Проектирование радиоприёмных устройств. - Сиверс А.П.

Автор: Сиверс А.П.

Теги: электротехника радиотехника радиоэлектронные аппараты

Год: 1976

Похожие

Проектирование радиоприемных устройств

Схемотехническое проектирование и моделирование радиоэлектронных устройств

Справочник. Проектирование дискретных устройств на интегральных микросхемах

Детали механизмов радиоустройств

Текст

FRELA14.ru
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИО-
ПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ

ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
Под общей редакцией А. П. Сиверса
Допущено Министерством высшего и сред-
него специального образования СССР в ка-
честве учебного пособия для студентов ра-
диотехнических специальностей вузов
Москва
«Советское радио»
1976
СФ2.12
Г168
УДК 621.396 62(075)
Проектирование радиоприемных устройств. Под ред. А. П. Сиверса. Учеб-
ное пособие для вузов. М., «Сов. радио». 1976.
Авт.: Клич С. М., Кривенко А. С., Носикова Г. Н. и др.
Излагаются основы и методы проектирования радиоприемных устройств
различного назначения, различных видов сигналов и диапазонов частот. Рас-
сматриваются особенности проектирования радиолокационных, связных, теле-
визионных, радиовещательных приемных устройств и приемников многоканаль-
ных наземных и спутниковых радиорелейных линий связи.
Даются методы проектирования и расчета входных цепей, усилителей ра-
дио- и промежуточной частоты, преобразователей частоты, детекторов, ампли-
тудных ограничителей, систем автоматической и ручной регулировки в радио-
приемниках. Рассматриваются приемники, использующие как биполярные и по-
левые транзисторы в дискретном исполнении, так и интегральные микросхемы.
Излагаемые методы иллюстрируются примерами проектирования и расчета
радиоприемных устройств, в том числе с помощью вычислительных машин.
Книга является учебным пособием по курсовому и дипломному проекти-
рованию радиоприемников для студентов радиотехнических вузов и факуль-
тетов. Она может быть полезна и инженерно-техническим работникам.
Рис. 301, табл. 65, библ. 146 назв.
Клич С. М., Кривенко А. С., Носикова Г. Н., Павлов В. Н., Сарафов Б. В.,
Сиверс А. П., Соколов Ю. П., Станкевич Ю. А., Степанов Ю. П.
Рецензенты:
кафедра радиоприемных устройств Московского энергетического института;
доктор технических наук, профессор А. П. Лукошкин,
Редакция радиотехнической литературы
п 30404-072 q
и--------------За-7о
046(01)-76
© Издательство «Советское радио», 1976
ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящее учебное пособие предназначено для студентов радио-
факультетов вузов, готовящих инженеров по специальностям ра*
диотехника и радиоэлектронные устройства; оно может быть также
полезным студентам других радиоспециальностей.
В существующей учебной литературе недостаточное внимание
уделено особенностям составления структурных схем приемников
разных типов, проектированию приемников СВЧ, использованию ин-
тегральных схем и ряду других современных задач проектирования.
Данное пособие должно в какой-то степени восполнить этот про-
бел. Особое внимание в нем уделено методам расчета приемников
сверхвысоких частот, широко используемых в современных систе-
мах связи, радиолокации, радионавигации, радиоуправления. На-
ряду с методами проектирования приемников на дискретных бипо-
лярных и полевых транзисторах, приводятся методы проектиро-
вания с использованием интегральных микросхем. Отдельная глава
посвящена принципам конструирования радиоприемников и техни-
ко-экономическому обоснованию проектирования.
При написании учебного пособия авторы стремились к такому
методическому изложению материала, которое в максимальной
степени способствовало бы развитию самостоятельных навыков
работы студентов.
В книге отражен опыт коллектива авторов, в который вошли
сотрудники кафедры «Радиоприемные устройства» Ленинградского
ордена Ленина электротехнического института имени В. И. Улья-
нова (Ленина) и работники радиопромышленности.
Введение, гл. 1, 2, §§ 9.1 и 12.2 написаны А. П. Сиверсом; §§ 3.3,
4.3, 5.2 и 8.1 — Носиковой Г. Н.; гл. 10, 11 — 10. П. Степановым;
§§3.4, 4.4, 5.3 — 5.5, 7.6 и 8.4 — С. М. Кличем; §§ 4.1 — 4.4 —
Ю. П. Соколовым; гл. 6 (кроме §§ 6.7, 6.8) — 10. А. Станкевичем;
§§ 9.2—9.4— Б. В. Сарафовым; §§ 6.7, 6.8— В. Н. Павловым;
§ 12.1 и раздел §4.1, посвященный входным цепям с магнитной
антенной — А. С. Кривенко; §§ 3.1, 3.2, 7.1—7.5—Г. Н. Носиковой
и А. П. Сиверсом; § 5.1—Ю. П. Соколовым и А. П. Сиверсом; при-
ложения— С. М. Кличем, А. П. Сиверсом и Ю. А. Станкевичем.
Общее редактирование выполнено А. П. Сиверсом.
Авторы считают приятным долгом выразить искреннюю благо-
дарность за большую и плодотворную работу, проведенную при ре-
цензировании рукописи, сотрудникам кафедры радиоприемных уст-
ройств Московского ордена Ленина энергетического института под
руководством и при участии чл.-кор. АН СССР, д-ра техн, наук,
проф. В. И. Сифорова и д-ру техн, наук, проф. Лукошкину А. П.
ВВЕДЕНИЕ
Радиоприемное устройство состоит из приемной антенны, радио-
приемника и оконечного устройства, предназначенного для воспроиз-
ведения сигналов. В книге рассматривается проектирование радио-
приемников, а типы и параметры антенн и оконечных устройств
учитываются лишь в той мере, в которой это необходимо для проек-
тирования радиоприемников.
Радиоприемники можно классифицировать по ряду признаков,
из которых основными являются: 1) тип схемы; 2) вид принимаемых
сигналов; 3) назначение приемника; 4) диапазон частот; 5) вид ак-
тивных элементов, используемых в приемнике; 6) тип конструкции
приемника.
По типу схем различают приемники детекторные, прямого уси-
ления (без регенерации и с регенерацией), сверхрегенеративные и
супергетеродинные приемники, обладающие существенными преи-
муществами перед приемниками других типов и широко применяе-
мые на всех диапазонах частот. Поэтому данная книга посвящена
проектированию супергетеродинных приемников.
Принимаемые сигналы служат для передачи сообщений или из-
мерения положения и параметров относительного движения объек-
тов. Книга посвящена проектированию приемников обоих видов
сигналов. При этом рассматривается проектирование приемников
сигналов передачи сообщений, которые представляют собой:
1) непрерывные колебания с изменяемой (модулированной)
амплитудой (AM), частотой (ЧМ) или фазой (ФМ);
2) колебания, скачкообразно изменяемые (манипулированные)
по амплитуде (АТ), частоте (ЧТ) или разности фаз (ФРТ);
3) колебания с изменяемой амплитудой, частотой или фазой,
которые обусловлены видеоимпульсами с амплитудной (АИМ),
широтной (ШИМ), временной (ВИМ) или дельта-модуляцией (ДМ),
а также кодовыми группами видеоимпульсов (КИМ).
Принимаемые сигналы могут передавать сообщения от одного
источника или от нескольких.
В книге рассматривается также проектирование приемников из-
мерительных сигналов, с помощью которых можно определить вре-
менные положения, амплитуды, частоты и сдвиги фаз импульсных
или непрерывных сигналов.
По назначению различают приемники связные, радиовещатель-
ные, телевизионные, радиорелейных и телеметрических линий,
радиолокационные, радионавигационные и др. Связные радиоприем-
ники чаще всего служат для приема одноканальных непрерывных
сигналов с AM (с несущей и боковыми полосами), ОБП (однополос-
4
Таблица B.l
Волны Название диапазон., волн Частоты
100—Ю км Мириаметровые 3—30 кГц
10—1 км Километровые (длинные — ДВ) 30—300 кГц
1000—100 м Гектометровые (средние — СВ) 300—3000 кГц
100—10 м Декамегровые (короткие — KR1 3—30 МГц
10—1 м Метровые 30-300 МГц
100—10 см Дециметровые 300—3000 МГц
10—1 см Сантиметровые 3—30 ГГц
10—1 мм Миллиметровые 30—300 ГГц
1—0,1 мм Децимиллиметровые 300—3000 ГГц
ной) и ЧМ или дискретных сигналов с АТ, ЧТ и ФРТ. Радиовеща-
тельные приемники (монофонические) принимают одноканальные не-
прерывные сигналы с AM на длинных, средних и коротких волнах
и с ЧМ на ультракоротких волнах. Приемники черно-белых телеви-
зионных программ принимают непрерывные сигналы изображений
с AM и частичным подавлением одной боковой полосы частот и зву-
ковые сигналы с ЧМ. Приемники цветных телевизионных программ
принимают также сигналы, создающие цветное изображение.
Приемники оконечных станций радиорелейных и телеметрических
линий обычно предназначены для приема и разделения каналов
многоканальных сигналов с частотным и временным уплотнением.
Приемники промежуточных станций радиорелейных линий (на-
земных и спутниковых) отличаются от приемников оконечных стан-
ций тем, что в них не происходит разделения многоканальных
сигналов.
Импульсные радиолокационные приемно-передающие станции
обычно излучают зондирующие радиоимпульсы с фиксированны-
ми периодом следования, длительностью импульсов, амплитудой
и несущей частотой. Приемники таких станций служат для приема
части энергии зондирующих сигналов, отраженной от целей. От-
раженные сигналы могут быть импульсными или непрерывными,
причем информация о целях может содержаться в изменении во
времени амплитуды (или отношения амплитуд) и частоты (или
спектре) сигналов.
Согласно рекомендации МККР (Международного консультатив-
ного комитета по радио) спектр радиочастот делится на диапазоны
(табл. В.1). В настоящей книге будут рассматриваться вопросы про-
ектирования наиболее широко распространенных приемников,
работающих в диапазоне частот 30 кГц— 300 ГГц (на волнах от
10 км до 1 мм).
В качестве активных элементов каскадов приемников, работаю-
щих на частотах 30 кГц—300 МГц, сейчас можно использовать полу-
проводниковые приборы (транзисторы и диоды) и электронные лам-
пы со штыревыми выводами. Предпочтение отдается полупроводни-
5
новым приборам благодаря их преимуществам (малые габаритные
размеры и масса; низкие напряжения и токи питания; большой срок
службы и механическая прочность). Состояние отечественной тран-
зисторной и радиоприемной техники позволяет успешно преодолеть
недостатки транзисторов (большой разброс и зависимость парамет-
ров от частоты, режима и температуры; низкие входные и выходные
сопротивления; наличие внутренней обратной связи и относительно
высокая стоимость) и использовать их во всех каскадах приемников
упомянутого диапазона без ухудшения работы приемников. Лампы
применяются лишь в некоторых специальных приемниках и на более
высоких частотах.
Приемники конструктивно выполняются из отдельных (навесных)
активных и пассивных элементов с печатным или объемным монта-
жом или из готовых интегральных микросхем, представляющих
собой каскады, узлы приемников и даже целые приемники.
Проектирование радиоприемников выполняется согласно тех-
ническому заданию. Обычно в техническом задании указываются:
общие требования, требования к электрическим характеристикам
(диапазон принимаемых частот, чувствительность, избирательность,
качество воспроизведения сигналов, определяемое частотными,
нелинейными и фазовыми искажениями, а также искажениями им-
пульсных сигналов; данные входов и выходов приемника; параметры
ручных и автоматических регулировок; излучение напряжения гете-
родина в антенну, которое характеризует электромагнитную совме-
стимость приемников и т. д.); конструктивные, механические, клима-
тические, технологические, экономические, эксплуатационные тре-
бования (надежность). Приводится также методика измерения
электрических характеристик, климатических и механических
испытаний.
Технические требования на радиовещательные приемники долж-
ны соответствовать ГОСТ 5651—64. Технические требования на при-
емники черно-белого телевидения должны соответствовать между-
ведомственной нормали НПО.202.003 и ГОСТ 18198 — 72. Техни-
ческие требования на остальные приемники согласовываются меж-
ду заказчиком и разработчиком, могут уточняться в процессе
проектирования. Приведем формулировки и содержание отдельных
пунктов технических требований.
Общие требования. В них указываются назначение и место уста-
новки приемника, состав комплекта приемного устройства (антенна,
приемник, оконечное устройство) и аппаратура, с которой должен
работать приемник, но которая не входит в комплект.
Диапазон частот. Приемник может быть предназначен для рабо-
ты на одной или нескольких фиксированных частотах или в не-
прерывном (прерывном) диапазоне частот (fom 1П — /01йах). Для диа-
пазонных приемников определяется число поддиапазонов, коэф-
фициенты перекрытия для них и запасы перекрытия по частоте
между поддиапазонами,
6
Чувствительность. Этот параметр характеризует способность
приемника принимать слабые сигналы. Чувствительность приемника
с небольшим усилением, на выходе которого шумы практически от-
сутствуют, определяется э. д. с. (или номинальной мощностью)
сигнала в антенне (или ее эквиваленте), при которой обеспечивается
заданное напряжение (мощность) сигнала на выходе приемника.
Если чувствительность ограничивается внутренними шумами прием-
ника, то ее можно оценить реальной или предельной чувствитель-
ностью, коэффициентом шума или шумовой температурой.
Реальная чувствительность равна э. д. с. (или номинальной мощ-
ности) сигнала в антенне, при которой напряжение (мощность)
сигнала на выходе приемника превышает напряжение (мощность)
помех в заданное число раз. Предельная чувствительность равна
э. д. с. или номинальной мощности Рдп сйгнала в антенне, при ко-
торой на выходе его линейной части (т. е. на входе детектора), мощ-
ность сигнала равна мощности внутреннего шума.
Предельную чувствительность можно также характеризовать
коэффициентом шума yvo, равным отношению мощности шумов,
создаваемых на выходе линейной части приемника эквивалентом
антенны (при комнатной температуре TQ = 290 К) и линейной ча-
стью, к мощности шумов, создаваемых только эквивалентом антен-
ны. Очевидно,
Рдп ~ Л/оАТоПщ, (J Г)
где k = 1,38 • 10“23 Дж/град— постоянная Больцмана; Пш —
шумовая полоса линейной части приемника, Гц, Р^п— мощность
сигнала, Вт.
Из (В.1) видно, что мощность сигнала, соответствующую его пре-
дельной чувствительности и отнесенную к единице полосы частот,
можно выразить в единицах kTQ:
Дап/Пш = No (kTQ). (В.2)
Предельную чувствительность можно также характеризовать
шумовой температурой приемника на которую надо дополни-
тельно нагреть эквивалент антенны, чтобы на выходе линейной
части приемника мощность создаваемых им шумов равнялась мощ-
ности шумов линейной части. Очевидно, k (То + Тир)Пш
= iVo/?Tonm, откуда
Лтр - T.(Nq- 1). (3.3)
На реальную антенну воздействуют внешние шумы, номинальная
мощность которых АТдПш > &ГОПШ, где Та — шумовая темпе-
ратура антенны. Поэтому на выходе линейной части
/<ПШ (Гд + Тпр) - И1ШТО (Nq - 1 + ТА/Т0),
7
и для получения равенства мощностей сигнала и шумов необходима
мощность
РАп = &ТОПШ (Л70 — 1 + Т'а/Л) > (В.4)
Избирательность. Этот параметр характеризует способность
приемника выделять полезный сигнал из помех. В задании огова-
риваются требования к линейной избирательности: ослабление по-
мех от станций, близких по частоте к принимаемой («соседних кана-
лов»), зеркальных помех и помех, частота которых близка к проме-
жуточной. Ослабление соседних каналов обусловливается шири-
ной полосы при ослаблении в 10, 100 и 1000 раз или коэффициентами
прямоугольности (т. е. .отношением полосы мешания к полосе про-
пускания при том же ослаблении).
«Нелинейная» избирательность определяется величиной и числом
сигналов, обусловленных взаимодействием мешающих сигналов
^ежду собой, с принимаемыми сигналами и с частотой гетеродина
или ее гармониками. В результате этих взаимодействий образуются
колебания промежуточной частоты.
Качество воспроизведения сигналов. При прохождении сигна-
лов по цепям приемника возникают частотные, нелинейные и фазо-
вые искажения. Частотные искажения оцениваются «кривой верно-
сти воспроизведения», т. е. зависимостью коэффициента усиления
от частоты модуляции, нелинейные—коэффициентом нелинейных
искажений при заданном коэффициенте модуляции, фазовые —
нелинейностью фазовой характеристики.
Искажения импульсных сигналов оцениваются длительностями
фронта и среза тф и тс, неравномерностью вершины 6П, выбросом на
вершине Ьъ выбросом в паузе Ь2.
Ручные и автоматические регулировки Требования к ручной
регулировке усиления (РРУ) и полосы (РРГ1) определяются тем,
во сколько раз изменяется выходное напряжение (полоса пропуска-
ния) приемника при действии РРУ (РРП). Требования к автомати-
ческой регулировке усиления (АРУ) характеризуются наибольшим
допустимым изменением выходного напряжения приемника при
заданном изменении входного напряжения и допустимой постоян-
ной времени АРУ.
Требования к автоматической подстройке гетеродина (АП) оп-
ределяются: начальной и остаточной расстройками и максимальной
скоростью отклонения разностной частоты от промежуточной и
минимальным напряжением разностной частоты, нужным для ра-
боты АП.
Входная цепь. В требованиях указывается, с какими типами и
эквивалентами антенн и в каком режиме (согласования и т. д.)
должна работать входная цепь.
Выходная цепь. В требованиях к ней указываются типы и со-
противления нагрузки и необходимое напряжение (мощность) сиг-
нала на ней.
8
В требованиях к источникам питания обычно указывается род
источника напряжения, его стабильность и пульсация и максималь-
ная допустимая мощность.
Проектирование радиоприемников в промышленности обычно
состоит из трех этапов: 1) эскизное проектирование, 2) техническое
проектирование, 3) изготовление и испытание образцов. При эскиз-
ном проектировании составляются оптимальная структурная схема
и чертеж общего вида приемника и проводятся расчеты (а при необ-
ходимости и эксперименты), подтверждающие выполнение техни-
ческого задания. При техническом проектировании составляется и
рассчитывается принципиальная схема приемника, разрабатывает-
ся его конструкция, изготавливается и экспериментально прове-
ряется действующий макет приемника.
В процессе обучения студентов проводится курсовое и диплом-
ное проектирование радиоприемников. При курсовом проектиро-
вании составляются структурная и принципиальная схемы, а также
чертеж общего вида приемника. Расчетами подтверждается правиль-
ность выбора структурной схемы и наиболее важных частей прин-
ципиальной схемы. При дипломном проектировании составляются и
рассчитываются полностью структурная и принципиальная схемы,
разрабатываются чертежи общего вида и основных узлов конструк-
ции приемника и экспериментально проверяются основные положе-
ния дипломного проекта (если это требуется)*.
* Конкретные цифры, указанные далее в тексте, взяты из практики
проектирования приемников.
1
СОСТАВЛЕНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
ЛИНЕЙНОГО ТРАКТА ПРИЕМНИКА
11. СОСТАВ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ ПРИЕМНИКА
Все супергетеродинные приемники состоят из трех основных
частей: линейного тракта, демодулятора и устройств регулировок
(управления) (рис. 1.1). Линейный тракт одинаков для приемников
различных типов. Он состоит из входной цепи (ВЦ), усилителя ра-
Рис. 1,1. Структурная схема супергетеродина с одинарным преобразованием
частоты.
диочастоты (УРЧ), смесителя (С) и гетеродина (Г) преобразователя
частоты, а также усилителя промежуточной частоты (УПЧ).
Если в процессе проектирования выяснится, что требования
к чувствительности по зеркальному каналу выполняются приемни-
Рис. 1.2. Структурная схема супергетеродина с двойным преобразованием ча-
стоты.
ком без УРЧ, то последний можно исключить. Если же приемник,
реализованный по схеме рис. 1.1, не может обеспечить одновремен-
ное выполнение требований к избирательности по зеркальному и
соседнему каналам, то следует использовать супергетеродин с двой-
ным преобразованием частоты (рис, 1.2),
10
При выборе схемы линейного тракта следует учитывать необхо-
димую полосу пропускания, которая существенно влияет на пока-
затели всех каскадов и элементов приемника.
и. РАСЧЕТ НЕОБХОДИМОЙ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ ЛИНЕЙНОГО
ТРАКТА ПРИЕМНИКА
Ширина полосы пропускания линейного тракта П складывается
из ширины спектра радиочастот принимаемого сигнала (Пс), доп-
плеровского смещения частоты сигнала (Д/д) и запаса полосы, тре-
буемого для учета нестабильности и неточностей настроек приемни-
ка (Пнс), т. е.
П = Пс + 2Д/д + П11С. (1.1)
Величина Пнс определяется по формуле
пвс = 2 V(6fc)2 + (6/J2 + (6/H)2+(6/n)2- (1 ’2)
где 6/с и б/г— нестабильности частот сигнала /с (обычно заданная)
и гетеродина /г; 6/н и 6/ц — неточности настроек частот гетеродина
/г и УПЧ /п.
Таблица 11
Тип гетеродина Относительная нестабильность частот в диапазоне
ниже 30 МГц выше 30 МГц
[ Транзисторный Однокас- кадный без кварцевой стабилизации ю-3—ю-4 io-2—10-3
с кварцевой стабилизацией . 10"5^10-7 —
Многокаскадный с умножением часто* ты и кварцевой стабилизацией 10-6— ю-7 10-5— Ю-7
На туннельном диоде — 3-ю-4—10-ь
На отражательном клистроне — 2-10-3—10-6
Относительную нестабильность частоты гетеродина б/р//г можно
определить по данным табл. 1.1. При этом надо учесть, что транзис-
торные однокаскадные гетеродины с кварцевой стабилизацией мож-
но применять на частотах не выше 10 МГц, а без кварцевой стабили-
зации — на частотах не выше 500 2МГц; транзисторные многокас-
кадные гетеродины с умножением частоты и кварцевой стабилиза-
цией— на частотах до 10 ГГц; гетеродины с туннельными диодами —
11
на частотах от 0,5 до 100 ГГц; гетеродины на отражательных клист-
ронах — на частотах от 3 до 50 ГГц. Повышая стабильность гетеро-
динов (за счет температурной стабилизации и т. п.), можно получить
меньшие из величин б/г//г, указанных в табл. 1.1. Увеличивать ста-
бильность необходимо в тех случаях, когда требуется высокая чув-
ствительность приемника, и она сильно падает за счет роста запаса
полосы Пнс- Величина 5/н = (0,003...0,01) /г и падает до нуля
при настройке приемника по принимаемым сигналам. Коэффициент
6/п = (0,0003...0,003) /п.
Допплеровское смещение частоты сигналов, принимаемых от
передатчика, который перемещается относительно приемника
с радиальной скоростью ир, равно
А/д * (У<, (1.3)
где с 3 - 105 км/с — скорость распространения радиоволн. Для
сигналов, которые ретранслируются объектом, перемещающимся
относительно приемопередатчика РЛС,
А/д (2ир/с)/с. (1.4)
Если передатчик и приемник неподвижны относительно друг друга,
то Д/д = 0. Ширина спектра радиочастот Пс различных сигналов
указана в гл. 2.
Если указанных мер стабилизации частоты гетеродина будет не-
достаточно, можно применить автоподстройку частоты гетеродина
(ЧАП) и подсчитать полосу пропускания линейного тракта II =
= Пчап по формуле
Пчап — Пс + (2Д/д + Ппс)/Ачап» (1-5)
где /<чап — коэффициент частотной автоподстройки. Обычно
для обеспечения устойчивости частотной автоподстройки приходит-
ся брать Кчап 15...25.
При использовании фазовой автоподстройки Афдп = оо и
Пфап = Пс + (2Д/д + Пнс)/Афап Пс. (1.6)
При использовании автоподстройки частоты гетеродина полосу
пропускания ВЦ и УРЧ (преселектора) Ппр нужно определять из
соотношения
Ппр - Пс + 2Д/д + 2(6/с), (1.6а)
а полосу пропускания УПЧ—из (1.5) или (1.6). Если приемник
в процессе работы подстраивается на частоту принимаемого сигна-
ла, то можно полагать П ж Пс.
1.3. ВЫБОР ПЕРВЫХ КАСКАДОВ ПРИЕМНИКА
Определив необходимую полосу линейного тракта II, нужно пе-
рейти к выбору первых каскадов приемника, обеспечивающих
требуемую чувствительность. Как было указано во введении, этот
параметр можно характеризовать реальной чувствительностью
12
приемника. Если реальная чувствительность задана в виде величи-
ны э. д. с. Ед сигнала в антенне, при которой отношение эффектив-
ных значений напряжений сигнал/помеха на выходе приемника
больше минимально допустимого отношения уВых или равно ему,
то следует вычислить допустимый коэффициент шума 13] Nn из
условия
ВД(ВДх)-Я ПШ]/4Щ Пш /?А, (1.7)
где увх— минимально допустимое отношение эффективных на-
пряжений сигнал/помеха на входе приемника; Еп — напряженность
Рис. 1.3. Зависимость напряженности
поля внешних помех от частоты:
1 — средний уровень атмосферных помех
днем; 2 — ночью; 3 — при местной грозе;
4 — средний уровень промышленных помех
в городах; 5 — в сельской местности; 6 —
максимальный уровень космических по-
мех.
Рис. 1.4. Зависимость шумовой тем-
пературы приемной антенны от ча-
стоты:
1 — максимальная; 2 — минимальная.
поля внешних помех; йд — действующая высота приемной антенны;
Пш « 1,1П — шумовая полоса линейного тракта; /г = 1,38х
X 10“28 Дж/град—постоянная Бодьцмана; TQ = 290 К—стан-
дартная температура приемника; \/?А — внутреннее сопротивле-
ние приемной антенны. Величины увх определяют из приведенных
в гл. 2 зависимостей увх = ср (увых), где увых— минимально до-
пустимое отношение сигнал/помеха на выходе приемника.
Если реальная чувствительность задана в виде напряженности
поля сигнала Е возле приемной антенны, при которой отношение
сигнал/помеха на выходе приемника больше или равно увых, т0
А/д < 1(Е2/у*х) - FSnj йД/4А<Г0Пш/?а. (1.8)
Если Еп не задана, то ее можно найти из рис. 1.3. Если одно-
временно действует несколько источников помех с напряженностями
поля Едь £п2» то
£§ = £51 + Е52 + ... + Е^. (1.9)
Если реальная чувствительность задана в виде номинальной
мощности сигнала Ра, отдаваемой антенной согласованному с ней
13
приемнику, при которой отношение сигнал/помеха на выходе прием-
ника больше или равно увых, то 13]
ЛГд < (Р^кТ0Пш) - [(Гд/Го) - 11, (1.10)
где Тд — шумовая температура антенны, которая характеризует
интенсивность воздействующих на антенну внешних шумов и кото-
рую можно найти из рис. 1.4.
Так как величины ТА и Еп зависят от частоты, то расчеты по
формулам (1.7) и (1.8), (1.10) следует вести для крайних точек диа-
пазона.
Заметим, что шумовая температура приемника Тпр, которая
иногда приводится для оценки чувствительности, связана с коэф-
фициентом шума М соотношением
М-1 + Тпр/7ф (1.11)
На метровых и более коротких волнах структура внешних по-
мех близка к шумовым; на выходе линейного тракта узкополосных
приемников более длинных волн спектры внешних помех и собст-
венных шумов сходны. Поэтому можно допустить квадратурное
сложение эффективных значений внешних помех и шумов прием-
ника.
Из (1.7)— (1.Ю) видно, что для обеспечения заданной чувстви-
тельности нужно задать достаточно малый коэффициент шума при-
емника Л/д. Получаемый же коэффициент шума супергетеродинного
приемника равен [31
/ Лф — 1 Л'пч-1
= ( Л/вц + — F ---------------h
\ ЛРВЦ Л/-ЪЦЛУРЧ
/УУПЧ~ 1
^РУРЧ 114
(1-12)
где Л/вц, Лф, Лфч, Л\нч—коэффициенты шума входной цепи,
УРЧ, преобразователя частоты и УПЧ соответственно; Крвц»
ЛФурч» ЛФпч — коэффициенты передачи мощности входной
цепи, УРЧ и преобразователя частоты; £ф = 10-0>1РФ/Ф—коэф-
фициент передачи мощности антенного фидера; Рф — погонное зату-
хание (табл. 1.2); /ф—длина фидера.
Если фидеры состоят из ряда отрезков, то надо учитывать, что
каждое сочленение в фидере вносит добавочное затухание: разъемное
(0,005—0,01 дБ), фланцевое (0,02—0,045 дБ) и вращающееся (0,04—
0,08 дБ).
Из (1.12) видно, что для уменьшения коэффициента шума прием-
ника Лф нужно увеличить коэффициент передачи мощности фидера
Лф, уменьшив рф (см. табл. 1.2) и длину фидера /ф, а также выбрать
первые каскады приемника с малым коэффициентом шума и большим
коэффициентом усиления мощности (табл. 1.3).
Максимальным рабочим частотам соответствуют меньшие значе-
ния Лфтах и большие значения усилительных и преобразова-
тельных каскадов. Значения /с приводятся в гл. 7, а значения
14
Таблица 1.2
Тип фидера Чавтота, ГГц Затухание, |3ф дБ/м Волновое сопротивле- ние МРф, Сч
Волновод прямоугольный, медный, посеребренный 75—150 37,5—75 25—37,5 7,5-10 4—6,5 2—3 3,5—7 1,2-2 9 0,46-1 2 0,09—0.13 0,037—0,046 0,015—0.022
Кабель РК-103 коаксиальный 0,045 3 0.05 0,9 74
Кабель РК-120 коаксиальный 0,045 3 0,19 1.1 ' 78
Кабель РК-64 коаксиальный 0,045 3 0,0b 1 190 !
^21э, ^12э и ^22э в приложении 4 и справочниках по транзис-
торам, Из табл. 1.3 видно, что УРЧ имеют меньшие коэффициенты
шума, чем преобразователи частоты. Однако введение и увеличение
числа каскадов УРЧ заметно усложняет приемник, особенно на час-
тотах более 0,4 ГГц и при плавной настройке приемника в широ-
ком диапазоне частот. Поэтому первые каскады необходимо выбирать
из следующих"соображений:
1. Если уровень внешних помех в антенне значительно больше
приведенного к антенне уровня шумов приемника NOt получаемого
даже при отсутствии УРЧ, то бесцельно снижать коэффициент шума
приемника путем введения УРЧ. Такая ситуация может часто воз-
никнуть при приеме сигналов на частотах ниже 30 МГц. Поэтому,
если окажется, что
ВД>5 (4kTQNQR^ (1.13)
то первым каскадом приемника должен быть преобразователь час-
тоты (ПЧ) со смесителем и гетеродином на транзисторах.
2. Если неравенство (1.13) не выполняется, то надо подсчитать
допустимый коэффициент шума Л^д согласно (1.7), (1.8) или (1.10).
Если необходимо принимать сигналы на частотах 30 МГц^
/с^0,4 ГГц, то следует выбрать преобразователь частоты на тран-
зисторе с малым ЛГпйпт и найти Мпч = 4 Л\глпт из табл. 1.3. При
Л^пч ЛГд в качестве первого каскада можно использовать преобра-
зователь частоты. При Л/Пч > необходимо добавить однокаскад-
ный УРЧ на транзисторе с общим эмиттером, обладающем малым
Л'т(пт и большим У21э^12э, определить для него Л\ = 2 Л^пипт и
Kpi =0,15 Y2LJYL23 и подсчитать
Л'о к Nl + (1.14)
15
Таблица 1.3
Вид каскада Часто та,- ГГц Минимально достижимый коэффициент шума A7min Максимально достижи- мый коэффициент передачи по мощности КР max
Усилительный на транзисторе с общим эмиттером СО,4 2Wmin т 0,15У21э/У12э
Усилительный на транзисторе с общей базой СО,4 2 Л'min т 0,25 ^213/^228
Усилительный на транзисто- рах по каскодной схеме СО,4 2Nmm т 0,2Р21э ^12э( У 12э+ ^22э)
Усилительный на туннельном диоде регенеративный 0,3—10 4—10 30—100
Усилительный с лампой бегу- щей волны 1—30 4,5—12 10—100
Усилительный параметриче- ский регенеративный с полупро- водниковым диодом без охлаж- дения 1—30 1,15—1,5 30—300
Усилительный параметриче- ский регенеративный с полупро- водниковым диодом, охлаждае- мый жидким азотом 1—30 1,08—1,3 30—300
Усилительный парамагнит- ный, охлаждаемый жидким ге- лием 1—50 1,02—1,05 50—1000
Преобразовательный на тран- зисторе с общим эмиттером СО,4 4 Л/min т 0,07 У 21Э? У* 123
Преобразовательный на тран- зисторе с общей базой СО,4 4 Л/mm т 0,09 У21э/Г22э
Преобразовательный на тун- нельном диоде 0,3-ю 5—12 10-30
Преобразовательный на полу- проводниковом диоде 1—40 /с//С рпч 0,1—0,2
Одноконтурная входная цепь — 1/^ />вц 1 ( 1 +^св/^св (Шт)
16
Примечание: tc — шумовое отношение полупроводникового диодного
смесителя; Уги, Упэ и Уг2э — прямая, обратная и выходная проводимости
транзистора (в преобразователях этн параметры берутся для промежуточной
частоты); Л^пипт — минимальный коэффициент шума транзистора; Асв
и йСв опт — выбранное и оптимальное значение коэффициента связи между
антенной цепью и входным контуром приемника.
Если опять Nq ЛГд, следует использовать двухка’скадный УРЧ
на том же транзисторе и подсчитать
& N. + [(У2 - 1Жр! ] + [<;Vn4 - 1)/КР1Ы (1.15)
где Л/и Л/2, Крь — коэффициенты шума и передачи мощности
1-го и 2-го каскада УРЧ. Применение более двух каскадов УРЧ
нежелательно из-за сильного усложнения приемника.
3. При приеме сигналов на частотах более 1,0 ГГц внешними
помехами обычно можно пренебречь и принять Еп = 0. В этих слу-
чаях в качестве 1-го каскада можно выбрать преобразователь час-
тоты на полупроводниковом смесительном диоде. Надо учесть, что
преобразователь частоты со смесительным диодом имеет Кр пч < 1
и на коэффициент шума приемника будут заметно влиять шумы
УПЧ. Поэтому в 1-м каскаде УПЧ рекомендуется использовать
транзистор, включенный по схеме с общим эмиттером, с малым
Л/min 7 И большим /213/^123 и определить Л/о по формуле
Nq (tc/Kp пч) + 1(Л/упЧ 1 —\)/Кр пч! — (Аз + Л/упч 1—1)/Кр ПЧ.
(1.16)
где Л/упч i — коэффициент шума 1-го каскада УПЧ, который на-
ходят из табл. 1.3.
При Nq Л/д в качестве 1-го каскада можно использовать пре-
образователь частоты с полупроводниковым диодным смесителем.
4. При Л/о > Л/д 5 в приемнике необходимо иметь УРЧ.
В качестве УРЧ можно использовать один каскад на туннельном
диоде (ТД) или на лампе бегущей волны (ЛБВ). УРЧ на ЛБВ более
устойчив и позволяет усиливать в широком диапазоне частот, но
имеет большие габаритные размеры и требует высокого напряжения
питания.
При наличии УРЧ можно выбрать преобразователь частоты со
смесителем на полупроводниковом диоде, если окажется, что
А/о = А/Р + (k + Nyn4~ П/КрурЛрпч < Л/д. (1.17)
В противном случае следует использовать преобразователь час-
тоты на ТД.
5. Если из (1.16) получим NQ > Л/д, причем Л/д < 5, то можно
использовать любой из следующих типов однокаскадных УРЧ:
параметрический без охлаждения и с охлаждением или парамагнит-
ный. Надо помнить, что при переходе от первого варианта ко второму
и особенно к третьему приемник резко усложняется.
Преобразователь частоты необходимо выбрать со смесителем на
полупроводниковом диоде, если окажется, что согласно (1.17) ЛГ0
17
Таблица 1.4
Частота принимаемых сигналов, МГц Тип транзисторного гетеродина преобразователя частоты
без кварцевой стабилизации с кварцевой стабилизацией
^30 Однокаскадный Одно- или многокаскадный
30-400 Однокаскадный Многокаскадный
>400 Однокаскадный (на ТД) Многокаскадный
Примечание: В диапазоне 3—50 ГГц можно использовать клистрон-
ные гетеродины.
Л^д. В противном случае следует использовать параметрический
преобразователь частоты.
6. При приеме на частотах 0,4—1 ГГц в качестве 1-го каскада
приемника можно применить преобразователь на ТД, если окажется,
что
^0^ ЛГпч</Уд. (1.18)
В противном случае рекомендуется использовать однокаскадный
усилитель радиочастоты и преобразователь частоты на ТД.
7. Разумеется, в случаях 4—6 при очень высоких требованиях
к чувствительности можно применить два и более каскадов УРЧГ
но при этом сильно усложняется приемник.
8. Гетеродины преобразователей частоты выбирают в зависимости
от частоты принимаемых сигналов (табл. 1.4).
В преобразователях частоты смесители и гетеродины реализуют
как на отдельных активных приборах, так и на совмещенных. При
малом отношении промежуточной частоты к принимаемой можно
использовать преобразователи частоты с двухтактными смесителя-
ми, коэффициент шума которых снижается за счет ослабления
шумов гетеродина.
1.4. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
ПРИЕМНИКА
В супергетеродинных приемниках частотная избирательность
определяется в основном ослаблениями зеркального Se3li и сосед-
него (или соседних) SeCIt каналов. В приемниках с одинарным пре-
образованием частоты ослабление зеркального канала обеспечивает
преселектор, ослабление соседнего канала — в основном УПЧ и
частично преселектор. Резонансные характеристики преселектора
и УПЧ должны быть такими, чтобы линейный тракт (преселектор и
УПЧ с преобразователем частоты) обладал полосой пропускания
не меньше заданной П.
Промежуточная частота /п должна лежать вне диапазона прини-
маемых частот fc и обеспечивать:
18
— заданную изоирательность (ослабление Se3K) по зеркально-
му каналу;
— заданную избирательность по соседнему каналу SeCK;
— заданную полосу пропускания линейного тракта П;
— возможность применения контуров с реализуемой доброт-
ностью;
— устойчивое детектирование радиоимпульсов и хорошую
фильтрацию сигналов промежуточной частоты при детектиро-
вании;
— требуемое усиление и устойчивость работы УПЧ;
— малый коэффициент шума Мупч в приемниках со смеси-
телем на полупроводниковых диодах и без УРЧ,
Рис, 1.5. Типовые структурные схемы
емников умеренно высоких частот.
преселекторов радиовещательных при-
Для возможности применения контуров с реализуемой доброт-
ностью нужно иметь fn 200 П. Для устойчивого детектирования
радиоимпульсов длительностью т желательно выбирать /п порядка
(10...20)/т. Для фильтрации сигналов промежуточной частоты
при детектировании AM сигналов с наибольшей частотой модуляции
Лпах следует выбирать /п > 2 fmax, при детектировании ЧМ сиг-
налов С индексом модуляции тч — /;тах/(1 — /Ич).
Средства обеспечения избирательности можно выбирать в следую-
щей последовательности. Сначала обосновываем схему, число и
параметры контуров преселектора, т. е. ВЦ и УРЧ. Для радиовеща-
тельных приемников следует руководствоваться рис. 1.5. Бо-
лее сложные схемы не используются из конструктивных и эконо-
мических соображений, так как перестройка приемника должна
осуществляться блоком конденсаторов, имеющим не более четырех
секций, включая конденсатор гетеродина в преобразователе часто-
ты (ПЧ). Применение более одного каскада УРЧ обычно не тре-
буется для обеспечения чувствительности приемника.
В профессиональных диапазонных приемниках преселекторы
реализуют по более сложным схемам (рис. 1.6). Однако необходи-
мость их перестройки обусловливает отказ от сложных резонансных
систем (фильтров сосредоточенной избирательности) и использо-
вание лишь одиночных контуров или пар связанные контуров, пе-
рестраиваемых в заданном диапазоне частот блоком конденсаторов
19
переменной емкости. Обычно применяют не более двух каскадов
УРЧ, обеспечивающих необходимую чувствительность приемника.
Во всех схемах связь между парами связанных контуров выби-
рается близкой к критической (3 ркр = 1. При р = 1 частотная
характеристика имеет наилучшую форму с точки зрения мини-
мальных искажений при максимальных значениях полосы пропус-
кания, избирательности и коэффициента передачи. Для производ-
ственной унификации все контуры выполняют с одинаковыми за-
туханиями. Исключение составляют первые контуры, служащие для
Рис. 1.6. Типовые структурные схемы преселекторов профессиональных при-
емников умеренно высоких частот.
согласования антенного фидера со входом приемника. Затухание
этих контуров в два раза больше, чем остальных. Варианты 1,3, 4,
7 и 8 (рис. 1.5, 1.6) используют в тех случаях, когда требование вы-
сокой чувствительности приемника является наиболее важным,
варианты 2, 5, 6, 9, 10 и 11—тогда, когда доминируют требование
высокой избирательности. Приемники с фиксированной настройкой
обычно реализуют по аналогичным схемам.
Пользуясь нормированными частотными характеристиками при
больших и малых обобщенных расстройках £ = 1(///с) —
(рис. 1.7, 1.8), (где d9p— эквивалентные затухания контуров пре-
селектора с учетом потерь, вносимых источником сигналов и на-
грузкой), схему преселектора, затухания его контуров и промежу-
точную частоту можно выбирать следующим образом:
Если промежуточная частота приемника /п задана, то следует
выбирать эквивалентное затухание из условия d9p 0,02..,0,01
и определять обобщенную расстройку зеркального канала
U = 4 Ос) 1(/с + /п)/(/с + 2 /П)ЖР, (1.19)
20
при верхней настройке гетеродина и
U = 4 (/п//с) 1(/с - /п)/ (/с - 2 /П)МР, (1.20)
при нижней настройке гетеродина.
Затем необходимо восстановить перпендикуляры к оси абсцисс
рис. 1.7, а или рис. 1.8, а в точках с подсчитанными значениями
|зк = £. Преселектор можно реализовать по простейшей схеме, если
пересечение с ее характеристиками дает ослабление зеркального
канала Se3K больше требуемого. В противном случае рекомендуется
увеличить число контуров преселектора,
Рис. 1.7. Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 1—6
для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек.
Если промежуточная частота /п не задана, то откладываем по оси
ординат рис. 1.7, а или рис. 1.8, а заданное значение Se3K. Из этой
точки проводим горизонтальную линию до пересечения с характери-
стикой простейшей схемы преселектора. Из точки пересечения опус-
каем перпендикуляр на ось абсцисс и находим нужную обобщенную
расстройку £ = £зк. Затем положив с/эр > 0,02...0,01, рассчитываем
промежуточную частоту
/п 0,25 Езн;'ЛР. (1.21)
ПРИ /п^С/с- Если /п получалась слишком большой, то рационально
увеличить число контуров преселектора.
В диапазонных приемниках схемы преселектора и частоту /п
Следует Выбирать ДЛЯ /с = /стах-
Теперь переходим к выбору средств обеспечения избирательности
по соседнему каналу. При П//п>2,82 d3 = 0,014 (если положить
<4 0,005) и высоких требованиях к избирательности по соседнему
каналу рационально применить фильтр сосредоточенной избиратель-
ности (ФСИ) на промежуточной частоте, так как в этих условиях
21
ФСИ может дать лучшую избирательность, чем УПЧ с распределен-
ной избирательностью (УПЧ-Р), Добавочным преимуществом ФСИ
является сосредоточение средств избирательности перед усилителем,
что уменьшает опасность дискретных помех, Наконец, частотная
характеристика ФСИ меньше зависит от изменения параметров тран-
зисторов, чем характеристика УПЧ-Р.
При использовании ФСИ необходимое усиление сигналов по про-
межуточной частоте обеспечивают резистивные или одноконтур-
ные настроенные каскады, полоса которых в 3—5 раз шире полосы
ФСИ.
Рис. 1.8. Нормированные частотные характеристики преселекторов схем 7—11
для больших (а) и малых (б) обобщенных расстроек.
Для выбранного преселектора вычисляем обобщенную расстрой-
ку для краев полосы пропускания приемника П из выражения
LP к П//Л₽. (1.22)
Для полученной £пр находим из рис. 1.7, б или 1.8, б ослабление
Senp, создаваемое преселектором. Рассчитаем ослабление Seuu,
которое можно допустить в ФСИ, из выражения
Seun - (3—Senp) [дБ]. (1.23)
Для выбранного преселектора определяем обобщенные расстрой-
ки для соседнего канала из выражения
?скр “ £пр ’ 2Д/СК/П, (1.24)
где Д/ск — расстройка для соседнего канала.
Для вычисленных значений BtKD = £ по кривым рис. 1.7, б или
1.8, 6 находим ослабление Se = SeCK р соседнего канала, создавае-
мое преселектором,
22
Определяем ослабление соседнего канала 5еСкп, требуемое от
ФСИ»
SeCK „ = Se к — Sec„ р, (1.25)
где SeCK— полное ослабление соседнего канала, требуемое в при-
емнике.
Методика детального расчета ФСИ по заданным величинам Senu
и SeCK п излагается в гл. 6.
Пример 1.1. Требуется выбрать средства обеспечения избира-
тельности супергетеродинного приемника по зеркальному и сосед-
нему каналам.
Исходные данные: fc = 4000 кГц; П = 40 кГц; 2 Д/Ск = 80 кГц;
Se8K — 100 дБ; SeCK = 25 дБ.
Расчет.
Выбираем схему 6 (рис. 1.5) преселектора и ?зк = 30 дБ « 30
из рис. 1.7, а. Принимаем d9p = 0,016 и вычисляем /п == 0,25х
ХЗО • 4000 • 0,016 » 500 кГц (1.21). Подсчитываем П//п = 0,08
и выбираем УПЧ с ФСИ. Определяем по (1.22) £пр = 40/4000х
X 0,016 = 0,6 и из рис. 1.7, б Senp = 1,2 дБ. Находим по (1.23)
$епп = з—1,2 = 1,8 дБ. Затем рассчитываем из (1.24) £ск р =
= 0,6 • 80/40 = 1,2 и из рис. 1.7, б определяем SeCK р — 3,75 дБ.
Наконец, получаем из (1.25) SeCK п = 25—3,75 = 21,25 дБ.
При П//с 0,014 для обеспечения избирательности по соседне-
му каналу рационально использовать УПЧ-Р. Если П/Д, настолько
мало, что УРЧ дает Senp 0,2 дБ, то можно полагать, что 5еПп ~
& 3 дБ и использовать для выбора схем, числа контуров и их за-
туханий методику, изложенную в гл. 6. Если в табл. 6.1 отсутствует
необходимый вариант, можно перейти к схеме супергетеродина
с двойным преобразованием частоты. При этом желательно выбрать
одноконтурный настроенный УПЧ-Р или двухконтурный УПЧ-Р
с максимально плоской вершиной частотной характеристики, так
как остальные устройства дают иногда лучшую избирательность,
но их частотные характеристики значительно изменяются при изме-
нении параметров транзисторов.
Пример 1.2. Требуется выбрать средства обеспечения избира-
тельности супергетеродинного приемника по зеркальному и сосед-
нему каналам.
Исходные данные: fc = 1000 кГц; П = 1 кГц; /п = 150 кГц;
2 Д/ск = 3,5 кГц; Se3K = 90 дБ; Secit = 20 дБ.
Расчет
Принимаем d9p = 0,0125 и вычисляем по (1.19)
Езк = [(1300/1000) — (1000/1300)1/0,0125 = 40.
Находим, что преселектор следует реализовать по схеме 7 на
рис. 1.6, Подсчитываем П//п ~ 1/150 0,006 и выбираем УПЧ-Р
с одноконтурными каскадами.
23
Определяем по (1.22) £пр = 1/1000 • 0,0125 = 0,08 и из
рис. 1.8, б Senp « 0 дБ. Тогда из (1.23) получаем Senn = 3 дБ.
Из табл. 6.1 выбираем УПЧ с п = 4, который имеет КПо,1<
<А/СК/П = 3,5 и d3 = 2,3 П//п = 0,015 > 0,01.
Если при П/Д. < 0,014 УРЧ в полосе П дает ослабление Senp >
>0,2 дБ, то можно рекомендовать более точный способ выбора схем,
числа контуров и их затуханий, чем описанный ранее. В этом случае
на основании (1.22) находим £пр а из рис. 1.7, б или 1.8, б — значе-
ние Senp- Затем с помощью (1.23) рассчитываем Senn и задаемся ря-
дом чисел каскадов УПЧ-Р. Подсчитав для каждого числа каскадов п
Senl = Senn/n [дБ], (1.26)
находим из кривых рис. 1 9 относительные расстройки £пу, а из
рис. 1.10 ослабление соседнего канала на каскад SeCItl при относи-
тельных расстройках
U ПУ - ?ПУ • 2 А/ск/П. (1.27)
Затем определив £ск р из (1.24), находим по кривым рис, 1.7, б или
1.8, б величину SeCK р и для нее
SeCH = п SeCH1 + SeeK р. (1.28)
Далее рассчитываем затухание контуров
d, = ПОпу (1.29)
для одноконтурных настроенных каскадов или
4 = П/2 Мпу. (1.30)
для двухконтурных каскадов с параметром связи £ = PKD.
Схему и число каскадов УПЧ надо выбрать так, чтобы ослабление
соседнего канала было больше требуемого, а затухание контуров
> 0,01. Если это не удается, следует перейти к схеме супергете-
родина с двойным преобразованием частоты.
Пример 1.3. Требуется выбрать средства обеспечения избиратель-
ности супергетеродинного приемника по зеркальному и соседнему
каналам.
Исходные данные: fc = 2000 кГц; П = 7,5 кГц;
Д/ск — кГц; /ц = 300 кГц; St?3K = 90 дБ; SeCK = 20 дБ.
Расчет
Принимаем d9p = 0,0125 и вычисляем по (1.19) |8К =
= [(2600/2000) — (2000/2600)1/0,0125 = 40. Находим из рис» 1.8, б,
что преселектор следует реализовать по схеме 7 рис. 1.6. Подсчи-
тываем П//п = 7,5/300 = 0,025 и выбираем УПЧ-Р с двухкон-
турными каскадами.
Определяем из (1.22) £Пр — 7,5/2000 • 0,0125 = 0,3 и из
рис. 1.8 Senp= 1,2 дБ. Из (1.23) получаем Senn = 3—1,2 — 1,8 дБ.
Затем берем различное число п каскадов УПЧ-Р и для них рас-
считываем ослабление Seni из (1.26); из рис. 1.9 gIly; из (1.27)
24
Рис. 1.9. Нормированные частотные
характеристики одноконтурного и
двухконтурного каскада УПЧ для ма-
лых обобщенных расстроек.
Рис. 1.11. Нормированные частотные
характеристики преселектора прием-
ника сантиметровых волн в виде по-
лосового фильтра из п связанных
контуров.
Рис. 1.10. Нормированные частотные
характеристики одноконтурного и
двухконтурного каскада УПЧ для
больших обобщенных расстроек.
25
?сн пУ; ИЗ рис. 1.10 SeCK1; из (1.24) ?ск р; из рис. 1.9 SeCK р; из (1.28)
SeCK; из (1.30) с/рр.
По результатам расчетов составляем табл. 1.5
Таблица 1.5
'1 Scnl- дБ Ч.у ^ск пу 5ескГ дБ SeCK, дБ 0,5dp
1 1,8 0,82 1,64 11,7 13,45 0,008
2 0,9 0,67 1,34 6,2 14,15 0,009
3 0.6 0,6 1,2 5 16,75 0,01
4 0,45 0,57 1,14 4,3 18,95 0,011
5 0,36 0,55 1,1 3,8 20,75 0,012
Примечание. Для любого числа каскадов £ск р=0,6 и 5еСкрв1,75 дБ.
Выбираем УПЧ-Р с пятью каскадами и d9 — 0,024.
В диапазонных приемниках величину £Пр определяем при /с =
= /с пип. При этом нужно учесть, что затухание d9p mln на /ст1п
может отличаться от d9p. Для первоначальных расчетов можно при-
нять d9p mlD = (4Эр/£пд. Определив входную цепь и УРЧ, следует
найти <^р mIn для всех контуров преселектора и затем пересчитать
Senp и 5епп УПЧ.
Если необходимо большое Se3H и широкая полоса преселектора
(например, в приемниках длинных волн), то линейный тракт можно
реализовать по смешанной схеме, используя одноконтурные кас-
кады УРЧ с большим ослаблением на границах полосы П и двух-
контурные каскады УПЧ с большим провалом в середине частотной
характеристики. Параметры такого линейного тракта можно опре-
делить из табл. 6.1.
Следует помнить, что частотная характеристика линейного трак-
та может заметно меняться при изменении параметров транзисторов
УПЧ и при перестройке УРЧ.
При выборе средств обеспечения избирательности приемников
сантиметровых волн следует руководствоваться изложенной методи-
кой, используя кривые рис. 1.11 вместо кривых рис. 1.7, а и 1.8, а.
Определяя из рис. 1.11 Se,Jb и надо полагать, что:
1) при одноконтурной входной цепи, состоящей из резонансного
разрядника защиты приемника радиолокационной приемопередаю-
щей станции,
п = 1 nd9p - 0,01...0,005; (1.31а)
2) при апериодической входной цепи и однокаскадном УРЧ
на ТД с одним контуром
/г = 1 и = d (I — ЛРеГ); (1.316)
26
3) при апериодической входной цепи и однокаскадном парамет-
рическом УРЧ
Л = 1 И 4р = 0,5 (1 — брег); (1.31в)
4) при апериодической входной цепи и однокаскадном двухкон-
турном параметрическом УРЧ
п = 1 и d9p = d (1 — брег)/(1 + dc/dx); (1.31г)
5) при входной цепи с полосовым фильтром из п связанных
резонаторов без УРЧ или при апериодической входной цепи и УРЧ
с полосовым фильтром из п связанных резонаторов п равно числу
резонаторов в фильтре и d9p = 0,003.
В формулах (1.31) d — собственное затухание резонатора пресе-
лектора, dc и dx — затухания «сигнального» и «холостого» контуров
параметрического двухконтурного УРЧ; брег — 0,8...0,9 — коэф-
фициент регенерации УРЧ. - V Г
\/ При выборе средств обеспечения избирательности приемника сан-
тиметровых волн с однокаскадным УРЧ на ТД или однокаскадным
параметрическим УРЧ с полосовым фильтром из п резонаторов,
включенным после УРЧ, надо пользоваться также кривыми рис. 1.11.
Ослабление зеркального канала Se;w преселектором будет равно
Se3K УРЧ (определенному по рис. 1.11), умноженному на Se8K
фильтром (определенному также по рис. 1.11 для п резонаторов
фильтра).
В супергетеродинах с двойным преобразованием частоты рацио-
нально выбирать частоту настройки 1-го гетеродина выше частоты
сигнала, как показано на рис. 1.12. При этом уменьшается требуемый
fin fnz Гп1
h & Г
Рис. 1.12 Расстановка частот гетеродинов и частотных характеристик УРЧ,
УПЧ-1 и УПЧ-2 супергетеродина с двойным преобразованием частоты.
Г коэффициент перекрытия диапазона 1-го гетеродина и вычитаются
' вызванные однозначными уходами частот 1-го и.2-го гетеродинов
изменения второй промежуточной частоты [п2.
Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-го и 2-го гете-
родинов можно образовать эти частоты путем умножения частоты
общего задающего генератора. В приемнике с фиксированной на-
стройкой можно при этом использовать один кварцевый резонатор
для стабилизации частот 1-го и 2<о гетеродинов. При расстановке
частот, показанной на рис. 1.12, могут появиться зеркальная помеха
относительно частоты 1-го гетеродина ^к1 = /с + 2/п1 и помеха
^ак2 = fc — 2 /п2, которая после первого преобразования частоты
27
превращается в/п14- 2/п2 и становится зеркальной относительно час-
тоты 2-го гетеродина. Помеха /зк] должна быть ослаблена в пре-
селекторе. Помеха /зк2 может быть ослаблена в УРЧ и УПЧ-1,
но так как /П2 <С /с и /ni<C7c> то /зк2 ослабляется главным образом
в УПЧ-1.
Выбор схем преселектора и определение /пь если она не задана,
ведутся по изложенной ранее методике. При этом следует найти
ослабления, создаваемые преселектором в полосе П, соседнего кана-
ла SeCIt р, 1-го и 2-го зеркальных каналов Se3K1 и Se3K2.
На первой промежуточной частоте можно использовать как
УПЧ-1Р, так и ФСИ-1 Средства избирательности УПЧ-1РиФСИ-1
можно проектировать аналогично УРЧ При этом следует опре-
делить ослабления, создаваемые УПЧ-1 или ФСИ-1: в полосе П,
соседнего канала SeCKn, 2-го зеркального канала Se3K2.
Проектирование средств избирательности на второй промежуточ-
ной частоте (УПЧ-2Р или ФСИ-2) не отличается от проектирования
УПЧ-Р или ФСИ супергетеродина с одинарным преобразованием
частоты.
Пример 1.4. Требуется выбрать средства обеспечения избиратель-
ности по зеркальному и соседнему каналам.
Исходные данные'. fc = 8000 МГц; П = 1 кГц; 2 А/Ск = 2 кГц;
Se3K = 60 дБ; SeCK = 20 дБ:
Расчет
Выбираем схему 7 рис. 1.6 преселектора и из рис. 1.8, б находим
сзк = 14. Так как П//п = 1/300^0,003; 2А/СК/П = 2 и d9 ~ip (п)//п =
= 0,0035, то ФСИ и УПЧ-Р с одноконтурными или двухконтурны-
ми каскадами не годятся. Выбираем схему с двойным преобразова-
нием частоты и схему 3 преселектора. Из рис. 1.7, б находим £зн р =
= 30 дБ. Из (1.21) вычисляем /П1 = 0,25 • 30 8000 • 0,0125 =
= 750 кГщ Для УПЧ1 берем схему 3 рис. 1.5 и из рис. 1.7, а уста-
навливаем, что Se3K2 = 60 дБ Из (1.21) подсчитываем /п2 = 0,25 X
ХЗО • 750 • 0,0125 « 80 кГц.
Определяем Нзк2 = 4 • 160/8000 0,0125 = 6 и из рис. 1.7, а
Se3K2 « 0 дБ. Выбираем по табл. 6.1 п = 3, ip (и) = 0,98 и d9p =
= 0,98 • 1/80 = 0,012. Ослабление в полосе П в УРЧ, УПЧ1 и
УПЧ2 составляет при £пр = 0,01, £П1 — 0,1 и £Пг = U согласно
рис. 1.7, б 0 дБ То же относится к ослаблению соседнего
канала в УРЧ и УПЧ Г
В результате описанных процедур оказываются выясненными:
1) схема, число и затухания контуров преселектора, т. е. вход-
ной цепи и УРЧ;
2) тип средств избирательности по промежуточной частоте
(УПЧ-Р или ФСИ);
3) схема, число каскадов и затухания контуров УПЧ-Р;
4) необходимость применять двойное преобразование частоты
и упомянутые параметры УРЧ, УПЧ-1 и УПЧ-2.
28
В приемниках с несколькими поддиапазонами преселектор с вы-
бранным числом контуров и минимальными затуханиями должен
дать требуемое Se3K и допустимое Senp на краях полосы приемника
П, на поддиапазоне, ограниченном максимальной частотой настрой-
кй приемника.
На остальных поддиапазонах можно увеличить затухание кон-
туров преселектора или уменьшить их число, чтобы сохранить до-
пустимое Senp- При коэффициентах поддиапазона Апд С 3 затухание
контуров преселектора d можно считать постоянным в пределах каж-
дого поддиапазона.
1,5. ВЫБОР СРЕДСТВ ОБЕСПЕЧЕНИЯ УСИЛЕНИЯ ЛИНЕЙНОГО
ТРАКТА
Необходимое усиление сигналов в линейном тракте следует обес-
печить при достаточной устойчивости каскадов (возможно меньшем
их числе), используя экономичные электронные приборы. Если чув-
ствительность приемника задана в виде э. д. с. сигнала в антенне
Еь или напряженности поля сигнала Е у приемной антенны с дей-
ствующей высотой Ад, то коэффициент усиления линейного тракта
Кол должен быть равен
КОл = Un/E^2 = ип/Е1гпУ2, (1.32)
где Un амплитуда сигнала на выходе УПЧ приемника. Требуемые
величины Un для различных типов приемников приведены в гл. 2.
Если чувствительность приемника задана в виде мощности сиг-
налов в антенне то коэффициент усиления линейного тракта
Лол должен быть равен
K^ = UjV2P7Ra, (1.33)
где /?а— активное сопротивление антенны.
При выборе средств обеспечения чувствительности и избиратель-
ности приемника (§ 1.3 и 1.4) были определены: схема входной цепи;
число каскадов и схема УРЧ; тип преобразователя частоты; схема
и число каскадов УПЧ, необходимых для обеспечения избиратель-
ности.
Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта можно
начать с определения коэффициента усиления преселектора (ВЦ и
УРЧ). Заметим, что в транзисторных приемниках длинных, сред-
них, коротких, метровых и дециметровых волн каскады преселек-
тора характеризуются коэффициентами усиления по напряжению
Kq, тогда как в приемниках сантиметровых и миллиметровых волн
каскады преселектора характеризуются коэффициентами усиления
по мощности Лр. Поэтому в транзисторных приемниках коэффи-
циент усиления преселектора Лопс можно найти из выражения
Лопе — ЛоВцЛо»
(1.34)
29
Таблица 1.6
Схема Рабочая частота поддиапазона
начало fc max середина конец 1с min
Одноконтурная входная цепь в транзисторном при- емнике с настрой- кой емкостью с индуктивной СВЯЗЬЮ При f a min 1 1 1
774р 87d9p 100d&p
с внешней емкост- ной СВЯЗЬЮ 1 i+C I
<,р 200*2д dap l00d9p
С коаксиальной линией или объемным резонатором 1 iOOd-ap
где /Со вц—коэффициент передачи входной цепи; /<0—коэф-
фициент усиления одного каскада УРЧ и п — число каскадов
УРЧ.
В приемниках с фиксированной настройкой коэффициент пере-
дачи входной цепи /<0 вц можно рассчитать по формуле
/Со вц = ВЧР, (1.35)
где df)p — затухание контуров входной цепи, которое определяется
в § 1.4; В = 0,01 для одноконтурной входной цепи и В =
= 0,010/ (1 + 02) для входной цепи с парой связанных контуров
с одинаковыми затуханием и параметром связи 0.
Коэффициент усиления каскада УРЧ в приемнике с фиксирован-
ной настройкой может достигать величины коэффициента устойчи-
вого усиления /<уст
Ко</Суст. (1.36)
Для каскадов с общим эмиттером или общим истоком
КУС1 0,45 (| У213|/| У129|). (1.37)
Для каскадов с общей базой или общим затвором
AyCi ~ §12а/^22Э* (1.38)
Для каскодной схемы типа ОЭ — ОБ или ОИ — 03
« 6,451 Yw I //|Г12э|(|Г12з + Г22э|), (1.39)
и для схем ОЭ — ОЭ и Oi l — ОИ
/Сусг 0,451 У21э I /1 ^12э 1« (1.40)
В приемниках с переменной настройкой нужно предварительно
разбить диапазон приемника на поддиапазоны и выбрать способ
настройки. После этого надо подсчитать для трех точек поддиапа-
зона, ограниченного максимальной частотой настройки приемника,
зэ
Таблица 1.7
Схема Рабочая частота поддиапазона
начало max середина конец fc min
С общим эмиттером (истоком ) 1 ,2Хуст 0,5КуСТ(14“1,2/k пд) Хуст
Хпд
С общей базой {затвором) 1, 2Х урт 0,5Луст(1 Ху СТ
^ид
С*туннельным диодом — 8—10 —
Параметрический - 8—10 —
Каскодная схема — Хус т —
Примечание: схемы с ОЭ (ОИ) и ОБ (ОЗ) настраиваются измене-
нием емкости контура.
коэффициент передачи входной цепи Л"о вц по формулам табл. 1.6
и коэффициент усиления каскада Ки УРЧ по формулам табл. 1.7.
Далее следует найти коэффициент усиления преселектора Коао
по формуле (1.34), взяв при этом минимальные значения Довц и
Ко. Требуемый коэффициент усиления по напряжению УПЧ и пре-
образователя частоты с транзисторным смесителем равен
КОи=Кал WoBu№, (1-41)
где ka — 2...3 — коэффициент запаса усиления, учитывающий ста-
рение электронных приборов, расстройку контуров и уменьшение
-напряжений питания в процессе эксплуатации.
В приемниках сантиметровых и миллиметровых волн с УРЧ на
ЛБВ, УТД и ПУ и преобразователями частоты на полупроводнико-
"Вых диодных смесителях каскады преселектора характеризуются
коэффициентом передачи (усиления) по мощности
КРс = КРвиКпРКРач/Ьф, (1.42)
Где £ф — коэффициент передачи мощности антенно-фидерной линии;
Л>вц — коэффициент передачи мощности входной цепи; Кр —
коэффициент усиления мощности одного каскада УРЧ; п — число
каскадов УРЧ; Кр п,—коэффициент передачи мощности преоб-
разователя частоты.
Величины Кр max указаны в табл. 1.3. Амплитуда напряжения
. Промежуточной частоты на выходе диодного полупроводникового
. смесителя (на входе УПЧ) при согласовании
" вх = К 2Рл Арвц КпР Кр пч /Ьф , (1.43)
31
где £вх—активная входная проводимость 1-го каскада УПЧ,
Требуемый коэффициент усиления УПЧ по напряжению
Копт = (Ь44)
(Порядок выбора числа каскадов, обеспечивающих необходимое уси-
ление и устойчивость УПЧ, излагается в гл. 6.)
1.6. ВЫБОР УСТРОЙСТВ УПРАВЛЕНИЯ НАСТРОЙКОЙ ПРИЕМНИКОВ
Приемники служат для приема сигналов на одной или несколь-
ких фиксированных частотах либо на любой частоте в пределах за-
данного диапазона или заданных диапазонов частот. Соответствен-
но различают приемники на фиксированную частоту (фиксированные
частоты) и диапазонные приемники. При настройке изменяются ре-
зонансные частоты контуров входной цепи, каскадов УРЧ и гетеро-
дина преобразователя частоты. При низких требованиях к избира-
тельности контуры входной цепи и каскадов УРЧ можно не перест-
раивать и изменять лишь резонансную частоту контура гетеро-
дина.
Таблица 1.8
Тип резонаторов Способ настройки А> *пд шах
Резонансный контур с сосре- доточенными постоянными Конденсатором переменной емкости Катушкой переменной индук- тивности Варикапом Реактивным транзистором 2,5—3 1Л—1.5 1,3-1,5 1,1-1,15
Контур гибридный — 1,3-5
Коаксиальная резонансная Закорачивающим поршнем 1,4—2
линия, четвертьволновая Подстроечным конденсатором 1,08—1,1
Объемный резонатор Введением настроечных дис- ков и штырей Перемещением стенок-порш- ней Деформацией стенок о о т г । — — КЗ о ОС ел
В приемниках с двойным преобразованием частоты можно также
фиксировать настройку контура 1-го гетеродина и перестраивать
контуры входной цепи, каскадов УРЧ, УПЧ-1 и 2-го гетеродина.
Входная цепь, каскады УРЧ и УПЧ-1 могут иметь пары связанных
контуров и многоконтурные фильтры; однако обычно эти элементы
приемников являются одноконтурными. На частотах менее 300 МГц
используют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными.
В диапазоне 300—3000 МГц применяют гибридные контуры, полос-
32
ковые и коаксиальные резонансные линии, а на частотах более
| 3000 МГц — объемные резонаторы и полосковые резонансные ли-
Ц НИИ.
Ц, Возможные способы настройки резонаторов различных типов
1.сведены в табл» 1.8. В ней же приведены максимально достижимые
К величины коэффициентов поддиапазона шах = fQ max//0 т1п,
ЕгдеД)тах и /0 min — максимальные и минимальные резонансные
В частоты контуров различных типов.
Е , Управление настройкой может вестись механическими (электро-
В механическими) приводами или изменением напряжений на элемен-
Ктах настройки. При механических приводах применяется плавная
Цперестройка верньерами. С приводами связаны шкалы с указателями
Шчастоты, на которую настроен приемник, Фиксированные частоты
[Бнастройки меняются кнопочными или поворачивающимися переклю-
Е чателями.
ЕГ При проектировании устройств настройки нужно: выбрать способ
В^Настройки контуров; разбить диапазон приемника на поддиапазоны;
^обеспечить заданную точность настройки и настройку контуров
Водной рукояткой, если требуется. Рационально проектирование
Вначать с решения вопроса о том, следует ли разбить диапазон
ЖЙриемника на поддиапазоны (если это не задано техническими тре-
Ьбованиями к приемнику) и если нужно делить, то сколько поддиапа-
Кзонов нужно взять.
К- С увеличением числа поддиапазонов: 1) уменьшается плотность
Ювастройки, что увеличивает точность градуировки и установки час-
Ш|готы; 2) облегчается выполнение противоречивых требований к из-
||®ирательности и полосе пропускания; 3) уменьшаются габариты
||Клока переменных конденсаторов настройки; 4) облегчается полу-
^Кение постоянства усиления внутри поддиапазонов; 5) упрощается
||дноручечная настройка приемника. Но с ростом числа поддиапазо-
Ишов усложняется устройство переключения поддиапазонов и увели-
КЬваются габариты, масса, стоимость, сложность эксплуатации
^шриемника.
Диапазон приемника можно разбивать на поддиапазоны с по-
В|К)янными коэффициентами поддиапазонов /?пд; с постоянной ши-
йЖиной поддиапазонов и комбинированным способом, В первом слу-
11||ае все поддиапазоны имеют одинаковые коэффициенты поддиапазо-
||||ьв £пд; во втором— все поддиапазоны имеют одинаковую ширину
Kgh Д/д ~ /о щах /о mini (1*45)
IK Третьем часть поддиапазонов имеют одинаковые йпд, а другаж
Д^сть — одинаковые Д/д.
Иу Если при проектировании задается постоянный АПд> то мы
Изучаем
К = [Лпд/(1 + №, (1.46)
Н||в &пдо = /omaxo^ominu— коэффициент диапазона приемника;
ВЙгпихо и /о min о — максимальная и минимальная частоты диапазона
Зак. 895 33
приемника; у = 2...5% — запас перекрытия поддиапазона для ком-
пенсации производственных допусков; ид — число поддиапазонов
приемника.
Из (1.46) находим соотношение для выбора числа поддиапазонов
5^ 1g ^пдс/lg &пд* (1-47)
Если при проектировании задается точность установки частоты
Д/н приемника (обусловленная конструкцией шкалы и устройства
настройки), то ширина поддиапазона должна быть
Д/д > Д/.нй/ш/Д/ш, (1.48)
где — длина шкалы настройки приемника; Д/ш— минимальное
расстояние ме^вду делениями шкалы, равное 0,003—0,1 мм при оп-
тических шкалах и 0,5—1 мм при обычных шкалах. Формула (1.48)
получена для прямочастотных шкал, по которым настройка может
быть установлена с точностью до \/k части деления шкалы.
Если взять все одинаковыми (что конструктивно наиболее
просто), то наибольшую ширину Д/д будет иметь поддиапазон,
ограниченный максимальной частотой настройки приемника, обла-
дающий
t < Готах Готах /1 д Q\
Липах — Д/д /отах А/н
При этом число поддиапазонов должно быть равно
Пд > 1g fenjw/Ug Barnin — 2 1g (1 + T)l. (1.50)
Если взять Д/д одинаковой для всех поддиапазонов, то их чис-
ло должно быть равно
(йпд-1)/0 mlnMZa (1 + у)2. (1.51)
Легко убедиться, что п.д> па.
Контуры диапазонного приемника обычно настраивают, изме-
няя емкость, В этом случае после разбивки диапазона на поддиапа-
зоны можно вычислить максимальную емкость переменного конден-
сатора настройки контура из выражения
Ск шах = П11п + С. (^д - 1), (1.52)
где Ск тах и Сц т1п — максимальная и минимальная емкости кон-
денсатора настройки; Со — начальная емкость контура и Лпд ==
= /о max/fo min — коэффициент поддиапазона.
При известных Со и йцД выражение (1.52) позволяет выбрать
Ск шах и mln нужного переменного конденсатора. Все контуру
преселектора и гетеродина перестраиваются общим блоком пере-'
менных конденсаторов, состоящим из одинаковых секций. Входная
цепь имеет меньшую Со, чем каскад УРЧ, так как к контуру входной
цепи подключен лишь один транзистор.
Контур гетеродина при верхней настройке требует меньшего
коэффициента поддиапазона. Поэтому блок переменных конденса-
34
А*, торов следует выбирать так, чтобы обеспечить необходимый коэф-
'? фяциент поддиапазона каскадов УРЧ, для которых
Со = Cl + См 4- Сп + ml Свых 4- /п| Свх, (1.53)
й где Cl = 3...5 пФ — собственная емкость катушки контура;
= 5...10 пФ — емкость монтажа; Сп = 2...20 пФ — емкость
родотроечного конденсатора; Свх — входная емкость транзистора
следующего каскада; Свых — выходная емкость транзистора кас-
4 жада; 1 ит2 = 0,3,.,0,5—коэффициенты подключения тран-
4®’. висторов к контуру.
Зная Со, можно вычислить индуктивность контура
2 ; ’ (мкГ1 = 2>53 • iQ10/fo (кГц1 С0 ГпФ1, (1.54)
: где Св = 10,.,20 пФ на длинных и средних волнах и 5...10 пФ на
коротких и метровых волнах.
Конденсаторный блок надо выбрать так, чтобы выполнить соот-
- вощение (1.52) и из (1.54) получить L 5... 10 мкГ на длинных вол-
йах, 3...5 мкГ на средних волнах, 0,2...0,3 мкГ на коротких волнах
•. Й0,05...0,2 мкГ на метровых волнах.
Г; . В радиовещательных приемниках широко применяют конденса-
.^.-ztopH с логарифмической характеристикой регулирования (так на-
"• вываемые логарифмические, относительно компактные и удобные
дня сопряжения), а в профессиональных приемниках конденсаторы,
обеспечивающие постоянную плотность настройки по поддиапазону.
^Чфонросы сопряжения настроек контуров преселектора подробно
йЙсвещецы в литературе [1}.
Ц. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
’/^ИНЕЙНОГО ТРАКТА СУПЕРГЕТЕРОДИНА С ДВОЙНЫМ
'^ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ ЧАСТОТЫ
, 'У
7 Возможны три типа супергетеродинных приемников с двойным
^. Преобразованием частоты: 1) с фиксированной настройкой; 2) с пе-
'.-•^eiCrpoftKofi частоты 1-го гетеродина (и, если нужно, контуров вход-
Цепи и УРЧ), и фиксированными значениями первой и второй
' ' |^омежуточных частот и частоты 2-го гетеродина; 3) с перестройкой
•$;|нстот 2-го гетеродина, УПЧ-1 (и, если нужно, контуров входной
,-«£пи и УРЧ).
г.., Рассмотрим сначала первый случай. Полосу пропускания ли-
,Небного тракта П приемника можно определить по формуле
п « пс 4- 2Д)д 4- 2 (1.55)
ЙМЬ и б/гя— нестабильности частот 1-го и 2-го гетеродина;
м/г2 — частоты 1-го и 2-го гетеродина приемника; б/н == 0 и
•= о.
Решение о применении АПЧ принимается в соответствии с § 1.2.
использовать общий задающий генератор для создания ге-
х напряжений, подводимых к 1-му и 2-му преобразовате-
35

лим частоты. Если для 1-го преобразователя fT1 > fe а для 2-го fr2 >
> fB1 (или наоборот), то нестабильности частот гетеродинных на-
пряжений частично компенсируются и полосу линейного тракта мож-
но еузить и брать равной
П «По + 2Дfд 4- 2 (1.56)
где Д1 и л2 — номера гармоник частоты задающего генератора,
используемых для получения гетеродинных напряжений 1-го и 2-го
преобразователей частоты; б/г0 — нестабильность частоты задающего
генератора,
В таких приемниках можно стабилизировать оба гетеродинных
яапряжекия одним кварцевым резонатором, В приемниках с фикси-
рованными частотами 2-го гетеродина и фиксированными обеими
промежуточными частотами также целесообразно брать fn> fc и
/и > (ИЛИ наоборот) и подсчитывать П по формуле
П Пс + 2Л[д + 2 V(6fcmax)2 + (6)rlinax)2~45|^. (1.57)
В приемниках с фиксированной частотой 1-го гетеродина и пере-
стройкой частоты 2-го гетеродина следует брать /п>Ляш н
определять П по формуле
П «По + 2Дfд + 2 V(6fcmax)2 + (6frl)2~(6fJ2. (1.58)
В приемниках с двойным преобразованием частоты необходимо
иметь достаточное ослабление помех, отличающихся на 2 /пг от чае-
топе принимаемых сигналов, так как эти помехи после первого пре-
образования частоты образуют канал, зеркальный относительно
частоты 2-го гетеродина /8н2. Так как обычно /пг'С/о то эти помехи
м иогут быть достаточно ослаблены в УПЧ и ослабляются в УПЧ-1.
Величину 1-й промежуточной частоты fnl выбирают из условия по-
лучения в УРЧ необходимого ослабления зеркального канала отно-
сительно 1-го гетеродина f8K1 — fc ± 2/п1; величину 2-й промежуточ-
ной частоты fai-— из условия получения требуемого ослабления
помех соседних каналов. Резонансную характеристику УПЧ-1
выбирают такой, чтобы при выбранной /П2 обеспечить ослабление
Ширину полосы пропускания УПЧ-1 нужно брать такой, чтобы
УПЧ-1 не влиял на полосу пропускания линейного тракта.
После составления схемы линейного тракта приемника следует
перейти к выбору остальных элементов схемы, специфических для
приемников различных типов.
При проектировании целесообразно использовать метод матема-
тического синтеза. При этом математически обосновывают оптималь-
ный алгоритм (принцип действия) и структуру приемника, обеспе-
чивающие НВИЛучшие значения основных показателей приемника
поя сформулированных математических условиях его работы.
Поскольку главной проблемой радиоприема является обеспечение
Помехоустойчивости, то задача сводится к отысканию наилучших
способов приема радиосигналов при наличии помех, Эти задачи ре-
эв
тает теория оптимальных методов радиоприема 15], развитая
В. А. Котельниковым, В, И. Сифоровым, Л. С. Гуткиным и др. со-
ветскими учеными.
Она позволяет выбрать критерий оптимальности приемников;
разработать структуры приемников, удовлетворяющие выбранным
критериям оптимальности и сравнить оптимальные приемники
с реальными квазиот имальными (приблизительно оптимальными),
чтобы установить возможность и рациональность дальнейшего по:
вышения их помехоустойчивости.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
L Радиоприемные устройства. Под . ред. . В. И. Сифорова. М., «Сое. ра-
дио». 1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю» Н, Антонов-Антипов, С. С. Судаков идр.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио»,
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воениздат,
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
4. Сифоров В. И. Радиоприемники СВЧ. М., Воениздат, 1957.
5. Гуткин Л. С. Теория оптимальных методов радиоприема при флюк-
туационных помехах. М., «Сов. радио», 1972.
2
ОСОБЕННОСТИ СОСТАВЛЕНИЯ
СТРУКТУРНЫХ СХЕМ ПРИЕМНИКОВ
РАЗЛИЧНЫХ ТИПОВ
ИЛ. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ
^Модуляцией
Приемники, выполненные по типовой структурной схеме
||j)hc, 2.1), используются чаще всего для приема радиотелефонных
^кгналов на частотах ниже 30 МГц.
Pfc В качестве демодулятора применяется амплитудный детектор
'>Д), за которым обычно следует усилитель низкой частоты (УПЧ)
|р|>иемника. Приемник при необходимости снабжается устройствами
Частотной автоподстройки гетеродина, состоящим из различителя.
рЧАП) и управителя (УЧАП), и авторегулировки усиления (АРУ).
' Проектирование приемника следует начать с составления струк-
ЙВ-Щ^й схемы его линейного тракта согласно рекомендациям, изло-
ц|?;/|^нным в гл, 1. При этом ширину спектра радиочастот принимаемого
‘йр ,^йгнала в (1,1) следует выбирать из условия
н По = 2 Fmai, (2.1)
Лпах— максимальная частота спектра управляющих сигналов
телефонных сигналов FmftX 3000 Гц по норма# МККР).
87
j
1
J
I;
j
При определении максимально допустимого коэффициента шума
по формулам (1.7)— (1.10) величину минимально допустимого от-
ношения сигнал/помеха на входе приемника можно подсчитать
по формуле
Ybx Yubix "F ша) Пвых/Ша 1!ш, (2 2)
где тА— максимальный коэффициент модуляции сигнала; ku—
отношение максимального напряжения управляющего сигнала
к действующему; Пных 1,1 Fmax— полоса пропускания УНЧ.
При синусоидальной модуляции принимаемого сигнала kn = ]/2;
при приеме телефонных сигналов kn ъ 3. Формула (2.2) получена
для случая приема сигналов с увх^> 1. При приеме слабых сигна-
Цепи АРУ
Рис. 2.1. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с AM.
лов увх медленно растет. Если, значение увых не задано, для прие-
ма радиотелефонных сигналов можно принять увых = 3...10.
Детекторы приемников непрерывных АА1 сигналов можно реа-
лизовать на полупроводниковых диодах или транзисторах. Диод-
ные детекторы обладают малыми нелинейными искажениями.
В линейном режиме, который обеспечивается при сигнале, большем
0,5—1,0В». их коэффициент гармоник < 1%. Однако и коэффи-
циент передачи < 1, причем он особенно мал в транзисторных
приемниках, где низкое входное сопротивление УНЧ обусловли-
вает малое сопротивление нагрузки детектора или деление ее на две
части.
Транзисторные детекторы имеют значительно большие нелиней-
ные искажения (/ег = 3. .10%), но имеют коэффициент передачи от
3 до 10 и обладают малыми входным и выходным сопротивлениями,
что удобно для согласования их с УНЧ.
Нелинейные искажения растут при слабых и сильных сигналах,
напряжение которых поддерживают в пределах от 0,05 до 0,5 В.
Поэтому в переносных и бортовых приемниках, где уменьшение
массы, габаритных размеров и потребления питания весьма важно,
можно применять транзисторные детекторы. Если же важны малые
нелинейные искажения, то рационально брать диодные детекторы.
В таких приемниках для уменьшения нелинейных искажений и уве-
38
личения коэффициента передачи детектора можно между детек-
тором и УНЧ включить эммитерный повторитель.
Тип диода или транзистора следует выбирать таким образам,
чтобы детектируемые сигналы находились в диапазоне частот дио-
дов или транзисторов, т. е. имели /п < /у21# В детекторах и УНЧ
разумно применять однотипные транзисторы.
Поскольку приемники непрерывных сигналов с AM обычно слу-
жат для приема телефонных сигналов, УНЧ являются усилителями
звуковых частот. Составление схемы УНЧ надо начатье выходного
каскада приемника, который должен обеспечить требуемую нор-
мальную выходную мощность РВых (при та = 0,3) или напряжение
сигнала (7ВЫХ = УРвых /?н на заданном сопротивлении нагрузки.
В приемниках, предназначенных для приема на слух, оконечным
устройством являются головные телефоны или громкоговоритель,
а Рвых может колебаться от нескольких милливатт до нескольких
ватт. Выходные каскады приемников профессиональной связи обыч-
но работают на проводные линии с волновыми сопротивлениями
600 и 1500 0м, а Рвых составляет 5—10 мВт. Максимальная (но-
минальная) выходная мощность Рц В1|! х при та ж 1 составляет
р. вых Ю РЕЬ1Х. (2.3)
При выходных мощностях не более 40—50 мВт можно применять
однотактные выходные каскады, работающие в режиме класса А на
универсальных транзисторах МП40; МП41; ГТ108; ГТ109 и др. Же-
лательно в выходных каскадах таких приемников применять те же
транзисторы, что и в УПЧ и УРЧ. При выборе транзистора обеспе-
чивается соотношение
Рп вых <0,5 пЛк (2.4)
где Рк max — максимально допустимая мощность рассеяния па
коллекторе; = 0,7...0,8— к. п. д. выходного трансформатора;
Ек = 0,8...0,95— коэффициент использования коллекторного на-
пряжения.
Напряжение на коллекторе Ui<^ должно быть
^КЭ < (0,3 ... 0,4) £7lOmax> (2-5)
где t/кэтах — допустимое напряжение на коллекторе.
При выходной мощности 50—200 мВт применяют двухтактные
каскады в режиме класса АВ (дающие экономию мощности питания),
используя те же транзисторы, что и в однотактных каскадах. При
выборе транзисторов нужно обеспечить соотношение
р н вых < max- (2-6)
При выходной мощности не менее 0,2 Вт используют двухтакт-
ные каскады на специальных мощных транзисторах П201, П202,
П207, П208 и т. д., работающих в режимах классов АВ или В. В та-
ких приемниках выходной каскад потребляет большую часть мощ-
39
ности питания. Поэтому и выходные каскады надо реализовать на
транзисторах с минимальным потреблением мощности питания.
При выборе транзисторов, работающих в режиме В, можно обес-
печить
Рн вых шах*
(2.7)
После выбора схемы выходного каскада нужно подсчитать тре-
буемое усиление мощности в УНЧ
Кр НЧ = ВЫХ^Я ВХ» (2-8)
где Рн вх = 0,2...0,25 мВт—максимальная мощность сигнала,
потребляемая входной цепью УНЧ. При двухтактном выходном
каскаде предоконечный каскад может быть как трансформаторным,
так и бестрансформаторным.
Приемник!
Рис. 2.2. Типовая схема магистрального коротковолнового приемника радио-
телефонных сигналов с AM.
Затем определяют число каскадов УНЧ, исходя из того, что коэф-
фициент усиления мощности выходного каскада обычно равен 30-~-
100, а коэффициент усиления остальных каскадов, реализуемых
обычно по схеме с ОЭ (общим эмиттером), колеблется от 30 до 300.
Каскады УНЧ целесообразно выполнять с непосредственным вклю-
чением на резисторах и универсальных, транзисторах, желательно
аналогичных применяемым в УПЧ и УРЧ.
Выходное напряжение приемника можно менять, регулируя
вручную усиление УПЧ (УРЧ) или изменяя напряжение сигнала,
подводимого от детектора ко входу УНЧ. Можно применять оба вида
регулировок с раздельными органами управления. АРУ осуществ-
ляется изменением усиления каскадов УПЧ и УРЧ, чаще всего уп-
равлением током базы транзисторов. Нежелательно регулировать
усиление последнего каскада УПЧ (так как это может вызвать боль-
шие нелинейные искажения), преобразователя частоты (что уве-
личивает комбинационные помехи и нестабильность гетеродина) и,
40
если внутриприемные шумы ограничивают чувствительность, то и
1-го каскада УРЧ (что увеличивает шумы приемника). Для опреде-
ления числа регулируемых каскадов подсчитываем необходимое
изменение коэффициента усиления
Lq ~ ^(7вх/6(7вых, (2.9)
где 6(7ВХ и 6(7ВЬ1Х—изменение входного и выходного напря-
жений приемника. Для обеспечения регулировки нужно иметь
Lni>LOt (2.10)
где Lj = 6...10— изменение коэффициента усиления на один кас-
кад; п — число регулируемых каскадов. Из соотношения (2.10)
находим требуемое число регулируемых каскадов
n>lgL0/lg£1. (2.11)
Приемник 2
Рис. 2.3. Схема магистрального коротковолнового приемника радиотелефон-
ных сигналов с AM и синтезатором частоты.
Так как с изменением усиления меняются также входная и вы-
ходная проводимости транзисторов, целесообразно регулировать
усиление резисторных или резонансных широкополосных каскадов
УПЧ и УРЧ.
Для дальнего приема на коротких волнах на крупных приемных
центрах с большим числом одновременно работающих приемников
созданы магистральные коротковолновые приемники с высокими
качественными показателями (рис. 2,2), в которых применяется
двукратное преобразование частоты.
На выходе ограничителя (О) включается амплитудный детектор
(АД) и усилитель звуковой частоты (УНЧ), с выхода которого сиг-
налы мощностью 0,1 Вт подаются в линию с волновым сопротивлени-
ем 600 Ом. Для борьбы с глубокими замираниями сигналов приме-
41
няется сдвоенный прием, при котором складываются выходные
сигналы детекторов обоих приемников и осуществляется сложение
АРУ,
Составление схемы линейного тракта не отличается от изло-
женного ранее.
Приемник на рис. 2.2 можно использовать для дальнего приема
радиовещательных программ с целью ретрансляции. Для этого нуж-
но расширить полосы пропускания УНЧ и линейного тракта.
Приемник на рис. 2.3 отличается от приемника рис. 2.2 тем, что
к 1-му и 2-му смесителям (С/ и С2) подводится гетеродинное напря-
жение от синтезатора частоты, который позволяет установить час-
тоты с точностью до 0,1 кГц. Синтезатор частоты включает в себя
генератор опорного напряжения (ГОН) иа 5 МГц, декадный дели-
тель частоты (ДДЧ) и блоки формирования (БФ) кратных частот,
а также блок преобразователей, не показанный на рис. 2.3. В при-
емнике обеспечивается фазовая автоподстройка частоты (с точностью
до фазы) и суточная стабильность частоты порядка 10-8. Настройка
приемника на принимаемый сигнал производится изменением ем-
костей контуров входной цепи и УРЧ, а также установкой соответ-
ствующих частот синтезатора. Применение синтезатора частот уп-
рощает устройства настройки приемника и повышает стабильность
частоты гетеродинов.
2.2. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ
С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (ЧМ)
Сигналы с ЧМ широко используют для передачи радиотелефон-
ных сигналов на частотах выше 30 МГц. В приемниках таких сигна-
лов (рис. 2.4) демодулятором служит частотный детектор (ЧД), за
которым включается усилитель низкой частоты (УНЧ), в данной
схеме усилитель звуковых частот. Сигналы с выхода приемника
подаются на головные телефоны или громкоговорители.
Для устранения амплитудной модуляции сигналов помехами
служит ограничитель амплитуд (О).
При проектировании схемы линейного тракта следует руковод-
ствоваться указаниями гл. 1.
Для уменьшения фазовых искажений в УПЧ используют каскады
резонансного усиления или каскады с парами контуров с крити-
ческой связью. Ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала
в (1.1) можно взять равной
n0 = 2Fmax(l + m, + V^), (2.12)
где тч = A/m4/Fmax— индекс модуляции; Д/тач — максималь-
ная девиация частоты сигнала; Fmai — максимальная частота
модуляции сигнала.
42
,-g
При определении максимально допустимого коэффициента шума
по формулам (1.7) — (1.10) минимальное отношение сигнал/шум
на входе приемника увх можно подсчитать по формуле
Твх « Увых ПВЫ1/3/я“Пш, (2.13)
где ka—отношение максимального напряжения управляющего
сигнала к действующему; Пвых & 1,1 Fmax— полоса пропускания
УНЧ. Формулой (2.13) можно пользоваться при увх 10... 16 дБ.
В противном случае отношение сигнал/шум на выходе падает из-за
взаимодействия сигнала и шума в ограничителе. Во избежание этого
в приемник можно ввести устройства снижения «порога» (величины
Твх> при которой начинает падать увык). Однако эти устройства су-
$
Рис. 2.4. Типовая схема приемника непрерывных сигналов с ЧМ.
в
*
щественно усложняют приемники [8]. Если величина увых не зада-
на, то для радиотелефонных сигналов можно принимать увых =
= 3...10.
В приемниках непрерывных ЧМ сигналов можно использовать
частотные детекторы с парой связанных (относительно простой и
эффективный) или с парой расстроенных контуров, а также детек-
тор отношений. Детектор отношений дает наименьший коэффициент
передачи и наибольшие нелинейные искажения. Однако он не тре-
бует специального каскада — ограничителя амплитуд, и поэтому
может применяться в переносных приемниках, допускающих срав-
нительно большой уровень искажений. Детектор с парой расстроен-
ных контуров дает наибольший коэффициент передачи, но конструк-
тивно сложнее остальных. При использовании детектора отноше-
>^йий амплитуда напряжения сигнала на выходе УПЧ
'J- Un > 0,2...0,4 В. (2.14)
ЭуДля других частотных детекторов на выходе УПЧ (на входе огра-
ничителя амплитуд) амплитуда сигнала
С, ип > UD0fl (1 - ma ц),
у.
? где таП—коэффициент вредной амплитудной модуляции сиг-
нала помехами; Uaop = 0,05...0,1 В для диодного ограничителя
фн t/пор == 0,02...0,04 В для транзисторного ограничителя.
(2.15)
43
Таблица 2.1
Тип детектора Входное напряжение вх Крутизна характеристи- ки $цд
Отношений С парой связанных контуров* С парой расстроенных контуров * ООП 2/П 0,6/П 0,9/П
* Крутизна характеристики этих типов детекторов указана при параметрах связи н
относительной расстройке от 0,6 до 3.
Амплитуды выходных напряжений составляют Uo = 1...2 В для
диодных и 2...4 В для транзисторных ограничителей. Максимальная
амплитуда выходного напряжения р частотного детектора равна
С/ч = очдА/ч max U4. вх, - - (2.16)
где 5чд—крутизна характеристики детектора: £7Ч вх—амп-
литуда входного напряжения ЧД (табл. 2.1).
Максимальную входную мощность УНЧ определяем из выраже-
ния
UII2 Рвхп, (2.17)
где /?вх п = Ян вх#чд/(/?н вх + Ячд), Ян вх —входное сопротив-
ление УНЧ.
Сопротивление нагрузки частотного детектора нужно брать из
соотношения
/?чд 0,5 Ян вх. (2.18)
Схему УНЧ составляют согласно указаниям §2.1. Изменение
выходного напряжения (мощности приемника) обусловлено измене-
нием напряжения сигнала, подводимого от детектора ко входу
УНЧ. Усиление УПЧ и УРЧ не регулируется из-за наличия в прием-
нике ограничителя амплитуд.
Для автоподстройки гетеродина можно использовать частотный
детектор приемника и управитель частоты (УЧАП), который должен
работать лишь при относительно медленных изменениях частоты»
вызванных нестабильностью передатчика и гетеродина приемника.
Сигналы с ЧМ несущей используются также для магистральной
коротковолновой фототелеграфной связи, т. е. для передачи непо-
движных изображений с девиацией частоты 500 и 1500 Гц (рис. 2.5).
В таком приемнике линейный тракт подобен изображенному на
рис. 2.2, но его полоса пропускания должна составлять 6—8 кГц.
Для борьбы с глубокими замираниями и влиянием многолучевого
распространения радиоволн применяют сдвоенный прием сигналов.
С выхода УПЧ2 линейного тракта ЧМ сигнал проходит через
ограничитель (О), где устраняется амплитудная модуляция, выз-
ванная многолучевым распространением радиоволн, и поступает на
частотный детектор (ЧД), Продетектированный сигнал изображе-
44
ния с выхода ЧД через переключатель (П) и фильтр нижних частот
(ФНЧ) подводится к модулятору (М), Здесь он осуществляет ам-
плитудную модуляцию поднесущей частотой 4 кГц, поступающей от
генератора (Г), которая после усиления в УНЧ посылается по ли-
нии в фотоаппаратную.
Многолучевое распространение радиоволн вызывает также па-
разитную модуляцию принимаемых сигналов, При ЧМ сдвиги по
Приемник2
t---------А----------1
К УПЧ2 и О
приемники 2.
Рис. 2.5. Типовая схема магистрального коротковолнового приемника фото'
телеграфных сигналов с ЧМ несущей.
времени между многолучевыми волнами создадут между ними раз-
ность частот и биения, фНЧ достаточно ослабляет эти помехи при
девиации несущей 1600 Гц. Однако при хороших условиях распро-
странения желательно уменьшить девиацию до 500 Гц и сузить по-
лосу УПЧ2 для повышения чувствительности приемников. При
этом ФНЧ трудно подавить эти помехи.
Для борьбы с помехами в этих условиях с помощью общей АРУ
можно выбрать приемник с меньшими биениями и амплитудной мо-
дуляцией сигналов на выходе УПЧ2, Для этого к выходам УПЧ2
обоих приемников подключают дополнительные усилители (У) и
амплитудные детекторы (АД). Выпрямленные напряжения биений
с выходов АД подаются на дифференциальный амплитудный де-
тектор (ДАД). Разность выпрямленных ДАД напряжений биений
подводится к переключателю (П), который подключает к ФНЧ вы-
45
ход ЧД того приемника, где паразитная модуляция меньше. Пере-
крестные цепи АРУ в системе АД—У усиливают разность амплитуд
биений в каналах У1 — АД) и УН — АДП.
Средние частоты принимаемых сигналов на выходах УПЧ2 долж-
ны быть равны с точностью до 5—8 Гц, чтобы средние уровни сигна-
лов на выходах ЧД были одинаковыми во избежание переключений
приемников. Для этого автоматически подстраивают частоту гетеро-
дина Г2 одного из приемников под частоту Г2 другого («ведущего»)
приемника, подавая выпрямленные напряжения обоих ЧД на кас-
кад вычитания (КВ). Разность напряжений с выхода КВ воздей-
ствует на управитель частоты (УЧАП) гетеродина Г2. Приемники
имеют общую АРУ аналогично рис. 2.2.
2.3. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ ОДНОПОЛОСНЫХ ДМ СИГНАЛОВ
Для приема радиотелефонных однополосных сигналов можно
использовать приемник по схеме рис. 2.6 с местным гетеродином —<
восстановителем несущей частоты сигналов ГЗ и использованием
пилот-сигнала для автоподстройки боковой полосы принимаемого
сигнала под частоту ГЗ. В линейном тракте рис. 2.6 обычно исполь-
зуется двойное и даже тройное преобразование частоты,
Рис. 2.6. Типовая схема приемника непрерывных однополосных AM сигналов/
Демодулятор содержит фильтр ФБП, выделяющий боковую по-
лосу принимаемого сигнала, гетеродин ГЗ, частота которого соот-
ветствует частоте подавленной несущей на выходе УПЧ2, и смеси-
тель СЗ, на выходе которого получаем спектр телефонного сигнала.
Этот сигнал проходит через УНЧ на выход приемника,
Для обеспечения разборчивости речи на входе смесителя СЗ раз-
ность частот подавленной несущей и гетеродина - восстановителя
должна быть более 100—150 Гц. Абсолютными отклонениями час-
тот гетеродинов Г2 и ГЗ можно пренебречь по сравнению с отклоне-
ниями частот гетеродина Г1 и передатчика, а нестабильности послед-
них считать одинаковыми. Тогда речь будет оставаться разборчивой
46
при абсолютных отклонениях частот передатчиков и гетеродинов
приемников до 50—75 Гц. Эго значит, что при реально возможной
нестабильности частот гетеродина и передатчика порядка 10-8
однополосные сигналы на частотах ниже 30 МГц можно принимать
без автоподстройки частот гетеродинов приемника и использования
пилот-сигнала. Для обеспечения высокого качества воспроизведения
речи с сохранением естественности звучания допустима разность
частот менее 15—20 Гц.
При приеме однополосных сигналов на более высоких частотах
или при худшей нестабильности требуется автоподстройка частоты
гетеродина П приемника. Для этого пилот-сигнал (или остаток
несущей) с частотой /пс выделяется фильтром ФПС и усиливается
в УПЧЗ. В смесителе С4 пилот-сигнал смешивается с сигналом
стабильного гетеродина Г4. Образуемый при этом сигнал — Д
подается на смеситель С5, где он смешивается с сигналом fu, подво-
димым от генератора ГЗ. На выходе С5 получаем колебания fuc —
— ft—/н- Вновь полученный сигнал проходит через ограничитель
(О) и подводится к различителю и управителю частоты (РЧАП и
УЧ АП) системы автоподстройки гетеродина П. Выходное напряже-
ние РЧАП равно нулю при fac = /н. При /[ГС — #= О на выходе
РЧАП появляется управляющее напряжение, которое стремится
привести к /н.
АПЧ позволяет сузить полосу пропускания фильтра ФПС до
40—50 Гц. Это сужение полосы нужно для приема слабого пилот-
сигнала при воздействии боковой полосы принимаемого сигнала и
шумов Более узкая полоса ФПС не применяется из-за опасности
ухода частоты пилот-сигнала из полосы ФПС во время глубоких
замираний. Для улучшения автоподстройки применяется ФАПЧ.
Иногда в качестве УЧАП применяется мотор, ротор которого
при отсутствии управляющего напряжения остается неподвижным.
Мотор может быть использован для настройки и подстройки конту-
ров преселектора. Тогда при глубоких замираниях мотор не будет
вращаться и сохранит то значение частоты гетеродина, которое было
до начала замирания, а пилот-сигнал после замирания окажется
в полосе своего тракта.
Для улучшения избирательности в качестве ФПС применяют
многозвенные ФСИ и снижают последнюю промежуточную частоту
приемника. При этом для повышения избирательности по зеркаль-
ным каналам приходится применять двойное и даже тройное пре-
образование частоты в канале принимаемого сигнала или вводить
дополнительное преобразование частоты в тракте пилот-сигнала.
Иногда на смеситель СЗ для восстановления несущей подается
не пилот-сигнал, а остаток ослабленной в передатчике несущей.
При этом восстановленная и подавленная несущая всегда будут
совпадать. Однако при селективном замирании пилот-сигнала
появятся нелинейные искажения при демодуляции, которые не
возникнут в приемнике рис. 2.6. В эксплуатации удобно переклю-
чать приемник на два описанных способа демодуляции с помощью
47
местного гетеродина и остатка несущей. В коммерческой связи при-
меняется уплотнение сигнала передачи вторым однополосным кана-
лом, спектр которого расположен по другую сторону подавленной
несущей передатчика /н, как показано на рис. 2.7, Схема приемника
такого сигнала аналогична изображенной на рис. 2.6, но дополни-
тельно вводится второй демодулятор с фильтрами ФБП и УПЧ2,
настроенными на частоту второго канала сигнала. Сигнал передачи
можно также уплотнить, используя четыре однополосных канала,
Спектр fn
s 1-го канала
Спектр f
2-го канала.
Рис. 2.7. Спектр передатчика, уплот-
ненного двумя однополосными кана-
лами.
причем спектры двух из них ле-
жат выше, а двух других ниже
частоты остатка несущей пере-
датчика.
Передача без пилот-сигнала
вызовет значительные трудно-
сти создания в приемнике на-
дежной системы автономной ста-
бил изации частоты гетеродина.
использовать выпрямленное на-
Кроме того, для АРУ придется
пряжение однополосного сигнала. Это потребует постоянной вре-
мени АРУ порядка 10 с для устранения скачков усиления в па-
узах разговора. АРУ становится нечувствительной к быстрым
замираниям и после долгих пауз появляются скачки громкости.
Сдвоенный прием сигналов с ОБП пока не применяется. Частоты
гетеродина-восстановителя ГЗ стабилизируются кварцевым резона-
тором.
При проектировании линейного тракта надо пользоваться ука-
заниями гл. 1. Ширину спектра радиочастот принимаемого сигнала
рекомендуется взять равной
Пс — Fmaxt (2.19)
где Fmax—максимальная частота модуляции принимаемого сиг-
нала. Полоса пропускания преселектора рассчитывается по (1.1),
полоса УПЧ1 — по (1.5), а полоса ФБП и УПЧ2 — по формуле
Пбп (Fmax‘ ^mln) 4" (А/д 4“ Пнс)/Ачап> (2.20)
где Fmin— минимальная частота модуляции принимаемого сигнала.
Минимальное отношение сигнал/шум увх можно определить
по формуле
Твх Твых (2.21)
Ослабление помех по зеркальным и соседнему каналам должно
быть 80—100 дБ. Высокая избирательность обеспечивается: двойным
или тройным преобразованием частоты, автоподстройкой гетероди-
на, которая позволяет сузить полосу пропускания практически до
ширины спектра сигнала, и применением многозвенных ФСИ в трак-
те принимаемого сигнала последнего УПЧ и УНЧ (в том числе,
магнитострикционных и кварцевых фильтров). При определении
максимально допустимого коэффициента шума по формулам (1.7) —
48
(1.10) величину минимально допустимого отношения сигнал/шум
на входе приемника увх можно полагать равной увых. Для детекти-
рования непрерывных AM сигналов с ОБП целесообразно исполь-
зовать полупроводниковые диоды, которые дают наименьшие иска-
жения. Для обеспечения устойчивого и линейного режима работы на
вход гетеродинного детектора (смесителя СЗ) надо подавать сигналы
с амплитудой
Uts « 0,1 Ur^URC, • (2.22)
где Ur — амплитуда напряжения гетеродина ГЗ, а (7ДС — амплиту-
да сигнала на входе смесителя СЗ, которая обеспечивает линейный
режим детектирования. Это значит, что на входе СЗ (т. е. на выходе
УПЧ2) нужно создать Un — 0,04...0,06 В. Амплитуда выходного
напряжения детектора
1/д«О,9т(7п, ((2.23)
где т — коэффициент модуляции принимаемого сигнала.
Схему УНЧ надо проектировать согласно рекомендациям, изло-
женным в § 2.1.
Очевидно, что устройство настройки магистрального коротко-
волнового приемника сигналов с ОБП можно реализовать по прин-
ципам, заложенным в схемах рис. 2.2 или 2.3.
2.4. ПРИЕМНИКИ НЕПРЕРЫВНЫХ СИГНАЛОВ
С ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Передача непрерывных сигналов с фазовой модуляцией (ФМ)
применяется главным образом на многоканальных радиолиниях,
предназначенных для работы на частотах выше 100 МГц, однако
'ФМ можно использовать и на одноканальных радиолиниях.
В состав демодулятора приемника ФМ сигналов (рис. 2.8) входит
фазовый детектор (ФД). На его вход кроме принимаемого сигнала
подается напряжение опорного гетеродина (ГОН), частота и фаза
которого совпадают с частотой и фазой принимаемого сигнала,
Приемник должен содержать систему фазовой автоподстройки
(ФАП) колебаний гетеродина ГОН под принимаемый сигнал. Для
этого напряжения сигнала с выхода УПЧ2 (через ограничитель О) и
генератора ГОН подаются на различитель РФАП системы фазовой
автоподстройки. Напряжение сигнала ошибки, созданное РФАП
с помощью управителя УФАП, управляет колебаниями ГОН так,
чтобы его частота и фаза совпали с принимаемым сигналом на вы-
ходе УПЧ.
Для того чтобы быстрые изменения фазы, обусловленные модуля-
цией передатчика, не вызывали срабатывания устройства ФАП,
между РФАП и УФАП включается ДС-цепь или фильтр нижних
частот (ФНЧ) с граничной частотой FB < FmIa, где Fmln —- ниж-
няя граничная частота спектра сигналов сообщения.
49
Приемник должен иметь кварцевую стабилизацию частоты гете-
родина П и начальную подстройку второй промежуточной частоты
сигнала /п21 помощью перестройки частоты /г2 генератора Г2 под
частоту /оп ГОН.
АРУ должна поддерживать стабильность выходного напряжения
УПЧ2 для устойчивой работы ограничителя, фазового детектора и
различителя устройства ФАП.
При составлении схемы линейного тракта следует руководство-
ваться указаниями, изложенными в гл. 1.
Гис. 2.8, Схема приемника непрерывных сигналов с ФМ.
Для уменьшения фазовых искажений в УПЧ целесообразно ис-
пользовать каскады резонансного усиления или каскады с парами
контуров с критической связью. Ширина спектра радиочастот
принимаемых сигналов в (1.1) должна быть равна
Пс « (2.24)
где Шф— индекс фазовой модуляции.
Минимальное отношение сигнал/шум на входе приемника вы-
числяется по формуле
- Увых Пвых/т|’Пш. (2.25)
2.5. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ
манипуляцией
При амплитудной манипуляции (АТ) дискретные сообщения
(буквы, цифры) передаются комбинациями двух видов сигналов
(посылок и пауз), отличающихся амплитудой колебаний (U и 0).
Различают управление передатчиком с помощью ручного телеграф-
ного ключа и слуховой прием сигналов, а также автоматическую
передачу и регистрирующий прием сигналов.
В первом случае, который может применяться на любых волнах,
используются излучения А2 и А1. При излучении А2 во время пере-
дачи посылок колебания модулируются по амплитуде тональной час-
тотой 800—1000 Гц, а во время передачи пауз модуляция отсутствует.
В этом случае можно использовать приемник (рис. 2.9) с полосой
50
пропускания УПЧ порядка 2 кГц и последетекторным фильтром (Ф)
с полосой 200—300 Гц и средней частотой 800—1000 Гц, Недостаток
приемника — широкая полоса УПЧ и связанная с этим низкая пом§-
хоустойчивость, Достоинство — независимость тона слышимых
сигналов от изменения несущей частоты, что упрощает управление
приемником.

Рис. 2.9. Схема приемника телеграфных сигналов, передаваемых тональными
посылками (излучение А2).
! При излучении А1 во время передачи посылок излучаются коле-
бания несущей частоты, а во время пауз излучение отсутствует.
Прием сигналов можно реализовать по схеме рис» 2,10, в которой
УПЧ содержит тональный модулятор (М) принимаемых сигналов.
Достоинство такого приемника—независимость тона слышимых сиг-
Рис. 2.10. Схема приемника телеграфных сигналов излучения А1 с тональным
модулятором.
налов от изменения несущей частоты, недостаток — низкая помехо-
устойчивость, которую можно повысить, включив на выходе детек-
тора тональный фильтр (Ф), настроенный на частоту модуляции
(тонального генератора ТГ).
Наилучшую помехоустойчивость может обеспечить приемник
сигналов А1 (рис. 2.11), в котором для повышения помехоустойчи-
вости можно сузить полосу пропускания УПЧ до 200—300 Гц.
К выходу УПЧ подключаются смеситель С2 и гетеродин Г2, которые
преобразуют сигналы промежуточной частоты в сигналы частотой
800—1000 Гц, хорошо различаемые оператором на фоне помех. Для
дальнейшего повышения помехоустойчивости можно включить пос-
ле детектора узкополосный фильтр, выделяющий частоту сигналов.
Недостаток приемника заключается в необходимости подстройки
частот гетеродинов приемника при изменении несущей частоты
принимаемых сигналов.
51
Приемники, реализованные по схеме на рис. 2,11, должны быть
снабжены устройством подстройки гетеродина Г2 для получения
ружной тональной частоты сигналов.
Недостатками слухового приема являются малая скорость обмена
(15—30 слов в минуту) и отсутствие возможности проверить ошибки
оператора.
Рис. 2.11. Схема приемника телеграфных сигналов излучения А1 по методу
биений.
Приемники, реализованные по схемам на рис. 2.9—2.11, могут
обеспечить также прием радиотелефонных сигналов с AM. Для
этого в них следует выключить фильтры (Ф) и расширить полосу
УПЧ для пропускания спектра радиотелефонных сигналов. Кроме
того, в схеме рис. 2.11 необходимо выключить гетеродин Г2, а в схе-
ме рис. 2.10—выключить тональный генератор (ТГ) и перевести
модулятор (М) в режим усиления.
Выход
Рис. 2.12. Типовая схема телефонно-телеграфного приемника служебной связи.
В типовом телефонно-телеграфном приемнике служебной связи
(рис. 2.12) для приема телефонных сигналов отсоединяют УПЧ1,
тональный генератор (ТГ), гетеродин ГЗ, фильтр (ф); переводят мо-
дулятор (М) в режим усиления и расширяют полосу УПЧ2,
При приеме немодулированных телеграфных сигналов отключают
тональный генератор ТГ и переводят модулятор М в режим усиления.
При приеме модулированных телеграфных сигналов отключают
гетеродин ГЗ.
При автоматической передаче информации, и регистрирующем
приеме можно использовать неравномерный код Морзе с волнооб-
разной записью посылок на ленте и равномерный код Брдо, при кото-
52
ром знаки состоят из комбинаций пяти посылок и пауз, с буквопеча-
тающим обменом информации. ?
Достоинство буквопечатающего обмена — отсутствие необХЬДЙ-
мости расшифровки принятого текста; достоинство пишущего прие-
ма— возможность исправления ошибок при чтении записи сигна-
лов на ленте. Автоматическая передача и регистрирующий прием
позволяют вести обмен информации с высокими скоростями (до
сотен слов в минуту). Приемники регистрирующего приема должны
вырабатывать посылки постоянного тока, необходимые для нормаль-
ной работы телеграфного приемного аппарата, или тональные по-
Лриемник2.
Рис. 2.13. Схема магистрального коротковолнового приемника для регистри-
рующего приема телеграфных сигналов с АТ.
сылки неизменной амплитуды и частоты для посылки их в отдален-
ную от приемника телеграфную аппаратную. Автоматическая пере-
дача с регистрирующим приемом обычно ведется на линиях магист-
ральной радиосвязи на коротких волнах.
В широко применяемой схеме магистрального приемника для ре-
гистрирующего приема телеграфных сигналов с АТ со скоростью до
375 бод (500 слов в минуту) (рис. 2.13) линейный тракт содержит
преселектор, три преобразователя частоты и три УПЧ. Третья про-
межуточная частота выбирается низкой (звуковой) и используется
для регистрирующего и слухового приема. Тройное преобразование
частоты обеспечивает высокую избирательность приемника относи-
тельно соседних, зеркальных и побочных помех. АРУ поддерживает
напряжение сигнала на входе смесителя СЗ (а значит, на выходе
УПЧЗ) почти постоянным.
Для ослабления импульсных помех перед смесителем СЗ вклю-
чается ограничитель амплитуд (О). ПослеУПЧЗсигналы подводятся
53
# амплитудному детектору (АД), который преобразует их в посылки
постоянного тока (телеграфные посылки).
р* Для уменьшения воздействия шумов в паузах между посылками
после АД включают пороговую схему. Наименьшее одновременное
воздействие шумов во время приема посылок и в паузах требует
подбора оптимального напряжения порога 1/пор ж 0,5 UG (где —
амплитуда принимаемого сигнала) при изменении отношения сиг-
нал/шум вследствие замираний. Ручная регулировка порога затруд-
нительна, и в цепь нужно включать устройство автоматической ре-
гулировки порога АРП. Для устранения воздействия шумов во время
больших перерывов в передаче сигналов нужно включать устрой-
ство автоматического запирания приемника в паузах—автостоп
ACT.
После АРП посылки постоянного тока усиливаются и ограничи-
ваются в усилителе-ограничителе (УО), который служит для регене-
рации формы сигналов, т. е. для преобразования их крутизны фрон-
тов, и подводятся к тонманипулятору (ТМ), который преобразует их
в тональные посылки фиксированной частоты и амплитуды, посылае-
мые по линии с волновым сопротивлением 600 Ом и выходной мощ-
ностью 100 мВт. Приемники рассчитываются на работу от симмет-
ричных или несимметричных антенн, оканчивающихся фидерными
линиями с волновым сопротивлением 60—400 Ом; антенн типа «на-
клонный луч» (Сд = 100...300 пкФ и Яд = 100 Ом) и штыревых
антенн (Сд « 50 пкФ). Входная цепь и УРЧ (с одним-двумя кас-
кадами) — одноконтурные. Первый каскад УРЧ должен иметь ак-
тивный элемент с минимальным уровнем шума.
Частота гетеродина П стабилизируется кварцевым резонатором.
Диапазон частот (1,5—33,5 МГц) приемника разбивается на ряд
поддиапазонов, при смене которых переключаются катушки индук-
тивности преселектора и кварцевые резонаторы гетеродина Г1.
Внутри поддиапазонов контуры преселектора УПЧ1 и гетеро-
дина Г2 перестраиваются одной ручкой управления с помощью
блока конденсаторов с воздушным диэлектриком. При таком способе
настройки ширина всех поддиапазонов становится одинаковой
(2 МГц), что позволяет увеличить точность настройки по шкале.
Нестабильность настройки снижается, так как она обусловлена лишь
нестабильностью гетеродина Г2, работающего на относительно низ-
ких частотах (порядка 1,5—2 МГц). Используя в смесителе С1 пре-
образование частоты на гармониках гетеродина, можно уменьшить
число кварцевых резонаторов. Чтобы упростить систему настройкиг
рекомендуется применять минимальное число контуров УПЧ1
(не более двух-трех одиночных или слабо связанных между собой)
с одним каскадом усиления, тем самым уменьшая комбинационные
помехи в смесителе С2.
На входе ив 1-м каскаде УПЧ2 с одноконтурными широкополос-
ными каскадами можно включить два многозвенных ФСИ (на 4—*
5 звеньев) для того, чтобы уменьшить взаимные помехи сигналов.
Третий преобразователь частоты может иметь совмещенные смеси-
54
гель СЗ и гетеродин ГЗ. УПЧЗ содержит дополнительный фильтр
Ф, переключаемый на 5 и 7 кГц.
За двухполупериодным АД включен фильтр манипуляции ФНЧ
(фильтр нижних частот) с верхней граничной частотой 0,1—0,3 кГЦ1
для ослабления несущей сигнала. Авторегулировка порога (АРП)
имеет постоянную времени порядка 10 мкс. Тонманипулятор (ТМ)
переключается на ряд частот 900—4000 Гц для многократного
использования проводных линий.
В приемнике используется задержанная АРУ, усиленная, с по-
стоянными времени 0,1 и 1 с соответственно при большой и малой
скорости телеграфирования. Кроме того, он снабжен устрой- Таблица 2.2
ствами РРУ, РРЧХ и др. Для борьбы с глубокими за- Вид передачи м, слоэ/мин п_, Гц V п, Гц
применяется сдвоенный прием, ключом В этом случае выходные напря- Пишущая жёния амплитудных детекторов 24 500 30 600 260 1400
двух приемников, настроенных
на одну и ту же станцию, но работающих от двух отдельных ан-
тенн, разнесенных на 5—10 длин волн, складываются как показа-
но на рис. 2.13.
Для того чтобы уменьшить действие шумов того приемника,
который принимает слабые сигналы, на суммарный выходной сиг-
нал, для обоих приемников используют общую цепь АРУ, хотя
каждый из них имеет собственный ДАРУ.
Схема линейного тракта магистрального приемника сигналов
с АТ составляется согласно рекомендациям приведенным в гл. 1
и § 2.5.
Ширину спектра радиочастот при регистрирующем приеме
в (1.1) следует взять равной
Пс = 1/т
(2.26)
или при работе по методу укороченного контакта для борьбы с пере-
менными временными преобладаниями
Пс = (3,,.5)/т. (2.27)
В (2.26) и (2.27) т — длительность точки азбуки Морзе или длитель-
ность элементарной посылки равномерного пятиэлементного кода.
В табл. 2.2 приведены величины скорости передачи М, ширины
спектра сигнала Пв и полосы пропускания линейного тракта при
обычно принимаемой нестабильности и различных видах передачи.
Выходное напряжение линейного тракта (УПЧЗ) берется равным
{/п > 0.5 В, чтобы получить достаточно большой коэффициент
передачи амплитудного детектора и уменьшить усиление последую-
щих каскадов.
55
При определении максимально допустимого коэффициента шума
по формулам (1.7) — (1.10) минимальное отношение сйгнал/помеха
на Входе прйёмника уЕХ должно равняться
Увх~°.7УВЫХ У2ЙВЫХ/ПШ, (2.28)
где ПЕЫХ = 0,5/т или Пвых = (1,5 ... 2,5)/т при использовании
метода укороченного контакта.
Если величина увых не задана, можно принять ее равной 0,7—
2 для слухового приема, 2—5 для пишущего приема и 3—10 для бук-
вопечатающего приема.
Из-за относительно низкой помехоустойчивости и сильной ее
Зависимости от порога ограничения, который не всегда удается вы-
держать оптимальным, амплитудная манипуляция сейчас мало
используется при регистрирующем, а особенно буквопечатающем
обмене.
2.6. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНОЙ
МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При частотной манипуляции (ЧТ) дискретные сообщения (буквы,
цифры) передаются комбинациями двух видов сигналов («нажатия» и
«отжатия») с разными частотами/1 и f2. Телеграфные сигналы с ЧТ
широко используются для буквопечатающего1 телеграфного обмена
на магистральных коротковолновых линиях связи из-за большей
помехоустойчивости передачи с ЧТ по сравнению е АТ,
При телеграфной передаче с ЧТ используется равномерный пя-
тизначный код, при котором буквы и цифры состоят из пяти элемен-
тарных посылок одинаковой амплитуды и длительности. Сигналы
характеризуются: скоростью в бодах Wt = 1/т (числом элемен-
тарных посылок длительностью т в секунду); отклонением (девиа-
цией или сдвигом) частоты 2£д при манипуляции и индексом моду-
ляции /пт = ^д/О.б 1Гт. Считая, что среднее слово состоит из
5 букв, получаем скорость М = Wt/25 слов в минуту. Линейный
тракт магистрального коротковолнового приемника ЧТ сигналов
(рис. 2,14) аналогичен линейному тракту приемника, реализован-
ного по схеме на рис. 2.13. Демодулятор состоит из ограничителя
ОЧТ, который служит для уравнения амплитуд посылок «нажатия»
и «отжатия» и для уменьшения действия помех.
Фильтры ФН и ФО («нажатия» и «отжатия») выделяют сигналы
с частотами /у и и имеют разнос средних частот 1000 Гц (для прие-
ма сигналов с девиацией ± 500 Гц) и средние частоты 4 и 5 кГц или
6 и 7 кГц. Амплитудные детекторы (АД) с интеграторами (И) преоб-
разуют сигналы в посылки постоянного тока.
Каскад вычитания (КВ) превращает эти посылки в двусторонние,
которые могут подводиться или к усилителю-ограничителю (УО)
(аналогичному показанному на рис, 2.13) или к формирующему и ре-
гистрирующему устройству (ФР) телеграфных сигналов. Далее сиг-
бб
life
К налы через тонманипулятор (ТМ) (аналогичный показанному на
|Г рис. 2.13) по проводной линии подаются в телеграфную аппаратную,
fe Помехоустойчивость приемника растет из-за того, что демоду2Н
f лятор ошибается в приеме посылки лишь тогда, когда амплитуда по-
1 мехи в одном его плече будет больше суммарной амплитуды сигнала
и помехи во втором плече.
Приемник?
КЬ» Рис. 2.14. Схема ма!истрального коротковолнового приемника для приема ЧТ
К'.' Сигналов.
К Формирующее и регистрирующее устройство (ФР) служит для
& определения полярности и восстановления (регенерации) формы
ж. импульсов, поступивших от КВ, перед подачей их на тонманипу-
&лятор.
К При регистрации применяется метод интегрального приема,
|| т. е. используется напряжение элементарной посылки в конце ее
ж приема. В цепь приема сигнала (точка 1) включается 7? С-цепь ли-
^ нейного интегрирования с временем установления /у
К' /у = 2,3 RC = (3,„5)т (2.29)
ЦйЛИ '
|‘ RC = (1,3...2,5)т. (3.30)
кЬ В конце приема посылки в точку 3 передается короткий синхро-
Р импульс, который разряжает RC-цепь и через точку 4 подает накоп-
I ' 57
fc
ленное напряжение на спусковое устройство, которое преобразует
напряжение сигнала в прямоугольные импульсы, как показано на
эпюре напряжений рис. 2.15, а. Эти. импульсы поступают на тон-
манипулятор с запаздыванием на одну элементарную посылку, что
не имеет значения. Заметим, что вместо /?С-цепи можно также при-
менить додетекторные интеграторы (резонансные контуры с полосой
меньше (0,2...0,4)/т).
Приемник имеет АРУ, посхе-
ме аналогичную рис. 2.13, с по-
стоянной времени 0,05—0,1 с.
Для борьбы с глубокими
замираниями применяется сдво-
енный прием сигналов. При
этом складываются двусторон-
ние импульсы, полученные в
каскадах вычитания (КВ) обоих
приемников. Приемники охва-
Рис. 2.15. Эпюра напряжений фор-
мирующего и регистрирующего уст-
ройства рис. 2.14.
чены общей цепью АРУ, как и
в схеме рис. 2.13.
Схема линейного тракта
рассматриваемого приемника
составляется согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1 и §2.5,
Ширину спектра радиочастот в (1.1) следует выбирать равной
Пс - 2 + 3 FT,
(2.31)
где Ft = 0,5 — основная частота манипуляции; №т — ско-
рость передачи, в бодах.
В табл. 2.3 приведены значения Пс при передаче от раз-
личных аппаратов и П при обычно принимаемой нестабильности и
2 FA = 1000 Гц.
Выходное напряжение линейного тракта (УПЧЗ) можно брать
Ua ж 0,5...1 В для получения эффективного ограничения сигналов
в ОЧТ.
Таблица 2.3
Вид аппарата U7T, бод ПР. Гц П, Гц
Стартстопный телетайп СТА-2М 50 1075 1350
Трехкратный телетайп ТРТ-1 152 1230 1660
Многократные буквопечатающие аппараты 300 1450 2100
Магистральные коротковолновые линии радиосвязи часто уп-
лотняются двумя телеграфными каналами с ЧТ методом двойного
частотного телеграфирования ДЧТ. При ДЧТ передатчик может
излучать телеграфные посылки на четырех частотах />, /2, f3 и /4,
отличающихся на 1 кГц друг от друга. При нажатии на 1-м и 2-м
58
каналах излучение идет на частоте/4, при нажатии на 1-м и отжа-
тии на 2-м — на частоте/3; при отжатии на 1-м и нажатии на 2-м —
на частоте. при отжатии на 1-ми 2-м— на частоте Д. Спектр
сигнала ДЧТ при равном разносе и девиации частот в два раза ши-
ре» чем при ЧТ (при синхронной работе аппаратов 1-го и 2-го ка-
налов). При несинхронной работе спектр расширяется.
Приемник2
Рис. 2.16. Схема магистрального коротковолнового приемника сигналов ДТЧ.
В приемнике сигналов ДЧТ (рис. 2.16) схемы линейного тракта и
устройства АРУ аналогичны показанным на рис. 2.13 и 2.14.
Демодулятор содержит ограничитель ОЧТ и четыре фильтра
(Ф), настроенных на частоты /2, /3 и Л (4; 5; 6; 7 кГц) сигналов
ДЧТ. Легко видеть, что при детектировании посылок частот Д,
/з и Л ДЧТ на выходе каскадов вычитания КВ1 и КВ2 полу-
чаем сигналы нажатия и отжатия (обозначенные буквами н и о
соответственно), т. е. комбинацию сигналов, как показано в
табл. 2.4. Сигналы с КВ 1 и КВ2 проходят через цепи, аналогичные
использованным в приемнике по схеме рис. 2.14. Проводную линию
59
Таблица 2.4
£<анал Сигналы на частотах
fi fl f»
1 О О н н
2 О н О н
можно уплотнить, если два ТМ
работают на разных частотах.
Также, как при приеме сигна-
лов с ЧТ, для борьбы с глубо-
кими замираниями применяет-
ся сдвоенный прием сигналов
с ДЧТ. При этом оба прием-
ника охвачены общей цепью
АРУ, аналогично схеме рис.
2.14.
Линейные тракты сдвоенных приемников (рис. 2.17) одинаковы я
аналогичны приемнику рис. 2.14. Демодулятор содержит два огра-
ничителя ОЧТ, подключенных к выходам УПЧЗ соответствующих
приемников, восемь фильтров, настроенных на частоты flt f2, fs и
Рис. 2.17. Схема соединений двух приемников для сдвоенного приема снгна-
лов ДЧТ.
ДТЧ, и восемь пар амплитудных детекторов (АД). На выходе КВ1 н
КВ2 получаем посылки нажатия и отжатия, аналогичные приведен-
ным в табл. 2.4.
Как видно из сравнения рис. 2.2, 2,13, 2.14 и 2.16, эти схемы на-
столько сходны, что путем несложных переключений можно создать
универсальное коротковолновое приемное магистральное устрой-
ство для приема сигналов радиотелефонных с AM и телеграфных
с АТ, ЧТ и ДЧТ.
50
Приемники, выполненные по схеме рис. 2.13, 2.14 и 2.16, могут
иметь устройство настройки, подобное показанному на рис. 1л,
2.7. ПРИЕМНИКИ ДИСКРЕТНЫХ СИГНАЛОВ С ФАЗОВОЙ
МАНИПУЛЯЦИЕЙ
При передаче дискретных сигналов с фазовой манипуляцией
(ФТ) фаза обычно изменяется на 180” при переходе от сигнала налай
тия к сигналу отжатия и наоборот.
Рис. 2.18. Схема формирования син-
хронных колебаний из принимаемых
ФТ сигналов.
Рис. 2.19. Схема формирования син-
хронных колебаний с помощью мест-
ного стабильного гетеродина.
Передача дискретных сигналов с ФТ обеспечивает большую
помехоустойчивость приемника, чем передача с ЧТ и АТ. Это оо>-
ясняется тем, что спектр сигналов с ФТ в два раза уже, чем при ЧТ,
а амплитуды боковых частот в два раза больше, чем при АТ. Кроме
того, при ФТ ослабляются помехи, не совпадающие по фазе с смгна-
Рис. 2.20. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением фаз.
лами нажатия и отжатия. Таким образом, наблюдается выигрыш
в два раза цо мощности при переходе от ЧТ к ФТ и в четыре рааа при
переходе от АТ к ФТ.
В приемнике сигналов с ФТ необходим синхронный гетеродин,
фаза которого совпадает с фазой сигнала нажатия или отжатия.
Напряжения синхронного гетеродина и принимаемого сигнала пода-
ются на фазовой детектор, на выходе которого появляется положи-
тельный импульс при совпадении фаз сигнала и гетеродина и отри-
цательный при сдвиге фаз на 180°,
«I
99
1 — 1 1 © 1 о 4- ?=> ‘ vS + + t - 180° 0° 19f
, "< > * мНММ 00I i
V UU vllVml) uuU JI J6/)0 иЯНойННш
1w о Ж 1 J HNr 0 .Ш ША _д.
uvv lluV W Лв ЮлО m WH b
U ISO Mflfl, Mflf 180 180 Жд.
ulilli НУН 180° 0° pHHH Mill 180° 0°
J <1йЙ11 йН. 1 ЩВ _x
.'J rS. — .1 Lz еЙ L ^и1"И W* . _ 180° 180°
IWI
wllW X
* 1_JL_L I l l It ————— - *" 1
^180° 10° ,0 • 180° jao° -io° .
10° ->0° 18i f W V 9° 180° \l80° 180° \ n n >
L k «
f ' 1 + + t
Рис. 2.21. Эпюры напряжений в приемнике рис. 2.20.
62
Получение синхронных колебаний с помощью автономного мест-
ного генератора затруднительно. Их можно сформировать из прини-
маемых сигналов с помощью соответствующего устройства
(рис. 2.18). Умножитель частоты (У) на два превращает сигнал в не-
манипулированный. Узкополосный фильтр (Ф) ослабляет помехи
в канале синхронизации, а с помощью делителя (Д) на два получаем
частоту, равную частоте синхронного колебания, которое через фа-
зовращатель (ФВ) подводится к фазовому детектору (ФД). Недо-
статок устройства на рис. 2.18 — возможность «обратной работы»,
так как синхронное колебание может иметь два устойчивых состоя-
ния фазы: 0° и 180°. В устройстве, реализованном по схеме на
рис. 2.19, этот недостаток уменьшается, хотя и не устраняется. Здесь
частота местного стабильного генератора (Г), фаза которой совпа-
дает с фазой сигнала, подстраивается сигналом с помощью системы
ФАП, состоящей из умножителей (У') частот сигнала и гетеро-
дина на два, фильтра (Ф), различителя (РФАП) и управителя
(УФАП).
Недостаток ФТ устраняется в системе с относительно-фазовой
манипуляцией (ОФТ), в которой сигналы нажатия и отжатия опре-
деляются сравнением фаз предыдущей и последующей посылок, при-
чем фаза меняется при переходе к сигналу отжатия и не меняется
при переходе к сигналу нажатия. В приемнике нет синхронного
гетеродина и обратная работа при скачке фазы возможна лишь при
приеме одной-двух посылок.
Прием сигналов с ОФТ возможен на приемник со сравнением
фаз (рис. 2.20). В этом приемнике на выходе ограничителя в точке /
получаем сигнал с ОФТ и ограниченной амплитудой, показанный
на рис. 2.21. На вход интеграторов И и И' в точки 2 и 2' с помощью
электронного коммутатора (ЭК) подводятся сигналы. В точках
3 и & получаем сигналы, состоящие из участков колебаний с нара-
стающей амплитудой и участков свободных колебаний, причем дли-
тельности этих участков равны т. В конце каждой посылки импуль-
сы, поступающие от блока синхронизации БС (точка 4), открывают
усилители У1 и У2 и на фазовый детектор ФД (точки 5 и 5') посту-
пают радиоимпульсы. На выходе ФД 6 получаем импульсы постоян-
ного тока, полярность которых зависит от соотношения колебаний
в радиоимпульсах. При совпадении фаз в точке 6 получаем положи-
тельные импульсы, при сдвиге фаз на 180°— отрицательные. Блок
синхронизации управляет схемой гашения (СГ), которая прекращает
свободные колебания на выходах интеграторов И и И' через интер-
валы времени т. После устройства формирования телеграфных
посылок ФТГ в точке 7 телеграфные посылки поступают к телеграф-
ному аппарату или в проводную линию. Они оказываются сдвину-
тыми на интервал т относительно принятых, что не имеет значения.
Метод сравнения фаз наиболее прост в реализации, но обеспечи-
вает помехоустойчивость приемника, меньшую, чем метод передачи
сигналов с ФТ. Это объясняется тем, что помехи воздействуют на два
тракта с одинаковыми полосами.
63
Прием сигналов с ОФТ можно также реализовать, используя ме-
тод сравнения полярностей (рис. 2.22). В точке 1 получаем ограни-
ченные по амплитуде сигналы с ОФТ (рис. 2.23), которые одновремен-
но с сигналами синхронного гетеродина (СГ) подаются на фазовый
детектор (ФД). Полученные в точке 2 импульсы постоянного тока, не
соответствующие исходным телеграфным посылкам, через интегратор
(И) поступают на разрядное устройство РУ (точка 4} одновременно
с управляющими импульсами от блока синхронизации БС (точка 3).
Последние разряжают конденсатор интегратора И, преобразуя на-
пряжение, полученное в точке 4, в треугольные посылки с перемен-
ным знаком (точка 5),
Рис. 2.22. Приемник дискретных сигналов ОФТ со сравнением полярностей.
В усилителях У1 и У2 импульсы усиливаются и подводятся
к триггеру Тг1, который преобразует их в прямоугольные поселки
(точка 6). Последние дифференцируются цепочкой ДЦ, приводятся
к одинаковой полярности (точка 7) и подаются на одно из плеч вы-
ходного триггера Тг2, ко второму плечу которого из точки 3 под-
водятся управляющие импульсы. Импульсы из точки 7 опрокиды-
вают выходной триггер в одно из положений, а управляющие им-
пульсы из точки 3 — в другое. На выходе триггера в точке 8 полу-
чаем исходный телеграфный сигнал, который подается на выход
приемника.
Приемник, построенный по схеме рис. 2.22, достаточно прост и,
сочетая когерентное детектирование с интегральным, приемом (опти-
мальной фильтрацией), позволяет обеспечить потенциальную помехо-
устойчивость. Однако для нормальной работы его необходим тракт
синхронизации колебаний типа, показанного на рис. 2.19, поэтому
на практике удобнее реализовать схему рис. 2.20.
Проектирование преселектора, преобразователя частоты и УПЧ
наиболее распространенной схемы рис. 2.20 надо вести согласно ука-
заниям гл. 1.
Ширину спектра радиочастот в (1.1) надо брать равной Пс =
= 1,5№т, где Wj — скорость передачи, в бодах.
64
Выходное напряжение УПЧ следует выбирать порядка Ua »
~ 0,5. ..1 В для эффективного ограничения амплитуд сигналов в ог-
раничителе О.
^Реальную чувствительность приемников дискретных сообще-
ний, передаваемых дискретными сигналами, можно определить, за-
даваясь допустимыми вероятностями ошибок воспроизведения сим-
волов (кодовых комбинаций) рОк, с помощью которых передаются
Рис. 2.23. Эпюры напряжений в приемнике рис. 2.22.
дискретные сообщения при воздействии шумов. При поэлементном
приеме и использовании минимальных кодов
Рок = 1 - (1 - р0)", (2.33)
где р0 — вероятность ошибки воспроизведения элементарного сиг-
нала; п — число этих chi налов в кодовой комбинации. При pji <£ 1
получаем
Рок « Роп-
(2.34)
Вероятности ошибок р0 определяются отношением энергии
сигнала к удельной мощности шума ho на входе приемника, видом
модуляции и параметрами приемника. При приеме сигналов с АТ,
ЧТ и ФТ на приемник с когерентным детектором, к которому под-
водятся сигнал и колебания местного гетеродина, синхронные и син-
3 Зак. 895 65
фазные с колебаниями сигнала, вероятности ошибок р0 соответст-
венно равны (рис. 2.24):
ро>0,5 [1 - Ф(0,7й)], (2.35)
р0 = 0,5 [1 - Ф (Л)], (2.36)
р0 = 0,5 [1 — Ф (1,4Л)], (2.37)
где h — отношение эффективных напряжений сигнал/шум на входе
X
детектора; Ф (х) = (2/]/2л) § ехр (—0,5/2)d/ — интеграл вероят-
о
ности.
Вероятности ошибок при задан-
ном h0 будут минимальными, а, зна-
чит, помехоустойчивость будет мак-
симально возможной (потенциальной)
при приеме сигналов на идеальный
приемник, содержащий оптимальный
фильтр и когерентный детектор. От-
ношение мощностей сигнал/шу м на
выходе оптимального фильтра
h* = hl (2.38)
Допустимые h при заданных р0
находятся с помощью формул (2.35)
—(2.37) или рис. 2.24, a ft0 - с по-
мощью (2.38).
Оптимальный фильтр имеет частот-
ную характеристику, комплексно-соп-
ряженную (согласованную) со спект-
ром сигнала. Заметим, что в прием-
п пп. о никах с когерентным детектором оп-
Рис. 2.24. Зависимость р0 (Л) » ,' л 1
при передаче сигналов АТ, ЧТ ТИМЭЛЬНЫИ фильтр может быть ВКЛЮ-
и ФТ. чен как до, так и после детектора без
изменения помехоустойчивости.
Как видно из рис. 2.24, приемники сигналов АТ имеют наимень-
шую помехоустойчивость. Для упрощения конструкции можно за-
менить оптимальный фильтр квазиоптимальным, форма частотной
характеристики которого не согласована со спектром сигнала и лишь
ширина полосы выбрана так, чтобы отношение сигнал/шум на выходе
было наибольшим. При этом помехоустойчивость падает, так как
й2 = (0,8...0,6)ft2, (2.39)
при импульсах с большой и малой скважностью соответственно. Оп-
тимальные полосы додетекторных фильтров П ~ (0,65...1,37)/т,
последетекторных П = (0,33...0,6)/т.
При замене когерентного детектора некогерентным также умень-
шается помехоустойчивость, так как в этом случае не подавляются
66
ортогональные к сигналу составляющие шума. Вероятности ошибок
при приеме сигналов ЧТ равны
р0 ж 0,5 exp (—0,5/z2). (2.40)
и могут быть определены по кривой ЧТНКГ рис. 2.24. Величина Ло
находится по формуле (2.38) или (2.39).
Если частота принимаемых сигналов нестабильна, то полосу
додетекторного фильтра приемника приходится брать значительно
шире оптимальной, т. е. брать Пт^>1. При этом на входе детек-
тора
А2 =/г§/Пт /zq. (2.41)
Заменяя в (2.40) h согласно (2.41), мы видим, что расширение по-
лосы заметно снижает помехоустойчивость. Однако, включив ли-
нейный интегратор или оптимальный фильтр после детектора, мож-
но устранить или уменьшить падение помехоустойчивости при коге-
рентном и некогерентном приеме соответственно. Действительно,
приемник с когерентным детектором и оптимальным фильтром, вклю-
ченным после детектора, обладает потенциальной помехоустойчи-
востью. Помехоустойчивость приемника с некогерентным детекто-
ром, широкополосным додетекторным и оптимальным последетек-
торным фильтрами зависит от типа детектора, ширины полосы
додетекторного фильтра у — тП и соотношения мощностей
сигнал/шум h на входе детектора. Действительно, при приеме ЧТ
сигналов по схеме рис. 2.14 вероятность ошибки
Ро = 0,5|1 — Ф (йвых)1, (2.42)
где йВых—отношение эффективных напряжений сигнал/шум на
выходе схемы.
При линейном детекторе и /г>>1 или при когерентном детекторе
обеспечивается потенциальная помехоустойчивость и
= (2.43)
при квадратичном детекторе
Л|ых = 0,5Л§; (2.44)
при h < 1 и любом детекторе
= (2.45)
Допустимые йвых определяются из (2.42) при заданных р0, а
требуемое /г0 — из (2.43) — (2.45). При приеме сигналов ОФТ по
схеме рис. 2.20
р0 = 0,5 ехр (—/г2), (2.46)
а при приеме по схеме рис. 2.22
р0 = 0,5[1 — Ф2 (1,4/г)]. (2.47)
57
В*
2.8. ПРИЕМНИКИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ С ЧАСТОТНЫМ
УПЛОТНЕНИЕМ
Приемники широко используются для приема сигналов радио-
релейной связи, радиотелеметрии и радиоуправления на частотах
выше 100 МГЦ.
Многоканальный сигнал с частотным уплотнением содержит не-
сущее колебание, модулированное по амплитуде, частоте или фазе
несколькими колебаниями различных поднесущих частот, которые,
г свою очередь, модулированы по амплитуде (с одной боковой поло-
сой или с двумя боковыми полосами и несущей), частоте или фазе
сигналами сообщений (речи, данных измерений, команд и др.).
Рис. 2.25, Схема приемника многоканальных сигналов с частотным уплотне-
внем (ЧУ).
Многоканальные сигналы обозначают двумя группами букв
(AM—AM, AM—ЧМ И т. д.), где первая группа соответствует виду
модуляции пбднесущих, а Вторая — виду модуляции несущей.
Демодулятор несущей (ДН), обычно реализуемый согласно
рие. 2.1, 2.4, 2.6 и 2.8 при AM, ЧМ, ОБП и ФМ несущей соответст-
венно, преобразует многоканальный сигнал промежуточной частоты
в сумму колебаний поднесущих частот (канальных сигналов)
(рис. 2.25).
При Приеме сигналов с AM и ОБП ограничитель (О) должен ос-
лаблять импуЛьейые помехи, а при приеме сигналов с ЧМ и ФМ дол-
жен служить и для борьбы с гладкими помехами. Канальные сиг-
налы с AM, ЧМ, ОБП и ФМ поднесущих разделяются фильтрами Ф1;
Ф2....фп, усиливаются в канальных усилителях (УК) и посту-
пают в демодуляторы поднесущих (ДПН), преобразующих каналь-
ные сигналы В сигналы сообщений, которые после усиления в УНЧ
подаются на выходы приемника.
При Использовании ЧМ и ФМ поднесущих после фильтров вклю-
чаются дополнительные ограничители амплитуд. АРУ приемника
обеспечивает устойчивую работу последнего каскада УПЧ, ограни-
чителя и детектора.
При приеме сигналов с AM несущей для ее демодуляции реко-
мендуется использовать детекторы на полупроводниковых диодах
и подводить к ним сигналы с амплитудой 0,5—1,0 В. Авторегули-
S8
ровка усиления поддерживает уровень принимаемых сигналов на
входе последнего каскада УПЧ таким, чтобы нелинейные искажения
в этом каскаде так же, как и во всем линейном тракте, были малыми.
Для уменьшения взаимных помех каналов коэффициенты усиления
их в линейном тракте должны мало отличаться друг от друга. Диод-
ный ограничитель (О) служит только для ослабления пиков импульс-
ных помех и уровень ограничения должен быть выше наибольшей
амплитуды сигнала на входе ограничителя (амплитудного детектора)
^пор > Un шах «= t/nm2,
где ms — коэффициент модуляции несущей результирующим на-
пряжением всех поднесущих многоканального сигнала.
Амплитуда напряжения одного канала на выходе детектора ДН
UnK = т„Кяип, (2.48)
где тк — коэффициент модуляции несущей за счет колебаний од-
ного канала; Кд — коэффициент передачи детектора.
Канальный усилитель, включаемый между детектором несущей
и детектором поднесущей, должен иметь коэффициент усиления
К« = иян/ияк, (2.49)
где t/пн — необходимое напряжение канального сигнала на входе
детектора поднесущей, зависящее от вида модуляции поднесущей.
При расчете Кк следует учитывать ослабление, создаваемое разде-
лительными фильтрами каналов (Ф).
При приеме поднесущих с AM и ОБП нелинейные искажения
в УК должны быть малы, при приеме поднесущих с ЧМ и ФМ он
должен вносить малые фазовые искажения. Дополнительный огра-
ничитель, включенный перед детектором поднесущей, должен иметь
уровень ограничения
ия0р == Unn о (1 + тя), (2.50)
где ипа 0 —- амплитуда поднесущей на входе ограничителя; тя =
«= 0,03...0,5 — коэффициент модуляции поднесущей помехами.
Для упрощения приемников генераторы-восстановители под-
несущих и генераторы опорных напряжений при приеме с ОБП
и ФМ поднесущих можно не стабилизировать по частоте (фазе), если
их частоты ие очень велики и стабильность частоты высока. Вход-
ное напряжение усилителя выходных сигналов УНЧ
ияч = t/пнХд пн. (2.51)
где Кд пн — коэффициент передачи детектора поднесущей.
Полоса пропускания канального усилителя выбирается равной
ширине спектра радиочастот поднесущей, т. е.
Пк = Пск, (2.52)
где __
ncH»2Fmax; Пск = 2Fmajt (1 +.m4K + VmJ (2.53)
при AM, ОБП, ЧМ поднесущей соответственно.
69
Таблица 2.5
Сигналы пс с
ОБП—ОБП (Fmax-(-Д/73) 1
AM—ОБП «к (З^шахМ-ЛГз) 1/3
ФМ—ОБП "к (2А|11ахтф/( + Д53) 0.5
ЧМ-ОБП а/к (2Fшах^ч/? “1“ 1,5т^
AM—AM 2/iK(2F шахН-А^з) 1/9
ФМ—AM 2/?н (2FГПах ~\~&F3)
ЧМ—AM (2Fa)ax ^ч/? + Д^з) °>5 т\
ОБП—AM (Ffnax + Д? з) 1/3
ОБП—ЧМ 2nu(Fmai + bF3) тч ч,ь^тч/!1 „
AM—ЧМ 2лк fn4{2Fгаах.Ч~Д^Ч) 0.125Д/Хц//1
ФМ—ЧМ 2/ti( /пч (2Fmax ^ф/i 4“ AF3) 0,25 (Д/о2,ч4)«фА
ЧМ—ЧМ (2Fmax m4k 4“ &F3) 0-75 т чА Д/2ч//1
Примечание: пк — число каналов многоканального сигнала; Fma.x.—
максимальная частота спектра сообщения, передаваемого по одному каналу;
ДА3 — защитный интервал между спектрами канальных сигналов; тч и тф —
частотный н фазовый коэффициент модуляции несущей; m4ft и тФь— частот-
ный и фазовый коэффициент модуляции поднесущей fe-ro канала; /й — под-
несущая fe-ro канала; Д/гпч — отклонение частоты несущей.
70
Частотный разнос между поднесущими должен быть равен
” пск (2.54)
где AFa — защитный интервал между поднесущими, необходимый
для их разделения.
При приеме сигналов с ОБП несущей для ее демодуляции ре-
комендуется использовать детектор (смеситель) ДН на полупровод-
никовом диоде и подвести к нему от УПЧ сигнал с амплитудой
0,04—0,06 В и напряжение гетеродина-восстановителя несущей с ам-
плитудой 0,5 — 1,0 В. Канал выделения пилот-сигнала и АПЧ пер-
вого гетеродина строят согласно указаниям § 2.3, а линейный
тракт, ограничитель, АРУ, устройства разделения и обработки ка-
нальных сигналов аналогичны используемым в приемнике с AM
несуще i.
При приеме сигналов с ЧМ несущей для ее демодуляции следует
использовать полупроводниковый диодный частотный детектор
(ДН) с парой связанных контуров и диодный ограничитель перед
ним, служащий для борьбы как с импульсами, так и с гладкими
помехами. К ограничителю подводят сигнал от УПЧ с амплитудой
Ua 1/иор/(1 - тяп) « 0,25...,0,5 В, (2.55)
где 1/пор — порогограничения; тап — коэффициент модуляции мно-
гоканального сигнала помехами.
Для уменьшения взаимных помех и искажений канальных сигна-
лов фазовые искажения в линейном тракте должны быть малы. Для
этого в нем следует использовать каскады резонансного усиленияили
каскады с парами связанных контуров.
Устройства разделения и обработки канальных сигналов ана-
логичны, используемым в приемнике сигналов с AM несущей.
При определении максимально допустимого коэффициента шума
согласно (1.7)—(1.10) величину минимально допустимого отноше-
ния сигнал/шум на входе приемника можно подсчитать по фор-
муле _________
Vbx 7йыхkp с, (2.оС)
где kp — отношение максимального напряжения многоканального
сигнала к действующему значению его (kp ж пк), а коэффициент с
определяется из табл. 2.5.
Ширину спектра радиочастот принимаемых сигналов Пс в (1.1)
следует выбирать из табл. 2.5.
2.9. ПРИЕМНИКИ МНОГОКАНАЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
С ВРЕМЕННЫМ УПЛОТНЕНИЕМ
В настоящее время для радиосвязи, радиотелеметрии и радио-
управления широко используется передача сообщений людулирован-
ными видеоимпульсами преимущественно на частотах выше 100 Мгц.
Различают видеоимпульсы: с амплитудно-импульсной (АИМ), с ши-
ротно-импульсной (ШИМ), с временной (фазовой) (ВИМилиФИМ),
71
с кодово-импульсной (КИМ) и с дельта-модуляцией (ДМ).
Для передачи сообщений по радиолиниям модулированные видео-
импульсы скачкообразно меняют частоту, амплитуду или фазу не-
сущего колебания, образуя радиоимпульсы. При этом вместо фазо-
вой манипуляции может применяться относительно фазовая мани-
пуляция (ОФТ).
Сигналы, передаваемые радиоимпульсами, кодируются двумя
группами букв, причем первая из них обозначает вид модуляции ви-
деоимпульсов, а вторая — вид модуляции несущего колебания.
Рис. 2.26. Схема приемника многоканальных сигналов с временным уплотне-
нием (ВУ).
Например, различают сигналы АИМ-АМ, КИМ-ФМ и т. д. Передача
радиоимпульсами позволяет создавать многоканальные радиолинии
с временным уплотнением каналов, по которым сообщения различ-
ных каналов передаются последовательно в различные интервалы
времени.
Время передачи делится на тактовые периоды Ги, в течение ко-
торых передается по одному импульсу каждого канала (или по одной
кодовой комбинации импульсов при использовании КИМ), и им-
пульс синхронизации. Частоту тактовых периодов Ги = 1/Ти сле-
дует выбирать выше максимальной частоты спектра сигналов сооб-
щений Fmax по крайней мере в два раза, а обычно от двух с поло-
виной до пяти раз.
Приемник многоканальных сигналов с временным уплотнением
(рис. 2.26) должен преобразовать радиоимпульсы в видеоимпульсы;
разделить видеоимпульсы, служащие для передачи сообщений по
различным каналам, и преобразовать видеоимпульсы, следующие
с тактовой частотой, в модулирующие напряжения (сигналы сооб-
щений). После линейного тракта радиоимпульсы промежуточной
частоты через ограничитель (О) подводятся к демодулятору ДРИ,
который преобразует их в видеоимпульсы. При приеме'радиоим-
пульсов с несущей с изменяющейся амплитудой, частотой или фазой
в качестве демодуляторов используются импульсные амплитудные,
частотные и фазовые детекторы соответственно.
72
При приеме сигналов с АИМ-АМ ограничитель должен ослаблять
импульсные помехи, при приеме остальных видов сигналов ограни-
читель должен служить и для борьбы с гладкими помехами.
Радиоимпульсы синхронизации также преобразуются ДРИ в
видеоимпульсы. Импульсы синхронизации обычно имеют большую
длительность, чем импульсы сигналов сообщений, передаваемых по
каналам. Они отделяются от канальных импульсов с помощью ин-
тегратора (И) и пороговой схемы (ПС) и запускают ждущий мульти-
вибратор MBL При этом открывается каскад совпадения КС1 на
Сигнал ouiuSku
Рис. 2.27. Схема демодуляторов видеоимпульсов
с АИМ и расширением импульсов.
Рис. 2.28. Эпюра напряжений демодулятора ви-
деоимпульсов с АИМ и расширением импульсов.
время приема импульса (или кодовой комбинации импульсов при
приеме сигналов с КИМ) 1-го канала, и этот импульс проходит через
КС1 на демодулятор видеоимпульсов ДМ1. Срез импульса мульти-
вибратора МВ1 запускает МВ2 (который открывает КС2 и пропускает
к ДМ2 импульс 2-го канала) и так продолжается до срабатывания
последнего мультивибратора МВ/г и пропускания через КСи к
ДМ/г импульса последнего n-го канала. Затем проходит следующий
импульс синхронизации и процесс повторяется. Конечно, кроме
описанной возможны и другие схемы разделения каналов с помощью
импульсов синхронизации.
Демодуляторы ДМ1, ...» ДМл преобразуют последовательности
импульсов в сигналы сообщений каналов. Тип демодулятора соот-
ветствует виду модуляции видеоимпульсов. •
Помехоустойчивость канала синхронизации важна для прием-
ника многоканальных сигналов с временным уплотнением, так как
под влиянием помех на этот канал нарушается работа всех каналов
приема сообщений. Желательно, чтобы помехоустойчивость канала
синхроимпульсов была выше, чем у каналов сообщений. Для этого
можно увеличивать энергию синхроимпульсов (за счет их длитель-
ности или амплитуды) или заменять их кодовыми комбинациями.
Для снижения нестабильности и подавления синхроимпульсов
помехами можно использовать инерционную синхронизацию.. При
73
этом синхроимпульсы приемника вырабатываются местным гене-
ратором, частота и фаза которого управляется принимаемыми син-
хроимпульсами с помощью системы ФАПЧ (рис. 2.27). В этой си-
стеме выделенные интегратором (И) и пороговой схемой (ПС) синхро-
импульсы поступают на фазовый детектор (ФД) вместе с импульса-
ми местного генератора (МГ). Полученный на выходе ФД сигнал
ошибки через ЯС-цепь и управитель фазовой автоподстройки
(УФАП) воздействует на МГ, обеспечивая синхронность и синфаз-
ность принимаемых и выработанных им синхроимпульсов. Вырабо-
Рис. 2.29. Эпюра напряжений, Рис. 2.30. Схема включения двустороннего
иллюстрирующая ослабление ограничителя в приемнике сигналов с ШИМ.
помех при приеме сигналов
с ШИМ с помощью двусторон-
него ограничителя.
тайные МГ импульсы подаются на мультивибраторы МВ (рис. 2.26).
Медленные уходы принимаемых синхроимпульсов компенсируются
фазовой автоподстройкой, а быстрые пропадания их сглаживаются
/?С-цепью.
Для демодуляции видеоимпульсов с АИМ при малой скважности
q = 7и/т (где т—длительность импульсов) можно просто пропустить
видеоимпульсы через ФНЧ с граничной частотой 0,5Ги > Гв >
> Лпах, W Fmax — высшая частота спектра сигналов сообщений.
При большой скважности нужно подать видеоимпульсы с АИМ
на пиковый детектор (ПД), чтобы избежать последующего большого
усиления сигналов. Для устранения нелинейных искажений при
демодуляции и получения значительной амплитуды сигналов сооб-
щений можно использовать «расширители импульсов», которые пре-
образуют серии коротких импульсов одной полярности в серии более
длинных импульсов противоположной полярности, показанные на
рис. 2.28. ФНЧ на выходе расширителя импульсов отделяют сиг-
налы сообщений от высокочастотных составляющих напряжения.
Для демодуляции сигналов с ШИМ можно пропустить видео-
импульсы через фильтр нижних частот ФНЧ с граничной частотой
FB, где 0,5Fn > FB > Fmax. Для ослабления помех во время прие-
ма импульсов и пауз нужно использовать двусторонний ограничи-
тель (ДО), действие которого поясняется рис. 2.29, или электронное
реле, которое будет перебрасываться во время прохождения напря-
жения сигнала через порог ограничения (7пор. Уровень ограничения
следует выбирать из условия
74
t/nop « 0,5t/„, (2.57)
где Ua — амплитуда видеоимпульсов. В этом случае уровень огра-
ничения попадает на участок наибольшей крутизны фронта импуль-
сов и действие помех станет минимальным. Двусторонний ограничи-
тель включают между ДРИ и КС, тем самым уменьшая необходимое
число активных элементов (рис. 2.30).
Рис. 2.31. Эпюра напряжений при преобра-
зовании сигналов с ВИМ в сигналы с ШИМ.
Рис. 2.32. Демодулятор сигна
лов с КИМ.
Для демодуляции сигналов с ВИМ нельзя ограничиться пропус-
канием сигнала через ФНЧ с 0,5FH > FB > Fmax, так как в спектре
видеоимпульсов с ВИМ амплитуды составляющих частот сообще-
ний малы. Поэтому сигналы с ВИМ следует преобразовать в сигна-
лы с ШИМ (реже в сигналы с АИМ) (рис. 2.31). Селекторные им-
Рис. 2.33. Схема приемника сигналов с дельта-модуляцией и AM (ДМ—AM).
пульсы запускают электронное реле, которое дает импульсы и9
с длительностью Т. Импульсы напряжения и& открывают усилитель-
ный каскад, который работает, начиная от момента приема сигналь-
ного импульса К до конца импульса и9. Таким образом, импульсы К
с ВИМ превращаются в импульсы К1 с ШИМ. Сигналы с ШИМ де-
модулируются описанным ранее способом. Для борьбы с помехами
за счет увеличения крутизны фронта порог срабатывания двусто-
роннего ограничителя выбирается равным
ьпор « 0,5С/ОИ. (2.58)
Преобразование ВИМ в АИМ труднее совместить с селекти-
рованием и борьбой с помехами.
Демодуляция сигналов с КИМ ведется путем преобразования их
в сигналы с АИМ по схеме рис. 2.32, если «вес» импульсов нарастает
с удалением от начала кодовой комбинации. Каждый импульс кодо-
75
вой комбинации заряжает конденсатор С через электронное реле
(ЭР), увеличивая напряжение Uc на фиксированную величину Ео.
За время паузы между соседними импульсами конденсатор С разря-
жается через резистор R и напряжение на нем падает в два раза.
В конце приема кодовой комбинации из п импульсов селектор кана-
ла открывает считывающее устройство (СУ) и подает остаточное на-
пряжение t/p с конденсатора С на вход демодулятора сигналов с
АИМ. Остаточное напряжение
= 1(1 или 0) + 2(1 или 0) + ...+2’->(1 или 0). (2.59)
т. е. равно уровню напряжения,
который передается данной кодо-
вой комбинацией. После считыва-
ния (7Р конденсатор С разряжается
и начинается прием следующей ко-
довой комбинации.
Демодуляци я сигналов с
ДМ-АМ реализуется по схеме на
рис. 2.33. Как показано на рис.
2.34, при передаче сигналов ДМ-АМ
модулирующее напряжение ис срав-
нивается со ступенчатым напря-
жением ист с постоянной длитель-
ностью Тс и высотой Дист ступень-
ки. Если ис <Z иС1 (в моменты вре-
мени /3, И Zg, /ц
рис. 2.34, а), то вырабатывается
отрицательный перепад ступен-
чатого напряжения; если u0 > ист
(при /5, Z6, t1 и /8 рис. 2.34, а)—
то положительный перепад. Видео-
импульсы с фиксированной ам-
плитудой, длительностью и часто-
той, показанные на рис. 2.34, б,
поступают на вход модулятора пе-
редатчика лишь тогда, когда на-
пряжение ис > wei, как показано
на рис. 2.34, в, и лишь в эти мо-
менты передатчик будет излучать
радиоимпульсы с постоянной ам-
Рис. 2.34. Эпюра напряжений при пере-
даче сигналов с ДМ—AM,
76
плитудой и несущей частотой. Приемник рис. 2.33 состоит из ли-
нейного тракта, детектора ДРИ, преобразующего радиоимпульсы
в видеоимпульсы, и пороговой схемы, которая устраняет действие
шумов в паузах между приемом видеоимпульсов, как показано на
рис. 2.34, гид. Сигналы ы2 с помощью переключателя полярности
импульсов (ППИ) изменяют полярность видеоимпульсов и3, выра-
батываемых генератором калиброванных видеоимпульсов (ГВИ),
синхронизированных с импульсами передатчика (рис. 2.34, б).
На выходе ППИ получаем двусторонние видеоимпульсы и4, ко-
торые с помощью ГСН преобразуются в ступенчатое напряжение
us. ФНЧ преобразует ступенчатое напряжение в сигнал по форме,
подобный напряжению ис передатчика.
При передаче сигналов с ДМ шумы квантования больше, чем при
передаче сигналов с КИМ, что вынуждает брать частоту следования
на порядок выше, чем при КИМ.
При ДМ-ЧМ и ДМ-ФМ передача радиоимпульсов ведется скачко-
образным изменением частоты и фазы несущей передатчика соот-
ветственно.
2.10. РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ ПРИЕМНИКИ
Звуковое радиовещание служит для передачи речевых и музы-
кальных монофонических и стереофонических программ. Здесь рас-
сматриваются только приемники наиболее распространенных моно-
фонических передач. При приеме радиовещательных программ нуж-
1/елЬ АРУ
Рис. 2.35. Типовая схема радиовещательного приемника IV класса.
на высокая точность воспроизведения сигналов, так как важно
правильное отображение не только смысловой информации, но и ха-
рактера передачи (тембра голоса и т.д.).
Радиовещательные приемники должны быть дешевыми, иметь
несложную схему и простое управление, поскольку они рассчитаны
на массовое производство и служат для индивидуального пользо-
вания. Чувствительность их должна быть относительно малой (де-
сятки и сотни микровольт), так как мощности радиовещательных
передатчиков значительны. Многие радиовещательные приемники
позволяют также воспроизводить звукозапись электропроигрыва-
телем.
77
Стандартные приемники делятся на 5 классов, качественные
показатели которых должны удовлетворять ГОСТ 5651—64. Типо-
вая схема приемников IV класса показана на рис. 2.35, приемников
III класса — на рис. 2.36, приемников I и II классов на рис. 2.37.
Радиовещание ведется на длинных (километровых), средних
(гектаметровых), коротких (декаметровых) и ультракоротких (метро-
Рис. 2.36. Типовая схема радиовещательного приемника III класса.
вых) волнах. Вещанию в СССР отведены участки: на длинных волнах
150—408 кГц; на средних волнах 525—1605 кГц; на ультракорот-
ких волнах 65,8 — 73 МГц. На коротких волнах вещанию отведено
7 узких участков: 3950 — 4000 кГц (75-метровый); 4750 — 4995 кГц
(тропический); 5005—5060 кГц (тропический); 5950—6200 кГц (49-
Рис. 2.37. Типовая схема радиовещательного приемника I и II классов.
метровый); 7100—7300 кГц (41-метровый); 9500—9775 кГц (31-ме-
тровый) и 11 700—11 975 кГц (25-метровый). На УКВ применяется
частотная модуляция (ЧМ), а на остальных волнах — амплитудная
модуляция (AM). На один радиовещательный канал с AM отводится
полоса частот Ю кГц; на один канал с ЧМ — 300 кГц.
Приемники IV класса принимают сигналы лишь на длинных и
средних волнах (ДВ и СВ) с AM и имеют линейный тракт без УРЧ.
Приемники III класса принимают сигналы на ДВ и СВ с AM и на
УКВ с ЧМ. Линейный тракт приемника сигналов с AM состоит из
ВЦ — AiM, смесителя С-АМ с гетеродином Г-АМ и УПЧ-AM. Для
78
приема сигналов с ЧМ служит отдельный блок УКВ, состоящий из
ВЦ, УРЧ, смесителя (С) и гетеродина (Г). С выхода смесителя сиг-
налы подаются на С-АМ и УПЧ-AM, схемы которых позволяют ис-
пользовать их в качестве УПЧ сигналов с ЧМ. Приемники более
высоких классов кроме сигналов на ДВ и СВ с AM и УКВ с ЧМ при-
нимают также сигналы на КВ с AM. Их схемы имею? УРЧ-АМ, ко-
торые используются и в качестве УПЧ-ЧМ, как показано на
рис. 2.37. В приемниках II класса применение растянутых КВ диа-
пазонов не обязательно, в остальных — обязательно.
Автомобильные приемники, выполненные по схеме рис. 2.36,
принимают сигналы на ДВ и СВ с AM и на УКВ с ЧМ (часть из них
принимает также сигналы на КВ с AM); приемники, выполненные
Цепь АРУ
Рис. 2.38. Возможная схема автомобильного радиовещательного приемника.
по схеме рис. 2.38, принимают сигналы на ДВ и СВ с AM. Сущест-
вуют (особенно среди приемников более ранних выпусков) приемни-
ки, выполненные по другим схемам и с другим набором диапазонов
принимаемых частот.
Обычно во входной цепи, усилителе радиочастоты и гетеродине
применяют резонансные контуры с сосредоточенными постоянными
и одноручечной настройкой конденсаторами переменной емкости
с воздушным диэлектриком, обеспечивающими наибольшее перекры-
тие поддиапазонов Апд. Настройка конденсаторами переменной
емкости с твердым диэлектриком применяется в переносных прием-
никах для уменьшения габаритов конденсаторных блоков. Настрой-
ка переменными индуктивностями применяется в автомобильных
приемниках во избежание микрофонного эффекта, а также при
приеме на УКВ, малом перекрытии диапазона 6ПД и возможности
сопряжения настройки только в одной точке.
Для настройки контуров на ДВ, СВ и УКВ используется по од-
ному поддиапазону. На КВ из-за большой плотности настройки нуж-
но иметь 2—3 поддиапазона. Для уменьшения плотности настройки
можно использовать ряд поддиапазонов, «растянутых» на отдель-
ные участки коротковолнового вещания (25, 31, 41 и т. д. метров),
На УКВ и растянутых поддиапазонах коротких воли можно ис-
пользовать фиксированную настройку контуров ВЦ и УРЧ, если
промежуточная частота высока и требования подавления зеркальных
и комбинационных помех умеренны.
Радиовещательные приемники могут работать на ДВ, СВ и КВ
от наружной антенны. На ДВ и СВ широко используют встроенные
79
магнитные антенны, на УКВ — штыревые, телескопические или
петлевые (шлейф-вибраторы Пистолькорса). В переносных при-
емниках применяют встроенные магнитные антенны для приема на
ДВ, СВ (а в некоторых приемниках и на КВ), штыревые телескопи-
ческие — для приема на КВ и УКВ и наружные антенны для приема
на ДВ, СВ и УКВ. В автомобильных приемниках обычно исполь-
зуют штыревые телескопические антенны.
Особенности составления схемы линейного тракта
Входная цепь ВЦ и усилитель радиочастоты УРЧ должны обес-
печить заданную чувствительность приемника, ослабление дополни-
тельных каналов приема, снижение внеполосных помех и излуче-
ния гетеродина. Для уточнения схемы ВЦ и УРЧ сначала опреде-
ляем шумовую полосу линейного тракта:
П1и (1, 1.. .1,2)П, (2.60)
где П подсчитываем по (1.1). Величину Пс (1.1) находим из соотно-
шения
Пс = 2fmax • (2.61)
для приема сигналов с AM на всех волнах, кроме УКВ, и
Пс « П (2.62)
для приема сигналов с ЧМ на УКВ. Величины Fmax и П регла-
ментированы ГОСТ 5651—64. Затем при приеме AM сигналов рассчи-
тываем требуемое отношение сигнал/шум на входе приемника:
Ybx = Увых ТПш, (2.63)
где та — коэффициент модуляции сигнала, увых— отношение сиг-
нал/шум на выходе приемника.
При принятой методике испытаний приемников синусоидаль-
но модулированным генератором та = 0,3 и kQ = 1^2. После этого
подсчитываем требуемый коэффициент шума по (1.7) или (1.8) и ре-
шаем вопрос о введении УРЧ согласно рекомендациям гл. 1.
При приеме ЧМ сигналов
Увх “ Увых^чд5Чф, (2.64)
где Вчд и Вчф—выигрыши в отношении сигнал/шум, даваемые си-
стемой ограничитель — частотный детектор и фильтром ком-
пенсации предыскажений, равные
Вчд = V Zminjkl Fmax, (2.65)
ВЧФ = (2лтфГгаах)/3(1 arctg2nT0Fmax/2nT0?max)( (2.66)
При принятой методике испытаний приемников с помощью сину-
соидально модулированного сигнала kn = 1,4. Для радиовещания
выбирают тф = 50 мкс; тч = Д/тч/^тах, где Д/тч == 75 кГц —
80
Ij; максимальная девиация частотно-модулированного сигнала; /щах—
f граничная частота спектра модуляции передатчика. Для обеспечения
t работы частотного детектора в надпороговом режиме и получении
I выигрыша Вчд согласно (2.65) нужно иметь
‘ увх> 10...16 дБ. (2.67)
1 Очевидно, следует получить увх таким, чтобы удовлетворить одно-
i временно соотношения (2.64) и (2.67). Затем нужно найти Мд из
J (1.7) и решить вопрос о целесообразности введения УРЧ согласно
рекомендациям, изложенным в § 1.3. Обычно на ДВ и СВ не тре-
Г буется УРЧ, на КВ не нужно более одного каскада УРЧ и на УКВ
i ' не нужно более двух каскадов УРЧ.
' Далее следует выбрать число и схему резонансных контуров
| преселектора и УПЧ. Эти контуры должны обеспечить заданное
I ослабление зеркального канала 8езк и такую неравномерность ре-
зонансной характеристики в полосе пропускания преселектора
& 5еПр и УПЧ Senn. которая позволит получить заданную кривую
I верности приемника. Помехи на промежуточной частоте ослабля-
I ются режекторными фильтрами в антенной цепи, а побочные каналы
& относительно не опасны и с ними можно не считаться при выборе
К числа каскадов преселектора и УПЧ.
и. При приеме сигналов на УКВ с ЧМ минимальная полоса линей-
| ного тракта П определяется не частотными, а нелинейными искаже-
ниями. Согласно ГОСТ 5651—64 П = 0,12...0,18 МГц. Поэтому
j? частотные искажения, определяемые только громкоговорителей
УНЧ и детектором, должны быть не более 14 дБ для заданной Fmax.
I Наименьшее ослабление зеркального канала Se3K, даваемое од-
I ним резонансным контуром,
I Se3K«V 1+(2-2fn/d3pf0max)2«45, (2.68)
| что достаточно для всех классов приемников. Выбираем из конст-
I руктивных соображений апериодическую входную цепь и первый
каскад УРЧ с одиночным резонансным контуром.
Г Ослабление, даваемое преселектором на границе полосы SeIiP
к линейного тракта
Г ____________________
Д Vl+(2-O,51I4p/omln)2« 1,17. (2.69)
Оно настолько мало, что с ним можно не считаться при выборе ре-
зонансных контуров УПЧ.
При подсчете SeBK и Senp по формулам (2.68) и (2.69) принято со-
гласно ГОСТ 5651-64 /ОШ1П = 65,8 МГц; fOmas = 73 МГц; /п =
= 6,5 МГц и допущено, что d3p = 0,008.
Перейдем к выбору схем резонансных контуров УПЧ. Согласно
ГОСТ 5651—64 ширина ската Псб характеристики УПЧ на-уровнях
от 6 до 20 дБ должна составлять ПСб = (26—6) дБ/S к дБ/кГц «
« 80...120 кГц. Это значит, что коэффициент прямоугольное™
6 Зак. 895 81
Л’под УПЧ должен составлять от 1,9...2,35 для приемников высшего
класса, до 2,5...3 для приемников III класса.
При приеме сигналов на ДВ, СВ и КВ с AM нужно учитывать,
что неравномерность кривой верности М = 14 дБ складывается из
неравномерностей, обусловленных линейным трактом (Мл), детек-
тором (Мд), усилителем выходных сигналов (усилителем звуковой
частоты) (Мн) и громкоговорителем (Мг): *
М = Мл + Мд + Мн 4- мг. ' (2.70)
Для обеспечения избирательности линейного тракта желательно
иметь Мл = 9...13 дБ и получить Мд + Мн + МР 5 дБ. Так
как неравномерность Мг может достигать 14 дБ, то чтобы вы-
полнить последнее условие, можно: 1) использовать громкоговори-
тель с более широкой полосой пропускания; 2) использовать не-
сколько громкоговорителей, каждый из которых воспроизводит
только часть заданного звукового спектра или 3) зашунтировать
звуковую катушку громкоговорителя малым выходным сопротив-
лением УНЧ. Для дальнейшего уменьшения МР + Мн + Мд
можно снабдить УНЧ регулятором тембра, который позволяет под-
нять усиление верхних частот звукового спектра и получить Мг +
+ Мн + Мд 5 дБ для заданной Froax.
Если приемник сигналов с AM предназначен также для воспро-
изведения грамзаписи, то верхнюю границу частотной характери-
стики УНЧ обычно выбирают из условия Лн (2,..3)Fmax и полу-
чают Мн 0. Уменьшая при этом Мг указанными ранее способами,
можно также получить Мг + Мн + Мд 5 дБ. Все эти меры
позволяют допустить в полосе П линейного тракта искажения
Мл = 9 дБ при приеме сигналов с AM на частотах /0 > 250 кГц
и Мл = 13 дБ (в соответствии с данными ГОСТ) при приеме на час-
тотах /0 < 250 кГц.
Неравномерность линейного тракта Мл = Мпр + Мп, где Мпр
и Мп — неравномерности преселектора и УПЧ, соответственно.
Возьмем МПр— 3 дБ и Мп = 6 дБ для получения большего ослаб-
ления сигналов соседних каналов и улучшения устойчивости кривой
верности.
. Для выбора числа резонансных контуров преселектора и схемы j
их соединений определяем затухания d3P, которые обеспечивают
ослабления зеркального канала Se3K, требуемые ГОСТом на макси-
мальных частотах диапазонов /Отах. Затем находим ослабления
S^p на границах полосы П приемника, которые вызываются пре-
селектором с контурами, имеющими затухания d3P на минимальных
частотах диапазона fomin. Примем П = 2Fmax, что допустимо на
ДВ, СВ и КВ. Эти вычисления проводим последовательно для раз-
личных комбинаций контуров, диапазонов волн и классов приемни-
ков. Расчеты показали, что для приема сигналов на КВ достаточное
ослабление Se3K дают два одиночных контура с затуханиями dgP
— 0,1...0,3 для II, I и высшего классов приемников. Такие контуры
легко реализуемы и дают Senp ж 1 на границах полосы П = 2Fmax,
82
Поэтому для приема сигналов на КВ можно использовать ВЦ и УРЧ
с одиночными настроенными контурами. Как мы видели, каскад УРЧ
нужен и для обеспечения чувствительности при приеме на КВ.
Для приема сигналов на СВ достаточное ослабление Se3It дает
одиночный контур с затуханием d3P = 0,11...0,054 для приемников
I—IV классов. Контуры легко реализуемы и дают ослабление
Sepn « 1 на границах полосы П = 2Fraax. Поэтому в приемниках
I—IV классов на СВ можно взять в преселекторе один резонансный
контур.
Одиночный контур в приемниках высшего класса для удовлет-
ворения требований ГОСТа на СВ должен иметь затухание порядка
0,002, что недопустимо. Поэтому в приемниках высшего класса на СВ
рационально использовать ВЦ и УРЧ с двумя одиночными настроен-
ными контурами, имеющими затухание порядка 0,06 и Senp ~ 1,1,
что вполне допустимо.
Расчеты показали, что в приемниках III—IV классов на ДВ для
требуемого ослабления зеркального канала Se8K нужен одиночный
контур cdgp = 0,165...0,33 и Senp « 1, что реализуемо и допустимо.
Поэтому в приемниках III—IV классов на ДВ можно использовать
в преселекторе одиночный резонансный контур так же, как на СВ.
В приемниках II, I и высшего классов на ДВ для требуемого ос-
лабления зеркального канала Se3K нужна пара контуров с крити-
ческой связью и dgp — 0,24...0,27, которая дает Senp = 1...1,16,
что реализуемо и допустимо. Поэтому в приемниках II. I и высшего
классов на ДВ можно использовать ВЦ с парой контуров с крити-
ческой связью и широкополосный каскад УРЧ.
Учитывая возможность неточности одноручечной настройки при-
емника, целесообразно выбрать полосу преселектора порядка 1,211.
Усилители промежуточной частоты (УПЧ) могут выполняться:
с парами связанных контуров в каждом каскаде (с распределенной
избирательностью); с фильтром сосредоточенной избирательности
ФСИ (из контуров с катушкАми индуктивности и конденсаторами);
с пьезокерамическими или магнитострикционными фильтрами.
ФСИ включается обычно на входе УПЧ с апериодическими резис-
тивными каскадами (иногда с непосредственной связью) или с ши-
рокополосными резонансными каскадами, мало влияющими на ре-
зонансную характеристику приемника. Он обеспечивает меньшее
изменение формы резонансной характеристики и большее ослабле-
ние взаимных помех сигналов, чем УПЧ с распределенной избира-
тельностью.
УПЧ с распределенной избирательностью можно использовать
при желании уменьшить число каскадов УПЧ в приемниках ЧМ сиг-
налов и AM сигналов с умеренными требованиями к ослаблению со-
- седних каналов.
« В приемниках, предназначенных для приема и AM и ЧМ сигна-
лов, в УПЧ резонансные контуры, настроенные на различные про-
межуточные частоты для усиления сигналов с AM или ЧМ, вклю-
чаются последовательно в коллекторные цепи транзисторов.
83
Рис. 2.39. Ослабления сигналов со-
седних каналов SeCK при расстройке
Д/с к и полосе П на уровне Л1П =
= 3 дБ для УПЧ радиовещательных
приемников с 2, 3 и 4 парами связан-
ных контуров (кривые 2, 3, 4) и
с трехзвенными и четырехзвенными
фильтрами (кривые Зф и 4ф),
В УПЧ с распределенной
избирательностью связь меж-
ду парами контуров следует
выбирать критической для
обеспечения устойчивости
формы резонансной характе-
ристики или немного больше;'!
критической, если необходи-
мо увеличить полосу пропу-
скания УПЧ.
Для выбора схем УПЧ
можно использовать кривые
рис. 2.39, из которых сле-
дует, что требования к ослаб-
лению соседнего канала мо-
гут обеспечиваться в прием-
никах: IV класса — трехзвен-
ным или четырехзвенным
фильтром или двумя парами
связанных контуров; III
класса — 2—3 парами связан-
ных контуров; I и высшего
классов — многозвенным
фильтром. Реальные УПЧ
могут обеспечивать большее
ослабление помех, чем это
следует из рис. 2,39, так как
в них выбирают Ма ~ 6 дБ,
связь выше критической меж-
ду парами контуров УПЧ и
разнотипные резонансные ха-
рактеристики УРЧ и УПЧ.
УПЧ содержат обычн о
2—3 каскада для приема
сигналов AM и до 4 каска-
дов для приема сигналов ЧМ.
Преобразователи частоты
можно выполнять на тран-
зисторах с совмещенными или
отдел ьными смеси тел ем и
гетеродином. Желательно вы-
бирать fr > fc для уменьше-
ни я необходимы х коэффи-
циентов поддиапазонов гете-
родина г, что приводит к
ослаблению зависимости ко-
эффициента передачи преоб-
разователя от частоты и
интенсивности свистов на некоторых частотах настройки приемника.
Для увеличения коэффициента передачи преобразователя напряже-
ние гетеродина на вхсце смесителя должно составлять 0,1—0,15 В.
При приеме сигналов на УКВ для устранения помех, которые
может создать излучение гетеродина радиовещательного приемника
приему телевидения, частоту лучше преобразовывать на второй гар-
монике гетеродина.
При приеме сигналов на УКВ используется устройство авто-
подстройки гетеродина с управлением частоты на варикапе, причем
в качестве детектора АПЧ можно взять дробный частотный детек-
тор приемника и использовать устройство АПЧ для обратной связи
по частоте.
В качестве детекторов AM сигналов можно использовать полу-
проводниковые диоды с амплитудой входного сигнала 0,5 В. Де-
текторы ЧМ сигналов обычно дробные — реализуются на полупро-
водниковых диодах с амплитудой входного сигнала 0,2—0,4В.
Номинальные выходные мощности миниатюрных, малогабарит-
ных переносных и большинства стандартных переносных приемни-
ков обычно лежат в пределах от 25 до 150 мВт, комнатных и меньшей
части стандартных переносных — до 1,5 Вт, автомобильных — до
2 Вт. Выходные каскады работают обычно на громкоговоритель,
номинальная мощность которого в 2—3 раза больше номинальной
мощности выходных каскадов, а номинальный диапазон частот равен
или больше диапазона частот, охватываемого кривой верности при-
емника. При очень высоких требованиях к кривой верности прием-
ники могут иметь два громкоговорителя, воспроизводящих верхнюю
и нижнюю части спектра звуковых частот, и регулятор тембра в
области верхних и нижних участков звуковых частот.
Каскады УНЧ охватываются отрицательной обратной связью,
которая уменьшает их нелинейные и частотные искажения. УНЧ
могут использоваться для усиления и воспроизведения сигналов
грамзаписи с входным напряжением 0,25 В. На входе УНЧ устанав-
ливается ручной регулятор громкости принимаемой программы.
При номинальных выходных мощностях от 25 до 150 мВт можно
применять двухтактные выходные каскады в режиме АВ на универ-
сальных транзисторах (МП40, МГ141,ГТ 108, ГТ 109 и др.) с согла-
сующим выходным трансформатором.
В миниатюрных приемниках с малой номинальной мощностью
выходные каскады могут быть бестрансформаторными и использо-
вать среднюю точку катушки громкоговорителя для подачи напря-
жения питания на коллектор.
При номинальных мощностях от 150 до 500 мВт двухтактные
выходные каскады, обычно работающие в режиме АВ (чаще всего
или В, реализуются на специальных мощных транзисторах (П201,
П201А, П213Б, ГТ402Б и др.) и имеют согласующие выходные
трансформаторы. При выборе транзисторов для выходных каскадов,
работающих в режиме АВ, рекомендуется обеспечить соотношение
Риных ^т^к^Ктах» (2.71)
85
где Рн вых — номинальная выходная мощность каскада; цт =•
= 0,7...0,8 — к. п. д. выходного трансформатора; £к = 0,8...0,95-
коэффициент использования коллекторного напряжения; Рк max —
допустимая мощность рассеяния на коллекторе.
При выборе транзисторов для выходных каскадов, работаю-
щих в режиме В, нужно обеспечить соотношения
Рнвых< 1.5пЛкРктах. (2-72)
Напряжение на коллекторе (/кэ следует выбирать из условия
7/кэ< (0,3 ... 0,4)7/кэ тех, (2.73)
где t/кэтах — допустимое напряжение на коллекторе.
При двухтактных выходных каскадах с РНВых^0,5 Вт при-
меняются предоконечные фазоинверсные, обычно трансформаторные
каскады на универсальных транзисторах.
При номинальных мощностях от 0,5 до 2 Вт двухтактные выход-
ные каскады реализуют по последовательной схеме с бестрансфор-
маторным входом на специальных мощных транзисторах. При этом
предоконечные фазоинверсные каскады могут быть как трансфор-
маторными, так и бестрансформаторными, на универсальных тран-
зисторах различной структуры (р—п—р и п—р—п). Наиболее
распространенная схема УНЧ с чувствительностью 0,2—0,25 мВт
содержит каскад усиления напряжения с непосредственной связью,
предоконечный и выходной каскады. Коэффициент усиления мощно-
сти выходного каскада обычно равен 30—100, остальных каскадов
с общим эмиттером 30—300 раз.
Автоматическая регулировка усиления в приемниках II и выс-
шего классов ведется при приеме сигналов как с AM, так и с ЧМ.
Отдельные детекторы АРУ управляют током базы транзисторов УРЧ
и одного-двух каскадов УПЧ. Ток базы последнего каскада УПЧ не
регулируется во избежание роста нелинейных искажений. Для уси-
ления действия АРУ используется диод, шунтирующий один из кон-
туров УПЧ.
В приемниках III и IV классов функции АРУ выполняет основ-
ной детектор приемника, который управляет током базы транзисто-
ра 1-го каскада УПЧ. При этом в приемниках III класса АРУ ис-
пользуется лишь при приеме сигналов с AM.
Согласно § 2.1 число регулируемых каскадов п должно быть рав-
но
п = 1g L0/lg Lt, (2.74)
где Lj = 6...10 — изменение коэффициента усиления на каскад;
/ о — изменение коэффициента усиления приемника под действием
АРУ. Величина
(2.75)
где 6(7ВХ — изменение входного напряжения приемника; б(/вых —
изменение выходного напряжения приемника под действием АРУ.
Согласно требованиям ГОСТа в приемниках II—IV классов доста-
86
г
у
точно иметь один регулируемый каскад, в приемниках! класса —
два и высшего класса — три. Для улучшения параметров АРУ можно
применять шунтирующий диод. Для высококачественного приема
; местных станций с полосой УПЧ 12 кГц полосу пропускания при-
емника увеличивают до 12 кГц, скачкообразно увеличивая индук-
тивную связь между парами контуров УПЧ.
Транзисторные переносные приемники обычно питаются от галь-
ванических батарей, элементов и дисковых аккумуляторов (заря-
жаемых от специальных устройств и обеспечивающих работу в те-
чение 100—150 циклов).
Комнатные приемники и радиолы с выходной мощностью не ме-
нее 1 Вт могут питаться от сети переменного тока с потреблением
мощности до 50 Вт.
г. Автомобильные приемники питаются от автомобильной сети
напряжением порядка 12 В с потреблением тока до 200 мА.
Существенным параметром приемников с автономным питанием
является продолжительность его работы от одного комплекта бата-
рей (элементов) или за один цикл зарядки аккумуляторов. Этот
параметр зависит от энергоемкости источника и потребления энер-
i гии приемника, которое, в свою очередь, зависит от его номиналь-
ной выходной мощности. Продолжительность работы определяется
г' при средней громкости приема, которая соответствует громкости
разговора без шумов.
Миниатюрные приемники с номинальной выходной мощностью
25—40 мВт обычно потребляют 10 мА при 2,5 В; работают от двух
аккумуляторов Д-0,1 (емкостью 0,1 А/1).
Стандартные переносные приемники при 150 мВт потребляют
10 мА при 9 В, работают от элементов 0,65—6,5 А/ч в течение 20—
100 ч; при 500 мВт потребляют 25 мА при 9—12 В, от элементов
6,5 А/ч в течение 50—120 ч.
2.П. ТЕЛЕВИЗИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Несущая передатчика модулируется телевизионными сигналами
' (рис. 2.40) по амплитуде с частичным подавлением боковой полосы
частот. Изображение передается 25 раз в секунду, т. е. число кадров
/г = 25. Применяется чересстрочная развертка на Z = 625 гори-
зонтальных строк. Спектр частот телевизионных сигналов (рис. 2.40)
простирается от Fmin = 25 Гц до Fim = 0,38£hZ2 « 5 МГц, где
k — 4/3 — формат кадра, т. е. отношение ширины изображения к
* его высоте. Сигнал звукового сопровождения с ЧМ имеет среднюю
частоту /Ов = fOa + 6,5МГц (где f0„ — несущая изображения), де-
виацию 75 кГц и спектр частот модуляции 50—15 000 Гц.
На рис. 2.41 изображен используемый в СССР полный спектр частот
телевизионного сигнала, совместно с несущей изображения /П|Г.В
н звука fftacK соседних каналов.
Для телевизионного вещания отведено 12 каналоз по 8 МГц
на метровых волнах (48—100 и 170—230 МГц) и 21 канал на дени-
87
Таблица 2.6
Номер канала X S Номер канала и X « © Мн. Номер канала сг £ S Номер канала »JW ,ио/ Номер канала £ к © Номер канала в S
1 49,75 6 175,25 11 215,25 24 495,25 29 535,25 34 575,25
2 59,25 7 183,25 12 223,25 25 503,25 30 543,25 35 583,25
3 77,25 8 191,25 21 471,25 26 511,25 31 551,25 36 591,25
4 85,25 9 199,25 22 479,25 27 519,25 32 559,25 37 38 599,25 607,25
5 93,25 10 207,25 23 487,25 28 527,25 33 567,25 39 615,25
метровых волнах (470—638 МГц). Частоты /Ои каналов приведены
в табл. 2.6.
Телевещательные приемники могут выполняться с отдельными
и общим трактом усиления сигналов изображения и звука, причем
последний случай получил наибольшее распространение. В таком
10,2
64
V
Строчный
гасящий
импульс
Горизонтальная
100% ______
is ie (уровень чортго)
1О-15%(уровень Целого)
-----------1, мкс
Уравнивающие Кадровый Уравнивающие Строчные
Конец импУльсь1 синхросигнал импульсы синхроимпульсы
U Ьполмд/fa х , ч t ч
дтииш^ттп^
±4.4^. м горизонтальная
JI Стройный строка
\\г’Синхроимруль7\ юоораженияп
~ vkwl
Кадровый гасящий импульс
t.MMS
Рис. 2.40. Стандартный телевизионный сигнал изображения СССР,
приемнике (рис. 2.42) суммарный сигнал изображения, звука и
синхронизации проходит через общий линейный тракт. Сигналы
изображения, демодулированные амплитудным детектором-смеси-
телем (ДС) и усиленные видеоусилителем (ВУ), управляют яркостью
луча приемной электронно-лучевой трубки (кинескопа) ПТ.
Напряжение биений со средней частотой 6,5 МГц подается на
УПЧ звука, ограничитель звуковых частот, ЧД, УНЧ и громкого-
воритель (Г).
Гасящие и синхронизирующие импульсы выделяются в блоке
синхронизации (БС) и с помощью БР управляют разверткой луча
кинескопа и гасят луч во время обратных ходов развертки. Помехо-
устойчивые схемы БС устраняют срывы синхронизации при силь-
ных помехах.
88
В телевизорах применяются переключение каналов, ручная
подстройка гетеродина, АПЧ, АРУ, авторегулировка яркости
(АРЯ), АРК (авторегулировка контрастности), ручные регулировки
громкости (РРГ), тембра (РРТ) и контрастности (РРК).
Рис. 2.41. Полный спектр телевизионного стандартного сигнала СССР.
Входная цепь (ВЦ) согласовывает входное сопротивление теле-
визора с волновым сопротивлением антенного кабеля 75 Ом и тем
самым устраняет нечеткость изображений. Входная цепь должна
быть одноконтурной для повышения чувствительности.
ПТ
Рис. 2.42. Схема телевизионного приемника с общим трактом изображения
и звука.
УРЧ имеет один-два каскада с малыми М и большими Кр для
повышения чувствительности. Для уменьшения частотных искаже-
ний и увеличения избирательности преселектор (ВЦ и УРЧ) на-
страивается на /ср = К/ои/оа- имеет полосу пропускания 8 МГц с
неравномерностью 3 дБ и резонансную характеристику, близкую
к прямоугольной. Преселектор можно реализовать на одиночных
контурах, настроенных на /ср (рис. 2.43, а), одиночных расстроен-
ных контурах (рис. 2.43, в, г) или парах связанных контуров
(рис. 2.43, б). Вариант рис. 2.43, а наиболее прост в настройке,
варианты рис. 2.43, б и 2.43, г дают наибольшую избирательность.
89
При переключении каналов обычно меняются индуктивности
контуров ВЦ, УРЧ и гетеродина (Г) с помощью барабанного пере-
ключателя телевизионных каналов (ПТК). На метровых и децимет-
ровых волнах применяются два переключателя.
Преобразователь частоты следует выполнять с отдельным сме-
сителем и гетеродином на транзисторах. Частота гетеродина вы-
бирается выше частоты принимаемого сигнала для уменьшения
комбинационных помех. Подстройка частоты гетеродина в неболь-
Рис. 2.43. Возможные схемы и резонансные характеристики преселекторов те-
левизионных приемников.
К *- резонансный контур.
пч
3
тих пределах ведется конденсатором переменной емкости (при ме-
ханической подстройке) или варикапом (при электронной подстрой-
ке).
Усилитель промежуточной частоты (УПЧ) соединяется с ПТК
концентрический кабелем длиной 15—30 см. Промежуточной час-
тоте изображения /Пй = 38 МГц должна соответствовать середина
ската характеристики (рис. 2.44) шириной А/ = 1,5 — 2 МГц. На
частотах ниже /ии коэффициент усиления должен быть не менее
0>7/<ср, где Кср — коэффициент усиления на средней частоте.
Коэффициент усиления средней промежуточной частоты звука /пз и
частот изображения и звука соседних каналов /пи ск и /Пзск должны
быть на 26—30 дБ ниже Кср. В УПЧ можно применять каскады
с парами связанных или одиночных расстроенных контуров или
ФСИ в сочетании с широкополосными резонансными или резистив-
ными каскадами, ширина полосы пропускания которых не менее
90
(2...3)Гтах. Для ослабления частот /пз, /писк, /ПЗСк можно ис-
пользовать режекторные фильтры. УПЧ должен давать усиление
Яоп= (2.76)
где [/щ — напряжение на входе детектора-смесителя (ДС); 1/ц ==
= £дЛо впЛо урчЯ0 пч> где ЕА — э. д. с. сигнала в антенне; Ко вц,
Л'оурч, Ко пч—коэффициент передачи входной цепи, УРЧ и пре-
образователя частоты.
Детектор-смеситель (ДС) можно реализовать на полупровод-
никовом диоде с входным напряжением (уровня черного) [/ш «
« 0,3 и 1,2 В (при 1-м каскаде ВУ с общим эмиттером и эмиттер-
ным повторителем) и Кд = 0,5 и 0,7 соответственно. ДС преобразует
также частоту сигнала звука в напряжение со средней частотой
6,5 МГц и коэффициентом передачи Кс-
Рис. 2 44 Желательная резонансная характеристика УПЧ телевизионных при-
емников.
Видеоусилитель (ВУ) должен усиливать сигнал изображения
от 0,15—0,84 В до напряжения U\y, необходимого для управления
яркостью кинескопа ПТ, и должен иметь полосу пропускания от
25 Гц до Fmax. Для роста четкости изображения на частотах вбли-
зи FmaT допустим подъем усиления. Сигналы звука и изображения
могут быть разделены после детектора или 1-го каскада ВУ
Усилитель промежуточной частоты звука (У Г1ЧЗ) должен иметь:
среднюю частоту 6,5 МГц, полосу пропускания П3 = 2/?rnax 3 (1 ф-
+ тч + у^тч), где тч — индекс частотной модуляции; коэффициент
прямоугольности резонансной характеристики По 0F,/II0 6 2.
Усиление КА = (l,5...2)Uv/UlliKcKB3, где Uy—напряжение сигнала
звука на выходе УПЧЗ; Квз — усиление сигналов зв^ка в ВУ;
К. — усиление сигналов звука в ДС. При использовании в УПЧЗ
связанных контуров связь между контурами должна быть не более
критической для устранения нелинейных искажений.
Демодулятором сигналов звука ЧД могут служить детектор отно-
шений или дискриминатор с ограничителем амплитуд. Необходимое
напряжение Uy = 10...50 мВ при использовании детектора отно-
шений. Дискриминатор с ограничителем на кремниевых диодах
91
требует Uy == 300.. .500 мВ, но он проще в настройке и имеет больший
коэффициент передачи Кда-
Усилитель звуковых частот (УНЧ) аналогичен усилителям
радиовещательных приемников с соответствующими параметрами.
Входное напряжение равно t/yi = Uy Кдз. Должны быть предусмот-
рены: введение регулировки громкости (РРГ) и тембра (РРТ); рабо-
та от звукоснимателя и на головные телефоны.
Автоматическая подстройка (АПЧ) необходима для устранения
ручной подстройки гетеродина при приеме. Функции различи-
телен (РЧАП) могут выполнять дискриминаторы или детекторы от-
ношений (с подавленной амплитудной модуляцией ограничителем
или АРУ), а также квадратурно-фазовые детекторы, которые тре-
буют большего входного напряжения. Управителями (УЧАП)
обычно служат варикапы (или реактивные транзисторы).
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) должна сохранять
малые изменения напряжения сигналов на входе ДС при изменении
уровня сигналов на входе телевизора в сотни и тысячи раз. Детектор
АРУ (ДАРУ) использует для создания управляющего напряжения
синхроимпульсы с выхода ВУ или ДС. Наилучшую регулировку
обеспечивают ключевые ДАРУ, которые открываются стробимпуль-
сами от строчного трансформатора БР. Цепь АРУ охватывает УРЧ
и УПЧ.
Ручная регулировка усиления (регулировка контрастности) вво-
дится в ВУ для того, чтобы зритель выбирал нужную контрастность
при изменении характера изображения и освещенности.
Автоматическая регулировка яркости (АРЯ) поддерживает по-
стоянное соотношение яркостей частей изображения при ручной
регулировке усиления ВУ (регулировке контрастности). Для этого
используют устройства, поддерживающие постоянной интенсив-
ность луча кинескопа, соответствующего черному полю изображения.
Автоматическая регулировка контрастности (АРК) вступает
в действие при изменении освещенности комнаты, где установлен
телевизор. В этом случае в цепи АРУ включается фоторезистор, со-
противление которого уменьшается с ростом его освещенности и ко-
торый при этом увеличивает коэффициент усиления УРЧ и УПЧ.
При расчете телевизионных приемников нужно поступать сле-
дующим образом. Если в требованиях к приемнику указывается
необходимая э. д. с. сигналов изображения ЕАи и звука ЕАз в ан-
тенне, ограниченные только усилением, то необходимо определить
коэффициенты усиления:
КовцКоурчКодчКоупч Цщ/Дди, (2.77)
КовцКоурчКопчКоупчКсКВ8К8> i/v/KAs. (2.78)
Если в требованиях к приемнику указывается чувствительность
Канала изображения, ограниченная шумами ЕАш, то следует подсчи-
тать коэффициент шума
.Ад 1ЕАш/4^7'оКАПшу|ых1 + 1 - Тд/Го, (2.79)
92
где — 75 Ом — сопротивление антенны; То = 290 К — абсолют-
ная комнатная температура; Пш « l.S/’max—шумовая полоса УПЧ;
7вы1 = ^ дБотношение сигнал/шум на выходе приемника;
ТЛ — температура внешних шумов.
Измерения показали, что для f0 =30—120 МГц Т^Т0 ==> Мх
X 10e/f0 |МГц1; для /о > 120 МГц T/JT0 1.
В приемнике отечественного цветного телевидения (рис. 2.45)
два амплитудных детектора АД1 и АД2 выделяют сигналы изобра-
жения и звука, тем самым устраняя влияние на канал изображения
Рис. 2.45. Схема цветного телевизионного приемника.
частот биений, возникающих между колебаниями звука 6,5 МГн
и поднесущих цветности 4,406 и 4,25 МГц. Иногда для этой же целя
используется отдельный УПЧ на 31,5 МГц. С выхода видеоусилЯ-
теля (ВУ) сигналы изображения подводятся к блоку цветности (ВЦ),
а оттуда — на катоды трех пушек кинескопа. Блок динамического
сведения (БДС) преобразует напряжения кадровой и строчной рае-
вертки генераторов ГКЧ и ГСЧ в параболическую форму для питании
катушек системы динамического сведения (СДС).
Блок цветности выделяет из сигналов изображения часть, со-
держащую информацию о цвете изображения.
2.12. РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
Активные радиолокационные станции (РЛС) облучают объезд
(самолет, корабль и т. д.) радиоволнами и определяют его параме*
ры (координаты, скорость, ускорение и т. д.), принимая отраженную
от объекта энергию радиоволн. Поэтому радиолокационный прием-
ник является частью РЛС и работает от общей приемопередающей
антенны. Различают РЛС импульсного и непрерывного излучения.
Сейчас наиболее широко применяются импульсные РЛС, которые
мы здесь и рассмотрим. Расстояние г от импульсной РЛС до объекта
измеряется по времени Д/ прохождения этого расстояния и обратно
зондирующими радиоимпульсами:
г-0,5Д&, (2.80)
где с — скорость света.
Направление на объект определяют, вращая остронаправленные
антенны и сравнивая интенсивности отраженных сигналов при
Антенна
Рис. 2,46. Возможная схема антенно-
го переключателя импульсной РЛС.
различных положениях антенны
(или при переключении на раз-
личные антенны).
Дл я повышени я точности
определения расстояния дли-
тельность зондирующих (а при
малых размерах объектов и от-
раженных) радиоимпульсов вы-
бирают малыми (обычно от 0,3
до 3 мкс). Период повторения
зондирующих радиоимпульсов
для однозначного измерения
расстояния до объекта (обычно
30—300 км) выбирают от 0,2 до
4 мс. Поэтому скважность обыч-
но составляет от 100 до 1000.
Так как для наилучшего прие-
ма импульсных радиосигналов на фоне шумов нужно иметь Пс ==
= (1...2)/т, то полоса пропускания радиочастот приемника должна
быть равна
П — (1 ... 2)/т + 2Д/д + П^,
(2.81)
т. е. полоса приемников РЛС должна быть равна П = 0,5...20 МГц,
причем приемники РЛС автосопровождения целей должны иметь
наибольшую полосу пропускания. Для приемников РЛС можно
взять увх = 1... 3.
Работе приемника РЛС могут мешать:
1) просачивание энергии зондирующих сигналов передатчика;
2) отражения от предметов, окружающих РЛС или объекты на-
блюдения;
3) организованные помехи;
4) пульсации отраженных сигналов.
Для борьбы с помехами первых двух видов следует быстро вос-
станавливать усиление приемника после воздействия на него силь-
ных помех.
Для защиты приемников от зондирующих радиоимпульсов мож-
но использовать быстродействующие антенные переключатели АП
94
(рис. 2.46), автоматически переключающие антенну с передачи на
прием и обратно. Вовремя излучения зондирующего радиоимпульса
передатчика (Прд) разрядники антенного переключателя Р1 и Р2
пробиваются и сопротивления четвертьволновых отрезков в точках
аб и вг резко увеличиваются. Поэтому энергия зондирующих им-
пульсов поступает в антенну и практически не ответвляется в прием-
ник (Прм). Энергия отраженных сигналов поступает в приемник
и не ответвляется в передатчик, так как после окончания излучения
импульса передатчика разряд Р1 и Р2 прекращается и в точках вг
сопротивление ответвления к передатчику становится большим, а к
приемнику — малым.
Рис. 2.47. Схема РЛС с визуальным определением дальности и угловых коор-
динат объектов.
Разрядник защиты приемника Р2 снабжается резонатором, через
который проходит энергия отраженных сигналов и который обес-
печивает избирательность по зеркальному каналу.
РЛС, предназначенная для визуального определения координат
(рис. 2.47), может быть выполнена так. Мотор (М) поворачивает уз-
кую диаграмму направленности антенны (А) по азимуту и углу мес-
та и с помощью генератора развертки (ГРУ) синхронно перемещает
луч индикатора (ИУ) с большим послесвечением экрана. Отраженные
от объекта сигналы увеличивают яркость луча, засвечивая экран
в точке, соответствующей направлению на объект.
Синхрогенератор (СГ) запускает передатчик (Прд) и генератор
развертки дальности (ГРД), который перемещает по горизонтали
луч индикатора дальности (ИД) с малым послесвечением экрана.
По вертикали луч отклоняется в моменты прихода сигналов. Пере-
датчик и приемник подключаются поочередно к общей антенне с по-
95
мощью ферритового антенного переключателя (ФАП), Радиоимпуль-
сы передатчика, просачивающиеся через ФАП, ослабляются в уст-
ройстве защиты приемника (УЗП).
Для повышения чувствительности приемника можно исполь-
зовать однокаскадный параметрический УРЧ (ПУ), обычно без
охлаждения. Следующее далее устройство подавления зеркального
канала (УПЗК) повышает избирательность приемника и снижает
уровень шума. Смеситель С1 (обычно балансный) уменьшает рост
уровня шумов под действием гетеродина и может быть реализован
на диодах с барьером Шоттки (ДБШ).
УПЧ, как правило, имеет высокие частоты (порядка 30—90 МГц).
Для ослабления комбинационных помех можно использовать на вы-
ходе смесителя ФСИ и после него широкополосный настроенный
или резистивный УПЧ. Детектор (ДРИ) и видеоусилитель (ВУ)
преобразуют радиоимпульсы в видеоимпульсы, которые подаются
на электронно-лучевые трубки индикаторов.
Для автоподстройки гетеродина используют радиоимпульсы
передатчика, так как отраженные сигналы могуу, отсутствовать часть
времени обзора. Они ответвляются и ослабляются ответвителем мощ-
ности (ОМ), преобразуются в смесителе С2 в промежуточную часто-
ту (с помощью гетеродина (Г)), затем усиливаются в УПЧ2 и с по-
мощью РЧАП и УЧАП подстраивают гетеродин приемника (Г).
Радиоимпульсы передатчика, просачивающиеся чезез ФАП и
УЗП на вход смесителя С1, не подаются на смеситель С2 и не исполь-
зуются, так как они имеют искаженную форму и приводят к непра-
вильному срабатыванию автоподстройки. Для уменьшения мешаю-
щего действия отражений предметов, окружающих РЛС, можно ис-
пользовать временную регулировку усиления (ВРУ), которая пред-
ставляет собой конденсатор, заряжаемый видеоимпульсами СГ. При
заряде конденсатора снижается усиление УПЧ, ослабляя отражения
от близких предметов, а при разряде его увеличивается усиление
УПЧ для приема слабых отраженных сигналов далеких объектов.
Для различения слабых отраженных сигналов на фоне сильных
непрерывных помех (в том числе и шумовых) применяются УПЧ
с логарифмической амплитудной характеристикой (ЛАХ). Для
ослабления мешающего действия отраженных сигналов от протяжен-
ных предметов, окружающих наблюдаемый объект, можно приме-
нять быстродействующую авторегулировку усиления (БАРУ) п
дифференцирующую /?С-цепь, включаемую между детектором и 1-м
каскадом видеоусилителя, работающего в режиме ограничения
сверху. Эта цепочка предотвращает длительное запирание видео-
усилителя приемника помехой. Для устранения перегрузки при-
меняется инерционная АРУ, которая изменяет усиление УПЧ.
Для быстрого восстановления усиления после действия помехи и
сохранения чувствительности приемника в цепях АРУ и основного
канала используют цепи разряда конденсадоров с постоянными вре-
мени не более единиц микросекунд. В цепях АРУ регулирующее
напряжение с этой целью подают через эмиттерные повторители.
96
Радиолокационные приемники обычно работают на фиксирован-
ных волнах, но при необходимости могут быть снабжены устройст-
вами настройки, РРУ, РРЧХ и т. д.
В РЛС автоматического сопровождения объекта по угловым коор-
динатам и дальности с вращающейся антенной (с коническим ска-
нированием) (рис. 2.48) мотор (М) вращает диаграмму направлен-
ности антенны (А) (обычно с частотой ЙА в несколько десятков герц)
так, что она описывает в пространстве коническую поверхность
вокруг оси ааг антенного зеркала. Антенна подключается переклю-
Рис. 2.48. Схема РЛС с автосопровождением объекта по угловым координа-
там и дальности с вращающейся антенной.
чателем (АП) к приемнику и передатчику, который облучает объект
О радиоимпульсами. Если объект сместится относительно оси aat
на угол 0 (по азимуту а и углу места 0), то амплитуда отраженных
радиоимпульсов будет изменяться с частотой Йд. Величина измене-
ния определяется величиной отклонения 0, а фаза — направле-
нием отклонения. Амплитудно-модулированные радиоимпульсы
проходят смеситель, УПЧ, Д1, где они преобразуются в видеоим-
пульсы, ВУ и поступают на пиковый детектор Д2. Здесь они пре-
образуются в напряжение t/д — U П + т cos (Ш + <р)Г
Сигнал ошибки (переменная составляющая Um cos (Qt + ф)
усиливается в усилителе УСО и поступает на фазовые детекторы
ФД1 и ФД2,куда одновременно подаются два напряжения частоты
ЙА со сдвигом фаз на 90° от генератора опорного напряжения (ГОН),
ротор которого вращается мотором (М) синхронно с антенной. На-
пряжения на выходе ФД1 и ФД2, пропорциональные углам откло-
нения объекта от оси ааг по азимуту и углу места, воздействуют на
4 Зак. 895 97
моторы Ма и М₽, которые поворачивают ось aaY так, чтобы сигнал
ошибки стремился к нулю, а ось ааг совмещалась с направлением
на объект. Напряжения частоты Qa на выходе ФД1 и ФД2 отфильт-
ровываются фильтрами нижних частот. Описанная система обеспе-
чивает автоматическое сопровождение объекта по угловым коорди-
натам АСУ (по азимуту и углу места). Амплитудно-частотная харак-
теристика следящей системы соответствует характеристике фильтра
нижних частот с граничной частотой
Лв (0,35...0,45)//у,
(2.82)
где /у — время установления в системе антенна — моторы Ма и
Mjj.
Суммарный сигнал
Рис. 2.49, Схема моноимпульсной РЛС автосопровождения объектов по на-
правлению (АСН) в одной плоскости с суммарно-разностной обработкой сиг-
налов.
Результирующая ошибка, обусловленная инерционностью систе-
мы и действием шумов на входе приемника, будет минимальной при
= Попт, где Попт — оптимальная полоса следящей системы.
Для современных РЛС
Попт = 0,1...0,3 Гц, (2.83)
причем тем меньше, чем меньше скорость перемещения объектов и
больше уровень шумов.
Устройство АПЧ и различных регулировок усиления аналогич-
ны используемым в приемнике рис. 2.47.
Метод конического сканирования с автосопровождением объекта
по азимуту и углу места используется в радиоастрономических пе-
ленгаторах, измеряющих угловые координаты внеземных источни-
ков излучения. В отличие от РЛС, радиоастрономический пеленга-
тор не имеет передатчика и роль отраженных сигналов выполняет
вносимое шумовое излучение, воздействующее на антенну приемни-
ка. При коническом сканировании шумовое напряжение внеземного
источника модулируется по амплитуде частотой сканирования, что
облегчает использование модуляционного метода приема и отделе-
ние сигналов внеземного источника излучения от внутриприем-
98
близких к частоте ска-
АСН свободны от этого
\ / ?(<*)
'р
Рис. 2.50. Зависимость
суммарного и разностно-
го напряжения ис и «р
от угла рассогласова-
ния а между направ-
лением на объект и осью
антенны РЛС (рис. 2.49).
С них шумов. При проектировании таких пеленгаторов нужно учесть,
что угловые скорости и ускорения космических источников много
меньше, чем у самолетов и ракет, и что большие размеры их антенн
усложняют создание следящих систем.
РЛС с автосопровождением цели по направлению (АСН) и кони-
ческим сканированием антенного луча подвержены влиянию спе-
цифических помех (например, воздействию спектральных состав-
ляющих флюктуаций амплитуд сигналов,
нирования луча). Моноимпульсные РЛС с
недостатка. Наилучшими являются моно-
импульсные РЛС, работа которых осно-
вана на суммарно-разностном методе срав-
нения и выделения сигнала. В этом случае
.отсутствуют погрешности, обусловленные
неидентичностью фазовых характеристик
или коэффициентов усиления каналов
сравнения.
’ В таком приемнике (рис. 2.49) сравни-
ваются амплитуды сигналов на выходе об-
лучателей антенн А1 и А2 до приёмных
каналов, что позволяет исключить влия-
/ ние неравенства коэффициентов усиления
Г ’ каналов. Для этого используется мостовая
; схема (М), изготовленная из отрезков вол-
/Поводов, полосковых или коаксиальных
' линий в зависимости от диапазона частот РЛС. Излучатели А1 и А2
симметрично смещены относительно фокуса антенного зеркала и
* . подсоединены к точкам aYa2 суммарно-разностного моста М.
Передатчик (Прд) через антенный переключатель подключен
< к точке с моста, находящейся на расстояниях агс = а2с~ 0,25Х от
точек а± и а2. Излучатели А1 и А2 питаются синфазными напряже-
ниями и образуют суммарную диаграмму излучения /с (а), показан-
ную на рис. 2.50. В режиме приема отраженные сигналы, принятые
излучателями А1'и А2, сохраняя свои фазы, приходят в точку с
моёга, где и суммируются, причем зависимость суммарного напря-
жения Uc от угла а между направлением на объект и осью антенны
аналогична диаграмме излучения. В точке р моста, которая отстоит
от отвода аг на 0,5Х дальше, чем от отвода ц2, образуется разностное
* напряжение ир, так как сигналы приходят сюда со сдвигом фаз
на 180° (см. зависимость /р (а) на рис. 2.50). Суммарный и разност-
ный сигнал подводятся к суммарному и разностному каналам при-
емника. Если объект отклоняется от равносигнального направления
в сторону А1, то фаза ир становится противоположной фазе ис~. Если
объект отклоняется от равносигнального направления в сторону А2,
фазы Up и ис совпадают. Разностная диаграмма показывает величи-
ну и знак рассогласования.
/Напряжения ис и ир преобразуются смесителями СС и СР в про-
межуточную частоту, сохраняя фазовый сдвиг с помощью общего
4* 99
гетеродина (Г), усиливаются в УПЧ С и УПЧ Р и затем перем-
ножаются в фазовом детекторе (ФД). Напряжение сигнала ошибки
с выхода ФД с помощью следящей системы (СлС) используется для
автосопровождения объекта по направлению. Суммарный сигнал
после детектирования в амплитудном детекторе (АД) подается на
индикатор и используется для обнаружения объекта и измерения
его дальности.
Для устранения влияния изменения амплитуд сигнала на кру-
тизну пеленгационной характеристики системы используется быстро-
действующая авторегулировка усиления (БАРУ) усилителей УПЧС
Рис. 2.51. Схема антенно-фидерных устройств РЛС (рис. 2.49) для авгосопро-
вождения объекта в двух плоскостях.
и УПЧ Р, которая работает от суммарного сигнала и .изменяет
коэффициент усиления обратно пропорционально входному напря-
жению суммарного сигнала. Поэтому с изменением выходное
напряжение УПЧС остается постоянным, а выходное напряжение
УПЧР будет обратно пропорциональным ир. Напряжение сигнала
Ошибки будет зависеть лишь от Да и не зависеть от амплитуд сиг-
нала.
Схема моноимпульсной РЛС с суммарно-разностной обработкой
сигналов для измерения угловых координат и автосопровождения
в двух плоскостях (по азимуту и углу места) изображена на рис. 2.51.
При сопровождении объекта по азимуту и углу места следует ис-
пользовать четырехлепестковую диаграмму направленности ан-
тенны, которую можно получить с помощью четырех облучателей,
расположенных симметрично относительно фокуса параболического
отражателя.
100
В антенно-фидерную систему включены четыре фазирующих коль-
ца Мг—М4. Передатчик связан с облучателями кольцами М2, Мз и
Л14, так что все облучатели излучают электромагнитные волны с оди-
наковыми фазами, т. е. диаграмма излучения является суммой всех
четырех лепестков. При приеме суммарный сигнал (от всех четырех
излучателей) используется для обнаружения объекта, измерения
его дальности и в качестве опорного при образовании сигналов ошиб-
ки по азимуту и углу места.
С фазирующих колец Мз и М4 снимаются суммы сигналов, при-
нятых облучателями /, 3 и 2, 4, из которых в фазирующем кольце Л18
образуется разностный сигнал, содержащий информацию об угле
места объекта. Разностный сигнал усиливается и подводится к фазо-
вому детектору ФДз, где образуется сигнал ошибки по углу места.
Сигнал ошибки через соответствующий усилитель управляет мото-
ром вращения антенны по углу места.
Для выделения сигнала ошибки по азимуту с фазирующих колец
Мз и М4 снимаются разности сигналов, принятых облучателями
Л 3 и 2, 4. Эти разности суммируются в фазирующем кольце /ИР
Результирующий сигнал усиливается и подводится к фазовому де-
тектору ФДа для образования сигнала ошибки'азимута. Сигнал
ошибки азимута управляет мотором Ма вращения антенны по ази-
муту. При моноимпульсном сопровождении сигнал, отраженный
от сопровождаемой цели, - селектируется по дальности в канале сум-
марного сигнала. Если селектирование и автосопровбждение ис-
ключаются, то моноимпульсную РЛС можно использовать для изме-
рения угловых координат многих целей с помощью оператора или
ЦВМ.
Система автоматического слежения по дальности АСД (рис. 2.48)
обеспечивает автоматическое сопровождение объектов по дальности
и вырабатывает селекторные импульсы (СИ). Селекторные импульсы
открывают канал приема только на время прохождения импульсов,
отраженных от выбранного объекта, что ослабляет помехи, особенно
от соседних объектов и других РЛС. Импульсы от СГ и выхода ВУ
^поступают в блок АСД, который измеряет время А/ между ними, т. е.
расстояние г от РЛС до объекта. Результат измерений А/ (т. е. г)
подается к индикатору дальности. Блок АСД вырабатывает тайке
селекторные импульсы, подаваемые на вход ВУ, который отпирается
ро время приема отраженных сигналов. Если принимаемые сигналы
сместятся во времени относительно селекторных, то блок АСД вы-
рабатывает сигнал ошибки, который совместит селекторные импуль-
од С принимаемыми. Система АСД, как и АСУ, является следящей
Системой с обратной связью.
Для выделения сигналов от движущихся объектов на фоне отра-
жений от неподвижного окружающего фона можно использовать
РЛС с селекцией подвижных объектов (СПО) , одна из возможных
ехал, которых изображена на рис. 2.52. Излученные передатчиком
(Прд) зондирующие радиоимпульсы через, переключатель АП .и ан-
тенну (А) достигают объектов, отражаются от них и через А, АП и
101
УРЧ поступают на смеситель (С). Здесь стабильный гетеродин (Г)
преобразует их частоту в промежуточную. После усиления в УПЧ
преобразованные сигналы через ограничитель (О) подводятся к фа-
зовому детектору (ФД).
Радиоимпульсы передатчика ослабляются аттенюатором (АТ),
преобразуются с помощью стабильного гетеродина (Г) и смесителя
С2 в промежуточную частоту и используются для стабилизации ко-
лебаний когерентного гетеродина (КГ) по частоте и фазе.
Таким образом, на вход ФД поступают напряжение от генера-
тора КГ, жестко связанное с частотой и фазой колебаний передатчи-
ка, и напряжение усиленных отраженных сигналов подвижных
Рис. 2.52. Схема РЛС с селекцией подвижных объектов.
объектов, фаза которых относительно колебаний передатчика ме-
няется от импульса к импульсу из-за доплеровского эффекта, вы-
званного движением отражающего объекта.
На выходе ФД получаем от подвижных объектов видеоимпульсы
с меняющейся амплитудой, обусловленной изменяющимся фазовым
сдвигом между отраженными сигналами и колебаниями КГ. Сигналы
отражений от неподвижного фона от одного периода следования
импульсов к другому не меняются. После прохождения через кас-
кад вычитания (КВ) импульсов, задержанных в линии задержки
(ЛЗ) на период повторения Ти, и импульсов, прошедших без задерж-
ки, напряжение, созданное фоном, будет равно нулю и помехи от фо-
на не будут мешать приему сигналов, отраженных от подвижных
объектов. Из-за нерегулярного движения фона (моря, облаков, кус-
тарников и т. д.) полной компенсации отраженных от фона сигналов
не будет, но заметное ослабление мешающего действия фона может
быть получено.
Современные радиотехнические системы иногда требуют приме-
нения антенн, которые позволяют быстро и гибко изменять направ-
ление максимума приема (и излучения) электромагнитных волн.
Для этого используются антенны с электрическим движением луча
(рис. 2.53), состоящие из ряда излучателей (И). Сигналы, принятые
отдельными излучателями, усиливаются, преобразуются в проме-
жуточную частоту и суммируются фазовращателями Ф1. В резуль-
тате получаем сигнал, максимум интенсивности которого ориенти-
рован в пространствен соответствии с вращением фаз сигналов в Ф1.
102
Другая (и следующая) группа фазовращателей Ф2 позволяет обра-
зовать второй луч антенны (и следующие, если нужно).
Значительно проще антенны, в которых фазирование и управле-
ние лучом выполняется пассивными волноводными элементами. Та-
кие устройства должны потреблять малую мощность сигнала и иметь
низкий уровень шумов.
Рис. 2.53. Антенна с электрическим движением луча.
2.13. ПРИЕМНИКИ НАЗЕМНЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ
Наземная радиорелейная линия (РРЛ) состоит из двух око-
нечных и ряда промежуточных (ретрансляционных) станций
(рис. 2.54), причем соседние станции расположены в пределах прямой
видимости друг от друга (на расстояниях 30—50 км). Оконечные
станции снабжаются передатчиком (Прд) для посылок сигналов вдоль
РРЛ и приемником (Прм) для приема сигналов, посылаемых от
ближайшей промежуточной станции. Промежуточные станции вклю-
чают в себя два приемника для приема сигналов от соседних стан-
ций и два передатчика для дальнейшей передачи принятых сигналов
вдоль РРЛ. РРЛ обеспечивают многоканальную телефонно-теле-
графную (или фототелеграфную) связи и ретрансляцию радиовеща-
тельных или телевизионных программ.
На оконечных станциях устанавливается аппаратура частотного
или временного уплотнения (АУ) для обеспечения передачи много-
канальных сигналов по РРЛ. При необходимости на промежуточных
станциях может устанавливаться аппаратура выделения (АВ) сиг-
налов части каналов РРЛ для обслуживания корреспондентов дан-
ной станции. Частотное уплотнение каналов РРЛ реализуется с по-
мощью однополосных сигналов поднесущих частот и частотной моду-
ляции несущих колебаний (т. е. сигналов ОБП-ЧМ). При временном
уплотнении каналов РРЛ применяются канальные импульсные сиг-
103
налы с АИМ, ШИМ, ВИМ, КИМ или ДМ, которые модулируют не-
сущее колебание по амплитуде, частоте или фазе. Передача сигналов
по РРЛ ведется на метровых, дециметровых и сантиметровых вол-
нах в диапазонах 100—400; 1700—2300; 3600-4200 и 5900-6500 МГц.
Передатчики и приемники станций должны работать на различ-
ных несущих частотах, чтобы избежать помех работе приемников
Ретрансляционная станция
Рис. 2.54. Схема наземной радиорелейной линии.
со стороны передатчиков своей станции. Приемники оконечной стан-
ции РРЛ с частотным уплотнением каналов и ЧМ несущей могут
быть построены по схеме рис. 2.55. В этой схеме используется об-
щий генератор СВЧ (ЗГ). В С1 смешиваются колебания ЗГ (/\ — /п)
Рис. 2.55. Схема оконечной станции наземной радиорелейной, линии.
и частотно-модулированного напряжения промежуточной частоты
/п передатчика, в результате чего передатчик излучает колебания
В С2 смешиваются колебания ЗГ и генератора сдвига ГС (/с) и
на выходе фильтра (Ф) получаем напряжение Д—/п — /с. На выходе
смесителя (СМ) принимаемый сигнал /2~Л —/с дает напряжение
частоты — /с — (Д — fn — fc) = /п. Таким образом, частота при-
нимаемого сигнала отличается от частоты передатчика и помехи
приему со стороны своего передатчика устраняются. Генератор Сдви-
га стабилизируется кварцевым резонатором на частоте 213 МГц.
Приемопередающую аппаратуру промежуточных станций РРЛ
с частотной модуляцией и частотным уплотнением каналов рацио-
104
нально строить по гетеродинному принципу, т. е. с усилением сиг-
.налов и преобразованием их частоты для устранения помех прием-
нику со стороны своего передатчика. Такая схема устраняет иска-
жения, которые могут возникнуть в ретрансляторах с демодуляцией
принятых сигналов и модуляцией передатчика этими сигналами.
На промежуточной станции (рис. 2.56) принятый антенной А!
сигнал частоты Д проходит полосовой фильтр ПФ1, служащий пре-
селектором, преобразуется в промежуточную частоту fa в смесителе
С1, усиливается на частоте в УПЧ1 и УПЧ2 с ограничителем (О).
Затем частота сигнала преобразуется в /2 в смесителе С2, про-
Рис. 2,56. Схема промежуточной станции наземной радиорелейной линии. _
ходит через полосовой фильтр ПФЗ, усилитель мощности (УМ)
и Излучается антенной А2 на частоте ft в сторону соседней станции
РРЛ. На вход С1 подается гетеродинное напряжение с частотой
f2 + fo — frc> полученное смешением в СЗ колебаний задающего ге-
нератора (ЗГ) f2-\-fan генератора сдвига (ГС) fr<1. На выходе С2
получаем частоту (ft 4- fa)—fa — ft, смешивая колебания ЗГ
(/а + /п) и сигнала fa. Генератор сдвига должен иметь частоту
/гс = /а — /1» чтобы обеспечить на выходе С1 частоту (/2 + /п —
/гс) fl ~ fir При уходе частоты ЗГ на А/Йг получаем:
(А + /п — /гс) + Д/зг на выходе СЗ, частоту (/а + Д/зг + /в —
— /гс) — /1 = /п + А/эг на выходе С1 и частоту (/2 + Д/зс_ + /п) —
— (fa + Af8r) = /а на выходе С2.
Таким образом, видим что в этой схеме нестабильность ЗГ не из-
меняет/^, а изменяет лишь /п. Для уменьшения изменения /п часто-
та ЗГ стабилизируется автоподстройкой. Нестабильность ГС менее
опасна, ибо /гс — /а — Л < /зг- Очевидно, что схема на рис. 2.56
- значительно уменьшает вредное влияние нестабильности гетероди-
нов промежуточных станций. Ограничитель 02, частотный детектор
(ЧД) и ВУ служат для выделения сигналов (телевизионных и др.),
адресованных данной станции.
В приемопередающих промежуточных станциях РРЛ с импульс-
ными сигналами и временным уплотнением каналов главной задачей
явйяется сохранение крутизны фронтов и срезов импульсов. Поэтому
рационально в ретрансляторе демодулировагь импульсы, скоррек-
105
тировать форму импульсов, увеличив их крутизну и модулировать
колебания передатчика демодулированными импульсами. В резуль-
тате ретранслятор будет представлять собой совокупность импульс-
ного приемника и передатчика.
Схемы приемников оконечных станций РРЛ с импульсными сиг-
налами и временным уплотнением каналов отличаются только тем,
что выходные сигналы подаются к аппаратуре уплотнения (АУ)
вместо передатчика ретранслятора.
2.14. ПРИЕМНИКИ СПУТНИКОВЫХ РАДИОРЕЛЕЙНЫХ ЛИНИЙ
СВЯЗИ
Последние годы начали широко использоваться спутниковые
РРЛ связи и ретрансляции телевизионных программ, т. е. РРЛ
с двумя земными оконечными станциями и рентранслятором, уста-
новленном на искусственном спутнике Земли (ИСЗ). Схема земных
КП
Т А21
КРУ
СЗ
СИ
ОтТЦ*
СЗ
кг
А22
КП
СИ
КРУ
СЗ
СИ Земная
станция 1
НО > РФ
От Прд сг2
Земная
станция Z
СИ
КТЦ^
22
Рис. 2.57. Схемы земных станций спутниковой линии связи с ИСЗ <Молния-1».
станций таких РРЛ при передаче телевизионных программ через
ИСЗ «Молния-b изображена на рис. 2.57 17]. Сигналы изображения
(СИ) и звука (СЗ) поступают от телецентра (ТЦ) по соединительной
линии на аппаратуру коммутации, регистрации'и усиления (КРУ)
земной станции 1 спутниковой РРЛ связи. Далее сигналы подводят
к аппаратуре уплотнения (АУ), где СЗ модулируют по ширине спе-
циальные импульсы, посылаемые во время обратного хода луча
строчной развертки. Затем СИ и СЗ проходят через блок ввода конт-
рольных сигналов (ВКС), которые посылаются в виде специальной
«испытательной» строки с серией напряжений различной формы для
непрерывного контроля качества работы линии спутниковой связи.
Сигналы, полученные на выходе ВКС, модулируют по частоте
сигналы передатчика (Прд), которые через направленный ответ-
витель (НО) и антенну Al 1 посылаются к спутнику Р на частоте
и ретранслируются спутником по частоте Сигналы спутника на
106
частоте принимаются антенной А21 земной станции 2 и антенной
А12 земной станции 1 для контроля посланных станцией 1 сигналов
после ретрансляции их спутником Р. Сигналы, принятые антенной
А12, через направленный ответвитель (НО), разделительный фильтр
(РФ), выделяющий сигналы частоты /2, контрольный параметри-
ческий усилитель (КПУ), контрольный приемник (КПрм), блок
контроля качества (КК), аппаратуру разделения сигналов изобра-
жения и звука (АР) подводятся к аппаратуре КРУ.
Качество сигналов, излучаемых станцией 1, контролируется
блоком КП. Сигналы, ретранслированные спутником Р на частоте
Рис. 2.58. Схема ретранслятора спутника связи «Молния-1».
принимаются антенной А21 станции 2 и через направленный от-
ветвитель (НО) поступают на разделительный фильтр (РФ) и к при-
емнику станции 2. Сигналы, передаваемые станцией 2, на частоте
/з ретранслируются спутником на частоте /4, контролируются стан-
цией 2 через антенну А21 и принимаются антенной А12 станции /.
Сигналы, принятые антенной А12, проходят РФ, параметрический
усилитель (ПУ), приемник (Прм), блок контроля (КК), аппаратуру
разделения сигналов изображения и звука (АР) и через аппаратуру
КРУ посылаются по соединительной линии к телецентру (ТЦ).
Работа контрольного приемника (КПрм) и основного приемника
станции проверяется контрольным генератором (КГ), сигналы ко-
торого поступают на вход РФ через направленный ответвитель (НО).
- Ретранслятор спутника «Молния-1» имеет приемопередающую
антенну (А), два приемника и один передатчик (рис. 2.58). При дву-
сторонней (дуплексной) радиосвязи каждый из приемников прини-
мает сигналы одной из земных передающих станций РРЛ, работаю-
щих на частотах Д и fs. Сигналы Д и /з через направленный ответ-
107
витель (НО),полосовый фильтр приема (ПФПРМ), разделительный
блок (РБ), фильтры Ф1 и ФЗ, выделяющие сигналы частот Д и /з
соответственно, поступают на входы приемников 1 и 2. В этих при-
емниках частоты сигналов понижаются до промежуточной с помо-
щью преобразователей частоты С1, П и усиливаются в УПЧ.
Затем сигналы проходят через ограничители (О), в которых ампли-
туды сигналов уравниваются и сохраняются постоянными за время
прохода ИСЗ в зоне радиовидимости земных станций. В преобразо-
вателях С2, Г2 частоты сигналов преобразуются в /2 и /4, проходят
через фильтры Ф2 и Ф4, суммируются в блоке 2 и подводятся к ши-
рокополосному передатчику.
Рис. 2.59. Схема земной приемной станции сети «Орбита».
1-й каскад передатчика реализован на лампе бегущей волны
ЛБВ1, работающей в линейном режиме. После него сигнал через
ферритовый вентиль (ФВ), устраняющий самовозбуждение двух-
каскадного усилителя иа ЛБВ проходит на 2-й каскад на ЛБВ2,
работающий в режиме насыщения. С выхода передатчика сигналы
поступают на полосовой фильтр передачи (ПФПрд) и на частотах
и излучаются антенной (А). Для проверки работы бортового ре-
транслятора служит имитатор сигналов земных станций (ИНЗ),
контрольно-измерительное устройство (КИУ), программно-времен-
ное устройство (ПВУ) и коммутатор комплексов (КК).
С помощью спутников «Молния-Ь создана сеть приёмных стан-
ций «Орбитам для передачи программ центрального телевидения
СССР в различные удаленные пункты страны (рис. 2.59) [71. Двух-
зеркальная параболическая антенна (А) диаметром 12 м соединена
фидерной линией длиной 15 м с двухкаскадным УРЧ через направ-
ленный ответвитель (НО) и фильтр (Ф). 1-й каскад параметрическо-
го усиления ПУ1 регенеративного типа охлаждается до температуры
108
Рис. 2.60. Схема ретранслятора с од-
нократным преобразованием частоты
спутниковой линии связи.
жидкого азота (77К), которая сохраняется криостатом в течение
15 сут. без дополнительной заливки азота. ПУ1 включен в схему
Приемника через циркулятор Ц1. Генератор накачки (ГН) изменяет
емкость варакторного диода.
2-й каскад параметрического усиления ПУ2 отделен от ПУ1
циркулятором Ц2 (выполняющим роль вентиля). Работающий без
охлаждения ПУ2 усиливает и преобразует частоту сигнала в проме-
жуточную. В смесителе С2 частота генератора накачки fn преобра-
зуется в частоту /н — /гс с помощью генератора (Г). Частота сигна-
• ла /с преобразуется в ПУ2 в частоту (fH — fc) . На выходе смесителя
t • Cl получаем (fa — fc) — (fa — frc) = /гс — Д = т. e. промежу-
' : точную частоту, на которую не
влияет нестабильность частоты
накачки (особенно опасная из-за
с ’ - того, что частота накачки отно-
ецтельно высока). УРЧ имеет
|; шумовую температуру 70 К и
Ш дает коэффициент усиления мощ-
Д . ности Кр = 30 дБ при полосе
Пр = 15 МГц. УПЧ с АРУ дает
Кр = 80 дБ при полосе 12 МГц.
При приеме сильных сигналов к
ч выходу УПЧ подключается
Л' обычный частотный детектор
Й- (ЧД) с ограничителем (О) (в положениях 1—1 переключателя (П)).
S : При приеме слабых сигналов или при сильных помехах (от
с других станций или импульсного характера) используется помехо-
устойчивый синхронный фазовый детектор (ФД) частотно-модули-
рованных сигналов с обратной связью по частоте. На вход ФД под-
: водится сигнал промежуточной частоты /и от УПЧ и сигнал гетеро-
дина (Го), средняя частота frQ которого поддерживается равной [ц
с помощью кольца АПЧ с инерционным усилителем постоянного то-
ка (УПТ). Второе кольцо АП 1 с широкополосным видеоусилителем
и цепью обратной связи по частоте (ОСЧ) изменяет «мгновенную»
частоту fr гетеродина Го при частотной модуляции сигнала так, что
3 //равна мгновенной величине промежуточной частоты /п принимае-
мого сигнала и между сигналами /п и /г остается лишь сдвиг фаз
Дф < 90°. Этот сдвиг фаз обеспечивает пропорциональность между
напряжением на выходе ФД и отклонением частоты на его входе.
В такой схеме уменьшаются пороговые явления при приеме час-
тотно-модулированных сигналов.
4 Чтобы не использовать ограничитель, глубину обратной связи
_ ' по частоте меняют с изменением силы сигналов. С выхода детектора
сигналы подводятся к блоку АР разделения сигналов изображения
и звука, которые проверяются в блоке контроля качества (КК) и
передаются по однопролетной наземной радиорелейной линии (или
по коаксиальному кабелю) длиной до 10 км в местный телецентр.
При отсутствии приема приемник проверяется с помощью контроль-
109
ного гетеродина (КГ) с частотной модуляцией от моноскопной уста-
новки (А\У) или генератора телевизионных испытательных сигналов
(ГИТС).
В спутниковом ретрансляторе (рис. 2.60) сигналы, передаваемые
оконечными земными станциями, принимаются антенной (А) и про-
ходят через направленный ответвитель (НО), приемный фильтр Ф2
и УРЧ (построенный, например, на туннельных диодах). Затем сиг-
налы поступают на преобразователь частоты, состоящий из смеси-
теля С и гетеродина Г и преобразующий сигналы, из одной сверх-
высокой частоты в другую. Далее сигналы, пройдя усилитель мощ-
ности (УМ), передающий фильтр Ф1 и НО, излучаются антенной в
сторону других оконечных земных станций.
До 1971 г. спутниковой связи были отведены участки диапазона
3,4—4,7 и 5,7—8,4 ГГц. В связи с ростом потребности сейчас спут-
никовой связи отведено 6 дополнительных участков диапазона
частот в районе 11—250 ГГц, которые подлежат освоению.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио»,
1974, Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио»,
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. ГуткинЛ. С., Лебедев В. А., Сифоров В. И. Радиоприемные устрой-
ства. М., «Сов. радио». Ч. I, 1961, Ч. II — 1963.
4. Чистяков Н. И., Сидоров В. М. Радиоприемные устройства. М.,
«Связь», 1974.
5. Сиверс А. П. Радиолокационные приемники. Расчет и проектирование.
М., «Сов. радио», 1959.
6. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воеииздат,
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
7. Куликов В. В. Современные системы беспроводной дальней связи.
М., «Наука», 1968.
8. Кантор Л. Я. Методы повышения помехозащищенности приема ЧМ
сигналов. М., «Связь», 1967.
9. Павлов К. М. Приемные устройства магистральных радиосвязей-. М.,
«Связь», 1964.
3
АКТИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ
И РЕЗОНАТОРЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ
3.1. БИПОЛЯРНЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
В радиоприемниках с дискретными элементами и в гибридных
интегральных микросхемах дискретные транзисторы представляют
собой самостоятельные конструктивные элементы. В полупроводни-
ковой интегральной микросхеме транзисторы являются частью об-
щего кристалла и поэтому тесно связаны электрически с остальными
ПО
элементами схемы. Это определяет неразрывность анализа транзис-
торов и пассивных элементов схемы с учетом паразитных эффектов,
которые могут значительно влиять на характеристики как отдельных
элементов, так и интегральной микросхемы в целом. Однако в мик-
росхемах, в которых известны напряжения на р—n-переходах, мож-
но выделить часть кристалла, представляющую собой транзистор-
ную структуру, и рассматривать ее как отдельный транзистор.
Рис. 3.1. Германиевые (а) и кремниевые (б) биполярные транзисторы.
Биполярные транзисторы содержат два электронно-дырочных
перехода, т. е. два переходных слоя полупроводника с электронной
(n-типа) и дырочной (p-типа) проводимостями (рис. 3.1). Основными
материалами для изготовления транзисторов являются германий
Рис. 3.2. Схемы включения биполярных транзисторов в усилительных каска-
дах с общим эмиттером (а), общей базой (б) и общим коллектором (в).
и кремний. Усилительные каскады на транзисторах могут быть вклю-
чены по схемам: с общим эмиттером (ОЭ), с общей базой (ОБ) и об-
щим коллектором (ОК) (рис. 3.2). При использовании р—п—р-
транзисторов на коллектор (к) и базу (б) подаются отрицательные
напряжения относительно эмиттера (э), при использовании п—р—п-
транзисторов — положительные.
Для расчета цепей^итания и стабилизации режима (которые из-
лагаются в гл. 5) и приближенного расчета предоконечных и оконеч-
ных каскадов УНЧ используются входные и выходные вольт-ампер-
ные характеристики (рис. 3.3). Для расчета каскадов УРЧ и УПЧ
используются дифференциальные параметры малого сигнала, при
котором изменение переменного напряжения (или тока) в два раза
не вызывает изменения параметров транзисторов (в пределах точ-
ности измерений).
111
При расчете линейных схем транзистор можно представить в ви-
де активного линейного четырехполюсника (рис. 3.4), эквивалентная
схема которого в системе /-параметров (параметров короткого замы-
кания) изображена на рис. 3.5. Из системы уравнений такого четы-
рехполюсника [11
(3-1)
(3.2)
можно уяснить физический смысл его параметров.
UK3-const
Рис. 3.3. Входные и выходные вольт-амперные характеристики биполярных
транзисторов для схем с ОЭ (а) и (ОБ) (б).
Входная проводимость при короткозамкнутом выходе
^11 = §11 + j^n = (A/^i)l •
(3.3)
Рис. 3.4. Представление транзистора
в виде линейного четырехполюсника.
Рис. 3.5. Эквивалентная схема тран-
зистора в системе Х-параметров.-
Прямая взаимная проводимость (крутизна) при короткозамкну-
том выходе
^21 = §21 + К>21 • (3.4)
Обратная взаимная проводимость при короткозамкнутом входе
12 = §12 + 1^12 = (Л/^Л) |f), =0 • (3.5)
Выходная проводимость при короткозамкнутом входе
22 = §22 + j^22 = |(\а=0 • (3.6)
112
Таблица 31
Y-параметры Расчетные формулы
+ II гН м §21 ₽о/(1 +₽о) Ацб (1 +Ys)
&21 -₽oY«/U+0o)Aii6(1+Ys)
И.211 Ро/(1 (l+v2)
сч •о + d Ъа II сч гН %. §12 — штк (PoYrp — Ys)/Po Лцб (1 +Ys)
612 —(оСк+ (1 +PoYrpYs)/^o6ii6 (1 + Ys) ~ ^12
И12| ~ <oCK
м d 5^ 4- сч сч Ъо II СФ §23 <0TkYs/aii6 (1 + Y.)
6 22 й)Ск + ®Тк/Л11б(1 4“Ys)“w^22
1 Г 22 1 -< oCK (1 +3/5)
«О + й II §11 (1 4- РоУгрУаУ/Миб 0 "pTs) :
6ц (PoYrp-YsVfVhKjO +y1)~
1 Уп 1 yr O+0oYrZp)/O+Ys)/Mn«
У-параметры транзисторов, включенных по схемам с ОЭ, на
частотах ниже 500 МГц можно рассчитать по формулам табл. 3.1,
где
₽о = й21э (3.7)
— статический коэффициент усиления тока базы в схеме с общим
эмиттером;
Ъ» = /7гр-. (3.8)
4s = f/fY 2b (3.9)
где /гр — предельная частота усиления тока в схеме с ОЭ;
U3
fY 21 — граничная частота крутизны характеристики в схеме с ОЭ.
Величина /гр может быть задана в паспортных данных транзистора
или вычислена из соотношения
/гр = I h2lQ |/, (3.10)
где | h21s | — модуль коэффициента усиления тока базы в схеме с ОЭ
на частоте /.
Величина fY2\ рассчитывается по формуле
/у 21 =/гр^Иб^б /гргэ/гб* (3.11)
где h116 — входное сопротивление транзисторов в схеме с ОБ на
низкой частоте, равное
^116 ГЭ + Гб^21Э- (3.12)
Активные сопротивления эмиттерного перехода и базы гэ и гб
определяются из выражений
гэ = 25,6//э == 25,6а0//к; (3.13)
>б — т„£/Ск, (3.14)
где гэ и гб измерены в омах; /э — ток эмиттера, в миллиамперах;
а0 = Poz(l + ₽о) — коэффициент передачи тока эмиттера; тк —
постоянная времени цепи обратной связи; Ск — емкость коллектора.
Коэффициент £ = 1 для сплавных транзисторов, £== 2—для сплав-
но-диффузионных и £ = 3 — для мезатранзисторов.
Обычно величины h21dt тк, Ск, /гр (или й21э на частоте/) приводятся
в справочниках по транзисторам, а остальные параметры можно вы-
числить по формулам (3.8)—(3.14), В справочниках Л-параметры,
как правило, указываются для тока коллектора /к = 5 мА. При то-
ке /к =#5 мА параметры и h219|/к можно вычислить по
формулам
” ^иб(5/Л<); (3.15)
^21Э = ^21Э (^к/5), (3.16)
где /к измерен в миллиамперах.
Однако по табл. 3.1 и формулам (3.8)—(3.14) нельзя точно оп-
ределить У-параметры транзисторов, так как часть величин (на-
пример, /г21а) приводится в справочниках с большим разбросом, а
для части величин (например, Ск, тк, /гр) указываются лишь наи-
большие и наименьшие значения. Иначе говоря, эти соотношения
можно использовать лишь для ориентировочного выбора типов тран-
зисторов и проектных решений, для чего в приложении 3 приведены
справочные данные по ряду транзисторов. Из табл. 3.1 видно, что
из экономических соображений в приемниках желательно исполь-
зовать транзисторы, для которых 0,3, так как при больших
значениях ys падает | У21э |, растут у11э и g228, а также Сп и С22.
В формулах, приведенных в табл. 3.1, не учтены индуктивности
выводов транзисторов LQJ L$ и LK, влияние которых сказывается на
частотах /> 0,3/гр и которые для типовых высокочастотных тран-
.114
зисторов равны 1 — 1,5 нГ на миллиметр длины внешнего вывода.
Индуктивная составляющая может резонировать с емкостями пере-
хода транзистора и вызывать дополнительные обратные связи, тем
самым существенно влияя на параметры транзистора.
На частотах /< 0,3/гр без ущерба для точности расчетов можно
пренебречь индуктивностями выводов.
На частотах выше 0,5 ГГц расчет У-параметров по приведенным
выше формулам не дает хорошего совпадения с экспериментом. Не-
% ” посредственно измерить У-параметры (параметры короткого замы-
кания) практически невозможно из-за трудностей создания коротко-
замкнутых цепей. Более точные результаты расчетов получаются
при использовании S-параметров (рассеяния), которые измеряются
на рабочей частоте [2].
Зная У-параметры транзисторов в схеме с ОЭ, можно вычислить
У-параметры в схеме с ОБ и ОК по данным табл. 3.2.
Соотношения для У-параметров каскодных соединений пар тран-
зисторов приведены в табл. 3.3.
Точные значения У-параметров можно получить, измерив пара-
метры множества транзисторов и статистически обработав результа-
ты этих измерений. Часть таких данных приведена на рис. 3.6—3.9.
115
Таблица 3.2
Y «пара- метры у «параметры в схемах включения транзистора
оэ ОБ ОК
у» У Пэ 11»+^ 12»+ + ^21»+^22э У и»
^12 12» “(^ 12» + + ^22») —( У 12а + + У 11а)
y21 У 21а — (У21а + 4* У-22ч) “( ^218 + + У Пэ)
Y22 И 22а У'22^ У Пэ+^12»+ + 2ia+^Z22a
Таблица 3.3
Y "пара- метры Каскодные соединения
оэ-оэ ОЭ—ОБ
у 11 У12В У 21в У Па
г 11Э" У Пэ 4“ У 228
У12 Y2 г 12э У12» У 22»
Уцэ 4- У22э )Л21»
У 21 Г2 г 21э ^21Э
У Пэ Ч- У 22э
22 ^22»” _ ^123 — У 12Э
Уц84~ У22э
Активные проводимости и емкости транзисторов на любой часто-
те ft можно рассчитывать по формулам
gllll (1 + ^1 *’/)
I £11» | ~ П 2

1§22в I =
К21э|=-^
fl .
1У21
.« С22о О +Кз *2)
I V 228 I ~ 77 } »
14-*!
(3.17)
где
А =
2 * 1
9s *2 W" 7 ~
;
1 4 r6 £210
8 —
2
2
а на частотах / << fy2i — по формулам
£iio^0Mi)r6» Сц0 = [С!1э]!(1 + Х|);
£210 =4^21311 1 +*Ь
а [£22э11 (1 + *f) . л ГI 14**?
£220— -+Лгх? , С^~|С^кТ^Г’
Го = (1 + kx X])//?! (1 4* Xl),
где
= Fl/fY‘21» -^2=/2/|У21>
£ = <> —?1 ?g) <?3 <?2> . .
J?2 (?l—l)U--<?2<73<74)
(3.18)
116
, Рис. 3.8. К-параметры транзисто-
ров ГТ313А.
‘4
4
117
Рис. 3.9. У -параметры транзисторов КЛ301А, КП302А, КПЗОЗА, КП350А,
118
41 ~ I |2» ?2 ~ fjfiy Уз — fb113]L/[6113]2;
У1 = l^UeWl^nek» Уб ~ ^229^1^1-^223^2»
/1У21 = Ду21 = ZiU^iaMl^aiah-
В (3.18) величины [g118]f, [^ггэк. ИДиЛ; IMi! 1Ь22Э11 —высоко-
частотные У-параметры, найденные из графиков на рис. 3.6—3.9
для частоты Д, а 219!г’> в [^22э1г те же па-
раметры для частоты Д. Величины/У21 вычисляются тем точнее, чем
ниже Д и Д. Если /у 21 для Д и Д получаются различными, то надо
взять среднее значение.
Пример 3.1. Требуется рассчитать низкочастотные параметры
транзистора ГТ 313А в схеме с ОЭ.
Исходные данные'. У-параметры, полученные из графиков на
рис. 3.6—3.9: Д = 50 МГц и Д = 100 МГц; [g113li — 8,8 мСм;
[йцвД — 8,7 мСм; [g2Wli — 38 мСм; l&aiali = 38 мСм; [У21э11 =
= 2880 мСм2; 1^22э11 = 0,8 мСм; [i»223]j = 1,4 мСм; /к = 3 мА;
17Кэ = —5В; [£цэ12 = 13,1 мСм; (611э]2 = 8,5 мСм; [g2l3]2 =
= 21 мСм; [621э12 = 30 мСм; 1У213Ц = 1300 мсМ2; lg2W)2 =
= 1,25 мСм.
Расчет
2880 о о ' 50 гк. „ 8,7 . по.
о, =-----= 2,2 аъ =----------= 0,5 д> =---------= 1,02
71 1300 2 100 73 8,5
13,1 , лп °»8 А сл
о, = —:—=1,49 о5 =------= 0,64
74 8,8 1,25
_ (1-2,2-0,5*) (1,02-1,49-0,5) = 12 8-
х~ (2,2 —1)-0,53(1—0,5-1,02-1,49) ’ ’
, 50-38 сп ,.г £ 100-21 г
fiYn = ——— = 50 МГц; Ду21 — — — 70 МГц;
OQ - OU
берем Д21 = 60 МГц;
хх = 50/60 = 0,83;
k —
2 0,64-1,67а (14-0,832)—0,83* (14-1,672)
ri =______1-Ц2.8-0.Ю»-----= 620 мА.
12,8-8,8 (1 + 0,832)*10"3
х2= 100/60= 1,67;
14-1, 67а — 0,64(14-0,83*) =6 5’
1
гг11п =----------— =1,5 мСм; Сцо —
*110 12,8-8,52
gal0 = V288O V14- 0,832 = 90 мСм;
8,7-Ю-3(1+0,83^ = 4 5 п
2л50-10’
0,8-10~3 (14-0,83*)
£220— 14-6,5-0,83* ~
= 0,31 мСм; j
С = 90-10:— = 240 пФ;
210 2Л60-10’
= 1,4-10-3(14-0,83*) _ = б3 пф
220 2л50-10в (14-0,176*-0,83а)
k3 = 1/(1 + 59-90-10-3) = 0,176.
119
Пример 3.2. Требуется рассчитать У-параметры транзистора
ГТ313А с ОЭ на частоте 80 МГц.
Исходные данные: низкочастотные параметры guo = 1,5 мСм;
Сп0 — 47,5 пФ; g210 = 90 мСм; С210 = 240 пФ; g220 = 0,31 мСм;
С220 = 6,3 пФ; = 12,8; k2 = 6,5; k3 = 0,176.
Расчет
xt = 80/60 = 1,3; | gU81 = = j2>6 мСм;
1 +1
I Сиз I = Г~= 17,6 пФ; | ftl8 | = = 39 мСм;
| C2Vi | = = 89 пФ; | g22a | = . 0’31(1 + 6’5,1^2.)- =1,22 мСм;
1 l-J-1,32 1 1 + 1.32
|C (= mo+2376±3!l=3
1 a2-' 1-j-l, 32
/ параметры транзисторов приведены для определенного тока
коллектора /К1. У-параметры транзистора при другом токе кол-
лектора /К2 =/= /д1 можно подсчитать по формулам:
У21зЬК2 = 1уЛ21ь1 ZK2//ki; [^118J/k2 =^11э 7k2//ki; 1
| У)
1^22а1/к2 = ^22э /кг//к1; [/у2|]/К2 = /г21 /к1//к2, J
гб, ёиз, С123, С118 и С228 мало зависят от величины тока коллектора.
Пример 3.3. Требуется рассчитать У-параметры транзистора
ГТ 310Д с ОЭ при /К2 =6 мА; 6,кэ= —0,5 В на частоте 10 МГц.
Исходные данные: У-параметры, полученные по графикам при
/К1 = 5 мА; [g119] = 5,5 мСм; [Ь118] == 5,9 мСм; [g128] = 0,04 мСм;
1^12э1 ~ 0,12 мСм; [§22э1 — 0,54 мСм; [6228| — 0,82 мСм; I^2i8l =
= 90 мСм; 1/>213] = 52 мСм.
Расчет
//21 = Ю • 90/52 = 17,3 МГц согласно (3.18).
IguaL К2 = 5,5 - 10-8 • 6/5 = 6,6 мСм;
1^22эЬК2 = 0,54 • 10-3 ° 6/5 = 0,65 мСм;
(MiL К2 17,3 • 5/6 = 14,5 МГц;
|1/21э|/к2 = 104 • 6/5 = 125 мСм; . ..
I Г21а рк1 = |/ 902 + 522 = 104 мСм согласно (3.19).
Величины g12 и fc12 можно определить по формулам 13]
g,2 = (0,15 ...0,2)g22; (3.20)
612 = (0,2 ...,0,3)Ь22, (3.21)
если они ие даны в графиках.
При температурах ниже 50—60° С целесообразно применять гер-
маниевые транзисторы, при более высоких — кремниевые.
120
3.2. ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ
1 Полевые транзисторы содержат полупроводниковый канал п-
или p-типа и электроды: исток (и), сток (с) и затвор (з). На сток по-
дается напряжение питания t/си, положительное относительно исто-
ка при n-канале и отрицательное при p-канале. На затвор на основе
р—«-перехода (рис. 3.10, а) подается отрицательное (—) относитель-
Рис. 3.10. Схематическое изображение полевых транзисторов.
но истока напряжение питания t/зи при п-канале и положительное
(+) при p-канале. При изолированном затворе (рис. 3.10, б) подает-
ся положительное (+) напряжение при л-канале и отрицательное
(—) при р-канале.
Увеличение напряжения затвора на основе р — /т-перехода от-
носительно истока уменьшает ток стока /с, а увеличение напряже-
ния изолированного затвора увеличивает его. На сток и затвор по-
дается напряжение от общего источника питания Еп.
Рис. 3.11. Схемы питания полевых транзисторов.
Затвор на основе р — л-перехода питается через цепочку авто-
смещеиия (рис. 3.11, л), изолированный затвор при индуцирован-
ном канале — через делитель (рис. 3.11, б), при встроенном канале
ои может работать при нулевом напряжении. Напряжения на элект-
родах выбирают так, чтобы рабочая точка находилась в пологой об-
ласти выходных (стоковых) характеристик /с (t/c) (рис. 3.12). При
этом стремятся избегать чрезмерного тока стока и напряжения
пробоя. .
121
При расчете линейных схем малого сигнала полевой транзистор,
как и биполярный, можно представить в виде активного линейного
четырехполюсника (рис. 3.4, 3.5), У-параметры которого можно вы-
разить через параметры эквивалентной схемы (рис. 3.13), которая
справедлива для любых полевых транзисторов, включенных по схе-
ме с общим истоком (ОИ). Из этой схемы получаем
yU1) = (Ы2/?иСза0Сси0 + 1//?за) + j<0 (Сзо о+Сзао); (3.22)
^12и ~ а» (3.23)
^21и ~ jo)C3c 0 S; (3.24)
^22и ~ ^ц^здо^сп » ^еи) 4* (Сси0 4" ^зео)* (3.25)
Рис. 3.12. Выходные (стоковые Рис. 3.13. Эквивалентная схема полевого
характеристики) полевых трап- транзистора.
знсторов.
Из этих выражений следует, что
§11 W ^ЗИО ^СИО 4- 1 /R.jtP ^11 — (Сзсо 4” СЗВ(Д
gu — 0; bV}~ «С3€0;
| У311 - S;
= ш2/?и.Сзс0С,.Ш(+ l/Rcl}\
Ь'>? & (^зео 4* Сси0).
(3.26)
Для современных высокочастотных полевых транзисторов
/?зи 1010...1015 Ом, S = 1...10 мСм;
/?СЙ & 104... 10'* Ом; СсйП 0,5...6 пФ; Сзс0 « 0,05...! пФ;
/?и 30...50 Ом; CiHU = 1...10 пФ..
3.3. РЕЗОНАНСНЫЕ СИСТЕМЫ С СОСРЕДОТОЧЕННЫМИ
И РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ ПОСТОЯННЫМИ
В технике радиоприема используют резонансные системы с со-
средоточенными и распределенными постоянными.
В радиоприемниках умеренно высоких частот широко применяют
резонансные контуры с сосредоточенными постоянными, подобные
изображенному на рис. 3,14.
122
Резонансная частота контура равна
w = l//LC. (3.27)
Резонансное сопротивление контура
= LICr. (3.28)
Затухание контура
d = r/w0L = ®0Cr = П//о, (3.29)
где П — полоса пропускания контура.
Однако уже на метровых волнах размеры катушки индуктив-
ности уменьшаются настолько, что ее физическое выполнение затруд.
няется, а рост активных потерь в сочетании с уменьшением характе.
Рис. 3.14. Рис. 3.15. Коакси- Рис. 3.16. Несимметричная (а) и сим-
Резонансный альный резонатор, метричная (б) полосковые линии.
контур
ристического сопротивления приводит к падению резонансного со-
противления и росту затухания контуров. На дециметровых и сан-
тиметровых волнах резонансные контуры заменяют резонансными
системами с распределенными постоянными в виде отрезков коакси-
альных или полосковых линий.
Разонансные линии эквивалентны параллельным резонансным
контурам. Резонансные длины волн ненагруженных короткозамкну-
тых линий равны
Ч = 4//пь (3.30)
разомкнутых
Хф — 4//п2
(3.31)
где и п2 — любые нечетные и четные числа соответственно.
Для расчета параметров контуров, выполненных на отрезках
линий с распределенными постоянными, необходимо знать волновое
сопротивление линии №. Для коаксиальной линии с диаметром (внут-
ренним) наружного цилиндрического проводника D и с диаметром
внутреннего проводника dB (рис. 3.15)
W = 138 lgD/dB. (3.32)

Для несимметричной полосковой линии (рис. 3.16, а) с твердым
диэлектриком или с воздушным заполнением
== ' 100я /1__________
(14-u»/h)Ve \ h /
(3.33)
123
где wt t — ширина и толщина токонесущей полоски соответственно;
h — расстояние между токонесущей и заземленной полосками; е —
относительная диэлектрическая проницаемость диэлектрика (при
воздушном заполнении е = 1).
Для симметричной полосковой линии (рис. 3.16, б)
W = _200 . (3.34)
Приведенные формулы позволяют определить волновое сопротив-
ление полосковой линии в широком диапазоне значений W с точ-
ностью не меньше 6%. В полосковых линиях, заполненных диэлект-
риком, легко обеспечивается волновое сопротивление 15—200 Ом,
Рис. 3.18. Коаксиальный резонатор с кон-
денсатором настройки та разомкнутом кон-
це линии.
Рис. 3.17. Коаксиальный‘резо-
натор, нагруженный конденса-
тором Со.
Обычно ко входу линии присоединяется емкость Со активного
элемента (рис. 3.17). Чтобы получить резонанс на заданной частоте
/0, входная проводимость Увхл линии должна имють индуктивный
характер и компенсировать емкостную проводимость нагрузки, т. е.
Хвх Л <^0-
Длина короткозамкнутого отрезка линии I рассчитывается по
формуле
Z = -4=arctg(----1—V (3.35)
2л/е а>оСо1Г / ' ’
где Со — емкость нагрузки; — длина резонансной волны.
Резонатор можно перестроить, изменяя либо длину линии, либо
емкость нагрузки. В последнем случае коэффициент перекрытия
емкости элемента настройки равен
~ т&х — ft max tg (2лГ|/е/10 т!т) ggj
Comin /о mln tg о max!)
где lemax и Х0П)1п — максимальная и минимальная длины воли диа-
пазона.
В длинноволновой части дециметрового диапазона для уменьше-
ния геометрической длины линии конденсатор включают на разомк-
нутом конце линии (рис. 3.18) и этим конденсатором осуществляют
перестройку. Емкость конденсатора С~ рассчитывается по формуле
С~ = l/wIFtgI2n (/,— /)/М, (3.37)
124
где I — длина линии; — расстояние от емкости Сп до узла напря-
жения стоячей волны.
Коэффициент перекрытия емкости конденсатора Кс равен
____________G"-max Zo max [2л (I li mln)Mo mln]
C^min to min tg [2л (I — lx max)Mo max]
(3.38)
(3.39)
где Zmin и /1тах находятся из условия настройки в резонанс
arctg —'
2л (Оо шах
Л max = ----- arctg--------- .
2л ИотшСой?'
Длину линии /, при которой получается минимальная величина
Кс, можно определить из трансцендентного уравнения, которое ре-
шается графоаналитическим способом:
A™*- sin ( 4л z~/lmai 'j = sin (4л -~А mln
A-о mln \ max / \ mln
(3.40)
- Резонансная проводимость короткозамкнутого коаксиального
резонатора равна
Go - 1/7?э = гп/р2, (3.41)
где р= 1/<о0С—характеристическое сопротивление резонатора;
гв — сопротивление потерь, отнесенное ко входу линии.
Сопротивление потерь коаксиального короткозамкнутого резо-
натора рассчитывается по формуле
In А + A (2fc/+sinJW)(— + — Y|/cos2W, (3.42)
dB 4л \ D dB J
f ±= —-
D 2л
где гя — удельное поверхностное сопротивление материала, из ко-
торого изготовлена линия (табл. 3.4) Д— 2л/Х.
Эквивалентное последовательное сопротивление активных по-
терь коаксиального резонатора с конденсатором на разомкнутом
конце, отнесенное ко входу резонатора, равно
ru = -A + J_\ [2kl + sin 2k (I—/,) + sin 2WJ/COS2 klv (3.43)
8л2 \ D dB )
Подставляя выражения для гп в формулу (3.41), получаем соответ-
ственно резонансные проводимости короткозамкнутого резонатора
и резонатора с'конденсатором на разомкнутом конце:
q „ + fe/) (1/Р+1/^в) ^/4л] (3 44)
2л2 р2 cos2 kl
r rsK l/du) [2^ + sin 2Л (/-/,)+ sin 2klx\
Uo —
8л* р2 cos2 kl
(3.45)

Таблица 3.4
Материалы Серебро Медь Латунь Алюминий
г3, 10*; Ом 2.52 2,61 5,01 3,26
Резонансная проводимость короткозамкнутого резонатора на поло-
сковых линиях рассчитывается также по формуле (3.41).
Рис. 3.19. Зависимости затухания от геометрических размеров несимметрич-
ной (а) и симметричной (б) полосковой линии.
Сопротивления активных потерь симметричной и несимметрич-
ной полосковых линий соответственно равны
гп = 2Г^Р, (3.46)
гп = 2Гр2Р, (3.47)
где
р __ X [4л ~|/е Z/X-f-sin (4л Д/Г Z/X) + 2j
4лД/е [1 +со^(4л "j/e VX)]
Pi, ₽2 — коэффициенты затухания в симметричной и несимметрич-
ной полосковых линиях соответственно.
Коэффициенты затухания рг и р2 определяются по графикам
рис. 3.19, где 7?п — поверхностное сопротивление материала поло-
сок.
126
Окончательно для симметричного и несимметричного полоско-
вых контуров получаем
Go = гГ^Р/р2, (3.48)
Go = 2W^P/p\ (3.49)
Затухание резонатора на отрезке короткозамкнутой коаксиаль-
ной линии равно
d = 2rn/W (tg kl + kl/co^kl), . (3.50)
дде ra рассчитывается по формуле (3.42).
Рис. 3.20. Схематическое изображение коаксиальной линии с отводом (а) и ее
эквивалентная схема (б).
Для коаксиального резонатора с конденсатором на разомкнутом
конце
d = (r£/2rfW)(l/D + l/dB). (3.51)
Для симметричного полоскового резонатора
d =---------- ------------=-----. (3.52)
l+(4nVe //X)/sin (4л Vе
Для резонатора, реализованного на отрезке несимметричной по-
лосковой линии,
4p2Pctg (2л уТ //X) ^2 22)
1 4-(4л Д/Г //X)/sin (4л ~|/е ^А)
Резонансная линия может быть трансформирующим устройством
(рис. 3.20). Эквивалентная схема в этом случае имеет вид контура
с отводом (автотрансформаторная схема). Коэффициент трансфор-
мации равняется
т== sin <2л.У[ . (3.54)
U sin (2л ~|/8 //X)
Во внутреннее поле резонатора может быть введен виток связи
(рис. 3.21), что эквивалентно трансформаторной схеме. Расчет ко-
эффициента трансформации в зависимости от размеров витка и его
127
положения довольно сложен, поэтому обычно необходимый коэффи-
циент трансформации подбирается экспериментально.
Связь между двумя резонаторами на полосковых линиях может
быть осуществлена благодаря наличию краевых полей (рис. 3.22),
что эквивалентно емкостной связи между резонаторами.
Пример 3.4. Требуется рассчитать параметры четвертьволнового
короткозамкнутого резонатора, выполненного на несимметричной
полосковой линий с твердым диэлектриком.
Исходные данные. Резонансная частота /0 = 400 МГц. Ко входу
резонатора подключен конденсатор Со = 5 пФ. Токопроводящая
5
Рис. 3.21. Коаксиальная линия
с витком связи (трансформа-
торная схема).
полоска сделана из меди, поверхностное сопротивление которой
/?п = 8,25 • Ом. В качестве материала диэлектрика ис-
пользован стеклотекстолит СКМ-1 с относительной диэлектрической
проницаемостью ё = 4,2.
Задаемся следующими размерами полосковой линии: w — 4 мм;
Л = 2 мм; t == 20 мкм; ширина основания заземленной полоски
должна быть не менее За».
Расчет
1. По формуле (3.33) рассчитываем волновое сопротивление
линии
u/ = —h—loLUsi Ом
(14-4/2) V-4,2 \ 2 /
2. Из условия настройки резонатора на частоту /0 (3.35) опреде-
ляем длину линии
/ = ——arctg -------------—------—— = 0,058 м.
2-3,141/41 2-3,14-400.10«-5-10-12-51
3. По графикам рис. 3.19, а находим нормированное затухание
полосковой линии в -зависимости от геометрических размеров ее и
рассчитываем затухание 02:
, -^^-=1,1 Нп, Г8 = 1,1 -8‘ l.°~8-KQ>4 = о 0077 #
’ 377-2-Ю”3 м
128
4. Сопротивление активных потерь линии, отнесенное ко входу
Резонатора (3.47)
гп = 2 • 51 • 0,0077 . 0,237 = 0,186 Ом,
где
0,75 [4.3,14 1/4,2^^+sin [4-3,14 "|/4,2—!-—) + 2 1
_—!--------- о,75 к -----------------V5J-----L = о,237.
— 0,058 \1
4’ 0,75 /J
4-3,14 уЧ,2 1-(-cos ( 4-3,14
5. Резонансная проводимость несимметричного полоскового ре-
зонатора (3.41)
: Со = 0,186(2 • 3,14 • 400 • 10е • 5 • 10~12)2 = 29,31.10“* См.
Рис. 3.22. Полосковые резона*
торы. Связь между резонато-
рами обусловлена наличием
краевых полей у полосковых
линий.
6. Затухание резонатора, обусловленное потерями в отрезке
линии (3.53).
{ — 0,058 \
4-0,0077-0,237-ctg 2-3,14 уЧ,2 )
d------------------------1----------------------= 0,0015.
/ ,,—0.058Х / / А п/—« 0,058 \
1 + (*М4У4.2^)/.1°(.-ЗЛ<У«.2 —)
-1. Полоса пропускания контура на уровне 3 дБ равна
П = 400 • 10е • 0,0015 = 0,60 • 10е Гц.
Пример 3.5. Требуется рассчитать размеры коаксиального ре-
зонатора и пределы изменения емкости конденсатора настройки,
включенного на разомкнутом конце линии (рис. 3.18).
Исходные данные: рабочий диапазон частот / = 470...630 МГц;
сосредоточенная емкость на входе резонатора Со = 5 пФ.
г Расчет
1. Найдем волновое сопротивление коаксиального отрезка.
Учитывая, что на максимальной частоте диапазона желательно полу-
чить максимальное резонансное сопротивление при приемлемых кон-
структивных размерах резонатора, выбираем 2nZ/Z,omln = 40°. Ха-
рактеристическое сопротивление резонатора на частоте /omaj! равно
Pmin = 1/юошахС0 = 1/2-3,14-630-10е . 5-10~12 = 50 Ом.
5 Зак. 895 129
Тогда, решая (3.35) относительно W, получаем
r = 50ctg40° = 60 Ом.
Примем dB — 10 мм и по формуле (3.32) получим, что D = 27,5 мм.
2. Определим длину I коаксиального резонатора из условия ми-
нимального перекрытия конденсатора перестройки по емкости.
По формуле (3.39) вычислим /1т1л и /1тах — расстояния от конден-
сатора Со до узла напряжения стоячей волны на минимальной
Хо тш и максимальной Хошях волнах рабочего диапазона:
/1 шт = arctg----------------!---------= 0,0525 м,
1 1 6,28 & бО-б-Ю-^-б,28-630-10«
4 шах = -r^-arctg------------5---------= 0,089 м.
6,28 6 60-5. IO'1»-6,28-470-10»
1)
2)
1 max ~
----- = Ф»
Рис. 3.23. К расчету оптимальной длины резона-
тора:
^тах Ляг
-S — sin 4л
Лт!п *тах
sin <„ 2±lmln = ф1 (/)
А1П1п
Рассчитаем значения правой и левой частей равенства (3.40)
в зависимости от I. По результатам расчета построим график
(рис. 3.23). Точка пересечения графиков определяет искомое зна-
чение I = 0,125 м.
3. По формуле (3.37) найдем минимальное и максимальное зна-
чения емкости конденсатора настройки:
C~mln= 1/6,28 • 630 • 10е • 60 tg [6,28 (0,125—0,0525) /0,475] =
= 2,8 пФ;
с^шах = 1/6,28 . 470 • 10е • 60 tg [6,28 (0,125—0,089] /0,65] =•
= 15,5 пФ;
Кс = тах /С~ ш1п = 15,5/2,8 = 5,5.
3.4. ПАССИВНЫЕ ЭЛЕМЕНТЫ СВЧ ИНТЕГРАЛЬНЫХ МИКРОСХЕМ
К пассивным элементам СВЧ ИС относятся линии передачи СВЧ
колебаний, функциональные элементы с распределенными пара-
метрами: СВЧ мосты, делители, ослабители и ответвители мощнос-
ти, фильтры, оконечные нагрузки, а также СВЧ элементы с сосредо-
точенными параметрами: индуктивности, емкости и резисторы.
130
В качестве линии передачи могут быть использованы микропо-
лосковые линии (МПЛ), щелевые линии и копланарные волноводы.
Наиболее широкое применение в СВЧ ИС получили МПЛ, которые
и рассматриваются далее. Щелевые линии и компланарные волново-
ды 1211 28]. применяют обычно в сочетании с МПЛ, что оказывается
особенно целесообразным при проектировании сложных СВЧ ИС.
Микрополосковые линии передачи
Рис. 3.24. Микрополосковая линия:
1 — полосковый проводник; 2 — диэлектри-
ческая подложка; 3 — заземленная по-
верхность (ннжннй проводник); 4—карти-
на распределения силовых линий электри-
ческого поля.
Обычно применяемая в СВЧ ИС мнкрополосковая линия пред-
ставляет собой несимметричную полосковую линию, заполнен-
. ную диэлектриком с высокой относительной диэлектрической про-
ницаемостью е (часто е порядка 10) 15, 28, 27]. Конструктивно МПЛ
выполняют (рис. 3.24) в ви-
де диэлектрической подлож-
ки 2, на одну сторону кото-
рой наносят проводящую по-
лоску 1 в виде пленки ме-
талла, а другую полностью
покрывают металлической
пленкой 3, которая служит
проводящей (заземленной) по-
верхностью.
Основным типом волны
МПЛ является квази-ТЕМ-
- волна. При большой вели-
чине е большая часть энер-
гии поля сосредоточена в под-
ложке под полоской, однако
часть ее находится также в
пространстве над подложкой и полоской, что эквивалентно уменьше-
нию диэлектрической проницаемости среды в МПЛ по сравнению
с величиной е подложки. Если в симметричной линии передачи
"С ТЕМ-волной длина волны в линии равна А = (X—длина
волны в воздухе), то в МПЛ длина волны будет больше:
А = Х//еэ, (3.55)
так как е9 < 8, где ед — эффективная диэлектрическая проницае-
мость среды в линии. Величина еэ вычисляется по формуле (с точ-
ностью до ±2%)
еэ = 0,5 [ 1 + е + (е — 1)//1 +1 Ой/да], (3.55)
где ft — толщина подложки; и»—ширина полоски.
МПЛ нуждается в экранировке. Обычно СВЧ ИС для экрани-
ровки, а также для защиты от механических повреждений поме-
щают в металлический корпус. Расстояние от его стенок до по-
верхности подложки с полосковыми проводниками должно быть
5* 131
в 4—‘5 раз больше толщины подложки, при этом влияние корпуса
на электрические параметры МПЛ будет малым.
Если любой из размеров МПЛ (h или w) приближается к Л/4,
в линии наряду с ТЕМ-волной могут возникнуть поверхностные
ТМ-и ТЕ-волны, в результате чего параметры МПЛ изменятся.
Рабочая частота МПЛ должна быть ниже критической частоты
поверхностной ТЕ-волны наинизшего типа, определяемой
соотношением
/кр[ГГц] = 75/й [мм]Ув^Л. (3.57)
Например, для МПЛ, имеющей в = 9,8 и толщину подложки
w — 0,5 мм, применяемой в сантиметровом диапазоне волн, крити-’
ческая частота равна /кр » 50,5 ГГц.
Волновое сопротивление МПЛ W зависит от 8 подложки и соот-
ношения размеров линии wlh (рис. 3.25):
W ъ :— ГОМ]. (3.58)
Уе (ю/й))1 + 1,735/е0’0724 (ш/ft) ““•836Г
Например, для МПЛ, имеющей е == 10 и wlh — 1, расчет по фор-
муле (3.58) дает 1F = 48,3 Ом. Из рис. 3.25 следует, что волновое
сопротивление 50 Ом, широко используемое на практике, в линии
с е = 10 получается при размерах линии wlh — 0,9, т. е. при тол-
щине подложки h — 0,5 мм необходима ширина полоскового про-
водника w — 0,45 мм.
Величину № можно приближенно рассчитать и по более прос-
той формуле [271:
№ ж 314/Уё (1 + wlh), (3.58а)
откуда требуемое значение wlh для получения заданной величины
волнового сопротивления равно
да/Л = (314/ГУё)-1. (3.586)
Отличие результата расчета U7 по формуле (3.58а) от данных
рис. 3.25 и формулы (3.58) при некоторых значениях wlh достигает
5—10%.
Предельная мощность МПЛ (при которой в линии возникает
СВЧ пробой или недопустимый перегрев полоскового проводника)
по сравнению с другими типами линий передачи является наимень-
шей и достигает единиц или десятков ватт в непрерывном режи-
ме (в зависимости от теплопроводности подложки) и единиц
киловатт в импульсном. Рабочий уровень мощности МПЛ должен
быть приблизительно в пять раз меньше предельного. Максималь-
но допустимый рабочий уровень импульсной мощности МПЛ рас-
считывают по соотношениям, приведенным в [271.
Потери мощности в МПЛ а обусловлены главным образом по-
глощением мощности'в проводниках линии (потери проводимости
ап) и в диэлектрике (диэлектрические потери ад), т. е. а = ап У
132

4- ая, где потери выражены в децибелах или неперах. Напомним,
Что 1 Нп — 8,686 дБ.
Погонные (на единицу длины) потери проводимости рфп прибли-
женно оцениваются по формуле
Рф п х 8,68 RdW w (дБ/ед. длины], (3.59)
где /?п — поверхностное сопротивление проводников МПЛ, пред-
ставляющее собой сопротивление части поверхностного слоя (скин-
Рис. 3.26. График для расчета погон-
ных потерь проводимости Рфп в про-
водниках микрополосковой линии
в зависимости от ее размеров w, h, t
и поверхностного сопротивления Ra:
— — — расчет по формуле (3.59).
йй
, W,0m
/ ’ Рйс. 3.25. Зависимость волнового со-
s/" (/|фОтивлення микрополосковой линии
Ь/ соотношения размеров wlh, для
Подложек с различными е.
<лоя) пленочного проводника толщиной 6С в форме квадрата (□)
н равное (22]
Ra = 1 /а6с = Усй|А0|л/2<т {Ом/ □ ], (3.60)
6е = 1/2/ <оар.о ц. (3.61)
В формулах (3.60), (3.61) обозначены: а— удельная проводимость
Проводника, См/м; и = 2л/— рабочая частота; p0 — 1,256х
X Ю-® Г/м — магнитная проницаемость вакуума; р — относитель-
ная магнитная проницаемость проводника. Удельная проводимость
и произведение толщины скин-слоя 6С на Yf для некоторых метал-
лов приведены в табл. 3.5.
Потери проводимости Рф п можно также рассчитать с помощью
графика рис. 3.26, откуда следует, что при заданных значениях вол-
нового (№) и поверхностного (Rn) сопротивлений потери рфп тем
Меньше, чем больше толщина подложки h, т. е, чем шире полос-
133
Таблица 3.5
Металл Сереб- ро Медь Зопото Алю- миний Воль - фрам Молиб- ден Пла- тина Хром Тан- тал
О'Ю-7, См/м 6,17 5,8 4,1 3,72 1,78 1 >76 0,94 0,77 0,64
бс VЛ МКМ-ГГц1/* 2,03 2,09 2,49 2,61 3,76 3,8 5,2 5,75 6,26
ковый проводник. При построении графиков рис. 3.26 не учиты-
валось влияние шероховатости поверхности проводников (под-
ложки), которое увеличивает реальные потери рфп, причем тем
больше, чем выше рабочая частота 123, 28].
Погонные диэлектрические потери в подложке МПЛ рассчиты-
ваются по формуле [24],
_ = 27,3 ----5Ё----1 (3.62)
Л C-I-V1+30Л/И-1 [ад. длины J
где 8 — угол потерь диэлектрика подложки, В монолитных ИС,
выполненных на подложках из полупроводника, суммарные погон-
ные потери Рф в основном определяются диэлектрическими потеря-
ми полупроводника ₽фДШ которые в этом случае равны
₽Фдп^^/2рЛ [дБ/см], (3.63)
где р — удельное сопротивление полупроводника, Ом • см. На-
оборот, в МПЛ, использующих высококачественные диэлектриче-
ские подложки, диэлектрические потери пренебрежимо малы по
сравнению с потерями проводимости.
Размеры МПЛ выбирают, учитывая следующие соображения.
Как показывает теория, большая часть энергии поля МПЛ сосре-
доточена в области поперечного сечения линии шириной w + 2 hf
т. е. в пространстве непосредственно под полосковым проводником
и по обе стороны от него протяженностью h с каждой стороны. По-
этому ширина основания МПЛ (ширина заземленной поверхности
подложки) должна быть больше w + 2 h. Отсюда следует также, что
минимальное расстояние между двумя полосковыми проводниками,
которые не должны иметь заметной взаимной связи, следует выби-
рать большим удвоенной толщины подложки (порядка 4 Л).
Толщина подложки h должна быть по возможности малой для
уменьшения потерь на излучение и для повышения /кр. [формула
(3.57)1. Однако при заданной величине W чрезмерное уменьшение
h влечет за собой уменьшение ширины полоскового проводника ш,
т. е. увеличение потерь рф п. Обычно величина рф п является опреде-
ляющей при выборе размера Л, для которого наметился ряд стан-
дартных значений: h = 0,25; 0,5; 0,75; 1; 1,5 мм. С той же целью
134
Таблица 3.6
Материал подложки е tg6• 10* Теплопроводность, Вт м-°С
Сапфир 9.9 1 25,1
Полнкор (99,8% А12О3) 9,8 1 25,1.„37,6
Брокерит-9 (97% ВеО) 6,8 6 167
Кварц 3,78 1 5>9...9,6
Сйталл СТ-38-1 7,25 2
Сйталл КП-15 15 5 29
Кремний 11,7 150 155
Арсенид галлия 13,3 —— 41,9
Ферриты 9...16 5...100 25,1
получения малых потерь рф п толщина проводников должна быть не
меньше трех-пяти толщин скин-слоя бс.
Материал подложек и проводников МПЛ определяет потери и
длину волны в линии. Подложка должна обладать достаточно боль-
шой диэлектрической проницаемостью е, стабильностью е в
широком диапазоне частот и температур, малыми потерями, т. е.
малыми tg S и электропроводностью, высокой теплопроводностью
и малой пористостью. В гибридных СВЧ ИС часто используют ке-
рамики из окиси алюминия (А12 О3). Наибольшей теплопровод-
ностью, близкой к меди, обладает керамика из окиси бериллия
(ВеО). Последняя используется в ИС, где требуется хороший тепло-
отвод (например, в генераторах Ганна). В монолитных СВЧ ИС
в качестве полупроводниковой подложки применяют кремний и
арсенид галлия, являющиеся полуизолирующими материалами.
В микрополосковых ферритовых устройствах используют подложки
из ферритов. Характеристики некоторых материалов для подло-
жек МПЛ, определенные при f = 10 ГГц и t = 20° С, приведены
в табл. 3.6.
Материал проводников для МПЛ должен иметь высокую элек-
тропроводность и малую величину температурного коэффициента
сопротивления. Некоторые характеристики таких материалов при-
ведены в табл. 3.5.
Микрополосковые СВЧ мосты и делители мощности
СВЧ мосты (или гибридные соединения) относятся к числу са-
мых распространенных пассивных элементов СВЧ ИС. Они исполь-
зуются, в частности, для создания балансных смесителей и в каче-
стве делителей мощности пополам. Все СВЧ мосты являются четы-
рехплечными соединениями (восьмиполюсниками, рис. 3.27), об-
ладающими рядом общих свойств.
В идеальном мосте при подаче СВЧ колебаний в одно из его плеч
мощность колебаний распределяется поровну между определенной
парой двух других плеч, а в четвертое плечо, называемое изолиро-
135
ванным, мощность не поступает (предполагается, что все плечи
моста нагружены на согласованные нагрузки). Подчеркнем, что пара
плеч, между которыми распределяется мощность, тоже обладает
взаимной развязкой. Номинальный сдвиг фаз колебаний 0„ =
= 03— 04 в выходных плечах моста (плечи <3, 4 на рис. 3.27) за-
висит от типа моста: в так называемых квадратурных мостах
0О = лг/2, а в синфазно-противофазных мостах 0О == 0 или л.
Реальные СВЧ мосты характеризуются рядом параметров. Из-
за неидеальности свойств реальных мостов мощность входного сиг-
нала распределяется между выходными плечами не строго одина-
ково. а сдвиг фаз колебаний в них
Рис. 3.2:7. Общее представление СВЧ мо-
ста в виде восьмиполюсника.
пиентом стоячей волны (КСВ) всех
рованного плеча £раэ
несколько отличается от номи-
нального 0О. Неодинаковость
распределения мощности 6 =
= 10 lg Ps!Pt [дБ] назовем
разбалансом амплитуд моста,
а отличие фазового сдвига
от номинального Д0 = (03—
— 04)—0О — разбалансом фаз.
Наряду с этими парамет-
рами реальные мосты ха-
рактеризуют также коэффи-
; плеч р и развязкой изоли-
= 10lg/’1/Z:>2 [дБ]. Перечисленные
параметры моста являются частотно-зависимыми, поэтому мост
обычно характеризуют значениями бгаа„ Д0тах, ртах и Lpa3min
в рабочей полосе частот Прас. При точных расчетах потерь в эле-
ментах схемы следует учитывать также потери моста L.. — 10 х
X lgPt/(Р, + Р4) 1дБ1.
Напомним, что при выполнении разного рода расчетов с исполь-
зованием параметров моста 6, £раа, (представляющих собой от-
ношения мощностей и поэтому определяемых в децибелах) значе-
ния этих параметров необходимо переводить в безразмерные еди-
ницы.
Наибольшее распространение в СВЧ ИС получили квадратные
(или шлейфные) и кольцевые мосты. Квадратный мост представляет
собой четырехплечное устройство, в котором два параллельных от-
резка МПЛ параллельно соединены между собой несколькими
шлейфами (минимум двумя), имеющими длину и интервал между
ними равными четверти длины волны в линии Ло/4 на средней
частоте рабочего диапазона волн (рис. 8.28). Квадратный мост яв-
ляется квадратурным, т. е. сдвиг фаз колебаний в выходных пле-
чах 0О = л/2. Как видно из рис. 3.28, он полностью симметричен,
поэтому его свойства одинаковы со стороны любого плеча. Мощ-
ность, поданная, например, в плечо 1, распределяется поровну
между плечами 3, 4 и не поступает в плечо 2 из-за противофазности
возникающих в нем СВЧ колебаний.
Отражения мощности во входном плече-/ при этом не происхо-
дит, т. е. КСВ этого плеча рх = 1.
136
Для получения таких свойств моста волновые сопротивления
составляющих его отрезков основных линий (1ГЛ) и шлейфов
(№П1) должны находиться в определенном соотношении с волновым
сопротивлением подводящих линий (W). Для двух-и трехшлейф-
ных мостов (используемых чаще всего) требуемые величины этих
сопротивлений в виде нормированных значений Wn/W, ука-
заны на рис. 3.28, б у соответствующих отрезков линий. Поэтому
Проектирование этих мостов после задания сопротивления W
(обычно IV' = 50 Ом) сводится к вычислению Wn = 0,707 W,
Рис. 3.28. Эквивалентная схема двух- и трехшлейфного квадратного моста (с)
и топологическая схема полоскового проводника (б).
= 2,415 W и определению с помощью рис. 3.25 или формулы
(3.58 б) размеров МПЛ (Л, w), обеспечивающих такие волновые
сопротивления, т. е. сводится к проектированию МПЛ. Размер
Aq/4 на топологической схеме рис. 3.28 задают между осями шлей-
фов и подводящих линий.
•' Пример 3.6. Требуется спроектировать трехшлейфный мост
для работы в 3-см диапазоне волн со средней частотой —
9,37 ГГц (Ч = 3,2 см).
Исходные данные: подложка из поликора (в = 9,8) толщиной
h«»0,5 мм; волновое сопротивление подводящих линий W =
*=« 50 Ом (ширина полоскового проводника w = 0,47 мм),
Расчет.
1. В соответствии с рис. 3.28, б определяем волновые сопротив-
ления основной линии №л = 0,707 • 50 =» 35,4 Ом и двух крайних
шлейфов = 2,415 • 50 = 121 Ом (для среднего шлейфа =
137
= Из рис. 3.25 видно, что для заданных величин е и h
подложки и при минимальной ширине полоскового проводника
w = 0,1 мм, еще допустимой с точки зрения потерь проводимости
МПЛ и практической возможности качественного изготовления
линии, волновое сопротивление МПЛ будет равно W « 90 Ом, что
меньше требуемой величины 121 Ом. Следовательно, необходимо
снизить волновое сопротивление подводящих линий.
Для этого между исходной подводящей линией с — 50 Ом
и основной линией моста следует включить трансформирующий чет-
вертьволновый отрезок МПЛ (рис. 3.29), волновое сопротивление

Рис 3.29. Трехшлейфный квадратный мост с трансформирующими четверть-
волновыми отрезками МПЛ в подводящих линиях.
которого определим из условия практической реализуемости край-
них шлейфов моста. С учетом сказанного зададим для последних
ширину полоски w = 0,1 мм {wlh — 0,2) и по формуле (3.58)
найдем
= ——---------------------------------= 90.4 Ом.
У<Э,М),2(1 4-1,735/9,я®-0'2'* .0,2е-836)
2. Из соотношения — 2,415 W определим требуемое значе-
ние волнового сопротивления подводящих линий — 90,4/2,415 =
= 37,4 Ом.
3. Теперь вычислим волновое сопротивление трансформирую-
щего отрезка линии по известному равенству = V=*
= /50-37,4- 43,2 Ом.
4. Необходимое отношение размеров трансформирующего отрез-
ка МПЛ найдем по формуле (3.586) w/h — (314/43,2/9^8) — 1 =
= 1,32, откуда получаем w — 1,32 • 0,5 = 0,66 мм.
5. Далее рассчитаем волновое сопротивление и ширину по-
лоска основной линии и среднего шлейфа моста: — HV/2 =
= 37,47/2 = 26,5 Ом; w/h - (314/26,5/9,8) — 1 = 2,79; w «
— 2,79- 0,5 = 1,39 мм»
6. Размеры четвертьволновых отрезков элементов моста вычис-
лим по формулам (3.55), (3G56). Основная линия: еэ = 0,5 [l-f-9,8 +
+ (9,8—1) / /~1 + 10/2,79) «= 7,45; Ал/4 = 32/4/7Д5 = 2,93 мм.
Крайние шлейфы: еэ = 6,02; Лш/4 « 3,25 мм. Трансформирующие
отрезки: еэ = 6,8; Лтр/4 = 3,07 мм,
138
Рассмотренные свойства квадратного моста реализуются на
средней частоте fa. При этом предполагается, что потери в нем от-
сутствуют, а нагрузки всех плеч согласованы. При отклонении час-
тоты от параметры моста ухудшаются, причем трехшлейфный
мост имеет большую полосу пропускания, чем двухшлейфный. На-
пример, в относительной полосе рабочих частот Праб//а = 12%
параметры двух- и трехшлейфного мостов соответственно равны:
КСВ р = 1,26; 1,03; разбаланс амплитуд б =? 0,24; 0,12 дБ; раз-
вязка изолированного плеча £ра8 = 19; 37 дБ. С другой стороны,
двухшлейфный мост имеет меньшие потери £м по сравнению с трех-
шлейфным из-за меньшей электрической и соответственно геомет-
рической длины. Поэтому в тех случаях, когда требуемая полоса
рабочих частот не превосходит 5—7% и важны малые размеры СВЧ
ИС, целесообразно использовать двухшлейфный мост. Метод рас-
чета частотных характеристик параметров квадратного моста,
а также анализ влияния рассогласования нагрузок моста на его
параметры приведены в 115].
Наличие потерь в отрезках МПЛ, составляющих реальный мост,
ухудшает КСВ и развязку плеч моста, но не изменяет разбаланса
амплитуд [15], Влияние потерь на параметры двухшлейфного мо-
ста на частоте /0 рассчитывается по формулам
p = (24-3a1 + 3V2 а2)/(2 4-а1 + У,2 а2), (3.64)
£pa8=201g[2(l+a1>Vra.)/(a1 + V2 а2)] [дБ], (3.65)
AM = 201g(14-a1 + V2 а2) [дБ], (3.66)
где <*! на,— полные потерн в шлейфе и отрезке основной линии
моста соответственно, Нп,
, Пример 3.7. Требуется спроектировать двухшлейфный мост
для работы в 2-см диапазоне волн со средней частотой /0 = 13 ГГц
(А,, = 2,3 см) и рассчитать его параметры на этой частоте с учетом
потерь.
Исходные данные', подложка из феррита толщиной h = 0,5 мм
имеет е = 9 и tg б = 0,005; материал проводников — золото; под-
водящие линии имеют W = 50 Ом.
Расчет
1. Определяем волновое сопротивление основной линии =
*= WfV2 = 50 /VF = 35,5 Ом. Для шлейфов = W = 50 Ом.
2. По формуле (3.586) находим ширину полоски основной ли-
нии w = 0,5 [314/35,51/9^— 11 — 0,97 мм и шлейфов w =
0,5 [(314/501/9)—11 = 0,55 мм.
3. По формулам (3.55), (3.56) вычислим длину четверть-
волновых отрезков: для основной линии еэ = 0,5 [1 + 9 4-
+ (9-1) IV 1 + 10/1,941 = 6,61; А^/4 = 23/41/6,61 = 2,23 мм;
для шлейфов еэ == 6,26; Ао/4 = 2,3 мм,
139
4. Рассчитаем полные потери в основной линии и шлейфе моста.
Для расчета потерь проводимости из табл. 3.5 находим удельную
проводимость золота о — 4,1 • 107 См/м и толщину скии-слоя бс =
= 2,49/У13 = 0,69 мкм. По формуле (3.60) определим поверх-
ностное сопротивление проводника /?п = 1/4,1 • 107 • 0,69 X
X 10~в = 0,0352 Ом/Q, а по формуле ' (3.59) — погонные потери
проводимости МПЛ основной линии РфП = 8,68 • 0,0352/35,5 х
X 0,097 — 0,089 дБ/см и шлейфа рф п — 8,68 • 0,0352/50 • 0,055 =
= 0,111 дБ/см. Потери проводимости отрезка основной линии и
шлейфа соответственно равны агп = Рфп/ = 0,089 • 0,223 =»
= 0,02 дБ, ctjn = 0,111 • 0,23 = 0,026 дБ (I—длина отрезка МПЛ).
Рис. 3.30. Топологическая схе-
ма полоскового проводника
кольцевого моста.
Рис. 3.31. Частотные характеристики па-
раметров кольцевого моста без потерь
(нагрузки плеч согласованы).
5. Аналогичным образом вычислим диэлектрические потери
отрезков МПЛ моста, используя формулу (3.62). Потери основной
линии
агл = Рфа/ = 0,223-27,3
9-0,005
0,892
Vl-HO/bM-H = 0.102 дБ.
94-1/1 + 10/1,94 — 1
Потери шлейфа _______
а,д = 0,23-27,3—°—— — = 0,115 дБ.
п 0,92 9-ь V1 + 10/1.1-1
В данном случае из-за большой величины tgS ферритовой под-
ложки диэлектрические потери больше потерь проводимости.
б. Полные потери шлейфа и основной линии моста соответст-
венно равны: cq = а1п + сс1д = 0,026 + 0,115 = 0,141 дБ =*
= 0,016 Нп; а2 = сс2п + а2д == 0,02 + 0,102 = 0,122 дБ = 0,014Нп.
7. Далее по формулам (3.64) — (3.66) рассчитаем: КСВ вход-
ных плеч моста р = (2 + 3 • 0,016 + ЗУТ- 0,014) / (2+0,016 +
+ V2 • 0,014) = 1,07, развязку изолированного плеча Араэ =
= 20 1g 12(1 + 0,016 + 1/2 - 0,014) / (0,016 + У2 • 0,014)1 ==
140
= 35,2 дБ и потери моста LM = 20 1g (1 + 0,016 + V2 • 0,014) =
= 0,3 дБ. Эти параметры моста соответствуют средней частоте f0
рабочей полосы частот. При отсутствии потерь они были бы равны
Р ” h 1-раз = °°, Lm = 0 ДБ»
Кольцевой мост представляет собой сочленение четырех парал-
лельных Т-тройников, боковые плечи которых соединены последо-
вательно и образуют замкнутое кольцо (рис. 3.30). Длина средней
окружности кольца обычно равна /ср = ndcp — 3 Л^/2, а расстоя-
ние между ближайшими плечами моста вдоль этой окружности
одинаково и равно Л/4, где Д, — длина волны в МПЛ на сред-
ней частоте f0. Поэтому мощность, поданная в любое плечо (напри-
;; пример, в плечо /), будет делиться поровну между двумя ближай-
шими справа и слева плечами 2 и 4, а плечо 3 будет изолировано,
так как в его плоскости фазы колебаний, приходящих справа и сле-
ва, всегда противоположны (разность хода Л/2). Очевидно также,
: что сигнал, подведенный к плечу 2 или 3, будет распределяться
между смежными плечами синфазно, а при его подаче в плечо / или
| 4 — противофазно. Таким образом, кольцевой мост является син-
фазно-противофазным.
Согласование всех плеч кольцевого моста достигается, когда
соотношение волновых сопротивлений линии кольца и подводящих
L лииий равно В?и IW = У2 (рис. 3.30). Поэтому проектирование
, кольцевого моста, как и квадратного, сводится к проектированию
МПЛ с заданным волновым сопротивлением.
В кольцевом мосте без потерь и при согласованных нагрузках
плеч параметры на частоте f0 равны: 6 — ДО =0, Lpa3 -> оо, р = 1.
При отклонении от частоты /0 развязка плеч Lpaa уменьшается,
возникает разбаланс амплитуд и фаз (6 0, ДО =# 0), КСВ возрастает
(рис. 3.31). Соотношения для расчета частотных зависимостей па-
раметров моста приведены в 115, 27]. В [15] для частоты f0 даны
s также расчет и анализ влияния рассогласования нагрузок плеч на
параметры моста. Для примера приведем результаты расчета пара-
метров моста на /р = 10 ГГц для двух значений отклонений от
средней частоты Afjfo = 1,7 и 3,4% соответственно: 6 = 0,025;
0,14 дБ; ДО « 2; 4°; £ра8 = 35,2; 29,3 дБ.
Параметры моста на частоте с учетом потерь в линии кольца
можно рассчитать по следующим формулам:
р = (131/2 а+4)./(И а + 4). (3.67)
6 = 201g[(4a + V2)/(3a + V2)] [дБ], (3.68)
1-раз = 201g [(12 УТ а 4-4)/УТ а] [дБ],
£M=101g [(6 УТ а4-2)2/(25а24-14‘|/2’а + 4)]
- (3.69)
[дБ], (3.70)
где а — полные потери отрезка линии кольца длиной До/4, Ни.
141
Как показывают расчетные данные, при а > 0,015 Нп парамет-
ры моста заметно ухудшаются.
Пример 3.8. Требуется спроектировать кольцевой мост для
работы в 2-см диапазоне волн со средней частотой = 15 ГГц
(Хо = 2 см) и рассчитать его параметры с учетом потерь.
Исходные данные'- подложка из поликора толщиной h = 0,5 мм,
е = 9,8, tg<5 = Ю-4. Материал проводников — медь. Волновое со-
противление подводящих линий W — 50 Ом.
Расчет,
1. Определяем волновое сопротивление кольцевой линии
Гя = V2 • 50 = 70,7 Ом.
2. Из рис. 3.25 для в — 9,8 находим отношение размеров МПЛ:
для W — 50 Ом wlh = 0,94, для — 70,7 Ом и»к/Л = 0,41. От-
сюда ширина полосков w — 0,5 0,94 = 0,47 мм, «0,21 мм.
3. Г1о формулам (3.55), (3.56) вычисляем длину волны в кольце-
вой линии: аэ = 0,5 (1 4- 9,8 4- (9,8—1) /1/1 4- 10 • 0,5/0,211 =
= 6,29; А0 = 2/Уб^9 = 0,8 см.
4. Длина средней окружности кольца 4р = 3 Ло/2 = 1,5 X
X 0,8 = 1,2 см, ее диаметр dcp = 1,2/л = 0,382 см. .
5. Рассчитываем полные потери а четвертьволнового отрезка
Л0/4 = 2 мм кольцевой линии. Для расчета потерь проводимости
из табл. 3.5 находим удельную проводимость меди о = 5,8 • 107
См/м и толщину скин-слоя 60 = 2,09/У15 = 0,54 мкм. По фор-
муле (3.60) вычисляем поверхностное сопротивление проводника
/?п = 1/5,8 • 107 • 0,54 • 10-* = 0,032 Ом/Q, а по формуле
(3.59) — погонные потери проводимости Рфп = 8,68 • 0,032/70,7 х
х0,21 = 0,0187 дБ/мм,
6, Погонные диэлектрические потери определяем по (3.62).
д = 27,Зв->1^ . _|/1±^0.5/0^ + 1 _ = о.00Н5 .
8 9,84- V14-10-0,5/0,21-1 им
Из сравнения величин рф д и 0Ф и видно, что диэлектрическими по-
терями можно пренебречь по сравнению с потерями проводимости.
7. Тогда полные потери четвертьволнового отрезка кольцевой
линии равны а = РФ п • 2 = 0,0374 дБ = 0,0043 Нл.
8. Параметры кольцевого моста на частоте /0 рассчитываем по
формулам (3.67) — (3.70):
р = (13 У2‘-0,00434-4)/(П VY-0,00434-4) « 1,
6 = 201g [(4 • 0,0043 4-1/21/(3-0,0043 4- VT)] « 0 дБ,
Араз = 20 lg[(12 V2 -0,0043 4- 4)/1/2-0,0043] = 56,6 дБ,
LM = 101g [(6 V2"-0,0043 4-2)2/(25-0,0043’4-141/2-0,00434- 4)] «
0,04 дБ.
Из полученных данных видно, что потери моста LM приблизи-
тельно равны потерям четвертьволнового отрезка кольцевой ли-
142
нии а. Последние же достаточно малы, вследствие чего остальные
параметры моста на частоте А, близки к параметрам моста без по-
терь. Поэтому параметры такого моста в полосе рабочих частот со-
ответствуют значениям, показанным на рис. 3.31.
Сравнительный анализ параметров кольцевого и двухшлейф-
ного мостов показал, что первый имеет большую полосу пропуска-
ния, чем второй, т. е. одно и то же ухудшение параметров по срав-
Рис. 332. Эквивалентная (а) и топологическая (б) схемы кольцевого делите
ля мощности:
/? —пленочный резистор с сопротивлением 2 W*.
нению с их величиной на средней частоте fa в кольцевом мосте про-
исходит в более широкой полосе частот, чем в двухшлейфном. Кро-
ме того, кольцевой мост менее критичен к отклонению от номиналь-
ных размеров по сравнению с двухшлейфным. Трехшлейфный
мост приблизительно идентичен кольцевому по полосе пропуска-
ния, но, как и двухшлейфный, требует более жестких допусков на
изготовление. С другой стороны, кольцевые мосты из-за разно-
направленности плеч обычно менее удобны для компоновки СВЧ ИС
по сравнению с квадратными мостами. Это особенно относится к
случаям их использования в балансных смесителях.
Делители мощности используют для распределения СВЧ мощ-
ности (принимаемого сигнала или гетеродина) между двумя или не-
сколькими каналами в заданном соотношении. Весьма часто тре-
буется делить мощность между двумя каналами поровну, т. е. е ос-
лаблением 3 дБ (например, мощность гетеродина между двумя сме-
сителями). Для этого, в частности, можно использовать СВЧ мост
с согласованной нагрузкой в изолированном плече.
Более простым и миниатюрным делителем мощности СВЧ попо-
лам является кольцевой делитель (рис, 3.32), Он представляет со-
143
бой трехплечный СВЧ элемент (шестиполюсник), состоящий из па-
раллельного Т-тройника, боковые плечи которого связаны между
собой активным сопротивлением на расстоянии Ло/4 (для сред-
ней частоты Д) от места их разветвления у меча 5, При волновом
сопротивлении кольца, равном = и сопротивлении
= 21F кольцевой делитель обладает следующими свойствами.
При согласованных наг
грузках плеч их входные
импедансы тоже согласованы
(р = 1), а мощность, подво-
димая к плечу 5, поровну
делится между плечами / и
2, которые при этом между
собой развязаны. Величина
развязки плеч 1 и 2 равна
Драз = Pi/Pz при подве-
дении сигнала к плечу / ид1*
Lpa3 ~ PdP\ при его подве-
дении к плену 2. Это озна-
чает, что сигнал, поданный в
плечо 1 или 2, выходит из
Рис 3.33 Частотные характеристики
параметров кольцевого делителя без
потерь.
плеча 5, ослабленный на
3 дБ (вторая половина мощности сигнала поглощается в резисторе
R) и почти не проходит в плечо 2 (или /).
Частотные характеристики параметров кольцевого делителя
без потерь (рис. 3.33) рассчитываются по формулам, приведенным
в 115]. Как виднаизрис. 3.33, кольцевой делитель имеет весьма ши-
рокую полосу пропускания. В частности, при Lpa3 20 дБ и
р3 1,22 его полоса рабочих частот Праб//1( == 36%.
Активные потери в кольцевой линии незначительно ухудшают
параметры делителя, при этом вносимое ослабление будет возра-
стать на величину потерь. Например, при полных потерях отрезка
кольцевой линии длиной /, лежащих в пределах а — 0,00Lw
0,1 Нп, параметры делителя на частоте равны: р1л 1,002;:
р3 1,09; > 29,7 дБ, L13- Li3 3,88 дБ. Расчет влияния
рассогласования нагрузок на параметры делителя приведен в
Если сопротивление резистора R можно считать сосредоточен-
ным, т. е. если его длина значительно меньше Л^/2 (рис. 3. 32, б),
то длина кольцевого отрезка линии / — Л./4. В противном случае
для сохранения описанных свойств кольцевого делителя, т. е. для
компенсации сдвига фазы, вносимого резистором, необходимо уве-
личить длину кольцевой линии так, чтобы 2 I = а + Aq/2. При
этом требуемый диаметр средней окружности кольца определяется
из соотношения Jtdcp «2 а + Aq/2. В остальном проектирование
кольцевого делителя сводится к проектированию отрезков МПЛ
определенной длины и волнового сопротивления (аналогично про-
ектированию кольцевого моста) и пленочного резистора.
144
вместо микропо-
w
1 2
Г лЛ fe
Элементы с сосредоточенными параметрами для СВЧ ИС
> Современное технологическое оборудование для нанесения ме-
таллических и диэлектрических пленок позволяет изготавливать
пленочные индуктивности L, конденсаторы С и резисторы R столь
ЙаЛых размеров, что их можно считать сосредоточенными вплоть
см. Это означает, что геометрические размеры таких еле-
Ь ментов составляют малую долю длины волны колебаний—меньше
(ЦА. Использование сосредоточенных L, С, R ---- ---------
6

7^!$ ^-34. СВЧ индуктивности (а) и конденсаторы (б) с сосредоточенными
/’^^раметрами:
мЧ'$М*~яленочный микраполосковый проводник, создающий индуктивность; 2 — днэдекърмме*
” подложка; 3 — одновитковая индуктивность из проводника /; 4 — полосковые• вы-
'* « 2|Жрды; переходящие в МПЛ; 5 — индуктивность в форме плоской спнралн из проводии-
/ 6 — пленочные металлические обкладки конденсатора; 7 — диэлектрическая плеи-
, vi л 'tti'i-пленочные металлические штыри гребенчатого конденсатора.
-
- досковых элементов (элементов с распределенными параметрами)
Приводит к уменьшению размеров СВЧ ИС, повышению плотности
ЙХ упаковки, снижению в ряде случаев стоимости этих схем и, что
особенно важно, к увеличению полосы пропускания СВЧ ИС
119,26). Последнее обусловлено тем, что добротность колебатель-
ного контура на элементах с распределенными параметрами при
одном и том же активном сопротивлении потерь всегда выше доб-
ротности контура на сосредоточенных L, С.
Сосредоточенная индуктивность L может быть реализована
в виде прямолинейного пленочного проводника, одновитковой или
многовитковой спиральной плоской катушки (в зависимости от тре-
буемой величины L), наносимых на поверхность диэлектрической
145‘
подложки (рис. 3.34, а). Индуктивность прямолинейного провод-
ника длиной I и шириной w равна (рис. 3.35} [23, 261
L « 2 I (!п thir + 1,193 + 0,224 catf) [нП, (3.71)
где размеры выражены в сантиметрах, при этом предполагается
что t << ж. Индуктивность одновитковой катушки рассчитывается
по этой же формуле, если д иаметр витка много больше ш. Пря-
Рис. 3.35. Зависимость вогопной
индуктивности пр-яиолйвейного
ленточного проводника от его раз-
меров:
/ — для //ш-1...10; 2 —для. Г/w- И),..100
молинеиные и одновитковые ин-
дуктивности применяют,- когда
требуемые значения L < 4 нГ.
Для получения больших значений
L используют спиральные катуш-
ки, индуктивность которых равна
L = 5 rt (dH -Ь dj? / (15 de—
-7 dB) ГнГХ (3.72)
где п — число витков спирали; dH
и dB — наружный и внутренний
диаметры спирали, мм (рис.
3.34, а).
Ширина пленочных проводни-
ков сосредоточенных индуктив-
ностей составляет обычно w =
= 0,1... 0,2 мм, толщина проводни-
ка, как и в МПЛ, должна быть
/ > (3...5) 6C, где — толщина-
скин-слоя. Добротность прямоли-
нейной индуктивности определяется соотношением
Q « 1,4£щ V/ [kCVp ,
(3.73)
где L—индуктивность, нГ; f — частота, ГГц; р — удельное сопро-
тивление проводника, Ом ем (см. табл. 3.5); k = 1,3... 2— попра-
вочный коэффициент, учитывающий вытеснение тока из углов по-
лоскового проводника и зависящий от отношения w/t. При
w/t = 1... 5; 5...10; 10...20 и 20...100 величина k соответственно рав-
на 1,3...1,4; 1,4...1,6; 1,6...1,7 и 1,7...2. Добротность многовитко-
вой спиральной катушки, как показывает анализ, оказывается
максимальной при dH/dB = 5 и в этом случае равна
Qmax = 2,4t®V£^VpdB, (3.74)
где w, dn измерены в сантиметрах. L — в наногенри, / — в ги-
гагерцах, р— в омах, умноженных на сантиметр. Добротность ин-
дуктивностей зависит от частоты (пропорциональна V/) и на / =
«= 2 ГГц лежит в пределах от 50 до нескольких сот единиц.
Формулы (3.71), (3.72) справедливы, когда вблизи индуктив-
ностей нет заземленных проводников и поверхностей. Чтобы влия-
146
нием последних на величину L можно былопренебрхечь, расстояние
/ от индуктивности до ближайшего заземленного проводника на
поверхности подложки должно быть больше 5w, а расстояние до
заземленной поверхности под индуктивностью должно превышать
20at Последнее означает, что при наличии на обратной стороне
подложки заземленной поверхности толщина под.ложки должна
быть h > 20 w. В противном случае величина L будет меньше рас-
считанной по формулам (3.71), (3.72).
Пример 3.9. Требуется рассчитать размеры и добротность од-
новитковой индуктивности.
Исходные данные*. L= 1,6 нГ на частоте f — 3 Г1Гц (X = 10 см).
, Материал проводника — медь.
Расчет
1. Полагаем средний диаметр витка rfcp)>w. Поэтому расчет
v размеров проводим так же, как для прямолинейното проводника.
Выбираем отношение размеров проводника //аз = 20) и но рис. 3.35
находим £// = 8,4 нГ/см. Требуемая длина проводника /=
==1,6/8,4 = 0,19 см = 1,9 мм.
2. Выбираем ширину зазора между выводами витка
(рпс. 3.34, а) /3 = 0,5 мм. Тогда суммарная средняя длина окруж-
ности витка /ср = / + /3 = 2,4 мм, откуда нгаходим dCp =
= /ср/л= 2,4/3,14 = 0,765 мм. Ширина проводника w = 1/20 =
8» 0,095 мм = 95 мкм. Отношение dcp/w = 8,05, т. е. можно счи-
тать диаметр rfcp много больше ширины w.
3. Из табл. 3.5 находим для меди удельное сопротивление
р = 1/а = 1/5,8 • 105= 1,72 • 10~6 Ом • см и толщ.ину скин-слоя
8С == 2,09/Уз = 1,21 мкм. Толщину проводника берем равной
5 60 «6 мкм.
- 4. Добротность индуктивности рассчитываем по «формуле (3.73),
в которой для wit = 95/6 « 16 принимаем коэффициент k — 1,65:
Q = 1,4-1,6 Уз /1,65-20 V1,72-10~в = 90).
Пример 3J0. Требуется рассчитать размеры ih добротность
спиральной катушки индуктивности (рис. 3.34, а).
Исходные данные-. L == 50 нГ на частоте f — 3 ГГц; материал
проводника — медь.
Расчет
1. Задаемся отношением наружного и внутреннего диаметров
спирали da/da = 5 (для получения максимальной добротности) и
внутренним диаметром dB = 0,5 мм, тогда dH = 2,5 мм.
2. С помощью формулы (3.72) находим необходимое число вит-
ков катушки
л=VL (15dB— 7dB)l5 (da + dBf =
= У 50(15-2,5—7-0,5)/5(2,5 + 0,5)2 =16,2.
14 7
3. Выбираем ширину зазора между соседними витками спира-
ли равной s= 0,5 о». Число витков зазора на единицу меньше чис-
ла витков проводника п. Поэтому (dH— ds) /2 = nw (п—1) s =
= 0,5 w® n(n— 1). Отсюда находим
t» = V(dH—dB)/2-0,5n(n—1") = V(2,5—0,5)/6,2-5,2 = 0,25 мм;
s = 0,125 мм.
4. Как и в примере 3.9, принимаем р = 1,72 • Ю-вОм - см и
t = 56О = 6 мкм. Тогда wit = 250/6 42 и значение k для расчета
добротности принимаем равным 1,8.
5. Добротность катушки индуктивности вычисляем по формуле
(3.74):
Qmax = 2,4-0,0251/50^3/1,8 V1,72 • 10“в-0,25 = 622.
Сосредоточенные емкости (конденсаторы) бывают двух типов:
трехслойные и однослойные, или гребенчатые (рис. 3.34, б). Первые
представляют собой обычные плоские конденсаторы, состоящие из
двух металлических пленок-обкладок, разделенных тонкой (мень-
ше 1 мкм) диэлектрической пленкой, например, из двуокиси крем-
ния (SiOg). Для них характерны значительные емкости (десятки пи-
кофарад) при малых размерах, поэтому они являются сосредоточен-
ными вплоть до очень высоких частот, однако технология их изго-
товления сложнее гребенчатых, так как они состоят из трех слоев.
Гребенчатые конденсаторы имеют емкость от сотых долей до 10 пФ,
являются сосредоточенными до f = 1 —3 ГГц и занимают ббльшую
площадь на подложке, чем трехслойные 119,261.
Емкость трехслойного конденсатора рассчитывается по форму-
ле плоского конденсатора С = ее0 SltR, где е — относительная ди-
электрическая проницаемость диэлектрической пленки; е8 =
— 8,85 10~12 Ф/м; S — lw — площадь обкладок; /д — толщи-
на диэлектрической пленки. При использовании пленки из SiOa
толщиной 1 мкм емкость на единицу площади равна С =
= 35,5 пФ/мм2. Добротность конденсатора Q определяется по-
терями проводимости в обладках (Qn) и диэлектрическими потеря-
ми в диэлектрической пленке (QJ, так что
1/Q = 1/Qn + 1/Qn. (3.75)
где Qn = I/® RC-, Qa — 1/tgS; R — 4Ral/3w — сопротивление
проводника обкладки, a Ra рассчитывается по формуле (3.60). Доб-
ротность Q„ пленки из SiO2 лежит в пределах от 20—80 до 5000 и
зависит от технологии ее нанесения.
Гребенчатые конденсаторы (рис. 3.34, б) целесообразно исполь-
зовать при С < 5 пФ. Емкость такого конденсатора зависит от чис-
ла ячеек и размеров элементов гребенки (предполагается, что на
обратной стороне подложки нет заземленной металлической плен-
ки). Величина емкости рассчитывается по формуле [201
С = 8,85 . 10-2 I (е + I) [2 Ах (п — 1) + Аа1 [пФ1, (3.76)
148
J
У где = 0,614 (Л//д)0’25 (да/Л)0-439; Л2 = 0,41 + 0,775 iw/(2n—1)х
ЯийГ х (u' + ^д). /—длина зубца, см; п—число ячеек гребенки, равное
дв-1 числу зубцов или впадин одного из электродов; е — относитель-
ная диэлектрическая проницаемость подложки; h — толщина под-
ЯВ, Дожки; /д — ширина зазора между зубцами, w — их ширина. Чис-
ЯКГ'ЛО ячеек гребенки равно п = щ,л /2 (w 4- /д), где о»эл — ширина
электрода (подводящей линии).
» Добротность гребенчатых конденсаторов имеет величину тако-
|||Сго же порядка, что и трехслойных, и рассчитывается по той же фор-
ж;' муле (3.75), только в этом случае эквивалентное последовательное
ЖЕ сопротивление R — 4Ra l/3nw.
- -
О»; Пример 3.11. Требуется рассчитать размеры и добротность
Sty Щебенчатого конденсатора.
life Исходные данные- емкость С — 1,5 пФ на частоте / = 2 ГГц.
ДЖ Подложка из сапфира толщиной h — 1 мм, е = 9,9, tg 6= 10'*.
Ж“. Материал проводника — медь, ширина электрода гребенки ш9л =
.S®, 1,5 мм.
Ж&ч т
. Расчет
Wfe'1. Задаемся шириной зазора между зубцами /я = 30 мкм, а
Ж? , ширину зубца предварительно примем равной w « 5/д == 0,15 мм.
’ 2. Определяем число ячеек гребенки п = даэл/2 (w + /д) =
1,5/2 (0,15 4- 0,03) = 4,16. Округляем до целого числа и при-
'ШрЩИмаем для дальнейшего расчета п = 4. Уточняем величину w из
>’К";Д!Оотношения для числа ячеек: ш 4- /д — и»эл/2п = 0,1875 мм, от-
Йф'фда w = 0,1875 — 0,03 = 0,1575 мм = 157,5 мкм.
Д‘;\'3. Из формулы (3.76) находим длину зубца:
J; • / = С/8,85 • 10~» (е 4- 1) 12АХ (п — 1) 4- А.1,
'А «ГДв Аг = 0,614 (1/0.03)0’26 (0.1575/1)0,439 = 0,66; Л2 = 0,41 4-
\ < * 4г 0,775 • 157,5/ (2 - 4 — 1) (157,5 4- 30) = 0,503.
Тогда
I = 1,5/8,85 • 10-* (9,94- 1)12 • 0,66 (4 — 1) 4- 0,503] = 0,35 см.
4. Добротность конденсатора рассчитываем по формуле (3.75):
1/Q — со RC 4- tg 6, где R~ 4Ra l/3nw. Из табл. 3.5 находим для
" меди удельное'сопротивление р = 1,72 • 10-в Ом • см и толщину
Скин-слоя 60 = 2.09/V2 = 1,48 мкм. Определяем /?п — р/6с =
ч* 1,72 • 10"’ /1,48 • 10-4 = 1,16 • 10-* Ом/П и /? = 4 • 1,16 X
X 10-* • 3,5/3 • 4 • 0,1575 = 0,086 Ом. Рассчитываем добротность
конденсатора Q= 1/(6,28 • 2 • 109 • 1,5- 10~12 • 0,0864- Ю~4) = 581.
Пленочные резисторы изготавливают обычно из хрома, ни-
хрома или тантала с поверхностным сопротивлением Rn =
10—500 Ом/Q. Эти металлы отличаются хорошей стабиль-
ностью сопротивления и низким температурным коэффициентом
сопротивления. Резисторы имеют прямоугольную или квадрат-
ную форму (рис. 3.36, а, 3.38, б). Сопротивление резистора равно
149
R = Rn//u>, где /, w— размеры прямоугольника резистора, при-
чем I — размер между подводящими проводниками.
Используя рассмотренные здесь элементы L, Ct Rc сосредото-
ченными параметрами, а также ферритовые циркуляторы с сосре-
доточенными параметрами, подобные описанным в 119], можно соз-
давать не только любые пассивные СВЧ ИС (рис. 3.36), но и такие же
активные СВЧ ИС, как и на элементах с распределенными парамет-
Нижняя сторона подложки
не покрыта заземленным
пленочным проводником
а
нижняя сторона
подложки не пок-
рыта заземленным
пленочным
прододником
Рис. 3.36. Примеры топологических схем СВЧ ИС на элементах с сосредото-
ченными параметрами и их эквивалентные схемы:
а — параллельный резонансный контур с последовательно включенным резистором;, б —•
фильтр нижних частот.
рами: усилители, генераторы и др. Различные активные СВЧ ИС
на элементах с сосредоточенными параметрами и их характеристики
описаны в [19,23, 26].
Микрополосковые аттенюаторы, ответвители и оконечные
нагрузки
Аттенюаторы служат для уменьшения уровня мощности, про-
ходящей через них в линию [25]. В СВЧ устройствах радиоприем-
ников их используют для установления требуемого уровня мощ-
ности СВЧ колебаний в некоторых точках СВЧ ИС, например:
мощности гетеродина, подводимой ко входу смесителя, мощности
сигнала передатчика на входе радиолокационного смесителя АПЧ,
мощности накачки на входе параметрического усилителя. Разли-
чают аттенюаторы постоянные (фиксированные) и переменные.
Микрополосковый постоянный аттенюатор представляет собой
участок МПЛ, содержащий поглотитель СВЧ энергии в виде ре-
зистивной пленки (рис. 3.37). Последняя плавно сужается от сере-
150
Рнс. 3.37. Микрополосковый атте-
нюатор:
/ — резистивная пленка; 2 — полоско-
вый проводник МПЛ,
дины к краям для обеспечения низкого КСВ со стороны входа и вы-
хода аттенюатора. Затухание, вносимое им, зависит от поверхност-
ного сопротивления резистивной пленки (хром, нихром, тантал),
ее длины и конфигурации.
В переменных аттенюаторах поглотитель представляет собой
подвижную пластину из диэлектрика с резистивным! поглощающим
слоем или из поглощающего материала. Поглотитель устанавли-
вают над полосковым проводником МПЛ, которому обычно прида-
ют специальную форму (например, форму пол у кольцевого провод-
ника) для увеличения затухания, вносимого поглотителем. При ре-
гулировании положения поглотителя относительно полоскового
проводника МПЛ (вращением или
поступательным перемещением пог-
лотителя) вносимое затухание из-
меняется. Возможны и другие
способы построения переменных
аттенюаторов.
В качестве электрически уп-
равляемых переменных аттенюато-
ров в СВЧ ИС применяют также
аттенюаторы на р — i —и-дио-
дах. Их расчет и проектирование
рассматриваются в [30].
Ответвители мощности являются обычно направленными и
представляют собой две связанные линии (восьмиполюсник), одна
из которых — основная — включается в МПЛ, откуда ответвляют
часть мощности, другая — побочная—эту мощность отводит
в требуемую часть устройства. Примером направленного ответви-
теля является шлейфный ответвитель, частным случаем которого
является шлейфный мост (рис. 3.28), имеющий переходное ослаб-
ление (соотношение уровней мощности в выходных плечах основ-
ной и побочной линий) Lno =ЗдБ. Переходное ослабление шлейф-
ных ответвителей зависит от волновых сопротивлений входящих
в них отрезков линий и шлейфов. Обычно в направленных ответ-
вителях Ап0 = 10...30 дБ. Расчет и проектирование микрополоско-
вых направленных ответвителей рассмотрены в 115,27, 28]. Направ-
ленные ответвители включают в СВЧ ИС для ответвления час-
ти мощности сигнала, например, чтобы измерить его частоту, спектр
и другие параметры.
Оконечные нагрузки используют в СВЧ устройствах в качест-
ве согласованных поглотителей СВЧ энергии (25], например,
в свободном плече направленногоответвителя либо СВЧ моста, ра-
ботающего в качестве делителя мощности. Микрополосковые на-
грузки представляют собой слабо отражающие поглотители СВЧ
энергии (КСВ < 1,1...1,2), выполненные в виде пленки из резистив-
ного материала. Нагрузки могут быть распределенными и сосредо-
точенными (рис. 3.38). В первых (рис. 3.38, а) поглотитель имеет
вид плавно расширяющейся резистивной пленки, что обеспечи-
151
вает согласование поглотителя с МПЛ. Величина КСВ зависит от
конфигурации, поверхностного сопротивления пленки и длины по-
глотителя.
В сосредоточенных нагрузках (рис. 3.38, б) используется пле-
ночный резистор, сопротивление которого равно волновому сопро-
тивлению МПЛ. Резистор нагружен на разомкнутый четверть-
волновый отрезок МПЛ, входное сопротивление которого равно
Рис. 338. Распределенная (а) и сосредоточенная (б) микропрлосковыё око-
нечные нагрузки:
/ — полосковый проводник МПЛ; 2 —резистивная пленка.
нулю, что обеспечивает для токов СВЧ короткое замыкание вы-
ходного зажима резистора с заземленным проводником МПЛ. Рас-
чет резистора для такой нагрузки производят аналогично рассмот-
ренному на с. 149.
Изгибы и разомкнутые отрезки микрополосковых линий
В СВЧ ИС при соединении отдельных элементов отрезками МПЛ
часто приходится использовать изгибы МПЛ, особенно 90 градус-
ные. Изгибы бывают плавные и уголковые в виде излома МПЛ
(рис. 3.39).
Плавный изгиб (рис. 3.39, а) образуется путем включения в ли-
нию кольцевого отрезка МПЛ с радиусом средней окружности г.
Неоднородность, вносимая в линию плавным изгибом, минималь-
на и весьма мала, когда длина кольцевого отрезка МПЛ равна или
кратна Л<)/2.
Уголковый изгиб (рис. 3.39, б) занимает минимальную площадь
на микрополосковой плате, поэтому ему часто отдают предпочте-
ние. Для сохранения низкого КСВ в линии, т. е. для сведения
к минимуму неоднородности, возникающей в месте излома МПЛ,
уголковый изгиб срезают, причем глубина среза зависит от угла
изгиба. Для 90-градусного изгиба оптимальному срезу соответст-
вует а « 1,4 w (рис. 3.39, б) [28].
Отрезки МПЛ с разомкнутым концом широко используют
в СВЧ ИС: в качестве элементов согласования импедансов (напри-
мер, диодных секций), в СВЧ фильтрах и др. Для создания нуле-
вого импеданса нагрузки МПЛ (короткого замыкания для токов
СВЧ) также применяют разомкнутые четвертьволновые отрезки
линии, как это показано на рис. 3.38, б.
152
Из-за неоднородности, которую представляет собой разомкну-
тый конец линии, на нем накапливается избыточный электричес-
кий заряд, что эквивалентно появлению концевой сосредоточен-
ной емкости, включенной параллельно МПЛ. Кроме того, с этого
конца возникает излучение, заметное на частотах выше 1 ГГц, что
увеличивает потери в линии. Сосредоточенная концевая емкость
увеличивает эффективную длину линии по сравнению с физической
на величину А/, зависящую от размеров МПЛ (рис. 3.40). При про-
ектировании разомкнутых отрезков МПЛ физическая длина I долж-
на быть меньше расчетной на величину А/, т. е. I = /расч — А/.
Рис. 3.39. Плавный (а) и уголковый
(6) изгибы микрополосковой линии.
Рис. 3.40 Зависимость величины
уменьшения А/ разомкнутого отрезка
МПЛ от его размеров.
Например, для разомкнутого отрезка МПЛ, имеющего толщину
подложки ft = 1 мм и отношение wlh = 2, из рис. 3.40 нахо-
дим, что уменьшение длины из-за концевой емкости составляет
Д//й = 0,37 и А/ = 0,37 • 1 =0,37 мм.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Транзисторы. Параметры, методы измерений и испытаний. Под ред.
И. Г. Бергельсона, Ю. А. Каменецкого, И. Ф. Николаевского. М., «Сов. ра-
дио», 1968, Авт.: М. Г. Агапова, В. Л. Аронов, И. Г. Бергельсон и др.
2. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под
ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972. Авт.: Г. П. Балан, В. Я. Баржин,
Р. А. Валитов и др.
3. Фалькович С. Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных
устройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970.
4. Арсланов М. 3., Рябков В, Ф. Радиоприемные устройства. М., «Сов.
радио», 1972.
5. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие
Входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
6. Севин Л. Полевые транзисторы. Пер. с англ. Под ред. Е. 3. Мазеля.
М., «Сов. радио», 1968.
7. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов, Пер. с англ. М.,
«Энергия», 1970.
153
8. Ричман П. Физические основы полевые транзисторов с изолированным
затвором. Пер. с англ. Под ред. Г. Г. Смолко. М., «Сов. радио», 1971.
9. Кроуфорд Р. Схемные применения МОП-транзисторов. Пер. с англ.
Под ред. М. С. Сонина. М.» «Мир», 1970,
10. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интег-
ральным схемам. Под общей ред. Н. Н. Горюнова. М., «Энергия», 1972. Авт.!
Н. Н. Горюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др.
11. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие
цепи и цепи связи. Т.1, 2. Пер. с англ. М., «Связь», 1971.
12. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. Мм Гос-
энергоиздат, 1958.
13. Крохин В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., «Сов.
радио», 1964.
14. Орлов С, И. Расчет и конструирование коаксиальных резонаторов.
М., «Сов. радио», 1970.
15. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элемен-
тов на полосковых линиях. М., «Сов. радио», 1972.
16. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по эле-
ментам волноводной техники. М., «Сов. радио», 1967.
17. Халяпин Д. Б. Коаксиальные и полосковые фильтры сверхвысоких
частот. М., «Связь», 1969.
18. Воинов Б. С. Широкодиапазонные колебательные системы СВЧ.
М., «Сов. радио», 1973.
19. Эйчисон, Дейвис, Хиггинс и др. Элементы с сосредоточенными по-
стоянными на СВЧ.—«Зарубежная радиоэлектроника», 1972, №8, с.88—101,
20. Бинотто, Пьясентини. Гребенчатые тонкопленочные конденсаторы.—
«Зарубежная электронная техника», 1973, № 3, с. 12—19.
21. Воробьев В. В. Щелевые линии передачи и компланарные волноводы
для интегральных СВЧ схем. — «Зарубежная радиоэлектроника», 1972, №5,
22. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1.М., «Высшая школа»,
1970.
23. Собол, СВЧ применения технологии интегральных схем. — В кил
Полупроводниковые приборы СВЧ. Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. Под
ред. Тагера А. С. М., «Мир», 1972.
24. Шнейдер. Диэлектрические потери в гибридных ИС. — ТИИЭР,
1969, № 7, с. 99—100.
25. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных при-
емников. М., «Сов. радио», 1973.
26. Колтон, Гершенов, Найт, де Брехт. СВЧ интегральные схемы на эле-
ментах с сосредоточенными постоянными и перспективы их применения. —
«Зарубежная радиоэлектроника», 1972, № 4, с. 104—124.
27. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. С. Ко-
валева. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. С. Ковалев, Е. Г. Куз-
нецов и др.
28. Малорацкий Л. Г. Микроеииниатюризацая элементов и устройств
СВЧ. М., «Сов. радио», 1976.
29. МузыкаЗ. Н., Пустоваров В. Е., Синица Б. Г. Расчет высокочастот-
ных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия»,
1975.
30. Дзехцер Г. Б., Орлов О. С. Р*1-п диоды в широкополосных устрой-
ствах СВЧ. М., «Сов, радио», 1970,
154
4
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
4.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Входная цепь соединяет антенну или антенно-фидерную систему
с I-м каскадом приемника (усилителем радиочастоты или преобра-
зователем частоты). Входные цепи можно классифицировать по
ряду признаков.
По частотным диапазонам различают входные цепи приемни-
ков умеренно высоких частот (длинных, средних, коротких и мет-
ровых воли), в которых используются контуры с сосредоточенными
постоянными, и приемников сверхвысоких частот Дециметровых,
сантиметровых, миллиметровых волн), в которых применяются
коаксиальные полосковые, микрополосковые и полые резонаторы.
По характеру используемой антенны различают входные цепи,
работающие с настроенной и ненастроенной антенной. По способу
настройки контуров различают входные цепи с настройкой на
фиксированные частоты и диапазонные входные цепи, считая, что
настройка производится изменением емкости контуров. По ваду
связи с антенной различают входные цепи с индуктивной, емкост-
ной, непосредственной и комбинированной связью. По числу кон-
туров различают в основном одноконтурные и двухконтурные вход-
ные цепи; апериодические и многоконтурные входные цепи приме-
няются сравнительно редко.
Исходными данными для проектирования и расчета входных це-
пей являются:
— активные и реактивные проводимости I/Ra и 1/Хд антенно-
фидерной цепи и их разброс;
— входные параметры 1-го каскада приемника 7?вх и Свх
и их разброс;
' — способ настройки контуров и граничные частоты диапазона или
поддиапазонов (в многодиапазонных приемниках) или фиксиро-
ванные частоты (при отсутствии плавной настройки);
— промежуточная частота приемника;
— число контуров входной цепи и их эквивалентные затухания;
— степень связи между контурами двухконтурной входной цепи;
— минимальный коэффициент шума 1-го каскада приемника (рас-
чет его излагается в гл. 5);
— допустимые изменения характеристик входной цепи при пере-
стройке по диапазону частот и изменении параметров антенны.
Приемную антенну можно представить генератором э. д. с.
Ба, включенным последовательно с комплексным внутренним со-
противлением Za (рис. 4.1). Эта э. д. с. равна
= (4 1)
155
где Лд — действующая высота антенны, м; Е — напряженность
электрической составляющей поля сигнала в точке приема, мкВ/м.
Размеры настроенной антенны выбирают так, чтобы ее резонанс-
ная частота f0 а равнялась частоте принимаемого сигнала или средней
частоте диапазона принимаемых частот. Внутреннее сопротивление
настроенной на /од антенны (например, полуволнового вибрато-
Рис. 4.1. Эквива-
лентная схема ан-
тенны.
ра или антенны профессионального приемника
СВЧ) является чисто активным (Za = /?а).
Если такая антенна соединена с приемником
фидерной линией с волновым сопротивлением
ЦТф = рЛ или сопротивление фидера согласо-
вано с антенной трансформатором, то также
2а — Ra- На частотах, отличных от /од, сог-
ласование антенны с фидером нарушается и
мощность, отдаваемая приемнику, падает. По-
этому настроенную антенну можно использо-
вать для приема на фиксированной частоте
или в узком диапазоне частот,
При выборе размеров ненастроенной антенны таким образом,
чтобы /0 тах 1,7 /0 а, эквивалент антенны приобретает вид, по-
казанный рис. 4.2, а. При длине антенны ZA << %mln или /отах «
<< /о а (например, при штыревых антеннах подвижных раций) мы
получаем ZA = ₽а + 1/]<оСа (рис. 4.2, б) и при /?а « 1/оСа
а
Рис. 4.2. Эквивалентные схемы ненастроенных антенн.
получаем ZA = 1/]<оСа (рис. 4.2, в). При рамочных магнитных ан-
теннах ZA = Ra + j<oL а-
При проектировании входной цепи следует выбрать способ связи
входного контура с антенной; рассчитать элементы принципиаль-
ной схемы входной цепи и определить параметры входной цепи:
коэффициент передачи напряжения (мощности); полосу пропуска-
ния; ослабление зеркального канала и помехи на промежуточной
частоте; коэффициент шума.
4.2. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО
ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Рассмотрим сначала одноконтурные входные цепи диапазонных
приемников с ненастроенной антенной. При выборе связи контура
с антенной надо иметь в виду следующее. Непосредственная связь
контура с антенной (рис. 4.3) наиболее проста, но для нее харак-
156
терно наибольшее влияние параметров антенны на входную цепь
и значительное изменение показателей входной цепи (коэффициен-
та передачи, полосы и избирательности) по диапазону. Поэтому
такая входная цепь используется в простейших дешевых перенос-
ных приемниках.
Непосредственная связь с магнитной антенной (рис. 4.4) широко
используется в переносных приемниках. Магнитная антенна имеет
Рис. 4.3. Схема входной цепи с непо-
средственной связью с антенной и ин-
дуктивной связью с транзистором.
Рис. 4.4. Схема входной цепи с не-
посредственной связью с магнитной
антенной и внутриемкостной связью
с транзистором.
малые размеры, что удобно с конструктивной точки зрения. Кро-
ме того, направленные свойства ее позволяют улучшить помехо-
защищенность приемника благодаря пространственной селекции.
Внешнеемкостная связь с антенной (рис. 4.5) проста, может
обеспечить достаточно большой коэффициент передачи по на-
’ Рис. 4.5. Схема входной цепи с внеш-
''л йеемкостной связью с антенной н
днутриемкостной связью с транзисто-
ром.
Рис. 4.6. Схема входной цепи с вяу-
триемкостной связью с антенной и ин-
дуктивной связью с транзистором.
пряжению и высокую избирательность, но приводит к большой
неравномерности параметров входной цепи по диапазону. Напри»
мер, в такой цепи при ft> та* < f0 а коэффициент передачи изменя-
ется пропорционально квадрату частоты. Поэтому эта связь исполь-
зуется либо в низкокачественных приемниках, либо в приемниках
с малыми коэффициентами перекрытия поддиапазонов.
Внутриемкостная связь с антенной (рис. 4.6) при f9 а> /«max
обеспечивает примерно постоянный коэффициент передачи по диа-
пазону. Основной недостаток этой связи заключается в том, что ее
коэффициент передачи зависит от емкости антенны. Поэтому та-
кая цепь при применении малогабаритных антенн, т. е. антенн
с малой емкостью, имеет низкий коэффициент передачи. Если
учесть, что действующая высота малогабаритных антенн невелика,
то эффективность таких антенн при внутриемкостной связи особен-
но низка. Поэтому внутриемкостная связь с антенной использует-
ся редко.
Индуктивная связь с антенной (рис. 4.7) может использоваться
в режиме удлинения, когда /0А</ага1п, где Д А — резонансная
частота цепи, состоящей из антенны и катушки связи LcbA. Ра-
Рис. 4.7. Схема входной цепи с ин-
дуктивной связью с антенной и тран-
зистором.
Рис. 4.8. Схема входной цепи с ком-
бинированной связью с антенной и
индуктивной связью с транзистором.
бота в режиме совпадения, когда /0 тах > /о а > /0 min» недопусти-
ма из-за большой неравномерности параметров входной цепи по
диапазону.
Работа в режиме укорочения, когда д >/отах, возможна,
но при этом коэффициент передачи изменяется пропорционально
квадрату или даже кубу частоты. Поэтому режим укорочения ис-
пользуется редко, лишь при малом коэффициенте перекрытия ди-
апазона или в сочетании с внутриемкостной связью контура вход-
ной цепи с транзистором, коэффициент передачи которой обратно
пропорционален частоте.
Наибольшее распространение получил режим удлинения, при
котором коэффициент передачи падает с частотой. Так как коэф-
фициент усиления УРЧ растет с частотой, то в режиме удлине-
ния входной цепи коэффициент усиления преселектора по диапа-
зону изменяется незначительно. Недостаток индуктивной связи —
пониженная избирательность на частотах, близких к резонансной
частоте антенной цепи.
Комбинированная связь с антенной (рис. 4.8) сложнее рассмот-
ренных, но обеспечивает малую неравномерность коэффициента
передачи при высоких величинах коэффициента передачи н изби-
рательности. Однако для этой связи также характерна пониженная
избирательность для частот, близких к резонансной частоте антен-
158
В ны. Комбинированная связь с антенной применяется в высокока-
9 чественных радиовещательных и связных приемниках.
S Во входных цепях применяются: внутриемкостная, автотранс-
Ц форматорная и трансформаторная связь контура входной цепи со
Л*
входом 1-го активного элемента приемника.
Внутриемкостная связь (рис. 4.4, 4.5) характеризуется умень-
шением коэффициента передачи с ростом частоты принимаемого
сигнала. Поэтому такую связь целесообразно сочетать с внешне-
емкостной связью входного контура с антенной или с индуктивной
связью контура с антенной в режиме укорочения. При индуктивной
связи контура с антенной в режиме удлинения или при комбини-
рованной связи с антенной выгоднее использовать индуктивную
(трансформаторную или автотрансформаторную) связь входной
цепи с активным элементом, так как коэффициент передачи индук-
L тивной связи не зависит от частоты. Трансформаторная и автотран-
Я - сформаторная связи контура со входом активного элемента исполь-
»’ зуются также при работе входной цепи с настроенной антенной.
]|v Недостатком трансформаторной связи является появление пара-
зитного канала приема, частота которого совпадает с частотой наст-
ройки паразитного контура, образованного индуктивностью свя-
зи и входной емкостью активного элемента.
Связь контура входной цепи с антенной и входом 1-го актив-
ного элемента приемника выбирают на основании высказанных со-
ображений. После выбора этих связей можно рассчитать входную
цепь. Расчеты входных цепей многодиапазонных приемников ве-
дутся для каждого поддиапазона.

£
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного
приемника с внешнеемкостной связью с ненастроенной
антенной (рис. 4.5)
Для настройки контура входной цепи используем секцию блока
Конденсаторов, выбранного при составлении структурной схемы
приемника согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
Вычисляем максимально допустимую емкость входной цепи:
Сех = (Сктах ^2дд Ск min) I (^пд2 (4*2)
где йпд — коэффициент перекрытия поддиапазона; Сктах и
Ск т1п — максимальная и минимальная емкости выбранного бло-
чка конденсаторов.
Определяем индуктивность контура по формуле
L = 2,53 ♦ 104 (А2Пд—1) //о max (Сктах — Скиа|п), (4.3)
где L измерено в микрогенри; f — в мегагерцах и С — в пико-
фарадах.
Находим наибольшую емкость связи с антенной Ссвадь при
которой разброс емкости антенны вызывает допустимую расст-
159
ройку входного контура приемника, полагая, что расстройки, обу-
словленные разбросом емкостей антенны и входа УРЧ, одинаковы:
Сев AAf С a min V2dap (Ск min Ч-Ссх)/(Сд max mln)* (4*4)
Выбираем емкость связи из условия
С*св А Ссв АД/• (4 -5)
Вычисляем для /атах коэффициент включения контура к входу
УРЧ, при котором обеспечивается требуемая избирательность по
зеркальному каналу:
^вх (^bx/wo С) l^CB а/(СсВ’a + Cux “ЬСк mjn)]S Ra/<% L],
0.6)
Рассчитываем емкость связи, необходимую для получения mBX3K:
Сс в вх КС
кпНп + см) (1 —т1<Х Зк) Свх/ИвХЗк1 / ^ВХ ЗК* (4 • 7)
Определяем емкость подстроечного конденсатора:
Сп Свх См /ти/и^Са “ швх зк СвХ» (4-8)
где tn\ — Сев а/Сд; ш? (Сев вх Ч~ Свх) 7 (Скmio Ч~ Ссв вх Ч* Свх):
зк = (Ск П)|П Ч" См) / (Ск m(n Ч" См 4“ Свх Ч- Сев вх)* (4.9)
Если из (4.8) получим Сп < О, то нужно уменьшить Ссвд
или /пвх зк или и то и другое. После этого нужно пересчитать ^р.
Находим dap mln для /ит1п по формуле
dap тin “ d Ч~ 1^2вх зк <00 т|П L / R Вх1 Ч- |Ссв А / (Сов А 4*
ч- Ссх + Ск max)l2 Ra 7(0,m|n L (4.10)
Если получим d ep mln < dap u то следует уменьшить d9V п, либр
увеличивая число контуров преселектора, либо увеличивая &пР и
уменьшая &пп.
Вычисляем коэффициент передачи входной цепи для крайних
частот поддиапазона
Ко вц == 39,5 /о ССсвА d^pt (4.11)
где L измерено в микрогенри, /0 — в килогерцах, С — в пикофа-
радах,
/пвх = (Ск + Сп Ч- См) 7 (Ск + СдЧ-См Ч; Ссввх Ч- Свх). (4.12)
Избирательность по дополнительным каналам приема проверяем
согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополни-
тельного канала приема /дк, равна
1дк = 1(/дк 7 /оо) (fo otfдк)1 7 dap» (4.13)
где /0О—наиболее опасная частота настройки приемника, лежа-
щая ближе всего к /дк,
I 60
Пример 4.1. Требуется рассчитать входную цепь радиовеща-
тельного приемника IV класса (средневолнового поддиапазона).
Исходные данные: диапазон . принимаемых частот от /0 mm —
= 500 кГц до — 1680 кГц; промежуточная частота fa =.
= 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника
= 1000 Ом и Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура
входной цепи dBp = 0,05; собственное затухание контура d = 0,01;
параметры антенны РА = 500 Ом; СА min = 75 пФ и СА тах =
= 225 пФ.
Расчет
Пользуясь соображениями, изложенными в § 4.1, выбираем схе-
му рис. 4.5.
1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов с СКШ1П =
>= 4 пФ И Ск шах =220 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Сох = (220—3,362х4) /(3,362—1) « 16,3 пФ.
3. Определяем (4.3) L = 2,53 • 104х (1,68а—0,5а) / (220—4) х
X 1,68® • 0,5а « 427 мкГ.
4. Находим (4.4)
Сов аЧ< 7,5• 10-7 * 9 * * 12' 1/2.0,05(4 + 16,3)-10-12/(225-7,5) 10"12«
«8,7 пФ.
5. Выбираем (4.5) СсвА = 8,7 пФ.
6. Рассчитываем (4.6)
гпвхзк = 1/(1000/6,28-1,68-10М27-10-6) {0,05-0,01 -
\ (8,7/(8,7 4-16,3 -Ь 4)]a-500/6,28-l,68-106-427-10-e} = 0,082.
7. Находим (4.7) Ссв вх = 1(4 + 5) • 10~12 (1—0,0822) — 115х
Х0.0822] /0.0822 = 1250 пФ.
Г <8; Вычисляем (4.8) Сп = 16,3—5—(8,7/150) . 1 • 150—0,0822Х
X 115 =1,2 пФ.
9. Определяем Ковц, пользуясь соотношениями (4.12) и
(4.11);
дйя fu — 500 кГц
^7нвх = (220 + 1,2 + 5) / (220 + 1,2 + 5 + 1250 + 115) = 0,14,
. /(о ВЦ = 39,5 • 5002 • 106 • 427 • 10~« • 8,7 . 10~12 . 0,14 . 20 «
« 1;
для /0 = 1680 кГц
- /Пвх = (4 + 1,2 + 5) / (4 + 1,2 4- 5 + 1250 + 115) = 0,008,
Ко ВЦ = 39,5 • 16802 • 10» • 427 • 10~« • 8,7 • 10~и • 0,008 X
Х20 0,63.
Сочетание внешнеемкостной связи с антенной и внутриемкост-
ной связи со входом УРЧ обеспечивает малое изменение коэффици-
еита передачи входной цепи по диапазону.
e Зак.-896 I®1
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного
приемника с индуктивной связью с ненастроенной
антенной (рис. 4.7)
Выбираем блок конденсаторов согласно рекомендациям, изло-
женным в гл. 1. Вычисляем Ссх согласно (4.2). Рассчитываем L по
формуле (4.3). Находим индуктивность катушки связи с антенной
£е в а = 2.53 • 104 t С\ mln fl mia, (4.14)
где Сд min—минимальная емкость антенны; &уд = I.2...2—
коэффициент удлинения антенны, с ростом которого падает коэф-
фициент передачи входной цепи, но растет его равномерность по
диапазону; L измерено в микрогенри, f— в мегагерцах, С— в пи-
кофарадах.
Определяем коэффициент связи с антенной и коэффициент вклю-
чения входной цепи к входу УРЧ для получения требуемой Se3K
(d8p) так, чтобы на /0 mln и f0 тах были равны суммы затуханий,
вносимых антенной и входом УРЧ:
^св А зк Швх зк ^А, (4.15)
где
1 \1/ — <Й<0О mln Rbx Lc& д
твх зк I 1 77 I I/ ~77 ~ ~ > (4.10)
\ Ауд / ’ ЛЛА^««+ш0т1п LLcB А —
Д _ Д£св A^Ornlu ,4 j yx
/?вхЯА '
Вычисляем коэффициент связи с антенной, обеспечивающий до-
пустимую расстройку контура входной цепи. При этом полагаем,
что антенна и входная емкость УРЧ вносят одинаковую расстрой-
ку, причем суммарная расстройка не превышает 0,5 П. Полагаем
также, что при регулировке мы компенсируем среднее изменение L
по диапазону. Тогда нескомпенсированным остается лишь влияние
случайных отклонений СА при эксплуатации. Для этого берем
k ^Ат.п-ОСЧтах-О^Р
СвАД/^, I/ 2 у 2 \ 1
Г (АА тах“"АА mln)
где Ха min — fa min / fА шах» -<Ка max — /о max //д min»
Выбираем йсв д из условий
^св A ^к> ^св А -С, &св А зк! &св А ^св А А
(4.18)
(4.19)
где fe„ — конструктивно выполнимый коэффициент связи, равный
0,5—0,6 для катушек с универсальной намоткой и 0,4—0,5 для ка-
тушек с однослойной намоткой.
Выбираем индуктивность связи так, чтобы она совместно с ем-
костью Свх образовывала контур, настроенный на частоту выше
fa max + 2 fa при верхней настройке гетеродина:

(4.20)
162
Ж Вычисляем коэффициент связи между катушками L и £св вх,
Ж необходимый для получения /пвх, определенного по формуле (4.16):
Я ^св вк — Вх. (4.21)
|Г Находим емкость подстроечного конденсатора
J са = Ссх — См — Свх. (4.22)
Л Определяем коэффициент передачи входной цепи для f0 min и
fomax каждого поддиапазона
| KoBU = feCBArnBIVr/dBpVL^(l-fSmin/fe^ro)f (4.23)
?• где f0 — частота настройки входной цепи.
Проверяем избирательность по дополнительным каналам прие-
; ма теми же способами, что и для схемы ряс. 4.5.
Проверять min не нужно, ибо величина <4Р min = dav.
Пример 4.2. Требуется рассчитать входную цепь радиовещатель-
| ного приемника П класса (коротковолнового поддиапазона).
’ Исходные данные: диапазон принимаемых частот fomm =* *
<. = 3,95 МГц, /о щах = 7,4 МГц; промежуточная частота fn =»
= 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника
- /?вх = 200 Ом, £>х = 115пФ; эквивалентное затухание контура
входной цепи dap = 0,02; собственное затухание контура d = 0,011;
параметры антенны Сдты = 50 пФ; СдП1ах == 150 пФ; /?А =»
«= 405 Ом.
Хл Расчет
Согласно § 4.1 выбираем индуктивную связь входного контура
с/антенной и входом УРЧ.
1. Выбираем двухсекционный блок конденсаторов КПЕ-3 с па-
раметрами Ся пив = 7 пФ, Ск тах = 210 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Ссх = (210—1,87* • 7) / (1,872—1)- 74 пФ.
3. Находим (4.3) £ = 2,53 • 104 (1,87*—1) / (210—7) • 7,42=
«= 5,7 мкГ.
4. Выбираем &уд = 1,5 и определяем по (4.14) Lсв А — 2,53 х
X Ю* • 1,5* / 50 • 3,95s = 73 мкГ.
5. Находим коэффициенты А {4.17), ^вх зк (4.16) И kc& А зк
(4.15):
А~ 5,7-*0~е-73-10~*
“ 200-405
^3,95^40^(1,87—1)
1 1
1(1—1/1,5*)* 1,87(1—1/1,5*.ЬвР)1
твхвк (1 1,52 ) Х
(0,02—0,011) 2л-3,951<У-200-73-10-«
(1,08.405-200+ 4лг-3,95М012-5,7-10-в-7310-« (1—1Д,51»)2
= 0,0775,
*ев А зк = 0,0775 V1,08 = 0,0805.
6*
163
6. Вычисляем (4.18)
/а max = 1/2л У 73 • 150-10"12 = 2,63 МГц;
ХА mln = 3,95/2,63 = 1,5;
fA win = 1 /2л V73.10-M50-10-12= 1,52 МГц;
ХАтах = 7,4/1,52 = 4,87;
(1.52—1) (4,872 — 1)0,02
|/ (4,872 — 1,52)
= 0,162.
7. Сравниваем &сва<0,4, £сва< 0,0805 и£ова<0,162.
Выбираем &Сва — 0,0805.
8. Выбираем (4.20) LCBBX^ 1/4тг2 (7,4 + 0,93) • 10м • 115 х
X 10-12 = 3,1 мкГ.
9. Находим (4.21) kCB вх = 0,0775У5,7/3,1 = 0,106, что
вполне возможно.
10. Определяем (4.22) Сп = 74 — 5 — 0.07752 • 115 =. 68пФ.
И. Рассчитываем (4.23):
для/ощ|П = 3,95 МГц
Ко вц = 0,08-0,0775 V5,7/0,02 /73 (1 — 1 /1,52) = 0,159;'
ДЛЯ /0 тах «= 7,4 МГц
Ко вц = 0,08-0,0775 /57/0,0,02 /73 (1 — 3,952/1,52-7,42) = 0,101.
Как видно, выбор /гуд — 1,5 дал достаточно хорошую равномер-
ность Ко вц по диапазону.
Методика расчета одноконтурной ВЦ диапазонного приемника
с комбинированной связью с ненастроенной антенной (рис. 4.8)
Выбор блока конденсаторов, вычисление Ссх и L выполняем так
же, как для схемы рис. 4.5.
Выбираем емкость Ссвд равной нескольким процентам от СА
(обычно 1—20 пФ). При увеличении Сова усиливается влия-
ние разброса параметров антенны на контур, а при уменьшении ее
снижается коэффициент передачи входной цепи.
Вычисляем индуктивность катушки связи с антенной
Г-сВ а — 2,53 • 1010 • £уд / Сa min /о min, (4.24)
где L измеряется в микрогенри, f— в килогерцах; С— в пикофа-
радах.
Поскольку равномерность Ковц обеспечивается комбиниро-
ванной связью, можно выбрать Луя = 1,2, при котором Лдвц уве-
личивается.
Находим коэффициент связи с антенной и коэффициент вклю-
чения входной цепи к входу УРЧ так, чтобы получить требуемую
164
и обеспечить равенство коэффициентов передачи на fomax и
&свА зк = СсвА CZ.CBA 4л2 /рт1п (&пд — 1)/[ 1 /(1 —~ 1 /^уд) —
-1/(1-1/&Мпд)]- (4.25)
Определяем (на верхней частоте поддиапазона) коэффициент
печения контура ко входу УРЧ
^вх зк = 4^^?вх (^ар ^внС ^bhL )/®о тахД»
(4-26)
!|де

(4.27)
(4.28)
емкость
^внС Ra Юсвд / (Ссх -|- Ск тщ Н- Ссвд)2] I ®о max С",
два L “ Ra ^2свА / ®отах ^-свА (1 1/^уд^пд)2.
Рассчитываем коэффициент связи контура с антенной и
'связи из условия допустимой расстройки контура антенной:
fc0BAAf< V2(XXmin-l)(X Ашах l)d3P/3(XA,nax-Xlmin), (4.29)
ДДе Ха mjn = fQ mlI1 / /a max max = fo max /a min»
Z\ СсвАД/^ Ca VCmlQ ^эр/ЗДСд,
ГДе Спцп “ min C*A» AC*A ” (C*A max ’ C*A min) f 2.
Выбираем коэффициент связи контура с антенной
Йаент его включения к входу УРЧ из условий
р в А &к» ^св А в А зк» ^св А kc в АД/»
й^вх ^вхзк*
(4.30)
и
коэффи-
(4.31)
(4.32)
Выбираем kCB вх так же, как в схеме с индуктивной связью.
Вычисляем емкость подстроечного конденсатора
Сп = Ссх—Си—г/ИдСд — ЩвхСвх,
ССвА /Сд.
(4.33)
Й 'si
р
ИЖ.-.
Ц|е ml = ССВА /СА.
фН Находим коэффициент передачи входной цепи на Д Ю1П и f0 max
= Шц [<B2LCcbA + ^св aVL/LcbA/(I —/от1п/^уд/о)1/^ар; (4-34)
.Избирательность по дополнительным каналам приема прове-
Ййется согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1.
1/ Обобщенная расстройка, соответствующая частоте дополнитель-
ного канала приема /дк, равна
£дК ~ [(/дк I foo) (/оо//дк)1 ! 4зр> (4.35)
fete fo о — наиболее опасная частота настройки приемника, лежа-
|^ая ближе всего к /дк.
Пример 4.3 Требуется рассчитать входную цепь радиовеща-
‘ Тельного приемника I класса (средневолнового поддиапазона).
\ Исходные данные-, диапазон принимаемых частот /ожцп *
'500 кГц; /0 тах = 1,68 МГц; промежуточная частота fa —
165
== 465 кГц; параметры 1-го активного элемента приемника
/?вх = 200 Ом; Свх = 115 пФ; эквивалентное затухание контура
входной цепи d8p = 0,11; собственное затухание контура d = 0,01;
параметры антенны: СА mln =50 пФ; СА щах =150 пФ; Ка=505 Ом,
Расчет
Согласно § 4.1 выбираем комбинированную связь входного кон-
тура с антенной и индуктивную связь со входом УРЧ (рис. 4,8).
1. Выбираем трехсекционный блок конденсаторов с парамет-
рами Скт1п = Ю пФ, СКП)ах = 495 пФ.
2. Вычисляем (4.2) Ссх = (495—3,362 • 10) / (3.362—1)=37 пФ.
3. Находим (4.3) L = 2,53 • 104 (3,362— 1) / (495—10) • 1,682 =
= 190 мкГ.
4. Выбираем йуд = 1,2 и СсвА = 10 пФ.
5. Определяем (4.24) LcbA = 2,53 • 104 • 1.22 1 0,52 • 50 —
= 2920 мкГ.
6. Рассчитываем (4.25)
а зк = 10 • 10"12 V190 10"6 • 2920 • 1 О*6 • 4л2 • 500’-10е (3,362 -
-1 )/| 1 /(1 -1 /1 .г2)- 1 /(1 -1 /1,2* - 3,362)} = 0,351.
7. Вычисляем по (4.27), (4.28), (4.26):
dBHc = (505/2л • 1,68 - 10* • 190 • 10'e) ПО/ (10 + 37 + 10)]*=
= 0,0077,
dBHL = 505 • 0.3512 / 2л • 1,68 - 10е - 2920 • 10~в П—1/ 1.22 х
X 3,3621 = 0,00214,
твхзк = У(0,Н—0,01—0,0077 — 0,00214) 200/2лх
”*Х 1,6810в-190-10-в = 0,094.
8. Определяем по (4.29) и (4.30)
f Атах — 1 /2л V2920-10-». 50-10-12 =
= 416кГц; ХАт1п = 500/416 =1,2;
/а min = 1 /2л T/2920-10-e-150-10-12 = 240 к Гц;
ХАтах = 1680/240 = 7;
йсвАА/ < V2 (1,22—1)(72—1)0,11/3 (72— 1,22) = 0,179;
Сев ад/ < 100-10-12У(12 + 5)0,11/3-100 = 7 пФ.
9. Сравниваем ЛсвА 0,4; &саА < 0,351 и йсвА < 0,179. Вы-
бираем (4.31) /гсвА = 0,179.
10. Находим (4.33) Сп = 37—5—10—0,0942 • 115 = 21 пФ.
11. Рассчитываем по (4.34):
для /0 пцВ — 500 кГц
Ко ВЦ = 0,094 [4л2 • 5002-10» • 190 • 10~* • 10-«-ь
+ 0,179 V190/2920/(1 — 5002/1,22-5002)]/0,11 = 0,143;
166
ДЛЯ Д max — 1680 кГц
Ловц = 0,094 [4лМ6802- 10е-190 10~Ч0-п +
+ OJ79VT90/2926/(1— 5002/1>22«16802)]/0,11 =0,221.
Изменение коэффициента передачи по диапазону сравнитель-
но невелико (1,6 раза). Полной компенсации изменения коэффици-
ента передачи входной цепи получить не удалось. Это обусловлено
тем, что выбранное значение йСвА оказалось меньше того, которое
, обеспечивает наименьшее изменение коэффициента передачи.
Методика расчета ВЦ с магнитной антенной (рис. 4.4)
Магнитная антенна конструктивно представляет собой ферри-
товый стержень (сердечник), на котором размещен каркас с намо-
танной на нем катушкой входного контура (рис. 4.9). Чаще всего
сердечники имеют в сечении круглую или прямоугольную форму.
Будем считать при расчете, что нами применен круглый стержень.
Свойства прямоугольного стерж-
ня аналогичны свойствам круг-
лого с эквивалентным диамет-
ром
d0=2V/ic/n, (4.36)
где Лиг — соответственно вы-
сота и ширина прямоугольника
поперечного сечения стержня.
Связь контура ферритовой
Рис. 4.9. Конструкция магнитной ап*'
тенны.
| антенны со входом транзистор-
. ного каскада можно реализовать одним из описанных ранее
I способов (см. расчет схем рис. 4.5, 4.7). Чаще всего используется
индуктивная связь с помощью катушки связи.
Исходными данными для расчета являются: требуемая индук-
тивность контура магнитной антенны L (либо параметры элемента
настройки, необходимые для ее расчета, который производится
аналогично п. 3 примера 4.2), выходная проводимость 1-го каскада,
а также величина затухания d3p нагруженного контура входной
дапи, характеризующая избирательность приемника по дополни-
тельным каналам и частотные искажения в полосе пропускания.
Выбираем сердечник магнитной антенны. Ориентировочный вы-
бор феррита по величине его начальной магнитной проницаемости р0
в зависимости от рабочей частоты произведем по табл. 4.1. Окон-
„ чательно марку феррита уточняем по приложению 6.
Размеры сердечника выбираем из табл. 4.2, где указаны разме-
ны ферритовых стержней, выпускаемых в настоящее время про-
. мышленностью. При этом следует иметь в виду, что эффективность
антенны растет с увеличением отношения длины стержня к его ди-
аметру ltdQ и площади сечения S стержня. Однако размеры стерж-
ня обычно ограничены из конструктивных соображений.
167
Таблица 4.1
Диапазон частот, МГц Цо
Меиее 0,5 2000—1000
0,6—2 1000—400
2-30 400—100
Более 30 50—10
Таблица 4.2
Диаметр 4а или сечение k%c стержня, мм Длина стержня 1, мм
08 80; 100; 125; 140; 160; 200
010 200
4X16 80; 100; 125
3X20 100; 125
Находим отношение l/dQ для выбранного стержня. Из табл. 4.3
определяем значение действующей магнитной проницаемости это-
го стержня.
Таблица 4.3
//4. Действующая магнитная проницаемость при ц<> Действующая магнитная' проницаемость при ц«
б 10 100 ие меиее 200 5 10 100 не менее 200
1 2,25 3,0 3,2 3,5 6 4,5 7,8 ?5 31
2 3,6 4,6 6,5 8,0 8 4,7 8,3 34 37
3 3,85 6,0 10 12 10 4,80 9,4 41 63
4 4,2 6,7 15 18 15 4,85 9,4 52 78
5 4,35 7,2 20 24 20 4,9 9,6 60 95
Количество витков контурной катушки рассчитываем по фор-
муле
= КLjL' £)|хд mL pL qL, (4.37)
где L —требуемая величина , индуктивности катушки, мкГ; Д ---
диаметр намотки, см; —действующая магнитная проница-
емость сердечника; L' — коэффициент, зависящий от удлинения
сердечника; mL — коэффициент, зависящий от отношения длины
намотки а к длине стержня l\ Рь — коэффициент, учитывающий
смещение (центра катушки относительно середины стержня;
Коэффициенты L', mL и pL, необходимые для расчета числа
витков контурной катушки, определяем по графикам рис. 4.10,
4.11 и 4.12. При этом нужно учесть, что обычно длина намотки ка-
тушки составляет примерно 0,2 длины стержня, а смещение катуш-
ки относительно .середины стержня (для обеспечения подстройки
индуктивности перемещением катушки вдоль стержня) имеет вели-
чину порядка (0,2...0,3) I.
Диаметр намотки D, во избежание значительного увеличения
собственной емкости катушки и диэлектрических потерь в феррите,
должен быть примерно в 1,1 раза больше диаметра стержня d0,
168
для чего соответствующим образом выбирают диаметр каркаса.
При этом коэффициент ^«0,82.
Индуктивность катушки связи характеризуется необходимым
коэффициентом трансформации = / L, который рассчиты-
вается так же, как для обычной одноконтурной входной цепи.
Конструктивное затухание ненагруженного контура магнитной
антенны при этом можно принять d = 0,01. Коэффициент транс-
формации т выбираем либо из условий получения минимального
коэффициента шума, либо из условий достижения необходимой
избирательности входной цепи.
Рис. 4.12. Зависимость
коэффициента пропор-
циональности рь от от-
носительного смещения
катушки.
Рис. 4.10. Зависимость
коэффициента пропор-
циональности U от от-
ношения длины стержня
к его диаметру.
Рис. 4.11. Зависимость
коэффициента пропор-
циональности ть от от-
носительной длины на-
мотки катушки.
Расчет выполняем на минимальной частоте диапазона /0Пцв*
Эта точка является наихудшей в смысле выполнения перечислен-
ных условий.
•'При расчете по минимуму коэффициента шума индуктивность
катушки связи находим из формулы .
tCB = RFOmd/2nfomiD k*. (4.38 а)
Здесь L0B— индуктивность катушки связи, мкГ; f0 mtn — мини-
мальная частота диапазона, мГц; &«0,8...0,9— коэффициент свя-
ЙИТЙжду контурной катушкой и катушкой связи; Ойт — опти-
мальной сопротивление генератора, Ом, при котором достигается
минимум коэффициента шума для выбранного транзистора, указы-
вается в справочнике; d— собственное затухание контура.
При расчете по заданной избирательности входной цепи индук-
’ тивность катушки связи
U - I 2л f0 Ш1П &. (4.38 6)
Здесь Явх— входное сопротивление транзистора 1-го каскада,
"Ом; d8p — эквивалентное затухание контура, при котором дости-
гается заданная избирательность входной цепи.
« Число витков катушки связи рассчитываем по формуле

(4.38 в)
169
где шк и twCB, L и LCB— число витков и индуктивности контурной
катушки и катушки связи соответственно; т— коэффициент транс-
формации.
Контурную катушку рекомендуется наматывать для длинно-
волнового диапазона проводом ПЭВ диаметром 0,1—0,12 мм (в не-
сколько слоев на каркасе), для средневолнового — литцендратом
ЛЭ 6 X 0,06 или ЛЭ 9 X 0,07 (в один слой; виток к витку), для
коротковолнового — проводом ПЭВ или медным посеребренным
проводом диаметром 0,35—0,5 мм с шагом 1—2 мм. Катушку связи
наматывают проводом ПЭЛШО диаметром 0,12—0,14 мм.
Действующую высоту магнитной антенны (в метрах) определяй
ем по формуле
йд = 2л wK S Рд A dap, (4.39)
где 1 — длина волны, в м; wK— число витков контурной катушки;
S — площадь одного витка катушки, в мг; рд — действующая маг-
нитная проницаемость сердечника; dap — эквивалентное затуха-
ние нагруженного контура антенны.
Напряженность поля, необходимая для создания на входе 1-го
каскада напряжения необходимой величины, равна
£ = Un/m hB. (4.40)
Избирательность входной цепи с магнитной антенной по сосед-
нему и дополнительным каналам, полоса пропускания, коэффици-
ент передачи входной цепи, коэффициент шума 1-го каскада рас-
считываем так же, как для обычной одноконтурной входной цепи
(без учета расстройки и затухания, вносимых подключением внеш-
ней антенны).
Пример 4.4. Требуется рассчитать входную цепь малогабарит
кого радиовещательного приемника с магнитной антенной,
Исходные данные: диапазон принимаемых частот: f0 m]n «
= 150 кГц, /Omai = 408 кГц. Минимальное напряжение на входе
1-го каскада приемника m!n = 50 мкВ. Эквивалентное затуха-
ние d3p = 0,04. Входное сопротивление первого каскада 1000 Ом.
Расчет
1. Руководствуясь указаниями гл. 1, выбираем блок конденса-
торов с Скт1п = 10 пФ и Сктах = 365 пФ.
2. Выбираем сердечник антенны. Согласно табл. 4.1 допусти-
мая величина р0 = 2000—1000. Выбираем феррит марки 600НН,
у которого р0 = 600, что меньше максимально допустимого зна-
чения. Из табл. 4.2 выбираем сердечник размерами d* =8 мм, / =
= 80 мм.
3. Вычисляем lfdn = 80/8 = 10.
Из табл. 4.3 находим значение действующей магнитной прони-
цаемости рд = 63.
170
4. Рассчитываем из (4.3) требуемую индуктивность контура
магнитной антенны L = 2,53 • 10* [(408/150)2—1J / (365—10) х
X 4082 - 2940 мкГ.
Рассчитываем количество витков контурной катушки. Для этого
определяем:
а) диаметр намотки D = 1,1 d, = 1, Г • 8 — 8,8 мм « 9 мм,
б) коэффициенты L', mL и pL (по графикам рис. 4.10—4.12):
L' — 0,001; mL = 0,38 (принимая all — 0,2) и pL = 0,9 (прини-
мая хН = 0,2);
в) коэффициент = ~ (-gj =0,82.
Подставив эти значения в формулу (4.37), находим
wK = 1/2940/0,001 • 0,9• 63 • 0,38• 0,9 0.82 = 430 вит.
Индуктивность катушки связи определяем из условия обеспе-
чения заданной избирательности входной цени [формула
(4.386)1 £св = (0,04—0,01) 1000/6,28 • 0,15 0,8а 50 мкГ.
Коэффициент трансформации т = ]/50/2940 = 0,13.
Число витков катушки связи [формула (4.38в)1 = 430 X
Х0,13 == 56 вит.
Намотку контурной катушки осуществляем, согласно изложен-
ным ранее рекомендациям, проводом ПЭВ-1 диаметром ОД мм, на-
мотку катушки связи — проводом ПЭЛШО диаметром 0,12 мм.
5. Находим действующую высоту антенны. Площадь одного
витка намотки
S = uD2 = 3,14 • 0,0092 - 2,54 • 10~4 м3.
На нижней частоте диапазона затухание нагруженного копту-
ра 4Р = 0,04.
Действующую высоту антенны рассчитываем по формуле (4.39)
йд = 2 • 3,14 • 430 • 2,54 • 10”4 . 63/2000 • 0,04 = 0,62 м.
6. Определим напряженность поля, необходимую для создания
на входе 1-го каскада приемника напряжения сигнала требуемой
величины (4.40):
Е = 50/0,13 • 0,62 - 1060 мкВ/м.
Рассмотрим входную цепь приемника с настроенной антенной.
При настроенных антеннах метровых волн обычно применяются
одноконтурные входные цепи. В профессиональных приемниках
длинных, средних и коротких волн используются также и двухкон-
турные входные цепи.
При выборе связи контура с антенной надо учитывать следую-
щее. При настроенных антеннах, параметры которых в эксплуата-
ции мало меняются, можно применять сильную связь контура с ан-
тенной. 2>го обеспечивает большой коэффициент передачи входной
цепи. Наибольший коэффициент передачи достигается при согласо-
вании входной цепи с антенной.
171
Согласование обеспечивает режим бегущей волны в фидерной
линии, соединяющей входную цепь приемника с настроенной ан-
тенной, и применяется при профессиональном радиоприеме на ма-
гистральных линиях связи в диапазоне КВ, при приеме на метро-
вых волнах, а также в специальных приемных устройствах СВ и ДВ
диапазона (например, в йекоторых панорамных приемниках).
Рис. 4.13. Схема входной цепи с индуктивной (трансформаторной) связью с на-
строенной антенной.
При работе с настроенными антеннами наиболее распростране-
ны следующие виды связи входной цепи с антенной: трансформа-
торная (рис. 4.13), автотрансформаторная (рис. 4.14) и внутрием-
костная (с последовательной индуктивностью рис. 4.15).
Рис. 4.14, Схема входной цепи с кон-
дуктйвйой (автотрансформаторной)
связью с настроенной антенной н
транзистором.
Рис. 4.15. Схема входной цепи с вну-
триемкостной связью с настроенной
антенной н входом УРЧ (схема с по-
следовательной индуктивностью).
Первый вид используется при симметричном фидере, осталь-
ные два — при несимметричном.
Трансформаторная связь применяется на частотах не выше
150 МГц, так как на больших частотах трудно получить необходи-
мый коэффициент связи между катушками (индуктивности малы,
а связь требуется для согласования сильная). При этом можно про-
стыми средствами обеспечить симметричный вход приемника и сог-
ласование с фидером при переменной настройке контура. 1-й кас-
кад приемника имеет несимметричный вход. Поэтому между катуш-
кой L входного контура и катушкой связи LcbA устанавливается
172
электростатический экран, который устраняет емкостную связь
между ними, приводящую к нарушению симметрии антенной цепи
(антенный эффект фидера). Заземление средней точки катушки
Лев а позволяет избежать накопления зарядов атмосферного элек-
тричества на проводах антенны и фидера, которые создают помехи
радиоприему.
Автотрансформаторная связь применяется на частотах до
350 МГц и только при сильной связи с антенной,
При внутриемкостной связи полная емкость контура оказывает-
ся меньше, чем при обычном параллельном включении индуктив-
ности из-за того, что в этом случае конденсатор контура включен
последовательно (а не параллельно) емкости 1-го каскада приемни-
ка. Эго позволяет настраивать контур на более высокие частоты и
улучшает его показатели. Такой вид связи применяется на часто-
тах от 200 до 500 МГц и, как правило, используется на фиксиро-
ванной частоте с подстройкой индуктивностью,
Остальные виды связи применяются в диапазонных приемниках
и в приемниках на фиксированные частоты.
Методика расчета одноконтурной ВЦ приемника
с трансформаторной или автотрансформаторной связью
с настроенной антенной (рис. 4.13 и 4.14)
Выбираем полную емкость схемы по табл. 4,4 и собственное
ватухание контура по табл, 4.5.
Вычисляем коэффициенты включения фидера тА и входа УРЧ
/пвх для согласования при заданном d3p контура входной цепи:
тА = Уо'54вв<врСв1^ф, . (4.41)
mBX= V0,5(dap—2d)(o0Ccx/?BX, (4.42)
где Wq — волновое сопротивление фидера.
Таблица 4.4
ft, МГц 0,3 0,3—1,5 1,5-6 6—30 30—100 >100
Сех, пФ 500—300 300—200 200-100 100—50 50-15 <15
' Рассчитываем емкость контура
Ск - Cex-CL-mb (См + С„), (4.43)
где Cl & ЗпФ — паразитная емкость катушки контура.
Находим индуктивность контура
L — 2,53 • Ю/Сех fl, (4.44)
173
Таблица 4.5
Диапазон вола ДВ СВ кв МВ
d 0,02—0,0125 0,0125—0,008 0,006—0,005 0,01—0,005
где L измерено в микрогенри, Ссх — в пикофарадах, /в— в мега-
герцах.
Определяем индуктивность катушки связи
UA=r4i,4. (4.45)
Для снижения паразитной емкости между L&, а и L коэффи-
циент связи между ними, обеспечивая согласование, должен быть
наименьшим. Вычисляем минимальный коэффициент связи, при
котором обеспечивается согласование:
kcB Ас = V2(d + m’xgBX®0L). (4.46)
Рассчитываем коэффициент пе-
редачи напряжения входной цепи
Ко вц — /Со с> (4.47)
где — коэффициент передачи
~'~0г1 0,2 о,з 0,40,5 1 1,5 2 фидера, определяемый из рис. 4.16
по произведению —за-
Рис- 4.16. Зависимость Ц. от Рф 1Ф. тухм« в фидере, дБУм; /ф — дли-
на фидера, м); дос—коэффициент
передачи собственно входной цепи яри согласовании, равный
Л«е=0,5 V( 1 - Ж/^р) Квх/ 1F*. (4.48)
Затем находим избирательность по дополнительным каналам
приема теми же способами, что и для схемы рис. 4.8.
Пример 4.5. Требуется рассчитать одноконтурную входную
цепь с трансформаторной связью с настроенной антенной.
Исходные данные', фидер несимметричный (рис. 4.13, 6); №ф —
= 75 Ом; Рф = 0,1 дБ/м и Z* = 10 м. Контур имеет фиксиро-
ванную настройку на частоту 10 МГц. Эквивалентное затухание
контура d3P — 0,02. Входные параметры 1-го каскада прием-
ника /?вх = 200 Ом и Свх = 100 пФ. Промежуточная частота
fn = I МГц.
Расчет
1. Из табл. 4.4 выбираем полную емкость схемы Ссх 55 пФ.
2. Из табл. 4.5 выбираем собственное затухание контура d =а
174
3. Вычисляем коэффициент включения фидера тА и входа УРЧ
твх для согласования при заданном (4.41) и (4*42):
тА = 1/0,5-0,02-75-6,28-1О’-55-10-12 = 0,051,
твх = V0,5(0,02—0,006-2)-6,28-107-55-10-12-200 = 0,0525.
4. Рассчитываем емкость контура (4.43) Ск = 55—3—0,05252Х
X (3 + 100) « 52 пФ.
5. Находим индуктивность контура (4.44) L = 2,53 • 104/55х
X 10я = 4,6 мкГ.
6. Определяем индуктивность катушки связи (4.45) LCB А =
₽= 75/6,28 • 107 = 1,19 мкГ.
7, Вычисляем коэффициент связи (4.46) т
Лсв а = V2 (0,006 + 0,05252-0 005-6,28- ЮМ,6- Ю'в) = 0,141.
8. Рассчитываем коэффициент передачи напряжения. Из
рис. 4.16 по величине /* = 0,1 • 10 = 1 находим = 0,88.
Используя соотношения (4.48) и (4.47), получаем
Кос= 0.5 V(1 -2-0,006/0,02) 200/75 = 1,03,
/Совц = О,88-1,03 = 0,91.
-1
Методика расчета одноконтурной ВЦ с внутриемкостной связью
с настроенной антенной (рис. 4.15)
Вычисляем коэффициент трансформации, обеспечивающий сог-
ласование сопротивления фидера и входного сопротивления УРЧ:
тА „х = У^Ф//?В1. (4.49)
Выбираем С2, учитывая, что с ростом С2 L уменьшается и может
стать нереализуемой. Однако с уменьшением С2 увеличивается вли-
яние разброса Свх на настройку контура входной цепи.
Вычисляем
Сх — (С2 + Свх + См) / тА вх. (4.50)
Рассчитываем полную емкость схемы
Сех = Сд + Сх (С2 + Свх + см) / (Сх + С2 + Свх + См). (4.51)
Находим индуктивность контура
L = 2,53 • 1041 Ссх Д, (4.52)
где L измерено в микрогенри, Ссх— в пикофарадах и/0— в ме-
гагерцах, Если при расчете получим L 0,05 мкГ, то надо умень-
шить С2 или использовать транзистор с меньшей Свх.
Определяем коэффициент передачи в режиме согласования
Ко вц = Сф Кдс, (4.53)
где Ьф — коэффициент передачи фидера, рассчитываемый так же,
как и для входной цепи с трансформаторной связью, /С00 — коэф-
175
фициент передачи собственно входной цепи, при согласовании н
при gK « 0 равный
Кос ~ 0,5 V/OUV (4.54)
Вычисляем получаемое затухание входного контура
d3 = {[1/Гф (1 + тА вх)1 + [!//?„ (1 + тА вх)]}/2л /0 С2 • (4.55)
При d3 < dsp рекомендуется подключать шунтирующее сопро-
тивление параллельно С2, при d3 > dBp следует увеличить число
контуров преселектора.
Проверяем избирательность по дополнительным каналам при-
ема теми же способами, что и для схемы рис. 4.8.
Пример 4.6. Требуется рассчитать одноконтурную входную
цепь с последовательной индуктивностью (рис. 4.15).
Исходные данные: фидер несимметричный 1Гф«75 Ом;
0ф =* 0,1 дБ/м и /ф = Юм; контур настраивается на частоту Д —
= 100 МГц; dBP = 0,05; входные параметры 1-го каскада RBB —
= 200 Ом и Свх = 25 пФ; промежуточная частота /п = 6 МГц.
Расчет
1,’Вычисляем (4.49) тАвя = ]Л75/200 = 0,612.
2. Выбираем С2 = Свх = 25 пФ
3. Рассчитываем (4.50) Сг — (25 + 5 + 25) / 0,612 = 95 пФ.
4. Определяем (4.51) Сох = 3 + 95 (25 + 25 + 5) / (95 +
+ 25 + 25 + 5) = 35 пФ.
5. Вычисляем (4.52) L = 2,53 • 10*/35 - ЮО2 = 0,07 мкГ,
6. Рассчитываем (4.54) Кос = 0,5 V 200/75 — 0,817.
7. Находим по рис. 4.16 Ьф — 0,88.
8. Определяем (4.53) Ковц — 0,88 • 0,817 = 0,719. ;
9. Вычисляем (4.55)
de = И/ (1 + 0,612) • 75 + 0,005/(1 + 0,612)1/6,28 • 100 X
X 10® • 35 • 10-12 = 0,76.
Так как dg » dBp, то надо добавить один контур в преселекторе.
Рассмотрим теперь двухконтурную цепь диапазонного прием-
ника с ненастроенной антенной (рис. 4.17).
Связь между контурами выбирается из следующих соображе-
ний. При настройке контуров изменением емкости затухание их
остается почти постоянным и полоса пропускания П = fQ d ли-
нейно растет с увеличением частоты. Для сохранения постоянства ‘
полосы пропускания пары связанных контуров рекомендуется
уменьшать коэффициент связи &св между ними при увеличении час-
тоты. Внутриемкостная связь слишком уменьшает &св:
^св = Ск / Ссв1 — 1 / (BqL ССв1, (4,56)
176
I где CH, L — емкость и индуктивность контура; Ссв1>- емкость свя-
| зи и <оо—- резонансная частота.
jij; Поэтому обычно используют комбинированную связь (рис. 4.17),
Й сочетая внутриемкостную связь с индуктивной или внешнеемкост-
ной, которые компенсируют избыточное уменьшение коэффициен-
К та внутриемкостной связи.
Рис; 4.17. Схемы двухконтурных входных цепей с комбинированной связью
между контурами и с антенной. г
43. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ ДЕЦИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА /
В дециметровом диапазоне волн применяются коаксиальные и
полосковые резонансные линии. В большинстве схем входных це-
пей приемников встречаются параллельные ревонансные контуры.
/ 177
Поэтому основными типами контуров являются четвертьволно-
вый отрезок замкнутой или полуволновый отрезок разомкнутой
линии. Входное сопротивление таких линий при настройке в ре-
зонанс имеет большую величину и является чисто активным. При
расстройке в ту илн другую сторону от резонанса входное сопро-
тивление уменьшается и приобретает емкостной илн индуктивный
характер. Как известно, именно так изменяется вблизи резонанс-
ной частоты полное сопротивление параллельного колебательного
контура.
Резонансные линии, работающие в качестве колебательного
контура, обладают высокой добротностью, величина которой может
доходить до нескольких тысяч, причем с повышением частоты доб-
ротность увеличивается.
Рис. 4.18. Схема входной цепи с перестройкой конденсатором переменной ем-
кости (а), индуктивностью (б) и электрическим плунжером, образованным
переменным конденсатором на конце полуволновой линии (в).
Для уменьшения габаритных размеров высокочастотных бло-
ков геометрическая длина линии выбирается меньшей, чем электри-
ческая, определяемая длиной волны принимаемого сигнала. Для
удлинения линии к ее концу подключается конденсатор; предназ-
наченный для перестройки контура по диапазону, или совокуп-
ность переменного и подстроечного конденсаторов (рис, 4.18, а). Пе-
рестройка контура может также осуществляться (рис* 4.18, б) за
счет перемещения короткозамыкающего плунжера из положения
1 (fo = fomai) в гюложение 2 (fQ = fQ min). Практическая реализа-
ция этого метода перестройки сопряжена е трудностями создания
долговечного и надежного трущегося контакта плунжера с коакси-
альной линией. Короткозамкнутый плунжер можно создать элек-
трическим путем! используя переменный конденсатор CR, подклю-
ченный к концу укороченной полуволновой линии (рис. 4.18, в).
При минимальном значении его емкости Скт!а обеспечивается ре-
жим короткого замыкания в точке 1. В этом положении (так же
как в схеме рис. 4.48, &) резонансная частота контура максимальна
(/о /•max)- Если же постепенно увеличивать емкость Сю то точ-
ка эквивалентного короткого замыкания будет перемещаться вниз,
178 \
достигая положения 2 при Ся В этом положении контур наст-
роен на минимальную частоту диапазона /0 = Д milv
Контур с перестройкой конденсатором в конце полуволновой
линии обладает некоторыми преимуществами перед контуром с пе-
рестройкой конденсатором в начале четвертьволновой линии. Во-
первых, при разных требованиях к коэффициенту перекрытия по
диапазону £пд = /0 max / Д оно в схеме ряс. 4.18, в требуется кон-
денсатор с меньшей максимальной емкостью, а следовательно, и
меньшими габаритами, чем в схеме рис. 4.18; а. Во-вторых, в этой
схеме конденсатор можно конструктивно расположить вдали от уси-
лительного прибора, что существенно облегчает компоновку вход-
ной цепи. В верхней части диапазона коэффициент передачи по на-
пряжению и емкости конденсаторов настройки для линий обоих
типов примерно одинаковы, но в нижней части диапазона полувол-
новая линия имеет более высокий коэффициент передачи. Итак,
полуволновые линии позволяют получить более качественные ха-
рактеристики блока СВЧ в целом, однако иногда предпочтительнее
применить четвертьволновые линии, так как это позволяет умень-
шить габаритные размеры блока.
Функцию конденсатора переменней емкости может выполнять
полупроводниковый прибор (например, варикап), емкость р—п-
перехода которого изменяется в зависимости от приложенного на-
пряжения. Такой способ настройки называют электронным.
Связь контура входной цепи с антенной и с входом 1-го каскада
приемника может осуществляться по трансформаторной, емкост-
ной или автотрансформаторной схемам. При использовании сис-
темы из двух связанных контуров для связи между ними исполь-
зуют отверстия связи в экранирующей перегородке, которые в за-
висимости от их расположения могут быть эквивалентны либо ин-
дуктивной, либо емкостной связи.
На рис. 4.19 схема входной цепи представляет собой полосовой
фильтр, СОСТОЯЩИЙ «3 двух контуров Li СЛ1 Я L5 Сп2 в ко-
торых Li и L2 выполнены в виде четвертьволновых отрезков и /3
Несимметричных полосковых линий. Контуры размещены в экра-
нированных камерах. Связь 1-го контура со 2-м осуществляется
через щель в перегородке между камерами. Принимаемый сигнал
через антенную петлю связи £свд поступает в 1-й контур. 2-й кон-
тур включен в эмиттерную цепь усилителя радиочастоты через пет-
лю связи Лев >х. Настройка входной цепи на частоту сигнала осу-
ществляется конденсаторами переменной емкости
Во входной цепи, в которой колебательный контур образован
короткозамкнутым четвертьволновым отрезком линии I и конден-
саторами Ск~ и Сп (рис. 4.20), антенный ввод пожлючаегся к кон-
туру с помощью петли связи LCB д. Эмиттерная/цепь транзистора
связана с входным контуром петлей связи LCB/BX. Входная цепь
перестраивается в заданном диапазоне частот конденсатором С^.
Исходными данными для расчета одноконтурной схемы явля-
ются: диапазон принимаемых частот —fmaL сопротивление ан-
/ 179
тенно-фидерной системы /?А = 1/gA, входные параметры 1-го
каскада приемника gBX, CBi и эквивалентная добротность контура.
Обычно ставится задача согласования сопротивления источника и
нагрузки. Расчет схемы следует вести для средней резонансной час-
тоты диапазона
/оср ~ (fo min 4* fo (4,57)
а затем проверить основные показатели на крайних частотах.
Вначале выбирают тип линии (коаксиальная или полосковая).
Затем нз конструктивных соображений выбирают размеры линии,
материал подложки и по соответствующим формулам рассчитыва-
ют волновое сопротивление линии W (§3.3). Обычно волновое со-
противление принимают равным 50—100 Ом. Электрическую дли-
Рис. 4.19. Схема двухконтурной вход-
ной цепи.
Рис. 4.20. Схема входной цепи, выпол-
ненная иа короткозамкнутом четверть-
волновом отрезке Линии.
ну линии fee I для средней частоты диапазона рассчитывают из ус-
ловия й0 I = 2л /в l/Kf, 40...60°.
Из условий настройки входной цепи в резонанс с частотой f0
рассчитывают емкость Со
Со = 1/2л/0 W tg (k„ I). (4.58)
При этом !
Сл — Сюч, + Сп + Сю (4.59)
(рис. 4.21), где С’, = твх Свх— входная емкость 1-го каскада
приемника, пересчитанная к входным зажимам линии (/ивх =
? — /U — коэффициент трансформации).
Эквивалентная проводимость контура входной цепи на резонан-
сной частоте равна
V?8 = Go 4- mf gA 4- тгт gBI, (4.60)
где Go — резонансная проводимость ненагруженного контура, рас-
считывается в зависимости от типа выбранного резонатора по со-
ответствующим формулам § 3.3; /ид « U-JU\ gA = 1//?д,
180 \
Эквивалентное затухание контура определяется собственным
ватуханием контура и затуханиями, вносимыми в контур из ан-
тенной цепи и со стороны 1-го каскада приемника:
dB = d Ч- dA Ч- dBX = GB р,
где dA = ml gA р; dBX = ml* g„ p; p = l/(o0 Co.
Коэффициент передачи входной цепи по напряжению на резонав-
внон частоте равен
(4.61)
^д^вх^А
Л О ВЦ ---------------.
тА^А + °о+ т1х Явх
Ra

м
и
д0 П
9 I
(4.62)

V
v
к?
fffx
4
%=r

Рис. 4.21. Эквивалентная схема одноконтурной входной цепи.
Коэффициент трансформации, необходимый для согласования
С источником сигнала (антенной), определяем по формуле
Юас®= V(G0 + mgx^BX)/gA.
Резонансный коэффициент передачи при согласовании
(4.63)
^0 Вц с — ^Иас«
Эквивалентное затухание контура при согласовании
4эс = 2р (Go “F Я1вх £вх)*
Полоса пропускания одноконтурной входной цепи
П == da/o*
Избирательность по зеркальному каналу равна
Se8K № J- ( Jss-—к.
\ /о /зк
(4.64)
(4.69)
(4.66)
(4.61)
Пример 4.7. Требуется рассчитать одноконтурную
цепь (рис. 4.20), настроенную на частоту /0 = 4у0 МГц.

Исходные данные-, полоса пропускания контура П = 20 МГц
йа уровне 3 дБ. Проводимость фидера g\ == 13/3 • 10~3 €м. Вход-
181
входную
ные параметры УРЧ gBX = 5,56 • 10-8 См, Свх == 7 пФ. Входная
цепь дожиа обеспечить режим согласования фидера с нагрузкой,
Частота настройки УПЧ fa = 25 МГц.
Расчет
Контур входной цепи выполнен на короткозамкнутом отрезке
несимметричной полосковой линии. Волновое сопротивление ли-
нии W = 100 Ом; собственное затухание d = 0,0017; резонансная
проводимость ненагруженного контура Gu — 25 • 10-в См.
Условие настройки в резонанс с частотой /0 рассчитано при
емкости Со = 5 пФ. Поскольку контур входной цепи настраива-
ется на фиксированную частоту, то в схему достаточно ввести
лишь подстроечный конденсатор Сп.
1. Характеристическое сопротивление контура (4.61) р =
= 1/6,28 • 400 • 10е • 5 • 10-12 = 80 Ом.
2. Эквивалентное затухание контура (4.66) = 20/400 = 0,05.
3. Эквивалентная проводимость контура входной цепи (4.61)
G9 = 0,05/80 = 0,625 • 10-3 См.
4. Заданная полоса пропускания в режиме согласования дости-
гается при коэффициенте трансформации (4.65)
=-- У|(0,05/2-80)—25-10-«1/5,56-10-8 = 0,228.
5. Для согласования нагрузки с антенной необходимо (4.63)
/Пас = У0,625 10-3/2-13,3-IO-® = 0,154.
6. Коэффициент передачи входной цепи при согласовании
(4.64)
Ко вц с = 0,228/2 • 0,154 = 0,75.
7. Емкость подстроечного конденсатора (4.59) С„ = 5—
—0,2282-7 = 4,62 пФ.
Выбираем Са = 4—7 пФ..
8. Избирательность по зеркальному каналу (4.67) f3K =f0 +
+ 2/n = 400 Ч-2 • 25 = 450 МГц, Se„ - Ag (>-->) »
= 4,7 (13,4 дБ).
9. Конструктивная реализация коэффициентов связи тАе и
твх осуществляется подбором размеров петель связи LCB а и
£св вх и их расположением в экранированной камере контура вход-
ной цепи.
На рис. 4.22 сигнал поступает в широкополосный П-образный
контур с параметрами L С Со, включенный в эмиттерную цепь тран-
зистора УРЧ. Индуктивность контура L образована отрезком I
полуволновой полосковой линии. Контур настроен на среднюю
частоту принимаемого диапазона. Между вводом антенны и
П-образным контуром включен трансформатор (Тр), согласующий
волновое сопротивление фидера (300 Ом) с входным сопротивлени-
ем приемника (75 Ом) (рис. 4.23).
182 \
К коаксиальной линии с волновым сопротивлением W =*
= 75 Ом.подключены два отрезка кабеля без потерь с волновым
сопротивлением = 2W — 150 Ом; причем одни из отрезков
на л^/2 длин нее другого. По более длинному отрезку колебания при-
ходят в точку В на полпериода позже чем по более короткому
отрезку в точку А. Таким образом, сдвиг фаз в точках А и В 180°,
а это идентично симметричному генератору напряжения. Так как
для трансформатора используется кабель без потерь, то между точ-
кой А н шасси, а также между точкой В н шасси напряжения оди-
наковые и равные напряжению в точке D коаксиального кабеля,
Рис. 4.22. Схема входной цепи с ши-
рокополосным П-образным контуром.
Рис. 4.23. Схема согласующего транс-
форматора.
т. е. напряжение между точками А и В удвоено по отношению к на-
пряжению в точке D. Отсутствие усиления мощности (Рвх = Рвых)
эквивалентно тому, что сопротивление генератора между точками А
и В увеличивается в четыре раза (4 • 75 = 300 Ом):
Р = <2?7вх)2
вх вых 4Ц7ф
Таково же действие согласующего трансформатора в обратном
направлении. В эквивалентной схеме рассматриваемой входной
цепи (рис. 4.24) антенно-фидерная система заменена генератором
тока /А с проводимостью g&. Параметры 1-го каскада приемника,
пересчитанные ко входным зажимам линии, обозначены gBX и Свх.
Входную цепь рассчитывают для средней частоты принимаемого ди-
апазона (4.58). Пренебрегая собственными потерями в линии, для
режима согласования необходимо выполнить следующее условие:
gBx sin 2 (kl) = gA sin 2 (Zi—Z) k, (4.68)
где k = 2л УТ/Х, a / и/j— длины соответствующих участков ли-
нии, обозначенных на рис. 4.24. Электрическую длину линии kl
обычно выбирают в пределах 20...40°. Из этого условия определим
длину I. Тогда для выполнения условия согласования (4.68) необ-
ходимо, чтобы /
А = Z-Ь(1/£)arcsin [V gBJgA sin(fe/)]. (4.69)
/ 183
Волновое сопротивление линии W обычно выбирают равным
50...100.Ом, чтобы получить приемлемые размеры линии.
Чтобы настроить входную цепь на резонансную частоту /0, сле-
дует выполнить два условия:
1/<оо (Со + СЕХ) = W tg k I, 1/<в0 С = W tg U (4.70)
с помощью которых можно рассчитать емкости конденсаторов С
и Со.
Входная проводимость 1-го каскада, пересчитанная в последо-
вательное сопротивление линии и отнесенная ко входным Зажи-
мам линии, равна
Гвх = gBX tg k I. (4.71)
Рис. 4.24. Эквивалентная схема входной цепи с широкополосным П-образным
контуром (рис. 4.22).
В режиме согласования полное активное сопротивление линии
с учетом потерь, вносимых из антенной цепи, будет в два раза' боль-
ше: rB = 2rBs. Поэтому эквивалентное затухание контура входной
цепи в режиме согласования
d3 —---------kl----------------- (472)
. sin(2fe/)+sin[2fe(/1-/)} + Wi ’
Полоса пропускания контура входной цепи ,
П = <4/о- (4.73)
Ослабление по зеркальному каналу
SiaR«201g[J-(^— -Ml [дБ]. (4.74)
L «э \ /о А» /J
Коэффициент передачи в режиме согласования
\ Ковцс = О,5 ~VgA/gM. (4.75)
Для снижения эквивалентного затухания контура входной
цепи применяют неполное включение 1-го каскада ко входу линии
(рис. 4.25), при котором коэффициент трансформации равен
/n\x Cj / (Сх + Са + СВх). (4*76)
184
В этом случае в формулах (4.68) — (4.71) gBX нужно заменить на
/”2BxgBx. а в формуле (4.70) величину Сй + Свх — на Сх (Свх +
+ С2) / (Cj + С2 + Свх). При этом коэффициентпередачй в ре-
жиме согласования
(4.77)
СА z " "А&ВХ
Пример 4.8. Требуется рассчитать входную цепь с широкопо-
лосным П-образным контуром (рис. 4.22, 4.24).
Исходные данные-, контур выполнен на отрезке несимметричной
полосковой линии с волновым сопротивлением W = 60 Ом. Диапа-
. I
Z-X 4=^
С т* г—Г"—
_____________*1~^г t9вх ивх
Рис. 4.25. Схема неполного включения 1-го каскада ко входу линии.
зон рабочих частот контура /т(п .../йах = 510 ...590 МГц. Входные
Параметры УРЧ gBX — 8,8 • 10-8 См, Свх — —5,8 пФ, проводи-
мость антенны gA=13,3 • 10~® См. Антенна должна быть согла-
. сова на с входной проводимостью УРЧ. Частота настройки УПЧ
/п=35 МГц.
’ Расчет.
- *
1. Средняя частота диапазона (4.58) /0Ср = (510 + 590) / 2 =»
•* = 550 МГц.
2. Выбираем электрическую длину отрезка линии (на частоте
/оср) \/ = 30°, откуда / =-£|- = 5^ = 0,0455 м.
l 3. Для выполнения условия согласования рассчитываем длину
Линии (4’69) ,
• , h = 0,0455 + arcsin [1/8,8/13,3 sin 30°)« 0,082 м.
. , 4. Из условия настройки контура в резонанс определяем емкос-
ти конденсаторов (4.70):
Со + Свх = 1/6,28 • 550 • 10е • 0,577 . 60 = 8,4 пФ,
С = 1/6,28 • 550 - 10е • 60tg (360е • 0,0365/0,545) = 10,8 пФ.
5. Эквивалентное затухание контура входной цепи (4.72)
, 4-60-8,8-10~30,52 «
da --------:-----------= 0,15.
I. 8 0,8664-0,74+1,88
185
6. Полоса пропускания контура на уровне 3 дБ П = 650 X
ХО,15 = 82,5 МГц.
7. Ослабление помехи зеркального канала на /8В = 620 МГц
1/620 550 \ , с
Ъе =-----(-----------= 1,6
0,15 \ 550 620 /
Se3K = 4,08 дБ.
8. Емкость конденсатора Со — (Со + СВ1) — Свх = 8,4 4- 5,8=
= 14,2 пФ.
9. Коэффициент передачи входной цепи (4.75) Ко вц0 =
= 0,5 ]/13,3/8,8 = 0,616.
4.4. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ
И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Функции и элементы входных цепей
Входная цепь приемника сантиметровых и миллиметровых волн
связывает выход антенно-фидерного устройства со входом 1-го кас-
када приемника: малошумящим усилителем или смесителем СВЧ.
При этом вход и выход входной цепи должны быть согласованы
с волновыми сопротивлениями присоединяемых к ним линий пере-
дач, чтобы в местах соединения не возникало отражений СВЧ
энергии. В зависимости от назначения приемника, его структур-
ной схемы и условий применения входная цепь выполняет либо
одновременно все, либо те или иные из следующих функций:
— частотная селекция принимаемых сигналов для умень-
шения сигналов помех на нерабочих частотах;
— защита 1-го каскада от перегрузки и повреждения СВЧ мощ-
ностью сигналов, поступающих в приемник на рабочих частотах;
— уменьшение влияния изменения выходного импеданса антенно-
фидерного устройства на стабильность характеристик 1-го каскада.
Частотную селекцию сигналов во входной цепи осуществляют
с помощью СВЧ фильтра того или иного вида, который в этом слу-
чае называют преселектором. Задачей преселектора является про-
пускание с малым затуханием сигналов, поступающих на вход при-
емника на частотах, лежащих в заданной полосе его рабочих час-
тот, и запирание входа приемника (внесение большого затухания)
для сигналов, поступающих на частотах, лежащих за пределами
рабочей полосы частот.
Защита 1-го каскада от перегрузки СВЧ мощностью на рабочей
частоте обычно необходима только в радиолокационных приемни-
ках, на вход которых всегда просачивается часть мощности импуль-
сного передатчика РЛС. Эта мощность во многих случаях лежит
в пределах от сотен ватт до единиц киловатт в импульсе и более, что
неизмеримо превосходит уровни мощности, допустимые для нор-
мальной работы СВЧ полупроводниковых диодов (обычно десят-
ое
ки или сотни милливатт в импульсе), используемых в 1-м каскаде
большинства приемников СВЧ. Для защиты диодов от повреж-
дения просачивающейся мощностью передатчика применяют спе-
циальные устройства, в качестве которых чаще всего использу-
ют разрядники защиты приемника и полупроводниковые ограни-
чители СВЧ мощности [9].
При использовании в 1-м каскаде приемника регенеративного
малошумящего усилителя СВЧ (например, параметрического) не-
стабильность его характеристик определяется наряду с другими
факторами изменением импеданса источника сигнала (антенно-фи-
дерного устройства), подключенного ко входу усилителя.
В значительной степени стабилизировать этот импеданс уда-
ется с помощью невзаимных ферритовых устройств: циркулято-
ров и вентилей, которые, будучи включенными между источником
сигнала и усилителем, развязывают их между собой, в результате
чего усилитель «видит» в основном только выходной импеданс
ферритового устройства, который относительно постоянен.
Все элементы входной цепи приемника должны вносить как
можно меньшие потери (для обеспечения низкого коэффициента
шума) и обладать достаточно широкой полосой пропускания.
Фильтры СВЧ
с По взаимному расположению полос пропускания и заграждения
, различают следующие разновидности фильтров: фильтр нижних
частот (ФНЧ) (рис. 4.26, а), фильтр верхних частот (ФВЧ)
(рис. 4.26, б), полосно-пропускающий фильтр (ППФ) (рис. 4.26, в),
называемый также полосовым, полосно-заграждающий фильтр
(ПЗФ) (рис. 4.26, г), называемый также режекторным [10, 11,
13, 16, 20].
Фильтры СВЧ достаточно широко применяют в СВЧ устройст-
вах радиоприемников: во входных цепях в качестве преселекторов,
на выходе малошумящего усилителя для подавления шумов зер-
кального канала (см. § 5.5), в параметрических усилителях для
разделения цепей различных частот (см. § 5.4) и в других случаях.
По используемому типу линии передачи различают фильтры
волноводные, коаксиальные, полосковые и микрополосковые, ще-
левые, а также комбинированные. Фильтры СВЧ на полосковых
и микрополосковых линиях строят как на коротких отрезках
(рис. 4.26, а, б), так и на резонансных (рис. 4.26, в, г} отрезках линий.
Как уже указывалось, для СВЧ ИС на / < 10 ГГц они могут быть
реализованы и на элементах с сосредоточенными параметрами
(рис. 3.36)
Возможность создания фильтров на отрезках линий, играющих
роль реактивных элементов, основана на том, что короткозамкну-
тые и разомкнутые отрезки линий длиной I <. А/4 эквивалентны
соответственно индуктивности и емкости, а при длинах I = Л/4
или Л/2 они становятся резонансными и эквивалентны параллель-
187
ному или последовательному колебательному контуру (в зависи-
мости от, длины и того, замкнуты или разомкнуты они на конце).
Здесь Л—длина волны СВЧ колебаний в линии передачи в отли-
чие от X—длины волны в воздухе. Например, ФНЧ на рис. 4.26, а
образован чередованием последовательно включенных коротких
отрезков' линий llf 12 с большим WT и малым W2 волновыми
сопротивлениями, эквивалентных соответственно индуктивности
(из-за большой погонной индуктивности и малой погонной емкости)
и емкости (из-за большой погонной емкости и малой погонной ин-
дуктивности). В ФВЧ на рис. 4.26, б используются индуктивности
Рис. 4.26. Топологические и эквивалентные схемы фильтров из коротких (а,
б) и резонансных (в, г) отрезков линий, а также их частотные зависимости
рабочего затухания.
в виде короткого отрезка линии /2, который короткозамкнут либо
непосредственно, либо через емкость разомкнутого отрезка линии
/8 с малым волновым сопротивлением W3, а емкости фильтра об-
разованы разрывом полоскового проводника.
ППФ на рис. 4.26, в построен на резонансных полуволновых
отрезках линии (полосковых резонаторах). Верхний вариант ППФ
образован рядом одинаковых параллельно связанных линий (дли-
на участка связи равна ~ Л/4) и является наиболее употребитель-
ным из-за отсутствия особо критичных размеров. В нижнем варианте
ППФ полосковые резонаторы образованы разрывом полоскового
проводника с малой шириной зазора, величина которого весьма
критична. Пример распространенной схемы ПЗФ на разомкнутых
четвертьволновых полосковых резонаторах приведен на рис. 4.26, г.
Здесь резонаторы включены параллельно основной линии. Мож-
но также построить ПЗФ, параллельно соединяя два отрезка
МПЛ с электрическими длинами, отличающимися на Л/2, как,
188
например, в кольцевом ПЗФ, показанном на рис. 7.15,6. Такой
ПЗФ легко получается из двухшлейфного моста (рис. 3.'28) или
из кольцевого моста (рис. 3.30), если в них исключить подво-
дящие отрезки линий, образующие плечи 2, 4.
Рис. 4.27. Топологическая схема (п+1)-звенного полоскового и мнкрополо-
скового ППФ на одинаковых связанных линиях.
Расчет и проектирование фильтров СВЧ различных типов под-
робно излагаются в [10, 11, 13, 16). Рассмотрим приближенный ме-
тод проектирования полоскового и микрополоскового ППФ на оди-
наковых связанных линиях (рис. 4.26, в, 4.27). Основными исход-
ными данными для проектирования являются (рис. 4.28): средняя
рабочая частота /0; полоса пропу
емая граничными частотами /пр
и /_пв; затухание в полосе про-
пускания Ln (без учета актив-
ных потерь), принимаемое обыч-
но равным Ln = 0,5; 1 или 3 дБ;
полоса заграждения П3 = /3—
—/_а, определяемая граничными
частотами /3 и /_3; затухание
на границах полосы загражде-
ния L3 (обычно La — 15... 30 дБ);
волновые сопротивления подво-
дящих линий №0. Вместо П3
может быть задана полоса пе-
рехода Ппер=/3 —/пР=7-пр—
Наиболее широко исполь-
зуемыми функциями аппрокси-
мации частотных характеристик
фильтров являются полиномы
Чебышева и максимально пло-

Ппр=/пр—/-пр- определи-
Рис. 4.28. Чебышевская (/) и макси-
мально плоская (2) частотные, харак-
теристики рабочего затухания ППФ.
189
скне функции Баггерворса (рис. 4.28). Чебышевская характери-
стика имеет более крутые склоны по сравнению с максимально
плоской (меньшую величину полосы перехода но зато
пульсирующий характер затухания и коэффициента стоячей вол-
ны (КСВ) в полосе пропускания. Для получения чебышевской
характеристики требуется меньшее число звеньев фильтра, чем
для получения максимально плоской.
Рассматриваемый метод проектирования ППФ, изображенного
на рис. 4.27, основан на использовании в качестве прототипа
низкочастотной схемы ФНЧ из п элементов с сосредоточенными па-
раметрами. Частотная характеристика такого ФНЧ определяется
выражениями [13р.
— при чебышевской аппроксимации
1=1 + (Ln-1) П (/ //11Р), (4.78)
— при максимально плоской аппроксимации
L = 1 + (Ln—1) (f/fa^, (4.79)
где Тп — полином Чебышева 1-го рода n-го порядка, а за-
тухания L и Ln выражены в безразмерных единицах. Если в этих
выражениях заменить ///пР на (f—/0) / (/uP—fn} = 2А//Ппр, то они
будут описывать частотную характеристику ППФ, расположенную
справа от f(рис. 4.28). Левая часть характеристики является зер-
кальным отображением правой.
Число элементов л прототипной схемы ФНЧ рассчитывают по
формулам:
— при чебышевской характеристике
агсЬУ(£а-1)/(Дя-0
arch Ца/Пдр
(4.80)
— при максимально плоской характеристике
igVu3-i)/<in-o
1g Пр/Пяр
(4.81)
где затухания 1п и 1а выражены в безразмерных единицах. Полу-
ченное при расчете число в округляют до ближайшего целого. Чис-
ло звеньев проектируемого ППФ должно быть на единицу боль-
ше (рис. 4.27).
Электрическая длина отрезков связанных линий всех звеньев
ППФ одинакова и равна 4, == Д/4, где Ло = —
длина волны в линии на частоте /в, % — эффективная диэлектри-
ческая проницаемость среды в линии (для симметричной полоско-
вой линии еэ — 8, где 8 — относительная диэлектрическая прони-
цаемость диэлектрика линии — см. § 3.4). В микрополосковом
ППФ геометрические длины этих отрезков могут отличаться из-за
различия величин Д, в линиях с разными волновыми сопротивле-
ниями и разной шириной зазора s между связанными линиями при
190
неизменной длине волны в воздухе что обусловлено неодинако-
востью эффективной диэлектрической проницаемости еэ в рас-
сматриваемых отрезках (рис. 4.29, б). Величины I? (I принимает
значения от 1 до п + 1) вычисляют после определения размеров
Wi И Sf.
Для этого необходимо рассчитать волновые сопротивления свя-
занных линий t-ro звена фильтра при четном Woe и нечетном
видах возбужден и я:

^‘’ = ^(1-Л£4-А2а. (4.82)
Рис. 4.29. Зависимость параметров параллельно связанных микрополосковзд
линий от размеров МПЛ (w/h) и нормированной ширины зазора (s/h) между
Полосками (подложка с 8=9,6} [13, 20):
а — волновые сопротжвленкя МПЛ при четяюм (№•«) м нечетной вял&х ясз^ужм*
ния; б — эффективная диэлектрическая проницаемость среды в МПЛ*
где _____
А=Яо/^г_1^, (4-83)
Wo — заданное волновое сопротивление подводящих линий на
входе и выходе фильтра; gi-lt gi — обобщенные параметры прото-
типной схемы ФНЧ, определяемые по таблицам НО, с. 517, 5481,
за исключением крайних элементов g0 и gn+!. Последние рассчиты-
вают по формулам
go = згПпр/2/0; gn+1 = g0/r, (4.84)
где коэффициент г при четном числе элементов п. чебышевско/го про-
тативного ФНЧ равен г =» th2 [0,25 In (cth 0,058Ln)J, причем LB
выражено в децибелах или определяется по таблице ПО, с, 5171
для заданной величины £п. Во всех остальных случаях г = I.
Размеры звеньев микрополоскового фильтра находят с помощью
графиков рис. 4.29. Откладывая вычисленные по формуле (4.82)
значения волновых сопротивлений Wo), W'VJ на графике
рис. 4.29, а так, чтобы они располагались на одной вертикальной
191
линии выше и ниже кривой slh = оо и в то же время на кривых
с одинаковой величиной отношения slh, определяют соответствую-
щие такому расположению значения (w/h)l и (slh)t всех звеньев
проектируемого ППФ. Используя эти данные, по графику
рис. 4.29, б находим величину е8(<) звеньев и рассчитываем далее
длины отрезков /t = Хо/4 Yе8 ю. На этом проектирование топо-
логической схемы ППФ закан-
чивается.
Рассмотренная частотная ха-
рактеристика рабочего затуха-
ния фильтра (рис. 4.28) обус-
ловлена частотной зависимо-
стью коэффициента отражения
от фильтра, т. е. рассогласова-
нием его входного импеданса о
подводящей линией. Эта харак-
теристика не учитывает наличия
активных потерь в фильтре (по-
терь рассеяния), связанных с
поглощением и излучением СВЧ
энергии в его элементах. Потери
рассеяния создают начальные
потери фильтра (в середине по-
лосы пропускания Lo и на ее
границах £огр) и существенно
влияют на частотную характе-
ристику фильтра. Она не только
Рнс. 4.30. Влияние потерь рассеяния
на частотную характеристику рабо-
чего затухания фильтра (пунктиром
показана характеристика того же
фильтра без потерь рассеяния).
приподнимается относительно оси частот на величину Lo (рис,
4.30), но и изменяется по форме. Например, в микрополосковом
ППФ приемлемое затухание в полосе пропускания (3—5 дБ) мож-
но получить только при п — 2 и nnp/f0> 5% 112]. Другими сло-
вами, при использовании микрополосковых резонаторов потери в
МПЛ ограничивают возможность создания узкополосных фильт-
ров СВЧ с крутыми склонами характеристики.
Потери рассеяния фильтра в середине полосы пропускания мож-
но приближенно рассчитать по формуле [11,16]
До [дБ] «4,34-^- V-f-, (4.85)
“пр xoi
где п — число элементов прототипной схемы ФНЧ (число полу-
волновых резонаторов ППФ); gt — обобщенные параметры этой
схемы, определяемые, как уже указывалось, по таблицам [101;
Qoi — собственная добротность i’-ro резонатора фильтра. Во мно-
гих случаях добротности резонаторов фильтра можно считать оди-
наковыми QOi = Qo и рассчитывать Lo по фбрмуле
£0 [дБ] = 4,34-А- У gl. (4.86)
пцр 40
192
Потери рассеяния фильтра на границах полосы пропускания при-
ближенно оцениваются соотношением [11]
Lo гр 1дБ1 “ (2 ... 3) Lo, (4,87)
Таким образом, суммарное затухание фильтра на границах по-
лосы пропускания равно
Ь2гр UH] = Ln + £огр. (4.88)
Для расчета потерь Lo необходимо предварительно найти соб-
ственную ненагруженную добротность одиночного резонатора филь-
тра Qo, которая для полосковых и микрополосковых устройств опре-
•деляется из соотношения
1/Qo = 1/QB + 1/Qm + 1/Qn,
где Qn, Qa и Qa — собственные добротности резонатора, опреде-
ляемые при учете только соответственно потерь проводимости
в проводниках, диэлектрических потерь в диэлектрике линий и по-
терь на излучение с разомкнутого конца линии.
Добротность Qn резонатора, выполненного на отрезке линии пе-
редачи любого типа, равна
Qn = л/рф „Л, (4.89)
где Рф п — погонные потери проводимости линии передачи в не-
перах; Л—длина волны в линии передачи [10, 11]. Для микро-
полоскового резонатора с учетом формул (3.59), (3.60) для рф п
получаем
? Qn = wW V^Vof/6, (4.90)
где частота f выражена в гигагерцах.
Добротность, определяемая диэлектрическими потерями, рас-
считывается по приближенному соотношению Q„ « 1/ tg б, где
tg 8 характеризует потери в диэлектрике резонатора. Тогда доброт-
ность резонатора, обусловленная поглощением энергии в нем,
равна
Qnn = QnQa/(Qn + <2д) = Qn/(1 + Qn tg б). (4.91)
Для высококачественных диэлектриков, имеющих tg б « 10—*,
обычно используемых для полосковых и микрополосковых уст-
ройств, Q„ > Qn и Qnn « Qn.
Потери на излучение с разомкнутого конца линии можно учесть,
введя специальный коэффициент снижения добротности из-за излу-
чения к]. В этом случае
1/Qo = 1/Qna + 1/Qh = l/»lQn«, (4.92)
откуда следует, что т) = (1 Ч- Qna/Qn)-1 и ненагруженная доб-
ротность одиночного резонатора равна
Qo = nQna = nQn (1 + Qn tg 6). (4.93)
7 Зак. 895 193
Для резонаторов на разомкнутых отрезках несимметричной
полосковой линии [14]
1-5,04-104( — У’8 |~-ga±l_—1п-У8g+.l
\ Л / |_ Cgf 2сэ И^э-- 1
J- >(4.94)

где h—толщина подложки; X — длина волны в воздухе; W —
волновое сопротивление линии одиночного резонатора. Формула
справедлива при условии (ЛА)У е— 1<^0,25. Для микрополоско-
вых резонаторов, имеющих е » 10, W 50 Ом, в диапазоне сан-
тиметровых волн (X = 1 ... 10 см) величина т] лз 0,5 ... 0,9.
Пример 4.9. Требуется спроектировать микрополосковый ППФ
на одинаковых связанных линиях и рассчитать его затухание в по-
лосе пропускания.
Исходные данные: средняя частота полосы пропускания /0 =
= 9 ГГц; полоса пропускания Ппр = 0,6 ГГц по уровню затухания
без учета активных потерь £п = 1 дБ; полоса заграждения П3 =*
= 1,8 ГГц по уровню затухания L3 == 20 дБ; волновое сопро-
тивление подводящих линий Г о = 50 Ом. Подложка толщиной
h = 0,5 мм имеет е = 9,6 и tg S = 19"4. Материал проводников —
медь.
Расчет
1. Выбираем чебышевскую аппроксимацию частотной характе-
ристики, поскольку она обеспечивает более крутые склоны при
меньшем числе звеньев фильтра по сравнению с максимально плос-
кой характеристикой. Следовательно, и суммарное затухание в по-
лосе пропускания будет тоже наименьшим, что весьма важно для
микрополосковых фильтров, активные потери которых относитель-
но • велики.
2. По формуле (4.80) определяем необходимое число элементов
прототипной схемы ФНЧ
п_. arch 1/(100—1)/(1,26—Г) =2од
arch (1,8/0,6)
Полученный результат округляем до ближайшего целого п — 2
(два полуволновых резонатора). Следовательно, необходимое число
связанных четвертьволновых звеньев фильтра равно n -j- 1 = 3.
3. По справочнику [10, с. 537] для значения LB = = 1 дБ
наводим величину 1/г = 2,66 и обобщенные параметры прототипа
= 1,822 и g2 = 0,685.
4. По формуле (4.84) рассчитываем g0 = 0,3 • 3,14/9 = 0,105 и
gn+i- = £з = 0,105 • 2,66 = 0,279.
5. По формуле (4.83) определяем коэффициенты =
= 0,i05/]/0,105 • 1.822 = 0,24; А, = 0,105/Г 1,822 • 0,685 = 0,0936;
Д8 = 0,105/^0,685 • 0,279 = 0,24.
194
Таблица 4.6
Параметры и размеры звена Результат расчета для звена Параметры и размеры звена — г Результат расчета для звена
1 2 3 1 2 3
Ом 64,8 55,1 64,8 Sjt ММ 0,265 0,85 0,265
^1, Ом 35,2 0,89 45 0,96 35,2 0,89 &э1 Zf0, мм 6,09 ' 3,38 6,4 3,3 6,09 3,38
//, мм 3,23 3,15 3,23
Wfr мм 0,445 0,48 0,445
(s/A)i 0,53 1,7 0,53
6. По формуле (4.82) рассчитываем волновые сопротивления
связанных линий каждого i-го звена фильтра при четном Woe
и нечетном вицах возбуждения, Результаты расчета приведе-
ны в табл. 4.6.
7. Используя полученные значения Woe и Wfy по графику
рис. 4.29, а указанным способом находим отношения размеров МПЛ
каждого звена (ш/Л)? и соответствующую относительную ширину
зазоров связанных линий (s/h)t (см. табл. 4.6). Необходимые для
получения этих данных кривые с промежуточными значениями s//i,
отсутствующими на рис. 4.29, а, определяем приближенно, интер-
полируя между имеющимися значениями s/h. Величину (w/h)0
= 0,97 для подводящих линий находим по пунктирной кривой, со-
ответствующей s!h = оо. Абсолютное же значение размеров иц
и S; определяем через заданную толщину подложки h = 0,5 мм.
8. По кривым рис. 4.29, б находим эффективную диэлектриче-
скую проницаемость МПЛ каждого звена вд1 и с ее помощью соот-
ветствующие длины четвертьволновых отрезков связанных линий
/io=V4 ¥еэг = cf4f0Ve8i= 33,3/4 Уг^ [мм],
где с = 3 • 1010 см/с — скорость света в воздухе. Полученные дли-
ны отрезков необходимо скорректировать на величину А/ь
определяемую по рис. 3.40 и учитывающую влияние концевой
емкости разомкнутого конца четвертьволнового отрезка МПЛ.
Поэтому требуемые длины отрезков МПЛ каждого звена равны
It = — ДА (табл. 4.6).
9. Затем составляем топологическую схему спроектированного
ППФ (рис. 4.31).
10. Перейдем к расчету суммарного затухания ППФ в полосе
пропускания. Поскольку геометрические размеры микрополоско-
вых резонаторов фильтра близки между собой, полагаем их ненагру-
женные добротности одинаковыми и потери рассеяния фильтра
в середине полосы пропускания Lo рассчитываем по формуле (4.86).
Добротность Q& определяем для четвертьволновых резонаторов
7* 195
одинаковых между собой крайних звеньев фильтра, полагая резо-
натор несвязанным.
Вычисляем по формулам (3.56) и (3.58а)
еэ = 0,5 [ 1 + 9,6 + (9.6 — 1 )/У 1 4 10-0,5/0^5] = 6,53,
W = 314/У9.6 (1 + 0,89) = 53,5 Ом
и, используя данные табл. 3.5, по формуле (4.90), находим доброт-
ность резонатора, обусловленную потерями проводимости:
Qn = 0,445-10-3-53,5 Уб^3-У5,8-1О’-9/6 = 232.
I = 0,445
‘ '^0,^5

u
____________ w3=0,445 7
81=0,265"''
Рис. 4.31. Топологическая схема микрополоскового ППФ, рассчитанного
в примере 4.9.
Учитывая, что tg б — 10-4, получаем по формуле (4.91) <?пд « Qn =•
— 232. По формуле (4.94) находим значение коэффициента
- п = 1-5,04-104 (-^-Г’8ГА5Н±
i„ Vgg+Ll_1_ = 0,804.
2-6,5зУб,53 Уб,53 — 1 J 53,5
а по формуле (4.93) рассчитываем ненагруженную добротность ре-
зонатора Qo = 0,804 • 232 = 187.
Теперь можно по формуле (4.86) определить потери рассеяния
в середине полосы пропускания
Ао = 4,34 - 9 (1,822 + 0,685)/0,6 • 187 = 0,87 дБ.
Потери рассеяния на границах полосы пропускания найдем по
формуле (4.87), полагая в ней численный коэффициент равным 2,5.
Тогда LOrp = 2,5 • 0,87 = 2,18 дБ. Суммарное затухание фильтра
на границах полосы пропускания согласно формуле (4.88) равно
L2rp = 1 + 2,18 = 3,18 дБ.
Микроминиатюрные узкополосные ППФ и ПЗФ для СВЧ ИС
удается создать, если в качестве резонатора использовать не отре-
зок линии передачи, а ферритовый образец из монокристалла железо-
196
иттриевого граната (ЖИГ) в виде обычно весьма малой хорошо отпо-
лированной сферы [7, 11]. Такие фильтры называют ферритовыми.
Сфера ЖИГ, помещенная в магнитное поле, в котором СВЧ поле
и внешнее поле от электромагнита взаимно перпендикулярны, в си-
лу физических свойств ферритов резонирует на частоте ферромаг-
нитного резонанса [11, 15], равной в мегагерцах
/о = 3,51 > 10-2Яо, (4.95)
где Но — напряженность внешнего магнитного поля, А/м. Изме-
няя величину внешнего поля Но, можно легко и в широких пределах
Перестраивать резонансную частоту по линейному закону, что прак-
тически очень удобно. ЖИГ резонатор из-за весьма малых собствен-
ных потерь в феррите обладает высокой ненагруженной доброт-
ностью Qo = 1000... 10 000 вплоть до коротких миллиметровых
волн, но при условии весьма совершенной полировки поверхности
сферы.
Связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями могут быть реа-
лизованы согласно рис. 4.32, а. Сфера ЖИГ размещается в центре
двух ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых
совпадает с направлением поля Но. При Но — 0 связь между вхо-
дом и выходом фильтра почти отсутствует из-за ортогональности
взаимного расположения петель связи. При наличии поля Но бла-
годаря ферромагнитному резонансу в сфере ЖИГ через нее проис-
ходит передача электромагнитной энергии от входа к выходу, не-
смотря на ортогональность петель. В полосковом и микрополосковом
ферритовых фильтрах (рис. 4.32, б) петли связи образованы тон-
кими металлическими полосками, один конец которых припаян
к подводящей линии, а второй — к разомкнутому четвертьволново-
му отрезку, через малое входное сопротивление которого петля ока-
зывается соединенной по СВЧ с заземленной пластиной линии.
Ферритовый резонатор и фильтр рассчитывают на основе нена-
груженной Qo, внешней QBH и нагруженной QH добротностей резо-
натора.
Для ЖИГ резонатора в форме сферы ненагруженная добротность
равна
Qo = (Но — Мо/Зу/ЬН, (4.96.*
где Л40 — намагниченность насыщения ферритовой сферы; ДЯ —
ширина линии ферромагнитного резонанса сферы. У монокристал-
лов железо-иттриевого граната в зависимости от внутренней струк-
туры и качества обработки поверхности величина этих параметров
лежит в пределах: ДЯ = 20 ... 40 А/м, при этом Мо — 1,4 • 106А/м;
ДЯ = 40 ... 80 А/м, при этом /Ио == (1,4 ... 0,08) • 10* А/м. Требуе-
мая величина Но определяется по формуле (4.95).
Внешние добротности ЖИГ резонатора QBIU и QBH2, обусловлен-
ные внешней нагрузкой каждой петли связи, равны [11]
п ю~4'а/?и
Чвн1,2 ~ |/
*сф
/ ы£св \а
\ Ян /
(4.97)
197
где г — радиус петли, м; Исф — объем сферы, м3; Л?н — сопро-
тивление нагрузки петли связи, Ом; LCI1— собственная индуктив-
ность петли, Г (см., например, рис. 4.33).
Добротности резонатора связаны между собой соотношениями:
Qh=Qo<2bH/(<2b+Qbh),
Qbh QbhI Qbbz/(QbhI “Ь Фвна)’
(4.98)
где <?вн результирующая внешняя добротность. При QBH1 =
— <2вн2 = Свив» чт0 обычно и используется, QBH = QBH0/2. В одно-
резонаторном фильтре нагруженная добротность и полоса пропуска-
ния по уровню затухания LB = 3 дБ связаны известной зависи-
мостью
(4.99)
Ппр — fJQn>
Рнс. 4.32. Устройство связи ЖИГ резонатора с подводящими линиями с по-
мощью индуктивных петель (а) и пример построения микрополоскового фер-
ритового фильтра на ЖИГ резонаторе (б):
1 — сфера ЖИГ; 3 — петля связи; 3 — микрололосковая линия; 4 — подложка.
В узкополосных многорезонаторных полосно-пропускающих филь-
трах, как следует из теории Ill), потери рассеяния в середине поло-
сы пропускания £0 (рис. 4.30) получаются минимальными в том
случае, когда эти ППФ проектируют на основе прототипной схемы
ФНЧ с одинаковыми элементами, обобщенные параметры которых
равны gt я» 1, i = 0, ..., (п 4- 1). Поэтому в многорезонаторных
ферритовых ППФ, являющихся узкополосными фильтрами, ис-
пользуют одинаковые ЖИГ резонаторы с одинаковыми внешними
добротностями Qdho и одинаковыми коэффициентами связи между
резонаторами (требуемые коэффициенты связи устанавливают экс-
периментально). Необходимое число резонаторов п такого ППФ
рассчитывают по формуле 111]
п « (Гз2 + 6)/20 1g (П8/Ппр), (4.100)
где L3z = LB + Lo — полное затухание фильтра на границах по-
лосы заграждения П3, выраженное в децибелах (рис, 4,30),
1УВ
Величины Л32, П3 и Ппр должны быть заданы, причем полоса про-
пускания Ппр должна быть задана по уровню затухания Ln л?
1 дБ. Рассчитанное значение п округляют до ближайшего це-
лого и определяют требуемую внешнюю добротность ЖИГ резона-
тора QBH0 ~ QBH1 « Qbh2 по формуле
С„—S-antlg-^L-, (4.101)
Xlg £л)Г1
Sarff^
/400
1200
от
goo
€00
Рис. 4 <33. Зависимость внешней добротности ЖИГ
резонатора (рис. 4.32, б), рассчитанной по формуле №
(4.97), от величины радиусов сферьи гс$ и петли г:
Расчет для f0 - 9375 МГц, Яв - IF — 50 Ом, ширины лен-
точного проводника петли 0,4 мм и Le*. определяемое по л
формуле (3.71). oj Bfs Ц/ 1,0гСф,ММ
где Ьз2—в децибелах. Уточняют полосу пропускания Ппр по
уровню Ln » 1 дБ, которая будет получена в ППФ с выбранным
числом резонаторов п, по соотношению
IW#, = 1Л?ВВД. (4.102)
Используя рассчитанную по формуле (4.101) добротность QBB9t
можно с помощью рис. 4.33 определить необходимые величины ра-
диусов сферы и петель связи.
Потери рассеяния рассчитываемого ППФ в середине полосы про-
пускания равны
£0 « 4,34Ж?вн(/(2в [дБ), (4.103)
где Qg — ненагруженная доб|ротность ЖИГ резонатора.
Суммарное затухание ППФ на границах полосы пропускание
рассчитывается по формуле ((4.88), где £п = 1 дБ. ПрактическШ
потери рассеяния Lo получаются больше значения, рассчитанного
по формуле (4.103), вследствие того, что реальная добротность Q,
оказывается меньше расчетной величины по формуле (4.96) из-й
потерь рассеяния в элементах жрепления ферритовой сферы и петляЖ
связи резонатора с подводящими линиями.
В практических коиструкщиях ферритовых фильтров с различ-
ным числом резонаторов (от2 дю4) получено: Lo = 2 ... 5 дБ, Ппр =»
= 20 30 МГц, диапазон электрической перестройки резонансной
частоты (магнитным полем) (/„ тах ... /0 minVfo шт = 0,5 ... 3, за-
тухание в полосе заграждения 40—80 дБ,
199
Пример 4.10. Требуется рассчитать микрополосковый ферри-
товый ППФ на ЖИГ резонаторах с петлевой связью (рис. 4.32).
Исходные данные'. f0 = 9375 МГц, Ппр = 20 МГц по уровню
затухания Ln — 1 дБ, П3 = 100 МГц по уровню затухания L3i =»
= 20 дБ, волновое сопротивление микрополосковых линий, соеди-
ненных с петлями связи, F = RB = 50 Ом.
Расчет
1. По формуле (4.95) рассчитываем требуемую напряженность
внешнего магнитного поля Нй — 9375/3,51 • 10~2 =?= 2,67 • 105 А/м.
2. Для ферритовой сферы выбираем монокристалл ЖИГ с ДЯ =
— 40 А/м и Л40 — 1,4 • 10s А/м и по формуле (4.96) определяем не-
нагруженную добротность ЖИГ резонатора Qo — (2,67 • 105 —
— 1,4 • 105/3)/40 = 5500.
3. Необходимое число резонаторов фильтра находим по формуле
(4.100): п = (20 + 6)/20 1g (100/20) = 1,86.
Округляем до ближайшего целого и принимаем п = 2.
4. Требуемая внешняя добротность ЖИГ резонатора, обуслов-
ленная каждой петлей связи, согласно (4.101)
вно
9375
100
ant 1g
204-6 _
20-2 “
419.
5. Из рис. 4.33 по верхней кривой для QBH0 = QBH12 = 419
находим, что требуемый радиус сферы гСф = 0,54 мм и, следователь-
но, требуемый радиус петли связи в этом случае равен г — Згоф ~
— 1,62 мм.
Таким образом, определены необходимые исходные. данные для
конструирования ЖИГ резонаторов и петель связи, выполненных
из ленточного проводника шириной 0,4 мм.
6. По формуле (4.102) уточняем полосу пропускания двухрезо-
наторного ППФ Ппр == 9375/419 = 22,4 МГц.
7. По формуле (4.103) рассчитываем потери рассеяния ППФ
на резонансной частоте /0: £0 = 4,34 • 2 • 419/5500 = 0,66 дБ.
8. Полагаем потери рассеяния на границах полосы пропуска-
ния согласно формуле (4.87) равными £огр = 2,5£О = 1.65 дБ.
Тогда суммарное затухание фильтра на границах полосы пропуска-
ния [формула (4.88)1 £2гр = 1 + 1,65 = 2,65 дБ.
Устройства защиты приемника
Защиту диодов входного каскада радиолокационного приемника
от перегрузки и повреждения СВЧ сигналами (от собственного пе-
редатчика РЛС или от внешних источников помех) в полосе рабочих
частот, как уже указывалось, обычно осуществляют разрядниками
защиты приемника (РЗП) и ограничителями СВЧ мощности на
полупроводниковых диодах.
РЗП является газоразрядным прибором СВЧ и представляет
собой газонаполненный полосно-пропускающий фильтр, в котором
200
при увеличении уровня мощности, начиная с некоторого порогово-
го значения, называемого мощностью зажигания, возникает разряд.
Последний вносит большое затухание для сигнала высокого уровня
мощности (до 50—60 дБ), что и обеспечивает защиту входного кас-
када. Для получения требуемых защитных параметров в РЗП
имеется специальный электрод вспомогательного разряда, к ко-
торому подводят постоянное напряжение 600 ... 800 В. Тог:
вспомогательного разряда составляет обычно 50 ... 100 мкА. При
отсутствии этого напряжения, т, е, в условиях, когда аппаратура
Рнс. 4.34. Широкополосные РЗП сантиметровых н миллиметровых, диапазонов
волн.
выключена, защитные свойства РЗП существенно ухудшаются.
В настоящее время разрабатываются РЗП, в которых для создания
начальной концентрации свободных электронов в разрядном проме-
жутке вместо электрода вспомогательного разряда используют
малый источник радиоактивного излучения, направленного в сто-
рону разрядного промежутка. Такие РЗП не требуют никаких ис-
точников питания и имеют ббльшую долговечность.
РЗП сантиметровых и миллиметровых волн обычно представляют
Собой волноводные конструкции (рис. 4.34). Поэтому к полосковым
и микрополосковым СВЧ устройствам их подключают с помощью
волноводно-полосковых и волиоводно-микрополосковых переходов,
конструктивно осуществляющих согласованный (с малым КСВ)
переход от волновода к полосковой или микрополосковой линии
передачи [7, 13, 20].
РЗП описываются двумя группами параметров: параметрами
низкого уровня мощности, характеризующими свойства РЗП в ре-
жиме приема слабых сигналов (СВЧ разряда нет), и параметрами
высокого уровня мощности, характеризующими его защитные и не-
которые другие свойства при воздействии на него мощных импуль-
сов СВЧ (происходит СВЧ разряд). К параметрам низкого уров-
ня мощности относятся: полоса рабочих частот Праб =/тах“
—/min, выраженная в процентах по отношению к средней частоте
рабочего диапазона частот Праб//0%; потери в режиме приема Аир
[дБ] и коэффициент стоячей волны (КСВ). Основными параметрами
высокого уровня мощности являются: максимально допустимая им-
201
Таблиц а 4.7
Ао. см li раб/!о' Lnp, ЕВ КСВ Ри, кВт р за/К, мВт 10’, Дж рпл, мВт мкс н
8—10 10 М 1,5 350 150 0,4 70 25
3-5 12 1,3 1,6 10 250 0,3 60 12
1,5—2,5 8 1,5 1,7 10 300 0,2 60 10
0,8-0,9 3 1,7 2,0 10 1000 0,05 10 6
0,4—0,5 3 2 2,2 3 — 0,1 50 4
пульсная мощность Рц 1кВт] на входе РЗП; мощность зажига-
ния Р3аж (мВт], представляющая собой максимальную импульсную
мощность, просачивающуюся на выход РЗП; энергия пика [Дж1
и мощность плоской части Рпл 1мВт] просачивающегося через РЗП
СВЧ импульса во время его горения; время восстановления РЗП
Рис. 4.35. Внешний вид (а) и примеры кон-
струкций (б) типичных полупроводниковых
диодов в керамическом корпусе:
/ — ленточный вывод: 2 — полупроводниковая
структура; 3 — керамика; I, II, III — варианты
конструкции корпуса.
202
t.< [мкс], характеризующее время после окончания входного импуль-
са СВЧ, в течение которого потери РЗП снизятся до условной ве-
личины £пр + 6 дБ {иногда £пр + 3 дБ). Максимальные значе-
ния параметров (за исключением величины Праб//01 которая яв-
ляется минимальной) широкополосных РЗП сантиметровых и мил-
лиметровых волн приведены в табл. 4.7. Устройство, свойства и ха-
рактеристики РЗП подробно рассмотрены в [9].
Диодный ограничитель, в отличие от РЗП, как правило, не тре-
бует никаких питающих напряжений и поэтому обеспечивает затягу
как при включенной, так и при
рактеризуется двумя состоя-
ниями: состоянием пропускания
при малой мощности сигнала,
т. е. на низком уровне мощно-
сти (потери пропускания £пр
малы), и состоянием запирания
при большой мощности сигнала,
выключенной аппаратуре. Он ха-
Рис. 4.36. Эквивалентные схемы огра-
ничительных полупроводниковых
диодов на низком (а) и высоком (6)
уровнях мощности.
т. е. на высоком уровне мощно-
сти (потери запирания £эап ве-
лики).
Активным элементом ограничителя является полупроводниковый
ограничительный диод, импеданс которого изменяется при измене-
нии мощности воздействующего сигнала. Полупроводниковая струк-
тура ограничительного диода может быть р—/г- и р—i—п-типа,
но чаще она ближе к р—л-типу [9]. Конструктивно ограничитель-
ные диоды, как и все другие типы СВЧ диодов, могут быть корпус-
ными и бескорпусными. В первых (рис. 4.35) полупроводниковая
структура заключена в герметичный корпус (обычно керамический),
с металлическими выводами. У вторых полупроводниковая струк-
тура либо не содержит никаких элементов корпуса, либо имеет ме-
таллическое или керамическое основание и заливку электроизоля-
ционной смолой, подобно таблеточной конструкции диода (рис. 4.37).
Конструктивная емкость корпуса СКОп бескорпусного диода
(рис. 4.36) обычно весьма мала (не более 0,05 пФ). Последователь-
ная индуктивность вводов диода £пос = 0,2 ... 2нГ. Емкость корпу-
са миниатюрных корпусных диодов равна Скоп = 0,1 ... 0,4 пФ.
Основными параметрами ограничительного диода являются не-
линейная емкость перехода (Спер) и эквивалентные сопротивления
потерь диода на низком (гниз) и высоком (гВЫс) уровнях мощности
(рис. 4.36). Обобщенным параметром диода является его критиче-
ская частота
/нр — 1/2лС*пер V гниз ^выс>
(4.104)
равная такой рабочей частоте, на которой £пр = Бзап, т. е. отсутст-
вует ограничение. На практике значения этих параметров для
диодов сантиметровых и миллиметровых волн лежат в следующих
пределах: Спер — от сотых долей до одной пикоф.-'.рады, —
203
от единиц до 20—30 Ом, гвыс — от десятых долей до единиц ом,
/кр—от десятков до сотен гигагерц (нижний предел Спер и верхний
предел остальных параметров соответствуют миллиметровым вол-
нам). Например, бескорпусный ограничительный диод сантиметро-
вого диапазона волн имеет следующие параметры: СПеР •= 0,3 ...
0,6 пФ, гпиа 12 Ом, гвыс 1,8 Ом, Lnoc = 0,4 нГ, максимально
допустимая рассеиваемая средняя мощность Ррас тах 300 мВт.
Характерная особенность ограничительных диодов заключается
в том, что, начиная с некоторого низкого уровня мощности (порядка
1 мВт), называемого порогом ограничения (РПОр), импеданс их полу-
проводниковой структуры быстро уменьшается с увеличением пада-
ющей мощности и при Р 10 Вт представляет собой малое чисто
активное сопротивление гвыо « 1 Ом (рис. 4.36). Это и обуслов-
ливает возможность получения в ограничителе малых потерь Lnp
и больших потерь £зап на низком и высоком уровнях мощности
соответственно.
В схемах ограничителей результирующий импеданс Z диода со
вспомогательными элементами, предназначенными для настройки,
включают параллельно линии передачи, по которой проходит сиг-
нал. Следовательно, эквивалентная схема включения ограничителя
в тракт представляет собой параллельное соединение импеданса Z
с линией, имеющей волновое сопротивление W и нагруженной на
согласованные источник сигнала и нагрузку [9]. Как следует из
теории, максимальное отношение Лзап//.пр получается тогда, когда
Z — чисто активное коммутируемое сопротивление, величина ко-
торого Рэ в состоянии пропускания много больше сопротивления
1Г (Рэ W), а в состоянии запирания оно равно га и много меньше
величины W (гэ<^и7). Для получения чисто активного сопротив-
ления необходимо в обоих состояниях схемы обеспечить резонанс,
что характерно для ограничителей, называемых резонансными.
Далее рассматриваем только такие ограничители. В этом случае
Lnp = (1 + Г/2/?в)2; L3an = (1 + Г/2г3)2, (4.105)
^э/'-э = (У/^ ~ 1)/(- 1) = (/кр//)2. (4 • 106)
где f— рабочая частота. Нередко можно принять гэ гвыс. От-
сюда следует
« <выс (/кр7)2 1/№Ргниэ- (4.Ю7)
Зная параметры диода и требуемое значение £Пр или £зап,
с помощью (4.107) и (4.105) рассчитывают необходимую величину
волнового сопротивления W основной линии передачи, при котором
будут обеспечиваться эти значения потерь. Следует учитывать, что,
как видно из (4.106), при заданных параметрах диода величины
£пр и L3aa взаимосвязаны: выбор одной из них однозначно опреде-
ляет и другую согласно соотношениям
/'пр = (1 + /2 (1 )/^р I3, /.зап = [ 1 + flp (УТГР -1)/г 13.
(4.108)
204
Потери запирания ограничителя можно существенно увеличить,
если использовать не один, а два диода (или более), включенных
вдоль линии передачи на расстояниях Л/4 друг от друга [17], при
этом потери Lnp возрастут незначительно.
Полоса рабочих частот Праб, в пределах которой потери пропус-
кания не превышают, а потери запирания не ниже заданных значе-
ний, зависит как от параметров диода, так и от схемно-конструк-
тивного выполнения ограничителя. В простейших однодиодных
резонансных ограничителях полосу рабочих частот по уровню
3 дБ можно приближенно оценить через добротность резонанс-
ного контура с диодом:
Праб А/Фд* (4.109)
На низком уровне мощности QR низ л; 1/®Спергниз, а на высоком —
Qn выс & ®/,/гвыс — 1/шСперГвыс. Эти ДОбрОТНОСТИ МОГуТ ЗНЭ-
тельно отличаться, вследствие чего отличаются также рабочие по-
лосы частот на низком Праб низ и высоком Праб выс уровнях мощ-
ности. Полоса пропускания Прабниз обычно значительно больше
полосы запирания Праб выс, так как гта заметно больше гвыс.
Поэтому обычно достаточно обеспечить требуемую полосу запира-
ния на высоком уровне мощности.
В режиме запирания большая часть подводимой к ограничителю
мощности отражается, лишь небольшая ее часть (Ррас) рассеивает-
ся в диоде, вызывая нагрев полупроводниковой структуры. Допу-
стимая величина />растах оговаривается в технических условиях
и справочных данных иа диод. Именно она определяет максимально
допустимый рабочий уровень импульсной (Ри пд тах) и средней
(Т’пдтах)' или непрерывной, мощности, подводимой ко входу ограни-
чителя. Величину Ррас можно рассчитать через значение Laan:
(4.110)
Отсюда же определяется максимально допустимая средняя мощ-
ность Рпд гаах, если задана максимально допустимая мощность
Р
рас max'
В микрополосковом однОдиодном резонансном ограничителе
(рис. 4.37) бескорпусный диод с настроечными шлейфами 12, 13
подключается параллельно к основной линии через четвертьволно-
вый отрезок линии 1г.
Длина и волновое сопротивление U7S короткозамкнутого шлейфа
/8 выбираются такими, чтобы его реактивное сопротивление jX3 =
= jU78 tg (2л/3/Л0) компенсировало реактивное сопротивление ди-
ода на низком уровне мощности ]ХД = j<o0^noc — j^woCnep. Таким
образом, в режиме пропускания диод и шлейф /3 образуют последова-
тельный резонансный контур, а емкость шлейфа /а (С2) оказывается
зашунтированной малым сопротивлением этого контура, равным
гниз. Следовательно, нагрузкой четвертьволнового отрезка являет-
ся малый импеданс параллельного соединения гииэ и С2, равный
205
1/(1/гниз + iw<A) гниз- Поэтому входное сопротивление отрезка
1Ъ представляющее собой сопротивление ^3, будет большим и близ-
ким к чисто активному. Его величина в этом случае равна
R = W4r
*'Э "^''низ»
(4.111)
где ТС7! — волновое сопротивление отрезка линии 1Г. Значит, основ-
ная линия шунтируется слабо, что обеспечивает режим пропуска-
ния с малым затуханием Lnp.
На высоком уровне мощности импеданс диода изменится: вместо
емкости Спер и сопротивления гниз будет действовать сопротивление
Рйс. 4.37. Пример конструкции и топологачеехой схемы микрополосковой пла-
ты диодного ограничителя (а), а также его эквивалентная схема (б):
/ —ЛШЛ; 2 — бесюзрпускый диод таблеточной конструкции; 3 — полосковые выводы
диода; 4 —отверстие с запаянным короткозамыкающим штырьком; 5 — короткозамкну-
той шлейф ДЯ* замыкавия цеян выпрямленного тока диода; 6 — подложка.
гвыс (рие. 4.36). Длина емкостного шлейфа 12 подбирается такой,
чтобы его эквивалентная емкость С2 вместе с индуктивностями дио- 1
да Lnoc и отрезка 13 создала параллельный резонанс в контуре, на-
гружающем отрезок /х (т. е. необходимо, чтобы Са — Са<ф, где
Спер — емкость диода). Эквивалентное сопротивление этого контура
велико, так как гВЬ1С мало. Следовательно, входное сопротивление
четвертьволнового отрезка 1и представляющее собой в этом случае
сопротивление гэ, будет достаточно малым, что приведет к весьма
значительному отражению в основной линии с волновым сопротив-
лением W и большому затуханию Laan. Так осуществляется режим
запирания. Сопротивление г, в этом случае равно
га~ ^Жконт ~ гвыс (wo ^пер (4.1 12)
206
где конт — входное резонанасное сопротивление параллельно-
го контура; Спе,, — емкость диода.
Короткозамкнутый четвертьволновый шлейф lit включенный
на входе диода (рис. 4.37, а), служит для создания замкнутой це-
пи диода по постоянному (выпрямленному) току. При отсутствии
замкнутой цепи и при подаче большого сигнала на диоде водникает
большое отрицательное напряжение автосмещения. Волновое со-
противление этого шлейфа выбирается максимально возможным
с точки зрения практической реализуемости, чтобы его входной им-
педанс был достаточно большим в широкой полосе частот и слабо
влиял на цепь, к которой он подключен. Поэтому на эквивалент-
ной схеме рис. 4.37,6 он не отражен. Обычно для получения задан-
ных величин Lnp, /ап по результатам расчета оказывается, что
волновое сопротивление W основной линии должно быть отличным
от сопротивления подводящих линий. Для согласования этих
сопротивлений на входе и выходе ограничителя включают четверть-
волновые трансформирующие отрезки линий с волновым сопротив-
лением = I^WWo (рис. 4.37).
Пример 4.11. Требуется рассчитать и спроектировать микропо-
лосковый резонансный ограничитель 3-см диапазона волн (/0 =
= 9375 МГц, А.о = 3,2 см) по схеме рис. 4.37.
Исходные данные-, на резонансной частоте потери пропускания
LBU 0,5 дБ (1,12) и потери запирания Лаап 13 дБ (20). Вол-
новое сопротивление подводящих линий WQ = 50 Ом. Подложка
толщиной h = 0,5 мм, в = 9,8, материал проводников — медь.
Расчет
1. Выбираем бескорпусный ограничительный диод со следующими
параметрами: Cw = 0,4 пФ, гниа С 12 Ом, гвыс 1,8Ом, Lnoc =
= 0,4 Hr, Ррас max = 0,3 Вт.
2. По формуле (4.104) минимальная критическая частота диода
равна /кр = 1/6,28 • 0,4 • 10~1г/12 • 1,8 = 85,4 ГГц.
3. Расчет ограничителя будем производить на основе заданной
величины £аап = 20, считая, что в данном примере важно полу-
чить не максимально возможные потери запирания, а минимальные
потери пропускания. Последние находим по формуле (4.108): Lnp =
= [1 + 9,3752 • Ю18 (/20 - 1)/85,42 • 1018Р = 1,085 или 0,35 дБ.
Практически потерн LnD будут несколько выше за счет потерь
в отрезках МПЛ ... /5 и /тр. Потери в отрезках /1Р н /5 основной
линии по результатам проектирования топологической схемы мож-
но легко рассчитать по формулам (3.59)—(3.62) и прибавить (в де-
цибелах) к полученной величине Lap = 0,35 дБ.
4. По формуле (4.109) оценим полосу запирания ограничителя:
ПраС ВЫс = 2л/ВСпергвыс = 6,28 • 9,3752 • 1018 • 0,4 • 10~« • 1,8 =
₽ 398 МГц.
207
5. Рассчитаем максимально допустимые уровни импульсной
Ри пд шах и средней Рпд шах СВЧ мощности, которые можно подво-
дить ко входу ограничителя. По формуле (4.110) находим
Рппшах =---------------= 0,865 Вт.
ид max 2(У20—1)/20
Полагая, что при импульсном режиме работы скважность
q = = 1000, где Fnoc — частота посылок импульсов, ти —
длительность последних, определяем
Л. пд шах 9^пд шах
Рнс. 4.38. Разрядники-ограничители
3- и 2-см диапазонов волн.
6. Переходим к проектиро-
ванию топологической схемы
ограничителя (рис. 4.37, а). Для
отрезка МПЛ длиной задаем-
ся волновым сопротивлением
Wt — 70 Ом (при больших
значениях станет ощути-
мым влияние потерь этого от-
резка на параметры ограничи-
теля, при меньших — требуется,
как показывает расчет, слишком
малое волновое сопротивление
W основной линии). По формуле
(4.112) рассчитываем гъ = 1,8х
X (6,28-9,375 • 10’- 0,4- 10-'гх
X 70)2 = 4,9 Ом и из формулы (4.105) находим необходимое
волновое сопротивление основной линии W — 2ra (J/L3aD — 1) =
= 2 4,9 ( ySfr- 1) = 34 Ом. Дл я его согласования с подводящими
линиями используем два четвертьволновых трансформатора с вол-
новым сопротивлением iy.D = У U70 - U7 = У50 • 34 = 41,2 Ом.
7. Ширину проводников и длины отрезов 1Ъ /5 и ZTD опреде-
ляем по формуле (3.586), (3.55), (3.56): ид = 0,21 мм, &у5 = 0,97 мм,
ютр = 0,72 мм; 4 = A0J/4 — 3,19 мм, /5 = А05/2 = 5,96 мм,
/тр = АОтр/4 = 3,02 мм.
8. Волновое сопротивление шлейфа /4 выбираем равным —
= 90 Ом по соображениям, изложенным в примере 3.6, из данных
которого следует, что для = 90 Ом ширина проводника ш4 —
= 0,1 мм, а 4 = Ло ?4 = 3,25 мм.
9. Волновые сопротивления шлейфов /2, /8 для обеспечения
малых потерь в них выбираем относительно низкоомными и рав-
ными = U7 = 41,2 Ом.
10. Длину шлейфа /2 определяем из условия равенства его вход-
ного сопротивления jXa сопротивлению емкости jXc; —j№a X
X ctg2n/2/A02 = l/j(OoCneD. Отсюда находим
208
Таблица 4.8
Обозначение Параметры разрядника-ограничителя типа
MD-80S13 MD-80C19 MD-80X5 MD-80K12 WF61L*
/о, Гтц 3 5,65 9,05 16,5 34,2
Праб/fo, % 6,7 8,85 12,1 6,05 5,85
Рпр, дБ 0,3 0,3 0,7 0,9 1,5
Ри, кВт 150 75 50 10 10
Рср, Вт 300 75 50 10 4
«7П. 10\ Дж 0,05 0,05 0,05 0,05 0,02
Рп л, мВт 50 75 50 75 —
/в, МКС 4 2 2 1 1
Долговечность, ч 4000 4000 2000 2000
Длина, мм 114 * 51 38,1 20,3 20,2
Масса, г 1200 600 200 80 —
=—!— arctg -----------------------------=1,48 ММ.
6,28 s 41,2-6,28-9,375.109-0,4- 10“la
11. Для определения длины шлейфа /8 вычисляем его требуемое
входное сопротивление jX3 = jW3 tg 2л/3/Л03 из условия получе-
ния последовательного резонанса в цепи диода 1//<оо Cnep+/(i)o^noc+
+ /X 3 = 0. Отсюда
Х3 = 1/сооСпер - <ооЬпис = 1/6,28 • 9,375 • 109 • 0,4 • 10-“ -
- 6,28 • 9,375 • 109 • 0,4 • 10~9 = 18,8 Ом,
/ _ arctg = 12,1 arctg J-LL — 0,82 мм.
Основным недостатком диодных ограничителей является отно-
сительно небольшой допустимый уровень импульсной мощности
пд тах: от сотен ватт до 1—2 кВт. Для устранения этого недо-
статка и объединения достоинств РЗП и ограничителей используют
так называемые разрядники-ограничители (рис. 4.38). Они представ-
ляют собой сочетание РЗП (нередко без электрода вспомогатель-
ного разряда, см. с. 201) и следующего за ним диодного ограничи-
теля. Разрядники-ограничители, не требующие никаких источников
питания, выдерживают большие импульсные мощности (свыше
10 кВт) и обеспечивают защиту приемника от всех возможных силь-
ных сигналов помех. Параметры ряда разрядников-ограничителей
без электрода вспомогательного разряда (за исключением отмечен-
ного звездочкой) приведены в табл. 4.8.
Ферритовые циркуляторы и вентили
Ферритовые циркуляторы и вентили представляют собой невза-
имные СВЧ устройства, свойства которых неодинаковы при изме-
нении направления передачи сигнала через них на обратное. Они
разрабатываются в волноводном, полосковом и микрополосковом
204
исполнении. Устройство и характеристики волноводных и полоско-
вых ферритовых устройств описаны в [15, 18]. Базовым элементом,
на основе использования которого формируются" циркуляторы
и вентили для СВЧ ИС, является микрополосковый ферритовый
У-циркулятор (рис. 4.39, а). Последний представляет собой симме-
тричное тройниковое соединение микрополосковых линий на под-
ложке из феррита, находящегося в постоянном магнитном поле, пер-
пендикулярном подложке.
Отрезки МПЛ, образующие тройник и называемые плечами цир-
кулятора, располагаются под углом 120° и соединяются между
собой круглым пленочным диском, под которым со стороны зазем-
ленной пластины установлен постоянный магнит в форме цилинд-
Рис. 4 .39 Устройство микропо доскового ферритового У-циркулятора (а) и
пример его топологической схемы с согласующими четвертьволновыми транс-
форматорами на входах плеч (б):
/. 2, 3 — подводящие отрезки МПЛ (входы плеч) циркулятора; 4 —- ферритовая подлож-
ка; S — зааемдекная пленочная пластина; 6 — постоянный магнит.
ра. Во многих случаях используют не ферритовую подложку, а обыч-
ную диэлектрическую (см. с. 135); ферритовый же образец в виде
диска диаметром D и толщиной Яф помещают непосредственно
на поверхности диэлектрической подложки со стороны микрополос-
ковых проводников. В этом случае пленочный металлический диск,
соединяющий подводящие линии, наносят не на подложку, а на на-
ружную поверхность ферритового диска (толщина последнего мо-
жет отличаться от толщины подложки) (рис. 5-31, б, 5.32),
- При отсутствии магнитного поля (Но — 0) рассматриваемое уст-
ройство обладает свойствами обыкновенного 120-градусного трой-
ника. При наличии поля из-за взаимодействия магнитното’поля
1СВЧ сигнала с намагниченным ферритом распределение поля сиг-
нала в области диска изменяется и становится таким, что на границе
диска и одного из плеч (при определенных значениях диаметра D
и напряженности поля Н^) напряженность поля сигнала становит-
ся очень малой. В результате оказывается, что мощность сигнала,
подведенная, например, к плечу /, почти вся выходит из плеча 2,
лишь незначительно ответвляясь в плечо 3, которое таким образом
210
является изолированным. Теперь устройство обладает невзаимны-
ми свойствами: мощность, поданная в плечо 2, выйдет из плеча 3,
а плечо 1 будет изолированным.
Направленье прохождения сигнала с малыми потерями от од-
ного плеча циркулятора к другому обозначают стрелкой. Для
рис. 4.39, а последовательность такого прохождения соответствует
1—2—3—1. При изменении направления поля Но на противопо-
ложное последовательность прохождения сигнала с малыми поте-
рями станет также противоположной: 1—3—2—1.
Основными электрическими параметрами циркулятора являют-
ся: потери пропускания (прямого прохождения) £п = 10 1g Р^Р*
[дБ], развязка изолированного плеча Lpa3 = 10 1g PJP9 [дБ], КСВ
(коэффициент стоячей волны) плеч р, определяющий степень со-
гласования входных импедансов плеч циркулятора с подводящими
линиями, и относительная полоса рабочих частот Пра6//0, внутри
которой эти параметры не выходят за пределы заданных значений,
а именно: У шах> ^гав mln’ Р Ртах- ® МИКрОПОЛОС-
ковых /-циркуляторах сантиметровых волн обычно La 0,3 ...
1 дБ, 7,раэ > 16 ... 20 дБ, 1,2... 1,3, Праб//0 = Ю ... 15%.
На миллиметровых волнах чаще применяют волноводные /-цир-
куляторы, параметры которых имеют тот же порядок, однако в ко-
ротковолновой части миллиметрового диапазона, потери Ln дости-
гают 1,5—2 дБ. Электрические параметры циркуляторов в основном
определяются экспериментальными методами. Диаметр металличе-
ского диска /-циркулятора, равный диаметру ферритового диска,
если последний монтируется на диэлектрической подложке, рассчи-
тывают ио формуле
(4.113)
где Хо = dfQ (с — скорость света); еф — относительная диэлектри-
ческая проницаемость феррита.
Согласование входных импедансов плеч циркулятора с подводя-
щими линиями осуществляют в основном экспериментальными ме-
тодами с помощью четвертьволновых трансформаторов (рис. 4.39, б)
и реактивных шлейфов в виде разомкнутых отрезков МПЛ, подклю-
чаемых параллельно подводящей линии вблизи металлического дис-
ка. Четвертьволновые трансформаторы с волновым сопротивлением
WTp преобразуют входное сопротивление циркулятора /?ц на стыке
металлического диска с полосковой линией до величины сопротивле-
ния W подводящей линии, при этом необходимо, чтобы = У WRV
Сопротивление Ru определяется по формуле [7, 19]
RB « 97 . 10е Лф/АД% [Ом], (4.114)
где Аф — толщина ферритового диска, м.
На основе рассмотренного микрополоекового /-циркулятора
можно построить ферритовый вентиль и формировать схемы много-
плечных циркуляторов (рис. 4.40). Вентиль является невзаимным
211
' двухплечным (вход—выход) устройством, характеризующимся малы-
(ми потерями пропускания £п при прохождении сигнала от входа
< к выходу и большой развязкой Lpaa (большим затуханием) при его
обратном прохождении. Основные электрические параметры венти-
ля те же, что и рассмотренные для циркулятора.
У-циркулятор превращается в вентиль (рис. 4.40, а), когда
одно из его плеч нагружают на согласованную нагрузку, например,
типа рис. 3.38, б. Основное достоинство вентиля заключается в том,
что импеданс (КСВ) его входного плеча 1 почти не зависит от импе-
данса (КСВ) нагрузки, подключенной к его выходному плечу 2.
Это обусловлено тем, что практически вся мощность, отраженная
от нагрузки плеча 2, в силу свойств циркулятора проходит в согла-
Рис, 4.40. Топологические схемы микрополосковых ферритовых устройств на
основе У-циркулятора:
о —вентиль (н — нагрузка с разомкнутым четвертьволновым шлейфом); б — четырех-
плечный циркулятор; в — пятиплечный циркулятор.
сованную нагрузку плеча 3, где и поглощается ею. Ко входному пле-
чу 1 проходит только малая часть отраженной от нагрузки плеча 2
мощности, обусловленная конечностью развязки плеч 2—1 цирку-
лятора.
Ферритовые вентили используют в тех случаях, когда требуется
) исключить влияние импеданса одного элемента на работу другого,
'например: влияние источника сигнала или нагрузки на параметры
(усилителя или влияние нагрузки на работу гетеродина.
На основе У-циркулятора формируют схемы четырех-и пятиплеч-
ных циркуляторов (рис. 4.40, б, в). Если в четырехплечном цир-
куляторе одно из плеч, например 3, нагрузить на согласованную на-
грузку, то такое устройство будет представлять собой последователь-
ное соединение У-циркулятора и вентиля. В таком виде его исполь-
зуют в качестве антенного переключателя РЛС, при этом передатчик
подключают к плечу 4, антенну — к плечу 1, а приемник — к пле-
чу 2. Важным достоинством такого переключателя является су-
ществование взаимной развязки между передатчиком, приемником
и антенной. Следует учитывать, что при идентичных У-циркулято-
рах потери между плечами 1—2 вдвое больше потерь между плеча-
ми 4—1, т. е. Lnl)SS = 2Ln41.
Такое же устройство используют для подключения регенера-
тивного усилителя, работающего на отражение (например, параме-
212
трического, соединяемого с плечом /), к источнику сигнала (соеди-
няемого с плечом 4) и нагрузке (соединяемой с плечом 2). Еще боль-
шая стабильность работы регенеративного усилителя достигается
при использовании пятиплечного циркулятора (рнс. 4.40, я),
в котором плечи 4 и 5 нагружают на согласованные нагрузки. Полу*
чающаяся схема представляет собой последовательное соединеюн
вентиль — У-циркулятор — вентиль,в которой усилитель подклю*
чают к плечу 2, источник сигнала — к плечу 1, а нагрузку — к
плечу 3.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М., Гоеэнар-
гоиздат, 1958.
2. Палшков В. В. Радиоприемные устройства. М., «Связь», 1965.
3. Айнбиндер И. М. Входные каскады радиоприемников. М., еСвяаыь
1973.
4. Перцов С. В., Щуцкой К- А. Входные цепи радиоприемников. Мм
«Энегия», 1973.
5. Голубев В. Н. Частотная избирательность радиоприемников AM сж^
налов. М., «Связь», 1970.
6. Гуткин Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устрой-
ства. Ч. 1. М., «Сов. радио», 1961.
7. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие
входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
8. Ломозова Н. 3., Сорокина Г. М. Прием телевидения в дециметровея
диапазоне волн. М., «Связь», 1971.
9. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных прм-
емииков. М., «Сов. радио», 1973.
10. Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по эле-
ментам волноводной техники. М., «Сов. радио», 1967.
11. Маттей Д. Л., Янг Л.. Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующая
цепи н цепи связи. Т. 1, 2. Пер. с англ. М., «Связь», 1971.
12. Бачинина Е. А., Прохорова Н. И., Фельдштейн А. Л. Потеря
в фильтрах СВЧ и проблема миниатюризации. — «Радиотехника», 1971,
Ха 10, с. 46—52.
13. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ эм-
ментов иа полосковых линиях. М., «Сов. радио», 1972.
14. Denlinger Е. Radiation from Microstrips Resonators. — «Trane.
IEEE», 1969, v. MTT-17, № 4.
15. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1,М., «Высшая ш колее»
1970.
16. Конструирование и расчет полосковых устройств. Под ред. И. С. Ко
валева. М., «Сов. радио», 1974. Авт.: В. И. Голубев, И. Й. Ковалев»
Е. Г. Кузнецов и др.
17. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль»
ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт.: М. А. Абдюханов,
Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др.
18. Карбовский С. Б., Шахгеданов В. Н. Ферритовые циркуляторы ж
вентили. М., «Сов. радио», 1970.
19. Массе. Широкополосные СВЧ циркуляторы на несимметричной же-
лосковой линии. — ТИИЭР, 1968, № 3, с. 120—121.
20. Малорацкий Л. Г. Микроминиатюризация элементов и устройств СВЧ.
М., «Сов. радио», 1 976.
213
о
УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ
5.1. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ УМЕРЕННО
ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
Выбор схемы
УРЧ можно классифицировать по ряду признаков. По частотным
диапазонам различают УРЧ приемников умеренно высоких ча-
стот (длинных, средних, коротких и метровых волн), в которых ис-
пользуют контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников
сверхвысоких частот (дециметровых, сантиметровых и миллиметро-
вых волн), в которых используют коаксиальные, полосковые и мик-
рополосковые резонаторы.
По способу настройки контуров различают УРЧ с настройкой
на фиксированные частоты (см. гл. 6) и диапазонные УРЧ, в которых
перестройка контуров производится изменением емкости.
В диапазонных УРЧ используют одноконтурные и двух контурные
каскады. ФСИ используются лишь в УРЧ с фиксированной настрой-
кой. Из-за простоты и экономичности при радиовещательном приеме
используют, как правило, одноконтурные УРЧ. При профессио-
нальном приеме наряду с одноконтурными применяют двухконтур-
ные УРЧ.
По виду схем различают УРЧ:
— с однотранзисторными каскадами: с общим эмиттером ОЭ
(рис. 5.1, 5.14 и 5.15), общим истоком ОН (рис. 5.3), общей базой
ОБ (рис. 5.2) и общим затвором ОЗ (рис. 5.4);
— с каскодными схемами: ОЭ—ОБ (рис. 5.5), ОИ—ОЗ (рис. 5.6),
ОИ-ОБ (рис. 5.7), ОИ-ОЭ (рис. 5.8), ОЭ—ОЭ и ОИ—ОИ;
— с дифференциальными каскадами, состоящими из двух сим-
метричных половин (рис. 5.9—5.13).
Среди однотранзисторных схем с биполярными транзисторами
в УРЧ на умеренно высоких частотах наибольшее распространение
получила схема с ОЭ, позволяющая получить максимальное усиле-
ние номинальной мощности при небольшом уровне собственных шу-
мов. В схеме однокаскадного УРЧ на дискретных элементах
(рис. 5.1, а) Ьн2Сц2 служат резонансной нагрузкой УРЧ; емкости
Си1, Ср2 разделяют по постоянному току рассматриваемый каскад
от предыдущего и последующего. Резистор Ra осуществляет термо-
стабилизацию каскада, создавая отрицательную обратную связь
ио постоянному току. Резистор /?ф и конденсатор Сф образуют раз-
вязывающий фильтр. Делитель /?д1, /?д2 обеспечивает подачу пря-
мого смещения на эмиттерный переход транзистора, т. е. обеспечивает
выбранный режим УРЧ по постоянному току. Через блокировочный
214
конденсатор Сб напряжение сигнала подается непосредственно
на эмиттерный переход транзистора, минуя делитель /?д1, #д2.
В каскаде УРЧ с общим эмиттером на интегральной схеме ИС
2УС281 (рис. 5.1, б) резисторы Rl, R2 обеспечивают выбранный
режим по постоянному току. При подаче напряжения смещения че-
о+б,зв
Рис. 5.1. Схемы УРЧ с ОЭ на дискретных элементах с последовательным пи-
танием (а) и с питанием от двух источников (в), а также иа ИС (б).
рез L2 резисторы Rl, R2 не шунтируют входной контур C1L1 и по-
этому не ухудшают его избирательности. Резистор R3 применяется
в том случае, если нужно ИС включить по схеме с ОБ. Резисторы
R4, R5, R6 осуществляют термостабилизацию УРЧ. Подключая
блокировочный конденсатор СЗ к контактам 5 или 6, можно в оп-
ределенных пределах (10... 5 мА/B) изменять крутизну характе-
ристики транзистора S и входное сопротивление схемы.
Если нужно получить большую крутизну, то к контакту 4 через
блокировочный конденсатор подключают резистор, сопротивление
которого (в килоомах) равно
R = (1/5) _ (0,07 ... 0,037), (5.1)
Где S — необходимая кр^изна, мА/В.
215
Резисторы R7, R8 совместно с блокировочным конденсатором
С5 образуют развязывающий фильтр.
УРЧ с ОБ (рис. 5.2) имеют меньшее усиление по сравнению с
УРЧ с ОЭ из-за меньшего входного сопротивления. С ростом часто-
ты входное сопротивление УРЧ с ОЭ быстро падает. На достаточно
высоких частотах (для данного типа транзистора) УРЧ с ОБ может
быть так же или даже более эффективен, чем УРЧ с ОЭ.
Рис. 5.2. Схема УРЧ с ОБ на дискретных элементах (а) и на ИС (б).
При использовании полевых транзисторов наибольшее распро-
странение получила схема с ОИ (рис. 5.3), которая позволяет улуч-
шить коэффициент шума приемника [3]. Резистор R* служит для
создания напряжения обратного смещения на затворе и для термо-
стабилизации тока стока. В тех случаях, когда величина Ra, не-
обходимая для термостабилизации, больше требуемой, для получе-
ния нужного обратного смещения используют делитель /?д1, #д2,
который создает на затворе напряжение прямого смещения, компен-
сирующее избыточное обратное смещение.
Основные свойства каскада УРЧ с ОЗ (рис. 5.4) аналогичны свой-
ствам каскада УРЧ с ОБ.
Среди каскодных УРЧ лучшими по своим показателям являются
реализованные по схемам типа ОЭ—ОБ, (рис. 5.5) ОИ—ОЗ
(рис. 5.6), аналогичные по своим свойствам. В схеме рис. 5.5, б
резисторы Rl, R5 образуют делитель напряжения для подачи на-
пряжения смещения на транзистор Т1. Резисторы R2, R3, R4 слу-
жат той же цели, что и резисторы R4, R5, R6 в схеме на рис. 5.1, б.
Так же, как и в схеме рис. 5.1, б, подключая конденсатор к кон-
тактам 4, 5 или 6, можно изменять крутизну S и входное сопротив-
ление схемы. При подключении конденсатора к контакту 4 добавоч-
ное сопротивление рассчитывается по*ф5^муле (5.1). Резисторы R7
216
и обеспечивают требуемое напряжение на коллекторе и совмест-
но с конденсатором С5 образуют развязывающий фильтр.
Можно использовать и смешанные каскодные схемы типа
ОИ—ОБ, ОИ—ОЭ. Это обусловлено тем, что сочетание полевых и
биполярных транзисторов обеспечивает высокое усиление по мощ-
ности. Действительно, полевые транзисторы дают большое усиление
по току, а биполярные — по напряжению (при работе на высоко-
омную нагрузку).
Схема ОИ—ОБ (рис. 5.7) характеризуется высоким усилением
и большим входным сопротивлением. Она наиболее пригодна для
узкополосных УРЧ. При этом
лучше использовать параллель-
ное питание транзисторов, так
как в этом случае требуется
источник цитания с меньшим
напряжением и упрощается вы-
бор режимов обоих транзи-
сторов.
Схема ОИ—ОЭ (рис. 5.8)
имеет по сравнению с преды- рНс. 5.3. Схема УРЧ с ОИ.
дущей меньшее (на порядок) вы-
ходное сопротивление. Поэтому она больше подходит для широ-
кополосных УРЧ.
В УРЧ, выполненных по интегральной технологии, широко ис-
пользуются дифференциальные схемы. Этому способствует ряд
свойств этих схем, перспективных для интегральной схемотехники,
а именно:
— универсальность. Дифференциальная схема на частотах О—
300 МГц [7] способна выполнять функции усиления, смешения,
детектирования, сравнения, ограничения, регулирования, комму-
тирования. Кроме того, она может иметь как симметричный, так
и несимметричный вход и выход;
— способность усиливать разность поступающих на входы схе-
мы напряжений и подавлять одинаковые по обоим входам сигналы.
Последнее позволяет обеспечить высокую стабильность каскада
при изменении окружающей температуры и питающих напряжений.
Отсутствие обычных мер обеспечения термостабилизации избавляет
от необходимости использовать конденсаторы большой емкости,
неудобные для интегральной технологии;
— малая паразитная обратная связь между выходом и входом.
Это свойство позволяет использовать дифференциальные усилители
на высоких частотах без нейтрализации паразитных обратных свя-
зей.
Дифференциальный усилитель (ДУ) состоит из двух симметрич-
ных половин (рис. 5.9). Оба транзистора совместно резисторами
в цепях коллекторов образуют мостовую схему, которая будет сба-
лансирована при идентичности транзисторов и резисторов. При
противофазной подаче сигналов на входы ДУ £/вхд напряжения
217
Рис. 5.4. Схема УРЧ с 03.
Рис. 5.5. Каскодная схема УРЧ типа ОЭ—ОБ на дискретных элементах с па-
раллельным (а) и последовательным (в) питанием транзисторов, а также на
ИС (б).
С6
Рис. 5.6. Каскодная схема УРЧ типа ОИ—03.
118
на входах транзисторов будут равны по амплитуде и противополож-
ны по фазе. В результате ток одного транзистора (например, Т1)
возрастет и при строгой одинаковости параметров обеих половин
схемы ток другого .транзистора уменьшится на ту же величину.
Таким образом, на коллекторе Т1 напряжение упадет, а на коллек-
Рис. 5.7. Каскодная схема УРЧ типа ИО—ОБ*
торе Т2 возрастет и на выходе ДУ появится разностное напряжение,
пропорциональное коэффициенту усиления любой половины ДУ.
При синфазной подаче сигналов на входы ДУ (7ВХ с (такой сиг-
нал может быть вызван наводками, нестабильностью питающих
Рис. 5.8. Каскодная схема УРЧ типа
ОИ —ОЭ.
Рис. 5.9. Схема ДУ с симметричным
выходом.
напряжений, изменением температуры окружающей среды и т. д.)
напряжения на входе каждого транзистора будут равны не только
по амплитуде, но и по фазе. В результате изменения токов транзи-
сторов и потенциалов коллекторов будут одинаковыми, мост будет
оставаться сбалансированным, а выходное напряжение равным нулю.
Таким образом, ДУ усиливает парафазные и подавляет синфаз-
ные сигналы. При этом качественные показатели ДУ зависят от
того, насколько согласованы характеристики обеих половин схе-
219
мы. В интегральных ДУ удается достигнуть степени согласования
характеристик на порядок выше, чем в ДУ на дискретных элемен-
тах.
На практике не всегда удобно иметь симметричный выход. По-
этому используется ДУ с несимметричным выходом (рис. 5.10).
В этом случае при подаче синфазных сигналов на выходе появится
некоторое напряжение. Однако усиление синфазных сигналов будет
значительно меньше, чем парафазных. Объясняется это тем, что
при появлении синфазного напряжения одновременно увеличива-
ются токи обоих транзисторов Т1 и Т2, в результате чего увеличи-
вается напряжение отрицательной обратной связи, снимаемое с ре-
Рис. 5.10. Схема ДУ с несимметрич-
Рис. 5.11. Схема ДУ с транзистором
в эмиттерной цепи.
ным выходом.
зистора R1 в эмиттерных цепях транзисторов. При этом снижаются
управляющие напряжения U?, действующие на входных зажимах
транзисторов Т1 и Т2 (рис. о. 10), что равносильно уменьшению
коэффициента усиления ДУ для синфазных сигналов. При появле-
нии парафазного сигнала отрицательная обратная связь действо-
вать не будет, так как в одном из транзисторов ток будет возрастать,
а в другом — на такую же величину убывать. В результате ток
через R1 будет оставаться неизменным.
Таким образом, коэффициент усиления ДУ для парафазиых
сигналов значительно выше коэффициента усиления ДУ для син-
фазных сигналов. Очевидно, что эта разница тем больше, чем больше
сопротивление резистора /?/, ограничиваемое величиной напряже-
ния источника питания (например, при сопротивлении 1 МОм и токе
1 мА напряжение источника питания должно быть больше 1 кВ)
и площадью подложки ИС.
Для решения проблемы необходимо вместо резистора включить
двухполюсник, имеющий высокое сопротивление (порядка 1 МОм)
переменному току (для обеспечения сильного подавления синфазных
сигналов) при малом сопротивлении постоянному току (для эконо-
мии напряжения источника питания) и занимающий малую площадь
220
подложки ИС. Таким двухполюсником может служить промежуток
коллектор—эмиттер биполярного транзистора (рис. 5.11). Диод Д
в этой схеме используется для термокомпенсации изменений тока
эмиттера транзистора ТЗ. Для лучшей компенсации он размещается
в непосредственной близости от эмиттерного перехода транзистора
ТЗ, а его размеры и форма выбираются такими же, как у эмиттер-
ного перехода ТЗ. Нестабильность тока коллектора транзистора
ТЗ обусловлена не только нестабильностью тока эмиттера, но также
нестабильностями обратного тока коллектора и коэффициента уси-
ления транзистора по току. Поэтому для улучшения термокомпен-
сации иногда применяют два диода в цепи базы транзистора ТЗ.
При несимметричном выходе ДУ часто не используют резистор
в цепи коллектора Т1 (рис. 5.10 и 5.11). Это не оказывает сущест-
венного влияния на работу ДУ, так как при достаточно большом на-
пряжении на коллекторе коллекторный ток практически не зависит
от напряжения на нем.
Таким образом, во многих случаях ДУ с несимметричным вы-
ходом оказывается удобнее. (Однако надо иметь в виду, что коэффи-
циент усиления ДУ с симметричным выходом вдвое больше.) При-
менение ДУ в качестве УРЧ иллюстрируется рис. 5.12. Назначе-
ние элементов ИС типа 2УС282 такое же, как и в описанной схеме
на рис. 5.1. Здесь используются навесные бескорпусные транзи-
сторы типа 2Т307, параметры которых не являются строго идентич-
ными. Если степень идентичности транзисторов Т1 и ТЗ оказывает-
ся недостаточной, то для выравнивания их токов на базу одного
из них (например, ТЗ) подают дополнительное выравнивающее
напряжение смещения.
Подавая на контакт 6 вместо постоянного напряжения напря-
жение АРУ, можно изменять коэффициент усиления каскада на
1б—18 дБ. При такой регулировке напряжение на коллекторе ТЗ
221
остается постоянным и, следовательно, настройка выходного конту-
ра не зависит от АРУ. Недостатком этой схемы является сравни-
тельно малая глубина регулировки усиления и зависимость часто-
ты настройки входного контура от напряжения АРУ (при АРУ из-
меняется входное сопротивление и входная емкость транзистора Т/).
В этом отношении лучшими характеристиками обладает схема, изо-
браженная на рис. 5.13, в которой контуры включены так, чтобы
образовать каскадную схему ОЭ—ОБ, а для АРУ используют тран-
зисторы, образующие дифференциальную схему. При таком вклю-
Рие. 5.ТЗ Схема каскада УРЧ е использовании диффереакиаяыюй
ИС 2 УС2&2.
чении навесных элементов обеспечивается более глубокая АРУ
(56—55 дБ) л независимость частот настроек контуров от напря-
жения АРУ.
Действительно, если напряжение АРУ закрывает транзистор
ТЗ, то транзистор Т1 полностью открыт. Сигнал при этом может
проходить на выход только по целям паразитных связей. Если на-
пряжение АРУ открывает транзистор ТЗ, увеличивая усиление
УРЧ, то транзистор Т1 закрывается.
Таким образом, независимо от величины напряжения АРУ ток
через транзистор Т2 остается постоянным. Значит, постоянным ос-
таются его входная емкость, входное сопротивление и, следователь-
но, частота настройки входного контура. Если вместо напряжения
АРУ подавать импульсное напряжение, то каскад будет работать
в качестве ключа или стробирующего каскада.
По характеру включения контуров различают УРЧ:
— с автотрансформаторной связью (рис. 5.2, а);
- с двойней автотрансформаторной связью (рис. 5.1, б);
— с трансформаторной связью (рис. 5.3);
222
— с внутриемкостной связью (рис. 5.12);
— с двойной внутриемкостной связью (с последовательной ин-
дуктивностью).
По количеству используемых контуров различают одноконтур-
ные и двухконтурные УРЧ. В перестраиваемых двухконтурных
УРЧ связь между контурами обычно выбирается индуктивной
(рис. 5.14). В двухконтурных УРЧ с фиксированной настройкой
также используется индуктивная связь между контурами либо не-
полная внешнеемкостная связь (рис. 5.15).
В УРЧ диапазонных приемников умеренно высоких частот чаще
всего используются одноконтурные каскады, методы проектирова-
ния и расчета которых мы и рассмотрим.
Все рассмотренные схемы — с ОЭ (рис. 5.1); ОИ (рис. 5.3);
ОБ (рис. 5.2); ОЗ (рис. 5.4); ОЭ—ОБ (рис. 5.5); ОИ—ОЗ (рис. 5.6)
и ДУ (рис. 5.11) — могут быть представлены в виде обобщенной
схемы с двойным автотрансформаторным включением резонансной
нагрузки к выходу усилительного прибора (УП) и ко входу следую-
щего каскада (рис. 5.16) [1, 2. 41. Параметры обобщенной эквива-
лентной схемы имеют следующие значения:
для схем с ОЭ, ОБ, ОИ и ОЗ
§ВЫ X = §22Э»
ОВБГХ = Са2Э 4“ См;
для схем ОЭ—ОБ, ОИ—03 и ДУ
§ВЫ X = §12Э»
С*вых " 012э См.
Здесь £22э, С22э, £12э, С12э — параметры УП* включенного по
схеме с ОЭ (ОИ); См = 3 ... 5 пФ — емкость монтажа.
При автотрансформаторном включении контура (рис. 5.2, а)
т = (£н 4- М)/£к, (5.6)
где М — коэффициент взаимоиндукции между частями катушки
£к и £р
При трансформаторном включении контура (рис. 5.3)
tn ~ MJL^ (5.7)
где М — коэффициент взаимоиндукции между £к и Lcp.
При внутриемкостном включении контура (рис. 5.12)
tn = С6/(Св - Са. (5.8)
Устойчивый коэффициент усиления каскадов с ОЭ и ОИ, при
коэффициенте устойчивости £у = 0,9 относительно невелик и рав-
няется
Луст«0,45ИГ21[/[УиЬ (5.9)
Устойчивый коэффициент усиления однотранзисторных кас-
кадов можно увеличить, применяя цепи нейтрализации и коррекции
223
(5.2)
(5-3)
(5.4)
(5.5)
#4
Рис. 5.14. Схема каскада двухконтурного диапазонного УРЧ с индуктивной
связью между контурами.
Рис. 5.15. Схема каскада двухконтурного УРЧ с неполной внешнеемкостной
связью между контурами.
Рис. 5.16. Эквивалентная схема каскада УРЧ:
gaxt — активная входная проводимость каскада с учетом элементов схемы, включенных
во входную цепь УП; Cbxi — входная емкость каскада; gexs, Сахе — входные активная
проводимость и емкость следующего каскада: Уос *- проводимость цепи внутренней об-
ратной связи; £к, Lr, С —активная проводимость, индуктивность и емкость контура;
Cl — паразитная емкость катушки контура (10—20 пФ для многослойных и 3—5 пФ для
однослойных катушек); nt| и пъ — коэффициенты включения контура со стороны УП
и со стороны входа следующего каскада; Li, L* — индуктивности катушки между соот-
ветствующими отводами и землей.
224
внутренней обратной связи. Однако эти цепи эффективны лишь
в относительно узкой полосе частот. Для увеличения устойчивого
усиления можно также использовать каскодные схемы ОЭ—ОБ;
ОИ—ОЗ; ОЭ—ОЗ или ОИ—ОБ, которые при йу — 0,9 дают устой-
чивый коэффициент усиления
Кко уот« 0,451Га1 |//| Г1а|(|1/12 + О’« 0,45|Г21 |//|'КЖ7Т.
(5.10)
Формулы (5.9) и (5.10) справедливы не только для однокаскад-
ных, но и для многокаскадных УРЧ, если коэффициент усиления
отдельных каскадов равен Луст или Л\сУст-
В силу сказанного в начале проектирования надо подсчитать
/<уст согласно (5.9). Если он окажется достаточно большим, го
можно использовать однотранзисторные каскады, если нет, —
перейти к каскодным схемам.
Выбор активных элементов
. Если тип транзистора для УРЧ не задан, то для однотранзистор-
ных каскадов надо выбрать транзисторы (микросхемы) с
fy%l 3/0 щах, (5.Н)
где fy21— граничная частота крутизны характеристики в схеме
с ОЭ, при которой У21 падает до 0,7 от своего низкочастотного зна-
чения, a f0 max — максимальная частота принимаемых сигналов.
При выполнении этого неравенства большинство параметров тран-
зисторов (микросхем) мало зависит от частоты, благодаря чему
удается получить хорошее постоянство характеристик УРЧ в диа-
пазоне частот.
. При использовании каскодных схем в УРЧ достаточно иметь
/к21 2/0 max* (5.12)
Если в паспортных данных на ИС (транзистор) указан коэффи-
циент шума (или он известен проектировщику из данных расчетов
или экспериментов), то из отобранных по частотным свойствам типов
микросхем (транзисторов) выбирают ту, для которой выполняется
неравенство
Л/ис<ЛГуРЧ, (5.13)
где ^ис — коэффициент шума ИС (транзистора), а ЛГурч — мак-
симально допустимый коэффициент шума УРЧ.
Для УРЧ, в которых нужно получить малый уровень шума,
'транзисторы можно отбирать, используя соотношение
f Y21 >Jo шгх У 20 / К (1 + + <5щ)/<б §210- (5-1 4)
8. Зак. 895 225
При таком выборе коэффициент шума каскада на f0 тах возра-
стает не более чем в 2 раза по сравнению с коэффициентом шума на
/узь
Для обеспечения наилучших конструктивно-эксплуатационных
характеристик УРЧ, среди ИС (транзисторов), удовлетворяющих
приведенным условиям, следует выбрать тот тип, который имеет
наименьшие стоимость, мощность источника питания и температур-
ную нестабильность.
Расчет элементов, обеспечивающих режим УРЧ
Выбираем режим УП, причем если не предъявляются специаль-
ные требования (например, снижения потребляемой мощности пи-
тания или снижения уровня собственных шумов), то желательно
использовать типовой режим, указанный в паспортных или справоч-
ных данных. После этого рассчитываем элементы схемы питания,
обеспечивающие режим УП.
При схеме питания от одного источника, показанной на
рис. 5.1, а, которая обеспечивает термостабилизацию режима по
постоянному току и параметров транзисторов в пределах от — 40° С
до + 60° С, расчет ведется в следующей последовательности.
Определяем изменение обратного тока коллектора
Д/КБ0=/кБ0 2°’1(Г”ах-Г»)1 (5.15)
для германиевых транзисторов,
Д/кБО = /кБо2°-2<г«>ах-7'*>1 (5.16)
для кремниевых транзисторов, где /кбо — обратный ток коллек-
тора при температуре TQ = 293 К.
Находим тепловое смещение напряжения базы
= Y (Tmax — Тт1х1), (5.17)
где у — 1,8 мВ/К.
Рассчитываем необходимую нестабильность коллекторного тока
д/к = /к (rmax - rmln)/7V (5.18)
Вычисляем сопротивления резисторов
/?э = [Д[/а6 + (10 ... 20) Д/кбо/§п]/Д/к, (5.19)
Яф = [(£„ - {/Кэ)//к1 - R3, (5.20)
где [Укэ — напряжение на коллекторе в рабочей точке (если полу-
чим Кф 0, то нужно увеличить Еа);
R& = (10 ...20) EjgnR9lK, (5.21)
Rri — (10... 20) Ea/gn (fn RJk)- (5.22)
226
Подсчитываем емкости конденсаторов:
Сд — Сэ = 500/®oRa, (5.23)
= 50/соо/?ф. (5.24)
Пример 5.1. Требуется рассчитать элементы питания транзи-
стора ГТ313А, включенного по схеме рис. 5.1, а.
Исходные данные-. Еа = 9 В; [7кЭ = 5 В; /к = 5 мА; /КБ0 ="
*= 2 мкА; диапазон рабочих температур (— 40 + 60)° С; fQ — 60 МГц;
gu = 6 • 10-’ См.
Расчет
1. Вычисляем по (5.15) А/кво — 2 • 20’1<333-293> == 32 мкА.
2. Находим по (5.17) Д[/ЭБ = 1,8 • 10~3 (333 — 293) = 0,18 В.
3. Определяем по (5.18) Д/к = 5 • 10-3 (333 — 233)/293 =•
е= 1,65 мА.
4. Рассчитываем по (5.19) R3 — [0,18 + 10 • 32 • 10*6/6 х
X 10-3]/1,65 • 10-3 = 150 Ом.
5. Находим по (5.20) /?ф = [(9 — 5)/5 • 10~3] — 150 = 650 Ом.
6. Находим по (5.21) RM = 10 • 9/6 • 10-3 ♦ 150 • 5 • 10~3 =
₽= 11,5 кОм.
7. Определяем по (5.22) Ral — 10 • 9/6 • 10~3 (9 — 150 • 5х
X 10~3) = 1,25 кОм.
8. Рассчитываем по (5.23) Сб = С3 = 500/6,28 • 60 • 106 • 150 =«
«= 5250 пФ.
9. Вычисляем по (5.24) Сф = 50/6,28 • 60 • 10е • 650 = 250 пФ.
При исключении из цепей питания каскада, реализованного по
схеме на рис. 5.1, а, конденсатора Сб (при параллельной подаче
напряжения смещения на базу транзистора) уменьшается число де-
талей, но растет входная проводимость каскада на величину (1//?д1)+
При схеме питания от двух источников (рис. 5.1, в), которая
обеспечивает термостабилизацию режима и параметров транзистора
в пределах температур от — 60 до + 60° С [8], расчет следует вести
в следующей последовательности.
Находим изменение обратного тока коллектора согласно (5.15)
или (5.16), тепловое смещение напряжения базы At/эв согласно
(5.17) и нестабильность коллекторного тока A/к согласно (5.18).
Вычисляем сопротивление резистора
R9 = А(/эб/(Д/к - А/кбо). (5.25)
Если согласно (5.25) получим А?э<0, следует увеличить AZK
или использовать транзистор с меньшим А/кбо*
Рассчитываем напряжение источника *
£п2 ~ Рэ^кбо + Z/бэ» (5.26)
где (7бэ находится по статическим характеристикам в исходном
режиме.
8* 227
Определяем сопротивление резистора
/?ф = 1(£п1 + £П8 - йкэ)//к1 - /?8. (5.27)
При Рф < 0 увеличиваем Еп1.
Вычисляем Сэ и Сф согласно (5.23) и (5.24).
При каскодной схеме рис. 5.5, а расчет элементов схемы пита-
ния аналогичен расчету схемы рис. 5.1, а. При каскодной схеме
рис. 5.5, в расчет следует вести в следующей последовательности.
Полагая, что транзисторы Т1 и Т2 одинаковы, вычисляем Д/кво
и Д(/эб согласно (5.15) — (5.17).
Находим Д/к согласно (5.18) и /?8 согласно (5.19).
Определяем
/?ф = l(£u - 2/7ks)//k1 - Ra. (5.28)
Рассчитываем
= R0RalK/Ea, (5.29)
Rt = R0U^/Ea, (5.30)
/?8 = /?„-/?!-/?4, (5.31)
где Rn = (10 - 20) E*/(2UK3 + /?8/к) /?Э/К£,(5.32)
Вычисляем емкости конденсаторов
Сф = 500/соо/?ф, (5.33)
Сэ = С8 = С4 = 500/«„/?,. (5.34)
Пример 5.2. Требуется рассчитать элементы питания каскада
УРЧ выполненного по каскодной схеме на транзисторах ГТ313А
(рис. 5.5, в).
Исходное данные-. Еп — —12 В; UK91 = С/кэг = 5 В; /к = 5 мА;
/кьо — 2 мкА; диапазон рабочих температур (— 40 ... 60)° С;
gn — 6 мСм; f0 — 60 МГц.
Расчет.
1. Вычисляем по (5.15) Д/кбо = 2 • 2и.,<333~293> = 32 мкА.
2. Находим по (5.17) Д(УЭб = 1,8 . 10-» (333 — 293) = 0,18 В.
3. Рассчитываем по (5.18) Д/к — 5 • 10~8 (333 — 233)/293 ==
= 1,65 мА.
4. Определяем по (5.19) /?8 = 10,18 + 20 • 32 • 10~e/6 х
X 10-»]/1,65 • 10-* = 170 Ом.
5. Вычисляем (5.28) /?ф = 1(12 — 2 • 5)/5 • 10-®)—170 = 230Ом.
6. Находим по (5.32)/?0 = 20 • 12я/(2 • 5 + 230 • 5 • 10-я)230х
Х5 • 10~® • 6 • 10-® == 40 кОм.
7. Рассчитываем по (5.29) /?, = 40 - 170 • 5 • 10~я/12 « 3 кОм.
8.. Определяем по (5.30) /?2 = 40 • 10® • 5/12 16 кОм.
9. Вычисляем по (5.31) /?.ч = 40 — 3 — 16 « 20 кОм.
10. Находим по (5.33) Сф = 500/6,28 • 60 • 10е • 230 = 580 пФ.
11. Определяем по (5.34) Са — 500/6,28 • 60 • 10е • 170 » 4350 нФ.
228
Последовательное питание каскодной схемы согласно рис. 5.5, и
уменьшает число деталей, но увеличивает потребное напряжение
источника питания.
Если в качестве УП используется ИС, то обычно сопротивление
резистора /?э, служащее для термостабилизации, задается. Если
это сопротивление не задано, то его нужно определить и в остальном
расчет вести, как описано ранее.
При использовании в качестве УП полевых транзисторов
с р—n-затвором также необходимо стабилизировать режим по по-
стоянному току, так как полевые транзисторы, подобно биполяр-
ным, имеют большой разброс параметров и сильную их зависимость
от окружающей температуры.
Чтобы обеспечить малую зависимость параметров транзистора от
температуры в любом выбранном режиме, используют термостабили-
зацию с помощью цепи отрицательной обратной связи по постоянно-
му току истока (рис. 5.3). Для хорошей термостабилизации с по-
мощью этой цепи сопротивление резистора /?ц, включаемого в цепь
истока, должно быть значительным. Для обеспечения нормального
режима в этом случае в цепь затвора подается дополнительное на-
пряжение прямого смещения U, компенсирующее избыточное на-
пряжение обратного смещения, возникающее на резисторе /?н.
В этом случае ток стока можно определить по формуле
/С нач = Uc max + 5иач(/)/(1 4“ 5нач/?и), (5.35)
где /‘стах — ток в режиме насыщения при (Ли = 0; SHa4 — кру-
тизна транзистора, измеренная при (Ли == 0-
При достаточно больших и U ток стока /с Нач стремится
к постоянной величине /с Нач и не зависит от температуры.
При U >> /стах/Знач ток стока будет достаточно стабилизирован-
ным и SHa4 можно считать постоянной.
Дифференцируя в этих условиях выражение (5.35), получаем
относительную нестабильность тока стока
die нач^С max = нач = 1/(1 + Slia4/?u). (5.36)
Отсюда находим
/?в = (1-б/Свач)/5начб/Снвч. (5-37)
Поэтому, задаваясь относительной нестабильностью тока стока
(например, 6/GHa4 = 0,l), из (5.37) находим необходимое значе-
ние Ra. Затем, используя (5.35), по полученному значению Ru нахо-
дим значение U, которое обеспечит выбранный режим (ток 1с нач)’
U = RBlc нач — Uc max — 1с нач)/5нач. (5.38)
Это напряжение создается делителем Ral /?д2 с коэффициентом -
деления
а = UIEa. (5.39)
Цепи питания транзисторов с изолированным затвором проек-
тируются подобным образом.
229
Порядок расчета одноконтурных каскадов УРЧ
Исходными данными для проектирования и расчета каскада УРЧ,
которые получаются при составлении структурной схемы приемни-
ка, являются:
— способ настройки контуров и граничные частоты диапазона
/о1п!п и /огпах (ИЛИ граничные частоты поддиапазонов в многодиапа-
зонных приемниках);
— эквивалентные затухания d9p и d9p п контура каскада, которые
обеспечивают требуемое ослабление зеркального канала Se3K на
/отах И допустимое ослабление Senp на краях полосы приемника II
на A»min;
— требуемый коэффициент устойчивости — 0,9;
— допустимый коэффициент шума
— коэффициент усиления по номинальной мощности Кр урч;
— собственное затухание контура каскада d\
— напряжение источника питания Еп;
— допустимые изменения показателей каскада при перестройке
по диапазону
Сначала выбираем схему каскада с ОЭ или ОИ. Затем выбираем
тип транзистора, имеющего 3fomax, что позволяет получить
слабую зависимость характеристик каскада от частоты.
Определяем параметры выбранного транзистора согласно ука-
заниям гл. 3. Одновременно находим параметры транзистора сле-
дующего каскада УРЧ или смесителя.
Выбираем схему питания рис. 5.1, а или 5.1, в и рассчитываем
ее элементы по формулам (5.15) — (5.24) или (5.15) — (5.27).
Выбираем блок конденсаторов настройки согласно рекоменда-
циям, изложенным в гл. 1.
Выбираем индуктивность контура L равной вычисленной для
входной цепи.
Выбираем коэффициент подключения контура к транзистору
(рис. 5.16) в пределах
яг, = 0,2 ... 1. (5.40)
При этом нужно учитывать, что при переключении приемника
на более коротковолновый поддиапазон скачком уменьшается L.
В результате резко уменьшается эквивалентное сопротивление кон-
тура и, следовательно, уменьшается коэффициент усиления УРЧ.
Чтобы выравнять усиление приемника по диапазону, нужно мини-
мальное значение выбирать на низкочастотном поддиапазоне.
На остальных поддиапазонах следует выбирать так, чтобы выпол-
нять условие
так о max Г (5.41)
где ^О/Отахр Ко/0max1 “ коэффициенты усиления УРЧ на
максимальных частотах z-го и (/ + 1)-го поддиапазонов.
230
Полюса пропускания каскада П будет наименьшей при f0 min>
а ослабление зеркального канала Se3K будет наименьшим при fomax.
Поэтому если при составлении структурной схемы определено тре-
буемое эквивалентное затухание контура то выбираем т2 из
условия
/л2зк = р {[(^эр d)l2ztfQ тах L] т- §ВЫХ}/§ВХ2* (5-42)
Если каскад УРЧ должен обеспечить только полосу пропуска-
ния не менее П, то т2 можно выбрать из условия
Z> ПЦ ~ 1/ о min Ц mi ёпыъ
' §вх2
Если каскад УРЧ должен одновременно обеспечить полосу про-
пускания П и ослабление зеркального канала Sc3K, то т2 рекомен-
дуется выбирать из условия
^2П < ^23К- (5.44)
Если условие (5.44) выполнить не удается, то нужно изменить
требования к II и Se3K каскада и повторить расчет согласно (5.42) —
(5.44).
Если каскад УРЧ должен обеспечить только наибольшее усиле-
ние, то следует использовать режим согласования 15] на средней
частоте = 0,5 (/атак + /о т|П)« т- е. получить на этой частоте
mlcgBblx = gK + m22cg8S2. (5.45)
При этом эквивалентное затухание контура
^ар “ П//0 2mjcgBblx/(D0C3 • 2(gK 4~ Я12r?R(5.4С)
где Сд — эквивалентная емкость контура. Отсюда получаем
= И ПлСэ/^аык, (5.47)
«г2с= Г— 2d] л/0 Crf/gBx2.' (5.48)
Эквивалентная емкость контура определяется выражением Сэ =
= 1/(оуЛ.
Теперь можно подсчитать резонансный коэффициент усиления
каскада УРЧ на максимальной частоте поддиапазона по формуле
= | ^211^1^2^0 тах^-^зр» (5.49)
ГДе d3p = d + СОо тах^ (^^вых 4~ •
Сравним Ко, полученный из (5.49), с Куст (5.9). Если окажется,
что Ко < /Сустт то можно перейти к вычислению емкости подстроеч-
ного конденсатора Cfl (рис. 5.16) с помощью формулы
" Ссх min Cr min ^И“СВЬ1Х
где Ссх Ю1П = 1/сОу maxt — минимальная емкость контура каска-
да; Ск mifl — минимальная емкость конденсатора настройки;
Свых = С22 + См — выходная емкость каскада с ОЭ или ОИ;
231
С— Си + См — входная емкость следующего каскада;. См =
= 3 ... 5 пФ — емкость монтажа и CL — паразитная емкость ка-
тушки, равная 3 ... 5 пФ для простой и 10 ... 20 пФ для многослой-
ной намотки.
Если получим Сп < 0, следует изменить тг или тг. Если ока-
жется, что Луст < Ко < (2 ... 3) Кусг, то, уменьшая тл или тг,
можно снизить Ко До величины
m^tn^ = /(yCIdap/| У21 I ®о mai^" (5.50)
После этого нужно проверить соответствие ту и тг условиям (5.44)
и (5.45).
а ц
Рис. 5.17. Эквивалентные схемы входной цепи каскадов УРЧ с ОЭ (а)
и ОИ (б).
Далее необходимо найти эквивалентное затухание каскада
d»P mm на частоте f0 mln:
4эр mln “ “Ь 0 min L (^рЙвых “1“ ^а^вхг)* (5.51)
При d9p mln < dap п рекомендуется уменьшить d9p п, увеличивая
число контуров преселектора или Senp (уменьшая Senn).
После этого следует рассчитать ослабление SeMK сигналов меша-
ющих каналов по формуле
SeMH = V H-U, (5.52)
где Вмк = l(fMB//o) — (/ЛмкИ/dap — обобщенная расстройка для
мешающего канал.; /мк — частота мешающего канала; f0 — частота
настройки контура каскада, ближайшая к )мК; d3P — эквивалент-
ное затухание каскада на частоте /0
Затем определяем коэффициент шума каскада N, пользуясь эк-
вивалентной схемой входной цепи каскада резонансного усилителя
с ОЭ (рис. 5.17, а).
При настройке входного контура на частоту сигнала /0
Л/ » 1 + {gb/gj + Гб (gc + g^lg'c + Gm 11 + Гб (gc + gK)J2/gc +
+ Гб^11/^+/?ш(Яс+^к + ^и),/^с, (5.53)
где
Сш ж 20/к (1 — ao)/«o (5.54)
— эквивалентная шумовая проводимость транзистора;
>ш« 20/к/|У21р . (5.55)
232
— эквивалентное шумовое сопротивление транзистора; rg, gu, 6Ц,
а0, |УМ|, — параметры и ток коллектора транзистора; gc =
e g^hJrns^ и Як = Як^гвк — пересчитанные ко входу транзи-
стора активные проводимости источника сигнала и входного конту-
ра.
Выражение (5.53) получено в предположении, что 6шГб < 1.
Если источником сигнала является настроенная антенна (в 1-м
каскаде приемника), то входную цепь следует согласовать с ней для
обеспечения режима бегущей волны в фидере.
При оптимальном согласовании, подбирая /ц1вх и /п2вх, можно
снизить коэффициент шума до величины (61
Л/с mln = 2 11 — 2гб§11 + (1 — Гб §ц)1 +
+ 8(Гб +/?ш)2(Яи + ЯкоПт), (5.56а)
где
&< опт — §ц х
X
1/[гб+Ошр--roV + rsj — У
V L Uu J \ ёи J
— 1 >0.
I 4 Т —
(5.566)
Для этого надо брать
^2вх ОШ — ОПТ И #l]BX 4" gll ^ВХ Оги)/£с*
Если условие (5.56,6) не выполняется, то оптимальное согласо-
вание невозможно. При этом выбираем т2вхс = 1 и т1вхс =
== p^gu/gc» если go £п (что обычно имеет место). Если gc < glu
то выбираем тх вх с = I, а согласование обеспечиваем, выбирая
тавх с — Vgjgiv При таком согласовании получаем
ЛГС == 1 + ('б + 4/?ш) + 16ш (1 + Гб£и)а 4- (5.57)
Наименьший коэффициент шума можно реализовать в режиме
оптимального рассогласования При этом
= 1 +2 1г6Сш 4- /?ш£н 4* (гб 4- /?ш) £е ©nJ» (5.58)
где __________. _________ :
£с опт — V4(^ш 4" гб Ь\। 4- £10/(гб 4- #ш)-
Для обеспечения такого режима надо выбирать тавх р© ” 1 и
ГИ1вх ро ~ опт/£с> ССЛИ £с^£сопт ИЛИ /И1вхро=1,
^2вх pc “ еСЛИ gc опт*
При выббрета 2-го и последующего каскадов можно подсчи-
тывать N по формуле (5.53).
233
Коэффициент усиления по номинальной мощности каскада с ОЭ,
необходимый для подсчета N многокаскадных УРЧ, определим по
формуле
КР = | У21Р/4gug22 (1 - 2d/ddP) (5.59)
в режиме согласования на выходе каскада.
Для входной цепи каскада резонансного усилителя с ОИ
(рис. 5.17, б) при настройке входного контура на частоту сигнала
[61
N = 1 + (& + gw)/g‘a Н- /?ш (gc + gl + gu)atec, (5.60)
где g3„ = 0,12 (ro0C3B)7g2l. ____________
В режиме согласования при ffl1BXe = У (gH + £пЖ и т2вХС =
— 1 получаем коэффициент шума
Nc = 1 + (gK + g3„)/(g* + ?ц) + 4ЯШ (gB + gii). (5.61)
В режиме оптимального рассогласования коэффициент шума
достигает минимального значения
Ж = 1 + 2/?nig(onT, (5.62)
где
gc опт = (gK + £п)К1 + (gK + (Як + £ц)г.
Для обеспечения такого режима надо выбрать /п28Х рс = I и
т1вх рс = Жсопт/gc- Если окажется, что Ло>(2 ... 3) Л'уС1,
то нужно перейти к каскодной схеме ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ, выбрав
транзисторы согласно (5.12). Затем находим параметры транзисто-
ров, пользуясь рекомендациями, изложенными в гл. 3.
Если выбирается схема цепей питания, аналогичная показанной
на рис. 5.5, а, то перерасчета элементов цепей питания не требуется;
если же выбирается схема, аналогичная показанной на рис. 5.5, а,
то нужно произвести перерасчет согласно (5.25)—(5.34).
Выбор блока конденсаторов и катушки индуктивности L ведет-
ся так же, как описано ранее* а расчет тх и /п2 выполняем согласно
(5.44) — (5.50).
Резонансный коэффициент усиления каскодной схемы
Кокс = ^01^02 “ f ^21 | 1 | 21 I 2^I^2to0 Ша Х^^ЭТ)£вХ2» (5.63а)
где /<oi и —коэффициенты усиления 1-го и 2-го каскада;
gex2 — входная проводимость 2-го каскада. В схемах с двумя оди-
наковыми транзисторами (gBK2 | ^21 D
Л^Окс I ^21 |^1^2*^о тах^^эр* (5 636)
Затем сравниваем Лоис» полученный из (5.63а) или (5.636),
с Ккс уст» подсчитанным согласно (5.10). При Ко кс>#кс уСт Рек°-
мендуется снизить /(Окс до Ккс уСт, уменьшая т2, или лучше mr При
этом нужно проверить соответствие коэффициента подключения /и2п
условию (5.44).
234
Емкость подстроечного конденсатора равна
^min CcxYnt’" Ск mjn ^1СВЫХ — С[_, (5.64)
где Свых — С12 + См — выходная емкость каскада с ОЭ—ОБ
или ОИ—ОЗ.
Вычисляем d3p mln на f0 min и сравниваем его с <2эр п.
Рассчитываем коэффициент шума каскодной схемы в режиме
согласования на входе 1-го транзистора
Nx = {1 + Об + 4/?ш) gn +
* + lGm (1 + rsgu)2 + l/gn} +
+ l4gn(Gm + + /?ш|Л1|г)]/|Г21|2. (5.65)
При отсутствии этого согласования коэффициент шума подсчиты-
вается по формуле
Г? ' Л/2 = Л\ + (N2- WKPy, (5.66)
' где Л\ и — коэффициенты шума соответственно 1-го и 2-го кас-
i . кадов; Кру — коэффициент усиления по номинальной мощности 1-го
I транзистора (5.59).
г Коэффициентом шума каскадов, следующих за 1-м, можно пре-
I небречь.
1
Пример 5.3. Требуется рассчитать каскад УРЧ радиовещатель-
ного приемника I класса (средневолнового поддиапазона), работаю-
щий на транзисторный смеситель.
Исходные данные: диапазон принимаемых частот от /0 [П1-П =
= 500 кГц до /отах = 168О кГц; эквивалентное затухание контура
каскада d3p — 0,11; dap п = 0,03; собственное затухание контура
d ~ 0,01; требования к уровню шума не заданы.
Расчет
1. Выбираем для УРЧ и смесителя транзистор ГТ308А, который
имеет /у21>3/отах. Поэтому параметры транзистора можно счи-
тать не зависящими от частоты в рассматриваемом поддиапазоне.
По графикам рис. 3.6 определяем gu ~ 1,5 мСм; Сп = 90 пФ,
g22 = 0,3 мСм; С22 = 20 пФ; | У211 “ 80 мСм; | У12] = 0,1 мСм;
/к — 3 мА; а0 = 0,98; rG = 50 Ом. В смесительном режимеgn =
= 1,2 мСм.
2 Выбираем схему питания, аналогичную показанной на
рис. 5.1, а, и рассчитываем ее элементы по формулам (5.17) — (5.26).
3. Согласно рекомендациям, изложенным в гл. 1, выбираем трех-
секционный блок конденсаторов настройки с параметрами Ск =
= 12 пФ и Ск тах = 495 пФ.
4. Берем индуктивность контура L = 190 мкГ, равную вычис-
ленной для входной цеш.
5. Выбираем коэффициент подключения тг = 0,2.
235
6. Вычисляем коэффициент подключения по (5.42)
^2зК —
= у {[(0,11 —0,61 )/6,28-1,68-106-190Л(ГЧ-0,22 • 0,3 - Ю’3}?! ЛЮ"8 =.
= 0,17.
7. Рассчитываем на /0 max (5.49) 7(0 — 80 • 10~3 • 6,28 • 1,68х
Х10в • 190 • 10-в • 0,2 • 0,17/0,11 47. __________________
8. Определяем по (5.9) 7<vc лг 0,451/80 • 10"3/0,1 • 10“8
«13.
9. Так как Ко> Куст, переходим к каскодной схеме ОЭ—ОБ
на тех же транзисторах ГТ-308А.
10. Выбираем схему цепей питания, аналогичную показанной
на рис. 5.5, в и пересчитываем ее элементы согласно (5.25) — (5.34),
11. Определяем параметры составного транзистора У22кс =*
= У12 ~ 0,1 мСм; С]2 — 0,2 • 20 = 4 пФ.
12. Берем блок конденсаторов, индуктивность контура и ко-
эффициент подключения согласно схеме с ОЭ.
13. Вычисляем по (5.4')
^3К ~
-}^{[(0,11—0,01)/6,28-1,68-10в-19010-6]—0,22 0,1 10-3}/1,2-10~8« ’
« 0,22.
14. По формуле (5.63а) находим коэффициент усиления каскод-
ной схемы /(оке = 80 • 10-3 • 0,2 • 0,22 • 6,28 • 1,68 • 10е • 190х
X 10-«/0,11 « 60.
15. Пользуясь (5.10), определяем Ккс уст « 0,45 • 80 • 10~3/х
х/0,1 • 10-3 . 0,36 • 10-* = 180.
16. Поскольку /<нс уст > ^окс. оставляем каскодную схему
с подсчитанными параметрами.
17. Вычисляем по (5.64) Со = 53 — 12 — 0,22 • 9 — 0,222- 90 —
— 3 « 3 пФ.
18. Находим коэффициент шума каскодной схемы при согласова-
нии на входе, пользуясь соотношениями (5.54), (5.55) и (5.65): Ош —
= 20 • 3 • 10-3 (1 - 0,98)/0,98 « 1,23 • 10~3 См; Rm = 20 - Зх
X Ю-’/802 • 10-* = 9,4 Ом,
= {1 + (50 4- 4 • 9,4) • 1,5 • 10-3 + 11,23 • 10~3 (1+50 х
X 1,5 Х Ю-3)2 + 50 (6,28 • 10е • 1680 • 90 • 10-,2)2]/1,5 • Ю"3} +
4- 14 • 1,5 • 10-3(1,23 • 10-*+ 50 • 6,28 • 1680 • 10е • 90 • 10~12 +
+ 9,4 • 1,52 • 10-®)/802 • 10-в« 2,112
на /0 = 1680 кГц. На /о — 500 кГц получим меньший коэффициент
шума N&
19. По формуле (5.51) определяем d3P mln = 0,01 + 6,28 • 500 х
Х103 • 190 • 10-» (0,22 • 0,3 • ДО-3 + 0,222 • 1,2 • 10~3) = 0,04, так
как dgP niin > dap п, то оставляем выбранный преселектор.
236
5J. УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
Транзисторы, применяемые в УРЧ приемников дециметровых
роли, должны иметь хорошие усилительные свойства, небольшой
Ь коэффициент шума и малую емкость обратной связи между выход-
ной и входной цепями. Граничные частоты транзисторов должны
превышать максимальные частоты усиливаемых сигналов, т. е. вы-
браны согласно (5.13) и (5.14).
' Транзисторы в таких УРЧ обычно включают по схеме с ОБ. Это
объясняется тем, что в схеме с ОЭ с ростом частоты быстро падает
коэффициент устойчивого уси-
ления каскада. В схеме с ОБ
коэффициент устойчивого уси-
ления каскада падает медлен-
нее и на дециметровых вол-
нах оказывается большим, чем
в каскаде с ОЭ. Кроме того, в
схеме с ОБ данный транзистор
можно использовать на более
высоких частотах, чем в схеме с
ОЭ, так как граничная часто-
та усиления по току в схеме с
Рнс. 5.18. Схема УРЧ с резонансным
контуром в коллекторной цепи.
ОБ выше, чем в схеме с ОЭ.
В то же время нужно учи-
тывать, что уровень шумов ка-
скада с ОБ больше, а коэффициент усиления по мощности мень-
ше, чем каскада с ОЭ. Однако с ростом частоты коэффициент шума
каскада с ОЭ растет быстрее, чем каскада с ОБ.
Нагрузкой усилительного каскада может быть одиночный кон-
тур (рис. 5.18) или пара связанных контуров (рис. 5.19). Функ-
цию индуктивности выполняет отрезок коаксиальной, полосковой
или микрополосковой линии с распределенными постоянными. От-
резок линии берется короткозамкнутый четвертьволновый
(рис. 5.18, 5.19, б) или разомкнутый полуволновый (рис. 5.19, а).
Настройка контуров производится с помощью конденсатора пе-
ременной емкости, функцию которого может выполнять полупровод-
никовый диод (варикап). Связь между контурами осуществляется
с помощью петли связи LC(J1 или отверстия связи 1 в перегородке
между камерами, в которых расположены контуры (рис. 5.19).
Рассмотрим эквивалентную схему усилительного каскада с оди-
ночным контуром в коллекторной цепи (рис. 5.20). Суммарная
емкость контура С0 = т|С22б +
Характеристическое сопротивление контура равно
р = 1/ю0С0 = 1/<о0 (/И|С22б + + /П1СВХ). (5.67)
Условие настройки контура на частоту для короткозамкну-
того огрезка четвертьволновой линии с волновым сопротивлением W
р= UZtg(2n .
237
что эквивалентно индуктивности контура
L = JL fg z (5.68)
Эквивалентное затухание контура равно
“ ^226 + ^ + (5.69)
а
S
Рис. 5.19. Схема УРЧ с парой связанных контуров на отрезках полуволно-
вых (а) и четвертьволновых (б) линий.
238
где rfg226 = m’g226p; rfgI3X = т1^вхР; d — собственное затухание
контура (рассчитывается по формулам гл. 3).
Полоса пропускания контура на уровне отсчета 3 дБ
П = d3fa.
(5.70)
Эквивалентная проводимость контура на резонансной частоте
Оэ = d8/p = m^226 + d/p + т^вх-
Рис. 5.20. Эквивалентная схема
одноконтурного УРЧ.
(5.71)
Рис. 5.21. Эквивалентная схема вход-
ной цепи и одноконтурного УРЧ.
Коэффициент усиления каскада по напряжению
Ко — ^1^2 I У21 б j /Од
(5.72)
Коэффициент устойчивого усиления определяется из следующих
соображений. Работу усилителя с ОБ можно считать устойчивой,
если изменение суммарной проводимости входного контура в пре-
делах полосы пропускания уси-
лителя не превосходит допу-
стимой величины. Из двух кон-
туров — входного и выходного
(рис. 5.21) — последний, как
правило имеет более узкую
полосу пропускания. Поэтому
изменение проводимости вход-
ного контура рассматривается в
с парой связанных контуров в кол-
лекторной цепи.
полосе пропускания выходного
контура. В математической форме эти условия записываются
следующим образом.
Суммарная проводимость входного контура при настройке кон-
туров в резонанс равна
— О I goi J_ о (у12б *Ъб)
т2 "Т* /п2 Л~Ь11б д'
Здесь первое слагаемое представляет собой проводимость источ-
ника сигнала, пересчитанную к входным зажимам транзистора;
второе — проводимость входного контура, пересчитанную к вход-
ным зажимам транзистора; третье — проводимость транзистора,
обусловленную обратной связью по току в режиме короткого замы-
кания; четвертое — проводимость, обусловленную обратной связью
239
за счет У12б; g»— проводимость нагрузки, пересчитанную к вы-
ходным зажимам транзистора, равная для схемы рис. 5.21
gH=g226 + go2Zml(2) + gBS/n2(2)//ni(2), (5.73)
для схемы рис. 5.22
g» = £226 + (£oi + в^г)1т\.
Суммарная проводимость входного контура при расстройке,
равной полосе пропускания выходного контура на уровне 3 дБ, рав-
на
Gf == + йгб —
(Re (У12б^/21б) 4" Im (^12б^/21б)^2§'а*
Суммарная проводимость входного контура, очевидно, изме-
няется на величину
Д£? — Re (И126 У21б) ~*т (У 126 У21б)
2g'
Работу усилителя можно считать устойчивой, если Gf/G^ > ky
или Дб^(1—Лу) Gf0. Преобразуя последнее выражение, полу-
чаем формулу для коэффициента устойчивого усиления схемы (при
расчетах можно принимать k7 = 0,8 ... 0,9):
КуСГ< 2(1 - йу) х
ml<l> , gni . ^е(^12б^21б)
gn 2 “Г _2 "гСпб— 77' “•
у у. гп?> 11 74\
216 Ке(У12СУ21б)~-»т(У1,бУ„б) ’V‘
Ослабление зеркального канала, даваемое каскадом,
5езк = Ов/|а>.1КСо-(1/Юс1ё(2пКв/Азк)|. (5.75)
Для каскада УРЧ с парой связанных контуров в коллекторной
цепи (рис. 5.22) характеристические сопротивления контуров равны
Pl = I/cOq (С22б^1 4" Cri)»
р2 = 1/а>0 (C^ml + сн2). (5.76)
При настройке контуров в резонанс на частоту
Р1 = W tg ра - W tg (2л/ё /2/Х0),
откуда следует
|5-77>
Эквивалентное затухание контуров
dgi dpi 4- ^11§22бР1» == ^02 4" (5.78)
240
Полоса пропускания каскада на уровне отсчета 3 дБ
п = /о/та V (02-Wp) + W2-0iU2 + (l-H2)2, (5.79)
где Р — параметр связи и £кр = )Л),5 (d3i/d32 + <Wd3i)-
Эквивалентные проводимости контуров
ОЭ1 = rfgi/pi == ^21^226 4“ ^01» ^Э2 “ ^Э2^р2 ~ 4“ ^02* (5.80)
Коэффициент усиления каскада равен
= (5.81)
Коэффициент устойчивого усиления с некоторым запасом рас-
считывается по формуле (5.74).
Ослабление зеркального канала
=
= К 1 +{[(4fn7/o/^)2-(₽2-₽кр)]2-Ф2 -О2}/(1 +₽7- (5-82)
Коэффициент шума каскада с ОБ
Л/ = 1 I । 'б^и4~£оОа гб^нб ।
2Н £н
Ош [1 +гб (^и4"^0|)12"Ь^Ш [(£и4£б|4’'£иб + #21б)2-|-Ц|б1 /Е ОО\
где gi бимц1)/т2(п; ffoi === Яо1/^2(1ь Rm и бш определяются
из соотношений (5.55) и (5.54).
Коэффициент шума достигает минимального значения при оп-
тимальной величине проводимости источника сигнала
/" Ош-|-^?ш [(Я11б + й21б)а"Ь^2 1б14"гб 16
£иопт = |/ (5.84)
Требуемое значение ga 0DT можно получить с помощью коэффи-
циентов трансформации тщ} либо /лги», которые будут соответст-
венно равны
ttl к 1) опт — >Пц 1)VgH onT/gn’, ^2(1) опт — ^1(1)1^&и out*
При этом значение коэффициента шума рассчитывается по формуле
Л;бш1п =1+2 1гбОш + Rai (giio + ^21б) +
+ (гб + 7?ш) £иоит1- (5.85)
Коэффициент передачи усиления по номинальной мощности кас-
када с ОБ, в общем случае равен
Крнои-------. (5.86)
£220 И1С1) £и+£о1+т2(1> £11бГ
241
а в режиме согласования на входе
А/.Юс^~-=15|; . (5.87)
4о’11б g22d
Пример 5.4. Требуется рассчитать УРЧ, выполненный на тран-
зисторе ГТ341А по схеме с ОБ (рис. 5.19,6).
Исходные данные-, частота настройки усилителя /0 = 400 МГц;
полоса пропускания П — 11 МГц; частота настройки УПЧ )а=
= 25 МГц; режим работы транзистора /э = 3 МА. {7кэ = 5 В.
Параметры транзистора в схеме с общей базой для заданных
режима и частоты настройки: У116 =(5,56 — j30,7) мСм; |У12С| =
=0,36 • 10-3См; У12б = (0,12 — j0,34) мСм; | У21б | = 18 • 10~8 См;
У21б = (7 + jl6,6) мСм; Re (У12бУпб) = 4,58 • Ю’6 См2; У22б =
= (0,84 + j4,2) мСм; Im (Упб^мб) =—4,38 • 10~8 См2. Входная
проводимость следующего каскада (преобразователя частоты)
ГВхпч — (3,9 — j30) мСм. Шумовые параметры транзистора гб =
= 30 Ом, = 158 Ом, Сш = 3,6 • 10-3 См.
Контуры усилителя выполнены на четвертьволновых отрезках
несимметричной полосковой линии с твердым заполнением. Волно-
вое сопротивление линии W — 100 Ом. Собственное затухание ее
d — 0,0017. Резонансная проводимость ненагруженного контура
g0 — 25 • 10_в См. Относительная диэлектрическая проницаемость
е = 4,2.
Параметры контура входной цепи усилителя: длина линии I =
= 38,8 мм; линия эквивалентна индуктивности L — 30 нГ; коэф-
фициенты трансформации — 0,153, та(1) = 0,19. Проводи-
мость источника сигнала ga — 13,3 • 10-3 См. Параметр связи 0
принимаем равным 1,1
Расчет
1. Принимаем эквивалентную емкость контуров С01 = С02 =
= Со = 5 пФ.
2. Характеристическое сопротивление контуров
Р1 = Р2 = Р = —= 1/2-3,14-400-10°-5-10-13 = 80 Ом.
С
3. Длину отрезков линии рассчитываем из условия настройки кон-
туров на частоту /0 = 400 МГц (5.77):
/х = /2 = / =-- <7—- arctg----------!---------- =.- 38,8 мм.
6,281/4,2 6,28-400-106-102-510-12
4. Эквивалентные затухания контуров определяем из условия
получения заданной полосы (5.79). Принимаем = d32 = d9.
При этом ркр = 1 и
do = 11/400(1,12-1) + /(l,la—1)2 + (1 + I,!5)5 = 0,018.
242
5. Эквивалентная проводимость контура (5.80) 091 = Сэ.2 =
= G% = d3/p = 0,018/80 = 0,225 • Ю-3 См.
6. Коэффициенты включения контуров (5.80):
9,225Л0~3—25Л0~6 _
V 0,86Л0'3 ”
/0,225.10-3—25-10-*
3,9*10~3
= 0,226,
7. Коэффициенты усиления УРЧ (5.81)
- 1,1 0,485-0,226.18-IO"3 ЛЛ
Kn = —!--------•------*------------- 4,4.
0 1-М,1а 0,225-10-3
8, Коэффициент устойчивого усиления (5.74) при ky = 0,8 и
g' = 0,86 • 10“8 + (25 * 10-8 + 0,225 - 10~3 • 1,12)/0,4852 = 2,11 х
Х10-8 См:
2,НЛО-3
Кум = 2(1-0,8)-^ 18-10-3Х
и, Чои
/ 0,153 V 25-Ю'6 „ _ 4,58Л0-з
13,3-Ю-з | —--I +—-----— +5,5бЛ0-3 - - -------
\ 0,19 / 0,19а _____
Х 4,58ЛО-6 + 4,38-1О-0
_ 0 4.8 35 S.5+0.145+S.55-2JS 4 ?
8,96
т. е. Куст > Ко.
9. Для реализации коэффициентов включения контуров mt и mt
определяем расстояние от замкнутого конца линии до точек подклю-
чения транзисторов (3.54):
. 0,75 • /А.ос . 6,28/+2-38,8-10-3 \
/ . =—------arcstn ( 0 485 sin------------------1 = 13,3 мм.
ml 6,281/472 \ °-75 )
1тг — 6,2мм.
10. Избирательность УРЧ по зеркальному каналу (5.82)
Seaa = V1 +{[(4,25/400-0,018)2—(I, I2-1))2-(1,12—1)2}/(1 +1.12)2 =
= 80,
или SeaK = 38 дБ.
11. Коэффициент шума усилителя (5.83) при = 13,3 (0,8)2 =
= 8,5 • 10-3 См; = 0,7 • 10~3 См:
„ 1 , 0,7 , 30(0,7+8,5Р-10-3 , 30 (30,7)2-10-3 t
/V к = 1 + ~ ~ ~ + " —— — -4- - -р
8,5 8,5 8,5
3,6 -11 + 30 (8,5+0,7)-10~3p . 158[(8,5+0,7+5,5б+7р+(16,5)Ч Ю-3 _
+ 8,5 8,5
= 12,452.
243
12. Коэффициент усиления по номинальной мощности в режиме
согласования (5.87)
к (18-10-Т
Р"ОМС 4-5,5б-10-3-0,8610-«
17.
5.3. МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
Наиболее важными электрическими параметрами малошумяще-
го усилителя (МШУ) СВЧ являются коэффициент шума Мму или шу-
мовая температура Тшу, коэффициент усиления мощности Кр№у
и относительная полоса пропускания Пму//ср, где /ср — средняя
частота полосы пропускания Пму. Другими характеристиками, ко-
торые учитывают при определении возможности и целесообразно-
сти использования МШУ, являются: мощность насыщения по вхо-
ду /’нас. при которой амплитудная характеристика МШУ становит-
ся нелинейной; стабильность параметров при воздействии различных
дестабилизирующих факторов (например, изменение температурь!
окружающей среды /окр), масса и габаритные размеры МШУ, вклю-
чая источник его питания.
Из известных в настоящее время МШУ СВЧ наиболее широкое
применение, особенно в СВЧ ИС, получают полупроводниковые
параметрические усилители (ППУ) и усилители на транзисторах
(УТР). Распространенными МШУ СВЧ являются также усилители
на туннельном диоде (УТД) и на лампе бегущей волны (ЛБВ). Са-
мыми малошумящими усилителями СВЧ являются мазеры — кван-
товые парамагнитные усилители. Их рабочая температура обычно
равна температуре жидкого гелия ( ~4К), поэтому в состав мазера
входит криогенная система охлаждения, имеющая большие габарит-
ные размеры и массу, или криостат, периодически заливаемый жид-
ким гелием. В связи с этим мазеры имеют единичные применения в
уникальных радиоприемных системах: в наземных пунктах косми-
ческой радиосвязи и крупных радиотелескопах.
ППУ является самым малошумящим усилителем среди всех из-
вестных неохлаждаемых МШУ. Его шумовая температура лежит
в пределах от десятков (дециметровые волны) до нескольких сот
(сантиметровые волны) градусов Кельвина. При глубоком охлажде-
нии уровень шумов ППУ существенно уменьшается и может быть
сделан почти столь же низким, как и в мазерах. Полоса про-
пускания ППУ Пцу/Др обычно составляет единицы процентов, но
с помощью специальных мер может быть расширена до 10—15%.
Мощность насыщения Рвас = 1 ... 10 мкВт. Благодаря значитель-
ному эффекту снижения общего коэффициента шума приемника ППУ
применяют на всех волнах диапазона СВЧ. Вместе с тем следует
учитывать, что большинство разновидностей ППУ является.регене-
ративными усилителями, требующими специальных мер для обеспе-
чения стабильности параметров в различных условиях работы. Кро-
ме того, ППУ нуждается во вспомогательном генераторе СВЧ —
генераторе накачки.
24 4
УТР является миниатюрным широкополосным нерегенеративным
' усилителем, питаемым только от источников постоянного тока, чем
выгодно отличается от ППУ. По шумовым параметрам, а также по
возможности его реализации для работы в коротковолновой части
диапазона СВЧ УТР значительно уступает ППУ. Коэффициент шума
УТР на частотах 2—3 ГГц равен 4—6 дБ и возрастает с увеличением
частоты. Поэтому в настоящее время УТР применяют в основном на
волнах А. > 10 см, где они успешно вытесняют УТД и ЛБВ. Вопро-
сы расчета и проектирования УТР рассмотрены в предыдущих раз-
делах, а также в 114].
УТД представляет собой миниатюрный регенеративный усили-
тель с отрицательным сопротивлением, питаемый от низковольт-
ного источника постоянного тока. Параметры усилительных туннель-
ных диодов позволяют создавать малошумящие УТД в диапазонах
волн А>2 см с коэффициентом шума Уутл = 4...7 дБ и относитель-
ной полосой пропускания Путд//С0 от единиц до 10—20%. Из пере-
численных типов МШУ УТД обладает наименьшей мощностью на-
сыщения (порядка 0,1 мкВт) и наименьшей устойчивостью к перегру-
зкам СВЧ мощностью. По коэффициенту шума на волнах Х>10см
УТД не превосходит УТР и уступает ему по другим показателям.
На волнах А. < 10 см коэффициент шума УТД на 1—2 дБ меньше
коэффициента шума малошумящих смесителей, однако лучшие из
последних имеют одинаковый с УТД коэффициент шума. По неко-
торым другим показателям УТД тоже уступает смесителю. Поэтому
по мере продвижения УТР в более коротковолновые диапазоны
СВЧ и все более широкого использования современных малошумя-
щих смесителей на диодах с барьером Шоттки применение УТД
становится более ограниченным. Их используют главным образом на
сантиметровых волнах (где еще нет малошумящих УТР) в тех слу-
чаях, когда необходимо малошумящее усиление СВЧ сигналов в ши-
рокой полосе частот без преобразования последних в следующем за
УТД каскаде, например в приемниках прямого усиления, во входных
каскадах модулей фазированной антенной решетки с обработкой
принимаемого сигнала на СВЧ. Вопросы расчета и проектирования
УТД рассматриваются в [14, 17, 191.
В отличие от рассмотренных твердотельных МШУ, ЛБВ явля-
ется электровакуумным усилителем, использующим для фокусиров-
ки электронного луча магнитное поле (как правило, постоянного маг-
нита) и питающие напряжения от нескольких сот вольт (сантиме-
тровые волны) до 2000 — 3000 В (миллиметровые волны). Масса
такого МШУ с источником питания (от 4—8 до 10—15 кг) и его
габаритные размеры существенно больше, чем у полупроводнико-
вых МШУ. Коэффициент шума ЛБВ сантиметровых волн равен 5—
10 дБ и незначительно меньше, чем у малошумящих смесителей.
Отличительная особенность ЛБВ —широкая полоса пропускания
(20—60%), высокая стабильность параметров (за исключением фа-
зовой стабильности) вследствие нерегенеративного характера уси-
ления и высокая устойчивость к перегрузкам СВЧ мощностью. Для
245
создания миниатюрных СВЧ радиоприемников ЛБВ обычно не ис-'
пользуют. Свойства и параметры малошумящих ЛБВ описаны в 117].
5.4. ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ДИОДАХ
В настоящее время из всех разновидностей параметрических
усилителей и преобразователей в диапазоне СВЧ в силу ряда до-
стоинств применяют в основном так называемые двухчастотные
регенеративные ППУ. В этих ППУ наряду с частотой накачки /нак,
возбуждаемой вспомогательным генератором накачки, используют
две рабочие частоты: сигнальную /с и холостую /х = /нак — /с,
возникающую в процессе усиления. Последняя получила свое наз-
вание из-за того, что колебания этой частоты существуют только в
Рис. 5.23. Схема включения регене-
ративного ППУ, работающего на от-
ражение, в тракт сигнала с помощью
циркулятора.
так называемом холостом колебательном контуре усилителя и от-
сутствуют во входном и выходном сигналах ППУ.
Активным элементом ППУ, с помощью которого осуществляется
усиление сигнала, является нелинейная емкость перехода Спер (и)
полупроводникового диода, которая зависит от приложенного на-
пряжения и. В двухчастотном ППУ передача энергии накачки сигна-
лу с помощью емкости Cntp (и) происходит в форме внесения ею
отрицательного сопротивления в контур сигнала, что «обусловливает
регенеративный характер процесса усиления.
ППУ работает на отражение с общим входом и выходом и ис-
пользует поэтому ферритовый циркулятор (см. § 4.4) для разделения
входного и выходного сигналов (рис. 5.23). Входной сигнал Рс вх,
подводимый через циркулятор к ППУ в виде падающей волны на-
пряжения, возбуждает отраженную волну сигнала Рс вых, мощ-
ность которой в результате усиления превышает мощность падаю-
щей В /Ср пу “ Рс внх^с вх раз.
В зависимости от соотношения частот /х и /с различают два вида
двухчастотных ППУ: двухконтурный (ДПУ) и одноконтурный
(ОПУ). В ДПУ частоты /х и /с значительно отличаются, так что
для их выделения в нем имеются отдельные контуры, причем холо-
стой контур не имеет связи с входом — выходом усилителя. ОПУ
является частным случаем ДПУ, у которого fc, т. е. /нак «
2/с. Поэтому в ОПУ для обеих частот /х и /с, поскольку они близ-
ки, имеется один общий контур, и, следовательно, в выходном сигна-
ле ОПУ содержатся колебания как частоты /с, так и fx. Другими
словами, спектр выходного сигнала ОПУ существенно отличается
246
от входного и представляет собой два спектра, расположенных
зеркально-симметрично относительно частоты /пак/2 [19, 201.
Из-за указанных особенностей ОПУ применяют главным обра-
зом в радиометрических приемниках шумового сигнала в так назы-
ваемом двухполосном (или радиометрическом) режиме приема, ког-
да шумовой сигнал поступает на вход усилителя в двух частотных
полосах, расположенных в окрестности частот /с0 и /х0. При этом
следует учитывать, что из-за искажения спектра входного сигнала
чувствительность радиометра с ОПУ ухудшается в V2 раз по срав-
нению со случаем использования линейного усилителя, имеющего
такие же коэффициенты шума и полосу пропускания, но не иска-
жающим спектр [20).
Параметрические диоды
Полупроводниковый параметрический диод работает в ППУ
в большинстве случаев при отрицательном смещении (С/о). Пара-
метрические диоды, как и другие типы диодов, бывают корпусными
и бескорпусными. В первых полупроводниковая структура поме-
щена в герметичный (обычно керамический) корпус, имеющий метал-
Рис. 5.24. Пример конструкции бескор-
пусного диода и его соединения с микро-
полосковой линией:
/ — защитный покров из смолы; 2— пленка
из золота; 3 — полосковый проводник МПЛ;
4 — подложка; 5 — керамическое основание
диода; 6 — проволочный вывод; / — полупро-
водниковая структура.
Спер гпос
Рис, 5.25. Эквивалентная схема параме-
трического диода.
лические выводы (штырь, фланец), с помощью которых диод вклю-
чают в ППУ (рис. 4.35). В бескорпусных диодах, предназначенных
для СВЧ ИС, полупроводниковая структура либо монтируется на
керамическом основании, имеющем контактные площадки (выводы),
с помощью которых диод припаивают к микрополосковым линиям
(рис. 5.24), либо она имеет балочные выводы (диод с балочными вы-
водами) для непосредственного соединения с МПЛ путем припайки
или приварки (рис. 7.14).
По своей структуре диоды разделяются на диоды с р— «-пере-
ходом и диоды с контактом металл — полупроводник, называемые
диодами с барьером Шоттки (ДБШ) [ 171. Эквивалентная схема пара-
метрического диода (рис. 5.25). состоит из нелинейной емкости
полупроводниковой структуры Спе„ (и), эквивалентного последо-
247
Таблица 5Л
Обозначения параметров и характеристик Параметры диодов типа
D5147A D5147D D5147G D5347B 1А404Б- — Е 1А408А
Спер (£/)» пФ 0,3—1,2 0,3—0,65 0,3—0,35 0,3-1,0 0,09—0,36 0,5—0,56
т(/7). пс, не более £^иорм обр, В, не 0,8 0,45 0,32 0,64 0,85 0,6
менее 6 6 6 6 10 12
<Рк. В 1,2 1,2 1,2 1,2 0,3 0,3
п в формуле (5.88) 2 2 2 2 3 3
Спон, пФ 0,3 0,3 0,3 0,32 0,23 0,32
ос» нГ 0,2 0,2 0,2 0,45-0|65 1,2-1,8 0,45-0,66
Ррас шах, мВт 30 30 30 —• 40 40
РИ пД max, Вт 0,1 0,1 0,1 —— • 1 1
В7СВЧи10’, Дж 0,2 0,2 0,2 — 0,3 0,3
Интервал рабочих -196... —196... -196... —269... -60... -196..<
температур °C +85 +85 +85 +85 +70 +25
Вариант конст рукиии корпуса на рис. 4.35 II И II I см. [22] I
Примечания: 1. Значения (Ь/) указаны для У==0 В, за исключением дио-
дов типа 1А404Б — Е< для которых U ®а—5 В, н типа 1А408А, для которых — 10В.
2. Значения т(С/> указаны для СЛ=э—6В, за исключением диодов типа 1А404Б — Е,
для которых С/»—5В, и типа 1А408А, для которых (/=*—10В.
3. В таблице обозначены через Ррас тах и Ри вд тах—максимально Допустимые
рассеиваемая непрерывная н импульсная падающая мощности соответственно; W'gBM н~~
максимально допустимая энергия пика (короткого импульса).
нательного сопротивления потерь гпое, включающего все потери рас-
сеяния (поглощения) в диоде, и эквивалентных реактивных параме-
тров корпуса (держателя) диода: последовательной индуктивности
вводов £пос и конструктивной емкости корпуса Скон. Характерные
значения последних для миниатюрных корпусных диодов лежат
в пределах: LBOC = 0,2 ... 2 нГ, Снон — 0,1 ... 0,4 пФ.
Основными параметрами параметрических диодов являются:
емкость перехода (или контакта металл — полупроводник в ДБШ)
при нулевом Сиер (0) или отрицательном CDtB(U0) смещениях, по-
стоянная времени, равная т ((/0) = rntlCCntp ((А). и нормируемое
обратное напряжение (/норм обр. Последнее представляет собой
максимально допустимое постоянное обратное (отрицательное) на-
пряжение на диоде, при котором обратный ток не превышает задан-
ной величины, и характеризует его электрическую прочность наряду
с максимально допустимыми уровнями импульсной и непрерывной
СВЧ мощности. Например, серийно выпускаемые параметрические
диоды из германия (Ge) и арсенида галлия (CaAs) для ППУ сантиме-
тровых волн имеют 1/„орм обр>4 ...20 В, CneD ((70) « 0,05... 0,5 пФ,
т((/о) < 0,3 ... 1,5 пс при Uo — — (2 ... 10 В). У диодов, предна-
значенных для работы на более длинных волнах, значения этих
параметров больше. Параметры некоторых арсенидогаллиевых и гер-
маниевых параметрических диодов приведены в табл. 5.1 122, 231.
248
Зависимость нелинейной емкости диода от приложенного напря-
жения и и отношение емкостей при двух различных напряжениях
выражаются формулами
Сдер(ц) = -^-=-^Р^- , Спер(Ц1) ” /"фк + иг , (5.88)
•/" 14- и/ <рв С11ер(иг) V Фи 4- ui
где q — заряд нелинейной емкости; и — отрицательное напряжение
(при положительном и перед ним в формуле (5.88) следует ставить
знак минус); фн — контактная разность потенциалов полупровод-
никовой структуры. Для германия <рк « 0,2 ... 0,3 В; для арсенида
галлия фн « 1 ... 1,2 В. Величина показателя п зависит от типа пе-
рехода и характера распределения примесей в р—n-переходе: для
переходов с плавным распределением (плавный переход) п = 3,
у диодов с резким распределением (резкий переход) и у ДБШ п = 2.
В ППУ нелинейная .емкость находится под напряжением и =
— U0 — иа (0, где Uo — отрицательное смещение, ин (t) — СВЧ
напряжение накачки. В результате емкость Сиер (и) становится пере-
менной во времени Сиер (/) (рис. 5.26). Рассмотрим параметры та-
кой переменной емкости в предположении, что ток накачки синусо-
идален. При этом напряжение на ней будет несинусоидальной формы.
Поэтому в инженерной теории ППУ удобней пользоваться не зна-
чением емкости Сиер(/), аееобратной величиной S = 1/Спер, называе-
мой жесткостью диода.
Основным параметром переменной жесткости S (/) является ее
коэффициент модуляции
тмод = S|/Sq, (5.89)
определяемый как отношение амплитуды первой гармоники St
разложения функции S (/) в ряде Фурье к ее постоянной составляю-
щей S„. В рассматриваемом режиме накачки синусоидальным то-
ком жесткость диодов с резким переходом оказывается чисто синусо-
идальной величиной
S (/) = 1/Саер (/) = So + Sj cos юнак t =
= So (1 + mM0B cos wliaK/). (5.90)
Численные расчеты показывают, что величина So = 1/С0 превы-
шает жесткость диода при выключенной накачке So =
= l/CBfP(CQ) приблизительно на 5%, поэтому для дальнейших рас-
четов можно принять
С0«Спер(С0). (5.91)
Важнейшим обобщенным параметром диода, от которого зависят
все характеристики ППУ, является критическая частота диода '
/кр = пос ^Monz4jiraOcCnep (^о)- (5.92)
Можно показать, что частота /кр представляет собой такую ча*
стоту сигнала, на которой отрицательное сопротивление, вносимое
249
диодом в контур ОПУ, равно гпос, т. е. частоту, на которой усиле-
ние становится равным единице.
Режим накачки диода выбирают таким, чтобы получить мак-
симально возможные значения тмод и /кр. Это происходит тогда,
когда результирующее напряжение на емкости Спер (и) в отрицатель-
ный полупериод накачки достигает величины нормируемого обрат-
Рис. 5.26. Эквивалентная схема полупроводниковой структуры параметриче-
ского диода (а) и иллюстрация режимов накачки без захода (ивак(0 — пунк-
тир) и с заходом в область положительных напряжений (б):
/(w) — вольт-амперная характеристика, Спер ср — средняя емкость при воздействии на-
качки.
ного напряжения Ц1Ормобр> а в положительный полупериод —
нуля или даже некоторой положительной величины U+ (рис. 5.26).
Работа с заходом в область положительных напряжений не всегда
допустима [17, 19], поэтому для дальнейших расчетов примем, что
напряжение на емкости при накачке меняется от (7Г111О = 0 до
^тах ^норм обр*
Требуемое рабочее напряжение смещения, при котором обеспе-
чивается такой режим смещения, для диода с п — 2 рассчитывают
по формуле
Ц, = (3/8)
^НОРМ обр + (1/4)фк(Г1 + ^норм обр/Фк —0. (5.93)
Для диода с плавным переходом (п = 3) можно принять Uo ж
~ ^НОрМ обр/2.
Динамические параметры диода /пмод и /кр, связанные с воздей-
ствем накачки, можно рассчитать через его статические параметры
т Wo), Фк и напряжения смещения Un и нормируемого обратного
^иорм обр* Величины Спер (£7о) и (^о) = ^пос^пер W при ра-
250
бочем смещении рассчитывают по второй формуле (5.88), если
известны значения Спер и т при любом другом смещении.
Для диодов с резким переходом максимальные значения этих
параметров (соответствующие режиму накачки, при котором
Umla = 0, С/тах == С'норм обр) определяют по формулам:
^МОД (К 1 + ^нор.м Обр/Фк~ 0/(1-^ 1 +^НО]?МОбр/фк+ 0, (5.94)
г __ 1 + б'ноРМ обр/Фк~~ 1 „ У* 4~ /-^НО-РМ обр/ Фк 1 (5 95)
Р 8лх(иъ) V1 Ч-б'ц/фк 8ят(0)
<7
М
0,8
0,6
0,4
0,2
о 5* ю 15 20 Z5 30 U0/q>K ,
Рис, 5.27. Зависимость коэф-
фициента q от С^/фк для дио-
дов с я —2 (кривая 1) и п—3
(кривая 2).
диоду для модуляции его
Напряжения Uo и UHODMo6r} подстав-
ляются в формулы со знаком плюс.
В указанном режиме накачки для
диодов с плавным переходом
^мод 1/2,5 (1 4~ 2фк/(7НОрМ Обр),
(5.96)
/кР « ^м0Д/4лт (С/о). (5.97)
Отсюда видно, что у диодов с
л — 3 обычно тмод < 0,4, в то время
как у диодов с /г = 2 величина
тмиД 0,6. т. е. приблизительно в
1,5 раза больше. Критическая часто-
та у-различных диодов лежит в пре-
делах 25—200 ГГц.
Мощность накачки, подводимая 1
емкости, рассеивается в сопротивлении гиос из-за протекания че-
рез него тока накачки. В рассматриваемом режиме синусоидаль-
ного тока накачки необходимая мощность накачки равна
Рнак д = а)н%кСПеР ((/0) I (U.) ((/0 + фк)2 q, (5.98)
где (Оцан = 2л/нак, (70 — рабочее напряжение смещения (под-
ставляется в формулу со знаком плюс); q — коэффициент, опреде-
ляемый по рис. 5.27.
Мощность накачки Рпак, подводимая ко входу накачки ППУ,
обычно заметно выше мощности накачки РНаКд» рассеиваемой в
диоде и рассчитываемой по формуле (5.98). Это обусловлено неиз-
бежными дополнительными потерями мощности накачки в реальном
ППУ: потерями в проводниках и контактных соединениях ППУ,
а также некоторой утечкой мощности накачки в тракт источника
сигнала (например, антенны). Эти потери можно учесть с помощью
поправочного коэффициента в виде
Рнак ~ &nav.Pнак Д» (5.98б)
где ^нак 1>5 ... 2,5, причем Лнак = 1,5 используется при /нак
10 ГГц, а Анак = 2,5 при /Нач >50 ГГц. Величина kU()K при
промежуточных частотах накачки определяется интерполяцией.
251
Двухкоитурный ППУ (ДПУ)
ДПУ представляет собой СВЧ устройство, содержащее резо-
нансные контуры, обязательным общим элементом которых являет-
ся нелинейная емкость диода (рис. 5.28). В ДПУ поддерживаются
СВЧ колебания трех частот: сигнала сос, накачки (оаак и разностной,
или холостой частоты wx = ®нак — <ос.
Показанные на рис. 5.28 элементы Фс, Фх и Фиак представляют
собой условные идеальные фильтры, пропускающие только частоты
®с. wx> ®нак> а элементы Те, Тмк — реактивные четырехполюс-
ники, включающие в себя реактивности диода (LnoC, Саон) и резо-
Рис. 5.28. Эквивалентные схемы ДПУ (а) и его сигнального контура (б):
2, 1 — эквивалентные схемы соответственно полупроводниковой структуры диода (при
воздействии накачки) и внешней по отношению к ней цепи контура сигнала.
нансного контура, а также трансформирующие элементы для связи
с источниками сигнала (ес, /?с) и накачки (енак, /?„ак) соответственно.
Кроме того, там обозначены: Хь Хх — эквивалентные реак-
тивные сопротивления цепей- сигнала и холостой частоты, внешних
по отношению к полупроводниковой структуре диода; —
э. д. с, и сопротивление источника сигнала ес, Rc, трансформиро-
ванные четырехполюсником Тс к клеммам полупроводниковой
структуры диода. Сопротивление rQoC э представляет собой эквива-
лентное сопротивление потерь диода с учетом потерь в элементах кон-
струкции ДПУ (потери в проводниках и контактных соединениях,
потери на излучение). Для расчетов параметров ДПУ .следует При-
нять гПос»~ тэ/т = fec, .где kc = 1,1 ... 1,3, причем нижний
предел соответствует/с < 10 ГГц, верхний — fG > 50 ГГц. В микро-
полосковых ППУ для указанных частотных пределов этот коэффи-
циент можно принять равным kc = 2 ... 3.
Цепь накачки служит для подведения к емкости диода Спер (и)
мощности накачки и обеспечения эффективной модуляции емкости,
а тем самым и для получения максимального коэффициента /пмод1
Эта цепь содержит настроечные элементы для компенсации реак-
тивных сопротивлений эквивалентной схемы диода на частоте
®нак И для согласования активных сопротивлений диода гпоса
252
и генератора накачки /?нак. При расчете характеристик ДПУ цепи
накачки и подачи смещения на диод во многих случаях можно не
учитывать, если заменить нелинейную емкость Спер (и) переменной
СПкР (0 в соответствии с формулой (5.90).
; Как следует из теории, процесс преобразования энергии накач-
ки в энергию сигнала с помощью переменной емкости Спер (О
эквивалентен внесению в контур сигнала импеданса [— 7?1В —
“ PG в + l/jo>cCoL имеющего * отрицательную активную часть J?iB.
Поэтому в эквивалентной схеме контура сигнала (рис. 5.28,6) ем-
кость Спер (0 можно заменить этим импедансом. Обязательным усло-
вием внесения отрицательного сопротивления /?1В и, следовательно,
появления усиления сигнала является существование колебаний
5 холостой частоты сох (т. е. наличие холостого контура) и поглощение
их мощности в соответствующей нагрузке. Холостой контур должен
Р быть изолирован от внешних по отношению к нему цепей и не дол-
£ жен содержать другого активного сопротивления нагрузки, кроме
I *пос э (рис. 5.28, а). В этом случае коэффициент шума ДПУ ми-
; нимален, вследствие чего такая схема ДПУ используется чаще
h всего.
Сигнальная цепь содержит реактивные элементы для получе-
ния резонанса в контуре сигнала (ос и элементы связи, трансфор-
мирующие сопротивление источника сигнала Re = W (т. е. волновое
; сопротивление линии передачи плеча 2 циркулятора) до величины
I /?! (рис. 5.28,6). Последняя определяет коэффициент усиления
мощности ДПУ Кр пу = Рс отх/^с пад- Связь между величиной
требуемым усилением на резонансной частоте /о0 и параметрами
диода выражается соотношением
р, _= / J2----1\ (5.99)
гаосз УКриу— 1 \ /
где А = ©х/(ос; Q — динамическая добротность диода, равная
^=!2мад-------1-----= (5.100)
2 <ОС гцоС Э Qi fc
Здесь /кр э — критическая частота диода в рабочем режиме накач-
ки с учетом потерь в конструкции усилителя. Динамическая доб-
ротность диода Q является важнейшим параметром ППУ, от которо-
го зависят все его характеристики. На сантиметровых волнах
Q = 2 ... 20, иа миллиметровых Q & 0.5 ... 3
Отношение pt == ^i/^noc э называют «холодным» коэффициентом
? стоячей волны (КСВ) ППУ, который измеряют на входе последнего
без циркулятора при выключенной накачке и настройке сигналь-
ного контура в резонанс. При практической разработке ППУ, под-
* При резонансе в холостдм контуре сопротивление Х1в == 0.
253
NfHhJili
О 0,2 0,4 0,6 0,8 1,0 1/0
Рис. 5.29. Зависимость от \/Q коэффи-
циента шума ДПУ при 4 = const
(-----) и при 4 = 40Пт (-----------).
а также ОПУ при однополосном (------)
и двухполосном (-------) приеме при
идеальном циркуляторе, Крп?—*
Тд — То=29О К.
бирая связь контура сигнала
с цепью источника сигнала,
т. е. с циркулятором, получа-
ют рассчитанный по формуле
(5.99) «холодный» КСВ, что
и обеспечивает заданный ко-
эффициент усиления Кр пу
при включении генератора
накачки. Используемые на
практике значения Крау ле-
жат в пределах 13—18 дБ.
При большем усилении труд-
но получить стабильную ра-
боту ППУ в реальных усло-
виях эксплуатации.
Шумовая температура и
коэффициент шума ДПУ.
Эти параметры на резона-
нсной частоте при выбран-
ных значениях Крау и от-
ношения частот А всецело оп-
ределяются величиной Q и
при идеальном циркуляторе
без потерь равны (рис. 5.29):
Тпу_ Л_______О + '
тд \ КРпу ) A(Q2~ А) '
(5.101)
где Тд — физическая температура диода в К, То = 290 К. С дру-
гой стороны, для заданной величины Q (при КР пу = const) сущест-
вует такое оптимальное отношение частот Аоап при котором ве-
личина Тпу достигает минимально возможного значения и равна
тпу \ . 2(1-1/Л7»пу) _ /j______1 \ 2
ГД /пип \ Л>пу/ ^ОПТ
(5.102)
Оптимальное отношение частот Аопт и соответствующая ему
оптимальная частота накачки равны
Д>ПТ = /х +1-1.
/пак опт =fc (1 +Лпт)=/У ^F+Т.
(5.103)
Оптимальные частоты обычно и выбирают в качестве рабочих ча-
стот ДПУ. Однако при 'Q » 1 частота /нак опт оказывается очень
высокой и поэтому практически трудно реализуемой. В таких
Случаях Выбирают /нак раб /нак опт» ПОСКОЛЬКУ ЗЯВИСИМОСТЬ
254
Тау (Л) имеет при Q > 1 тупой минимум, что подтверждается
также ри^. 5.29: некоторое отклонение А от Лопт не приводит к зна-
чительному возрастанию Д/пу по сравнению с А/пу min.
Коэффициент шума ППУ с учетом потерь реального циркуля-
тора между плечами 1—2 (Л12) и 2—3 (L23) равен
^ПУц — ^-12^пу "I" ^12 (^23 1)/Крпу ^-12^ПУ» (5.104)
где №пу и Кр пу — коэффициенты шума и усиления ППУ с идеаль-
ным циркулятором без потерь, а потери L12 « L23 и обычно не
превышают 1 дБ.
Полоса пропускания ДПУ. Ее величина Пцу зависит как от
параметров диода /пмод, Q и выбранного отношения частот А =
= wx/(oc, так и в значительной степени от добротности (полос про-
пускания) сигнального и холостого контуров. Последние, в свою
очередь, определяются крутизной частотной зависимости суммар-
ных реактивных сопротивлений этих контуров — 1/<осСо
и Xxs = Хх — 1/(охСо (рис. 5.29) на соответствующих резонансных
частотах <осо и (охо.
Эту крутизну удобно характеризовать так называемыми коэффи-
циентами включения емкости диода в контур твклс, швкл х на
тех же частотах (ое0 и <охо соответственно. Количественно коэффи-
циент включения определяют как отношение производных по ча-
стоте, взятых от суммарного реактивного сопротивления простей-
шего контура, содержащего емкость диода Со и сосредоточенную
индуктивность, и реального контура ППУ, причем обе производные
вычисляют на одной и той же резонансной частоте (сигнальной
или холостой) [19, 20]:
Более наглядным является энергетическое представление швкл
как отношение энергии электрического поля WCt запасенной в ем-
кости Со, к полной энергии электрического поля в контуре Wc +
+ Гк:
швкл == Wc/(Wc + Гн) = С0/(С0 + Сэ), (5.106)
где —электрическая энергия, запасенная в эквивалентной
емкости Св части контура (резонатора), внешней по отношению
к Со. На рис. 5.28 указанной части контура соответствуют реактив-
ные сопротивления и Хх. Методы расчета твклс х на основе
энергетического определения-коэффициента включения рассмотре-
ны в 120].
Максимальный коэффициент включения твкЛ = 1 может быть
только в одиночном простейшем СС-контуре на сосредоточенных
элементах, содержащем индуктивность и емкость, во всех осталь-
ных случаях твкл < 1. В ДПУ колебательная система всегда бо-
лее или менее сложная, поскольку она должна иметь две резонанс-
ные частоты: <осо и <охо. Поэтому в ней всегда швкл с,х < 1. Как
255
следует из теории [20], в такой системе существует теоретический
предел для твкл С(Х, равный твкл с + твкл х < 1. При. твкл с +
+ твкЯ х — 1 коэффициенты включения и реактивные цепи (кон-
туры), в которых это обеспечивается, называются оптимальными.
Для получения максимальной полосы пропускания при проек-
тировании колебательной системы ДПУ стремятся сделать коэффи-
циенты включения твкл 0>х возможно большими, что, как прави-
ло, является не простой задачей. Обычно на практике твкл С11 =>
= 0,1 ...0,5.
Относительная полоса пропускания ДПУ по уровню 3 дБ при
большом резонансном усилении (У Крау » 1) и простейшей коле-
бательной системе, не содержащей компенсирующих реактивностей
и фильтров для расширения полосы, равна
Ппу _________тмод Л8 (Qa Л)______ (5 107)
/со /Крпу Q(A'^mUKn е + х)
При оптимальных твкл 0 х полоса пропускания будет макси-
мально возможной для заданных значений тмоД, Q, А и равной
П„ max//co = "W A*(Q2-Q (Q+ А3 /2)2. (5.108)
при этом
«вклс onT=(l+QM3/2)-1, 'Пввл хоиг-П + А3'2/®-1. (5.109)
Для расширения полосы пропускания ППУ используют компен-
сирующие реактивные элементы и фильтры, позволяющие увеличить I I
полосу Ппу до 3—4 раз. Методы такого расширения описаны в [14, ;
19, 20]. Для этих же целей иногда используют каскадное соединение
нескольких одинаковых ППУ (каскадов), работающих при малом
коэффициенте усиления Кр пу и имеющих поэтому более широкую
полосу пропускания. Общий же коэффициент усиления каскадной
схемы равен произведению коэффициентов усиления отдельных ,
каскадов. !
Конструкции ППУ. По используемому типу линии передачи
различают коаксиально-волноводные, полосковые и микрополоско- ]
вые ППУ. В первых в цепи накачки используют волноводные эле-
менты, а сигнальный и холостой контуры обычно строят на коакси-
альных элементах. Для настройки контуров в резонанс применяют ;
настроечные элементы: волноводные и коаксиальные короткозамы-
кающие плунжеры, настроечные винты и прокладки. Для получения ,
максимальной полосы пропускания, т. е. максимальных коэффициен- >
тов включения емкости диода ття 0>х в холостой и сигнальный
контуры, запас электрической энергии в отрезках линии передачи,
образующих колебательную систему (резонаторы), должен быть
минимальным. Это означает, что резонаторы, образующие холостой
и сигнальный контуры, должны иметь простую структуру (мини-
мальное число отрезков линий) и минимальный электродинамиче-
ский объем (минимальную длину образующих их отрезков линий).
256

Пример конструкции коаксиально-волноводного ДПУ, исполь-
зующего корпусной параметрический Диод, подобный изображен-
ному на рис. 4.35, а, приведен на рис. 5.30. Эта конструкция
ДПУ (циркулятор не показан) в значительной степени соответствует
эквивалентной схеме рис. 5.28, а и отличается от нее только тем,
что контур сигнала (все коаксиальные элементы, начиная с транс-
форматора 4) полностью включает в себя элементы, образующие хо-
лостой контур (коаксиальные элементы ниже режекторного фильтра
6). Поэтому сначала настраивают холостой контур плунжером /,
затем сигнальный трансформатором 4. Эти контуры изолированы от
Рис. 5.30. Коаксиально-волноводная
конструкция ДПУ сантиметрового
диапазона волн:
1 — коаксиальный короткозамыкающий
плунжер для настройки холостого конту-
ра; 2 — волноводный плунжер для наст-
ройки цепи накачки; 3 — коаксиальный
вход — выход сигнала: 4 — подвижный
трансформатор импедансов для иастройкн
сигнальной цепи, 5, 6 — радиальные ре-
жекторные фильтры (четвертьволновые ко-
роткозамкнутые отрезки радиальной ли-
нии) для изоляции соответственно цепи
накачки и холостого контура от цепи сиг-
нала; 7 — волновод накачки с согласую-
щим ступенчатым трансформатором импе-
дансов; 8-~ параметрический диод.
цепи накачки благодаря тому, что колебания частот fc и f х не могут
распространяться по волноводу накачки из-за запредельности по-
следнего для этих частот (критическая частота волновода накачки
выше f0 и /х).
Примеры других коаксиально-волноводных конструкций ДПУ
приведены в [2, 14, 17, 19, 20].
Рассмотрим топологическую схему полоскового или микропо-
лоскового ДПУ (рис. 5.31). Она представляет собой совокупность
отрезков полосковой линии, образующую вместе с параметриче-
ским диодом колебательную систему, включающую в себя цепи
сигнала, накачки и холостой частоты, а также элементы для развязки
этих цепей между собой. Конденсатор 1 служит для разрыва ли-
нии по постоянному току (по цепи смещения Uo) и короткого замы-
кания для токов СВЧ. Требуемую степень связи диода с источником
сигнала [требуемый «холодный» КСВ по формуле (5.99)1 получают
с помощью трансформатора 2. При последовательном включении
диода в МПЛ один из его выводов соединяют с заземленной пласти-
ной короткозамкнутым шлейфом 7, чтобы замкнуть цепь напряже-
ния смещения.
В некоторых случаях предусматривают элементы для подстройки
холостого и сигнального контуров в резонанс. Основными же спо-
собами их настройки после изготовления являются подбор напря-
жения смещения на диоде и подстройка частоты накачки для полу-
чения частоты /х = /нак — /с, равной резонансной частоте холо-
® Зак. 896 257
стого контура. Число отрезков полосковой линии и их длина долж-
ны быть минимальными для получения максимальных значений
^вклс.х’ Наибольшая полоса пропускания ДПУ, не имеющего
специальных элементов для ее расширения, достигается при ис-
пользовании в качестве холостого контура последовательного резо-
Рис. 5.31. Примеры топо-
логических схем микро-
полоскового ДПУ с пос-
ледовательным (а) и
с параллельным (6)
включением диода в
МПЛ:
1 — блокировочный СВЧ
конденсатор с сосредоточен-
ной емкостью; 2 — двух-
четвертьволновый трансфор-
матор; 3 — ни^оомный и
высокоомный отрезки МПЛ,
обеспечивающие развязку
цепи сигнала от цепи сме-
шения Uo; 4 —реактивный
шлейф для согласования
входного импеданса цепи
накачкн с подводящей
МПЛ; 5 — полосно-пропу-
скающий фильтр на частоту
накачки; 6 — бескорлусный
диод типа рис. 5.24; 7 —
короткозамкнутый шлейф;
8 —• корпусной параметриче-
ский диод типа рис. 4.35, П;
9 — м икрополосковый цир-
кулятор; 10 — микрополоско-
вый генератор накачки на
лавинно-пролетном диоде?
11 — вход питания генера-
тора накачки,
нансного контура, образованного индуктивностью вводов £поо
и емкостью Со параметрического диода (рис. 5.25). При этом холо-
стой контур полностью реализуется на реактивных элементах экви-
валентной схемы диода, которые в большинстве случаев являются
сосредоточенными. Последнее и обеспечивает максимальный коэф-
фициент включения /ивкл х, так как в контурах, использующих
распределенные реактивные элементы (отрезки линии передачи),
коэффициент включения емкости диода всегда меньше. Кроме того,
использование такого последовательного резонансного контура
258
в качестве холостого одновременно обеспечивает также его развязку
от цепей сигнала и накачки без каких-либо специальных режектор-
ных фильтров, так как на зажимах этого контура напряжение хо-
лостой частоты близко к нулю. Для замыкания токов холостой ча-
стоты в последовательном контуре диода к последнему подключают
замкнутый полуволновый (Лх/2) или разомкнутый четвертьволно-
вый (Лх/4) отрезок линии в зависимости от того, требуется нли не
требуется с его помощью создать короткое замыкание по постоянному
току (по напряжению смещения Uo). Рассматриваемый холостой
контур, состоящий из индуктивности вводов Лпос и постоянной со-
ставляющей емкости диода Со,. а также из Короткозамкнутого полу-
волнового (рис. 5.31, а) или разомкнутого четвертьволнового
(рис. 5.31, б) шлейфа, как и в коаксиально-волноводном ДПУ
(рис. 5.30), является составной частью сигнального контура. В по-
следний входят также емкость корпуса диода Скан (если она имеет-
ся) и высокоомный отрезок МПЛ, выполняющий роль настроечной
индуктивности для получения резонанса на частоте сигнала. Пара-
метры диода стремятся подобрать такими, чтобы длина индуктивного
отрезка на частоте накачки была близка к АйаК/4 или ЗАйак/4.
Эго предотвращает заметную утечку мощности накачки в цепь
источника сигнала, поскольку входной со стороны диода импеданс
индуктивного отрезка (нагруженного на малое сопротивление низ-
коомного трансформатора импедансов цепи сигнала) будет на ча-
стоте накачки большим.
Описанный способ настройки сигнального контура,в резонанс
и предотвращения утечки мощности накачки в цепь источника сиг-
нала с помощью индуктивного отрезка МПЛ длиной Днак/4
не всегда удается использовать. При другом способе рййения этой
же задачи (рис. 5.32) вместо индуктивного отрезка МПЛ применяют
разомкнутый шлейф который включают параллельна линии, со-
единяющей циркулятор с диодом. Длину такого настроечного шлей-
фа и его местоположение относительно диода подбирают такими,
чтобы на частоте fG скомпенсировать реактивную проводимость кон-
тура сигнала (настроить его в резонанс) и получить при этом не-
обходимый «ХОЛОДНЫЙ» КСВ р! = Я^Гцос э-
К тому же отрезку МПЛ между циркулятором и диодом под-
ключают еще один разомкнутый шлейф длиной Анак/4 для предот-
вращения утечки мощности накачки в цепь источника сигнала.
Частота накачки подводится к диоду через полосно-пропускаю-
щий фильтр (ППФ), расчет которого дан в § 4.4. Его полоса за-
граждения выбирается такой, чтобы частоты /с и попали в нее.
В результате ППФ обеспечивает развязку холостого и сигнального
контуров от цепи накачки. Если используемый генератор накачки
имеет волноводный выход СВЧ энергии (что обычно бывает при
/нак> 30 ГГц), ППФ в цепи накачки не требуется, поскольку, как
и в коаксиально-волноводном ППУ, волновод накачки выбирают
запредельным для частот /с и При этом связь микрополоскового
ППУ с генератором накачки осуществляют с помощью согласоваи-
9* 259
ного волноводно-микрополоскового перехода того или иного вида
(рис. 5.32) 114, 181.
Пример 5.5. Требуется рассчитать и спроектировать неохлаж-
даемый микрополосковый ДПУ 3-см диапазона волн (рис. 5.32).
Исходные данные: коэффициент шума Nayv^ 3 дБ, резонанс-
ный коэффициент усиления К.р пу ц = 15 дБ (включая потери в цир-
И
Рис. 5.32. Микрополосковая плата ДПУ с пятиплечным циркулятором:
/ — У-циркуляторы; 2 — согласованные нагрузки в виде пленочных резисторов: 3 — бло-
кировочный СВЧ конденсатор; 4 — режекторный фильтр в цепи подачи смещения на
разомкнутых четвертьволновых шлейфах; 5 — режектирующий разомкнутый шлейф па
частоту накачки; 6 — разомкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания последова-
тельного холостого контура на реактивных элементах диода; 7 —• параметрический диод;
8 — цилиндрический штырь —зонд связи с волноводом накачки; 9— волноводио-микро-
полосковый переход; 10 — ферритовый диск; II — металлизация ферритового диска;
12 — цилиндрический постоянный ыагинт; lit 1а — реактивные шлейфы на частоте fc для
настройки контура сигнала в резонанс и получения при этом необходимого «холодного»
КСВ в плоскости аа,
260
куляторе), -полоса пропускания (по уровню 3 дБ) Пву > 80 МГц.,
средняя частота полосы пропускания fc0 = 9375МГц (Хс0 = 3,2 см).
Подложка толщиной h = 0,5 мм, е = 9,8. Использовать микро-
полосковый ферритовый У-циркулятор с волновым сопротивлением
плеч W = 50Ом, полагая в нем потери пропускания La 0,4 дБ.
Расчет
1. Для обеспечения стабильности параметров ДПУ при изме-
нениях импеданса цепей источника сигнала (например, антенны)
и нагрузки (например, смесителя) в качестве ферритового цирку-
лятора применим пятиплечный циркулятор, построенный на основе
У-циркулятора и описанный в§ 4.4 (рис. 5.32). В таком циркуляторе
потери сигнала до входа ДПУ равны Ln 2 = 2Ln = 0,8 дБ. На столь-
ко же ослабляется усиленный сигнал, проходящий из ДПУ к вы-
ходу циркулятора.
2. Следовательно, собственно ДПУ без циркулятора (точнее,
с идеальным циркулятором) с учетом заданных параметров должен
иметь коэффициент шума Nny <3 — 0,8 = 2,2 дБ и резонансный
коэффициент усиления Крпу — 15 + 2 • 0,8 = 16,6 дБ (45,7).
. 3. Поскольку заданный коэффициент шума достаточно низок
и рабочая длина волны мала (коротковолновая. часть сантиметро-
вого диапазона волн), по табл. 5.1 выбираем параметрический диод
типа D5147G, имеющий наименьшие постоянную времени т и ин-
дуктивность ВВОДОВ Lnoc: Спер (U) = Спер (0) = 0,32 ± 0,02 пФ,
т ((/) = т (— 6) С 0,32 пс, £/нррм оСр >6 В, фн = 1,2 В, п = 2,
СКон = 0,3 пФ, Бпос = 0,2 нГ.
4. Рассчитываем необходимое напряжение смещения по формуле
(5.93):
(7о = 2_ .6 + —.1,2 (1/ 1 + —— 1)=2,7В
° 8 ~ 4 \ у 1,2 /
5. По первой формуле (5.88) находим емкость
cnep (Ц>) = Спер (0)/фк/(фн + и0) = 0,32/1,2/(1,2+2,7) =
= 0,178 пФ,
а по второй — постоянную времени при рабочем смещении
t (С/о) = т(-6)/(фк + 6)/(ф„ + и0) = 0,32/(1,2 + 6)/( 1,2 + 2,7) =
= 0,436 пс.
Согласно (5.91) полагаем Со — СПер (Uo) = 0,178 пФ.
6. Коэффициент модуляции и критическую частоту диода опре-
деляем по формулам (5.94) и (5.95):
/пмод = (/1 + 6/1,2-1)/(/1 + 6/1,2 + 1) = 0,42,
/1+6/1,2—1
,<₽ 8-3,14-0,436/1 + 2,7/1,2
7. Поправочный коэффициент #с, учитывающий потери в кон-
струкции ДПУ, принимаем равным kc = 2. Тогда находим тэ (170) =
= kcx (Uo) — 2 • 0,436 = 0,872 пс, эквивалентное сопротивление
потерь гпос э = тэ (i/o)/Cnep (UG) = 0,872/0,178 = 4,9 Ом и по
формуле (5.100) определяем динамическую добротность диода Q =
= /кр/^с/с = 73,4/2 • 9,375 - 3,91.
8. Для полученных данных по формулам (5.103) и (5.102) вы-
числяем оптимальное отношение частот Лопт = fXoin //с
= V3.912 +1 — 1 = 3,04 и соответствующий ему минимальный
коэффициент шума
- । + ( 1 - - 1.644 (2. IS дБ).
при этом полагаем, что физическая температура диода равна нор-
мальной температуре окружающей среды, т. е. Тд = T(i = 290 К.
Рассчитанное значение А?пу ш1п удовлетворяет требуемому /Vny
< 2,2 дБ.
9. Определим значение холостой частоты fx. Чтобы получить
максимально возможную полосу пропускания ДПУ, не применяя
специальных элементов для ее расширения, и упростить топологиче-
скую схему ДПУ, в качестве холостого контура используем последо-
вательный контур, образованный емкостью Сп и индуктивностью
вводов /.„ос диода. Цепь тока холостой частоты замкнем разомк-
нутым четвертьволновым шлейфом, подключаемым параллельно
диоду (рис. 5.32) и имеющим входное сопротивление, близкое
к нулю. В этом случае на холостой контур не влияют цепи сигнала
и накачки, а также емкость корпуса диода Сион- Резонансная ча-
стота этого контура равна частоте последовательного резонанса
диода /х0 = 1/2лУ£посС0 = 1/6,281/0,2 • 10~и • 0,178 • 10"12 =
= 26,6 ГГц.
10. При этом отношение частот А = /х0//с 0 == 26,6/9,375 =
= 2,84, а частота накачки = /с (1 + Л) = 9,375 (1 + 2,84) =
= 36 ГГц.
И. Расчет коэффициента шума ДПУ по формуле (5.101) с полу-
ченным значением А дает практически ту же величину /Vny = 2,16 дБ,
чго и при оптимальном отношении частот Лоит. Этот результат обус-
ловлен тем, что в нашем примере значения А и Доп.г весьма близки,
а кривая зависимости /Vny (Л) имеет тупой минимум.
12. Теперь можно по формуле (5.99) определить «холодный»
КСВ сигнальной цепи ДПУ (в плоскости аа на рис. 5.32), кото-
рый требуется обеспечить для получения заданного резонансного
усиления:
/45,74-1 / 3,91*
1/45J —1 \ З»84
— 1=5,9.
Отсюда находим требуемое сопротивление источника сигнала /?и
приведенное к зажимам нелинейной емкости в последовательной
эквивалентной схеме рис. 5.28, б: = р/пос ®==5,9 • 4,9 = 29 Ом.
262
Рассчитанные значения plt 7?г обеспечивают подбором согласую-
щих (трансформирующих) элементов сигнальной цепи ДПУ, что
обычно выполняют экспериментально.
13. Рассчитаем полосу пропускания Ппу по формуле (5.107),
для чего зададимся коэффициентами включения емкости в холостой
^вкл х и сигнальный /ивкл с контуры. Поскольку холостой контур
имеет простейшую структуру и реализуется на сосредоточенных
элементах диода и четвертьволновом разомкнутом шлейфе, можно
ожидать достаточно хорошее включение емкости в контур и принять
^вкл х ~ ОД Сигнальный контур (рис. 5.32) имеет более сложную
структуру, так как наряду с элементами холостого контура вклю-
чает в себя емкость корпуса диода Скон, согласующие шлейфы и
шлейф, режектирующий частоту накачки. Поэтому примем
/ивкл с “ ОД Тогда получим полосу пропускания
п 027^ 0,42-2,842(3,912—2,84) 1гчО
Иду 9375 — 103 А4Гц,
у 1/45,7*3,91 (2,843/0,2+3,9Р/0,5)
которая удовлетворяет заданию.
14. Определим необходимую мощность накачки ДПУ. По
рис. 5.27 для = 2,7/1,2 = 2,25 и п = 2 находим q = 0,4
и по формуле (5.98) рассчитываем мощность накачки, рассеиваемую
в диоде: Рйак д = (6,28 • 36 • 109)2 . 0,178 * 10"12 • 0,436 • 10~12х
X (2,7 + 1,2)2 • 0,4 = 24,1 мВт.
Для частоты /нак = 36 ГГц интерполяцией значений коэффи-
циента £нак находим &нак = 2,15 и по формуле (5.98а) определяем
мощность накачки, которую необходимо подвести к ДПУ: Рнлк =
== 2,15 • 24,1 52 мВт.
15. Для упрощения тракта накачки (изъятием из него ППФ)
и уменьшения тем самым его потерь, что существенно для частоты
накачки /нак == 36 ГГц, лежащей в диапазоне миллиметровых волн,
целесообразно применить генератор накачки с волноводным выво-
дом СВЧ энергии. На рис. 5.32 показан принцип построения од-
ного из возможных вариантов волноводно-микрополоскового пе-
рехода для связи такого генератора накачки с микрополосковой
платой. Согласование этого перехода осуществляют подбором
диаметра и глубины погружения зонда в волновод и расстояния
до его короткозамыкающей стенки.
16. Рассмотрим топологическую схему рассчитанного ДПУ
(рис. 5.32). Волновое сопротивление разомкнутого шлейфа длиной
А/4 для замыкания последовательного холостого контура следует
выбрать возможно более низким (№х 25 ... 30 Ом), чтобы сни-
зить потери проводимости шлейфа и, следовательно, холостого кон-
тура и обеспечить низкое входное сопротивление шлейфа в широкой
полосе часто!.
Волновое сопротивление МПЛ цепи сигнала выбираем равным
стандартному значению Wc = 50 Ом, заданному для плеч цирку-
лятора. Шлейф /2, являющийся на частоте сигнала реактивным
(из-за запредельности волновода накачки), как и настроечный шлейф
263
llt влияет на резонансную частоту и «холодный» КСВ контура сиг-
нала при резонансе. Поэтому их длины /2 и местоположение
шлейфа подбираются для получения требуемых значений /с0
и рх. Расчет этих длин и местоположения шлейфа /х достаточно гро-
моздок и поэтому здесь не приводится. Подбором расстояния
между шлейфом 5 и диодом улучшают согласование цепи накачки.
Режекторный фильтр в цепи подачи смещения построен на вы-
сокоомных (IT — 90 Ом) и разомкнутых низкоомных (Й7 —20 Ом)
отрезках МПЛ длиной Лд/4. Поэтому его входное сопротивление
со стороны цепи сигнала велико по сравнению с W == 50 Ом.
Необходимые размеры отрезков МПЛ при указанных волновых
сопротивлениях рассчитываются по формулам § 3.4 с учетом влия-
ния концевой емкости разомкнутого конца аналогично примерам
расчета 3.6, 3.7, 3.8, 4.9 и 4.11.
Одноконтурный ППУ (ОПУ)
В ОПУ частоты и /с близки « /с) и зеркально симме-
тричны относительно частоты /нан/2, а контур сигнала одновремен-
но является также и холостым контуром. Поэтому здесь активное
сопротивление нагрузки холостого контура то же, что и в сигналь-
ном. Последнее обстоятельство делает параметры и свойства ОПУ
существенно отличными от ДПУ. На с. 247 уже указывалось, что
из-за искажения спектра усиливаемого сигнала, свойственного
ОПУ, последний применяют в основном в двухполосном режиме
приема шумового сигнала, поступающего в усилитель одновременно
на двух частотах: /с и В однополосном режиме приема (сигнал
поступает в усилитель и потребляется от него только на одной ча-
стоте), например, в радиолокационном, коэффициент шума ОПУ
в 2 раза больше, а полоса пропускания — в 2 раза меньше, чем
в двухполосном.
Схемы рис. 5.28 можно рассматривать также в качестве экви-
валентных схем ОПУ, если на рис. 5.28, а цепь исключить,
поскольку она вырождается в цепь (ос. По этой причине ОПУ на-
зывают также вырожденным ППУ в отличие от ДПУ, являющего-
ся невырожденным усилителем.
Требуемая величина «холодного» КСВ входа ОПУ при резонансе
(значение на схеме рис. 5.28, б), при котором обеспечивается за-
данное резонансное усиление КрПу» вычисляется по формуле
р! = Rllraoc в « / Арпу (Q- 1 )/(/Арпу - 1 )• (5.110)
Двухполосный (радиометрический) коэффициент шума ОПУ
без учета потерь в циркуляторе равен
д/ — 1 ч- Гд (АРпу—1)(УАРпу —1) ....
+ кй(5-1) ’ t5'
264
Влияние потерь реального циркулятора на коэффициент шума
ОПУ учитывают с помощью формулы (5.104).
Относительная полоса пропускания ОПУ в двухполосном режи-
ме приема при большом резонансном усилении (VKp пу >> 1) и
простейшей колебательной системе, не содержащей элементов для
расширения полосы, равна
ППу/Ь«/лМОд-'Явкл(1 — l/Q)/2y Лрпу, (5.112)
где Ппу — полоса пропускания по уровню 3 дБ; тъкл — коэффи-
циент включения емкости диода в контур.
Конструкции и топологические схемы ОПУ аналогичны ДПУ,
но проще последних, так как не содержат холостого контура [19,
20]. По этой же причине коэффициент включения /пвкл и, следо-
вательно, полоса пропускания ОПУ получаются большими чем
в ДПУ. Обычно /пвкл лежит в пределах 0,3—0,7.
Стабильность характеристик
Из-за регенеративного характера усиления в ДПУ и ОПУ их
характеристики (резонансный коэффициент усиления по мощности
КрпУ, полоса пропускания Ппу, средняя (резонансная) частота /с0
полосы пропускания, коэффициент шума с учетом потерь в цирку-
ляторе /Vny ц) могут значительно изменяться при воздействии раз-
личных дестабилизирующих факторов: изменении окружающей
температуры /окр, напряжения смещения Uo, частоты f„aK и мощ-
ности РНак накачки, импедансов источника сигнала и циркулятора.
При этом изменяются сопротивление источника сигнала на за-
жимах диода Rlt сопротивление потерь диода raoci постоянная со-
ставляющая его емкости Со и происходит расстройка контуров
ППУ. Наиболее критичными параметрами ППУ являются Кр пу,
Ппу и fc0.
Нестабильность усиления ППУ, определяемая в виде &Кр пу/Кр оу
(ДКрпу—изменение Кр пу при воздействии дестабилизирующего
фактора), зависит от значений Кр пу и динамической добротности
диода Q и уменьшается при уменьшении Кр пу и увеличении Q.
Следовательно, по мере укорочения рабочей длины волны (т. е.
уменьшения Q) нестабильность усиления при одном и том же
Кр „у возрастает 117]. Другими словами, для наиболее коротковол-
новых ППУ допустимые дестабилизирующие воздействия при одной
и той же нестабильности усиления являются наименьшими.
При малом изменении мощности накачки Рнак (ДРнак/Рнак —
единицы процентов) нестабильность усиления в ППУ с простой ко-
лебательной системой (без элементов для расширения полосы про-
пускания) при V Кр пу » 1 можно оценить по формуле
&Крпу[Крпу VКрпу'КРнакIPван- (5- 113)
265
Например, при /<рпу = 17 дБ (V%>ny = 7,07) и ДРнак/^нак —
= 4% [(1 + Д^Нак)^нак = 0,17 дБ] нестабильность усиления
равна АЛръу/Крпу = 28,3%, т. е. (1 + ДЯрпуУКрпу = 1,08 дБ.
Для получения достаточной стабильности характеристик ППУ
обычно обеспечивают Д/Окр < 5° С; АРнак^нак<5%, А/нак^/нак <
<0,1%, как правило, путем термостабилизации ППУ с циркуля-
тором, генератора накачки и жесткой стабилизацией питающих
напряжений. В некоторых случаях для повышения стабильности
характеристик целесообразно использовать двух- или трехкас-
кадные схемы ППУ с малым усилением в каждом каскаде 117, 191,
Генераторы накачки (ГН)
В качестве ГН используют обычно такие же приборы и устрой-
ства, что и для гетеродинов сантиметровых и миллиметровых волн,
но с повышенными выходной мощностью РНак и стабильностью
этой мощности и частоты /дак. Высокая стабильность Рнак и /вагк
при климатических и механических воздействиях и в течение срока
службы — важнейшее требование, предъявляемое к ГН.
В настоящее время стремятся использовать в основном полу-
проводниковые ГН: на диодах Ганна (генераторы Ганна) и лавинно-
пролетных диодах, транзисторно-варакторные генераторы 1141.
Такие ГН работают от миниатюрных низковольтных источников
питания, отличаются экономичностью питания, большой долгов
вечностью и позволяют создать полностью полупроводниковые
миниатюрные интегральные ППУ подобно изображенному на
рис. 5.31, б.
5.5. МЕТОДЫ ПОДАВЛЕНИЯ ВЫХОДНЫХ ШУМОВ
ЗЕРКАЛЬНОЙ частоты МАЛОШУМЯЩИХ УСИЛИТЕЛЕН СВЧ
Из определения коэффициента шума # четырехполюсника
следует, что шумы зеркального канала ♦ в режиме однополосного
приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает
на выход смесителя (приемника) и не может быть отнесена к мощ-
ности шумов источника сигнала. При использовании широкополос-
ного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (при-
мерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их
мощность в этом случае равна приблизительно половине общей
мощности шумов на выходе приемника. Поэтому во всех случаях
применения широкополосного МШУ принимают меры по подавле-
нию зеркальных шумов на его выходе 117].
Простейшим и часто используемым методом решения этой зада-
чи является использование на выходе МШУ фильтра того или ино-
го типа (см. § 4.4), затухание которого в полосе частот сигнала мало
(Лп < 1 ••• Г5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико
* Для краткости назовем их зеркальными шумами.
266

(L3 > 13 ... 15 дБ). Полоса перехода (см. рис. 4.28) фильтра между
этими значениями La и Ьг должна удовлетворять соотношению
Ппер = 2/п—(Д/д с + Пп), (5.114)
где /п, Пп — промежуточная частота (ПЧ) и полоса пропускания
УПЧ, Д/д с — диапазон рабочих частот сигнала. При использова-
нии обычных значений ПЧ /п = 30 ... 60 МГц необходимая полоса
перехода Ппер во многих случаях оказывается настолько узкой, что
создать такой фильтр на СВЧ весьма трудно или нецелесообразно
" вследствие его громоздкости и больших потерь Lu.
, При другом методе подавления зеркальных шумов, свободном
от ограничений первого, но более сложном, используют двойное
преобразование частоты. При этом первая ПЧ выбирается до-
статочно высокой, чтобы полоса рабочих частот зеркального канала
оказалась за пределами полосы усиления МШУ.
При третьем методе подавления зеркальных шумов применяют
схему фазового подавления зеркального канала, описанную в
§ 7.6 {21, 24]. В этой схеме используют для преобразования Сигнала
не один, а два смесителя, к которым мощности сигнала Рс/2 и гете-
родина Рг/2 подводят с определенным фазовым сдвигом. Выходные
сигналы ПЧ смесителей суммируют в специальном сумматоре ПЧ:
В последнем сигналы ПЧ, поступающие из смесителей и обусловлен-
| ные СВЧ сигналом зеркальной частоты, подавляются из-за полу-
? чающейся противоположности их фаз независимо от величины ПЧ.
Этот метод может обеспечить подавление зеркального канала
более чем на 20 дБ в широкой полосе частот сигнала (10—40%).
Вследствие широкополосности устройства фазового подавления зер-
кального канала и отсутствия ограничений на используемую вели-
чину ПЧ описанный метод может оказаться предпочтительным во
многих случаях применения МШУ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1 1. Справочник по полупроводниковым диодам, транзисторам и интеграль-
ным схемам. Под ред. Н. Н. Горюнова, М., «Энергия», 1972. Авт.: Н. Н. Го-
рюнов, А. Ю. Клейман, Н. Н. Комков и др.
2. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио»,
1974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др.
3. Щуцкой К. А. Резонансные усилители на полевых транзисторах. —
«Радиотехника», 1972, т. 27, № 7.
4. Гозлинг В. Применение полевых транзисторов. Пер с англ. М., «Энер-
гия», 1970.
5. Келлер. Линейные интегральные схемы. Ч. 3. Работа дифференциаль-
ного усилителя. — «Электроника», 1967, № 19.
6. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочас-
тотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия»,
7. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва, М., Воениздат,
1971. Авт: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин и др.
8. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах. Под
ред. Р. А. Валитова, М., «Связь», 1972. Авт.: Г. П. Балан и др.
267
9. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., «Сов. радио», 1974.
10. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. 6. Боброва. М., «Сов. ра-
дио», 1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин и др.
11. Куликовский А. А. Линейные каскады радиоприемников. М.,
Госэнергоиздат, 1958.
12. Крохии В. В. Элементы радиоприемных устройств СВЧ. М., «Сов.
радио», 1964.
13. Смогилев К. А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприем-
ники СВЧ. M.t Воениздат, 1967.
14. Руденко В. М., Халяпин Д. Б., Магнушевский В. Р. Малошумящие
входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
15. Барулин Л. Г. Резонансные усилители на транзисторах М., «Связь»,
1969.
16. Расчет схем на транзисторах. Пер. с англ. Под ред. К. Г. Меркулова,
Р. М. Придорогина, Э. В. Цувиной. М., «Энергия», 1969.
17. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных при-
емников. М., «Сов. радио», 1973.
18. Малорацкий Л. Г., Микроминиатюризация элементов н устройств
CB4f М., «Сов. радио», 1976.
19. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль-
ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт.: М. А. Абдюханов,
Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др.
20. Филатов К- В. Введение в инженерную теорию параметрического
усиления. М., «Сов. радио», 1971.
21. Лосс. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в при-
емниках СВЧ — «Электроника», 1965, № 14, с. 22—28.
22. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия», 1975.
Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов н др.
23. Alpha Microwave diodes. — «Microwaves», 1972, № 4, 10.
24. Немлихер Ю. А., Струков И. А., Эткин В. С. Построение схем диод-
ных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального-ка-
нала. — В кн.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под
ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14. М., «Связь», 1974, с. 49—58.
6
УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ
ЧАСТОТЫ
6.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Усилители промежуточной частоты, используемые в радиопри-
емных устройствах, можно классифицировать по ряду признаков.
По величине относительной ширины полосы пропускания их
подразделяют на узкополосные и широкополосные. УПЧ с отно-
сительной полосой пропускания, не превышающей 0,05, условно
считают узкополосными, а с большей относительной полосой —
широкополосными.
По характеру распределения избирательности в каскадах раз-
личают УПЧ с распределенной и сосредоточенной избирательно-
268
стью. В УПЧ с распределенной избирательностью функции усиле-
ния и избирательности обеспечиваются в каждом каскаде. При
этом резонансные контуры, создающие требуемую избирательность,
одновременно определяют также и усиление тракта.
Равномерное распределение избирательности вдоль тракта при-
водит к тому, что каждый каскад имеет в среднем невысокую изби-
рательность, поэтому воздействию помех мешающих станций под-
вергается не только 1-й каскад усиления, но и последующие каска-
ды. В результате возможно появление перекрестных искажений
в нескольких каскадах усиления, что снижает помехоустойчивость
приемника. Это является одним из существенных недостатков дан-
ного метода конструирования.
В усилителях с сосредоточенной избирательностью необходимая
избирательность обычно создается системой, включенной между
преобразователем и УПЧ или после 1-го каскада УПЧ, а требуемое
усиление — последующими за ним апериодическими или слабоиз-
бирательными каскадами. Системой избирательности могут быть
многозвенные LC-фильтры, а также пьезоэлектрические или квар-
цевые фильтры, отличающиеся высоким коэффициентом прямоуголь-
ное™ частотной характеристики.
По числу резонансных контуров в каждом каскаде усилители
с распределенной избирательностью подразделяют на одноконтур-
ные и двухконтурные. В одноконтурных усилителях все контуры
могут быть настроены на номинальную промежуточную частоту
(настроенный УПЧ) или иметь соответствующую расстройку (УПЧ
с попарно расстроенными каскадами или с каскадами, настроенными
на три частоты). В двухкоитурных усилителях избирательность
обеспечивается полосовым фильтром, образованным системой двух
связанных контуров. В ряде случаев находят применение усилите-
ли с чередующимися одноконтурными и двухконтурными каска-
дами (смешанная схема).
По режиму работы каскадов УПЧ различают усилители в ре-
жиме максимального усиления и в режиме фиксированного усиле-
ния. Первый режим применяют тогда, когда внутренняя обратная
связь не оказывает заметного влияния на характеристики УПЧ
и когда возможное избыточное усиление не превышает допустимой
нормы. Второй режим используют, когда величина коэффициента
усиления ограничена либо из соображений устойчивости, либо из-за
недопустимости большого избыточного усиления.
По способу включения транзисторов УПЧ можно классифици-
ровать на усилители с общим эмиттером и с каскодным соединением
двух транзисторов. Основным способом включения транзисторов
в УПЧ является схема с ОЭ, обладающая большими усилительны-
ми возможностями, чем схема с ОБ, из-за большей величины вход-
ного сопротивления. Однако в УПЧ с ОЭ не всегда удается обеспе-
чить устойчивую работу из-за влияния внутренней обратной связи.
Практически это означает, что рассчитанный коэффициент усиления
одного каскада превышает устойчивый коэффициент усиления.
269
В этом случае применяют различные способы повышения устой-
чивости. Если коэффициент усиления каскада незначительно (не
более чем в 2 раза) превышает устойчивый, обычно используют пас-
сивный способ, заключающийся в уменьшении коэффициента уси-
ления каскада до устойчивого. В противном случае целесообразно
Рис. 6.1. Принципиальные схемы каскадов УПЧ:
а — одноконтурный с ОЭ; б — двухконтурный с ОЭ;
ОЭ — ОБ.
в — одноконтурный каскодный
увеличить коэффициент устойчивого усиления, применяя каскод-
ное включение транзисторов.
Помимо транзисторов и колебательных контуров схемы каска-
дов УПЧ включают в себя дополнительные элементы, предназна-
ченные для обеспечения режима питания транзисторов, их темпера-
турной стабилизации, устранения цепей паразитной связи^ обеспе-
чения между каскадных соединений и т. п. (рис. 6Д).
270
6.2. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
С РАСПРЕДЕЛЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬЮ
Исходные данные для расчета усилителей промежуточной ча-
стоты получают из предварительного расчета приемника. К ним
относятся:
— номинальное значение промежуточной частоты fn;
— коэффициент усиления по напряжению всего УПЧ (с учетом
транзисторного преобразователя частоты, если такой используют)
^Овт>
— полоса пропускания частот всего усилителя П;
— избирательность усилителя, характеризуемая коэффициен-
тами прямоугольности £л001, йп0ОО1;
— параметры нагрузки УПЧ gH, Сн.
Выбор типа транзисторов и способа их включения
Наиболее часто для усилителей промежуточной частоты ис-
пользуют биполярные транзисторы. Тип транзистора выбирают по
величине/у21, вычисляемой по формуле (3.11). Транзистор выбран
правильно, если выполняется условие
/у2! > (2 ... 3)/п. (6.1)
В начале расчета следует ориентироваться на способ включе-
ния транзистора с ОЭ. Если расчет покажет, что подобное включе-
ййе не обеспечивает требуемого усиления из-за влияния внутренней
обратной связи, то может оказаться целесообразным переход к
кйскодной схеме включения транзисторов.
Для выбранного транзистора задаются режимом по постоянному
току и определяют его параметры gn, Cn, g22, С22, | У211 и | У121
йа частоте /п, пользуясь рекомендациями, изложенными в гл. 3.
Если преобразователь частоты в приемнике транзисторный, то
Ё качестве его нагрузки выбирают такую же избирательную систе-
му, как и в каскадах усилителя. В этом случае для расчета необ-
ходимы параметры транзистора в режиме преобразования частоты
&2пч» С22пЧ, |У2тч |- Методика их определения дана в гл. 7.
Выбор схемы УПЧ
При выборе схемы УПЧ следует руководствоваться следующими
соображениями.
Если требования к избирательности не предъявлены, то целе-
сообразно применять усилитель с одноконтурными настроенными
каскадами. К достоинствам такого усилителя можно отнести до-
статочно высокую степень линейности фазовой характеристики,
хорошую стабильность формы резонансной кривой, простоту кон-
струкции и настройки. Однако усилитель с такой схемой обладает
весьма малым предельным значением произведения коэффициента
271
Ф *поЛ *П0,01 %0,001 *по,1 *п0.01- *П0.001 Ф ftno .1
т УПЧ с одно
УПЧ с настроенными УПЧ с двухкоитурными парно рас
каскадами каскадами (р—1) кадами
1 1,00 9,95 100 1000 0,71 3,15 10,0 31,6
2 1,55 4,66 15,5 49,1 0,88 2,16 3,93 7,01 0,71 3,15
3 1,96 3,74 8,89 19,5 0,99 1,94 2,98 4,42
4 2,30 3,38 6,90 12,7 1,07 1,84 2,63 3,57 0,88 2,16
5 2,59 3,19 5,98 10,0 1,14 1,79 2,44 3,16
6 2,86 3,07 5,45 8,57 1,19 1,75 2,34 2,93 0,99 1,94
7 3,10 2,99 5,12 7,72 1,24 1,73 2,26 2,78
8 3,32 2,93 4,89 7,15 1,29 1 >71 2,21 2J7 1,07 1,84
9 3,53 2,89 4,72 6,74 1,33 1,70 2,17 2,60
10 3,73 2,86 4,59 6,45 1,37 1,69 2,14 2,54 1,14 1,79
И 3,92 2,83 4,49 6,21 1,40 1,69 2,12 2,49
12 4,10 2,81 4,41 6,03 1,43 1,68 2,10 2,46 1,20 1,75
усиления на полосу пропускания, особенно при большом числе кас-
кадов. Поэтому в процессе расчета может оказаться, что коэффициент
усиления с ростом числа каскадов уменьшается или необходимое
усиление достигается при конструктивно неприемлемом числе кас-
кадов (более 10—12). В подобных случаях приходится выбирать
схемы усилителей, обеспечивающие большее произведение коэффи-
циента усиления на полосу пропускания. К ним относятся усилители
с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с двухкон-
турными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными
на три частоты, со смешанной схемой и т. п.
Если требование к избирательности предъявлено, то тип УПЧ
выбирают по заданному коэффициенту прямоугольное™ с помощью
данных табл. 6.1. В таблице приняты следующие обозначения: m —
число избирательных систем, — параметр расстройки контуров,
₽ — параметр связи контуров, ф — величина, равная отношение
полосы пропускания отдельного резонансного контура к полосе
пропускания УПЧ с числом избирательных систем т.
Для выбранной схемы по таблице определяется минимальное
число избирательных систем mSl обеспечивающее требуемую изби-
рательность.
Расчет вспомогательных параметров УПЧ
Для дальнейшего расчета усилителя нужно вычислить ряд вспо-
могательных параметров.
Максимальный коэффициент устойчивого усиления одного кас-
када
КуС1 = 0,42/|Уг1|/|Ки|. (6.2)
272
Таблица 6.1
*П0.01 ь по.001 *пол ь. *П0,01 ь ПО.001 ^по.1 %o,oi ^ПО.001
Контурными по- УПЧ с одноконтурными кас- УПЧ с чередующимися одно-
кадами, настроенными на три контурными н двухконтурными
частоты (^о = У 3 ) каскадами (0 =s у 3 )
10,0 31,6 0,50 2,15 4,64 10,0 0,50 2,15 4,64 10,0
3,93 7,01 0,58 1,67 2,49 3,66
2,98 4,42 0,58 1,67 2,49 3,66^ 0,63 1,55 2,07 2,69
2,63 3,57 0,63 1,55 2,07 2,69 0,66 1,50 1,90 2,33
2,44 3,16 0,69 1,47 1,82 2,15
2,34 2,93 0,66 1,50 1,90 2,33 0,71 1,45 1,76 2,05
Минимальное число избирательных систем тк, необходимое
для реализации усилителя с заданным коэффициентом усиления;
основой для его определения являются неравенства
тк^ . lg KnD т
1g Куст
при использовании диодного смесителя;
m 1g (^ОП т I ^21 |/1 ^21 ПЧ I)
1g Куст
при использовании транзисторного преобразователя частоты.
В качестве тк выбирают минимальное целое число, удовлетво-
ряющее указанным неравенствам и соответствующее принятой схе-
меУПЧ. В частности, для усилителя с попарно расстроенными одно-
контурными каскадами и для усилителя со смешанной схемой число
избирательных систем должно быть кратно двум, а для усилителей
с каскадами, настроенными на три частоты, — трем.
Исходное для расчета УПЧ число избирательных систем т0.
Его выбирают как наибольшее из чисел ms и Если требования
к избирательности УПЧ не предъявлены, т$ = тк.
Минимально допустимое с точки зрения стабильности формы
частотной характеристики отношение эквивалентной емкости кон-
тура каскада к емкости, вносимой в контур транзисторами [11,
(6-3)
pH
где b = ЛСи/Сп кСы/Сы — относительное изменение входной
и выходной емкостей транзистора (при отсутствии дополнительных
273
сведений следует брать Ь = 0,1 ... 0,3). Значения параметра р
принимают равными [2]:
1,0—1,5 для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами,
0,4—0,6 для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными
каскадами,
0,3—0,4 для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными
на три частоты,
0,8—1,0 для УПЧ с двухконтурными каскадами.
Для смешанной схемы УПЧ рассчитывают два значения а:
одно — для одноконтурных каскадов, другое — для двухконтур-
ных. Пользуясь неравенством (6.2), следует иметь в виду, что зна-
чение а не должно быть меньше 1,2—1,3.
Расчет отдельных каскадов УПЧ
Задавшись числом избирательных систем (сначала полагают
т = лз0), определяют необходимое эквивалентное затухание кон-
туров, обеспечивающее заданную полосу пропускания:
d3= Д-г[)(т). (6.4)
/о
Значения функции ф можно найти в табл. 6/.
Для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три
частоты, и для УПЧ с чередующимися одноконтурными и двухкон-
турными каскадами эквивалентные затухания одиночных конту-
ров, настроенных на частоту /ц, берут в два раза большими, чем
вычисленные по формуле (6.4).
Далее будут приведены методики расчета одноконтурных и
двухконтурных каскадов УПЧ. По этим методикам вычисляются
параметры всех каскадов усилителя. При этом необходимо учесть,
что для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три
частоты, параметры расстроенных каскадов и каскадов с частотой
настройки /п нужно рассчитывать раздельно вследствие разницы
в величине эквивалентного затухания контуров. Также раздельно
следует рассчитывать одноконтурные и двух контурные каскады
при смешанной схеме УПЧ. Оконечный каскад, нагруженный на
детектор (или ограничитель) во всех случаях рассчитывают отдельно
от остальных. При расчете оконечного каскада в приводимых далее
формулах параметр gn нужно заменить на и Сп — на Сн.
Транзисторный преобразователь частоты (если он должен быть
в приемнике) рассчитывают так же, как и каскады усилителя, заме-
няя &22i ^*22 и | К21 | на соответствующие параметры транзистора
в режиме преобразования. При этом расчет отличается тем, что тран-
зисторный преобразователь не проверяют на устойчивость, полагая,
что коэффициент усиления преобразователя /(опч не ограничен
влиянием внутренней обратной связи.
С точки зрения простоты реализации схемы целесообразно ис-
пользовать полное включение контуров к коллекторам транзисто-
274
ров. Поэтому вначале полагают коэффициент включения контура
в коллекторную цепь — 1. Однако, если расчет покажет, что
индуктивности контутрных катушек при этом слишком малы, по-
требуется частично включить контуры в коллекторные цепи
Й1< О-
Методика расчета одноконтурного каскада. Вначале вычисляют
критические значения эквивалентного затухания контура:
d' = d-\----------!----------, (6.5)
nafn (^11/^11 + ^22/^22)
d = d-\ - - (gu/Сц + 822/(^22)» (6-6)
4 ПО/ д
где d — собственное затухание катушки (обычно d « 0,01).
Полученные значения d' и d" сравнивают с эквивалентным за-
туханием контура d9. При этом могут быть три случая:
а) с1э d'. В этом случае режим максимального усиления кас-
када при заданной полосе пропускания оказывается реализуемым
без ограничений. Максимальное усиление достигается при следую-
щем выборе параметров схемы:
— коэффициент включения контура в цепь базы транзистора
следующего каскада

(6.7)
— эквивалентная емкость контура
С —
nfu(d9—d)
(6.8)
б d' <С d9 d*. В этом случае от каскада не удается получить
максимально возможное усиление, так как для этого требуется
слишком малая эквивалентная емкость контура, не допустимая
с точки зрения стабильности формы частотной характеристики.
В подобной ситуации реализуют режим максимального усиления
при ограничении минимального значения эквивалентной емкости
контура. При этом коэффициент включения определяют по соот-
ношению ____________________
_ 1 / 2л/д (d9—d) aCz2—g22 /с q\
2 r gn—2nfn(da—d)aCn
а эквивалентную емкость контура принимают равной минимально
допустимой
С9 - а (С22 + /п!Сп). (6.10)
в) d9 > сГ. Как и в предыдущем случае, реализуется режим
максимального усиления при ограничении минимального значе-
ния эквивалентной емкости контура. Коэффициент включения гл2
находят по формуле
— Г ^22/^ц.
(6.П)
275
Эквивалентную емкость контура принимают равной минимально
допустимой и вычисляют по формуле (6.10). Чтобы обеспечить нуж-
ное эквивалентное затухание контура, его шунтируют резистором
с проводимостью
£Шн == 2л/пСэ (d3 — d) — m]gM — mlgn. (6.12)
Во всех приведенных случаях коэффициент усиления однокон-
турного каскада на частоте настройки контура рассчитывают по
формуле
К — I I
ок 2л/и Сэ <4
(6.13)
Полученное значение коэффициента усиления каскада сравнивают
с коэффициентом устойчивого усиления. Если /Сок^ЛуС(, то
каскад устойчив, значение Кок оставляют без изменения. Если
А'ок> ХуСП каскад неустойчив Необходимо принять меры для
повышения устойчивости усилителя.
Если отношение /Сок/Куст 2, целесообразно применить пас-
сивный способ повышения устойчивости, заключающийся в умень-
шении резонансного коэффициента усиления до устойчивого. В этом
случае каскад рассчитывают применительно к режиму фиксирован-
ного усиления, задавшись величиной фиксированного коэффициен-
та усиления Кф = /Суст.
Коэффициент включения контура в цепь базы транзистора
определяют при этом как
= 2ЛЗДСЛ/1 1. (6.14)
Значение как и ранее, Полагают равным единице. Для полу-
чения заданной полосы пропускания к контуру нужно подключить
шунтирующий резистор с проводимостью
ёшв = 2л/псэ (d3 — d) — g22 — (6.15)
Эквивалентная емкость контура остается без изменений. Значение
резонансного коэффициента усиления Кок оказывается равным
Куст*
Если отношение > 2, то применяют каскодное вклю-
чение транзисторов по схеме ОЭ—ОБ. При этом необходимо заново
рассчитать каскад, подставляя в формулы соответствующие пара-
метры составного транзистора. Последние определяют в соответствии
с рекомендациями, приведенными в гл. 3.
Если усилитель, построенный по каскодной схеме, все же ока-
жется неустойчивым, следует перейти к режиму фиксированного
усиления, полагая равным коэффициенту устойчивого усиления
каскодной схемы.
Примечание. При расчете каскада по приведенной методике
вычисленное значение коэффициента включения контура в базовую
цепь транзистора может оказаться больше единицы. В этом случае
полагают tn2 = 1 и повторяют расчет каскада, пользуясь транс-
276
формированными формулами. Трансформация состоит в замене
индекса 2 индексом 1 и наоборот. Например, формула (6.7) после
трансформации будет иметь вид: т1 — Vgulg22.
Методика расчета двухконтурного каскада. Обычно при проек-
тировании УПЧ на двухконтурных каскадах исходят из следующих
условий:
fai — foi ~ fnt dal ~ da2 = da’, di = d2 = d; Cai — C9a = ^э»
где /м» fo2> dalt dg2t dlt d2, См, Сэ2 — частоты настроек, эквивалент-
ные затухания, собственные затухания и эквивалентные емкости
контуров соответственно в коллекторной и базовой цепях.
Как и при расчете одноконтурных каскадов, вначале предпо-
лагают простейший вариант реализации схемы с полным включе-
нием контура к коллектору^транзистора (/И] =1).
Критические значения эквивалентного затухания контуров
Определяются следующими выражениями:
d' = d+——,
Sil
(6.16)
(6.17)
d" = d-)
2nfn аСи
В зависимости от соотношения da с d' и d" возможны три варианта
расчета:
a) da С d’. В этом случае величины та и С9 вычисляют по фор-
мулам:
"la = /g22/gll.
с =
8 2л/п№—d)'
(6.18)
(6.19)
б) d' < d9 d*. В этом случае эквивалентные емкости контуров
полагают равными минимально допустимым;
Са = аС22. (6.20)
В коллекторный контур включают шунтирующий резистор с про-
водимостью
£шн1 = 2л/псэ (da — d) — gaa. (6.21)
Коэффициент включения контура к базе транзистора следующего
каскада определяют как
— V (§22 + ёшн1)/£п* (6.22)
в) dg > d*. В этом случае коэффициент включения /и2 опреде-
ляется соотношением
= / С,,а/Сп.
(6.23)
277
Эквивалентную емкость контуров принимают равной минимально
допустимой*.
Сэ = аС22. (6.24)
Контуры шунтируют резисторами с проводимостью
^Гшн1 (d3 d) (6.25)
в коллекторной цепи,
gum = 2л/цСэ (d3 — d) — (6.26)
в базовой цепи.
Во всех трех случаях коэффициент усиления двухконтурного
каскада на частоте настройки равен-
Р ^2 I
1+Р 2л/п Cbd3
(6.27)
где Р — обобщенный параметр связи между контурами.
Если в проектируемом УПЧ все каскады двухконтурные, то
параметр связи берут равным единице. При этом получается мак-
симальный коэффициент усиления на резонансной частоте и
одногорбая частотная характеристика с максимально плоской вер-
шиной.
Для двухконтурных каскадов, используемых в смешанной схе-
ме усилителя (с чередующимися одноконтурными й двухконтур-
ными каскадами), принимают р ~ Т/З. При условии, что эквива-
лентное затухание контура одноконтурного усилителя в два раза
больше эквивалентного затухания каждого из контуров усилителя
со связанными контурами, выбор указанного значения параметра
связи обеспечивает получение максимально плоской вершины ча-
стотной характеристики УПЧ.
Вычисленный по формуле (6.27) коэффициент усиления сравни-
вают с устойчивым коэффициентом усиления. При Кдк>КуСг
усилитель неустойчив. В этом случае принимают меры для повы-
шения устойчивости. Если отношение Лдк/КуСт 2, то исполь-
зуют пассивный способ, заключающийся в уменьшении коэффици-
ента усиления до устойчивого. Каскад в режиме фиксированного
усиления рассчитывают в такой последовательности.
Задавшись фиксированным коэффициентом усиления каскада
(в данном случае Кф = КуСТ)’ определяют коэффициент включения
т2 = -!-±-р2 . (6 28)
Г’ |г2х| ’ '
Значение емкости выбирают при этом то, которое получилось
при расчете на максимальное усиление. Коэффициент включения
полагают равным единице. Поскольку значение т2 изменилось,
278
проводимость резистора, шунтирующего контур в базовой цепи,
рассчитывают вновь по формуле
£шн2 = 2nfnC3 (d3 — d)—mlgu. (6.29)
При указанном выборе параметров двухконтурного каскада его
коэффициент усиления равен /<уст.
Если в результате расчета каскада на максимальное усиление
окажется, что АдК/Луст > 2, от схемы с ОЭ целесообразно перейти
к каскодной схеме. Двухконтурный каскад на составном транзи-
сторе рассчитывают по приведенной методике. Параметры состав-
ного транзистора определяют по формулам, приведенным в гл. 3.
Если и для каскодной схемы условие устойчивости окажется
невыполненным, следует перейти к режиму фиксированного усиле-
ния с /<ф = /<уст, где Куст — коэффициент устойчивого усиления
каскада на составном транзисторе.
При расчете двухконтурного каскада может оказаться, что вы-
численное значение m2 > 1. В этом случае полагают т2 = 1 и пов-
торяют вычисления, пользуясь трансформированными формулами,
как это указано в примечании к расчету одноконтурного каскада.
Расчет коэффициента усиления УПЧ
В результате расчета отдельных каскадов должны быть получе-
ны следующие данные:
— коэффициент усиления промежуточных каскадов Кок и ко-
эффициент усиления оконечного каскада /<Ок н Для УПЧ с одно-
контурными настроенными каскадами и с попарно расстроенными
каскадами;
— коэффициент усиления промежуточных каскадов /<дк и ко-
эффициент усиления оконечного каскада /<дк и Для УПЧ с двух-
контурными каскадами;
— коэффициент усиления промежуточного расстроенного кас-
када Коы коэффициент усиления промежуточного каскада, настро-
енного на промежуточную частоту, /<ок, коэффициент усиления око-
нечного каскада Кок н (либо /<Ок н) для УПЧ с одноконтурными
каскадами настроенными на три частоты;
— коэффициент усиления промежуточного одноконтурного кас-
када /<ок, коэффициент усиления промежуточного двухконтурного
каскада Кщ< и коэффициент усиления оконечного каскада /<ок (|
(либо дк н) Для УПЧ со смешанной схемой;
— коэффициент усиления транзисторного преобразователя ча-
стоты Kq пч Для приемника с транзисторным преобразователем ча-
стоты.
Общий коэффициент усиления УПЧ Ко п вычисляют по одной
из приводимых далее формул в зависимости от принятой схемы
усилителя.
279
Число каскадов усилителя п равно числу избирательных систем
т в приемниках с диодным смесителем и на единицу меньше т
в приемниках с транзисторным преобразователем частоты. Если
используется диодный смеситель, значение /<Опч, подставляемое
в формулы (6.30) — (6.36), полагают равным единице.
Для УПЧ с настроенными одноконтурными каскадами
Яоп^ОпчСГ’Яокн. (6.30)
Для УПЧ с попарно расстроенными одноконтурными каскадами
^ОПЧ^ОК ^ок И /С О1\
Квв~ (1+^Г2 ’ ( }
где £0 — параметр расстройки контуров; для получения частотной
характеристики УПЧ с максимально плоской вершиной берут зна-
чение £0 = 1.
Для УПЧ с двухконтурными каскадами
Лов н. (6.32)
Для УПЧ с одноконтурными каскадами, настроенными на три
частоты,
„ ^ч(^к)ЛЛ(Кок)Пп~'*оиН
7”=— —-• ()
если оконечный каскад настроен на частоту fat и
х»=-----------------------(>+«>»-------• ,б34)
если оконечным является расстроенный каскад.
В формулах (6.33), (6.34) пд — число расстроенных каскадов
усилителя; пп — число настроенных каскадов. Для получения мак-
симально плоской вершины частотной характеристики УПЧ при-
нимают значение = Уз.
Для УПЧ со смешанной схемой
ЛоП=Кои,С-х;«к-‘/(дпв, (6.35)
если оконечный каскад двухконтурный, и
К»» = и, Кок в. (6.36)
если оконечный каскад одноконтурный.
Здесь лок» Идк — число одноконтурных и двухконтурных кас-
кадов усилителя.
Если в результате расчета усиление УПЧ окажется меньше тре-
буемого, т. е. Коп < Копт» то следует увеличить число каскадов
и повторить расчет. При увеличении числа каскадов нужно помнить^
280
что для усилителей с попарно расстроенными каскадами и чередую-
щимися одноконтурными и двухконтурными каскадами т должно
быть кратно двум, а для усилителей с одноконтурными каскадами,
настроенными на три частоты, —трем.
В процессе расчета может оказаться, что при приемлемом с кон-
структивной точки зрения числе каскадов (п< 10 ... 12) не уда-
ется получить требуемый коэффициент усиления. В этом случае
рекомендуется перейти к другой схеме УПЧ с большим предельным
значением произведения коэффициента усиления на полосу пропу-
скания.
Может также оказаться, что условие /<iin > /<9п т выполняет-
ся с большим запасом, т. е. усилитель имеет значительное избыточ-
ное усиление. Допустимым обычно считают не более чем трехкрат-
ное превышение заданного коэффициента усиления. Если это не
выполняется, переходят к режиму фиксированного усиления и про-
изводят уточненный расчет параметров схемы. Значения фикси-
рованных коэффициентов усиления отдельных каскадов определяют
с помощью соотношений:
Кф = — Для одноконтурных каскадов,
Лф == с/Сдк — Дня двухконтурных каскадов,
Кф = с/Сопч “ Для транзисторного преобразователя частоты,
где док, /<дк, пч — коэффициенты усиления, полученные при
первоначальном расчете, с = К» ПТ/КО п.
Далее вычисления производят по методике расчета каскадов
в режиме фиксированного усиления. Рассчитанный усилитель имеет
в этом случае коэффициент усиления ЛОпт.
Расчет элементов контуров
Определяют частоты настройки контуров расстроенных каскадов
fОЪ 02 = /п(Т 14-0,5^4^0,5^^), (6.37)
где Ео — параметр расстройки.
Рассчитывают индуктивность контурных катушек
I; с,
где f0 — частота настройки контура; LK измеряется в микроген-
ри, С9 — в пикофарадах, /0—в килогерцах.
Иногда значение полученное по выражению (6.38), может
оказаться меньше конструктивно осуществимого. Приближенные
минимальные значения индуктивностей Lmin катушек контуров,
которые можно допускать на различных частотах, приведены в
табл. 6.2 13]
Если LK <Z Lmim то целесообразно использовать неполное вклю-
чение контура не только в цепь базы, но и цепь коллектора. В этом
281
Таблица 6.2
/о, МГц 0,1—0,5 0,5—1,0 1—5 5—10 10—20 20—40 40-100
^-niln, мкГ 1000—400 400—250 250—20 20—10 10-5 5—0,8 0,8—0,05
случае последовательность расчета такова. Определяют максимально
допустимую эквивалентную емкость контура
С = 1
этах 4лОПт1п ’
В качестве значения эквивалентной емкости контура принимают
С
max-
Находят коэффициент к:
к == тах.
(6.39)
(6.40)
где Сэ — значение эквивалентной емкости, полученное при перво-
начальном расчете.
Вычисляют уточненные значения коэффициентов включения:
/п{ = — к, = т2к.
По уточненным значениям коэффициентов включения пересчи-
тывают проводимости шунтирующих резисторов (если они имеются)
по формулам (6.12), (6.25), (6;26). Затем продолжают расчет эле-
ментов колебательных контуров.
Определяют емкости конденсаторов настройки контуров:
Ск — Сд — яЦСц — См (6.41)
для одноконтурных каскадов,
СК1 = С3 гП[С2г См, | (6 42)
СК2 = СЭ—mlCu—См |
для двухконтурных каскадов. Емкость монтажа См принимают
равной 3—5 пФ.
Для одноконтурных каскадов при трансформаторной межкас-
кадной связи вычисляют индуктивность катушки связи
Лсв = LKml/k^. (6.43)
Значением коэффициента kCB задаются в пределах 0,7—0,9.
Для двухконтурных каскадов определяют коэффициенты связи
И взаимной ИНДУКТИВНОСТИ контуров ПОЛОСОВЫХ фильтров feCB “
М = feCBLK. Здесь р — параметр связи контуров.
В случае внешнеемкостной связи контуров полосовых филь-
тров емкость конденсатора связи рассчитывают по формуле Ссв ==
— fec в£в, где fee в М-
Элементы цепей питания и термостабилизации рассчитывают
так же, как и для усилителей радиочастоты. Методика такого рас-
чета приведена в гл. 5,
282
о-
ih
^2
2L2
о
£2
Т 2
Т 2
о
о
Рис. 6.2. Элементарное звено фильтра
типа I1L.
6.3. РАСЧЕТ УПЧ С ЭЛЕКТРИЧЕСКИМИ ФИЛЬТРАМИ
СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
В условиях, оговоренных в § 1.4, вместо УПЧ с распределенной
избирательностью можно использовать УПЧ с фильтром сосредо-
точенной избирательности (ФСИ). При этом УПЧ содержит каскад
с ФСИ, который обеспечивает требуемую избирательность, и ряд апе-
риодических или слабэизбирательных каскадов, создающих не-
обходимое усиление по промежуточной частоте. ФСИ включают на
выходе транзисторного преобразователя частоты или на выхЪде
одного из первых каскадов
УПЧ, следующих за диодным
смесителем.
Исходными данными для ра-
счета каскада с электрическим
ФСИ являются:
— номинальное значение
промежуточной частоты /п;
— полоса пропускания П;
— расстройка, соответствую-
щая соседнему каналу, Д/ск;
— ослабление сигнала соседнего канала, требуемое от ФСИ,
— ослабление сигнала на границе полосы пропускания Sen;
— параметры усилительного транзистора g22, С22 и 1^2i| или
транзисторного смесителя g22n<j, С22пч и |У21ПЧ|;
— входная проводимость и входная емкость Сп транзистора
следующего каскада.
Наибольшее распространение в радиоприемных устройствах
получили фильтры типа Ш4, образованные каскадным включе-
нием элементарных звеньев, представленных на рис. 6.2.
В теории фильтров в качестве характеристик элементарного
звена вводятся частоты среза Д и /2- Для фильтров типа 1114 верх-
няя частота среза /2 есть резонансная частота параллельного кон-
тура, образованного индуктивностью 2L2 и емкостью С2/2. Если
к этому контуру дополнительно подключить емкость 2Сг, то резо-
нансная частота полученного контура будет равна нижней частоте
среза Д.
При заданном номинальном характеристическом сопротивлении
фильтра IF0 все элементы звена однозначно выражаются через ча-
стоты среза:
L2/W0 = (А - /1)/4л/1/2, C2W0 = Ш2 (/2 - А). (6.44)
С2Г0 - (Л +/2)/4л^2.
Таким образом, расчет ФСИ должен сводиться к нахождению
частот среза и числа элементарных звеньев, при которых фильтр
удовлетворяет предъявленным к нему требованиям.
283
Расчет параметров ФСИ
Для расчета ФСИ можно использовать семейство обобщенных
резонансных кривых, показанных на рис. 6.3. По оси абсцисс
отложена относительная расстройка —fi), соответ-
ствующая абсолютной расстройке А/, — ослабление, созда-
ваемое одним звеном. Кривые построены для различных значений па-
раметра т] == 2/nd/(fa — /J, где d — собственное затухание конту-
ров ФСИ.
Рис. 6.3. Обобщенные резонансные
кривые ФСИ.
Рис. 6.4 Графика для определения
коэффициента к.
Последовательность расчета такова.
Определяют величину
V = 2/tld/n, (6.45)
задаваясь значением d — 0,0025 ... 0,005.
Задаются числом звеньев п. В качестве поильного Приближе-
ния целесообразно выбрать п = 4.
Определяют ослабление на границе полосы 11, создаваемое одним
звеном:
Senl = Seu/n. (6.46)
По графикам рис. 6.4 находят параметр к.
Определяют разность частот среза
А/ср ~ /2 fi “ П/х. (6.47)
Вычисляют значение уг при А/ = А/(.„ и параметр т] = хт|*.
С помощью обобщенных резонансных кривых находят ослабле-
ние соседнего канала 8еСЙ1, обеспечиваемое одним звеном.
284
Определяют общее расчетное ослабление фильтра на частоте
соседнего канала
*5еСк ф — hScCkj ASe, (6.48)
где ASe — ухудшение избирательности из-за рассогласования
фильтра с источником сигнала и нагрузкой. Величиной ASe зада-
ются в пределах 3 ... 6 дБ.
* Сравнивают расчетное ослабление SeeK ф с требуемым SeCK п.
В зависимости от соотношения между SeCK ф и SeCK п возможны три
случая:
a) SeCK а — SeCK ф. Фильтр обладает требуемой избиратель-
ностью. Значения п и А/ср являются окончательными и исполь-
зуются далее для расчета элементов звеньев и коэффициента пере-
дачи ФСИ.
б) Se0к п > Secи ф. Фильтр не обеспечивает требуемую изби-
рательность по соседнему каналу. Следует повторить расчет, уве-
личив п на единицу. В общем случае может потребоваться несколь-
ко подобных шагов вычислений. Значения п и А/ср, полученные
на последнем шаге (при выполнении условия SeCK n^SeCH ф), яв-
ляются окончательными.
в) SeCK п< SCK ф- Фильтр обеспечивает избирательность не хуже
требуемой. Однако следует проверить возможность уменьшения
числа звеньев. С этой целью вычисления повторяют, последователь-
но уменьшая п на единицу. На последнем шаге условие SeCK п
«С&ск ф должно нарушиться. В качестве окончательных значений
л и А/ср принимают результаты предпоследнего шага вычислений.
Расчет элементов звеньев и параметров каскада с ФСИ
Задаются величиной номинального характеристического сопро-
тивления фильтра = 1 ... 50 кОм.
С точки зрения увеличения коэффициента усиления каскада
С ФСИ целесообразно выбирать Wo из условия Wog22 1. Однако
при больших значениях №0 возникают трудности реализации ем-
кости Сг, особенно иа высоких частотах. Поэтому значение №0
ограничивают: произведение в килоомах на fn в мегагерцах
нр должно превышать 100.
Вычисляют коэффициенты трансформации соответственно для
первого и последнего контуров ФСИ:
= / 1
1 I
_ f 1
2 I
при Й7о£22<
при Wog^ 1;
при W,gn<\,
при №0 gn > 1.
(6.49)
Если IF'ogsa < 1, то для согласования фильтра с коллекторной
285
цепью параллельно входу фильтра включают шунтирующий рези-
стор с проводимостью
= (1 - (6.50)
Как правило, в качестве шунта используют коллекторный резистор
в цепи питания транзистора.
Если ITogn < 1, то шунтирующий резистор включают и на вы-
ходе фильтра (в базовой цепи). Проводимость шунта рассчитывают
по формуле
§шв2 — (I W (6.51)
Рис. 65. Принципиальная схема каскада с трехзвенным фильтром сосредото
ценной избирательности.
Рассчитывают элементы, образующие звенья фильтра (рис. 6.5):
Сг = 1/(2л^п); С2 = 1/(kUWp> - 2СХ;
С8 - 0,5C2-m?C22; С4 == 0,5C2-m!Cu; (6.52)
Ц = ^оА/ср/(4^); М = 2L2.
При индуктивной связи ФСИ с коллекторной или базовой цепью
рассчитывают индуктивности катушек связи
Лев = (6.53)
где гито — соответствующий коэффициент трансформации; значе*
нием коэффициента связи kCb задаются в пределах 0,7 ... 0,9.
Определяют коэффициент передачи ф по графикам рис. 6.6.
Рассчитывают коэффициент усиления каскада, нагруженного на
ФСИ:
Коф 0,5ш1щ2 | Y211 ф- (6.54)
Если ФСИ является нагрузкой преобразователя частоты, то выра-
жения (6.49), (6.50) вместо g22 подставляют §22пч» а в (6.54) вместо
I I I А1пч I- .
При составлении принципиальной схемы ФСИ следует помнить,
что число звеньев п равно числу емкостей Сх и на единицу меньше
числа параллельных контуров.
286
4
Рис. 6.6. Графики для оп-
ределения коэффициента пе-
редачи ФСИ.
Пример 6.1. Рассчитать усилительный каскад с электрическим
ФСИ.
Исходные данные-. fn — 465 кГц, П = 10 кГц, Д/ск = 10 кГц,
5еСкп = 30 дБ, Sen — ЗдБ. Параметры усилительного транзистора:
g22 — 0,085 мСм, С22 = 15 пФ, | У21 | = 84 мСм. Параметры на-
грузки ФСИ: gn — 1,4 мСм, Сп = 116 пФ.
Расчет
1. Определяем по (6.45) параметр т]*, задавшись затуханием
d = 0.004: т)* = 2 - 465 - 0,004/10 = 0,37.
2. Задаемся числом звеньев п — 4.
3. Находим ослабление на границе
полосы пропускания, обеспечиваемое
одним звеном (6.46): Senl = 3/4 =
0,75 дБ.
4. По графикам рис. 6.4 находим
х = 0,78.
5. Определяем разность частот сре-
за (6.47): Л/ср = Ю/0,78 = 12,8 кГц.
6. Определяем вспомогательные ве-
личины^ и ц: = 2-10/12,8= 1,56; т| =
= 0,37 - 0,78 = 0,29.
7. По графикам рис. 6.3
Se! — 7,7 дБ.
8. Определяем расчетное
ние соседнего канала по
(6.48), задавшись величиной
= 5 дБ: SeCK ф = А-1,1 — 5 = 25,8 дБ.
9. Так как SeCK ф< SeCK п, увеличиваем число звеньев, прини-
мая п = 5. Повторяем расчет: Senl = 3/5 = 0,6 дБ, х = 0,75,
Д/ср = Ю/0,75 = 13,3 кГц, ^ = 2 • 10/13,3 = 1,5, ц = 0,37 X
X 0,75 — 0,28, Scj. = 7,2 дБ, SeCK ф = 5 • 7,2 — 5 = 31 дБ.
Требуемая избирательность обеспечивается при п = 5, Д/ср =
= 13,3 кГц.
10. Задаемся величиной номинального характеристического со-
противления Wo = 20 кОм.
11. Вычисляем коэффициенты трансформации по формулам
(6.49): №og22 = 20 • 0,085 = 1,7 >1,^ = 1/VTj = 0,77, =
= 20 • 1,4 = 28 > 1, т2 = 1/V28 = 0,19.
12. Согласно (6.52) рассчитываем элементы ФСИ:
С.=-----------=17,2 пФ, С2 =----------------2-17,2=1156 пФ,
1 6,28.20-465 3,14-20-13,3
С3 = 1156 • 0,5 — 0,6 • 15 = 569 пФ, С4 = 1156-0,5 —
— 0,036 • 116 = 574 пФ,
. 2О.13,3-1О"_=98 мкГ. £=2-98= 196 мкГ.
2 4-3.14.4653
находим
ослабле-
формуле
bSe =
2 3,14-2013,3
287
13. По графикам рис. 6.6 определяем коэффициент передачи
ФСИ для п — 5 и т) = 0,28: Ка$ = 0,46.
14. Рассчитываем коэффициент усиления каскада с ФСИ (6.54):
КОф = 0,5 • 0,77 • 0,19 84 • 20 • 0,46 = 56.
6.4. МАШИННОЕ ПРОЕКТИРОВАНИЕ ГС-ФИЛЬТРОВ
СОСРЕДОТОЧЕННОЙ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ
Расчет ФСИ с помощью обобщенных резонансных кривых яв-
ляется приближенным. Дело в том, что указанные кривые ото-.
бражают лишь собственное затухание звеньев фильтра. Ухудшение
избирательности вследствие рассогласования фильтра с источником
сигнала и нагрузкой учитывают введением величины ASe, выбор
которой недостаточно строг. Кроме того, при оценке избиратель-
ности не учитывают асимметрию частотной характеристики, свой-
ственную фильтрам типа Ш4. Последняя весьма значительна в
фильтрах с большой относительной полосой пропускания. Так, на-
пример, в 10-звенном фильтре с частотой настройки 70 ?4Гц и по-
лосой пропускания 42 МГц избирательность составляет 193,7 дБ
при расстройке — 42 МГц и лишь 40,2 дБ при той же расстройке
противоположного знака.
Более точный расчет ФСИ возможен на базе строгих соотношений,
полученных в теории фильтров [9]. Далее приводятся формулы,
являющиеся основой методики машинного проектирования ГС-
фильтров типа Н14.
Гиперболический косинус собственного затухания элементарного
звена на частоте /
ch Гс = (G + Л/)/2,
где
G -- V(1 + 1)24- С2/ Н = +
А д 1; с =,
/*(/?-/.?) Р(Р~Ра ’
d — собственное затухание контуров, входящих в звенья фильтра/
Собственное затухание элементарного звена в неперах Гс [Нп] =
= In (ch Lc 4- sh Lc), где sh Lc =* Veh2 Lc — Г.
Собственное затухание элементарного звена в децибелах
Lc [дБ] = 8,6859 Гс [Нп].
Затухание сигнала на частоте / вследствие рассогласования
фильтра с коллекторной цепью
к 1дБ] = 4,343 In 1(1 + Й7^орм + 2№норм cos <pu;J/41,
где
\у/__________24 f2
W норм — . ,--
/ (/14-/2) T СА/
288
’ <
,4'
<-г нормированное значение характеристического сопротивления,
= ( arctg -4±1 + arctg 2
— фазовый угол характеристического сопротивления.
Затухание сигнала на частоте f из-за рассогласования фильтра
« базовой цепью
£рс0[дБ] = 4,343 In

1.2 \ л
----------cos ср.„ /4 .
ip ' П7 / /
** норм "норм / /

? Суммарное затухание, обусловленное рассогласованием филь-
тра.с источником и нагрузкой Lpc = LpCK + LDc6.
Общее затухание, вносимое фильтром на частоте /п
£-ф = лАс (/п) + £рс (/п).
Коэффициент передачи фильтра на частоте настройки
кпф = ю-МдБ1'го.
((! . Ослабление сигнала на частоте f относительно резонансного
уровня Se (f) = nLc (f) + Lpc (f) — L$.
Избирательность по соседнему каналу, обеспечиваемая n-звен-
ным фильтром, SeCK ф = Se (/ск), где /ск — частота соседнего ка-
нала.
Для машинного расчета ФСИ предлагается следующий алгоритм:
1. Задаются начальные значения частот среза Д = /п — П/2,
/а =«= /п + П/2.
2. Вычисляются собственное затухание звена Lc (/п) и затуха-
ние из-за рассогласований Lpc (/п) на частоте настройки фильтра.
; 3. Вычисляются собственное затухание звена Lc (/ск) и затуха-
ние из-за рассогласований Lpc (/ск) на частоте /ск “ fh + Д/Ск.
4. Определяется необходимое число звеньев для обеспечения
избирательности не хуже требуемой SeCK п:
. п « Ц{15еск п - £рс (/ек) + Lpc (/n)]/[Le (/еи) - Le (/D)J + 1},
где Ц(х) означает выделение целой части х.
Л 5. Вычисляется ослабление сигнала Se (/гр) на левой границе
• полосы пропускания, т. ё. на частоте /гр = fa — П/2.
- -6. Значение Se (/гр) сравнивается с уровнем отсчета полосы
пропускания SeD. При этом могут быть два случая:
, в) Se (/гр) > SeD. Требуемая полоса пропускания фильтра не
обеспечивается. Поэтому разность частот среза увеличивается:
7*^ =® А — Д/п! fi: = fi + Д/12, где Д/12 — шаг изменения яа-
- среза, и цикл вычислений повторяется, начиная с п. 2.
г ’:.$ Jie (/Гр) С Sen. Полоса пропускания ФСИ не меньше тре-
> бусмбЙ. Полученные значения частот среза и числа звеньев являют-
ся окончательными.
Следует Отметить, что частота соседнего канала, на которой опре-
** дедяется ослабление, выбрана выше частоты настройки, в то время
& Ю Зак. 895
Таблица 6.3
Идентифи- катор Обозначение в тексте Содержание
fl fl Нижняя частота среза *
f2 ft ' Верхняя частота среза
fm fn Номинальное значение промежуточной частоты
(частота настройки фильтра)
f f Текущее значение частоты
J in fnan Начальное значение частоты
fk fnou Конечное значение частоты
vf Af Шаг изменения частоты
Irm Lpc (fn) Затухание на частоте fa из-за рассогласования фильтра с источником и нагрузкой, дБ
Im Lc (fu) Собственное затухание звена на частоте fn, дБ
Ir ^pc Затухание из-за рассогласования фильтра с источ- ником и нагрузкой, дБ
If ^-ф Общее затухание, вносимое фильтром на частота fn, дБ Собственное затухание звена, дБ
b Lc
• df Self) Ослабление сигнала на частоте f, дБ
dfp' $e(f rp) Ослабление сигнала на границе полосы пропуска- ния, дБ
dfs SficK Ф Ослабление сигнала на частоте соседнего кана*
vf 12 ла, дБ
Afa Шаг изменения частот среза
divf А/ск Расстройка соседнего канала
sei 5еСк n Заданная избирательность по соседнему кана-
лу, дБ
sp Требуемое ослабление на границе полосы пропус- кания, дБ '
d d Собственное затухание контуров ФСИ
P П Требуемая полоса пропускания фильтра <
kf Кдф Коэффициент передачи фильтра
t!2 TL2 Нормированная величина индуктивности La
tc2 TC2 Нормированная величина емкости Са'
' tel . TC1 Нормированная величина емкости С]
П n Число звеньев фильтра
nmax rtmax Максимально допустимое число звеньев
chi chL0 Гиперболический косинус Lc
wn ^«орм . Нормированное значение характеристического со- противления фильтра
fiw Фа/ Фазовый угол характеристического сопротивления
как обеспечение заданной полосы пропускания проверяется на ле-
вой ее границе. Такая расстановка частот учитывает асимметрию
частотной характеристики ФСИ. Известно, что у фильтров типа II14
левая ветвь ЧХ круче правой. Поэтому оценивать избирательность
по соседнему каналу необходимо на частоте + А/Ск. Если на этой
частоте требования к избирательности выполняются, то они заве-
домо выполняются на частоте /п — А/Ск. Подобными рассуждения-
ми обосновывается и выбор частоты для проверки обеспечения за-
данной полосы пропускания ФСИ.
290
ДК;.. Программа расчета фильтра типа 1ПА
|1Ь (begin real fl, f2, fm, f, fn, fk, Irm, Im, Ir, If, b, df, dfp, sei, dfs, vfl2,
Sip vf, divf, d, sp, p, kf, tl2, tc2, tel;
||j|f integer n, nmax;
procedure loss(f);
, value f; real f;
begin real a, c, g, h, chi, wn, fiw, s, si, s2;
X si := fl f 2; s2 := f2 f 2; s := f J 2;
PX a := 2 X si X (s —s2)/s/(s2 —si) + 1;
X c := —2 X si X s2 x d/s/ (s2 — si);
. / > '• g := sqrt ((a + 1) f 2 + c f 2); fiw := 0;
. * h := sqrt ((a - 1) f 2 + c f 2); chi := (g + h)/2;
•? b := 8.6859 X In (chi + sqrt (chi f 2 — 1));
wn := 2 X fl x f2Z(f X (fl + f2) X sqrt (g X h));
4. for s := a + 1, a — 1 do
fiw := fiw + arctan (s/c)/2;
si := cos (fiw); lr := 0;
for s:^ wn, 1/wn do
lr := lr + 4.343 X In ((1 + s X (s + 2 X sl))/4)
end loss;
input (fm, p, divf, sei, sp, d, nmax, fn, fk, vf);
fl := fm — p/2; f2 := fl + p; vfl2 := p/50;
- x m : loss (fm); Im := b; Irm := lr; loss (fm + divf);
“ n := entier ((sei — lr 4- lrm)/(b — Im) + 1);
ri ' if n > nmax then n := nmax; If := n X Im 4- Irm;
dfs := n X b 4- lr —If; loss (fm — p/2);
dfp :== n X b 4- lr - If; kf := 10 f (—lf/20);
;> output (fl, f2, dfp, dfs, n. If, kf);
' if dfp >sp then
begin fl := fl vfl2; f2 :=» f2 4- vf!2; go to m
здК • far f :== fn step vf until fk do
, >4 begin loss (f); df :« n X b 4- lr — If;
. • ... . output (f, df)
end; -
Ж" t> : = 3;Wl&tt2r«(f2— fly(4 xbxfl X f2);
W' tc2 : = fl/(f2x b X (12 — fl));
•p tel : =(fl 4-f2)/(4xbXflXf2);
output (tl2, tc2, tdt) .
-•jSr’end
В соответствии с описанным алгоритмом составлена АЛГОЛ-
программа расчета ФСИ. Смысл основных идентификаторов пояс-
Ж.' ней в табл. 6.J.
Вычисления собственного затухания звена и затухания из-за
рассогласований оформлены в ваде процедуры loss. Значения L9
2ЙГ и Lpc присваиваются глобальным переменным b и 1г соответственно.
7 10* ' 291
Формальным параметром процедуры является частота сигнала,
для которой определяются затухания. Исходные данные для рас-
чета вводятся с помощью оператора input*
Все частотные параметры должны быть выражены в одних и тех
же единицах (герцах, килогерцах или мегагерцах).
В качестве первого приближения для частот среза в программе
использованы границы заданной полосы пропускания. В ходе вы-
числений частоты среза могут менять-
ся. Шаг изменения принят равным
0.02П.
Необходимое число звеньев фильт-
р'а определяется исходя из требо-
ваний к избирательности по соседне-'
му каналу. Однако, если рассчитан-
ное число звеньев превышает макси-
мально допустимое, полагается п =
= Пшах-11ри этом требования к изби-.
рательности по соседнему каналу
игнорируются, т. е. решается зада-
ча синтеза фильтра с заданной по-
лосой пропускания и числом звеньев,
равным nmax.
На каждом шаге итерационного
процесса вычислений с помощью опе-
ратора output на печать выводятся сле-
дующие данные: нижняя и верхняя
частоты среза, ослабление на границе заданной полосы пропускания
в децибелах, ослабление на частоте соседнего канала в децибе-
лах, число звеньев фильтра, затухание, вносимое фильтрой на ча-
стоте настройки, в децибелах и коэффициент передачи фильтра.
Последняя строка печати соответствует окончательному варианту
параметров. Далее рассчитывается частотная характеристика ФСИ.
Для этого в интервале частот от /нач до /коп с шагом Д/ вычисляет-
ся ослабление сигнала относительно резонансного уровня. На пе-
чать выводятся текущее значение частоты и соответствующее ему
значение ослабления сигнала.
В заключительной части программы по формулам (6.44) вычис-
ляются и печатаются нормированные параметры элементов звена
ФСИ
TL2 = Li/Wq, ТС2 ~ C2Wq, ТС1=С1№0.
Эти параметры имеют размерность секунд, миллисекунд, микросе-
кунд, если частота выражена в герцах, килогерцах, мегагерцах •
соответственно.
Окончательно каскад, нагруженный на ФСИ, рассчитывают
вручную. Задавшись величиной номинального характеристического
сопротивления как рекомендовано в § 6.3, и используя результа-
ты^ машинного расчета, определяют значения емкостей С2 и Cf и ин-
292

(ft
I
дуктивности L2. Значения элементов крайних полузвеньев, коэффи-
циенты включения фильтра к коллекторной и базовой цепям и резо-
нансный коэффициент усиления каскада, нагруженного на ФСИ,
вычисляют по формулам (6.49) — (6.54).
Для практического применения приведенной АЛГОЛ-программы
её следует скорректировать с учетом особенностей используемого
транслятора. В первую очередь это относится к операторам ввода-
вывода.
Программа проверялась на ЭВМ М-222 с транслятором ТА-1М.
Для контрольного расчета были приняты следующие исходные дан-
ные: /п = 465 кГц; П = 10 кГц; А/Ск = Ю кГц; SeCK п = 30 дБ,
:&п — 3 дБ; d — 0,004; лшах — Ю;* /нач == 450 кГц; А/ = 1 кГц;
./кон = 480 кГц.
J В результате расчета были получены следующие параметры
Цфильтра: Д = 458 кГц; /2 = 472 кГц; Se (/гр) = 2,96 дБ; $еск ф .=
у 34,6 дБ; п = 6; L$ = 6,9 дБ; Кпф — 0,45; — 5,2 • 10-6 мс;
Г Тс2 = 2,2 * 10“2 мс;\ тщ — 3,4 • 10~4 мс.
ем
i? ИЗ
Вр ~
F 6.5.
i
= 2,2 * 10“2 mc;\ tci-3,4 • 10~4
Частотная характеристика рассчитанного фильтра представле-
на рис. 6.7.
РАСЧЕТ УПЧ С СИСТЕМОЙ СОСРЕДОТОЧЕННОЙ
ИЗБИРАТЕЛЬНОСТИ НА ПЬЕЗОЭЛЕКТРИЧЕСКИХ,
ЭЛЕКТРОМЕХАНИЧЕСКИХ И ПЬЕЗОМЕХАНИЧЕСКИХ ФИЛЬТРАХ
Вместо многозвенных LC-фильтров в схемах УПЧ с сосредо-
точенной избирательностью с успехом можно применять пьезо-
электрические, электромеханические и пьезомеханические фильтры.
Указанные фильтры, имея малые габариты и массу, обладают близ-
/; кой к идеальной кривой избирательности.
' Параметры некоторых фильтров с резонансной частотой 465 кГц
И/|цривёДёны в табл. 6.4—б'.б ПО]. По таблицам можно подобрать тип
фильтра, обеспечивающий требуемую избирательность.
|ЖГ" Т а б л и ц а 6.4
te.

&
;;
£|fo
Параметры <• . • Размер- ность Значение параметра пьезо- электрического фильтра
ПФ1Л-М ПФ1И-2
’ Средняя частота полосы пропускания fo кГц 465
р Ширина полосы на уровне 6 дБ кГц 7-9,5 8,5—12,5
Затухание на частоте Ь±Ю кГц дБ >46 >40
Вносимое затухание в полосе пропуска- ния Номинальное значение характеристичен ских сопротивлений: дБ <8
ВЫХОДНОГО кОм 0,6
ВХОДНОГО Fir кОм 1.2
Габаритные размеры мм 37x24X11
; _ Масса г 10

293
Таблица 6.5
Параметр Размерность Значение параметра электромехани- ческого фильтра
ЭМФП-5- 465-6 ЭМФП-В- 465-9 ЭМФП.5- 465-1 3
Средняя частота полосы про- пускания fo Ширина полосы на уровне 3 дБ кГц кГц 5,6—6,4 465 ± 1,5 8,4—9,6 12,2—13,8 •
Затухание на частоте fo± 10 кГц дБ >56 >42 . >26
Вносимое затухание в поло- се пропускания дБ <8,5 <7,0 <8,0
Номинальное значение емко- стей настройки преобразовате- лей: выходного входного Номинальное значение ха- рактеристических сопротивле- ний: выходного №б входного Габаритные размеры Масса пФ кОм кОм мм г 1500 300 2200 300 10 1,0 5X5x30 2,5 3300 300
Таблица 6.6
Параметр Размерность Значение параметра пьезомеханического фильтра
ПФ1П- 4-1 ПФ1П- 4-2 ПФ1П- 4-3 ПФ1П- 5-3
Средняя частота полосы про- 1
пускания /о кГц 465 ±2
Ширина полосы на уровне
6. дБ кГц( 7—10 7—10 7—10 9-14
Затухание на частоте
fo±Ю кГц дБ >16 >24 >34 >20
Вносимое затухание в поло-.
се пропускания £ф дБ <3,5 . <7 <12 <12
Номинальное значение ха- -
рактеристических сопротивле-
ннй:
выходного 1Гб кОм 1 ,0
входного Fk кОм ! 2 ,0
Габаритные размеры:
диаметр мм 9 9 9 9
длина мм 9 16.5 23.5 23,5
Масса г 1,8 3.3 4,7 4,7
294
Номинальные значения характеристических сопротивлений пье-
зоэлектрических и пъезомеханических фильтров, как правило, зна-
чительно отличаются от входных и выходных сопротивлений тран-
зисторных каскадов. Поэтому эти фильтры включают в усилитель
через согласующие звенья.
Наибольшее распространение получила схема межкаскадной
связи, в которой фильтр подключен к коллекторной и базовой це-
пям соответственно через широкополосный контур,и согласующий
трансформатор (рис. 6.8).
Расчет сводится к определению элементов связи. Последователь-
ность его такова.
L
Рже. 6.8. Схема согласования фильтра с коллекторной и базовой цепями.
Определяют показатель связи фильтра с усилителем
Лсв = (5 + р)/(5 - 0), (6.55)
где р — 2fad/T[’, d — конструктивное затухание контура (обычно
d & 0,01).
Вычисляют:
— индуктивность контурной катушки
£«=-------< —, (6.56)
я/п(^св—“
— индуктивности катушек согласующего трансформатора *
L J >?*<!_ (6.57)
... 2 я(дк» '
Ь5-- (6.58)
. «... ". . я«в&4 .
(коэффициент связи kt полагают равньце 0,7 0.9),
— коэффициент включения
I = V0.5(Ae.+1) (6.59)
— индуктивность катушки связи фильтра с контуром
£х = £к(тД)’ J6.60)
(коэффициент связи полагают равным 0,7 ... 0,9),
— емкость контура
Ск = lf(4n*fSLK) - Сгг - См. (6.61)
295
Определяют резонансный коэффициент усиления каскада по
напряжению
’•1О"£ф/г0^ |УЯ|
А0ф — ' - *
V2gu £22(ЛСв+1)
где £ф — затухание, вносимое фильтром на резонансной частоте;
его определяют по табл. 6.4 — 6.6.
Малая критичность пьезоэлектрических и пьезомеханических
фильтров к изменению нагрузочных сопротивлений позволяет
подключать их к базе следующего каскада непосредственно (без
согласующего трансформатора). В этом случае резонансный коэф-
фициент усиления каскада вычисляют как
= ю-Ч/20|у211 1/-9.....- • (6.63)
У 2г2г(ЛСв4-1)
В электромеханических фильтрах согласующими элементами
служат внутренние контуры магнитострикционных преобразовате-
лей. Как правило, применяют внутриемкостную связь фильтра
с коллекторной и базовой цепями. Коэффициенты включения вы-
бирают равными
— l/VlFitgaa ~АЛЯ коллекторной цепи,
= 17VlF'6gll — для базовой цепи.
Если коэффициенты включения оказываются больше единицы,
контуры магнитострикционных преобразователей включают, пол-
ностью, а согласовайия добиваются с помощью шунтирующих ре-
зисторов. Коэффициент усиления каскада с электромеханическим
фильтром при согласовании вычисляют по формуле
(6.64)
• 4» '
6.6. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ УПЧ С ФСИ
В результате расчета отдельных каскадов должны быть получе-
ны следующие коэффициенты усиления:
КОф — для усилительного каскада с ФСИ в приемнике с диодным
преобразователем частоты,
Копч ф — Для смесителя с ФСИ в. приемнике с транзисторным
преобразователем частоты,
Ко —• для апериодического или слабоизбирательного промежу-
точного усилительного каскада,
Кон — Для апериодического или слабоизбирательного оконеч-
ного усилительного каскада.
Общий коэффициент усиления УПЧ вычисляют по формулам:
... Коп = КГ2КоФКон
296
для приемника с диодным преобразователем частоты, к
Код “ Копч фКо ,/Кон
для приемника с транзисторным преобразователем частоты.
6.7. РАСЧЕТ АПЕРИОДИЧЕСКИХ И СЛАБОИЗБИРАТЕЛЬНЫХ
КАСКАДОВ УПЧ
В УПЧ с ФСИ все каскады, кроме каскада с фильтром, могут
быть апериодическими или слабоизбирательными.
Слабоизбирательиые каскады должны быть одноконтурными
настроенными и иметь результирующую полосу, равную (3 ... 5)П.
При такой полосе пропускания можно считать, что эти каскады не
влияют на частотную характе- с
ристику УПЧ, которая будет _______гЧЬ°
определяться каскадом с ФСИ.
Расчет слабоизбирательных ка- ° IH1 Т~\Ог
спадов не отличается из изло- I J. J-— п
женного в § 6.2. П И П U**
В апериодических каскадах М. Т т Т
УПЧ нагрузкой транзисторов I ______
служат резисторы (рис. 6.9). Это u
является существенным . ДОСТО- Рис. 6.9. Принципиальная схема апе-
ИНСТВОМ, так как При реализа- риОдического каскада УПЧ.
, ции каскадов УПЧ позволяет
обходиться без индуктивных катушек. Исключение при этом может
составить лишь оконечный каскад УПЧ.
Недостатком апериодического каскада по сравнению с резонанс-
. ным является меньшее усиление, особенно на высоких частотах.
Вследствие этого использовать апериодические каскады целесооб-
v разно лишь при /п < (0,2 ... 0,3) /т и, где /т к — частота единич-
ного усиления каскада. На этой частоте при gn — 0 и Сн, равной
входной емкости каскада, его коэффициент усиления равен единице.
Для схемы включения с ОЭ /
к « | |/2я (Сп + С22).
Для каскодной схемы включения ОК—ОЭ
' /т к I |/2л (Си + С22).
у Таким образом, использовать апериодические_каскады в УПЧ
возможно лишь при выполнении одного из следующих неравенств:
/п< (0,2 ... 0,3) | Г21 |/2л (Си + С22),
/п< (0,2 ... 0,3) | У21 |/2л (С12 + С22).
(6.65)
: (Первое неравенство (6.65) соответствует УПЧ на каскадах с ОЭ,
второе — на каскодных схемах с ОК—ОЭ.
Порядок расчета следующий.
297
Выбирают транзистор методом, изложенным в § 6.2, учитывая
при этом (6.65). На основании проверок выполняемое™ неравенств
(6.65) выносят решения о возможности и целесообразности исполь-
зования в УПЧ апериодических каскадов. Если использование апе-
риодических каскадов оказывается нецелесообразным, то прини-
мают решение о построении УПЧ на резонансных каскадах, рас-
считывают их в соответствии с методикой § 6.2, задаваясь полосой
пропускания УПЧ, равной (3 ... 5)П.
Проектирование УПЧ с апериодическими каскадами выполняют
в такой последовательности. Оконечный каскад, как правило, выби-
рают одноконтурным. Его рассчитывают по методике^6.2 при поло-
се пропускания каскада, равной (3 ... 5) П. В итоге находят Кок н.
- Задаются током коллектора /к = (0,5 ... 3) мА и падением на-
пряжения на нагрузке (/к = (0,2 ... 0,6) Еп, где Еп — величина
напряжения, питающего каскад.
Находят проводимость нагрузки gK =
Рассчитывают коэффициент усиления последнего апериодиче-
ского каскада
Ко поел = I Yu 1/Ш + £„)* + (2л/п)2 (Си + СВ1)*, (6.66)
где Свх и gBI — входные емкость и проводимость оконечного кас-
када УПЧ. •
Рассчитывают коэффициент усиления одного апериодического
каскада
Ко = I Уг1 \/V(gK Ч- gnr Ч- (2nf й)« (Си + Cu)». (6.67)
Определяют необходимое число апериодических каскадов
Л =s (1g Ко пт 1g К#ф ~ 1g Кок а ~ 1g Ко noenVhS K# Ч* 1, (6.68)
или
л = (1g Ко п Т ~ 1g Коочф 1g Ко« в ~ 1g Ка nocnVlg K(j Ч" 1.
В число ц. не входит оконечный чкаскадг УПЧ- ; ;
Вычисляют минимальную частрту спектра сигнала
/т1о = /п-0,5П. (669>
Находят требуемоезиачение емкостираэделнтедьнвго«ондепса- «
тора,, задаваясь допустимым-.спадом- частотной характеристики
на 10% на частоте;/^In: - . : , <, :
CpXg«4-gu)/2^ffllaV2^, \
где ен = 0,1/л. - ,
Выбранное значение емкости конденсатора должно также удов-
летворять неравенству Ср > (20 ... 50) Сп.
Резистивные каскады можно строить иа базе ИС серий 218,
224, 228, 235 и др. Порядок расчета УПЧ на ИС аналогичен рассмо-
тренному, только в этом случае дополнительно рассчитывают режим
ИС на постоянном токе, а также значения параметров ее транзисто-
298
ров. Параметры рассчитывают с помощью следующих приближенных
Соотношений 17]: .
t/эв = 0,7 В; I У211 ~ gzi = 7к/(1,5 ... 2) Uo,
gn = l^2i |/(В + 1), (6.70)-
где В — коэффициент усиления постоянного тока транзистора
в схеме включения с ОЭ (для транзисторов ИС В=30 ... 100- Un =
= 0,026 В).
Пример 6.2. Рассчитать УПЧ с апериодическими каскадами
на ИС серии 224.
Рис. 6.10. Принципиальная схема апериодического каскада УПЧ на
ИС К2УС241.
Исходные данные', полоса пропускания ФСИ П = 1 МГц; тре-
буемый коэффициент усиления УПЧ Копт = 3000; номинальная
промежуточная частота = 30 МГц; каскад с ФСИ имеет КОф = 1;
в’ оконечном каскаде УПЧ Кок н = 5; входная проводимость этого
каскада gBI = 10~3 См, входная емкость Свх = 35 пФ; напряже-
ние источника питания Еп — 10 В.
Расчет
1. В качестве УП выбираем ИС К2УС241 (рис. 6.10). Элементы,
входящие в ИС, обведены на рис. 6.10 штрихпунктирной линией.
: 2. Вычисляем постоянную составляющую коллекторных токов
транзисторов для схемы, изображенной на рис. 6.10,
/к = [Еп/?Ж + /?2 + 7?4)-{7бэ1/^ = [Ю 5,6 • 103/(9,1 • 163 +
+ 6,8 • 103;+ 5,6 • Ю3) - 0,71/750 = 2,5 мА.
• 3. Определяем параметры транзисторов. При этом наряду с со-
отношением (6.70) используем методику, приведенную в §3.1, и
данные о транзисторах ИС: | У21 | = 2,5 - 10~3/1,5 • 0,026 ==
= 0,06 A/В; gn = 0,06/50 = 1,2 • 10-3См; Сп = 30 пФ; С22 =
— 10 пФ.
4. С помощью соотношения (6.65) проверяем целесообразность
применения выбранной ИС для построения апериодического уси-
209
лителя: 30 • 10е < 0,25-0,06/2я (30 • 10~12 + 10-10"12) = 60 • 10е.
Неравенство выполняется, следовательно, выбранная ИС пригод-
на для построения апериодического усилителя.
5. Величину найдем, исходя из условия отсутствия насыще-
ния в транзисторе Т2 каскодной схемы. Это условие выполняется
при t/цв >1,5 ... ЗВ. Для рассматриваемой схемы /?к = EaRt/(Rl+
+ + RJ /к — ^кб//к-
Задаваясь t/кв = 2,5 В, получаем
RK = 10 '• 9,1 • 103/(9,1 • 103 + 6,8 • 103 + 5,6 • 103) х
X 2,5 • 10-3 - 2,5/2,5 • 10-3 = 700 Ом;
ёк = !//?„ = 1,4 . 10-3 См.
6. Определяем коэффициент усиления последнего апериодиче-
ского каскада по формуле (6.66):
Ло поел = О,О6/У(1,4-1О-3+1,О-10-3)3+
+ (2л-30-106)2(10-IO"12 + 35- 10~12j2 = 6,8.
7. Рассчитываем коэффициент усиления одного апериодического
каскада по формуле (6.67): ' . *
Ко = 0,06/У(1,4-Ю-3 + 1,2-10-3)2 +
~* + (2л-30-106)2 (30-10-12 + 10-10-12)2 = 7,6.
8. По формуле (6.68) определяем .-общее число апериодических
каскадов п = (1g 3000— 1g 1 — 1g 5 — 1g 6,8)/lg 7,6 + 1 = 3,2.
Берем число апериодических каскадов п — 4. Таким образом, об-
щее число каскадов УПЧ без каскада с ФСИ равно 5. .
9. Вычисляем минимальную частоту спектра по (6.69): /тщ *=
« 30 • 106 — 0,5 • 106 = 29,5 . 10е Гц.
10. Рассчитывать емкости разделительных конденсаторов в рас-
сматриваемом случае не требуется, так как входящие в'состав ИС
конденсаторы обеспечивают прохождение всего спектра сигнала.
6.8. МАЛОШУМЯЩИЕ КАСКАДЫ УПЧ
В приемниках сантиметровых и миллиметровых волн без усили-
телей радиочастоты существенным фактором, определяющим чувст-
вительность приемников, является коэффициент шума УПЧ. В та-
ких случаях для снижения коэффициента шума приемника рацио-
нально после диодного преобразователя частоты первыми включать
малошумящие каскады УПЧ. Низкий коэффициент шума этих
каскадов достигается благодаря использованию в них малошумя-
щих транзисторов, подбору режима их работы и специфическому
построению цепи, соединяющей вход УПЧ с выходом преобразова-
теля частоты.
Малошумящие каскады УПЧ на биполярных транзисторах
надо строить по схеме ОЭ—ОБ. При этом транзисторы должны
300

w’
** ,

т 2
Lk
ITIq

; иметь/у21>3/п< Напряжение на коллекторе и ток коллектора мало
влияют на коэффициент шума каскада, и их надо выбирать, исходя
; из требований обеспечения максимума усиления каскада.
Цепь, соединяющая вход УПЧ с преобразователем частоты, мо-
с жет быть выполнена в виде одноконтурной схемы с автотрансформа-
. торным подключением к контуру выхода преобразователя частоты
и входа первого каскада УПЧ (рис. 6.11). Подбором в такой схеме
коэффициентов включения тв — U0/UK и т2 = можно сни-
зить коэффициент шума каскада. Оптимальным е точки зрения ве-
личины коэффициента, шума является
т2 = 1.
При рассмотрении шумовых свойств
входных каскадов УПЧ различают два
режима их работы: режим согласования
и режцм оптимального рассогласования.
Наилучшие свойства получаются при
втором режиме работы. В режиме сог-
. ласования коэффициент шума больше,
но источник сигнала согласован с на-
грузкой, что может оказаться полезным
между преобразователем частоты и входом УПЧ. Кроме того, в
этом режиме коэффициент усиления входного каскада больше.
Режимы работы определяются величиной коэффициента включе-
- ния тс. Режиму согласования соответствует

£
!'
/
Рис. 6.11. Эквивалентная
схема входной цепи каска-
да УПЧ.
при наличии фидера
jp , ‘ mc = Vgnlge. (6.71)
‘ Коэффициент шума каскада, включенного по схеме с ОЭ, tf ре-
жиме согласования |6, 8J
<#•' = 1- + (Гб + 47?ш) gu + 1СШ (1 + rcgn)2 + redfil/gu, (6.72)
ж к; . - .
>; ' где
' • Ош « 207к/В; (6.73)
” Яш« 207к/|Уг1|». (6.74)
. Коэффициент шума каскада, включенного по схеме с ОЭ, в ре-
г жиме оптимального рассогласования
/ f л/рс = 1 + 2|гб(?ш + Rnjgll + (Гб + /?щ)£еопт1> (6.75)
) г ,.'» где
^ **»’** '
gl одт = 4- Гб bl у + Rm gh \/(r6 + /?т); (6.76)
/Лс0ПТ = ^с0Пт/^С< 1. (6.77)
Выигрыш в уменьшении коэффициента шума, даваемый режимом
' оптимального рассогласования при биполярных транзисторах, от
носительно мал.
30! ‘
В усилительных каскадах с полевыми транзисторами в схеме
включения с ОИ наименьший коэффициент шума дает режим опти-
мального рассогласования, при котором тс = Vgc опт/gc-
Коэффициент шума такого каскада в режиме оптимального рас-
согласования равен
A'pc = 1 + 2ЯШ (gK + gu) V1 + (gK + g3H)/R1U (gK + gn)2, (6.78)
где /?ш = g2I/| У2112 " шумовое сопротивление полевого транзи-
стора; £3и «0,12 (соцС3н)2/| /211 — шумовая проводимость емкостной
связи между затвором и истоком.
Рис. 6 12. Принципиальная схема одноконтурного каскада УПЧ на
ИС К2УС241.
При ЭТОМ
gc онт (gK + gii) V1 + (gK + g3B)/Rlu (gK + gu)2.
Следует иметь в виду, что в режимах согласования и оптималь-
ного рассогласования эквивалентное затухание выходного контура
d9 = d + ®nC8/(m?g0 + mlgn) (6.79)
получается значительным н полоса пропускания широкой. Поэтому
в приемнике с диодным преобразователем частоты влияннемстолоеы
входной цепи УПЧ на частотную характеристику УПЧ в первом
приближении можно пренебречь. Применение коррекции или ней-
трализации в малошумящих каскадах УПЧ нежелательно, посколь-
ку это может увеличить коэффициент шума.
В первых малошумящих каскадах УПЧ рациональны каскодные
соединения транзисторов ОЭ—ОБ или ОИ—ОЗ. Коэффициент
шума каскодного соединения незначительно отличается от коэффи-
циентов шума каскадов, включенных по схеме ОЭ или ОИ соот-
ветственно. Поэтому коэффициенты шума каскодных соединений
можно рассчитывать по формулам (6.72) и (6.75) или (6.78).
302
Пример 6.3. Рассчитать коэффициент шума каскада на ИС
К2УС241 в режимах согласования NB и оптимального рассогласова-
ния Мро.
Исходные данные. Усилитель собран по схеме, приведенной на
рис. 6.12, и настроен на частоту /п = 30 МГц, gc — 20 • К)-3 См,
тг = 1.
Расчет.
I 1. Определяем режим работы ИС на постоянном токе, а также
значения параметров транзистора Т1, отвечающие этому режиму.
Согласно примеру 6.2 (см. § 6.7) 7К = 2,5 мА; | У21 | = 60 мА/В;
gn = 1,2 • 10-3 См; &ц = 2л/пСп = 2л-30 • 106 30 • 10~12 =
? = 5,6 • 10-3 См.
2. Вычисляем значения шумовых параметров (6.73) и (6.74):
Ош = 20 • 2,5 • Ю-з/50 = 10-3 См, 7?ш = 20 • 2,5 • 10-3/60а х
X 10-в = 14 Ом.
3. Определяем коэффициент шума в режиме согласования (6.72),
считая гб = 50 Ом,
Л'с = 1 + (50 + 4 • 14)-1,2 • 10-3 + [IO-3 (1 + 50 • 1,2х
х 10-3)2 + 50 (5,6 • 10-3)2]/1,2 • 10-3 = 3,4.
Вычисляем коэффициент включения (6.71)
тс = Vl,2-Ю-з/20-10-3 = 0,25.
4. Находим коэффициент шума в режиме оптимального рассо-1
гласования по (6.75). Предварительно вычисляем
опт = У[ 10-3+ 50(5,6-10-3)2 +
+ 14 (1,2-10-з)2]/(50-+ 14) = 6,4-10-3 См.
Тогда Д^рс= 1 +2150-10-8+ 14.1,2.10-3 + (50+14)6,4.10-3] = 2,0;
тс оПТ = V6.4-10-3/20 10-3 = 0,56.
Полученные значения коэффициента шума показывают, что ре-
жим оптимального рассогласования в рассматриваемом случае
может обеспечить ёыигрыш в чувствительности УПЧ. Однако при
этом не надо забывать, что переход к режиму оптимального рас-
\ согласования ведет к потере усиления.
СПИСОК' ЛИТЕРАТУРЫ '
1. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио»,
1971.
2. Радиоприемные схемы на полупроводниковых приборах. Проектиро-
ванне и расчет. Под ред., Р. А. Валитова, А. А. Куликовского. М., «Сов.
радио», 1968.
3. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. М., Воениздат,
1971. Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, И. В. Мичурин, Д. П. Николаев.
4. Шапиро Д. Н. Расчет каскадов транзисторных радиоприемников.
Л., «Энергия», 1968.
303
5. Куликовский Л. А. Линейные каскады радиоприемников. М.. Госэнер-
гоиздаг, 1957.
6. Фалькович С. Е,, Музыка 3. Н. Чувствительность радиоприемных уст-
ройств с транзисторными усилителями. М., «Энергия», 1970.
7. Шило В. Л. Линейные интегральные схемы. М., «Сов. радио», 1974.
8. Музыка 3. Н., Пустоваров В. Е., Синицкий В. Г. Расчет высокочас-
тотных каскадов радиоприемных устройств на транзисторах. М., «Энергия»,
1975. псл
9. Босый К. Д. Электрические фильтры. Киев, Гостехиздат УССР, 1960.
10. Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиове-
щательных приемников на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 1969.
7
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
7.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
В приемниках километровых (длинных), гектометровых (сред-
них), декаметровых (коротких) и метровых волн рационально ис-
пользовать транзисторные преобразователи частоты. В приемниках
дециметровых волн можно применять преобразователи с транзи-
сторными и диодными (резистивными, туннельными и параметриче-
скими) смесителями. Приемники сантиметровых и миллиметровых
волн имеют преобразователи с диодными смесителями.
В преобразователях, как правило, понижается частота, т. е.
частота сигналов на выходе преобразователя /п ниже частоты сигна-
лов на его входе /с.
Преобразователь частоты состоит из смесителя, к которому под-
водится принимаемый сигнал, и гетеродина, напряжение которого
периодически изменяет параметры смесителя. На выходе смесителя
выделяется сигнал преобразованной частоты/п. В преобразователях
с внешним гетеродином функции последнего выполняет отдельный
электронный прибор. В преобразователях с внутренним гетеродином
для смесителя и гетеродина используется общий электронный
Прибор
При простом преобразовании частоты /п = /г—/с или /п =
= /с —В диапазонных приемниках /п — Д —/с; при этом
коэффициент перестройки гетеродина
^|.,1 г “ /г inaxVr min <6 /fc гпах^/с min*
При комбинационном преобразовании, применяемом реже, fn —
= nfr — или = /с — п[г. Оно позволяет снизить частоту /г
и увеличить ее стабильность.
Характеристики преобразователей частоты следующие:
— коэффициент передачи напряжения Кпч = UnHJc или мощ-
ности КРпч = Рп/Рс, где Uc и Рс — напряжение и мощность сиг-
304
нала на входе преобразователя, Un и Рп — напряжение и мощ-
ность на выходе преобразователя;
— входная 6ВХ и выходная GBUi проводимости на частоте сиг-
нала и преобразованной частоте соответственно;
— коэффициент шума Л/пч;
— коэффициент нелинейных искажений £г;
— ослабление дополнительных каналов приема, для которых
/п “ «/с или /п = л/с — лг/г, где т и п — целые числа;
— интенсивность комбинационных свистов.
7.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Рассмотрим проектирование транзисторных преобразователей
частоты с внешним гетеродином при простом преобразовании
(рис. 7.1). В таком преобразователе сигнал Uc от входной цепи
или последнего каскада УРЧ поступает к базе биполярного тран-
зистора смесителя, включенного по схеме с ОЭ. При таком включении
входная проводимость смесителя для напряжения сигнала полу-
чается меньшей, чем в схеме с ОБ.
Рис. 7.1. Схема преобразователя частоты с внешним гетеродином на биполяр-
ном транзисторе.
Напряжение гетеродина UT поступает в цепь эмиттера смесите-
ля и по отношению к гетеродину смеситель оказывается включенным
по схеме с ОБ, так как цепь сигнала представляет собой короткое
замыкание для колебаний гетеродина. Подача сигнала и гетеродина
на различные электроды ослабляет связь между их цепями и повы-
шает стабильность частоты гетеродина, хотя при этом увеличивают-
ся входная проводимость смесителя и потребление мощности гете-
родина. ¥
В цепь коллектора смесителя включают фильтры, подобные
фильтрам УПЧ (в данной схеме резонансный контур, настроенный
на промежуточную частоту). С помощью резисторов R1 и R2 подается
напряжение отрицательного смещения на базу транзистора 7\ Цепь
R4, С2 служит для стабилизации режима работы транзистора при
изменении температуры окружающей среды. Резистор R3 исполь-
зуется для подачи напряжения гетеродина в цепь эмиттера. Конден-
сатор СЗ не пропускает постоянную составляющую тока эмиттера
в цепь гетеродт.на. Поскольку смесители должны иметь высокие
305
Mi, ^2i и малый для них берут те же транзисторы, что и для
УРЧ.
Усиление и резонансную характеристику преобразователя час-
тоты с транзисторным смесителем можно определить как каскада
УПЧ с параметрами усилительного прибора:
^22пч = (0,6...0,7) | У2г|; 522пч — $221 $21пч (0,4...0,7) ( Уг11,
где I У221> I ^21 ( — параметры транзистора на частотах fn и /с соот-
ветственно при токе коллектора, равном току смесителя в режиме
преобразования.
В преобразователе (особенно на высоких частотах) происходит
обратное преобразование и на входе появляются токи частоты /с»
Однако в первом приближении этим можно пренебречь и полагать
Рис. 7.2. Схема преобразователи ча-
стоты с внутренним гетеродином на
биполярном транзисторе.
Рис. 7.3. Схема преобразователя ча-
стоты на полевом транзисторе
с внешним гетеродином.
Сцпч = (0,7...0,8) |УП|; В11ПЧ = Ви, где | Уп | —параметры тран-
зистора на /с.
Исходный режим и цепи термостабилизации смесителя рассчи-
тывают, как и для каскада УРЧ. Чтобы ослабить побочные,каналы
приема и свисты, смеситель должен работать без отсечки коллектор-
нрго тока, т. е. при /к «, 1 мА, Ur яз 100 — 200 йВ и Vc 5 —
10 мВ. Коэффициент шума преобразователя в 1,5—3 раза больше,
чем усилителя при одинаковом режиме питания транзистора, ,
•Проектирование внешних гетеродинов преобразователей часто-
ты будет рассмотрено 6 гл. 8.
Транзисторные преобразователи частоты с внутренним гетеро-
дином (рис. 7.2) применяют для уменьшения числа транзисторов
и потребления электропитания. Они имеют худшие характеристики,
чем преобразователи *с внешним гетеродином, поскольку нельзя
одновременно обеспечить оптимальные режимы смесителя и гетеро-
дина на одном транзисторе. . '
7.3. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ПОЛЕВЫХ
ТРАНЗИСТОРАХ
В преобразователе частоты на полевом транзисторе с внешним
гетеродином (рис. 7.3) напряжения сигнала и гетеродина вводятся
между затвором и истоком,
306
Пользуясь характеристиками полевого транзистора с каналом
я-типа (рис. 7.4), выбираем напряжение смещения равным половине
значения напряжения отсечки {/ЗИ отс/2. Сумма амплитуд сигнала
и гетеродина не должна превышать напряжения смещения.
Полагаем, что для идеализированного транзистора крутизна при
1/аи = 0 равна SHaq, а при 1/зи = {/зиотс/2 составляет 5нач/2.
Вависимость тока стока /с (t/зи) имеет вид
1с = 0,53нач{7зиото (1 + ^зи/^зи отс)2, (7.1)
где 1/эи напряжение между затвором и истоком.
Рис. 7.4. Проходная (а) и выходная (<5> характеристики полевого транзи-
стора.
При подаче на вход смесителя напряжений сигнала ис =»
= Ue cos ®0/ и гетеродина = Ue cos получаем амплитуду
тока частоты ©п = <ог — ®0
. /«= 0,55вач1/с{//а3и^о . (7.2)
и крутизну преобразования
SB, = )a/Uc = (7.3)
При малом напряжении С/с и Ue =
SD4 = 0,255нм. (7.4)
. Напряжение между стоком и истоком не должно быть меньше
суммы напряжения отсечки и мгновенного напряжения между за-
твором и истоком. При совпадении фаз напряжений сигнала, гетеро-
дина и промежуточной частоты й мгновенном напряжении между
затвором и истоком, равном, нулю, мгновенное напряжение между
стоком и истоком должно быть больше напряжения истока отсечки:
Неи mln Узиоте.
4 Максимум напряжения промежуточной частоты между стоком и
истоком Ua max Уси— (Аиотс, где Ucn— напряжение йита-
ЭОТ
НИЯ цепи СТОК— ИСТОК, Причем t/си С t/cHmax (t/ситах^ МЗКСИ-
мально допустимое напряжение сток — исток).
При | Uc тах| = 0,М/3иотс — UP коэффициент усиления преоб-
разователя частоты
Кпч ~ t/п max/t/c max “ ^пч^п = 0,5ZnSHa qt/r/t/зи отс '
= 0,5ZnSHa4[0,5t/3M отс— f/c maxJ/^ЗИ отс — 0,25ZnSHaq(l—1
2t/c max /t/зИотс) ~ (t/си “ t/зи o?c)/t/c max)* (7*5)
Из (7.5) находим сопротивление нагрузки преобразователя
Zn == 4 (t/си* t/зи oTc)/t/c тах^нач U—2t/c max/t/зи отс)* (7.6)
При Uc max = O,25f/3HOTC получаем
./<Г!Ч — 4 ((/си— t/зи отс)/t/зи отс* (7.7)
При Uc > Uc щах» т‘ е- при заходе в область положительных сме-
щений, появляются искажения и напряжения комбинационных
частот. Появляется ток затвора и растет входная проводимость,
которая уменьшает избирательность входного контура и стабиль-
ность гетеродина. Коэффициент шума определяют аналогично коэф-
фициенту шума преобразователя с биполярными транзисторами.
7.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ИНТЕГРАЛЬНОЙ
МИКРОСХЕМЕ
Такие преобразователи могут быть однотранзисторными, но чаще
используют двухтранзисторные каскады с эмиттерной связью и
трехтранзисторные дифференциальные каскады.
Рассмотрим типичную интегральною микросхему — дифферен-
циальный каскад с транзистором в общей эмиттерной цепи, исполь*
Рис. 7.&. Схема преобразователя частоты на ИС К2УС282.
ай

Ж вуемую в качестве преобразователя частоты с внутренним гетероди- .
Ж- ном (рис. 7.5). Сигнал прдается между, базами интегральной пары
Ж1 77—Т2 и снимается с нагрузки» включенной между коллекторами.
Гетеродин собран на транзисторе ТЗ. Транзисторы Т1 и Т2, коллек-
Торные цепи которых являются нагрузкой гетеродина, возбуждают-
ся сигналом в противофазе, а гетеродином — в фазе. При условии
Ж ' симметрии схемы напряжение гетеродина в выходной, обмотке транс-
К форматора ПЧ отсутствует. При этом же условии в цепи средней точ-
Ж ки отсутствуют токи сигнала и промежуточной частоты, что устра-
Ж няет возможность затягивания и срыва колебаний гетеродина. Глу-
w бокая отрицательная обратная связь, создаваемая транзистором ТЗ
В цепях базы дифференциального каскада, практически устраняет
напряжение гетеродина на базах, улучшая линейность смесителя
и уменьшая паразитное излучение гетеродина.
-, Помехоустойчивость рассмотренного преобразователя лучше,
чем у однотранзисторного преобразователя с внутренним гетероди-
ном. Улучшение обусловлено балансными свойствами дифферен-
циального смесителя и отрицательной обратной связью по синфаз-
ным составляющим* Недостатком схемы является наличие трансфор-
матора со средней точкой, в которой сложно обеспечить симметрию,
однако при печатном монтаже может быть получена необходимая
симметрия.

►
7.5. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА /
Преобразователи на транзисторах
» - • ,
•В преобразователе частоты с внешним гетеродином, схема кото-
рого приведена на рис. 7.6, напряжение сигнала через LCB и напря-
жение гетеродина через конденсатор СЗ вводятся в эмиттерную цепь
транзистора Т. Нагрузкой преобразователя является контур LK,
Ск, R4f настроенный на частоту /п. В коллекторную цепь включен
г7
Рис. 7.7. Схема преобразователя ча-
стоты дециметрового диапазона на
транзисторе с внутренним гетероди-
ном.
Рис. 7.6. Схема преобразователя ча-
стоты дециметрового диапазона на
транзисторе с внешним гетеродином.
309
фильтр нижних частот /?6, Ск для лучшей фильтрации напряжения
частоты /г. Резисторы /?/, R2, R3 обеспечивают режим работы тран-
зистора по постоянному току и термостабилизацию режима. Кон-
денсаторы Cl, С2— блокировочные.
В преобразователе с внутренним гетеродином (рис. 7.7), контур
гетеродина состоит из четвертьволновой линии 12 и конденсаторов СЗ
и С4. Для уменьшения степени шунтирования контура гетеродина
выходным сопротивлением транзистора последний включен через
конденсатор малой емкости С2. Петля связи Лсв расположена в ка-
мере контура радиочастоты, и на ней создается напряжение сигнала.
Контур промежуточной частоты включен в коллекторную цепь тран-
зистора через дроссель Резисторы RC R2, R3 обеспечивают ре-
жим работы по постоянному току. Конденсаторы С5, С6 и С7 —-
блокировочные.
Рассчитывать преобразователи частоты дециметрового диапазона
на транзисторах можно согласно указаниям, приведенным в § 7,2.
Преобразователи частоты на туннельных диодах
Они несколько уступают по шумовым характеристикам парамет-
рическим преобразователям с преобразованием частоты вверх. В от
же время преобразователи на туннельных диодах (ТД) обычно дают
меньшие шумы, чем параметрические преобразователи с преобра-
зованием частоты вниз. Это объясняется тем, что преобразование
частоты на ТД в основном определяется изменением во времени ак-
тивного сопротивления, тогда как параметрическое преобразова-
ние — изменением емкости. В первом случае интенсивность шума,
обусловленного преобразованием частоты, не зависит от направле-
ния переноса спектра по шкале частот, во втором — она растете рос-
том отношения частот входного и выходного сигналов. Поэтому если
преобразователи на ТД имеют одинаковый коэффициент шума при
преобразовании вверх и вниз, то параметрические преобразователи
при преобразовании внйз «шумят» больше, чем при преобразова-
нии вверх. В подавляющем большинстве приемников выходная
(промежуточная) частота ниже .входной (радиочастоты). При ,этом
преимущества преобразователей на ТД становятсся очевидными,
и в дальнейшем параметрические преобразователи рассматривать
не будем. . .....
Заметим, что преобразователи частоты на ТД мало уступают пр
шумовым свойствам1 преобразователям с лучшими смесителями на
обычных диодах. Кроме того, преобразователи на ТД позволяют
получить регенеративное усиление. Поэтому коэффициент шума
приемника, имеющего в качестве входного каскада преобразователь
частоты на ТД, получается существенно меньшим, чем при исполь-
зовании преобразователей с обычными смесительными диодами, за
счет уменьшения влияния шума каскадов, следующих за преобразо-
вателем.
310
В преобразователях частоты на ТД используют внешние гетеро-
дины по тем же причинам, что и в преобразователях частоты на
транзисторах. Возможные режимы работы смесителей на ТД можно
пояснить с помощью рис. 7.8, на котором изображена типичная вольт-
амперная характеристика туннельного диода из арсенида галлия.
Если рабочей является точка
Л, то смеситель работает в облас-
тях положительной и отрицатель-
ной проводимостей. В этом режиме
коэффициент преобразования ча-
стоты может быть больше единицы.
Если рабочей является точка Б, то
смеситель работает в области от-
рицательной проводимости. В этом
режиме можно получить значи-
тельное усиление мощности, но в
этом режиме критична настройка,
Рис. 7.8. Вольт-амперная харак-
теристика туннельного диода.
сравнительно невелик динамиче-
ский диапазон и низка стабильность
параметров. Если рабочей являет-
ся точка В, то смеситель работает
только в области положительной проводимости. В этом режиме пре-
образователь на ТД не имеет преимуществ перед преобразователя-
ми на обычном диоде.
При простом преобразовании частоты целесообразно использо-
вать режим с рабочей точкой А, так как амплитуда первой гармоники
Рис. -7.9. Эквнвалеятвая схема преобразователя частоты на туннельном дно-
де с пвраллельно вклюменными контурами.
i крутизны преобразования в этом режиме максимальна. В этом режи-
. ме вольт-амперная характеристика ТД может быть достаточно точно
представлена полиномом / = aU 4- bU* 4- cU\ где а, b, с опре-
’ Являются из экспериментальной характеристики диода.
. Для преобразования к ТД подключают три резонансных кон-
ь тура, настроенных на частоты сигнала, гетеродина и УПЧ, как по-
казано на рис. 7.9.
Резонансный коэффициент передачи мощности равен
К₽ «. = 4gcgHb2t/WG1Gi (1 - <х)\ (7-8)
311
где
а = ВД/GA; (7.9)
Gi = gi + gB + «; (710)
G2 = g8 + iB + a, (7.11)
Ur “ амплитуда напряжения гетеродина; a, b == коэффициенты по-
линома.
При а -> 1 полоса пропускания, преобразователя для сигнала
Ппч«/1 (1 — «)/( Qi + Qt-у-1, (7.12)
/ \ hJ
где Qx = Q2 = w2C2/G2.
Phc. 7J0. Схема преобразователя ча- Рис. 7. И. Схема преобразователя ча- (
стоты на туннельном диоде с внеш- стоты на туннельном диоде,
ним гетеродином.
Входная проводимость смесителя для колебаний сигнальной
частоты
у вх = {Itei + а) + jBjXG, + ]В») ~ W}/(G2 + №), (7.13)
где В, « Вг.« £o/?2A///2.
Выходная проводимость,смесителя для колебаний промежуточной
частоты
Гвых = {(G; + jBjUg, + а) + jBJ - WJ/fG, + JBJ. (7.14)
Для обеспечения устойчивости смесителя нужно иметь
С/12> Wr. (7.15)
Изменение смещения изменяет величину а, из-за чего меняются
условия устойчивости и коэффициент преобразования. При задан-
ном смещении и параметрах схемы, коэффициент преобразования
и устойчивость определяются амплитудой гетеродина.
. Возрастающая ветвь и большая часть падающей ветви вольт-
амперной характеристики ТД (см. рис. 7.8) аппроксимируется вы-
ражением
!/!„ = 15,21/— 66,51Я + 64,5U3
(а = 15,2 /п1См1; b = —66,5 /п (См/В); с = 64,5 /п 1См/В2]).
312
ТД должен иметь критическую частоту fKp (3...5)fr и работать
при напряжении смещения U « (0,9...0,95)(7п и амплитудой напря-
жения гетеродина Ur ~ (0,5... 1,1) (Ль
На рис. 7.10 представлена схема преобразователя на ТД с внеш-
ним гетеродином. Она содержит параллельные LC-контуры, на-
строенные на сигнальную, гетеродинную и промежуточную частоты.
Конденсатор С4 блокировочный. Резироры R1 и R2 образуют
делитель в цепи смещения.
3 схеме преобразователя на ТД с внешним гетеродином, пред-
ставленной на рис. 7.11, конденсатор С1 блокирует постоянную со-
ставляющую и участвует в настройке контура промежуточной час-
Рис. 7.12. Микрополосковый преобра- Рис. 7.13. Коаксиальный преоСразова-
зователь частоты на туннельном тель частоты на'туннельном диоде.
-диоде.
тоты. Реактивностью этого конденсатора на сигнальной частоте мож-.
но пренебречь. На /п индуктивные катушки L2, L4 с конденсаторами
С1 и С2 представляют собой резонансные контуры.
£ преобразователе на ТД и микрополосковых линиях (рис. 7.12)
диод 1 включен между двумя короткозамкнутыми четвертьволновыми
линиями 2 и 3, соответственно настроенными на /с и /г. ТД соединен
С линиями 2 и 3 с помощыо элемента 4. Чтобы подать на ТД напря-
жение смещения, линию 2 изолируют от основания 5 по постоянному
току с помощью блокировочного конденсатора 6. Линия 3 гальва-
нически соединена С подложкой. Через отводы 8 и 7 к смесителю
подаются напряжения сигнала и гетеродина соответственно.
Преобразователь на ТД-с внешним гетеродином может быть вы-
полнен также на коаксиальных линиях (рис. 7.13). В таком преобра-
зователе туннельный диод / соединен с внутренним стержнем коак-
сиальной линии 2 и через фильтр 3 •— с наружной оболочкой линии
2. От резонатора, настроенного на fc, с помощью петли связи 4
сигнал вводится в линию 2. Уровень напряжения сигнала подби-
рают поворотом петли в магнитном поле резонатора.
Напряжение гетеродина подводится к ТД через коаксиальную
линию 5, причем амплитуду напряжения подбирают так, чтобы внут-
реннее сопротивление ТД было равно волновому сопротивлению ли-
нии 2. Регулировка ведется винтом 6 и зондом 7, емкостно связан-
ными с внутренним стержнем линии 2. Дисковое сопротивление 8,
равное волновому сопротивлению линии 9 от гетеродина, создает
нагрузку гетеродина, которая не зависит от положения зонда 7.
Линия «муфта 10— винт 6» длиной Х/4 является изолятором. По-
стоянный ток и ток частоты fn идут через 4, 1 и контур LC1, настроен-
ный на fa. Фильтр 3 — разомкнутая линия длиной Х/4 создает в
плоскости ТД короткое замыкание и не пропускает ток частоты fp
в контур LC1.
При малой мощности гетеродина преобразователь дает большое
усиление и коэффициент шума, близкий к коэффициенту шума уси-
лителя на ТД. Однако из-за критичной настройки и малого динами-
ческого диапазона такой режим практически нецелесообразен. При
мощности гетеродина порядка 1 мВт и рабочей точке на падающем
участке характеристики можно получить устойчивое усиление боль-
ше 1 и коэффициент шума — 8—10 дБ.
7.6. СМЕСИТЕЛИ СВЧ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДАХ
В смесителе принимаемый СВЧ сигнал преобразуется в сигнал
промежуточной частоты, при этом диод используется в качестве не-
линейного активного сопротивления. Диод помещают в смеситель-
ную секцию (коаксиально-волноводную, полосковую или микропо-
лосковую), к которой подводят мощности сигнала и гетеродина,
и соединяют его со входной цепью УПЧ, служащей нагрузкой диода
по промежуточной частоте.
Из-за нелинейности вольт-амперной характеристики диода про-
текающий через него ток под воздействием напряжений частот сиг-
нала /с и гетеродина fr содержит составляющие как гармоник Час-
тоты /г, так и комбинационных частот вида| mfr ±. nf6], где т, ® —
целые числа.
Падение напряжения на входном контуре УПЧ создает только
комбинационная составляющая тока разностной, или промежуточ-
ной частоты fe = | А — Это напряжение и представляет собой
полезный йрербразованный сигнал. 1 '
Из всего слектра колебаний тока диода основное влияние на по-
тери преобразования сигнала в смесителе оказывают колебания
частот /с, fc и /а, а также зеркальной комбинационной частоты
/, = fe + fa — 2fv — f,. и выпрямленный ток fMc&. Преобразова-
ние колебаний сигнала на зеркальную комбинационную частоту яв-
ляется вредным, так как-при этом часть полезной энергии сигнала
в виде колебаний частоты бесполезно расходуется в нагрузкесме-
сителя для этой частоты. В частности, при широкополосной входной
цепи смесителя колебания зеркальной частоты излучаются в цепь
источника еигнала (антенну), которая в этом случае является на-
314
грузкой смесителя на частоте f3t и полностью или частично погло-
щаются ею.
Выпрямляющий контакт диода, используемый как нелинейное
сопротивление, можно представить в виде шестиполюсника (одна
пара полюсов для каждой из частот /с, f3 и /п) с соответствующими
нагрузками на каждой паре полюсов Zn с, ZH 8, ZH п- При этом ге-
теродин и цепь постоянного тока? считают «встроенными» внутрь
шестиполюсника. Нагрузками ZH с и ZH а является импеданс вход-
ной цепи смесителя со стороны выпрямляющего контакта (включая
,импеданс источника сигнала — антенно-фидерного тракта) вместе
с паразитными элементами корпуса и полупроводниковой структуры
диода на соответствующей частоте fc и /8.
На частоте сигнала /с входной импеданс смесителя (нелинейного
сопротивления) и его нагрузка ZHC всегда приблизительно согласо-
ваны для обеспечения максимальной передачи сигнала Рс, т. е.
представляют собой комплексно-сопряженные импедансы. Импеданс
же нагрузки смесителя на зеркальной частоте f3 в общем случае
может быть произвольным. Смеситель, в котором ZH с #= 2Н а, на-
зывают «узкополосным» в отличие от «широкополосного»*’, у кото-
рого ZH с = 2Н а. Если во входной цепи смесителя нет узкополосных
элементов (узкополосных РЗП, фильтров-преселекторов и пр.) или
если при их наличии непосредственно перед смесителем установлен
развязывающий ферритовый вентиль, то такой смеситель является
’ «широкополосным», так как в диапазоне СВЧ при обычных промежу-
точных частотах (fa 100 МГц) можно считать ZHC = ZH8. Прак-
тически такой смеситель широко распространен.
Частным и наиболее важным случаем «узкополосного» смесителя
является смеситель с короткозамкнутой или разомкнутой цепыо
зеркальной частоты, когда ZH а = 0 или ZH 8 = оо. В этих случаях^
как следует из теории, потери преобразования смесителя минималь-
ны. ‘ v-
Амплитудная характеристика смесителя линейна до уровней
сигнала Рс < 100 мкВт. При Рс > 0,1..Л мВт она становится не-
линейной, потери преобразования смесителя возрастают, а ампли-
тудно-частотный спектр выходного сигнала промежуточной частоты
начинает искажаться.
Наиболее важными общими требованиями, предъявляемыми
к электрическим параметрам смесителей СВЧ, являются: минималь-
ный коэффициент шума, достаточная полоса рабочих частот (широ-
кополосность), минимальная мощность гетеродина (что позволяет ис-
пользовать маломощные гетеродины) и максимальная устойчивость
к перегрузкам СВЧ мощностью (что облегчает защиту смесителя).
Одновременное удовлетворение всех этих требований не всегда обя-
зательно.
Здесь и далее термины «узкополосный» и «широкополосный» будем
писать в кавычках, поскольку они используются только для характеристика
нагрузки смесителя на частоте /3.
315
Полупроводниковые смесительные диоды
В качестве нелинейного сопротивления смесительных диодов
наиболее широко применяют полупроводниковую структуру в виде
контакта металл—полупроводник. Существуют две разновидности
таких диодов, отличающиеся методом создания контакта: точечно-
контактные диоды (ТКД) и диоды с барьером Шоттки (ДБШ).
У первых выпрямляющий точечный контакт создается прижимом
заостренной металлической иглы-пружинки к поверхности полупро-
водника. ДБШ имеет-выпрямляющий контакт почти столь же мало-
Рис., 7.14.. Схематическое изображение структуры ДБШ с балочными вывода-
ми (размеры в микрометрах):
/ — ннзкаомиая полупроводниковая подложка; 2 — высокоомная эпитаксиальная пленка
полупроводника; <?—< диэлектрическая пленка;-4 — балочные выводы из золота; 5 — кон-
такт с барьером Шоттки.
го диаметра, что и ТКД» только плоский, образуемый напылением
пленки металла на поверхность полупроводника. Благодаря более
совершенной технологии изготовления у ДБШ контакт металл —
полупроводник ближе к идеальному, чем у ТКД, вследствие чего
параметры первого лучше второго. В частности, ДБШ обычно имеют
меньшее сопротивление потерь и меньший коэффициент шума. С дру-
гой стороны, при работе без внешнего смещения ДБШ в ряде слу-
чаев из-за большей величины контактной разности потенциалов
требуют большей мощности гетеродина, чем ТКД. Все современные
смесительные диоды имеют структуру ДБШ, поэтому дальнейшие
рассуждения будут относиться в основном к ним.
Эквивалентную схему смесительного диода легко получить,
подключая в схеме на рис. 5.25 параллельно нелинейной емкости
Спер нелинейное активное сопротивление запирающего слоя R.
Последнее является единственно полезным для работы смесителя
элементом этой схемы. Остальные ее элементы — паразитные, так
как увеличивают потери мощности сигнала (гпос, Спвр) и частотную
зависимость импеданса диода (СПоС1 Свои). Конструктивно ДБШ
316
г могут быть корпусными (рис. 4.35) и бескорпусными (рис. 5 24).
[' В СВЧ ИС получают распространение ДБШ с балочными выводами
& (рис. 7.14), конструкция которых особенно подходит для микропо-
лосковых схем. Диоды миллиметровых волн для волноводных сме-
I11, Сигелей конструктивно выполняют в форме тонкой, волноводной
вставки, описанной в 19].
Для балансных смесителей выпускают разнополярные (прямой
и обратной полярности) подобранные пары диодов с нормированным
и небольшим разбросом параметров в паре. Обратную полярность
, диодов в миниатюрном корпусе и бескорпусных получают перевора-
чиванием диода в смесительной Секции.
Параметры, которыми характеризуют смесительные диоды, вы-
пускаемые промышленностью, и называют паспортными, измеряют,
помещая диод в специальную смесительную секцию, представляю-
щую собой простейший «широкополосный» смеситель. Поэтому сле-
дует помнить, что паспортные параметры диода являются по су-
ществу параметрами такого «широкополосного» смесителя. К наибо-
‘ лее важным электрическим параметрам диодов относятся потери
преобразования, шумовое отношение, нормированный коэффициент
шума и выходное сопротивление. Кроме того, диоды характеризуют
максимальной величиной коэффициента стоячей волны входа Кс».ит«х
Й максимально допустимыми значениями рассеиваемой непрерывной
(Ррас гоа;|.) и импульсной (Ри рас тах) СВЧ мощности, а также энер-
гии. пика (№свЧи). Под пиком понимают короткий СВЧ импульс
, длительностью 5—10 нс. '
Г> Потери преобразования диода характеризуют уменьшение мощ-
ности сигнала СВЧ (Рс) при его преобразовании в сигнал промежу-
точной частоты (Рич) и равны отношению номинальных мощностей
этих сигналов:
; лпрб = рс/рпч. (7.16)
У диодов сантиметровых волн Lnp6 — 3...7 дБ, в миллиметровом
диапазоне £прб == 5... 15 дБ (наибольшее значение LBp6 соответст-
вует наиболее короткой волне диапазона). t
Шумовое отношение характеризует мощность выходного шума
диода на промежуточной частоте (с учетом шума источника сигнала)
; по сравнению с мощностью шума обычного резистора и равно
»и = РшвыЖЛ, (7.17)
где Рщ вых—номинальная мощность шума промежуточной час-
, тоты на выходе диода в полосе частот Пп, равной полосе пропуска-
ния УПЧ; йТ^Пп — номинальная мощность теплового шума резис-
>• тора в той же полосе частот. _
При измерении пш влияние шума гетеродина исключают и обычно
используют промежуточную частоту, равную /п = 30 МГц. У раз-
личных ДБШ яш лежит в пределах 0,5—1,5 и во многих случаях
яш«1. При /ц <0,1 МГц (соответствующей диапазону допплеров-
ских частот, т. е. допплеровскому смещению частоты сигнала в ра-
317
дивэлектронных устройствах, использующих эффект Допплера)
из-за влияния низкочастотного шума диода величина пш существен-
но возрастает [91.
По определению коэффициент шума диодного смесителя равен
Neu ------= £ п (7.18)
АГвПп/£прб йТвПп/£врб прб ш
.Тогда общий коэффициент шума смесителя с УПЧ вычисляют по
формуле
No П = Л^сд + Апрб (Na~ 1) = Апрб(пш + NB- 1), ' (7.19)
где Nn—коэффициент шума УПЧ. >
Обобщенным параметрон, смесительного диода является норми-
рованный коэффициент шума, который определяется по формуле
(7.19) при = 1,5 дБ (1,41) и равен
Т^норм = (/1ш ~Ь 0,41). (7.20)
При /п > 10 МГц у различных типов ДБШ сантиметровых волн
FНОрм = 5...9 дБ, в миллиметровом FH0PM = 8..20 дБ (наибольшие
FH0PM относятся к наиболее короткой волне диапазона).
Выходное сопротивление гВЫх сд представляет собой активную
составляющую сопротивления диода на промежуточной частоте.
Сопротивление гВЫх сд. учитывают при выборе оптимальной связи
смесителя с УПЧ для получения минимального коэффициента шума
Уп УПЧ, а также при подборе диодов в пары для балансных смеси-
телей. У различных ДБШ сопротивление /'выход лежит в пределах
150...700 Ом.
КСВ входа смесительной секции с диодом /СстУтах характери-
зует разброс СВЧ импеданса диодов в измерительной секции и для
различных типов диодов лежит в пределах 1,3—3.
. Максимально допустимые мощности Ррас тах, Ра растах и энер-
гия пика Fcbh н определяют электрическую прочностьдиода и для
т ДБШ сантиметрецадо диапазона лежат в пределах;
« 20...50 мВт, растах 100...900 мВт, Ц^СВЧя » (0,2...
...0,5) • 10-7Дж (минимальные значении соответствуют наи-
меньшей длине волны). При превышении этих уровней возможно не-
обратимое ухудшение параметров днеда или выгораниеега выпрвм-
лякмцего контакта. ... . ... .
Параметры и характеристики ряда смесительнык ТКД и ДБШ
сантиметровых и миллиметровыхволн приведены в табл. 7.1 {101.
Указанная в таблице величина Ре соответствует мощности гетеро-
дина, при которой измерены параметры диодов.
Следует учитывать, что параметры диада £пРб, пш<
Кст и, Fliopta в реальном смесителе могутотличаться от паспортных
(измеряемых в специальной измерительной смесительной секции)
и зависят от электрического режима работы.* мощности гетеродина
Рг, напряжения смещения U6, сопротивления нагрузки в цепи вы-
прямленного тока диода /?0 и импедансов нагрузки ZB 0, а на
318
Таблица 7 Л
Тип Диода Тип структуры Тип корпуса Параметры
i из дпрб* дБ* не более । лш, не более гвых СД > Ом FHOpM, дБ- не более К Г) 1 ст с/max» 1 не более Р„ мВт г» р рас max» 1 мВт р и paC max» мВт ^'СВЧ и - 10?’ Дж
2А108А ткд 1 10 5 __ 425—575 6,5 1,5 1 50 100 —
P191OD (микро- сплавной) ткд 1 10 150—350 5,0 1,7 1
ЗА111Б ДБШ 1 3,2 5,5 — 300—560 7,0 1,5 3 50 550 0,2
АА112Б' ДБШ 2 3,2 6 — 440—640 7,0 1,8 3 20 300 —
АА113А ДБШ 3 3,2 6 — — 7,5 3,5 3 50 100 1" "
DMF- ДБШ 4 3,2 — — 200-500 6,0 —. 1 — —
6034В ЗА110Б ДБШ 1 2,0 6 __ 210-490 7,5 1,6 3 50 150 0,2
2АЮ7А ТКД 1 2,0 7,5 2 175—375 9,0 1,5 0,5 20 300 —-
DC-1306 (микро- сплавной) ДБШ 5 1,8 5,5 1,3 500 7,0 3 0,2
2А103А ткд 6 10 2 200—550 13,8 3 1 10 150 0,06
D5509A ДБШ 1 0,86 7 — 300—7оа 9,0 — 1 —* — —
Д4О7 ткд 7 12 6 400—1500 20 3 1 20 0,02
D5252 ткд 8 0,43 — — 300—700 18 — 1 — — —
Примечание. Номера типов корпусов означают: 1—рис. 4.35 (/); 2 —микростек-
ляииый (диаметр 1 мм, д..ина 2,5 мм) типа, показанного на рис. 7.15, а; 3— бескорпус-
Ный типа овальной таблетки с размерами 0,8x1x0,45 мм [10], подобный изображенному-
На рис. 7.15, 6; 4—рис. 4.35(//); 5 —бескорлусный с балочными выводами (рис. 7.14);
6 — коаксиальный [10] (рис. 7.16, б); 7—волноводный [10]; 8 — волноводная вставка
([9, рнс. 2.4]).
СВЧ I9L В частности, существует оптимальная мощность гетеродина
Рг опт* ПРИ которой коэффициент шума п минимален. При от-
клонении от мощности Рг 0П1 величина Ус п возрастает. При подаче
положительного смещения б0 можно снизить величину оптимальной
мощности гетеродина Рг опт. Мощности гетеродина, при которой из-
меряют паспортные параметры диода, приблизительно равна величи-
не Рг 0[Г1 для используемого при этих Измерениях, «широкополос-
ного» смесителя с УПЧ и при отсутствии влияния шума гетеродина.
Смесительная секция
Смесительная секция представляет собой СВЧ устройство, со-
держащее смесительный диод, в которое вводятся мощности сигнала
Ра и гетеродина Ре, а на его выходных зажимах выделяется напря-
жение промежуточной частоты преобразованного сигнала Ua. К
этим зажимам подключают вход УПЧ. Диод является поглотите-
лем колебаний Рс и Рг и одновременно генератором напряжения
Un и выпрямленного тока 1ВП сд- Смесительная секция является
частью смесителя, который включает в себя также устройство связи
- . 319
смесительной секции с гетеродином. В балансном смесителе, напри-
мер, функции такого устройства связи выполняет СВЧ мост.
СВЧ цепь смесительной секции должна быть развязана от цепей
промежуточной частоты и тока /вп сд, чтобы предотвратить потери
преобразуемого сигнала в этих цепях. Это означает, что для СВЧ
токов цепи ПЧ И выпрямленного тока 1ВП сд должны быть коротко-
замкнуты. Наименьшие потери преобразуемого сигнала, т. е. наи-
меньшие потери преобразования диода в смесительной секции Lai)6
получаются при согласовании входа смесительной секции (диода)
с подводящей линией передачи (Лет у -> 1) во всем рабочем диапа-
зоне частот сигнала и гетеродина А/л с, А/д г. Потери мощности
сигнала и гетеродина на отражение, обусловленное рассогласова-
нием диода в смесительной секции (Лст у > 1), равны
А01Р = (1 + КсТу)2/4/<ст(/.. (7.21)
В частности, при Каи = 2; 2,5; 3 потери на отражение соответст-
венно равны 0,5; 0,9; 1,29 дБ ..Обычно стремятся обеспечить и <
< 2...2,5 в рабочей полосе частот Праб.
Минимально необходимая полоса частот смесительной секции
и смесителя в делом, включающая зеркальный канал приема, в ко-
тором смеситель тоже должен быть согласован для сохранения «ши-
рокополосных» свойств в смысле равенства импедаисов Za с т ZH 3,
определяется соотношением
Праб mln = Л/дс + 2/п “Ь Пц, (7.22)
где Д/д с, Пп — диапазон рабочих частот сигнала и полоса пропус-
кания УПЧ соответственно.
В зависимости'от рабочей длины волны смесительные секции,
как и смесители в целом, выполняют в виде коаксиальных, волно-
водных, полосковых и микрополосковых конструкций. В настоящее
время в связи с применением СВЧ ИС получили распространение
микрополосковые конструкции. На миллиметровых волнах приме-
няют в основном волноводные конструкции.
Смесительная секция (рис. 7.15) имеет СВЧ вход, вывод проме-
жуточной частоты и выпрямленного тока /вп сд> а также СВЧ эле-
менты, обеспечивающие: а) согласование импеданса диода с импе-
дансом подводящей линией передачи; б) короткое замыкание для
токов СВЧ одного из выводов диода с заземленным (внешним) про-
водником ''линии в неволноводных секциях; в) развязку между
цепью СВЧ и цепями промежуточной частоты и тока /вп-сд;г) замк-
нутую цепь на корпус для токов промежуточной частоты и 7ВП сд
со стороны вывода диода, ближайшего к СВЧ входу, в неволновод-
ных секциях. Нередко функции а, б или а—г выполняются одним
и тем же элементом.
Обычно в СВЧ ИС диод включают в микрополосковую .йинию
(МПЛ) последовательно (рис. 7.15), при этом к выходному выводу
диода подключают иизкоомный (волновое сопротивление Ф да
да 15...20 Ом) разомкнутый четвертьволновый отрезок МПЛ (шлейф
320
3 на рис. 7.15, а, б). Входное сопротивление последнего близко к
короткому замыканию в достаточно широкой полосе частот. Поэтому
для СВЧ токов выходной вывод диода оказывается практически ко-
роткозамкнутым с заземленной пластиной МПЛ, оставаясь изоли-
рованным от нее для токов промежуточной частоты и /вп сд. Вход-
Рис. 7.15. Примеры построениятопологических схем микрополосковых смеси-
тельных секций:
4»-с согласующим короткозамкнутым шлейфом 1шл перед, диодом; б — с согласующим
четвертьволновым трансформатором перед диодом; в — с согласующим разомкнутым
ЯДОЙфом /9 после диода; / — короткозамкнутый отрезок МПЛ для компенсации реак-
ПГВНой составляющей полной проводимости на входе отрезка Ц; 2 —диод в стеклянном
Корпусе; 3 — иизкоомный разомкнутый четвертьволновый шлейф; 4 — высокоомный ко-
роткозамкнутый четвертьволновый шлейф для замыкания входного вывода диода иа
Корпус для тока ПЧ и постоянного тока, ^впСД(на рисунке /о); 5 — бескорпусный диод
fnoa таблетки; 6 — режекториый фильтр СВЧ в цепи ПЧ; 7—бескорпусный диод типа,
Вряведенного на рис. 5.24.
ной же вывод диода должен быть для этих последних токов соединен
с заземленной пластиной МПЛ (корпусом) для обеспечения замкну-
той цепи токов промежуточной частоты и /вп сд со стороны входа сме-
сительной секции. Это достигается использованием на входе секции
высокоомного (W & 90... 100 Ом) короткозамкнутого (часто через
отверстие в подложке) четвертьволнового отрезка МПЛ, подключен-
11 Зак. 895
32*
ного параллельно подводящей линии (шлейф 4 на рис. 7.J5, б, в).
Входное сопротивление такого шлейфа достаточно велико в широкой
полосе частот и не оказывает заметного влияния на импеданс линии»
к которой он подключен. Необходимость в подобном короткозамкну-
том четвертьволновом шлейфе отпадает, если перед диодом установ-
лен согласующий короткозамкнутый шлейф /шл, как на рис. 7.15, а.
Смесительную секцию согласовывают с подводящей МПЛ спосо-
бами, показанными на рис. 7.15, или их различными сочетаниями.
В общем случае ни один из них не может быть назван предпочтитель-
ным. Тот или иной способ согласования можно выбрать, если извес-
тен импеданс диода на рабочих частотах.
При согласовании с помощью параллельного короткозамкнутого
(/шл на рис. 7.15, а) или разомкнутого шлейфов тот или другой под-
ключают к подводящей линии на таком расстоянии 1г от диода, где
активная составляющая полной проводимости линии с диодом (при
отсутствии шлейфа) Y = G + jB равна волновой, т. е. где G =
= \IW, Длину же согласующего шлейфа /шл выбирают такой, что-
- бы его реактивная проводимость ВП1Л была равна и противоположна
по знаку реактивности В, т. е. Вшл = —В. Поскольку полная про-
водимость диода в линии обычно неизвестна, ее рассчитывают по
эквивалентной схемедиода (см. с. 316), если все ее параметры извест-
ны, или определяют экспериментально. Зная полную проводимость
диода в линии Усд (в плоскости а — а на рис. 7.15, а) и пользуясь
круговой диаграммой полных проводимостей. Вольперта — Смитта
111], можно определить необходимое расстояние и реактивность
В. Далее из соотношений для реактивной проводимости коротко-
замкнутого и разомкнутого шлейфов
^шлкв = —ctg—/шл. Вшлхх=--------------— tg — /шл (7.23) ч
ШЛ Ко цу О д ШЛ АА . try О д \ f \
И'ШЛ л "'шл Л
вычисляют необходимую длину /шл, используя равенство Вшл = —В.
Следует учитывать, что использование разомкнутого согласую-
щего шлейфа предпочтительнее короткозамкнутого, так как послед-
ний конструктивно-технологически несколько сложнее. Поэтому
в тех случаях, когда входной вывод диода, лежащий в плоскости
с—а. не требуется соединять по постоянному току с заземленной
пластиной (например, при параллельном включении диода в линию,
рис. 5.32), следует использовать разомкнутый согласующий шлейф.
При согласовании четвертьволновым трансформатором
(рис. 7.15, б) его расположение относительно диода /2 рассчитывают
Рис. 7.16. Примеры конструкций волноводных смесительных секций 2-саяти-
метрового диапазона с диодом в керамическом корпусе (а) и 8-миллиметро-
вого диапазона с диодом в коаксиальном корпусе (б):
/ — диод; 2 СВЧ дроссель; 3 — диододержатель; 4 — диэлектрическая втулка (фторо-
пласт-4); 5— вывод ПЧ и постоянного тока /ВпСД * * ” цанговое гнездо; 7 — согласующий
ступенчатый переход с пониженной высоты волновода на стандартную; 8 — диэлектри-
ческая прокладка (слюда или фторопласт-4), через емкость которой замыкается СВЧ
ток; 9 — согласующий плавный переход от Н-волновода к стандартному прямоугольному»
322
11*

с помощью круговой диаграммы на основе известного импеданса дйо-
да ZCfl = 1/Усд в плоскости а—а таким, чтобы входное сопротивле-
ние отрезка 12 был активным (Z = R). Требуемое же значение вол-
нового сопротивления TFTP трансформирующего четвертьволнового
отрезка определяют по формуле IFTp = У WR, где IF — волновое
сопротивление подводящей линии.
В смесительной секции рис. 7.15, в согласование осуществляют
реактивным шлейфом /з после диода. В отличие от рассмотренных
случаев его длина /з #= Л/4. Ее выбирают такой, чтобы реактивное
сопротивление шлейфа компенсировало реактивную составляющую
импеданса диода, включенного последовательно со шлейфом. В
этом случае волновое сопротивление подводящей линии следует
брать равным активной составляющей импеданса диода, которая
нередко имеет величину порядка 50—100 Ом. Методы эксперимен-
тальной отработки смесительных секций описаны в (91.
Различные комбинации низкоомных и высокоомных четверть-
волновых отрезков, включенные на выходе смесительной секции в це-
пи промежуточной частоты й тока /-псд» являются по существу
запирающими (режекторными) фильтрами для колебаний частот
Рис. 7.17. Общий вид волноводных смесительных секций сантиметрового (а)
и миллиметрового (б) диапазонов волн.
fc, и fr и предотвращают их прохождение в цепц промежуточной час-
тоты и постоянного тока. В схеме на рис. 7.15, б используется коль-
девой режекториый фильтр, действие которого основано на противо-
фазности у его выхода СВЧ колебаний, распространяющихся по
двум параллельным кольцевым ветвям с разностью хода' Л/2. С та-
ким фильтром выходная емкость смесителя в цепи промежуточной
частоты может быть меньше, чем с другими. Ослабление, вносимое
режекторными фильтрами для СВЧ колебаний, должно быть более
15...20 дБ в рабочей полосе частот сигнала и гетеродина.
Принципы построения волноводных смесительных секций
(рис. 7.16, 7.17) аналогичны рассмотренным. Диод устанавливают
в волновод с помощью диододержателя на некотором расстоянии от
короткозамкнутого конца волновода. Цепи СВЧ и цепи промежу-
точной частоты и тока /впсд развязывают с помощью СВЧ дроссе-
лей (рис. 7.16), представляющих собой последовательное соедине-
324
ние высокоомного короткозамкнутого (последнее только для СВЧ
токов) и низкоомного четвертьволновых отрезков коаксиальных ли-
ний. Диод согласуют с волноводом, подбирая длину короткозамк-
нутого отрезка волновода, высоту волновода и сдвиг диода относи-
тельно середины широкой стенки.
Для увеличения широкополосное™ (полоса рабочих частот
Праб) смесительных секций применяют диоды коаксиальной кон-
струкции, соединяемые с волноводом с помощью согласованного
коаксиально-волноводного перехода (рис. 7.16, б). При этом с той
же целью расширения полосы Праб в указанном переходе исполь-
зуют П- или Н-волновод, от которого затем плавно или ступенчато
переходят к волноводу стандартного прямоугольного сечения на
входе секции 19].
Балансные смесители
В современных радиоприемных устройствах СВЧ в большинстве
случаев применяют двухдиодные балансные смесители (БС). Основ-
ным их достоинством является способность подавлять шум ампли-
тудной модуляции колебаний гетеродина, что весьма важно для по-
лучения низкого коэффициента шума. Наряду с этим БС обладает
и другими преимуществами перед однодиодным небалансным смеси-
Рис. 7.18. Микрополосковый балансный смеситель:
б — пример топологической схемы с использованием квадратного СВЧ моста (выходные
цепи смесительных секций по промежуточной частоте объединены, на входе секций —
Общий короткозамкнутый четвертьволновый шлейф, подключенный к шлейфу моста для
эамыкания токов ПЧ на заземленную пластину); б— общий вид конструкции БС (обве-
ден пунктиром) с микрополосковым гетеродином (/) и развязывающими ферритовыми
г-циркуляторами (2).
гелем. В частности, БС работает при меньшей мощности гетеродина,
имеет повышенную помехоустойчивость к сигналам помех опреде-
ленных частот и позволяет уменьшить мощность гетеродина, проса-
чивающуюся в антенну [9].
Схема БС (рис. 7.18, 7.19) включает две смесительные секции
и СВЧ мост (квадратный, кольцевой и др., см. § 3.4). К двум плечам
моста подключают смесительные секции, а к двум другим подводят
325
соответственно мощности сигнала Ре и гетеродина Рг. Работа БС
основана на равном распределении мощностей Рс и Рг между двумя
диодами, но с определенными относительными фазовыми сдвигами,
что обеспечивается с помощью СВЧ моста. В результате оказывается
19], что на выходе БС (на промежуточной частоте) преобразованные
диодами сигналы Рс/2 имеют одинаковые фазы и поэтому суммируют-
ся, а шум гетеродина промежуточной частоты, преобразованный
из СВЧ шума гетеродина (рис. 7.20), подавляется, так как напряже-
ния шума последнего на выходе диодов становятся противофазными^
В более общем виде это свойство БС можно сформулировать так:
любой преобразуемый сигнал Рс (не обязательно шумовой), подво-
димый к тому же плечу БС, что и мощность Рг, на выходе БС ока-
зывается подавленным по сравнению с величиной преобразованного
сигнала промежуточной частоты, получаемого на том же выходе при
подведении колебаний мощностей Рс и Рр к разным плечам БС. Ука-
Рис. 7.19. Общий вид волноводных балансных смесителей сантиметровых
волн с использованием свернутых Т-мостов (а) и щелевых «.остов (б), рас-
смотренных в [9].
ванное свойство БС характеризуют коэффициентом подавления шума
гетеродина 5Ш, который обычно лежит в пределах 15—30 дБ.
При идеальном СВЧ мосте и полностью идентичных параметрах
диодов (смесительных секций) потери преобразования и шумовое
отношение БС равны соответствующим величинам одного диода (од-
ной смесительной секции), т. е. Luv6 и пш, а выходное сопротивле-
ние БС при этом равно /?выхсд^2‘ В таком идеализированном БС
величина Sm -> оо. В реальных БС значение 5Ш конечно, а его рас-
чет, так же как и других параметров БС, приводится ниже.
В схемах БС, как уже указывалось, применяют подобранные па-
ры разнополярных диодов с малым разбросом параметров в паре.
Последнее необходимо для получения Sm ^20 дБ. Разнополяр-
ное включение диодов в смесительных секциях (см. рис. 7.18, а)
приводит к тому, что, как следует из анализа, шум гетеродина ока-
зывается подавленным непосредственно на общем выводе диодов по
326
промежуточной частоте, при этом можно использовать обычную схе-
му входной цепи УПЧ, как и с небалансным смесителем. При одина-
ковой полярности включения диодов необходимо использовать более
сложную схему, входной цепи УПЧ 191, что нецелесообразно.
В БС используют-как квадратурные СВЧ мосты (квадратные,
щелевые), так и синфазно-противофазные (кольцевые, Т-мосты),
рассмотренные в §3.4 и в [91. Первые позволяют создавать весьма
компактные топологические схемы и конструкции. Однако без при-
нятия специальных мер развязка между входными плечами БС,
т. е. между гетеродинным и сигнальным входами БС, с квадратур-
ными мостами получается меньше, чем с синфазно-противофазными.
Это различие в развязках можно устранить, если при использовании
квадратурного моста смеси-
тельные секции подключить
к нему со сдвигом по фазе
на 90°, т. е. одну из них под-
ключить через дополнитель-
" ный отрезок линии длиной
, Л/4.
Конструкции волноводных
БС достаточно подробно рас-
смотрены в (91.
В настоящее время наи-
более распространены широ-
кополосные БС, подобные
изображенным на рис. 7.18,
7.19. Они имеют относитель-
но широкую полосу рабочих
частот (Поаб//0 от единиц до
10.....20% и более). Такие
БС являются также «широ-
кополосными» в смысле ра-
< венства импедансов нагрузок
диодов на частотах fc и Д,
Рис. 7.20. К процессу преобразования
шума гетеродина в смесителе:
Ршг(/) — зависимость спектральной плот-
ности мощности шума гетеродина от ча-
стоты; заштрихованные области — участки
спектра шума гетеродина, которые после
преобразования попадают в полосу пропу-
скания УПЧ.
(см. с. 315). Вместе с тем необходимо учитывать, что наименьший
коэффициент шума можно получить только в «узкополосном» сме-
сителе с реактивной нагрузкой диодов на частоте f3. В таком смеси-
теле потери преобразования могут достигнуть предельно малой ве-
личины = 1,5...2 дБ) благодаря использованию энергии сиг-
нала зеркальной частоты /3, возникающего в смесителе. В настоящее
время наличие высококачественных ДБШ с низким сопротивлением
потерь гпос позволяет создавать и использовать подобные «узкопо-
лосные» малошумящие смесители (МШС), выполняемые обычно ба-
лансными. Такие МШС по величине коэффициента шума могут кон-
курировать с некоторыми типами МЩУ. Особенности построения
«узкополосных» МШС отмечены в (91.
Наиболее подходящей для многих применений является схема
МШС с фазовым подавлением зеркального канала приема и с воз-
327
вращением энергии зеркальной частоты Д,возникающей в смесителе
(рис. 7.21). Эта схема включает в себя два балансных смесителя, и
поэтому для краткости ее удобно назвать малошумящим двухба-
лансным смесителем (МШДБС). Преимуществами МШДБС по срав-
нению с другими МШС являются: отсутствие селективных элементов
в виде узкополосных высокодобротных фильтров, возможность
приема сигналов в широкой полосе-частот Праб с одновременным
подавлением зеркального канала и отсутствие ограничений на вели-
чину промежуточной частоты снизу.
МШДБС работает, следующим образом. Принимаемый сигнал
с помощью синфазного делителя делят по мощности пополам с оди-
наковыми фазами колебаний н подводят к двум одинаковым БС.
Рис. 7.21. Малошумящий двухбалансный смеситель с фазовым подавлением
зеркального канала:
а — структурная схема; б —пример топологической микрополосковой схемы; СД — син-
фазный делитель мощности пополам в виде Т-соедииення линий с согласующим чет-
вертьволновым трансформатором на входе; КД — квадратурный делитель мощности
пополам в виде квадратного СВЧ моста с согласованной нагрузкой в неиспользуемом
плече (см. § 3.4).
Колебания гетеродина подводят к этим БС через квадратурный де-
литель мощности пополам, так что фазы этих колебаний на гетеро-
динных входах БС отличаются на 90°. Поэтому выходные сигналы
смесителей на промежуточной частоте будут тоже квадратурными,
т. е. их фазы будут отличаться на 90°, а амплитуды будут одинаковы.
328
Суммируются эти сигналы в специальном сумматоре квадратур-
ных сигналов промежуточной частоты, амплитуда выходного сигна-
ла которого зависит от соотношения фаз входных сигналов: от вели-
чины и знака их разности. В частности, при приеме сигнала на час-
тоте [с, когда напряжение им на выходе БС1, например, опережает
на 90° напряжение wDa на выходе БС2 (как показано на рис. 7.21, а),
сумматор включают так, чтобы его выходной сигнал был максималь-
ным. Свойства сумматора таковы, что если опережающим станет на-
пряжение ип2, то выходной сигнал сумматора станет равным нулю.
Именно таким будет соотношение фаз напряжений ип1, ип2 при
приеме сигнала на частоте зеркального канала* f3K, поскольку
знак разности частот /п зк — fr — f3K противоположен знаку fn ~
= /г — fc. Следовательно, в идеализированных условиях, при при-
еме сигнала частоты /зн сигнала на выходе сумматора не будет, т. е.
зеркальный канал приема подавляется.
Анализ схемы рис. 7.21 показывает, что при преобразовании
в смесителях сигнала частоты/с полезно используется также энергия
сигнале® зеркальной частоты f3, возникающих в каждом БС в про-
цессе преобразования и распространяющихся из них в направлении
синфазного делителя. В плоскости симметрии последнего фазы этих
сигналов (равные по амплитуде при одинаковых БС) оказываются
противоположными (результирующее напряжение равно нулю),
поэтому во входном плече синфазного делителя колебания частоты
7з не возбуждаются и энергия этих колебаний не распространяется
; к источнику сигнала fc (к антенне). Поэтому сигнал частоты /3, воз-
никший, например, в БС1, поступает в БС2 и, наоборот, из БС2 —
в БС1. В них эти сигналы преобразуются в сигналы промежуточной
частоты, фазы которых будут совпадать с фазой первичных сигнале®
. Промежуточной частоты (от первичного преобразования сигнала fc),
если электрическое расстояние от сигнальных входов БС1 и БС2
до плоскости симметрии синфазного делителя равно Лс/4 (или нечет-
ному числу А<./4). Таким образом, энергия колебаний зеркальной
частоты преобразуется в энергию промежуточной частоты, что при-
водит к снижению потерь преобразования смесителей и, в конечном
счете, к снижению коэффициента шума на 1—1,5 дБ.
Можно, показать, что для возвращения энергии зеркальной час-
тоты в балансных смесителях МШДБС необходимо использовать
синфазно-противофазные мосты. Можно применять и квадратурные
мосты, но со сдвигом смесительных секций друг относительно -дру-
га на расстояние Л/4, как показано на рис. 7.21, б.
В качестве синфазного делителя в полосковых и микрополоско-
вых МШДБС применяют Т-соединение полосковых проводников
(рис. 7.21, б), а в волноводных устройствах — Т-мост с короткоза-
* Частоты f3K и f3 равны между собой. Два обозначения введены для
более четкого отличия сигнала, поступающего в смеситель из антенны по зер-
кальному каналу приема, от сигнала, возникающего в смесителе и распро-
страняющегося в сторону антенны.
329
мыкателем в Е-плече. Для согласования Т-соединения со стороны
его входного плеча в последнем используют четвертьволновый транс-
формирующий отрезок линии, как показано на рис. 7.21, б. Волновое
сопротивление этого отрезка определяют по соотношению
= ^вых/2
где IFBX, 1ГВЫХ — волновые сопротивления подводящей линии вход-
ного и выходных плеч Т-соединения соответственно.
При №вх = №Вых = получаем №тр = П7/К2. Вместо поло-
скового (микрополоскового) Т-соединения можно использовать так-
же кольцевой мост как аналог волноводного Т-моста; при этом сиг-
нал частоты /с подводят к плечу 2 или 3 (см. рис. 3.30), а соответст-
венно к плечу 4 или 1 подключают реактивный отражатель — ко-
роткозамкнутый или разомкнутый шлейф, длину которого под-
бирают экспериментально по минимуму коэффициента шума.
В качестве квадратурного делителя мощности пополам удобно
использовать квадратный (рис. 7.21, б) или щелевой мосте согласо-
ванной нагрузкой в неиспользуемом плече. Сумматором квадратур-
ных сигналов промежуточной частоты может тоже служить квадра-
турный мост, предназначенный для. работы на промежуточной час-
тоте и, в зависимости от величины последней, реализуемый на сосре-
доточенных или распределенных элементах, Используют шкЖе и
другие схемы суммирования квадратурных выходных сигналов сме-
сителей uul, цав 112, 13].
Расчет параметров балансного смесителя*
Основными параметрами БС являются: потери преобразования
Ебс» шумовое отношение Пбс» выходное сопротивление гБс» коэф-
фициент подавления шума гетеродина и нормированный коэффи-
циент шума ГБс норм- Эти параметры, за исключением 5Ш, характе-
ризуют БС как линейный шумящий четырехполюсник и имеют тот
же смысл, что и соответствующие параметры диода ЕпрС, л.ш, rB6tt сд,
^норм (см. с. 317—318).
Исходными данными при расчете параметров БС являются пара-
метры смесительных диодов Епоб, пш, ''выход и параметры СВЧ
моста: его потери LM и разбаланс — амплитудный S и фазовый Д0
(см. §3.4). В качестве параметров диодов для инженерных расчетов
можно использовать их паспортные параметры, указанные в спра-
вочниках 110J и табл. 7.1. Потери и разбаланс амплитуд СВЧ моста
определяют по формулам (3.66), (3.68), (&70), графику рис. 3.31
и численным данным на с. 139, 141. Обычно на сантиметровых
волнах потери мостов различных типов лежат в пределах Ем «
ж 0,1...0,3 дБ, на миллиметровых волнах LM ж 0,2...0,5 дБ (верх-
ний предел в основном соответствует коротковолновой часта диапа-
зона). Разбаланс амплитуд в зависимости от полосы Праб обычно не
превосходит 6^1+ 0,2 ...0,4 дБ, а разбаланс фаз для значений
330
^раб^/о ^5; 10 и 20% мсжно принять соответственно равным ДО =
= ± ±3...5 и ±5...7°.’
При расчете параметров БС предполагают, что нагрузки его
входных плеч (источники колебаний Рс и Рг) согласованы, а входной
импеданс УПЧ с выходной емкостью БС настроены в резонанс, т. е.
результирующая нагрузка БС по промежуточной частоте активна
Обозначения номеров диодов и входных плеч БС соответст-
вуют рис, 7.18, а.
В схемах БС диоды и, следовательно, их выходные сопротивления
%ыхсд1,2 включены по промежуточной частоте параллельно друг
Другу, поэтому
ГБС ~ %ыхСД 1гвыхСД 2^(ЛвыхСД1 + гвыхСД ?)• (7.24)
/
Разброс сопротивлений гШхсд У различных образцов диодов
в пределах одного типа, как видно из табл. 7.1, весьма велик. В по-
добранных парах диодов он значительно меньше и у промышленно
выпускаемых парных диодов обычно равен (гКЫхсд i — Гвыхсда)
±30 Ом, т. е. г' = Гвыхсд ^выхсдг < 1 ± 30/гвых сд2» где вели-
чине гвыхсд2 соответствует интервал паспортных значений гныхСд
(табл. 7Л). Однако наиболее неблагоприятному случаю соответст-
вует экстремальное значение г', которое получается при гвых сд 2 =
= гв«х ед mtn» где гвых сд min — минимальная паспортная величи-
на %ыхсд- Тогда следует записать
Г ГЕЫХ СД 1/Г'вых сд 2 1 “I- 30/Г вых СД min* (7.25)
С подобранной парой диодов гБс ~ 0,5гвых Сд* При расчете вход-
ной цепи УПЧ за величину выходного сопротивления БС прини-
мают гБС ср = 0,5гвыхСд ср, где лвыхсдср — среднее значение ин-
тервала паспортных значений гвыхсд*
Параметры БС зависят от разбаланса в нем амплитуд и фаз.
Разбаланс амплитуд БС обусловлен тем, что в общем случае разба-
ланс моста 6 у= 1, а параметры диодов не равны между собой:
“ ^Прб1/^прб2 11 г = Гвых сд [/гВых СД 2 =# 1 •
Разбаланс фаз БС вызван разбалансом фаз моста Д0 и неидентич-
ностью коэффициентов отражения (импедансов) смесительных сек-
ций. Он равен разности фаз между комплексными амплитудами
1/пч1, С/пч2 выходных напряжений промежуточной частоты диодов
БС и в общем случае влияет на величины Lb® и 5ш.
Как показывает анализ 191, на частотах fG 1 Гц. при широко-
полосных смесительных секциях и промежуточной частоте /п
30...60 МГц влияние разбаланса фаз БС невелико и им можно
пренебречь. При высоких значениях промежуточной частоты (fa>
> 60...100 МГц) влияние разбаланса фаз БС может стать сущест-
венным. Приводимые далее формулы для расчета Leg и Зш соот-
331
ветствуют наиболее распространенным значениям промежуточной
частоты /п 30...60 МГц.
В большинстве практических случаев потери преобразования БС,
нормированные к потерям преобразования одного из диодов, равны
А.бс = А.бс/Лпр62«2£'(1+<,)/(1 + УГг77)4( (7.26)
где L' = Ьпрв1/Ьпрвв; г' = гВЫх сд рЧых сд 2 (при принятых здесь
обозначениях L’, г1 нормирование следует производить по отноше-
нию к диоду Д2). У промышленно выпускаемых для БС парных Дио-
дов величина L' 0,5 дБ, т. е. L’ 1,12.
Например, при использовании пары диодов типа ЗА111Б (см.
табл. 7.1), у которой Lnp6t = 5 дБ, £прб2 = 4,5 дБ, L' = 0,5 дБ,
''вых сд п-лп = 300 Ом, 4 = 1 + 30/300= 1,1; согласно (7.26) находим
Lkg = 2 • 1,12 (1 + 1,1)/(1 + /1,12 • 1,1)а = 1,06 (0,26 дБ).
Тогда Lbc — /-Бс/'прбг- Выражая эти величины в децибелах, по-
лучаем £бс = £бс + Lnp6? = 0.26 + 4,5 = 4,76 дБ.
Таким образом, при использовании подобранных пар диодов,
у которых отношение потерь преобразования L' С 0,5 дБ, а отно-
шение выходных сопротивлений удовлетворяет соотношению (7.25),
потери преобразования БС приблизительно равны среднему значе-
нию потерь преобразования диодов, выраженных в децибелах.
При расчете величины £вс на основе максимальных значений
£ПРбтах> приведенных в табл. 7.1 или в справочниках, следует
ПрЙНЯТЬ £Бс max = ^'црбгпах-
Коэффициент подавления шума гетеродина балансного смесителя
в соответствии с определением, приведенным на. с. 326, можно
записать в виде
с (Рпч)с с I
где Рс -с, Рс г — равные мощности сигналов, поочередно подводи-
мые соответственно к сигнальному и гетеродинному входам БС,
*Рпч)с с> (Рпч)с г — обусловленные ими мощности промежуточной
частоты на выходе БС.
Практически коэффициент подавления 5Ш рассчитывают по фор-
муле
5Ш «(1 + VsTT^/fl-VsT^')*, (7.27)
где 6 — разбаланс амплитуд СВЧ моста, а произведение bL'r' ха-
рактеризует разбаланс амплитуд балансногосмесителя. Зависимость,
рассчитанная по формуле (7.27), приведена на рис. 7.22. Например,
для условий предыдущего примера, полагая 6 = 0,3 дБ, опреде-
ляем б£'4 [дБ] = б [дБ] + L' [дБ] + 10 1g г' = 0,3 4- 0,5 4-
+ 0,4 =» 1,2 дБ и по рис. 7.22 находим 5Ш я* 24 дБ.
Рассмотрим шумовые характеристики БС. Шумовое отношение
БС в большинстве практических случаев равно
^0с ™ Пщ ср = (flmi 4* Пш2)/2> (7.28)
332
При расчете величины ибс на основе максимальных значений
«штах» приведенных в табл. 7.1 или справочниках, следует принять
«встах = «ш таг' Как видно из табл. 7.1, для ДБШ шумовое от-
ношение в качестве паспортного параметра не указывается. Для этих
диодов величину пш можно определить с помощью фор мулы (7.20) на
основе данных по Апрб и РН0Т)„, приведенных в этой таблице или
в справочнике! 10], и затем принять п$с « пш. Таким образом мож-
но найти, например, для диодов ЗА111Б, АА112Б, АА1.13А значе-
ния пш « 1,0; 0,85; 1,0 соответственно.
Шум гетеродина, преобразованный в
шум промежуточной частоты, увеличи-
вает результирующий выходной шум БС.
Последний можно характеризовать сум-
марным шумовым отношением
«вех = «бс + njLnL бг5ш, (7.29)
где пг — шумовое отношение гетеродина;
LM — потери моста, упомянутые в начале
этого раздела. Параметр пБС2 представ-
ляет собой шумовое отношение балансно-
го преобразователя частоты. Величину пг
определяют как
Пг = (Рш ГС + Рш 1> вУ^ЛДп. (7.30)
где Рш Г С. -Рш г 3 — номинальная мощ-
ность амплитудного шума гетеродина на
Рис. 7.22. Зависимость
коэффициента подавле-
ния шума гетеродина БС
от разбаланса амплитуд.
частотах /с и /3 соответственно, содержащаяся в полосе пропуска-
ния УПЧ (Пп) и подводимая к гетеродинному входу БС (см.
рис. 7.20).
Для характеристики уровня выходного шума гетеродина удоб-
но пользоваться понятием удельного шумового отношения гетеро-
дина пг0 |1/мВт], соответствующего относительной величине выход-
ного шума гетеродина, приходящегося на 1 мВт его выходной мощ-
ности несущих колебаний Ргвых [мВт], т. е.
ПГ0 ~ (^шГС'Ь Р Ш Г з) ВЫХ^Ро^пР г ВЫХ- (7.31)
Отсюда следует, что
пг = пг0Рг. (7.32)
где Рг — мощность гетеродина, подводимая ко входу БС, мВт.
Величина пг0 зависит от типа гетеродина, рабочей длины волны и
величины промежуточной частоты. У отражательных клистронов.
ЛОВ, генераторов Ганна величина пг0 на сантиметровых волнах
лежит в пределах отедйниц до нескольких десятков l/мВт, а на мил-
лиметровых волнах — от десятков до сотен и тысяч 1/мВт.
Распространенной характеристикой амплитудного шума гете-
родина является также относительная спектральная плотность мощ-
333
ности шума 1дБ/Гц1:
та = loig(Рш г с+р??-г..з)вых = 10)g rtfo_ 174< (7.33)
Пи Рг вых
Величина та обычно лежит в пределах —(100... 180) дБ/Гц. Уровни
шума гетеродинов различных типов приведены в § 8.4.
Используя (7.29) и учитывая потери моста LM, общий коэффи-
циент шума балансного преобразователя частоты с УПЧ аналогично
(7.19) получаем в виде
Л^бс п — ЬмЬъс(пбс + Пг/ЬыЬбс$ш + — 0- (7.34)
Отсюда следует, что для исключения влияния шума гетеродина на
величину Абс п необходимо выполнить условие
nr/Z.MZ.BcSffl пбс + Ап — !• (7.35)
Нормированный коэффициент шума балансного преобразователя
частоты Fbchopm рассчитывается по формуле (7.34) при N„ =
= 1,5 дБ (1,41).
Мощность гетеродина Рг, которую требуется подвести ко входу
БС, зависит от выбранного типа диодов. Как уже отмечалось
(см. с. 319), существует оптимальное значение Рг Опг, при котором
Мвсп Достигает минимума. При работе с /п > 1 МГц и использова-
нии ТКД оптимальная мощность гетеродина, которую необходимо
подвести к каждому диоду БС, равна Рг опт = 0,6...1 мВт. При ис-
пользовании арсенидногаллиевых ДБШ без положительного смеще-
ния РГопт = 2...4 мВт, с положительным смещением Uo — 0,3...0,6 В
значение Рг опт уменьшается в 2...3 раза [9]. Необходимую мощ-
ность на гетеродинном входе БС вычисляют по формуле
Р„ = 2LMPrOnT, (7.36)
где Ьы — потери СВЧ моста.
Пример 7.1. Спроектировать и рассчитать параметры микро-
полоскового БС 3-сантиметрового диапазона волн, пригодного для
включения по схеме МШДБС (рис. 7.21).
Исходные данные: л0 = 3,2 см (/0 = 9375 МГц), относительная
полоса рабочих частот Праб//0 = 6%, коэффициент шума Абьп’С
< 8 дБ при коэффициенте шума УПЧ Nn = 2 дБ и относительной
спектральной плотности мощности шума гетеродина та
sC —160 дБ/Гц. Промежуточная частота fn — 30 МГц. Подложка
из поликора (е = 9,8) толщинойh — 0,5 мм. Волновое сопротивление
подводящих линий W = 50 Ом.
Проектирование и расчет
1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по
табл. 7.1. Используем ДБШ типа АА112Б в микростеклянном кор-
пусе, имеющие при РТ = 3 мВт потери преобразования Ьадб
334
< 6 дБ, шумовое отношение (как установлено при рассмотрении
величины Пбс по формуле (7.28)) пш ж 0,85, гсыхСД = 440...640 Ом
иГнорм<7дБ.
2. Проектируем топологическую схему смесительной секции.
Выбираем схему рис. 7.15, а. Волновые сопротивления четверть-
волновых отрезков МПЛ в выходной цепи секций принимаем равны-
ми 20 и 90 Ом соответственно для низкоомных разомкйутых и высоко-
омных отрезков по соображениям, излагавшимся в примерах расче-
тов 3.6, '4.11, приведенных в §3.4, 4.4. Геометрические размеры
этих отрезков следует рассчитывать по формулам §3.4 с учетом
влияния разомкнутого конца аналогично тому, как в упомянутых
примерах расчетов.
3. Проектируем СВЧ мост. В балансном смесителе, предназна-
ченном для МШДБС, необходимо использовать синфазно-противо-
фазные, т. е. микрополосковые кольцевые мосты. Однако, учитывая
относительно неширокую заданную полосу Праб, целесообразно ис-
пользовать квадратурный двухшлейфный мост со сдвигом смеситель-'
ных секций друг относительно друга на А/4, поскольку с ним можно
получить более компактную топологическую схему БС и МШДБС
в целом (рис. 7.21, б).
Расчет и проектирование двухшлейфного моста приведены в § 3.4
(пример 3.7). Из полученных в нем результатов расчета потерь про-
водимости отрезков МПЛ моста (в МПЛ с подложкой из поликора
потери проводимости являются преобладающими) следует, что в ко-
ротковолновой части сантиметрового диапазона волн потери такого
моста LM <0,1 дБ и ими при дальнейшем расчете БС можно пре-
небречь. Разбаланс амплитуд моста 6 определим на основе коли-
чественных данных о параметрах двух- и трехшлейфных мостов,
приведенных в §3.4 (с. 139) для Праб//0 = 12%. Полагая частот-
ную зависимость 6 (/) приблизительно линейной, подобно рис. 3 31,
для Праб//0 = 6% найдем 6 = 0,12 дБ.
. 4. Определяем .разброс параметров диодов в паре. Для проекти-
руемого БС полагаем диоды подобранными в пары с разбросом Г вых СД
согласно формуле (7.25), т. е. г' = 1 + 30/440 ж 1,07, и разбросом
£прб, при котором L' = 0,5 дБ.
5. Находим Лбсср = 0,5гвыхсдср = 270Ом и принимаем Австах^*
“ ^ппбтах ~ 6 дБ, Иве 0,85.
6. Рассчитываем величину SL'r' (дБ) — 0,12 + 0,5 + 10 lgl,07=*
== 0,92 дБ и по графику рис.-7.22 определяем коэффициент подав-
ления шума гетеродина 5Ш = 26 дБ.
7. Находим необходимую мощность гетеродина на входе БС по
формуле (7.36), полагая оптимальную мощность гетеродина равной
паспортной (Ргопт == 3 мВт):
/>г = 2 - 3 = 6 мВт.
.< -1
8. Определяем шумовое отношение гетеродина поформулам (7.33)
и (7.32):
335
пг0 = ant 1g (/по/Ю)/103АТ0 — ant 1g (—160/10)/(103 -4-10 21) —25;
лг = 25 • 6 - 150.
9. Рассчитываем коэффициент шума по формуле (7.34):
' #БСп = 4(0,85 + 150/4 • 400 + 1,58 — 1) = 6,09 = 7,84 дБ.
амплитудные ха-
смесителя при
Рис. 7.23. Обобщенные
рактеристики диодного
различных мощностях гетеродина.
Смеситель АПЧ радиолокационного приемника
В импульсных радиолокационных приемниках с автономным ге-
теродином используют систему АПЧ для стабилизации разностной
частоты гетеродина и передатчика /р — | Д. — fc |. Важным элементом
этой системы является СВЧ смеситель. Последний имеет такие же
схему и конструкцию, как смеситель принимаемого сигнала, но су-
щественно отличается от него режимом и условиями работы: преоб-
разуемый импульсный сигнал
Рс, ответвляемый из тракта
передатчика, является боль-
шим по сравнению с сигна-
лом гетеродина Рг; процесс
преобразования происходит
не в паузе между импульса-
ми передатчика, а одновре-
менно с работой последнего.
Работа при больших сиг-
налах Рс приводит к тому, что
смеситель превращается в
нелинейный преобразователь.
При этом возрастают токи
высших комбинационных ча-
стот, в частности наиболее
опасных из них— второй/2Р = |2/г —2/с| и третьей /зр = |3fr—3/с|
гармоник разностной частоты /р. Токи последних могут стать соиз-
меримыми с током частоты /р, так же как и выходные напряжения сме-
сителя этих частот t/p, U2p, 1/зр. В результате возможно ложное
срабатывание системы АПЧ по гармоникам разностной частоты и
полное нарушение работы приемника.
Схему и рабочие уровни мощностей Рс и Рг смесителя АПЧ нужно
выбирать такими, чтобы его выходное напряжение разностной час-
тоты Up было возможно больше для устранения влияния различных
«наводок» по цепям СВЧ и промежуточной частоты, а отношения вы-
ходных напряжений полезного сигнала и его гармоник UPUJW.
UP/U3P были максимально возможными для исключения ложных сра-
батываний системы АПЧ. Этим требованиям в наибольшей степени
удовлетворяет балансный смеситель АПЧ, вследствие чего его
обычно и используют, хотя его шумовые свойства в данном случае
не имеют никакого значения.
Одним из наиболее важных достоинств балансного смесителя здесь
является его свойство подавлять четные гармоники выходного сиг-
нала, в .том числе и наиболее опасную из них — вторую, Степень
336
подавления четных гармоник тем выше, чем меньше разбаланс ам-
плитуд и фаз балансного смесителя и, в частности, чем меньше раз-
брос параметров диодов. Поэтому в БС АПЧ тоже необходимо ис-
пользовать пары диодов с подобранными параметрами, как и в БС
принимаемого сигнала [9]. - - -
Амплитудные характеристики смесителя [/р (Рс, Рг), выражаю-
щие зависимость его выходного напряжения от входных мощностей
сигнала и гетеродина, позволяют выбрать рабочие значения Рс,
Рг и определить соответствующее им значение напряжения Uv.
При проектировании смесителя АПЧ следует пользоваться обоб-
. щенными амплитудными характеристиками смесителя, приведен- “
'ными на рис. 7.23. Они в равной степени пригодны как для балансно-
го, так и для небалансного смесителей, при этом мощности Рс, Рг
рассматриваются на входе, a Up — действующее значение напряже-
ния на выходе того или иного смесителя. С их помощью можно
выбрать4 рабочие мощности Рс, Рг и рассчитать выходное напряже-
ние 17^7 если известны потери преобразования смесителя при малом
сигнале Амс, определенные при данном сопротивлении нагрузки
смесителя /?рна разностной (промежуточной) частоте. Как и ранее,
Предполагается, что эта нагрузка активна, т. е. выходная емкость
смесителя компенсируется реактивностью его нагрузки.
Потери преобразования балансного смесителя при малом сигнале
рассчитывают через потери преобразования ЬБС (см. (7.26)), т. е.
_ ^ВС/?Р /. гБСср 42
МС 4гбс \ +
oG ср \ ' Р
где гвеср — среднее значение выходного сопротивления БС.
Сопротивление нагрузки Рр целесообразно выбирать из условия
1 </?р/^Бсср"< 5, (7.38)
так как при этом выходное напряжение t/p будет больше, чем при
номинальной нагрузке [91, что следует из представления выходной
цепи смесителя в Виде эквивалентного генератора э. д. с. разност-
ной частоты.
Как видна из рис. 7.23, амплитудные характеристики имеют
участок насыщения, на котором при значительных изменениях мощ-
* поста сигнала Рс напряжение 1/р меняется весьма слабо. Именно
этот участок и выбирают в качестве рабочего, поскольку при этом
; стабилизируется t/p и обеспечивается устойчивая работа системы
АПЧ в реальных условиях при изменении мощности передатчика
в широких пределах;
Теоретические и экспериментальные исследования зависимостей
величины напряжений i/p, [/2Р, 17зр и степени подавления четных
гармоник от уровней мощности Рс и Рг показали [9], что наиболее
целесообразными рабочими уровнями Рс, Рг в БС АПЧ являются:
Рс = ЮРГ, (7.39)
где Рр == 3...4 мВт для ТКД, Рг == 8...10 мВт для ДБШ.
(7.37)
337
При таких мощностях Рс, Рг получается достаточно большое вы-
ходное напряжение U? ж 0,3...1,5 В, значительное (~13 дБ) подав-
ление второй гармоники разностной частоты U2? и достаточно низ-
кий уровень напряжений второй и третьей гармоник по сравнению
с напряжением (7Р (С/р/4/2р ^7р/С7зр ж 34...38 дБ).
Пример 7 2. Спроектировать микрополосковый. БС АПЧ для
импульсного радиолокационного приемника 3-сантйметрового диа-
пазона.
Исходные данные: Хо = 3,2 см, рабочая полоса частот Праб//0
= 6%, в канале принимаемого сшнала используют БС на диодах
АА112Б, рассчитанный в примере 7.1. j
Проектирование и расчет :
1. Выбираем смесительные диоды и определяем их параметры по
табл. 7.1. Обычно в смесителях сигнала и АПЧ используют один
и тот же тип диодов (но различных групп по величине Гнорм» если
они имеются) с целью унификации схемы и конструкции обоих
смесителей. В данном случае отсутствуют диоды АА112 с большей,
чем у диодов АА112Б, величиной FHGpM 110]. Поэтому в БС АПЧ
применим те же диоды АА112Б (в парном подборе) и ту же топологи-
ческую схему БС, что и в примере 7.1, с той лишь разницей, что в БС
АПЧ можно отказаться от сдвига смесительных секций на А/4
(рис. 7.21) для уменьшения размеров схемы.
Диоды АА112Б представляют собой ДБШ и имеют Lop6 6 дЕи
'выход == 440...640 Ом (табл. 7.1).
2. Выбираем согласно-(7.39) рабочие уровни мощностей гетеро-
дина Рг — 9 мВт и сигнала Рс = ЮРГ = 10-9 — 90 мВт.
3. Определяем гБСср = (440 + 640)/2• 2 — 270 Ом и выбираем
сопротивление нагрузки БС АПЧ согласно (7.38) равным 7?р =
== Згвсср “ 3 • 270 = 810 Эм.
4. Рассчитываем по формуле (7.37) потери преобразования малого
сигнала, принимая ЛБС = Lop6 max = 6 ДБ (4):
Лйс==±£0 (1 + _£0.Г = 5,34.
4-270 \ 810 J
5. По графику рис. 7.23 для Рг — 9 мВт и Рс = 90 мВт находим
(/р ]/Лмс/Рр = 0,091 B/Ом1/2, откуда рассчитываем выходное на-
пряжение БС АПЧ: Up = 0,091//5,34/810 = 1,12 В.
Импульсный сигнал для БС АПЧ ответвляют из тракта пере-
датчика РЛС с помощью предельных или направленных ответви-
телей, которые на сантиметровых и миллиметровых волнах являют-
ся волноводными устройствами. Микрополосковые направленные
ответвители (см. § 3.4) для этих целей можно использовать только,
в маломощных РЛС. Предельный ответвитель имеет простейшую
конструкцию, минимальные габариты и поэтому получил распро-
странение, особенно в малогабаритных бортовых РЛС. Расчет и
проектирование предельного ответвителя приведены в [91.
338
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. Н. В. Боброва. М., «Сов. радио»,
1971. Авт.: Н. В, Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
2. Арсланов М. 3., Рябков В. Ф. Радиоприемные устройства. М.» «Сов.
радио», 1972.
3. Смогилев К. А., Вознесенский И. В., Филиппов Л. А. Радиоприем-
ники СВЧ. М., Воениздат, 1967.
4. Газлннг В. Применение полевых транзисторов. М., «Энергия», 1970.
5. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах. Под ред. И. В. Маль-
ского, Б. В. Сестрорецкого. М., «Сов. радио», 1969. Авт: М. А. Абдюханов,
Л. А. Биргер, И. А. Волошин и др. 4
6. Чжоу В. Ф. Принципы построения схем на туннельных диодах. Пер.
с англ. Н. 3. Шварца. М., «Мир», 1966.
7. Акчурин Э. А., Руль В В., Спирин В. Я. Туннельные диоды в технике
связи. М., «Связь», 1971.
1 8. Алексенко А. Г. Основы микросхемотехннки. М., «Сов. радио»,
9. Клнч С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных
приемников. М., «Сов. радио», 1973.
10. Диоды и тиристоры. Под ред. А. А. Чернышева. М., «Энергия»,
1975. Авт.: А. А. Чернышев, В. И. Иванов, В. Д. Галахов и др.
11. Лебедев И. В. Техника и приборы СВЧ. Т. 1. М., «Высшая школа»,
1970.
12. Лосе. Фазовое подавление паразитного зеркального канала в прием-
никах СВЧ. — «Электроника», 1965, № 14, с. 22—28.
13. Немлнхер Ю. А^ Струков И. А,, Эткнн В. С. Построение схемы
диодных СВЧ преобразователей частоты с фазовым подавлением зеркального
канала.— В ки.: Полупроводниковые приборы в технике электросвязи. Под
ред. И. Ф. Николаевского. Вып. 14, М., «Связь», 1974, с. 49—58.
8
ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ
8.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
Гетеродин приемника формирует вспомогательное гармоническое
напряжение, необходимое для преобразования частоты. Основными
требованиями, предъявляемыми к гетеродину, являются:
. обеспечение необходимого значения рабочей частоты и пере-
стройки ее в заданном диапазоне;
— стабильность частоты генерируемых колебаний;
— обеспечение необходимой амплитуды выходного напряжения
и ее постоянство;
— минимальный уровень гармоник выходного напряжения.
Простейшие гетеродины представляют собой однокаскадные ге-
нераторы с самовозбуждением на транзисторах. Такие гетеродины
находят применение в радио- и телевизионных приемниках, а также
в некоторых профессиональных устройствах, в которых не требует-
ся высокая точность настройки. К группе простейших гетеродинов
339
могут быть отнесены клистронные гетеродины, а также гетеродины
на туннельных диодах.
К недостаткам гетеродинов, выполненных по простейшим схемам,
относятся ййзкая стабильность их частоты. Поэтому в большинстве
профессиональных радиоприемных устройств, где важны точность
установки частоты гетеродина и высокая ее стабильность; исполь-
зуют более сложные схемы. В качестве примеров можно назвать схе-
мы генераторов с многократным умножением частоты, схемы синте-
заторов частоты, квантовых генераторов, обеспечивающих исклю-
чительно высокую стабильность частоты.
Широко распространены схемы гетеродинов с кварцевой^ стаби-
лизацией частоты. Их достоинством является возможность получе-
ния стабильных колебаний при относительной простоте. Так, про-
стейший кварцевый генератор без дополнительных мер может обес-
печить относительную нестабильность частоты Порядка МН. Ис-
пользование стабильных источников питания, термостатирование
и герметизация позволяют уменьшить нестабильность частоты.квар-
цевого гетеродина до 10~8.
8.2. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ КИЛОМЕТРОВЫХ,
ГЕКТОМЕТРОВЫХ, ДЕКАМЕТРОВЫХ И МЕТРОВЫХ ВОЛН
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Практическое применение находят генераторы с трансформатор-
ной, автотрансформаторной и емкостной обратной связью (рис. 8.1,
а—в). Кроме обычных генераторов с самовозбуждением широко при-
меняют кварцевые генераторы. Для примера можно привести схему
генератора (рис. 8.1, г), в которой кварцевый резонатор включен
в цепь обратной связи. В качестве контурного конденсатора можно
использовать варикап (рис. 8.1, д). Тогда осуществляется электрон-
ная настройка гетеродина, упрощается решение задачи дистанцион-
ного управления. Гетеродин можно также выполнить на типовой ИС
(рис. 8.1, е), где необходимый фазовый сдвиг получается благодаря
определенному включению транзисторов.
При энергетическом расчете автогенераторов следует учитывать
особенности транзисторов, проявляющиеся на высоких частотах.
Сдвиг по фазе между напряжением возбуждения и первой гар-
моникой тока коллектора, вызванный комплексностью проводи-
мом y.It приводит к тому, что для выполнения условия баланса
фаз + фц 0 (где <рк — фазовый угол колебательного контура),
соботвемая частота контура /0 должна отличаться от частоты гене-
рируемых колебаний f.
оначитмьное время дрейфа неосновных носителей в области базы
/Др вызывает увеличение угла отсечки тока -коллектора на высоких
частотах.
Наконец, уменьшение модуля проводимости |-У211 й коэффициен-
та усиления транзистора по току с увеличением частоты требует
340
С2 -
г
В
® Ряс. 8.1. Схемы гетеро-
& дивов:
Upfc’-*- в с трансформаторной,
||Ч1|ИГ<>трансформаторной и ем-
I^MfctBoft обратной связью
/^ответственно; г — с квар-
М' ДОООЙ стабилизацией часто*
О? Т с электронной на*
&М>оАкой; е — на ИС К2УС282.
»
увеличения напряжения, подаваемого на базу через цепь обратной
связи, по сравнению с его значением на низких частотах.
Ь Энергетический расчет гетеродинов
в.
Энергетический расчет гетеродинов, выполненных по схемам,
Ьйриведенным на рис. 8.1, а—в, одинаков.
Исходными данными для расчета на заданную мощность являют-
ИГ Ся активная составляющая генерируемой мощности Раг и частота
К колебаний f. По этим данным выбирают тип транзистора. Для рас-
И-' чета должны быть известны статические характеристики, У-пара-
метры на заданной частоте (или в заданном диапазоне частот) и вре-
В* _мя дрейфа /Др. В начале расчета выбирают угол отсечки тока коллек-
ЯР т£ра 0К = 70...90° и напряжение источника питания коллектора
Ж тп
I Приведем порядок приближенного энергетического расчета авто-
ЯВ генератора в критическом режиме.
341
Полная генерируемая мощность
Рг = Раг/cos фн, (8.1)
где фк = —arctg f/fV2i; />-21—частота, на которой модуль У21
уменьшается в V 2 раз (см. гл. 3).
Коэффициент использования источника питания коллектора
I = 1 - 2Pr/(E’1SKpa1), (8.2)
где5кр — крутизна линии критического режима (определяется по !
выходным характеристикам транзистора, см. рис. 8.2); ах = ф (6К) — j
коэффициент разложения косинусоидального импульса для пер-
вой гармоники, определяется по таблицам А. И. Берга.

Рис. 8.2. Выходные ха-
рактеристики транзисто-
ра.
Амплитуда напряжения на нагрузке коллекторной цепи
(8-3)
Амплитуда первой гармоники тока коллектора
Гк1 = 2Рг/и^ М
Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора
в критическом режиме
2Э кр ~ (8*5)
Амплитуда импульса тока коллектора
/ки = /к1/ар (8.6)
Постоянная составляющая тока коллектора
/к = /ки «о* (8-7)
где а0 — коэффициент разложения для постоянной составляющей
тока коллектора, определяемый по таблицам А. И. Берга.
Мощность, потребляемая от источника,
Рв = /к [Fnl|. (8.8)
Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора,
= (8.9)
Угол отсечки тока эмиттера
еэ = ек-а>/др, . (8.Ю)
342
' ГДе 'др = 1 ^1б =
: m = 1,2; 1,6 для бездрейфовых и дрейфовых транзисторов соответ-
к ственно.
I Коэффициент усиления транзистора по току, включенного в схе-
| ме с ОБ, на частоте f
I ^1б = /г81Б/У1+М21/, (8.11)
I где й21в — коэффициент усиления по току на низкой частоте;
I //>2!б — критическая частота по /i216.
Амплитуда первой гармоники тока эмиттера
/Э1 = /К1/Аг1б. (8.12)
Амплитуда импульса тока эмиттера
/эн = /в1/а18, (8.13)
j где а1э = ф (9а) — коэффициент разложения косинусоидального
[ импульса для первой гармоники, определяемый по таблицам
А. И. Берга.
‘ Амплитудное значение напряжения возбуждения на базе тран-
( зистора, необходимое для обеспечения импульса тока эмиттера,
I = /эи/(1 -соз9в)|Уи|, (8.14)
h где | У211 — полная проводимость прямой передачи транзистора для
| схемы с ОЭ.
I Напряжение смещения в цепи базы, обеспечивающее угол от-
| сечки тока эмиттера,
Еп2 = Ф + </бэ COS 08. (8.15)
g Для маломощных германиевых транзисторов ф = 0,1...0,2 В; для
кремниевых транзисторов <р = 0,5... 1,0 В.
(₽ Чтобы проверить правильность расчета амплитуды импульсов
тока эмиттера, по статическим выходным характеристикам опреде-
I ляем (полагая на низких частотах h21t3 « 1)
| ^бэгаах ~ I ^П21 Н- Г/бэ’ ^кэ mtn ~ l^nll Uкэ- (8.1G)
| Проверяем, обеспечивается ли /Эи = Дебатах» £/кэт1п). Если
В импульс не обеспечивается, необходимо несколько увеличить U6h
I и повторить расчет по формулам (8.15) и (8.16). Коэффициент обрат-
|» иой связи
I ‘ Ков = (8-17)
р Пример 8.1. Выполнить энергетический расчет гетеродина.
. Исходные данные: активная составляющая генерируемой мощ-
| кости Рю = 5 мВт, частота генерируемых колебаний f = 210 МГц.
[ Расчет
I 1. Выбираем транзистор ГТ313Б. Параметры транзистора: гра-
! ничная частота усиления тока базы /гр = 700 МГц. Постоянная
L • 343
времени цепи обратной связи тк = 40 пс. Емкость коллекторного
перехода Ск = 2,5 пФ. Коэффициент усиления по току в схеме с об-
щей базой на низкой частоте /г2)Б = 0,98. Максимальная мощность,
рассеиваемая на коллекторе Рктах = 100 мВт. Максимальное на-
пряжение между коллектором и эмиттером UKa юах = 15 В.
Минимальное напряжение между коллектором и эмиттером 1/нэ mln=
= 0,2 В. Максимальное прямое U6a юах = 0,65 В.
2. По входным характеристикам транзистора находим напряже-
ние среза <р = 0,35 В.
По выходным характеристикам транзистора определяем крутиз-
ну линии критического режима SKP-= 30 мА/В.
3. Задаемся режимом работы транзистора: напряжение коллек-
тор — эмиттер принимаем £П1 = 5 В; ток коллектора /к — 3 мА.
4. Для выбранного режима работы и требуемой частоты генера-
ции рассчитаем параметры, необходимые для энергетического рас-
чета гетеродина.
Предельная частота усиления для схемы с ОБ
/й21б = 1,6/гр = 1,6 • 700 = 1,1 ГГц.
Граничная частота по крутизне проходной характеристики тран-
зистора
М,«/гр-^- = 700-^-=128 МГц,
Гб « *
где ^ = — = — = 8,6 Ом; гб = 5 —= 3—=48 Ом.
/э 3 6 Св 2,5
Усредненное время движения носителей тока между переходом
(время дрейфа)
/дР = 1/2л/Л21б = 1/6,28 - 1,1 - 10» = 1,45 . J0-10 с.
Низкочастотное значение параметра У21я = 100 мА/B. Значение
параметра | Ytl | на частоте генерации 210 МГц
l*\il = WVl + (f/fra])2= 100/V1+ (210/128)’ = 51 мСм.
5. Выбираем критический режим работы гетеродина. Угол отсеч-
ки коллекторного тока 0К = 90°.
По таблицам А. И. Берга находим коэффициенты постоянной со-
ставляющей и первой гармоники импульсного коллекторного тока
а0 = 0,319, Oj = 0,5.
6. Полная генерируемая мощность согласно (8.1)
Рг = 5/cos 59° = 9,75 мВт,
Фк = —arctg (f/fY2i) = —arctg (210/128) = —59°.
7. Коэффициент использования коллекторного напряжения (8.2)
5=1-2- 9,75 • 10-3/(52 • 30 • 10-8 • 0,5) = 0,95.
8. Амплитуда переменного напряжения на контуре (8.3) Um «
0,95 • 5 4,75 В.
344
9. Амплитуда первой гармоники тока коллектора (8.4) /К1 =
= 2 • 9,75 • Ю-з/4,75 = 4,1 мА.
10. Модуль эквивалентного сопротивления нагрузки генератора
. (8.5) Za кр = 4,75/4,1 • 10-8 = ИЗО Ом.
11. Амплитуда импульса 4ока коллектора (8.6) 7К и = 4,1/0,5=
= 8,2 мА.
12. Постоянная составляющая тока коллектора (8.7) 7К = 8,2 X
X 0,319 = 2,6 мА. ' '
13. Мощность, потребляемая от источника питания, (8.8) Рп =
, = 2,6 • 10-8 • 5 = 13 мВт.
14. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, (8.9)
Рк = 13 — 5 = 8 мВт.< Рк тях.
15. Угол отсечки тока эмиттера (8.10)
08 = ев — фдр = 90° — 10,8° = 79,2°,
«где <рдр = (о/др = 6,28 • 210 • 10е • 1,45 • 1Q-10 = 0,19(10,8°).
По таблицам А. И. Берга находим аю = 0,28, а1э = 0,47.
16. Коэффициент усиления транзистора по току на частоте ге-
нерации (8.11) h216 = 0,98 /1 + (210/Г100)2 = 0,96.
17. Амплитуда первой гармоники тока эмиттера (8.12) 1п =
== 4,1/0,96 = 4,3 мА.
18. Амплитуда импульса тока эмиттера (8.13) /Эи — 4,3/0,47 =
= 9,2 мА.
19. Амплитуда напряжения возбуждения на базе на частоте ге-
нерации (8.14)
(7бэ -----Р-’2И0’8—>----= 0,225 В.
03 (1—cos 79,2°) 51J0-3
20. Коэффициент обратной связи (8.17) Ксъ = 0,225/4,75 = 0,05.
21. Напряжение смещения, обеспечивающее угол отсечки тока
эмиттера, (8.15) £ц2 = 0,35 + 0,225 * 0,2 = 0,395 В.
22. Проверяем по (8.16), может ли быть обеспечен импульс эмит-
терного тока (9.2 мА) при (/бэтах = 0,395 + 0,225 — 0,62 В <
< t/БЭтах, t/K»mln = 5 — 4,75 = 0,25 В > l/кэтщ. Проверяем
по характеристикам транзистора. Из них следует, что транзистор
ГТ313Б может обеспечить такой импульс эмиттерного тока.
9,2-10-s
Расчет колебательной системы автогенератора
Исходными данными для расчета элементов схемы автогенерато-
ра являются: частота автоколебаний f (или диапазон частот), коэф-
фициент обратной связи /<св, модуль эквивалентного сопротивления
контура Z3Kp и его фазовый угол <рк» добротность ненагруженного
контура Qo, напряжение на нагрузке (7Н и ее параметры (обычно про-
водимость ga и емкость Сн).
Для расчета будем использовать эквивалентные схемы колеба-
тельных контуров с учетом входных и выходных параметров тран-
зисторов и параметров нагрузки (рис. 8.3),
345
Для определенности будем полагать, что напряжения даны в'дей-
ствующих значениях, тогда Ur — и U2 ~
Для всех трех схем справедливы соотношения: тб — UJU*\
тп = UJUq, тн = UJUq* где w6, /ин—коэффициенты вклю-
чения контура в цепи базы, коллектора и нагрузки соответственно.
Коэффициент обратной связи определяется как КСъ — ~
= т$/тк, а коэффициент передачи напряжения в нагрузку равен
Ян /^1
Рис. 8.3. Эквивалентные схемы конту-
ров гетеродинов с автотрансформа-
торной (а), трансформаторной (б) й
емкостной обратной связью (в).
Из энергетического расчета известны Kcftt Z3 кр и срк. При этом
эквивалентная проводимость контура между точками эмиттер—
коллектор, необходимая для обеспечения критического режима,
определяется выражением
ёэ кр = С05фк//Э1(р. (8.18)
Величины КСл и ир позволяют однозначно определить все коэффи-
циенты включения и, следовательно, полностью рассчитать элемен-
ты схемы.
Действительно, для любой из рассматриваемых схем (рис. 8.3),
эквивалентную проводимость контура без учета выходной проводи-
мости транзистора g^ можно записать в виде gK = g0 4- m‘(gu +
+ где ё» — собственная эквивалентная проводимость кон-
тура.
Проводимость gK, приведенная к точкам эмиттер — коллектор,
должна быть равной gs кр, т. е.
& кр = gM = gjml + Kkgn + Klga, (8.19)
откуда
= Кр Лсв£11 ---- ^Н§н)- (8.20)
346
После этого определяют: тб = KcvmK-f ±= В вы-
ражение для тк (8.20) входит собственная эквивалентная проводи-
мость контура, определяемая выражением
go = ®C/Q:, (8.21)
где С — полная емкость контура, которой обычно задаются в начале
расчета; Q& — добротность ненагруженного контура; со — угловая
частота автоколебаний, причем при малых расстройках в данном
случае можно полагать со « со0.
Для схем на рис. 8.3, а, б полную емкость контура находим как
С = Со + mlCu + miC^ + + См, (8.22)
где Со — собственная емкость контура; Си, С22 — входная и выход-
ная емкости транзистора, определяемые мнимыми частями /-пара-
метров на частоте /; Сн — емкость нагрузки; См— емкость монтажа.
Для дальнейших расчетов необходимо знать эквивалентную доб-
ротность контура с учетом вносимых потерь, т. е.
Сэ “ QogJSat (8.23)
где = gK + ^к^22 — полная эквивалентная проводимость на
зажимах контура
После этого определяют собственную частоту контура со0, пол-
ную индуктивность L и остальные элементы схемы.
В качестве примера приведем порядок расчета элементов коле-
бательной системы некоторых схем гетеродинов.
Элементы гетеродина с автотрансформаторной обратной связью
(рис. 8.3, а) рассчитывают так. Задаются полной емкостью контура
согласно (8.22), в которой
тб = Lj/L; mK (I2 + La)/L; та = L2/L;
L = -f- £2+ £з + £4. (8.24)
Емкость С обычно составляет 10—500 пФ.
Определяют собственную эквивалентную проводимость конту-
ра по (8.21). При малых расстройках контура можно принять со «
« со0. Добротность ненагруженного контура Qo = 80...200.
Эквивалентную проводимость контура между точками эмиттер —
коллектор, необходимую для обеспечения критического режима,
находят согласно (8.19).
Коэффициент включения контура в цепь коллектора
= go/(ga КР — Kcigll — Klgn), (8.25)
где gH — проводимость нагрузки.
Коэффициент включения контура в цель базы
тб == Кевргк. (8.26)
Коэффициент включения контура в цепь нагрузки
тн = Катк. (8.27)
о47
Собственную емкость контура находят из (8.22):
Со = С — гПбСп — т^С22 — т?Ся — См. (8.28)
Если значение емкости Со окажется нереальным — отрицательным
или слишком малым, следует применить контур с бблее высокой
добротностью Qo и повторить расчет.
Полная эквивалентная проводимость на зажимах контура сос-
тавляет
g» ~ So + mlgii + + гПнВн- (8-29)
Для определения эквивалентной добротности контура ис-.
пользуют выражение (8.23). Собственная частота контура
fo = ;/ (1 + O/2QJ, (8.30)
где а = —tg Фк 20(?э (/ — /0)//0 — обобщенная расстройка кон-
тура.
Теперь рассчитывают полную индуктивность контура
L = 1/о> С, (8.31)
индуктивность катушки обратной связи
Ц = т() L. (8.32)
индуктивность катушки, включенной между точками эмиттер —
коллектор
LK = L2 4- L3 = mKL (8.33)
и индуктивность катушки связи с внешней нагрузкой
L2 — rnuL. (8.341
Расчет схемы гетеродина с трансформаторной обратной связью
(см. рис. 8.1, а* 8.3, б) аналогичен приведенному. Выражения для
коэффициентов включения, коэффициента обратной связи й коэф-
фициента передачи в этом случае имеют вид:
тс = MIL} тк = (L/+ L2)/L; тя = Lt!L\
Ксв = М /(L, + L2); Кя = + 12), (8.35)
где L = Lx + L2 + Li\ М ~ взаимоиндуктивность катушек L
. и Lc в. , .
Индуктивность катушки обратной связи
LCB = MWL, (8:36)
где k — конструктивный коэффициент связи (обычно 6=0,02..0,1). ;
При расчете элементов схемы гетеродина с емкостной дбратнрй
связью (см. рис. 8.1, в, 8.3, в) также вначале целесообразно задавать-
ся емкостью контура (обычно 10 — 200 пФ). В этом случае расчет
аналогичен расчету элементов схемы с автотрансформаторной об-
ратной связью.
348-
Из рис. 8.3, в следует, что
1/с = 1/с; + 1/с; + 1/с4, (8.37)
где с; = Cj -t Сп; с; = сг + с„; с' = см + с;с3/(с; + Сз).
Выражения для коэффициентовтб, тк, тн, Ксв, Лн в этом слу-
чае приобретают вид:
= C/Q; тк = C/Q; та = С/С;; (8.38)
Лев = с;/с;; лн = с3/(с; + с3).
Из этих соотношений можно определить все емкости контура:
; с; = С/тб; С, = С[ - Сп; С' = С/mС; = (С3 - С22)/Ян;
с^с;-сн; с3 = с;ян/(1 - Лн); р
с4 - 1/<1/с — 1/с; - 1/с;). (в.зэ)
После этого по формулам (8.29), (8.23), (8.30) и (8.31) находят
g9, Сэ» /о и L соответственно.
«Л ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В дециметровом диапазоне колебательными системами чаще все-
гохслужат коаксиальные, полосковые и объемные резонаторы. Ге-
теродины дециметрового диапазона обычно выполняют по схеме
- с общей базой (рис. 8.4). Частота генерируемых
гетеродина в основном определяется коллек-
? торным контуром, изменяя параметры кото-
/ рого, регулируют частоту гетеродина. Сопро-
/ тивление контура в цепи база — эмиттер оп-
♦ ределяет амплитуду и фазу напряжения на
/базе, т. е. определяет коэффициент обратной
связи. Настройкой этого контура можно из-
менять режим генератора и его полезную
мощность. Обратная связь через емкость
колебаний такого
Рис. 8.4. Упрощен-
ная схема гетеро-
дина с ОБ.
коллектор —эмиттер транзистора в ряде слу-
чаев бывает недостаточной для самовозбуж-
дения гетеродина. Увеличить связь между
j контурами можно, включив дополнительный
Г конденсатор Ссв между коллектором и эмиттером.
Рассмотрим схему гетеродина с емкостной обратной связью
(рис. 8.5). Его контур выполнен в виде полуволнового отрезка несим-
метричной полосковой линии /.смонтированной в камере//и вклю-
ченной* в коллекторную цепь транзистора и конденсаторов С1—СЗ.
Гетеродин настраивается с помощью конденсатора переменной
емкости СЗ. Коллектор транзистора находится под нулевым потен-
циалом. Эмиттер подключен к источнику питания через резистор
/?/; напряжение к базе транзистора подается через делитель R2,
R3. Пунктирной линией выделена цепь автоматической подстройки
частоты гетеродина. Контур в цепи база — эмиттер образован дрос*
349
селем Др1 и емкостью база —эмиттер транзистора. Конденсатор
С6 — разделительный.
В первом приближении можно полагать, что частота генерации
совпадает с собственной частотой коллекторного контура. Порядок
расчета параметров полуволнового резонатора с конденсатором на-
стройки на разомкнутом конце изложен в гл. 3.
Рис. 8 6. Схема гетеродина с исполь-
зованием четвертьволновой линии.
Рис. 8 5. Схема гетеродина с емкост-
ной обратной связью и контуром
в виде полуволнового отрезка линии.
В схеме гетеродина с емкостной обратной связью можно исполь-
зовать четвертьволновую КЗ линию (рис. 8.6), Контур такого гете-
родина состоит из линии I и конденсаторов С/, С2. Гетеродин на-
Рис. 87. Схемы умножения частоты на диодах:
а — параллельная; б — последовательная.
страивают конденсатором переменной емкости 62. Применение
четвертьволновых резонаторов позволяет сократить размеры блока.
Длину I короткозамкнутого отрезка линии рассчитывают по фор-
муле (3.35), а диапазон перекрытия конденсатора настройки — по
формуле (3.36).
В дециметровом диапазоне в качестве гетеродина используют
также автогенераторы с кварцевой стабилизацией частоты стюсле-
дующим умножением частоты. Умножители частоты могут быть вы-
полнены на транзисторах. Расчет транзисторных умножителей час-
350
тоты подобен расчету ламповых при определенных углах отсечки:
для удвоителей 0 = 60°, для утроителей 0 = 40°. Однако с повыше-
нием частоты колебаний начинают сильнее проявляться инерционные
свойства транзисторов и эффективность умножителей падает.
В последнее время для умножения частоты широко используют
полупроводниковые диоды (варакторы), емкость которых нелинейно
I зависит от обратного напряже-
| ния. Поэтому варакторные ум-
| ножители называют также емко-
| стными. Поскольку емкость яв-
I ляется нелинейной функцией на-
| пряжения, ток будет содержать
( большое число гармоник, кото-
I рые могут быть выделены филь-
| трами. Умножители частоты на
I диодах могут быть собраны по
|- параллельной (рис. 8.7, а) и
В последовательной (рис. 8.7, б)
Рис. 8.8. Структурная схема гетеро-
дина с умножением частоты.
схемам. Фильтры Ф1 и Ф2 в
этих схемах служат для разделения 1-й и п-й гармоник. В параллель-
ной схеме (рис. 8.7, а) фильтры Ф1 и Ф2 должны иметь большое со-
противление для всех частот, кроме основной и частоты п-й
L1
Рис. 8.9. Схема гетеродина с умножением частоты.
гармоники. В последовательной схеме (рис. 8.7, б) фильтры должны
иметь малое сопротивление для всех частот, кроме сот и ncoj.
На рис. 8.8 приведена структурная схема гетеродина с умноже-
нием частоты. Задающий генератор, стабилизированный кварцем,
работает на частотеД. Далее следуют два удвоителя частоты на тран-
зисторах и умножитель на варакторном диоде, на выходе которого
выделяется 3-я гармоника. Связь коаксиального резонатора с дио-
дом и нагрузкой индуктивная, с помощью петель связи. Резонатор
подстраивают конденсатором переменной емкости.
Приведем схему гетеродина с умножением частоты, в которой
пД = 0,5 ГГц (рис. 8.9). Схема умножителя последовательная.
Фильтры Ф1 и Ф2 настроены на частоты Д и дД. Фильтр Ф2 представ-
351
ляет собой резонатор коаксиального типа, настраиваемый на часто-
ту nfv Исходное смещение на диоде Д устанавливают переменным
резистором R3. Связь фильтра Ф2 с диодом Д и нагрузкой индуктив-
ная. Частота транзисторного генератора стабилизирована кварце-
вым резонатором, включенным в цепь обратной связи. Автогенера-
тор работает на 5-й гармонике кварцевого резонатора. Небольшая
подстройка частоты генератора может быть осуществлена измене-
нием емкости С4. Напряжение частоты Д через конденсатор СЗ по-
ступает на фильтр Ф/.
Рис. 8.10. Графики зависимости потерь при умножении частоты от добротно-
сти диода:
а—для диоде в с плавным р — л-переходом (v—L/З); б — для диодов с резким р — п-
переходом (у—1'2).
Потери мощности при умножении частоты зависят от доброт-
ности диода Сд (рис. 8.10). Добротность диода определяется пара-
метрами диода и частотой подводимых колебаний, т. е.
Сд 1/(оСпер дгпос д, (8.40)
где со — частота подводимого к диоду колебания; Спер д — величина
постоянной составляющей емкости в исходной рабочей точке;
Гпос д — сопротивление потерь диода.
Параметр а на рис. 8.10 представляет собой отношение амплиту-
ды переменного напряжения, подводимого к диоду, U к величине
напряжения постоянного смещения UQ (а == UHJ^. Исходное на-
пряжение смещения, подаваемое на диод, и-амплитуду переменного
напряжения, подводимого к нему, устанавливают таким образом,
352
•
чтобы полностью реализовать возможности диода. Напряжение
смещения обычно устанавливают равным UQ ъ 0,5(7нормо6рд
(здесь (/норм обр д — нормируемое постоянное обратное напряже-
ние диода). Амплитуду переменного напряжения входного сигнала
U выбирают приблизительно равной (70. Подводимая к диоду реак-
тивная мощность равна
Рвх = 0»5[/2соСпер д. (8.41)
Для эффективного генерирования гармоник добротности диодов
должны быть высокими. Для этого следует выбирать диоды с малой
постоянной времени тд = {/первое д- Для многократного умноже-
ния исходной частоты генератора лучше включать несколько каска-
дов умножения. В некоторых случаях между цепочками умножи-
телей следует вводить усилители напряжения для реализации вели-
чины а = 0,8...0,95 в каждом каскаде.
Пример 8.2. Рассчитать умножитель частоты.
Исходные данные: частота входного сигнала Нужно полу-
чить 12-ю гармонику (п = 12).
Расчет
Для умножения частоты выбираем диод с резким р — п-перехо-
дом (у = 1/2). Добротность диода на основной частоте Qm = 100.
Для всех каскадов умножителя принимаем а = 0,9.
Таблица 8.1
п ‘Эд Lnp6, ДБ ДБ п Эд ^Прб; ДБ ДБ п «д ^прб» ДБ ZLup6, дБ
2 6 100 50 1,8 20 21,8 3 4 100 33 3,5 12 15,5 4 3 100 25 5,5 7 12,5
По графикам рис. 8.10 находим величину потерь мощности при
умножении частоты для различных комбинаций коэффициентов ум-
ножения и подсчитываем суммарные потери умножителя (табл. 8.1).
Из расчетов следует, что потери будут минимальными, если частоту
сигнала умножить на 4, а затем на 3, т. е. такой вариант умножения
на 12 оказывается предпочтительным.
8.4. ГЕТЕРОДИНЫ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВЫХ
И МИЛЛИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Основные характеристики
Гетеродины сантиметровых и миллиметровых волн во многих
применениях должны обеспечивать генерацию не на одной опреде-
ленной, фиксированной частоте, а в некоторой полосе рабочих частот.
12 Зак. 895
При этом часто требуется, чтобы перестройка частоты во всей рабо-
чей полосе или ее части осуществлялась не механическим путем,
а электрическим, безынерционно. Это относится, в частности, к при-
емникам некогерентных РЛС, где система АПЧ следит за всеми из-
менениями частоты передатчика и управляет частотой гетеродина,
к приемникам систем радиопротиводействия и др. К параметрам,
определяющим основные свойства гетеродинов, относятся:
— рабочий диапазон частот (диапазон перестройки частоты)
ОТ fr mln ДО /г max ИЛИ его ВеЛИЧИНЗ = fr mas — fr mln В Про-
центах относительно средней частоты в виде А/дг//>0. Этот диапазон
частот должен соответствовать заданному диапазону частот сигнала
fc ш1п--7с max» отличаясь от него на величину промежуточной часто-
ты;
— выходная мощность Рг вых в диапазоне частот Д/дг, которая
должна быть не меньше суммарной мощности Рг2, необходимой для
питания всех СВЧ смесителей приемника;
— диапазон быстрой электрической перестройки частоты
который может быть равен или меньше рабочего диапазона Д/дг;
— крутизна электрической перестройки частоты S3JI = Af/AU
(МГц/B], где Д(7 — изменение управляющего напряжения;
— нестабильность частоты и мощности при воздействии деста-
билизирующих факторов: изменений температуры окружающей
среды /окр, питающих напряжений и др. Сюда относится, например,
температурный коэффициент частоты ТКЧ = Д//Д/Окр 1МГц/°С];
— уровень шума на различных частотах по обе стороны от часто-
ты несущего колебания /г, т. е. уровень генерируемого шума при
различных промежуточных частотах.
Шум гетеродина обусловлен флюктуациями его частоты и мощ-
ности и сопровождает основное гармоническое колебание /г в виде
сплошного спектра, располагающегося по обе стороны от /г, подобно
изображенному на рис. 7.20. Этот шум можно представить в виде
совокупности двух спектров: спектра амплитудного шума, обуслов-
ленного амплитудной модуляцией колебаний (флюктуациями ам-
плитуды), и спектра частотного шума, обусловленного частотной
модуляцией колебаний (флюктуациями частоты).
Количественные характеристики амплитудного шума уже рас-
сматривались в § 7.6 (см. формулу (7.33)). Относительная спектраль-
ная плотность мощности амплитудного шума [дБ/Гц] равна •
та = 10 1g (Рш JPr вых) = 10 1g rtr0 — 174,
где Рш а — суммарная спектральная плотность мощности (в поло-
се 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюк-
туирующих по амплитуде автоколебаний гетеродина; пг0 — удель-
ное шумовое отношение гетеродина (см. § 7.6), причем боковые со-
ставляющие и пг0 рассматривают на частоте модуляции, равной час-
тоте сдвига ^сдв относительно частоты несущей /г. Спектр частотного
шума обычно характеризуют зависимостью спектральной плот-
ности среднего квадрата флюктуаций частоты Д/щ от модулирующей
354
J частоты, равной частоте сдвига /Сдв относительно частоты /г. Оче-
s видно, что /Сдв — fa- Здесь под Д/й [ Гц2/Гц] понимается среднеквад-
* ратичное отклонение частоты колебаний гетеродина от номинального
значения /г на данной частоте модуляции /сдв в единичной полосе
* модулирующих частот Д/сдв = 1 Гц. Нередко уровень частотного
3 шума, подобно амплитудному, характеризуют относительной вели-
2 чиной [дБ/Гц]:
| mf = 10 1g (Рш//Рг вых),
где — суммарная спектральная плотность мощности (в полосе
| 1 Гц) двух симметричных боковых составляющих спектра флюктуи-
рующих по частоте автоколебаний гетеродина, причем боковые
отстоят от частоты fr на частоту модуляции / = /сдв. Связь между
величинами и mf определяется соотношением
г mf = 10 1g (Рш/Рг вых) = 10 1g (Д^/2/сдв).
Частотный шум не подавляется балансным смесителем и в при-
; емниках с когерентным детектированием сигнала преобразуется
в амплитудный, ухудшая чувствительность. Величина Д/ш зависит
от типа гетеродина, длины волны колебаний и промежуточной час-
тоты /п = /сдв и лежит в пределах от десятых долей единицы до де-
сяти и более тысяч герц в квадрате на герц. Наибольшие значения
та и mf соответствуют наименьший частотам /сдв, лежащим в об-
ласти допплеровского смещения частоты радиосигналов.
Разновидности гетеродинов сантиметровых и миллиметровых
волн
В качестве гетеродинов в этих диапазонах волн используют
электровакуумные и полупроводниковые маломощные генераторы
СВЧ. К первым относятся главным образом отражательные клистро-
ны и маломощные лампы обратной волны (ЛОВ), ко вторым — мало-
мощные СВЧ генераторы, использующие в качестве активного эле-
; мента один или несколько полупроводниковых приборов.
;; Отражательные клистроны и ЛОВ являются электронно-лучевы-
ми автогенераторами, выполненными в виде металлокерамических
конструкций с коаксиальным (при длинах волн Х>5 см) или волно-
водным (при 5 см) выводом СВЧ энергии, имеющим присоеди-
нительный коаксиальный разъем или волноводный фланец.
Полупроводниковый гетеродин состоит из СВЧ колебательной
системы (резонатора или системы резонаторов в виде волноводно-
коаксиального, полоскового или микрополоскового устройства)
и полупроводникового активного элемента, в качестве которого
в большинстве случаев используют полупроводниковый СВЧ диод.
Для работы такого гетеродина к нему достаточно подвести постоян-
ное напряжение, не превосходящее нескольких десятков вольт.
Полупроводниковые гетеродины отличаются экономичностью пита-
12* 355
ния, весьма малыми габаритами и массой, большой долговечностью
и наиболее удобны для создания СВЧ ИС. Из всех разновидностей
полупроводниковых гетеродинов [51 наибольшее развитие в рас-
сматриваемых диапазонах получили так называемые генераторы на
диодах Ганна и на лавинно-пролетных диодах.
Отражательные клистроны
Основными элементами клистрона являются (рис. 8.11): катод
с фокусирующим электродом, формирующие электронный луч; ре-
зонатор с узким зазором, содержащим обычно сетки, в котором
взаимодействуют электроны луча с СВЧ полем резонатора, и элект-
род отражателя с отрицательным потенциалом относительно катода,
заставляющий электроны луча возвращаться в зазор резонатора.
Рис. 8.11. Отражательный клистрон сантиметрового диапазона волн:
о — устройство и схема питания; б — общий вид; / — окно связи; 2 — присоединительный
фланец; 3 — винт механической перестройки частоты; 4 —внешний резонатор; 5 — герме-
тизированное окно связи; (5 — внутренний резонатор; 7 — отражатель; $ —катод; 9—фо-
кусирующий электрод; /0 —сетки резонатора; Яф, Сф —элементы фильтров в цепи пи*
тания.
Частота fr и мощность Рг вых генерируемых клистроном колеба-
ний зависят от напряжения на отражателе {/отр. При некотором на-
пряжении £/отропт, называемом оптимальным, выходная мощность
достигает максимальной величины Рт вых юах- При изменении на-
пряжения отражателя в обе стороны от оптимального Рт вых плав-
но уменьшается до нуля с одновременным изменением частоты гене-
рации /г. Область напряжений 1/отр, в которой имеется генерация,
называют зоной генерации, а изменение при изменении (/отр —
электронной настройкой частоты.
Практически для работы используют не всю зону, а только ту ее
часть, в пределах которой Р^ ВВ1Х 2^ 0,5/^в вых maxi т. е. изменение
Рг вых ПРИ этом составляет 3 дБ. Соответствующую этой части
зоны полосу электронной настройки частоты (между точками
0,5Рг
вых та х) называют диапазоном электронной настройки Л/эл.
Отражательные клистроны имеют достаточно большой диапазон
механической перестройки частоты А/дг//г0 = 3...15% и отнсситель-
356
Таблица 8.2
^Го» см -Т^.% гго рг вых- мВт- не менее Д/8Л. M1U I не менее g/njw S 1 (в центре зоны), не более ^отр опт» (в диапа- зоне час- тот Д/ ), В Урез» В 'рез мА ^фок> В ткч. МГц/г рад, не более
7-8 15 80 20 2 100—260 300 55 0 +0,5...— 1
3—5 10 35 30 3 70—180 300 50 0 0...—0,2
1,5—2,5 7 20 40 4 100—250 350 50 0 0...—0,3
0,8—0,9 4 20 50 5 100—350 500 40 0 0...—0,9
,0,8—0,9 10 15 60 6 60—200 150 20 20—100 ±1,2
0,4—0,5 5 10 100 15 120—300 2500 20 20—200 +1,5...—1
0,2—0,3 6 10 150 10 50—450 1800 15 0 +6...-2,6
но узкий диапазон электронной настройки А4л/^го — 0,2...0,5%'
В центре зоны генерации клистрона его мощность Рг вых
^10..,100 мВт, а крутизна электронной настройки равна 5ЭЛ т
« 0.3...15 МГц/B. Наименьшие значения А/дг//г0, А/эл^/го. Рг вых
и наибольшие 5ЧЛ соответствуют миллиметровым волнам, противо-
положные значения этих величин — длинноволновой части санти-
метрового диапазона. Предельные значения параметров некоторых
отражательных клистронов приведены в табл. 8.2 [5].
В настоящее время используют новый тип отражательного кли-
строна — так называемый минитрон, представляющий собой сверх-
миниатюрный низковольтный экономичный клистрон, как правило,
без механической перестройки частоты, но с расширенным диапазо-
ном электронной настройки (порядка 100 МГц и более на сантимет-
ровых волнах). Напряжения Uvea и (70тр лежат в пределах от не-
скольких десятков вольт до величины порядка 100 В. Минитроны
пригодны для использования в СВЧ ИС.
Клистрон относится к числу наименее шумящих гетеродинов.
На сантиметровых волнах шумовые характеристики клистронов
в центре зоны генерации следующие. Для амплитудного шума на
частотах сдвига (относительно частоты fT) /Сдв » 100 Гц; 3; 30 кГц
и 10...100 МГц относительная спектральная плотность мощности
та соответственно равна—(130...140); —(135...160); —(150...170)
и (165...175) дБ/Гц. Для частотного шума на частотах ~ 100 Гц,
3 и 30 кГц спектральная плотность среднего квадрата флюктуаций
частоты соответственно равна Д/^ = 0,3...10, 0,2...1,5 и 0,1...0,3
Гц2/Гц.
С укорочением длины волны шум также возрастает, причем осо-
бенно значительно на миллиметровых волнах. Например, в 8-мил-
лиметровом диапазоне волн на частотах /СдВ — 30...60 МГц уровень
а;мплитудного шума клистрона на 10...20 дБ выше, чем в 3-санти-
метровом диапазоне волн.
Отражательные клистроны обычно требуют для питания резона-
тора и отражателя относительно высоковольтных стабилизирован-
357
ных источников питания, особенно на миллиметровых волнах: по
цепи резонатора 250.^350 В при токе 40...50 мА на сантиметровых
волнах и500...2000В притоке 15...25 мА на миллиметровых волнах;
по цепи отражателя (электронной настройки частоты) 100...350 В
практически без потребления тока. Нестабильность напряжений
t/отр и ^фок должна быть не более 0,1 %. Требования кстабильности
напряжений возрастают с укорочением длины волны, поскольку
увеличивается влияние изменений напряжений на генерируемую
частоту.
Лампы обратной волны
Маломощные ЛОВ во многих случаях, особенно на милллиметро-
вых волнах, являются самыми широкодиапазонными гетеродинами
с чисто электрической перестройкой частоты. У ЛОВ рабочий диа-
пазон частот равен диапазону электрической перестройки А/Дг =
= Д/эл.
Рис. 8.12. Схема устройства ЛОВ с магнитной (а) и периодической электро-
статической (б) фокусировкой:
/—фокусирующий электрод; 2 — анод; 3 — замедляющая система; 4— постоянвый маг-
нит; 5 — согласованная нагрузка; 6 — коллектор; 7 — волноводный вывод энергии.
Принцип действия ЛОВ (рис. 8.12) основан на передаче энергии
электронного луча электромагнитной волне, возбуждаемой в области
нагрузки 5 и распространяющейся вдоль замедляющей системы на-
встречу движению электронов луча. По способу фокусировки элект-
ронного пучка различают ЛОВ с магнитной (ЛОВ-МФ) и электро-
статической (ЛОВ-ЭФ) фокусировками. Важным преимуществом
ЛОВ-ЭФ перед ЛОВ-МФ являются значительно меньшие габариты
и масса (рис. 8.13). Масса ЛОВ-ЭФ — 300...600 г, а ЛОВ-МФ —
3...5 кг.
Частота/г генерируемых ЛОВ колебаний зависит от напряжения
на замедляющей системе, называемого поэтому управляющим
(£/уп0). Изменяя это напряжение в широких пределах, получают
широкодиапазонную электрическую перестройку частоты.
Диапазон электрической перестройки частоты ЛОВ составляет
А/эл^/го = 20.1.60%. В пределах диапазона перестройки АДЙ на-
блюдаются значительные перепады генерируемой мощности, дости-
гающие величины Рг вых шах/^г вых min = 5..ДО дБ. Минимальная
358
Таблица 8.3
Тип фоку- сировки хго> с“ ДГЭЛ -Г25, % 'го р г вых min» мВт, не менее вых max 5эл- мг«/в, не более иа- В 1я, мА, d т не более и в упр’ *упр> мА* не более
рг вых min дБ, не более
МФ 8—10 60 40 10 6 40—150 15 160-1300 50
ЭФ 8-10 40 50 8 5 50—100 60 200—900 35
МФ 5—6 50 25 10 7 50—250 12 220—900 35
ЭФ 3—4 20 30 7 8 150 35 200—800 25
МФ 3—4 45 25 6,5 10 70 -200 10 300—1100 35
МФ 0,6—0,8 35 8 7 25 100—400 10 500—1500 50
МФ 0,3—0,4 40 5 10 50 100-400 10 800—2500 50
выходная мощность ЛОВ в диапазоне перестройки Рг вых mtn со-
ставляет от5—10мВт на коротких миллиметровых волнах до десят-
ков и сотен милливатт на сантиметровых. Крутизна электрической
перестройки 5ЭЛ находится в пределах от единиц до десятков мега-
Рис. 8.13. Общий вид ЛОВ сантиметровых волн с магнитной (а) и электро-
статической (б) фокусировкой.
герц на вольт, ЛОВ имеет приблизительно такой же уровень ампли-
тудного шума, как и в отражательных клистронах соответствующе-
го диапазона воли, а уровень частотного шума несколько выше, чем
у клистронов. ТКЧ ЛОВ приблизительно равен величине ТКЧ от-
ражательных клистронов того же диапазона волн. Предельные пара-
метры гетеродинных ЛОВ приведены в табл. 8.3.
Источники питания ЛОВ подобны источникам питания клистро-
нов. В отличие от последних напряжение управления частотой
в ЛОВ является более высоковольтным, чем в клистронах, изменяет-
ся в более широких пределах и, что особенно существенно, ток по-
требления по этой цепи довольно значителен и составляет 20—-50 мА,
Генераторы на диодах Ганна
Генераторы на диодах Ганна (ГДГ) представляют собой новейший
тип полупроводниковых генераторов СВЧ, разработка и практиче-
ское применение которых находятся еще в стадии развития, Актив-
359
ним элементом ГДГ является диод Гаина (ДГ), работа которого
основана на использовании объемного эффекта в полупроводнике,
т. е. процессов, происходящих во всем объеме полупроводника, а не
в каком-либо его узком слое. В отличие от других типов СВЧ диодов
структура ДГ не содержит р — «-перехода и представляет собой
тонкую пластинку полупроводника (обычно из GaAs «-типа), на обе
поверхности которой нанесены невыпрямляющие металлические
контакты. В диодах Ганна энергия постоянного тока непосредствен-
но преобразуется в СВЧ энергию при приложении к ним постоян-
ного напряжения, большего некоторой пороговой величины [/аор г.
Известен ряд режимов, в которых могут работать ДГ. Режим ра-
боты зависит от параметров схемы, внешней по отношению к диоду,
и от электрофизических параметров диода. Физическая сущность
этих режимов работы и области их применения описаны в (7,81.
В так называемом режиме устойчивого отрицательного сопротивле-
ния и некоторых других режимах работы ДГ на зажимах диода при
определенном напряжении питания t/r>t/nopr возникает отри-
цательное Сопротивление, являющееся источником СВЧ коле-
баний.
Исследование импеданса ДГ в таких режимах показывает, что
полупроводниковый элемент диода в СВЧ диапазоне представляет
собой отрицательное сопротивление — /?г, зашунтированное неко-
торой эквивалентной сосредоточенной емкостью Ст- В режиме устой-
чивого отрицательного сопротивления последнее весьма широко-
полосно, т. е. существует в широком интервале частот, и имеет ве-
личину от нескольких десятков до нескольких сотен ом. Емкость
Сг составляет десятые доли пикофарады.
ДГ выпускают обычно в герметичных корпусах, подобных изо-
браженному на рис. 4.35 (вариант I), однако они могут быть и бес-
корпусными. Эквивалентная схема корпусного ДГ имеет такой же
вид, как у ряда других СВЧ диодов (например, смесительных), с тем
отличием, что содержит отрицательное сопротивление — Rr вместо
положительного сопротивления барьера р — «-перехода.
В генераторах на диодах Ганна коаксиально-волноводной кон-
струкции используют как механическую (рис. 8.14), так и электри-
ческую перестройку частоты, в полосковых и микрополосковых —
только электрическую. Наиболее распространенным методом такой
перестройки является включение варактора в колебательную систе-
му генератора. При этом габариты генератора увеличиваются не-
значительно, а управление частотой, как и в отражательных клист-
ронах, происходит практически без потребления мощности.
Варактор представляет собой диод с нелинейной емкостью,
подобный параметрическому (см. § 5.4, рис. 5.26), но первый обычно
имеет большее напряжение пробоя (до нескольких десятков вольт)
и выдерживает большую СВЧ мощность. Конструкции и эквива-
лентные схемы этих диодов аналогичны. Параметрические диоды
тоже нередко используют в качестве варакторов для электрической
перестройки ГДГ.
360
г Варактор включают в состав генератора как регулируемую ем-
? кость, величина которой изменяется при изменении обычно отрица-
тельного смещения Цов на нем. Таким образом изменяют резонанс-
ную частоту колебательной системы и осуществляют электрическую
' перестройку частоты генератора. Достоинством такого метода пере-
стройки является практически полное отсутствие потребления тока
по цепи управления частотой.
В схему генератора варактор можно включить параллельно или
последовательно с ДГ (рис. 8.15). Колебательная система ГДГ вклю-
чает в себя
все реактивные элементы ДГ (АпосГ, Сг, Ск011г) и
8‘
5
конструкции полупроводникового
на ДГ или ЛПД:
ж*-' •

а.
Рис. 8.14. Пример волноводно-коаксиальной
генератора сантиметрового диапазона волн
а _ продольное сечение; б —общий вид; / — волноводный вывод СВЧ энергии с согла-
сующим ступенчатым переходом; 2 —окно связи резонатора с волноводом (нагрузкой);
3 т- винт регулировки связи с нагрузкой; 4 —диод; 5 — винт механической перестройки
частоты генерации; 6 — коаксиальный резонатор; 7 — коаксиальный четвертьволновый
СВЧ дроссель; 5— вывод диода ’ для подачи напряжения питания Uo.
| варактора (ЬПосв» Сперв), а также настроечно-согласующую секцию,
состоящую из отрезка I выходной линии и разомкнутого параллель-
I ного шлейфа длиной /шл. Цепи СВЧ от цепей постоянного тока раз-
( вязывают режекторные фильтры РФ.
; Метод исходной настройки генератора на средней частоте /г0 и
; при соответствующем ей некотором среднем напряжении на варак-
| торе Цовср основан на следующем. В режиме установившихся коле-
I баний генератора его выходное сопротивление в точках а — а долж-
но быть активным, отрицательным и равным по модулю сопротивле-
i нию нагрузки RB = W. Отсюда становится очевидным, что настраи-
; вать н согласовывать ГДГ нужно так же, как и смесительную сек-
цию (рис. 7.15, а), описанную в § 7.6. Расстояние I от варактора до
шлейфа нужно выбрать таким, при котором модуль активной состав-
361
ляющей выходной проводимости ГДГ равен волновой проводимости
линии \!W, Реактивная же составляющая выходной проводимости
ГДГ должна быть скомпенсирована равной ей по величине и обрат-
ной по знаку проводимостью шлейфа, откуда и определяется длина
шлейфа /Шл.
Длины отрезков линии / и /шл обычно определяют эксперимен-
тально, поскольку основные параметры эквивалентной схемы ис-
пользуемого ДГ Сг, ^"посг)> как правило, неизвестны: в пас-
портные параметры промышленно выпускаемых ДГ они не входят.
Рис. 8.15. Пример построения эквивалентной схемы генератора на диоде Ган-
на с последовательным включением варактора для перестройки частоты.
Стабилизирующая цепочка /?ст, Сст в цепи питания ДГ (рис. 8.15)
служит для предотвращения низкочастотных колебаний в цепи ис-
точника питания. Резистор 7?Огр ограничивает ток в цепи варактора
до пренебрежимо малой величины. При отрицательном смещении
(/Ов этот ток обусловлен детектированием СВЧ мощности, генерируе-
мой в ГДГ и частично рассеиваемой в варакторе. Разделительный
СВЧ конденсатор Сраз (см. §3.4) изолирует цепи питания варактора
по постоянному току от внешней СВЧ цепи ГДГ,
Пример конструкции микрополосковой платы ГДГ, выполнен-
ного по схеме рис. 8.15, приведен на рис. 8.16. Важным требованием
при конструировании ГДГ является обеспечение эффективного
теплоотвода от тепловыделяющего вывода диода Ганна (катода),
В противном случае подводимая к диоду и рассеиваемая в нем мощ-
ность постоянного тока Ро = 2... 10 Вт (i7H0Mr 6...12 В, /р г =
= 0,15... 1,2 А) может привести к недопустимому перегреву или даже
выгоранию весьма малого объема полупроводниковой структуры
ДГв В качестве теплоотводящих материалов обычно используют
медь или алюминий, при этом стремятся к тому, чтобы поверхность
теплоотвода, в качестве которой нередко используют корпус ГДГ,
имела достаточное число пазов и ребер,
362
Диапазон электрической перестройки частоты ГДГ, обус-
ловленный изменением емкости варактора АСперв = СпервШах —
CDep в min ПРЙ изменении напряжения на нем UQBt зависит от от-
носительной величины этого изменения емкости:
V ’ ({-'пер в шах ^пер в mln)/(^nep в max “Ь Спер в m
и от степени связи емкости Спер в с колебательным контуром генера-
тора. Эту степень связи можно характеризовать величиной СВЧ
Уов—
Рис. 8.16. Пример топологической схемы и конструкции платы микрополос-
кового ГДГ с варакторной перестройкой частоты:
1 — проводящая заземленная поверхность; 2 — подложка; 3 — мнкрополосковые провод-
ники; 4 — диод Ганна в герметичном корпусе; 5 — бсскорпусиый варактор типа, пока-
занного на рис. 5.24; б — СВЧ конденсатор; 7 — медный теплоотвод (припаян к поверх-
ности /), в который впаивается тепловыделяющий штырь ДГ; 8 — пленочный резистор;
9 —пленочная перемычка на корпус по торцу подложки; /(7—развязывакнций СВЧ ре-
жекториый фильтр, состоящий из высокоомных н разомкнутых низкоомных Л/4-отрезков
МПЛ (см. рве. 5.32).
мощности Рв, рассеиваемой в сопротивлении гпосв варактора за счет
общей мощности Рг, генерируемой диодом Ганна. Таким образом,
выходная мощность ГДГ равна Ргвых = Рг — Рв-
Зависимость диапазона перестройки от указанных факторов имеет
ВИД
Afa-V/rO “ “Ь ?)» (]~Рг вых QsofPbQb> (8.43)
где Рв ~ Рг ~~~ Рг вых» Qb “ посвСдер в добротность ва-
рактора; QH0 — нагруженная добротность контура генератора без
учета варактора.
363
Таблица 8.4
Тип ГДГ fv ГГц Диапазон перестройки, МГц р г вых» мВт, ве менее ^ном Г । В zpf. А
механической д^ мех электрической д^эл
VSO9019 4—8 200 50 100 11 0,5
VSX-9011 400 60 25 10 0,3
8-12,4 0 1000 25 10 0,4
0 2000 10 10 0,5 '
1000 100 50 10 0,5
VSU-9012 12,4—18 400 30 50 8 0,35
0 1000 50 8 0,4
0 2000 ю - 8 0,5
VSK-9014 18-26,5 1000 . 100 25 7 0,45
0 1000 25 7 0,4
500 500 100 7 0,6
VSA-9015 26,5—40 400 60 25 6 0,35
0 1000 50 6 0,6
0 150 100 6 1,2
Отсюда следует, что для получения широкого диапазона Д/9Л не-
обходимо использовать высокодобротный варактор при низкой доб-
ротности контура генератора QB0. К тому же результату приводит
увеличение связи варактора с контуром генератора (т. е. увеличение
рассеиваемой в нем мощности Рв) при одновременном увеличении
мощности диода Рг для сохранения неизменной мощности РТВЫх.
У существующих варакторов коэффициент у == 0,3 ... 0,5,
а добротность QB = 10...30 при fr = 10 ГГц. Добротность контура
QH0 часто имеет величину того же порядка, что и добротность QB,
Поэтому если принять, чтоРв = Ргвых, QH0 « QB, <7« 1 и у = 0, 4,
то по формуле (8.43) получим Л/вл//г0 = 20%. На основе таких
расчетов можно определить, насколько мощность Рг, генерируемая
ДГ, должна быть больше Рг вых для получения заданного диапазона
Д/эд ПРИ известных параметрах варактора.
Выходная мощность ГДГ сантиметровых волн—от десяти до не-
скольких сотен милливатт, миллиметровых — от единиц до ста
милливатт. Диапазон электрической перестройки частоты варакто-
ром Д/9Л /fr0 получен от единиц до 10...15%, при этом значительная
часть мощности, генерируемой диодом Ганна (приблизительно от
четверти до половины), рассеивается в варакторе.
В случаях, когда требуется получить линейную зависимость
перестраиваемой частоты /Р от управляющего напряжения (тока) и
еще более широкий диапазон Д/ал, вместо электрической перестрой-
ки варактором используют магнитную перестройку с помощью
резонатора на ЖИГ-сфере (см. рис. 4.32). В последнем случае диод
Ганна связывают с внешней нагрузкой через ЖИГ-резонатор. Ме-
364
Таблица 8.5
Тил ГДГ fr mln*»* max» ГГц Диапазон магнитной перестрой- ки А^магн» ГГц Р г вых» мВт, не менее g £ U. Напряже- ние управ- ления Уупр' В> не более Ток управде- ния /упр> А, не бо- лее
VSX-9070 7...11 4 6 15 0,45 7 0,6
VSX-9071 8... 12,4 4,4 10 15 0,45 7 0,6
VSU-9075 12,4... 18 5,6 5 13 0,55 9,5 0,85
няя ток подмагничивания ЖИГ-сферы, линейно изменяют ее резо-
нансную частоту и тем самым частоту генерации ГДГ. Недостатками
магнитной перестройки частоты по сравнению с варакторной явля-
ются: потребление мощности в цепи управления частотой /г(в цепи
тока управляющего электромагнита), меньшая скорость перестрой-
ки частоты и более сильная зависимость частоты генерации от тем-
пературы.
В табл. 8.4 приведены параметры ряда. ГДГ с механической и
электрической перестройкой частоты варактором (£70в = 0...5О В),
а в табл. 8.5 — параметры некоторых ГДГ с линейной магнитной
перестройкой частоты с помощью ЖИГ-резонаторов.
Амплитудный и частотный шумы генераторов Ганна и отража-
тельных клистронов сантиметровых волн соизмеримы. Шум ГДГ
тем меньше, чем выше добротность его колебательной системы.
Однако при этом, как следует из формулы (8.43),.будет также умень-
шаться диапазон электрической перестройки Д/ал. Другими словами,
наименьший уровень флюктуационного шума может быть достигнут
в электрически не перестраиваемых ГДГ или в ГДГ с узким диапа-
зоном перестройки Д/8П.
Генераторы на лавинно-пролетных диодах
Лавинно-пролетный диод (ЛПД) работает при отрицательном
напряжении питания Uo, несколько превышающем нормируемое об-
ратное напряжение Ua0DK обр. Полупроводниковая структура ЛПД
может быть различной, в частности она может быть р— н-перехо-
дом. Механизм возбуждения СВЧ колебаний в генераторах на ЛПД
(ГЛПД) основан на том, что-в определенном диапазоне частот,
зависящем от структуры и размеров р—н-перехода, ЛПД обладает
динамическим отрицательным сопротивлением, которое в статичес-
ком режиме (при отсутствии СВЧ поля) не проявляется. Эквивалент-
ная схема ЛПД близка к эквивалентной схеме диода Ганна
(рис. 8.15); отличие заключается в том, что в ЛПД отрицательное
сопротивление — /?лпд и емкость Слпд, равная 0,1—0,8 пФ, вклю-
чены последовательно. Конструкции ЛПД аналогичны конструк-
циям диодов Гаина.
365
Таблица 86
Тип ГЛПД Чавт«та Гг, ГГц Диапазон лереот- ройки, МГц вых» мВ. К. п. д., % и„. в
механи- чеокой мех электри* веской
VSS-9601B 2,6—2,8 0 0 1200 6 &
VSC-9603A 4,4—5 0 0 350 6,5 28
VSC-9524CT 6—8 300 0 1000 6 130
VSX-9523CT 8-10 500 0 1000 5 100
FS-43 8,2-12,4 0 150 10 0,5 90
VSU-9502CT 12,4—15 1000 0 100 3 60
VAO-23H2 15—18 0 0 500 6,8 67
44015Н 53-67 0 10000 200 — —
Особенность ЛПД заключается в том, что его источник питания
должен быть источником стабилизированного тока, а не стабилизи-
рованного напряжения, как у других типов гетеродинов. Связано
это с тем, что ЛПД работает на участке лавинного пробоя, где
небольшие изменения напряжения питания приводят к значитель-
ным изменениям тока.
В связи со сходством эквивалентных схем и конструкции ДГ
и ЛПД схемы, конструкции и методы перестройки частоты ГЛПД
аналогичны используемым в генераторах Ганна (рис. 8.14).
Пример топологической схемы микрополоскового ГЛПД с фикси-
рованной настройкой частоты, используемого в качестве генератора
накачки ППУ, показан на рис. 5.31, б.
Выходная мощность ГЛПД обычно больше, чем у ГДГ. В одно-
диодных ГЛПДРгвых & 50...500 мВт на сантиметровых волнах и
Рг вых ~ 50...100 мВт на миллиметровых. При использовании не-
скольких диодов в одном ГЛПД выходная мощность существенно
возрастает. Напряжение и ток питания различных типов ЛПД в ос-
новном лежат в пределах U$ & 20...100 В, /р лпд & Ю...100мЛ.
Параметры некоторых ГЛПД приведены в табл. 8.6.
Существенной особенностью ГЛПД, в ряде случаев ограничиваю-
щей возможность его применения, является высокий уровень его
флюктуационного шума, обусловленного влиянием процессов удар-
ной ионизации в ЛПД. В сантиметровом диапазоне при /СДв >
> 1 МГц для ГЛПД величины та ж — (130...150) дБ/Гц, что
приблизительно на 15—25 дБ/Гц больше, чем у отражательных кли-
стронов в том же диапазоне. Уровень частотного шума ГЛПД
приблизительно на 20—40 дБ выше, чем у клистронов. Из-за повы-
шенного уровня шума применять ГЛПД в качестве гетеродина ма-
лошумящего приемника обычно нецелесообразно. Благодаря боль-
шой выходной мощности его часто используют в качестве генерато-
ра накачки ППУ [6]. Повышенный уровень шума ГЛПД не ухудшает
коэффициент шума двухконтурного ППУ,
366
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах*
Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972, Авт: Г. П. Балан, В. Я. Баркин,
Р. А. Валитов и др.
2. Дробов С. А., Бычков С. И. Радиопередающие устройства. М., «Сов.
радио», 1969.
3. Плонский А. Ф., Медведев В. А., Якубец-Якубчик Л. Л. Транзистор-
ные автогенераторы метровых волн, стабилизированные на механических
гармониках кварца. М., «Связь», 1969.
4. Блекуэлл Л. А., Коцебу К. Л. Параметрические усилители на полу-
проводниковых диодах. Пер. с англ. Под ред. А. Н. Выставкина. М., «Мир»,
1964.
5. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных прием-
ников. М., «Сов. радио», 1973.
6. Руденко В. М., Каляпин Д. Б., Магнушевский В. Р, Малошумящие
входные цепи СВЧ приемных устройств. М., «Связь», 1971.
7, Стерцер. Усилители и генераторы на эффекте переноса электронов
(ганновские) в технике СВЧ. — В кн: Полупроводниковые приборы СВЧ.
Под ред. Ф. Брэнда. Пер. с англ. М., «Мир», 1972.
8. Колосов М. В., Перегонов С. А. СВЧ генераторы и усилители на
полупроводниковых приборах. М., «Сов. радио», 1974.
9
ДЕТЕКТОРЫ И ОГРАНИЧИТЕЛИ
АМПЛИТУД ПРИЕМНИКОВ
9.1. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
В транзисторных приемниках для детектирования непрерывных
амплитудно-модулированных (AM) сигналов используют диодные и
транзисторные детекторы. Диодные полупроводниковые детекторы
Рис. 9.1. Последовательная (а) и параллельная (б) схемы амплитудного диод-
ного детектора.
могут иметь как последовательные (рис. 9.1, а), так и параллельные
схемы включения (рис. 9.1, б). Предпочтительны последовательные
детекторы, имеющие относительно большое входное сопротивление.
367
Параллельные детекторы применяют лишь тогда, когда контур по-
следнего каскада УПЧ находится под напряжением питания и сиг-
нал на детектор передается через разделительный конденсатор.
Обычно диодные полупроводниковые детекторы работают в режиме
линейного детектирования при входном напряжении сигналов
Uя вх = 0,5. .d В. Здесь рассмотрим именно такой режим.
Расчет диод'ого детектора непрерывных AM сигналов
При расчете детектора исходными являются
— промежуточная частота /п;
— напряжение несущей на входе детектора (7Д вх;
— эквнвалентнся проводимость контуров последнего каскада
УПЧ Оп;
— максимальный коэффициент модуляции тт&х (обычно пола-
гают mmax « 0,8);
— диапазон модулирующих частот от Fmin до Fmax и коэф-
фициенты Мя и М в частотных искажений на этих частотах (обычно
1,05...1,2);
— допустимое эквивалентное затухание dg последнего контура
УПЧ;
— коэффициент фильтрации — 0,01...0,02.
Приведем последовательность расчета.
Выбирают германиевые или кремниевые диоды с малым внутрен-
ним сопротивлением Ri, малой емкостью Сд и большим обратным
сопротивлением Ro6p (например, Д2Б, Д9Б, ДЮ и др.). Параметры
некоторых типов диодов даны в приложении 1.
Определяют Rt и /?обп выбранного диода по данным, прило-
жения 1.
Определяют требуемое входное сопротивление детектора
/?ВХд > 1/Kde/d; - U GH, (9.1)
где d9 — затухание последнего контура УПЧ с учетом /?вх д; d —>
затухание того же контура без учета действия детектора. В узкопо-
лосных УПЧ надо брать djd С 1, 2; в ширсжополосных УПЧ <4
должно удовлетворять требования обеспечения полосы пропуска-
ния последнего каскада УПЧ.
Подсчитывают сопротивление нагрузки:
Ян~3/?вхд (9.2)
параллельного детектора и
Яв»2/?вхд (9.3)
последовательного детектора или
/?н 2/?вх д/(1 3RBX д/^обр) (9.4)
с учетом обратного сопротивления диода. Заметим, что формулы
(9.2) —• (9.4) справедливы при RB > R(. Если согласно (9.4) полу-
368
.чают ₽н < 200 кОм, то надо взять RB = 200 кОм и выбрать авто-
трансформаторное подключение детектора к контуру с коэффициен-
г том включения
—V0,2Gn RBX д. (9.5)
Рассчитывают эквивалентную емкость нагрузки детектора из
условий, отсутствия нелинейных искажений
-'ll ^тах/(2л/*шах/?н/ЛтаХ) (9.6)
Рис. 9.2. Зависимость коэффициента передачи и динамического внутреннего
сопротивления /?<д диодного детектора от отношения RB/Rt.
и допустимых частотных искажений
Сн < (Дн+RiJ УмГЛ/(2лРmax Rta), (9-7)
где R^ — динамическое внутреннее сопротивление детектора, оп-
ределяемое из рис. 9.2. Из значений Ся, полученных по формулам
(9.6) и (9 7), выбирают меньшую величину.
Находят коэффициент передачи детектора Лд по графику
рис. 9.2.
Рассчитывают сопротивления:
= 0,5 (1 -/nmax) Яв 4- V0,25 (1 - тшах)2 + (1 -/nmax) RB R6 тах ,
(9.8)
где /?б тах — максимально допустимое сопротивление в цепи базы
следующего транзистора, и
Rl = Ra- /?2. (9.9)
Определяют емкости конденсаторов:
С2 = 1(3...5)/ (2«/п/?1)] - См8, (9.10)
где См2 — 15,.,20 пФ — емкость монтажа входной цепи УНЧ,
Cj = Св— (3...5)/2л/п/?1, (9.11)
Ce>l/2nFmln/?eVMl=T. (9.12)
369
Находят коэффициент фильтрации напряжения промежуточной
частоты для последовательного детектора:
Лф ~ (Сд + СМ1)/(СХ + Сд + См1) 11+2 л/цХ
Х(Сг + Смг) KJ (9.13)
и для параллельного детектора:
кф « Сх/ (Cj + Сд + См1) [ 1 + 2л/п (Ci + См2) /? J, (9.14)
где СМ1 = 2...5 пФ — емкость монтажа; Сд — емкость диода.
В переносных и карманных радиовещательных приемниках воз-
можно применение квадратичного детектирования с Свх д
(60...80) мВ, при которых нелинейные искажения не превышают
допустимых величин. При квадратичном детектировании
Ад = аСЬд (9.15)
и при Свхл = 60...80 мВ обычно Ка ~ 0,15.
Расчет транзисторного коллекторного детектора
непрерывных ДМ сигналов
Транзисторные коллекторные детекторы непрерывных AM сигна-
лов, подобные изображенному на рис. 9.3, применяют в переносных
и карманных радиовещательных приемниках. Их основное достоин-
ство — возможность получения Ад > 1; недостаток — большой
Рис. 9.3. Схема транзисторного детек-
тора AM сигналов.
нагрузки в коллекторной цепи
уровень нелинейных искажений.
При расчете детектора исход-
ные данные и требования такие
же, как для диодных детекторов
AM сигналов.
Приведем последователь-
ность расчета.
Выбирают транзистор того
же типа, что и для каскадов
УПЧ.
Принимают сопротивление
детектора
/?к>(5.с.1О) /?вхн, (9.16)
где /?вхн—входное сопротивление 1-го каскада УНЧ,
Определяют коэффициент передачи детектора'
КД = I 218 I RkRbx тД2>5сс>3,3) (/?к + н) =
= (2,5.1.3,3). (9.17)
Подсчитывают емкость в цепи коллектора Сн из условий допусти-
мых частотных искажений на верхних частотах модуляции:
Ск<159УЛ4в-1/АгаахЯв, (9.18)
где Fmax и Яв выражены в килогерцах и килоомах соответственно,
370
Находят входные сопротивление [кОм] и емкость [пФ] детек-
тора ...
Rbx д = а 1] Н~ (/п в ^вх/159)2 а /?вх^бЬ (9.19)
^вх Д = в Свх/ [1 + (/п в Свхг$/159)21, (9.20)
где /л» в мегагерцах; /?вх и гб, в килоомах; Свх, в пикофарадах;
коэффициенты а = 3...4, в == 0,25...0,33 при Un вх = 0,1...0,15 В,
причем с уменьшением 1/д вх — а увеличивается, в — уменьшается.
Выбирают сопротивление = 0,5...1 кОм.
Рис. 9.4. Схема последовательного диодного детектора радиоимпульсов.
Рассчитывают сопротивление
Я2 =/?! {(10...20) 1], (9.21)
где Еа—напряжение питания, В.
Находят значение емкости, шунтирующей /?х:
Cj>800/Fmln /?х, (9.22)
Где Fmln в герцах; Rr в килоомах.
Расчет детектора радиоимпульсов
Для детектирования радиоимпульсов, т. е. для преобразования
их в видеоимпульсы, используют последовательные диодные детек-
торы, выполненные по схеме, приведенной на рис. 9.4. Отрицатель-
ное напряжение видеоимпульсов с выхода детектора поступает
на ограничитель, в качестве которого служит 1-й каскад видео-
усилителя с ОЭ. В этом каскаде сигналы ограничиваются за счет
отсечки коллекторного тока. В таких детекторах используют гер-
маниевые диоды.
Емкость конденсатора нагрузки берут равной
Са = 10 Сд - См = С‘н - См, (9.23)
где См — 3...5 пФ — емкость монтажа.
Сопротивление нагрузки берут равным
RH & тс/2,3 С'в, (9.24)
где тс — длительность среза видеоимпульсов,
371
После этого проверяют соотношение
RBCH > (1...2)//п, (9.25)
при невыполнении которого заметно падает Кд. После этого опре-
деляют коэффициент передачи Кд и входное сопротивление RBX и
Рис. 9.5. Кривые для определения входного сопротивления диодного детек-
тора радиоимпульсов.
От УПЧ
Рис. 9.6. Схема диодного детектора
радиоимпульсов с цепью коррекции.
по кривым, приведенным на рис. 9.2 и 9.5. Вычисляют длительность
фронта видеоимпульсов
тф = 4,4 С8/?вх (RBX ц + /?э), (9.26)
где /?э и С9 — резонансное со-
противление и емкость после-
днего контура УПЧ с учетом
RBX д в установившемся режиме.
Коэффициент передачи де-
тектора можно повысить, уве-
личив сопротивление нагрузки
и включив для сохранения фор-
мы импульсов схемы коррек-
ции, ускоряющие нарастание
напряжения, подобные приве-
денным на рис. 9.6. При этом
сопротивление нагрузки должно быть равно
Яни = 1,65 Ra, (9.27)
где Ra определяется согласно (9.24) и (9.25).
Индуктивность нагрузки должна составлять
LB = C&RI кСп,
(9.28)
где QH = 0,6 во избежание появления больших выбросов напряже-
ния видеоимпульсов.
При определении Кд согласно рис. 9.2 нужно заменить 7?н на
RB н. Для улучшения фильтрации напряжения промежуточной час-
тоты служит дроссель с £ф = 10...40 мкГ (рис. 9.4 и 9.6), настраи-
372
ваемый собственной емкостью Сф — 2..А пФ на = (0,5...0,7)/п.
Дроссель дает ослабление напряжения промежуточной частоты в
8еф = (Сф + Свх1)/Сф (9.29)
раз, где Свх1—входная емкость 1-го каскада видеоусилителя.
Индуктивность дросселя должна быть' равна
Ьф = 1/4 л7фСф. (9.30)
Для защиты приемника от длительной немодулированной помехи
должно выполняться равенство
C^Rft — ттах, (9.31)
где ттах — максимальная длительность принимаемых импульсных
сигналов.
Расчет пикового детектора
Для преобразования напряжения видеоимпульсов в напряжение
постоянного тока служат пиковые детекторы, обычно параллельные
(рис'. 9.7). Исходными при их расчете являются:
—длительность входных видео-
импульсов т и период их следова-
ния Ти;
— тип транзистора предшествую-
щего каскада и сопротивление его
нагрузки /?н или выходное сопро-
тивление каскада 7?вых эп» если де-
тектор подключен к выходу эмит-
терного повторителя;
— постоянные времени заряда та и разряда тр конденсатора на-.
грузки детектора.
Порядок расчета следующий.
Выбирают диод с большим обратным сопротивлением,
Определяют емкость нагрузки детектора
Са « т3/ (Rt 4- RK), (9.32)
где R, — внутреннее сопротивление диода.
Рассчитывают сопротивление нагрузки
Ra = тр/Сн. (9.33)
Если по (9.33) получают Ra, сравнимое с сопротивлением утеч-
ки схемы, то на входе пикового детектора включают эмиттерный
повторитель и определяют емкость нагрузки детектора
Си^Т3/№ + Явыхэп) (9.34)
и сопротивление нагрузки
(9.35)
373
Вход Выход
Рис. 9.7. Схема пикового
детектора.
Определяют коэффициент передачи детектора
Кя = [ 1—ехр (—т/т3)] [ 1 — ехр (— т/тр)]/Ти х
х[1 —ехр/-----—+ — )]•
L Л т3 /]
(9.36)
Из (9.36) видно, что с ростом тр растет /Сд.
9.2. ОГРАНИЧИТЕЛИ АМПЛИТУДЫ
Ограничители амплитуды служат для устранения ненужной
амплитудной модуляции высокочастотных сигналов. Такое преоб-
разование сигнала осуществляют при детектировании частотно-мо-
дулированных сигналов и в процессе автоматической подстройки
частоты при создании управляющих напряжений с помощью частот-
ных различителей. В первом случае ограничитель включают между
усилителем промежуточной частоты и частотным детектором, во
втором — перед частотным различителем системы АПЧ.
Рис. 9.8. Схемы ограничителей: а — диодного; б — на транзисторе.
В транзисторных приемниках ограничители выполняют на полу-
проводниковых диодах и транзисторах.
Достоинствами диодного ограничителя (рис. 9.8, а) можно счи-
тать довольно высокую эффективность ограничения (20—30 дБ),
малую инерционность, сравнительную простоту и экономичность.
К его недостаткам можно отнести отсутствие усилительных свойств
и шунтирующее действие диодов на колебательный контур.
Ограничитель на транзисторе (рис. 9.8, б) не только ограничи-
вает, но и усиливает сигнал. Эффективность транзисторного ограни-
чителя также составляет 20—30 дБ. Недостатки его обусловлены
специфичными свойствами транзисторов (разброс параметров, их
температурная нестабильность и др.).
Исходными данными для расчета ограничителей являются:
— частота несущей сигнала /с;
— коэффициент паразитной амплитудной модуляции входного
напряжения znBX;
— верхняя /тах и нижняя fmIn частоты модуляции;
374
— эквивалентное сопротивление выходного контура ^?э;
— требуемые амплитуда ограниченного напряжения Uorp и
эффективность его ограничения М =
Если к ограничителю не предъявляют особых требований, то
при расчете принимают: /пвх = 0,3...0,5; /тах = 0,5 П (где П—
полоса пропускания приемника); М = 20...40 дБ. Сопротивление
Rq задают с учётом следующих соображений. Если выходной контур
ограничителя является элементом преобразователя модуляции час-
тотного детектора, то исходное для расчета ограничителя сопротив-
ление Rq получают из расчета частотного детектора. Если же ограни-
читель предназначен для работы в качестве отдельного каскада, то
сопротивление Rd находят исходя из соображений конструктивно
осуществимой добротности контура, требуемой полосы пропуска-
ния каскада и минимально допустимой емкости контура.
Расчет диодного ограничителя
Обобщенные амплитудные характеристики ограничителя на дио-
дах (рис. 9.9) определяются соотношением
Y = [ I + — р ( 2 arc cos -------
[ л \ Y
. о 1
sin 2 arc cos —
(9.37)
Рис. 9.9. Обобщенная характеристика
диодного ограничителя.
0 5 10 15 20 25 30 35 X
где Y — ^огр^^зап обоб-
щенная амплитуда напряже-
ния на выходе; X = t/BXX
Х| У21| RJt/3an—обобщенная
амплитуда напряжения на
входе последнего каскада
УПЧ; (/зап — запирающее
напряжение, которое необхо-
димо ввести в цепь каждого
диода для обеспечения тре-
буемой величины ограничен-
ного напряжения; £д — кру-
тизна характеристики дио-
да; р = 5д/?в.
С помощью характери-
стик, приведенных на рис. 9.9, определяют обобщенные параметры
ограничителя X, Y и р, при которых обеспечивается эффективность
ограничения М для заданного /пвх.
Требуемое эквивалентное сопротивление контура определяют
по формуле
R3 =
(9.38)
Необходимое напряжение запирания диодов находят как
1 Uaan I —
Uorp/Y.
(9.39)
375
Требуемая амплитуда входного напряжения равна
(/вх = Х|£/зап|/|У21|/?8. <9.40)
. Пример 9.1. Рассчитать диодный ограничитель (рис. 9.8, а).
Исходные данные: тВ1 = 0,3, М 20 дБ, Uorp — 2 В, Уе< ==
= 30 мСм, заданное эквивалентное сопротивление контура /?э0 ==
= 5 кОм.
Расчет
1. Выбираем X — 8. При /пвх = 0,3 имеем ДХ = 2,4. Из рис, 9,9
определяем Y, ДУ при разных значениях р:
У Р ДУ
1,25 50 0,2
1,15 100 0,1
1,10 200 0,03
Для выполнения условия М 20 дБ выбираем р = 200. При этом
обеспечивается М = тВТ/твЫХ = mBiYIXY = 0,3 -1,1/0,03 = 11.
В качестве диодов ограничителя могут быть применены точечные
диоды, аналогичные используемым в AM детекторах. Выбираем их
по крутизне Зд в зависимости от заранее рассчитанной величины
эквивалентного сопротивления контура /?80. Если значение /?ч,
рассчитанное по формуле (9.38), окажется больше заданного, то это
означает-, что требования к 1/огв или М при данном контуре и вы-
бранных диодах невыполнимо. Необходимо выбрать диоды с большей
крутизной или применить дополнительный каскад ограничения.
2. Напряжение запирания диодов определяем по (9.39): 17ааП —
— 1,8 В. Эту величину устанавливаем, выбирая сопротивление ре-
зисторов соответствующих делителей.
3. Напряжение иа входе последнего каскада УПЧ, изображен-
ного на рис, 9.8, а, согласно (9.40) равно
UBX « 0,1 В. ’
4. Если необходимо увеличить коэффициент передачи ограни-
чителя, для уменьшения UBX, то следует уменьшить выбранную
величину X до 3—4.
5. Определяем минимальную крутизну диода. Согласно (9.38)
Зд = 40 мСм.
Расчет ограничителя на транзисторе
Обобщенная амплитудная характеристика (рис. 9.10) ограни-
чителя на транзисторе (рис. 9.8, б), работающего в режиме симмет-
ричного ограничения за счет отсечки и насыщения коллекторного
тока, описывается выражением
У = [1—2 у (1/X)] X, (9.41)
376
где у (А) = -i- (arc cos A — 0,5 sin (2 arc cos A)]; X =
У = t/orp/ZK и Rs ~ Z/orp/t/Бэ RB I ^211 — обобщенные амплитуды
на входе и выходе ограничителя; 1/вэ—напряжение база — эмит-
' тер, соответствующее среднему значению величины импульсов
коллекторного тока; /к и — амплитуда импульса коллекторного
тока, при которой начинается ограничение из-за отсечки и насыще-
ния (рис. 9.11); Ra — эквивалентное сопротивление контура с уче-
том шунтирующих влияний транзистора и элементов схемы;
| Уг1 | — крутизна транзистора на частоте сигнала,
* Рис. 9.10. Обобщенная характеристи- Рис. 9.11. К выбору режима работы
ка ограничителя на транзисторе. ограничителя на транзисторе.
’ По обобщенной амплитудной характеристике (рис. 9.10) выбирают
[. м инимально возможное значение X и находят соответствующее ей
значение У, при котором изменение амплитуды входного напряжения
от (1 — /лвх) X до (1 + /лвх)Х вызывает изменение амплитуды вы-
ходного напряжения Y не больше, чем на допустимую величину
АУ7У = 2 тв*/М. С помощью найденного значения Y определяют
амплитуду импульсов коллекторного тока по формуле
/к и = UMVIYR„ (9.42)
В режиме ограничения амплитуда импульса коллекторного тока
равна постоянной составляющей коллекторного тока /ки = /к«
Начальный ток базы рассчитывают по формуле
/б = /к (9.43)
где Л21э — статический коэффициент передачи тока транзистора
в схеме с ОЭ.
По найденному начальному току базы и входным характеристи-
кам транзистора находят необходимое постоянное напряжение (Убэ.
В заключение рассчитывают требуемую амплитуду входного
напряжения
(Лх = Х1Лэ. (9.44)
Ь Пример 9.2. Рассчитать ограничитель на транзисторе (рис, 9.8, б).
377
i
Г
Исходные данные: = 0,3; М 20 дБ; {/огр = 2 В; /?э0 =
= 5 кОм^
Расчет
1. Выбираем X = 2, тогда ДХ = 2 X твх = 1,2. Из рис, 9.10
имеем: Y = 1,2; ДУ = 0,07; гпвых = 1,2. При этих условиях не
обеспечивается требуемая величина Af. Поэтому необходимо увели-
чить X, например, до X = 3. Тогда согласно (9.41) Y = 1,25 и
в соответствии с (9.42) /к и = 2/1,25 /?э. В ограничителе может
быть использован транзистор, аналогичный использованному
в УПЧ.
2. Выбираем транзистор ГТ310Б (Л21э= Ю0). Принимаем
/к и = /к = 1 мА. Тогда R3 ~ 1,6 кОм. Коэффициент включения
контура к коллектору тк = 0,6. Из (9.43) следует, что /в =*
= 10-3/100 = 10-6 А.
3. По входным характеристикам транзистора определяем напря-
жение смещения при Икэ — Еа = 2 В: и$э = 0,2 В.
4. Определяем входное напряжение (9.46): {7ВХ = 0,6 В*
Расчет симметричного ограничителя
Для симметричного ограничения можно использовать транзис-
торные ограничители, выполненные по каскодной схеме, в которой
каждый транзистор ограничивает только свою (верхнюю или ниж-
нюю) полуволну напряжения за счет отсечки коллекторного тока.
В ограничителе, изображенном на рис. 9.12, транзисторы включены
Рис. 9.12. Схема симметричного ограничителя на транзисторах.
по схеме ОК — ОБ. Транзистор Т1 ограничивает отрицательную
полуволну напряжения. Чтобы ограниченное таким образом сину-
соидальное напряжение передать без искажений на 2-й каскад,
необходимо использовать транзисторы с высокой граничной часто-
той. 2-й каскад ограничивает положительную полуволну напряже-
ния, Резистор /?к2— нагрузка, с которой снимается выходное на-
пряжение. Для выделения полезного спектра сигнала может быть
использован резонансный контур. С помощью резистора /?к2 доби-
ваются симметрии схемы,
378
Резистор R9 общ определяет положение начальных рабочих
точек и уровень входного напряжения, соответствующий началу
ограничения. Рассчитать значение его сопротивления можно сле-
дующим образом. Используя статические характеристикй транзи-
сторов /к = /(^бэ), строим суммарный ток, протекающий через
/?Эобщ (Рис- 9.13, а). Выбрав токи транзисторов /к i = /к 2 =
= 1...5 мА, проводим через точку А нагрузочную прямую, угол
наклона которой определяется как tg а = 1//?э общ.
Пример 9.3. Рассчитать симметричный ограничитель (см.
рис. 9.12).
Исходные данные: частота несущей /0 = 10 МГц; полоса частот,
занимаемая спектром сигнала, П = 4 МГц, U вых = 0,2 В.
Расчет
1. Определяем верхнюю граничную частоту ограничителя /в
> /0 + П/2 = 12 МГц.
Рис. 9.13. К выбору режима работы симметричного ограничителя.
Для работы в этом диапазоне частот пригодны транзисторы с гра-
ничными частотами 200—300 МГц (например, КТ306Г).
2. Задаемся Еп = 12 В. Принимаем напряжения 1Ц ~ U2 =
= 2 В. Выполнив графическое построение в соответствии с
рис. 9.13, а, из рис. 9.13, б получим /к s = 2 мА; R3 общ =
— 1 кОм. Отсюда /эх ~ /к i = 1 мА; /э 2 ~ /к 2 = 1 мА.
3. Для выбранного типа транзисторов в каскодной схеме ОК —
ОБ в диапазоне частот 5—15 МГц можно считать | /311 ж 15 мСм,
а уровень эффективного ограничения начинается с £/вх ж 60 мВ
[7]. Учитывая это, получаем RK2 = UBtilx/(UBX | У211) = 220 Ом.
Для симметрии схемы принимаем RK1 = /?к2 — 220 Ом.
9.3. ДЕТЕКТОРЫ ЧМ СИГНАЛА
Для детектирования ЧМ сигналов используют дискриминатор и
детектор отношений, представленные на рис. 9.14.
Дискриминатор собран на двух диодах Д1 и Д2. В качестве на-
грузки по постоянному току служат одинаковые резисторы R1 и
R2, шунтированные конденсаторами С1 и С2. Колебательные кон-
туры фазовращающего трансформатора настроены на промежуточ-
ную частоту. Напряжение сигнала промежуточной частоты, полу-
379
ченное с.первичного контура, U3 вводится в цепь диодов синфазно.
В результате на диоды Д1 и Д2 поступают геометрические суммы
напряжений Uri — U3 + 0,5 (72 и (Уд2 = (/3—0,5 U2. Выпрям-
ленные каждым диодом напряжения суммируются с противополож-
ными знаками. Отклонение мгновенной частоты ЧМ сигнала от ре-
зонансной частоты колебательных контуров в процессе модуляции
приводит к изменению напряжений (7д1 и 1/д2. В результате вы-
ходное напряжение дискриминатора оказывается пропорциональ-
ным отклонению частоты.
Рис. 9.14. Схемы дискриминатора (а) и детектора отношений (б).
В схеме детектора отношений (рцс. 9.14, б) диоды Д1 и Д2 вклю-
чены встречно и выпрямленные напряжения складываются. Благо-
даря тому, что параллельно С1 и С2 включен конденсатор большой
емкости СЗ, выбираемой из условия C3'2RX = 0,2...0,5 с, сумма на-
пряжений (7ri + L/r2 = t/сз остается практически неизмен-
ной при изменениях амплитуды напряжения на входе каскада. Из-
менение напряжений £7д i и (Уд2 в процессе модуляции приводит
к изменению отношения Url/Ur* По этой причине рассматривае-
мый каскад получил название детектора отношений. Результирую-
щее выходное напряжение снимается между точками 1, 2. Его
значение изменяется пропорционально отклонению частоты и очень
слабо зависит от колебаний амплитуды входного сигнала, по-
скольку напряжение Нез поддерживается постоянным. Это позво-
ляет в дробном детекторе обходиться без предварительного ограни-
чителя. Для улучшения симметрии схемы, способствующей лучще-
380
му подавлению амплитудной модуляции, иногда вводят резисторы
небольших сопротивлений, корректирующие разброс параметров
диодов. . ........
Частотный детектор может быть выполнен и на ИС. Частотный
детектор, схема которого приведена на рис. 9.15, состоит из фазовра-
щающего трансформатора и ИС К2ДС242. Последняя включает в себя
кроме диодов и элементов нагрузки детектора также фильтр низкой
частоты для коррекции предыскажений, используемых в радиовеща-
нии с ЧМ.
/ Чтобы определить элементы фазовращающего трансформатора
(см. рис. 9.14, б)г необходимо найти реакцию детекторной цепи на
1-й и 2-й контуры. Можно показать, что для идентичных диодов

Рис. 9.15. Частотный детектор в ЧМ приемнике с использованием интеграль-
ной микросхемы К2ДС242.
цепь каждого из них можно считать отдельным детектором (рис. 9.16).
ТакМм образом, входное сопротивление детектирующей цепи в точ-
ках /, 4 и /, 5 на рис.9.14, а также коэффициент передачи по постоян-
ному току Кд можно определить как для амплитудного детектора
(рис. 9.16). Сказанное справедливо и для дискриминатора, у которо-
го цепи диодов также независимы.
Катушка L3 передает реакцию цепей диодов в 1-й контур. Учи-
тывая, что напряжения UJ2 и £/3 сдвинуты друг относительно дру-
га на 90°, можно представить распределение нагрузки для фазовра-
щающего трансформатора со стороны детекторной цепи, как показа-
но на рис. 9.17, где2?вх — входное сопротивление цепи диода в схеме
на рис. 9.16.
Для одинаковых контуров в соответствии с распределением
нагрузок, показанном на рис. 9.17, индуктивность катушки L3
определяется как
L3 = LJ4 k^, (9.45)
где #св — коэффициент связи между катушками L1 и L2.
В частотных детекторах не применяют дополнительного смеще-
ния, диоды выбирают с малым обратным током, режим их работы
381
рбычно блузок к режиму генератора тока. Последнее особенно важ-
но для детектора отношения, режим работы которого от генератора
тока обеспечивает необходимое подавление сопутствующей ампли-
тудной модуляции.
Последовательность определения основных элементов частотного
детектора может быть следующей. Задаваясь напряжением на диоде
(7д и сопротивлением нагрузки по постоянному току Rl, R2, опре-
деляют входное сопротивление детектора рис. 9.16. Затем рассчи-
тывают полосовой фильтр так, чтобы заданная полоса обеспечива-
лась в нем при шунтировании контуров сопротивлениями, равными
2 ЯЕХ.
Приступая к расчету частотного детектора, необходимо учиты-
вать следующее:
Рис. 9.16. Эквивалентная схема AM Рис. 917. Распределение нагрузки
детектора. в фазовращающем трансформаторе.
— собственные добротности контуров с учетом выходного
сопротивления ведущего транзистора желательно выбирать намного
больше рабочей добротности;
— емкости контуров полосового фильтра должны быть не менее
30...50 пФ, чтобы изменение диффузионной емкости диодов не влия-
ло на настройку контуров частотного детектора;
— в радиовещании используют промежуточные частоты 6,5;
8,4 или 10,7 МГц при максимальной девиации 50 кГц; при этом по-
лоса пропускания частотного детектора должна быть, как показано
в [4], порядка 250...500 кГц;
— в различных классах транзисторных приемников метрового
диапазона значение напряжения на диодах при входных сигналах,
соответствующих чувствительности приемника, колеблется от 150
до 300 мВ.
В этих условиях сопротивление резистора нагрузки детектора по
постоянному току нельзя брать очень малым и слишком большим.
В первом случае нельзя получить требуемый коэффициент передачи,
а во втором — обеспечить режим работы диодов от генератора тока.
В современных радиоприемниках значение этого сопротивления
следует выбирать от 5 до 20 кОм.
Определение параметров детектора ЧМ сигнала
Вследствие зависимости входного сопротивления детектора от
уровня сигнала и разницы нагрузок детекторной цепи для постоян-
ного тока и частоты модуляции изменение напряжений на дио-
382
дах С/щ и 1/д2 при изменении частоты будет зависеть не только от
фазовой характеристики, но и от параметров диодов, нагрузок де-
тектирующей цепи и величины подводимых напряжений.
Для определения коэффициента передачи частотного детектора
необходимо: определить глубину амплитудной модуляции /тг, пре-
образованной фазовращающим трансформатором из частотной мо-
дуляции, при условии, что детектор питается от генератора напря-
жения; рассчитать элементы детектора AM сигнала, эквивалентного
частотному детектору (сопротивления нагрузки по постоянному
и переменному току); рассчитать напряжение на входе ведущего
транзистора, обеспечивающее заданное напряжение на диодах,
а затем и напряжение на выходе частотного детектора.
Определение глубины амплитудной модуляции. Напряжения на
диодах частотного детектора со связанными контурами определяют
как
^1 = 0,5/1R3-1+^+iP , <7да = 0,5/г1 + ig~jgQ (9.46)
Ш (l + i?)a+P2 Дз 1 э (l + R)a+₽2
где /j — амплитуда 1-й гармоники коллекторного тока; 7?э — резо-
нансное сопротивление параллельного контура; | == A/cQh/Qo —
обобщенная расстройка; Л/с — девиация частоты сигнала; QH
добротность нагруженных контуров частотного детектора; 0 — пара-
метр связи; kais — коэффициент связи между катушками контуров.
При подаче на вход частотного детектора сигнала с девиацией,
соответствующей В, напряжение на каждом из диодов колеблется от
до иг. Поэтому напряжение на диоде можно представить как AM
колебание с амплитудой U и глубиной модуляции
т = (| Г/,) — J (72|)/2| (7|. (9.47)
Определяя модули выражений (9.46) и подставляя их в (9.47),
можно записать выражение для глубины амплитудной модуляции
без учета реакции детекторной цепи
т = 1У1+<иР)2-У1 + (^-Р)21УПТа . (9 48)
2У(1+^_^2) + 4^
Коэффициенты модуляции высокочастотного напряжения на диодах
при питании детекторной цепи от источников сигнала с нулевым и не
равным нулю внутренними сопротивлениями в общем случае не сов-
падают. Однако при ЧМ изменения амплитуды напряжений на дио-
дах противофазны. Это приводит к тому, что изменение реакции
на контур одного диода компенсируется противоположным измене-
нием реакции другого диода, т. е. при ЧМ глубина модуляциина-
пряжения на каждом диоде соответствует формуле (9.48).
Определение параметров детектора AM сигнала, эквивалентного
частотному детектору для токов низкой частоты. Если на детектор
отношений (см. рис. 9.14, б) воздействует немодулированный сиг-
нал, то выпрямленный ток I вп протекает через диодД/ от контура
383
к нагрузке, а через диод Д2 ат нагрузки к контуру. Пусть за счет
быстрого приращения напряжения ток обоих диодов изменился на
величину А/вп. Если на диоде Д/ напряжение возросло, то направ-
ление тока А/вп через него совпадает с направлением тока /вп.
В это же время на диоде Д2 напряжение уменьшилось, уменьшился
и выпрямленный ток, что эквивалентно протеканию тока А/вп так-
же от контура к нагрузке.
Так как резисторы R1 и R2 равны и для токов низкой частоты
включены параллельно (конденсатор СЗ представляет собой короткое
замыкание для токов низкой частоты), то нагрузкой каждого детек-
тора AM является сумма R-J2 + Л*вх унч. Падение напряжения
на этой нагрузке при протекании тока 2 Д/Вп
£7н = 2Д/вп(Явхунч + 0,5/?1) = Д/и(2/?гаун« + RJ. (9-49)
Уравнение (9.49) позволяет построить эквивалентную схему
детектора отношений для токов низкой частоты (рис. 9.18, а). На-
пряжение низкой частоты на Ra* унч будет равно
нч = СКла m • 2ЯВХ унч/ (2/?вх унч + RJ. (9.50)
Эквивалентная схема дискриминатора для токов низкой частоты
соответствует рис. 9.18, б, а выходное напряжение можно определить
из уравнения
Ua = i/вхнч = 2UmKaa. (9.51)
В уравнениях (9.50), (9.51) Кда — коэффициент передачи диодного
детектора по низкой частоте.
Следует подчеркнуть, что в отличие от применяемых на прак-
тике схем детекторов AM сигнала и дискриминаторов, схема детек-
тора отношений приводится к детектору, сопротивление нагрузки
которого для токов низкой частоты превосходит сопротивление
нагрузки для постоянного тока.
Отношение сопротивления нагрузки детектора по постоянному
току к сопротивлению нагрузки по переменному току для детектора
отношений Vj и дискриминатора v2 равны:
vi = RiK^Rbx унч + #i); v2 = (2 Ri + RBX унч)//?вх унч.
1^211 1
(9.52)
(9.53)
Расчет коэффициента передачи частотного детектора. Из рис.
9.14, 9.17 можно получить выражения для напряжений на 1-м и 2-м
контурах полосового фильтра:
gK+0,5gBX 1 + Рг’
U =U пг । ।
gK+0,5gBX 1+₽2’
где 1//пк — отношение напряжения на 1-м контуре к напряжению
на коллекторе.
Учитывая, что при оптимальном выборе параметров фазовращаю-
щего трансформатора, как было показано в начале параграфа,
384
откуда
— L/4 fe?B; U3 — Ui/2t а напряжение на диоде U — геометри-
ческая сумма напряжений 0,5 U2 и U9, из уравнений (9.62) и (9.53)
имеем
и = тк —12jlJ-------L_
2gK+gBX i+p»’
вх
(9.54)
(9.55)
U (%?к“Ь£вх) *j/j । g2
тк I ^21 I
Рис. 9.18. Эквивалентные схемы для токов низкой частоты:
а — детектор отношений; б — дискриминатор.
Понимая под коэффициентом передачи частотного детектора
Кчд отношение напряжения на входе УНЧ к напряжению на базе
ведущего транзистора, из соотношений (9.50), (9.51), (9.55) найдем
соответственно для детектора отношений
кчд = .2K«Q|rn|fft.B3xy^. т (9.56)
(2^к+^Вх)(2^вхуцц+^1) "p'l-j-p
и для дискриминатора
Кчд= Г. I».
(2£к+£вх) V1 + P
Величина Кчд детектора отно-
шений тем больше, чем больше
входное сопротивление УНЧ.
Оптимальный с точки зрения ко-
эффициента передачи частотно-
го детектора режим работы де-
текторной цепи совпадает с оп-
тимальным режимом работы де-
тектора AM сигнала.
В зависимости от уровня
подводимых к ЧД сигналов,
рассчитывать величины 7?вхд и
/Сдо нужно по разным методи-
кам. При больших сигналах де-
тектор AM можно считать ли-
нейным, при малых — экспонен-
циальным с характеристикой
Рис. 9.19. Зависимость приведенного
входного сопротивления и коэффици-
ента передачи детектора от уровня
сигнала.
13 Зак. 895
385
i = i0 (еЛ?Сд — 1)' В этом случае входное сопротивление детекто-
ра AM и коэффициент его передачи по постоянному току могут
быть определены из графика на рис. 9.19. Для этого необходимо
вычислить величины А = и Во = 1,41 у(/д. При этом Кда
определится выражением
+ <9'58)
•'о (Яо) / \ Л-|-осЛд/
где Jo, — функции Бесселя.
Подавление сопутствующей амплитудной модуляции
При амплитудной модуляции напряжения на диодах частотного
детектора изменяются синфазно. Поэтому в первом приближении
(пренебрегая зависимостью коэффициента передачи детектора по
низкой частоте для AM сигнала Кдяам от U) низкочастотное на-
пряжение на выходе дробного детектора и дискриминатора про-
порционально величине [ их \ — | (/2|. Следовательно, в детекторах
обоих типов при симметричности их схем и совпадении частоты сиг-
нала с частотой настройки выходное напряжение, вызванное сопут-
ствующей AM, отсутствует.
В случае несовпадения частоты сигнала с частотой настройки на-
пряжение на нагрузке, вызванное амплитудной модуляцией,
в значительной степени зависит и от глубины ее на диодах (/Нам)
и от величины Кдядм. В (61 показано, что, поскольку входное
сопротивление детектора зависит от величины сигнала, глубина мо-
дуляции высокочастотного напряжения на диоде отличается от глу-
бины модуляции напряжения на входе преддетекторного каскада.
При этом тдм может оказаться существенно меньше, если детек-
тор возбуждается генератором тока.
Поскольку для выполнения указанного условия в схемы частот-
ных детекторов обычно не включают источники смещения, необхо-
димо обеспечить как можно большие значения подводимых к диодам
сигналов, минимальные значения Rt и /?2, максимальное раз-
личие нагрузок для постоянного тока и токов низкой частоты при
AM: R.i > /?в дм. В частности, при использовании дискриминатора
получают хорошие результаты по подавлению AM, если Rr не пре-
вышает 5—10 кОм, a Rrk унч 0,2 Rt. Что касается детектора
отношений, то благодаря конденсатору СЗ и включению входа
УНЧ между точками 1 и 2 Rn дм оказывается малым.
Высокая степень подавления AM достигается симметричностью
схемы детектора. Асимметрия может быть вызвана паразитной
связью между катушками L3 и L2, неидентичностью обеих половин
катушки L2 и различием параметров диодов. Для симметрирования
схемы используют резисторы, включенные между диодами и нагруз-
кой. Расчеты показывают, что величина подавления AM мало зави-
сит от р при 0,5 р 2.
386
Нелинейные искажения и дополнительные настройки
в частотном детекторе
Наряду с подавлением амплитудной модуляции параметры ча-
стотного детектора во многом определяют уровни нелинейных иска-
жений и дополнительных настроек в приемнике.
Коэффициент гармоник можно рассчитать методом трех орди-
нат [5]. При этом считается, что цепь диодов не вносит искажений,
т. е. вносимые со стороны диодов сопротивления не меняются в про-
цессе частотной модуляции сигнала. В этом случае
где
' 3 2 U[ + U’ ’
(9.59)
_с 1/14-(0.5&-t-fi)a—Vl+(0,5S—
‘ У(1+р»_0>25т₽3
w-c Vi-+<HT>--Vi+(6-P>- c_const.
Vl+pa_^) + 4&2
На практике значение ks будет несколько больше, чем рассчитан-
ное по формуле (9.59). Во-первых, уровень 3-й гармоники увеличи-
вается из-за нелинейности детекторной цепи. Во-вторых, при рас-
стройке сигнала сопротивления, пересчитанные со стороны детектор-
ной цепи в контуры фазовращающего трансформатора, будут отли-
чаться от /?вх, что приводит к искажениям вольт-частотной харак-
теристики частотного детектора (S-кривой).
Искажения, вызванные нелинейностью диодов, невелики. При
напряжениях не менее 200 мВ уровень 3-й гармоники в цепи диодов
не более 0,5%'. Искажения, вызванные зависимостью вносимых
сопротивлений от частоты сигнала, имеют существенное значение при
больших относительных расстройках (при | 0,3). Практически
можно считать, что суммарный коэффициент гармоник частотного
детектора будет меньше 1,5%, если выполняются следующие усло-
вия: 0,5< р < 2Д < 0,3 в 5 < 0,3 0.
Кривая зависимости напряжения на выходе детектора от часто-
ты настройки в метровом диапазоне имеет, как правило, три макси-
мума (рис. 9.20). Средний из них — полезный, соответствует наст-
ройке на среднюю точку S-кривой. Боковые максимумы — вредные.
Они образуются из-за детектирования, соответствующего боковым
скатам резонансной кривой (рис. 9.20).
В приемниках эффективное ограничение напряжения промежу
точной частоты наступает при подаче на вход приемника сигнала,
в 2—3 раза превышающего его чувствительность. Для таких сигна-
лов S-кривая всего приемника будет практически соответствовать
S-кривой частотного детектора. С уменьшением параметра связи
величина подавления дополнительных составляющих увеличивает-
ся и при 0 < 0,5 может превысить 10 дБ.
13*
387
Рис. 9.20. Зависимость
выходного напряжения
частотного детектора от
расстройки сигнала.
Пример 9.4. Рассчитать элементы частотного детектора (рис. 9.144
и его параметры.
Исходные данные^ напржение на диоде С/д = 200 мВ; промежуточ-
ная частота /п = 10,7 мГц; входное сопротивление УНЧ
RM унч = 2,5 кОм; раствор детекторной характеристики 2 П =
= 300 кГц.
Расчет
1. Определяем RBI д детектора AM. Зададимся сопротивлениями
нагрузки для постоянного тока R^ = R2 = 10 кОм. Исполь-
зуем экспоненциальную аппроксимацию
характеристики диода. Для точечного
германиевого диода можно принять i0 =
=3 мкА, у = 29 В-1. Рассчитываем вели-
чины А = yi0Ri = 0,9, В0 = 1,41уПд =
=8. Тогда из рис. 9.19 находим RBxn =
=0,7 • 10 = 7 кОм.
2. Определяем параметры фазовра-
щающего трансформатора. Для выполне-
ния заданной полосы рабочих частот вы-
бираем 2 П = (2/3) f$d3. Величина f0-
характеризует раствор характеристики
ЧД. Выбираем затухание незагруженных
контуров da0 == 0,01, р = 2, Требуемое
эквивалентное затухание нагруженного
контура при этом равно = Рассчитываем емкость конту-
ра, обеспечивающую необходимое <4,
Ск = —------------—’-------------= 84 пФ.
<°о . . D /1 1 Л
dao д I —— — 1
\ “Э “Э0 /
Индуктивности контуров равны
< LltS= 1/(®оСк) = 2,6 мкГ.
Находим коэффициент связи между катушками L1 и L3 АсВ = 0Х
Xd3 = 0,05, отсюда в соответствии с (9.45)
3. Рассчитываем Кла. Из графика на рис. 9.19 получаем коэф-
фициент передачи детектоа AM для постоянного тока R„ = 0,52.
Для детектора отношений имеем vt = 0,68 и согласно (9.57) получаем
ТСд а = 0,82. Для дискриминатора имеем v4 = 9, Кд q = 0,155.
4. Определяем напряжения на входе УНЧ. Глубина амплитудной
модуляции на каждом диоде согласно формуле (9.48) т = 0,36.
Напряжение на входе УНЧ в схеме детектора отношений согласно
(9.50) <7ВХ нч « 20 мВ; в схеме частотного дискриминатора соглас-
но (9.51) 1/В1НЧ«16 мВ.
388
;£^
К
•л
f
-С- 9.4. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
Фазовые детекторы находят широкое применение в различных
фазометрических устройствах в системах автоподстройки частоты,
- v в следящих узкополосных фильтрах, способных автоматически пере-
страиваться при изменении частоты принимаемого сигнала, а также
для детектирования фазомодулированных и фазоманипулированных
.сигналов. По способу построения их можно разделить на векторо-
. мерные и коммутаторные. Из векторомерных наиболее часто при-
Меняют балансные фазовые детекторы.
.* Балансный фазовый детектор
Такой детектор (рис. 9.21, а) состоит из двух встречно включен-
; ных амплитудных детекторов, нагрузкой которых являются соот-
Ж/ ветственно резисторы и конденсаторы ₽/, Cl\ R2, С2. При этом
йCi = С2 = С и Rt — R« = R. Одно из входных напряжений подво-
ч
?zrr
л»
*2
д’
/?/
TfZ
5
~~чр2
--ЧО-
а

-У.
^2
И
UAt
Рис. 9.21. Схема балансного фазового детектора (а)
.. для его расчета (б).
ff
векторная диаграмма
дится к схеме с помощью трансформатора Тр1 со средней точкой та-
ким образом, чтобы составляющие этого напряжения u't и u'i имели
одинаковую амплитуду и действовали на диоды Д1 и Д2 в противо-
. ' фазе," т. е.
= 1Д cos (со/ + ср/; и’ = — Ux cos (а/ + <рг).
Второе входное напряжение ua = U2 cos (&2t + ср 2)-через трансфор-
матор Тр2 подводится к диодам с одинаковой фазой.
Таким образом, на каждом из диодов действует сумма двух на-
пряжений (конденсаторы С1 и С2 для токов частот и со2 представ-
ляют короткое замыкание): идц = и2 + и/, идг = и2 + и\.
Амплитуды результирующих напряжений t/д! и С7дг можно
определить графически с помощью векторных диаграмм (рис. 9.21, б).
Результирующий фазовый угол ср между векторами Ut и U2 опреде-
ляется равенством <р = (юх — со2) t + — <р2. С помощью диаграмм
389
легко получить значения результирующих амплитуд напряжений,
приложенных к диодам Д1 и Д2,
U Д1 = Vl7f 4-1714-2С/х£/8со&ф, V иЦ-Щ—2Ui U.c^q>.
(9.60)
Напряжения U^i и [/д2 детектируются и на нагрузках ампли-
тудных детекторов возникнут напряжения UBail = КцУдд',
^выха — КлиЛ2, где Кд — коэффициент передачи амплитудного
детектора.
Результирующее выходное напряжение фазового детектора
<4ых = ^вых 1 - £4ых 2 = Кд (W+V14-2t/x(/2COSq)-
-Vu^ + Ul—2(Л (7, cos ф). (9.61)
Это выражение представляет собой уравнение амплитудно-фазовой
характеристики балансного фазового детектора.
Крутизну характеристики балансного фазового детектора можно
найти, дифференцируя уравнение его амплитудно-фазовой характе-
ристики (9.61):
5ФД = 2Кд(/1(/г/У^1 + (/1. (9.62)
Уравнение (9.61) можно упростить, разложив каждое слагаемое
в степенной ряд и ограничившись двумя первыми членами разло-
жения: - .
*Лых = 2КД и2 cos Ф/V.jy? + ui. (9.63)
При этом 5фд по-прежнему определяется выражением- (9.62).
Если амплитуда одного из входных напряжений существенно
больше амплитуды другого (например, f/2>> ^i)> уравнение харак-
теристики оказывается еще более простым:
f/вых « 2 cos ф. (9.64)
При этом
5Фд«2 КдС/р (9.65)
Основное уравнение амплитудно-фазовой характеристики (9.61)
является симметричным относительно амплитуд входных сигналов
f/j и (72. Поэтому с точки зрения работы схемы безразлично какой
из входных сигналов будет являться опорным.
Для балансного фазового детектора характерно, что его выход-
ное напряжение зависит от соотношения амплитуд входных напря-
жений h.= U2,/Ui (рис. 9.22). Амплитудно-фазовые характеристики,
приведенные на рис. 9.22, построены по (9.63) для различных зна-
чений h. По оси ординат отложены обобщенные значения у —
= C^x/tf^i- Анализ приведенных графиков позволяет сделать
следующие выводы. При Ut — характеристика практически мо-
жет считаться линейной, крутизна ее согласно (9.62) будет равна
5фД = Если U2 > Uu то характеристика приближается
390
к косинусоидальной, а крутизна детектора стремится к своему мак-
симально возможному значению (9.65).
Предельное Йачёййё ойо&цёшюй ВёличйньГ у *= 2 свидетельст-
\ вует о том, что максимальное напряжение на выходе детектора не
может превышать удвоенной величины наименьшего из входных на-
* пряжений (при условии Кд = 1). Предельное значение коэффициен-
та передачи напряжения будет равно Кфд = 2 К*.
При выполнении неравенства U2 > UL величина максимального
значения выходного напряжения зависит практически только от
наименьшего из входных напряже-
ний, в данном случае от иг. Следова-
“ тельно, если требуется, чтобы ивых
оставалось неизменным при работе
Ч фазового детектора в условиях из-
менения амплитуды одного из сиг-
налов, необходимо обеспечить по-
< стоянство амплитуды наименьшего
из двух входных напряжений. На-
пример, при постоянной амплитуде
v опорного напряжения (1/2) для сох-
ранения неизменным выходного на-
пряжения при колебаниях амплиту-
ды напряжения входного сигнала Рис. 9.22. Обобщенные харак-
(1/г) необходимо, чтобы всегда выпол- теристики фазового детектора.
Мялось условие /7г > U2.
Оценим приближенно порядок входных сопротивлений баланс-
ного фазового детектора. Если внутреннее сопротивление диода на-
* много меньше сопротивления нагрузки, то входное сопротивление
последовательного диодного детектора при достаточно больших
входных напряжениях приближенно равно R/2. Следовательно,
входное сопротивление балансного фазового детектора со стороны
первого входа, пересчитанное ко вторичной обмотке трансформа-
тора Тр1 (см. рис. 9.21, а), будет равно сумме двух входных сопро-
тивлений амплитудных диодных детекторов, т. е.
/?вхя«/?. (9.66)
Со стороны второго входа входное сопротивление, приведенное
ко вторичной обмотке трансформатора Тр2, будет складываться из
двух параллельно включенных входных сопротивлений диодных
детекторов, следовательно
КвхФД^/?/4. • (9.67)
Заметим, что для упрощения все входные напряжения и'сопро-
тивления в схеме на рис. 9.21, а рассматривались приведенными ко
вторичным обмоткам трансформаторов Тр1 и Тр2. Очевидно, эти
величины можно легко пересчитать к первичным обмоткам, т. е.
непосредственно на оба входа схемы фазового детектора.
391
Рассмотрим некоторые соотношения между элементами нагрузки
балансного фазового детектора. Как уже отмечалось, величину ре-
зистора выбирают из условия >» Постоянная времени на-
грузки RC должна быть, с одной стороны, такой, чтобы выполнялось
известное из теории амплитудных детекторов неравенство RC^>
2л/й)п11п (где comin — минимальная частота входных напряжений
детектора). С другой стороны, чтобы при Ф ®2 не искажалась
форма выходного напряжения и таким образом обеспечивалось тре-
буемое быстродействие, должно выполняться условие RC
2л/(ш1—со2)тах. Последнее неравенство, очевидно, теряет свой
смысл, ’когда ©j = w2. В этом случае верхняя граница постоянной
времени RC будет определяться возможной максимальной скоростью
изменения фазового угла <р0 = Ф1 — Фг между сравниваемыми
напряжениями.
При практическом использовании фазовых детекторов (особенно
в системах фазовой автоподстройки частоты) предъявляются весьма
высокие требования к фильтрации отличных от сох — ®2 комбьна-
ционных частот на выходе детектора, неизбежно образующихся
в процессе детектирования. Эти побочные комбинационные состав-
ляющие отрицательно сказываются на работе системы автоподстрой-
ки и могут привести^ значительным ошибкам. В тех случаях, когда
предъявляются высокие требования к фильтрации указанных ком-
бинационных составляющих, прибегают к использованию более
сложных (например, кольцевых) фазовых детекторов. Хорошие ре-
зультаты могут быть также получены при использовании коммута-
торных фазовых детекторов.
Коммутаторный фазовый детектор
Такой фазовый детектор (рис. 9.23) выполнен в виде балансного
перемножающего устройства с дифференциальным входом. Входной
сигнал «х подается на базу транзистора Т1, сигнал управляющего
Рис. 9.23. Коммутаторный фазо-
вый детектор.
напряжения и2 — непосредст-
венно на затвор полевого тран-
зистора ТЗ'. Последний работает
как управляемый напряжением
аттенюатор с нулевым смеще-
нием на участке исток — сток.
Вследствие баланса цепи по по-
стоянному току управляющее
напряжение, приложенное к
затвору ТЗ, изменяет только
сопротивление канала полевого
транзистора, не влияя иа усло-
вия передачи постоянных смеще-
ний в цепи.
392
Ж''
При использовании рассмотренной балансной схемы перемножи-
|гтеля в спектре выходного напряжения удается значительно осла-
®^ть составляющую частоты и все комбинационные составляю-
В^уйе, за исключением со1 Составляющие частоты ©х при этом
Ко спектра не исключаются. Однако при выполнении условия (ох —
©i ее влияние почти не сказывается, так как она будет по-
|Шйрлена фильтром, стоящим после фазового детектора. Допуская,
|Я|о участок затвор — канал имеет бесконечное сопротивление и что
М^щлитуда напряжения сигнала Ux значительно меньше напряже-
отсечки полевого транзистора, можно показать, что коэффициент
Й^редачи фазового детектора для симметричного выхода может быть
|||Й^ажен в следующем виде:
КФД==^нач^^С05ф>
’ ^ЗИ ото
Здач ~ начальная -крутизна полевого транзистора ТЗ (при
= 0); t/зи ото — напряжение отсечки ТЗ; — сопротив-
ление нагрузки каждого плеча схемы; t/2 — амплитуда управляюще-
напряжения на затворе.
Входное сопротивление схемы на частоте сигнала определяется
. '.V ^личиной равных сопротивлений /?х, Т?2 и имеет порядок С
1 кОм-'
^05 Максимально возможный коэффициент передачи такого фазового
детектора при условии 1/2 === 0,5 l/зи отс определяется выражением
«Ж’ Кфд = 0,5 $начЯя. (9.69)
(9.68)
S
? ’••:м-Л'Ъ-

Ж
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
' 1. Радиоприемные устройства. Под ред. В. И. Сифорова. М., «Сов. радио»,
0974. Авт.: И. Н. Амиантов, Ю. Н. Антонов-Антипов, В. П. Васильев и др.
2. Расчет радиоприемников. Под ред. Н. В. Боброва. Воениздат, 1971.
Авт.: Н. В. Бобров, Г. В. Максимов, В. И. Мичурин, Д. П. Николаев.
3. Арзуманов В. Н., Дехтярев В. С. О подавлении амплитудной модуля-
ции в дробном детекторе. — «Труды ЛПИ им. М. И. Калинина», 1958, № 194.
4. Гуткин Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиоприемные устройст-
ва. М., «Сов. радио», 1961.
, б. Чистяков Н. И., Сидоров В. М., Мельников В. С. Радиоприемные уст-
ройства. М., Связьиздат, 1958.
6. Калихман С. Г., Левин Я. М. Основы теории и расчета радиовеща-
тельных приемников на полупроводниковых приборах. М., «Связь», 1969.
7. Лукошкин А. П. Усилители на транзисторах со стабильными фазовы-
ми характеристиками. М., «Энергия», 1973.
393
10
АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА
УСИЛЕНИЯ В РАДИОПРИЕМНИКЕ
10.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ АРУ В РАДИОПРИЕМНИКАХ
Распространенным способом регулировки усиления в радиопри-
емных устройствах является ручная регулировка усиления (РРУ),
основанная на использовании переменных резисторов для изменения
режимов работы транзисторов в каскадах приемника или затухания
в управляемых аттенюаторах. Вручную можно изменять или, нао-
борот, компенсировать возникшие по разным причинам колебания
Рис. 10.1. Структурная схема
разомкнутой инерционной си-
стемы АРУ.
Рис. 10.2. Структурная схема системы вре-
менной АРУ (о) и временная диаграмма,
поясняющая принцип ее работы (б).
уровня выходного сигнала (изменения входного сигнала, усиления
приемника из-за колебаний температуры, напряжения питания
и т. д.).
Для того чтобы освободить оператора от операций регулировки
усиления, применяют автоматические регулировки усиления (АРУ).
С помощью АРУ обеспечивается необходимое для нормальной ра-
боты оконечных устройств систем постоянство выходных сигналов
при значительных изменениях интенсивности принимаемых сигна-
лов. АРУ предотвращает перегрузки приемного устройства сильны-
ми сигналами и тем самым устраняет нелинейные искажения в при-
емном канале, которые могут возникнуть при приеме амплитудно-
модулированных сигналов 11].
По принципу построения АРУ делятся на разомкнутые, или без
обратной связи (рис. 10.1, 10.2), и замкнутые, или с обратной связью
(рис. 10.3, 10.4). АРУ без обратной связи обеспечивает высокое по-
стоянство амплитуды выходного сигнала при изменении входного
сигнала в широких пределах. Однако величина стабилизируемого
выходного сигнала в значительной степени зависит от стабильности
параметров цепи АРУ (например коэффициента усиления), а время
переходного процесса в разомкнутой системе больше, чем в замкну-
той системе.
391
Наибольшее распространение получили инерционные системы
АРУ с обратной связью. Они подразделяются на системы непрерыв-
ного и импульсного действия. Все перечисленные системы АРУ
могут быть задержанными или незадержанными. При использо-
вании задержанных АРУ регулировка усиления начинается лишь
после превышения сигналом некоторого минимального значения,
Рис. 10.3. Структурные схемы систем АРУ непрерывного действия с обратной
связью:
.а — неусиленная с совмещенным детектированием; б — неусиленная с раздельным детек-
тированием; в —с усилением по переменному току; г —с усилением по постоянному току.
Рис. 10.4. Структурная схема
импульсной системы АРУ.
соответствующего выбранному порогу срабатывания, называемому
напряжением задержки АРУ Ua. В незадержанной АРУ порог сра-
батывания не вводится и регулирование осуществляется при нали-
чии сигнала любой величины.
Системы АРУ могут быть усиленные и неусиленные в зависимо-
сти от наличия или отсутствия в цепи АРУ усиления. Усиление
может осуществляться до детекто-
ра АРУ (по переменному току) и
после детектора АРУ (по постоян-
ному току).
На приведенных схемах регу-
лируемыми усилителями (РУ) ус-
ловно называются те части прием-
ника, на каскады которых воздей-
ствует регулировка усиления. Это
могут быть усилители высокой и
промежуточной частот, причем чтобы уменьшить нелинейные иска-
жения, регулировке подвергаются каскады, на входе которых уров-
ни сигналов малы.
Для всех рассмотренных видов систем АРУ с обратной связью
как непрерывного действия, так и импульсных можно составить обоб-
щенную структурную схему (рис. 10.5). К такому виду можно при-
вести большинство систем АРУ, содержащих регулируемые каскады
и цепь обратной связи (цепь АРУ). Регулировкой усиления мож-
но охватить отдельно УВЧ, УПЧ или УНЧ (ВУ при импульсной ра-
боте), а также сразу несколько усилителей. Основными элементами
цепи АРУ являются усилители по переменному (У) и постоянному
(УПТ) току, детектор (Д) и фильтр нижних частот (ФНЧ). В один из
элементов вводится цепь, определяющая порог срабатывания (на-
пряжение-задержки АРУ U3). В детекторе АРУ (ДАРУ) при непре-
рывной работе выделяется напряжение регулирования путем детек-
тирования высокочастотных колебаний сигнала, при импульсной ра-
боте с помощью пикового детектора (ПД) производится детектиро-
вание видеоимпульсов. Если исключить усилители, то получится
неусиленная АРУ, при U3 = 0— незадержанная.
Свойства системы АРУ и качество ее работы определяются основ-
ными ее характеристиками и параметрами. Амплитудной характе-
ристикой приемника (регулируемого усилителя) (рис. 10.6) назы-
Рис. 10.5. Обобщенная струк- Рис. 10.6. Амплитудные характеристики
турная схема системы АРУ. приемника без АРУ (/), с незадержанной
(2), и задержанной (5) системами АРУ.
вается зависимость амплитуды выходного напряжения (//вых) от
амплитуды входного напряжения (Uвх)
^вых = /(^вк). (ЮЛ)
При отсутствии автоматической регулировки усиления эту ха-
рактеристику (/на рис. 10.6) можно считать линейной только до
определенного значения, близкого к /7ВЫХ = ^огр* При больших
амплитудах сигнала происходит ограничение сигнала. Параметр
//огр (напряжение ограничения) необходим для дальнейших расче-
тов. Угол наклона характеристики к оси абсцисс (ан) определяется
начальным коэффициентом усиления приемника, подвергающегося
регулировке (7<ор)
“ /<ор ~ ^выхо^^вх mln» (10.2)
где /7ВХ mln и (/Выхо— амплитуды минимального входного и соот-
ветствующего ему выходного сигналов.
Амплитудная характеристика приемника при воздействии АРУ,
определяющая качество регулирования в диапазоне изменения ам-
плитуды входного сигнала, имеет различный вид при отсутствии
задержки (2 на рис. 10.6) и при наличии ее (5 на рис. 10.6). Амплитуд-
ную характеристику приемника при отсутствии АРУ можно приб-
лиженно определить при расчете УВЧ, УПЧ и детектора, зная коэф-
фициент усиления приемника (/<ор) и выходные характеристики
транзисторов последних каскадов приемника и учитывая, что огра-
396
ничение обычно имеет место в одном из них. По выходной характе-
ристике транзистора А-го каскада приемника оценим амплитуду тока
ограничения /Огрь 0,5 /нао (/нао—ток насыщения), а следова-
тельно, и напряжение ограничения этого каскада
^orpfe = ^огрЛ Rak’ 1 (10.3)
где 7?нй — эквивалентное сопротивление нагрузки А-го каскада.
Это напряжение ограничения можно пересчитать на выход приемни-
ка (усилителя), умножая полученную величину на коэффициент
усиления последующих каскадов, При этом напряжение ограниче-
ния приемника будет определяться меныним из полученных напря-
жений
Uогр “ ^огр k ^fe+lAfc+2 ••• (10.4)
и в случае равных коэффициентов усиления каскадов
(/огр = t/огрЛГ*, * - (10.5)
где Кп — коэффициент усиления последнего каскада.
Обычно ограничение имеет место в последнем или предпоследнем
каскадах усиления, так что k = п— 1 или k = п. В транзисторных
усилителях Uorp составляет величину порядка нескольких вольт.
Чтобы обеспечить неискаженную передачу сигналов с амплитудной
модуляцией, а также малое время установления при быстрых из-
менениях интенсивности входного сигнала, необходимо рабочий
уровень сигнала на выходе (7вых0. определяемый напряжением за-
держки АРУ (U3 = о). выбрать меньше (7вгр:
i/orp/i/в > 2. (10.6)
Если в выходном каскаде видеоусилителя это условие не выполняет-
ся, то замыкать петлю АРУ следует не с выхода, а с одного из пред-
шествующих каскадов видеоусилителя. По параметрам Ко р и Uorf,
полученным при расчете основного канала приемника, можно по-
строить приближенную (кусочно-линейную аппроксимацию) ампли-
тудную характеристику приемника (/ на рис. 10.6).
Амплитудной характеристикой цепи АРУ (рис. 10.7) называется
зависимость стационарного значения напряжения регулирования от
стационарной амплитуды выходного напряжения регулируемого
приемника
(/Р = <р ((/вых). (Ю.7)
Если напряжение задержки равно нулю U3 — 0, то характерис-
тика проходит через начало координат (t/BbIJ — 0, (/р = 0). При
введении задержки напряжение регулирования появляется только
при превышении выходным напряжением уровня (/Вых = i/з. т- е-
характеристика смещается вправо вдоль оси абсцисс и проходит
через точку (7ВЫХ = (/8> (/Р = 0. Характеристику можно аппрок-
симировать прямыми (/, 2 рис. 10.7). Пересечение аппроксимирую-
щей наклонной прямой с осью абсцисс определяет напряжение
397
задержки U3. Тангенс- угла наклона этой прямой к оси абсцисс
(₽н) равен коэффициенту усиления цепи обратной связи АРУ:
Кару = tg₽B. (10.8)
Ордината горизонтальной прямой, аппроксимирующей область
ограничения, равна уровню ограничения t/porp в цепи АРУ, Чтобы
можно было регулировать усиление во всем заданном диапазоне,
необходимо выполнение следующего условия: '
^/рогр At/ вых max Кару, (10.9)
где MJvvix max — максимальное изменение амплитуды сигнала на
выходе. Ограничение может происходить не только в. последних кас-
кадах цепи АРУ, но и в усилителе, предшествующем фильтру.
Так же можно оценить уровень ограничения усилителя цепи АРУ
и пересчитать его к выходу регулируемого усилителя 1/ог₽
i/orp=^rp. (10.10)
Регулировочной характеристикой системы АРУ называется за-
висимость коэффициента усиления регулируемого приемника (уси-
лителя) от напряжения регулирования
Kp = /(t/p). (10.11)
Параметры транзисторов или диодов регулируемых каскадов
изменяются нелинейно под действием напряжения регулирования
[2], поэтому регулировочная характеристика нелинейна (рис. 10,8).
Чтобы регулировка усиления была плавной, эта характеристика
должна быть непрерывной и монотонно убывающей в рабочем диа-
пазоне изменения (7Р, ибо только в этом случае росту напряжения
регулирования будет соответствовать уменьшение усиления. Часто
при расчетах применяют кусочно-линейную аппроксимацию регули-
ровочной характеристики 13]. При этом регулировочную характе-
ристику (рис. 10.8) разбивают на га участков так, чтобы на каждом
из них она достаточно точно совпадала с прямой. Нумерацию этих
участков производят последовательно вдоль оси абсцисс от начала
398
координат (1, 2, 3,..., k, п). Уравнения аппроксимирующих
прямых имеют вид
= Ко ph ‘— $pyh Цр* (10.lt)
Основными параметрами регулировочной характеристики для
участка с номером k являются коэффициент усиления ^РА), равный
ординате при заданном Up, и начальный коэффициент усиления
Корь — ордината точки, в которой Up = 0; крутизна регулировоч-
ной характеристики (Spyft), определяемая наклоном аппроксими-
рующих прямых.
Исходными данными для расчета систем АРУ радиоприемных
устройств различного назначения являются:
— динамический диапазон изменения амплитуд входного сиг-
нала, равный отношению максимальной амплитуды сигнала ((7ВХ max)
к минимальной (t/BX mta)
В ~ Uвх гаах^вх mini (10.13)
— соответствующее этому диапазону максимально допустимое
изменение амплитуды на выходе приемника Д(/вых тах;
— номинальное стабилизируемое выходное напряжение
U ВЫХ 0 = 1^3»
— требование по обеспечению запаса устойчивости работы
системы АРУ (коэффицент запаса устойчивости х);
— минимальная частота или минимальная круговая час-
тота* Qmln модуляции (Qmln = 2 nFmln);
— допустимый фазовый сдвиг на минимальной частоте моду-
ляции фр
— допустимое изменение глубины модуляции выходного сигна-
ла по отношению к глубине модуляции входного (твых/твк)",
— допустимый коэффициент нелинейных искажений
— допустимое значение длительности переходного процесса
(iyy) при изменении сигнала на входескачком иа Dn= UBJL п/иъъл n,in
(чаще всего Da — 6 дБ), где UBX п — амплитуда входного сигнала,
соответствующего заданному скачку (перепаду) £>п;
— длительность т и частота следования Fn, или период повторе-
ния Тп импульсов для импульсной системы АРУ.
Входные сигналы радиоприемного устройства могут меняться
в весьма широких пределах. Например, в некоторых радиолока-
ционных станциях [4,5] диапазон сигналов D, принимаемых от раз-
личных Йелей, превышает 100 дБ. Еще более значительно могут из-
меняться сигналы в космических системах связи.
Во многих случаях принимаемая полезная информация содер-
жится в амплитудной модуляции сигналов. В приемных устройствах
с АРУ медленные изменения сигналов, обусловленные изменением
расстояния между радиокорреспондентами, изменением условий про-
хождения электромагнитных колебаний и т. п., должны компенси-
роваться, в то время как модулирующий сигнал должен быть
передан с малыми искажениями. На практике при инженерных
399
Рис. 10.9. Переходная ха-
рактеристика в цепи АРУ.
расчетах задают требования к искажениям не всего сложного моду-
лирующего сигнала, а только составляющих нижних частот оги-
бающей (в случае периодической огибающей — это 1-я гармоника).
На этих частотах происходят наибольшие искажения.
Таким образом, при проектировании приемника сигналов с ам-
плитудной модуляцией задают следующие параметры: фазовый
сдвиг изменение глубины модуляции твых/твх и коэффициент
нелинейных искажений Kt на заданной частоте йт«п-
В приемных устройствах, в которых возможны быстрые измене-
ния сигналов (быстрая перестройка приемника с одной станции на
другую, быстрое перемещение приемника относительно передатчика
и т, д,), задают требования к параметрам переходных процессов
в системе АРУ. В частности, ограничи-
вают длительность переходного процесса
tyy при скачкообразном изменении ин-
тенсивности сигнала. Длительность пере-
ходного процесса равна интервалу време-
ни между точками, определенными уров-
нями 0,1 и 0,9 от стационарного значения
напряжения регулирования, отсчитывае-
мого от исходного уровня (рис. 10.9).
Длительность процесса установления в
системе АРУ зависит от величины перепа-
да амплитуды. Иногда задают значение /уу при максимальном пе-
репаде амплитуд сигналов, равном динамическому диапазону
(Оп = D), а чаще при малых перепадах, когда (/вх меняется все-
го в 2—3 раза (Da = 6... 10 дБ).
Часто задают требования к форме переходной характеристики
АРУ, ограничивая максимальный выброс б единицами процентов от
стационарного значения. В отдельных случаях выбросы вообще не-
допустимы. Требования обеспечения малых искажений модулирую-
щего сигнала и малой длительности переходного процесса противо-
речивы. Поэтому при проектировании систем, к которым одновре-
менно предъявляются те и другие требования, необходимо найти
разумный компромисс между ними.
В расчет системы АРУ по заданным требованиям входит расчет
стационарного и динамического режимов. В первом случае опре-
деляют необходимое число регулируемых каскадов пр, напряжение
задержки АРУ U3 и коэффициент усиления цепи обратной связи
Кару. Во втором случае помимо этих параметров оценивают
еще и постоянные времени фильтров цепи АРУ. Параметры, опре-
деленные в результате расчета стационарного режима, уточняются
исходя из условий устойчивости и переходного процесса.
1 0.2. РАСЧЕТ СТАЦИОНАРНОГО РЕЖИМА ,
При расчете исходными данными являются:
— динамический диапазон амплитуд входных сигналов, т. е.
Величины Uвх пЫп» UВх max ИЛИ Z? — £/Вх тах^^вх mini
400
— максимально допустимое изменение выходного напряжения
^^вых maxi
— номинальное выходное напряжение приемника £/вых 0.
В качестве примера рассмотрим порядок расчета задержанной,
усиленной системы АРУ с раздельным детектированием, там как
этот наиболее общий случай охватывает системы как непрерывного
действия, так и импульсные. Общее число пр и параметры каскадов
приемника, на которые можно подавать регулирующее напряжение,
определяются выбранной схемой построения приемника. В радио-
t приемных устройствах регулировка усиления может производиться
г в УВЧ, УПЧ и УНЧ (ВУ), поэтому полное число каскадов, в кото-
рых можно регулировать усиление, оценивается полным числом
каскадов перечисленных устройств.
Ц; При расчете следует выбрать каскады приемника, на которые
р целесообразно и допустимо вводить регулировку усиления, и опре-
t делить необходимый коэффициент усиления цепи обратной связи
р Кару, при котором обеспечивается требуемое напряжение регу-
лирования для этих каскадов. При этом необходимо помнить, что не
во всех каскадах перечисленных устройств можно регулировать
> усиление. Чтобы избежать нелинейных искажений, регулировку
| усиления часто не вводят на смеситель, на выходные каскады УПЧ
и УНЧ (ВУ), Кроме того, максимальное число регулируемых кас-
кадов (пр тах) ограничено условиями эффективности регулировки и
отсутствия больших нелинейных искажений модулирующего сиг-
Y" нала. Для уменьшения нелинейных искажений регулировкой уси-
ления охватываются только те транзисторные каскады, амплитуды
; i/вэ сигналов на базе которых значительно меньше уровня ограни-
. чеиия (7огрй, определённого по формуле (10.3) и пересчитанного
‘ к базе этих каскадов.
*. < Указанный пересчет для каскада с номером k можно осуществить,
' зная его коэффициент усиления Кй:
V С t/om/(5...10) Kh. (10,14)
Поделив заданную амплитуду напряжения на выходе приемника
(усилителя) 1/ЕЫх 0 на найденную величину t/ьэ, находим коэф-
фициент усиления выходных каскадов, которые не должны подвер-
гаться регулированию
Квых= t/вых (Д/бэ. (10.15)
Зная схему построения и параметры выходных каскадов приемника,
по полученному коэффициенту Квых легко определить число нере-
гулируемых выходных каскадов пвых и максимальное число регу-
лируемых каскадов np max == я — пвых. Если все выходные каскады
приемника одинаковы, то максимальное число регулируемых кас-
кадов равно
,Лр max ft /^вых/lg Кх вых»
(10.16)
401
где п — общее число каскадов приемника; /<1ВЫХ— коэффициент
усиления одного выходного каскада (полученное по формуле число
округляется до меньшего целого),
Эффективность работы АРУ в значительной степени зависит от
выбранного способа регулирования усиления. В транзисторных
усилителях применяются следующие способы регулировок:
1) изменение режима работы транзистора по постоянному току
(рис. 10.10, а);
2) изменение глубины отрицательной обратной связи
(рис. 10.10, б);
a if t
Рис. 10.10. Примеры схем каскадов с регулировкой режима по постоянному
току (а), изменением глубины отрицательной обратной связи (б) и регули-
руемым аттенюатором (в).
3) изменение коэффициента передачи регулируемых аттенюато-
ров регулирующим напряжением (рис. 10.10, в).
Первый способ является простейшим и его часто используют
на практике. Недостаток его заключается в том, что при больших
напряжениях регулирования (/р в каскаде наблюдаются нелинейные
искажения. Линейность амплитудной характеристики транзистор-
ного каскада, использующего второй способ регулировки, наоборот,
возрастает при увеличении регулирующего напряжения, однако эти
каскады сложнее в наладке и эксплуатации и применяются сравни-
тельно редко. Введением большого числа регулируемых аттенюато-
ров можно обеспечить значительный диапазон регулирования.
Кроме того, регулируемые аттенюаторы можно использовать и в со-
четании с регулируемыми транзисторными каскадами, но при вклю-
чении регулируемого аттенюатора уменьшается начальный коэф-
фициент усиления усилителя.
Расчет регулируемых каскадов практически ничем не отличается
от расчета линейных каскадов УПЧ и УВЧ (см. гл. 6). В результате
этих расчетов определяются: максимальный коэффициент усиления
Кшах регулируемого каскада, соответствующий исключению управ-
ляющего элемента из схемы (для управляемого транзистора
Km ах = |₽ol> гДе | ₽о | — модуль коэффициента усиления транзис-
тора по току в схеме с ОЭ); номинальный коэффициент усиления
402
Кй1 регулируемого каскада (при (7р = 0); начальный (при Up =» 0)
коэффициент усиления Кор приемника (усилителя).
Приближенное уравнение регулировочной характеристики уси-
лителя с пр регулируемыми каскадами в неявной форме можно
записать в следующем виде [6, 7]:
для схем
1__/ ^тах ।
k Koi
1
1
12- ЛР -1
Ктах
Koi \ лр /
Кта-х _j \ 1
Koi / к . к . _2_
Лтах / Лор \ лр —
Kui \ Кр /
на рис. 10.10, а, б;
^ор к "р _ J
К» )
—Фт In X
(10.17)
—<рт1п х
Koi
(Ктах| 1
К / К \~
^тах / Арр \ Яр _
L Хм к кР )
(10.18)

х
х
для схемы на рис, 10.10, в, где Uo, Uo — номинальные напряжения
на управляемых р — «-переходах, определяемые выбранным исход-
ным режимом работы управляемых транзисторов и диодов; фт —
температурный потенциал управляемого перехода (при комнатной
температуре фт « 0,025 В).
Номинальное напряжение между базой и эмиттером регулируе-
мого транзистора (рис. 10.10, а) выбирается в соответствии со спра-
вочными данными в пределах 0,2—0,8 В. Исходное напряжение
Uo на диоде в цепи обратной связи (рис. 10.10, б) устанавливают на
экспоненциальном участке вольт-амперной характеристики (Uo «
« 0, 1... 1 В), выбирая сопротивление резистора цепи регулировки
/?р, подсоединенного к источнику питания Еа, из условия
/?р « (£п - 1/0)//0д, (10.19)
где /Од—начальный ток диода, соответствующий выбранному напря-
жению ий (оценивается по вольт-амперной характеристике диода).
В регулируемом аттенюаторе в исходном состоянии напряжение
на диод не подается. Регулирующее напряжение, выделяемое на дио-
де4^ должно меняться в пределах экспоненциального участка вольт-
амперной характеристики (Uq = 0,1... 1 В) диода. Сопротивление
£р следует подобрать так, чтобы большая часть регулирующего
напряжения выделялась на диоде, в то же время оно не должно за-
метно шунтировать нагрузку предыдущего каскада /?н:
£р = UoR^. (10.20)
403
По приведенным формулам можно рассчитать регулировочную
характеристику приемника.(рис. 10.11).
Регулировочную характеристику усилителя, содержащего пр
регулируемых каскадов с коэффициентом усиления КРп и п нерегу-
лируемых с коэффициентом усиления Koi> можно рассчитать по
формуле
КР = W lKPn (10.21)
Целесообразно сначала определить возможность создания сис-
темы АРУ, не включая усйлитель в ее цепь. В этом случае коэф-
фициент передачи цепи АРУ
Рис. 10.11. Нормированные регулировоч-
ные характеристики однокаскадных уси-
лителей, реализованных по схемам на
рис. 10.10, а, б (-----------) при
Ктах/Ам“1 и 10.10, в (-------—) при
Ктах/Ко1ет1. ,_
•
равен коэффициенту передачи
детектора Кп АРУ (при сов-
мещенном детектировании
Кару = 1)
Кару = Кд. (Ю.22)
Максимальное напряже-
ние регулирования, которое
можно получить в такой си-
стеме АРУ, равно
t/p max = Кд А{/ВЫ! max’
(10.23)
По регулировочной ха-
рактеристике находим соот-
ветствующее изменение ко-
эффициента усиления регули-
руемого каскада (см. рис.
10.11)
' ав — Koi^Ki mln»
(10.24)
'де Км номинальный коэффициент усиления каскада при'
t/р = 0; Ki min— минимальный коэффициент усиления каскада при
Up — Up max-
Необходимо оценить также требуемое изменение усиления ау,
которое должна дать система АРУ. Учитывая, что начальный коэф-
фициент усиления регулируемого усилителя
Ко р = (/8/ЦВх mln» (10.25)
а минимальный
Кр mln — (Ua + Д(/ вых maxV^ex max»
получаем
g = ^°Р =_______^вхтах^в
Xp mln ^вх min А^вых max)
.(10.26)
(10.27)
404
&
{ля обеспечения такого изменения необходимо регулировать уси-
ление пр каскадов, где
_ Пр « lgay/lgoK.
^Полученную величину округляем до большего целого.
Требуемое-число регулируемых каскадов должно быть меньше
Р max*
(10.28)
р Ир max’ (10.29)
, Выполнение этого условия означает, что заданные параметры ста-
тического режима АРУ можно получить в неусилеиной системе
.АРУ, регулируя усиление только пр каскадов. В противном случае
;S состав АРУ необходимо ввести усилитель. При этом целесооб-
разно охватить цепью АРУ все ранее определенные каскады из
МНСЛЗ Ир max*
Пр == Ир max*
Требуемое изменение усиления на каскад равно
ак = ЛртТ5;. (10.31)
По регулировочной характеристике каскада можно найти необ-
додимое для получения этого изменения максимальное регулирую-
> щее напряжение Up max. Его можно также рассчитать следующим
' .образом:
I
(10.30)

Up max ^0
| __/ ^тах ___ |
\ Яо1
К
t;
-<рт1п
т V Км
1
1
«тах лп
Koi °у ”
и—1—.
у 1 *
% -1
А01
. (10.32) '
для схем на рис. 10.10, и, б;
к I
и =1Г Лтах пп
иртах— ио \ ау Р
-1)-фТ1п(-^
/ \ «01
1 X
1
.К.™* g пр -1
Км у
для схемы на рис. 10.10, в.
Коэффициент усиления цепи АРУ
Кару тах/А£/ вых тах>
м(Ю.ЗЗ)
(10.34)
405
коэффициент усиления усилителя, который необходимо иметь
в этой цепи,
Ку — Кдру/^д- (10.35)
При проектировании цепи АРУ напряжение задержки выбирается
исходя из заданной по ТЗ номинальной стабилизируемой ампли-
туды сигнала на выходе приемника. Если цепь АРУ подключается
непосредственно к выходу приемника, то напряжение задержки,
отнесенное ко входу цепи АРУ, равно номинальной стабилизируемой
амплитуде выходного сигнала
(4 = i/вых 0. (10-36)
Если АРУ подключено не к выходу приемника, то напряжение
задержки можно определить по формуле
1/3 = t/вых Двых п, (10.37)
где /Свы:[ п— коэффициент усилейия выходных каскадов, включен-
ных между точкой подключения цепи АРУ и выходом приемника.
При этом подразумевается, что глубина модуляции равна 100%. Най-
денные параметры системы АРУ, определяющие ее поведение в ста-
ционарном режиме при отсутствии амплитудной модуляции сигнала,
можно уточнить, учитывая требования к допустимым искажениям
модулирующего сигнала и к переходным процессам в системе АРУ.
10.3. РАСЧЕТ ДИНАМИЧЕСКОГО РЕЖИМА СИСТЕМЫ АРУ ,
ПЕРВОГО ПОРЯДКА
Системой АРУ первого порядка называется система АРУ, со-
держащая одну из цепей с постоянной времени, значительно превы-
шающей постоянные времени доугих ее цепей. В такой системе АРУ
Рис. 10.12. Схемы инерционных цепей АРУ.
инерционной цепью может быть либо детектор, эквивалентная по-
стоянная времени которого превышает постоянные времени других
цепей, либо специальный фильтр (рис. 10.12), стоящий после безы-
нерционного детектора. При расчете системы необходимо опреде-
лить постоянную времени интегрирующей /?С-цепи АРУ тф и уточ-
нить величины /САру и пр, учитывая требования к переходному
процессу и допустимые искажения модулирующего сигнала»
Исходными данными для расчета АРУ, предназначенной для ।
приемника амплитудно-модулированных сигналов, являются мак-^
406
симально допустимые значения фазового сдвига <рх, изменения глу-
бины модуляции /7гвых//пвх и коэффициента нелинейных искажений
Kj на минимальной частоте модулирующего сигнала firain- Из ана-
лиза работы АРУ установлено, что фазовый сдвиг огибающей на
выходе приемника по сравнению с огибающей на входе, а также
, нелинейные искажения увеличиваются с ростом интенсивности
обратной связи А, причем в рассматриваемой системе глубина моду-
: ляции всегда уменьшается и тем больше, чем больше N.
Рис. 10.13. Зависимости из-
менения интенсивности об-
ратной связи N от ампли-
туды входного сигнала t/Dx-
кис. 10.14. Нормированные харак-
теристики У1=1(х) при Kmax/Xoi“
«1,5, ио=03 В(-------)И t/2=f(x)
При Kmax/Aoi = 1, Uq ®= 0,1 В
(------).
Таким образом, наибольшие искажения происходят при макси*
. мальвой интенсивности обратной связи, поэтому сначала строим
зависимость
N = f/BXSpy/CAPy, , (10.38)
где Spy = dKvldUр — крутизна регулировочной характеристики
усилителя.
В зависимости от формы регулировочной характеристики коэф-
фициент N меняется по-разному при изменении входного сигнала
UBX в динамическом диапазоне (рис. 10.13). При (7ВХ < (7ВХ min,
при котором начинает работать система АРУ, система разомкнута и
N = 0. При UBX ив* min коэффициент N отличается от 0.
Если известно аналитическое выражение регулировочной кривой
Ар (Up), то можно найти в аналитическом виде и зависимость
N (UBX). Для регулировочных характеристик (10.17) и (10.18)
соответственно (для схем на рис. 10.10, а, б и 10.10, в)
WbxHKapvtt X
407
2
1
Kmax f \ np
Koi\ Kpp /
Пр
х I -5-
Kmax < Г f Kmax __.\__ Фт 1 / ^в \ лр Фт Kmax.
Koi Ilk Koi / <4 J \ Kop ^bx /
(10.39)
Пр
^bx) = KaPV-^----------
L/q
• Kmai
/<01
1 ~
Kmax ( \ ”p
/<ol \ /<ор //вх / . -
t =—•
Kmai I \ "p I Фт J
/<oi к Лор U№ ) U'9 .
(10.40)
Анализируя нормированные характеристики интенсивностей
LA
обратной связи у = N (UBX)/K\py в зависимости от норми-
рованной величины входного сигнала х — UBXK.wlU* (рис. 10.14),
можно заметить, что характеристика yr — f (х) монотонно возрас-
тает и максимальная интенсивность обратной связи имеет место
в конце динамического диапазона D при максимальном значении
входного сигнала
Пр
x-------
_ Kmax
Koi
Kmax -
Koi
max = KApy-yp X
Vo
I
Kmax / ЛР
Koi k p j ,
1
J \ rtP । Фт < Kmax
D } * Щ Kn
(10.41)
Фт
2
^2 max Кару
(10.42)
Из-за постепенного падения крутизны регулировочной характе-
ристики максимальное значение у2 = f (х) имеет место в начале дина-
мического диапазона при U3IU= 1
Атах __.
_________ Koi
Ктах / Атах , фт ____ .'
Aoi \ Км + U’o
При кусочно-линейной аппроксимации регулировочной харак-
теристики (рис. 10.15, а) целесообразно применить следующий приб-
лиженный способ построения зависимости.N (UBX). Каждый интер-
вал кусочной аппроксимации делим пополам и определяем коэф-
фициент усиления Кп, соответствующий середине этого n-го интер-
408
рала. По приближенной формуле
i/вхп = (10.43)
аходим амплитуду входного сигнала UBXn, соответствующую выб-
ранной точке, и крутизну регулировочной характеристики на этом
Участке Spyn. Коэффициент Nn для этой точки равен
= КАру t/BXnSpyn. (10.44)
По полученным таким образом точкам можно построить
|((рис. 10.15, б) кривую N (UBX).
Ife

Ps*'
jk
Spuj
Kz
Spyz
K}
N /
-
Л4 -

0 uext ивхг , ^ex^usx
0 Dpi Upz Up3 ^>4 Ур
а
Г’ис. 10.15. Графики зависимостей K(Uf) (а) и N(USX) (б).
При детальном расчете параметров переходных и стационарных
процессов во всем диапазоне изменения амплитуд входных сигналов
^Необходимоопределить N для каждого заданного значения амплиту-
Ь’ДЫ входного сигнала. В процессе проектирования системы АРУ
^Параметры, обеспечивающие устойчивую работу ее, следует выбирать
КЯри максимальном значении коэффициента N (UBX) в заданном диа-
пазоне изменения амплитуд входного сигнала UBX, Если система
ЦАРУ устойчива при сигнале, для которого К = Ктах, то она устой-
чива и при любых других сигналах. Общее условие для выбора ми-
вимально допустимого значения постоянной времени тф определяет-
' ся неравенством
тф A^max/Qm|npn,
где р„ представляет собой наименьшее из чисел
- Р1 = /1—Ивых/^вх)’, Рх = Я/ и p3 = tg<p1.
(10.45)
(10.46)
Условия (10.45) получены для непрерывной системы АРУ.
Учитывая, что для инерционных АРУ практически всегда тф>>Тп,
эти условия распространены с достаточной для практики точностью
м на импульсные системы АРУ.
Если в ТЗ на приемное устройство задана длительность пере-
ходного процесса в системе АРУ /уу при величине перепадов ампли-
туд Оп, то максимально допустимое значение постоянной времени
цепи АРУ можно выбрать из условия
тф С (/уу/2,2) (1 + Кп).
409
Параметр Na соответствует заданной величине перепада Dn —
= ивтп/ивх mln амплитуд сигнала относительно минимальной
амплитуды сигнала на входе UBX min, при которой начинает работать
АРУ и No = 0. Величину /Vn находят или графически по характерис-
тике N = f (UBX), или аналитически при UB *п — DnU вх mln*
Если в приемном устройстве с АРУ необходимо одновременно
сохранить с высокой точностью закон модуляции и обеспечить малое
время установления переходных процессов, то одновременно должны
быть соблюдены условия (10.45) и (10.47):
-2^ <Тф<(1+ #„)-£* , (10.48)
«mln рп 2,2
Эти условия могут оказаться невыполнимыми, если
—-т-^~ >.(1 + N
Йт1пРп “ 2,2
При этом следует скорректировать расчет стационарного режима,
изменив исходные условия, или построить систему АРУ, применив
более сложные фильтры (при этом увеличивается порядок уравне-
ния, описывающего систему АРУ).
Следует заметить, что переходный процесс системы АРУ первого
порядка монотонный, и поэтому требования по ограничению выбро-
сов всегда выполняются. Кроме того, система непрерывного действия
всегда устойчива. Для импульсной системы АРУ первого порядка
условие устойчивости с учетом необходимого запаса устойчивости
имеет вид
4 > X (0,5 Тв). (10.49)
Коэффициент запаса устойчивости х выбирается с учетом разбросов
параметров системы
X = 3...4. (10.50)
Поэтому постоянную времени импульсной системы АРУ первого
порядка с учетом запаса устойчивости и возможного разброса пара-
метров выбирают из условия
4 = 2 Ата1 Тп. (10.51)
Сравнивая условия (10.45) и (10.51), выбирают то из них, по ко-
торому получается большая величина тф. Рассчитанную постоянную
времени цепи АРУ можно реализовать, или применяя специальный
фильтр в цепи АРУ, или строя детектор АРУ таким образом, при ко-
тором его эквивалентная постоянная времени будет равна расчет-
ному значению т8 = тф.
Пример 10.1. Требуется рассчитать систему АРУ с обратной
связью, входящую в состав приемного устройства, принимающего
амплитудно-модулированные импульсные сигналы.
410
Исходные данные', динамический диапазон изменения амплитуд
входного сигнала t/BX mln = 5 мкВ; (7BS mas = 5 мВ, D = 103;
максимально допустимой изменение амплитуды сигнала на выходе
приемника Д (7ВЫХ mas = 0,5 В; номинальное выходное напряже- .
ние t/BbIxb = 1 В; система АРУ должна быть устойчивой с учетом
разброса параметров элементов системы; коэффициент запаса устой-
чивости х = 4; минимальная частота модуляции Fmln = 50 Гц
(Qmin = 314); допустимый фазовый сдвиг на частоте модуляции
<Pi = 10°; допустимое изменение глубины модуляции твых/твт =
. — 0,95; допустимый коэффициент нелинейных искажений Kj =
— 0,15; максимально допустимое значение длительности пере-
ходного процесса tyy 0,3 с при изменении амплитуды входного
? сигнала скачком на Dn — 6 дБ; длительность и частота повторения
* импульсов т = 1 мкс; Fn = 1000 Гц (q — 1/тГп = Ю3).
ь УПЧ приемника содержит восемь каскадов. Усиление каждого
каскада УПЧ К01 = 4,2 (12,5 дБ). Детектор приемника имеет коэф-
' фициент передачи Кя = 0,3. Видеоусилитель содержит два каскада
с коэффициентами усиления KByi = 4, Кву2 = 2. В каскадах УПЧ
и ВУ применены транзисторы ГТ311. Из расчета УПЧ и ВУ извест-
• но, что выходной порог ограничения УПЧ и видеоусилителя соот-
ветственно равны t/orpi = 2 В, С/огр2 = 5 В. Исходный режим в кас-
кадах УПЧ выбран так, что Uo = 0,3 В, Amax = I Pol — 8,32.
Расчет
1. Из расчета приемного канала можно найти параметры ампли-
тудной характеристики. Начальный коэффициент усиления, опре-
деляющий наклон линейной части амплитудной характеристики
к оси абсцисс, равен (10.2) Кор = 1/5 • 10_• = 2 • 105.
2. По формуле (10.4) вычисляем напряжение ограничения видео-
усилителя, приведенное к выходу УПЧ, Uогр Ву —з =2,1 В.
Это напряжение выше порога ограничения УПЧ С70гр ву =
= 2,1 В > t/Orpi = 2 В. Поэтому уровень ограничения приемного
канала определяется ограничением УПЧ и приведенный к его вы-
ходу равен (10.4) Uогр = 2 • 0,3 • 4 • 2 = 4,8 В.
3. Напряжение задержки, приведенное к выходу приемника,
определяется заданным номинальным уровнем выходного сигнала
4/3 = Uвых 0 = 1 В. Отсюда видно, что условие (10.6) выполняется,
так как > 2. Таким образом, цепь АРУ можно замы-
кать непосредственно с выхода видеоусилителя.
4. Полное число каскадов приемника, с учетом детектора и видео-
усилителя равно п = 11. Учитывая условие (10.14) можно уста-
новить, что не все эти каскады можно охватить цепью АРУ. Макси-
мальная амплитуда сигнала на базе регулируемого каскада УПЧ
(10.14) должна быть /7Б,э 2/10 • 4,2 — 0,048 В.
Коэффициент усиления нерегулируемых каскадов можно опре-
делить по формуле (10.15): Квых = 1/0,048 = 20,8. Это усиление
411 4
обеспечивается двумя выходными каскадами УПЧ, детектором и
двумя каскадами видеоусилителя (пвЫХ = 5): Квых < 4,22 X
х 0,3 4 < 2 = 42. Отсюда можно найти максимальное число регу-
лируемых каскадов пр шах = 11—5 = 6.
5. Проверим, можно ли обойтись без усилителя в цепи АРУ.
Положим Кару = Кпд « 0,25. При этом необходимо определить
максимальное значение напряжения регулирования (10.23):
Up max = 0,25 • 0,5 = 0,125 В.
Минимальный коэффициент усиления и изменение усиления соот-
ветственно равны (10,26) и (10.27)
Кр mln = (1 + 0,5)/5 • 10-3 = 3 • Ю2
оу = 2 • 10*/3 • 102 = 666.
Для того чтобы обеспечить такое изменение усиления в шести
каскадных УПЧ, в которых используется регулировка по схеме
рис. 10.10, а, по формуле (10.32) требуется регулирующее напряже-
ние (UQ -= 0,3 В, Kmax/Koi == 1.98, Пр = 6)
Up тах , = 0,311 -(1,98-1) (1,98 ’/ЭД-1)"1] - '
—0,025 In [(1,98— l)(l,98Vn^73—1)~1] = 0,29 В.
Отсюда следует, что Up mal < Up шахт, в поэтому в цепь АРУ
необходимо ввести усилитель так, чтобы обеспечить требуемый
коэффициент передачи (10.34) цепи АРУ Кару = 0,29/0,5 = 0,58.
При коэффициенте передачи пикового детектора Кпд — 0,25 необхо-
дим усилитель с коэффициентом усиления (10.35) К? — 0,58/0,25 “
= 2,32.
6. Коэффициент Атах по формуле (10.41) равен
^тах = 0,58 X
32,7.
7. Постоянную времени фильтра цепи АРУ выбираем из условия
(10.45). Для этого рассчитаем значения параметра рп (10.46): рх =
== V1 —(0,95)2 = 0,36, р2 = tg 10° = 0,176, р8 — 0,15, отсюда
рп = 0,15 и из условия (10.45) тф > 32,7/314 • 0,15 — 0,72 с.
Находим Кп, соответствующий заданному перепаду амплитуд
на входе (10.39), где^-^- = ‘ = ±, Dn = 2 (6 дБ),
ЛОр^ВХ *
412
a
6
^ = 0,58-^-
1 1
( 1 \ 6
J.98- —
i ,98 П(1 >98_1}_ -W](JLf + 0.025 V8]
Ц 0,3 ]\ 2 / 0,3
= 7,06.
Рля того чтобы длительность переходного процесса не превышала
Заданной величины, постоянная времени тф должна удовлетворять
^условию (10.47): тф С 0,3 (I + 7,06)/2,2 = 1,1 с.
s Условие устойчивости определяется неравенством (10.49)
Лф > 4,- 32,7 • ,10-3/2 = 0,0654 с.
С учетом выполнения всех условий выбираем тф = 1 с.
).4. РАСЧЕТ ДИНАМИЧЕСКОГО РЕЖИМА СИСТЕМЫ АРУ
ТОРОГО ПОРЯДКА
|f, В цепи обратной связи системы АРУ второго порядка в отличие
Йг системы АРУ-первого порядка содержатся два инерционных зве-
Это может быть фильтр, состоящий из двух звеньев
Йнс. 10.12, а), или инерционный детектор (рис. 10.12, б) и фильтр
фСф (рис. 10.12, а). Параметры стационарного режима в этом слу-
чае определяются так же, как и для системы АРУ первого порядка.
S результате расчета необходимо определить постоянные времени
Цнерционных звеньев цепи АРУ тф и т2. При этом т2 = R%Ct,
Ц:тф ~ ^фСф либо тф = т8. Эти постоянные времени выбираются
ак, чтобы длительность переходного процесса и искажения модули-
рующего сигнала не превышали допустимых величин, а система
АРУ работала устойчиво:
Рп ?уу . т -4Л/ т.
о ^=тф^ е >. Ь —™итф,
wmln 0
И%е рп представляет собой наибольшее из чисел pt, р2 и р3, опреде-
ляемых допустимыми значениями фазового сдвига (q>i), от которого
^Зависят (ПпЯпТф)!, изменения коэффициента модуляции mBbIS//nBX и
коэффициента нелинейных искажений Kt\
Pl ~ (^mln тф)1> Ра= {2д[(швых//ивх)2 .1 ]}
(10.52)
-1/2-
“О,
Ps = r 0,5 1 + (4tf
0 =
%, — относительная интенсивность обратной связи.
Величина (йт10тф)1 определяется из уравнения
. ___________________1____________
^т|птф{4д [1+ (йт)п Тф)21 — 1}
(10.53)
(10.54)
(10.55)
413
которое можно решить графически. Для этого строится график за1
висимости tg <р е* /(Й^^Тф) (рис, 10.16) и по заданному допустимому
значению tg <pt находится соответствующее значение (fimln Гф^.
Условие устойчивости импульсной инерцинной системы АРУ
второго порядка при Гп<^Тф, Тп<^т2 имеет вид
N -3+т.Ф. < 1. (10.56)
ma3t 24 т»т| '
Следует заметить, что непрерывные системы АРУ второго поряд-
ка всегда устойчивы,
Рис. 10.16. Графики зависимостей tg<p=f(QminT4>).
Пример 10.2. Требуется рассчитать систему АРУ второго порядка.
Исходные данные: те же, что и в .примере 10.1, за исключением
того, что длительность переходного процесса должна быть меньше
/уу = 0,1 с.
Расчет.
1. Все данные, полученные при расчете стационарного режима,
такие же, как и в примере 10,1, пр = 6, Кд₽у = 0,58, =
= 32,7, NB = 7,06.
2. В системе АРУ первого порядка заданную длительность пе-
реходного процесса обеспечить невозможно, так как условие выбора
максимально допустимого значения постоянной времени тф (10.47)
ТФ 0,1 (1 + 7,06)/2,2 = 0,367 с несовместимо с условием (10,45)
выбора минимального значения (см. пример 10.1) тф 0,72 с.
3. Для системы АРУ второго порядка максимально допусти-
мое значение (10.52) меньшей постоянной времени тф равно
Тф С 0,1/6 = 0,167 с.
Параметр О, необходимый для дальнейших расчетов, равен
(10.54) О = 7,06/32,7 = 0,216.
Минимальное значение тф определяем из условия (10,52)
? — - 4,81,
1/2*0,216 [(1,05)2 —1J
414
_________________________
Рз = V0,5 /1 + (4-0,216-0,1)2 — 1 =2,3.
г Уравнение (10.55) решим графически, построив функцию
E-tgTi = / (^ш1птф) (рис. 10.16, б) и проведя горизонтальную прямую
|с ординатой tgqjj = tglOQ =. 0,176, В результате получим
|(Qmin't$)1 = 1.9- Из трех чисел наибольшее определяет рп = 4,81.
^Минимальное значение тф (10.52) равно тф 4,81/314 = 0,0153 с.
С Следовательно, 15,3 мс тф 16,7 мс. Выбираем тф = 16 мс.
$ При этом из (10.52) находим постоянную времени та = 4 • 7,06 х
L X 0,016 = 0,452 с.
11.10.5. ВЫБОР И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ЦЕПИ АРУ
К Проектирование системы АРУ заканчивается выбором й расче-
Е'Том принципиальных схем элементов цепи АРУ на основе рассчитан-
Е'ных параметров цепи АРУ. Чтобы реализовать расчетное значение
Цкоэффициента усиления цепи обратной связи, в состав АРУ вводит-
ься усилитель. Целесообразнее всего осуществлять усиление по пере-
йуиенному току, т. е. усиление сигнала до детектора АРУ, так как
® в этом случае проще реализовать большую стабильность параметров
Е цепи АРУ. Усилители переменного тока в цепи АРУ строятся по той
it же схеме, что и выходные каскады приемника (УПЧ, УНЧ, ВУ).
В В качестве детектора АРУ иногда используется основной детектор
* приемника, в этом случае сигнал регулирования снимается с на-
t грузки этого детектора и через разделительный фильтр подается
В» в цепь АРУ. Детектор АРУ можно рассчитать по общей методике,
^’Изложенной в гл. 9. Но, учитывая, что к детектору АРУ предъяв-
Ь’ляются менее жесткие требования, чем к детектору приемника, эту
Е-.йетодику можно упростить. Чтобы обеспечить коэффициент передачи
Ц диодного детектора близким к единице (Кл ж 1) и большое входное
ЦСопротивление, сопротивление нагрузки детектора /?нд выбирают
К| пределах 100—500 кОм. При этом емкость детектора Ся должна
Ц. быть значительно больше межэлектродной емкости диода и удовле-
К'Творять условию
1 ’ Сд>(10...20) /?нд Fmln. (10.57)
L Часто детектор используется и как инерционное звено, обеспе-
Ж чивающее рассчитанную постоянную времени т3 = тф. В системах
Ж второго порядка большую расчетную постоянную времени т2 > тф
К- реализуют с помощью дополнительного фильтра
J /?А = т2. (10.58)
Е В импульсной системе АРУ эквивалентная постоянная времени пи-
Ц кового детектора (рис. 10.12) должна быть равна расчетному значе-
Ц нию постоянной времени ть цепи АРУ.
I ta=-T,pV- <1059>
в т8+ъ/?
t: 415
где q = Та/т — скважность импульсного сигнала; т3 = (Рв 4-
4- Рд) Сд — постоянная времени заряда конденсатора (Сд) детек-
тора; Ro — сопротивление источника импульсного тока (например,
выходное сопротивление видеоусилителя); /?д — сопротивление дио-
да детектора; тр = РвдСд — постоянная времени разряда конден-
сатора Сд; Ряд — сопротивление нагрузки с учетом входного со-
противления следующего каскада и обратного сопротивления диода.
Коэффициент передачи пикового детектора равен
/ __£п_\ Ч I
JL= 1-е Je х₽ / ( 1-е-т (Ю.60)
\ Тр т3 /
Если выполняются условия Ta/q т3 и Та <С тр, то
Кпд « Tp/(TaQ + Тр). (10.61)
Если считать, что Кая и тф заданы, то, решая совместно уравнения
(10.59) и (10.60), можно определить постоянные т8 и тр:
т8 = Тф/КпД<7; тр = Ч1 П — ^пд)« (10.62)
Определив из расчета видеоусилителя Ra, а по справочнику пря-
мое сопротивление диода Рд, можно найти емкость детектора
= Тв/(Ко 4-Кд) (10.63)
и сопротивление нагрузки
Кнд = тр/Сп. 4Ю.64)
Усилитель постоянного тока (УПТ) необходимо использовать
в том случае когда нельзя обеспечить требуемое линейное усиле-
ние до детектора АРУ. Функции УПТ в этом случае иногда выпол-
няет один из регулируемых каскадов приемника.
Задержка в цепи АРУ осуществляется подачей запирающего
напряжения на один из усилительных каскадов или на детектор
цепи АРУ. В приемных устройствах, в которых необходимо сохра-
нить амплитудную модуляцию с высокой степенью точности и обес-
печить независимость средней амплитуды на выходе от глубины
модуляции, задержку надо вводить после фильтра АРУ. В этих
цепях переменная составляющая значительно ослаблена, и поэтому
не возникает дополнительных нелинейных искажений за счет от-
сечки ее.
При проектировании приемного устройства на ИС для цепи АРУ
также подбираются соответствующие ЙС. В настоящее время раз-
работаны и выпускаются промышленностью отдельные универсаль-
ные ИС, в которых в одном корпусе собраны практически все эле-
менты системы (УПЧ, детектор и цепь АРУ). Примером могут слу-
жить универсальные ИС типа К2ЖА372 и К2ЖА421, К2ЖА243 [8].
Пример 10.3. Требуется выбрать и рассчитать элементы цепей
АРУ, параметры которых рассчитаны в примерах 10.1 и 10.2.
416
Исходные данные: исходными данными служат параметры цепей
АРУ первого и второго порядка, рассчитанные в примерах 10 ’
и 10.2.
Расчет
Чтобы реализовать рассчитанные параметры системы АРУ
первого порядка: Ку — 2,32, КПд = 0,25, Ua = 1 В, тф = 1 с,
Up max = 0,29 В (при А(7ПЫХ тах — 0,5 В), — производим выбор
я расчет элементов цепи АРУ,
1. В качестве усилителя цепи АРУ используем интегральную
схему К2УИ181, обладающую параметрами, приемлемыми для
данной цепи АРУ: Ку 3, т = 1 мс, /?0 = 400 Ом.
Рис. 10.17. Принципиальная схема импульсной системы АРУ.
2. Если рассчитанная постоянная времени цепи АРУ опреде-
ляется фильтром, то можно выбрать следующие параметры этого
фильтра: /?ф = 100 кОм, Сф = 10 мФ.
3. Если пиковый детектор проектировать на диоде КД503А
Сс 7?д = 200 Ом так, чтобы его эквивалентная постоянная времени
равнялась та = тф, то постоянные заряда и разряда (10.62) должны
быть равны т3 = 1/0,25 • I03 — 4 • 10“3 с, тр = 1/(1 — 0,25) =
- 1,33 с.
4. Если сопротивление заряда R3 = (7?0 + /?д) == 600 Ом, то
7 емкость детектора (10.63) равна Сд = 4 • 10~3/600 = 6,66 мкФ.
5. Сопротивление нагрузки детектора (10.64) равно /?нд —
— 1,33/6,66 • 10“й - 200 кОм.
6. Для того чтобы исключить шунтирование нагрузки детек-
" тора сравнительно низким входным сопротивлением цепи регулиров-
ки, на выходе АРУ используем стоковый повторитель на полевом
транзисторе КП102Л. Запас усиления в видеоусилителе компенси-
рует потери усиления в стоковом повторителе.
Параметры системы АРУ второго порядка отличаются от пара-
метров системы АРУ первого порядка только постоянными времени
Тф И Тд.
7. Постоянная времени тф определяется пиковым детектором,
поэтому из (10.62) т3 = 0,016/0,25 • 103 = 0,064 • 10"3 с, тр =
= 0,016/(1 —0,25) = 22,3 • 10~3 с.
£4 Зак. 895 4 17
8. Емкость детектора (10.63) Сд = 0,064 • 10“3/600 = 0,107 мкФ.
9. Сопротивление нагрузки детектора (10.64) /?нд = 22,3 X
х 10-3/0,107 • 10-" = 208 кОм.
10. Сопротивление фильтра выбираем равным Кф = 510 кОм,
при этом емкость фильтра Сф — 0,452/510 • 103 = 0,888 мкФ.
Принципиальная схема рассчитанных импульсных систем АРУ
приведена на рис. 10.17.
10.6. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ НЕКОТОРЫХ
РАЗНОВИДНОСТЕЙ СИСТЕМ АРУ
При проектировании радиоприемного устройства РЛС необ-
ходимо учитывать, что на его вход поступают не только полезные
сигналы (сигналы от целей), но и помехи, в частности отражения
от местных предметов (зданий, возвышенностей, облаков, дождя
и т. д.), которые могут создавать перегрузку каскадов приемника.
Для уменьшения влияния такого рода помех [4] в приемных уст-
ройствах применяют быстродействующие автоматические регули-
ровки усиления (БАРУ).
Особенности проектирования БАРУ заключаются в том, что
постоянную времени ФНЧ необходимо выбирать равной или не-
сколько большей длительности полезного сигнала так, чтобы
БАРУ не успевало уменьшить усиление приемника во время дей-
ствия этого сигнала. БАРУ не может охватывать сразу несколько
каскадов приемника, так как в этом случае создается опасность
самовозбуждения регулируемого усилителя из-за слабой развязки
в цепи обратной связи по высокой частоте при малой постоянной
времени ФНЧ.
Для обеспечения быстрой регулировки усиления при изменении
помех в большом динамическом диапазоне самостоятельные цепн
БАРУ вводят в нескольких каскадах приемника. Каждая цепь
БАРУ содержит детектор и фильтр, кроме того, в ее состав могут
входить усилители переменного и постоянного тока. Выбор параме-
тров БАРУ, кроме указанных выше, и расчет ее элементов произ-
водятся так же, как и для инерционных АРУ.
На входе приемного устройства обзорной РЛС уровни сигна-
лов, отраженных от различных целей, в значительной степени за-
висят от дальности до этих целей. Для выравнивания амплитуд
выходных сигналов в таких приемных устройствах [4] применяют
временные (программные) автоматические регулировки усиления
(ВАРУ), формирующие регулирующее напряжение специальной
(обычно экспоненциальной) формы (рис. 10.1). Исходные данные,
необходимые для проектирования ВАРУ: динамический диапазон
изменения амплитуд входного сигнала D, т. е. диапазон изменения
усиления приемника; период повторения импульсных сигналов Та„
длительность импульсов т, время действия ВАРУ Гвару- По за-
данному диапазону изменения усиления D определяют число ре-
418
Рис. 10.18. Схема системы ВАРУ.
гулируемых каскадов и необходимое максимальное регулирующее
напряжение (7Р тах так же, как и для замкнутых систем АРУ.
Параметры Тп, т, Гвару, Up max служат исходными данными
для расчета импульсного формирующего (программного) устройст-
ва, в качестве которого можно использовать ждущий генератор
пилообразного напряжения [91. В состав ВАРУ (рис. 10.18) входит
источник питания £п, зарядное устройство ЗУ, обеспечивающее .
заряд конденсатора С и управляемое синхронизатором РЛС, разряд-
ное устройство (РУ) и эмиттерный повторитель (ЭП), обеспечиваю-
щий необходимую развязку с цепями регулировок усилителя.
В настоящее время автома-
тические регулировки усиле-
ния широко используются при
проектировании приемных уст-
ройств со специальными вида-
ми амплитудных характери*
стик, в том числе логарифми-
ческих, дискретных и др. Наи-
более полно вопросы проекти-
рования таких устройств изложены в работах [4, 10, 111.
При проектировании приемных устройств с АРУ часто прихо-
дится учитывать, что на его входе действуют не только сигналы,
но и помехи (белый шум). Если на выходе приемника используется
только часть составляющих спектра сигнала, расположенных вбли-
зи несущей частоты (например, в приемных устройствах РЛС со-
провождения по угловым координатам), то под действием АРУ,
имеющей сравнительно малую постоянную времени фильтра ниж-
них частот (ФНЧ), энергия помех вблизи несущей частоты может
возрасти [12] В этом случае для уменьшения этих помех прихо-
дится увеличивать постоянную времени ФНЧ Тф. Время переход-
ного процесса (10.47) при этом соответственно возрастает. Иногда
применяют переключение постоянных времени ФНЧ в цепи АРУ.
При появлении помех в цепи АРУ включается фильтр с большой
постоянной времени. Максимальное значение постоянной времени
выбирают исходя из допустимого увеличения инерционности всей
системы, в которую входит приемное устройство с АРУ.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Тартаковский Г. П. Динамика систем автоматической регулировки
усиления. М., Госэнергоиздат, 1957.
2. Крылов Г. М., Смирнов Г. А Транзисторные усилители с автомати-
ческой регулировкой усиления. М., «Энергия», 1967.
3. Крисилов Ю Д. Автоматическая регулировка и стабилизация усиле-
ния транзисторных схем. М., «Сов. радио», 1972.
4. Лукошкин А. П. Радиолокационные усилители с большим диапазо-
ном входных сигналов. М., «Сов. радио», 1964.
5. Волков В. М. Логарифмические усилители на транзисторах. Киев,
«Техника», 1965.
<4* 419
6. Быстрин В. Ф. Стационарный режим транзисторного усилителя. —
«Изв. вузов СССР. Радиоэлектроника», 1968, т. XI, № 4.
7. Быстрин В. Ф. Аналитические выражения амплитудных характе-
ристик транзисторного усилителя с АРУ. — «Изв. вузов СССР. Радиоэлект-
роника», 1968, т. XIII, № 12.
8. Справочник по полупроводниковым диоДам, транзисторам и интег-
ральным схемам. Под ред. Горюнова Н. Н. Изд. 3-е, М., «Энергия». 1972.
Авт.: Н. Н. Горюнов, А. Ю- Клейман, Н Н. Комков и др.
9. Степаненко И П. Основы теории транзисторов и транзисторных схем. *
М., «Энергия», 1973.
10. Волков В. М. Функциональные электронные усилители с широким
динамическим диапазоном. Киев, «Техника», 1967.
II. Крылов Г. М., Вишневская А. В. Проектирование логарифмических
усилителей с непрерывным детектированием сигналов. М., «Энергия», 1970.
12. Широков В. В., Репин В. Г. Воздействие помех на систему автомати-
ческой регулировки усиления. — «Радиотехника», 1959, № 4.
11
АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА
ЧАСТОТЫ В РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
11.1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ АВТОМАТИЧЕСКОЙ
ПОДСТРОЙКИ ЧАСТОТЫ
При проектировании супергетеродинных радиоприемных уст-
ройств различного назначения предусматривают ручные и автома-
тические регулировки частот гетеродинов. Указанные регулировки
необходимы для обеспечения настройки приемника на частоты раз-
ных источников сигналов и подстройки его, чтобы создать наилуч-
шие условия приема сигналов при всех возможных изменениях как
частот сигналов, так и частот настроек приемника 111. Изменения
частот могут быть вызваны колебаниями температуры, влажности
и давления окружающей среды, изменениями условий распростра-
нения радиоволн, напряжений источников питания, эффектом Доп-
плера и рядом других факторов. Несущая частота сигнала может
также изменяться в соответствии с заданной программой (напри-
мер, при быстрой перестройке от импульса к импульсу частоты пе-
редатчика импульсной РЛС). Если в приемном устройстве не при-
менять регулировок частот, то необходимо расширять его полосу
пропускания так, чтобы принимаемые сигналы не выходили из по-
лосы приема при всех условиях эксплуатации. Это приво-
дит к ухудшению чувствительности и избирательности приемника.
Ручные регулировки частоты (РРЧ) сравнительно просты, и
их часто применяют в радиоприемных устройствах. Однако, так как
изменения частот нерегулярны, то наибольшую эффективность при-
420
ема можно обеспечить, применяя автоматическую подстройку ча-
стоты (АПЧ) гетеродина.
По характеру изменения частоты подстраиваемого гетеродина
системы АПЧ делятся на две группы 12].
1. Системы АПЧ, стабилизирующие частоту гетеродина. В этом
случае АПЧ осуществляет подстройку частоты гетеродина (Г) под
эталонную частоту (рис. 11.1).
В качестве источника колеба-
ний эталонной частоты могут
использоваться высокочастот-
ные контуры, которые опреде-
ляют стабилизируемую частоту.
Измерительный элемент (ИЭ)
при этом представляет собой
частотный детектор (ЧД). на-
К смесителю
' Строенный на эталонную часто- Рис. 11.1. Структурная схема системы
•ту. Эталоном могут также быть АПЧ- стабилизирующей частоту ге-
, колебания генератора эталонной теродина.
‘'Частоты (ГЭЧ). Колебания гете-
родина и эталонного генератора сравниваются в ИЭ, в качестве
которого может использоваться фазовый детектор (ФД). Напряже-
ние, пропорциональное отклонению частоты гетеродина от эталон-
Рнс. 11.3. Структурная схема
системы АПЧ с поисковым
устройством.
• а
Рис. 11.2. Структурная схема системы АПЧ,
стабилизирующей промежуточную частоту
сигнала. z
ной, используется в качестве сигнала ошибки в цепи управления
гетеродина, состоящей из фильтра нижних частот (ФНЧ), усили-
теля постоянного тока (УПТ) и регулятора частоты (РЧ).
2. Системы АПЧ, стабилизирующие промежуточную частоту
сигнала /п, т. е. разность (или сумму) частот сигнала (передатчик:1.)
/с и гетеродина'/г, которые могут независимо меняться под дейст-
вием различных причин (рис. 11.2). В таких системах АПЧ, в от-
личие от систем первой группы, содержится еще смеситель (С) и
усилитель промежуточной частоты (УПЧ). Как и в системах пер-
вой группы, промежуточная частота здесь сравнивается с эталонной,
14В Зак. 895 . 421
в качестве которой можно использовать частоту настройки ЧД
или частоту ГЭЧ.
Часто в системах АПЧ используют поисковое устройство (ПУ),
управляющее частотой гетеродина по определенной программе
(рис. 11.3). После того как частота гетеродина достигает значения,
обеспечивающего попадание сигнала в полосу приема, в устрой-
стве захвата (УЗ) вырабатываются сигналы «захвата» и перестройка
частоты гетеродина прекращается. В качестве ИЭ в этом случае
можно использовать резонансный контур, настроенный на стабили-
зируемую частоту гетеродина (для первой группы систем АПЧ)
или на промежуточную частоту (для второй группы систем АПЧ).
В некоторых системах АПЧ одни и те же каскады (чаще всего это
выходные) могут сначала работать в режиме «поиска», а затем
при «захвате» переходить в режим слежения за частотой сигнала.
Известны системы АПЧ, которые используются как измерители ча-
стоты сигнала [4].
По виду схем различают: электронные системы АПЧ, в которых
используют только электронные элементы для усиления и преобра-
зования сигналов, а также для регулировки частоты, и электро-
механические системы АПЧ, в которых наряду с электронными
элементами содержатся механические регуляторы частоты.
Электронные системы АПЧ обладают ббльшим быстродействием,
чем электромеханические, а электромеханические системы АПЧ
позволяют обеспечить больший диапазон подстройки частоты. Часто
используют комбинированные системы, в которых применены и
электромеханические и электронные АПЧ. При этом обеспечивает-
ся сравнительно большой диапазон подстройки частоты и достаточ-
ное быстродействие.
По характеру сигнала различают: непрерывные, импульсные
и дискретные системы АПЧ. В дискретных системах АПЧ регули-
рующее напряжение формируется из импульсов одного такта работы
приемника, а используется в следующем такте [5, 6].
По типу измерительного элемента системы АПЧ делятся иа
частотные (АПЧ) и фазовые (ФАПЧ). В частотных системах АПЧ
в качестве измерительного элемента используются частотные де-
текторы, а в ФАПЧ — фазовые детекторы [4].
По быстродействию системы АПЧ делятся на быстрые (БАПЧ)
и медленные инерционные [8]. В медленных системах АПЧ время
установления переходного процесса во много раз больше времени
установления переходного процесса в приемном канале, опреде-
ляемого полосой пропускания канала (для импульсных приемных
устройств — несколько периодов повторения импульсов). В БАПЧ
время установления переходного процесса меньше длительности
импульсных сигналов.
По характеру зависимости ошибки от величины внешнего воз-
действия системы АПЧ делятся на статические и астатические. Ста-
тическими называются такие АПЧ, в которых при постоянном внеш-
нем воздействии имеется постоянная установившаяся ошибка, за-
422

if висящая от величины воздействия. Астатическими называются
| такие системы, в которых при любом постоянном внешнем воздей-
В ствии установившаяся ошибка равна нулю. Система является аста-
|i тической, если в ее составе имеются интегрирующие элементы.
Ц Примером астатической системы АПЧ является ФАПЧ.
К Основными узлами АПЧ являются гетеродин, регулятор часто-
ты гетеродина, частотный или фазовый детектор и фильтр низких
Ь частот. Кроме того, в систему АПЧ могут входить смеситель, пре-
К образователь напряжения, усилители и эталоны частоты (источники
fe эталонных колебаний).
11.2. РАСЧЕТ НЕПРЕРЫВНЫХ ЧАСТОТНЫХ СИСТЕМ АПЧ
Г Вначале рассмотрим методику расчета электронной непрерыв-
I ной частотной системы АПЧ второй группы (рис. 11.2). Методика
г. расчета такой системы АПЧ является более общей, ее можно рас-
г Д'" пространить и на другие варианты системы АПЧ с учетом их осо-
бенностей. На выходе ЧД формируется управляющее напряжение,
которое через ФНЧ и УПТ подается на РЧ гетеродина. Номиналь-
Ж" • ные значения частот промежуточной, гетеродина и сигнала соот-
V ветственно равны /оп, /ог, /ос. Под действием различных дестабили-
зирующих факторов частоты сигнала и гетеродина изменяются
Ж (Д/с. Д/г) и становятся равными
> /с =/ос + Д/с; /г = /ог + Д/г. (П.1)
| * Для нижней настройки гетеродина (/ог</ос) промежуточная
частота, ее номинальное значение и изменение равны
grf fa. "= /с - /г “ /оп 4* Д/n» /оп ” /ос /ог* ~ Afc Л/г. (11.2)
? Нижняя настройка гетеродина выбрана для большей определенно-
сти расчета, хотя методика расчета пригодна и для верхней настройки
гетеродина (/Ог > /ос), так как в этом случае изменяется только знак
отклонения промежуточной частоты. Управляющее напряжение
зависит от изменения промежуточной частоты.
ф?
Основные характеристики и параметры систем АПЧ
Статической характеристикой регулятора частоты (рис. 11.4)
* называется зависимость изменения частоты Д/г стабилизируемого
| гетеродина от подаваемого на него управляющего напряжения
Ж’ ^упр-
1 Д/г = Ф (t/ynp). (11-3)
' * Начало отсчета на этих характеристиках выбирается в середине
'4? рабочего диапазона частот гетеродина. В этой точке частота гете-
родина /г должна соответствовать номинальному значению /ог, а
\ управляющее напряжение должно быть равно нулю (t/ynp = 0).
Участок характеристики, проходящий через начало координат (на-
; чальный участок), аппроксимируется прямой линией. Крутизной
14В* 423
статической характеристики регулятора частоты на этом участке
называется величина
S » т I
®ч dt/ynpPynp™0’
(11.4)
Как правило, за пределами начального участка крутизна посте-
пенно уменьшается и становится равной нулю. Возможный диапазон
управления частотой определяется граничными значениями изме-
нения частоты гетеродина Д/г1 и Д/м и управляющего напряжения
^упрх И U ynpj.
Рис. 11.4. Статическая характеристи- Рис. 11.5. Статическая характеристи-
ка РЧ гетеродина. ка ИЭ (ЧД).
Статической характеристикой измерительного элемента назы-
вается зависимость в установившемся режиме напряжения (7?,
развиваемого на его выходе, от величины отклонения частоты Д/п
сигнала (в данном случае промежуточной) от номинального значе-
ния /Оп:
t/p = ф (Д/п). (11.5)
Вид статической характеристики определяется частотной харак-
теристикой УПЧ и статической характеристикой частотного детек-
тора. Если полоса пропускания УПЧ, входящего в состав измери-
тельного элемента, значительно больше полосы частот между экстре-
мумами характеристик частотного детектора (как чаще всего и бы-
вает на практике), то характеристика измерительного элемента опре-
деляется в основном характеристикой ЧД.
Крутизной статической характеристики измерительного элемента
(частотного детектора) на начальном линейном участке называется
величина
е _ I
О ЦП = — I
Wn |Д/П=О-
(И.6)
В зависимости от схемы частотного детектора и выбранной по-
лосы пропускания УПЧ характеристика ИЭ может быть различной
(рис. 11.5). За начало отсчета по шкале частот на характеристике
424
частотного детектора взята точка, соответствующая номинальному
значению частоты настройки частотного детектора /чд- В системах
АПЧ, поддерживающих промежуточную частоту сигнала постоянной,
эта частота совпадает с номинальным значением промежуточной
/чд = /оп- Пределы начального линейного участка характеристики
определяются граничными значениями отклонения промежуточной
частоты Д/п1 и Д/па и напряжения Ур1 и t/pa (рис. 11.5). За преде-
лами этого участка крутизна постепенно падает, а затем может ме-
нять знак на обратный (кривая 2). Если в начальный момент (в мо-
мент включения системы АПЧ) частоты сигнала и гетеродина изме-
няются на постоянную величину Д/о вач и Д/г ва„ то и промежу-
точная частота в этот момент будет отличаться от своего номинально-
го значения на величину начальной расстройки
Д/нач = Д/с нач Д/г нач. (П-7)
В результате подстраивающего действия частотной системы АПЧ
частота гетеродина стремится к тому значению, при котором про-
межуточная частота будет мало отличаться от номинальной. Для
статической АПЧ в установившемся режиме промежуточная частота
сигнала /пу отличается от номинальной /оп на остаточную ошибку
Д/о
Д/о = д/оп =/пу -/оп. (П .8)
Отношение величин начальной расстройки Д/яач и остаточной
ошибки Д/о характеризует эффективность работы системы АПЧ и
: Называется коэффициентом подстраивающего действия частотной
системы АПЧ [11
(2 = д/ва,/д/о. (11.9)
Установившийся режим определяется точкой пересечения ха-
рактеристик частотного детектора и регулятора частоты гетеродина
> (а на рис. 11.6), построенных в системе координат Д/п, (/упр. При
этом характеристика частотного детектора проходит через начало
"координат Д/п = 0, t/ynp = 0 и ее ординаты увеличены в Купт
(Купт — коэффициент усиления УПТ) раз, а характеристика регу-
J лятора частоты смещена по оси абсцисс на величину начальной рас-
стройки Д/нач. При малых начальных расстройках, когда точка
пересечения а не выходит за пределы линейных участков этих харак-
теристик, коэффициент подстраивающего действия равен
Q = 1 + |5чд5р.ч|Купт. (11.1(9
Из рис. 11.6 и формул (11.7) и (11.8) видно', что установившееся
значение остаточной ошибки при этом линейно зависит от началь-
ной постоянной расстройки. Зависимость остаточной ошибки от
начальной расстройки Д/о = у (Д/нач) при больших расстройках
можно определить графоаналитическим методом [1].
Если постепенно увеличивать начальную расстройку
(рис. 11.6, а), то остаточная ошибка вначале остается небольшой,
425
Рис. 11.6. Зависимость остаточной
ошибки от начальной расстройки.
а затем, так как характеристики пересекаются на склоне характе-
ристики частотного детектора, возрастает (рис. 11.6, б) значитель-
но. При больших расстройках подстраивающее действие АПЧ умень-
шается. Характеристика Д/о = у (Д/Нач) асимптотически прибли-
жается к пунктирной прямой, показывающей связь между Д/о и
Д/нач при бездействующей системе АПЧ, когда Д/о — Д/нач- Для
частотного детектора со статической характеристикой 1 на рис. 11.5
характеристика Д/о = у
(Д/нач) при больших расст-
ройках проходит параллель-
но пунктирной линии.
Полосой схватывания Псх
(рис. 11.6,6) называют об-
ласть отклонений (между
абсциссами точек Ах и Л)
промежуточной частоты сиг-
нала от номинального значе-
ния, внутри которой обеспе-
чивается эффективное подст-
раивающее действие системы
АПЧ, если предварительно
система не находилась в ре-
жиме подстройки.
Полосой удержания Пу
называют область (между
абсциссами точек Б! и Б)
отклонений промежуточной
частоты сигнала, внутри ко-
торой обеспечивается эффек*‘
тивное подстраивающее дей-
ствие системы АПЧ, если
предварительно система на-
ходится в режиме подстрой-
ки. Полоса схватывания обычно меньше полосы удержания
Псх < Пу, а в некоторых случаях они равны. Для системы АПЧ,
имеющей частотный детектор с характеристикой, соответствующей
кривой 2 на рис. 11.5, полоса удержания больше полосы схватыва-
ния (рис. 11.6), так как в режиме слежения точка устойчивого рав-
новесия а будет находиться на начальном участке характеристики
частотного детектора и при расстройках, превышающих Д/иач1,
но меньших Д/Нач2.
Временем установления переходного процесса /уч называется
временной интервал, который отсчитывается от момента изменения
частоты сигнала на входе и по истечении которого изменение проме-
жуточной частоты отличается от своего установившегося значения
на 10%, т. е. Д/п = 1,1Д/0.
Переходные процессы в системе АПЧ наблюдаются при быстрых
изменениях Частот сигнала или колебаний гетеродина. Предполагав
426
ется, что длительность этих изменений значительно меньше длитель-
ности переходного процесса. Длительность переходного процесса
зависит от вида и параметров инерционных цепей системы АПЧ,
а также в значительной степени определяется величиной коэффи-
циента подстраивающего действия (Q) системы АПЧ. Инерционными
цепями могут быть ЧД, ФНЧ, РЧ. С точки зрения быстродействия
постоянные времени этих цепей необходимо выбирать возможно
меньшими, a Q, наоборот, большим. При большом Q время установле-
ния в замкнутой цепи АПЧ во много раз меньше, чем время установ-
ления переходных процессов в инерционных цепях. Однако умень-
шение постоянных времени инерционных звеньев и увеличение ко-
эффициента подстраивающего действия ограничены условиями
обеспечения устойчивости, а также допустимым расширением спек-
: тра частот колебаний гетеродина под действием помех, проникающих
на регулятор частоты гетеродина. Особое значение приобретают
вопросы устойчивости систем АПЧ, в которых имеется несколько
инерционных цепей с близкими по величине постоянными времени,
или цепи (контура УПЧ и частотного детектора), создающие запаз-
дываний сигналов.
При проектировании системы АПЧ необходимо произвести ана-
лиз устойчивости системы или выбрать параметры ее такими, чтобы
она была устойчивой. Система АПЧ устойчива, если после устране-
ния возмущающего воздействия она возвращается в состояние рав-
новесия. Система АПЧ возбуждается на кйкой-то частоте й0, назы-
ваемой собственной, если сдвиг фазы ф в цепи 180° и коэффициент
передачи ца этой частоте не меньше единицы (А(й0) !)•
Учитывая, что параметры системы АПЧ могут быть нестабиль-
• цыми, необходимо обеспечить, чтобы система АПЧ находилась дале-
Крот неустойчивого состояния, т. е. имела запас устойчивости. В про-
тивном случае при случайном изменении усиления или сдвига фаз
система может стать неустойчивой.
Запасом устойчивости по фазе АфуС1 называется тот дополнитель-
ный сдвиг фаз, который нужно ввести в цепь на частоте, при которой
коэффициент передачи равен единице (на частоте среза йср), чтобы
сделать систему АПЧ неустойчивой.
Запасом устойчивости системы АПЧ по амплитуде А/(усТ назы-
вается то дополнительное усиление, которое нужно ввести в систему
на частоте Qo, при фазовом сдвиге п, чтобы сделать систему неус-
тойчивой. На практике известно, что достаточно иметь запас устой-
чивости по амплитуде АКуст = 6... 10 дБ, а по фазе Афуст = 30 ...
... 40°.
Устойчивость системы АПЧ можно анализировать, пользуясь
логарифмическими амплитудно-частотной (ЛАХ) и фазочастотной
(ЛФХ) характеристиками, при этом цепь АПЧ должна быть разом-
кнута между выходом УПТ и входом регулятора частоты (сечение
а—а' иа рис. 11.2). ЛАХ и ЛФХ разомкнутой цепи АПЧ с коэффи-
циентом подстраивающего действия Q на круговой частоте й, состоя-
щей из п отдельных звеньев, описываются соответственно выраже-
НИЯМИ
Л = 20lgA(Q)== 201g(Q—1)+ 2 201О«(а). '(11.11)
/КЕ 1
Ф(Й) = 2ф|(О), (11.12)
где 201g yt (й) = 20 1g Ki (Q)/Kt (0) — нормированные ЛАХ от-
дельных звеньев цепи АПЧ.
Сначала строят логарифмические характеристики отдельных
звеньев, откладывая по оси абсцисс 1g (Q) (единицей измерения ча-
стоты О в логарифмическом масштабе является декада), а по оси
ординат — коэффициенты передачи, выраженные в децибелах,
и сдвиг фаз, выраженный в градусах. Сложив ординаты характери-
стик отдельных звеньев, можно найти ординаты ЛАХ цепи АПЧ
(рис. 11.7).
Рис. 11.7. Логарифмические частотные характеристики системы АПЧ, имеющей :
Q»101 и содержащей две интегрирующие RC-цепи с Тф1»1 с и тф2—)0 мс.
В технических заданиях на проектирование систем АПЧ гетеро-
динов супергетеродинных радиоприемных устройств непрерывных
сигналов могут быть заданы следующие исходные данные:
— номинальное значение частоты принимаемых сигналов /ос;
— изменение частоты сигнала /0 по каким-либо причинам на ве-
личину АД «= /о — foc;
— стабилизируемая промежуточная частота /п;
— допустимая остаточная ошибка системы АПЧ Д/о;
— максимально допустимое значение длительности переходного
процесса /уч при перепаде частоты сигнала скачком на Д/Вач,
— дисперсия флюктуаций частоты гетеродина од./ш при воз-
действии флюктуационной помехи, сопровождающей сигнал, при
заданном их отношении сигнал/помеха на входе у = Uc/oV2.
Кроме того, при проектировании АПЧ гетеродина используются
и другие исходные данные, полученные при проектировании прием-
ного устройства. Типовая структурная схема части супергетеродин-
ного приемника, включающей систему АПЧ, приведена на рис. 11.2.
Из технических характеристик и параметров, которыми обладает
гетеродин, выбранный при проектировании приемника, для расчета
АПЧ используются следующие:
428
fe —статическая характеристика регулятора частоты (рис. 11.4);
BL — крутизна статической характеристики регулятора частоты
Врч (Н.4);
К — граничные значения изменения частоты гетеродина и
Ж,2 и управляющего напряжения U1npl и Uynpi, определяющие со*
ргветственно диапазон перестройки частоты гетеродина 2Д/Р *
А/г1 4- Д/га и диапазон изменения управляющего напряжения
BjW/ynp “ UУПр2 ^упр1>
О — номинальное значение частоты гетеродина f0T и напряжение
®>порное напряжение) Vop на регуляторе частоты;
Ц — нестабильность частоты гетеродина Д/г.
Ж, Если система АПЧ работает по принимаемому сигналу, то ее
Вмстотный детектор подключается к УПЧ основного канала приема
Нди к его части. При этом перед смесителем можно использовать
Шсилитель высокой частоты.
Если приемник совмещен с передатчиком, то в системе АПЧ
Нжйкет использоваться самостоятельный смеситель, на вход кото-
Spro подается часть мощности передатчика. Чаще всего этот смеси-
ИЙь аналогичен основному. В том и другом случае из расчета прием-
Дуо канала известен уровень сигнала на входе измерительного
Н|®мента, а следовательно, и на входе УПЧ (1/п вх)- Полоса пропус-
!юния УПЧ, входящего в состав АПЧ, может выбираться при про-
|Цгйровании АПЧ или основного канала приема.
I «Задача проектирования АПЧ заключается в выборе и расчете
Параметров системы АПЧ и отдельных ее устройств (УПЧ, ЧД,
Ишч, - упт).
| № Изменения частот принимаемых сигналов и гетеродина служат
«исходными данными для расчета начальной расстройки и полосы
Ипватывания системы АПЧ. Допустимая остаточная ошибка системы
®|ТЧ (А/0) задается в технических заданиях, исходя из допустимо-
gK расширения полосы пропускания Приемника. Остаточная ошиб-
Цй получается тем меньше, чем больше коэффициент подстраиваю-
Ьего действия Q. Однако сам коэффициент Q ограничен, так как
Шгльзя обеспечить сколь угодно большие коэффициенты передачи
Мингьев АПЧ, а, кроме того, при больших Q система может оказать-
|& неустойчивой.
К Частоты гетеродина и промежуточная выбираются при проекти-
Врвании приемного устройства в целом исходя из заданной номиналь-
ной частоты сигнала. Однако следует учитывать, что при сравни-
тельно низких промежуточных Частотах возникает опасность захва-
& системой сигнала с частотой, близкой к частоте зеркального ка-
ЕЙала, особенно в том случае, когда в АПЧ применяется поиск, бсу-
цйхествляемый в сравнительно широком диапазоне частот. При малых
^промежуточных частотах в системах АПЧ приходится предусматри-
< Кать защиту от захвата сигналов с частотами зеркального канала.
429
Расчет параметров непрерывной частотной системы АПЧ
Так как при расчете АПЧ в приемном устройстве была выбрана
нижняя настройка гетеродина (/г < /с), то после смесителя мгновен-
ное значение изменения промежуточной частоты, вызванное изме-
нением частот сигнала и гетеродина, будет равно
А/п= Д/с-А/г. (Н.13)
Известно, что изменения частот сигнала и гетеродина могут иметь
большое число составляющих, обусловленных разными причинами.
Часть этих изменений носит случайный характер, а часть — ре-
гулярный. Учет всех этих нестабильностей позволяет определить то
максимальное значение изменения промежуточной частоты A/nraaJ,
которое в расчетах АПЧ в каждом конкретном случае используется
как начальная расстройка А/нач = А/п тах- Если максимальные
значения изменений частот сигнала А/с тах и гетеродина А/г тах
имеют противоположные знаки и носят регулярный характер, то
А/нач = А/п щах = | А/с maxi I А/г max I * (И*14)
Если известны дисперсии случайных изменений частот сигнала од|с
и гетеродина Од/г, то за начальную расстройку можно принять
AfHa4=l(5/^/c + °^ . (П.15)
Начальная расстройка А/нач и заданная ошибка АПЧ А/о поз-
воляют определить требуемое значение коэффициента подстраиваю-
щего действия QT частотной системы АПЧ.
Чтобы обеспечить заданную в техническом задании остаточную
ошибку А/Опри начальной расстройке А/нач, коэффициент подстраи-
вающего действия системы АПЧ должен быть равен (11.9)
QT = А/нач/А/0. (11.16)
Для выбранного гетеродина известна крутизна статической
характеристики регулятора частоты 5рч (11.4). На основании рас-
считанного коэффициента подстраивающего действия Q.r можно
определить требуемое значение крутизны частотного детектора си-
стемы АПЧ
5чдт = (QT - 1)/Sp4. (Н.17)
В качестве частотного детектора системы АПЧ могут быть выбра-
ны различные варианты этих детекторов, описание и расчет которых
приведены в гл. 9. Методика расчета частотного детектора АПЧ
в основном такая же, как для детектора канала приема. Однако вы-
бор некоторых параметров имеет свою специфику.
Основные соотношения для расчета параметров АПЧ приведены
в табл. 11.1.
При проектировании системы АПЧ целесообразно обеспечить
максимальную крутизну характеристики 5Чдтах частотного де-
тектора, так как в этом случае для получения требуемой крутизны
430
Таблица 111
ни расстроенных контурах с резонансом последовательным а ci с» tyj п* Q. оо СМ 'L X QQ тз 4- тз и 3 а l та с Е U0 о -н JT । ^ЧД mln рвых( 4~ ^нх)| * я Е ® ТЗ X О Ч счЗ* 'к хг О * о 1 0,64 /к ^д/fЧД аиня АПЧ при максимальной крутизне и 5чд и ^чдтах соответственно; 2 — ромежуточной частоты в цепи коллектора; и d9 mjn — собственное, эквивалентное и ротивлением амплитудного детектора и вы- ными контурами cKise^K2=cK); ^ЧД—час*
I Расчетные формулы дл; параметров АПЧ о Ч параллельным ж О D* С S со ТЗ Р* Q. И -Ч* о> о 1 °* "с В л 43 iO о“ 4) гм t( У £ я S со тз J7 с Е сч щ ТЗ X О е( <nET "я •*? -Ч* СМ о" 0,25 Ск П®х т //к Ка 5рч j 1 0,24 1 ^ие обозначения: П_„ „ — полоса схватыв СА 0 сами статической характеристики ЧД пр эактериатнкн ЧД; -амплитуда тока п екторов, входящих в ЧД (см. гл. 9), dt d и ^вых—затухания, вносимые входным соп ость контуров ЧД (для ЧД с двумя связан эсть транзистора.
на двух связанных контурах X и з- я В т? и sr о. со -ч* <50 О 1 j ?чд 0 ±0,5 d9 mm) Я S 60 ТЗ Ч 3* 0,14 /кА'дХ/чд ^R^min я sr о. со fe> X СО о Й X о 05 <!" о i 0,14Кд/1цд Ск । 1 м е ч а и и е. Здесь использованы следуют .. н П полосы частот между экстрему» М MS тветствующие экстремумам статической ха| лнент передачи амплитудных диодных дет эквивалентное затухания контуров ЧД; а *>х отнвлением предыдущего каскада; — емк п 1ки — выходная активная проводим
Параметры to X О К вч П с м о 5ЧД max Пм 5ЧД При 5ЧД max» Е частоты, соо Кд — КОЭффИ! минимальное ходным сопр тота настро!
431
$чдт = 5чд max Купт потребуется УПТ с минимальным коэффи-
циентом усиления 7(упт. При этом необходимо проверить, обеспе-.
чиваются ли требуемые полосы удержания и схватывания, которые
должны быть не меньше удвоенной начальной расстройки Пу
> Псх > 2Л/вач. Расчет системы АПЧ при использовании ЧД
с максимальной крутизной выполняется в следующем порядке.
Для частотного детектора выбираются те же транзисторы (вы-
сокочастотные и сверхвысокочастотные), что н для УПЧ приемни-
ка. Максимальное значение амплитуды тока сигнала промежуточ-
ной частоты ограничено током насыщения /вае и равно
/к«0,5/вао. (11.18)
Выбрав для частртного
детектора транзистор, по
справочнику находят /вао и
g2№. В частотном детекторе
используются высокочастот-
ные диоды, как и в детекторе
приемного канала. Коэффи-
циент передачи диодного де-
тектора Кд зависит от сопро-
тивления нагрузки частотно-
го детектора /?вчд. кото-
рое для непрерывной систе-
мы АПЧ выбирается в преде-
лах /?нчд = 200 ... 500 кОм,
и от внутреннего сопротив-
ления Кщ диода, которое
как и проходную емкость
СакД находят по справочнику. При этом коэффициент передачи
Кд и входное сопротивление /?вх д детектора можно найти из гра-
фика, приведенного на рис. 11.8, или при Кичд/Кщ > 50—100
приближенно по формулам
Кд « cos (leo®^ ЗКщл/Кн чд),
/?вх д КнЧд/2.
(11.19)
(11.20)
Емкость контура выбирается не менее нескольких десятков пи-
кофарад. На меньшую ёмкость Ск заметно влияют емкости транзи-
сторов и монтажа, не обладающие достаточной стабильностью. Кро-
ме того, при выборе емкости контура необходимо руководствовать-
ся условием обеспечения устойчивости каскадов УПЧ, в качестве
нагрузки которых используются контуры ЧД.
Минимальное эквивалентное затухание контуров dB mln зависит
от собственного затухания контуров (d л; 0,02 ... 0,007) и затухд-
432
нйй, вносимых выходным сопротивлением транзистора (dBUX)
и входным сопоставлением детектора (d»,):
min — ^4" ^вых
входным сопротивлением детектора (dBX):
STT-(11,21)
Полосу схватывания АПЧ при максимальной крутизне ЧД опре-
деляем из табл. 11.1. Если рассчитанная полоса схватывания для
выбранного ЧД, обеспечивающего максимальную крутизну харак-
теристики, больше требуемой Псхз > Пех т, то определяют
максимальную крутизну статической характеристики ЧД по со-
ответствующим формулам табл. 11.1.
При выполнении условия $чдтах>3чдт в Чепи АПЧ не
применяют УПТ. Если 5чд т«м < Зчд т. то в Цепи АПЧ приме-
няют усилитель постоянного тока с минимальным коэффициентом
усиления
Купт mtn == <$ЧДт/<$ЧД шах« (11.22)
Однако рассчитанная таким образом полоса схватывания может
Оказаться меньше требуемой. Тогда частотный детектор проекти-
руют так, чтобы в нем реализовалась не максимальная крутизна
характеристики, а полоса частот между экстремумами (полоса про-
пускания) частотной характеристики, обеспечивающая требуемую
полосу схватывания. Эго достигается расширением полосы про-
пускания между экстремумами. Полосы частот между экстремумами
(П,,), при которых обеспечиваются требуемые полосы схватывания,
для первых двух ЧД можно оценить по формулам табл. 11.1.
г Для ЧД на расстроенных контурах с последовательным резо-
нансом полоса схватывания зависит только от свойств (§г2э и /к)
''‘Транзистора, к которому подключены контуры ЧД. Поэтому в нем
|’?йе удается менять полосу схватывания, изменяя полосу частот
между экстремумами характеристики.
•6 Для частотных детекторов, у которых требуемая полоса схваты-
вания зависит от полосы частот между экстремумами Пм, крутизна
характеристики будет определяться эквивалентным затуханием
= Пм//Чд. (11.23)
При этом следует помнить, что для частотного детектора с двумя
связанными контурами параметр связи между ними выбирается
равным единице
S
г
J* ₽ = V4=1. (И.24)
4 А так как практически трудно реализовать ^св > 0,1... 0,2,
f . то затухание контуров
: dB — g8 в/2л/чдСв<0,1...0,2. (11.25)
Требуемое затухание можно обеспечить, либо выбирая емкость кон-
тура Ск, либо вводя дополнительный шунт, от величины которого
зависит эквивалентная проводимость контура g3 „.
433
Рассчитанные значения эквивалентных затуханий d* контуров
позволяют определить крутизну характеристик частотных детек-
торов Зчд-
Коэффициент усиления УПТ Купт рассчитывается по формуле
Лупт — 5чдт/5чд. (11.26)
Напряжение сигналов промежуточной частоты на базах тран-
зисторов, к которым подключены контура,
УбЭ — /к/| У218 |>
(11.27)
где УМ8— прямая проводимость транзистора в схеме с ОЭ.
Если Uss > t/n вх. то перед частотным детектором используется
дополнительный УПЧ, с минимальным коэффициентом усиления
Купи р = (/бэ/t/о вх- (П-28)
Для стабилизации крутизны статической характеристики ЧД
при изменении уровня входного сигнала в его транзисторах исполь-
зуется режим ограничения, для обеспечения которого коэффициент
усиления УПЧ следует выбирать в 2—3 раза больше расчетного:
Купч = (2—3) Купч р • Чтобы частотная характеристика УПЧ
заметно не влияла на полосу схватывания, полосу пропускания
УПЧ выбирают не меньше требуемой полосы схватывания, т. е.
Пупч > Псх т. Выбранная полоса пропускания Пупч и требуемое
значение коэффициента усиления Купч являются исходными для
расчета УПЧ АПЧ. Методика расчета УПЧ приведена в гл. 5.
Тип фильтра и постоянные времени его звеньев выбирают так,
чтобы длительность переходного процесса не превышала заданной
величины ty4, флюктуации промежуточной частоты были меньше
допустимых Д/ш и при выбранных параметрах в системе АПЧ вы-
полнялись условия устойчивости (с учетом необходимого запаса
устойчивости). Если начальная расстройка Д/нач не превышает
пределов линейных участков характеристики частотного детекто-
ра (приближенно Д/Нач < 0,5Пм) и регулятора частоты гетеродина,
то максимально возможную величину постоянной времени ФНЧ,
выполненного в виде однозвенной интегрирующей 7?С-цепи, можно
определить по формуле
Тф max С ty,Q/lg 10 (Q - 1). ’ (11.29)
При больших начальных расстройках, попадающих за экстре-
мумы характеристики ЧД,
(11.30)
434
Если в системе АПЧ используются безынерционные регулятор
частоты и измерительный элемент, а инерционными свойствами об-
ладает только ФНЧ, то система АПЧ, содержащая однозвенную и
даже двухзвенную интегрирующие 7?С-цепи, устойчива при любом
коэффициенте Q. Однако при ограниченной полосе пропускания
контуров УПЧ и ЧД в них имеет место запаздывание сигнала, кото-
рое отрицательно сказывается на устойчивости работы АПЧ. Ми-
нимально допустимое значение постоянной времени интегрирующей
/?С-цепи, при которой обеспечивается устойчивая работа АПЧ,
с учетом времени запаздывания т3 уот в контурах УПЧ и ЧД рав-
но
Тф mini 2 (Q — 1) та уст/л. (11.31)
Рис. 11.9. Графики для расчета
уст в УПЧ:
/ - одиночные контуры, настроенные
на одну частоту; 3 — одиночные по*
парно-расстроенные контура при кри-
тической расстройке; 3 — одиночные
контура, настроенные на три частоты
при критической расстройке: 4 — пары
связанных контуров при критической
связи.
Минимальное значение постоянной времени ФНЧ, при которой
обеспечивается расширение спектра гетеродина при воздействии
шумов не больше допустимого значения по отношению к полосе
пропускания УПЧ, равно
; 4лу^-1)ПУпчР02” ( 1
; где Ро — од|ш/Пупч — относительное расширение спектра гете-
/ родина, ад/ш — среднеквадратичное значение флюктуаций ча-
стоты гетеродина. Большая из величин тф mInl и тф mtaa являет-
, ся расчетным значением минимальной постоянной времени RC-
цепи ФНЧ.
Время запаздывания т8 усТ обусловлено типом применяемых
контуров, их числом п и полосой пропускания УПЧ:

*8 УСТ = Ys/Пупч,
(11.33)
где уа — коэффициент , зависящий от типа и числа контуров и опре-
деляемый с помощью кривых, приведенных на рис. 11.9.
Если условия (11.29)— (11.32) окажутся несовместимыми, т. е.
’ф min > тф шах - то можно в ФНЧ выбрать постоянную времени
435
Тф max. а для обеспечения устойчивости системы АПЧ при такой
постоянной времени ФНЧ расширить, если это возможно, полосу
пропускания УПЧ так, чтобы обеспечить малую величину времени
запаздывания
Т8 уот *“ ЯТф (Q — 1), (11.34)
Такое время запаздывания можно получить, если вместо полосы
пропускания Пупч выбрать полосу пропускания, обеспечивающую
малую т8 увт, из условия
П8 > уа/т8 уот. (11.35)
При этом расчет УПЧ необходимо произвести заново, введя в
него новую полосу пропускания Па. При больших начальных рас-
стройках Д/Вач расчетные параметры могут оказаться нереализуе-
мыми. В этом случае в системе АПЧ применяют «поиск> сигнала.
Особенности построения и проектирования импульсных
частотных систем АПЧ
Импульсные частотные системы АПЧ используются для подстрой-
ки частоты непрерывных колебаний гетеродина импульсного прием-
ника по несущей частоте импульсных сигналов. Различают импульс-
ные частотные системы АПЧ инерционные и быстродействующие
(БАПЧ). В первых сигнал рассогласования на выходе частотного
детектора вырабатывается в результате действия каждого импуль-
са, однако частота гетеродина подстраивается постепенно в тече-
ние нескольких периодов Тп импульсных сигналов. В таких систе-
мах используются ФНЧ с большой постоянной времени тф 7
поэтому по своим статическим и динамическим характеристикам
они близки к системам непрерывного действия.
Во вторых отклонение промежуточной частоты в начале импульс-
ного сигнала от номинального значения уменьшается в течение
действия импульса длительностью т, так что к моменту его оконча-
ния переходные процессы в системе затухают и производится запоми-
нание установившегося к концу импульса значения частоты гете-
родина на весь период Та, Работа БАПЧ в течение импульса ана-
логична работе непрерывной системы АПЧ. Системы БАПЧ рас-
смотрены в работе [41.
Если при проектировании импульсной системы АПЧ можно
выбрать полосу пропускания УПЧ АПЧ Пупч и контуров частот-
ного детектора Пм во много раз больше ширины спектра импульс-
ного сигнала (практически достаточно, чтобы Пупч > (5 ... 10)/г,
ПМв > 10)/т), а постоянную времени ФНЧ такую, чтобы дли-
тельность переходного процесса составляла несколько периодов
повторения импульсных сигналов (/уч > 10Тп), то расчет импульс-
ной системы А11Ч практически ничем не отличается от расчета не-
прерывной системы АПЧ. Кроме того, если выбрать постоянные
времени цепей нагрузок ЧД значительно больше периода Та, то
436
этот детектор работает и как частотный, и как пиковый. При
этом структура импульсной системы АПЧ ничем не отличается or
структуры непрерывной системы АПЧ.
Однако такой способ выделения регулирующего напряжения
малоэффективен из-за малого коэффициента передачи ЧД. Чаще
всего регулирующее напряжение формируют дополнительным пи-
ковым детектором, включенным между ЧД и ФНЧ. При этом
на выходе ЧД выделяют видеоимпульсы, амплитуда которых про-
порциональна отклонению промежуточной частоты импульсов от
номинального значения, а полярность их определяет направление
отклонения. Перед пиковым детектором можно установить видео-
усилитель. При этом результирующую крутизну статической ха-
рактеристики ЧД можно получить, умножив 8чд на коэффициент
передачи всех выходных каскадов АПЧ (Квых), стоящих после ЧД:
8чдг = ЗчдКвых- (11.36а)
Расчет импульсной частотной системы АПЧ имеет ряд особен-
ностей. При расчете параметров ЧД импульсной системы АПЧ не-
обходимо полосу частот между экстремумами характеристики ча-
стотного детектора выбирать из условия
Пм > Пми >(2 ... 5)/т (11.366)
для исключения ложных нулей в характеристике частотного детек-
тора при сравнительно больших расстройках Д/нач > 77 т [2]
Емкость нагрузки' Св чд частотного детектора складывается
из входной емкости видеоусилителя Свх Ву. емкости монтажа (См),
дополнительной емкости (Споп). включенной параллельно сопро-
тивлению нагрузки ЧД:
С в чд = Свх ву + См + Сдоп. (11.37)
Расчетное значение емкости Свчд должно удовлетворять усло-
виям
J Св чд > Свх ву + См, СвЧд>(5... 10) Сакд, (И-38)
Свчд (0.03 ... 0,06)//чд Ri д.
Для расчета сопроти вления нагрузки частотного детектора RH Чд
задаются допустимой длительностью среза импульса
тс С (0,1 ... 0,5) т. (11.39)
При этом RB чд С тс/2,ЗСвчд. (11.40)
Для пиковых детекторов систем АПЧ выбирают диоды с малым
прямым внутренним (/?( д) и с большим обратным (/?обр) сопротив-
лениями. Сопротивление нагрузки пикового детектора 7?н Пд для
обеспечения коэффициента передачи, близкого к единице, выбира-
ют сравнительно большим (/?н пд = 0,5 ... 2 МОм). При этом не-
обходимо учитывать. что оно шунтируется обратным сопротивлением
диода, и поэтому полное сопротивление нагрузки равно
437
R> — ЯобЛвюЖбр Renn)- (11 41а)
Полное выходное сопротивление каскада видеоусилителя
/?ВЫ1 ву. к которому подключается пиковый детектор, определяет-
ся внутренним сопротивлением Rt ву и нагрузкой Ra ву:
^ВЫ1 ву e ву Яв.у/(Я|ву+Явву). (11416)
Коэффициент передачи пикового детектора
Кпя = (1 + Тп^вых „W1- (1 1.41b)
Емкость пикового детектора выбирается из условия обеспе-
чения максимального коэффициента передачи и малых пульсаций
выходного напряжения:
Спя > 6TO//?S. (11.42)
Максимальное значение постоянной времени ФНЧ импульсной
системы АПЧ выбирается из условия обеспечения заданной длитель-
ности переходного процесса:
,пах 1в [Ю(Q-I)]’’ [(1 U3a)
Минимальное значение постоянной времени ФНЧ импульсной
системы АПЧ выбирается из условия обеспечения устойчивости
системы АПЧ
тФ ш1п > т (Q - 1). (11.436)
Выбор и расчет элементов системы АПЧ
Проектирование системы АПЧ заканчивается выбором и расче-
том элементов и каскадов цепи АПЧ на основе заданных по ТЗ
и рассчитанных параметров. Смеситель и усилитель промежуточ-
ной частоты АПЧ проектируются так же, как смеситель и УПЧ
приемного канала. Исходными данными для расчета являются
выбранные значения коэффициента усиления Купч и полосы про-
пускания Пупч.
В качестве ЧД можно использовать один из вариантов частот-
ных детекторов, расчет которых приведен в гл. 9, с учетом особен-
ностей в расчете, приведенных в данном параграфе. Исходными
данными для расчета частотного детектора являются заданная ча-
стота его настройки (переходная частота), крутизна статической
характеристики Зчд и полоса пропускания Пм. Часто нагрузка
детектора вместе с шунтирующей емкостью могут формировать рас-
четное значение постоянной времени тф. Кроме того, постоянную
времени можно реализовать с помощью интегрирующей /?С-цепи,
имеющей расчетное значение постоянной времени (/?ФСФ = тф).
Для исключения шунтирующего действия последующих цепей
после ЧД и ФНЧ, как правило, используются эмиттерные повтори-
тели. УПТ применяют в том случае, когда не удается создать доста-
438
точного усиления в цепях переменного тока (УПЧ, ЧД, ВУ) для
обеспечения требуемого значения крутизны частотного детектора.
При проектировании УПТ необходимо обеспечить не только задан-
ный коэффициент усиления, но и требуемые пределы изменения его
выходного напряжения (7р1 и [/р2 [ГО, 11]. Опорное напряжение
создается с помощью специального источника питания, в цепях
АПЧ предусматриваются цепи регулировки этого напряжения
для установки исходного режима работы гетеродина.
Рассчитав параметры цепи АПЧ на основе исходных данных
и требований ТЗ, можно, сравнивая параметры микросхем с требуе-
мыми, выбрать подходящие ИС для групп каскадов или для отдель-
ных каскадов.
Пример 11.1. Требуется рассчитать систему АПЧ, входящую
в состав супергетеродинного приемного устройства самолетного
импульсного метеолокатора, выполненного с применением инте-
гральных микросхем:
Исходные данные: номинальная частота принимаемых сигналов
[пс = 9375 МГц; среднеквадратичное значение изменения частоты
принимаемых сигналов од/с — 5 МГц; промежуточная частота
fa — 30 МГц; допустимая остаточная ошибка системы АПЧ А/о
С 0,35 МГц; максимальное допустимое значение длительности пе-
реходного процесса /учС 0,1 с; длительность импульсов т = 1 мкс;
период повторения импульсов Tn = 1 мс.
В приемном устройстве применен твердотельный гетеродин на
диоде Ганна, имеющий крутизну статической характеристики регу-
лятора частоты гетеродина $рч = 10 МГц/B, диапазон электрон-
ной перестройки частоты 2А/Г 60 МГц, диапазон изменения управ-
ляющего напряжения А[/упр = 6 В, опорное напряжение Uo — 5 В.
Среднеквадратичное значение изменения частоты гетеродина оД/г =
= 5 МГц.
Так как приемник и передатчик совмещены, в канале АПЧ при-
менен отдельный смеситель. Сигнал промежуточной частоты на
выходе смесителя АПЧ имеет амплитуду Ua вх = 0,3 В.
Расчет
1. Максимальная начальная расстройка определяется неста-
бильностью частот сигнала и гетеродина (11.15):
Д/нач = 1.5 /(± 5)2 + (± 5)2 « 10 МГц.
Начальная расстройка не превышает возможные пределы элек-
тронной перестройки частоты гетеродина А/нач = 10 МГц < 2А/Г =
= 60 МГц.
2. Требуемый коэффициент подстраивающего действия системы
АПЧ равен (11.16) QT = 10/0,35 = 29.
3. Для того чтобы реализовать требуемый коэффициент под-
страивающего действия, крутизна статической характеристики ча-
стотного детектора должна быть равна (11.17) Зчд т = (29 — 1)/10—
= 2,8 В/МГц.
439
4. В системе АПЧ используем частотный детектор на расстроен-
ных контурах с последовательным резонансом. Его подключаем
к каскаду УПЧ, выполненному на интегральной микросхеме
К2УС243 (универсальный усилитель), имеющей выходную прово-
димость g223 = 0,2 • 10-8 См, ток насыщения транзистора /нас =
«= 8 мА. Максимальное значение амплитуды тока сигнала проме-
жуточной частоты равно (11 18) /к = 4 мА.
5. В частотном детекторе используем диоды Д2Е, имеющие
внутреннее сопротивление Rt д = 200 Ом и проходную емкость
СакД= 1 ПФ.
6. Выбираем емкость нагрузки частотного детектора из условий
(11.38)
Св чд > 3 + 3 = 6 пФ, Св чд 5 ... 10 пФ.
z, . 0,03 ...0,06
С/ц ЧД '"« । - । as
30-10»- 200
5... 10 пФ.
Всем трем условиям удовлетворяет емкость СвЧд = 10 пФ.
7. Выбираем длительность среза импульса в соответствии с
формулой (11.39) тс = 0,5 мкс. Тогда сопротивление нагрузки равно
(11.40)
Rn чд <
0.5-10-!1
2,3 • 10- 10-«
= 21,7 кОм.
Выбираем сопротивление нагрузки 7?кчд 21 кОм.
Величина /?вчд/Я/д = 21 • КЯ/200 = 105. При этом из гра-
фика рис. 11.8 Кд = 0,83, Явж = 70Я1Д = 70 • 200 = 14 кОм.
8. Выбираем емкость контуров частотного детектора Ск =
= 10 пФ. Минимальное эквивалентное затухание контуров частот-
ного детектора, переходная частота которого совпадает с промежу-
точной частотой /чд — fa, равно (11.21)
1
dB = 0.01 +
ЭШ1П . -к 2-3,14-30-10«-10-10-12
х(—4- —5— ^=0,01 + 0,106 + 0,038 = 0,154.
\ 5-103 14-103/ ’ ’ ’
9. Частоты настроек контуров частотного детектора равны
(табл. 11.1)
/ 0,154 4 Г 1 \
/12 = 30 {1 ±-------д/ —----------1--------) = 30(1 ± 0,185) МГц,
'1,2 \ 2 у (0,01+0,038)-0,106/ v ’ 1 ’
отсюда Д = 24,5 МГц, /2 = 35,5 МГц.
10. Полоса частот между экстремумами частотного детектора
равна (табл. 11.1)
Пм =0,154 -30
___________1__________
(0,01 + 0,038) 0,106
= 11
МГц.
440
Минимально допустимое значение полосы частот частотного
детектора (11.366)
пма =2...5 МГц.
ма 1-Ю-*
Следовательно, условие (11.366) выполнено
Пм = 11 МГц > Пми = 2 ... 5 МГц.
11. Полоса схватывания АПЧ при максимальной крутизне ста-
тической характеристики частотного детектора (табл. 11.1)Псх$ =>
= 2 • 10 • 4 • 10~8 • 5 • 10s • 0,83 = 330 МГц. Полоса схватыва-
ния больше удвоенной начальной расстройки 2А/на, = 20 МГцС
< Псх = 330 МГц.
12. Максимальная крутизна характеристики частотного детек-
тора (табл. 11.1)
с 0,64-4-10-8.0,83 1 ЕЛ в
А ЗО2-1012-10-10-1а-0,154 МГц
13. Чтобы последующие цепи не шунтировали нагрузку ЧД, на
его выход ставим эмиттерный повторитель, в качестве которого
используем микросхему К2УЭ182 (биполярный эмиттерный повто-
ритель) с коэффициентом передачи Кэп — 0,9. Учитывая, что уровни
сигналов на выходе ЧД велики, особенно на частотах настройки
контуров, видеоимпульсы после эмиттерного повторителя необхо-
димо усиливать в раздельных каналах. После пиковых детекторов
полученные регулирующие напряжения складываются для форми-
рования результирующей характеристики частотного детектора.
14. Применим параллельные пиковые детекторы. Выбираем
диоды типа Д2Е со следующими параметрами: = 200 Ом,
/?обр = 800 кОм и СакД = 1 пФ. Принимаем сопротивление на-
грузки детектора равным RH пд = 1 МОм. При этом полное сопро-
тивление нагрузки детекторов (11.41а)
п 800-103-10' 0,8-1012 ..г ~ !
fa =-----------=----------= 445 кОм.
800-103+10' 1,8-10'
15. В качестве видеоусилителей, к которым должны подсоеди-
няться пиковые детекторы, используем интегральные схемыК2УИ181
(импульсный усилитель на положительную полярность) и КУИ182
(импульсный усилитель на отрицательную полярность), имеющие
следующие основные параметры: Кву > 3, fa BJ & 100 Ом, дли-
тельность усиливаемых импульсов без навесных конденсаторов
т = 0,3—1,0 мкс, RH — 400 Ом.
Полное выходное сопротивление видеоусилителей (11.416)
Явых ву = 100'4°°- = 80 Ом.
вЫхву 100-1-400
441
16. Коэффициенты передачи пиковых детекторов (11.41в)
Кпя = (1 + 10Э-~ - 1 = 0,85.
пя \ I • 445.10» )
Емкость пикового детектора определяем из условия (11.42)
спд>~- И200 пФ.
пд 445 • 103
Выбираем Спя = 0,012 мкФ.
17. Чтобы исключить шунтирование нагрузок пиковых детек-
торов входным сопротивлением цепей управления гетеродином,
Рис. 11.10. Принципиальная схема частотной АПЧ приемника импульсных
сигналов.
после пикового детектора установим истоковый повторитель на
полевом транзисторе КП102Л, с коэффициентом передачи Кип = 0,9.
18. Результирующая крутизна статической характеристики ча-
стотного детектора (11.36а) 5чдх = 1,54 • 0,9 • 3 • 0,85 • 0,9 =
= 3,2 B/МГц. Так как 5чдх>5чдт, то дополнительного УПТ
в цепи АПЧ не требуется.
19. Постоянную времени интегрирующей цепи ФНЧ выбираем
из условий (11.43)
ъ„„<<0.1 -0.001) = 0,0185 с,
ТФ mtn > 1°~* (29 — 1) = 28 мкс.
Этим двум условиям удовлетворяет величина тф = 0,018 с.
Выбираем сопротивление фильтра /?ф = 100 кОм. Тогда емкость
фильтра Сф = 0,018/10® = 0,18 мкФ.
Принципиальная схема рассчитанной системы АПЧ приведена на
рис. 11.10.
442
11.3. РАСЧЕТ НЕПРЕРЫВНЫХ СИСТЕМ ФАЗОВЫХ
АВТОМАТИЧЕСКИХ ПОДСТРОЕК ЧАСТОТЫ
Принцип действия и основные параметры
Особенность системы фазовой автоматической подстройки ча-
стоты гетеродина (ФАПЧ) заключается в использовании в ее из-
мерительном элементе фазового детектора (ФД), в котором срав-
ниваются колебания стабилизируемого гетеродина fr и генератора
эталонной частоты (ГЭЧ) /э или сигнала промежуточной частоты /ц
и напряжения ГЭЧ (рис. 11.2). Остальные элементы ФАПЧ, т. е.
стабилизируемый гетеродин (Г), регулятор частоты (РЧ), фильтр
нижних частот (ФНЧ), усилитель промежуточной частоты (УПЧ),
усилитель постоянного тока (УПТ) и смеситель (С) такие же, как
в системе АПЧ.
В ФАПЧ обеспечивается постоянство разности фаз и, следова-
тельно, равенство частот двух колебаний (/г = f3 или fa — fa)-
Для схемы на рис. 11.1 в установившемся режиме fr — f3, а для
схемы на рис. 11.2 fп = f3. Если эти условия не выполняются и
указанные частоты отличаются друг от друга на постоянную ве-
личину А/, то в рассматриваемый момент времени t разность фаз <р
между ними будет равна <р = 2л (/Р — /э) t 4- Фо — 2n^ft + ф0,
где ф0 — начальная разность фаз.
После фазового детектора в системе ФАПЧ включен фильтр
нижних частот (ФНЧ), на выходе которого выделяются низкочастот-
ные составляющие продетектированного сигнала. Если коэффициент
передачи фильтра в полосе пропускания принять равным единице,
то регулирующее напряжение на выходе фильтра 1/р будет зависеть
от текущего сдвига фаз между колебаниями
1/р= 1/Шах/(ф), (И-44)
где (/тах — максимальное выходное напряжение ФД; / (ф) —
нормированная статическая характеристика ФД.
Напряжение Up используется в схемах ФАПЧ для подстройки
частоты гетеродина при помощи регулятора частоты. При этом ча-
стота стабилизируемого гетеродина изменяется по тому же закону,
что и регулирующее напряжение С/р. Следовательно, изменение
частоты fr в данном случае будет определяться изменением сдвига
фаз между колебаниями генератора эталонной частоты и стабили-
зируемого гетеродина или сигнала промежуточной частоты.
Многие характеристики и параметры, используемые при расчете
частотной системы АПЧ, применяются и при расчете системы
ФАПЧ: статические характеристики регулятора частоты (11.1) и
измерительного элемента (11.5), крутизна статической характери-
стики регулятора частоты (11.4), начальная расстройка (11.7),
полосы схватывания и удержания, время установления переход-
ного процесса и др. Однако расчет этих характеристик и параме-
тров имеет свою специфику. Статической характеристикой фазового
443
детектора называется зависимость (11.44) выходного напряжения
фазового детектора от разности фаз сигнала и колебаний генератора
эталонной частоты в установившемся режиме. Время установле-
ния переходного процесса 1уч определяется в ФАПЧ как интервал
времени, в течение которого заданная величина начальной расстрой-
ки Л/нач уменьшается до заданной величины Л/к в конце этого ин-
тервала.
В начальный момент в системе ФАПЧ на выходе фазового детек-
тора образуется переменное напряжение разностной частоты, кото-
рое должно быть передано на регулятор частоты гетеродина. По-
этому полоса схватывания (Псх) ФАПЧ зависит от полосы пропус-
кания (постоянной времени) ФНЧ. Величина максимально возмож-
ного в данной системе ФАПЧ изменения частоты стабилизируемого
гетеродина равна полосе удержания (Пу)
Пу = SP4L7mai. (11.45)
Если для ФАПЧ используется в качестве ФНЧ интегрирующая
А’С-цепь с малой постоянной времени (тф), то при выполнении
условия
16$р,[/тахТф< 1, (11.46)
полоса схватывания равна полосе удержания Псх = Пу 13]. Для
обеспечения помехозащищенности и устойчивости системы ФАПЧ
постоянную времени ФНЧ необходимо выбирать большой, и если
при этом 165рЧ(/шахТф > 1, то ПСХ<ПУ 131.
По точности система АПЧ уступает ФАПЧ, в которой ошибка
по частоте в установившемся режиме равна нулю. Но в системе
АПЧ, не уменьшая полосы схватывания, можно выбирать постоян-
ную времени ФНЧ большой величины, что повышает ее устойчивость
и помехозащищенность. Возможность получения более широкой по-
лосы схватывания и лучшая устойчивость являются преимущест-
вами системы частотной АПЧ.
Таким образом, в зависимости от того, какой критерий качества
(точность или полоса схватывания) является определяющим для
подстройки частоты гетеродина, выбирают частотную или фазовую
систему АПЧ.
В технических заданиях на проектирование непрерывной систе-
мы ФАПЧ предъявляются те же требования, что и для частотной
системы АПЧ, за исключением установившегося значения оста-
точной ошибки, которое для системы ФАПЧ равно нулю. Для
расчета ФАПЧ используются те же исходные данные, что и для рас-
чета АПЧ.
Расчет параметров непрерывной системы ФАПЧ
Методика расчета приводится для непрерывной системы ФАПЧ
гетеродина супергетеродинного приемника, структурная схема
которого приведена на рис. 11.2. Эту методику легко распростра-
444
нить и на другие случаи, учтя особенности рассчитываемых сис-
тем. Величина начальной расстройки Д/Нач определяется по форму-
лам (11.13) — (11.15). У выбранного гетеродина диапазон электрон-
ной регулировки частоты 2Д/Г должен перекрывать поле возможных
начальных расстроек
2Д/г>2Д/вач. (11.47)
Чтобы в системе ФАПЧ обеспечивался захват сигнала при всех
изменениях его несущей частоты и частоты гетеродина, требуемое
значение полосы схватывания должно перекрывать поле возможных
начальных расстроек
ПСхт > 2Д/нач- (11.48)
Так как полоса схватыва-
ния системы ФАПЧ тем боль-
ше, чем больше ее полоса удер-
жания, то для обеспечения
большей полосы схватывания
необходимо выбрать возможно
большим максимальное значе-
ние регулирующего напряжения
Uр шах. от которого зависит
полоса удержания (11.45). Це-
лесообразно выбрать это иапря-
жение равным половине изме-
• нения управляющего напряже- Рис. 11.11. Схема балансного ФД.
; ния гетеродина Д(/упр:
| UV max = Д^пр/2- <11Л9)
{При этом полоса удержания рассчитывается по формуле (11.45).
г Регулирующее напряжение формируется фазовым детектором.
| Для системы ФАПЧ могут быть выбраны различные фазовые детек-
торы, расчёт которых приведен в гл. 9. По приведенной методике
'[ можно рассчитать выбранный фазовый детектор и определить его
i максимальное выходное напряжение Если в качестве фазово-
го детектора системы ФАПЧ выбрать балансный фазовый детектор
I (рис. 11.11), то целесообразно его использовать в таком режиме,
I при котором его выходное напряжение мало зависит от амплитуды
’ сигнала, для того чтобы стабилизировать характеристику системы
• ФАПЧ при изменении уровня сигнала. Для этого значение ампли-
: туды сигнала на входе ФД (Uc) выбирается порядка нескольких
| вольт
S 1/с=1... 5 В, (11.50)
а амплитуда сигнала генератора эталонной частоты (LQ намного
меньше Uo, т. е. Uo UB. Практически достаточно, чтобы
U, = 1/с/(3 ... 5).
(11.51)
445
Заданная номинальная промежуточная частота /п, которая равна
частоте ГЭЧ (/п = /а)> и требуемый уровень напряжения UB служат
исходными данными для выбора принципиальной схемы и расчета
ГЭЧ, в качестве которого можно использовать транзисторный квар-
цевый генератор HOJ.
Для выбранного фазового детектора при выполнении условия
(11.51) статическая характеристика фазового детектора описывается
зависимостью
17р = Клиа cos <р.
(11.52)
Коэффициент передачи амплитудных диодных детекторов (Кд)
рассчитывается так же, как для частотных детекторов (11.19). Отсю*
да максимальное выходное напряжение фазового детектора равно
Umax — Кд U9.
(11.53)
Если Up Шах < Umax, то в цепи системы ФАПЧ не применяет-
ся УПТ, а режим ФД меняется так, чтобы (7тах = Up тах. При
Up max > Umax коэффициент усиления УПТ должен быть равен
КуПТ — Up ma^Umax’
(11.54)
При этом необходимо проектировать УПТ так, чтобы он работал
в линейном режиме при изменении регулирующего напряжения
ОТ Up max ДО Ч" Up max [10).
Смеситель (С) системы ФАПЧ выбирается при проектировании
канала приема. УПЧ, входящий в состав системы ФАПЧ, рассчи-
тывается так, чтобы полоса пропускания его была не меньше поло-
сы схватывания (Пупч > Псх), а коэффициент усиления его дол-
жен выбираться из условия
Купч UJUп вх*
(11.55)
Параметры Купч и Пупч служат исходными данными для расче-
та УПЧ (гл. 5).
Постоянная времени ФНЧ выбирается из нескольких условий:
заданного времени установления переходного процесса, заданной
полосы схватывания и устойчивости системы ФАПЧ. Если постоян-
ную времени интегрирующей ЯС-цепи ФНЧ выбрать из условия
тф < (165рч(/р
max) \
(11.56)
то полоса схватывания равна полосе удержания Псх = Пу.
Время установления при этом не зависит от постоянной времени
ЯС-цепи ФНЧ
Если расчетное значение /уч меньше заданного по ТЗ, то опре-
деляется допустимое максимальное значение времени запаздывания
446
сигнала в УПЧ (та шах), при котором обеспечивается устойчивость
системы ФАПЧ
„ arcctg Ko,5(Vl + (8SP4 t/p тах Тф)2— 1)
max 1ф - _ _ _ - _ —---
V0,5 (У1 + (8Sp, i/р тах Тф)2 - I)
(11.58)
Для спроектированного УПЧ с помощью графика рис. 11.9
определяется время запаздывания (т3). Если та < т3 тах, то систе-
ма ФАПЧ устойчива. При та > т3 тах полосу пропускания УПЧ
расширяют так, чтобы время запаздывания в УПЧ было равно
Тз шах
Пупч з Тз^з max*
При этом производится вновь
расчет УПЧ с полосой пропу-
скания Пупч з-
При такой методике выбора
постоянной времени ФНЧ в си-
стеме ФАПЧ получается малое
время установления переходно-
го процесса /уч и большая по-
лоса схватывания, равная Псх=
= Пу, так как постоянная време-
ни Тф получается сравнитель-
но небольшой. Однако постоян-
ная времени может оказаться
настолько малой, что она ста-
нет соизмерима с постоянными
времени других цепей системы
ФАПЧ: фазового детектора,
(11.59)
Рис. 11.12. График для расчета Тф
ФАПЧ.
регулятора частоты гетеродина
и др. Система ФАПЧ в этом случае будет неустойчивой или будет
иметь малый запас устойчивости.
Поэтому целесообразно полосу удержания системы ФАПЧ, как
и прежде, предусмотреть настолько большой, чтобы она ограничи-
валась предельно возможным значением выбранного напряжения
Uv max Ш-49).
. Полосу схватывания необходимо выбрать равной удвоенной ве-
личине начальной расстройки
ПСХ = 2А/Вач, (И.60)
а постоянную времени ФНЧ выбрать так, чтобы она определяла^не-
обходимую полосу схватывания, равную начальной расстройке.
Для этого, вычислив отношение полос схватывания и удержания,
по графику рис. 11.12 находим величину х0 и по ней определяем
постоянную времени
Тф = 4/16$рч</р max* (11.61)
447
При Псх/Пу < 0,5 постоянную времени фильтра можно рассчи-
тать следующим образом:
тф = 0,215Пу/Щх. (11.62)
В этом случае время установления переходного процесса в си-
стеме ФАПЧ
^учз ~ 2тф.1п (Д/нач/Д/к), (11.63)
Если /уч2 < /уч, то проверяем устойчивость системы ФАПЧ так
же, как и для первого случая, по формулам (11.58) и (11.59). Если
не удается в системе ФАПЧ реализовать заданные параметры
(/уч2 > ^уч). то необходимо в ней применить поиск сигнала по
частоте для того, чтобы уменьшить требуемую полосу схватывания.
Заданные по ТЗ и рассчитанные параметры системы ФАПЧ поз-
воляют выбрать принципиальную схему и рассчитать основные эле-
менты цепи ФАПЧ. Методика проектирования этих элементов та-
кая же, как и для частотной системы АПЧ.
11.4. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ НЕКОТОРЫХ
РАЗНОВИДНОСТЕЙ СИСТЕМ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКИ
ЧАСТОТЫ ГЕТЕРОДИНА
При проектировании систем АПЧ требования, предъявляемые
к отдельным их характеристикам и параметрам, могут оказаться
противоречивыми. Так, например, для повышения точности частот-
ной системы АПЧ требуется увеличить крутизну статической ха-
рактеристики ЧД, для чего следует уменьшить полосу частот между
экстремумами характеристики, а это, в свою очередь, приводит
к сужению полосы схватывания. Время установления переходного
процесса можно сократить, уменьшая постоянную времени тф ФНЧ
или увеличивая коэффициент подстраивающего действия Q, но при
этом ухудшается устойчивость системы АПЧ. В системе ФАПЧ
для увеличения полосы схватывания следует уменьшать постоянную
времени Тф, а это снижает устойчивость системы. Для обеспечения
высокой точности и широкой полосы схватывания применяют ком-
бинированные системы АПЧ 131:
— с параллельными широкополосной и узкополосной цепями
выделения сигнала ошибки в ИЭ;
— с широкополосным ЧД, управляемым дополнительной узко-
полосной внутренней системой АПЧ;
— с параллельной работой двух регуляторов частоты гетеро-
дина;
— с устройством поиска сигнала.
В первой системе АПЧ широкополосная цепь обеспечивает тре-
буемую полосу схватывания, а узкополосная — позволяет полу-
чать необходимую точность. В широкополосной цепи ИЭ исполь-
зуется, как правило, широкополосный частотный детектор (1ДЧД),
и эта часть системы работает как частотная система АПЧ
448
(рис. 11.13, а); в узкополосной цепи ИЭ можно применить узко-
полосный частотный детектор (УЧД) или фазовый детектор. Во вто-
ром случае узкополосная часть системы работает как ФАПЧ
(рис. 11.13, в).
В этой системе выход ШЧД включен последовательно с УЧД
и ФД и суммарный сигнал ошибки поступает на вход общего РЧ
гетеродина. Перед УЧД можно применить дополнительное преоб-
разование частоты (рис. 11.13, а). Вторая промежуточная частота
выбирается примерно на порядок меньше первой для того, чтобы
можно было увеличить крутизну характеристики УЧД. Из суммар-
Рис. 11.13. Структурные схемы АПЧ гетеродина с параллельными широкопо-
лосным и узкополосным ЧД (а) с широкополосным ЧД, управляемым допол-
нительной внутренней частотной системой АПЧ (6), с параллельными широ-
кополосным ЧД и ФД (в), с широкополосным ЧД, управляемым дополни-
тельной внутренней ФАПЧ (г).
ной статической характеристики обоих частотных детекторов
(рис. 11,14) следует, что большая полоса схватывания обеспечива-
ется ШЧД, а высокая точность — за счет высокой крутизны на-
чального участка УЧД. Поэтому при проектировании параметры
ШЧД выбирают так, чтобы обеспечить заданную полосу схватыва-
ния, а УЧД и ФД — так, чтобы обеспечить заданную точность.
Для системы АПЧ с УЧД результирующий коэффициент под-
страивающего действия равен
Q = 1 + 5рч (5учд + 5ШЧД). (11.64)
Для обеспечения эффективной работы системы с ФД внутренняя
ФАПЧ должна обладать широкой полосой удержания (Пу = 2А/нач).
Во второй системе АПЧ (рис. 11.13,6) дополнительная узко-
полосная внутренняя система автоподстройки используется для
. автоматического управления переходной частотой ШЧД, для чего
управляющий элемент УЭ подключен к контурам ШЧД. Полоса
схватывания внутренней системы автоматической подстройки долж-
449
Ж.
на быть несколько больше частотной ошибки широкополосной АПЧ.
Коэффициент подстраивающего действия системы с частотной вну-
тренней автоподстройкой равен произведению коэффициентов под-
страивающего действия широкополосной (QJ и внутренней узко-
полосной (Q2) систем
Рис. 11.14. Статические частотные характеристики широкополосного (/) и уз-
кополосного (2) ЧД, а также нх суммарная характеристика (3).
Поэтому при использовании второй системы АПЧ по сравнению с
первой удается получить существенный выигрыш по точности. Прак-
тически можно получить Qi — ЮОО и Q2 = 100, т. е. общий ко-
эффициент подстраивающего действия Q = 105, При таком боль-
шом значении Q вторая систе-
ма АПЧ по точности прибли-
жается к системе ФАПЧ.
Точность системы с фазовой
внутренней автоподстройкой
совпадает с точностью ФАПЧ.
Правда, при этом полоса схва-
тывания и удержания системы
ФАПЧ должны быть несколь-
ко больше величины остаточ-
Рис. 11.15. Система АПЧ с парал-
лельными регуляторами частоты ге-
теродина.
ной частотной ошибки широкополосной частотной системы АПЧ.
В третьей системе АПЧ (рис. 11.15) первый регулятор частоты
гетеродина может быть электронного типа, а второй — электроме-
ханического (электродвигатель). Эти регуляторы можно считать
параллельными, так как они подключены к общему частотному
детектору и воздействуют на один стабилизируемый гетеродин. Инер-
ционность первого регулятора частоты (электронного типа) должна
выбираться существенно меньше инерционности второго. Тогда за
счет действия первого регулятора частоты второй регулятор (элек-
тродвигатель) будет плавно изменять частоту гетеродина при
подходе к зоне устойчивого равновесия. При этом благодаря инте-
грирующему действию второго регулятора частоты удается компен-
сировать начальную расстройку Д/яач1 ДО величины, определяемой
450
зоной нечувствительности электродвигателя Д/нач2 и тем самым
улучшить точность системы, определяемую первым управляющим
элементом. В результате остаточная расстройка А/о2 = /начг/Qi
сильно уменьшается.
Система АПЧ с устройством поиска (рис. 11.16) позволяет обес-
печить захват сигнала при больших начальных расстройках. По-
исковое устройство (ПУ) принудительно изменяет частоту гетеро-
дина в широких пределах. При приближении стабилизируемой ча-
стоты к номинальному значению в первом случае поисковое устройст-
во отключается, а во втором— переводится в режим слежения. Во
Рис. 11.16. Системы АПЧ с поисковым устройством, включенным параллельно
(«) и последовательно (б) с основной цепью.
время поиска система АПЧ разомкнута, она включается только при
вхождении частоты в полосу схватывания, т. е. система АПЧ и
устройство поиска работают последовательно.
В системе АПЧ, реализованной по схеме на рис. 11.16, а, в ка-
честве ПУ можно использовать специальный генератор синусои-
дального или пилообразного напряжения, связанный с регулятором
частоты гетеродина. При вхождении частоты сигнала в полосу схва-
тывания на выходе УПЧ появляется сигнал, который с помощью
детектора детектируется и используется для остановки поиска.
В системе АПЧ, реализованной по схеме на рис. 11.16, б, поиск
может осуществляться, в частности, путем самовозбуждения УПТ,
входящего в систему АПЧ [4], положительной обратной связью.
Напряжение с выхода УПТ подается на РЧ и «качает» частоту ста-
билизирующего гетеродина.При попадании частоты сигнала в поло-
су схватывания УПТ оказывается охваченным отрицательной обрат-
ной связью через систему АПЧ. Если коэффициент отрицательной
обратной связи превысит коэффициент положительной обратной свя-
зи, то самовозбуждение УПТ прекратится. Для прекращения авто-
колебаний в УПТ из-за отрицательной обратной связи системы АПЧ
и приведения ее в состояние устойчивого равновесия необходимо
параметры цепи положительной обратной связи УПТ выбрать так,
чтобы он возбуждался на частоте поиска, равной [3]
Qn^KymQ/тф. (11.66)
451
I
В качестве генераторов пилообразного напряжения в УПТ чаще
всего используют ламповые или транзисторные фантостроны. Под-
робный расчет усилителей постоянного тока и генераторов пило-
образного напряжения приводится в работах ПО, 11, 121.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Радиоприемные устройства. Под ред. В; И. Сифорова. М., «Сов ра-
дио», 1974.
2. Капланов М. Р., Левин В. А. Автоматическая подстройка частоты.
М. — Л., Госэнергоиздат, 1962.
3. Каганов В. И. Системы автоматического регулирования в радиопере-
датчиках. М., «Связь», 1969.
4. Кривицкий Б. X. Автоматические системы радиотехнических уст-
ройств. М. — Л., Госэнергоиздат, 1962.
5. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., Грибин В. В. Коротковолновые ма-
гистральные радиоприемные устройства. М.» «Связь», 1974.
6. Чистяков Н. И. Декадные синтезаторы частот. М., «Связь», 1969.
7. Шахгильдян В. В., Ляховкин А. А. Системы фазовой автоподстройки
частоты. М., «Связь», 1972.
8. Бычков С. И., Буренин Н. И., Сафаров Р. Т. Стабилизация частоты
генераторов СВЧ. М., «Сов. радио», 1962.
9. Куликовский А- А. Линейные каскады радиоприемников. М. — Л,
Госэнергоиздат, 1958.
10. Радиотехнические схемы на транзисторах и туннельных диодах
(теория и расчет). Под ред. Р. А. Валитова. М., «Связь», 1972.
Авт.: Г. П. Балан, В. Я- Баржин, Р. А. Валитов и др.
11. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных .
схем. М.» «Энергия», 1973.
12. Расчет импульсных устройств на полупроводниковых приборах
(сборник примеров и задач). Под ред. Т. М. Агаханяна. М.. «Сов. радио»,
1975. Авт; Т, М. Агахаяяя, А. Н. Кармазинский, А. В. Мезенцев, В. М. Они-
щенко,
12
КОНСТРУИРОВАНИЕ ПРИЕМНИКОВ
12.1. ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ КОНСТРУИРОВАНИЯ ПРИЕМНИКОВ
Основной задачей конструирования приемника является обес-
печение работоспособности устройства с параметрами, заложенными
в его электрический расчет. Она состоит из ряда частных задач,
а именно:
а) нахождение такого взаимного расположения отдельных кас-
кадов и узлов на печатной плате или шасси, которое давало бы ми-
нимум паразитных связей и тем самым обеспечивало высокую устой-
чивость устройства, решения с этой целью вопросов экранировки
и применения ряда других мер;
452
б) обеспечения жесткости конструкции, надежности теплоотво-
да, в некоторых случаях герметизации, коррозионной и инсекто-
стойкости устройства. Эти мероприятия обеспечивают защиту при-
емника от ударов и тряски при транспортировке, вредных клима-
тических воздействий, от повреждений, вызываемых тропическими
насекомыми, от ядерного излучения и т. п., а также его надежность
при длительной работе;
в) обеспечения удобства управления, контроля, ремонта, транс-
портировки, серийного или массового производства, а также внеш-
него оформления в соответствии с требованиями эстетики;
г) уменьшения габаритных размеров и массы;
д) конструктивного согласования приемника с аппаратурой,,
с которой он работает совместно.
В настоящее время радиоаппаратура выполняется либо из ди-
скретных элементов, либо на интегральных микросхемах. В ряде
случаев (и особенно в приемниках) используются и интегральные
микросхемы и дискретные элементы. Так, оконечные каскады УНЧ
из-за большой рассеиваемой мощности реализуют на мощных тран-
зисторах, снабженных радиаторами. Предоконечные каскады можно-
реализовать и на микросхемах.
Элементы контуров (катушки индуктивности, конденсаторы),
а также электролитические конденсаторы развязывающих фильтров
не входят в состав микросхем и представляют собой дискретные
элементы. Соединение дискретных элементов и микросхем осущест-
вляется методом печатного монтажа на общей плате из диэлектрика
(гетинакса, стеклотекстолита и пр.), на которую методом травления
фольги или напылением наносятся соединительные проводники.
От правильной разработки печатной платы в большой степени
; зависит устойчивость приемника. Усиление в тракте до детектора
может достигать 100—120 дБ, поэтому малейшие паразитные связи
। между каскадами могут привести к самовозбуждению или к сущест-
венному изменению параметров по сравнению с расчетными (изме-
нение усиления, искажение формы частотной характеристики)..
Паразитные связи могут возникать либо через поля рассеяния,
либо через проводящие участки на плате, общие для разных кас-
кадов. Для уменьшения паразитных связей следует тщательно-
продумать размещение каскадов на печатной плате. При этом нужно
руководствоваться следующими соображениями.
Первые и последние каскады тракта должны располагаться про-
странственно возможно дальше друг от друга. В этом смысле лучшим,
решением является расположение каскадов «в линейку». Как пра-
вило, по этой системе выполняют УПЧ радиолокационных и теле-
визионных приемников, имеющие большое усиление. Такая ли-
нейка представляет собой длинную узкую печатную плату (либо
несколько более коротких плат, расположенных в ряд на шасси),
полностью экранированную со всех сторон. Наличие внутренних
экранирующих перегородок между каскадами дополнительно уве-
личивает устойчивость (рис. 12.1).
453
Т1
смеситель
Магнитная антенна
Т2-1УПЧ
Переключатель
диапазонов
Регулятор Г~~1
громкое- И X
mu \
КПЕ
ТЗ-ПУПЧ
Отверстие
для маг-
нитной
системы
Т4,Т5-УНЧ Гб, Т7-усилитель
мощности
Рис. 12.1. Линейка УПЧ радиолока-
ционного приемника (крышка снята).
Переходной
трансформа-
тор
Рис. 12.2. Печатная плата радиопри'
емника «Селга».
Рис. 12.3. Подключение элементов
усилительного каскада к общему про^
воду и шине питания.
454
к
Однако размещение схемы «в линейку», обеспечивая высокую
устойчивость, в ряде случаев ведет к нерациональному использо-
ванию пространства. Поэтому, например, в переносных радиовеща-
тельных приемниках каскады располагают по периметру платы,,
в то время как в ее центре помещают конденсатор переменной ем-
кости и отверстие для магнитной системы громкоговорителя
(рис. 12.2).
Следует стремиться к тому, чтобы все элементы, относящиеся
к данному каскаду, подключались к шине питания или к общему
проводу в одной точке (рис. 12.3). Это предохраняет от паразитных
связей через общие для разных каскадов участки схем. Возможность
образования таких связей иллюстрируется схемой рис. 12.4,
Рис. 12.4. Неправильное (а} и правильное (б) включение конденсатора раз-
вязывающего фильтра.
на которой место соединения конденсатора Сф с общим проводом:
выбрано неудачно, так как переменная составляющая тока 2-го
каскада, протекая по участку 1—2, создает на нем падение напря-
жения, приложенное ко входу 1-го каскада последовательно с ис-
точником сигнала. Схема на рис. 12.4, б от этого недостатка сво-
бодна.
Для соединения большого числа выводов различных элементов;
в одной точке на печатной плате оставляется специальный про-
водящий островок, который печатным проводником соединяется
с остальной частью схемы.
Печатные проводники, несущие сигнал, должны иметь кратчай-
шую длину, проходя между соединяемыми точками по прямой ли-
нии. Не менее важно это требование и в отношении общего провода.
Печатные проводники, несущие сигнал, не должны проходить вбли-
зи аналогичных проводников других каскадов.
Для обеспечения жесткости конструкции печатные платы
в приемнике крепятся на прочном основании (обычно на раме, от-
литой из алюминиевого сплава или штампованной из стали). В про-
фессиональных устройствах, имеющих блочную конструкцию, та-
кие рамы в виде кассет, со штыревыми разъемами (рис. 12.5) встав-
ляются в направляющие кожухи.
Кожух может быть литым или сваривается из стальных швелле-
ров и уголков и обшивается снаружи листами дюралюминия. На
задней стенке монтируются ответные части разъемов, с помощью
которых кассеты соединяются с остальной схемой. Для облегчения
455>
попадания штырьков разъемов в гнезда на раме кассеты устанав-
ливаются направляющие штыри.
При установке приемника на подвижном объекте его кожух
крепится к объекту с помощью амортизаторов для уменьшения
вредного влияния тряски. Упругим элементом амортизатора может
быть резина, стальная пружина или их сочетание. Наибольшее
распространение получили амортизаторы с упругим элементом в
виде резиновой шайбы специальной формы, привулканизированной
по периметру к металлической пластине с металлической втулкой
в центре. Они просты по конструкции, компактны и дешевы. Одна-
Рис. 12.5. Блок-кассета панорамного приемника.
ко резина как упругий элемент обладает рядом недостатков: плохо
выдерживает большие и длительные деформации, а ее жесткость
в сильной степени зависит от температуры.
От этих недостатков свободны пружинные амортизаторы с воз-
душным или фрикционным демпфированием. В первом случае дем-
пфирование осуществляется за счет вытекания воздуха через кали-
брованное отверстие из резинового баллона, в который заключена
пружина, при его сжатии. Во втором случае затухание достигается
за счет трения специального поршня о цилиндрический корпус амор-
тизатора. Подобные амортизаторы выпускаются на нагрузки от
0,25 до 15 кГ. Виброизоляция начинается с частот вибраций 10—
20 Гц. Приемник крепится к полу объекта на четырех-шести амор-
тизаторах и к стене двумя-четырьмя амортизаторами, расположен-
ными на задней стенке корпуса.
Жесткость конструкции в бытовой аппаратуре (телевизионные,
радиовещательные приемники) обеспечивается более простыми
средствами. В них применяется обычно единственная рама с одной
или несколькими печатными платами. Для облегчения ремонта в не-
которых случаях рама крепится на шарнирах и может откидывать-
ся, открывая доступ к монтажу.
455
Важное значение имеет прочность крепления элементов к самой
печатной плате. Обычно выводы малогабаритных резисторов, кон-
денсаторов, микросхем, катушек индуктивности припаиваются,
более крупные элементы: транзисторы (особенно мощные), транс-
форматоры, конденсаторы переменной емкости и т. п. — имеют до-
полнительное крепление к плате либо болтами, либо специальными
обоймами. Степень требуемой жесткости конструкции приемника
определяется условиями его эксплуатации.
В приемнике обычно имеется большое количество разъемных
соединений, к ним предъявляются весьма серьезные требования
в отношении надежности контакта. Переходные сопротивления не
должны превышать 0,01 Ом, что обеспечивается при контактном
давлении 50—100 г.
При соединении многожильных кабелей требуется компактность
разъема, в этом отношении удобны пары типа, изображенного на
рис. 12.6, а. При соединении блоков без кабелей необходимо компен-
сировать неточность их взаимного положения. Для этого в одном
блоке делаются «плавающие» (рис. 12.6, б) контакты или такие
пары контактов, которые допускают значительные взаимные сме-
щения (рис. 12.6, е). Соединения рис. 12.6, в и д используются
в многоконтактных разъемах для подсоединения кабелей к блокам.
Материал изоляционного основания выбирается в соответствии
с требованиями к межконтактной емкости и допустимым потерям.
Для высокочастотных разъемов применяют полистирол, фторопласт,
ультрафарфор и пр. Для низкочастотных разъемов основания изго-
товляются из пресс-порошка.
Контакты должны быть разгружены от механических напряже-
ний. Для этого нужно обеспечить механически жесткое крепление
соединяемых блоков или кабелей (резьбовые соединения, пружинные
и байонетные замки, фрикционное соединение обоймы кабеля
с патрубком ответной части разъема).
Иногда приемник может подвергаться воздействию тяжелых
климатических воздействий (например, при использовании его
в полевых условиях или установке на кораблях или самолетах).
Чтобы эти воздействия не оказывали вредного влияния на работо-
способность приемника и не ухудшали его качественных показа-
телей, наиболее уязвимые элементы (контурные катушки, трансфор-
маторы) и отдельные блоки помещают в специальные герметические
кожухи. Лицевая панель блока в этом случае имеет по периметру
сплошную резиновую прокладку, которая обеспечивает хорошее
уплотнение. Вставленный в кожух блок притягивается к нему бол-
тами через приливы лицевой панели.
Подлежащие герметизации катушки индуктивности, трансфор-
маторы полностью запаиваются в экран из латуни или омедненной
стали, Выводы делаются через стеклянные или керамические «бу-
сы» — проходные изоляторы. Такой изолятор имеет обычно форму
цилиндра или шара, через его центральную часть проходит вывод,
а часть наружной поверхности посеребрена и пайкой герметично
15 Зав. 895 457
Рис. 12.6. Контактные пары:
а —упругое гнездо с прорезями н жесткий штырек; б — гнездо в виде пружинной вилки
ч жесткий штырек; в —гнездо в виде трубки из твердого ленточного материала и пло-
ский нож; г — гнездо в виде пары гнутых плоских пружин и жесткий нож; д — жест-
кий полузакрытый штырек и изогнутая пластина плоского сечения.
458
соединена с экраном. В других конструкциях изоляторов в наруж-
ную поверхность вваривается пластина из сплава «ковар», которая
и припаивается к экрану.
Если герметизации подлежит катушка с подстроечным сердеч-
ником, то в экране оставляется небольшое отверстие под отвертку,
которое после настройки запаивается. Для герметизации малогаба-
ритных катушек индуктивности и трансформаторов широко при-
меняется заливка их эпоксидным компаундом.
При работе приемника выделяется некоторое количество тепла,
которое необходимо отводить во избежание перегрева выше допу-
стимого предела. Теплоотвод от элементов приемника, не помещен-
Рис. 12.7. Зависимости площади радиатора — пластины от рассеиваемой ею
мощности при температуре окружающей среды +25° С (а) и +50° С (б).
ных в герметичный кожух, достигается за счет естественной конвек-
ции воздуха. При этом транзисторы и микросхемы большинства
его каскадов специальных мер по обеспечению теплоотвода не
требуют, так как потребляемая ими мощность весьма мала. Исклю-
чение составляют мощные транзисторы выходных каскадов. Рас-
сеиваемая ими мощность составляет от единиц до десятков ватт,
в связи с чем эти приборы монтируются на радиаторах, обеспечи-
вающих нужный теплоотвод.
Эффективность радиатора характеризуется его тепловым сопро-
тивлением
/?рад = (Пер - W - /?пк, (12.1)
где /?рад— тепловое сопротивление радиатора, выраженное в гра-
дусах Цельсия на ватт; Л?пк— тепловое сопротивление «переход —
корпус» в градусах Цельсия на ватт (задается в справочнике);
Тоер — температура перехода, которую можно считать равной
температуре корпуса транзистора (или приближенно температуре
радиатора Град, так как обычно тепловое сопротивление переход —
.15* 459
корпус достаточно мало); Т — температура окружающей среды и Р
мощность, рассеиваемая прибором.
Для обеспечения требуемой величины /?рад нужно применять
радиатор с соответствующей поверхностью излучения, которую
можно определить, пользуясь графиками на рис. 12.7, 12.8.
Графики рассчитаны в предположении, что радиатор выполнен
в виде вертикальной пластины. Коэффициент е характеризует луче-
испускание материала.
Рис. 12.8. Зависимость теп-
лового сопротивления ра-
диатора — пластины от его
площади при условии по-
стоянства рассеиваемой
мощности.
Так, для анодированного дюралюминия
е = 0,8; для необработанного дюралю-
миния е = 0,4; при полном отсутствии
лучеиспускания 8 = 0.
При расчете графиков предполага-
лось, что конвекция происходит в сре-
де с нормальным давлением.
По графикам находится площадь S
одной стороны пластины. Если требуе-
мая величина ее не превышает 40—
50 см2, то можно в качестве радиатора
использовать круглую или прямоуголь-
ную пластину из алюминиевого сплава
толщиной 2—4 мм. При необходимости
обеспечить большую поверхность при-
меняют сложные радиаторы с большим
количеством ребер или выступов в ви-
де игл, изготавливаемых литьем из силу-
мина. Располагать радиаторы необходимо так, чтобы другие де-
тали не препятствовали притоку к ним холодного воздуха и отто-
ку нагретого.
Корпус транзистора должен иметь с радиатором хороший тепло-
вой контакт. Следует иметь в виду, что у мощных транзисторов кор-
пус электрически соединен с выводом коллектора. Для улучшения
теплоотвода следует в этом случае электрически изолировать радиа-
тор от шасси, а не транзистор от радиатора. Выводы транзистора
пропускаются через отверстия в радиаторе, причем следует преду-
сматривать отдельное отверстие для каждого вывода, а не одно
общее для всех (место наибольшего разогрева в транзисторе нахо-
дится, как правило, в области между выводами; именно с этого ме-
ста нужно иметь хороший теплоотвод).
Если блок полностью герметизирован, теплоотвод осуществляет-
ся только конвекцией воздуха в его внутреннем объеме. Воздух
нагревается от радиаторов, а охлаждается о наружные стенки кожу-
ха. Для повышения эффективности этого охлаждения поверхность
кожуха иногда выполняется ребристой.
Одним из наиболее опасных следствий неблагоприятных клима-
тических воздействий является коррозия металлических деталей
приемника. В его конструкции, в зависимости от конкретных усло-
вий, следует использовать материалы, мало подверженные корро-
зии (сплавы меди, алюминия) и соответствующею гальваническую
460
Таблица 12.1
Гальванические пары металлов и сплавов
Основные
Дополнительные
Недопустимые
Алюминий и сплавы на его основе
Магниево-алюминиевый сплав
Цинк и его сплавы
Сталь нелегированпая, олово, сви-
нец, сплавы типа ПОС, кадмий
Медь и ее сплавы, серебро, золото,
платина, палладий, родий, олово, ни-
кель, хром
Сталь, хром, никель, медь, свинец,
олово, золото, серебро, платина, пал-
ладий, родий
Медь и ее сплавы, серебро, золото,
платина, палладий, родий
Медь, серебро, золото, платина, пал-
ладий, родий
Допустимые
Алюминий и все сплавы на его ос- Магний и его сплавы, цинк и его
нове Цинк и его сплавы Медь и ее сплавы., серебро, золото, сплавы, кадмий, сталь нелегированная Алюминий и его сплавы, никель, хром, сталь, магниево-кадмиевый сплав, олово, свинец, кадмий В любых сочетаниях между собой,
родий, платина, палладий Медь и ее сплавы, серебро. Хром, никель,, легированная и неле- а также с хромом, никелем и высоко- легированными сталями С оловянно-свинцовыми припоями при пайке В любых сочетаниях между собой
гированная сталь, олово, свинец, оло- вянно-свинцовые сплавы Сталь нелегированная С медными сплавами при работе со смазкой
обработку (пассивирование, цинкование, анодирование, серебре-
ние, хромирование и т. д.). Необходимо избегать механического
соединения деталей, изготовленных из металлов с заметно разными
электрохимическими потенциалами. Например, недопустимо со-
единять латунные детали алюминиевой заклепкой. Для выбора ма-
териалов в этих случаях можно руководствоваться таблицей элек-
трохимических потенциалов (так называемый электрохимиче-
ский ряд).
На основе анализа электрохимического ряда составлена таблица
допустимых и недопустимых сочетаний материалов при сопряже-
нии деталей в узел (табл. 12.1).
При защите металлических деталей другими металлами также
необходимо учитывать электрохимические свойства последних. По-
крытие называется анодным, если в данной среде электрохимиче-
ский потенциал покрытия меньше электрохимического потенциала
детали, при обратном соотношении — катодным. Анодные покры-
тия защищают металл как механически, так и электрохимически,
так как при нарушении слоя покрытия его металл, являющийся
461
растворяемым электродом, скорее разрушится, чем метал л детали.
Катодные покрытия защищают деталь только механически, т. е.
при повреждении слоя покрытия быстрее будет разрушаться металл
детали.
В зависимости от условий эксплуатации к конструкции прием-
ника могут быть предъявлены специфические требования. Так,
некоторые тропические насекомые поедают органические изоля-
ционные вещества, в частности полиэтилен и полихлорвинил. Сле-
довательно, в конструкции тропических вариантов приемников сле-
дует избегать применения таких диэлектриков или использовать
диэлектрики с присадками, отпугивающими насекомых.
Проектирование внешнего вида приемника является одной из
важных и трудных задач конструктора и должно производиться
в содружестве с художником. Форма и расположение ручек управ-
ления, цвет и пропорция передней панели, удобство чтения шкал —
все это в значительной степени влияет на работоспособность опера-
тора профессиональной аппаратуры и на настроение радиослуша-
теля или телезрителя.
Для приемников различных типов существует большое разно-
образие пропорций и форм. Однако анализ пропорций современной
аппаратуры отражает некоторые тенденции формообразования кор-
пусов. Так, отношения сторон передней панели 0,112 и 0,202 ха-
рактерны для вещательных приемников, «вписывающихся» в сек-
ции современной мебели, а также для блоков профессиональных
приемников в стоечном исполнении. Отношение 0,382 чаще исполь-
зуется для переносных радиоприемников средних размеров. Для
малогабаритных переносных приемнике в часто используется отно-
шение 0,944. Наибольшее распространение имеют отношения от
0,553 до 0,618. С такими пропорциями выполняется большинство
стационарных приемников, радиол, профессиональных связных
приемников, комбинированных телерадиол. В телевизионных при-
емниках с большим экраном применяется отношение 0,897, с ма-
лым—0,764.
Указанные величины являются среднестатистическими для боль-
шей части выпускаемых промышленностью приемников и могут
изменяться в соответствии с развитием художественного вкуса и ко-
лебаниями моды.
Оптимальные форма и размеры органов управления должны
быть согласованы с основными антропометрическими данными. По
способу управления эти органы можно разделить на следующие
группы: управляемые одним пальцем — нажимные в виде кнопок
и клавиш и передвижные в виде задвижек (ригелей); управляемые
двумя и большим числом пальцев — рычаги и ручки (рис. 12.9).
Кнопки могут быть круглыми или квадратными средних разме-
ров — диаметром 15—20 мм и миниатюрными — диаметром 3—4 мм
для кратковременных нажатий с малыми усилиями. Чем быстрее
и чаще приходится работать с такими регуляторами, тем больших
размеров должны они быть. Ригельные переключатели целесообразно
4^2
использовать только для двух устойчивых положений. Надежно
работающие переключатели такого типа на три и большее число
положений выполнить трудно.
Клавишные переключатели, как и кнопочные, имеют два устой-
чивых положения. Ширину клавиш следует брать не менее 18—20 мм
при длине не менее 20—30 мм. Величина рабочего хода должна
быть не менее 5—10 мм. В любых условиях усилие нажатия на кла-
вишу не должно превышать 2 кг. Иногда для удобства эксплуатации
и улучшения внешнего вида кнопочные и клавишные переключате-
ли выполняются с подсветкой.
Рис. 12.9. Схемы движения ручных регуляторов кнопочного (а), ригельного
(6), клавишного (в), вращательного (г) и рычажного (д) типов.
Органы управления двумя пальцами руки выполняются в виде
рычагов длиной 15—40 мм. Они могут иметь два положения (усилие
переключения 0,3—0,5 кГ), три и более. Приняты следующие зна-
чения положений головки ключа: вправо или вверх — включить,
прибавить, влево или вниз — выключить, убавить.
Для надежного захвата пальцами головки рычага она должна
иметь диаметр не менее 3—6 мм. Органы управления двумя и боль-
шим количеством пальцев руки являются самыми распространенны-
ми в приемниках. Они выполняются в виде ручек и штурвалов
диаметром от 5 до 150 мм. Форма ручек может быть самой разно-
образной; связь между диаметром ручки и допустимым усилием
управления иллюстрируется табл. 12.2.
Таблица 12.2
Усилие управления, кг 1 2 5
Диаметр ручки, мм до 10 10-50 60—80
Ручки диаметром 30—50 мм обеспечивают максимальную точ-
ность положения при углах поворота до ± 30—40° . Для каждого
аппарата целесообразно разрабатывать ансамбль ручек и клавиш
(кнопок), выполненных в едином стиле.
Расположение ручек на передней панели должно учитывать по-
следовательность операций управления приемником. Органы после-
довательно выполняемых регулировок должны находиться близко
друг от друга, чтобы оператору не приходилось совершать лишних
463
движений. На лицевых панелях приемников с большим количеством
органов управления необходимы краткие надписи, поясняющие
назначение каждого органа и располагаемые в непосредственной
близости от него. В большинстве случаев они выполняются мето-
дом гравировки. Более простым методом является изготовление
пластинок с надписями («шильдиков») и крепление их к лицевой
панели заклепками. Надписи наносятся на шильдики фотохимиче-
ским травлением, литографическим или другим способом. На
пластмассовых шкалах и корпусах переносных радиовещательных
приемников эффектные надписи получаются методом рельефного
прессования с алюминиевой фольгой.
Большинство типов радиоприемных устройств оснащено частот-
ными шкалами. На выбор схемы и конструкции шкального устрой-
ства влияют как требуемая точность отсчета частоты проектируе-
мого приемника условия его эксплуатации, так и требования тех-
нологии производства.
По конструктивному исполнению шкалы подразделяются на
открытые, закрытые, оптические (с увеличением масштаба оптиче-
скими средствами), счетчиковые, нониусные и др. Шкалы открытого
типа позволяют одновременно наблюдать всю шкалу включенного
диапазона или шкалы всех диапазонов. Они характеризуются про-
стотой конструктивного выполнения, однако обладают и недостат-
ками, к которым относятся: рассеивание внимания оператора боль-
шим количеством одновременно наблюдаемых цифр и рисок шкалы,
сложность равномерного освещения всей, поверхности шкалы и
большая площадь, занимаемая ею на передней панели приемника.
На шкалах закрытого типа для наблюдения оператору доступен
только небольшой участок шкалы, в середине которого находится
частота настройки приемника. В многодиапазонных приемниках
такие шкалы снабжаются специальными шторными механизмами,
закрывающими при смене поддиапазонов все шкалы, кроме рабоче-
го участка включенного диапазона. Таким образом внимание опера-
тора сосредоточивается на рабочем участке шкалы и исключается
возможность грубых ошибок при установке и отсчете частоты.
Достоинствами закрытых шкал является защищенность их от слу-
чайных механических повреждений, а также возможность установ-
ки в них увеличительных линз, позволяющих повысить точность
отсчета частоты.
Оптические шкалы представляют собой шкалы закрытого типа
с линзовым или проекционным увеличением масштаба. Оптическое
увеличительное устройство состоит из одной двояковыпуклой,
плоско-выпуклой или цилиндрической линзы, установленной перед
визиром. Масштаб таких шкал рационально увеличивать не более
чем в 2—3 раза. Длительная работа со шкалой, снабженной линзой,
утомляет оператора, поэтому шкалы такого типа применяются срав-
нительно редко.
Значительно более сложными, ио и более совершенными явля-
ются оптические шкалы, построенные по принципу проекции рисун-
464
ка шкалы с помощью объектива на световой экран (рис. 12.10).
Фотошкала (Шк) представляет собой стеклянный диск, на котором
фотоспособом нанесены с большим уменьшением риски и цифры.
Световой поток осветительной лампы s собирается с помощью
конденсатора (К) и направляется через фотошкалу и объектив (О)
на матовое стекло (Э), установленное на передней панели приемника.
При этом риски и цифры, нанесенные на диск, проектируются на
экран с большим увеличением. Преимущество таких шкал заклю-
чается в возможности получения весьма больших эквивалентных
размеров шкалы и, следовательно, в обеспечении исключительно
СВетоВой экран
(матоВое стекло)
Рис. 12.10. Схема проекционной оптической шкалы:
S — источник света, К — конденсатор, Шк — диск фотошкалы, О — микрообъектив, Э —
полупрозрачный экран (матовое стекло) с риской визира.
высокой точности отсчета частоты. Для изменения направления све-
тового потока используют зеркала, что позволяет наиболее удобно
размещать элементы оптической системы в корпусе приемника.
Толстые стеклянные зеркала для этой цели непригодны, так как
они дают раздвоенное изображение из-за отражения света как от
передней, так и от задней поверхности. Поэтому применяются ме-
таллические полированные или тонкие (0,15—0,3 мм) стеклянные
зеркала.
При разработке приемников рекомендуется руководствоваться
следующими правилами выполнения частотных шкал:
— направление вращения шкалы (или визира) должно совпа-
дать с направлением вращения ручки настройки;
— повышение частоты на шкале должно быть слева направо
(снизу вверх);
— при закрытых и оптических шкалах оператор должен видеть
на открытом участке шкалы не менее двух рисок, отмеченных циф-
рами, при любом положении шкалы. При открытых шкалах в при-
емниках с несколькими поддиапазонами необходимо иметь указа-
тель (механический или световой) включенного поддиапазона. Дроб-
ление шкалы на мелкие части должно обеспечивать удобный отсчет
465
(не следует дробить участки на 3 или 4 части; при дроблении на
10 частей каждая пятая риска должна отличаться от соседних)
— для уменьшения ошибки отсчета желательно цену делений
шкал делать на всех поддиапазонах одинаковой, а шкалу или визир
следует устанавливать непосредственно на оси блока конденсаторов
переменной емкости;
— при использовании дисковых шкал на дуге наименьшего диа-
метра следует располагать шкалу с наименьшим абсолютным пере-
крытием частоты (обычно самого низкочастотного диапазона), а на
дуге наибольшего диаметра — диапазон с наибольшим перекрытием
по частоте. Если частотное перекрытие на всех поддиапазонах оди-
наково, то следует использовать конструкции с одинаковыми дли-
нами шкал для каждого из них (например, барабанные или проек-
ционные оптические);
— оптические шкалы следует применять в тех случаях, когда
заданной точности установки частоты нельзя достигнуть другими
средствами;
— если в приемнике имеется кварцевый калибратор частоты, то
на шкалах всех поддиапазонов следует отметить опорные точки,
соответствующие гармоникам частоты кварца.
12.2. ТЕХНИКО-ЭКОНОМИЧЕСКОЕ ОБОСНОВАНИЕ ПРОЕКТА
Технико-экономическое обоснование должно содержать оценку
выбора предлагаемого варианта схемы и конструкции с экономиче-
ской и технической сторон. Желательно приводить экономические
оценки во всех разделах проекта, но допустимо наличие и отдельной
экономической части, вытекающей из технической.
Предлагаемый вариант характеризуется рядом технико-эконо-
мических показателей, которые сопоставляются с показателями
других возможных вариантов и существующих устройств подобного
назначения. Технико-экономические показатели оценивают соот-
ветствие спроектированного приемника или его блока техническим
и экономическим требованиям.
В число этих требований могут входить требования, сформули-
рованные во введении к настоящей книге, а также:
— влияние проектируемого приемника на технический уровень
соответствующей отрасли техники радиоприема;
— соответствие уровню мировых образцов аналогичных при-
емников;
— стоимость проектируемого приемника;
— эксплуатационные расходы;
— срок окупаемости;
— возможная экономия от внедрения спроектированного прием-
ника;
— необходимые производственные площади;
— срок эксплуатации;
— количество и квалификация обслуживающего персонала;
4G6
— простота ремонта;
— степень автоматизации обслуживания и т. д.
Во введение к проекту нужно показать целесообразность проек-
тирования нового или усовершенствования существующего приемни-
ка или его блока. Там же следует указать актуальность решаемой
в проекте задачи. При выборе структурной схемы приемника не-
обходимо сравнить и оценить возможные варианты с технической
и экономической точки зрения. Например, можно сравнить супер-
гетеродины с одинарным и двойным преобразованием частоты,
с УРЧ и без него и т. д. Можно сравнивать УПЧ с сосредоточенными
или распределенными средствами избирательности, транзисторные
и полупроводниковые диодные детекторы и т. д. При конструирова-
нии анализируются взаимозаменяемость узлов и деталей, влияние
возможных решений на массу и габаритные размеры изделий, на
требуемые материалы и технологию.
Стандартизация и нормализация применяемых деталей учиты-
вается коэффициентом нормализации
Л Количество нормализованных и стандартизованных легален
Общее количество деталей в приемнике
Технологичность конструкции оценивается коэффициентом пов-
торяемости
. Общее число деталей в приемнике
fen -------------------------------»
Число наименований деталей
причем с ростом kn конструкция упрощается.
В технологической части проекта анализируются варианты
технологии процесса производства по наименьшей трудоемкости,
возможности механизации и автоматизации операций и применения
поточного метода.
В экономической части производится калькуляция себестоимости
изготовления или эксплуатации приемника. Однако при калькуля-
ции нельзя забывать о технических характеристиках, надежности
Таблица 12 3 <
• № п/п Статьи расхода Стоимость, руб., коп. Отношение к заводской себестоимости, Примечание
1 Материалы для изготовления деталей собственного произвол ст в а
2 Покупные готовые изделия и полуфабрикаты
3 Заработная плата
4 Цеховые расходы
5 Общезаводские расходы
6 Итого заводская себестоимость 100%
467
Таблица 12.4
Наимено- вание деталей Количест- во деталей на объект Мате- риал Ма рка, сорт, размер материала Единица измерения Норма расхода на деталь Цена за единицу Сумма । Обосно- вание цены Приме- чание
1 2 3 4 5 6 7 8 9 И
Итого:
Примечание: Сумма в графе 8 получается перемножением цифр в гра-
фах 2, 6 и 7. К этой сумме добавляется 5—10% на транспортно-заготовитель-
ные расходы и вычитается 1—2% на реализацию отходов.
Таблица 125
Кз п/п Наименование изделий и полуфаб- рикатов Тип Количество Цена за единицу Сумма Обоснование цены
1 2 3 4. 5 6 7

Итого:
Примечание. Графа 5 заполняется по прейскурантам. К итоговой
сумме добавляется 2—6% на транспортно-заготовительные расходы.
Таблица 12.6
№ п/п Виды работ Разряд Часовая ставка Нормо- часы Заработ- ная • пла~а
1 2 Заготовительные Штамповочные Токарные Фрезерные Слесарные Сборочные Монтажные Отделочные Настроечно-регулировочные IV
ИТОГО:
468
Таблица 12.7
№ п/п
Статьи расхода
Сумма
1
2
3
4
5
6
7
8
9
10
11
Основные материалы
Покупные изделия и полуфабрикаты
Основная заработная плата
Дополнительная заработная плата (10% основной)
Начисления на заработную плату (6,6% от суммы пп. 3 и 4)
Цеховые расходы (140—160% к основной зарплате)
Общезаводские расходы (20—30% пп. 1—6)
Расходы по сбыту продукции (3% от заводской себестоимости)
Плановые накопления предприятия (5% коммерческой себе-
стоимости)
Налог с оборота (25% оптовой цены предприятия)
Торговые наценки 30%
Примечания, 1) пп. 1—6 —цеховая себестоимость; 2) пп. 1—7 —за-
водская себестоимость; 3) пп. 1—8 — коммерческая себестоимость;
4) пп. 1—9 —оптовая цена предприятия; 5) пп. 1—10 —оптовая цена про-
мышленности; 6) пп. 1—11 — государственная розничная цена.
Таблица 12.8
№ п/п Показатели Единица измерения Аналог Проекти- руемый прнемник
1 2 3 4 Б 6 7 8 9 10 11 12 13 14 Чувствительность канала изображения Чувствительность канала звука Чувствительность при приеме ЧМ веща- ния Разрешающая способность на линиях: по горизонтали (в центре) по вертикали (в центре) Полоса пропускания: звуковых частот канала изображения Промежуточные частоты: изображения звука Размер изображения Мощность, потребляемая от сети Число программ Число полупроводниковых приборов Неискаженная звуковая мощность Масса Габаритные размеры Стоимость
работы и безопасности эксплуатации и жертвовать ими, выбирая
более дешевый вариант. Себестоимость приемника делится на ста-
тьи согласно табл. 12.3.
Расчет стоимости материалов для изготовления деталей собствен-
ного производства ведется согласно табл. 12,4.
4G9
Стоимость покупных изделий определяется по табл. 12.5.
Стоимость заработной платы рассчитывается согласно табл. 12.6.
Цена изделия определяется согласно табл. 12.7.
Анализ технико-экономических показателей может производить-
ся по примерному перечню табл, 12.8, составленной для телевеща-
тельного приемника.
СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Горшелев В. Д., Савельев А. А. и др. Основы проектирования радио-
приемников. М., «Энергия», 1967.
2. Харинский А. Л. Основы конструирования элементов радиоаппара-
туры. М., «Энергия», 1971.
3. Полохов Ю. С. Основные вопросы конструирования радиовещательных
приемников и радиол. Л. «Энергия», 1969.
4. Варламов Р. Г. Основы художественного конструирования радио-
электронной аппаратуры. М., «Сов. радио», 1966.
5. Бетоньян Д. А. Художественное конструирование телевизоров. М.,
«Сов. радио», 1968.
6. Екимов В. Д., Павлов К. М. Проектирование радиоприемных уст-
ройств. М., «Связь», 1968.
ПРИЛОЖЕНИЕ 1
ХАРАКТЕРИСТИКИ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ДИОДОВ
Тип Диода упр. В 'ж R^, Ом ^обр max» в ^обр» мкА лобр> МОм Сд, пФ 'гпах не более
Д2Б 0,9 5,5 160 40 100 0,1 1 150
Д2В 0,9 8 120 30 250 0,12 1 150
Д9Б 0,9 90 10 10 250 0,4 1—2 40
Д10Б 0,9 20 45 10 100 0,1 <1 150
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
ПАРАМЕТРЫ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Тип транзистора ^22и> мСм 5, мА/В с11и, пФ С22и» пФ С12и» пФ 'зи о, мкА Режим измерения
^СИ, В fc нач, f МГц
КГ1301А 0,15 1 3,5 3,5 0,7 0,5 15 5 10
КГ1302А — 5 <20 <10 <8 1 10 3 10
кпзоз — 0,5— 4,5 4,5- • 7 — 1,3- 3 — — —
КП350А 0,25 >6 6 6 0,07 — 10 10 10
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
ПАРАМЕТРЫ БИПОЛЯРНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ ВЧ И СВЧ ПРИ /=20° С
Транзис» торы 'гр. МГЦ Л21э •ч О ' О я ск, пФ 'кэ. мкА Режим измерения । max, 1 мВт
^КЭ, В 'к, мА f, мГп
ГТ308Б 120 50—120 400 8 2 5 5 5 -
гтзюд 80 20—70 500 5 5 5 5 5 —
ГТ311И 450 100—300 75 2,5 0,5 5 5 5 150
КТ312Б 120 25—100 400 5 10 10 5 5 225
ГТ313А 450—ЮОО 20—250 >40 2 0,3 5 б 5 100
КТ315В 250 20—90 500 7 1 10 5 5 —
КТ319В 75 40 — 10 5 3 — —
КТ324Д 600 20-80 180 2,5 0,5 2 5 10 —
ГТЗЗОД 1600 20—300 30 2 5 10 5 10 —.
КТ339В 450 25 50 0,9 1 10 7 5
КТ331Г 300 40-120 120 5 0,2 — — 15
КТ332Г 400 40-120 300 5 0,2 — 15
КТ336Е 450 20—120 5 —- — — 50
КТ343Б 300 20—80 __ 6 1 — — — 150
ГТ341А 2000 15—100 1 — — 0,25 30
ГТ346 800 10 — 0,4 — — — 0,25 50
471
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
У-ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ, ИЗМЕРЕННЫЕ НА ЧАСТОТЕ 465 кГц
Транзис- торы л S а °.3/у21, МГц g/ук ^11. мСм Сц. пФ 2 Ж S or С22. пф е с |“Й о g12, мкСм |Лш, дБ < * S О U2
ГТ309А 120 27 25—32 30 0,5—2 1 30—90 70 3—30 6 4—12 8 1,8—3,8 2 — 20—70 50 <10 5 <5 2
ГТ309Б 120 27 25—32 30 1,25-ОЛ 0,6 20—90 50 3—30 6 4—10 8 18—28 2 — 60—180 100 <10 4 <5 2
ГТ310А 160 24 26—32 30 1—0,2 0,6 20—100 70 2—6 5 3-10 8 2—2,9 2,3 20—70 50 <10 3 <5 1,5
ГТ310Б 160 24 26—32 30 0,5 21 40 13 3,95 3 60—180 120 <10 3 <5 1,5
Примечание. 1. Параметры транзисторов не изменяются до O.Sfygp 2. Верхние
цифры характеризуют граничные параметры; нижние наиболее вероятные значения.
ПРИЛОЖЕНИЕ 5
БЛОКИ КОНДЕНСАТОРОВ ПЕРЕМЕННОЙ ЕМКОСТИ КПЕ
КПЕ с воз- душным диэ- лектриком ск min- пФ Ск max’ пф КПЕ с твер- дым диэлект- риком ск mln- пф Ск max» пф
КПЕ 12 495 КПЕ-3 7 210
КПЕ-3 10 430 КПЕ-5 5 240
КПЕ 10 365 кптм 4 220
КПЕ-2 9 280 КПЕ-2 3 150
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
ПАРАМЕТРЫ ФЕРРИТОВ
Никель-цинковые ферриты
Марка феррита 2000НН 1000НН 600НН 400НН 200НН 150ВЧ 50ВЧ2 30ВЧ2 20ВЧ 10ВЧ1
Началь- ная маг- нитная прони- цаемость 2000+$° 1000 600±12° 4ОО±'о00 200±и 150 50+1° — и 30 20±| 10
472
Марганец-цинковые ферриты
Марка феррита 6000НМ 4 000НМ 3000НМ 2000НМ 15О0НМ юоонм 700НМ 1500НМ2
Началь- ная маг- нитная прони- цаемость 6000 4ООО±85°осо 3000 ± ±500 2000±500 15О0±23°0° 1000 ± ±200 700±200 1500
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
ПРИМЕР ПРОЕКТИРОВАНИЯ И РАСЧЕТА ПРИЕМНИКА РАДИОЛОКА-
ЦИОННОЙ СТАНЦИИ ВИЗУАЛЬНОГО ОПРЕДЕЛЕНИЯ ОБЪЕКТОВ
Исходные данные: частота принимаемых сигналов fQ = 9375 МГц; дли-
тельность импульса ти = 1 мкс; нестабильность частоты передатчика 6/с =
= 10 МГц; радиальная скорость перемещения объекта, отражающего зонди-
рующие сигналы, относительно РЛС ир < 0,6 км/с; мощность принимаемого
сигнала, отдаваемая антенной РЛС согласованному с ней приемнику, •>
> 1,2 10~13 Вт; отношение мощностей сигнал/шум на выходе линейного
тракта приемника увых > 1,7; необходимое ослабление зеркального канала
Se3K > 20 дБ; частота повторения зондирующих импульсов Ги =1 кГц;
импульсная мощность передатчика Ри = 60 кВт; максимальная мощность
передатчика, просачивающаяся через антенный переключатель на вход
приемника, Ра пад = 6 кВт. СВЧ устройство приемника должно быть построе-
но на интегральных микросхемах.
Расчет
1. Так как гетеродин приемника и его источники питания должны быть
миниатюрными, то выбираем для гетеродина полупроводниковый генератор
на диоде Ганна.
2. Для повышения чувствительности приемника и сужения его полосы
пропускания осуществляем автоподстройку частоты гетеродина под частоту
передатчика с помощью двухканальной АПЧ.
3. Вычисляем ширину спектра радиочастот принимаемых сигналов
Пс = 1,4/ти = 1,4/1 - 1,4 МГц.
4. Определяем запас полосы пропускания, необходимый для приема сиг-
налов с учетом нестабильностей н неточностей настройки приемника, согласно
(1.2)
Пнс = 2 V(6/с)2 + (6/г)2 + (6/г)2 + (6/п)2 = 2 V10^ + 52 + 0,12 ~ 22 МГц.
При этом принимаем 6/н = 0, = 0,001/п, /п <100 МГц; 6/с = 10 МГц. Пола-
гая, чго нестабильность генераторов на диодах Ганна равна нестабильности
генераторов на отражательных клистронах, принимаем 6fr/fr == 5 • 10~4
(согласно данным табл. 1.1) и /г ~ 104 МГц.
5. Допплеровское смещение частоты равно согласно (1.4)
А/д = (2s?p/c) = (2-0,6/3-105) 104 = 0,04 МГц.
473
6. Подсчитываем полосу пропускания преселектора согласно (1.6а)
Ппр = Пр26/р-р2Д/д = 1,4 -р2• 10-f-0,08 ж 21,4 МГц.
7. Для обеспечения устойчивости работы выбираем коэффициент частот-
ной автоподстройки /СЧАП — 35 и находим полосу пропускания линейного
тракта (1.5)
П = ПцАП = Пс4-(Пнс-{-2Л/д)^чап:»1,4-1- (22+0,08)/35 ~ 2 МГц.
8. Допустимый коэффициент шума приемника должен составлять соглас-
но (1.10)
Мд < [Ра/?2х kTb Пш]-[(ТА/Т0)-1] = [1,2-10-13/3.1,38-10-23.290-2,2- 10е]-
— [(150/290) — 1] 5,
где То = 290 К, ТА = 150 К находим из рис. 1.4 и принимаем увх = увых;
Пш = 1,1 П = 2,2 МГц.
9. Такой коэффициент шума в 3-сантиметровом диапазоне волн можно
обеспечить, используя в качестве однокаскадиого УРЧ малошумящий ППУ
в соответствии с указаниями § 1.3. Для доказательства правильности этого
выбора вычислим коэффициент шума приемника М с таким преселектором.
10. В преобразователе частоты сигнала целесообразно использовать ба-
лансный смеситель (БС) на ДБШ с достаточно низким коэффициентом шума,
что позволит применить однокаскадную схему ППУ и тем самым упростить
схему и конструкцию последнего. Спроектировав микрополосковый БС на
ДБШ типа АА112Б (согласно примеру 7.1), получим следующие данные:
/о = 9375 МГц, Праб/А) = 6%, Кр,пч=1/^прб = 0,25; выходное сопротивле-
ние гБСср= 270 Ом; мощность, подводимая от гетеродина, Pt. — 6 мВт;
коэффициент шума БС с УПЧ /VRSn == 6,1 (7,84 дБ) при = 1,6
(2 дБ), уровне шума гетеродина та ~ — 160 дБ/Гц и /УПч — М-
В качестве смесителя АПЧ применим микрополосковый БС АПЧ на ДБШ
типа АА112Б, рассчитанный в примере 7.2 и характеризуемый следующими
данными: мощность сигнала на входе смесителя Рс — 90 мВт, мощность ге-
теродина = 9 мВт; выходное сопротивление rBQ ср = 270 Ом; сопротив-
ление нагрузки = 810 Ом; выходное напряжение Up ~ 1,12 В.
11. В качестве УРЧ используем малошумящий неохлаждаемый ДПУ
(рис. 5.32), в результате расчета которого (пример 5.5) получаем следующие
результаты (с учетом потерь в циркуляторах): fQ =* 9375 МГц; полоса пропус-
кания Пиу = 103 МГц, что вполне достаточно; напряжение отрицательного
смещения ~ 2,7 В; частота накачки /нак = 36 ГГц; мощность накачки
Рнак = 52 «Вт; коэффициент шума Np = ц = 2 (2,96 дБ); коэффициент
усиления мощности ХРурч = ц ~ 31,5 (15 дБ). В ДПУ используется
параметрический диод D5147G, для которого максимально допустимые энер-
гия пика и импульсная мощность равны 1ГСВЧ и = 0,2 • Дж и
Ри max = 100 мВт (табл. 5.1).
В качестве генератора накачки целесообразно использовать полупровод-
никовый генератор иа диоде Ганна с волноводным выводом энергии, как это
требуется по результатам проектирования ДПУ (рис. 5.32). По табл. 8.4
выбираем ГДГ типа VSA-9015, работающий на заданных частотах диапазона
(26,5—40 ГГц), имеющий выходную мощность Рг вых > Ю0 мВт и диапазон
электрической перестройки Д/Эл — 150 МГц.
Для поглощения избыточной мощности генератора иакачки и точной
установки требуемого уровня мощности накачки между генератором и
входом цепи иакачки ДПУ следует включить переменный волноводный ат-
тенюатор*.
* См. Клич С. М. Проектирование СВЧ устройств радиолокационных
приемников. М., «Сов. радио», 1973, с. 267.
474
12. Для подавления зеркального канала используем фильтр на входе
смесителя сигнала.
Из проведенного расчета видно, что полоса пропускания ДПУ весьма ши-
рока и ослабление зеркального канала должно быть обеспечено в основном
фильтром.
Полагая d3p = 0,003, находим из рис. 1.11, что необходимое ослабление
Se3K = 20 дБ можно получить, выбрав двухзвенный фильтр радиочастоты и
fn == 30 МГц. Расчет двухзвенного микрополоскового ферритового полосно-
пропускающего фильтра на ЖИГ-резонаторах дал следующие результаты
(см. пример 4.10): при полосе пропускания Ппр = 22,4 МГц затухание в цент-
ре полосы До= 1//<р0 ~ 1,17 и на краях полосы L2 гр = l/Kp 2 rp Z 1,8;
полоса перехода фильтра составляет ПпеР = 0,5 (П3—ПпР) = 38,8 МГц при
Se3K = 20 дБ. Полосе перехода ПпеР == 38,8 МГц соответствует расстройка
Д/зк = Ппр + Ппер = 22,4 + 38,8 ~ 60 МГц, т. е. требования к Se3K удов-
летворяются. Ослабление Se3K — 20 дБ > 15 дБ, что позволяет пренебречь
влиянием зеркального капала на коэффициент шума.
Затухание Lo и гр снижает коэффициент передачи смесителя с фильт-
ром до /(рпч*== Kpn4KpQ = 0,25 • 0,85 ~ 0,2 на резонансной частоте и до
пч = /СРпч/(2гр = 0,25 • 0,55 X 0,14 на краях полосы фильтра.
13. Устройство защиты приемника, включаемое между ФАП и ДПУ,
должно обеспечивать защиту ДПУ от внешних помех, попадающих в антенну,
и от сигналов передатчика, поступающих на вход приемника через антенный
переключатель (Ри |1ЯП = G кВт). При этом на выходе устройства защиты
просачивающиеся энергия пика и импульсная мощность должны быть меньше
предельно-допустимых значений для параметрического диода IFn < 0,2 X
X Ю-7 Дж и Ри < ЮО мВт Для этих целей используем РЗП совместно
с полупроводниковым ограничителем (см. § 4.4), если без последнего защита
недостаточна.
По табл. 4.7 определяем максимальные параметры РЗП 3-сантиметрового
диапазона волн: Праб//0 > 12% (Прад = 1120 МГц для f0 = 9375 4МГц);
Lnp < 1*3 дБ; Ри < 10 кВт; мощность зажигания Рза>к < 250 мВт; <
<0,3- 10“7 Дж; Рцл < 60 мВт. Учтем, что из всех параметров от полосы
Праб зависят только потери приема Lup, которые в центре полосы Праб мень-
ше, чем на ее границах. По сравнению с полосой Праб = 1120 МГц заданную
в настоящем примере полосу частот Ппр = 21,4 МГц можно рассматривать
как фиксированную частоту в центре полосы Праб. Поэтому для дальнейших
расчетов примем потери РЗП Бпр = 0,7 дБ.
Из сравнения защитных параметров РЗП с допустимыми для параметри-
ческого диода видно, что Р3аж > 100 мВт и №п > 0,2 • 10~7 Дж. Следова-
тельно, необходима дополнительная защита с помощью диодного ограничи-
теля. Минимально необходимые потери запирания ограничителя L3an опреде-
ляем по максимальному из отношений Рзаж/Ри max = 250/100 = 2,5 и
^ч/^сВЧи ~ 0’^/0.2 = 1,5. Отсюда следует, что L3anm!n = 2,5 (4 дБ). Для
повышения надежности защиты предусмотрим трехкратный запас (на ~ 5 дБ)
по сравнению с ЬзаппПп» т. е. примем необходимую величину L3an = 9 дБ.
Используем микрополосковый ограничитель, рассчитанный в примере
4.11 и имеющий параметры: f0 = 9375 МГц; Бцр = 0,35 дБ; L3an = 13 дБ
и полосу запирания Пра- = 398 МГц. Суммарные потери приема устройства
защиты в виде сочетания РЗП и диодного ограничителя равны
^flp2 = 0,7-|-0,35 = 1,05 дБ (Крвц = 1/^Пр2 X 0,8)
и
МВц “ 1 !Кр вц “ 1 • 25.
14. Исходными данными для выбора гетеродина являются: рабочая час-
тота /г0, выходная мощность Рг вых н диапазон электрической перестройки
частоты Д/Зл (механическая перестройка частоты не требуется, так как пере-
датчик работает на фиксированной частоте /0 = (9375 ± 10) МГц, причем
475
полоса 20,0 МГц обусловлена влиянием различных дестабилизирующих фак-
торов на частоту передатчика). Кроме того, поскольку проектируемое СВЧ
устройство является микрополосковым и малошумящим, гетеродин должен
иметь малый уровень амплитудного шума (при расчете БС сигнала принято,
что уровень амплитудного шума равен та = — 160 дБ/Гц) и должен быть
миниатюрным вместе с источником питания.
Последним двум требования^ удовлетворяет полупроводниковый гетеродин
на диоде Ганна (ГДГ), который мы и выбираем.
Полагаем, что > /с и /п = fr — fc~ 30 МГц. Суммарная мощность
гетеродина, необходимая для питания смесителей сигнала и АПЧ, равна
Рг £ = Рг с + Рг апч = 6 + 9 = 15 мВт, и не должна быть менее 15 мВт.
Необходимый диапазон электрической перестройки 30 МГц.
На основе исходных данных по табл. 8.4 выбираем ГДГ типа VSX-9011,
работающий на частотах диапазона 8—12 ГГц и имеющий параметры Д/Мех ~
= 400 МГц; Д/Эл = 60МГц; Рг вых > 25 мВт; напряжение питания (7Н0М г =
= 10 В; ток питания /р г — 300 мА. Механической настройкой надо
установить исходную частоту ГДГ в нормальных условиях равной fr —
= 9405 МГц.
Мощность гетеродина распределяем между смесителями сигнала и АПЧ
с помощью микрополоскового кольцевого делителя мощности (ДМ иа
рис. 3.32). Для гашения избыточной мощности гетеродина и установления не-
обходимой величины Рг на входах смесителей, между последними и выходом
ДМ включаем микрополосковые переменные аттенюаторы, описанные в § 3.5.
15. Коэффициент шума приемника рассчитываем по формуле
A/о —^вц+К^р” H/KpBLll + K^nM ” 1 ^РВЦ ^РурЧИ“
+ [(^УПЧ ~ 1)/^Рурч ’
которую легко получаем из (1.12), пренебрегая потерями в фидере (т. е. пола-
гая КР ф = 1) и заменяя КР nq на КР пч,
А'о = 1,25 + [(2—1)/0,8] + [(3,4—1)/0,8 • 31.5] + [(1,6—1)/0,8 • 31,5 X
X 0,2] X 2,27 (3,6 дБ)
на резонансной частоте фильтра и Мо = 2,32 (3,7 дБ) на границах полосы
фильтра.
Таким образом, предложенная структурная схема преселектора при
А^упч — 2 дБ обеспечит Мо < 2,32 и может быть принята.
Структурная схема приемника в целом должна соответствовать рис. 2.47,
а назначение отдельных элементов указано в § 2.12.
16. Коэффициент усиления по мощности преселектора равен
Кр2 = /<РВЦ^УрЛрПч = 0>8’31’5-0*14 = 3,5 (5,5 дБ).
17. Мощность сигнала на входе УПЧ при = 1,2 • 10-13 Вт составит
^свхп = 1,2-10-13.3,5 = 4,2-10-13 Вт.
18. Напряжение сигнала на входе 1-го каскада УПЧ при согласовании
этого каскада со смесителем равно
^вх п = У2РС вх п/gn = 1/2-4,2-10-w/210-3~ 20,6 мкВ,
где = 2 • 10’3 См — входная проводимость транзистора, который на-
мечен к использованию в УПЧ.
19. Требуемый коэффициент усиления УПЧ составит
Копт^з ^п/^вхп = 3-0,9/20,6.10-в = 130000.
Ожидаемый коэффициент шума, оказался ниже требуемого Мд в 5/2,27 =»
476
= 2,2 раз. Поэтому, чтобы обеспечить прием сигнала сувых = 1,7, увели-
чиваем коэффициент усиления УПЧ до 130000"|/ 2,2 ~ 193000.
20. Выбираем для УПЧ транзистор ГТЗЗОД, имеющий высокую /У2| и
малый уровень шума. Из приложения 3 видим, что г^Ск = 30 пс; Ск = 2 пФ;
^21э = Ро = У20 300 = 80. Вычисляем = г£Ск/Ск = 30/2 = 15 Ом;
сс0 == 80/(1 + 80) X 0,99. Выбираем режим /к = 3 мА и согласно рис. 3.6
находим /-параметры: g21 = 60 мСм; 621 = 60 мСм; | У211 = "|/б02 + 602 =
— 84 мСм; gn = 2 мСм; = 4 мСм; g22 = 0,4 мСм; Ь22 ~ 1,0 мСм.
Из (3.20) следует, что | У121 — 0,31 мСм.
21. Рассчитываем коэффициент шума 1-го каскада УПЧ в режиме согла-
сования. Для этого находим
/?ш = 20/1<Д /21 р —20-3-10-3/(842-10-6) ~ 10 Ом,
(?ш = 20 /к (1 - а0)/а0 = 20 . 3 . 10"3 . 0,01/0,99 ~ 0,6 мСм.
После этого согласно (6.72) определяем
Л'унч = ^с=1 + (15 + 4 • 10) 2 • 10“3 + [0,6 • IO"3 • (1 + 15 • 2Х
X 10-3)2 + 15 . 16 , ю-б]/2 . Ю-3 ~ 1 + 0,11 + [0,6 + 0,24]/2 =
= 1,53 < 1,58 (2 дБ).
22. Выбираем УПЧ с распределенной избирательностью. Для 1-го мало-
шумящего каскада выбран транзистор ГТЗЗОД. При/Г21 — 960 МГц он удов-
летворяет условию (6.1). Поэтому используем этот транзистор и для остальных
каскадов УПЧ.
Параметры транзистора ГТЗЗОД для /п == 30 МГц и /к = 3 мА в схеме
с ОЭ: gn = 2 мСм; Сп = 20 пФ; g22 = 0,4 мСм; С22 = 5 пФ; | /2i I = 34 мСм;
| У12| = 0,31 мСм.
Поскольку требования к избирательности УПЧ не предъявлены, выбираем
схему УПЧ с одноконтурными настроенными каскадами и производим ее
расчет.
Вначале определяем устойчивый коэффициент усиления по формуле
(6.2);
Куст=0,42 ]/84/0,31 =6,9.
Далее находим минимальное число избирательных систем для получения
заданного усиления;
fg(l,93-105)
т > -------------=6,3.
Ig6,9
Принимаем т = 7. Вычисляем параметр а по формуле (6.3), задавшись
b = 0,2, 11 = 1,4:
Для т — 7 по табл. 6.1 находим ф = 3,1 и определяем необходимое эквива-
лентное затухание контуров (6.4):
9. Q 1
d3 =----—=0,206. '
э 30
Вычисляем критические значения эквивалентного затухания контуров
промежуточных каскадов по формулам (6.5) и (6.6), приняв d = 0,01:
tf =0,01 +------------------------------------= 0,230,
^3,14-2,14-30-10е-(20/2 + 5/0,4)-IO-9
477
\
d" =0,01 +
(2/20+0,4/5)-10э
4.3,14-2,14-30 10u
0,233,
dp -C d .
Рассчитываем m2 и Са по формулам (6.7) и (6.8):
/я2 =“|/0,4/2=0,45,
0,4-10~М012
С =------------------------------= г
3,14-30- 10е (0,206—0,01)
Вычисляем коэффициент усиления каскада (6.13):
__________________________0,45-84-10~3________
К°к== 2-3,14-30-10е-22-10“12-0,206
Кок > /(уст> т- е- каскад неустойчив.
Переходим к каскодной схеме ОЭ — ОБ, поскольку Коксует > 2 Па-
раметры каскодного соединения: gn = 2 мСм, = 20 пФ, g22 ~ 0,08 мСм,
С22 ~ ' 0 пФ, | /211 = 84 мСм. | Vf2l = 4 мкСм
Производим перерасчет для каскодного соединения:
Кус. =0,42 У8Г/Т4.104-61;
1g (1,9310б)
т > -------=2,95
1g 61
Принимаем т = 3. Для т = 3 находимф = 1,96 и вычисляем
2-1,96
------=0,13
3()
Определяем значения d‘ и d" для промежуточных каскадов:
d:
сГ =0,01 4-------------------------------------=U,175,
1 3,14-2,14.30-10420/24- 1,6/0,08)-10~9 ’ *
, (2/20+0,08/1,6) 109
d" = 0,01 + ———-—--------------= 0,196.
4.3,14-2,1430-10*
Рассчитываем т2 и Сэ по формулам (6.7) и (6.8):
гп2=УО8/2=0,2,
„ 0,08-10~3-1012
Со =------------------------=7,1 пФ.
3,14-ЗОЮ6 (0,13—0,01)
Находим коэффициент усиления каскада
__________________________0,2-84-Ю-3________
КокС== 2-3,14-30-10e-7,bl0-i2-0,13 ==97’
Таккак?(ок> Куст, переходим к режиму фиксированного усиления, полагая
Кф ~ /(уст ~ 61.
Вычисляем т2 по формуле (6.14):
т9 = 2 . 3,14 - 61 • 30 - 10е - 7,1 - 10’12 . 0,12/(84 - 103) = 0,127.
Емкость Сэ остается без изменения.
Рассчитываем проводимость шунта, подключаемого к контуру, по фор-
муле (6.15):
£шн = 2 3,14 - 30 10е - 7,1 - 10’12 - (0,13-0,01) . 103 - 0,08—
- 0,1272 - 2 = 0,048 мСм.
478
Переходим к расчету оконечного каскада. Параметры нагрузки УПЧ опре-
деляются из расчета детектора радиоимпульсов:
gn ~ 1/д ~ 0|42 мСм; Сн Сд = 1 пФ.
Вычисляем значения df и d”
1
d' = 0,01Ч-------------------:--------------------=0,231.
3,14-2,14-30* 10е (1/0,42+1,6/0,08)* 10“9 ’ ’
d" =0,014
(0,42/1+0,08/1,6)-109
4-3,14-2,14.30.10е
d3 < d'.
В соответствии с (6.8) выбираем Св = 7,1 пФ, т. е. такое же, что и в про-
межуточных каскадах.
Определяем /тг2 применительно к режиму фиксированного усиления
с /<ф = 61. В соответствии с (6.14) = 0,127 (как и в промежуточных
каскадах).
Вычисляем проводимость шунта, подключаемого к контуру оконечного
каскада (6.15):
gin„ = 2-3,14-30- 10® * 7,1 - 10“12 * (0,13—0,01) • 103 — 0.08—
— 0.1272 . 0,42 = 0,075 мСм.
В соответствии с (6.30) общий коэффициент усиления УПЧ Коп = 61s =
= 2,3 - 10\
/С&п > Кьа т> т- е- усилитель имеет некоторое избыточное усиление
причем Коп/Коп т ~ К2. чт0 является допустимым.
Рассчитываем элементы контуров по формулам (6.38) и (6.41):
индуктивности контурных катушек
2,53-10го
Lu =------------= 4 мкГ,
302-10к-7,1
собственные емкости контуров промежуточных каскадов при См = 3 пФ
Ск = 7,1-1,6—0,1272 • 20—3 = 2,2 пФ,
собственная емкость контура оконечного каскада
Ск = 7,1 — 1,6—0,1272 • 1—3 = 2,5 пФ.
23. В заключение рассчитываем детектор радиоимпульсов. Для детекти-
рования используем диод Д2В с параметрами /? = 120 Ом, Сд = 1 пФ.
Емкость нагрузки С„ = ЮСд — 10 • 1 = 10 нФ. Согласно (9.23), (9.24)
емкость конденсатора
Сн = ЮСд — См = 10 . 1— 3 = 7 пФ,
а сопротивление нагрузки
= тс/2,3 с; = 0,1 . 10-в/2,3 • 10 • ю-и = 4 кОм.
Находим Rn/R. ~ 4000/120 = 34 и из рис. 9.2 определяем Кл ~ 0,82 ,
а из рис. 9.5 п/R£ = 20 и RBX д == 2,4 кОм.
Проверяем согласно (9.25) /?НСН = 4 • 108 • 10 • 10“1я = 40 • 10“8 >
> 1/30 • 10ti = 3,3 • ю-8.
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ
Автоподстройка гетеродина 44
АЛГОЛ-программа расчета фильтра
сосредоточенной индуктивности
291
Амплитудная характеристика прием-
ника 396
Антенна:
магнитная 167
приемная 155—156
с электрическим движением луча
102—103
АРУ:
быстродействующие 418
временные 418—419
Аттенюаторы микрополосковые 150—
151
Вентили ферритовые 211—213
Вероятность ошибок воспроизведения
сигнала 65—67
Выбор активных элементов УРЧ 225—
226
— схемы УПЧ 271—272
Генераторы:
на диодах Ганна 359—365
на лавинно-пролетных диодах 365—
366
накачки 266
Гетеродины:
преобразователей частоты 18
с умножением частоты 350—353
Глубина амплитудной модуляции 383
Делители мощности СВЧ 143—144
Демодулятор:
видеоимпульсов с АИМ и расшире-
нием импульсов 73, 74
сигналов с КИМ 75—76
Детектор:
AM сигналов 38, 85, 381—382
отношений 43, 380—381
фазовый балансный 389—392, 445
— коммутаторный 392—393
частотный, выполненный на инте-
гральной микросхеме 381
— с парой контуров расстроен-
ных 43
-------связанных 43
Диапазон частот 6
Диоды:
Ганна 360
лавинно-пролетные 365
параметрические 247—251
480
смесительные полупроводниковые
316—319
Дискриминатор 379—380
Добротность резонатора 193, 197
ЖИГ резонаторы 196—200
Избирательность частотная 8, 18
Изгибы микрополосковых линий 152,
153
Изменение коэффициента усиления 41,
86
Индекс модуляции 42
Индуктивность катушки связи 169, 174
Искажения нелинейные в частотном
детекторе 387
Каскад приемника выходной 39, 85—
86
Качество воспроизведения сигнала 8
Классификация:
радиоприемников 4—5
систем АПЧ 421—423
— АРУ 394—395
УПЧ 268—269
УРЧ 214
Конструкции параметрического усили-
теля 256—264
Контур с перестройкой 178—179
Коэффициент;
диапазона приемника 33
запаса усиления 31
передачи входной цепи 30
— по мощности максимально до-
стижимый 16, 31
— частотного детектора 384—386
поддиапазона 33
усиления линейного тракта 29
— преселектора 29
— УПЧ 279—281
— — по напряжению 32
— УРЧ 31
— устойчивого 30, 272
шума 13—14
— двухконтуриого параметрическо-
го усилителя 255
— минимально достижимый 16, 38,
92
Коэффициенты поддиапазонов резона-
торов 32
Лампы обратной волны 358—359
Линии передачи микрополосковые
131-134
Линия связи с ИСЗ «Молния-1» 106—
107
Манипуляция:
амплитудная 50
фазовая 61
частотная 56
Методика расчета:
каскада УПЧ двухконтурного 277—
----одноконтурного 275—277
одноконтурной входной цепи
с внешнеемкостной связью с не-
настроенной антенной 159—161
— — — с внутриемкостной связью
с настроенной антенной 175—177
-------с индуктивной связью с не-
настроенной антенной 162—164
-------с комбинированной связью
с ненастроенной антенной 164—167
------- с магнитной антенной
167-171
—------с трансформаторной или
автотрансформаторной связью
с настроенной антенной 173—175
Мосты СВЧ микрополосковые 135
Мощность на выходе приемника номи-
нальная 39—40
Нагрузки оконечные 151 — 152
Неравномерность кривой верности 82
Нестабильность частоты гетеродина 11
Ограничители СВЧ мощности на полу-
проводниковых приборах 203—209
Ослабление:
зеркального канала 81, 181
создаваемое преселектором 22, 81
соседнего канала 23, 84
Ответвители мощности 151
Отношение сигнал/шум на входе при-
, емника 38, 43, 48, 56, 71, 80
Отражательные клистроны 356—358
Отрезки микрополосковых линий с ра-
зомкнутым концом 152—153
Параметры:
балансного смесителя 330—336
детектора AM сигнала 383—384
— ЧМ сигнала 382—383
параметрических диодов 248
системы АПЧ фазовой 443—444
— — частотной 425—426
транзисторов биполярных 112—119
— полевых 122
фидеров 15
фильтров пьезомеханических 294
— пьезоэлектрических 293
— сосредоточенной избирательности
284—285
— электромеханических 294
Пеленгатор радиоастрономический 98
Переключатель импульсной РЛС ан-
тенный 94—95
Подавление сопутствующей амплитуд-
ной модуляции 386
Полоса пропускания:
двухконтурного параметрического
усилителя 255—256
линейного тракта 11, 35—36, 55
преселектора 12
РЛС 94
УНЧ 38, 43
Преобразователь частоты 84
на транзисторе биполярном с гете-
родином внешним 305. 309
------- внутренним 306, 310
— полевом с гетеродином внешним
306—308
на туннельном диоде коаксиальный
313
— — микрополосковый 313
-----с внешним гетеродином 312,
313
— — с параллельно включенными
контурами 311
Преселекторы 19—21
телевизионных приемников 90
Прием сигналов ДТЧ сдвоенный 60
Приемник:
для регистрирующего приема теле-
графных сигналов с АТ магист-
ральный коротковолновый 53—55
радиовещательный автомобильный
79
— I и II класса 78
— III класса 78
— IV класса 77
радиотелефонных сигналов с AM
магистральный коротковолновый
40, 41—42
сигналов ДТЧ магистральный ко-
ротковолновый 59—60
— ОФТ со сравнением полярностей
64
—------фаз 61
— с дельта-модуляцией и AM 75,
76-77
— телеграфных 50—52
— ЧТ магистральный коротковолно-
вый 57—58, 67
служебной связи телефонно-теле-
графный 52
телевизионный с общим трактом
изображения и звука 89
— цветной 93
фототелеграфных сигналов с ЧМ
несущей магистральный коротко-
волновый 44—46
Промежуточная частота преселектора
21
Проницаемость магнитная 168
481
Рл*>*Лыки защиты приемника 200—
203
Расстройка обобщенная:
для краев полосы пропускания при-
емника 22
зеркального канала 20
Расчет:
вспомогательных параметров УПЧ
272—274
гетеродинов 341—343
детектора непрерывных AM сигна-
лов диодного 368—370
—----------транзисторного 370—
371
— пикового 373—374
— радиоимпульсов 371—372
колебательной системы автогенера-
тора 345—349
ограничителя диодного 375—376
— на транзисторе 376—377
— симметричного 378—379
одноконтурных каскадов УРЧ 230—
236
параметров непрерывной системы
ФАПЧ 444—448
— .— _ частотной АПЧ 430—436
слементов контуров УПЧ 281 —
282
— обеспечивающих режим УРЧ
226—227
— системы АПЧ 438—439
Резонатор:
коаксиальный 124 — 126
полосковый 127, 128
Ретранслятор:
с однократным преобразованием ча-
стоты спутниковой линии связи
109, НО
спутника «Молния-1» 107—108
РЛС:
с автосопровождением объекта
в двух плоскостях 100—101
----- по направлению в одной пло-
скости 98, 99, 100
— — по угловым координатам и
дальности с вращающейся антен-
ной 97—98, 101
с визуальным определением дально-
сти и угловых координат объекта
95-97
с селекцией подвижных объектов
101-102
Связь контура с антенной 156—158
— между контурами УРЧ 223, 224
Сигнал:
изображения СССР телевизионный
стандартный 87—88
многоканальный 68
Система:
АРУ импульсная 417
482
— второго порядка 413
— первого порядка 406
фазовый АПЧ 433
Системы АПЧ частотные импульсные
436—438
Скорость передачи 55, 58
Смеситель:
АПЧ радиолокационного приемника
336—338
балансный микрополосковый 325—
327
— волноводный 325—327
двухбалансный малошумящий с фа-
зовым подавлением зеркального
канала 327—330
Смесительная секция 325
Спектр:
передатчика, уплотненного двумя
однополосными каналами 48
радиочастот 5
телевизионного стандартного сигна-
ла изображения СССР полный 89
Способы настройки резонаторов 32
— регулирования усиления 402
Стабильность характеристик параме-
трических усилителей 265—266
Станция:
наземной РРЛ оконечная 104—105
— — промежуточная 105
сети «Орбита» приемная земная
108-109
Супергетеродины с преобразованием
частоты 10
Схемы:
включения биполярных транзисто-
ров 111
питания полевых транзисторов 121
Температура шумовая двухконтурного
параметрического усилителя 254
Трансформатор:
согласующий 182, 183
фазовращающий 381, 382
Усилители:
дифференциальные 217—222
параметрические двухконтурные
252-254
— одноконтурные 264—265
промежуточной частоты 83
— — с трехзвенным фильтром со-
средоточенной избирательности
286
радиочастоты каскодные 216, 218,
219
— на интегральных схемах 215, 216,
217
— однокаскадные на дискретных
элементах 214, 216, 218
с парой связанных контуров
в коллекторной цепи 238, 239
— с резонансным контуром в кол-
лекторной цепи 237, 239
Устройства защиты приемника 200—
209
Фильтры:
СВЧ 187-200
. сосредоточенной избирательно-
сти 283
Формирование синхронных колебаний
Функции входных цепей приемников
сантиметровых и миллиметровых
волн 186
Характеристики:
преселекторов частотные нормиро-
ванные 21, 22
систем АПЧ 423—424
УПЧ частотные нормированные 25
Цепи:
входные двухконтурные приемников
дециметрового диапазона 179—180
— — с комбинированной связью
между контурами и с антенной
176 - 177
— с широкополосным П-образным
контуром 182—185
питания УРЧ 227—229
Циркуляторы ферритовые 209—211
Число:
витков катушки контурной 168
— — связи 169
избирательных систем минимальное
273
поддиапазонов 34
регулируемых каскадов 41, 86
Чувствительность 7, 29
реальная 13—14, 65
Ширина:
поддиапазона 34
спектра радиочастот 37, 42, 48, 50,
55, 58, 64, 70, 80
Элементы:
входных цепей приемников санти-
метровых и миллиметровых волн
186-187
звеньев фильтра сосредоточенной
избирательности 286
с сосредоточенными параметрами
для СВЧ 145—150
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие...................................................... d
Введение......................................................... 4
1. Составление структурной схемы линейного тракта приемника 10
1.1. Состав структурной схемы приемника...........................Ю
1.2. Расчет необходимой полосы пропускания линейного тракта
приемника....................................................... Ц
1.3. Выбор первых каскадов приемника.............................J2
1.4. Выбор средств обеспечения избирательности приемника .... 18
1.5. Выбор средств обеспечения усиления линейного тракта .... 29
1.6. Выбор устройств управления настройкой приемников .... 32
1.7. Особенности проектирования структурной схемы линейного
тракта супергетеродина с двойным преобразованием частоты 35
Список литературы . . . 1; . ................87
2. Особенности составления структурных схем приемников раз-
личных типов ... ,........................ 37
2.1. Приемники непрерывных сигналов с амплитудной модуляцией 37
2.2. Приемники непрерывных сигналов с частотной модуляцией (ЧМ) 42
2.3. Приемники непрерывных однополосных AM сигналов k . . 46
2.4. Приемники непрерывных сигналов с фазовой модуляцией . 49
2.5. Приемники дискретных сигналов с амплитудной манипуляцией 50
2.6. Приемники дискретных сигналов с частотной манипуляцией . . 56
2.7. Приемники дискретных сигналов с фазовой манипуляцией 61
2.8. Приемники многоканальных сигналов с частотным уплотнением 68
2.9. Приемники многоканальных сигналов с временным уплотнением 71
2.10. Радиовещательные приемники . в 77
2.11. Телевизионные приемники . . . . u .> с . . - о . 87
2.12. Радиолокационные приемники ....... 0 . 93
2.13. Приемники наземных радиорелейных линий , 0 103
2.14. Приемники спутниковых радиорелейных линий связи . . . . 106
Список литературы . . . • . .................... . 0 о . . < НО
3. Активные элементы и резонаторы радиоприемников...........НО
3.1. Биполярные транзисторы _ , > s . , с ; о - .... ПО
3.2. Полевые транзисторы , . , . . .. я .... g ... 121
3.3. Резонансные системы с сосредоточенными и распределенными
постоянными................ . , . . . ...... 122
3.4. Пассивные элементы СВЧ интегральных микросхем t . 130
Список литературы.................. , . . , . ; ц . 153
4. Входные цепи радиоприемников . .... .........155
4.1. Общие сведения ... . . . . , ; . . . . . 155
4.2. Входные цепи приемников умеренно высоких частот . ( , . . 156
4.3. Входные цепи приемников дециметрового диапазона ..... 177
4.4. Входные цепи приемников сантиметровых и миллиметровых волн 186
Список литературы .... . . . . . . . . 3 ..... . 213
5. Усилители радиочастоты.............................214
5.1. Усилители радиочастоты приемников умеренно высоких частот 214
5.2. Усилители радиочастоты дециметрового диапазона.........237
5.3. Малошумящие усилители СВЧ..............................244
484
5.4. Параметрические усилители на полупроводниковых диодах . . 246
5.5. Методы подавления выходных шумов зеркальной частоты мало-
шумящих усилителей СВЧ.................................266
Список литературы...............................................267
6. Усилители промежуточной частоты........................268
6.1. Общие сведения.............................................268
6.2. Расчет усилителей промежуточной частоты с распределенной
избирательностью.........................•......................271
6.3. Расчет УПЧ с электрическими фильтрами сосредоточенной из-
бирательности ................................................ 283
6.4. Машинное проектирование LC-фильтров сосредоточенной изби-
рательности ....................................................288
6.5. Расчет УПЧ с системой сосредоточенной избирательности на
пьезоэлектрических, электромеханических и пьезомеханических
фильтрах........................................................293
6.6. Расчет коэффициента усиления УПЧ с ФСИ..............296
6.7. Расчет апериодических и слабоизбирательных каскадов УПЧ 297
6.8. Малошумящие каскады УПЧ....................................300
Список литературы...............................................303
7. Преобразователи частоты................................304
7.1. Общие сведения.............................................304
7.2. Транзисторные преобразователи частоты..............•. . . . 305
7.3. Преобразователи частоты на полевых транзисторах.....306
7.4. Преобразователи частоты на интегральной микросхеме .... 308
7.5. Преобразователи частоты дециметрового диапазона...........309
7.6. Смесители СВЧ на полупроводниковых диодах ..............314
Список литературы...............................................339
8. Гетеродины приемников..................................339
8.1. Общие сведения.............................................339
8.2. Гетеродины приемников километровых, гектометровых, декамет-
ровых и метровых волн на транзисторах...........................340
8.3. Гетеродины приемников дециметровых волн..............349
8.4. Гетеродины приемников сантиметровых и миллиметровых волн 353
Список литературы ............................................. 367
9. Детекторы и ограничители амплитуд приемников...........367
9.1. Амплитудные детекторы . ...................................367
9.2. Ограничители амплитуды.....................................374
9.3. Детекторы ЧМ сигнала.......................................379
9.4. Фазовые детекторы..........................................389
Список литературы...............................................393
10. Автоматическая регулировка усиления в радиоприемнике . . 394
10.1. Общие сведения об АРУ в радиоприемниках...................394
10.2. Расчет стационарного режима...............................409
10.3. Расчет динамического режима системы АРУ первого порядка 406
10.4. Расчет динамического режима системы АРУ второго порядка 413
10.5. Выбор и расчет элементов цепи АРУ........................ 415
10.6. Особенности проектирования некоторых разновидностей сис-
тем АРУ........................................................418
Список литературы ............................................. 419
485
11. Автоматическая подстройка частоты в радиоприемных уст-
ройствах .................................................420
11.1. Общие сведения о системах автоматической подстройки частоты 420
11.2 Расчет непрерывных частотных систем АПЧ....................423
11.3. Расчет непрерывных систем фазовых автоматических подстроек
частоты.........................................................443
11.4. Особенности проектирования некоторых разновидностей систем
автоматической подстройки частоты гетеродина . . ...............448
Список литературы.........,..................,..................452
12. Конструирование приемников............................452
12.1 Общие принципы конструирования приемников .................452
12.2 . Технико-экономическое обоснование проекта................466
Список литературы...............................................470
Приложение 1. Характеристики полупроводниковых диодов...........471
Приложение 2. Параметры полевых транзисторов....................471
Приложение 3. Параметры биполярных транзисторов ВЧ и СВЧ при
/ — 20° С...................................................471
Приложение 4. Y-параметры транзисторов, измеренные на частоте
465 кГц.....................................................472
Приложение 5. Блоки конденсаторов переменной емкости КПЕ . . . 472
Приложение 6. Параметры ферритов................................472
Приложение 7. Пример проектирования и расчета приемника радио*
локационной станции визуального определения объектов .... 473
Предметный указатель ...........................................480
Клич Семен Михайлович
Кривенко Александр Сергеевич
Носикова Галина Николаевна
Павлов Владимир Николаевич
Сарафов Борис Веицеславович
Сиверс Аркадий Петрович
Соколов Юрий Павлович
Станкевич Юрий Александрович
Степанов Юрий Петрович
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
Под редакцией А. П. Сиверса
Редакторы Э М. Горелик, И. И. Рюжина
Художественный редактор А. Н. Алтунин
Обложка художника В. Т. Сидоренко
Технический редактор Г. 3. Кузнецова
Корректор 3. Г. Галушкина
Сдано в набор 19.IV—76 г. Подписано в печать 16.VII—76 г. Т12550
Формат 60X 90‘/ie Бумага типографская № 2 '
Объем 30.5 усл. п. л., 32,387 уч.-изд. л.
Тираж 50 000 экз. Зак. 895 Цена 1 р. 24 к.
Издательство «Советское радио», Москва, Главпочтамт а/я 693
Московская типография № 4 Союзполиграфпрома
при Государственном комитете Совета Министров СССР
по делам издательств, полиграфии и книжной торговли
Москва И-41, Б. Переяславская, 46.
Проектирование радиоприемных устройств. Под
П68 ред. А. П. Сиверса. Учеб, пособие для вузов. М.,
«Сов. радио», 1976.
488 с. с ил.
На обороте тит. л. авт.: Клич С. М., Кривенко А. С., Но-
сикова Г. Н. и др.
Изложены методы проектирования и расчета радиоприемных уст-
ройств различного назначения, различных видов сигналов и диапазо-
нов частот. Рассмотрены приемники и их основные узлы, реализован-
ные как иа биполярных и полевых транзисторах в дискретном испол-
нении, так и иа интегральных микросхемах. Предназначена в каче-
стве пособия по курсовому и дипломиому проектированию для сту-
дентов радиотехнических вузов и факультетов, а также для широкого
круга инженерно-технических работников.
30404-072
П046(01)-76 За'76
6Ф2.12