfie с рис. 13.2.12.
184
185
Backfire, отражатель
2x2 длины волны
Рис. 13.2.13
Из рис. 13.2.13 видно, что основной отражатель разворачивает
излучение облучателя (отсюда и название антенны) и фокусирует
излучение (давая усиление). Усилением мы сейчас и займемся*".
Но не будем, как это принято, брать эквивалентную по уси-
лению антенну Уда-Яги и делать вывод, во сколько раз backfire
выигрывает по длине траверсы. Сделать это конечно можно.
Но не нужно. Ведь Backfire и Уда-Яги относятся к разным классам
антенн:
• Уда-Яги — антенна продольной волны с замедляющей струк-
турой из металлодиэлектрика. Усиление определяется дли-
ной (п. 13.1.3);
• Backfire — рефлекторная антенна с выравниванием расстоя-
ния от апертуры до точки питания (п. 13.1.2 и разд. 13.7).
Усиление определяется площадью и качеством зеркала-
отражателя, а не длиной облучателя и фокусным расстоя-
нием.
Поэтому неправильно сравнивать длину траверсы Уда-Яги
и площадь отражателя backfire. И уж вовсе некорректно срав-
нивать длину Уда-Яги (то есть ее основной параметр, опреде-
ляющий усиление) и длину backfire (то есть фактически фокусное
расстояние зеркала, параметр у рефлекторной антенны вовсе
не главный, и на усиление влияющий лишь косвенно). Смысла
в этом не больше, чем в сравнении поперечной площади Уда-Яги
(с усилением не связанной), с площадью backfire (то есть разме-
ром, определяющим усиление).
Но тут возникает вопрос. Если Ga зеркальной антенны зависит
от площади зеркала, то почему параметры короткой backfire (SBA)
ограничены усилением 13 dBi и размерами отражателя 2Х х 2Х?
Ответов на этот вопрос потребуется три:
1. Если отражатель имеет точную параболическую форму, то
никакого ограничения усиления и размеров отражателя нет. Если
мы согласуем отношение f/D отражателя с шириной ДН облуча-
теля, чтобы «освещать» его полностью, то усиление определяется
только размерами зеркала (п. 13.7.2.4). Если она велика, то даже
при простых облучателях усиление может достигать очень боль-
ших значений. Но это уже получается чистопородная зеркальная
параболическая антенна (п. 13.7.2), а не backfire.
2. Если отражатель плоский, то неограниченный рост его
размеров лишен смысла. Взгляните на рис. 13.2.11, плоский
отражатель на краях уже существенно отличается от параболы.
Отражения с таких краев в фокус приходят с ошибкой по фазе.
Выше определенного предела эта ошибка становится столь боль-
шой, что волны с краев плоского рефлектора приходят в фокус
в противофазе, то есть не увеличивают усиление, а уменьшают
186
его (см. п. 13.7.1). Поэтому имеется оптимальный размер плос-
кого отражателя. Для облучателя, показанного на рис. 13.2.12
и плоской формы отражателя оптимальным является размер
2Х х 2Х (усиление ~ 13 dBi). Но это для плоского отражателя. И это
backfire.
3. Но никто не обязывает нас делать упрощенный отражатель
именно плоским. Ладно, зеркало параболической формы изго-
товить не получилось. Можно попытаться приблизиться к этой
форме. Понятно, что аппроксимация параболы одной прямой
слишком груба. Загнем дальние края плоскости, ушедшие на
рис. 13.2.11 за границы допуска, внутрь под углом 90° (ступень-
кой) или, лучше 45° на длине примерно 0,25Х. Форма отражателя
станет ближе к параболе. Антенна отреагирует на это ростом уси-
ления примерно на 1 дБ. Понятно, что чередованием плоскостей
и ступенек можно с любой заданной погрешностью описать пара-
болический рефлектор любого размера. Такие антенны являются
разновидностью зеркальных (п. 13.7.4).
Входное сопротивление SBA примерно вчетверо ниже, чем
у ее облучателя без зеркала-отражателя. Причина снижения та же
самая, что и у любой другой антенны, расположенной низко над
идеальной землей (в SBA ее роль играет металлический отража-
тель): сильное влияние на вибратор отраженной волны (см. на-
пример, рис. 7.2.10). В SBA это усугубляется малым расстояние
от вибратора до отражателя, так что отраженная зеркалом волна
сильно меняет поле ближней зоны вокруг вибратора. Поэтому
для упрощения согласования в качестве вибратора SBA разумно
использовать петлевой диполь. Такой прием позволяет получить
Ra = 50 Ом, см. файл ...\Backfire\Backfire2440.gaa.
Обычно полоса зеркальной антенны определяется не столько
отражателем (он широкополосен по определению), сколько об-
лучателем. Но SBA исключение из этого правила. Её полоса в не-
сколько раз уже, чем полоса облучателя без зеркала-отражателя.
Причина та же самая, которая приводит к снижению Ra: отражен-
ная близко расположенным зеркалом волна сильно меняет ближ-
нее поле около вибратора. Поэтому ЗВАузкополосны. Их относи-
тельная полоса 2...4%.
Моделирование и оптимизация backfire требуют много труда
и времени. Это относится ко всем антеннам, содержащим метал-
лическую поверхность. В методе моментов мы вынуждены заме-
нять поверхность сеткой из тонких проводов с шагом в несколько
% длины волны. Трудоемко рисовать и править много проводов
такой сетки. Растет время расчета и оптимизации.
Упростить описание рефлектора можно, если он будет отра-
жать волны только одной линейной поляризации. Тогда вместо
187
сетки можно использовать решетку параллельных и близко рас-
положенных в плоскости поляризации проводов. Например, в ан-
тенне рис. 13.2.12 (файл ...\Backfire\Backfire2440.gaa) облучатег/Ь
имеет горизонтальную поляризацию. Соответственно, отража-
тель описан как решетка из горизонтальных проводов с шагом
около 2% к. Но и в этом случае модель получается сложной.
А нельзя ли как-то еще более упростить описание отражателя?
В общем случае, при произвольном отражателе, увы, нет, А вот
у SBA с плоским отражателем оказывается можно. Не было бы
счастья, да несчастье помогло. Раз уж мы испортили рефлектор
backfire до плоскости, то заменим его в модели на идеальную
землю. Идеальная земля ведь тоже плоская, и тоже отражатель
(мы уже применяли этот прием для упрощения моделирования
патч-антенн в п. 12.4.2). Но землю не повернешь. Поэтому прихо-
диться разворачивать облучатель, чтобы он «светил» вниз, в иде-
альную землю.
Примеры таких упрощенных (с идеальной землей в качест-
ве отражателя) моделей SBA показаны в файлах ...\Backfire\
Backfire2440_GND.gaa и ...\Backfire\Backfire2440_folded_GND.gaa.
Да, вид такой модели непривычен, а максимум излучения на-
правлен вверх, в зенит. Но это с лихвой искупается скоростью.
Упрощенная модель backfire имеет всего несколько проводов
и несколько десятков сегментов (против нескольких сотен и тысяч
соответственно для модели с рефлектором из набора проводов),
поэтому легко создается и оптимизируется.
Единственный недостаток упрощенной модели: занижается
усиление на несколько десятых долей децибела. Впрочем, это
даже не ошибка. А подтверждение того факта, что слишком боль-
шой (бесконечных размеров в упрощенной модели с идеальной
землей) плоский рефлектор для backfire вреден. При расстоя-
нии больше X от облучателя плоскость настолько далеко уходит
от точной параболы (см. рис. 13.2.11), что волны отраженные от
дальних краев зеркала приходят в противофазе и понижают уси-
ление (п. 13.7.1).
13.2.4. Коррекция влияния траверсы
Вернитесь назади внимательно перечитайте п. 12.6.1.2. Все,
сказанное в нем, относится и к антеннам Уда-Яги. Причем к каж-
дому из элементов, так как траверса проходит сквозь всю ан-
тенну.
На реальной антенне Уда-Яги с траверсой длина элементов
должна быть изменена относительно модели с висящими в воз-
духе элементами. Это называется коррекция влияния траверсы.
188
Кажется, что для точного учета влияния металлической тра-
версы достаточно ввести ее в модель. В принципе, идея эта хо-
рошая. Но:
• Ни MINI NEC, ни NEC не учитывают токов, текущих поперек
провода (п. 2.1.2). Поэтому если просто нарисовать травер-
су как толстый провод, то никакого ее влияния мы в модели
не увидим. Именно из-за того, что для моделировщика нет
поперечных токов. А токи элементов текут через траверсу
именно поперек.
• Чтобы учесть влияние траверсы корректно, ее надо нари-
совать как сетчатый проволочный цилиндр. Это сработает
и даст корректный результат. Но для того, чтобы так описать
даже небольшую длиной около 1Х толстую траверсу, потре-
буется около 10ОО проводов. Трудоемкость такой модели вы-
сока. Время оптимизации антенны на такой траверсе очень
велико. Поэтому при конструировании такой подход почти
не применяется. Но один раз мы так сделаем, чтобы понять,
как это работает, и увидеть паразитные токи траверсы.
Возьмем модель четырехэлементной Уда-Яги без траверсы
с элементами диаметром 4 мм и длиной 0,5 м ...4el_432_1 .gaa.
Антенна резонирует на 432 МГц и на этой же частоте имеет мак-
симум F/B = 23 дБ.
Разместим эту антенну на металлической траверсе диамет-
ром 20 мм и длиной 54 см. Элементы проходят через середину
траверсы и не изолированы от нее. Результат показан в файле
...4el_432_traversa.gaa и на рис. 13.2.14.
На распределении токов на этом рисунке отчетливо видны
токи по траверсе в местах проходов элементов. Это именно те
поперечные токи, из-за которых траверса становится не только
механической, но и электрической частью антенны. То есть тра-
верса начинает влиять на параметры антенны.
Эти поперечные токи траверсы хотя и невелики, но вполне
ощутимо меняют электрическую длину элементов. Следователь-
но, сдвигается частота антенны. Например, антенна рис. 13.2.14
имеет резонанс на 446,5 МГц, то есть почти на 15 МГц выше ис-
ходной ...4el_432_1 .gaa. Это и есть влияние траверсы.
Поскольку частота ушла вверх, для ее возвращения на место
элемент надо удлинить. Оптимизация показывает, что удлинив
каждый элемент антенны рис. 13.2.14 на 11 мм, мы вернем час-
тоту на исходные 432 МГц (файл ...4el_432_traversa_cor.gaa).
Способ полного моделирования траверсы хорош по резуль-
татам, но очень трудоемок. А нельзя ли учесть влияние траверсы
как-нибудь попроще? Увы, в общем случае нельзя. Ведь чтобы
189
определить степень искажения ближнего поля (то есть величину
влияния траверсы), надо знать:
• размеры (в частности, диаметр) и частоту настройки эле-
мента. Например, если у нас элемент диаметром 20 мм, то
ясно, что траверса диаметром 10 мм, проходящая сквозь
него почти не повлияет: весь ток пройдет через толстый эле-
мент, не ответвляясь на более тонкую траверсу. А вот если
на той же траверсе поместить элементы диаметром 2 мм,
то шунтирующее действие впятеро более толстой траверсы
будет весьма заметным;
• поперечные размеры (диаметр или длину стороны и форму
сечения)траверсы;
• расстояние от конца траверсы до точки крепления элемента.
Например, влияние траверсы на первый директор, от кото-
рого до концов траверсы далеко, будет иным, чем на реф-
лектор, закрепленный на краю траверсы;
• поперечное расстояние от элемента до траверсы (прохо-
дит насквозь точно по центру, со смещением, лежит сверху,
находится сверху на расстоянии, как конструктивно за-
креплен).
190
При столь длинном списке требуемых для расчета исходных
данных простой расчет невозможен. Но дело упрощается, если
зафиксировать большую часть переменных. Фиксируем:
• металлическая траверса круглого или квадратного сечения;
• ее диаметр намного (минимум вдвое) больше диаметра эле-
мента;
• элемент проходит точно посередине сквозь траверсу и
не изолирован от нее;
• расстояние от краев траверсы до рефлектора и последнего
директора намного (как минимум втрое) больше диаметра
элементов.
Такие ограничения невелики и перекрывают большую часть
практических случаев. Но они позволяют получить приемлемые
результаты при простых расчетах.
Диаметр (или сторона) металлической траверсы в % длины волны
----Траверса круглого сечения
---- Траверса квадратного сечения
Рис. 13.2.15
Для этих ограничений на рис. 13.2.15 даны графики, аппрок-
симирующие практические измерения (формула G3SEK-DL6WU,
замеры многих радиолюбительских и профессиональных антенн
0,1...2,5 ГГц).
Пользование графиками рис. 13.2.15 несложно. Определяем
диаметр или сторону траверсы в % X, и на вертикальной оси на-
ходим, на сколько % X надо удлинить каждый элемент.
191
Если вам не хватает точности графика, воспользуйтесь сле-
дующими эмпирическими формулами: к
• для круглой траверсы
К = 2D2(630D2 - 164D + 13,5); (13.2.1)
• для квадратной траверсы
К = 2D2(1221D2 - 269,4D + 18,8), (13.2.2)
где D — диаметр (или сторона) траверсы, в длинах волны; К — ве-
личина коррекции элемента, тоже в длинах волны.
Формулы 13.2.1 и 13.2.2 применимы до диаметра травер-
сы 9% X.
Пример
Антенна рис. 13.2.14 на 432 МГц (X = 694 мм) размещена на круглой
металлической траверсе диаметром 20 мм, то есть 2,88% X. По графикам
рис. 13.2.15 находим, что при круглой траверсе 2,88% X длины элементов
надо увеличить на 1,55% X, то есть на 10,7 мм. А по результатам полного
моделирования (файл ...4el_432_traversa_cor.gaa) мы получили коррекцию
11 мм. То есть быстрая оценка по рис. 13.2.15 дала погрешность всего
0,3 мм, по сравнению со сложной и долгой процедурой полного модели-
рования траверсы.
С погрешностью, достаточной для практики, результаты
рис. 13.2.15 и формул 13.2.1, 13.2.2 можно использовать не толь-
ко для неизолированного элемента, проходящего сквозь центр
траверсы, но и для других положений элемента:
• если элемент проходит сквозь центр траверсы, но изолиро-
ван от нее (например, пластиковыми вставками), то величи-
на коррекции должна составлять 0,4...0,5 (зависит от емко-
сти изоляции) от рассчитанной по рис. 13.2.15 и формулам
13.2.1, 13.2.2;
• для элемента, лежащего сверху на траверсе и не изолиро-
ванного от нее, величина коррекции 0,55...0,7 (зависит от
ширины контакта элемент—траверса, ведь реально каса-
ние будет не в одной точке) от рассчитанной по рис. 13.2.15
и формулам 13.2.1, 13.2.2;
• когда элемент лежит сверху на траверсе и изолирован от нее
(например, пластиковой прокладкой), то коррекция будет
около (зависит от емкости элемент—траверса) 0,5 от рас-
считанной по рис. 13.2.15 и формулам 13.2.1, 13.2.2.
Если возиться с расчетами не хочется, то траверсу можно
сделать из диэлектрика с небольшой проницаемостью. Напри-
мер, деревянную. Да, дерево менее долговечно, чем металл, тем
не менее, сосновая рейка даже без защитной пропитки вполне
выдерживает несколько лет в климате средней полосы.
192
Диэлектрическая проницаемость сосны поперек волокон
е ~ 2, то есть очень низка. Поэтому влияние такой траверсы
(а диэлектрик сдвигает частоту антенны вниз, а не вверх как ме-
талл, п. 12.6.1.2) мало. Например, квадратная сосновая траверса
со стороной 2% к сдвигает частоту вниз лишь на ~0,1 %.
Как вы уже поняли, учет влияния любой траверсы — дело до-
вольно приблизительное. Так что имеет смысл использовать
антенну с полосой на несколько процентов больше требуемой.
Широкополосность позволяет простить неточности коррекции
траверсы.
13.2.5. Совмещение антенн Уда-Яги
разных диапазонов
Принципы совмещения УКВ антенн Уда-Яги разных диапазо-
нов такие же, как и на КВ (разд. 11.1). Но на КВ Уда-Яги применя-
ются обычно от 14 МГц и выше. И проблема совмещения кратных
диапазонов возникает только при сочетании 14/28 МГц. Но в этом
случае она не очень остра. Ведь на второй гармонике в центре
диполя минимум тока. Поэтому диполь 14 МГц возбуждается
диполем 28 МГц не сильно.
На УКВ же любительские диапазоны идут по частоте с кратно-
стью три: 50, 144, 434, 1296 МГц. То есть при совмещении любых
двух соседних диапазонов низкочастотный диполь возбуждается
на третьей гармонике при работе на более высокочастотном диа-
пазоне. Это означает, что ток максимален в центре и паразитное
влияние НЧ антенны на высокочастотную будет гораздо сильнее,
чем на КВ.
Чтобы изучить плюсы и минусы разных приемов совмещения
двух УКВ антенн Уда-Яги, рассмотрим их на примере одних и тех
же совмещаемых антенн.
Первая антенна будет ...6el_144.gaa (строка 9 в табл. 13.2.1).
Это шестиэлементная Уда-Яги на 144,5 МГц.
Вторая: ...10el_433.gaa (строка 26 в табл. 13.2.1), десятиэле-
ментная Уда-Яги на 432 МГц.
Первый способ совмещения — поместить антенны перпенди-
кулярно друг другу, как показано в файле ...\2bands\433_145_X.gaa
и на рис. 13.2.16. На этом рисунке (и на всех последующих в дан-
ном параграфе) показана ДН на 432 МГц как наиболее критичная
и страдающая от совмещения. ДН на 144,5 МГц при любом спосо-
бе совмещения остается практически такой же, как и у одиночной
антенны.
Плюс такого решения рис. 13.2.16 почти в полном отсутст-
вии взаимного влияния (посмотрите на распределение токов
193
Z = 50.5 - j1.G4 Ohm
Ga = 15.1 dBi
Рис. 13.2.16
на рис. 13.2.16: длинные вибраторы антенны 144 МГц не воз-
буждаются). Минусы: две точки питания (понадобится фильтр
сложения п. 12.6.4) и зависимость поляризации от диапазона
(144,5 МГц — V, 432 МГц — Н).
Другой традиционный прием совмещения (разнести па-
раллельные антенны по высоте) показан в файле ...\2bands\
433_145_H.gaa и на рис. 13.2.17.
Взаимным влиянием можно пренебречь (то есть совмещать,
не корректируя размеры исходных антенн), если расстояние меж-
ду этажами больше 1,5Х верхнего диапазона (на рис. 13.2.17 оно
составляет 1 метр). Но граница 1,5Х не универсальна. Она отно-
сится лишь к антеннам, подобным по числу элементов и усилению
рис. 13.2.17. В общем случае правильнее говорить о том, чтобы
НЧ антенна не попадала бы в площадь раскрыва (пп. 3.1.5, 6.1.7)
ВЧ антенны.
Плюсы совмещения разнесением по высоте: малое взаимное
влияние, одинаковая поляризация.
Минусы: две точки питания и более высокая мачта.
Расстояние между этажами на рис. 13.2.17 можно уменьшить,
если скорректировать размеры и положение ВЧ антенны так, что-
бы скомпенсировать влияние низкочастотной Уда-Яги. Умень-
шив расстояние между этажами до 70 см (1Х) и запустив опти-
мизацию размеров и положения ВЧ элементов, получим антенну
...\2bands\433_145_Hopt.gaa. Она имеет почти такие же парамет-
ры на 432 МГц, как и антенны двух предыдущих рисунков. Но чуть
меньшее усиление. Потеря 0,2 дБ Ga это немного. Но тенденцию
запомним: рост взаимного влияния уменьшает усиление на верх-
нем диапазоне.
Сдвинем обе Уда-Яги по высоте полностью, так, чтобы все
элементы оказались на одной траверсе. Очевидно, что взаимное
влияние диапазонов будет сильным. Оптимизация размеров ВЧ
антенны (и длин элементов, и их положения) совершенно необ-
ходима и вносит существенные коррективы.
Результат показан в файле ...\2bands\433_145_T.gaa и на
рис. 13.2.18. На распределении токов хорошо видно, что по длин-
ным элементам текут заметные токи. Для компенсации влияния
этих токов и пришлось ощутимо менять размеры ВЧ антенны.
Плюсы такого совмещения: только одна траверса и одинако-
вая поляризация. Минусов больше:
• худшее F/B (задние «хвосты» на рис. 13.2.18 заметно больше,
чем на рис. 13.2.15 и 13.2.16). И это несмотря на то, что при-
шлось ввести второй рефлектор (то есть антенна 432 МГц ста-
ла уже одиннадцатиэлементной) и при оптимизации отказать-
ся от усиления ради получения терпимого подавления назад;
195
196
Рис. 13.2.17
Z = 54.3 - j1.82 Ohm
Ga = 13.9dBi
Рис. 13.2.18
197
SWR = 1 09 (50 Ohm)
• худшее усиление. Мы потеряли целые 1,2 дБ по сравнению
с рис. 13.2.17;
• ну и по-прежнему две точки питания.
Попробуем совместить точки питания, используя принцип
Open Sleeve (п. 5.2.2): вибратор 432 МГц расположить близко
к вибратору 144 МГц. Да, полоса верхнего диапазона сузится (как
это и происходит при Open Sleeve питании, см. п. 5.2.2), но зато
останется одна точка питания. А это позволит исключить фильтр
сложения и потери в нем, что на первый взгляд снизит потери во
всей системе. Но это только кажется. Ведь от фильтра сложения
мы теряем не более 0,1 дБ (п. 12.6.4). л
Совместим наши антенны (как обычно, с полной оптимизаци-
ей всех размеров Уда-Яги 432 МГц) на одной траверсе и питании
Open Sleeve (файл ...\2bands\433_145_O.gaa и рис. 13.2.19). И об-
наружим, что по сравнению с раздельным питанием рис. 13.2.18
потеряли в усилении больше ~1 дБ.
Но ведь на рис. 13.2.19 усиление меньше только на 0,5 дБ?
Да, но элементов на 432 МГц там больше. Пришлось поставить
дополнительный дальний директор, чтобы снижение усиления
не было большим. На 432 МГц это уже двенадцать элементов.
А усиление очень скромное для таких размеров, всего 13,4 dBi.
И если бы дело ограничилось только падением усиления. На
рис. 13.2.19 показаны две ДН. В азимутальной ДН видно ощути-
мое ухудшение F/B на несколько дБ. А зенитная ДН совсем пло-
хая: большое излучение в зенит, подавленное всего на 9 дБ.
Причина столь плохой ДН в том, что питаемый вибратор
144 МГц сам по себе резонирует и на 432 МГц, отчего по его кра-
ям возникают две паразитные полуволны тока (см. рис. 13.2.19).
Эти края с проблемными токами находятся за пределами реф-
лекторно-директорной структуры Уда-Яги 432 МГц. Поэтому их
излучение назад и вверх остается некомпенсированным и портит
ДН всей антенны, снижая усиление и увеличивая паразитное из-
лучение назад и вверх. Именно паразитное излучение токов краев
резонирующего на ВЧ низкочастотного вибратора является при-
чиной сильного ухудшения параметров на 432 МГц. Надо что-то
с этими краями сделать. Простейший выход — загнуть вибратор
144 МГц буквой П. Паразитные токи краев оказываются перпен-
дикулярными основному излучению и портят ДН меньше.
Пример такого решения (да, опять с полной оптимизацией
всех размеров антенны 432 МГц) показан в файле ...\2bands\
433_145_OP.gaa Эта антенна с тем же числом элементов, что и
рис. 13.2.19, но имеет лучшие параметры: Ga = 13,9 дБ (то есть
выигрыш 0,5 дБ) и F/B > 18 дБ (по сравнению с минус 9 дБ подав-
ления вверх антенны рис. 13.2.19 это неплохо).
198
Проблемные токи
Более сложный (но дающий лучшие результаты) способ борь-
бы с паразитными токами концов длинного вибратора состоит
в том, чтобы вывести его из резонанса на 432 МГц.
Но ведь физический резонанс на третьей гармонике никуда
деться не может? Деться не может. Но при этом он вовсе не обя-
зан быть на частоте втрое большей. Это ведь только у простейше-
го линейного вибратора третья гармоника почти точно втрое выше
по частоте. А если вибратор содержит катушки, то отношение час-
тот третьей и первой гармоники будет меньше 3 (п. 5.4.1). Для
нашей задачи это означает, что если мы добавим пару небольших
катушек в вибратор 145 МГц, то он сам по себе будет резониро-
вать не на 432 МГц а где-то ниже. То есть в диапазоне 432 МГц
паразитные токи на краях этого вибратора сильно уменьшаться.
Такая антенна (да, снова полная оптимизация Уда-Яги 432 МГц)
показана в файле ...\2bands\433_145_L.gaa и на рис. 13.2.20.
В вибратор 144 МГц включены две небольшие катушки по
270 нГн на расстоянии по 34 см от центра. Это привело к неболь-
шому укорочению вибратора. Оно столь невелико, что даже
не сказалось на усилении 144 МГц. В этом диапазоне лишь немно-
го сузилась полоса, до 2 МГц по уровню КСВ < 1,5.
А вот в диапазоне 432 МГц реактивное сопротивление катушек
уже велико, да и расположены они в тех местах, где ранее были
максимумы паразитного тока. В результате проблемные токи
краев НЧ вибратора практически исчезают. Что и видно на рас-
пределении токов рис. 13.2.20 и на ДН на этом же рисунке: F/B
повышается до 27 дБ, усиление — до 14,6 дБ (то есть на +1,2 дБ
по сравнению с рис. 13.2.19).
Плюсы конструкции рис. 13.2.20: одна точка питания, одина-
ковая поляризация и одна траверса. Минусы: по сравнению с ис-
ходно одиночной антенной диапазона 432 МГц пришлось доба-
вить два элемента и все равно усиление получилось на 0,5 дБ
ниже, узкая полоса на 432 МГц —1,7 МГц по уровню КСВ < 1,5.
Небольшая (траверса 0,95 м) двухдиапазонная антенна для ра-
боты через спутники 145,9 \ 436 МГц показана в файле .. .\2bands\
SAT436_146_3.gaa. Она реализует принцип, показанный на
рис. 13.2.20: одна траверса, одна точка питания и НЧ вибратор
с небольшими катушками. Параметры и ДН антенны в диапазо-
не 145,9 МГц соответствуют одиночной широкополосной трех-
элементной (Ga = 7,7 dBi, F/B = 20 дБ полоса 3,7 МГц по уровню
КСВ < 1,5), в диапазоне 436 МГц — пятиэлементной (Ga = 10,5 dBi,
F/B = 22 дБ полоса 4,2 МГц по уровню КСВ < 1,5).
200
О Source
xLoac!
Z = 44.9 - j3.51 Ohm * SWR «1.14 (50 Ohm]
Ga«14.6dBi u
-3
•Y
Рис. 13.2.20
13.3. Направленные рамочные
Простые варианты. Многоэлементные с длинной траверсой.
Из составных рамок. Quagi.
В этом разделе рассмотрим направленные антенны с ра-
мочными элементами. Все модели и папки с файлами, упоми-
наемые в этом разделе, находятся в директории ...\VHF beams\
Loops beam\, а если встречается файл из другой папки, то к ней
указан полный путь.
Всё, написанное про КВ направленные рамочные антенны
в разд. 7.6, справедливо и на УКВ. Отличия связаны с меньшей
длиной волны:
• на УКВ толщина материала элементов выше (в X), чем на КВ.
Поэтому коэффициент удлинения Куд УКВ рамок возрартает
и может достигать 1,1. ..1,2;
• становятся реализуемыми многоэлементные конструкции
с длинной траверсой;
• в качестве элемента могут использоваться более сложные
рамки с большими габаритами.
13.3.1. Простые варианты
Начнем с простой трехэлементной антенны (двухэлементные
на УКВ почти не используются из-за высокого Ra, см. п. 7.6.2.3)
на диапазон 50 МГц, показанной на рис. 13.3.1 и в файле
...3Q50.gaa. Она имеет типичные параметры тройного квадрата:
усиление 9,3 dBi и полосу 1 МГц по КСВ < 2.
Трехэлементный квадрат может применяться и в качестве
приемной ТВ антенны на один метровый канал, или несколько
соседних дециметровых. Но для широкополосности рефлектор
202
должен быть больше вибратора на 10...15%, а директор короче
на 15...20%. Конечно, столь большие расстройки пассивных
элементов приводят к падению усиления. И такая трехэлемент-
ная антенна имеет Ga только 7 dBi. Пример показан в файле
...3Q_TV.gaa, это тройной квадрат на ДМВ ТВ каналы с 26 по 33-й.
Четырехэлементная антенна с треугольными элементами на
диапазон 50 МГц показана на рис. 13.3.2 и в файле ...4D50.gaa
(так как в этом файле присутствует гамма-согласование с труб-
ками разного диаметра, то для расчета не следует использовать
NEC2, ничего хорошего из этого не выйдет). Наклонные части
элементов выполнены из труб диаметром 16 мм непосредствен-
но соединенных с траверсой. Горизонтальные части проволочные.
Питание через шлейф гамма-согласования.
Рис. 13.3.2
Антенна рис. 13.3.2 имеет усиление 11,2 dBi. Это много для
четырех элементов и траверсы длиной 0,6Х. За усиление при-
шлось заплатить сужением полосы до 0,6 МГц по уровню КСВ < 2.
Пятиэлементный проволочный квадрат на 145 МГц показан
на рис. 13.3.3 и в файле ...5Q145.gaa. В свободном пространстве
Ga= 12 dBi, полоса 1,5 МГц по уровню КСВ < 1,5.
Рисунок 13.3.4 и файл ...6Ring1296.gaa описывают антенну
из шести круглых рамок на 1296 МГц. Рамки выполнены из прут-
ка диаметром 3 мм. Ga = 13,85 dBi, полоса 7,6 МГц по уровню
КСВ < 1,5.
О конструктивном выполнении. Проволочные УКВ рамки
(рис. 13.3.1, 13.3.3 и аналогичные) как и на КВ выполняются на
диэлектрических распорках, закрепленных на несущей траверсе.
Поскольку рамка крепится к распоркам в пучностях напряжения,
то изоляторы должны быть очень хорошими.
203
Z - 49.4 + |1.730hrn C SWR = 1.04 (50 Ohm]
Ga=:121d0i ' • ’ •
-3 '
Рис. 13.3.3
Рамки же из трубок или прутка (рис. 13.3.2,13.3.4 и т. п.) непо-
средственно крепятся серединой нижней стороны к несущей тра-
версе. Если она металлическая, то в размеры рамок необходимо
вводить коррекцию на влияние траверсы, как описано в п. 13.2.4
(периметр рамки удлиняется на величину, определяемую из
рис. 13.2.15).
13.3.2. Многоэлементные с длинной траверсой
Изучим влияние длины траверсы. Для этого возьмем семей-
ство многоэлементных квадратов на 434 МГц с числом элемен-
тов от 5 до 16-ти, оптимизированных по одинаковым критериям
(Ga, F/B, КСВ).
Все 12 моделей этого семейства расположены в папке
...\Quads и имеют имена от ...\Quads\5Q434.gaa (5 элементов)
до ...\Quads\16Q434.gaa (16 элементов). На основании этих мо-
делей построены графики зависимостей Ga (рис. 13.3.5) и числа
элементов (рис. 13.3.6) от длины траверсы, аналогичные тем же
204
зависимостям для антенн Уда-Яги (рис. 13.2.1 и 13.2.2 соответ-
ственно). Для сравнения на рис. 13.3.5 и 13.3.6 повторены со-
ответствующие части графиков для антенн Уда-Яги с рис. 13.2.1
и 13.2.2.
Длина антенны в X
Рис. 13.3.5
Из рис. 13.3.5 видно, что усиление у квадратов выше. Но ве-
личина этого выигрыша снижается с удлинением траверсы. Если
при траверсе 1X разница составляет 1 дБ, то при 6Х прибавка все-
го 0,2 дБ.
Вывод:
Нет смысла использовать многоэлементные рамочные антен-
ны с траверсой длиннее 4...5L Более просто конструктивно реа-
лизуемые Уда-Яги с такой же длинной траверсой будут иметь
почти равное усиление.
Разберемся, почему выигрыш квадратов перед Уда-Яги пада-
ет с ростом длины траверсы. Для этого вспомним, что одиночная
рамка это синфазная решетка из двух укороченных изгибом Х/2
диполей (п. 4.3.1). Поэтому ее усиление выше, чем у простого
диполя на 0,8...2 дБ, в зависимости от формы (п. 4.3.2). Прибав-
ка усиления меньше ожидаемых при синфазном включении двух
антенн, 3 дБ (п. 6.1.1), так как площади раскрыва (п. 3.1.7) двух
изогнутых диполей частично пересекаются.
Аналогично, многоэлементная рамочная антенна может быть
представлена как стек из двух Уда-Яги с изогнутыми элементами.
205
Расстояние в этом стеке равно стороне квадрата, то есть Х/4. Это
мало даже для одиночного диполя (рис. 6.1.8). А уж для направ-
ленной антенны с большой площадью раскрыва столь небольшое
расстояние означает, что площади раскрыва верхнего и нижнего
этажей почти полностью пересекаются. Причем, чем больше пло-
щадь раскрыва одного этажа (то есть, чем выше усиление, длин-
нее траверса и больше элементов в антенне), тем меньшая при-
бавка будет получаться от введения второго этажа на расстоянии
Х/4 (то есть от превращения Уда-Яги в квадраты). Именно это мы
и видим на рис. 13.3.5: с удлинением траверсы разница между
графиками становится меньше.
Естественно, рис. 13.3.5 предполагает не просто увеличение
длины траверсы, а с соответствующим ростом числа элементов
на ней. Этот процесс описывает рис. 13.3.6, на котором показана
зависимость среднего расстояния между элементами от длины
траверсы. Число элементов можно определить как отношение
длины траверсы к среднему расстоянию между элементами, плюс
один элемент. *
Длина антенны в X
Рис. 13.3.6
Среднее расстояние между элементами у многоэлементной
рамочной антенны почти вдвое выше, чем у Уда-Яги. Поэтому рас-
ход материала на рамочную антенну лишь немногим больше.
Полоса многоэлементных рамочных антенн меньше, чем
у Уда-Яги с равным усилением. Впрочем, мы это уже видели
в п. 7.6.3 для двух-трехэлементных антенн. Здесь же заметим, что
эта разница в пользу Уда-Яги сохраняется и при большом числе
206
элементов. Может быть это потому, что у рамочной антенны боль-
ше межэлементные расстояния (рис. 13.3.6)? Нет, уменьшение
расстояний между элементами рамочной антенны почти не рас-
ширяет полосу, в отличие от Уда-Яги. Поэтому бессмысленно при
неизменной длине траверсы увеличивать количество рамочных
элементов, сверх того, что следует из рис. 13.3.6.
Как создать свою многоэлементную рамочную антенну?
Проще всего доработать под свои материалы и требования
одну из моделей, упомянутых выше. Методика:
1. Выбрав модель с нужным числом элементов, в таблице
правки элемента установите свой радиус материала рамок.
2. В этой же таблице отметьте чекбокс Дистанция между
соседними элементами.
3. Перейдите в окно оптимизации и нажмите кнопку Все
элементы. При этом таблица автоматически заполнится стро-
ками оптимизации периметров всех элементов и расстояний
между ними.
4. Установите свои критерии оптимизации. У меня это, как
правило, 80% усиления и по 50% F/B и КСВ, остальные критерии
в нулях.
5. Запускайте оптимизацию и ждите результата. Если он
чем-то не нравится, вернитесь к условиям до оптимизации, сме-
ните критерии в желаемую сторону и повторите оптимизацию.
Если все же необходимо создать свою модель с нуля, то ме-
тодика остается почти той же. Только в первом пункте вместо от-
крывания готовой модели сделайте ее сами, заполнив таблицу
окна правки элемента примерно так:
• периметр рефлектора около 1,08Х;
• периметр вибратора около 1,03Х;
• периметры директоров уменьшающиеся от 0,98k до 0,9Х;
• расстояния R-Wn W-D1 по 0,2Х;
• расстояния между директорами 0,3...0,41 в зависимости от
длины траверсы (рис. 13.3.6).
13.3.3. С элементами из составных рамок
Все составные рамки, описанные в п. 4.3.6, используются
в качестве элементов направленных УКВ антенн. Их большие раз-
меры в X не являются препятствием на УКВ. А вот прибавка уси-
ления в 1,2...2 дБ, по сравнению с обычной рамкой, оказывается
кстати.
Возьмем два квадратных ромба с периметром около 1X каж-
дый и соединим их параллельно вершинами. Мы сделали зигза-
гообразный элемент (см. рис. 4.3.18,а). Его Ga на 2 дБ выше, чем
207
у одиночного квадрата. Почему не на 3 дБ? Потому что площади
раскрыва обоих ромбов частично пересекаются.
Сделаем из трех зигзагообразных элементов направленную
антенну. Результат в файле ...3RR144.gaa и на рис. 13.3.7. Эта ан-
тенна имеет усиление 10,6 dBi, то есть примерно на 1 дБ больше,
чем трехэлементный тройной квадрат (п. 7.6.5.1). Выигрыш суще-
ственно ниже ожидаемых при синфазном включении двух одина-
ковых антенн 3 дБ, так как площади раскрыва верхней и нижней
частей антенны рис. 13.3.7 пересекаются значительно (см. пре-
дыдущий параграф).
Z = 44.2 - jO.893 Ohm Yn SWR -1.13 (50 Ohml
Ga = 10.6dBi ... "У '•
-3
Y
Рис. 13.3.7
Широко распространена двухэлементная антенна, в которой
активный элемент зигзагообразный, а рефлектор сделан из не-
скольких диполей, разнесенных по высоте, либо из металлической
сетки. Пример показан в файле ...2RR_RD144.gaa и на рис. 13.3.8.
При увеличении расстояния между элементами до 0,15k,
входное сопротивление антенны рис. 13.2.8 возрастает до 75 Ом
и антенна может использоваться как телевизионная. На несколько
соседних ДМВ каналов (файл ...TV_UHF_zigzag.gaa) или на один
из метровых.
В верхних углах вибратора антенны рис. 13.3.8 расположены
пучности тока. Следовательно, в этих местах рамка может быть
заземлена на середины диполей рефлектора или металлический
экран. Это удобно для механического крепления вибратора.
Сложная рамка может быть составлена из двух треугольников,
включенных параллельно, вершинами друг к другу. Такой элемент
называется треугольным зигзагообразным (см. рис. 4.3.18,6).
Антенна с этим вибратором, аналогичная рис. 13.3.8 показана
в файле ...2TT_RD.gaa.
208
Чтобы увидеть влияние формы, рассмотрим семейство трех-
элементных антенн на диапазон 50 МГц. Все эти четыре антенны
оптимизированы по одинаковым критериям и выполнены из иден-
тичных материалов: трубок диаметром 12 мм и проволоки 2 мм.
Z » 27.9 + j1.02 Ohm Т, SWR -1.04 (28 Ohm)
Ga = 10.6dBi
з ' '••••.
Рис. 13.3.9
Первая антенна этого семейства состоит из треугольных зиг-
загообразных элементов, файл ...ЗТТ50.даа, рис. 13.3.9. Наклон-
ные части элементов выполнены из трубок, соединенных с тра-
версой. Горизонтальные части проволочные. Длина траверсы
2,8 м (0,47Л), высота конструкции 3 м (0,5Л).
Входное сопротивление антенны рис. 13.3.9 28 Ом, использу-
ется гамма-согласование. Полоса по уровню КСВ < 2 составляет
2,2 МГц.
209
Вторая антенна этого семейства сделана из двойных квад-
ратных элементов (просто две обычные квадратные рамки с пе-
риметром X соединены боковыми сторонами, см. рис. 4.3.16).
Модель ...3QQ50.gaa, рис. 13.3.10. Горизонтальные части рамок
трубчатые (антенна имеет три траверсы), вертикальные — про-
волочные. Длина траверсы 2,3 м (0,39Х), высота конструкции 3 м
(0,5Х). Антенна согласована на 50 Ом и имеет полосу 1,1 МГц по
уровню КСВ < 2.
Следующая антенна семейства — трехэлементная Hentenna.
Ее элемент описан в п. 4.3.6, рис. 4.3.17, сама антенна в п. 7.2.6
и показана на рис. 4.3.17, файл ... 3HENT.gaa. Верхняя и нижняя
горизонтальные части рамок трубчатые (антенна имеет две тра-
версы), горизонтальная средняя перемычка и все вертикальные
части проволочные. Длина траверсы 2,6 м (0,43Х), высота кон-
струкции 3 м (0,5Х). Трехэлементная Hentenna имеет усиление
10,55 dBi, полосу 0,46 МГц по уровню КСВ < 2 при Ra = 50 Ом.
Последняя антенна семейства это смасштабированная на ча-
стоту 50,2 МГц антенна рис. 13.3.7. Выполнена целиком из прово-
локи, требуется довольно сложная несущая конструкция с тремя
диэлектрическими траверсами по 2,7 м (0,45Х) каждая. Высота
антенны велика, 4,4 м (0,7Х). Усиление 10,6 dBi. Полоса 2,1 МГц
по уровню КСВ < 2.
Из сравнительного анализа рассмотренного семейства можно
сделать следующие выводы о влиянии формы элемента (не всех,
конечно, а только четырех рассмотренных выше):
1. Усиление почти не зависит от формы составной рамки.
2. Полоса максимальна при зигзагообразных (рис. 13.3.7 и 13.3.9)
элементах. Помимо прочего это означает лучшую повторяемость
антенн с такими элементами.
210
3. Высота максимальна у антенны рис. 13.3.7 — 0,71 У трех
остальных она одинакова — 0,4k.
4. В низкочастотной части УКВ нужна несущая конструк-
ция для поддержания формы элемента. Поэтому там применя-
ются антенны с треугольными зигзагообразными элементами
(рис. 13.3.9), так как для них требуется единственная траверса,
а наклонные трубки элементов сами держат форму.
5. На более высоких частотах, где составная рамка из прутка
или проволоки механически стабильна, становится возможным
применение составных рамок любой из рассмотренных форм.
6. В середине горизонтальных частей всех рассмотренных ра-
мок находятся максимумы тока. Поэтому в этих местах (кроме
точки питания, если оно сделано в разрыв рамки, а не гамма-со-
гласованием) рамки могут быть непосредственно соединены с за-
земленной метачлической траверсой.
13.3.4. Quagi
Каждый из двух типов многоэлементных антенн: Уда-Яги
(п. 13.3.2) и рамочных (предыдущий параграф) имеет свои плюсы.
В антенне Уда-Яги простая механическая конструкция пассивных
элементов (обычное поперечное соединение труб). В многоэле-
ментной рамочной рефлектор, представляя собой по сути два
разнесенных по высоте диполя с загнутыми краями, обеспечи-
вает более широкую полосу эффективного отражения (п. 13.2.3,
рис. 13.2.10), то есть более стабильное F/B в полосе.
Объединим плюсы обеих типов. Получим гибридную антен-
ну, в которой рефлектор рамочный, а вибратор и директора ди-
польные. Гибридно такая антенна и называется: Quagi (Quads +
+ Uda-Yagi). Чтобы увидеть именно влияние рамочного рефлек-
тора, рассмотрим одну и ту же антенну, но с разными рефлекто-
рами. Возьмем антенну из строки 23 табл. 13.2.1. Это девятиэле-
ментная Уда-Яги на 432 МГц, с длиной траверсы 2,26Х. Модель
...\VHF beams\Uda_Yagi\9el_432.gaa. Она оптимизирована по F/B,
которое достигает на максимуме 29 дБ. Полоса, в которой F/B
превышает 25 дБ (это произвольный уровень, принятый мной
в этом параграфе для сравнения), составляет 10 МГц.
Все значения F/B, приводимые в этом параграфе, вычислены
при стандартных установках заднего направления: 120° по ази-
муту и 60° по зениту.
Заменим в антенне ...\VHF beams\Uda_Yagi\9el_432.gaa ди-
польный рефлектор на проволочный квадрат, то есть сделаем
Qaugi. Результат в модели ...Quagi_Q_9el_432.gaa и на рис. 13.3.11.
211
Рис. 13.3.1 1
Усиление не изменилось (те же 14 dBi). Максимальное F/B
выросло до 33,8 дБ, а полоса, в которой F/B выше 25 дБ, расшири-
лась до 18,8 МГц, то есть почти в 1,9 раза. Повернем квадратный
рефлектор на 45° относительно оси X. Получим Quagi с квадрат-
ным ромбическим рефлектором, файл ...Quagi_R_9el_432.gaa.
Максимальное F/B возрастет до 34,5 дБ (прибавка невелика, но
она есть), а полоса по уровню F/B > 25 дБ — до 19 МГц.
Перебирая разные рамочные рефлекторы, выясняем влияние
формы рефлектора Quagi на ее F/B (естественно, для каждого
случая проводится оптимизация):
• оптимальным является квадратный ромб. Достигается мак-
симальное F/B;
• круг и квадрат дают лишь чуть (~ на 1 дБ) худшие результаты
по F/B, чем ромб;
• прямоугольник и треугольник проигрывают заметно. Ис-
пользовать их не имеет смысла.
Интересно отметить, что если в рассматриваемой антенне
заменить рамочный рефлектор на два дипольных, разнесенных
по высоте (п. 13.2.3, рис. 13.2.10), то результаты будут чуть хуже,
чем у Quagi. Максимальное F/B = 33 дБ, полоса 17 МГц по уров-
ню F/B > 25 дБ. И более сложный рефлектор из трех диполей
не выиграет у ромбического, хотя и будет близок к нему по пара-
метрам.
Quagi с большим числом элементов позволяют получать
очень высокие F/B. Пример показан на рис. 13.3.12 и в файле
...12Quagi144.gaa. Это двенадцатиэлементная Quagi на 145 МГц
с ромбическим рефлектором.
Азимутальная ДН этой антенны стоит того, чтобы на нее
посмотреть. Максимальное F/B превышает 40 дБ. Причем
не в единственном направлении точно назад, а в очень широком
телесном угле: 120° по азимуту и 60° по зениту. Полоса по уровню
F/B > 25 дБ составляет 3 МГц.
212
Z = 28.3+ j0.050 Ohm
Ga-14 5 dBi
Рис. 13.3.12
213
SWR=1.01 (28 Ohm]
Quagi (как и ее прототип Уда-Яги) позволяет делать антенны
с длинной траверсой. То есть Quagi преодолевает ограничение
рамочных антенн на длину траверсы, описанное в п. 13.3.2.
В завершении этого параграфа надо разделаться со старой
ошибкой, возникшей еще в докомпьютерные времена. Эта ошиб-
ка состояла в использовании в Quagi рамочного вибратора.
На первый взгляд, рамочный вибратор ничего испортить
не должен. Напротив, он даже может принести пользу, повышая
входное сопротивление (так рассуждали раньше, когда считалось,
что Ra длинной Уда-Яги может быть только низким, обязательно
требующим согласования). Но, как мы видели в п. 13.2.1, Ra даже
очень длинной Уда-Яги легко может быть 50 Ом. Да и 28 Ом согла-
совать несложно. Поэтому сточки зрения согласования рамочный
вибратор не имеет смысла. Но хотя бы не вредит.
А вот F/B и усиление Quagi страдают от превращения диполь-
ного вибратора в рамочный. Разберем это на примере антенны
...Quagi2.gaa.
Это та же самая ...Quagi_Q_9el_432.gaa (рис. 13.3.11), в кото-
рой дипольный вибратор заменен рамочным. Что из этого вышло,
показано на рис. 13.3.13, на котором кроме вида антенны приве-
дены ее азимутальная и зенитная ДН.
В такой антенне излучающие токи вибратора (его верхняя
и нижняя стороны) получаются выше и ниже директорной струк-
туры. Поэтому она не может точно сфокусировать излучение виб-
ратора.
В результате растут задние и боковые лепестки. Сравните
аккуратную ДН рис. 13.3.11 и большие паразитные лепестки на
рис. 13.3.13. На излучение этих лепестков бесполезно тратится
энергия, поэтому кроме падения F/B (на 7...9 дБ) еще и усиление
снижается, примерно на 0,4 дБ.
Вывод: Quagi с рамочным вибратором не имеет смысла.
Но остается вопрос: почему рамочный вибратор в Quagi это
плохо, а такой же рефлектор — хорошо? Ответ прост. Излучать
выше и ниже фокусирующей директорной структуры (то есть де-
лать рамочный вибратор) плохо, так как это излучение частично
проходит мимо директоров и портит ДН. А вот иметь отражатель
выше и ниже директоров (то есть рамочный рефлектор) хорошо,
так как это уменьшает паразитное излучение назад, идущее выше
и ниже оси антенны.
214
215
SWR»1.01 (50 Ohm)
Z
•о •••
-з • '
Z - 49.7 + jO.232 Ohm
Ga = 13.6 dBi
X
Токи вибратора текут выше и
ниже директорией структуры
Результат неправильного
положения токов вибратора
Рис. 13.3.13
13.4. С вращающейся поляризацией
Общие положения. Антенны с турникетными элементами. Сис-
темы питания. Переключение поляризации. Рамочные пассивные
элементы. Спиральные антенны.
Почти все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся
в папке ...\VHF beams\CP_beam\, а если встречается файл из дру-
гой папки, то к нему указан полный путь.
13.4.1. Общие положения.
Турникетные элементы
Для начала перечитайте п. 12.2.3. Многое из того, что там опи-
сано, пригодится и здесь.
Как ни странно, но направленные антенны вращающейся
(круговой) поляризации более просты в понимании, чем нена-
правленные. По следующим причинам:
1. Направленные антенны имеют один главный лепесток. На-
правление вращение и эллиптичность поляризации определяют-
ся только для него.
2. В ненаправленной антенне вращающейся поляризации
коэффициент эллиптичности меняется сильно. От 1 до 0 в зави-
симости он направления (п. 12.2.3.2). А в направленной уже при
пяти элементах коэффициент эллиптичности в главном лепестке
(по -3 дБ) не опускается ниже 0,8. Это показано на рис. 13.4.1,
на котором приведены V и Н (напомню, коэффициент эллиптич-
ности определяется как их отношение) ДН антенны ...СР_5е1_144.
gaa (пять элементов на 144 МГц).
216
А при большем числе элементов (то есть при более узкой ДН)
коэффициент эллиптичности в главном лепестке становится еще
стабильнее и ближе к 1.
Однако в боковых и задних лепестках параметры поляризации
могут быть самыми разными. Но в силу низкого уровня этих ле-
пестков на это обычно не обращают внимания.
3. Для питания направленных антенн вращающейся поляриза-
ции применяется только одна схема рис. 12.2.11.
Направленная антенна вращающейся поляризации делает-
ся так:
• берутся две одинаковые Уда-Яги (например, любые из опи-
санных в разд. 13.2), устраивающие по параметрам;
• они располагаются на одной траверсе, перпендикулярно
друг другу. И с маленьким смещением одной из антенн вдоль
траверсы (из механических соображений, чтобы элементы
проходили сквозь траверсу не в одном и том же месте);
• антенны запитывают с фазовым сдвигом 90°. Направле-
ние вращения определяется, как описано в п. 12.2.3.2. При
этом мы смотрим от рефлектора в направлении вибраторов
(то есть в направлении излучения).
По этой методике из файла обычной девятиэлементной Уда-Яги
на 432 МГц ...\VHF beams\Uda_Yagi\9el_432.gaa сделана антенна
вращающейся поляризации, показанная на рис. 13.4.2 и в файле
...CP__9el_432.gaa. Обратите внимание, насколько на рис. 13.4.2
совпадают V и Н составляющие ДН главного лепестка, то есть как
близок к 1 коэффициент эллиптичности.
Рис. 13.4.2
Антенны, аналогичные рис. 13.4.2, называются Cross Uda-Yagi
(от англ, cross — крест) или Уда-Яги с турникетными (крестооб-
разными) элементами. Несколько таких антенн приведено в фай-
лах ...CP_7el_432.gaa, ...CP_12el_144.gaa, ...СР_14е1_432.даа,
217
...CP_19el_432.gaa, ...CP_25el_1296.gaa (первая цифра в названии
файла это число элементов, вторая — диапазон в мегагерцах).
Оценивать коэффициент поляризации можно графически,
по методике, приведенной в п. 12.2.3.1. Она настолько удобна,
что повторю ее здесь. Модель антенны помещается на высоту
10...30Х над идеальной землей и ее суммарная зенитная ДН срав-
нивается с ДН этой же антенны в свободном пространстве:
• для тех направлений, где форма ДН гладкая как в свободном
пространстве, коэффициент эллиптичности равен 1, то есть
поляризация круговая;
• участки ДН, где изрезанность начинает проявляться, но еще
невелика — это эллиптическая поляризация с коэффициен-
том эллиптичности <1. Причем, чем более выражены про-
валы и максимумы зенитной ДН, тем ниже коэффициент
эллиптичности;
• там, где изрезанность максимальна, поляризация линейна.
Примеры такой оценки приведены на рис. 13.4.3 (пятиэлемент-
ная антенна ...CP_5el_144.gaa), 13.4.4 (семиэлементная антенна
...СР_7е1_145.даа) и 13.4.5 (девятнадцатиэлементная антенна ...
CP_19el_432.gaa). На этих рисунках во всех моделях включена
идеальная земля и установлена высота 10Х.
5 el. О
120 60
-3
Хорошо видно, как с ростом числа элементов улучшается ко-
эффициент эллиптичности, то есть уменьшается изрезанность ДН
за счет отражения от земли. Кстати говоря, изрезанность ДН на
рис. 13.4.5 в диапазоне зенитных углов 20°...60° это не следствие
снижения коэффициента эллиптичности, а повторение ДН в сво-
бодном пространстве, которая имеет такие же лепестки (включи-
те файл ...CP_19el_432.gaa без земли и сравните).
218
Рис. 13.4.5
13.4.2. Системы питания
В предыдущем параграфе упоминалось, что для создания кру-
говой поляризации из двух антенн линейной поляризации исполь-
зуется только схема питания, показанная на рис. 12.2.11. И ника-
кие другие. Почему?
Потому, что две другие схемы (рис. 12.2.14 и 12.2.15) имеют
существенные недостатки для применения их в направленных
антеннах.
Схема рис. 12.2.14 (разнесение антенн по траверсе на Х/4
и синфазное их питание) с первого взгляда выглядит соблазни-
тельно. Не нужно делать систему питания с фазовым сдвигом
90°. Достаточно простого синфазного делителя. А требуемые 90°
219
мы получим физическим сдвигом одной из антенн вдоль травер-
сы на Х/4. Это правильное рассуждение. Но дьявол скрывается
в последней цифре предыдущего предложения. В Х/4. Вы знаете
чему равна четверть длины волны в замедляющей директорной
структуре Уда-Яги (в которой скорость волны ниже скорости све-
та: п. 13.1.3, рис. 13.1.5)? И я не знаю. Зато знаю, чему она равна
быть не может. Четверти волны в свободном пространстве. По-
тому что принцип работы такой антенны как раз и состоит в за-
медлении волны (п. 13.1.3, рис. 13.1.5).
Поэтому если сделать между антеннами расстояние Х/4 исходя
из длины волны в свободного пространстве, то разность фаз по-
лучится не 90°, а больше. Настолько больше, насколько скорость
света выше скорости движения волны в директорах. А последнюю
определить весьма сложно. К тому же она зависит от конструкции
данной антенны и определять ее надо для каждой конструкции.
В результате, для схемы питания рис. 12.2.14 мы не можем
установить точный фазовый сдвиг 90° (то есть установить коэф-
фициент эллиптичности равный 1). Просто потому, что не знаем
точно длину замедленной в директорах волны. И, соответствен-
но, не можем узнать ее четверть. Нет, угадать примерно можно
(что-то вроде 0,2...0,22 длины волны в воздухе). Но серьезные
антенны (а направленные вращающейся поляризации таковыми
являются) лучше рассчитывать, а не угадывать. Если все же очень
хочется именно такую схему питания, то на модели можно подо-
брать расстояние, ориентируясь на минимум провалов в ДН над
идеальной землей (как на рис. 13.4.3... 13.4.5).
Схема рис. 12.2.15 (соединение параллельно двух перекре-
щенных вибраторов несколько разной длины) не применяется
в направленных антеннах потому, что она зависит от частоты.
Ведь вносимый элементами фазовый сдвиг меняется с частотой.
Причем, меняется по-разному, так как элементы неодинаковы
(представьте себе фазо-частотные характеристики двух конту-
ров, настроенных на разные частоты). В результате коэффициент
эллиптичности гуляет в полосе, что неприемлемо для серьезной
антенны.
Остается только схема рис. 12.2.11. Для нее нужно устройство
деления мощности пополам и фиксированный фазовращатель
на 90°. С последней задачей хорошо справляется согласованный
Х/4 отрезок кабеля. Следовательно, вариантов входного сопро-
тивления антенн, объединяемых в систему с круговой поляриза-
цией, мало:
• 50 Ом, если кабель фазовращателя 50-омный;
• 100 Ом, если линия фазовращателя сделана из двух 50-ом-
ных кабелей.
220
Оба варианта имеют свои за и против. Но перед тем, как их
сравнивать, определимся, что еще требуется от антенн, объеди-
няемых в систему с круговой поляризацией:
• Их входной импеданс (особенно его реактивная часть) дол-
жен мало меняться в рабочей полосе, чтобы фазовый сдвиг,
вносимый линией фазовращателя, оставался постоянным,
То есть антенны должны быть относительно широкополос-
ными со стабильными характеристиками.
• Антенны не должны иметь в своем составе СУ с реактивны-
ми элементами. Такие СУ вносят заметный фазовый сдвиг.
И маловероятно, что он будет одинаков для обеих антенн.
Следовательно, суммарный фазовый сдвиг (фазовраща-
тель + неидентичность СУ) будет отличаться от 90°. Что при-
ведет к снижению коэффициента эллиптичности.
Суммируя вышесказанное, получаем, что антенны, из кото-
рых мы будем делать систему с круговой поляризацией должны
иметь:
1) либо разрезной линейный вибратор и Ra = 50 Ом (значит,
можно использовать готовые антенны и модели);
2) либо петлевой вибратор и Ra = 100 Ом (для такого сопро-
тивления придется антенну разрабатывать или модифицировать
самостоятел ьно).
В первом случае понадобятся два симметрирующих устрой-
ства (у каждого из вибраторов) и тройник-трансформатор. Во
втором: одно симметрирующее устройство (в точке подключения
общего кабеля) и петлевые вибраторы на каждой из антенн.
Вход Ь0 ом
Схема питания по первому варианту показана на рис. 13.4.6.
Все длины на этом рисунке электрические. Часть от входа до
выходов 75-омных кабелей представляет собой разветвитель
221
50 на 2 х 50 Ом, описанный в п. 10.1.4 (рис. 10.1.7). Дополнитель-
ный отрезок Х/4 кабеля 50 Ом на выходе 2 — фазосдвигающий.
Строго говоря, электрическая длина этого отрезка должна
быть меньше Х/4 на величину электрического расстояния между
антеннами. Они ведь немного сдвинуты относительно друг друга
из механических соображений. Это расстояние дает дополни-
тельный фазовый сдвиг. Поэтому его надо компенсировать, со-
ответственно укорачивая фазосдвигающий отрезок кабеля.
Конденсаторы С1, С2 конструктивные, по 45 пФ на 144 МГц,
15 пФ на 432 МГц, 5 пФ на 1296 МГц. Если по каким-то причинам
конденсаторы нежелательны, то их можно исключить, удлинив от-
резки кабелей 75 Ом до Х/4. При этом КСВ по входу возрастает с 1
до 1,12, что в большинстве случаев приемлемо. Схема рис. 13.4.6
несимметрична, при подключении её выходов к диполям требуют-
ся два симметрирующих устройства (п. 12.6.2).
Схема второго варианта питания приведена на рис. 13.4.7.
Она более простая, но требует антенн с Ra = 100 Ом, то есть
нестандартных.
Рис. 13.4.7
100 Ом, 0 гр.
Выход 1
100 Ом, 90 гр.
Выход 2
Вход 50 ом
Приведу несколько файлов таких антенн: ...СР_5е1_144_100.
gaa, ...CP_9el_432_100.gaa, ...CP_14el_432__100.gaa. Это антен-
ны из предыдущего параграфа, но пересчитанные под петлевые
вибраторы и 100 Ом. Антенна ...CP_5el_144_100.gaa показана на
рис. 13.4.8.
В таких антеннах ширина петлевых вибраторов должна быть
предельно малой и не превышать 2% X. Дело в том, что боко-
вые (узкие) стороны одного петлевого вибратора оказываются
в одном направлении с длинными сторонами другого. В резуль-
тате между вибраторами возникает паразитная связь по полю,
ухудшающая согласование и коэффициент эллиптичности. Чтобы
уменьшить эту связь и приходится делать вибраторы минималь-
ной ширины.
222
Source
13.4.3. Переключение поляризации
Направленные антенны вращающейся поляризации это серь-
езные конструкции. И ограничивать их применение лишь одной
поляризаций (LHCP или RHCP) неразумно. Ведь может понадо-
биться оперативно сменить поляризацию.
Например, при зеркальном отражении направление вращения
поляризации изменяется на противоположное (приставьте шуруп
с правой резьбой острием к зеркалу и в отражении вы увидите
шуруп с левой резьбой).
Переключение LHCP/RHCP можно осуществить, модернизи-
ровав схему рис. 13.4.7 парой коаксиальных реле и дополнитель-
ным отрезком кабеля, как показано на рис. 13.4.9.
...Отвлекаясь от конкретной схемы, отмечу, что коммутация
систем питания на УКВ возможна единственным способом: ко-
аксиальными реле в согласованном кабеле. Другие способы
переключения (замкнуть, реверсировать, и т. д.), которые вполне
применимы на КВ, тут невозможны из-за паразитных емкостей
и индуктивностей контактов реле. Поэтому, если требуется ин-
версия фазы, то она делается не переполюсовкой, а включением
в согласованный тракт дополнительного Х/2 отрезка кабеля...
Но вернемся к рис. 13.4.9. От теории он отличается только кон-
структивным отрезком кабеля, длиной L (средний на рис. 13.4.9).
Этот отрезок ненулевой длины необходим, чтобы физически
223
К1.2
К1.1
Рис. 13.4.9
Вход •
50 Ом.
-j25 Ом______________
r-||-07$QM °J9.88X
? C1 I I ' '
02 T
41-Qn Ом 0,198821
-j25 Ом
К1.1
К2.1
K1.2
! Л ВЫХОД 1
! A1 50 Ом
A2
T? Выход 2
50 Ом
A4
50 Ом, L +Л/4
50 Ом, длина L
50QM, дг1йна L
50О.МЛ + АУ1
К2.2
Рис. 13.4.10
Рис. 13.4.11
224
соединить между собой выходы реле К1.1 и К1.2 (это два разных
коаксиальных реле). Для компенсации фазового сдвига, вноси-
мого этим конструктивным отрезком, на такую же величину L уд-
линены оба фазосдвигающих отрезка: L + Х/2 и L + Х/4.
В положении реле, показанном на схеме рис. 13.4.9, разность
фаз между выходами 2 и 1 составляет 90° - 0° = +90°. При пере-
ключении реле (их обмотки включены параллельно) разность фаз
между выходами 2 и 1 будет 90° - 180° = -90°, то есть направле-
ние вращения поляризации сменится на противоположное.
Переключать направление вращения поляризации в одной ан-
тенной системе это хорошо. Но аппетит приходит во время еды.
Ведь бывают случаи, когда нужна и линейная поляризация. Можно
ли от той же системы переключением получить еще и линейные
(V и Н) поляризации?
На первый взгляд задача кажется простой: подключить питаю-
щий кабель к вертикальной или горизонтальной антенне, оставив
вторую отключенной. Но система коммутации, реализующая эту
идею, оказывается слишком сложной.
Оказывается проще развернуть антенную систему на 45°
относительно траверсы и использовать схему коммутации
рис. 13.4.10. Подключение выходов этой схемы к вибраторам по-
казано на рис. 13.4.11 (на этом рисунке мы смотрим на вибраторы
сзади, со стороны рефлекторов).
Зависимость поляризации от положения реле и пояснения
приведены в табл. 13.4.1.
Таблица 13.4.1
Пара реле К1.1ИК1.21 Пара реле К2.1 и К2.21 Поляри- зация Примечание
Выкл.2 Выкл. V Разность фаз между выходами 2 и 1: 0е - 0° = 0° Синфазны токи в А2, А4 и А1, АЗ
Выкл. Вкл. Н Разность фаз между выходами 2 и 1: 180е - 0° = 180° Синфазны токи в А2, АЗ и А1, А4
Вкл. Выкл. LHCP Разность фаз между выходами 2 и 1: 90° - о° = +90°
Вкл. Вкл. RHCP Разность фаз между выходами 2 и 1: 90° -180° = -90°
1 Обмотки К1.1 и К1.2 (это два разных реле) соединены параллельно.
То же самое относится и к К2.1, К2.2.
2 На рис. 13.4.10 все реле в положении Выкл.
225
В схеме рис. 13.4.10 точно так же, как и на рис. 13.4.9 отрез-
ки кабеля длиной L это конструктивные элементы, соединяющие
реле. Поэтому фазосдвигающие отрезки (верхний и нижний на
рис. 13.4.10) удлинены на величину L.
Аналогично устройству рис. 13.4.6 на схемах рис. 13.4.9 и
13.4.10:
• в секции разветвителя могут быть исключены конденсаторы.
При этом отрезки кабелей 75 Ом надо удлинить до Х/4. Это
приведет к повышению КСВ до 1,12;
• фазосдвигающий отрезок Х/4 кабеля 50 Ом (верхний на
рис. 13.4.10) должен быть укорочен на величину электриче-
ского расстояния между антеннами на траверсе.
13.4.4. Рамочные пассивные элементы
В п. 12.2.3.3 описано, как возбудить волновую рамку для из-
лучения с круговой поляризацией. Для этого достаточно запитать
рамку в двух точках: в серединах горизонтальной и вертикальной
сторон (со сдвигом фаз 90°). То есть рамка может работать как
вибратор круговой поляризации.
Но не только как вибратор. Пассивные рамочные элементы
возбуждаются полем антенны. И по ним тоже могут одновременно
протекать как горизонтальные, так и вертикальные токи. Поэтому
рамки работают и как пассивные элементы антенн круговой по-
ляризации.
Чтобы любую направленную антенну линейной поляризации
с рамочными элементами переделать на круговую, надо сделать
единственное изменение: ввести вторую точку питания в вибра-
тор и возбудить эту точку со сдвигом фаз 90°.
Аналогичная процедура с антенной Уда-Яги потребует второй
такой же антенны, то есть удвоения расхода материала. Поэтому
на антенну вращающейся поляризации с рамочными элементами
уйдет меньше материала, чем при дипольных элементах. Пример
показан в файле ...CP_5Q434.gaa. Расход материала на эту ан-
тенну: траверса 1,22Х, рамки 5,2Х. Близкая (но все же чуть про-
игрывающая) по усилению антенна с турникетными элементами
...CP_7el_432.gaa требует 1,4Х траверсу и 6.2Х на элементы.
Другим плюсом направленных антенн вращающейся поляри-
зации с рамочными элементами является то, что при переходе от
антенны линейной поляризации к круговой не требуется пересчет.
Если исходная антенна линейной поляризации имела Ra = 50 Ом
при питании в разрыв рамки (например, любая изп. 13.3.1,13.3.2),
то и при двух точках питания вибратора (как на рис. 13.4.12) в каж-
дой будет импеданс около 50 Ом.
226
Рис. 13.4.12
Z = 44.8 + 12.61 Ohm zn SWR -- 1.13 (5ООЫр)
Ga = 12.8dBi
Получается, рамочные элементы для направленных антенн
вращающейся поляризации во всем лучше линейных? Нет, в на-
шем мире всякая палка имеет два конца. Есть и недостатки:
1. Металла на траверсу и элементы надо меньше. Зато каче-
ственного изолятора на распорки — намного больше.
2. Невозможно получить точное согласование по обоим вхо-
дам рамки. И как следствие, не получается точной круговой поля-
ризации (коэффициент эллиптичности меньше 1). И хотя отличие
от идеала даже в худшем случае всего несколько сотых (и по КСВ,
и по эллиптичности), но оно имеется.
Разберемся, почему это отличие возникает. На первый взгляд
оба источника в вибраторе (рис. 13.4.12) никак не должны влиять
друг на друга. Они ведь включены в места минимумов тока друг
от друга.
Но минимум не означает ноль. Посмотрим на рис. 13.4.13, на
котором изображено распределение тока в обычной одиночной
рамке, питаемой от одного источника в середину нижней гори-
зонтальной стороны. В серединах вертикальных сторон токи хотя
и минимальны, но не нулевые. Если бы они были равны нулю, то
верхняя половина рамки просто не возбудилась бы (ноль тока —
то же самое, что изолятор). Величина этих минимумов несколь-
ко % от тока в пучности.
Поэтому через каждый из двух источников вибратора рамки
с вращающейся поляризацией протекает несколько % тока от
другого источника. То есть источники, которые в идеале должны
быть независимы, оказываются слегка на эти самые несколько %
взаимосвязанн ы ми.
В результате меняются входные импедансы рамки с вращаю-
щейся поляризацией:
• по входу с фазой 0° входное сопротивление немного пони-
жается по сравнению с этой же антенной при линейной по-
ляризации (то есть при одном источнике);
227
( У -----Не нулевые токи )
Рис. 13.4.13
• а по входу с фазой 90° входное сопротивление становится
немного выше (Ra больше там, где больше фаза).
Например, антенна ...CP_7Q434.gaa имеет по входу 0° Ra =
= 47 Ом, а по входу 90° Ra = 53 Ом. Эта же антенна при линейной
поляризации имеет Ra = 50 Ом.
Из-за такого различия входных сопротивлений возрастает
КСВ до 1,05 и становится разной мощность на входах, что снижа-
ет коэффициент эллиптичности.
В завершение этого параграфа взгляните еще раз на
рис. 13.4.12. Обратите внимание на распределение тока в рамках
при вращающейся поляризации. Оно очень необычно для антенн.
Токи по всем четырем сторонам одинаковы и равномерны. Ника-
кого намека на обычное для антенн синусоидальное распреде-
ление. Рамка «звенит» вся сразу и целиком, одинаково по всему
периметру.
Помните, где мы уже видели нечто подобное? На рис. 12.4.8
и 12.4.11, на которых показано возбуждение патч-антенны с вра-
щающейся поляризацией. Пластина патч-антенны тоже возбуж-
дается вся по обеим осям при вращающейся поляризации. В этом
смысле патч и рамка — дальние родственники.
228
13.4.5. Спиральные антенны
Линии задержки в виде спирали это классика радиотехни-
ки. Поэтому исторически спираль для замедления радиоволны
(то есть создания направленной антенны см. п. 13.1.3) использо-
вали едва ли не первой. Еще в 30-е годы прошлого века.
Спиральная антенна представляет собой однослойную катуш-
ку с большим диаметром и шагом намотки. Для получения одно-
направленной ДН сзади катушки помещают большой аперио-
дический рефлектор-поверхность. Такая конструкция показана
в файле ...Helix7.gaa и на рис. 13.4.14.
Z - 197 • |22.8
Ga* 13.2 dBi
S'v/R • 1.14 (188 Ohm]
Рис. 13.4.14
Из этого рисунка видны два основных недостатка спиральных
антенн:
• плохое подавление назад и вбок (не превышает 20 дБ, худ-
шие точки 12...15 дБ);
• высокое входное сопротивление, требующее согласования
(но не всегда, см. табл. 13.4.1).
Есть и достоинства:
• вращающаяся поляризация;
• очень широкая полоса (отношение FMAX/FM|N приближается
к 2) и вытекающая отсюда малая критичность к размерам.
Большой уровень боковых и задних лепестков являются свой-
ством спиральной антенны, точнее, свойством линии задержки
спиральной формы. Подавление назад пытаются повысить хотя
бы до 20 дБ большими рефлекторами сложной формы, но отсюда
уже недалеко и до зеркальных антенн.
Спиральная антенна обеспечивает вращение плоскости по-
ляризации. Направление вращения совпадает с направлением
229
намотки спирали. Для хорошего коэффициента эллиптичности
спираль должна содержать целое число витков. Это следует
из того, что любая антенна вращающейся поляризации должна
содержать равное количество вертикальных и горизонтальных
частей.
Поскольку спиральная антенна это катушка, то ее размеры
и задаются как для катушки:
• диаметр оправки D, на которой намотана спираль;
• шаг намотки S;
• число витков N.
Как и в любой другой антенне N (то есть число одновитковых
элементов) определяет усиление. А диаметр D и шаг S задают
степень замедления (оптимальную фазовую скорость), то есть
должны быть связаны с длиной волны X.
Но с какой именно X? Спиральная антенна ведь широкополос-
на. Частота (и, соответственно, длина волны) меняются в полосе
почти вдвое. Какую X брать для расчетов?
Ответ на последний вопрос в разных источниках не стандар-
тизирован, поэтому формулы расчета спиральной антенны в них
различаются. Чтобы избежать путаницы, будем брать X той часто-
ты (назовем ее оптимальной, F0Pt), на которой усиление антенны
максимально.
На рис. 13.4.15 показано как меняется оптимальный диаметр
каркаса D, выраженный в X, от количества витков спирали.
Шаг намотки S должен составлять 0,22...0,24Х.
Усиление зависит только от числа витков N (считается, что
уже установлен оптимальный диаметр D, соответствующий дан-
ному N), как показано на рис. 13.4.16 (собственные расчеты
и [7,15]).
Спираль должна содержать не менее трех витков, чтобы сфор-
мировалась направленная ДН (файл ...Helix3.gaa).
Для излучения в одну сторону сзади спирали на расстоянии
0,12Х помещают сетчатый или сплошной рефлектор, который
должен иметь:
• диаметр 0,8Х, если он круглый;
• размер стороны 1,1Х, если квадратный.
Входное сопротивление спиральной антенны зависит, прежде
всего, от диаметра провода спирали. Ведь спиральная антенна
представляет собой спиральную длинную линию. И волновое
сопротивление этой линии (в данном случае Ra) зависит от диа-
метра провода. Точно так же, как у любой другой линии (п. 3.2.2).
Зависимость Ra спиральной антенны от диаметра провода d
в X, приведена в табл. 13.4.2.
230
0.4
Рис. 13.4.15
Рис. 13.4.16
Таблица 13.4.2
с/вЛ. 0,5% 1% 2% 3% 4% 5% 7%
Ra, Ом 240 190 140 115 87 75 50
231
Приводимое во многих источниках входное сопротивление
спиральной антенны 140... 160 Ом является просто частным слу-
чаем намотки спирали проводом d= 1,5...2% X.
Для упрощения согласования имеет смысл использовать про-
вод 3% X. И полученное Ra = 115 Ом понижать до 50 Ом четверть-
волновым отрезком кабеля 75 Ом. Пример такой конструкции
показан в файле ...Helix__WiFi.gaa и на рис. 13.4.17. Это четырна-
дцативитковая спиральная антенна на диапазон Wi-Fi 2450 МГц.
?=- 39.2 • Ohn.
= 142 dBi
SWR»1 20 П12 iJIvnJ
Частотные свойства спиральной антенны (на примере 7-вит-
ковой ...Helix7.gaa) показаны на рис. 13.4.18 (усиление) и 13.4.19
(КСВ относительно 190 Ом, так как диаметр провода в этой мо-
дели 1% X).
Как видно из сравнения этих двух рисунков, полоса по уси-
лению меньше полосы по КСВ. Полоса по уровню снижения Ga
на 3 дБ на рис. 13.4.17 составляет 1280-2080 МГц. КСВ в этой по-
лосе только на верхнем краю достигает 1,5.
Оптимальная по усилению частота расположена не в сере-
дине полосы, а ближе к верхней границе. Так, на рис. 13.4.17
F0PT = 1880 МГц. До верхней границы 200 МГц, а до нижней втрое
больше, 600 МГц.
Это надо иметь в виду при расчетах. Полезно задавать F0PT
процентов на 10... 15% выше желаемой средней частоты. Осо-
бенно принимая во внимание, что пластиковые части конструкции
(траверса, распорки) сдвинут вниз частотную характеристику ан-
тенны. Если спираль мотается прямо на пластике, то необходимо
учитывать что антенна станет электрически длиннее в раз.
В заключение этого раздела несколько приемов по редактиро-
ванию моделей спиральных антенн:
• диаметр намотки D легко менять масштабированием одно-
временно по осям Y и Z;
232
233
Рис. 13.4.18
Рис. 13.4.19
• масштабирование только по одной оси X меняет шаг на-
мотки;
• если коэффициент эллиптичности получился плохим (V и Н
составляющие ДН заметно отличаются), то подогнать его к 1
можно удаляя дальние провода спирали (по одному и каж-
дый раз пересчитывать и смотреть разницу V и Н в ДН).
13.5. Синфазные антенны
Теория. Коллинеарные. Параллельные. С отдельным питани-
ем каждого элемента. С последовательным питанием элементов.
Решетки. С отдельным питанием каждого элемента. С последова-
тельным питанием элементов. Питание синфазных антенн. Дели-
тели мощности. Питание со сдвигом 90°.
В этом разделе в применении к УКВ антеннам мы повторим
тему главы 6 (поэтому имеет смысл её еще раз перечитать).
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...\VHF beams\Arrays\.
13.5.1. Теория
Возьмем несколько очень коротких диполей без потерь (ди-
полей Герца) и сделаем из них синфазную антенну, как показано
на рис. 13.1.1 и 13.1.3. Выкладываем диполями-элементами всю
требуемую площадь раскрыва направленной антенны.
Но как именно выкладывать? Ведь форма площади раскры-
ва не прямоугольна. У любой антенны-элемента форма площа-
ди раскрыва имеет закругленные края. У диполя это эллипс. Как
овальной «плиткой» выложить площадь раскрыва направленной
антенны?
Можно выкладывать так, чтобы эллипсы (площади раскрыва
элементов) касались краями. Поле в плоскости раскрыва при
этом показано на рис. 13.5.1. На этом рисунке показана область
размерами 2k х 2k. В ее центре расположена решетка 4 х 4 с рас-
стоянием около 0,5 X между элементами.
На рис. 13.5.1 хорошо видна освещенная область (площадь
раскрыва нашей решетки) размерами около 1Х х 1 к. Но при этом
между эллипсами остаются дыры (темные пятна на рис. 13.5.1).
На излучение в направлении перпендикулярном плоскости рас-
крыва (то есть на усиление главного лепестка) это не влияет.
В этом направлении мы видим все дыры на равном расстоянии
от нас и их влияние взаимно компенсируется.
235
Рис. 13.5.1
А вот если смотреть под углом (боковые лепестки), то мы уви-
дим перепады яркости: дыры будут на разных дистанциях от на-
блюдателя. Поэтому их влияние не может быть компенсировано,
и оно выражается в росте боковых лепестков, как показано на
рис. 13.5.2 (это ДН антенны, которая «светит» на рис. 13.5.1). Ина-
че говоря, боковые лепестки возникают потому, что в их направ-
лениях мы видим изменение амплитуды и фазы вдоль решетки
не плавным, а скачками.
Рис. 13.5.2
Усиление антенны рис. 13.5.1 на теоретические 12 дБ (12 дБ
это 16 раз, а у нас 16 элементов) выше, чем у одиночного элемен-
та (диполь Герца имеет 1,94 dBi).
Если надо избежать появления боковых лепестков, элементы
располагают с перекрытием эллипсов, без дыр между ними.
Уменьшим в предыдущей антенне расстояние между элементами
236
до 0,25^ Вид площади раскрыва при этом показан на рис. 13.5.3
(он в том же масштабе, что и рис. 13.5.1). Видно, что освещае-
мая площадь уменьшилась почти вчетверо, по сравнению с
рис. 13.5.1. А уменьшение площади раскрыва — это падение
усиления.
Рис. 13.5.3
А что мы получили взамен? Полное отсутствие боковых ле-
пестков, как показано на рис. 13.5.4. Но оплачено это улучшение
резким падением усиления. Вместо ожидаемой прибавки + 12 дБ
мы получили только около 7 дБ, то есть потеряли 5 дБ. А 5 дБ
это почти 4 раза (те самые, в которые уменьшилась освещаемая
площадь на рис. 13.5.3).
Отмечу, что при реальных элементах расстояние между ними
0,25Х редко возможно, так как размер самого элемента обычно
больше четверти волны.
Рис. 13.5.4
237
Попробуем увеличить усиление классической антенны
рис. 13.5.1, 13.5.2. На первый взгляд это кажется невозможным.
Мы ведь уже и так раздвинули эллипсы площадей раскрыва эле-
ментов, что они только краями касаются друг друга. Вроде бы, как
дальше не раздвигай — освещаемая площадь не вырастет.
Но на самом деле площадь раскрыва не имеет резких гра-
ниц. Это зона с плавно спадающими краями (что хорошо видно
на рис. 13.5.1). То, что мы называем краем площади раскрыва, на
самом деле лишь условная граница (обычно -3 дБ), проведенная
по плавно спадающей фигуре.
Раздвигая элементы дальше, чем на рис. 13.5.1, можно со-
брать «хвосты», лежащие за нашей условной границей. Они ведь
в антенне рис. 13.5.1 взаимно перекрывались.
Спросим у оптимизации, какое оптимальное по усилению рас-
стояние в решетке 4x4 диполей Герца? Ответ программы: 0,79Х
между боками диполей и 0,89Х между их центрами в направлени-
ях торцов.
Рис. 13.5.5
Напряженность поля в плоскости раскрыва такой решет-
ки показано на рис. 13.5.5 (тот же масштаб, что и на рис. 13.5.1
и 13.5.3). Площадь освещенных участков в два раза больше, чем
на рис. 13.5.1. Соответственно выросло усиление. На 3,9 дБ. При-
бавка усиления такой решетки по сравнению с одиночным эле-
ментом составляет 15,9 дБ. Это много. Особенно если учесть, что
по простейшим представлениям (п. 6.1.1) мы должны были полу-
чить от шестнадцатиэлементной решетки рост усиления только
в 16 раз, то есть на 12 дБ.
238
Глядя ма неравномерную освещенность на рис. 13.5.5, можно
сразу сказать, что с боковыми лепестками у такой антенны будет
не очень хорошо. Рис. 13.5.6, на котором приведена ДН, это под-
тверждает. Боковых лепестков много и их уровень довольно вы-
сок, минус 12 дБ.
G
-3
Рис. 13.5.6
Приведенные выше цифры межэлементных расстояний отно-
сятся только к единственному случаю: решетка 4 х 4 из диполей
Герца. Эти цифры меняются при изменении:
• числа элементов (слабо);
• типа элемента, точнее его диаграммы направленности и ее
формы (сильно).
Поэтому для каждой конкретной антенны надо проводить
оптимизацию отдельно горизонтального и вертикального рас-
стояния между этажами. Чтобы оптимизация учитывала боковые
лепестки, в установках направления тыла для F/B поставьте ази-
мутальный угол больше 180°, так, чтобы захватывались не только
задние и боковые, но и паразитные передние лепестки.
Но оптимизация дело довольно долгое. Поэтому расстояние
между элементами лучше заранее ставить уже близкое к опти-
мальному. Тогда оптимизация справится за меньшее число шагов.
Предварительно определить оптимальное расстояние можно по
эмпирической формуле:
S = 56/В + В/570,
(13.5.1)
где В — ширина в градусах главного лепестка антенны в плоскос-
ти решетки по уровню минус 3 дБ; S — оптимальное расстоя-
ние между этажами в длинах волны по критерию максимума Ga
и уровня паразитных лепестков не выше минус 12 дБ.
Погрешность формулы 13.5.1 меньше 20% (дело в том, что
оптимальное расстояние на те же ±20% зависит от числа этажей,
239
а формула дает среднее значение для 4-х этажей). Оптимизации
останется только немного уточнить расстояние.
Выводы по синфазному включению антенн:
/. Оно всегда приводит к довольно высокому (минус 10... 15 дБ)
уровню боковых лепестков. Это принципиальное свойство синфаз-
ной решетки из одинаковых элементов, питаемой одинаковыми
источниками (впрочем, при питании элементов решетки разными
источниками, с хитрым распределением тока, спадающим от цен-
тра к краям решетки можно получить уровень боковых лепестков
ниже минус 40 дБ, правда оплачивается это заметным падением
усиления. ...Стоп, я увлекся, эта тема специальных решеток вы-
ходит далеко за пределы данной книги).
2. Не существует единственного оптимального расстояния
между элементами. Оно зависит от того, что вы считаете оп-
тимальностью: максимум усиления, или какой-то заданный уро-
вень боковых лепестков.
3. Усиление может возрасти в большее, чем количество эле-
ментов, число раз. Это хорошо заметно на простых элементах,
но почти не проявляется, если элементом служит направленная
антенна. Также это явление сичьнее выражено, если элементы
«освещают» друг друга (например, параллельные антенны п. 6.1.2),
и слабо, если элементы находятся во взаимных минимумах ДН (ли-
нейные и коллинеарные антенны п. 6.1.3).
13.5.2. Коллинеарные
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ...\VHF beams\Arrays\Linear\.
На УКВ линейные синфазные (пп. 6.1.2, 6.2.1) антенны почти
всегда делают в виде коллинеарных GP (рис. 6.2.4). Такие антен-
ны имеют высокое усиление (за счет сжатия зенитной ДН) при
круговой горизонтальной ДН. Это позволяет проводить не только
местные, но и дальние связи, не вращая антенну.
На УКВ не имеет значения основной недостаток коллинеаров:
требование высокого подвеса основания (п. 6.2.1), минимум 1Х.
Даже на 144 МГц это всего пара метров. Для действительно хо-
рошей работы коллинеарного GP надо поднимать его основание
на 2...3Х, но при малой длине волны и это не проблема.
На УКВ применяется почти исключительно последовательное
питание коллинеаров. От конца одного элемента через фази-
рующую линию к началу другого. Питание каждого элемента от-
дельным кабелем от разветвителя не используется, так как токи,
240
наведенное на внешние оплетки кабелей, искажают круговую ДН
в азимутальной плоскости. Фазирующая линия может быть вы-
полнена либо как отрезок воздушной короткозамкнутой двухпро-
водной линии длиной около к/6, либо как катушка индуктивности
с реактивным сопротивлением несколько сотен ом.
Из-за последовательного питания в коллинеарах говорят
не о расстоянии между элементами, а о длине элемента. Опти-
мальная по усилению длина определена в п. 6.2.1 (рис. 6.2.1,
6.2.2 и 6.2.4).
На УКВ наиболее разумно применять элементы следующей
длины:
• 0,75k (к/2 + 2 раза по к/8). Все, кроме двух крайних;
• 0,625k (k/2 + к/8). Верхний;
• нижний элемент может быть двух разных размеров, в зави-
симости от способа питания:
1) 0,375k (k/4 + к/8), если питание в максимуме тока. Требу-
ются резонансные к/4 противовесы и иногда (на высоких
коллинеарах) еще и СУ в точке питания;
2) 0,625k (k/2 + k/8), если питание в минимуме тока. Узел
питания лучше всего сделать как у J-антенны: к/4 корот-
козамкнутой двухпроводной линией с питанием в пере-
мычку вблизи нижнего конца линии. Противовесы и СУ
не требуются.
Перемножая все вышесказанное на различные варианты вы-
полнения фазирующих цепей между элементами (отрезки двух-
проводных линий, катушки индуктивности), получаем все много-
образие УКВ коллинеаров. Рассмотрим четыре основных семей-
ства таких антенн, спроектированных на диапазон 145 МГц.
Первое семейство питается в максимуме тока (то есть
с противовесами) и использует фазирующие линии в виде КЗ
отрезка длиной к/6. Антенны этого семейства показаны на
рис. 13.5.7 и в файлах ...0,37+0,62.даа, ...0,37+0,75+0,62.даа и
...0,37+0,75+0,75+0,62.даа. Входное сопротивление этих антенн:
56, 85 и 120 Ом соответственно. Поэтому для двух последних тре-
буется СУ в точке питания.
Второе семейство также с питанием в максимуме тока
(с противовесами), но фазирование выполнено катушками око-
ло 0,5 мкГн. Антенны этого семейства показаны на рис. 13.5.8
и в файлах ...0,37+0,62+L.gaa, ...0,37+0,75+0,62+L.gaa и ...0,37+
0,75+0,75+0,62+L.gaa. Входное сопротивление этих антенн: 43,
57 и 82 Ом соответственно. Как минимум для последней антенны
требуется СУ в точке питания. Из-за потерь в катушках усиление
получается несколько ниже, чем при фазировании к/6 шлейфами
(сравните цифры Ga на рис. 13.5.7 и 13.5.8).
241
7.6 dBi
Следующее семейство показано на рис. 13.5.9 и в файлах
...0,62+0,62.даа,...0,62+0,75+0,62.дааи ...0,62+0,75+0,75+0,62.даа.
Эти коллинеары питаются в точке максимума напряжения. Поэто-
му первый элемент удлинен до 0.625Х (к/2 + Х/8) и используется
СУ в виде короткозамкнутой Х/4 двухпроводной линией с пита-
нием в перемычку вблизи нижнего конца линии (как у J-антенны,
пп. 4.2.4, 12.2.2). Заодно это СУ исполняет роль противовеса
(п. 4.2.4). Фазирование в этом семействе осуществляется КЗ от-
резками двухпроводной линии длиной Х/6. Поскольку физическая
высота антенн при питании напряжением больше, чем при пита-
нии током, то их усиление выше.
242
Поскольку антенны рис. 13.5.9 уже имеют СУ (J-шлейф), то их
входное сопротивление точно 50 Ом (это вопрос тщательности
настройки нижней Х/4линии и питающей перемычки).
Последнее семейство коллинеаров показано на рис. 13.5.10
и в файлах ...0,62+0,62+L.gaa, ...0,62+0,75+0,62+L.gaa и ...0,62+
0,75+0,75+0,62+L.gaa. От предыдущего оно отличается только
тем, что фазирование выполнено катушками. Как и на рис. 13.5.8
применение катушек вносит потери и несколько снижает уси-
ление.
243
67
Рис. 15.3.9
8 Л dBi
На кабеле, питающем коллинеарную антенну, обязано быть
устройство подавления паразитного синфазного тока оплетки.
Например, развязывающий дроссель (п. 3.6.4.2) или Х/4 стакан
(п. 3.6.4.3). Иначе этот ток может существенно испортить зенит-
ную ДН антенны.
В отличие от большинства других синфазных антенн, у колли-
неаров с последовательным питанием полоса сужается с ростом
числа элементов. Причина в последовательном питании. Оно
обеспечивает точную синфазность элементов лишь там, где фазо-
сдвигающие линии имеют требуемую величину фазового сдвига.
244
в)
а)
5.3 dBi
б)
6.9 dBi
Г|
>
+
95
/x L
00
/- a
+
9$
' - L
GO
I S
zzJ
Рис. 15.3.10
7,9 dBi
Но сдвиг фазы и в линии, и в катушке зависит от частоты.
Поэтому если немного изменить частоту в сторону от оптималь-
ной, то второй элемент уже будет возбуждаться с небольшой
ошибкой по фазе (за счет фазовой погрешности линии на этой
частоте).
На третьем элементе эта ошибка удвоится (до него ведь две
фазирующие линии), и т.д. Поэтому любая, даже очень малая фа-
зовая ошибка (в длине элементов, частоте и т.п.), очень быстро
растет с ростом числа элементов. Соответственно сужается
полоса.
245
13.5.3. Параллельные
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ...\VHF beams\Arrays\Parallel\.
13.5.3.1. С отдельным питанием каждого элемента
На УКВ параллельные синфазные антенны с отдельным пита-
нием каждого элемента применяются почти исключительно в виде
стеков из направленных антенн (как в гл. 10). Ведь механическая
конструкция подвеса нескольких этажей и кабельная система
их питания весьма сложны. И неразумно использовать их с про-
стейшими элементами вроде диполей. Поэтому в качестве эле-
мента используются направленные антенны, преимущественно
Уда-Яги.
Создается такая система по следующей методике:
• выбирается антенна-элемент. Желательно, чтобы ее Ra
было бы равно 50 Ом без реактивных элементов (они вносят
ошибки фазы). Поэтому отпадают варианты с гамма-согла-
сованием;
• рассчитывается одиночный элемент, и в окне диаграмм
направленности определяется его ширина ДН по уровню
минус 3 дБ в той плоскости, в которой будет происходить
наращивание;
• полученная величина подставляется в формулу 13.5.1. В ре-
зультате получаем расстояние между этажами S;
• в окне создания стеков указываем количество этажей и уста-
навливаем расстояние S, определенное в предыдущем пун-
кте. Антенна должна создаваться именно как стек: кнопкой
Сделать стек (см. пример ...2x12el_144.gaa);
• проводим оптимизацию по критериям: F/B (в желаемом
диапазоне углов), усиления и КСВ.
Остановимся подробнее на оптимизации стека. Она делает-
ся в два этапа. Цель первого этапа уточнить расстояние S между
этажами по разумному уровню паразитных боковых лепестков
(п. 13.5.1):
1. В установках программы в направлении тыла для F/B рас-
ширяем угол элевации так, чтобы наша установка захватывала бы
паразитные лепестки (просчитайте стек один раз без оптимиза-
ции и увидите, до каких углов эти лепестки имеются). Например,
в ...2x12el_144.gaa задаем угол элевации 160° для F/B.
2. Выбираем только два критерия оптимизации: Ga и F/B. Их
важность устанавливаем одинаковой, по 100% каждого из двух
параметров.
246
3. Указываем в таблице, что будем оптимизировать единст-
венный параметр: расстояние в стеке.
4. И запускаем оптимизацию кнопкой Старт. Программа най-
дет оптимальное расстояние между этажами. Если уровень полу-
ченных боковых лепестков вас не устраивает, то уменьшите важ-
ность критерия Ga и повторите оптимизацию. Впрочем, сильно
подавить боковые лепестки без существенного падения усиления
невозможно в принципе (см. п. 13.5.1), уровень минус 15 дБ сле-
дует считать очень хорошим.
5. Отмечу, что влиянием земли на УКВ мы пренебрегаем, счи-
тая, что нижний этаж находится на высоте не менее нескольких Л
(п. 10.1.2).
Второй этап оптимизации нужен для того, чтобы получить хо-
рошее подавление излучения назад. Почему это желательно де-
лать, описано в п. 10.1.1: без такой оптимизации F/B стека будет
на несколько децибел хуже, чем у одиночной антенны-элемента
(если вас это устраивает, то можете этот этап пропустить). А по-
сле оптимизации F/B стека должно быть на несколько децибел
лучше, чем у одиночного элемента.
Делаем следующее:
1. Возвращаем установку угла элевации в направлении назад,
до 60°. Мы здесь боремся не с паразитными боковыми лепестка-
ми, а с излучением назад.
2. Выбираем критерии оптимизации Ga (100%), F/B (100%)
и КСВ (50%).
3. Нажимаем кнопку Все элементы. При этом таблица пара-
метров автоматически заполнится длинами диполей и расстоя-
ниями между ними.
4. Запускаем оптимизацию и получаем уточненные размеры
антенн-элементов, при которых достигается высокое F/B.
В этой методике все прозрачно, за исключением пункта 3 по-
следнего списка. Он полностью корректен, если антенна двух-
этажная, то есть оба этажа находятся в равных условиях (влияни-
ем земли пренебрегаем, на УКВ высота нижнего этажа минимум
несколько X).
Но если этажей три и больше, то крайние и средние элементы
стека находятся в разных условиях. Следовательно, синхронное
изменение размеров антенн всех этажей будет неправильной
идеей. Чтобы сделать все корректно, надо сначала в окне стеков
нажать кнопку Создать новую антенну с полным описанием
проводов, а затем в таблице оптимизации вручную описать от-
дельное изменение параметров антенны каждого из этажей, свя-
зывая корреляцией вместе параметры тех этажей, которые на-
ходятся в одинаковых условиях (например верхнего и нижнего).
247
248
° Source
Stade 1x4
Рис. 13.5.11.
Правда трудоемкость этого процесса очень велика, но для антен-
ны с предельными параметрами (а стеки, в основном, так и про-
ектируются) делать это желательно. По приведенной методике
из базовой двенадцатиэлементной Уда-Яги диапазона 144 МГц
с длиной траверсы 2,84k сделаны модели:
• двухэтажного стека: файл ...2x12el_144.gaa, S = 1,57k, Ga =
= 17,9 dBi, F/B = 32,9 дБ;
• трехэтажного стека; файл ...3x12el_144.gaa, S = 1,67k, Ga =
= 19,7 dBi, F/B = 33 дБ;
• четырехэтажного стека: файл ...4x12el_144.gaa, S = 1,7k, Ga =
= 21 dBi, F/B = 32,5 дБ.
Последняя антенна показана на рис. 13.5.11.
13.5.3.2. С последовательным питанием элементов
Как и для коллинеарных (п. 13.5.2), для параллельных син-
фазных антенн с последовательным питанием расстояние между
элементами определяется не столько оптимальной ДН, сколько
способом выполнения фазирующих линий между элементами.
Наиболее распространенными конструкциями данного типа
на УКВ являются рамочные антенны.
Даже простая рамка с периметром около 1k сама по себе яв-
ляется двухэтажной параллельной синфазной антенной (п. 4.3.1).
А более сложные рамки с периметром 2k (п. 4.3.6 и 13.3.3) экви-
валентны трех- (рис. 4.3.16, 4.3.17, 13.3.10) и четырехэтажным
(рис. 4.3.18, 13.3.7-13.3.9) антеннам.
Но на УКВ можно делать и более сложные рамки. Чтобы уви-
деть влияние формы рамок и способа их соединения, здесь мы
рассмотрим параллельное соединение шести рамок.
Первая конструкция этого параграфа, показанная на
рис. 13.5.12 и в файле ...6q_300.gaa, это утроенная по высоте ан-
тенна рис. 4.3.16 (или один элемент рис. 13.3.10). Сторона каж-
дого из квадратов около 0,25k. Фактически антенна рис. 13.5.12
представляет собой 7 синфазных к/4 горизонтальных сторон
с расстоянием к/4 между ними. Как показано в п. 13.5.1, это
слишком маленькое расстояние. Поэтому усиление антенны
рис. 13.5.12 относительно невелико, 8 dBi. Другой недостаток
этой антенны — высокое Ra = 300 Ом, что требует согласования.
Для снижения входного сопротивления до 50 Ом уменьшим
ширину горизонтальных частей. Для сохранения прежней элект-
рической длины придется соответственно увеличить вертикаль-
ные стороны каждой из рамок.
Такая антенна из прямоугольных рамок с горизонтальными
сторонами 0,127k и вертикальными по 0,347k приведена в файле
249
...6q_50.gaa. Ее Ra = 50 Ом. За счет большего расстояния между
этажами (0,347k против 0,25к у антенны рис. 13.5.12) усиление
возросло до 9,1 dBi.
Z = 304 + jO.678 Ohm % SWR =6.07 (50 Ohm)
Ga = 8.0dBi ' L
Рис. 13.5.12
Следующая конструкция, показанная на рис. 13.5.13 и в фай-
ле ...6z.gaa, это утроенная по высоте зигзагообразная антен-
на рис. 4.3.18,6 (или один элемент с рис. 13.3.7). Но утроенная
не просто. В точках пересечения провода рамок не имеют кон-
такта друг с другом и взаимно перекручены. Представьте себе,
что вы делаете из двухпроводной линии витую пару с квадратной
ячейкой со стороной к/4 (откройте файл ...6z.gaa, дайте увеличе-
ние и посмотрите, как выполнены места пересечения).
Антенна рис. 13.5.13 имеет высоту 2,18k, что несколько боль-
ше, чем у предыдущей антенны ...6q_50.gaa (2,06k). Это эквива-
лентно большему расстоянию между этажами, поэтому и усиле-
ние выше: 9,8 dBi. Входное сопротивление антенны рис. 13.5.13
около 240 Ом, требуется согласование.
Для уменьшения Ra до 50 Ом сожмем антенну по горизонтали
и растянем по вертикали. И заодно преобразуем получившиеся
вытянутые ромбы в прямоугольники. Результат показан в файле
...6rect.gaa и на рис. 13.5.14. На этом рисунке видно, что петли
поочередно перекрещены, аналогично предыдущей антенне.
250
Z = 247 + 17.62 Ohm ? SWR = 4.95 (50 Ohm)
Ga = 9.8dBi •' ’V'-
-3 :.
Рис. 13.5.13
Рис. 13.5.14
251
Ширина петель 0,117Х, высота каждой петли 0,4062с, общая
высота антенны 2.43Х. Это наибольшая высота из всех антенн
этого параграфа, поэтому и усиление максимально — 10,7 dBi.
Для синфазного включения и последовательного питания вме-
сто рамочных элементов можно использовать и линейные. При
этом получаются уже известные нам «меандр» (п. 6.2.2, рис. 6.2.8
и половинка от рис. 13.5.14), если элементы прямоугольные,
и «змейка» (п. 6.2.4, рис. 6.2.18 и половинка от рис. 13.5.13), если
зигзагообразные.
Но входное сопротивление у этих антенн высокое. У «меандра»
(файл ...Sinf.gaa) около 400 Ом, у «змейки» (файл ...Triangle.gaa)
примерно 300 Ом. Это неудобно для согласования. Но по опыту
рамочных синфазных антенн мы знаем, как понизить Ra. Надо су-
зить горизонтальные размеры и растянуть вертикальные. Именно
так сделано в антенне рис. 13.5.14.
Применив этот метод к «меандру» и «змейке», найдем, что до-
стичь 50 Ом у этих антенн невозможно, а вот Ra = 200 Ом (под
согласование U-коленом, п. 3.6.5.3, рис. 3.6.16 и 3.6.17) полу-
чается.
Уменьшив горизонтальные стороны до 0,2Х, и увеличив вер-
тикальные до 0,36Х в «меандре» (хотя его форма становится уже
не меандром, а вытянутыми прямоугольниками), получим антенну
...Sinf_200.gaa. Её входное сопротивление 200 Ом, a Ga = 9,8 dBi
при вертикальном габарите 2,15Х.
Применив тот же прием к «змейке», получаем горизонтальный
размер 0,29Х, вертикальный ЗХ, Ra = 200 Ом, Ga = 9,7 dBi.
Для однонаправленного излучения антенны этого параграфа
дополняют рефлектором (п. 13.2.3). Пример такой ДМВ ТВ ан-
тенны на полосу 530...570 МГц в файле ...DMV_double_Zigzag.gaa.
Если антенна резонансная, то отражатель выполняется как набор
отдельных резонансных рефлекторов, каждый из которых распо-
ложен позади горизонтального участка вибратора, как показано
в файле ...R+6rect.gaa. Эта антенна рис. 13.5.14 с рефлектором
в диапазоне 433 МГц имеет полосу 12 МГц и усиление 13,8 dBi.
13.5.4. Решетки
Решетки позволяют сузить ДН в обеих плоскостях. В названии
таких антенн обязательно присутствуют две цифры: число этажей
и число элементов в одном этаже. В качестве элемента решетки
могут использоваться любые антенны: от простейших диполей
до направленных с высоким усилением.
Все модели, упоминаемые в этом параграфе, находятся в пап-
ке ... \VHF beams\Arrays\Plane\.
252
13.5.4.1. С отдельным питанием каждого элемента
Так выполняется большинство профессиональных решеток:
элементы это одно, а система, обеспечивающая деление мощ-
ности и подведение ее к каждому элементу — другое.
В профессиональных применениях решетки из диполей (или
других простейших антенн) с отдельным питанием каждого эле-
мента распространены очень широко.
Именно так выполняются антенны базовых станций сотовой
связи. Они представляют собой решетку диполей (обычных, пет-
левых или крестообразных) 8x2 (бывают и с большим числом
этажей). Для подавления излучения назад сзади располагают
сплошной металлический рефлектор. Большое число этажей
обеспечивает сжатие ДН в вертикальной плоскости, а всего два
элемента в этаже — довольно широкую азимутальную ДН, обыч-
но 60° или 90°. Для защиты от атмосферных воздействий на кон-
струкцию надевают пластиковый эллиптический цилиндр. Полу-
чается панельная антенна. Они стоят группами по несколько штук
(для обеспечения обслуживания всех азимутальных направлений)
на мачтах сотовой связи. На рис. 13.5.15 показано фото антенны
базовой станции, состоящей из трех панельных антенн.
Еще один пример такой антенны можно увидеть на обложке
3-й части этой книги.
Рис. 13.5.15
253
254
Другой большой класс профессиональных решеток из простых
дипольных элементов это ФАР (фазированные антенные решет-
ки). Управляя амплитудой и фазой возбуждения каждого из эле-
ментов можно обеспечить сканирование главного лепестка в про-
странстве и даже формирование нескольких главных лепестков,
сканирующих независимо друг от друга.
ФАРы широко применяются в радиолокации и в системах
управления и наведения. Там решающим качеством является ско-
рость перемещения ДН. Механическое сканирование ДН слиш-
ком медленно для большинства современных задач. А в ФАРах
скорость сканирования очень высока (определяется лишь време-
нем электрической коммутации фазовращателей).
На рис. 13.5.16 показана небольшая (10x10 диполей) ФАР,
«скосившая глаза» на 20° в сторону от своей оси симметрии.
Но мы отвлеклись. ФАРы не являются синфазными антеннами
и поэтому не относятся к теме данной главы, так как в элементах
ФАР амплитуды и фазы не равны, а управляемо меняются (для
сканирования). Вернемся к синфазным антеннам.
В любительской практике решетки с отдельным питанием
каждого элемента делаются из направленных антенн (точно так
же, как и параллельные антенны-стеки). В основном элементами
таких решеток являются антенны Уда-Яги. Подход к проектирова-
нию таких антенн такой же, как описанный в п. 13.5.3.1 для сте-
ков. С тем лишь отличием, что дополнительно придется вычислять
и оптимизировать еще и расстояние между элементами в этаже.
Пример такой конструкции показан в файле ...2х2_24е!_432.
gaa и на рис. 13.5.17. Эта решетка из четырех 24-элементных
Уда-Яги диапазона 144 МГц. Поскольку ширина ДН одиночного
элемента в данном случае составляет 22° в обеих плоскостях, то
по формуле 13.5.1 получаем 2.55Х предварительного значения
межэлементного расстояния. Оптимизация по максимуму F/B
в широком азимутальном секторе 200е уменьшает это расстояние
до 2,41 к, но зато поднимает F/B в указанном секторе до 28 дБ, что
снижает шумовую температуру антенны (п. 12.1.4.1).
Такая антенна используется для ЕМЕ QSO и позволяет уве-
ренно слышать (точнее видеть, то есть речь идет о работе
WSJT) собственное эхо при мощности передатчика всего 100 Вт
(п. 12.1.4.2).
255
13.5.4.2. С последовательным питанием элементов
Конструкции предыдущего параграфа весьма сложны. В зна-
чительной мере из-за отдельной системы питания. Поэтому ра-
диолюбители часто используют упрощенные конструкции реше-
ток, в которых сами части антенны выполняют функцию системы
питания.
Простейшее и очевидное решение: использовать полуволно-
вые отрезки двухпроводных линий для фазирования. Антенны,
изображенные на рис. 6.2.10,а и 6.2.1.2 (из п. 6.2.3 про КВ ре-
шетки), используются и на УКВ. Например, в файле ...4x2_dipole.
gaa показана реализация антенны рис. 6.2.12 (решетки 4 х 2 из
полуволновых диполей) в вертикальном варианте на диапазон
144 МГц. Усиление этой антенны 10,8 dBi, полоса по КСВ50 < 2 со-
ставляет 6,5 МГц.
Более интересная идея состоит в следующем: расположить на
плоскости множество Х/2 диполей так, чтобы токи в горизонталь-
ных диполях оказались бы синфазны, а в вертикальных — проти-
вофазны. Тогда такая антенна будет эквивалентна решетке син-
фазных горизонтальных диполей, а вертикальные части не будут
излучать, обеспечивая лишь правильное питание горизонтальных.
Простейшая реализация этой идеи показана на рис. 13.5.18
и в файле ...7_dipole.gaa. Эта антенна состоит из семи горизон-
тальных и восьми вертикальных Х/2 диполей. На рис. 13.5.18
(и всех последующих рисунках этого параграфа) показана гори-
зонтальная ДН.
Из распределения токов на рис. 13.5.18 видно, что:
• токи в вертикальных частях противофазны и поэтому не из-
лучают (точно так же, как противовесы любого GP, см.
п. 3.4.1);
• токи в горизонтальных частях синфазны. Поэтому антенна
работает как решетка из семи Х/2 диполей, разнесенных как
по ширине, так и по высоте.
Поэтому сужаются как горизонтальная, так и вертикальная ДН,
и антенна выигрывает более 8 дБ у простого Х/2 диполя, несмотря
на двунаправленную ДН.
Другая конструкция, реализующая ту же идею, приведена на
рис. 13.5.19 и в файле ...7_dipole_loop.gaa. Она также аналогична
семи синфазным Х/2 диполям, поэтому имеет почти такое усиле-
ние, как и предыдущая антенна.
Обе последние (рис. 13.5.18 и 13.5.19) антенны имеют общий
недостаток. Это теоретические конструкции, хорошо подходящие
для понимания принципа работы, но неудобные на практике из-за
высокого (да еще и с реактивностью) входного импеданса.
256
257
SWR = 110 ISO OhrnJ
Z = 451 - *209 Ohm
Ga = 10 8dBi
Практическая конструкция GP на Wi-Fi 2412-2484 МГц (на-
пример, для роутера), сделанная на основе рис. 13.5.18, пока-
зана в файле ...WiFi_GP.gaa и на рис. 13.5.20. Это вертикальная
половина антенны рис. 13.5.18, в котором для согласования не-
сколько изменена форма нижней части. На рис. 13.5.20 показа-
ны Х/4 радиалы. В реальности их нет. Проволочная конструкция
рис. 13.5.20 непосредственно вставляется в разъем роутера,
в который раньше вкручивалась штатная антенна, а роль радиа-
нов выполняет шина земли платы роутера.
Теперь займемся приведением до пригодного для практики
вида антенны рис. 13.5.19. Точнее, это уже сделал ее автор, Ross
Anderson, W1HBQ, а мы лишь посмотрим, что у него получилось.
В принципе, поставив СУ в точке питания, можно заставить
вполне прилично работать конструкцию рис. 13.5.19. И W1HBQ
это делал. Но желающих повторить было немного: согласование
на сотнях мегагерц импедансов в сотни ом — штука капризная
и неудобная, так как требуются очень малые емкости, сравнимые
с конструктивными.
Тогда Ross Anderson скомпоновал две антенны рис. 13.5.19 как
половинки диполя. Результат показан на рис. 13.5.21 и в файле
...W1 HBQ_CQ17.gaa. Это антенна на диапазон 1296 МГц. Её вход-
ное сопротивление близко к 50 Ом, аусиление достигает 15,2 dBi,
полоса по КСВ50 < 2 около 40 МГц. Чтобы выжать максимум уси-
258
ления W1HBQ, добавил между половинками антенны два корот-
козамкнутых Х/4 шлейфа (вверху и внизу). Их замыкающие мо-
стики хотя и имеют малую длину (около 0,12Х), но по ним течет
большой ток, и они разнесены в пространстве. Итого, у нас по-
лучается семнадцать синфазно возбужденных горизонтальных
частей: четырнадцать Х/2 диполей и три перемычки (считая и ту,
в которую включен источник) по 0,121.
259
Введение двух короткозамкнутых Х/4 шлейфов в антенну
рис. 13.5.21 повышает усиление всего на 0,45 дБ. Но, во-первых,
и это не лишнее, а во-вторых, эти шлейфы пригодятся потом для
наращивания размеров антенны. Но увеличивать размеры мы
будем позднее. А пока, наоборот, будем их уменьшать.
Отрежем от антенны рис. 13.5.21 крайние рамки. И те верти-
кальные стороны, к которым эти рамки крепились. Получаем ан-
тенну, показанную в файле ...W1HBQ__CQ13.gaa и на рис. 13.5.22.
Она имеет 13 горизонтальных элементов и несколько меньшее
усиление 14,5 dBi.
Z = 143 - |€.63Uhm
Ga= 14.5 dEi
SWR - 2 86 (50 DhmJ
Рис. 13.5.22
Разместив сзади антенны рис. 13.5.22 большой плоский реф-
лектор на расстоянии ~ 0,16k получим однонаправленную ДН
и прирост усиления на 6 дБ (пп. 3.3.1 и 12.1.2). Такая антенна
на диапазон Wi-Fi приведена в файле ...W1HBQ_WiFil.gaa (в этом
файле применен тот же прием упрощения моделирования, что
и для Backfire п. 13.2.3, вместо плоского рефлектора использо-
вана поверхность идеальной земли). Ra = 200 Ом, для питания
используется U-колено.
Усиление антенны файла ...W1 HBQ_WiFil.gaa достигает 20,5 dBi,
что сопоставимо с антенной Уда-Яги с траверсой 13Х (рис. 13.2.1),
или параболической зеркальной диаметром 5Х (п. 13.7.2.4). А раз-
меры антенны файла ...W1 HBQ WiFil.gaa при этом относительно
260
небольшие: 4,9Хх2,8Хх 0.2Х. То есть она может быть выполнена
в виде гЛоской панели. Ее полоса около 180 МГц, поэтому антен-
на прощает небольшие погрешности изготовления.
Рис. 13.5.23
Z-60.1 -i14 3 0lwi
16.9 dBi
SWR - 1 37 (50 Ohm)
Но вернемся к обещанию увеличить антенну рис. 13.5.21. Это
сделано в файле ...W1HBQ_CQ21.gaa и на рис. 13.5.23. Коротко-
замкнутые Х/4 шлейфы использованы для питания добавленных
рамок. Входное сопротивление получилось 60 Ом. Количество
синфазных горизонтальных элементов выросло до 21. Увеличи-
лось и усиление до 16,9 dBi (без рефлектора при двунаправлен-
ной ДН). Полоса, конечно, сузилась до 19 МГц по уровню КСВ50 < 2
(в диапазоне 1296 МГц).
Используя тот же принцип, продолжим наращивать размеры,
добавляя новые рамки со всех сторон антенны рис. 13.2.23. На
рис. 13.5.24 и в файле ...W1HBQ_CQ77.gaa показана антенна на
1296 МГц, содержащая 77 синфазных горизонтальных элементов.
Она имеет полосу 14 МГц по уровню КСВ50 < 2. Столь большое
количество элементов дает огромное Ga = 22,9 dBi (это при дву-
направленной ДН, плоский рефлектор сзади прибавит еще 6 дБ).
Это рекордное усиление для не зеркальных антенн.
Фактически, антенны W1HBQ собирают весь сигнал с площади
ромба, очерчивающего их габариты. И в этом смысле они близки
к зеркальным антеннам (которые тоже собирают сигнал со всей
занимаемой площади), к разд. 13.7, к которым мы уже скоро пе-
рейдем.
261
А в этом разделе нам еще осталось только разобраться с сис-
темами питания синфазных антенн. О чем и будет следующий
параграф.
13.5.5. Питание синфазных антенн
13.5.5.1. Делители мощности
Если используется синфазная антенна с отдельным питани-
ем каждого элемента, то требуется устройство равного деления
мощности. От своих КВ аналогов (п. 6.1.6) делители мощности
УКВ отличаются следующим:
1. От элемента до делителя мощности должна идти согласо-
ванная линия. На УКВ потери в линиях выше. Поэтому длинный
(от X) кусок рассогласованного кабеля от делителя до элемента
будет иметь заметные потери.
2. Делитель должен иметь КСВ, близкое к 1 по входу, и по всем
выходам. Причина та же: чтобы не возросли потери в длинном ка-
беле от трансивера до делителя.
Поэтому из схем КВ делителей мощности, приведенных на
рис. 6.1.13 в п. 6.1.3 на УКВ не применяется ни один. Даже полно-
стью согласованный делитель на два выхода рис. 10.1.7 (п. 10.1.4)
для синфазных УКВ антенн не очень применим, так как в нем
в каждом канале имеется свой конденсатор, что может быть при-
чиной несинфазности выходов (из-за разброса конденсаторов
и монтажных емкостей).
262
На УКВ используются делители в виде отдельных узлов, схемы
которых Приведены на рис. 13.5.25. Рассмотрим их подробнее.
N = 2. Два согласованных кабеля от элементов соединяют-
ся на входе делителя параллельно. Полученное сопротивление
25 Ом трансформируется отрезком 50-омного кабеля 0,1511
в 50 + J35 Ом. Последовательный конденсатор по входу убира-
ет реактивность, оставляя чистые 50 Ом. Его номинал 30 пФ на
145 МГц (на остальные диапазоны пересчитайте обратно пропор-
ционально частоте).
N = 2
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
Выход 1
Выход 2
Выход 3
Выход 4
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
50 Ом
Рис. 13.5.25
Конденсатор подстраивается по минимуму КСВ. Так как он на-
ходится в общем тракте, то в отличие от схемы рис. 10.1.7 его по-
грешности не влияют на синфазность выходов.
В согласующем отрезке КСВ = 2, потери для кабеля RG213
на 145 МГц не превышают 0,03 дБ (без учета потерь в разъемах
263
коробки делителя), и уменьшаются с ростом частоты (так как ка-
бель становится физически короче).
N = 3- Почти то же самое, что и для делителя на два выхода,
только здесь в точке соединения входов получается 16,7 Ом, ко-
торые трансформируются кабелем 0,166Х в 50 + J57 Ом. Убирает
реактивность конденсатор с реактивностью минус J57 Ом (19 пФ
на 144 МГц).
В согласующем отрезке КСВ = 3 потери для кабеля RG213
не превышают 0,04 дБ (145 МГц, RG 213).
N = 4 схема а). Аналогична двум предыдущим. 50/4 = 12,5 Ом
трансформируется кабелем 0,176k в 50 + j74 Ом. Конденсатор —
J74 Ом (15 пФ на 144 МГц), КСВ в отрезке кабеля равен 4, поте-
ри < 0,06 дБ (145 МГц, RG 213).
N = 4 схема б). Входы объединены попарно по два. Получен-
ные 50/2 = 25 Ом четвертьволновый отрезок 50-омного кабеля
трансформирует в 100 Ом. Соединяя параллельно входы двух та-
ких отрезков, получаем 100/2 = 50 Ом на входе делителя. Этот
вариант схемы не требует конденсатора. Для реализации доста-
точно трех стандартных коаксиальных тройников. Потери этого
делителя из кабеля RG 213 не превышают 0,03 дБ на 145 МГц.
13.5.5.2. Питание со сдвигом 90°
Описываемый в этом параграфе прием мы уже коротко упоми-
нали в п. 9.6.4.1 (при создании стека из двух антенн Бевереджа).
Здесь мы его рассмотрим подробнее.
Применяется такой приём при синфазном включении двух
(или любого четного количества) направленных антенн для глубо-
кого (несколько десятков децибел) подавления заднего лепестка.
Идея состоит в следующем: для волны, идущей в главный лепе-
сток, включить антенны синфазно, а для идущей сзади — про-
тивофазно. Реализация показана на рис. 13.5.26 и в файле
...\90_deg\2x9el_Yagi_90deg.gaa на примере стека из двух Уда-Яги
145 МГц. Одна из антенн (безразлично какая) сдвинута на к/4 впе-
ред, в направлении главного лепестка. И эта же антенна питается
с фазовым сдвигом +90°.
Волна, идущая спереди (белые стрелки на рис. 13.5.26), на
верхнюю антенну стека приходит с фазой 0° (точнее говоря, с про-
извольной фазой, но мы назначим ее началом отсчета), а на ниж-
нюю позднее, так как волне надо пройти лишнее расстояние к/4.
То есть на нижней антенне сигнал спереди опоздает на +90°. Но
кабель до делителя мощности от нижней антенны короче на те же
+90° (к/4). Поэтому в точку питания сигналы, принятые обеими
антеннами, придут одновременно, то есть будут синфазны. Ины-
264
ми словами: для сигналов, идущих спереди, наш стек является
обычной синфазной антенной.
А вот для волны, идущей сзади (черные стрелки на рис. 13.5.26),
картина иная. На нижнюю антенну они наводят сигнал с фазой 0°,
а на верхнюю — с фазой +90° (время на проход лишнего расстоя-
ния Х/4). Но кабель от верхней антенны длиннее на Х/4. Поэтому
сигнал с заднего направления верхней антенны, уже имевший
запаздывание +90°, по дороге до делителя наберет еще +90°.
И придет в делитель с фазой 90° + 90° = 180°. То есть окажется
в точности противофазен сигналу с того же направления с нижней
антенны, который придет в делитель с фазой 0°. Противофазные
сигналы взаимно вычитаются, поэтому задний лепесток оказыва-
ется глубоко подавленным.
Рис. 13.5.26
с
о
X
X
3
х
S
х
а
6*
Это показано на рис. 13.5.27, на котором приведена ДН сте-
ка рис. 13.5.26 и для сравнения ДН простой синфазной антенны
из двух точно таких Уда-Яги на том же вертикальном расстоянии.
Видно, что главный лепесток практически не меняется, а подавле-
ние назад существенно увеличивается.
Как и при любой другой взаимной компенсации (например,
в антенне Уда-Яги, п. 7.1.1, или в радиотехническом балансном
устройстве) ослабление, даваемое описанным приемом, может
достигать нескольких десятков децибел. Так, в стеке рис. 13.5.26
в направлении точно назад подавление может превышать 60 дБ.
265
-3
-10
Сдвиг 90 гр.
Рис. 13.5.27
И точно так же, как и при любой взаимной компенсации, это
подавление быстро уменьшается, когда в компенсируемые сигна-
лы вносятся даже небольшие ошибки по фазе или амплитуде.
В данном случае это происходит:
• с изменением частоты (при этом сдвиг, вносимый смещени-
ем антенн и системой питания, становится не точно 90°);
• при отклонении от направления точно назад (к сдвигу между
антеннами добавляется небольшая прибавка, обусловлен-
ная наклоном).
Тем не менее, питание этажей со сдвигом 90° увеличивает
F/B и полосу антенны по F/B по любому разумному критерию за-
днего направления. Так, стек рис. 13.5.26 при установках задне-
го направления азимут 120°, зенит 60° имеет максимальное
F/B = 28 дБ (одиночная антенна стека дает только 20 дБ) и полосу
2,6 МГц, в которой F/B > 25 дБ. При установках заднего направ-
ления азимут 0°, зенит 0° максимальное F/B = 63 дБ (одиночная
антенна 35 дБ) и полосу 5 МГц (одиночная антенна 2,5 МГц) по
уровню F/B > 30 дБ.
266
Питание со сдвигом 90° можно применять для увеличения F/B
в синфазной антенне из любого четного количества направленных
элементов. В файле ...\90_deg\4x9el_Yagi144_90deg.gaa показан
четырехэтажный стек из девятиэлементных антенн Уда-Яги. Верх-
няя и нижняя антенны этого стека выдвинуты вперед на Х/4 и за-
питаны со сдвигом +90° относительно двух средних антенн.
13.6. Логопериодические
Принцип работы и моделирование. Входной импеданс и КСВ.
Собирательная линия. Выбор диаметра элемента. Дальний ко-
нец собирательной линии. Подавление паразитных резонансов.
Усиление. Диаграмма направленности и F/B. Практические кон-
струкции.
Перед изучением направленных УКВ логопериодических ан-
тенн (ЛПА) желательно перечитать раздел пп. 9.5.3 и 9.5.4 (о КВ
логопериодических антеннах) и п. 12.5.4 (где мы, пошагово ме-
няя сверхширокополосный излучатель, пришли к направленной
ЛПА).
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...\VHF beams\Logperiodic\.
13.6.1. Принцип работы и моделирование
Вы перечитали пп. 9.5.3 и 12.5.4? Тогда пропустите следую-
щие четыре абзаца. А для тех, кто перечитать поленился, вкратце
повторю. Принцип создания широкополосной направленной ЛПА
состоит в том, чтобы расположить много диполей разной длины
и на разном расстоянии так, чтобы для каждой частоты можно
было бы найти несколько диполей с размерами, близкими к резо-
нансным. Эти диполи образуют активную зону, которая работает
подобно антенне Уда-Яги на эту же частоту.
Но диполи Уда-Яги при большом изменении частоты выходят
из резонанса и не работают. А у ЛПА и для новой частоты тоже
найдется несколько диполей, которые будут резонировать.
Иными словами: ЛПА должна быть устроена так, чтобы на лю-
бой частоте в пределах заданной полосы, находилось одинаковое
количество одинаково возбужденных диполей. Этому требованию
соответствует изменение размеров (длин и диаметров диполей,
расстояний между ними) в геометрической прогрессии. Период
этой прогрессии называется т.
Для обеспечения возбуждения всех диполей питающая
(ее называют собирательной) линия должна быть подключена
267
к каждому из диполей. Из соображений получения направлен-
ного излучения (за подробностями вам все же придется сходить
в п. 9.5.3, здесь я его лишь эскизно напоминаю, а не переписы-
ваю) линия должна перекрещиваться от элемента к элементу.
Получается конструкция, показанная на рис. 13.6.1 (пример
для шести элементов). На этом рисунке (и вообще, во всём
разд. 13.6) X означает длину волны самой низкой частоты FM(N, на
которой работает антенна, а б — расстояние между элементами.
Рис. 13.6.1
На FMtN самый большой диполь является полуволновым, и ан-
тенна работает как вибратор с несколькими директорами. На
верхней частоте FMAX полуволновым будет самый короткий ди-
поль, антенна работает как вибратор с несколькими рефлектора-
ми. Отсюда вытекают два важных вывода:
• Широкополосность FM|N/FMAX « тп (где п — число элементов).
Следовательно, количество элементов ЛПА становится
больше при расширении полосы и возрастании т.
• Зависимость КСВ от частоты волнообразна. На частотах
резонанса каждого из элементов КСВ минимален, а между
ними возрастает. Чем быстрее изменяется длина элементов
(то есть, чем меньше т), тем дальше отстоят друг от друга
268
минимумы КСВ и больше «горбы» между ними. Значит,
неравномерность КСВ в полосе снижается с ростом т.
Исходными данными для проектирования ЛПА являются:
• Минимальная FMtN и максимальная FMAX рабочие частоты. Их
отношение может быть любым. На практике FMax/Fmin обычно
2...5.
• Период прогрессии т. Он должен быть < 1, так как каждый
следующий элемент должен быть короче предыдущего. Но т
нельзя делать и слишком малым, иначе размеры элементов
будут меняться слишком быстро, для того, чтобы на каждой
частоте нашлась хотя бы пара более-менее работающих
элементов. Пределы 0,8 < т < 0,98. При малых т снижается
длина антенны, но падает усиление и растет неравномер-
ность КСВ в полосе. При больших т с усилением и КСВ всё
хорошо (на каждой частоте работает много элементов с
близкими размерами), но резко растет общее число эле-
ментов и длина ЛПА.
• Расстояние между элементами о на УКВ можно не задавать.
Оно может быть вычислено из т по критерию максимального
усиления. На УКВ длина волны мала и бороться за снижение
межэлементного расстояния не очень надо, в отличие от КВ.
Но если требуется вручную задать о, то его допустимые зна-
чения 0,05 < о < 0,22.
• Диаметр D самого длинного элемента. Понятно, что толщина
элемента должна оказывать влияние на параметры антенны.
Но в ЛПА это влияние не вполне очевидно. Подробностями
займемся в п. 13.6.2.4.
• Входное сопротивление Ra. Желаемая величина (на УКВ
это обычно 50 или 200 Ом) задается. Этот факт удивителен.
Ведь до сих пор для всех антенн мы получали Ra как резуль-
тат расчета, то есть входное сопротивление антенны жестко
зависело от ее геометрии. А в ЛПА не совсем так. При неиз-
менной геометрии ЛПА, меняя только волновое сопротив-
ление ее собирательной линии, мы можем получать прак-
тически любое Ra. Разбором этой странности мы займемся
в п, 13.6.3.
А здесь мне осталось лишь напомнить, как в GAL-ANA сделать
модель ЛПА. Нажмите кнопку Создать готовую антенну на па-
нели инструментов главного окна и выберите тип ЛПА. В открыв-
шемся окне расчета ЛПА задайте Рмин, FMAX, т, о (необязательно,
по умолчанию программа сама выберет его оптимальным, но
если надо, то можно и ввести значение), D и Ra.
269
По этим условиям в главном окне будет автоматически соз-
дана готовая модель ЛПА с правильными размерами элементов,
линиями фазирования, источником. Вам останется только ее по-
считать. И сохранить, если она вас устраивает. А если не устраи-
вает, вернуться в окно Создать готовую антенну — ЛПА и сде-
лать новую модель, изменив исходные данные.
13.6.2. Входной импеданс и КСВ
13.6.2.1. Собирательная линия
Вспомним, как происходит возбуждение активной зоны (ди-
полей, находящихся вблизи резонанса на данной частоте) ЛПА.
Двухпроводная собирательная линия идет от точки питания к наи-
большему диполю, перекрещиваясь на каждом элементе. В этой
линии от точки подключения источника до активной зоны должен
быть режим бегущей волны. Это необходимо, чтобы доставлять
мощность от источника к резонирующим диполям в широкой по-
лосе. Посмотрите распределение тока на рис. 9.5.6: от источника
до активной зоны ток в линии почти не меняется по амплитуде.
Это режим бегущей волны (п. 3.2.5).
На первый взгляд кажется, что волновое сопротивление со-
бирательной линии должно быть равно входному Ra. В принципе,
так оно и есть. Но к линии с обеих сторон подключены короткие
диполи. Это эквивалентно увеличению погонной емкости, то есть
по формуле 3.2.1 снижению волнового сопротивления системы
собирательная линия + подключенные к ней диполи. Поэтому вол-
новое сопротивление самой собирательной линии должно быть
больше Ra в 1,1...1,5 раза (точное значение вычислит и устано-
вит уже упоминавшееся окно Создать готовую антенну — ЛПА).
Следовательно, волновое сопротивление собирательной линии
должно быть 220...300 Ом для Ra = 200 Ом и 55...110 Ом для
Ra = 50 или 75 Ом.
Отсюда становится понятно, почему на КВ мы использо-
вали только Ra = 200 Ом. Потому что двухпроводную линию
220...300 Ом на КВ сделать можно, отношение расстояния между
проводами к их диаметру у такой линии будет 3,5...7 (форму-
ла 3.2.4). Это, например, линия из двух оплеток коаксиальных
кабелей в качестве толстых проводов. А двухпроводная линия
с волновым сопротивлением 55...110 Ом на КВ не реализуема.
Для такой линии отношение расстояния между центрами прово-
дов к их диаметру должно быть 1,3... 1,7. Из проволоки такую ли-
нию не сделаешь: слишком маленькое расстояние между краями
270
проводов. Для увеличения этого расстояния надо делать больше
диаметр проводников, то есть вместо проводов использовать
толстые трубы. На КВ это тяжело и неудобно. А вот на УКВ из-
за малой длины волны сделать две параллельные трубы (то есть
удвоенную траверсу) проблемы не представляет. Более того, это
весьма удобно и является основным конструктивным методом
выполнения УКВ ЛПА.
Эскиз такой конструкции показан на рис. 13.6.2. Две толс-
тые параллельные трубы-траверсы (чаще всего они не круглого,
а квадратного сечения) образуют двухпроводную собиратель-
ную линию с низким волновым сопротивлением. Эти трубы рас-
положены близко друг к другу одна над другой и механически
соединены пластиковыми деталями (на рис. 13.6.2 не показа-
ны). Половинки элементов в шахматном порядке прикручены или
приварены к обеим трубам так, чтобы получилась электрическая
схема рис. 13.6.1. Линию мы тут перекрещивать от элемента
к элементу, понятно, не можем, поэтому обеспечиваем требуе-
мый поворот фазы шахматным порядком подключения элементов
к трубам линии.
Рис. 13.6.2
Питающий кабель подключен к линии к самому короткому эле-
менту, как на схеме рис. 13.6.1. Поскольку собирательная линия
симметрична, то для перехода на коаксиальный кабель требуется
271
симметрирование. Для этого используется идея рис. 12.6.1: про-
кладка коаксиального кабеля внутри длинной проводящей трубы.
В нашем случае питающий кабель идет внутри нижней трубы
собирательной линии, за счет чего и достигается симметриро-
вание.
Получается очень удобная конструкция, обеспечивающая со-
гласование и симметрирование питающего коаксиального кабе-
ля во всей полосе ЛПА без дополнительных устройств. Именно
поэтому львиная доля УКВ ЛПА выполняется именно так, как по-
казано на рис. 13.6.2, под Ra = 50 Ом.
13.6.2.2. Выбор диаметра элементов
На любой частоте в резонансе находится только один элемент.
Все остальные будут расстроены (они же другие размеры имеют),
то есть иметь реактивную составляющую в своем импедансе.
Эта составляющая будет тем меньше, чем больше диаметр
элемента (п. 3.3.2, рис. 3.34 и 3.3.6). Для ЛПА это означает, что
с ростом диаметра элементов:
1. Уменьшаются горбы КСВ между резонансами отдельных
элементов (так как снижается общая реактивность), то есть сни-
жается максимальный КСВ в полосе.
2. Из-за меньшей реактивности элементов соседних с актив-
ной зоной (то есть по идее расстроенных и не работающих) ток
с собирательной линии легче затекает на них. Поэтому они слегка
возбуждаются, что немного повышает усиление. Ориентировочно
можно считать, что удвоение диаметра элементов дает прибавку
усиления на 0,2 дБ.
Поэтому диаметр элемента следует брать максимально воз-
можным. Хотя эта рекомендация не является догмой. Те же ре-
зультаты (рост усиления и снижение КСВ в полосе) можно полу-
чить и с тонкими элементами, увеличивая т.
Большое влияние на выбор диаметра элементов имеет со-
четание т с величиной входного сопротивления ЛПА и способом
выполнения дальнего (от источника) конца собирательной линии.
Поэтому сначала рассмотрим эти вопросы, а потом еще раз вер-
немся к выбору диаметра элементов.
13.6.2.3. Дальний конец собирательной линии
В простейшем случае дальний конец собирательной линии
выполняется так, как показано на рис. 13.6.2, подключается к са-
мому длинному элементу и всё. При этом на FMMH этот элемент
работает как вибратор. Значит, на минимальной частоте в антенне
272
отсутствует рефлектор. А это приводит к снижению F/B в начале
полосы. Чтобы избежать этого, надо сделать из последнего эле-
мента рефлектор для низшей частоты. То есть удлинить его элек-
трически (рефлектор длиннее вибратора). Проще всего для этого
добавить индуктивность в середину последнего элемента. А на
УКВ небольшую индуктивность удобно делать как закороченный
отрезок линии, короче четверти волны. В ЛПА это делают, прод-
ляя собирательную линию дальше (левее по рис. 13.6.1 и 13.6.2)
последнего элемента и закорачивая ее на конце.
Такое выполнение дальнего конца собирательной линии явля-
ется стандартным для УКВ ЛПА, так как поднимает до приемле-
мых значений F/B в нижней части полосы (п. 13.6.4).
При обоих вышеописанных способах выполнения дальнего
конца собирательной линии (разомкнут на последнем элементе
как на рис. 13.6.2 или проходит дальше и короткозамкнут как опи-
сано выше) в ЛПА имеется проблема, существенно ограничиваю-
щая выбор т, входного сопротивления и диаметра элементов.
Для анализа этой проблемы изучим рис. 13.6.3. На участке
от источника до активной зоны ток в коротких (для этой частоты)
элементах мал, а собирающая линия согласована. Взгляните, ток
в ней на этом участке равномерный, это режим бегущей волны. На
участке активной зоны диполи возбуждаются (их размер близок
к резонансному на данной частоте) и формируют направленное
излучение, отбирая практически всю мощность, пришедшую по
собирательной линии. Именно так описывается процесс работы
ЛПА во всех учебниках.
А на участок антенны от левого (по рис. 13.6.3) края активной
зоны до конца собирательной линии внимания не обращают. Ка-
залось бы, зачем на него обращать внимание? Тока на этом участ-
ке все равно почти нет. Его же активная зона еще раньше «съела».
А те крохи тока, которые прорвались за активную зону, вроде бы
ничего плохого не сделают. Ведь на этом участке элементы слиш-
ком длинные для данной частоты и поэтому не возбуждаются. Но
это неполное рассуждение.
Посмотрим внимательно последний, неактивный участок со-
бирательной линии. От левого (по рис. 13.6.3) края активной зоны
до конца. На дальнем левом конце он закорочен или разомкнут.
То есть на этом участке линия рассогласована и в ней высокий
КСВ. А что делает отрезок линии с высоким КСВ, замкнутый или
разомкнутый на дальнем конце? Правильно, трансформирует им-
педанс на ближний конец. И если его длина не кратна Х/4, дает
высокую реактивность (п. 3.2.4). Причем делает это вне зависи-
мости от того есть в линии ток, или нет. Это просто трансформа-
ция импеданса.
273
274
Элементы-диполи на этом участке
слишком короткие, ток в них мал
Рис. 13.6.3
Из-за непрерывной полосы ЛПА обязательно найдется такая
частота, на которой реактивность, вносимая этим рассогласо-
ванным участком собирательной линии в последний (левый по
рис. 13.6.3) вибратор активной зоны, будет такой, что расстроит
этот вибратор. Например, немного сдвинет его вверх по частоте,
превращая его из рефлектора в директор. Из-за этого паразит-
ного резонанса нарушится распределение токов в активной зоне,
и, соответственно изменятся ДН, усиление и импеданс.
Таких паразитных резонансов в полосе ЛПА будет несколько.
Во-первых, может быть поражен не только последний, и любой
из вибраторов активной зоны. Во-вторых, электрическая длина
этого последнего, неактивного участка собирательной линии ме-
няется с частотой в очень широких пределах (п. 3.2.4), поэтому
обязательно найдутся частоты, на которых возникнут паразитные
резонансы.
К чему это приводит, показано на рис. 13.6.4. На нём даны
зависимости КСВ от частоты для шестнадцатиэлементной ЛПА
с т = 0,9, работающей в полосе 0,4...1,6 ГГц со входным сопро-
тивлением 50 Ом (диаметр элемента 0,9% к).
При классическом выполнении ЛПА (то есть или точно по
рис. 13.6.2 с открытым дальним концом собирательной линии
файл ...400_1400_end_open.gaa, или с короткозамкнутым шлей-
фом на конце этой линии файл ...400_1400_end_short.gaa) в поло-
се видны несколько резких всплесков КСВ. Это вышеописанные
паразитные резонансы.
Что происходит с распределением токов в антенне и ее ДН на
таком резонансе показано на рис. 13.6.5, на котором рассчитана
антенна ...400_1400_end_short.gaa (для которой построен верх-
ний график на рис. 13.6.4) на частоте 507 МГц (первый паразит-
ный резонанс).
Ничего похожего на нормальную работу ЛПА на рис. 13.6.5
нет. КСВ выпрыгнул выше 8, диаграмма направленности вообще
развернулась в обратную сторону. Причина этого безобразия:
реактивное сопротивление рассогласованного левого конца со-
бирательной линии превратило два последних элемента в дирек-
торы. На этих элементах видно, что распределение тока на них
не синусоидально, а имеет скачок в центре, что как раз и бывает
при подключении реактивности (см. разд. 3.7).
275
276
КСВ
Рис. 13.6.4
277
13.6.2.4. Подавление паразитных резонансов
Понятно, что такие частотные зависимости КСВ, как два верх-
них графика на рис. 13.6.4 никуда не годятся. И с этим надо что-то
делать. Попробуем уменьшить влияние паразитных резонансов.
А для этого вспомним, что добротность любого резонанса тем
больше, чем выше реактивность в резонирующем контуре. Отсю-
да вытекает, что для сглаживания резонансных выбросов на двух
верхних графиках рис. 13.6.4 надо снижать модуль реактивности.
Сделать это можно двумя способами:
1. Увеличить толщину элементов, чтобы снизить их реактив-
ность (сравните размах графиков JX(f) тонкого и толстого дипо-
лей на рис. 3.3.4 и 3.3.6).
2. Увеличить волновое сопротивление собирательной линии
(а, значит, и входное сопротивление тоже). При работе на несо-
гласованную нагрузку высокоомные линии имеют меньший КСВ
чем, низкоомные (п. 5.1.3), А более низкий КСВ дает меньший
размах изменения реактивности, что нам и требуется.
Еще один способ подавления паразитных резонансов — уве-
личить количество элементов в активной зоне (то есть большие т).
Как мы отмечали в конце п. 7.2.3.3, дипольная структура, форми-
рующая направленную ДН, тем слабее реагирует на любые де-
стабилизирующие факторы, чем больше в ней элементов. Посмо-
трите на рис. 13.6.5, активная зона состоит из четырех элементов.
И если мы сильно исказили токи в двух элементах, то оставшиеся
два уже не могут спасти ДН. А вот если бы у нас в активной зоне
было бы много элементов, то проблемы всего двух из них были бы
нивелированы другими, нормально работающими элементами.
Все эти три способа используются. Границы их применения
даны в табл. 13.6.1. Как видно из табл. 13.6.1, при Ra = 50 Ом не-
обходимо использовать толстые элементы и высокие значения т
(то есть много элементов), иначе хорошей широкополосности
не получится. А при высоком Ra = 200 Ом проблема с паразитны-
ми резонансами практически неощутима (это является причи-
ной, почему мы не видели таких резонансов на КВ, в разд. 9.5).
Но Ra = 200 Ом в широкой полосе на УКВ не слишком удобно.
Широкополосный трансформатор на УКВ штука капризная и с по-
терями. Намного практичнее иметь сразу Ra = 50 Ом, да и усиле-
ние при этом выше (см. п. 13.6.4).
Попробуем совместить достоинства обоих вариантов Ra. По-
вышенное волновое сопротивление собирательной линии надо
для подавления паразитных резонансов. Но надо не везде, а только
там, где эти резонансы сильнее всего влияют. Вблизи дальнего
конца собирательной линии (рис. 13.6.3 и 13.6.5). Вот и увеличим
278
a
Таблица 13.6.1
Минимально необходимые* для ослабления паразитных резонансов
значения т в зависимости от входного сопротивления Ra
и диаметра элемента D**
Ra, Ом D= 1%Х D = 0,5% X D = 0,15%X
50 т>0,94 т > 0,955 Не использовать ЛПА
75 т>0,915 т > 0,935 Не использовать ЛПА
200 Любое Любое тй0,8“*
* Критериями достаточности ослабления паразитного резонанса
выбраны следующие условия: на паразитном резонансе пик КСВ не бо-
лее 1,5; провал усиления на паразитном резонансе не более -1 дБ.
* * Указан диаметр наибольшего элемента. В процентах от самой
длинной волны рабочей полосы.
* * * При Ra = 200 Ом и т > 0,8 «родная» (не из-за паразитного резонанса)
волнообразность КСВ Л ПА в полосе достигает 2, поэтому тут неприменим
критерий КСВ < 1,5.
волновое сопротивление только там. А ближе к источнику оставим
линию низкоомной. Из конструктивных соображений это проще
всего реализовать, сделав траверсы собирательной линии не па-
раллельными, а наклонными, с минимальным расстоянием у ис-
точника и максимальным на дальнем конце [16]. Волновое сопро-
тивление такой линии будет плавно нарастать вдоль траверс.
На фото рис. 13.6.6 показана профессиональная антенна фир-
мы Schwarzbeck. Хорошо видно, что траверсы не параллельны,
а расходятся к дальнему концу.
279
280
КСВ
1,
Наклонная и разомкнутая на конце собирательная линия. Ее волновое
сопротивление повышается от 56 Ом у источника до 150 Ом в конце.
Параллельная собирательная линия с волновым сопоротнвлением
56 Ом. Её дальний конец нагружен на согласованный резистор.
350 480 610 740 870 1000 ИЗО 1260 1390 1520 1650
Частота. МГц
Рис. 13.6.7
Введем изменяющееся волновое сопротивление линии в рас-
смотренную выше ЛПА ст = 0,9, работающую в полосе 0,4... 1,6 ГГц
с входным сопротивлением 50 Ом (диаметр элемента 0,9% X).
Модель приведена в файле ...400_1400_naklon.gaa.
Результат показан на верхнем графике рис. 13.6.7. Это частот-
ная зависимость КСВ почти той же антенны, для которой построен
средний график рис. 13.6.4. Сделано единственное изменение:
траверсы не параллельны, а наклонны и расходятся к концу.
Но посмотрите, как это уменьшило паразитные резонансы.
Если для исходной антенны на 480 и 615 МГц КСВ подпрыгивал
до 2,5 и 3, то теперь резонансных пиков почти не видно. В районе
420 и 620 МГц можно увидеть остатки паразитных резонансов, но
КСВ там всего 1,3 и 1,2, то есть низкий.
Правда, в НЧ области (380-440 МГц на рис. 13.6.7) КСВ
не столь хорош, как выше по частоте. Это сказалось рассогласо-
вание из-за роста волнового сопротивления собирательной ли-
нии в конце. Но КСВ в этой области все равно не превышает 1,3,
что следует считать хорошим результатом.
А можно ли вообще исключить паразитные резонансы? Да.
Для этого надо устранить их причину — рассогласование даль-
него конца линии. Убирается она очевиднейшим образом. Даль-
ний конец нагружается на резистор с сопротивлением, равным
волновому согласующей линии (тут она обычная, параллельная
с постоянным сопротивлением). При этом дальний отрезок линии
становится согласованным и не дает реактивности.
Результат на примере той же ЛПА 0,4... 1,6 ГГц показан в файле
...400_1400_end_R.gaa и на нижних графиках рис. 13.6.4 и 13.6.7.
Паразитных резонансов там нет. И КСВ во всей полосе низкий.
А чем за это пришлось заплатить? Небольшим снижением
усиления в начале полосы. Нагрузочный резистор ведь вносит
тепловые потери. Но усилением мы будем заниматься в следую-
щем параграфе.
13.6.3. Усиление
Как и у любой направленной антенны, усиление ЛПА зависит
от числа работающих элементов (то есть от т) и от расстояния
между ними о. С т связь прямая: чем больше, тем лучше.
А вот по а есть оптимум: от 0,137 до 0,179 в зависимости от т.
Величину оптимума автоматически дает окно Создать готовую
антенну — ЛПА. Изменять оптимальное значение о не реко-
мендуется. Ничего кроме снижения усиления (можно проиграть
до 1...2 дБ) это не даст. А бороться за укорочение траверсы на
УКВ не имеет особого смысла из-за малой длины волны.
281
Менее прозрачно, что усиление ЛПА зависит от диаметра ее
элементов. Из-за меньшей реактивности элементов, соседних
с активной зоной (то есть по идее расстроенных и не работаю-
щих), ток с собирательной линии легче затекает в них. Поэтому
они слегка возбуждаются. Это расширяет площадь, занимаемую
током в пространстве. Ориентировочно можно считать, что удвое-
ние диаметра элементов прибавляет 0,2 дБ к усилению.
И уж совсем не очевидна зависимость усиления от входного
сопротивления. Но она есть и очень существенная.
Обратимся к рис. 13.6.8. На нем показана одна и та же антенна
(это всё та же наша ЛПА 0,4... 1,6 ГГц с т = 0,9 и диаметром эле-
мента 0,9% X), но при двух вариантах входного сопротивления. На
верхней половине рис. 13.6.8 Ra = 50 Ом, на нижней Ra = 200 Ом.
Из рис. 13.6.8 отчетливо видно следующее:
1. При Ra = 50 Ом токи в элементах больше (обе половины ри-
сунка сделаны в одинаковом масштабе). Причина в следующем:
одиночный элемент-диполь имеет входное сопротивление не-
сколько десятков (а не сотен) ом. Поэтому большой ток из низ-
коомной собирательной линии лучше затекает в элементы. Со-
противления линии и элемента согласованы.
А при Ra = 200 Ом собирательная линия высокоомная. Ток
в ней меньше. И он полностью не затекает в элементы, так как
несколько сотен ом линии плохо согласованы с несколькими де-
сятками ом элемента.
2. На одной и той же самой частоте при Ra = 50 Ом работа-
ют более длинные элементы. Посмотрите, на верхней части
рис. 13.6.8 заметно возбужден и самый последний (длинный) эле-
мент, а в предпоследнем ток очень большой. А при Ra = 200 Ом
тока в последнем элементе нет, а предпоследний только слабо
возбужден.
Разберемся, почему это происходит. Представьте себе прос-
той Х/2 диполь, подключенный к источнику через отрезок низко-
омной (несколько десятков ом) линии длиной 0,14.. .0,17Х (а имен-
но такое у нас расстояние между элементами ЛПА, от источника
до первого элемента и далее). Так как линия почти согласована,
то максимальный ток в диполе будет на его собственной резо-
нансной частоте.
А теперь подключим тот же диполь к линии той же длины, но
с волновым сопротивлением несколько сотен ом. Линия будет
рассогласована и при длине меньше Х/4 (наш случай) внесет в ди-
поль индуктивное сопротивление. Это понизит резонансную час-
тоту системы диполь + рассогласованная высокоомная линия.
Это и происходит с элементами ЛПА с высокоомной собира-
тельной линией. Посмотрите на нижнюю часть рис. 13.6.8: рас-
282
пределение токов в элементах активной зоны не синусоидальное,
а треугольное. То есть работают не резонансные, а физически
укороченные элементы, электрически удлиненные индуктивной
составляющей импеданса высокоомной линии.
Поэтому при Ra = 200 Ом в ЛПА работают более короткие эле-
менты и ток в них меньше, чем при Ra = 50 Ом. А это заметно, на
1 ...2 дБ снижает усиление ЛПА.
Таким образом, для ЛПА оптимальным по усилению является
Ra = 50...75 Ом.
Становится понятным, что ЛПА не обладает некими уникаль-
ными свойствами, позволяющими разработчику произвольно
и независимо от геометрии антенны задавать желаемое Ra. Как
и любая другая антенна, ЛПА имеет свое оптимальное по усиле-
нию Ra (оно составляет несколько десятков ом). Но частотные
и периодические свойства ЛПА таковы, что она может простить
существенный отход от оптимального сопротивления (даже до
нескольких сотен ом), реагируя на это лишь снижением усиления.
Чтобы не снижать Ga, следует избегать высокого входного со-
противления ЛПА. Использовать Ra = 200 Ом имеет смысл, только
если к этому вынуждают какие-то иные существенные причины.
Этими причинами могут быть ограничения табл. 13.6.1 при парал-
лельных траверсах и одновременной невозможности сделать на-
клонные траверсы или применить нагрузочный резистор на даль-
нем конце (рис. 13.6.4, 13.6.7).
Для оценки пределов изменения усиления Ga обратимся
к табл. 13.6.2. В ней показано, как изменяется усиление и ко-
личество элементов ЛПА с двукратным перекрытием по частоте
и толщиной элемента 0,5% X в зависимости от т и Ra. Для каждого
сочетания приведены три значения усиления: в начале, середине
и в конце полосы.
Таблица 13.6.2
т Число элементов Опти- мальная о Усиление* в dBi при Ra = 50 Ом Усиление* в dBi при Ra = 200 Ом
0,8 7 0,137 5,6; 7,5; 7,8 5,1; 5,8; 6,0
0,85 9 0,148 7,0; 8,1; 8,9 6,3; 6,6; 6,6
0,9 12 0,160 8,7; 9,2; 9,4 8,1; 8,0; 7,8
0,95 21 0,172 11,5; 11,3; 10,8 10,5; 10,5; 9,7
0,97 31 0,176 13,4; 13,1; 12 12,3; 11,9; 10,3
* В каждой ячейке указаны три значения усиления: в начале, середине
и в конце полосы.
283
284
; Активная зона при R = 50 Ом ' / \ ! \ /\ /П \ у у \ л ч / \ VAj Z = 57.0 * (2.87 Ohm SWR-1.15 (50 Ohm) Ga = 9.4dBi J. '.' V' ; .••’• • . -з . . : -.. Ra = 50 Ом F= 435 МГц •• •. у ;....у-ю<...; / ; ’у / .. ’ • •./•••. '>.’ ’ 4V- ••••.../ '3!f \.-V -X:- Г”Т jx -Y
Z = 227 (22.9 Ohm
Ga = 8.2dBi .
Y
... 0-
•• -3
SWR = 1.18 (200 Ohm)
285
Рис. 13.6.9
Рис. 13.6.10
288
Рис. 13.6.11
Рассмотрим частотную зависимость усиления ЛПА. Сделаем
это на примере шестнадцатиэлементной ЛПА ст = 0,9, работа-
ющей в полосе 0,4...1,6 ГГц, с входным сопротивлением 50 Ом
и диаметром элемента 0,9% X. Возьмём эту антенну в четырех
вариантах исполнения собирательной линии:
1. Открытый дальний конец собирательной линии, файл
.. .400_1400_end_open.gaa.
2. Короткозамкнутый шлейф на конце этой линии, файл
.. .400_1400_end_short.gaa.
3. Собирательная линия с переменным волновым сопро-
тивлением (наклонные траверсы, как на рис. 13.6.6), файл
.. .400-1400-Пак1оп.даа.
4. Дальний (от источника) конец собирательной линии нагру-
жен на резистор с сопротивлением, равным волновому согласую-
щей линии, файл ...400_1400_end-R.gaa.
На рис. 13.6.9 показаны зависимости Ga(f) для первых двух
классических вариантов. Отчетливо видны паразитные резонансы
(броски на кривых), а также то, что они есть не только в начале, но
и во всей полосе. Только в верхней части полосы эти резонансы
выражены не так сильно (см. предыдущий параграф).
На рис. 13.6.10 даны частотные зависимости усиления 2
и 3 вариантов. Видно, что наклонные траверсы (как на рис. 13.6.6)
существенно снижают влияние паразитных резонансов, хотя
и не устраняют их полностью. На рис. 13.6.11 дано сравнение по
усилению 3 и 4 вариантов. Согласование дальнего конца рези-
стором полностью устраняет паразитные резонансы в нижней
части полосы. Из-за активных потерь в резисторе усиление бы-
стро падает на частотах ниже 430 МГц (а исходная антенна была
рассчитана на работу от 400 МГц). Поэтому, применяя резистор
для подавления паразитных резонансов, надо задавать нижнюю
частоту с небольшим запасом.
13.6.4. Диаграмма направленности и F/B
Рассмотрим частотные зависимости F/B для тех же четырех
вариантов антенны, для которых были построены три последних
рисунка предыдущего параграфа.
На рис. 13.6.12 показаны зависимости F/B(f) для первых двух
классических вариантов ЛПА (разомкнутый и замкнутый даль-
ний конец собирательной линии). Видны паразитные резонансы
в виде провалов F/B. Причем они настолько глубокие, что клас-
сические ЛПА фактически нельзя называть антеннами с непре-
рывной полосой. Обязательно находится несколько частот, где
антенна не работает из-за низкого F/B и высокого КСВ.
289
290
Рис. 13.6.12
Также из рис. 13.6.12 виден смысл применения короткозамк-
нутого шлейфа из собирательной линии на последнем элементе.
В начале полосы F/B варианта с КЗ шлейфом ощутимо выше, чем
при открытом конце линии (имеются в виду участки, не поражен-
ные паразитными резонансами).
На рис. 13.6.13 даны частотные зависимости усиления 2
(КЗ шлейф) и 3 (расширяющаяся линия) вариантов. Видно, что
наклонные траверсы (как на рис. 13.6.6) существенно снижают
влияние паразитных резонансов, хотя и не устраняют их полно-
стью.
На рис. 13.6.14 дано сравнение частотных зависимостей F/B
3 (наклонные траверсы) и 4 (резистор на дальнем конце) вариан-
тов. Согласование дальнего конца и здесь приводит к заметному
улучшению. От 420 до 940 МГц F/B ни в одной точке не опускается
ниже 24 дБ.
На рис. 13.6.15 показано как меняется с частотой форма ДН
антенны ...400_1400_end_R.gaa (дальний конец собирательной
линии нагружен на резистор с сопротивлением, равным волно-
вому согласующей линии).
Из рассмотрения последних семи рисунков совместно
с рис. 13.6.4, 13.6.7 вытекает следующий вывод:
Для получения стабильной формы ДН, низкого КСВ и равномер-
ного усиления во всей полосе ЛПА лучше всего применять согласо-
вание дальнего конца собирательной линии резистором. Если это-
му решению что-то препятствует (например, большая мощность
в антенне и связанное с этим выделение тепла на резисторе), то
следует применять расходящуюся собирательную линию (с на-
клонными траверсами).
Классические же конструкции ЛПА с параллельными травер-
сами и короткозамкнутым или разомкнутым концом собирающей
линии следует применять с осторожностью, учитывая требова-
ния табл. 13.6.1.
291
CO
F/B, dB
Рис. 13.6.13
293
Рис. 13.6.14
294
Z =• 45.3 - j6.03 Ohm \ SWR . 1.17 (50 Ohm)
Ga = 91dBi
Z = 48.8 Г |19.7 Ohm .\...SWR = 1.49 (50 Ohm)
Gaa8.6dBi
Рис. 13.6.15
13.6.5. Практические конструкции
Рассчитанный переменный диаметр элементов это хорошо
и правильно сточки зрения математики. Но на практике диаметры
приходится округлять до имеющихся стандартных трубок и прут-
ков. Но не только округлять, но и из механических соображений
не делать элементы тоньше 2....3 мм. Понятно, что такое изме-
нение диаметров по сравнению с расчетом ухудшит параметры
антенны. Но на сколько? Ответ на этот вопрос дает рис. 13.6.16,
на котором наложены графики КСВ от частоты для двух вариан-
тов нашей старой знакомой ЛПА с т = 0,9, работающей в полосе
0,4... 1,6 ГГц со входным сопротивлением 50 Ом.
На графике с расчетными диаметрами элементов на
рис. 13.6.16 последний (самый толстый) элемент имеет диаметр
6 мм, остальные убывают пропорционально т до 1,2 мм (файл
...400_1400_naklon.gaa). График с округленными диаметрами по-
строен для той же антенны, но с элементами стандартных (6, 4, 3
и 2 мм) диаметров (файл ...400_1400_naklon_D.gaa).
Отличие этих графиков столь мало, что позволяет утверждать:
переход от расчетных диаметров элементов к стандартным прак-
тически не влияет на КСВ в полосе ЛПА. Хотя имеет смысл при за-
мене рассчитанных тонких первых элементов толстыми трубками
укоротить их на 1...5% (в зависимости от получившегося увели-
чения диаметра).
Еще одна проблема, возникающая при переходе от модели
к реальной конструкции, это учет ширины линии в длине элемен-
та. На УКВ ведь ширина линии в X вполне ощутима. Поэтому рас-
считанный габарит элемента должен быть уменьшен на высоту
вертикальной собирательной линии.
Антенна FM стандарта CCIR (88-108 МГц) показана на
рис.13.6.17 и в файлах ...FM_CCIRJine.gaa (линия проводами, как
на рис. 13.6.17), ...FM-CCIR.gaa (линии в этой модели и во всех
остальных моделях параграфа описаны линиями NEC2).
Эта ЛПА с т = 0,9 в полосе 84-115 МГц имеет КСВ75 < 1,2. Она
существенно широкополоснее, чем антенна Уда-Яги рис. 13.2.3
и 13.2.4, которая имеет почти такое же усиление 8,5 dBi и длину
траверсы 2,5 м. По F/B ЛПА рис. 13.6.17 также намного выигры-
вает у Уда-Яги рис. 13.2.3.
Следующая ЛПА с т = 0,9, показана на рис. 13.6.18 и в файле
...470-890.даа, служит для полного перекрытия ТВ ДМВ диапазо-
на 470-890 МГц. В этой полосе КСВ75 < 1,4, усиление 9...9,3 dBi.
ЛПА с т = 0,92 предназначена для мобильной связи стандар-
тов AMPS и GSM900 (п. 12.1.1), показана на рис. 13.6.19 и в фай-
ле ....770_1 OOOMHz.gaa. Она имеет полосу от 770 до 1000 МГц
295
296
Рис. 13.6.16
по уровню КСВ50< 1,3, при усилении около 11 dBi. ЛПА рис. 13.6.19
имеет такое же усиление и длину траверсы, как и широкополос-
ная антенна Уда-Яги рис. 13.2.7, 13.2.8, но более широкополосна
и имеет лучший F/B (как максимальный, так и в полосе).
Z-44.9+ j3.24 Ohm * SWR « 1.14 [50 OhmJ
Ga»10.7dBi . 0 ....
Z*82.4 +j8.47 0hm .SWR = 1-15 (75 Ohm)
Ga«9.2dB»
Рис. 13.6.19
297
Z - 53 Ь • i3 23 Ohm \ SV'R = M C (50 0hrn)
Ga«W.7dE:i ' "
Рис. 13.6.20
Антенна, перекрывающая полосу 1700-2700 MHz (GSM 1800,
3G, 4G, WiFi, см. п. 1.21.1) с КСВ50 < 1,3, приведена в файле
...GSM1800_3G_WiFi.gaa и на рис. 13.6.20. Это ЛПА ст = 0,93 дает
усиление около 11 dBi.
13.7. Рефлекторные антенны
Требования к рефлектору. Параболическая антенна. Геомет-
рия рефлектора. Диаграмма направленности облучателя. Бо-
ковые и задние лепестки. Усиление. Конструкции облучателей.
Офсетные зеркала. Рефлекторы упрощенной формы.
Рефлекторные антенны (называемые еще зеркальными) осно-
вываются на физической оптике (свет ведь тоже электромагнит-
ная волна), точнее говоря, на нерезонансном отражении от боль-
шого рефлектора.
Исторически это одно из самых старых решений. Первую та-
кую антенну сделал еще Генрих Герц (который вовсе и не Генрих,
а Хайнрих, но в русскую транскрипцию попало неправильное
прочтение) в 1888 г., применив металлический цилиндрический
рефлектор для фокусировки излучения. И до сего времени реф-
лекторные антенны широко применяются на УКВ. При достаточ-
но простой конструкции они реализуют наибольшее усиление из
всех типов антенн.
Все модели, упоминаемые в этом разделе, находятся в папке
...\VHF beams\Reflector\.
298
13.7.1. Требования к рефлектору
В зеркало мы все заглядываем. Поэтому знаем, что для полу-
чения хорошего изображения (то есть отражения) зеркало долж-
но быть:
• Большим. Не меньше отражаемого объекта. И намного боль-
ше длины волны. Впрочем, для света с его длинами волн
380...740 нм это выполняется автоматически.
• Гладким. Если натереть зеркало шкуркой, то отраженного
изображения мы не увидим. Отражение станет не зеркаль-
ным, а диффузным (п. 12.1.2), то есть слабым и нечетким.
• Правильной формы. Иначе в кривом зеркале изображение
исказится.
• Без дырок. Если зеркало не сплошное (например, из метал-
лической пластины с частой перфорацией), то мы увидим,
что происходит за зеркалом (иначе говоря, F/B упадет). По-
нятно, что чем больше размер и количество дырок, тем хуже
зеркало.
Эти критерии остаются справедливыми и для зеркал рефлек-
торных УКВ антенн. Но длина волны УКВ намного (Х = 10...600 см)
больше, чем у света. Рассмотрим, как это влияет на перечислен-
ные выше критерии качества рефлектора.
Минимальный размер рефлектора ограничивается диф-
ракцией. Ведь любая волна, попадая на препятствие, сравнимое
с ее длиной X, будет частично огибать это препятствие.
Для радиоволн это означает, что из-за дифракции минималь-
ный размер рефлектора должен быть не меньше Х/2. Но при таких
малых размерах нельзя применять методы физической оптики.
Это область чисто волновых эффектов. Мы ими и занимались
раньше (например, в п. 13.2.3). Для использования в расчетах
физической оптики размеры отражающих поверхностей должны
быть не меньше 4...5Х. Если отражатель меньше этой границы, то
надо использовать волновые расчеты (NEC, MININEC).
Неравномерность поверхности определена в п. 1.2.2.2, как
граница между диффузным и зеркальным отражением. Макси-
мальный размер неоднородностей (их размах от пика до впади-
ны, формула 12.1.1) отражающей поверхности составляет Х/2.
То есть ±Х/4, если считать от середины.
Как правило, неравномерность поверхности это случайная ве-
личина (например, технологические погрешности при изготовле-
нии). Среднее значение нормально распределенной случайной
величины (а ошибки именно так и распределены) втрое меньше
максимального — правило «трех сигм» в статистике.
299
Тогда получаем, что средняя неравномерность поверхности
рефлектора не должна превышать ±Х/12. Но граница эта (как
и многие другие в антеннах) не резкая, а размытая. С ростом
неравномерности поверхности рефлектора потери при отраже-
нии возрастают плавно, а не скачком.
Среднеквадратичная неравномерность поверхности отражателя, % X
Рис. 13.7.1
Эта зависимость была исследована в фундаментальной рабо-
те J. Ruze [17]. Выводы, следующие из этой работы, показаны на
рис. 13.7.1, из которого можно определить верхнюю частоту от-
ражателя по критерию допустимого падения усиления.
В зеркальных антеннах обычно используют 2 дБ как макси-
мально допустимый уровень потерь при отражении. По рис. 13.7.1
найдем, что это соответствует среднеквадратичному отклонению
(погрешности) формы не более ±5,5% X. Зная реальную среднюю
погрешность поверхности, можно найти минимальную длину вол-
ны (и, соответственно, максимальную частоту), на которой будет
работать данный рефлектор. Также не забудем, что 5,5% X это
среднеквадратичное отклонение. А отдельные пики могут быть
втрое (для нормального распределения погрешностей) больше
и достигать ±16,5% X.
300
Также по рис. 13.7.1 можно найти, что полученный нами па-
рой абзацев выше оценочный критерий отклонения формы
±Х/12 (±8,3% X) соответствует потерям 4,8 дБ, то есть довольно
большим.
Кстати говоря, чрезмерно гладкая поверхность рефлектора,
способная эффективно отражать даже свет и инфракрасные лучи,
в антеннах вредна. Если в поле зрения антенны с таким рефлек-
тором попадут лучи Солнца, то отразившись от зеркала, они, со-
бравшись на облучателе, выжгут теплом последний. Поэтому
рефлекторы, как правило, окрашивают матовой краской, которая
плохо отражает свет, но радиопрозрачна.
Сетчатый рефлектор на УКВ удобнее цельнометаллическо-
го. Во-первых, легче. Во-вторых, меньшая парусность. Соответ-
ственно снижаются ветровая нагрузка на рефлектор и требования
к устройству его механического крепления и поворота.
Понятно, что сетчатый рефлектор, в отличие от сплошного,
не полностью отражает упавшую на него волну. Какая-то часть
энергии пройдет сквозь сетку за рефлектор. Определить эту часть
(то есть степень экранировки сетки) поможет семейство графи-
ков рис. 13.7.2. На них показано, как зависит экранировка от шага
сетки в X.
40 j,
i ''
---- Шаг сетки / диаметр провода = 5
----Шаг сетки / диаметр провода = 10
—---Шаг сетки / диаметр) провода = 25
.... Шаг сетки / диаметр провода =- 50
I
... 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11
Шаг сетки, %Х
Рис. 13.7.2
301
Пример использования рис. 13.7.2
У нас есть сетка с шагом 25 мм из проволоки диаметром 2,5 мм,
то есть отношение шага к диаметру равно 10. Выбираем соответствую-
щий график.
В диапазоне 432 МГц длина волны 694 мм, то есть шаг нашей сетки
3,6% X. По выбранному графику находим, что экранировка будет 23 дБ,
что достаточно для большинства случаев.
Эта же сетка в диапазоне 1296 МГц (волна 231 мм) будет иметь шаг
10,8% X и плохую экранировку, всего 13 дБ.
Уместно отметить, что если рефлектор должен отражать волну
только одной поляризации, то нет необходимости делать сетку из
вертикальных и горизонтальных проводов. Сетка из параллельных
проводов в одном направлении, соответствующем поляризации,
будет работать не хуже.
Сетку одновременно из горизонтальных и вертикальных про-
водов надо использовать лишь в случае, когда рефлектор должен
отражать волну либо с круговой, либо с изменяющейся линейной
поляризацией. Любопытно отметить, что в такой сетке нет необ-
ходимости хорошего электрического контакта в местах пересе-
чения проводов. Дело в том, что в такой сетке горизонтальные
провода отражают Н составляющую поляризации, а вертикаль-
ные — V составляющую. Происходит это независимо. Поэтому
прилагать отдельные усилия для электрического контакта в точ-
ках пересечения имеет некоторый смысл лишь с точки зрения
подавления возможных паразитных резонансов проводов сетки,
а не эффективности отражения. К тому же, даже в случае полного
отсутствия электрического контакта между вертикальными и го-
ризонтальными проводами (например, они все окислены), ем-
кость в местах пересечения будет достаточной, чтобы обеспечить
их связь на частотах УКВ.
Кстати, не забудьте, что волна круговой поляризации при от-
ражении меняет направление вращения поляризации на противо-
положное. Поэтому в рефлекторной антенне направление враще-
ния поляризации возбуждающей рефлектор антенны (облучателя)
должно быть обратным по отношению к требуемому направлению
вращения поляризации излучения всей системы.
13.7.2. Параболическая антенна
Параболическая антенна является базовой в изучении зер-
кальных антенн. Понимая ее работу, разобраться с остальными
рефлекторными антеннами не составит труда.
302
13.7.2.1. Геометрия зеркала
Параболическая антенна состоит из круглого параболического
зеркала и облучателя (небольшой возбуждающей антенны), по-
мещенного в фокус, рис. 13.7.3.
Главными характеристиками параболического зеркала явля-
ются его диаметр D, фокусное расстояние f и отношение f/D. По
идее, все эти цифры должны быть в паспорте зеркала. Но на прак-
тике нередко попадаются старые рефлекторы с неизвестными
параметрами и возникает задача их определить. Диаметр D мож-
но измерить прямо. А определив глубину параболы h (габарит по
толщине от краев до центра), можно вычислить f/D = D/16/? и фо-
кусное расстояние f~ D2/16h.
303
Если вы хотите сделать отражатель самостоятельно или на-
растить диаметр имеющегося, то профиль параболы может быть
построен по уравнению х = (y2/4f) - f.
Если смотреть из фокуса, рефлектор виден под углом, назы-
ваемым углом видимости рефлектора. На рис. 13.7.3 он обозна-
чен \|/. Этот угол зависит от f/D (и ни от чего больше), как показано
на рис. 13.7.4.
Рис. 13.7.4
Очевидно, что идеальный облучатель должен полностью
«освещать» всю поверхность зеркала и одновременно не «све-
тить» мимо — основной лепесток у нас формируется рефлекто-
ром, и всё, что в него не попало, то пропало для основного из-
лучения.
Поэтому идеальная диаграмма направленности облучателя
должна быть конусом, с углом у при вершине. Излучение должно
быть максимальным внутри этого конуса и падать до нуля за его
пределами. Но реальные ДН любых антенн имеют плавную форму
ДН. И этим мы займемся в следующем параграфе.
304
13.7.2.2. Диаграмма направленности облучателя
Взгляните еще раз на рис. 13.7.3, на котором показана реаль-
ная ДН облучателя. Зона, заштрихованная горизонтальными по-
лосами, показывает, насколько неравномерна амплитуда «осве-
щения» зеркала. В центре она максимальна, а к краям рефлектора
спадает. То есть мы «недоливаем» энергии на края зеркала, отче-
го эффективность его использования (то есть усиление антенны)
падает. Это называется потерями неравномерности амплитуды
возбуждения зеркала.
Серым цветом на рис. 13.7.3 залиты те части ДН облучателя,
которые «светят» мимо зеркала и поэтому не участвуют в форми-
ровании главного лепестка параболической антенны. Это называ-
ется потерями перелива энергии мимо рефлектора.
Понятно, что потери неравномерности амплитуды по зеркалу
отсутствуют при максимальной ширине ДН облучателя (то есть
если мы «светим» на зеркало изотропным излучателем, то оно бу-
дет освещено равномерно), и максимальны при очень узкой ДН
облучателя (мы освещаем только маленькое пятно на зеркале,
а остальная его часть в тени и не работает).
А потери перелива энергии через край ведут себя наоборот.
Отсутствуют, когда ДН облучателя узкая (вся энергия пришла
в центр зеркала, а до его краев, и уж тем более, за края, не до-
шла). И максимальны при широкой ДН (на зеркало попадает лишь
малая часть энергии от облучателя, а остальная уходит мимо,
снижая усиление и увеличивая боковые лепестки антенной сис-
темы).
Если есть две направленные в разные стороны тенденции, то
существует оптимум. Он показан на рис. 13.7.5, рассчитанном из
следующих предположений:
• в ДН облучателя учтен только главный лепесток. Боковые
и задние лепестки игнорированы;
• форма главного лепестка описывается функцией cos" (где
п — целое число, тем большее, чем уже ДН) что весьма
близко к действительности для большинства направленных
антенн.
Из рис. 13.7.5 и условий его построения следуют три вывода:
1. Для максимального усиления параболической антенны ре-
альный облучатель должен быть устроен так, чтобы на краях зер-
кала амплитуда возбуждения была на 10 дБ меньше, чем в цен-
тре. При этом суммарные потери усиления на неравномерность
освещения и на перелив составят 1... 1,4 дБ (большее значение
соответствует меньшему f/D).
305
2. Рисунок 13.7.5 не учитывает влияния боковых и задних ле-
пестков облучателя. А оно есть и увеличивает потери на несколь-
ко десятых децибела (зависит от F/B и уровня боковых лепестков
облучателя).
Уровень возбуждения на краях зеркала, дБ
Рис. 13.7.5
3. Рисунок 13.7.5 построен для типичной формы главного ле-
пестка большинства направленных антенн. Но эта форма может
быть и несколько иной. Поэтому в конкретном случае возможно
смещение точки минимума потерь, по сравнению с рис. 13.7.5.
Может показаться, что первый из вышеприведенных вы-
водов говорит о том, что ширина ДН облучателя по уровню ми-
нус 10 дБ должна быть равна углу видимости рефлектора из фо-
куса (рис. 13.7.4). Но это не совсем так. Посмотрите еще раз на
рис. 13.7.3. Расстояние от фокуса до края зеркала больше, чем от
фокуса до центра. То есть от фокуса волна проделает пути разной
длины до края и до центра. А что делает радиоволна при движе-
нии? Правильно, ослабляется. Тем сильнее, чем больший путь она
прошла. Поэтому на краях зеркала будет дополнительное осла-
бление амплитуды. Его надо корректировать увеличением уровня
ДН облучателя, как показано на рис. 13.7.6.
306
Рис. 13.7.6
Теперь о форме объемной ДН главного лепестка облучателя.
У большинства направленных антенн ширина ДН в горизонталь-
ной и вертикальной плоскостях неодинакова. Например, у гори-
зонтальной трехэлементной Уда-Яги по уровню минус 8 дБ ши-
рина горизонтальной ДН составляет 112°, вертикальной — 174°.
У четырехэлементной Уда-Яги: 96° и 120° соответственно.
Если использовать такие антенны в качестве облучателя круг-
лого зеркала, то очевидно, что будет невозможно одновременно
по вертикали и по горизонтали получить нужный угол видимости
и требуемый уровень возбуждения на краях зеркала.
Чтобы с такими облучателями это все-таки обеспечить, форму
зеркала надо сделать согласованной с формой ДН облучателя.
Например, для упомянутой абзацем выше четырехэлементной
Уда-Яги, по графику 13.7.4 определим, что по горизонтальной
ДН 96° отношение f/D - 0,55, а по вертикальной 120° получим
f/D = 0,43. Поскольку фокус должен быть одним и тем же, то по-
лучим, что под такой облучатель нам требуется эллиптическое
зеркало, вытянутое по вертикали, с отношением высоты к ширине
0,55/0,43=1,28.
307
Если же в этой ситуации все же использовать круглое зеркало
с неким средним f/D, например 0,5, то по горизонтали мы не ис-
пользуем часть площади краев (падение усиления), а по вертика-
ли «засветим» часть энергии мимо зеркала. Что тоже уменьшит
усиление. И, кроме того, приведет к росту боковых лепестков.
О последнем мы и поговорим в следующем параграфе.
А в этом нам осталось отметить, что если зеркало круглое,
то необходимо чтобы ДН облучателя имела одинаковую ширину
в вертикальной и горизонтальной плоскости (п. 13.7.2.5.)
13.7.2.3 . Боковые и задние лепестки
Важным параметром параболической антенны является уро-
вень боковых лепестков. Он зависит от уровня облучения краев
зеркала, как показано на рис. 13.7.7.
-20
-6 -8 -10 -12 -14 -16 -18 -20
Уровень облучения краев зеркала, дБ
Рис. 13.7.7
График рис. 13.7.7 построен на том же предположении (вполне
разумном), что и рис. 13.7.5. Считается, что форма главного ле-
пестка описывается функцией cosn (где п — целое число, тем
308
большее, чем уже ДН). Но в конкретном случае эта форма может
быть и несколько иной. Поэтому данные по уровню боковых ле-
пестков рис. 13.7.7 могут немного измениться.
Типичные для параболической антенны диаграммы направ-
ленности с боковыми лепестками показаны на рис. 13.7.8. Уро-
вень облучения краев зеркала в этой антенне минус 10 дБ.
u Ga- 22.8 dBi °
F-1.295 ГГц
‘3 Г)-1.25 м -3
. //Z) - 0,46
-10 . -10.
Горизонтальная ДН Вертикальная ДН
-20 -20
Рис. 13.7.8
Отношение F/B для худшего направления задней полусферы
определяется как:
F/B~Ga + T-Go, (13.7.1)
где Ga — усиление параболической антенны (см. следующий
параграф); Т —уменьшение облучения на краях зеркала (уро-
вень возбуждения рис. 13.7.5, взятый со знаком +); Go —уси-
ление облучателя (он же является направленной антенной, см.
п. 13.7.2.5).
Пример
Для антенны рис. 13.7.8 Ga = 22,8 dBi, Т= 10 дБ, Go = 9 dBi.
Тогда ее F/B « 22,8 +10 - 9 = 23,8 дБ.
Если рефлектор цельнометаллический, то излучение в на-
правлении точно назад подавлено сильно. На 40...50 дБ — рас-
тет с диаметром рефлектора. Если же рефлектор сетчатый, то
просачивание энергии сквозь него может быть довольно велико
и даже превышать «перелив» за края зеркала. Пример приве-
ден на рис. 13.7.9. Это та же самая антенна, что и на рис. 13.7.8,
309
Боковые лепестки
Перелив” через
край рефлектора
Рис. 13.7.9
Рефлектор
Облуча1ель
но ее рефлектор сделан из редкой сетки с шагом 10% X (файл
...1296parabolic.gaa). Поэтому просачивание сквозь такую сетку
велико (см. рис. 13.7.2) и F/B всего 20 дБ.
13.7.2.4 . Усиление
Усиление любой антенны пропорционально площади раскры-
ва, которая у параболической антенны равна площади круга с ди-
аметром D. Если бы не было потерь, то усиление такой антенны:
Ga = 20log(10DxF), (13.7.2)
где Ga — усиление в свободном пространстве, dBi; D — диаметр
рефлектора, м; F — частота, ГГц.
Но потери усиления всегда есть. Их список:
1. Амплитудная неравномерность «освещения» зеркала сни-
жает эффективность использования поверхности, то есть экви-
валентна уменьшению площади раскрыва. Причины амплитудной
неравномерности:
• форма главного лепестка ДН облучателя (п. 13.7.2.2), при-
водящая к снижению уровня облучения краев и «переливу»
энергии за края зеркала;
• дифракция на краях зеркала, приводящая к дополнительно-
му огибанию волной зеркала и дополнительному «переливу»
за край;
• разная ширина ДН облучателя в вертикальной и горизон-
тальной плоскостях;
310
• затенение зеркала облучателем и его креплением. В обыч-
ном (как на рис. 13.1.2 и 13.7.3) параболическом рефлекторе
(он называется прямофокусным) облучатель и его несущие
конструкции расположены в апертуре антенны. Поэтому они
затеняют часть поверхности зеркала, уменьшая амплитуду
возбуждения в затененных областях. Эти потери увеличива-
ются с ростом f/D, так как при этом облучатель должен иметь
более узкую ДН (рис. 13.7.4), и, следовательно, большую
площадь раскрыва.
2. Фазовые ошибки приводят к тому, что в апертуре антенны
лучи, отраженные от разных частей зеркала, оказываются несин-
фазными. Причины фазовых ошибок:
• неравномерность поверхности рефлектора. Её влияние опи-
сано в п. 13.7.1 и на рис. 13.7.1;
• неоднородность фазы по объемной ДН облучателя. Ведь
в ДН в зависимости от угла меняется не только амплитуда,
но и фаза. Эта неравномерность индивидуальна для каждого
типа облучателя точно так же, как и ДН;
• фазовые центры облучателя в вертикальной и горизонталь-
ной плоскостях могут не совпадать (это называется астиг-
матизм), что приведет к невозможности их одновременного
совмещения с точкой фокуса параболы. Это приводит к по-
терям, в зависимости от f/D, как показано на рис. 13.7.10;
Расстояние между фазовыми центрами, X
Рис. 13.7.10
311
• смещение облучателя из фокуса. Длины путей волн от об-
лучателя до разных участков апертуры становятся разными.
Тут есть два варианта (или их комбинация):
а) смещение облучателя вдоль оси параболы (ближе-даль-
ше к зеркалу). Падение усиления от этого, в зависимости
от f/D, показано на рис. 13.7.11;
Рис. 13.7.11
Ь) смещение облучателя в плоскости апертуры (вверх-вниз
и/или вправо-влево). При этом смещается по углу глав-
ный лепесток и падает усиление.
Смещение луча может быть полезно (например, качание об-
лучателя в плоскости апертуры используется для автосопровож-
дения). ДН отклоняется на угол в 0,7...0,98 (большее значение для
большего f/D) раз меньший, чем угол отклонения облучателя от
оси рефлектора. Но при таком смещении падает усиление, как
показано на рис. 13.7.12.
Суммарные потери по всему вышеприведенному списку в са-
мом лучшем случае профессионального подхода и максималь-
ной точности не бывают ниже 1,5 дБ. Типичным же значением для
большинства хороших практических конструкций с f/D = 0,4...0,6
является 2,5...3,5 дБ.
312
На величину этих суммарных потерь следует уменьшить ре-
зультат, полученный по формуле 13.7.1, чтобы получить реальное
усиление параболической антенны.
13.7.2.5 . Конструкции облучателей
Облучатель не является самостоятельной антенной. Он ре-
шает только одну задачу: энергию, пришедшую по фидеру от
передатчика, равномерно распределить по поверхности зеркала
так, чтобы получить максимальное усиление всей системы. А для
этого:
1. Форма ДН облучателя должна быть согласована с формой
зеркала и его f/D (пп. 13.7.2). То есть иметь заданную в соответ-
ствии с f/D ширину ДН (п. 13.7.2.2). И эта ширина должна быть
одинаковой (или близкой) в горизонтальной и вертикальной пло-
скости, так как зеркала в основном круглые.
2. Боковые и задние лепестки облучателя должны быть мини-
мальны, так как они приводят к потере усиления и росту боковых
лепестков параболической антенны.
313
3. Фазовый центр облучателя должен быть точечным, а не раз-
мытым в пространстве. Кроме того, его положение в обеих плос-
костях должно совпадать.
4. Облучатель должен иметь возможность подстройки КСВ.
Отраженная от зеркала волна, попадая назад в облучатель, из-
меняет поле вокруг него, а, следовательно, и его входной импе-
данс. Это называется влиянием зеркала. Происходит почти то же
самое, что и в любой антенне над идеальной землей (п. 3.3.4).
Только у нас роль земли играет рефлектор.
5. Площадь облучателя должна быть небольшой (для сниже-
ния затенения им зеркала).
6. Если параболическая антенна используется для космиче-
ской связи (ЕМЕ, например), то облучатель должен иметь воз-
можность переключения поляризации.
Такой набор требований делает создание облучателя непрос-
той и не всегда реализуемой задачей. Самым сложным делом
является реализация заданной формы объемной ДН. Нам нужна
направленная антенна, равномерно «освещающая» круглое зер-
кало и не излучающая никуда больше.
То есть облучатель должен иметь главный лепесток конической
формы с одинаковой формой ДН в азимутальной и зенитной плос-
костях. Это требование вытекает из геометрии круглого зеркала.
Случай эллиптических зеркал мы всерьез не рассматриваем, так
как практически нереально делать зеркало под конкретный об-
лучатель.
Однако почти у всех направленных антенн форма ДН в азиму-
тальной и зенитной плоскостях отличается. Например, у двухэле-
ментной Уда-Яги по уровню минус 10 дБ в азимутальной плоско-
сти ДН имеет ширину 120°, а в зенитной — 210°.
Причина такой разницы в неодинаковости ДН в обеих плос-
костях у одиночного элемента антенны продольного излучения
(а почти все облучатели ниже 3 ГГцтаковыми являются). В приме-
ре с антенной Уда-Яги одиночный диполь имеет восьмерочную ДН
в азимутальной плоскости, и круговую в зенитной. Применение
второго элемента уменьшает эту разницу (из-за общего сужения
ДН), но не устраняет её.
Выводы:
Одиночный элемент облучателя обязан иметь близкие по фор-
ме ДН в зенитной и азимутальной плоскостях. А для этого надо,
чтобы он имел протяженность, как по горизонтали, так и по
вертикали (поэтому, кстати, антенна Уда-Яги не может быть
хорошим облучателем).
314
С ростом числа элементов облучателя общая диаграмма на-
правленности меньше зависит от ДН одного элемента. Но влия-
ние все равно остается. Так, для двенадцатиэлементной Уда-Яги
ширина азимутальной ДН 54°, а зенитной 58°.
Очевидное решение: использовать рамочные элементы. На-
пример, у прямоугольной рамки азимутальная и зенитная диа-
граммы направленности наиболее близки при соотношении сто-
рон рамки 2:1 и питании в середину короткой стороны.
Двухэлементный облучатель из таких рамок показан в файле
...2el_obl.gaa и на рис. 13.7.13, на котором даны азимутальная
и зенитная ДН одновременно. Такой облучатель подойдет для
рефлектора с f/D - 0,45 (см. рис. 13.7.4 и 13.7.6).
Облучатель из трех рамок, показанный в файле ...3el_obl.gaa
и на рис. 13.7.14, имеет лучшее совпадение диаграмм. Но они
более узкие, поэтому такой облучатель работает на зеркале
с f/D -0,52 (см. рис. 13.7.4 и 13.7.6).
Z - 74 5 ♦ (0Л74 Ohm
Ga = 82dB>
$WR «1 49f500l<n)
Рис. 13.7.13
Z ‘ 47 5 ♦ j0.7630hrn L SWR «1 06 (50 Ohm)
Ga-SSdSi ‘
315
Несмотря на прямоугольность рамок, оба облучателя двух
предыдущих рисунков имеют правильную коническую ДН. Форма
ДН одинакова не только в азимутальной и зенитной плоскостях,
но и для любой плоскости, повернутой на произвольный угол от-
носительно оси X. Я остановился на этом отдельно, потому что
идентичность только зенитной и азимутальной ДН еще не га-
рантирует конусности луча (а, следовательно, и равномерности
«освещения» рефлектора). Например, два синфазных диполя
с небольшим рефлектором (имеется в виду маленький рефлектор
облучателя, а не основной параболический) дают очень неплохое
совпадение форм азимутальной и зенитной ДН (файлы ...2el_dip_
obl.gaa, ...2el_dip_obl__m.gaa).
Но если посмотреть объемную ДН, то выяснится, что форма
основного лепестка не коническая, а пирамидальная, четырех-
угольная, и что под углами ±45° относительно оси X форма ДН
ощутимо иная, чем по азимуту и по зениту. Следовательно, по-
дойдет такой облучатель только для квадратного зеркала.
Неплохим вариантом является применение зигзагообразно-
го элемента (рис. 4.3.18,а). Правда, при использовании такого
же элемента рефлектором (маленьким) ДН получается не очень
симметричной (примерно как на рис. 13.7.14). А вот если взять
сплошной рефлектор, то, подобрав его размеры, можно добить-
ся почти полного совпадения форм главного лепестка по азимуту
и зениту. Оптимальные размеры сплошного рефлектора получа-
ются 0,76Х х 0,73Х (высота на ширину). Такой облучатель показан
в файле ...obl2.gaa и на рис. 13.7.15. Он подходит для зеркала
с f/D « 0,5 (см. рис. 13.7.4 и 13.7.6).
Рис. 13.7.15
Z = 54.5 Ohm SWR = 1.17 (50 Ohm)
Ga* 9.6dBi
316
Обратим внимание, что изменением размеров сплошного
рефлектора облучателя можно добиваться улучшения идентич-
ности азимутальной и зенитной ДН.
До совершенства эта идея доведена в облучателе RA3AQ, по-
казанном в файле ...RA3AQ.gaa и на рис. 13.7.16. В цилиндри-
ческий рефлектор диаметром 0,76Х и высотой 0,21 X на глубину
0,063Х помещен рамочный вибратор. Совпадение азимутальной
и зенитной ДН почти полное для всех углов. Такой облучатель по-
дойдет для зеркала с f/D ~ 0,42 (см. рис. 13.7.4 и 13.7.6).
Рис. 13.7.16
Вариант предыдущего облучателя с рефлектором диаметром
0,73Х в форме сегмента сферы (ее радиус 0.77Х) показан в файле
...obl_fB04.gaa и на рис. 13.7.17. От предыдущего облучателя этот
отличается более широким лепестком, поэтому может «осветить»
зеркало с f/D ~ 0,4 (см. рис. 13.7.4 и 13.7.6).
...Отвлекаясь от текущей темы. Параболическую антенну с об-
лучателем рис. 13.7.17 с некоторой (весьма небольшой) натяжкой
можно считать двухзеркальной антенной. Рассматривать двух-
зеркальные системы мы не будем — это уж совсем профессио-
нальные антенны. Но они есть и решают ту же задачу: равномерно
«осветить» и использовать зеркала с небольшим f/D. Но вернемся
к нашим облучателям...
В них применяют и более сложные металлические рефлекторы.
Устроены они принципиально также, как и облучатели рис. 13.7.16
и 13.7.17: металлическая полость сложной формы, внутри кото-
рой расположена антенна-возбудитель. Это получается уже рупор
или открытый конец волновода. Делают это обычно на частотах
317
выше 3 ГГц, поэтому в этой книге мы не будем рассматривать
такие облучатели.
Для смены направления линейной поляризации облучатель
вращают механически. Если нужны все поляризации (включая
обе вращающиеся) и быстрая их коммутация, то применяют об-
лучатель RA3AQ или рис. 13.7.17 с двумя точками питания (как на
рис. 12.2.18 и 13.4.12) и схемой коммутации рис. 13.4.10.
Г
Рис. 13.7.17
О влиянии волны, отраженной от зеркала на входной импе-
данс облучателя, мы в общих чертах уже говорили в начале этого
параграфа. Теперь посмотрим на это в цифрах. На рис. 13.7.18
приведены графики КСВ исходно настроенного (имеющего КСВ =
= 1 без зеркала) облучателя в зависимости от диаметра зеркала
в X для разных f/D. Эти графики вычислены для круглого парабо-
лического зеркала с уровнем возбуждения краев минус 10 дБ.
Из рис. 13.7.18 следует, что влияние зеркала на КСВ облучателя
значительно в большинстве практических вариантов. Пренебречь
им можно лишь в случае использования очень большого (несколь-
ко десятков X в диаметре) зеркала с f/D < 0,5. Во всех осталь-
ных случаях уход КСВ облучателя будет большим и надо прини-
мать меры для его согласования (например, изменять размеры).
Разберемся, почему графики рис. 13.7.18 выглядят именно
так. Очевидно, что влияние зеркала на облучатель тем сильнее,
чем большая часть энергии, отраженной рефлектором проходит
сквозь облучатель.
Понятно, почему КСВ на рис. 13.7.18 улучшается с ростом диа-
метра зеркала: чем больше диаметр, тем меньшую часть апертуры
занимает облучатель. Следовательно, большая часть отраженной
от зеркала энергии пройдет мимо облучателя, не влияя на него.
318
Рис. 13.7.18
Менее очевидно, почему рост f/D настолько увеличивает
влияние зеркала (то есть КСВ облучателя), что без подстройки
согласования облучателя антенная система оказывается практи-
чески неработоспособной. Но и это проясняется, если обратиться
к графикам рис. 13.7.4: угол видимости зеркала из фокуса быстро
падает с ростом f/D до нескольких десятков градусов. Иначе го-
воря, для длиннофокусной (с большим f/D) параболы облучатель
должен иметь узкую ДН и, следовательно, высокое усиление
и большую площадь раскрыва. И сквозь эту большую площадь
проходит значительная часть отраженной от зеркала энергии.
Иначе говоря, поле в ближней зоне облучателя сильно меняется.
А это изменяет входной импеданс и КСВ.
Завершая затянувшийся параграф 13.7.2 о круглой парабо-
лической антенне, подведем итоги. Зеркало должно быть боль-
шим (формула 13.7.2), гладким (рис. 13.7.1) ncf/D = 0,35... 1. Для
меньших значений не выходит облучатель с хорошей ДН и быст-
ро растут потери — рис. 13.7.10... 13.7.12, а при больших растет
затенение зеркала площадью раскрыва облучателя и реакция
зеркала на облучатель — рис. 13.7.18.
319
13.7.3. Офсетные зеркала
Самое массовое применение параболических антенн это «та-
релки» индивидуального приёма спутникового ТВ. Первые такие
параболы были обычными прямофокусными, как на рис. 13.1.2
и 13.7.3. Но обнаружилось крупное неудобство. Поскольку луч
должен быть направлен вверх под углом 20°...30° к горизонту,
то из прямофокусного рефлектора получалась именно тарелка,
в которой накапливались вода и снег. Отчего затенялась часть по-
верхности рефлектора, и антенна теряла усиление.
Решением оказались офсетные (неосесимметричные) реф-
лекторы. Что это такое показано на рис. 13.7.19, от круглого пря-
мофокусного рефлектора отрезается верхняя часть, примерно
треть.
Плюсы такого решения:
• для спутниковой связи рефлектор стоит почти вертикально,
в нем не скапливаются осадки;
• облучатель установлен внизу, поэтому он легкодоступен (на-
пример, при смене диапазона);
• луч, сформированный зеркалом, идет мимо облучателя. По-
этому:
° нет затенения зеркала облучателем и его механическим
креплением;
° КСВ облучателя не меняется от реакции зеркала (так как
отраженная от зеркала волна на облучатель не попадает);
• при космической и ЕМЕ связи облучатель «светит» снизу
вверх. Поэтому на края его «поля зрения» (перелив мимо
зеркала) попадает не шумная земля, а холодное небо. Что
уменьшает принятые антенной шумы и снижает ее шумовую
температуру.
Естественно, есть и минусы. Самый существенный из них:
требуется несимметричная, косекансная форма ДН облучателя.
Посмотрите на рис. 13.7.19, расстояния от облучателя до нижне-
го и верхнего краев зеркала разные. Для компенсации этого со-
ответственно должна меняться форма главного лепестка ДН. Он
должен быть конусом со скошенным основанием.
В волноводной технике это достижимо (например, облучате-
ли офсетных зеркал для приема спутникового ТВ имеют асим-
метричный «козырёк», формирующий требуемый вид ДН). А на
низких частотах простыми антеннами-облучателями требуемую
ДН получить нельзя. А при обычной, конусной ДН усиление будет
ниже из-за неравномерного «освещения» зеркала.
При равной площади офсетное зеркало даст меньшее усиле-
ние, чем прямофокусное. Посмотрите еще раз на рис. 13.7.19:
320
при круглой апертуре офсетное зеркало должно быть эллиптиче-
ским, так как облучатель «смотрит» на него под острым углом. Это
1 а же самая причина, по которой буквы дорожной разметки на ас-
фальте делают вытянутыми в направлении движения. Пешеходы
удивляются искаженной форме надписей, а водители, смотрящие
под острым углом, видят буквы правильных пропорций.
Рис. 13.7.19
Поэтому для оценки усиления эллиптического офсетного
зеркала (по формуле из п. 13.2.7.4) надо брать его наименьший
диаметр, который обозначен на рис. 13.7.19 буквой D. Размер же
наибольшего диаметра, усиления, увы, не прибавляет.
Угол видимости офсетного зеркала из его фокуса в несколько
раз меньше, чем у исходного прямофокусного зеркала. Его можно
определить из графиков рис. 13.7.20, на которых приняты следую-
щие обозначения: D — минимальный (горизонтальный) диаметр
эллиптического зеркала; D' — смещение нижнего края офсетного
зеркала, относительно оси исходного, прямофокусного зеркала,
из которого было вырезано офсетное зеркало; f— фокусное рас-
стояние исходного, прямофокусного зеркала.
321
130
Имейте в виду, что в паспорте офсетного зеркала обычно
указывают отношение f/D для исходного прямофокусного реф-
лектора. А на рис. 13.7.20 берется диаметр не исходного боль-
шого, а уже вырезанного меньшего офсетного зеркала. То есть
значение f/D, указанное в паспорте, будет меньше во столько, во
сколько раз малый диаметр офсетного рефлектора меньше пол-
ного диаметра исходного зеркала. Как видно из рис. 13.7.19, это
отличие будет в 2...3 раза.
Поэтому типичными значениями f/D на рис. 13.7.20 будут
0,7...1. Из этого следует, что ширина ДН облучателя при этом
должна быть 40°...60° по уровню -10 дБ. То есть облучатель
должен быть остронаправленной антенной с довольно высоким
усилением (например, ширину ДН 60° по уровню -10 дБ имеет
девятиэлементная антенна Уда-Яги). При столь большом количе-
стве элементов ширина ДН в азимутальной и зенитной плоскости
получается близкой (п. 13.7.2.5). Но получить косекансную форму
ДН в таких антеннах практически невозможно.
322
Поэтому обычно просто мирятся с потерями усиления из-за
неравномерного наклонного «освещения» офсетного зеркала об-
лучателем с симметричной ДН.
13.7.4. Рефлекторы упрощенной формы
Параболическое зеркало хорошо в работе. Но сложно в из-
готовлении и дорого. Поэтому используются упрощенные реф-
лекторы с более простой формой поверхности. Да, при равной
апертуре они дают меньше усиления, чем точный параболоид
вращения. Но:
• ведь нередко такое большое усиление, как у точного пара-
болоида и не требуется;
• а если оно все же требуется, то бывают ситуации, когда про-
ще увеличить в размерах упрощенный рефлектор, чем вы-
полнить точно параболический меньших размеров.
Общий принцип проектирования таких антенн следующий:
1. Сначала разрабатывается обычная параболическая антенна
с усилением на несколько дБ выше, чем нам требуется. Под ее
рефлектор проектируется облучатель.
2. Затем мы упрощаем форму рефлектора, заменяя круглый
параболоид набором более простых фигур: отрезками плоско-
стей, сегментами конусов, цилиндров, сфер. Словом, тем, что
можем в данном применении изготовить. Тут же разумно сделать
апертуру рефлектора не круглой, а согласованной с ДН конкрет-
ного облучателя (поскольку рефлектор прост в изготовлении, то,
в отличие от случая с круглым параболическим зеркалом, это
имеет смысл).
3. По рис. 13.7.1 оцениваем, какие потери усиления будут
из-за искажения формы параболоида.
Пример (показан на рис. 13.7.21, все размеры на нём в X)
Берем исходное параболическое зеркало диаметром D = 6Х и фокус-
ным расстоянием f = 2,4Х, то есть f/D = 0,4. На его профиль накладыва-
ем две границы: ±5,5% X (показаны тонкими линиями на рис. 13.7.21).
И не выходя за эти границы, аппроксимируем параболу чем-то более
простым. Удобно сделать это плоским диском в центре и усеченным ко-
нусом по краям, как показано толстой линией на рис. 13.7.1.
Максимальное отклонение нашего упрощенного рефлектора от точной
параболической формы составит не более 5,5% X, а среднее — 1,7% X.
По рис. 13.7.21 это соответствует потерям всего 0,3 дБ. Но если этот
рефлектор использовать на втрое меньшей длине волны, то потери до-
стигнут 2 дБ.
323
Понятно, что чем шире мы раздвигаем границы допуска на
форму (то есть, чем больше отклонение формы, и, соответствен-
но, падение усиления), тем шире возможности аппроксимации.
Так, при диаметре 2Х, фокусном расстоянии 0,5Х и допустимом
падении усиления 2 дБ, зеркало апроксимируется единственной
плоскостью. И получается антенна backfire из п. 13.2.3.
Распространенным вариантом упрощенных отражателей яв-
ляются сегменты параболических цилиндров. Идея следующая:
по одной из осей (например, вертикальной) мы сохраняем точный
профиль параболы, а по другой (горизонтальной в нашем при-
мере) делаем зеркало прямым. Получается сегмент параболиче-
ского цилиндра.
Такой рефлектор в плоскости, где сохранена форма параболы
сужает ДН точно так же, как и исходное параболическое зеркало.
324
Следовательно в этой плоскости он может иметь значительный
размер (во всяком случае ничто, кроме материальных затрат,
не препятствует его увеличению). Напротив, в плоскости где мы
сделали сечение рефлектора прямым, мы не можем сделать раз-
меры больше 2...ЗА., без того чтобы далеко уйти от формы пара-
болы, а, значит, и потерять смысл в дальнейшем увеличении.
Поэтому зеркала в виде сегментов параболических цилиндров
имеют прямоугольную апертуру, вытянутую вдоль оси, где сече-
ние рефлектора параболическое и узкую вдоль прямой стороны.
Пример такой антенны показан на рис. 13.7.22 и в файле
...1296_ref_cyLgaa. Диапазон 1296 МГц, ширина рефлектора
0,56 м, высота 1,8 м, фокусное расстояние 0,52 м. Вдоль верти-
кальной оси f/D = 0,52/1,8 ~ 0,29. Такое f/D выбрано потому, что
ширина зенитной ДН выбранного облучателя (трехэлементной
Уда-Яги) по уровню минус 8 дБ составляет 160°, что соответ-
ствует f/D = 0,29 при уровне облучения краев минус 13 дБ (см.
рис. 13.7.4, 13.7.6).
Диаграммы направленности антенны рис. 13.7.22 показаны
на рис. 13.7.23. Зенитная ДН намного уже азимутальной. Это по-
нятно, форма рефлектора в вертикальной плоскости параболиче-
ская, а в горизонтальной — линейная.
Усиление антенны рис. 13.7.22 составляет 20,5 дБ. Усиление
чистой параболической антенны диаметром 1,8 м (то есть таким
же, как высота рефлектора на рис. 13.7.22) на 1,296 ГГц состави-
ло бы 24,3 дБ (со средними потерями, см. п. 13.7.2.4 и форму-
лу 13.7.2). То есть мы потеряли в усилении 24,3-20,5 = 3,8 дБ.
Это много, более чем в два раза по мощности. Но с другой сто-
роны, получившиеся 20,5 дБ это очень высокое усиление. А изго-
товить параболический цилиндр намного проще и дешевле, чем
круглое параболическое зеркало. Рефлектор рис. 13.7.22 вполне
под силу сделать даже самостоятельно: потребуются лишь пара
деревянных или фанерных профилей по бокам, скрепленных не-
сколькими трубками и рулон металлической сетки.
Обратите внимание, что на рис. 13.7.23 КСВ = 1,4. Это ре-
акция зеркала (см. окончание п. 13.7.2.5). Повышение КСВ об-
лучателя до 1,4 (без зеркала облучатель был точно согласован)
хорошо совпадает с расчетами по рис. 13.7.18 для рефлектора 8Х
и f/D =0,3.
Уместно заметить, что описываемые в старых книгах уголко-
вые антенны с рефлектором в виде раскрытой книги и дипольным
облучателем являются весьма неудачными.
Во-первых, аппроксимация параболического цилиндра все-
го двумя плоскостями почти всегда получается слишком грубой
(лучше три плоскости, как в сечении на рис. 13.7.21).
325
Рис. 13.7.22
Во-вторых, использовать в качестве облучателя ненаправлен-
ный диполь (как это сделано в уголковой антенне) неразумно. На
рефлектор попадает лишь около половины мощности, отчего уси-
ление падает на лишние 3 дБ. Поэтому мы не будем рассматри-
вать уголковые антенны, хотя они тоже являются рефлекторными
с упрощенным отражателем.
Рефлектор в виде параболического цилиндра может быть
и офсетным. Такая конструкция показана на рис. 13.7.24 и в фай-
ле ...1296_ofset_cyl.gaa. Диапазон 1296 МГц, ширина рефлекто-
ра 1,2 м, фокусное расстояние f= 2 м, смещение нижнего края
офсетного зеркала D' = 0, высота 2,65 м.
Облучатель выполнен как синфазная решетка из 16-ти по-
луволновых диполей. Для уменьшения «перелива» через края
зеркала верхний и нижний ряд диполей облучателя возбуждается
на 6 дБ меньшим уровнем, чем два средних ряда. С этой же це-
лью офсетный рефлектор, исходно имевший D = 2,1 м и D' = 0,6 м
продолжен вверх и вниз до высоты 2,65 м. Но параметры надо
считать именно по D = 2,1 м и D' = 0,6 м.
326
Y
О
Angle Elev.= 4.0 deg GT = 17.0 dBi = -3 52 demax
Z
0
60 120 60
......-3--
150 -10 30
-20
*** NEC - 2 ***
F = 1296.000 MHz
Ga = 20.56 dBi (Outer ring)
Elev.angl = 0.0 deg.
Z = 60.51 + j15.18 0hm
SNR = 1.40 (50.0 Ohm)
Free space
-60
Рис. 13.7.23
Вдоль вертикальной оси f/D = 1,95/2,1 ~ 0,905. Для такого f/D
и D'/D = 0,6/2,1 = 0,29 из рис. 13.7.20 получаем, что облучатель
должен иметь ширину зенитной ДН по уровню минус 10 дБ чуть
больше 50°. Наш облучатель из шестнадцати синфазных диполей
их и имеет.
Рис. 13.7.24
Общая ДН антенны рис. 13.7.24 показана на рис. 13.7.25. Уси-
ление достигает огромной цифры 25,6 dBi (реально будет ниже на
величину потерь в делителе мощности облучателя). Этого может
хватить даже для ЕМЕ связей (п. 12.1.4.2).
Усиление чистой параболической антенны диаметром 2,65 м
(то есть таким же, как высота рефлектора на рис. 13.7.24)
на 1,296 ГГц составило бы 28 дБ (со средними потерями,
см. п. 13.7.2.4 и формулу 13.7.2). То есть мы потеряли в усилении
28 - 25,6 = 2,4 дБ. Это вполне разумная плата за значительное
упрощение конструкции рефлектора.
328
Y
О
120
..... -3 ....
150 -10
-20
-30
-150
-120
-У
329
Angle Elev .= 3.0 deg GT - 23 0 dBi = -2.64dBmax
Z
0
60 120 60
30 150 -10 30
-20
F = 1296.000 MHz
Ga = 25.59 dBi (Outer ring)
Elev.angl = 0.0 deg.
’30 Z = 110.97-j13.49 Ohm
SWR = 2.26 (50.0 Ohm)
Free space
-60
Рис. 13.7.25
ЗАКЛЮЧЕНИЕ И БЛАГОДАРНОСТИ
Ну вот и всё. Книга завершена. Не потому, что об антеннах
нечего больше рассказать. Но надо же где-то остановиться...
Возможно, потом будут дополненные и уточненные издания
(это если интернет-пираты не сделают эту работу бессмысленной
для издательства), но продолжение «Антенны КВ и УКВ» не пла-
нируется.
Но с читателем не прощаюсь. Задумана новая книга. Она
еще не имеет названия, только тему: электромагнитная совме-
стимость и помехи. Книга не совсем антенная. Ведь от электро-
магнитных наводок страдают даже в тех случаях, когда никаких
антенн нет. Например: взаимные помехи устройств, паразит-
ное излучение СВЧ-печей, удар молнии и т.п. Заглядывайте на
http://dl2kq.de/ant/3-63.htm, чтобы узнать, как идут дела с этой
книгой.
Надеюсь, вы поймете и простите, что автор физически не в
силах отвечать на индивидуальные вопросы по моделированию
и проектированию антенн. Увы, письма почти всегда остаются без
ответа.
Исключение составляют лишь деловые предложения и пись-
ма, с указанием погрешностей и опечаток в книге. Конечно, всё
проверено максимально тщательно, но полностью избежать оши-
бок, наверное, невозможно.
Хотел бы искренне поблагодарить людей, без которых эта кни-
га не появилась бы:
Александра ШЕВЕЛЕВА (DL1PBD), главного автора и про-
граммиста отличных антенных инструментов-моделировщиков
и анализаторов антенн GAL-ANA и MMANA-GAL.
Своих близких— за терпение, понимание и поддержку.
Альберта КВАНТА (DH1PQ) — первого и очень внимательного
читателя рукописи, исправившего многие мои погрешности.
Bonn, август 2012
330
ЛИТЕРАТУРА И ЛИНКИ
1. Программа моделирования антенн GAL-ANA.
http: //d 12 kg. de/galana/indexr. htm
2. Библиотека файлов моделей антенн.
http ://d!2kq .de/mmana/4-3. htm
3. Программа моделирования антенн MMANA-GAL RPO.
http://dl2kq.de/promm/indexr.htm
4. Recommendation ITU-R P.833-4.
5. Recommendation ITU-R P.526-8.
6. Weak Signal Communication Software by Joe Taylor, K1JT
http: //www. physics, princeton .edu/pulsar/K 1JT/
7. Constantine A. Balanis, Modern Antenna Handbook. Wiley, 2008
8. Y. Mushiake and S. Adachi, Fundamental Electromagnetic Wave
Engineering, Chapters, Kyoritsu Shuppan, 1973.
9. Кузов автомобиля в качестве антенны.
http://dl2kq.de/ant/3-4.htm
10. D. Isbell, Log periodic dipole arrays, IRE Trans. Antennas Propag.
Vol. 8, No. 6, pp. 260-267, May 1960.
11. Dr. John L. Volakis, Antenna engineering handbook. 4-th edition.
McGraw Hill Professional, 2007.
12. Антенна внутри диэлектрика, http://d!2kq.de/ant/3-45.htm
13. T.A. Milligan. Modern Antenna Design — 2nd ed. John Wiley &
Sons, 2005
14. J. J. Carr, Practical Antenna handbook —4th ed. McGraw Hill
Professional, 2001.
15. D.T. Emerson, National Radio Astronomy Observatory , Antenna
Compendium Volume 4, pp. 64-68, 1995.
16. И/. Ftolke. Theoretische Untersuchung von Breitbandantennen
mit Realisierung einer logarithmisch-periodischen Dipolantenne.
http://wolfgang-rolke.de/antennas/
17. J. Ruze, Antenna tolerance theory — a review, Proc. IEEE, Vol. 54,
pp.633-640, 1966.
331
ИЗДАТЕЛЬСТВО «РАДИОСОФТ» ВЫПУСКАЕТ
«КАТАЛОГ ТЕХНИЧЕСКОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
ПО ЭЛЕКТРОТЕХНИКЕ,
РАДИОЭЛЕКТРОНИКЕ,
ВЫЧИСЛИТЕЛЬНОЙ ТЕХНИКЕ
И ПРОГРАММИРОВАНИЮ»,
в котором представлена профессиональная
и любительская литература
ведущих российских издательств
Каталог выходит два раза в год — весной и осенью
Вы можете получить каталог в бумажном или
электронном виде, заказав его по указанному выше адресу
бесплатно!
ИЗДАТЕЛЬСТВО «РАДИОСОФТ»
http://www.radiosoft.ru
Отдел реализации
тел./факс: (499) 177-4720 e-mail: real@radiosoft.ru
Адрес и телефон для заявок на книги по почте:
109125 Москва, Саратовская ул., д. 6/2,
издательство «РадиоСофт»
тел: (495) 972-3639 e-mail: post@radiosoft.ru
Гончаренко Игорь Викторович
Антенны КВ и УКВ
Часть VI
УКВ АНТЕННЫ
Ответственный за выпуск АД Халоян
Редактор М.В. Толмачева
Компьютерная верстка 0.8. Лукьянова
Дизайн обложки Л.К. Абдрашитова
Подписано в печать 17.01.2014
Формат 84x108/32. Гарнитура «Прагматика». Бумага офсетная
Печать офсетная. Печ. л. 10,375. Тираж 1000 экз.
Издательское предприятие РадиоСофт
109125, Москва, Саратовская ул., д. 6/2
В первой книге расширенного и переработанного издания
И.В.Гончаренко «Антенны КВ и УКВ. Часть I. Компьютерное
моделирование. MMANA» рассказывается о популярной у
радиолюбителей программе MMANA. Отдельное издание, *
вышедшее в 2002 году под названием «Компьютерное
моделирование антенн. Все о программе MMANA», имело
огромный успех и стало библиографической редкостью.
Книга «Антенны КВ и УКВ. Часть II. Основы и практика» &
является вторым изданием, переработанным и дополненным
автором. Это практическое пособие для тех, кто желает не
только повторять, но и понимать антенны и двигаться дальше
самостоятельно. Доходчивости изложения материала уделен
максимум внимания. Не обошлось и без теории, необходимой
для понимания сути.
Книга «Антенны КВ и УКВ. Часть III. Простые КВ антенны» '
является продолжением справочника «Антенны КВи УКВ».;
В ней описаны конструкции, классификация и параметры
ненаправленных коротковолновых антенн. Особое внимание
уделено объяснению принципов работы антенн с тем, чтобы
читатель смог конструировать антенны под конкретные
условия.
В справочнике «Антенны КВ и УКВ. Часть IV. Направленные
КВ антенны: синфазные и продольного излучения» изложены
основы теории и конструирования КВ антенн, а также их
практические конструкции.
Книга предназначена для широкого круга радиолюбителей
и специалистов, занимающихся конструированием и изготов-
лением антенн.
В пятой части справочника изложены основы теории и прак-
тика конструирования укороченных, фазированных (с актив-
ным питанием элементов) и многодиапазонных направлен-
ных КВ антенн.
Книга предназначена для широкого круга радиолюбителей
и специалистов, занимающихся конструированием и изготов-
лением направленных КВ антенн.
Настоящая книга является шестой (окончательной) частью
справочника «Антенны КВ и УКВ» и посвящена антеннам
УКВ. В ней под ультракороткими волнами понимаются
частоты от 50 до 3000 МГц.
В отличие от предыдущих частей, эта ориентирована не
столько на радиолюбителей, сколько на пользователей УКВ
антенн современных бытовых приборов. Ведь сегодня редко
в какой квартире не найдется нескольких УКВ антенн
(телефоны, компьютерные сети).
И.В.ГОНЧАРЕНКО АНТЕННЫ КВ И УКВ УКВ АНТЕННЫ
НАШИ КНИГИ
НА www.radiosoft.ru