В. Ф. БАРКАН, В. К. ЖДАНОВ
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Издание 2-е
переработанное и дополненное
Допущено
Министерством высшего и среднего специального образования СССР
в качестве учебника
для радиотехнических специальностей техникумов
ГОСУДАРСТВЕННОЕ
НАУЧНО-ТЕХНИЧЕСКОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
ОБОРОНГИЗ
Москва I960

Книга является учебником по курсу «Радиоприемные
устройства» для техникумов радиотехнической специальности.
В книге изложены принципы работы и основы расчета
элементов высокочастотного и низкочастотного трактов
современных радиоприемников, при этом особое внимание уделено
радиолокационным приемникам.
Приведены описания физических процессов, происходящих
в элементах схемы радиоприемника, математический анализ
изучаемых явлений и, где это необходимо, расчет элементов
схемы. Для закрепления знаний учащихся в некоторых главах
приведены задачи и примеры.
Книга может быть использована также и в системе
заочного обучения.
Рецензент — Московский Радиомеханический техникум
Редактор инж. А. И. Зудакин
Зав редакцией инж. С. Д. Красильников

ПРЕДИСЛОВИЕ
Второе издание учебника «Радиоприемные устройства»
переработано и дополнено в соответствии с действующими учебными
планами и программами подготовки техников по радиоспециальности.
В книге рассмотрены основные вопросы работы элементов
высокочастотного тракта приемников и усиления колебаний низкой
частоты.
Особое внимание уделено изложению физических процессов,
происходящих в каскадах радиолокационных приемников.
В основу содержания книги положены лекции, читаемые
авторами в техникумах на протяжении ряда лет.
Все главы книги имеют одинаковое методическое построение:
описание физических процессов, происходящих в элементах схемы
радиоприемника, их математический анализ, примеры расчета (где
это необходимо) отдельных элементов схем, краткие выводы,
перечень вопросов и типовые задачи для закрепления знаний
учащихся.
Математический анализ процессов обычно завершается выводом
формул и основных соотношений, необходимых для расчета
различных элементов схем радиоприемника. В отдельных случаях, ввиду
громоздкости математических преобразований, вывод формул
опущен и приведены готовые формулы, а также последовательность
выполнения расчетов. При этом математические расчеты,
используемые при анализе работы цепей радиоприемника, даны в объеме
знаний математики учащимися техникумов.
Такое построение облегчает учащимся пользование книгой
в процессе повторения лекционного материала перед семинарскими
занятиями и при выполнении самостоятельных расчетных работ.
Второе издание учебника в отличие от первого начинается с
изложения работы усилителей низкой частоты, что вызвано
изменением учебных планов подготовки радиотехников.
Кроме того, в настоящем издании несколько упрощены анализ
работы усилителя мощности на триоде и его расчет, более подроб-
з

но освещена работа усилителей низкой частоты на
полупроводниковых триодах и кратко рассмотрены также некоторые общие
вопросы использования полупроводниковых триодов в современной
радиоаппаратуре.
Книга дополнена главой «Основы учебного проектирования
радиолокационных приемников сантиметрового диапазона», в
связи с чем в значительной мере переработана гл. XIV
«Радиолокационные приемники». Более подробное изложение вопросов приема
сверхвысоких частот объясняется широким использованием
ультракоротких волн во всех областях применения радиотехники.
Глава I написана авторами совместно.
Главы II, III, IV, VII, VIII, XII, XV и § 88 гл. XIV написаны
инж. В. К. Ждановым.
Главы V, VI, IX, X, XI, XIII, XIV и XVI написаны инж.
В. Ф. Барканом.
Авторы выражают признательность инженерам Л. Л. Рейфману
и В. Ф. Романенко, давшим ряд полезных советов при
рассмотрении рукописи, а также редактору А. И. Зудакину.
Все замечания и пожелания по книге просьба направлять
по адресу: Москва, И-51, Петровка, 24, Оборонгиз.

ИСТОРИЯ РАЗВИТИЯ ТЕХНИКИ РАДИОПРИЕМА
История развития радиоприемных устройств, как и всей
радиотехники, неразрывно связана с именем гениального изобретателя
радио Александра Степановича Попова.
7 мая 1895 г. на заседании Русского физико-химического
общества в Петербурге А. С. Попов демонстрировал работу первого
в мире радиоприемника, названного им грозоотметчиком.
А. С. Попов
Схема грозоотметчика А. С. Попова показана на фигуре.
Рассмотрим принцип работы этого первенца радиотехники.
Электромагнитные волны, проходя мимо провода приемной
антенны, изобретенной А. С. Поповым, возбуждают в ее цепи переменные
токи высокой частоты. В цепь антенны включена трубочка К
(когерер), заполненная металлическим порошком. Под влиянием
токов высокой частоты сопротивление когерера резко уменьшается.
5

С уменьшением сопротивления когерера возрастает ток местно-
го источника, в цепь которого последовательно с когерером
включен электромагнит с контактными пружинами (реле).
Возрастание тока в катушке электромагнита вызывает
увеличение силы магнитного притяжения, под действием которой
притягивается якорь электромагнита. Якорь электромагнита связан
с пишущим устройством. Поэтому движение якоря будет
сопровождаться записью принятого сигнала на ленту. Одновременно с
помощью контактов 1 и 2 замыкается цепь электрического звонка.
Электрический звонок расположен так, что его молоточек ударяет
не только по чашке звонка, но
и по когереру. Встряхивание
когерера, вызванное ударами mo-n
лоточка, позволяет
восстанавливать его высокое сопротивление,
которым он обладал до прихода
сигналов, что делает схему
пригодной для приема следующих
сигналов.
Таким образом,
грозоотметчик А. С. Попова содержит в
себе все необходимые элементы
радиоприемного устройства.
Менее чем через год, 24
марта 1896 г. на заседании того же
общества А. С. Попов произвел
передачу первой в мире
радиограммы на расстояние 250 м без
проводов.
Все последующие годы жизни А. С. Попова были посвящены
совершенствованию изобретенного им нового способа
электрической связи.
В 1899 г. А. С. Попов совместно со своими помощниками
П. Н. Рыбкиным и Д. С. Троицким открыл возможность приема
телеграфных сигналов с помощью телефона на слух. Замена
телеграфного аппарата телефоном в значительной мере повысила
чувствительность приемника к слабым сигналам и увеличила
дальность действия радиосвязи.
Историю развития техники радиоприема можно разделить на
доламповый и ламповый периоды.
Доламповый период характеризуется усовершенствованием
радиоприемника А. С. Попова путем применения новых типов
детекторов и изменения схемы самого приемника.
Уже в начале 900-х годов когерер был заменен
электролитическим, а затем более чувствительным кристаллическим
детектором.
В схему приемника были введены элементы настройки и
промежуточный контур, позволяющий повысить избирательные свойства
приемника. Постепенно улучшались и электрические свойства эле-
Схема первого радиоприемника
(грозоотметчика) А. С. Попова.
6

ментов колебательных цепей. Совершенствование
приемопередающей аппаратуры расширяло возможности радиосвязи.
11 ноября 1911 г. была впервые установлена односторонняя
радиосвязь самолета с землей.
В начале первой мировой войны под руководством Н. Д. Папа-
лекси была создана радиостанция для двухсторонней радиосвязи
самолета с землей.
Ламповый период техники радиоприема связан прежде всего
с использованием двухэлектродной лампы-диода в качестве
детектора. Но большое количество недостатков первых диодов
ограничивало применение их в радиоприемных устройствах того времени.
Диоды и даже триоды еще не могли успешно соперничать с
кристаллическим детектором. Поэтому, несмотря на то, что диод был
предложен Флемингом еще в 1904 г., а триод де-Форестом в 1906 г.,
собственно ламповый период техники радиоприема начался лишь
с 1915 г., когда начали создавать электронные лампы с высоким
вакуумом. С этого времени электронные лампы стали широко
применяться для усиления и детектирования. Применение в
приемничках электронных ламп коренным образом изменило направление
развития техники радиоприемных устройств.
Начиная с 1918 г. нашла широкое применение так называемая
регенеративная схема приемника. Такая схема позволила в
значительной степени повысить чувствительность и избирательность
радиоприемников. Ламповые приемники с использованием
регенерации находили применение на протяжении более чем
двадцати лет.
В 1918 г. Армстронгом был взят патент на схему
супергетеродинного приемника. Первые образцы супергетеродинных
приемников были очень громоздки и обладали целым рядом недостатков.
Поэтому в то время они не могли конкурировать ни с
регенеративными приемниками, ни с так называемыми «нейтродинными»
приемниками.
Во второй половине 20-х годов происходило серьезное
соперничество между супергетеродинами и нейтродинами, которое
прекратилось с появлением двухсеточных ламп и использованием их в
схемах радиоприемников. Двухсеточные лампы произвели переворот
в схемах и конструкциях радиоприемников.
В начале 30-х годов были созданы новые весьма совершенные
многосеточные лампы. Многосеточные лампы позволили избавиться
от многих существенных недостатков супергетеродинных
приемников. Начиная с этого времени супергетеродинная схема
становится основной схемой большинства выпускаемых
радиоприемников.
Но наряду с широким распространением супергетеродинной
схемы использовались также и другие схемы. Так, например, даже в
современных многоламповых приемниках УКВ диапазона
продолжают применяться методы нейтрализации действия проходной
емкости ламп, а в простых приемниках УКВ диапазона все еще
используется схема сверхрегенеративного приема.
7

Применение электронных ламп в радиотехнике привело не
только к изменению схем приемников, но и к общему развитию всей
радиотехники.
Последние 30 лет радиотехника шаг за шагом завоевывает
новые, все более высокие частоты электромагнитных колебаний.
Глубокие теоретические исследования в области
электромагнитных колебаний и радиоэлектроники в 30-х годах позволили в 40-х
годах перейти к практическому применению наиболее обширного по
частоте диапазона—диапазона ультракоротких волн.
На основе достижений современной физики в настоящее время
широкое развитие получила полупроводниковая электроника.
Полупроводниковые диоды, триоды и тетроды имеют
незначительные размеры, не требуют громоздких источников питания,
обладают значительно большим сроком службы и могут быть
использованы в большинстве каскадов радиоприемников.
Развитие советской радиоэлектроники в 50-х годах обеспечило
успешный запуск трех искусственных спутников Земли и
межпланетных космических ракет.
Решениями XXI Съезда Коммунистической партии Советского
Союза намечено дальнейшее развитие отечественной радиотехники,
призванной служить делу технического прогресса, развитию
культуры, делу строительства Коммунизма.

Глава I
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ
§ 1. ПРИМЕНЕНИЕ И КЛАССИФИКАЦИЯ РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВ
Для передачи полезных сигналов на расстояние без проводов
в передающем устройстве линии радиосвязи осуществляется
модуляция. Модуляцией называется процесс воздействия полезного
сигнала на амплитуду, частоту или фазу колебаний высокой частоты,
получаемых в радиопередатчике. Полученные модулированные
колебания высокой частоты излучаются передающей антенной в виде
электромагнитных волн, распространяющихся в пространстве со
скоростью света.
В месте приема энергия электромагнитных волн улавливается
приемной антенной и подается на вход радиоприемника. В
радиоприемнике из принятого модулированного сигнала высокой частоты
выделяется полезный модулирующий сигнал. Выделенный
полезный сигнал подается на оконечный аппарат и приводит его в
действие.
В качестве оконечных аппаратов используются: телефон,
громкоговоритель, записывающее устройство, электронно-лучевая
трубка и индикаторы другого вида.
По мере удаления радиоприемника от радиопередатчика
энергия электромагнитных волн, улавливаемая приемной антенной,
уменьшается. Поэтому радиоприемник должен обеспечивать прием
сравнительно слабых сигналов.
Применение радиоприемных устройств
В настоящее время передача полезных сигналов по радио
широко применяется для самых разнообразных целей. Основными из
них являются: радиосвязь, радиовещание, радионавигация,
радиолокация и радиотелемеханика.
Радиосвязь — передача и прием телефонных или
телеграфных сигналов на расстоянии. Радиосвязь является единственным
способом связи неподвижного объекта с подвижным, т. е. с
кораблями, самолетами, танками и т. п. Радиосвязь может также осу-
9

ществляться при помощи фототелеграфных сигналов (передача
неподвижных изображений).
Радиовещание — разновидность радиосвязи, при которой
радиопередающая станция осуществляет передачу для
радиослушателей.
Современное радиовещание используется не только для
передачи речи и музыки, но и для передачи изображений.
Радионавигация — метод вождения подвижных объектов
(самолетов, кораблей) при помощи радиотелефонных и
радиотелеграфных сигналов, передаваемых опорными радиостанциями.
Радионавигация облегчает привод самолетов и кораблей на базу,
позволяет определять местонахождение подвижного объекта и
решать ряд других навигационных задач. Широкое применение
радионавигации во второй мировой войне обеспечило возможность
использования авиации и военно-морского флота в сложных
метеорологических условиях
Радиолокация — область радиотехники, получившая
широкое развитие в период второй мировой войны и особенно после
нее. При помощи радиолокации определяют координаты объекта
(самолета или корабля), ведут прицельную стрельбу по самолетам
и кораблям при отсутствии оптической видимости, осуществляют
панорамный обзор земной поверхности и решают различные
навигационные задачи.
Радиотелемеханика — управление различными
механизмами на расстоянии без проводов.
Классификация радиоприемных устройств
Разнообразные типы радиоприемников, применяемых в
настоящее время, приняго разделять на две основные группы:
радиовещательные и профессиональные.
Радиовещательные приемники предназначены для
приема звуковых и телевизионных программ. Согласно ГОСТ
5651—51 радиовещательные приемники делятся на четыре класса.
Каждый класс приемников характеризуется различными
показателями. Наилучшими качественными показателями обладают
приемники первого класса.
Профессиональные приемники предназначены для
работы на линиях радиосвязи, в радиолокационных и
радионавигационных установках и т. п.
Профессиональные радиоприемники классифицируются по
следующим основным признакам.
По виду приемной схемы различают приемники прямого
усиления, регенеративные, сверхрегенеративные и супергетеродинные.
По диапазону волн принимаемых сигналов приемники
разделяются на длинноволновые, средневолновые, коротковолновые и
ультракоротковолновые.
По роду работы различают приемники телефонные,
телеграфные, телевизионные, локационные и т. д.
10

По способу модуляции принимаемых сигналов различают
приемники, предназначенные для приема сигналов с амплитудной,
частотной, фазовой и импульсной модуляцией.
По месту установки приемники могут работать в стационарных
или в подвижных системах, например, на самолете, танке,
корабле и т. д.
По протяженности линии связи различают приемники,
предназначенные для работы на магистральных линиях связи и на линиях
средней и малой протяженности.
§ 2. ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
Всякое радиоприемное устройство должно удовлетворять
определенным требованиям, которые позволяют использовать приемник
по его прямому назначению. Технические требования,
предъявляемые к радиоприемникам различных назначений, могут включать
примерно следующие показатели: выходную мощность и выходное
напряжение, чувствительность, избирательность и полосу
пропускания, диапазон частот и качество воспроизведения.
Выходная мощность и выходное напряжение радиоприемника
Выходной мощностью называется мощность, отдаваемая
радиоприемником оконечному аппарату. Величина выходной мощности
определяется типом оконечного аппарата: громкоговорителем, реле
телеграфного аппарата, установкой автоматического
управления и т. п.
Для приемников специального назначения, в первую очередь
телевизионных и радиолокационных, имеющих в качестве
выходного аппарата электронно-лучевую трубку, вместо выходной
мощности обычно задают выходное напряжение.
В зависимости от назначения приемника величина выходного
напряжения может находиться в пределах от долей вольта до
десятков вольт.
Чувствительность радиоприемника
Чувствительность радиоприемника определяется величиной сиг-
нала, поступающего на вход приемника, при котором к оконечному
аппарату подводится нормальная выходная мощность (или
выходное напряжение). Следовательно, чем меньше э. д. с. полезного
сигнала на входе, при котором получается нормальный прием, тем
выше чувствительность. Чувствительность измеряется в
микровольтах (мкв). Получение высокой чувствительности связано с
усилительными свойствами всех каскадов приемника.
Высокая чувствительность приемника может быть практически
реализована только при условии, когда уровень собственных шумов
на выходе приемника меньше уровня сигнала.
Величина превышения уровня сигнала над уровнем шумов
устанавливается в зависимости от характера принимаемых сигналов.
11

Полоса пропускания и избирательность радиоприемника
Полезный сигнал, поступающий на вход радиоприемника,
представляет собой спектр частот, возникновение которых связано
с процессом модуляции в радиопередатчике. Ширина этого спектра
зависит от способа модуляции. При амплитудной модуляции
передатчик излучает колебание несущей частоты /0 и целый спектр
колебаний боковых частот от fo—Fmax до fo+^max, составляющих
полосу частот передатчика. Значение /ч™.* характеризует высшую
частоту модулирующего сигнала. Ширина спектра при
амплитудной модуляции равна 2FmBX. При широкополосной частотной МОДу-
2аГ'
f
0 10 к с
Фиг. 1.1. Кривые избирательности радиоприемников.
ляции ширина спектра зависит в основном от максимальной
девиации (отклонения) частоты Д/U* и равна 2Afmax.
Одной из задач радиоприемника является прием полезного
сигнала со всеми его боковыми частотами, т. е. одновременный
прием определенной полосы частот. При этом необходимо, чтобы
натуральные соотношения между амплитудами спектра сигнала
оставались без изменений. Это можно получить лишь при
постоянстве чувствительности приемника в определенной полосе частот.
Другой не менее важной задачей приемника является
необходимость выделения полезных сигналов принимаемой станции из
целого ряда различных сигналов, поступающих из антенной цепи.
Способность радиоприемника выделить из различных сигналов,
отличающихся по частоте, полезный сигнал принимаемой станции
называется избирательностью радиоприемника.
Для одновременного удовлетворения требований равномерного
пропускания спектра боковых частот принимаемой станции и
непропускания сигналов других станций кривая, характеризующая
избирательные свойства идеального приемника, должна иметь
прямоугольную форму (фиг. 1. 1, а).
Ширина прямоугольника соответствует полосе частот 2AF
принимаемого сигнала. За пределами полосы пропускания прием
посторонних сигналов должен отсутствовать.
Кривая избирательности реального радиоприемника, зависящая
от резонансных свойств его колебательных систем, может иметь
12

форму, приведенную на фиг. 1. 1,6". По оси абсцисс откладывается
величина расстройки А/ относительно резонансной частоты
колебательных систем приемника, по оси ординат — относительное
изменение интенсивности У принимаемых сигналов.
Нетрудно видеть, что при такой форме кривой интенси&ность
крайних боковых частот будет меньше интенсивности боковых
частот, примыкающих к несущей частоте. В целом ряде случаев
незначительное ослабление крайних боковых частот не оказывает
заметного влияния на воспроизведение полезного сигнала на
выходе приемника. Поэтому полосой пропускания высокочастотной
части приемника называют область
частот, в пределах которой
ослабление спектра принимаемых коле-
баний не превышает заданной
величины. На фиг. 1. 1, б отсчет
полосы пропускания произведен на
условно принятом уровне У=0,7.
Приведенная кривая позволяет
судить .об избирательных
свойствах приемника. Чем меньше
величина У при заданной
расстройке, тем меньше интенсивность
сигналов данной частоты и тем,
следовательно, в большей степени
сигнал принимаемой станции
превышает сигналы мешающей
станции. Поэтому У можно принять за
величину, характеризующую избирательные свойства приемника
при заданной расстройке.
Для связных и радиовещательных приемников избирательность
определяют при расстройке Af= 10 кгц, так как несущие частоты
соседних по частоте станций по международному соглашению
разделяются интервалами в 10 кгц.
На фиг. 1. 1, б значение У1=0,1 дает непосредственное
представление о величине избирательности приемника. Величина У\
показывает, что интенсивность сигнала соседней станции составляет
десятую часть от интенсивности сигнала принимаемой станции.
У современных связных и вещательных радиоприемников
ослабление сигнала соседней станции достигается в пределах 10—200.
Получение в приемнике широкой полосы пропускания при
высокой избирательности представляет значительные трудности. Из
рассмотрения резонансной кривой видно, что эти два требования
находятся во взаимном противоречии: расширение полосы
пропускания ухудшает избирательность и, наоборот, сужение полосы
пропускания улучшает избирательность. Одновременное
удовлетворение этих требований достигается при улучшении прямоугольности
резонансной кривой приемника. На фиг. 1.2 представлены
резонансные кривые различных колебательных систем с одинаковой
полосой пропускания 2Д/0,7 на уровне 0,7. За полосой пропускания
ZAf-
Фиг. 1.2. Резонансные кривые
различных колебательных систем с
одинаковой полосой пропускания.
13

кривые отличаются крутизной боковых сторон. Для сравнительной
оценки прямоугольности резонансных кривых различных
колебательных систем целесообразно ввести понятие о коэффициенте пря-
моугольности.
Коэффициентом прямоугольности Кп называется отношение
полосы пропускания на определенном условном уровне к полосе
пропускания на уровне 0,7
к __ 2Af _ А/ ( п
^-2^;--д^- (1Л)
Коэффициент прямоугольности принято определять на условных
уровнях, соответствующих ослаблению сигнала в 10 и 100 раз, т. е.
при Д/ол и Д/о.о1. В соответствии с этим
Коэффициент прямоугольности всегда больше единицы. Чем
ближе значение Кп к единице, тем лучше прямоугольность
резонансной кривой.
На фиг. 1.2 из трех резонансных кривых лучшей прямоуголь-
ностью обладает кривая 1 и ей соответствует наименьшее
значение Кп.
Качество воспроизведения радиоприемника
Качество воспроизведения радиоприемника характеризуется
способностью радиоприемника воспроизводить на выходе форму
огибающей кривой модулированного сигнала, воздействующего на
его вход. В радиоприемнике принятый сигнал последовательно
проходит через ряд электрических цепей, содержащих различные
линейные и нелинейные элементы, поэтому в процессе приема
возникают искажения и точное воспроизведение сигнала на выходе
оказывается нарушенным.
В радиоприемниках различают следующие виды искажений:
частотные, нелинейные и фазовые.
Частотные искажения являются результатом
неравномерности усиления в полосе пропускания, вследствие чего
нарушаются натуральные соотношения между амплитудами сложного
сигнала. Оценка частотных искажений производится при помощи
коэффициента частотных искажений, который показывает
ослабление сигнала на границе полосы пропускания.
На кривой избирательности приемника (см. фиг. 1. 1,6)
коэффициент частотных искажений
Уг
М=
mm
*max
показывает ослабление сигнала крайней боковой частоты.
Низкочастотная часть приемника также не обеспечивает
равномерности усиления, в результате чего по всему тракту приемника
могут быть значительно ослаблены сигналы крайних частот полосы
пропускания.
14

Ослабление верхних, частот принимаемых полезных сигналов по
всему тракту приемника может достигать более 50°/о.
Нелинейные искажения связаны с изменением формы
принимаемых сигналов в процессе прохождения их через
электрические цепи с нелинейной вольтамперной характеристикой
(электронные лампы и цепи с железом). Вследствие нелинейности
характеристики электронной лампы форма выходного сигнала
искажается и, следовательно, изменяется его спектральный состав.
Фазовые искажения появляются в результате
нарушения фазовых соотношений между гармоническими составляющими
несинусоидального сигнала, что приводит к искажению формы
несинусоидального колебания.
Более подробно вопросы о нелинейных и фазовых искажениях
освещены в гл. II.
Помимо перечисленных показателей, приемник должен
удовлетворять ряду требований, связанных с его конструкцией. Сюда в
первую очередь относятся требования к габаритам и весу, запасу
механической и электрической прочности и, наконец, удобству
управления.
Тяжелые условия работы радиоаппаратуры на самолете,
особенно в условиях высотных полетов, заставляют предъявлять
к авиационным радиоприемникам особые требования.
Необходимость в малом весе и габаритах авиационных приемников не
требует особых пояснений. Запас механической прочности
обусловливается воздействием на самолетную аппаратуру различных
механических усилий, тряски и вибраций.
На значительных высотах резко изменяются климатические
условия, в которых работает радиоаппаратура. Происходят
изменения влажности, атмосферного давления и окружающей
температуры, вследствие чего уменьшается электрическая прочность
различных радиодеталей. Поэтому запас электрической прочности
у авиационного приемника должен быть значительно больше, чем
у приемника, работающего в наземных условиях.
Для удобства управления современные самолетные приемники
обычно строятся с дистанционным управлением. Требование
экономичности электропитания приемников имеет особое значение при
питании приемников от батарей.
Общее представление о радиоприемном устройстве можно
получить из рассмотрения так называемой блок-схемы, на которой
отдельные части (блоки) схемы изображаются в виде
прямоугольников. Радиоприемники по схеме разделяются на приемники прямого
усиления и супергетеродинные приемники.
§ 3. БЛОК-СХЕМА ПРИЕМНИКА ПРЯМОГО УСИЛЕНИЯ
На фиг. 1.3 представлена блок-схема приемника прямого
усиления.
/* Во входной цепи приемника происходит выделение полезного
сигнала и предварительное ослабление сигналов других станций. ?
15

Усилитель высокой частоты УВЧ усиливает поступающие из
входной цепи сигналы и осуществляет дальнейшее ослабление
сигналов мешающих станцийЛЩетектор Д преобразует
модулированные колебания высокой частоты в колебания низкой частоты./Для
детектирования могут быть использованы электронная лампа или
полупроводниковый прибор.
Усилитель низкой частоты УНЧ усиливает колебания низкой
частоты до заданной выходной мощности или выходного
напряжения, необходимых для работы оконечного аппарата О А.
Копед'ания
высокой частоты
копе5ания
низкой частоты
Фиг. 1.3. Блок-схема приемника прямого усиления.
Приемник прямого усиления не может обеспечить высокой
чувствительности и хорошей избирательности, особенно в диапазонах
коротких и ультракоротких волн.
Как известно, полоса пропускания 2AF одиночного
колебательного контура и его добротность Q связаны известным
соотношением
Q
(1.3)
где fo — частота принимаемого сигнала.
Добротность контуров на всех диапазонах практически может
быть получена почти неизменной, в результате чего в диапазоне
более коротких волн полоса пропускания увеличивается, а
избирательность контура ухудшается.
Например, при fo=300 кгц и Q = 100 полоса пропускания
2bF=—=3 кгц.
100
Контур с такой же добротностью на частоте fo=30 000 кгц имеет
полосу 2Д/7=300 кгц.
Следует заметить, что в приемнике прямого усиления имеется
не один, а несколько контуров, настроенных на частоту сигнала.
16

Поэтому избирательность и*полоса пропускания реального
приемника прямого усиления значительно отличаются от полученных
в приведенном примере величин. Пример дает лишь некоторое
представление о причине плохой
избирательности приемника
прямого усиления. В реальном
приемнике избирательность лучше, а
полоса пропускания уже. Однако
на коротких и ультракоротких
волнах резонансная кривая
приемника все равно остается тупой и
избирательность его недостаточна.
На фиг. 1.4 показаны
резонансные кривые контуров в разных
диапазонах волн. Только суперге- ^£f о + д/*
геродины ПОЗВОЛЯЮТ совместить Фиг< L4. Резонансные кривые конту-
высокую избирательность С тре- ров в разных диапазонах волн.
Дуемой полосой пропускания.
Приемники прямого усиления в диапазонах коротких и
ультракоротких волн встречаются редко. В телевидении, где используется
широкая полоса пропускания, они еще находят применение.
§ 4. БЛОК-СХЕМА СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМНИКА
В супергетеродинном приемнике принимаемый сигнал высокой
частоты поеоб|зазуетгся_в сигнал другой чз^^ты^и Уже на этой
частоте усиливается до детектора. При 'этом форма огибающей
кривой высокочастотного сигнала после преобразования должна
остаться без изменения. На новой частоте, которая называется
промежуточной, используются колебательные системы с
необходимой полосой пропускания и высокой избирательностью. Блок-схема
супергетеродинного приемника приведена на фиг. 1.5.
Входная цепь и усилитель высокой частоты в диапазонах
коротких и ультракоротких волн мало влияют на избирательные
свойства приемника и оказывают влияние лишь на его
чувствительность.
Преобразователь состоит из смесителя и гетеродина. Гетеродин
представляет собой местный автогенератор высокой частоты,
который генерирует вспомогательную частоту /г.
Процесс преобразования частоты осуществляется в смесителе. На
смеситель воздействуют два высокочастотных колебания: одно —
колебание сигнала /с, которое поступает из антенны, а другое /г —
от гетеродина. На выходе преобразователя обычно выделяют
колебания с частотой, равной разности частот fr и fc. Разностная часто-
Та if—fc=fn*> называется промежуточной частотой.
'Усилитель промежуточной частоты УПЧ работает на
постоянной частоте и осуществляет необходимое усиление сигнала
промежуточной частоты до величины, необходимой для нормальной
работы детектора. В качестве УПЧ обычно используются полосовые
усилители, резонансная характеристик^тотер-ых блнзк-а-к лрямоуголь-
j*oP*«
Радиоприемные устройства.
17

нику. Это позволяет получить высокую избирательность и
равномерное усиление в полосе пропускания.
Остальные блоки, детектор и усилитель низкой частоты
работают так же, как в приемнике прямого усиления.
унч WO^)
Колебания
высокой частоты
Колебания
промехщючной частоты*
Колебания
низкой частоты
Фиг. 1.5. Блок-схема супергетеродинного приемника.
В супергетеродинных приемниках наряду с высокой
избирательностью и чувствительностью значительно улучшены остальные
показатели.
Супергетеродинная схема является основной схемой
современных приемников.
§ 5. МЕТОДЫ ИССЛЕДОВАНИЯ ЦЕПЕЙ РАДИОПРИЕМНОЙ
СХЕМЫ
При изучении различных схем радиоприемной цепи необходимо
установить математические соотношения между различными
параметрами схемы и выразить их в виде формул, удобных для
расчета. Эта задача решается путем преобразования относительно
сложных принципиальных схем в более простые эквивалентные.
Ознакомимся с некоторыми положениями, которые позволяют
осуществлять такие преобразования.
Широкое применение при изучении ряда схем находит известная
теорема об эквивалентном генераторе. Сущность теоремы сводится
к следующему: всякая электрическая цепь, состоящая из
линейного четырехполюсника, на входе которого включена
электродвижущая сила Е, а на выходе — нагрузка Z (фиг. 1.6, а), может быть
представлена схемой эквивалентного генератора с напряжением U,
внутренним сопротивлением Z' и прежней нагрузкойZ (фиг. 1. 6, б).
При этом под линейным четырехполюсником подразумевают элек-
18

трическую систему с двумя входными и двумя выходными
зажимами, между которыми включены любым способом линейные
индуктивности L, емкость С и активное сопротивление R.
Напряжением 0 эквивалентного генератора называется
напряжение на выходе четырехполюсника в точках а—б при
отключенной нагрузке.
а)
Фиг. 1.6. К теореме об эквивалентном
генераторе.
Внутренним сопротивлением генератора является сопротивление
четырехполюсника со стороны зажимов а—б при закороченном
входе в—г.
Ток / в нагрузке на основании эквивалентной схемы
определяется по закону Ома
/= °
Z'+Z '
(1.4)
При использовании схемы с электронной лампой эту лампу
рассматривают как генератор переменного тока и заменяют ее
эквивалентным генератором с э. д. с, равной \x,Ugt и внутренним
сопротивлением Ri. В результате схема, приведенная на фиг. 1.7, а,
может быть представлена в виде эквивалентной схемы, приведенной
на фиг. 1. 7, б.
Для определения переменной составляющей анодного тока
также используется закон Ома
^ . (1.5)
При изучении схем часто приходится прибегать к замене
последовательного соединения активного и реактивного сопротивлений
"эквивалентным параллельным соединением и, наоборот, параллель-
ное соединение преобразовывать в последовательное (фиг. 1.8).
2*
19

При таких преобразованиях реактивные элементы сохраняются
без изменения, т. е. х=Х, а активные элементы необходимо
пересчитывать. Так, при переходе от схемы а к схеме б
R~ —, (1.6)
а при обратном переходе от схемы б к схеме а
(1.7)
U
'Л
В;
fW
I
О
т
я; I
6)
I
/?
Фиг. 1.7. Схема с электронной лампой и эквива- Фиг. 1.8. Последовательная
лентная ей схема. и параллельная схемы
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. В чем заключается назначение радиоприемного устройства?
2. Каковы основные области применения радиоприемного устройства?
3. Каковы основные показатели радиоприемников?
4. Какие искажения наблюдаются в радиоприемнике?
5. Какой основной недостаток приемника прямого усиления?
6. В чем заключается принцип действия супергетеродинного приемника?
7. Каков принцип действия первого приемника А. С. Попова?
8. Какие методы используются для исследования радиоприемной схемы?

Глава II
УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 6. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ .
Усилителем низкой частоты называется усилитель,
предназначенный для усиления электрических колебаний, частоты которых
лежат в пределах от 16 до 20 000 гц.
Усилители низкой частоты применяются в радиоприемниках,
в устройствах дальней проводной связи, радиотрансляционных
устройствах, в системах
автоматического управления технологическими
процессами, в телемеханике и во многих
других отраслях науки и техники.
Принято различать два основных
вида усилителей низкой частоты:
усилители напряжения и усилители
мощности.
Усилителем напряжения
называется усилитель, предназначенный для
повышения напряжения, получаемого
на выходе первичного источника
низкочастотных колебаний, до заданной
величины.
Усилителем мощности называется
отдавать в
колебаний.
В современной радиотехнике применяются усилители,
работающие с электронными вакуумными и полупроводниковыми
приборами; широкое применение находят так называемые магнитные
Усилители. Производятся успешные попытки использования
диалектических усилителей.
На фиг. 2. 1 приведена схема усилителя с электронной лампой
(пентодом).
Рассмотрим принцип работы усилителя. Поступающее на сетку
Лампы напряжение Us низкой частоты создает в анодной цепи
Лампы переменную составляющую тока. Переменная
составляющая анодного тока лампы, проходя через большое по величине со-
Фиг. 2.1.
Схема усилителя
пентоде.
на
усилитель, который должен
цепь потребителя заданную мощность электрических
21

противление нагрузки Za, создает на нем падение напряжения
Uг, изменяющееся с частотой сигнала.
При достаточно большом сопротивлении Za величина
переменного напряжения на сопротивлении будет во много раз
превосходить напряжение, поступившее на сетку лампы.
Отношение переменного напряжения Ua на зажимах анодной
нагрузки к напряжению Ug, подведенному к сетке лампы,
называется коэффициентом усиления каскада
Участок анодной цепи, включенный между катодом лампы и
минусом источника анодного питания, служит для подачи на сетку
лампы постоянного отрицательного напряжения смещения.
Вход
каскад
ьоен
КН2Н
каскад
К>оЧ 3-й
ЬскН
каскад
М2К5Н
Н2Н2Н
Око-т
нечныи.
каскад
I
Фиг. 2.2. Блок-схема четырехкаскадного усилителя низкой
частоты.
Через сопротивление R\ проходит только постоянная
составляющая анодного тока лампы и тока экранной сетки. Переменная
составляющая тока проходит через очень малое сопротивление
блокировочного конденсатора С\.
В цепи экранной сетки включено гасящее сопротивление /?2, на
котором теряется излишек напряжения источника питания.
Блокировочный конденсатор С2 служит для отведения переменной
составляющей тока экранной сетки на катод лампы (через
конденсатор Ci).
Если усиление, получаемое при помощи одной ступени или
каскада, недостаточно, то применяется несколько ступеней усиления,
образующих многокаскадную схему.
В многокаскадных усилителях низкой частоты первые каскады
служат для усиления напряжения, а последний — оконечный или
выходной каскад — для усиления мощности.
Общая блок-схема четырехкаскадного усилителя приведена на
фиг. 2.2.
Помимо разделения усилителей по целевому назначению их
принято классифицировать также по характеру нагрузки и по способу
включения ее в электрические цепи приборов. Так, например, для
усилителей, работающих с электровакуумными приборами
применяется следующая классификация каскадов усиления низкой
частоты.
22

А. По характеру сопротивления
анодной нагрузки
1. Реостатный усилительный каскад или усилитель на
сопротивлениях.
2. Дроссельный усилительный каскад или дроссельный
усилитель.
нь
Фиг. 2. 3. Схемы усилителей напряжения.
а—усилитель на сопротивлениях, б—усилитель на дросселе, б—усилитель на
трансформаторе.
3. Трансформаторный усилительный каскад или
трансформаторный усилитель.
Схемы усилителей приведены на фиг. 2. 3.
Б. По способу включения нагрузки
в анодную цепь лампы
1. Усилитель с анодной нагрузкой.
2. Усилитель с разделенной нагрузкой.
3. Усилитель с катодной нагрузкой.
Схемы усилителей приведены на фиг. 2. 4.
&
<э{
I
2
У^вых
<£
о&
!Х-
и.
ВЫХ/
сБ
П
О^
zK
Я
Ел
а)
6)
"вых
Z
0
$
'£,
в)
Фиг. 2. 4. Схемы усилителей низкой частоты.
а—с анодной нагрузкой Zfll б—с разделенной нагрузкой Za и Z , в—с катодной нагрузкой ZK
Основные показатели, характеризующие работу усилителя
Для оценки разнообразных физических свойств усилительных
Устройств обычно используются следующие основные показатели
их работы:
23

1) коэффициент усиления;
2) номинальная выходная мощность, отдаваемая в цепь
потребителя;
3) диапазон частот или полоса пропускания частот;
4) динамический диапазон мощности;
5) коэффициент полезного действия (к. п. д.);
6) искажения, вносимые усилителем.
Коэффициент усиления К является одним из
важнейших показателей работы усилителя.
Принято различать два значения коэффициента усиления:
коэффициент усиления напряжения и коэффициент усиления мощности.
Коэффициент усиления напряжения численно-
равен отношению напряжения на выходе усилителя к напряжению
на входе усилителя
К=
^Лшх
с/,
вх
Коэффициент усиления мощности равен
отношению мощности, получаемой на выходе усилителя, к мощности,
подводимой к входу усилителя,
Л.
КР= "вых
вх
Можно показать, что общий коэффициент усиления
многокаскадного усилителя (см. фиг. 2. 2) равен произведению
коэффициентов усиления его отдельных каскадов
Величина коэффициента усиления может находиться в очень
широких пределах: от нескольких единиц до сотен тысяч, а в
некоторых случаях и до нескольких миллионов.
В практической радиотехнике коэффициент усиления очень
часто выражают в специальных логарифмических единицах —
децибелах (дб). Коэффициент усиления напряжения в децибелах
связан с величиной коэффициента усиления, выраженной в
относительных числах соотношением
^ВХ
Точно так же можно выразить в децибелах коэффициент
усиления мощности
*P*=101g-£p-=101gtfp.
^вх
Выражение коэффициента усиления в децибелах особенно
удобно при анализе работы многокаскадных усилителей. Общий
коэффициент усиления напряжения в децибелах равен сумме коэффи-
24

циентов усиления отдельных каскадов, выраженных в тех же
единицах.
K«md6=W\gKxK2Kz . . . -201g^ + 201g^2 + 201g/C8+ . . .=
Точно так же и общий коэффициент усиления мощности в
децибелах равен сумме коэффициентов усиления отдельных каскадовг
выраженных в тех же единицах
Крдб==Кр1дб+Кр2дб-}-Кргдб-\- • • •
Номинальная выходная мощность усилителя есть
наибольшее значение мощности, отдаваемой потребителю, при
которой искажение сигнала не превышает заданной величины.
Выходная мощность радиоприемников обычно колеблется в пределах
от долей ватта до нескольких ватт.
Диапазон частот или полоса пропускания
усилителя есть область частот, в пределах которой изменение
коэффициента усиления не превышает допустимой величины.
Допустимые изменения величины коэффициента усиления обычно не
превосходят 3 дб (30,0/о).
Полоса пропускания усилителя низкой частоты определяется
областью его применения.
В радиотелефонной связи для получения внятности и
разборчивости передачи достаточна полоса пропускания всего от 300 до
2500 гц. Для удовлетворительного воспроизведения звучания хора
или оркестра необходимо передавать полосу частот не менее, чем
от 100 до 5000 гц.
Полоса частот измерительного усилителя обычно охватывает
весь спектр низкочастотных колебаний от 16 до 20 000 гц.
В отдельных усилителях специального назначения полоса
частот иногда ограничивается величиной всего лишь в несколько
десятков или сотен герц.
Динамический диапазон мощности есть
интервал значений мощности от минимального до максимального
значения, в пределах которого электрические свойства усилителя
соответствуют заданным условиям. Так, например, качество
воспроизведения сигналов можно считать удовлетворительным, если
величины максимальной и минимальной мощностей различаются в 10б раз,
что соответствует различию напряжений в 1000 раз, или на 60 дб.
Коэффициент полезного действия усилителя
позволяет оценивать экономичность усилителя. Электрический к. п. д.
отдельных каскадов ц усилителя равен отношению полученной по-
тезной мощности Р к мощности Ль отдаваемой источником
анодного питания
Искажения, вносимые усилителем, есть
изменение формы сигналов, возникающее в процессе прохождения
сигналов через каскады усилителя.
25'

Принято различать следующие виды искажений: нелинейные,
частотные и фазовые. Рассмотрим физическую сущность каждого
из видов искажений.
Нелинейные искажения
Причиной нелинейных искажений является прохождение
сигнала через элементы, имеющие нелинейную характеристику,
например, электронную лампу или трансформатор, в результате чего
.искажается форма колебаний и изменяется их спектральный со-
Фиг. 2. 5. Появление нелинейных искажений вследствие
неправильного выбора рабочей точки на характеристике лампы.
'став. Одной из причин появления нелинейных искажений является
работа на криволинейном участке характеристики электронной
лампы вследствие неправильного выбора рабочей точки. Из
фиг. 2. 5 видно, что в этом случае закон изменения мгновенного
значения анодного тока и отличен от закона изменения
мгновенного напряжения eg на сетке.
Искажение формы
усиливаемых колебаний может быть также
обусловлено возникновением токов
в сеточной цепи лампы.
Схема сеточной цепи усилителя
приведена на фиг. 2. 6.
Во время отрицательного
полупериода входного напряжения
сеточные токи отсутствуют.
Входное сопротивление лампы RBK в это время достаточно велико по
сравнению с внутренним сопротивлением Ri источника, что
позволяет пренебречь его влиянием на величину входного напряжения.
Во время положительного полупериода входного напряжения
возникают сеточные токи, вследствие чего входное сопротивление
Фиг. 2.6. Сеточная цепь усилителя

лампы резко уменьшается, что приводит к увеличению падения
напряжения на внутреннем сопротивлении источника и уменьшению
напряжения на входе лампы.
Величина амплитуды напряжения на сетке Ug в положительный
полупериод будет заметно меньше, чем в отрицательный, в
результате чего синусоидальное напряжение окажется искаженным уже
на входе усилительной лампы. Для того чтобы избежать появления
сеточных токов ig режим работы лампы следует выбирать таким
образом, чтобы величина отрицательного напряжения
смещения Eg, подаваемого на сетку лампы,
превышала амплитуду входного
напряжения не менее чем на 1 в
(фиг. 2.7).
Eg + Ug< — 1 * или
\Eg\-Ug>\ в. (2.1)
Нелинейные искажения
возникают и в том случае, когда в схеме
усилителя используются цепи с железом,
работающие в режиме, близком к
насыщению (фиг. 2.8).
При достаточно большом
значении числа постоянных ампервитков
рабочая точка может оказаться в
конце линейного участка кривой
намагничивания трансформатора,
используемого в качестве анодной
нагрузки. Изменения магнитного
потока АФ, а следовательно, и э. д. с.
индукции во вторичной обмотке окажутся непропорциональными
изменению тока в анодной цепи. Если переменная составляющая
анодного тока будет синусоидальной, то форма переменного
напряжения на выходе трансформатора окажется искаженной. Из
разобранных примеров видно, что во всех случаях имеет место
искажение формы сигнала на выходе, что связано, как известно,
с возникновением высших гармонических составляющих.
Расчет величины нелинейных искажений сводится к
определению амплитуды основной и высших гармонических составляющих.
Зная эти величины, коэффициент нелинейных искажений
определяют по формуле
Фиг. 2.7. Диаграмма режима
работы без сеточных токов.
Г
//22 + /з2+. • •
(2.2)
Определение амплитуд переменных составляющих можно
произвести аналитически путем разложения искаженного сигнала в ряд
Фурье. Однако в этом случае требуется знание точной
функциональной зависимости анодного тока от напряжения на электродах
лампы.
27

С достаточной для практики точностью коэффициент
нелинейных искажений у можно определить графическим путем непосред-
*Ф(Щ
Фиг. 2. 8. Появление нелинейных искажений в цепи с железом.
ственно по динамической характеристике лампы, построенной в
системе КООрДИНаТ /а = /(ва).
На фиг. 2. 9 показано семейство характеристик триода и его
динамическая характеристика. Линия MN, совпадающая с динами-
Фиг. 2.9. Определение коэффициента нелинейных искажений по
динамической характеристике.
ческой характеристикой, проходит через рабочую точку Р,
соответствующую напряжению смещения Еео и напряжению £/ао на аноде
лампы.
28

Наклон характеристики определяется величиной угла р
Точки М и N можно получить и путем следующего
графического построения:
ON=OP' + P'N;
ОЯ' = /а0;
P'N=
UaO_
Определив положение точки N, через нее и точку Р проводят
прямую до пересечения с осью анодного напряжения в точке М.
Коэффициент нелинейных искажений у обычно выражают через
величины отрезков af b и с.
а = АР,
Ь = РВ,
c = CD.
Отрезки АР и РВ равны длине отрезка, изображающего
изменение напряжения на сетке на ±Ug; отрезки СР и PD
соответствуют длине отрезка, изображающего изменение
напряжения на сетке
U*
2 '
CD = CP+PD.
Ниже приведены расчетные формулы для составляющих
анодного тока и коэффициентов нелинейных искажения.
Амплитуда первой гармоники анодного тока
'al==r"T"('amax 'a min) Л , . ' (2-3)
амплитуда второй гармоники анодного тока
*а2 = ~Т~ ('a max 'a min/ ГТ~ » (*• 4)
4 а -\- о
амплитуда третьей гармоники анодного тока
'a3=::~7~Va max 'a min/ Г~7 » \^*^/
О а -\- О
среднее значение анодного тока
'а.ср='аО \~~Г V'amax"" 'a min) ГТ ' ' '
4 a -f- 0
коэффициент нелинейных искажений с учетом влияния только
второй гармоники
*-т.т£< (2-7>
29

коэффициент нелинейных искажений по третьей гармонике
Тз- 2
1 а + Ь— 2с
а + Ь + с
(2.8)
Допустимые значения коэффициента нелинейных искажений
зависят от области применения усилительного устройства. В
измерительных усилителях коэффициент у обычно не превышает 1—
210/о. В обычных радиовещательных усилителях и установках
звукового кино коэффициент y не более 7—8°/о.
г
*°
Частотные искажения
Частотные искажения происходят из-за неравномерности
усиления колебаний в заданном диапазоне частот, которая вызывается
наличием в схеме реактивных элементов с сопротивлением,
зависящим от частоты.
Зависимость коэффициента усиления К от частоты принято
выражать при помощи частотной характеристики.
На фиг. 2. 10 приведены частотная характеристика идеального
Ki усилителя U коэффициент
усиления которого остается
неизменным во всем диапазоне
частот, и частотная
характеристика реального усилителя 2,
величина коэффициента усиления
которого уменьшается в области
нижних и верхних частот.
По оси ординат отложены
значения К, а по оси абсцисс—
частоты рабочего диапазона FK
и Fn. Здесь Ко—коэффициент
усиления усилителя в области
средних частот диапазона; /С„ и
Къ — коэффициенты усиления
на крайних (нижней и верхней) частотах рабочего диапазона
частот.
В ряде случаев частотные характеристики изображают в
логарифмической системе координат. При логарифмической системе
координат по оси ординат откладывают коэффициент усиления К
в децибелах, а по оси абсцисс — логарифмы значения частот F
(фиг. 2. И).
Количественно частотные искажения оцениваются
коэффициентом искажений М, равным отношению коэффициента усиления Ко
на средних частотах к коэффициенту усиления К на крайних
частотах диапазона
Л
н
Л
в
Фиг. 2.10. Частотные характеристики
усилителя.
/—идеального усилителя, 2—реального
усилителя.
м=-0-.
к
(2.9)
Неравномерность усиления в области нижних и верхних частот
неодинакова. Поэтому частотные искажения оценивают как в обла-
30

сти нижних частот МН9 так и в области верхних частот Мв, при
этом
(2.10)
в к*
(2.11)
Общий коэффициент частотных искажений многокаскадного
усилителя равен произведению коэффициентов частотных
искажений отдельных каскадов
Ma6*=MiM№ .... (2.
дб\
80\
60
40
го
о
50 100
500 Ю00
Ъц
5000 10000
Фиг. 2. И. Частотная характеристика, построенная в
логарифмической системе координат.
Коэффициент частотных искажений, так же как и коэффициент
усиления, можно выражать в децибелах
Md6^20lgM.
Величина допустимых частотных искажений зависит от области
использования усилителя.
Человеческое ухо почти не замечает наличия частотных
искажений, если на крайних частотах звукового диапазона они не
превышают 25—З0'э/о. Поэтому для усилителей звуковых частот значения
коэффициентов частотных искажений могут находиться в пределах
<W„ = MB=l,25—1,3, что соответствует изменению коэффициента
усиления на 2—3 дб.
Фазовые искажения
Если электрическая цепь содержит участки с реактивными
сопротивлениями емкостного или индуктивного характера, то от
частоты источника зависят не только действующие значения токов и
напряжений, но и фазовые соотношения между различными
частотами.
В схеме усилителя переменного тока всегда имеются
реактивные элементы, поэтому фаза выходного напряжения отличается от
фазы напряжения на входе.
Сложный электрический сигнал содержит как колебания
основной частоты, так и колебания высших гармоник. Зависимость
31

угла ф сдвига фаз от частоты усиливаемых колебаний вызывает
изменение фазовых соотношений между составляющими сложного
сигнала и, как следствие, изменение формы сигнала.
Это непостоянство фазовых сдвигов, вносимых усилителем для
различных компонент сложного сигнала, и называется фазовыми
искажениями.
Зависимость угла сдвига
фаз от частоты Q называется
фазовой характеристикой
(фиг. 2.12).
Если фазовые
соотношения между составляющими
сложного сигнала на выходе
Фиг. 2. 12. Фазовые характеристики усили- усилителя не изменяются, то
теля. фазовые искажения отсутст-
1—реальная характеристика, 2—характеристика ВуЮТ.
усилителя, не вносящего фазовых искажений. /Ь"
' Фазовые искажения
отсутствуют не только тогда,
когда угол сдвига фаз между входным и выходным напряжениями
в рабочем диапазоне частот неизменен, но и тогда, когда этот угол
изменяется пропорционально частоте высших гармоник сигнала
(фиг. 2. 12, характеристика /).
Нелинейность фазовых характеристик является признаком
фазовых искажений. Фазовые искажения усилителей звуковых частот
обычно во внимание не принимают.
В усилителях телевизионных сигналов и в радиолокационных
приемниках фазовые искажения могут заметно изменить
воспроизведение изображения на трубке приемника.
Для получения удовлетворительного воспроизведения
изображения необходимо, чтобы сдвиги угла фаз на крайних частотах
диапазона всего канала усиления не превышали 15—20°.
§ 7. УСИЛИТЕЛЬ НА СОПРОТИВЛЕНИЯХ
Усилителем на сопротивлениях принято называть усилитель,
в котором в качестве нагрузки используется активное
сопротивление, включенное в анодную цепь.
Упрощенная принципиальная схема усилителя на
сопротивлениях показана на фиг. 2. 13.
Мгновенное напряжение eg на сетке лампы складывается из
напряжения смещения Eg и переменного напряжения us сигнала
eg = Eg-{-UgsinQt,
где Ug — амплитуда напряжения сигнала.
Если напряжение сигнала равно нулю, то к сетке лампы
приложено только напряжение смещения Eg.
В анодной цепи лампы в этом случае протекает постоянный
ток /ао. Этот ток, проходя через сопротивление /?а анодной
нагрузки создает на нем постоянное падение напряжения

Величина постоянного напряжения между катодом и анодом
оказывается меньше напряжения источника Е& на величину
падения напряжения на сопротивлении анодной нагрузки
Поступающее на сетку лампы напряжение сигнала вызывает
изменение ее анодного тока, причем максимальному значению на-
пряжения на сетке лампы
'^тах"
= E? + U
g
g
соответствует наибольшее
значение анодного тока к шах,
а минимальному
напряжению на сетке лампы
egmin—Eg~Ug
О^
ёк*
Ег
R-,
\\
Сп
R,
i
£*
Ег
соответствует наименьший Фиг. 2. 13. Усилитель на сопротивлениях,
анодный ток I» mln.
С возрастанием анодного тока увеличивается падение
напряжения на сопротивлении анодной нагрузки, что приводит к
уменьшению напряжения на аноде лампы, поэтому при максимальном
напряжении на сетке лампы напряжение на аноде будет
минимальным и, наоборот, минимальному напряжению на сетке лампы
соответствует наибольшее напряжение на аноде лампы.
Таким образом, переменное напряжение сигнала, поданное на
сетку лампы, изменяет не только величину анодного тока, но и
падение напряжения на сопротивлении нагрузки и напряжение на
аноде лампы.
Переменное напряжение на аноде лампы оказывается
сдвинутым по фазе относительно переменного напряжения на сетке на
угол 180°.
Изменение в процессе работы анодного напряжения приводит
к перемещению характеристики лампы, в результате чего
изменения анодного тока происходят не по статической, а по так
называемой рабочей или динамической характеристике лампы.
Рассмотренные процессы графически показаны на фиг. 2. 14. Здесь
Р — рабочая точка, взятая на характеристике лампы,
соответствующей напряжению £/ао на аноде лампы; АВ—отрезок
динамической характеристики.
Очень часто для изображения физических процессов в
усилителе и объяснения его расчета используются не анодносеточные
характеристики лампы k=f(eg), а анодные — k=cp(ea).
При таком изображении физических процессов в усилителе
(фиг. 2. 15) можно графическим путем определить амплитуду
переменного напряжения на сопротивлении анодной нагрузки
// ga max — ея min ___ Л В'
2 2
и величину постоянного напряжения С/ао на аноде лампы.
Ради
приемные устрнства.
33

Возникающее на сопротивлении анодной нагрузки переменное
напряжение через разделительный конденсатор с емкостью С8
подается на сетку лампы последующего каскада.
Конденсатор Cg позволяет оградить сетку последующей лампы
от попадания на нее постоянного анодного напряжения с лампы
предыдущего каскада. Сопротивление конденсатора постоянному
току должно быть не менее сотен мгом.
Фиг. 2. 14. Диаграмма работы усилителя на сопротивлениях.
Сопротивление R3 называется сопротивлением утечки сетки.
Оно служит для стекания сеточных зарядов на катод и подачи на
сетку отрицательного смещения. В случае отсутствия Rs потенциал
сетки был бы непостоянным. Величина сопротивления Rg должна
быть в сотни и тысячи раз меньше величины сопротивления
изоляции между сеткой и катодом. Обычно величина Rs не превышает
0,5—2 мгом.
При уменьшении сопротивления Rg оно начинает оказывать
заметное шунтирующее действие на анодную нагрузку.
Конденсатор Cs и сопротивление Rg образуют делитель
переменного напряжения.
Для увеличения выходного напряжения усилителя, снимаемого
с сопротивления Rg, емкостное сопротивление конденсатора Cg
должно быть намного меньше сопротивления Rg.
QC
</?,.
g
g'
34

Определим коэффициент усиления каскада, схема которого
приведена на фиг. 2. 13.
К = ^
^вых
и
g
(2.1а)
Для вывода формулы коэффициента усиления воспользуемся
эквивалентной схемой каскада (фиг. 2. 16).
Фиг. 2 15. Диаграмма работы усилителя,/ на сопротивлениях при
использовании системы координат *а=сР(еа).
Емкость Со, включенная параллельно сопротивлению Rg, равна
сумме выходной емкости СВЬгс лампы исследуемого каскада,
входной емкости Свк последующей
лампы и паразитной емкости мон-
гажа См
*t
С'вых + Чзх + С'м-
№
b
п
0
Rr
Сп
LSJL
и.
вых
Величина С0 не превышает
50—200 пф. На средних частотах
Диапазона емкостное сопротивле- л л лп ^
ЧИе конленгятппя Г„ нямнпгп Фиг. 2. 16. Эквивалентная схема уси-
™- конденсатора L8 намного лителя на сопротивлениях.
меньше сопротивления Rg, а
сопротивление емкости С0 значительно больше того же сопротивления
~<£Ъ>
QC
g
QCr
»/?..
g'
3i:
35

Поэтому влиянием емкостных сопротивлений на работу схемы
в области средних частот можно пренебречь. Точно так же можно
пренебречь влиянием емкости С0 на работу схемы в области
нижних частот и влиянием емкости конденсатора Cs на работу схемы
в области верхних частот.
Упрощенные эквивалентные схемы каскада показаны на фиг.
2. 17, а, б и в.
Определим коэффициент усиления Ко каскада на средних
частотах.
гтп
R,
их
и.
вых
в)
Фиг. 2. 17. Упрощенные эквивалентные схемы усилителя на сопротивлениях
а—для средних частот, б—для нижних частот, в—для верхних частот.
Применим к схеме фиг. 2. 17, а теорему об эквивалентном
генераторе (фиг. 2. 18), где
Г е Ri + R*
р RjRa
* Ri + Ra'
Искомое напряжение на выходе усилителя
Um=*U Rg . (2.14)
вых Rs + R?
Подставив в выражение (2. 14) значения U и R3, получим
*/«=РЦ
R*
R
g
Ко
= ?U
Ri + R*
•R
g
'вых
вых
g
1
Аа Rg
и,
вх
и
S
1 +
Ra ^R
(2. 15)
е
Воспользуемся теоремой об эквивалентном генераторе и при
определении коэффициента усиления на нижних частотах
(фиг. 2. 19).
Л,
</.«-</
Kg
R. + Rg+~i
l
7"S2HC
g
36

Подставив значения U и R получим
/?i
R
g
UBm vUg Ri + Ra R_Rg !
= ?U
Ri + Rg
1
■+** +
ЯиС,
г
да А ^
Ho
поэтому можно написать
/?,»
1 +
RiR,
1
**+^)^
* */+*,'
i
*ш =
^вых
£/
^
1
g
i +
*,
JQ№CgRg
U
-t—»-
0
1
Л
'.?
«
С
и.
вых
иН
Г
я,
6 »
у,
(2.16)
ВЫХ
Фиг. 2. 18. Приведенная
эквивалентная схема для
средних частот.
Фиг. 2. 19. Приведенная
эквивалентная схема для
нижних частот.
Модуль коэффициента усиления на нижних частотах
V l + \Q*CgRg)
ки=к
н '^0'
|/ -+Ш'
(2.17)
(2.18)
где zH — CgRg-~постоянная времени цепи межкаскадной связи.
Формулы (2. 16) и (2. 17) позволяют определить и коэффициент
частотных искажений Мн и фазовую характеристику каскада
(2.19)
37

tg<pH=
tg?„=
1
QHCgRg '
1
(2.21)
(2.22)
Коэффициент частотных искажений М„ и угол сдвига фаз ф
находятся в следующей простой зависимости:
М.=——. (2.23)
uQ
/?,
в »■
с
I
cos?H
U,
Фиг. 2.20. Приведенная
эквивалентная схема для верхних
частот.
вых Определим коэффициент усиления
каскада на верхних частотах
диапазона
кя=-^
^вых
и
(2.24)
g
Применим к схеме фиг. 2. 17, в теорему об эквивалентном
генераторе (фиг. 2.20).
где
U =0 z*c
R9 + ZRC
R
1
R
'ЯС
^
g7%Q =
1_ l+JQBCoRg
*g + l
У^-вСо
Поставив в формулу (2. 24) значения £/вь,х и произведя
необходимые упрощения, приведем формулу (2. 24) к следующему виду:
/Сп = /С
1
1+^вС0«9
(2. 25)
где
D —; RjRa
3 /?! + /?.
Модуль коэффициента усиления
*в=/с
Введем обозначение
Тогда
в '%0 /l+(QBC0/?9)2
(2.26)
<V?. = V
Къ=Ко—,1
1
Г1 + (ал)2
(2.27)
38

Модуль коэффициента частотных искажений
MB=^ = V\ + (QBC0R3f (2.28)
или
MB=Vl + (Q^)2. (2.29)
Тангенс угла сдвига фаз определим из формулы (2. 25)
tg<P.= -^.C0/?e (2.30)
или
tg*B=-^.V (2-31)
Коэффициент частотных искажений Мв и угол сдвига фаз ф и
в этом случае можно найти по такой же формуле, что и для
нижних частот,
Мв=—[-. (2.32)
cos<pB
Полученные формулы для коэффициентов усиления каскада на
нижних, средних и верхних частотах позволяют сделать выводы
о частотной и фазовой характеристиках усилителя.
В области средних частот величина коэффициента усиления
достигает наибольшего значения. С уменьшением частоты
усиливаемых колебаний возрастает емкостное сопротивление
конденсатора Cg, а следовательно, и падение напряжения на нем. Поэтому
выходное напряжение, снимаемое с сопротивления Rg, уменьшается
и коэффициент усиления Кн на этих частотах будет заметно
меньше, чем /Со.
С повышением частоты колебаний уменьшается сопротивление
емкости С0. Шунтирующее действие С0 на анодную нагрузку
возрастает. Уменьшение величины сопротивления анодной нагрузки
приводит к понижению значений Къ.
Таким образом, частотная характеристика усилителя и в
области нижних и в области верхних частот будет иметь спад. Из
формул (2. 21) и (2. 30) видно, что в области нижних частот угол
сдвига фаз, возникающий из-за влияния емкости конденсатора Cgt
положителен (фн>0), а угол сдвига фаз в области верхних частот,
вызываемый влиянием емкости С0, отрицателен (фв<0)-
При каком-то значении частоты Q0 угол сдвига фаз каскада,
равный алгебраической сумме углов сдвига фаз фн и фв, окажется
равным нулю ф=фн,+'фв=0
-—i— + (-Q0C0R3) = 0 (2.33)
или
V B<ft-0. (2.34)
39

Решая уравнение (2. 33) относительно частоты Q0> получим
1
у ИЛИ
^0=—7
У CgRgC0R9
1
Q0=- f-
(2.35)
(2.36)
К
Расчет усилителя и результаты опытов показывают, что
величина коэффициента усиления К остается близкой к Ко в довольно
значительном интервале частот.
Угол сдвига фаз ф в этом
интервале частот мало отличается
от нуля. Уменьшение
коэффициента усиления и возникновение
угла сдвига фаз наблюдается
лишь на крайних частотах
диапазона.
Частотная характеристика
усилителя показана на
фиг. 2.21, а фазовая—на
фиг. 2. 22.
Нелинейные искажения
усилителя на сопротивлениях при
правильно выбранном режиме настолько малы, что при расчете их
не учитывают. Однако следует заметить, что в случае усиления
сигналов со значительными напряжениями будет использоваться не
только линейная часть характеристик, но и ее нижний искривленный
участок, что нередко вызы-
9.
Л.
Я.
Л,
Фиг.
2.21. Частотная характеристика
усилителя на сопротивлениях.
вает заметные нелинейные
искажения.
Как было показано выше,
коэффициент усиления
зависит от величины
сопротивления анодной нагрузки: чем
больше /?а, тем в меньшей
степени отличается
коэффициент усиления каскада
от коэффициента усиления
лампы.
Следует отметить, что на
характер этой зависимости
V
я.
&г
SB
Фиг. 2.22. Фазовая характеристика усили-
теля на сопротивлениях.
оказывает влияние и внутреннее сопротивление самой лампы,
поэтому часто удобнее выражать зависимость коэффициента
усиления не от величины анодной нагрузки, а от отношения
Я/
= а.
Эта зависимость показана на фиг. 2. 23. Нетрудно видеть, что
заметная зависимость Ко от /?а наблюдается лишь при величине
40

отношения "тт =а> не превышающей 3—4. Дальнейшее увеличение
сопротивления нагрузки очень мало влияет на величину
коэффициента усиления.
Не следует чрезмерно увеличивать сопротивление анодной
нагрузки и по другим причинам.
Во-первых, с увеличением /?а на нем увеличивается падение
напряжения и, следовательно, уменьшается постоянное напряжение
на аноде лампы. С понижением напряжения на аноде лампы
возрастает ее внутреннее сопротивление и уменьшается крутизна
характеристики.
Во-вторых, увеличение
сопротивления анодной нагрузки
вызовет увеличение эквивалентного
сопротивления /?э, а следовательно,
и повышение коэффициента
частотных искажений Мъ и угла
сдвига фаз фв в области верхних
частот. Поэтому величину У?а
обычно выбирают в следующих
пределах:
/?.=(2-ь5)/?,
или
<х=2^-5.
Ко
0,8
0,6
Of*
о,г
о
1
1 1
л О
J 4 5 бос*
Фиг. 2. 23. График зависимости
коэффициента усиления от сопротивления
анодной нагрузки.
Величина сопротивления Rg утечки сетки в усилителях
звуковых частот обычно в 5—10 раз больше сопротивления анодной
нагрузки /?а. При таких значениях 7?а и Rg величина К сравнительно
мало изменяется в значительном интервале частот.
Очень важным положительным свойством усилителя на
сопротивлениях является простота его схемы и низкая стоимость деталей.
Поэтому усилители на сопротивлениях широко применяются в
качестве усилителей напряжения во многих радиотехнических
устройствах.
§ 8 РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ НА СОПРОТИВЛЕНИЯХ
Исходные данные
1. Напряжения на входе и выходе усилителя, т. е. величина
коэффициента усиления, которую должен обеспечить усилитель.
2. Диапазон частот F„—FB.
3. Допустимые частотные искажения М„ и Мъ на нижней и верх-
Неи границах диапазона.
Требуется определить
1. Тип лампы и режим ее работы.
2. Параметры схемы Ra, Rg и Се.
3- Коэффициент частотных искажений М и коэффициент усиле-
ния К на различных частотах рабочего диапазона.
41

В отдельных случаях задачей расчета является определение
элементов схемы, при которых в каскаде с выбранной лампой
обеспечивается получение наибольшего усиления..
Порядок расчета
1. Выбор типа лампы зависит от величины требуемого усиления
и диапазона частот.
Узкополосные усилители и каскады с коэффициентом усиления
Ко<000 обычно выполняются на триодах, имеющих высокое
значение величины (ы(50—100). Широкополосные усилители и усилители
с коэффициентом усиления Ко = 100—200 выполняются на пентодах.
При выборе лампы можно полагать, что коэффициент усиления
каскада на триоде
/Со^О,7-^0,8|ы.
2. Выбрав тип лампы, из соотношения (2. 28) находим величину
эквивалентного сопротивления:
^вCo
3. Зная величину R9, определяем сопротивление анодной
нагрузки:
п R9R1
/ла — •
Ri — /?э
Внутреннее сопротивление пентода обычно намного больше
эквивалентного сопротивления /?э, поэтому величиной его в
знаменателе можно пренебречь.
Формула для расчета сопротивления анодной нагрузки в этом
случае примет более простой вид:
4. Определяем величину сопротивления Rg утечки сетки и из
формулы (2. 19) находим емкость переходного конденсатора С8:
/?,= (5-*-10)/?.,
С > !
S^ ЧнЯеУX2-1
5. Находим частоту йо и коэффициент усиления Ко на этой
частоте:
0= /CgRgC0RB''
6. Используя найденное значение /?а, строим динамическую
характеристику лампы и определяем графическим путем ток /ао и
постоянное напряжение £/а0 на аноде лампы.
42

7. Полученные данные позволяют рассчитать коэффициент
частотных искажений и коэффициент усиления на различных
частотах рабочего диапазона:
М.
К,
к =
Кв
Ко
Ми
Кц
Пример 2.1. Рассчитать усилитель на сопротивлениях, собранный на
одной половине лампы 6Н2П (фиг. 2.24), при условиях: напряжение на входе
Ug=0,b в; диапазон частот 50-г-6000 гц; допустимые частотные искажения:
Я
*-*-
R,
Фиг. 2.24. Усилитель на лампе 6Н2П.
МН = МВ= 1,05; суммарная емкость С0 = 200 пф; напряжение источника
анодного питания Еа = 250 е.
Параметры лампы 6Н2П: S =2 ма\е, ji = 97,5, Rt = 49 ком, Яа тах = 1 em,
UH = 6,3 в, /н = 0,345 а.
Требуется определить: сопротивление анодной нагрузки Ra,
сопротивление утечки сетки Rgt емкость разделительного конденсатора Cg,
коэффициент усиления на нижних, средних и верхних частотах, сопротивление
автоматического смещения Rc и емкость блокировочного конденсатора Ск.
Решение
1- Определяем эквивалентное сопротивление
У^-1 /1,052-1
/?.=
QBC0 6,28-6-103.200-10-12
2. Находим сопротивление анодной нагрузки
R9Rt 42-49
=s42 ком.
Ля =
= 294 ком.
Ri — R* 49 — 42
Принимаем сопротивление #а = 300 ком.
3 Выбираем сопротивление утечки сетки
Rg = (5 ~ 10) Ra = 5-300 = 1,5 Мом.
43

4. Определяем емкость разделительного конденсатора
1 1
Cg>
/^Qh]/"m2h-1 1,5.106.6,28.50/1,052-1
= 6600 пф.
Принимаем С^=6800 пф
5 Находим коэффициент усиления на средних частотах
^0 = Р-
1
>+^ + "■
-97,5
1
R*
R
Е
i + ?+49
:81,5.
300 ' 1500
6 Находим коэффициент усиления на частотах 50 и 6000 гц
^0-^6000= м -^ = 77,5.
7. По характеристике лампы (фиг. 2.25) выбираем напряжение смещения
Eg — — 1,5 в.
J "о
¥J 80 120 \ 160 200 240 200 320 Е^в
й
'а*
Фиг. 2.25. Характеристики лампы 6Н2П.
-8. Строим динамическую характеристику. Для этого находим величину
отношения
250
R,
зоо-юз
По оси тока откладываем значение
= 0,83 ма.
(точка N) и проводим прямую
R,
через эту точку и точку М, соответствующую £а =» 250 в.
9. Находим по характеристике величину тока покоя /а0 и постоянное
-'напряжение Ua0 на аноде лампы
/а0«0,4 ма, и&0 = 132 в.
10 Определяем сопротивление автоматического смещения
./? = |£*' -_ *'5
/а0 0,4-103
: 3800 ОМ.
11. Выбираем емкость блокировочного конденсатора
Ск =± 10 мкф.

§ 9. ТРАНСФОРМАТОРНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Фиг. 2.26. Усилитель на трансформаторе.
Трансформаторная схема усилителя широко используется во
многих современных радиотехнических устройствах. Она
применяется в усилителях напряжения и как основная схема в
усилителях мощности.
Принципиальная схема трансформаторного усилителя
приведена на фиг. 2. 26.
Рассмотрим принцип действия усилителя.
Приходящий на сетку первой лампы сигнал низкой частоты
создает в анодной цепи лампы переменную составляющую тока,
которая, проходя через витки первичной обмотки трансформатора,
создает вокруг них переменное магнитное поле. Магнитное поле
первичной обмотки,
взаимодействуя с витками
вторичной обмотки, индуктирует
в них переменное
напряжение.
Если число витков
вторичной обмотки больше
числа витков первичной:
W2>Wi, то напряжение,
снимаемое с зажимов вторичной
обмбтки, будет больше
напряжения, возникающего на
зажимах первичной цепи.
Таким образом, в трансформаторном усилителе, помимо усиления
напряжения, происходит и повышение напряжения при помощи
трансформатора.
Сопротивление первичной обмотки трансформатора для
постоянной составляющей анодного тока сравнительно невелико.
Значение его обычно находится в пределах от нескольких сот до
нескольких тысяч ом.
При таком значении сопротивления первичной обмотки можно
считать, что на анод лампы подается все или почти все напряжение
источника анодного питания. Поэтому нагфяжение источника
анодного питания трансформаторного усилителя может быть
значительно меньше, чем усилителя на сопротивлении, выполненного на той
же лампе.
Первичная и вторичная обмотки электрически изолированы
Друг от друга, поэтому необходимость в разделительном
конденсаторе Cg отпадает.
Сопротивление Rg, шунтирующее вторичную обмотку,
включается для повышения устойчивости работы усилителя и улучшения его
частотной характеристики.
Эквивалентная схема трансформаторного усилителя приведена
на фиг. 2. 27. Но такая схема для анализа неудобна, поэтому
заменим ее другой, в которой элементы, входящие во вторичную цепь,
пРиведены к первичной обмотке (фиг, 2.28). На фиг. 2.27 и 2.28
пРиняты следующие обозначения:
45

*z
• о
Hty
е 4
Jbl
fjj ^ВЫХ
4 »i
Фиг. 2.27. Эквивалентная схема
трансформаторного усилителя.
вых
Фиг. 2.28. Эквивалентная схема трансформаторного усилителя,
приведенная к первичной обмотке.
U
вых
вых
п
п =
w2
— напряжение на выходе усилителя, приведенное
к первичной обмотке;
— коэффициент трансформации;
wx — число витков первичной обмотки;
w2 — число витков вторичной обмотки;
Гг~~ активное сопротивление первичной обмотки
трансформатора;
г'= — —активное сопротивление вторичной обмотки»
2 п2
приведенное к первичной;
Z, —общая индуктивность холостого хода;
Lx — индуктивность первичной обмотки;
L2—индуктивность вторичной обмотки;
Lsl — индуктивность рассеяния первичной обмотки;
s2 индуктивность рассеяния вторичной обмотки*
i:,=
'52
П'
приведенная к первичной;
Сх — суммарная емкость первичной цепи,
слагающаяся из выходной емкости Свых лампы,
паразитной емкости См1 монтажа первичной цепи и
распределенной емкости С1тр первичной обмотки
трансформатора;

С2 — суммарная емкость вторичной цепи,
слагающаяся из входной емкости Свх лампы
следующего каскада, паразитной емкости См2 монтажа
вторичной цепи и распределенной емкости С2тр
вторичной обмотки трансформатора;
С2 = п2С2 — суммарная емкость вторичной цепи,
приведенная к первичной;
, Rg
Rg = шунтирующее сопротивление, приведенное к
первичной обмотке.
п*
Величина индуктивности рассеяния L, зависит от конструкции
трансформатора. Чем дальше расположены друг от друга
первичная и вторичная обмотки трансформатора, тем значительнее L,.
Для уменьшения индуктивности рассеяния применяется
секционная намотка трансформатора. При таком способе намотки секции
вторичной обмотки распо- /
лагают между секциями ^' *
первичной. r-t__J—t——f О
Величина L3 в
современных трансформаторах У-Щ^
не превышает тысячных
!>ли сотых долей
индуктивности первичной обмотки
a = J^-= 0,007 -ь-0,05.
Фиг. 2.29. Упрощенная приведенная схема
Здесь о — коэффициент трансформаторного усилителя.
рассеяния.
Схему фиг. 2. 28 без особого ущерба для анализа основных
явлений можно заменить более простой схемой фиг. 2. 29.
Такая замена возможна по следующим соображениям:
1) Индуктивность L можно заменить индуктивностью Lu так
как в трансформаторе обычно L8\ <С L\.
2) Сопротивления ги г'2 обычно намного меньше /?,; влияние
их на работу схемы можно учитывать путем некоторого
увеличения R. до величины &. На верхних частотах ввиду малости
тока, ответвляющегося в L, можно считать, что
Rii=Ri + rl + r2.
Для нижних частот
Ц91=Ъ + гг.
3) Точно так же влияние емкости С\ можно учесть при помощи
некоторого увеличения емкости С2 до значения С
c=cx+cl
47

4) Можно считать, чго индуктивности Lsl и LS2 включены
последовательно и заменить их одной индуктивностью Ls.
Ls=Lsl + Ls2.
Рассмотрим поведение отдельных элементов схемы фиг. 2. 2S
на различных частотах. В области нижних частот реактивное
сопротивление индуктивности рассеяния Ls ничтожно мало, поэто-
к
R.
№
0 Ч
с
*9
6 6 6
Vh
1 Т»-
и,
вых
©
С
RX
ивых
* »
<у
6)
Фиг. 2. 30. Эквивалентные схемы трансформаторного усилителя,
а—для нижних частот, б—для верхних частот.
му его влиянием можно пренебречь. Эквивалентная схема для этой
области приведена на фиг. 2. 30, а.
В области средних частот, строго говоря, нельзя пренебречь ни
одним из элементов схемы фиг. 2. 29.
Р.
Я,
№
Q
и.
ьых
U® Lfi
и
1
и.
вых
Фиг. 2.31.
Эквивалентная схема усилителя на
резонансной частоте.
Фиг. 2.32. Приведенная
эквивалентная схема.
В области верхних частот можно пренебречь влиянием
индуктивности Li, так как ее сопротивление QBL\ очень велико.
Основную роль на этих частотах играют индуктивность Ls и емкость С.
Эквивалентная схема для этой области частот приведена на
фиг. 2. 30, б.
На схеме фиг. 2. 30, а индуктивность L\ и емкость С образуют
параллельный контур, сопротивление которого на некоторой
нижней резонансной частоте Q0h становится очень большим. Для этой
частоты эквивалентная схема каскада принимает простой вид
(фиг. 2.31).
48

Резонансную частоту определяют по обычной формуле
1
S°H~' /-ЦС '
Напряжение
С-/вых —
и,
вых
=иц
R
g
g
Отсюда напряжение на выходе
(2.37)
Коэффициент усиления К0 каскада на резонансной частоте
20н равен
Ug Rt+R.
Если Rg=oo, то и F!g=cot a K0H=n\i.
Л/
(2.38)
Для определения коэффициента усиления на других нижних
частотах, отличных от резонансной частоты й0н, воспользуемся
теоремой об эквивалентном генераторе.
Эквивалентная схема каскада, полученная после
преобразования схемы фиг. 2. 30, а, приведена на фиг. 2. 32, где
Применив к схеме фиг. 2. 32 обычную методику анализа работы
каскадов, получим следующие выражения для определения
коэффициента усиления и коэффициента частотных искажений в
области нижних частот:
к=
пи.
1
и
{\
■4№
yg<
ма
1 +
«',«'.
/?;+/?;
\г
- С—У
(2.39)
Зная допустимое значение коэффициента частотных
искажений МИ, можно определить необходимую величину индуктивности
первичной обмотки L\
1 /У I г/
R*
x'i+fi'gaVK-1 o.VmI-1
Радиоприемные устройства.
(2.40)
49

Если сопротивление Rg очень велико или совсем не включается,
то формула для индуктивности L\ приобретает более удобный для
расчета вид:
*i=—?' (2-41)
В области верхних частот эквивалентная схема (см. фиг.
2.30, б) каскада представляет собой последовательный контур,
емкость которого зашунтирована сопротивлением R/.
При некотором значении частоты Q = QoB в цепи контура
возникает резонанс напряжений, что приводит к резкому увеличению
напряжения на элементах контура и, следовательно, выходного
напряжения f/'вых.
Фиг. 2.33. Частотная характеристика трансформаторного
усилителя.
Частотная характеристика в этой области частот будет иметь
резкий подъем (фиг. 2.33).
Если не учитывать влияния сопротивления Rs, то
приблизительное значение резонансной частоты можно рассчитать по обычной
формуле
1 (2.42)
Q
Ов
Vlsc
На частотах выше резонансной частотная характеристика имеет
крутой спад. Резкое западание частотной характеристики на этих
частотах вызывается одновременным уменьшением и тока в цепи и
величины сопротивления емкости С. Поэтому полоса пропускания
трансформаторного усилителя в области верхних частот
фактически ограничивается частотой йсв верхнего резонанса.
Общий вид частотной характеристики приведен на фиг. 2. 33.
Сглаживание острого пика частотной характеристики
достигается путем уменьшения шунтирующего сопротивления Rg. Однако
следует иметь з виду, что уменьшение Rg будет не только
выравнивать частотную характеристику, но и снижать коэффициент К
усиления каскада. Поэтому величина Rg выбирается в пределах
0,1 — 1 мгом. В тех случаях, когда уменьшение К нежелательно,
элементы схемы выбирают таким образом, чтобы резонансная
частота Qcb находилась за пределами рабочего диапазона частот
(пунктирная кривая на фиг. 2. 33).
50

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Усилитель низкой частоты предназначен для усиления
электрических колебаний, частоты которых лежат в пределах 16—
20 000 гц.
Различают два основных вида усилителей низкой частоты:
усилители напряжения и усилители мощности.
2. В процессе усиления колебаний возникают искажения формы
сигнала. Искажения, возникающие в усилителе, связаны с
наличием в его схеме нелинейных и реактивных элементов.
3. Усилители на сопротивлениях являются наиболее
распространенным видом усилителя напряжения. Они обладают высокими
качественными показателями, их конструкция проста и
экономична.
4. Коэффициент усиления усилителя на сопротивлениях
зависит от параметра лампы и сопротивления анодной нагрузки.
5. Коэффициент усиления трансформаторного усилителя на
триоде может быть больше \х лампы. Частотная характеристика
такого усилителя имеет значительный завал в области нижних и
верхних частот.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Какое устройство называется усилителем?
2. В каком случае усилитель называется усилителем напряжения и в ка«
ком — усилителем мощности?
3. По каким признакам классифицируются схемы каскадов усилителя?
4. Какие основные показатели характеризуют работу усилителя?
5. Что называется номинальной мощностью усилителя?
6. Что называется диапазоном частот усилителя?
7. Что такое динамический диапазон мощности?
8. Какие искажения сигнала возникают в усилительном устройстве?
9. Что такое динамическая характеристика лампы?
10. В каком случае фазовые сдвиги в схеме усилителя не вызывают
фазовых искажений?
И. От чего зависит коэффициент усиления усилителя на сопротивлениях?
12. Почему усилители на сопротивлении требуют повышенного напряжения
источника анодного питания?
13. Чем вызывается спад частотной характеристики в области нижних и
в области верхних частот?
14. Чем объясняется широкое применение усилителей на сопротивлениях?
15. Почему в трансформаторном усилителе коэффициент усиления может
быть больше коэффициента усиления лампы?
16. Какое влияние на работу трансформаторного усилителя оказывает
индуктивность рассеяния?
ЗАДАЧИ
2. 1. Входное напряжение усилителя 1 мв, выходное напряжение 15 в.
Определить коэффициент усиления К и выразить его в децибелах.
Ответ: К=15 000, Кдб=$3,Ь дб.
2 2. Выразить в децибелах коэффициенты усиления /(=15; 200; 450; 3000;
15 000.
Ответ: /^=23,56; 46; 53; 69,5; 83,5.
2.3. Определить коэффициент усиления трехкаскадного усилителя и
выразить его в децибелах, если К\ =50, /<2 = 50 и /С3 = 20.
Ответ: К0бщ = 50 000, Кдб = 94 дб.
4- 51

2.4. Каким будет К\ первого каскада двухкаскадного усилителя,
обладающего коэффициентом усиления Кдб = 66 дб, если коэффициент усиления
второго каскада равен /С2*=40?
Ответ: /vx = 50.
2.5. Четырехкаскадный усилитель имеет коэффициент усиления Кдб =
«= 80 дб. Входное напряжение £/вх — 2 мв.
Каким будет напряжение на выходе усилителя и на выходе каждого
каскада, если коэффициенты усиления отдельных каскадов равны?
Ответ: £/вых = 20 в, Кобих = Ю С00, UBb]Xl = 20 мв, 1/вых2 - 200 мв,
UвыхЗ == ^ в*
2.6. Коэффициент усиления на средних частотах Ко = 50, а на крайних
частотах — Кн = 42 и /Св =* 45.
Определить коэффициенты частотных искажений AfH и МЕ, выразив их в
децибелах.
Ответ: ЛГ„ = 1,19; Мвдб=\>Ь дб; ЛГВ = 1,И; Мвдб = 0,82 дб.

Глава III
УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 10. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ МОЩНОСТИ
Усилителем мощности называется усилитель, основной задачей
которого является отдача в цепь потребителя заданной мощности
полезного сигнала.
Усилители мощности обычно являются оконечным каскадом
многих радиотехнических устройств. Они используются в
радиоприемниках, радиотрансляционных усилителях, усилителях
звукового кино, измерительных усилителях, в усилителях, применяемых
в современных системах электро- и радиооборудования
самолетов и других летательных аппаратов, и во многих других
приборах.
Величины мощностей, получаемые на выходе таких усилителей,
могут находиться в пределах от десятых долей ватта до
нескольких десятков киловатт.
Напряжения и токи, действующие в цепях усилителя мощности,
значительно превосходят напряжения и токи, наблюдаемые в
усилителях напряжения. Если в усилителях напряжения обычно
используется лишь небольшой участок характеристики лампы, то
в усилителях мощности всегда стремятся наиболее полно
использовать всю характеристику лампы, jto приводит к заметному
возрастанию нелинейных искажений.
Нередко при работе захватывается и часть характеристики,
лежащая в области положительных напряжений на сетке лампы,
В сеточной цепи усилительной лампы возникают токи, сеточная
цепь становится потребителем мощности. В таких случаях
усилителем мощности должен быть не только оконечный, но и предоконеч-
ный каскад, мощность которого может достигать значения 3—5%
от мощности оконечной ступени.
Условия работы усилителя мощности зависят и от характера
нагрузки и от ее постоянства.
В общем случае сопротивление нагрузки имеет комплексный
характер.
Действие реактивной составляющей сопротивления нагрузки
(телефона, громкоговорителя и т. д.) проявляется главным образом
53

на верхних частотах диапазона. На средних частотах
сопротивление нагрузки имеет преимущественно активный характер.
В дальнейших расчетах и выводах примем, что сопротивление
нагрузки имеет активный характер.
Стремление получить в оконечном каскаде заданную мощность
нередко приводит к необходимости использовать в нем несколько
ламп, соединяемых для совместной работы или параллельно или
последовательно.
Фиг. 3. 1. Диаграмма работы лампы при колебаниях первого рода.
В каскадах большой мощности иногда одновременно
применяется и параллельное и последовательное соединение ламп.
Оконечные каскады различаются также и по характеру
изменения тока в анодной цепи лампы.
В зависимости от этого различают работу ламп колебаниями
первого и второго рода.
При работе лампы колебаниями первого рода ток в ее
анодной цепи течет и изменяется на протяжении всего периода
изменения напряжения на сетке. При таком режиме колебания
анодного тока повторяют форму изменений напряжения на сетке,
так как они происходят в пределах линейного участка
характеристики (фиг. 3. 1).
При работе лампы колебаниями второго рода ток в ее
анодной цепи течет и изменяется лишь на протяжении некоторой
части периода изменения напряжения на сетке (фиг. 3.2). Такой
прерывистый ток принято оценивать величиной импульса /атлх и
длительностью импульса.
Для удобства расчетов длительность импульса обычно
выражают через угол отсечки 0.
54

Фиг 3 2. Диаграмма работы лампы при колебаниях второго рода.
Фиг. 3.3. Диаграмма работы лампы в режиме класса В\.
55

Нижним углом отсечки 6 называется половина той части
периода в угловом измерении, в течение которой в анодной цепи
лампы проходит ток
~ 2 *
В усилительной технике различают также режимы работы
лампы без сеточных токов и с сеточными токами. Такое разнообразие
4*1 Jfoi^ »р
Фиг. 3. 4. Диаграммы работы лампы.
а—в режиме АВ*, б—в режиме В2,
возможных режимов работы лампы усилителя мощности привело
к необходимости их классификации.
Различают следующие основные режимы работы лампы:
1) режим класса А\ — режим работы колебаниями первого
рода без сеточных токов (см.
фиг. 3. 1);
2) режим класса Вх— режим
л работы колебаниями второго рода
без сеточных токов с углом
отсечки 0=90° (фиг. 3.3);
3) режим класса АВ1— режим
работы колебаниями второго рода
без сеточных токов с углом
отсечки 6 = 120—130°.
Если при работе в каждом из
этих режимов в сеточной цепи
индекс «1» заменяется индек-
Фиг. 3. 5. Схема с трансформаторным
выходом.
ТОХ, то
лампы возникает
сом «2».
Например, АВ2 или В2 (фиг. 3. 4, а и б).
56

Однако следует отметить, что в режиме класса А, применяемом
в маломощных усилителях, почти всегда работают без сеточных
токов, поэтому индекс «1» при записи обычно не ставится.
Режим работы колебаниями второго рода позволяет получить
более высокий к. п. д. Такой режим применяется в мощных
усилителях и в усилителях с батарейным питанием.
Режим работы колебаниями второго рода можно применять
только в двухтактных схемах. Применение этого режима в одно-
тактной схеме вызывает значительные нелинейные искажения.
Усилители мощности различаются также и по способу связи
анодной цепи с сопротивлением полезной нагрузки.
Наиболее распространенной схемой оконечного каскада
является схема с трансформаторным выходом (фиг. 3. 5). *
*1
pUg
©
§ 11. АНАЛИЗ РАБОТЫ ОДНОТАКТНОГО УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
НА ТРИОДЕ
Трехэлектродные лампы, как известно, обладают сравнительно
линейными характеристиками, изображающими зависимость
анодного тока от напряжений на электродах лампы. Линейность
характеристик триода позволяет определить
аналитическим методом наиболее выгодные
условия работы лампы в усилителе мощности
и установить основные соотношения между
величинами, характеризующими рабочий
режим каскада.
Основной величиной, определяющей
условия работы лампы в схеме усилителя
мощности, является сопротивление анодной
нагрузки. От значения этой величины зависят такие
показатели усилителя, как полезная
мощность каскада, к. п. д., степень нелинейных
искажений и ряд других показателей,
рассмотренных ранее.
Рассмотрим прежде всего вопрос о влиянии сопротивления
анодной нагрузки на величину полезной мощности, создаваемой
в анодной цепи лампы усилителя.
Эквивалентная схема каскада для области средних частот
приведена на фиг. 3. 6.
Определим мощность Р, создаваемую в сопротивлении
нагрузки Ra:
Фиг. 3.6. Упрощенная
эквивалентная схема
усилителя мощности.
p=±i\R.
(3.1)
где /j — амплитуда первой гармоники анодного тока.
Из эквивалентной схемы каскада следует, что величина ампли-
тУДы первой гармоники тока 1\ равна
! _jUg_
1 /?/ + /?. V '
57

Заменив в формуле (3. 1) амплитуду тока 1\ ее значением из
формулы (3. 2), получим
2 W+Да/ а 2 г г (Ri + R*)2 '
Вынесем в знаменателе за скобки /?, и обозначим отношение
- = <х. Тогда
Л.
Я,
р. 1 ^ -
2 Я, (1+«)2
(3.3)
Определим наивыгоднейшее значение а, при котором
мощность Р достигает наибольшего значения.
Будем считать, что амплитуда сеточного напряжения постоянна
я независима от величины а.
Вычислим производную
dP
dP
d*
= Р'
da
1 Wg
и приравняем ее нулю:
2
[2 Ri (1+а)»_
=0.
1 W] -
2 R, L (1 + а)2 j
=0,
(1+«)* J
_(1+«)2-2а(1+а)
(! + «)«
= 0,
а:
а2=0,
4-1.
Значение а = — 1 лишено физического смысла. Поэтому считаем,
что мощность, создаваемая в анодной цепи лампы, достигает
наибольшего значения при а = 1, т. е. при Ra=Ri.
Последнее равенство хорошо согласуется с известным из
электротехники положением об условии отдачи наибольшей мощности
в нагрузку. Согласно этому положению электрический генератор
отдает наибольшую мощность в нагрузку в том случае, когда
сопротивление нагрузки равно внутреннему сопротивлению
генератора.
Подставим оптимальное значение а в формулу мощности
усилителя
Р =
max
8R(
(3.4)
При выводе оптимального значения а мы полагали постоянство
амплитуды сеточного напряжения и его независимость от
величины а. Такое предположение было чисто условным.
Величина допустимого сеточного напряжения находится в
тесной связи с сопротивлением анодной нагрузки. Как известно, изме-
58

з^ние анодного тока в рабочем режиме происходит не по
статической, а по динамической характеристике лампы. Протяженность
линейной части динамической характеристики зависит от величины
сопротивления анодной нагрузки. Чем больше сопротивление
анодной нагрузки, тем больше протяженность прямолинейного участка
динамической характеристики и тем значительнее величина
допустимого значения сеточного напряжения. Последнее обстоятельство
особенно важно для усилителей, работающих в классе А без
сеточных токов.
Фиг. 3. 7. Идеализированные характеристики лампы.
Рабочая область характеристики в этом режиме ограничивается
«пиль ее частью, лежащей в области отрицательных напряжений
ча сетке лампы.
Однако следует отметить и противоречивость этого процесса.
(- \величением сопротивления анодной нагрузки уменьшается
-^члитуда первой гармоники тока, в результате чего полезная
чинность усилителя при ограниченном значении напряжения £а
Сочника питания также может оказаться меньше ожидаемой ве-
•чнлшы.
Приведенные выше положения позволяют сделать вывод, что
'Фи возможности изменения амплитуды сеточного напряжения
Н71овия получения наибольшей мощности в анодной цепи лампы
становятся иными. Определим наивыгоднейшее значение
сопротивления анодной нагрузки для такого случая.
Для упрощения анализа воспользуемся идеализированными
Ламповыми характеристиками, введенными в технический расчет
акад. М. В. Шулейкиным.
Принцип идеализации реальных характеристик приведен на
фиг з. 7.
59

Введем следующие условные обозначения:
£а0 —напряжение на аноде триода, при котором идеализиро-
ванная характеристика i^fie^ проходит через начало
координат;
/Г^ —величина отрезка, отсекаемого идеализированной харак*
теристикой la = f{eg) на оси сеточного напряжения при
данном напряжении на аноде лампы#
Будем считать, что при работе лампы в оптимальном режиме
изменения анодного тока происходят в пределах от нуля до
максимального значения /тах, определяемого напряжением на сетке,
равным нулю, т. е. когда используется вся левая часть анодно-се-
точной характеристики.
Определим /тах.
Из треугольника АВ'В видно, что
/ #а min ^аО /о г\
Лпах = ^ • \6-Ь)
С^рс>зим значение минимального напряжения на аноде лампы
0а min через постоянное напряжение £а на аноде лампы и амплитуду
напряжения £/а на сопротивлении анодной нагрузки:
Подставляя значение елт1п в формулу (3.5), получим
/ ^а — U^ ^аО /о с\
ушахв д • 1°'°/
Из треугольника СВ'В
^ж—^-- (3.7)
Аа
Приравняем правые части формул (3. 6) и (3. 7).
£а — U а — £а0 2£/а
Ri "~ Ла #
(3.8)
Выразим амплитуду напряжения на анодной нагрузке через
сопротивление R& и амплитуду переменной составляющей анодного
тока и подставим в уравнение (3. 8)
Л/ #а *'
Решая это уравнение относительно /ь получим
/ сг ^а — ^а0 ^а — ^а0
1 #а + 2#/ Л/(«+2)'

g нашем случае амплитуда тока Л численно равна току покоя /0,
поэтому
j Ел-Ев0
° /?/(«+2) V '
Определим полезную мощность, создаваемую в анодной цепи
лампы.
Подставим в формулу для мощности (3. 1) значение 1\. Тогда
P-JL/fa=-I-/?a/?„
2 [Rl(a+2)\ "
р_^ 1 (£а-£ао)2 «
2 /?, (а+ 2)2 *
Приравняв нулю производную Р' по а, получим оптимальное
значение а=2, при котором Р приобретает максимальное значение.
Величина максимальной полезной мощности при этом будет равна
Р = (^а — £ар)2
16/?/
Оценим величину к. п. д. усилителя, работающего в
оптимальном режиме.
Коэффициент полезного действия к) определяется отношением
7]^- ^тах
Л)
Величина мощности, потребляемая от источника анодного
напряжения, равна
Р=ЕI=Е
М)— ^а'О ^а
^а — ^аО
■Л/(2 +а)
Подставив значение Ртах и Р0 в формулу для к. п. д., получим
Лпах __ 1 (£а~ ^ао)2 g .j? £а — ^аО
Р0 2 /?, (а + 2)2 ' 3/?,(а+2)
Y) г= »'ал ___
Произведя необходимые упрощения, получим
1 £а — ^аО
При а = 2
Так
как
то
Т|:
2..
Y] = -
Я
£а а + 2
1 £а ^-аО
4 £а
1 ^aO^^ai
г]<0,25-
61

Обычно постоянная составляющая анодного тока несколько боль-
ше амплитуды переменной составляющей тока
/о=Л(1+Р).
(3.10)
Величина коэффициента р, характеризующего минимальное зна~
чение анодного тока лампы, обычно лежит в пределах 0,15—0,2.
Увеличение постоянной составляющей в (1 + Р) раз приводит
к уменьшению к. п. д. усилителя до 18—20'э/о.
В режиме покоя вся мощность, отдаваемая источником анодно-
го питания, расходуется на нагрев анода лампы
Р
Р0 = Рй = —=(5 + 6) Р.
(3.11}
г
°/о
8
6
2
0
Фиг. 3.8. Зависимость
коэффициента нелинейных искажений от а
для триода.
/
2
1 3
' А
г 1
> t
7 8
\ а
Это соотношение обычно используется для выбора типа
усилительной лампы.
В заключение рассмотрим влияние сопротивления анодной
нагрузки на величину коэффициента
нелинейных искажений.
Выше было указано, что
возрастание сопротивления анодной нагрузки
вызывает удлинение линейной части
динамической характеристики
лампы, что, в свою очередь, приводит к
уменьшению нелинейных искажений.
На фиг. 3. 8 показана примерная
зависимость коэффициента
нелинейных искажений у от величины а.
Коэффициент нелинейных
искажений при а = 3-ч-4 заметно меньше,,
чем при оптимальном значении а=2, необходимом для получения
наибольшей мощности.
Поэтому в современных усилителях, работающих на триодах,
величину а выбирают в пределах 3—4. Такое отклонение а
от его оптимального значения вызывает некоторое уменьшение
полезной мощности (на 10—12%), с чем неизбежно приходится
мириться.
Однако следует учитывать, что одновременно с увеличением
сопротивления анодной нагрузки приходится увеличивать и
величину напряжения сигнала и отрицательное смещение и, наконец,
напряжение источника анодного питания. Поэтому, когда
величина Ел ограничена имеющимся источником питания или должна
быть минимальной, величину а выбирают близкой к оптимальному
значению а = 2.
Сопротивление нагрузки усилителя RH может значительно отли-
чаться от величины оптимального сопротивления /?а.
Для согласования сопротивления нагрузки с анодной цепью
лампы на выходе усилителя включается согласующий выходной
трансформатор. Сопротивление нагрузки, включенное во вторич-
62

ную обмотку, можно пересчитать в первичную обмотку
разом, чтобы .
таким об-
&
• п2 — ^а opt«
Поэтому трансформаторная схема оконечного каскада (см.
фиг. 3. 5) является наиболее распространенной схемой усилителя
мощности.
§ 12. ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
Определим зависимость выходного напряжения оконечного
каскада (см. фиг. 3. 5) от частоты усиливаемых сигналов.
Приведенная эквивалентная схема оконечного каскада ничем не
отличается от схемы, приведенной на фиг. 2. 28.
вы*
Фиг. 3 9. Упрощенные эквивалентные схемы входного каскада,
а—для нижних частот, б—для средних частот, б—для верхних частот.
Упрощенные эквивалентные схемы каскада для различных
частот диапазона показаны на фиг. 3. 9, а, б и в.
В схемах приняты следующие обозначения:
/?1*/?/ + г1 + /ъ-/?/ + 2г1,
'-S2
и
^вых
ВЫХ"
п=-
п
DP,
Для определения частотных искажений найдем коэффициент
Усиления каскада на различных частотах диапазона.
Коэффициент усиления каскада на средних частотах
X — JZg-EJL ;_- ВЫХ
к0
и
S
U
S
63

Определим напряжение f/'вых (см. схему б)
^/вых^У-Ц
g
R\ + R'H
Подставляя значение f/вых в формулу для коэффициента
усиления, получим
Ъ-Ъ-дРщ;. (3.12)
Применив к эквивалентным схемам айв фиг. 3. 9 теорему об
эквивалентном генераторе, найдем коэффициент усиления каскада
яа нижних и верхних частотах.
Модуль коэффициента усиления на нижних частотах
/Сн=/С0 1 (3.13)
Модуль коэффициента частотных искажений в области
нижних частот
где
*-&• <3-16>
Модуль коэффициента усиления на верхних частотах
КВ=К0 Ц=т- (3-16)
/•♦(sftfc)
Модуль коэффициента частотных искажений в области верхних
частот
M-=Vx+(-wtk)'- <ЗЛ7>
Полученные формулы позволяют сделать выводы о влиянии
параметров схемы на ее электрические свойства.
Из формулы (3. 14) видно, что коэффициент частотных
искажений в области нижних частот зависит от величин L\ и /?э.
Эта зависимость позволяет по заданной величине частотных
искажений и по известному сопротивлению нагрузки определить
необходимую величину индуктивности первичной обмотки
трансформатора
А= г\ (3.18)
64

Однако следует помнить, что уменьшение сопротивления
нагрузки, благотворно влияющее на снижение частотных искажений,
может вызвать уменьшение выходного напряжения и полезной
мощности каскада.
Степень частотных искажений в области верхних частот
диапазона зависит от индуктивности рассеяния Ls и сопротивления
нагрузки RH.
Если сопротивление нагрузки определено из условий создания
наивыгоднейшей работы каскада, то снижение частотных
искажений может быть достигнуто лишь путем уменьшения индуктивности
рассеяния, т. е. конструктивным путем.
В заключение остановимся на электрических свойствах
выходного трансформатора каскада.
Мощность Р, создаваемая переменной составляющей тока,
расходуется в активном сопротивлении R& анодной нагрузки.
Величина сопротивления анодной нагрузки складывается из
приведенного сопротивления нагрузки RH' и сопротивлений обмоток
трансформатора
/?а = ^ + г1 + г,2^/?'н + 2г1=% + 2г1э (3.19)
Р=\ /fo = -у /i (#н + 2гх). (3.20)
Здесь 1г — амплитуда первой гармоники анодного тока.
Мощность, расходуемая в сопротивлении R'Ht является полез»
ной выходной мощностью каскада.
^ы*=у#?н- (3.21)
Мощность Рт, расходуемая в сопротивлении обмоток,
бесполезно тратится на нагрев трансформатора
PT=\l\{rx + r2). (3.22)
Потерю части мощности на нагрев трансформатора принято
оценивать величиной г]т —коэффициентом полезного действия
трансформатора.
— /V
п о 1*н R
ъ—Т5-—- =ТТ^7- (3-23)
Учитывая, что
2^i Ч-Ан^^а»
Формулу (3. 23) можно переписать в следующем виде:
Да
Радиоприемные устройства. *>5

Величина к. п. д. трансформатора зависит от его мощности.
В табл. 3. 1 приведены примерные значения к. п. д. для
трансформаторов различной мощности.
Таблица 3.1
Выходная мощность Рвых
вт
К. п. д. трансформатора т;т
<5
0,7—0,8
5-100
0,8-0,9
>100
0,9-0,95
Формулу (3. 24) и табл. 3. 1 можно использовать для
определения величины допустимого сопротивления первичной обмотки
трансформатора г\ и коэффициента трансформации п.
Решая уравнение (3. 24) относительно сопротивления г\,
получим расчетную формулу для допустимой величины сопротивления
первичной обмотки трансформатора:
'1 = ^(1-4,).
(3.25)
Подставим найденное значение г\ в формулу (3. 19) и решим
полученное уравнение относительно п:
Отсюда
^-^■+2г,—g- + 2-^-(l-lT).
(3.26)
Если сопротивление R» нагрузки меньше сопротивления /?»
анодной нагрузки, то коэффициент трансформации п окажется
меньше единицы, т. е. выходной трансформатор будет
понижающим
щ<щ-
Применение понижающего трансформатора позволяет
согласовать потребитель, имеющий малое сопротивление, с анодной цепью
лампы, обладающей значительным внутренним сопротивлением /?*.
§ 13. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ НА ТРИОДЕ
Изложенный выше анализ работы каскада позволяет по
заданным техническим условиям выбрать тип лампы и все основные
величины, характеризующие режим работы усилителя.
Исходные данные
1. Полезная мощность на выходе
2. Сопротивление нагрузки RH-
3. Диапазон частот Fn—FB.
66

4. Допустимые частотные искажения Мн и Мъ на крайних част*).
тах диапазона.
5. Допустимое значение коэффициента нелинейных
искажений Y-
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Сопротивление анодной нагрузки /?а.
3. Амплитуду переменной составляющей анодного тока 1\.
4. Величину максимального анодного тока /тах и минимально-
,о значения /min.
5. Напряжение смещения Es и амплитуду напряжения
сигнала Vg.
6. Постоянную составляющую анодного тока /ав.
7. Напряжение источника анодного питания и мощность Р0,
потребляемую в анодной цепи лампы.
8. Мощность рассеяния на аноде Ра.
9. Сопротивление первичной обмотки трансформатора г\.
10. Сопротивление автоматического смещения Rc.
11- Индуктивность первичной обмотки трансформатора Lx.
12. Индуктивность рассеяния Ls.
13. Коэффициент трансформации п.
Порядок расчета
1. По табл. 3. 1 находим к. п. д. трансформатора г]т и
определяем расчетную мощность каскада.
Я=
^вых
2. Определяем примерную мощность рассеяния на аноде
Я.«(5-«-6)Л
и по значению этой мощности выбираем по справочнику тип
лампы так, чтобы
Р <Р
а ^> * а.доп*
3. Задаемся значением а и находим сопротивление анодной
Иагрузки
4. Определяем амплитуду переменной составляющей анодного
тока
/ 2Р
1 У R
а
67

5. Вычисляем максимальную и минимальную величины
анодного тока:
/..«=/о+Л-Л(1+Р) + Л=Л(2 + Р).
/»in=Wi-PA.
где (3=0,15—0,2,
6- Строим динамическую характеристику. Для чего на оси тока
анодной характеристики лампы (фиг. 3. 10) откладываем значение
Лвдх и проводим прямую, параллельную оси напряжения, до
пересечения с характеристикой Ее=0. Точка пересечения А является на-
Фиг. 3. 10. Диаграмма графического расчета усилителя
мощности на триоде.
чальной точкой динамической характеристики. Из точки А
опускаем перпендикуляр на ось напряжения. Отрезок О А' соответствует
минимальному анодному напряжению eamin.
От точки А' откладываем отрезок АГВГ
А'В' = 2ия = 21г1}ш.
Отрезок ОВ' соответствует максимальному анодному
напряжению ватах.
Из точки В' восстанавливаем перпендикуляр до пересечения
с линией /min в точке В. Соединив точки А и В, получаем
динамическую характеристику лампы АВ.
По характеристикам лампы определяем величину Еёт-^.
7. Находим напряжение смещения и амплитуду напряжения
сигнала
Eg\ = Ug=
'g mm
68

Отложив на динамической характеристике величину Eg,
определяем положение рабочей точки D.
8. Определяем постоянную составляющую анодного тока,
численно равную длине отрезка ОЕ на оси тока, и постоянное
напряжение на аноде Ел лампы, выраженное длиной отрезка OD>\
9. Находим мощность рассеяния на аноде в режиме молчания
Р z=zE I ^ Р
1 а ^а'а^^4 А а.доп»
следует заметить, что величина Ра численно равна площади
прямоугольника OEDD', а полезная мощность — площади треугольника
AE'D.
10. Определяем значение коэффициента нелинейных
искажений Y:
1 a-b
Т2 = -ТГ
2 a + b *
Тз
1 (a + b)-2c
2 a+b+c
Т = 1^72 + Тз<Тдоп-
Если коэффициент нелинейных искажений у оказался больше
допустимого, то следует или выбрать большее значение {5 или
увеличить сопротивление анодной нагрузки /?а и произвести новый
расчет.
11. Находим сопротивление первичной обмотки трансформатора
12. Определяем напряжение источника анодного питания
£,«.н=£,« + Л-'э1 + 1^1-
Если напряжение смещения подается не автоматическим
способом, а от постороннего источника, то
13. Рассчитываем сопротивление смещения R0 и выделяемую
в нем мощность, величина которой служит основанием для выбора
типа сопротивления.
14. Определяем индуктивность первичной обмотки
трансформатора
А =
л»
где
/?a(*/ + 2ri)
^Э 'Rs + Ri + ^Г
69

15. Находим допустимую максимальную индуктивность
рассеяния
R
4 = -^(1+а)/жв2~1.
"* Q
в
16. Рассчитываем коэффициент трансформации
§ 14. ОДНОТАКТНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ НА ПЕНТОДЕ
В современных усилителях малой мощности и в оконечных
каскадах радиоприемников широко применяются пентоды низкой
частоты и лучевые тетроды, обладающие свойствами пентодов.
Пентоды и лучевые тетроды обладают более высокой
чувствительностью.
Переменное напряжение на сетке лампы, необходимое для
получения в анодной цепи заданной мощности, в пентодных
усилителях в 2—3 раза меньше, чем в усилителях, выполненных на
триодах. Это позволяет уменьшить число каскадов предварительного
усиления.
Высокая чувствительность пентодов объясняется большими по
сравнению с триодами значениями крутизны 5 характеристики
лампы и коэффициента усиления лампы \х.
Наличие в лампе экранирующей сетки с неизменным значением
напряжения позволяет более полно использовать напряжение
источника анодного питания.
Коэффициент использования напряжения £ = —- возрастает у
пентодов до 0,65—0,75 (у триодов 5 = 0,05—0,2).
Коэффициент использования анодного тока Р в пентодах
находится примерно в тех же пределах, что у триодов. Это приводит
к тому, что к. п. д. каскада, выполненного на пентоде, заметно выше
к. п. д. триодного усилителя
Величины |, р и т] для пентодного усилителя имеют следующие
пределы
^0,65—0,75; р~0,2—0,3; г)~0,22—0,28.
Среднее значение к. п. д. пентодного усилителя — порядка 0,26.
Увеличение к. п. д. усилителя позволяет уменьшить величину
мощности, потребляемой <эт источника анодного питания, и,
следовательно, облегчить тепловой режим анода лампы во время
отсутствия напряжения сигнала на сетке
р -р~£-
*а max ~ *0 •
70

Если положить т] = 0,25, то
Яа=-4Р. (3.27)
В усилителях на триоде мощность рассеяния на аноде при
обычных значениях а = 2~4 значительно больше
Ра = ЗЯ £±1 = (4,5 -ь 6) Р.
Таким образом, усилитель мощности на пентоде оказывается
более экономичным, чем усилитель на триоде.
Пентод и лучевой тетрод обладают сравнительно небольшой
лроходной емкостью. Уменьшение проходной емкости каскада уве-
Фиг. 3. 11. Диаграмма работы лампы при различных значениях
сопротивления анодной нагрузки.
личивает устойчивость работы каскада. Однако следует отметить и
ряд недостатков, свойственных пентодам. Пентоды отличаются
резко выраженной нелинейной зависимостью тока от напряжения на
аноде. Нелинейность характеристик пентода приводит к
повышенному значению коэффициента нелинейных искажений.
В усилителях на триодах коэффициент нелинейных искажений
обычно уменьшается с увеличением сопротивления анодной
нагрузки. В усилителях на пентодах возрастание сопротивления анодной
нагрузки сопровождается значительным увеличением
коэффициенту нелинейных искажений. Объясняется это тем, что с увеличением
$л уменьшается наклон динамической характеристики и работой
Усилителя захватываются левые участки характеристик,
отличающиеся большей нелинейностью.
На фиг. 3. 11 этому режиму работы соответствует прямая АА',
Заметно возрастают нелинейные искажения и при малом
сопротивлении анодной нагрузки. Малому сопротивлению анодной на-
гРузки соответствует более крутая динамическая характеристика
'прямая ВВ').
71

При таком расположении динамической характеристики
положительная полуволна сеточного напряжения вызывает значительно
большие изменения анодного тока, чем отрицательная, в
результате чего синусоидальное напряжение, поданное на сетку лампы,
вызывает несинусоидальное изменение анодного тока.
Для каждого типа пентода и лучевого тетрода можно подобрать
такое значение сопротивления анодной нагрузки Rz=Raopu при
котором изменения анодного тока будут симметричными
(прямая СС). Величина оптимального сопротивления анодной
нагрузки R& opt приводится в паспорте лампы.
Другим существенным недостатком усилителей на пентодах
является увеличение частотных и нелинейных искажений в области
верхних частот.
В усилителях на триодах на верхних частотах обычно
наблюдается спад (завал) частотной характеристики, вызываемый
действием индуктивности рассеяния.
Внутреннее сопротивление пентода достигает значения порядка
десятков и сотен тысяч ом. Поэтому частотные искажения обычного
типа на верхних частотах отсутствуют
так как
Возникновение частотных и нелинейных искажений в пентодном
усилителе связано с влиянием реактивной составляющей
сопротивления нагрузки. Ранее уже было указано, что в области верхних
частот сопротивление нагрузки имеет комплексный характер
2н = /?н + У^н,
где Q.LH — индуктивная составляющая сопротивления нагрузки
(телефона, громкоговорителя и т. д.).
Эквивалентная схема оконечного каскада на верхних частотах
показана на фиг. 3. 12. В схеме через /?а и La обозначены:
г . ^н
"а •
" Л*
С повышением частоты сигнала возрастает сопротивление
анодной нагрузки
и, следовательно, выходное напряжение каскада.
Таким образом, в области верхних частот частотная
характеристика будет иметь не спад, а подъем. Повышение сопротивления
72

анодной нагрузки на верхних частотах наблюдается и в триодных
усилителях, но мы его не учитывали по следующим причинам.
Во-первых, на верхних частотах в триодном усилителе
оказывала значительное воздействие индуктивность рассеяния; во-вторых,
триодный усилитель можно рассматривать как источник тока с
малым внутренним сопротивлением.
Если сопротивление нагрузки
значительно превышает
внутреннее сопротивление лампы (в
нашем случае а=2ч-4)% то
изменение сопротивления нагрузки очень
мало влияет на величину
напряжения на зажимах потребителя.
Усилитель на пентоде является
источником тока с большим
внутренним сопротивлением, поэтому
величина тока в анодной цепи
определяется главным образом
величиной внутреннего сопротивления <и сравнительно мало зависит
от сопротивления нагрузки
вмх
Фиг. 3. 12. Эквивалентная схема
оконечного каскада на верхних частотах.
Л =
№
е
*й.
s
1
v-Ug
Ri + Za R, Z.
1 + ^7
Л<
так как
Ri
<h
Поэтому можно считать, что увеличение сопротивления
нагрузки на верхних частотах не изменит величины тока 1\.
Нетрудно видеть, что большему значению сопротивления
анодной нагрузки будет соответствовать и большее выходное
напряжение
Возникновение нелинейных искажений на верхних частотах
также связано с повышением эквивалентного сопротивления анодной
нагрузки.
Модуль эквивалентного сопротивления становится больше
оптимального значения /?0Pt, что и приводит, как было показано выше,
к появлению нелинейных искажений.
Для устранения подобных явлений в схеме усилителя на
пентоде применяется корректирующая цепь, позволяющая сделать
сопротивление нагрузки на верхних частотах неизменным, т. е. не
зависящим от частоты сигнала. На фиг. 3. 13 показан усилитель
с корректирующей цепью и его эквивалентная схема. Из теории
переменных токов известно, что при выполнении в этой схеме усло-
R=R&='\/ — эквивалентное сопротивление контура
ВИЯ
v
при
7а

любой частоте тока неизменно и численно равно /?а. Это явление
носит название «вечного резонанса». Но при таком значении
сопротивления R=Ra, оно будет поглощать заметную долю полезной
мощности усилителя.
Для уменьшения потерь в сопротивлении R его обычно
выбирают несколько больше Ra
Я=(1,5ч-2)Д;.
Влияние корректирующей цепи можно понять из следующего
пояснения.
На низких частотах диапазона емкостное сопротивление
конденсатора С велико и цепь RC не оказывает шунтирующего действия
на сопротивление нагрузки.
Фиг. 3.13. Усилитель мощности на пентоде с корректирующей цепью
и его эквивалентная схема.
На верхних частотах емкостное сопротивление конденсатора С
уменьшается и сопротивление R начинает шунтировать цепь
полезной нагрузки, компенсируя тем самым возрастание
сопротивления Za.
Расчет элементов корректирующей цепи Си/? производится по
следующим формулам:
C=4S-. (3.28)
R
2 »
где
4=4+
/22
/? = (1,5-*-2)/?..
§ 15. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ НА ПЕНТОДЕ
И ЛУЧЕВОМ ТЕТРОДЕ В РЕЖИМЕ КЛАССА А
Основной особенностью расчета усилителя на пентоде является
учет нелинейности характеристики пентода и зависимости его
параметров от режима работы. Это обстоятельство затрудняет
идеализацию характеристик и делает невозможным аналитический
расчет каскада. Поэтому расчет усилителя на пентоде производит-
74

сЯ графическим методом, изложенным в целом ряде работ
советских радиоспециалистов — Л. Б. Слепяна, Г. В. Войшвилло,
С Н. Кризе и др.
Графический метод расчета усилителя, как и любой
графический расчет, не отличается большой степенью точности. Однако
получаемые при использовании этого метода результаты в
большинстве случаев удовлетворяют запросам практики.
Исходные данные
1. Полезная мощность на выходе PUJK.
2. Сопротивление нагрузки /?„,
3. Индуктивность нагрузки L„.
4. Диапазон частот Ftt—FB.
5. Допустимые частотные искажения Мн и Мь на граничных
частотах.
6. Допустимое значение коэффициента нелинейных
искажений Y-
Требуется определить
1. Тип лампы и напряжение источника анодного питания Ех
2. Напряжение сигнала Ug.
3. Напряжение смещения Eg.
4. Постоянную составляющую анодного тока /а...
5. Мощность рассеяния на аноде лампы Ра.
6. Сопротивление первичной обмотки трансформатора Г\.
7. Сопротивление автоматического смещения Rc.
8. Индуктивность первичной обмотки трансформатора L\.
9. Коэффициент трансформации п.
10. Элементы корректирующего контура R и С.
Порядок расчета
1. Находим полезную мощность лампы
Р=
аи«
^вых
ъ
Значение г\т выбираем из табл. 3. 1.
2. Определяем мощность рассеяния на аноде лампы
Яа = 4Я
3. Выбираем по справочнику тип лампы, удовлетворяющей
Условию
* а.доп <^ л а*
4. Рассчитываем примерную величину постоянного напряжения
на аноде лампы, для чего предварительно определяем значение
Т0*а w.
При работе пентода в классе А максимальное значение анодно-
Го тока /max ограничивается мгновенным напряжением на сетке лам-
75

пы eg=0. Это значение тока можно легко найти по
характеристикам пентода фиг. 3. 14.
Выразим полезную мощность усилителя через максимальное
значение анодного тока /тах и напряжение на аноде лампы £а:
p=YUJv (3'-29)
еа = 0
Из фиг. 3. 14 видно, что
"max
-/.- + Л.
НО
/ --iJ-
а" 1-р
Фиг. 3. 14. Графический способ определения
максимального значения анодного тока.
Подставляя значение /а _
и решая уравнение
относительно Л, получим
'l 2_p fmax-
При обычных для пентодов значениях Р=0,2—0,3
A-0,4imax.
Как известно
где коэффициент 1=0,65—0,75.
После подстановки значений 1\ и Ua в формулу (3. 29) получим
P=Yu^=T°>65E>-°'4i™-
Поэтому
Р:
£а*тах
(3.30)
В табл. 3.2 приведены значения Еатах,Ра.яоп>1тах и
ориентировочные значения сопротивлений анодной нагрузки /?а для
наиболее распространенных пентодов и тетродов.
Зная величину максимального анодного тока, можно
определить необходимое напряжение на аноде лампы
Е^
8Р
'max
5. Находим напряжение смещения Eg и амплитуду напряжения
возбуждения.
Напряжение смещения и переменное напряжение Ug на сетке
лампы определяются графическим путем по идеализированной
характеристике лампы L=f(es).
76

Таблица 3.2
Марка
лампы
2П2М
2П1П
6ПЗС
6П6С
6П9
6П1П
30П1С
6П13С
6П14П
6П15П
6П18П
Тип
Пентод
Тетрод лучевой
Тетрод лучевой
Тетрод лучевой
Пентод
Тетрод лучевой
Тетрод лучевой
Тетрод лучевой
■ Пентод
Пентод
Пентод
^а max
в
200
100
400
300
300
300
120
200
250
300
300
'а доп
вт
2
1,5
20
13
9
12
6
14
12
12
12
'max
ма
24
20
150-180
100
60
100
100
150
130
60
160
ом
20000
10 000
2 500
6500
10 000
5 500
1800
| 5000
5 200
| 8000
2500
Идеализируя характеристику L=f{es), находим напряжение
Eg (фиг. 3. 15). Рабочую точку располагаем на середине
идеализированной характеристики
**~ 2 '
Амплитуду сеточного напряжения
берем равной напряжению смещения
или несколько меньше его
U,<\Eg\.
Идеализированная характеристика
совпадает с линейной частью
статической характеристики лампы,
поэтому величину Eg' можно выразить
через максимальный анодный ток и
крутизну характеристики лампы
Последнее соотношение является
исходным для определения Eg и Ug
аналитическим путем
Фиг. 3. 15. Графический способ
определения сеточных
напряжений.
6. По характеристике лампы определяем ток покоя /а. (см.
фиг. 3. 14) и производим проверку
P^Ej^P;
а.доп.
77

Фиг. 3.16. Диаграмма графического
расчета усилителя мощности.
7. Производим построение динамической характеристики
лампы и определяем сопротивление анодной нагрузки /?а. Если
рассчитанный режим работы близок к рекомендуемому в паспорте
лампы, то сопротивление нагрузки /?а можно взять из справочника.
При значительном расхождении расчетного режима работы с
паспортным, что обычно наблюдается в случае неполного
использования лампы, оптимальное сопротивление нагрузки /?а следует
определить графическим путем. Для этого на семейство анодных
характеристик накладываем линейку с делениями. Вращая линейку
вокруг выбранной рабочей точки
(фиг. 3. 16), находим такое ее
положение, при котором длины
отрезков а и b окажутся равными.
Равенство отрезков а и b
свидетельствует о симметричности
изменений анодного тока, т. е. о
минимальном значении второй
гармоники анодного тока. Фиксируя
это положение линейки точками
на характеристике, находим
графическим путем амплитуду
первой гармоники тока, амплитуду
переменного напряжения на
аноде лампы £/а, примерное значение полезной мощности и
сопротивление анодной нагрузки:
М
Величина полезной мощности ориентировочно равна площади
треугольника ABD:
Р—А-П/ _АВ.ВР
Н- 2 JlU*~T~'
Если полученное значение полезной мощности меньше заданной,
то нужно несколько увеличить анодное напряжение £а, а иногда и
напряжение на сетке лампы (Ug и Es) и определить новые
значения токов, напряжений и полезной мощности.
8. Находим коэффициент нелинейных искажений
__ _ 1 2с—(а + Ь)
Т~"Тз_ 2 a-\rb±c
В случае превышения полученного значения коэффициента у
над заданным следует несколько уменьшить амплитуду
переменного напряжения на сетке лампы.
9. Рассчитываем сопротивление анодной нагрузки
^а^8 г '
78

10. Находим сопротивление первичной обмотки
трансформатора
11. Определяем сопротивление автоматического смещения
|£*1
/?с = —— .
/а- +Ig2
Ток экранной сетки Ig2 следует брать из справочника или
определять по характеристикам лампы.
12. Находим напряжение источника анодного питания
£...=£.+/.-'-.+1^1.
13. Определяем эквивалентное сопротивление
ff== XARi + W ^n
э /?. + /?i + 2rl "»
таккак7?г>/?а.
14. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки
трансформатора
R,
15. Находим индуктивность рассеяния
16. Определяем коэффициент, трансформации
17. Рассчитываем элементы корректирующей цепи:
/?-(1-н2)/?1Э
с=
Л2
Пример 3.1. Рассчитать усилитель мощности по следующимртехническим
Условиям: полезная мощность на выходе Рвых = 2,25 вт; сопротивление
нагрузки RH = 5 ом, индуктивность нагрузки Z,H = 0,003 гн; диапазон частот:
^н = 80 гц, FB = 6С00 гц\ допустимые частотные искажения: уИн = Мв = 1,25;
коэффициент нелинейных искажений ч < 8%.
Решение
1. Принимаем т)т = 0,75 и находим расчетную полезную мощность лампы
Р = = —: = 3 вт.
т]т 0,75
79

2. Определяем мощность рассеяния в режиме отсутствия сигнала на сетке
Ра = 4Я = 4-3 = 12 вт.
3. Выбираем пентод 6П14П. Данные пентода: [/н = 6,3 в; /н = 0,76<г
Ig7 = 5 ма; £gi = 250 в; 5 = 11,3 ма\в; ц = 226; /?, = 20 ком; Яа.доп = 12 вт.
4. Принимаем *тах=140 ма и определяем напряжение на аноде лампы
SP 8-3
£а = -— = -—=172 в.
'max 0,14
Увеличиваем £а до практически удобного значения £а = 200 в.
5. Находим напряжение смещения и амплитуду переменного напряжения
на сетке лампы
£*1 =
'max
140
6,18 в.
Фиг. 3.17. Пример графического расчета
усилителя на лампе 6П14П.
2S 2-11,3
Принимаем
Ug = \Eg\=6e.
6. По характеристике лампы
(фиг. 3. 17) определяем ток покоя
/а- = 48 ма.
7. Производим построение
динамической характеристики. По
характеристике находим, что /j =
=40 ^и(/а= 184 в.
Определяем мощность,
отдаваемую лампой
Я = у£/а/!= Y184'0'04 =
=3,68 вт > Ррасч-
8. Находим коэффициент нелинейных искажений (по динамической
характеристике определяем длины отрезков а, Ь, с; получим л=22, 6=22, с=27,5).
1з =
1 2с — (а+Ь)
1 2*27,5-(22 + 22)
2 22 + 22 + 27,5
2 а+Ь + с
7з = 7,7% < Ъ%.
9. Находим сопротивление анодной нагрузки
0,077;
184
= 4600 ом.
1Х 0,04
10, Находим сопротивление первичной обмотки трансформатора
575 ом.
1 —, 1-0,75
г, = Ла ^ = 4600-
2 "™ 2
11. Определяем сопротивление автоматического смещения
Дс =
= 113 ом.
/а-+/Л (48 + 5)10-3
12. Находим напряжение источника анодного питания
£а.и = £а + /а-/"1 + | £^ | = 200 + 0,048-575 +6 ^ 234 е.
80

13. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки трансформатора.
о ЯЛ^ + ггО 4600(20 000 + 2-575)
/?« = = ^= 3800 ом,
Rz + Ki + 2ri 4600 + 20 000 + 2-575
/ *» 3800
А1 пг ■ — —— —— in I»
QHy~Ml-l 6,28-80/1,252-1
14. Находим индуктивность рассеяния
/?, + 1?а1/~^ 20 000 + 4600
L* = -^r-VMl-*= 6[28+oo /1,25»-!- 0,49 г,
15. Определяем коэффициент трансформации
/;
/1 = 1/ ^- —1/ -г—1 г = 0,038.
ЛаПт Iх 4600-0,75
16. Рассчитываем элементы корректирующей цепи:
/? = 2/?а = 2-4600 = 9200 ож;
^н Л ,Л 0,003
£*+-т °'49 +
л2 (0,038)2
с=-^г- = —дая—-3-м-10-#-
Выбираем С = 0,03 мкф.
§ 16. ДВУХТАКТНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
В начале настоящей главы мы указывали, что величина
мощности оконечного каскада усилителя низкой частоты может
измеряться как десятыми долями ватта, так и десятками киловатт.
Усилители, мощность которых не превышает 3—5 вт, обычно
выполняются по однотактной схеме на триоде, тетроде или пентоде.
Большая часть типов усилительных ламп низкой частоты,
выпускаемых вакуумной промышленностью, предназначена для
получения такой сравнительно небольшой мощности, поэтому в каскадах
усилителей с мощностью порядка 5—6 вт и более приходится
использовать не одну, а несколько ламп. При использовании
в одном каскаде нескольких ламп их соединяют или параллельно
или последовательно. Однако параллельное соединение ламп
используется сравнительно редко.
Увеличение мощности в таких усилителях достигается
увеличением тока в анодной цепи параллельно соединенных ламп. Но
одновременно с переменной составляющей суммарного анодного
тока возрастает и постоянная составляющая анодного тока /aef
что, как правило, создает дополнительные трудности при
конструировании трансформатора и, кроме того, может привести к
возникновению дополнительных нелинейных искажений в цепи самого
трансформатора. Наиболее распространенной схемой соединения
ламп для совместной работы в одном каскаде является
последовательная или двухтактная схема (фиг. 3. 18).
Если расчетная мощность усилителя превышает величину
мощности, которую могут создать две лампы в двухтактной схеме, то
в каждое из плеч схемы включается не одна, а две или три лампы.
Радиоприемные устройства
81

Фиг. 3. 18. Двухтактная схема усилителя.
О
\е9
t
/^(г^У\/~\
\Ау\.К/
Использование в каскаде большего числа ламп для получения
заданной мощности обычно не рекомендуется. Если четырех или
шести ламп оказывается
недостаточно, то каскад
рассчитывают на двух более
мощных лампах.
Рассмотрим принцип
работы двухтактной схемы.
Вторичная обмотка
входного трансформатора имеет
вывод от средней точки,
разделяющей ее на две равные
части. Вывод от средней
точки вторичной обмотки
соединяется с источником
напряжения смещения. Крайние
зажимы вторичной обмотки
соединяются с сетками ламп.
Крайние зажимы выходного
трансформатора усилителя
соединяются с анодами ламп
Л± и Л2у а его средний вывод
подключен к плюсу
источника анодного питания.
Если в какой-то момент
времени напряжение на
верхнем зажиме вторичной
обмотки входного
трансформатора относительно средней
точки положительно, то
напряжение на нижнем зажиме
вторичной обмотки будет в
тот же момент времени
отрицательным.
Средняя точка обмотки
через источник напряжения
смещения соединена с
катодами ламп, поэтому
переменные напряжения,
подаваемые на сетки ламп JIt и Лъ
оказываются сдвинутыми во
времени на полпериода, а по
фазе — на угол 180° или, как
говорят, находятся в проти-
вофазе.
При таком фазовом
соотношении мгновенных значе-
Фиг.
3. 19. Диаграмма работы
тактного каскада.
ламп двух-
нии переменного напряжения на сетках ламп возрастание тока в
одной лампе (например, Л,) будет сопровождаться убыванием анод-
82

ll0ro тока в другой лампе («#2). Через полпериода лампы поменяют-
сЯ ролями и изменение тока в их анодных цепях будет иметь
обратный характер.
На фиг. 3. 19 показаны графики изменения напряжения на
сетках ламп и тока в анодных цепях ламп.
Определим характер воздействия анодных токов ламп Л\ и Л2
па первичную обмотку выходного трансформатора. Представим
мгновенные значения токов в виде суммы постоянной
составляющей и ряда переменных составляющих.
Ток лампы Л\
ii=»/a= + /iCOs2*+/2COs22/ + /3COs32<+ . . . (3.32)
Ток лампы Л2
£=/'.- + /; cos S^ + ^+/kos22(7 + -^ +
+ /зС0832^ + -^)+ . . . (3.33)
Здесь Т\ — период первой гармоники тока.
Выразим угловую частоту Q сигнала через период первой
гармоники
2 = —.
Подставим значение 2 в формулу (3.33)
+ 7-;cos3^(^-^)+ . . .
X = /;= + /;cos(^/+-) + /kos(2^^ + 2u)+
+/; cos (3-^+37:)+ . . .
Производя обратную замену — = Q и используя известные
тригонометрические соотношения, получим
'I = /U + /IcOS(Q* + i:) + /2COS(22< + 2t:)+/3COS(3Q/+3i:)>
/;=x=/;=_/;cos2^+/;cos2Q/-/;cos32^+ . . . (3.34)
Из сравнения формул 3. 32 и 3. 34 можно сделать следующие
Вь1воды:
. 1) первые и третьи гармоники анодных токов ламп сдвинуты по
Фазе на угол 180°;
6* . £3

2) вторые, а также все другие четные гармоники анодных
токов совпадают по фазе.
В общем проводе анодного питания, соединяющем
положительный полюс источника питания со средней точкой выходного
трансформатора, мгновенное значение тока равно сумме мгновенных
значений анодных токов ламп Л\ и Л2
Подставляя значения токов i\ и Га из формул (3.32) и (3.34),
получим
*а = /U + /U + (/! ~ Л) cos Ш+ (/'2 + /J) cos 2Qt +
+ (h-ll) cos 32t+ ... < (3.35)
Если лампы одинаковы, т. е. плечи каскада симметричны, то
составляющие токов соответственно равны друг другу
Учитывая это равенство, окончательно получим
*a = 2/a.. + 2/2cos2Q*.
Таким образом, при симметрии плеч усилителя в общем
проводе анодного питания проходят только постоянные составляющие
анодных токов и токи четных гармоник.
Отсутствие в цепи источника анодного питания первой
гармоники тока позволяет в значительной степени уменьшить
паразитную обратную связь, возникающую в многокаскадном усилителе
через внутреннее сопротивление общего источника тока. В
результате уменьшения паразитной обратной связи повышается
устойчивость работы многокаскадной схемы.
Токи, протекающие через каждую из половин первичной
обмотки, направлены относительно среднего вывода в противоположные
стороны. Поэтому магнитный поток Ф, создаваемый токами ламп
Л\ и с/72, оказывается пропорциональным разности мгновенных
значений токов «V и 4"
Фв л (£-£), (3.36)
где А — коэффициент пропорциональности, зависящий от
конструкции трансформатора и числа витков первичной
обмотки.
Подставим в формулу (3. 36) значение токов из формул (3. 32)
и (3.34)
Ф = A (/U-/U) + А (/1 + A) cos Qt+A(l'2- A) cos2Qt +
+ A(A + h)cos39-t+ . . . (3.37)
Для каскада с одинаковыми лампами и симметричной
первичной обмоткой формула (3. 37) принимает следующий вид:
<& = 2A(I1cosSt + /2COs39J+ . . . ).

Таким образом, при симметрии плеч усилителя величина маг-
литного потока, а следовательно, и напряжения во вторичной
обмотке трансформатора зависит только от нечетных гармоник анод-
лого тока.
Постоянные составляющие анодных токов ламп каскада,
имеющие относительно средней точки первичной обмотки
трансформатора противоположное направление, создают вокруг витков частей
первичной обмотки равные и противоположно направленные по-
сТоянные магнитные потоки.
Результирующий постоянный магнитный поток в строго
симметричной схеме окажется равным нулю. Отсутствие постоянного под-
магничивания позволяет в значительной мере уменьшить вес и
размеры выходного трансформатора. Точно так же окажется
равным нулю и результирующий магнитный поток, создаваемый
токами четных гармоник, имеющих относительно средней точки
первичной обмотки противоположное направление. Таким образом, с
зажимов вторичной обмотки выходного трансформатора будут
сниматься напряжения, пропорциональные лишь токам нечетных
гармоник.
В общем случае величина магнитного потока, создаваемого
токами четных гармоник в соответствии с формулой (3.37),
пропорциональна разности амплитуд этих гармоник. Поэтому в каждом
из плеч усилителя становятся допустимыми значительно большие
нелинейные искажения, вызываемые второй гармоникой анодного
тока, наиболее сильной после первой гармоники. Последнее
обстоятельство позволяет более полно использовать характеристику
анодного тока и уменьшить значение постоянной составляющей
анодного тока /а.=.
Коэффициент (3 использования анодного тока в двухтактной
схеме может быть близким к нулю, а отношение
т^—1-р.
* а =
близким к единице.
Уменьшение постоянной составляющей анодного тока приводит
к снижению величины мощности, потребляемой от источника
анодного питания, а следовательно, к повышению к. п. д. каскада.
Двухтактная схема позволяет использовать в оконечном каскаде
не только режим класса Л, но и режимы классов АВ и 5,
применение которых в однотактной схеме невозможно из-за недопустимо
больших нелинейных искажений (у=30°/о).
Симметричность плеч двухтактного усилителя относительно
источника анодного питания позволяет использовать в анодной
Цепи выпрямитель со сравнительно небольшой степенью филь-
тРации.
Одновременные изменения анодных токов // и /а", вызванные
пУ«льсацией питающего напряжения, создают равные по величине
и противоположные по направлению приращения магнитного
потока частей первичной обмотки, действие которых взаимно компен-
85

сируется. Поэтому на выходе двухтактного усилителя фон
переменного тока прослушиваться не будет. По тем же причинам в двух*
тактном усилителе окажется значительно сниженным и фон
переменного тока, наблюдаемый в однотактных каскадах при питании
цепей накала переменным током.
На основании изложенных выше особенностей работы
двухтактного усилителя к его положительным свойствам можно отнести:
1) увеличение полезной мощности вдвое;
2) уменьшение нелинейных искажений, обусловленных второй
гармоникой анодного тока;
3) более полное использование ламп при работе в режиме
класса А и возможное применение режимов классов АВ и В;
4) повышение значения к. п. д. усилителя;
5) понижение чувствительности усилителя к пульсациям
напряжения на выходе выпрямителя, питающего анодную цепь
каскада;
6) отсутствие в цепи источника анодного питания первой
гармоники сигнала, в результате чего уменьшаются паразитные
связи между каскадами усилителя и повышается устойчивость его
работы.
Следует отметить и некоторые недостатки двухтактной схемы:
а) двухтактный каскад требует симметричного выхода
предыдущего каскада, что затрудняет связь однотактного каскада с
двухтактным;
б) для работы схемы требуется не менее двух ламп. Этот
недостаток в усилителях с мощностью в несколько ватт устраняется
применением сдвоенных ламп.
Особенности расчета двухтактного каскада
Если плечи двухтактного каскада симметричны, то его
эквивалентную схему для области средних частот можно представить так,
как это показано на фиг. 3. 20. Пунктиром показана цепь
источника анодного питания, через которую не проходят переменные
составляющие нечетных гармоник. Схему с двумя источниками
переменного тока можно заменить схемой с одним источником,
имеющим в 2 раза большее напряжение и внутреннее
сопротивление (фиг. 3.21). Подобная схема ничем не отличается от
эквивалентной схемы однотактного каскада, поэтому расчетные формулы,
полученные для однотактной схемы, можно использовать и при
расчете двухтактного каскада.
Практический расчет двухтактного усилителя, работающего
в режиме класса А, обычно производят следующим образом.
Определяют расчетную мощность одного плеча
Затем производят расчет плеча в последовательности, указанной
для однотактного каскада. По данным расчета одного плеча
производят расчет показателей всего каскада.
86

При расчете одного плеча двухтактного усилителя следует
учитывать некоторые его особенности.
Как уже указывалось выше, лампы двухтактного усилителя бо-
;ice полно используются по току. Если положить (З^О, то расчетная
формула для определения максимальной мощности рассеяния на
шоде триода при отсутствии сигнала на сетке примет вид
^amax ^
2 + а
Полученное выражение позволяет определить число ламп т
в одном плече

nidi max
а.доп
При полном использовании лампы по току в процессе работы
захватывается нижний криволинейный участок характеристики
лампы. При этом действующее
значение внутреннего
сопротивления лампы Ri оказывается на 10—
15% больше значения Ri,
указанного в паспорте.
2R;
Фиг. 3.20. Эквивалентная
схема двухтактного усилителя в
области средних частот.
Фиг. 3.21. Приведенная
эквивалентная схема двухтактного
усилителя.
Возрастание действующего значения внутреннего сопротивления
лампы следует учитывать при определении напряжения источника
анодного питания £аЛ1 и напряжения полезного сигнала Ug на
сетке лампы.
Несколько изменяется и расчетная формула для коэффициента
нелинейных искажений.
Если величину сопротивления анодной нагрузки в однотактном
каскаде выбцрали по условию симметричного изменения анодного
тока, то в двухтактном каскаде сопротивление нагрузки выбирают
из условия получения от лампы наибольшей мощности. Действие
второй гармоники, неизбежно возникающей при таком выборе
сопротивления нагрузки, будет скомпенсировано симметричностью
"амой схемы каскада.
87

Коэффициент нелинейных искажений в этом случае оказывается
равным
Ji
Однако полная симметрия плеч встречается довольно редко. Из
практики эксплуатации двухтактных усилителей известно, что
подобрать две совершенно одинаковые лампы для плеч усилителя
невозможно, поэтому плечи усилителя, как правило,
несимметричны.
Неравноценность ламп для плеч усилителя принято выражать
коэффициентом асимметрии ь.
Если асимметрией ламп пренебречь нельзя, то коэффициент
нелинейных искажений следует рассчитывать по следующей
формуле:
?=]/(^-ъ)2+^. (3.38)
Несколько изменяется и формула для расчета коэффициента
трансформации п. В формулу для п следует подставлять удвоенное
значение сопротивления анодной нагрузки, определенное для
одного плеча
У 2^т
§ 17. ПРИМЕНЕНИЕ ОТРИЦАТЕЛЬНОЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
В УСИЛИТЕЛЯХ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
В современных усилителях низкой частоты широко используется
обратная связь.
В усилителе с отрицательной обратной связью на его вход
подается некоторая часть выходного напряжения, фаза которого
отличается от фазы входного напряжения на угол 180° или близкий
к 180°. Величина напряжения, подаваемого на вход усилителя через
цепь обратной связи, может зависеть или от выходного
напряжения, или от тока в нагрузке, или одновременно и от выходного
напряжения и от тока в нагрузке. В соответствии с этим принято
различать следующие виды отрицательной обратной связи:
1) отрицательную обратную связь по напряжению;
2) отрицательную обратную связь по току;
3) смешанную отрицательную обратную связь.
Блок-схемы усилителей с отрицательной обратной связью
показаны на фиг. 3. 22, 3. 23 и 3. 24.
В схеме фиг. 3. 22 на вход усилителя, помимо напряжения U&
на входе сигнала через цепь обратной связи подается напряжение
88

0братной связи (/ос, значение которого пропорционально
напряжению на выходе
00Л = №ВЫХ. (3.39)
Величина [3 называется коэффициентом передачи цепи обратной
связи.
В схеме фиг. 3. 23 напряжение обратной связи (/0.с
пропорционально току /„ в цепи нагрузки усилителя и сопротивлению
связи Zc:
Значение напряжения обратной связи в схеме 3. 24 зависит и от
выходного напряжения и от тока в цепи нагрузки
4,с=Р(#.ых+ад. ■ (3.40)
В рассмотренных схемах напряжение обратной связи вводится
во входную цепь последовательно с первичным источником
напряжения. Такие схемы называются схемами с последовательной
обратной связью.
В некоторых усилителях напряжение обратной связи подается
непосредственно на входные зажимы (фиг. 3.25), такие схемы
называются схемами с параллельной обратной связью.
Рассмотрим физические свойства усилителя с последовательной
обратной связью по напряжению, часто применяемой в
современных радиотехнических устройствах.
В схеме фиг. 3.22 напряжение на сетке лампы Ug равно
сумме входного напряжения (7ВХ и напряжения обратной связи Uoc
Og=0BX+U0,c. (3.41)
Обозначим через К коэффициент усиления усилителя без
обратной связи.
К= ^вых ^ (3.42}
а через /С0.с — коэффициент усиления того же усилителя с
обратной связью
Подставим в формулу (3.43) значение (/вс из формулы (3.41).
Тогда
Кп л =
^чвых
°-с й„-и0Л
' g
Заменим напряжение U0mZ его значением из формулы (3.39)

Uy
вых
Учитывая выражение (3. 42), окончательно получим
Из формулы (3. 45) следует, что результаты воздействия
обратной связи на усилитель зависят от произведения р/(, называемого
фактором обратной связи.
Коэффициент усиления К
и коэффициент передачи
цепи обратной связи (3 в общем
случае могут иметь
комплексный характер.
Если фактор обратной
связи |3/С отрицателен, что
соответствует случаю
отрицательной обратной связи, то
Ко-с будет меньше К:
К0, гЛтг<К.
)Ug
1 17/
усилитель
|Ц)С
цепь _
обратной,
связи
—*
f pL
Фиг. 3.22. Блок-схема
с обратной связью по
усилителя
напряжению.
вых
Цепь
обратной
связи.
Фиг.
3.23. Блок-схема усилителя с
обратной связью по току.
вых
Фиг.
3.24. Блок-схема усилителя со
смешанной обратной связью.
1 + Р/С
Уменьшение
коэффициента усиления /Со.с объясняется
тем, что при отрицательной
обратной связи напряжение
на сетке лампы оказывается
меньше входного сигнала на
величину напряжения
обратной связи. Уменьшение
действующего на сетку лампы
напряжения вызовет
понижение напряжения и на выходе
усилителя. Внешне это
явление проявляется в падении
величины коэффициента
усиления каскада.
Если фактор обратной
связи положителен, что
соответствует случаю
положительной обратной связи, то
модуль коэффициента
усиления /Со.с может быть больше
коэффициента усиления К то-
го же устройства без
обратной связи. Объясняется это
тем, что напряжение
обратной связи, совпадая по фазе
с сигналом, увеличивает действующее на сетке лампы напряжение,
а следовательно, и напряжение на выходе усилителя.
При значении |3/(=1 знаменатель формулы (3.45) обращается
в нуль, а коэффициент усиления /С0.с — в бесконечность.
Усилитель
Z»
Цепь w
обратной
связи
И
вых
Фиг. 3.25. Блок-схема усилителя с
параллельной обратной связью по
напряжению.
90

В усилителе с таким значением р/( ничтожно малые входные
напряжения произвольного характера могут вызвать значительные
напряжения на выходе. Условие (3/(=1 является условием
самовозбуждения усилителя. При таком значении фактора обратной
л*язи усилитель превращается в генератор паразитных
колебаний.
Частоты паразитных колебаний нередко находятся в рабочем
диапазоне частот усилителя, в результате чего он становится непри-
i одным для использования. Следует заметить, что усилитель нельзя
использовать и в том случае, когда частота паразитных колебаний
находится за пределами рабочего диапазона.
Влияние отрицательной обратной связи сказывается не только
на коэффициенте усиления, но и на таких показателях работы
усилителя, как различного рода искажения, неизменность величины
коэффициента усиления во времени и стабильность выходного
напряжения.
Как известно, искажения и помехи любого вида вызывают в
конечном счете изменение формы сигнала на выходе. Цепь
отрицательной обратной связи позволяет ослабить искажение формы
кривой выходного напряжения. В усилителе с обратной связью любое
искажение формы сигнала сопровождается подачей на вход
противофазного напряжения, вызванного искажениями на выходе
усилителя. Это дополнительное напряжение, будучи усиленным в
схеме усилителя, компенсирует возникающие в усилителе
искажения.
Произведем количественную оценку этого явления для средних
частот диапазона, на которых фазовые сдвиги усилителя и цепи
обратной связи малы.
Коэффициент усиления К и коэффициент передачи цепи
обратной связи р на средних частотах имеют не комплексные, а чисто
вещественные значения.
Обозначим через £/т —напряжение гармоник на выходе
усилителя без обратной связи, а через £/то.с — то же напряжение
при введении в схему усилителя цепи обратной связи. Величина
этого напряжения складывается из напряжения гармоник £/т и
дополнительного напряжения, вызываемого наличием обратной
связи, поэтому
1/ю^игВДо.с (3.46)
где /^-—коэффициент усиления на средних частотах;
р0—-коэффициент передачи цепи обратной связи на средних
частотах.
Решим уравнение (3.46) относительно £/т0.с:
U с==-^1—. (3.47)
Как видно, напряжение высших гармоник на выходе усилителя
е отрицательной обратной связью уменьшилось в (1 + Ро/Со) раз.
91

Если напряжение основной частоты сохранить неизменным,
например, путем увеличения С/вх, то коэффициент нелинейных
искажений у уменьшится точно в такое же количество раз:
IO.C
1 + Ро*о
(3.48)
Уменьшение коэффициента нелинейных искажений особенно
важно для усилителей мощности. В усилителях мощности с
отрицательной обратной связью при этом улучшается использование
характеристик лампы и повышается электрический к. п. д.
Если в процессе усиления в схеме возникают дополнительные
помехи и шумы (шум ламп, фон переменного тока от источников
питания), то величина напряжения помех на выходе усилителя
с отрицательной обратной связью иш.0.0 уменьшается в такой же
степени, как и напряжение высших гармоник, появившихся в
процессе работы каскада.
Um oc= Um , (3.49)
где Um — напряжение помех в усилителе без обратной связи;
итлл — напряжение помех в усилителе с обратной связью.
На нижних и верхних частотах как в цепи усилителя, так и
в цепи обратной связи появляются фазовые сдвиги. Возникновение
фазовых сдвигов в этих цепях приводит к изменению основных
расчетных соотношений, которые мы получили для случая влияния
отрицательной обратной связи на средних частотах диапазона
усилителя.
Введение отрицательной обратной связи в цепь усилителя
позволяет в значительной мере уменьшить и частотные и фазовые
искажения. Физическую картину выравнивания частотной
характеристики можно представить в следующем виде.
В результате уменьшения коэффициента усиления на крайних
частотах диапазона падает напряжение на выходе усилителя, а
следовательно, и напряжение обратной связи, подаваемое в проти-
вофазе на вход усилителя. Таким образом, результирующее
напряжение на сетке лампы каскада на этих частотах понижается
в меньшей степени, чем на средних частотах, что приводит к
относительному увеличению напряжения на выходе. Иными словами, на
средних частотах диапазона отрицательная обратная связь
оказывает заметно большее воздействие на величину коэффициента
усиления каскада, чем на нижних и верхних. Уменьшение частотных
искажений будет сопровождаться понижением фазовых искажений.
В гл. II мы определили основные соотношения, связывающие
угол сдвига фаз и коэффициент частотных искажений:
1
COScp = — .
м
Чем меньше коэффициент М отличается от единицы, тем меньше
угол сдвига фаз ф.
92

Рассмотрим практические схемы усилителей с отрицательной
:)братной связью. На фиг. 3. 26 приведена часто применяющаяся
схема отрицательной обратной связи в оконечном каскаде
усилителя. В этой схеме цепь отрицательной обратной связи со-
4—0+
Фиг. 3.26. Схема оконечного каскада с отрицательной
обратной связью.
стоит из разделительного конденсатора Ср, сопротивления 7?р и
сопротивления /?2, включенного последовательно с сопротивлением
/?i утечки сетки лампы. Сопротивление конденсатора Ср на самой
0+
Фиг. 3. 27. Двухкаскадный усилитель с отрицательной
обратной связью.
низкой частоте диапазона должно быть в 3—5 раз меньше суммы
сопротивлений /?р и R2.
Приближенное значение коэффициента р передачи цепи
обратной связи можно определить из следующего соотношения:
*~И%Щ- (3-50)
93

Если сопротивление нагрузки R* и внутреннее сопротивление
лампы относительно невелики, то для вычисления р следует
пользоваться более точной формулой
о #2 #s
Л8 + Лр Ra + Ri
(3.51)
Величина эквивалентного сопротивления R3 определяется из
соотношения
1 1,1,1
/?,
Ri
Rs
/?i
На фиг. 3. 27 показана схема усилителя, в котором
отрицательной обратной связью охвачены два каскада. В этой схеме коэффи-
#+
Фиг. 3.28. Схема с параллельной отрицательной обратной
связью по напряжению.
циент передачи (3 зависит от соотношения числа витков wq'
дополнительной обмотки и числа витков W\ первичной обмотки
трансформатора.
Необходимое соединение концов обмотки w$ с элементами
схемы находят опытным путем.
На фиг. 3. 28 приведена схема усилителя с параллельной
отрицательной обратной связью по напряжению. Напряжение обратной
связи из анодной цепи лампы t/72 подается через сопротивление Р$
на вход той же лампы.
Фактор обратной связи для этой схемы вычисляется по формуле
РоКо=(1+*о)-£-- (3.52)
Здесь Ко — коэффициент усиления второго каскада.
Если первый каскад усилителя выполнен на пентоде, ю
параллельная обратная связь дает лучшие результаты.
94

§ 18. ИНВЕРСНЫЕ СХЕМЫ
Одной из особенностей двухтактного усилителя является
необходимость наличия двух равных по величине и противоположных
п0 фазе напряжений, подаваемых на сетки ламп каскада. Наиболее
просто эта задача решается применением входного
трансформаторе имеющего вывод от середины вторичной обмотки (см.
фиг. 3. 18). Такой трансформатор позволяет согласовать любой
источник напряжения полезного сигнала с симметричным входом
дВухтактного усилителя.
1
^ 0- о йч?
о
л
\\
с,
д<
;Л
Q,
-»-
R-L I \U-i
2
<gi
<У
Г
к
Ч*
f-C=H
*
с,
92
Л
w
'<5
+
<3
Фиг. 3. 29. Однотактная инверсная схема с разделенной
анодной нагрузкой.
Трансформаторная связь наиболее удобна при работе
двухтактного каскада с сеточными токами. Однако применение
трансформатора связано с повышением стоимости установки, увеличением ее
веса и возрастанием частотных и фазовых искажений, вносимых
трансформатором. Поэтому для согласования источника
напряжения с симметричным входом двухтактного усилителя, работающего
6 режиме без сеточных токов, применяются специальные схемы.
Схемы усилителей, позволяющие получать два одинаковых по
величине и сдвинутых по фазе на 180° напряжения, называются
инверсными.
Инверсные схемы представляют собой усилители низкой ча-
стоты на сопротивлениях с симметричным выходом. Простейшая
инверсная схема показана на фиг, 3.29. Сопротивление анодной
Нагрузки в этой схеме разделено на две части. Одна его часть
^а*=-^- включается между анодом лампы и плюсом источника
Годного питания. Другая часть Rl~—^- включается между ми-
нУсом источника анодного напряжения и катодом лампы через
95

Rcl и конденсатор Сс1, сопротивление которых для переменных
токов полезного сигнала ничтожно мало.
Верхний конец сопротивления /<а через емкость Cgl соединен
с сеткой лампы Л3, а верхний конец сопротивления А?а через
емкость Cg2 соединен с сеткой лампы Л4. Если на сетке лампы
Лх мгновенное значение переменного напряжения в какой-либо
момент времени положительно, то мгновенное значение
усиленного переменного напряжения на сопротивлении Rd будет отри-
п
дательным, а на сопротивлении /?а — положительным.
Таким образом, разделение сопротивления анодной нагрузки
позволило получить переменные напряжения, сдвинутые по фазе
на угол 180°. Эти напряжения будут равными по величине, если
эквивалентные сопротивления частей разделенной нагрузки рав-
t п
ноценны. При равенстве сопротивлений Ra и /?а на средних
частотах диапазона схема достаточно симметрична.
Существенной особенностью каскада является резкое
уменьшение коэффициента усиления каскада. Величина коэффициента
усиления каскада с разделенной нагрузкой всегда меньше 2:
Такое понижение коэффициента усиления объясняется глубокой
отрицательной обратной связью с коэффициентом передачи р-=0,5,
так как#р =0,5/?а,
Кр Кр Ко
1+Р/Со ~1+0,5К0'
Д" __ '\ 0 _ 'У 0 ^Ч) ^2
0,с 1+Р/Со 1+0,5/х-о к (" ^
\К0
Ко
к+0-ъ)
Помимо однотактных инверсных схем с разделенной анодной
нагрузкой в настоящее время широко применяются двухтактные
инверсные схемы. Одна из ламп такого инверсного каскада
используется для изменения фазы сигнала на угол 180°.
При наличии большого количества образцов двойных триодов
применение в схеме двух ламп сейчас не вызывает дополнительных
затруднений.
Двухтактная самобалансирующаяся инверсная схема показана
на фиг. 3. 30. Рассмотрим принцип действия схемы. Поступающее
на сетку лампы Л\ напряжение сигнала усиливается в ее анодной
цепи и через конденсатор Cg\ подается на сетку лампы Л3. Фаза
этого напряжения отличается от фазы напряжения сигнала на угол
180°. Переменное напряжение на сетку лампы Л2 подается с
сопротивления /?2, образующего вместе с сопротивлением R\ делитель
напряжения. Фаза этого напряжения отличается от фазы входного
напряжения на угол 180°. Напряжение, подаваемое на сетку лампы
Л3, в Ко раз больше входного напряжения. Поэтому для подачи на
сетку лампы Лъ напряжения, равного по величине входному напря-
96

Л<ению UBX, сопротивление R2 должно быть в /С0 раз меньше
сопротивления Rm
r*~t0—кг- (3-53)
Усиленное лампой Л2 напряжение подается через конденсатор
Cg2 на сетку лампы Л4. Если условие (3. 53) выполняется и
элементы схемы ламп Лх и Л2 равноценны, то на сетки ламп «/73 и ЛА
будут поступать равные по величине и противоположные по фазе
напряжения.
И Г
Фиг. 3.30. Двухтактная самобалансирующаяся инверсная
схема.
Полярность действующих в схеме переменных напряжений
условно показана знаками плюс и минус.
Рассмотрим самобалансирующее свойство схемы. Представим
себе, что в какой-то момент времени напряжение U'g оказалось
по величине большим, чем U"g> т. е. схема стала несимметричной.
Возрастание напряжения Ug вызовет увеличение напряжения на
сопротивлениях Rx и /?2, а следовательно, и на сетке лампы Л2.
Таким образом, повышение напряжения U'g будет сопровождаться
Увеличением напряжения и на выходе лампы Л2. Тогда на
сопротивлении tfz появится дополнительное напряжение, фаза
второго будет противоположна фазе напряжения U'g.
Следовательно, любое отклонение величины напряжения U'g
сопровождается возникновением на сопротивлении R3 дополнительного
Сравнивающего напряжения, которое и уменьшает
возникающую в схеме асимметрию.
Радиоприемные устройства. 97

Это выравнивающее напряжение позволяет уменьшить
возникающую в схеме асимметрию в несколько раз.
Двухтактная инверсная схема с самобалансированием находит
широкое применение в современных усилителях. Эта схема
позволяет сохранять усилительные свойства каскада и обеспечивает
нормальные условия работы последующего двухтактного каскада.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Основной схемой усилителя мощности является схема
с трансформаторным выходом, позволяющая согласовать входное
сопротивление потребителя с внутренним сопротивлением лампы.
2- Частотная характеристика выходного каскада имеет спад на
нижних и верхних частотах диапазона.
3. Частотные искажения в области нижних частот вызываются
малым значением индуктивности первичной обмотки
трансформатора.
4. Частотные искажения в области верхних частот вызываются
повышенным значением индуктивности рассеяния.
5. Условием получения наибольшей мощности в каскаде с
неизменным значением напряжения возбуждения является равенство
сопротивления анодной нагрузки внутреннему сопротивлению
лампы.
6. Для получения в анодной цепи лампы наибольшей мощности
при неизменном значении напряжения источника анодного питания
необходимо, чтобы сопротивление анодной нагрузки было равно
двойному значению внутреннего сопротивления лампы.
7. Оконечные каскады радиоприемников и маломощных
усилителей выполняются на пентодах и лучевых тетродах, обладающих
более высокой чувствительностью и позволяющих получить более
высокий к. п. д.
8. Усилители средней и большой мощности выполняются по
двухтактной схеме.
Коэффициент полезного действия двухтактного усилителя
больше, чем к. п. д. однотактного усилителя.
9. В двухтактном усилителе уменьшается коэффициент
нелинейных искажений, обусловленный влиянием четных гармоник
анодного тока.
10. Двухтактная схема менее чувствительна к пульсации
напряжения источника анодного питания.
И. Переход от однотактной к двухтактной схеме можно
осуществить или с помощью входного трансформатора или с помощью
инверсных схем.
12. Инверсные схемы позволяют получать равные по величине
и противоположные по фазе напряжения.
13. В современных усилителях низкой частоты широко
применяется отрицательная обратная связь, которая позволяет
уменьшить все виды искажений, возникающих в каскадах в процессе
усиления.
98

ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Почему в усилителях мощности нелинейные искажения больше, чем в
усилителях напряжения?
2. Почему возрастает к. п. д. усилителя при работе колебаниями второго
пода?
3. Для чего в усилителях мощности применяется трансформаторный выход?
4. Каковы причины возникновения частотных искажений в области верхних
,,астот в триодных и пентодных усилителях мощности?
5. Почему двухтактный усилитель менее чувствителен к пульсации
напряжения накала и анодного напряжения?
6. Почему уменьшается коэффициент усиления каскада с разделенной на-
1|)\ЗКОЙ?
7. Почему отрицательная обратная связь позволяет уменьшить частотные
искажения?
8. Почему в каскадах с отрицательной обратной связью нелинейные
искажения могут быть уменьшены?

Глава IV
Выводы
УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
§ 19. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРАХ
В современной радиотехнике все шире начинают применяться
приборы, в которых используются вещества с низкой
электропроводностью (полупроводники).
Полупроводниковые приборы отличаются от электронных ламп
малыми габаритами и весом, экономичностью, высокой прочностью
и продолжительностью работы.
Первые сведения о
полупроводниковом триоде как о приборе, пригодном
для усиления сигналов, относятся к
1948 г. За сравнительно небольшой
период, прошедший с этого времени,
теоретические и практические
исследования в области полупроводниковых
приборов продвинулись далеко вперед, что
обеспечило их широкое применение в
современной радиотехнике.
Различают два основных типа
полупроводниковых триодов:
точечно-контактные и плоскостные, или слоистые.
Точечно-контактный триод
(фиг. 4. 1) имеет две контактные
пружины, соприкасающиеся с
полупроводником, в качестве которого применяется
главным образом кристаллический германий. Электрод с
закрепленным на нем кристаллом называется базой (£), а
контактирующие электроды называются: один—эмиттером (Э), а
другой—коллектором (К). Расстояние между точками соприкосновения
контактных пружин с кристаллом находится в пределах 20—50 тик-
Металлический патрон, в котором заключен прибор, соединен
с базой и поэтому является ее выводом. Выводы эмиттера и
коллектора имеют форму металлических штырьков, пропущенных
через изоляционную шайбу.
8 Кристалл
Патрон
Фиг. 4. 1. Устройство точечно-
контактного
полупроводникового триода.
100

Изучение электрических свойств полупроводников, к которым
в основном относятся кристаллы, показывает, что величина
проводимости и направление движения зарядов (характер
проводимости) в кристалле зависят как от свойства самого кристалла, так и
от рода и содержания в нем различных примесей. В
точечно-контактных триодах используются кристаллы германия с двумя
типами проводимостей: пир.
Проводимость типа п есть обычная электронная проводимость;
проводимость типа р, или так называемая «дырочная»
проводимость отождествляется с движением не отрицательных, а
положительных зарядов.
/э
Фиг 4 2. Условные
обозначения полупроводниковых
триодов.
Фиг. 4 3. Схема действия
полупроводникового триода.
На фиг. 4. 2 приведены условные обозначения
полупроводниковых триодов. Стрелка показывает направление, в котором кристалл
проводит ток.
Принцип действия полупроводникового триода можно уяснить
из схемы фиг. 4. 3. Роль катода в полупроводниковом триоде
выполняет эмиттер, из которого под воздействием напряжения U9
внутрь кристалла в зависимости от его типа эмиттируется поток
положительных или отрицательных зарядов, образующих ток
эмиттера /э.
Количество эмиттированных зарядов может быть увеличено или
уменьшено путем изменения напряжения между базой и
эмиттером. Напомним, что в электронной лампе управление потоком
электронов, излучаемых катодом, осуществляется напряжением,
приложенным между катодом и сеткой. Таким образом роль базы
полупроводникового триода можно отождествлять с ролью
управляющей сетки триода. Если продолжать это сравнение, то роль
анода полупроводникового триода следует приписать коллектору.
В отличие от анода вакуумных триодов на коллектор
полупроводникового триода всегда подается такое напряжение, при
котором промежуток коллектор—база оказывается непроводящим
электрический ток (обратное напряжение). При использовании
кристалла с проводимостью типа р между коллектором и базой
прикладывается напряжение отрицательной полярности.
Под воздействием электрического поля между эмиттером и
коллектором поток эмиттированных положительных зарядов
проникает в цепь коллектора, вызывая в ней ток 1\. Положительные
электрические заряды, называемые «дырками», при своем движе-
101

нии к коллектору диффундируют через слой, образовавшийся под
отрицательным коллектором, и уменьшают удельное сопротивление
этого слоя. В результате ток /2 возрастает, а вместе с ним
увеличивается общий ток коллектора.
Таким образом при изменении напряжения па входе происходит
изменение тока эмигтера на величину Д/„ которое в свою очередь
вызывает пропорциональное изменение тока коллектора па /к.
^Величина а, показывающая во сколько раз изменяется
выходной ток по сравнению с изменением входного тока при неизменном
выходном напряжении, называется коэффициентом усиления
кристаллического триода по току
а = -- - при £K = const.
Значение коэффициента а
для точечных триодов
оценивается величиной в
пределах 2—4.
Следует отметить, что
при использовании кристалла
с проводимостью типа п сущ-
nocib физических процессов
Фиг. 4.4 Семейство выходных характери- остается без изменения,
пестик точечного полупроводникового триода. обходимо ТОЛЬКО изменить
полярность источников,
создающих напряжения: на эмиттере — Еэ и на коллекторе — Ек.
На фиг. 4. 4 показано семейство типовых вольтамперных
характеристик полупроводникового триода с точечными контактами,
называемое семейством выходных характеристик.
Выходные характеристики полупроводникового триода до
некоторой степени напоминают анодные характеристики электронной
лампы, в которых роль входного сеточного напряжения выполняет
ток эмиттера /э, зависящий от входного напряжения
эмиттера U9.
Слоистые триоды, первые сведения о которых были
опубликованы в 1951 г., являются более совершенной
разновидностью полупроводниковых триодов. Слоистый триод образован
тремя слоями кристалла германия с различными типами
проводимости. Внешние слои кристалла обладают однотипной
проводимостью р или п, а внутренний слой — проводимостью,
противоположной внешним слоям. Таким образом этот вид кристаллического
триода характеризуется проводимостью п—р—п или р—п—р.
Схематическое устройство слоистого триода показано на фиг. 4.5.
Каждый из слоев кристалла имеет отвод и выполняет роль
электрода; внутренний слой является базой, а внешние слои —эмиттером
и коллектором.
По принципу действия между слоистым и точечным триодами
существенного различия нет; в слоистом триоде каждый из
внешних слоев ведет себя по отношению к промежуточному слою как
контактная пружинка в точечном триоде.
1С2

В слоистых триодах коэффициент усиления по току не
превышает единицы.
Семейство выходных характеристик слоистого триода,
показанное на фиг. 4. 6, а, по своему виду подобно семейству анодных
характеристик пентода.
Семейство входных характери- &аза
■;тик триода, снятых при
различном напряжении на
коллекторе, показано на
фиг. 4. 6, б.
Па фиг. 4.7 приведен
внешний вид некоторых 'ти-
iiob полупроводниковых
триодов. О габаритных размерах
триодов дает
представление помещенная сверху мо-
I'Cia.
Возможность использования полупроводниковых триодов для
\силення можно уяснить из схемы фиг. 4. 8. На вход триода, кроме
постоянного напряжения Еэ, которое по аналогии с электронными
Эмиттер
Ноллектор
Фиг. 4. 5. Схематическое устройство
слоистого триода.
1 к
ма
ZUU-*.
150-
100-
50-
700 м а
Г
150
г 1
100
г
5
/э=:
0
1 ма
Г I
/э
ма
200
150
100
50
1 А
-40
V
-206
■J
f
u*s(n
/ /
О -10 -20 -30 -MUJ 0 OJ 0,2 0,3 0/t 0,5 U^ 8
a) 5)
Фиг. 4.6 Семейство характеристик слоистого полупроводникового
триода.
а—выходные характеристики, б—входные характеристики.
лампами принято называть напряжением смещения, действует
переменное напряжение сигнала U3. В цепи коллектора
последовательно с источником постоянного напряжения Ек включено
сопротивление нагрузки R. Под воздействием переменного напряжения
сигнала на входе в цепи коллектора возникает переменная
составляющая тока коллектора, которая образует на нагрузке переменное
103

падение напряжения UK, величина которого превышает
напряжение на входе U3 в К раз.
Графическое пояснение процесса усиления приведено в фиг. 4. 9.
Положение рабочей точки О на характеристике определяется
постоянным напряжением на коллекторе Ек = —24 в и током эмит>
тера /э0=0,75 ма, получающимся при определенном напряжении
смещения Еэ. Через рабочую точку О проведена линия АБ (для
сопротивления R= 10 ком)у
которая может быть
названа динамической
характеристикой.
Амплитуда тока
эмиттера, равная 0,5 ма, может
быть получена при ампли-
а)
э
и,
+
it
Фиг. 4.7. Внешний вид образцов
полупроводниковых триодов,
а—точечный, б—слоистый, б—слоистый мощный
Фиг. 4.8 Упрощенная схема
усилителя на полупроводниковом
триоде.
туде входного сигнала порядка 0,2 в. Как видно из графика фиг. 4.9,
такое изменение тока эмиттера создает переменное напряжение
UK = 7 в, что соответствует коэффициенту усиления
:35.
U, 0,2
Принципиально возможны три схемы включения
полупроводникового триода в схему усилителя. Схема усилителя, приведенная
на фиг. 4. 8, называется схемой с общей базой. На фиг. 4. 1СГ, а, б
приведены упрощенные схемы с заземленным эмиттером (общим
эмиттером) и заземленным коллектором (общим коллектором).
В заключение остановимся на некоторых общих вопросах
использования полупроводниковых приборов в современном радио-
аппаратостроении.
Широкое применение радиоэлектроники во всех областях науки
и техники, решение методами радиотехники многих сложных
технических, физических и математических проблем приводит в целом
ряде случаев к усложнению схемы радиоаппаратов, увеличению
числа одновременно работающих вакуумных приборов, что неизбежно
снижает надежность и безотказность работы многих
многоламповых устройств. Поэтому полупроводниковые приборы с малыми
геометрическими размерами и весом, продолжительностью срока
104

службы, равной продолжительности обычных деталей, не имеющие
11епей накала и обладающие более высоким к. п. д., будут
несомненно все в большей степени заменять применяемые в настоящее
время вакуумные приборы.
Фиг. 4.9. График, поясняющий принцип действия
усилителя на полупроводниковом триоде.
На протяжении последних лет в лабораториях многих стран
ведутся успешные работы по созданию новых типов
полупроводниковых приборов с более совершенными физическими свойствами.
В начале 1955 г. появились первые сообщения о лавинных
приборах, работающих в режимах, близких к пробойным. При таком
нН^М
а)
S)
Фиг. 4. 10. Упрощенные схемы усилителя.
а—с заземленным эмиттером, б—с заземленным
коллектором.
режиме создается дополнительная возможность усиления тока
в цепи коллектора.
Разработаны образцы так называемых поверхностно-барьерных
плоскостных триодов, принцип действия которых основан на
использовании физического запирающего слоя, образующегося на
границе металл—полупроводник.
Созданы униполярные полевые или канальные триоды, в
которых управление потоком носителей электрического заряда одного
105-

знака (электронов или «дырок») производится при помощи
внешнего электрического поля (с чем и связано наименование «полевые»).
Созданы образцы дрейфовых триодов. В этих приборах между
базой и коллектором расположен дополнительный слой
достаточной толщины, имеющий собственную проводимость. Толщину базы
в таких приборах можно значительно уменьшить, чго приводит
к сокращению времени перемещения в базе носителей электрпч^
ского заряда. Перемещение же носителей в дополнительном слое
происходит дрейфом в достаточно интенсивном электрическом поле,
получаемом повышением напряжения между базой и коллектором.
Введение слоя и повышение напряжения па коллекторе пепюли-
ло увеличить и мощность и верхнюю рабочую частоту триода до
500—600 мгц.
Отечественной промышленностью разработаны многочисленные*
образцы полупроводниковых триодов, предназначенных для
работы во многих типах радиоприборов в широком диапазоне частот
до десятков и сотен мегагерц.
Некоторые ограничения использования полупроводниковых
приборов в радиоаппаратуре связаны главным образом с довольно
высоким уровнем собственных шумов (от 18 до 35 Об), относительно
малой мощностью приборов и зависимостью их свойств от
температуры. Высокий уровень собственных шумов имеет значение
главным образом в первых каскадах чувствительной аппаратуры.
Значительная мощность приборов требуется в выходных устройствах
Доля входных и выходных каскадов в современной аппаратуре
составляет от 10 до 20'л/(}. Таким образом в подавляющем
большинстве каскадов (от 90 до 80'Vc) во многих современных
радиоаппаратах могут быть использованы полупроводниковые приборы.
Совершенствование технологии производства
полупроводниковых приборов позволило расширить температурные границы
работы некоторых из них до интервала от —60 до + 120э С.
Изменение физических свойств приборов в рабочем интервале
температур может быть снижено специальными методами
температурной компенсации.
Весьма важной особенностью принципа работы
полупроводниковых приборов является то, что в этих приборах можно управлять
носителями электрических зарядов не в свободном вакуумном
пространстве, а непосредственно в твердом теле. Подобно тому как
раскрытие физических свойств атомов привело к возможности
использования ядерных сил, так и развитие науки физики твердых
тел несомненно приведет к созданию более совершенных
полупроводниковых приборов и использованию их во многих областях
современной радиоэлектроники.
§ 20. АНАЛИЗ РАБОТЫ КАСКАДА НА ПОЛУПРОВОДНИКОВОМ
ТРИОДЕ
Физические процессы, происходящие в полупроводниковых
приборах, более сложны, чем явления, наблюдаемые при работе
электронных ламп. Поэтому методы анализа работы каскадов с полу-
106

чроводниковыми приборами несколько отличаются от методов,
уложенных в предыдущих главах книги. В настоящее время для
диализа схем и вывода расчетных соотношений широкое
распространение получило представление полупроводникового триода
■{\ пиле линейного четырехполюсника (фиг. 4. 11). Такой чстырех-
юлюсник может быть полностью охарактеризован входными и вы-
,одными токами и напряжениями, т. е. /i, U\ и i2, и2, которые можно
! ^мерять как в режиме холостого хода, так и в режиме короткого
, iмыкания. При измерениях в режиме холостого хода связь между
0-
и1 Вход
0
2
0
Выхгд и
0
Фиг. 4. П. Четырехполюсник.
величинами токов и напряжений, действующих на входе и выходе
к'тырехполюспика, можно выразить следующими уравнениями:
Ul —2:il'l + ^12*2' }
(4.1)
где и1У il — напряжение и ток на входе четырехполюсника
соответственно;
и2У i2 — то же на выходе четырехполюсника;
zn — сопротивление на входе четырехполюсника при
разомкнутых выходных зажимах;
^—сопротивление на выходе при разомкнутых входных
зажимах;
zl2, z2x — обратное и прямое передаточные сопротивления при
разомкнутых входных и выходных зажимах.
На низких частотах сопротивления zu, z22, zx2 и z2\, называемые
обычно параметрами разомкнутой цепи, можно считать чисто
активными, поэтому уравнения четырехполюсника принимают
следующий вид:
^1 = *\\\1\~гк\212) )
Щ:==1\2\1\ I f\22l2% J
(4.2)
Если измерения производятся в режиме короткого замыкания,
то связь между значениями токов и напряжений на входе и выходе
четырехполюсника выразится через проводимости у:
4=^11^1+^12^2,
12~ У2\и1~Г У22и2*
(4.3)
Входная и выходная проводимости уи и у22, а также обратная и
Г1Рямая передаточные проводимост-и у\2 и у2\, определяются в этом
107

случае при соответственно замкнутых накоротко входных и выход,
ных зажимах и называются параметрами короткозамкнутой цепи.
В некоторых случаях связь между токами и напряжениями на
выходе и входе четырехполюсника выражают при помощи так
называемых смешанных или гибридных параметров
(4.4)
u1 = hnil + h12u2, ]
г2 = А21/1-)-/г22м2. /
Здесь h\\ — входное сопротивление при замкнутом накоротко
выходе (И2 = 0);
/z22 — выходная проводимость при разомкнутом входе
(М = 0);
h2\ — величина отношения тока на выходе к току на входе
при замкнутом выходе (^2=0);
hn — величина отношения напряжения на входе к
напряжению на выходе при разомкнутом входе.
Значения эквивалентных параметров полупроводникового
триода, представленного четырехполюсником, можно вычислить по его
характеристикам, измерить
при помощи специальных
схем или же взять из
паспорта прибора, если они
приведены.
При анализе работы
каскада с электронной лампой
мы заменяли лампу
усилителя источником переменного
тока с электродвижущей
силой \xUg и внутренним
сопротивлением Ru Точно также и
при анализе работы каскада
с полупроводниковым прибором в цепь его коллектора, т. е. в цепь,
где используется эффект усиления прибора, можно ввести источник
переменного тока (генератор) с э. д. с, численно равной
произведению тока эмиттера /э на некоторое сопротивление генератора Rr*
С введением такого генератора полупроводниковый каскад
можно представить в виде получившей широкое распространение
эквивалентной Т-образной схемы (фиг. 4. 12). В схеме фиг. 4. 12
приняты следующие обозначения:
гэ — сопротивление переменному току эмиттерного перехода;
гк — сопротивление переменному току коллекторного перехода;
Гб — сопротивление базы;
i9Rr — э. д. с. эквивалентного генератора в цепи коллектора.
Величины сопротивлений гэ, гк, г^ и RT принято называть
внутренними параметрами полупроводникового триода.
Величина сопротивления гэ лежит в пределах нескольких
десятков ом. Сопротивление ги выражается в нескольких сотнях килоом.
Сопротивление базы /*$ оценивается величиной в несколько
сотен ом. .
Фиг. 4. 12. Эквивалентная Т-образная
схема полупроводникового триода.
108

Составим уравнение Кирхгофа для цепей входа и выхода
каскада
Из сравнения формул (4. 2) и (4. 5) видно, что сопротивление
на входе /?ц численно равно сумме сопротивлений эмиттерного
перехода и базы:
Rn = r. + r6- (4.6)
Сопротивление на выходе R22 равно сумме сопротивлений
коллекторного перехода и базы:
Ra2=*rK + r6. (4.7)
Прямое передаточное сопротивление /?2i равно сумме
сопротивлений базы и эквивалентного генератора:
R*i = r6 + RT. (4.8)
Обратное передаточное сопротивление равно сопротивлению
базы:
Я,2 = гв. (4.9)
Пользуясь эквивалентной схемой фиг. 4. 12, можно получить все
величины, определяющие условия работы каскада с
полупроводниковым триодом: коэффициент усиления по току а, входное
сопротивление /?Вх, выходное сопротивление /?вЫХ, коэффициент усиления
по напряжению Ки и коэффициент усиления по мощности К р.
Приведенные выше показатели работы каскада находятся в
значительной зависимости от способа включения полупроводникового
триода. Рассмотрим свойства каскада при различных способах
включения триода.
§ 21. СХЕМА С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Упрощенная схема каскада с общей базой и ее эквивалентная
схема приведены на фиг. 4. 13.
На фиг. 4. 13-приняты следующие обозначения:
Ес — напряжение источника сигнала;
/?0 — внутреннее сопротивление источника сигнала;
RH — сопротивление нагрузки;
i\ — входной ток, равный току эмиттера;
i2 — выходной ток коллектора.
В соответствии со вторым законом Кирхгофа составим
уравнение для цепей входа и выхода каскада.
Цепь эмиттера
£c = ii{Rc + r9 + r6) + hT6. (a)
Цепь коллектора
—Rri9=ixr6 + i2 (rK + гб + RH)
или
0e4#r + '\r6 + /2(rK + r6 + /?H).
109
(4.5)

Но по условию i\ = i3, поэтому
О = /, (Rr + r6) + i2(rK + r6 +-/?„)• (б)
Решая уравнения (а) и (б) относительно токов t\ и /г, получим
• (г к 4- и + Ян) £с /BY
1 (Rc + r3 + r6)(rK + r6-\-R„)-ru(r6+Rr)'
Абсолютное значение тока /г
(г« + ЯГ) £с
г2=
(Яс + Г, + Гб) (Л< + Л', + Ян) - 'б (''б + Яг)
£п
С v^
МЧ*
и
Фиг. 4. 13. Схема с общей базой,
а—принципиальная схема, б—эквивалентная схема.
Учитывая, что
гэ + r6=Rlv
^б + ^Ч^^Ь
Гк~ГГб = ^22»
уравнения (в) и (г) можно переписать в следующем виде:
, _ (#22 + #н)£С
Ь\
1 (Яс + ЯцНЯн + Я^-ЯиЯи'
Яг1£с
(Яс+ЯцИЯн + Я^-Я^Яг,*
г2=
(г)
(4. Ю)
(4.11)
Коэффициент усиления по току
Определим коэффициент усиления по току а, численно равный
отношению тока на выходе к току на входе
а =
'<!
Подставим значения i\ и i2 из формул (4. 10) и (4. II). Получим
,_ r6 + RT __ /?2i
а:
rK + r6 + RH Д22 + #н
(4. 12)
по

Максимальное значение коэффициента усиления по току будет
иметь место при сопротивлении нагрузки Ян=0-
Гк + ^б А 22
Для точечных триодов значение атах лежит в пределах 1,5—4, а
для плоскостных триодов эта величина несколько меньше единицы.
Входное сопротивление
Входное сопротивление RBX каскада с общей базой численно
равно отношению входного напряжения щ к току на входе i\
Из эквивалентной схемы каскада (фиг. 4. 13,6) видно, что
Тогда
п ^с — М"с ^с п
Квх : — кс.
Подставив значение i\ из формулы (4. 10), получим
Г) _ £с К^с+^э + Г б) (Г6 + ГК + /?н) - Гб ( Г 6 + /?г)1 п =
<ВХ ^('б + Гк + Л.)
— Р А. г Л-Г Гб(ЛЗ+#г) р
— А'с + Гз + Гб— —/<с.
^б "Г гк "Г Ан
Отсюда следует, что
^х=гэ + гб-;^б + ^. (4.14)
^б "Г ^К "Г *<Н
Пользуясь соотношениями (4.6) — (4.9), перепишем выражение
Для входного сопротивления в следующем виде:
Следует обратить внимание на то, что когда
Rn<
^22 + ^н
то входное сопротивление становится отрицательной величиной,
в результате чего работа каскада будет нестабильной.
Для положительного по величине входного сопротивления
необходимо, чтобы
П ^ #12#21
ИЛИ
(/?Я2 + Л«)/?Ц
111

Наибольшие трудности выполнения этого условия возникают
при сопротивлении нагрузки ^„=0
#12^21
Отношение
#22*11
#12*21
#22*
<!■
= 0
и
принято называть коэффициентом стабильности каскада.
При изменении сопротивления нагрузки от нуля до
бесконечности величина входного сопротивления для точечных триодов может
изменяться в пределах от 50 до 200—300 ом. Для плоскостных
триодов входное сопротивление несколько больше и обычно
находится в пределах от 75 до 500—600 ом.
Выходное сопротивление каскада
Для определения выходного сопротивления каскада
воспользуемся схемами, приведенными на фиг. 4. 14. Здесь Е2 — э. д. с.
генератора, создающего в выходной цепи ток /2.
<J
О
Фиг. 4.14. Схемы для анализа выходного сопротивления каскада
о—эквивалентная схема, б—упрощенная схема.
Составим уравнение Кирхгофа для цепи фиг. 4. 14, а:
0=/,(ro + r9 + /?c) + /2r6. (д)
Е2 - № = Чъ + h {rt + гк + /?„).
(е)
Учитывая, что i3 = i\, перепишем уравнение (е) в следующем
виде:
Е2 = /, (гб + Яг) + i2 (r6 + rK + /?н). (ж)
Решая совместно уравнения (е) и (ж), получим выражение для
выходного тока
I (#с + г6 + г9) Е2 /^ jgx
2 (Яс + г9 + гб)(гк+Гб-[-/?„)-гб(гб+/гг)"
В соответствии со схемой фиг. 4. 14, б
*12==: ^вых*2 "Н "н*2»
112

Подставив значение ^ из уравнения (4. 16) и произведя
необходимые сокращения, получим
Ас + ^э + ^б
Переходя к параметрам разомкнутой цепи, получим,
ЯВЫх = Я22-7^-. (4.18)
Следует иметь в виду, что значение выходного сопротивления
зависит от сопротивления возбудителя (сопротивления источника
сигнала) Rc. Для точечных триодов величина выходного
сопротивления находится в пределах от 2—3 до 10—12 ком. Для каскадов,
выполненных на плоскостных триодах, выходное сопротивление
значительно больше и оценивается величиной от нескольких сотен
тысяч ом до 1—2 мгом.
Коэффициент усиления по напряжению
Коэффициент усиления по напряжению К« численно равен
отношению напряжения и2 на сопротивлении нагрузки /?„ к напряжению
источника сигнала Ес:
К =-^-
Выразим напряжение источника сигнала через входной ток и
входное сопротивление, а напряжение на выходе, соответственно,
через сопротивление нагрузки и выходной ток:
Подставим их значения в формулу для коэффициента усиления
по напряжению
К = а<х = *'2 ^н
но -f = a есть коэффициент усиления по току.
h
Тогда
K.=OL- RH
Re + #вх
Подставив значения коэффициента усиления по току а из фор-
мУлы (4. 12) и входного сопротивления RRX из формулы (4. 14),
получим
" (гк + гб + /?н)(/гс + /'э + гб)-гб(гб + /гг)
о
Радиоприемные устройства. 113

или
К = R2lR"~ (4 2(h
* (/?22 + /?B)(/?c + /?ll)-/?12«2l" ' '
Наибольшее усиление будет при /?„=оо.
Для точечных триодов максимальный коэффициент усиления по
напряжению примерно равен 100, а для плоскостных триодов —
нескольким тысячам.
При средних значениях сопротивления нагрузки RH (для
точечных триодов /?н»20—30 ком, для плоскостных триодов /?н=1 Моле)
коэффициенты усиления по напряжению соответственно
оцениваются в пределах до 40—50 и 1000—1500.
Коэффициент усиления по мощности
Коэффициент усиления по мощности КР численно равен
отношению мощности, выделяемой в сопротивлении нагрузки Р„, к
мощности, отдаваемой источником сигнала во входную цепь
каскада Рвх,
*вх
Наибольший коэффициент усиления по мощности можно
получить при согласовании сопротивления источника сигнала со
входным сопротивлением каскада и при согласовании сопротивления
нагрузки с величиной выходного сопротивления. Как показывает
подробный анализ, максимальное значение коэффициента усиления
по мощности при этом равно
*р—в*„*я(1 + /йПГ (4'21)
В случае произвольного соотношения указанных выше
сопротивлений значение КР определяется из соотношения
к №**л\\ 22)
Р [(/?c + /?ll)№l + /?22)~^12^2ll2*
§ 22 СХЕМА С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ И СХЕМА С ОБЩИМ
КОЛЛЕКТОРОМ
Схема с общим эмиттером
Упрощенная схема каскада с общим эмиттером и ее
эквивалентная схема приведены на фиг. 4. 15.
Применяя изложенную выше методику исследования работы
каскада, можно получить соотношения, связывающие внутренние
параметры полупроводникового триода с параметрами
разомкнутой цепи триода:
114

/?31 = гэ —/?г,
^22==ГэТГк""^г
Величина сопротивления эквивалентного генератора взята
отрицательной в связи с тем, что фазы тока и напряжения на выходе
в схеме с общим эмиттером противоположны фазам тока и
напряжения на входе каскада.
У плоскостных триодов сопротивление гэ лежит в пределах
нескольких десятков ом, а сопротивление г$ — порядка сотен ом. Со-
5)
Фиг. 4. 15. Схема с общим эмиттером,
а—принципиальная схема, б—эквивалентная схема.
противления гк и Rr находятся в пределах 1,5—2,5 Мом. Поэтом\
с достаточной для практики точностью можно считать, что
/?21 — — #г»
Произведем оценку основных показателей, характеризующих
работу каскада.
Коэффициент усиления по току
Коэффициент усиления по току можно определить, пользуясь
формулой (4. 12)
#н + /?22
Выразив параметры разомкнутой цепи через внутренние
параметры триода, получим
Г9 — /?г
сс=-
^н + f9 + гк ~ Rr
(4.23)
Коэффициент усиления по току всегда отрицателен и имеет ве- ;
личину порядка нескольких единиц. Отрицательное значение
величины коэффициента усиления по току обусловливается противо-
фазностью входного и выходного токов.
8*
115

Входное сопротивление
Входное сопротивление каскада можно определить по формуле
(4. 15)
*"~*и Rn + Яш'
Подставив значения параметров разомкнутой цепи, перепишем
выражение для RBX в следующем виде:
R=ra + r6 Гэ (г»" Rt) . (4.24)
При малых значениях сопротивления нагрузки /?„ (порядка
нескольких тысяч ом) входное сопротивление точечных триодов
оказывается отрицательной величиной, что может вызвать
нестабильную работу каскада.
Входное сопротивление каскада с плоскостным триодом всегда
положительно и оценивается величиной в несколько сотен ом.
Выходное сопротивление
Для определения выходного сопротивления каскада
воспользуемся формулой (4. 18)
ЯВЫх—Л»—« in (4.25)
или
^с "Т гэ Т" Г б
В зависимости от величины сопротивления источника сигнала
(возбудителя) R0 выходное сопротивление каскада с точечным
триодом может быть как положительным, так и отрицательным.
При малых значениях Rc это сопротивление положительно, а при
больших значениях Rc — отрицательно.
Выходное сопротивление каскада с плоскостным триодом
всегда положительно и может оцениваться величиной в несколько
миллионов ом.
Коэффициент усиления по напряжению
Для определения усиления по напряжению воспользуемся
формулой (4. 20)
Ки= ^ . (4.27)
(Ян + #22) (Лс + Лп) -«12*21
Подставим значения параметров разомкнутой цепи
Ки = {Гэ""" ^г) ^н . (4. 28)
(Ru + гш + гк- Яг) (Яс + гэ + гб) - г9 (г9-#г)
116

В каскадах с точечным триодом максимальное значение Ки
оценивается величиной порядка нескольких десятков; в каскадах
с плоскостными триодами величина Ки достигает значения, равного
нескольким тысячам.
Коэффициент усиления по мощности
Осуществляемое в каскаде усиление мощности можно
определить, пользуясь формулами (4. 21) и (4. 22).
Значение коэффициента усиления мощности в каскадах с
точечным триодом лежит в пределах нескольких сотен, а в каскадах
с плоскостным триодом достигает нескольких тысяч.
Схема с общим коллектором
Упрощенная схема каскада с общим коллектором и ее
эквивалентная схема приведены на фиг. 4. 16.
Метод анализа схемы с общим коллектором ничем не
отличается от описанного выше. Составив уравнения для входного и выход-
Фиг. 4.16. Схема с общим коллектором.
а—принципиальная схема, б—эквивалентная схема
ного контуров, можно получить следующую связь параметров
разомкнутой цепи с внутренними параметрами триода:
^?11 = гб + гк»
'?12!=вГк~-Яг»
^21 = Гк>
^?22 = Гэ + Гк""^г-
Сопротивления эмиттерного перехода гэ и базы гб во много раз
меньше сопротивлений коллектора гк и эквивалентного
генератора Rry поэтому величины R2\ и Rn и соответственно Rn и /?22
численно мало отличаются друг от друга.
Формулы для расчета величин, определяющих свойства
каскада, приведены в табл. 4. 1.
Коэффициент усиления по току каскада с общим
коллектором для точечных триодов всегда меньше единицы. В
случае использования плоскостных триодов можно получить усиление
по току в 20—30 раз.
117

Таблица 4.1
Способ выражения
Показатели
свойств каскада
В величинах параметров разомкнутой
цепи
В значениях внутренних параметров
триода
Коэффициент усиления по току
Входное сопротивление
Выходное сопротивление
Коэффициент усиления по
напряжению
Коэффициент максимального
усиления по мощности
#21
а — ...
#н + #22
*«-*»- Rn+RH
о _о ^2^2.
#21 /?н
Ч" (/?h + /?82)C?c + /?h)-/?I8/?21
#21
/vpmax= RuRn
rK
RH + r3 + rK—Rr
R - r +r — (Гк ~ ^г) Гк
/"э+Лс — #г+#н
d -i_ о (rK-Rr)rK
"вых — /9 T ''к — "г — . . D
Г(, -\- Гк + Kc
Ku =
Гк #н
~ (tfH + ZVr-'V-Rt) (#с+/-б-Т-Гк)-Гк(Гк—Дг)
/Г - Гк
'^Pmax"^ 0
/•„ — RT

Входное сопротивление каскада велико. В каскадах
с точечным триодом сопротивление оценивается в 1—2 Мом, а при
использовании плоскостных триодов находится в пределах несколь-
ких сотен тысяч ом.
Выходное сопротивление каскада невелико. В
случае работы каскада с точечным триодом это сопротивление
отрицательно и не превышает нескольких сотен ом, а в схемах с плос-
костными триодами находится в пределах десятков ом.
Коэффициент усиления по напряжению при
использовании триодов любого типа всегда меньше единицы.
Коэффициент усиления по мощности в каскаде
с общим коллектором оказывается значительно меньше, чем при
других способах включения триода и в среднем не превышает
нескольких сотен.
Выражение основных показателей каскадов через смешанные
параметры
Основные свойства полупроводникового триода могут быть
выражены через любые рассмотренные выше параметры. Но за
последние годы свойства полупроводниковых приборов чаще всего
выражают через смешанные параметры четырехполюсника: Л-пара-
метры.
Взаимную связь между параметрами разомкнутой цепи (z-na-
раметрами) и /i-параметрами получить нетрудно, если решить
уравнения (4. 1) относительно напряжения щ и тока h.
Решая эти уравнения, получим
tiu—zn
z\<iZti\
A12 =
H2\
z22
t
222
— Z2l
"22 —
^22
*22
Решив уравнения (4. 4) относительно напряжений щ и и2,
получим
zn — hn
^12 —7~ э
«22
21 ~~ ~~ ~й~
ft 22
h]oh
12"21
h
22
^22 —
^22
119

Используя полученную зависимость, выразим основные показа,
тели каскада через /г-параметры.
Коэффициент усиления по току
__ #21 ^21
#22+#н l + h22RH
Входное сопротивление каскада
#12#2i __ hn + bRH
Я.х-Яц
#22 + #н l + h22Rn
Выходное сопротивление каскада
П =П #12^21 __ &21
*вых К22 Rn + Rc b + h22Rc •
Коэффициент усиления по напряжению
IS #21#н ^2i#H
(#11 + #с)(#22 + Ян) ~ #12#21 *11 + А#н '
где
А = АцА22-А12А21-
Для удобства использования этих формул в практических
расчетах ниже приведены формулы для расчета Л-параметров при
различных способах включения триода.
1) За основу взяты /i-параметры схемы с общей базой.
Схема с общим эмиттером
А'н
Л12
Л21
h'n
An
Схема с общим коллектором
h
1+Л21
Д —Л12
1 + А21
— Л21
1 + Л21
hi2
1 + Л21
Лц
21
Л22
1 + А2
Л22~ 1 + Й21 •
2) За основу взяты Л'-параметры каскада с общим эмиттером.
120

Схема с общей базой
л;
h
hi
*п
I + A21
Д-А'12
1 + А,
21
А
21
21
1 + *21
а:
22
1+*21
Схема с общим
коллектором
A' al
"12
А.
21
(1 + А')
^22 ^22*
Приближенная зависимость
между всеми параметрами
каскадов, выполняемых на
полупроводниковых приборах,
приведена в табл. 4. 2.
§ 23. МНОГОКАСКАДНЫЕ
УСИЛИТЕЛИ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДАХ
Многокаскадные схемы
усилителей применяются в тех
случаях, когда усиление,
получаемое в одном каскаде, меньше
требуемой величины.
Если усилитель состоит
только из двух каскадов, то,
используя возможное сочетание схем
включения полупроводниковых
триодов, можно теоретически
получить девять вариантов схем
Усилителя. Однако лишь
некоторые из вариантов можно
использовать в практической
конструкции усилителя.
CNJ
а
^
4s
<3
к
1 с4*
1 с4*
•55
1 ^
*^
1 *-*
*5*
<N
<м
ос
«-Ч
сч
ос
С*
1—<
ос
ос
а.
Н
о
03
CU
«а
а
-и-
а
1
ю| а
М ^
'"*ч
о
1
*w
V,.
+
•?
^
V»
X
V.
«
\о
V.
+
л
3S
со
G3
VQ
эК
О)
3
\о
о
<->
ема
х
CJ 1
т-ч
'З4
i
т—1
»
1 v.
о
1 °
1
1—•
--^ч
А
V.
»
1
»—i
*
1 V.
и 1
+
т"Ч |
0
1
У~~* 1
Ю
^
А
ч
^
1
*
1ч
О
1
А
V.
+
•
S
S
СП
s
S
^
\о
о
о S
хема
теро
о

Невозможность осуществления одних схем связана с
неустойчивостью работы, вызываемой отрицательным характером входного
сопротивления одного или обоих каскадов. В других схемах
трудно согласовать выходное сопротивление одного каскада со входным
сопротивлением другого. Наиболее удачно решаются обе проблемы
(получение устойчивой работы и удобство согласования каскадов)
U
вх
вых
# + 5
Фиг. 4. 17. Схема двухкаскадного усилителя с общей
базой.
при сочетании схем включения триодов с общим эмиттером и
общим коллектором.
Входное сопротивление каскада с общим эмиттером,
работающего на плоскостном триоде, всегда положительно. Входное
сопротивление каскада с общим коллектором, имеющее значительную
-0-30
вых
&Л-30
Фиг. 4. 18 Схема двухкаскадного усилителя с общим
эмиттером.
величину, не оказывает заметного шунтирующего действия на
выходную цепь первого каскада.
Из других вариантов сочетания часто применяется схема с
общим эмиттером и схема с общей базой. Связь между каскадами
может быть реостатно-емкостной или трансформаторной.
Применение трансформаторной схемы облегчает согласование большого
выходного сопротивления одного каскада с относительно небольшим
входным сопротивлением другого.
Принципиальные схемы двухкаскадного усилителя с реостатно-
емкостной связью показаны на фиг. 4. 17 и 4. 18. Если входное со-
122

противление последующего каскада невелико, то во избежание
частотных искажений следует увеличивать емкость переходного
конденсатора. Значение емкости переходного конденсатора
достигает при этом нескольких микрофарад, а иногда даже десятка
микрофарад. Такое значение емкости конденсатора не оказывает
существенного влияния на размеры и вес усилителя, так как
полупроводниковые триоды работают при низких напряжениях,
вследствие чего в схеме можно применять малогабаритные детали.
вых
0+
1 о 0 —
Фиг. 4.19. Схема двухкаскадного трансформаторного
усилителя с общей базой.
Приближенное значение емкости переходного
можно вычислить по следующей формуле:
^ 1
конденсатора
^нtfвxl^2н~l
Входное сопротивление каскада с общим эмиттером можно
увеличить путем введения в цепь эмиттера дополнительного
сопротивления. С введением такого сопротивления одновременно
повышается устойчивость работы каскада и заметно уменьшаются его
усилительные свойства. Снижение усилительных свойств может быть
скомпенсировано лучшей передачей напряжения на вход каскада
при возбуждении его от источника со значительным внутренним
сопротивлением, так как
вх
^с+ #вх
VBX*
На фиг. 4. 19 приведена схема усилителя с трансформаторной
связью. Для согласования большого выходного сопротивления
первого каскада с малым входным сопротивлением второго каскада
ставят понижающий трансформатор. Необходимое значение
коэффициента трансформации определяется из условия согласования
V Явых
Для обычных средних значений выходного и входного
сопротивлений величина п = 0,3—-0,4. Величину индуктивности первичной
обмотки трансформатора можно рассчитать по формуле
(4. 29)
L=
2„1Ли*-1
123

где
^вых^вх
R*=
^вых 4~ ^вх
Если условия согласования выполнены, то
^вых ^вх'
В связи с этим формулу (4. 29) можно переписать в следующем
виде:
L =
"вых
(4. 30)
§ 24. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ТРИОДАХ
В усилителях мощности, как правило, используются только
плоскостные триоды. Ограниченное применение в усилителях
мощности точечных триодов объясняется тем, что величина допустимой
мощности рассеяния на коллекторе этих триодов не превышает
нескольких десятков милливатт. Кроме того, точечные триоды
обладают менее линейными вольтамперными характеристиками.
Усилители на полупроводниковых триодах могут работать как в режиме
класса А, так и в режиме класса В. При работе в режиме класса А
к. п. д. каскада достигает величины, близкой к 50*Уо. Работа в
режиме класса В дает возможность повысить к. п. д. каскада до
75—78,0/о. В усилителях, работающих в режиме класса А,
используется как однотактная, так и двухтактная схема включения
триодов. При использовании режима работы класса В применяется
двухтактная схема.
В отличие от ламповых усилителей мощности в
рассматриваемых усилителях искажение формы сигнала может наблюдаться не
только в цепи коллектора, но и в цепи эмиттера. Объясняется это
тем, что и цепь коллектора и цепь эмиттера являются участками
цепи с односторонней проводимостью тока. Если амплитуда тока
сигнала на входе не превышает начального значения эмиттерного
тока /э0, то отсечка тока в цепи эмиттера не наблюдается. В тех же
случаях, когда амплитуда входного управляющего тока превышает
значение тока покоя, в цепи эмиттера будут наблюдаться
нелинейные искажения. Цепь коллектора будет повторять этот искаженный
сигнал. Выходное сопротивление каскада на полупроводниковом
триоде в зависимости от способа включения триода может
изменяться в широких пределах. Поэтому усилитель мощности можно
выполнять как по схеме с непосредственным включением нагрузки
в цепи электродов триода, так и по схеме с выходным согласующим
трансформатором.
В гл. III было показано, что основной величиной, определяющей
выбор типа лампы каскада усиления мощности, является мощность
124

рассеяния на аноде Рл. Превышение фактической мощности рассея-
ния над ее допустимым значением приводит к перегреву триода
и изменению всех его электрических параметров и свойств. Поэтому
выбор правильного режима работы полупроводникового триода
следует производить с большей осторожностью, чем расчет
каскада, работающего на электронной вакуумной лампе.
Выходные характеристики каскада /к=/(и*), выполненного по
схеме с общей базой, достаточно линейны. Линейность
характеристик позволяет производить расчет электрического режима работы
каскада графическим методом, подобным описанному в гл. III.
В отличие от семейства ламповых характеристик 4=/(^а)
переменным параметром семейства характеристик в этом случае
является не напряжение U8 сигнала, а ток сигнала.
Полупроводниковый триод в выходном каскаде можно включить по любой из
рассмотренных выше схем. Величина выходной мощности,
передаваемой в цепь нагрузки, сравнительно мало зависит от схемы
включения триода. Объясняется это тем, что величины допустимой
мощности рассеяния и напряжение на коллекторе остаются
неизменными для любой схемы включения триода. Схемы с общей
базой, общим эмиттером и общим коллектором практически
отличаются главным образом величиной мощности, потребляемой от
источника сигнала, и степенью нелинейных искажений.
Произведем краткую оценку электрических свойств каскада при
различных способах включения триода в оконечном каскаде
усилителя.
Схема с общей базой. Выходные характеристики
каскада отличаются относительно высокой линейностью. Нелинейные
искажения, вносимые выходной цепью, не велики. Нелинейные
искажения, возникающие при работе каскада, обусловлены
главным образом входной цепью. Эти искажения можно уменьшить
путем увеличения выходного сопротивления предыдущего каскада
и уменьшения величины токов в цепях эмиттера и коллектора. При
сохранении неизменной выходной мощности последнее условие
можно выполнить лишь путем увеличения напряжения на
коллекторе до предельного значения. Коэффициент усиления по
мощности сравнительно мал. Поэтому для возбуждения каскада с общей
базой потребуется большая мощность от предварительного каскада.
Каскад с общим основанием отличается большей температурной
устойчивостью и режим его работы в меньшей степени зависит от
замены триода, что облегчает вопрос создания симметричной
двухтактной схемы.
Схема с общим эмиттером. Выходные характеристики
каскада менее линейны, поэтому в схеме наблюдаются нелинейные
искажения как на входе, так и на выходе каскада. Коэффициент
Усиления по мощности больше, чем в предыдущей схеме. Однако
при малых сопротивлениях нагрузки, когда значение токов
возрастает, коэффициент усиления по мощности уменьшается.
Схема с общим к о л л е кт о р о м. Величина нелинейных
искажений и коэффициент усиления по мощности близки к анало-
125

гичным показателям схемы с общим эмиттером. Малое значение
выходного сопротивления каскада облегчает согласование каскада
с низкоомным сопротивлением нагрузки. Относительно высокое
значение входного сопротивления, в свою очередь, облегчает задачу
согласования оконечного каскада с выходом предварительного уси-
лителя.
I—00 Ь 0
0,29В 208
Фиг. 4. 20. Схемы усилителя мощности на полупроводниковых триодах
а—однотактная схема с общей базой, б—двухтактная схема с общим эмиттером
Рассмотрим схемы усилителей мощности на полупроводниковых
триодах. Увеличение мощности оконечных каскадов достигается
как использованием в этих каскадах специальных мощных
полупроводниковых триодов, так и увеличением числа триодов в схеме
каскада. Полупроводниковые триоды оконечного каскада могут
/73/7
ПЗД
Фиг. 4 21. Двухтактная схема оконечного каскада с общей
базой.
быть соединены или параллельно или последовательно, как в
обычной двухтактной схеме.
На фиг. 4. 20 приведены: однотактная схема оконечного каскада
с общей базой, выполненная на триоде ПЗА, и двухтактная схема
с общим эмиттером на триодах типа П2. Во второй схеме в пред-
оконечном каскаде применена схема с разделенной нагрузкой. На-
126

пряжение возбуждения на вход оконечного каскада подается с
частей сопротивления нагрузки
Г) П ^Н
включенных в цепь эмиттера и коллектора триода предоконечного
каскада.
На фиг. 4.21 показана двухтактная схема оконечного каскада,
выполненная на триодах типа ПЗА по схеме с общей базой.
Выходная мощность каскада около 1,5 вт. Предоконечный каскад выполнен
на триоде того же типа по схеме с общим коллектором. Связь
предоконечного каскада с оконечным каскадом осуществлена при
помощи согласующего трансформатора с коэффициентом
трансформации п^0,5. От середины вторичной обмотки сделан отвод,
через который на эмиттеры триодов оконечного каскада подается
напряжение 0,1 в.
В заключение рассмотрим последовательность расчета
выходного каскада, выполненного по схеме с общей базой (см. фиг. 4. 20).
Исходные данные
1. Полезная мощность на выходе Рвых.
2. Сопротивление нагрузки RH.
3. Нижняя граничная частота Fu.
4. Допустимые частотные искажения М}{.
Требуется определить
1. Тип прибора.
2. Напряжение коллектора £/Е0, мощность Р, потребляемую от
источника, и ток коллектора /к0.
3. Сопротивление нагрузки цепи коллектора R*.
4. Ток эмиттера /э и входное напряжение UBX
5. Входное сопротивление каскада RBK и мощность РвЧ,
потребляемую во входной цепи.
6. Коэффициент нелинейных искажений у.
7. Индуктивность первичной обмотки L\.
8. Коэффициент трансформации выходного трансформатора п.
Порядок расчета
1. Определяем расчетную мощность каскада
^вых
ъ
2. По величине полезной мощности выбираем тип
полупроводникового прибора таким образом, чтобы указанная в справочнике
мощность прибора Рсщ> удовлетворяла условию
Р > А
127

3. Выбираем напряжение коллектора
г г ^ U к max
<Ло^ о
4. Выходные характеристики слоистого триода имеют линейный
характер, что позволяет увеличивать значение коэффициента
использования коллекторного напряжения | почти до единицы, а
коэффициент использования тока коллектора р уменьшать до
0,01—0,02.
Выходное сопротивление каскадов с общей базой и общим
эмиттером обычно во много раз превышает сопротивление нагрузки.
Поэтому к. п. д. каскада оказывается близким к 0,5. Значение к. п. д.
обычно выбирают в пределах 0,45—0,48.
Выбрав значение к. п. д., определяем мощность, отдаваемую
источником в цепь коллектора:
/>—£-
м) —
5 Определяем ток коллектора
'к0
6. Находим примерное сопротивление нагрузки цепи коллектора
d ~ ^ко
'к0
7. По системе статических выходных характеристик строим
динамическую характеристику триода. Динамическая характеристика
должна проходить через точку с координатами (f/K0, /ко) и точку
с координатами (2£/к0, /к=0).
8. Отмечая значения тока эмиттера для нескольких значений
напряжения на коллекторе, переносим их на входные статические
характеристики и строим по ним входную динамическую
характеристику.
9. По входной динамической характеристике графическим
путем находим удвоенные значения тока эмиттера 2/э и значения
входного напряжения 2U9.
10. Определяем среднее значение входного сопротивления
R -2U*
2/э
и величину мощности, потребляемой во входной цепи,
*«='
2U92I9
11. Для определения коэффициента нелинейных искажений,
обусловленных нелинейностью входной цепи, следует
предварительно рассчитать и построить характеристику зависимости тока
коллектора от э. д. с. источника входного сигналя £с. Необходимость
128

расчета этой характеристики вызывается тем, что часть напряже-
иия источника будет падать на его внутреннем сопротивлении /?с:
что приведет к зависимости входного напряжения от тока эмиттера
и к фактическому искривлению динамической характеристики.
Расчет характеристики Ec=f(I3) производится в следующей
последовательности. Задаемся величиной сопротивления источника
/?с = 50—100 ом и определяем э. д. с. источника для расчетных
значений тока эмиттера U и тока коллектора /к:
Построив характеристику IK=F(EC), определяем одним из
графических методов составляющие тока коллектора, а по их
значению — коэффициент нелинейных искажений
,= Г, ■
12. Рассчитываем индуктивность первичной обмотки
трансформатора
1 2nQaVMl — l 2кОн\/м2н-\
Так как Rmhtx > /?*, то величину эквивалентного сопротивления
можно полагать равной сопротивлению нагрузки
13. Находим коэффициент трансформации выходного
трансформатора
п=у
Г #н
ЯкЪ
Пример 4.1. Рассчитать выходной каскад на полупроводниковом триоде
по следующим данным: Явых = 0,6 вт; RH = 5 ом; FH=\00 гц; Мн = 1,1.
Решение
1. Принимая г,т = 0,7, находим расчетную мощность каскада
р = ^вьа ==^ = 0857fim#
Ъ 0,7
2. Выбираем по справочнику выходной триод типа ПЗА. Данные триода:
^ = 1 вт; Рк = 22 > ом; ток коллектора предельный /к>пр=150 ма\
напряжение на коллекторе UK max = — 50 в; мощность рассеяния на коллекторе от 1
До 3,5 вт (в зависимости от условий работы).
Радиоприемные устройства. 129

Выходные и входные характеристики триода ПЗА приведены на фиг. 4.22.
3. Определяем напряжение коллектора
^Лстах
U,
кО
2
Выбираем
UK0 = — 20 в.
4. Задаемся величиной ttj = 0,475 и находим Р0
Р0 = — = г= 1,8 вт.
и т] 0,475
0 0,1 0,2 0,3 ОМ 0,5 Щв
l-—Ж J
Фиг. 4. 22. Выходные и входные характеристики.
5. Определяем ток коллектора
Л)
6. Рассчитываем сопротивление нагрузки цепи коллектора
UKo 20
Як
гк0
0,09
. 222 <ш.
7. Строим динамическую характеристику триода (прямая DAC^na
фиг. 4.22 слева). Точка А имеет координаты: £/к0 = 20 в и /к0 = 90 л/л; точка
D — ^к0 = 40 в, /ко = 0; точка С лежит на прямой СВ\ ограничивающей
использование искривленных участков выходных характеристик. Полезная
мощность каскада может быть выражена как площадь треугольника ABC:
Р = —-АВ-ВС =
I
19,2-88.10-3 — 0,85 вт.
8. Помеченные цифрами точки на динамической выходной характеристике,
имеющие координаты: /—(ак = 39 в, /9 = 5 ма); 2—(ик = 29 в, /э = 50 ма);
3—("к = 18,5 в, /э = 100 ма); 4—(ик = 8 в, 19 = 150 ма); 5-—(ик = 1 в; /9=
130

^ 190 ма) переносим на семейство входных статических характеристик. Пунк-
,^рная кривая (см. фиг. 4.22, справа), проведенная через эти точки, является
динамической входной характеристикой.
9. Определяем удвоенные значения амплитуд тока эмиттера и напряжение
эмиттера
2/9=186 ма\ 2£/э = 0,37 е.
10. Находим среднее значение входного сопротивления и Рвх
2U9 0,37
/?вх = ТТ- =
2 ома\ Рвх =
2UJ1L
0,37-0,186
= 0,0086 em.
2/9 0,186 8 8
П. Задаемся величиной сопротивления источника /?с = 50 ом и строим
график зависимости тока коллектора от э. д. с. источника входного сигнала £с.
Точка /: /к1 = 4 ма% 1Э\ = 5 ма, нэ1 = 0,1 е.
£с1 = "э1+'э1#с = 0,1 + 0,005-50 = 0,35 е.
Точка 2: /к2 = 48 ма, /э2 = 50 ма, иэ2 = 0,2 е.
Ес2 = 0,2 + 0,05-50 = 2,7 е.
Точка 3: /к3 = 97 ма% /93= Ю0 ма, ггэ3 = 0,31 е.
£сз = 0,31 + 0,1- 50 = 5,31 е.
Точка 4: /к4 = 143 ма, /94 = 150 ма, и9А = 0,38 е.
£с4 = 0,38 + 0,15-50==7,88 е.
Точка 5: у'к5 = 177 ма, 1э5 = 190 ма, и95 = 0,47 е.
£с5 = 0,47 + 0,19-50 = 9,97 е.
'max
Фиг. 4. 23. К расчету усилителя мощности на полупроводниковом
триоде.
9*
131

Характеристика E0=F(IK)t построенная по полученным
расчетным данным, приведена на фиг. 4. 23.
Для определения составляющих токов находим
2tf.x-£cmax-£effllI1-9,97-0,35 = 9l62e.
По характеристикам определяем ток коллектора:
Алт-при напряжении Ест,а /mm=4 ма,
Апах—при напряжении Ееш„ Апах= 177 ма>
/к0—при напряжении Eemin + Un IkQ=№ ма,
/, — при напряжении Ес min + — UBX /к0 = 138 ма,
1г — при напряжении £cminH UBX /2 = 52 ма.
Составляющие тока коллектора определяются графическим
путем по методу пяти отсчетов:
; =(/aax-/mtn) + (/l-/2)= (177-4)+ (133 - 52) = gg
Kl 3 3
; = 0.5(/тах + /ш1п)-/к0 _0.5 (177 + 4) - 93 _ 125лШ
/ - (/щ«-/чп)-2(/1-/8) = (177-4)-2 (138-52) = Q {5
и3 6 6 ' *
/ _, (^шах + /mln) - 4 (7i + h) + 6/кО _
(177 + 4)-4(138 + 52)-693_, 7 „„
~*s 1,/ ЛШ.
12
/ = (/ш«» + /тш) + 2(/1 + /2) = (177 + 4) + 2(138 + 52) =03 5
ср 6 б
Подставив полученные значения токов в формулу для Y»
найдем
^У/2к2+4 + /2к4 = /1,25» + 0,152+ 1,72 ^0Q211
/к1 86
Отсюда
Y = 2,44»/o.
12. Определяем индуктивность первичной обмотки
/ р ^* а, 222 - = П77 г«
1 2«Q„/ivf2_1 6,28-100/1,212-1
132

13. Находим коэффициент трансформации
„=i/"-^- = l/—5 «0,18.
У RKriT у 222-0,7
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Полупроводниковые приборы являются новым типом элек-
фонных приборов, принцип действия которых основан на
управлении внутренними электрическими зарядами
кристаллов-полупроводников.
2. Имеются два основных типа полупроводниковых приборов:
с точечными контактами и слоистые.
3. Полупроводниковые приборы можно использовать во всех
каскадах современных усилителей низкой частоты.
4. Усилители низкой частоты, выполненные на
полупроводниковых приборах, отличаются малой потребляемой мощностью,
высоким к. п. д., незначительными размерами и весом и длительным
сроком службы.
5. Существующие образцы полупроводниковых приборов
обладают следующими недостатками: зависимостью параметров от
температурного режима и значительным различием величин входного
и выходного сопротивлений, что затрудняет межкаскадное
согласование.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. На чем основан принцип действия полупроводниковых приборов?
2. Чем отличаются приборы точечной и слоистой конструкций?
3. Что называется коэффициентом усиления полупроводникового триода по
току?
4. От чего зависят величины входного и выходного сопротивлений
полупроводниковых триодов?
5. На чем основано использование полупроводниковых приборов в
усилительных схемах?
6. Чем объясняется широкое применение полупроводниковых приборов?

Глава V
ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
§ 25. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВХОДНЫХ ЦЕПЯХ
Входной цепью принято называть электрическое устройство,
включаемое между антенной и входом первого каскада. Входная
цепь обеспечивает связь антенны с усилительными каскадами
приемника и предварительную
фильтрацию полезного сигнала от различных
помех. В подавляющем большинстве
радиоприемников во входной цепи
используются колебательные
системы.
Входные цепи классифицируются
по двум основным признакам: по
виду колебательной системы,
настроенной на частоту принимаемого
сигнала, и по способу связи этой системы
с антенной.
В качестве колебательных систем
во входных цепях применяют как
одиночные контуры, так и различные
системы связанных контуров.
Однако наибольшее распространение
получила входная цепь с одиночным
колебательным контуром.
Способ связи антенны с контуром
зависит в основном от вида
применяемой антенно-фидерной системы.
Так, в диапазонах длинных, средних
и коротких волн обычно
используются ненастроенные антенны в
виде заземленного вертикального
провода, а также антенны с Г- и
Т-образной горизонтальной частью-
В этом случае наиболее часто
используются емкостная (схема #)'
Фиг. 5.1. Схемы входных
устройств с одноконтурными
колебательными системами.
а—емкостная связь, б—индуктивная
связь, в—индуктивно-емкостная связь.
134

индуктивная (схема б) и индуктивно-емкостная (схема в) связи
антенны с контуром, показанные на фиг. 5. 1.
В профессиональных приемниках коротких и ультракоротких
волн, а также в телевизионных приемниках используются
настроенные симметричные антенны. Передача высокочастотной энергии от
антенны осуществляется при помощи специальных фидерных
систем, согласуемых со входом приемника посредством
трансформаторной или автотрансформаторной связи.
Широкое распространение получили также рамочные
симметричные антенны, обладающие направленными свойствами. Такие
антенны применяются в различных радионавигационных
приемниках как наземного, так и самолетного типа. Для передачи энергии
из рамочной антенны во входную цепь r la с
приемника обычно используется транс- р-^П 'ЧЯЯЯГиЛ|—»-
форматорная связь. '
За последние годы в
радиовещательных приемниках получили
распространение ферритовые (магнитные)
антенны, которые по своим свойствам
подобны антеннам рамочного типа. Такая ан- Фиг. 5. 2. Эквивалентная схе-
тенна состоит из ферритового стержня ма антенны,
диаметром 8—10 мм и длиной 100—
200 мм, на котором намотана катушка, являющаяся индуктивностью
входного контура приемника. Малые размеры ферритовой антенны
и ее направленные свойства представляют особую ценность для
малогабаритных переносных приемников с полупроводниковыми
триодами.
При анализе входных цепей антенну вместе с колебательным
контуром приемника представляют в виде общей эквивалентной
схемы. При этом цепь антенны представляют в виде эквивалентного
генератора с э. д. с. ЕА и внутренним сопротивлением ZA. В
диапазонах длинных, средних и частично коротких волн сопротивление Zk
содержит составляющие гА, СА и 1А. Эквивалентная схема антенны
для этих диапазонов представлена на фиг. 5. 2. Параметры антенны
зависят не только от частоты принимаемых сигналов, но и от ее
геометрических размеров, места расположения, высоты подвеса и ряда
других причин. Параметры стандартной антенны для
радиовещательных приемников характеризуются следующими величинами:
тк ^25 ом, Lk =20 мкгн, СА = 150 — 300 пф.
Эти параметры являются осредненными и в зависимости от
различных факторов могут значительно отличаться от указанных
значений.
При исследовании схем входных цепей необходимо определить:
1. Коэффициент передачи напряжения входной цепи, равный
отношению напряжения на входе первого каскада к э. д. с. ЕА,
подводимой из антенны.
2. Закон изменения коэффициента передачи в диапазоне
принимаемых частот.
135

3. Избирательность входной цепи.
4. Влияние антенны на настраивающийся контур.
Это влияние обусловлено тем, что входной контур вместе
с антенной представляет собой связанную систему контуров, в
результате чего имеет место воздействие одного контура на другой.
Если принять во внимание значительный разброс параметров
антенны, то вопрос о влиянии приобретает важное значение при
выборе связи антенны с контуром.
§ 26. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ ПРИ ЕМКОСТНОЙ СВЯЗИ АНТЕННЫ С КОНТУРОМ
Заменим приведенную на фиг. 5. 1,а схему входной цепи с
емкостной связью ее эквивалентной схемой (фиг. 5.3, схема а). При
последовательном включении в цепь антенны емкости связи Ссв
общая емкость антенной цепи
п> САС
CR
уменьшается и емкостное сопротивление цепи становится
значительно больше индуктивного. Это позволяет пренебречь индуктив-
гл
£а £)
Фиг. 5.3. Схемы приведения входной ценя к эквивалентному
последовательному контуру.
ным сопротивлением цепи и не учитывать его в эквивалентной
схеме. По тем же соображениям без значительной погрешности для
расчетов можно исключить из схемы сопротивление гА (схема б)>
Для дальнейшего упрощения эквивалентной схемы используем
теорему об эквивалентном генераторе.
136

Принимая точки а—б за выходные клеммы четырехполюсника7
а за внутреннее сопротивление четырехполюсника его
сопротивление при короткозамкнутом входе, получим схему е.
Окончательный вид эквивалентной схемы входной цепи
приведен на фиг. 5. 3, г. В этой схеме емкости С'А и С объединены
в общую емкость Сэ=С\-\-С. Эта схема является схемой
обычного последовательного контура с параметрами:
L = L
сл=с+с:
'э w I ~A
г=г.
(5.1)
Пользуясь эквивалентной схемой, установим основные свойства
входной цепи.
Коэффициент передачи напряжения от входа
антенны ко входу первой лампы при резонансе определяется
отношением
° ЕА
Выразим резонансное напряжение Ugo, снимаемое с
индуктивности (см. фиг. 5.3, г), через добротность контура Q
Ug0=UQ. (5.2)
Величина U представляет собой напряжение эквивалентного
генератора и определяется из схемы фиг. 5. 3, б при
отключенной нагрузке между точками а— б. Из схемы б видно, что э. д. с.
ЕА подключена к емкостному делителю напряжения,
составленному из последовательно соединенных емкостей С'А и С.
Напряжение U снимается с емкости С и может быть определено из
следующего соотношения:
где
_ сас
обш С^ЙГ'
Тогда
и-Ел _,"А _ =£А-А
Сд+С АСЭ
Подставим полученное значение V в формулу (5.2). Получим
С\
Ug0=UQ=EkQ ^ .
Отсюда резонансный коэффициент передачи напряжения входной'
Цепи
^-т1-^- (5-3>
137

Формула (5. 3) дает возможность оценить коэффициент
передачи напряжения входной цепи Ко путем сравнения его с
равноценной величиной Q, характеризующей коэффициент передачи
одиночного колебательного контура. Сравнение показывает, что
коэффициент передачи напряжения входной цепи при резонансе
оказывается значительно меньше, чем добротность контура Q.
Уменьшение Ко по сравнению с Q является следствием неполной
передачи э. д. с. антенны Ек в контур, что обусловливается
наличием в цепи емкости связи Ссв.
Практически при сравнительно высокой добротности контура
порядка 100, резонансный коэффициент передачи Ко не
превышает 10.
Пример 5.1. Добротность эквивалентного контура Q3 = 100. Контур
связан с антенной через емкость Ссв=15 пф. Емкость контура С = 250 пф.
Определить коэффициент передачи входной цепи.
Решение
Находим емкость СА, вносимую из антенны в контур, приняв Сд = 200 пф.
_СаСсв__ 15-200
СА + ССВ~ 15 + 200
С9 = С'А + С = 14 + 250 = 264 пф.
Коэффициент передачи входной цепи
«0=^ = 100^ = 5,3.
Закон изменения коэффициента передачи
напряжения можно установить из формулы
k0=qCa
С'А = „ А, " = ТТТ-^Г = 14 пф,
ся
<о0£
Значение Q= —— по диапазону сохраняется почти неизменным,
так как с увеличением woL одновременно возрастает сопротивление
активных потерь г. Емкость эквивалентного контура Сэ для случая
настройки контура переменным конденсатором с некоторым
приближением обратно пропорциональна квадрату частоты.
Следовательно, коэффициент Ко передачи напряжения входной цепи
находится в прямой квадратичной зависимости от частоты f настройки.
Зависимость Ко=ф(/) представлена на фиг. 5.4. Как видно, в
начале диапазона коэффициент передачи входной цепи мал, а в
конце — велик. Это обстоятельство является недостатком входной
цепи при емкостной связи с антенной.
В рассмотренном случае влияние антенны на контур привело
к увеличению емкости контура на величину С'А . При более строгом
анализе входной цепи с учетом влияния активного сопротивления
антенны гА можно доказать, что влияние антенны сказывается не
J38

только на увеличении емкости контура, но и на некотором
увеличении сопротивления г активных потерь контура.
Таким образом антенна вносит в контур расстройку,
обусловленную изменением емкости контура и несколько снижает его
добротность. Поэтому для практических расчетов добротность
эквивалентного контура следует брать равной
Q9~(0,8h-0,9)Q.
При этом в формуле 5. 3 величину Q следует заменить
величиной Q3.
Вопрос о влиянии антенны на контур представляет
практический интерес при настройке входных цепей. Если бы расстройка
т\п
шах
Фиг. 5.4. Закон изменения
коэффициента передачи
напряжения входной цепи по
диапазону при емкостной
связи с антенной.
О I +д/
Фиг. 5. 5. Резонансная кривая
входной цепи.
являлась постоянной, то ее можно было бы скомпенсировать
соответствующим изменением одного из параметров контура.
Емкость антенны СА в зависимости от ряда причин может
изменяться почти вдвое и поэтому вносимая из антенны емкость
'СВ
не будет постоянной. Относительного постоянства
Са + Ссв
вносимой расстройки можно достигнуть путем значительного
ослабления связи контура с антенной. Из этих соображений
емкость связи выбирают в пределах 10 — 30 пф.
Избирательность входной цепи определяется как
избирательность эквивалентного последовательного контура
известным уравнением резонансной кривой
Г=
1
/l+*2'
(5.4)
где
х=(—-^>\о ~2А/ п •
/о
А/ — абсолютная расстройка по частоте.
139

Резонансная кривая, показанная на фиг. 5.5, соответствует
уравнению (5.4). По горизонтальной оси откладывается
расстройка А/=/о—/, где /о — собственная резонансная частота входной
цепи, a f — частота любого сигнала в антенне. При совпадении
частот /о и / расстройка Д/=0.
Полоса пропускания входной цепи определяется из уравнения
(5. 4). Если за половину полосы пропускания принять величину
расстройки
Д/=/-/о.
то ординате У на границе полосы пропускания 2AF будет
соответствовать определенный коэффициент частотных искажений М.
После соответствующих изменений буквенных обозначений
в формуле (5. 4) и подстановки вместо х его значения, получим
М = , 1 (5.5)
/-+(
)Tft
Решая уравнение (5. 5) относительно 2Д/7, выведем расчетную
формулу для определения полосы пропускания
2aF=Ai/J 1. (5.6)
§ 27. ВХОДНАЯ ЦЕПЬ ПРИ ИНДУКТИВНОЙ СВЯЗИ АНТЕННЫ
С КОНТУРОМ
На фиг. 5. 6, б показана входная цепь при индуктивной связи
с антенной, а на фиг. 5. 6, а — ее эквивалентная схема. Если
пренебречь индуктивностью антенны LA , значение которой (20 мкгн)
во много раз меньше индуктивности катушки связи Lc„ то можно
получить систему из двух связанных расстроенных контуров.
Частота антенного контура
f X
JA 2*/£CBCA'
Частота настраивающегося контура
J 2nfLC '
Следует отметить, что антенный контур имеет постоянную
частоту настройки /А, величину которой выбирают при
проектировании приемника.
Частоту настраивающегося контура изменяют в определенном
диапазоне при помощи переменного конденсатора.
Для уменьшения влияния антенны на контур связь между ними
практически выбирается значительно меньше оптимальной.
140

Коэффициент передачи напряжения входной
цепи можно определить из схемы фиг. 5. 6, б, полученной при
помощи теоремы об эквивалентном генераторе.
Коэффициент передачи
напряжения при резонансе, согласно
определению, равен
к Ug0
(5.7
Напряжение, снимаемое на
выходе контура,
где Q — добротность
настраивающегося контура.
Напряжение эквивалентного
генератора U определяем из
фиг. 5. 6, а в точках а—б при
отключенной нагрузке
Ток /А в цепи антенного
контура
а)
гС
Hh
L
Bk
а
^
откуда
Здесь
Г *-А
6)
Фиг. 5. 6. Эквивалентные схемы
входной цепи при индуктивной связи
с антенной.
■г» =
=/^+К-^)'-<.-
>СА
Активное сопротивление гА антенного контура значительно
меньше его реактивного сопротивления, поэтому влиянием гА на
величину ZA можно пренебречь.
После соответствующей подстановки получим
ыМ г* ыМ
U—E,
и>1
£«—
1
= Е,
СВ
О)
СА
\ «>2^свСа /
(а)
0)i
СВ
НО
ЬгйЬ
Тогда
св^А.
■ = «•*•
U=E,
-СВ
м
1 —
<*>,
(О*
141

Введем в формулу (а) вместо М его выражение через
коэффициент связи k
тогда
я
Подставив в формулу (5. 7) выражение (5. 8), получим
*•-£-«-V/£ (59)
1 я
Коэффициент передачи напряжения входной цепи при
индуктивной связи с антенной, так же как и при емкостной связи с
антенной, значительно меньше добротности настраивающегося контура
вследствие неполной передачи э. д. с. из антенны к контуру.
Избирательность входной цепи определяется как
избирательность эквивалентного последовательного контура.
Справедливость такого вывода основана на том, что двухконтурная
связанная система может быть представлена эквивалентным
последовательным контуром, в котором учтено влияние одного контура на
другой.
Для определения избирательности и полосы пропускания
используем формулы (5.4) и (5.6). При этом примем Q3=Q, так
как вносимое из антенны активное сопротивление мало вследствие
слабой связи контура с антенной цепью.
Закон изменения коэффициента передачи
напряжения по диапазону. Процесс передачи сигнала
из антенны на вход первой лампы можно представить как передачу
напряжения сигнала из антенны в цепь контура с последующим
увеличением этого напряжения на элементах контура в Q раз. Если
добротность Q входного контура по диапазону считать постоянной,
то изменение усиления по диапазону будет связано только с
резонансными свойствами антенного контура и процессом передачи
напряжения из антенны в цепь контура. Формула (5. 9) не дает
точного отражения резонансных свойств антенного контура.
Резонансная кривая антенного контура с учетом сопротивления потерь,
вносимых в его цепь из второго контура, имеет несимметричную
форму (фиг. 5. 7).
Диапазон настройки входной цепи может захватывать
области резонансной кривой антенного контура, лежащие: ниже
резонансной частоты антенной цепи /Л (а), выше частоты /А (б)
и в области резонанса антенной цепи (в).
В случае а, когда /А>/б(^А<хо)> антенную цепь называют
укороченной; в случае (5, когда /а</о(^а>^о)> антенную цепь
называют удлиненной.
(5.8)
142

лйиапазон L_
\настройн U\
При укороченной антенной цепи (см. фиг. 5. 7, а) коэффициент
передачи в диапазоне настройки характеризуется восходящим
участком резонансной кривой (сплошная линия), что приводит
к значительному изменению его величины по диапазону.
В случае удлиненной антенной
цепи (см. фиг. 5.7, б) коэффициент
передачи определяется
спадающим участком кривой и по
диапазону остается почти неизменным.
В том случае, когда частота
антенного контура находится в
диапазоне настройки (см. фиг. 5. 7, в),
коэффициент передачи по диапазону
неравномерен и поэтому этот
случай не используется.
В большинстве современных
приемников находит применение
входное устройство с удлиненной
антенной цепью.
Влияние антенны на
контур из-за слабой связи
между контурами незначительно,
однако антенна вносит в контур
индуктивное сопротивление и вызывает
изменение настройки контура.
Величина вносимой расстройки
при изменении параметров
антенны не является постоянной.
Относительное изменение вносимой
расстройки, как и при емкостной
связи с антенной, должно быть небольшим. Это можно обеспечить
при условии, когда коэффициент связи между контурами не
превышает определенного допустимого значения.
Фиг. 5.7. Закон изменения усиления
входной цепи при индуктивной связи
с антенной.
§ 28. РАСЧЕТ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ ПРИЕМНИКОВ ДЛИННЫХ,
СРЕДНИХ И КОРОТКИХ ВОЛН
Расчет емкостной связи антенны с контуром
Исходные данные
1. Поддиапазоны частот /min-/max.
г. Максимальная емкость переменного конденсатора Стах.
3. Добротность эквивалентного контура Q3.
4. Параметры антенны СА, гА.
Требуется определить
1. Емкость связи Ссв,
2. Коэффициент передачи Ко для трех точек поддиапазона.
143

Порядок расчета
1. Задаемся емкостью конденсатора связи Ссв в пределах 10—
30 пф.
2. Определяем емкость контура (с учетом влияния антенны)
для трех точек поддиапазона
а) Для /min
иэ max—°тах~Г W— ^maxf*'
б) ДЛЯ / =
'э max wmax i ^A max * г А-С '
^А "Г ^св
/max +/min
с_=с
/min \.
/ср
в) для /тах
•"» /^ /мпГп \
иэ min ьэтах1/- ) •
/max/
3. Определяем коэффициент передачи напряжения для трех
точек поддиапазона по формуле
^9
4. Строим график изменения коэффициента Ко по
поддиапазону.
Расчет индуктивной связи антенны с контуром при удлиненной
антенной цепи
Исходные данные
1. Поддиапазон частот /min — /max.
2. Добротность эквивалентного контура Q9.
3. Индуктивность контура Z,.
4. Емкость антенны СА min - СА тах.
Требуется определить
1. Коэффициент связи k.
2. Индуктивность катушки связи LCB.
3. Коэффициент передачи Ко для трех точек поддиапазона.
Порядок расчета
1. Определяем максимальную и минимальную частоты
эквивалентного антенного контура.
Максимальная частота для диапазона длинных и средних волн
/а««-(0.5-ь0,8)/ш|11;
144

для диапазона коротких волн
Л max =(0,25 + 0,3) /mIn.
Минимальная частота вне зависимости от диапазона
f =—L—f
/A min / У A max*
max
min
2. Находим допустимый коэффициент связи контура с антенной
&доп из условия, чтобы вносимая из антенны расстройка не
превышала значения |3:
и _91/Р0-Л)(1-Д)
где
л = //аЛпи1\2;
\ /max /
£ /ДтаЛ2.
\ /min /
Коэффициент связи для последующих расчетов выбирается так,
чтобы &<^Доп и не превышал своего конструктивно выполнимого
значения.
При универсальной намотке
6 = 0,5—ОД
При однослойной цилиндрической
* = 0,4—0,5.
3. Определяем индуктивность катушки связи
, 2,53-ЦЮ
ев r f2
^Aminy Amax
Здесь L измеряется в микрогенри, С —в пикофарадах, /А — в
килогерцах.
4. Находим коэффициент передачи напряжения входной цепи
Для трех точек поддиапазона
k ГТ
'СВ
Расчет производят при /A = /Amin» так как в этом случае
получаем наименьшее значение /С0.
^ Радиоприемные устройства. 145

КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Любая входная цепь характеризуется коэффициентом
передачи напряжения, величина которого меньше, чем добротность
контура, используемого во входной цепи.
2. Избирательные свойства входной цепи в основном
определяются резонансными свойствами настраивающегося контура.
3. Из рассмотренных схем наибольшим постоянством
коэффициента передачи по диапазону обладает схема индуктивной связи
контура с антенной при удлиненной антенной цепи.
4. Антенная цепь влияет на настраивающуюся колебательную
систему и вносит в нее активное и реактивное сопротивления. При
слабой связи влияние этих сопротивлений на работу входной цепи
оказывается незначительным.
5. Наибольшее распространение в радиоприемниках получила
входная цепь с одноконтурной колебательной системой при
индуктивной связи с антенной.
Емкостная связь с антенной применяется значительно реже, и
используется в основном при узких поддиапазонах и при работе
приемника на одной фиксированной частоте.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каково назначение входной цепи?
2. Почему коэффициент передачи входной цепи всегда меньше
добротности колебательного контура, включенного во входную цепь?
3. От чего зависит избирательность входной цепи?
4. Как изменяется коэффициент передачи входной цепи по диапазону
частот при емкостной и индуктивной связи с антенной?
5. Каким образом может быть уменьшено влияние антенны на
колебательную систему?
ЗАДАЧИ
5.1. Определить коэффициент передачи входной цепи при емкостной связи
с антенной по следующим данным: С = 200 пф; /=900 кгц; г = 15 ом;
Ссв = 20 пф; СА = 150 пф; Q3 = 0,8Q.
Ответ: Д'0 = 4,3.
5.2. Определить коэффициент передачи входной цепи для задачи 5.1 при
уменьшении емкости контура С в 2 раза.
Ответ: АГ0 = 17,7.
5.3. Определить относительное изменение емкости контура при
изменении емкости антенны СА от 150 до 300 пф по данным задачи 5.1.
АСд
Ответ: ——— = 0,51%.
Сэ
5.4. Решить задачу 5-3 при новом значении емкости связи Ссв = 60 пф.
ДСА
Ответ: —— = 2,8%.
С»
5.5. Определить коэффициент передачи напряжения входной цепи при
индуктивной связи с антенной для двух точек диапазона по следующим
данным: L =ЗС0 мк?н; Q = 67; Z.CB = 2100 мкгн\ /max= 1300 гсгц; /min = 400 кгц;
£ = 0,2.
146

Емкость антенны СА изменяется в пределах от 150 до 300 пф.
- при /min = 400 кгц Ко = 6,8 \
Ответ: с о Г (/a max== O.'/min)-
при /тах = 1300 кгц /Со = 5,2 J
5.6. Рассчитать индуктивную связь входной цепи:с~контуром по
следующим данным:
а) поддиапазон частот /min = 150 кгц, /тах = 400 кгц; индуктивность
контура L => 2080 мкгн; добротность контура Q = 50; емкость антенны
СА = 150 — 300 пф.
Ответ: АГ0 = 4,7(/= 150 лсгг<; /А тзх = 0,8/min);
К0 = 3,3(/==400 кгц).
б) /min = 6-103 кгц; /тах = 20-103 кгц; L - 1,3 мкгн; [Q = 67; СА = 150 —
300 л#.
/С0 = 5,5(/=6 ЛГгг<) 1 ^
0ТВ6Т: *0-5,3</-20 Мгц)\ nPH/A-ax=0,25/min коэффициент Л-0.6.
10*

Глава VI
УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
§ 29. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Усилители высокой частоты предназначены для усиления
напряжения колебаний высокой частоты и обеспечения необходимых
избирательных свойств приемника. На вход усилителя высокой частоты
подается напряжение, которое в зависимости от чувствительности
приемника находится в пределах от единиц до сотен микровольт.
Если принять во внимание, что нормальная работа детектора
достигается при воздействии на его вход напряжения высокой
частоты порядка единиц вольт, то необходимое усиление до детектора
будет характеризоваться величиной в миллион и более раз. Такое
усиление может быть обеспечено только при использовании
нескольких каскадов усиления.
Каскад усиления высокой частоты, так же как и каскад
усиления низкой частоты, содержит электронную лампу и нагрузку.
Однако нагрузкой в этом случае является резонансная система,
настроенная на частоту подводимого ко входу сигнала. За последние
годы в усилителях высокой частоты наряду с электронными
лампами начали применять также полупроводниковые приборы. В
качестве резонансной системы, включаемой в цепь электронной лампы
или полупроводникового прибора, можно использовать одиночный
колебательный контур или полосовой фильтр.
Усилители, в которых нагрузкой служит одиночный
колебательный контур, называются резонансными усилителями, а усилители,
в которых используются полосовые фильтры — полосовыми
усилителями.
Полосовые усилители позволяют получить резонансную кривую,
близкую к прямоугольной форме, имеют обычно фиксированную
настройку и применяются в основном для усиления
промежуточной частоты в супергетеродинных приемниках. Иногда встречаются
приемники, у которых один из каскадов усилителя высокой
частоты осуществлен по схеме усилителя на сопротивлениях. Такой
каскад не обладает резонансными свойствами и называется
апериодическим.
В настоящей главе будут рассмотрены резонансные и полосовые
усилители для диапазонов длинных, средних и коротких волн.
148

Вопросы усиления сигналов сверхвысокой частоты освещены
в гл. XIV.
При изучении различных схем усилителей необходимо
определить усилительные и избирательные свойства каскада, а также
закон изменения коэффициента усиления по диапазону для
диапазонного усилителя.
Коэффициент усиления каскада определяется
отношением напряжения на выходе усилителя к напряжению на его
входе:
При наличии в схеме нескольких каскадов с коэффициентами
усиления К], К2> Кг . . . Кп общий коэффициент усиления равен
произведению коэффициентов усиления отдельных каскадов:
к=кМ3. . .к„. (6.1)
Избирательные свойства каскада усиления
оцениваются при помощи резонансной кривой и определяются
ординатой резонансной кривой, построенной в относительном
масштабе, при заданной расстройке Д/. Избирательность
многокаскадного усилителя определяется произведением избирательностей У
отдельных каскадов:
У=У1У2У3. . .Yn. (6.2)
§ 30. РЕЗОНАНСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
Резонансные усилители в основном являются диапазонными,
так как их задачей обычно является перекрытие определенного
диапазона частот. Настройка резонансных усилителей
осуществляется при помощи конденсаторов переменной емкости и
значительно реже при помощи переменной индуктивности.
Вопросы теории и инженерного расчета резонансных усилителей
рассмотрены в книге А. И. Берга «Основы радиотехнических
расчетов», вышедшей в 1928 г.
В 1932 г. В. И. Сифоровым в его книге «Резонансные
усилители» разрешен вопрос о предельном устойчивом усилении каскада.
Схема усилительного каскада с полным включением контура
в анодную цепь
При подаче на вход каскада (фиг. 6. 1) сравнительно слабого
напряжения высокой частоты Ug в анодной цепи лампы возникает
переменная составляющая тока /а.
Параллельный колебательный контур, включенный в цепь
анода, настроен на частоту поступающего сигнала и для тока
/а представляет собой большое активное сопротивление R0e =
= ——. Напряжение faRQe=Ua является выходным напряжением
149

каскада. Попадающие на вход усилителя сигналы других частот
не будут создавать того же эффекта, так как сопротивление
колебательного контура для этих частот будет меньше
резонансного сопротивления R0e. Для передачи напряжения с контура к
сетке последующего каскада используется переходная цепь CgRg.
Остановимся на особенностях включения переменного
конденсатора Си в контур. При вращении ротора конденсатора рука опе-
*-+£;
Фиг. 6. 1. Схема резонансного усилителя с полным
включением контура в анодную цепь
ратора вносит в контур дополнительную емкость и тем самым
изменяет частоту его настройки. Это влияние можно устранить, если
соединить ротор с металлическим корпусом приемника,
являющегося на схеме линией нулевого потенциала. Блокировочный
конденсатор С3 позволяет осуществить
такое соединение, не вызывая
короткого замыкания источника
анодного питания.
Для того чтобы общая
емкость' контура не изменилась
при включении блокировочного
конденсатора, величина емкости
контура должна во много раз
превышать максимальную
емкость переменного
конденсатора.
Эквивалентная схема каскада для токов высокой частоты
представлена на фиг. 6. 2. В эквивалентной схеме лампа заменена
генератором с э. д. с. \xUg и внутренним сопротивлением Ri.
Нагрузкой анодной цепи служит колебательный контур С, L, г и
параллельные ему цепи. Здесь С — емкость контура; L — индуктивность
контура; г — активное сопротивление контура; Rg — сопротивление
утечки сетки; С0 — емкость схемы, т. е. параллельное соединение
Фиг. 6.2. Эквивалентная схема
резонансного усилителя с полным
включением контура в анодную цепь.
150

выходной емкости лампы Свьк, входной емкости последующего
каскада С^ и емкости монтажа См, равное
^0= ^вых + Свх + См.
RBx — активное входное сопротивление последующего каскада
(промежуток сетка—катод).
Переходный конденсатор С8, емкостное сопротивление которого
для токов высокой частоты мало, на схеме не показан.
гтп
roe \Rg Гвх
а)
Фиг, 6.3. Эквивалентные с^емы усилительного
каскада при резонансе.
Усилительные с в о й ст в а. Коэффициент усиления
каскада можно найти из эквивалентных схем фиг. 6. 3, справедливых
при резонансе. На схеме а колебательный контур L, С+С0у г
представлен его резонансным активным сопротивлением R0e и
включенными с ним параллельно сопротивлениями Rg и i?E*. После
замены трех параллельных сопротивлений одним сопротивлением
R'oe получим схему б.
Для определения коэффициента усиления каскада
воспользуемся формулой (1.5), приняв Za = /<^,
№
g
*/+/?«
0е
Умножим обе части уравнения на R'Qe. Получим
W*
g D'
Ъ+Roe
Принимая во внимание, что ^R'0e^= Uaf получим
*/.=■
s О'
Ъ+к\
0е
Разделим обе части уравнения на Ug. Тогда коэффициент
усиления каскада, равный отношению выходного напряжения к
входному напряжению, определится выражением
0е
(6.3)
Ое
151

В усилителях высокой частоты обычно используются пентоды.
У большинства пентодов высокой частоты i?i>0,5 Мом, в то время
как резонансное сопротивление контура R0e только на длинных
волнах достигает величины порядка 0,2 Мом, а в диапазонах средних
и коротких волн Roe измеряется десятками тысяч ом. Это дает
основание пренебречь в знаменателе формулы (6. 3) сопротивлением
R'0e по сравнению с Ri.
Тогда
Заменяя дробь — крутизной S, получим
Ko=Sk'0e. (6.4)
Таким образом, усилительные свойства каскада с полным
включением контура в анодную цепь определяются только крутизной S
характеристики лампы и сопротивлением R0e анодной нагрузки.
По схеме фиг. 6. 3, а можно определить сопротивление R'oe и
установить его зависимость от шунтирующих контур
сопротивлений Rg и RBX:
1 __jl_ 1 , 1
^0* ^0е Rg ^вх
откуда
™ RoeRg^BX
RoeRg + ^QeRex + RgRB*.
Разделим числитель и знаменатель на RgR&, тогда
**=в ^ • (6< 5)
*<0е , Кое . .
Rbx Rg
Ослабления шунтирующего действия на контур сопротивлений
Re и ^вх можно достигнуть в том случае, когда наблюдается
условие :
Rg^> $0е'у
Rqx^ Roe-
Пример 6. U Определить коэффициент усиления каскада резонансного
усилителя на пентоде 6К1П по следующим данным: R0e = 40 ком, Rg=l Мом.
Решение
Из справочника по радиолампам находим, что пентод 6К1П в типовом
режиме характеризуется параметрами: «S = 1,85 ма\в\ /^=0,45 Мом.
Определяем
*°< = ^Г~^ = !Г—39 ком'
Ям «г Ю00 ^
152

Коэффициент усиления
К0 = SR'0e =1.85- Ю-З.39.103 = 72.
Избирательные свойства. Изменение эквивалентного
сопротивления R0e до значения R'Qe можно рассматривать как
результат изменения его активного сопротивления г, вызванного
шунтирующим действием сопротивлений Rg и Иъ
VBX*
#0*-—
ш
2Z.2
г'
(6.6)
где г
новое значение активного сопротивления, равное
На фиг. 6. 4, а нагрузка анодной цепи R'0e представлена
эквивалентным колебательным контуром с сопротивлением г'.
Выражение (6.6) позволяет определить активное
сопротивление г :
а| _ *i
«*U«
R
(6.7)
0е
Заменяя значение R'0e его
выражением из уравнения
(6.5) и учитывая, что
Roe
r'=r(l +
= г, получим
^0* I ^Qg
я.
R,
)• (6.8)
Из формулы (6. 8) видно,
что приращение активного
сопротивления контура
зависит от соотношений
сопротивлений
R
И
вх
R
Фиг. 6. 4. Приведение эквивалентной схемы
резонансного усилителя к схеме
последовательного колебательного контура.
g
Преобразуем схему фиг. 6. 4, а при помощи теоремы об
эквивалентном генераторе. За выходные клеммы четырехполюсника
примем точки а—б. Тогда емкости С+С0 и внутреннее сопротивление
четырехполюсника в точках а—б включаются последовательно
с напряжением эквивалентного генератора Va6 (фиг. 6.4,6).
Внутреннее сопротивление в точках а—б определяется при ко-
роткозамкнутом входе четырехполюсника.
На фиг. 6. 4, б параллельное соединение в точках а—б заменено
эквивалентным последовательным соединением из гэ, L и С + С0,
где гэ — сопротивление эквивалентного контура, которое можно
получить из формулы 1. 7
гэ = г' +
<L2
Ri
153

Умножим второй член этого выражения на — . Получим
2
12 „г , „Rile
rRi Ri
Окончательная эквивалентная схема резонансного усилителя
(фиг. 6. 4, в) представлена последовательным колебательным
контуром с параметрами L, С+С0 и гэ.
Определим полное активное сопротивление эквивалентного
последовательного контура с учетом формулы (6. 8)
'.='(>+Rt+t)+rRt
После упрощения получим
Избирательные свойства усилительного каскада и его полоса
пропускания характеризуются добротностью Q, эквивалентного
последовательного контура:
О ^^i — ^ .
Г9 / Rpe Roe , Rpe
\ Rg #вх Ri
<?.■ - Qfi — * (6Л0)
^£ Rbx Ri
Из формулы (6. 10) следует, что Q3<iQ. Уменьшение
добротности Q9 по сравнению с Q свидетельствует о том, что резонансная
кривая усилительного каскада имеет более тупую форму, чем
резонансная кривая включённого в усилитель контура.
Уравнение резонансной кривой усилителя представляется
известным выражением
где х — обобщенная расстройка, равная
/о
/о — частота принимаемой станции;
/ — частота мешающей станции;
п — число контуров (включая входной контур).
При расчетах часто пользуются величиной d=—,
показывающей ослабление сигнала мешающей станции при расстройке
на д/=/—-/0 от резонанса.
154

Из уравнения избирательности (5. 4) можно определить полосу
пропускания резонансного усилителя. В этом случае расстройке
Д/7=/—/о соответствует половина полосы пропускания, а
значению У — коэффициент частотных искажений М. После
необходимых алгебраических преобразований полоса пропускания
резонансного усилителя определится из выражения
_ (6.12)
При п=\ и коэффициенте частотных искажений М=0,707
значение полосы пропускания 2д/7=— соответствует полосе
Qa
одиночного колебательного контура.
Пример 6.2. Найти добротность Q9 эквивалентного последовательного
контура и избирательность каскада резонансного усилителя по данным
примера 6.1. Дополнительно известно, что Q = 60; /0 = 500 кгц; / = 510 кгц.
Решение
Находим
QB = ^ = °° =*53.
*<* Яое До, ^JO-.ii
Яе Явх Л, т 1000 т 450
Обобщенная расстройка
*-^*-**»-»...
1
Избирательность можно определить величиной d = —, тогда
rf=/r+^2=/1+2,12 =2,32.
Закон изменения усиления по диапазону.
Резонансный усилитель, входящий в состав радиовещательного или
связного приемника, должен перекрывать значительный диапазон
частот. Обычно диапазон частот состоит из ряда поддиапазонов.
Перестройка усилителя в пределах поддиапазона осуществляется
при помощи переменного конденсатора, а переход с одного
поддиапазона на другой производится переключением катушек индуктив-
ностей (фиг. 6. 5).
Усиление каскада в пределах поддиапазона с увеличением
частоты возрастает вследствие увеличения резонансного
сопротивления контура
Зависимость коэффициента усиления от частоты по всему
диапазону представлена на фиг. 6. 6.
155

При переключении поддиапазонов в сторону более высоких
частот индуктивность контура уменьшается и одновременно с ней
падает характеристика р контура. При
этом уменьшается сопротивление Roe и в
результате коэффициент усиления
каскада понижается.
Кп
[дпиииые\ Средние [КороткиА
волны
Фиг. 6. 5. Схема
переключения катушек
индуктивностей.
Фиг. 6.6. Изменение усиления по
диапазону в каскаде с полным
включением контура.
Пример 6.3. Определить коэффициент усиления каскада резонансного
усилителя на лампе 1К1П в крайних точках диапазона по следующим данным,
диапазон 520—1500 кгц; индуктивность контура L = 167 мкгн\ добротность
Q=40.
Решение
Находим резонансное сопротивление контура
а) при /mjn = 520 кгц
До* minepQ = 2*. 167-10-6.520-103-40ss 22 ком>
б) при /max = 15C0 кгц
RQe тах = 2*. 167-1500-103-40^63 ком.
Находим коэффициент усиления. Для лампы 1КШ крутизна 5 = 0,75 ма\в
а) при/т1п /<omin = S/?0*min = 0>75.22 = 16,5;
б) при /тах Котах = SR0e тах = 0,75-63 = 47.
Схемы усилительных каскадов с трансформаторным
и автотрансформаторным включением контура в анодную цепь
Ввиду общности основных свойств целесообразно
рассматривать схемы одновременно. В схеме с трансформаторным
включением (фиг. 6. 7, а) переменная составляющая анодного тока /а,
протекая по катушке La, наводит в катушке контура L э. д. с.
взаимоиндукции, частота которой совпадает с частотой подводимого ко
входу сигнала. Наибольший ток в контуре и наибольшее
напряжение на выходе каскада возникают при настройке контура на
частоту сигнала.
В конструктивном отношении схема фиг. 6. 7, а характеризуется
наличием катушки связи La, расположенной на одном каркасе с
катушкой L, и отсутствием ряда элементов, специфических для
схемы с полным включением контура. Колебательный контур не
156

находится под напряжением источника анодного питания, поэтому
необходимость в блокировочном конденсаторе С3 и разделительном
конденсаторе С8 отпадает. Смещение на сетку последующей
лампы подается через
катушку L, вследствие чего
сопротивление Rg утечки
сетки становится излишним.
Схема каскада с
автотрансформаторным
включением (фиг. 6. 7, б) по
своему действию ничем не
отличается от
рассмотренной схемы с полным
включением (см. фиг. 6. 1).
Единственной
особенностью этой схемы
является неполное включение
контура со стороны анода
лампы.
Фиг. 6.7. Схемы резонансных
усилителей.
а—с трансформаторным, б—с
автотрансформаторным включением
контура в анодную цепь
Усилительные свойства каскадов с
автотрансформаторным и трансфо рм аторным включен ием. В
автотрансформаторной схеме (см. фиг. 6.7, б) анодная цепь лампы
нагружена контуром второго вида, сопротивление которого
/?о* п = Roep2, гдер—параметр связи, определяемый в курсе основ
радиотехники отношением индуктивностей катушек Z,a и L:
В этом случае напряжение на зажимах нагрузки (между
точками о—а)
Воспользуемся выражением (1.5), полагая Za=R'0ell:
/ = ^
#/ + #0* II
Принимая во внимание,
Я/>#^п» получим
что при использовании пентодов
U-sur
157

После подстановки значения /а в выражение для Uoa получим:
Uoa = SUgR'0ep\
Выходное напряжение, снимаемое между точками о—б,
превышает напряжение Uoa на величину
L& р
Следовательно,
р
Отсюда коэффициент усиления каскада с автотрансформаторным
включением
K0 = ^=SR'0ep. (6.13)
Ug
В трансформаторной схеме (см. фиг. 6. 7, а) усиление каскада
зависит не только от параметров лампы и колебательного контура,
но и от степени связи контура с анодной цепью лампы. При
некотором значении связи, называемом оптимальным, усиление достигает
наибольшего значения, величина которого может превысить
усиление каскада с полным включением контура. Однако оптимальная
связь используется редко. Оценка степени связи лампы с контуром
м
производится через величину параметра связи р = —.
Можно показать, что коэффициент усиления каскада с
трансформаторным включением контура определяется формулой (6. 13).
При р=1 эта формула переходит в формулу коэффициента
усиления каскада с полным включением контура
f<o=SR'0e.
Для схемы с трансформаторным включением
^=^-- (6-14)
Кое
R
+ 1
вх
При автотрансформаторном включении остается справедливой
формула (6.5).
Избирательные свойства рассматриваемых схем
зависят от добротности эквивалентного контура, которую легко
определить из формулы (6. 10). При слабой связи между контуром и
лампой и большом значении R% в знаменателе формулы можно пре-
п
небречь членом — . Тогда добротность эквивалентного контура
Я/
для схемы с трансформаторной связью будет равна
о,—V- • (6Л5)
1+-^
R
вх
158

Для схемы с автотрансформаторной связью
Q
Q£
R
Ое
1 + -1Г- +
Roe
(6.16)
R
g
R
вх
Л7/7//А/ 00/7W>/ I ООПНЫ
f
Фиг. 6.8. Закон изменения
усиления по диапазону в каскадах
с трансформаторным и
автотрансформаторным включением кон-
тура.ч
Следует отметить, что при неполной связи контура с лампой
резонансная кривая усилителя стано- ,
вится более острой вследствие повы- 0\Длимь/е\с%едние\Щ№
шения эквивалентной добротности
контура, вызванной уменьшением
реакции лампы на контур.
Закон изменения
усиления по диапазону.
Коэффициент усиления внутри поддиапазона
возрастает с увеличением частоты по
тем же причинам, что и в схеме с пол*
ным включением контура.
Зависимость коэффициента
усиления по всему диапазону имеет вид,
показанный на фиг. 6. 8. Такая
зависимость получается путем выбора
различных значений параметра связи р для каждого
поддиапазона.
Схема усилительного каскада с параллельным питанием
Название схемы (фиг. 6. 9) обусловлено параллельным
соединением источника анодного питания, лампы и колебательного
контура. В ранее рассмотренных
схемах с последовательным
питанием эти элементы
были включены
последовательно.
Питание анодной цепи
осуществляется через
дроссель высокой частоты L^,
индуктивное сопротивление
КОТОРОГО G)LAp ДЛЯ ТОКОВ
ВЫСОКОЙ частоты велико.
Переменная составляющая
анодного тока проходит через
разделительный конденсатор
Ср и создает на цонтуре
напряжение, которое
подводится непосредственно к сетке последующего каскада. Необходимость
в сопротивлении утечки сетки Rg в этой схеме отпадает.
Свойства схемы с параллельным питанием мало отличаются от
свойств схемы с полным включением контура в анодную цепь.
Схемы с параллельным питанием в основном применяются в
усилителях сверхвысоких частот.
Фиг. 6.9. Схема каскада резонансного
усилителя с параллельным питанием.
159

§ 31. ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ УСИЛИТЕЛЬНОЙ ЛАМПЫ
На работу усилителя высокой частоты заметное влияние
оказывает входное сопротивление усилительной лампы последующего
каскада. Под входным сопротивлением ZBX понимают
сопротивление, которое оказывает входная цепь лампы переменному току:
-Ug
^ВХ V
(6.17)
g
Входное сопротивление ZBX слагается из двух составляющих:
активной RBX и реактивной Л^вх. Величина и характер входного
сопротивления находятся в непосредственной зависимости от сопро-
а
Фиг. 6.10. Схемы, поясняющие определение входного
сопротивления лампы.
тивления анодной цепи лампы. Нагрузкой анодной цепи является
колебательный контур, сопротивление которого при его точной
настройке в резонанс носит активный характер, а при неточной
настройке может приобретать как индуктивный, так и емкостный
характер.
Наибольший практический интерес представляют случаи, когда
нагрузка усилителя высокой частоты имеет активный и
индуктивный характеры.
На фиг. 6. 10 показаны: схема усилителя на триоде (а) и
эквивалентная ей схема (б), справедливая в основном для диапазонов
длинных, средних и, частично, коротких волн. На эквивалентной
схеме лампа представлена в виде генератора с э. д. с. \iUg и
внутренним сопротивлением Ri. Между анодом и катодом лампы
(точки а, к) включены емкости лампы Cs R и Сл#, связывающие
входную и выходную цепи лампы. Заметим, что наличие в цепи сетки
источника отрицательного смещения |^|>|f/g| свидетельствует
об отсутствии активного сеточного тока электронного характера;
входной ток в лампе возникает только вследствие наличия
междуэлектронных емкостей.
О характере входного сопротивления можно судить по
векторной диаграмме.
Построим векторную диаграмму для приведенной
эквивалентной схемы для случая активной нагрузки анодной цепи Z=R
(фиг. 6. 11).
160

Начнем построение диаграммы с вектора входного
напряжения Ug. Напряжение ^Ug в ц раз больше Ug и совпадает с ним
по фазе. Анодный ток/а проходит по двум активным
сопротивлениям Rt и R и совпадает по фазе pUg. Выходное напряжение
С/лк образуется на нагрузке R и находится в фазе с током /а.
к№
Фиг. 6.11. Векторная
диаграмма для
определения входного
сопротивления лампы при
активной нагрузке.
На эквивалентной схеме все элементы соединены в трех точках:
a, g, к. Напряжения между точками ри ак известны,
следовательно, неизвестное напряжение между точками ag определится
суммой двух известных
Емкостные токи Iag и IgK, протекающие соответственно через
емкости Cag и CgK> опережают напряжения Uagn Ug на 90°.
Сеточный ток fgJ как видно из эквивалентной схемы, является
суммой векторов
*ge *g к "Г * a g*
То обстоятельство, что сеточный ток Ig опережает входное
напряжение Ug на 90°, свидетельствует о емкостном характере
входного сопротивления. Активная составляющая сеточного тока,
как проекция вектора Ig на вектор Ugy равна нулю и,
следовательно, активное входное сопротивление /?вх = оо.
т
Фиг. 6.12. Векторная диаграмма для
определения входного сопротивления
лампы при индуктивной нагрузке.
1* Радиоприемные устройства.
161

Таким образом, входное сопротивление усилительной лампы при
активной нагрузке в диапазоне длинных, средних и, частично,
коротких волн характеризуется активной составляющей RBX, близкой
к бесконечности, и реактивной составляющей, определяющей собой
входную емкость лампы С^.
Для триода входную емкость можно определить по формуле
CB*=CgK+Cag(\ + r). (6.18)
При использовании пентодов
Рассмотренный случае активной нагрузки анодной цепи
является наиболее благоприятным для работы усилителя, так как
большое значение /?вх позволяет пренебрегать его шунтирующим
действием как при расчете усилительных, так и избирательных свойств
усилителя.
Векторная диаграмма для случая, когда нагрузка имеет
индуктивный характер Z=R+jX, приведена на фиг. 6.12. Здесь
исходным вектором по-прежнему является напряжение Ug,
причем вектор yUg совпадает с ним по фазе. Анодный ток,
обусловленный индуктивным характером анодной нагрузки, отстает
от yUg на угол <р
tg?=-
X
Ri + R
Напряжение на нагрузке UaK опережает ток /а на угол <|>
* 1 х
при этом tg<J>>tg<p, а следовательно, ty><p. Напряжение
Емкостные токи IgK и Iag соответственно опережают
напряжения Ug и Uag на 90°. Результирующий сеточный ток
Разложим вектор Ig по двум взаимно-перпендикулярным осям
на активную и реактивную составляющие Igr и Igx.
Реактивная составляющая сеточного тока Igx опережает
напряжение Ug на 90°. Эта составляющая имеет емкостный характер и
поэтому определяет входную емкость лампы Свх. Активная
составляющая тока Igr не совпадает по фазе с напряжением Ug, как это
имеет место в обычных электрических цепях, а наоборот, находится
с ним в противофазе. Такой случай возможен только в цепях,
содержащих электронные лампы и подобные им нелинейные элемен-
162

ты. Входное активное сопротивление /?вх является в этом случае
отрицательной величиной. Понятие отрицательное активное
сопротивление имеет определенный физический смысл. Если любое
положительное активное сопротивление характеризует необратимые
потери электрической энергии, выделяемой в виде тепла, то
отрицательное активное сопротивление следует рассматривать как
источник электрической энергии. Наличие отрицательного входного
сопротивления свидетельствует о появлении на входе лампы
притока энергии высокой частоты, которая черпается из анодной цепи
лампы через емкость Cag. Иначе говоря, при отрицательном
входном сопротивлении между сеточной и анодной цепями через
емкость Cag возникает положительная обратная связь,
обусловленная индуктивным характером анодной нагрузки. Такая обратная
связь является паразитной и может оказаться причиной
самовозбуждения усилителя.
§ 32. УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Вопроо об устойчивой работе усилителя высокой частоты
представляет не только большое теоретическое, но и первостепенное
практическое значение. Любая система, в том числе и
усилительная, является устойчивой, если она, будучи выведенной из
равновесия, после устранения отклоняющей силы возвращается в свое
исходное положение и, наоборот, система является неустойчивой,
если в последующие моменты после прекращения действия
внешнего толчка она будет отклоняться от положения равновесия.
Например, усилитель будет находиться в устойчивом состоянии, когда
в нем под воздействием случайного электрического толчка
возникает затухающий колебательный процесс, исчезающий после
прекращения действия толчка. Усилитель может оказаться в
неустойчивом состоянии при условии, когда затухающий колебательный
процесс переходит в незатухающий и в нем самопроизвольно
возникают автоколебания. В этом случае усилитель превращается
в автогенератор, или, как говорят, самовозбуждается. Следует
отметить, что самовозбуждение усилителей возникает вне
зависимости от того, имеется или отсутствует на его входе переменное
напряжение, которое должно быть усилено. Проявление
собственных колебаний в усилителе сопровождается появлением на выходе
приемника свистов, гудения, треска и других нежелательных
явлений. Причиной самовозбуждения усилителей является
возникновение в них паразитной положительной обратной связи.
Паразитная обратная связь в усилителях высокой частоты
возникает через емкость анод—сетка, а в многокаскадных
усилителях также и через общие источники питания. Наряду с этим
обратная связь между выходом и входом отдельных каскадов или
усилителя в целом может возникнуть через любые взаимодействия
емкостного или индуктивного характера. Такого рода воздействия
возникают между проводами, катушками и другими деталями,
входящими в усилитель. Предупредить подобного вида нежелательные
11*
163

обратные связи можно путем рационального расположения
элементов схемы, правильного монтажа, экранирования катушек и в
особенности проводов, подходящих к управляющей сетке лампы.
Обратная связь в усилителе через емкость анод—сетка
Рассмотрим упрощенную схему однокаскадного усилителя, в
цепь сетки которого включен контур предшествующего каскада,
имеющий такие же параметры, как анодный контур (фиг. 6.13).
Несмотря на идентичность
параметров, контуры могут
оказаться расстроенными из-за не.
одинакового влияния на них
входных и выходных емкостей
ламп, в результате чего
нагрузка анодной цепи приобретает
индуктивный характер, входное
активное сопротивление лампы
становится отрицательным, а в
усилителе возникает
положительная обратная связь.
Для определения условий
устойчивости изобразим
усилитель эквивалентной схемой сеточной цепи (фиг. 6. 14, а). В этой
схеме лампа со стороны сетки представлена отрицательным входным
сопротивлением —/?вх, включенным параллельно контуру.
в
1
Фиг. 6.13. К вопросу о
самовозбуждении усилителей высокой частоты.
-г
вх
f
с z
г
[ZD-1
»..»■■ 11
1 *
г°
-fr
вх
е
а) 6)
Фиг. 6, 14. Эквивалентные схемы сеточной цепи лампы.
На фиг. 6. 14, б приведен другой вариант эквивалентной схемы,
в которой параллельно включенное отрицательное сопротивление
—RBX заменено эквивалентным ему последовательным
отрицательным сопротивлением —гвх. Отрицательное сопротивление,
включенное последовательно в цепи контура, действует как источник
колебаний высокой частоты, уменьшая потери энергии в контуре,
вследствие чего в колебательной системе при определенных условиях
может возникнуть самовозбуждение. Устойчивая работа усилителя,
исключающая возможность его самовозбуждения, достигается в том
164

случае, когда энергия, пополняющая потери в контуре, недостаточна
для возникновения незатухающего колебательного процесса. Для
получения устойчивой работы усилителя необходимо, чтобы
результирующее активное сопротивление контура было положительным.
Поэтому условие устойчивости можно записать в форме: |/i>|/w|.
т. е. активное сопротивление потерь г должно превышать вносимое
сопротивление гэХ по абсолютной величине.
Теория самовозбуждения и устойчивости резонансных
усилителей была разработана В. И. Сифоровым еще в 1931 г. Условие
устойчивости по Сифорову для любой многокаскадной схемы
усилителя можно записать в следующем виде:
mCagSR2Qep2< (0,18-1-0,32). (6 Л 9)
Это выражение справедливо для всех трех рассмотренных ранее
схем. В случае полного включения контура параметр р=1.
Умножая обе части выражения на 5 и учитывая, что произведение
S2Rlep2=Kl, получим
а)Са gKl < (0,18 -ь 0,32) S. (6.20)
Приведенное выражение показывает, что условие устойчивости
наиболее легко удовлетворяется на низких частотах, при малой
емкости Cagu при небольшой величине коэффициента усиления Ко-
Определим Ко из выражения (6. 20)
*o<l/(°'18'°'32)-. (6.21)
Правую часть этого выражения назовем коэффициентом
устойчивого усиления
Таким образом, коэффициент усиления каскада Ко любого
усилителя должен быть всегда меньше допустимого значения
устойчивого усиления, определяемого из формулы (6. 22). Формула (6. 22)
позволяет также решить вопрос о способе включения контура
в анодную цепь лампы. Если значение Ко для каскада с полным
включением контура превышает значение Ауст, то условие
устойчивости не удовлетворяется и в резонансном усилителе следует
использовать или схему с трансформаторным, или с
автотрансформаторным включением. При этом параметр р определится из
выражения
Р<^. (6.23)
Пример 6.4. Выбрать схему каскада резонансного усилителя на пентоде
6К1П, работающего на частоте/= 1500 кгц при использовании контура с
сопротивлением R0e = 80 ком.
165

Решение
Из справочника по радиолампам находим, что для пентода 6К1П Cag^
= 0,01 пф\ 5 = 1,85 ма\в.
Определяем коэффициент усиления
Kq = SR0e.
Полагая, что R0ezzR0et получим
Ко =1,85.10-3.80-103= 148.
Находим коэффициент устойчивого усиления
/S , Г 1,85-Ю-з
*ГГ°ш42У 6,28.1500^103.0,01.10-12 = 59'
К
Так как КуСт<К, то полное включение контура недопустимо. Параметр
связи р для трансформаторного или автотрансформаторного включения
находим из выражения
Куст 59
' = -^ = шГ0'4-
Обеспечение в усилителе наибольшего и в то же время
устойчивого усиления зависит, как видно из формулы (6.22), от отноше-
ния . Получение максимальной величины этого отношения
С a g
достигается при малой емкости Cagn большой крутизне 5. Этому
условию удовлетворяют пентоды высокой частоты, получившие
наибольшее распространение в усилителях высокой частоты.
В табл. 6. 1 приведены значения отношения — и КОэффИЦИ-
ента устойчивого усиления для наиболее употребительных
пентодов высокой частоты.
Таблица 6.1
Тип
лампы
6К1П
6КЗ
6К4
6К4П
1К1П
5
ма/в
1,85
2,0
4,7
4,4
0,75
5
Cag
а\в.ф
1,85-ЮП
6,7-ЮН
9,4-10"
12,5- ЮН
0,75-10П
Л уст :
150 кгц
185
353
420
486
| 118
-e.« j/.
1,5 Мгц
49
111
136
157
37
S
> ^а g
15 Мгц
15
35
42
48
12
Обратная связь в усилителе через общий источник питания
Обратная связь через общий источник питания, особенно в
многокаскадных схемах, является основной причиной
самовозбуждения усилителей как высокой, так и низкой частоты. Наибольшее
166

влияние на работу усилителя оказывает обратная связь через
общий источник анодного питания. На сверхвысоких частотах
обратная связь возникает и через общее питание накальных цепей ламп.
Элементом связи в этих случаях является внутреннее
сопротивление источника. Для уяснения процессов, порождающих
самовозбуждение, обратимся к схеме трехкаскадного резонансного
усилителя, показанной на фиг. 6. 15. Заметим, что излагаемые ниже
процессы остаются справедливыми и для усилителей низкой
частоты.
Фиг. 6.15. Паразитная обратная связь в многокаскадном резонансном
усилителе через общий источник анодного питания.
За начальный электрический толчок будем считать случайное
изменение напряжения на входе первого каскада. Полагаем, что
полярность этого мгновенного напряжения соответствует плюсу на
сетке. Учитывая, что электронная лампа поворачивает фазу
напряжения на 180°, и, принимая лампу за генератор переменного тока,
можно показать на схеме знаки мгновенных напряжений на
каждой лампе и направления переменных составляющих анодных токов
h> *2, h. Как показано на схеме, через внутреннее сопротивление
источника (батареи) R6 протекают токи всех трех ламп, причем
токи i\ и 1з имеют одно направление, а ток /2 — противоположное.
Принимая во внимание усиление каскадов, следует считать, что
h + h^>k. При этом мгновенное напряжение AU на сопротивлении
Re принимает знак, соответствующий направлению суммарного
тока.
Напряжение &U на сопротивлении R<$ имеет полярность,
согласную с напряжением на сопротивлении анодной нагрузки R0ei
первой лампы, и поэтому будет с ним суммироваться. Следовательно,
напряжение на сетке второй лампы возрастет, а в усилителе
возникнет положительная обратная связь, которая может вызвать
самовозбуждение.
167

При использовании двухкаскадного усилителя такие
благоприятные условия для появления положительной обратной связи
не возникают, что можно доказать подобными же рассуждениями.
В качестве меры для предотвращения самовозбуждения через
общий источник питания используются так называемые
развязывающие фильтры Г-образного типа, состоящие из сопротивлений
/?ф и емкостей Сф . Такие фильтры включаются в анодные цепи
многокаскадных усилителей в соответствии со схемой фиг. 6. 16.
l-^j
Фиг. 6.16. Многокаскадная схема резонансного усилителя с развязывающими
фильтрами.
Сопротивление R$ имеет значение в несколько тысяч ом, а значение
емкости в зависимости от частоты, на которой работает усилитель,
колеблется в пределах от десятых до сотых долей микрофарады.
§ 33. ПОЛОСОВЫЕ УСИЛИТЕЛИ
В отличие от резонансных полосовые усилители, как правило,
имеют фиксированную настройку, т. е. их колебательные контуры
не перестраиваются при эксплуатации радиоприемника. Полосовые
усилители широко используются в качестве усилителей
промежуточной частоты, применяемых в супергетеродинных приемниках.
Наиболее существенные в этой области труды по
теоретическому исследованию работы полосовых усилителей принадлежат
советским ученым. В 1936 г. В. И. Сифоров в своей книге «Полосовые
усилители» подробно исследовал все вопросы, связанные с их
работой.
Теория и расчет полосовых усилителей рассмотрены в книге
Н. И. Чистякова «Резонансные усилители и предварительные
селекторы», изданной в 1939 г., и в книге А. А. Колосова «Резонансные
системы и резонансные усилители», изданной в 1949 г.
168

В полосовом усилителе анодной нагрузкой лампы служит
полосовой фильтр. Разновидности схем усилительных каскадов с
полосовыми фильтрами определяются, с одной стороны, многообразием
схем полосовых фильтров, с другой стороны, способом включения
первого контура в анодную цепь лампы.
На фиг. 6. 17 приведена схема, применяемая в подавляющем
большинстве профессиональных и радиовещательных приемников.
В качестве полосового фильтра использована двухконтурная
связанная система с взаимоиндуктивной связью между контурами и
с полным включением первого контура в анодную цепь.
Усилительные свойства каскада полосового
усилителя можно определить из его эквивалентной схемы (фиг. 6. 18).
: 3
7,3
SL.
* с
1
И-^4-^-1 х :М \с
Фиг. 6.17. Схема усилительного каскада Фиг. 6.18. Эквивалентная схема кас-
с полосовым фильтром. када с полосовым фильтром.
Используя теорему об эквивалентном генераторе, преобразуем эту
схему в более простую (фиг. 6. 19, а). Э. д. с. эквивалентного
генератора Иаб определяется в точках а—б фиг. 6. 18 на конденсаторе
первого контура С при отключенной правой части схемы
иа6=1л
ш0С
=4р.
Ток в анодной цепи схемы в основном зависит от
внутреннего сопротивления лампы Rt. Так как /?/> — , т<>
После соответствующей подстановки получим
ua6=sug9.
(6.24)
Окончательный вид эквивалентной схемы после пересчета
сопротивления Rt в контур приведен на фиг, 6.19, tf. Эта схема
является схемой двухконтурной связанной системы. Принимая
во внимание, что вносимое в контур активное сопротивление
169

практически мало по сравнению с сопротивлением г,
оба контура связанной системы можно считать одинаковыми.
Введем понятие коэффициента передачи фильтра <2Ф, понимая
под этим отношение выходного напряжения на фильтре к его
входному напряжению
Pi
\\
<w
вых
г
IL
\г
С
гт
г-^
и.
а)
][
UQ6
Величину коэффициента
передачи фильтра можно
найти из схемы фиг. 6. 19, б.
Напряжение £/вых
снимается с емкости С
*/»,=■
С L
%L
\\г
Cj
—J
м 2
Li
6)
jbiC
Ток во втором контуре в
соответствии с общей
теорией связанных цепей
определяется по известной формуле
из курса основ радиотехники
<>иг. 6.19. Приведение эквивалентной
схемы каскада с полосовым фильтром к двух-
контурной связанной системе.
Учитывая, что
/2=-У
z2\zl +
"т
Ei = ua6, хт=*м, i2^i и z,=Zj=z,
получим
/=-у
<*миаб
Напряжение на выходе фильтра
<*MUa6
^вых=—У
(Z2 -f ©2^2) шС
Выразим сопротивление Z контура следующим образом:
z=r+K«L-^)=r
1+У
„L
(Д)С
-'[ч-^(^-?)]*'(,+л^)-'0+^-
170

Тогда
t/вых AT
Оф=
^fltf C[r4l+jx)* + t**M*] Z,
£_ Л*_ 1
~~" Cr2 £ o>2Af2
Коэффициент связи для одинаковых контуров
.мм
& = г =г-= .
yLxL2 I
Введем понятие о параметре связи tj, характеризующем связь меж-
ду контурами:
ыМ
Г
При малых расстройках ю^соо и, следовательно,
^_^ <bqM L
Тогда
г L х
%=-Q „ , .1, ,--Q
(1 + ;лг)2 + if ^ (ц«_Ла + 1) + _/2*
Переходя к модулю, найдем
<?ф=«тга^яз- (625>
Прил:«а — Q=0 получим резонансный коэффициент пере-
/о
дачи фильтра
0фо=3^р <626>
В соответствии с определением коэффициента передачи фильтра
выходное напряжение на фильтре при резонансе равно
Используя выражение (6. 24), получим
Коэффициент усиления каскада при резонансе
£ЛшхО ЯфоНаб
кп
ug ug
После замены значений Q^ и Наб их выражениями получим
171

Учитывая, что Qp=Roe, окончательно получим
*о-^ЯЬ- (6-27)
Из сравнения коэффициентов усиления каскада полосового уси^
лителя и каскада резонансного усилителя (формула 6. 4) видно, что
они отличаются множителем —-— . Наибольшее значение этого
множителя равно 0,5 при так называемой критической связи меж-
ду контурами (п = 1). Следовательно, при одинаковых лампах и
контурах коэффициент усиления каскада полосового усилителя ра^
вен половине коэффициента усиления каскада с одиночным
контуром. Это объясняется потерей энергии в первом контуре при
передаче ее от лампы к выходу второго контура. Правильнее про^
водить сравнение каскадов при одинаковых полосах пропускания и
лампах. В этом случае сопротивления контуров Roe для обеих схем
уже не будут одинаковыми. Как показывают расчеты, один каскад
по схеме с одиночным контуром дает превышение усиления по
сравнению с каскадом с полосовым фильтром не в 2 раза, а лишь
1,4 раза. При сравнении четырех каскадных усилителей с
одинаковыми полосами пропускания и лампами оказывается, что
полосовой усилитель обладает коэффициентом усиления примерно на 35%
большим, чем усилитель по схеме с одиночными контурами.
Избирательные свойства каскада полосового
усилителя согласно эквивалентной схеме фиг. 6. 19, б определяются
резонансной характеристикой двухконтурного полосового фильтра.
Уравнение резонансной кривой полосового фильтра в
относительном масштабе может быть определено отношением коэффициента
передачи фильтра С?ф к резонансному коэффициенту передачи Q ф0
[формулы (6.25) и (6. 26)]. Избирательность
ГЛ=-Л+1 (6.28)
<?Ф0 1/(7)2-^4-1)2 + 4^2 V
Резонансная кривая полосового фильтра, как известно из основ
радиотехники, представляет собой одногорбую или двугорбую
кривую. Для определения условий перехода кривой от одной формы
к другой необходимо найти значения обобщенной расстройки х,
при которых ордината кривой становится максимальной: У=Ущах.
Это осуществляется путем исследования подкоренного выражения
в формуле (6.28). Возьмем производную от подкоренного
выражения, считая значение г\ постоянным, и приравняем ее к нулю
rf[h2-*2+l)2 + 4*2] п.
dx
д [(7)2 + 1)2 - 2л:2 (т)2 + 1) + 4*2 + х*\ _ п.
dx
—4х (т!2-{-1) + 4х3 + 8л:-=0;
4х( — 7]2 + х2 + 1)=0.
172

Решение последнего уравнения дает три корня: первый
корень хг=О соответствует резонансу. При этом К=1; остальные
корни x2t3 = ± Vrf — 1 расположены симметрично относительно
точки резонанса и характеризуют максимум двугорбой кривой.
В зависимости от величины параметра связи т] корни имеют
вещественное или мнимое значения.
Рассмотрим три возможных случая связи:
L Критическая связь т)=1. Все корни ^i=x2=a:3=0. Имеется
только один максимум и кривая будет одногорбой.
2. Связь ниже критической tj<[1. Корни х2, *з мнимые. Кривая
также будет одногорбой, но максимум кривой расположен
ниже У=1.
3. т)>1. Все корни
вещественные и кривая имеет два горба.
Фиг. 6.20 иллюстрирует
рассмотренные случаи. При
увеличении т] полоса пропускания
расширяется и соотношение между
максимальной и минимальной
ординатами возрастает.
Значительный интерес
представляет сравнение
коэффициентов прямоугольности /(под для
одноконтурных и двухконтурных
систем. Для одноконтурной системы
Кпол = 10. Для двухконтурных си*
стем:при т]=0,5 /Спол=4,1; при т) = 1 tfn(U=3,2; при rimax Кп0Л=2,32.
При любой связи резонансная кривая двухконтурной системы
характеризуется лучшей прямоугольностью, чем одноконтурная
система. Наилучшая прямоугольность достигается при
максимальном значении т), однако такая связь вызывает углубление впадины
кривой и значительную неравномерность усиления в полосе
пропускания. Наивыгоднейшей связью между контурами является связь
критическая или близкая к ней. В некоторых профессиональных
радиоприемниках, к которым предъявляются особо жесткие
требования в отношении ослабления сигналов станций, близких к границам
полосы пропускания, в качестве нагрузки смесителя или первого
каскада УПЧ используют многоконтурные полосовые фильтры.
Разновидность такого фильтра, состоящего из четырех контуров,
показана на фиг. 6.21. Как видно, параметры каждого контура имеют
разные значения. На выходе фильтра включено активное
сопротивление R, равное характеристическому сопротивлению
фильтра.
Наряду с многоконтурными фильтрами в усилителях
промежуточной частоты для регулирования полосы пропускания могут быть
использованы кварцевые фильтры 1.
4 +Х
Фиг. 6.20. Обобщенные резонансные
кривые системы из двух связанных,
контуров.
1 Усилитель с кварцевым фильтром подробно описан в книге Н. М. Изюмо-
ва «Радиоприем».
173

Влияние изменения емкостей контуров на свойства усилителя
Постоянство настройки полосового усилителя обеспечивается
постоянством значений параметров контуров L и С. Для
сохранения заданной частоты настройки увеличение одного из параметров
требует соответствующего уменьшения другого параметра. При
увеличении емкости С и уменьшении индуктивности L контура его
Фиг. 6.21. Схема многоконтурного фильтра.
резонансное сопротивление Roe снижается, коэффициент усиления
уменьшается и, следовательно, устойчивость каскада повышается.
Наоборот, уменьшение емкости сопровождается увеличением
коэффициента усиления и понижением устойчивости усилителя.
Vt~Tc i
т- -г
I I
\ -А.
Фиг. 6.22. К вопросу определения емкости
контуров полосового фильтра.
Полные емкости контуров Сх и С2 согласно фиг. 6. 22
определяются
с2=ск2+свх+с:<)' (6-29)
где Ск1, Ск2 —постоянные емкости;
Свых —выходная емкость лампы;
Свх —входная емкость последующей лампы;
С'м> £[, — емкости монтажа левой и правой частей схемы
фиг. 6.22.
Известно, что значения емкостей Свых и Свх различных
экземпляров ламп могут отличаться от их значений, указанных в
паспорте лампы. При малых емкостях контуров Сх и С2 может
произойти деформация резонансной кривой усилителя, вызванная
заменой ламп. Изменение значений Свых и Свх при замене ламп
изменит полные емкости контуров Сх и С2, резонансные частоты
174

контуров в усилителе изменятся и произойдет взаимная
расстройка отдельных каскадов. Относительное изменение емкостей
АС АС
-— и ——, вызванное заменой ламп, отражается на относительном
А/
изменении — только при малых значениях полных емкостей
/о
Сх и С2. При малых значениях емкостей Сг и С2 коэффициент
усиления повышается, устойчивость каскада уменьшается, а
форма резонансной кривой перестает быть постоянной.
Для определения величины емкости контура, при которой
получается максимально устойчивое усиление, воспользуемся условием
устойчивости работы каскада (формула 6. 19).
Примем
а,0СаЛ=0,25.
Резонансное сопротивление контура равно
Подставив это значение Roe в приведенное выше выражение,
получим
■А •*(£)'<**
где
Решая последнее выражение относительно С, получим
C>2Ql/^. (6.30)
Как показывают исследования, при выборе значений емкости из
выражения (6. 30) условие устойчивости формы резонансной
кривой для диапазонов длинных, средних и коротких волн
выполняется.
На форму резонансной кривой полосового усилителя влияют
также значения добротности контуров. Контур полосового фильтра,
включенный в цепь анода, подвергается шунтирующему действию
внутреннего сопротивления лампы, при этом эквивалентная
добротность анодного контура уменьшается. При различных значениях
добротности контуров фильтра форма резонансной кривой
становится несимметричной. Допускаемое в расчетах изменение добротности
на 25% не создает значительной асимметрии резонансной кривой.
Это условие позволяет получить формулу для выбора емкости
контура с учетом шунтирующего действия лампы
/?о,<0|25/?/.
175

Заменим Roe его выражением
0 <0,25/?if
WqC
откуда
C>i^-. (6.31)
§ 34. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
В настоящем параграфе будет рассмотрен расчет диапазонного
резонансного усилителя и расчет полосового усилителя с
фиксированной настройкой.
Расчет диапазонного резонансного усилителя
Исходные данные
1. Поддиапазон частот /min —/max.
2. Необходимое усиление /Со-
3. Эквивалентная добротность контура Q9, значение которой
по диапазону принимаем постоянным.
4. Индуктивность контуров L.
5. Число каскадов п.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Способ включения контура в анодную цепь.
3- При трансформаторном или автотрансформаторном
включении контура следует найти параметр связи р и индуктивность
катушки La.
4. Минимальный коэффициент усиления /Comm.
Порядок расчета
1- Выбираем тип лампы и по характеристикам устанавливаем
режим ее работы.
2. Определяем резонансное сопротивление контура для крайних
точек поддиапазона
3. Выбираем схему включения контура в анодную цепь. Выбор
этой схемы производится обычно из условия устойчивости
),421 /*-
176

В отдельных случаях даже при удовлетворении условия
устойчивости можно производить трансформаторное или
автотрансформаторное включение контура, например, при необходимости
выравнивания коэффициента усиления на всех поддиапазонах.
4. Для схем с трансформаторным или автотрансформаторным
включением определяем параметр связи
. Куст
Р<
Ко
max
5. Определяем индуктивность анодной катушки.
а) при трансформаторном включении
Hi)'*
коэффициент связи задается в пределах £ = 0,4—0,6;
б) при автотрансформаторном включении
U=pL.
6- Определяем минимальный коэффициент усиления всего
усилителя
Если значение A'omin получается меньше заданного, то сле-
дует применить другой тип лампы с большим значением
о>Са g
и произвести соответствующий перерасчет.
Расчет полосового усилителя
Исходные данные
1. Частота настройки /о-
2. Полоса пропускания 2AF.
3. Коэффициент частотных искажений (уровень отсчета
полосы) М.
4. Коэффициент усиления Ко.
5. Избирательность задается величиной d = — при
расстройке А/.
6. Число пар контуров т (включая пару контуров в
преобразователе).
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Добротность контура фильтра Q.
3. Параметры контура С, L.
*2 Радиоприемные устройства. 177

4. Коэффициент связи между контурами k.
5. Коэффициент усиления/Со (для проверки).
6. Избирательность d (для проверки) при расстройке hf.
Порядок расчета
1. Выбираем тип лампы и по характеристикам устанавливаем
режим ее работы.
2. Определяем коэффициент частотных искажений на одну
пару контуров:
т
3. Определяем добротность контуров из условия обеспечения
полосы пропускания при помощи расчетного графика Сифорова
(фиг. 6.23).
Ч|1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1
о 1 J Jill,
м'т'т "i 1" 1 iiT "г Г
4 С\ 1 1 1 1 1 1 1
' \\\\\\\\\\\\\\\У
1 1 1 L 1 1 1^М
i ГГТ111!1111| ^[ У\
1ПI I I I I I Jr\ 1УП 1/Л
'и\ I I I I I I I I Ул \А\Л\у
\\\\\\\\Ул Y\Y\Y\
\\\\\\\Л И У] У] У
и Ул УлУл Ул
л с \л\У\КлУ\А\
^ \W\Y\ И/I Ли!
II I X /l/l V \ Y \ I
/Ил / / /
/ У Я / У
У Л У У
ill 1 1 \П9 АЯ П? &R QS\M
1 I ТТП/ ^ j ^ /^ 1
и \JC\a 1 И к
\ИШл[У\у\\
у\\алл\алИ\\
\Jf\jf\jf\jr\\s\\
л\Л\-)\\-Л\ yf
\л\л\л\л\ 1 1 1 i 1 1 1 1
| уК\л \л\ 1
L/T]/л [/[ 1
lyTj )f\ \ 11 [J 1
\\у(\ I I 1 1 I [ I 1 1 т г ii
0,5
hO
1,5 2,0
ZjS 3,0Xt=2££
Фиг 6.23. Расчетный график В. И. Сифорова для определения добротности
контуров фильтра.
Задаваясь значением параметра связи tj = 0,5—1,5, находим по
кривой, соответствующей коэффициенту М\ величину обобщенной
расстройки х\.
При полосе пропускания 2Д/7 = 6—7 кгц значение г) берут
близким к единице. Для более широкой полосы следует брать т]>1.
Находим
Q __ /р*1
178

Контур с полученным значением Q должен быть конструктивно
осуществимым. Величина Q редко превышает 100—150.
4, Проверяем возможность удовлетворения избирательности
при выбранном параметре г\
о \ т
\ ^ J ПРИ т, > 1; (6.32)
/1/(1-4+1)2)Ч4^\т
Н ,,+1—) "р»^1' <б-33>
где ^2=—^-Q, а А/—значение заданной расстройки (обычно
/о
10 кгц).
В случае если величина d получается меньше заданной, пара*
метр т) следует изменить и пересчитать Q.
5. Выбираем емкость контура фильтра из двух условий:
а) максимально устойчивого усиления [формула (6. 30)]
C>2Q
/c*gs
б) допустимого шунтирующего действия внутреннего
сопротивления лампы на контур [формула (6. 31)]
«Л/
Из полученных значений берется наибольшее.
6. Определяем индуктивность контура
2,53-ЮЮ
£ =
с/1
здесь L — выражена в микрогенри, С — в пикофарадах, /о — в
килогерцах.
7. Находим коэффициент связи между контурами
Q
8. Определяем коэффициент взаимоиндукции М,
характеризующий связь между контурами
9. Находим резонансное сопротивление контура
Следует учесть, что последний фильтр УПЧ шунтируется
детекторным каскадом и поэтому не рекомендуется, чтобы величина R0e
12* 179

^-превышала 100 ком. Если полученное значение /?ое>ЮО ком, то
следует произвести пересчет, начиная с п. 5, путем увеличения
емкости С контура.
10. Вычисляем коэффициент усиления
*.-и^р
Если полученное значение Ко окажется меньше заданного, то
следует взять лампу с большей крутизной и произвести необходимый
пересчет.
Пример 6.5. Рассчитать усилитель промежуточной частоты приемника
с батарейным питанием по следующим данным:/0 = 465 кгц\ /Со>1С()0; 2Д/Г=>
= 9 кгц; d = —>20 при А/= 10 кгц\ М = 0,76; т = 3.
Решение
1. Используем в усилителе пентод высокой частоты 1К1П. Параметры
пентода в типовом режиме: 5=0,75 ма/в; #/=750 ком; jx=570; Cag=--Q,Q\ пф.
2. Определяем коэффициент частотных искажений на один фильтр
т з
M'J = /Ж = /0/76 == 0,91.
j, 3. Задаемся значением ^=1,15 и по графику Сифорова (см. фиг. 6.23)
определяем хх = 1,2, а затем
fox, 465-1,2
Q~ 2\F ~ 9
4. Определяем избирательность.
Предварительно находим
2А/ Л 20-62 n ^
= (/(l-2,66»2+l,2.).+±2I6g.yaa 2>933 = 25
Результат соответствует заданию.
5. Выбираем емкость контура
О201 / ^=2Щ/ 0.0Ы0-».0,75.10-. _
J/ со0 J/ 6,28-465-ЮЗ ^'
4Q 4-62-10^
>о)/?/ ~ 6,28-465.103.750.103 ~~ П3 пф%
Принимаем С = 220 /г$.
6. Олределяем индуктивность контура
, 2,53107о 2,53-10!0
£ = —^— = — ——- = 533 мкгн.
С/1 220-4652
180

7. Находим коэффициент связи между контурами
^_ы»_0,0,8,
8. Определяем взаимоиндуктивность
M=zkL^ 0,0185-533 = 9,8 мкгн.
9. Находим резонансное сопротивление контура
*o.«j/£<?-l/
533-10-6
220-10-12
10. Вычисляем коэффициент усиления
62 = 97 ком.
/ т] \m~l /1,15 \2
*•-(*+! S**) =(т^ЦГ[0.75-10-з.97.10з) =392 = 1520.
Значение Ко превышает заданный условием коэффициент усиления,
следовательно, расчет произведен правильно.
§ 35. УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДАХ
Для усиления высокочастотных колебаний в радиоприемниках
наряду с электронными ^лампами все более широко применяются
полупроводниковые триоды, которые можно использовать как
в схеме резонансного, так и в схеме полосового усилителя.
Полупроводниковые триоды,
используемые в усилителях
высокой частоты, обычно
включаются по схемам с общей
базой и общим эмиттером.
Усилители на
полупроводниковых триодах отличаются
от ламповых усилителей
главным образом способом
связи между каскадами.
Низкое входное сопротивление
полупроводникового триода
оказывает сильное
шунтирующее действие на контур
предшествующего каскада,
вследствие чего резко падает
усиление и уменьшается избирательность каскада. Для
ослабления шунтирующего действия одного каскада на другой связь
между ними осуществляется по трансформаторной или
автотрансформаторной схеме.
На фиг. 6. 24 показана схема резонансного усилителя высокой
частоты с общей базой, в котором используются полное включение
контура в цепь коллектора и трансформаторная связь со входом
последующего каскада. При таком виде связи удается согласовать
сравнительно большое выходное сопротивление предыдущего
каскада с малым входным сопротивлением последующего и уменьшить
Фиг. б. 24. Схема резонансного усилителя
высокой частоты на полупроводниковом
триоде с трансформаторной связью со
входом последующего каскада.
181

таким образом влияние одного каскада на другой. Назначение
трансформаторной связи в такой схеме равноценно роли выходного
трансформатора в схемах усиления мощности низкой частоты.
Напряжение на эмиттер триода в схеме подается с цепи
автоматического смещения R\C\, включенной в цепь базы в
результате прохождения по сопротивлению R\ постоянной составляющей
тока коллектора. Цепь R2C2 выполняет роль развязывающего
фильтра. Кроме того, конденсатор Сг является разделительным,
что позволяет заземлять ротор переменного конденсатора. Цепь
/?зСз способствует повышению стабильности работы каскада. В рас-
0 -
# +
Фиг. 6. 25. Схема резонансного усилителя высокой частоты на
полупроводниковом триоде с неполным включением контура со стороны входа
и со стороны выхода.
смотренной схеме применяются полупроводниковые триоды как
точечные, так и плоскостные.
На фиг. 6. 25 приведена схема резонансного усилителя высокой
частоты с общим эмиттером. Связь между каскадами
осуществляется автотрансформаторным путем. Напряжение с части контура
первого каскада снимается через разделительный конденсатор Ср на
базу триода второго каскада. Постоянное напряжение на
электроды триодов подается с общего источника Ек: на коллектор через
контур, а на базу — через делитель, составленный из двух
сопротивлений /?ь/?2. Стабильность работы полупроводникового
усилителя в большой степени зависит от постоянства исходной рабочей
точки, положение которой при нагреве триода может изменяться.
Для стабилизации положения рабочей точки в схеме применена
отрицательная обратная связь по постоянному току,
осуществляемая при помощи сопротивления /?з, включенного в цепи эмиттера
триода. Схема такой обратной связи подобна обратной связи по
току в ламповых схемах.
Для устранения обратной связи по переменной составляющей
сопротивление R$ заблокировано емкостью конденсатора Сб. Если
температурные изменения вызывают смещение рабочей точки, то
на сопротивлении Rz создается напряжение обратной связи,
действие которого на базу триода возвращает рабочую точку в исходное
положение.
\82

Схему с общим эмиттером в усилителях высокой частоты можно
применять только с полупроводниковыми триодами плоскостного
типа; при использовании триодов точечного типа включение по этой
схеме вызовет положительную обратную связь и усилитель само-
Схемы полосовых усилителей приведены на фиг. 6. 26 Один из
усилителей выполнен по схеме с общей базой (а), а другой — по
схеме с общим эмиттером (б).
В обеих схемах использовано неполное включение первого
контура со стороны выхода триода и неполное включение со стороны
^ а)
в)
Фиг. 6.26. Схемы полосовых усилителей на
полупроводниковых триодах.
входа последующего триода. Неполное включение со стороны
выхода позволяет ослабить шунтирующее действие выходного
сопротивления триода на первый контур и таким образом повысить
избирательность усилителя. Неполное включение со стороны входа
преследует ту же цель, что и в схемах резонансного усиления, т. е.
уменьшает влияние малого входного сопротивления второго
триода.
В схеме а используется автотрансформаторная связь, а в
схеме б неполное включение обеспечивается емкостным делителем
напряжения, составленным из двух последовательно соединенных
конденсаторов второго контура. Следует отметить, что каждый из
упомянутых способов включений, при помощи которых
осуществляется неполная связь со входом последующего каскада, может
быть использован для обеих схем усилителей.
183

Из рассмотренных схем усилителей на плоскостных триодах
предпочтение следует отдать схеме с общим эмиттером, так как ее
входное сопротивление является наибольшим. Это объясняется тем,
что входной ток в схеме с общим эмиттером меньше, чем в схеме
с общей базой, так как он определяется разностью токов базы и
эмиттера.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Резонансные усилители используются для усиления
высокочастотных колебаний в определенном диапазоне частот.
2. Любая схема резонансного усилителя характеризуется
неравномерностью усиления по диапазону. Увеличение частоты внутри
поддиапазона сопровождается возрастанием коэффициента
усиления.
3. Для схемы с полным включением контура коэффициент
усиления при переходе от одного поддиапазона к другому изменяется
4. Применение схем с трансформаторным и
автотрансформаторным включением позволяет выравнивать коэффициенты
усиления по поддиапазонам.
5. Схема с полным включением контура обладает наибольшим
усилением.
6. Избирательность резонансного усилителя определяется
резонансными свойствами эквивалентного последовательного
контура.
Острота резонансной кривой усилителя зависит от
сопротивлений, шунтирующих контур. Наибольшему шунтированию контур
подвергается в схеме с полным включением.
7. Полосовые усилители применяются главным образом для
усиления колебаний промежуточной частоты в
супергетеродинных приемниках. В качестве анодной нагрузки в усилителях
обычно используются двухконтурные фильтры с полным включением
первого контура.
8. В усилителях высокой частоты из-за паразитных обратных
связей может возникнуть самовозбуждение.
9. При устойчивой работе усилителя исключается
возможность возникновения в нем автоколебательного процесса.
10. Условие устойчивости является одним из критериев
выбора способа включения контура в анодную цепь. Переход от
полного включения к неполному включению контура повышает
устойчивость и одновременно снижает усиление каскада.
11. В усилителях высокой частоты могут быть использованы
полупроводниковые триоды. В схеме с общей базой могут приме,
няться как точечные, так и плоскостные триоды; в схеме с общим
эмиттером — только плоскостные триоды.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каков принцип действия усилителя высокой частоты?
2. Какие существуют разновидности схем резонансных усилителей?
3. Каково различие между резонансным усилителем и усилителем с
полосовым фильтром?
184

4. В чем заключается отличие схем с последовательным и параллельным
питанием?
5. От *}его зависит и как изменяется коэффициент усиления внутри
поддиапазона и по диапазону?
6. От чего зависят избирательные свойства резонансного усилителя?
7. Как элементы схемы, включенные параллельно контуру, влияют на
свойства резонансного усилителя?
8. От чего зависит форма резонансной кривой усилителя с полосовыми
фильтрами?
9. Что называется устойчивостью усилителя?
10. Что такое обратная связь в усилителе и в какой форме она
проявляется?
11. Как влияет способ включения контура в анодную цепь на устойчивость
резонансного усилителя?
12. Для чего применяются развязывающие фильтры?
13. Возможно ли применение в схеме с общим эмиттером точечных
полупроводниковых триодов?
ЗАДАЧИ
6. 1. Определить коэффициент усиления однокаскадного резонансного
усилителя по следующим данным: лампа типа 6К4П; индуктивность контура L =
=2040 мкгн; емкость контура С=420 пф; добротность контура Q=40.
Ответ: /<"0 = 386 (шунтирующим действием RBX и Rg пренебрегаем).
6.2. Определить, при каком значении Rg коэффициент усиления по
данным задачи 6.1 уменьшится вдвое.
Ответ: Rg = 88 ком.
6.3. Найти величину ослабления сигнала мешающей станции
(избирательность) при расстройке Д/=10 кгц по данным задачи 6. 1.
Ответ: d=4,75.
6.4. Проверить, обеспечивается ли устойчивая работа каскада резонансного
усилителя для данных задачи 6. 1.
Ответ: /Суст = 454. Устойчивость обеспечивается.
6.5. Резонансный усилитель работает на пентоде 6К4 на частоте 6,4 Мгц,
сопротивление резонансного контура Roe=40 ком. Определить способ включения
контура в анодную цепь из условия устойчивости и, если потребуется, найти
параметр связи р.
Ответ: По условию устойчивости полное включение контура недопустимо
При неполном включении р=0,34.
6.6. Определить коэффициент усиления каскада с полосовым фильтром по
следующим данным: лампа типа 6К1П; /0 = 465 кгц; L = 350 мкгн. Добротность
контуров Q = 100. Связь между контурами критическая.
Ответ: /(«=95.
6. 7. Проверить устойчивость каскада с полосовым фильтром по данным
задачи 6.6.
Ответ: Условие устойчивости выполняется.
6.8. Определить ослабление сигнала мешающей станции при расстройке
Л/= 10 кгц по данным задачи 6. 6.
Ответ: d=9,25.

Глава VII
ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
§ 36. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ДЕТЕКТИРОВАНИИ
Детектированием называется процесс преобразования модули-
рованных колебаний высокой частоты в электрические колебания
низкой частоты. Элемент схемы приемника, в котором происходит
процесс детектирования, называется детектором.
В зависимости от вида модуляции принято различать
амплитудное, частотное, фазовое и другие виды детектирования.
Процесс детектирования любого вида основан на использовании
•свойств участка электрической цепи, обладающей нелинейной
вольтамперной характеристикой.
В настоящей главе будет рассмотрено только амплитудное
детектирование. Вопросы приема и детектирования
частотно-модулированных сигналов изложены в гл. XI.
W
Выход
О
Фиг. 7. 1. Блок-схема амплитудного детектора
На фиг. 7. 1 приведена блок-схема амплитудного детектора.
Если ко входу такого устройства подвести сигналы высокой
частоты, модулированные по амплитуде, то на выходе устройства
возникнут колебания низкой частоты.
Раньше в приемниках применялись главным образом ламповые
детекторы. Принцип действия ламповых детекторов основан на
использовании односторонней проводимости электронных ламп или
их нелинейных вольтамперных характеристик. Принято различать
следующие виды лампового детектирования: диодное, сеточное и
катодное.
186

В настоящее время (начиная с конца сороковых годов) в
схемах приемников получили широкое применение кристаллические,
или полупроводниковые диоды,
обладающие резко выраженной
односторонней проводимостью электри-
0-
а
вх
eh
-0
■о вых
-0
Фиг. 7.2. Схема диодного детектора и статическая
характеристика диода.
ческого тока. Сопротивление диодов для токов одного направления
значительно больше сопротивления для токов другого направления.
В современных приемниках
чаще всего применяется
диодное детектирование.
Принципиальная схема диодного
детектора и статическая
характеристика диода приведены на фиг. 7. 2.
Рассмотрим физические
процессы, возникающие в такой
схеме при поступлении на ее
вход сигналов высокой частоты.
Если на вход детектора
поступает напряжение высокой
частоты с постоянной амплитудой
u=U cos со/ (фиг. 7.3, а), то в
цепи диода возникнет
пульсирующий ток, величина
импульсов которого будет неизменной
во времени (фиг. 7.3,6).
Пульсирующий ток /, протекающий в цепи диода, можно
представить в виде суммы постоянной составляющей и ряда
переменных составляющих
1 = 1= + 1г cos o>t + I2cos 2ш£ + /3 cos3a>£+ . . .,
где /= — постоянная составляющая или среднее значение
выпрямленного тока;
/1 — амплитуда первой гармоники;
^2» 4 — амплитуды высших гармоник тока.
Среднее значение выпрямленного тока показано на фиг. 7. 3, б
прямой линией (/„ =А7).
При подаче на вход детектора модулированного напряжения
UBX высокой частоты (фиг. 7.4, а) в цепи детектора возникнет
пульсирующий ток 4, величина импульсов которого будет
изменяться во времени по закону изменения амплитуды подводимого
Фиг. 7.3. Диаграмма детектирования
немодулированных колебаний.
187

напряжения (фиг. 7.4,6). Среднее значение выпрямленного тока
/Ср в этом случае изменяется во времени по закону низкой частоты
(фиг. 7. 4, в). Такой электрический ток можно представить как
сумму постоянного тока и переменного тока низкой частоты.
Величина емкости конденсатора в схеме фиг. 7. 2 выбирается
с таким расчетом, чтобы сопротивление конденсатора С перемен-
"ш
т
г)
Фиг. 7.4. Диаграмма детектирования модулиро-
ванных колебаний.
ным токам высокой частоты было во много раз меньше величины
сопротивления нагрузки детектора /?„, а его сопротивление токам
низкой частоты значительно больше сопротивления /?„:
Если сопротивление конденсатора С для переменных токов
высокой частоты мало, то и величина напряжения высокой частоты на
зажимах нагрузки также будет мала. Постоянная составляющая
выпрямленного тока и ток низкой частоты, проходя через
сопротивление нагрузки /?„, создадут на нем пульсирующее напряжение,
величина которого будет изменяться во времени по закону низкой
частоты (фиг. 7. 4, г). Такое пульсирующее напряжение состоит из
188

постоянного напряжения и переменного напряжения низкой
частоты. Полученное на сопротивлении нагрузки напряжение низкой
частоты выделяется при помощи простого фильтра CgRs (фиг. 7. 5).
Сопротивление разделительного конденсатора Се для токов низкой
частоты значительно меньше сопротивления Rs, поэтому
напряжение низкой частоты на сопротивлении Rg по своему значению будет
мало отличаться от напряжения на сопротивлении нагрузки /?„. Па-
пряжение с Rg подается на вход усилителя низкой частоты для
последующего усиления. Электрические свойства детектора
принято оценивать следующими основными показателями: формой детек-
ВЫХ
Фиг. 7.5. Схема диодного детектора
с фильтром для выделения напряжения
низкой частоты
/
/
о
Фиг. 7.6. Детекторная
характеристика.
торной характеристики, коэффициентом передачи напряжения,
степенью частотных искажений, входным сопротивлением
детектора и коэффициентом фильтрации высокочастотного напряжения.
Детекторной характеристикой называется кривая зависимости
приращения тока А/ в цепи детектора от величины входного
напряжения UBX (фиг. 7.6). Нижний искривленный участок детекторной
характеристики соответствует относительно малым значениям
входного напряжения (до 0,3 в). При значениях входного
напряжения, превышающих 0,3—0,5 в, детекторная характеристика почти
линейна.
Коэффициентом передачи напряжения детектора называется
отношение
mU
где t/a — амплитуда напряжения низкой частоты на выходе
детектора;
пг — коэффициент модуляции;
{/ — амплитуда подводимого напряжения несущей частоты.
Чем больше значение коэффициента Ка, тем больше напряжение
низкой частоты на выходе детектора при неизменном значении
напряжения высокой частоты и глубины модуляции.
Степень частотных искажений оценивается частотной
характеристикой детектора, показывающей зависимость коэффициента
передачи /Cd от частоты F полезного сигнала, при постоянстве значе-
189

ний коэффициента модуляции т и амплитуды напряжения несущей
частоты U:
Kd^f{F). (7.2)
Здесь F — частота модулирующего сигнала.
Величина нелинейных искажений, возникающих при
детектировании, оценивается коэффициентом нелинейности:
Vv\ +u%
Т- ' '• (7-3)
Входным сопротивлением детектора называется величина,
равная отношению амплитуды входного напряжения к амплитуде
первой гармоники входного тока высокой частоты:
RaB,=~^- (7.4)
Jl
Знание величины входного сопротивления позволяет
оценивать шунтирующее действие детектора на колебательный контур.
С увеличением входного сопротивления шунтирующее действие
детектора уменьшается, что приводит к сохранению избирательности
контура, нагруженного детектором.
Коэффициентом фильтрации высокочастотного напряжения
называется отношение амплитуды напряжения высокой частоты на
выходе детектора к амплитуде напряжения той же частоты на
входе детектора.
Проникание напряжения высокой частоты в цепи усилителя
низкой частоты понижает устойчивость работы приемного
устройства. Поэтому, чем меньше коэффициент фильтрации, тем меньше
высокочастотное напряжение на выходе детектора и,
следовательно, на входе усилителя низкой частоты.
Квадратичное детектирование
При напряжениях на входе детектора, максимальная
амплитуда которых не превосходит 0,3 в, используется, как правило, только
нижний участок вольтампернои характеристики детектирующего
устройства. В пределах этого участка зависимость тока /,
протекающего через детектор, от величины приложенного к нему
напряжения в общем случае может быть выражена полиномом второй
степени
i=I0 + au + bu2. (7.5)
Можно показать, что при таком характере зависимости тока
детектора от приложенного напряжения приращение тока в цепи
190

детектора будет пропорционально квадрату амплитуды
приложенного напряжения
M=AU\ (7.6)
где А — коэффициент пропорциональности;
U — амплитуда приложенного напряжения.
Детекторы с подобной зависимостью приращения тока от
подводимого напряжения называются квадратичными.
Всякий реальный детектор, независимо от схемы, типа лампы
и т. д. при малых входных напряжениях является квадратичным.
Квадратичный детектор обладает рядом существенных
недостатков, ограничивающих область его использования. К недостаткам
относятся прежде всего сравнительно малая величина входного
сопротивления, значительные нелинейные искажения при
детектировании модулированных сигналов и зависимость коэффициента
передачи от амплитуды подводимых сигналов.
Величина входного сопротивления квадратичного детектора как
нагруженного, так и ненагруженного, определяется величиной
внутреннего сопротивления диода в рабочей точке
#BX = /?fpa6- (7.7)
Величина коэффициента нелинейных искажений при
квадратичном детектировании пропорциональна глубине модуляции
принимаемых сигналов
4
Величина коэффициента передачи квадратичного детектора, как
показывает подробный анализ его работы, пропорциональна
амплитуде приходящих сигналов
Kd=A'U. (7.9)
§ 37. ЛИНЕЙНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Детектирование немодулированных колебаний
Если минимальная амплитуда напряжения на входе детектора
превосходит 0,3 в, то зависимость приращения тока А/ в цепи
детектора можно выразить уравнением прямой линии, проходящей
через начало координат:
t/=*bU. (7.10)
Детекторы, в цепи которых наблюдается прямо пропорциональная
зависимость приращения тока от подводимого напряжения U,
называются линейными.
Определим основные электрические свойства линейного
детектора. При рассмотрении свойств детектора будем пользоваться не
реальной, а идеализированной характеристикой диода.
Идеализированная характеристика диода (фиг. 7. 7, б) изображается в виде
191

ломаной линии, горизонтальная часть которой совпадает с осью
напряжений, а наклонная часть — с прямолинейным участком
реальной характеристики диода. При отсутствии напряжения па
входе детектора (фиг. 7. 7, а) ток в его цепи равен нулю. С
поступлением на вход детектора напряжения высокой частоты в его цепи
возникают импульсы выпрямленного тока. Среднее значение
тока /ср, равное приращению тока А/, определяется как высота
прямоугольника с площадью, равной площади фигуры импульса, и
основанием, равным периоду колебания,
Выпрямленный ток /, проходя через сопротивление нагрузки,
вызывает на нем падение напряжения и0 = &/ЯИ} которое создает
6)
Фиг 7 7 Схема диодного детектора и идеализированная
характеристика диода
отрицательное смещение на аноде лампы. С возникновением на
аноде отрицательного смещения хмгновенное напряжение и между
анодом и катодом диода уменьшается до значения
u.= U cos at— #0= £/( coscof— —j.
Как видно из диаграммы фиг. 7. 8, можно считать, что
(7.11)
-^=cose,
и
где б — угол отсечки тока.
Углом отсечки 9 называется половина той части периода в
угловом измерении, в течение которой в анодной цепи диода протекает
ток.
Напишем уравнение (7. 11) в следующем виде:
tt = £/(cosco£--cosO).
Выразим мгновенное значение тока I в цепи детектора через
действующее на аноде напряжение // и крутизну S характеристики
диода
i = Stt = S£/(cosa>*--cose). (7. 12)
192

Среднее значение тока численно равно отношению площади
половины фигуры импульса тока к половине периода, выраженной
в угловых единицах,
/cp=J-pdK).
(7.13)
Фиг. 7.8. Диаграмма работы нагруженного линейного
детектора.
Подставляя в формулу (7. 13) мгновенное значение тока, получим
б
/ср = — fs£/(cosa>*—cos 6) rf (о>*) =
о
8
= — SU Г (COS o>* - COS 6) d (atf) =
0
в 8
= — SLf\{ COS utd (at)-COS 6 frf(»0|.
Lf 0 J
Отсюда
/cp = — (sin6-6cos9).
71
(7.14)
Таким образом приращение тока в цепи детектора зависит от
амплитуды подводимого напряжения U и угла отсечки 6 .
Выясним зависимость угла отсечки от параметров схемы
cose=i^,
но
к0=Д//?н=Ян — (sin 6-е cos 6).
71
13 Радиоприемные устройства.
193

Тогда
COs8=-^=tfH — (sin 6-8 cos 6) =
U ъ1]
Отсюда
или
«^ (sine-e cos6). (7.15)
sin 6 — 6 cos 8 _ к nRi
cos 0 """ /?H5 _ #„
W-^Ts-'f-- (7Л6)
Уравнение (7. 16) показывает, что угол отсечки в зависит
только от сопротивления нагрузки /?„ и крутизны 5 характеристики
диода и не зависит от амплитуды
подводимого напряжения U. Независимость угла
отсечки от величины подводимого
напряжения позволяет сделать важный вывод о
форме характеристики детектирования.
Величина приращения тока в цепи
линейного детектора прямо пропорциональна
величине амплитуды приложенного
напряжения.
Фиг. 7.9. Детекторные ха- Величина сопротивления нагрузки де-
рактеристики диодного де- тектора отразится лишь на наклоне детек-
тектора. торной характеристики. Чем больше
сопротивление нагрузки, тем меньше угол
наклона характеристики. Зависимость характеристики детектора от
величины сопротивления нагрузки показана на фиг. 7. 9.
Уравнения (7. 15) и (7. 16) позволяют определить коэффициент
передачи напряжения и его зависимость от сопротивления
нагрузки.
Как уже было указано выше, подведенное ко входу детектора
напряжение высокой частоты создает в его цепи выпрямленный
ток. При прохождении постоянной составляющей выпрямленного
тока через сопротивление нагрузки /?„ на этом сопротивлении
возникает напряжение и0.
Поэтому коэффициент передачи напряжения детектора будет
равен
*,= ^=cosO. (7.17)
Из формулы (7. 16) следует, что с возрастанием сопротивления
нагрузки /?„ угол отсечки в убывает. Сопротивление нагрузки
обычно в десятки и сотни раз превышает внутреннее сопротивление
детектора. Поэтому величина угла отсечки 9 не превышает 10—
20°. Косинус тако'го угла будет близок к единице. Следовательно, и
коэффициент передачи линейного детектора будет близок к
единице.
194

Уравнение (7. 16) можно решить только графическим путем.
Для облегчения расчета результатов детектирования строят
график зависимости tg в —в от угла отсечки б (фиг. 7. 7. 10).
Пользуясь уравнением (7. 16), находят разность tg 9—6 и по ее
значению определяют в, а затем и cos 6 г
Напряжение на выходе детектора рассчитывается по формуле
Выпрямленный ток
Определим зависимость входного сопротивления детектора от
сопротивления нагрузки. С возрастанием сопротивления нагрузки
увеличивается выпрямленное напряжение
и уменьшается угол отсечки б. Чем меньше
угол отсечки, тем меньше и амплитуда
первой гармоники пульсирующего тока Л в
цепи детектора. Таким образом, с
возрастанием сопротивления RH будет увеличиваться
и входное сопротивление детектора
R -U
м
Расчетную формулу для входного
сопротивления детектора можно вывести из
следующих соотношений.
Значительное превышение
сопротивления нагрузки детектора над величиной его
внутреннего сопротивления позволяет полагать, что подавляющая
часть подводимой к детектору мощности Р~ расходуется в
активном сопротивлении нагрузки.
Ц0-
0fl6
орц.
opz
'0
—
- .
Г "1
|
1 А
i /
/i |
. : i \
о
10
20 0
Фиг. 7. 10. График
функции tg в — e=/(0j.
Поэтому можно считать, что
■ = Л
о»
но
а
р —
Л п^,
^0 =
.41
Kf/2
'2/?dBX '
_ «о
4
Отсюда
2/?tfBX Ян
При значительном сопротивлении нагрузки напряжение на
выходе детектора приблизительно равно амплитуде подводимого
напряжения
13*
195

Поэтому расчетная формула для входного сопротивления
принимает следующий простой вид:
^bx==~^l- (7.18)
Формула (7. 18) справедлива лишь при детектировании
колебаний с частотами до нескольких мегагерц. При увеличении частоты
начинает заметно сказываться шунтирующее действие емкости
анод—катод диода. На ультравысоких частотах формула (7. 18)
практически уже неприменима.
Детектирование модулирование колебаний
Физические процессы, наблюдаемые в цепи линейного
детектора при детектировании модулированных колебаний, несколько от.
личаются от процессов детектирования колебаний с неизменной
амплитудой.
Фиг. 7.11. Диаграмма детектирования модулированных колебаний.
При детектировании немодулированных колебаний постоянное
напряжение, возникающее на сопротивлении нагрузки, смещает
рабочую точку влево от начала координат на величину и0.
При детектировании модулированных колебаний среднее
значение тока и, следовательно, падение напряжения на сопротивлении
нагрузки будет изменяться во времени по закону низкой частоты.
Положение рабочей точки будет зависеть от величины падения на.
пряжения на сопротивлении нагрузки в данный момент времени.
Поэтому осью развертки подводимых модулированных колебаний
будет не прямая, соответствующая напряжению Wo, а кривая линия,
являющаяся огибающей модулированных колебаний высокой
частоты.
196

Диаграммы токов и напряжений, действующих в цепи
детектора, показаны на фиг. 7. 11.
Для определения результатов детектирования модулированных
колебаний воспользуемся предыдущими выводами. Будем
полагать, что сопротивление конденсатора С (см. фиг. 7. 5)
Амплитуда модулированных колебаний, подводимых к
детектору,
Uu = U(\+mcosQt).
Подставим значение UM в формулу (7. 14):
/ср = — (sin6-6cos6)(l+/ncos2*) =
SU (sin б - 6 cos в) + — (sin 9 - 6 cos б) cos Qt. (7.19)
Я 7С
Первое слагаемое в правой части формулы (7. 19)
представляет собой постоянную составляющую выпрямленного тока.
Второе слагаемое — переменную составляющую тока низкой частоты
/21=^ (sin 6~6 cos 6).
В выпрямленном токе имеется только первая гармоника тока
низкой частоты. Отсутствие в цепи детектора тока второй
гармоники позволяет сделать вывод, что при линейном детектировании
нелинейные искажения, обусловленные током второй гармоники,
отсутствуют.
Определим величину амплитуды напряжения низкой частоты,
возникающего на сопротивлении нагрузки:
U 2 = Iq\Rh»
Подставляя значение /21, получим
U2=^(sinQ-Qcosb)mU.
По формуле (7.15)
Н«-(Sine-6 cos 6) = cos 6.
Тогда
UQ=mU cos 6. (7.20)
Из формулы (7. 20) следует, что коэффициент передачи
напряжения линейного детектора при детектировании модулированных
колебаний
/C,—^ = cose. (7.21)
mU
197

Формула (7.21) позволяет сделать вывод о независимости
коэффициента К* от амплитуды подводимого напряжения.
Величина коэффициента /G зависит от частоты модулирующих
сигналов- Эту зависимость можно объяснить тем, что
сопротивление нагрузки детектора токам низких частот можно считать равным
сопротивлению /?н только для ограниченной полосы частот, в
пределах которой выполняется условие
С повышением частоты модулирующих сигналов емкостное
сопротивление блокировочного конденсатора может оказаться
сравнимым с сопротивлением нагрузки.
Модуль полного сопротивления нагрузки детектора на верхних
частотах модулирующих сигналов становится меньше
сопротивления /?„:
Z=
R —С
№
/1 + (ЙвС/?„)2 •
Уменьшение полного сопротивления нагрузки на верхних
частотах полезного сигнала приводит к уменьшению напряжения U* и,
следовательно, к снижению величины коэффициента Ка.
Как показывает подробный анализ работы детектора, величину
частотных искажений в области верхних частот можно рассчитать
по формуле
MB=Vl+(QBCRer. (7.22)
п р
Здесь /?в = —— эквивалентное сопротивление.
Таким образом, линейный детектор обладает следующими
основными свойствами:
1. Величина приращения тока в цепи линейного детектора
прямо пропорциональна амплитуде подводимого напряжения, поэтому
детекторная характеристика имеет вид прямой линии.
2. Входное сопротивление линейного детектора зависит от
величины сопротивления нагрузки.
3. Коэффициент передачи напряжения линейного детектора не
зависит от амплитуды подводимого сигнала.
§ 38. СХЕМЫ ДИОДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Диодное детектирование является простейшим видом
детектирования и основано на использовании односторонней проводимости
тока диодом.
198

Различают две схемы диодного детектора: последовательную и
параллельную.
В схеме последовательного детектирования
источник переменного тока, диод и нагрузка детектора
соединяются последовательно (фиг. 7. 12).
В схеме параллельного детектирования источник
переменного тока, диод и нагрузка детектора соединяются
параллельно (фиг. 7. 13).
Схема последовательного детектирования применяется в том
случае, когда постоянная составляющая тока детектора может
замыкаться через источник переменного тока.
Фиг. 7. 12. Схема
последовательного
детектирования.
Фиг. 7.13. Схема параллельного детектирования.
Схема параллельного детектирования используется в тех
случаях, когда постоянная составляющая тока детектора не должна
проходить через источник переменного тока.
Эквивалентное входное сопротивление параллельного
детектора RdBx-э несколько меньше, чем у последовательного детектора,
поэтому он оказывает большее шунтирующее действие на
контур.
Эквивалентное входное сопротивление детектора, включенного
по параллельной схеме фиг. 7. 13, можно рассчитать по следующей
формуле:
р Rd вхЯн
*\rf вх.э
НО
Rd вх + ^н
п Ян
^вх 7Г •
(а)
(б)
Поэтому, подставляя формулу (б) в (а), получим
Г) _± =_/?
/ч/вх.э « о ^н'
— #н + Ян
(7.23)
199

т.
o<
Таким образом, эквивалентное входное сопротивление
параллельного детектора в 1,5 раза меньше входного сопротивления
последовательного детектора.
Для постоянной составляющей тока и переменной
составляющей низкой частоты диод и сопротивление нагрузки в
параллельной схеме детектирования, так же как и в последовательной схеме
фиг. 7. 12, оказываются соединенными последовательно. Поэтому
к схеме параллельного детектора можно применять все основные
соотношения, полученные при анализе работы схемы
последовательного детектора.
Одной из особенностей
параллельного детектора является
наличие на сопротивлении
нагрузки напряжения высокой
частоты, равного напряжению
на зажимах контура. Поэтому
на выходе детектора следует
применять фильтр нижних
частот, не пропускающий на
вход последующих каскадов
напряжения высокой частоты.
Основной схемой диодного
детектора в современных
приемниках является схема,
приведенная на фиг. 7. 14.
Сопротивление нагрузки /?„
детектора в таких схемах разделено
на сопротивления R\ и R2. Разделение сопротивления нагрузки
позволяет улучшить фильтрацию колебаний высокой частоты и
уменьшить нелинейные искажения, возникающие в цепи диодного
детектора.
Возникновение нелинейных искажений в диодном детекторе
связано с выбором сопротивления нагрузки /?„ и емкости
конденсатора С (фиг. 7. 12), а также сопротивления Rg утечки сетки
лампы усилителя низкой частоты.
Нелинейные искажения, связанные со значениями емкости С и
сопротивления Яи, проявляются лишь в области наиболее высоких
частот модулирующего сигнала. Если постоянная времени нагрузки
детектора сравнительно велика, то разряд конденсатора С через
сопротивление RH начинает отставать во времени от
изменения амплитуды колебаний высокой частоты, вызванных
модуляцией.
Изменение напряжения иср на выходе детектора происходит не
по огибающей кривой подводимого напряжения, а по
экспоненциальной кривой разряда конденсатора (фиг. 7. 15). Различие в
форме кривой огибающей и кривой изменения напряжения на нагрузке
является причиной нелинейных искажений.
В промежутке времени от t\ до t2 напряжение на
конденсаторе С оказывается больше любой из амплитуд подводимого напря-
к УНЧ *
Фиг. 7. 14. Схема диодного детектора.
200

жения, так как конденсатор не успевает разрядиться, поэтому диод
оказывается запертым.
Напряжение на нагрузке изменяется не по огибающей, а по
кривой АВ.
Чем больше коэффициент глубины модуляции и чем выше
частота модулирующего сигнала, тем значительнее будут нелинейные
искажения. Можно показать
что нелинейные искажения
подобного вида будут
отсутствовать, если выбранные
значения /?„ и С
удовлетворят следующему
неравенству:
ИнС < ^Н^. (7. 24)
rjtl
, Огибаюсцая
Тс^^ Экспонента
Фиг. 7. 15. Диаграмма работы детектора
при комплексной нагрузке.
Если сопротивление нагрузки /?„ выбрано, то искомая емкость
конденсатора С рассчитывается по формуле
с<
У\ — тЧ
UumRH
(7. 25}
В практических расчетах полагают, что на высших частотах
модулирующего сигнала коэффициент глубины модуляции т не
превышает 0,6—0,8.
Поэтому формулы (7. 24) и (7. 25) можно переписать в
следующем виде:
RuC<0_J+±5. (7-26)
с<
0,7 ч- 1,5
HBRU
(7.27)
Пример 7.1. Определить емкость блокировочного конденсатора С
детектора, сопротивление нагрузки которого /?н = 0,6 Мом> а наивысшая частота
модулирующего сигнала FB = 5000 гц.
По формуле (7.27)
Решение
1,5
= 80.10-12 # = 80 пф.
8В/?Н 6,28-5.103.0,6.106
Нелинейные искажения, обусловленные влиянием входной цепи
усилителя Унзкой частоты, могут возникать в том случае, когда
эквивалентное си-прсти^лгение нагрузки детектора для токов низкой
частоты
#н.» —
-л-
</?-
оказывается значительно меньше сопротивления RH. В этом случае
амплитуда переменной составляющей тока низкой частоты /sj
может оказаться больше, чем постоянная составляющая тока /«
(фиг. 7. 16) и нижний участок полуволны тока окажется
отсеченным, т. е. возникнет искажение формы сигнала.
201

с
Схема детектора, показанная на фиг. 7. 14, позволяет сохранить
достаточно большое общее сопротивление нагрузки детектора, а
следовательно, и его входное сопротивление и одновременно
уменьшить шунтирующее действие сопротивления утечки сетки.
*/
П,
Рс
-Фиг. 7.16. Диаграмма работы
диодного детектора, нагруженного на
сложную цепь.
Фиг. 7.17.
Эквивалентная схема нагрузки
диодного детектора.
Эквивалентная схема цепи
фиг. 7. 17.
нагрузки детектора показана на
Я„.э —#1 +
R*R
g
R2 + Rg
Сопротивление Rg шунтирует только сопротивление R2. При этом
значение Rg должно быть в 6—8 раз больше значения R2.
Полезное напряжение низкой частоты снимается с сопротивления R2.
X
i
Т
Фиг. 7. 18. Схема диодного детектора с использованием
двойного диод—триода.
Использование на выходе детектора только части напряжения
приводит к уменьшению коэффициента передачи напряжения
детектора. Поэтому сопротивление R\ составляет лишь некоторую часть
от сопротивления R2.
В современных радиоприемниках широко используются
комбинированные лампы типа диод—триод, двойной диод—триод, диод—
202

пентод и двойной диод—пентод. Диодная часть таких ламп обычно
используется для детектирования. Триодная или пентодная часть
используется для усиления полученных в результате
детектирования колебаний низкой частоты. Схема диодного детектора,
выполненная на двойном диод—триоде, приведена на фиг. 7. 18.
В заключение следует отметить, что в современных приемниках,
наряду с вакуумными диодами, находят широкое применение
полупроводниковые диоды. Анализ работы схемы с полупроводниковым
диодом и способы включения диода в схему детектора ничем не
отличаются от изложенных выше.
§ 39. РАСЧЕТ ДИОДНОГО ДЕТЕКТОРА
Как было указано выше, реальная характеристика диода имеет
квадратичный и линейный участки. Поэтому расчет результатов
детектирования будет зависеть от величины подводимого к
детектору напряжения. Строгий математический расчет возможен лишь
при подробном исследовании реальных характеристик диода. При
техническом расчете диодного детектора можно воспользоваться
опытными данными, полученными для типового диода. В табл. 7. 1
приведены данные результатов диодного детектирования для
диода 6X6 при сопротивлении нагрузки #н=0,5 Мом. Приведенные
данные могут быть использованы и для других типов диодов и /?„.
Таблица 7. /
Интенсивность сигнала
Слабый
Промежуточный
Средний
Сильный

Напряжение и
в
<0,1
0,1—0,5
0,5-2
2

Коэффициент
Kd
ъи
0,5-0,9
0,9—0,95
0,95
Общая последовательность расчета приведена ниже.
Исходные данные
L Величина эквивалентного сопротивления контура анодной
нагрузки усилителя промежуточной частоты Roe.
2. Диапазон частот модулирующего сигнала * min 'max*
3. Допустимые частотные искажения.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Элементы схемы и коэффициент передачи детектора.
Порядок расчета
1. Выбираем тип лампы. В радиоприемниках для
детектирования наиболее часто применяются лампы 6Х2П, 6Х6С, 6Г7С и 6Б8С.
203

При расчете элементов схемы будем придерживаться обозначений,
приведенных на схеме фиг. 7. 18.
2. Определяем величину входного сопротивления детектора.
Для сохранения симметричности резонансной кривой усилителя
промежуточной частоты необходимо, чтобы входное сопротивление
детектора незначительно шунтировало второй контур полосового
фильтра
RdBX>(S-^4)R0e.
3. Определяем общее сопротивление нагрузки детектора
R*=Ri+#2== 2/?rfBX.
4. Задаемся сопротивлением утечки последующего каскада
усилителя низкой частоты в пределах ^=(0,5—3) Мом и определяем
величину сопротивления R2'.
5. Находим сопротивление R\:
R\ssbRh""^
6. Находим величину емкости С из условия получения
допустимых нелинейных искажений:
г 1,5-1012
С = пфщ
о /? ^
7. Задаваясь величиной емкости С\ конденсатора фильтра
находим величину емкости конденсатора С2:
С2= C~Cl .
l—^—Y
Ui+#2/
8. Величину емкости разделительного конденсатора Cg
определяем из условия допустимых частотных искажений в области
нижних частот:
CS> ) о
'У^ 1/^2-1
9. Амплитуду напряжения несущей частоты UH определяем
исходя из следующих соображений. Для получения линейного
детектирования необходимо, чтобы наименьшее значение амплитуды
напряжения модулированных колебаний f/mln при наибольшем
значении коэффициента глубины модуляции было бы не менее 0,3—
0,5 в:
н~1-т
f/„ =
204

/^=0,9
Полагая ттах—0,9 и Umio=0,3e, получим
UH~3e.
10. Определяем величину коэффициента передачи напряжения
детектора. В соответствии с данными, приведенными в табл. 7. 1,
можно полагать, что /(<^0,9. Полезное напряжение низкой частоты
снимается с сопротивления R2, поэтому действительное значение К*
будет несколько меньше
*2_
Л."
Пример 7.2. Рассчитать диодный детектор при условиях:
/?o^ = 100^o^;'[/rmin~/7max= 100 — 5000 гц; Мн=1,02.
Решение
1. Выбираем лампу 6Х2П и используем один диод. Рассчитываем элементы
схемы фиг. 7.14.
2. Определяем необходимую величину входного сопротивления детектора
Rd вх = 4#0е = 4-100 = 400 ком.
3. Находим общее сопротивление нагрузки детектора
RH = 2Rd вх = 2-400 = 800 ком.
4. Выбираем величину сопротивления утечки сетки Rg = 3 Mom и
определяем сопротивление R2:
#е 3
#2 = — =—=0,5 Моя
6-f8 б
5. Находим сопротивление Rx\
Rl==:RH — R2=: 800 — 500 = 300 ком.
6. Определяем емкость С:
С- 1'5'1012 ■ ^^ = 60 пф.
QBRti 6,28.5000-0,8.106 ^
7. Задаемся величиной емкости Cf.
d = 40 пф
и определяем емкость С2:
C9-Ci 60 — 40
С9 = — = = 50 пф.
\rJ \0,8/
8. Находим емкость разделительного конденсатора Cg:
Cr%H/??/if3T= 6,28-100.3.lce/i^-i ~2,7'10-9^
Принимаем С^ = 3000 лдб.
205

9. Определяем необходимую амплитуду подводимых к детектору сигналов
tfmin = 0,3 в, mmax = 0,9;
tfmin 0,3
tfH =
= 3e.
1— "*max 1 — 0,9
10. Находим коэффициент передачи напряжения детектора
*',-0.9-£ =0,9^ = 0,565.
Фиг 7. 19. Схема анодного детектора.
§ 40. АНОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Анодное детектирование основано на использовании
нелинейности сеточной характеристики анодного тока k—f{eg).
Схема анодного детектора показана на фиг. 7. 19. На
управляющую сетку лампы одновременно с детектируемым
модулированным напряжением подается отрицательное напряжение
смещения Eg, значение которого выбирается таким образом, чтобы
исходная рабочая точка
оказалась на нижнем нелинейном
участке сеточной
характеристики анодного тока лампы
(фиг. 7.20). При таком
положении рабочей точки
положительным полупериодам
подводимого к сетке переменного
напряжения будет соответствовать
область характеристики с
большей крутизной и,
следовательно, более значительное
изменение анодного тока. Отрицательным же полупериодам подводимого
переменного напряжения соответствует область характеристики
с малой крутизной и, следовательно, менее значительные изменения
анодного тока. Вследствие этого переменное напряжение,
подведенное к сетке лампы, вызовет увеличение среднего значения тока,
протекающего в анодной цепи.
Если амплитуда входного напряжения изменяется во времени
по закону низкой частоты, то и приращение анодного тока будет
изменяться во времени по закону низкой частоты.
Высокочастотная составляющая анодного тока через кодденса-
тор С, шунтирующий анодную нагрузку, отводится на катод (см.
фиг. 7. 19). Переменная составляющая тока низкой частоты,
проходя через сопротивление анодной нагрузки /?а, создает на нем
напряжение, изменяющееся во времени с низкой частотой. Это
напряжение через разделительный конденсатор Cg подается на вход
последующих каскадов усиления низкой частоты. Коэффициент
передачи напряжения анодного детектора значительно больше
коэффициента передачи при диодном детектировании, так как в
анодной цепи помимо детектирования колебаний происходит одновре-
венно и их усиление.
206

Входное сопротивление анодного детектора зависит от
соотношения величин напряжения смещения и максимальной амплитуды
модулированного напряжения на входе. Если \Eg\^>Umax, то
мгновенное напряжение на сетке в любой момент времени
отрицательно. Сеточные токи при таком режиме отсутствуют. Поэтому
входное сопротивление анодного детектора очень велико. Величина
входного сопротивления в таком режиме определяется лишь
диэлектрическими потерями в лампе и в монтажной схеме.
Фиг. 7.20. Диаграмма работы анодного детектора.
Для расчета анодного детектора можно использовать формулы,
полученные при анализе работы диодного детектора, при условии
замены в них значения напряжений в \х раз большей величиной.
§ 41. КАТОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Катодное детектирование является одной из разновидностей
анодного детектирования и отличается от него тем, что
сопротивление нагрузки включается в катодную цепь.
Схема катодного детектора приведена на фиг. 7. 21, а. Величина
сопротивления нагрузки детектора R\ выбирается таким образом,
чтобы рабочая точка лампы сместилась на нелинейный участок
характеристики. Сопротивление конденсатора С\ для токов высокой
частоты должно быть значительно меньше величины
сопротивления R\. Напряжение низкой частоты, возникающее на
сопротивлении R\, подается обратно в цепь сетки. Фаза этого напряжения
сдвинута на 180° относительно фазы огибающей модулированных
колебаний. Такая обратная связь называется отрицательной.
Поэтому коэффициент передачи напряжения катодного детектора
значительно меньше анодного.
207

Входное сопротивление катодного детектора может быть таким
же, как и при анодном детектировании. Сопротивление R2 и
конденсатор С2 образуют фильтр, при помощи которого
отфильтровывается высокочастотная составляющая напряжения, возникающая
на сопротивлении нагрузки катодного детектора.
Для работы катодного детектора характерны некоторые
особенности, отличающие его от других схем детектирования. Выходное
напряжение, снимаемое с нагрузки детектора, имеет
положительную относительно корпуса устройства полярность. Фаза этого
напряжения совпадает с фазой огибающей модулированного сигнала.
Фиг. 7.21. Схема катодного детектора.
Сопротивление нагрузки катодного детектора, а следовательно,
и его выходное сопротивление значительно меньше, чем у диодного
детектора. Уменьшение сопротивления нагрузки позволяет в
значительной мере устранить нелинейные искажения, вызываемые
входными элементами CgRg последующего каскада усиления
низкой частоты.
В схеме катодного детектора возникает положительная
обратная связь по высокой частоте, позволяющая компенсировать
потери в контуре, вызываемые шунтирующим действием входного
сопротивления.
На фиг. 7.21,6 приведена эквивалентная схема катодного
детектора по высокой частоте. Эта схема мало отличается от обычной
трехточечной схемы автогенератора с емкостной связью. Путем
подбора значения емкости С\ схему можно довести почти до
состояния генерации, а входное сопротивление до значения, близкого
к бесконечности.
В отличие от диодного детектора катодный детектор боится
перегрузок. При увеличении амплитуды приходящих сигналов могут
возникнуть сеточные токи, что неизбежно приведет к резкому
уменьшению входного сопротивления.
208

§ 42. СЕТОЧНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Сеточное детектирование основано на использовании
нелинейности характеристики сеточного тока.
Схема сеточного детектора приведена на фиг. 7.22. При
сеточном детектировании в одной лампе происходят и процесс
детектирования и усиление сигналов низкой частоты. Детектирование
сигналов производится в сеточной цепи.
Катод—сетка лампы используется в качестве диода.
Сопротивление Rg выполняет роль нагрузки детектора. Конденсатор Cg
является блокировочным конденсатором, шунтирующим
сопротивление нагрузки Rs по высокой частоте.
Фиг. 7.22. Схема сеточного детектора.
При подведении к зажимам сетка—катод лампы немодулиро-
ванного напряжения высокой частоты в цепи сетки возникает
пульсирующий ток.
Постоянная составляющая сеточного тока Igmm, проходя через
сопротивление Rg, создает на нем постоянное напряжение,
полярность которого указана на фиг. 7. 22. Правый зажим
сопротивления Rg соединен с сеткой лампы. Левый зажим того же
сопротивления соединен через катушку контура с катодом лампы. Поэтому
возникновение на сопротивлении Rg постоянного отрицательного
относительно катода напряжения вызовет уменьшение среднего
значения анодного тока лампы.
Если к зажиму сетка—катод с контура поступает
модулированное напряжение высокой частоты, то среднее значение сеточного
тока будет изменяться во времени по закону огибающей
модулированных колебаний. Через сопротивление Rg в этом случае
проходит не только постоянная составляющая сеточного тока, но и
переменная составляющая низкой частоты. Переменная
составляющая низкой частоты, проходя через сопротивление Rg, создает на
нем, как на нагрузке в схеме диодного детектора, напряжение
низкой частоты. Это напряжение также оказывается приложенным
к зажимам сетка—катод.
Изменение во времени потенциала сетки по закону низкой
частоты вызовет в анодной цепи лампы низкочастотную переменную
составляющую, которая, проходя через сопротивление анодной
нагрузки R& создает на нем усиленное напряжение низкой частоты.
14 Радиоприемные устройства.
209

Кривые напряжений и токов, действующих в цепях сеточного
детектора, приведены на фиг. 7.23. Диаграмма а —
модулированное напряжение высокой частоты, поступающее на вход сеточного
детектора; б — мгновенное значение сеточного тока и его среднее
Фиг. 7 23. Диаграммы работы сеточного детектора.
значение (утолщенная кривая); в — изменение падения
напряжения на сопротивлении Rg. Кривая этого напряжения служит осью
развертки подводимого модулированного напряжения; г —
изменение анодного тока; д — падение напряжения на сопротивлении
анодной нагрузки. Последняя диаграмма справедлива лишь при
достаточно высокой фильтрации высокочастотной составляющей
анодного тока.
210

Усиление принимаемых сигналов в сеточном детекторе
оказывается заметно большим, чем в анодном детекторе. Объясняется
это тем, что при сеточном детектировании рабочая точка находится
в линейной области сеточной характеристики анодного тока 4=
=f(es) с наиболее высоким значением крутизны. В случае
анодного детектирования рабочая точка выбирается на нижнем участке
характеристики с меньшим значением крутизны. Вследствие этого
сеточный детектор обладает наиболее высокой по сравнению с
другими видами детекторов чувствительностью.
Следует указать и на существенные недостатки сеточного
детектора, а именно: возникновение нелинейных искажений как при
детектировании слабых сигналов, когда используется квадратичный
участок характеристики сеточного тока, так и при детектировании
сильных сигналов. Искажения, наблюдаемые в последнем случае,
связаны с возрастанием отрицательного напряжения на
сопротивлении Rg и перемещением рабочей точки в область криволинейного-
участка характеристики анодного тока. Если отрицательное
смещение окажется достаточно большим, то рабочая точка может
переместиться на сгиб анодной характеристики. В этом случае
в анодной цепи возникнет встречное анодное детектирование,
снижающее эффект сеточного детектирования. Сеточный детектор
находил широкое применение в приемниках прямого усиления,
выпускавшихся промышленностью в 20—30-х годах. В настоящее
время сеточный детектор применяется редко.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Детектирование является процессом, необходимым в любом
радиоприемном устройстве для воспроизведения полезных
сигналов низкой частоты.
2. Детектирование может быть осуществлено лишь при
помощи электрической цепи с нелинейной вольтамперной
характеристикой.
3. Для детектирования можно использовать диоды, триоды,
пентоды, комбинированные лампы и кристаллические детекторы.
4. Электрические свойства детектора зависят от формы его
вольтамперной характеристики.
5- В зависимости от формы вольтамперной характеристики
детектора и величины амплитуды подводимых напряжений принято
различать квадратичное и линейное детектирование.
6. Квадратичный детектор вызывает значительные нелинейные
искажения, величина которых пропорциональна коэффициенту
глубины модуляции. Коэффициент передачи квадратичного детектора
зависит от амплитуды подводимого напряжения. Входное
сопротивление квадратичного детектора равно его внутреннему
сопротивлению переменному току в рабочей точке.
7. Линейный детектор характеризуется значительной величиной
коэффициента передачи, большим входным сопротивлением и
малыми нелинейными искажениями.
14*
211

'8. В современных многоламповых приемниках применяется
главным образом диодное линейное детектирование.
9. Анодные и сеточные детекторы, выполняемые на триодах или
пентодах, обладают по сравнению с диодными детекторами более
высокой чувствительностью.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Почему процесс детектирования может быть осуществлен лишь в цепи
с нелинейной вольтамперной характеристикой?
2. Какими электрическими показателями оценивается работа детектора?
3. Какая разница между статической характеристикой детектора и
детекторной характеристикой?
4. Почему при квадратичном детектировании невозможен прием колебаний
с глубокой модуляцией?
5. Какими факторами ограничивается величина сопротивления нагрузки
диодного детектора?
6. Почему входное сопротивление анодного детектора больше входного
сопротивления диодного детектора?
7. Почему в сеточном детекторе при приеме сильных сигналов могут
возникнуть нелинейные искажения?
ЗАДАЧИ
7.1. Определить коэффициент передачи напряжения линейного диодного
детектора, нагруженного сопротивлением RH = 300 ком. Крутизна
характеристики диода 5 = 1 ма/в.
Ответ: Kd = 0,97.
7.2. Сопротивление нагрузки диодного детектора /?н = 500 ком; верхняя
частота модулирующего сигнала /^ = 4000 гц. Определить емкость
конденсатора.
Ответ: С =^160 пф.
7.3. Определить сопротивление нагрузки детектора для переменного тока.
Сопротивление нагрузки детектора RH = 700 ком, сопротивление утечки сетки
Rg = 2,5 Мом.
Ответ. R^ = 547 ком.
7.4. Определить коэффициент частотных искажений на частоте ^ = 5000 гц
в диодном детекторе, нагруженном сопротивлением RH—0,5 Мом,
заблокированном емкостью С = 200 пф.
Ответ: Мв = 1,03.

Глава VIII
РЕГЕНЕРАТИВНЫЙ И СВЕРХРЕГЕНЕРАТИВНЫЙ ПРИЕМ
§ 43. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РЕГЕНЕРАТИВНОМ ПРИЕМЕ
Регенеративный прием основан на использовании в каскаде
сеточного детектора регулируемой положительной обратной связи.
Обратной связью называется связь анодной цепи с цепью сетки
той же лампы или с цепью сетки одной из предыдущих ламп
радиотехнического устройства. Если в результате связи анодной и
-ОС
Фиг. 8. 1. Схема регенеративного
приемника.
¥
Фиг. 8.2. Векторная
диаграмма токов и
напряжений, действующих в
схеме регенеративного
каскада.
сеточной цепей действующее на сетке
напряжение возрастает, то обратная
связь называется положительной.
Схема простейшего регенеративного приемника приведена на
фиг. 8. 1. Рассмотрим физические процессы, возникающие в схеме
регенеративного приемника. Ток высокой частоты, протекающий
в антенной цепи, создает вокруг катушки связи с антенной LА
переменное магнитное поле. Переменное магнитное поле
катушки Ьк индуктирует в катушке LK контура э. д. с. Е высокой
частоты, под действием которой в цепи контура возникает ток /к
(фиг. 8.2).
Колебательный контур обычно настроен в резонанс с частотой
принимаемого сигнала, поэтому ток, возникающий в цепи контура,
совпадает по фазе с э. д. с. Е, наводимой в катушке LK.
213

Ток /к, проходя через емкость С, создает на ней напряжение
1
^к = 'к
У (О С
Входная емкость лампы Свх значительно меньше емкости
конденсатора Cg, поэтому можно считать, что напряжение Ug,
подаваемое на сетку лампы, равно напряжению, возникающему на
емкости С.
Переменное напряжение Ug вызывает в анодной цепи лампы
переменную составляющую анодного тока /а, совпадающую по
фазе с сеточным напряжением
U-sur
Ток /а , проходя через катушку обратной связи LtB, создает
вокруг нее магнитное поле. Магнитное поле катушки обратной
связи LCB индуктирует в катушке контура LK э. д. с. взаимоиндукции,
сдвинутую по фазе относительно анодного тока на угол 90°.
Назовем ее э. д. с. обратной связи и обозначим через Еос:
Знак плюс или минус определяется знаком коэффициента
взаимоиндукции М.
Подставив в уравнение для Еос значения /а и Ug, получим
ушС С
ИЛИ
При положительной обратной связи, когда величина М
положительна, Еос совпадает по фазе с током /к и, следовательно, с э. д. с.
приходящего сигнала, действующей в цепи контура. Тогда
4.с=тг-/.. (8Л)
В дальнейшем будет рассмотрен только случай положительной
обратной связи, поэтому величина М во всех формулах считается
положительной величиной. При таком фазовом соотношении э. д. с.
принимаемого сигнала и э. д. с. обратной связи ток, протекающий
в цепи контура, возрастает.
Увеличение тока в цепи контура сопровождается возрастанием
напряжения на емкости, а следовательно, и на сетке лампы.
Повышение управляющего напряжения на сетке лампы за счет обратной
связи равносильно возникновению в каскаде дополнительного
усиления сигнала по высокой частоте. Поэтому и значение полезного
напряжения, получаемого на выходе сеточного детектора в каскаде
с обратной связью, значительно больше, чем на выходе обычного
214

сеточного детектора. Возрастание напряжения полезного сигнала
на выходе каскада сеточного детектора повышает в конечном счете
чувствительность радиоприемника и увеличивает дальность
действия радиосвязи. Благодаря этим качествам регенеративный прием
получил широкое развитие в первые годы развития техники
лампового радиоприема. Радиоприемники, выпускавшиеся отечественной
промышленностью до 1937—1938 гг., имели, как правило,
регенеративный каскад.
Наиболее крупные теоретические исследования, посвященные
регенеративному приему, были проведены Армстронгом, Баркгаузе-
ном, Ю. Б. Кобзаревым, Н. Н. Крыловым и Л. Б. Слепяном.
§ 44 ТЕОРИЯ РЕГЕНЕРАТИВНОГО ПРИЕМА
Произведем количественную оценку влияния положительной
обратной связи на электрические свойства регенеративного каскада.
Ранее мы уже показали, что в результате действия обратной связи
увеличивается ток, протекающий в цепи контура. Определим
значение тока в контуре с учетом влияния обратной связи
j^E+J^ (g 2)
Если контур настроен в резонанс с частотой принимаемых
сигналов, то его сопротивление будет иметь чисто активный характер
и равно Z~r.
Заменим в формуле (8.2) Еос и Z их значениями. Тогда
/ = -
Решая это уравнение относительно /к, получим
/к=—!^г=-' <8-3)
MS гэ
MS
где гэ~г есть результирующее значение активного со-
противления контура в каскаде с обратной связью.
Наличие в схеме каскада положительной обратной связи
приводит к тому, что ток в цепи контура приобретает новое значение.
Формула (8. 3) позволяет несколько по-иному объяснить причину
увеличения тока в контуре. Ранее мы говорили, что увеличение
тока в контуре связано с введением в его цепь дополнительной
э. д. с. обратной связи. Согласно формуле (8. 3) причиной
увеличения тока в контуре можно считать уменьшение действующего
в цепи контура активного сопротивления. Уменьшение этого
сопротивления до значения гэ приводит к возрастанию добротности
215

приемного контура, повышает его избирательность и сужает
полосу пропускания. Сужение полосы пропускания особенно важно
в коротковолновых приемниках, контуры которых обычно имеют
широкую полосу пропускания.
Определим зависимость величины усиления, получаемого в
регенеративном каскаде, от параметров лампы и элементов схемы.
Если обратной связи нет, то, как было показано выше, в цепи
контура действует э. д. с. сигнала Е и протекает ток /к. На емкости
контура С образуется напряжение
В каскаде с обратной связью действующее значение активного
сопротивления контура уменьшается до значения, определяемого
формулой (8.3). Подставим в уравнение (8.4) это новое значение
сопротивления цепи контура
Усиление, даваемое обратной связью, численно равно
отношению напряжения на сетке лампы в каскаде с обратной связью
к тому же напряжению в обычном каскаде
^0.0 = %^. (8.6)
ug
Подставив в формулу (8. 6) значения Ug 0.с и Ug и произведя
необходимые сокращения, получим
*°-<=—^~=—1лГ- (8-7)
Формулы (8. 6) и (8. 7) позволяют сделать вывод о зависимости
коэффициента усиления вследствие обратной связи от амплитуд
приходящих сигналов, параметров лампы и от элементов схемы
самого каскада.
Наибольшее значение напряжения на сетке лампы регенератора
ограничивается величиной переменного напряжения US7, при
котором импульсы анодного тока достигают устойчивого значения.
Поэтому, каким бы ни было первоначальное значение напряжения
приходящих сигналов — малым или большим, установившееся
напряжение на сетке лампы не может быть больше Ug y.
Таким образом, при приеме слабых сигналов усиление,
создаваемое обратной связью, будет всегда значительно больше, чем при
приеме сильных сигналов мощных или близко расположенных
радиостанций.
При значении коэффициента взаимоиндукции М = МКР
сопротивление контура гэ становится равным нулю и коэффициент усиле-
216

ния, создаваемый обратной связью в соответствии с формулой
(8.7), достигает наибольшего значения. Отсутствие в цепи контура
активного сопротивления создает условия для возникновения в нем
незатухающих колебаний. Физически это явление объясняется тем,
что все потери энергии в сеточном контуре компенсируются
притоком энергии из анодной цепи лампы. Такое состояние регенератора
называется критическим или пороговым. Таким образом, для
получения наибольшего усиления сигналов регенератор необходимо
доводить до порога генерации собственных колебаний или, как
принято говорить, до порога генерации.
Частота собственных колебаний, возникающих в схеме
регенератора, зависит от параметров контура и по величине может
отличаться от частоты принимаемых сигналов. Поэтому при сложении
приходящих сигналов с собственными колебаниями регенератора
могут образоваться электрические биения, частота которых равна
разности частот слагаемых колебаний. Если частота биений
окажется в пределах значений звуковых частот, то в телефонах,
включенных в анодную цепь приемника, будет прослушиваться
характерный свист, затрудняющий прием полезных сигналов.
§ 45. СХЕМЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Как уже было указано ранее, в регенераторе используется
регулируемая положительная обратная связь. Условие получения
наибольшего усиления позволяет определить и способы регулирования
обратной связи. Величину обратной связи можно регулировать
одним из следующих способов:
а) изменением взаимоиндуктивности между катушкой контура
LK и катушкой обратной связи L^ (см. фиг. 8. 1);
б) изменением крутизны характеристики лампы (фиг. 8.3);
в) путем введения в схему регулируемой отрицательной
обратной связи (фиг. 8. 4).
Фиг. 8.3. Регулирование обратной Фиг 8 4. Схема емкостного регулирова-
связи путем изменения напряжения ния обратной связи,
на экранирующей сетке лампы.
Изменение обратной связи в схеме фиг. 8. 1 осуществляется
изменением взаимного расположения катушек LCB и LK.
Катушка LCB обычно находится внутри катушки LK. В схеме фиг. 8. 3
взаимоиндуктивность остается неизменной. Регулированию подвер-
217

гаются параметры электронной лампы, крутизна характеристики S
и внутреннее сопротивление Ri.
Изменяя напряжение Es2 в широких пределах при помощи
потенциометра У?2, получаем плавное изменение значений 5 и Ri, a
следовательно, и возможность плавно регулировать обратную
связь.
Схему фиг. 8. 4 обычно называют схемой с емкостным
регулированием обратной связи. Подробное исследование работы такой
схемы проведено проф. Л. Б. Слепяном. Взаимоиндуктивность между
катушками LK и LCB, а следовательно, и положительная обратная
связь остаются в этой схеме неизменными. Регулирование обратной
связи производится конденсатором Са. Значение емкости
конденсатора выбирается таким образом, чтобы реактивное
сопротивление анодной цепи ХЛ во всем диапазоне частот приемника имело
емкостный характер. При таком характере сопротивления анодной
цепи обратная связь, возникающая через междуэлектродную
емкость С^, будет отрицательной.
Изменяя величину емкости Са, а следовательно, и величину
сопротивления токам высокой частоты в анодной цепи, получаем
возможность оказывать влияние на переменную составляющую
анодного напряжения С/а, а следовательно, и на величину
отрицательной обратной связи, возникающей через емкость С^. Если
постоянная положительная обратная связь в схеме уменьшает
действующее в контуре активное сопротивление гэ, то регулируемая
отрицательная обратная связь приводит к его возрастанию на
величину Аг:
MS , А
С ^
Такой способ регулирования результирующей обратной связи
позволяет плавно изменять обратную связь в широких пределах и
в широком диапазоне частот приемника.
§ 46. ТЕОРИЯ СВЕРХРЕГЕНЕРАТИВНОГО ПРИЕМА
Одним из основных недостатков регенеративного каскада
является неустойчивость его работы в наиболее выгодном для
приема режиме, близком к порогу генерации, когда эквивалентное
сопротивление контура близко к нулю, но остается еще
положительной величиной
MS . л
г.-г- — >0.
Незначительное изменение режима работы, вызвавшее
увеличение крутизны характеристики 5 лампы, может изменить это
неравенство. Эквивалентное сопротивление контура становится
отрицательной величиной и в схеме возникают собственные колебания, а
вместе с ними и биения. Прием основного сигнала сопровождается
прослушиванием характерного свиста.
218

прослушивание их на
Сверхрегенеративный прием позволяет избавиться от этого
недостатка регенератора и обеспечивает в схеме одного каскада
усиление сигналов в сотни тысяч раз. Сущность сверхрегенеративного
приема сводится к следующему: при помощи вспомогательного
устройства регенеративный каскад периодически с частотой /л
доводится до порогового состояния, при котором усиление, даваемое
положительной обратной связью, достигает наибольшего значения.
Возбуждение собственных колебаний в схеме в этом случае
становится прерывистым.
Частоту вспышек собственных колебаний обычно выбирают за
пределами звуковых частот, что исключает
выходе устройства. Подобный
режим может быть достигнут путем
введения в цепь самого
регенератора дополнительного источника
переменного напряжения с
частотой /р (фиг. 8. 5).
В схеме фиг. 8. 5 регенератор
работает в режиме анодного
детектирования. Рабочая точка
лампы находится на нижнем сгибе
характеристики. В положительные
полупериоды работы источника
дополнительного напряжения
рабочая точка лампы перемещается
в область характеристики с
большей крутизной, а в отрицательные полупериоды того же
напряжения—в область характеристики с малой крутизной или даже за
пределы характеристики лампы.
Положение рабочей точки выбирают таким образом, чтобы при
отсутствии дополнительного напряжения величина крутизны
характеристики была недостаточной для самовозбуждения регенератора,
но состояние его было бы близким к пороговому.
При таком начальном режиме регенератора положительные
полуволны дополнительного напряжения будут вызывать в его схеме
возбуждение собственных колебаний, а отрицательные полуволны
этого напряжения, наоборот, срыв колебаний.
Процесс нарастания колебаний и их срыва зависит в такой
т..=— ипе-
ПП
/л
Фиг. 8. 5. Схема
сверхрегенеративного приемника.
схеме от соотношения постоянной времени контура -к
1
риода дополнительных колебаний
Т =■
п f
Jn
Рассмотрим явления, возникающие в схеме при отсутствии и при
наличии внешнего сигнала. Если сигналы не поступают, то в
контуре будет лишь небольшой ток, вызываемый тепловым движением
электронов в элементах схемы контура. Уровень напряжений,
создаваемый подобными колебаниями, составляет так называемый
уровень шумов. Обозначим это напряжение через Um. Напряжение
ищ лежит в пределах нескольких микровольт. Для простоты поло-
219

жим, что при положительном значении дополнительного
напряжения условие самовозбуждения выполняется, т. е.
MS ^Л
при отрицательном значении этого напряжения условие
самовозбуждения не выполняется
г.>0.
У V
6)
Фиг. 8.6. Диаграмма колебаний в сверхрегенераторе
при тк<-у •
а—колебания в контуре, б—изменение среднего значения анод
ного тока.
Как только эквивалентное сопротивление контура станет
отрицательной величиной, амплитуда тока в контуре начнет возрастать
по закону
Ал к — *тОе
2L
Если сопротивление г9 по абсолютной величине достаточно
Т
велико и постоянная времени контура *к<—, то колебания до-
стигнут установившегося значения, определяемого
электрическими свойствами и режимом работы лампы.
При отрицательной полуволне дополнительного напряжения
колебания срываются и амплитуда тока начнет убывать по закону
/ =/ е 2L
л m к л m у0 »
достигая к концу отрицательного полупериода первоначального
значения Imo.
Таким образом, в схеме будут существовать прерывистые
колебания, а в анодной цепи лампы будет возникать периодическое
приращение среднего значения тока (фиг. 8. 6).
220

Если постоянная времени контура больше полупериода до-
т
полнительного переменного напряжения, т. е. ^к> —, т0
колебания в контуре, не достигнув установившегося значения,
начнут убывать. Диаграмма колебаний в контуре и график среднего
значения тока в анодной цепи приведены на фиг. 8.7.
6)
Фиг. 8 7. Диаграмма колебаний в сверхреге-
Т
нераторе при ^к>"^-
а—колебания в контуре, б—изменение среднего
значения анодного тока.
Так как первоначальный процесс возникновения собственных
колебаний обусловливается токами шумов, то длительность
отдельных серий или амплитуда возникающих колебаний будут отличать-
вспомогательное колебание
П-П-П-П-Ги
mw
1 Вспышки колебаний высокой частоты
И^ \<4> г*Ш>|^Ш>
i i i . i • ' »
i Импульсы после детектирования
i i * ' • I ' ' ' ' ' ''
i i i | i А\ i i ' A.J -
Фиг. 8.8 Колебания в сверхрегенераторе при отсутствии
внешних сигналов.
ся друг от друга. Поэтому изменения среднего значения анодного
тока лампы будут иметь хаотический характер и вызывать в
телефонах так называемый сверхрегенеративный или суперный шум
(фиг. 8.8).
221

Рассмотрим теперь случай работы сверхрегенератора, когда
в контуре действует внешняя синусоидальная э. д. с. сигнала £с,
вызывающая в цепи контура ток сигнала, значительно
превосходящий по величине ток шумов:
Начальная амплитуда тока в контуре в момент возникновения
в нем собственных колебаний будет определяться током сигнала и
по своей величине будет оставаться неизменной. Поэтому
возникновение собственных колебаний приобретает регулярный характер,
а среднее значение тока в анодной цепи становится неизменным.
Вспомогатепьное нопедание
Фиг. 8.9. Колебания в сверхрегенераторе при приеме
модулированных колебаний.
Прекращение хаотического изменения среднего значения
анодного тока легко обнаруживается по исчезновению в телефонах
суперного шума.
Зависимость изменения среднего значения анодного тока от
амплитуды приходящих сигналов определяется характером вспышек
собственных колебаний в схеме.
Рассмотрим случай работы сверхрегенератора, когда постоянная
времени контура больше половины периода дополнительных
колебаний. С возникновением в схеме собственных колебаний
амплитуда тока в контуре будет изменяться во времени по закону
показательной функции.
К концу положительного полупериода частоты /п амплитуда
тока в контуре достигнет значения
Величина начальной амплитуды тока сигнала Im с была
пропорциональна э. д. с. сигнала, следовательно, и конечная амплитуда
222

колебаний тока /W,K и приращение среднего значения тока анодного
детектора А/а окажутся пропорциональными этой э. д. с.
Если э. д. с. сигнала была промодулирована низкой частотой,
то и среднее значение анодного тока будет изменяться во времени
по закону низкой частоты (фиг. 8. 9).
Режим работы сверхрегенератора, при котором полезное
напряжение сигнала на выходе прямо пропорционально э. д. с. внешнего
сигнала, называется линейным
режимом.
Определим теперь
зависимость приращения среднего
значения анодного тока лампы для
первого режима
сверхрегенератора, когда амплитуда тока в
контуре достигает устойчивого
значения.
Если в контуре действует
внешний сигнал, то амплитуда
устойчивых колебаний достигает максимального значения к
моменту времени tlm При отсутствии внешнего сигнала максимальное
значение амплитуды колебаний в контуре установится несколько позже
к моменту времени t2.
Приращение тока будет пропорционально площади фигуры
ABCD (фиг. 8. 10)
Фиг. 8.10. Диаграмма изменения
приращения импульса анодного тока.
М-ГЯУ(Ь-Ь) = /ЯУМ;
(8.8)
/ =11 4-1 )e2L ' = /
Jmy — \imc\Imm/c Mi
,21
m иг
Ток шумов значительно меньше тока сигнала, поэтому его
значением в скобках можно пренебречь
/ e2L ' = / е
Й-'.
Решим это уравнение относительно времени At = t2—t\\
1л^ = еж^-*^е-^ы\
' т ш
Отсюда
д/ =
2L
1п-^-
т ш
Подставим значение At в формулу (8. 8). Получим
Д/=/.
21. . 1тс
т у
In
lm ш
Таким образом, приращение тока оказывается
пропорциональным логарифму приходящего сигнала. Поэтому подобный режим
223

работы сверхрегенератора называется логарифмическим или
нелинейным.
С увеличением амплитуды приходящих сигналов возрастает
длительность каждой вспышки собственных колебаний, а
следовательно, и среднее значение тока в анодной цепи лампы.
Коэффициент дополнительного усиления, получаемого в
сверхрегенераторе, может достигать значения нескольких сотен тысяч
на один каскад, причем величина его практически почти
независима от типа лампы. Столь высокое усиление сверхрегенератора
объясняется тем, что уровень слышимости сигналов на выходе
приемника зависит в конечном счете от величины напряжения,
возникающего на сетке лампы в режиме генерации. Напряжение,
v
Фиг. 8. 11. Сверхрегенератор с автопрерыванием.
создаваемое на сетке собственными колебаниями, может быть в
несколько вольт, а напряжение принимаемых сигналов во многих
случаях не превышает и нескольких микровольт. Слабые
приходящие сигналы фактически служат лишь для управления работой
сверхрегенератора, в цепи которого возникают значительные по
амплитуде местные колебания.
Таким образом, сверхрегенеративный метод приема колебаний
представляет собой не простое усовершенствование
регенеративного приема, а новый своеобразный метод усиления колебаний
высокой частоты.
В многоламповом приемнике сверхрегенерация применяется
обычно в одном из промежуточных каскадов до детектора или
в схеме детектора.
Применение этого режима в каскадах, связанных с антенной,
может создать помехи для близко расположенных других
приемных устройств. Помимо разобранной выше схемы с отдельным
генератором вспомогательной частоты, в современных приемниках
нередко и детектирование и генерирование вспомогательной
частоты совмещают в одном каскаде.
Рассмотрим принцип работы схемы, приведенной на фиг. 8. 11.
Автогенератор выполнен по схеме с автотрансформаторной связью
224

с параллельным питанием. Сопротивление Rg и емкость Се
выбирают таким образом, чтобы постоянная времени Xg=RgCg была
больше постоянной времени контура тк. При таком соотношении
тя и rs амплитуда устойчивых колебаний в контуре установится
раньше, чем устойчивое отрицательное смещение на сетке.
Поэтому отрицательное смещение на сетке лампы после установления
в контуре колебаний с устойчивой амплитудой продолжает
некоторое время возрастать.
Рабочая точка перемещается в область характеристики с
меньшей крутизной. При некотором значении средней крутизны
имеющаяся в схеме обратная связь окажется недостаточной для
поддержания в контуре колебаний, условие г9 <0 перестанет выполняться
и колебания в контуре сорвутся.
Конденсатор Cg начинает разряжаться через сопротивление Rg.
Отрицательное смещение уменьшается. Рабочая точка смещается
в области характеристики с большей крутизной. Разряд
конденсатора возвращает схему в исходное состояние и в ней вновь
возникает серия высокочастотных колебаний. Наличие в контуре
генератора внешней э. д. с. сигнала приводит к более раннему
возникновению серии колебаний, вследствие чего частота повторных
серий повышается, что приводит к изменению среднего значения
анодного тока. Если внешний сигнал модулирован по амплитуде, то
и среднее значение тока будет изменяться во времени по закону
низкой частоты.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
L Применение в каскадах приемника положительной
регулируемой обратной связи может значительно увеличить
чувствительность приемника и его избирательность.
2. Величина усиления, получаемого в каскаде с регенерацией,
тем больше, чем меньше амплитуда сигнала.
3. Наибольшее усиление получается в режиме, близком к
генерации,— на пороге генерации, но пороговый режим является
неустойчивым.
4. Повышенное усиление при сохранении устойчивости в
работе может быть получено в режиме сверхрегенерации.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что называется обратной связью?
2. Какая обратная связь называется положительной?
3. Почему слабые сигналы усиливаются регенератором в большей степени,
чем сильные?
4. Можно ли при помощи регенеративного приемника производить прием
телеграфных станций, работающих незатухающими колебаниями?
5. Какой режим работы регенератора называется сверхрегенеративным?
6. Чем отличаются линейный и логарифмический режимы работы
сверхрегенератора?
7. Чем объясняется высокое значение коэффициента усиления
сверхрегенератора?
8. Почему при настройке сверхрегенератора на принимаемую станцию
исчезает суперный шум?
15 Радиоприемные устройства.

Глава IX
СУПЕРГЕТЕРОДИННЫЙ ПРИЕМ
§ 47. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СУПЕРГЕТЕРОДИНАХ И ОСНОВЫ
ТЕОРИИ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
Особенностью супергетеродинного приемника, отличающей его
от приемника прямого усиления, является наличие в нем
специального каскада для преобразования частоты. В преобразовательном
каскаде модулированные колебания высокой частоты приходящих
сигналов преобразуются в другие колебания высокой (так
называемой промежуточной) частоты, величина которой для любой частоты
принимаемого сигнала остается неизменной.
Преобразование принимаемого сигнала в сигнал промежуточной
частоты обеспечивает супергетеродину по сравнению с приемником
прямого усиления в диапазонах средних, коротких и
ультракоротких волн целый ряд преимуществ: высокую избирательность,
высокую чувствительность, постоянство чувствительности и
избирательности по диапазону и повышенную устойчивость.
Высокая избирательность супергетеродина
обусловлена главным образом понижением частоты в результате
преобразования. Избирательность, как известно, зависит от величи-
А/ „ .
ны относительной расстройки —, которая при неизменной абсо-
/о
лютной расстройке А/ с понижением частоты возрастает, а
следовательно, избирательные свойства колебательных систем,
работающих на промежуточной частоте, улучшаются.
Кроме того, постоянство промежуточной частоты позволяет
применять в усилителе промежуточной частоты полосовые фильтры,
обладающие лучшим коэффициентом прямоугольности.
Высокая чувствительность супергетеродина
также является результатом понижения частоты, вследствие чего
усилитель промежуточной частоты может обеспечить сравнительно
большое устойчивое усиление.
Постоянство чувствительности и
избирательности по диапазону в супергетеродине
объясняется неизменностью настройки усилителя промежуточной
частоты, вследствие чего его усилительные и избирательные свой-
226

ства сохраняются постоянными для любой частоты принимаемого
сигнала.
Повышенная устойчивость супергетеродина
достигается путем распределения усиления по трем каналам частот
(высокой, промежуточной и низкой) вместо двух каналов в
приемнике прямого усиления. Сокращение числа каскадов, работающих
на одной частоте, уменьшает опасность самовозбуждения
усилителей за счет существующих паразитных обратных связей.
Преобразование частоты, как и детектирование, является
нелинейным процессом и осуществляется при помощи нелинейных
элементов. Принципиально для преобразования частоты может быть
использован любой вид
детектирования. г
На фиг. 9. 1 приведена простей- _ J^
шая схема диодного преобразования, Л(^
в которой в качестве нелинейного Т
элемента использован диод. Для вы- /г (~
деления сигнала промежуточной ча- ]
стоты в цепь диода включен колеба- L
тельный контур, настроенный на ча- фиг gл Схема диодного б.
стоту /г—/с. Диодные смесители ши- разования частоты,
роко применяются в диапазоне УКВ.
Вопросы преобразования на УКВ подробно рассмотрены в гл. XIV.
В настоящей главе рассматриваются вопросы преобразования на
длинных, средних, коротких и метровых волнах. На этих волнах для
преобразования частоты используются многосеточные электронные
лампы.
Современные электронные лампы позволяют различать две
категории преобразователей частоты: односеточные и двухсеточные.
При односеточном преобразовании используются
обычные усилительные лампы с одной управляющей сеткой —
в основном пентоды. При двухсеточном
преобразовании применяются специальные частотно-преобразовательные
лампы с двумя управляющими сетками.
Советскими учеными была проведена большая работа по
изучению сложных явлений в преобразовательных лампах,
направленная на повышение эффективности работы преобразователей
частоты, на лучшее использование и усовершенствование
преобразовательных ламп. К этим работам в первую очередь относятся
теоретические и экспериментальные исследования, проведенные Л. Б. Сле-
пяном и В. И. Сифоровым.
Односеточное преобразование
На фиг. 9. 2 представлена схема односеточного преобразования
частоты на пентоде. На управляющую сетку пентода одновременно
воздействуют напряжение высокой частоты принимаемого сигнала
и напряжение вспомогательной частоты от гетеродина. Лампа
работает в режиме анодного детектирования, который устанавливает-
о
15*
227

ся путем подачи на сетку лампы необходимого смещения с
сопротивления R в цепи катода лампы. Совместное действие напряжений
двух различных частот на нелинейное сопротивление, которым
является лампа, заставляет анодный ток изменяться по сложному
закону. В составе анодного тока появляются так называемые
комбинационные частоты
tt(Dr=b/7Za>c,
где тип — целые числа. Для преобразования частоты
используется простейшая комбинация: разностная частота о)г—сос. В
анодную цепь преобразователя
включена колебательная система,
настроенная на частоту а>г—сос, на
которой выделяется напряжение
промежуточной частоты.
Характеристику лампы можно
приближенно представить в виде
параболической зависимости,
заданной полиномом второй степени
ia = I0 + aug+bu2g. (9.1)
На сетку лампы действует
переменное напряжение
Ug~ Ug г cos V + Ug с COS a>c/.
(9.2)
Фиг. 9.2. Простейшая схема одно-
сеточного преобразования частоты
на пентоде.
Подставляя значение ые в выражение (9. 1) и используя
формулы тригонометрического разложения
Cos2a= 1 cos 2a
2 ' 2
и
COS a COS p = — [COS (a -f P) + COS (a — p)],
получим
ia = f0 + aUgrcos^t + aUeccosmct + ±bU2gr + -jbU^ +
+ у bU\ r cos 2<or* + -i- bU\ с cos 2«>ct + bUg rUg c cos (шг - »e) t +
+ bUgTUsc cos (o>T + <uc)t.
(9.3)
Из формулы (9. 3) видно, что в составе анодного тока, кроме
составляющих основных частот сог, сос, имеются: постоянные
составляющие (первый, четвертый и пятый члены выражения), токи
вторых гармоник 2сос, 2сог (шестой и седьмой члены) и как основной
результат — составляющие разностной и суммарной частоты
(последние члены).
228

Нелинейность процесса преобразования частоты
подтверждается тем, что составляющие с частотами a>r±uc обусловлены
наличием в выражении (9.1) квадратичного члена bu2g.
Следует отметить, что составляющая разностной частоты может
быть получена двумя путями:
/пр /г1 /с»
/пр==/с /г2*
В соответствии с этим различают «верхнюю» настройку
гетеродина, которая обычно используется в диапазонах длинных,
средних и коротких волн fr=fc+fnll и «нижнюю» настройку частоты
гетеродина /г=/о—/лР, которая применяется иногда в диапазоне
сверхвысоких частот.
Преобразовательный каскад, в схему которого входят
электронная лампа и колебательная система, обладает усилением и
избирательностью.
Усилительные свойства преобразователя. Ток
разностной частоты определяется предпоследним членом
формулы (9.3)
/np==^r^cCOS(a)r-a)c)/ = /npCOS(a)r-a)c)^
где
характеризует амплитуду тока промежуточной частоты.
Умножая обе части равенства на R0e, получим амплитуду
напряжения промежуточной частоты на контуре
^пр = Aip^O* = bUg T^g &е •
Отношение напряжения промежуточной частоты на контуре
к напряжению сигнала принимаемой частоты на сетке
преобразователя назовем коэффициентом усиления преобразователя.
Тогда
tf„P
Ugc
Kup=-^- = bUgTRb. (9.4)
Для получения расчетной формулы необходимо определить
значение коэффициента Ъ, для чего следует обратиться к выражению
(9. 1), отображающему характеристику лампы.
Характеристика лампы, соответствующая выражению (9. 1),
приведена на фиг. 9. 3, а.
Найдем зависимость крутизны 5 характеристики от
напряжения ug на сетке. Произведя дифференцирование выражения (9. 1),
получим
S=^ = a + 2bug. (9.5)
dug s
Полученное уравнение показано на фиг. 9. 3, б прямой линией.
229

Выясним значение коэффициентов в уравнении (9. 5).
При ug=0 величина S = a = S0 определяет начальное значение
крутизны. График фиг. 9. 3, б построен для случая, когда
постоянное напряжение смещения на сетке
Eg=0. При ££<0 начало координат
следует сдвинуть влево. Второй член
выражения (9.5) 2bus характеризует
переменную составляющую крутизны
и обозначается в дальнейшем буквой
S\. Линейная зависимость между S\
и Ug свидетельствует о том, что
изменение крутизны происходит по закону
действующего на сетке напряжения.
Практически в преобразователях
частоты амплитуда напряжения
гетеродина Uer исчисляется вольтами,
в то время как амплитуда
напряжения сигнала Ug c не превышает долей
вольта. Это позволяет считать, что
на изменение крутизны характеристики
влияет только напряжение
гетеродина и, следовательно, переменное
напряжение на сетке лампы
Иг
1)
! st
1 *?
т
Фиг. 9.3. Статическая
характеристика анодного тока и
соответствующая ей зависимость
крутизны характеристики от
мгновенного напряжения на
сетке.
:UgTCOSut.
В связи с этим изменение крутизны характеристики будет
происходить по закону напряжения гетеродина (фиг. 9. 4)
sx = 2bUg г cos ®t = Sx cos <d£,
Фиг. 9.4. Изменение крутизны характеристики лампы
под воздействием напряжения гетеродина.
где S\ — 2bUgr представляет собой амплитуду переменной
составляющей крутизны. Из этого выражения можно найти искомое
значение коэффициента Ь , sx
b =
2U
gr
230

Подставляя полученное значение коэффициента b в формулу
(9. 4), получим
K^—S.R^ (9.6)
Сравнение формулы (9. 6) коэффициента усиления
преобразователя частоты с формулой (6. 4) коэффициента усиления каскада
резонансного усилителя показывает, что множитель —Si можно
рассматривать как своеобразную крутизну характеристики лампы,
работающей в режиме преобразования частоты
где
S**=\SX (9.7)
называется крутизной преобразования.
Значение амплитуды изменения крутизны S\ можно легко
уяснить из графика фиг. 9. 4:
о ^max ^min
1 2
Если напряжение гетеродина развертывается на всем
прямолинейном участке крутизны, то, очевидно, Smin=0 и
^тах
1— о >
а крутизна преобразования
о ^тах
Практически крутизна преобразования может несколько
отличаться от указанного значения
Величина Snp не является строго определенной для данной
лампы, а зависит от выбранного режима и, главным образом, от
амплитуды напряжения гетеродина. Существует наивыгоднейший режим
гетеродина, при котором Snp достигает наибольшего значения.
Введение понятия крутизны преобразования позволяет
применять при определении коэффициента усиления преобразователя
формулы, полученные для усилителя высокой частоты:
при одноконтурной системе
^пр = ^пр'?ов» (9.9)
при двухконтурнои системе
: 7,2+1
Knp=-^-SnpR0e. (9.10)
231

Коэффициент усиления преобразовательного каскада в три-
четыре раза меньше коэффициента усиления усилительного
каскада при одинаковых лампах и колебательных системах.
При рассмотрении выражения (9. 9) нельзя не заметить
отсутствия в нем напряжения гетеродина. На самом деле амплитуда
напряжения гетеродина UgT скрыто присутствует в этом выражении,
так как она характеризует амплитуду изменения крутизны Sb
Напряжение гетеродина следует рассматривать как
дополнительное смещение на сетке лампы, периодически изменяющее
крутизну характеристики рабочего участка для воздействующего на
сетку слабого сигнала.
Избирательные свойства преобразователя
определяются видом колебательной системы, включенной в цепь
анода. Практически в большинстве схем преобразователей частоты
используются двухконтурные полосовые фильтры. Применение
двухконтурных систем в ламповых схемах с фиксированной
настройкой, как уже было отмечено ранее, обеспечивает наряду с
высокой избирательностью равномерное усиление в полосе
пропускания. Для количественной оценки избирательности при двухконтур-
ной системе пользуются выражением (6.28), при одноконтурной
системе — выражением (6. 11).
Двухсеточнос преобразование
К лампам с двумя управляющими сетками относятся: гексод,
гептод (пентагрид), октод и др. Не останавливаясь на особенностях
каждого типа лампы, рассмотрим сущность процесса двухсеточного
преобразования частоты.
Лампам с двойным управлением свойственны два семейства
анодно-сеточных характеристик: зависимость анодного тока от
напряжения на сигнальной сетке k=
=/(%с) при Eg r=const и
зависимость анодного тока от напряжения
на гетеродинной сетке 4=ф(^г) ПРИ
£gc=const. На фиг. 9. 5
представлены типичные характеристики гептода
Характеристики сняты при
различных постоянных значениях напря-
Фиг. 9.5. Семейство характери- жения на гетеродинной сетке и име-
стик гептода. ют форму, близкую к линейной.
Крутизна каждой характеристики,
оставаясь постоянной при изменении напряжения на сигнальной сетке,
изменяется при различных значениях напряжения на гетеродинной
сетке. Большей крутизне кривой соответствует напряжение Esr=0;
с уменьшением Eg г кривая становится более пологой. Под действием
на гетеродинную сетку переменного напряжения крутизна
характеристики будет изменяться по закону гетеродинного напряжения.
232

Физические процессы, происходящие в лампе с двойным
управлением, пояснены на фиг. 9.6. На диаграмме а представлены
идеализированные характеристики смесительной лампы. На
управляющие сетки лампы одновременно воздействуют два переменных
напряжения с амплитудами Us 0 и Uer. Исходная рабочая точка р
определяется смещениями на сетках —ESc и —ESr = Ufrr.
При отсутствии переменного напряжения на гетеродинной сетке
изменение анодного тока происходит лишь под воздействием
переменного напряжения на сигнальной сетке. В этом случае изменение
анодного тока происходит по средней статической характеристике
Фиг. 9.6. Процессы преобразования частоты в лампе с двойным
управлением.
на участке трп. Амплитудное значение переменной составляющей
анодного тока /а 0 для этого случая показано на диаграмме б. На
этой же диаграмме величина /аг характеризует амплитудное
значение анодного тока при условии, когда управление анодным током
происходит только за счет переменного напряжения гетеродина
Ugr. В этом случае расположение характеристики лампы
изменяется от положения, соответствующего Egr=0y до положения,
соответствующего—Egr=2Ugr, а рабочая точка передвигается по
вертикальной прямой opq.
Совместное действие колебаний гетеродина и сигнала,
имеющих разные частоты, создает в анодной цепи результирующее
колебание^ которое принято называть «биениями». Огибающая
кривой биений, как известно, равна разности частот воздействующих
колебаний, т. е. является промежуточной частотой.
На диаграмме в кривая биений получилась в результате
алгебраического суммирования ординат двух синусоидальных кривых,
каждая из которых характеризует переменную составляющую
анодного тока при самостоятельных воздействиях напряжений
сигнала и гетеродина.
23S

Из диаграммы б видно, что в течение отрезка времени t\
укладываются шесть периодов колебаний тока /ас и девять периодов
колебаний тока /аг, при этом в огибающей кривой биений
получаются три периода колебаний. Таким образом, графическое
изображение процесса преобразования конкретно подтверждает
возникновение разностной частоты, которая может быть выделена
при помощи фильтра.
Частотно-преобразовательные лампы с двойным управлением
характеризуются параметрами преобразования, которые
определяются по статическим характеристикам. Имеются следующие
параметры преобразовательных ламп:
крутизна преобразования
5ПР=^ при Unp=0;
Ug С
внутренний коэффициент усиления
^пр=тг~ при 7апр=°;
ugc
внутреннее сопротивление
Я;пр = -^ ПРИ*/,е-0
упр
или, если выразить через известные параметры, то
*Ч пр <. •
°пр
§ 48. СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ ЧАСТОТЫ
Работа преобразователя частоты в значительной степени
определяет основные показатели супергетеродинного приемника. В
первую очередь преобразователь влияет на такой показатель
приемника, как диапазон частот. Перекрытие заданного диапазона частот
зависит от работы гетеродина. Гетеродин должен обеспечить
устойчивую генерацию на всем диапазоне принимаемых частот.
Амплитуда колебаний напряжения гетеродина в пределах диапазона
должна сохраняться относительно постоянной, так как от ее
величины зависит крутизна преобразования и, следовательно,
постоянство коэффициента усиления преобразователя по диапазону.
Выполнение этих условий достигается использованием
соответствующей схемы гетеродина, правильным выбором преобразовательной
лампы и режима ее работы.
Рассмотрим подробнее вопрос о стабильности частоты
гетеродина. Как следует из самого принципа действия супергетеродина,
промежуточная частота получается в виде разности частот
гетеродина и сигнала: f,nP=/r—fc.
Колебательные системы, включенные в анодные цепи
преобразователя и усилителя промежуточной частоты, настроены на фикси-
(9.11)
(9.12)
(9.13)
234

рованную (постоянную) частоту, равную выбранной
промежуточной частоте. При стабильной частоте гетеродина промежуточная
частота совпадает с частотой настройки колебательных систем.
В этом случае спектр частот сигнала будет симметричен
относительно оси резонансной кривой усилителя промежуточной частоты
(фиг. 9. 7, а). Иная картина получается при неустойчивой частоте
гетеродина. Отклонение частоты гетеродина повлечет за собой
соответствующее изменение промежуточной частоты. Это приведет
к тому, что между частотой /ггр и частотой настройки контуров УПЧ
возникает расстройка и спектр частот сигнала расположится
несимметрично относительно середины резонансной кривой (фиг. 9.7,6).
/ У
а) 6)
Фиг. 9. 7. Расположение спектра частот сигнала.
а—при точной настройке гетеродина, б—при расстройке
гетеродина.
Крайние частоты спектра окажутся ослабленными и появятся
излишние частотные искажения. При большом «уходе» частоты
гетеродина спектр частот сигнала может оказаться за полосой
пропускания и прием сигнала станет невозможным. Стабильность
частоты гетеродина зависит от схемы гетеродина и различных внешних
причин. Кроме того, стабильность частоты зависит от степени связи
между сигнальным контуром и контуром гетеродина. Любое
изменение настройки сигнального контура приводит к изменению
вносимого им в контур гетеродина реактивного сопротивления, что
влечет за собой изменение частоты генерируемых колебаний.
Схемы односеточных преобразователе*
Схемы односеточных преобразователей практически
осуществляются на пентодах, работающих в режиме анодного
детектирования.
В простейшей схеме односеточного преобразования,
приведенной на фиг. 9. 2, имеется весьма существенный недостаток,
заключающийся в наличии связи между контуром гетеродина и сигналь-
235

ным контуром. Возникновение такой связи понижает стабильность
частоты гетеродина.
Одной из наиболее широко применяемых схем односеточных
преобразователей является схема с катодной связью (фиг. 9. 8, а).
В этой схеме напряжение от
гетеродина воздействует на
лампу через индуктивность
LKf включенную в цепь
катода. Связь между контурами
осуществляется через между-
электронную емкость Cs K,
величина которой сравнительно
невелика.
На фиг. 9. 8, б показана
схема преобразования на
пентоде с большой крутизной
характеристики. В этом
случае необходимая крутизна
преобразования может быть
получена при слабой связи
гетеродина с управляющей
сеткой. Практически емкость
связи берут в пределах 1 —
4 пф.
Схемы односеточных пре-
образователей встречаются
сравнительно редко и
используются в основном в том
случае, когда по конструктивным
соображениям целесообразно применить однотипные лампы во
всем приемнике.
Фиг. 9.8. Схемы преобразования
на пентодах.
частоты
Схемы двухсеточных преобразователей
В частотно-преобразовательных лампах с двумя управляющими
сетками связь между сигнальным контуром и контуром гетеродина
удается в значительной степени ослабить путем введения
дополнительной экранирующей сетки между гетеродинной и сигнальной
сетками.
Различают две категории частотно-преобразовательных ламп:
смесительные *и преобразовательные.
В смесительных лампах происходит только
«смешивание» колебаний. Колебания вспомогательной частоты создаются
гетеродином, работающим на отдельной лампе.
В преобразовательных лампах обеспечивается
смешивание колебаний и генерирование вспомогательной частоты.
В этом случае гетеродин и смеситель совмещены в одной
лампе.
236

Схемы с использованием гептода в качестве преобразовательной лампы
Гептодами называются лампы с пятью сетками. Такие лампы
часто называют пентагридами.
Для гептода без антидинатронной сетки
типичной является схема фиг. 9. 9. Назначение отдельных сеток видно
из схемы. Катод лампы и первые две сетки образуют трехэлектрод-
ную лампу, работающую в схеме гетеродина. Третья и пятая сетки
являются экранирующими. Напряжение сигнала подается на
четвертую сетку.
Гетеродин выполнен по схеме с индуктивной обратной связью.
Дополнительные конденсаторы в контуре гетеродина обеспечивают
*~ к смещению ару
Фиг. 9.9. Схема преобразования частоты на гептоде без
антидинатронной сетки.
так называемое «сопряжение настроек контуров» (см. конец
настоящей главы). В анодной цепи преобразователя включен двух-
контурный полосовой фильтр, обеспечивающий избирательные
свойства каскада.
Рассмотрим весьма существенный недостаток, присущий
данному типу гептода. В большинстве современных приемников
применяется автоматическое регулирование усиления (АРУ), при
помощи которого изменяется усиление приемника в зависимости от
величины сигнала, поступающего на его вход. Действием АРУ
обычно охватывается и преобразовательный каскад. На сигнальную
сетку преобразователя подводится то или иное отрицательное
смещение, которое изменяет коэффициент усиления преобразователя.
Применение гептода без антидинатронной сетки ограничивает
использования АРУ, так как изменение напряжения на сигнальной
сетке оказывает влияние на анодный ток гетеродина и на его
частоту.
В гептоде с антидинатронной сеткой указанный
недостаток в значительной мере устранен. Схема преобразователя
237

на лампе этого типа приведена на фиг. 9. 10. Анодом гетеродина
в лампе служит вторая — экранирующая сетка. Заземление
экранирующей сетки, т. е. анода гетеродина по высокой частоте, приво-
^ К сет не
УПЧ
3«-
*- К смещению /7РУ
Фиг. 9. 10. Схема преобразования частоты на гептоде
с антидинатронной сеткой.
дит к необходимости использовать схему автогенератора с
катодной связью.
Схема с использованием гептода в качестве смесительной лампы
На первую сетку смесителя (фиг. 9. 11, а) подводится
напряжение сигнала; на третью сетку воздействует напряжение от
отдельного гетеродина. Вторая и четвертая сетки являются
экранирующими, а пятая — защитной.
Напряжение от отдельного гетеродина, выполненного по схеме
автогенератора с катодной связью, снимается с нижней части
катушки Lr и подается к гетеродинной сетке смесителя через
цепь RC.
В современных приемниках широкое распространение получили
комбинированные лампы типа гептод—триод. В этом случае гептод
используется как смеситель, а триод как отдельный гетеродин
(фиг. 9. 11,6).
§ 49. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
ТРИОДАХ
Нелинейность вольтамперных характеристик
полупроводниковых приборов позволяет использовать их для преобразования
частоты наравне с электронными лампами. Применяются как диоды,
так и триоды. Диодный преобразователь по своей схеме ничем не
отличается от приведенной на фиг. 9. 1 схемы на вакуумном диоде.
Преобразование частоты при помощи полупроводниковых триодов
238

К сетке
УПЧ
1
Т
\k смещению
-*"*" АРУ
п
&£
§
jo
я
*
о( >о
о( )о
1
т* /С смещению "J
L-*- АРУ
Фиг 9 11. Схемы преобразования частоты с использованием гептода и гептод—триода
+£=

осуществляется по принципу, подобному односеточному преобраз®-
ванию на электронных лампах.
На фиг. 9. 12 приведена схема преобразователя, в которой
используются два полупроводниковых триода. Эта схема напоми-
х1^
- 4-
т,т
Фиг. 9. 12. Схема преобразователя частоты на
полупроводниковых триодах с отдельным
гетеродином.
нает схему преобразователя с катодной связью фиг. 9. 8. На базу
полупроводникового триода, включенного по схеме с общим
эмиттером, подводится
напряжение сигнала UCf снимаемое
через катушку связи L2 с
контура /Ci. Напряжение
гетеродина вводится
последовательно в цепь эмиттера и
снимается с нижней части
катушки обратной связи Lr. В
гетеродине использована
схема автогенератора с
индуктивной обратной связью с
контуром /Сг в цепи коллекто-
Т"0 ^Tl Pa* выходе смесителя в
—II—'^=- его коллекторной цепи поме-
Фиг. 9.13. Схема преобразователя частоты щеН К0НТУР К*> настроенный
на промежуточную частоту.
На фиг. 9. 13 приведена
схема преобразователя на
одном полупроводниковом
триоде, который одновременно работает как смеситель и как
гетеродин. Напряжение сигнала снимается с контура Ki и подается
на базу триода, включенного по схеме с общим эмиттером.
Тетерона полупроводниковом триоде,
выполняющем одновременно функцию смесителя и
гетеродина.
240

дин выполнен по схеме автогенератора с индуктивной обратной
связью с контуром /(2 в цепи эмиттера; катушка обратной связи LCB
включена в коллекторной цепи триода вместе с выходным
контуром /С3, настроенным на промежуточную частоту. Процесс
преобразования частоты в такой схеме обеспечивается одновременным
действием напряжений сигнала и гетеродина между эмиттером и
базой полупроводникового триода.
§ 50. ОСОБЕННОСТИ СУПЕРГЕТЕРОДИННОГО ПРИЕМА
Наряду с рядом достоинств супергетеродинный прием имеет
также ряд недостатков и специфических особенностей.
Недостатки супергетеродина
Появление побочных каналов приема, главным
из которых является зеркальный или симметричный. Как уже было
отмечено, промежуточная частота может создаваться в результате
биений между колебаниями сигнала и гетеродина в следующих
двух случаях:
/пр == Уг1 ""/с*
/пр==У с /г2*
В первом случае при «верхней» настройке гетеродина /г>/с, во
втором случае при его «нижней» настройке fr<Cfc
Положим, что для приема сигнала определенной частоты /ci
выбрана «верхняя» настройка гетеродина
Jг==:/пр J Jcl»
На вход приемника, кроме сигнала принимаемой станции /сь
может воздействовать сигнал мешающей станции /C2>/ci, для
которого выбранная частота гетеродина создает «нижнюю» настройку.
При этом промежуточная частота при воздействии второго сигнала
/пр==У с2 /г
получается такой же, как и при воздействии первого сигнала,
J пр===/г /cl»
и на выходе приемника создается эффект одновременного действия
двух станций.
Расположение частот обеих станций является симметричным
(зеркальным) относительно частоты гетеродина (фиг. 9. 14).
Частота второго сигнала, называемого сигналом зеркальной станции,
отличается от частоты принимаемой станции на 2fnp
/с2==: /зер =/cl i 4/пр«
Для частоты сигнала принимаемой станции /ci = 3920 кгц при
промежуточной частоте /пр=465 кгц частота сигнала зеркальной
станции /зер=3920+ 930 = 4850 кгц.
16 Радиоприемные устройства. ^41

Другим побочным каналом может быть канал, частота которого
равна или близка к промежуточной частоте приемника. Если
сигнал станции, равный промежуточной частоте, поступает на
сигнальную сетку преобразователя, то он будет полностью усилен
последующими каскадами.
А
о
fn
fr
fr
f
C1 ir iCz
Фиг. 9. 14. Взаимное расположение частот полезного
сигнала, гетеродина и зеркального сигнала.
Подавлять помехи, поступающие через побочные каналы,
можно лишь в цепях, предшествующих преобразователю, т. е. во
входной цепи и усилителе высокой частоты.
Для устранения помех станций, частота которых равна или
близка к промежуточной, на входе приемника включаются
специальные фильтры. На фиг. 9. 15, а
приведена схема включения
запирающего фильтра
(фильтр-пробка). Используемый в качестве
фильтра параллельный
колебательный контур, настроенный па
частоту /пР, включен
последовательно в цепь антенны; вследствие
своего большого сопротивления
контур является препятствием для
сигнала промежуточной частоты.
Другой вид запирающего фильтра
и его схема включения
представлены на фиг. 9. 15, б. В этом
случае в качестве фильтра
используется последовательный контур,
включенный параллельно входу
приемника и настроенный на
промежуточную частоту. При резонансе сопротивление такого контура
падает до малой величины и вход приемника оказывается
замкнутым по промежуточной частоте, практически накоротко.
Интерференционные свисты — своеобразный вид
искажений, возникающих в супергетеродине вследствие
нелинейных процессов, происходящих в преобразователе.
В анодной цепи преобразователя, кроме промежуточной
частоты, могут возникнуть комбинационные частоты, величина которых
близка к промежуточной частоте.
а)
6)
Фиг. 9.15. Схемы входных цепей
супергетеродина с включенными
фильтрами, настроенными на
промежуточную частоту.
242

Рассмотрим комбинационную частоту /к0Лб=2/с—/г. При /с=
= 931 кгц и ^=465 кгц частота гетеродина может быть
определена как
/>=/о+/др=931.+465=1396 кгц,
откуда
2/с—U = 1862— 1396=466 кгц.
После детектирования возникнут биения с разностной частотой
/комб—/пр=466—465=1 кгц.
Воздействие на выходной аппарат сигнала с такой частотой
будет вызывать свист.
Избирательность супергетеродина
В отличие от избирательности приемника прямого усиления
избирательность супергетеродинного приемника оценивается двумя
величинами.
1. Способностью супергетеродинного приемника ослаблять
сигналы соседних по частоте мешающих станций, характеризующей
его избирательность по соседнему каналу.
Избирательность по соседнему каналу обеспечивается
совместными действиями всех избирательных систем приемника. Принимая
во внимание широкую полосу пропускания резонансных цепей до
преобразователя, особенно в области коротких волн, можно
считать, что избирательность по соседнему каналу в основном
обеспечивается в цепях усиления промежуточной частоты.
2. Избирательностью по зеркальному каналу, характеризующей
способность супергетеродинного приемника ослаблять сигнал
зеркальной станции.
Подавлять зеркальную помеху можно лишь в цепях,
предшествующих преобразователю, поэтому входное устройство и усилитель
высокой частоты в основном предназначены для обеспечения
необходимой избирательности по зеркальному каналу.
В гл. V для количественной оценки избирательности входного
устройства было использовано известное из основ радиотехники
уравнение избирательности по току [формула (5. 4)]
К=—=■ 1
/0 /1+*2*
где х=()э(—— —) является обобщенной расстройкой.
Рассмотрение схем входных устройств, приведенных на фиг. 5. 1,
показывает, что выходное напряжение снимается с конденсатора
контура и подается на сетку последующего каскада.
Следовательно, правильная оценка избирательности должна быть представлена
отношениями напряжений 1
Уи =
Ubhx <*С
^выхО т *
»*с
1С*
243

Заменим отношение
тогда получим
i-=K.
у у <°0
/ и — / .
О)
В результате уравнение избирательности колебательного
контура по напряжению примет следующий вид:
Yu= * А. (9.14)
Уравнения избирательности по току и напряжению отличаются
множителем —. При относительно малых расстройках между
принимаемой и мешающей станциями практически при ° ж
^0,1 значение — можно считать близким к единице, a Y-^YU.
Иначе говоря, избирательность входного устройства по
соседнему каналу определяется по формуле (5.4). При этом величина
Избирательность входного устройства по зеркальному каналу
следует определять по формуле (9. 14). В частном случае для
диапазона коротких волн, когда расстройка Д/=2/пр мала по сравнению
с /о, применяют уравнение избирательности по току.
При больших значениях абсолютной расстройки Д/=/—/о, какой
является расстройка по зеркальному каналу, величина обобщенной
расстройки х>1, и поэтому уравнение избирательности по
зеркальному каналу можно представить в следующей форме:
К = ±-&-
7 зер.вх.у х г •
Принимая*во внимание, что /=/o+2fnP и выражая
избирательность величиной, обратной Y, получим
d3e вх = l =xf =Q//o + 2/np /o )fo f 2/пр . (9.15)
зер.вх.у Гзер.вх.у /о \ /о /о + 2/пр/ /о
После упрощения расчетная формула избирательности контура
входного устройства по зеркальному каналу примет вид:
//0 + 2/пр\2
^зер.вх.у ^сэ
/о
-1
(9.16)
Следует заметить, что избирательности резонансного усилителя
высокой частоты по току и напряжению совпадают, поэтому фор-
244

мула избирательности (5. 4) справедлива для УВЧ в области
малых и больших расстроек.
Избирательность одного каскада резонансного усилителя по
зеркальному каналу, согласно выражению (5.4), с учетом, что
х > 1, определяется формулой
d
зер.УВЧ
:Х
-«•(■
'/o + 2/np
/о
/о
;)•
(9.17)
/о + 2/пр,
Избирательность входной цепи и УВЧ по зеркальному каналу
при одинаковых контурах в соответствии с выражениями (9. 15) и
(9. 17) можно подсчитать по формуле
//о + 2/пр /0 yin/o + 2/пр
'ПО /J
" зер
Qs
/о /о "Ь 2/пр
/о
где л — число контуров входной цепи и УВЧ.
вху иувч
-uf
^f-Юиги,
+Af
2f,
пр
Фиг. 9. 16. Резонансные характеристики
супергетеродинного приемника.
•Избирательность супергетеродинного приемника может быть
представлена его резонансными характеристиками. На фиг. 9.16
представлена резонансная характеристика входного устройства и
УВЧ — ^вх.уиувч' резонансная характеристика усилителя
промежуточной частоты Упл и общая резонансная кривая Vo6uv
которая получается путем перемножения ординат кривых. На
резонансной кривой ^вх.уиувч при расстройке А/=2/пр ордината,
равная Кзер, характеризует избирательность по зеркальному
каналу.
Избирательность по соседнему каналу определяется по кривой
Уоби1 при расстройке Af=10 кгц (для телефонно-телеграфных и
радиовещательных приемников) и показана отрезком У. В диапазоне
коротких волн резонансная кривая Увч.уиувч обычно является
весьма пологой и на избирательность по соседнему каналу
практически не влияет.
В диапазонах средних и в особенности длинных волн эта
характеристика приобретает более острую форму, в результате чего
происходит значительное сужение общей полосы пропускания
приемника. При проектировании приемника сужение полосы за счет
высокочастотных цепей не должно превышать предела 10—15V0.
245

Выбор промежуточной частоты
Значение промежуточной частоты имеет большое влияние на
работу супергетеродинного приемника и сказывается на его
чувствительности, избирательности и полосе пропускания. Наибольшая
чувствительность приемника может быть достигнута при
минимальном значении промежуточной частоты, так как при этом возрастает
коэффициент устойчивого усиления по каналу промежуточной
частоты.
Высокая избирательность по соседнему каналу также
обеспечивается при низкой промежуточной частоте.
УВЧ
ПерВый

смеситель
JZ

Усилитель^
первой
промежу]
точной
частогтЛ
Второй

смеситель

Усилитель „
второй
промежу\
точной
частоты]
Л
УНЧ
©
Первый

гетеродин
Второй

гетеродин
Фиг. 9. 17. Блок-схема супергетеродина с двойным преобразованием
частоты.
При заданном значении добротности контура Qnp низкой
промежуточной частоте соответствует узкая полоса пропускания
2kF= — и, следовательно, острая резонансная кривая.
Qnp
Хорошая избирательность по зеркальному каналу достигается
при высокой промежуточной частоте. Из фиг. 9. 16 видно, что
увеличение расстройки Af=2/np ослабляет влияние зеркальной помехи
(ордината Y3ep уменьшается).
Удовлетворить требованиям высокой чувствительности и
избирательности одновременно по обоим каналам не представляется
возможным, поэтому выбор промежуточной частоты представляет
собой инженерный компромисс, в котором следует учитывать
целый ряд дополнительных соображений.
Прежде всего промежуточная частота не должна находиться
в диапазоне принимаемых сигналов. Невыполнение этого условия
приводит к появлению интерференционных свистов.
В радиовещательных приемниках и в ряде профессиональных
приемников промежуточная частота берется равной 465 кгц, так
как она находится в разрыве поддиапазонов средних и длинных
волн.
В специальных профессиональных приемниках длинноволнового
диапазона представляется целесообразным выбирать промежуточ-
246

ную частоту равной ПО кгц. Например, при длине волны прини.
маемой станции 2000 м (/=150 кгц) частота сигнала зеркальной
станции /эеР =370 кгц превышает частоту сигнала принимаемой
станции вдвое, и поэтому сигнал зеркальной станции будет легко
ослабляться во входном контуре.
В профессиональных коротковолновых приемниках для
повышения избирательности по зеркальному каналу выбирают
повышенную промежуточную частоту порядка 1600 кгц.
В профессиональных приемниках с узкой полосой пропускания
до 500 гц, рассчитанной на прием телеграфных сигналов,
прибегают к двойному преобразованию частоты (фиг. 9. 17). Для
ослабления зеркальной помехи первая промежуточная частота берется
высокой; вторую промежуточную частоту для получения узкой
полосы пропускания можно взять достаточно низкой.
§ 51. НАСТРОЙКА КОНТУРОВ СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ ПРИЕМНИКОВ
ОДНОЙ РУЧКОЙ
В диапазонных супергетеродинных приемниках настройка
колебательных контуров входной цепи, усилителя высокой частоты и
гетеродина осуществляется при помощи переменных конденсато-
Фиг. 9. 18. Строенный и сдвоенный блоки переменных конденсаторов.
ров. Подавляющее большинство профессиональных приемников и
все без исключения радиовещательные приемники имеют одну
ручку настройки частоты.
Для приемников с одной ручкой настройки частоты применяют
несколько одинаковых переменных конденсаторов, роторы которых
имеют общую механическую ось вращения. В зависимости от
количества настраивающихся контуров применяют сдвоенные, строен-
247

ные (фиг. 9. 18) и реже — счетверенные блоки конденсаторов
переменной емкости.
Практическое осуществление настройки одной ручкой в
супергетеродине затруднено вследствие того, что частоты настройки
высокочастотных цепей приемника и гетеродина неодинаковы. В
любом положении ротора блока переменных конденсаторов частота
гетеродина должна отличаться от частоты контуров высокочастот.
ной цепи на величину, равную промежуточной частоте.
Границы изменения частоты колебательного контура, т. е.
перекрытие диапазона от /тах до /min при постоянной
индуктивности L определяются пределами изменения емкости блока
переменных конденсаторов от Cmin до Сшах.
max
стах
Г 'rrriin--
max
ff I,
£ /cmin— 1—
±~C
'min ccp
в)
'max
Фиг. 9.19. Графики сопряжения настроек контуров
высокочастотной цепи и гетеродина.
ВГ—необходимая настройка гетеродина, ДЕ—фактическая настройка
гетеродина, АБ—настройка входной цепи и УВЧ.
Закон изменения частоты настройки высокочастотных цепей
выражается известным уравнением
л-ътт- <9Л9>
На фиг. 9. 19 показана зависимость собственных частот
колебательных контуров приемника от изменения емкостей переменных
конденсаторов. Уравнение (9. 19) представлено на фиг. 9. 19, а
кривой АБ. Формула необходимой частоты настройки контура
гетеродина в соответствии с принципом действия супергетеродина может
быть выражена в следующем виде:
/гаа/с+/пР=. \^+/п?. (9.20)
пр 2* /Тс
Выражение (9.20) представлено на фиг. 9. 19, а кривой ВГ,
параллельной кривой АБ.
Определим истинный закон изменения частоты настройки
контура гетеродина. Положим, что частота гетеродина при минимальной
емкости Cmin и соответствующем значении индуктивности конту-
248

pa Lr определяется на графике точкой Д, совпадающей с точкой В(
или, как говорят, настройки контуров сопряжены в верхней точке
диапазона.
При изменении емкости частота гетеродина будет изменяться
согласно выражению
''-£7!Г (9'21>
Как видно, выражение (9.21) не совпадает с выражением
(9.20) и, следовательно, фактический закон настройки контура
гетеродина не совпадает с необходимым законом.
Третья кривая ДЕ, отражающая уравнение (9.21), будет
проходить ниже кривой ВГ, поскольку Lr<L и каждому значению С
в уравнении (9.21) будет соответствовать ордината f, меньшая
соответствующей ординаты в уравнении (9. 20).
Расхождение между кривыми ВГ и ДЕ показывает, что во всех
точках, кроме верхней, разностная частота fT—/0 не соответствует
выбранному значению промежуточной частоты, и прием сигналов
по диапазону не может быть осуществлен.
Пример 9.1. Приемник перекрывает диапазон частот от /тах=1600 кгц
до /min = 400 кгц. Промежуточная частота /пр = 200 кгц. Определить
разностную частоту/г—/с в нижней точке диапазона, если сопряжение настроек
контуров обеспечено в верхней точке диапазона.
Решение
Согласно условию частота уменьшается в 4 раза, и, следовательно, емкость
переменных конденсаторов должна увеличиться в 16 раз.
При сопряжении настроек контуров в верхней точке В частота
гетеродина /г = 1600 + 200 = 1800 кгц.
Изменение емкости гетеродинного контура в 16 раз вызывает уменьшение
частоты контура в 4 раза
1800 Лг„
Л min = — = 450 кгц.
Таким образом, разностная частота в нижней точке] диапазона (точка £)
/г min ~/с min = 450 -400 = 50 кгц
не соответствует промежуточной частоте /пр = 200 кгц, заданной в условии.
Значительно лучший результат может быть достигнут при со-
вмещении кривых ВГ и ДЕ не в верхней, а в средней точке
диапазона О (см. фиг. 9. 19,6). В этом случае расхождение между
кривыми на краях диапазона уменьшается.
Практически сопряжение настроек контуров осуществляется
в трех точках диапазона: в начале, в конце и в середине. В
остальных точках наблюдается незначительное отклонение фактической
частоты гетеродина от необходимой. Такое сопряжение
производится путем включения в схему гетеродинного контура добавочных
емкостей: С2 и одной из емкостей С3 или С4 (фиг. 9. 20).
Емкость параллельно включенного конденсатора С3 по
величине мала и колеблется в пределах нескольких десятков пикофарад.
Конденсатор С2, включенный последовательно, называется сопря-
243.

гающим. При использовании типовых блоков переменных
конденсаторов (17-4-500 пф) емкость сопрягающего конденсатора
в диапазонах средних и длинных волн не превышает 1000 пф, а на
коротких волнах емкость С2 возрастает до нескольких тысяч пико-
фарад.
Определим влияние добавочных конденсаторов на общую
емкость контура гетеродина в двух крайних положениях блока
переменных конденсаторов Cmin и С ах
1) C=Cmin.
Емкость параллельного соединения
возросла по сравнению с Cmin.
Общая емкость контура гетеродина
^общ —
^пар^2
с
'пар"Т Q->
Так как обычно Сг^Спар, то в знаменателе можно пренебречь
значением С|Дар по сравнению с С2.
Тогда получим
С
общ
с
1
\\
>> с
пар ^ ^min*
+4fJ
с±
т/г
4-
•V-
/
fc
I
ж
/
/
/
/
,_-/
Фиг. 9. 20. Схема контура гетеродина и
контура входной цепи при настройке
одной ручкой.
Фиг. 9.21.
Кривая погрешности
сопряжения.
Увеличение емкости контура приводит к уменьшению его
частоты, следовательно, точка Д кривой ДЕ на фиг. 9. 19,6
переместится ниже. При правильном расчете сопряжения точка Д совпадает
с точкой В.
2) С=Стах.
Емкость параллельного соединения за счет емкости С3
возросла очень мало. Учитывая, что Cmax>Cmin, можно считать,
что
^пар^ ^тах'
Общая емкость контура гетеродина
Г* -
^тах + Ог
250

по сравнению с Стях значительно уменьшается, так как Стах и С2—
соизмеримые величины. Уменьшение емкости будет
сопровождаться увеличением частоты контура. При этом точка Е кривой ДЕ при
правильном расчете должна совпасть с точкой Г (ель фиг. 9. 19, б).
Кривая фактической настройки гетеродинного контура
(пунктирная линия) совмещается с кривой необходимой настройки
в трех точках, а в остальных точках приближается к кривой ВГ.
На фиг. 9.21 показана примерная кривая погрешности
сопряжения. Здесь: /min и /тах — крайние частоты поддиапазона; /,,
Л» /з — частоты точного сопряжения.
Погрешность сопряжения, равная разности фактической и
необходимой частот гетеродина, определяется выражением
А/=(/с + /пр)-Л.
(9.22)
Наибольшие погрешности получаются в четырех точках: на
краях поддиапазона и между точками точного сопряжения.
Максимальная погрешность А/„
(шах
Y
Л
Частота
резонанса
Частота
сигнапа
нэсциувч
может оказаться в любой'
из четырех точек.
При расчете приемника
весьма важно оценить
величину допустимой
неточности сопряжения.
Рассмотрим настройку
приемника на одной из
частот неточного сопряже.
иия. Оператор,
управляющий приемником, стремит,
ся к получению на выходе
наибольшего эффекта, что
достигается при настройке
усилителя промежуточной
частоты в резонанс.
Промежуточная частота
может в точности соответствовать своему номиналу только в том
случае, когда неточность сопряжения скорректирована
соответствующим изменением частоты гетеродина. При наличии блока
конденсаторов переменной емкости точная настройка гетеродина
вызывает расстройку контуров высокочастотной части приемника
относительно частоты сигнала на величину погрешности сопряжения.
Оценку допустимой неточности сопряжения можно произвести
при помощи фиг. 9. 22. Допустим, что сигнал принимаемой частоты
со своим спектром боковых частот, ширина которого ограничена
полосой пропускания приемника 2AFnp, сместился относительно
резонансной частоты контуров высокочастотной цепи на величину
максимальной погрешности сопряжения Д/таХ. При широкой полосе
пропускания 2Д/7 входной цепи и УВЧ неточность сопряжения не
Фиг. 9. 22. Определение допустимой неточности
сопряжения настроек контуров по резонансной
кривой входной цепи и УВЧ.
251

окажет заметного влияния на работу приемника, но если спектр
боковых частот хотя бы частично выйдет за полосу пропускания,
то произойдет снижение чувствительности и избирательности
приемника и значительно возрастут частотные искажения.
Таким образом, величина максимально допустимой погрешности
сопряжения определяется формой резонансной кривой входной
цепи и усилителя высокой частоты приемника.
В диапазонах длинных и средних волн наличие острой
резонансной кривой ограничивает неточность сопряжения единицами
килогерц; на коротковолновых диапазонах допустимая неточность
может доходить до десятков килогерц.
Согласно фиг. 9. 22 неточность сопряжения может быть
признана допустимой при выполнении условия
A/max + AFnp<AF. (9.23)
§ 52. РАСЧЕТ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Полный расчет преобразователя частоты слагается из расчета
элементов контура гетеродина, расчета режима автоколебаний
гетеродина и расчета смесительной части. При проектировании
приемников обычно ограничиваются расчетами элементов контура
гетеродина и смесительной части. В случае необходимости режим
автоколебаний гетеродина можно рассчитать методами,
излагаемыми в курсах радиопередающих устройств.
Расчет элементов контура гетеродина
Расчет элементов контура гетеродина производится из условий
обеспечения сопряженной настройки контуров при помощи одной
ручки. Расчет этот можно производить аналитическим или
графическим методом. При использовании аналитического метода расчет
является трудоемким 1 и его следует выполнять с большой степенью
точности.
Ниже приведен один из приближенных методов графического
расчета элементов контура гетеродина, построенный по схеме
фиг. 9. 20, в которой приняты следующие обозначения:
С — емкость каждого контура входной цепи и УВЧ, состоящая
из емкости переменного конденсатора Ск и параллельно
включенной ему емкости схемы Сс*. Отсюда
с=ск+ссх.
Предполагается, что в контуре гетеродина используется такой же
конденсатор переменной емкости Си как во входной цепи и в УВЧ.
С2 — емкость последовательного сопрягающего конденсатора;
Сз — емкость параллельного сопрягающего конденсатора.
1 Аналитический метод изложен в первом издании настоящего учебника.
252

Исходные данные
1. Поддиапазон частот /min —/max.
2. Промежуточная частота /пр.
3. Индуктивность L контура входной цепи и УВЧ.
Требуется определить
1. Индуктивность гетеродинного контура L^.
2. Емкость конденсатора С2.
3. Емкость конденсатора С3.
Порядок расчета
1. Выбираем переменный конденсатор и принимаем емкость схе*
мы равной значению Ссх для контуров входной цепи и УВЧ.
2. Находим вспомогательный коэффициент я=—, где
/ср
f /max т/min
/ср~ 2
3. Определяем максимальную емкость контура гетеродина
г С 4-Г
^тах иктахТисх*
4. Определяем индуктивность контура гетеродина
Значение коэффициента а находим по графику фиг. 9. 23.
5. Определяем емкость последовательного конденсатора Сг по
графику фиг. 9. 24.
6. Определяем емкость параллельного конденсатора С3 (или Са)
по графику фиг. 9. 25.
Расчет смесительной части
В анодной цепи преобразователя используются полосовые
фильтры с такими же параметрами, как и в усилителе
промежуточной частоты, расчет которого обычно предшествует расчету
преобразовательного каскада.
Исходные данные
1. Промежуточная частота/пр.
2- Резонансное сопротивление контуров полосового
фильтра /?0е.
3. Коэффициент усиления преобразователя Кщ>.
4- Параметр связи т], характеризующий связь между контурами
фильтра.
253

(X
1,0
6,9
OJ
0,3
Я*
О?
OJS
0,2
0,15
0.1
1 i
1
I
L.
kr«r«u
™-
?^4
■
gat
,
/
I
J
5
1
1
k i^
1 д
\
\
s
1
....
i \
xi
M
—it
O,0tf
9№
0,03 0J№ WW0,1 0/5 0,2 Oj Off 0,5 0,6 0,8 1 1,5 2 3
n =$1L
Фиг. 9.23 График определения индуктивности контура
гетеродина.
0M0ft3 QflS OJ070J 0/50,2 0,3 OjtOfiOJ t,Q 1^5 2 3
f
n=/a
Фиг. 9. 24. График определения емкости последовательного
сопрягающего конденсатора С2.
254

Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Коэффициент усиления преобразователя Кщ> (для проверки)
С*, пс?
100
80
60
50
Ц-0
30
25
20
fS
10
8
6
¥
з
25
¥
OflZ Gt03 0,05 qo? 0/ 0/5 0,2 0,3 OfiOfi 07 If 1,5 2 3
n ^
Фиг 9 25 График определения емкости параллельного
сопрягающего конденсатора Сз (или С4).
Порядок расчета
1. Выбираем схему преобразовательного каскада и тип
преобразовательной лампы.
2. Выбираем способ включения первого контура фильтра
в анодную цепь преобразователя из условия, чтобы шунтирующее
действие лампы на контур не превышало 251Э/о.
Для этого находим параметр связи
i I !
lS
1 j
! i ^
] Ctnax-SOOntp^
1 30tf\^
1 Г j
Ш
1
Й
r\
1 7
l/M X >
q
Г i
f^*\~^t j
1 1 'I/
I'LK-
III 1 '
111 1 '
t
1
1 _*-
w s
\Уу
rws
\fry
s
r
s
>
Й
^
ts
s*
**r\
>
>n
1
—
p<
1
Ri ni
2 V Roe
Здесь /?/пр=(1,5ч-2)/?/;
/?; —внутреннее сопротивление преобразовательной или
смесительной лампы.
255

В случае, когда р>-1 допускается непосредственное включение
первого контура в анодную цепь преобразователя. При р<1
используется трансформаторное или автотрансформаторное
включение контура в анодную цепь лампы. В случае если такое
включение нежелательно, выбирают другой тип преобразовательной
лампы с большим значением Ri.
3. Определяем индуктивность анодной катушки (только в схеме
неполного включения):
а) при трансформаторной связи
'а
=(f)
задаются величиной коэффициента связи, равной
6=0,4—0,6;
б) при автотрансформаторной связи
4. Находим коэффициент усиления смесительной части
преобразователя
1
К^~ ^2+1 5пр#0*Л
При полном включении контура в анодную цепь р— 1.
Расчетное значение коэффициента Кпр должно превышать его
заданное значение.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Супергетеродинный приемник выгодно отличается от всех
других типов приемников, так как он обладает высокой
избирательностью и чувствительностью, постоянством избирательности и
чувствительности по диапазону и повышенной устойчивостью в
работе.
2. Преобразование частоты сигнала является характерной
особенностью, отличающей супергетеродин от приемника прямого
усиления.
3. Преобразование частоты осуществляется вследствие
нелинейного процесса, возникающего при периодическом изменении
крутизны характеристики преобразовательной лампы по закону
действующего на сетку напряжения гетеродина.
4. Электронные лампы, работающие в качестве
преобразователей частоты, характеризуются параметрами преобразования:
Snpy /?/пр, упр. Наиболее важным параметром, влияющим на
усиление преобразователя, является крутизна преобразования 5пр,
значение которой находится в пределах — от
максимальной статической крутизны лампы.
256

5- Коэффициент усиления преобразовательного каскада
зависит от типа лампы и сопротивления нагрузки анодной цепи.
Значение этого коэффициента в три-четыре раза меньше значения
коэффициента усиления усилительного каскада при одинаковых
лампах и сопротивлениях нагрузок.
6. Избирательные свойства преобразователя в основном
определяются видом колебательной системы, включенной в его анодную
цепь.
7. Различают две категории преобразователей частоты: одно-
сеточные и двухсеточные.
8. Существенным недостатком супергетеродина, выявляющимся
из самого процесса преобразования частоты, является
возникновение побочных каналов приема и, в первую очередь, зеркального
канала.
9. В супергетеродинном приемнике различают избирательность
по двум каналам: зеркальному и соседнему. Входная цепь и
усилитель высокой частоты обеспечивают избирательность по
зеркальному каналу; избирательность по соседнему каналу в основном
зависит от цепей, работающих на промежуточной частоте.
10. Настройка супергетеродина одной ручкой, облегчающая
управление приемником, обеспечивается сопряжением настроек
контуров путем включения в контур гетеродина добавочных
емкостей. При таком методе точное сопряжение достигается в трех
точках диапазона. Неточность сопряжения в остальных точках
диапазона не препятствует нормальному приему сигналов.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что называется процессом преобразования частоты?
2. Из каких элементов состоит преобразовательный каскад и каково их
назначение?
3. Какая разница между односеточным и двухсеточным преобразованием
частоты?
4. Что такое крутизна преобразования и от чего зависк, ее величина?
5. В чем заключается сущность преобразовательного процесса в
электронной лампе?
6. От чего зависит коэффициент усиления преобразовательного каскада?
7. Чем определяются избирательные свойства преобразователя частоты?
8. Какие типы частотно-преобразовательных ламп применяются в
супергетеродинных приемниках?
9. В чем заключаются основные достоинства супергетеродинного приемника
и чем они обусловлены?
10. Что такое зеркальный канал приема и какие цепи приемника
предназначены для ослабления зеркальной помехи?
11. На какие показатели приемника оказывает влияние изменение
промежуточной частоты?
12. Для чего выбирают повышенное значение промежуточной частоты?
13. В чем заключается сопряжение настроек контуров? Почему в приемнике
прямого усиления при настройке одной ручкой не требуется специального
сопряжения настройки?
14. Каким образом включение добавочных конденсаторов в контуре
гетеродина обеспечивает сопряжение настроек на краях диапазона?
15. Что характеризует кривая неточности сопряжения?
16. От чего зависит допустимая неточность сопряжения?
1' Радиоприемные устройства.
257

ЗАДАЧИ
9.1. Определить коэффициент усиления преобразовательного каскада'по
данным задачи 6.6, если пентод типа 6К1П будет работать в режиме
преобразования.
Ответ: /Спр = 25.
9.2. Уравнение характеристики пентода задано выражением
ia = lo + aug + bul-
Определить крутизну преобразования, если £/„ г = 5 в и коэффициент Ь==
= 0,1 ма/в*.
Ответ: 5пр = 0,5 ма\в.
9.3. Определить коэффициент усиления преобразователя на лампе 6И1П,
нагруженного полосовым фильтром при критической связи, если
L = 8000 мкгн; Q = 50; т{ = 1 и /пр = 120 кгц.
Ответ: /Спр= П5.
9.4. Определить избирательность супергетеродина по зеркальному каналу
при наличии одного входного контура для двух случаев:
а) /с = 1500 кгц; /пр = 465 кгц; Q = 50.
б) /с= 12 500 кгц /пр = 465 кгц; Q = 50.
Вычисление производить по двум формулам: избирательности по току и
избирательности по напряжению.
Ответ:
а) Избирательность по напряжению d3Qp = S\; избирательность по току
^зер — SO дает неправильную оценку избирательности.
б) Избирательность по напряжению </3ер = 7,5; избирательность по току
^зер = 7. В диапазоне коротких волн избирательность потоку незначительно
отличается от избирательности по напряжению.
9.5. Определить избирательность приемника по зеркальному каналу,
высокочастотная часть которого состоит из входного контура йодного каскада
усиления по условию задачи 9.4.
Ответ:
а) ^8гр.в.ч=«4050;
б) ^/зер.в.ч == 52.

Глава X
ПОМЕХИ РАДИОПРИЕМУ И СПОСОБЫ ОСЛАБЛЕНИЯ
ИХ ВЛИЯНИЯ
§ 53. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПОМЕХАХ
Под помехами принято понимать всякое постороннее
воздействие на приемник, вызывающее в его оконечном аппарате
дополнительный эффект: звук или шум в громкоговорителе, засветы на
экране электронно-лучевой трубки, срабатывание реле и т. п.
Помехи наравне с сигналом принимаемой станции наводят в антенне
дополнительные э. д. с. и своим действием на оконечный аппарат
затрудняют прием полезного сигнала. Помехи подразделяются на
периодические и апериодические.
Периодическим помехам свойственно наличие
определенной несущей частоты. Примером таких помех является
воздействие на приемник сигналов различных радиостанций. Подавление
периодических помех в основном осуществляется при помощи
избирательных устройств радиоприемника, которые были подробно
рассмотрены в предыдущих главах.
Апериодические помехи не имеют определенного
периода, носят совершенно случайный характер и являются
предметом дальнейшего изучения.
Любая апериодическая помеха представляет собой э. д. с.
импульсного характера, при воздействии которой на колебательный
контур приемника в нем возникают вспышки собственных
затухающих колебаний. Импульсы помех могут быть кратковременными
или быстрочередующимися. Результаты воздействия помех на
приемник неодинаковы.
В первом случае, когда интервалы между импульсами помехи
сравнительно велики, каждая вспышка колебаний в первом
контуре, вызванная отдельным импульсом помехи, создает на контуре
последнего каскада амплитуду напряжения значительной
величины. В результате этого в оконечном аппарате, например, телефоне,
возникают треск или щелчки, повторяющиеся с
последовательностью кратковременных импульсов помехи. Действие такой
помехи носит кратковременный импульсный характер и ее называют
импульсной помехой.
17*
259

Несколько иначе происходит процесс в приемнике, когда
импульсы помехи быстро следуют один за другим. В этом случае
вспышки собственных колебаний в контуре под воздействием
одного импульса, не успев затухнуть, перекрываются новыми
вспышками от действия последующих импульсов. Напряжение на последнем
контуре определится суммарным действием ряда напряжений,
фазы которых носят совершенно случайный характер. При этом
результирующая амплитуда колебаний из-за различия фаз может
оказаться значительно меньше, чем в первом случае. В оконечном
аппарате возникает шум в виде шороха, шипения и т. п.
Действие такой помехи носит непрерывный характер и она
называется гладкой помехой.
По своему происхождению апериодические помехи
подразделяются на следующие виды:
1) атмосферные помехи;
2) промышленные помехи;
3) внутриприемные шумы.
Атмосферные и промышленные помехи являются
преимущественно помехами импульсными; внутриприемные шумы относятся
к категории гладких помех.
§ 54. АТМОСФЕРНЫЕ ПОМЕХИ
Атмосферные помехи обусловливаются различными
естественными электрическими процессами, возникающими в атмосфере
Основным источником помех являются грозовые разряды.
Грозовой разряд молнии, характеризующийся напряжением в миллионы
вольт и током в сотни тысяч ампер, создает электромагнитное поле,
действие которого распространяется на сотни километров и
создает помехи радиоприему.
Помимо грозовых разрядов, атмосферные помехи являются
следствием движения всяких электрических зарядов в земной
атмосфере, как, например: космических лучей, ультрафиолетовых лучей,
радиоактивных излучений и т. п.
Данные многолетнего опыта наблюдений и исследований
атмосферных помех советскими и зарубежными учеными позволяют
установить ряд закономерностей.
Возникновение грозовых разрядов, как главного источника
атмосферных помех, зависит от передвижения воздушных масс,
которое, в свою очередь, определяется интенсивностью солнечного
освещения. На степень проявления атмосферных помех оказывают
влияние время года, время суток и условия распространения волн
различных диапазонов. Летом воздействие помех на приемник
сказывается сильнее, чем зимой. В районах земного шара с низкой
географической широтой влияние помех более значительно, чем
в районах с высокой широтой.
Интенсивность воздействия атмосферной помехи в значительной
мере зависит от диапазона, в котором работает приемник. Для
выяснения этого вопроса необходимо ознакомиться с частотным
спектром импульсной помехи.
260

Исследования спектрального состава импульсных помех
показывают, что всякая импульсная помеха, воздействующая на
приемник, может быть представлена бесконечным рядом элементарных
синусоидальных э. д. с, частоты которых располагаются по всему
диапазону от нуля до бесконечности. Интенсивность этих
элементарных э. д. с, как показано на фиг. 10. 1, убывает по мере
возрастания частоты. Многочисленные наблюдения подтверждают
справедливость теоретических положений. Действительно, действие
атмосферных помех в большей степени проявляется на низких
радиочастотах (длинные и средние волны) и в меньшей степени на
высоких радиочастотах (короткие и
ультракороткие волны). Степень
влияния помех зависит от ширины полосы
пропускания приемника; чем шире
полоса пропускания, тем больше влияние
помех.
Борьба с помехами преследует
основную цель—получить на выходе
радиоприемника такое превышение УРОВ- Фиг- 10;Л Интенсивность им-
r K JV пульснои помехи в зависимо-
ня сигнала над уровнем помехи, при сти от част0Ты.
котором возможен нормальный прием
полезного сигнала.
Для повышения помехоустойчивости линий радиосвязи
используются различные методы. Например, для линий радиосвязи в
зависимости от их протяженности используют диапазоны коротких
или ультракоротких волн, уровень атмосферных помех на которых
сравнительно низок. Применение антенн с остронаправленной
характеристикой также способствует значительному снижению
влияния помех. Сужение полосы пропускания приемника является
одной из мер ослабления влияния помех. В этом случае
целесообразно вводить в схему приемника устройство для регулирования
полосы пропускания.
Частичного подавления импульсных помех можно достигнуть
путем использования в схеме радиоприемного устройства каскада
ограничителя помех.
На радиоприем в самолете оказывают влияние еще некоторые
своеобразные помехи. На металлических частях самолета,
находящегося в движении, наводятся электростатические заряды,
величина которых постоянно изменяется, вследствие чего возникают
уравнительные токи, порождающие помехи в антенне приемника.
Для уменьшения величины этих токов между металлическими
частями самолета должен иметься хороший электрический контакт
или, как говорят, должна быть обеспечена металлизация самолета.
§ 55. ПРОМЫШЛЕННЫЕ ПОМЕХИ
Промышленные помехи возникают в результате воздействия на
приемник электромагнитных полей, появляющихся при работе
различных электроустановок. Такого рода помехи возникают главным
образом при резких изменениях тока, сопровождающихся появле-
261

<3-<JE
Др
-27
С5У77А
—0
нием искры или дуги. Наиболее распространенными источниками
промышленных помех являются вращающиеся генераторы с
кольцевой или коллекторной коммутацией, механические выпрямители,
телеграфные аппараты, различные виды выключателей и
переключателей, системы зажигания в автомобилях и самолетах, трамваи,
троллейбусы и рентгеновские установки. Совершенно очевидно, что
действие промышленных помех отра-
'Э~Э||| жается преимущественно на приемни-
<э III ках,расположенных в больших городах,
имеющих огромное количество
электротехнических установок. Влияние
промышленных помех в сельских
местностях сказывается значительно слабее,
чем в городе.
Основными путями проникания
промышленных помех в радиоприемник
являются антенна и электрическая сеть
переменного тока (для приемников с
питанием от городской сети). Ослабления
влияния помех со стороны антенны
можно достигнуть при применении
рамочных антенн. У антенн с горизонтальной
частью ослабление влияния помех
достигается путем экранирования
вертикального спуска антенны.
Для защиты радиоприемника от
проникания помех через сеть
переменного тока в первичную обмотку
силового трансформатора включают
специальные фильтры.
На фиг. 10.2 приведены две схемы
защиты: с дроссельно-емкостным
фильтром и шунтирующими
конденсаторами. В схеме а фильтр пропускает ток питания с частотой 50 гц
и отфильтровывает составляющие токов помех, имеющих более
высокие частоты.
В схеме б конденсаторы шунтируют первичную обмотку по
высокой частоте.
Борьба с промышленными помехами в пункте приема
оказывается весьма затруднительной и поэтому снижение уровня
промышленных помех следует производить на месте их возникновения.
Тщательная экранировка систем зажигания в двигателях
внутреннего сгорания является эффективным средством подавления
помех на автомобилях, самолетах, кораблях и т. п. В
электроустановках, питающихся от общей электросети, необходимо включать
специальные сглаживающие фильтры и, наконец, искрящие
коммутационные устройства следует снабжать искрогасителями.
Правилами эксплуатации электроустановок предусмотрен целый ряд мер,
направленных на подавление помех в самих электроустановках.
X
-0
<0
Фиг. 10 2. Схемы защиты от
проникания промышленных
помех через сеть питания.
262

§ 56. ВНУТРИПРИЕМНЫЕ ШУМЫ
Если в приемниках длинных, средних и частично коротких волн
кновпыми факторами, ограничивающими чувствительность
радиоприемника, являются внешние помехи, то на сверхвысоких частотах
предельная чувствительность приемника ограничивается внутри-
приемными шумами. Влияние внешних помех на сверхвысокой
частоте не является первостепенным, так как их спектральная
плотность в этом диапазоне оказывается незначительной (см. фиг. 10. 1),
а дальность распространения электромагнитных волн ограничена
сравнительно небольшими расстояниями. Практически доказано,
что в оконечном аппарате высокочувствительного приемника при
отсутствии подводимого к его входу какого-либо внешнего сигнала
прослушивается некоторый шум в форме своеобразного шипения
пли шорохов.
Внутриприемные шумы относятся к категории гладких помех и
чарактеризуются некоторым напряжением, среднее значение
которого изменяется в небольших пределах. Эти шумы возникают в
различных элементах радиоприемной схемы: сопротивлениях,
колебательных контурах, конденсаторах и электронных лампах.
По своей природе внутриприемные шумы разделяются на шумы
>сплового характера в сопротивлениях и шумы электронных ламп.
Тепловые шумы
Тепловые шумы обусловлены беспрерывным хаотическим
движением электронов внутри проводника, вызванным тепловым
воздействием внешней окружающей среды. Движение электронов носит
такой характер, что в каждый короткий промежуток времени
количество электронов, двигающихся в одном направлении, превышает
число электронов, двигающихся в другом направлении. Весь этот
процесс является случайным и в нем отсутствуют какие-либо
закономерности.
При таком беспорядочном движении в каждый весьма малый
промежуток времени в разных точках проводника
сосредоточивается неодинаковое число электронов, и вдоль проводника возникают
различные потенциалы.
Беспорядочное движение электронов при отсутствии внешней
э. д. с, равносильное электрическому току, изменяющемуся по
величине и направлению, называется флуктуационным током.
Напряжение, которое создается этим током на концах проводника,
называется флуктуационным напряжением и является напряжением
шума. Напряжение флуктуации настолько мало, что обнаружить
его при помощи обычных электроизмерительных приборов не
представляется возможным. Однако воздействие весьма слабого
шумового напряжения на вход высокочувствительного усилителя или
приемника создает выходной эффект, сравнимый с действием
полезного сигнала.
Шумы, вызванные тепловыми флуктуациями, характеризуются
спектром частот, ширина которого охватывает самые низкие часто-
< ' 263

ты и выходит за пределы самых высоких частот, используемых
в радиотехнике. Интенсивность шума по всей ширине спектра
одинакова.
Вывод количественных соотношений, определяющих величину
флуктуационного напряжения, представляет большие трудности и
основан на методах высшей математики.
Сам физический процесс возникновения тепловых флуктуации
показывает, что их величина зависит прежде всего от температуры
окружающей среды и величины сопротивления проводника.
Действительно, возрастание температуры повышает интенсивность
флуктуационного процесса, а увеличение сопротивления
сопровождается повышением шумового напряжения.
Полоса пропускания электрической системы, на входе которой
включено «шумящее сопротивление», также оказывает влияние на
величину напряжения шума.
Напряжение шумов на сопротивлении R+jX определяется
следующей формулой:
{/ш = 4М7?Д/, (10.1)
где Um — действующее значение напряжения шумов в в;
k — постоянная Больцмана, равная 1,38 • 10~23 дж/град;
Т — абсолютная температура в °К;
R — активное сопротивление в ом;
А/ — полоса шумов в гц, величина которой для приемников
с большим числом контуров близка к полосе пропускания
приемника 2AF.
Для практических расчетов удобно пользоваться формулой
*/„=0f125/£A7, (10.2)
где Um— выражено в микровольтах;
R — в килоомах;
Д/ — в килогерцах.
Для определения величины напряжения шумов на
колебательном контуре величину R в формуле (10.2) следует заменить
величиной R0e.
Пример 10.1. Определить напряжение шумов, развиваемое на
сопротивлении /? = 0,5 Мом при нормальной температуре 7^300° К и полосе частот
Д/=10 кгц.
Решение
^7Ш = 0,125 /W= 0,125/500^0 = 8,9 мкв.
Следует отметить, что шумы на выходе радиоприемника в
основном определяются шумами входных цепей, так как развивающееся
на них напряжение шумов усиливается всеми ступенями
приемника. Шумы в последующих каскадах не оказывают столь заметного
влияния.
Пример 10.2. Определить напряжение шумов на выходе пятикаскадного
усилителя. Коэффициент усиления каждого каскада /(=1Q. Напряжение шумов на
входе каждого каскада Vm =5 мкв.
264

Решение
Напряжение шумов на выходе усилителя, обусловленное шумом на его
входе,
^ш.вы* = KxK2K^KbUm = 105.5-10-6 = 0,5 в.
Напряжение шумов на выходе усилителя, обусловленное шумом на входе
второго каскада,
^С.вых = *iK2KzK±Um = 104.5-10-6 = 0,05 в.
Влиянием шумов в последующих каскадах можно пренебречь вследствие их
малости. Тогда общее напряжение шумов на выходе усилителя будет
^ш.вых^^Гш.ВЬ1Х+^;.вых = 0,5 + 0,05 = 0,55 в.
Шумы электронных ламп
Шумы электронных ламп возникают вследствие флуктуации
анодного тока, которые обусловлены явлением, известным под
названием дробового эффекта.
Остановимся на сущности этого явления.
Вылет электронов из накаленного катода носит случайный
характер. Неравномерность вылета электронов из катода во времени
порождает флуктуации анодного тока, вследствие чего на анодной
нагрузке лампы возникает флуктуационное напряжение,
являющееся напряжением шумов.
В лампах с управляющими сетками флуктуации в анодной цепи
принято относить к цепи сетки. В этом случае следует считать, что
в цепи сетки идеальной нешумящей лампы действует напряжение
шумов, при котором в анодной цепи получается такой же шумовой
эффект, как в реальной шумящей лампе.
Шумы в лампах можно сравнивать с шумами теплового
характера в сопротивлениях. Для этого вводится понятие об
эквивалентном шумовом сопротивлении лампы Rm. Под эквивалентным
шумовым сопротивлением следует понимать такое
сопротивление, которое при комнатной температуре будет создавать
напряжение шумов, равное напряжению шумов лампы,
приведенному к цепи сетки. Напряжение шумов в цепи сетки можно
подсчитать по формуле (10. 1)
Ul = 4kTR^f. (10.3)
Теоретические исследования, подтвержденные экспериментами,
показывают, что эквивалентное шумовое сопротивление триода
можно определять по формуле
/?ш = -1^-. (Ю.4>
Если крутизна S характеристики выражена в миллиамперах на
вольты, то шумовое сопротивление /?ш получается в килоомах.
265

Пример 10.3. Определить эквивалентное шумовое сопротивление триода
ЗС1П
Решение
Из справочника по электронным лампам находим крутизну характеристики
лампы 5 = 2,2 ма/в. По формуле (10.4) определяем эквивалентное шумовое
сопротивление
2,5 2,5
/?„, = — = — = 1,14 ком.
В многосеточных лампах флуктуации анодного тока
проявляются в большей степени, чем в триодах. Это объясняется тем, что
распределение электронного потока между несколькими положительно
заряженными электродами не сохраняется постоянным, а
изменяется во времени. Практически уровень шумов в пентоде превышает
шумы триода в 3—5 раз. Например, пентод 6Ж2П, крутизна
характеристики которого 5 = 3,7 ма1в, имеет эквивалентное шумовое
сопротивление ^=4340 ом.
В миогосеточных преобразовательных лампах шумовое
сопротивление чрезвычайно велико, вследствие чего применение их в
диапазоне СВЧ ограничено. Например, пентагрид 6А2П
характеризуется эквивалентным шумовым сопротивлением
/?1П=240 ком.
Значения шумовых сопротивлений для различных типов ламп
приведены в табл. 10. 1.
Таблица 10.1
Тин лампы
6Ж4
6Ж4 триодное
включение
6Н14П
6Н15П
6Н8С, 6С2С
6С1П
6Н9С
6К4
6Ж8
6КЗ
6Ж1Ж, 6К9С
6К1П
Шумовое
сопротивление Rm
ом 1
720 1
220
700
470
960
1 140
1 560
4 000
5 840
10 500
11000
13 000
Тип лампы i
I 6ЖЗ
6А7
) 6А8
1 6Ж4
(преобразователь)
6Ж1П
6Ж2П
6ЖЗП
6Ж5П
6Ж9П
6К4П
6А2П
Шумовое
сопротивление /?ш
ом
2 850
200-103
250-103
3 000
2130
4 340
1370
640
390
3 500
240 000
266

Для определения суммарного напряжения £ЛШ шумов,
вызванных одновременным действием элементов схемы и лампы,
используется следующая формула:
Uzm = ]/rUlli + Ul2 + Ulld+ .
(10.5)
ип
тле ишХ, иш2 и т. д. —напряжения шумов, соответствующие
шумам каждого из элементов схемы и лампы.
Вопросами изучения флуктуации в электрических цепях
занимались многие советские ученые. Наиболее значительными являются
работы М. А. Леонтовича, В. А. Котельникова, а также монография
В Л. Грановского «Электрические флуктуации».
Коэффициент шума
Определение суммарного напряжения шумов не является
единственным способом оценки шумовых свойств радиоприемника.
В технике сверхвысоких частот широко применяется понятие о
коэффициенте шума, при помощи которого можно определить
предельную чувствительность приемника.
CBbJX
швых
Фиг. 10 3. К вопросу определения коэффициента
шума приемника
Коэффициент шума N (фиг. 10. 3) определяется величиной,
показывающей, во сколько раз отношение сигнал—шум на входе
приемника больше, чем отношение сигнал—шум на выходе
линейной части приемника (т. е. на входе детектора). Математически
зто определение можно записать в следующем виде:
N = -
Рс.
(10.6)
вых
р
ш.вых
где Рг и PrRMr —соответственно мощность сигналов на входе и
с.вых
выходе, а Рш и Яшвых —мощность шума на входе и выходе.
В идеальном нешумящем приемнике коэффициент шума Л/=1,
так как сигнал и шум усилены в одно и то же число раз.
Увеличение значения коэффициента N в реальном приемнике может
произойти только вследствие возникновения собственных шумов, в
результате чего мощность шума на выходе возрастет, а отношение
267

сигнал—шум на выходе ухудшится по сравнению с идеальным
приемником.
Изложенные соображения дают возможность рассматривать
коэффициент шума как величину, показывающую, во сколько раз
ухудшается отношение сигнал/шум на выходе реального
приемника по сравнению с идеальным приемником.
Коэффициент шума возрастает с увеличением частоты. В
диапазоне частот от 200 до 10 000 Мгц (от 1,5 м до 3 см) коэффициенте
изменяется в пределах от единицы до нескольких десятков. При
частоте свыше 10 000 Мгц ЛГ>50. Обычно значения коэффициента /V
выражают в децибелах.
Коэффициент шума в децибелах определяется выражением
/Va^lOlgJV.
Например, коэффициенту шума N=50 в децибелах соответствует
величина jV^=10 lg 50= 17 дб.
Рассмотрев внутриприемные шумы, можно сделать заключение,
что в основном снижение уровня шума в приемниках с высокой
чувствительностью достигается правильным выбором полосы
пропускания и применением в первых каскадах ламп с минимальным
шумовым сопротивлением.
Изложенные в настоящей главе основные меры борьбы с
помехами не ограничивают круг вопросов о помехоустойчивости
приемников. Одним из радикальных средств повышения
помехоустойчивости является использование вместо амплитудной модуляции
других методов, в частности, частотной модуляции.
Прием частотно-модулированных колебаний рассмотрен в
следующей главе.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Различают помехи периодические и апериодические.
Апериодические помехи бывают импульсные и гладкие. Атмосферные и
промышленные помехи в основном относятся к категории
импульсных помех, а внутриприемные шумы — к категории гладких помех.
2. Действие атмосферных и промышленных помех на
радиоприем сказывается в основном в диапазонах длинных,
средних и, частично, коротких волн. На сверхвысоких частотах
преимущественное влияние на прием оказывают внутриприемные
шумы.
3. Возможность приема полезных сигналов обеспечивается
в том случае, когда на выходе радиоприемника достигается
определенное превышение уровня сигнала над уровнем помех.
4. Действие помех можно ослабить как путем защиты от помех
цепей приемника, так и путем уменьшения самих помех в очагах их
возникновения.
5. Оценка шумовых свойств радиоприемника осуществляется
двумя способами: величиной результирующего напряжения шумов
268

от действия шумящих элементов схемь! или при помощи
коэффициента шума.
6. Снижение уровня внутриприемного шума достигается
правильным выбором полосы пропускания и применением в первых
каскадах ламп с минимальным шумовым сопротивлением.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что называется помехой радиоприему?
2. Какая существует классификация помех?
3. Каков спектральный состав импульсных помех?
4. Каковы основные меры борьбы с импульсными помехами?
5. Какова природа промышленных помех?
6. В чем заключаются основные способы борьбы с промышленными
пометами?
7. Что представляют собой тепловые шумы в сопротивлениях?
8. В чем заключается сущность явления дробового эффекта?
9. Какие существуют способы оценки шумовых свойств приемника?

Глава XI
ПРИЕМ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ
§ 57. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРИЕМЕ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ
КОЛЕБАНИЙ
С развитием радиоприемной техники повышались требования
к чувствительности радиоприемника, к его полосе пропускания и
избирательности. Однако как повышение чувствительности, так и
расширение полосы пропускания приемника ограничиваются
различными видами помех радиоприему.
С увеличением коэффициента усиления приемника и
расширением полосы пропускания восприимчивость приемника к помехам
возрастает, а следовательно, его реальная чувствительность
понижается.
Как показывают теоретические и экспериментальные
исследования, применение частотной модуляции для передачи сигналов в
значительной мере ослабляет действие помех на радиоприемник и
повышает его реальную чувствительность. При использовании
частотной модуляции удается улучшить соотношение сигнал—шум
на выходе приемника более чем в 100 раз по сравнению с
амплитудной модуляцией. Высокая помехоустойчивость является одним
из основных качеств частотной модуляции.
Остановимся коротко на общих сведениях о
частотно-модулированных колебаниях. Частотно-модулированными (ЧМ)
колебаниями называется колебания, амплитуда которых постоянна, а частота
изменяется по закону, отображающему характер модулирующих
низкочастотных сигналов.
Графики, поясняющие образование ЧМ колебаний, приведены
на фиг. 11. 1. Колебания низкой частотой (график а) воздействуют
на получаемые в генераторе колебания высокой частоты
(график б). В результате этого частота высокочастотных колебании
будет изменяться во времени по закону низкой частоты, а
амплитуда колебаний будет оставаться неизменной (график в). При
воздействии положительных полупериодов модулирующих колебании
частота высокочастотных колебаний возрастает, а при воздействии
отрицательных полупериодов частота уменьшается.
На графике г показана абсолютная разность А/ между
частотами немодулированного и модулированного колебаний. Эту разность
270

называют отклонением или девиацией частоты. Как видно,
отклонение частоты происходит по закону модулирующего сигнала.
Особенность частотной модуляции состоит в том, что отклонение
частоты зависит от амплитуды модулирующего сигнала.
Колебания низкой часгпоть/
Колебания высокой частоть/
и.
Колебания, модулированные по частоте
Отклонения по частоте
Фиг 11.1 Образование частотно-модулированных
колебаний.
Уравнение ЧМ колебаний при модуляции одним тоном F можно
представить следующим выражением:
и = Um sin (V + Mf sin Qt),
(11.1)
где
^o — угловая частота колебаний высокой частоты:
Q = 2-/7— угловая частота колебаний низкой частоты;
ж/=
А/,
max
F
— называется индексом модуляции и характеризует
отношение наибольшего отклонения частоты
(амплитуды отклонения) к частоте
модулирующего сигнала.
Ширина спектра ЧМ колебаний зависит от индекса модуляции
Mt. При значениях М/< 1 спектр частот состоит из колебаний
частоты ©о и двух колебаний боковых частот co0+Q. При увеличении
271

Уровень
помесей
Уровень
[± помехи
Mf в спектре частот появляются дополнительные боковые частоты
и спектр частот расширяется. Практически можно считать, что при
значениях Л1/>1 спектр частот ЧМ колебаний в основном
определяется максимальным отклонением частоты A/mny и равен
2А/тах.
Максимальное значение девиации частоты A/max,
соответствующее наибольшей амплитуде модулирующего сигнала, в
радиовещании принято равным 75 кгц. Это значит, что полезный спектр,
излучаемый радиостанцией,
занимает полосу 150 кгц.
Практически для одной станции
отводится канал с шириной полосы
250 кгц. Использование ЧМ
колебаний при такой ширине
канала возможно только в
диапазоне УКВ.
Высокая
помехоустойчивость приемников ЧМ
колебаний объясняется главным
образом тем, что амплитуда
колебаний при частотной модуляции
сохраняется постоянной.
Сравним соотношение меж.
ду сигналом и помехой на входе
приемника при частотной
модуляции и при амплитудной
Положим, что
частотно-модули-
сигнала равна
амплитуде амплитудно-модулиро-
ванного (AM) сигнала в
момент ее наибольшего значения
(фиг. 11.2).
Интенсивность воздействия помехи на входе приемника в обоих
случаях считаем одинаковой.
Как видно из фиг. 11. 2, а, соотношения между сигналом и
помехой при AM колебаниях беспрерывно изменяются. При больших
амплитудах сигнал значительно превышает помеху и ее влияние на
прием незначительно и, наоборот, при малых амплитудах сигнал
может быть на уровне помехи и в этом случае помеха будет
препятствовать нормальному приему. Следовательно, для обеспечения
достаточной помехоустойчивости приемника при AM колебаниях
необходимо, чтобы минимальная амплитуда полезного сигнала
превышала уровень помехи в достаточное число раз.
Совершенно иное положение наблюдается при приеме ЧМ
колебаний. Из фиг. 11.2,6 видно, что соотношение между сигналом и
помехой остается неизменным и по величине сохраняется таким
же, как в случае амплитудной модуляции в момент ее наибольи^й
амплитуды.
Фиг. 11.2. Соотношения
лом и помехой при AM
ниях.
модуляции.
амплитуда
рованного
между сигна-
и ЧМ колеба-
272

Все эти соображения не раскрывают полностью причин
повышенной помехоустойчивости приемника ЧМ колебаний. В
приемнике ЧМ колебаний для получения максимального соотношения
между сигналом и помехой на выходе применяют специальное
устройство для подавления помех и собственных внутриприемных шумов.
Амплитуд но - модули - Частотно -
модкупированный сигнал рованный сигнал
Модулированные колебания
\
I /\fS,m *
Сигналь/}модупированнbte помехой
Уровень
Сигналы после ограничения
in
Колебания низ ной частоты
к
Фиг. 11.3. Применение амплитудного ограничения
для подавления помех при AM и ЧМ колебаниях.
Действие помех и шумов на полезный сигнал вызывает в
основном амплитудные изменения сигнала по закону помех, т. е.
происходит амплитудная модуляция сигнала.
Подавление помех в радиоприемнике достигается путем
ограничения сигнала по амплитуде. На фиг. 11.3 показан процесс
подавления помех в приемниках AM и ЧМ колебаний.
Применение ограничения при AM колебаниях наряду с
частичным устранением амплитудных изменений сигнала, вызванных
помехами, нарушает закон модуляции и в конечном счете приводит
к нелинейным искажениям сигнала по низкой частоте.
18 Радиоприемные устройств!.
273

При ЧМ колебаниях действие амплитудного ограничителя
устраняет всякие амплитудные изменения сигнала без нарушения
закона модуляции. Таким образом, амплитудное ограничение
является эффективным методом подавления помех при ЧМ колебаниях,
вследствие чего помехоустойчивость приемника еще больше
увеличивается.
Частотная модуляция широко применяется в радиовещании, а
также для передачи звукового сопровождения в телевидении.
Такая модуляция используется также в телевизионных и
многоканальных телефонных радиорелейных системах. Использование ЧМ
в радиорелейных системах имеет некоторую специфику и здесь не
рассматривается.
Метод частотной модуляции известен давно. Первые работы,
посвященные частотной модуляции, появились еще в 20-х годах.
Однако широкое применение этот метод получил позднее. В 1935 г.
были опубликованы работы Армстронга (США) о высокой
помехоустойчивости приемников при использовании частотной модуляции.
В 1936 г. В. И. Сифоров теоретически обосновал
помехоустойчивость приемников ЧМ колебаний. Вопрос о количественных
соотношениях при приеме ЧМ колебаний освещен в работах А. Н.
Щукина. Широко известны также работы многих других советских
ученых, посвященные частотной модуляции, и в первую очередь
работы Н. И. Чистякова, И. С. Гоноровского, В. Б. Пестрякова,
В. А. Смирнова, Е. И. Манаева и других.
Приемник ЧМ колебаний характеризуется особенностями,
обусловленными отличием ЧМ колебаний от AM колебаний:
1) приемник ЧМ колебаний работает в диапазоне УКВ;
2) полоса пропускания высокочастотного канала приемника (до
детектора) имеет большую ширину.
В современных приемниках ЧМ колебаний в основном
используется супергетеродинная схема, так как ее свойства позволяют
обеспечить высокую чувствительность и хорошую избирательность
приемника в диапазоне УКВ.
Блок-схема супергетеродинного приемника ЧМ колебаний
По сравнению со схемой приемника AM колебаний в схеме
приемника ЧМ колебаний (фиг. 11.4) добавлен каскад ограничения
и место амплитудного детектора занимает частотный детектор.
Ограничитель предназначен для устранения амплитудных
изменений сигнала, вызванных различными причинами и, в первую
очередь, помехами и внутриприемными шумами. Ограничитель может
быть выполнен как отдельный каскад приемника или же для этого
можно использовать последний каскад усилителя промежуточной
частоты, поставленный в режим ограничения.
Частотный детектор преобразует сигнал, модулированный по
частоте с постоянной амплитудой, в сигнал, амплитуда которого
изменяется по закону модуляции, с последующим детектированием
его по амплитуде.
274

Усилитель промежуточной частоты приемника ЧМ колебаний
в отличие от приемника AM колебаний должен обеспечивать
усиление сигналов в сравнительно широкой полосе пропускания в
пределах 150—200 кгц и поэтому в нем должно быть большее число
каскадов, чем в обычном узкополосном усилителе промежуточной
частоты.
упч
ймп/7итид\
нь/й огра\
ничитёльх
Частот-
ньш де
ген тор
УНЧ
г®
Фиг 11.4 Блок-схема супергетеродинного приемника ЧМ колебаний.
Установим зависимость коэффициента усиления каскада с
одиночным контуром от полосы пропускания каскада.
Пользуясь известным выражением
Kn=SR0e
и принимая во внимание, что резонансное сопротивление контура
а полоса пропускания контура
2*/0С '
/о
получим
2А/>=АД7«ф
SQ
/с=^-=
2*С/0 2иСД/0,7
(11.2)
Таким образом, чем шире полоса пропускания, тем меньший
коэффициент усиления можно получить с одного каскада.
Обычно в приемниках ЧМ колебаний усилитель промежуточной
частоты содержит не менее трех каскадов усиления.
Величина промежуточной частоты в таких приемниках
выбирается в пределах единиц и десятков мегагерц. Для получения
высококачественного звучания полосу пропускания низкочастотного
тракта обычно расширяют до 15 кгц.
§ 58. АМПЛИТУДНЫЙ ОГРАНИЧИТЕЛЬ
Изменение ЧМ сигналов по амплитуде возникает вследствие
влияния помех и внутриприемных шумов. Кроме того, на
амплитуду сигнала влияет недостаточная прямоугольность резонансной
кривой приемника. Сигналы, мало отличающиеся от несущей часто,
ты, усиливаются больше, чем сигналы, отличающиеся от несущей
частоты на частоту, равную максимальной девиации частоты.
18*
275

В качестве ограничителя можно использовать каскад,
предназначенный только для амплитудного ограничения сигнала. В этом
случае используются специальные схемы диодного ограничения.
Чаще в схемах приемников роль ограничителя выполняет
последний каскад усилителя промежуточной частоты, работающий
Фиг. 11.5. Каскад усилителя промежуточной частоты,
работающий в режиме амплитудного ограничения
в режиме амплитудного ограничения. Схема такого каскада
показана на фиг. 11.5. Схема отличается от обычного каскада
усилителя промежуточной частоты тем, что в цепь сетки включены сопро-
Фиг. 11.6. Принцип действия двустороннего
амплитудного ограничителя.
тивление Rg и емкость CSt обеспечивающие необходимый режим
работы ограничителя.
Принцип действия двустороннего амплитудного ограничителя
иллюстрируется фиг. 11. 6. При подаче на сетку лампы напряжения
сигнала в цепи сетки возникает сеточный ток, который создает на
276

сопротивлении Rg напряжение смещения, уменьшающее усиление
каскада. Величина смещения, создаваемая сеточным током лампы,
автоматически изменяется в зависимости от амплитуды колебаний
высокой частоты. Вследствие этого высота импульсов анодного
тока остается почти на одинаковом уровне. Отрицательные
полупериоды напряжения сигнала ограничиваются вследствие отсечки
анодного тока.
Такой способ ограничения оказывается достаточно
эффективным только при воздействии на сетку сигналов с большой
амплитудой. Для того чтобы обеспечить ограничение сигналов с малыми
Фиг. 11.7. Двустороннее ограничение при
пониженных напряжениях на аноде и экранной сетке
лампы.
амплитудами, напряжение на аноде и экранной сетке лампы
ограничительного каскада понижают до 30—50 в. В этом случае
характеристика лампы сдвигается вправо, и ее верхний загиб,
обусловленный током насыщения, начинается левее (фиг. И. 7), чем в
случае фиг. 11.6.
Работа ограничителя в таком режиме оказывается более
эффективной. Ограничение в положительные полупериоды
обусловливается изменением автоматического смещения на сетке и загибом
характеристики анодного тока.
Для получения еще большего постоянства выходного
напряжения применяют два каскада ограничения.
§ 59. ЧАСТОТНЫЙ ДЕТЕКТОР
Частотным детектированием называется процесс
преобразования частотно-модулированного сигнала в колебания низкой
частоты. В частотном детекторе сигнал, модулированный по частоте,
преобразуется в сигнал, модулированный по амплитуде, который
277

затем детектируется при помощи обычного амплитудного
детектора.
Простейший способ преобразования ЧМ сигнала в AM сигнал
основан на применении обычного расстроенного колебательного
контура (фиг. 11. 8).
Предположим, что в последнем каскаде усилителя
промежуточной частоты собственная резонансная частота колебательного
контура отличается от несущей частоты сигнала на величину,
превышающую наибольшую девиацию частоты Д/шах (график а).
Фиг. 11.8. Частотное детектирование при помощи
расстроенного колебательного контура.
При изменении частоты колебаний относительно несущей
частоты на +Af (график б) напряжение на колебательном контуре
будет изменяться на +Д£/М (график в).
На графике г показаны модулированные по амплитуде
колебания высокой частоты, которые получились в результате
преобразования. Подавая такие колебания на обычный амплитудный
детектор, получим колебания низкой частоты.
Более широко в практических схемах применяется показанная
на фиг. 11.9 схема частотного детектора с настроенными
контурами.
Схема состоит из двухконтурной связанной системы,
включенной в анодную цепь ограничительного каскада, и двухтактного
диодного детектора, который обычно выполняется на двойном
диоде. Напряжение низкой частоты, снимаемое на выходе, равно
разности напряжений на нагрузках диодов R\ и /?2. Ко входу каждого
плеча двухтактного детектора подведены напряжения UY и Uu,
которые создают на сопротивлениях R1 и R* пропорциональные им
напряжения низкой частоты.
278

Как видно из схемы, напряжение, действующее на каждом
плече, складывается из напряжения на дросселе Ux и половины
напряжения на катушке второго контура U\ или и\
(11.3)
Напряжение на дросселе U\ равно напряжению на катушке
первого контура, так как левый конец дросселя через разделительный
конденсатор Ср соединен по высокой частоте с верхней точкой пер-
кунч
с.
а кап1
тПуГГ
'ЯУ-
UJ
Фиг. 11.9. Схема частотного детектора с настроенными кон-
- турами.
вого контура, а правый конец дросселя соединен с нижней точкой
первого контура через С2, общее заземление и блокировочный
конденсатор Сб.
Входные напряжения плеч UY и Un являются векторными
величинами и для их определения необходимо установить фазовые
соотношения между векторами Ux и U\ и векторами Ul и Ui .
Рассмотрим эквивалентную схему второго контура и векторную
диаграмму напряжений и токов, действующих в нем при резонансе
(фиг. 11. 10). Здесь Ем — э. д. с. взаимоиндукции, которая
определяется как напряжение холостого хода на концах катушки L2. Из
основ электротехники известно, что э. д. с. взаимоиндукции проти-
вофазна напряжению U\ на первой катушке.
Ток /2 во втором контуре совпадает по фазе с Ем и создает
на индуктивностях L^ и Ll соответствующие напряжения /У 2 и
U\, сдвинутые относительно него на 90°. Относительно средней
точки катушки напряжения £Л и Ui имеют противоположные
фазы. Отсюда следует, что вектор Ux составляет с векторами
и\ и и\ угол 90°. Если частота сигнала отличается от частоты
настройки контуров, то колебательная система не будет
находиться в резонансе и угол сдвига фаз между указанными векто-
279

рами будет отличаться на 90°. Векторные диаграммы
напряжений, действующих в каждом плече двухтактного детектора,
приведены на фиг. 11.11.
Векторная диаграмма а справедлива для случая, когда модуля-
ция отсутствует, девиация частоты Л/=0 и, следовательно,
колебательная система настроена в ре-
А
и.
и
и.
II
-Г,
зонанс. В этом случае
суммарные напряжения 1)\ и Un
равны и создают на нагрузках R\
и /?2 одинаковые напряжения.
Выходное напряжение, равное
разности этих напряжений,
равно нулю.
Векторная диаграмма б
действительна при положительном
значении девиации частоты
+ А/, а диаграмма в — при
отрицательном значении девиации
—Д/. В обоих случаях резонанс
в контурах отсутствует, в
результате чего сдвиг по фазе
между напряжениями U± и U2
становится больше или меньше 90°. Это нарушает равенство между
векторами U: и Uu и между выходными напряжениями на
нагрузках диодов. На выходе появляется напряжение низкой частоты,
-м
Фиг. 11.10. Эквивалентная схема
второго контура и векторная диаграмма
напряжений и токов, действующих в
контуре при резонансе.
Фиг. 11.11. Векторные диаграммы, поясняющие процесс
частотного детектирования.
амплитуда которого пропорциональна максимальной девиации
частоты входного сигнала.
Таким образом, периодическое отклонение частоты сигнала от
своего среднего значения вызывает поочередное нарушение
баланса плеч двухтактного детектора, вследствие чего на выходе
частотного детектора возникает напряжение низкой частоты.
Действие частотного детектора дополнительно поясняется
характеристикой, приведенной на фиг. 11. 12. По вертикальной оси
отложено выходное напряжение, равное разности напряжений на
280

нагрузках Ri и R2> а по горизонтальной — отклонение частоты от
значения резонанса. Для получения частотного детектирования при
малых нелинейных искажениях необходимо, чтобы линейный уча-
1
— я
У
к
t
1^ВЫХ j BbW
A
'i
! +*f
1
1
1
I 1 ^
hs +if
r^
L \^/t
Фиг. 11.12. Характеристика частотного детектора.
сток характеристики превышал двойную амплитуду отклонения
частоты 2А/шал.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Частотно-модулированные колебания представляют собой
колебания высокой частоты, амплитуда которых постоянна, а частота
изменяется по закону, отображающему характер модулирующих
сигналов низкой частоты.
2. Основным достоинством приемников
частотно-модулированных колебаний является их высокая помехоустойчивость.
3. Приемники ЧМ колебаний предназначены для приема
сигналов в диапазоне ультракоротких волн и характеризуются широкой
полосой пропускания высокочастотного канала.
4- Приемники частотно-модулированных колебаний в основном
строятся по супергетеродинной схеме, в составе которой, в отличие
от схем приемников амплитудно-модулированных колебаний,
имеются амплитудный ограничитель и частотный детектор.
5. Амплитудный ограничитель предназначен для устранения*
амплитудных изменений сигнала, обусловленных помехами и
другими причинами. В качестве амплитудного ограничителя обычно
используется последний каскад усилителя промежуточной частоты,
работающий в режиме ограничения.
6. Частотный детектор преобразует сигнал, модулированный па
частоте, в сигнал, модулированный по амплитуде, с последующим
детектированием.
281

ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что представляют собой частотно-модулированные колебания?
2. Почему применение частотной модуляции в основном ограничивается
использованием диапазона УКВ?
3. Почему приемник ЧМ колебаний обладает высокой помехоустойчивостью?
4. В чем основные отличия приемника ЧМ колебаний от приемника AM
колебаний?
5. Каково назначение ограничителя и в чем заключается принцип его
действия?
6. Какую задачу в приемнике выполняет частотный детектор?

Глава XII
ВСПОМОГАТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА В РАДИОПРИЕМНИКАХ
§ 60. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РУЧНОМ И АВТОМАТИЧЕСКОМ
РЕГУЛИРОВАНИИ В ПРИЕМНИКАХ
Помимо основных элементов, в схеме современного
радиоприемника имеется целый ряд вспомогательных устройств,
обеспечивающих его нормальную работу. Одним из условий нормальной
работы радиоприемника является постоянство напряжения или
мощности колебаний, подводимых ко входу воспроизводящего устройства.
Выполнение этого условия в практике радиоприема возможно
только в том случае, когда в схеме приемника
предусмотрена возможность регулирования силы сигналов, воздействующих
на воспроизводящее устройство.
Непостоянство выходного напряжения приемника вызывается
целым рядом причин. Действие одних факторов (внешних) не
связано с работой радиоприемника. Действие других факторов
(внутренних) непосредственно связано с работой узлов и каскадов
самого радиоприемника.
Влияние внешних факторов проявляется в непостоянстве
напряжения на входе приемника. Величина напряжения, поступающего
на вход радиоприемника, при прочих равных условиях зависит от
мощности передающей станции, от расстояния между
радиопередающим и радиоприемным устройствами и от условия
распространения радиоволн. Чем больше мощность радиостанции и чем ближе
она расположена к радиоприемному-устройству, тем значительнее
напряженность поля в точке приема и тем большее напряжение
поступает на вход радиоприемника.
Влияние расстояния между передатчиком и приемником
особенно заметно в подвижных радиостанциях. При удалении самолета
от базы на сотни и тысячи километров напряженность поля может
изменяться в тысячи раз. Особенно заметно влияние расстояния
в диапазоне УКВ, когда напряженность поля обратно
пропорциональна квадрату расстояния.
Напряженность поля коротковолновых и
ультракоротковолновых радиостанций в значительной мере зависит от условий
распространения радиоволн. Наблюдаемые в диапазоне коротких волн
283

замирания могут изменять напряженность поля в точке приема
в десятки и сотни раз. Если цепи радиоприемника рассчитаны на
прием самых слабых сигналов, то при увеличении входного
напряжения в десятки, сотни и тысячи раз окажутся перегруженными и
каскады усиления высокой частоты, и детектор и, в особенности,
каскады низкой частоты. В схеме приемника возникнут
значительные нелинейные искажения, затрудняющие прием полезных
сигналов.
К внутренним факторам, вызывающим изменение выходного
напряжения радиоприемника, следует прежде всего отнести:
1) непостоянство коэффициента передачи входного устройства;
2) неравномерность коэффициента усиления каскадов УВЧ по
диапазону и при переходе от одного поддиапазона к другому;
3) неточность сопряжения контура гетеродина с контурами,
настроенными на частоту сигнала;
4) уход частоты гетеродина в процессе работы приемника;
5) непостоянство напряжений источников питания.
При изменении частоты гетеродина изменяется величина
промежуточной частоты. Если отклонение промежуточной частоты
выходит за пределы полосы пропускания, то коэффициент усиления
каскадов УПЧ резко уменьшится и одновременно сильно возрастут
искажения.
Управление частотой гетеродина в современных приемниках
обычно совмещено с настройкой контуров входного устройства и
контуров УВЧ. Поэтому изменение частоты гетеродина до
величины, необходимой для получения первоначального значения
промежуточной частоты, связано с расстройкой контуров, настроенных
на частоту сигнала, что неизбежно приводит к уменьшению
коэффициента передачи и коэффициента усиления каскадов УВЧ.
Для устранения влияния всех перечисленных факторов или для
уменьшения их воздействия на работу приемника в схеме
приемника должна быть предусмотрена возможность регулирования
усиления, позволяющая изменять чувствительность приемника
в широких пределах.
Помимо регулирования чувствительности приемника, в целом
ряде случаев возникает необходимость изменения его полосы
пропускания.
Для приема телефонных сигналов полоса пропускания должна
находиться в пределах не менее 6—8 кгц. В случае приема
телеграфных сигналов достаточно иметь полосу пропускания, равную
2—3 кгц. Увеличение полосы пропускания радиотелеграфного
приемника сверх этого значения приводит к возрастанию влияния
помех и понижению устойчивости канала радиосвязи, особенно при
приеме слабых сигналов. Поэтому при переходе от приема
телефонных сигналов к приему телеграфных сигналов целесообразно
уменьшать полосу пропускания приемника.
В радиовещательных приемниках очень часто возникает
необходимость одностороннего изменения полосы пропускания в области
нижних или в области верхних частот спектра полезного сигнала.
284

Такое регулирование позволяет изменять тембр звуковых
колебаний, воспроизводимых громкоговорителем.
Таким образом, для обеспечения нормальной работы
воспроизводящего устройства в схеме современного приемника должны
быть предусмотрены:
1) регулирование чувствительности приемника;
2) регулирование полосы пропускания;
3) регулирование частоты гетеродина.
Указанные регулирования можно осуществлять или вручную,
или автоматически. Очень часто в приемниках применяются
одновременно и автоматическое и ручное регулирование.
Автоматическое регулирование обычно применяют в первых
каскадах приемника, а ручное — в последующих каскадах.
Осуществление автоматического регулирования после ручного
нецелесообразно, так как результаты ручного регулирования в предыдущих
каскадах будут снижаться автоматическим регулированием в
последующих каскадах приемника.
ж
#М
й
§ 61. РУЧНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ
Ручное регулирование усиления применяется как в цепях
высокой частоты до детектора, так и в цепях низкой частоты после
детектора. Регулирование усиления до детектора позволяет избежать
перегрузки детектора и каскадов УВЧ при
приеме сильных сигналов.
Регулирование коэффициента усиления
каскада УВЧ обычно производится путем
изменения напряжения смещения на
управляющей сетке лампы (фиг. 12. 1).
Для получения значительных пределов ре.
гулирования усиления каскад УВЧ
должен быть выполнен на лампе с
переменной крутизной характеристики. Такая
лампа обладает удлиненной характеристикой
в области отрицательного напряжения на
своей управляющей сетке. Изменением
значения напряжения смещения можно в
широких пределах изменять значение
крутизны характеристики в рабочей точке лампы и, следовательно,
коэффициент усиления каскада
K=SZa.
На фиг. 12.2 приведена анодно-сеточная характеристика лампы
6К7. При изменении напряжения смещения от —2 до —20 в
крутизна характеристики уменьшается с 1,55 до 0,05 ма/в, т. е. в 31 раз.
Ручное регулирование в цепях низкой частоты чаще всего
производится на выходе детектора, т. е. на входе первого каскада
усилителя низкой частоты (фиг. 12.3). Такое размещение регулятора
позволяет предохранить первый каскад УНЧ и все последующие
каскады от перегрузки при усилении сильных сигналов.
Фиг. 12.1. Регулирование
усиления путем изменения
напряжения смещения на
управляющей сетке лампы.
285

Следует отметить, что при обычном регулировании громкости,,
когда одинаково ослабляются напряжения всех звуковых частот,
естественность воспроизведения передачи сильно ухудшается. Это
связано с тем, что чувствительность человеческого уха к звуковым
слма
16
11
8
—'
ь- -
— .
г
— -
1
/~
Sj
S
1
~*щ
sQ
щ
ОМ
ом
~
-ед,
24 20
16
12
8
О
Фиг. 12.2. Зависимость анодного тока и крутизны
характеристики лампы 6К7 от напряжения на
управляющей сетке.
колебаниям различных частот зависит от уровня громкости.
Эксперименты показывают, что ухо человека при снижении громкое™
становится мало чувствительным к верхним и особенно к нижним
звуковым частотам. Естественность воспроизведения возможна
нь
Фиг. 12.3. Схема регулирования усиления с одной
корректирующей ячейкой.
лишь в случае, когда громкость воспроизведения передачи и
громкость исполнения одинаковы.
Для улучшения качества звучания при всех уровнях громкости
в настоящее время применяют так называемые компенсированные
регуляторы громкости, которые одновременно с регулированием
громкости изменяют форму частотной характеристики усилителя
низкой частоты. Простейшая схема компенсированного регулятора
громкости с одной корректирующей ячейкой показана на фиг. 12. 3.
286

При положении движка потенциометра в точке а корректирующая*
ячейка почти не оказывает никакого влияния на форму частотной
характеристики, так как сопротивление R\ выбирается значительно
большим, чем сопротивление между точками бив. Поэтому можна
считать, что при этом положении движка, т. е. при большой
громкости, частотная характеристика равномерна. При передвижении
движка потенциометра от точки а к точке б, т. е. при уменьшении
громкости, сопротивление между точками бив будет оказывать
все большее влияние на форму частотной характеристики. Когда
движок потенциометра переместится к точке б, напряжение,
снимаемое с потенциометра, будет прямо пропорционально
сопротивлению участка б—в. Так как сопротивление этого участка вследствие
корректирующей цепочки RC с понижением частоты возрастает, то
частотная характеристика будет иметь подъем в области нижних
частот. При дальнейшем передвижении движка от точки б к
точке в форма частотной характеристики не изменяется.
Рассмотренные способы регулирования позволяют осуществлять
управление работой приемника уже после того, как условия его
нормальной работы изменились.
При резких изменениях слышимости сигнала, вызываемых
замираниями или перестройкой приемника с одной радиостанции на
другую, оператор часто не в состоянии уследить за этими
изменениями, что усложняет его работу и понижает устойчивость
радиосвязи. Для устранения изменений слышимости в схеме приемников
широко применяется автоматическое регулирование усиления
сигналов до детектора.
§ 62. АВТОМАТИЧЕСКОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ
Автоматическое регулирование усиления (АРУ) представляет
собой систему, автоматически изменяющую усиление приемника
при изменении напряжения сигнала на его входе. Регулирование
усиления в этом случае осуществляется путем введения в цепь
сеток ламп усилителя высокой частоты, преобразователя и усилителя
промежуточной частоты дополнительного отрицательного
напряжения. Величина этого напряжения обычно пропорциональна
амплитуде колебаний несущей частоты принимаемых сигналов.
Дополнительное отрицательное напряжение снимается или с
сопротивления нагрузки основного детектора или с нагрузки
отдельного детектора, предназначенного специально для автоматического
регулирования усиления.
Имеются следующие основные схемы автоматического
регулирования усиления:
1) простая схема АРУ;
2) АРУ с задержкой;
3) усиленное АРУ.
Простая схема автоматического регулирования усиления
приведена на фиг. 12.4. Постоянная составляющая напряжения,
возникающего на сопротивлении нагрузки детектора, через фильтр
287

/?фСф вводится в цепи сеток ламп каскадов, входящих в систему
АРУ. Отрицательное смещение на сетке каждой из этих ламп
слагается из напряжения автоматического смещения и постоянного
напряжения, снимаемого с нагрузки детектора.
П.
А
оть
| J_ "г&Ъ
ннт
Rt
и
к УНЧ
Фиг. 12.4. Простая схема АРУ.
С увеличением амплитуды принимаемых сигналов возрастает
постоянное напряжение на нагрузке детектора и величина
отрицательного смещения на сетках регулируемых ламп. Чем больше
амплитуда принимаемых сигналов, тем значительнее
дополнительное отрицательное смещение и тем больше уменьшение
коэффициента усиления. В результате этого
процесса амплитудная характеристика
приемника с автоматическим
регулированием усиления перестает быть
линейной (фиг. 12. 5).
Фильтр /?фСф и другие фильтры,
стоящие в цепях сеток каждого
регулируемого каскада, позволяют уменьшить
паразитные связи между отдельными
каскадами и устранить явление
демодуляции, наблюдаемое в схемах АРУ без
фильтра.
При отсутствии фильтра в цепь
сеток ламп поступало бы не только
постоянное отрицательное напряжение, но
и напряжение низкой частоты с фазой,
противоположной фазе огибающей модулированного сигнала.
С возрастанием амплитуды модулированного колебания
увеличивалось бы и регулирующее напряжение, что неизбежно вызывало
бы уменьшение наибольшей амплитуды модулированного сигнала.
С уменьшением амплитуды модулированного колебания
(амплитуда колебаний несущей частоты по-прежнему остается
неизменной) регулирующее напряжение, наоборот, уменьшается, а
коэффициент усиления приемника становится больше. Таким образом, дей-
Фиг. 12.5. Амплитудная
характеристика приемника с
простым АРУ.
288

ствующее значение коэффициента глубины модуляции
понижается.
Явление демодуляции можно устранить путем увеличения
постоянной времени фильтра. Если постоянная времени фильтра
достаточно велика, то конденсатор фильтра не будет успевать
разряжаться во время изменения напряжения на нагрузке детектора
с низкой частотой и величина регулирующего напряжения будет
зависеть только от амплитуды несущей частоты.
Величина постоянной времени фильтра 1?фСф в
радиовещательных приемниках выбирается в пределах от 0,05—0,2. При
дальнейшем увеличении постоянной времени работа схемы начинает
отставать от изменения амплитуды колебаний несущей частоты
сигнала, вызываемого явлением замирания.
Существенным недостатком простой схемы АРУ является
уменьшение коэффициента усиления каскадов не только при приеме
сильных сигналов, но и при приеме слабых сигналов, что вызывает
понижение чувствительности приемника. Этот недостаток
сравнительно просто устраняется в схемах АРУ с задержкой.
Принцип работы АРУ с задержкой ничем не отличается от
принципа работы схемы простого АРУ. Разница заключается лишь
в том, что управляющее отрицательное напряжение в случае АРУ
с задержкой снимается с нагрузки дополнительного детектора, на
анод которого подается не только переменное напряжение высокой
частоты, но и постоянное отрицательное напряжение задержки. На
фиг. 12. 6 приведена одна из схем АРУ с задержкой. Левый диод
лампы Лъ используется для детектирования принимаемых
сигналов, а правый — для автоматического регулирования усиления.
Фиг. 12.6. Схема АРУ с задержкой.
Напряжение высокой частоты на анод второго диода снимается
не со второго контура полосового фильтра, а с первого, т. е.
непосредственно с анода лампы усилителя промежуточной частоты.
В цепь анода детектора АРУ включается сопротивление
нагрузки /?н и фильтр /?фСф. В цепь катода включено сопротивление R?
*У Радюприемные устройства
289

делителя напряжения, подключенного к общему источнику
анодного напряжения. На сопротивлении R2 образуется падение
напряжения. Полярность этого напряжения показана на фиг. 12. 6.
При отсутствии сигнала анод второго диода имеет относительно
своего катода отрицательный потенциал, равный падению
напряжения на сопротивлении R2 и называемый напряжением
задержки Е3. Величина этого напряжения зависит от условий работы
основного детектора. По абсолютной величине напряжение
задержки должно быть равно или больше амплитуды колебаний высокой
частоты, необходимой для нормальной работы основного детектора.
Если, например, детектор приемника и все его последующие
каскады рассчитаны так, что к детектору во время приема сигналов
должно поступать напряжение с амплитудой не менее 2 в, то и
напряжение задержки на аноде второго диода должно быть также
не менее 2 е. В случае приема сигналов с меньшей амплитудой
результирующий потенциал анода второго диода будет
отрицательным, анодная цепь его окажется запертой. Через сопротивление
нагрузки RH ток течь не будет и цепи сеток регулируемых ламп не
получат дополнительного отрицательного смещения. Если
амплитуда приходящих сигналов увеличится и превысит напряжение
задержки, то потенциал анода детектора АРУ станет
положительным, через сопротивление его нагрузки будет протекать ток и на
нем возникнет отрицательное напряжение £/р, используемое для
регулирования усиления.
Величина возникающего регулирующего напряжения с
достаточной точностью определяется по формуле
Up=U-E3,
где U — амплитуда напряжения сигнала на детекторе;
Е3 — напряжение задержки.
Таким образом, регулирование усилителя происходит лишь при
приеме сигналов, величины напряжения которых превышают
нормальное рабочее напряжение детектора.
Амплитудная характеристика приемника, имеющего АРУ с
задержкой, показана на фиг. 12. 7. При приеме слабых сигналов АРУ
не работает, поэтому на участке ОА амплитудная характеристика
линейна. После точки А амплитудная характеристика приемника
искривляется. Степень отклонения ее от прямой линии зависит от
числа регулируемых каскадов и от величины отрицательного
напряжения, поступающего на сетки регулируемых ламп.
Как было указано, в схеме фиг. 12. 6 напряжение высокой
частоты на анод детектора АРУ подается не со второго, а с первого
контура фильтра. Такой способ подачи напряжения вызывается
следующими причинами.
Если детектор АРУ подключить ко второму контуру, то его
добротность в результате шунтирования входными сопротивлениями
двух детекторов будет значительно меньше добротности первого
контура. Фильтр анодной нагрузки лампы усилителя
промежуточной частоты становится несимметричным. При раздельном же со-
290

единении детекторов с контурами фильтра нарушение их симметрии
незначительно.
Для построения амплитудной характеристики приемника с АРУ
необходимо знать значение общего коэффициента усиления
каскадов до детектора для каждого значения входного напряжения.
Коэффициент усиления каждого регулируемого каскада зависит
от сопротивления его анодной нагрузки и крутизны характеристики
лампы.
Нетрудно показать, что общий коэффициент усиления
приемника до детектора пропорционален произведению значений
крутизны характеристики отдельных ламп:
А'общ = КгК2 . . . Кп = S^oe,• S2R(
Qe0
• SnRoe„ — ASXS2 .
'л*
У:
вых
&
jttWffS^-
Таким образом, форма амплитудной характеристики будет
зависеть от закономерности изменения произведения значений
крутизны характеристики регулируемых ламп.
Расчет формы амплитудной
характеристики производится в
следующем порядке: задаются
величиной регулирующего
напряжения Up и определяют
действующее значение крутизны
характеристики в рабочей точке каждой
лампы. После этого находят
величину произведения значений
крутизны характеристики и
степень изменения коэффициента
хсиления по сравнению с
первоначальным коэффициентом усиления.
В заключение остановимся на
особенностях питания
регулируемых ламп и настройки приемника
с АРУ.
Фиг. 12.7. Амплитудная
характеристика приемника при работе АРУ
с задержкой.
Для улучшения действия АРУ не следует применять
автоматическое смещение. Напряжение смещения на сетки регулируемых
ламп лучше подавать от общего делителя напряжения.
При использовании автоматического смещения величина
напряжения смещения зависит от тока лампы. С увеличением
отрицательного напряжения на сетке регулируемой лампы уменьшается
анодный ток, а одновременно с ним и напряжение на
сопротивлении автоматического смещения. В результате этого действующее
значение регулирующего напряжения снижается.
Точно так же нежелательно подавать напряжения на
экранирующие сетки регулируемых ламп через отдельные гасящие
сопротивления.
С уменьшением потенциала управляющей сетки уменьшается и
ток экранирующей сетки. Падение напряжения на гасящем
сопротивлении становится меньше, а потенциал экранирующей сетки
больше. С увеличением потенциала экранирующей сетки возрастает
19*
291

крутизна характеристики анодного тока лампы. Таким образом, и
в этом случае мы сталкиваемся с явлением уменьшения действия
регулирующего напряжения.
Целесообразнее всего напряжение на экранирующие сетки ламп
подавать или с единичных делителей напряжения или с делителя,
общего для всех экранирующих сеток ламп.
Особенность настройки приемников с АРУ заключается в том,
что в них трудно осуществлять точную настройку приемника на
сигналы принимаемой станции. Небольшая расстройка приемника
вызывает не понижение слышимости сигналов, а только их искажение.
Фиг. 12.8. Схема включения электронно-лучевого
индикатора настройки.
Объясняется это тем, что уменьшение усиления, вызываемое
расстройкой колебательных контуров, в приемнике с АРУ
компенсируется действием регулирующего напряжения.
Для более точной настройки в приемниках применяются
специальные индикаторы настройки. Наибольшее распространение
получил электронно-лучевой индикатор настройки, который иногда
называют «магическим глазом». Индикатор настройки
представляет собой триод с дополнительным экраном, покрытым слоем
специального материала, способного светиться при
бомбардировке экрана электронами. В пространстве между катодом и
экраном помещается небольшой электрод, соединенный с анодом
триода.
Схема включения индикатора показана на фиг. 12. 8.
Экран индикатора соединяется с плюсом источника питания
непосредственно, а анод лампы — через большое сопротивление R.
Поэтому потенциал анода всегда меньше потенциала экрана. На
сетку лампы индикатора с сопротивления нагрузки детектора через
292

фильтр i?„CH подается постоянное отрицательное напряжение. Если
сигнал отсутствует, то потенциал сетки индикатора равен нулю.
В анодной цепи индикатора протекает значительный ток, понижаю-
щий потенциал анода—триода. С уменьшением потенциала анода
понижается и потенциал электрода, связанного с ним и
помещенного в поле экрана. Электрод с малым потенциалом создает на
экране своеобразную электронную тень — участок поверхности
экрана, куда электроны, отклонившиеся от электрода с малым по-
тенциалом, не попадают.
С приходом сигнала на нагрузке детектора и, следовательно, на
сетке индикатора возникает отрицательное напряжение. Анодный
ток триодной части индикатора уменьшается, а потенциал анода
увеличивается. С возрастанием потенциала электрода уменьшается
и ширина тени на экране.
Таким образом, в момент точной настройки приемника, когда на
нагрузке детектора создается наибольшее отрицательное напряже*
ние, ширина тени будет наименьшей.
При наличии электронно-лучевого индикатора точная настройка
приемника облегчается.
§ 63. РЕГУЛИРОВАНИЕ ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Регулирование полосы пропускания позволяет увеличить
избирательность приемника, уменьшить уровень шумов и изменить
тембр воспроизводимых громкоговорителем звуковых колебаний-
Регулирование полосы пропускания можно производить как в
каскадах промежуточной частоты, так и в каскадах усиления низкой
частоты. Изменение полосы пропускания обычно осуществляется
вручную, но в отдельных случаях применяют автоматическое
регулирование, позволяющее автоматически уменьшать полосу
пропускания при возрастании уровня помех.
Регулирование полосы пропускания в каскадах промежуточной
частоты основано на изменении резонансных свойств полосовых
фильтров. Изменение резонансных свойств полосовых фильтров
производится или изменением связи между контурами или
шунтированием одного из контуров фильтра активным сопротивлением.
При емкостной связи между контурами увеличение или
уменьшение полосы пропускания осуществляется путем изменения величины
емкости связи, а при индуктивной связи — путем изменения
расстояния между катушками. Иногда вместо плавного
регулирования полосы пропускания применяют скачкообразное переключение
с одной полосы на другую путем включения в цепь контура
дополнительной катушки связи Схема такого регулирования приведена
на фиг. 12. 9. В этой схеме переход на более широкую полосу
осуществляется путем включения во вторые контуры добавочных
катушек LC9 которые индуктивно связаны с первыми контурами,
что вызывает увеличение связи между контурами.
Регулирование полосы пропускания в каскадах усиления низкой
частоты основано на изменении формы частотной характеристики
этих каскадов. В этом случае изменение полосы пропускания про-
293

изводится или путем введения в схему реактивных элементов,
влияющих на форму частотной характеристики, или путем приме^
нения в схеме обратной связи с фазой, отличающейся от 180°, или
путем использования низкочастотных фильтров с ограниченной
полосой пропускания.
На фиг. 12. 10 приведена одна из наиболее распространенных
схем уменьшения полосы пропускания со стороны верхних частот.
Фиг. 12.9. Регулирование полосы пропускания путем изменения
связи между контурами.
£
п
£
т.
R,
£*
Rn
Чзн
д <п
Регулирование полосы пропускания со стороны верхних частот
осуществляется при помощи подключенной параллельно анодной
нагрузке цепочки, состоящей из сопротивления Rn и емкости
конденсатора Сп.
При малом значении сопротивления Rn емкость конденсатора
Ся оказывает значительное шунтирующее влияние в области
верхних частот, в результате
чего частотная
характеристика в этой области имеет
резкий завал. С увеличени.
ем сопротивления Rn
шунтирующее действие кон.
денсатора d уменьшается,
частотная
характеристика в области верхних
частот выравнивается,
полоса пропускания
становится шире.
На фиг. 12. 11
показаны частотные
характеристики каскада при различных значениях сопротивления Rn.
В схеме фиг. 12. 12 регулирование полосы пропускания
осуществляется путем изменения коэффициента передачи (3 и фазы <рр
цепи обратной связи.
Величина емкости конденсатора Сп выбирается таким образом,
чтобы полное сопротивление цепи CnRn для токов нижних частот
было значительно больше сопротивления Rs. Степень
отрицательной обратной связи в этом случае будет сравнительно небольшой.
Фиг. 12.10. Регулирование полосы
пропускания со стороны верхних частот.
294

С возрастанием частоты колебаний емкостное сопротивление
конденсатора Сп и полное сопротивление Zn уменьшаются, что
приводит к возрастанию коэффициента |3 передачи цепи обратной
связи и приближает угол сдвига фаз цепи обратной связи к 180°.
Коэффициент усиления каскада на верхних частотах
оказывается меньше, чем на нижних.
При перемещении движка потенциометра Rg вниз
коэффициент р уменьшается и частотная характеристика в области
верхних частот выравнивается.
К
/?п =
Л =°0
i\ ЫЬ~
Фиг. 12.11. Частотные
характеристики усилителя при различных
значениях сопротивления Rn.
Фиг. 12.12. Регулирование
полосы пропускания при помощи
отрицательной обратной связи.
В крайнем нижнем положении движка потенциометра усилитель
обладает наиболее широкой полосой пропускания.
§ 64. АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
Величина промежуточной частоты fw супергетеродинного
приемника, как известно, определяется разностью частот принимаемых
колебаний и колебаний местного гетеродина:
J пр /г J с*
Непостоянство частоты любого из этих колебаний вызывает
изменение промежуточной частоты и расстройку каскадов УПЧ,
что неизбежно приводит к уменьшению мощности на выходе
приемника и к понижению надежности радиосвязи.
Частота колебаний, излучаемых радиовещательными и другими
стационарными радиостанциями, как правило, в достаточной
степени стабильна. Частота же колебаний местного гетеродина может
изменяться во времени в довольно значительных пределах.
Влияние непостоянства частоты гетеродина устраняется путем
автоматической подстройки его частоты, при которой любое
отклонение частоты гетеродина от величины, необходимой для получения
промежуточной частоты, устраняется без участия оператора. Блок-
схема приемника с автоматической подстройкой частоты показана
на фиг. 12. 13.
295

Устройство для автоматической подстройки частоты состоит из
двух основных частей: частотного детектора и управителя.
Частотный детектор позволяет отмечать отклонения
промежуточной частоты и преобразовывать их в сигналы постоян-

Смеситель
упч
-5а-
упч

Гетеродин

Управитель
чашот\
э ный
дегентор

Детектор
Фиг. 12. 13. Блок-схема приемника с автоматической подстройкой
частоты.
ного тока. При помощи управителя, работа которого зависит
от величины сигналов, полученных а выхода частотного детектора,
иЛ
U
Л
л.
/*Ъ\
п
б)
а)
Фиг. 12. 14. Лампа с емкостно-реостатной
связью и векторная диаграмма токов и
напряжений, действующих в схеме.
осуществляется возденет-
чие на частоту гетеродина.
Величина выходного
напряжения частотного
детектора зависит от
степени ухода частоты, а его
полярность — от
характера расстройки +А/.
В качестве управителя
частоты гетеродина
используется специальный
каскад с реактивной
обратной связью,
называемый реактивной лампой.
Реактивной обратной
связью называется связь
анодной цепи с цепью сетки той же лампы, при которой
напряжение, подаваемое в цепь сетки, сдвинуто по фазе относительно
переменного напряжения на аноде на угол, близкий к 90°. При таком
характере обратной связи выходное сопротивление лампы
приобретает реактивный характер.
Характер реактивности выходного сопротивления лампы
зависит от способа подачи напряжения обратной связи.
Рассмотрим принцип действия реактивной лампы. На фиг.
12. 14, а приведена одна из наиболее часто встречающихся схем
с реактивной связью. На анод лампы управителя одновременно
поступают постоянное напряжение и напряжение высокой частоты.
Через цепь обратной связи С<Д* часть переменного напряжения
высокой частоты подается на сетку лампы.
Значения емкости Са и сопротивления Ra выбираются таким
образом, чтобы на всех частотах гетеродина выполнялось условие
-7г->Яс. 02.1)
296

При таком соотношении сопротивлений в цепи обратной связи
ток в этой цепи будет опережать приложенное к аноду лампы
напряжение высокой частоты на угол, близкий к 90°. Напряжение
обратной связи, подаваемое на сетку лампы, снимается с
сопротивления i?c, поэтому оно совпадает по фазе с током в цепи связи.
Переменная составляющая анодного тока лампы совпадает по
фазе с приложенным к сетке напряжением.
Векторная диаграмма действующих в схеме напряжений и токов
приведена на фиг. 12. 14, б. Из диаграммы следует, что вектор
анодного тока U опережает вектор приложенного к аноду напряжения
на угол, близкий к 90°.
Таким образом, выходное сопротивление лампы
^вых^у1 (12.2)
* а
имеет емкостный характер.
Определим зависимость эквивалентной выходной емкости
реактивной лампы от параметров схемы и лампы.
Переменная составляющая анодного тока лампы зависит
главным образом от величины напряжения на управляющей сетке и
крутизны характеристики лампы:
ia = SUg. (12.3)
Подаваемое на сетку лампы напряжение
Og=RJQ- (12.4>
Протекающий через цепь обратной связи ток
Л-—^v-«-t-->c^-- <12-5>
уо)Сс >>СС
Подставляя выражения (12.4) и (12.5) в (12.3), получим
Тогда
7 -U*- U* - ; 1
JSR^CqU^ (iiCQRCS
Величина CcRcS имеет размерность емкости; обозначим ее через
эквивалентную емкость Сэ, равную
C3 = CCRCS=^CS. (12.6)
Таким образом, выходное сопротивление ZBbD£ лампы имеет
емкостный характер, а эквивалентная выходная емкость Сэ лампы
зависит от постоянной времени цепи обратной связи и крутизны*
характеристики лампы.
Рассмотрим электрические свойства другой схемы реактивной
лампы (фиг. 12. 15, а), которая также часто встречается в прием-
никах с автоподстройкой частоты. Цепь обратной связи в этой
схеме состоит из сопротивления ./?<, и конденсатора Сс. Разделительный
297

конденсатор Ср и сопротивление утечки сетки Rg выполняют в
схеме вспомогательную роль и сравнительно мало влияют на характер
и величину обратной связи.
Величина емкости С0 и сопротивление R0 выбираются таким
образом, чтобы на всех частотах работы гетеродина выполнялось
неравенство
/?с» 1
со(
На фиг. 12. 15,6 показана векторная диаграмма напряжений и
токов, действующих в схеме.
а)
6)
Фиг. 12.15. Лампа с реостатно-емкостной связью и
векторная диаграмма токов и напряжений,
действующих в схеме.
Вектор тока /с в цепи связи несколько опережает вектор
анодного напряжения. Вектор сеточного напряжения, снимаемого с
емкости Сс, отстает от тока на угол 90°. Вектор анодного тока /а
совпадает по фазе с вектором сеточного напряжения Ug. Нетрудно
видеть, что вектор анодного тока отстает от вектора анодного
напряжения на угол, близкий к 90°.
Таким образом, выходное сопротивление лампы будет иметь
индуктивный характер.
Можно показать, что величина эквивалентной индуктивности L3
-определяется при этом формулой
~s IT'
£9=
Таким образом, эквивалентная индуктивность L3 прямо
пропорциональна постоянной времени цепи связи и обратно
пропорциональна значению крутизны характеристики лампы.
Полученные формулы для эквивалентной емкости и
эквивалентной индуктивности реактивной лампы позволяют сделать вывод
о способе изменения значений этих величин.
Наиболее удобным способом воздействия на параметры выход*
ного сопротивления лампы является изменение крутизны
характеристики лампы при помощи напряжения, подаваемого на ее управ-
298

ляющую сетку. Это напряжение может быть получено на выходе
частотного детектора.
Для управления частотой гетеродина необходимо соединить
анодную цепь реактивной лампы с колебательной цепью
гетеродина.
На фиг. 12. 16 приведена примерная схема автоподстройки
частоты гетеродина. Напряжение промежуточной частоты с контура
анодной нагрузки лампы Л\ поступает на вход частотного
детектора Д, выполненного на полупроводниковых диодах.
При отклонении промежуточной частоты от номинального
значения на сопротивлениях Ri и R2 детектора возникнет постоянное
Фиг. 12.16. Схема приемника с автоподстройкой частоты.
напряжение, величина которого пропорциональна уходу частоты.
Это напряжение вводится в цепь сетки лампы управителя Л2,
который выполнен по схеме фиг. 12. 14. Как было доказано выше,
выходное сопротивление лампы Л2 в такой схеме имеет емкостный
характер.
Анодная цепь лампы Л2 через разделительный конденсатор Сг
связана с контуром гетеродина. Таким образом, эквивалентная
емкость реактивной лампы оказывается подключенной параллельно
конденсатору контура гетеродина.
Схема частотного детектора должна быть выполнена так, чтобы
при уменьшении промежуточной частоты потенциал точки а
становился отрицательным.
Предположим, что в результате прогрева деталей схемы
гетеродина общая емкость его колебательной системы увеличилась, а
частота колебаний уменьшилась. С уменьшением частоты гетеродина
понизится и промежуточная частота приемника
J пр J г J с*
Между точками а и б возникнет управляющее отрицательное
напряжение. Отрицательное смещение на сетке лампы увеличится,
что приведет к уменьшению крутизны характеристики в рабочей
299

точке и понижению эквивалентной емкости реактивной лампы Сэ иг
следовательно, к уменьшению общей емкости контура, т. е. к вое*
становлению первоначальных значений частоты гетеродина и
промежуточной частоты приемника.
Автоматическая подстройка частоты позволяет не только
восстановить значение промежуточной частоты при уходе частоты
гетеродина, но и устранить неточность его первоначальной настройки.
Последнее обстоятельство особенно важно при кнопочной
настройке приемника и при неточном сопряжении контуров диапазонного
супергетеродинного приемника.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
L Для обеспечения нормальной работы в схему современного
радиоприемника вводятся вспомогательные устройства,
позволяющие изменять чувствительность и полосу пропускания.
2. Изменение чувствительности приемника можно производить
вручную или автоматически.
3. Автоматическое регулирование чувствительности
производится в каскадах приемника до детектора путем изменения крутизны
характеристики ламп этих каскадов.
4- Ручное регулирование чувствительности осуществляется
обычно в детекторе приемника, т. е. на входе усилителя низкой
частоты.
5. Регулирование полосы пропускания может производиться и
в каскадах промежуточной частоты и в каскадах усиления низкой
частоты.
6. Регулирование полосы пропускания позволяет уменьшать
влияние мешающих сигналов и изменять тембр звучания
принимаемых сигналов.
7. Постоянство промежуточной частоты приемника
поддерживается при помощи системы автоподстройки частоты.
8. Принцип действия управителя системы автоподстройки
частоты основан на использовании свойств каскада с реактивной
обратной связью.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что вызывает изменение напряжения на выходе радиоприемника?
2. Почему автоматическое регулирование усиления должно действовать
в первых каскадах, а ручное в последних каскадах приемника?
3. Почему ручное регулирование усиления следует производить на входе
первого каскада усилителя низкой частоты?
4. На чем основан принцип действия АРУ?
5. Для чего в цепь автоматического регулирования усиления вводится
фильтр?
6. Чем отличается схема АРУ с задержкой от простой схемы АРУ?
7. Для чего применяется регулирование полосы пропускания?
8. Какие причины вызывают изменение промежуточной частоты приемника?
9. Что такое реактивная лампа?
10. Какими способами можно создать в каскаде реактивную обратную связь?

Глава XIII
ОСНОВЫ ПРОЕКТИРОВАНИЯ СУПЕРГЕТЕРОДИННЫХ
ПРИЕМНИКОВ ДЛИННЫХ, СРЕДНИХ И КОРОТКИХ ВОЛН
§ 65. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРОЕКТИРОВАНИИ РАДИОПРИЕМНИКОВ
В настоящей главе изложена методика проектирования
профессиональных и радиовещательных супергетеродинных приемников
длинных, средних и коротких волн, предназначенных для приема
амплитудно-модулированных сигналов. Проектирование
радиоприемника осуществляется исходя из технических условий, в которых
оговорены его основные показатели. Однако технические условия
не позволяют сформулировать совокупность всех требований,
предъявляемых к каскадам, поэтому расчет приемника должен
слагаться из предварительного (эскизного) расчета и окончательного
расчета.
В предварительном расчете производится
ориентировочный выбор и обоснование схемы приемника и определяется
ряд исходных данных, необходимых для электрического расчета
каждого каскада.
В окончательном расчете осуществляется
электрический расчет отдельных каскадов приемника.
Заключительным этапом проектирования является расчет общих
характеристик приемника и составление его принципиальной схемы
со спецификацией.
Технические условия на проектирование приемника включают
следующие основные требования:
1. Назначение радиоприемника и место его установки.
2. Вид работы (телефония, телеграфия).
3. Диапазон частот /min—/max.
4. Количество поддиапазонов и коэффициент поддиапазона.
5. Чувствительность в наихудшей точке диапазона или
поддиапазона (в мкв).
6. Избирательность по соседнему каналу. Задается величиной
ослабления сигнала соседней станции d (в дб) при расстройке А/
(в кгц).
7. Избирательность по зеркальному каналу ds^ (в дб).
8. Избирательность по частоте, равной промежуточной rfnp
(в дб).
301

9. Вид выходного аппарата (телефонные наушники, громкого*
воритель, буквопечатающий аппарат и т. п.) и его сопротивление.
10. Выходная мощность Ръых (в вт) или выходное напряжение
Ubjk (в в) при допустимом коэффициенте нелинейных искажений у
(в -о/а).
11. Полоса частот модулирующего сигнала FH—Fb (в гц).
Верхняя частота модулирующего сигнала F* одновременно
характеризует полосу пропускания высокочастотного тракта приемника
в одну сторону (А/Г=/7В).
12. Коэффициент частотных искажений приемника М (в дб)
для верхней частоты модуляции Fb. Величина М характеризует
частотные искажения всего канала радиоприемника.
13- Требования к ручному и автоматическому регулированию.
В зависимости от назначения приемника в нем можно
предусматривать различные виды ручного и автоматического
регулирования. Все виды регулирования — регулирование полосы
пропускания, автоматическое регулирование усиления и автоподстройка
частоты — должны характеризоваться определенными
показателями.
а) Ручное регулирование полосы пропускания применяется
в телефонно-телеграфных связных приемниках и
радиовещательных приемниках.
б) Требования к автоматическому регулированию усиления
(АРУ) оговариваются пределами регулирования: при изменении
напряжения на входе в а раз изменение выходного напряжения не
должно превышать (3 раз. Этот вид регулирования применяется
в большинстве современных приемников.
в) Требования к автоподстройке частоты выражаются
коэффициентом автоподстройки частоты.
14. Параметры антенны (активная и реактивная составляющие
сопротивлений).
Для наземных приемников длинных, средних и, частично,
коротких волн за типовую антенну принята антенна с действующей
высотой /гд=4 м и параметрами: тк =25 ом; LA =20 мкгн\ СА =150—
300 пф.
15. Чувствительность с гнезд звукоснимателя (адаптера).
Это требование оговаривается только для приемников
радиовещательного типа, когда в них предусматривается возможность
включения звукоснимателя.
16. Тип ламп.
17. Вид питания и допустимое значение потребляемой
мощности.
Это требование является особо важным для приемников с
питанием от батарей.
18. Способ контроля настройки приемника на частоту
принимаемого сигнала.
В радиовещательных приемниках контроль точности
настройки производится при помощи электронного индикатора
настройки.
302

В ряде профессиональных приемников контроль за точностью
настройки регистрируется стрелочными приборгми.
19. Конструктивные требования:
а) габаритные размеры;
б) герметизация отдельных блоков, обусловленная изменением
атмосферных условий;
в) необходимость амортизации;
г) органы управления;
д) пригодность к массовому производству.
20. Требования по технике безопасности.
§ 66. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ РАДИОПРИЕМНИКА
При предварительном расчете приемника устанавливаются
количество поддиапазонов (если оно не задано), их граничные
частоты, решается вопрос о числе каскадов, типах ламп и количестве
контуров, обеспечивающих заданные технические условия.
Предварительный расчет целесообразно производить в
следующем порядке.
1. Выбор числа поддиапазонов
Диапазон приемника делится на отдельные поддиапазоны в том
случае, когда при неизменной индуктивности контура нельзя
обеспечить перекрытие диапазона переменным конденсатором.
Коэффициент диапазона Кд (или поддиапазона /Спд
(характеризуется отношением высшей граничной частоты к нижней граничной
частоте диапазона или поддиапазона
/min
Коэффициент /Сд обычно находится в пределах 1,2—3.
Весь диапазон приемника разбивается на поддиапазоны в том
случае, когда значение Кд превышает 3; при этом необходимо,
чтобы коэффициенты каждого поддиапазона были одинаковы К
2. Выбор и обоснование блок-схемы высокочастотной части
приемника
Выбор и обоснование блок-схемы высокочастотной части
приемника производится в соответствии с заданными в технических
условиях чувствительностью, полосой пропускания,
избирательностью по соседнему каналу и избирательностью по зеркальному
каналу. На все эти показатели большое влияние оказывает
величина промежуточной частоты приемника.
Выбор промежуточной частоты приемника осуществляется на
основании положений, приведенных в гл. IX.
1 Вопрос о делении диапазона на поддиапазоны подробно рассмотрен
в гл. XVI первого издания учебника.
303

Выбор числа контуров принимаемой частоты.
Выбор числа контуров, настраиваемых на частоту принимаемых
сигналов, обычно производится исходя из заданной величины
избирательности по зеркальному каналу. При этом следует также
учитывать влияние этих контуров на полосу пропускания приемника.
Предварительное число контуров п можно установить на
основании ориентировочных значений избирательности d по
зеркальному каналу для одного контура.
Так, в диапазоне 150—1600 кгц:
d=25—40 дб (17,8—100 раз) при /пр=465 кгц\
d=20—30 дб (10—31,6 раз) при /пр= 110—115 кгц.
В диапазоне 1600—15 000 кгц:
d= 10—25 дб (3,16—17,8 раз) при fnp=465 кгц.
Чтобы окончательно установить количество контуров,
необходимо определить добротность контуров и по ее значению установить1'
правильность принятого решения.
Значение добротности Q находят из двух условий.
L Из условия избирательности d3e9 по зеркальному каналу.
В этом случае можно использовать формулу (9. 18)
^зер
Q9(/o + 2/np Л
я/о + 2/пр
/о /o + 2/np'J /о
откуда значение добротности контура
,_й
^зер/о
,у f /о + 2/пр
/о + 2/пр /о
/о /о + 2/пр
В диапазоне коротких волн, когда 2/пр<(0,1 — 0,15)У0,
множитель — ^ 1 и его можно не учитывать. Тогда формула
/о
для определения добротности упрощается и принимает вид:
п
> __ У^згр
/0 + 2/пр /о
/о /+2/пр
Определение Q3 следует производить для максимальной
частоты поддиапазона, так как при этом резонансная кривая контура
является наиболее тупой.
2. Из условия обеспечения полосы пропускания и значения
коэффициента частотных искажений М'к. Коэффициент Мк
определяется ординатой резонансной кривой на границе полосы
пропускания.
304

Для п контуров ордината резонансной кривой характеризуется
выражением
После соответствующих преобразований значение добротности
определяется из формулы
П.__/Ьт1п_ У l-V^
ЧГэ
2Л/7
У к
Величину коэффициента частотных искажений следует
выбирать исходя из следующих соображений: в поддиапазоне,
охватывающем наиболее длинные волны в пределах 2000—750 м (частоты
150—400 кгц), величина коэффициента частотных искажений
находится в пределах 0,6—0,8.
Если я=2, то следует выбирать наибольшее значение
АГк=0,8.
В поддиапазоне, охватывающем частоты от 500 до 2000 —
3000 кгц коэффициент
Мк=0,7-0,9.
В поддиапазоне коротких волн свыше 3000 кгц коэффициент
Ж'к=0,9-0,95.
Расчет Qa следует производить на полосу пропускания 2д/\
превышающую полосу ^Л/^д, заданную техническими условиями
2л^>2(л^зад+д/сопр+Л/г),
где А/сопр — величина допустимой неточности сопряжения, которую
следует выбирать для коротких волн в пределах 10—20 кгц, а для
средних и длинных волн — в пределах 1—5 кгц; Д/> — возможное
отклонение частоты гетеродина.
Принимая нестабильность частоты гетеродина равной (0,5-М)X
Х10~3, получим
ДЛ=(0,5-М)-10-3/0.
По значениям Q3 и Qg, найденным из условий
избирательности по зеркальному каналу и полосе пропускания, окончатель-.
ное определение добротности Q9, производится из неравенства
Ql>Q9>Ql (*)
Такое значение Q3 позволяет получить резонансную кривую,
более острую, чем это требуется для обеспечения избирательности
по зеркальному каналу, и более тупую, чем это необходимо для
получения полосы пропускания 2AF.
20 ] Радиоприемные устройства.
305

В тех случаях, когда значение Ql получается меньше Q3 9
необходимо задаться значением МКу меньшим предыдущего, и
найти новую величину Q3. Если же условие (*) и в этом случае
не выполняется, то следует увеличить число контуров п.
Полученное значение добротности контура должно быть
практически осуществимым. В этом отношении следует
руководствоваться следующими данными: для контуров без применения маг-
иитодиэлектрика при намотке одножильным проводом «в навал»
значение добротности будет находиться в пределах 25—50; при
использовании магнитодиэлектрика или при намотке
многожильным проводом (литцендрат) можно получить добротность контура
в пределах 50—100; в контурах особо высокого качества с
применением специальных замкнутых магнитопроводов из
магнитодиэлектрика значение добротности может быть доведено до 250.
Затем определяется величина избирательности по соседнему
каналу по величине выбранного значения Q3 :
В области коротких волн значение df близко к единице.
Далее находят фактическое значение коэффициента частотных
искажений для одного контура:
Мк= 1 =.
Ориентировочный выбор значений
коэффициента частотных искажений. Величина допустимых
частотных искажений, заданная в технических условиях
коэффициентом М, должна быть распределена по всем трактам приемника,
т. е. по принимаемой, промежуточной и низкой частотам.
Принимая во внимание сравнительно узкую полосу
пропускания— не более 10 кгц в одну сторону для приемников длинных,
средних и коротких волн следует считать, что коэффициент
частотных искажений низкочастотной части приемника может быть
принят в пределах 1—2 дб.
Коэффициент частотных искажений всей высокочастотной
части Мвч равен
мвлдб=мдб—милдб.
Полученное значение коэффициента Мвч следует распределить
между частями приемника, работающими на принимаемой и
промежуточной частотах.
Для части приемника, работающей на принимаемой частоте,
т. е. входной цепи и УВЧ, значение
Л*пр.,н.ч=(^к)Я.
где Мк — коэффициент частотных искажений, принятый для
одного контура.
306

Коэффициент частотных искажений для части приемника,
работающей на промежуточной частоте,
Мир ч~~ м
'в.ч
пли в децибелах
поин.ч
*™пр.ч дб "*в.ч дб ^прин.ч дб-
ЮД-
ч а-
Частотные искажения следует распределять для каждого
диапазона.
Выбор числа фильтров промежуточной
с т о т ы. В'большинстве приемников длинных, средних и коротких
(золн в преобразователе частоты и усилителе промежуточной
частоты используются двухконтурные полосовые фильтры. Определение
числа фильтров производится в соответствии с избирательностью
по соседнему каналу и заданной полосой пропускания приемника.
Расчет следует производить исходя из запаса по
избирательности на 15—20% (в относительных величинах). Такой запас дает
[возможность обеспечить выполнение заданных требований в случае
ухудшения избирательности, вызванной неточностью сопряжения
настроек контуров. Кроме того,
следует учитывать значение полу- Таблица 13.1
ченной избирательности по
соседнему каналу в контурах
принимаемой частоты:
,,_(!,15-Н,2) дгаэд
а~ а"
где я?3ад—избирательность по
соседнему каналу, заданная
техническими условиями.
В современных приемниках
наиболее распространенным
числом фильтров является /и = 2—3,
из которых один используется в
преобразователе частоты, а
остальные—в усилителе
промежуточной частоты. Применение в
приемнике одного полосового
фильтра встречается крайне
Редко. к
При решении вопроса о
количестве полосовых фильтров
рекомендуется пользоваться табл. 13. 1.
Приближенные данные табл. 13. 1 справедливы при добротности
контуров фильтра не выше Q = 120, промежуточной частоте /пр=
^465 кгц и коэффициенте частотных искажений по промежуточной
частоте )№„>.,=0,6—0,7.
Необходимое значение т выбирается по табл. 13. 1 исходя из
заданной полосы пропускания 2AF и избирательности по соседнему
каналу.
Полоса
пропускания 2Д/7
кгц
10
8
7
6


тельность d
дб
20-24
25-28
26—30
30-38
30-35
36—45
35-40
40—60
Число

фильтров
т
2
3
2
3
2
3
2
3
20*
307

Определение числа каскадов
высокочастотной части приемника. Это определение производится по
заданной чувствительности Uc min, обеспечивающей на входе
детекторного каскада такое напряжение промежуточной частоты, при
котором обеспечивается режим линейного детектирования. В этом
случае применение диодного детектирования является наиболее
целесообразным.
Нормальная работа диодного детектора обеспечивается при
подаче на него напряжения промежуточной частоты в пределах
Ud=2—5 в.
При выборе значения U* следует учитывать, что в приемниках
с чувствительностью в пределах 300—400 мкв значение £А*=1,5—
2 е. В приемниках высокой чувствительности с применением
оптического индикатора настройки значение £Л*=3—5 в.
Необходимый коэффициент усиления высокочастотной части
приемника
Предусматривая также запас усиления 25—40%, получим
/С,в.ч=/С;.ч(1,25-1,4).
Зная величину необходимого усиления высокочастотной части
приемника, а также число контуров п принимаемой частоты и
число фильтров т промежуточной частоты, необходимо решить, при
каком числе каскадов можно обеспечить такое усиление.
В табл. 13.2 приведены ориентировочные значения
коэффициента усиления отдельных цепей, при помощи которых
устанавливается значение коэффициента усиления Кв,ч высокочастотной части
приемника:
^в.ч==^вх.ц^УВЧ^преоб(^УПч)/"~ •
Найденное число контуров п. принимаемой частоты, как уже
было отмечено, редко превышает 2. При п=1 усилитель высокой
частоты отсутствует и на входе приемника включается одиночный
контур. При п=2, как правило, имеется один каскад усиления
высокой частоты и одноконтурная входная цепь.
Следует отметить, что в отдельных случаях два контура по
принимаемой частоте могут быть выполнены как входная цепь с
полосовым фильтром.
Полученное значение должно удовлетворять условию
В тех случаях, когда Квч больше КВч более чем в 30 —
50 раз, необходимо при выборе ламп ориентироваться на лампы
с небольшой крутизной и в окончательном расчете УПЧ
использовать контуры с малым значением R0e.
Если коэффициент усиления /Св.ч меньше Кв.ч хотя бы в одном
из поддиапазонов, то необходимо выбирать лампы с повышенной
308

крутизной. В тех случаях, когда недостаток усиления требует
включения дополнительного каскада, рекомендуется увеличить
число каскадов в усилителе промежуточной частоты; иногда
целесообразно при наличии только одноконтурной входной цепи ввести
в схему апериодический усилитель высокой частоты.
Таблица 13.2
Цепь или каскад
Входная цепь
Один каскад УВЧ
Преобразователь
Один каскад УПЧ
Коэффициент усиления К
в диапазоне
длинных и
средних
волн
2—4
20—40
в диапазоне
коротких
волн
3-8
5-25
при
/пр=465 кгц
| 15—40
50-150
при
/пр=И0-
115 кгц
20—30
100-140
3. Выбор и обоснование блок-схемы низкочастотной части приемника
1. По величине заданной выходной мощности Р^ выбирают
схему и тип лампы оконечного каскада.
2. Число каскадов и типы ламп усилителя напряжения К7.И
определяют по значению необходимого коэффициента усиления по
напряжению:
Ug о. к
у,н и.
х min
где Ug 0#к — напряжение возбуждения, подводимое к сетке
оконечного каскада для обеспечения заданной выходной
мощности;
U
ВХ 1ШП
минимальное входное напряжение, подводимое к
сетке первой лампы УНЧ.
Напряжение возбуждения Ug0%K определяется по формуле
6 р. у а
Здесь а — коэффициент нагрузки, величина которого для триодов
берется в пределах 2—4, а для лучевых тетродов и пентодов
0.1-0,15;
Р=
'ВЫХ
— колебательная мощность оконечной лампы;
г|тр
т)тр — к. п. д. выходного трансформатора, равный
0,8-0,9.
При использовании двухтактной схемы усиления мощности
& классе А расчет ведется на одно плечо схемы на половинную
Мощность.
309

Величина и^т-1П определяется в зависимости от назначения
радиоприемного устройства.
В приемниках профессионального типа
где Kd — коэффициент передачи диодного детектора, равный
0,6—0,8;
Ud — напряжение на входе детектора, значение которого
указано в п. 2 настоящего параграфа.
В радиовещательных приемниках со звукоснимателем значение
UBxm]n определяется чувствительностью звукоснимателя. Известно,
что пьезоэлектрический звукосниматель развивает напряжение
0,5 в, а магнитоэлектрический в пределах 0,15—0,25 е. За
величину UBXmin следует принимать минимальное значение напряжения
звукоснимателя.
После определения значения коэффициента Ку „ можно судить
о числе каскадов усилителя напряжения и типах ламп.
При использовании двухтактной схемы усиления мощности
схема усилителя напряжения должна содержать
трансформаторный или инверсный каскад.
Можно использовать два варианта фазоинверсной схемы: на
двух лампах и на одной лампе по схеме с разделенной нагрузкой.
В первом случае каждое плечо схемы дает такое же усиление, как
каскад усиления на сопротивлениях на той же лампе. В случае
схемы с разделенной нагрузкой следует принимать во внимание,
что коэффициент усиления одного плеча равен 0,8—0,9.
3. Коэффициент частотных искажений низкочастотной части
Мнч разбивают на коэффициенты частотных искажений усилителя
напряжения Му.н, усилителя мощности Му.м и детектора Md
Л*н.ч дб = Му.н дб + Муи дб + Md дб.
При этом следует учитывать, что усилитель мощности вносит
большие искажения, чем усилитель напряжения, выполненный по.
схеме усилителя на сопротивлениях.
На основании результатов предварительного расчета
составляют общую блок-схему приемника по каскадам.
§ 67. ОКОНЧАТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
При окончательном расчете радиоприемника производится
расчет каскадов выбранной схемы приемника и характеристик
избирательности. Исходными данными для расчета являются
технические условия и значения величин, полученные при
предварительном расчете.
Окончательный расчет рекомендуется производить в следующей
последовательности:
1. Определение параметров контуров принимаемой частоты.
2. Расчет связи антенны с контуром.
3. Расчет усилителя высокой частоты.
310

4. Расчет усилителя промежуточной частоты.
5. Расчет преобразовательного каскада.
6. Расчет и построение характеристики избирательности.
7. Расчет диодного детектора.
8. Расчет схемы автоматического регулирования усиления.
9. Расчет усилителя мощности низкой частоты.
10. Расчет усилителя напряжения низкой частоты.
И. Расчет мощности, потребляемой приемником.
Так как методика расчета всех каскадов приемника изложена
в соответствующих главах, в настоящем параграфе ограничимся
рассмотрением вопросов определения параметров контуров
принимаемой частоты и расчета характеристик избирательности.
Определение параметров контуров принимаемой частоты
(входной цепи и усилителя высокой частоты)
Исходные данные
(из предварительного расчета)
1. Поддиапазон частот /max-/min.
2. Эквивалентная добротность контура Q3.
3. Коэффициенты поддиапазонов /Спд.
Требуется определить
1. Емкость переменного конденсатора CKmin — CKfnax.
2. Емкость подстроечного конденсатора Сп.
3. Индуктивность контура.
Порядок расчета
1. Выбирают переменный конденсатор по значениям
минимальной и максимальной емкостей. При проектировании
профессиональных приемников на один диапазон рекомендуется пользоваться
данными табл. 13. 3.
Таблица 13. 3
Частота /
кгц
до 300
-300—1500
Емкость
^к max
пф
450—700
250-500
Емкость
^к min
пф
12—25
10-15
Частота /
кгц
1500-6000
6000—30 000
Емкость
^к max
пф
150-250
50—150
Емкость
^к min
пф
8-12
6—10
Для радиовещательных приемников с несколькими
поддиапазонами целесообразно использовать типовые блоки переменных
конденсаторов.
311

2. Определяют емкость схемы Ссх, необходимую для получения
нужного значения коэффициента поддиапазона /Сг
~ ^к max ^пд^ктт
пд
2
кпд
Полученное значение емкости Ссх должно быть положительным
и находиться в пределах 20—70 пф. Если значение Ссх
выше, то необходимо применить другой блок переменных
конденсаторов.
3. Определяют емкость подстроечного конденсатора, который
включается параллельно переменному конденсатору,
СП=ССХ—Ссх.
Величиной емкости схемы С'^ задаются для длинных и средних
волн в пределах 25—40 пф и для коротких волн в пределах 15—
20 пф. Полученное значение округляют до ближайшего
стандартного.
4, Находят индуктивность контура для каждого поддиапазона
Z =
2,53.10Ю /m.x—/min
2
i
71 Д~
Ск max ^Kmin •'max-'min
Здесь L измеряется в микрогенри, С — в пикофарадах и f — в
килогерцах.
5. Определяют добротность контура
^ 0,8
Значение величины Q служит одной из отправных точек прк
конструктивном расчете катушки. В диапазоне длинных волн
значение добротности может оказаться настолько малым, что
конструктивное осуществление катушки будет затруднительным. В этом
случае прибегают к искусственному ухудшению добротности путем
включения активного сопротивления последовательно с
элементами контура или параллельно контуру.
Расчет и построение кривой избирательности приемника
Избирательность приемника рассчитывается как произведение
ординат резонансных кривых входного устройства, усилителя
высокой частоты, преобразователя и усилителя промежуточной
частоты.
Учитывая тождественность контуров входной цепи и усилителя
высокой частоты, а также тождественность фильтров
преобразователя и УПЧ, необходимо рассчитать две резонансных кривых по
принимаемой и промежуточной частотам.
312

Расчет резонансных кривых по принимаемой частоте в прием-
нике с входным устройством из одиночного контура производится
по формуле
=)/1+(24^2/0+д/
/о "V /о
При наличии в приемнике также усилителя высокой частоты
пользуются формулой
п
Необходимо рассчитать две резонансные кривые: для частот
/шах и /min- В диапазоне коротких волн можно ограничиться
расчетом одной кривой для частоты /тах.
Расчет кривых избирательности всего приемника производится
путем суммирования значений d\ и d2 (в дб) при одинаковых
значениях текущей расстройки АД Такое суммирование производят
для частот /max и /mm, а результаты сводят в таблицу.
Для коротких волн значение dx (в дб) в интервале значений
расстройки от 0 до 10 кгц близко к нулю и поэтому общая кривая
избирательности сливается с резонансной кривой преобразователя
и УПЧ.
Построение резонансных кривых и кривых избирательности
производится на двух графиках: для максимальной и минимальной
частот поддиапазона. В случае коротких волн ограничиваются
одним графиком для максимальной частоты поддиапазона. При
построении графиков рекомендуется применять логарифмические
масштабы по обеим осям. По оси ординат, кроме значения
избирательности в относительных единицах, целесообразно показать
избирательность в децибелах.
При использовании логарифмического масштаба по каждой оси
наносят деления, соответствующие десятичному логарифму числа;
против отложенных делений подписывают само число. Для
логарифмического масштаба можно использовать одну из шкал
логарифмической линейки.
Расчет мощности, потребляемой приемником
Расчет мощности, потребляемой приемником, производится для
определения исходных данных к расчету выпрямителя или выбора
элементов и батарей для приемников, питающихся от источников
постоянного тока.
1. Мощность, потребляемая в цепях накала ламп:
а) при параллельном включении ламп
*,.=£.(/.1 + /*гК.8+ • • •);
313

б) при последовательном включении ламп
^ = 4(^1 + ^2 + ^3 + • • • +^нб)-
Здесь £„— напряжение на нити накала каждой лампы;
Ен6 — напряжение на баретторе или гасящем сопротивлении;
/н —ток накала ламп.
2. Мощность, потребляемая в анодных и экранных цепях,
Л^.ш«('.1+Л2 + /.3+ ' ' • +/.1+/.2 + '.3+ • • ).
3. Суммарная мощность, потребляемая приемником,
где коэффициент 1,2 учитывает необходимый запас мощности
выпрямителя.

Глава XIV
РАДИОЛОКАЦИОННЫЕ ПРИЕМНИКИ
§ 68. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКАХ
Радиолокация — это область радиотехники, в задачу которой
входят обнаружение различных объектов и определение их
координат при помощи радиоволн. Радиолокация основана на явлении
отражения электромагнитных волн от объектов.
Радиолокационные станции работают в диапазоне СВЧ. В
радиолокационной технике широко используется импульсный метод
излучения сигналов.
На основании принципов действия импульсной
радиолокационной станции можно установить ряд специфических требований,
которые предъявляются к импульсным радиолокационным
приемникам.
1. Радиоприемник должен работать на фиксированной частоте
или в узком диапазоне спектра сверхвысоких частот.
2. Приемник должен обеспечивать прием импульсных сигналов
преимущественно прямоугольной формы с определенной
длительностью и частотой повторения импульсов.
3. Приемник должен обладать возможно большей
чувствительностью, т. е. обеспечивать прием весьма слабых сигналов,
отраженных от объектов. Чем выше чувствительность приемника, тем
больше максимальная дальность действия радиолокационной
станции.
Остановимся на особенностях радиолокационных приемников,
обусловленных приведенными выше требованиями.
В диапазоне сверхвысоких частот (СВЧ) обнаруживаются
качественно новые явления и приобретают значение дополнительные
факторы, ограничивающие применение ламп и контуров обычных
конструкций.
Явление инерции электронов оказывает большое влияние на
работу электронных ламп. Время пролета электронов в лампе
становится соизмеримым с периодом действующих на сетке колебаний
СВЧ, вследствие чего возникает сдвиг во времени между
электрическими процессами, происходящими в анодной и сеточной цепях.
Лампа теряет свои управляющие свойства и при очень высоких
частотах перестает усиливать.
315

В диапазоне СВЧ индуктивность и емкость контуров
получаются настолько незначительными, что их геометрические размеры
становятся сравнимыми с длиной волн. В связи с этим возникает
излучение энергии, сопротивление активных потерь в контуре
возрастает, а добротность его резко уменьшается.
Ввиду указанных ограничений использования ламп и контуров
обычных конструкций были созданы специальные лампы для
диапазона СВЧ и колебательные контуры с распределенными
постоянными. В качестве гетеродинов приемников сантиметрового
диапазона применяются специальные клистронные генераторы, в
которых лампа и колебательная система совмещены в одной
конструкции.
Диапазон СВЧ накладывает также ограничения на величину
наибольшего устойчивого усиления каскадов приемника.
Импульсный характер принимаемых сигналов также
является отличительной чертой радиолокационных приемников.
Как будет показано ниже, импульсный сигнал характеризуется
весьма широким спектром частот. Точность воспроизведения
импульсов на индикаторе определяется шириной полосы пропускания
всего тракта приемника от его входа до выхода. Чем короче
продолжительность импульсов и чем выше требования к
воспроизведению крутизны переднего фронта импульса, тем шире должна быть
полоса пропускания. Ширина полосы пропускания может находиться
в пределах от единиц до десятков мегагерц. Для получения
широкой полосы пропускания к колебательным системам и
отдельным каскадам приемника предъявляют ряд дополнительных
требований.
В радиолокационных приемниках большое влияние на
правильность воспроизведения формы сигнала оказывают фазовые
искажения.
Высокая чувствительность радиолокационных
приемников характеризуется их способностью обеспечивать прием
таких минимальных по мощности сигналов, при которых возможно
визуальное наблюдение полезных отметок над уровнем помех на
экране индикатора. Для радиоприемников, работающих в
диапазонах длинных, средних и коротких волн, наибольшая
чувствительность определяется уровнем атмосферных и промышленных помех.
На частотах, применяемых в радиолокационной технике,
влиянием внешних помех можно пренебречь, и предел чувствительности
радиолокационного приемника обусловливается внутриприемными
шумами самого приемника.
В радиолокационных приемниках внутриприемные шумы
наблюдаются на экране индикатора. В индикаторах с амплитудной
отметкой вдоль линии развертки появляется светящаяся полоса
наподобие «травы».
При яркостной отметке шум на экране индикатора
обнаруживается в виде беспорядочно мелькающих светящихся точек.
В обоих случаях шум маскирует сигналы и затрудняет их
наблюдение.
316

Таким образом, вопрос о влиянии внутриприемных шумов и
способах их снижения для радиолокационных приемников имеет
важное значение.
В радиолокационной технике наибольшее распространение
получили приемники супергетеродинного типа, обладающие
высокой чувствительностью.
§ 69. ПОЛОСА ПРОПУСКАНИЯ РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПРИЕМНИКА
Необходимая полоса пропускания приемника определяется
спектром частот, который излучает импульсный передатчик
радиолокационной станции, и допустимым уровнем внутриприемных
шумов.
б)
Фиг. 14.1. Разложение периодических импульсов
постоянного тока в ряд Фурье.
Импульсные посылки высокочастотных сигналов, создаваемые
в передатчике радиолокационной станции, возникают в результате
амплитудной модуляции несущего высокочастотного колебания
прямоугольными импульсами постоянного тока.
На фиг. 14. 1,а представлен ряд импульсов' постоянного тока.
Для определения спектрального состава этих импульсов, которые
обычно называются видеоимпульсами, воспользуемся известным
правилом разложения периодической функции в ряд Фурье. Считая
за начало координат середину первого импульса, получим:
rg = ^0 + 41cosQ^ + Acos2Q^ + A>cos32/+ . . .
. . . +АпаоъпШ . . . (14.1)
Здесь Л0 —постоянная составляющая;
А1Ь Л2, Л3 . . . Ап — амплитуда первой, второй, третьей и л-й
гармоник соответственно;
2 =2nF— угловая частота повторения импульсов, равная
частоте первой гармоники.
317

Такой ряд можно представить не только аналитически, но и
графически. Если изобразить косинусоидами все составляющие ряда
и зачтем просуммировать их, то результирующая кривая
воспроизведет форму исследуемого импульса.
Показанная на фиг. 14. 1,6 кривая суммы первых трех
составляющих ряда до некоторой степени приближается к импульсам
прямоугольной формы.
Для выяснения того, какая часть ряда (14. 1) создает
удовлетворительное для технических целей воспроизведение формы
импульса, необходимо проанализировать зависимость амплитуд Ап
каждой гармонической составляющей от ее
частоты nF. Такая зависимость An = y(nF)
называется амплитудным спектром
прямоугольного видеоимпульса и определяется из
следующего уравнения
/L = Sin т:': ПГ9
7Г/2
(14.2)
где А характеризует высоту импульса.
*. nF
Фиг. 14.2. Спектральный состав прямоугольных
видеоимпульсов, характеризующий изменение интенсивности амплитуд
гармоник.
Графическое изображение этого уравнения, приведенное на
фиг. 14.2, дает наглядное представление о спектральном составе
прямоугольного видеоимпульса. Из графика видно, что с
увеличением номера гармоники п, а следовательно, и частоты nF,
амплитуды гармоник убывают по синусоидальному закону и поэтому
ординаты кривой приобретают как положительные, так и
отрицательные значения, а в ряде точек становятся равными нулю.
Пересечение кривой с осью происходит при значениях углов
т.хкпГ=т.у 2т:, 3~ И Т. Д.,
соответствующих частотам
1
Л/7--Ч
и т. д.
Следует подчеркнуть, что спектр периодического видеоимпульса
не является сплошным, а представляет собой совокупность
гармонических колебаний, различающихся по частоте на величину F.
Практикой установлено, что удовлетворительную форму импульса
318

1 5
дает совокупность частот, ограниченная областью спектра — . Эта
т»
область возрастает с уменьшением длительности импульса.
Представление о спектральном составе импульсов высокой
частоты (радиоимпульсов) можно получить, если предположить, что
и процессе амплитудной модуляции, кроме несущей частоты /0,
каждая составляющая видеоимпульса с частотами F, 2F, З/7,... nF
создаст два боковых колебания:
h±F; f0±2F; f0±3F; . . ./0±nF.
Графическое изображение спектра радиоимпульса
представляется в виде двух симметричных половин, каждая из которых
Фиг. 14.3. Спектральный состав прямоугольных радиоимпульсов.
определяет спектр видеоимпульса (фиг. 14.3). Таким образом
радиоимпульс характеризуется спектром вдвое шире, чем спектр
видеоимпульса.
Полоса пропускания импульсного радиолокационного
приемника в зависимости от требований, предъявляемых к
воспроизведению формы импульса и, в первую очередь, его переднего фронта,
зависит от длительности импульса тВ1.
Удовлетворительная форма высокочастотного импульса
достигается при условии, если принимаемая часть спектра находится
1 5
в интервале частот 2-—. Это значит, что полоса пропускания
приемника составляет
2bF =
(14.3)
Выбор полосы пропускания приемника нельзя ограничивать
только формой воспроизводимого импульса; следует также
учитывать, что при расширении полосы пропускания возрастает уровень
Шумов на выходе, а реальная чувствительность приемника
уменьшается. В. И. Сифоров доказал, что наибольшее возможное
соотношение полезного сигнала к шуму на выходе приемника обеспечи-
319

вается при так называемой оптимальной полосе пропускания,
определяемой выражением
1,37
2A/\,pt = -
(14.4)
Практически, как показывают исследования, в зависимости от
формы резонансных характеристик приемника оптимальная полоса
пропускания находится в пределах
1,0 — 1,37
2\F„
(14.5)
opt —
(Мгц) (мксек)
На фиг. 14.4 показано примерное влияние полосы пропускания
на форму импульса и отношение сигнала к шуму на выходе прием-
ДГ<А f0pt
Г"
—1
Сигнал
Шум
Фиг. 14.4. Влияние ширины полосы пропускания на форму импульса
и отношение сигнала к шуму.
ника. Наивыгоднейшее отношение сигнал/шум обеспечивается при
оптимальной полосе пропускания; при этом высота сигнала
приближается к высоте прямоугольного импульса. При полосе
пропускания, превышающей оптимальную, обеспечивается лучшая форма
импульса, но различимость сигнала на экране ухудшается
вследствие возрастания уровня шума. При полосе пропускания уже
оптимальной, как форма сигнала, так и отношение сигнал/шум не
удовлетворяют поставленным требованиям.
Величина полосы пропускания приемников радиолокационных
станций в зависимости от их назначения находится в пределах
2дР=
1-5
(14.6)
В станциях, предназначенных для точного определения
расстояния, должна быть обеспечена высокая крутизна переднего фронта
импульса и поэтому в них полосу пропускания выбирают более
широкой, чем, например, в станциях дальнего обнаружения.
При проектировании радиолокационных приемников полосу
пропускания выбирают обычно по величине нарастания переднего
фронта импульса (см. гл. XVI).
320

§ 70. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПРИЕМНИКА
Чувствительность радиоприемного устройства, как было
установлено ранее, принято оценивать величиной напряжения сигнала
на его входе. Оценку чувствительности приемника по напряжению
можно применять и для приемников метрового диапазона. Но
в диапазонах дециметровых и сантиметровых волн, которые
используются главным образом в радиолокационной технике,
оценка чувствительности приемника по напряжению используется
редко.
Антенну радиолокационного приемника, которая является
источником сигнала на его входе, в метровом диапазоне принято
характеризовать не действующей высотой, а действующей
площадью, которая, как известно из теории антенн, характеризуется
отношением наибольшей мощности, выделяемой в нагрузке, к
плотности потока энергии электромагнитной волны. В соответствии
с этим для радиолокационных приемников, особенно в
сантиметровом диапазоне, сигнал на входе характеризуется не напряжением,
а мощностью, величина которой определяет в конечном счете
максимальную дальность действия радиолокационной станции. Таким
образом, в радиолокационных приемниках оценка чувствительности
производится по величине мощности сигнала на его входе.
Существуют два понятия чувствительности: реальная и предельная. Для
уяснения смысла реальной и предельной чувствительностей
приемника назовем величину, показывающую отношение мощности
сигнала Рс.Вых к мощности шума Рщ.вых на выходе линейной части
приемника, коэффициентом различимости по мощности
ар = £±™*-. (14.7)
^ш.вых
Обеспечение надежного приема сигнала достигается при
достаточном превышении уровня выходного сигнала над уровнем шума,
т. е. при определенном значении коэффициента различимости аР.
Реальная чувствительность радиолокационного приемника
характеризуется наименьшим значением мощности сигнала на входе
приемника, при котором на выходе приемника достигается
определенное значение коэффициента различимости аР.
Минимальным значением коэффициента различимости
радиолокационного приемника с визуальным наблюдением принято считать
V=l.
Предельная чувствительность радиолокационного приемника
характеризуется величиной мощности входного сигнала при
коэффициенте различимости <хр= 1.
Найдем предельную чувствительность из формулы (10. 6),
определяющей коэффициент шума N,
Аг= Рш .
^с.вых
* ш.вых
Радиоприемные устройстЕа.
321

При минимальном значении коэффициента различимости
„ ^С.ВЫХ 1
мощность сигнала на входе Р0 характеризует предельную
чувствительность Рс пр приемника:
Рс.пР = МРш. (14.8)
Полагаем, что источником шума является генератор с
внутренним сопротивлением, равным сопротивлению эквивалента антен-
р НЫ/?А.
Величина наибольшей мощности шума
V
Рштах, которую развивает генератор на
входе приемника (фиг. 14.5), получается
(ъ) Um i v /^ при выполнении условий согласования
ч*у '' (ем. §11), когда
^вх~^А'
и равна
Фиг. 14.5. К вопросу опре- Ц2
деления наибольшей мощ- Ршшх=»——. (14.9)
ности шума. 4#А
ri
Заменяя в формуле (14.9) напряжение шума U'u его
значением по формуле (10.1), найдем
^««.-^^—ЛУДА (14-10)
Возвращаясь к определению предельной чувствительности
приемника, заменим в формуле (14.8) величину Рт величиной
Яштах, тогда предельная чувствительность
P^^NkTLf. (14.11)
Под величиной А/ следует понимать полосу пропускания
приемника 2AF.
Численно реальная чувствительность Яс р приемника превышает
предельную чувствительность Р на величину коэффициента
различимости ар
PCtP = *pNkTbf. (14.12)
Чувствительность радиолокационных приемников принято
выражать в милливаттах или в децибел-милливаттах.
Децибел-милливатт — единица, выражающая в децибелах
отношение, которое показывает, во сколько раз мощность сигнала
меньше, чем один милливатт. Например, мощность сигнала Рс=10~8 мет
может быть выражена в децибелах следующим образом:
/>c<w=101g-^101g105 = 80 дб.
гс
Чувствительность современных радиолокационных приемников
в зависимости от назначения и диапазона может находиться в пре-
322

делах 10"9—10""11 мет. Такую же мощность, как указывает акад.
Б. А. Введенский, можно получить, если гирьку весом в 0,75 г
опускать со скоростью 1 мм в год.
§ 71. ЭЛЕКТРОННЫЕ ЛАМПЫ В ДИАПАЗОНЕ СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТ
Выяснение причин, ограничивающих применение ламп на
сверхвысоких частотах (СВЧ), а также ознакомление с процессами,
происходящими в лампах на этих частотах, является в высшей степени
существенным для понимания работы радиолокационных
приемников. В диапазоне СВЧ приходится
факторов, с которыми на более
низких частотах можно было бы
не считаться. К таким факторам
относятся: междуэлектродная
емкость ламп, индуктивность вводов
электродов, диэлектрические
потери в стекле и цоколе лампы и
явление инерции электронов.
Остановимся прежде всего на
влиянии индуктивности вводов
электродов.
Из основ электротехники
известно, что индуктивностью
обладают не только катушки, но и
отдельные прямые провода.
Индуктивность ввода электрода можно
принимать во внимание ряд
прямолинейного провода по формуле
4/ ,ч0_з
Фиг. 14.6. Схема, поясняющая
влияние индуктивности ввода катода на
работу лампы.
определить как индуктивность
Л=2/ In-—1
d
10~~3 мкгн.
Для примера можно показать, что ввод длиной 1,5 еж и
диаметром 0,1 см имеет индуктивность LB^0,01 мкгн.
Индуктивное сопротивление XL вводов лампы на низких
радиочастотах мало и во внимание не принимается. Заметное
увеличение XL, происходящее в диапазоне СВЧ, видно из
следующих цифровых данных:
при /=3000 кщ ^ = 2-/4 = 6,28-3000- 103-0,0Ы0-6 = 0,19 ож;
при /=3000 Жг^^ = 2т://:в = б,28-3000-10б-0,01.10"6=190 ом.
Роль междуэлектродной емкости и индуктивности вводов можно
уяснить из схемы обычного усилительного каскада. На схеме
фиг. 14. 6 показана только индуктивность катодного ввода L^ так
как индуктивности остальных вводов существенной роли на работу
усилителя не^оказывают. Входом усилителя является участок og9
представляющий собой реактивный делитель напряжения из
последовательно соединенных емкостного Хбк и индуктивного XL сопро-
21*
323

тивлений. Величина фактически подводимого к сетке лампы
напряжения UgK будет определяться соотношением этих сопротивлений.
С увеличением частоты вследствие уменьшения емкостного
сопротивления XgK и увеличения индуктивного сопротивления XL
подводимое к сетке напряжение будет значительно меньше входного
напряжения Ug.
Примем емкость Сёк=2 пф. При /=3000 Мгц емкостное
сопротивление
Х=—I—= ■ 1- ^27 ом.
gK t*CgK 6,28.3000-106.2.10-12
Используя полученное ранее значение индуктивного
сопротивления XL =190 ом, можно определить, что непосредственно к сетке
будет подводиться напряжение UgK^0,l5Ug. На более высокой
частоте вход лампы (участок gk) может оказаться замкнутым
накоротко, и лампа как усилитель потеряет свои свойства.
Другим существенным фактором, влияющим на работу
электронной лампы на СВЧ, является инерция электронов.
Электронную лампу в диапазоне низких радиочастот, включая
короткие волны, принято считать безынерционным прибором. В этом
диапазоне период воздействующих на сетку колебаний оказывается
во много раз большим времени пролета электронов от катода
к аноду, вследствие чего сравнительно быстрое изменение
напряжения на сетке вызывает такое же быстрое изменение анодного
тока.
С увеличением частоты период колебаний постепенно
приближается ко времени пролета электронов в лампе и безынерционные
свойства электронной лампы исчезают.
Время пролета электронов в лампе определяется расстоянием
между электродами и действующими на них напряжениями.
Движение электронов в лампе не является равномерным. На участке
катод—сетка, в пределах которого действует незначительное
сеточное напряжение, скорость движения электронов относительно мала.
За сеткой вследствие сравнительно высоких потенциалов на
экранирующей сетке и аноде скорость движения электронов
оказывается несравненно выше. Таким образом, электроны затрачивают на
преодоление пространства катод—сетка наибольшее время,
которое с достаточным приближением можно принять за время пролета
электронов в лампе.
Для ламп с цилиндрической формой электродов время пролета
электронов тпР можно определить из формулы
,пр=0.255.10-1^.
При радиусе сетки /?=0,2 см и действующем на сетке
напряжении Ue=2,5 в время пролета
ч.7 0,2
/О
тпр=0,255-1(Г7-^=-^3,3-10-9 сек.
324

Легко подсчитать, что колебаниям с длиной волны Х=Ю м
соответствует период 7=33 • 10~9 сек., в 10 раз больший времени
пролета. Уже при таком соотношении времени пролета электронов и
периода колебаний появляется отставание анодного тока во
времени по отношению к напряжению на сетке.
При длине волны А,= 1 м время пролета и период колебаний
становятся одинаковыми. В этом случае инерция электронов
проявляется настолько значительно, что электроны, еще не успев
долететь до сетки, отталкиваются обратно к катоду вследствие
изменения воздействующего на сетку напряжения. Очевидно, что на такой
длине волны и даже на'несколько большей длине волн лампа
полностью теряет свои усилительные свойства.
Ознакомление с физическими процессами, происходящими
в лампе за счет междуэлектронных емкостей, индуктивностей
вводов и инерции электронов, позволило до некоторой степени
выяснить их отрицательное воздействие на работу усилительных ламп
в диапазоне СВЧ. Более полное представление о влиянии этих
факторов, вплоть до установления количественных результатов, можно
получить из рассмотрения вопроса о входном сопротивлении
усилительной лампы на СВЧ.
§ 72. ВХОДНОЕ СОПРОТИВЛЕНИЕ ЛАМПЫ НА СВЕРХВЫСОКИХ
ЧАСТОТАХ
При изучении вопроса о входном сопротивлении лампы в
диапазонах длинных, средних и, частично, коротких волн (§ 31) было
установлено, что лампа, нагруженная на активное сопротивление,
обладает входным сопротивлением /?вх, близким по величине к
бесконечности, вследствие чего ее шунтирующее действие на
колебательный контур предшествующего каскада можно не учитывать.
На сверхвысоких частотах, как будет показано ниже, входное
сопротивление по величине незначительно и поэтому оказывает
резкое влияние на работу предшествующих цепей.
Рассмотрим влияние индуктивности ввода катода на входное
сопротивление лампы при СВЧ. Для построения векторной
диаграммы используем схему фиг. 14. 6. Нагрузку анодной цепи полагаем
активной: Za=/?.
Принимая во внимание диаграмму фиг. 6. 11 (см. § 31),
построенную для активной нагрузки, считаем, что сеточный ток Ig
опережает фактически подводимое к сетке напряжение UgK на 90°
(фиг. 14.7).
Анодный ток лампы /а при условии, что общее сопротивление
анодной цепи Ri+R во" много раз больше^ индуктивного
сопротивления катодного ввода XL, является по характеру активным и
совпадает по фазе с напряжением UgK.
Напряжение на индуктивности катодного ввода £/ко опережает
анодный ток на 90°. Входное напряжение определяется через сумму
известных напряжений
иг=ивк+икЬ.
325

Из диаграммы фиг. 14. 7 видно, что между векторами Ue и Ig>
определяющими входное сопротивление, угол сдвига по фазе стал
меньше 90°. При таком угле сдвига активная составляющая
сеточного тока Igr как проекция вектора Is на вектор Ug имеет
определенную величину, а активное входное сопротивление /?Вх принимает
конечное значение, т. е. уменьшается по сравнению с
бесконечностью.
В заключение остановимся на определении входного
сопротивления лампы, обусловленного инерцией электронов. Для уяснения
свойств лампы на СВЧ необходимо прежде всего отказаться от
Фиг. 14.7. Векторная диаграм- Фиг. 14.8. К вопросу о на-
ма для определения входного ведении тока движущимися
сопротивления лампы с учетом зарядами,
влияния индуктивности
катодного ввода.
обычных представлений о физических процессах в лампе, согласно
которым значения токов в цепях определяются количеством
электронов, попадающих на электроды в единицу времени.
По законам электростатической индукции точечный заряд Q,
помещенный на половине расстояния между двумя короткозамкну-
тыми пластинами (фиг. 14.8), индуктирует на них одинаковые
заряды <7ь ?2, знаки которых противоположны знаку заряда Q, а
сумма их
l<7i + <72l = IQI-
При перемещении заряда Q величина индуктированных зарядов
будет изменяться: один заряд будет возрастать, а другой
уменьшаться, в результате чего во внешней цепи возникнет
уравнительный ток /ур, называемый наведенным током.
Переходя к случаю электронной лампы, можно показать, что
наведенный ток в цепи электродов определится суммарным эффектом,
вызванным перемещением электронов в лампе.
Рассмотрим образование наведенного тока в цепи сетки
(фиг. 14.9).
При отрицательном заряде на сетке электроны, пролетая
между ее витками, индуктируют на ней заряды. Движение электронов
от катода к сетке сопровождается возрастанием индуктированного
326

заряда на сетке и появлением наведенного тока сетки одного
направления. При удалении электронов от сетки к аноду заряд на
сетке уменьшается и возникает наведенный ток сетки
противоположного направления. Результирующий сеточный ток определится
как разность этих наведенных токов.
При постоянных напряжениях на электродах лампы, когда
величина наводящего электронного потока во всех сечениях лампы
одинакова, результирующий сеточный ток равен нулю, так как
наведенный ток, вызванный электронным потоком, подходящим к
сетке, будет равен наведенному току от действия электронного потока,
отходящего от сетки.
Допустим теперь, что к сетке лампы приложено переменное
напряжение такой частоты, при которой временем пролета электронов
в лампе по сравнению с периодом колебаний можно пренебречь.
От пространственного заряда вблизи катода в соответствии с
изменениями напряжения на сетке будет отделяться и перемещаться
к сетке некоторое количество электронов в виде отдельных слоев.
Каждый слой электронов проходит расстояние от катода к аноду
за такой короткий промежуток времени, при котором мгновенное
значение напряжения на сетке еще не успело измениться.
Вследствие этого сеточные токи, наводимые за счет каждого слоя
приближающихся к сетке и удаляющихся от нее электронов, будут равны,
и результирующий сеточный ток будет равен нулю.
При такой частоте колебаний можно считать, что фаза
электронного потока в любом сечении лампы от катода до сетки
сохраняется одинаковой и совпадает с фазой напряжения на сетке.
На СВЧ, когда пренебрегать временем пролета электронов
нельзя, происходят более сложные процессы. В этом случае
каждый слой электронов проходит свой путь уже за конечный отрезок
времени, в течение которого мгновенное напряжение на сетке
изменяется. Вследствие этого в каждом сечении лампы от катода до
сетки появляется отставание по фазе между электронным потоком
и сеточным напряжением. По мере удаления от катода угол сдвига
по фазе увеличивается и достигает наибольшего значения вблизи
сетки.
Для построения векторной диаграммы рассмотрим два
электронных потока, показанных стрелками на фиг. 14. 9, а. Будем
считать, что приближающийся к сетке поток Фк# отстает от
напряжения Ug на угол фь значение которого равно среднему значению
угла сдвига по фазе на участке катод—сетка. Второй
удаляющийся от сетки поток Ф#а отстает от напряжения Ug на всем
участке сетка—анод на один и тот же угол ф2, так как временем
пролета электронов от сетки к аноду можно пренебречь из-за высокого
напряжения на аноде. Угол фг характеризует наибольшее
отставание электронного потока непосредственно вблизи сетки: ф2>Фь
На векторной диаграмме фиг. 14. 9, б исходным для
построения служит вектор Ug. Наведенный в цепи сетки (за счет
приближающегося электронного потока Фк^) ток l'g отстает от
327

напряжения Ug по фазе на угол уг. Удаляющийся от сетки
поток Ф^а наводит сеточный ток l"& который отстает от напря-
жения Ug на угол <р2.
Результирующий сеточный ток определяется через разность
векторов
Как видно из диаграммы вектор Ig опережает напряжение (Jg
на угол, меньший 90°, что характеризует уменьшение активного
входного сопротивления /?в
VBX*
—J
f)
Фиг. 14.9. Схема и векторная диаграмма для определения
входного сопротивления лампы с учетом влияния инерции
электронов.
Обобщая изложенное, следует сказать, что на величину
входного сопротивления лампы влияет одновременно совокупность всех
приведенных выше причин. Каждая из причин приводит к
уменьшению входного сопротивления, вследствие чего активное входное
сопротивление Яжх на СВЧ резко уменьшается.
Входное сопротивление лампы можно подсчитать по формуле
АЙТ —
VBX
_к_
р
(14.13)
Значения коэффициента К для различных типов ламп
приведены в табл. 14. 1. При использовании данных табл. 14. 1 и
применении формулы (14. 13) следует помнить, что сопротивление /?,*
нужно выражать в мегаомах, а частоту / — в мегагерцах.
Например, для пентода обычного типа 6КЗ при частоте f—2 Мгц
(А,= 150 м) RBX=5 Mom. Влиянием сопротивления RBX на работу
усилительного каскада можно пренебречь. Если увеличить частоту /
до /'=200 Мгц (А,= 1,5 м), то входное сопротивление резко
уменьшается и становится равным /?вх=500 ом.
328

Таблица 14.1
Тип
лампы
6С1Ж
6С1П
6Ж1Ж
6Ж1П
6ЖЗ
6ЖЗП
Коэффициент АЛ
Мом-Мгц2
160
160
200
70
13
1 3?
Тип
лампы
6Ж4
6К1Ж
6КЗ
6С5Д
6Н14П
Коэффициент К
Мом-Мгц'2
7
200
20
200
— 100
При таких значениях входного сопротивления применение ламгс
обычных конструкций на СВЧ невозможно, так как вход лампы
является почти коротким замыканием.
Фиг. 14. 10. Внешний вид и разрез лампы маячко
вого типа.
Для усиления колебаний СВЧ применяются специальные типы
ламп, в которых введены конструктивные изменения для
повышения входного сопротивления.
В лампах «желудь» и пальчикового типа уменьшение
междуэлектродных емкостей достигнуто при помощи малых размеров
электродов; уменьшение индуктивностей вводов электродов
обусловлено отсутствием цоколя и использованием коротких толстых
выводов и, наконец, время пролета электронов в лампе сокращено
путем уменьшения расстояний между электродами.
329

Например, в пентоде «желудь» типа 6Ж1Ж при частоте f=
= 200 Мгц входное сопротивление /?вх=5000 ом.
На частотах выше 500 Мгц применяются специальные триоды
маячкового типа с дисковыми выводами. На фиг. 14. 10 приведены
внешний вид и разрез такой лампы. Электроды маячковой лампы
имеют плоскую форму. От каждого электрода сделан дисковый
вывод, спаянный со стеклом. В конструкции лампы предусмотрено
применение колебательных контуров в форме отрезков
концентрических линий, которые должны насаживаться на дисковые выводы.
В лампах такого типа значительно снижены значения
междуэлектронных емкостей путем использования плоских электродов
■с малой поверхностью. Индуктивность вводов при дисковой
конструкции получается ничтожно малой. Время пролета электронов
сокращено до минимума вследствие уменьшения расстояний
между электродами. Лампы маячкового типа можно применять на
частотах до 3000 Мгц (10 еж).
§ 73. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЕ ЦЕПИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
В ДИАПАЗОНЕ СВЕРХВЫСОКИХ ЧАСТОТ
В радиолокационных приемниках применение обычных контуров
с катушками индуктивности и конденсаторами ограничивается
частотами в пределах 300—350 Мгц (около 1 м). В дециметровом, а
тем более в сантиметровом диапазонах, приходится прибегать
к контурам другого вида, так как контуры с сосредоточенными
постоянными, у которых емкость С сосредоточена в конденсаторе, а
индуктивность L — в катушке, становятся непригодными.
Установим причины, ограничивающие применение таких
контуров на СВЧ.
Собственная частота колебаний в контуре определяется по
формуле
1
Добротность колебательного контура определяется по формуле
«-&.
г
Из приведенных формул видно, что увеличения частоты
колебаний можно достигнуть путем уменьшения индуктивности или
емкости контура, причем уменьшение емкости более целесообразно,
так как сопровождается увеличением добротности контура.
Емкость колебательного контура состоит из емкости
конденсатора и включенной параллельно ему емкости Со, равной
Ч) = ^вых + ^вх + ^м'
где СВых— выходная емкость лампы;
Сах — входная емкость последующей лампы;
См — емкость монтажа.
-330

Минимальной емкостью, до которой может быть уменьшена
емкость контура, является емкость С0. Дальнейшее повышение
частоты уже нельзя обеспечить понижением емкости, а необходимо
уменьшать индуктивность. Уменьшение индуктивности катушки
сопровождается уменьшением числа ее витков, и на волнах длиной
1 м катушка представляет собой одновитковую конструкцию.
Колебательный контур, в котором конденсатор как
конструктивный элемент отсутствует, а катушка представляет собой один
виток, перестает быть контуром с сосредоточенными постоянными.
Электромагнитное поле в такой колебательной цепи распределяется
на весь контур, включая соединительные провода, вдоль которых
распределены малые емкости и индуктивности. То обстоятельство,
что электромагнитная энергия не ограничивается объемами
катушки и конденсатора, а распределяется по всей колебательной
системе, геометрические размеры которой соизмеримы с длиной волны,
создает электромагнитное излучение и вызывает повышение
сопротивления активных потерь на излучение.
Таким образом, уменьшение индуктивности контура приводит
к понижению его добротности, во-первых, потому, что добротность
прямо пропорциональна индуктивности и, во-вторых, вследствие
возрастания сопротивления активных потерь на излучение.
Поэтому обычные контуры оказываются непригодными для
дециметрового и сантиметрового диапазонов, вследствие чего приходится
отказываться от колебательных цепей с сосредоточенными постоянными
и переходить к применению колебательных цепей с
распределенными постоянными. В качестве колебательных цепей с
распределенными постоянными используются резонансные линии, которые
представляют собой короткие отрезки двухпроводных или
концентрических линий. Такой тип контуров в дециметровом диапазоне находит
достаточно широкое применение во входных цепях и усилителях
высокой частоты радиолокационных приемников.
Еще более совершенными, особенно в сантиметровом диапазоне,
оказываются контуры особого вида, называемые полыми
резонаторами. Такие контуры применяются в диапазоне выше 3000 Мгц
(1<\0см).
Теоретическими исследованиями вопросов, связанных с
применением в качестве контуров отрезков двухпроводных и
концентрических линий, занималось много советских ученых. Особо следует
отметить работы М. В. Шулейкина, А. А. Пистолькорса, М. С.
Неймана и И. Г. Кляцкина. Из теоретических исследований,
посвященных полым резонаторам, следует отметить работы М. С. Неймана,
Г. В. Кисунько, В. И. Бунимовича и Н. Н. Малова.
Полые резонаторы образуются замкнутой металлической
поверхностью, внутри которой происходят электромагнитные
колебания и сосредоточивается электромагнитная энергия. По своему
устройству полые резонаторы отличаются простотой и жесткостью
конструкции, что обеспечивает высокую стабильность их
параметров. Добротность полых резонаторов выше добротности контуров
из отрезков концентрических линий и достигает тысяч и даже
331

десятков тысяч. Высокая добротность полых резонаторов
обусловлена отсутствием внешнего поля, вследствие чего устраняются
потери энергии на излучение, а также наличием внутренних
металлических оболочек с высокой проводимостью.
Форма полых резонаторов может быть самой различной.
Наиболее часто встречаются резонаторы, выполненные в виде торои-
дов, цилиндров, параллелепипедов и кубов. В радиолокационных
приемниках полые резонаторы применяются в качестве
колебательных систем во входных цепях, гетеродинах, и в преобразователях
частоты.
Собственная резонансная частота полых резонаторов
определяется их формой, геометрическими размерами и способом
возбуждения колебаний. Например, полый резонатор при частоте
колебаний 1 Мгц (А,=300 м) должен бы иметь длину и ширину в
несколько десятков метров. При частотах выше 1000 Мгц размеры полых
резонаторов характеризуются величинами в несколько
сантиметров.
Настройку полых резонаторов можно осуществлять путем
изменения их объема.
Подстройка резонаторов в узких пределах осуществляется
введением в полость резонатора металлического стержня, который
изменяет распределение электрического поля, вследствие чего
происходит изменение частоты колебаний.
Связь источника энергии высокочастотных колебаний с полым
резонатором или связь резонатора с другими цепями в основном
осуществляется при помощи специальных элементов связи.
Элементами связи обычно являются виток связи или штырь. Виток связи
помещают таким образом, чтобы он пересекался линиями
магнитного поля; штырь помещают параллельно линиям электрического
поля.
§ 74. БЛОК-СХЕМЫ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
Приемники радиолокационных станций наиболее часто
выполняются по супергетеродинной схеме. Первым блоком любого
радиолокационного приемника является разрядник, обеспечивающий
запирание входа приемника на время излучения зондирующего
импульса.
Высокочастотная часть приемника как по своему составу, так и
по конструкции отдельных каскадов, выполняется в зависимости от
частоты принимаемых сигналов.
Характерным для радиолокационных приемников является
применение различных вспомогательных цепей, таких как
автоматическая подстройка частоты (АП) и различные виды ручного и
автоматического регулирования усиления.
На фиг. 14. 11 изображена блок-схема простого
радиолокационного приемника метрового и дециметрового диапазона. Эта схема,
за исключением разрядника, ничем не отличается от приемников,
работающих на более длинных волнах. В диапазоне дециметровых
волн входная цепь и УВЧ такого приемника выполняются с
использованием резонансных линий и маячковых ламп.
332

В диапазоне короче 25 см первым каскадом приемника обычно
является кристаллический преобразователь частоты, а в качестве
гетеродина используется отражательный клистрон. В этом
диапазоне возможно использование и приемников прямого усиления
с применением усилителя высокой частоты на лампе с бегущей
волной., Наиболее типичной для диапазона сантиметровых волн
Л н теина
■~1
Разряд -
нин
приемника
Входная
цепь
УВЧ
Высоночастотньш
бпон

Смеситель
1Ц.
Гетеро] \
дин
УПЧ
\ Детей1
\ тор
♦
ШнОи-\
огзсиг-
нзпов
К и иди наш о-
—*~ РУ
d!
К передатчику
Фиг. 14.11. Блок-схема простого радиолокационного приемника метрового и
дециметрового диапазонов.
является блок-схема приемника, приведенная на фиг. 14. 12.
Канализация высокочастотной энергии в этом диапазоне производится
при помощи коаксиальных и волноводных линий, которые
конструктивно сочленяются с разрядником и преобразователем частоты.
Днтенна
Разряд-
нин -
емн[
АН
Зысоночастотный бпон
Пристал] г
смеси- рП
тель 1 L
71
ПУПЧ
№3W
улавныи
УПЧ
Д,етеи-
тор
Бпон ви-
\оеосиг-
напое
Киндинато-
-* РУ
k
Гетеро
дин
к передатчику
Фиг. 14. 12. Блок-схема простого радиолокационного приемника
сантиметрового диапазона.
Усилитель промежуточной частоты обычно выполняется в виде
двух отдельных блоков: предварительного усилителя промежуточной
частоты (ПУПЧ) и главного усилителя промежуточной частоты
(главного УПЧ). Разделение УПЧ на две части продиктовано
следующими обстоятельствами. Высокочастотная часть ряда
радиолокационных станций (магнетронный генератор, антенный
переключатель и преобразователь частоты) обычно удаляется от
остальной аппаратуры на расстояние нескольких метров. При
таком размещении аппаратуры преобразованный сигнал передается
333

к УПЧ по высокочастотному кабелю. Следует учесть, что
кристаллический преобразователь и высокочастотный кабель ослабляют
мощность сигнала и сами являются источниками дополнительных
Днтенна
W
Шистщ

смеситель
пчпч
Глав'
ныи
УПЧ

Частотный
оетек-
mi

Гетеродин
top
Н индикатору

Управляющая
схема
К
передатчику
Фиг. 14. 13. Блок-схема радиолокационного приемника с одноканальной
системой автоподстройки частоты.
шумов. Поэтому передача сигнала по кабелю без предварительного
усиления сопровождается уменьшением отношения сигнал/шум.
Антенна
щ

Разрядник

приемника

Смеситель

приемника

Разрядник ,

передатчика
А
Дели-
тель

мощности
ПУПЧ
ЬеезН

Главный
УПЧ
Блок


сигналов
К индикатору
7
)»

Гетеродин

Управляющая
схема

Смеситель
АП

Усилитель
АП
Частот]
ныи
детек -
тор
К
передатчику
Фиг. 14.14. Блок-схема радиолокационного приемника
системой автоподстройки частоты.
с двухканальной
Включение между преобразователем и высокочастотным
кабелем ПУПЧ, построенного по схеме с низким уровнем шума, повы-
334

шает отношение сигнала к шуму на входе главного УПЧ,
вследствие чего реальная чувствительность приемника возрастает.
На фиг. 14. 13 показана блок-схема приемника сантиметровых
волн с одноканальнои системой автоподстройки частоты. Здесь
управление цепью автоподстройки происходит вследствие просачи-
Днтенна

Разрядник
пере-
датчики
Двухтактный
смеситель
приемника
К индикатору

Гетеродин
\Усили-
1 тель
1 АП
«
^
Управ]
ляющаях
схема
1 1
частот]
ныи
детек-
тор
К
передатчику Двухтактный
смеситель
канала АП
Фиг. 14. 15. Блок-схема радиолокационного приемника с использованием
двухтактных смесителей.
вания через разрядник зондирующих импульсов передатчика.
Использование такой системы автоподстройки не обеспечивает ее
устойчивого действия, так как импульсы после разрядника не
имеют постоянной формы и, следовательно, постоянного спектра.
Это, в свою очередь, нарушает стабильную работу частотного
детектора.
Устойчивая работа системы автоподстройки достигается путем
введения в схему приемника дополнительного канала
автоподстройки частоты, работающего непосредственно от импульсов
передатчика (фиг. 14. 14). В такой двухканальной схеме имеются два
смесителям общий гетеродин. Сигнал от передатчика подается в канал
335

автоподстройки через специальный делитель мощности. С выхода
смесителя сигнал поступает в усилитель АП, и затем на частотный
детектор.
В рассмотренных блок-схемах радиолокационных приемников
используются однотактные смесители, что затрудняет получение
высокой чувствительности. Поэтому в современных
радиолокационных приемниках сантиметровых волн применяются
преимущественно двухтактные (балансные) смесители, одним из основных
достоинств которых является более низкий уровень шума. На
фиг. 14. 15 представлена блок-схема такого приемника с двухка-
нальной системой АП. В каждом канале используется свой
двухтактный смеситель. Конструктивно оба смесителя оформляются
в виде двойного двухтактного смесителя.
§ 75. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ В ДИАПАЗОНЕ МЕТРОВЫХ И ДЕЦИМЕТРОВЫХ
ВОЛН
Требования, предъявляемые ко входным цепям,
обусловливаются особенностями работы радиолокационных приемников. Задача
выбора схемы входной цепи любого диапазона в основном
сводится к решению вопроса о связи антенны с входной колебательной
системой. Выясним, чем определяется связь с антенной в диапазоне
сверхвысоких частот.
Входная цепь, являясь первым элементом радиоприемника,
в основном определяет его шумовые свойства, поэтому одним из
основных требований, предъявляемых ко входной цепи, является
обеспечение максимального превышения уровня полезного сигнала
над уровнем шумов. Шумовое напряжение, развиваемое во входном
контуре, определяется его резонансным сопротивлением. При
слабой связи с антенной отношение сигнал/шум оказывается
незначительным. При сильной связи, близкой к оптимальной, напряжение
полезного сигнала становится максимальным, а напряжение шума
остается почти неизменным.
Для достижения оптимальной связи вносимое в контур из
антенны активное сопротивление должно быть равно собственному
сопротивлению контура. Таким образом, выбор связи определяется
условиями согласования антенны со входной цепью. Если на
длинных, средних и коротких волнах используются простые
ненастроенные антенны, то в диапазоне СВЧ применяются главным образом
специальные настроенные антенны, передача энергии от которых
осуществляется при помощи соединительных линий.
В качестве соединительных линий в метровом диапазоне
используются двухпроводные и концентрические линии. В
коротковолновой части метрового и дециметрового диапазонов применяются
концентрические фидеры. В сантиметровом диапазоне канализация
энергии от антенны к приемнику осуществляется при помощи
волноводов.
Для передачи по фидеру высокочастотной энергии с
минимальными потерями необходимо обеспечить в нем режим бегущей вол-
336

ны. Длина фидера должна быть минимальной. Режим бегущей
волны достигается в том случае, когда фидер нагружен на
сопротивление, равное волновому.
В конечном счете требуется последовательное согласование
антенны с фидером и фидера со входом приемника, т. е.
сопротивление антенны и входа приемника должно быть равно волновому
сопротивлению фидера:
При выборе схемы входной цепи следует также учитывать
значительное шунтирующее действие входного сопротивления лампы
последующего каскада, так как оно ухудшает свойства контура. На
Фиг. 14 16. Эквивалентная схема цепей,
предшествующих первому каскаду приемника.
фиг. 14. 16 представлена эквивалентная схема цепей,
предшествующих первому каскаду приемника. На входе схемы вместо антенны
включен генератор с э. д. с. Ек и внутренним сопротивлением Rk.
Нагрузкой входной цепи является входное сопротивление /?в, и
входная емкость Свс последующего каскада (лампового усилителя
или смесителя).
Сама схема входной цепи должна удовлетворять требованиям
согласования. На эквивалентной схеме сопротивление антенны, ко
торое в общем случае является комплексным, показано только его
активной составляющей RA. Такое упрощение допустимо тогда,
когда собственная частота антенны равна частоте принимаемых
колебаний (настроенная антенна). В этом случае ее реактивное
сопротивление равно нулю. Если даже это условие и не выполняется,
то реактивную составляющую сопротивления антенны можно
скомпенсировать настройкой колебательного контура входной цепи.
Определим коэффициент передачи входной цепи при
выполнении условий согласования.
По формуле (14.9) величина максимальной мощности,
отдаваемой генератором в согласованную нагрузку, равна
Р.
Е2
max"
4Л.
(а)
Мощность, отдаваемая антенной, будет расходоваться в
эквивалентном сопротивлении контура входной цепи R0e и входном
сопротивлении последующего каскада RBC. Обозначим общее сопротивле-
22 Радиоприемные устройства 337

ние нагрузки через R'oe, подразумевая под этим сопротивление
контура, зашунтированное сопротивлением /?вх, тогда
^ах^. (б)
где £/ — напряжение на выходе схемы (см. фиг. 14. 16).
Приравняем выражения (а) и (б). Получим
4 W
2
/ IV
«л - «;, • <">
Согласно принятому ранее определению коэффициент передачи
входной цепи равен
С учетом равенства (в) максимальный коэффициент передачи
входной цепи определится выражением
(14.14)
Для согласования фидера со входной цепью применяются
в основном две схемы связи: трансформаторная и
автотрансформаторная. Трансформаторная связь применяется при использовании
симметричного фидера, а автотрансформаторная при
использовании несимметричного концентрического фидера.
При трансформаторной связи различают также схемы с полным
и неполным включением со стороны сетки лампы.
Схемы входных цепей с трансформаторной связью
Схемы входных цепей с тpaнcфopмaтqpнoй связью бывают:
а) с полным включением со стороны сетки;
б) с неполным включением со стороны сетки.
Схема с полным включением приведена на фиг.
14. 17, а. Между катушками помещен электростатический экран
(показан пунктиром), который служит для уменьшения емкостной
связи между катушками. Значения индуктивности катушки связи
Lcb и коэффициента связи k, необходимые для обеспечения условий
согласований, можно определить из следующих выражений:
L
ев
О)
k=y
/"I
Q
(14.15)
Под добротностью Q контура входной цепи подразумевают
добротность, обусловленную сопротивлением активных потерь,
вносимых входным сопротивлением последующего каскада Яях. На
338

СВЧ вносимое сопротивление потерь Лг во
сопротивление потерь контура г. Поэтому
р
много раз превышает
Q =
/Sr
где
Отсюда
Аг
вх
Q =
я
вх
(14.16)
Приведенное выражение характеризует только добротность
входного контура без учета вносимого активного сопротивления из цепи
антенны. При оптимальной связи
в контур вносится сопротивление,
равное сопротивлению потерь, т. е.
цепь антенны вносит в контур
такое же сопротивление, как и вход
последующего каскада. Поэтому
сопротивление потерь в контуре
увеличивается в два раза, а
эквивалентная добротность
уменьшается в два раза:
Q9 = Q Rn
Симметричный
Фи dei7 | У
^вх
2 2р
Выражение (14. 17)
(14.17)
может
быть использовано для
определения избирательности входной цепи
и ее полосы пропускания при
оптимальной связи с антенной.
Максимальный коэффициент
передачи входной цепи для
трансформаторной связи с фидером при
полном включении со стороны
сетки последующего каскада в
соответствии с формулой (14. 14) опре.
деляется из следующего
выражения:
8)
Фиг. 14. 17. Схемы входной цепи с
трансформаторной связью.
б—с неполным
а—с полным
включением,
включением.
is
^max
Сопротивление
2 V Rk
(14.18)
так как
г/ R(ieRax „_ п
Rbx 3> #0e-
Схема с неполным включением приведена на
фиг. 14. 17, б. При такой связи контура с сеткой лампы ослабляет-
22*
339

ся влияние входного сопротивления RBX и емкости Свх на входной
контур.
Неполному включению /?вх и Свх будут эквивалентны новые
значения величин RBX и Свх, соответствующие их полному
включению,
(14.19)
Л:
С>вх:=/'с(-'Вх>
где/*с^ ——коэффициент включения со стороны сетки.
Lr
Коэффициент передачи К для такой схемы при оптимальной
связи определяется по формуле (14. 18).
Эквивалентная добротность контура с учетом вносимых
активных сопротивлений определяется согласно выражению (14. 17):
2р
Принимая во внимание формулу (14. 19), получим
Qs=vt-. (14.20)
Как видно из формулы (14. 20), значение эквивалентной
добротности в схеме с неполным включением может быть значительно
увеличено по сравнению со схемой с полным включением путем
изменения коэффициента включения рс.
Получение максимального коэффициента передачи
обеспечивается при одновременном подборе коэффициентов связи к и рс.
Пример. 14.1. Определить значение максимального коэффициента
передачи входной цепи и эквивалентную добротность по следующим данным:
/?А = 75 ом, #вх = 2000 ом, I = 0,3 мкгн, / - 50 Мгц.
Решение
Максимальный коэффициент передачи
Kmax- 2 |/ Rk ~ 2 у ?5 -ДЬ.
Чтобы найти "эквивалентную добротность, определим значение р = 2-xfL =
= 6,28-50-106-0,3-10~б=94 ом.
Эквивалентная добротность при полном включении контура (/?с=!]1)
будет
_*вх_2000
Q91~ 2Р ~2.94^1а
Найдем Q8 при коэффициенте включения рс = 0,5:
п *■* 2000
Qa2~ 2plf> "2-0,52.94
340 *

Из примера 14. 1 видны широкие возможности изменения
эквивалентной добротности при различных значениях коэффициенте
включения рс.
Схема входной цепи с автотрансформаторной связью
Внутренний проводник концентрического фидера (фиг. 14. 18)
присоединяется к части катушки L, а внешний провод, являющийся
одновременно экраном, заземлен.
В этой схеме оптимальная связь достигается соответствующим
подбором места включения фидера к катушке контура. Как и в
схеме фиг. 14. 17, неполному включению фидера эквивалентно новое
значение R'A , соответствующее его полному включению
&=-%-, (14.21)
Ра
где /?А^—-—коэффициент включения со стороны антенны.
Максимальный коэффициент /(тах передачи входной цепи с
автотрансформаторным включением определяется из выражения
(14. 18), при этом оптимальный коэффициент включения можно
определить из формулы
^аор< = ]/-^7- (14-22)
Добротность эквивалентного контура Q9 при оптимальной связи
находят из выражения (14. 17).
Фиг. 14. 18. Схема входной цепи с Фиг. 14. 19. Схема вход-
автотрансформаторной связью. ной цепи с резонансной
линией.
Схема входной цепи с резонансной линией
Колебательной системой в схеме фиг. 14. 19 является отрезок
четвертьволновой концентрической линии, замкнутой на конце.
Своим входом линия присоединена к сеточной цепи лампы и,
следовательно, нагружена на сопротивление RBX и емкость Сзх.
341

Связь линии с концентрическим кабелем осуществляется при
помощи витка связи.
Входные цепи с резонансными линиями используются в
приемниках дециметрового диапазона. Конструктивно входная цепь в
дециметровом диапазоне выполняется в составе высокочастотного
блока приемника, состоящего из лампы маячкового типа и
отрезков концентрических линий входного контура и контура анодной
цепи.
В настоящем параграфе были рассмотрены основные схемы
входных цепей, применяющихся в диапазоне метровых и
дециметровых волн. В диапазоне сантиметровых волн входную цепь нельзя
выделить в виде отдельного узла схемы, так как она, как правило,
составляет неотъемлемую часть конструкции высокочастотного
блока.
§ 76. УСИЛИТЕЛИ СВЕРХВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
Применение усилителей высокой частоты в радиолокационных
приемниках целесообразно до тех пор, пока они обладают
усилением и способствуют улучшению шумовых свойств приемника.
При рассмотрении электронных ламп, используемых в
диапазоне СВЧ, было установлено, что по мере увеличения частоты
уменьшается входное сопротивление лампы, в результате чего
коэффициент усиления каскада Ко падает. На сверхвысоких частотах
входное сопротивление RBX во много раз меньше резонансного
сопротивления контура Roe и результирующее сопротивление анодной
нагрузки R'0e для схемы с полным включением контура без особой
погрешности можно принять равным RBX. Тогда коэффициент
усиления каскада
Ka=SRn. (14.23)
При малом значении RBK коэффициент усиления становится
меньше единицы и применение такого «усилителя» не является
целесообразным.
Для каждого типа лампы существует предельная частота, при
которой она перестает усиливать. Найдем эту частоту из условия
минимального усиления каскада /Со= 1- При этом условии
выражение (14. 23) примет вид
откуда
Яи=у- (а)
Согласно выведенной ранее формуле (14. 13), входное
сопротивление
Явх = -^, (б)
где значения К указаны в табл. 14. 1
342

Приравняв выражения (а) и (б), получим
— = А.
5 Я '
откуда предельная частота
fnp=VSKW. (14.24)
В формуле (14.24) частота выражается в мегагерцах, если
коэффициент К выражен в Моя • Мгц2, а крутизна в ма/в.
Значения предельных частот для нескольких типов ламп,
определенных по формуле (14. 24), приведены в табл. 14. 2.
Таблица 14.2
Тип лампы
6С1Ж, 6С1П
6С5Д
6К1Ж
6К1П
6КЗ
Частота
/пр
Мгц
600
-3000
600
300
200
Длина
волны Хпр
м
0,5
-0,1
0,5
1,0
1,5
Тип лампы
6Ж1П
6Ж1Ж
6ЖЗП
6Ж4
Частота
/пр
Мгц
600
500
400
250
Длина
волны Хпр
м
0,5
0,6
0,75
1,2
При использовании схемы с неполным включением со стороны
сетки шунтирующее действие входа лампы уменьшается, а
предельная частота по сравнению с данными табл. 14. 2 несколько
возрастает. Практически лампы обычных типов, как, например, 6КЗ и
6Ж4, в нижней части метрового диапазона уже теряют свои
усилительные свойства.
Лампы пальчиковой серии, сверхминиатюрные лампы и лампы
типа «желудь» можно использовать в верхней части дециметрового
диапазона. Триоды маячкового типа применяются до частот
3000 Мгц (10 еж).
Схема усилительного каскада с неполным включением
со стороны сетки
На СВЧ, как правило, используются схемы с параллельным
питанием. На схеме фиг. 14. 20 в анодной цепи питания включено
сопротивление R&, заменяющее дроссель. Конденсатор Ср является
разделительным. Для уменьшения шунтирующего действия /?вх и
овх на контур применена неполная связь контура с сеткой
последующей дампы.
Устранение паразитных связей в усилителе при общих
источниках питания производится путем включения в цепи питания ряда
развязывающих фильтров. Так, в цепи анода включен Г-образный
фильтр. В цепи экранной сетки используется двухзвенный Г-об-
343

разный фильтр, первая ячейка которого /?ф1Сф2 обеспечивает
фильтрацию высоких частот, а вторая /?ф2С62 — более низких
частот. v
В цепях накала ламп также применены фильтры, устраняющие
обратную связь при питании цепей от общего источника.
В зависимости от резонансной частоты емкость контура может
слагаться из емкости конденсатора . и емкости С0 или только из
емкости С0. В последнем случае условное изображение емкости
контура на схеме может отсутствовать.
Фиг. 14.20. Схема усилительного каскада сверхвысокой
частоты с неполным включением со стороны сетки.
В соответствии с формулой (6. 13) коэффициент усиления
каскада определяется выражением
Ko^SR'oePv (14.25)
где рс=-~—коэффициент включения со стороны сетки, a R0e —
сопротивление нагрузки анодной цепи, состоящее из
параллельного соединения сопротивлений /?а и-~-.
Резонансное сопротивление контура Roe>RBX и во внимание
не принимается, а
R
Roe =
а 2
*.+%
(14.26)

Максимальный коэффициент усиления каскада при
оптимальной связи
определяется формулой:
^тах — — УК^вх-
(14.27)
Неполное включение контура оказывает также значительное
влияние на избирательные свойства и полосу пропускания
усилителя. Пользуясь выражением (6. 12) для полосы пропускания и
принимая во внимание, что
Q9= —=/?о,со0С, (14.28)
Р
получим
2AF=^-, f^ \=—±—^/—1 1. (14.29)
Оа
/Ж2
2nCR
Ое
Ум*
Значение емкости G контура можно найти из выражения
С,
С = Ск + Сшт+^-+р*Сп +
'М
(14.30)
где Ск — емкость конденсатора;
См — общая емкость монтажа.
Неполное включение со стороны сетки применяется главным
образом для получения сравнительно узкой полосы пропускания.
Для получения широкой полосы
целесообразно использовать
схему усилителя с полным
включением контура.
Схема усилительного каскада
с последовательным
включением индуктивности
В схеме фиг. 14.21 также
применено параллельное
питание. Колебательный контур
образуется из катушки L,
включенной между анодом первой
лампы и сеткой второй лампы и
емкости, состоящей из двух
последовательно соединенных
емкостей С\ и С2. Емкости С\ и С2 представляют собой выходную
и входную емкости ламп с учетом емкости монтажа.
Преимуществом схемы фиг. 14.21 перед обычными схемами,
где емкости С\ и С2 включены параллельно, является то, что
Фиг. 14.21. Схема усилительного
каскада сверхвысокой частоты с
последовательным включением индуктивности.
345

вследствие последовательного включения емкостей общая
суммарная емкость контура значительно меньше. Это приводит к
повышению предельной частоты, на которую можно настроить контур,
т. е. повышает частотный предел схемы. Схемы такого типа
применяются до частот 375 Мгц (Л,=0,8 м).
В схеме фиг. 14. 21 включение контура как со стороны анода,
так и со стороны сетки, неполное.
Коэффициент включения со стороны анода
Рш~ сг + с2 '
Коэффициент включения со стороны сетки
С,
Рс =
Ci + C2
Поэтому коэффициент усиления схемы
К0= SRoePzPc.
(14.31)
Усилитель на триоде с заземленной сеткой
Применение усилительных пентодов пальчиковой и
сверхминиатюрной серий и ламп типа «желудь» ограничивается верхней
частью дециметрового диапазона вследствие малой величины
входного сопротивления всех этих ламп и высокого уровня внутриприем-
ных шумов. Кроме того, у этих
ламп уже в нижней части
метрового диапазона начинает
сильно сказываться влияние
индуктивности ввода
экранирующей сетки. Экранирующая сетка
перестает быть заземленной по
высокой частоте и теряет свои
экранирующие свойства.
Поэтому применение
пентодов с повышением частоты все
более ограничивается, а в
нижней части дециметрового
диапазона их полностью заменили
триоды. Но, обладая более
низким уровнем шумов по сравнению с пентодами, триоды на
сверхвысоких частотах при обычном способе включения оказываются
неустойчивыми из-за значительной паразитной обратной связи
между входом и выходом через емкость анод—сетка. Вследствие этого
применение триодов для усиления колебаний сверхвысоких частот
стало более эффективным, когда их стали включать по так
называемой схеме с заземленной сеткой. Впервые такая схема была
предложена одним из основоположников отечественной
радиотехники М. А. Бонч-Бруевичем и в настоящее время является
основным видом схем усилителей дециметрового диапазона.
Фиг. 14.22. Схема усилительного
каскада на триоде с заземленной сеткой.
346

В схеме с заземленной сеткой (фиг. 14.22), в отличие от
рассмотренных р.анее схем с заземленным катодом, входной контур
включается между катодом и заземленной сеткой, а выходной
контур — между анодом и сеткой. Способ анодного питания
по-прежнему остается параллельным. Прежде всего отметим, что при
такой схеме принцип управления электронным потоком остается
прежним. Под воздействием входного переменного напряжения
электрическое поле между катодом и заземленной сеткой
изменяется так же, как и в случае заземления катода. Основным
достоинством схемы с заземленной сеткой является значительное
уменьшение паразитной обратной связи, которая осуществляется
через емкость анод—катод. Между катодом и анодом находится
заземленная сетка, выполняющая роль электростатического
экрана, вследствие чего емкость анод—катод уменьшается в сотни раз,
а устойчивость усилителя в значительной степени возрастает.
Емкость Саа в схеме включена параллельно выходному контуру.
Коэффициент усиления каскада с заземленной сеткой определяется
по формуле
K0 = SR'0epc, (14.32)
где /^ — сопротивление анодной нагрузки с учетом
шунтирующего действия сопротивлений /?а и /?вх.
При включении нескольких каскадов последовательно по схеме
с заземленной сеткой шунтирующее действие одного каскада на
другой оказывается более значительным, чем при использовании
каскадов с заземленным катодом. Для выяснения этого
обстоятельства определим входное сопротивление каскада с заземленной
сеткой. Как видно из схемы фиг. 14. 22, переменная составляющая
анодного тока протекает через входной контур и, следовательно,
в цепи катод—сетка даже при наличии отрицательного смещения
имеется ток, равный по величине анодному току лампы.
В соответствии с определением, входное сопротивление лампы
будет
Я.
U
вх
увх
где
'вх
U вх ^р-> •'вх 'а*
Принимая во внимание, что переменная составляющая анодного
тока приближенно равна
Л «я/г
можно записать, что
Явх--^-~— • (14.33)
вх ugS S v '
Таким образом, входное сопротивление триода с заземленной
сеткой не зависит от частоты и имеет небольшое значение. Напри-
347

мер, триод пальчикового типа 6С1П имеет входное сопротивление
Ялхъ*450ом (5-2,2 ма/в).
При малых значениях 7?вх применение схем с заземленной
сеткой целесообразно на очень высоких частотах, где значение Rm*
больше, чем входное сопротивление пентода. Так, например, пентод
6Ж1П на частоте /=500 Мгц имеет входное сопротивление, равное
всего 280 ом.
В многокаскадных усилителях, использующих схему с
заземленной сеткой, следует применять неполное включение контуров со
стороны входа последующих каскадов, так как при полном
включении контуров усиление
каждого каскада равно
единице. В этом нетрудно
убедиться, если принять
сопротивление анодной нагрузки
Roe ~ AR
чвх
Коэффициент
при р=1
усиления
1
Фиг 14.23. Схема двухкаскадного
усилителя на триодах с заземленной сеткой.
*0*S/?* = S/?BX=Sy-l.
Схема двухкаскадного
усилителя на триодах с
заземленной сеткой показана
на фиг. 14. 23.
В нижней части
метрового диапазона и частично в
дециметровом диапазоне усилители с заземленной сеткой могут
быть выполнены на триодах пальчиковой и сверхминиатюрной
серий и на триодах типа «желудь» с использованием контуров
обычного типа или отрезков линий. В дециметровом диапазоне,
особенно в его нижней части, в качестве ламп используются маячковые
лампы и контуры в виде отрезков концентрических линий. На
фиг. 14.24 показано устройство каскада с заземленной сеткой и
принципиальная схема каскада. На дисковые электроды маячковой
лампы: анод /, сетку 2 и катод 3 надеты три концентрических
линии. Каждая пара линий образует колебательный контур. Между
концентрическими трубами помещены закорачивающие поршни 4.
Один контур, образованный внешним и средним цилиндрами,
включен между катодом и заземленной сеткой и является входным
контуром 5. Связь контура с входным фидером 8 является кондуктив-
ной (автотрансформаторной) и осуществлена путем присоединения
внутреннего провода фидера к среднему цилиндру. Второй контур 6
образован средним и внутренним цилиндрами, т. е. включен между
анодом и сеткой.
Связь выходного контура с последующими цепями
взаимоиндуктивная и осуществляется через фидер 9, пропущенный внутри
348

поршня. Средний провод фидера оканчивается витком связи.
Внутренний цилиндр связан с анодом емкостной связью 11, так как
между цилиндром и выводом анода помещена изолирующая про-
Фиг. 14.24. Устройство каскада на триоде с заземленной сеткой
и принципиальная схема каскада.
/—анод, 2—сетка, 3—катод, 4—закорачивающие поршни, 5, 6—контуры,
7—емкость, 8, 9—фидеры, 10—дроссель, И—емкостная связь.
кладка. Постоянное напряжение на анод подается через
дроссель 10.
Смещение на сетке лампы образуется на сопротивлении в цепи
катода. Емкость 7, блокирующая это сопротивление, создается
между высокочастотным выводом катода (нижний уступ) и вторым
349

выводом катода, подключенного к ножке лампы (для постоянной
составляющей анодного тока).
На фиг. 14. 25 показана конструкция перестраивающегося
усилительного каскада на маячковой лампе для частоты 1000 Мгц.
Настройка отрезков концентрических линий осуществляется
подвижными поршнями, на концах которых закреплены пружинные
короткозамыкатели. Настройка входного контура производится
мостиком, представляющим собой колодку, жестко связанную с
настраивающимся поршнем. Входной кабель через отверстие в колод*
Стопор мостика
Фиг 14 25. Конструкция усилительного каскада на маячковой лампе для
частоты 1000 Мгц.
ке мостика кондуктивно связан с внутренним цилиндром входной,
линии.
При перемещении мостика вдоль линии одновременно
перемещается контакт связи. Выходной контур настраивается ручкой, при
вращении которой происходит перемещение внутреннего поршня.
Связь фидера с выходным контуром — индуктивная, при помощи
витка связи. Виток связи перемещается совместно с
настраивающимся поршнем, вследствие чего связь в пределах диапазона
сохраняется неизменной.
Усилитель по схеме заземленный катод—заземленная сетка
Для усиления сигналов в метровом и верхней части
дециметрового диапазонов применяется схема усилителя на триодах, в пер-
вом каскаде которой заземлен катод, а во втором — сетка.
Сокращенно схема известна под названием заземленный
катод—заземленная сетка (фиг. 14. 26).
На входе первого каскада включена двухконтурная цепь связи,
состоящая из индуктивностей L\ и L2 и соответствующих емкостей
схемы. Нагрузкой анодной цепи первого каскада является
одиночный контур, индуктивность которого L3 показана на схеме. Второй
каскад с заземленной сеткой выполнен по схеме с параллельным
питанием. Цепь RKCK, включенная в катоде второй лампы, обес-
350

печивает автоматическое смещение на сетке. Подача смещения
осуществляется через последовательную цепь Lo\L2 на
заземленную сетку.
Катушка L0i, включенная между анодом и сеткой первой лампы,
предназначена для нейтрализации междуэлектродной емкости Cagr
вместе с которой она образует параллельный контур, настроенный
на промежуточную частоту. Включение нейтрализующей катушки
способствует снижению коэффициента шума. Через катушку L02
подается постоянное напряжение на анод второй лампы от общего
источника питания. Кроме того, катушка Ь02 нейтрализует емкость
Сак во второй лампе.
\
■ ^02
Т1Л^—?
С,
A HHKiHi
Фиг. 14.26. Усилитель по схеме заземленный
катод—заземленная сетка.
Теоретические исследования шумовых свойств усилительных
каскадов показывают, что уровень шумов в них повышается при
наличии обратной связи между анодной и сеточной цепями.
Нейтрализация междуэлектродной емкости Са« в рассматриваемой
схеме сводит обратную связь к минимуму и, следовательно,
применение усилителя по схеме заземленный катод—заземленная сетка
позволяет значительно снизить коэффициент шума приемника.
По своим усилительным свойствам схема заземленный катод—
заземленная сетка равноценна одному каскаду на триоде.
Действительно, коэффициент усиления первого каскада выражается
формулой
Согласно формуле (14.33) входное сопротивление второго
каскада с заземленной сеткой
1
^вх2—~^~ »
откуда
*i-
^!
Коэффициент усиления второго каскада
где Roe2 — нагрузка второго каскада.
351

Коэффициент усиления обоих каскадов
После замены Кг его значением получим
*общ=ЗД,21 (14.34)
т. е. коэффициент усиления схемы определяется крутизной
характеристики первого триода и нагрузкой второго триода.
Первый каскад усилителя в такой схеме, не обладая усилением
по напряжению, обеспечивает, однако, усиление по мощности, так
как его входное сопротивление оказывается больше, чем каскада
с заземленной сеткой, вследствие чего легче обеспечиваются
условия согласования предшествующей цепи со входом каскада.
Коэффициент шума такой двухкаскадной схемы практически
приближается к коэффициенту шума первого каскада.
Незначительное влияние шумов второго каскада на общие шумовые
свойства усилителя обусловлено тем, что шумы первого каскада в
результате значительного их усиления по мощности приобретают на
входе второго каскада такую величину, по сравнению с которой
шумами второго каскада можно пренебречь.
Усилитель по схеме заземленный катод—заземленная сетка
находит также широкое применение в первых каскадах усилителя
промежуточной частоты в приемниках сантиметрового диапазона.
§ 77. УСИЛИТЕЛЬ НА ЛАМПЕ С БЕГУЩЕЙ ВОЛНОЙ
Один из основных показателей радиолокационного приемника —
реальная чувствительность в диапазоне сантиметровых волн —
ограничивается большим значением коэффициента шума. В свою
очередь, большой коэффициент шума приемника в указанном
диапазоне определяется высоким уровнем шума и низким
коэффициентом передачи мощности преобразователя частоты, являющегося
первым каскадом приемника.
Снижение коэффициента шума приемника можно достигнуть
путем использования в его высокочастотном блоке усилителя с
низким уровнем шума и большим коэффициентом усиления по
мощности. Как известно, создание подобных усилителей на обычных
электронных лампах из-за присущего им явления инерции
электронов ограничивается диапазоном дециметровых волн.
За последнее время создан усилитель на лампе с бегущей
волной, принцип действия которой основан на использовании
инерционности электронов. В отличие от большинства электронных ламп
лампа с бегущей волной является по своей конструкции
законченным усилителем. Лампа представляет собой электронно-лучевую
трубку с магнитной фокусировкой, внутри которой вдоль оси
трубки расположена длинная металлическая спираль. Схематическое
устройство лампы с бегущей волной показано на фиг. 14. 27. В
широкой части трубки расположен электронный прожектор 1, состоя-
352

щий из катода и анода с направляющим цилиндром, а в узкой
удлиненной части трубки находятся металлическая спираль 2 и
коллектор 3, служащий для приема электронов.
Сигнал^высокой частоты подводится и снимается через входной
и выходной фидеры. Получение в трубке узкого электронного луча,
направленного по оси спирали (трубки), обеспечивается
фокусирующими катушками, которые создают продольное магнитное
поде.
Ознакомимся с физическими процессами, происходящими в
лампе с бегущей волной. Предположим, что по металлической
проволоке распространяется ток высокой частоты в виде бегущей волны.
Выход
Вход
1
х
\
г
frOS
4-
v
\г
\г
-^---^-■i^^WWVWWVW\^YWSAWWWW\A^
Фиг. 14.27. Схематическое устройство лампы с бегущей волной,
/—прожектор, 2—спираль, 5—коллектор.
В этом случае вокруг проволоки образуется электромагнитное
поле, скорость движения которого вдоль проволоки близка к
скорости света. Если свернуть проволоку в спираль, то можно
говорить о двояком распространении электромагнитной волны. С одной
стороны волна распространяется вдоль витков проволоки по ее
фактической длине, с другой стороны передний фронт волны
распространяется вдоль оси спирали.
Совершенно очевидно, что распространение фронта волны будет
в значительной степени замедлено по сравнению со скоростью
света. Чем больше длина витка спирали и чем ближе витки друг
к другу (малый шаг намотки), тем меньше скорость
распространения фронта волны вдоль оси спирали. Приближенно скорость
распространения фронта волны V считают во столько раз меньше
скорости света С, во сколько раз длина витка I больше шага
намотки k% т. е.
V=C—.
k
В лампе с бегущей волной должны быть созданы такие
условия, чтобы скорость движения электронов почти совпадала со
скоростью распространения фронта электромагнитной волны по оси
спирали. Если, например, скорость распространения фронта волны
I/-0,1С-30 000 км/час, то такая же скорость движения
электронов V9 может быть достигнута при напряжении Ua на аноде 2500 в:
V9^600VUl км\сек.
23 Радиоприемные устройства.
353

На фиг. 14. 28, а показана мгновенная картина электрического
поля, справедливая для какого-то момента времени.
Электрические силовые линии около каждого участка спирали
образуют электрическое поле, фаза которого изменяется вдоль оси
спирали. Изменение величины и фазы вектора электрического
поля Е иллюстрируется графиком (фиг. 14. 28, б). Установим,
каково влияние электромагнитного поля бегущей волны на движение
электронного потока.
Учитывая, что скорости движения поля и электронов совпадают,
следует считать, что электромагнитное поле относительно электрон-
Спираль
Ось спирали
Направление
распространения
Фиг. 14.28. Картина электрического поля электромагнитной
волны, бегущей вдоль спирали.
ного потока является неподвижным. При этом воздействие поля на
каждый электрон остается неизменным на протяжении всей длины
спирали. Условимся считать, что показанные на графике
фиг. 14. 28, б положительные полуволны электрического поля
оказывают ускоряющее действие на электронный поток, и, наоборот,
при отрицательной полуволне происходит торможение
электронного потока. Электрон, помещенный в точке А (см. фиг. 14. 28, а),
подвергается таким образом ускоряющему действию, которое
сохраняется при перемещении электрона и поля бегущей волны.
Электрон, находящийся в точке В, будет тормозиться и, наконец,
электрон в точке Б не подвергается воздействию поля. В результате
электроны, получающие замедление и ускорение, будут
приближаться друг к другу и группироваться в отдельные пакеты, а
электронный луч окажется модулированным по плотности. Вокруг
электронного луча будет создаваться электромагнитное поле,
которое, накладываясь на первичное поле бегущей волны, вызовет
увеличение амплитуды волны вдоль спирали. В итоге такого взаимо-
354

действия поля волны с электронным потоком, амплитуда волны на
выходе спирали окажется во много раз больше, чем амплитуда
волны на входе, и, следовательно, произойдет усиление
высокочастотных колебаний.
Лампа с бегущей волной характеризуется сравнительно низким
уровнем шума и значительным усилением по мощности и поэтому
применение такой лампы позволяет снизить общий коэффициент
шума приемника. Усилители на лампе с бегущей волной находят
применение не только в диапазоне сантиметровых, но и в
диапазоне дециметровых волн.
§ 78. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ В ДИАПАЗОНАХ МЕТРОВЫХ
И ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В радиолокационных приемниках преобразователь частоты
приобретает большее значение по сравнению с преобразователями
приемников, работающих на более низких частотах.
На СВЧ цепи, предшествующие преобразователю, обладают
незначительным усилением, а в сантиметровом диапазоне вообще
отсутствуют. Поэтому собственные шумы преобразовательного
каскада и его усиление оказывают заметное влияние на шумовые
свойства приемника, а следовательно, и на его чувствительность.
На СВЧ основным критерием при выборе типа преобразовательной
лампы являются ее шумовые свойства.
Использовать двухсеточные преобразователи в диапазоне СВЧ
невозможно вследствие высокого уровня шумов, возникающих
в многосеточных лампах, а также их неустойчивой работы в этом
диапазоне.
Для преобразования частоты в метровом и дециметровом
диапазонах используются преимущественно пентоды, триоды и диоды.
В сантиметровом диапазоне применяются кристаллические
детекторы. Преобразователи частоты в сантиметровом диапазоне
характеризуются рядом специфических особенностей и поэтому
рассматриваются ниже. Ознакомимся с основными типами
преобразователей метровых и дециметровых волн.
Пентодные и триодные смесители
Пентодные смесители используются главным образом
в метровом диапазоне и мало отличаются от схем односеточного
преобразования, рассмотренных в гл. IX. В этом диапазоне
наиболее часто применяется схема преобразователя с катодной связью
(см. фиг. 9. 8, а).
Триодные смесители используются в более широком
диапазоне частот вплоть до 1000 Мгц. По сравнению с пентодами
они обладают более низким уровнем шумов.
Схема преобразователя метрового диапазона приведена на
фиг. 14. 29. Схема состоит из триодного смесителя и отдельного
гетеродина. Связь гетеродина со смесителем автотрансформаторная
23*
355

и по величине должна быть незначительной. Гетеродин выполнен
по схеме с емкостной обратной связью, получившей наибольшее
распространение в диапазоне до
350 Мгц. Колебательный контур
гетеродина включен между
анодом и сеткой. Обратная связь в
схеме осуществляется через
междуэлектродные емкости лампы.
Автоматическое смещение на
сетке лампы создается при помощи
цепи RsCg. Напряжение
гетеродина Ur снимается с
индуктивности LR, включенной в цепи катода.
Цепь R\C\ выполняет роль
развязывающего фильтра.
В преобразователе
используются пальчиковые и
сверхминиатюрные триоды, а также триоды типа
«желудь».
В дециметровом диапазоне
смесителями служат триоды маячко-
вого типа в сочетании с
контурами из резонансных
концентрических линий. Схема и конструкция
триодного смесителя на маячковои
лампе представлены на фиг. 14. 30.
По своему конструктивному
выполнению смеситель подобен каскаду резонансного усилителя на
той же лампе (см. фиг. 14.25).
И"^
Фиг. 14. 29. Схема преобразователя
на триоде для метрового диапазона
волн.
Сигнал
Вход от
гетеродина.
КУПЧ
Фиг. 14. 30. Схема и конструкция смесительного каскада на маячковом
триоде.
356

Входной контур, настроенный на частоту принимаемого сигнала,
образован двумя концентрическими трубами, соединенными с
катодом и сеткой. Выходной контур промежуточной частоты состоит из
обычной катушки L и полупеременного конденсатора С. Оба эти
элемента находятся внутри среднего цилиндра. Напряжение
промежуточной частоты через концентрический фидер подается на
вход УПЧ.
Напряжения сигнала и гетеродина подводятся ко входному
контуру автотрансформаторным путем. Фидеры, осуществляющие
передачу напряжения сигнала и гетеродина, соединяются с
внутренним цилиндром через отверстия в колодке при помощи
пружинящих контактов.
Настройка входного контура производится перемещением корот-
козамыкающего поршня, который жестко связан с колодкой. Такой
тип смесителя используется на частоте 1000 Мгц. В качестве
гетеродина на частоте, близкой к 1000 Мгц, также используются лампы
маячкового типа.
Диодные смесители
Диодные смесители применяются в дециметровом диапазоне до
длины волн в пределах 10—15 см.
Схема диодного смесителя приведена на фиг. 14. 31. В цепи
диода включен входной контур приемника, выполненный из коротко-
замкнутого отрезка концентрической линии. Колебания высокой
От гетеродина^
От антен-\
ны
Фиг. 14.31. Схема диодного смесителя.
частоты из антенны и от гетеродина подводятся к смесителю по
концентрическим кабелям. Сигнал промежуточной частоты
выделяется в контуре LC, включенном в анодной цепи диода. Uenb7?iCi
обеспечивает автоматическое смещение на аноде диода,
необходимое для его работы в режиме с отсечкой тока.
Для преобразования используются специальные диоды с низким
уровнем шумов, незначительной междуэлектродной емкостью и
малым временем пролета электронов.
Эффективность диодного преобразователя оценивается
коэффициентом передачи напряжения в отличие от коэффициента
усиления, при помощи которого оценивается эффективность
преобразователей с управляющими сетками. При диодном преобразователе
коэффициент передачи напряжения, как и при диодном
детектировании, меньше единицы.
357

§ 79. ОДНОТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ В ДИАПАЗОНЕ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В радиолокационных приемниках сантиметровых волн для
преобразования частоты используются смесительные
полупроводниковые (кристаллические) диоды. В этом случае преобразователь
частоты называется кристаллическим преобразователем.
Полупроводниковый диод, обладая рядом преимуществ по
сравнению с вакуумным диодом, позволяет повысить эффективность
преобразователя частоты и снизить коэффициент шума приемника.
К преимуществам полупроводниковых диодов по сравнению с
вакуумными относятся: сокращение времени прохождения зарядов
между электродами, уменьшение междуэлектродной емкости,
более низкий уровень шумов.
Основными параметрами кристаллического преобразователя
являются: рабочая длина волны, коэффициент передачи мощности,
шумовые свойства и выходное сопротивление.
Коэффициент передачи мощности
преобразователя КРс характеризуется отношением мощности сигнала
промежуточной частоты на выходе смесителя к мощности сигнала высокой
частоты, подводимой к его входу при согласованной нагрузке
Значение коэффициента КРс обычно не превышает 0,25.
Для оценки шумовых свойств кристаллического
преобразователя вводится понятие коэффициента относительной
температуры шумов tc. При этом шумящее активное сопротивление
сравнивают с равным ему по величине входным сопротивлением
преобразователя. Коэффициент относительной температуры шума
является величиной, показывающей, во сколько раз необходимо
увеличить абсолютную температуру эквивалентного шумящего
сопротивления, чтобы уровень шума в нем оказался равным уровню
шума кристаллического преобразователя. Коэффициент tc обычно
находится в пределах 2—3.
Выходное сопротивление преобразователя
определяется отношением напряжения промежуточной частоты на выходе
преобразователя к току промежуточной частоты.
Перечисленные параметры для наиболее употребительных
полупроводниковых диодов приведены в табл. 14. 3.
Следует отметить, что работа полупроводникового диода в
значительной степени зависит от величины мощности, подводимой от
гетеродина. С увеличением мощности возрастает уровень шумов
кристаллического преобразователя. Кроме того, воздействие на
кристалл значительных мощностей вызывает его перегрузку, в
результате чего в месте контакта с металлом кристалл обгорает.
Максимальная мощность, подводимая к полупроводниковому диоду
от гетеродина, не должна превышать 1 мет, так как при больших
мощностях диод может выйти из строя. В схемах кристаллических
преобразователей контроль за величиной мощности, подводимой от
358

Таблица 14.3
Основные электрические параметры смесительных полупроводниковых
диодов
"^^^^ Тип диода
Параметры ^"^^^^^
Рабочая длина волны
в см
Коэффициент передачи
мощности Крс в дб
Коэффициент
относительной температуры tc
Выходное
сопротивление RUM в ом
ДГ-С1
9,8
8,5
3
400
ДК-С1
9,8
8,5
2,7
400
ДГ-С2
9,8
6,5
3
400
ДК-С2
9,8
6,5
2
400
дг.сз
3,2
8,5
1 3
400
ДК-СЗ
3,2
8,5
2,7
400
ДГ-С4
3,2
6,5
*3
400
ДК-С4
3,2
6,5
2,7
400
гетеродина, осуществляется при помощи миллиамперметра,
измеряющего постоянную составляющую тока в цепи
кристалла.
В радиолокационных приемниках сантиметрового диапазона
из-за отсутствия усилителя высокой частоты кристаллический
преобразователь является входным каскадом приемника. Поэтому
уровень шумов кристаллического преобразователя и первого каскада
УПЧ определяет шумовые свойства приемника в целом.
Коэффициент шума такого приемника определяется из выражения
^fe + %4-1 9 (14<35)
КрфКррКрс
где Л/упч — коэффициент шума УПЧ;
/СРф —коэффициент передачи мощности фидерной линии;
АГрр —коэффициент передачи мощности разрядника
(антенного переключателя).
Значение КРф при расчетах можно принять равным 0,9;
значения КРр для некоторых типов разрядников приведены в табл. 14. 4.
Преобразователи частоты сантиметрового диапазона по своему
устройству коренным образом отличаются от ламповых
преобразователей метровых и дециметровых волн. В преобразователях
сантиметрового диапазона полупроводниковый диод помещается внутри
коаксиальной линии, волновода или полого резонатора. В качестве
гетеродинов в этом диапазоне применяются специальные типы
ламп — клистроны и маячковые лампы с контурами из
концентрических линий. При использовании маячковых ламп промежуточная
359

Тип

разрядника
721В
1В27
724В
1В24
1В26
Таблица 14.4
Некоторые данные разрядников
Краткая характеристика
Узкополосный с внешним
резонатором без подстройки
Узкополосный с внешним
резонатором с подстройкой
Узкополосный с внешним
резонатором без подстройки
Узкополосный с
внутренним резонатором с
подстройкой
Узкополосный с
внутренним резонатором
Диапазон
частот
Мгц
2 750-3 300
2400-3 750
8600—9 700
8 500-9 600
23 420-24 580

Коэффициент Кр р
0,7
0,7
0,6
0,8
0,7

Добротность Qp
300
350
200
300
200
частота получается на одной из гармоник гетеродина, обычно
третьей,
/пр^З/г /с.
Перейдем к рассмотрению отдельных разновидностей
кристаллических преобразователей частоты.
Коаксиальный кристаллический преобразователь
При длине волны 10 см (/=3000 Мгц) полупроводниковый диод
помещают в коаксиальную камеру. Принципиальное устройство
преобразователя и его конструкция приведены на фиг. 14. 32 и
14.33.
Конструкция преобразователя
образована сочленением трех отрезков
коаксиальных линий. Входная
сторона коаксиальной линии начинается
с фланца 1, который соединяется с
фланцем разрядника приемника.
Высокочастотное колебание подается на
вход преобразователя через виток
связи 2, помещенный в резонаторе
разрядника. На противоположной
стороне линии к концу ее внутреннего
провода 3 присоединен узкой
торцовой стороной патрон с диодом 4.
Главная коаксиальная линия, по
которой подается сигнал, сочленена с
тройником. Колебания от гетеродина
подводятся через горизонтальную
Фиг. 14.32. Принципиальное
устройство коаксиального
кристаллического преобразователя для
частоты 3000 Мгц.
i—фланец, Г—виток связи,
5—внутренний провод коаксиальной линии, 4—
патрон с диодом, 5—тройник,
б—втулка, 7—штырь, 8—рукоятка, 9—дисковое
сопротивление, /0—-нарезная часть
линии, //-—гнездо.

часть тройника 5, на которую навинчивается фишка, соединенная с
гибким кабелем. Внутренний проводник горизонтальной части
тройника заканчивается втулкой 6. Внутри втулки пропущен штырь 7,
обеспечивающий регулирование связи гетеродина со смесителем;
эта связь осуществляется
через емкость, образованную
внутренним горизонтальным
проводником линии и диском
штыря, и регулируется путем
его перемещения при помощи
рукоятки 8.
Нагрузкой гетеродина яв.
ляется дисковое
сопротивление 9 в 50 ом.
Полупроводниковый диод, присоединенный
к внутреннему проводу
линий, оказывается в
электромагнитном поле,
образовавшемся в результате
воздействия напряжений сигнала и
гетеродина, и в цепи диода,
как в нелинейном элементе,
возникает ток
промежуточной частоты. Сигнал
промежуточной частоты выводится
из преобразователя гибким
концентрическим кабелем,
который соединяется с
преобразователем при помощи
фишки. Фишка навертывается на нарезную часть линии 10 и
соединяется своим внутренним проводником через гнездо 11 с широкой
торцовой частью патрона полупроводникового диода.
Фиг. 14.33. Конструкция коаксиального
кристаллического преобразователя для
частоты 3000 Мгц. (Обозначения те же, что
на фиг. 14.32).
Волноводный кристаллический преобразователь
При длине волн 3 см канализация энергии высокой частоты от
антенны к радиолокационному приемнику осуществляется при
помощи волноводов прямоугольного или круглого сечения. Передача
высокочастотной энергии внутри волновода происходит путем
распространения электромагнитных волн в полости, ограниченной его
стенками.
Электромагнитное поле прямоугольного волновода состоит из
составляющей электрического поля и составляющей магнитного
поля, которые характеризуются векторами Е и Я. Направление
распространения электромагнитных волн образует прямой угол
с плоскостью, проходящей через векторы Е и Я.
Взаимное расположение электрического и магнитного полей
в волноводе может быть различным. На фиг. 14. 34 показан прямо-
361

угольный волновод и его три оси YXZ, в направлении которых
могут располагаться векторы £иЯ.
В волноводах различают два основных типа волн: поперечно-
электрические и поперечно-магнитные.
При поперечно-электрической волне
электрическое поле расположено поперек оси волновода (в плоскости XY), а
при поперечно-магнитной волне — вдоль оси Z.
Поперечно-электрическую волну обычно обозначают буквами ТЕ или Н,
а поперечно-магнитную — буквами ТН или Е.
Кроме буквенного обозначения типа волн, используют
добавочные цифровые индексы, которыми определяется число полуволн,
укладывающихся вдоль сторон волновода. Первый индекс
относится к стороне волновода, обозначенной
^^—^S'Z буквой а, а второй—к стороне Ь (см.
Y\ ^s^ -^/^\ Фиг' 14.34). Если один из индексов
I ^^ /'^у' J} является нулем, то это значит, что по.
^у^ /''у' ^у^ ле изменяется только вдоль одной из
V^ '^^ s' сторон поперечного сечения волно-
а\</^ I ^^ вода.
У^ Л»^—*~Х В волноводных преобразователях
b применяются главным образом попе-
Фиг. 14.34. Внешний вид прямо- речно-ЭЛектрические ВОЛНЫ ТЕ. Воз-
угольного волновода. буждение волновода волной типа
ТЕoi осуществляется штырем,
который должен быть расположен параллельно вектору электрического
поля. Практически в качестве штыря используется внутренний
провод выводной коаксиальной линии клистрона.
Устройство волноводного преобразователя для частоты
10 000 Мгц (Х=Ъ см) показано на фиг. 14.35. На входе
преобразователя помещен разрядник приемника 1, связанный с волноводом
преобразователя 3 через окно 2. Полупроводниковый диод 4,
вставленный в специальный держатель 9, расположен поперек оси
волновода параллельно вектору электрического поля Е. Для
согласования входного сопротивления диода с сопротивлением
волновода применяется поршень 5, расположенный на расстоянии
четверти длины волны от оси диода. В этом случае волна,
отразившаяся от короткозамкнутого конца (поршня), возвращается к
месту расположения диода в фазе с прямой волной, вследствие чего
энергия сигнала поглощается в смесителе полностью.
Гетеродином служит клистрон 6, коаксиальный вывод которого
вставлен в специальное гнездо, находящееся в широкой стенке
волновода. Возбуждение волновода производится штырем 7, ^являю-
щимся внутренним проводником коаксиального вывода. Изменением
степени погружения штыря в волновод регулируется величина
мощности, подводимая к диоду.
Для того чтобы энергия от гетеродина не попадала в резонатор
разрядника, входное сопротивление волновода в направлении
разрядника должно быть очень большим. Для этого штырь помещают
от клистрона на расстоянии, равном нечетному числу четвертей
362

<{2п-\)к
волн ; при этом отрезок волновода приобретает
сопротивление, близкое к бесконечности.
В полупроводниковом диоде под воздействием
электромагнитных полей сигнала и гетеродина возникают токи промежуточной
частоты, которые отводятся через четвертьволновый дроссель 8 и
коаксиальный кабель к усилителю промежуточной частоты.
Соединение коаксиального кабеля с преобразователем осуществляется
при помощи фишки, навинчивающейся на резьбовую часть
держателя диода.
Фиг. 14.35. Устройство волноводного преобразователя для частоты
10 000 Мгц.
/—разрядник, 2—окно связи, 3—волновод, 4—диод, 5—поршень, 5—-клистрон, 7—штырь,
8—дроссель, 9—патронодержатель.
В преобразователе такой конструкции создается
неблагоприятный режим работы клистронного гетеродина, обусловленный
наличием реактивной нагрузки. Объясняется это тем, что поглощаемая
полупроводниковым диодом мощность составляет лишь
незначительную долю мощности, выработанной гетеродином, а вся
остальная часть мощности затрачивается на образование стоячих волн
в линии клистрона, состоящей из штыря и элемента связи с
внутренним резонатором клистрона. Возникновение стоячих волн
равноценно появлению реактивной составляющей нагрузки, что
нарушает режим работы клистрона и может даже привести к срыву
генерируемых им колебаний. Этот недостаток волноводного
преобразователя устранен в двухволноводном преобразователе.
Двухволноводный кристаллический преобразователь
Устройство двухволноводного преобразователя показано на
фиг. 14. 36. Преобразователь состоит из волновода сигнала 1 и
волновода гетеродина 2, которые примыкают друг к другу узкими сто-
363

ронами и образуют общую стенку. Возбуждение волноводов
соответственно производится от приходящего сигнала через
разрядник 5 и от клистрона 4. Смесительный кристаллический диод 5
помещен в волноводе сигнала; колебания частоты гетеродина
подаются к нему через окно связи 6 в общей стенке волноводов.
Мощность подводимых через окно связи колебаний регулируется
винтом 7. Неиспользованная мощность колебаний гетеродина
поглощается в ленточном сопротивлении <5, являющемся
искусственной нагрузкой гетеродина, чем исключается появление стоячих волн
Фиг. 14.36. Устройство двухволноводного
преобразователя.
7—волновод сигнала, 2—волновод гетеродина,
5—разрядник, 4—клистрон, 5—диод, 6—окно связи, 7—винт, 5—
ленточное сопротивление, 9—окно, 10—винт.
в линии клистрона и, следовательно, устраняется недостаток одно-
волноводной конструкции преобразователя.
В двухволноводном преобразователе применен разрядник
с внутренним резонатором. В стенки разрядника впаяны
стеклянные окна Я через которые осуществляется передача энергии в
волновод сигнала. Настройка внутреннего резонатора производится
перемещением винта 10.
§ 80. ДВУХТАКТНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ В ДИАПАЗОНЕ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В современных радиолокационных приемниках на частотах
10 000 Мгц применяются в основном двухтактные преобразователи
частоты. Применение двухтактных схем позволяет уменьшить
коэффициент шума приемника в 2—3 раза по сравнению с
приемниками, использующими однотактные схемы.
364

Шумы преобразователя в сантиметровом диапазоне
обусловлены шумами полупроводникового диода и шумами гетеродина.
В двухтактной схеме уменьшение уровня шумов преобразователя
достигается путем подавления шумов гетеродина.
На фиг. 14. 37 представлены две основные принципиальные
схемы двухтактного преобразователя. Схема а характеризуется
симметричным входом, симметричным выходом и однонаправленным
включением диодов. На схеме б вход симметричный, выход
несимметричный, а диоды
включены в противоположных
направлениях. В обеих схемах
колебания гетеродина на
диады подводятся в противофа-
зе, а колебания сигнала—в
фазе.
Рассмотрим более
подробно принцип действия и
особенности каждой схемы.
На схемах показаны
полярность напряжений и
направление токов для одного
полупериода напряжений
сигнала и гетеродина.
Для схемы с
симметричным выходом (а) токи
промежуточной частоты,
обусловленные синфазной
подачей напряжения сигнала,
проходят через первичные
обмотки в противоположных
направлениях. Во вторичной
цепи катушки 1'2 и L"2
включены навстречу друг другу,
поэтому э. д. с, наводимые в них токами встречного направления,
•будут складываться. Так как напряжение от гетеродина на диоды
подается в противофазе, то токи гетеродина и сопутствующие им
шумовые токи проходят через одну из катушек первичной цепи, тогда
э. д. с. шумов, наводимых во вторичной цепи, будут взаимно
компенсироваться.
В схеме с несимметричным выходом (б) токи промежуточной
частоты в каждом плече в течение одного полупериода протекают
поочередно и наводят в сеточном контуре э. д. с. промежуточной
частоты. Шумовые составляющие тока гетеродина вследствие
встречного включения диодов проходят в каждом плече схемы
в противоположных направлениях и в обмотке трансформатора
взаимно компенсируются.
Таким образом, на выходе обеих схем отсутствуют
составляющие шумовых токов гетеродина, что и является основным
достоинством двухтактных преобразователей.
«о
• ♦1С4—'
Чи
Фиг. 14.37. Принципиальные схемы
двухтактного преобразователя.
365

Схема б обладает тем преимуществом, что сигнал
промежуточной частоты снимается с преобразователя по обычной
несимметричной схеме. Симметричный выход в схеме а усложняет
выполнение входной цепи УПЧ. С другой стороны конструктивное
выполнение волноводных смесителей, у которых диоды включены в
разных направлениях, представляет некоторые трудности.
В конструкции двухтактного волноводного преобразователя
важное значение имеет двойной Т-образный волновод, называемый
упрощенно двойным тройником (фиг. 14.38). Двойной тройник
состоит из главного волновода и двух перпендикулярно присоединен-
Фиг. 14.38. Распространение электрического поля в плечах
двойного волноводного тройника. (Здесь Д —
полупроводниковый диод).
ных к нему волноводов; одного к широкой стенке, а другого —
к узкой. Тройник имеет четыре плеча. Плечи А и В являются
выходными, а СиВ — входными. Ко входным плечам подключаются
генераторы, а к выходным — нагрузки. Нормальная работа
двойного тройника обеспечивается при полной симметрии выходных плеч.
Это значит, что плечи А и В должны иметь одинаковую длину и
быть нагружены на одинаковые по величине согласованные
нагрузки.
Рассмотрим действие двойного тройника, когда он
возбуждается колебаниями типа ТЕ от генератора, включенного только в
плечо D. На фиг. 14. 38, а распространение электрического поля
иллюстрируется при помощи воображаемой плоскости, на которой
силовые линии поля показаны стрелками. Электрическое поле Еи
возбуждаемое генератором в плече D, расщепляется в сочленении на
два поля: Е\ и Е"2. Фазы этих полей в плечах А и В на одинаковом
расстоянии от плоскости симметрии оказываются
противоположными.
366

Гетеродин
Таким образом, двойной тройник в отношении фазирования
эквивалентен входному трансформатору в схемах фиг. 14.37.
Теперь рассмотрим случай, когда генератор включен в плечо С
(фиг. 14.38,6). Распространение электрического поля показано
силовыми линиями при помощи двух воображаемых
взаимно-перпендикулярных плоскостей. В сочленении волноводов поле Е2
разделяется на два поля Е\ и Е"2, однако фазы полей в обоих плечах на
одинаковом расстоянии от
плоскости симметрии сохраняются
без изменения.
При одновременном
возбуждении плеч С и D
электромагнитные волны в выходных
плечах А и В от действия одного
генератора окажутся в фазе, а от
действия другого генератора—в
противофазе.
Рассмотренные свойства
двойного тройника позволяют
использовать его в двухтактных
преобразователях частоты.
Устройство двухтактных
преобразователей с симметричным
и несимметричным выходами
приведено на фиг. 14.39. Как
видно, оба волноводных плеча
возбуждаются
электромагнитными волнами типа ТЕ. При
этом в плечо D подаются
колебания гетеродина, а в плечо С—
колебания сигнала.
На эскизе а
полупроводниковые диоды в плечах Аи В
включены в одинаковых направлениях. Оба держателя
полупроводниковых диодов имеют одинаковое устройство; диоды вставляются в них
со стороны винта. На противоположной стороне держателей имеется
нарезная часть, при помощи которой осуществляется соединение со
входом УПЧ. На эскизе б полупроводниковые диоды в плечах Ли В
включены в противоположных направлениях. Оба держателя диодов
имеют разное устройство. Один диод вставляется в держатель со
стороны винта, как и в предыдущей конструкции, а второй—с
противоположной стороны, для чего второй держатель состоит из двух па.
тронов. Внутренний патрон закреплен в волноводе и в него
вставляется диод; на внутренний патрон навинчивается внешний патрон.
Наружная сторона внешнего патрона имеет резьбу для соединения
с фишкой выходного кабеля.
Внешний вид всего двухтактного преобразователя приведен на
фиг. 14. 40. Преобразователь состоит из смесительной части и
гетеродина. Входные плечи волновода преобразователя заканчиваются
Фиг.
Гетеродин
14.39. Устройство двухтактных
преобразователей.
367

Фиг. 14.40. Внешний вид
двухтактного преобразователя.
/—плечо, 2—аттенюатор, 3—клистрон, 4—
держатели.
Фиг. 14.41. Внешний вид двойного двухтактного
смесителя.
/—клистрон, 2—аттенюатор, 3, 4—держатели детекторов, 5—фланцы.
368

фланцами, посредством которых осуществляется его соединение
с гетеродином на клистроне и с волноводом, по которому подается
входной сигнал. Сигнал из антенны подается в плечо 1. В
противоположном плече, соединенном с клистроном 3, помещается
аттенюатор 2, который выполнен в виде поглощающего сопротивления.
Аттенюатор предназначен для регулирования мощности,
поступающей от гетеродина к полупроводниковому диоду. В выходных
плечах смесителя закреплены держатели 4 для встречного включения
полупроводниковых диодов.
В радиолокационных приемниках сантиметрового диапазона
с двухканальной системой автоподстройки частоты (см. фиг. 14. 15)
применяются преобразователи с двойным двухтактным смесителем.
Такой преобразователь состоит из двух двухтактных смесителей,
сочлененных с общим гетеродином. На фиг. 14.41 показана одна
из конструкций преобразователя с двойным двухтактным
смесителем.
Здесь: 1—отражательный клистрон, 2—аттенюатор, 3 и
4—держатели детекторов. Входами каналов сигнала и автоподстройки
являются плечи волноводов со стороны открытых фланцев 5.
§ 81. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ
МЕТРОВЫХ И ДЕЦИМЕТРОВЫХ ВОЛН
В радиолокационных приемниках усилитель промежуточной
частоты в отличие от УПЧ обычных приемников предназначен для
усиления импульсных сигналов высокой частоты малой или
большой продолжительности и, следовательно, должен обладать
широкой полосой пропускания в пределах от 1 до десятков мегагерц.
При высокой чувствительности радиолокационных приемников
коэффициент усиления по промежуточной частоте достигает
величин порядка 104—106.
В усилителях промежуточной частоты применяются
специальные пентоды с повышенной крутизной.
В качестве широкополосных усилителей промежуточной частоты
в основном применяются усилители с одиночными контурами
в каждом каскаде, настроенными на одну частоту, усилители с
попарно расстроенными каскадами, усилители с расстроенными
тройками каскадов и усилители с двумя связанными контурами
в каждом каскаде. Рассмотрим особенности каждой из схем
усилителей.
Усилитель с одиночными контурами в каждом каскаде,
настроенными на одну частоту
Такие усилители представляют собой обычные резонансные
усилители. Достоинством их является однотипность настройки,
недостатками — трудность получения широкой полосы пропускания и
малая величина усиления каскада.
24 Радиоприемные устройства.
369

Из теории резонансных усилителей известно, что общая
резонансная кривая п каскадов усиления
у уп
1 общ л >
где У —любое частное значение ординаты резонансной кривой
одного каскада.
При большом числе каскадов общая резонансная кривая
усилителя становится более острой, а полоса пропускания сужается. Это
значит, что для получения
заданной полосы
пропускания усилителя необходимо,
чтобы полоса пропускания
каждого каскада была
широкой. При широкой полосе
пропускания добротность
контура и коэффициент
усиления каскада имеют малые
значения.
Усилитель с попарно
расстроенными каскадами
Эти усилители
представляют собой системы с четным
числом каскадов, причем
нечетные каскады
настраиваются на одну частоту, а четные
на другую. В результате
каждая соседняя пара каскадов
оказывается взаимно
расстроенной. Скелетная схема
такого УПЧ и резонансные кривые одной пары каскадов показаны на
фиг. 14. 42. Общая резонансная кривая для одной пары получается
путем перемножения ординат резонансных кривых отдельных
каскадов и ее форма может быть одногорбой или двугорбой. УПЧ с
расстроенными парами каскадов обеспечивают лучшую прямоуголь-
ность резонансной кривой и позволяют получить большее усиление
на один каскад.
Усилитель с расстроенными тройками каскадов
Усилители такого типа состоят из нечетного числа каскадов,
кратного 3. В каждой тройке один из каскадов настраивается на
среднюю частоту, а два других — на частоты, расположенные
симметрично относительно средней частоты. Скелетная схема УПЧ и
резонансные кривые одной тройки каскадов приведены на
фиг. 14.43.
Такая схема обеспечивает еще более хорошую прямоугольность
резонансной кривой и большее усиление по сравнению со схемой
с расстроенными парами каскадов.
ь
1 1~й L
[каскаду
fi
[каскад
—
^
каскад]
fi
\касш\
Пербая пара
U
Последняя пара
1,0
Фиг. 14.42. Скелетная схема
широкополосного УПЧ с попарно расстроенными
каскадами и резонансные кривые одной пары.
370

Настройка УПЧ с расстроенными тройками каскадов
представляет большие трудности по сравнению с другими схемами УПЧ.
На фиг. 14.44 приведена схема каскада с одиночным контуром
которая является типовой для схем УПЧ с одиночными контурами!
fi fz f3 fi fz f3
1-й
наснаЬ
2-й
наснад\\нй1ноЪ
Зй
\наснад\
rnr\
\ыаснад
3-й
наскаА
Первая трои на.
Вторая тройка.
-1.0
+ д/
Фиг. 14. 43. Скелетная схема широкополосного УПЧ с
расстроенными тройкам-и каскадов и резонансные кривые одной тройки.
В отличие от обычных схем резонансных усилителей схема
выполнена с параллельным питанием. Включение катушки L в сеточную
цепь ускоряет процесс восстановления усиления после воздействия
ТЖз%-Ф |±г
3— у
±
Фиг 14.44. Типовая схема каскада УПЧ, п
котором используется одиночный контур
сильных мешающих сигналов. Емкостью контура служат емкости
входа, выхода ламп и емкость монтажа. Параллельно
заградительному дросселю 1ДР включено сопротивление /?ш> при помощи
которого расширяется полоса пропускания. LUCH — развязывающие
фильтры в цепях накала ламп.
24*
371

Усилители с двумя связанными контурами в каждом каскаде
Эти усилители ничем не отличаются от обычных схем
усилителей с полосовыми фильтрами, рассмотренных в гл. VI. Такие схемы
обеспечивают наибольшую прямоугольность резонансной кривой и
значительное усиление на один каскад.
Типовая схема одного каскада усиления с двумя связанными
контурами приведена на фиг. 14. 45. Для расширения полосы
пропускания усилителя параллельно каждому контуру включены
сопротивления ШуНТОВ Rm\ И /?ш2.
В приемниках метрового и дециметрового диапазона нагрузкой
триодного или пентодного смесителя является, как правило, такая
Фиг. 14. 45. Типовая схема каскада УПЧ с двумя
связанными контурами.
же колебательная система, как и система, включенная в
последующих каскадах УПЧ. В этом случае преобразовательный каскад
можно рассматривать как усилительный каскад, входящий в общую
схему УПЧ и отличающийся от остальных каскадов лишь
крутизной характеристики и выходной емкостью лампы.
В широкополосных усилителях промежуточной частоты важное
значение приобретают устойчивости резонансной кривой и полосы
пропускания, а также стабильность коэффициента усиления.
Причиной неустойчивости этих параметров усилителя является
изменение междуэлектродных емкостей ламп при их замене.
При рассмотрении полосовых усилителей в гл. VI было указано
на возможность деформации резонансной кривой усилителя при
малых значениях емкостей контуров в случае замены ламп.
В широкополосных усилителях при больших значениях
промежуточной частоты (несколько десятков мегагерц) значения
емкостей колебательных контуров становятся малыми и в основном
определяются междуэлектродными емкостями ламп. Поэтому
замена ламп в таких усилителях может оказать заметное влияние на
параметры усилителей.
Из рассмотренных схем наивысшую устойчивость в отношении
стабильности усиления и устойчивости резонансной кривой
обеспечивает двухконтурная схема.
В радиолокационных приемниках применяются все
разновидности рассмотренных схем.
372

§ 82. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Смеситель
Фиг. 14.46. Схема двухконтурной
входной цепи УПЧ приемников
сантиметровых волн.
При рассмотрении блок-схем радиолокационных приемников
было установлено, что УПЧ в диапазоне сантиметровых волн
состоят из предварительного (ПУПЧ) и главного усилителей. По
своей схеме главный УПЧ ничем не отличается от схем УПЧ
приемников метровых и дециметровых волн, рассмотренных выше.
Предварительный же усилитель, являясь входным блоком УПЧ,
в основном определяет шумовые свойства приемника, что главным
образом и принимается во внимание при выборе его схемы.
Предварительный усилитель промежуточной частоты имеет
входную цепь, выполненную в виде
одноконтурной или двухконтурной
системы, и усилитель с низким
коэффициентом шума. Типовой схемой
первых двух каскадов ПУПЧ
является рассмотренная ранее схема
заземленный катод — заземленная сетка
(см. фиг. 14.26). Третьим и обычно
последним каскадом
предварительного усилителя промежуточной
частоты является каскад с кабельным
переходом, осуществляющий
передачу сигнала промежуточной частоты
к главному УПЧ.
Входная цепь, при помощи которой происходит передача
сигналов промежуточной частоты от кристаллического смесителя к
сетке первой усилительной лампы, выполняет роль согласующего
устройства. Правильный выбор схемы входной цепи и ее элементов
оказывает влияние не только на величину передаваемой энергии на
вход первой лампы, но и на коэффициент шума усилителя
промежуточной частоты. Этим требованиям в основном удовлетворяет
двухконтурная цепь, наиболее широко применяемая в современных
радиолокационных приемниках. Наиболее распространенным
видом такой цепи является схема со взаимоиндуктивной связью
между контурами (фиг. 14.46).
При использовании двухтактного преобразователя с
однонаправленным включением детекторов применяется схема фиг.
14. 37, а.
Двухконтурная входная цепь по сравнению с одноконтурной
позволяет получить более широкую полосу пропускания при том же
значении коэффициента шума, что является весьма важным для
широкополосного приемника. При использовании такой входной
цепи ее резонансная кривая является обычно несимметричной.
Несимметрия вызвана тем, что каждый из контуров шунтируется
разными по величине сопротивлениями выхода смесителя и входа
последующей лампы, а также вследствие разброса емкостей ламп.
Перейдем к рассмотрению каскада с переходным кабелем.
Схема широко применяющегося каскада такого типа показана на
373

фиг. 14.47. В анодной цепи лампы последовательно с катушкой
контура через разделительный конденсатор включен
высокочастотный кабель, посредством которого осуществляется передача
энергии высокой частоты от ПУПЧ к главному УПЧ. К выходу кабеля
присоединен входной контур первой лампы УПЧ. Для эффектив-
£\,
чн
Фиг. 14.47. Схема каскада с переходным кабелем.
ности передачи по кабелю энергии кабель должен быть нагружен
на сопротивление, равное волновому сопротивлению фидера, т. е.
Рф = #0*2,
где /?о*2 — эквивалентное резонансное сопротивление контура К2
с учетом шунтирования его сопротивлениями: шунта Иш
и входным /?вх лампы. Значение R0e2 можно найти
яз выражения (6.5). Условие согласования при этом
принимает следующий вид:
Рф= ^ .
#0*2 , #0*2 , ,
(14.36)
Я.
вх
R
Ш
Выполнение условия согласования достигается подбором
соответствующего значения сопротивления #ш:
Я
#0*2
ш
#0,2 #
(14.37)
0*2
РФ
#
— 1
вх
При этом собственные резонансные сопротивления обоих контуров
можно полагать равными Roe\=Roe2.
При рассмотрении резонансных свойств такого каскада следует
учитывать, что контур Ki шунтируется низкоомным волновым
сопротивлением кабеля, вследствие чего его полоса по сравнению
с полосой всего УПЧ расширяется в 3—4 раза. Это позволяет
заменить на эквивалентной схеме цепь вместе с контуром Кг
волновым сопротивлением кабеля рф. Получившаяся эквивалентная схе-
374

ма (фиг. 14. 48) представляет собой одиночный колебательный
контур, равноценный по своим резонансным свойствам каскаду с
кабельным переходом.
Эквивалентная добротность такого контура
Q9= п_„ Л , , ч . (14.38)
где
Q == Чс + ЧшхТ" ^м5
г о)
1
§L'
r*
u9Q
?,
♦
%
LJ
г—сопротивление активных
потерь в катушке, величиной которых
часто пренебрегают;
г0—сопротивление,
обеспечивающее необходимое значение
добротности Q3.
Для определения коэффициента
/Со усиления каскада найдем
выходное напряжение при резонансе:
Ток в параллельном контуре при резонансе равен: /K = Q3/a;
в свою очередь, анодный ток /=-£—£..
После соответствующих подстановок коэффициент усиления
будет
Фиг. 14.48. Эквивалентная схема
каскада с переходным кабелем.
*o-^=^Q^««fcv
и
(14.39)
g
На основании изложенных выше положений можно перейти
к рассмотрению расчета УПЧ. Расчет УПЧ приемников
сантиметровых волн заключается в определении коэффициента шума УПЧ,
расчета двухконтурной входной цепи и расчета самого усилителя.
§ 83. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА УПЧ ПРИЕМНИКОВ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Коэффициент шума УПЧ при использовании на входе усилителя
схемы заземленный катод—заземленная сетка зависит, как было
упомянуто в § 76, от шумов первого каскада. В свою очередь, шумы
первого каскада в значительной мере определяются элементами
входной цепи и режимами ее работы.
При оценке шумовых свойств УПЧ учитывают собственные
шумы входной цепи, шумы первой лампы, а также флуктуационные
шумы в выходном сопротивлении кристаллического
преобразователя. Применение двухконтурной входной цепи при выборе
соответствующей связи позволяет снизить до минимума шумы
кристаллического преобразователя на промежуточной частоте. Таким
образом, все шумящие элементы образуют шумовую цепь, показанную
на фиг. 14. 49 в виде эквивалентной схемы, которая для удобства
375

расчетов представляется схемой проводимостей. Для упрощения
анализа работы схемы вместо эквивалентного генератора напряже-
ния и его выхЬдного сопротивления используются эквивалентный
генератор тока и его выходная активная проводимость. Все
остальные активные сопротивления в схеме заменены активными прово-
димостями. В качестве входной цепи используется двух-
контурная резонансная система.
г~п
'К2
'вх
Фиг. 14.49 Эквивалентная шумовая схема входной цепи УПЧ.
На эквивалентной схеме фиг. 14.49 и в последующих расчетах
приняты следующие обозначения:
Ср С2, Z,p L2 — емкости и индуктивности контуров;
/пч —генератор тока преобразователя частоты;
Оп#ч = проводимость преобразователя частоты;
GKi =
1
^0*1
1
резонансная проводимость первого контура;
Ок2= резонансная проводимость второго контура;
Овх= входная! оводимость лампы первого каскада;
^вх
т=——коэффициент трансформации входной цепи.
Резонансной проводимостью первого контура GK\ по сравнению1
с проводимостью преобразователя частоты Gn.4 обычно
пренебрегают, так как выходное сопротивление преобразователя по
величине мало: -/?пчя^400 ом.
В соответствии с методикой X. М. Виленского, минимальное
значение коэффициента шума упомянутой цепи можно получить при
согласовании выходного сопротивления смесителя с входным
сопротивлением лампы и при условии, когда резонансная проводимость
второго контура Gk2 имеет определенное оптимальное значение
GK2 opt. Изложенные выше соображения определяют
последовательность расчета значения коэффициента шума.
Исходные данные
1. Тип лампы первого каскада.
2. Тип кристаллического смесителя.
376

Требуется определить
1. Оптимальное значение резонансной проводимости второго
контура входной цепи Gk2 0Pt.
2. Коэффициент трансформации входной цепи при
согласовании га?.
3. Минимальное значение коэффициента шума УПЧ Л/УПЧ.
Порядок расчета
1. Находим оптимальное значение резонансной проводимости
второго контура из условия получения минимального
коэффициента шума:
°-»=47*br-lV (,4"0>
*вх
где Rm — шумовое сопротивление первой лампы.
2. Из условия согласования определяем значение коэффициента
трансформации входной цепи:
уГЩ?«*. (14.41)
3. Находим минимальное значение коэффициента шума УПЧ
при выполнении условий согласования:
ЛГупч=2 + 8^/?шСвх. (14.42)
§ 84. РАСЧЕТ ДВУХКОНТУРНОЙ ВХОДНОЙ ЦЕПИ УПЧ ПРИЕМНИКОВ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
При расчете двухконтурной входной цепи необходимо таким
образом выбрать элементы ее контуров и связь между ними, чтобы
коэффициент шума УПЧ имел минимальное значение
(определенное в § 83). Помимо этого, входная цепь должна иметь заданную
полосу пропускания.
Исходные данные
1. Оптимальная величина резонансной проводимости второго
контура GK2oPt.
2. Коэффициент трансформации входной цепи при
согласовании тс.
3. Полоса пропускания 2AFBXU.
Требуется определить
1. Емкости контуров.
2. Индуктивности контуров.
3. Добротности контуров.
4. Оптимальный коэффициент связи.
5. Построить резонансную кривую и найти 2AFBXU.
377

Порядок расчета
1. Определяем полные емкости контуров из условия
обеспечения устойчивой полосы пропускания при замене лампы,
принимая допустимый разброс емкостей равным 0,1(СВЫХ + Свх2)
С> Свых + Свх2 -^-, (14.43)
105 2Д/7 ч
где S — коэффициент, учитывающий тип схемы. Для двухконтур-
ной цепи Я=0,4—0,5.
Принимаем С=С2. Определяем емкость контурного
конденсатора Ск из условия
Чс = ^2 (^вх2 + ^м2)>
где Свх2 — входная емкость первой лампы;
СЫ2 — 3—5 пф — емкость монтажа.
Полагая из конструктивных соображений, что емкость
контурного конденсатора См в обоих контурах выбирается одинаковой,
находим полную емкость первого контура:
Сг = Ск + Сси+Сми (14.44)
где Ссм^Ю пф — выходная емкость кристаллического смесителя;
См^2—3 пф — емкость монтажа.
2. Находим оптимальную собственную добротность второго
контура Q2oPt, соответствующую получению минимального
коэффициента шума УПЧ
Сгор^Яоггор^сА' (14.45)
где
/? - 1
^0*2 opt "~ n
uK2opt
3. Определяем эквивалентную добротность второго контура
с учетом шунтирующего влияния лампы:
Q* 1**-. (14.46)
#вх
4. Находим эквивалентную добротность первого контура с
учетом шунтирующего действия кристаллического смесителя:
Величина
Учитывая, что
п' ___ Roe) ^п.ч
Яре 4~ ^п.ч
*Mtei -^^п.ч»
378

получим
Откуда
Ql.-W?n.,- (14.47)
Следует отметить, что собственную добротность контура Qi при
конструктивном расчете катушек целесообразно принимать
равной Q2oPt.
5. Проверяем полосу пропускания входной цепи
^+—
2AFBS^f0^^y§^. (14.48)
Полученное значение не должно сильно отличаться от значения,
заданного в исходных данных.
6. Определяем индуктивности контуров:
1
0)2С2
7. Находим оптимальный коэффициент связи контуров,
необходимый для получения минимального значения коэффициента шума.
£opt= mf™ . (14.49)
§ 85. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ ПРИЕМНИКОВ
САНТИМЕТРОВЫХ ВОЛН
Задачей расчета является такой выбор числа каскадов и их
элементов, при котором УПЧ будет обладать необходимым усилением
и заданной полосой пропускания.
Как известно из теории усилителей, получение в
многокаскадном усилителе заданной полосы пропускания достигается при
условии, когда полосы пропускания каждого из его каскадов
превышают полосу всего усилителя. При этом увеличение числа каскадов
сопровождается расширением полосы каждого каскада. Расчет
УПЧ, основанный на этих положениях, представляет некоторые
трудности и в настоящее время используется редко.
Широкое практическое применение получил метод расчета,
предложенный М. Л. Волиным в его книге «Усилители
промежуточной частоты». Этот расчет основан на предположении, что
усилитель состоит из ряда каскадов, каждый из которых обладает таким
же усилением, каким обладал бы каскад с полосой, равной полосе
2AF всего усилителя. Усиление такого каскада будем в
дальнейшем называть единичным усилением. Величина единичного
усиления при одноконтурной системе определяется по формуле
/Сг1 = —. (14.50)
379

Для двухконтурного усилителя единичное усиление
Кг2= Д= , (14.51)
где Си С2 — соответственно емкости первого и второго контуров.
Коэффициент усиления я-каскадного усилителя определяется из
выражения
(14.52)
Здесь ф(п) представляет собой функцию, зависящую от вида
усилителя и от числа каскадов п. Значения функции ф(/г)
определяются по табл. 14. 5.
Таблица 14.5
Значения функции <р(/г) для расчета Д"0
Вид усилителя
Усилитель с
одиночными
контурами,
настроенными на одну
частоту
Усилитель с
попарно
расстроенными каскадами
Усилитель с
двумя связанными
контурами при
критической связи
Число каскадов п
1
1
—
1,4
2
2,5
1
3,2
3
7,7
—
8
4
30
2,5
22
5
130
—
68
6
550
8
200
7
2600
—
650
8
17 000
29
2000
9
89 000
—
7000
10
620 000
100
25 000
Следует отметить, что величина Кг для многокаскадной схемы
является условной и не характеризует действительное усиление
каскада. В случае необходимости действительное усиление одного
каскада можно подсчитать по формуле:
Кг
К=
]/>(")
(14.53)
Расчет резонансных кривых и их построение сводятся к
определению коэффициентов прямоугольности Кпол и /Спо,оь значение
которых приведены в табл. 14. 6.
В задачу расчета входит также определение эквивалентных
добротностей контуров, необходимых для получения заданной по-
380

Таблица 14.6
Значения коэффициентов прямоугольное™ /Спо,ь ^n0,oi
Вид усилителя
Усилитель с
одиночными контурами,
настроенными на
одну частоту
Усилитель с
попарно расстроенными
контурами
Усилитель с двумя
связанными
контурами при критической
связи

Коэффициент
прямоу-
гольности
^п0,1
^п0,01
^п0,1
^пОЮ1
^п0,1
^п0,01
Число каскадов п
1
10
100
—
—
3,2
10
2
3
4,83,75
16
3,2
10,0
2,2
4,0
9
—
—
4
3,4
7
2,2
4,0
5
3,2
6,1
—
—
6
3,1
5,6
1,95
3,0
7
8
9
3,0 2,94 2,92
5,1
—
—
4,9
1,85
2,70
4,7
—
—
l,95 1,85 1,78|l,76 1,72 1,72|l,71
3,0
2,7
2,5
2,4
2,3
2,2J2f17i
10
2,90
4,65
1,78
2,5
1,71
2,16
лосы пропускания. При определении Q3 удобнее пользоваться
понятием эквивалентного затухания
1
4-
Qs
Эквивалентное затухание контура
d3=d + dn +dRt ,
*вх
(14.54)
где d—-собственное затухание контура;
dR —затухание, вносимое шунтирующим действием входного
*вх
сопротивления лампы;
dR —затухание, вносимое сопротивлением шунта.
При использовании двухконтурной системы с одинаковыми
контурами эквивалентное затухание равно:
а) для первого контура
б) для второго контура
da = d + dp+d
вх
#ш2*
(14.55)
(14.56)
Здесь dR , 'dR vTdR. —затухания, вносимые сопротивлениями
шунтов #Ш1 и /?ш2 (см. фиг. 14.45) и
внутренним сопротивлением лампы Rr
При использовании пентодов величина
dR. мала и ею можно пренебречь.
381

Для определения сопротивлений шунтов находим
предварительно
dR=d,-d-dR. (14.57)
4U
<вх
Собственным затуханием контуров d при этом задаются в
пределах 0,01—0,05; dp определяют по формуле
свх
dp =■
1
а)0С7?вх
а эквивалентное затухание находят из выражения
d9 = dty(n)9
где ty(n) —коэффициент, зависящий от вида усилителя и
количества в нем каскадов. Значения г|?(я) приведены в табл. 14.7.
Таблица 14. 7
Значения функции ф(я) для определения эквивалентного затухания
контуров при постоянной полосе пропускания
Вид усилителя
Усилитель с
одиночными контурами,
настроенными на одну
частоту
Усилитель с попарно-
расстроенными
контурами
Усилитель с двумя
связанными контурами
при критической связи
Число каскадов п
1
1,0
—
0,71
2 3
!
1,56
0,71
0,88
1,96
—
0,98
4
2,30
0,88
1,09
5
2,58
—
1,16
6
2,89
0,98
1,22
7
3,10
—
1,25
8
3,33
1,09
1,29
9 10
3,55
—
1,33
3,78
1,16
1,37
Сопротивление шунта определяется по формуле
ЧШ
<*oCdR
(14.58)
Методика М. Л. Волина пригодна при расчетах усилителей,
состоящих не только из одинаковых каскадов, но и из некоторых
комбинаций разных каскадов, например, сочетания одноконтурных
и двухконтурных каскадов. В УПЧ приемников сантиметровых волн
такая комбинация каскадов находит широкое применение. В этом
случае каскады главного УПЧ являются двухконтурными, а
каскады ПУПЧ — одноконтурными. Напомним, что каскад заземленный
катод—заземленная сетка и каскад с переходным кабелем по
своим свойствам относятся к одноконтурным.
382

Если главный УПЧ состоит из одноконтурных каскадов, то все
каскады УПЧ являются одноконтурными и могут настраиваться на
одну частоту или на разные частоты.
Для усилителя, состоящего из П\ одноконтурных попарно
расстроенных каскадов и п2 двухконтурных каскадов значение
усиления определяется из выражения
*•—^г« <14-59>
<Р12 (Л)
где
In*
л, —I
,л„
?12(") = ЫЯк)]"К[?2(1Г
Здесь KrU Kr2 — соответственно единичное усиление
одноконтурных и двухконтурных каскадов;
nK=nx + 2n2 — общее количество контуров;
?i (^к) —значение функции по табл. 14.5 для усилителя
с попарно расстроенными каскадами (пк
принимается равным п)\
Ъ[—\~~ значение функции по табл. 14.5 для усилителя
с двумя связанными контурами ( —
принимается равным я).
Пример 14.2. Определить А'0 для схемы, состоящей из двух
одноконтурных и трех двухконтурных каскадов. Единичное усиление
Кп =5; /Сг2=12.
Решение
В соответствии с условиями Л] = 2; rc2 = 3; пк = 8. По табл. 14.5 находим
?i(n„) = *i(8) = 29;
92 (-у-) = 92 (4) = 22.
Определяем
л, 2л
I ^"2
<Pl2 («) = [?! ("к)]"*
Коэффициент усиления равен
лк =292;8.226/8 = 23,6.
К? \КпА 52-123
/Со = ——- = = 1820.
° Т12(л) 23,6
Необходимо отметить, что некоторые каскады усилителя, и
в первую очередь каскады ПУПЧ, могут выполняться по разным
схемам и на разных лампах. Поэтому каждый из них может
383

обладать разным единичным усилением. В этом случае при
расчете К0 значение Кпп заменяют произведением Кп К"п К"
каждая величина из которого подсчитывается для соответствующей
схемы каскада и типа лампы.
Рассмотрим последовательность расчета УПЧ.
Исходные данные
1. Полоса пропускания УПЧ.
2. Коэффициент усиления УПЧ.
Требуется определить
1. Типы ламп.
2. Эквивалентную добротность контуров.
3. Параметры контуров.
Порядок расчета
1. Выбираем типы ламп. Для первого каскада, выполненного по
схеме заземленный катод—заземленная сетка, рекомендуется
применять лампу 6Н14П. Для остальных каскадов обычно используют
пальчиковые пентоды типов 6Ж1П, 6Ж2П, 6ЖЗП, 6Ж4П и
сверхминиатюрный пентод 6Ж1Б.
2. Определяем емкости контуров таким же способом, как при
расчете входной цепи УПЧ (см. § 84). При этом значение
коэффициента, учитывающего тип схемы, выбирают в пределах:
а) для усилителя с одиночными контурами, настроенными на
одну частоту, 5=0,5—0,7.
б) для усилителя с попарно расстроенными каскадами Ь=
= 0,1—0,15;
в) для усилителя с двумя связанными контурами 3=0,4—0,5.
Значения емкостей определяются как для всех трех вариантов
схем на пентодах, так и для первого каскада на триоде.
3. Определяем единичное усиление
а) каскада по схеме заземленный катод—заземленная сетка
Si
К' —
п 2кС (2bF) '
где S\ — крутизна первой лампы каскада;
б) каскада с переходным кабелем
Л'! 2^F '
Эта формула получена из выражения (14.39) путем замены Q3
его значением Q =—°- ;
э 2 А/7
384

в) каскадов главного УПЧ Кг\ по формуле (14.50) для двух
вариантов схем с одиночными контурами и Кг2 по формуле (14. 51)
для схемы со связанными контурами.
4. Определяем общее усиление УПЧ для указанных вариантов
схем из табл. 14.5.
а) Для схемы с одиночными контурами, настроенными на одну
частоту
к кпкпкп
Здесь п — число всех каскадов (с учетом первых двух каскадов
ПУПЧ).
б) Для схемы с расстроенными парами каскадов общее
усиление определяется также по формуле (14. 60).
в) Для комбинированной схемы из одноконтурных и двухкон-
турных каскадов общее усиление рассчитывается по формуле
(14.59).
На основании полученных данных выбирают ту схему, которая
при минимальном числе каскадов обеспечивает усиление, близкое
к заданному.
5. Для выбранной схемы строим резонансную кривую УПЧ
путем определения значений коэффициентов прямоугольности по
табл. 14. 6.
6. Рассчитываем контуры УПЧ, для чего по табл. 14. 7 в
соответствии с выбранной схемой определяем эквивалентное
затухание d9y а затем по формулам (14.55) — (14.58) рассчитываем
сопротивления шунтов Яш. Для каскада с переходным кабелем
находим сопротивление г0 в соответствии с формулой (14. 38).
7. Находим индуктивности контуров по формуле
т, ч 2,53-ЮЮ
V ' Р(кгц)С{пф)
§ 86. ВИДЕОДЕТЕКТОРЫ
Видеодетектором называется каскад радиолокационного
приемника, в котором происходит преобразование импульсных сигналов
высокой частоты в сигналы видеочастоты. Иначе говоря, в
видеодетекторе радиоимпульсы преобразуются в импульсы постоянного
напряжения — видеоимпульсы (фиг. 14.50).
В видеодетекторах в качестве нелинейного элемента
используются электронные лампы и полупроводниковые диоды. Из
рассмотренных в гл. VII схем для видеодетектирования можно
применять анодное, катодное и диодное детектирование.
Наиболее широкое применение находит диодное детектирование.
При детектировании импульсных сигналов прямоугольной
формы наибольшее значение имеет сохранение формы огибающей
кривой продетектированного сигнала. С этой точки зрения наиболее
приемлемым является диодный детектор ввиду линейности его
детекторной характеристики в сравнительно широких пределах от
1—2 до десятков вольт. Но диодный детектор имеет и некоторые
25 Радиоприемные устройства.
385

недостатки. Так, он не обладает усилительными свойствами, как
анодный и сеточный детекторы, и его коэффициент передачи
напряжения меньше единицы. Входное сопротивление диодного
детектора незначительно, вследствие
U\
Радиоимпульсы
чего колебательная система
последнего каскада УПЧ
испытывает значительную нагрузку.
Для видеодетектирования
применяются однотактные и
двухтактные диодные
детекторы.
U
Видеоимпульсы
и видео-
Схема однотактного диодного
детектора
Импульсные сигналы
высокой частоты (фиг. 14.51)
снимаются с контура последнего
каскада УПЧ, катушка которого
L\ показана на схеме.
Нагрузкой диода является
сопротивление Rh, заблокированное по промежуточной частоте емкостью С.
Напряжение видеоимпульсов снимается на сетку последующего
каскада через фильтр L^C^, задерживающий колебания
промежуточной частоты. Перед сеткой лампы ограничителя включена
переходная цепь CgRg, предназначенная для пропускания видео-
Фиг. 14.50. Радиоимпульсы
импульсы.
нО~тгт/**^
'cxl
Фиг. 14.51. Схема однотактного диодного детектора.
импульсов малой продолжительности и задержания импульса
помех большой продолжительности. Остановимся более подробно на
форме импульса на выходе детектора, т. е на его нагрузке.
Процесс детектирования прямоугольного радиоимпульса
показан на фиг. 14. 52. На диод воздействуют колебания высокой
частоты, огибающая которых имеет прямоугольную форму. Для
упрощения полагаем, что статическая характеристика диода
идеализирована и проходит через начало координат. Следовательно,
при отсутствии сигнала ток через диод равен нулю. Под
воздействием высокочастотного напряжения происходит обычный процесс
детектирования с отсечкой тока и в анодной цепи возникают им-
386

пульсы тока высокой частоты. Первому импульсу анодного тока
соответствует наибольшее среднее значение тока /а0 через диод.
Этот ток идет только на заряд емкости, включенной параллельно
нагрузке 7?н, а ток, протекающий через нагрузку, в это время равен
нулю. При последующих импульсах на заряд конденсатора идет
только часть продетектированного тока, другая же часть тока
проходит через сопротивление и создает на нем смещение, которое
сдвигает рабочую точку влево. Через интервал времени tn в системе
установится равновесие, конденсатор полностью зарядится и весь
Среднее
значение тона
через диод
Тон через сопро-
тивпение я
' н ^*
i Тон разряде.
Фиг. 14.52. Процесс детектирования
импульса.
прямоугольного радио-
ток диода будет проходить через сопротивление RH. Время
нарастания импульса в основном определится постоянной времени X\=Ri.dC.
После прекращения импульса на входе начнется разряд
конденсатора С через сопротивление RK, вследствие чего ток, протекающий
через сопротивление /?н, спадает не сразу, а в течение времени
разряда конденсатора. Время спада импульса определяется
постоянной времени T2 = RnC.
Таким образом, видеоимпульс будет отличаться от
радиоимпульса менее крутым передним фронтом и более пологой формой
заднего фронта. Для видеодетектирования следует применять
диоды с малым внутренним сопротивлением Ri.d и незначительной
емкостью анод—катод. Из электронных ламп этим требованиям
удовлетворяет двойной диод 6Х2П.
Схема двухтактного диодного детектора
Отличие этой схемы (фиг. 14. 53) от однотактной схемы
заключается в применении симметричного входного трансформатора и
двух диодов. Достоинство двухтактной схемы в основном сводится
к значительному снижению напряжения промежуточной частоты
на выходе детектора. Действительно, первые гармоники токов про-
25*
387

межуточной частоты с каждого плеча схемы проходят через
нагрузку в противоположных направлениях и взаимно компенсируются
Двухтактная схема характеризуется более высоким входным
сопротивлением.
Недостатками схемы являются сложность выполнения и
меньшее значение коэффициента передачи напряжения по сравнению
с однотактной схемой.
Полупроводниковый диод, применяемый для
видеодетектирования, образуется контактной парой элемента германия с
приваренной к нему вольфрамовой пружинкой.
1
£
\ Чм
— т
'сх.
/?,
Yy
U
Фиг. 14.53. Схема двухтактного диодного детектора.
Применение германиевых полупроводниковых диодов
обусловливается тем, что по сравнению с кремниевыми
полупроводниковыми диодами они выдерживают большее обратное напряжение.
Кроме того, преимуществом полупроводникового диода перед
вакуумным диодом является малое значение междуэлектродной емкости
и малые размеры диода.
§ 87. РАСЧЕТ ОДНОТАКТНОГО ВИДЕОДЕТЕКТОРА
В основу расчета положена методика Л. С. Гуткина.1
Исходные данные
1. Длительность импульса ти.
2. Напряжение на входе детектора (Ув*.
3. Время нарастания импульса в детекторе ttid.
4. Промежуточная частота /щ>.
5. Эквивалентное резонансное сопротивление контура УПЧ R'Cei
учитывающее шунтирующее действие детектора.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Значение элементов схемы С, /?н, Au>, Cs, Rg (см. фиг. 14. 51).
3. Коэффициент передачи детектора Ка.
4. Входное сопротивление детектора Rd Bx.
5. Напряжение на выходе детектора Udl
вых*
1 См. п. 37 списка литературы.

Порядок расчета
1. Выбираем тип лампы по табл. 14. 8.
Таблица 14.8
Тип лампы
6X6 (одна
половина)
6Х2П (одна
половина)
6Н15П (одна
половина; анод
соединен с сеткой)
Саз
(анод —
земля)
пф
4,6
3
3,2
кэ
(катод —
земля)
пф
3,9
2
3,4
^ан
(анод —
катод)
пф
4
3,8
2,4
(при UBXxz3e)
ом
500
300
150
2. Определяем величину емкости С, блокирующей нагрузку, из
условия, чтобы напряжение высокой частоты подводилось
непосредственно к диоду. Для этого емкость С не должна быть
соизмерима с емкостью анод—катод диода Сак:
с>\осгк.
3. Находим сопротивление нагрузки из условия обеспечения
достаточной крутизны заднего фронта импульса, обусловленного
разрядом конденсатора С через сопротивление /?н:
Я-<;
ted
2,2С
(14.61)
При этом время спада импульса полагаем ^с^<0,2ти.
4. По графику фиг. 14.54 определяем величину cos9y (здесь
9у — установившееся значение угла отсечки), для чего
предварительно вычисляем отношение Ri/RH.
5, Находим входное сопротивление детектора при
установившемся режиме по формуле
*н (14.62)
R
d вх
2 cos 0У
6. Определяем необходимое резонансное сопротивление контура
предшествующего каскада, при котором эквивалентное
сопротивление контура соответствует заданной величине R'0e'.
Г\По
R
х0е
0е_
(14.63)
1 —■
0е
Rd
вх
388

По значению Roe находим собственное затухание контура
а= 1 ,
значение которого должно быть конструктивно выполнимым.
Если значение d слишком мало, то его следует увеличить путем
изменения параметров контура.
7. Определяем время нарастания импульса
[щ+Ч1-Шсо$ь'- (,4-64>
t
Hd
5С
Полученное значение tHd не должно значительно отличаться от
заданного. Если оно окажется намного меньше заданного, то целе-
°>*
Dfi
пи
Jy
' о
002
ОМ
0,06
0,08 0,1 RC/RH
Фиг. 14.54. График зависимости cos 0y от
отношения Ri/R.
сообразно увеличить емкость С, увеличивая одновременно
сопротивление RH в соответствии с формулой (14. 61). Если полученное
значение tHd превышает заданное, то рекомендуется или уменьшить
сопротивление нагрузки детектора /?„, или ввести неполную связь
предыдущего каскада с детектором. Для решения вопроса о том,
какой из этих методов является более правильным, находим
критическое значение параметра включения детектора
™кр =
v
(14.65)
Гвх
Если wKp<l, то следует применить неполное включение.
При помощи формулы (14. 64) определяем новые значения
времени нарастания при различных значениях т вплоть до т
==т
кр. При этом вместо величины R'Qe подставляем Rn0e = tn2R'Qe.
Независимо от того, каким 'путем было осуществлено
уменьшение tHd, необходимо скорректировать значения ранее полученных
величин cos 6V, /?.__ и /?,
у» 'Мвх
Ч)£«
390

8. Определяем коэффициент передачи детектора
Kd = m cos ey. (14.63)
9. Находим напряжение на выходе детектора
UdB^-KdUn. (14.67)
10. Находим индуктивность дросселя фильтра
b-nkZ' <14-68>
где / — резонансная частота дросселя
/ = (0,5-ь0,7)/пр;
СдР — собственная емкость дросселя, равная ориентировочно *
2—4 пф.
11. Определяем значение элементов переходной цепи.
Сопротивлением Rs следует задаться в пределах 0,3—1 Мом.
Тогда емкость можно определить из выражения
Здесь G — допустимы^ спад плоской части импульса, значение
которого находится в пределах 0,05—0,2.
12. Находим входную емкость детектора
§ 88. АВТОМАТИЧЕСКОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ В РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКАХ
Автоматическое регулирование усиления
В гл. XII были рассмотрены вопросы автоматического
регулирования усиления при приеме станций, работающих в режиме
непрерывного излучения.
Автоматическое регулирование усиления в импульсных
приемниках отличается некоторыми особенностями. При импульсной
работе передатчика полезный сигнал в приемнике возникает в течение
относительно малого времени, величина которого определяется
скважностью импульсного передатчика. В промежутках между
импульсами полезного сигнала на вход приемника могут поступать
мешающие сигналы с частотой, равной частоте сигнала, и с
амплитудами, имеющими одинаковые значения, или даже
превышающими амплитуды полезных сигналов. Поэтому схема 'АРУ в
импульсных приемниках должна быть выполнена таким образом, чтобы
она срабатывала только от амплитуды полезных сигналов. Для
этого в цепь АРУ вводят специальную цепь временной селекции,
позволяющую выделить из ряда приходящих сигналов полезные
сигналы принимаемой станции и направить их в цепи АРУ.
391

На фиг. 14. 55 показана блок-схема радиолокационного
приемника с АРУ, в которой используется временной селектор.
Предположим, что на вход импульсного приемника поступают
одновременно полезный сигнал и сигнал помехи. Если
интенсивность помехи значительно меньше интенсивности сигнала, то
влияние ее можно устранить обычным ручным регулированием. Если
Вход
Смеси -
тепь
упч
упч

гетеродин
упч
Второй
детемтор
Времен-
Н ной
селектор
Шрадпя-
ющая
схема
Фиг. 14.55. Блок-схема АРУ с временной селекцией.
if
III
Т1
1
1
I
lii
:Р
i
Liiili
1
i
же интенсивность помехи непрерывного действия превышает
интенсивность полезного сигнала, то схему АРУ следует изменить таким
образом, чтобы при приеме полезного сигнала в приемнике
сохранялось высокое усиление, а при приеме помехи величина усиления
резко уменьшалась.
Легко видеть, что влияние помехи
непрерывного или длительного действия можно наблюдать
лишь в том случае, когда разница между
промежуточной частотой, возникающей при приеме
полезного сигнала, и промежуточной частотой,
возникающей при приеме помехи, находится в
пределах полосы пропускания.
При одновременном приеме полезного сигнала
и помехи возникают биения, огибающая которых
будет сохранять и форму помехи и форму
полезного сигнала.
На фиг. 14. 56 показаны полезный сигнал,
сигнал помехи и результирующие колебания,
воздействующие на цепь приемника.
Если цепь АРУ сработает от помехи, то
усиление приемника упадет, и прием полезного сигнала
на выходе приемника станет невозможным
(фиг. 14.57). Для устранения этого явления на
вход регулируемого каскада подается
дополнительное отрицательное смещение, сдвигающее рабочую точку лампы
таким образом, чтобы на выходе можно было сохранить форму
огибающей полезного сигнала (фиг. 14.58). Такие схемы называются
схемами с мгновенным действием автоматического регулирования
усиления (МАРУ).
На фиг. 14. 59 приведена схема МАРУ с использованием метода
подачи обратного отрицательного смещения. Цепью МАРУ
охвачены два кабкада УПЧ. Напряжение с выхода второго каскада
подается на вход детектора, дающего на выходе напряжение
отрицательной полярности. Это напряжение подается на сетку лампы Л4
Фиг. 14.56.
Диаграммы
напряжений сигнала и
помехи.
392

А ^вых
- ~~—:
\ -~"
LbHrErr^
V
1 ~ '
и
ш.шшшшяшттсгя!£~'^^?? —
Ц*
А^вых
iW^iilfei
Фиг. 14.57. Диаграмма приема сигнала и помехи при
обычном АРУ.
Фиг. 14.58. Диаграмма приема сигнала и помехи при МАРУ.

катодного повторителя. Дополнительное отрицательное смещение
снимается с нагрузки катодного повторителя и вводится в цепь
сетки лампы JIh
Фиг. 14.59. Схема МАРУ.
Дополнительное отрицательное смещение можно вводить не
только в цепь сетки лампы УПЧ предыдущего каскада, но и в цепь
сетки каскада, связанного с детектором.
Автоматическая подстройка частоты
Рассмотрим некоторые особенности автоматической подстройки
частоты импульсных радиолокационных приемников.
Радиолокационные приемники предназначаются или для приема
отраженных сигналов, излучаемых передатчиком своей
радиостанции, или для приема сигналов радиомаяка.
При автоматической подстройке частоты в первой группе
приемников должна поддерживаться постоянная разность между
частотами передатчика и гетеродина.
При автоматической подстройке частоты во второй группе
приемников необходимо сохранять постоянство частоты местного
гетеродина.
Если приемник предназначен для приема и отраженных
сигналов и сигналов радиомаяка, то в его схеме должны быть
предусмотрены элементы, позволяющие решать каждую из этих задач.
Выше уже были рассмотрены основные блок-схемы
радиолокационных приемников с каналами автоматической подстройки
частоты- Схема одноканальной подстройки частоты (см. фиг. 14. 13)
в настоящее время уже устарела и применяется крайне редко.
Двухканальная схема автоподстройки частоты (см. фиг. 14. 14)
является основной схемой современных приемников, принимающих
отраженные сигналы зондирующих импульсов.
394

Принцип действия устройства автоматической подстройки
частоты приемников сантиметрового диапазона основан на
использовании зависимости частоты клистронного гетеродина от величины
отрицательного напряжения U0T на отражателе.
От величины напряжения на отражателе U0T зависит не только
частота, но и мощность генерируемых клистроном колебаний. На
фиг. 14. 60 приведена диаграмма зависимости отклонения рабочей
частоты клистрона и его мощности от величины напряжения на
отражателе. При значительных отклонениях частоты колебаний
полезная мощность клистрона заметно уменьшается, поэтому рабочее
напряжение на отражателе L/0T jj6
+ Af выбирают таким образом, чтобы
при изменении частоты клистрона
в необходимых для автоматичес-
Ми
строи
4/£ Г
л.
R,
тк±*
Фиг. 14.60. Диаграмма зависимо- Фиг. 14.61. Схема автоматического регу-
сти частоты и мощности клистро- лирования частоты клистрона-гетеродина
на от напряжения на отражателе. с усилителем постоянного тока.
кой подстройки пределах величина полезной мощности изменялась
бы не более чем на 50,э/о.
На фиг. 14. 61 показана упрощенная схема автоматического
регулирования частоты клистрона-гетеродина. Отрицательное
напряжение на отражателе клистрона слагается из напряжения,
снимаемого с сопротивления /?2, и падения напряжения на сопротивлении
анодцой нагрузки R& лампы Л\. Лампа Л\ работает как усилитель
постоянного тока. Управляющая сетка лампы Л\ непосредственно
связана с выходом детектора. Поэтому любое изменение
напряжения на выходе детектора вызовет изменение потенциала первой
сетки лампы Ли а следовательно, и величины падения напряжения
на сопротивлении анодной нагрузки #а.
Элементы схемы каскада и режим работы лампы Л\ выбирают
таким образом, чтобы изменение падения напряжения на
сопротивлении /?а оказалось достаточным для управления частотой
гетеродина в заданных пределах.
395

Надежность действия канала автоматической подстройки
частоты зависит как от пределов регулирования частоты гетеродина, так
и от скорости регулирования. Если скорость изменения частоты
передатчика меньше скорости срабатывания канала
автоподстройки, то уход частоты передатчика даже в широких пределах будет
своевременно компенсироваться влиянием автоподстройки. Если же
скорость изменения частоты передатчика превышает скорость
срабатывания канала автоподстройки частоты, то канал сможет
выполнять свои функции лишь при сравнительно небольших по
величине отклонениях частоты. Поэтому в современных приемниках
сантиметрового диапазона применяют так называемые «ищущие»
системы автоподстройки частоты, в которых частота клистронного
генератора все время периодически изменяется в некоторых
пределах. Пределы изменения этой частоты обычно выбирают больше
возможных отклонений частоты передатчика, а скорость изменения
частоты клистронного генератора меньше возможной скорости
отклонения частоты зондирующих импульсов.
Такой режим работы клистронного генератора можно создать
путем подачи на отражатель дополнительного пилообразного
напряжения поиска, получаемого от специального поискового
генератора.
Управляющие импульсы, получаемые на выходе частотного
детектора, используются для воздействия на работу генератора
пилообразного напряжения. Под влиянием управляющих импульсов
обычно уменьшаются и период и величина пилообразного
напряжения, получаемого от поискового генератора.
При значительном расхождении между разностной частотой
/г—/в и промежуточной частотой приемника частота гетеродина
сравнительно медленно изменяется в широких пределах. Как
только расхождение между разностной частотой и промежуточной
частотой во время такого качания частоты гетеродина окажется
минимальным, медленное изменение частоты гетеродина
превращается в быстрое, причем в значительно меньших пределах,
необходимых для получения рабочего значения промежуточной частоты
и надежного приема сигналов.
Новое случайное отклонение разностной частоты вызывает в
системе процесс нового плавного поиска необходимой частоты
гетеродина.
На фиг. 14. 62 показана схема поискового автоматического
регулятора частоты с фантастронным генератором напряжения поиска.
Рабочее напряжение на отражателе клистрона устанавливается
при помощи потенциометра R\. Одновременно с отрицательным
напряжением Uq через сопротивление /?з на отражатель подается
пилообразное напряжение, которое снимается с анодной нагрузки
лампы Л2. Лампа Л2 работает в режиме фантастронного
генератора. Управление периодом колебания и амплитудой выходного
напряжения генератора осуществляется при помощи положительных
импульсов, снимаемых с анодной нагрузки /?ai лампы Л\. С возник-
396
*

новедием на сопротивлении /?ai положительных импульсов диод Л3
открывается и на сопротивлении 7?5 возникает отрицательное на-
п/
I Т I°i
Фиг. 14. 62. Схема поискового автоматического регулятора частоты с фанта-
строном.
пряжение, которое через сопротивление /?4 подается на
управляющую сетку лампы «/72, изменяя режим ее работы.
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
1. Радиолокационные приемники работают в диапазоне
сверхвысоких частот и предназначены для приема слабых импульсных
сигналов, отраженных от объекта.
2. Радиолокационные приемники характеризуются широкой
полосой пропускания, необходимой для приема импульсных сигналов
малой длительности и прямоугольной формы.
3. Чувствительность радиолокационных приемников в
диапазоне СВЧ ограничивается внутриприемными шумами, наличие
которых маскирует полезный сигнал на экране индикатора.
4- Супергетеродинная схема является основной схемой
радиолокационных приемников. По особенностям схемы и
конструктивного выполнения принято различать приемники метровых и
дециметровых волн и приемники сантиметровых волн.
5. В радиолокационных приемниках используется
автоматическая подстройка частоты (АП), применение которой обусловлено
нестабильностью частоты передатчика или гетеродина приемника.
6. Задачей входных цепей приемников метровых и
дециметровых волн, как их первых элементов, является не только усиление
принятого из антенны сигнала, но и обеспечение наибольшего
превышения уровня полезного сигнала над уровнем шумов. Это дости-
397

гается последовательным согласованием антенны с фидером и
фидера со входом приемника.
7. Усилители сверхвысоких частот, как и входные цепи, должны
обладать минимальной величиной собственных шумов.
Наименьшие собственные шумы имеет схема усилительного каскада на
триоде с заземленной сеткой.
8. Для преобразования частоты в диапазоне метровых и
дециметровых волн применяются пентодные, триодные и диодные
смесители.
9. В сантиметровом диапазоне для преобразования частоты
используются полупроводниковые диоды.
10. Усилители промежуточной частоты радиолокационных
приемников характеризуются широкой полосой пропускания и большим
коэффициентом усиления.
11. Преобразование радиоимпульса в видеоимпульс
осуществляется видеодетектором. Из существующих схем детектирования
основное применение находит схема диодного детектора.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Каковы отличительные особенности радиолокационного приемника?
2. Что представляет собой спектральный состав прямоугольного
видеоимпульса и от чего он зависит?
3. Каким образом можно представить спектральный состав импульса
высокой частоты?
4. От чего зависит полоса пропускания радиолокационного приемника?
5. На какой параметр приемника оказывают влияния внутриприемные
шумы?
6. Что называется предельной и реальной чувствительностью приемника?
7. Что называется входным сопротивлением лампы и от чего оно зависит?
8. В чем сущность явления инерции электронов и как это явление влияет на
работу лампы?
9. Какие меры следует принять для повышения входного сопротивления нз
сверхвысоких частотах?
10. Какие факторы ограничивают применение контуров с сосредоточенными
параметрами на СВЧ?
11. Чем отличаются схемы приемников в диапазонах метровых,
дециметровых и сантиметровых волн?
12. Каково назначение входных цепей радиолокационных приемников?
13. Что ограничивает применение усилителей на СВЧ?
14. Назовите основные свойства усилительного каскада с последовательной
индуктивностью?
15. Какими причинами вызвано применение каскада на триоде с
заземленной сеткой и в чем заключаются его достоинства?
16. Какие основные схемы и лампы применяются для преобразования
частоты?
17. Почему в сантиметровом диапазоне применяются кристаллические
смесители?
18. Чем отличаются кристаллические смесители в приемниках десяти- и
трехсантиметрового диапазонов?
19. Какие схемы и лампы применяются для гетеродинов сверхвысоких
частот?
20. Каковы основные свойства двухтактного преобразователя частоты?
21. Какие схемы обеспечивают широкополосное усиление промежуточной
частоты?
22. Почему УПЧ приемников сантиметровых волн отличается от УПЧ
приемников метровых и дециметровых волн?
398

23. Что такое видеодетектирование? При помощи каких схем оно
осуществляется?
24. Какие элементы диодного детектора вызывают искажение
прямоугольной формы видеоимпульса?
ЗАДАЧИ
14.1. Определить величину предельной чувствительности приемника Рс.пр^
если известно, что коэффициент шума N = 13 дб, полоса пропускания
2^F = 1 Мгц и Т = 300° К.
Ответ: Яс.пр = 8,3-10-" мет.
14.2. Определить максимальный коэффициент передачи входной цепи,
если входное сопротивление лампы RBX = 1500 ом, /?А = 50 ом.
Ответ: А'тах = 2,74.
14.3. Найти эквивалентную добротность входной цепи, если известно, что
/?вх == 15С0 ом, р = 150 ом.
Ответ: Q9 = 5.
14.4. Определить максимальный коэффициент усиления каскада,
работающего на лампе 6Ж1П, если сопротивление анодной нагрузки #а = 3000 ом
и частота / = 200 Мгц.
Ответ: Д:тах —6.
14.5. Найти полосу пропускания каскада при М = 0,7 и по данным задачи
14.4 при оптимальном включении контура со стороны сетки. Емкости:
Свх = 4 пф; СВЬ1Х = 2 пф; См = 8 пф.
Ответ: 2Д/7 = Ю Мгц.

Глава XV
ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ
§ 89. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯХ
Видеоусилителями называются устройства, предназначенные
для усиления сигналов, спектр частот которых находится в
пределах от звуковой частоты до частоты в несколько мегагерц. В
отдельных случаях полоса частот видеоусилителя может
простираться до нескольких десятков и даже сотен мегагерц.
Необходимость введения в схему радиоприемника
видеоусилителя возникает при приеме импульсных сигналов в
радиолокационной технике и технике современного высококачественного
телевидения с большим числом элементов разложения передаваемого
изображения. В радиолокационных приемниках видеоусилитель
включается между детектором и трубкой индикатора, в приемниках
же телевизионных сигналов — между детектором и трубкой,
воспроизводящей полезные сигналы изображения.
Помимо широкой полосы частот видеоусилители должны иметь
минимальные фазовые искажения, так как органы зрения весьма
чувствительны к изменению фазовых соотношений между
составляющими сложного сигнала светового раздражения.
Оценка электрических свойств видеоусилителя производится как
по частотной и фазовой характеристикам, так и по форме
импульсов, возникающих на экране трубки при приеме импульсных
сигналов. Если на вход видеоусилителя подать импульсные сигналы
прямоугольной формы (фиг. 15. 1), то на экране трубки, вследствие
вносимых усилителем искажений возникнут импульсы, форма
которых будет отличаться от прямоугольной.
Для оценки различия реальной формы импульса от идеальной
прямоугольной используются следующие параметры,
характеризующие форму импульса (см. фиг. 15. 1):
1) время нарастания импульса 4;
2) время спада импульса tc\
3) величина верхнего выброса Д£/в;
4) величина нижнего выброса AJ7„;
5) величина спада плоской части импульса AUC (фиг. 15.2).
Временем нарастания импульса tH называется промежуток вре-
400

мени, в течение которого напряжение на выходе усилителя
возрастает от 10 до 90'% от напряжения UQ установившегося режима
при скачкообразном изменении входного напряжения на величину
ВЫЛ
Фиг. 15.1. Прямоугольный импульс и его
параметры.
[+Uux. Общее время нарастания в многокаскадном видеоусилителе
зависит как от времени нарастания импульса в одном каскаде, так
и от числа каскадов. Чем^ ц
больше число каскадов,'
тем значительнее общее
время нарастания.
Временем спада
импульса tc называется
промежуток времени, в
течение которого напряжение
на выходе усилителя
спадает от 90 до 10Vo от
напряжения Uc
установившегося режима при
скачкообразной подаче на вход
отрицательного,
напряжения—£/вх. Время
нарастания tH и время спада
Фиг
15.2. Прямоугольный импульс большой
длительности.
tc
примерно равны
обычно бывают
Величина верхнего выброса АС/В характеризует превышение
переднего фронта импульса над напряжением сигнала
установившегося режима.
26 Радиоприемные устройства.
401

Оценка верхнего выброса напряжения обычно производится
относительной величиной Яв, выражаемой в процентах
ов = —М00°/о.
Величина нижнего выброса Д(/„ характеризует образование на
выходе усилителя отрицательного напряжения, наблюдаемое в
некоторых схемах видеоусилителей после скачкообразного
прекращения действия на входе положительного напряжения.
Интенсивность нижнего выброса обычно принято оценивать
относительной величиной 8К, также выражаемой в процентах
^с
Величина спада плоской части импульса AU0 характеризует
процесс уменьшения выходного напряжения на протяжении действия
входного прямоугольного импульса. Величина спада тем
значительнее, чем больше продолжительность импульса. Количественная
оценка явления спада плоской части импульса производится по
значению относительной вел 1чины спада 8, численно равной
5 = —с100°/0.
Требования, предъявляемые к видеоусилителям
Предъявляемые к видеоусилителям требования зависят от
области применения и целевого назначения видеоусилителей.
Наряду с требованиями, предъявляемыми техническими
условиями, к видеоусилителям предъявляются следующие основные
требования.
1) Напряжение, получаемое на выходе усилителя, не должно
выходить за пределы минимальных и максимальных значений,
заданных техническими условиями.
2) Время нарастания и спада прямоугольного импульса на
выходе усилителя не должно превышать заданных значений.
3) Нижний и верхний выбросы напряжения на выходе
усилителя должны быть минимальными.
4) Спад выходного напряжения при прохождении импульса
наибольшей длительности должен быть не больше оговоренного
в технических условиях.
5) Режимы работы ламп усилителя и трубки индикатора во
время пауз между импульсами не должны заметно отличаться от
режима покоя.
6) Изменения электрических свойств усилителя, вызываемые
заменой в нем ламп, не должны превышать значений, допускаемых
техническими условиями.
Рассмотрим подробнее некоторые из этих требований.
402

1. Допустимые пределы изменения выходного напряжения от
минимального Umin до максимального (/тах зависят от вида трубки
индикатора.
В трубках с яркостной отметкой управляющее напряжение
изменяется обычно не более чем в два раза и лежит в пределах от
£Лшп = 20 в до (/тах=40 в.
В трубках с амплитудной отметкой при полном использовании
поля экрана трубки значения минимальных и максимальных
напряжений находятся обычно в пределах от 20—50 в (Umin) до 100 в
((/max).
Таким образом выходное напряжение сигнала должно
изменяться не более чем в 2—5 раз.
Величина входного напряжения усилителя, получаемого с
выхода детектора, обычно изменяется в более широких пределах (в
десятки и даже сотни раз). Поэтому для устранения перегрузки
каскадов усилителя и нарушения режима работы трубок индикатора
входной каскад видеоусилителя обычно работает в режиме
ограничения сигнала по амплитуде. Ограничение амплитуды выходного
напряжения достигается использованием во входном каскаде
такого режима работы, при котором амплитудная характеристика
каскада (/Вых=F(Uвх), начиная с некоторого значения величины
входного напряжения, имеет резкий завал. Амплитудная
характеристика такого каскада показана на фиг. 15.3. При изменении
входного напряжения до значения U0 выходное напряжение
изменяется пропорционально входному напряжению.
При входном напряжении, равном (/0, выходное напряжение
достигает максимального значения £/ВЦх max, а затем с увеличением
входного напряжения возрастает весьма незначительно. Знание
формы амплитудной характеристики позволяет сформулировать
требования, предъявляемые к допустимому минимальному
значению напряжения на входе каскада, получаемого с выхода
детектора. Выше было указано, что в трубках с яркостной отметкой
значения максимального и минимального управляющих
напряжений отличаются не более чем в два раза. Если для получения
максимального выходного напряжения требуется подача на вход
напряжения, равного (/о, то для получения на выходе напряжения,
в два раза меньшего, требуется подать на вход напряжение не
менее чем
Для трубок с амплитудной отметкой, в которых максимальное и
минимальное управляющие напряжения отличаются в 2—5 раз,
величина минимального входного напряжения находится в пределах
Если с выхода детектора снимается напряжение отрицательной
полярности, то ограничение выходного напряжения осуществляется
простым запиранием анодной цепи лампы.
26*
403

На фиг. 15.4 приведена схема каскада ограничителя, а на
фиг. 15. 5 — диаграмма его работы.
При отсутствии сигнала напряжение на сетке лампы Eg=0.
В таком режиме анодный ток максимален и равен току покоя /0.
На вход каскада с выхода детектора подаются импульсы
отрицательной полярности. Когда входное отрицательное напряжение
достигнет значения f/o, анодная цепь лампы запрется и значение
анодного тока упадет до нуля. Одновременно с этим уменьшится до
нуля напряжение на сопротивлении анодной нагрузки R& и
напряжение на аноде лампы достигнет наибольшего значения, равного
Фиг. 15.3. Амплитудная характери- Фиг. 15.4. Схема каскада ограничителя,
стика каскада ограничителя.
напряжению на выходе фильтра /?фСф . Если даже величина
отрицательного напряжения на входе лампы будет продолжать
возрастать, то напряжение на аноде запертой лампы в пределах всей
продолжительности импульса будет практически неизменным.
Поэтому как бы не увеличивалось входное отрицательное напряжение,
величина выходного импульса напряжения будет постоянной.
2. Общее время нарастания tH и спада tc импульса на выходе
усилителя обычно составляет не более одной десятой части
продолжительности импульса.
L
^с.обш — 0,1т*
^н.общ "w' ''с.общ"
Время нарастания и спада импульса может быть и меньше этой
величины. Продолжительность этого времени, как будет показано
далее, зависит от сопротивления анодной нагрузки R& и
распределенной емкости каскада С0.
3. Появление верхнего и нижнего выбросов напряжения
импульса объясняется наличием в схеме элементов с сопротивлением
реактивного характера и явлением перепада плоской части импульса
(отрицательный нижний выброс). Если в схеме отдельных
каскадов имеются элементы с емкостным и индуктивным
сопротивлениями, то в образующейся колебательной цепи могут возникать неста-
404

ционарные процессы, напряжения которых складываются с
напряжением импульса. Величина выбросов напряжения не должна
превышать 10о/о от установившегося напряжения полезного сигнала.
4. Явление спада напряжения плоской части импульса (см.
фиг. 15.2) наблюдается главным образом при прохождении через
каскад импульсов большой длительности. Изменение величины
выходного напряжения в пределах длительности импульса может
изменить яркость свечения трубки. Спад напряжения на выходе
одного из предыдущих каскадов может вызвать отрицательный
(нижний) выброс напряжения в последующих каскадах и тем са-
Y'
1
i
''а'
i^*~ ^0 "*""
i /
0
-^^_
'а1
0
i
•
^^о
"н
а
Е
_ L
Га
-
—»
t
Фиг. 15.5. Диаграмма работы ограничителя.
мым нарушить режим работы трубки индикатора. Спад
напряжения на выходе усилителя вызывается, как правило,
недостаточностью постоянных времени: цепи связи, цепей экранирующей сетки
и участка RKCK подачи напряжения автоматического смещения на
сетку лампы. Чем больше постоянные времени:
переходной цепи
цепи экранирующей сетки лампы
участка подачи напряжения автоматического смещения
тем меньше спад напряжения.
Если постоянная времени тэ невелика, то при прохождении
длительного импульса блокировочный конденсатор С$ начнет
разряжаться через сопротивление /?/э, а напряжение на экранирующей
сетке и величина анодного тока будут уменьшаться, что приведет
405

к спаду выходного напряжения. При малой постоянной времени тк
конденсатор цепи автоматического смещения быстро заряжается
и на участке цепи автоматического напряжения смещения
образуется напряжение отрицательной обратной связи. Это приводит
к уменьшению величины напряжения между сеткой и катодом, а
следовательно, к снижению величины анодного тока и спаду
напряжения на выходе.
Для получения
минимального спада напряжения значения
емкости конденсаторов Сб и Ск
выбирают исходя из следующих
соотношений:
е6>
umax
1
Ri
(15.1)
Фиг. 15.6.
Схема диодного
теля покоя.
восстанови-
ск>
*-тах
£ (15.2)
где ттах —наибольшая продолжительность импульса;
/?/э — внутреннее сопротивление лампы по экранирующей
сетке;
S— крутизна характеристики лампы;
Зэ, 8К — допустимые значения спада напряжения, вызываемые
цепью экранной сетки и цепью автоматического
смещения.
Можно показать, что общий спад плоской части импульса,
вызываемый действием всех факторов, равен сумме частичных спадов
8 = 51 + 82 + 83+ . . .
5. Необходимость восстановления режима покоя возникает
в том случае, когда при прохождении через усилитель сильного
видеосигнала образуется отрицательный выброс, величина которого
имеет один порядок с импульсами средней и малой интенсивности.
Если скважность сигналов не велика, то следующие за сильным
сигналом слабые сигналы не смогут регистрироваться трубкой
индикатора.
Поэтому на входе трубки индикатора или на входе оконечного
каскада видеоусилителя используются специальные схемы для
восстановления режима покоя.
На фиг. 15. 6 показана схема диодного восстановителя покоя
на входе оконечного каскада. К обычным элементам сеточной цепи
Rg и С8 добавлен диод, включенный параллельно
сопротивлению Rg. При положительной полярности сигнала входное
сопротивление диода очень велико, так как диод закрыт, поэтому он не
оказывает никакого влияния на работу схемы. Если на сетку
лампы Л] поступает отрицательное напряжение выброса, то
промежуток катод—анод диода становится проводящим, входное
сопротивление диода резко уменьшается и вход оконечного каскада оказы-
406

вается почти закороченным, что приводит к резкому уменьшению
напряжения отрицательного выброса. Вместо ламповых диодов
можно также успешно использовать и полупроводниковые диоды
с малым значением входной емкости.
§ 90. СХЕМЫ ВИДЕОУСИЛИТЕЛЕЙ
Усилитель на сопротивлениях как видеоусилитель
При рассмотрении электрических свойств схем усилителей
напряжения было установлено, что наиболее равномерной частотной
характеристикой и наименьшими фазовыми искажениями обладает
усилитель на сопротивлениях. Такая схема является основной
схемой широкополосных видеоусилителей.
Коэффициент усиления на средних частотах можно определить
по формуле:
Частотные и фазовые искажения в усилителе на сопротивлениях
в области нижних и верхних частот определяются по формулам:
tg?H=^—;
QHzg
Мв = 1Л+(2вта)2;
tg<PB=-2B^
та = Со^э-
Нетрудно видеть, что уменьшения частотных и фазовых
искажений в области нижних частот можно достигнуть путем
увеличения постоянной времени -%, а в области верхних частот, наоборот,
путем уменьшения постоянной времени та.
Последнее условие может быть выполнено или путем
уменьшения емкости Со или уменьшением величины сопротивления анодной
нагрузки. Однако емкость С0, слагающаяся из выходной емкости
лампы каскада, входной емкости последующего каскада и емкости
монтажа схемы, не может быть уменьшена ниже некоторого
предела. Поэтому снижения искажений можно достигнуть только
уменьшением сопротивления анодной нагрузки ЯЯу что неизбежно
повлечет за собой падение коэффициента усиления каскада.
Коэффициент усиления каскада можно несколько повысить при
использовании в схеме пентодов с большим значением крутизны
характеристики 5.
407

Определим влияние элементов схемы усилителя на
сопротивлениях на прохождение прямоугольного импульса. Для этого
обратимся к эквивалентным схемам каскада. На фиг. 15. 7, а приведена
полная эквивалентная схема каскада, а на фиг. 15.7,6 и в —
эквивалентные схемы для импульсов большой и малой длительности,
полученные из схемы фиг. 15. 7, а.
»
с0(^)и
Rn
б*
в)
Фиг. 15. 7. Эквивалентные схемы усилителя на сопротивлениях.
а—полная схема, б—схема для импульса большой длительности, в—
схема для импульса малой длительности.
В этих схемах U — напряжение эквивалентного генератора
равно
U=?U
g Ri + #a
так как
tfa</?„ a-^=S;
Ri
R3 — эквивалентное сопротивление генератора, равное
RaRi Ra
#,=
Rl + R*
1 +
6л.
Ri
■/?..
При возникновении на зажимах генератора постоянного
напряжения U (см. фиг. 15. 7, в) в его цепи появляется ток заряда
конденсатора.
Выходное напряжение — напряжение на зажимах конденсатора
изменяется по известному из курса электротехники закону заряда
конденсатора через сопротивление
иьих=и{\-е х>).
(15.3)
408

где
Диаграмма заряда показана на фиг. 15. 8. Чем меньше
постоянная времени та, тем быстрее заряжается конденсатор, а напряжение
на выходе достигает установившегося значения. С прекращением
действия импульса в момент времени ^ конденсатор С0
разряжается через сопротивление Яэ и напряжение на его обкладках, а
следовательно, и выходное напряжение усилителя изменяются по
известному закону
U
вых*
■ Не
(15.4)
Определим зависимость времени нарастания импульса от
постоянной времени анодной цепи лампы та.
Фиг. 15.8. Диаграмма изменения выходного
напряжения.
В соответствии с определением время нарастания импульса tK
равно разности между моментом времени t", когда выходное
напряжение достигает 90% от установившегося значения, и моментом
времени V, при котором выходное напряжение составляет 10% от
того же значения U (см. фиг. 15. 8):
tH=t"-f. (15.5)
Подставляя значения выходного напряжения для моментов
времени t" и V в формулу (15. 3), получим
У1ЫХ2=0,9£/«*Л1-*
.«i=0,l£/-*/(l-s *■).
U
Решим уравнение (15. 6) относительно времени t"\
(15.6)
(15.7)
ft*
0,9U = U\\-e Т"Л
№

Здесь
X .
е а=0,1
или
^а = 10.
Отсюда следует, что
Г = та1п10. (15.8)
Теперь решим уравнение (15.7) относительно времени /'
0MJ = U\\-e
Здесь
или
Таким образом
_ 11
е Ха=0,9
<?* 10
е =— .
9
''^.Ш-у. (15.9)
Подставляя значения t" и /'в формулу (15.5), получим
'и^"-''^а1п10~та1п^
ИЛИ
*н=2,2та. (15.10)
Если полагать, что время нарастания импульса не должно
превышать 10% от длительности импульса
гн===0,Ь = 2,2т
а'
то величина постоянной времени анодной цепи должна
удовлетворять условию
та = 0,0455т. (15.11)
Можно показать, что время спада импульса будет равно
времени его нарастания:
Если на схему усилителя действует импульс малой
длительности, то конденсатор Cs, емкость которого обычно много больше
емкости Со, не успевает зарядиться. Напряжение, возникающее на
обкладках конденсатора, незначительно, поэтому почти все
напряжение генератора оказывается приложенным к емкости С0, т. е.
подается на выход усилителя.
410

При воздействии на схему импульса большой длительности
конденсатор С8 успевает несколько зарядиться. Образующееся на нем
встречное напряжение приводит к уменьшению выходного
напряжения каскада и в импульсе появляется спад напряжения.
Зависимость спада напряжения от постоянной времени цепи
сетки t£ можно вывести из следующих соображений.
При возникновении на зажимах генератора напряжения U (см.
фиг. 15. 7, б) в его цепи появляется ток, изменяющийся во времени
ю следующему закону:
i=§-e '•'. (15.12)
Выходное напряжение, снимаемое с сопротивления Rs,
определяется из соотношения
t_
UBUX=lRs=Ue X (15.13)
Чем больше постоянная времени х8, тем в меньшей степени
будет изменяться напряжение на выходе.
Если положить, что в конце действия импульса выходное
напряжение должно составить 9010/о от максимального значения, то
можно определить необходимую величину Xg. Выходное напряжение
UBax=0,9U=Ue \
откуда следует, что
X8-i
' = 0,9
или
<Г*=1,и.
Теперь решим последнее равенство относительно ~g:
т
— lge = lg 1,11 =0,046;
таким образом
V
т , 0,434 1Л
g 0,046 ь 0,046
или
т =10-. (15.14)
Таким образом, постоянная времени цепи CgRg должна более
чем в 10 раз превосходить длительность импульса т.
Соотношения (15. 11) и (15. 14) позволяют определить основные
элементы схемы каскада — сопротивление анодной нагрузки 7?а и
величины Cg и Rs.
411

q-
та
~g =
T
20ЛГ'
1(Wt,
В случае прохождения импульса через многокаскадный
усилитель каждый из каскадов будет изменять форму импульса.
Сохранение необходимой формы импульса на выходе многокаскадного
усилителя заставляет предъявлять более строгие требования
к электрическим свойствам его отдельных каскадов. Поэтому
формулы (15.11) и (15.14) для многокаскадного усилителя, должны
иметь следующий вид:
(15.15)
(15.16)
где N — число каскадов усилителя.
При выборе значений Cg и Rg для получения необходимого
значения х8 следует руководствоваться следующими соображениями.
Для уменьшения шунтирующего действия сопротивления утечки
на анодную нагрузку величина Rg должна удовлетворять
следующему неравенству:
/?*>25/?а.
Для снижения спада напряжения необходимо, чтобы емкость
конденсатора Cg превосходила входную емкость Свх последующего
каскада в 30—50 раз.
Приведем пример использования полученных соотношений для
расчета элементов схемы каскада импульсного усилителя.
Пример 15.1.
Определить Raf Cg и /С0 каскада по следующим данным: т = 2 мксек,
лампа 6Ж9П, С0 = 30 пф, S = 17,5 ма/в, Свх = 8,5 пф.
Решение
1. Определяем необходимую величину постоянной времени
т 2
та = — = -г- = 0,1 мксек.
а 20 20
2. Находим сопротивление анодной нагрузки
/?а = -^г- = °з0Ь10°,12 ^ 3300 ом = 3,3 ком.
3. Определяем необходимую величину постоянной времени
Zg = Ют = 10-2 = 20 мксек.
4. Выбираем сопротивление утечки сетки
Rg = 25/?а = 25-3,3 = 82,5 ком.
Принимаем Rg = 82 ком.
5. Находим емкость конденсатора
С* = -Т71 = 2^'!?"6 = 0,244-10-9 ф = 244 пф.
g Rg 82-103 *
Принимаем Cg = 270 пф.
412

Если предположить, что последующий каскад будет выполнен на той же
лампе 6Ж9П, то входная емкость каскада будет равна 8,5 пф:
Cg 270 on
Свх 8,5
что удовлетворяет приведенному ранее соотношению [Cg > (30 -н 50) Свх].
6. Определяем коэффициент усиления каскада
/С0 = SRa = 17,5- Ю-з.ЗЗОО =^ 58.
Нетрудно показать, что неискаженное воспроизведение
усилителем на сопротивлениях импульсных сигналов прямоугольной
формы зависит от его диапазона частот, причем время нарастания и
время спада импульсного сигнала определяется верхней границей
диапазона частот, а степень перепада плоской части импульса —
нижней границей диапазона.
В начале настоящего параграфа были приведены расчетные
формулы для коэффициентов частотных искажений в области
нижних и верхних частот.
Выразим нижнюю граничную частоту диапазона QH через
постоянную времени цепи связи C8Rg и коэффициент допустимых
частотных искажений М„:
1
2
Подставив вместо xg его значение в соответствии с формулой
(15. 14), получим
Ют VmI-i
Таким образом, чем больше длительность импульсного сигнала,
тем меньше должна быть нижняя граничная частота усилителя.
Другими словами, усилитель со значительными частотными
искажениями в области нижних частот не способен пропускать
импульсы большой длительности. При прохождении импульсов через такой
усилитель плоская часть импульса будет иметь большой спад.
Выразим верхнюю граничную частоту через постоянную
времени анодной цепи та и время нарастания импульса tH.
Верхняя граничная частота усилителя о)п>, как известно,
определяется значением частоты, при котором усиление сигнала
снижается на 30% по сравнению с усилением на средних частотах:
Отсюда следует, что
Таким образом
«Va^l-
о) ~
гр
413

или
/,
гр
2тстя
Подставляя значение та из формулы (15. 10), получим
f = 2>2 _°>35
ZntH tH
Полученная связь верхней граничной частоты /гр с величиной
времени нарастания импульса tH позволяет заключить, что чем
меньше время нарастания импульса, тем более высокой должна
быть верхняя граничная частота.
Таким образом, усилитель с узкой полосой пропускания не
способен пропускать без искажения импульсы малой
продолжительности. В усилителях с узкой полосой пропускания возрастают
время нарастания и время спада импульса, вследствие чего
передний и задний фронты импульса становятся пологими. Для
расширения полосы пропускания усилителя необходимо при усилении
импульсов малой длительности применять специальные схемы
частотной коррекции, позволяющие выравнять частотную
характеристику в широком диапазоне частот.
Видеоусилители с частотной коррекцией
В настоящее время схемы с частотной коррекцией широко
применяются в телевизионных приемниках и во всех приемных
устройствах, предназначенных для приема импульсных сигналов.
Частотная коррекция в области верхних частот
Одной из наиболее распространенных схем частотной
коррекции в области верхних частот является схема с простой анодной
Фиг. 15.9. Усилитель с простой анодной
коррекцией.
коррекцией (фиг. 15.9). В этой схеме последовательно с
сопротивлением анодной нагрузки включается корректирующая катушка L,
414

"l
На нижних частотах индуктивное сопротивление катушки L очень
мало и она не оказывает никакого влияния на работу каскада.
С повышением частоты сигнала индуктивное сопротивление
катушки возрастает, что приводит к увеличению сопротивления анодной
нагрузки Za, а следовательно, и коэффициента усиления каскада.
Общее возрастание коэффициента усиления каскада на верхних
частотах будет компенсировать спад частотной характеристики,
вызываемый шунтирующим действием емкости С0 схемы.
В схеме уменьшаются и
фазовые искажения. Емкость С0, как
известно, вызывает отрицательный
сдвиг фазы выходного
напряжения. Корректирующая катушка
создает положительный угол сдвига
фаз. Результирующее значение
угла сдвига фаз на выходе
каскада значительно уменьшается.
Для оценки влияния
индуктивности L на электрические свойства
каскада обратимся к его
эквивалентной схеме для* верхних частот
(фиг. 15. 10).
Коэффициент усиления на средних частотах определяется по
формуле
*„ = •»?.•
п
и
вых
Фиг. 15. 10. Эквивалентная схема
каскада с анодной коррекцией для
верхних частот.
Эквивалентное сопротивление анодной нагрузки на верхних
частотах становится равным Za. Поэтому коэффициент усиления на
верхних частотах
K=SZa. (15. 17)
Коэффициент частотных искажений на верхних частотах
Л/Г lie. ^a ^а
Къ «SZa ^а
(15.18)
Определим значение сопротивления Za и подставим его в
формулу (15. 18):
(Rz + jQBL)—l—
z уОвС0_ Ra + jQBL __
1 1-Q? LC0 + jQBC0Ra
Ra + jQBL+-
jQBC0
= R,
i+Л^
1 - Q*BLC0 + jQBC0Rz
415

Введем обозначения: — вх£'
а'
LC0=*=LC0 — — т^та.
^а
После подстановки введенных обозначений формула для Za
примет вид:
2аЧг^^-. (15. 19)
а формулу (15. 18) можно переписать в следующем виде:
в ^а 1 + ySa^ 1 + ^в*£ v '
Модуль коэффициента частотных искажений
=/2
м _л, у1-^2в^а)2+^.та)'
1 + (2в^)2
Раскрыв скобки в числителе и сделав приведение подобных
членов, получим
-Г-
AfB = |/ '-^^ } в> (15.21)
Частотные искажения в области верхних частот будут
отсутствовать в том случае, когда правая часть формулы (15. 21) окажется
равной единице. Последнее условие может выполняться только при
тождественном равенстве числителя и знаменателя, что возможно
лишь при равнозначности коэффициентов перед QB одинаковой
степени, т. е. при выполнении равенств:
№=о. (б)
Условие (б) не может быть выполнено, так как ни
сопротивление анодной нагрузки, ни емкость Со не могут быть равными нулю.
Поэтому для получения наименьших частотных искажений следует
стремиться, чтобы выполнялось по крайней мере условие (а).
Выполнение условия (а) позволяет выразить постоянную
времени та через постоянную времени tL\
т.-(1+^2К. (15.22)
Подставим значение та в формулу (15.21). Тогда получим
м^^мщик. (15.23)
I в L,
416

Формула (15.23) позволяет по заданным значениям частоты Йв
и коэффициенту частотных искажений Ма определить необходимое
значение xL, а следовательно, и та.
Решим уравнение (15.23) относительно Q^|:
Q2x2 = —
м1-
(i + /
Ы1+|/"
u
4(1+ /2)
K\2
Mi
1
На фиг. 15.11 показан график зависимости 9хЛ от
коэффициента частотных искажений Мв. Пользуясь этим графиком, можно
по величине Мв найти значение (2втЛ), а затем определить
постоянную времени zL:
4 =
_{^ч)
■9
50
^■
Определив по формуле (15. 22) ио
постоянную времени та, легко
найти сопротивление анодной
нагрузки
',2
1.1
>А
09,
OS
0J
OjB\
од
а*
03
\А
\ г 1
\у
/
_,
\s
S
S*
|>*
V 1,2 1,3 1,h 1,5 1,6 1,71,8 1,9 2,02.1 2.22,32,ЬМЬ
Фиг. 15.11. График зависимости Qxi
от коэффициента Мв.
15. 12. Фазовая характеристика
усилителя с анодной коррекцией.
Необходимая индуктивность корректирующей катушки
определяется по формуле
Фазовая характеристика усилителя с простой анодной
коррекцией определяется из следующего выражения:
tg<t=*-Qxu + QxL(l-Q*zLTu). (15.24)
На фиг. 15. 12 приведена фазовая характеристика каскада в
зависимости от значений Йта и Q-L. Из фиг. 15. 12 видно, что
при некоторых значениях QiL и 2та наступает фазовая
перекомпенсация, которая выражается в том, что угол сдвига фаз в
каскаде становится положительной величиной.
Радиоприемные устройства.
417

Схема простой анодной коррекции позволяет улучшить не
только частотную и фазовую характеристики усилителя, но и увеличить
его коэффициент усиления.
Рассмотрим это на примере.
Пример 15.2. Широкополосный каскад должен усиливать колебания
в полосе до 5 Мгц. Эквивалентная шунтирующая емкость каскада усилителя,
выполненного на лампе 6Ж9П, равна Со =^30 пф. Допустимое значение
коэффициента частотных искажений Мв=1,3. Требуется определить сопротивление
анодной нагрузки и коэффициент усиления Ко каскада.
Решение
Для некорректированного усилителя сопротивление анодной нагрузки
находим из формулы (2.28):
УМ\~\ /ЦЕП
*а = QBC0 = 6,28.5-106.30.10-12 = 88° °М-
Коэффициент усиления
К0 = 5/?а = 17,5-10-3.880 = 15,4.
Коэффициент усиления на частоте QB равен
Кв~ Мв -1,3-"Д
Определим по тем же условиям сопротивление анодной нагрузки и
коэффициент усиления каскада с коррекцией.
Из графика фиг. 15.11 находим QBx^:
№»т£) = 0,64,
откуда
ЧШЯ(ШШ ом 2)04,10_8сек.
L QB 6,28-5-Ю-6
Определяем постоянную времени та:
та = (1 + /2") ч = 2,41.2,04-10-8 = 4,9-10-8 сек.
В результате сопротивление анодной нагрузки будет равно
та 4,9-10-8
/?а = 77" = ТГ = 1630 ОМ.
а С0 3010-12
Находим индуктивность корректирующей катушки
L = 4Ra = 2,04 -10-8-1630 = 33,3 мкгн.
Коэффициент усиления каскада равен
Ко = Stfa = 17,5- Ю-з. 1630 = 28,5.
Из примера 15. 2 видно, что введение в схему корректирующей
катушки позволило при той же форме частотной характеристики
увеличить коэффициент усиления почти вдвое.
При определении расчетных соотношений для схемы с простой
анодной коррекцией мы исходили из требования получения
заданной полосы пропускания. При расчете элементов импульсного
широкополосного усилителя основным фактором, определяющим
выбор элементов схемы, становится форма импульса. В соответст-
418

вии с этим расчетные формулы для элементов схемы принято вы*
ражать через параметры импульса.
Основные расчетные формулы для выбора элементов схемы
видеоусилителей приведены ниже.
1. Сопротивление анодной нагрузки:
а) в некорректированном усилителе
R-=ik'- (,5-25)
б) в усилителе с простой анодной коррекцией с верхним
выбросом напряжения S„, не превышающим Р/о,
*-=^v (1526)
в) в усилителе с анодной коррекцией с верхним выбросом
напряжения §в, не превышающим 0%,
Я=-А-.. (15.27)
а 1,22 С0
Здесь везде U — время нарастания импульса в одном каскаде:
*„=0,1т,
которое можно выразить через верхнюю частоту усилителя
*н=^; (15.28)
Со — эквивалентная шунтирующая емкость схемы
где Свых—выходная емкость данной лампы;
Свх — входная емкость лампы следующего каскада;
См —емкость монтажа схемы. При хорошем монтаже емкость
не превышает 10 пф.
2. Индуктивность корректирующей катушки:
а) в усилителе с допустимым верхним выбросом напряжения
порядка Г%>
1 = 0,36 флС0; (15.29)
б) в усилителе с допустимым верхним выбросом напряжения
до 6%
£=0,5/?*С0. (15.30)
Более совершенной схемой частотной коррекции в области
верхних частот является схема со сложной анодной коррекцией,
подробно исследованная Г. В. Брауде 1 (фиг. 15. 13). Включение между
анодом лампы и сопротивлением анодной нагрузки корректирующей
катушки La, зашунтированной сопротивлением /?ш, позволяет
уменьшить влияние выходной емкости лампы на частотную
характеристику в области верхних частот и повысить коэффициент усиления
1 См. п. 38 списка литературы.
27* 419

к'аскада на 20—40% по сравнению со схемой с простой анодной
коррекцией.
Улучшение усилительных свойств каскада со сложной
коррекцией связано с разделением емкости схемы С0 как бы на две части
(фиг. 15.14):
С, = СВЫХ + 0,5СМ
и
С2=СВХ + 0,5СМ.
Емкость Си подключенная к зажимам анод—катод, численно
меньше общей емкости каскада С0. С поступлением на сетку лампы
nSn
R
ш
~г
R.
\\
Фиг. 15.13. Схема усилителя со сложной коррекцией.
прямоугольного импульса емкость С\ будет заряжаться анодным
током лампы быстрее, чем заряжалась бы емкость С0 в схеме
с простой коррекцией. Поэтому время нарастания импульса будет
*t
I 1
Ь) c,z
' ■ -i
т \
гЛЯГС^
**п
L 0(
> ' -^~
г **
S
<
т— - ^о»
жсг иЬ1
0
Фиг. 15. 14. Эквивалентная схема усилителя со
сложной коррекцией.
меньше. Снижение фактического времени нарастания импульса
равноценно увеличению верхней граничной частоты усилителя.
Кроме того, соответствующим подбором величины
индуктивности La можно добиться резонанса напряжений в контуре,
образованном последовательно соединенными величинами La и С2 на ча-
420

стоте, лежащей в области верхней граничной частоты усиливаемых
сигналов, и, следовательно, повышения напряжения на емкости С2,
т. е. напряжения на выходе каскада. Таким образом схема со
сложной коррекцией позволяет не только расширить полосу частот, но и
повысить коэффициент усиления каскада.
Расчет элементов схемы усилителя производится по следующим
формулам:
1. Сопротивление анодной нагрузки
tfa^-T1". (15.31)
Время нарастания определяется из формулы (15.28) или
гн1<о,ь.
2. Индуктивность корректирующей катушки
L=aR\CQ. (15.32)
3. Индуктивность анодной катушки
La = a'RlC0. (15.33)
4. Шунтирующее сопротивление
В табл. 15. 1 приведены значения коэффициентов q, а, а' и
b в зависимости от отношения —. Здесь ^ = ^„ + 0,5^.
О)
Q
Значения С1э -~- и q для наиболее употребляемых ламп при-
Q
ведены в табл. 15. 2.
Таблица 15.1
0,344
0,35
0,4
0,437
0,45
0,5
0,55
0,6
0,65
Я
0,934
0,95
1,04
1,07
1,08
1,09
1,1
1,12
1,15
а
0,122 I
0,122
0,126
0,13
0,132
0,14
0,146
0,148
0,146
af
0,511
0,514
0,536
0,554
0,56
0,582
0,61
0,652
0,72
Ь
_ |
50
6,6
4,35
3,7
2,75
2,33
2,12
2
%
4,3
4,1
3,8
3,4
3,3
2,8
2,3
1,9
1,6
1 Cl
1 CQ
0,656
0,65
0,6
0,563
0,55
0,5
0,45
0,4
0,35
На фиг. 15. 15 приведена схема коррекции в области верхних
частот при помощи фильтра RC. Величина емкости конденсатора
фильтра выбирается таким образом, чтобы его емкостное
сопротивление на средних частотах было много больше сопротивления R.
421

Таблица 15.2
Лампы
ЖЗП
СО
Ж9П
СО
Ж11П
со
т—«
Ж20П-
СО
(N
Ж20П-
СО
о>
СО
П14П
со
П18П
СО
пзс
СО
и
со
с:
СО
С\ в пф
4)min
7
0,35
9
0,36
10
0,4
7
0,35
9
0,36
12,5
0,45
13
0,45
12
0,45
16,5
0,53
12,5
0,45
1,15
1,14
1,12
1,15
1,14
1,1
1,1
1,1
1,084
1,1
Часть напряжения, снимаемого с сопротивления анодной нагрузки,
падает на сопротивлении R, поэтому выходное напряжение
каскада оказывается меньше, чем у обычного усилителя. На верхних ча-
Фиг. 15. 15. Схема коррекции верхних частот при помощи
* фильтра RC.
стотах диапазона емкостное сопротивление конденсатора С
уменьшается и оно начинает заметно шунтировать сопротивление R.
Полное сопротивление фильтра RC значительно уменьшается, что
приводит к уменьшению напряжения на фильтре, а следовательно,
и к увеличению выходного напряжения.
Для получения заметного выравнивания частотной
характеристики сопротивление R должно в 2—3 раза превышать
сопротивление утечки сетки Rg.
Емкость конденсатора фильтра можно выбрать исходя из
соотношения
R.
Q*C
При таком соотношении на верхних частотах будет наблюдаться
увеличение выходного напряжения на 30—40V0.
422

На фиг. 15. 16 показана схема коррекции в области верхних
частот при помощи фильтра, включенного в цепь катода. Принцип
работы таких схем основан на использовании отрицательной обратной
связи по току. Значения сопротивления R и емкости С выбираются
таким образом, чтобы на средних частотах емкостное
сопротивление было во много раз больше
сопротивления R. На этих частотах на
сопротивлении ZRC возникает
напряжение отрицательной обратной связи,
уменьшающее действующее на сетке
лампы напряжение сигнала, в
результате чего коэффициент усиления
каскада становится меньше. С
повышением частоты сигнала
емкостное сопротивление конденсатора и,
следовательно, сопротивление всего
фильтра понижается.
Отрицательная обратная связь
становится меньше, что приводит к
возрастанию коэффициента усиления
каскада. Повышение коэффициента
усиления каскада на верхних частотах будет компенсировать
имеющийся в схеме спад частотной характеристики, вызываемой
обычными реактивными элементами схемы.
На фиг. 15. 17 показана схема резонансной частотной
коррекции. Принцип работы этого каскада можно понять из его эквива-
Фиг. 15.16. Схема коррекции
верхних частот при помощи
отрицательной обратной связи.
Фиг. 15. 17. Схема резонансной частотной коррекции.
лентной схемы (фиг. 15. 18). Величина корректирующей
индуктивности Lg выбирается таким образом, чтобы на верхних частотах
диапазона цепь LSCBX оказалась настроенной в резонанс. В
результате резонанса напряжений увеличиваются ток, проходящий через
емкость Свх, и падение напряжения на ней, что приводит к
фактическому возрастанию коэффициента усиления. Для уменьшения
резонансного пика катушка Lg часто шунтируется сопротивлением R.
В целом ряде случаев в каскаде одновременно применяются не-
423

Jb
0 О
Я,
l/r
ВЫХ
'BX
Фиг 15. 18. Эквивалентная схема
каскада усилителя с резонансной
коррекцией.
Фиг. 15. 19. Схема каскада усилителя с одновременной
коррекцией в анодной и сеточной цепях.
-**—^
О
■ц
1 *
/?.
Ф
т
£ф 'fa
» Д»
Фиг. 15.20. Схема коррекции нижних частот.

сколько методов частотной коррекции на верхних частотах. На
фиг. 15. 19 приведена схема каскада усилителя с простой анодной
коррекцией и резонансной коррекцией в цепи сетки.
Частотная коррекция в области нижних частот
Одной из наиболее распространенных схем частотной
коррекции в области нижних частот является схема с анодным фильтром
/?фСф, приведенная на фиг. 15.20. В каскаде, выполненном по этой
схеме, создается подъем частотной характеристики в области
нижних частот.
Рассмотрим принцип действия схемы. Величина коэффициента
усиления каскада с лампой, обладающей большим внутренним
сопротивлением, зависит от крутизны характеристики лампы и
сопротивления анодной нагрузки:
K=SZa.
Сопротивление анодной нагрузки Za в данном случае
складывается из сопротивления /?а и сопротивления фильтра Z§\
^а — ^а + ^ф-
Величина емкости Сф выбирается таким образом, чтобы ее
сопротивление на средних и верхних частотах было очень мало. При
таком значении емкости Сф сопротивлением фильтра на этих
частотах можно пренебречь и считать, что анодная цепь лампы
нагружается только сопротивлением 7?а.
Таким образом, коэффициент усиления на средних частотах
будет равен
На нижних частотах сопротивление Z$ заметно увеличивается,
что и приводит к возрастанию коэффициента усиления каскада.
Степень повышения усиления каскада, называемая обычно
коэффициентом частотной коррекции т, определяется отношением
„1я=^ = ?1, (15.34)
^0 *S^a /ca
Значением сопротивления R$ обычно задаются. Значение /?ф
не следует брать слишком большим, так как с увеличением Яф
уменьшается напряжение на аноде лампы.
Обычно
/?ф= (0,2 ч-0,5)/?а.
Если коэффициент коррекции известен и сопротивление
фильтра выбрано, то значение емкости конденсатора фильтра можно
определить по формуле
Ct=-i--i/{'+£>"'*' ■ 05.35V
425.

Помимо выравнивания частотной характеристики, фильтр
позволяет в значительной мере уменьшить паразитную связь между
каскадами через источники питания и тем самым повысить
устойчивость работы усилителя.
Общее выравнивание частотной характеристики как на нижних,
так и на верхних частотах можно осуществлять при помощи
отрицательной обратной связи. Но применение отрицательной обратной
связи, как известно, заметно снижает усиление каскада. Поэтому
в видеоусилителях чаще всего используют анодную и сеточную
коррекцию, позволяющую повысить коэффициент усиления каскада.
§ 91. УСИЛИТЕЛЬ БЕГУЩЕЙ ВОЛНЫ
В практике современной радиотехники все шире применяются
устройства, работающие с очень короткими импульсами.
Продолжительность импульсов нередко уменьшается до сотых долей
микросекунды.
Уменьшение продолжительности импульсов позволяет повысить
разрешающую способность самолетных радиолокаторов и дает
возможность различать на экране панорамного индикатора не только
сигналы, определяющие координаты объекта, но и контуры улиц и
площадей городов, контуры крупных кораблей и даже контуры
больших самолетов.
Работа короткими импульсами требует значительного
расширения полосы пропускания видеоканала. Так, например, при
продолжительности импульса т=0,01 мксек верхняя частота необходимой
полосы частот равна
F =^=1^ = 350 Мгц.
в z 0,01
Получение равномерного усиления при такой ширине полосы
-частот невозможно даже при использовании схем со сложной
коррекцией.
Подробный анализ схем со сложной коррекцией показывает, что
предельный коэффициент усиления каскада определяется
следующим соотношением:
S
Если /С> 1, то
К=
?*<
S
п/С[С~2
Возьмем для примера лампу 6Ж1П при следующих данных:
5=5,2 ма\*% Свх=4 пф% Свых = 2,1 пф.
Если См=10 пф, то
^ = ^„+0.5^ = 2,1+0,5-10-7,1 пф,
С*=Сп-\ 0,5См=4+0,5-10-9 пф%
426

= 207 Мгц,
с < S 5,2-Ю-з
B^*j/C7Q~ 3,14/7.Ы0-12.9-10-12
/="в<207 Мгц.
При коэффициенте усиления К=2 полоса пропускания
снижается до 100 Мгц.
Таким образом в каскаде, работающем на лампе 6Ж1П,
получить усиление К^>1 при ширине полосы частот в 200 Мгц
практически невозможно даже при использовании схемы со сложной
коррекцией.
Получить усиление в каскаде при столь широкой полосе частот
сигнала можно только в том случае, когда емкость Со,
шунтирующая сопротивление нагрузки, окажется не паразитным, а
необходимым составным элементом, входящим в рабочую схему каскада.
0-nffi^
и
вх
0-
ЛЯЛ
©
пя^
о
WV
о
и
вых
Фиг. 15.21. Схема активной искусственной линии
Примером такой схемы может служить схема усилителя
бегущей волны. Принцип действия такого усилителя основан на
использовании свойств искусственных длинных линий, работающих в
режиме бегущей волны (фиг. 15. 21). При поступлении на вход линии
напряжения UBX по линии начинают распространяться волны тока
и напряжения. В идеальной линии — линии без потерь напряжение
на нагрузке f/BbBX равно входному напряжению. Если между
звеньями линии включить генераторы переменного тока, работающие
синфазно с проходящими сигналами, то энергия, передаваемая от
начала линии к ее выходу, будет постепенно увеличиваться, что
приведет к возрастанию напряжения на зажимах нагрузки, т. е.
к фактическому усилению входного сигнала.
Длинные линии, работающие в режиме бегущей волны,
обладают очень широкой полосой пропускания. Это свойство присуще
и искусственным длинным линиям, составленным из звеньев с
сосредоточенными постоянными.
Однако для искусственных линий всегда имеется верхнее
граничное значение частоты, за пределами которого они теряют
свойство равномерного пропускания сигналов различной частоты.
Значение граничной частоты определяется формулой
Угр
tz yfL0C0 '
где L0 и Со
соответственно индуктивность
НИИ.
и емкость звена ли-
427

Время прохождения сигнала через одно звено линии зависит от
индуктивности и емкости звена линии:
Время установления сигнала на выходе линии зависит от пара-
метров звена линии и числа звеньев:
"уст
При малых значениях параметров звеньев можно получить
незначительное время установления сигнала и относительно широкую
т
и,
вх
0-i
0-1 'Wv
г 1l '2 \ — А 2
ПГ
-^ю^—^wM-^ww
L.
I.
^Of
<у
Фиг. 15.22. Схема каскада усилителя бегущей волны.
полосу частот. Зависимость времени установления сигнала от
числа звеньев сравнительно невелика.
Рассмотрим более подробно принцип действия одного каскада
усилителя, показанного на фиг. 15. 22. Каскад состоит из двух
искусственных линий — сеточной и анодной и ламп, входы и
выходы которых включены между звеньями линий. При поступлении на
вход напряжения сигнала 0ВХ по сеточной линии начинает
распространяться волна напряжения. Если время прохождения сигнала
через одно звено tcU то спустя время t=(n—l)tc\ энергия
распространится до конца линии и будет поглощена в сопротивлении
нагрузки R, равном волновому сопротивлению сеточной линии:
Я=Рс = 1/ ^
С поступлением на сетку лампы напряжения UbX в анодной цепи
лампы произойдет изменение тока на величину
428

Сопротивления ветвей, лежащих влево и вправо от каждого
анода лампы, одинаковы и равны волновому сопротивлению анодной
линии
Поэтому изменения анодного тока, распространяющиеся влево и
вправо от каждого анода лампы, будут в два раза меньше
изменений тока лампы
Если время прохождения сигнала через звено анодной линии t*\
выбрано равным времени прохождения сигнала через звено
сеточной линии, т. е.
tal = tcl или Vtt = VL&,
то к изменению тока, вызванному анодной цепью первой лампы,
в момент его прихода ко входу второго звена будет добавлено
изменение тока второй лампы, а затем соответственно изменение
третьей и, наконец, п-й лампы. Общее изменение анодного тока на
выходе анодной линии окажется в несколько раз больше изменения
анодного тока одной лампы
Выходное напряжение, создаваемое этим током, на
сопротивлении нагрузки анодной линии будет равно
2
^вых = Я-ТГ^вхРа.
Коэффициент усиления каскада бегущей волны
*б==^:Нг5Ра- (15-36)
Сравним коэффициент усиления К обычного каскада с
коэффициентом усиления /Сб, получаемым в каскаде бегущей волны. Усиление
обычного каскада на верхней частоте полосы можно выразить через
сопротивление шунтирующей анодную цепь емкости:
"-sX'-dfc- <1537)
Предположим, что верхняя частота FB сигнала, проходящего через
линию без заметных искажений, равна критической частоте /кр
(обычно /vOW). Выражая волновое сопротивление анодной
линии ра через критическую частоту
1
Ра = "
429

и подставляя его значение в формулу (15. 36), получим
6 2 Ка 2*/крСа
Учитывая, что /"в—/яр, получим
^6 = "—^—•
2izFBCa
Таким образом усиление каскада бегущей волны при прочих
равных условиях оказывается в несколько раз больше усиления
обычного каскада.
Усилительные свойства каскада иногда принято оценивать
произведением коэффициента усиления каскада на верхнюю
граничную частоту полосы пропускания KFB.
Для обычного каскада это произведение равно
KFB = -^-, (15.38)
для каскада бегущей волны
*6Рв = й-* (15.39)
Как видно, для каскада бегущей волны величина произведения
KFB находится в обратно пропорциональной зависимости от
емкости Са, вследствие чего увеличение усиления, получаемого в
каскаде, будет неизменно приводить к уменьшению полосы частот.
Поэтому и в усилителе бегущей волны не следует стремиться
повышать коэффициент усиления путем увеличения сопротивления
нагрузки.
Подробный анализ работы схемы усилителя бегущей волны
показывает, что получение большего усиления можно достигнуть не
только путем увеличения числа активных звеньев линии, но и
путем применения обычных каскадных включений, при которых общее
усиление оказывается равным произведению коэффициентов
усиления отдельных каскадов:
К6 = Кб1К62.
§ 92. РАСЧЕТ ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Исходные данные
1. Входное напряжение UBX.
2. Максимальная продолжительность импульса Тща*.
3. Минимальное время нарастания импульса tH или верхняя
граничная частота.
4. Эквивалентная шунтирующая емкость С0.
430

Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Верхнюю граничную частоту frp или время нарастания
импульса /„.
3. Элементы схемы каскада.
4. Коэффициент усиления каскада К и величину выходного
напряжения 0ВЫХ.
5. Режим работы лампы и вспомогательные элементы схемы.
Порядок расчета
L Выбор типа лампы. Основным соображением, лежащим
в основе выбора типа лампы каскада усиления напряжения
видеосигнала, является получение наибольшего усиления.
Коэффициент усиления каскада при любой из разобранных схем
определяется по общей формуле
K=SRB.
Величина сопротивления анодной нагрузки в простейшем случае
зависит от эквивалентной шунтирующей емкости С0 и верхней
граничной частоты:
о>грС0
Значение емкости С0 зависит главным образом от величины
выходной и входной емкостей лампы. Поэтому при выборе типа
лампы следует руководствоваться тем, чтобы крутизна характеристики
лампы была по возможности наибольшей, а значения входной и
выходной емкостей наименьшими. Для широкополосного усиления
наиболее часто используются лампы 6Ж1П, 6ЖЗП, 6Ж5П, 6Ж9П
и 6Ж4.
2. Для расчета элементов схемы необходимо знать значение
верхней граничной частоты или минимальное время нарастания
импульса. Обе величины в простейшем случае связаны соотношением
Если задана верхняя граничная частота fm то время нарастания
импульса
, _0,35
н~ f '
J гр
Если же известной величиной является время нарастания импульса,
то, пользуясь тем же соотношением, находят верхнюю граничную
частоту.
3. Последовательность расчета элементов зависит от выбранной
схемы каскада. При сравнительно узкой полосе частот сигнала или
относительно большом времени нарастания импульса можно приме-
431

нять обычную схему усиления на сопротивлениях. Если же полоса
частот определяется величиной в несколько мегагерц и выше, а
время нарастания лежит в пределах сотых долей микросекунды, то
следует выбирать схему с простой или сложной коррекцией. После
выбора схемы производят расчет элементов схемы по формулам,
приведенным в предыдущих параграфах настоящей главы.
4. Коэффициент усиления каскада на средних частотах
определяется по формуле
а на верхней частоте диапазона
/1+КрС0#а)2 '
Выходное напряжение каскада определяется по известной
формуле
^вых = ^вх-
5. Выбор режима работы лампы зависит от характера
усиливаемого сигнала и требований, предъявляемых к каскаду. При
усилении импульсов положительной полярности рабочую точку
выбирают в нижней части прямолинейного участка характеристики.
Величина выбранного напряжения смещения должна
обеспечивать работу без сеточных токов:
Eg + UBT<0.
Если же каскад усиливает отрицательные импульсы, то положение
рабочей точки определяется величиной допустимой мощности
рассеяния на аноде лампы
"а = 'аО^аО
и протяженностью нижнего линейного участка характеристики. При
работе каскада в режиме ограничения сигнала значение
напряжения смещения должно, во-первых, удовлетворять условию
Eg+L/BX<E'g
и, во-вторых, мощность рассеяния на аноде лампы
Изменение расположения характеристики i;,=F(eg)
производится подбором напряжения на экранирующей сетке.
Выбрав режим работы лампы, производят расчет элементов
схемы.
Сопротивление автоматического смещения
|£*1
п ' gl
Jg2 + ho
432

Емкость шунтирующего конденсатора
к К
Гасящее сопротивление в цепи экранной сетки
.с а —Eg2
Яг~
lg1
Величину Ig2 определяют по характеристикам лампы.
Емкость блокировочного конденсатора экранной сетки
С.=
ттах
э bgRi.
8
Здесь
Jg2
Пример 15.3. Рассчитать широкополосный усилитель по следующим
исходным данным: Амплитуда входного напряжения 0,5 в. Продолжительность
импульса т=2 мксек. Время нарастания импульса tH = 0,35 *н.общ-
Эквивалентная шунтирующая емкость каскада С0 =30 пф.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Верхнюю граничную частоту /гр.
3. Сопротивление анодной нагрузки Ra.
4. Индуктивность корректирующей катушки L.
5. Коэффициент усиления каскада на средней (Ко) и верхней граничной
(Кь) частотах полосы пропускания.
6. Сопротивление Rg и емкость Cg переходной цепи.
7. Режим работы лампы и вспомогательные элементы схемы.
Решение
1. Выбираем лампу 6Ж9П.
2. Определяем верхнюю граничную частоту
0,35 0,35 Ю с ..
3. Рассчитываем сопротивление анодной нагрузки. Из графика фиг. 15.11
находим
откуда
^в^ = 0,707,
0,707
6,28-5.106
= 2,25-10-8 сек.
•D- 111°
Определяем постоянную времени та
та = (1 + /2") и = 2,41.2,25-10-8 = 5,43-10-8 сек.
Находим сопротивление анодной нагрузки
та 5,43-10-8 <плл
С0 30-Ю-"
**о Радиоприемные устройства. 4"^

K, = -rr- = -^ = 22,2.
4. Находим индуктивность корректирующей катушки
I = zLRa = 2,25-10-8.1810 = 40,8 мкгн.
5. Определяем коэффициент усиления каскада на средних частотах и на
верхней граничной частоте:
/С0 = S/?a = 17,5' Ю-з. 1800 =31,5,
/Ср 31,5
Мв ~~ V2
6. Рассчитываем элементы переходной цепи:
Rg = 30/?^= 30-1800 = 54,0 ком,
Z* П0т 20-10-6
С* = -£- = = = 370 пф.
#g #g 54,3-103 *
7. Производим расчет электрического режима работы каскада. Выбираем
напряжение источника анодного питания £а.и = 180 е. Типовой режим работы
лампы £а = 150 в, Eg2 = 150 в.
Напряжение смещения
- Eg = UBX + 0,5 = 0,5 + 0,5 = 1,0 е.
По характеристике лампы определяем ток покоя
Напряжение на аноде лампы
Uz0 =£а.и — /ао^а= 180-15-10-3.1,8.103= 150 е.
Ток экранной сетки
Ig2 = 4,5 ма,
откуда
Eg2 150
Я/ 9 = -f— = a 33 кож.
Ig2 4,5-Ю-з
Находим значение сопротивления автоматического смещения
\Eg\ 1Д)
K~'*0 + Ig2 " (15 +4,5). 10-з~ 0М'
Определяем значение емкости конденсатора
Ск = ^5 = ^^-17,5.10-3 = 3,5^^.
ок 0,01
Находим значение гасящего сопротивления в цепи экранной сетки
и емкость блокировочного конденсатора:
Ea-Eg2 180—150
Сб-^Ш-Д 2'1Q-6 ,6000 л»
6 /?,Л 33-103.0,01 ^
§ 93. ОКОНЕЧНЫЙ КАСКАД ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Основной задачей оконечного или выходного каскада
видеоусилителя является усиление напряжения сигналов до величины,
необходимой для управления работой трубки индикатора. Значение
этого напряжения, как указывалось выше, лежит в пределах 20—
100 е.
434

Выходное напряжение усилителя зависит от напряжения,
подводимого к сетке лампы, крутизны характеристики и величины
сопротивления анодной нагрузки:
Значение сопротивления анодной нагрузки R& определяется
допустимыми частотными и фазовыми искажениями. Обычно /?а не
превышает 1—3 ком.
Допустимое напряжение возбуждения ограничивается
протяженностью характеристик лампы в области отрицательного
напряжения на сетке, т. е. величиной £/. Поэтому для получения
необходимого напряжения оконечные каскады следует выполнять
на мощных лампах, имеющих достаточно протяженную левую
характеристику, большой ток эмиссии и значительную
крутизну S.
В оконечных каскадах видеоусилителей современных
телевизионных и радиолокационных приемников применяются мощные
пентоды и лучевые тетроды. Наиболее часто используются лампы
6П14П, 6П18П, 6П9, 6П6С, 6ПЗС, Г807 и ГУ29.
Для повышения коэффициента усиления выходного каскада
в его схеме всегда используются корректирующие элементы,
позволяющие не только снизить искажение сигнала, но и в значительной
мере увеличить сопротивление анодной нагрузки, а следовательно,
и коэффициент усиления каскада.
Получаемое на выходе детектора напряжение полезного
сигнала, помимо переменной составляющей, всегда содержит медленно
изменяющуюся или «постоянную» составляющую, определяющую
уровень полезного сигнала. В процессе усиления сигналов
постоянная составляющая отфильтровывается, что приводит к изменению
среднего уровня сигналов.
Для восстановления первоначальной формы сигнала в
оконечном каскаде применяются специальные схемы восстановления
постоянной составляющей.
Условия работы оконечного каскада зависят от взаимного
размещения усилителя и катодной трубки. Если выходной каскад и
трубка расположены близко друг к другу, то напряжение с
анодной нагрузки непосредственно подводится к электродам трубки или
к ее отклоняющим пластинкам (фиг. 15.23 и 15.24). При
раздельном размещении трубки и оконечного каскада в схему
видеоусилителя вводится дополнительный каскад, соединяемый с оконечным
каскадом высокочастотным кабелем (фиг. 15.25). Волновое
сопротивление высокочастотного кабеля обычно не превышает 50—
100 ом. Поэтому непосредственное соединение кабеля с
сопротивлением анодной нагрузки может привести к заметному снижению
общего сопротивления анодной нагрузки и величины
коэффициента усиления каскада. Для устранения влияния этого кабеля на
работу видеоусилителя между усилителем и кабелем ставят так
называемый катодный повторитель. Катодный повторитель,
имеющий малое выходное сопротивление, позволяет согласовать видео-
615 28*
435

Развертка
Фокусировка
нь-
Фиг. 15.23. Схема оконечного каскада с
трубкой с изменением яркости луча.
RR Вертикальное
смещение
_£ Яркость Фокусировка
Фиг. 15.24. Схема оконечного каскада с трубкой с отклонением
луча.

усилитель с высокочастотным кабелем и сохранить .неизменной
полярность импульсов.
Рассмотрим принцип действия катодного повторителя (фиг.
15.26). В катодном повторителе сопротивление нагрузки включено
каскад
катодныи\

повторитель. ._
Кабель
из
Трубка
Фиг. 15.25. Блок-схема оконечного каскада при раздельном
размещении трубки.
не в анодную цепь лампы, а в цепь катода. Поэтому все
напряжение, возникающее на сопротивлении RK, поступает в цепь сетки той
же лампы в противофазе. Фаза же выходного напряжения каскада
совпадает с фазой напряжения на
входе.
Таким образом, катодный
повторитель представляет собой усилитель
с отрицательной обратной связью, в
котором коэффициент передачи цепи
обратной связи Р=1.
Как известно, коэффициент
усиления каскада с обратной связью равен
К - К°
IVO.C
при р = 1
1 + РКс
_ Ко
К0шС = -^-<\. (15.40) Фиг. 15.26. Схема катодного по-
1 + Ко втооителя.
вторителя.
Таким образом, коэффициент усиления катодного повторителя
всегда меньше единицы.
В формуле (15.40) Ко — коэффициент усиления каскада на
сопротивлениях без обратной связи, равный
*п = -
V-Rb
Ri + Яа
Подставляя это выражение в формулу (15.40) и учитывая, что
в нашем случае R&=Rj?, получим
RK_
и--
*о,=
н-
Ri + RK _
Д| + Як
Як
1-Ьм- Ri
RK
+ RK
Ri* + RK'
(15.41)
437

где рь9==— эквивалентное значение коэффициента усиления
лампы;
/?/э =— эквивалентное сопротивление лампы.
Таким образом, изменение усилительных свойств каскада с
отрицательной обратной связью можно представить как результат
воздействия обратной связи на параметры лампы Ri и \х.
Выразив в формуле (15.41) р8 через крутизну Su внутреннее
сопротивление /?/9, получим
#о, = ^э> (15.42)
/?/ R
где /?э= к эквивалентное выходное сопротивление катод-
ного повторителя.
Уменьшение эквивалентного сопротивления каскада Яэ до
значения в несколько десятков ом приводит к резкому снижению
постоянной времени та=Со/?э, определяющей верхнюю границу
полосы пропускания. Полоса пропускания катодного повторителя при
неизменных значениях С0 увеличивается во столько же раз, во
сколько снижается усиление каскада в результате действия
обратной связи. Практически расширение полосы пропускания
получается в 10—20 раз без применения коррекции. Катодный повторитель
позволяет увеличить полосу пропускания и предыдущего каскада
видеоусилителя.
Величина емкости Со предыдущего каскада, как известно,
складывается из выходной емкости лампы каскада, емкости монтажной
схемы и входной емкости лампы последующего каскада.
Более подробный анализ работы схемы катодного повторителя
показывает, что его входная емкость Свх примерно равна проходной
емкости анод—сетка C&g.
Действительно, входная емкость катодного повторителя
Свх= Са g+ CgK ( * — KQ c).
Так как
Ко.с^0,8-0,9,
то
С.х=Са,+ С,к(0,1-*-0,2)«С,г
Для усилителя на сопротивлениях
C'BX = CgK + (\+K)C3g>Cag.
Восстановление постоянной составляющей
Сущность процесса восстановления постоянной составляющей
напряжения сводится к сохранению определенного среднего уровня
напряжения сигнала, получаемого на выходе детектора. Сигналы,
получаемые на выходе телевизионного и радиолокационного прием-
438

ников, как правило, односторонние (фиг. 15.27). Такие сигналы,
помимо переменных слагаемых, имеют и постоянную
составляющую.
Основной схемой видеоусилителей является реостатно-емкост-
ная схема, при прохождении через которую постоянная
составляющая сигнала будет отфильтровываться, так как конденсатор С6 не
пропускает на вход последующей лампы постоянного напряжения.
Потеря в сигнале постоянной составляющей вызывает резкое
изменение уровня сигнала (максимального или минимального).
U
т
«с
\
\ ■
и\
\
1 Т
1 _— I,
1
а)
—f
и
и
t)
Фиг. 15.27. Диаграммы изменения уровней сигнала при потере постоянной
составляющей.
На фиг. 15. 27, а показаны два сигнала с различной
скважностью, имеющие одинаковые пиковые уровни и различные
значения средней составляющей напряжения UCT>. На фиг. 15.27,6
показаны те же сигналы после прохождения через усилитель. Изменение
соотношений максимального и минимального уровней вызовет
изменение яркости свечения трубки и точности воспроизведения
сигналов на ее экране.
Для восстановления постоянной составляющей напряжения
сигнала в цепь сетки лампы оконечного каскада включается
дополнительный диод (фиг. 15.28). При отсутствии сигнала напряжение
смещения на сетке лампы равно Ego, а напряжение на аноде диода
очень мало и имеет относительно катода отрицательную
полярность. Положительная полуволна сигнала не вызовет изменения
режима работы диода и первоначального смещения на лампе
усилителя. С приходом отрицательной полуволны в цепи диода
возникнет ток, который зарядит конденсатор Cg. Во время следующего
положительного сигнала диод окажется запертым и конденсатор Се
439

разрядится через сопротивление Rg, создавая на нем падение на*
пряжения положительной полярности. Среднее значение этого на*
пряжения пропорционально среднему значению приходящих
импульсов.
-X rib
■~и.
вых
1 1 ■ fa
Фиг. 15.28. Схема восстановления постоянной составляющей
напряжения сигнала.
Под действием дополнительного положительного напряжения
рабочая точка лампы усилителя перемещается вправо, в область
Фиг. 15.29. Диаграмма работы восстановителя постоянной
составляющей напряжения сигнала.
больших значений тока покоя (фиг. 15.29). С увеличением тока
покоя повысится уровень средней составляющей анодного тока, что
и приведет к восстановлению первоначальной формы сигнала.
440

§ 94. РАСЧЕТ ВЫХОДНОГО КАСКАДА ВИДЕОУСИЛИТЕЛЯ
Исходные данные
1. Величина максимального напряжения на выходе
каскада £Лдах.
2. Максимальная длительность импульса Тщах.
3. Минимальное время нарастания импульса tH.
Требуется определить
1. Тип лампы.
2. Элементы схемы.
3. Величину приращения анодного тока А/атах.
4. Напряжение смещения Её.
5. Величину входного напряжения £/вх.
Порядок расчета
1. Выбор типа лампы производится по величине максимального
напряжения, которое следует получить на выходе каскада.
Максимальное напряжение, которое можно получить на сопротивлении
анодной нагрузки, зависит от значения этого сопротивления и
приращения тока в анодной цепи лампы:
Цпа*=Д'атахЯа. (15.43)
Для наиболее полного использования лампы приращение
анодного тока A/max выбирают порядка 90% от максимально
допустимого значения анодного тока, при котором мощность рассеяния на
аноде лампы не превышает ее значения, указанного в паспорте:
A'a max^^j^ 'a max*
Значение сопротивления анодной нагрузки, как известно,
зависит от схемы каскада и формы усиливаемых сигналов.
В простейшем случае в некорректированном усилителе
сопротивление Ra можно выразить через время нарастания сшнала и
распределенную емкость схемы:
/? = ^н
2,2Со
Подставив значения Д/атах и /?а в формулу (15.43), получим
^гаах uWyamaxo 9/7 —Ly0Ln*
0 9/
Здесь DQ=-—^^ — коэффициент, характеризующий элект-
рические свойства лампы, используемой
в оконечном каскаде.
441

В каскадах с коррекцией знамение сопротивления R* можно
выбрать большим, чем в простых каскадах, в результате чего
значение коэффициента D увеличится.
Коэффициент D лампы в каскаде с простой анодной коррекцией
и допустимым верхним выбросом #в=6% равен
D = 1,8D0.
Коэффициент D в том же каскаде с допустимым верхним
выбросом #в=1% равен
D = 1,67 D0.
Значение коэффициента D в каскадах со сложной коррекцией
равно
Значение коэффициента q определяется из табл. 15. 1.
Максимальное напряжение, получаемое в анодной цепи лампы,
в общем случае определяется по формуле
Um^=Dtn. (15.44)
В табл. 15. 3 приведены примерные значения максимального
тока /а max, распределенной емкости С0 и величины Д>,
предложенные А. П. Сиверсом для некоторых ламп.
Таблица 15.3
Лампы
*а max в ма
Qmin В пф
D0 в в\мксек
Ig2 в ма
6ЖЗП
10
20
180
2
6Ж9П
15,6
25
255
4,5 |
6Ж11П
25
25
410
8
6Ж20П-1
16
20
330
5
6Ж20П-2
28
25
460
9
6П9
30
28
440
6,5
6П14П
48
29
670
5
6П18П
53
27
800
8
6П6С
45
27,5
600
5
6ПЗС
75
31,5
775
5
По заданным техническими условиями значениям Umax и tH мож-
но, пользуясь формулой (15.44), определить необходимую
добротность лампы, а по табл. 15. 3 выбрать тип лампы.
2. Последовательность расчета элементов схемы зависит от
схемы каскада и условий его работы. В оконечном каскаде
видеоусилителя, в зависимости от предъявляемых к нему требований, можно
442

использовать как обычную схему усилителя на сопротивлениях, так
и схемы с коррекцией. Последние схемы используют в тех случаях,
когда выбранная лампа не может обеспечить заданного значения
выходного напряжения при работе в схеме обычного усилителя на
сопротивлениях.
После выбора схемы расчет ее элементов производится в той же
последовательности как и в каскаде усиления напряжения
видеосигнала.
3. Значение приращения анодного тока определяется по
значению максимального выходного напряжения £/тах и
сопротивлению анодной нагрузки /?а:
** ' о та V
и
max
a max
Ra
Фиг. 15.30. Диаграмма графического
расчета оконечного каскада.
4. Напряжение смещения
Eg выбирают таким образом,
чтобы мощность рассеяния
на аноде лампы не
превышала допустимого значения, так
как
^а = А/Ло <С ^а.доп-
5. Необходимое значение
входного напряжения обычно
определяется графическим
путем по характеристике
лампы, как это показано на
фиг. 15.30.
При включении
сопротивления нагрузки в катодную
цепь необходимое для работы каскада напряжение сигнала обычно
определяется графическим путем по характеристике суммарного тока
анодной цепи и цепи экранной сетки лампы:
4 + ^2 = ^).
Величину максимального выходного напряжения можно
определить из соотношения
^тах — #кД^а тах^^к*
Необходимое приращение анодного тока А1&тгх возникает в
результате воздействия на сетку лампы напряжения AUg, равного
разности входного напряжения UBX и падения напряжения UK,
возникающего на сопротивлении катодной нагрузки RK:
Wg=UBX-UK=Usx-AlamuXRK.
Решая это уравнение относительно напряжения UBXf получим
UBX = MJg+^maxRK. (15.45)
Графический способ определения величины входного
напряжения показан на диаграмме фиг. 15.31. По оси сеточного напряже-
443

ния, в соответствии с выбранным масштабом откладывается
отрезок, равный напряжению смещения Es. Из точки А
восстанавливается перпендикуляр до пересечения с характеристикой
суммарного тока в точке А'. Отрезок АА' численно равен току
покоя /о.
Определив величину тока покоя, находим необходимое значение
сопротивления катодной нагрузки
'о
Откладывая отрезок ААГ на оси тока, определяем положение
точки А". От этой точки откладываем отрезок Л"С, численно рав-
А'
А
— V
-п
^ '
с
в
1
^ 1 ч.
С
1
1
41
\а" \
■**
Г
Л 1 Р -
л/ата1/гк
(/
| свх
Фиг. 15.31. Диаграмма графического расчета входного
напряжения в усилителе с отрицательной обратной связью.
ный необходимому приращению тока А/атах. Из точки С
восстанавливаем перпендикуляр до пересечения с характеристикой лампы
в точке С. Из точки О опускаем перпендикуляр до пересечения
с осью сеточного напряжения в точке В. Отрезок АВ будет
численно равен изменению сеточного напряжения AUg} необходимому для
создания приращения анодного тока A/am».
От точки В откладываем отрезок BD, равный произведению
величины приращения тока на сопротивление нагрузки RK:
Отрезок AD численно равен исходному входному
напряжению U,
вх*
КРАТКИЕ ВЫВОДЫ
L Видеоусилитель представляет собой широкополосный
усилитель, предназначенный для усиления импульсов различной
длительности и колебаний с широким спектром частот.
444

2. Усиление колебаний в широком диапазоне частот можно
осуществлять только при помощи реостатно-емкостной схемы.
3. Увеличение полосы пропускания усилителя на
сопротивлениях достигается путем уменьшения сопротивления анодной
нагрузки и методом частотной коррекции.
4. Наиболее совершенным методом коррекции в области
верхних частот является метод включения в анодную цепь лампы и
в цепь нагрузки корректирующих катушек индуктивности,
позволяющих не только выровнять частотную характеристику, но и
повысить коэффициент усиления каскада.
5. Коррекция верхних частот при помощи фильтров RC,
включаемых в цепь нагрузки или в катодную цепь лампы, вызывает
уменьшение общего усиления каскада.
6. Коррекция в области нижних частот осуществляется при
помощи анодного фильтра.
7. Одновременное выравнивание частотной характеристики и
в области нижних и в области верхних частот можно осуществлять
при помощи отрицательной обратной связи.
8. Выходной каскад видеоусилителя предназначен для
обеспечения нормальной работы катодной трубки, воспроизводящей
изображение или принимаемые импульсы.
9. Выходной каскад соединяется с электродами трубки
непосредственно или при помощи кабеля.
10. При раздельном размещении выходного каскада и трубки
между ними включается катодный повторитель.
11. Катодный повторитель позволяет сохранить полярность
усиливаемых колебаний и согласовать выходной каскад с
соединительным кабелем, имеющим малое входное сопротивление.
12. Для воспроизведения среднего уровня принимаемых
сигналов в схеме выходного каскада применяется восстановитель
постоянной составляющей напряжения сигнала.
ВОПРОСЫ ДЛЯ ПОВТОРЕНИЯ
1. Что называется видеоусилителем?
2. Какими показателями оценивается точность воспроизведения импульсных
сигналов?
3. Чем вызывается спад плоской части импульса?
4. От чего зависит время нарастания и время спада импульса?
5. Для чего нужен каскад-ограничитель?
6. Для чего на выходе усилителя применяется восстановитель покоя?
7. Для чего применяется восстановитель постоянной составляющей
напряжения сигнала?
8. Почему выходной каскад должен выполняться на мощных лампах?
9. Почему выходной каскад не может соединяться с трубкой посредством
кабеля?
10. Почему коэффициент усиления катодного повторителя меньше единицы?
ЗАДАЧИ
15.1. Определить время нарастания tH импульса в каскаде при
#а = 2500 ом, С0 = 40 пф.
Ответ: tH= 0,23 мксек.
445

15. 2. Длительность импульса т = 100 мксек, Rg = 250 ком, Cg = 400 пфу
Uc = 100 в.
Определить спад напряжения.
Ответ: MJC==9,5 *•
15.3. По данным задачи 15.2 определить емкость конденсатора Cg, при
которой спад напряжения был бы не более 5 в.
Ответ: Cg = 8000 пф.
15.4. Полоса пропускания усилителя 2 мггц. Допустимый коэффициент
частотных искажений М=1,05; распределенная емкость Cq = 30 пф. Определить
сопротивление анодной нагрузки Ra и индуктивность корректирующей
катушки L.
Ответ: Ra = 2400 ом, L = 72 мкгн.
15.5. Определить элементы схемы каскада со сложной анодной
коррекцией, выполненного на лампе 6Ж9П. Длительность импульса т = 2 мксек,
распределенная емкость Q== 25 пф, сопротивление утечки сетки лампы
последующего каскада Rg = 200 ком, допустимый спад напряжения Ьс = 0,05.
Ответ: /?а = 7 ком, L = 180 мкгн, /,а = 880 мкгн, Rm = 14 ком,
Cg = 200 пф.
15.6. Определить коэффициент усиления катодного повторителя,
выполненного на лампе 6ПЗС и нагруженного кабелем с волновым сопротивлением
р = 100 ом.
Ответ: К = 0,375.

Глава XVI
ОСНОВЫ УЧЕБНОГО ПРОЕКТИРОВАНИЯ
РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ САНТИМЕТРОВОГО
ДИАПАЗОНА
§ 95. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О ПРОЕКТИРОВАНИИ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ
ПРИЕМНИКОВ
Проектирование импульсных радиолокационных приемников
сантиметровых волн является задачей несколько более трудной,
чем проектирование приемников длинных, средних и коротких
волн. К специфическим особенностям проектирования таких
приемников относятся прежде всего обеспечение очень широкой полосы
пропускания, исчисляемой мегагерцами, и получение весьма
высокой чувствительности порядка 10~9-М0~10 мет.
Получение высокой чувствительности, находящейся на уровне
внутриприемных шумов, при широкой полосе пропускания
достигается путем использования в первых каскадах приемника схем
с низким коэффициентом шума и применения многокаскадных
усилителей промежуточной частоты. Кроме того, радиолокационные
приемники имеют в своем составе значительное число вспомогательных
устройств, таких как автоматическая подстройка
частоты,различные виды регулирования усиления и т. д. Все это приводит к
усложнению схемы приемника и вызывает некоторые трудности при его
расчете.
Проектирование радиолокационных приемников слагается из
предварительного и окончательного расчета. Целью
предварительного расчета является выбор и обоснование блок-схемы приемника
и выявление ряда дополнительных данных, необходимых для
расчета отдельных цепей и каскадов. Расчет радиолокационных
приемников производится на основании технических условий, которые
содержат следующие данные:
1. Назначение приемника.
2. Длина волны X или частота f.
3. Длительность импульса ти.
4. Частота повторения импульсов F.
5. Время нарастания импульса tH.
6. Коэффициент различимости по мощности ар.
447

7. Тип индикаторного устройства (с указанием совмещен или
разнесен индикатор и приемник).
8. Напряжение на выходе приемника 1/вш.
9. Требования, предъявляемые к регулированию.
§ 96. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
Распределение времени нарастания импульса по блокам приемника
Полоса пропускания радиолокационного приемника всецело
определяется временем нарастания импульса tH. Возможность
выполнения заданных технических условий при минимальном числе
каскадов в значительной степени зависит от правильности
распределения времени нарастания по отдельным блокам приемника.
Если принять следующие обозначения:
/нв —время нарастания импульса в видеоусилителе;
tHd — время нарастания импульса в детекторе;
£н.вч — время нарастания импульса в высокочастотном тракте.
то общее время нарастания импульса tH в приемнике можно
определить из следующего выражения:
*„ = К&в + Й<! + Й.вч. (16.1)
Связь между tHB и tHB4 и между tHd и /нвч можно
определить из следующих оптимальных соотношений:
Ajl~0,4; -^L«0,3.
'н.вч 'н.вч
После соответствующих подстановок получим
н.вч "^"■' ^»^н> I
tHd^0,27tH, (16.2)
'н..«0,3б*„. J
Полученные соотношения являются исходными при выборе и
обосновании блок-схем видео- и высокочастотного трактов.
Выбор и обоснование блок-схемы высокочастотного тракта
По своему составу блок-схема высокочастотного тракта
радиолокационного приемника зависит только от частоты, на которой
работает радиолокационная станция. Вопрос о количестве каскадов
того или иного блока и конкретизация схем каскадов решаются
в зависимости от целого ряда данных, подлежащих определению.
Блок-схема приемника сантиметрового диапазона не содержит
усилителя высокой частоты; в состав такой схемы входят только
преобразователь частоты и усилитель промежуточной частоты (см.
фиг. 14. 13). Рассмотрение случая, в котором усиление высокой
частоты з сантиметровом диапазоне осуществляется при помощи
448

лампы бегущей волны выходит за рамки приводимого ниже
расчета.
Для конкретизации выбранной блок-схемы приемника
необходимо определить:
1) полосу пропускания всего приемника;
2) минимально допустимые полосы пропускания отдельных
блоков и цепей приемника;
3) чувствительность приемника;
4) необходимое усиление высокочастотного тракта и
распределение его по блокам;
5) необходимую промежуточную частоту.
Определение полосы пропускания приемника
Полоса пропускания приемника зависит от назначения
радиолокационной станции и предъявляемых к ней технических
требований. В тех случаях, когда первостепенное значение имеет дальность
действия станции и вопрос точности определения расстояния до
цели особо не оговорен, можно выбирать полосу пропускания
приемника, равную оптимальной, исходя из соотношения
2AFL=1"1'37.
т
Точное определение расстояния до цели зависит от крутизны
переднего фронта импульса, которая, в свою очередь, определяется
временем нарастания фронта tHf заданным в технических условиях.
В этом случае полосу пропускания выбирают значительно шире
оптимальной, пользуясь выражением
2ь?п(Мщ)с*4 °;75 . (16.3)
Полученное значение полосы пропускания 2Д/ГП следует
увеличить на величину Д/н, учитывающую возможную нестабильность
частоты передатчика и гетеродина,
2д/?п=2№+Д/н). (16.4)
В приемниках без автоподстройки частоты величина Af„ задается
консультантом проекта; в приемниках с автоподстройкой А/н,
характеризующая величину погрешности настройки системы АП,
может быть взята равной 0,2—0,4 Мгц.
Определение минимально допустимых полос пропускания
отдельных блоков и цепей приемника
В диапазоне СВЧ полосу пропускания приемника и полосы его
отдельных цепей принято определять при одинаковых значениях
коэффициента частотных искажений М=0,7. При такой методике
расчета каждая цепь приемника имеет полосу пропускания,
обязательно превышающую общую полосу приемника 2AFn. Для
установления связи между полосой пропускания системы 2AF и поло-
29 Радиоприемные устройства.
449

сами пропускания ее элементарных цепей 2AFU 2AF2y 2Д/73, . . .
2AFn воспользуемся приближенным соотношением
tH « ]Лн1+& + ...+*1п. (16. 5)
При одногорбых резонансных кривых в отдельных блоках и
системе в целом можно полагать, что
f _ 0,75 , __ 0,75 , __ 0,75 . __ 0,75
2Д/7! "' 2A/72 2Л/73 2Л/^
После соответствующих подстановок получим
• +^+...+ *
(2AF)2 (2AFj)2 (ЭД/^)2 (2A^)2
Отсюда общая полоса системы
2AF= 2A/?1 . (16.6)
/ 2Л^\2 /2АЛ ^2 /2А^ \2
Для частного случая, когда все п цепей имеют одинаковые
полосы пропускания
2дГ1 = 2А/г2= . . . =2А/7л,
получим
2ьР=Ц/±. (16.7)
У"
При проектировании обычно бывает необходимо найти полосы
отдельных элементарных цепей 2ДЛ по заданной общей полосе
приемника 2AFn. Следует отметить, что под элементарной цепью
приемника понимают: лампу, нагруженную контуром, входную
цепь приемника, входную цепь УПЧ или контур разрядника. Для
предварительного расчета число элементарных цепей п можно
полагать в пределах 6—12. Тогда полоса пропускания одной
элементарной цепи
2А/71 = (2,5-^3,5)2Д/гп. (16.8)
При предварительном расчете необходимо определить полосы
тех цепей приемника, которые затем будут рассчитываться
отдельно.
Для диапазона сантиметровых волн следует определить полосы
пропускания разрядника, входной цепи УПЧ и главного УПЧ
(действием смесителя на полосу обычно пренебрегают).
Полосу пропускания разрядника 2Д/ГР можно найти из обычной
формулы
2AFp=="o7' (16'9)
где /о — частота принимаемого сигнала, a Qp — добротность
контура разрядника, значение которой определяется по табл. 14. 4 в
зависимости от выбранного типа разрядника.
450

Полосу пропускания входной цепи УПЧ определяют по
формуле (16.8)
2А/7вх.ц=3-2А/7п. (16.10)
После этого определяют общую полосу разрядника и входной
цепи УПЧ 2дРр#ВХшЦ по формуле (16.6) при соответствующей
замене индексов:
„ ^ 2Л/7р
2А/7Р,ВХ,Ц = —- . (16.11)
^ \ 2а/^вх.ц ;
В заключение в соответствии с формулой (16.6), которая при
замене индексов примет вид:
У1
2ЛР„= 2if''"
найдем полосу пропускания УПЧ
2
(2AF„)2 (2Af p.B3c,u)2
(2А/?р.Вх.«)2-(2Д/7п)2
2^упч=у,:;: :?:;:„■ о*.щ
Выбор промежуточнй частоты
Значение промежуточной частоты играет важную роль в работе
всего приемного устройства. При выборе значения /пр необходимо
руководствоваться следующими основными соображениями:
1. Известно, что для достаточной фильтрации сигналов
промежуточной частоты после видеодетектора, необходимо чтобы верхняя
модулирующая частота FB была ниже промежуточной частоты в 5—
10 раз. При этом FB=AF'n.
2. Для лучшего воспроизведения формы огибающей импульса
период промежуточной частоты должен составлять 0,05—0,1
продолжительности импульса т.
3. Использование низкой промежуточной частоты обеспечивает
повышенную устойчивость УПЧ, позволяет уменьшить влияние
замены ламп на его работу и снизить коэффициент шума. Вместе
с тем при применении более низкой промежуточной частоты
требуется более совершенная система автоподстройки частоты.
4. Для унификации блоков значение промежуточной частоты
обычно выбирают равным 30 или 60 Мгц.
Определение чувствительности приемника
Реальная чувствительность радиолокационных приемников
Ро.р, как было установлено в § 70, оценивается мощностью сигнала
в антенне по формуле
Pc.p = kTNbfap.
29* 451

Ориентировочное значение коэффициента шума N для
предварительного расчета можно взять равным 17 дб для волны длиной
3 см и 15 дб для волны длиной 10 см. Шумовая полоса приемника
А/ принимается равной полосе пропускания приемника 2А/7П. Если
значение N выразить в числовых величинах, а полосу А/ в
мегагерцах и учесть, что произведение kT=4 • 10"15 вт/Мгц, то величина РС.Р
определится в ваттах.
Определение необходимого усиления высокочастотного тракта
В сантиметровом диапазоне передача сигнала от антенны к
детектору производится по двум разным трактам: от антенны до
входа УПЧ тракт содержит элементы, передачу сигнала по
которым удобнее характеризовать коэффициентом передачи мощности,
а от входа УПЧ до детектора сигнал проходит по обычному
усилительному тракту, характеризующемуся коэффициентом передачи
напряжения.
Необходимо в первую очередь определить коэффициент
передачи мощности первого тракта, содержащего коаксиальную или вол-
новодную фидерную линию, разрядник и кристаллический
смеситель- Если соответственно обозначить коэффициенты передачи
мощности каждого из этих элементов через КрфуКРр,КР(:, то общий
коэффициент передачи тракта
Кр = КрфКРрКРс.
Значения коэффициентов передачи мощности разрядника КРри
смесителя КРс можно взять из табл. 14. 3 и 14. 4. Коэффициент
передачи фидерной линии примем равным КРф=0,9. Мощность
сигнала на входе УПЧ определяется из выражения
"вх.УПЧ = ^с.р'\Р'
Принимая во внимание соотношение между мощностью и
напряжением при согласованной нагрузке
можно найти напряжение сигнала на входе УПЧ
^„х.упч=2/^Л^- О6-*3)
Здесь R — входное сопротивление входной цепи УПЧ, величина
которого при согласовании с выходом преобразователя частоты
равна его выходному сопротивлению Япч на промежуточной
частоте. Величину Rn4 можно найти из табл. 14. 3. В качестве входной
цепи УПЧ можно использовать двухконтурную систему, в которой
связь между контурами выбирается из условий упомянутого
согласования.
452

Для определения напряжения сигнала на сетке первой лампы
УПЧ £/вх.Л1 необходимо найти коэффициент трансформации входной
цепи. В соответствии с принятыми в § 83 обозначениями,
коэффициент трансформации
и2
Учитывая, что £/i=^BX.yn4> a ^2—^п.лъ получим
т— ^вх.УПЧ
III/ ~~" .
^вх.л1
Напряжение сигнала на сетке первой лампы
// ^вх.УПЧ
ивх.л1—
т
Для того чтобы входная цепь УПЧ обеспечивала одновременно
условия согласования и минимальный коэффициент шума УПЧ,
значение коэффициента трансформации та определяем по формуле
(14.41). Тогда
У ^вх + &к? 0pt
Методика определения величин Gn4 и GBX изложена в § 83;
значение 0K2opt определяется по формуле (14.40).
Определяем величину необходимого коэффициента усиления по
напряжению до входа детектора:
/Супч=-^-. (16.15)
^вх.УПЧ
Напряжение UBX на входе детектора выбирают в пределах 1—2 в.
Учитывая необходимый запас усиления в 2—3 раза
окончательно получим
^упч = (2-ь-3)#упч (16.16)
Выбор и обоснование блок-схемы видеотракта приемника
Под видеотрактом радиолокационного приемника понимают
каскады, следующие за усилителем промежуточной частоты. В
состав видеотракта входят: видеодетектор, амплитудный
ограничитель — усилитель и видеоусилитель.
Выходным индикатором радиолокационного приемника обычно
является электронно-лучевая трубка с изменением яркости или
отклонением луча. Величина напряжения, подаваемого на ее вход,
задается в технических условиях. Индикатор и видеоусилитель
могут быть совмещены в одном блоке или разнесены. В последнем
615
453

случае индикатор соединяется с видеоусилителем через
высокочастотный кабель, а выходным каскадом видеоусилителя является
катодный повторитель.
В качестве видеодетектора в радиолокационных приемниках
применяют в основном диодный детектор.
Выбор и обоснование блок-схемы видеотракта производится
путем определения его усиления. Зная величину напряжения на
входе видеодетектора (7ВХ= 1—2 в и задаваясь ориентировочно его
коэффициентом передачи /(<z^0,5, находят напряжение на выходе
детектора, соответствующее реальной чувствительности
приемника,
^вы*=ед,х. (16.17)
где Un и UdBblx—амплитудные значения напряжения.
Учитывая возможное превышение сигнала на входе приемника
над его чувствительностью определяют напряжение на входе
амплитудного ограничителя усилителя U0 в соответствии с
рекомендациями, изложенными в § 89.
Для трубки с изменением яркости луча
Для трубки с отклонением луча
U0=(2 + 5)UdBM.
Определяем значение необходимого коэффициента усиления
видеотракта
д^^выхтах (1g 18)
"о
Значение коэффициента К*, получаемое из формулы (16. 18),
обычно превышает значения усиления, даваемые одним каскадом.
Поэтому между видеодетектором и индикатором используют
несколько каскадов усиления. Количество каскадов усиления обычно
не превышает трех. При выносном индикаторе в последнем
каскаде используется катодный повторитель, коэффициент передачи
которого можно принять равным 0,8. Схема видеодетектора и
полярность напряжения, получаемая на его выходе, зависят от
способа управления трубкой. Необходимый коэффициент усиления
видеотракта обычно не превышает 80—100, поэтому коэффициент
усиления одного каскада оказывается близким к 10, что облегчает
задачу получения заданной полосы частот или выполнение
требований, предъявляемых ко времени нарастания видеоимпульса. Если
видеоусилитель содержит два каскада, то время нарастания
видеоимпульса в одном каскаде определяется из соотношения
k.-V^.i+tf..* (16.19)
454

§ 97. ОКОНЧАТЕЛЬНЫЙ РАСЧЕТ
После предварительного расчета высокочастотного тракта и
видеотракта радиолокационного приемника следует произвести
окончательный электрический расчет отдельных цепей радиоприемника,
каскадов и резонансных кривых. Исходными данными для такого
расчета являются технические условия, предъявляемые к
приемнику в целом и значения отдельных величин, полученные при
предварительном расчете.
Принимая во внимание, что методика расчета всех основных
цепей радиолокационного приемника изложена в соответствующих
параграфах гл. XIV, ограничимся рекомендациями в отношении
последовательности окончательного расчета и некоторыми
дополнительными замечаниями.
В окончательный расчет последовательно входят:
1. Расчет коэффициента шума усилителя промежуточной
частоты.
2. Расчет входной цепи УПЧ.
3. Расчет усилителя промежуточной частоты.
4. Расчет и построение общей резонансной кривой приемника.
Для этого следует предварительно рассчитать и построить три
резонансные кривые: разрядника, входной цепи УПЧ и усилителя
промежуточной частоты.
Расчет резонансной кривой разрядника производится по
формуле (5.4), справедливой для одиночного резонансного контура.
Значение добротности разрядника Qp находят по табл. 14.4, в
зависимости от выбранного типа разрядника.
Резонансную кривую двухконтурной входной цепи при
переходной связи можно рассчитать по формуле
/1+4*4 '
где
/о Qal + Qs2
Резонансную кривую УПЧ строят исходя из коэффициентов
прямоугольности Кпоуь ^no.oi и полосы пропускания 2Д/7УПЧ,
найденных при соответствующих расчетах.
Рассчитанные резонансные кривые следует строить на одном
графике.
Общую резонансную кривую приемника строят путем
перемножения ординат каждой из кривой при одинаковых текущих
расстройках А/.
5. Расчет видеодетектора.
6. Расчет видеоусилителя.
7. Определение основных показателей рассчитанного
приемника:
а) коэффициента шума приемника по формуле (14.35);
б) полосы пропускания по общей резонансной кривой
приемника на уровне 0,7.
455

в) реальной чувствительности по формуле (14. 12).
При расчете реальной чувствительности пользуются значениями
коэффициента шума и полосы пропускания приемника, указанных
в пп. а) и б).
8. Составление полной принципиальной схемы
радиолокационного приемника.
В качестве примера описание возможной схемы
радиолокационного приемника приведено в следующем параграфе.
§ 98. СХЕМА РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПРИЕМНИКА
САНТИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА
На фиг. 16. 1 и 16. 2 приведены примерные схемы
радиолокационного приемника сантиметровых волн, составленные из
описанных в предыдущих параграфах каскадов. Приемник выполнен по
двухканальной схеме и снабжен специальной цепью МАРУ для
подавления помех, создаваемых отражением от близко
расположенных объектов.
На фиг. 16. 1 показан двухканальный смеситель,
предварительный усилитель промежуточной частоты (ПУПЧ) канала приема и
отдельный канал автоматической подстройки частоты.
Главный УПЧ, видеодетектор, видеоусилитель и цепь
мгновенного автоматического регулирования усиления (МАРУ) показаны
на фиг. 16. 2.
Двухканальный смеситель образован двумя кристаллическими
смесителями, помещенными в общую волноводную камеру.
Принимаемый сигнал из антенны поступает в смеситель канала приема
через разрядник приемника /, а сигнал от магнетрона подводится
к смесителю канала автоматической подстройки через делитель
мощности 2. Двухканальный смеситель связан с общим
гетеродином через гнездо 3. В качестве гетеродина использован клистрон
с механической подстройкой частоты.
Сигналы промежуточной частоты с выходов смесителей через
кабельные разъемы Pi и Ра и высокочастотные кабели подводятся
ко входу ПУПЧ канала приема и ко входу смесителя канала АП.
ПУПЧ содержит входную цепь и трехкаскадный усилитель.
Входная цепь выполнена по двухконтурной схеме. Для уменьшения
нежелательной емкостной связи между катушками индуктивность
первого контура составлена в виде двух секций L\, £2, из которых
только L2 индуктивно связана с катушкой второго контура L3.
Емкостями контуров соответственно служат емкости схемы и
входная емкость первой лампы.
Первые два каскада ПУПЧ Лх и Л2 выполнены по схеме
заземленный катод—заземленная сетка, обеспечивающей низкий уровень
шума на входе приемника. В первом каскаде заземлен катод и
использовано последовательное питание, во втором каскаде
заземлена сетка, а питание является параллельным.
Индуктивностями контуров служат катушки L5 и 1б.
Катушка L4 использована для нейтрализации емкости С^ лампы Л{.
456

457

Главный УПЧ
Видеоусилитель +1606
Р, Со At
"йЬу,
V5
*2Э
+1506
—0
Х-
+ 280$
^
¥3006
-Ю56
^
Фиг. 16.2. Схема главного УПЧ, МАРУ и видеоусилителя.

Для передачи сигнала промежуточной частоты с ПУПЧ на
главный УПЧ использован каскад с кабельным переходом «/73, на
выходе которого включен кабельный разъем Я2.
Главный УПЧ состоит из входной цепи и пяти каскадов с
одиночно настроенными контурами на пентодах Л4 — Л8. Сигнал
промежуточной частоты с разъема Я2 через разделительный
конденсатор С8 поступает на контур, образованный катушкой L8 и входной
емкостью лампы Л4. Сопротивление Rs на входе УПЧ служит для
согласования УПЧ с волновым сопротивлением кабеля.
Все пять каскадов УПЧ выполнены по схеме с параллельным
питанием с контуром в цепи сетки и являются однотипными.
Параллельно с анодным сопротивлением /?ц каждого каскада
включены дроссели Дрз, вследствие чего падение постоянного
напряжения на этих сопротивлениях оказывается ничтожно малым. Контур
последнего каскада для расширения полосы пропускания зашун-
тирован дополнительным сопротивлением Rn.
Ручное регулирование усиления в приемнике производится
в первых двух каскадах УПЧ. Регулирование осуществляется при
помощи потенциометра R\s, с которого на управляющие сетки
ламп Ла и Л$ через развязывающие фильтры RgCg может
подводиться различное по величине отрицательное смещение.
Видеодетектор Д\ выполнен на полупроводниковом диоде по
обычной схеме, описанной в § 86.
Видеоусилитель состоит из каскада на пентоде Лд и выходного
каскада Л\о по схеме катодного повторителя. В цепь сетки
выходного каскада включен полупроводниковый диод Дг, выполняющий
роль восстановителя постоянной составляющей.
Видеосигналы снимаются с нагрузочного сопротивления /?28
катодного повторителя и подаются на кабельный разъем Я3, а затем
через высокочастотный кабель — на индикатор радиолокационной
станции.
Цепь МАРУ состоит из трех однотипных каскадов Л и—Л^ на
двойных триодах. Каждый каскад МАРУ автоматически регулирует
усиление одного из каскадов УПЧ (</76—Л8). Правый триод
каждой лампы используется в качестве диодного детектора с
отрицательным выходным напряжением, левый триод работает как
катодный повторитель. Отрицательное напряжение с катодных нагрузок
/?зо через контакт 1 переключателей /7Ь #2 и Я3 подается на сетки
соответствующих ламп. В положении 2 цепь МАРУ выключена.
Действие цепи МАРУ начинается тогда, когда напряжение на
выходе УПЧ превышает определенную величину. Наличие в схеме
переключателей позволяет выключать цепь МАРУ.
Канал автоподстройки содержит входную цепь, усилитель
автоподстройки, частотный детектор и управляющие цепи. Схема
входной цепи канала АП ничем не отличается от рассмотренной
ранее входной цепи канала приема.
Усилитель промежуточной частоты канала АП выполнен на
пентоде; с его анодной нагрузки напряжение промежуточной
частоты подводится к частотному детектору с настроенными контурами.
459

В качестве нелинейных элементов в схеме использованы
полупроводниковые диоды Дз и Д4.
Управляющая цепь включает усилитель Л\$, предназначенный
для усиления сигналов после частотного детектора, и схему
ищущего регулятора частоты, состоящую из полупроводникового
диода Д$ и пентода Л^, включенного по схеме фантастрона.
Пилообразное напряжение с анода фантастрона подается на отражатель
клистрона Л и и регулирует его частоту.
Питание приемника осуществляется от двух выпрямителей:
с одного из них подаются напряжения положительной полярности
150, 160, 280 и 300 в\ с другого— напряжения отрицательной
полярности —105 и —255 в. Напряжения положительной полярности
используются для питания анодных и экранных цепей различных
каскадов; напряжение —255 в подводится к отражателю
клистрона Лп через делитель /?48, при помощи которого осуществляется
ручное регулирование частоты гетеродина.

ЛИТЕРАТУРА
I. Амалицкий М. В., Основы радиотехники, Связьиздат, 1959.
2 Благовещенский В. П., Основы радиотехники сверхвысоких частот.
Судпромгиз, 1952.
3. Бялик Г. И., Широкополосные усилители, Госэнергоиздат, 1956.
4. Волин М. Л., Усилители промежуточной частоты, «Советское радио,
1950.
5. Войшвилло Г. В., Усилители низкой частоты, Связьиздат, 1959.
6. Жеребцов И. П., Техника метровых волн. Издательство ДОСААФ,
1955.
7. Колосов А. А, Резонансные системы и резонансные усилители,
Связьиздат, 1949.
8. Кристаллические детекторы, ч. II, перевод с английского, «Советское
радио», 1950.
9. Кризе С. Н., Усилители напряжения низкой частоты, Госэнергоиздат,
1953.
10. Куликовский А. А., Линейные каскады радиоприемников,
Госэнергоиздат, 1958.
II. Куликовский А. А., Болотин И. А., Потрясай В. Ф. Основы
учебного проектирования радиоприемников, Госэнергоиздат, 1956.
12. Кругман Л. М., Полупроводниковые триоды и их применение,
Госэнергоиздат, 1957.
13. Кобленц А. и Оуэне Г., Транзисторы. Теория и применение.
Перевод с английского. Издательство иностранной литературы, 1956.
14. Лебедев В. Л., Радиоприемные устройства, Связьиздат, 1955.
15. Лейтес Р. Д., Руководство по курсовому проектированию
радиовещательных приемников супергетеродинного типа, Связьиздат, 1954.
16. Лурье О. Б., Усилители видеочастоты, «Советское радио», 1955.
17 Ламповые усилители, ч. I и II, перевод с английского, «Советское
радио», 1950.
18. Малогабаритная аппаратура, сборник переводов, Издательство
иностранной литературы, 1954.
19. Научно-технический сборник «60 лет радио», Связьиздат, 1955.
20. Новаковский С. В., Самойлов Г. П., Техника частотной
модуляции в радиовещании, Госэнергоиздат, 1952.
21. Новаковский С. В., Частотная модуляция, Связьиздат, 1946.
22. Основы радиолокационной техники, т. I, перевод с английского, Оборон-
гиз, 1951.
23. Принципы радиолокации, перевод с английского, «Советское радио», 1949.
24. Принципы радиолокационных станций, перевод с английского,
«Советское радио», 1949.
25. Радиолокационная техника, т. II, перевод с английского, «Советское
радио», 1949.
26. Р и з к и н А. А., Основы теории усилительных схем, «Советское радио».
1958.
27. Справочник радиолюбителя, Госэнергоиздат, 1958.
28. С и в е р с А. П., Радиолокационные приемники, «Советское радио», 1959
29. С и фор о в В. А., Радиоприемные устройства, Воениздат, 1954.
461

30. С л е п я н Л. Б., Основы теории и расчета радиоприемников, Оборонгиз,
1939.
31. Справочник по радиотехнике под общей редакцией Смиренина Б. А.,
Госэнергоиздат, 1950.
32. Техника сверхвысоких частот, ч. II, перевод с английского, «Советское
радио», 1953.
33. Полупроводниковые триоды и их применение. Под общей редакцией
Р. Ши, Госэнергоиздат, 1957.
34. Ши Р. Ф., Усилители звуковой частоты на полупроводниковых триодах,
Издательство иностранной литературы, 1957.
35. Чистяков Н. И., Радиоприем и работа радиоприемника, Воениздат,
1953.
36. Ч и с т я к о в Н. И., С и д о р о в В. М., М е л ь н и к о в В. С,
Радиоприемные устройства, Связьиздат, 1958
37. Гуткин Л. С, Преобразование сверхвысоких частот и детектирование,
Госэнергоиздат, 1953.
38. Брауде Г. В., Сложная коррекция широкополосных устройств, ИЭСТ
№ 9, 1940.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Предисловие 3
История развития техники радиоприема 5
Глава I. Общие сведения о радиоприемных устройствах 9
§ 1. Применение и классификация радиоприемных устройств . 9
§ 2. Основные показатели радиоприемников 11
§ 3. Блок-схема приемника прямого усиления 15
§ 4. Блок-схема супергетеродинного приемника 17
§ 5. Методы исследования цепей радиоприемной схемы 18
Глава II. Усилители напряжения низкой частоты 21
§ 6. Общие сведения об усилителях низкой частоты 21
§ 7. Усилитель на сопротивлениях 32
§ 8. Расчет усилителя на сопротивлениях 41
§ 9. Трансформаторный усилитель 45
Глава III. Усилители мощности низкой частоты 53
§ 10. Общие сведения об усилителях мощности 53
§ 11. Анализ работы, однотактного усилителя мощности на триоде 57
§ 12. Частотная характеристика оконечного каскада 63
§ 13. Расчет усилителя мощности на триоде . . - 66
§ 14. Однотактный усилитель мощности на пентоде 70
§ 15. Расчет усилителя мощности на пентоде и лучевом тетроде
в режиме класса Л . . 74
§ 16. Двухтактная схема усилителя мощности 81
§ 17. Применение отрицательной обратной связи в усилителях
низкой частоты 88
§ 18. Инверсные схемы 95
Глава IV. Усилители низкой частоты на полупроводниковых триодах . . 100
§ 19. Общие сведения о полупроводниковых приборах 100
§ 20. Анализ работы каскада на полупроводниковом триоде .... 106
§ 21. Схема с общей базой 109
§ 22. Схема с общим эмиттером и схема с общим коллектором . . 114
§ 23. Многокаскадные усилители на полупроводниковых триодах . 121
§ 24. Усилители мощности на полупроводниковых триодах 124
463

Стр.
Глава V. Входные цепи радиоприемников 134
§ 25. Общие сведения о входных цепях 134
§ 26. Входная цепь при емкостной связи антенны с контуром ... 136
§ 27. Входная цепь при индуктивной связи антенны с контуром . . 140
§ 28. Расчет входных цепей приемников длинных, средних и
коротких волн 143
Глава VI. Усилители высокой частоты 148
§ 29. Общие сведения об усилителях высокой частоты 148
§ 30. Резонансные усилители 149
§ 31. Входное сопротивление усилительной лампы 160
§ 32. Устойчивость усилителей высокой частоты 163
§ 33. Полосовые усилители 168
§ 34. Расчет усилителей высокой частоты 176
§ 35. Усилители высокой частоты на полупроводниковых триодах 181
Глава VII. Детектирование 186
§ 36. Общие сведения о детектировании 186
§ 37. Линейное детектирование 191
§ 38. Схемы диодных детекторов 198
§ 39. Расчет диодного детектора 203
§ 40. Анодное детектирование 206
§ 41. Катодное детектирование 207
§ 42. Сеточное детектирование 209
Глава VIII. Регенеративный и сверхрегенеративный прием 213
§ 43. Общие сведения о регенеративном приеме 213
§ 44. Теория регенеративного приема 215
§ 45. Схемы регулирования обратной связи 217
§ 46. Теория сверхрегенеративного приема 218
Глава IX. Супергетеродинный прием 226
§ 47. Общие сведения о супергетеродинах и основы теории
преобразования частоты 226
§ 48. Схемы преобразования частоты 234
§ 49. Преобразователи частоты на полупроводниковых триодах . . . 238
§ 50. Особенности супергетеродинного приема 241
§ 51. Настройка контуров супергетеродинных приемников одной
ручкой 247
§ 52. Расчет преобразователя частоты 252
Глава X. Помехи радиоприему и способы ослабления их влияния .... 259
§ 53. Общие сведения о помехах 259
§ 54. Атмосферные помехи 260
§ 55. Промышленные помехи 261
§ 56. Внутриприемные шумы . . . . 263.

Стр.
Глава XI. Прием частотно-модулированных колебаний 270
§ 57. Общие сведения о приеме частотно-модулированных колебаний 270
§ 58. Амплитудный ограничитель 275
§ 59. Частотный детектор 277
Глава XII. Вспомогательные устройства в радиоприемниках .283
§ 60. Общие сведения о ручном и автоматическом регулировании
в приемниках 283
§ 61. Ручное регулирование усиления 285
§ 62. Автоматическое регулирование усиления 287
§ 63. Регулирование полосы пропускания 293
§ 64. Автоматическая подстройка частоты 295
Глава XIII. Основы проектирования супергетеродинных приемников
длинных, средних и коротких волн 301
§ 65. Общие сведения о проектировании радиоприемников 301
§ 66. Предварительный расчет радиоприемника 303
§ 67. Окончательный расчет 310
Глава XIV. Радиолокационные приемники 315
§ 68. Общие сведения о радиолокационных приемниках 315
§ 69. Полоса пропускания радиолокационного приемника 317
§ 70. Чувствительность радиолокационного приемника 321
§ 71. Электронные лампы в диапазоне сверхвысоких частот .... 323
§ 72. Входное сопротивление лампы на сверхвысоких частотах . . . 325
§ 73. Колебательные цепи радиолокационных приемников в
диапазоне сверхвысоких частот 330
§ 74. Блок-схемы радиолокационных приемников 332
§ 75. Входные цепи в диапазоне метровых и дециметровых волн . . 336
§ 76. Усилители сверхвысокой частоты 342
§ 77. Усилитель на лампе с бегущей волной 352
§ 78. Преобразователи частоты в диапазонах метровых и
дециметровых волн 355
§ 79. Однотактные преобразователи частоты в диапазоне
сантиметровых волн 358
§ 80. Двухтактные преобразователи в диапазоне сантиметровых волн 364
§ 81. Усилители промежуточной частоты приемников метровых и
дециметровых волн 369
§ 82. Усилители промежуточной частоты приемников
сантиметровых волн 373
§ 83. Расчет коэффициента шума УПЧ приемников сантиметровых
волн 375
§ 84. Расчет двухконтурной входной цепи УПЧ приемников
сантиметровых волн 377
§ 85. Расчет усилителя промежуточной частоты приемников
сантиметровых волн 379
§ 86. Видеодетекторы 385
§ 87. Расчет однотактного видеодетектора 388
§ 88. Автоматическое регулирование в радиолокационных приемниках 391
30 Радиоприемные устройства. 465

Глава XV. Видеоусилители 400
§ 89. Общие сведения о видеоусилителях 400
§ 90. Схемы видеоусилителей 407
§ 91. Усилитель бегущей волны 426
§ 92. Расчет видеоусилителя 430
§ 93. Оконечный каскад видеоусилителя 434
§ 94. Расчет выходного каскада видеоусилителя 441
Глава XVI. Основы учебного проектирования радиолокационных лриемни-
ков сантиметрового диапазона 447
§ 95. Общие сведения о проектировании радиолокационных
приемников 447
§ 96. Предварительный расчет у . . . . 448
§ 97. Окончательный расчет 455
§ 98. Схема радиолокационного приемника сантиметрового диапазона 456
Литература 461
Виталий Федорович Баркан,
Василий ^Константинович Жданов
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Издательский редактор О. И. Буракова Техн. ред. В. П. Рожин
Г-62406 Подписано в печать 8/1II 1960 г. Учетно-изд. л. 26,57
' Формат бумаги 60x92i/i6=14,63 бум. л.—29,25 печ. л.
Цена 10 р. 80 к. Тираж 30 000 экз. Заказ 615/1674
Типография Оборонгиза