/
Текст
МИНИСТЕРСТВО
ВЫСШЕГО И СРЕДНЕГО СПЕЦИАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ СССР
МОСКОВСКИЙ
ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Учебное пособие
Под редакцией канд.техн. наук доц. В.Н. Шпаликова
(Для дневной и вечерней форм обучения)
Утверждено
на заседании редсовета
19 сентября 1985 г.
МОСКВА 1986
621.37 (075)
П 533
УДК: 621.373.5 (075.8)
Г.П. Землов р Н.. Шкаликов, Р.А. Грановская, А.И. Лучанинов,
В.М. Шокало, Подшивалов
Полупроводниковые генераторы с внешним возбуждением: Учебное
пособие/Г.П. Земцов, В.Н. Шкаликов, Р.А. Грановская и др.; Под
ред. В.Н. Шпаликова. - М.: МАИ, 1986. - 86 с., ил.
Рассмотрены основные параметры генераторов с внешним возбуж-
дением на транзисторах и умножителей частоты на варакторах и дио-
дах с накоплением заряда, режимы их работы и схемы, а также осу-
ществление амплитудной модуляции в транзисторных генераторах.
Рецензенты: В.В. Рощин, Э.А. Лутин
CJ Московский авиационный институт, 1986 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Учебное пособие предназначено для теоретической подготовки
студентов к лабораторным работам по дисциплине "Радиопередающие
устройства”.
Пособие знакомит студентов с режимами работы и схемами построе-
ния полупроводниковых генераторов с внешним возбуждением, исполь-
зуемых в радиопередающих устройствах (РПУ). Для каждого из рас-
смотренных типов генераторов с внешним возбуждением (транзисторных
усилителей мощности и умножителей частоты, умножителей частоты на
диодах с нелинейной емкостью) приведены соотношения и графики,
позволяющие уяснить особенности режимов их работы в высокочастотном
и сверхвысокочастотном диапазонах, дано описание основных схем ге-
нераторов и изложен порядок расчета элементов схем. Кроме того,
рассмотрены вопросы осуществления амплитудной модуляции в транзис-
торных генераторах с внешним возбуждением.
В качестве приложения в пособии приведены методические указания
по расчету на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных генераторов,
который выполняется перед проведением ряда лабораторных работ по
исследованию транзисторных усилителей мощности.
В конце каждой главы приведены контрольные вопросы (для само-
контроля знаний) и рекомендуемая литература.
Пособие написано коллективом авторов: гл. I и П- Г.П. Земцо-
вым, гл. Ж - В.Н. Шпаликовым, гл. LT - Р.А. Грановской, гл. X,
§ 5.1 - Р.А. Грановской и А.й. Лучаниновым, гл. У, § 5.2 - Р.А. Гра-
новской, В.М. Шокало, Г.В. Занегиным и С.В. Подшиваловым. Общее
редактирование выполнено В.Н. Шпаликовым.
I. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКОЙ ЧАСТОЙ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
I.I. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Структурная схема транзисторного генератора с внешним возбуж-
дением приведена на рис. I.I. Генератор состоит из входной цепи
высокой частоты (ВЧ) I, активного прибора - транзистора 2, выход-
ной ВЧ-цепи 3, а также цепей питания коллектора 4 и смещения на
базе 5 транзистора.
Рис. I.I
Входная ВЧ-цепь обеспечивает согласование входного сопротивле-
ния транзистора zBX с внутренним сопротивлением возбудителя.
Выходная ВЧ-цепь обеспечивает согласование выходного сопротивления
транзистора ZBbtx с сопротивлением нагрузки z„ . Кроме того, во
входной и выходной ВЧ-цепях, как правило, обеспечивается фильтрация
колебаний. При работе генератора в режиме усиления мощности выход-
ная ВЧ-цепь обеспечивает выделение в нагрузке первой гармоники
частоты возбуждения, т.е. колебаний, частота которых равна частоте
возбуждения. В режиме умножения частоты выходная цепь обеспечивает
выделение не первой, а более высокой, например второй или третьей,
гармоники, частота которой кратна частоте возбуждения. Генератор,
работающий в таком режиме, называется умножителем частоты.
В цепях питания коллектора и смещения на базе транзистора осу-
ществляется блокировка ВЧ токов в целях предотвращения протекания
их через источники питания и смещения. Тем самым устраняются поте-
ри мощности, вызванные рассеянием на внутренних сопротивлениях
этих источников, а также взаимовлияние каскадов при питании их от
общего источника. При необходимости цепи блокировки обеспечивают
изоляцию по постоянному току и напряжению элементов высокочастот-
ных цепей генератора.
Активный прибор генератора - транзистор преобразует энергию
источника питания в энергию высокочастотных колебаний на выходе
генератора за счет разгона носителей заряда в поле источника пи-
тания и торможения их в высокочастотном поле у коллектора.
Транзистор представляет собой триод, и при включении его между
четырехполюсниками I и 3 один из электродов транзистора оказывается
общим для входной и выходной ВЧ-цепей. Поэтому генераторы с внеш-
ним возбуждением на транзисторах могут быть выполнены по одной из
трех схем: с общим эмиттером (рис. 1.2,а), общей базой (рис. 1.2,6)
и общим коллектором. Последняя схема на практике обычно не приме-
няется. В диапазоне высоких частот чаще всего используется схема
с общим эмиттером.
Рис. 1.2
Генераторы с внешним возбуждением предназначены в первую оче-
редь для получения энергии высокочастотных колебаний. Для процесса
преобразования энергии источника питания в энергию ВЧ-колебаний
в генераторе с внешним возбуждением характерны следующие энергети-
ческие параметры:
I) выходная мощность рвипе - мощность, выделяемая в активной
ВЫХ . г- 2.
составляющей сопротивления нагрузки: р =-j- , где И, - ал-
вых 2 RH N
плитуда высокочастотного напряжения на нагрузке, RH - активная
составляющая сопротивления нагрузки zH ;
2) колебательная мощность Р1 - мощность, отдаваемая активным
прибором в выходную ВЧн-цепы р1 = р* и , где р* , ик - ам-
плитуды первых гармоник тока и напряжения в коллекторной цепи; в
случае умножителя частоты р = 2 r v , где р . V - ампли-
t м п 2, КП КП КП КН
туда п, -й гармоники тока и напряжения в коллекторной цепи;
3) потребляемая мощность Рд = IK0 UKo , где IKQ - постоянная
составляющая коллекторного тока, VK0 - напряжение питания генера-
тора. Мощность, потребляемая от источника питания генератора, пре-
образуется в колебательную мощность не полностью: часть ее расхо-
дуется на нагревание коллектора транзистора из-за неполного тор-
можения носителей заряда высокочастотным полем, а также вследствие
конечного значения проводимости кристалла коллектора. Эта часть
потребляемой мощности составляет мощность рассеяния на коллекторе
рР = р.-р1 ; р
4) электронный КПД у = , который определяет эффектив-
ность преобразования мощности источника питания в колебательную
мощность. Электронный КПД с учетом выражений для колебательной и
потребляемой мощности можно вычислить так: т? ;
(Э 2 UKQ
5) КПД выходной ВЧ-цепи (контурный КПД) » - Рвых который
с вых Р1
характеризует эффективность передачи через выходную ВЧ цепь энер-
гии высокочастотных колебаний от транзистора в нагрузку и зависит
от потерь в выходной ВЧ-цепи генератора;
6) Общий КПД 7 увых ;
7) мощность возбуждения рб - мощность, рассеиваемая на актив-
ной составляющей входного сопротивления транзистора: РБ = 4 -тг2- »
1 RBX
где - амплитуда напряжения между вводами базы и эмиттера тран-
зистора, Рвх - активная составляющая входного сопротивления тран-
зистора;
8) коэффициент усиления транзистора по мощности кРй = -
отношение колебательной мощности к мощности возбуждения транзистора;
9) коэффициент усиления генератора по мощности - от-
ношение мощности в нагрузке к входной мощности Ррх , поступающей
во входную ВЧ-цепь от возбудителя. Коэффициент усиления генератора
всегда меньше коэффициента усиления транзистора из-за неизбежных
потерь мощности во входной и выходной ВЧ-цепях. Обозначив КПД вход-
ной ВЧ цепи генератора через у = и имея в виду, что zz =
Р 1ВХ Рвх
= , получим кр = КРА.^ВЬ1Х .
Каскадное соединение нескольких генераторов, при котором выход-
ная ВЧ-цепь предыдущего каскада служит входной ВЧ-цепью последую-
щего, характеризуется коэффициентом усиления на каскад , опре-
деляемым как отношение колебательной мощности данного каскада Р7
к колебательной мощности предыдущего каскада а
1.2. ЭЛЕКТРОННЫЕ РЕЖИМЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Современные транзисторные ВЧ-генераторы, используемые в радио-
передающих устройствах, могут иметь рабочие частоты, перекрывающие
весь интервал высоких частот. Они позволяют получать выходные мощ-
ности от десятых долей до сотен ватт. В зависимости от места тран-
зисторного генератора в многокаскадном передатчике к нему предъяв-
ляются различные требования как по энергетическим, так и по экс-
плуатационным параметрам. Эти требования в иироком интервале рабо-
чих частот и мощностей не могут быть обеспечены использованием
какого-либо одного режима работы активного прибора - транзистора.
Поэтому в транзисторных ВЧ-генераторах применяются различные ре-
жимы работы, позволяющие удовлетворить определенные требования к
генератору с учетом свойств транзистора в заданном диапазоне ра-
бочих частот.
Рассмотрим основные режимы работы транзисторных генераторов в
радиопередающих устройствах.
Линейный режим характеризуется тем, что в коллекторной цепи
транзистора ВЧ-ток I* и напряжение и* гармонические. При
этом
= (!•!)
uK=UKo-JJK,cosu)i (1.2)
где cj = / - рабочая частота.
Эпюры тока и напряжения
для этого случая показаны на рис. 1.3, из которого, в част- ности, видно, что всегда ’ VK1 UK0 • Следова- тельно, электронный КЦД гене- ратора в таком режиме не может быть более 50%. Низкие значения электронного КПД ограничивают использование линейного режима маломощными <* - "“Mjt v _y_LX / \ / Рис. 1.3
каскадами передатчика, например буферными каскадами. Линейные ре-
жимы используются также в задающих автогенераторах, обеспечивая
больную стабильность частоты по отношению к изменению питающих
напряжений.
Режим работы с отсечкой коллекторного тока характеризуется тем,
что ток в коллекторной цепи транзистора имеет периодический, но
существенно негармонический характер.
Коллекторный ток в этом случае кроме гармоники с частотой воз-
буждения транзистора содержит еще и спектр высших гармоник. Он
может быть представлен рядом Фурье
ОО
^=/*0 + S IKn cos , (1.3)
где 1Кп - амплитуды токов соответствующих гармоник; 1Ко - по-
стоянная составляющая тока; к, - номер гармоники; - фазовый
угол гармоники (для симметричных импульсов (рп = 0).
Значения токов 1Но , i определяются по формулам для ко-
эффициентов ряда Фурье:
^ко ~ 2ЯГ J i
я' У^
IKn=S: J iKcos n шi ^(cvt) • (1.5)
Типичные формы тока в коллекторной цепи транзистора показаны
на рис. 1.4,а,б,в.
Рис. 1.4
Гармоническая форма напряжения в цепи коллектора обеспечивается
фильтрующими свойствами ВЧ-цепи. Амплитуда этого напряжения равна
» (1’6)
а мгновенное напряжение на коллекторе транзистора составляет
~ costbjt 9 (Х.7)
где - сопротивление выходной ВЧ-цепи для тока и -й гармоники.
Режим работы с отсечкой коллекторного тока , как будет показа-
но ниже, позволяет получить значения отношения I Ikj/iKq 2,
что обеспечивает существенно больший электронный КПД по сравнению
с линейным режимом. Кроме того, работа транзистора с отсечкой кол-
лекторного тока дает возможность реализовать режим умножения час-
тоты. Поэтому режим с отсечкой коллекторного тока применяется в
мощных каскадах передатчика, а также в каскадах умножения частоты.
Сопротивление цепи базы высокочастотного транзистора существенно
нелинейно, что затрудняет возбуждение транзистора как гармоническим
током, так и гармоническим напряжением. Учитывая, что сопротивление
открытого эмиттерного перехода у маломощных транзисторов в среднем
на порядок больше, чем у мощных, входные цепи маломощных генерато-
ров (не более единиц ватт) целесообразно строить таким образом,
чтобы возбуждающее напряжение было близким к гармоническому:
= Чбо + C°S ' П*8)
При использовании мощных транзисторов применяется возбуждение
током, близким к гармоническому:
Z + Д cos art . (1.9)
Б Бо Б1
Указанные способы возбуждения транзистора позволяют строить
входные ВЧ-цепи генераторов с относительно малыми потерями. Таким
образом, режимы работы базовых цепей мощных и маломощных ВЧ-тран-
зистор о в оказываются различными, а следовательно, неодинаковыми
по форме будут и импульсы коллекторного тока. Типичные импульсы
коллекторного тока при возбуждении транзистора гармоническим на-
пряжением показаны на рис. 1.4,а,б,в, а гармоническим током - на
рис. 1.4,г.
Отметим также, что при больших значениях ВЧ-напряжения в кол-
лекторной цепи и достаточно высоких частотах на режим цепи базы
может заметно влиять коллекторная цепь вследствие внутритранзис-
торных связей.
1.3. ТОК КОЛЛЕКТОРА И БАЗЫ В ГЕНЕРАТОРЕ
НА БЕЗЫНЕРЦИОННОМ ТРАНЗИСТОРЕ
На сравнительно низких частотах / < 0,03 frp , где frp - гра-
ничная частота транзистора, составляющих единицы процентов от всей
области рабочих частот транзистора, инерционные свойства последнего
не цроявляются. В этом случае мгновенные значения токов через
электрода определяются мгновенными значениями напряжений на них,
т.е. связь между токами и напряжениями определяется статическими
вольт-амперными характеристиками транзистора. Идеализированные
статические характеристики биполярного транзистора показаны на
рис. 1.5, а,б.
гр
г/ L ---------
Н--------------
L--------------- &
5J
Рис. 1.5
Характеристика, изображенная на рис. 1.5,а, называется проходной.
Ее аналитическое представление таково:
в области I
= 0;
в области П С1-10)
Напряжение открывания транзистора иБ приблизительно равно
контактной разности потенциалов p-к -перехода. Оно не зависит от
напряжения на коллекторе ик .
Пунктиром на рис. 1.5,а показана зависимость тока базы ьБ от
напряжения на базе иБ . В линейной части эта зависимость пред-
ставляется выражением 1Б = и Б
На рис. 1.5,6 показана выходная характеристика транзистора.
В области I, называемой перенапряженной, транзистор находится в на-
сыщении. В этой области ток коллектора I* не зависит от напря-
жения на базе иБ и падает с уменьшением напряжения на коллек-
торе ик . Линия спада характеризуется крутизной 8СП . В области К
транзистор работает без насыщения, ток зависит от напряжения
и6 , но не зависит от напряжения .
Практически в реальном транзисторе уменьшение тока коллектора
ь начинается при больших напряжениях, что отображается пунктир-
ной линией на рис. 1.5,6. Эта линия называется линией граничного
(критического) режима и характеризуется крутизной 8гр . Нередко
для простоты полагают Srp = 8СП • Таким образом, значения токов,
определяемые линией граничных режимов, получаются из соотношения
<1Л1>
В коллекторную цепь транзистора, работающего в составе гене-
ратора, включена выходная ВЧ-цепь, обладающая на входной рабочей
частоте сопротивлением . Вследствие этого при возбуждении ге-
нератора напряжения на базе и коллекторе меняются одновременно.
Для режима усиления, полагая, что напряжение на базе имеет вид
(1.8), напряжение на коллекторе получим из (1.7):
U«O-IK1RK1COS^i (1Д2)
При этом соотношения между токами и напряжениями в транзисторе
определяются формулами (I.IO), (I.II) с учетом (1.8) и (I.I2):
= соз^-иБг) ; (I.I3)
i =8 (U -U coscot} . (1.14)
В этом случае связь между токами и напряжениями на электродах
транзистора определяется динамическими вольт-амперными характерис-
тиками (рис. 1.5,а,б).
Выходная динамическая характеристика (рис. 1.6,6) на участке I
совпадает с линией граничного режима, а на участке П определяется
нагрузочной линией с крутизной . На участке Ж 1К = 0, так
как при транзистор закрыт запирающим напряжением на
базе, поскольку иБ < иБ . Проходная динамическая характеристика
(рис. 1.6,а) на участках I и Л совпадает со статической проходной
характеристикой, а на участке НЕ наблюдается уменьшение тока iK .
Поскольку при увеличении напряжение ссн на коллекторе в
динамическом режиме уменьшается, то после достижения значения
ьк== (Рис* 1.6,6) коллекторный ток при росте ие умень-
шится, что показано на рис. 1.6,а пунктирной линией.
Рис. 1.7
Динамические характеристики могут быть использованы для постро-
ения импульсов тока графическим способом. Такое построение для слу-
чая и = If приведено на рис. 1.7. В силу полной симметрии
импульсов коллекторного тока на рисунке построена лишь половина
импульсов, соответствующая углу отсечки в , для определенного
значения iKrnax и различных значений (1,2,3,4,5) амплитуды иБ1
возбуждающего напряжения. Угол отсечки 6 определяется соотношением
U-n -
. (I.I5)
Импульс I соответствует недонапрпленному режиму работы тран-
зистора, импульсы 3,4,5, - большим амплитудам , UK1 , которые
характерны для перенапряженного режима. Провал в импульсе коллек-
торного тока в этом режиме определяется обратным наклоном характе-
ристик в перенапряженной области и обусловлен перераспределением
тока между базой и коллектором. Импульс 2 с амплитудой iKrna^ со-
храняющий косинусоидальную форму, но еще не имеющий провала, соот-
ветствует граничному режиму. Каждому импульсу коллекторного тока
на рис. 1.7 соответствует определенное значение коэффициента f =
= -у ... , называемого напряженностью режима. Значение напряженности
§ = %гр » соответствующее граничному режиму, определяется из усло-
вия, что минимальному мгновенному значению коллекторного напряже-
ния соответствует максимум тока Z . Тогда из (I.I4)
имеем
i =<5* и ,=S(if-lf): (1.16)
к max гр Kffitn гр ' ко К1J
Значения § > §
ТЫ« а ? < f гр
Граничный
ГР
_ _ 1_ ** -rr/ax /т -rnx
гр-ико -1~ SrpUK0- >
соответствуют перенапряженным режимам рабо-
- недонапряженным,
режим позволяет получить наибольшее значение ампли-
§
туды импульса коллекторного тока.
Определим гармонический состав импульсов коллекторного тока,
ограничившись случаями нед©напряженного и граничного режимов. Кол-
лекторный ток при косинусоидальной форме импульсов определяется
через угол отсечки и крутизну входной характеристики:
. cos cot - COS 6
к к -max 1-cos 6
(I.I8)
i = SU f 1-созв\, TQ\
к max 67 ' У (1.19)
Подставляя значения iK из (I.18) в (1.4) и (1.5), получаем
I = i ос ( в) , (1.20)
где n = 0,1,2,3...; °<^(&) ~ коэффициенты разложения в ряд
Фурье функции iK/i„^ax .
Графики значений при п = 0,1,2,3 приведены на рис. 1.8
Для расчета режимов транзисторных генераторов часто удобнее исполь-
зовать коэффициенты разложения (6) , связанные с со-
отношением
^e^Kn^6^1~CosB) • С1*21)
Графики значений для п = 0,1,2,3 приведены на рис. 1.9.
С учетом (I.2I) амплитуда /г -й гармоники коллекторного тока
выражается формулой
С1-22)
1.4. ИМПУЛЬСЫ КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА ПРИ ПРОЯВЛЕНИИ
ИНЕРЦИОННОСТИ ТРАНЗИСТОРА
С ростом рабочей частоты и мощности генератора увеличиваются
емкостные токи через р~п -переходы транзисторов, особенно через
переход база - эмиттер открытого транзистора. Вследствие этого
связь между токами и напряжениями в транзисторе не определяется
только статическими вольт-амперными характеристиками. В силу нали-
чия инерции заряда емкостей динамическая характеристика становится
петлеобразной и не может быть получена из статической характерис-
тики, как в предыдущем параграфе, в этом случае связь между тока-
ми и напряжениями устанавливается решением системы нелинейных диф-
ференциальных уравнений, соответствующей определенной эквивалент-
ной схеме (модели) транзистора.
Эквивалентная схема инерционного транзистора, используемая на
высоких частотах для практических целей, представлена на рис. 1.10,
где - сопротивление базы на высокой частоте; СА , Сэ - со-
ответственно диффузионная и барьерная емкости эмиттерного перехода
(в данной модели транзистора они считаются постоянными: -const ;
Сэ = const ); - активная составляющая сопротивления открытого
перехода = const ); с/<п , скя - пассивная и активная составля-
ющие емкости коллекторного перехода. Полная емкость коллекторного
перехода с* = Снп + СКА . Обычно в мощных транзисторах СКА = 5 СКп .
Эти емкости также считаются независимыми от приложенных напряжений.
Замкнутое положение ключа моделирует открытый эмиттерный переход,
разомкнутое — закрытый.
Таким образом, инерционность входной цепи транзистора опреде-
ляется двумя постоянными времени:
для открытого
перехода
, ГР
вх г'Б + Гр
(1.23)
при ?Б « , сэ
для закрытого
перехода
'5
вх
для обычных режимов транзисторов <г3 « твх .
Рассмотрим вначале случай возбуждения транзистора гармоническим
напряжением = иБо + cos в предположении СКА = скп =0.
Решение дифференциального уравнения, составленного для экви-
валентной схемы относительно напряжения
реходе9 имеет вид
на эмиттерном не-
г = гг +
p-к в
U
св
где исв - свободная составляющая
рактера с постоянной времени ?вх ;
гармонического характера.
напряжения экспоненциального ха-
ив - вынужденная составляющая
Напряжение на переходе
исВ + ив показано на гра-
фике рис. 1,11,а сплошной
линией. График построен в
предположении г3= 0 ( Сэ =
=0), чем и объясняется скач-
кообразное изменение напря-
жения при запирании
р-n -перехода в момент в3 .
Уменьшение максимума напря-
жения на переходе относитель-
но напряжения возбуждения
cot иБ , его запаздывание и асим-
метрия формы напряжения объяс-
няются наличием свободной
составляющей напряжения на
емкости . Очевидно, запаздывание и уменьшение максимума будет
тем больше, чем больше значение постоянной времени заряда
емкости С по отношению к периоду колебаний Т = . Форма
импульса коллекторного тока, показанная на рис. 1.11,6, повторяет
форму напряжения на переходе в интервале 6Н - 63 , когда переход
открыт, поскольку в модели транзистора (рис. 1.10) не учитывается
запаздывание носителей заряда, создающих коллекторный ток. Для
сравнения на рис. 1.11,6 пунктирной линией показан косинусоидаль-
ный импульс тока безынерционного транзистора.
Таким образом, при проявлении входной инерционности транзистора
амплитуда импульса коллекторного тока уменьшается, его максимум
запаздывает по фазе, а форма отклоняется от косинусоидальной тем
больше, чем больше отношение , изменяется также угол
отсчеки импульса коллекторного тока s $ + q
Z Н 3
Рис. I.I2 Рис. I.I3
Гармонический анализ импульсов коллекторного тока в этом слу-
чае выполняется на основе замены реального импульса эквивалентным
косинусоидальным импульсом с углом отсечки 6 , как показано на
рис. 1,12. Аппроксимирующий косинусоидальный импульс совмещается
по высоте и положению максимума с реальным импульсом, при этом угол
отсечки в определяется равенством амплитуды косинусоидальной
образующей первого импульса вынужденной составляющей ив второго
импульса. Связь между углами 6Н и G показана на рис. I.I3.
Входная цепь генератора проектируется таким образом, чтобы фазовый
угол открывания транзистора соответствовал выбранному значе-
нию 6 . Отметим также, чтс из-за запаздывания максимума эквива-
лентного импульса на угол , обусловленного инерционностью вход-
ной цепи транзистора, фаза первой гармоники тока I относительно
К1
напряжения ив оказывается примерно равной , что определяет
комплексный характер тока первой гармоники 1К1 :
где " комплексный коэффициент разложения:
//69=7, id)ej4>BX , (1.25)
3 - комплексная крутизна транзистора при работе без отсечки;
сУ - крутизна статической характеристики £*(ие) .
Значение w можно определить по формуле
' о/
Соз Увх ~ С03 ®н * ( 1~cos 8 ) cos . (1.26)
При возбуждении транзистора гармоническим током
г* = У „ + I COS со t
Б БО Б1
форма напряжения на открытом р-п -переходе база-эмиттер также
может быть представлена суммой гармонической и экспоненциальной
составляющих. Однако это
приводит к отклонению импульса коллектор-
ного тока от косинусоидальной формы и
необходимости его аппроксимации косину-
соидальным импульсом с углом отсечки в .
Связь между углом открывания транзисто-
ра 6* и углом отсечки эквивалентного
косинусоидального импульса показана на
рис. I.I4. Режим входной цепи устанав-
ливается таким образом, чтобы угол 0Т
соответствовал выбранному значению угла в.
Аппроксимация реального импульса
эквивалентным косинусоидальным импуль-
сом позволяет осуществить анализ гармо-
нического состава коллекторного тока на
основе коэффициентов разложения оси или как для безынерци-
онных, так и для инерционных транзисторов при возбуждении послед-
них гармоническим напряжением или током, т.е. расчет коллекторных
цепей транзистора оказывается унифицированным.
* 61 - угол открывания транзистора при возбуждении его гармоничес-
ким током.
1.5. НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Изменение сопротивления нагрузки RK1 , включенной в коллектор-
ную цепь транзистора, приводит к изменению амплитуды ик1 первой
гармоники напряжения на коллекторе и, соответственно, напряженности
режима f= и— . Рассмотрим зависимость токов, напряжений и мощ-
ностей в коллекторной цепи от сопротивления нагрузки RK1 , полагая
его чисто активным.
На рис. 1.15,а показана зависимость токов 1К1 и iKq от RK1 .
Значение хк1 = хюгр соответствует граничному режиму. При Кк1<хк1гр
форма импульсов коллекторного тока не зависит от RK1 , и они со-
храняют постоянное значение. При R^yR^^ в импульсах тока по-
является провал, что приводит к уменьшению постоянной составляющей
Гко и амплитуды первой гармоники 1К1 коллекторного тока по мере
роста RK1 (с увеличением напряженности режима). Напряжение первой
гармоники иК1=тК1 RHf вначале растет пропорционально RK1 , а
при RK1>RKirp его рост замедляется в связи с уменьшением 1К1
(рис. 1.15,6). Зависимость напряженности режима от RK1
повторяет зависимость UK1 (яю) , так как иКо = const к. Зависи-
мость электронного КПД ъ = от Rr1 можно определить
э * 1К0 ико
по графикам (/?„,), 1К0 и иК1ШК1) . При этом обнаруживает-
ся слабо выраженный экстремум у в граничном режиме и практичес-
кое постоянство его в перенапряженном режиме.
График зависимости потребляемой мощности pq = lKO ико
(рис. 1.15,в) повторяет ход графика iKQ а зависимость ко-
лебательной мощности Р^ 1К1ик1 > построенная по графикам
г (Км) и Uki(RKi) 9 имеет экстремум в.слегка перенапряженном
режиме. Мощность потерь в коллекторе рр = РО- Р7 убывает по
мере роста напряженности режима. Коэффициент усиления транзистора
по мощности к = (рис. 1.15,г) имеет малые значения при
РА
rki < rki гр вследствие небольшой выходной мощности, а при
rki > rki гр в связи с увеличением тока базы и соответствующим
повышением мощности возбуждения pBi = ~ 1Б1 . Сравнение значе-
ний Ъ > 7Э ' кр ПРИ Rn < RK1rp и rki >RK1rp^-G* в недонапря-
женном и перенапряженном режимах, показывает, что энергетически
более выгодным является режим, близкий к граничному (слегка пере-
напряженный), так как он обеспечивает максимальные значения р7 ,
и КРА . Поэтому транзисторные генераторы обычно проектируют
в расчете на граничный режим.
Достоинством перенапряженного режима является слабая зависи-
мость электронного КПД и колебательной мощности от напряженности
режима, а следовательно, и от всех параметров, определяющих на-
пряженность (1Г6о , UBj , , иКо ).
1.6. СООТНОШЕНИЯ ДЛЯ ЦЕПИ БАЗЫ ТРАНЗИСТОРА
Рассмотрим зависимости в базовой цепи транзистора, ограничив-
шись случаем возбуждения гармоническим напряжением.
Гармонический анализ импульсов базового тока выполняется ана-
логично анализу коллекторного тока. Для безынерционного транзис-
тора, по аналогии с (1.22), амплитуда первой гармоники тока базы
будет определяться соотношением
4, (1.27)
где $Б = - крутизна входной характеристики транзис-
ГБ*Гр
тора i£=zj(u£) у поскольку - статический коэффициент пере-
дачи по току в схеме с общим эмиттером (1э = р0 ).
Постоянная составляющая тока базы
(1.28)
Мощность возбуждения и входное сопротивление транзистора опре-
деляются соответственно как
«-29> »•»>
Для инерционного транзистора соотношение мевду первой гармони-
кой тока базы и напряжением и6 становится комплексным:
где s'=6' (1-32) е в ^jr'BCK0
а (в) определяется из (1.25).
В этом случае мощность возбуждения р и входное сопротивле-
ние транзистора ZBX будут {г 4, %} <1-35>
1.7. ВЛИЯНИЕ ЕМКОСТИ КОЛЛЕКТОРНОГО ПЕРЕХОДА
НА РЕЖИМ РАБОТЫ ГЕНЕРАТОРА
Изложенный выше анализ работы транзисторного генератора выпол-
нен без учета влияния полной емкости коллекторного перехода =
= ска + скп • $ мощных генераторах ее влияние может быть значитель-
ным вследствие возникновения внутритранзисторной прямой и обрат-
ной связи.
При возбуждении транзистора гармоническим напряжением для уче-
та влияния емкостей С и С на работу генератора удобно поль-
зоваться матрицей У -параметров, усредненных по первым гармони-
кам токов и напряжений.
В этом случае первые гармоники токов базы и коллектора опреде-
ляются выражениями
fZ - Y U + Y U ;
Б: 11 Б7 12 1
i ..................................... (1.35)
I “ Y I' + Г С
(л- 21 Б J 22 к 1
У -параметры транзистора могут быть измерены экспериментально
Для выбранного угла отсечки О или определены из дифференциальных
уравнений, составленных для эквивалентной схемы транзистора, изо-
браженной на рис. 1.10. В соответствии с рис. 1.10 выражения для
у -параметров транзистора принимают вид
(Д.эъ;
У//0Л Г,2 ’ ,
где = i-S сКА .
В этом случае действуют следующие расчетные соотношения для
входной цепи транзистора (при UK1 = RK1 IK ):
£ = _т+^ / (1.37)
е' y2, K1
- US
cos 6 = - ; (1.38)
\uB^j^KuKf\
i-iu-YU . (1.39)
11 Бj 12 К1 '
Приведенные выражения отражают влияние выходной цепи транзисто-
ра на входную цепь с учетом емкостей СКА и скп .
1.8. РЕЖИМ УМНОЖЕНИЯ ЧАСТОТЫ
Использование умножителей частоты в радиопередающих устройствах
позволяет решить следующие задачи:
- понизить частоту задающего генератора по сравнению с рабочей
частотой передатчика, что облегчает стабилизацию частоты задающе-
го генератора;
- получить более широкий диапазон рабочих частот передатчика
без увеличения рабочей частоты задающего генератора;
- уменьшить опасность самовозбуждения многокаскадного передат-
чика за счет разноса частот настройки входных и выходных цепей в
умножителях частоты;
- получить увеличение коэффициента модуляции угловых видов мо-
дуляции во столько раз, во сколько умножается частота.
Основное отличие режима умножения частоты состоит в том, что
выходная цепь высокой частоты настраивается не на первую, а на бо-
лее высокую, обычно вторую или третью, гармонику коллекторного
тока, а напряжение на коллекторе колеблется с частотой, большей
частоты возбуждения в п, раз ( гъ - коэффициент умножения).
Поскольку амплитуды высших гармоник в спектре коллекторного
тока меньше, чем амплитуда первой гармоники, энергетические пока-
затели умножителя частоты хуже, чем усилителя мощности, и ухудша-
ются с ростом коэффициента умножения. Для безынерционного транзис-
тора, в частности, коэффициенты разложения причем
максимальные значения коэффициентов осп соответствуют углам отсеч-
(см. рис. 1.8). Поэтому при работе транзистора в
режиме умножения частоты при тех же значениях напряжения питания
и t амплитуды импульса тока коллектора и напряженности
режима g , что и в режиме усиления мощности, колебательная мощ-
ность снижается в п раз: Рп = Ц (при 61 = 90° и 6н = епопт )•
Поскольку с увеличением п уменьшение угла отсечки 6^ должно
сопровождаться увеличением ие , то коэффициент усиления умножите-
ля частоты при тех же условиях понижается в тг2 раз по сравнению
с усилителем мощности кр^ * . Эти обстоятельства ограничива-
ют используемые на практике коэффициенты умножения значениями п 4 3.
Отметим, что электронный КПД умножителя частоты, как можно устано-
вить из анализа рис. 1.8, составляет я 0,8 и практичес-
ки не зависит от коэффициента умножения.
Проявление инерционности транзистора приводит к дополнительно-
му уменьшению энергетических параметров умножителя частоты. Ампли-
туда тока 1кп высших гармоник в коллекторной цепи инерционного
транзистора уменьшается вследствие изменения формы импульса кол-
лекторного тока (из-за уменьшения по высоте и расширения). Для со-
хранения угла отсечки 6Н + 63 (см. рис. 1.11) близким к опти-
мальному еп оп/г = приходится уменьшать угол 6Н открытия
транзистора за счет увеличения амплитуды возбуждения и напряжения
смещения, вследствие чего максимальное мгновенное напряжение на
базе может достичь пробивного значения уже при реализации режима
утроения частоты.
Влияние проходной емкости Ск транзистора проявляется в до-
полнительном искажении формы импульсов коллекторного тока (чаще
всего в виде появления провалов даже в недонапряжением режиме)
вследствие влияния выходного напряжения на входную цепь транзистора
через емкости Ск^ и Скп . В практике проектирования транзистор-
ных умножителей частоты этим влиянием обычно пренебрегают.
Нужно отметить, что в умножителях частоты импульс коллекторного
тока возбуждает выходную цепь высокой частоты один раз за п пе-
риодов колебаний напряжения. В связи с этим коллекторная цепь вы-
сокой частоты должна эффективно ослаблять не только высшие гармо-
ники выходного колебания, но и субгармоники. Если ослабление суб-
гармоник недостаточно, выходное напряжение принимает характерную
форму периодически затухающего колебания, как показано на рис. I.I6,
а,б. Для уменьшения затухания колебаний между возбуждающими им-
пульсами добротность фильтра Q& , ослабляющего субгармоники, сле-
дует увеличить.
Поскольку в транзисторных умножителях частоты применяется ре-
жим с отсечкой коллекторного тока,то для их анализа и расчета мо-
гут использоваться соотношения, приведенные в параграфах 1.3 - 1.7.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Структурная схема транзисторного генератора с внешним воз-
буждением и назначение ее элементов.
2. Основные параметры генератора с внешним возбуждением.
3. Типичные формы импульса коллекторного тока и их связь со
способами возбуждения транзистора.
4. Граничный, недонапряженный и перенапряженный режимы работы
транзисторного генератора.
5. Зависимость амплитуды гармоник коллекторного тока от крутиз-
ны входной характеристики, амплитуды возбуждения и угла отсечки.
6. Инерционные явления в транзисторе и их влияние на режим
работы.
7. Нагрузочные характеристики транзисторных генераторов.
8. Основные соотношения для цепи базы транзистора.
9. Влияние емкости коллекторного перехода на режим работы
транзисторного генератора.
10. Режим умножения частоты в транзисторном генераторе.
ЛИТЕРАТУРА
I. Радиопередающие устройства/Под ред. М.В. Благовещенского и
Г.М. Уткина. - И.: Радио и связь, 1982, с. 14-48, 130-135.
2. Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В. Вах-
гильдяна. - М.: Связь, 1976, с. 168-194.
П. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
2.1. НАЗНАЧЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
Высокочастотные цепи (ВЦ) транзисторных генераторов, используе-
мых в радиопередающих устройствах, предназначены для трансформации
сопротивления нагрузки,например сопротивления антенны, в оптималь-
ное сопротивление коллекторной цепи транзистора выходного каскада,
а также для межкаскадного согласования входных и выходных сопро-
тивлений транзисторов.
Кроме того, эти цепи в большинстве случаев должны обладать
определенными частотными свойствами, обеспечивать заданные частот-
ные характеристики генераторов в рабочей полосе частот и заданное
ослабление внеполосовых колебаний, в частности высших гармоник
несущих колебаний. В умножителях частоты должны подавляться и суб-
гармоники выходных колебаний.
Желательно, чтобы перечисленные требования к ВЦ выполнялись
при минимальных высокочастотных потерях, т.е. при возможно большем
контурном (электромагнитном) КПД.
Таким образом, ВЦ должны удовлетворять определенным требовани-
ям к коэффициенту трансформации, рабочей полосе частот, фильтрующим
свойствам и КПД.
При выбранной схеме ВЦ названные свойства могут быть противоре-
чивыми, так как в каждом отдельном случае та или иная характеристи-
ка может оказаться неприемлемой. Противоречия разрешаются, как пра-
вило, усложнением схемы ВЦ.
ВЦ жогут обеспечивать работу генератора как на одной рабочей
частоте, так и в заданной рабочей полосе частот. В первой случае
условия согласования транзистора с нагрузкой выполняются в узкой
области (передка единиц процентов) частот, а во второй полоса со~
гласования может быть значительно шире и измеряться Д6СЯТК8МИ про-
центов, что позволяет использовать генератор с внешним возбуждение
в широкой полосе частот без перестройки.
В дальнейшем ограничимся рассмотрением ВЦ, предназначенных для
согласования транзистора с нагрузкой на одной частоте (с узкой по-
лосой согласования). Такие ВЦ в транзисторных генераторах высокой
частоты выполняют обычно на основе Г-, П- и Т-образных реактивных
четырехполюсников.
2.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ НА ОСНОВЕ Г-ОБРАЗНЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Простейшая Г-образная цепь согласования транзистора с нагруз-
кой в общем виде приведена на рис. 2.1,а. Такая цепь трансформиру-
ет активное сопротивление нагрузки rh , подключенное на ее выхо-
де, к сопротивлению на ее входе RBX= RK1 , которое и является на-
грузкой транзистора. При работе генератора в граничном режиме не-
обходимо обеспечить Rk1 = RK1 rp . Значения активных сопротивления
RH и RK1 связаны со значениями реактивных сопротивлений Г-об-
разной цепи соотношениями
kl
|Х2|-Я„ 0» , (2.2)
(2.3)
. <2'4’
|XJ RK1
Tffi Qh = ~k— = -щр- - нагруженная добротность ВЦ.
Выражения (2.1) - (2.4) можно получить, приравняв значения пол-
ного сопротивления г, = Z2 для параллельной у/д и
последовательной Z2=RH+jX ветвей ВЦ (рис. 2.1,аУ. 7
Si D
Рис. 2.1
Чтобы ВЦ обладала резонансными свойствами, знаки хг и х2 дол-
жны быть противоположными. При этом возможны две реализации обобщен-
ной схемы ВЦ (см. рис. 2.1,6 и в). Они полностью эквивалентны по
расформирующим свойствам, но схема, изображенная на рис. 2.1,в,
как будет показано ниже, обладает лучшими фильтрующими свойствами
за счет ослабления высших гармоник тока на сопротивлении индуктив-
ности L2 .
Частотные характеристики ВЦ, показанной на рис. 2.1,в, приведе-
ны на рис. 2.2. Из рисунка ввдно, что при увеличении отношения
к при повышении добротности ) фильтрующие свойства
цепи улучшаются, а полоса пропускания df/f сужается. При О.н > 3ж
( > 10) относительная полоса пропускания составляет ~~ * -~
и частотные характеристики Г-образной цепи практически совпадают
с характеристиками параллельного контура.
Рис. 2.3
Определим контурный КПД Г-образной цепи
р Р
"к Р + р ~ 7 Р, + F ’
Н ПОТ Н пот
полагая, что
(2.5)
где р - мощность в активной нагрузке Кн генератора, т.е. по-
лезная мощность; Рпот - мощность потерь, определяемая практическж
потерями в индуктивной ветви реального контура,
В качестве примера рассмотрим схему, изображенную на рис. 2.IJ
для которой положим, что сопротивление индуктивной ветви гпот
последовательно соединено с сопротивлением rh (рис. 2.3). Имея
в виду, что мощности в сопротивлении потерь ^от^^вы^пот и
в сопротивлении нагрузки определяются одним и
тем же выходным (контурным) током I , из (2.5) получим
р 1*
« = / _ =/--------------------.
к ^пот + Р„ Гпот +
Найдем ненагруженную добротность цепи
Z, 1^1
Q = -= •
О f
пот
(2.6)
(2.7)
Подставив (2.7) в (2.6) и преобразовав с учетом (2.2), получав
выражение для контурного КПД или КПД выходной цепи генератора:
(2-«)
ыо
Предельное значение ненагруженной добротности определяется
конструктивными и технологическими особенностями выполнения ВЦ и
в диапазоне высоких частот может составлять Qo « 100. При этом
величина контурного КПД зависит от нагруженной добротности и растя
при уменьшении последней, что вызывает ухудшение фильтрующих
свойств ВЦ.
Фильтрующие свойства цепи оцениваются коэффициентом фильтра-
ции Фя , который определяет увеличение относительного содержании
первой гармоники тока на выходе ВЦ 1ВЬ1Х1 по сравнению с относите»
ным содержанием на входе 1ВХ/ . Если коэффициент фильтрации ха-
рактеризует отношение соответствующих мощностей, то в этом случае а
определяется как Ф2П . Относительное содержание первой гармони-
ки тока определяется как It / ln , где - амплитуды пер-
вой и п —й гармоник соответственно.
Таким образом, коэффициент фильтрации есть величина
. hbml РВХП Гдых1 IВХ П /ъ
ф --- -------------= —------- . ------- . (2.9)
П РЫХ п. 1ВХ / 1 вх 1 1 вых и.
Имея в виду, что при QH > 1 Г-образная ВЦ эквивалентна па-
раздельному колебательному контуру, воспользуемся известными со-
------------- дая схемы, изображенной на рис. 2.1,в:
отношениями, справедливыми
?вых 1
IВХ 1
вых п.
конт = Q .
1вх 1 н
I % К, I 1-в X П
HCjO L2
где 1^1 “ модуль реактивного сопротивления контура
-й гармоники:
IX | =
4 < +
(2.10)
(2.II)
на частоте
(2.12)
- относительная расстройка, соответствующая к -й гармонике:
rt
V = ____= n--L- • (2.13
п со гс со -п 3
jo = со L2 * характеристическое сопротивление контура; со - рабочая
частота.
2 у
При QH » I можно полагать ; следовательно, из
(2.12) имеем 1^1• Подставив данное соотношение с учетом
(2.13) в (2.II), получим
4^ к nV (2.14)
*вых п
Таким образом, с учетом (2.9), (2.10) и (2.14) коэффициент
фильтрации Ф определяется выражением
(2.15)
Для схемы, изображенной на рис. 2.1,6, коэффициент фильтрации
можно получить исходя из того, что токи высших гармоник в индуктив-
ной и емкостной ветвях контура распределяются как I : н,. Следоваг-
тельно, в схеме, показанной на рис. 2.1,6, где сопротивление R
включено в емкостную ветвь, ток п -й гармоники через RH будет
в п2 раз больше, чем в схеме, изображенной на рис. 2.1,в, и ко-
эффициент фильтрации, как уже отмечалось, будет соответственно
меньше:
ф = Q * Q . (2.16)
Коэффициент фильтрации возрастает при увеличении нагруженной
добротности и приближается к максимальному значению если
q ____> q . Однако при этом контурный КПД, как следует из (2.8),
становится пренебрежимо малым. Связь между контурным КПД и коэффи-
циентом фильтрации при QH » I устанавливается соотношением
> <2Л”
тпах
Qo &г- Л>
Q
Л
где ф =
** п tnax
для схемы, изображенной на рис. 2.1,в;
для схемы, изображенной на рис. 2.1,6.
Таким образом, для Г-образной цепи пределы изменения отношения
хю / rh согласуемых сопротивлений ограничены в области малых
значений ухудшением фильтрующих свойств, а в области больших значе-
ний - уменьшением контурного КПД и сужением рабочей полосы частот.
Существенным недостатком Г-образных цепей является также то обстоя-
тельство, что Фп , и -AL фактически однозначно связаны с
RK1 / rh •
Для расширения пределов изменения отношения Rk1 / RH wmslq ис-
пользовать дополнительную трансформацию сопротивлений на выходе или <
входе ВЦ. В схемах ВЦ, приведенных на рис. 2.4, а,б, применена до-
полнительная трансформация на входе цепи за счет частичного вклю-
чения коллектора транзистора в контур. Здесь при заданном отношении
rbx / rh ’ где rbx~ сопротивление Г-образной цепи в точках подклю-
чения элемента х1 , отношение Rk1 / RH может быть изменено в
раз, где к* - коэффициент включения коллектора в контур. При кон-
дуктивном включении коллектора (рис. 2.4,а) к = fz , при ем-
к „L1*L2 г
костном включении коллектора (рис. 2.4,6) к — , a R^ = К
К С2 К1 к в*
При этом нагруженная добротность Г-образной цепи, а следовательно,
и коэффициент фильтрации возрастают примерно в раз по сравне-
нию с исходными схемами (рис. 2.1,6 и в). В схеме,кизображенной на
рис. 2.4,а, при значениях коэффициент фильтрации снижа-
ется в Qz раз, где - добротность последовательного конту-
Ра LzczRH .
ВЦ на основе Г-образных цепей применяются в узкополосных уси-
лителях мощности в качестве межкаскадных цепей связи, для которых
значения и у uorys быть не столь большими, как в выходных
каскадах.
2.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ НА ОСНОВЕ П-ОБРАЗНЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
В выходных каскадах радиопередающих устройств часто применяют
ВЦ в виде П-образной цепи, общая схема которой приведена на рис.2.5,а.
Как видно из рисунка, такая цепь образована последовательным соеди-
нением последовательных ветвей двух Г-образных цепей. Каждая Г-об-
разная цепь преобразует сопротивления RKf и RH в некоторое сопро-
тивление Ro < RK1 , Ro < RH , выбором величины которого можно
в определенных пределах регулировать значения Фп , у* и .
Соединение двух Г-образных цепей параллельными ветвями приводит к
Т-образной конфигурации. В Т-образных цепах R > r„ , r > Ru .
О К1 О п
Рис. 2.5
Приведенная общая схема П-образной цепи позволяет получить раз-
личные ее варианты. На рис. 2.5t6 показана широко применяемая в
мощных транзисторных высокочастотных генераторах схема# представ-
ляющая собой однозвенный ФНЧЭ хорошо фильтрующий высшие гармоники
тока возбуждения.
Расчет П-образной цепи при выбранных значениях RK1 и RH
может быть выполнен по формулам, приведенным в параграфе 2.2 для
Г-образных трансформаторов. В частности, для схемы, изображенной
на рис. 2.5,6, справедливы соотношения
a
7 “ |Х, I (2.18)
7= Л*-. <2 |Х2| (2.19)
(2.20)
1 (2.21)
f Q^Q2 ’
Vk=1 fio ’ (2.22)
к* Q2n3 . (2.23)
Отметим, что на практике минимальное значение Ro ограничива-
ется собственным сопротивлением потерь г в сечении cl-а, транс-
форматора и должно соответствовать условию Ro > » что обес~
печивает точность значения RK1 порядка 10%. Условию Ro >х5гпот
соответствует Q2) 4 . С другой стороны, минимальное зна-
чение ( Q; + Q2 ) ограничено условием реализуемости ВЦ ( + Q2 )$
> . Приведенные условия ограничивают в П-образных цепях реа-
лизуемые значения ф^ , и -у- при известных RK1 и Кн .
Особый интерес представляет случай симметричной П-образной це-
пи, для которой все значения реактивных сопротивлений равны по
модулю: । v । , v i_i -v । _ -v
Можно показать, что в этом случае RH1 '%н = Х2и, следовательно,
при изменении сопротивления нагрузки rh входное сопротивление
цепи остается чисто активным, что существенно улучшает режим рабо-
ты транзисторов в условиях нестабильной нагрузки генератора, на-
пример, в выходных каскадах радиопередатчиков.
В заключение отметим, что фильтрующие свойства Г- и П-образных
цепей можно улучшить за счет включения дополнительных фильтров.
тейшие фильтры выполняются в виде последовательного колебатель-
ного контура с добротностью Q& , включенного в последовательную
ветвь Г- или П-образной цепи, что увеличивает сопротивление этой
ветви для высших гармоник. На рис. 2.6 дополнительный фильтр об-
разован элементами 1Ф , Сф . При этом коэффициент фильтрации
Г-образной цепи увеличивается до значения Фп = вф)(к2-7) •
а п-образной цепи - до значения Индуктивности L3
и i выполняются в виде одной катушки.
Рис. 2.6
Рис. 2.7
Для фильтрации субгармоник в коллекторных цепях транзисторных
умножителей частоты используются последовательные контуры, настро-
енные на частоты субгармоник и включенные в параллельные ветви
Г- или П-образных цепей, например, как показано на рис. 2.7, где
последовательный контур Z7 Cf настроен на частоту входных коле-
баний умножителя ( Г7С} = )» а параллельный контур
на частоту выходных колебаний ( с< = -о 9 )• При этом после-
довательный контур z7f7 , шунтируя на частоте со выходную цепь
умножителя, исключает проникновение колебаний этой частоты в нагрузи
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Виды высокочастотных цепей и их назначение.
2. Нагруженная и ненагруженная добротности высокочастотной цепи
и их взаимосвязь с контурным КПД.
3. Коэффициент фильтрации цепи и его зависимость от номера
гармоники и добротности цепи.
4. Выбор элементов Т- и П-образной цепей.
5. Схемы транзисторных генераторов с Г- и П-образными высоко-
частотными цепями. Назначение элементов схем.
б. Дополнительные фильтры, виды включения и их назначение.
ЛИТЕРАТУРА
Радиопередающие устройства/Под ред. М.В. Благовещенского,
ГЛ. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982, с. 70-89.
Ш. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНОЙ
ЕМКОСТИ А-^"ПЕРЕХОДА
3.1. ПАРАМЕТРЫ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ И ДИОДОВ
С НЕЛИНЕЙНОЙ ЕМКОСТЬЮ
В настоящее время в умножителях частоты СВЧ-диапазона в качеси
нелинейных элементов широко используются диоды с нелинейной ем-
костью: вефакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). Ограниченное
применение находят также транзисторные умножители частоты и умно-
жители частоты на диодных автогенераторах, синхронизированных суб-
гармониками.
Поскольку всякое преобразование частоты сопровождается появле-
нием в спектре выходных колебаний наряду с полезной частотой пара-
зитных (побочных) гармоническйх составляющих, то на выходе умножи-
теля частоты необходимо предусмотреть фильтр частот, обеспечиваю-
щий выделение колебаний рабочей частоты и подавление побочных гар-
моник. У диодных умножителей частоты на входе умножителя также дол-
жен быть установлен фильтр частот, пропускающий колебания входной
частоты и препятствующий проникновению на вход умножителя выходные
колебаний частоты. Оптимальная передача мощности источника колеба-
ний к диоду и от диода к нагрузке обеспечивается соответствующим
согласованием полного сопротивления диода на входной и выходной
частотах с источником мощности на входе и нагрузкой на выходе. П>э-
тому каждый умножитель на диоде с нелинейной емкостью должен со-
деражть фильтрующие и согласующие цепи на входе и выходе умножите л?
По виду соединения диода с нелинейной емкостью с входными и
ходными СВЧ-цепями различают умножители частоты параллельного и
последовательного типа, структурные схемы которых изображены на
рис. 3.1,а,б, где су7 , и сук , Фк - согласующие и фильтруг
щие устройства на входной частоте (на первой гармонике) и в»-
ходной частоте JBblx (на п -й гармонике) соответственно; п -
^вых/^вх ~ кОэФФиПиент умножения.
a) 5)
Рис. 3.1
В умножителе параллельного типа (рис. 3.1,а) фильтр частот <2>
должен обладать малым сопротивлением на входной частоте fBX и боль-
шим сопротивлением на умноженной частоте ^Ь/Л , а фильтр частот ф^ ,
наоборот, малым сопротивлением на частоте f и большим сопротив-
лением на частоте fBX . В этом случае через диод будут протекать
токи первой и п -й гармоник, а умножение частоты будет осуществлять-
ся за счет нелинейных свойств вольт-кулоновой характеристики нели-
нейной емкости р-п -перехода варактора или ДНЗ. В умножителе после-
довательного типа (рис. 3.1,6) фильтр частот Ф1 должен обладать
малым сопротивлением на частоте и большим сопротивлением на
частоте , а фильтр частот , наоборот, малым сопротивлением
на частоте JBX и большим сопротивлением на частоте JBblx • Этим
достигается падение напряжения первой и tt -й гармоник на диоде, что
обусловливает умножение частоты в умножителе последовательного ти-
па за счет нелинейных свойств вольт-фарадной характеристики емкос-
ти р- п -перехода.
Поскольку диод с нелинейной емкостью представляет собой элемент
с нелинейной реактивностью, то преобразование на нем мощности вход-
ных колебаний в мощность выходных колебаний возможно только при
протекании через него, как минимум, входной и выходной гармоник
тока или при наличии на нем входной и выходной гармоник напряжения.
Диодный умножитель частоты характеризуется обычно следующими
параметрами: значением частот a , и их отношением /f :
значениями модностей колебаний на выходе РВых и входе Рвх утао-
жителя, а также их отношением = ~ь,х , называемым коэффициентом
преобразования; полосой рабочих частот д/р я уровнем подавления
соседних гармонических составляющих в спектре выходного колебания
Li~-iot<g 9 где Р; -мощность ь -й гармоники. Так как
во входных и выходных цепях умножителя частоты теряется часть мощ-
ности входных и выходных колебаний из-за наличия в них сопротивле-
ния потерь, то коэффициент преобразования умножителя будет у «
рвых уА , где увх , %Ь/Л.- соответственно КПД входной и
выходной цепи умножителя, а - коэффициент преобразования ди-
ода, определяемый как отношение мощности к -й гармоники к мощное,
ти первой гармоники непосредственно на диоде.
Заданные значения параметров умножителя обеспечиваются соответ,
ствующим выбором параметров диода с нелинейной емкостью, режима егс
работы, вида соединения диодов в умножителе и типа применяемых
фильтров частот.
Диод с нелинейной емкостью р-n -перехода характеризуется сле-
дующими параметрами: зависимостью емкости р-n -перехода от напря-
жения на нем; допустимой мощностью рассеивания РРАОП ; допустимым
пробивным (обратным) напряжением, при превышении которого наступа-
ет пробой перехода; максимальной рабочей частотой J^ax •
Зависимость емкости запертого р-n -перехода от напряжения на
нем может быть аппроксимирована выражением
W = CQU0)^y, (3.1)
где uQ - постоянное (запирающее) напряжение, приложенное к диоду;
и - мгновенное напряжение на р-n -переходе; С (ио)- емкость
перехода при u-UG ; у -показатель нелинейности, зависящий от
характера распределения примесей в р-n -переходе: для варактора
с резким p-к -переходом , для варактора с плавным р-n -
переходом / = для ДНЗ, имеющего обычно сверхплавный переход,
7*0. J d,
Так как ток I через нелинейную емкость равен ь =
то с учетом (3.1) получим
ТСС Р-2)
В умножителе последовательного типа умножение частоты при нали
чин двух гармоник напряжения осуществляется за счет выделения со-
ответствующей гармоники выходным фильтром частоты из спектра тока,
определяемого по (3.2). а
Так как заряд q на нелинейной емкости равен у = J C(u)dtc , т
с учетом (3.1) после преобразования выражение для вольт-кулоновой
характеристики запертого р-n -перехода примет вид
’ <5-3’
10 '
г^е = г I у?- - постоянный заряд, обусловленный наличием
источника постоянного напряжения и0 .
В умножителе параллельного типа умножение частоты при наличии
на диоде двух гармоник заряда осуществляется за счет выделения со-
ответствующей гармоники выходным фильтром частоты из спектра на-
пряжения, определяемого по (3.3).
Как видно из (3.3), для варактора с резким р-п -переходом
= X ) вольт-кулоновая характеристика описывается параболичес-
кой зависимостью. Из этого следует, что в умножителе частоты па-
раллельного типа на варакторе с резким р-п -ъ&ъьъьжм возможно
только удвоение частоты. В то же время из (3.2) вытекает, что в
умножителе последовательного типа возможно умножение частоты в
любое число раз.
Если мощность колебаний на выходе умножителя - Рвых , а КПД
выходной цепи - yBh/x » то мощность колебаний, рассеиваемых в диоде
будет Р = . Тогда условие надежной работы умножите-
Р (ВЫХ
ля (отсутствие перегрева) примет вид
р х Jl^bix (— / ) . (5.4)
РА0П ' Увых /
Таким образом, для выбранного диода и схемы умножителя условие
отсутствия перегрева накладывает ограничение на максимальные уровни
рабочих мощностей РВЬ}* и минимальные значения коэффициента пре-
образования , поскольку из (3.4) следует, что
р 4 Р ^вых • (3.5)
ВЫХ Р&ОП /
Из (3.5) вытекает, что при фиксированном максимальное зна-
чение мощности выходных колебаний ограничено. При превышении этого
значения наступает перегрев диода. Увеличение в этом случае рабочей
мощности возможно только за счет повышения коэффициента преобразо-
вания . Следовательно, чем меньше Рр^оп t тем меньше максималь-
ное значение выходной мощности. Диапазон значений /^о/7для отечест-
венных диодов весьма широк: от Рр^оп = 75 мВт для AA60IA до
Рр^оп = 10 Вт Для AA6I3A.
В диодах с нелинейной емкостью помимо емкости р-п -перехода
проявляется сопротивление потерь Rn , которое характеризует по-
тери мощности в толще базы полупроводника, в контактах и выводах.
Это сопротивление на эквивалентных схемах диода включается после-
довательно с емкостью С(и). Сопротивление потерь Кп определяет
максимальную рабочую частоту диода Jmax » на которой сопротивле-
ние емкости равно сопротивлению потерь:
f ~---------I----- . (3.6)
2trC(Ua)J?n
Диапазон значений Jmax Для отечественных диодов составляет
от 10 ГГц для AA6I3A до 400 ГГц для AA6I4A.
На входней частоте JBX диод с нелинейной емкостью обычно ха-
рактеризуется добротностью 0. , которая определяется как отношение
сопротивления емкости на этой частоте при постоянном напряжении ио
к Кп . С учетом (3.6)
б = • (3.7)
вх
Добротность Q характеризует уровень потерь мощности коле-
баний в диоде» Чем больше добротность диода Q , тем большая часть
мощности входных колебаний преобразуется в мощность выходных ко-
лебаний»
Помимо емкости запертого р-n -перехода в диоде с нелинейной
емкостью проявляется емкость отпертого р-n -перехода, так называ-
емая диффузионная емкость. Она настолько резко возрастает с увели-
чением отпирающего напряжения, что при расчете умножителя частоты
обычно считается бесконечно большой»
Отпертый р-n -переход может характеризоваться высокодобротной
диффузионной емкостью только в случае отсутствия в диоде рекомби-
нации носителей. Если время жизни неосновных носителей сгж , то
условие отсутствия рекомбинации носителей будет т < , где Т -
период входных колебаний. Полученное условие удобнее выразить в
фррме ,
^вх $нижн ~ * (3.8)
Для отечественных варакторов и ДНЗу^^ не превышает 100 МГц.
Так как на этих частотах достаточно хорошо работают транзисторные
умножители частоты, то диодные умножители целесообразно использо-
вать на частотах jbx > 0,5 ГГц, на которых условие (3.8) выполня-
ется для всех диодов с нелинейной емкостью.
Нелинейные свойства ёмкости варактора проявляются как в режиме
запертого р-n -перехода, когда последний заперт в течение всего
периода входных колебаний, так и в режиме частичного отпирания,
когда р-к -переход отпирается в течение части периода входных
колебаний. У ДНЗ нелинейные свойства емкости проявляются только в
режиме частичного отпирания.
Поскольку емкость ДНЗ постоянна при
= С ) и бесконечна при и < о ,
ристика может быть, представлена в виде
запирающем напряжении и>,0
ее вольт-кулоновая характе-
при q >, О
при q 4 О
и
(переход заперт);
(переход отперт).
Однако режим частичного
отпирания характеризуется инерционным
процессом, обусловленным, конечным временем восстановления tB
обратного сопротивления р-п, -перехода. Если период входных коле-
баний Т< tB • то нелинейные свойства емкости диода слабо выра-
жены, что приводит к уменьшению коэффициента преобразования.
Таким образом, в режиме частичного отпирания диод с нелинейной
емкостью работоспособен в ограниченном диапазоне рабочих частот:
/нижн <fex < f верх ~~ is
Так как для отечественных диодов gGwikg не превышает
100 мГц, a fBepx 4 10 ГГц (для 2А609 fB£px = 10 ГГц, для 2А604
fBEPf 7 ГГе^)» то на частотах дециметрового и сантиметрового диапа-
зонов при fBb/x 4 10 ГГц в умножителях частоты используются либо
ДНЗ, либо варакторы в режиме частичного отпирания, а при fBh/x >
>10 ГГц - только варакторы в режиме запертого р-n -перехода. Для
варакторов в режиме запертого р-гь -перехода напряжение на пере-
ходе должно удовлетворять условию 0 4 u Unpoe , где и - на-
пряжение пробоя р-п - перехода. Для ДНЗ и варакторов в режиме
частичного отпирания и 4 ипроБ . Из-за ограниченного диапазона
допустимых напряжений режим запертого перехода характеризуется
значительно меньшими уровнями рабочих мощностей, чем режим частич-
ного отпирания. Для умножительных диодов значения U лежат в
пределах от 10 В (для 3A603B) до 80 В (для 2A6I3A). Р
[В умножителях частоты на варакторах, работающих в режиме за-
пертого р-n, -перехода, коэффициент преобразования резко уменьша-
ется с ростом коэффициента умножения, поэтому такие умножители
применяются для удвоения и утроения частоты. Для повышения коэффи-
циента преобразования при tv > 2 в схему умножителя вводят до-
полнительные "холостые” контуры, настроенные на промежуточные гар-
моники. Структурные схемы умножителей частоты с "холостыми” контура^
представлены на рис. 3.2,а,б, где - фильтры частот, настро-
енные на промежуточные ь -е гармоники. Наиболее распространены
в настоящее время утроители и учетверители частоты с "холостым"
контуром, настроенным на вторую гармонику. "Холостые" контуры обесь
печивают протекание через диод токов дополнительных гармоник, бла-
годаря чему осуществляется преобразование мощности дополнительных
гармоник в мощность выходного колебания за счет получения выходной
гармоники путем суммирования первой и дополнительных гармоник
(как в утроителе частоты) или путем умножения частоты дополнитель-
ной гармоники (как в учетверителе частоты). В умножителях на ДНЗ
высокие значения у (вплоть до /£= 6) обеспечиваются и без
дополнительных контуров.
Рис. 3.2
В диодном умножителе заданная полоса рабочих частот Jу мо-
жет быть реализована только в том случае, если она меньше предель-
ной полосы пропускания jfnpEA • Последняя ограничивается расстоя-
нием между соседними гармониками в спектре выходных колебаний и
составляет для однодиодного умножителя
. (3.10)
JnpE& п + 0,5
В умножителях с комбинированным соединением диодов (балансным,
встречно-последовательным или встречно-параллельным) предельная
полоса частот почти вдвое шире:
Af = ^S- , (З.П)
J прЕ^
чТ0 обусловлено разрежением спектра выходных колебаний. Так, в
^множителях частоты с встречным соединением диодов в спектре коле-
баний отсутствуют четные гармоники, а в умножителях частоты с ба-
лансным соединением диодов - нечетные гармоники.
Следует отметить, что максимальная реальная полоса рабочих
частот умножителя приблизительно вдвое меньше, чем ее значение в
(З.Ю) и (3.II). Для всех типов умножителей частоты, как это сле-
дует из (3.10) и (3.II), полоса рабочих частот сужается с ростом
коэффициента умножения тъ . Поэтому при повышенных требованиях к
полосе рабочих частот в умножителях с п, \ 4 используется кас-
кадное соединение умножителей с малыми п .
Достоинством умножителей частоты с комбинированным соединением
диодов является увеличение мощности выходных колебаний примерно в
два раза, а недостатками - некоторое усложнение схемы (особенно у
балансного умножителя), исключение из значений п либо четных
(встречное включение диодов), либо нечетных (балансная схема) чи-
сел, повышенные требования к идентичности параметров диодов.
3.2. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ХАРАКТЕРИЗУЮЩИЕ РЕЖИМ РАБОТЫ
ДИОДНЫХ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
В основе расчета режима работы диодов с нелинейной емкостью
лежит гармонический анализ напряжения (для параллельной схемы) или
тока (для последовательной схемы) на нелинейной емкости при воз-
буждении ее двумя гармониками заряда (тока) или напряжения. В ре-
зультате этого анализа определяются эквивалентные (усредненные по
соответствующим гармоникам) параметры нелинейной емкости
перехода.
Так, например, в умножителе частоты параллельного типа задают-
ся формой колебания заряда на емкости в виде
F=% + + 4n,sin > (3.12)
Где fz ’ " амплитуды колебаний первой и п, -й гармоник; у?
Фаза п -й гармоники; а) - частота входных колебаний.
Подставив (3.12) в (3.3) для варактора или в (3.9) для ДНЗ,
можно выделить в спектре напряжения на емкости и следующие син-
фазные и квадратурные гармонические составляющие:
Так как • то с Учетом (3.12) имеем
+c^nucos (ка^+срп) . (3.14)
Оценим полученные гармонические составляющие с колебанием за-
ряда у и тока i . Сравнивая первую гармоническую составляющую
в (3.13) и (3.12), заключаем, что она характеризует падение напр^
жения первой гармоники на эквивалентной емкости диода по этой гар^
ионике СЭ1 :
СЭ1~ и1с (3.15)
С учетом (3.14) вторая гармоническая составляющая в (3.13) ха-
рактеризует падение напряжения на эквивалентном сопротивлении Rd
КЭ1 определяет потребление той
которая преобразуется в мощность
Эквивалентное сопротивление
части мощности первой гармоники,
высших гармонических составляющих. Следовательно, ухудшение про-
цесса преобразования мощности должно характеризоваться уменьшением
до нуля R3f .
С учетом (3.12) третья гармоническая составляющая в (3.13)
отображает падение напряжения и -й гармоники на эквивалентной
емкости диода по этой гармонике С :
э It
С учетом (3.14) четвертая гармоническая составляющая напряже-
ния, противофазная току /г-й гармоники, представляет собой экви-
валентный генератор переменного напряжения -й гармоники еп
с амплитудой ипк .
Так как uJK , и1с , ипк , ипс - продукты разложения в
ряд Фурье функции (3.3) или (3.9), то эти амплитуды гармоник на-
пряжения, а следовательно, и эквивалентные параметры емкости СЭ1 ,
• &Э1 ’ зависят от параметров диода, коэффициента умноже-
ния п , частоты колебаний и соотношения амплитуд у; , qn.
При разложении в ряд Фурье напряжения на ДНЗ по (3.9) для удоб-
ства вводят понятие угла отсечки 6 , характеризующего часть пе-
риода колебаний 2 0 , в течение которого р-п-переход заперт. Поэ-
тому эквивалентные параметры ДНЗ будут зависеть также и от угла
отсечки 6 .
42
учитывая сопротивление потерь в диоде Rn , можно диод с не-
нейной емкостью (без учета реактивных параметров корпуса диода)
представить в виде эквивалентной схемы на входной /ех (риС> ЗЛ>
И выходной fBb,x (рис. 3.4) частоте. На рис. 3.4 показаны также
активная и реактивная хн составляющие нагрузки, пересчи-
танные непосредственно к диоду.
Рис. 3.3 Рис. 3.4 Рис. 3.5
Если положить, что вся мощность колебаний, потребляемая экви-
валентным сопротивлением R31 , преобразовалась в модность эквива-
лентного генератора еп , то (см. рис. 3.3 и 3.4) можно получить
следующее выражение для коэффициента преобразования на диоде:
(ЗД8)
Вычисленный по (3.18) график зависимости изображен на
рис. 3.5. По существу это нагрузочная характеристика умножителя
частоты. Из графика видно, что имеется оптимальное значение нагруз-
ки К" оп/г, при которой достигается максимум коэффициента преобра-
зования . В наличии экстремума функции ^(RH) можно убе-
диться на основе следующих рассуждений. Из (3.18) вытекает, что
= 0 при RH = 0. При RH—> оо коэффициент преобразования
также стремится к нулю, поскольку при /^->00 ток ^-й гармоники,
а следовательно, и амплитуда заряда п -й гармоники стремятся к
нулю. Это приводит к ухудшению процесса преобразования мощности
первой гармоники в мощность n-й гармоники и, как следствие, к
уменьшению до нуля R31 . Наличие двух нулей у любой функции свиде-
тельствует о существовании хотя бы одного экстремума.
Максимальное значение коэффициента преобразования на диоде вы-
ражается через параметры диода и умножителя частоты следующим
образом:
V = -----Л ГТ > (3.IS)
А (l + ]/7*a )
где cl -обобщенный параметр преобразования, имеющий для варактору
работающего в режиме запертого р-п -перехода, вид
а=[(#Г^(л’^]2- (3,20)
Здесь р(гс,%) " коэффициент, характеризующий нелинейные свойства
варактора и вид его включения в схему умножителя частоты. Так, в
умножителе частоты параллельного типа р(2,^) = 0,163, уз(3^)=о
/3(£,у) = 0,092, /з(з,-р = 0,007, в умножителе частоты последо-
вательного типа уз(2;£) = о,п, узбг,0,072, уз(з,|) = 0,0242,
/5<3,j) = 0,015.
Для умножителя на ДНЗ
сс = [Q/3(n,&)]Z , (3.21)
где
ц(п 8} = z sinXn+fWl (3.22)
г * 7 7 эгп L п-1 J
Из (3.22) следует, что существует несколько углов отсечки 60 t
при которых коэффициент р макисмален. Это 60 = т , где
т - I,2,...,(^z -I). При этом есть оптимальный угол отсечки в
при котором коэффициент р достигает экстремального значения:
~ для четных п ;
е..г • <5’2”
или . 2L. для нечетных -п, .
п X п £
Из (3.22) с учетом (3.23) имеем р (2,90°) = 0,211, р (3,120е
= 0,069, . р (4,90°) = 0,0424, J3 (5,108°) = 0,025, j3(6,90°)= 0,01
Из (3.19) следует, что монотонно возрастает с увеличением
обобщенного параметра преобразования сс . Таким образом, для дости-
жения максимальных значений коэффициента преобразования необходимо
стремиться реализовать максимальные значения параметра сс , а след»
вателъно, и максимальные значения , & и уз .
Сравнивая (3.20) и (3.21), нетрудно видеть, что при прочих раз*
условиях ДНЗ при оптимальных углах отсчеки обеспечивает больший
коэффициент преобразования, чем варактор, а варактор в режиме за-
пертого р-п -перехода при п > 2 целесообразнее использовать
в схеме умножителя последовательного типа (больше a, , и, следова-
тельно, больше коэффициент преобразования).
В целях увеличения коэффициента преобразования необходимо выби-
рать диоды с наивысшей добротностью Q в заданном диапазоне рабо-
чих частот. Однако увеличение fi сопряжено с уменьшением рабочей
мощности. Действительно, как следует из рис. 3.3, для входного ко-
лебания диод представляет собой комплексное сопротивление =
s -f R3i-j p- . Чтобы избежать потерь мощности, обусловленных
отражением от диода, необходимо сопротивление ZBX согласовать с
волновым сопротивлением подводящей линии.
Пусть в простейшем случае со-
гласующее устройство представляет
собой последовательно включенные
индуктивность , компенсирую-
щую на частоте f действие ем-
кости С31 , и четвертьволновый
отрезок линии, трансформирующий
активную часть Rn + КЭ1 в волно-
вое сопротивление подводящей линии
Zo (см. рис. 3.6). Тогда LKOMn
и СЭ1 образуют последовательный
контур, настроенный в резонанс на частоту входных колебаний. При
резонансе амплитуда колебаний напряжения на емкости и7 в Q раз
больше, чем амплитуда входного колебания Ц&* , т.е. U7=^QUBX
Из условия отсутствия пробоя ст ипров1^ или» иначе говоря,
V г . (3.24)
вх 20. J
Из (3.24) следует, что UBx~> 0 при Q —* ©о , т.е. мощность вход-
ных, а следовательно, и выходных колебаний при возрастании доброт-
ности диода должна уменьшаться, чтобы диод не вышел из строя из-за
пр обоя р- «-перехода.
В режиме запертого
р-п-перехода максимальное значение
а
следовательно, и т? также
< A max
боя р-п -перехода
Чо*Ч^ЧпрОв
ограничено условием отсутствия про-
с(и ) и
4 пров; лров
1-V
или после преобразования с учетом (3.1)
(3.25)
7о \ '
Таким образом, коэффициент преобразования умножителя частоты
определяется не только параметрами диодов и видом схемы, но и
уровнем рабочей мощности.
3.3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ДИОДНЫХ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Схемы диодных умножителей частоты различаются по виду фильтрую-
щих и согласующих цепей и по типу линий передач, на которых постро-
ены эти цепи.
В гибридных интегральных схемах узкополосных умножителей СВЧ,
у которых полоса рабочих частот по крайней мере на порядок мень-
ше предельной, в качестве фильтров используются одиночные колеба-
тельные контуры, выполненные либо на сосредоточенных элементах при
fB* < (I...2) ГГц, либо на разомкнутых или короткозамкнутых
отрезках микрополосковых и коаксиальных линий при fBX > 2 ГГц,
либо путем комбинации тех и других элементов при /вых > 2 ГГц, а
fBX < 2 ГГц. На частотах f > (Ю...20) ГГц используются от-
резки волноводов. В широкополосных умножителях частоты, у которых
полоса рабочих частот соизмерима с предельной, в качестве фильтров
применяются широкополосные фильтры нижних частот (ФНЧ) и полосно-
пропускающие фильтры (ППФ). В ГИС широкополосных умножителей час-
тоты в качестве ФНЧ используются ступенчатые фильтры, а в качестве
ППФ - фильтры частот на связанных микрополосковых линиях.
В схеме умножителя параллельного типа на микрополосковых линиях
диод теплоотводящим выводом может быть соединен с корпусом. Поэтому
умножители параллельного типа применяются для реализации предельных
энергетических параметров диодов. В умножителях этого типа исполь-
зуются диоды с любым корпусом и бескорпусные. В умножителях после-
довательного тина на микрополосковых линиях теплоотводящий электрод
диода отделен от корпуса, что ухудшает тепловой режим диода. Поэ-
тому такие умножители частоты применяются лишь в том случае, когда
рассеиваемая на диоде мощность значительно меньше допустимой. В
ГИС умножителей частоты, построенных по схеме умножителей последо-
вательного типа, в основном используются бескорпусные диоды.
На рис. 3.7 и 3.8 представлены схемы узкополосных умножителей
частоты с четным коэффициентом умножения, в которых фильтры частот
и устройства согласования выполнены на короткозамкнутых или разомк-
нутых отрезках (шлейфах) микрополосковых линий. На рис. 3.7 показан
умножитель параллельного типа, где С1 , С3 - разделительные кон-
денсаторы; - шлейф согласования на входной частоте; 13- шлейф,
фильтрующий колебание с умноженной частотой на входной цепи; 17 -
отрезок линии, замкнутый через конденсатор Сг по выходной частоте
и разомкнутый по постоянному току; 18 - шлейф, фильтрующий коле-
бание основной частоты в выходной цепи умножителя. В этой схеме
длина разомкнутого шлейфа 1з равна , a Z^ = , где Я -
длина волны входных колебаний в микрополосковых линиях. Места вклю-
чения шлейфов (точки В и Е) выбираются таким образом, чтобы в точке
с сопротивление входной цепи было бесконечно большим на частоте
fBbtx ’ а сопротивление выходной цепи - на частоте . В этом
случае шлейфы 13 , t8 не только закорачивают входную линию на
частоте у , а выходную линию на частоте f , но и исключают
о ЫХ О'вх
взаимное влияние цепей умножителя друг на друга. Длины и волновые
сопротивления отрезков bz и 1$. выбираются из условия согласования
сопротивлений диода по входу и выходу умножителя. Отрезок 17
(четвертьволновый шлейф на частоте fBb ) развязывает цепь питания
от высокочастотной цепи умножителя.
Параметры согласующих отрезков в схеме умножителя, представлен*
ной на рис. 3.7, рассчитываются по формулам
, ar, ^b^^W^^b^^Q
Ч Я ьг-----------------
. 2ъ, = ~*g Zo ± fx* + ZfJ + -г Zf" _
? Л 2 ZO(ZO-RB)
V ВЫХ/^О
(3.26)
(3.27)
(3.28)
(3.29)
где Zo - характеристическое сопротивление всех отрезков линии,
кроме 15 (чаще всего Zo = 50 Ом); Z5 - характеристическое сопро-
тивление согласующего отрезка l5 ; RB , хв - активная и реак-
тивная части сопротивления схемы в точке В с учетом пересчитанного
для этой точки сопротивления диода на частоте fBX ; RBblx и Хвых -
активная и реактивная части сопротивления диода на частоте f
Из условия развязки входной и выходной цепей умножителя места
включения фильтрующих шлейфов I , 1$ определяются по формулам
I = —— • to 2 Л- i
4 у $ Л Ь6 П tn 7 ’
° Я т Ls
где Zs и находятся из (3.28) и (3.29).
Емкости конденсаторов cf , Сг , С3 должны удовлетворять ус-
ловиям
гя-vG << Z° ’ ~ С <<Z° ’ с << zo '
J&X 1 JВЫХ 2 JBb!XU3
В схеме, изображенной на рис. 3.8, разомкнутый шлейф lf с от-
резком линии АВ длиной 12 обеспечивает согласование во входной
цепи; короткозамкнутый шлейф осуществляет соединение
одного из электродов диода с корпусом и фильтрацию с частотой fBb^
э
во входной чепи» отрезок ВС длиной исключает влияние вход-
вой пени на частоте fBb/x ; разомкнутый шейф Lg с отрезком дли-
ной обеспечивает согласование на частоте fBb/x ; илейф 17
фильтрует колебание с частотой JBX на выходе умножителя. Место
его включения (отрезок EF длиной 1д ) выбирается из условия полу-
чения близкого к нулю сопротивления в точке J) на частоте fBx
и рассчитывается по формуле
= tJLJL-h.
Л 9 / 1 ’
Л 1б'^ л 18~1
где длины согласующих отрезков L6 и LB ъщъъълятъп по (3.26)
(3.27) при замене А на , Rg на , Хв на Хвых ,
I на ls и на . Блокировочный шлейф 1?— , ко-
роткозамкнутый при помощи конденсатора С3 , исключает шунтирующее
воздействие резистора автосмещения к , на котором образуется за-
данное напряжение смещения ио . Для режима запертого р-^-пере-
хода тр >/ — , для режима частичного отпирания R =
- si*1 6 COS В
С si,n6-(tt-6)cos6
На рис. 3.9 приведена топология узкополосного умножителя часто-
ты. СВЧ-цепи умножителя выполнены по схеме, изображенной на рис. 3.7
а цепь питания - по схеме, изображенной на рис. 3.8. Для настройки
схемы у краев отдельных проводников расположены дополнительные
контактные площадки.
Широкополосные умножители частоты должны обеспечивать постоян-
ство коэффициента преобразования в заданной полосе рабочих частот.
Это накладывает определенные требования на входную и выходную цепи
умножителя. Входная цепь умножителя должна обеспечивать широкопо-
лосное согласование входного сопротивления диода ZBX и линейную
зависимость от частоты тока первой гармоники через диод с нелиней-
ной емкостью. Выходная цепь должна обеспечивать широкополосное со-
гласование выходного сопротивления %вых с сопротивлением нагрузки.
Чаще всего широкополосные цепи умножителя рассчитываются на основе
низкочастотных фильтров-прототипов, в крайние элементы которых
включается импеданс диода с учетом дополнительных согласующих от-
резков линий.
На рис. 3.10 показана схема умножителя частоты последовательно-
го типа с широкополосными фильтрами: ФНЧ в виде ступенчатого фильт-
ра и ППФ на связанных линиях, причем в данной схеме ФНЧ используется
5С
Рис. 3.9
Рис. 3.II
во входной цепи умножителя, так и в цепи питания. Отрезок ли-
каК = -4- служит для замыкания одного из выводов диода на кор-
с умножителя по постоянному току. Для снижения требований к точ-
ности выполнения этого отрезка его волновое сопротивление выбирает-
ся больше волнового сопротивления основной линии. Отрезки 1^ и 1^
обеспечивают согласование в заданной полосе входных частот, а отрезок
I - на частоте выходных колебаний.
J Топология умножителя частоты, выполненного по схеме, показан-
ной на рис. 3.10, представлена на рис. 3.II, где I - вход умножи-
теля; 2 - ступенчатый фильтр во входной цепи; 3 - умножительный
диод; 4 - согласующий отрезок 13 ; 5 - ступенчатый фильтр в цепи
питания диода; 6 - отрезок линии 1Ч ; 7 - заземленные проводники;
8 - контактная площадка для подведения напряжения смещения; 9 -
выход умножителя; 10 - фильтр на связанных линиях в выходной цепи
умножителя; II - отрезок линии, обеспечивающий заземление одного
из выводов умножительного диода.
Для уплотнения элементов схем на платах микрополосковые линии
обычно изгибают под углом 90° (см., например, рис. 3.9 и З.П).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Схемы умножителей параллельного и последовательного типа.
Назначение элементов схем. Сравнительная характеристика схем.
2. Схемы умножителя частоты с ’’холостыми" контурами. Назначе-
ние "холостого" контура. Принцип работы данной схемы.
3. Схема умножителя частоты с "холостыми" контурами параллель-
ного типа на варакторе с резким переходом при zz = 5 ( к = 6,
= 7 и т.д.). Каково минимальное число "холостых" контуров при
заданном коэффициенте умножения?
4. Режимы работы диода с нелинейной емкостью. Почему диод с
накоплением заряда работает только в режиме частичного отпирания?
5. Умножители частоты последовательного и параллельного типа
на варакторах.
6. Умножители частоты на диодах с накоплением заряда.
7. Схемы умножителей частоты на отрезках микрополосковых линий.
Назначение элементов схем.
Условия получения максимального коэффициента преобразования
в Умножителе частоты на варакторах.
9. Условия получения максимального коэффициента преобразования
в умножителе частоты на диоде с накоплением заряда.
10. Основные параметры диода с нелинейной емкостью. Взаимосвязь
параметров диода с параметрами умножителя частоты.
ЛИТЕРАТУРА
Проектирование модулей СВЧ: Конспект лекций/Под ред. Г.П. Зем-
цова. - М.: МАИ, 1976, с. 4-30.
1У. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛКЦИл В ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРАХ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Радиопередатчики с амплитудной модуляцией (АМ) широко применя-
ются в радиосвязи практически во всех диапазонах частот. Структур-
ные схемы радиопередатчиков с АМ показаны на рис. 4.1. Амплитудная
модуляция может осуществляться в любом каскаде передатчика. Однако
обычно она производится либо в выходном каскаде (рис. 4.1,а), либо
в двух (или трех) последних каскадах: выходном и предвыходном
(рис. 4.1,6). Если каскад, в котором осуществляется АМ, промежуточ-
ный, то следующие за ним каскады работают в режиме усиления моду-
лированных колебаний. Сигнал информации, т.е. передаваемый сигнал
(рис. 4.1), поступает на модулятор, который представляет собой
один или несколько каскадов усиления колебаний частоты
где F - частота модуляции. От модулятора напряжение ис (t) , на-
зываемое модулирующим, подводится к соответствующим генераторным
каскадам ’(усилителям мощности) высокочастотного тракта передатчика
для управления (модуляции) их амплитудой колебаний высокой часто-
ты (ВЧ). Эти каскады принято называть модулируемыми.
При АМ амплитуда колебания ВЧ-генератора отклоняется от своего
среднего значения пропорционально значению в кавдый данный момент
времени модулирующего напряжения, пропорционального, в свою очереди
значению передаваемого сигнала.
Модулирующий сигнал в общем виде является случайной функцией.
Однако многие виды модулирующих сигналов могут приближенно рас-
сматриваться как сумма большого числа К гармонических колебаний:
uc(i) =S l^cos , (4.1)
где 32* 9 <pK - соответственно амплитуда, угловая частота
и фаза колебаний»
Рис. 4.1
Спектр модулирующего сигнала при радиосвязи относится к облас-
ти низких частот. При испытаниях передатчика с АМ государственный
стандарт предусматривает лишь модулирующий сигнал в виде одного
гармонического колебания:
uc(t) = cos.S2t . (4.2)
Поэтому для упрощения в дальнейшем будем полагать, что вид моду-
лирующего сигнала определяется формулой (4.2).
При отсутствии модуляции, когда = 0, режим передатчика
называется режимом несущих колебаний (или режимом несущей частоты).
При этом амплитуда тока первой гармоники на выходе передатчи-
ка будет неизменной и ток
= I1H COS(^t ,
где 11н - амплитуда тока 11 в режиме несущих колебаний;
J - частота несущих колебаний.
Полагая, что модуляция 1Г осуществляется под воздействием на-
пряжения (4.2) и Т изменяется пропорционально uc(t) , т.е.
модуляция протекает линейно, получаем
= I1H [7+ a7 uc cos u,t ’
где az - коэффициент пропорциональности.
С учетом (4.2)
if(t) ~ COS COt
Принимая получаем
Zz (t) = IJH £z+ ?ncosS2 cos cot . (4.3)
Коэффициент m , характеризующий изменение амплитуды тока и
пропорциональный , называется коэффициентом модуляции. Он ли-
нейно зависит от . Обычно частота 52 « со .
Графики зависимости от времени модулирующего напряжения uc(t)
и модулированного тока ь7№ приведены на рис. 4.2. Огибающая мо-
дулированного колебания воспроизводит форму напряжения iccCt) ;
она расположена симметрично относительно значения тока в режиме
несущих колебаний; среднее значение огибающей равно току . В
данном случае считают, что модуляция симметричная.
Коэффициент модуляции
Т + Z . ‘
imax 1 min
При проектировании и настройке передатчика с АМ принимают все
меры, чтобы модуляция была симметричной и линейной. Иначе возни-
кают искажения при приеме.
Выражение (4.3) можно представить в виде
i'i(i)=I1Hcasct)t+YhHcos(6l)-^)f'+:YliHCos(6D+<^)t . <4«3>
Ън
^<н
Рис. 4.2
2 Емок
lie
IH
bF
a)
Рис. 4.3
I~ Гпнп
Модулированное колебание (4.3) представляет собой сумму трех
колебаний с частотами: несущей со с амплитудой 11Н и боковых час-
тот си-52 (нижней) и OJ+32 (верхней) с амплитудами »
расположенных симметрично относительно несущей частоты (рис. 4.3,а).
При этом полоса частот, занимаемая спектром AM-колебания, = ZF «
В общем случае, когда модуляция осуществляется не гармоническим,
а сложным сигналом.(речь, музыка) с частотами от г . до F ,
имеют место боковые полосы частот модуляции, и поэтому полная поло-
са частот будет = (рис. 4.3,6).
В процессе модуляции амплитуда тока Р7 изменяется, причем мак-
симальное значение тока равно I =. i (1+тп) ♦ а минимальное -
, . 1т ах ih\ у
~ 1-fH ( ^~/гг) •
В режиме несущих колебаний выходная мощность модулируемого
каскада неизменна и равна
- °-5 4* .
где - сопротивление согласующей ВЧ-цепи каскада. Когда 1 = 1
7 7 max
мощность колебаний высокой частоты достигает максимального зна-
чения:
Р =0,51? -К^Г0,5!2 (1+™)2 J?= R^(7+™)2- (4 4)
1тах J imax к\ 7 ih k z Kt 1H v
Аналогично получаем выражение для минимального значения выход-
ной мощности:
P^-^O,5I2 . R (4.5)
1т т 7 1?тп к1 in k J
Режим, при котором мощность колебаний высокой частоты максималь-
на, называют максимальным, а режим, при котором мощность минимальна,-
минимальным. Из уравнения (4.4) следует, что выходная мощность в
максимальном режиме при tn = I увеличивается в четыре раза по срав-
нению с мощностью в режиме несущих колебаний ( Р =4 Р1Н ).
В процессе модуляции мощность высокочастотных колебаний будет
неодинаковой. Если положить, что согласующая выходная ВЧ-цепь модули-
руемого каскада сохраняет свое сопротивление на частотах f + F
{ F « f ), можно найти среднюю выходную мощность за период высо-
кой частоты:
Рср.а> = (l^cosSl t)2 = th cos S2. t}2.
Распределение мощности между составляющими спектра модулирован-
ного колебания можно найти, если определить среднюю мощность за
период низкой частоты (т.е. частоты модуляции):
2тг
pcpsr^ JF1H (.1^c0S^2dsit=P1M (7+ £) = P1H + 2PB0H ,
0
где РБОк = ^т~ P1H - мощность одной боковой полосы частот.
Мощность боковых полос зависит от //г • Если If то 2Р =
= 0,5Р,„ и
значение т
Рс возрастает в 1,5 раза. Среднестатистическое
находится обычно в пределах 0,3...О,5. Это означает
что доля мощности боковых полос частот в общей мощности Рср.^
мала. Следовательно, энергетическая эффективность передатчика при
-т 4 0,5 снижается. Поскольку именно колебания боковых частот со-
держат в себе передаваемый сигнал, то для повышения его уровня
в приемнике передатчик целесообразно проектировать на tn = I. Поэ-
тому в ряде случаев в передатчике для повышения среднего значе-
ния -пь применяют, например, специальные предварительные усилители,
сжимающие динамический диапазон сигналов (диапазон громкости звука).
Качество передачи сигналов определяется тремя основными факто-
рами: коэффициентом нелинейных искажений, частотной характеристи-
кой модуляции и уровнем фона.
В процессе развития радиотелефонных передатчиков были перепро-
бованы различные схемы АМ, начиная с непосредственного включения
микрофона в антенну. Однако широкое применение получили в основном
способы осуществления АМ выходного высокочастотного тока генерато-
ра 1ВЫК1 , достигаемой за счет изменения напряжения на одном или
нескольких электродах активного прибора генератора (лампы или тран-
зистора). При использовании транзисторов принято говорить о коллек-
торной модуляции, когда АМ осуществляется путем изменения по закону
модулирующего сигнала напряжения питания в коллекторной цепи uKq
(модулирующий фактор здесь ик ) или путем изменения амплитуды
напряжения первой гармоники на согласующей выходной ВЧ~цепи за
счет изменения ее сопротивления кк1 . Модуляция может быть также
базовой, если она осуществляется изменением по закону модулирующего
сигнала напряжения смещения на базе 1ГБ0 (модулирующий фактор U6O)
или изменением амплитуды возбуждения иБ1 (модулирующий фактор ЬГБ/).
Кроме того, возможны комбинированные способы АМ, при которых меня-
ются напряжений на двух электродах: например, базово-коллекторная
модуляция напряжением возбуждения иБ1 и напряжением питания на
коллекторе икс . Может быть и тройная модуляция, когда кроме кол-
лекторной модуляции производится модуляция смещением (при включении
автосмещения в базовую цепь транзистора) и модуляция напряжением
возбуждения.
Независимо от вида модуляции, режим раОоты транзистора должен
обеспечивать линейную зависимость амплитуды 1ВЫХ1 (или напряже-
ния ^Ь/Х/ на нагрузке) от модулирующего напряжения.
Однако, говоря о линейности ж качестве модуляции, не следует
забывать, что огибающая AM-колебания воспроизводит форму модулирую-
щего напряжения с отклонениями (искажениями), не превышающими до-
пустимых.
Для определения степени нелинейных искажений, возникающих в
генераторе, используют модуляционные характеристики, представляющие
собой зависимость амплитуды высокочастотных колебаний от модули-
рующего фактора. Различают статические и динамические модуляционные
характеристики.
Статическая модуляционная характеристика представляет собой
зависимость первой гармоники коллекторного тока 1К от модулирую-
щего фактора ( Uko , UBq , который во время модуляции меня-
ется с частотой <$2 = ^^ • Подобная характеристика снимается при
отсутствии модулирующего сигнала и поэтому называется статической.
При снятии характеристики модулирующий фактор меняется дискретно
и является постоянным при определении значения тока 1К . Следо-
вательно, каздая точка характеристики соответствует динамическому
режиму работы генератора с определенной амплитудой колебаний хк .
Статическая модуляционная характеристика показывает границы линей-
ной модуляции и позволяет найти напряжение модулирующего фактора
в режиме несущих колебаний. Это напряжение на характеристике вы-
бирается из соображений линейной и симметричной модуляции, т.е.
на середине линейного участка характеристики (или на середине
спрямленной характеристики).
ими Ve
Рис. 4.5
В качестве примера на рис. 4.4 и 4.5 приведены статические
модуляционные характеристики (СМХ) для случаев модуляции смещением
на базе (рис. 4.4) и коллекторной модуляции (рис. 4.5). Пунктиром
показаны спрямленные СМХ, сплошными линиями - реальные. Если на-
пряжения иБОН и VKOH выбраны правильно, то нарушение линейной
зависимости имеет место лишь при глубокой модуляции ( >1). При-
чем при коллекторной модуляции СМХ ближе к линейной, чем при ба-
зовой. Выбрав ток в максимальном режиме, можно найти 1К1Н =
= 1*^ах/^rn). Вместо тока 1К при снятии СМХ можно взять другую
величину, например напряжение на коллекторной нагрузке UKj-IK
которую удоонее измерять. Величина остается при модуляций 1
неизменной, так как определяется выходной ВЧ-цепью генератора, и,
следовательно, uKj пропорционально . СМХ
искажений, связанных с частотой передаваемого
не позволяет учесть
сигнала. Для этой
цели служат динамические характеристики.
Динамическая модуляционная характеристика (рис. 4.6) представ-
ляет собой зависимость коэффициента модуляции т на выходе пере-
датчика от амплитуды модулирующего напряжения вх на входе моду-
лятора. Эта характеристика снимается либо при некоторых фиксирований
значениях частоты F , либо при неизменной F (часто для F = 400Гц)
и дает более полное представление о модуляционных возможностях
генератора, так как снимается для всего передатчика в целом, вклю-
чая модулятор. Главное назначение рассматриваемой характеристики
состоит в определении по ней амплитуды и для получения задан-
ие вл
НОГО Ттг .
Рис. 4.6
F Fmax F
Рис. 4.7
Частотные искажения колебаний передатчика определяются ампли-
тудно-частотной модуляционной характеристикой /^ = у?(Г)при амплиту-
де напряжения = const (рис. 4.7). Частотные искажения возни-
ос ВХ
кают в трактах низкой (модулятора) и высокой (передатчика) частоты.
Обычно эта характеристика снимается на частотах модуляции ...
••• ^гах п₽и заданном m (часто tn = 0,5) на некоторой частоте
F, (например, F = 400 Гц). Неравномерность частотной характе-
ристики оценивается в децибелах относительно заданного tn на
частоте г . Отклонения Дт не должны превышать допустимое зна-
чение Д регламентируемое специальными документами (например,
ГОСТом). Так, неравномерность модуляционной частотной характерис-
тики для связных передатчиков в полосе 300...3400 Гц не должна быть
выше 3 дБ. Чем ближе характеристика т = у)(р) к горизонтальной пря-
мой, тем меньше частотные искажения. Однако как на очень низких,
так и на очень высоких модулирующих частотах т уменьшается при
^2вЛ-=со/?5/и характеристика tn = <p(F) существенно отклоняется от
горизонтальной прямой ("заваливается" вниз). Подобные "завалы" на
низких частотах происходят в основном за счет снижения сопротивле-
ния параллельных индуктивностей и возрастания сопротивления после-
довательных емкостей в тракте модулятора, а на высоких частотах -
за счет тракта модулятора и блокировочных элементов генератора, в
частности из-за возрастания сопротивления последовательных индук-
тивностей и уменьшения сопротивления параллельных емкостей, а так-
же из-за высокочастотных элементов генератора. Так, если выходная
цепь генератора будет Узкополосной (при высокой нагруженной доб-
ротности), то боковые частоты модуляции могут прийтись на склоны
ее частотной характеристики, что вызовет ослабление модуляции с
ростом частоты модулирующего напряжения. ВЧ-тракт передатчика
должен быть рассчитан на симметричное прохождение модулированного
колебания в полосе 2F
inax *
Важной характеристикой работы связного передатчика является
зависимость коэффициента нелинейных искажений от глубины модуляции
KF=f(m) . В реальных условиях огибающая модулированного колебания
не совпадает с формой модулирующего напряжения и нелинейные иска-
жения в передатчике всегда имеют место, но они не должны быть выше
определенной величины. Режимы модулируемых ВЧ-генераторов должны
обеспечивать линейную зависимость амплитуды 1К от модулирующего
фактора. В динамическом режиме должна быть получена линейная зави-
симость мевду tn и . Нелинейные искажения в передатчике слу-
жебной связи имеют кр £ 6% при т. = 0,8 (норма устанавливает-
ся ГОСТом). Напомним, что КF определяется при модуляции одним
тоном как
= i/z/+z/ + z*2
где
2 V3
амплитуда первой гармоники огибающей ВЧ-колебаний;
- амплитуды высших гармоник.
Важным показателем связного передатчика является уровень па-
разитной АМ (шумы, фон). Шумы и фон возникают вследствие неполного
сглаживания пульсаций напряжения выпрямителей, питающих передатчик.
Уровень паразитной АМ измеряется обычно по отношению к модуляции
с = I при снятом сигнале модуляции. Уровень фона не должен
превышать для связных передатчиков —46 дБ. Наличие фона ограничи-
вает динамический диапазон громкости передаваемых сигналов, кото-
рый может быть использован при приеме. При тихих звуках во время
приема будут прослушиваться гудение и шум, создаваемые паразит-
ной АМ.
Различают следующие резкими работы генератора с АМ: несущих ко-
лебаний, максимальный, минимальный и модуляции (или средний). Ре-
жим работы генератора при любом виде АМ рассчитывается одинаково,
исходя из заданной выходной мощности в резкиме несущих колебаний Р7Н.
Тип транзистора выбирается по максимальной (пиковой) мощности
Коэффициент модуляции обычно берется равным
единице ( т = I). Вначале рассчитывают максимальный режим, а
затем, считая СМХ линейной, определяют параметры в режиме несу-
щих колебаний. Далее находят требуемые амплитуду модулирующего ко-
лебания и мощность модулятора.
Рассмотрим методы осуществления различных видов АМ в транзис-
торном генераторе, основные характеристики и схемы построения
генератора с АМ.
4.2. БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ СМЕЩЕНИЕМ
Схема генератора с AM-смещением на базе показана на рис. 4.8.
В генераторе в соответствии с модулирующим напряжением Uc(t) =
^u^cos&t изменяют смещение на базе транзистора:
U (t) = у + t/cos S2t .
Б о Бон &
Поэтому в генераторе, построенном по обычной схеме, включают после-
довательно с источником постоянного напряжения иБ „ , задающего
смещение в режиме несущих колебаний, источник модулирующего напря-
гения с амплитудой . При модуляции смещением на базе транзис-
Рис. 4.8
тора остаются неизменными напряжение питания ик° , амплитуда воз-
буждения иБ1 и сопротивление нагрузки транзистора по первой гар-
монике RKl , Напряжение на базе в каждый момент времени равно
иБ (/) == uSq W + иБ, соз со/ .
СМХ генератора представляет собой зависимость I* от иБо
(см. рис. 4.9). Эта характеристика по форме нелинейна, особенно в
области запирающих значений иБо . Такая форма СМХ объясняется тем,
что в режиме модуляции напряжение смещения иБо (/) , изменяясь,
меняет угол отсчеки 6 и высоту импульса коллекторного тока. На-
помним, что соз в = -(q-o-u£)/ ♦ где * напряжение приве-
дения по базе. Первая гармоника тока, определяемая как ^^иБт^(6)%
изменяется при постоянных 5 и 1ГБ пропорционально коэффициенту
#(0), который, в свою очередь, зависит от 6 (или cos 6 ) нелинейно.
О зависимости и fa (в) от 6 сказано в параграфе 1.4. На
рис. 1.9 приведена зависимость ^(0) от cos6 для косинусоидаль-
ного импульса. Функция ^(0) имеет большой участок, близкий к ли-
нейному, в интервале 0 = 60...120°. Для удлинения линейного участ-
ка СМХ принимают в максимальном режиме 9 я НО... 120°. Напряже-
ние V# н выбирают на середине линейного участка. Коэффициент мо-
дуляции т , при котором нелинейные искажения еще невелики, огра-
ничивается значением ^^0,6...0,7.
СМХ при модуляции смещением лежит в области недонапряженного
режима работы транзистора и достигает своего максимума в граничном
и слегка перенапряженном режиме. Поэтому при расчете транзистора
в максимальном режиме принимают напряженность, близкую к граничной:
л 0,9 г? . Для энергетического расчета режима транзистора
при модуляции обычно упрощают СМХ: заменяют ее в рабочей области
прямой линией (пунктирная линия на рис. 4.9), соединяя точку запи-
Рис. 4.10
рания транзистора Z^= 0 при иБо„-п и
точку iK при иБо^ах , а в перенапряжен-
ном режиме ток считают постоянным. Прини-
мая , что зависимости iKq от иБо и iH
от UBq аналогичны (рис. 4.9), можно по-
строить СМХ генератора для мощностей и
КПД при модуляции смещением (рис. 4.10).
Подводимая мощность, мощность ВЧ-колеба-
ний и рассеиваемая на коллекторе транзис-
тора мощность определяются соответствен-
но по формулам Po‘IKoUKo , Pt^IKjRKj ,
Pp=P0-pt . Следовательно, при изменении
иБо мощность Ро меняется аналогично ТКо , а мощность рг - анало-
гично . Электронный КПД равен = 0,5%, (.6)$ , где f =
~икг/ик0 ~^kiRki/uko~ коэффициент пропорциональнос-
= Гг(вуу0(6) = const , так как lKi/1К^ const (рис. 4.9).
Поэтому = а31 , где а.3 - коэффициент пропорциональности. Сле-
довательно, уэ зависит от иБо аналогично зависимости от иБо .
Напомним, что при модуляции выполняется условие и: , и. , к- const.
Анализ СМХ показывает, что наиболее тяжелым тепловым режимом
для транзистора является режим несущих колебаний. Поэтому при выбо-
ре типа транзистора необходимо убедиться, что jp—рРАоп'
где РРлоп - допустимая мощность рассеяния транзистора п^и'заданной/7
температуре окружающей среды. С другой стороны, транзистор должен
обеспечить выходную мощность не менее при
tn = I. Подводимая к транзистору от источника питания мощность,
усредненная за период модулирующего колебания при линейной моду-
ляции, равна мощности в режиме несущих колебаний, и на нее рассчи-
тывают источник питания в цепи коллектора. КПД транзистора в
режиме модуляции несколько увеличивается по сравнению с уэн за
счет мощности боковых частот: (I + 0,5 т2). КПД
обычно невысок и составляет %эн~ 0,3...0,4, так как транзистор ра-
ботает в недонапряженном режиме. Выходная мощность генератора при
модуляции возрастает по сравнению с режимом несущих колебаний:
Р7 = Р1Н (I + 0,5^2). Эффективное значение тока I* в нагрузке
возрастает в ]/1 + 0,5w2 ' раз. 7
При техническом расчете генератора, модулируемого смещением
на базе, после выбора типа транзистора вначале определяют парамет-
ры генератора в максимальном режиме, а затем, принимая СМХ линей-
ной, находят эти же параметры в режиме несущих колебаний. Для это-
го Лг^ах»Fornax » §тпах » * ^этах У141*02*9®1 На
7/(7+^, а р^ах на 7/fz+w;2. Величины UKo„,ax* UBl„axWMin-
ся неизменными.
Амплитуда модулирующего напряжения определяется как =
= тг ~ и . Следует также обратить внимание на выполнение усло-
Бопах
вия иБ н + - иБ1 < иЭБлоп , согласно которому напряжение в
транзисторе не должно быть выше допустимого иэе^оп. Мощность,
потребляемая от модулятора, определяется и , где
-1бон , и равна Рл = 0,5 .
Поскольку постоянная составляющая базового тока при изменении
смещения изменяется не пропорционально, то нагрузка модулятора
(базовая цепь транзистора) оказывается нелинейной. Это вызывает до-
полнительные нелинейные искажения и требует в ответственных случаях
принятия специальных мер для их уменьшения. Ввидумалости напряже-
ния и тока в базовой цепи транзистора мощность модулятора оказыва-
ется весьма небольшой.
Таким образом, главным достоинством модуляции смещением на базе
является малая мощность, требуемая для управления колебаниями в ге-
нераторе, а основными недостатками - работа транзистора в недона-
пряженном режиме и, как следствие, низкий КПД генератора, а также
существенные нелинейные искажения, ограничивающие максимальный ко-
эффициент модуляции т значениями 0,6...С,7, что снижает выходную
мощность радиопередатчика. Поэтому данный вид модуляции применяется
в сравнительно маломощиих передатчиках при большом уровне допусти-
мых нелинейных искажений ( KF > 10%).
4.3. БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ НАПРЯЖЕНИЕМ ВОЗБУЖДЕНИЯ
Если модулируется по амплитуде не выходной каскад передатчика,
а один из промежуточных, то все следующие за ним каскады работают
в режиме усиления модулируемых по амплитуде колебаний. На базы
транзисторов этих каскадов подается меняющееся по амплитуде в такт
с модулирующими сигналами напряжение возбуждения, т.е. осуществля-
ются базовые АМ напряжением возбуждения. При этом остаются неизмен-
нши такие параметры генератора, как U* , иБ° , Rk . Напряжение
возбуждения на базе описывается выражением иБ (^(^H+l/S2cosS2i)coscotf
где l/SfH - амплитуда возбуждения в режиме несущих колебаний.
В процессе усиления модулированных колебаний огибающая первой
гармоники коллекторного тока _Z>7 должна совпадать по форме с оги-
бающей напряжения возбуждения. При изменении иБ1 в генераторе
будет меняться не только максимальное значение импульса коллектор-
ного тока, но и угол отсечки 6 . Если напряжение смещения иБо
выбрать равным напряжению приведения по базе и' , то согласно
выражению cos 6 = - (иБ -иБ)/иБ7 ут&л. отсечки будет составлять 90°,
независимо от величины иБ7 . При этом в области недонапряженного
режима с возрастанием иБг будет пропорционально расти IKj , а
следовательно, СМХ (иБ1) будет иметь вид наклонной прямой,
исходящей из начала координат. При переходе в перенапряженный ре-
жим СМХ загибается (см. рис. 4.II). Если смещение на базе больше
или меньше иБ , то углы отсечки будут соответственно меньше или
больше 90°. Модуляционные характеристики для 6 > 90° и 6 < 90°
приведены на рис. 4.12. Наименьшие нелинейные искажения получаются
при работе на линейном участке характеристики при 0 = 90°, причем
коэффициент модуляции tn, в коллекторной цепи будет таким же, как
и в предыдущем каскаде. Поэтому в передатчиках генераторы с АМ на-
пряжением возбуждения работают с углом 0 = 90°. Режим работы с
6 < 90° используется для углубления модуляции, так как относи-
тельное изменение IKl получается больше, чем относительное изме-
нение иБ1 . В некоторых случаях это можвт оказать вредное влияние,
приводя в многокаскадных передатчиках к недопустимо высоким уров-
ням фона, т.е. паразитной модуляции. Например, слабая паразитная
модуляция в начальных каскадах может значительно углубиться при
усилении ее в нескольких последующих каскадах. Для ослабления пара-
зитной модуляции необходимо, чтобы некоторые каскады передатчика
работали в перенапряженном режиме.
В энергетическом отношении модуляция колебаний напряжением воз-
буждения подобна модуляции смещением, так как в обоих случаях ис-
пользуется участок СМХ в недонапряженном режиме. КПД уэн генера-
тора в режиме несущих колебаний составляет около 35%. Режим работы
транзисторного генератора рассчитывается аналогично случаю модуля-
ции смещением. Максимальный режим рассчитывают для угла отсечки 90°
Рис. 4.II
и выбирают слегка недонапряженным. При пересчете параметров на
режим несущих колебаний исходят из линейной СМХ. При этом напря-
жение смещения и не меняется, а амплитуда уменьшается в
(I + т ) раз. Режим модуляции (т.е. средний режим) рассчитывается
так же, как и в случае модуляции смещением.
4.4. КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Коллекторная модуляция осуществляется путем изменения напряже-
ния ик на коллекторе транзистора в соответствии с модулирующим
напряжением, что приводит к изменению амплитуды тока в соот-
ветствии с передаваемым сигналом. Следовательно, коллекторное на*
пряжение = а (l+mcosAt).
Здесь U - напряжение питания на коллекторе в режиме несущих
колебаний. При коллекторной модуляции источник модулирующего напря-
жения включается последовательно с источником питания транзисто-
ра икоН и, таким образом, управляет коллекторным током (рис.4.13)
Рис. 4.13 Рис. 4.14 Рис. 4.15
При простой коллекторной модуляции параметры генератора иБ ,
1ГБ , RKi остаются неизменными. При комбинированной коллекторно-
базовой модуляции одновременно изменяются напряжения на коллекто-
ре и в базовой цепи транзистора. СМХ, идеализированная при простой
коллекторной модуляции, показана на рис. 4.14 (реальная СМХ изо-
бражена на рис. 4.5). Линейная часть этой характеристики лежит в
перенапряженном режиме, что позволяет получить высокий КПД
при модуляции. Это большое достоинство коллекторной модуляции.
Пользуясь СМХ, где зависимости IKj и от U* представлены в
виде прямых линий, можно построить графики зависимостей мощностей
7^,2^ % рР и ВД у от UKo (рис. 4.15). При построении можно
использовать приближенные расчетные соотношения, достаточно хорошо
отражающие процессы, происходящие в генераторе. Так, считая 1К и
IKq пропорциональными ик , что соответствует области граничного
и перенапряженного режимов (рис. 4.14), получим амплитуду напряже-
ния первой гармоники rKi , также пропорциональную UKq ,
а напряженность режима будет const при изменении ик (см.
рис. 4.15). В этом приближении мощности Fo = 1коЦ<о = const и£ ,
Р7 = 0,51^= const РК=РО-Р, , а КПД = 0,5 =
= const , где
Для получения I, т.е. 100%-ной модуляции, режим несущих
колебаний выбирают на середине линейного участка СМХ (^0А/=
Поатому напряжение, подаваемое на коллектор, должно быть в два ра-
за меньше, чем ик wax. Повышение напряжения на коллекторе до
г достигается за счет амплитуды модулирующего напряжения IF ,
Kq ТЛЯХ
т-е- + .Мощность Рг^Р1н(1^)г. Во время *
модуляций мощности Р7 , ро , рр одинаково увеличиваются в (I + — )
раз, поэтому наиболее тяжелым тепловым режимом для генератора яв-
ляется режим модуляции (т.е. средний режим). В связи с этжм при вьг
боре типа транзистора его следует проверить по допустимой мощнос-
ти р именно в этом режиме;
Р доп
Р=Р (i+^-2Kp (4 Рр
Р PH V 2 J 1H \ y3J\ % J р&оп
С учетом того, что и недопустимо превышение на-
пряжения и транзистора, V определяется из соотношения
и
Кз&оп
и ^tU = U
К max котах t^rnax котпах
или при ГП- I, £ = I
_ UK3 доп кэ&оп
КОН ~ (7+?п)(1+§) ~ 4*
Расчет генератора начинается с расчета максимального реки-
на на мощность /^ОЛ = Р1Н ^т)2 и напряжение '
х (I + т ). При I СМХ считается линейной, и поэтому при рас-
чете режима несущих колебаний напряжения и токи иКо14к1, iKo , UK1
умножаются на . а мощности Р . р 9 Р^ - на -- 1 -* ;
jauueuwxv aw 1+т i « V1H vv « стах9 1 шах 9 Ршах (f+Pn)2 9
величины £ ♦ 7^ , иБо , и~Б остаются неизменными.
Мощность, потребляемая от модулятора, на основании СМХ (рис.4.14)
будет
Р = 0,5 игп / R ,
где ц
UKoH _г
поэтому
2? = 0,5 'ptlP = 0,5 PiM 'пг/71 .
Если 'm = I и т? = 0,5, то рмо^~ P-fH » т,е* М°ЩНОСТЬ мо-
дулятора сравнима с выходной мощностью транзистора в режиме несу-
щих колебаний. Необходимость применения мощных модуляторов явля-
ется основным недостатке» коллекторной модуляции.
Нелинейные искажения при коллекторной модуляции в основном
связаны с начальным участком реальной СМХ (см. рис. 4.5 и 4.6).
Это объясняется некоторым выпучиванием ее при малых иКо за счет
увеличения f , если смещение является фиксированным. Улучшение
СМХ наступает при автоматическом смещении (рис. 4.16), поскольку
при ик —♦ 0 постоянная составляющая базового тока увеличивается,
приводя к возрастанию запирающего напряжения на базе, и напряжен-
ность §• выравнивается. Кроме того, автоматическое смещение огра-
ничивает базовый ток в режиме несущих колебаний и минимальном ре-
жиме ( ~ 0) (рис. 4.17) и увеличивает сопротивление для первой
гармоники базового тока в минимальном режиме (выравнивает входное
сопротивление транзистора при модуляции). Применение автоматического
смещения приводит к комбинированной коллекторно-базовой модуляции,
так как одновременно изменяются напряжение на коллекторе и напря-
жение смещения на базе.
Рис. 4.16
Рис. 4.18
Рис. 4.17
Таким образом, достоинством коллекторной модуляции является
работа генератора в перенапряженном режиме и, как следствие, вы-
сокий КПД (примерно в 2 раза больше, чем при базовой АМ, для
генераторов с одинаковой выходной мощностью). Применение автосме-
щения в базовой цепи позволяет получить линейность СМХ даже при
очень малых и тем самым осуществить работу модулируемого
каскада с I и малыми нелинейными искажениями. Не-
достатком коллекторной модуляции является большая мощность, тре-
буемая от модулятора (сравнимая с выходной мощностью транзистора).
Кроме того, при работе транзистора в перенапряженном режиме полу-
чается невысокий коэффициент усиления мощности Кр , так как под-
держание постоянным напряжения при модуляции вызывает рез-
кое возрастание базового тока транзистора в минимальном режиме и,
как следствие, увеличение мощности возбуждения от предыдущего кас-
када. Входная проводимость транзистора при переходе от максималь-
ного режима к минимальному резко меняется, что приводит к паразит-
ной фазовой и амплитудной модуляции предварительного (возбуждаю-
щего) каскада. Эта паразитная модуляция ухудшает качество переда-
ваемого передатчиком сигнала. Применение автосмещения в базовой
цепи несколько ослабляет, но не устраняет ее. Поэтому часто в радио-
передатчиках применяют комбинированную коллекторную модуляцию,
при которой в модулируемом каскаде синфазно осуществляют коллектор-
ную модуляцию и модуляцию напряжением возбуждения. Напряжение
смещения U6q и сопротивление нагрузки RKj не меняются. Основной
в этом каскаде является коллекторная модуляция. При комбинирован-
ной модуляции ее производят не только в выходном каскаде передатчи-
ка, но и в предварительном каскаде (рис. 4.1,6). Этот кас-
кад работает при простой (коллекторной или базовой) модуляции, а
выходной - при комбинированной, т.е. в режиме усиления модулиро-
ванных колебаний (модуляция напряжением возбуждения) с одновремен-
ной коллекторной модуляцией (рис. 4.18).
При синфазной модуляции в базовой и коллекторной цепи удается
поддерживать входное сопротивление транзистора примерно постоян-
ным. Это объясняется тем, что базовый ток транзистора при модуля-
ции почти не меняется и остается на уровне максимального режима,
т.е. очень малым (см. рис. 4.14). При этом составляющие базового
тока тБо и тБ изменяются примерно пропорционально ir6j , достигая
максимума в максимальном (еще граничном) режиме (см. рис. 4.II),
где базовый ток мал. Пропорциональное изменение от при-
водит к тому, что нагрузка (т.е. входное сопротивление транзисто-
ра R& - ив7 / ) для предварительного каскада остается при-
мерно постоянной. При этом уменьшаются мощность возбуждения тран-
зистора и мощность, рассеиваемая на его базе.
В связи с тем, что КПД при коллекторной модуляции достаточно
высокий, комбинированная коллекторно-базовая модуляция обычно при-
меняется в мощных выходных каскадах передатчиков, поскольку именно
работа этих каскадов определяет КПД передатчика в целом.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Способы осуществления амплитудной модуляции в транзисторных
генераторах с внешним возбуждением.
2. Энергетические соотношения для амплитудной модуляции. Мак-
симальный и минимальный режимы, режим несущих колебаний.
3. Статические модуляционные характеристики генератора при ба-
зовой и коллекторной модуляции и их назначение.
4. Динамическая и амплитудно-частотная модуляционные характе-
ристики. Вид и назначение.
5. Факторы, характеризующие качество передачи амплитудно-
модулированиых сигналов.
6. Особенности базовой модуляции смещением.
7. Выбор угла отсечки генератора при усилении амплитудно-моду-
лированных колебаний.
8. Особенности коллекторной модуляции.
ЛИТЕРАТУРА
I. Н е й м а н М.С. Курс радиопередающих устройств. - М.:
Сов. радио, 1965, с. 186-207.
2. Радиопередающие устройства/Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.:
Связь, 1980, с. I09-I2I.
У. РАСЧЕТ НА ЭВМ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
5.1. РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕ-ТР АН СФОРМИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
Общие сведения
При конструировании транзисторных генераторов, работающих на
частотах до единиц гигагерц, для построения их согласующе-транс-
формирующих цепей (СТЦ) применяют, как правило, элементы с сосре-
доточенными параметрами: катушки индуктивности X и конденсаторы
емкостью С . Конструктивное выполнение и расчет таких элементов
приведены, например, в работе [I].
Представим СТЦ в виде четырехполюсника с полными сопротивления-
ми на входе zr и нагрузки ZB (рис. 5.1). Если конструктивную схе-
му транзисторного генератора представить в виде, изображенном на
рис. 5.2, то каждую СТЦ при замещении транзистора его полными со-
противлениями по первой гармонике на входе ZBXw выходе можно
свести к СТЦ, показанной на рис. 5.1. При этом для входной СТЦ со-
противление zr будет равно подключаемому к ее входу сопротивле-
нию Zrr , т.е. внутреннему сопротивлению возбуждающего генератора
^если этот каскад присоединяется через стандартный коаксиальный
разъем, то Zr равно 50 или 75 Ом), а сопротивление ZH - входному
сопротивлению транзистора % . Для выходной СТЦ сопротивление
Zr будет равно выходному сопротивлению транзистора ZBblx^ ь Z„ -
входному сопротивлению последующего каскада (если этот каскад при-
соединяется через стандартный коаксиальный разъем, то ZH равно
50 или 75 Ом) или входному сопротивлению антенны (если этот каскад
выходной).
Рассмотрим порядок проектирования СТЦ генератора на ЭВМ с по-
мощью готовой универсальной программы "STC”. Обычно сопротивления
Z'r (f) , и сопротивления транзистора Z3*(J) и рабо-
Рис. 5.2
Рис. 5.1
чей полосе частот известны. Задаются требования к амплитудно-частот-
ной характеристике.(АЧХ) каждой СТЦ и допуски на технологический
разброс параметров элементов схемы СТЦ при заданных отклонениях
коэффициента ее передачи по мощности от номинального значения на
всех частотах рабочей полосы. При таком задании входная и выходная
СТЦ генератора проектируются раздельно.
Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов на
ЭВМ описано в работе [2]. Там же приведены алгоритмы проектирова-
ния СТЦ, используемые в программе "STC". Текст программы "STC” за-
писан в библиотеку абсолютных модулей ЭВМ.
Структурно-параметрический синтез схемы СТЦ
С помощью программы "STCn можно решать несколько задач, свя-
занных с проектированием СТЦ генераторов, в частности задачи пара-
метрического и структурно-параметрического синтеза СТЦ. При пара-
метрическом синтезе определяются параметры элементов схемы СТЦ,
обеспечивающие наилучшее приближение ее АЧХ к заданной, в предпо-
ложении, что схема СТЦ выбрана. При структурно-параметрическом
синтезе определяются типы (индуктивность или емкость) и параметры
элементов схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение АЧХ к
требуемой, в предположении, что заданной является лишь топология
СТЦ, т.е. способ соединения (последовательный или параллельный)
ее отдельных элементов (см. табл. 5.1), тип которых не имеет зна-
чения. Производится допусковый синтез на все элементы синтезирован-
ной схемы СТЦ, т.е. находятся предельно возможные отклонения па-
раметров элементов схемы от номинальных, при которых ее коэффици-
ент передачи по мощности не выходит за пределы допустимых значений
в рабочей полосе частот.
Пример проектирования генератора с решением задачи параметри-
ческого синтеза его СТЦ и определения допусков на параметры эле-
ментов синтезированных СТЦ приведен в работе [3]. Поэтому рассмот-
рим лишь решение задачи структурно-параметрического синтеза СТЦ
генератора.
С одной стороны^структурно-параметрический синтез СТЦ, не тре-
бующий предварительного выбора типа элементов схемы СТЦ, предпочти-
тельнее параметрического. С другой стороны, результатом структурно-
параметрического синтеза является несколько идеализированная схема,
так как при синтезе СТЦ не учитывается наличие блокировочных эле-
ментов в цепях питания и смещения транзистора генератора и их воз-
можное влияние на АЧХ СТЦ в рабочей полосе частот. Кроме того,
поскольку синтезируется ограниченное число (обычно 8-15) вариантов
схемы, выбранный ЭВМ вариант может по ряду причин не удовлетворять
проектанта,. Например, из-за недостаточно высокого коэффициента
передачи на всех частотах рабочей полосы, трудности фильтрации
высших гармоник, невозможности совмещения функций согласования и
разделения элементов схемы по постоянному току и т.д. Поэтому
структурно-параметрический синтез целесообразен при определении
начального варианта схемы СТЦ. Затем, уточнив схему, можно, решая
задачу параметрического синтеза [2,3], найти параметры элементов
схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение ее АЧХ к требуемой.
Если схема СТЦ, полученная в результате структурно-параметрического
синтеза, не требует изменения, но необходимо учесть влияние на ее АЧХ
блокировочных элементов, можно, включив последние в с^ему, рассчи-
тать АЧХ по программе "5ТСН.
Таблица 5.1
Для выполнения структурно-параметрического синтеза по програм-
ме nSTC" топология проектируемой СТЦ представляется в виде желае-
мой последовательности каскадно-соединенных базовых элементов (БЭ) -
четырехполюсников (с последовательно и параллельно включенными в
них двухполюсниками z ). Вид и коды БЭ в программе даны в табл.5.1.
Пример выполнения топологии СТЦ показан на рис. 5.3. Приведен-
ная схема представлена шестью БЭ с кодами 2,1,1,2,2,1 (согласно
табл. 5.1). Сопротивления Z и Z задаются на нескольких частотах
* н
рабочей полосы. С этой целью рабочую полосу частот аппроксимируют
некоторым числом частотных точек, в которых и задают величины со-
противлений Zr и z„ . После выполнения задачи синтеза СТЦ на
ЭВМ полученная схема представляется базовыми элементами, тип кото-
рых и коды в программе приведены в табл. 5.2, а параметры - в
табл. 5.3. Для синтезированной схемы СТЦ получаем значение коэффи-
циента передачи на заданных частотах рабочей полосы, а также до-
пуски на параметры элементов схемы.
Таблица 5.3
Обозночг>-^А БЭ нме в про2рамме~^\^ 6 7 8 9 10 я
AL1 L — L - L L
AL2 R — R - R R
Sf — с — с С С
82 — с — с с с
При использовании программы ”5ТСП имеются ограничения, которые
следует учитывать при решении задачи структурно-параметрического
синтеза СТЦ:
I. Проектируемая схема СТЦ может состоять не более чем из
18 каскадно-соединенных БЭ.
2. Чжсло точек аппроксимации АЧХ в полосе частот не должно
быть более 40.
3. Наибольшее количество испытаний, проводимых при синтезе до-
пусков, не должно быть больше 200, а наименьшее - 30.
Для представления исходных данных в программе используются
следующие единицы измерения физических величин: Ом, Ом”1, Гн, Ф,
Гц, мм.
Подготовка исходных данных. Выходные данные
Исходными данными при проведении структурно-параметрического и
допускового синтеза СТЦ являются:
KZ- код задания (для структурно-параметрического синтеза
KZ^ 3);
лз - число БЭ, из которых составлена топология схемы СТЦ;
кз - коды БЭ в порядке их следования от сопротивления zr
(рис. 5.4); коды устанавливаются согласно табл. 5.1 ( z =1,2,...,/кг)
Z2 Z3
Рис. 5.4
NF - число частотных точек аппрокси-
мации АЧХ СТЦ (обычно от 5 до 9);
у. - значения выбранных частот ( i =
= I,2,...,A/F);
Л/FQ - номер какой-либо частоты из за-
данной полосы; целесообразно выбирать час-
/?е {2г-)
Re
тоту вблизи центра рабочей полосы;
- составляющие полных
Zr; и на кажД°й
< 4 ПО
частот у. ;
QL iQC- значения добротностей элементов схемы
тивности и конденсаторов);
сопротивлений
из выбранных
(катушек индук-
KKZ - код выбора требуемой АЧХ. Если KKZ- 0, то АЧХ должна
быть примерно равномерной в заданной полосе частот, т.е. коэффици-
ент передачи по мощности КРо^= I. Если ккт, = I, то значения КРо^
задаются с перфокарт. Здесь Коп!- требуемая величина к на час-
РО I, PQ
тоте ;
nx - количество варьируемых элементов при параметрическом
синтезе;
IBR - количество определяемых в процессе оптимизации локальных
минимумов, из которых выбирается наименьший - глобальный. Достаточ-
ным для решения задачи является IBR = 8...15;
III - код выбора критерия приближения: fji = 0 - среднеквад-
ратичный, III = I - чебышевский;
IP - код, задающий вывод промежуточных данных на печать: IP > 0 -
печать осуществляется через определенное число итераций; IP = 0 -
печать осуществляется в начале и конце оптимизации Кр ; IP = -I -
промежуточная печать отсутствует;
inorm - количество нормировок в процессе оптимизации (рекомен-
дуется I 4 inorm 4 5);
IMAX - число итераций между перенормировками (достаточно 1004
4ZM4T4 500);
C0NV1 - критерий окончания поиска минимума целевой функции
(произвольно выбранное малое число; рекомендуется I.E-6 4 C/7/VK7 4
4 I.E-4);
8ТЕР1 - величина, определяющая размер деформируемого много-
гранника в начальной фазе поиска (целесообразно stepi= 0,3);
rmax (i) I - массивы размерности NX ; I = 1,2,..., nx . Элементы
rmin Ci) \ массивов ограничивают области, служащие для опреде-
ления случайной точки начального приближения:
R МАХ(Ъ = (0,2 ... 0,5)\Ке^г | .
RMIN(I) = -RMAX(I) ;
полные сопротивления на частоте NFQ ; I =1,2,...,ЛХ ;
массив размерности nf ( / = элементы
которого представляют собой весовые коэффициенты w- , позволяющие
варьировать величину отклонения АЧХ кр ( f, ) СТЦ от требуемой
/Ср ). Если желательно иметь АЧХ, максимально приближенную к
заданной, то все w- мтхвя быть равны между собой ( w- si, i =
= 1,2,..., Если на некоторых частотных точках допускается
несколько большее отклонение ко. от к . . то в этих точках можно
ПС Роъ
задать меньшее значение ;
Ny i nw- максимальное количество удачных испытаний и макси-
мальное количество испытаний при выполнении допускового синтеза;
j - допустимое относительное отклонение коэффициента пере-
дачи по мощности от номинального на всех частотах, i = 1,2,...,^;
4XC?4X°? дх(3)- желаемые допуски (в процентах на величины элементов
схемы: дх(1) - на индуктивность; дх(2}- на емкость; дх(3)- на сопро-
тивление или проводимость резисторов).
Представление исходных данных на перфокартах при выполнении
структурно-параметрического и допускового синтезов СТЦ приведено
в табл. 5.4. Если допусковый синтез не предусматривается, то
после перфокарт с коэффициентами wgt(i) перфокарта
конца файла.
Выходными данными являются:
I. Коды БЭ (см. табл. 5.2), образующие синтезированную СТЦ в
порядке их следования в схеме от ir .
2. Величины параметров элементов схемы СТЦ (см. табл. 5.3)
3. Коэффициент передачи по мощности СТЦ Kpt на заданных
частотах .
4. Допуски на параметры элементов схемы СТЦ. На печать выво-
дятся относительные значения допусков. Для получения допусков в
процентах рассчитаньв значения умножают на 100.
Пример структурно-параметрического синтеза схемы СТЦ
Определим структуру и параметры элементов схемы СТЦ, предназна*-
ченной для согласования сопротивления Zr(f.) с сопротивлением zH =
= 50 Ом, и найдем допуски на параметры ее элементов в рабочей по-
лосе частот ... fB = Зависимости Zr(f.)
и для девяти частот (mf = 9) рабочей полосы приведены
в табл. 5.5. СТЦ должна быть реализована на элементах с сосредо-
точенными параметрами. Добротности катушек индуктивности должны
быть не ниже QL = 100, а конденсаторов - не ниже QC = 500.
АЧХ желательно иметь близкой к равномерной во всей рабочей полосе
частот. Допуски на параметры элементов должны быть такими, чтобы
отклонения АЧХ СТЦ от номинальной не превышало 3% в рабочей по-
лосе частот. Желаемый допуск на параметры элементов дх(7) = дх(2) =
= ДХ(3) = + 15%.
Количество перфокарт Формат представ- ления данных Какие данные перфорируются
I 20А4 Титульная карта (сообщение о назвали СТЦ; например, "входная цепь") и
I 13 KZ
I 2613 NS,NF, NSTR(i), I = 1,2,...,МУ
NF EI0.5. А'А'карт, на каждой из которых перфо- рируются Re (Zri), I?n (Zri ), Re (ZHi), ZrrzCZffi) , Z = I,2,...,wf
I 4EI0.5 ql, ac
I 13 KKZ
5 8EI0.5 Если KKZ = то перфорируются KPoi i = 1,2,..., nf . Значения должны бы заданы в порядке следования частот fa при их вводе. На одной перфокарте не] форируется 8 значений KPoi . При не- обходимости перфорация продолжается на других перфокартах. Если KKZ / I данная группа карт отсутствует ть Р- 1
I 713 NX, NFQ , IВ R, Hl, IP, INORM, IMAX
I Е10.5,П0.5 CON VI 9 STEP!
5 8IT0.5 Перфорируется пара чисел rmin(i) и rmax(i) , i = 1,2,...,/юг . Перфо- рация продолжается до заполнения по- ля карты. При необходимости ( nx > 4 перфорация продолжается на других пе' фокартах. Количество карт продолже- ниа-не более четырех. | ) р-
45 8П0.5 г= i,2,...,/vr . Количест-' во карт продолжения - не более четырех
I 213
4 5 8Г10.5 Перфорируются J/7/ , 1 = 1,2,...,/^ Значения дщ должны перфорироваться в порядке следования частот А при их вводе в задание на синтез схемы. Перфорация ведется до заполнения все го поля перфокарты, а затем продол- жается на других картах.
I ЗГ10.5 дх(Г), дх(2), дх^3)
I Признак конца файла / * u_j *
f(i), МГц Ом Ом Ом dni)f Ом
750 15,222 -26,68 50 0
800 13,79 -25,78 50 0
850 12,53 -24.9 50 0
900 11,43 -24,04 50 0
950 10,45 -23,21 50 0
1000 9,59 -22,42 50 0
1050 8,83 -21,67 50 0
1100 8,15 -20,95 50 0
1150 7,54 -20,26 50 0
Для решения задачи воспользуемся методикой структурно-параметри-
ческого синтеза (код задания - KZ- 3). Превде всего выберем и
зададим необходимые исходные данные. Сначала определим топологию
СТЦ. Будем исходить из желания получить наиболее простую СТЦ, ко-
торая отвечала бы заданным требованиям к АЧХ. Выберем для СТЦ Г-цепь
включив в ее последовательную ветвь для расширения полосы согласо-
вания две реактивности. Тогда топология СТЦ примет вид, показанный
на рис. 5.4. Таким образом, СТЦ может быть представлена каскадным
соединением трех ( /vs = 3) БЭ с кодами nstr (I):I,2,2 (cm.
табл. 5.1), отсчет ведем от Zr . При синтезе варьируемыми будут
параметры всех трех БЭ ( NX = 3). В соответствии с приведенными
выше рекомендациями выберем nfq = 5, т.е. в центре рабочей по-
лосы частот, a IBR = 10. Далее принимаем код выбора требуемой
АЧХ СТЦ равным нулю (KKZ = 0), так как цепь должна обеспечивать
согласование во всей рабочей полосе частот. При этом коэффициент
передачи на любой частоте будет KPQi- I ( i = 1,2,..., nf ).
Выберем среднеквадратичный критерий приближения, задав III = 0.
Примем IP = -I, INORM = I, IMAX = 200, CONV1 = IO-4, STEP1- 0,3
Определим на частоте nfq = 5 ( j?. = 950 МГц)
rmax(i) = (0,2,... 0,5 )р *-5° j 6...15.
Возьмем rmax = 10, тогда rmin = -10 для I = 1,2,3 (поскольку
nx =3). Так как желательно приближение АЧХ к заданной, то для
-ВЦ ИАИ-
програми а. __
программист
телефон
EC ЭВМ
яо&к програимироВайий
Д)ата_______
стр _____из
2
3
ч
г
6
%
9
40
<1
<2
i3
14
IS-
16
17
18
19
51
55
В
24
i 6 to 45 so S5 30 35 4° 5D 55 bo es 70 75 30
Г-1-T-T-j- 1 1 ! 1 |-Г1 '11'11 > 1 74, г-т-i-j n-Г Т"! 1 1 ' 1 1 ’ 1 i I 1 • • ’ 1 » I III 1 IT 1 J 1 II
1 I Г | ( 1 1 1 1 1 i 1 I i 1 1 i I '1 | 1 111* ’ 1 til “ • 1 • Iliff
l-Tt I T‘1 r in f т 1- !T|"T"'I TT T'l ’ 1"|"Г | > ' 1 T T I’lTT I 1 T Г 1 I 1 1 1 1 I 1 1 1 1 1 | 1 1 I' 1 |4 1 1 1 | Г 1 1 1 | Г 1 t I < 1 > I 1 1 t I t согласующая и,епь ,
"1 1 1 J 1 1 1 1 1 | ‘1 *1*1 4 *| | Г 1 1 1 1 1 T | 1 ' Г"Т“Т |"V 1 Г !~p 1 1 1 1 T I ГТГ| "ГГТ I 1 v I 1 1 Г7 1 r I'T 1 | 1 1 1 1 I 1 1 | ri p 1 1 I
3 9 12 2
?.5E+aY iff. 22 -26.68 5^.' 1 l ' 1 । 1 । 1 1 I > 1 t 1 1 1 1 i 1
I 1 I I pl » I n -25.78 5^/ ' *' Jr.' ' 1 1 < 1 1 1 1 । 1 1 1 9 i 1 1 1 | 1 1 * 1 1 1 1' 1 1 1 1 1 1 1 1
' 8. ' <2.S3 ' -2 4*. 9 'гд.‘ ’ ' r-' ' 1 1 < Г1 1 JT ТГ1 "J"! Ill J | “П
। 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 . i 1 1 1 । । 9.j0T+0g <4.43 *' '-а'ц'.'А' 5Г. ' ' 11 1 1 1 1 1 1 1 1
' ' 9.W+W ’ ’40.45 ' '-23.24' 'IT т I'1'ТТГТГ 0". ’ ’ t ' 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 II
I0.0E+08 ' s'.59' ' ’-’Й' 42' 5^.' ' > 1 । 1 г 1 | 1 1 1 1 1 1 1 I 1 1 I I 1
1 ' tW '-'гУ.'бУ T 'S0. 0 - I 1 1 I I < i 4
1 ‘ ' 8,45 -20. a s' 1 I 1 1 1 1 1 1 I 1 1 1 ' 1 « 1 1 1 1 1 I 1 ( | 1 1 1 1 14
нТ&М? ' ' 7.54 -20 ль 50. ' * ' ’ ' "лг.‘'''' 1 1 1 kill' 1 1 I 1 1 1 1 1 I 1 1
1 1 i ' 1 Г 1 1 k 1 1 1 1 T" i 1— l 1 1 1 1 . ( I 1 . Г | 1 1 1 | 1 111 1 1 1 1 | 1 1 1 1 T ’ 1 1 । t । i г 1 » 1 l г г г т I •< 1 • 1 1 1 100. 500.
0
, 3 ' s' '<0 ‘ 0 -V ' ua* "1 . .r,।. г ......... -. • ।. ... . . . • •.
V.'e-bh' ' ' ХЧ' ''' '' ' ' •
-40.'''1" ' ’ II' 1 1 J n -40. TT <0. ' ’ ' -40.' ' ' ' ' 1 1 'll?-'' I 1 1 V i I i I Illi 1 1 1 i 1 l 1 • 1 <
' 1' 1 "• "T"T I I 7 I 1 I I I 1 Г I 1 । 1 1. 4. 4. о 1 l i 1 i । i i 4 . 4 . TT1" 1. 4'.' ' ' 1 | 1 I I 1 |ll 1' г 4.
~ r~l v 1'1 1 1 '1 V Г" 1' , , 1 , , 1 1 1 1 1 1 1 1 t 1 '! 1 г-'i ' "1—r~T~T' 1 > » 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 I 1 ' 1 1 1 1 1 1 14 1 1 ' T 1 ’ ’ 1 ' •
2W999' ............. .. . .
0.0'3 ' ' ' ' ' 0.03' ' '' 0. 03 TT je.'^r3 ’1 1 I ' 1 f 1 1 1 ^.03 ' 0. 03 ’
ТГ1 П 1 " 1 i 1 | 1 1 1 > 1 I—rj 1 1 f 7 T 4 I II 1 1 г | Г t 1 r 1 7TT | ’ 1 ’ 1 • • > 4 ’ • • •
'is.' ' '' ' ’' >5, '/5 ' TT 11'114 11 1 4 » 1 1 I » 1 1 В • 1 I f j < « * 1
Ill 1 1 1 1 1 l ~r~r Г-Г-Г T r -т Г1 T-ГТ 1 T • 1 "ll 1 I Г 1 1 1 I 1 Ч г 1 1 1 1 1 г 1 1 1 1 1 I 1 г T 1 1 * г г Г 1 1 1 1 1 | I 1 Г < | « 1 » •
—1 "1 1 I 1 1 г 1 1 1 1Т'ГТ1~Г т<"1 1 1 | “1 1 1 1 1 1 1 1 1 | 1 *1 Г'| J 1 1 1 1 | 1 1 1 Г 1 I 1 « Г « . .ill
Рис. 5.5. Представление исходных данных примера
на перфокартах
всех частот ( nf= 9) считаем wgt(i) = I, где / = 1,2,...,9. Для
допускового синтеза задаем - 200 и nu = 999. Для ввода в
ЭВМ исходные данные готовим согласно табл. 5.4. Представление ис-
ходных данных на перфокартах для синтезируемой СТЦ приведено на
рис. 5.5. Колода перфокарт формируется в соответствии с Инструкци-
ей пользователю ЭВМ, имеющейся в кабинете курсового проектирования
кафедры.
Результаты решения задачи на ЭВМ приведены в табл. 5.6 и 5.7,
а вид полученной синтезированной схемы СТЦ показан на рис. 5.6.
Ji , МГц 750 800 850 900 950 1000 1050 1100 1150
КР1 0,930 0,953 0,956 0,956 0,957 0,958 0,955 0,941 0,911
Таблица 5.7
Рис. 5.6
Номер БЭ в схеме I 2 3
Код БЭ (табл.5.3) 8 6 7
Элемент ZI Z2 CI
Величина парамет- ра элемента 5,06-Ю-9 Гн 1,15-Ю-8 Гн 2,62-10 Ф
Допуск, % -5,8... . - ..+7.3 -18... . ..+24 -19... . ..+17
5.2. РАСЧЕТ СОПРОТИВЛЕНИЯ НАГРУЗКИ ГЕНЕРАТОРА,
ВЫПОЛНЕННЫЙ В ВИДЕ ПОЛОСКОВОЙ АНТЕННЫ
Общие сведения
При проектировании модуля активной антенной решетки, в которой
выходной активный элемент - полупроводниковый генератор нагружен
непосредственно на входное сопротивление излучателя t вх , возни-
кает задача согласования этого сопротивления с выходным сопротив-
лением активного прибора генератора . Согласование достига-
ется путем включения в выходную цепь активного прибора генератора
согласующе-трансформирующей цепи (СТЦ), нагрузкой которой являет-
ся сопротивление излучателя (рис. 5.7). Чем ближе по величи-
не. Z к Z * тем более простой будет схема СТЦ.
вых 1 вх
Рис. 5.7 Рис. 5.8 Рис. 5.9
В качестве излучателя модуля, выполняемого в печатном исполне-
нии, может быть применена полосковая антенна (ПА) резонансного ти-
па, которая удобно совмещается с элементами модуля [l]. Конструк-
тивно такая антенна выполняется в виде, показанном на рис. 5.8.
Она состоит из прямоугольного ленточного проводника I длиной I
и шириной w , расположенного на диэлектрической подложке 2 вы-
сотой h и относительной диэлектрической проницаемостью 8Г •
Основание 3 подложки металлизировано. Возбуждение ПА осуществляет-
ся несимметричной полосковой линией передачи 4, присоединенной к
краю ленточного проводника I. Полосковая антенна близка по свойст-
вам прямоугольному резонатору, выполненыому в виде отрезка несим-
метричной полосковой линии передачи, заполненной диэлектриком.
Края резонатора образуют две излучающие щели А и Б с размерами w
и к , отстоящие друг от друга на расстояние 1Р , приблизительно
равное половине длины волны в линии ( 1Р = 0,5 ). Ширина
w полосковой антенны может быть различной, но не более 0,5 .
Возбуждение ПА может быть осуществлено способом, показанным на
рис. 5.8, а также с помощью коаксиальной линии передачи, внутрен-
ний проводник которой удлиняется и присоединяется к проводнику I
ПА, а наружный соединяется с проводящим основанием 3. Согласование
входного сопротивления ПА с возбуждающей линией передачи может
быть достигнуто смещением точки возбуждения от края щели на рас-
стояние Ь1 (рис. 5.9). Изменение положения точки возбуждения lf
вдоль оси х антенны (рис. 5.9) позволяет получать различные ве-
личины ее входного сопротивления: от zBX = 0,5 при 11 = О
до ZBX = 0 при I; = 0,5, 1рх 0,25 (здесь - сопротив-
ление излучения щели).
Строгий электродинамический расчет ПА является сложной задачей.
Поэтому для определения ZBX ПА заданных размеров применяют при-
ближенные методы. Эту задачу удобно решать на ЭВМ. Для этой цели
можно использовать программы "РА!” и "РА2", написанные на языке
FORTRAN. Тексты программ заложены в библиотеку абсолютных моду-
лей ЭВМ. Инструкции по пользованию программами "PAI" и ПРА2И име-
ются в кабинете курсового проектирования кафедры. Программы "PAI"
и "РА2”, позволяющие определить zBX ПА, отличаются параметрами
антенны, которые находятся дополнительно после расчета ZBX . Назна-
чение каждой из программ и подготовка числового материала для рас-
чета по этим программам излагаются ниже. Формирование колоды пер-
фокарт производится согласно "Инструкции пользователю ЭВМ".
Программа nPAIw
Назначением программы является расчет резонансной длины lp ,
частотной зависимости входного сопротивления ZSA= » КПД
на резонансной частоте f прямоугольной полосковой антенны (ПА),
показанной на рис. 5.9 (позиции 1-4 соответствуют приведенным
на рис. 5.8). Величина ZBX вычисляется в точках возбуждения, рас-
положенных на расстоянии 0 < L1 < 0,5 tp по оси х . Частот-
ные зависимости находятся для ПА без учета и с учетом потерь
в ее проводниках и диэлектрике. Величина ZBX рассчитывается для
N заданных значений частот у\ , определяемых по формуле
4- AS , i = 1,2,..., N ,
для t точек возбуждения, координаты которых
lii=Loa-1'Sr(<lP/Zi) ,z=2,3,...,/, г0 = о.при/=о i7 =о.
Значение КПД вычисляется как отношение на частоте f активных со-
j р
ставляющих входных сопротивлений ПА с потерями и без потерь.
Обозначение и наименование исходных данных, формат и порядок
ввода их с перфокарт (в системе СИ) представлены в табл. 5.8.
Таблица 5.8
Номер пер- фокарты Формат ввода Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I EI5.8 Н 1г - толщина подложки
2 EI5.8 W V/ - ширина ПА
3 EI5.8 FN Jp - резонансная частота
4 EI5.8 FD 4/ - шаг по частоте
с 12 N N - число частотных точек
6 F5.3 EPS I - относительная диэлектричес- кая проницаемость материала под- ложки
7 EI5.8 TGD - тангенс угла диэлектричес- ких потерь материала подложки
8 EI5.8 SIG - удельная проводимость ма- териала проводника
9 12 тп t - количество точек возбуж- дения
Пример формирования числовых данных. Рассчитать частотную зави-
симость %вх полосковой антенны с параметрами к = 2-Ю"3 м; W =
= 5-I0"2 м; JP = 1,5-109 Гц, Л/ = 50-Ю6 Гц; К = 15; £г = 2,5;
7-Ю-4; б = 5,8 I07 См/м; 1=5.
На перфокарты набивается следующая информация:
I) 2.0Е-3 6) 2.5
МЕ-2 7)^и^^и-и^и4 0.7Е-3
3) uuuu uulu1.5 Е+9 8) ^^5.81^?
«kuuuuuuu/M Е+6 9)0 5
5) 15
Программа WPA2"
Назначением программы является расчет резонансной длины 1р ,
частотной зависимости входного сопротивления Zsx = Квх+]ХВх с
учетом сопротивления возбуждающего штыря, а также коэффициента от-
ражения Г в точке возбуждения 17 прямоугольной полосковой антен-
ны (ПА), показанной на рис. 5.9. Возбуждение ПА осуществляется шты-
рем, являющимся продолжением внутреннего проводника коаксиальной
линии передачи с волновым сопротивлением Z . Наружный проводник
присоединяется к металлизированному основанию 3. Точка возбуждения
полосковой антенны смещена на расстояние I от края ПА по оси х
Частотная зависимость Z^ рассчитывается в заданной полосе частот,
от начальной до конечной f* частоты, с шагом Af по частоте
Таблица 5.9
Номер пер- фокарты Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I В W- ширина ПА
2 Т к - толщина подложки
3 X It- смещение штыря вдоль оси
4 ЕР5Р 8^- относительная диэлектрическая про- ницаемость материала подложки
5 W 2^- волновое сопротивление возбуждаю- щей линии передачи, Ом
6 FN f - начальное отклонение частоты от н резонансной, %
7 FK f - конечное отклонение частоты от К резонансной > %
8 ГК Af - шаг отклонения частоты» % _
Обозначение и наименование исходных данных, порядок ввода их
с перфокарт приведены в табл. 5.9. Числовой материал перфорируется
на 8 перфокартах по формату Б.10.6. На каждой перфокарте с первой
позиции набивается числовое значение одного параметра. Все вводи-
мые геометрические параметры нормированы к длине волны Я в сво-
бодном пространстве, а д , д , jy выражаются в процентах
относительно резонансной частоты.
Пример формирования числовых данных. Рассчитать частотную за-
висимость iBX полосковой антенны с параметрами W = 0,1 Ло ;
к = 0,003 ; £,= 0,125 ; € = 0,3; 73 Ом; = -1%;
Л = 1%, М = 0,1%.
На перфокарты набивается следующая информация:
I) 0.1 2) 0.003 3) 0.125 4) 2.3 5) 73 6) -I
7) I 8) 0.1
ЛИТЕРАТУРА
I. Антенны и устройства СВЧ/Под ред. Д.И. Воскресенского. - М.:
Радио и связь, 1981.
2. Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов
СВЧ при помощи ЭВМ/Под ред. Р.А. Грановской. - М.: МАИ, 1982.
3. Проектирование генераторов СВЧ на ЭВМ/Под ред. Р.А. Гра-
новской. - М.: МАИ, 1983.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие....................................... . 3
I. Транзисторные генераторы высокой частоты с внешним
возбуждением ............................................... 4
Структурная схема и основные параметры генерато-
ра с внешним возбуждением. • ...................... 4
1.2. Электронные режимы транзисторных генераторов . . 7
1.3. Ток коллектора и базы в генераторе на безынерци-
онном транзисторе. .................................... 10
1.4. Импульсы коллекторного тока при проявлении инер-
ционности транзистора.................................. 15
1.5. Нагрузочные характеристики транзисторных генера-
торов высокой частоты. . . . <................... 19
1.6. Соотношения для цепи базы транзистора........... 20
1.7. Влияние емкости коллекторного перехода на режим
работы генератора. .................................... 21
1.8. Режим умножения частоты.......................... 22
Контрольные вопросы ................................... 24
Литература............................................. 25
П. Высокочастотные цепи транзисторных генераторов . , 25
2.1. Назначение высокочастотных цепей.................. 25
2.2. Высокочастотные цепи на основе Г-образных реак-
тивных четырехполюсников............................. 26
2.3. Высокочастотные цепи на основе П-образных реак-
тивных четырехполюсников............................... 31
Контрольные вопросы .................................. 33
Литература........................................... 34
Ш. Умножители частоты с использованием нелинейной
емкости р-п -перехода...................................... 34
3.1. Параметры умножителей частоты и диодов с нелиней-
ной емкостью........................................... 34
3.2. Основные соотношения, характеризующие режим рабо-
ты диодных умножителей частоты......................... 41
3.3. Электрические схемы диодных умножителей частоты . 46
Конт рольные вопросы.............................. 51
Лите ратура....................................... 52
1У. Амплитудная модуляция в транзисторных генераторах
с внешним возбуждением . ............................... 52
4.1. Общие сведения............................... 52
4.2. Базовая модуляция смещением.................. 60
4.3. Базовая модуляция напряжением возбуждения .... 63
4.4. Коллекторная модуляция....................... . 65
Контрольные вопросы..................................... 69
Литература.............................................. 70
У. Расчет на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных
генераторов.................................................. 70
5.1. Расчет согласующе-трансформирующих цепей....... 70
5.2. Расчет сопротивления нагрузки генератора, выпол-
ненной в виде полосковой антенны ......... 80
Литература.............................................. 84
Гелий Павлович Земцов
Виктор Николаевич Шкаликов
Роза Алексеевна Грановская Тем> 1986 п03. К9
Анатолия Иванович Лучанинов
Владимир Михайлович Шокало
Геннадий Владимирович Занегин
Сергей Васильевич Подшивалов
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Редактор Р.М. Белозерова
Техн.редактор А.Г. Мухина
Подписано к печати 15.10.86
Л 63235
Формат 60x84 I/I6. Бум.типогр. ft 2
Усл.печ.л.5,50 ; уч.-изд.л.5,00. Тираж 500
Зак. /Т£1г. Цена 30 к.
Ротапринт МАИ
I2587I, Москва, Волоколамское шоссе, 4