Текст
Цена 30 коп.
it-
*
••! V
£
•4
i
на
X'A-:*.
, и ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ .РЕВОЛЮЦИИ
• А В И А Ц И О Н НЫЙ ИНСТИТУТ:" ’•
I -•...•* Ч I • ' ^ч’«| hJ ••••
ИМЕН И С E РГО ? Л,
:V.
W
*R*
V
яеммям
виз
«мт*
"IlWTf
>*«
Я
•Г*
чаи
1^
ОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ"
ГЕНЕРАТОРЫ С ВНЕШНИМ
т» ламп
-TIWW,
ЧИП»
ВОЗБУЖДЕНИЕМ
KfHUI*
ж
i;V?
«Й
ил W V ГК О А *- Т У О О
ЗДИ,т*.<
r*OMl
КОНТРОЛЬНЫЙ листок
СРОКОВ ВОЗВРАТА
1
МИНИСТЕРСТВО
московский
ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ *
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕМНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Учебное пособие
Под редакцией кавд.техн. наук доц. В.И. Вкадикова
(Для дневной и вечерней форм обучения)
Утверждено
на заседании редсовета
19 сентября 1985 г.
МАИ
МОСКВА J986
621.37 (075)
П 533
УДК: 621.373.5 (075.8)
Г.В. Земцов, В.Н. Шкаликов, Р.А. Грановская, А.И. Лучанинов,
В.М. Шокало, Г.В. Занегин, С.В, Поднивалов
Полупроводниковые генераторы с внежвим возбуадением: Учебное
пособие/Г.П. Земцов, В.Н. Шкаликов, Р.А. Грановская и др.; Под
ред. В.Н. Шкаликова. - М.: МАИ, 1986. - 86 с., ил.
Рассмотрены основные параметры генераторов с внешним возбуж-
дением на транзисторах и умножителей частоты на варакторах и дио-
дах с накоплением заряда, режимы их работы и схемы, а также осу-
ществление амплитудной модуляции в транзисторных генераторах.
Рецензенты: В.В. Рощин, Э.А. Лутин
С) Московский авиационный институт, 1986 г.
ПРЕДИСЛОВИЕ
Учебное пособие предназначено для теоретической подготовки
студентов к лабораторным работам по дисциплине "Радиопередающие
устройства**.
Пособие знакомит студентов с ре
•I.F
ами работы и схемами построе-
ния полупроводниковых генераторов с вне»
:ЬГ
возбуадением, исполь-
зуемых в радиопереда
смотренных типов генераторов с внешним возбуадением (транзисторных
усилителей мощности и умножителей частоты, умножителей частоты на
диодах с нелинейной емкостью) приведены соотношения и графики,
позволяющие уяснить особенности режимов их работы в высокочастотном
и сверхвысокочастотном диапазонах, дано описание основных схем ге-
нераторов и изложен порядок расчета элементов схем. Кроме того,
рассмотрены вопросы осуществления амплитудной модуляции в транзис-
торных генераторах с внешним возбуадением.
В качестве приложения в пособии приведены методические указания
по расчету на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных генераторов,
который выполняется перед проведением ряда лабораторных работ по
исследованию транзисторных усилителей мощности.
В.конце каждой главы приведены контрольные вопросы (для само-
контроля знаний) и рекомендуемая литература.
Пособие написано коллективом авторов: гл. I иП- Т.П. Земцо-
вым, гл. Ж - В.Н. Шпаликовым, гл, 1У - Р.А. Грановской, гл. I,
§ 5.1 - Р.А, Грановской и А,И, Лучаниновым, гл. У, § 5.2 - Р.А. Гра-
новской, В.И. Шокало, Г.В. Занегиным и С.В. Подшиваловым. Общее
редактирование выполнено В.Н. Шпаликовым.
3
I. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
I.I. СТРУКТУРНАЯ СХЕМА И ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
ГЕНЕРАТОРА С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Структурная схема транзисторного генератора с внешним возбуж-
дением приведена на рис. I.I. Генератор состоит из входной цепи
высокой частоты (ВЧ) I, активного прибора - транзистора 2, выход-
ной ВЧ-цели 3, а также цепей питания коллектора 4 и смещения на
базе 5 транзистора.
Uko.
Рис. I.I
Входная ВЧ-цепь обеспечивает согласование входного сопротивле-
ния транзистора zBX с внутренним сопротивлением z. возбудителя.
Выходная ВЧ-цепь обеспечивает согласование выходного сопротивления
транзистора zBblx с сопротивлением нагрузки z„ . Кроме того, во
входной и выходной ВЧ-цепях, как правило, обеспечивается фильтрацш
колебаний. При работе генератора в режиме усиления мощности выход-
ная ВЧ-цепь обеспечивает выделение в нагрузке первой гармоники
частоты возбуждения, т.е. колебаний, частота которых равна частоте
возбуждения. В режиме умножения частоты выходная цепь обеспечивает
выделение не первой, а более высокой, например второй или третьей,
гармоники, частота которой кратна частоте возбуждения. Генератор,
работающий в таком режиме, называется умножителем частота.
В цепях питания коллектора и смещения на базе транзистора осу-
ществляется блокировка ВЧ токов в целях предотвращений протекания
их через источники питания и смещения. Тем самым устраняются поте-
ри мощности, вызванные рассеянием на внутренних сопротивлениях
4
этих источников, а также взаимовлияние каскадов при питании их от
общего источника. При необходимости цепи блокировки обеспечивают
изоляцию по постоянному току и напряжению элементов высокочастот-
ных цепей генератора.
Активный прибор генератора - транзистор преобразует энергию
источника питания в энергию высокочастотных колебаний на выходе
генератора за счет разгона носителей заряда в поле источника пи-
тания и торможения’их в высокочастотном поле у коллектора.
Транзистор представляет собой триод, и при включении его между
четырехполюсниками I и 3 один из электродов транзистора оказывается
общим для входной и выходной ВЧ-цепей. Поэтому генераторы с внеш-
ним возбуждением на транзисторах могут быть выполнены по одной из .
трех схем: с общим эмиттером (рис. 1.2,а), общей базой (рис. 1.2,6)
и общим коллектором. Последняя схема на практике обычно не приме-
няется. В диапазоне высоких частот чаще всего используется схема
с общим эмиттером.
Рис. 1.2
Генераторы с внешним возбуждением предназначены в первую оче-
редь для получения энергии высокочастотных колебаний. Для процесса
преобразования энергии источника питания в энергию ВЧ-колебаний
в генераторе с внешним возбуждением характерны следующие энергети-
ческие параметры:
I) выходная мощность р - мощность, выделяемая в активной
составляющей сопротивления нагрузки: pb^=-L t где - ам-
плитуда высокочастотного напряжения на нагрузке, рн - активная
составляющая сопротивления нагрузки ;
2) колебательная мощность Р1 - мощность, отдаваемая активным
прибором в выходную ВЧнхепь: --- р* и , где - ам-
плитуды первых гармоник тока и напряжения в коллекторной цепи; в
случае умножителя частоты V . где 1 , и - амлли-
* я 2 КП КН КН
туда # -й гармоники тока и напряжения в коллекторной цепи;
5
к - постоянная
питания генера-
генератора, пре-
часть ее расхо-
неполного тор-
также вследствие
3) потребляемая мощность р - IK0 lfko , где
составляющая коллекторного тока, VKQ - напряжение
тора. Мощность, потребляемая от источника питания
образуется в колебательную мощность не полностью:
дуется на нагревание коллектора транзистора из-за
иожения носителей заряда высокочастотным полем, а
конечного значения проводимости кристалла коллектора. Эта часть
потребляемой мощности составляет мощность рассеяния на коллекторе
р = р - р *
- Р о ' * р
4) электронный КПД , который определяет эффектив-
ность преобразования мощности источника питания в колебательную
мощность. Электронный КПД с учетом выражений для колебательной и
потребляемой мощности можно вычислить так: ^э = ~ »
5) КПД выходной ВЧ-цепи (контурный КПД) ъ = Ее*1* , который
СВЫХ Р?
характеризует эффективность передачи через выходную ВЧ цепь энер-
гии высокочастотных колебаний от транзистора в нагрузку и зависит
от потерь в выходной ВЧ-цепи генератора;
6) общий кпд 7 = ;
7) мощность возбуждения рв - мощность, рассеиваемая на актив-
ной составляющей входного сопротивления транзистора: рв = — э
7 ^-вл
где ив? - амплитуда напряжения между вводами базы и эмиттера тран-
зистора, - активная составляющая входного сопротивления тран-
зистора;
8) коэффициент усиления транзистора по мощности КрА = -
отношение колебательной мощности к мощности возбуждения транзистора;
9) коэффициент усиления генератора по мощности - от-
ноиение мощности в нагрузке к входной мощности Рвх , поступающей
во входную ВЧ-цепь от возбудителя. Коэффициент усиления генератора
всегда меные коэффициента усиления транзистора из-за неизбежных
потерь мощности во входной и выходной ВЧ-цепях. Обозначив КПД вход-
ной ВЧ-цепи генератора через у = и имея в виду, что =
D * ллг Р„ у (SX
- р t получии К - К - л' ?? ?7 *
о Р Pd /аховых
Каскадное соединение нескольких генераторов, при которой выход*
ная ВЧ-цепь предыдущего каскада служит входной ВЧ~цепью последую-
щего, характеризуется коэффициентом усиления на каскад крв , опре-
деляемым как отношение колебательной мощности данного каскада Рт
б
к колебательной мощности предыдущего каскада р1 прел
1 ПрЕД
ax
1,2. ЭЛЕКТРОННЫЕ РЕИШЫ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
Современные транзисторные ВЧ-генераторы, используемые в радио-
передающих устройствах, могут иметь рабочие частоты, перекрывающие
весь интервал высоких частот. Они позволяют получать выходные мощ-
ности от десятых долей до сотен ватт. В зависимости от места тран-
зисторного генератора в многокаскадном передатчике к нему предъяв-
ляются различные требования как по энергетическим, так и по экс-
плуатационным параметрам. Эти требования в широком интервале рабо-
чих частот и мощностей не могут быть обеспечены использованием
какого-либо одного режима работы активного прибора - транзистора.
Поэтому в транзисторных ВЧ-генераторах применяются различные ре-
лиг
ы работы, позволяющие удовлетворить определенные требования к
генератору с учетом свойств транзистора в заданной диапазоне ра-
бочих частот.
Рассмотрим основные режимы работы транзисторных генераторов в
радиопередающих устройствах.
Линейный режим характеризуется тем, что в коллекторной цепи
транзистора ВЧ-ток и напряжение гармонические. При
атом
л’ = Л. -* cos arf ;
/Г ^<0 л / J
(I.X)
ZZ. cos cot . (1.2)
К J
частота.
/ - рабочая
напряжения
показаны на
где со = гтг/ ;
Эпюры тока и
для этого случая
рис. 1.3, из которого, в част-
ности, видно, что всегда 1К.
^ТКО » Чг, и„о • Следова-
тельно, электронный КЦД гене-
ратора в таком режиме не может
быть более 50^.
Низкие значения электронного
КПД ограничивают использование
линейного режима маломощными
* •
Рис. 1.3
?
каскадами передатчика, например буферными каскадами. Линейные ре-
жимы используются также в задающих автогенераторах» обеспечивая
больную стабильность частоты по отношению к изменению питающих
напряжений.
Реям работы с отсечкой, коллекторного тока характеризуется тем
что ток в коллекторной цепи транзистора имеет периодический, но
существенно негармонический характер.
Коллекторный ток в этом случае кроме гармоники с частотой воз-
буждения транзистора содержит еще и спектр высших гармоник. Он
может быть представлен рядом Фурье
= 7. + >7 7 cos (noot + ,
где - амплитуды токов соответствующих гармоник; ih
стояннан составляющая тока; н, - номер гармоники; -
угол гармоники (для симметричных импульсов - 0).
определяются по формулам
игл.-
л-о
фазовый
Значения токов I,,
эффнциентов ряда Фурье
для ко-
ко
ЗТ
КП >Т I * 4 к '
-7Г
Типичные формы тока в коллекторной цепи транзистора показаны
на рис. 1.4,а,б,в.
Рис. 1.4
Гармоническая форма напряжения в цепи коллектора обеспечивается
фильтрующими свойствами ВЧ-цепи. Амплитуда этого напряжения равна
КП КП, КП ?
(1-6)
а мгновенное напряжение на коллекторе транзистора составляет
ик = ико - costwf ? (1.7)
где т? - сопротивление выходной ВЧ-цепи для тока п -й гармоники.
8
Режим работы с отсечкой коллекторного тока , как будет показа-
но ниже, позволяет получить значения отношения I 1к!/iKq 2,
что обеспечивает существенно больший электронный КПД по сравнению
с линейным режимсы. Кроме того, работа транзистора с отсечкой кол-
лекторного тока дает возможность реализовать режим умножения час-
тоты. Поэтому режим с отсечкой коллекторного тока применяется в
мощных каскадах передатчика, а также в каскадах умножения частоты.
Сопротивление цепи базы высокочастотного транзистора существенно
нелинейно, что затрудняет возбуждение транзистора как гармоническим
током, так и гармоническим напряжением. Учитывая, что сопротивление
открытого эмиттерного перехода у маломощных транзисторов в среднем
на порядок больше, чем у мощных, входные цепи маломощных генерато-
ров (не более единиц ватт) целесообразно строить таким образом,
чтобы возбуждающее напряжение было близким к гармоническому:
u.c~UB + Uc cosi^t . (1.8)
6 Sq Df
При использовании мощных транзисторов применяется возбуждение
током, близким к гармоническому:
I — cos coi . (1.9)
О *7
Указанные способы возбуждения транзистора позволяют строить
входные ВЧ-цепи генераторов с относительно малыми потерями. Таким
образом, ре:
Я *4
:ы работы базовых цепей мощных и маломощных ВЧ-тран-
зисторов оказываются различными, а следовательно, неодинаковыми
по форме будут и импульсы коллекторного тока. Типичные импульсы
коллекторного тока при возбуждении транзистора гармоническим на-
пряжением показаны на рис. 1.4,а,б,в, а гариоиическим.током - на
рис, 1.4,г.
Отметим также, что при больших значениях ВЧ-напряжения в кол-
лекторной цепи и достаточно высоких частотах на режим цепи базы
может заметно влиять коллекторная цепь вследствие внутритранзмс-
торных связей.
9
1.3. ТОК КОЛЛЕКТОРА И БАЗЫ В ГЕНЕРАТОРЕ
НА БЕЗЫНЕРЦИОННОМ ТРАНЗИСТОРЕ
На сравнительно низких частотах / < 0,03 J , где - гра-
ничная частота транзистора, составляющих единицы процентов от всей
области рабочих частот транзистора, инерционные свойства последнег
не проявляются. В этом случае мгновенные значения токов через
электроды определяются мгновенными значениями напряжений на них,
т.е. связь между токами и напряжениями определяется статическими
вольт-амперными характеристиками транзистора. Идеализированные
статические характеристики биполярного транзистора показаны на
рис, 1.5, а,б.
Рис. 1.5
Характеристика, изображенная на рис. 1.5,а, называется проходной.
Ее аналитическое представление таково:
в области I
— 0;
в области П (Ь10)
L = У ( U ~ U ' ) .
х * ь S /
Напряжение открывания транзистора иБ приблизительно равно
контактной разности потенциалов р-п -перехода. Оно не зависит от
напряжения на коллекторе и. .
Пунктиром на рис. 1.5,а показана зависимость тока базы is от
напряжения на базе us . В линейной части эта зависимость пред-
ставляется выражением 1Б =
На рис. 1.5,6 показана выходная характеристика транзистора.
В области I, называемой перенапряженной, транзистор находится в
сыщении. В этой области ток коллектора th.
не
зависит
от напря-
жения на базе ип и падает с уменьшением напряжения на колле»
10
торе и* . Линия спада характеризуется крутизной 8СП . В области П.
транзистор работает без насыщения, ток зависит от напряжения
иБ , но не зависит от напряжения и* .
Практически в реальном транзисторе уменьшение тока коллектора
; начинается при больших напряжениях, что отображается пунктир-
ной линией на рис. 1.5,6. Эта линия называется линией граничного
(критического) режима и характеризуется крутизной sr? . Нередко
для простоты полагают s = Зсп - Таким образом, значения токов,
определяемые линией граничных режимов, получаются из соотношения
i = $ и. . (ЬП)
к гр к
В коллекторную цепь транзистора, работающего в составе гене-
ратора, включена выходная ВЧ-цепь, обладающая на входной рабочей
частоте сопротивлением . Вследствие этого при возбуждении ге-
нератора напряжения на базе и коллекторе меняются одновременно.
Для режима усиления, полагая, что напряжение на базе имеет вид
(1.8), напряжение на коллекторе и,., получим из (1.7):
и. = Ui~ I R cos со£ t
к AO Ki Kt
(1.12)
При этом соотношения между токами и напряжениями в транзисторе
определяются формулами (1.10), (Т.П) с учетом (1.8) и (I.I2):
4=(АЛ V4 ;
(1.13)
I = 3 (if -U cos cot) . (I.14)
В этом случае связь между токами и напряжениями на электродах
транзистора определяется динамическими вольт-амперными характерис-
тиками (рис. 1.6,а,б).
Выходная динамическая характеристика (рис. 1.6,6) на участке I
совпадает с линией граничного режима, а на участке П. определяется
нагрузочной линией с крутизной 1/кк . На участке И 4=0» так
как при и* > и*
базе, поскольку
транзистор закрыт запира
|И>Г.
и напряжением на
ив < ц8 • Проходная динамическая характеристика
(рис. 1.6,а) на участках I и П совпадает со статической проходной
характеристикой, а на участке Н наблюдается уменьшение тока iK ,
Поскольку при увеличении и напряжение на коллекторе в
динамическом режиме уменьшается, то после достижения значения
'!-к- i'x max (Рис- 1.6,6) коллекторный ток при росте иь умень-
шится, что показано на рис. 1,6,а пунктирной линией.
I
II
* max
12
Динамические характеристики могут быть использованы для постро-
ения импульсов тока графическим способом. Такое построение для слу-
чая икп = ик1 приведено на рис. 1.7. В силу полной симметрии
импульсов коллекторного тока на рисунке построена лишь половина
импульсов, соответствующая углу отсечки 8 , для определенного
значения iKfrtax и различных значений (1,2,3,4,5) амплитуды иб1
возбуждающего напряжения. Угол отсечки д определяется соотношением
а so в
cos & =------=---
ci.15)
Рис, 1.7
Импульс I соответствует недонапряженному режиму работы тран-
зистора, импульсы 3,4,5 - большим амплитудам V5t , U><! , которые
характерны для перенапряженного режима. Провал в импульсе коллек-
торного тока в этом режиме определяется обратным наклоном характе-
ристик в перенапряженной области и обусловлен перераспределением
тока между базой и коллектором. Импульс 2 с амплитудой iKt7iaKi со-
храняющий косинусоидальную форму, но еще не имеющий провала, соот-
ветствует граничному режиму. Каждому импульсу коллекторного тока
на рис, 1.7 соответствует определенное значение коэффициента f =
= 'у — , называемого напряженностью режима. Значение напряженности
§ = § , соответствующее граничному режиму, определяется из усло-
вия, что минимальному мгновенному значению коллекторного напряже-
ния соответствует максимум тока L . Тогда из (I.I4)
n trtiti, ft ttTffX
имеем
к tri ax гр к tm n
(1.16)
f = (I.17)
SrPu^
Значения § > $Гр соответствуют перенапряженным режимам рабо-
ты, а § < - недонапряженным.
Граничный режим позволяет получить наибольшее значение ампли-
туды импульса коллекторного тока.
Определим гармонический состав импульсов коллекторного тока,
ограничившись случаями недонапряженного и граничного режимов. Кол-
лекторный ток при косинусоидальной форме импульсов определяется
через угол отсечки и крутизну входной характеристики:
. _ . cos Odt - COS 6
& — £ j—' '2 £}-- -7
к к tnax 1~c&s в
(I.I8)
13
где
8)-
♦
£
/(max
Подставляя значения б\ из (I.IB) в (1.4) и (1.5),
Z = I <х (8) ,
л max 7
к = 0,1,2,3...; а {в) - коэффициенты разложения
Г&
(Ы9)
подучаем
(1.20)
где
Ф»рье функции
В ряд
Графики значений при « = 0,1,2,3 приведены на рис. 1.1
Для расчета режимов транзисторных генераторов часто удобнее исполь-
зовать коэффициенты разложения ? (в) * связанные с % (со-
отношением
(I.2I)
Графики значений для п = 0,1,2,3 приведены на рис, 1.9.
С учетом (I.2I) амплитуда и -й гармоники коллекторного тока
выражается формулой
14
1.4. ИМПУЛЬСЫ КОЛЛЕКТОРНОГО ТОКА ПРИ ПРОЯВЛЕНИИ
ИНЕРЦИОННОСТИ ТРАНЗИСТОРА
С ростом рабочей частоты и мощности генератора увеличиваются
емкостные токи через р-п -переходы транзисторов, особенно через
переход база - эмиттер открытого транзистора. Вследствие этого
связь между токами и напряжениями в транзисторе не определяется
только статическими волът-ампарными характеристиками. В силу нали-
чия инерции заряда емкостей динамическая характеристика становится
петлеобразной и не может быть получена из статической характерис-
тики, как в предыдущем параграфе. В этом случае связь между тока-
ми и напряжениями устанавливается решением системы нелинейных ;
ферев
Л Г.
альных
уравнений, соответствующей определенной эквивалент-
ной схеме (модели) транзистора.
Эквивалентная схема инерционного транзистора, используемая на
высоких частотах для практических целей, представлена на рис. I.IO,
где - сопротивление базы на высокой частоте; Сл , С3 - со-
ответственно диффузионная и барьерная емкости эмиттерного перехода
(в данной модели транзистора они считаются постоянными: С& = const ;
с9 = const ); - активная составляющая сопротивления открытого
перехода (/^ - const ); скп , Скл - пассивная и активная составля-
ющие емкости коллекторного перехода. Полная емкость коллекторного
перехода С* - с + СНА . Обычно в мощных транзисторах СКА = 5 СКп .
Эти емкости также считаются независимыми от приложенных напряжений.
Замкнутое положение ключа моделирует открытый эмиттерный переход,
разомкнутое - закрытый.
15
Таким образом, инерционность входной цепи транзистора опреде-
ляется двумя постоянными времени:
для открытого перехода
г.г^-(С^сз) (1.23)
црж r'« , сз «сл ;
для закрытого перехода
‘l' — t’f О 1* х г'с
з Б ^3 ГВХ Б д ’
для обычных режимов транзисторов « <г ,
Рассмотрим вначале случай возбуждения транзистора гармоническим
напряжением us = иБо + cos uit в предположении С = Скп =0.
Реиение дифференциального уравнения, составленного для экви-
валентной схемы относительно напряжения и.&_п на ямиттерном пе-
реходе, имеет вид
р-п, В СВ ’
где ис& - свободная составляющая напряжения экспоненциального ха-
рактера с постоянной времени ; ив - вынужденная составляющая
гармонического характера*
Рис. 1.Ц
емкости . Очевидно, запаздывание
Напряжение на переходе
ис8 + ив показано на гра-
фике рис. 1,11,а сплошной
линией. График построен в
предположении = 0 ( Сэ =
=0), чем и объясняется скач-
кообразное изменение напря-
жения при запирании
p-п. -перехода в момент д3
Уменьшение максимума напря-
жения на переходе относитель'
но напряжения возбуждения
1^Б , его запаздывание и аси
метрия формы напряжения объя
няются наличием свободной
составляющей напряжения на
и уменьшение максимума будет
тем больше, чем больше значение постоянной времени т* заряда
емкости по отношению к периоду колебаний Т - Stt/uj . Форма
импульса коллекторного тока, показанная на рис. 1.11,6, повторяет
форму напряжения на переходе в интервале 6Н - 63 *, когда переход
открыт, поскольку в модели транзистора (рис. 1.10) не учитывается
запаздывание носителей заряда, создающих коллекторный ток. Для
сравнения на рис. 1.11,6 пунктирной линией показан косинусоидаль-
ный импульс тока безынерционного транзистора.
Таким образом, при проявлении входной инерционности транзистора
амплитуда импульса коллекторного тока уменьшается, его максимум
запаздывает по фазе, а форма отклоняется от косинусоидальной тем
больше,
отсчеки
чем больше отношение 2&-~-
импульса коллекторного тока
Гармонический анализ импульсов коллекторного тока в этом слу-
чае выполняется на основе замены реального импульса эквивалентным
косинусоидальным импульсом с углом отсечки & , как показано на
рис, 1,12. Аппроксимирующий косинусоидальный импульс совмещается
по высоте и положению максимума с реальным импульсом, при этом угол
отсечки & определяется равенством амплитуды косинусоидальной
образующей первого импульса вынужденной составляющей ив второго
импульса. Связь между углами 6Н и & показана на рис. I.I3.
Входная цепь генератора проектируется таким образом, чтобы фазовый
Угол открывания транзистора Q соответствовал выбранному значе-
нию & . Отметим также, чтс из-за запаздывания максимума эквива-
лентного импульса на угол у> , обусловленного инерционностью вход-
н°й цепи транзистора, фаза первой гармоники тока- I относительно
К i
16
17
напряженка uG оказывается примерно ранной удх , что определяет
комплексный характер тока первой гармоники 1К1 :
4,= <Г,<«9^,= , С-2*>
где f (Q) - комплексный коэффициент разложения:
^(в)=^(д)е^ах • (1.25)
S - комплексная крутизна транзистора при работе без отсечки;
(У - крутизна статической характеристики I* (us) .
Значение ф можно определить по формуле
’ ОЛ
Cos Увх = С0$ ( f-cos в ) COS (ccfct^ о) . (1.26)
При возбуждении транзистора гармоническим током
г" = + Ic cos <xJ t
s so
форма напряжения на открытом р~п -переходе база-эмиттер также
может быть представлена суммой гармонической и экспоненциальной
составлю
'«lui'.r
. Однако это
приводит к отклонению импульса коллектор-
ного тока от косинусоидальной формы и
необходимости его аппроксимации косину-
соидальным импульсам с углом отсечки О
Связь между углом открывания транзисто-
ра 6* и углом отсечки эквивалентного
косинусоидального импульса показана на
рис. I.I4, Режим входной цепи устанав-
ливается таким образом, чтобы угол 6^
соответствовал выбрани ему значению угла <
Аппроксимация реального импульса
эквивалентным косинусоидальным импуль-
сом позволяет осуществить анализ гармо-
нического состава коллекторного тока на
основе коэффициентов разложения ос^ или как для безынерци-
онных, так и для инерционных транзисторов при возбуждении послед-
них гармоническим напряжением или током, т.е. расчет коллекторных
цепей транзистора оказывается унифицированным.
* &т - угол открывания транзистора при возбуждении его гармоничес-
ким током.
1.5. НАГРУЗОЧНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРОВ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Изменение сопротивления нагрузки кК1 , включенной в коллектор-
ную цепь транзистора, приводит к изменению амплитуды иК1 первой
гармоники напряжения на коллекторе и, соответственно, напряженности
режима £ = , Рассмотрим зависимость токов, напряжений и мощ-
ностей в коллекторной цепи от сопротивления-нагрузки , полагая
его чисто активным.
На рис. 1.15,а показана зависимость токов 1К1 и rK<i от RK1 .
Значение rki = соответствует граничному режиму. При Кт<Кк1Гр
форма импульсов коллекторного тока не зависит от R*, , и они со-
храняют постоянное значение. При > RKirp в импульсах тока по-
является провал, что приводит к уменьшению постоянной составляющей
7^ и амплитуды первой гармоники коллекторного тока по мере
роста (с увеличением напряженности режима). Напряжение первой
гармоники u^f = TK1RH} вначале растет пропорционально кК1 , а
при к^Ж^гр его рост замедляется в связи с уменьшением
(рис. 1.15,6), Зависимость напряженности режима g =от
повторяет зависимость , так как - const . Зависи-
мость электронного КПД -у2- от можно определить
‘ по графикам "(rk1) , i!(() (х„) и . При этом обнаруживает-
ся слабо выраженный экстремум % в граничном режиме и практичес-
кое постоянство его в перенапряженном режиме.
19
18
график зависимости потребляемой мощности ?о = 1Ко ико
(рис. 1,15,в) повторяет ход графика iko (J?*.,), а зависимость ко-
лебательной мощности Pr = jKf и((1 * построенная по графикам
Л-z и rki) » имеет экстремум в.слегка перенапряаенно
режиме. Мощность потерь в коллекторе рр = ро - р? убывает по
мере роста напряженности режима. Коэффициент усиления транзистора
по мощности
А/ iL Д7 Гр
гр
повышением мощности возбуждения
мощности, а при
' = (рис, 1.15,г) имеет малые значения при
вследствие небольшой выходной
в связи с увеличением тока базы и соответствующим
7 i6J иБГ . Сравнение знач
, кр при J?K1 < рК]гр и рК1 > ^frp,T.e. в недонапря
женном и перенапряженном режимах, показывает, что энергетически
более выгодным является режим, близкий к граничному (слегка пере-
напряженный), так как он обеспечивает максимальные значения f7 ,
и КРА . Поэтому транзисторные генераторы обычно проектируют
в расчете на граничный режим.
Достоинством перенапряженного режима является слабая зависи-
мость электронного КПД и колебательной мощности от напряженности
режима, а следовательно, и от всех параметров, определяющих на-
пряженность (1/Бо , , 1Г„0 ).
1.6. СООТНОШЕНИЯ ДЛЯ ЦЕПИ БАЗЫ ТРАНЗИСТОРА
Рассмотрим зависимости в базовой цепи транзистора, ограничив-
шись случаем возбуждения гармоническим напряжением.
Гармонический анализ импульсов базового тока выполняется ана-
логично анализу коллекторного тока. Для безынерционного транзис-
тора, по аналогии с (1.22), амплитуда первой гармоники тока базы
будет определяться соотношением
где £ = —/ = - крутизна входной характеристики транзис
гб + гр гг э
тора , поскольку krf3 - статический коэффициент пере-
дачи по току в схеме с общим эмиттером ( ^ггэ ~ ро )•
Постоянная составляющая тока базы
4. - 4. 7 К; , = Ъ 1J W 4-, (1.28)
Мощность ^возбуждения и входное сопротивление транзистора опре
деляются соответственно как
20
2. *7 5t
(1.29)
(1.30)
В*
Для инерционного транзистора соотношение между первой гармони-
кой тока базы и напряженней иБ становится комплексным:
*7 '
где
вх
S Б
ко
а Л <&) определяется из (1.25).
В этой случае мощность возбуждения РБ и входное сопротивле-
ние транзистора z будут
= (1-зз)
1.7. ВЛИЯНИЕ ЕМКОСТИ КОЛЛЕКТОРНОГО ПЕРЕХОДА
НА РЕЖИМ РАБОТЫ ГЕНЕРАТОРА
Изложенный выше анализ работы транзисторного генератора выпол-
нен без учета влияния полной емкости коллекторного перехода С* =
- сКА f скп . В мощных генераторах ее влияние может быть значитель-
ным вследствие возникновения внутритранзисторной прямой и обрат-
ной связи.
При возбуждении транзистора гармоническим напряжением для уче-
та влияния емкостей СКп и С на работу генератора удобно поль-
зоваться матрицей г -параметров, усредненных по первым гармони-
кам токов и напряжений.
В этом случае первые гармоники токов базы и коллектора опреде-
ляются выражениями
(I = г U + У„ U ;
5- 11 S, 12 К,
....................................... (1.35)
7 ~ У Г + У Г .
А г 21 S, 22 КГ
Y -параметры транзистора могут быть измерены экспериментально
Для выбранного угла отсечки 6 ,или определены из дифференциальных
уравнений, составленных для эквивалентной схемы транзистора, изо-
браженной на рис. I.10. В соответствии с рис. 1.10 выражения для
у -параметров транзистора принимают вид
(1.36)
где г* = г' скл .
В этом случав действуют следующие расчетные соотношения для
входной цели транзистора (при <7А-? в RK1 iK );
£ - L' ; (I.J7)
’ ^2,
Cas 6
(1.38)
Приведенные
4 • в * •
I ~Y U - Y U ,
If Т2 К1
выражения отражают влияние выходной
(1.59)
цепи
транзисто-
ра на входную цепь с учетом емкостей С„л и С„п •
К fl rf л
1.8. РЕЖИМ УМНОЖЕНИЯ ЧАСТОТЫ
Использование умножителей частоты в радиопереда
позволяет решить следующие задачи:
- понизить частоту задающего генератора по сравнению с рабочей
частотой передатчика, что облегчает стабилизацию частоты задающе-
го генератора;
- получить более широкий диапазон рабочих частот передатчика
без увеличения рабочей частоты задающего генератора;
- уменьшить опасность самовозбуждения многокаскадного передат-
чика за счет разноса частот настройки входных и выходных цепей в
умножителях частоты;
- получить увеличение коэффициента модуляции угловых видов мо-
дуляции во столько раз, во сколько умножается частота.
Основное отличие режима умножения частоты состоит в том, что
выходная цепь высокой частоты настраивается не на первую, а на бо-
лее высокую, обычно вторую или третью, гармонику коллекторного
тока, а напряжение на коллекторе колеблется с частотой, большей
частоты возбуждения в tt, раз ( к- - коэффициент умножения).
22
Поскольку амплитуда высших гармоник в спектра коллекторного
тока меньше, чем амплитуда первой гармоники, энергетические пока-
затели умножителя частоты хуже, чем усилителя мощности, и ухудша-
ются с ростом коэффициента умножения. Для безынерционного транзис-
тора, в частности, коэффициенты разложения причем
максимальные значения коэффициентов соответствуют углам отсеч-
ки а - 212 (см. рис. 1.8). Поэтому при работе транзистора в
опт •
режиме умножения частоты при тех же значениях напряжения питания
и* , амплитуды импульса тока коллектора и напряженности
режима | , что и в режиме усиления мощности, колебательная мощ-
ность снижается в к раз: Рп = (при 6f - 90° и = 6^опт )»
Поскольку с увеличением п, уменьшение угла отсечки 6^ должно
сопровождаться увеличением ид , то коэффициент усиления умножите-
ля частоты при тех же условиях понижается в +1 раз по сравнению
с усилителем мощности к х — . Эти обстоятельства ограничива-
ют используемые на практике коэффициенты умножения значениями п. & 3.
Отметим, что электронный КПД умножителя частоты, как можно устано-
вить из анализа рис. 1,8, составляет О»8 и практичес-
ки не зависит от коэффициента умножения.
Проявление инерционности транзистора приводит к дополнительно-
му уменьшению энергетических параметров умножителя частоты. Ампли-
туда тока высших гармоник в коллекторной цепи инерционного
транзистора уменьшается вследствие изменения формы импульса кол-
лекторного тока (из-за уменьшения по высоте и расширения). Для со-
хранения угла отсечки 6Н + (см. рис, 1.11) близким к опти-
мальному приходится уменьшать угол &н открытия
транзистора за счет увеличения амплитуды возбуждения и напряжения
смещения, вследствие чего максимальное мгновенное напряжение на
базе может достичь пробивного значения уже при реализации режима
утроения частоты, .
Влияние проходной емкости С* транзистора проявляется в до-
полнительном искажении формы импульсов коллекторного тока (чаще
всего в виде появления провалов даже в недонапряженном режиме)
вследствие влияния выходного напряжения на входную цепь транзистора
через емкости ‘СКА и Скп . В практике проектирования транзистор-
ных умножителей частоты этим влиянием обычно пренебрегают.
Нужно отметить, что в умножителях частоты импульс коллекторного
тока возбуждает выходную цепь высокой частоты один раз за /г пе-
23
риодов колебаний напряжения. В связи с этим коллекторная цепь вы-
сокой частоты должна эффективно ослаблять не только высшие гармо-
ники выходного колебания, но и субгармоники. Если ослабление суб-
гармоник недостаточно, выходное напряжение принимает характерную
форму периодически затухающего колебания, как показано на рис. I.I6
а,б. Для уменьшения затухания колебаний между возбуждающими им-
пульсами добротность фильтра Q
дует увеличить.
ослабляющего субгармоники,
Рис. I.I6
Поскольку в транзисторных умножителях частоты применяется ре-
жим с отсечкой коллекторного тока,то для их анализа и расчета мо-
гут использоваться соотношения, приведенные в параграфах 1.3 - 1.7
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Структурная схема транзисторного генератора с внешним воз-
буждением и назначение ее элементов.
2. Основные параметры генератора с внешним возбуждением.
3. Типичные формы импульса коллекторного тока и их связь со
способами возбуждения транзистора.
4. Граничный, недонапряженный и перенапряженный режимы работы
транзисторного генератора,
5. Зависимость амплитуды гармоник коллекторного тока от крути
ны входной характеристики, амплитуды возбуждения и угла отсечки.
6. Инерционные явления в транзисторе и их влияние на режим
работы.
7. Нагрузочные характеристики транзисторных генераторов.
8. Основные' соотношения для цепи базы транзистора.
24
9, Влияние емкости коллекторного перехода на режим работы
транзисторного генератора.
10. Режим умножения частоты в транзисторном генераторе.
ЛИТЕРАТУРА
I. Радиопередающие устройства/Под ред. И.В. Благовещенского 1
Г.М. Уткина. - К.: Радио и связь, 1982, с. 14-48, 130-135.
2. Проектирование радиопередающих устройств/Под ред. В.В. 1ах-
гильдяна. - И.: Связь, 1976, с. 168-194.
П. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
2.1. НАЗНАЧЕНИЕ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
Высокочастотные цепи (ВЦ) транзисторных генераторов, используе-
мых в радиопередающих устройствах, предназначены для трансформации
сопротивления нагрузки,например сопротивления антенны, в оптималь-
ное сопротивление коллекторной цепи транзистора выходного каскада,
а также для межкаскадного согласования входных и выходных сопро-
тивлений транзисторов.
Кроме того, эти цепи в большинстве случаев должны обладать
определенными частотными свойствами, обеспечивать заданные частот-
ные характеристики генераторов в рабочей полосе частот и заданное
ослабление внеполосовых колебаний, в частности вне
га
: гармоник
несущих колебаний. В умножителях частоты должны подавляться и суб-
гармоники выходных колебаний.
Желательно, чтобы перечисленные требования к ВЦ выполнялись
при минимальных высокочастотных потерях, т.е. при возможно большем
KGHiypsoM (электромагнитном) КПД.
Таким образам, ВЦ должны удовлетворять определенным требовани-
к коэффициенту трансформации, рабочей полосе частот, фильтрующим
сзойствам и КПД.
При выбранной схеме ВЦ названные свойства могут быть противоре-
ЭДвыми, так как в каждом отдельном случае та или иная характеристи-
может оказаться неприемлемой. Противоречия разрешаются, как пра-
вило, усложнением схемы ВЦ.
« •
25
ВЦ могут обеспечивать работу генератора как на одной рабочей
частоте, так и в заданной рабочей полосе частот. В первом случае
условна согласования транзистора с нагрузкой выполняются в узкой
области (порядка единиц процентов) частот, а во втором полоса со-
гласования может быть значительно жире и измеряться десятками про
центов, что позволяет использовать генератор с внежним возбуждена
в иирокой полосе частот без перестройки.
В дальнейшем ограничимся рассмотрением ВЦ, предназначенных дл:
согласования транзистора с нагрузкой на одной частоте (с узкой по
косой согласования). Такие ВЦ в транзисторных генераторах высокой
частоты выполняют обычно на основе Г-, П- и Т-образных реактивных
четырехполюсников.
2.2. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ НА ОСНОВЕ Т-ОБРАЗНЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Простойная Г-образная цепь согласования транзистора с нагруз-
кой в обцем виде приведена на рис. 2.1,а. Такая цепь трансформиру-
ет активное сопротивление нагрузки rh , подключенное на ее выхо
де, к сопротивлению на ее входе RBX= RK1 , которое и является на-
грузкой транзистора. При работе генератора в граничном режиме не-
обходимо обеспечить RK1 = RK1 гр , Значения активных сопротивлени]
R^ связаны со значениями реактивных сопротивлений Г-об-
цепи соотнонениями
разной
М - Як, /&„ >
I I я К и QH у
(2.1)
(2.2)
|х,| RKi
. где ~ IX I “ нагРУхвнная добротность ВЦ.
Выражения (2.1) - (2,4) можно получить, приравняв значения под
1
него сопротивления zz = для параллельной Zz = z 7^ + и
последовательной Z=R + iX ветвей ВЦ (рис. 2.1,аУ. 1
Чтобы ВЦ обладала резонансными свойствами, знаки и х2 дол-
хны быть противоположными. При этом возможны две реализации обобжен-
Н I
ной схемы ВЦ (см. рис. 2.1,6 и в). Они полностью эквивалентны по
трансформирующим свойствам, но схема, изображенная на рис. 2.1,в,
как будет показано ниже, обладает лучиими фильтрующими свойствами
за счет ослабления высиих гармоник тока на сопротивлении иидуктиз-
ности L2 .
Частотные характеристики ВЦ, показанной на рис. 2.1,в, приведе-
ны на рис. 2.2. Из рисунка видно, что при увеличении отношения
^*'е* 14111 повыввНИИ добротности Q.H ) фильтрущие свойства
цепи улучжаются, а полоса пропускания Af/f сужается. При > 3 *
§7" > *0) относительная полоса пропускания составляет ~~ * ~-
частотные характеристики Т-образной цепи практически совпадают и
характеристиками параллельного контура.
и
с
Определим контурный КПД Г-образной цепи
Рн i Рпот
?* “ р + р ~ 7 “ Р + Р
i К Г" Т "пот Н пот
у , полагая, что
АГ
I
27
26
1;F
где рн - мощность в активной нагрузке RH генератора, т.е. по
дезная мощность; рдат - мощность потерь, определяемая практическ]
потеряна в индуктивной ветви реального контура.
В качестве примера рассмотрим схему, изображенную на рис. 2.
для которой положим, что сопротивление индуктивной ветви ^О7,
последовательно соединено с сопротивлением (рис. 2.3). Имея
в виду, что мощности в сопротивлении потерь ^от=^выхглот 111
определяются одним и
из (2.5) получим
в сопротивлении нагрузки
тем же выходным (контурным) током z »
вых
/7ОГ
ПОТ
(2.6)
пот н пот и
Найдем ненагруженную добротность цепи
о £•
ПОТ
Подставив (2.7) в (2.6) и преобразовав с учетом (2.2); подучив
выражение для контурного КПД или КПД выходной цепи генератора: I
г . (2.8) I
/к А» I
Предельное значение ненагруженной добротности определяется I
конструктивными и технологическими особенностями выполнения ВЦ и ]
в диапазоне высоких частот может составлять # 100. При этом I
величина контурного КПД зависит от нагруженной добротности и растя
при уменьмении последней, что вызывает ухудшение фильтрующих 1
свойств ВЦ. I
Фильтрующие свойства цепи оцениваются коэффициентом фильтра- 1
пни Фп , который определяет увеличение относительного содержания
первой гармоники тока на выходе ВЦ по сравнению с относится
ным содержанием на входе lgxf . Если коэффициент фильтрации ха- I
растеризует отношение соответствующих мощностей, то в этом случае 4
определяется как ф2п . Относительное содержание первой гармони- >
кя тока определяется как if /in , где , I - амплитуды пер
вой и п -й гармоник соответственно.
Таким образом, коэффициент фильтрации есть величина
ft ВХ П _ ^ВЫХ 1 вх п- QX
I I Г I
«Л 1 АХ 1 2ВЫХ П.
28
Имея в виду, что при QH > 1 Г-образная ВЦ эквивалентна па-
раллельному колебательному контуру, воспользуемся известными со-
отношениями, справедливыми
т
ВЫХ 1
для схемы, изображенной на рис. 2.1»в:
^КОНТ. 1
(2.10)
Й6/Л К
И I ВХ «
пей
где | | - модуль реактивного сопротивления контура
tv -й гармоники:
IX I =
I2 */л2 *
- относительная расстройка, соответствующая п -й
, . 2 <
на частоте
гармонике:
псо
м = -----
——
f - характеристическое сопротивление контура; о? - рабочая
частота*
2 ' 1
При QH » I можно полагать ; следовательно, из
(2.12) имеем |XW | » . Подставив данное соотношение с учетом
(2.13) в (2.II), получим
^вх п-
) = пг-
Л
(2.14)
выкп
Таким образом, с учетом (2.9), (2.10) и (2.14) коэффициент
фильтрации Ф^ определяется выражением
(2*15)
Для схемы, изображенной на рис. 2.1,6, коэффициент фильтрации
можно получить исходя из того, что токи высших гармоник в индуктив-
ной и емкостной ветвях контура распределяются как I : и-. Следова-
тельно, в схеме, показанной на рис. 2.1,6, где сопротивление кн
включено в емкостную ветвь, ток п -Й гармоники через кн будет
в п2 раз больше, чем в схеме, изображенной на рис. 2.1,в, и ко-
эффициент фильтрации, как уже отмечалось, будет соответственно
меньше;
к2- 1
п2
(2.К)
н
29
К овффяадевт фштпяпт
добротности И hphSZ при ув^пи нагруженной
* Р____* л догадается к максимальному значению £ , если
*о • Диако при этом контурный КПД как слелтст/»! (? rV
станояится лренебрежиил „й™. 7 “ следует из (2.8),
цнентвм Яштращ^ С’®ь иевду КОН1Л>И“ Щ и коэ®«-
Ря » I устанавливается соотношением
___ у
(.п2-1)
где Фп^а^\
< 0 7^2
ТДОим °^РПзом, для Г-образной цепи
г, Й
Рис. 2.4
ДЛЯ
Для
схемы
схемы,
изображенной на рже. 2.1,в;
изображенной на рис. 2.1,б.
/ лн согласуем»,. ‘— пределы изменения отноиеийя
значений ухудшением Филк^пР°ТИВЛеНИЙ ограяи11еаа в области малых
ний - Уменьшением койтупЛующ^_св0ЙСТв» а в области больших значе-
Существенным недостяТ»пи гоJ11® и сУхением рабочей полосы частот,
тельмгво, что ф _°оразнык цепей является также то обстоя-
Rki/ И ~f~ ^аетичесКи однозначно связаны с
Для расширения пга*™™ „
пользовать ДОПолнитХ^°В изиеЕеяия отношения RK1 / RH можно ио- j
входе ВЦ. В схемах вп ™ траНсф0Р,<апию сопротивлений на выходе или
полнм^ельная грансфор^пшГ-*^ ₽И°‘ 2Л* аЛ* пРШ1внвна Д°“ i
^™«ра тРавзис1ор;
чения элемента
косном в™а коалеетора (рис. 2 -
При этом нагружения» ла- с х
и коэффициент фильш Р°*Н0СТЬ г“обРазной цепи
ниш с исходными Cx^ /возрастают примерно в
ме ? 4 я т™ иами (рис. 2.1,6
рис. 2.%а, при значениях
ется в Qz
Рв
ВЦ на основе гА>бразннх цепей применяются в
лителях мощности в качестве мехкаскадных цепей
значения Фп и могут быть не столь большими
каскадах.
узкополосных уса-
связи, для которых
, как в выходных
2.3. ВЫСОКОЧАСТОТНЫЕ ЦЕПИ НА ОСНОВЕ П-ОБРАЗНЫХ
РЕАКТИВНЫХ ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИКОВ
Он; г
на входе цепи за счет частичного вклю-
. . в контур. Здесь при заданном отношении
н » где ^ел- сопротивление Г-обраэиой цепи в точках подклю-
отношение R^/ RH может быть изменено в К*
. в контур. При кон-
коллектора (рис. 2.4,а) яг= * при ем-
"1 L2 2 \
— , a R^RR
* К1 * вх-
. а следовательно,
у- раз по сравне-
и в). В схеме/изображенной на
коэффициент фильтрации снижа-
? - добротность последовательного конгу-
В ВЫХОДНЫХ _ _ ,— v ч<л\ухи иршкшищ
ВЦ в виде П-рбразной цепи, общая схема которой приведена ла “ "
Как видно из рисунка, такая цель образована последовательным ^вДв
нением последовательных ветвей двух Г-образных цепей. Каждая Г-об-
разная цепь преобразует сопротивления я RH в некоторое сопро-
тивление Ro < RK1 , j?0 < , выбором величины которого можно
в определенных пределах регулировать значения Фп , и .
Соединение двух Г-образных цепей параллельными ветвями приводит к
Т-образной конфигурации. В Т-образных цепях л > я . v ч ₽
каскадах радиопередающих устройств часто применяют
на рис.2.5,а
i соеди-
О ~К1 ’ ‘*0 •
Рис. 2.5
30
Раз, где
Приведенная общая схема П-образной цепи позволяет получить раз-
личные ее варианты. На рис. 2.5,6 показана широко применяемая в
мощных транзисторных высокочастотных генераторах схема, представ-
ляющая собой однозвенный ФНЧ, хорошо фильтрующий высшие гармоники
тока возбуждения.
31
Расчет П-образной цепи при выбранных значениях и RH «простейшие фильтры выполняются в виде последовательного колебатель-
может быть выполнен по формулам, приведенным в параграфе 2,2 для Иного контура с добротностью Q<p , включенного в последовательную
Г-образннх трансформаторов. В частности, для схемы, изображенной Г- или П-образной цепи, что увеличивает сопротивление этой
на рис. 2,5,6, справедливы соотношения еТЯИ для высших гармоник. На рис, 2.6 дополнительный фильтр об-
1 1 разовая элементами . При этом коэффициент фильтрации
~У“я7-/ ; (• ) Яр-образной цепи увеличивается до значения Фп =
К г^п—:—1 ls п-образной цепи - до значения • Индуктивности
6?2= jyy =у -1 ; (2.19) Яи выполняются в виде одной иатуяки.
1*з1 =*o(V QJ ;
(2.20)
(2.21)
(2.22)
Отметим, что на практике минимальное значение /?0 ограничива-
ется собственным сопротивлением потерь fnQT в сечении cl-ос транс
форматора и должно соответствовать условию хо > 5гпот , что обес-
печивает точность значения Кк1 порядка 10%. Условию Ко ^5гп
соответствует (<?,+ . С другой стороны, минимальное зна-
чение ( 4, + ) ограничено условием реализуемости ВЦ ( Q + )
> -z~ -1 • Приведенные условия ограничивают в П-образных цепях реа
КН 'Af
лизуемые значения Фп , и — при известных Л’,.,7 и Кн .
Особый интерес представляет случай симметричной П-образной це-
пи, для которой все значения реактивных сопротивлений равны по
модулю:
Можно показать, что в этом случае R*-х2 и, следовательно
при изменении сопротивления нагрузки входное сопротивление
цепи остается чисто активным, что существенно улучшает режим рабо-
ты транзисторов в условиях нестабильной нагрузки генератора, на-
пример, в выходных каскадах радиопередатчиков.
В заключение отметим, что фильтрующие свойства Г- и П-образных
цепей можно'улучшить за счет включения дополнительных фильтров.
Для фильтрации субгармоник в коллекторных цепях транзисторных
умножителей частоты используются последовательные контуры, настро-
енные на частоты субгармоник и включенные в параллельные ветви
Г- или П-образных цепей, например, как показано на рис. 2,7, где
последовательный контур Z, Cf настроен на частоту входных коле-
баний умножителя { LjCf = )• а параллельный контур г/ -
на частоту выходных колебаний { = п2^2 )• При этом после-
довательный контур L с1 , шунтируя на частоте о? выходную цепь
умножителя, исключает проникновение колебаний этой частоты в нагрузщу,
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Виды высокочастотных цепей и их назначение.
2. Нагруженная и ненагруженная добротности высокочастотной цепи
11 их взаимосвязь с контурным КПД.
3. Коэффициент фильтрации цепи и его зависимость от номера
гармоники и добротности цепи.
4. Выбор элементов Т- и П-образной цепей.
5. Схемы транзисторных генераторов с Г- и П-образными высоко-
частотными цепями. Назначение элементов схем.
6. Дополнительные фильтры, виды включения и их назначение.
32
33
ЛИТЕРАТУРА
Радиопередающие устройства/Под ред. У.В. Благовещенского,
Г.И. Уткина. - М,: Радио и связь, 1982, с. 70-89.
Ш. УМНОЖИТЕЛИ ЧАСТОТЫ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ НЕЛИНЕЙНОЙ
ЕМКОСТИ Р-П-.
ГОЛОДА
3.1. ПАРАМЕТРЫ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ И ДИОДОВ
С В
В настоящее время в умножителях частоты СВЧ-диапазона в качес*
нелинейных элементов иироко используются диоды с нелинейной ем-
костью: варакторы и диоды с накоплением заряда (ДНЗ). Ограниченно,
применение находят также транзисторные умножители частоты и умно-
жители частоты на диодных автогенераторах* синхронизированных суб
гармониками. 1
Поскольку всякое преобразование частоты сопровождается появле-1
ни ем в спектре выходных колебаний народу с полезной частотой парат!
зитных (побочных) гармонических составляющих, то на выходе умнохи-1
теля частоты необходимо предусмотреть фильтр частот, обеспечиваю- |
щий выделение колебаний рабочей частоты и подавление побочных гарч
моник. У диодных умножителей частоты на входе умножителя также дол
жен быть установлен фильтр частот, пропускающий колебания входной
частоты и препятствующий проникновению на вход умножителя выходных'
колебаний частоты. Оптимальная передача мощности источника колеба-
ний^ диоду и от диода к нагрузке обеспечивается соответствующим
согласоаанием лолного сопротивления диода на входной и выходной
частотах с источником мощности на входе и нагрузкой на выходе. Поэ-
тому каждый умножитель на диоде с нелинейной емкостью должен со-
деражть фильтрующие и согласующие цепи на входе и выходе умножител!
По виду соединения диода с нелинейной емкостью с входными и вы]
ходными СВЧ-цепями различают умножители частоты параллельного и 1
последовательного типа, структурные схемы которых изображены на !
рис. 3.1,а,б, где csl , Ф1 и суи , Ф^ -согласующие и фильтрукм
щие устройства на входной частоте (иа первой гармонике) и вы-'j
ходной частоте (на п -й гармонике) соответственно; п -
^вых/^вх " кОэФ*«)ИЦИент умножения. 1
34
Рис. 3.1
f*u
В умножителе параллельного типа (рис. 3,1,а) фильтр частот
должен обладать малым сопротивлением на входной частоте fBX и боль-
шим сопротивлением на умноженной частоте /еых , а фильтр частот 9^ ,
наоборот, малым сопротивлением на частоте f и большим сопротив-
лением на частоте / . В этом случае через диод будут протекать
токи первой и л -й гармоник, а умножение частоты будет осуществлять-
ся за счет нелинейных свойств вслът-кулоновой характеристики нели-
нейной емкости р-п -перехода варактора или ДНЗ. В умножителе после-
довательного типа (рис. 3.1,6) фильтр частот должен обладать
малым сопротивлением на частоте jBbtx и большим сопротивлением на
частоте , а фильтр частот , наоборот, малым сопротивлением
на частоте и большим сопротивлением на частоте J • Этим
достигается падение напряжения первой и « -й гармоник на диоде, что
обусловливает умножение частоты в умножителе последовательного ти-
па за счет нелинейных свойств вольт-фарадной характеристики емкос-
ти р- я -перехода.
Поскольку диод с нелинейной емкостью представляет собой элемент
с нелинейной реактивностью, то преобразование на нем мощности втод-
ных 1го^ЙаниТ%~мощность выхоХвых^колебаний возможно только при
протекании'~ЗВре<1 веги, как минимум, входной и выходной гармоник
тока или при наличии на нем входной и выходной гармоник напряжения.
Диодный умножитель частоты характеризуется обычно следующими
параметрами: значением частот и их отношением « •
значениями мощностей колебаний на выходе Реь/Х и входе ?вх умно-
жителя, а также их отношением у = , называемым коэффициентом
преобразования; полосой рабочих частот Д^р и уровнем подавления
соседних гармонических составляющих в спектре выходного колебания
Z. = - w to , где Р: - мощность i -й гармоники. Так как,
во входных и выходных цепях умножителя частоты теряется часть мощ-
ности входных и выходных колебаний из-за наличия в них соцротивле-
। •
35
ния потерь, то коэффициент преобразования умножителя будет =
= Рах Р8Ь!Х » r^e 7SX • W соответственно КПД входной и
выходной цепи умножителя, а - коэффициент преобразования ди-
ода, определяемый как отношение мощности и -й гармоники к мощно*
ти первой гармоники непосредственно на диоде.
Заданные значения параметров умножителя обеспечиваются соотве1
ствующим выбором параметров диода с нелинейной емкостью, режима е:
работы, вида соединения диодов в умножителе и типа применяемых
фильтров частот.
Диод с нелинейной емкостью р-п -перехода характеризуется еле
дующими параметрами: зависимостью емкости р-п -перехода от напр
женин на нем; допустимой мощностью рассеивания РРАОП ; допустимым
пробивным (обратным) напряжением, при превышении которого наступа
ет пробой перехода; максимальной рабочей частотой .
Зависимость емкости запертого р- п -перехода от напряжения н
нем может быть аппроксимирована выражением
(5.1)
где гг0 - постоянное (запирающее) напряжение, приложенное к диод
и. - мгновенное напряжение на р~п -переходе; С (ий)- емкость
перехода при ; у -показатель нелинейности, зависящий от
характера распределения примесей в р-п -переходе: для варактора
с резким р-п -переходом /= j- » ДЛЯ варактора с плавным р-п-
переходом / = ; для ДНЗ, имеющего обычно сверхплавный переход,
d
Так как ток i через нелинейную емкость равен i = С(и)-^
то с учетом (3.1) получим
(3.2)
В умножителе последовательного типа умножение частоты при нал
чии двух гармоник напряжения осуществляется за счет выделения со-
ответствующей гармоники выходным фильтром частоты из спектра тока
определяемого по (3.2).
Так как~заряд р на нелинейной емкости равен q = J* cppdu. ,
с учетом (3.1) после преобразования выражение для вольт-кулоновой
характеристики запертого р- ^тперехода примет вид
(3-3)
36
где у = постоянный заряд, обусловленный наличием
источника постоянного напряжения и0 .
В умножителе параллельного типа умножение частоты при наличии
на диоде двух гармоник заряда осуществляется за счет выделения со-
ответствующей гармоники выходным фильтром частоты иа спектра на-
дрздри"", определяемого по (3.3).
Как видно из (3.3), для варактора с резким р-п -переходом
( ) вольт-яулоновая характеристика описывается параболичес-
кой зависимостью. Из этого, следует, что в У1шожителе частоты па-
раллельного типа на варакторе с резким р-п -переходом возможно
только^удвоени е чаддодд. Б то же время из (3.2) вытекает, что в
умножителе последовательного типа возможно умножение частоты в
любое число раз.
Если мощность колебаний на выходе умножителя - Рвых. , а КПД
выходной цепи - я?
* О B’/Jf
то мощность колебаний, рассеиваемых в диоде
1
будет р = . Тогда условие надежной работы умножите-
р 7 вых
ля (отсутствие перегрева) примет вид
Р У Рвых (— - у J (5*4)
Рлол Z 7вых /
Таким образом, для выбранного диода и схемы умножителя условие
отсутствия перегрева накладывает ограничение на максимальные уровни
рабочих модностей Рвых и минимальные значения коэффициента пре-
образования , поскольку из (3.4) следует, что
р < Р У ВЫХ Уд ✓ Т Г \
ВЬ/х P^LQn 7-77 ' Ч*'* /
Из (3.5) вытекает, что при фиксированном максимальное зна-
чение мощности выходных.колебаний ограничено. При превышении этого
значения наступает перегрев диода. Увеличение в этом случае рабочей
мощности возможно только за счет повышения коэффициента преобразо-
вания . Следовательно, чем меньше t тем меньше максималь-
ное значение выходной мощности. Диапазон значений ^ДГ7/7Для отечест-
венных диодов весьма широк: от Рр =75 мВт для AA60IA до
рРАаП = 10 Вт ДлЯ AA6I3A.
В диодах с нелинейной емкостью помимо емкости р-п -перехода
проявляется сопротивление потерь хл , которое характеризует по-
тери модности в толще базы полупроводника, в контактах и выводах.
37
Это сопротивление на эквивалентных схемах диода включается после-
довательно с емкостью Сопротивление потерь Rn определяет
максимальную рабочую частоту диода » на которой сопротивле-
ние емкости равно сопротивлению потерь:
f =--------I----- . (3.6)
2^C(U0)Rn
Диапазон значений /тах
для отечествен
:|г»
: диодов составляет
от 10 ГГц для AA6I3A до 400 ГГц для AA6I4A.
На входной частоте увЛ диод с нелинейной емкостью обычно ха
рактеризуется добротностью fl , которая определяется как отношение
сопротивления емкости на этой частоте при постоянном напряжении Uo
к • С учетом (3.6)
f&?aX
ВХ
(3.7)
Добротность Q характеризует уровень потерь мощности коле-
баний в диоде. Чем больше добротность диода <2 < тем большая часть
мощности входных колебаний преобразуется в мощность выходных ко-
лебаний.
Помимо емкости запертого р-п -перехода в диоде е нелинейной
емкостью проявляется емкость отпертого р-п -перехода, так называ-
емая диффузионная емкость. Она настолько резко возрастает с увели-
чением отпирающего напряжения, что при расчете умножителя частоты
обычно считается бесконечно большой.
Отпертый р-п -переход может характеризоваться высокодобротной
диффузионной емкостью только в случае отсутствия в диоде рекомби-
нации носителей. Если время жизни неосновных носителей , то
условие отсутствия рекомбинации носителей будет т <. t где Т
период входных колебаний. Полученное условие удобнее выразить в
фррме 1
ВХ ~ * (3.8)
Для отечественных варакторов и ДНЗ не превышает 100 МГц.
Так как на этих частотах достаточно хорошо работают транзисторные
умножители частоты, то диодные умножители целесообразно использо-
вать на частотах / > 0,5 ГГц, на которых условие (3.8) выполня-
ется для всех диодов с нелинейной емкостью.
Нелинейные свойства ёмкости варактора проявляются как в режиме
запертого р-п -перехода, когда последний заперт в течение всего
38
периода входных колебаний, так и в режиме частичного отпирания,
когда р-п, -переход отпирается в течение части периода входных
колебаний. У ДНЗ нелинейные свойства емкости проявляются только в
режиме частичного отпирания.
Поскольку емкость ДНЗ постоянна при
(Cfw; = С ) и бесконечна при и. < а ,
ристина может быть.представлена в виде
Г q/C при
] О
запирающем напряжении
ее волът-кулоновая характе-
при
лТГ
(переход заперт);
(переход отперт).
Однако режим частичного отпирания характеризуется инерционным
процессам, обусловленным, конечным временем восстановления tB
обратного сопротивления р- п, -перехода. Если период входных коле-
баний т< £в , то нелинейные свойства емкости диода слабо выра-
жены, что приводит к уменьшению коэффициента преобразования.
Таким образом, в режиме частичного отпирания диод с нелинейной
емкостью работоспособен в ограниченном диапазоне рабочих частот:
Ун^кн Увх /верх ~ £в
Так как для отечественных диодов обычно не превышает
100 мГц, a 10 ГГц (дня 24609 fe£f>x - 10 ГГц, для 2А604
feEPX= 7 ^Д)» 10 на частотах дециметрового и сантиметрового диапа-
зонов при / 4 10 ГГц в умножителях частоты используются либо
ДНЗ, либо варакторы в режиме частичного отпирания, а при fBb/* >
>10 ГГц - только варакторы в режиме запертого р-п -перехода. Для
варакторов в режиме запертого р - п. -перехода напряжение на пере-
ходе должно удовлетворять условию 0 4 и- 4 U . где и - на-
ПРОБ ПРОБ
пряжение пробоя p-к -.перехода. Для ДНЗ и варакторов в режиме
частичного отпирания и & Vnpoe . Из-за ограниченного диапазона
допустимых напряжений режим запертого перехода характеризуется
значительно меньшими уровнями рабочих мощностей, чем режим частич-
ного отпирания. Для умножительных диодов значения V лежат в
пределах от 10 В (для 3A603B) до 80 В (для 2A6I3A).
В умножителях частоты на варакторах, работающих в режиме за-
пертого p-tv -перехода, коэффициент преобразования резко уменьша-
ется с ростом коэффициента умножения, поэтому такие умножители
применяются для удвоения и утроения частоты. Для повышения коэффи-
циента преобразования при к>’ 2 в схему умножителя вводят до-
сг
39
полнительные "холостые** контуры, настроенные на промежуточные гар-
моники. Структурные схемы умножителей частоты с "холостыми” контура
представлены на рис. 3.2,а,б, где ф. - фильтры частот, настро-
енные на .промежуточные ь -е гармоники. Наиболее распространены
в настоящее время утроители и учетверители частоты с "холостым"
контуром, настроенным на вторую гармонику. "Холостые" контуры обес-
печивают протекание через диод токов дополнительных гармоник, бла-
годаря чему осуществляется преобразование мощности дополнительных
гармоник в мощность выходного колебания за счет получения выходной
гармоники путем суммирования первой и дополнительных гармоник
(как в утроителе частоты) или путем умножения частоты дополнитель-
ной гармоники (как в учетверителе частоты). В умножителях на ДНЗ
высокие значения ?? (вплоть до «= 6) обеспечиваются и без
дополнительных контуров.
Ч) 5)
Рис. 3.2
В диодном умножителе заданная полоса рабочих частот Afp мо-
жет быть реализована только в том случае, если она меньше предель-
ной полосы пропускания J f . Последняя ограничивается расстоя-
нием между соседними гармониками в спектре выходных колебаний и
составляет для однодИОдног0 умножителя
М ~ . (3.IC)
J пред п + О}5
В умножителях с комбинированным соединением диодов (балансным,
встречно-последовательным или встречно-параллельным) предельная
полоса частот почти вдвое шире:
z)y =5^1, • (3.II)
J пред, й+/
40
что обусловлено разрежением спектра выходных колебаний. Так, в
умножителях частоты с встречным соединением диодов в спектре коле-
баний отсутствуют четные гармоники, а в умножителях частоты с ба-
лансным соединением диодов - нечетные гармоники.
Следует отметить, что максимальная реальная полоса рабочих
частот умножителя приблизительно вдвое меньше, чем ее значение в
(3.10) и (З.П). Для всех типов умножителей частоты, как это сле-
дует из (3.10) и (3,11), полоса рабочих частот сужается с ростом
коэффициента умножения п, , Поэтому при повышенных требованиях к
полосе рабочих частот в умножителях с п. 4 используется кас-
кадное соединение умножителей с малыми п ,
Достоинством умножителей частоты с комбинированным соединением
диодов является увеличение мощности выходных колебаний примерно в
два раза, а недостатками - некоторое усложнение схемы (особенно у
балансного умножителя), исключение из значений п либо четных
(встречное включение длодов), либо нечетных (балансная схема) чи-
сел, повышенные требования к идентичности параметров диодов.
3.2, ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, ХАРАКТЕРИЗУЮЩИЕ РЕМЫ РАБОТЫ
ДИОДНЫХ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
В основе расчета режима работы диодов с нелинейной емкостью
лежит гармонический анализ напряжения (для параллельной схемы) или
тока (для последовательной схемы) на нелинейной емкости при воз-
бунд ении ее двумя гармониками заряда (тока) или напряжения, В ре-
зультате этого анализа определяются эквивалентные (усредненные по
соответствующим гармоникам) параметры нелинейной емкости р-п.-
перехода.
Так, например, в умножителе частоты параллельного типа задают-
ся формой колебания заряда на емкости в виде
У=?с + Чг sin + > (3.12)
где - амплитуда колебаний первой и н, -Й гармоник; у
Фаза п -й гармоники; - частота входных колебаний.
Подставив (3,12) в (3.3) для варактора или в (3,9) для ДНЗ,
можно выделить в спектре напряжения на емкости и следующие син-
фазные и квадратурные гармонические составляющие:
= у + и sin ^cos ujt+if siitfabrf+w )-!/ cosfacut+<pX Л5}
О fc rk ПК 1 ТЯ47 ЯК V Tiff
41
Так как /--rf- , то с учетом (3.12) имеем
at 1
i~q^cosait (^,ujf+<f>n) . (3.14)
Оценим полученные гармонические составляющие с колебанием за-
ряда у и тока Z . Сравнивая первую гармоническую составляющую
в (ЗДЗ) и (3.12), заключаем, что она характеризует падение напри
кения первой гармоники на эквивалентной емкости диода по этой гар-
монике С-, :
3f Qi
Сэ,~ и (3.15)
J W
С учетом (3.14) вторая гармоническая составляющая в (3.13) ха-
рактеризует падение напряжения на эквивалентном сопротивлении R3i
„ Uik тс\
Э/ - y/CJ
Эквивалентное сопротивление Кз1 определяет потребление той
части мощности первой гармоники, которая преобразуется в мощность
высиих гармонических составляющих. Следовательно, ухудшение про-
цесса преобразования мощности должно характеризоваться уменьшением
до нуля R31 .
С учетом (3.12) третья гармоническая составляющая в (ЗДЗ)
отображает падение напряжения т-л-й гармоники на эквивалентной
емкости диода по этой гармонике С :
з и
<? = _*»_. (3.1?)
С учетом (3.14) четвертая гармоническая составляющая напряже-
ния, противофазная току -й гармоники, представляет собой экви-
валентный генератор переменного напряжения п. -й гармоники еп
с амплитудой иНк .
Так как ujt( , и1С f ипк , ипс - продукты разложения вх
ряд Фурье функции (3.3) или (3.9), то эти амплитуды гармоник на-
пряжения, а следовательно, и эквивалентные параметры емкости СЭ1 ,
Сэк 1 R3< * &п зависят от параметров диода, коэффициента умноже-
ния п , частоты колебаний /ех и соотношения амплитуд у? , q
При разложении в ряд Фурье напряжения на ДНЗ по (3.9) для удоб
ства вводят понятие угла отсечки Q , характеризующего часть пе-
риода колебаний 2 6 , в течение которого р-п. -переход заперт. Поэ
тому эквивалентные параметры ДНЗ будут зависеть также и от угла
отсечки 6 .
42
Учитывая сопротивление потерь в диоде , можно диод с не-
линейной емкостью (без учета реактивных параметров корпуса диода)
представить в виде эквивалентной схемы на входной fex (рис. 3.3)
и выходной febfX (рис. 3.4) частоте. На рис. 3,4 показаны также
активная /ем и реактивная хн составляющие нагрузки, пересчи-
танные непосредственно к диоду.
Если положить, что воя мощность колебаний, потребляемая экви-
валентным сопротивлением кЭ1 , преобразовалась в мощность эквива-
лентного генератора , то (см. рис. 3.3 и 3.4) можно получить
следующее выражение для коэффициента преобразования на диоде:
= 7? /я ' ' R + Я ' (5*18)
** п н п
Вычисленный по (3,18) график зависимости у (к ) изображен на
рис. 3.5. По существу это нагрузочная характеристика умножителя
частоты. Из графика видно, что имеется оптимальное значение нагруз-
ки t при которой достигается максимум коэффициента преобра-
зования . В наличии экстремума функции yA(RH} можно убе-
диться на основе следующих рассуждений. Из (3.18) вытекает, что
= 0 при RH - 0. При коэффициент преобразования
также стремится к нулю, поскольку при ток ж-й гармоники,
а следовательно, и амплитуда заряда п -й гармоники стремятся к
нулю. Это приводит к ухудшению процесса преобразования мощности
первой гармоники в мощность и-й гармоники и, как следствие, к
уменьшению до нуля яэ1 . Наличие двух нулей у любой функции свиде-
тельствует о существовании хотя бы одного экстремума.
Максимальное значение коэффициента преобразования на диоде вы-
ражается через параметры диода и умножителя частоты следующим
образом:
। •
43
(3.19)
А (/ + ^7+а )2
где а -обобщенный параметр преобразования, имеющий для варактора
работающего в режиме запертого р-п -перехода, вид
Г/
(3.20)
Здесь р(гь,%) - коэффициент, характеризующий нелинейные свойства |
варактора и вид его включения в схему умножителя частоты. Так, в
умножителе частоты параллельного типа = 0,163, /(3,^) = С
уЗ(£,у) 55 0,092, = 0,007, в умножителе частоты последо- j
нательного типа = 0,11, = 0,072, J0f3,f)s 0,0242j
0,015. I
Для умножителя на ДНЗ
а = [ <2/3 (*>,#)]* , (3.21)
где
6 _ siizpn + DQ
л-7 «+1
(3.22)
Из (3.22) следует, что существует несколько углов отсечки во
при которых коэффициент /З макисмален. Это 6о = ~~ m , где
w = 1,2,,..,(л -I). При этом есть оптимальный угол отсечки 6
при котором коэффициент р достигает экстремального значения:
для четных ft ;
(3.23)
ОЛТ
для нечетных -п.
Из
= 0,069
ИЛИ
к 2 п
(3.22) с учетом (3.23) имеем р (2,90°) = 0,211, р (3,120й
, . р (4,90°) = 0,0424, J3 (3,108°) = 0,025, уз(6,90°)= 0,01
Из (3,19) следует, что монотонно возрастает с увеличением
обобщенного параметра преобразования а. . Таким образом, для дости-
жения максимальных значений коэффициента преобразования необходимо,
стремиться реализовать максимальные значения параметра а, , а след
вательно, и максимальные значения ^^/q , Q. и уз .
Сравнивая (3.20) и (3.21), нетрудно видеть, что при прочих рав
условиях ДНЗ при оптимальных углах отсчеки обеспечивает больший
коэффициент преобразования, чем варактор, а варактор в режиме за-
пертого р-п- -перехода при п > 2 целесообразнее использовать
44
в схеме умножителя последовательного типа (больше а, , и, следова-
тельно, больше коэффициент преобразования).
В целях увеличения коэффициента преобразования необходимо выби-
рать диоды с наивысшей добротностью Q в заданном диапазоне рабо-
чих частот. Однако увеличение й сопряжено с уменьшением рабочей
мощности. Действительно, как следует из рис. 3.3, для входного ко-
лебания диод представляет собой комплексное сопротивление =
= тп—-7г . Чтобы.избежать потерь мощности, обусловленных
отражением от диода* необходимо сопротивление Z согласовать с
вх
волновым сопротивлением подводящей линии.
Пусть в простейшем случае со-
гласу
<10
ее устройство представляет
собой последовательно включенные
индуктивность , компенсирую-
щую на частоте у действие ем-
кости са/ , и четвертьволновый
отрезок линии, трансформирующий
активную часть Яп + в волно-
вое сопротивление подводящей линии
2О (см. рис. 3,6). Тогда
и образуют последовательный
*7
Рис. 3.6
контур, настроенный в резонанс на частоту входных колебаний. При
резонансе амплитуда колебаний напряжении на емкости в Q раз
больше, чем амплитуда входного колебания и , т.е. Ц = £ СГвх
Из условия отсутствия, пробоя $ иПроБ^ или’ иначе Г0В°РЯ»
17 г ЦлроБ
вх < 2 а
(3.24)
Из (3.24) следует, что ♦ 0 при (?—, т.е. мощность вход-
ных, а следовательно, и выходных колебаний при возрастании доброт-
ности диода должна уменьшаться, чтобы диод не вышел из строя из-за
пробоя ^-«-перехода.
В режиме запертого р-п-перехода максимальное значение 3/^, а
следовательно, и ^лта)( также ограничено условием отсутствия про-
боя »-те -перехода
+ Ч'р№ = -----7-у
> •
45
или после преобразования с учетом (3.1)
$1 { Л UnpOS 1
% 'к )
(3.25)
Таким образом, коэффициент преобразования умножителя частоты I
определяется не только параметрами диодов и видом схемы, но и ]
уровнем рабочей мощности. I
3.3. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ДИОДНЫХ УМНОЖИТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ |
Схемы диодных умножителей частоты различаются по виду фильтрую^
щих и согласующих цепей и по типу линий передач, на которых построй
ены эти цепи.
В гибридных интегральных схемах узкополосных умножителей СВЧ, '
у которых полоса рабочих частот по крайней мере на порядок мень-
ше предельной, в качестве фильтров используются одиночные колеба-
тельные конторы, выполненные либо на сосредоточенных элементах при
/за < (1ч.2) Г^Ц» лйб° На разомкнутых или короткозамкнутых
отрезках микрополосковых и коаксиальных линий при уад. > 2 ГГц,
либо путем комбинации тех и других элементов при /еых у 2 ГГц, а
fBX< 2 ГГц. На частотах J > (10...20) ГГц используются от-
резки волноводов. В широкополосных умножителях частоты, у которых
полоса рабочих частот соизмерима с предельной, в качестве фильтров
применяются широкополосные фильтры нижних частот (ФНЧ) и полосно-
пропускающие фильтры (Ш1Ф). В ГИС широкополосных умножителей час-
тоты в качестве ФНЧ используются ступенчатые фильтры, а в качестве
ППФ - фильтры частот на связанных микрополосковых линиях.
В схеме умножителя параллельного типа на микрополосковых линиях
диод теплоотводящим выводом может быть соединен с корпусом. Поэтому
умножители параллельного типа применяются для реализации предельных
энергетических параметров диодов. В умножителях этого типа исполь-
зуются диоды с любым корпусом и бескорпусные. В умножителях после-
довательного тина на микрополосковых линиях теплоотводящий электрод
диода отделен от корпуса, что ухудшает тепловой режим диода. Поэ-
тому такие умножители частоты применяются лишь в том случае, когда
рассеиваемая на диоде мощность значительно меньше допустимой. В
ГИС умножителей частоты, построенных по схеме умножителей последо-
вательного типа, в основном используются бескорпусные диоды.
Рис. 3.8
На рис. 3.7 и 3.8 представлены схемы узкополосных умножителей
частоты с четным коэффициентом умножения, в которых фильтры частот
и устройства согласования выполнены на короткозамкнутых или разомк-
нутых отрезках (шлейфах) микрополосковых линий. На рис. 3.7 показан
умножитель параллельного типа, где С7 , С3 - разделительные кон-
денсаторы; lf ~ шлейф согласования на входной частоте; 13~ шлейф,
фильтрующий колебание с умноженной частотой на входной цепи; I? -
отрезок линии, замкнутый через конденсатор Сг по выходной частоте
и разомкнутый по постоянному току; 18 - шлейф, фильтрующий коле-
бание основной частоты в выходной цепи умножителя. В этой схеме
длина разомкнутого шлейфа t равна , a * где % ~
длина волны входных колебаний в микрополосковых линиях. Места вклю-
чения шлейфов (точки В и Е) выбираются таким образом, чтобы в точке
0 сопротивление входной цепи было бесконечно большим на частоте
/ , а сопротивление выходной цепи - на частоте j . В этом
случае шлейфы i , I не тод^ко закорачивают входную линию на
частоте f , а выходную линию на частоте f , но и исключают
^/36/Л
47
взаимное влияние цепей умножителя друг на друга,. Длины и волновые
сопротивления отрезков bz и выбираются из условия согласования
сопротивлений диода по входу и выходу умножителя. Отрезок 17
(четвертьволновый шлейф на частоте ) развязывает цепь питания
от высокочастотной цепи умножителя.
Параметры согласующих отрезков в схеме умножителя, представлен-
ной на рис. 3.7, рассчитываются по формулам
7
(5.26)
(3.27)
(3.28)
(3.29)
где Zo - характеристическое сопротивление всех отрезков линии,
кроме Zj (чаще всего = 50 Ом); Z5 - характеристическое сопро-
тивление согласующего отрезка L$ ; кв , xe - активная и реак-
тивная части сопротивления схемы в точке В с учетом пересчитанного
для этой точки сопротивления диода на частоте f ; RBblx и Х^ -
активная и реактивная части сопротивления диода на частоте .
Из условия развязки входной и выходной цепей умножителя места
включения фильтрующих шлейфов I , определяются по формулам
t? о
I = —~ tff I -
> Т Л Ь6 - 7 //т 2тг 7 ’
где Zs и находятся из (3.28) и (3.29).
Емкости конденсаторов с , Cz , С3 должны удовлетворять ус-
ловиям
<< 2'° ’ <<С с, % ° '
? </£6/Х 2 ^ВЫХ 3
В схеме, изображенной на рис. 3.8, разомкнутый шлейф lf с от-
резком линии АВ длиной 12 обеспечивает согласование во входной
цепи; короткозамкнутый шлейф 4? = осуществляет соединение
одного из электродов диода с корпусом и фильтрацию с частотой f
48
J ___
Бо входной цепи; отрезок ВС длиной исключает влияние вход-
ной цепи на частоте f * разомкнутый илейф с отрезком дли-
ной 16 обеспечивает согласование на частоте f8b/x • илейф Ь7
фильтрует колебание с частотой /еХ на выходе умножителя. Место
его включения (отрезов EF длиной 1д ) выбирается из условия полу-
чения близкого к нулю сопротивления в точке _г на частоте f
и рассчитывается по формуле
Le
Л 1% л ls 1
где длины согласующих отрезков Zfi и 13 определяются по (3.26) и
(3.27) при замене Л на , Rg на R6btx , Хв на х&ых ,
I? на 18 и Lz на 1$ , Блокировочный илейф Zj-= , ко-
роткозамкнутый при помощи конденсатора С3 , исключает иунтирующее
воздействие резистора автосмещения R , на котором образуется за-
данное напряжение смещения . Для режима запертого р- п> -пере-
хода к — f для режима частичного отпирания R =
С Sin &~(ft-6)cQS 6
На рис. 3.9 приведена топология узкополосного умножителя часто-
ты. СВЧ-цепи умножителя выполнены по схеме, изображенной на рис. 3.7,
а цепь питания - по схеме, изображенной на рис. 3.8. Для настройки
схемы у краев отдельных проводников расположены дополнительные
контактные площадки.
Широкополосные умножители частоты должны обеспечивать постоян-
ство коэффициента преобразования в заданной полосе рабочих частот.
Это накладывает определенные требования на входную и выходную цепи
умножителя. Входная цепь умножителя должна обеспечивать широкопо-
лосное согласование входного сопротивления диода ZBX и линейную,
зависимость от частоты тока первой гармоники через диод с нелиней-
ной емкостью. Выходная цепь должна обеспечивать широкополосное со-
гласование выходного сопротивления Z3biX с сопротивлением нагрузки,
^аще всего широкополосные цепи умножителя рассчитываются на основе
низкочастотных фильтров-прототипов, в крайние элементы которых
включается импеданс диода с учетом дополнительных согласующих от-
PS3K0B линий.
На рис. 3.10 показана схема умножителя частоты последовательно-
типа с широкополосными фильтрфш: ФНЧ в виде ступенчатого фильт-
и Ш1Ф на связанных линиях, причем в данной схеме ФНЧ используется
49
Рис. 3.9
ю
Рис. 5.II
как во входной цепи умножителя, так и в цепи питания. Отрезок ли-
нии Zz= служит для замыкания одного из выводов диода на кор-
пус умножителя по постоянному току. Для снижения требований к точ-
ности выполнения этого отрезка его волновое сопротивление выбирает-
ся больше волнового сопротивления основной линии. Отрезки / и
обеспечивают согласование в заданной полосе входных частот, а отрез®
I - на частоте выходных колебаний.
Топология умножителя частоты, выполненного по схеме, показан-
ной на рис. 3.10, представлена на рис. 3.II, где I - вход умножи-
теля; 2 - ступенчатый фильтр во входной цепи; 3 - умножительный
диод; 4 - согласующий отрезок I ; 5 - ступенчатый фильтр в цепи
питания диода; 6 - отрезок линии ; 7 - заземленные проводники;
8 - контактная площадка для подведения напряжения смещения; 9 -
выход умножителя; 10 - фильтр на связанных линиях в выходной цепи
умножителя; II - отрезок линии, обеспечивающий заземление одного
из выводов умножительного диода.
Для уплотнения элементов схем на платах микрополосковые линии
обычно изгибают под углом 90q (см., например, рис. 3.9 и 3.II).
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Схемы умножителей параллельного и последовательного типа.
Назначение элементов схем. Сравнительная характеристика схем.
2. Схемы умножителя частоты с "холостыми" контурами. Назначе-
ние "холостого" контура. Принцип работы данной схемы.
3. Схема умножителя частоты с "холостыми" контурами параллель-
ного типа на варакторе с резким переходом при п= 5 ( и. = 6,
** = 7 и т.д.). Каково минимальное число "холостых" контуров при
заданном коэффициенте умножения?
4. Режимы работы диода с нелинейной емкостью. Почему диод с
накоплением заряда работает только в режиме частичного отпирания?
5. Умножители частоты последовательного и параллельного типа
на варакторах.
6. Умножители частоты на диодах с накоплением заряда,
7. Схемы умножителей частоты на отрезках микрополосковых линий.
Назначение элементов схем,
8, Условия получения максимального коэффициента преобразования
в умножителе частоты на варакторах.
9. Условия получения максимального коэффициента преобразовании
в умножителе частота на диоде с накоплением заряда.
10. Основные параметры диода с нелинейной емкостью. Взаимосвязи
параметров диода с параметрами умножителя частоты.
ЛИТЕРАТУРА I
Проектирование модулей СВЧ: Конспект лекций/Под ред, Г.П. Зем-
цова. - М.: МАИ, 1976, с. 4-30, j
1У. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ В ТРАНЗИСТОРНЫХ
ГЕНЕРАТОРАХ С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Радиопередатчики с амплитудной модуляцией (AM) широко применя-
ются в радиосвязи практически во всех диапазонах частот. Структур-
ные схемы радиопередатчиков с AM показаны на рис. 4.1, Амплитудная
модуляция может осуществляться в любом каскаде передатчика. Однакв
обычно она производится либо в выходном каскаде (рис. 4.1,а), либо!
в двух (или трех) последних каскадах: выходном и предвыходном I
(рис. 4.1,б). Если каскад, в котором осуществляется AM, промежуточ|
ный, то следующие за ним каскады работают в режиме усиления моду- I
лированных колебаний. Сигнал информации, т.е. передаваемый сигнал I
(рис. 4.1), поступает на модулятор, который представляет собой I
один или несколько каскадов усиления колебаний частоты I
где F - частота модуляции. От модулятора напряжение , ня
зываемое модулирующим, подводится к соответствующим генераторным I
каскадам -(усилителям мощности) высокочастотного тракта передатчика!
для управления (модуляции) их амплитудой колебаний высокой часто- I
ты (ВЧ). Эти каскады принято называть модулируемыми. I
При AM амплитуда колебания ВЧ-генератора отклоняется от своего!
среднего значения пропорционально значению в каждый данный момент 1
времени модулирующего напряжения, пропорционального, в свою очереД*
значению передаваемого сигнала. I
Модулирующий сигнал в общем виде является случайной функцией. 1
Однако многие виды модулирующих сигналов могут приближенно рас- |
сматриватьса как сумма большого числа К гармонических колебани||
52
ILC (/) — 53 ° 3 i 0 • ^ )
где ££*, .£?*,, tf>K - соответственно амплитуда, угловая частота
и фаза колебаний.
б)
Рис. 4.1
Спектр модулирующего сигнала при радиосвязи относится к облас-
ти низких частот. При испытаниях передатчика с AM государственный
стандарт предусматривает лишь модулирующий сигнал в виде одного
гармонического колебания:
u (t) = U,'cos&t . 0.2)
**
Поэтому для упрощения"в дальнейшем будем полагать, что вад моду-
лирующего сигнала определяется формулой (4.2).
При отсутствии модуляции, когда uc(t) - 0, режим передатчика
называется режимом несущих колебаний (или режимом несущей частоты).
При этом амплитуда тока первой гармоники 1} на выходе передатчи-
ка будет неизменной и ток
£f(t) = I cos cot ,
где 11н - амплитуда тока I в режиме несущих колебаний;
J- частота несущих колебаний.
Полагая, что модуляция 1Т осуществляется под воздействием на-
пряжения (4.2) и 7"? изменяется пропорционально uc(t) , т.е.
модуляция протекает линейно, получаем
* •
53
cos cot
где az - коэффициент пропорциональности.
С учетом (4.2)
Z+ C0SI C0S^
Принимая а.ги=т% получаем
W^T.H
7+ wcosSS. t . cos cot ,
(4.3)
Коэффициент т , характеризующий изменение амплитуда тока и
пропорциональный , называется коэффициентом модуляции. Он ли-
нейно зависит от Цз . Обычно частота 52 « ал .
Графики зависимости от времени модулирующего напряжения tic(i)
и модулированного тока £7С?) приведены на рис. 4,2. Огибающая мо-
дулированного колебания воспроизводит форму напряжения (t) ;
□на расположена симметрично относительно значения тока в режиме
несущих колебаний; среднее значение огибающей равно току I . В
данном случае считают, что модуляция симметричная.
Коэффициент модуляции
При проектировании и настройке передатчика с AM принимают все
меры, чтобы модуляция была симметричной и линейной. Иначе возни-
кают искажения при приеме.
Выражение (4.3) можно представить в виде
1^=11нС05^ + ^11нСО5(^^^+^11нС03((£)+^)^ , <4*3^
Рис. 4.2
2 Рицц
Рис. 4.3
54
Модулированное колебание (4-.5) представляет собой сумму трех
колебаний с частотами: несущей си с амплитудой IiH и боковых час-
тот (нижней) и cv+52 (верхней) с амплитудами >
расположенных симметрично относительно несущей частоты (рис. 4.3*а).
При этом полоса частот, занимаемая спектром ЛИ-колебания* Пу = ZF *
В общем случае, когда модуляция осуществляется не гармоническим*
а сложным сигналом,(речь* музыка) с частотами от F^>n ДО F^ax ,
имеют место боковые полосы частот модуляции, и поэтому полная поло-
са частот будет = (рис. 4.3,6).
В процессе модуляции амплитуда тока I изменяется* причем мак-
симальное значение тока равно z = z {Htn} « а минимальное -
В режиме несущих колебаний выходная мощность модулируемого
каскада неизменна.и равна
Р = 0*5 К , ,
1Н * 1Н к"! 1
где R* " сопротивление согласующей ВЧ-цепи каскада. Когда F,sTffrf
мощность колебаний высокой частоты достигает максимального зна-
чения:
Аналогично получаем выражение для минимального значения выход-
ной мощности:
Р„ . =0.5I2 . R = Р(Р??г}2. (4.5)
Режим, при котором мощность колебаний высокой частоты максималь-
на, называют максимальным, а режим, при котором мощность минимальна
минимальным. Из уравнения (4.4) следует, что выходная мощность в
максимальном режиме при т = I увеличивается в четыре раза по срав-
нению с мощностью в режиме несущих колебаний ( Р^ ~ Pjh )•
В процессе модуляции мощность высокочастотных колебаний будет
неодинаковой. Если положить, что согласующая выходная ВЧ'-цепь модули-
руемого каскада сохраняет свое сопротивление на частотах f+F
( F« f ), можно найти среднюю выходную мощность за период высо-
кой частоты:
Гср.со = 0’5^н (1+™ cos Sit)2 К* = Pjfi (J+-mcosS2.t)2.
Распределение мощности между составляющими спектра модулирован-
ного колебания можно найти, если определить среднюю мощность за
период низкой частоты (т.е. частоты модуляции):
55
J =p,„C*F)+2>
0
где ^OjV=-y- PJH - мощность одной боковой полосы частот.
Мощность боковых полос зависит от т . Если trt= I, то
- °»5 Р1Н ъ Рср возрастает в 1,5 раза. Среднестатистическое
значение т находится обычно в пределах 0,3...О,5, Это означает,
что доля мощности боковых полос частот в общей мощности Рср.^
мала. Следовательно, энергетическая эффективность передатчика при
tn & 0,5 снижается. Поскольку именно колебания боковых частот со-
держат в себе передаваемый сигнал, то для повышения его уровня
в приемнике передатчик целесообразно проектировать на ль = I. Поэ-
тому в ряде случаев в передатчике для повышения среднего значе-
ния -пь применяют, например, специальные предварительные усилители,
сжимающие динамический диапазон сигналов (диапазон громкости звука)
Качество передачи сигналов определяется тремя основными факто-
рами: коэ
центом нелинейных искажений, частотной характеристи-
кой модуля
и уровнем фона.
В процессе развития радиотелефонных передатчиков были перепро-
бованы различные схемы ДМ, начиная с непосредственного включения
микрофона в антенну. Однако широкое применение получили в основном
способы осуществления AM выходного высокочастотного тока генерато-
ра lBbfX1 , достигаемой за счет изменения напряжения на одном или
нескольких электродах активного прибора генератора (лампы или тран-
зистора). При использовании транзисторов принято говорить о коллек-
торной модуляции, когда ДМ осуществляется путем изменения по закону
модулирующего сигнала напряжения питания в коллекторной цепи ц*.
(модулирующий фактор здесь и*° ) или путем изменения амплитуды
напряжения первой гармоники на согласующей выходной ВЧ-цепи за
счет изменения ее сопротивления R . Модуляция может быть также
базовой, если она осуществляется изменением по закону модулирующего
сигнала напряжения смещения на базе 1РБ0 (модулирующий фактор Uso)
или изменением амплитуды возбуждения иБ1 (модулирующий фактор
Кроме того, возможны комбинированные способы AM, при которых меня-
ются напряжения на двух электродах: например, базово-коллекторная
модуляция напряжением возбуждения и напряжением питания на
коллекторе иКо . Может быть и тройная модуляция, когда кроме кол-
лекторной модуляции производится модуляция смещением (при включении
автосмещения в базовую цепь транзистора) и модуляция напряжением
возбуждения.
56
Независимо от вида модуляции, режим работа транзистора должен
обеспечивать линейную зависимость амплитуды ?выхг (или напряже-
ния ивЫх/ на нагрузке) от модулирующего напряжения.
Однако, говоря о линейности ж качестве модуляции, не следует
забывать, что огибающая AM-колебания воспроизводит форму модулирую-
щего напряжения с отклонениями (искажениями), не лреьыиахцими до-
пустимых.
Для определения степени нелинейных искажений, возникающих в
генераторе, используют модуляционные характеристики, представляющие
собой зависимость амплитуды высокочастотных колебаний от модули-
рующего фактора. Различают статические и динамические модуляционные
характеристики.
Статическая модуляционная характеристика представляет собой
зависимость первой гармоники коллекторного тока 1К от модулирую-
щего фактора ( , Zfs , U~S1 ), который во время модуляции меня-
ется с частотой ,£ = £jzV’ . Подобная характеристика снимается при
отсутствии модулирующего сигнала и поэтому называется статической.
При снятии характеристики модулирующий фактор меняется дискретно
и является постоянным при определении значения тока т* . Следо-
вательно, каждая точка характеристики соответствует динамическому
режиму работы генератора с определенной амплитудой колебаний lKf .
Статическая модуляционная характеристика показывает границы линей-
ной модуляции и позволяет найти напряжение модулирующего фактора
в режиме несущих колебаний. Это напряжение на характеристике вы-
бирается из соображений линейной и симметричной модуляции, т.е.
на середине линейного участка характеристики (или на середине
спрямленной характеристики).
В качестве примера на рис. 4.4- и 4.5 приведены статические
модуляционные характеристики (СИХ) для случаев модуляции смещения
на базе (рис. 4.4) и коллекторной модуляции (рис. 4.5). Пунктиром
показаны спрямленные СИХ, сплошными линиями-- реальные. Если на-
пряжения УБОн и VKOH выбраны правильно, то нарушение линейной
зависимости имеет место лишь при глубокой модуляции ( ль—>1). Пр
чем при коллекторной модуляции СМХ ближе к линейной, чем при ба-
зовой. Выбрав ток в максимальном режиме, можно найти =
= 4 Виесто тока при снятии СМХ можно взять другу
величину, например напряжение на коллекторной нагрузке
которую удобнее измерять. Величина RK остается при модуляции 1
неизменной, так как определяется выходной ВЧ-цепью генератора, и,
следовательно, пропорционально i , СМХ не позволяет учесть
искажений, связанных с частотой передаваемого сигнала. Для этой
цели служат динамические характеристики.
Динамическая модуляционная характеристика (рис. 4.6) представ-
ляет собой зависимость коэффициента модуляции т на выходе пере-
датчика от амплитуды модулирующего напряжения вх на входе моду-
лятора. Эта характеристика снимается либо при некоторых фиксировав
значениях частоты F , либо при неизменной г (часто для F = 4001
и дает более полное представление о модуляционных возможностях
генератора, так как снимается для всего передатчика в целой, вклю-
чая модулятор. Главное назначение рассматриваемой характеристики
состоит в определении по ней амплитуды и для получения задан-
л? вл
НОГО т .
Рис. 4.6
Рис. 4.7
Частотные искажения колебаний передатчика определяются ампли-
тудно-частотной модуляционной характеристикой fn = y(F) при амплиту
де напряжения j=consf (рис. 4.7). Частотные искажения возни-
58
кают в трактах низкой (модулятора) и высокой (передатчика) частоты.
Обычно эта характеристика снимается на частотах модуляции ...
... F^,a при заданном т (часто = 0,5) на некоторой частоте
(например, = 400 Гц). Неравномерность частотной характе-
ристики оценивается в децибелах относительно заданного tn. на
частоте jp . Отклонения А ш нс должны прввывшть доцуСтЛЮв ЗН8-
чение A регламентируемое специальными документами (например,
ГОСТом). Так, неравномерность модуляционной частотной характерис-
тики для связных передатчиков в полосе 300...3400 Гц не должна быть
выше 3 дБ. Чем ближе характеристика т = к горизонтальной пря-
мой, тем меньие частотные искажения. Однако как на очень низких,
так и на очень высоких модулиру
I III’,г
: частотах т уменьшается при
^s^const и характеристика *t=<p(F) существенно отклоняется от
горизонтальной прямой ("заваливаетея” вниз). Подобные "завалы" на
низких частотах происходят в основном за счет снижения сопротивле-
ния параллельных индуктивностей и возрастания сопротивления после-
довательных емкостей в тракте модулятора, а на высоких частотах -
за счет тракта модулятора и блокировочных элементов генератора, в
частности из-за возрастания сопротивления последовательных индук-
тивностей и уменьшения сопротивления параллельных емкостей, а так-
же из-за высокочастотных элементов генератора. Так, если выходная
цепь генератора будет узкополосной (при высокой нагруженной доб-
ротности), то боковые частоты модуляции могут прийтись на склоны
ее частотной характеристики, что вызовет ослабление модуляции с
ростом частоты модулирующего напряжения. ВЧ-тракт передатчика
должен быть рассчитан на симметричнее прохождение модулированного
колебания в полосе 2F
Важной характеристикой работы связного передатчика является
зависимость коэффициента нелинейных искажений от глубины модуляции
KF = f(m) . В реальных условиях огибающая модулированного колебания
не совпадает с формой модулирующего напряжения и нелинейные иска-
жения в передатчике всегда имеют место, но они не должны быть выше
определенной величины. Режимы модулируемых ВЧ-генераторов должны
обеспечивать линейную зависимость амплитуды IKf от модулирующего
фактора. В динамическом режиме должна быть получена линейная аави-
симость между m и гл
яебной связи имеют г <
Г
ся ГОСТом). Напомним, что
. Нелинейные искажения в передатчике слу-
6% при пъ. - 0,8 (норма устававливает-
К определяется при модуляции одним
ИГЛ
59
тоном как
тт
где Z, - амплитуда пергой гармоники огибающей ВЧ-колебаний; |
I , . - амплитуды высших гармоник. |
Вахнш показателем связного передатчика является уровень па- :
разитной AM (шумы, фон). Шумы и фон возникают вследствие неполного
сглаживания пульсаций напряжения выпрямителей, питающих передатчик.
Уровень паразитной AM измеряется обычно по отношению к модуляции |
с л» = I при снятом сигнале модуляции. Уровень фона не должен |
превышать для связных передатчиков —46 дБ. Наличие фона ограничь- :
вает динамический диапазон громкости передаваемых сигналов, кото- ’
рый может быть использован при приеме. При тихих звуках во время i
приема будут прослушиваться гудение и шум, создаваемые паразит-
ной AM. I
Различают следующие режимы работы генератора с AM: несущих ко- л
лебаний, максимальный, минимальный и модуляции (или средний). Ре- I
жим работы генератора при любом виде AM рассчитывается одинаково, Л
исходя из заданной выходной мощности в режиме несущих колебаний }
Тип транзистора выбирается по максимальной (пиковой) мощности '!
= • Коэффициент модуляции обычно берется равным 1
единице ( tn - I). Вначале рассчитывают максимальный режим, а 1
затем, считая СМХ линейной, определяют параметры в режиме несу- 1
щих колебаний. Далее находят требуемые амплитуду модулирующего ко-я
лебаиия и мощность модулятора. 1
Рассмотрим методы осуществления различных видов AM в транзис- •
торном генераторе, основные характеристики и схемы построения я
генератора с AM. 1
и-.г
4.2. БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ СМЕЩЕНИЕМ
Схема генератора с АМтсмещением на базе показана на рис. 4.8.
В генераторе в соответствии с модулирующим напряжением Uc(t) =
изменяют смещение на базе транзистора:
£/ (*> = cos & *
Поэтому в генераторе, построенном по обычной схеме, включают после1
довательно с источником постоянного напряжения ив , задающего
смещение в режиме несущих колебаний, источник модулирующего напря-
жения с амплитудой Ъ' . При модуляции смещением на базе транзис-
50
Рис. 4.8
Рис. 4.9
тора остаются неизменными напряжение питания ик , амплитуда воз-
буждения иб и сопротивление нагрузки транзистора по первой гар-
монике rHj . Напряжение на базе в каждый момент времени равно
Ц-Б ( t) = vEq (t) + с os а> t .
СМХ генератора представляет собой зависимость 1К от U5q
(см. рис. 4.9), Эта характеристика по форме нелинейна, особенно в
t
области запираю:
им:
; значений
Такая форма СМХ объясняется тем
что в режиме модуляции напряжение смещения иБ() (?) , изменяясь,
меняет угол отсчеки Q и высоту импульса коллекторного тока. На-
помним, что cos & , где иБ - напряжение приве-
дения по базе. Первая гармоника тока, определяемая как l^=Sl/Sf $(в),
изменяется при постоянных £ и lf5 пропорционально коэффициенту
^{в)у который, в свою очередь, зависит от 6 (или cos Q ) нелинейно.
О зависимости IKf и от £ сказано в параграфе 1,4, На
рис. 1.9’ приведена зависимость ^(&) от cosd для косинусоидаль-
ного импульса. Функция $(&) имеет большой участок, близкий к ли-
нейному, в интервале & - 60...120°, Для удлинения линейного участ-
ка СМХ принимают в максимальном режиме в я НО...120°. Напряже-
ние U& выбирают на середине линейного участка. Коэффициент мо-
дуляции w , при котором нелинейные искажения еще невелики, огра-
ничивается значением tn. 0,6,. ,0,7.
СМХ при модуляции смещением лежит в области недонапряженного
режима работы транзистора и достигает своего максимума в граничном
и слегка перенапряженном режиме. Поэтому при расчете транзистора
в максимальном режиме принимают напряженность, близкую к граничной:
£ 0,9 . Для энергетического расчета режима транзистора
при модуляции обычно упрощают СМХ: заменяют ее в рабочей области
прямой линией (пуцртирная лини» на рис. 4.9), соединяя точку эапи-
61
ПР
0,5
Ъ
I 1Гм
UБотт
Рис. 4.Ю
рания транзистора z^ = 0 при UEoWin и
точку I* при U^max » а б перенапряжен-
ном режиме ток считают постоянным. Прини-
мая, что зависимости zKo от irSo и р*
от ив аналогичны (рис. 4.9), можно по-
строить СМХ генератора для мощностей и
КПД при модуляции смещением (рис. 4.10).
Подводимая модность, мощность ВЧ-кодеба-
ний и рассеиваемая на коллекторе транзис-
тора мощность определяются соответствен-
во по формулам pQ =1К° vK<> , Pr ^IKRK, .
pp =P0-P} . Следовательно, при изменении
UBo мощность Pa меняется аналогично iKq , а мощность pf - анало-
гично . Электронный КПД равен = 0,5 (6)§ « где £ =
= %/и’^0 ~ ~ • аг~ коэффициент пропорцшшальнос-
ти; ^(6) = Гг(в)/^0(8) = const , так как const (рис. 4.9).
Поэтому , где а3- коэффициент пропорциональности. Сле-
довательно, зависит от аналогично зависимости рк от с^. .
Напомним, что при модуляции выполняется условие и UB , R const
Анализ СИХ показывает, что наиболее тяжелым тепловым режимом
для транзистора является режим несущих колебаний. Поэтому при выбо-
ре типа транзистора необходимо убедиться, что
где РРлоп - допустимая мощность рассеяния транзистора п^и^заданной*
температуре окружающей среды. С другой сторона, транзистор должен
обеспечить выходную мощность не менее = (?+т)2 при
•т = I, Подводимая к транзистору от источника питания мощность,
усредненная за период модулирующего колебания при линейной моду-
ляции, равна мощности в режиме несущих колебаний, и на нее рассчи-
тывают источник питания в цепи коллектора. КПД транзистора в
режиме модуляции несколько увеличивается по сравнению с за
счет мощности боковых частот: уэс = (I + 0,5 ш2 ). КПД у
обычно невысок и составляет уэн- 0,5...0,4, так как транзистор ра-
ботает в недонапряженном режиме. Выходная мощность генератора при
модуляции возрастает по сравнению с режимом несущих колебаний;
Р7 - Р1И (I + 0,5г742). Эффективное значение тока I в нагрузке
возрастает в j/l + 0,5w2 г раз. 1
62
При техническом расчете генератора, модулируемого смещением
на базе, после выбора типа транзистора вначале определяют парамет-
ры генератора в максимальном режиме, а затем, принимая СМХ линей-
ной, находят эти же параметры в режиме несущих колебаний. Для это-
г0 ^кг-тах* max * 1 Чэтах У111101®®® на
1/(1^), a p^QX на Величины остают-
ся неизменными.
Амплитуда модулирующего напряжения определяется как ил =
= у - у . Следует также обратить внимание на выполнение уело-
ботах
бия * + гт^- иэ&А0П * согласно которому напряжение в
транзисторе не должно быть выше допустимого UjB&ori* Мощность,
потребляемая от модулятора, определяется и , где Is2,~/smtvc
, и равна = 0,5 ZJ2 .
Поскольку постоянная составляющая базового тока при изменении
смещения изменяется не пропорционально, то нагрузка модулятора
(базовая цепь транзистора) оказывается нелинейной. Это вызывает до-
полнительные' нелинейные искажения и требует в ответственных случаях
принятия специальных мер для их уменьшения. Ввиду малости напряже-
ния и тока в базовой цепи транзистора мощность модулятора оказыва-
ется весьма небольшой.
Таким образом, главным достоинствам модуляции смещением на базе
является малая мощность, требуемая для управления колебаниями в ге-
нераторе, а основными недостатками - работа транзистора в недона-
пряженном режиме и, как следствие, низкий КПД генератора, а также
существенные нелинейные искажения, ограничивающие максимальный ко-
эффициент модуляции Уг. значениями 0,6...С,7, что снижает выходную
мощность радиопередатчика. Поэтому данный вид модуляции применяется
в сравнительно маломощных передатчиках при большом уровне допусти-
мых нелинейных искажений ( кг > 10%).
4.3. .БАЗОВАЯ МОДУЛЯЦИЯ НАПРЯЖЕНИЕМ ВОЗБУЖДЕНИЯ
Если модулируется по амплитуде не выходной каскад передатчика,
а один из промежуточных, то все следующие за ним каскады работают
в режиме усиления модулируемых по амплитуде колебаний. На базы
транзисторов этих каскадов подается меняющееся по амплитуде в такт
с модулирующими сигналами напряжение возбуждения, т.е. осуществля-
ются базовые AM напряжением возбуждения. При этом остаются неизмен-
* *
63
*
ними такие параметры генератора, как и*й 1 и5о » Напряжение 1
возбуждения на базе описывается выражением иБ (t)*(UgH+Uacos&t)casa}t\
где и6 н - амплитуда возбуждения в режиме несущих колебаний. |
В процессе усиления модулированных колебаний огибающая первой I
гармоники коллекторного тока 7^ должна совпадать по форме с оги-
бающей напряжения возбуждения. При изменении VSj в генераторе ?
будет меняться не только максимальное значение импульса коллектор-
ного тока, но и угол отсечки 6 . Если напряжение, смещения иБо |
выбрать равным напряжению приведения по базе и' , то согласно
выражению cos в - - (Vs-vE)/TJEf угол отсечки будет составлять 90° J
независимо от величины . При этом в области недонапряженного ’
режима с возрастанием будет пропорционально расти , а • |
следовательно, СМХ ?кг = <р (UEj) будет иметь вид наклонной прямой,
исходящей из начала координат. При переходе в перенапряженный ре- j
жим СМХ загибается (см. рис. 4.II). Если смещение на базе больше
или меньше иБ , то углы отсечки будут соответственно меньше или
больше 90°. Модуляционные характеристики для & > 90° и в < 90° •
приведены на рис. 4.12. Наименьшие нелинейные искажения получаются
при работе на линейном участке характеристики при 6 = 90°, причем ;
коэффициент модуляции в коллекторной цепи будет таким же, как
и в предыдущем каскаде. Поэтому в передатчиках генераторы с ДМ на- '
пряжением возбуждения работают с углом 6 = 90°. Режим работы с
6 < 90° используется для углубления модуляции, тан как относи-
тельное изменение 1К1 получается больше, чем относительно» изме- ;
некие ив . В некоторых случаях это модо оказать вредное влияние,
приводя в многокаскадных передатчиках к недопустимо высоким уров- $
ням фона, т.е. паразитной модуляции. Например, слабая паразитная |
модуляция в начальных каскадах может значительно углубиться при I
усилении ее в нескольких последующих каскадах. Для ослабления пара- 1
зитной модуляции необходимо, чтобы некоторые каскады передатчика I
работали в перенапряженном режиме. |
В энергетическом отношении модуляция колебаний напряжением воз- |
буждения подобна модуляции смещением, так как в обоих случаях ио- 1
пользуется участок СМХ в недонапряженном режиме. КПД генера- I
тора в режиме несущих колебаний составляет около 35%. Режим работы 1
транзисторного генератора рассчитывается аналогично случаю модуля- 1
ции смещением. Максимальный режим рассчитывают для утла отсечки 90° 1
64
Рис. 4.II
и выбирают слегка недонапряженньм. При пересчете параметров на
режим несущих колебаний исходят из линейной СМХ, При этом напря-
жение смещения ие не меняется, а амплитуда Vej уменьшается в
(I + /та ) раз. Режим модуляции (т.е. средний режим) рассчитывается
так же, как и в случае модуляции смещением.
4.4. КОЛЛЕКТОРНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
Коллекторная модуляция осуществляется путем изменения напряже-
ния г^, на коллекторе транзистора в соответствии с модулирующим
напряжением, что приводит к изменению амплитуды тока в соот-
ветствии с передаваемым сигналом4 Следовательно, коллекторное на-
пряжение (f) = * 3 4; CZ+
Здесь V - напряжение питания на коллекторе в режиме несущих
колебаний. При коллекторной модуляции источник модулирующего напря-
жения включается последовательно с источником питания транзисто-
ра I/ и, таким образом, управляет коллекторным током (рис.4.13).
Рис. 4.13 Рис. 4.14 Рис. 4.15
65
При простой коллекторной модуляции параметры генератора , Я
V t остаются неизменными. При комбинированной коллекторно- j
базовой модуляции одновременно изменяются напряжения на коллекто- 1
ре и в базовой цепи транзистора, СМХ, идеализированная при простой!
коллекторной модуляции, показана на рис, 4,14 (реальная СМХ изо- 1
бражена на рис, 4.5), Линейная часть этой характеристики лежит в ij
перенапряженном ре:
при модуляции. Это
Пользуясь СМХ, где
виде прямых линий,
е, что позволяет получить высокий КПД 1
большое достоинство коллекторной модуляции. 1
зависимости и Д. от lfK представлены в 1
можно построить графики зависимостей модностей 1
.о,_7 , от UKc (рис, 4.15). При построении можно |
использовать приближенные расчетные соотношения, достаточно хорошо !
отражающие процессы, происходящие в генераторе. Так, считая I* и |
пропорциональными и* , что соответствует области граничного !
м перенапряженного режимов (рис. 4.14), получим амплитуду напряже- |
нмя первой гармоники ик - , также пропорциональную
а напряженность режима будет const при изменении и* (см. *
рис. 4.15). В этом приближении мощности = const |
- 0,5 ГХ} Phj= const UKo t Pn~Po-P7 , а КПД = 0,5y7(69-f = |
= const , где 1
Для получения I, т.е. 100%-ной модуляции, режим несущих 1
колебаний выбирает на середине линейного участка СМХ (<£ = UK wejr/2>
Потому напряжение, подаваемое на коллектор, должно быть в два ра- 3
за меньше, чем ик тах» Повышение напряжения на коллекторе до |
и* ftiax Д°стигаетсЯ 8* счет амплитуды модулирующего напряжения , I
т.е. сл ~ тг + иа , Мощность R . Вовремя 1
модуляции мощности Pt , Рс у рр одинаково увеличиваются в (I + •— и
раз, поэтому наиболее тяжелым тепловым режимом для генератора яв- я
ляется режим модуляции (т.е. средний режим). В связи с этим при вы- ]
боре типа транзистора его следует проверить по допустимой мощное- J
тй р именно в этом режиме;
PH
1Н
С учетом того, что ^0тах~^^кон и недопустимо превышение на-
пряжения и ' транзистора, и ш определяется из соотношения
** КО “
66
/ = и = и
к tn ах котпах
^mctx котлах
-* *QrT
или при ttt = I,
Г VK3 А.йЛ
К а н = (V+m)(7+£)
кз^ап
Расчет генератора начинается с расчета максимального режи-
ма на мощность Р^ах^ и напряжение *
х (I + т ). При tn- I СМХ считается линейной, и поэтому при рас-
а несущих колебаний напряжения и токи
тЬх. • а “о®нос’« Р,„ах . - на 77^ i
v , и* , и? остаются неизменными.
<9 ’ so е7
потребляемая от модулятора, на основании СМХ (рис.4.14)
чете ре
умножаются на
величины £ ,
Мощность,
будет
КаН
где
коН
Кон
5
поэтому
Р = 0,5 mF = 0,5 •
Если tn = I и = 0,5, то рмоа= Р1Н » т.е. мощность мо-
дулятора сравнима с выходной мощностью транзистора в режиме несу-
щих колебаний. Необходимость применения мощных модуляторов явля-
ется основным недостатком коллекторной модуляции.
Нелинейные искажения при коллекторной модуляции в основном
связаны с начальным участком реальной СМХ (см. рис. 4.5 и 4.6).
Это объясняется некоторым выпучиванием ее при малых ££. за счет
увеличения £ , если смещение является фиксированным. Улучшение
СМХ наступает при автоматическом смещении (рис. 4.16), поскольку
при £7^—♦ 0 постоянная составляющая базового тока увеличивается,
приводя к возрастанию запирающего напряжения на базе, и напряжен-
ность выравнивается. Кроме того, автоматическое смещение огра-
ничивает базовый ток в режиме несущих колебаний и минимальном ре-
жиме ( £7^-0) (рис. 4.17) и увеличивает сопротивление для первой
гармоники базового тока в минимальном режиме (выравнивает входное
сопротивление транзистора при модуляции). Применение автоматического
смещения приводит к комбинированной коллекторно-базовой модуляции,
так как одновременцр изменяются напряжение на коллекторе и напря-
жение смещения на базе.
67
Рис. 4,16
Рис. 4.17 Рис. 4.18
Таким образ си, достоинств см коллекторной модуляции является
работа генератора в перенапряженном режиме и, как следствие, вы-
сокий КПД (примерно в 2 раза больше, чем при базовой ДМ, для
генераторов с одинаковой выходной мощностью). Применение автосме-
щения в базовой цепи позволяет получить линейность СМХ даже при
очень малых и тем самым осуществить работу модулируемого
каскада с % I и малыми нелинейными искажениями. Не-
достатком коллекторной модуляции является большая мощность, тре-
буемая от модулятора (сравнимая с выходной мощностью транзистора).
Кроме того, при работе транзистора в перенапряженном режиме полу-
чается невысокий коэффициент усиления мощности кр , так как под-
держание постоянным напряжения ив при модуляции вызывает рез-
кое возрастание базового тока транзистора в минимальном режиме и,
как следствие, увеличение мощности возбуждения от предыдущего кас-
када. Входная проводимость транзистора при переходе от максималь-
ного режима к минимальному резко меняется, что приводит к паразит-
ной фазовой и амплитудной модуляции предварительного (возбуждаю-
щего) каскада. Эта паразитная модуляция ухудшает качество переда-
ваемого передатчиком сигнала. Применение автосмещения в базовой
цепи несколько ослабляет, но не устраняет ее. Поэтому часто в ради
передатчиках применяют комбинированную коллекторную модуляцию,
при которой в модулируемом каскаде синфазно осуществляют коллектор
ную модуляцию и модуляцию напряжением возбуждения. Напряжение
смещения &ёо и сопротивление нагрузки я* не меняются. Основной
в этом каскаде является коллекторная модуляция. При комбинирован-
ной модуляции ее производят не только в выходном каскаде передатчи
ка, но и в предварительном каскаде (рис. 4.1,6). Этот кас-
кад работает при простой (коллекторной или базовой) модуляции, а
выходной - при комбинированной, т.е. в режиме усиления модулиро-
68
ванных колебаний (модуляция напряжением возбуждения) с одновремен-
ной коллекторной модуляцией (рис. 4.18).
При синфазной модуляции в базовой и коллекторной цепи удается
поддерживать входное сопротивление транзистора примерно постоян-
ным. Это объясняется тем, что базовый ток транзистора при модуля-
ции почти не меняется и остается на уровне максимального режима,
т.е. очень малым (см. рис. 4.14). При этом составляющие базового
тока и ie изменяются примерно пропорционально , достигая
максимума в максимальном (еще граничном) режиме (см. рис. 4.II),
где базовый ток мал. Пропорциональное изменение 1е от tfc, при-
водит к тому, что нагрузка (т.е. входное сопротивление транзисто-
ра нвх, ~ ) Для предварительного каскада остается при-
мерно постоянной. При этом уменьшаются мощность возбуждения тран-
зистора и модность, рассеиваемая на его базе.
В связи с тем, что КПД при коллекторной модуляции достаточно
высокий, комбинированная коллекторно-базовая модуляция обычно при-
меняется в мощных выходных каскадах передатчиков, поскольку именно
работа этих каскадов определяет КПД передатчика в целом.
КОНТРОЛЬНЫЕ ВОПРОСЫ
I. Способы осуществления амплитудной модуляции в транзисторных
генераторах с внешним возбуждением.
2. Энергетические соотношения для амплитудной модуляции. Мак-
симальный и минимальный режимы, режим несущих колебаний.
3. Статические модуляционные характеристики генератора при ба-
зовой и коллекторной модуляции и их назначение.
4. Динамическая и амплитудно-частотная модуляционные характе-
ристики. Вид и назначение.
5. Факторы, характеризующие качество передачи амплитудно-
модулированяых сигналов.
6. Особенности базовой модуляции смещением»
7. Выбор угла отсечки генератора при усилении амплитудно-ыоду-
лированных колебаний.
8. Особенности коллекторной модуляции.
*
69
ЛИТЕРАТУРА
I. Н е й м а н М.С. Курс радиопередающих устройств. - И.:
Сов. радио» 1965, с. 186-207.
2. Радиопередающие устройства/Под ред. В.В. Шахгильдяна. - М.:
Связь, 1980, с. I09-I2I.
У. РАСЧЕТ НА ЭВМ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ЦЕПЕЙ
ТРАНЗИСТОРНЫХ ГЕНЕРАТОРОВ
5.1. РАСЧЕТ СОГиСУЮЩЕ-ТРАНСФОРМИРУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
Общие сведения
При конструировании транзисторных генераторов, работающих на
частотах до единиц гигагерц, для построения их согласующе-транс-
формирующих цепей (СТЦ) применяют, как правило, элементы с сосре-
доточенными параметрами: катушки индуктивности l и конденсаторы
емкостью С . Конструктивное выполнение и расчет таких элементов
приведены, например, в работе [I].
Представим СТЦ в виде четырехполюсника с полными сопротивления-
ми на входе z и нагрузки (рис. 5.1). Если конструктивную схе-
му транзисторного генератора представить в виде, изображенном на
рис. 5.2, то каждую СТЦ при замещении транзистора его полными со-
противлениями по первой гармонике на входе ZB*vi выходе 7>выхгможно
свести к СТЦ, показанной на рис. 5.1. При этом для входной СТЦ со-
противление будет равно подключаемому к ее входу сопротивле-
нию %' , т.е. внутреннему сопротивлению возбуждающего генератора
(если этот каскад присоединяется через стандартный коаксиальный
разъем, то Zr равно 50 или 75 Ом), а сопротивление ZH - входному
сопротивлению транзистора % . Для выходной СТЦ сопротивление
Zr будет равно выходному сопротивлению транзистора ZSM( о. -
входному сопротивлению последующего каскада (если этот каскад при-
соединяется через стандартный коаксиальный разъем, то z равно
50 или 75 Ом) или входному сопротивлению антенны (если этот каскад
выходной).
Рассмотрим порядок проектирования СТЦ генератора на ЭВМ с по-
мощью готовой универсальной программы "5ТС”. Обычно сопротивления
Z'r(f) » ZH и сопротивления транзистора И (J9 и Zeb)x (f) в рабо-
70
—J >
>
?r
СТЦ,
Входная
СТЦ
Транзис-'
шор
Выход.
СТЦ
Рис, 5.1
Рис. 5.2
чей полосе частот известны. Задаются требования к амплитудно-частот-
ной характеристике.(АЧХ) каждой СТЦ и допуски на технологический
разброс параметров элементов схемы СТЦ при заданных отклонениях
коэффициента ее передачи по мощности от номинального значения на
всех частотах рабочей полосы. При таном задании входная и выходная
СТЦ генератора проектируются раздельно»
Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов на
ЭВМ описано в работе [2], Там же приведены алгоритмы проектирова-
ния СТЦ, используемые в программе ”510". Текст программы "STC” за-
писан в библиотеку абсолютных модулей ЭВМ.
Структурно-параметрический синтез схемы СТЦ
С помощью программы "STCn можно решать несколько задач, свя-
занных с проектированием СТЦ генераторов, в частности задачи пара-
метрического и структурно-параметрического синтеза СТЦ. При пара-
метрическом синтезе определяются параметры элементов схемы СТЦ,
обеспечивающие наилучиее приближение ее АЧХ к заданной, в предпо-
ложении, что схема СТЦ выбрана. При структурно-параметрическом
синтезе определяются типы (индуктивность или емкость) и параметры
элементов схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение АЧХ к
требуемой, в предположении, что заданной является лишь топология
СТЦ, т.е. способ соединения (последовательный или параллельный)
ее отдельных элементов (см. табл. 5.1), тип которых не имеет зна-
чения. Производится допусковый синтез на все элементы синтезирован-
ной схемы СТЦ, т.е. находятся предельно возможные отклонения па-
раметров элементов схемы от номинальных, при которых ее коэффици-
ент передачи по мощности ие выходит за пределы допустимых значений
в рабочей полосе частот.
Пример проектирования генератора с решением задачи параметри-
ческого синтеза его СТЦ и определения допусков на параметры эле-
ментов синтезированных СТЦ приведен в работе [3]. Поэтому рассмот-
рим лишь решение задачи структурно-параметрического синтеза СТЦ
генератора. *
71
С одной стороны,структурно-параметрический синтез СТЦ, не тре- »
бующйй предварительного выбора типа элементов схемы СТЦ, предпочти-^
тельнее параметрического. С другой стороны, результатом структурно-^
параметрического синтеза является несколько идеализированная схемаД?
так как при синтезе СТЦ не учитывается наличие блокировочных эле-
ментов в цепях питания и смещения транзистора генератора и их воз- i
можное влияние на АЧХ СТЦ в рабочей полосе частот. Кроме того, -
поскольку синтезируется ограниченное число (обычно 8-15) вариантов i
схемы, выбранный ЭВМ вариант может по ряду причин не удовлетворять
проектанта. Например, из-за недостаточно высокого коэффициента 1
передачи на всех частотах рабочей полосы, трудности фильтрации $
высших гармоник, невозможности совмещения функций согласования и ।
разделения элементов схемы по постоянному току и т.д. Поэтому у
структурно-параметрический синтез целесообразен при определении |
начального варианта схемы СТЦ. Затем, уточнив схему, можно, решая J
задачу параметрического синтеза [2,3], найти параметры элементов £
схемы СТЦ, обеспечивающие наилучшее приближение ее АЧХ к требуемой.^
Если схема СТЦ, полученная в результате структурно-параметрического •
синтеза, не требует изменения, но необходимо учесть влияние на ее АЧХ
блокировочных элементов, можно, включив последние в схему, рассчи- <
тать АЧХ по программе НЗТС”. t
Для выполнения структурно-параметрического синтеза по програм-
ме "«S'ТС" топология проектируемой СТЦ представляется в виде желае-
мой последовательности каскадно-соединенных базовых элементов (БЭ)
четырехполюсников (с последовательно и параллельно включенными в j
них двухполюсниками z ), Вид и коды БЭ в программе даны в табл.5.1.1
Пример выполнения топологии СТЦ показан на рис. 5.3. Приведен-
ная схема представлена шестью БЭ с кодами 2,1,1,2,2,1 (согласно |
табл. 5.1). Сопротивления z и Z задаются на нескольких частотах t
* Af •*.
с
72
рабочей полосы. С этой целью рабочую полосу частот аппроксимируют
некоторый числом частотных точек, в которых и задают величины со-
противлений i и ZH . После выполнения задачи синтеза СТЦ на
ЭВМ полученная схема представляется базовьши элементами, тип кото-
рых и коды в программе приведены в табл. 5.2, а параметры - в
табл. 5.3. Для синтезированной схемы СТЦ получаем значение коэффи-
циента передачи на заданных частотах рабочей полосы, а такие до-
пуски на параметры элементов схемы.
Таблица 5.2
Т а б л и ц а 5.3
мне в программе''''--»^- 6 7 8 9 10 И
АН L — L — L L
А И R -— — R R
SI — с — с С С
S2 с —. с С С .
73
При использовании программы "STC" имеются ограничения, которш
следует учитывать при реиении задачи структурно-параметрического
синтеза СТЦ:
I. Проектируемая схема СТЦ может состоять не более чем из *
18 каскадно-соединенных БЭ,
2. Число точек аппроксимации АЧХ в полосе частот не должно (
быть более 40. у
3. Наибольшее количество испытаний, проводимых при синтезе до
пусков, не должно быть больше 200, а наименьшее - 30. |
Для представления исходных данных в программе используются '
следующие единицы измерения физических величия; Ом, Ом"?, Гн, Ф, ''
Гц, мм. у
Подготовка исходных данных. Выходные данные ;
Исходными данными при проведении структурно-параметрического и
допускового синтеза СТЦ являются:
KZ- код задания (для структурно-параметрического синтеза
^=3);
Л<5 - число БЭ, из которых составлена топология схемы СТЦ;
KS - коды БЭ в порядке их следования от сопротивления zr
(рис. 5,4); коды устанавливаются согласно табл, 5.1 ( z =1,2,... ,Лр):
22 Z3
Рис. 5,4
NF - число частотных точек аппрокси*
нации АЧХ СТЦ (обычно от 5 до 9); -
/. - значения выбранных частот ( г = ••.
= 1,2,.*., Л^А);
nfq - номер какой-либо частоты из за-
данной полосы; целесообразно выбирать час-
тоту вблизи центра рабочей
* г
Re (Z .) , £ (Z • )
v hi! * 1 Hl '
полосы;
- составляющие полных сопротивлений
Z- и на каждой из выбранных
Ht-
частот у. ;
QI значения добротностей элементов схемы (катушек индук-
тивности и конденсаторов);
KKZ - код выбора требуемой АЧХ. Если KKZ = О,
быть примерно равномерной в заданной полосе частот,
74
то АЧХ должна
т.е, коэффици-^
$
Л'1
ент передачи по мощности KPc'L= !• Если ккг - I, то значения КРо^
задаются с перфокарт. Здесь требуемая величина Кр^ на час-
тоте /. ;
мх - количество варьируемых элементов при параметрическом
синтезе;
IBR - количество определяемых в процессе оптимизации локальных
минимумов, из которых выбирается наименьший - глобальный* Достаточ-
ным для решения задачи является IBR = 8...15;
III - код выбора критерия приближения: ill - 0 - среднеквад-
ратичный, ill = I - чебышевский;
ip _ код, задающий вывод промежуточных данных на печать: IP > О
печать осуществляется через определенное число итераций; IP = 0 -
печать осуществляется в начале и конце оптимизации Кр ; IP = -I -
промежуточная печать отсутствует;
inorm - количество нормировок в процессе оптимизации (рекомен-
дуется I i ihorm 4 5);
IMAX - число итераций между перенормировками (достаточно 100^
500);
CONV1 - критерий окончания поиска минимума целевой функции
(произвольно выбранное малое число; рекомендуется I.E-6 4 convi
4 I.E-4);
8ТЕР1 - величина, определяющая размер деформируемого много-
гранника в начальной фазе поиска (целесообразно 8ТЕР1= 0,3);
RMAx(i)\ - массивы размерности NX ; I = 1,2,... ,л/х, Элементы
RMiN(i)] массивов ограничивают области, служащие для опреде-
ления случайной точки начального приближения;
ЯМАХ(1)=(О,2.'.0,5) jggfgr-~ ~ »
к мin (1) = -я. maх (I) ;
Z(F),Z<F}- полные сопротивления на частоте nfq ; I =1,2,. ../бг
WGi(i) - массив размерности nf ( i = I,2,...,/vr), элементы
которого представляют собой весовые коэффициенты W- , позволяющие
варьировать величину отклонения АЧХ кр ( f ) СТЦ от требуемой
Кр (fa )..Если желательно иметь АЧХ, максимально приближенную к
заданной, то все w. должны быть равны между собой ( w- =1, i =
= 1,2,..., NF ). Если на некоторых частотных точках допускается
несколько большее отклонение ко. от Л"„ . » то в этих точках можно
"t Poi
задать меньшее значение -тег. ; ,
75
Ng , максимальное количество удачных испытаний и макси-
мальное количество испытаний при выполнении допускового синтеза;
ДП-, - допустимое относительное отклонение коэффициента пере-
дачи по мощности от номинального на всех частотах, i - 1,2,,.,,/vr
ft^AX^KX^- желаемые допуски (в процентах на величины элементов
схемы: дхо> - на индуктивность; дх(г1~ на емкость; jx<J- на сопро-
тивление или проводимость резисторов).
Представление исходных данных на перфокартах при выполнении
структурно-параметрического и допускового синтезов СТЦ приведено
в табл. 5.4. Если допусковый синтез не предусматривается, то
после перфокарт с коэффициентами wgt(i) следует перфокарта
конца файла.
Выходными данными являются:
I. Коды БЭ (см. табл. 5.2), образующие синтезированную СТЦ в
порядке их следования в схеме от 2Г .
2. Величины параметров элементов схемы СТЦ (см. табл. 5.3)
3. Коэффициент передачи по мощности СТЦ Kpi на заданных
частотах .
4. Допуски на параметры элементов схемы СТЦ. На печать выво-
дятся относительные значения допусков. Для получения допусков в
процентах рассчитана значения умножают на 100.
Пример структурно-параметрического синтеза схемы СТЦ
Определим структуру и параметры элементов схемы СТЦ, предназна-
ченной для согласования сопротивления Zr(f') с сопротивлением zH =
= 50 Ом, и найдем допуски на параметры ее элементов в рабочей по-
лосе частот у ... = (750...1150) МГц. Зависимости ЯД/у)
и для девяти частот (мг = 9) рабочей полосы приведены
в табл. 5.5. СТЦ должна быть реализована на элементах с сосредо-
точенными параметрами. Добротности катушек индуктивности должны
быть не ниже QL - 100, а конденсаторов - не ниже QC = 500.
АЧХ желательно иметь близкой к равномерной во всей рабочей полосе
частот. Допуски на параметры элементов должны быть такими, чтобы
отклонения АЧХ СТЦ от номинальной не превышало 3% в рабочей по-_
лосе частот. Желаемый допуск на параметры элементов дх(7} = АХ(г) '
= ДХ(3) = + I5?S,
Таблица 5.4
Количество перфокарт Формат представ- ления данных Какие данные перфорируются ! ГЪ р-
I 20 А4 Титульная карта (сообщение о назвали! СТЦ; например, "входная цепь")
I 13 KZ
I 2613 NS,NF, N8TR(i)4 I = 1,2 NS
NF Е1Й.5, 4PI0.5 nfкарт, на каждой из которых перфо- рируются Re (Zri Re (ZHi) , — 1,2,..., NF
I 4EI0.5 QL, QC
I 13 KKZ
5 8EI0.5 Если KKZ = I, то перфорируются KPoi i - 1,2,.,., nf . Значения должны бы1 заданы в порядке следования частот ft при их вводе. На одной перфокарте пе] форируется 8 значений кРо£ . При не- обходимости перфорация продолжается на других перфокартах. Если KKZ / I данная группа карт отсутствует
. I 713 NX, NFQ ,IRR, III, ip, IN 0 RM, IMAX ) р- 1 ех,
I Е10.5,П0.5 COM VI ? STEP!
5 8JT0.5 Перфорируется пара чисел rm in ci) и rmax(i) , / = 1,2,..., nx . Перфо- рация продолжается до заполнения по- ля карты. При необходимости ( nx > 4 перфорация продолжается на других пе фокартах. Количество карт продолже- ниа-не более четырех.
4 5 8Г10ОЬ 1= 1,2,...,NF . Количест- во карт продолжения - не более четыо
I 213 Ny, к и
45 8П0.5 Перфорируются J/7/ , i = I,2,...,W Значения л/7/ должны перфорироваться в порядке следования частот Л при их вводе в задание на синтез схемы. Перфорация ведется до заполнения все го поля перфокарты, а затем продол- жается на других картах.
I 3HJ0.5 ,1Y(Z) AvC3) лх , дх , дх
I Признак конца файла / * и *
77
Таблица 5.5
Лл, МГц Ом Л» Ом Он Ля (%ni)9
750 15.222 -26.68 50 -Q
800 13,79 -25,78 50 0
850 12.53 -24.9 50 0
900 11,43 -24,04 ' 50 0
950 10,45 -23,21 50 0
1000 9.59 -22.42 50 о
1050 8,83 -21,67 50 0
1100 8,15 -20,95 50 0
1150 7,54 -20,26 50 0
Для решения задачи воспользуемся методикой структурыо-параметри-ч
ческого синтеза (код задания - KZ- 3). Преаде всего выберем и
зададим необходимые исходные данные. Сначала определим топологию
СТЦ. Будем исходить из желания получить наиболее простую СТЦ, ко- ;
торая отвечала бы заданным требованиям к АЧХ. Выберем для СТЦ Г-цепь|
включив в ее последовательную ветвь для расширения полосы согласо- ;
вания две реактивности. Тогда топология СТЦ примет вид, показанный •;
на рис. 5.4. Таким образом, СТЦ может быть представлена каскадным f
соединением трех ( ns = 3) БЭ с кодами nstr (1):1,2,2 (см.
табл. 5.1), отсчет ведем от Иг . При синтезе варьируемыми будут i
параметры всех трех БЭ ( NX = 3). В соответствии с приведенными
выше рекомендациями выберем nfq = 5, т.е. в центре рабочей по-
лосы частот, a IBR - 10. Далее принимаем код выбора требуемой
АЧХ СТЦ равным нулю (fCKZ = 0), так как цепь должна обеспечивать
согласование во всей рабочей полосе частот. При этом коэффициент
передачи на любой частоте f- будет KPoi = 1 ( £ nf ). ;
Выберем среднеквадратичный критерий приближения, задав ill = 0. ;
Примем IP = -I, INORM ~ I, IMAX ~ 200, CQNV1 = ИГ4, ЗТ£Р1= 0,3.2
Определим на частоте nfq = 5 ( /. = 950 МГц) |
R max (Г) = (O,2,...O,5)p*i|-+-^O 6...15. |
Возьмем ямах = 10, тогда Rmin = -10 для i = 1,2,3 (поскольку
nx = 3). Так как желательно приближение АЧХ к заданной, то для
78 1
ВЦ МАИ-
S
программа _____
________
________
ЕС ЭВМ-
_
_____U3_______
/ / // JC Jj JJ 4Д /0 /0 &
1 ’ 1 ’ i к 1 1 1 Т Г" 1 1 1 1-1 Г 1 1 1 I г T Г Г I | 1*7 T'f I1 1 J 1 । i f"l“r l к (' Г т-J- к"| II 1 J I 1 г "Г i 4 i' Tt i । i । i i । г I 1 r
v-T-v-p- r । i i । г i ri J I 1 r ГГ 1 l I ' | Г ГГ7ТТ II 1 1'Т 1 1 | 4 1 IT 1 к 1 1 1 1 । 1 1 1 1 1 1 i V
1 1 1 1 | । 1 1 1 1 P'Fl 1 | | 171 |'Ч 1 1 1 1 I 1 T*’ | '| | 1 | | | к 1 " 4 I | l l V l l l l | г II 1 1 1 1 1 1 |. к 1* 1 । • । » । । » к 4 1 4 | Т 1 I I
1 । 1 t J | J Г" i"1 ! J 1 » 1 fri гг согласующая щепь «"J I >' J11 'I I J' I 1 Г Г| II 1 1 / ’ 1 1 I J 1 1 1 1 1 1 1 1 1 9 । । 1 1 | 1 1 1 1 1 1 к 1
2 т—। । । । i^r г~т тт г к11 ч 1 к 5 । T~i~ 3 1 । 1 | к к 1 к < 1 1 |-|“| 1 1 i ’ 1 1 1 l 1 | l i 1 । | 1 । VI 1 1 1 1 1 1 1 1 ч । 1 1 1
3 1' 1 1 1 I 1 Т 1 1 к "ГТ к 1 | 4 к 4 ПТ 3 9 f 1 2 -1-1 i i i i " ri । i i r rn''i 1 1 •ТТ 1 | Г'1 1 11 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 । г > । г । 1 । । । । । т* \ I |
ч T.SE+Xt IS.22 1 1 к f 1 к I'J 1 'J ТЧ 1 I 1 J 'I' -l"l 1 1 1 1 1 1 1 "Т 1 1"Т X 1 1 к I 1 1 тЛ I" к 1 к ' 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
г 1 1 1 1 | 1 1 I 1 I 1 1 1 1 | . 1 г 1 к i . 0£ +01 4 3.7^ । pi । । ri i тi it ii i it - 25 *71 5< , _ , . ТТ' 1 1 1 ГТ'к'Г т '1|'1|1|11Т 1 | 1 '1 1 1 V 1 к‘ГТ | 1 TTT“
6 Я. П»Ж1 12 .53 r 1 ' i । । i i i к к t t । i i i -24 .9 S>. 1 1 1 I । 1 । '1 "1 к । 4 к 0* ri । । г f‘1 । *i"i к ’ J f"I'T I 1 1 1 l < 1 1 к 1 I
7 • 1 1. I 1. t 1 С J | к | 1 ' ' | 1 1 1 г м / I 1 1 1 9 <<.93 ~2U.ff4 5 ST. 1 I L 1 J 1 I 1 ! к 1 | 1 к Т'Т"Т 1 । । 4 1 1 1 ’ 4 1 к 1 1 | 1 I ' к 1 9 1 1 г
1 ' Il И 1 ( 1 | к 1 1 « I i 1 1 1 ( " Т 1 9. TEm <#-Ч5 tilt Г-f—r T-f 7 r f J ( 1 1 { -23.21 > 1 ‘ тт г f г । г 1 |'"г 1 1 1 1 к i 1 >’t l 1' т 1 t 1 1 1 1 I > 1 1 1 JI 111'7"
9 0E+01 3,59 ' ' ' 1 1*1 1 1 | к 1 Г1 1 1L 1 r -22 .^2 5^* 1 1 J 1 1 | 5 Т-Т 1 1 'Г' । । | 4 к '1 1ТГ । । 1 1 | 1 l l l | к I l l—r» r 1 1
W 1119 | L IE 11-1 1 I 1 • 1 I' 1 (0.5“е»Л 9.13 Г I I 1 1 1 1 1 , 1 ! | I 1 к 1 1 -21.67 Ejff. 1 IT 1 ! 1"Г^Т 1 1 1 1 0- 1 1 1 1 '1T' П 1 II 1 1 1 t 1 1 1 1 1 I J 1 | 1 111
Й l ' 1 1 t 1 ь i ь | i i l к | 1 к । 1 | 1 I 1 •• 1 ’ 1 J к 1 1 нт Fl n -2Ж-9£ 5#. 1 1 I 1 1 L 1 1 1 I | 1 । 1 1Т‘П 1'1 ’ 1 1 "’“1' | r 1 I I | 1 J I'T | I 1 I 1
<1 7.5И Till' ГГТ'ГГП r T 1 r 1 -20.26 50, 1 1 I 1 1 1 1 f 1 г ’ 1 1 0 1 1 I | 1 1 I 4 । II i—। i ri 1 к ifj а г I I 1
tn । ' i • i i , • i i । i •. ' г . 1 : । <00. 500. । । i । i । i I i . . , iiii ‘ 1 Г 1 1 1 | 1 1 1 г I г 1 1 I Г‘| j | । ( । 1 । l । l 1 1 l । l । i I '111
1 r » 1 ? V > 1' I -r |--| 'If £ ' ! । 1 j 1 1 I ( 1 1 I M I ' 1 r T Г1 1 1 1 '1 1 1 | 1 i ? I iii'iiii 1 1 г
15 < 1 1 1 | 1 I R | » | I 1 b 1 к к II 1 1 $ $ 40* ’ 0 -4 <200 1 1 i 1 i i j i I i i гт т r 'i i 1 1 к 1 к 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 I 1 1 1 1 Ц T 1 1 1 1 1 1 Г
fe 1 к ’ ' 1 T 1 1 1 '( | 1 1 1 | 1 1 1 1 | *1 1.Е-ЙЧ ff. i 1 1 1 | 1 1 1 1 | 1 1 l||| I'T 1 9 1 т к к I*।"1 | 1 г 1 1 1 1 1 1 1 1 1 ' 1 1 I ' "Г 1'1 1 I | 1 *1 1 J 1 I I 1 г
<7 -<0. 40\ 111 1 1 J г к 1 1 | J 1 1 40- 10. d 4 1 J J J Г г । ; г | । 10J 1 1 1 1 N 1 1 | Г'| | 1 Fl "J' T r 1 I r-f“| 1 1 'III
га i i Г i1 vri n i"j i' r| i |i in 'T i i i i I I i I I к | Г7 1 l I l f 1 . 1 . 1 1 T <. 4- <• i V 1 1 I
1^ '1 r Tl ' 1 T !• ' 1 1 1 1 I ~l—'> T I f 1 ъ 1 । । 1 l 1 1 1 | , 1 1 к | 1"П •FT I Т"1 Ч | к Г ’ 1 | т 1 7 г 1 1 . 1 г 1 ' ► | 1 1 II |IL1L I 1 1 1 1
• k 1 ! Г Г 1 ! 1 | г ! Т ‘ 20120099 9 ’ ' ’ | J 1 7" “ 1 J . । . | ' 1 1 I 1 к к | Т '[ 1 1 | । к । к | I 1 I ’ т“‘г“г । IIJIII|I|^9|F T 1 1
л . Г 1 T ' FT 1 l III 1 l I’T^ 1 i ,-n- p-r 1 rr 1 r 1 i'I 0.03 0.J03 ’ 1 1 1 1 1 I 1 1 1 1 | 1 003 ' J 1 ! ' 1 1 | I 1 1 1 J 1 1 1 1 1 1 * 1 1 03 0.03 I 1 1
1 г I ГГГ1 ri 1 к 17 г|rl 'T TT'I Г 0- 03 i i i i j г i"T'T r j i r ( l 1 i T-rr ТТ Г 1 J 1 1 1 I 1 1 | 1 4 I 1 1 Г'Т' । 1 * 1 } 1 1 1 T 1 ' T n J l 1 J 1
а 1 —11 ' I T“l—Г Г Г f 1 ’ 1 1 | 1 .J||l (£. -IS. г Г-Е- | т l 9 1 I ITTI Г 1 T Г <5 , r-т i 1 1 1"Т 1 1 1 1 | Г 1 1 1 | J 1 1 1 Т J 1 S 1 1 к 7 1 ' L । 1 1 1 |l 1 * I
'VCT 1 Г7'1 1 1'1 T 1 1 l I 1 "< J I /** ! | .II9-| 'ill ГГГТ Т-ГТ 'Г । 1 1 1 1 1 1 1 1 j 1 ' 1 Г 1 1 1 1 I 1 1 1 1 Г IT Г l f I 1 | | J 1’ 1 1
‘—1 rrr r J l J I l > 1 1 1 { . -r - - Г Г» ' 1 1 | M II I 1 I I TTT 1 f 1 'f Г’ 1 III' ГТ, . J ) 1 1 1 | k'| t $ I 1 | 1 'll’
Рис. 5.5. Представление исходных данных примера
на перфокартах
всех частот ( nf = 9) считаем wgt(i)= I, где z = 1,2,.,.,9. Для
допускового синтеза задаем = 200 и Nu - 999. Для ввода в
ЭВМ исходные данные готовим согласно табл, 5.4. Представление ис-
ходных данных на перфокартах для синтезируемой СТЦ приведено на
рис. 5,5. Колода перфокарт формируется в соответствии с Инструкци-
ей пользователю ЭВМ, имеющейся в кабинете курсового проектирования
кафедры.
Результаты решения задачи на ЭВМ приведены в табл. 5.6 и 5.7,
а вид полученной синтезированной схемы СТЦ показан на рис. 5.6.
। •
79
Таблица 5.6
X , МГц < 750 800 850 900 950 1000 1050 1100 1150
0.930 0,953 0,956 0,956 0,957 0.958 0,955 0,941 О.9П
Таблица 5,7
Рис. 5.6
Номер БЭ в схеме I 2 3
Код БЭ (табл.5.3) 8 6 7
Элемент XI Z2 CI
Величина парамет- ра элемента 5,06-10“У Гн 1,15-Ю"8 Гн 2,62*10 Ф
Допуск, % -5,8... ...+7,3 -18... .. .+24 -19... ...+17
5.2. РАСЧЕТ СОПРОТИВЛЕНИЙ НАГРУЗКИ ГЕНЕРАТОРА,
ВЫПОЛНЕННЫЙ В ВИДЕ ПОЛОСКОВОЙ АНТЕННЫ
Об1
lli'l
е сведения
При проектировании модуля активной антенной решетки, в которой
выходной активный элемент - полупроводниковый генератор нагружен
непосредственно на входное сопротивление излучателя , возни-
кает задача согласования этого сопротивления с выходным сопротив-
лением активного прибора генератора ZBb( » Согласование достига-
ется путем включения в выходную цепь активного прибора генератора
согласующе-трансформируюшей цепи (СТЦ), нагрузкой которой являет-
ся сопротивление Zex излучателя (рис. 5.7). Чем ближе по величи-
не Z к i , тем более простой будет схема СТЦ.
ffbOC 7 5ДГ
Рис. 5.7 Рис. 5.8 Рис. 5.9
80
В качестве излучателя модуля, выполняемого в печатном исполне-
нии, может быть применена полосковая антенна (ПА) резонансного ти-
па, которая удобно совмещается с элементами модуля fl], Конструк-
тивно такая антенна выполняется в виде, показанном на рис. 5.8.
Она состоит из прямоугольного ленточного проводника I длиной I
и шириной w , расположенного на диэлектрической подложке 2 вы-
сотой к и относительной диэлектрической проницаемостью .
Основание 3 подложки металлизировано. Возбуждение ПА осуществляет-
ся несимметричной полосковой линией передачи 4, присоединенной к
краю ленточного проводника I. Полосковая антенна близка по свойст-
вам прямоугольному резонатору, выполненному в виде отрезка несим-
метричной полосковой линии передачи, заполненной диэлектриком.
Края резонатора образуют две излучающие щели А и Б с размерами
и к , отстоящие друг от друга на расстояние 1Р , приблизительно
равное половине длины волны в линии /L ( Lp = 0,5 ). Ширина
vz полосковой антенны может быть различной, но не более 0,5 Л^ .
Возбуждение ПА может быть осуществлено способом, показанным на
рис. 5.8, а также с помощью коаксиальной линии передачи, внутрен-
ний проводник которой удлиняется и присоединяется к проводнику I
ПА, а наружный соединяется с проводящим основанием 3. Согласование
входного сопротивления ПА с возбуждающей линией передачи может
быть достигнуто смещением точки возбуждения от края щели на рас-
стояние L, (рис. 5.9). Изменение положения точки возбуждения lf
вдоль оси х антенны (рис. 5.9) позволяет получать различные ве-
личины ее входного сопротивления: от ZBX ~ 0,5 2КЗл при iz = О
до - 0 при lj - 0,5, 1р я 0,25 (здесь ZH3J! - сопротив-
ление излучения щели).
Строгий электродинамический расчет ПА является сложной задачей.
Поэтому для определения Z&* ПА заданных размеров применяют при-
ближенные методы. Эту задачу удобно решать на ЭВМ. Для этой цели
можно использовать программы "РА!*1 и "РАЗ", написанные на языке
FORTRAN. Тексты программ заложены в библиотеку абсолютных моду-
лей ЭВМ. Инструкции по пользованию программами ”РА1Я и "РА2” име-
ются в кабинете курсового проектирования кафедры. Программы "PAI"
и "РАЗ”, позволяющие определить 2ВХ ПА, отличаются параметрами
антенны, которые находятся дополнительно после расчета ZBX . Назна-
чение каждой из~ программ и подготовка числового материала для рас-
чета по этим программам излагаются ниже. Формирование колоды пер-
фокарт производится согласно "Инструкции пользователю ЭВМ".
81
Программа nPAIn
Назначением программы является расчет резонансной длины lp ,
частотной зависимости входного сопротивления zgx- ^bx^J^bx ♦
на резонансной частоте прямоугольной полосковой антенны (ПА),
показанной на рис. 5.9 (позиции 1-4 соответствуют приведенным
на рис. 5.8). Величина ZBX вычисляется в точках возбуждения, рас-
положенных на расстоянии 0 < t} < 0,5 Iр по оси . Частот-
ные зависимости zsx находятся для ПА без учета и с учетом потерь
в ее проводниках и диэлектрике. Величина ZBX рассчитывается для
v заданных.значений частот а , определяемых по формуле
* £
Л = , /=1,2....N,
для t точек возбуждения, координаты которых
= * й' = 2*^- 0. При t =0 =0.
Значение КПД вычисляется как отношение на частоте Jp активных со-
ставляющих входных сопротивлений ПА с потерями и без потерь.
Обозначение и наименование исходных данных, формат и порядок
ввода их с перфокарт (в системе СИ) представлены в табл. 5.8.
Таблица 5.8
Номер пер- фокарты Формат ввода Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I EI5.8 н к - толщина подложки
2 EI5.8 W W - ширина ПА
3 EI5.8 Jp - резонансная частота
4 EI5.8 ГЛ 4/ - шаг по частоте
5 t2 N N - число частотных точек
б F5.3 EPS I £г - относительная диэлектричес- кая проницаемость материала под- ложки
7 EI5.8 TGP _ тангенс угла диэлектричес- ких потерь материала подложки
8 EI5.8 SFG б* - удельная проводимость ма- териала проводника
9 12 ТП t - количество точек возбуж- дения
82
Пример формирования числовых данных^ Рассчитать частотную зави-
симость ZBX полосковой антенны с параметрами К - 2-Ю*3 м; W =
= 5-10“2 м; jp = 1,5*I09 Гц, J/ = 50-ICS Гц; N = 15; £г = 2,5;
7-Ю"4; б = 5,8 I07 См/м; t = 5.
На перфокарты набивается следующая информация:
I)uuuUUUUuu2.»M 6)2.5
^ UULJUi-lLJLjLJ^J 5 .0Е-2 ^)uWWl-IULjLJUW 0.7Е-3
^UUUUUt-1 L4 j_f L_l 1- *5 E+9 ^)(_JUJLJt-JUJLJUJLJI_f9* 7
^6 9)u5
5) 15
Программа ’’PA?11
Назначением программы является расчет резонансной длины 1Р ,
частотной зависимости входного сопротивления ZBJ( = Rex+jXex с
учетом сопротивления возбуждающего штыря, а также коэффициента от-
ражения г в точке возбуждения Z7 прямоугольной полосковой антен-
ны (ПА), показанной на рис. 5.9. Возбуждение ПА осуществляется шты-
рем, являющимся продолжением внутреннего проводника коаксиальной
линии передачи с волновым сопротивлением Zg . Наружный проводник
присоединяется к металлизированному основанию 3. Точка возбуждения
полосковой антенны смещена на расстояние Z7 от края ПА по оси х .
Частотная зависимость 2в* рассчитывается в заданной полосе частот,
от начальной до конечной частоты, с шагом Af по частоте.
Таблица 5.9
Номер пер- фокарты Обозначение в программе Наименование вводимого параметра
I В W- ширина ПА
2 Г к - толщина подложки
3 X 1}- смещение штыря вдоль оси
4 ЕР5Р относительная диэлектрическая про- ницаемость материала подложки
5 Z - волновое сопротивление возбуждаю- в щей линии передачи. Ом
6 FN f - начальное отклонение частоты от н резонансной. %
7 ГК i f - конечное отклонение частоты от JK 1резонансной , %
L-J J)K Af - шаг отклонения частоты» %
83
Обозначение и наименование исходных данных, порядок ввода их
с перфокарт приведены в табл. 5.9. Числовой материал перфорируется
на 8 перфокартах по формату P.IJ3.6, На каждой перфокарте с первой
позиции набивается числовое значение одного параметра. Все вводи-
мые геометрические параметры нормированы к длине волны Я в сво-
бодном пространстве, а д у » J/ выражаются в процентах
относительно резонансной частоты.
Пример формирования числовых данных. Рассчитать частотную за-
висимость 2ВХ полосковой антенны с параметрами W = 0,1 Ла ;
Д = 0,003 Яо; ^=0,125^ ; £=0,3; ZB= 73 Ом; Д = -1%
fK = 1%, Af = 0,1%.
На перфокарты набивается следующая информация:
I) 0.1 2) 0.003 3) 0.125 4) 2.3 5) 73 6) -I
7) I 8) 0.1
ЛИТЕРАТУРА
I. Антенны и устройства СВЧ/Под ред. Д.И. Воскресенского. - М,
Радио и связь, 1981.
2. Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов
СВЧ при помощи ЭВМ/Под ред. Р.А. Грановской. - М.: МАИ, 1982.
3. Проектирование генераторов СВЧ на ЭВМ/Под ред. Р.А. Гра-
новской. - М.: МАИ, 1983.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ........ ................ . ................ 3
I. Транзисторные генераторы высокой частоты с внешним
возбужденней..........* . .................................. 4
I.I. Структурная схема и основные параметры генерато-
ра с внешним возбуждением. . ........................... 4
1.2. Электронные режимы транзисторных генераторов , , 7
1.3. Ток коллектора и базы в генераторе на безынерци-
онном транзисторе..................................... 10
1.4. Импульсы коллекторного тока при проявлении инер-
ционности транзистора.................................. 15
1.5. Нагрузочные характеристики транзисторных генера-
торов высокой частоты. ............. 19
1.6. Соотношения для цепи базы транзистора........ 20
1.7. Влияние емкости коллекторного перехода на режим
работы генератора..................................... 21
1.8. Режим умножения частоты...................... 22
Контрольные вопросы . ................................. 24
Литература............................................ 25
П. Высокочастотные цепи транзисторных генераторов . , 25
2.1. Назначение высокочастотных цепей............. 25
2.2. Высокочастотные цепи на основе Г-образных реак-
тивных четырехполюсников ... .......................... 26
2.3. Высокочастотные цепи на основе П-образных реак-
тивных четырехполюсников .............................. 31
Контрольные вопросы................................... 33
Литература. ........................................... 34
Ш. Умножители частоты с использованием нелинейной
емкости п -перехода . ..................................... 34
3.1. Параметры умножителей частоты и диодов с нелиней-
ной емкостью ........................................ 34
3.2. Основные соотношения, характеризующие режим рабо-
ты диодных умножителей частоты ........................ 41
ПК
3,3. Электрические схемы диодных умножителей частоты . 46
Конт рольные вопросы ................................... 51
Лите ратура........................................ 52
1У. Амплитудная модуляция в транзисторных генераторах
с внешним возбуждением................................. 52
4.1. Общие сведения. ................................... 52
4.2. Базовая модуляция смещением................... 60
4.3. Базовая модуляция напряжением возбуждения .... 63
4.4. Коллекторная модуляция............................. 65
Контрольные вопросы................................... 69
• Литература............................ .............. 70
У. Расчет на ЭВМ высокочастотных цепей транзисторных
генераторов................................................. 70
5.1. Расчет согласующе-трансформирующих цепей. .... 70
5.2. Расчет сопротивления нагрузки генератора, выпол-
ненной в виде полосковой антенны.................. 80
Литература.............................................. 84
Гелий Павлович Земцов
Виктор Николаевич Шкаликов
Роза Алексеевна Грановская
Анатолий Иванович Лучанинов
Владимир Михайлович Шокало
Тем. план 1986, поз. 129
lll'i
Ihlhl
Сергей Васильевич Подшивалов
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Редактор Р.М. Белозерова
Техн.редактор А.Г. Мухина
Подписано к печати X5.I0.86
Л 63235
Формат 60x84 I/I6, Бум.типогр. № 2
Усл.печ.л.5,50 ; уч.-изд,л.5,00. Тираж 500
Зак. /16Х2> Цена 30 к.
Ротапринт МАИ
I2587I, Москва, Волоколамское шоссе, 4