ОСНОВЫ РАДИОТЕХНИКИ И РАДИОЛОКАЦИИ
В.Г.ЛЕВИЧЕВ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
И РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
ОСНОВЫ РАДИОТЕХНИКИ И РАДИОЛОКАЦИИ
В. Г. ЛЕВИЧЕВ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ
И РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
Издание третье, переработанное и дополненное
Scan AAW
Ордена Трудового Красного Знамени
ВОЕННОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
МИНИСТЕРСТВА ОБОРОНЫ СССР
МОСКВА— 1974
6Ф2
Л36
УДК 621.396
Курс учебного пособия «Основы радиотехники и радиолокации» состоит из четы-
рех самостоятельных книг:
Колебательные системы.
Электровакуумные и полупроводниковые приборы.
Радиопередающие и радиоприемные устройства.
Радиолокация.
В данной книге в главе 1 § 1—5 и 9 написаны Левичевым В. Г., § 6, 10, 11 и
12 — Фогельсоном Б. И., § 7 и 8 -» Степ у ком Я. В., глава 2 — Левичевым В. Г.
Левичев В. Г.
Л36 Радиопередающие и радиоприемные устройства. Изд. 3-е,
переработ. и дополи. М., Воениздат, 1974.
510 с. (Основы радиотехники и радиолокации)
В книге рассматриваются устройство, принцип работы и основы расчета каска-
дов современных радиопередатчиков, а также физический смысл происходящих
в них явлений. Математический аппарат в основном использован в объеме средней
школы.
Книга предназначена для курсантов радиотехнических училищ и представляет
интерес для офицеров, связанных с эксплуатацией радиотехнических средств, а так-
же для учащихся гражданских учебных заведений, занимающихся изучением радио-
техники и радиолокации.
„ 0343-093
Л-------------
068(02)-74
96-74
6Ф2
© Воеввадат, 1974
ГЛАВА 1
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВАХ
1.	Структурные схемы передатчиков
Радиопередающее устройство предназначено для передачи ин-
формации при помощи радиоволн. Радиоволна представляет собой
электромагнитное поле высокой частоты и является особой формой
движущейся материи. Радиопередающее устройство состоит из пе-
редатчика и передающей антенны.
В передатчике происходят три основных процесса:
—	генерация колебаний высокой частоты (КВЧ), т. е. их соз-
дание;
—	усиление КВЧ до необходимой мощности;
—	управление одним из параметров КВЧ (амплитудой, часто-
той или фазой) в соответствии с передаваемой информацией.
Генерация КВЧ осуществляется в автоколебательном генера-
торе. Его называют возбудителем или задающим генератором
(ЗГ), так как он задает (устанавливает) несущую частоту пере-
датчика.
Управление одним из параметров КВЧ по закону передаваемых
информационных сигналов называется модуляцией. Она осуще-
ствляется модулятором (М). В передатчике может быть амплитуд-
ная модуляция (AM), частотная модуляция (ЧМ) или фазовая мо-
дуляции (ФМ). Частным случаем амплитудной модуляции яв-
ляется простейшая импульсная модуляция.
В результате модуляции получаются модулированные высоко-
частотные колебания тока, напряжения и электромагнитного поля.
При отсутствии модуляции в антенне передатчика создаются, а
следовательно, и излучаются в пространство смодулированные ко-
лебания.
Усиление колебаний высокой частоты (немодулированных и мо-
дулированных) в передатчике осуществляется усилителями мощ-
ности (УМ). Их называют также генераторами с внешним возбу-
3
ждением. По режимам работы усилители передатчика можно раз-
делить на три основных типа: буферные усилители, усилители-
умножители и выходные усилители. В простейшем передатчике
первые два типа усилителей могут отсутствовать, а выходной уси-
литель может одновременно быть и умножителем частоты.
У многих радиолокационных передатчиков усилители вообще
отсутствуют. Такие передатчики обычно работают в импульсном
режиме. В этих случаях автогенератор имеет достаточно большую
импульсную мощность. К типичным мощным импульсным автогене-
раторам радиолокационных передатчиков относятся магнетроны.
Используются также мощные автогенераторы на металлокерамиче-
ских лампах, на специальных приборах СВЧ и на обьцчных лампах.
Структурная схема простейшего передатчика AM колебаний
приведена на рис. 1.1. Там же показаны графики напряжений на
выходе каждого каскада. В задающем генераторе создаются ко-
лебания высокой частоты
с неизменными парамет-
рами. В усилителе мощ-
ности они усиливаются, а
их амплитуда под воздей-
ствием модулятора изме-
няется по закону инфор-
мационных сигналов. В
результате получаются
амплитудно-модулирсхван-
ные колебания требуемой
мощности. Они направ-
ляются в передающую
Рис. 1.1. Структурная схема связного передат-
чика AM колебаний
ЧМ колебаний. В таком передатчике
антенну и создают ампли-
тудно - модулированные
радиоволны, излучаемые
в пространство.
На рис. 1.2 изображе-
на структурная схема
простейшего передатчика
модулятор воздействует на
колебательный контур задающего генератора, изменяя (частоту
его настройки в соответствии с информационными сигналами. По
этой причине изменяется частота генерируемых колебаний. Она
изменяется в относительно небольших пределах по сравнению со
своим средним значением.
В усилителе мощности происходит усиление частотно-модули-
рованных колебаний. Передающая антенна излучает в простран-
ство частотно-модулированные радиоволны. Частотная модуляция
применяется только в диапазоне УКВ. В других диапазонах волн
ее применять невозможно.
Структурная схема простейшего радиолокационного передат-
чика приведена на рис. 1.3. В этой схеме модулятор вырабатывает
периодически повторяющиеся видеоимпульсы напряжения прямо-
угольной формы. Для мощного автогенератора они служат напря-
жением питания. Поэтому их амплитуда измеряется единицами или
десятками киловольт. Автогенератор периодически генерирует вы-
сокочастотные радиоимпульсы и направляет их в передающую ан-
тенну. Длительность излучаемых радиоимпульсов обычно бывает
около одной микросекунды, а период их повторения измеряется
сотнями или тысячами микросекунд. Их часто называют зондирую-
щими радиоимпульсами.
В передатчиках им-
пульсной радиосвязи (а
также в радиолокацион-
ных передатчиках) мо
жет изменяться длитель-
ность излучаемых радио-
импульсов, их амплитуда
или частота повторения.
Может изменяться также
время генерации радио-
импульсов относительно
определенных тактовых
моментов. Поэтому им-
пульсная модуляция в
общем случае может быть
очень разнообразной.
По своему основному
назначению передатчики
Рис. 1.2. Структурная схема связного передат-
чика ЧМ колебаний
принято разделять на связные, радиовещательные, телевизионные,
радиолокационные, радионавигационные и т. д. По месту уста-
новки их делят на стационарные и подвижные. По диапазону ра-
бочих волн передатчики бывают длинноволновые, средневолновые,
Передающая
Рис. 1.3. Структурная
схема радиолокационного
передатчика
коротковолновые и передатчики УКВ. В свою очередь передатчики
УКВ делят на метровые, дециметровые, сантиметровые и милли-
метровые. В особую группу выделяются передатчики оптического
диапазона (лазерные).
Передатчики разделяют также по роду работы, виду модуля-
ции, мощности и другим признакам.
5
2.	Основные показатели передатчика
Радиопередатчик характеризуется определенными технически-
ми показателями.
1)	Диапазон рабочих волн передатчика. Большинство передат-
чиков имеет органы настройки, при помощи которых можно изме-
нять рабочую длину волны. Перестройка передатчика обычно воз-
можна в пределах широкого диапазона волн. Она может быть
плавной или дискретной. При плавной перестройке передатчик мо-
жет работать на любой волне заданного диапазона. При дискрет-
ной перестройке передатчик работает только на определенных
(фиксированных) волнах.
Очень часто весь диапазон рабочих волн передатчика разби-
вается на несколько поддиапазонов. Каждый из них характери-
зуется коэффициентом перекрытия, т. е. отношением максимально
возможной рабочей волны к минимально возможной. Обычно коэф-
фициент перекрытия не превышает 3—4. Желательно, чтобы коэф-
фициенты перекрытия на каждом поддиапазоне были одинаковы.
2)	Мощность передатчика. Это есть мощность электрических
колебаний, направляемых передатчиком в антенну. Она может
быть от долей ватта до десятков мегаватт. У передатчиков, рабо-
тающих в импульсном режиме, различают мощность в импульсе
и среднюю мощность за период повторения импульсов. Обычно
мощность в импульсе превышает среднюю мощность передатчика
в сотни или тысячи раз.
3)	Коэффициент полезного действия передатчика. Это есть от-
ношение мощности, отданной в антенну, к мощности, потребляемой
передатчиком от его источников питания. КПД передатчика опре-
деляет его экономичность. У передатчиков малой мощности КПД
бывает 10—20%, у передатчиков большой мощности 40—60%.
4)	Стабильность частоты передатчика. Она характеризует допу-
стимое отклонение несущей частоты передатчика за определенное
время его работы в конкретных условиях. Количественная оценка
стабильности частоты передатчика осуществляется при помощи
коэффициента относительной нестабильности. Данный коэффи-
циент равен отношению максимально допустимого отклонения не-
сущей частоты передатчика к ее номинальному значению. Чем
выше стабильность частоты передатчика, тем меньше коэффициент
относительной нестабильности. Он бывает величиной 10~4—10-8.
§ 2. ГЕНЕРАТОРНЫЕ ЛАМПЫ
1.	Особенности генераторных ламп и их параметры
Лампа называется генераторной, если она предназначена для
работы в усилителях или генераторах высокой частоты. Генера-
торные лампы имеют мощные катоды и работают при высоком
анодном напряжении. Поэтому они сильно нагреваются. Если
охлаждение генераторной лампы естественное, она имеет значитель-
6
ные размеры. У такой лампы получаются большие индуктивности
выводов и значительные междуэлектродные емкости. Пролетное
время электронов в больших лампах относительно велико. Для
уменьшения размеров генераторных ламп часто применяют при-
нудительное охлаждение — воздушное или водяное.
Генераторные лампы бывают стеклянные или металлокерамиче-
ские. Металлокерамические лампы имеют цилиндрическую кон-
струкцию. Они предназначены для соединения с коаксиальными
или объемными резонаторами. Поэтому использование цилиндри-
ческих ламп ограничено диапазоном дециметровых и сантиметро-
вых волн.
О свойствах генераторной лампы судят по ее параметрам (по-
казателям). Их можно разделить на три условные группы.
1)	Статические параметры: крутизна лампы, внутреннее сопро-
тивление, коэффициент усиления, проницаемость, а также кру-
тизна критической линии.
2)	Эксплуатационные параметры: номинальная колебательная
мощность, допустимая мощность тепловых потерь (на аноде и
сетках), номинальные напряжения на аноде и сетках, наибольшая
рабочая частота и другие.
3)	Реактивные параметры: междуэлектродные емкости лампы
и индуктивности выводов.
2.	Статические характеристики генераторных ламп
Каждая лампа имеет свои статические характеристики. Их сни-
мают экспериментально. В справочниках помещают усредненные
Рис. 1.4. Типичные семейства ССХ генераторных ламп:
а — параллельные; б — веерные
характеристики ламп данного типа. Различают сеточные статиче-
ские характеристики (ССХ) и анодные статические характеристи-
ки (АСХ). Семейства ССХ бывают двух видов: параллельные и
веерные (рис. 1.4) *.
* Более строго эти характеристики называют анодно-сегочными, так как они
показывают зависимость анодного тока от сеточного напряжения.
7
Параллельные ССХ типичны для ламп с большой проницае-
мостью (т. е. для ламп с малым коэффициентом усиления). К ним
относятся большинство триодов. Веерные ССХ типичны для ламп
с малой проницаемостью (т. е. для ламп с большим коэффициен-
том усиления). К ним относятся пентоды, лучевые тетроды и мно-
гие обычные тетроды. Однако, встречаются исключения из этого
общего правила. Так, например, ряд современных тетродов имеют
параллельные ССХ, а некоторые триоды имеют веерные ССХ.
В лампах с параллельными ССХ напряжение запирания EgQ за-
метно зависит от анодного напряжения. В лампах с веерными ССХ
напряжение Eg0 мало зависит от анодного напряжения. В целом
для генераторных ламп характерно правое расположение сеточных
Линия спада
нодного тока
Линия спада
^анодного тока
Рис. 1.5. Типичные семейства АСХ генераторных
ламп:
а — триодов; б — тетродов и пентодов
статических характеристик. Поэтому значительный анодный ток
у таких ламп обычно получается только при положительном напря-
жении на управляющей сетке.
Один из важнейших параметров лампы — статическая крутиз-
на S. Она равна наибольшей крутизне ССХ. У современных гене-
раторных ламп крутизна бывает 5—50 ма!в, а иногда и больше.
На рис. 1.5 показаны два типичных семейства АСХ генератор-
ных ламп. Большинство характеристик снято при положительном
напряжении на управляющей сетке. Причина этого понятна из
рис. 1.4. Для семейства АСХ характерно наличие общей для них
линии. Она называется линией спада анодного тока.
Условимся считать началом любой характеристики генератор-
ной лампы точку, лежащую на горизонтальной оси, т. е. точку ну-
левого тока.
3.	Идеализация характеристик генераторных ламп
Форма реальных характеристик генераторных ламп сложна.
Их уравнения громоздки. Поэтому инженерные расчеты передат-
чиков начинаются с предварительного упрощения (идеализации)
8
статических характеристик выбранных ламп. Идеализированные
характеристики ламп изображаются отрезками прямых линий.
Практически бывает необходимо идеализировать только несколь-
ко характеристик.
Рис. 1.6. Возможные способы идеализации сеточ-
ной характеристики:
а — одной прямой; б — двумя прямыми (с горизонталь-
ным участком); в — двумя прямыми (с падающим уча-
стком); Ego — реальное напряжение запирания лампы;
%в “ предполагаемое напряжение запирания лампы;
РХ — реальная характеристика; ИХ — идеализированная
характеристика; Г/СР —точка критического режима
На рис. 1.6 и 1.7 показаны возможные варианты идеализации
сеточных и анодных статических характеристик. Наиболее типич-
ный случай идеализации ССХ приведен на рис. 1.6, а. Реальная
характеристика заменяется одной прямой. Она имеет крутизну
Рис. 1.7. Возможные способы идеализации анодных ста-
тических характеристик:
а —при резком изгибе характеристик; б — при плавном изгибе
характеристик
средней части действительной характеристики. Такая идеализация
ССХ применяется при аналитических расчетах усилителей и гене-
раторов.
Идеализация ССХ двумя прямыми (с падающим или с гори-
зонтальным участком) используется в основном для графической
иллюстрации физических процессов. Точку соединения двух
9
участков идеализированной характеристики назовем точкой кри-
тического режима (ТКР).
Для идеализации АСХ характерны два случая. Первый показан
на рис 1.7, а. Он применяется для тех ламп, у которых АСХ имеют
резкий изгиб. В этом случае идеализированная линия спада анод-
ного тока называется линией критического режима (ЛКР) или
критической линией (КЛ). Называют ее также линией граничного
режима. Данный вариант идеализации АСХ пригоден для боль-
шинства современных ламп.
Второй вариант идеализации (рис. 1.7, б) применяется для тех
ламп, у которых АСХ имеют плавный изгиб. В этом случае крити-
ческая линия проводится примерно через середину скругления той
характеристики, которая соответствует наибольшему положитель-
ному напряжению на управляющей сетке генераторной лампы.
Очевидно, что в данном слу|чае критическая линия не совпадает
с линией 'спада анодного тока и не может считаться строго опре-
деленной.
Крутизна критической линии 5к.л является важным расчетным
параметром лампы и поэтому часто указывается в справочниках.
Она бывает порядка единиц или десятков ма)б. По своей физи-
ческой сущности крутизна критической линии представляет собой
проводимость лампы. Поэтому ее нельзя сравнивать с крутизной
лампы, которая не имеет аналогичного физического смысла*.
Участок критической линии является одним из отрезков идеа-
лизированной АСХ (от начала ее до точки критического режима).
4.	Основное уравнение идеализированной лампы
Идеализация характеристики лампы одной прямой позволяет
найти простую аналитическую зависимость анодного тока от на-
пряжений на управляющей сетке и на аноде. Для вывода основ-
ного (исходного) уравнения достаточно иметь только две идеали-
зированные ССХ. Они изображены на рис. 1.8.
Первая (левая) характеристика соответствует произвольному
анодному напряжению па. Она начинается с некоторого отрица-
тельного сеточного напряжения. Его абсолютная величина обозна-
чена Eg^ и названа напряжением запирания идеализированной лам-
пы. Это есть предпола! аемое напряжение запирания лампы. Обра-
тим внимание, |что напряжение EgB соответствует конкретному
анодному напряжению.
Вторая (правая) характеристика соответствует такому анод-
ному напряжению Еао, при котором она проходит через начало
координат. Его называют анодным напряжением приведения, так
как ца==£’ао «приводит» идеализированную ССХ в начало коорди-
нат. Напряжение Еао зависит от параметров лампы и определяется
из справочника,
* Исключение составляет критическая линия, проведенная в сеточной сит
стеме координат,
10
Уравнение левой характеристики имеет следующий вид:
za = S (tig + EgB).
(1.1)
В этом уравнении (и во всех последующих) величина EgB счи-
тается положительной, так как она выступает в качестве эталона,
с которым сравнивается реальное напряжение на сетке ug. Напря-
жение ug может быть отрицательным, нулевым или положитель-
ным. Если например, ug= —EgB, то /а = 0, т. е. лампа заперта. Если
ug = 0, то ia = S-EgB. Это уравнение наглядно показывает, что ве-
личина EgB в формулах должна считаться только положительной,
так как отрицательный анодный ток не
имеет смысла.
В уравнении (1.1) зависимость анодно-
го тока от напряжения на аноде представ-
лена в неявном виде. Поэтому желательно
преобразовать его. Из определения стати-
ческих параметров лампы и рис. 1.8 выте-
кает, что проницаемость лампы
D =_____-?—,
и a Eqq
следовательно
EgB “ В (ua Eqq).
Рис. 1.8. Идеализирован-
ные ССХ
С учетом соотношения (1.2) уравнение (1.1) получает следую-
щий вид:
4 = 5 [ug + D (иа — £а0)].
(1.3)
Это и есть основное уравнение идеализированной лампы. Оно
показывает зависимость величины анодного тока от напряжений
на сетке и на аноде. Уравнение (1.3) верно в любой системе коор-
динат, т. е. для любых идеализированных характеристик (сеточ-
ных и анодных).
Если напряжение иа считать постоянным, а независимой пере-
менной полагать напряжение ug, то получается уравнение се-
мейства ССХ. Задаваясь величинами иа, можно построить сколько
угодно взаимно параллельных идеализированных сеточных стати-
ческих характеристик. Каждая из них является прямой линией.
В частности, при г/а = Еао имеем ia-=S*ug. Это уравнение ССХ, про-
ходящей через начало координат.
Если напряжение ug считать величиной постоянной, а иа неза-
висимой переменной, то получается уравнение семейства АСХ. Так.
например, при ug=D'EaQ получается уравнение ia = S -D *иа. Это
есть уравнение анодной статической характеристики, проходящей
через начало координат. Если считать ug = 0, то начало АСЯ соот-
ветствует анодному напряжению ua = EaQ.
11
Заметим, что уравнение (1.3) верно только в той области анод-
ных координат, которая расположена правее критической линии.
В этой области все идеализированные АСХ линейны и взаимно
параллельны (см. рис. 1.7,а).
5.	Режимы работы генераторных ламп
Режимы работы генераторных ламп различаются по классам
усиления и по напряженности.
а)	Различия режимов по классам усиления
В зависимости от длительности импульсов анодного тока гене-
раторной лампы различают классы усиления А, В, С и АВ.
Рис. 1.9. Анодный ток генераторной лампы:
а — режим класса А; б — режим класса В; в — режим класса С; г — режим класса АВ
В режиме класса А анодный ток лампы протекает непрерывно.
Его величина изменяется по гармоническому закону (рис. 1.9,а).
Такой ток называют пульсирующим. Он состоит из постоянной со-
ставляющей /ао и единственной переменной составляющей с ам-
плитудой /та. При ЭТОМ Лпа<Ло-
Если переменная составляющая анодного тока протекает в од-
ном направлении с постоянной составляющей, то оба тока скла-
дываются и тогда *а>/а0‘ Если переменный анодный ток проходит
навстречу постоянному току, то они вычитаются и тогда 1&<1ао-
Режим класса А часто называют режимом первого рода. Он
применяется в модуляторных и буферных каскадах передатчика.
В усилителях большой мощности режим класса А применять не-
выгодно, так как КПД каскада, работающего в таком режиме,
12
получается менее 50%. О других недостатках режима класса А
будет сказано дальше. График, изображенный пунктиром, соответ-
ствует предельному случаю режима класса А.
В режиме класса В анодный ток лампы имеет форму периодиче-
ски повторяющихся импульсов, длительность которых равна поло-
вине периода их повторения (рис. 1.9,6). Для более лаконичной
характеристики длительности импульсов тока пользуются поня-
тием нижнего угла отсечки.
Углом нижней отсечки импульсов тока называют половину их
длительности, выраженную в угловом измерении (т. е. в радианах
или градусах). Будем обозначать угол нижней отсечки анодного
тока греческой буквой 9. Угол отсечки анодного тока зависит от
исходного режима лампы, ее параметров, сопротивления анодной
нагрузки и от амплитуды напряжения на управляющей сетке. В ре-
жиме класса В угол отсечки 9 = 90°. Амплитуду импульсов анод-
ного тока, т. е. их наибольшее мгновенное значение, обозначим
Гамаке. Иногда ее называют высотой импульсов. Каскад, работаю-
щий в режиме класса В, может иметь КПД до 75% (теоретически
до 78,5%).
В режиме класса С анодный ток лампы имеет форму периоди-
чески повторяющихся импульсов с углом отсечки @<90°
(рис. 1.9,в). Следовательно, в этом режиме длительность импуль-
сов анодного тока меньше половины периода их повторения. Ре-
жим класса С применяется в передатчиках очень широко, так как
он наиболее экономичный.
Каскад, работающий в режиме класса С, может иметь КПД
близкий к 100%.
Режим класса АВ является промежуточным между режимами
классов А и В. Угол отсечки импульсов анодного тока заключен в
интервале от 90 до 180° (рис. 1.9,г), лампа большую часть времени
отперта. Длительность импульсов превышает половину периода их
повторения.
Режимы классов В, С и АВ относятся к колебаниям второго
рода.
б)	Различия режимов по напряженности
Напряженность режима генераторного триода определяется со-
отношением между амплитудами импульсов анодного и сеточного
токов. Очевидно, что ток управляющей сетки имеет место только
при положительном сеточном напряжении.
Различают следующие режимы лампы по напряженности: бу-
ферный, недонапряженный, критический и перенапряженный. Они
могут быть при колебаниях первого и второго рода. В последую-
щем тексте все иллюстрации напряженности режимов будут со-
ответствовать классу В.
В буферном режиме напряжение на управляющей сетке лам-
пы бывает только отрицательным. Следовательно, лампа работает
без сеточного тока. В этом режиме нельзя получить большой
13
полезной мощности, так как импульсы анодного тока имеют ма-
лую амплитуду.
В недонапряженном режиме лампа работает с незначительным
сеточным током, так как положительное напряжение на управляю-
щей сетке бывает небольшим. Импульсы сеточного тока имеют ма-
лую амплитуду и малую длительность. Импульсы анодного тока
могут иметь значительную амплитуду (рис. 1.10); в недонапряжен-
ном режиме точка максимального тока (ТМТ) расположена ле-
вее (ниже) точки критического режима, но в положительной обла-
сти сеточного напряжения.
ков генераторной лампы в недонапряженном ре-
жиме
В критическом режиме лампа работает с предельно достижимой
амплитудой импульсов анодного тока, форма которых остроконеч-
ная. Импульсы сеточного тока имеют сравнительно небольшую ам-
плитуду (рис. 1.11).
При заданном угле отсечки анодного тока в критическом ре-
жиме получается наибольшая полезная мощность каскада при
наличии высокого КПД. По этой причине критический режим ра-
боты для многих каскадов передатчика является основным. Он по-
лучается при определенном (оптимальном) сопротивлении нагруз-
ки лампы, а также при определенной (оптимальной) амплитуде
напряжения возбуждения.
В перенапряженном режиме напряжение возбуждения имеет
значительную амплитуду. Поэтому положительное напряжение на
управляющей сетке лампы бывает большим и происходит перерас-
пределение анодного и сеточного токов. В импульсах анодного тока
(рис. 1.12) наблюдаются провалы (впадины). Они оказываются
двугорбыми.
14
На рис. 1.12 видно, что в момент наивысшего потенциала сетки
происходит сближение анодного и сеточного токов. На практике
иногда встречаются случаи спада анодного тока до нуля. В этом
Рис. 1.11. Сеточное напряжение и импульсы токов
генераторной лампы в критическом режиме
Рис. 1.12. Сеточное напряжение и импульсы токов
генераторной лампы в перенапряженном режиме
случае ток сетки может стать очень большим. Такой режим назы-
вается сильно перенапряженным. Он опасен для управляющей сет-
ки, так как она сильно разогревается,
15
Если же лампа работает в слабо перенапряженном режиме,
то провал в импульсах анодного тока получается совсем неболь-
шим. В этих условиях для расчетов допустимо пользоваться идеа-
лизированной характеристикой с горизонтальным участком. Тогда
в расчетных импульсах анодного тока кроме нижней отсечки надо
еще учитывать и верхнюю отсечку.
Из сказанного следует, что названия режимов генераторного
триода по напряженности логично относить к условиям работы
цепи управляющей сетки. Для анодной цепи перенапряженный ре-
жим вполне допустим. Он может использоваться на практике, если
нагрев управляющей сетки не опасен для лампы.
В усилителях на триодах и пентодах напряженность режима
определяется с учетом тока экранирующей сетки.
6. Частотный состав импульсного тока
отмечено, что анодный ток генераторной лампы
Выше было
чаще всего бывает импульсным. Сеточный ток всегда импульсный.
Рис. 1.13. Графики коэффициентов
разложения импульсных токов
генераторной лампы
Если режим работы лампы яв-
ляется буферным, недонапряжен-
ным или критическим, а лампа
считается идеальной, то каждый
импульс ее тока (анодного или
сеточного) представляет собой
часть синусоиды, поскольку на-
пряжение возбуждения синусои-
дально.
Из математики известно, что
уравнение периодической функции
можно записать в виде тригономе-
трического ряда Фурье. Поэтому
импульсный ток допустимо пред-
ставлять как сумму постоянной
составляющей и многочисленных
гармоник. Уравнение ряда Фурье
получает простейший вид, если им-
пульсы тока симметри/чны относи-
тельно начала отсчета времени. Та-
кие импульсы принято называть
косинусоидальными.
Для косинусоидального импульс-
ного тока любого электрода усилительного прибора уравнение ряда
Фурье имеет следующий вид:
i — /0 4~ Iт\ cos со/ ~Т 1т2 cos 2<о/ -Т Im% cos Зсо/ -Т ... =
== Л) + Л + h + ^3 + •••»
где /0 — постоянная составляющая импульсного тока;
4, 4 — мгновенные значения гармонических составляю-
щих импульсного тока;
16
/тЪ	— амплитуды гармонических токов;
(о—угловая частота первой гармоники импульсного
тока.
Величина постоянной составляющей импульсного тока и ампли-
туды всех его гармоник зависят от угла отсечки импульсов 0 и ог
их амплитуды гмакс- Эта зависимость изображается в виде графи-
ков коэффициентов разложения импульсного тока (рис. 1.13). Обо-
значения коэффициентов и их названия следующие:
я0 = -—2----коэффициент постоянной составляющей импульс-
1 макс
ного тока;
«i =	----коэффициент первой гармоники импульсного
1 макс
тока;
<х2 =	----коэффициент второй гармоники импульсного
» макс
тока;
а„=-т^------коэффициент третьей гармоники импульсного
1 макс
тока.
Пользуясь графиками коэффициентов разложения, можно
узнать величины всех составляющих импульсного тока. Для при-
мера на рис. 1.14 изображены импульсы тока с углом отсечки
0^=80° и там же показаны их составляющие.
В процессе расчета усилителей и генераторов возникает не-
обходимость сравнения амплитуды используемой гармоники им-
пульсного тока с его постоянной составляющей. Для этого удобны
коэффициенты использования гармоник импульсного тока.
Коэффициентом использования первой гармоники назовем от-
ношение
17
Коэффициентом использования второй гармоники назовем от-
ношение
v ___ ЧП2 ____ а2
«о
(1.5)
Естественно, что р и у2 зависят от угла отсечки импульсного
тока. Эти зависимости приведены на рис. 1.15, откуда видно, что
Рис. 1.15. Коэффициенты использова-
ния первой и второй гармоник им-
пульсного тока
в любой разновидности режима
второго рода (С, В или АВ) ам-
плитуда первой гармоники им-
пульсного тока оказывается боль-
ше его постоянной составляющей.
Амплитуда второй гармоники им-
пульсного тока получается боль-
ше постоянной составляющей
только при угле отсечки @<73°.
Первую гармонику импульс-
ного тока часто называют основ-
ной переменной составляющей,
так как в любом режиме ее ам-
плитуда больше, чем у всех ос-
тальных гармоник.
§ 3. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
1.	Усилитель мощности на триоде
Усилитель мощности представляет собой преобразователь энер-
гии постоянного тока в энергию переменного тока, частота кото-
рого определяется возбуждающим напряжением. Оно подво-
дится к входным зажимам сеточной цепи усилителя и может быть
немодулированным или модулированным. Все основные понятия,
терминология, физические процессы, количественные соотношения
и методика расчета усилителя мощности обычно изучаются на при-
мере усиления немодулированных колебаний.
Схемы усилителей мощности разнообразны, но имеют много об-
щего. Для первого знакомства подходит схема, приведенная на
рис. 1.16. Она относится к категории выходных усилителей, так как
ее анодная цепь связана с цепью антенны.
Основными элементами усилителя являются лампа, настроен-
ный анодный контур и источник питания с постоянным напряже-
нием Еа. К дополнительным элементам относятся источник отри-
цательного смещения с постоянным напряжением Eg и блокиро-
вочные конденсаторы. Дополнительные элементы в принципе не
обязательны, но они значительно улучшают качественные показа-
тели усилителя,
18
Индуктивность контура £к и его активное сопротивление бу-
дем полагать сосредоточенными в контурной катушке *.
Сопротивление /?к является вредным. Для его уменьшения про-
вод контурной катушки покрывают тонким слоем серебра. Прак-
тически сопротивление /?к бывает порядка единиц ом.
Емкость контура Ск обычно считается сосредоточенной в кон-
денсаторе настройки. Однако фактически параллельно конденса-
тору включены еще междувитковая емкость контурной катушки,
выходная емкость лампы и емкость монтажа. В дальнейшем обо-
значение Ск всегда будет
соответствовать полной
емкости контура.
Анодный контур яв-
ляется полезной нагруз-
кой лампы. При нем лам-
па работает в динамиче-
ском режиме, т. е. изме-
нения анодного тока со-
провождаются изменения-
ми анодного напряжения.
Антенный контур с
элементами LA и СА фор-
мально не входит в схему
усилителя, но фактически
именно он является по-
требителем полезной ко-
лебательной мощности.
Антенный контур настраи-
вается на частоту усили-
ваемых колебаний. По-
этому он вносит в катуш-
ку анодного контура
только активное и при-
Рис. 1.16. Схема усилителя мощности с после-
довательным анодным питанием
том полезное сопротивле-
ние Д/?а. Оно, конечно, условное, но считается физической реаль-
ностью. Практически сопротивление Д/?а бывает порядка десятков
или сотен ом. Его можно называть сопротивлением нагрузки для
контурного тока.
В схеме усилителя лампа выполняет роль управляемого сопро-
тивления. Оно изменяется в .широких пределах напряжением воз-
буждения. По этой причине анодный ток лампы, протекающий под
воздействием постоянного напряжения £а, изменяется по величине.
Он может быть пульсирующим или импульсным.
По способу выполнения анодной цепи схему, изображенную на
рис. 1.16, называют усилителем с последовательным анодным
* Более строго под сопротивлением RK понимается совокупность всех актив-
ных сопротивлений в контуре, на которых энергия выделяется в виде тепла.
19
питанием. Далее будет рассмотрена также схема усилителя с па-
раллельным анодным питанием.
2.	Физические процессы в усилителе мощности
при колебаниях первого рода
Выяснение характера физических процессов в любом радиотех-
ническом устройстве означает определение законов изменения его
токов и напряжений.
Предположим, что рассматриваемый усилитель работает в ре-
жиме класса А (рис. 1.17). Такой режим позволяет хорошо уяс-
нить все основные понятия, необходимые для понимания более
сложных режимов. Режим класса А получается буферным, если
Umg Eg, а иmg -J- Eg <Z Е
Когда входного напряжения нет, то на сетке лампы действует
только напряжение смещения, т. е. ug = Eg. Напряжение Eg отри-
цательное по знаку, но оно меньше напряжения запирания лампы
и поэтому лампа отперта. Через лампу протекает постоянный анод-
ный ток ia = /ao- Он проходит от + Еа, через катушку контура £к,
лампу и на —£а.
Контурная катушка для тока /ао сопротивления не имеет, так
как постоянный ток протекает по всему сечению провода катушки.
Такое сопротивление называется омическим. Омическое сопротивле-
ние катушки ничтожно мало (тысячные доли ома). Поэтому в рас-
четах его всегда считают равным нулю. По данной причине в ис-
ходном режиме на контуре напряжения нет, а на аноде лампы на-
пряжение ца = £а.
Допустим теперь, что на вход усилителя подается переменное
напряжение возбуждения
«их = ит вх • sin at.	(1.6)
Тогда напряжение на сетке лампы становится пульсирующим.
Оставаясь отрицательным по знаку, оно изменяется по величине
около среднего значения, равного Eg. Амплитуда изменения сеточ-
ного напряжения Umg^=IJm^ а его мгновенные значения
Ug = EgA- • sin (о/= Eg+	(1.7)
Под воздействием изменяющегося напряжения ug происходят
синфазные изменения (пульсации) анодного тока лампы около
среднего значения 7а0. Это означает, что в составе анодного тока
появилась переменная составляющая. Ее мгновенные значения бу-
дем обозначать /а~, действующее значение /а_, а амплиту-
ду Лиа-
Предположим, что анодный контур усилителя и антенный кон-
тур настроены на частоту входного напряжения. В этом случае
эквивалентное сопротивление контура LKCK для переменной состав-
20
ляющей анодного тока велико (тысячи ом) и активно по харак-
теру. Обозначим его /?э- Очевидно, что
~ Ск (RK + Д/?А) =	(1 -8)
Рис. 1.17. Графики физических процессов, происходящих в усилителе
мощности, при работе лампы в режиме колебаний первого рода
От момента 6 до момента h энергия поступает в контур, так как напряже-
ние ик тормозит электроны в лампе. От момента /а до момента контур
отдает энергию, так как напряжение ик ускоряет электроны в лампе
где Q9—эквивалентная добротность анодного контура, т. е. с
учетом сопротивления Д/?а, вносимого из настроенной
цепи антенны;
р — характеристическое сопротивление анодного контура.
21
Ввиду активного характера нагрузки для переменного анодного
тока и линейного режима работы лампы ее динамическая крутизна
определяется уравнением
Q  	Iх ___
d —	+ R3 ~	R3
+ Ri
(1-9)
где р, Ri и S — статические параметры лампы.
Из рис 1.17 видно, что во время положительного полупериода
входного напряжения (например, от t\ до /2) мгновенные значе-
ния анодного тока превышают его постоянную составляющую, т. е.
/а>/ао- Это означает, что в положительный полупериод переменный
анодный ток проходит в одном направлении с постоянным анод-
ным током. В этот полупериод мгновенные значения переменной
составляющей анодного тока будем обозначать на схемах +*а~.
Во время отрицательного полупериода входного напряжения
(например, от z2 до z3) мгновенные значения анодного тока мень-
ше его постоянной составляющей, т. е.	Следовательно, в
отрицательный полупериод переменный анодный ток проходит в
лампе навстречу постоянному току. В этот полупериод мгновен-
ные значения переменкой составляющей анодного тока будем обо-
значать на схемах —za_.
Приведенное здесь рассуждение о двух самостоятельных анод-
ных токах (постоянном и переменном), конечно, условное, но оно
физически и математически может быть вполне обосновано. По
законам электротехники переменный анодный ток должен прохо-
дить под воздействием переменной ЭДС. Где же она на схеме?
Ниже будет строго доказано, что переменная ЭДС анодной цепи
создается внутри самой лампы (между анодом и катодом). Она
называется электродвижущей силой эквивалентного генератора
или электродвижущей силой лампы.
Из рис. 1.17 видно, что амплитуда переменной составляющей
анодного тока лампы
!ma = Sd.Umg = Sd-UmBli.	(1.10)
Поскольку контур LKCK является резонансным, то напряжение
на нем синфазно с переменной составляющей анодного тока. Его
амплитуда
Uтк = ^та '	= $d ' вх-	(1.И)
Напряжение на аноде лампы иа изменяется по гармоническому
закону. Оно пульсирует около среднего значения, равного Еа. Из-
менения анодного напряжения противофазны изменениям анод-
ного тока. В рассматриваемой схеме контур LKCK включен в анод-
ную цепь лампы полностью. Это параллельный контур первого
вида. Поэтому амплитуда анодного напряжения Uma=UmK.
22
3.	Энергетические соотношения в усилителе мощности
при колебаниях первого рода
Энергетическими соотношениями называют уравнения для мощ-
ностей, коэффициента полезного действия и других величин, имею-
щих значение при выборе оптимального режима работы усили-
теля. Рассмотрим их применительно к усилителю на триоде.
1)	Потребляемая мощность Ро. Это есть мощность постоян-
ного тока, забираемая от источника питания анодной цепью уси-
лителя
Ро = Ло-£а.	(1.12)
2)	Колебательная или генерируемая мощность Рк. Это есть
мощность переменного немодулированного тока, выделяемая в
анодном контуре
РК = 4	4- •	= 4- •	+ ^А)=^+Л, (1.13)
где PR =	• 12тЪ• /?к—мощность тепловых потерь в контуре;
РА = PmL- —полезная мощность, передаваемая в антенну
(применительно к схеме, изображенной на
рис. 1.16).
Если анодный контур не связан с цепью антенны (или иной
цепью, потребляющей энергию), то тогда Д/?а = 0 и вся колебатель-
ная мощность расходуется на нагревание элементов анодного кон-
тура. В этом случае /?э =	= р • Q, где Q— конструктивная
(т. е. собственная) добротность контура.
3)	Мощность, выделяемая на аноде лампы, Ра. Это есть мощ-
ность, бесполезно рассеиваемая на аноде в виде тепла.
Очевидно, что
Ра = Р0 — Рк.	(1.14)
Мощность Ра должна быть меньше допустимой Радоп, которая
указывается в паспорте лампы.
4)	Коэффициент использования анодного напряжения $. Это
есть отношение амплитуды переменной составляющей анодного на-
пряжения к постоянному напряжению источника анодного пита-
ния
е =	(i.i5)
5)	Коэффициент использования переменной составляющей
анодного тока у. Это есть отношение амплитуды переменного анод-
ного тока и его постоянной составляющей
(1.16)
23
v
6)	Коэффициент полезного действия анодной цепи т). Это есть
отношение колебательной мощности к подводимой мощности
(U7)
В режиме класса А коэффициенты у и = меньше единицы и по-
этому г)<-у. Это обстоятельство является существенным недо-
статком данного режима.
Рассмотрим физическую сущность процесса создания колеба-
тельной мощности в анодном контуре усилителя. Для этого пред-
варительно отметим два важных положения:
—	когда движение свободного электрона ускоряется, то его
кинетическая энергия возрастает, происходит это за счет отбора
энергии от того источника, который ускоряет движение электрона;
—	когда движение свободного электрона тормозится, то его
кинетическая энергия убывает, происходит это потому, что тор-
мозимый электрон отдает часть своей энергии источнику тормо-
жения.
Если возбуждение усилителя отсутствует, на контуре напряже-
ния нет. В это время все электроны в лампе летят к аноду уско-
ренно только под воздействием напряжения £а.
При наличии возбуждения усилителя на движение электронов
кроме напряжения Еа оказывает влияние также и контурное на-
пряжение. В положительный полупериод входного сигнала контур-
ное напряжение тормозит электроны и энергия в контуре возра-
стает. В отрицательный полупериод входного сигнала контурное
напряжение ускоряет электроны и энергия в контуре уменьшается.
Но из графиков, изображенных на рис. 1.17, видно, что количе-
ство электронов, ускоряемых контуром, значительно меньше тормо-
зимых. Объясняется это действием сеточного напряжения, которое
изменяется в противофазе с анодным напряжением. По данной
причине анодный контур усилителя получает энергии больше, чем
отдает ее лампе. Разность между этими энергиями и обеспечивает
создание колебательной мощности, т. е. той мощности, из-за нали-
чия которой колебания в контуре поддерживаются 'незатухающими.
Понятия, термины и обозначения, рассмотренные выше, спра-
ведливы для любого режима усилителя'. Они разъяснялись на при-
мере режима класса А только потому, что данный режим простей-
ший. На практике он применяется сравнительно редко. В выход-
ных усилителях он вообще не используется ввиду низкого КПД и
по другим причинам.
4.	Физические процессы и энергетические соотношения
в усилителе мощности при колебаниях второго рода
При колебаниях второго рода лампа усилителя работает в не-
линейном режиме. Ее анодный ток имеет форму периодически по-
24
вторяющихся импульсов. В зависимости от угла отсечки анодного
тока режим может быть класса В, С или АВ.
Из § 1 известно, что импульсный ток состоит из постоянной со-
ставляющей и множества гармоник. Любая гармоника анодного
тока может создавать полезный эффект, т. е. поддерживать коле-
бания в контуре незатухающими. Для этого необходимо настроить
анодный контур усилителя на частоту рабочей гармоники. Отсюда
следует, что усилитель мощности при колебаниях второго рода мо-
жет работать не только в режиме обычного усиления, но и в ре-
жиме умножения частоты.
В режиме усиления анодный контур настроен на частоту вход-
ного напряжения. Поэтому он имеет большое сопротивление (ак-
тивное по характеру) только для первой гармоники анодного тока.
Она и является рабочей гармоникой. Для всех высших гармоник
сопротивление контура ничтожно мало. Ввиду этого напряжение на
контуре изменяется синфазно с первой гармоникой анодного тока.
Оно синусоидальное, а следовательно, одночастотное.
Напряжение на аноде лампы, оставаясь все время положи-
тельным, изменяется в противофазе с напряжением на контуре.
Графики физических процессов, происходящих в режиме усиле-
ния класса В, изображены на рис. 1.18.
Из графиков видно, что колебательная мощность, выделяемая
в контуре, создается только первой гармоникой анодного тока. По-
этому
P* = ^lmivUmt=±-PmaX-R9.	(1.18)
Если лампа работает в буферном, недонапряженном или кри-
тическом режиме, то
Anal ==а1‘^ макс*
Следовательно, в таких режимах колебательную мощность мож-
но определять по уравнению
Лс “ ~2~ ‘ а1 ’ А макс ’ £ ‘ ^*а >	(1 • 19)
где он— определяется по графикам в соответствии с углом отсеч-
ки импульсов анодного тока.
Мощность постоянного тока, забираемая анодной цепью от ис-
точника питания, в этих режимах определяется так:
Л) === Ао ’ а === а0 ’ А макс ’ ^*а*	(1.20)
Коэффициент полезного действия анодной цепи усилителя мощ-
ности рассчитывается по уравнению
=	(1.21)
25
где yi — коэффициент использования первой гармоники анодного
тока (	.
к ^ао ао /
С уменьшением угла отсечки анодного тока коэффициент р
возрастает, приближаясь к 2. Соответственно увеличивается КПД
усилителя, стремясь к коэффициенту использования анодного на-
пряжения. На практике наиболее часто £=0,754-0,95, ар = 1,24-1,8.
Рис. 1.18. Графики физических процессов, происходящих в усилителе мощ-
ности, при работе лампы в режиме колебаний второго рода
Теоретически КПД усилителя мощности, работающего в ре-
жиме класса С, может приближаться к 100%. Практически же оц
не превышает 804-90%.
Высокий КПД усилителя в режиме класса С объясняется фи-
зически тем, что лампа оказывается отпертой только в то время,
когда тормозящее напряжение контура достаточно велико.
В режиме умножения частоты усилитель работает в тех слу-
чаях, когда его контур настроен на частоту какой-либо высшей
гармоники анодного тока.
26
На рис. 1.19 показаны графики физических процессов, проис-
ходящих в усилителе мощности, работающем в режиме удвоения
частоты. Для иллюстрации выбран недонапряженный режим клас-
са В. В данном случае контур усилителя настроен на вторую гар-
монику анодного тока и только для нее имеет большое (резонанс-
ное) сопротивление. Для всех остальных гармонических токов со-
Рис. 1.19. Графики физических процессов, происходящих в усилителе мощ-
ности, работающем в режиме удвоения частоты
противление контура ничтожно мало. Поэтому напряжение на кон-
туре изменяется синфазно со второй гармоникой анодного тока.
Следовательно, его частота в два раза выше, чем у входного на-
пряжения. Такую же частоту имеет переменное напряжение на
аноде, которое изменяется в противофазе с контурным напряже-
нием.
Колебательная мощность, выделяемая в анодном контуре уси-
лителя при режиме удвоения частоты, определяется по формуле
= ~2~ ’	“ “з" *	(1.22)
27
Если лампа работает в буферном, недонапряженном или кри-
тическом режиме, т. е. при остроконечной форме импульсов анод-
ного тока, то
Лпа2 = а2 ’ макс*
Следовательно, в таких режимах колебательную мощность
можно определять по уравнению
^к2 ~ “д-’ а2 ’ ^'а макс ' ’ ^а*	(1*23)
Мощность постоянного тока, забираемая от источника анод-
ного питания, определяется по формуле 1.20.
Коэффициент полезного действия анодной цепи усилителя-
удвоителя
'=Х = ТЧ>'!'	0-2ф)
где 12 —= ~----------коэффициент использования второй гармо-
Jao ао
ники анодного тока.
Из рис. 1.15 видно, что уг бывает больше единицы только при
угле отсечки анодного тока менее 73° и что в любом режиме уг<ть
Следовательно, КПД удвоителя всегда меньше, чем усилителя.
Меньше также и колебательная мощность, так как а2<аи.
Для получения наибольшего энергетического эффекта умножи-
теля частоты угол отсечки анодного тока выбирают в соответствии
с используемой гармоникой анодного тока. Его оптимальная ве-
личина соответствует уравнению
где п — номер рабочей гармоники анодного тока.
В случае удвоения частоты 0Опт = 60°, а при утроении 0Опт = 40°
и т. д. На практике используются режимы удвоения, утроения и
учетверения частоты. Более высокие степени умножения частоты
применять нецелесообразно из-за низкого КПД и малой колеба-
тельной мощности. Напомним, что при низком КПД усилителя
происходит перегрев лампы.
5.	Уравнения импульсного анодного тока
Уравнение для. анодного тока идеализированной лампы, вер-
ное в любом режиме работы, имеет следующий вид:
ia = S[ttg + D(ua — fao)].	(1.26)
Пусть напряжение на управляющей сетке изменяется по коси-
нусоидальному закону, т. е.
ttg = Eg + Umg • cos (о/,	(1-27)
где Eg—напряжение смещения, оно всегда отрицательное;
Umg— амплитуда переменного напряжения на сетке.
Если контур усилителя настроен на частоту возбуждающего на-
28
пряжения, то анодное напряжение противофазно сеточному. По-
этому
Иа =	- *Лпа * COS O)Z,	(1.28)
где Еа—напряжение источника анодного питания;
Uma — амплитуда, переменного напряжения на аноде.
Подставим (1.27) и (1.28) в (1.26), а затем сгруппируем от-
дельно переменные и постоянные (напряжения. Тогда получим
Ч = S\Umg-D- UmJ • cos o>Z + D (Еа - Еа0) +	(1.29)
Учтем, что D (Еа — EaQ) = Eg3.
Поэтому
4 = 5 [{Umg - D • (Ута) • cos <dZ + (Eg3 + fg)],	(1.30)
где Eg* — абсолютная величина напряжения запирания идеализи-
рованной лампы.
Допустим, что усилитель работает с отсечкой анодного тока.
В этом случае при о>/ = 0 имеем /а=0. Тогда из уравнения (1.30)
получаем:
Eg3 +Eg = — (Umg~D-Uma)-cos®.	(1.31)
С учетом этого равенства уравнение (1.30) принимает следую-
щий вид:
/а = 5 (Umg - D. Uma) (cos <0/ - cos 0).	(1.32)
Получилось уравнение для мгновенных значений импульсного
анодного тока. Если усилитель работает в недонапряженном или
КрИТИЧеСКОМ режиме* ТО При (i)Z = 0 имеем /а = *аМакс,
т. е.
h макс = (Umg - D  Uma) (1 - COS 0).	(1.33)
Это есть уравнение для амплитуды импульсов анодного тока.
Очевидно, что мгновенные значения анодного тока и амплиту-
да импульсов взаимосвязаны. Эта зависимость легко выясняется,
если разделить 1.32 на 1.33. Тогда получается следующее урав-
нение
. _ .	COS O)t — COS 0	z. Q/1 \
Za — ra макс 1 _ COS 0	*	(1 •
Для режима класса В, т. е. для случая когда 6 = 90°, это урав-
нение получает очень простой вид:
== ^а макс ‘COS <oZ.
Следовательно, в режиме класса В мгновенные значения анод-
ного тока отпертой генераторной лампы изменяются по тому же
закону, что и сеточное напряжение.
Если лампа работает с углом отсечки 6=180э (т. е. в предель-
ном режиме класса А), то тогда /аМакс=2• 1та. В этом случае ам-
плитуда переменной составляющей анодного тока
Ima = S(Umg D-Uma).	(1.35)
Это уравнение верно и в тех случаях, когда /амакс>2*/та.
29
6.	Эквивалентная схема анодной цепи усилителя
Выше было отмечено, что в составе изменяющегося анодного
тока лампы всегда есть переменная составляющая той частоты,
которую имеет напряжение возбуждения. В режиме второго рода
это основная гармоника анодного тока, а в режиме первого рода —
единственная переменная составляющая. Условимся называть ее
в дальнейшем первой гармоникой.
Для общности рассуждений будем считать, что усилитель ра-
ботает в произвольной разновидности колебаний второго рода. Это
может быть режим класса В, С или АВ.
Если импульсы анодного тока остроконечные, т. е. усилитель
работает в недонапряженном или критическом режиме, то ампли-
туда первой гармоники
I та\ = а1 ’ макс*
Учитывая уравнение (1.33), а также соотношения
D и Uта = Iт^\ • /?9,
Iх
можно записать
Откуда найдем
г ________________________ И • Umg
Jmal — ——-g-	.
_____ v 1______L. D
Ctj (1 — COS 0) э
Если обозначить
_________________________Ri_______ ft'
(1 — COS 0)
(1.36)
то окончательно получим
4al = ~•	(1.37)
mal R( + R3	v ’
Это уравнение представляет собой закон Ома для амплитуды
первой гармоники анодного тока усилительной лампы. Оно позво-
ляет заменить лампу эквивалентным генератором, у которого элек-
тродвижущая сила в р раз больше амплитуды сеточного напря-
жения, а" внутреннее сопротивление пропорционально внутреннему
сопротивлению лампы.
В нагрузку эквивалентного генератора входят все те элементы
реальной схемы, которые вместе взятые составляют для первой
гармоники анодного тока сопротивление 7?э. В рассматриваемой
схеме усилителя нагрузкой лампы (а следовательно, и эквивалент-
ного генератора) служит резонансный параллельный контур.
Эквивалентная схема анодной цепи усилителя приведена на
рис. 1.20. Внутреннее сопротивление эквивалентного генератора R\
30
иначе называют приведенным внутренним сопротивлением лампы.
Его величина зависит от угла отсечки анодного тока и может быть
найдена по уравнению (1.36). Можно также воспользоваться гра-
фиком, изображенным на рис. 1.21. Из этого графика видно, что в
режиме класса A R\ = R^ в режиме класса В R'. =2 Ri, а в режиме
класса С с уменьшением угла отсечки сопротивление R\ очень
резко возрастает, стремясь к бесконечности.
Рис. 1.20. Эквивалентная схема
анодной цепи усилителя мощ-
ности
Рис. 1.21. Зависимость внутреннего
сопротивления эквивалентного гене-
ратора от угла отсечки анодного тока
Эквивалентная схема усилителя позволяет очень просто опреде-
лять амплитуду первой гармоники анодного тока и рассчитывать
колебательную мощность в нагрузке. При этом можно говорить,
что колебательная мощность в контуре создается лампой, так как
именно она является генератором переменного тока.
К сожалению, на эквивалентной схеме усилителя неверно пред-
ставлены фазовые соотношения между анодным напряжением и
напряжением на нагрузке. Реально они противофазны, а на экви-
валентной схеме создается ложное впечатление об их синфазности.
Несмотря на этот недостаток эквивалентная схема получила
широкое распространение. С ее помощью значительно упрощаются
инженерные расчеты и облегчается понимание физической сущно-
сти процессов, происходящих в усилителях.
7.	Усилители мощности с автоматическим смещением
В усилителях и генераторах наряду с автономным отрицатель-
ным смещением часто применяют различные варианты автомати-
ческого смещения. В этих схемах напряжение смещения полу-
чается за счет постоянной составляющей сеточного или анодного
тока лампы.
31
Сеточное автоматическое смещение
Если лампа работает с сеточным током, то напряжение сме-
щения можно получить за счет энергии источника возбуждения.
Для этого в цепь сетки лампы включается ячейка автоматического
смещения. Она состоит из
резистора Rg и конденсатора Cg
(рис. 1.22).
Существует две схемы сеточного
автосмещения: последовательная и
параллельная.
На рис. 1.22, а показана после-
довательная ячейка. Она называет-
ся так потому, что резистор Rg
включен последовательно с участ-
ком лампы сетка — катод. Кон-
денсатор Cg выбирается таким,
чтобы его сопротивление для пер-
вой гармоники сеточного тока бы-
ло в десятки раз меньше Rg. Тогда
через резистор Rg проходит толь-
ко постоянная составляющая се-
точного тока Igo. Она создает на
резисторе (а следовательно, и на
конденсаторе) постоянное напря-
жение
=	(1.38)
Все гармоники сеточного тока
проходят (через конденсатор Cg, не
создавая на нем заметного пере-
менного напряжения.
На рис. 1.22,6 показана про-
стейшая параллельная ячейка се-
точного смещения. Она называется
так потому, что резистор Rg вклю-
а
6
Рис. 1.22. Схемы автоматического чен параллельно с участком лампы
смещения в цепи сетки сетка — катод. В этой схеме напря-
жение Eg также создается за счет
постоянной составляющей сеточного тока Igo, но на резисторе Rg
есть также и напряжение возбуждения.
Простейший вариант параллельной ячейки смещения приме-
няется только при значительной величине сопротивления Rg (де-
сятки ком и больше). Обычно это бывает в усилителях и генера-
торах небольшой мощности. Если же требуемое сопротивление Rg
получается малым (например сотни ом или единицы килоом), то
последовательно с ним включают высокочастотный дроссель Lg
(рис. 1.22,в). Тем самым ослабляется шунтирующее влияние со-
противления Rg на контур возбудителя. В такой схеме рези-
стор Rg иногда блокируется конденсатором. Благодаря блокиро-
32
вечному конденсатору напряжение смещения становится более по-
стоянным.
На практике в большинстве случаев предпочитают использо-
вать последовательную ячейку автоматического смещения, но в
ряде схем ее применить невозможно. Тогда приходится при-
менять параллельную ячейку. Такая необходимость встречается
часто.
В любом варианте схемы сеточного автосмещения напряже-
ние Eg представляет собой выпрямленное напряжение возбуди-
теля. Обычно Её =(0,6—0,8) • [7mBX. Поэтому в усилителях или
генераторах с сеточным автосмещением чаще всего получается не-
донапряженный режим.
Сеточное автоматическое смещение обладает ценным свойст-
вом. Оно хорошо стабилизирует напряженность режима лампы.
Если, например, происходит увеличение амплитуды напряжения
возбуждения, то возрастает и напряжение смещения. По этой при-
чине амплитуда импульсов анодного тока увеличивается совсем
незначительно. При уменьшении амплитуды входного напряжения
смещение уменьшается и амплитуда импульсов анодного тока
уменьшается мало.
У сеточного автосмещения имеется спе-
цифический недостаток. Если произойдет
исчезновение входного (возбуждающего)
напряжения, то исчезнет и напряжение сме-
щения. Но при нулевом напряжении на
сетке анодный ток может оказаться очень
большим. В результате этого лампа может
быть испорчена. О такой опасности сле-
дует всегда помнить. При расстройке анод-
ного контура происходит увеличение им-
пульсов анодного тока и это обстоятель-
ство также может оказаться неблагоприят-
ным для лампы.
Катодное автоматическое
смещение
Если усилитель должен работать в бу-
ферном режиме (без сеточного тока), то
напряжение смещения можно получить за
счет энергии источника анодного питания.
Для этого ячейка автоматического смещения включается в цепь
катода лампы. Она состоит из резистора и конденсатора, соеди-
ненных параллельно (рис. 1.23).
Через резистор /?1 проходит постоянная составляющая анод-
ного тока /ао, а через конденсатор Ci все его гармоники. Конден-
сатор Ci выбирается таким, чтобы его сопротивление для первой
гармоники анодного тока было в десятки раз меньше сопротив-
ления 7?1.
1*0 *а
р’а
Рис. 1.23. Схема усили-
теля мощности с ячей-
кой катодного автома-
тического смещения
2—869
33
Очевидно, что величина напряжения смещения
Eg = Ii0-Rv	(1.39)
Достоинства катодного смещения следующие. Оно стабилизи-
рует величину постоянной составляющей анодного тока, т. е. под-
держивает неизменность режима работы лампы. В отличие от се-
точного смещения отсутствует опасность для лампы при исчезно-
вении входного напряжения. При расстройке анодного контура не
происходит значительного увеличения импульсов анодного тока.
Основные недостатки катодного смещения таковы:
— напряжение источника анодного питания £а должно быть
большим, чем в схемах с автономным или сеточным смещением,
на величину
—	катодное смещение затруднительно применять при исполь-
зовании лампы с прямонакальным катодом;
—	катодное сопротивление уменьшает КПД усилителя.
По этим причинам катодное смещение применяют только в тех
случаях, когда требуемое напряжение Eg не превышает десятков
вольт. В основном оно используется в буферных усилителях не-
большой мощности, а также в усилителях и автогенераторах на
лампах цилиндрической конструкции. В последнем случае приме-
нение сеточного автосмещения затруднительно по конструктивньш
соображениям.
Комбинированное смещение
В усилителях значительной мощности чаще всего применяют
критический режим работы лампы или близкий к нему. Для этого
амплитуда возбуждения должна быть заметно больше напряжения
смещения. К тому же желательно обеспечить высокую стабиль-
ность режима и исключить опасность перегрева лампы при исчез-
новении возбуждения или при расстройке анодного контура. По-
этому в мощных усилителях отдают предпочтение комбинирован-
ным способам смещения.
Наиболее часто применяют комбинацию параллельного авто-
номного смещения с сеточным автоматическим смещением. При
этом ячейка смещения обычно бывает параллельной. Значительно
реже используют комбинацию сеточного и катодного автоматиче-
ского смещения.
8. Усилители мощности с параллельным анодным
питанием
Схемы усилителей с последовательным анодным питанием, изо-
браженные выше, имеют три недостатка:
— элементы контура находятся под постоянным напряжение^м
относительно земли (или корпуса); напряжение £а опасно для
человека, настраивающего контур;
34
lao Lp	Ср
Рис. 1.24. Схема усилителя с параллель-
ным анодным питанием
—	затруднено конструктивное выполнение многокаскадно-
го передатчика с общей ручкой настройки для всех кон-
туров;
—	при изменении емкости конденсатора рука оператора мо-
жет заметно влиять на частоту настройки контура.
Указанных недостатков нег в схеме усилителя с параллельным
анодным питанием (рис. 1.24). Эта схема дополнена элементами £р
и Ср. Они разделяют цепи постоянного и переменного токов анода
и поэтому называются разделительными. Разделительный конден-
сатор Ср имеет незначительное сопротивление для всех гармоник
анодного тока, но его сопротивление постоянному току бесконечно
велико. Разделительный высо-
кочастотный дроссель Ср не
доказывает сопротивления по-
стоянному току, но имеет зна-
чительное сопротивление для
токов высокой частоты. В даль-
нейшем будем считать индук-
тивное 'Сопротивление дросселя
для всех гармоник анодного
тока много больше резонанс-
ного сопротивления контура.
Это условие выполняется, если
CpL> 10Ск.
Из схемы видно, что ротор
контурного конденсатора за-
вемлен. На статоре его также нет постоянного напряжения. Оче-
видно, что разделительный конденсатор Ср заряжен до напряже-
ния £а- Поэтому он должен быть высоковольтным и высокочастот-
ным. Обычно разделительный конденсатор бывает керамическим
или слюдяным. Емкость его определяется рабочим диапазоном
волн. Она должна быть такой, чтобы сопротивление конденсатора
было значительно меньше резонансного сопротивления контура.
Объясним прохождение токов в схеме. Постоянный анодный
ток проходит от +Еа через разделительный дроссель Ар и лампу
к —Е&. Первая гармоника анодного тока в положительный полу-
период (обозначена + Za_) выходит из катода лампы, проходит
через контур, разделительный конденсатор и входит в лампу через
вывод анода. Она протекает под воздействием переменной ЭДС
условного эквивалентного генератора, находящегося внутри лам-
пы. В отрицательный полупериод первая гармоника анодного тока
(обозначена —/а~) выходит из анода, проходит через раздели-
тельный конденсатор, контур и втекает в лампу через вывод ка-
тода.
Напомним, что положительный полупериод первой гармоники
анодного тока соответствует по времени положительному полупе-
риоду входного напряжения. Аналогично соответствие отрицатель-
ных полупериодов.
2*
35
Из сказанного следует, что постоянный анодный ток проходит
под воздействием постоянной ЭДС реального источника питания.
Переменный анодный ток (первая гармоника) проходит под воз-
действием переменной ЭДС условного эквивалентного генератора.
Эта ЭДС в р. раз больше возбуждающего напряжения и заклю-
чена внутри лампы между анодом и катодом. Понимание этого
обстоятельства крайне важно.
Практический выбор варианта анодного питания (последова-
тельного или параллельного) зависит от ряда соображений, кото-
рые учитываются в процессе проектирования каскадов передат-
чика.
Физические процессы в усилителе с параллельным анодным пи-
танием такие же, как и при последовательном питании. Поэтому
все приведенные выше формулы и графики полностью справедливы
и для схемы, изображенной на рис. 1.24.
9. Усилитель мощности на пентоде
У схемы пентодного усилителя мощности нет принципиального
отличия от аналогичной схемы на триоде. Есть, однако, схемная
особенность. Она заключается в наличии двух дополнительных це-
пей: экранирующей сетки и защитной сетки. Напряжение на экра-
нирующей сетке иё2 всегда положительное. Напряжение на защит-
ной сетке (Ug3) может быть нулевым, положительным или отрица-
тельным.
Методом расчета или экспериментом для каждого усилителя
можно выбрать оптимальное напряжение Ug2om и Ug3 опт. Обычно
Ug2 опт = (0,2—0,7) «Еа- Высокочастотный потенциал обеих сеток
обязательно должен быть нулевым. Только в этом случае они нор-
мально выполняют свои функции. Это условие обеспечивается бло-
кировочными конденсаторами.
Напряжение на экранирующую сетку может подаваться двумя
способами: от отдельного источника или от источника анодного
питания, Первый способ обычно применяют в усилителях большой
мощности, а также в тех каскадах, в которых осуществляется
амплитудная модуляция. Второй способ применяется в усили-
телях малой и средней мощности. Он выполняется в двух ва-
риантах: с делителем напряжения и с поглотительным резистором
(рис. 1.25).
Для расчета цепи питания экранирующей сетки надо знать ее
постоянный ток. Его легко рассчитать, так как форма тока экра-
нирующей сетки всегда одинакова с формой анодного тока. Разли-
чаются эти токи только по величине. Ориентировочно можно счи-
тать, что ток экранирующей сетки примерно в четыре раза меньше
анодного тока. Следовательно, в режиме второго рода
2 макс ® “4" ‘ макс*
36
Сопротивление поглотительного резистора можно определить
по формуле
D	Ug 2 ОПТ	. Ez Ug2 0WT
*\g2	7	* *	/	•
6	'g20	'ао
Емкость блокировочного конденсатора должна быть такой,
чтобы его сопротивление для первой гармоники тока экранирую-
щей сетки было в десятки раз меньше поглотительного сопротив-
ления. Обычно блокировочный конденсатор имеет емкость порядка
нескольких тысяч пикофарад.
Рис. 1.25. Способы подачи положительного напряжения на экранирующую
сетку генераторной лампы от источника анодного питания:
а — при помощи делителя напряжения; б — через поглотительный резистор
Сопротивления резисторов делителя напряжения рекомендуется
выбирать так, чтобы ток, протекающий через них, превышал по-
стоянный ток экранирующей сетки в несколько раз. При дальней-
шем увеличении тока делителя стабильность напряжения Ug2 улуч-
шается незначительно, а расход энергии возрастает весьма за-
метно.
Схема включения защитной сетки в принципе такая же, как
экранирующей. Однако вариант с поглотительным резистором обыч-
но не используется. Объясняется это тем, что ток защитной сетки
мал и нестабилен. Поэтому потенциометрический способ питания
наиболее целесообразен. У многих современных пентодов С^зопт = О,
В этом случае защитная сетка соединяется с катодом (рис. 1.25).
Изменением напряжения Ug2 или Ug3 можно регулировать вы-
ходную мощность усилителя в широких пределах (за счет измене-
ния амплитуды импульсов анодного тока). Этим способом часто
осуществляют амплитудную модуляцию создаваемых высокоча-
стотных колебаний.
Физические процессы и энергетические соотношения в пентод-,
ном усилителе такие же, как в усилителе на триоде.
37
10. Динамические характеристики усилителя мощности
Графическая иллюстрация физических процессов, происходя-
щих в усилителе, получается наиболее наглядной, а расчет режима’
работы наиболее точным, если они осуществляются с использо-
ванием динамических характеристик. В ламповом усилителе их
две: анодная динамическая характеристика (АДХ) и сеточная ди-
намическая характеристика (СДХ).
В недонапряженном и критическом режимах динамическая ха-
рактеристика (любая) имеет один рабочий участок. Он линейный.
Поэтому характеристику можно построить по двум точкам. Воз-
Рис. 1.26. Динамические характеристики УМ, работающего в режиме класса В,
для трех сопротивлений Яэ-
1 — критический режим; 2 — перенапряженный режим; 3 — недонапряженный режим
можно построение характеристики и по одной точке, но для этого
надо знать ее крутизну. У СДХ крутизна положительная, а у АДХ
отрицательная.
В перенапряженном режиме динамическая характеристика
имеет два рабочих участка. Поэтому для ее построения надо знать
три точки. Одна из них является о-бщей для обоих рабочих уча-
стков.
Режим работы триодного усилителя, а следовательно, и его
динамические характеристики определяют четыре заданные ве-
личины: £а, Eg, Umg и Rq. Влияние каждой из них целесообразно
рассматривать отдельно.
Первоначально выберем их такими, чтобы усилитель работал
в критическом режиме класса В (рис. 1.26). Из рисунка видно,
что анодная динамическая характеристика (обозначена цифрой 1)
пересекает семейство АСХ. Оно показано в идеализированном
виде.
38
Начало АДХ находится на оси абсцисс и соответствует анод-
ному напряжению иа = Еа. Следовательно, в данном случае точка
исходною режима (ТИР) и точка нулевого тока (ТНТ) совпа-
дают. Именно поэтому усилитель и работает в режиме класса В.
Точка максимального тока (ТМТ) соответствует концу рабо-
чего участка АДХ. Она находится на пересечении критической ли-
нии и той АСХ, которая соответствует сеточному напряжению Ug =
= + Ug макс*
Сеточная динамическая характеристика, построенная для кри-
тического режима, обозначена цифрой 1. Она пересекает семей-
ство ССХ. Ее начало находится на оси абсцисс и соответствует се-
точному напряжению иё = Её=^ЕёЪ. Точка максимального тока со-
ответствует концу рабочего участка СДХ. Она находится на стати-
ческой характеристике, проведенной для иА-= Мин=£а—
Проследим теперь за изменением динамических характеристик
усилителя, а следс^вательно, за изменением режима его работы
при изменении одной из заданных величин.
Если увеличить резонансное сопротивление анодного конту-
ра /?.э, то динамические характеристики существенно изменятся.
Они обозначены цифрой 2. Режим усилителя станет перенапряжен-
ным. До точек максимального тока характеристики имеют преж-
ний вид, но их крутизна стала меньше. От точки максимального
тока начинается второй (падающий) участок характеристик с кру-
тизной противоположного знака.
У АДХ второй участок совпадает с критической линией. Его
нижняя точка определяется напряжением + и^Макс. Способ ее на-
хождения ясен из рисунка (показано пунктиром). При такой фор-
ме АДХ импульсы анодного тока получаются двухгорбым-и. На
их вершине возникает впадина. Появление впадин в импульсах
анодного тока обусловлено резким возрастанием тока управляю-
щей сетки.
У СДХ второй рабочий участок заканчивается на той ССХ,
которая соответствует анодному напряжению «а = ^амин.
Несмотря на резкое усложнение формы импульсов анодного
тока, напряжение на аноде лампы и в перенапряженном режиме
изменяется по гармоническому закону. Объясняется это тем, что
контурное напряжение создается только той гармоникой анодного
тока, на частоту которой настроен контур. Из рисунка видно, что
амплитуда анодного напряжения стала несколько больше. Про-
изошло это из-за увеличения сопротивления 7?э. Если крутизна
критической линии велика, то в перенапряженном режиме ампли-
туда анодного напряжения при изменении /?э изменяется очень
мало. Физически это обусловлено тем, что с ростом R3 увеличи-
вается глубина впадины в импульсах анодного тока и все гармо-
ники его уменьшаются. Если /?э уменьшается, провал в импульсах
анодного тока становится меньше и его гармоники возрастают.
Допустим теперь, что резонансное сопротивление контура R9
уменьшено по сравнению с первым случаем. Следствием этого бу-
дет увеличение крутизны динамических характеристик. Они обо-
39
значены цифрой 3. Режим работы усилителя оказывается недона-
пряженным. В этом режиме импульсы анодного тока остроконеч-
ны, а их амплитуда мало зависит от сопротивления контура. По-
этому переменное напряжение на аноде в недонапряженном режи-
ме пропорционально сопротивлению /?э.
Проследим за изменением динамических характеристик усили-
теля при изменении напряжения Е& (рис. 1.27).
Если напряжение анодного питания возрастет (обозначено
Еаг), то АДХ сместится вправо, а СДХ влево от своих первона-
чальных положений (они обозначены цифрой 1). В новом положе-
Рис. 1.27. Динамические характеристики УМ для трех напряжений Ел:
/ — критический режим (класс В); 2 — недонапряженный режим (класс АВ); 3 — пере-
напряженный режим (класс С)
нии динамические характеристики отмечены цифрой 2. Из рисун-
ка видно, что точка исходного режима на новых'характеристиках
оказалась выше горизонтальных осей координат. Она уже не сов-
падает с точкой нулевого тока. Поэтому угол отсечки анодного
тока 02 стал больше первоначального 0ь Амплитуда импульсов
анодного тока и переменное напряжение на аноде возросли не-
много.
В рассматриваемом примере усилитель сначала работал в кри-
тическом режиме класса В, а после возрастания Еа стал работать
в недонапряженном режиме класса АВ.
Если напряжение Еа установить меньше первоначального (обо-
значено Еаз), то динамические характеристики займут положение,
отмеченное цифрой 3. Они будут иметь два рабочих участка. Ре-
жим усилителя станет перенапряженным при угле отсечки анод-
ного тока 0з <90°.
Таким образом, при изменении Еа происходит не только изме-
нение напряженности режима усилителя, но и изменение угла от-
сечки импульсов анодного тока.
40
Влияние величины напряжения возбуждения на напряжен-
ность режима усилителя и его динамические характеристики ил-
люстрируются очень просто (рис. 1.28). При возрастании Umg про-
исходит увеличение рабочего участка динамических характери-
стик. Соответственно возрастают амплитуда импульсов анодного
тока и амплитуда анодного напряжения. Так происходит до тех
пор, пока не наступает критический режим. После этого у дина-
мических характеристик появляется второй рабочий участок с
противоположной крутизной. Режим работы становится перена-
пряженным.
Рис. 1.28. Динамические характеристики УМ при различных амплитудах сеточ-
ного напряжения:
1 недонапряженный режим; 2 критический режим; 3 — перенапряженный режим
На рис. 1.28 напряжения ug, иА, импульсы анодного тока и ко-
нечные точки динамических характеристик отмечены соответст-
вующими номерами в порядке возрастания напряжения возбужде-
ния. Первый случай соответствует недонапряженному режиму, а
второй критическому. Третий вариант графиков иллюстрирует про-
цессы в перенапряженном режиме.
Напряжение смещения очень резко влияет на показатели уси-
лителя. При изменении Eg изменяются угол отсечки импульсов
анодного тока и их амплитуда. Происходит изменение перемен-
ного напряжения на аноде. Изменяются все энергетические пока-
затели. Очевидно, что напряжение Eg оказывает заметное влияние
и на рабочие участки динамических характеристик. На основании
предыдущих примеров читатель сможет самостоятельно разо-
браться в этом вопросе.
41
11. Расчетные уравнения для усилителя мощности
Наиболее часто усилители мощности работают в критическом
режиме. Объясняется это его хорошими энергетическими показа-
телями.
Для получения критического режима в усилителе с заданным
напряжением анодного питания требуется правильно выбрать со-
противление нагрузки лампы, амплитуду возбуждения и напря-
жение смещения. При этом необходимо знать такие параметры
лампы, как номинальная колебательная мощность или допустимая
амплитуда импульсов анодного тока.
В критическом режиме верно следующее соотношение
4 макс ^к.л ‘ мин»	(1.40)
где 5К.Л — крутизна критической линии;
па мин — минимальное (остаточное) анодное напряжение.
В любом режиме
мин	Uта. =	(1	0*
Для критического режима это уравнение записывается так:
^амин==^а(1	^к. р)*	(1-41)
Поэтому
^а макс = 5К. л • Еа( 1	£к.р)>	(1,40-я)
откуда
ек.р-1-^f-.	(1.42)
°к.л’^а
Это уравнение позволяет определять коэффициент использо-
вания анодного напряжения в критическом режиме по заданной
амплитуде импульсов анодного тока.
Другой вариант формулы для расчета величины $Кр найдем
через заданную колебательную мощность. В критическом режиме
она равна
Л “	* а1 ' макс * ^к.р ‘ ^а>
откуда
Р — гу ;	р *
а1 ’ 1а макс '^а
Если вместо амплитуды импульсов анодного тока /амакс под-
ставить ее величину, определяемую формулой 1.40а, то получается
следующее квадратное уравнение:
42
откуда
Очевидно, что практически целесообразно иметь Нк.р> -у. По-
этому расчетная формула получает следующий вид:
Это уравнение позволяет определять коэффициент использования
анодного напряжения в критическом режиме по заданной коле-
бательной мощности и заданному углу отсечки анодного тока
(так как ai зависит от б).
Для получения рассчитанной величины £к.р необходимо пра-
вильно выбрать сопротивление анодной нагрузки лампы, ампли-
туду напряжения возбуждения и напряжение смещения.
Если колебательный контур усилителя настроен на первую гар-
монику анодного тока, то в любом режиме второго рода справед-
ливо соотношение
Г)	~
— т — п ;
7 mai а1' ‘а макс
Применительно к критическому режиму оно записывается так:
г> ____	5к.р*£а
/'э.к.р— „ :
ai la макс
В критическом режиме верно уравнение (1.40а). Поэтому рас-
четная формула для необходимого сопротивления контура полу-
чается такой
/?э.К.р=-а е V'g ..	(1-44)
F а1 ^к. л U ?к. р)
Из этого уравнения следует, что сопротивление нагрузки лампы
надо выбирать в соответствии с заданным коэффициентом исполь-
зования анодного напряжения и в соответствии с заданным углом
отсечки анодного тока.
Необходимая амплитуда напряжения возбуждения может быть
найдена из уравнения (1.33). Из него имеем
S(1'L"“ »,	(1-«)
Необходимое напряжение смещения определяется из урав-
нения (1.31)
Eg = - [EgB + (Umg-D • C7ma) • cos 6].	(1.46)
Заметим, что уравнения (1.45) и (1.46) верны не только в кри-
тическом, но и в недонапряженном режиме.
43
12.	Нагрузочные характеристики усилителя мощности
Нагрузочной характеристикой называется зависимость какого-
либо энергетического показателя усилителя от резонансного со-
противления анодного контура /?э при неизменных величинах пи-
тающих напряжений. К питающим напряжениям триода отно-
сятся Еа, Eg и Umg.
Из анализа рисунка 1.26 видно, что в области недонапряжен-
ного режима увеличение небольшого еще сопротивления /?э со-
провождается почти пропорциональным увеличением амплитуды
анодного напряжения Uma, так как в этом случае не наблюдается
заметного уменьшения импульсов анодного тока. Соответственно
почти не уменьшаются его составляющие /а0, /та», /таг и т. д. Фи-
зически это объясняется тем, что в недонапряженном режиме
очень мало по сравнению с сопротивлением лампы. Поэтому в ос-
новном сама лампа определяет величину анодного тока.
В области перенапряженного режима с увеличением сопротив-
ления высота импульсов анодного тока уменьшается. К тому
же происходит углубление и расширение впадины, появившейся
на вершине импульсов. Следовательно, в перенапряженном режи-
ме уменьшение величин /ао, /таь /таг и других происходит резко.
Именно поэтому амплитуда анодного напряжения Uma возрастает
совсем немного при значительном увеличении сопротивления /?э.
Физически этот количественный результат объясняется процес-
сом перераспределения электронов в лампе, т. е. возрастанием тока
управляющей сетки за счет уменьшения анодного тока.
На рис. 1.29, а изображены типичные зависимости величин /ао,
/mal И ита от сопротивления /?э.
На рис. 1.29,6 показаны графики для трех мощностей. Именно
они считаются наиболее важными нагрузочными характеристика-
ми. Приведенные там же формулы для Ро, Ри и Ра достаточно на-
глядно поясняют ход этих зависимостей. На рис. 1.29,6 наличие
максимума колебательной мощности получается при вполне опре-
деленном сопротивлении &к.р, которое и обеспечивает критиче-
ский режим работы усилителя.
На рис. 1.29, в показаны графики для КПД усилителя и коэф-
фициента использования анодного напряжения. Из них видно,
что в недонапряженном режиме между КПД и сопротивлением
нагрузки существует зависимость, близкая к линейной. Таким же
образом зависит от нагрузки и коэффициент использования анод-
ного напряжения. В перенапряженном режиме $ и т] почти не из-
меняются.
Из нагрузочных характеристик усилителя видно, что его опти-
мальный энергетический режим практически совпадает с крити-
ческим. Если же необходима высокая стабильность напряжения
на выходе усилителя, предпочтительнее слегка перенапряженный
режим.
На рис. 1.29 штриховкой отмечена нерабочая область харак-
теристик. Она соответствует таким величинам сопротивления
44
Яэ<7?;, ПРИ которых на аноде лампы выделяется мощность Ра,
превышающая допустимую Ра. доп. Длительная работа усилителя
в таком режиме крайне опасна для лампы.
Наиболее часто нагрузочные характеристики определяют у вы-
ходных усилителей. В этом случае изменение величины /?э легко
получается за счет изменения связи контура усилителя с цепью
антенны. При наибольшей величине этой связи сопротивление кон-
тура минимально.
".Г	► Г\э
в
Рис. 1.29. Нагрузочные характеристики усилителя
мощности
По мере ослабления связи контура с антенной сопротивление/?э
увеличивается.
13.	Усилитель мощности с параллельным включением ламп
Параллельное включение ламп применяют в тех случаях, когда
необходимую колебательную мощность невозможно получить при
помощи одной лампы, а ее тип и схему усилителя нельзя изме-
нить. Лампы, включенные параллельно, должны быть одинаковые.
45
Два варианта схемы выходного усилителя мощности с парал-
лельным включением ламп изображены на рис. 1.30.
Из рисунка видно, что на аналогичных электродах параллель-
но включенных ламп действуют одинаковые напряжения. Поэтому
одноименные гармоники анодного тока ламп взаимно синфазны
Рис. 1.30. Варианты схем усилителя мощности с параллельным вклю-
чением ламп:
а — на триодах с параллельным анодным питанием; б — на пентодах с после-
довательным анодным питанием
и равны. Если контур усилителя настроен на частоту возбудителя,
то амплитуда напряжения на контуре
^тк = ^mai + ^mal) ‘ ^э. п,
где /?э.п—резонансное сопротивление контура в усилителе с па-
раллельно включенными лампами.
Если напряженность режима при двух лампах должна быть
такой же, как при одной лампе, то требуется иметь
₽9.п.=4>	<1Л7>
46
где 7?э — резонансное сопротивление контура в усилителе на одной
лампе.
Меньшая величина необходимого сопротивления контура яв-
ляется достоинством рассматриваемой схемы. Она позволяет (и
даже требует) иметь более сильную связь с последующим каска-
дом (или антенной). Это вполне логично, так как при двух лам-
пах усилитель отдает полезную мощность в два раза большую, чем
при одной.
Естественно, что и потребляемая мощность при двух лампах
в два раза больше. Поэтому КПД усилителя остается неизмен-
ным. Он зависит только от угла отсечки импульсов анодного тока
и от напряженности режима лампы.
Наиболее выгодным является критический режим. Но он по-
лучится таким у каждой лампы только в том случае, если пара-
метры ламп совершенно одинаковы. На практике это условие мо-
жет не выполняться. Тогда лампы будут работать в различных
режимах. Следствием этого явится снижение полезной колеба-
тельной мощности и различный нагрев ламп.
Существенным недостатком параллельного включения ламп яв-
ляется реальная опасность поочередного выхода их из строя. Если
одна лампа перегорит, то оставшиеся лампы будут работать в
недонапряженном режиме, так как сопротивление нагрузки ста-
новится меньше оптимального. Возросший нагрев ламп может по-
служить причиной их гибели. Поэтому параллельное включение
ламп допустимо, если их надежность высока, а разброс параме-
fpOB незначительный.
Хорошим способом защиты ламп от выхода из строя является
снижение напряжений и Eg2. Но результатом этой меры будет
уменьшение полезной мощности.
Междуэлектродные емкости ламп при их параллельном соеди-
нении складываются. При этом увеличивается эквивалентная про-
ходная емкость между входом и выходом усилителя. Это обстоя-
тельство может послужить причиной самовозбуждения усилителя.
Из-за такой опасности параллельное включение триодов исполь-
зуют преимущественно на длинных и средних волнах. В диапазоне
коротких волн применение триодов затруднено. Параллельное
включение пентодов успешно применяется до волн порядка
12—10 м.
Усилитель с параллельным включением ламп может работать
в режиме умножения частоты. Наиболее часто используются ре-
жимы удвоения и учетверения частоты.
Схема, изображенная на рис. 1.30,6, выполнена с последова-
тельным анодным питанием (несмотря на наличие разделитель-
ного дросселя Ар и конденсатора Ср). Настройка контура осуще-
ствляется вариометром. Его статор Aki и ротор Ьк2 включены по-
следовательно. Выход усилителя емкостной. Смещение на управ-
ляющие сетки ламп параллельное комбинированное. Лампы имеют
прямонакальные катоды. Поэтому заземление катодов по высокой
47
частоте осуществляется при помощи блокировочных конденса-
торов.
В схеме, изображенной на рис. 1.30, а, сеточное смещение па-
раллельное фиксированное. Оно не зависит от тока сетки.
14.	Усилитель мощности с двухтактным включением ламп
Двухтактное включение генераторных ламп применяют обычно
в тех усилителях, которые должны иметь симметричный выход.
Пример двухтактной схемы усилителя приведен на рис. 1.31.
Рис. 1.31. Вариант схемы усилителя мощности с двухтакт-
ным включением ламп
Эта схема р последовательным анодным питанием. Применя-
ются также схемы с параллельным анодным питанием. В любой
двухтактной схеме лампы включены параллельно по постоянному
току и последовательно по переменному току основной частоты.
Для работы двухтактного усилителя требуются два противо-
фазных напряжения возбуждения. Постоянные напряжения £а
и Eg являются общими для обеих ламп. Напряжение Eg обычно
таково, что лампы работают в режиме второго рода. Это может
быть режим класса В, С или АВ. Режим класса А применяется
очень редко.
На рис. 1.32 изображены графики токов и напряжений в двух-
тактном усилителе для случая его работы в режиме класса С.
Из графиков видно, что импульсы анодного тока ламп сдвинуты
по времени на половину периода их повторения. Поэтому нечет-
ные гармоники этих токов противофазны, а четные гармоники син-
фазны. Если в какой-либо отрезок времени (например, III) пер-
вая гармоника анодного тока лампы Л\ положительная (протекает
внутри лампы от анода к катоду), то в это же время первая гар-
моника анодного тока лампы Л2 отрицательна (протекает внутри
лампы от катода к аноду). Поскольку эти токи одинаковые по
величине, то выходит, что последовательно через обе лампы про-
текает единый (общий) переменный ток.
48
Он создает на контуре переменное напряжение с амплитудой
U тк = Лиа1 ‘ ^э. д>
где Кэд — резонансное сопротивление контура в двухтактном уси-
лителе.
Поскольку в двухтактной схеме амплитуда первой гармоники
анодного тока такая же, как и в однотактной, то для получения
одинаковой напряженности режима обеих ламп надо иметь
В этом случае колебательная мощность в двухтактном усили-
теле будет в два раза больше, чем в однотактном. Очевидно, что
и потребляемая мощность в два раза больше чем в однотактной
схеме. Следовательно, КПД двухтактного усилителя такой же, как
однотактного (при одинаковом режиме ламп).
Двухтактный усилитель можно использовать в качестве умно-
жителя частоты. Но повышать ее можно только в нечетное число
раз. Невозможность удвоения или учетверения частоты объясняет-
ся тем, что четные гармоники анодных токов ламп протекают че-
рез контур во встречных направлениях, ибо в лампах они син-
фазны. Поэтому четные гармоники анодных токов на контуре на-
пряжения не создают. Данное обстоятельство является крупным
достоинством двухтактной схемы, если она работает в режиме уси-
ления.
Междуэлектродные емкости ламп в двухтактной схеме соединя-
ются последовательно. Это очень хорошо по двухМ причинам: во-
первых, получается наименьшая емкость контура, а это жела-
тельно для настройки его на более высокие частоты; во-вторых,
получается малая проходная емкость в усилителе, что способст-
вует повышению устойчивости его работы.
49
Двухтактные усилители мощности широко используются в диа-
пазонах длинных, средних, коротких и метровых волн. В большин-
стве случаев они выполняются на триодах.
15.	Транзисторные усилители мощности
Схемы транзисторных усилителей мощности принципиально не
отличаются от ламповых, но имеют некоторые особенности. Коле-
бательный контур обычно включается в выходную цепь транзисто-
ра не полностью, а частично. Неполное включение контура необ-
ходимо для получения оптимального сопротивления нагрузки. Наи-
Рис. 1.33. Схема транзисторного усилителя
мощности с параллельным коллекторным
питанием
более часто выходной цепью
транзистора является цепь
коллектора. Транзистор мо-
жет быть вклю|чен с об-
щим эмиттером или -с общей
базой.
Напряжение смещения
на эмиттерном переходе
транзистора бывает положи-
тельное или отрицательное.
Это зависит от типа тран-
зистора и желаемого режи-
ма его работы. Если исполь-
зуется транзистор р-п-р с
общим эмиттером, то для получения режима класса С смещение
должно быть положительным. Для получения режима класса В,
класса АВ или класса А необходимо отрицательное смещение.
Схемы транзисторных усилителей бывают однотактные и двух-
тактные. Коллекторное питание используется последовательное
или параллельное. Транзисторный каскад может работать в ре-
жиме усиления или в режиме умножения частоты.
На рис. 1.33 приведен пример схемы усилителя на транзисто-
ре р-п-р с общим эмиттером. В этой схеме напряжение смеще-
ния Еб положительное. Поэтому усилитель работает в режиме
класса С. Графики физических процессов в рассматриваемой схе-
ме имеют вид, показанный на рис. 1.34.
При выполнении графиков предполагалось, что ток, вытекаю-
щий из транзистора, является отрицательным, а втекающий по-
ложительным. Ток коллектора свое направление не меняет. Он все
время отрицательный. Ток базы может вытекать из транзистора
или втекать в него. Поэтому он бывает отрицательный или поло-
жительный.
До момента t\ эмиттерный переход транзистора заперт. Про-
цесса инжекции дырок в транзисторе нет. В цепи базы и коллек-
тора проходит тепловой ток/к/ Он зависит в основном от темпе-
ратуры транзистора и только частично от напряжения, приложен-
ного к коллекторному переходу. Его величина равна сумме нд-
50
пряжений £к и £б- По знаку это напряжение обратное для кол-
лекторного перехода. Поэтому ток /к весьма незначителен.
С момента t\ до момента t2 транзистор отперт. При этом потен-
циальный барьер эмиттерного перехода изменяется по закону воз-
буждающего напряжения. Результатом процесса инжекции дырок
Рис. 1.34. Графики напряжений и токов в транзисторном уси-
лителе мощности (режим класса С)
являются импульсы коллекторного и базового тока. Их амплитуды
пропорциональны. Очевидно, что ток коллектора больше тока
базы.
Постоянная составляющая импульсного коллекторного тока /ко
значительно больше теплового тока /к/ На схеме ток /ко проходит
от +£к (т. е. от корпуса) через транзистор, разделительный дрос-
сель Lp и на —Ек.
Постоянная составляющая импульсного тока базы /оо заметно
больше тока / . При этом ток /оо вытекает из базы и, протекая
51
через источник напряжения £б, заряжает его, что позволяет в
практических схемах усилителей заменять источник напряже-
ния ячейкой автоматического смещения. Схема ячейки в цепи
базы может быть последовательной или параллельной.
Первая гармоника коллекторного тока в положительный полу-
период (обозначена + /к~) выходит из эмитгера, проходит через
контур, разделительный конденсатор Ср и входит в транзистор че-
рез вывод коллектора. Она протекает под воздействием перемен-
ной ЭДС условного эквивалентного генератора, находящегося
внутри транзистора. В отрицательный полупериод первая гармо-
ника коллекторного тока (обозначена —ZK_) выходит из коллек-
тора, проходит через разделительный конденсатор Ср, контур и
втекает в транзистор через вывод эмиттера.
Первая гармоника тока базы проходит под воздействием вход-
ного напряжения. Она синфазна с ним. Следовательно, входное
сопротивление транзисторного усилителя активно по характеру.
Очевидно, что
П   вх .
ВХ	61 аГ*б. макс *
где ай — коэффициент первой гармоники импульсного тока.
Напряжение на настроенном контуре LKCK синфазно с первой
гармоникой коллекторного тока (оно не изображено на графи-
ках), а напряжение на коллекторе противофазно ей.
Если режим работы усилителя недонапряженный или крити-
ческий, то импульсы коллекторного тока остроконечные. Именно
такими они изображены на рис. 1.34. В этом случае для расчета
энергетических соотношений в транзисторном усилителе можно
пользоваться графиками, изображенными на рис. 1.13.
Основные уравнения, применительно к обозначениям на схеме
и на графиках, имеют следующий вид:
1)	Потребляемая мощность
PQ = Ас О ’ Ек = ®оАс. макс * £к>	(1.49)
где /ко — постоянная составляющая тока коллектора;
а0 — коэффициент постоянной составляющей тока коллек-
тора;
ZK, макс — амплитуда импульсов тока коллектора.
2)	Колебательная мощность
РК = ~2~ Лпк1 * Uтк = ~2~ а1 * Ас. макс ’ 5 * £*к>	(1.50)
где /тк1 — амплитуда первой гармоники коллекторного тока;
L7mK — амплитуда коллекторного напряжения;
«1 — коэффициент первой гармоники коллекторного тока;
5 — коэффициент использования коллекторного напряже-
ния.
52
3)	Мощность тепловых потерь, нагревающая коллектор тран-
зистора:
^н. к= Л) Ле	(1*51)
4)	Коэффициент полезного действия коллекторной цепи
” = ^- = 4-т^ = т-т>-5.	О-52)
где -fl — коэффициент использования первой гармоники коллектор-
ного тока.
Если транзисторный усилитель мощности работает в критиче-
ском режиме (а он самый распространенный), то для него верно
соотношение
^Р=1-Ф^-	о-53)
°к. л ск
где 5К.Л — крутизна критической линии выбранного транзистора;
она определяется по семейству КСХ;
Ек — абсолютная величина напряжения коллекторного пи-
тания.
Справедливы так же и другие уравнения, полученные для лам-
повых усилителей мощности, но только в них следует заменять
индексы (применительно к обозначениям в транзисторном усили-
теле).
Для примера приведем уравнение для амплитуды импульсов
коллекторного тока, верное для любого режима:
i«. макс = 5 (Um6 - D • UmK) (1 - cos 6),	(1.54)
где Um6 — амплитуда напряжения на базе;
UmK — амплитуда напряжения на коллекторе;
5 — крутизна транзистора;
D — проницаемость транзистора;
О — угол отсечки импульсов коллекторного тока.
Приведенные уравнения показывают, что методы расчета тран-
зисторных усилителей не отличаются от методов расчета анало-
гичных ламповых усилителей.
§ 4.	АВТОГЕНЕРАТОРЫ ДЛИННЫХ, СРЕДНИХ
И КОРОТКИХ ВОЛН
1.	Общие сведения об автогенераторах
Автоколебательный генератор является устройством, в котором
без внешнего воздействия создаются периодические электрические
колебания. В передатчике он выполняет роль задающего генера-
тора. Колебания, создаваемые задающим генератором, имеют си-
нусоидальную форму. Их частота и амплитуда должны быть ста-
бильны.
53
В передатчиках длинных, средних и коротких волн наиболее
широко применяют одноконтурные автогенераторы. Они бывают
ламповые и транзисторные.
Схема автогенератора обязательно содержит элемент обрат-
ной связи между выходом и входом усилительного прибора. Об-
ратная связь может быть трансформаторной, автотрансформатор-
ной или емкостной.
Независимо от вида обратной связи она должна обеспечивать
выполнение двух следующих условий:
—	переменные напряжения, возникающие на выходном и вход-
ном электродах усилительного прибора, должны быть противофаз-
ны; это фазовое условие самовозбуждения, оно означает, что в
автогенераторе обратная связь должна быть положительной;
—	величина обратной связи должна обеспечивать надежное са-
мовозбуждение автогенератора и установление необходимой ам-
плитуды генерируемых колебаний; для этого коэффициент обрат-
ной связи должен иметь определенное значение; это амплитудное
условие самовозбуждения.
Минимально необходимый коэффициент обратной связи назы-
вается критическим. Его величина определяется параметрами уси-
лительного прибора и эквивалентным сопротивлением контура.
При критическом коэффициенте обратной связи автогенератор
работает в режиме класса А и генерирует колебания с очень ма-
лой амплитудой. Поэтому требуемый коэффициент обратной связи
всегда превышает критическую величину.
Ламповый или транзисторный автогенератор имеет ячейку авто-
матического смещения. Она включается так, что напряжение сме-
щения оказывается пропорционально амплитуде генерируемых ко-
лебаний. Ячейка автосмещения обеспечивает установление необ-
ходимого режима работы автогенератора при наличии плавного
(мягкого) самовозбуждения. Наиболее часто автогенераторы ра-
ботают в недонапряженном режиме класса С. Угол отсечки анод-
ного или коллекторного тока обычно бывает 60—80°.
Плавная перестройка автогенератора в заданном диапазоне
частот может осуществляться конденсатором переменной емкости
или вариометром. Схема питания выходной цепи автогенератора
(и ячейки автоматического смещения) может быть последователь-
ной или параллельной.
Частота генерируемых колебаний в ламповых автогенераторах
практически равна частоте настройки контура. В транзисторных
автогенераторах это верно только приблизительно,
2.	Автогенератор с трансформаторной обратной связью
Трансформаторная обратная связь в автогенераторе осуще-
ствляется при помощи специальной катушки индуктивности. Ее
называют катушкой обратной связи. Эту катушку обычно вклю-
чают в цепь управляющего электрода усилительного прибора.
54
На рис. 1.35 приведен пример схемы лампового автогенератора
с трансформаторной обратной связью.
В схему входят: лампа, анодный контур LKCK, катушка обрат-
ной связи ячейка автоматического смещения RgCg и источник
питания с постоянным напряжением Еа. Естественно, что к нити
накала лампы подведено необходимое напряжение. Изображенная
схема выполнена с последовательным анодным питанием и после-
довательной ячейкой автоматического смещения.
При включении питания автогенератора в колебательном кон-
туре возникают периодические колебания. Контурный ток iLi про-
текающий в катушке Ьъ:> создает переменное магнитное поле. Оно
пересекает витки катуш-
ки Lg и создает там на-
пряжение обратной связи
и0.с» Это напряжение
управляет анодным то-
ком лампы так, что его
первая гармоника поддер-
живает колебания, воз-
никшие в контуре. Их
амплитуда постепенно на-
растает до установивше-
гося значения.
Процесс возникнове-
ния и установления коле-
баний в автогенераторе
поясняется рисунком 1.36.
Из графиков видно, что
в начальный момент (т. е.
в момент включения пи-

Рис. 1.35. Пример схемы автогенератора
с трансформаторной обратной связью
тания) рабочая точка находится на прямолинейном участке СДХ.
Крутизна лампы в это время наибольшая и малейшие колебания,
возникшие в контуре, эффективно поддерживаются анодным током.
Некоторое время (весьма непродолжительное) автогенератоп
работает в режиме класса А. Затем возникает отсечка анодного
тока и автогенератор переходит в режим колебаний второго рода.
Амплитуда колебаний нарастает по экспоненциальному закону. Их
конечное (установившееся) значение зависит от параметров лам-
пы, параметров контура и установленного коэффициента обратной
связи.
Коэффициент обратной связи Ко.с показывает, какая часть пе-
ременного анодного напряжения подается на сетку лампы. Следо-
вательно,
^•с = -Йг-	(1-55)
Из схемы следует, что
Uта “ Лиа1 ‘
(1.56)
55
где Zmai — амплитуда первой гармоники анодного тока;
R9 — эквивалентное сопротивление контура.
В самом общем случае, т. е. в любой ламповой схеме и в лю-
бом режиме ее работы, верно следующее соотношение
4al= ^~mg .	(1-57)
mal Rt+ R3	v
где R'.— приведенное внутреннее сопротивление лампы.
Рис. 1.36. Графики физических процессов, происхо-
дящих в ламповом автогенераторе с автоматическим
смещением, при коэффициенте обратной связи боль-
ше критического
Поэтому в работающем автогенераторе верно уравнение
Rs “Ь
=	(1-58)
В этом уравнении только R\ зависит от режима работы авто-
генератора. Наименее возможная величина внутреннего сопротив-
ления лампы равна /?г-. Оно получается таким в режиме класса А,
т. е. в режиме очень слабых колебаний.
Это обстоятельство позволяет установить минимально необхо-
димый (критический) коэффициент обратной связи, при котором
возможна генерация колебаний:
Ко. с. кр =	3 — s + D.	(1.59)
56
Следовательно, для получения колебаний второго рода требует-
ся иметь
Ко. С.треб >-у7?Г + D-	О-60)
Это амплитудное условие самовозбуждения любого автогене-
ратора. Оно определяет требуемую величину коэффициента об-
ратной связи, который должен быть больше критического.
Более определенно необходимая величина коэффициента об-
ратной связи рассчитывается из уравнения (1.58). В это уравне-
ние подставляется желаемое значение/?^, которое зависит от угла
отсечки анодного тока (см. рис. 1.21). Тем самым точно опреде-
ляется необходимый коэффициент обратной связи.
Пример. Определить коэффициент обратной связи, при котором
автогенератор будет работать в режиме второго рода с углом от-
сечки анодного тока 6 = 60°. Лампа имеет крутизну S = 4 ма!в и
проницаемость Z) = 0,025. Резонансное сопротивление контура /?э =
= 25 ком.
Решение.
1.	По графику (рис. 1.21) определяем приведенное внутреннее
сопротивление лампы при заданном угле 0:
/?.' = 5 • /?, = 5 • 10 == 50 ком.
2.	По уравнению 1.58 рассчитываем требуемый коэффициент
обратной связи:
_ Rt+ _ 50 + 25 = о 075
До. с.треб—	—	40,25
Следовательно, для получения заданного режима автогенерато-
ра напряжение обратной связи должно составлять 7,5% перемен-
ного анодного напряжения.
В автогенераторе с трансформаторной обратной связью
U ma = ^mL *
Umg = ImL' ^0^,
где ImL — амплитуда тока в катушке контура;
о)0 — частота генерируемых колебаний, равная частоте на-
стройки контура;
М— коэффициент взаимоиндукции между катушками £к
и Lg.
Поэтому на основании уравнения (1.55) получается, что в
трансформаторном автогенераторе
=	(1.61)
Следовательно, в таком автогенераторе требуется иметь
ЖТреб>£к.(-у^-+£)).	(1.62)
57
Это есть амплитудное условие самовозбуждения автогенерато-
ра с трансформаторной обратной связью.
Трансформаторную обратную связь обычно применяют в тех
случаях, когда необходимо осуществлять плавную регулировку
ее величины в процессе эксплуатации автогенератора. Делается
это с целью изменения амплитуды генерируемых колебаний, т. е.
их мощности.
Варианты схем автогенераторов с трансформаторной обрат-
ной связью приведены на рис. 1.37.
Рис. 1.37. Схемы ламповых автогенераторов с трансформаторной обратной
связью:
а — с параллельным анодным питанием и последовательной ячейкой автоматического сме-
щения; б —с параллельным анодным питанием и параллельной ячейкой автоматического
смещения; в — с последовательным анодным питанием и параллельной ячейкой автомати-
ческого смещения; г — с малым сопротивлением 2?^.
Основные достоинства трансформаторной обратной связи та-
ковы:
— регулировка обратной связи (т. е. регулировка мощности)
мало влияет на частоту генерируемых колебаний;
— регулировка частоты мало влияет на мощность генерируе-
мых колебаний;
— всегда можно применить последовательное питание выход-
ной цепи автогенератора и последовательную ячейку автоматиче-
ского смещения.
Недостаток трансформаторной обратной связи заключается в
трудности ее использования на коротких и ультракоротких волнах.
Причиной этого является паразитная емкость между катушка-
ми Lk и Lg.
58
3.	Автогенератор с автотрансформаторной обратной связью
Автотрансформаторная обратная связь в автогенераторе осу-
ществляется при помощи индуктивного делителя контурного на-
пряжения. Это означает, что элементом обратной связи является
часть контурной катуш-
ки. Для этой цели контур
подключается к усили-
тельному прибору тремя
точками. Такая схема на-
зывается трехточечной.
Пример схемы авто-
генератора с автотранс-
форматорной обратной
связью представлен на
рис. 1.38, а. Она выполне-
на на триоде с параллель-
ным анодным питанием
и последовательной ячей-
кой автоматического сме-
щения. Напряжение об-
ратной связи получается
на индуктивности Lg.
•Из схемы хорошо вид-
но, что фазовое условие
самовозбуждения выпол-
Рис. 1.38. Схемы автотрансформаторных трех-
точечных автогенераторов:
а — с параллельным анодным питанием; б —с по-
следовательным анодным питанием
нено,' так как напряже-
ния на сетке и на аноде
противофазны. Анодной нагрузкой лам(пы служит параллельный
контур второго вида. Он настроен на частоту
°	V(Lg+L^CK'
(1.63)
Настройка контура осуществляется конденсатором переменной
емкости.
Определим величину индуктивности Lg, при которой выпол-
няется амплитудное условие самовозбуждения. Из схемы следует,
что коэффициент обратной связи
__ Urng_______ Lg
°’С ^ma Lnj/^o’La
(1.64)
Для получения режима колебаний второго рода необходимо
иметь обратную связь больше критической. Поэтому требуемая
величина индуктивности Lg равна
LgTpeo
+ L>).
(1.65)
1
59
В этом уравнении
с.<Ла«> 	<‘-66>
где р — волновое сопротивление контура;
Q9 — добротность контура (с учетом воздействия на нее
следующего каскада и цепи сетки лампы автогенера-
тора);
-у2—коэффициент включения контура в анодную цепь
Ьк
лампы.
Автотрансформаторную обратную связь удобно применять в
тех случаях, когда контурная катушка выполняется с однослой-
ной намоткой и имеет не менее 10—20 витков. При меньшем числе
витков трудно осуществлять плавную регулировку обратной связи.
Вариант схемы автогенератора с последовательным анодным
питанием изображен на рис. 1.38,6.
Основное достоинство автотрансформаторной обратной связи
заключается в ее простоте и возможности использования в диапа-
зоне весьма высоких радиочастот. Основной недостаток рассмо-
тренных схем состоит в том, что нельзя заземлить ротор конден-
сатора настройки.
Схему автогенератора с автотрансформаторной обратной
связью часто называют «индуктивной трехточкой».
4.	Автогенератор с емкостной обратной связью
Емкостная обратная связь в автогенераторе осуществляется
при помощи емкостного делителя контурного напряжения. Это
означает, что элементом обратной связи является один из конден-
саторов контура, число которых должно быть не менее двух. Кон-
тур подключается к усилительному прибору тремя точками и схе-
ма является трехточечной. Ее называют «емкостной трехточкой».
В такой схеме нагрузкой усилительного прибора является парал-
лельный контур третьего вида.
На рис. 1.39 приведен вариант схемы емкостного автогенера-
тора. Непосредственно из нее видно, что фазовое условие самовоз-
буждения выполнено. Определим амплитудное условие самовозбу-
ждения.
В данной схеме коэффициент обратной связи
__ Umg   тС	• Cg   Са
Uma т 1	Ср
(1.67)
Для получения режима колебаний второго рода необходи-
мая величина коэффициента обратной связи определяется по
6Q
формуле (1.60), Поэтому требуемая величина емкости Сй
равна
^тре6<—•	(1.68)
5-/?э +°
В этом уравнении
Ск . .
где ----коэффициент включения контура
Ьа
в анодную цепь лампы.
Рис. 1.39. Схема емкостного трехточечного авто-
генератора
Очевидно, что емкость контура
___ Ca-Cg
к ” са + Cg ’
Настройка контура емкостного автогенератора может произво-
диться изменением индуктивности LK. Для этой цели она должна
выполняться в виде вариометра. На практике так делается до-
вольно часто. Можно также применить специальный конденсатор
настройки. К сожалению его ротор в рассмотренной схеме зазем-
лить нельзя. Это обстоятельство является недостатком.
Заметим, что в емкостном автогенераторе с анодным контуром
ячейка смещения может быть только параллельной.
Емкостную обратную связь удобно применять в тех случаях,
когда катушка контура не имеет отводов. Обычно это имеет место
при малом числе витков, а также при многослойной намотке кон-
турной катушки. Автогенераторы с емкостной обратной связью
успешно применяются не только на коротких волнах, но и в диа-
пазоне УКВ.
61
5.	Автогенератор с катодным контуром
На рис. 1.40, а изображена схема трехточечного автогенератора
с контуром в цепи катода лампы. Обратная связь в ней автотранс-
форматорная. Анод лампы заземлен по переменному напряжению.
Это означает, что между анодом и землей напряжение постоянно.
Напряжение обратной связи подается на сетку лампы с индук-
тивности Lg. Оно противофазно переменному анодному напряже-
нию, которое действует на индуктивности Ла. Анодное питание в
Рис. 1.40. Схемы трехточечных автогенераторов с контуром в цепи
Катода лампы
рассматриваемой схеме последовательное, а ячейка автоматиче-
ского смещения параллельная.
На рис. 1.40,6 изображена схема автогенератора с параллель-
ным анодным питанием. В этой схеме цепи постоянного и перемен-
ного анодных токов разделены. Данный вариант схемы не имеет
особых преимуществ по сравнению с предыдущей схемой и поэтому
применяется сравнительно редко.
На рис. 1.40, в показана схема на пентоде. Она выполнена с
последовательным анодным питанием и последовательной ячейкой
автоматического смещения. Если нижнюю обкладку конденсатора
Cg2 отсоединить от катода и соединить с землей, то пентод будет
работать в триодном режиме. В этом случае лампа обладает ха-
рактеристиками и параметрами триода.
На рис. 1.40,г показан вариант схемы автогенератора, в котоь
62
ром напряжение обратной связи снимается с емкостного делите-
ля С[С2. Следовательно, обратная связь здесь емкостная. Анодное
питание в этой схеме может быть только параллельное. Ячейка
смещения показана параллельной, но ее можно выполнить и после-
довательной. Такую схему целесообразно применять в тех случаях,
когда конструкция катушки Лк не позволяет сделать выводы от
части ее витков.
Емкость контура в этой схеме складывается из емкости конден-
сатора настройки Ск.н и результирующей емкости конденсаторов
делителя
__ Р I Cj'C 2
^к —Ьк.н-Г С1 + с2 •
Очевидно, что коэффициент обратной связи
ту __ С2
Ло.с— С1 .
Это отношение должно превышать критическую величину.
Основное достоинство любого автогенератора с катодным кон-
туром заключается в заземленном роторе конденсатора настрой-
ки. Благодаря этому исключено влияние руки оператора на ча-
стоту генерируемых колебаний. Хорошо так же и то, что на эле-
ментах контура нет высокого постоянного напряжения (при лю-
бой схеме анодного питания;.
Обратим внимание, что во всех трехточечных автогенераторах
между электродами лампы «катод — сетка» и «катод — анод»
включены реактивности одного знака, а между электродами
«анод — сетка» противоположного. Только в этОхМ случае выпол-
няется фазовое условие самовозбуждения, т. е. в автогенераторе
получается положительная обратная связь. Это есть общее пра-
вило для составления любой трехточечной схемы автогенератора.
В заключение заметим, что в автогенераторах следует отдавать
предпочтение схеме последовательного питания и последователь-
ной ячейке автоматического смещения, так как в этом случае ста-
бильность частоты генерируемых колебаний получается выше.
Если же необходимо применить параллельную ячейку автосме-
щения, а резистор имеет небольшое сопротивление, то последо-
вательно с ним следует включить дроссель высокой частоты. Его
междувитковая емкость должна быть незначительной.
6.	Двухконтурный автогенератор с электронной связью
между контурами
В войсковых радиостанциях связи широкое применение полу-
чила схема автогенератора, изображенная на рис. 1.41. Ее предло-
жил советский ученый Б. К. Шембель. Схема Шембеля представ-
ляет собой сочетание автогенератора с усилителем мощности.
Возбуждение колебаний происходит в контуре который
подключен к первьнм трем электродам лампы: катоду, управляю-
63
щей сетке и экранирующей сетке. Он называется внутренним кон-
туром генератора. Экранирующая сетка выполняет роль анода
лам'пы возбудителя. Она заземлена по высокой частоте. Таким об-
разом, возбудитель собран по трехточечной схеме. Трехточка мо-
жет быть индуктивной (рис. 1.41,а) или емкостной (рис. 1.41,6).
Возбудитель работает даже при отключенной цепи анода.
Частота генерируемых колебаний в основном определяется па-
раметрами внутреннего контура генератора. В схеме 1.41, а она
равна
2и‘|Л£1с1 ’
(1.7Г)
Поскольку возбудитель работает, то на управляющей сетке
лампы действует переменное напряжение частоты fo.
Рис. 1.41. Два варианта схемы двухконтурного автогенератора
с электронной связью между контурами:
а — генератор с параллельным питанием по внешнему контуру, последова-
тельным питанием по внутреннему контуру и параллельной ячейкой автома-
тического смещения; б — генератор с последовательным питанием по внеш-
нему контуру, параллельным питанием по внутреннему контуру и последо-
тельной ячейкой автоматического смещения
При замкнутой цепи анода в ней протекает импульсный ток.
Каждая гармоника анодного тока протекает через контур ЦСХ и
контур L2C2. Контур L2C2 называется внешним контуром генера-
тора. Его можно настроить на частоту любой гармоники и получить
в анодной цепи лампы режим усиления или умножения частоты.
В схеме, изображенной на рис. 1.41, а, постоянная составляю-
щая анодного тока не проходит через внешний контур, а проходит
через часть катушки внутреннего контура. Поэтому в данной схе-
ме питание анодной цепи параллельное относительно внешнего
контура и последовательное относительно внутреннего контура.
В схеме, изображенной на рис. 1.41,6, постоянная составляю-
щая анодного тока проходит только через внешний контур. В этой
схеме питание анодной цепи последовательное относительно внеш-
него контура и параллельное относительно внутреннего контура.
Возможны и другие комбинации анодного питания генератора.
64
Если внешний контур настроен на частоту первой гармоники
тока, то напряжение на нем имеет амплитуду
Uтк2 ~ Лла1 ’ ?2 ’ Q2»	(Е72)
где /та1 — амплитуда первой гармоники анодного тока;
р2—волновое сопротивление внешнего контура;'
Q2 — добротность внешнего контура с учетом вносимого со-
противления из антенны.
Напряжение между точками аб внутреннего контура имеет ам-
плитуду
(1.73)
где	— амплитуда первой гармоники тока экранирующей
сетки. Обычно /W(g)i = (0,15 ч-0,25) /та1.
Рх-'-ц-—коэффициент включения внутреннего контура гене-
ратора в катодную цепь лампы;
Pi—волновое сопротивление внутреннего контура;
Q1 —добротность внутреннего контура.
Напряжение на всем внутреннем контуре имеет амплитуду UmK1 =
= Uт\ *	= (Ли al “Ь т (g) i) 'Pl * Pl *Qp
Мощность, выделяемая во внешнем контуре, равна
=	(1.74)
Мощность, выделяемая во внутреннем контуре, равна
=	+	(1.75)
Из схемы видно, что мощность PKi нагревает детали контура,
вызывая увеличение их размеров. В результате этого происходит
изменение частоты генерируемых колебаний. Поэтому необходимо
выбирать параметры контуров так, чтобы РК2^7^.Обычно полу-
чают Рк2= (Зч-8) ркь
Мощность, забираемая от источника анодного питания, равна
Ро = (7ао + /^о)-^,	С1-76)
где /а0 — постоянная составляющая анодного тока;
/(g)0 — постоянная составляющая тока экранирующей сетки.
Обычно
7(г)о=(0,15-г-0,25). /а0.
Коэффициент полезного действия генератора по внешнему кон-
туру
(I-77)
65
3-869
Коэффициентом обратной связи в схеме Шембеля называется
отношение
(1.78)
г ____ Umg\
о. с "77 7
и mg2
t
Рис. 1.42. Графики физических процессов, происходящих
в схеме двухконтурного автогенератора с электронной
связью между контурами
Обычно Ко.с бывает равен или несколько больше единицы. Это
означает, что точка а на внутреннем контуре генератора находит-
ся либо в середине катушки Lb либо несколько ниже. Угол отсеч-
ки анодного тока лампы выбирается в пределах 60—80°, а режим
недонапряженный.
66
Графики физических процессов, происходящих в генераторе
Шембеля, изображены на рис. 1.42.
7.	Транзисторные автогенераторы
Транзисторные автоколебательные генераторы (ТАГ) рабо-
тают по тому же принципу, что и ламповые. Несмотря на это схе-
мы ТАГ имеют две специфические особенности.
1.	Смещение на базу транзистора обычно бывает комбиниро-
ванным. Оно осуществляется при помощи делителя напряжения
коллекторного питания (фиксированное смещение) и за счет по-
1К
Рис. 1.44. Схема автогенератора с авто-
трансформаторной обратной связью и
комбинированным смещением
Рис. 1.43. Схема автогенератора
с трансформаторной обратной связью
и комбинированным смещением
стоянкой составляющей тока базы или эмиттера (автоматическое
смещение). Необходимость в комбинированном смещении выте-
кает из особенностей транзисторов, которые бывают отперты при
прямом и заперты при обратном напряжении на эмиттерном пере-
ходе.
2.	Коэффициент включения контура в цепь коллектора значи-
тельно меньше аналогичного коэффициента в ламповых схемах.
Слабая связь контура с выходной цепью транзистора необхо-
дима по двум основным причинам:
—	для получения оптимального режима транзисторного авто-
генератора требуется иметь эквивалентное сопротивление контура
меньшее, чем в ламповой схеме (обычно порядка сотен ом);
—	частота колебаний, генерируемых в ТАГ, сильно зависит от
нестабильных емкостей р-п переходов транзистора и эту зависи-
мость желательно ослаблять.
Типовые схемы автогенераторов на транзисторах р-п-р с об-
щим эмиттером изображены на рис, 1.43, 1,44 и 1.45.
3*
67
В этих схемах при включении питания на эмиттерпом переходе
возникает небольшое прямое (отрицательное) напряжение. Оно
создается на резисторе R{ током делителя. Тем самым обеспечи-
вается процесс инжекции дырок из эмиттера в базу. Практически
одновременно происходит возбуждение автогенератора и появ-
ляется пульсирующий ток базы г'б, вытекающий из транзистора.
Постоянная составляющая этого тока /бо проходит через рези-
стор 1?з и создает на нем положительное смещение. По мере нара-
стания амплитуды колебаний результирующее смещение на базе
постепенно уменьшается до нуля, а затем становится обратным по
знаку, т. е. положительным.
Рис. 1.45. Схема автогенератора с емкостной обратной связью
и комбинированным смещением
Таким образом, фиксированное смещение (при помощи резисто-
ров Ri и /?2) обеспечивает надежное самовозбуждение ТАГ, а ав-
томатическое смещение (при помощи резистора /?3) осуществляет
перевод возбудившегося автогенератора в режим колебаний вто-
рого рода. Обычно в установившемся режиме угол отсечки кол-
лекторного тока бывает 60—80°. Следовательно, ТАГ работают в
режиме класса С.
§ 5. АВТОГЕНЕРАТОРЫ УКВ
1.	Особенности ламп, контуров и схем
автогенераторов УКВ
Для повышения частоты колебаний, генерируемых автогенера-
тором, необходимо уменьшать емкость и индуктивность его коле-
бательной системы. Поэтому в диапазоне УКВ наружные (внеш-
ние) реактивности, подключенные к обычной лампе, оказываются
одного порядка с ее внутренними реактивностями. В этих усло-
виях колебательная система автогенератора получается многокон-
68
турной. Она состоит из многих реактивных элементов, соединен-
ных между собой сложным образом.
На рис. 1.46 приведена схема автогенератора УКВ, выполнен-
ная на обычном триоде. На схеме показаны междуэлектродные
емкости лампы Cag, Cgv и Сак, а также индуктивности выводов
ее электродов La, Lg и Ск. Наружные реактивности с сосредото-
ченными параметрами, подключенные к лампе, обозначены Сн
и Сн.
Теоретический анализ столь сложной схемы весьма труден.
Даже качественная оценка влияния отдельных элементов схемы
на ее работу затруднительна и неопределенна. Эксперименталь-
Рис. 1.46. Схема автогенератора УКВ с автотрансформаторной
обратной связью, выполненная на обычном триоде
ная
чное исследование автогенератора также мало эффективно, ибо
внутренние реактивности лампы изменять невозможно. Дополни-
тельные трудности анализа автогенераторов УКВ вызывает время
пролета электронов в лампе. Оно зависит от конструкции лампы
и напряжений на ее электродах. В среднем можно считать, что
время пролета бывает порядка десятых долей наносекунды.
Время пролета электронов является причиной сдвига фаз ме-
жду сеточным напряжением и первой гармоникой анодного тока.
Оно отстает по фазе от сеточного напряжения на некоторый угол,
который принято называть углом пролета.
Угол пролета пропорционален частоте генерируемых колебаний
и определяется выражением
<Рпр = ®^пр,	(1.79)
где /пр — время пролета электронов в лампе;
(о—частота генерируемых колебаний.
На длинных и средних волнах (т. е. на умеренно высоких ча-
стотах) угол пролета ничтожно мал и его практически следует
считать равным нулю. На коротких волнах угол пролета обычно
не превышает десятых долей градуса и его также можно не учи-
69
тывать. В диапазоне метровых и дециметровых волн (т. е. на
сверхвысоких частотах) угол пролета может доходить до десятков
градусов и поэтому его необходимо учитывать. Этот учет сводится
к выбору правильной фазы напряжения обратной связи. Если на
умеренно высоких радиочастотах напряжение на сетке должно
опережать анодное напряжение на угол 180°, то на СВЧ необхо-
дим дополнительный сдвиг фаз, равный углу пролета.
Поскольку междуэлектродные емкости входят в состав коле-
бательной системы автогенератора, то через выводы электродов
лампы проходят значительные переменные токи. Их частота очень
высокая и они протекают только по поверхности электродов и вы-
водов. Так как электроды лампы выполнены из материала с боль-
шим удельным сопротивлением, то активные потери в колебатель-
ной системе получаются большими и ее добротность оказывается
низкой. Поэтому стабильность частоты автогенераторов УКВ не-
высокая.
Для повышения добротности колебательной системы автоге-
нератора приходится применять внешние реактивности с распре-
деленными параметрами и разрабатывать специальные лампы для
диапазона УКВ.
Конструктивное выполнение ламп УКВ бывает разнообразно.
Но главная задача при их создании заключается в получении ма-
лых междуэлектродных емкостей, малых индуктивностей выводов
и незначительного пролетного времени электронов. Достигается
это в результате рациональной конструкции лампы. Ее элек-
троды стараются сделать минимально допустимых размеров.
Выводы от них выполняют в виде коротких толстых стержней
или дисков. Расстояние между выводами делают как можно
больше.
На волнах дециметрового диапазона обычно отдают предпочте-
ние лампам цилиндрической конструкции. Они бывают стеклянные
и металлокерамические. У цилиндрических ламп индуктивность вы-
водов практически отсутствует. В большинстве случаев цилиндри-
ческие лампы нуждаются в принудительном охлаждении. Наибо-
лее часто охлаждение бывает воздушным и значительно реже во-
дяным.
Лампы УКВ цилиндрической конструкции предназначены для
соединения с колебательной системой коаксиального типа или с
объемными резонаторами. Лампы УКВ обычной конструкции под-
ключаются к двухпроводным резонансным линиям открытого типа.
Резонансные линии имеют длину, близкую к четверти волны ге-
нерируемых колебаний. Их входное сопротивление обычно бывает
индуктивным.
Схемы автогенераторов, выполненные на лампах УКВ с ис-
пользованием резонансных линий, получаются двухконтурные или
трехконтурные. Многоконтурная колебательная система в автоге-
нераторе УКВ не только неизбежна, но и необходима, ибо только
в этом случае можно правильно подобрать фазу напряжения об*
ратной связи с учетом времени пролета электронов.
70
Сложность определения вида обратной связи в автогенерато
рах УКВ приводит к тому, что при объяснении их схем часто ука-
зывают не элемент, на котором создается напряжение возбужде
ния, а элемент, через который осуществляется взаимная связь ме
жду выходной и входной цепью лампы. Это обстоятельство мо
жет вызвать ложные представления о характере обратной связи
Критерием ее верного определения является общее правило со
ставления трехточечных схем ав-
тогенераторов (см. § 4).
В импульсных радиолокаци-
онных передатчиках метрового
диапазона наиболее широкое
применение получили мощные
двухтактные автогенераторы. На
дециметровых волнах чаще ис-
пользуются мощные однотактные
автогенераторы на металлокера-
мических лампах.
2.	Однотактные автогенераторы
метровых волн
Пример схемы однотактно-
го автогенератора приведен на
рис. 1.47. Эта схема выполнена
на лампе УКВ обычной конструк-
ции, но с малыми индуктивностя-
ми выводов. Поэтому они на схе-
ме не показаны. Междуэлектрод-
ные емкости лампы входят в ко-
лебательную систему автогенера-
тора и определяют вид обратной
связи. Она емкостная. Внешние
элементы, подключенные к лампе,
Рис. 1.47. Схема однотактного авто-
генератора метровых волн с анодно-
сеточной линией
предназначены для создания ин-
дуктивности колебательной си-
стемы. Они же используются для
регулировки частоты и мощности
генерируемых колебаний.
Двухпроводная короткозамкнутая линия является анодно-се-
точной индуктивностью. Длина линии до подвижного короткоза-
мыкателя определяет частоту (волну) автогенератора. Наиболее
часто линия оказывается короче четверти волны генерируемых ко-
лебаний. Поэтому ее входное сопротивление имеет индуктивный
характер. Для уменьшения эквивалентной индуктивности линии
надо укорачивать ее длину. При этом частота генерируемых коле-
баний будет повышаться, а длина волны соответственно умень-
шаться.
71
Рис. 1.48. Эквивалентная схема
колебательной системы одно-
тактиого автогенератора метро-
вых волн с анодно-сеточной
линией
Высокочастотные дроссели в цепи накала лампы L{ и L2 вы-
полняют роль катодно-сеточной индуктивности. Благодаря конден-
саторам небольшой емкости С\ и С2 дроссели включены парал-
лельно для переменною тока высокой частоты. Один из них обыч-
но имеет индуктивность значительно большую, чем другой. В на-
шем примере L\ ^>L2. Поэтому результирующая индуктивность
между катодом и сеткой лампы практически равна L2. Она сде-
лана переменной для осуществления регулировки величины об-
ратной связи, а следовательно, и мощности генерируемых коле-
баний.
Эквивалентная схема колебатель-
ной системы автогенератора и способ
ее подключения к лампе изображены
на рис. 1.48. Из нее видно, что рас-
сматриваемый автогенератор является
двухконтурным. Работает он по прин-
ципу емкостной трехточки. Это озна-
чает, что частота генерируемых коле-
баний получается ниже резонансной
частоты анодно-сеточного контура, но
выше резонансной частоты катодно-
сеточного контура.
Из эквивалентной схемы видно, что
сетка лампы имеет соединение с каждым из двух контуров
и поэтому является общим электродом лампы. Автогенерато-
ры с общей сеткой в диапазоне УКВ встречаются наиболее
часто.
Конденсатор С3 является разделительным. Он отделяет цепь
анода от цепи сетки по постоянному току. Резистор Rg и конденса-
тор Cs служат ячейкой автоматического смещения. Благодаря кон-
денсатору Cg сетка лампы имеет неизменный потенциал относи-
тельно земли. Выбором величины сопротивления Rg устанавли-
вается необходимый угол отсечки импульсов анодного тока лампы.
Обычно он бывает 60—80°.
Отбор электромагнитной энергии от автогенератора может про-
изводиться различными способами. На рис. 1.47 двухпроводный
фидер подключен к генератору автотрансформаторно. Конденса-
торы С4 и С5 являются разделительными. Ввиду их наличия фидер
не имеет постоянного потенциала относительно земли. Выход од-
нотактного автогенератора не является строго симметричным, так
как потенциалы анода и сетки не одинаковы по величине.
3.	Двухтактные автогенераторы метровых волн
На практике встречаются различные варианты схем двухтакт-
ных автогенераторов метровых волн, но общие принципы их ра-
боты аналогичны.
72
На рис. 1.49 изображена схема автогенератора с анодной и се-
точной двухпроводными линиями открытого типа. В схему входят
следующие элементы: две одинаковые лампы, анодная линия
(включена между анодами ламп), сеточная линия (включена
между сетками ламп), катодные дроссели (включены в цепях на-
кала ламп), ячейка автоматического смещения CgRg, источник анод-
ного питания с напряжением
Еа и блокировочные конден-
саторы.
Линии выполнены из мед-
ных или латунных трубок. Для
уменьшения активного сопро-
тивления линий трубки обыч-
но серебрят. Длина линий /а
и lg короче четверти волны ге-
нерируемых колебаний.
Колебательная система
двухтактного автогенератора
сложна. Ее эквивалентная
схема изображена на рис. 1.50.
На эквивалентной схеме Ааа
представляет собой индуктив-
ность анодной линии, к кото-
рой добавляются индуктивно-
сти выводов анодов ламп. Ана-
логично Lgg представляет со-
бой индуктивность сеточной
линии, к которой добавлены
индуктивности выводов сеток
ламп. Катодная индуктивность
Lkk образована высокочастот-
ными дросселями и выводами
от нитей накала ламп. Полез-
но заметить, что дроссели Lx
и L2, а также дроссели L3 и
Ц соединены параллельно (из-
за наличия блокировочных кон-
денсаторов).
Поскольку двухтактная схе-
ма симметрична, то высокоча-
Рис. 1.49. Схема двухтактного авто-
генератора метровых волн с анодной
и сеточной линиями
стотные потенциалы средних
точек индуктивностей Laa, Lgg и АКк равны нулю. Это обстоятель-
ство позволяет разделить эквивалентную схему колебательной
системы двухтактного автогенератора на две самостоятельные
половины. Они показаны на рис. 1.51. На изображенных схемах
емкости соединены в треугольник, а индуктивности в звезду. Если
звезду индуктивностей пересчитать в треугольник, то станет ясно,
что колебательная система каждого плеча автогенератора являет-
ся трехконтурной. На рис. 1.52 она показана только для левой
73
Рис. 1.50. Эквивалентная схема колебательной
системы двухтактного автогенератора метровых
волн с анодной и сеточной линиями
Рис. 1.51. Эквивалентная схема колебательной системы
двухтактного автогенератора метровых волн, разделен-
ная на две самостоятельные половины
Рис. 1.52. Преобразованная эквивалент-
ная схема колебательной системы од-
ного плеча двухтактного автогенера-
тора метровых волн
74
половины автогенератора. В этой схеме эквивалентные индуктив-
ности определяются по уравнениям:
£а • Lg 4- Lg • LK + LK • Ла
=	~LK	;
L^'Lg 4- Lg'LK 4~ LK’ La
(1.80)
La • Lg 4" Lg' LK 4" LK • La
ьак =	j
bg
Рис. 1.53. Схема двухтактного авто-
генератора метровых волн с катод-
ной и сеточной линиями
Трехконтуриый автогенератор может работать по принципу ем-
костной или индуктивной трехточки. Это зависит от взаимной на-
стройки его эквивалентных кон-
туров. На практике чаще исполь-
зуют двухтактные автогенерато-
ры с емкостной обратной связью,
так как она обеспечивает более
высокую стабильность частоты
генерируемых колебаний.
В рассматриваемой схеме ав-
тогенератора отбор электромаг-
нитной энергии (обычно в ан-
тенну) производится от анодной
линии. Для этой цели к ней под-
ключен двухпроводный нагрузоч-
ный фидер. Он подключается к
тем точкам линии, между кото-
рыми выходное сопротивление
автогенератора равно волновому
сопротивлению фидера (обычно
сотни ом). Выполнение условий
согласования автогенератора с
фидерной линией достигается
экспериментально. Благодаря
разделительным конденсаторам
С5 и Сб антенный фидер не имеет
постоянного, потенциала относи-
тельно земли.
Теоретически и эксперимен-
тально доказывается, что частота
генерируемых колебаний в основном зависит от длины анодной
линии, а обратная связь в основном зависит от длины сеточной
линии. Однако взаимная зависимость этих регулировок значи-
тельна.
На рис. 1.53 изображена схема двухтактного автогенератора
с катодной и сеточной линиями. Обе линии двухпроводные. Катод-
ная линия выполнена из двух трубок. Внутри каждой трубки
75
имеется провод для прохождения тока накала. Сеточная линия
также выполнена из двух трубок. Диаметр сеточных и катодных
трубок может быть одинаковый или различный. Это обстоятель-
ство не имеет существенного значения. Ввиду наличия катодной
линии отпадает необходимость в дросселях.
Отбор энергии наиболее часто осуществляется от катодной ли-
нии. Двухпроводный фидер подключается к ней автотрансформа-
торно без разделительных конденсаторов. В них нет необходимо-
сти, так как катодные трубки заземлены и не имеют постоянного
потенциала.
Рис. 1.54. Эквивалентная схема колебательной системы двухтактного
автогенератора метровых волн с катодной и сеточной линиями
Эквивалентная схема колебательной системы автогенератора
с катодной и сеточной линиями приведена на рис. 1.54. Из рисунка
видно, что каждая половина схемы является двухконтурной. Об-
ратная связь в такой схеме емкостная. Настройка анодно-сеточ-
ного контура в основном определяет частоту генерируемых коле-
баний. Настройка катодно-сеточного контура в основном опреде-
ляет величину обратной связи, а следовательно, и величину мощ-
ности автогенератора. Взаимная зависимость этих регулировок
существенна, но меньше, чем в предыдущем автогенераторе. На
практике настройка автогенераторов УКВ (двухтактных и одно-
тактных) обычно осуществляется при помощи волномеров.
4.	Однотактные автогенераторы дециметровых волн
Автогенераторы дециметровых волн наиболее часто выполня-
ются на лампах цилиндрической конструкции. Цилиндрические
лампы имеют безиндуктивные выводы электродов и поэтому их
внутренними реактивностями являются только междуэлектродные
емкости.
Внешними элементами колебательной системы дециметровых
автогенераторов обычно бывают отрезки коаксиальных длинных
линий. На частоте генерируемых колебаний эти линии имеют ин-
дуктивное сопротивление.
Типичная конструкция автогенератора дециметровых волн изо-
бражена на рис. 1.55. Данный автогенератор выполнен на метал-
локерамическом триоде. Он двухконтурный, с общей сеткой. Анод-
76
Воздух
Воздух
К антенне
Настройка анодно-
сеточной линии
Настройка на mod но-
сеточной линии
Радиатор
анода
WWW
Воздух
СвЛ
w/ss/js/ss/m
Отверстие дополнительной
обратной связи
Рис. 1.55. Типичная конструкция автогенератора дециметровых волн
Пластмасса
30=
Транс форма -
тор накала
Вывод катода и накала
Подвижный
мостик
сетки
Вывод
гй анода
TZZZZZZZZZZZZ^ZZZZZZZ^ZZZZZZ^
Вывод накала
7ZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZZ^^S\
Разделительная емкост

Каналы
для прохода
воздуха
но-сеточная коаксиальная линия состоит из анодной и сеточной
труб. Катодно-сеточная линия состоит из катодной и сеточной
труб. Следовательно, сеточная труба является общей для обеих
линий. Но это справедливо только с конструктивной точки зрения.
По сути физических процессов дело обстоит не совсем так. В анод-
но-сеточную линию входит наружная поверхность сеточной тру-
бы, в катодно-сеточную — внутренняя поверхность сеточной трубы.
Сетка лампы имеет соединение с обеими поверхностями сеточной
грубы и, следовательно, является общим электродом для обоих
контуров.
В сеточной трубе имеется несколько отверстий дополнительной
обратной связи, т. е. связи между двумя контурами генератора.
Эта связь осуществляется также внутри самой лампы через ем-
кость Сак. Однако емкость С ак У лампы с заземленной сеткой очень
мала. Ее одной обычно бывает недостаточно для самовозбуждения
автогенератора.
Дополнительную внешнюю обратную связь можно сделать ре-
гулируемой. Для этой цели необходимо изменять диаметр отвер-
стий связи или перемещать их вдоль линии. Конструктивно эту
идею реализовать нетрудно, если сеточную трубу выполнить из
двух совмещенных цилиндров. Один цилиндр достаточно плотно
вставляется в другой. В обоих цилиндрах делается одинаковое
число отверстий или щелей. Взаимньим перемещением сеточных
цилиндров (продольным или вращательным) легко устанавливать
необходимый размер отверстий, т. е. требуемую величину обрат-
ной связи.
Настройка коаксиальных линий осуществляется изменением
их длины. Она изменяется при помощи двух короткозамыкателей.
Короткозамыкатели выполнены в виде пружинящих шайб, соеди-
няющих соответствующие трубы. Длина анодно-сеточной линии
сильно влияет на частоту генерируемых колебаний и слабо влияет
на их мощность. Длина катодно-сеточной линии сильно влияет на
мощность автогенератора и слабо влияет на его частоту.
Отбор электромагнитной энергии от автогенератора может
осуществляться различными способами. Па рис. 1.55 показан ва-
риант автотрансформаторного выхода. Подвижный мостик позво-
ляет устанавливать штырь связи в том месте катодно-сеточной
линии, где выходное сопротивление автогенератора равно волно-
вому сопротивлению нагрузочного фидера.
Ячейка катодного автоматического смещения состоит из ре-
зистора и конденсатора С\ небольшой емкости. Изменением со-
противления можно устанавливать необходимый режим работы
генератора. Напряжение смещения создается за счет постоянной
составляющей катодного тока лампы.
Эквивалентная схема автогенератора изображена на рис. 1.56.
Емкость между анодом лампы и анодной грубой обозначена Са.т.
Соответственно Ск.т означает емкость между катодом лампы и ка-
тодной трубой. Емкость дополнительной обратной связи обозна-
чена ДСак. Она показана переменной, т. е. регулируемой. Из экви-
78
валентной схемы видно, что рассматриваемый автогенератор ра-
ботает по принципу емкостной трехточки. Схема анодного питания
параллельная, так как постоянный анодный ток не проходит через
индуктивность колебательного контура.
Рис. 1.56. Эквивалентная схема автогенератора
дециметровых волн
§ 6. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ АВТОГЕНЕРАТОРОВ
1.	Требования к стабильности частоты радиопередающих
устройств
Отсутствие взаимных помех при одновременной работе несколь-
ких линий радиосвязи на близких частотах возможно лишь при
высокой стабильности частоты излучаемых колебаний. Поэтому
стабильность частоты является одним из важнейших параметров
передатчика. Она обеспечивает беспоисковую надежную радио-
связь. Требования к стабильности частоты передатчика определя-
ются его назначением, мощностью и диапазоном рабочих частот.
Основное внимание уделяют стабильности частоты колебаний за-
дающего генератора, поскольку он определяет частоту излучаемых
колебаний.
Согласно нормам, введенным с 1 января 1965 г., в радиовеща-
тельных станциях диапазона длинных и средних волн абсолютная
нестабильность частоты А/ (т. е. уход рабочей частоты / от номиналь-
ного значения /0) не должна превышать 10 гц. В радиовещатель-
ных станциях, работающих на коротких и ультракоротких волнах,
допускаемая относительная нестабильность частоты — J-Kc- 100%
<Д002%. В подвижных связных радиостанциях в большинстве
случаев допускаемая нестабильность частоты передатчика не пре-
вышает 0,02%,
79
В аппаратуре, предназначенной для работы в однополосных
системах связи, в автоматизированных линиях связи и других си-
стемах связи, должна обеспечиваться стабильность порядка 10-5—
10~6% и более. Такая же стабильность требуется для некоторых
радионавигационных систем.
Требуемая относительная нестабильность частоты радиопередаю-
щего устройства импульсной широкополосной РЛС должна быть
порядка 0,01%. Передатчик РЛС, использующий импульсно-коге-
рентный метод селекции движущихся целей, должен иметь более
высокую стабильность частоты — 0,001—0,0001%. При этом осо-
бенно важно соблюдение стабильности частоты от импульса- к им-
пульсу.
Узкополосные РЛС имеют еще большую стабильность частоты.
Это объясняется тем, что нестабильность частоты передатчика узко-
полосной РЛС может привести к тому, что часть энергии сигнала
окажется за пределами полосы пропускания приемного устройства,
вследствие чего произойдет резкое снижение дальности действия
РЛС.
2.	Эталонность и фиксирующая способность контура
автогенератора
Частота колебаний автогенератора зависит от собственной ча-
стоты контура, его добротности и фазового сдвига между первой
гармоникой анодного тока и напряжением на контуре.
Собственная частота контура определяется по формуле
Wo== LK CK О 4Q2")’	О-81)
где Q — добротность контура;
£к и Ск — индуктивность и емкость контура.
Из формулы (1.81) следует, что изменение собственной часто-
ты контура wo может возникнуть под действием любого внешнего
дестабилизирующего фактора, вызывающего изменение первичных
параметров контура. Таким образом, одной из причин изменения
частоты автогенератора является нестабильность параметров его
колебательной системы. Другой причиной нестабильности частоты
автоколебаний может явиться изменение фазового сдвига между
первой гармоникой анодного тока и напряжением на контуре, воз-
никающее при нарушении баланса фаз. Способность контура про-
тиводействовать этим двум явлениям оценивается соответственно
его эталонностью и фиксирующей способностью.
Эталонностью контура называется его способность со-
хранять неизменным значение собственной частоты колебаний.
Эталонность колебательной системы зависит от качества ее де-
талей (конденсаторов и катушек индуктивности) и от стабильно-
сти паразитных емкостей Спар, входящих в колебательную систе-
му. При достаточно высоком качестве современных деталей можно
80
считать, что эталонные свойства колебательной системы определя-
ются главным образом нестабильностью паразитных емкостей. Их
влияние уменьшается при увеличении добротности контура Q.
Действительно, при заданном значении резонансного сопротив-
ления контура (/?3 = Q-p) увеличение добротности Q позволяет
уменьшить характеристическое сопротивление р = 1/	, т. е.
увеличить полную емкость контура Ск и тем самым уменьшить от-
АСпар
носительное изменение емкости —~, а следовательно, умень-
ши
шить и изменение частоты Af. Следует отметить, что при увеличе-
нии рабочей частоты приходится уменьшать емкость контура Ск
и, следовательно, увеличивать относительную нестабильность емко-
сти —. Поэтому с укорочением длины волны стабильность
Ск
частоты ухудшается.
Фиксирующей способностью контура называется
его свойство изменять сдвиг по фазе между напряжением на кон-
туре и первой гармоникой анодного тока без существенного изме-
нения частоты генератора. Наличие такого сдвига объясняется тем,
что фазовое условие самовозбуждения автогенератора выполняет-
ся лишь при наличии баланса сдвига фаз. в цепи обратной связи
и в анодной цепи генератора:
? + :Ро.с=0,
где — угол сдвига фаз между первой гармоникой анодного
тока и напряжением на контуре;
сРо. с — угол сдвига фаз между напряжением на контуре и на-
пряжением обратной связи.
Всякое изменение режима работы цепи сетки или анода лампы
автогенератора вызывает изменение фазового сдвига Аср0.с в цепи
обратной связи и, следовательно, нарушение баланса фаз. Чем
больше фиксирующая способность колебательной системы, тем
меньше будет изменение генерируемой частоты Aw, необходимое
для восстановления нарушенного баланса фаз, т. е. для создания
компенсирующего сдвига фаз в анодной цепи Дер.
Очевидно, что чем больше наклон фазочастотной характери-
стики колебательного контура (рис. 1.57,6), тем при меньшем
изменении частоты будет происходить эта компенсация. Из
рис. 1.57 следует, что фиксирующая способность контура тем выше,
чем больше добротность контура Q.
На рис. 1.57,6 это проиллюстрировано на примере сравнения
двух фазочастотных характеристик. При различных добротностях
(С?2>Фз) одинаковый фазовый сдвиг (Дсрз — Асрз) приводит к раз-
личным изменениям частоты (Ao)3>Aw2). Поскольку крутизна фа-
зочастотной характеристики максимальна при —ц>о, то фиксирую-
81
щая способность контура будет тем выше, чем ближе частота ге-
нератора к собственной частоте контура.
Таким образом, применение в автогенераторе контуров с высо-
кой добротностью способствует повышению стабильности частоты
радиопередающего устройства. Важную роль в повышении ста-
бильности частоты радиопередающего устройства играет также
ослабление или устранение внешних дестабилизирующих факто-
ров, воздействующих на пара-
метры контура и на режим
ламп автогенератора.
Рис. 1.57. Резонансные кривые и фазо-
частотные характеристики параллель-
ных колебательных контуров различной
добротности, настроенных на одинако-
вую волну
3.	Внешние дестабилизирую-
щие факторы и меры
устранения их влияния
К внешним дестабилизи-
рующим факторам относятся:
неточность установки частоты,
вибрация деталей, изменение
температуры деталей и ламп,
нестабильность напряжения
источников питания, неста-
бильность нагрузки генерато-
ра, изменение влажности и
давления воздуха, смена ламп
и деталей контуров.
Неточность установ-
ки частоты играет значи-
тельную роль в передатчике
с плавной настройкой. Точ-
ность установки частоты опре-
деляется качеством выполне-
ния органов настройки, нали-
чием зажимных винтов или других элементов, обеспечиваю-
щих неподвижность шкал настройки при вибрации и тряске аппа-
ратуры. Для обеспечения необходимой точности первоначальной
установки и отсчета частоты по шкале применяют оптические
шкалы. Они имеют большое число делений и снабжены увеличи-
тельной оптической системой.
Вибрация деталей особенно сильно сказывается в пере-
датчиках подвижных радиостанций (автомобильных, танковых, са-
молетных и т. п.). Вибрация соединительных проводов, а также
пластин роторов переменных конденсаторов может изменять ем-
кость колебательной системы в значительных пределах. Во избе-
жание этого применяется амортизация шасси радиопередающего
устройства. Монтаж всех деталей и проводов делается жестким.
Роторы конденсаторов переменной емкости изготовляются из мас-
сивных пластин,
82
Изменение температуры приводит к изменению раз-
меров деталей контуров и диэлектрической проницаемости изоля-
торов. Повышение температуры вызывает увеличение геометриче-
ских размеров металлических деталей и диэлектрической прони-
цаемости большинства изоляторов, следовательно, приводит к уве-
личению индуктивности и емкости колебательной системы. Следст-
вием этого является постепенное понижение частоты колебаний
автогенератора по мере его прогрева. Практически этот процесс
происходит в первые 10—15 мин после включения питания пере-
датчика (рис. 1.58). Медленное уменьшение частоты передатчика,
возникающее непосредствен-
но после его включения,
называется выбегом часто-
ты. Существуют две основ-
ные причины, приводящие к
выбегу частоты: нагрев де-
талей протекающими по
ним токами и нагрев дета-
лей за счет теплового из-
лучения ламп. На выбег
частоты влияет также уве-
личение междуэлектродных
емкостей лампы, происхо-
дящее вследствие увеличения
Рис. 1.58. Кривая, иллюстрирующая выбег
частоты при включении передатчика
размеров ее электродов по мере
прогрева лампы.
При изготовлении задающих генераторов стремятся использо-
вать материалы с малыми температурными коэффициентами. Так,
например, изготовление катушек индуктивности осуществляется
путем вжигания металла в керамический каркас. Индуктивность
такой обмотки имеет ничтожный температурный коэффициент.
В качестве диэлектрика конденсаторов постоянной емкости ис-
пользуют радиокерамику, а обкладки наносятся методом вжига-
ния серебра. В наиболее ответственных случаях вместо керамики
применяют плавленый кварц.
Для обеспечения облегченного температурного режима задаю-
щего генератора его мощность выбирают небольшой. Если же
мощность автогенератора должна быть велика (например, в ра-
диолокационных передатчиках), то применяют принудительное ох-
лаждение ламп.
В задающих генераторах связных передатчиков широко при-
меняется термокомпенсация, т. е. использование конденсаторов с
отрицательным температурным коэффициентом емкости (тикон-
довые конденсаторы).
Непостоянство напряжения источников пита-
ния приводит к изменению частоты радиопередатчика. Основная
причина этого заключается в изменении величины сеточного тока
лампы задающего генератора, от которого зависят фазовые соот-
ношения между контурным напряжением и анодным током. Не-
стабильность напряжения питания вызывает также изменение про-
83
странственного заряда в лампе, т. е. изменение динамических меж-
дуэлектродных емкостей, входящих в состав колебательной си-
стемы задающего генератора.
Кроме того, изменение напряжения влечет за собой изменение
температурного режима генератора.
Для устранения нестабильности источников питания передат-
чика применяют стабилизаторы напряжения и тока.
Нестабильность-нагрузки генераторов. Причиной
нестабильности частоты задающего генератора иногда является
цепь управляющей сетки второго каскада передатчика. Она входит
в анодную нагрузку лампы задающего генератора и поэтому мо-
жет ее изменять.
Изменения нагрузки задающего генератора могут быть актив-
ными и реактивными. Изменения активной составляющей нагруз-
ки можно устранить, поставив второй каскад передатчика в бу-
ферный режим, т. е. в режим работы без сеточных токов. Реак-
тивные сопротивления, вносимые в колебательную систему задаю-
щего генератора при изменении настройки антенны или промежу-
точных ступеней, уменьшаются за счет введения дополнительных
промежуточных каскадов, применения экранировок, цепей развяз-
ки, а также использования режима умножения частоты.
Нагрузкой генератора УКВ радиолокационной станции являет-
ся антенно-фидерное устройство. Оно должно быть полностью со-
гласовано. Поэтому особое внимание уделяют конструкции вра-
щающихся и гибких сочленений. В таких сочленениях наиболее
вероятно появление отраженных волн, изменяющих активную и
реактивную нагрузки автогенератора.
В сантиметровом диапазоне для устранения многократного от-
ражения электромагнитной энергии между генератором и антен-
ной в волноводном тракте применяют ферритовые разделители.
Принцип действия таких разделителей заключается в том, что
ферритовая пластина, помещенная внутрь волновода в различной
степени изменяет распределение электромагнитного поля для па-
дающей и отраженной волн. Это позволяет получить различное за-
тухание для волн, распространяющихся в прямом и обратном на-
правлениях, и превращает ферритовый разделитель в своеобраз-
ный ьентиль, пропускающий электромагнитные волны от генерато-
ра к антенне и не пропускающий отраженные волны от антенны
к генератору.
Изменение влажности и давления воздуха изме-
няет емкость конденсаторов с воздушным диэлектриком, так как
диэлектрическая проницаемость воздуха является функцией его
влажности и давления. Кроме того, повышение влажности увели-
чивает активную поверхностную проводимость изолирующих мате-
риалов, что приводит к уменьшению добротности, а следовательно,
эталонности и фиксирующей способности колебательных систем.
Поэтому в передатчиках, работающих в условиях изменяющегося
давления и повышенной влажности (например, в передатчиках са-
84
молетных связных и радиолокационных станций), применяют гер-
метизацию колебательных систем или генераторов в целом.
В ряде случаев целесообразно использование специальных осу-
шителей и химических поглотителей влаги.
Смена ламп и контурных деталей. Смена ламп за-
дающего генератора вызывает изменение частоты автоколебаний
из-за различия величины междуэлектродных емкостей. Смена не-
которых деталей также может вызвать изменение частоты генера-
тора вследствие изменения емкости детали по отношению к кор-
пусу и другим деталям. Поэтому при смене ламп задающего ге-
нератора и его деталей желательно осуществлять подстройку кон-
тура подстроечным конденсатором (если он имеется).
Кроме указанных мер, направленных на устранение внешних
дестабилизирующих факторов, для стабилизации частоты исполь-
зуют системы автоматической подстройки частоты (АПЧ), поддер-
живающие заданное значение частоты генерируемых колебаний, а
также применяют квантовые генераторы, принцип работы которых
обеспечивает весьма высокую стабильность частоты.
Существенное повышение стабильности частоты можно полу-
чить, увеличивая добротность колебательных систем, в частности,
используя вместо обычных колебательных контуров кварцевые или
камертонные резонаторы, обладающие высокой эталонностью и
фиксирующей способностью. В диапазоне дециметровых и санти-
метровых волн для стабилизации частоты применяют короткозам-
кнутые четвертьволновые отрезки коаксиальных линий и объемные
резонаторы высокой добротности.
4.	Кварцевая пластина и ее электрические свойства
Применение кварцевых механических колебательных систем в
качестве резонансных систем автогенераторов позволяет снизить
относительную нестабильность частоты колебаний до величины по-
рядка 1О“зо/о, а при использовании мостовых схем и термостатов
до 10-4—10-5%.
Кварц представляет собой разновидность двуокиси кремния
(SiO2). Использование кварца для стабилизации частоты генери-
руемых колебаний базируется на явлении пьезоэлектрического эф-
фекта, присущего кристаллам кварца. Прямой пьезоэлектрический
эффект заключается в том, что механическая деформация пласти-
ны кварца вызывает появление электрических зарядов на ее гра-
нях. Обратный пьезоэлектрический эффект заключается в том, что
пластина кварца, помещенная в переменное электрическое поле,
деформируется — сжимается и разжимается. При этом (вследст-
вие прямого пьезоэффекта) на ее гранях также возникают элек-
трические заряды.
Основным преимуществом кварца как колебательной системы
является большая добротность. Она достигает десятков и сотен
тысяч.
85
Благодаря высокой добротности эталонность и фиксирующая
способность кварца весьма высоки.
Кристаллы кварца имеют вид шестиугольных призхМ с пирами-
дами на концах (рис. 1.59). У кристаллов кварца различают не-
сколько осей симметрии: оптическую ZZ, три электрические XX и
три механические YY. Кварцевые пластины вырезаются из призма-
тической части кристалла. Существует много способов ориентиро-
вания вырезаемых пластин, наиболее простые показаны на
рис. 1.59.
г
а
Рис. 1.59. Общий вид кристалла кварца и простейшие способы
ориентирования пластин, вырезанных из кристалла кварца:
а — общий вид кристалла; б — Х-срез; в — У-срез; а — косой срез
В настоящее время используются различные варианты так на-
зываемого косого среза (рис. 1.59,а). Тип и угол среза определя-
ются главным образом диапазоном волн. Температурный коэффи-
циент частоты пластин косого среза близок к нулю. Это также
является одним из преимуществ использования кварца по сравне-
нию с обычным колебательным контуром.
Кварцевые пластины, используемые для стабилизации частоты,
помещаются в специальные устройства — кварцедержатели.
Одна из возможных конструкций кварцедержателя (для метал-
лизированных пластин) приведена на рис. 1.60. На рис. 1.61, а
дано условное изображение кварцевой пластины с кварцедержа-
телем. Если в такой схеме на входные клеммы подать переменное
напряжение, то в цепи возникает переменный ток. Этот ток имеет
две составляющие: реактивный ток /с, протекающий через емкость,
86
образованную металлическими пластинами кварцедержателя, и
ток кварца /Кв, обусловленный наличием пьезоэффекта. Величина
тока кварца зависит от частоты приложенного напряжения. При
совпадении ее с частотой собственных механических колебаний
кварца амплитуда колебаний максимальна. Пьезоэлектрический
ток оказывается наибольшим, а его фаза совпадает с фазой прило-
женного напряжения. Поэтому кварцевую пластину можно уподо-
бить последовательному контуру. Собственная частота колебаний
кварца зависит от типа среза и геометрических размеров пласти-
ны. Для различных видов среза значение собственной частоты
Рис. 1.60. Устрой-
ство кварцедержа-
теля
Рис. 1.61. Условное обозначе-
ние (а) и эквивалентная схе-
ма (б) кварцевой пластины с
кварцедержателем
б
кварца (в Мгц) колеблется от /0 = —до f0 = —, где d — тол-
d	d
щина пластины, мм. Так, например, для пластины Х-среза и коле-
бании по толщине (вдоль оси л) собственная частота равна-----.
d
Следует отметить, что кроме основных резонансных частот
каждая кварцевая пластина обладает также рядом дополнитель-
ных (паразитных) резонансов. Однако при правильно выбранном
угле среза дополнительные резонансы расположены далеко от ос-
новной частоты и возбуждения пластины на дополнительной ча-
стоте не происходит.
Для небольших расстроек вблизи собственной частоты кварце-
вая пластина может быть представлена в виде эквивалентной схе-
мы, изображенной на рис. 1.61,6. На этой схеме кварц заменен по-
следовательным г контуром LkbCkb^kb. Емкость Со — статическая ем-
кость пластин кварцедержателя. Параметры эквивалентной схемы
зависят от размеров пластин и типа среза.
Обычно эквивалентная емкость кварца Скв равна десятым или
сотым долям пикофарады. Эквивалентная индуктивность кварца
Скв — от долей до десятков миллигенри. Эквивалентное сопротив*
ление кварца гНв измеряется десятками или единицами ом. Следо«
87
вательно, добротность последовательного контура порядка десят-
ков тысяч.
Статическая емкость кварцедержателя Со равна 10—40 пф,
т. е. в сотни раз больше эквивалентной емкости кварца Скв. По-
этому собственная резонансная частота кварца как последова-
тельного контура щокв = -|/-	близка к собственной ча-
V ^кв Скв
стоте эквивалентного параллельного контура, ибо с учетом емко-
сти кварцедержателя эта частота
определяется по формуле
1
% экв —
J/ ^кв
Скв -Ср
Скв “Ь Ср
Применяя правила приближен-
ного вычисления, можно записать
Так как СКВ<СО, то отличие
частоты параллельного резонанса
(«о экв от частоты последовательного
Рис. 1.62. Зависимость реактив- резонанса wo кв не превышает деся-
ного (а), и полного (б) сопротив тых долей процента.
лений кварца от частоты	На рис j 62 приведены графи-
ки, показывающие зависимость
реактивного Хкв и полного ZKb сопротивлений кварца от частоты
(график изображен без учета активных потерь в кварце).
5.	Схемы кварцевых автогенераторов
Существуют различные типы схем кварцевых автогенераторов.
В так называемых осцилляторных схемах используется свойство
кварца сохранять индуктивный характер сопротивления в узком
интервале частот, лежащих между частотами последовательного и
параллельного резонанса (рис. 1.62). Осцилляторные схемы со-
браны по типу трехточечных. Кварц включается в такие участки
схемы, сопротивление которых для выполнения фазового условия
самовозбуждения должно иметь индуктивный характер. Два ва-
рианта таких схем приведены на рис. 1.63. Третий возможный ва-
риант с включением кварца между анодом и катодом лампы не
используется, так как в нем кварц сильно шунтируется нагрузкой.
Появление колебаний в осцилляторной схеме автогенератора сви-
детельствует о наличии кварцевой стабилизации.
На рис. 1.63, а и б приведены принципиальные схемы ламповых
кварцевых автогенераторов осцилляторного типа. На рис. 1.63, а
кварц включен между сеткой и катодом, на рис. 1.63,б— между
88
анодом и сеткой. Фазовое условие самовозбуждения выполняется,
если в схеме рис. 1.63, а анодный контур LaCa имеет индуктивный
характер сопротивления, а в схеме рис. 1.63,6— емкостный харак-
тер. При этом схема с кварцем между сеткой и катодом приводит-
ся к индуктивной трехточке, а схема с кварцем между анодом и
сеткой — к емкостной трехточке.
Поскольку частота генерируемых колебаний может находить-
ся лишь в узком диапазоне между двумя собственными частотами
кварца (там, где кварц имеет индуктивное сопротивление), то для
Рис. 1.63. Принципиальные и эквивалентные схемы лам-
повых кварцевых генераторов осцилляторного типа:
а — схема с кварцем, включенным между сеткой и катодом
лампы; б — схема с кварцем, включенным между анодом и сет-
кой лампы
обеспечения индуктивного характера сопротивления анодного кон-*
тура в первой схеме (рис. 1.63, а) контур должен быть настроен
на частоту, большую частоты кварца (точнее, <*>о9кв)-
Во второй же схеме (рис. 1.63,6), где в анодной цепи необхо-
димо иметь сопротивление емкостного характера, контур должен
быть настроен на частоту, меньшую частоты кварца (wo^woeb)-
На рис. 1.64 приведены кривые, иллюстрирующие настройку кон-
туров в схемах кварцевых генераторов. При определении харак-
тера сопротивления кварца и контура по этим кривым удобно
пользоваться следующими правилами: на тех участках кривой Z =
= f(w), где сопротивление цепи возрастает с ростом частоты, цепь
имеет индуктивный характер, на участке, где сопротивление умень-
шается с возрастанием частоты,— емкостный характер.
Недостатком первой схемы с кварцем между катодом и сеткой
является несколько меньшая стабильность частоты; это является
89
° „	„ <®ок1щ
Для схемы _
с кварцем fl
между х/!
ад
>оэкв
Для схемы
с кварцем
между дк
(Юо >^оэкв
/Ж
О)" О)'0
О)
Рис. 1.64. Кривые, иллюстрирующие на-
стройку колебательных контуров в схе-
мах кварцевых генераторов


о

следствием того, что кварц в ней шунтируется сопротивлением
утечки Rg и участком сетка — катод лампы. Это снижает доброт-
ность кварца, от которой зависят его эталонность и фиксирующая
способность. Вторая схема имеет тот недостаток, что кварц в ней
находится под суммарным переменным напряжением сетки и ано-
да и при выходных мощностях больше одного ватта может разру-
шиться. Поэтому схема с кварцем между сеткой и катодом лампы
применяется значительно ча-
ще.
В схеме с кварцем между
сеткой и катодом обратная
связь осуществляется за счет
междуэлектродной емкости Са^
При использовании ламп с
малыми значениями этой ем-
кости обратная связь может
оказаться недостаточ'ной для
выполнения амплитудного ус-
ловия самовозбуждения. Тогда
для увеличения обратной свя-
зи между сеткой и анодом
лампы включают конденсатор.
Наряду с ламповыми квар-
цевыми генераторами в на-
стоящее время широко приме-
няются кварцевые генераторы
на транзисторах. Они имеют
меньшую температурную ста-
бильность и обычно помеща-
ются в термостат. Их преимуществом является экономичность,
высокая надежность и малые габариты.
На рис. 1.65, а и б приведены осцилляторные схемы кварцевых
автогенераторов на транзисторах с включением кварца между
коллектором и базой и между коллектором и эмиттером. Схема с
кварцем между коллектором и базой приводится к емкостной трех-
точке, а схема с кварцем между коллектором и эмиттером — к ин-
дуктивной трехточке. Более широкое применение получили схемы
с включением кварца между коллектором и базой. В схемах с
кварцем, включенным между коллектором и эмиттером, доброт-
ность кварца снижается вследствие шунтирования кварца выход-
ным сопротивлением транзистора и сопротивлением RK. Схемы
автогенераторов с включением кварца между базой и эмиттером
не применяются из-за сильного шунтирующего действия малого
входного сопротивления транзистора, резко снижающего эквива-
лентную добротность кварца, а следовательно, и стабильность ча-
стоты генерируемых колебаний.
Недостатком осцилляторных схем кварцевых автогенераторов
является трудность выполнения условий самовозбуждения на гар-
мониках кварца. Дело в том, что наличие емкости кварцедержате-
90
ля Со существенно сужает интервал частот, в пределах которого
реактивное сопротивление кварца имеет индуктивный характер.
В схемах другого типа, так называемых мостовых, кварц состав-
ляет одно из плеч моста, включаемого в цепь обратной связи ге-
нератора (рис. 1.66). Емкость кварцедержателя Со нейтрализуется
Рис. 1.65. Осцилляторные схемы кварцевых автогенераторов на транзи-
сторах:
а — схема с кварцем между коллектором и базой; б — схема с кварцем между кол-
лектором и емиттером
при этом специальным нейтродинным конденсатором CN, включае-
мым в другое плечо моста. При балансе моста обратная связь от-
сутствует. На частотах же, близких к собственной резонансной
Рис. 1.66. Мостовые схемы кварцевых автогенераторов:
а на пентоде; б — на транзисторе
частоте кварца шокв (или к частоте его n-й гармоники цо>оКв), пол-
ное сопротивление кварца ZKb резко уменьшается, баланс моста
нарушается, что приводит к увеличению коэффициента обратной
связи и выполнению амплитудного условия самовозбуждения.
91
В транзисторной схеме (рис. 1.66, б) сопротивления /?Б1, /?Б2 и /?
осуществляют отрицательную обратную связь по напряжению и
току и обеспечивают стабилизацию режима транзистора.
Мостовые схемы автогенераторов требуют тщательного под-
бора параметров моста, так как они склонны к паразитному само-
возбуждению на частотах, существенно отличающихся от резо-
нансных частот кварца. Однако при тщательном выполнении мо-
стовые схемы кварцевых автогенераторов дают весьма высокую
стабильность частоты (порядка 0,0001—0,00001%).
Общими недостатками кварцевой стабилизации являются:
— сложность создания диапазонных кварцевых автогенерато-
ров, поскольку собственная частота кварцевой пластины опреде-
ляется ее геометрическими размерами; в диапазонных кварцевых
автогенераторах колебания рабочей частоты получаются либо пу-
тем умножения, деления и преобразования частоты колебаний
опорных кварцевых калибраторов, либо с помощью вспомогатель-
ного генератора, частота которого с помощью автоподстройки ча-
стоты стабилизируется по опорным кварцевым калибраторам;
— невозможность использования кварца для стабилизации ча-
стоты на волнах короче 20—25 м, так как с укорочением длины
волны должна уменьшаться толщина кварцевой пластины; так, на-
пример, на волне Х^20 м пластина должна иметь толщину около
0,2 мм. Такие тонкие пластины трудно изготовить, и при колеба-
ниях они легко разрушаются, поэтому на УКВ кварц может быть
использован лишь в режиме умножения частоты;
— невозможность применения кварцевой стабилизации в мощ-
ных автогенераторах, так как при плотности тока, превышающей
десятые доли миллиампер па квадратный миллиметр, кварцевые
пластины разрушаются.
§ 7. КЛИСТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
1. Пролетный клистрон
Клистронные генераторы используются для генерирования,
усиления и умножения частоты в диапазоне сантиметровых и де-
циметровых волн. Действие их основано на управлении электрон-
ными пучками по скорости.
Простейшая схема двухрезонаторного клистронного усилителя
показана на рис. 1.67. В схему входят вакуумный прибор, внеш-
ние части двух резонаторов и источники питания. В баллоне ва-
куумного прибора расположены подогревный катод /, управляю-
щий 2 и ускоряющий 3 электроды, все вместе образующие элек-
тронную пушку, две пары сеток и коллектор 8. Сетки входят в
объемные резонаторы в качестве обкладок конденсатора. Они
выполнены из микронной проволоки и являются прозрачными для
потока электронов и непрозрачными для электрического поля, т. е.
высокочастотное электрическое поле можно считать локализован-
ным в пространстве между сетками. Ускоряющий электрод обычно
92
соединяется с резонаторами и имеет потенциал земли. На катод
подается отрицательное напряжение от источника Ел. В зависи-
мости от мощности клистрона величина Еа бывает от сотен вольт
до сотен киловольт. Коллектор подключен к источнику неболь-
шого положительного напряжения Ек. Он служит для улавливания
электронов луча. Усиливаемый сигнал вводится во входной резо-
натор, а усиленный сигнал снимается с выходного резонатора. Оба
резонатора могут перестраиваться в некотором диапазоне частот.
Рис. 1.67. Схема двухрезонаторного клистронного уси-
лителя:
/ — катод; 2 — управляющий электрод; 3 — ускоряющий элек-
трод; 4 — входной резонатор; 5 — выходной резонатор; 6 —
входная петля,- 7 — выходная петля; 8 — коллектор; 9 — винты
настройки резонаторов
Для регулировки тока луча и выходной мощности на управ-
ляющий электрод подается отрицательное напряжение — Eg от
отдельного источника или от источника £а. В последнем случае
используется делитель напряжения.
Принцип действия пролетного клистрона состоит в следующем.
От катода к коллектору движется электронный луч. Пролетая
ускоряющий электрод, электроны луча имеют постоянную ско-
рость V.
Если входного сигнала нет, то плотность электронов равномер-
на по всей длине луча. Все электроны падают на коллектор с оди-
наковой скоростью V, отдавая ему свою кинетическую энергию.
Она выделяется там в виде тепла. В цепи коллектора протекает
постоянный ток. Выходного сигнала нет.
93
Если на вход усилителя подан сигнал, то между сетками вход-
ного резонатора gj, g2 создается переменное напряжение =
= [7mi sin ш/, под действием которого изменяется кинетическая
энергия пролетающих через сетки электронов. Будем считать, что
расстояние между сетками I мало и каждый электрон пролетает
его за очень малую долю периода. Пролетая сетки резонатора в
момент t, электрон, имеющий заряд е, получает дополнительную
энергию
еи1 = e-Umi • sin wZ,
что соответствует скорости движения
v = V 1/1 + sin (о/» V (1 4- /—sin со/ .
г Еа	\	2 Ьа J
t
руппаро-
еахия
___Сетки
ехооно-
Рис 1.68. Пространственно-временная диаграмма полета
электронов в двухрезонаторном клистроне
Сетки
""Твыходного
^резона-
тора
$0 резона-
гтт । тг| тора
Таким образом, под действием входного сигнала происходит
модуляция (изменение) скоростей электронов в луче.
В положительный полупериод, когда высокочастотный потен-
циал сетки g2 выше потенциала сетки gb электроны ускоряются
(t>>V), а в отрицательный полупериод замедляются (t><V).Knep-
вой сетке резонатора электроны подлетают равномерно, поэтому
количество ускоренных и замедленных электронов одинаково. Сле-
довательно, источник входного сигнала не расходует мощность на
модуляцию скорости электронов. Величина нагрузки на источник
входного сигнала определяется лишь потерями во входном резо-
наторе,
94
сеток входного резонатора пере-
которых определяется скоростя-
Рис. 1.69. Резонатор клистрона боль-
шой мощности
располагаются на таком расстоя-
В пространстве группирования, т. е. между сетками g2 и g3, мо-
дуляция скорости электронов луча превращается в модуляцию
плотности. Происходит это потому, что «быстрые» электроны до-
гоняют «медленные». В результате образуются сгустки и разре-
жения электронов. Наглядно это можно показать на простран-
ственно-временной диаграмме (рис. 1.68). В пространстве группи-
рования электроны движутся с постоянными скоростями, поэтому
графиками их пути являются прямые линии, наклон которых к оси
времени определяется величинами скоростей. Из рис. 1.68 видно,
что на некотором расстоянии от
секаются прямые линии, наклон
ми электронов V, V+AV,
V—Д1/, где ДУ определяется
амплитудой управляющего на-
пряжения Um\. Следователь-
но, в сгустки собираются
электроны, входящие в про-
странство группирования в те-
чение полупериода. Центрами
группирования являются элек-
троны, пролетающие сетки ре-
зонатора в момент перехода
напряжения и\ через нуль от
отрицательного значения к по-
ложительному.
Сетки выходного резонатора
нии от сеток входного резонатора, чтобы в них входили наиболее
плотные сгустки электронов.
Через сетки выходного резонатора проходит пульсирующий по-
ток электронов, т. е. пульсирующий конвекционный ток. Первый
же сгусток электронов, прошедший через сетки выходного резо-
натора, возбуждает в нем колебания. Если выходной резонатор
настроен на частоту сигнала, го сгустки электронов будут тормо-
зиться высокочастотным полем резонатора, при этом кинетическая
энергия электронов будет передаваться полю резонатора, а по-
тому в резонаторе будут поддерживаться незатухающие коле-
бания.
Простейший двухрезонаторный усилительный клистрон харак-
теризуется невысоким к. п. д. Это объясняется отсутствием фоку-
сирующей системы. Поэтому происходит поперечное расширение
луча, перехват электронов луча сетками и недостаточное группи-
рование электронов.
В целях получения высокого к. п, д. в конструкцию клистрона
внесен ряд усовершенствований. Для предотвращения поперечного
расширения луча электронов применяются фокусирующие систе-
мы. У мощных клистронов для фокусировки используется соле-
ноид, а у клистронов средней мощности — постоянные магниты.
Вместо сеток используются зазоры в специальных трубках дрей-
фа, где пролетают электроны (рис. 1.69).
95
Для управления потоком электронов используется не один, а
несколько последовательно расположенных вдоль трубки дрейфа
резонаторов и соответственно несколько пространств группирова-
ния. В многорезонаторном клистроне удается получить высокую
плотность электронов в сгустках и большой импульс наведенного
в выходном резонаторе тока, т. е. большую выходную мощность.
Уровень выходной импульсной мощности многорезонаторных кли-
стронов в настоящее время равен десяткам мегаватт, а к. п. д. до-
стиг 50%. Коэффициент усиления по мощности бывает порядка
десятков децибел.
Применение умножительных клистронов позволяет создавать
на СВЧ многокаскадные передающие устройства, в которых за-
дающий генератор работает на более низких частотах и низком
уровне энергии. Это обеспечивает высокую стабильность частоты.
2. Отражательный клистрон
Назначение и устройство
Отражательный клистрон является маломощным автогенерато-
ром сантиметровых волн. По диапазону рабочих частот клистроны
бывают узкодиапазонные и широкодиапазонные. Узкодиапазонные
Рис. 1.70. Конструкция стеклянного отражательного кли-
строна:
1 — катод; 2 — управляющий электрод; 3 — ускоряющий элек-
трод; 4 — сетки резонатора; 5 — медные диски; 6 — отражатель;
7 — винт настройки; 8 — петля вывода энергии; 9 — резонатор
96
маломощные клистроны используются в качестве гетеродинов в
приемниках сантиметровых волн, работающих на фиксированной
волне. Выходная мощность таких клистронов не превышает
100 мет. Узкодиапазонные клистроны повышенной мощности (до
10 вт) используются в передатчиках радиорелейных линий. Ши-
рокодиапазонные клистроны ис-
пользуются в качестве гетероди-
нов поисковых приемников и для
лабораторных целей. Они харак-
теризуются малой выходной мощ-
ностью и широким диапазоном
настройки.
По конструктивным призна-
кам отражательные клистроны
делятся на стеклянные и метал-
лические. Стеклянные клистроны
применяются в диапазоне волн
от 2,5 до 60 см, а металличе-
ские — короче 3 см. Это объяс-
няется тем, что на волнах менее
3 см затруднена технология изго-
товления стеклянных клистронов
из-за малых размеров резонато-
ров.
Отражательный клистрон
(рис. 1.70 и 1.71) состоит из
электронной пушки, одного резо-
натора и отражателя. В элек-
тронную пушку обычно входят
катод и ускоряющий электрод. В
некоторых конструкциях бывает
и управляющий электрод, изме-
нением потенциала которого ре-
Рис. 1.71. Конструкция металличе-
ского отражательного клистрона:
1 — катод; 2 — подогреватель; 3 — управ-
ляющий электрод; 4 — ускоряющий элек-
трод; 5 — сетки резонатора; 6 — резона-
тор; 7 — гибкая диафрагма; 8 — отража-
тель; 9 — петля связи; 10 — внешний про-
вод "линии вывода энергии; 11 — винт на-
стройки; 12 — стойка; 13 — пружина на-
стройки; 14 — внутренний провод линии
вывода энергии; 15 — диэлектрик; 16 —
штырь
гулируется ток луча и осущест-
вляется фокусировка.
В баллоне стеклянных кли-
стронов расположены электроды
пушки, отражатель и сетки резо-
натора. Последние крепятся к
дискам, которые свариваются со
стеклом. На внешние края ди-
сков опирается разъемный резо-
натор, настройка которого на
рабочую волну осуществляется винтами или плунжерами. В метал-
лических клистронах весь резонатор находится в вакууме. На-
стройка вакуумных резонаторов производится гибкой диафраг-
мой, деформация которой вызывает изменение объема резонатора
и расстояния между сетками. Вывод высокочастотной энергии
осуществляется петлей, расположенной в резонаторе
4—869
97
Как генератор отражательный клистрон характеризуется двумя
особенностями. Во-первых, его КПД сочень мал и лежит в преде-
лах 0,03—3%. Это не позволяет использовать его в качестве мощ-
ного генератора, но не является препятствием для использования
в качестве маломощного генератора. Во-вторых, отражательный
клистрон может до 107 раз в секунду изменять частоту при изме-
нении напряжения на отражателе. При этом мощность, расходуе-
мая на управление частотой, меньше, чем при любом другом
способе.
Отражательный клистрон был изобретен В. Ф. Коваленко в
1940 г.
Принцип действия
Для получения автоколебаний клистрон включается в схему,
как показано на рис. 1.72. Источник напряжения Еп служит для
создания ускоряющего поля, которое формирует луч электронов,
Рис. 1.72. Схема питания отражательного кли-
строна
движущихся от катода к отражателю. Ускоряющее поле действует
на электроны в пространстве катод — ускоряющий электрод или
катод — сетка gi, если ускоряющий электрод отсутствует. В этом
пространстве электроны движутся равноускоренно и равномер-
ным по плотности потоком. Ускоряющее поле сообщает электро-
нам кинетическую энергию; они пролетают сетки резонатора и по
инерции движутся к отражателю.
Первые электроны, пролетающие сетки резонатора, наводят
в них импульс тока и возбуждают в резонаторе колебания. В даль-
98
нейшем колебания в резонаторе поддерживаются пульсирующим
потоком электронов и превращаются в устойчивые незатухающие
колебания, если выполняются условия самовозбуждения. Будем
считать, что такие условия выполняются, и рассмотрим установив-
шийся режим.
Под действием переменного напряжения на сетках резонатора
происходит модуляция скорости электронов. Положительное на«
пряжение ускоряет электроны, движущиеся к отражателю, а от-
рицательное тормозит. Резонатор не расходует мощность на
модуляцию скорости электронов, так как число ускоренных за пе-
риод электронов равно числу замедленных электронов, т. е. сум-
марный баланс мощности равен нулю.
В пространство между сеткой g2 и отражателем, называемое
пространством группирования, входят электроны с различными
скоростями. Там существует постоянное электрическое поле, на-
пряженность которого определяется напряжением £а + U0 = Eit Это
поле тормозит электроны, движущиеся от сетки g2 к отражателю,
и ускоряет возвращающиеся электроны. Так как ускоряющим яв-
ляется напряжение £а, а тормозящим большее напряжение £ь то
на отражатель электроны не падают, а все возвращаются обратно
(рис. 1.72).
Электрическое поле между сеткой g2 и отражателем должно
быть таким, чтобы происходила фокусировка отраженных электро-
нов. Это достигается выбором соответствующей формы отража-
теля.
На пути к отражателю и обратно электроны собираются в сгу-
стки, т. е. модуляция скорости электронов превращается в моду-
ляцию плотности луча. Сгустки электронов проходят зазор резо-
натора в тормозящем поле, отдают свою кинетическую энергию
резонатору и поддерживают там незатухающие колебания.
Образование сгустков электронов наглядно показано на
рис. 1.73 и 1.74. Пусть электроны группы 1 пролетают зазор ре-
зонатора в максимальном ускоряющем поле. Они получат макси-
мальный прирост кинетической энергии, пройдут в пространстве
группирования наибольший путь Агь т. е. максимально приблизят-
ся к отражателю, и возвратятся обратно в момент времени /4
(рис. 1.73). Электроны группы 2 пролетают резонатор на четверть
периода позже, полем резонатора не ускоряются и не замедля-
ются. Они углубляются в пространство группирования на рас-
стояние Х2 и возвращаются обратно в зазор резонатора вместе с
электронами группы 1. Электроны группы 3 пролетают сетки ре-
зонатора на полпериода позже группы 1, полем резонатора они за-
медляются и, следовательно, углубляются в пространство группи-
рования на еще меньшее расстояние Х3, а обратно возвращаются
в тот же момент /4. Одновременный возврат в зазор резонатора
всех трех групп электронов можно обеспечить соответствующим
выбором напряжений £а и Uq. Следовательно, при благоприятных
условиях все электроны, пролетающие зазор резонатора в течение
половины периода, собираются в пространстве группирования в
4*	99
один сгусток и в обратном направлении пролетают зазор резона-
тора в максимальном тормозящем поле. Центрами группирования
являются те электроны, которые пролетают зазор резонатора без
изменения скорости при переходе напряжения от положительного
значения к отрицательному.
Каждый период через зазор проходит один сгусток электронов,
которые отдают полю резонатора свою кинетическую энергию, а
сами улавливаются сеткой gi и ускоряющим электродом. Часть
этих электронов возвращается к отражателю, т. е. вторично прохо-
дит зазор резонатора.
х
Отражатель
Рис. 1.73. Пространственно-временная диаграмма полета элек-
тронов в отражательном клистроне
На основании изложенного можно установить амплитудное и
фазовое условия самовозбуждения клистрона. Амплитудное усло-
вие состои'т в том, что электроны должны быть сгруппированы в
сгустки, а плотность и количество электронов в сгустках не дол-
жны быть меньше некоторых минимумов. Фазовое условие состоит
в том, что сгустки электронов должны пролетать зазор резонатора
в тормозящем поле. Выполнение амплитудного условия обеспечи-
вается, если ток луча больше некоторого минимального значения.
При нормальной эмиссии катода и нормальном значении напря-
жения £’а амплитудное условие автоматически выполняется при
выполнении фазовою условия. Рассмотрим поэтому более подроб-
но фазовое условие самовозбуждения.
100
Режимы работы
Из рис. 1.73 видно, что сгустки электронов пролетают зазор
резонатора в максимальном тормозящем поле, т. е. точно выпол-
няется фазовое условие самовозбуждения, если среднее пролетное
время сгустка, т. е. пролетное время центра группирования, тпр
равно 3/4Т, 7/4Т, 11/4Т и т. д.
или
Xnp = «7'-4-7’ = 7'(«-4)>	G-82)
где п=1, 2, 3...— целое положительное число.
Отражатель
Отражатель
Отражатель
Отражатель
Рис. 1.74. Формирование сгустка электронов при работе кли-
строна в различных режимах
Пролетное время центров группирования не зависит от ампли-
туды переменного напряжения, а определяется лишь величинами
ускоряющего и тормозящего постоянных полей. Если, например,
плавно изменять напряжение на отражателе от нуля до —Uo, то
будет плавно изменяться пролетное время от наибольшей величи-
ны до наименьшей. Очевидно, генерация невозможна, если сгуст-
ки электронов будут попадать в ускоряющее поле и отбирать энер-
гию от резонатора. Следовательно, существует несколько значе-
ний пролетного времени или дискретный интервал пролетного
времени, при котором возможна генерация, т. е. существует ряд
режимов работы или ряд зон. Зонам присваиваются номера в соот-
ветствии с уравнением (1.82). При тПр = 0,757 (/г=И) зона назы-
101
вается первой, при тПр=1,75Т (/г = 2) — второй и т. д. Формирова-
ние одного сгустка электронов при работе в различных зонах по-
казано на рис. 1.74.
Мощность колебаний в резонаторе имеет наибольшее значе-
ние, если сгустки электронов испытывают наибольшее торможение,,
Рис. 1.75. Зависимость мощности в
зоне от напряжения на отражателе
т. е. точно выполняется условие
(1.82). Если пролетное время
окажется несколько больше или
меньше, чем определено уравне-
нием (1.82) для данной зоны, то>
сгустки будут испытывать мень-
шее торможение и колебательная
мощность уменьшится. Следова-
тельно мощность колебаний в;
каждой зоне изменяется от ну-
ля до максимального значения
(рис. 1.75).
Обычно наибольшая макси-
мальная МОЩНОСТЬ Рмакс ПОЛу-
чается во второй или третьей зоне (рис. 1.76). С дальнейшим уве-
личением номера зоны мощность Рмакс уменьшается.
Электронная настройка
Частоту колебаний клистрона можно изменять в широких пре-
делах перестройкой резонатора. В небольших пределах около ре-
зонансной частоты ее можно регулировать изменением напряже-
ния на отражателе. Этот процесс называется электронной настрой-
кой клистрона. Электронная настройка используется в схемах
автоматической подстройки частоты в приемниках, в схемах ча-
стотной модуляции и в измерительной технике.
Если точно выполняется условие (1.82), то при любом значе-
нии п частота колебаний одна и та же. Она равна собственной
частоте резонатора. При этом сгустки электронов испытывают
наибольшее торможение. Следовательно, в каждой зоне макси-
мальная мощность соответствует одной и той же частоте
(рис. 1.76).
Допустим, что напряжение на отражателе равно Г7О2. При этом
условии частота генерируемых колебаний совпадает с частотой на-
стройки резонатора (Д/=0) и выходная мощность клистрона мак-
симальна.
Если несколько увеличить напряжение на отражателе, то про-
летное время электронов, образующих сгусток, уменьшится. Элек-
тронные сгустки станут чаще пролетать резонатор и частота гене-
рируемых колебаний повысится. Но мощность вынужденных
колебаний уменьшится. При уменьшении напряжения на отража-
теле (от величины U02) частота колебаний и их мощность умень-
шаются (рис. 1.76),
102
Расчеты и эксперименты показывают, что с увеличением но-
мера рабочих зон их ширина уменьшается, а изменение частоты
в пределах зоны становится более резким.
Из рис. 1.76 видно, что кривая мощности в любой зоне несим-
метрична. Это объясняется следующим. С увеличением напряже-
ния на отражателе (от центра зоны влево) происходит уменьше-
ние пролетного времени электронов и уменьшение амплитуды на-
Рис. 1.76. Зависимость частоты (а) и мощности (б) колеба-
ний от напряжения на отражателе
пряжения на сетках клистрона. Обе эти причины ухудшают
группирование электронов и поэтому мощность уменьшается
резко.
С уменьшением напряжения на отражателе (от центра зоны
вправо) также происходит уменьшение напряжения на сет-
ках, но зато увеличивается пролетное время электронов, что
способствует лучшему группированию электронных сгустков.
Поэтому мощность генерируемых колебаний спадает более
плавно.
Эксперименты показывают, что максимально возможное изме-
нение частоты генерируемых колебаний за счет изменения напря-
жения на отражателе (диапазон электронной настройки) обычно
не превышает 1—2% номинальной частоты, которая определяется
размерами объемного резонатора. Наиболее часто диапазон элек-
тронной настройки сантиметровых клистронов заключен в интер-
вале 30—100 Мгц.
103
§ 8. МАГНЕТРОННЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ
1.	Устройство многорезонаторного магнетрона
Магнетроном называется мощный автогенератор синусоидаль-
ных колебаний СВЧ, в котором управление электронным потоком
Рис. 1.77. Конструкция магнетрона:
а — разрез,- б — вид сверху; в — вид сбоку; / — простран-
ство взаимодействия; 2— катод, 3 — анодный блок, 4 — ре-
зонатор; 5 — связки; 6 — петля связи; 7 — концевые экраны;
8 — вводы катода; 9 — дроссели; 10 — радиатор
производится при помощи электрического и магнитного
полей.
104
б
Рис.
1.78. Способы отбора
энергии:
а — с помощью петли; б — с по-
мощью щели
Конструкции магнетронов бывают различные, но в радиолока-
ционных устройствах применяются исключительно многорезона-
торные магнетроны, создателями которых являются советские ин-
женеры Алексеев Н. Ф. и Маляров Д. Е.
Типичная конструкция современного многорезонаторного маг-
нетрона показана на рис. 1.77.
Основными частями магнетрона являются катод, анодный блок
с резонаторами и устройство вывода высокочастотной энергии.
В магнетронах используется подогревный оксидный катод, кото-
рый имеет форму цилиндра и распо-
лагается по осп анодного блока. Он
должен обладать возможно большей
удельной эмиссией, большой механи-
ческой прочностью оксидного слоя,
высокой электро- и теплопроводностью
поверхности. Это достигается специаль-
ной конструкцией катода. С торцов
катод закрывается концевыми экра-
нами 7, препятствующими утечке элек-
тронов из пространства взаимодейст-
вия 1. В цепях накала имеются высо-
кочастотные дроссели Р, представляю-
щие собой коаксиальные четверть-
волновые короткозамкнутые линии.
Они не пропускают в цепи накала вы-
сокочастотную энергию.
Анодный блок 3 выполнен из элек-
тролитической меди. По окружности
блока расположены резонаторы 4.
Наиболее широко используются в де-
сятисантиметровом диапазоне резона-
торы типа «щель — отверстие». Применяются также щелевые и
секторные резонаторы. В магнетронах бывает от 6 до 40 резона-
торов, причем число их всегда четное. С укорочением волны
число резонаторов увеличивают, а их размеры уменьшают. На
анодном блоке расположены радиаторы 10, улучшающие его
охлаждение, которое бывает воздушным или жидкостным.
Пространство между катодом и анодным блоком назы-
вается пространством взаимодействия. Здесь происходит об-
мен энергией между потоком электронов и высокочастотным
полем.
Отбор энергии производится с помощью петли 6, расположен-
ной в одном из резонаторов. В некоторых типах магнетронов (на
волнах короче 3 см) энергия отбирается с помощью щели, соеди-
няющей один из резонаторов с волноводом (рис. 1.78, б). Все ре-
зонаторы связаны между собой посредством высокочастотных по-
лей и специальных связок 5 (рис. 1.77). Связки улучшают работу
магнетрона; их роль подробно рассматривается ниже. Наличие
сильной связи между резонаторами позволяет располагать петлю
105
в любом из резонаторов. При этом отбор энергии будет осуще-
ствляться от всей колебательной системы в целом.
Устройство вывода энергии должно обеспечить отбор в согла-
сованную нагрузку максимальной мощности и возможно меньше
влиять на частоту колебаний магнетрона. Поэтому в нем имеются
согласующие трансформаторы. Пример конструкции коаксиаль-
ного вывода энергии показан на рис. 1.79. Волноводный вывод ис-
Рис. 1.79. Устройство коаксиального вывода энергии:
1 — однородная линия; 2 — трансформатор; 3 — коаксиальная линия; 4 — ва-
куумное уплотнение; 5 — коаксиальная линия; 6 — дроссель; 7 — соединитель-
ное звено; 5 — трансформатор
пользуется на волнах короче 3 см. На других волнах используется
коаксиальный вывод, а при передаче энергии по волноводу —
коаксиально-волноводный переход.
Импульсные магнетроны работают при анодных напряжениях
от нескольких сотен вольт до нескольких десятков киловольт. Анод
магнетрона заземляется, а катод находится под высоким отрица-
тельным потенциалом.
Рис. 1.81. Пакетный маг-
нетрон
Рис. 1.80. Магнетрон (а) и
магнитная система (б)
Постоянное магнитное поле направлено по оси анодного блока.
Оно создается с помощью постоянного магнита или электромаг-
нита, между полюсами которого помещается магнетрон (рис. 1.80).
Применяются пакетные магнетроны, в которых магнит и магне-
трон конструктивно объединены (рис. 1.81). Это позволяет умень-
шить расстояние между полюсами и при меньших размерах маг-
нита получить большую индукцию В,
106
Магнетроны используются в основном в качестве импульсных
автогенераторов в сантиметровом и миллиметровом диапазонах.
В настоящее время достигнута максимальная импульсная выход-
ная мощность магнетронов по-
рядка 10 Мет, но наиболее часто
она измеряется сотнями квт.
2.	Основной вид колебаний
в магнетроне
Колебательная система маг-
нетрона состоит из N связанных
между собой резонаторов. Каж-
дый резонатор в отдельности
эквивалентен одиночному колеба-
тельному контуру LqCq (рис. 1.82).
Связь мЬжду двумя соседними
Рис. 1.82. Эквивалентная схема коле-
бательной системы магнетрона
резонаторами осуществляется че-
рез емкости Ск и взаимоиндуктивность М. Емкость Ск образована
каждым сегментом магнетрона и катодом.
В сложной колебательной системе могут существовать различ-
ные типы колебаний. Каждому типу колебаний соответствуют своя
резонансная частота и свой фазовый сдвиг между токами (напря-
жениями) в соседних резонаторах. Суммарный сдвиг фаз токов
во всех N резонаторах должен быть равен целому числу 2тс. Толь-
ко в этом случае, приняв фазу тока в одном из резонаторов за ис-
ходную и обойдя все N резонаторов по замкнутому кольцу, при-
дем к исходному току с его начальной фазой. Следовательно,
сдвиг фаз колебаний в двух соседних резонаторах можно опреде-
лять по формуле
2«п
N
где п— целое число, которое показывает, сколько волн поля укла-
дывается по окружности анодного блока. Этим числом принято ха-
рактеризовать тип колебаний.
N
Тип колебаний, соответствующий п = -у, называется противо-
фазным или типом и. (Так как при п	получается ф = тс.)
Этот тип колебаний является основным для современных магне-
тронов.
В магнетронах применяются специальные меры, чтобы полу-
чить возбуждение именно этого типа колебаний. Изменение полей
тс-типа колебаний с течением времени показано на рис. 1.83, а рас-
пределение напряжения и полей по окружности анодного блока
для фиксированных моментов времени — на рис. 1.84. Из этих ри-
сунков видно, что в колебательной системе устанавливаются стоя-
107
Рис. 1.83. Колебания электромагнитного поля в магне-
троне (м = 4)
1'11
ШИПИН
Рис, 1,84. Распределение напряжения и высокочастотных полей вдоль анод-
ного блока
108
чие волны, причем по окружности анодного блока укладывается
N
-у волн, а на каждом резонаторе — половина волны.
Пучности напряжения стоячих волн находятся в щелях резо-
наторов, а пучности тока — на стенках цилиндров. Узлы и пучно-
сти напряжений и токов неизменно сохраняют свои места, и, сле-
довательно, колебания этого типа наиболее устойчивы. При коле-
баниях других типов хотя бы в одной из щелей имеется узел на-
пряжения, а распределение узлов и пучностей среди резонаторов
случайное и неустойчивое. В процессе работы узлы и пучности
перемещаются по анодному блоку, что не обеспечивает устойчи-
вого отбора энергии. Это одна из причин, заставляющих исполь-
зовать в магнетроне колебания типа те. Другая причина состоит
в том, что только эти колебания позволяют получать большой
к.п.д. магнетрона благодаря эффективному взаимодействию элек-
тронного потока с переменным полем. Условия получения коле-
баний тс-типа изложены ниже. Будем считать, что магнетрон рабо-
тает в режиме колебаний типа тс, и рассмотрим физические про-
цессы, происходящие при этом.
3.	Образование вращающегося заряда
Предположим, что постоянное магнитное поле отсутствует, а
к аноду магнетрона приложено постоянное напряжение Ua. На
электроны, вылетевшие из катода, действует электрическая сила
F = —eE,
где	е — заряд электрона;
77 Ua Ua
Е = —±~ =----------напряженность электрического поля;
d га * к
г&, гк — радиусы анодного блока и катода.
Под действием этой силы вдоль радиусов движутся электроны
от катода к аноду (рис. 1.85, а). Вся кинетическая энергия элек-
тронов выделяется на аноде в виде тепла; в анодной цепи про-
текает ток /аь Магнетрон работает в режиме диода.
Установим постоянное магнитное поле, индукция которого
В<Вкр. Пусть силовые линии этого поля направлены за чертеж.
На электроны теперь будет действовать не только электрическая,
но и магнитная сила
F = eVB,
направленная перпендикулярно к вектору скорости электрона V.
Магнитная сила не изменяет величины скорости электрона, но она
искривляет траекторию его движения, как показано на рис. 1.85,6.
В результате этого путь движения электронов удлиняется, но
анодный ток не уменьшается.
При увеличении индукции траектория электрона все более ис-
кривляется и при некотором ее значении Вкр, называемом крити-
ческим, электроны проходят вблизи анода и возвращаются на ка-
109
тод. Анодный ток при этом резко падает до величины, близкой
к нулю (рис. 1.85, в). Только некоторые электроны, вылетающие
от катода с большой начальной скоростью, долетают до анода,
создавая небольшой анодный ток. При В>ВКр вершины траекто-
рий электронов находятся на некотором расстоянии от анода и
анодный ток равен нулю (рис. 1.85,г).
Расчеты показывают, что при	траектория электрона
представляет собой кривую линию, описываемую точкой а, лежа-
щей на круге с радиусом /?, равномерно катящемся по поверхно-
Рис. 1.85. Траектория полета электронов (а, б, в, г) при раз-
личных значениях индукции и зависимость анодного тока маг-
нетрона от величины индукции (д)
сти катода (рис. 1.86). Эта кривая называется эпициклоидой.
В различных точках эпициклоиды скорость электрона различная:
на вершине она максимальна 2Vti а у катода —нуль. Скорость
движения центра круга Vt называется средней или поступатель-
ной скоростью электрона. Она определяется по формуле
17 — А - и*
vt- в ~ £(га-гк) ’
Частота вращения точки а по окружности называется цикло-
тронной частотой соц. Она определяется по формуле
где т — масса электрона.
Радиус круга определяется по формуле
q_______________________ т Vt ___ т Е
н —	В2 *
ПО
Разделив мысленно пространство взаимодействия на две части
плоскостью MN (рис. L86), убедимся, что из правой части в ле-
вую проходят электроны СО скоростями ОТ Умш^О ДО VMaKC = 2Vf,
т. е. со средней скоростью Vt. Помещая плоскость MN в различ-
ных сечениях пространства взаимодействия, придем к выводу о
существовании в этом пространстве вращающегося электронного
Рис. 1.86. Образование вращающегося заряда:
1, 2, 3 — траектории трех электронов (жирными линиями пока-
зано продолжение траектории одного электрона другим и обра-
зование слоя вращающихся электронов)
£
облака. Средняя скорость вращения заряда равна = Нали-
чие вращающегося заряда является необходимым условием ра-
боты магнетрона. Следовательно, магнетрон может работать толь-
ко при В>ВКГ,.
Величина критической индукции зависит от величины (7а. Если
при данном Ua = Ua[ индукция В1>Вкр, то при увеличении уве-
личивается скорость движения электронов, увеличивается радиус
циклотронного круга R и электроны не возвращаются на катод,
а падают на анод, т. е. индукция окажется меньше критической
(рис. 1.85). Следовательно, с увеличением t/a растет и величина
критической индукции.
111
4.	Автоколебания в магнетроне
При включении анодного напряжения в магнетроне в течение
некоторого небольшого промежутка времени существует переход-
ный режим. Возникшие колебания высокой частоты нарастают по
амплитуде. Они поддерживаются электронным потоком, который
в установившемся режиме имеет форму спиц колеса (рис. 1.87).
Рис. 1.87. Спицеобразная форма электронного
облака в магнетроне
Число спиц равно половине числа резонаторов. В спицах элек-
троны совершают сложные петлеобразные движения, а сами спи-
цы вращаются с постоянной угловой скоростью вокруг оси анод-
ного блока. С концов спиц «отработавшие» электроны падают
на анод.
Напряжение на аноде t/a и индукция В подбираются такими,
что выполняется условие синхронизма: каждая спица проходит
каждую щель резонаторов в тормозящем поле. Электрическое
поле резонаторов пополняется энергией, забирая ее от сгустков
электронов. Ускоряет электроны постоянное электрическое поле.
Следовательно, энергия постоянного источника £а преобразуется
в энергию колебаний высокой частоты.
Переменное электрическое поле Е в каждой точке простран-
ства взаимодействия можно разложить на две составляющие: тан-
генциальную составляющую Et~, направленную по касательной
к окружности, проходящей через данную точку и имеющей центр
112
на оси анодного блока, и радиальную составляющую Ег~
(рис. 1.88). Роль этих составляющих в механизме передачи энергии
от потока электронов к резонаторам несколько различна. Танген-
циальная составляющая тормозит движение электронов вдоль анод-
ного блока, и потому резонаторы пополняются энергией. Радиаль-
ная составляющая способствует образованию плотных сгустков
электронов.
Рис. 1.88. Образование спицеобразного электронного
облака
Рассмотрим, как образуются вращающиеся спицы зарядов.
Пусть электроны группы 1, вылетая из катода, попадают в тор-
мозящее поле резонатора 1 и проходят плоскость Р, т. е. середину
щели резонатора, в момент амплитудного значения поля. Такие
электроны будем называть электронами благоприятной фазы. Они
испытывают максимальное тормозящее действие тангенциальной
составляющей поля, передают свою энергию полю и потому не мо-
гут опять возвратиться на катод. Описав петлю эпициклоиды, они
в точке а прекращают приближение к катоду. Из точки а начи-
нается новая петля эпициклоиды, которую электроны благоприят-
ной фазы совершают в тормозящем поле резонатора 2, а следую-
щую петлю — в тормозящем поле резонатора 3 и т. д. до тех пор,
пока не долетят до анода. Такое движение совершают электроны
ИЗ
благоприятной фазы только при выполнении определенного усло-
вия, называемого условием синхронизма. В простейшем рассмо-
тренном примере это условие сводится к тому, что за время од-
ного полупериода колебаний электрон совершает одну петлю эпи-
циклоиды у одного резонатора. Каждый резонатор получает от
электрона этой группы энергию e-AJ7a, где At/a — разность потен-
циалов начальной и конечной точек петли. Можно поэтому счи-
тать, что электроны отдают полю не кинетическую, а потенциаль-
ную энергию. По мере приближения электронов к аноду их потен-
циальная энергия уменьшается и на аноде она равна нулю. В то
же время кинетическая энергия электронов, обусловленная сред-
ней (переносной) скоростью электронов = остается на
всем пути движения электронов практически неизменной.
Средняя скорость и кинетическая энергия электронов не умень-
шаются потому, что одновременно с передачей энергии они полу-
чают такое же количество энергии от источника постоянного поля.
У второго резонатора к электронам группы 1 добавляются
электроны благоприятной группы 2, у третьего — группы 3 и т. д.
Следовательно, против щелей с тормозящим полем заряд накап-
ливается и вытягивается от катода к аноду, образуя спицу элек-
тронов.
У щелей с ускоряющим полем образуются разрежения элек-
тронов: там электроны прижимаются к катоду. Это видно на при-
мере электронов группы 5, которые, вылетая из катода, попадают
в ускоряющее поле резонатора 8. Получив добавочную энергию
от поля, эта группа электронов увеличивает свою тангенциальную
составляющую скорости и возвращается на катод, отдавая ему
кинетическую энергию. Следовательно, катод дополнительно по-
догревается за счет энергии переменного поля. Поэтому в некото-
рых магнетронах напряжение накала уменьшают или вовсе вы-
ключают после предварительного разогрева катода и подачи анод-
ного напряжения.
Таким образом, под действием тангенциальной составляющей
поля осуществляется предварительная автоматическая сортировка
электронов. Электроны благоприятной фазы пролетают тормозя-
щие поля нескольких резонаторов, отдавая им энергию, а небла-
гоприятной — выходят из пространства взаимодействия, пройдя
только одну щель с ускоряющим полем.
Под действием радиальной составляющей происходит так на-
зываемая фазовая фокусировка электронов. Она заключается в
том, что вокруг электронов благоприятной фазы группируются
сгустки из электронов, не попавших в начале движения в благо-
приятную фазу. Из рис. L.88 видно, что левее плоскости симме-
трии резонатора Р радиальная составляющая переменного поля
совпадает по направлению с постоянным полем Е, а правее —
противоположна ему. На том же рисунке показано положение
трех групп электронов в момент максимального значения поля.
Электроны благоприятной фазы (группа 1) находятся точно у се-
114
редины щели, где радиальная составляющая равна нулю. Следо-
вательно, суммарное действие радиальной составляющей на эти
электроны равно нулю: левее плоскости Р электроны ускоряются,
а правее — в такой же мере замедляются. Группа электронов 6
находится левее плоскости симметрии, где Ег~ ускоряет электро-
ны, и потому суммарное действие этого поля на электроны будет
ускоряющим, так как ко времени перехода электронов правее пло-
скости Р поле уже будет близко к нулю. Поэтому группа электро-
Рис. 1.89. Фокусирующее действие радиальной состав-
ляющей переменного поля
нов 6 движется с большей скоростью и постепенно догоняет груп-
пу 1. По аналогичным причинам группа 7 движется медленнее
группы 1 и постепенно сливается с ней. Так образуются устойчи-
вые сгустки электронов, все время движущиеся в тормозящем поле
резонаторов.
Существующую в колебательной системе стоячую волну мож-
но рассматривать как сумму двух встречных бегущих по резона-
торам волн/ Сгустки электронов должны двигаться по окружно-
сти на гребне тормозящего поля бегущей волны. Только при этом
будет выполнено условие синхронизма, т. е. будет эффективное
взаимодействие электронов с полем волны. Бегущая волна рас-
пространяется по стенкам резонаторов со скоростью света, а по
окружности анодного блока она распространяется со значительно
меньшей фазовой скоростью. Именно такой и должна быть ско-
115
рость движения спиц vt. Следовательно, колебательная система
замедляет движение волны по окружности анодного блока, т. е.
уменьшает скорость от t>o до v$ = vt, и тем обеспечивает взаимодей-
ствие электронов с полем волны (известно, что электроны не мо-
гут двигаться со скоростью света t/0). В этом главное назначение
колебательной системы и потому она называется также замедляю-
щей системой.
Для выполнения условия синхронизма необходимо, чтобы про-
летное время электронов от середины одной щели до середины со-
седней щели составляло половину периода.
5.	Разделение частот
Для того чтобы обеспечить работу магнетрона в режиме ко-
лебаний типа тс и предотвратить возможность возникновения дру-
гих типов колебаний, применяются следующие меры: разделение
Рис. 1.90. Связки:
а — одинарные; б — двойные, в — экранирование связок
резонансных частот, выбор четного числа резонаторов, выбор со-
ответствующих рабочих значений Ua и В.
Для надежного разделения частот различных типов колебаний
на волнах длиннее 3 см применяются связки, а на волнах короче
3 см — разнорезонаторные системы.
Связки представляют собой два кольца, выполненные из ленты
или проволоки, электрически соединяющие между собой четные
сегменты (одно кольцо) и нечетные сегменты (второе кольцо).
Для обеспечения симметрии колебательной системы используют-
ся двухсторонние связки: либо по одному кольцу с каждой сто-
роны, либо по два кольца с каждой стороны (рис. 1.90, а и б). Для
уменьшения емкости между связкой и катодом в некоторых типах
магнетронов связки экранируются, т. е. укладываются в анодном
блоке в канавке (рис. 1.90,в).
При колебаниях типа тс связки соединяют точки с равными по-
тенциалами, и потому ток в связках отсутствует. Следовательно,
на частоту этих колебаний связки влияют очень мало. Если же в
магнетроне возникают колебания других типов, то по связкам про-
ходит ток, а они представляют собой индуктивность, подключей-
116
ную параллельно индуктивности резонатора. В . результате этого
общая индуктивность уменьшается, а частота колебаний увеличи-
вается. Таким образом, связки способствуют устойчивой работе
магнетрона в режиме ^-колебаний.
Эффективность действия связок уменьшается с увеличением
числа резонаторов, т. е.- с укорочением волны. Кроме того, на
волнах Х<3 см размеры связок становятся очень малыми, что
вызывает значительные конструктивные затруднения. Поэтому в
Рис. 1.91. Разнорезонаторные колебательные
системы
диапазоне волн короче 3 см используются разнорезонаторные ко-
лебательные системы (рис. 1.91).
6.	Способы настройки магнетрона
Конструкции перестраиваемых магнетронов сложны по ряду
причин. Во-первых, колебательная система магнетрона находится
в вакууме, который органы настройки не должны нарушать. Во-
вторых, введение элементов настройки не должно ухудшать ча-
стотного разделения. Диапазон возможной перестройки ограничи-
вается уменьшением разности частот основного и ближайшего к
нему типов колебании и, следовательно, устойчивостью работы
магнетрона. В-третьих, размеры магнетрона малы, и потому в нем
трудно размещать элементы настройки.
Различают механическую и электронную настройки. Механи-
ческая настройка состоит в изменении индуктивности или емко-
сти резонаторов или того и другого вместе путем механического
перемещения стержней, колец или призм, расположенных внутри
магнетрона. При индуктивной настройке внутрь резонаторов вво-
дятся стержни (рис. 1.92, а), изменяющие величину индуктивности.
При емкостной настройке у щелей резонаторов располагают коль-
цо, перемещением которого осуществляется настройка
(рис. 1.92,б, в). Можно применять комбинированную индуктивно-
емкостную настройку, изменяя одновременно и индуктивность, и
емкость резонаторов (рис. 1.92,г).
Диапазон перестройки магнетрона изменением емкости или ин-
дуктивности резонаторов не превышает о—10%, а при комбиниро-
117
ванной перестройке — до 40%. Применяется также несимметрич-
ная перестройка, при которой с одним из резонаторов магнетрона
связывается вспомогательный перестраиваемый резонатор или от-
резок коаксиальной линии. Изменяя собственную частоту этого ре-
зонатора или длину коаксиальной линии, можно изменять в не-
большом диапазоне частоту колебаний магнетрона за счет вноси-
мого реактивного сопротивления.
О	Настроечный
стержень
в
Рис. 1.92. Способы настройки магнетрона
Недостатком механической перестройки частоты магнетронов
является малая скорость перестройки. Для увеличения скорости
перестройки применяют электронные методы. В небольших преде-
лах электронная перестройка может осуществляться изменением
тока луча, проходящего в одном из резонаторов магнетрона или
во вспомогательном резонаторе. При этом изменяются динамиче-
ская емкость резонатора и, следовательно, частота колебаний.
7.	Рабочие характеристики магнетрона
В процессе эксплуатации магнетрона с фиксированной настрой-
кой можно изменять анодное напряжение и индукцию постоян-
ного магнитного поля. В диапазонных магнетронах имеется еще
регулировка частоты.
118
Изменение Ut или В оказывает влияние на мощность генери-
руемых колебаний и коэффициент полезного действия. Для опре-
деления взаимной связи между указанными величинами экспери-
ментально снимают рабочие характеристики магнетрона
Рис. 1.93. Рабочие характеристики импульсного магнетрона
(рис. 1.93). Они представляют собой совокупность линий постоян-
ной мощности, линий постоянного КПД и линий постоянной маг-
нитной индукции.
Поясним рабочие характеристики на примере. Установим ин-
дукцию магнитного поля В=1900 гс и будем изменять амплитуду
импульсов анодного напряжения от 21 до 24 кв. Тогда анодный
ток магнетрона (импульсный) возрастет от 15 до 60 а. Одновре-
119
менно с увеличением анодного тока произойдет увеличение полез-
ной мощности от 200 до 560 кет. Коэффициент полезного действия
в данном примере изменится незначительно (от 42 до 40%).
Из рис. 1.93 видно, что линии постоянной индукции близки к
прямым. Следовательно, при изменении t/a происходит почти ли-
нейное изменение /а. При этом сравнительно небольшому измене-
нию анодного напряжения соответствует значительное изменение
анодного тока. Ввиду этого режим магнетрона обычно контро-
лируют по величине анодного тока.
Вторая причина такого контроля режима магнетрона заклю-
чается в следующем. Амперметр представляет собой очень про-
стой прибор. Импульсный вольтметр на десятки киловольт являет-
ся сложным и дорогим прибором.
Заметим, что линии постоянных мощностей подобны гипербо-
лам. Причина этого видна из уравнения для колебательной мощ-
ности
Рк = У] . /а . Ua.
Если бы КПД магнетрона был неизменным в рабочей обла-
сти, то линии постоянных мощностей были бы идеальными гипер-
болами.
Линии постоянного КПД (показаны пунктиром) напоминают
параболы. Однако эта аналогия только приблизительная.
В заключение отметим, что рабочие характеристики магне-
трона снимают при согласованной нагрузке.
8.	Стабилизация частоты
Стабильность частоты магнетронного генератора в значитель-
ной мере влияет на дальность действия радиолокационной стан-
ции и надежность работы линии связи. Поэтому требуется при-
нимать меры стабилизации частоты. Существуют медленные и бы-
стрые изменения частоты. Медленные изменения обусловлены из-
менениями температуры, вращением антенны и медленным изме-
нением питающих напряжений. Во всех этих случаях частота
колебаний в импульсе остается неизменной, а от импульса к им-
пульсу изменяется. Быстрые изменения частоты обусловлены из-
менениями напряжения Ua в течение импульса и влиянием несо-
гласованной нагрузки. При этом частота колебаний изменяется в
течение длительности импульса.
При изменении температуры анодного блока на 1°С частота
колебаний 10 см магнетрона изменяется примерно на 0,05 Мгц,
а 3 см — на 0,15 Мгц. С повышением температуры частота умень-
шается за счет увеличения объема резонаторов. Для поддержания
постоянства частоты магнетрона температуру анодного блока
нужно сохранять постоянной. Практически это очень трудно вы-
полнить, так как магнетрон обдувается воздухом и, следователь-
но, его температура зависит от температуры охлаждающего воз-
духа.
120
Для устранения нестабильности, вызванной изменением t/a,
применяют стабильный источник Ua и выбирают такой режим ра-
боты магнетрона, при котором изменения t/a мало влияют на ча-
стоту. При импульсной модуляции предъявляются жесткие требо-
вания к форме модулирующего импульса: его вершина должна
быть плоской, т. е. напряжение в течение импульса должно быть
постоянным.
Несогласованная нагрузка вносит в магнетрон реактивное со-
противление и тем влияет на частоту колебаний. Так как вносимое
сопротивление непостоянно и в сильной степени зависит от длины
Рис. 1.94. Схема подключения стабилизирующего резо-
натора
передающей линии и частоты, то это приводит к уходу частоты на
десятки мегагерц. Поэтому нагрузка (линия передачи) должна
быть тщательно согласована.
Наиболее эффективный способ стабилизации частоты магнетро-
на заключается в применении высокоэталонного внешнего резона-
тора. Он подключается к выходной линии (или волноводу) неда-
леко от магнетрона, как показано на рис. 1.94. Резонатор стаби-
лизирует параметры колебательной системы магнетронного гене-
ратора, и тем самым значительно повышает стабильность частоты
передатчика РЛС.
§	9. УСИЛИТЕЛИ И ГЕНЕРАТОРЫ НА ЛБВ
1.	Общие сведения о лампах бегущей волны
Лампы бегущей волны (ЛБВ) применяются для усиления и
генерации электрических колебаний в диапазоне дециметровых,
сантиметровых и миллиметровых волн. Принцип действия усили-
телей и генераторов с такими лампами основан на длительном
взаимодействии замедленной бегущей волны электромагнитного
поля с электронным потоком неодинаковой плотности. Время
взаимодействия поля и электронного потока (луча) обычно изме-
ряется десятками периодов высокочастотных колебаний.
121
В любой конструкции на ЛБВ имеются следующие элементы:
электронная пушка, замедляющая система, фокусирующая систе-
ма, коллектор, входное и выходное устройства (если ЛБВ усили-
тельная) и только выходное устройство (если ЛБВ генератор-
ная).
Особую разновидность ЛБВ составляют лампы обратной вол-
ны (ЛОВ). Их конструктивное выполнение очень разнообразно.
Наиболее часто ЛОВ применяют в качестве генератора.
2.	Усилители на ЛБВ
Наиболее распространенная схема усилителя на ЛБВ изобра-
жена на рис. 1.95.
Разрез лампы
по АБ
Рис. 1.95. Схема усилителя на ЛБВ
Основным элементом усилителя является сама лампа. Ее стек-
лянный баллон 1 выполнен в виде длинной трубки диаметром
1—2 см. Типичная длина такой ЛБВ равна 20—40 см. В центре
баллона расположена проволочная спираль 2. Диаметр спирали
бывает 3—5 мм. Спираль закреплена четырьмя (или тремя) тон-
кими стержнями 3 из кварцевого стекла или керамики. На одном
конце лампы расположена электронная пушка, состоящая из ка-
тода 4, управляющего электрода 5 и двух цилиндрических ано-
дов Л1 и Л2.
Электронная пушка служит источником свободных электронов
и обеспечивает их введение в спираль. Электроны летят внутри
спирали к коллектору 6.
Лампа помещена в металлический цилиндр, изготовленный из
диамагнитного материала (обычно латунь). Он образует наруж-
122
ный провод коаксиальной линии, а ее внутренним проводом яв-
ляется спираль, выполняющая роль замедляющей системы. Ме-
таллический цилиндр соединен с широкими стенками двух волно-
водов, в которых сделаны отверстия для лампы.
Между волноводами намотана основная фокусирующая катуш-
ка 9. Ее часто называют соленоидом. По виткам соленоида про-
ходит постоянный ток, создающий в лампе продольное магнитное
поле. Благодаря ему электроны летят внутри спирали очень узким
лучом. Предварительная фокусировка электронного луча и сооб-
щение ему кинетической энергии движения осуществляются ано-
дами электронной пушки.
На концах лампы помещаются дополнительные катушки 10.
Они улучшают фокусировку электронного луча в области вход-
ного и выходного волноводов. Основная и дополнительные фоку-
сирующие катушки выполняются из отдельных секций. Каждая
секция намотана из оксидированной алюминиевой фольги. Общее
число витков фокусирующих катушек огромно. Поэтому напря-
женность фокусирующего магнитного поля внутри ЛБВ получает-
ся порядка десятков ампер на метр.
Из схемы усилителя видно, что спираль лампы с обоих концов
соединена с металлическими цилиндрами, имеющими длину, близ-
кую к четверти волны усиливаемых колебаний. Эти цилиндры вме-
сте с наружной металлической трубкой (соединенной с волново-
дами) представляют собой два коаксиальных дросселя. Благодаря
им не происходит утечки высокочастотной энергии с обоих сторон
лампы.
Концы спирали 7 и 8 выполняют роль переходных устройств.
Их часто называют элементами связи между волноводами и лам-
пой или спиральными миниатюрными антенками. Поскольку спи-
раль имеет соединение со вторым анодом, то она находится под
положительным потенциалом относительно катода. В паспорте
ЛБВ, а также в описаниях конструкций напряжение второго
анода часто называют напряжением спирали. Оно бывает порядка
сотен или тысяч вольт. На первом аноде напряжение значительно
меньше.
Необходимыми элементами усилителя являются два согласую-
щих поршня 11 и 12. При помощи поршня 11 производят согла-
сование входного волновода с лампой для получения режима бе-
гущих волн в этом волноводе. При помощи поршня 12 осуще-
ствляют согласование лампы с выходным волноводом для полу-
чения режима бегущих волн в лампе. Практически обе регулиров-
ки взаимно связаны. Они производятся один раз на заводе и в про-
цессе эксплуатации усилителя не изменяются. Для точной установ-
ки лампы по центру фокусирующего магнитного поля в конструк-
ции усилителя предусматриваются юстировочные (центрирующие)
приспособления. Это могут быть эксцентриковые втулки, центри-
рующие винты или иные устройства.
Пользуясь рис. 1.95, разберем физические процессы, происходя-
щие в ЛБВ при усилении радиоимпульсов,
123
1-й случай. Источники питания включены, но сигнала на входе
усилителя нет.
При данном условии внутри спирали имеется только одно про-
дольное магнитное поле фокусирующих катушек. Других полей
в ЛБВ нет. Поскольку катод лампы накален, то электроны выле-
тают из него и, попадая под воздействие электрического поля
анодов, устремляются к коллектору.
Сквозь отверстие второго анода электроны движутся равно-
мерным потоком. Магнитное поле фокусирующих катушек удер-
живает электронный поток в виде тонкого луча. Оно не изменяет
Направление движения
электромагнитного поля
Рис. 1.96. Электрическое высокочастотное поле бегущей волны внутри спи-
рали при отсутствии электронного потока
энергии электронов. Поэтому внутри спирали электроны летят с
постоянной скоростью. В любом сечении спирали плотность элек-
тронного луча одинакова.
В этом случае на выходе усилителя высокочастотных колеба-
ний нет.
2-й случай. На вход усилителя поступает высокочастотный сиг-
нал (радиоимпульс), но источники питания схемы не включены.
При отключенном питании катод ЛБВ холодный и электрон-
ного потока в лампе нет. Нет и магнитного поля фокусирующих
катушек. Если в это время на вход усилителя поступает радио-
импульс, то во входной спиральной антенне возбуждаются высо-
кочастотные колебания. Они создают в лампе электромагнитное
поле высокой частоты, перемещающееся вдоль оси спирали. Кар-
тина высокочастотного электрического поля, возникающего ме-
жду витками спирали, показана на рис. 1.96. Магнитное высоко-
частотное поле, возникающее в ЛБВ, на рисунке не показано.
Если положение поршней настройки обеспечивает полное со-
гласование лампы с волноводами, то вдоль оси спирали распро-
страняется только бегущая волна электромагнитного поля. Ско-
рость ее перемещения значительно меньше скорости света. Эта
скорость называется фазовой скоростью волны в спирали. Она
меньше скорости света во столько раз, во сколько раз длина
124
витка спирали больше шага ее намотки. Поэтому спираль назы-
вают замедляющей системой ЛБВ.
Фазовую скорость бегущей волны в ЛБВ можно найти по
формуле
у. =3 • IO5-—1- [км/сек],
*пр
где /сп —длина спирали;
/пр—длина провода спирали.
Обычно /пр= (Ю—30)/си. В этом случае фазовая скорость уси-
ливаемой волны в 10—30 раз меньше скорости света. В рассма-
триваемом случае в любом сечении спирали действующее значение
Направление движения электронного потока
и электромагнитного поля
Ускорение J Торможение | Ускорение I Торможение
электронов электронов электронов электронов
Рис. 1.97. Действие сил высокочастотного электрического
поля бегущей волны на электроны луча
напряженности высокочастотного поля одинаково. Поэтому мощ-
ность сигнала на выходе ЛБВ такая же, как на входе. Следовав
тельно, усиления сигнала нет. В этом случае ЛБВ выполняет роль
коаксиального фидера, в котором электромагнитная энергия рас-
пространяется с малой скоростью.
3-й случай. На вход усилителя поступает высокочастотный сиг-
нал (радиоимпульс) при включенных источниках питания схемы.
Если радиоимпульс (сигнал) поступает на вход усилителя
при наличии электронного потока в лампе, то появление бегущей
волны высокочастотного электрического поля внутри спирали вы-
зовет группирование электронов в сгустки. Процесс группирова-
ния заряда внутри спирали поясняется рис. 1.97 на примере семи
электронов.
Из рисунка видно, что при указанном положении бегущей вол-
ны в лампе электроны 3 и 7 будут тормозиться, а следовательно,
они будут отставать от поля. Электроны 1 и 5 будут ускоряться
и обгонять электрическое поле. Таким о'бразом произойдет уплот-
нение заряда вокруг электронов 2 и 6, скорость которых неизмен-
на и определяется величиной постоянного напряжения на втором
аноде лампы.
125
Из рисунка следует, что сгустки электронов создаются в ме-
стах, предшествующих тормозящему электрическому полю, так
как электроны и поле движутся в одном направлении.
Если анодное напряжение выбрано так, что скорость движе-
ния образующихся электронных сгустков окажется несколько
Направление движения электронного потока
Рис. 1.98. Электрическое высокочастотное поле бегущей волны внутри
спирали при наличии электронного потока
больше фазовой скорости бегущей волны, то электронные сгустки
будут постепенно обгонять высокочастотное поле. Одновременно
будет продолжаться процесс концентрации заряда в сгустках.
При таком режиме ЛБВ движение
электронных сгустков сопровождает-
ся торможением их, а следовательно,
частичной отдачей энергии высокоча-
стотному полю. При этом напряжен-
ность поля бегущей волны возрастает
по мере ее приближения к коллектору
(рис. 1.98). В этом и заключается
процесс усиления высокочастотных ко-
лебаний, в результате которого напря-
Рис. 1.99. Зависимость уси-
ления ЛБВ от напряжения
на втором аноде
жение и мощность сигнала на выходе
ЛБВ оказывается значительно боль-
ше, чем на входе.
Величина коэффициента усиления
ЛБВ существенно зависит от напря-
жения на анодах электронной пушки и особенно от напряже-
ния 1/а2 Срис. 1.99). Причина такой зависимости поясняется
рис. 1.100. Там изображено мгновенное положение бегущей волны
высокочастотного поля сигнала в ЛБВ для трех различных на-
пряжений на втором аноде. Приведенные графики легко объяс-
нить. При оптимальном напряжении на втором аноде скорость
электронных сгустков, образующихся внутри спирали, такова, что
они, обгоняя высокочастотное тормозящее поле, покидают его в
самом конце лампы. Поэтому процесс торможения сконцентриро-
126
ванного заряда происходит наиболее полно. Следствием этого яв-
ляется наибольший усилительный эффект.
Если напряжение на втором аноде установлено меньше опти-
мального, то электронные сгустки в процессе их полета не успе-
вают испытать торможения в пределах всего участка тормозя-
щего поля и усилительный эффект лампы получается меньше
максимально возможного.
Рис. 1.100. Мгновенное положение бегущей волны высо-
кочастотного поля сигнала в ЛБВ:
а - если С7аа = иаг опт1 6 “ €сли Ua3 < иа3 опт; в “ если иая >
** ^2 ОПТ*
Если же напряжение на втором аноде установлено больше опти-
мального, то каждый сгусток электронов в процессе его полета
успевает пролететь не только весь тормозящий участок высокоча-
стотного поля, но и попасть в участок ускоряющего поля. В этом
случае максимальная напряженность поля сигнала получается не
на конце спирали, и поэтому усилительные свойства ЛБВ исполь-
зуются не полностью.
Выбор оптимального напряжения на втором аноде лампы про-
изводится перемещением движения потенциометра /?4 (рис. 1.95).
127
Поскольку измерение напряжения радиоимпульсов в диапазоне
сантиметровых волн производить затруднительно, а измерение их
мощности не представляет собой труда, то принято указывать и
измерять коэффициент усиления усилителя на ЛБВ по мощности.
Обычно он бывает равен 20—50 дб. Это означает, что мощность
сигнала на выходе усилителя превышает мощность сигнала на
входе в сотни или тысячи раз.
Так как в усилителе на ЛБВ входное сопротивление равно вы-
ходному сопротивлению, то его коэффициент усиления по напря-
жению в децибелах равен коэффициенту усиления по мощности.
Усилитель на ЛБВ имеет специфическую особенность. Она за-
ключается в его широкой полосе пропускания. При частоте усили-
ваемого сигнала в несколько тысяч мегагерц полоса пропускания
усилителя измеряется сотнями мегагерц. Объясняется это тем, что
в ЛБВ нет резонансной системы. Поэтому полоса пропускания
усилителя ограничивается только переходными и согласующими
устройствами, которые весьма широкополосны.
Полосу пропускания усилителей на ЛБВ принято измерять в
процентах от несущей частоты усиливаемого сигнала. Обычно она
бывает около 10—40%. Это обстоятельство позволяет усиливать
(или генерировать) при помощи ЛБВ радиоимпульсы очень малой
длительности (единицы наносекунд).
Рассмотренная конструкция спиральной ЛБВ является про-
стейшей. Наряду с ней имеются и более сложные конструкции.
3.	Генераторы на ЛОВ
Типичная конструкция генератора на лампе обратной волны
показана на рис. 1.101.
В изображенном образце лампы используется замедляющая
система типа «встречные штыри». Данную систему можно рас-
сматривать как отрезок зигзагообразного прямоугольного волно-
вода без узких стенок. В этом волноводе легко возникают колеба-
ния различных частот. Их называют пространственными гармони-
ками. Причиной возникновения многочисленных колебаний в ЛОВ
являются шумовые флюктуации электронного потока.
Электромагнитные волны возникающих колебаний начинают
распространяться по извилистому волноводу в обоих направле-
ниях. Но только одна из волн быстро нарастает (усиливается сгу-
стками электронов). Все остальные волны почти мгновенно зату-
хают.
Эксперименты показывают, что нарастающая (генерируемая)
волна распространяется навстречу электронному потоку и в этом
смысле является волной обратной. Ее длина (частота) опреде-
ляется средней скоростью электронов луча, которая зависит от
ускоряющего напряжения электронной пушки. Его часто назы-
вают напряжением электронного луча или напряжением электрон-
ного пучка.
128
Поскольку энергия генерируемой волны возрастает по мере ее
удаления от коллектора, то выход генератора на ЛОВ всегда на-
ходится вблизи анодов электронной пушки.
Изменением напряжения луча можно изменять частоту гене-
рируемых колебаний в широких пределах. Такая перестройка ге-
нератора называется электронной, поскольку она осуществляется
за счет изменения скорости электронов. Обычно диапазон элек-
тронной перестройки ЛОВ бывает около ±30—40% средней ча-
стоты генерируемых колебаний. Столь широкий диапазон плавной
перестройки генератора на ЛОВ выгодно отличает его от всех
остальных генераторов СВЧ.
Рис. 1.101. Упрощенное изображение конструкции генератора на
лампе обратной волны:
/ — электронная пушка; 2 — замедляющая система; 3 — коллектор; 4 «—
поглотитель энергии прямых волн; 5 — фокусирующая система
Важное свойство генератора на лампе обратной волны заклю-
чается также и в том, что частота генерируемых колебаний прак-
тически не зависит от характера внешней нагрузки. Это объяс-
няется тем, что в ЛОВ нет колебательной системы.
Поясним несколько подробнее физический процесс передачи
энергии электронного луча генерируемой волне. Для этого пред-
положим, что в лампе возникла волна требуемой частоты и дви-
жется от коллектора к выходу генератора.
По волноводным зигзагам (между встречными штырями) вол-
на распространяется со скоростью света. Вдоль оси лампы ско-
рость движения волны значительно меньше. В процессе движения
волны по волноводу без узких стенок ее электрическое поле ча-
стично расположено в околоштыревом пространстве. Именно здесь
(с двух сторон от штырей) необходимо иметь электронные лучи
с неравномерной плотностью электронов. Тогда они окажутся на
пути замедленного движения электрического поля генерируемой
волны.
Двойной электронный луч в ЛОВ создается электронной пуш-
кой с двумя отверстиями в анодах (рис. 1.102).
5—-869	129
Из рисунка видно, что электрическое поле волны, бегущей от
коллектора, может многократно тормозить электронные сгустки,
летящие навстречу волне. Наибольший эффект такого взаимодей-
ствия достигается в том случае, если каждый электронный сгусток
испытает максимально возможное число торможений. Получается
это тогда, когда скорость электронных сгустков оказывается не-
много больше фазовой скорости волны. Напомним, что фазовой
скоростью называется скорость распространения какой-либо ус-
ловной точки волны, характеризуемой неизменным направлением
и неизменной напряженностью поля.
Рис. 1.102. Взаимодействие электронных сгустков двух лучей ЛОВ
с электрическим полем генерируемой волны:
К — катоды электронной пушки; At — первый анод; Д2 — второй анод
Фазовая скорость вдоль оси ЛОВ направлена в сторону кол-
лектора, хотя энергия волны распространяется от коллектора.
Скорость распространения энергии называется групповой скоро-
стью волны. Таким образом направление фазовой скорости вдоль
оси ЛОВ совпадает с направлением электронного потока, но про-
тивоположно направлению групповой скорости.
Кажущееся несоответствие этих понятий трудно объяснить
кратко, но в ЛОВ именно обратная волна осуществляет группиро-
вание электронов в сгустки и она же отбирает от них энергию.
Поэтому напряженность поля обратной волны, а следовательно
и ее энергия возрастают по мере приближения ее к выходу гене-
ратора.
Торможение электронных сгустков в ЛОВ может быть только
прерывистым. Поэтому энергия генерируемой волны возрастает
дискретными порциями. Число этих порций примерно равно числу
штырей замедляющей системы. Следовательно, увеличение их чис-
ла в принципе выгодно. Однако при этом возрастают габариты
лампы.
Режим работы генератора на ЛОВ может быть непрерывным
или импульсным. Генераторы, работающие в непрерывном ре-*
жиме, используются в качестве возбудителей передатчиков и ге-
теродинов приемников. Их выходная мощность бывает около до-
лей ватта, а КПД около единиц процентов.
130
Генераторы, работающие в импульсном режиме, характери-
зуют мощностью в импульсе. Она может быть порядка сотен квт.
КПД таких генераторов доходит до 60—70%.
§ 10. АМПЛИТУДНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1. Общие сведения о модуляции
Гармонические колебания тока, напряжения или электромаг-
нитного поля характеризуются тремя параметрами: амплитудой,
частотой и начальной фазой. Так, например, уравнение гармониче-
ского тока имеет следующий вид:
i = Im sin (<о/ + ср).
Непрерывные колебания с постоянной амплитудой, частотой и
начальной фазой не могут содержать какой-либо информации. Та-
кие колебания могут лишь свидетельствовать о факте своего су-
ществования. Для передачи информации (информационных сигна-
лов) необходимо как-то изменять параметры электромагнитных
колебаний, излучаемых антенной радиопередающего устройства.
Процесс изменения любого из параметров гармонического ко-
лебания в соответствии с передаваемой информацией называется
модуляцией.
При непрерывных методах передачи информационных сигна-
лов модуляция может быть амплитудной (AM), частотной (ЧМ)
или фазовой (ФМ).
В случае одновременного изменения двух параметров гармо-
нического колебания имеет место смешанная модуляция, напри-
мер амплитудно-фазовая (АФМ) или амплитудно-частотная
(АЧМ).
При импульсном методе работы передатчика его антенной из-
лучаются кратковременные радиоимпульсы, отделенные друг от
друга сравнительно большой временной паузой. В этом случае в
соответствии с передаваемой информацией изменяется какой-либо
из параметров излучаемых радиоимпульсов.
Для целей радиолокации используется простейшая разновид-
ность импульсной модуляции, при которой в пространство излуча-
ются радиоволны постоянной частоты, амплитуды, длительности и
скважности (рис. 1.103).
Кроме импульсной модуляции, в некоторых радиолокационных
устройствах применяют также частотную модуляцию. Радиолока-
ционные системы, использующие ЧМ, можно разделить на две
группы:
— РЛС, в которых сигнал умышленно модулируют по частоте
(например, радиолокационные высотомеры);
— РЛС, в которых ЧМ получается естественным путем (напри-
мер, при использовании эффекта Допплера для селекции подвиж-
ных целей).
5*
131
При сравнительной оценке различных методов модуляции не-
обходимо учитывать следующие основные показатели:
—	влияние помех на передаваемый сигнал при данном виде
модуляции; помехоустойчивость в значительной степени опреде-
ляет как надежность, так и дальность радиосвязи;
—	ширину спектра частот, занимаемого сигналом данного вида
модуляции. Полоса частот, необходимая для передачи одного и
того же сигнала при различных способах модуляции, различна.
При прочих равных условиях предпочтительнее более узкополос-
ные виды модуляции;
О
Рис. 1.103. Импульсная модуляция, используе-
мая в РЛС:
«1 — видеоимпульсы; и2 — радиоимпульсы
— КПД и степень использования по мощности лампы модули-
руемого генератора. От этих показателей зависит дальность ра-
диосвязи. Поэтому при заданной номинальной мощности генера-
торных ламп различные методы модуляции обеспечивают различ-
ную дальность радиосвязи.
2.	Амплитудная модуляция и ее параметры
Спектр частот при амплитудной модуляции
При амплитудной модуляции амплитуда тока в антенне радио-
передающего устройства изменяется в соответствии с сигналом
f(t), содержащим передаваемую информацию.
При отсутствии модуляции ток в антенне
*А = 4 н cos Ы + %)•	(1.83)
132
При амплитудной модуляции ток в антенне
4 = 14 Н + А4 7(0] COS (wot + <Ро) =
= 4 н р + 7~- • АО] cos (a>ot + ф0),
где <о0 — несущая частота, т. е. частота высокочастотных ко-
лебаний в антенне;
1тН — амплитуда тока несущей частоты при отсутствии
модулирующего сигнала (режим молчания);
Ыт — максимальное изменение амплитуды тока в процес-
се модуляции;
<р0 — начальная фаза высокочастотных колебаний (для
упрощения будем в дальнейшем считать ее равной
нулю);
f(t) — закон изменения передаваемого (модулирующего)
сигнала во времени;
 = т—коэффициент модуляции, показывающий, на какую
'тн
часть от своего среднего значения изменяется ам-
плитуда высокочастотного колебания в процессе
модуляции.
Поскольку любая временная функция может быть представле-
на в виде суммы гармонических (синусоидальных) колебаний, то
наибольший интерес представляет анализ AM колебаний при гар-
моническом модулирующем сигнале (/(/)= cos Q/). Ток при этом
будет определяться по формуле
4м = 4Н [1 + -г22- cos cos	О-84)
L т н J
В этой формуле Q — частота модулирующего сигнала. Обычно
Q<Ca>0 и лежит в диапазоне звуковых частот.
Раскрыв скобки в уравнении (1.84) и введя коэффициент мо-
дуляции т =	, получим
/АМ = 1тк cos + т1тн cos cos Под-
произведение косинусов можно преобразовать:
cos «)(/• cos Qt = -i- [cos (io0 — S) t + cos (w0 + S) /].
Таким образом, окончательно получим
4м = 4н •cos + 4" OT4 н •cos (“о — 2)/ +
+ 4~w4H-C0Sb + 27-	(1.85)
133
Огибающая AM
колебаний
Из последнего выражения видно, что колебания, промодулиро-
ванные одной модулирующей частотой (рис. 1.104), содержат три
гармонических высокочастотных колебания. Первое — немодулиро-
ванное колебание несущей
частоты с амплитудой 1тн,
равной амплитуде колеба-
ний в режиме молчания.
Второе и третье колеба-
ния— с частотами (о0 — й и
(оо + й имеют амплитуды,
равные -у/од,т. е. их ампли-
туды пропорциональны ко-
эффициенту модуляции. Ча-
стоты wo—й и (оо + й назы-
вают боковыми частотами.
Исходя из формулы (1.85)
AM колебания можно на-
глядно представить в виде
частотного спектра. Частот-
ный спектр модулированных
колебаний строится в пря-
моугольной системе коорди-
нат, причем по оси абсцисс
откладываются частоты, а
по оси ординат — ампли-
туды составляющих мо-
дулированного колебания
(рис. 1.105).
Модулирующий сигнал
обычно содержит не одно,
а ряд гармонических коле-
баний различных частот, и каждое из этих колебаний создает
соответственно верхнюю и нижнюю боковые частоты. При этом
в
Рис. 1.104. Амплитудная модуляция:
а — немодулированные колебания; б — модули-
рующий сигнал; в — колебания, модулированные
по амплитуде	с
Спектр AM колебаний

а
Модулирующий
сигнал
Нижняя
боковая
частота
Верхняя
боковая
частота
О)
частота
Рис. 1.105. Спектр частот, образуемый при амплитудной моду-
ляции несущих колебаний частоты <оо модулирующим гармо-
ническим сигналом с частотой Q
в спектре AM сигнала создаются верхняя и нижняя боковые по-
лосы (рис. 1.106).
134
Из рис. 1.106 видно, что общая ширина спектра AM колебаний
зависит от £2макс, т. е. от максимального значения частоты моду-
лирующего сшнала, и может быть определена по формуле
2Д(о = 2£макс.	(1.86)
Ширину спектра AM колебаний учитывают при выборе полосы
пропускания усилительных каскадов как в оконечных ступенях
передатчика, так и в приемнике. Очевидно; что для неискажен-
ного усиления AM колебаний полоса пропускания усилительных
каскадов должна быть не менее 2йМакс.
Спектр AM колебании
Спектр
модулирующего
сигнала
& мака
т 1тн
Нижняя
боковая
полоса
Т Верхняя
боковая
 полоса
Ъпн
макс
-----
Рис. 1.106. Образование боковых полос при амплитудной модуля-
ции сложным модулирующим сигналом (для упрощения коэффи-
циент модуляции т принят равным единице для всех составляю-
щих модулирующего сигнала)
Баланс мощности при амплитудной
модуляции
Предположим, что амплитудно-модулированный ток проходит
через цепь с активным сопротивлением R. Тогда мощность колеба-
ний несущей частоты, выделяемая в этой цепи, определится по
формуле Рн = -Г
1Мощности колебаний верхней и нижней боковых частот соот-
ветственно равняются:
р Л ___V 7? —	/2 /?•
^в. б.ч	2 \ 2 тн) л— 8
П _____ р _____ J2 D
* н. б. ч ‘гв.б. ч— g 1 тп''
Таким образом, мощность колебаний каждой из боковых ча-
стот составляет всегда от мощности колебаний несущей часто-
ты. Так как коэффициент модуляции никогда не превышает еди-
ницы, мощность колебаний каждой из боковых частот не может
превышать 25% мощности колебаний несущей частоты.
135
Максимальная амплитуда AM колебаний
^'яНмакс = (1 т^т Н>
поэтому максимальное значение выходной мощности равняется
Это в (1+т)2 больше, чем среднее значение мощности колеба-
ний несущей частоты Рц. При стопроцентной модуляции, т. е. при
т = 1
Р"..„=4РН-	(1-88)
Поэтому каскады передатчика, работающего в режиме ампли-
тудной модуляции, должны рассчитываться на максимальную (пи-
ковую) мощность, в четыре раза большую, чем мощность колеба-
ний несущей частоты.
Можно показать, что при наличии амплитудной модуляции уве-
личивается не только пиковая, но также и средняя мощность ко-
лебаний.
Действительно, полная средняя мощность ЛМ колебаний опре-
деляется следующим образом:
Лр AM =	+ Л. б. ч + Ль б. ч —	/2wH % +
+ т + тг =т-* (1 + 4) = (1 + тг). с
или при т=\ РСрдм = 1,5Рн. Отсюда видно, что при возрастании
пикового значения мощности в четыре раза по сравнению с мощ-
ностью немодулированных колебаний среднее значение излучае-
мой мощности возрастает лишь в полтора раза.
Это приводит к тому, что лампы передатчиков с амплитудной
модуляцией, рассчитанные на пиковые значения мощности, будут
работать с почти трехкратной недогрузкой. Столь низкое исполь-
зование ламп по мощности является существенным недостатком
схем амплитудной модуляции.
Однополосная амплитудная модуляция
Ряд недостатков амплитудной модуляции, в частности плохое
использование ламп радиопередатчика, может быть устранен с по-
мощью так называемой однополосной передачи. При однополос-
ной передаче излучается только одна из боковых полос AM коле-
баний. В месте приема с помошью специального гетеродина к уси-
ленным приемником колебаниям боковых частот добавляются ко-
лебания несущей частоты.
При однополосной передаче использование ламп по мощности
улучшается в несколько раз по сравнению с передачей полного
спектра AM колебаний, так как мощность каждой из боковых
136
частот составляет не более 25% мощности колебаний несущей ча-
стоты.
Кроме того, однополосная передача позволяет сузить спектр пе-
редаваемых частот более чем вдвое, что, во-первых, разгружает
эфир и, во-вторых, позволяет сузить полосу пропускания прием-
ника; последнее повышает реальную чувствительность приемни-
ка, так как увеличивается отношение сигнала к шуму.
Важным достоинством однополосных передатчиков, особенно
при использовании их в линиях войсковой радиосвязи, является
трудность подслушивания однополосных передач.
К недостаткам однополосной передачи следует отнести слож-
ность обеспечения точного равенства несущей частоты передат-
чика и частоты гетеродина, воссоздающего колебания несущей
частоты в месте приема. Кроме того, схема радиопередающего
устройства, работающего по принципу однополосной передачи,
значительно сложнее обычных схем.
В настоящее время однополосная передача широко использует-
ся в стационарных линиях многоканальной радиосвязи, для ко-
ротковолновой радиотелефонной связи, а также в телевидении.
Радиотелеграфная модуляция
Радиотелеграфной модуляцией, или манипуляцией, называется
передача сообщений по радио с помощью условного кода. Раз-
”1 lllHr-’
V----V----'
точка тире	точка
Рис. 1.107. Форма колебаний тока в антенне (/а)
и огибающая радиотелеграфного сигнала (мМод)
при передаче буквы «р» кодом азбуки Морзе
личают два основных вида телеграфных кодов: азбуку Морзе и
равнозначный код.
В азбуке Морзе (рис. 1.107) применяют неравномерный код,
в котором буквы состоят из сигналов различной продолжительно-
137
сти (точки и тире). Азбука Морзе применяется при слуховой ра-
диотелеграфной связи, при которой управление передатчиком осу-
ществляется с помощью ручного ключа, а приеАм радиотелеграф-
ных сигналов — на слух.
Манипулированные колебания являются частным случаем ам-
плитудно-модулированных колебаний. Огибающая манипулиро-
ванного колебания несинусоидальна и может быть представлена
в виде бесконечного числа гармонических составляющих, каждая
из которых является для манипулированного колебания модули-
рующим сигналом и создает в спектре радиотелеграфного сигнала
две боковые частоты. Поэтому спектр радиотелеграфного сигнала
(рис. 1.108) содержит бес-
L—— конечное число боковых ча-
I	стот.
I	I	Однако радиотелеграф-
I	ный сигнал удовлетвори-
I	।	тельно воспроизводится, да-
|	же если в спектре его пре-
I	I	небречь	боковыми частота-
!	id,	|, ।	f	ми, созданными модулиру-
~	1	1	1 / 1 1 *	1—*	ющими гармониками, номер
которых	выше трех. При
ЕС с с е: с: с еееееее	ЭТОМ ДОПуЩеНИИ НеОбхОДИ-
мая полоса пропускания ра-
Рис. 1.108. Частотный спектр радиотеле-
графного амплитудно-модулированного сиг-
нала. AF—полоса пропускания, необходи-
мая для неискаженного усиления сигнала
диопередающего и радио-
приемного устройств может
быть вычислена по формуле
AF«32V, где N— число слов,
передаваемых в минуту. Максимальная скорость ручной пере-
дачи не превышает 30 слов в минуту. Поэтому необходимая для
воспроизведения телеграфного сигнала полоса частот Д/7 не пре-
вышает 100 гц, что в десятки раз меньше полосы частот, зани-
маемой обычным (телефонным) амплитудно-модулированным ко-
лебанием. Сужение полосы способствует повышению помехоустой-
чивости радиосвязи. Кроме того, существенным преимуществом
телеграфного режима является работа передатчика незатухаю-
щими колебаниями постоянной амплитуды, что позволяет улуч-
шить использование ламп передатчика по мощности, т. е. по-
высить дальность действия радиостанции по сравнению с телефон-
ным режимом.
Основным недостатком ручного телеграфирования является
низкая скорость передачи ключом и приема на слух. Поэтому в
настоящее время радиотелеграфная связь в основном осуще-
ствляется с помощью быстродействующей буквопечатающей аппа-
ратуры, позволяющей увеличить скорость телеграфирования до
400 и более слов в минуту. При использовании буквопечатающих
аппаратов в качестве кода применяют равнозначный или равно-
буквенный код, в котором каждая буква кода состоит из пяти или
шести элементарных знаков. Из-за увеличения скорости телегра-
138
Рис. 1.109. Фазовая манипуляция:
их — код передаваемого сигнала; «2 — фазоманипули-
рованный сигнал
манипуляции излучение на одной ча-
фирования в быстродействующей аппаратуре полоса частот, зани-
маемая радиотелеграфным сигналом, расширяется до нескольких
килогерц. Помехоустойчивость радиосвязи при этом несколько
снижается. Поэтому в буквопечатающей радиотелеграфии (в осо-
бенности на магистральных радиолиниях) часто применяется ча-
стотная манипуляция, которая, как будет показано ниже (см.
§ 11), обладает значительно большей помехоустойчивостью, чем
амплитудная модуляция и манипуляция.
В последнее время для целей дальней и космической радио-
связи передаваемая информация часто кодируется числами в си-
стеме двоичного исчисления. Двоичный код является разновидно-
стью равнозначного ко-
да. Радиопередача в
двоичном коде сводится
к излучению радиоим-
пульсов, соответствующих
единице; нулю соответст-
вует отсутствие сигнала.
Простота такого кода по-
вышает помехоустойчи-
вость и надежность ра-
диосвязи. Особенно высо-
ка помехоустойчивость
радиосвязи при сочета-
нии двоичного кода с ча-
стотной или фазовой ма-
нипуляцией. При частотной
стоте соответствует нулю,' а на другой — единице. При фазовой
манипуляции в соответствии с кодом передаваемого сигнала из-
меняется фаза передаваемого сигнала. На рис. 1.109 показан
фазоманипулированный сигнал, у которого фаза несущих колеба-
ний изменяется на 180° при передаче каждой единицы.
При космической радиосвязи часто применяют также замедле-
ние передачи информации. При замедленной манипуляции сужает-
ся полоса и увеличивается энергия сигнала. Это приводит к уве-
личению отношения сигнала к шуму, т. е. повышает дальность
радиосвязи.
Модуляционные характеристики
Для анализа работы передатчика в режиме амплитудной мо-
дуляции используются следующие характеристики: статическая
модуляционная характеристика, амплитудная модуляционная и
частотная модуляционная.
Статической модуляционной характеристикой
называется зависимость амплитуды тока в антенне /тоа от вели-
чины модулирующего напряжения £Мод, т. е. 1?иа = /(^мод). По-
скольку ток в антенне пропорционален первой гармонике анод-
ного тока, под статической модуляционной характеристикой часто
139
понимают зависимость Лпа1=/(£мод), где 1та\ — амплитуда первой
гармоники анодного тока в каскаде, подвергающемся модуляции,
а £Мод — напряжение на том электроде лампы модулятора, к ко-
торому подводится модулирующее напряжение.
Название «статическая» свидетельствует о том, что данная ха-
рактеристика снимается при отсутствии модуляции, т. е. каждая
точка характеристики снимается при некотором постоянном зна-
чении модулирующего напряжения £Мод.
Статическими модуляционными характеристиками пользуются
для выбора режима генератора, в частности для выбора ампли-
туды несущего колебания Umn и амплитуды модулирующего сиг-
Рис. 1.110. Статическая моду-
ляционная характеристика
Рис. 1.111. Амплитудная модуля-
ционная характеристика
нала Um&. Режим генератора при модуляции должен быть вы-
бран таким образом, чтобы изменение амплитуды первой гармо-
ники анодного тока при модуляции не выходило за пределы пря-
молинейного участка статической модуляционной характеристики
(участка АБ на характеристике, приведенной на рис. 1.110).
Амплитудной модуляционной характеристи-
кой (рис. 1.111) называется зависимость коэффициента модуля-
ции tn от амплитуды модулирующего напряжения Umo при по-
стоянном значении частоты модулирующих колебаний Q, т. е. т =
= f (Um&) при Q = const. Амплитудная модуляционная характери-
стика снимается экспериментально при модулирующих частотах
до 400—1000 гц и служит для оценки искажений при выборе ам-
плитуды модулирующего напряжения, обеспечивающего тот или
иной коэффициент модуляции. Идеальная амплитудная характе-
ристика должна быть прямолинейной. Нарушение линейности сви-
детельствует о наличии нелинейных искажений. Уровень нелиней-
ных искажений при модуляции оценивается коэффициентом гар-
моник /Сг:
где Zmaj, /тЭа, /maj и т. д.— амплитуды токов соответствующих
гармоник,
140
Передатчики радиовещательных станций должны работать С
коэффициентом гармоник, не превышающим 2—2,5%.
Частотной модуляционной характеристикой
называется зависимость коэффициента модуляции т от модули-
рующей частоты Q при постоянной амплитуде модулирующего сиг-
нала Umo, т. е. /77=-/(Q) при Unio = const.
Частотная модуляционная характеристика служит для опре-
деления степени частотных искажений AM сигнала, возникающих
из-за неравномерного усиления модулирующих колебаний различ
ных частот. Частотная характери-
стика чаще всего строится в
осях т[ % ] — Р[гц], где F =	.
Полоса пропускания Д/7, т. е.
полоса частот, передаваемых с не-
значительными искажениями, обыч-
но определяется на уровне 0,7 тср,
где тСр — коэффициент модуля-
ции при некотором среднем значе-
нии частоты модулирующего коле-
бания, например при F = 400 гц
(рис. 1.112, а).
Для неискаженной передачи че-
ловеческой речи достаточно иметь
полосу Д/7 до 1000—2500 гц, для
радиовещания—до 7000—8000 гц.
Часто частотная характеристи-
20	200	2000 20000 Ргц
Рис. 1.112. Чап отная модуляци-
онная характеристика:
а — в абсолютных ординатах; б — в от-
ка строится В относительных Орди-	носительных ординатах
натах. В этом случае по верти-
кальной оси откладывается отношение коэффициента модуляции
на данной частоте к коэффициенту модуляции на некоторой
средней частоте (например, 400 гц), выраженное в децибелах
(рис. 1.112,6).
3. Схемы амплитудной модуляции
Методы осуществления амплитудной
модуляции
Рассмотрим практические способы осуществления амплитудной
модуляции. Поскольку при амплитудной модуляции в спектре
колебаний возникают новые частоты, отличные от частот несущего
и модулирующего колебаний, следовательно, амплитудная моду-
ляция (как и любой другой вид модуляции) является нелиней-
ным процессом, осуществление которого возможно лишь при на-
личии в схеме модулируемого генератора нелинейного элемента.
Таким нелинейным элементом чаще всего служит электронная
лампа. Она может считаться нелинейной, если работает на нели-
141
Пейном участке характеристики или в режиме колебаний второго
рода.
Кроме специальных случаев, амплитудная модуляция, основан-
ная на использовании кривизны характеристик ламп, на практике
не применяется. Это обусловлено тем, что форма характеристики,
а следовательно, и ее нелинейность сильно изменяются в процессе
работы лампы, а также при смене ламп. Параметры таких схем
модуляции непостоянны, поэтому для осуществления амплитудной
модуляции в качестве нелинейного элемента используются лампы,
работающие в режиме колебаний второго рода.
Рис. 1.113. Принцип амплитудной модуляции смещением на сетке:
а —схема; б — графики токов и напряжений
В зависимости от цепи лампы, в которую вводится модулирую-
щий сигнал, различают два основных метода (вида) амплитуд-
ной модуляции: сеточную амплитудную модуляцию и анодную ам-
плитудную модуляцию. В основе обоих видов лежит общий прин-
цип, однако модуляционные характеристики, а следовательно, и
свойства схе^м модуляции различного вида неидентичны.
При сеточной модуляции модулирующий сигнал чаще всего
вводится в цепь управляющей сетки последовательно с напряже-
нием колебаний несущей частоты ин (рис. 1.113,а). Это вызывает
изменение напряжения смещения и, следовательно, изменение угла
отсечки и амплитуды импульсов анодного тока (рис. 1.113,6).
Если в анодную цепь лампы включить колебательный контур, на-
строенный на частоту какой-либо гармоники импульсов анодного
тока, то на контуре будет выделяться амплитудно-модулирован-
ное напряжение с огибающей, изменяющейся по закону модули-
рующего сигнала.
Чаще всего анодный контур настраивается на частоту первой
142
гармоники анодного тока, т. е. на несущую частоту <о0, поскольку
ток первой гармоники имеет максимальную амплитуду.
При анодной модуляции модулирующий сигнал вводится в схе-
му последовательно с напряжением источника анодного питания
(рис. 1.114, а). При этом полное напряжение анодного питания
изменяется в соответствии с изменением модулирующего сигнала,
а динамическая характеристика лампы смещается то влево, то
вправо относительно своего исходного положения, соответствую-
щего е& = Е& (рис. 1.114, б). Напряжение запирания лампы и угол
отсечки, а следовательно, и амплитуда импульсов анодного тока
изменяются при этом по закону модулирующего сигнала.
Рис. 1.114. Принцип анодной амплитудной модуляцию
а —схема; б —графики токов и напряжений
По такому же закону при этом изменяются и все гармониче-
ские составляющие импульсов анодного тока.
Образование амплитудно-модулированного напряжения на ко-
лебательном контуре осуществляется по такому же принципу, как
и при сеточной модуляции.
Помимо этих основных методов амплитудной модуляции
иногда используют также катодную модуляцию. При катодной
модуляции происходит совмещение анодной и сеточной модуля-
ции. Модулирующий сигнал, вводимый последовательно в цепь
катода лампы, изменяет одновременно как напряжение смещения,
так и напряжение запирания лампы.
Следует отметить, что кроме сеточной модуляции (подачей на-
пряжения на управляющую сетку), называемой модуляцией
смещением, в генераторах, собранных на тетродах и пентодах, ча-
сто применяют модуляцию подачей напряжения на экрани-
143
рующую и на защитную сетки. Принцип модуляции на защитную
сетку подобен принципу модуляции смещением, а модуляция на
экранирующую сетку подобна анодной модуляции.
Схема сеточной модуляции смещением
Амплитудная модуляция осуществляется в одном из каскадов,
включенных после задающего генератора. На рис. 1.115 показана
простейшая схема сеточной амплитудной модуляции смещением.
Она выполнена с параллельным анодным питанием и индуктив-
Рис. 1.115. Простейшая схема се-
точной модуляции смещением
ной связью с антенной. Каскадом, подвергающимся модуляции,
является оконечный каскад. При наличии сигнала на вторичной
обмотке микрофонного трансформатора возникает модулирующее
напряжение . Оно действует последовательно с напряжением Eg
и изменяет смещение на сетке лампы по закону модулирующего
сигнала: eg=Eg + £7wqcosQ/.
Вторичная обмоткг1 микрофонного трансформатора шунтирует-
ся по высокой (несущей) частоте конденсатором Сь Источник
смещения заблокирован конденсатором С2. Очевидно, что кон-
денсатор С2 должен свободно пропускать не только токи несущей
частоты wo, но и токи модулирующих частот Q. Поскольку
то С2»СЬ
Напряжение несущей частоты, поступающее от задающего ге-
нератора, и напряжение смещения, изменяющееся по закону мо-
дулирующего сигнала, одновременно прикладываются к участку
сетка — катод лампы. Физические процессы при этом соответст-
вуют ранее рассмотренным графикам, показанным на рис. 1.113,6.
Изменение смещения вызывает изменение угла отсечки й измене-
ние амплитуды высокочастотных колебаний анодной цепи в со-
ответствии с модулирующим низкочастотным сигналом,
144
Статическая модуляционная характеристика при модуляции
смещением показана на рис. 1.116, в и представляет собой зави-
симость амплитуды анодного тока /wai от напряжения смеще-
ния Eg. Эта характеристика свидетельствует о том, что при боль-
ших отрицательных смещениях угол отсечки анодного тока мал,
мала амплитуда импульсов анодного тока, а следовательно, мала
и амплитуда тока первой гармоники /wai- По мере уменьшения
смещения возрастание угла отсечки вызывает увеличение ампли-
Рис. 1.116. Влияние напряжения смещения на форму импульсов анодного
тока и режим работы модулируемого каскада при модуляции смещением:
а — сеточная характеристика лампы модулируемого каскада: б — импульсы анодного
тока при различных значениях смещения; в — статическая модуляционная характери-
стика
туды /mai, которое будет происходить до тех пор, пока схема не
перейдет или в перенапряженный режим, или в режим колебаний
первого рода.
При переходе схемы в перенапряженный режим амплитуда
анодного тока первой гармоники уменьшается при уменьшении
смещения и возникает перегиб статической модуляционной харак-
теристики. Причем если увеличить амплитуду несущих колебаний,
вводимых в цепь сетки, то перенапряженный режим и верхний
перегиб статической модуляционной характеристики возникнут
при меньших значениях напряжения смещения (на рис. 1.116 по-
следний случай показан пунктиром).
При переходе в режим колебаний первого рода рост ампли-
туды анодного тока прекращается, так как при работе в режиме
145
колебаний первого рода амплитуда анодного тока не зависит от
величины напряжения смещения.
Для получения неискаженной модуляции работа осуществляет-
ся на прямолинейном возрастающем участке модуляционной ха-
рактеристики, т. е. генератор должен работать в недонапряженном
режиме, причем на протяжении всего участка должны быть коле-
бания второго рода. Однако работа в недонапряженном режиме
приводит к тому, что среднее значение КПД при модуляции со-
ставляет не более 30—35%, т. е. примерно в два — два с полови-
ной раза меньше, чем у обычного усилительного каскада, рабо-
Рис. 1.117. Влияние угла отсечки на изменение коэффициента модуляции
AM колебаний при усилении
тающего в критическом режиме. Это является недостатком схем
сеточной модуляции смещением.
В передатчиках средней и большой мощности (при Р^8-4-
4-10 вт) модулирующее напряжение, выделяющееся на вторичной
обмотке микрофонного трансформатора, оказывается недостаточ-
ным для получения глубокой модуляции. Поэтому в таких пере-
датчиках модулирующий сигнал до подачи на управляющую сетку
генераторной лампы предварительно усиливается специальным
усилителем низкой частоты — так называемым модулятором.
Модуляторы, как правило, работают в режиме колебаний вто-
рого рода, что позволяет повысить их КПД. При этом значение
коэффициента модуляции остается неизменным после усиления
лишь при угле отсечки, равном 90°. Однако при таком угле от-
сечки мал КПД. Поэтому модуляторы чаще работают при мень-
ших углах отсечки — около 50—70°. Кроме увеличения КПД мо-
дулятора при работе с малыми углами отсечки происходит уве-
личение коэффициента модуляции (рис. 1.117), что особенно вы-
годно в случае недостаточно глубокой модуляции в предыдущих
каскадах.
146
Схемы анодной модуляции
Принцип анодной модуляции состоит в том, что при изменении
анодного напряжения происходит изменение напряжения запира-
ния, угла отсечки и амплитуды импульсов анодного тока. Однако
поскольку генераторные лампы имеют малую проницаемость, то
влияние анодного напряжения на угол отсечки в недонапряжен-
ном режиме незначительно и статическая модуляционная характе-
ристика (рис. 1.118, а) имеет незначительный наклон. В области
Рис. 1.118. Модуляционные статические характеристики и их исполь-
зование для определения значения анодных токов при модуляции
же перенапряженного режима за счет увеличения сеточного тока
анодный ток резко уменьшается и наклон модуляционной харак-
теристики увеличивается. Поэтому при анодной модуляции обыч-
но используют перенапряженный режим, при котором работа осу-
ществляется на нижнем прямолинейном участке ОА статической
модуляционной характеристики.
Конкретные схемы анодной амплитудной модуляции обычно
классифицируют по схеме модулятора, т. е. усилителя низкой ча-
стоты, с которого снимается модулирующий сигнал, вводимый в
анодную цепь модулируемого каскада.
Наиболее широкое применение в передатчиках малой мощно-
сти находят дроссельные модуляторы, в передатчиках средней и
большой мощности — различные схемы трансформаторных моду-
ляторов.
147
На рис. 1.119, а приведена схема анодной амплитудной моду-
ляции с модуляционным дросселем (Лдр), т. е. с дроссельным
усилителем низкой частоты.
Напряжение анодного питания лампы модулируемого генера-
тора Л2 складывается из напряжения источника £а и напряжения
модулирующего сигнала %, выделяющегося на дросселе £ДРь
Следовательно, напряжение еа изменяется во времени по закону
модулирующего сигнала. В простейшем случае
ea = Ea + UmQ cos Qt,	(1.90)
где UmQ — амплитуда модулирующего сигнала.
Под действием этого напряжения амплитуда первой гармони-
ки анодного тока /mai также будет изменяться по закону модули-
рующего сигнала с некоторым коэффициентом модуляции т:
4al = 4alH(l+^C0s2^-	О’91)
где /main — амплитуда анодного тока первой гармоники в режиме
несущих колебаний (в режиме молчания).
Отсюда амплитуда анодного напряжения
^та = ^э4а1 = ^та1н(1 +/га COS SO.	(1.92)
Так как статическая модуляционная характеристика почти пря-
молинейна и проходит через начало координат, можно считать,
что глубина модуляции анодного тока равна глубине модуляции
напряжения анодного питания, т. е.
/га = -^-.	(1.93)
^а
Следует отметить, что линейность модуляционной характери-
стики в перенапряженном режиме возрастает при использовании
в схеме для получения напряжения смещения ячейки КёСё,
Остановимся на энергетических соотношениях в схемах анод-
ной модуляции. Исходя из формул (1.90) и (1.93) напряжение
анодного питания модулируемой лампы изменяется по следую-
щему закону:
£а — Ea (1 + mcos Qt).	(1.94.)
Кроме того, из рис. 1.118 следует, что постоянная составляю-
щая анодного тока при модуляции также изменяется с часто-
той Q:
Ло = Лон(1 + mcosSz)>	(1.95)
где /а он — значение постоянной составляющей анодного тока при
отсутствии модуляции (в режиме молчания).
Из формул (1.91), (1.92), (1.94) и (1.95) видно, что в процессе
анодной модуляции остается неизменным как отношение ампли-
туды первой гармоники к постоянной составляющей анодного тока
148
Рис. 1.119. Схемы анодной модуляции:
в — с модуляционным дросселем; б — с двухтактным трансформаторным модулятором
О
Im a
так и коэффициент использования анодного напряжения
*ао
5 = —. В первом нетрудно убедиться, поделив одну на другую
^а
соответственно левые и правые части формул (1.91) и (1.95).
Во втором нетрудно убедиться, проделав аналогичные действия
с формулами (1.92) и (1.94).
Отсюда следует, что КПД генератора, зависящий от произве-
дения этих коэффициентов, не изменяется в процессе модуляции,
что является важной особенностью схем анодной модуляции. Кро-
ме того, из формулы (1.94) видно, что максимальное значение на-
пряжения анодного питания еамакс = £а(1 4-^).
При стопроцентной модуляции (при т=1) это напряжение в
два раза превышает анодное напряжение в режиме молчания. По-
скольку удвоение напряжения на аноде может возникнуть лишь
в течение коротких интервалов времени, а большинство генератор-
ных ламп хорошо выдерживает кратковременное увеличение анод-
ного напряжения, то при анодной модуляции оказывается возмож-
ным выбор ламп с номинальным анодным напряжением fa ном,
равным напряжению источника Еа.
В максимальном режиме, т. е. при еа макс=:£а(1 + т), мощность,
Отдаваемая лампой, £нмакс = "Тр ^та! макс * Uma макс ® *2	2 ^амакс,
где /макс — максимальная амплитуда импульсов анодного тока,
ограничиваемая током эмиссии лампы. Отсюда при т=1 (т. е.
при еамакс = 2£а) и учитывая, что при анодной модуляции коэф-
фициент $ постоянен и близок к единице (5=0,8—0,9), можно сде-
лать вывод, что лампа генератора в максимальном режиме раз-
вивает мощность, в два раза большую номинальной:
РН.макс “ ~4~ ^макс 2£а£ ® 2 • 0,2/макс£а = 2РН0М.
Отсюда
р
р . _ Н макс
'ном 2
Учитывая формулу (1.88), получим Люм=2Рн (£н— среднее
значение мощности колебаний несущей частоты).
При сеточной же модуляции
^Н.макс 2 т al макс^т а макс 4 ^макс^а 3 ^ном> Т. в. Рцом 4РН.
Отсюда следует, что использование генераторной лампы по
мощности при анодной модуляции в два раза лучше, чем при
сеточной модуляции смещением. Однако необходимо учитывать,
что при сеточной модуляции вся выходная колебательная мощ-
ность создавалась в генераторном каскаде, а при анодной моду-
150
ляции модулирующий каскад является дополнительным источни-
ком энергии. Действительно, средняя мощность, потребляемая ге-
нераторным каскадом (РСрлм), определяется по формуле (1.89):
Pep am = Рн + 4у-^,где Ри — мощность, потребляемая в анодной
цепи генератора при отсутствии модуляции (Рн = £’а/аон).
Таким образом, при модуляции колебательная мощность в анод-
ной цепи увеличивается на величину ДР= —Рн по сравнению с
мощностью в режиме молчания (при отсутствии модуляции). Сле-
довательно, при наличии модуляции модулятор должен отдавать
т2 г»
модулируемому каскаду мощность Pu= — Pnt
При стопроцентной модуляции Рм=-^-.
Для устранения нелинейных искажений коэффициент исполь-
зования анодного напряжения $ в модуляторе не должен превы-
шать 0,6—0,8. Поэтому модулятор имеет более низкий КПД по
сравнению с модулируемым каскадом, работающим при коэффи-
циенте $ = 0,85—0,9. Отсюда следует, что мощность модуляторной
лампы должна быть такой же или даже большей, чем мощность
генераторной лампы.
При отсутствии модуляции (в режиме молчания) вся мощность
модулятора Рм рассеивается на аноде модуляторной лампы. По-
этому, несмотря на лучшее использование генераторных ламп,
из-за невыгодного режима модуляторных ламп схемы анодной
модуляции с модуляционным дросселем имеют такие же или даже
несколько худшие энергетические показатели, чем схемы модуля-
ции смещения.
Выше указывалось, что при использовании перенапряженного
режима, характерного для схем анодной модуляции, для повы-
шения линейности модуляционных характеристик целесообразно
включение ячеек автоматического смещения в цепь управляющей
сетки генераторной лампы. При этом на управляющей сетке лам-
пы генератора создается напряжение смещения, изменяющееся по
закону модулирующего сигнала. Вследствие этого анодная моду-
ляция в подобных схемах совмещается с модуляцией смещением
и иногда называется анодно-сеточной.
На рис. 1.119,6 приведена схема анодной модуляции с двух-
тактным трансформаторным модулятором, позволяющая получить
глубокую (лп=1) модуляцию при малых нелинейных искажениях
и, следовательно, имеющая более высокие энергетические показа-
тели, чем схема с модуляционным дросселем. Подобные схемы
применяются в передатчиках большой мощности.
Общим преимуществом схем анодной модуляции по сравнению
с модуляцией смещением является большая линейность статиче-
ских характеристик, т. е. меньший уровень нелинейных иска-
жений.
151
Схемы модуляции на пентодах
В рассмотренных схемах в качестве ламп взяты триоды, одна-
ко с таким же успехом в них можно использовать генераторные
тетроды или пентоды.
В схемах на пентодах возможны следующие виды амплитуд-
ной модуляции: сеточная модуляция смещением, анодная модуля-
ция, модуляция на экранирующую сетку и модуляция на защит-
ную сетку.
Принцип сеточной и анодной модуляции не изменяется при
использовании пентодов, однако вследствие малой проницаемости
пентодов анодная модуляция при использовании пентодов обычно
совмещается с модуляцией на экранирующую сетку (анодно-
экранная модуляция). При анодно-экранной модуляции модули-
рующее напряжение одновременно подводится к аноду и экрани-
рующей сетке.
Модуляционная характеристика при анодно-экранной модуля-
ции получается более линейной, чем при анодной, кроме того,
анодно-экранная модуляция может осуществляться как в пере-
напряженном, так и недонапряженном режимах. В перенапряжен-
ном режиме напряжение на экранирующей сетке мало влияет на
анодный ток, но зато последний в сильной степени зависит от
анодного напряжения. В недонапряженном режиме анодное на-
пряжение мало влияет на величину анодного тока и он изменяется
главным образом под влиянием изменения напряжения на экра-
нирующей сетке.
Эта способность работы в обоих режимах является существен-
ным преимуществом анодно-экранной модуляции для передающих
устройств, работающих в широком диапазоне частот, режим кото-
рых может изменяться при перестройке.
Модуляция на одну экранирующую сетку («экранная» модуля-
ция) применяется редко, так как требует большей мощности мо-
дулятора по сравнению с сеточной модуляцией смещением и не
имеет преимуществ относительно схем анодной модуляции.
Рассмотрим модуляцию на защитную сетку. Генераторные пен-
тоды, как правило, обеспечивают отдачу номинальной мощности
при напряжении на третьей сетке равном нулю. Это позволяет осу-
ществлять модуляцию в области отрицательных напряжений на
защитной сетке, т. е. без сеточных токов и затрат мощности мо-
дулятором.
Недостатками модуляции на защитную сетку по сравнению
с сеточной модуляцией смещением является наличие больших то-
ков управляющей сетки, и, следовательно, большая мощность,
потребляемая от возбудителя. Перераспределение катодного тока
между анодом и экранирующей сеткой, происходящее в процессе
модуляции на защитную сетку, увеличивает также потери в цепи
экранирующей сетки. Поэтому, если экранирующая сетка генера-
торного пентода не рассчитана на большие потери, то для умень-
152
шения потерь на второй сетке применяют комбинированную моду-
ляцию на защитную и экранирующую сетки.
Наиболее просто такая модуляция обеспечивается включением
в схему модуляции на защитную сетку ячейки(рис. 1.120, а).
Если при этом выполняется неравенство	, то
аь 0^2	®	g2
при изменении тока экранирующей сетки по закону модулирую-
щего сигнала, по такому же закону (но в противофазе с током)
будет изменяться напряжение на этой сетке.
На схеме, приведенной на рис. 1.120, а, используется источник
постоянного смещения в цепи управляющей сетки.
Рис. 1.120. Модуляция на защитную сетку:
а —схема; б — статическая модуляционная характеристика
Часто в схемах модуляции на защитную сетку в цепь управ-
ляющей сетки включают ячейку автоматического смещения за
счет сеточных токов. При этом несколько уменьшаются потери в
цепи управляющей сетки.
Статическая модуляционная характеристика при модуляции на
защитную сетку приведена на рис. 1.120,6. Положение исходной
рабочей точки на характеристике определяется источником напря-
жения Eg3.
Схемы амплитудной модуляции транзисторных
генераторов.
Особенности амплитудной модуляции транзисторных генерато-
ров связаны с возникающей в процессе модуляции нестабильно-
стью входного и выходного сопротивлений транзистора.
Для уменьшения влияния этой нестабильности на режим гене-
ратора и частоту генерируемых колебаний в схемах амплитудной
модуляции на транзисторах целесообразно применять неполное
включение колебательного контура в коллекторную цепь транзи-
стора. Кроме того, вследствие сильного влияния изменений тем-
пературы на параметры транзисторов, необходимо использовать
схемы температурной стабилизации транзисторов и ставить моду-
лируемые каскады в облегченный температурный режим.
153
Во избежание влияния модулируемого- каскада на режим и
частоту задающего генератора в многокаскадных транзисторных
передатчиках модуляция, как правило, осуществляется в одном
из последних или в оконечном каскаде передатчика. В зависи-
мости от того, в какую цепь модулируемого транзистора вводится
модулирующий сигнал, различают схемы с коллекторной и базо-
вой модуляцией (рис. 1.121,а и б соответственно).
Рис. 1.121. Схемы модуляции транзисторных генераторов и их статические
модуляционные характеристики:
а—-при коллекторной модуляции; б — при базовой модуляции
Недонап- \0Леренап~л
ряженный । ряженный
режа м	' режим
Коллекторная модуляция транзисторных генераторов эквива-
лентна анодной модуляции ламповых генераторов и осуществляет-
ся в перенапряженном режиме, поскольку вследствие малой про-
ницаемости транзистора коллекторное напряжение слабо влияет
на коллекторный ток. Лишь в перенапряженном режиме при боль-
ших значениях тока базы изменение коллекторного напряжения
транзистора существенно влияет на амплитуду первой гармоники
коллекторного тока.
Следует иметь в виду, что потери энергии в цепи базы, воз-
никающие в перенапряженном режиме, значительно нагружают
предыдущий каскад высокой частоты. Кроме того, при выборе на-
пряжения источника Ек необходимо учитывать возможность пре-
вышения допустимых значений коллекторного напряжения, по-
скольку в процессе коллекторной модуляции напряжение на
коллекторе может достигать значения 2ЕЮ
Базовая модуляция транзисторных генераторов осуществляет-
ся в недонапряженном режиме. Схема базовой модуляции и ста-
тическая модуляционная характеристика приведены на рис. 1.121, б.
154
Они аналогичны схеме и статической модуляционной характеристи-
ке при сеточной модуляции смещением и не требуют дополнитель-
ных пояснений.
§ 11. ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1.	Общие сведения о ЧМ и ФМ колебаниях
При частотной модуляции амплитуда высокочастотных колеба-
ний остается постоянной, а в соответствии с передаваемым сигна-
лом изменяется частота высокочастотных колебанийш (рис. 1.122).

Рис. 1.122. Частотно-хмодулированные колебания
Изменение частоты Ао при неискаженной модуляции должно быть
пропорционально амплитуде модулирующего сигнала. Если моду-
лирующий сигнал изменяется по косинусоидальному закону с ча-
стотой Q, то угловая частота модулируемого колебания изменяет-
ся следующим образом:
(i)	= G>0 + Д“макс COS Qt,	(1.96)
где <о0 — несущая частота модулированного колебания, т. е.
среднее значение частоты;
Аймаке—максимальное отклонение частоты в процессе моду-
ляции от своего среднего значения, называемое де-
виацией частоты.
Угловая частота представляет собой скорость изменения фазы
во времени	. Отсюда фаза колебаний в момент t (так на-
зываемое текущее значение фазы) определится по формуле <р =
t
= [ <ddt + Фо > гДе фо — начальная фаза,
о
Используя формулу (1.96), получим
t	t
ф = f (*)ot// + J Ао)макс COS 2/rf/-|-Cp0,
0	0
155
Отсюда после интегрирования
9 = (0o/ + ^!fesinO/ + ?0.	(1.97)
Из формулы (1.97) видно, что, когда модуляции нет (Аю = 0),
текущая фаза изменяется по линейному закону ср = о)а/ + сро.
При частотной модуляции, когда До> =# 0, текущая фаза высоко-
частотного колебания непрерывно изменяется относительно значе-
ния о)(/+<ро- Это изменение происходит по синусоидальному закону
с амплитудой -°)^зкс и частотой модулирующего сигнала.
Из рис. 1.122 видно, что в положительный полупериод модули-
рующего сигнала им частота, а следовательно, и фаза ЧМ коле-
баний увеличиваются. Поэтому в положительный полупериод мо-
дулирующего сигнала ЧМ колебания опережают по фазе колеба-
ния несущей частоты (колебания при отсутствии модуляции), а в
отрицательной — отстают от них.
Амплитуда изменения фазы (девиация фазы) при частотной
модуляции Афмакс называется индексом частотной модуляции. Ин-
декс частотной модуляции прямо пропорционален девиации ча-
стоты и обратно пропорционален величине модулирующей часто-
ты. Индекс частотной модуляции обозначим ту.
w   Лт _____ Аймаке   Д/макс	/1 по\
= А ?макс = Q----- — р— >	(1 .Уо;
ГПР	Af = Д?макс . р — JL
1ДС	Ч/макс— 2тс ’	2тс *
Если модулирующий сигнал не является однотонным, а состоит
из колебаний различных частот, то в формулу (1.98) для опреде-
ления индекса модуляции должно входить максимальное значе-
ние модулирующей частоты
Как видно из формулы (1.97), при частотной модуляции одно-
временно с изменением частоты изменяется и фаза высокочастот-
ных колебаний, т. е. частотная модуляция всегда сопровождается
фазовой модуляцией.
Однако, несмотря на то, что девиация частоты и девиация
фазы связаны прямо пропорциональной зависимостью (Да)макс =
= £2Дфмакс), ФМ сигнал и ЧМ сигнал нельзя отождествлять. Дей-
ствительно, при сложном модулирующем сигнале девиация частоты
зависит не только от девиации фазы, но и от частоты модулирую-
щего сигнала. При фазювой модуляции в соответствии с передавае-
мым сигналом изменяется фаза несущих колебаний (девиация
фазы пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала). По-
лучающуюся же при фазовой модуляции девиацию частоты нельзя
считать пропорциональной амплитуде модулирующего сигнала,
156
так как связывающий девиацию частоты и фазы коэффициент
пропорциональности £2 изменяется в процессе модуляции.
Поэтому, например, прием ФМ колебаний на приемник, пред-
назначенный для приема ЧМ колебаний, практически невозможен
без предварительного преобразования фазовой модуляции в ча-
стотную. Для такого преобразования можно использовать инте-
грирующую цепь RC. Напряжение на выходе такой цепи связан^
с напряжением на входе соотношением
^вых
1
+ (ЙС)2

или при	пренебрегая вторым слагаемым в знамена-
теле,
(1.99)
Из формулы (1.99) следует, что амплитудно-частотная харак-
теристика интегрирующей цепи Л’ (Q) обратно пропорциональна
частоте сигнала
__ ^ВЫХ __	1
UBX QRC *
Поэтому если модулирующий сигнал в фазовом модуляторе
пропустить через интегрирующую цепь RC, то девиация частоты
при фазовой модуляции перестает зависеть от частоты модулирую-
щего сигнала, т. е. ФМ сигнал превращается в частотно-модули-
рованный.
Фазовая модуляция для радиосвязи не применяется, однако
использование фазового модулятора с интегрирующей цепью яв-
ляется довольно распространенным способом получения ЧМ коле-
баний.
2.	Спектр частот ЧМ сигнала
Исходя из формул (1.97) и (1.98) и полагая для простоты на-
чальную фазу сро = О, выразим ток в антенне при наличии частот-
ной модуляции:
ik=Im cos <f = Im cos (<о0/ + mf sin Qt). (1.100)
Определим спектр колебаний при однотонной модуляции (при
Q = const). Раскрыв скобки в выражении (1.100) по известным
тригонометрическим формулам, получим
zA == Jm [cos (о0/ • cos sin &t) — sin u)Qt • sin (znz sin 2/)]. (1.101)
157
Разложение сложных функций cos (mt sin Q/) и sin (my sin Q/)
в ряд Фурье возможно только с помощью так называемых функ-
ций Бесселя:
cos (mf sin Qt) = JQ (jnf) + 2J2 (mz) cos 22/ + 2J4 (tnf) co: 42/ + ...,
sin (tnf sin 2/) = 2Jr (mf) sin 2/ + 273 (mf) sin 32/ 4- ...
Подставив в выражение (1.101) эти ряды и используя извест-
ные тригонометрические формулы для косинуса суммы и разности
двух углов, получим
ik = Im [Л (^/) cos (О0/ + Ji (tnf) cos (<D0 + 2) / — (mf) cos(<d0 — 2)/+
+ J2 (mf) cos (id0 + 22) t + J2 (mf) cos («)0— 22) / + ... (1.102)
Во всех вышеприведенных формулах множители типа 7
являются математическими функциями Бесселя n-го порядка. Гра-
фики функций Бесселя различного порядка показаны на рис. 1.123.
Как видно из этого рисунка, значение функции нулевого порядка
/о(^г) максимально при индексе модуляции ту = 0. Функции
Л (ту), У2(^/), 73(/п/) и т. д. приобретают максимальные значения
при различных индексах модуляции. Отсюда следует, что спектр
ЧМ сигнала содержит бесконечный ряд -колебаний боковых ча-
стот, амплитуды которых являются функциями индекса модуля-
ции. На практике при определении ширины спектра принято учи-
тывать только боковые частоты, амплитуды колебаний которых
составляют более 5% амплитуды колебаний несущей частоты.
На рис. 1.124 показаны спектры ЧМ колебаний при различных
индексах модуляции ту. Как следует из рисунка, при ту<1 спектр
ЧМ сигнала имеет ширину около 277маКс, так как заметную ампли-
туду имеют лишь колебания первой пары боковых частот. Такая
частотная модуляция называется узкополосной. Недостатком узко-
полосной частотной модуляции является плохое качество воспро-
изведения сигнала, поэтому для радиовещания используется ши-
рокополосная ЧхМ, т. е. модуляция при значениях индекса модуля-
ции, равных 5—8.
Ширина спектра частот, занимаемого ЧМ сигналом, при ши-
рокополосной модуляции может быть приближенно оценена удвоен-
ным значением девиации частоты 2Д/макс.
158
Для радиовещания Используется частотная модуляция С де-
виацией частоты Л/макс = 80 кгц. Максимальное значение частоты
модулирующего сигнала можно считать равным 15 кгц.
Отсюда индекс модуляции при
ТТАА	80 СО
ЧМ радиовещании т/ =-ге =5,3,
1 о
а полоса частот, занимаемая ЧМ
сигналом, приближенно равна
160 кгц. Поэтому при широкопо-
лосной частотной модуляции
спектр сигнала получается в
пять — десять раз шире, чем при
амплитудной модуляции.
Следовательно, число ЧМ пе-
редатчиков, которое можно раз-
местить в том или ином диапа-
зоне волн, в пять — десять раз
меньше, чем при амплитудной
модуляции. Это является глав-
ным недостатком частотной мо-
дуляции, ограничивающим об-
ласть ее применения короткими
и ультракороткими волнами.
К преимуществам частотной
модуляции по сравнению с ам-
плитудной следует отнести боль-
шую помехоустойчивость. Дей-
ствительно, при частотной моду-
ляции атмосферные и промыш-
ленные помехи, изменяя ампли-
туду сигнала, не изменяют закон
модуляции и поэтому могут быть
устранены в приемнике путем
ограничения амплитуды сигнала.
Большая помехоустойчивость по-
зволяет улучшить качество вос-
f0-5F f0 f0+5F f
Рис. 1.124. Спектры ЧМ колебаний
при различных индексах модуляции
произведения сигнала и повы-
сить реальную чувствительность приемника.
В режиме ЧМ колебаний передатчик работает при постоянных
амплитудах, что позволяет повысить КПД и лучше использовать
мощность генераторных ламп.
Постоянство амплитуды ЧМ сигнала позволяет уменьшить не-
линейные искажения сигнала при его усилении.
3.	Схемы частотной модуляции
Способы частотной модуляции разделяются на прямые и кос-
венные. При прямом способе модуляция осуществляется в авто-
генераторе путем изменения параметров его колебательной систе-
159
мы. Недостаток этого способа — невозможность кварцевой стабили-
зации несущей частоты о>о. Однако благодаря его простоте и на-
дежности прямой способ широко применяется в передатчиках ма-
лой и средней мощности.
Модуляция при косвенных методах осуществляется в одном
из промежуточных каскадов. Особенностью косвенных методов ча-
стотной модуляции является то, что она получается не непосред-
ственно, а с помощью фазовой модуляции. Первоначально в мо-
дуляторе осуществляется фазовая модуляция, которая затем пре-
образуется в частотную. При использовании фазовой модуляции
можно применить кварцевую стабилизацию средней (несущей) ча-
стоты в автогенераторе. Недостатком косвенного способа частот-
ной модуляции является сложность схемы и конструкции передат-
чика. Косвенный метод находит применение в мощных телевизион-
ных и радиопередающих устройствах.
Схемы осуществления прямой ЧМ
Наиболее распространенными схемами прямой частотной мо-
дуляции являются схемы с реактивной лампой. Рассмотрим прин-
цип работы таких схем.
Электронную лампу можно считать реактивным сопротивле-
нием, если приложенное к лампе напряжение вызывает ток, сдви-
нутый по фазе на 90° относительно этого напряжения. В зависи-
мости от того, опережает ток приложенное напряжение или от-
стает от него, различают лампы, эквивалентные емкости или ин-
дуктивности. Реактивная лампа подключается параллельно коле-
бательному контуру автогенератора. Величина реактивного
сопротивления лампы зависит от напряжения на ее электродах,
поэтому, подавая модулирующее напряжение на один из электро-
дов реактивной лампы, можно изменять параметры колебатель-
ной системы автогенератора и тем самым осуществлять частотную
модуляцию генерируемых колебаний.
Один из возможных вариантов схемы частотной модуляции с
использованием реактивной лампы показан на рис. 1.125. В этой
схеме на лампе Лх собран автогенератор по трехточечной схеме с
автотрансформаторной связью. Л2 — реактивная лампа. Лампы
подключены к источнику £а по схеме параллельного питания.
Рассмотрим эквивалентную схему реактивной лампы
(рис. 1.126,а). На этой схеме кроме лампы показаны контур ав-
тогенераторов и подключенный параллельно ему делитель /?мСм.
Поскольку в качестве реактивной лампы используется пентод, то
при рассмотрении фазовых соотношений между токами и напря-
жениями в лампе можно не учитывать влияния анодного напря-
жения на анодный ток. При этом условии можно считать, что пер-
вая гармоника анодного тока лампы 1а\ совпадает по фазе с на-
пряжением на управляющей сетке Ug.
160
Сопротивление /?м и емкость См выбираются из условия
, где wo — средняя (несущая) частота колебаний автогене-
ратора. Отсюда следует, что ток в делителе можно считать актив-
ным и равным	где UK— напряжение, подводимое к ре-
активной лампе с контура автогенератора.
Рис. 1.125. Схема ЧМ с реактивной лампой
Напряжение Ucm на конденсаторе См, являющееся одновремен-
но сеточным напряжением лампы, отстает от тока /м на угол <р =
= 90° (см. векторную диаграмму рис. 1.126,6).
Рис. 1.126. Блок реактивной лампы:
а — эквивалентная схема; б — векторная диаграмма токов и напряжений
Таким образом, напряжение [7К, приложенное к реактивной
лампе (к точкам аа схемы), приблизительно на 90° опережает
ток /аь Отсюда следует, что сопротивление реактивной лампы
имеет индуктивный характер.
Эквивалентная индуктивность лампы может быть определена
из уравнения
у   Ur______UК
$Ug
6—869
161
где S — крутизна рабочего участка сеточной характеристики. Лам-
пы Л2.
Учитывая,	что Uе = /м 1 , а t/кЖ/м^м, получим 	 	UК		 М • С М (О е,	1	* м «см
или	.	(1.103)
Крутизну характеристики S, а следовательно, и эквивалентную
индуктивность £э можно изменять по закону модуляции, пода-
вая модулирующее напряжение на одну из сеток реактивной лам-
пы, и таким образом получить частотно-модулированные коле-
бания.
В схеме рис. 1.125 реактивная лампа работает в режиме мо-
дуляции смещением. Напряжение смещения, изменяясь по закону
модулирующего сигнала, изменяет угол отсечки, а следовательно,
амплитуду первой гармоники анодного тока Imai и крутизну ха-
рактеристики S, равную -
Umg
Если в делителе R^C^ поменять местами сопротивление и кон-
денсатор, то при соблюдении неравенства —тт— реактивная
<°см
лампа будет представлять собой некоторую эквивалентную ем-
кость, подключенную параллельно контуру автогенератора; при
этом эквивалентная емкость лампы прямо пропорциональна кру-
тизне S и равна СЭ = £СМ/?М.
Основным недостатком схем частотной модуляции на реактив-
ной лампе является низкая стабильность средней (несущей) ча-
стоты колебаний. Дело в том, что всякое изменение режима реак-
тивной лампы оказывает влияние на величину ее эквивалентного
реактивного сопротивления. Поэтому при высоких требованиях к
стабильности частоты в ЧМ передатчиках на реактивной лампе
приходится применять автоматическую подстройку средней часто-
ты автогенератора (АПЧ). Схема АПЧ должна обладать доста-
точной инерционностью, чтобы не реагировать на полезные изме-
нения частоты в процессе модуляции.
Кроме схем АТ1Ч, весьма усложняющих схему передатчика,
значительное повышение стабильности частоты можно получить,
применяя двухтактные схемы включения реактивных ламп. При
этом в одно плечо частотного модулятора включают реактивную
лампу, эквивалентную емкости, в другое — индуктивности.
В этом случае дестабилизирующие факторы, действующие од-
новременно на обе лампы, вызывают изменения реактивного со-
противления ламп, влияющие на частоту автогенератора в проти-
воположных направлениях: одна лампа — в сторону повышения
частоты, другая — в сторону понижения. Это обеспечивает прак-
162
тически полную компенсацию влияния реактивных ламп на ча-
стоту генератора при воздействии таких факторов, как колебания
напряжения источников питания, нестабильность температурного
режима и т. п.
Очевидно, что модулирующий сигнал в двухтактных схемах
должен подаваться на сетки реактивных ламп в противоположных
фазах. Поэтому при полезной модуляции будет происходить уже
не компенсация, а суммирование воздействия обеих ламп на ча-
стоту генератора.
В последнее время в схемах частотной модуляции часто ис-
пользуют полупроводниковые управляющие элементы. Использо-
вание полупроводниковых диодов и триодов позволяет уменьшить
вес и габариты, а также повысить экономичность передатчиков
ЧМ. Кроме того, схемы с полупроводниковыми управляющими
элементами могут использоваться на более высоких частотах, чем
схемы на реактивных лампах, так как у последних на частотах,
приближающихся к 100 Мгц, начинает сказываться конечность
времени пролета электронов в лампе и поэтому нарушаются фа-
зовые соотношения между сеточным и анодным напряжениями.
Схемы осуществления косвенной ЧМ
В схемах косвенной ЧМ модуляция осуществляется не в за-
дающем генераторе, а в одном из промежуточных каскадов.
Рис. 1.127. Косвенный метод частотной модуляции
а — схема фазового модулятора, используемого при косвенных методах ЧМ; б — векторная
диаграмма токов фазового модулятора
В схеме, показанной на рис. 1.127, а модуляция осуществляет-
ся в каскадах, собранных на лампах Л\ и Лг, подключенных па-
раллельно нагрузке — колебательному контуру Ск£к.
Напряжения на сетках ламп Л\ и Л2 сдвинуты между собой
по фазе на угол Д<р = 90° с помощью специального фазовращателя,
включенного в цепь сетки лампы Л\. Поэтому первые гармоники
анодных токов ламп Л[ и Л2— law и 1а\2 также сдвинуты между
6*
163
собой на 90°. Суммарный ток анодной нагрузки /н при этом опре-
деляется как векторная сумма токов 4ц и 412-
Модулирующее напряжение со вторичной обмотки трансфор-
матора Т подается на защитные сетки ламп в противофазе. При
этом происходит амплитудная модуляция анодных токов каждой
лампы.
При отсутствии модуляции токи 4п и 412 равны по амплиту-
де. Вектор суммарного тока в нагрузке 41 сдвинут по фазе на
45° относительно анодных токов первой и второй ламп (случай I
на рис. 1.127,6). При наличии модуляции напряжение на защит-
ных сетках ламп изменяется от (/О + Д4М до С/о — At/M. При
Д[7>0 ток 4п>412 (случай II); при Д4м<0, наоборот, ток
412>4п (случай III),
Из рис. 1.127, б следует, что при модуляции происходит изме-
нение фазы суммарного тока в нагрузке 4, т. е. фазовая модуля-
ция. Наличие в модуляторе интегрирующей цепи позволяет транс-
формировать фазовую модуляцию в частотную.
Из рис. 1.127, б также видно, что при фазовой модуляции воз-
никает паразитная амплитудная модуляция. Однако последняя
может быть устранена применением ограничителей в оконечных
каскадах передатчика.
Задающий автогенератор в схемах косвенной частотной моду-
ляции может быть стабилизирован кварцем. Это является глав-
ным преимуществом косвенного метода ЧМ. Недостатком косвен-
ных методов является малая величина девиации частоты, так как
при фазовой модуляции увеличение девиации сопровождается рез-
ким возрастанием нелинейных искажений. Поэтому в схемах, ис-
пользующих косвенные методы ЧМ, как правило, применяют умно-
жение частоты в последующих каскадах в тысячу и более раз,
что позволяет во столько же раз увеличить девиацию частоты. Од-
нако это приводит к значительному усложнению схемы передат-
чика, что ограничивает применение косвенных методов частотной
модуляции и не позволяет использовать их в подвижных малога-
баритных радиопередающих устройствах.
§ 12.	ИМПУЛЬСНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
1.	Виды импульсной модуляции
Выше указывалось, что при импульсном методе работы радио-
передающего устройства в соответствии с передаваемой информа-
цией изменяется один из параметров излучаемых радиоимпульсов.
Существуют следующие основные методы модуляции импуль-
сов:
1)	амплитудная импульсная модуляция (АИМ);
2)	широтная импульсная модуляция (ШИМ), в процессе ко-
торой происходит изменение* ширины импульсов, т. е. их длитель-
ности;
164
Рис. 1.128. Различные виды импульсной модуляции:
щ —- модулирующий сигнал: и2 — промодулированные импульсы при
ДИМ; и3 — промодулированные импульсы при ШИМ; и< — промодули-
рованные импульсы при ФИМ
Рис. 1.129. Квантование сигнала:
Mi — исходный сигнал; — сигнал, квантованный
по времени; и3—'сигнал, квантованный по уровню
О1
3)	фазовая импульсная модуляция (ФИМ), в процессе которой
изменяется фазовый сдвиг, или время излучения радиоимпульсов
внутри тактовых интервалов;
4)	частотная импульсная модуляция (ЧИМ), в процессе кото-
рой происходит изменение частоты радиоимпульсов.
Графики, иллюстрирующие различные виды импульсной моду-
ляции, приведены на рис. 1.128.
Иногда используется также специальный вид импульсной ко-
довой модуляции, при которой плавная кривая сигнала заменяется
ступенчатой, т. е. применяется так называемое квантование сигна-
ла (рис. 1.129). При импульсно-кодовой модуляции число, ампли-
туда, длительность, фазовый сдвиг или полярность излучаемых
импульсных сигналов зависят в каждый данный отрезок времени
от дискретного уровня квантованного сигнала.
2.	Общие принципы импульсной модуляции
радиолокационных передатчиков
Передатчики РЛС обычно генерируют высокочастотные колеба-
ния не непрерывно, а в виде кратковременных прямоугольных ра-
диоимпульсов одинаковой амплитуды длительности и скважности
(рис. 1.130). Длительность генерируемых радиоимпульсов ти обыч-
но лежит в пределах от десятых долей до нескольких десятков
микросекунд при скважности Q порядка сотен или тысяч.
В некоторых радиолокационных станциях и системах радиотеле-
управления используются также различные виды импульсно-кодо-
вой модуляции. При этом передатчик генерирует не одиночные им-
пульсы, а группы, или «пакеты», импульсов. Параметры импульсов
внутри группы изменяются в соответствии с уровнем квантованного
сигнала или с заданным кодом.
Частота несущих высокочастотных колебаний каждого радио-
импульса может быть постоянной или изменяться по определен-
ному закону»
166
Радиоимпульсы, излучаемые РЛС* по форме должны быть
близки к прямоугольным. Форма огибающей радиоимпульса опре-
деляется главным образом формой модулирующего видеоимпуль-
са. Поэтому желательно, чтобы форма модулирующего видеоим-
пульса была близка к прямоугольной. На рис. 1.131 приведен мо-
дулирующий видеоимпульс и указаны его основные параметры:
амплитуда (t/M), длительность переднего (тф1) и заднего (тфг) фрон-
тов, спад на вершине (At/).
При длительности импульсов (ти) порядка микросекунд дли-
тельность переднего фронта не должна превышать (0,1—0,2) ти, а
длительность заднего фронта (0,2—0,4) ти. Чем меньше длитель-
ность переднего фронта,тем
точнее можно определить
момент прихода сигнала,
отраженного от цели и,
следовательно, выше точ-
ность определения дальности
цели. Чем меньше длитель-
ность заднего фронта, тем
быстрее РЛС может перехо-
дить от излучения к приему
отраженных сигналов. При
использовании более корот-
ких импульсов указанные
относительные длительности
переднего и заднего фрон-
тов возрастают, а при рабо-
те импульсами большей дли-
Рис. 1.131. Модулирующий видеоимпульс
тельности — уменьшаются.
Спад напряжения па вершине модулирующих видеоимпульсов
может привести к изменению несущей частоты излучаемых радио-
импульсов. В зависимости от типа генератора допустимый спад
напряжения на вершине модулирующих импульсов колеблется от 1
до 10% амплитудного значения Um.
Длина волны несущих колебаний в РЛС лежит в диапазоне
УКВ. Это позволяет увеличить направленность действия РЛС, но
затрудняет генерирование и усиление радиоимпульсов. Выбор ра-
бочей длины производится с учетом ряда факторов.
В настоящее время за рубежом имеется тенденция использо-
вать дециметровый диапазон волн для станций обнаружения, у ко-
торых более важна дальность действия, чем точность определения
координат, и сантиметровый диапазон — в станциях, предназна-
ченных для точной работы на малых дальностях.
Частотный спектр периодических радиоимпульсов состоит из
большого числа составляющих, так как огибающая радиоимпуль-
сов (модулирующее напряжение) является видеоимпульсом.
Каждая из гармоник спектра видеоимпульсов (рис. 1.132, а)
создает в спектре радиоимпульсов две боковые частоты
(рис. 1.132,6). Практически можно считать, что для удовлетвори-
167
тельного воспроизведения формы импульса при генерировании и
усилении необходимо иметь полосу пропускания не уже, чем ши-
рина спектра первой группы составляющих спектра радиоимпуль-
са. Поэтому при определении ширины частотного спектра радио-
локационного сигнала пользуются формулой
2Д/= —.	(1.104)
Величина коэффициента А в зависимости от типа РЛС колеб-
лется от 2 до 4.
Ут
Уо
группа
гармоник
0
1/V
Ут
Vo
2-я группа 3-л группа
гармоник	гармоник
2/Сы З/Гц f
а
1Пт^ИГППГГг^]1Ш 11.
’^о~~,2»[гСи fQ—lfc'Q
.Ц|11Щ1111111Ьу1ГГ(ТГТГГГТгмгтП-------
f0 f0+1/Vu	f
б
Рис. 1.132. Частотный спектр прямоугольных импульсов:
а —для видеоимпульсов; б — для радиоимпульсов
Так как длительность импульсов ти имеет порядок микросекунд,
то ширина спектра радиолокационных сигналов весьма велика и
достигает нескольких мегагерц. Это одна из причин того, почему
импульсная модуляция может применяться в радиопередатчиках,
работающих только в диапазоне УКВ.
Из формулы (1.104) следует, что, чем короче длительность им-
пульсов, тем более широкополосные устройства необходимы для
его неискаженного генерирования и усиления. Это является ос-
новной причиной, ограничивающей уменьшение длительности им-
пульсов, используемых в РЛС.
При работе короткими импульсами и, следовательно, широком
спектре сигнала, требования к стабильности частоты РЛС срав-
нительно невысоки. Поэтому генераторы СВЧ импульсных РЛС,
как правило, были однокаскадными. В качестве генераторов сан-
тиметрового диапазона волн использовались магнетроны, генера-
торы дециметрового и метрового диапазонов собирались на три-
одах специальной конструкции.
168
Использование импульсов большей длительности позволяет су-
зить ширину спектра частот сигнала, а следовательно, и полосу
пропускания приемного устройства. Это дает возможность повы-
сить чувствительность приемника, а следовательно, и дальность
действия РЛС.
Однако повышение длительности импульса снижает разре-
шающую способность РЛС по дальности, а сужение полосы про-
пускания приемника вызывает необходимость повышения стабиль-
ности частоты передатчика. Поэтому высокочастотный тракт таких
передатчиков строится по многокаскадной схеме. В них исполь-
зуются различные типы генераторов СВЧ — мощные усилитель-
ные клистроны, лампы бегущей волны, амплитроны, а на де-
циметровом и метровом диапазонах также и ламповые гене-
раторы.
При работе передающего устройства в импульсном режиме
различают максимальную, или импульсную, мощность РМакс пе-
редатчика, т. е. мощность, развиваемую им во время действия
импульса, и среднюю мощность РСр.
В случае прямоугольной формы импульсов эти мощности свя-
заны между собой следующим соотношением:
п   Рмаксти   Рмакс	/1
Тп Q '
где Ти — период повторения импульсов.
Поскольку скважность Q обычно гораздо больше единицы, то
для передатчиков РЛС характерны большие импульсные мощности
(от десятков киловатт до мегаватт) при относительно небольших
средних мощностях (приблизительно сотни ватт). Малое значение
средней мощности, потребляемой передатчиком, позволяет при
условии использования накопителя энергии применять сравнитель-
но маломощные и малогабаритные источники питания РЛС. На-
копитель энергии в интервале между импульсами заряжается от
источника питания. Затем накопленная энергия во время импуль-
са расходуется на питание генератора. Накопителем энергии мо-
жет являться электрическое поле конденсатора или магнитное
поле катушки индуктивности. В качестве накопителя энергии мо-
жет использоваться также искусственная длинная линия, которая
эквивалентна или емкости, или индуктивности.
В настоящее время в большинстве случаев используются емко-
стные накопители, так как индуктивные накопители характеризу-
ются весьма низким КПД.
Большие значения импульсных мощностей принуждают ис-
пользовать в генераторах РЛС весьма высокие анодные напряже-
ния —до 40—50 кв при значениях анодного тока порядка десятков
и сотен ампер. Поэтому в радиолокационных передатчиках при-
меняются электровакуумные приборы, рассчитанные на работу
при высоких анодных напряжениях и больших токах эмиссии. Од-
нако габариты генераторных ламп импульсных клистронов и маг-
нетронов относительно невелики, так как их тепловой режим опре-
169
деляется не максимальной, а средней мощностью, рассеиваемой
на аноде.
При импульсном режиме работы радиопередающего устройства
необходимо так управлять работой мощного автогенератора СВЧ,
чтобы он генерировал кратковременные радиоимпульсы требуе-
мой формы длительности. В этом управлении * и заключается
процесс импульсной модуляции генератора СВЧ. Устройство,
управляющее генератором СВЧ, называется импульсным моду-
лятором.
Импульсный модулятор обычно вырабатывает мощный видео-
импульс высокого напряжения, который используется в качестве
напряжения анодного питания генераторных ламп. Во время дей-
ствия этого модулирующего видеоимпульса генератор вырабаты-
вает радиоимпульс, форма и длительность которого соответствуют
форме и длительности видеоимпульса. Такой вид импульсной мо-
дуляции называется анодной импульсной модуляцией.
В триодных генераторах СВЧ, кроме анодной импульсной мо-
дуляции, возможна также сеточная модуляция. В последнем слу-
чае модулирующий видеоимпульс подается на управляющие сетки
генераторных ламп, предварительно запертых большим отрица-
тельным смещением. Однако сеточная модуляция вследствие ряда
причин менее выгодна, чем анодная. Одной из таких причин яв-
ляется необходимость иметь специальный источник постоянного
смещения. Кроме того, при сеточной модуляции увеличивается
мощность потерь на аноде за счет термоэлектронной эмиссии сет-
ки на анод. При анодной модуляции термоток сетки на анод от-
сутствует, так как во время паузы между импульсами анодное
напряжение равно нулю. К достоинствам анодной импульсной мо-
дуляции следует также отнести то, что вследствие инерционности
ионизационных процессов при анодной модуляции повышается
электрическая прочность лампы и других деталей генератора, на-
ходящихся под высоким анодным напряжением. Поэтому в настоя-
щее время сеточная импульсная модуляция почти не применяется.
Очевидно, что в магнетронных генераторах возможна только анод-
ная модуляция.
Импульсная модуляция усилительных клистронов средней и
большой мощности осуществляется подачей модулирующих им-
пульсов на коллектор или резонаторы клистрона. В маломощных
клистронах модулирующие импульсы могут подаваться на управ-
ляющий электрод.
Импульсная модуляция ЛБВ производится подачей модули-
рующих импульсов на первый или второй анод.
На рис. 1.133 показана структурная схема передатчика радио-
локационной станции, работающего в режиме анодной импульсной
модуляции. Как показано на схеме, импульсный модулятор со-
стоит из двух основных элементов: накопителя энергии и комму-
тирующего устройства. При разомкнутом коммутирующем устрой-
стве во время паузы между импульсами происходит накопление
энергии в накопителе (заряд накопителя). При замыкании комму-
170
татора накопленная энергия за время длительности импульса рас-
ходуется на питание 1енератора.
В качестве коммутирующего устройства используются или
электронная лампа, или газоразрядные (ионные) приборы — тира-
троны.
Основным преимуществом коммутирующих устройств на элек-
тронных лампах является малая инерционность, позволяющая
включать и выключать лампу на любое время с помощью мало-
мощного управляющего импульса, подаваемого на сетку коммута-
тора. Однако электронные лампы обладают большим внутренним
сопротивлением, и поэтому коммутаторы на электронных лампах
имеют сравнительно низкий КПД.
Рис. 1.133. Структурная схема радиолокационного пере-
датчика, работающего в режиме импульсной модуляции
Ионные коммутирующие устройства обладают малым внутрен-
ним сопротивлением и легко пропускают токи в десятки и сотни
ампер. Недостатком ионных коммутирующих устройств является
то, что с помощью управляющего импульса можно точно опреде-
лить только момент начала разряда накопителя. Управлять же
размыканием ионного коммутатора значительно труднее. Поэтому
окончание разряда накопителя определяется временем разряда
накопителя, т. е. зависит от параметров самого накопителя. Форма
модулирующего видеоимпульса, получающегося при этом, хуже,
чем при использовании электронного коммутатора.
3.	Схемы импульсной модуляции с электронными
коммутирующими устройствами
Использование электронного коммутатора позволяет получить
двухстороннее управление процессом разряда накопительного эле-
мента, т. е. дает возможность работать не при полном, а при
частичном его разряде. При этом модулятор может формировать
импульсы, весьма близкие по форме к прямоугольным, с большой
частотой повторения.
171
Функциональная схема такого импульсного модулятора пока-
зана на рис. 1.134, а. Кроме накопителя — конденсатора СНак и
коммутирующего устройства К в схему включено ограничительное
сопротивление /?Огр- Это сопротивление, включенное в цепь заряда
накопительного конденсатора, определяет постоянную времени
этой цепи. Кроме того, оно ограничивает ток, потребляемый от вы-
прямителя во время коммутации, разделяя источник питания, цепи
коммутации и нагрузки.
На рис. 1.134,6 показаны графики напряжения на накопитель-
ном конденсаторе и модулирующие видеоимпульсы, выделяемые
на сопротивлении генератора /?ген, которое в первом приближении
можно считать активным.
Рис. 1.134. Принцип работы импульсного модулятора с частичным разря-
дом накопительного конденсатора:
« — функциональная схема; б — графики напряжений
Емкость накопительного конденсатора определяется величиной
допустимого спада напряжения At/ на вершине формируемого ви-
деоимпульса и может быть определена из следующей приближен-
ной формулы:
откуда

Ло
1
где /а0 — постоянная составляющая анодного тока генератора в
установившемся режиме.
Применяя в качестве коммутирующего устройства электрон-
ную лампу, являющуюся безынерционным переключателем, можно
сконструировать модулятор на любую практически необходимую
длительность импульса ти и частоту повторения Fn.
Формирование управляющего импульсного напряжения, пода-
ваемого на коммутатор, производится не в самом модуляторе, а
в сравнительно маломощном подмодуляторе, который на рис. 1.134
не показан.
Ниже рассматриваются две наиболее широко применяющиеся
схемы импульсных модуляторов с частичным разрядом накопи-
172
теЛьйоГо конденсатора и коммутирующим устройством на элек-
тронных лампах: модулятор с шунтирующей нагрузку индуктивно-
стью и модулятор с выходным импульсным трансформатором.
Схема импульсной модуляции магнетрона
с зарядной индуктивностью
Схемы импульсных модуляторов, построенные по функциональ-
ной схеме, показанной на рис. 1.134, имеют тот недостаток, что не-
возможно заземлить общую точку, соединяющую источник пи-
тания, коммутирующее устройство и генератор СВЧ. Обычно им-
пульсный модулятор строится по несколько иной схеме
(рИС. 1.135,67 и б).
Рис. 1.135. Упрощенные схемы импульсных модуляторов с частичным раз-
рядом накопительного конденсатора:
а — схема с зарядным сопротивлением; б — схема с зарядной индуктивностью
В схеме рис. 1.135, а заряд накопительного конденсатора про-
ходит через два последовательно соединенных резистора /?огр
и /?зар- При этом на аноде генератора создается отрицательное на-
пряжение за счет падения напряжения на зарядном сопротивле-
нии /?зар. Внутреннее сопротивление генератора при заряде кон-
денсатора бесконечно велико.
При замкнутом коммутаторе К накопительный конденсатор
разряжается через сопротивление генератора. В этом случае со-
противление генератора имеет конечную величину. Для того чтобы
зарядное сопротивление не шунтировало генератор по разрядному
току, величину /?3ар выбирают из условия 7?зар^ (10—20) £ген.
Часто вместо зарядного сопротивления /?3ар используют заряд-
ную индуктивность Лзар (рис. 1.135,6). Во время кратковремен-
ного разряда конденсатора Снак сопротивление индуктивности
весьма велико и ее шунтирующим действием на генератор можно
пренебречь. Кроме того, как будет показано ниже, наличие ин-
дуктивности уменьшает влияние паразитной емкости схемы на
крутизну заднего фронта формируемого импульса.
173
Принципиальная схема импульсной модуляции магнетрона С
частичным разрядом накопительного конденсатора и зарядной ин-
дуктивностью показана на рис. 1.136.
В этой схеме на лампе Л\ собран коммутирующий каскад. На
сетку лампы Л\ подается положительный управляющий импульс
(УИ), сформированный в каскадах подмодулятора. Диод Л2 —
демпфирующий диод, назначение которого будет пояснено ниже.
Спар — паразитная емкость схемы. Эта емкость складывается
из емкости Сак коммутирующей лампы Л\, емкости анод — катод
магнетрона, емкости Сак диода, паразитной межвитковой емкости
Рис. 1.136. Принципиальная схема импульсной модуляции магнетрона
с накопительным конденсатором
зарядной индуктивности и емкости монтажа. Суммарная паразит-
ная емкость достигает 60—100 пф.
Принцип работы схемы заключается в следующем. Во время
паузы между импульсами лампа Л\ заперта отрицательным сме-
щением Её на управляющей сетке. Накопительный конденсатор
заряжается от источника £а через резистор /?огр, дроссель L и под-
ключенный параллельно ему диод Л2. При подаче управляющего
импульса коммутирующая лампа Лх отпирается, становится про-
водящей и конденсатор СНак разряжается через лампу Лх на маг-
нетрон. При этом большая часть напряжения, до которого заря-
жается накопительный конденсатор, оказывается приложенной к
магнетрону и в магнетроне возбуждаются высокочастотные коле-
бания. Внутреннее сопротивление коммутирующей лампы не
должно при этом превышать 10% величины статического сопро-
тивления магнетрона (7?Ген), являющегося полезной нагрузкой мо-
дулятора. В противном случае значительная часть напряжения
на конденсаторе будет падать на коммутирующей лампе и КПД
модулятора будет низким.
Статическое сопротивление магнетрона определяется величи-
ной анодного тока магнетрона и его рабочим напряжением и
обычно имеет величину от 500 до 2000 ом. Поэтому для умень-
шения внутреннего сопротивления коммутирующих ламп и, сле-
довательно, для повышения КПД модулятора часто приходится
174
вместо одной лампы ставить несколько ламп, включенных парал-
лельно.
После окончания управляющего импульса коммутирующая
лампа вновь запирается. Накопительный конденсатор отключается
от магнетрона, колебания в магнетроне прекращаются. Накопи-
тельный конденсатор начинает вновь заряжаться от источника до
тех пор, пока не поступит следующий управляющий импульс.
Рассмотрим влияние паразитных параметров схемы на процесс
формирования модулирующего импульса. Крутизна переднего и
заднего фронтов модулирующего импульса определяется време-
нем заряда и разряда емкости схемы Спар. Во время нарастания
напряжения на магнетроне ем-
кость Спар заряжается от нуля
до напряжения Uмакс» Постоянная
времени заряда определяется про-
изведением паразитной емкости
схемы на внутреннее сопротив-
ление отпертой коммутирующей
лампы: т3ар = Спар/?/Л1. Внутреннее
сопротивление отпертой лампы
не превышает сотни ом, суммар-
ная же паразитная емкость из-
меряется десятками пикофарад.
Поэтому постоянная времени за-
ряда емкости схемы мала (со-
Рис. 1.137. Влияние зарядной индук-
тивности на задний фронт модули
рующего импульса
тые доли микросекунды), что обусловливает высокую крутизну
переднего фронта модулирующего импульса в этой схеме.
Задний фронт модулирующего импульса формируется после
запирания коммутирующей лампы (момент /2 на рис. 1.137). На
длительность заднего фронта влияет главным образом величина
емкости Спар, так как магнетрон продолжает генерировать до тех
пор, пока напряжение на емкости Спар, разряжающейся через маг-
нетрон, не снизится до напряжения, при котором колебания в
магнетроне прекращаются. Внутреннее сопротивление магнетрона
сравнительно велико, и поэтому постоянная времени разряда ем-
кости Спар в пять — десять раз больше постоянной времени заря-
да. Вследствие этого длительность заднего фронта модулирующего
импульса велика (рис. 1.137, кривая /) и может даже превысить
длительность самого импульса.
Для укорочения заднего фронта формируемых импульсов па-
раллельно магнетрону включается индуктивность С, которая вме-
сте с паразитной емкостью С1]ар образует колебательный контур.
Вследствие этого разряд емкости Спар носит колебательный харак-
тер (см. кривую 2 на рис. 1.137) и крутизна заднего фронта им-
пульса увеличивается. Однако при колебательном разряде емко-
сти в положительные полупериоды напряжения на магнетроне
в нем вновь могут возникнуть колебания, что недопустимо. По-
этому в схеме индуктивность L шунтируется демпфирующим дио-
дом «77г. Этот диод отпирается в момент /3, когда напряжение на
175
аноде магнетрона становится отрицательным, и шунтирует кон-
тур L Спар, гася в нем колебания (см. кривую 3).
Во время формирования плоской вершины импульса напря-
жение на магнетроне уменьшается на величину Д[Л Это вызывает
изменение частоты магнетрона, а также уменьшение амплитуды
высокочастотного тока магнетрона к концу импульса. Спад на-
пряжения на вершине происходит как из-за постепенного разряда
накопительного конденсатора, так и вследствие нарастания тока
в индуктивности, шунтирующей магнетрон. Поэтому величина ин-
дуктивности, включаемой в схему, определяется из допустимого
значения тока, ответвляющегося в нее к концу импульса.
Приближенно можно считать, что ток в индуктивности нара-
стает во время действия импульса по экспоненциальному закону:
f ! —е
где rL — активное сопротивление катушки L.
В конце импульса / = ти и, следовательно,
i	_ ^макс I I	&	L
Г,	~—	11	с>
макс Г \
(1.106)
rL^n
Разложив величину е L в ряд и ограничившись двумя пер-
выми членами разложения, получим:
е l "~1 __X2s.
Отсюда согласно формуле (1.106)
j	^максти .
I
макс ь
Допустимая величина тока /ьмакс не должна превышать 10%
величины постоянной составляющей тока магнетрона /а0.
Так как /а0 ж	, то < 0,1	или Л > 10/?ген ти.
Кген	L	‘'ген
Величину индуктивности выбирают не слишком большой, так как
при увеличении индуктивности увеличивается период колебатель-
ного процесса и, следовательно, длительность заднего фронта, по-
этому величину L берут в пределах (10—20) /?Генти. Иногда для
увеличения затухания в контуре ЛСпар последовательно с индук-
тивностью L включается дополнительно небольшое активное со-
противление. Его величина ограничивается допустимой длительно-
стью заднего фронта импульса.
На рис. 1.138 совмещены графики, воспроизводящие форму мо-
дулирующего импульса и высокочастотного тока магнетрона в рас-
сматриваемой схеме. Участок от / = 0 до / = /| соответствует отпи-
176
^мод^
Рис. 1.138. Совмещенные графики модули-
рующего напряжения и высокочастотного
тока магнетрона
ранию коммутирующей лампы и заряду паразитной емкости.
Когда напряжение на магнетроне возрастает до значения [7ВОзб,
магнетрон возбудится и в нем возникнут высокочастотные колеба-
ния. От момента t2 до момента /3 формируется плоская вершина
импульса. Вследствие уменьшения модулирующего напряжения на
величину At/ к моменту t3 происходит некоторое уменьшение ам-
плитуды высокочастотного тока.
Задний фронт высокочастотного импульса формируется от мо-
мента /3, соответствующего запиранию коммутирующей лампы, до
момента /4, когда модулирующее напряжение уменьшается до
t/возб, при котором происхо-
дит прекращение колебаний
в магнетроне и сопротивле-
ние его резко возрастает.
После момента /4 за счет
энергии, накопленной в ем-
кости Спар И ИНДУКТИВНОСТИ
L, в контуре LCnap возни-
кает колебательный процесс.
После момента t5 отпирает-
ся диод Л2 и колебатель-
ный процесс переходит в
апериодический.
Из рис. 1.138 видно, что
длительность высокочастот-
ного импульса магнетрона
получается несколько мень-
шей, чем длительность мо-
дулирующего видеоимпульса, причем крутизна переднего фронта
радиоимпульса не соответствует крутизне фронта модулирующего
напряжения. Это объясняется тем, что высокочастотные колеба-
ния в магнетроне возникают лишь после того, как модулирую-
щее напряжение достигнет значения, равного £/ВОзб- Время же
установления колебаний в магнетроне, как показывает практика,
составляет 40—50 периодов высокочастотных колебаний. Для
магнетрона 3-сантиметрового диапазона это будет 5-10~9 сек
или 0,005 мксек.
Схема импульсной модуляции генератора
дециметровых волн с импульсным
трансформатором
На рис. 1.139 показана принципиальная схема импульсной мо-
дуляции генератора дециметровых волн на металло-керамической
лампе (Л2) с накопительным конденсатором и импульсным транс-
форматором. Ее отличие от схемы импульсной модуляции магне-
трона заключается в том, что модулирующий видеоимпульс фор-
мируется в первичной цепи импульсного трансформатора и имеет
сравнительно небольшую амплитуду. Импульсный трансформатор
177
повышающий. Амплитуда модулирующего импульса дейст-
вующего на анод генератора, может быть в два—три раза боль-
ше амплитуды видеоимпульса в первичной цепи Um\ и напряже-
ния источника £а.
Рис. 1.139. Принципиальная схема импульсной модуляции
генератора дециметровых волн с накопительным конденсато-
ром и импульсным трансформатором
Применение повышающего импульсного трансформатора в схе-
мах импульсной модуляции генераторов дециметровых волн воз-
можно вследствие того, что импульсная мощность Рмакс генерато-
ра дециметровых волн обычно не превышает десятка киловатт и
он потребляет в несколько раз меньший ток, чем магнетронный ге-
а
Рис. 1.140. Цепи заряда (а) и разряда (б) нако-
пительного конденсатора в схеме импульсной
модуляции генератора ДЦВ
нератор средней мощности. Принципиальная схема генератора де-
циметровых волн соответствует одной из схем, рассмотренных в
§ 5. Конденсатор Ср и индуктивность Лдр— элементы схемы па-
раллельного питания анодных цепей генератора.
Цепи заряда и разряда накопительного конденсатора при мо-
дуляции показаны на эквивалентных схемах рис. 1.140. При за-
пертой коммутирующей лампе Лх накопительный конденсатор Снак
178
заряжается через ограничительное сопротивление £Огр; при отпер-
той лампе — разряжается через коммутирующую лампу и первич-
ную обмотку импульсного транс- цд1|
форматора, в которую пересчи- Q гл г-»	(
тывается сопротивление генера-
тора /?ген.	J
Для повышения КПД генера- ________Г и____________Г L—
тора внутреннее сопротивление
коммутирующей лампы должно ___________ _______________
быть мало по сравнению с при- “сн
веденным к первичной обмотке
сопротивлением генератора.	0	1
Упрощенные графики напря-
жений и токов в схеме (без уче-	1 1	П	И
та паразитных емкостей и иска-	Q |	|______________|	(
жений при трансформации) по-
казаны на рис. 1.141.	u2h
Следует отметить, что при мо-
дуляции триодных генераторов
дециметровых и метровых волн
форма огибающей высокочастот-	о1—LI---------------LJ—
ных импульсов значительно бо-
лее близка к форме модулирую-	0Т—[И---------------ЩШ—t
щего видеоимпульса, чем в схе- ' в	U1W
мах импульсной модуляции маг- Рис. 1.141. Графики напряжений и
нетрона (рис. 1.142). Это объяс- ТОКОВ в схеме модуляции генератора
няется тем, что генератор СВЧ
возбуждается при напряжении £7ВОзб, значительно меньшем мак-
симального значения модулирующего напряжения t/макс. По этой
лирующего напряжения и высокоча- пикающих при трансформации пря-
стотного тока триодного генератора	моугольных импульсов
СВЧ
же причине длительность высокочастотных импульсов практически
равняется длительности модулирующего импульса.
179
Искажения, которые возникают при трансформации прямо-
угольного импульса, сводятся к растяжению фронтов импульса,
увеличению спада на плоской вершине импульса ДС7, а также
появлению колебаний на вершине импульса (рис. 1.143).
Правильным выбором параметров трансформатора эти иска-
жения можно свести к допустимому минимуму.
Схема, подобная рассмотренной, используется также и для им-
пульсной модуляции генератора метровых волн.
4.	Схемы импульсной модуляции с ионными
коммутирующими устройствами
Как указывалось выше, в импульсных модуляторах с ионными
коммутаторами форма и длительность формируемого модулирую-
щего видеоимпульса практически не зависят от формы и длитель-
ности управляющих импульсов, а определяются свойствами на-
копителя. Поэтому при применении ионных коммутаторов конден-
саторы в качестве накопителей энергии не применяются, так как
при этом форма модулирующего импульса соответствует кривой
разряда конденсатора — экспоненте. В модуляторах с ионными
коммутаторами в качестве накопителя энергии обычно использует-
ся искусственная длинная линия.
Известно, что при разряде длинной линии на нагрузочное со-
противление, равное ее волновому сопротивлению, на нагрузке
формируется прямоугольный импульс, длительность которого ти
зависит от длины линии I и скорости распространения электро-
2/
магнитной энергии вдоль линии v: ти = —.
v
Однако реальная длинная линия с распределенными параме-
трами не может использоваться для формирования импульсов
вследствие ее громоздкости.
На практике в качестве накопителя энергии используется ра-
зомкнутая искусственная линия, состоящая из сосредоточенных
индуктивностей и емкостей (рис. 1.144,а). Искусственная длин-
ная линия не может являться точным эквивалентом однородной
длинной линии, и поэтому она формирует несколько искаженный
импульс (рис. 1.144,6).
Чем больше ячеек в искусственной линии, тем круче фронты
формируемого ею импульса. Однако увеличение числа ячеек при-
водит к уменьшению индуктивностей и емкостей каждой ячейки,
которые становятся соизмеримыми с паразитными параметрами
схемы. Поэтому при длительности формируемого импульса 0,5—
2 мксек обычно ограничиваются тремя — четырьмя ячейками, и
лишь при длительности формируемых импульсов ти= (2—5) мксек
число ячеек искусственной линии может быть увеличено до 5—8.
В качестве ионного коммутирующего устройства в модуляторах
чаще всего применяются водородные тиратроны, реже (при боль-
ших мощностях) — тригатроны.
180
Линия может быть заряжена от источника высокого напряже-
ния через дроссель, обладающий практически бесконечным сопро-
тивлением на частотах, соответствующих основным гармоническим
составляющим формируемого линией импульса. Поэтому этот
дроссель отделяет источник питания от линии при формировании
импульса, т. е. при разряде линии. Поскольку заряд линии проис-
ходит сравнительно медленно, то влияниехМ индуктивностей ячеек
при заряде можно пренебречь, т. е считать, что емкости ячеек ли-
нии включены параллельно, составляя эквивалентную емкость Сэ =
= пС1, где п — число ячеек, а С\— емкость одной ячейки.
а
Рис. 1.144. Искусственная линия (а) и
формируемый ею импульс (б)
Энергия, накопленная в линии к концу ее заряда, может быть
выражена формулой W = ——> где — напряжение, до ко-
торого заряжена линия.
Искусственная линия может быть заряжена как от источника
постоянного тока, так и от источника переменного тока. Ниже бу-
дут рассмотрены схемы импульсной модуляции магнетрона с ис-
пользованием искусственной линии, соответствующие этим двум
случаям.
Схема импульсной модуляции магнетрона
с зарядом искусственной длинной линии
от источника постоянного тока
Принципиальная схема импульсной модуляции магнетрона с
использованием тиратронного коммутатора и зарядом искусствен-
ной длинной линии от источника постоянного тока показана на
рис. 1.145.
Величина индуктивности зарядного дросселя L3ap подбирается
так, чтобы вместе с емкостью линии Сэ она составляла последова-
тельный колебательный контур, период собственных колебаний ко-
181
торого 7\) должен быть в два раза больше периода повторения им
пульсов Тп:
Г0 = 2к	=
Эквивалентная схема цепи заряда линии от источника постоян-
ного тока показана на рис. 1.146, а. На этой схеме сопротивление г
представляет собой суммарное сопротивление цепи заряда, ко-
торое складывается из активного сопротивления дросселя и вну-
треннего сопротивления источника питания.
Рис. 1.145. Принципиальная схема импульсной модуляции магнетрона с тира-
тронным коммутатором и зарядом искусственной линии от источника постоян-
ного тока
Величина сопротивления г должна быть меньше удвоенного
значения характеристического сопротивления колебательной си-
стемы. Только в этом случае в цепи возникает колебательный за-
ряд линии.
Если коэффициент затухания зарядного контура Ъ=-~-г— до-
^^-зар
статочно мал, то напряжение на эквивалентной емкости линии
можно приближенно определить из формулы
иСз^Еп„(\ — e~slcos <0ОО,	(1.107)
где coo — частота собственных колебаний зарядного контура.
На рис. 1.146,6 показан график изменения напряжения на ли-
нии при се заряде от источника постоянного тока. Коммутатор
замыкает линию на разряд в первый максимум напряжения на
линии, когда это напряжение близко к удвоенному значению на-
пряжения источника, т. е. в момент tx =	= к ]ЛЛзарСэ,
Чтобы нестабильность параметров зарядного дросселя и искус-
ственной линии, вызывающая изменение периода колебаний Гэ,
не влияла на величину напряжения на линии в момент переклю-
чения последней с заряда на разряд, последовательно с дроссе-
лем включается диод Л\. Этот диод запирается и разрывает цепь
заряда в тот момент, когда линия заряжена до максимального на-
пряжения. Тем самым устраняется возможность обратного раз-
182
ряда линии, и напряжение на ней остается практически постоян-
ным до момента подачи управляющего импульса, зажигающего
тиратрон Л2. При добротности зарядного контура Q= 15 это мак-
симальное напряжение равно примерно 1,8£Ист.
Рис. 1.146. Эквивалентная схема цепи заряда
линии от источника постоянного тока (а) и
график изменения напряжения на линии в
процессе заряда (б)
Рис. 1.147. Графики напряжения на линии
и нагрузке в схеме с зарядом линии от
источника постоянного тока
(ИТ). Корректирующая цепь /?КСК,
первичной обмотке трансформатора,
Если сопротивление магнетрона согласовано с волновым со-
противлением линии (если /?м = р), то в момент зажигания тира-
трона t\ напряжение на нагруженном конце линии становится рав-
ным —2кс • При этом в процессе разряда линии на магнетроне
формируется прямоуголь-
ный импульс напряжения с
амплитудой, равной -----.
Длительность этого импуль-
са определяется параметра-
ми длинной линии. Графи-
ки изменения напряжения
на линии и нагрузке в рас-
сматриваемой схеме пока-
заны на рис. 1.147.
Для согласования сопро-
тивления магнетрона с вол-
новым сопротивлением ли-
нии в схеме используется
импульсный трансформатор
подключенная параллельно
служит для устранения выбросов в модулирующем напряжении
магнетрона в момент зажигания, когда магнетрон еще не возбу-
дился и его сопротивление очень велико, т. е. когда согласование
линии с магнетроном еще отсутствует. Сопротивление корректи-
рующей цепи /?к выбирается приблизительно равным волновому
183
сопротивлению линии. Поэтому в момент зажигания линия оказы-
вается нагруженной не на магнетрон, а на сопротивление /?к и
согласование не нарушается. В последующие Моменты по мере за-
ряда конденсатора Ск общее сопротивление корректирующей
цепи увеличивается, стремясь к бесконечности, и эта цепь пере-
стает влиять на работу схемы. Величина емкости конденсатора
корректирующей цепи подбирается экспериментально.
Если импульсный модулятор и модулируемый магнетрон раз-
несены, то соединение искусственной линии с импульсным транс-
форматором осуществляется с помощью коаксиального кабеля,
как и показано на рис. 1.145. Волновое сопротивление кабеля дол-
жно быть равно волновому сопротивлению искусственной длинной
линии.
Схема импульсной модуляции магнетрона
с зарядом искусственной длинной линии
от источника переменного тока
Искусственные линии в схемах импульсной модуляции можно
заряжать не только от источника постоянного, но и от источника
переменного тока. В этом случае зарядный контур, составленный
зарядным дросселем L3ap и
эквивалентной емкостью ли-
нии Сэ, должен быть настроен
в резонанс с частотой источ-
ника переменного тока.
Упрощенная схема тако-
го модулятора показана на
рис. 1.148.
Если в начальный момент
(/ = 0), емкость линии Сэ раз-
ряжена, то напряжение на ней
Рис. 1.149. Эквивалентная схема цепи
заряда линии от источника перемен-
ного тока и графики напряжений
при резонансном заряде
Рис. 1.148. Упрощенная схема
модулятора с зарядом линии
от источника переменного тока
в любой последующий момент может быть вычислено (без учета
потерь) по формуле
ие? = (sin — wt cos <»/).	(1.108)
184
Согласно этой формуле амплитуда напряжения на емкости ра-
стет до бесконечности. Практически же, если учесть потери, то
это напряжение, как и в любом колебательном контуре, ограни-
чено значением (7m2Q, где Q — добротность зарядного контура
(рис. 1.149,6).
Разряд емкости линии производят в те моменты, когда напря-
жение на линии принимает максимальные значения. Чаще всего
период повторения импульсов станции соответствует одному пе-
риоду колебаний питающего напряжения. Это упрощает схему
коммутации. В этом случае линия должна разряжаться в конце
Рис. 1.150. Принципиальная схема импульсной модуляции магнетрона с тира-
тронным коммутатором и зарядом искусственной линии от источника перемен-
ного тока
каждого периода ^при t = —у , когда напряжение на линии в
it раз превышает амплитуду напряжения источника:
иСэ =	(0 — 2~ cos 2<) = — tcUm.
При заряде линии чаще используют низковольтный первичный
источник напряжения, а необходимую амплитуду переменного на-
пряжения получают при помощи повышающего трансформатора.
На принципиальной схеме, приведенной на рис. 1.150, таким по-
вышающим трансформатором является трансформатор Тр{ с коэф-
фициентом трансформации /гр
Эквивалентная схема цепи зарядной линии приведена на
рис. 1.149, а. В сопротивлении г учитываются активные потери в
трансформаторе Тр\, активное сопротивление зарядного дросселя
и внутреннее сопротивление источника тока, пересчитанное во
вторичную цепь трансформатора Тр\. Суммарная индуктивность
£Общ в цепи заряда складывается из индуктивности рассеивания
трансформатора Тр\ и индуктивности зарядного дросселя.
Коммутация осуществляется с помощью тиратрона Л, на сетку
которого подаются поджигающие импульсы. Импульсный транс-
форматор Тр2 — повышающий. Он служит для согласования со-
противления магнетрона с волновым сопротивлением линии и од-
185
повременно для увеличения амплитуды модулирующего видеоим
пульса.
Графики напряжений и токов в этой схеме приведены на
рис. 1.151.
Поскольку зарядная цепь настроена в резонанс с частотой пи-
тающего напряжения, то зарядный ток совпадает по фазе с на-
пряжением источника. Если первичный источник имеет напряже-
ние 220 в (амплитуда (Лщ-ЗЮ в), то при коэффициенте транс-
формации П1=30 амплиту-
ду напряжения на вторич-
ной обмотке Um2 можно
считать приближенно рав-
ной 9 кв.
Практически из-за нали-
чия потерь в зарядном кон-
туре максимальное напря-
жение, до которого заря-
жается линия за время од-
ного периода, увеличивает-
ся не в тс, а в 2,1—2,3 раза
по сравнению с амплитудой
напряжения Um2, т. е. на-
пряжение на линии в мо-
мент коммутации примерно
равно 20 кв.
Коэффициент трансфор-
мации импульсного транс-
форматора п2 зависит ог со-
противления магнетрона /?м
Рис. 1.151. Графики напряжений и токов
в схеме с зарядом линии от цепи перемен-
ного тока
Если принять /?м = 500 ом, а р = 55
циент трансформации равен
и волнового сопротивления
линии р. От него зависит
согласование линии с на-
грузкой.
ом, то необходимый коэффи-
,2 _	__ 500
2 р 55
или /г2^3.
Поскольку амплитуда видеоимпульса на первичной обмотке
импульсного трансформатора составляет половину напряжения, до
которого заряжается линия, то амплитуда выходного видеоим-
пульса (пренебрегая потерями в импульсном трансформаторе) бу-
дет достигать 30 кв.
Основным преимуществом рассмотренной схемы по сравнению
с предыдущей является отсутствие высоковольтного выпрямителя,
недостатком — необходимость точной синхронизации источника
поджигающих импульсов (подмодулятора) с первичным источни-
ком переменного напряжения.
186
5.	Магнитный импульсный модулятор
В магнитных импульсных модуляторах в качестве коммутирую-
щего устройства используются дроссели с сердечником из спе-
циального ферромагнитного материала типа никелевых сплавов
(например, супермаллоя, молибденового пермаллоя и др.).
Ферромагнитные сердечники такого типа обладают очень вы-
сокой магнитной проницаемостью до определенною значения маг-
нитной индукции, при которой материал внезапно насыщается, а
Рис. 1.152. Гистерезисная петля (а) и кривая намагничива-
ния (б) ферромагнитных материалов, используемых в маг-
нитных импульсных модуляторах
его дифференциальная магнитная проницаемость	резко
уменьшается и становится близкой к проницаемости воздуха. Ги-
стерезисная петля подобных материалов узкая, с малым значе-
нием коэрцитивной силы, форма ее близка к прямоугольной. На
рис. 1.152 приведена линейная аппроксимация кривой намагничи-
вания и гистерезисная петля таких ферромагнетиков.
Индуктивное сопротивление дросселя с сердечником из такого
материала велико, когда сердечник не насыщен, и мало при его
насыщении	р-_2)-
Поскольку значение магнитной индукции дросселя определяет-
ся по формуле В = k \ udt(k — постоянный коэффициент), то, если
’о
приложить к этому дросселю переменное синусоидальное напря-
жение достаточной амплитуды, ток в цепи будет иметь вид им-
пульсов (рис. 1.153,6). Максимальное значение тока при этом
отстает по фазе на четверть периода от максимального значения
напряжения, так как магнитная индукция В принимает макси-
мальные значения и обеспечивает насыщение именно в те момен-
ты, когда синусоидальное напряжение на дросселе z/ = t/rnsina)/
меняет свой знак. Это объясняется тем, что интеграл or синусои-
187
сопротивления дросселя
U^Sl/KOt
Q
дальной величины принимает максимальные значения в моменты
т
времени, кратные длительности полупериода синусоиды ,
т
п 2
= J sin о/ (£t,
О
где п — целое число.
Импульсный характер тока объясняется резким уменьшением
в момент насыщения. Такое устройство
называется пульсатором.
Пульсатор можно использовать как
переключатель, если его переводить в
момент коммутации из ненасыщенного
состояния в состояние насыщения. Одна-
ко следует учесть, что такой пульсатор
не является идеальным переключателем,
так как величины полного сопротивле-
ния в ненасыщенном состоянии и при
насыщении соответственно не равны
бесконечности и нулю.
На рис. 1.154 показана простейшая
схема использования пульсатора для им-
пульсной модуляции генератора СВЧ.
В схеме используется резонансный за-
ряд накопительного конденсатора Снак
от источника переменного тока. Транс-
форматор Tpi повышающий. Параллель-
но к накопительному конденсатору Снак
подключены последовательно соединен-
ные пульсатор /7 и первичная обмотка импульсного трансформа-
тора Тр2. Во вторичную обмотку трансформатора Тр2 включена
нагрузка — генератор СВЧ с внутренним сопротивлением /?Ген.
б
Рис. 1.153. Схема пульса-
тора (а) и графики напря-
жения и тока в пульса-
торе (б)
Рис. 1.154. Простейшая схема магнитного импульсного
модулятора
Для того чтобы насыщение пульсатора наступало только один
раз за период питающего напряжения, в схему включена обмотка
подмагничивания £п. Ток в этой обмотке должен быть такой ве-
личины, чтобы в исходном режиме (в момент 1 = 0) напряженность
188
магнитного поля была близка к ЯКр и рабочая точка находилась
в области отрицательного насыщения (точка 1 на рис. 1.152,6).
Конденсатор в этот момент разряжен: ис = 0 (рис. 1.155,6).
После момента / = 0 в схеме происходит резонансный заряд
накопительного конденсатора, при этом напряжение на конденса-
торе изменяется в соответствии с формулой 1.108 и рис. 1,149,6.
а
Рис. 1.155. Графики напряжений в схеме
магнитного импульсного модулятора
Это напряжение через первичную обмотку импульсного трансфор-
матора приложено к пульсатору П, и поэтому магнитная индук-
ция пульсатора, а следовательно, и положение рабочей точки на
кривой намагничивания при заряде конденсатора изменяются по
закону
t
В — — Во +	ucdt,
о
189
где Bq—начальное значение индукции (за счет тока подмагни-
чивания) ;
k—постоянный коэффициент, зависящий от конструкции,
числа витков основной обмотки пульсатора и других
параметров цепи.
По мере заряда накопительного конденсатора рабочая точка
перемещается в точку 2 (рис. 1.152,6) на кривой намагничива-
ния, достигая ее в момент /2, когда напряжение ис меняет свой
знак, а магнитная индукция достигает значения =—Во + Вмакс
(рис. 1.155,в). После момента t2 вследствие изменения знака на-
Рис. 1.156. Схема многокаскадного магнитного импульсного мо-
дулятора
пряжения ис магнитная индукция начинает уменьшаться и рабо-
чая точка вновь перемещается вниз по кривой намагничивания.
В момент когда напряжение ис становится максимальным, ра-
бочая точка снова возвращается в точку 1; индуктивность пульса-
тора резко уменьшается вследствие насыщения и накопительный
конденсатор быстро разряжается через пульсатор и импульсный
трансформатор, создавая на его нагрузке — сопротивлении гене-
ратора /?ien—импульс, по форме близкий к прямоугольному
(рис. 1.155, г). Рабочая то,чка при этом перемещается по харак-
теристике влево от точки 1 (рис. 1.152,6), достигая точки <3, а к
концу импульса возвращаясь в исходное положение 1,
Однако скорость нарастания и уменьшения тока в нагрузке
хотя и высока, но все же недостаточна для создания необходимой
крутизны фронтов модулирующего импульса. Поэтому на прак-
тике применяются многокаскадные магнитные импульсные моду-
ляторы, подобные приведенному на рис. 1.156. Скорость нара-
стания и уменьшения тока в таких модуляторах увеличивается от
каскада к каскаду. В последнем каскаде вместо накопительного
конденсатора часто включают искусственную длинную линию, что
позволяет несколько улучшить форму модулирующего видеоим-
пульса.
Рассмотренные схемы магнитных импульсных генераторов
имеют источники питания переменного тока. Основным недостат-
ком таких схем является зависимость частоты повторения генери-
руемых импульсов от частоты питающих напряжений.
190
В тех случаях, когда необходимо осуществлять внешнюю син-
хронизацию работы модулятора и иметь возможность регулирова-
ния частоты повторения генерируемых импульсов, используются
схемы импульсных модуляторов с питанием от источников по-
стоянного тока. В таких модуляторах схема должна‘содержать
кроме пульсаторов также немагнитный преобразователь, в каче-
стве которого чаще всего используется тиристор.
Применение полупроводникового преобразователя позволяет
использовать в схеме низковольтные источники питания.
На рис. 1.157 приведена схема импульсного модулятора с Пи-
таниехМ от источника постоянного тока и тиристорным преобразо-
вателем. Схема трехкаскадная. В качестве коммутирующего эле-
Рис. 1.157. Схема магнитного импульсного модулятора с питанием от источника
постоянного тока и тиристорным преобразователем
мента в первом и третьем каскадах используются дроссельные
пульсаторы, во втором — пульсатор с двумя обмотками (нелиней-
ный трансформатор), по принципу коммутирующего действия не
отличающийся от дроссельного. Формирующим устройством схемы
является искусственная линия.
Управляемый полупроводниковый диод — тиристор Д, отпирает-
ся в момент Л под действием синхронизирующего импульса. После
отпирания тиристора начинается заряд конденсатора Ci от источ-
ника постоянной ЭДС £, зарядный дроссель Л3ар и отпертый ти-
ристор. До момента t\ сердечники пульсаторов /71 и П2 находи-
лись в состоянии положительного магнитного насыщения, а сер-
дечник /73— в состоянии отрицательного насыщения. После мо-
мента t\ по мере заряда конденсатора Ci пульсатор 1Ц перемаг-
ничивается и к моменту t2 переходит в состояние отрицательного
насыщения. При этом напряжение на конденсаторе достигает мак-
симального значения 7/стах, тиристор запирается и цепь заряда С\
размыкается. После момента t2 конденсатор быстро разряжает-
ся через насыщенный пульсатор ГЦ и первичную обмотку пульса-
тора П2. Конденсатор С2 в это же время заряжается через вто-
ричную обмотку пульсатора /72, отрицательно насыщенный пуль-
сатор П3 и импульсный трансформатор Тр2. Одновременно с заря-
дом конденсатора С2 происходит перемагничивание сердечника
пульсатора П2 и в момент Ц значение индукции В2 достигает зна-
чения отрицательного насыщения —В2п. После момента t3 начи-
191
наётся разряд конденсатора С% через вторичную обмотку пульса-
тора /72 и искусственную линию (ИЛ). Одновременно с зарядом
емкостей искусственной линии возрастает индукция в сердечнике
пульсатора /7з, и, как только пульсатор /73 зайдет в режим поло-
Рис. 1.158. Графики напряжения и магнитной индук-
ции в схеме магнитного импульсного модулятора
с питанием от источника постоянного тока
жительного насыщения, искусственная линия разряжается через
импульсный трансформатор на сопротивление модулируемого ге-
нератора /?ген.
Восстановление исходного режима схемы происходит в резуль-
тате перезаряда конденсатора током подмагничивания пульса-
тора /7Ь пересчитанным во вторичную обмотку. Одновременно про-
исходит перемагничивание сердечника пульсатора /7Ь Как только
192
индукция Bi достигнет значения индукции насыщения конден-
сатор Ci быстро разрядится, создавая во втором и третьем каска-
дах импульсы перемагничивания, возвращающие сердечники пуль-
саторов П2 и 773 в исходное магнитное состояние.
Графики напряжения и магнитной индукции приведены на
рис. 1.158.
Основное преимущество магнитных импульсных модуляторов
заключается в их высокой эксплуатационной надежности и весьма
больших сроках службы, что позволяет использовать магнитные
модуляторы в автоматических устройствах, предназначенных для
длительной работы без вмешательства человека.
По своим параметрам магнитные импульсные модуляторы при-
ближаются к модуляторам с ионными коммутирующими устрой-
ствами. Они, так же как и ионные, обладают более высоким КПД,
меньшими габаритами и весом по сравнению с модуляторами, ис-
пользующими электронные коммутаторы, и уступают последним
лишь в отношении формы модулирующего видеоимпульса.
В настоящее время в ряде стран разработаны и эксплуатиру-
ются магнитные импульсные модуляторы на длительность импуль-
са порядка 0,1 мксек. Они имеют почти неограниченный срок
службы и находят все более широкое применение в различных от-
раслях радиотехники.
6.	Схема импульсной модуляции многорезонаторного
клистрона
Импульсная модуляция усилительных клистронов большой
мощности осуществляется чаще всего в цепи ускоряющего напря-
жения.
В схеме (рис. 1.159, а) модулирующий импульс ускоряющего
напряжения подводится одновременно к резонаторам и коллектору
многорезонаторного клистрона.
На рис. 1.159, б даны графики напряжений в этой схеме. Как
видно из графиков, входной высокочастотный импульс имеет боль-
шую длительность, чем модулирующий видеоимпульс, начинается
раньше модулирующего импульса и заканчивается позже его.
Опережение входного сигнала обеспечивает уменьшение дли-
тельности переднего фронта выходного радиоимпульса. Увеличе-
ние длительности входного сигнала устраняет влияние заднего
фронта входного импульса на форму выходного сигнала.
При соблюдении указанных условий длительность выходного
радиоимпульса определяется интервалом времени, в пределах ко-
торого напряжение модулирующего сигнала превышает пороговое
значение ускоряющего напряжения t/min, при котором клистрон
обеспечивает получение расчетной выходной мощности.
Б заключение следует указать, что в сантиметровом диапазоне
волн коммутация передающих устройств малой и средней мощно-
сти часто производится в высокочастотном тракте, т. е. без моду-
ляции генератора СВЧ.
7—869
193
Модуляция б высокочастотном тракте обычно осуществляется
при помощи ферритовых устройств, в которых используется явле-
ние вращения плоскости поляризации электромагнитных волн при
прохождении через намагниченный феррит.
В простейшем модуляторе такого типа ферритовый стержень
цилиндрической формы располагают внутри отрезка круглого вол-
новода. К этому отрезку волновода энергия поступает через вол-
новод прямоугольного сечения и отводится вторым прямоуголь-
ным волноводом, повернутым относительно первого на угол 90°.
а
Рис. 1.159. Схема импульсной модуляции многорезонаторного клистрона:
а — принципиальная схема; б — графики напряжений
6
Поляризация основного типа волны в этих двух прямоугольных
волноводах взаимно перпендикулярна. При подаче модулирую-
щего сигнала ферритовый стержень намагничивается и плоскость
поляризации электромагнитных волн поворачивается на 90°. Энер-
гия электромагнитных волн проходит через модулятор практи-
чески без потерь. При отсутствии модулирующего сигнала пло-
скость поляризации не изменяется и модулятор не пропускает вы-
сокочастотной энергии.
Намагничивание ферритового стержня производится при по-
мощи *катушки, намотанной снаружи отрезка круглого волновода.
В последние годы ферромагнитные устройства применяются
также для осуществления амплитудной модуляции в высокоча-
стотном тракте генераторов сантиметрового и дециметрового диа-
пазонов волн.
Преимуществом модуляции в высокочастотном тракте является
то, что при ней можно избежать паразитной частотной модуляции,
почти неизбежной при импульсной и амплитудной модуляции гене-
раторов СВЧ.
194
7.	Специальные виды импульсной модуляции
Выше рассматривались схемы и принципы импульсной моду-
ляции радиолокационных передающих устройств, при которой в
пространство излучаются радиоимпульсы постоянной частоты, ам-
плитуды, длительности и скважности. Такой способ импульсной
модуляции трудно использовать для передачи информации. По-
этому для радиосвязи применяют такие виды импульсной модуля-
ции, при которых в соответствии с передаваемой информацией из-
меняется какой-либо из параметров излучаемых радиоимпульсов
(рис. 1.128). Использование импульсной модуляции существенно
упрощает проблему создания многоканальной радиосвязи с по-
мощью одного радиопередающего устройства. Другим преимуще-
ством импульсной радиосвязи является большая скрытность и
более высокая помехоустойчивость передач по сравнению с радио-
связью на непрерывнохм сигнале.
Амплитудная импульсная модуляция
Рассмотрим принцип осуществления амплитудной импульсной
модуляции (АИМ), при которой в соответствии с передаваемым
(модулирующим) сигналом изменяется амплитуда периодической
последовательности радиоимпульсов. На рис. 1.160 представлены
функциональная схема и графики напряжений в основных узлах
схемы передатчика, работающего в режиме амплитудной импульс-
ной модуляции. В схему входят задающий генератор импульсов,
вырабатывающий периодическую последовательность видеоим-
пульсов постоянной амплитуды и скважности щ. В импульсном
модуляторе под действием модулирующего сигнала и2 происходит
модуляция видеоимпульсов по амплитуде, а также осуществляется
усиление видеоимпульсов. Выходное напряжение и3 используется
для модуляции генератора СВЧ. Амплитудно-модулированные ра-
диоимпульсы щ подводятся к антенне и излучаются в простран-
ство.
На рис. 1.160, е приведен частотный спектр амплитудно-модули-
рованных видеоимпульсов. Такой спектр соответствует однотон-
ному модулирующему сигналу w2, приведенному на рис. 1.160, в.
Очевидно, что если модулирующий сигнал будет сложной формы,
то количество боковых частот у каждой из гармоник увеличится.
Следует иметь в виду, что выше было объяснено образование
амплитудно-модулированных импульсов только одного канала.
В действительности последовательность импульсов может образо-
вать несколько каналов, по каждому из которых будет переда-
ваться информация. В восьмиканальной системе каждый канал
образуется одной из чередующихся последовательностей импуль-
сов. При этом в систему вводятся также синхронизирующие им-
пульсы. Таким образом, один полный период восьмиканальной
системы с амплитудной импульсной модуляцией будет содержать
восемь модулированных по амплитуде импульсов (по одному на
7*	195
каждый канал) и один импульс синхронизации. Приведенные на
рис. 1.160, г модулированные импульсы соответствуют каждому
девятому импульсу передаваемой системой последовательности им-
О F ZF 3F 1/Ги 5F 6F 7F Z/VU9F f
e
Рис. 1.160. Амплитудная импульсная модуля-
ция (АИМ):
а — структурная схема передатчика с АИМ; б, в, г,
д — графики напряжений в узловых точках схемы;
е — частотный спектр амплитудно-модулированных
пульсов. Это иллюстри-
руется рис. 1.161.
В процессе модуля-
ции сначала устанавли-
ваются мгновенные зна-
чения амплитуд импульса
первого канала, затем
второго и т. д. вплоть до
восьмого канала. После
передачи импульса син-
хронизации процесс уста-
новления амплитуд им-
пульсов, т. е. амплитуд-
ная импульсная модуля-
ция, повторяется в той же
последовательности. Соз-
данный таким образом
многоканальный импульс-
ный сигнал передается в
пространство на несу-
щей ^частоте в виде ам-
плитудно - модулирован-
ных радиоимпульсов.
К недостаткам АИМ
следует отнести сравни-
видеонмпульсов	ТеЛЬНО НИЗКУЮ ПОМ6ХО-
устойчивость. Как и при
непрерывной амплитудной модуляции, всякая помеха, изменяю-
щая амплитуду сигнала, будет искажать закон модуляции. Устра-
и
Импульс
синхронизации
Номера каналов
1 2 3 4 5 6 7 8
Импульс
синхронизации
Импульс
—т	синхронизации
Номера каналов _
1 2 3 4 5 6 7 8
0
Импульсы, используемые для Импульсы, используемые для
образования каналов передачи образования каналов передачи
информации	информации
Рис. 1.161. Последовательность немодулированных импульсов в вось-
миканальной системе с амплитудной импульсной модуляцией
некие помех с помощью амплитудных ограничителей при этом
невозможно, так как одновременно с ограничением помех будет
искажаться форма огибающей AM сигнала.
196
Фазовая импульсная модуляция
При фазовой импульсной модуляции (ФИМ) по закону моду-
лирующего сигнала изменяется фазовая позиция (время излуче-
ния) периодической последовательности радиоимпульсов
(рис. 1.128). В один из полупериодов модулирующего сигнала (на
рис. 1.128 — в положительный полупериод) импульс генерируется
с опережением + Д/ по отношению к неподвижным тактовым точ-
кам, в другой — с отставанием —А/ относительно этих точек. Сме-
щение, или девиация, импульсов во времени должно быть пропор-
ционально мгновенному значению модулирующего сигнала. Ам-
плитуда модулируемых импульсов при ФИМ поддерживается по-
стоянной. Это позволяет при использовании ФИМ применять ам-
плитудное ограничение и повысить таким образом помехоустой-
чивость радиосвязи. Частотный спектр импульсов, модулирован-
ных по фазе, подобен спектру амплитудно-модулированных им-
пульсов, приведенному на рис. 1.160, е.
Один из возможных способов осуществления ФИМ предусма-
тривает использование промежуточной модуляции импульсов по
длительности — ШИМ. Процессы в таком фазово-импульсном мо-
дуляторе иллюстрируются схемой и графиками, приведенными на
рис. 1.162. На вход схемы поступает периодическая последова-
тельность прямоугольных немодулированных видеоимпульсов щ.
Эти импульсы запускают генератор пилообразного напряжения
(ГПН), вырабатывающий положительные пилообразные импуль-
сы напряжения ^2- ГПН представляет собой разновидность схемы
с разрядным пентодом. Входной импульс быстро заряжает кон-
денсатор, а затем этот конденсатор разряжается постоянным то-
ком через уменьшающееся по мере разряда внутреннее сопротив-
ление пентода. Модулирующее напряжение и3 изменяет началь-
ный уровень пилообразных импульсов по закону передаваемого
сигнала. Напряжение и4 воздействует на вход несимметричного
триггера, работающего в режиме реле уровня. Такой триггер за-
пускается передним крутым фронтом пилообразных импульсов.
Обратное опрокидывание триггера (восстановление исходного ре-
жима) происходит под действием заднего линейно падающего
фронта этих импульсов. Как видно из рис. 1.162 длительность
выходных прямоугольных импульсов триггера (напряжение и$)
изменяется по закону модулирующего сигнала, т. е. в схеме осу-
ществляется широтная импульсная модуляция (ШИМ). Преобра-
зование широтной импульсной модуляции в фазовую производится
с помощью дифференцирующей цепи. Отрицательные кратковре-
менные импульсы, возникающие на выходе дифференцирующей
цепи, под действием заднего фронта широтно-модулированных
прямоугольных импульсов используются для запуска генератора
импульсов (например, блокинг-генератора). Выходное напряже-
ние схемы и7 представляет собой последовательность кратко-
временных прямоугольных видеоимпульсов, промодулирован-
(ных по фазе. Девиация этих импульсов во времени Д/
197
пропорциональна мгновенному значению модулирующего на-
пряжения.
Следует отметить, что при использовании специальных комму-
тирующих электровакуумных приборов возможно осуществление
фазовой импульсной модуляции и без промежуточной широтной
модуляции.
Рис. 1.162. Структурная схема и графики, поясняющие про-
цессы осуществления фазовой импульсной модуляции
(ФИМ)
Основным преимуществом фазовой импульсной модуляции по
сравнению с амплитудной импульсной модуляцией является воз-
можность применения амплитудных ограничителей в радиоприем-
ных устройствах, поскольку такой ограничитель, устраняя ампли-
тудные помехи в фазово-модулированном напряжении, не нару-
шает закона модуляции.
ГЛАВА 2
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
1.	Структурные схемы приемников
Радиоприемное устройство предназначено для приема каких--
либо сообщений или сигналов, поступающих к нему в виде радио-
волн. Оно состоит из приемной антенны, приемника и оконечного
прибора.
Приемная антенна извлекает из окружающего пространства
очень небольшую часть энергии проходящих радиоволн и направ-
ляет ее в радиоприемник.
В приемнике осуществляется выделение полезных колебаний
и преобразование их к такому виду, который необходим для
работы оконечного прибора.
При помощи оконечного прибора воспроизводится, регистри-
руется или иным способом используется принятая информация.
В качестве оконечных приборов применяют акустические или
электронно-лучевые устройства, буквопечатающие, фотопечатаю-
щие и пишущие аппараты, а также механизмы управления раз-
личных автоматических и счетно-решающих систем.
Информация на входе приемника заключена в модулирован-
ных колебаниях высокой частоты. Их называют высокочастотны-
ми сигналами. Только один из них полезный. Это тот сигнал, ко-
торый принимается приемником в данный момент. По отношению
к нему все остальные сигналы являются помехами.
Принимаемый высокочастотный сигнал может быть модулиро-
ванным по амплитуде, частоте или фазе. Многие радиолокацион-
ные приемники принимают импульсно-модулированные колебания
(радиоимпульсы). Приемники телеграфных сообщений принимают
манипулированные колебания.
199
Рис. 2.1. Структурная схема простого
детекторного приемника
После значительного усиления избирательными усилителями
принятые высокочастотные колебания детектируются. В резуль-
тате детектирования получаются низкочастотные сигналы. Именно
они и являются носителями полезной информации, так как спо-
собны привести в действие оконечный прибор. Но для этого низ-
кочастотные (информационные) сигналы должны иметь опреде-
ленную мощность или напряжение. Поэтому в приемнике после
детектора обычно имеется усилитель низкой частоты или видео-
усилитель.
Более подробно последова-
тельность процессов в прием-
нике рассматривается приме-
нительно к его конкретной
схеме.
Несмотря на большое раз-
нообразие приемников, можно
выделить всего несколько ва-
риантов типовых структурных
схем.
На рис. 2.1 изображена структурная схема самого простого
приемника. Он называется детекторным. В этом приемнике всего
два элемента. Входная цепь (ВЦ) представляет собой одиночный
колебательный контур. За счет его резонансных свойств происхо-
дят выделение принимаемых высокочастотных колебаний и значи-
тельное подавление помех. Данный процесс называется частот-
ной избирательностью. Затем выделенные колебания детектиру-
ются. Созданный низкочастотный (информационный) сигнал при-
Рис. 2.2. Структурная схема детекторного при-
емника с видеоусилителем
водит в действие оконечный прибор. Успешная работа детектор-
ного приемника возможна только при относительно большой мощ-
ности принимаемых сигналов. Его достоинство заключается в от-
сутствии источников питания.
На рис. 2.2 приведена усложненная схема детекторного прием-
ника специального назначения. В нем после детектора имеется
многокаскадный видеоусилитель. Следовательно, данный прием-
ник предназначен для приема импульсных сигналов. Такие при-
емники применяются в некоторых радиолокационных системах
(например, маяках).
На рис. 2.3 показана обычная схема приемника прямого уси-
ления. Он отличается от детекторного приемника наличием уси-
200
лителя высокой частоты. В большинстве случаев УВЧ имеет один
или два резонансных каскада на лампах или транзисторах. При
числе каскадов более двух усилитель высокой частоты работает
неустойчиво. Он обладает склонностью к самовозбуждению. Из-за
такой опасности УВЧ не может иметь большого коэффициента
усиления. Отрицательной особенностью УВЧ является зависи-
мость его показателей от частоты усиливаемых колебаний. Усили-
тель низкой частоты содержит один или два каскада. Они выпол-
няются на лампах или транзисторах. Избирательными свойствами
УНЧ не обладает.
Рис. 2.3. Структурная схема приемника прямого
усиления
На рис. 2.4 изображена супергетеродинная схема радиолока-
ционного приемника. Ее типичной особенностью является наличие
преобразователя частоты (ПЧ) и усилителя промежуточной ча-
стоты (УПЧ). Остальные элементы такие же, как и в приемниках
прямого усиления. Преобразователь частоты состоит из смесителя
(С) и гетеродина (Г).
и
УПЧ + л	+
С
I Преселектор I
Г пр ~ Г Г fс
вч
^пч
t
Рис. 2.4. Структурная схема супергетеродинного приемника
импульсных сигналов
авыл
t

Супергетеродинная схема приемника является наиболее совер-
шенной и наиболее распространенной. Поэтому поясним ее более
подробно.
1)	Входная цепь служит переходным звеном от приемной ан-
тенны к входу первого усилительного каскада. Ее назначение
можно рассматривать с различных точек зрения. Выше было от-
мечено, что вследствие резонансных свойств колебательного кон-
тура входная цепь осуществляет предварительную частотную из-
бирательность полезных высокочастотных колебаний. К этому
201
можно добавить, что входная цепь обеспечивает согласование вол-
нового сопротивления антенного фидера с входным сопротивле-
нием приемника. Тем самым достигается возможно большее пре-
вышение напряжения сигнала над уровнем помех и шумов. По-
лезно также отметить, что входная цепь управляет работой пер-
вого усилительного каскада за счет энергии, принятой из окру-
жающего пространства. Мощность полезного сигнала входная
цепь не увеличивает.
2)	Усилитель высокой частоты в супергетеродинном приемни-
ке есть не всегда, поэтому он изображен пунктиром. Однако чаще
УВЧ имеется и обычно состоит из одного каскада. В этом избира-
тельном усилителе происходит преимущественное усиление коле-
баний полезного высокочастотного сигнала. Одно из главных тре-
бований к УВЧ радиолокационного приемника состоит в дости-
жении малого уровня внутренних шумов. Совокупность входной
цепи и УВЧ в любом супергетеродинном приемнике называют
преселектором. Преселектор осуществляет предварительно селек-
цию (избирательность) принимаемых сигналов.
3)	Преобразователь частоты состоит из смесителя и гетеро-
дина. Он осуществляет преобразование сигнала высокой частоты
в сигнал промежуточной частоты. Промежуточная частота ниже
несущей частоты принимаемого сигнала, но выше основных ча-
стот модуляции. Важной особенностью промежуточной частоты
является ее постоянство при любой настройке приемника. Дости-
гается это одновременной перестройкой контуров входной цепи,
УВЧ и гетеродина.
Гетеродин представляет собой автоколебательный генератор
малой мощности. Он создает непрерывные синусоидальные коле-
бания высокой частоты, которая несколько отличается от несущей
частоты принимаемого сигнала. Колебания гетеродина поступают
в смеситель и смешиваются там с колебаниями сигнала.
В результате смешивания двух колебаний разных частот об-
разуются так называемые биения. Частота биений равна разности
частот сигнала и гетеродина. Результирующее сложное колеба-
ние детектируется в смесителе и поэтому на выходе его полу-
чается сигнал разностной (промежуточной) частоты.
4)	Усилитель промежуточной частоты. Это многокаскадный
избирательный усилитель. Он выполняется на пентодах или тран-
зисторах. Отличительной особенностью УПЧ является постоянная
настройка его контуров. Они настраиваются один раз (на заво-
де) и в процессе эксплуатации приемника не перестраиваются.
Постоянная настройка контуров УПЧ позволяет иметь в нем
много каскадов, не склонных к самовозбуждению до 12 и более.
Технические показатели УПЧ не зависят от настройки приемника,
т. е. от настройки контуров входной цепи и УВЧ.
5)	Детектор радиолокационного приемника осуществляет пре-
образование радиоимпульсов промежуточной частоты в видеоим-
пульсы.
202
б)	Видеоусилитель увеличивает амплитуду импульсов до ве-
личины, обеспечивающей нормальную работу индикатора.
Рассмотренная структурная схема радиолокационного прием-
ника является неполной. Обычно в реальном приемнике имеются
еще автоматические системы. Наиболее часто к ним относятся си-
стема автоматической регулировки усиления (АРУ) и система ав-
томатической подстройки частоты гетеродина (АПЧ). До входной
цепи обычно включается разрядник защиты приемника. Прием-
ник необходимо защищать
от мощного зондирующего
радиоимпульса передат-
чика.
На рис. 2.5 приведена
структурная схема суперге-
теродинного приемника свя-
зи. Ее общее построение не
отличается от предыдущей
схемы. Показанные на ней
временные графики доста-
точно наглядно поясняют
основные процессы.
Специфическим недостат-
ком любого супергетеродин-
Рис. 2.6. Частоты полезного сигнала, гете-
родина и зеркальной помехи:
а — частота гетеродина выше частоты сигнала;
б — частота гетеродина ниже частоты сигнала
ного приемника является
вероятность нежелательного воздействия на его работу зеркаль-
ной помехи. Этой помехой называют такие высокочастотные ме-
шающие сигналы, которые, складываясь на входе смесителя с ко-
лебаниями гетеродина, образуют биенця с промежуточной ча-
стотой приемника. Если /с</г, то частота зеркальной помехи
/з.п^=/г+/пр. Если fc>fr, то /з.п=/г—/пр. Сказанное поясняется
рис. 2.6. Из него видно, что по отношению к частоте гетеро-
203
дина зеркальная помеха и полезный сигнал симметричны. По-
этому зеркальную помеху иногда называют симметричной по-
мехой.
Для устранения приема зеркального сигнала требуется не до
пустить его до преобразователя частоты. Эту задачу должен ус-
пешно выполнять преселектор, т. е. входная цепь приемника и
УВЧ.
Мешающие сигналы «соседней» станции (т. е. близкие по ча-
стоте к полезному сигналу) устраняются преимущественно в
УПЧ. В преселекторе они только слегка ослабляются.
Кроме обычных супергетеродинных приемников применяются
приемники с двойным, а иногда и с тройным преобразованием
частоты. Возможны также приемники гетеродинные, регенера-
тивные и сверхрегенеративные. Чаще всего они имеют узкоспе-
циальное назначение.
2.	Основные показатели приемника
Радиоприемник характеризуется определенными качественны-
ми показателями.
1)	Чувствительность характеризует способность приемника ус-
пешно принимать слабые сигналы.
Чувствительностью приемника называется наименьшая вели-
чина полезного сигнала в приемной антенне, способная обеспечить
нормальную работу оконечного прибора. Условия нормальной ра-
боты оконечного прибора специально оговариваются.
Измерять чувствительность можно по напряжению (в микро-
вольтах), по мощности (в микроваттах) или по напряженности
поля сигнала в месте приема (в милливольтах на метр). Чувст-
вительность по напряжению определяют у приемников длинных,
средних и коротких волн. В диапазоне УКВ (особенно на санти-
метровых волнах) ее обычно измеряют по мощности. Измерение
чувствительности по напряженности поля характерно для при-
емников с магнитной (ферритовой) антенной. Чувствительность
приемника зависит от его коэффициента усиления и внутренних
шумов.
Коэффициент усиления приемника измеряют при его точной на
стройке на частоту принимаемых колебаний. При расстройке при-
емника его усиление и чувствительность понижаются.
Величина внутренних шумов приемника в основном опреде-
ляется сигнальным трактом. К этому тракту (или части приемни-
ка) относятся входная цепь, УВЧ и преобразователь частоты.
Уровень шумов на выходе приемника также зависит от полосы
пропускания УПЧ.
На практике измерение чувствительности производится путем
подачи испытательного сигнала на вход приемника через эквива-
лент антенны. Испытательный сигнал получается от измеритель-
204
НогО генератора. Он должен быть синусоидальным, непрерывным
и иметь нормальную модуляцию. Если она амплитудная, то глу-
бина ее соответствует ш = 0,3, а частота модуляции Е = 400 гц
(или 1000 гц). Если определяется чувствительность приемника ЧМ
сигналов, то девиация частоты испытательного сигнала обычно со-
ставляет 30% максимально допустимой.
Чувствительность радиолокационных приемников часто оцени-
вается коэффициентом шума. Он определяется подачей на согла-
сованный вход приемника так называемых «белых» шумов. Их
уровень устанавливается равным уровню собственных шумов при-
емника. О равенстве этих уровней судят по удвоению мощности
шума на выходе приемника.
Более подробно о шумах и коэффициенте шума рассказано
в § 3. Там же дано понятие о реальной и предельной чувствитель-
ности радиолокационных приемников.
2)	Избирательность приемника характеризует его способность
отделять полезный высокочастотный сигнал от всех мешающих
сигналов (т. е. помех), которые возникают в приемной антенне
На практике наиболее опасны помеха от соседней станции и зер-
кальная помеха.
Избирательность по соседнему каналу обеспечивается усилите-
лем промежуточной частоты. Избирательность по зеркальному ка-
налу обеспечивается преселектором.
Физическая суть частотной избирательности заключается в
преимущественном (избирательном) усилении полезного сигнала.
Такое усиление получается за счет использования резонансных
свойств колебательных контуров.
Количественная оценка избирательности приемника в целом
или его отдельных частей осуществляется при помощи коэффи-
циента избирательности и коэффициентов прямоугольности ча-
стотной характеристики. Приблизительно об избирательности
приемника можно судить по его полосе пропускания.
Коэффициент частотной избирательности приемника равен от-
носительному ослаблению его чувствительности при заданной рас-
стройке, что равноценно ослаблению помехи в такое же число
раз.
Величина расстройки, выбираемой для определения избира-
тельности по соседнему каналу, зависит от назначения приемника,
его диапазона, вида модуляции и других причин. У связных и ра-
диовещательных приемников длинных, средних и коротких волн
избирательность по соседнему каналу определяют для расстрой-
ки А/= 10 кгц.
Избирательность по зеркальному каналу у всех приемников
определяется для расстройки A/=2frjp, т. е. равной удвоенной про-
межуточной частоте.
С небольшой точностью определение избирательности прием-
ника можно осуществлять по его частотной характеристике. При-
205
мер возможной частотной характеристики приемника приведен на
рис. 2.7.
По вертикальной оси данного рисунка отложено относитель-
ное усиление

где /Со — коэффициент усиления на резонансной частоте, т. е.
при Д/=0;
К—коэффициент усиления на произвольной частоте, т. е.
при различной величине ДД
Если, например, частота помехи отличается от частоты полез-
ного сигнала на Д/Л то в этом случае на выходе приемника от-
Рис. 2.7. Пример частотной (резонансной)
характеристики приемника
ношение сигнала к помехе
больше чем на входе в
10 раз. Достигнуто это за
счет преимущественного
усиления полезного сигна-
ла. В данном примере он
усиливается в 10 раз боль-
ше, чем помеха.
Из сказанного следует,
что определить избиратель-
ность приемника—это зна-
чит узнать во сколько раз
(или на сколько децибел)
ослабляется конкретная по-
меха по сравнению с полез-
ным сигналом в процессе их
одновременного прохожде-
ния через избирательный
тракт приемника.
Поэтому уравнение избирательности имеет следующий вид:
1
а == —
У
Ко
К
где а—коэффициент избирательности или просто избирательность
при заданной расстройке.
Если, например, при Д/=Д/' получается #1=0,1, то oi = 10. Вели-
чина ci показывает, что данная помеха ослабляется в 10 раз.
В дальнейшем индексы при обозначении а всегда будут соответ-
ствовать конкретной помехе. Избирательность (точнее коэффи-
циент избирательности) по соседнему каналу будем обозначать
ас.к, а избирательность по зеркальному каналу а3.к.
206
Выше отмечалось, /что избирательность приемника можно
определять в децибелах. Тогда имеются ввиду следующие соот-
ношения:
ас.к (дб) 20 1g °с. kJ	(2.1)
°з. к (дб) = 20 1g <53. к •	(2.2)
Наиболее часто избирательность приемника по соседнему ка-
налу бывает 30—50 дб. По зеркальному каналу избирательность
обычно меньше. Она бывает 15—40 дб.
Лучшая избирательность приемника по соседнему каналу объ-
ясняется тем, что она обеспечивается многокаскадным усилителем
промежуточной частоты с большим числом контуров. Преселек-
тор же обычно содержит только два колебательных контура.
К тому же их эквивалентная добротность ниже, чем у контуров
усилителя промежуточной частоты. Избирательность по зеркаль-
ному каналу уменьшается с повышением частоты настройки при-
емника. Избирательность по соседнему каналу не зависит от ча-
стоты принимаемых колебаний, так как контуры каскадов УПЧ
не перестраиваются.
3)	Полоса пропускания приемника характеризует качество его
работы. Чем она шире, тем меньше искажений претерпевают в
нем усиливаемые сигналы. Однако при слишком широкой полосе
пропускания велико влияние внешних помех и внутренних шумов,
а они ограничивают чувствительность приемника. Кроме того,
расширение полосы пропускания приводит к ухудшению избира-
тельности приемника.
Сочетание хорошей избирательности с достаточной полосой
пропускания получается в том случае, когда частотная характе-
ристика приемника близка к прямоугольной. Частотную характе-
ристику примерно прямоугольного вида получают за счет приме-
нения связанных контуров или при помощи особой настройки
одиночных контуров различных каскадов приемника. Примеры ча-
стотных характеристик, поясняющие взаимную связь полосы про-
пускания приемника с его избирательностью, приведены на
рис. 2.8.
В верхней части этого рисунка показаны частотные спектры
трех станций, близких по частоте. Приемник настроен на часто-
ту f”0. Для неискаженного приема он должен равномерно усили-
вать все боковые частоты принимаемой станции и не усиливать
сигналы соседних станций.
На нижней части рисунка показаны возможные варианты ча-
стотных характеристик приемника с необходимыми пояснениями.
Полоса пропускания является условным понятием, так как
можег определяться на различных уровнях частотной характери-
стики. Наиболее часто ее определяют на уровне 0,707 от макси-
мального и обозначают 2Д/0,7 или JL0,7-
У связных телефонных приемников с амплитудной модуляцией
2Д/о,7<5—6 кгц. У радиовещательных приемников полоса пропу-
скания 6—12 кгц при амплитудной модуляции и 200—300 кгц при
207
частотной модуляции. У телевизионных приемников полоса про-
пускания значительно шире (3—15 Мгц).
У импульсных радиолокационных приемников полоса пролу-
скания обычно соответствует уравнению
Wo,7«
1 -4-4
где ти — длительность принимаемых радиоимпульсов.
приемника:
а — желательная форма резонансной характеристики; б — хорошая из-
бирательность, но малая полоса пропускания; в — широкая полоса
пропускания, но плохая избирательность; г — хорошая избирательность
и достаточная полоса пропускания
4.	Выходная мощность или выходное напряжение, обеспечи-
вающие нормальную работу оконечного прибора. В приемниках
связи и в радиовещательных приемниках оконечный прибор по-
требляет определенную мощность. Она должна обеспечиваться
выходным каскадом приемника. Обычно это единицы ватт или
доли ватта.
В радиолокационных приемниках оконечным прибором являет-
ся электронно-лучевая трубка. Для ее нормальной работы требу-
ются видеоимпульсы с амплитудой в несколько десятков вольт.
Их мощность может быть небольшой.
5.	Диапазон рабочих волн. Он зависит от назначения прием-
ника. В пределах рабочего диапазона приемник обычно может
перестраиваться. Перестройка бывает плавной или дискретной.
При плавной настройке прием возможен на любой волне диапа-
зона. При дискретной настройке прием осуществляется только на
фиксированных волнах. Очень часто весь диапазон рабочих волн
208
разделяется на несколько поддиапазонов. Коэффициент перекры-
тия поддиапазона обычно не бывает больше трех.
Приемники различных диапазонов волн заметно отличаются
конструктивным выполнением преселектора и преобразователя ча-
стоты.
§ 2. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ ОБ УСИЛИТЕЛЯХ
1.	Классификация усилителей
Усилителем называется устройство, предназначенное для уве-
личения мощности электрических колебаний (сигналов) без изме-
нения их формы или частотного спектра. Однако на практике ис-
пользуют три термина: усилитель мощности, усилитель напряже-
ния и усилитель тока. Эти термины условны, но достаточно об-
основаны.
В усилителе мощности основной задачей является выделение
определенной мощности на полезной нагрузке, а выходное на-
пряжение не имеет значения. Оно может быть даже меньше, чем
на входе.
В усилителе напряжения режим работы выбирается так, чтобы
выходное напряжение сигнала получалось возможно больше вход-
ного. При этом величина выходной мощности не имеет сущест-
венного значения, хотя она, конечно, больше, чем на входе.
В усилителе тока интересуются только этим параметром сиг-
нала, а его мощность и напряжение не имеют значения.
В указанном смысле в радиоприемниках преобладают усили-
тели напряжения и только его оконечный каскад обычно можно
назвать типичным усилителем мощности.
Усилители радиоприемника можно разделить на избиратель-
ные и неизбирательные. Избирательными являются усилители ко-
лебаний высокой и промежуточной частоты. К неизбирательнььм
относятся усилители низкой частоты и видеоусилители.
В настоящее время встречаются различные названия усили-
телей, применяемых до преобразователя частоты. Их называют
усилителями высокой частоты (УВЧ), усилителями радиочасто-
ты (УРЧ), усилителями частоты принимаемого сигнала (УЧС),
усилителями сигнальной частоты (УСЧ) и т. п.
Усилительные каскады можно также классифицировать по спе-
цифическим признакам. Отметим только некоторые из них.
1.	По способу включения лампы или транзистора усилитель-
ные каскады бывают: с общим катодом, с общей сеткой, с общим
анодом, с общим эмиттером, с общей базой и с общим коллекто-
ром. К особой группе относят усилительные каскады с разделен-
ной нагрузкой.
2.	В зависимости от вида нагрузки лампы или транзистора
каскад может быть резисторный (реостатный), трансформаторный
или дроссельный. Иногда применяют комбинированную нагрузку,
209
тогда получается каскад резисторно-трансформаторный или рези-
сторно-дроссельный.
3.	По числу усилительных приборов в каскаде их делят на
однотактные и двухтактные. Самостоятельные группы составляют
каскодные усилители и усилители на составных транзисторах.
4.	В особые группы выделяют усилители колебаний СВЧ: на
лампах бегущей волны, на туннельных диодах, параметрические
усилители, молекулярные усилители и другие.
2.	Реальный и испытательный сигнал
В любом усилителе усиление электрических сигналов осуще-
ствляется путем преобразования энергии источника питания. Дан-
ный процесс возможен благодаря использованию усилительного
прибора. Наиболее часто усилительным прибором является лам-
па или транзистор. Управление усилительным прибором осуще-
ствляет полезный сигнал.
Источник полезного сигнала обладает электродвижущей си-
лой и внутренним (выходным) сопротивлением. Форма ЭДС ре-
ального сигнала обычно бывает сложной и разнообразной.
Следовательно, реальный сигнал содержит много гармоничных
составляющих. Он имеет определенную полосу рабочих частот.
Для упрощения теоретических расчетов усилителей обычно
считают, что входной сигнал является синусоидальным, т. е. пред-
ставляет собой простейшее одночастотное колебание. Такой сиг-
нал будем называть испытательным, так как с его помощью мож-
но выяснять (теоретически или экспериментально) частотные, ам-
плитудные и энергетические свойства любого усилителя. С по-
мощью испытательного сигнала можно так же определять вход-
ное и выходное сопротивления усилителя.
Под частотными свойствами усилителя понимают его способ-
ность усиливать синусоидальные сигналы различной частоты. Эта
способность усилителя характеризуется частотной характери-
стикой.
Под амплитудными свойствами усилителя понимают его спо-
собность усиливать сигналы различной величины (амплитуды).
Эта способность усилителя характеризуется амплитудной харак-
теристикой.
Под энергетическими свойствами усилителя понимают эффек-
тивность процесса преобразования энергии источника питания в
энергию полезных выходных сигналов. Эта способность усилителя
характеризуется его коэффициентом полезного действия и другими
энергетическими величинами.
Для выяснения частотных свойств усилителя необходимо из-
менять частоту испытательного сигнала, а его величину иметь
достаточно малой.
Для выяснения амплитудных свойств усилителя необходимо
изменять величину (амплитуду) испытательного сигнала, а его
210
частота должна быть средней из полосы частот реального сиг-
нала. .
Для выяснения энергетических свойств усилителя определяют
его КПД и нелинейные искажения при заданной величине испыта-
тельного сигнала. Обычно энергетические свойства определяют
только в усилителях мощности.
Источником испыта-
тельного сигнала может
быть измерительный ге-
нератор. В дальнейшем
будем обозначать мгно-
венное значение ЭДС ис-
точника сипнала еи.с, дей-
ствующее значение Еи.с и
Рис. 2.9. Условное изображение
синусоидального испытательного сигнала:
«вх — напряжение на входе усилителя (мгновенное
значение)
источника
амплитудное значение
£ши.с. Внутреннее (вы-
ходное) сопротивление
источника сигнала обо-
значим в общем случае ZH.C, а если оно активно, то /?и.с. Услов-
ное изображение источника испытательного сигнала показано
на рис. 2.9.
В дальнейшем тексте этой книги будут рассматриваться чаще
такие режимы,' при которых
сигнала допустимо считать активным.
сопротивление источника входного
3.	Обобщенная схема усилителя
Любой усилитель может быть представлен схемой, изображен-
ной на рис. 2.10. Она верна для усилителя с любым числом кас-
кадов.
Рис. 2.10. Обобщенная схема усилителя
Из схемы видно, что усилитель имеет три цепи: входную, вы-
ходную и цепь обратной связи.
Входная цепь усилителя характеризуется входным сопротив-
лением ZBX. Оно может быть комплексным, реактивным или ак-
тивным (рис. 2.11).
Выходная цепь усилителя характеризуется величиной ЭДС ус-
ловного эквивалентного генератора еВых и его выходным (внутрен-
ним) сопротивлением ZBblx. Данный генератор является матема-
211
Тйческой абстракцией, но в теоретических расчетах выступает в
роли реального устройства. Если выходное сопротивление усили-
теля можно считать активным, то его обозначают /?Вых.
Цепь обратной связи характеризуется сопротивлением Z0,c. Эта
цепь может быть искусственной или паразитной. В последнем слу-
чае она нежелательна. Обратная связь в усилителе отсутствует,
если Z0.c = oo. В дальнейшем будем считать усилитель однокас-
кадным.
Пользуясь обобщенной схемой усилителя, обратим внимание
на три типичных режима работы входной цепи усилительного ка-
скада;
Рис. 2.11. Варианты входной цепи усилителя:
а — емкостное входное сопротивление (характерно для ламповых
усилителей низкой частоты и для видеоусилителей); б — активное
входное сопротивление (характерно для транзисторных усилителей
низкой частоты); в — комплексное входное сопротивление (харак-
терно для ламповых усилителей высокой частоты); г — комплекс-
ное входное сопротивление (характерно для транзисторных усили-
телей высокой частоты)
— если ZBX^>ZH. с, то Ети.с, а входной ток очень мал;
в этих условиях заданной величиной входного сигнала удобно
считать напряжение и усилительный каскад допустимо называть
усилителем напряжения;
— если ZBX<C^ZH. с, то t/твх — О; в этом случае заданной ве-
личиной входного сигнала удобнее считать ток, а усилительный
каскад допустимо называть усилителем тока;
— если Zbx^Zh.c, то заданной величиной входного сигнала
можно считать напряжение или ток; усилительный каскад, рабо-
тающий в таких условиях, предпочитают называть просто усили-
телем (предварительный усилитель, промежуточный усилитель,
предоконечный усилитель).
Все эти названия условны и резкого различия между ними нет.
Следует помнить, что электрический сигнал почти всегда пред-
ставлен тремя компонентами: напряжением, током и мощностью.
Можно также говорить об энергии сигнала, но пользоваться этим
понятием в расчетах неудобно.
4.	Основные показатели усилителя
Эффективность работы усилителя оценивается по ряду его по-
казателей. Все они определяются применительно к испытатель-
ному сигналу. Основными из них являются:
212
1)	Коэффициент усиления по напряжению Ки. Он показывает,
во сколько раз напряжение сигнала на выходе усилителя отли-
чается от напряжения на входе.
-х- Вых _ -	Вь1Х
и ^вх	U т вх
(2.3)
Практически может быть 7CW>1.
Поскольку коэффициент усиления является относительной ве-
личиной, его можно определять в децибелах:
^(a5) = 2°lg^-	(2-4)
2)	Коэффициент усиления по току Кг Он показывает, во сколь-
ко раз ток сигнала на выходе усилителя отличается от тока сиг-
нала на входе:
I/-___^вых  Ли вых
]	1
7 вх	1т вх
Практически может быть 1.
В децибелах
(2.5)
^(^ = 20^^.	(2.6)
3)	Коэффициент усиления по мощности Кр. Он показывает, во
сколько раз мощность сигнала на выходе усилителя больше, чем
на входе:
В
В
rs , -^ВЫХ  Uвых * 4ы
Р	и -I
-'вх	ивх 7вх
любом усилителе Др>1.
децибелах
(2.7)
р (дб) Ю IgTCp.
4)
(2.8)
Входное сопротивление усилителя. Это есть сопротивление
между входными зажимами усилителя при условии, что к ним
подведено напряжение испытательного сигнала:
у ____________________________ UВХ___Um ъх
^ВХ	Т	т
увх	1пг вх
(2.9)
Если входное сопротивление усилителя и внутреннее сопро-
тивление источника сигнала активны по характеру, то тогда спра-
ведливо следующее соотношение:
^,х = ^и.с--ь-♦	(2.10)
^вх Г /'и. с
Большое входное сопротивление является достоинством усили-
теля.
5)	Выходное сопротивление усилителя.
Это есть сопротивление между выходными зажимами усили-
теля, при условии, что ЭДС источника входного сигнала равна
нулю, а сопротивление внешней нагрузки ZH отключено.
213
Рис. 2.12. Испытательный сиг-
нал на входе и выходе усили-
теля при наличии несиммет-
ричных нелинейных искаже-
ний
Выходное сопротивление усилителя рассчитывается по его
эквивалентной схеме для области средних рабочих частот. Обыч-
но его можно считать активным. Более подробно выходное сопро-
тивление усилителя будет рассмотрено дальше.
6)	Коэффициент усиления по ЭДС сигнала Ке.
При сравнении свойств ряда усилителей коэффициент усиле-
ния каскада по напряжению Ки может оказаться малопоказатель-
ной величиной. В этих случаях сравнивают выходное напряжение
и ЭДС источника входного сигнала. Результатом такого сравне-
ния является коэффициент усиления
по ЭДС сигнала:
=	=	.	(2.11)
^и. с	и. с
В дальнейшем мы будем пользо-
ваться коэффициентом Ке только в
случаях особой необходимости,. Оче-
видно, ЧТО Ке= -Г------- 'Ки,
Во многих случаях (особенно в
ламповых усилителях) коэффициент
усиления по напряжению обозначают
символом К (т. е. без индекса).
7)	Нелинейные искажения сигнала.
Причиной нелинейных искажений
характеристик усилительных прибо-
ров и трансформаторов. В результате нелинейных искажений из-
меняется форма усиливаемого сигнала. Так, например, испыта-
тельный сигнал на выходе усилителя (напряжение или ток) может
оказаться несинусоидальным при идеальной форме его на входе
(рис. 2.12).
Степень искажения формы выходного испытательного сигнала
можно оценить при помощи коэффициента гармоник. Он пред-
ставляет собой квадратный корень из отношения мощности, вы-
деляемой на активной нагрузке всеми высшими гармониками Рг,
к мощности создаваемой первой гармоникой Р{:
сигнала является кривизна
Если сопротивление ник, то:	нагрузки /?н	одинаково для всех		гармо-
А =	J-./2 .D = 2 ml	1 2	. RB ’	
^2 =	— ./2 ./? = 2 m2	1 2	’ R« ’	
Л =	J-./2 •/? = 2 m3 Ан	1 2	С R» •	
214
Таким образом, при активной нагрузке справедливы уравне-
ния:
7т2+7гоЗ+Zm4 + •••	\^ит2 + Um3 + LГт4 + • • •
= ---------’ <2ЛЗ)
Для определения амплитуды гармоник выходного тока и на-
пряжения разработаны специальные графические и аналитические
методы (см. § 5).
Коэффициент гармоник принято выражать в процентах. У хо-
роших усилителей Кг = 2—5%. Экспериментально .коэффициент
гармоник измеряется при помощи специальных измерительных
приборов.
8)	Частотные искажения сигнала. Частотные искажения воз-
никают в усилителе при усилении сложных реальных сигналов, со-
стоящих из совокупности простейших гармонических составляю-
щих. Мы их назвали рабочими частотами реального сигнала. Суть
искажений состоит в неодинаковом усилении колебаний различ-
ной частоты.
Причиной неравномерного усиления являются реактивные эле-
менты усилителя. К ним относятся колебательные контуры, кон-
денсаторы связи, емкости монтажа, междуэлектродные емкости
усилительных приборов, индуктивности и емкости трансформато-
ров. В транзисторных усилителях частотные искажения в обла-
сти верхних рабочих частот могут возникать из-за инерционности
свободных носителей заряда.
В результате частотных искажений нарушается нормальное со-
отношение амплитуд элементарных составляющих усиливаемого
сигнала. Поэтому его форма на выходе усилителя оказывается не
такой, как на входе, хотя новых частот в составе сигнала не по-
является (считаем, что уровень сигнала небольшой и нелинейные
искажения отсутствуют).
Наибольший вред от частотных искажений получается в уси-
лителях низкой частоты й в импульсных усилителях. Менее ощу-
тимы они в усилителях колебаний высокой и промежуточной ча-
стоты.
Наиболее полное суждение о частотных искажениях получает-
ся из частотной характеристики усилителя *. Их можно оценивать
также при помощи коэффициентов частотных искажений. Эти
коэффициенты определяют преимущественно в усилителях низкой
частоты.
Коэффициент частотных искажений М равен отношению уси-
ления на средних частотах усилителя к усилению на заданной ча-
стоте
М==(2.14)
* Эту характеристику усилителя часто называют амплитудно-частотной.
215
В области средних частот усиление равномерно, т. е. К=Кс, и
поэтому Л1с = 1. С отходом от этой области /частотные искажения
возрастают, так как коэффициент усиления изменяется. В обла-
сти нижних частот обозначим его Кн, а в области верхних ча-
стот Кв- Сказанное поясняется рис. 2.13, где изображен пример
частотной характеристики усилителя низкой частоты.
Коэффициенты частотных искажений часто определяют на гра-
ничных рабочих частотах /н.г и /в.г- Будем их соответственно обо-
значать /Ин.г и Л4в.г. Обычно допустимо иметь 7ИНГ» 7ИВГ <	.
Рис. 2.13. Пример частотной характеристики усилителя низ-
кой частоты
Спектр частот, заключенный между граничными частотами /н.г
и /в.г, называют полосой пропускания усилителя. Обозначим его
А/. Тогда Д/=/в.г — /н.г- Полоса пропускания усилителя является
условной величиной, так как его граничные частоты могут соот-
ветствовать различным коэффициентам частотных искажений.
Если допустимо иметь Мн,г = Мв.г= 2, то тогда на граничных
частотах Кн.г. = /Св.г. =	== 0>707 -7Сс. Такой метод определе-
ния граничных частот усилителя, а следовательно, и его полосы
пропускания очень распространен.
9.	Фазовые искажения сигнала.
Фазовые искажения возникают в усилителе одновременно с ча-
стотными искажениями, так как обуславливаются одними и теми
же элементами схемы. Они нарушают нормальные фазовые сдви-
ги между различными гармоническими составляющими усиливае-
мого сигнала и дополнительно изменяют его форму.
Ухо человека фазовых искажений не воспринимает. Поэтому
при расчете усилителей звуковой частоты фазовые искажения
обычно не учитывают. В усилителях импульсных сигналов фазо-
вые искажения могут явиться одной из причин изменения формы
усиливаемых импульсов.
10.	Динамический диапазон усилителя Д.
Это есть отношение максимально допустимого напряжения
входного испытательного сигнала к минимально допустимому.
Данное понятие показывает, что усилитель не может усиливать
216
сигналы очень малой величины (они заглушаются шумами) и
сигналы слишком большой величины (их форма чрезмерно иска-
жается).
Динамический диапазон усилителя определяется в децибелах
по уравнению
Д(вб} =201g-^^.
' '	t>BX. мин
§ 3.	ВНУТРЕННИЕ ШУМЫ И ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ
РАДИОЛОКАЦИОННОГО ПРИЕМНИКА
1.	Общие сведения о внутренних шумах приемника
Современное состояние радиотехники позволяет создавать при-
емники с любым коэффициентом усиления. Однако это не зна-
чит, что приемник с очень большим усилением может принимать
сколь угодно слабые, сигналы. Объясняется это тем, что вместе
с полезными сигналами на антенну радиоприемного устройства
воздействуют внешние радиопомехи, а в самом приемнике возни-
кают внутренние шумы.
Внешние радиопомехи естественного происхождения проявля-
ются только на сравнительно длинных волнах. В диапазоне ме-
тровых волн они весьма малы, а в диапазоне дециметровых и
сантиметровых волн их практически нет. Поэтому на работу ра-
диолокационных приемников внешние радиопомехи влияния не
оказывают.
Внутренние шумы сильно влияют на важнейший параметр ра-
диолокационного приемника — чувствительность. Они ограничи-
вают ее величину.
Шумы представляют собой небольшие хаотические напряже-
ния и токй, возникающие на входе приемника и во всех его це-
пях в силу различных причин. Напряжение шумов усиливается
наравне с полезными сигналами и на трубке индикатора прояв-
ляется в виде беспорядочных мерцаний экрана (рис. 2.14). В ре-
зультате этого затрудняется наблюдение за сигналами, отражен*
ными от целей.
Напряжение шумов, действующее на входе приемника, усили-
вается всеми его каскадами. Эти шумы и оказывают наибольшее
влияние на работу приемника. Поэтому приемник стараются скон-
струировать так, чтобы в первых его каскадах напряжение полез-
ного сигнала было по возможности больше напряжения шумов.
Только в этом случае на выходе приемника амплитуда видеоим-
пульсов может быть больше амплитудного значения шумов
(рис. 2.15).
Источниками шумовых токов и напряжений в приемнике яв-
ляются активные сопротивления, антенна и усилительные приборы.
217
г
Рис. 2.14. Экраны индикаторов радиолокационных станций:
а — индикатор с линейной разверткой одностороннего отклонения; б — индикатор
с растровой разверткой; в — индикатор с линейной разверткой двухстороннего от-
клонения; г — индикатор с кольцевыми развертками (П — прямой импульс передат-
чика; Ц — импульс, отраженный от цели; МП — местные предметы; Ш — шумы)
Отраженный
сигнал
Напряжение
z шумов
ивых1{
I । Видеоимпульс (сигнал]
Напряжение шумов


t
А
Рис. 2.15. Напряжение отраженных сигналов на входе
и выходе радиолокационного приемника при наличии
внутренних шумов
218
2.	Тепловые шумы
Всякий проводник содержит множество свободных электронов,
которые находятся в непрерывном хаотическом движении. Ско-
рость свободных электронов в проводнике зависит от его темпе-
ратуры и возрастает при ее повышении. Хаотическое перемещение
электронов в проводниках принято называть шумовыми флюктуа-
циями, а возникающую на концах проводника разность потенциа-
лов — шумовым напряжением.
Форма шумового напряжения сложна, так как хаотическое пе-
ремещение электронов в проводнике не является периодическим.
Поэтому частотный спектр шумового напряжения очень широк и
содержит составляющие от самых низких до самых высоких ча-
стот. Ввиду случайности и кратковременности хаотического пере-
мещения свободных электронов все частотные составляющие шу-
мового напряжения имеют одинаковые амплитуды. Величина шу-
мового напряжения [7ШТ тем больше, чем больше активное сопро-
тивление проводника и чем выше его температура.
Вредное воздействие на работу приемника оказывают только
те частотные составляющие шумового напряжения, которые вхо-
дят в полосу пропускания приемника и усиливаются его усили-
тельными каскадами.
Если между сеткой и катодом первой лампы приемника вклю-
чить активное сопротивление R, то на сетке лампы появится на-
пряжение теплового шума. Теоретически доказано, что действую-
щее значение такого напряжения равно
С7ш.т = К4йГ/?-2Д/,	(2.15)
где k—постоянная Больцмана, равная 1,38*10-23 джоулей на
градус; это средняя кинетическая энергия теплового
движения одного свободного электрона в проводнике,
температура которого равна одному градусу Кельвина;
Т — реальная температура резистора R в градусах Кель-
вина;
7? — активное сопротивление (в омах), создающее напряже-
ние теплового шума н-а входе приемника;
2Д/—полоса пропускания приемника в герцах.
При теоретических расчетах напряжения теплового шума при-
нято полагать, что шумящее сопротивление имеет температуру
290° Кельвина. Она считается стандартной комнатной температу-
рой и соответствует 17° С. При такой температуре формула (2.15)
может быть написана в следующем виде:
С7ш.т«=-1-^^72Д7;	(2.16)
где 7?—сопротивление, создающее напряжение теплового шума,
ком-,
2 А/—полоса пропускания приемника в кгц;
219
Um.?—действующее значение напряжения теплового шума
в мкв.
Если на входе радиоприемника включен колебательный кон-
тур, то напряжение тепловых шумов на контуре при комнатной
температуре равно
=	(2Л7)
где Л?э — резонансное сопротивление контура.
Напряжение 1/ш.т бывает порядка единиц микровольт.
3.	Шумы приемной антенны
В приемной антенне ЭДС шумов возникает по многим при-
чинам. Поэтому она больше ЭДС теплового шума ее полного ак-
тивного сопротивления. Однако тепловые шумы в антенне радио-
локационного приемника являются основными.
Ra 1	з
Антенна Фидер Вход приемника
Рис. 2.16. Эквивалентная схема приемной антенны
как генератора шумов:
/ и 2 — входные зажимы антенны; 3 и 4 — входные зажимы
приемника
Происхождение дополнительных шумов обусловлено термоди-
намическим обменом энергии между антенной и окружающей сре-
дой, в которой происходит непрерывное тепловое движение раз-
личных частиц. Кроме того, антенна принимает шум космического
пространства, частотный спектр которого совпадает со спектром
тепловых шумов.
С точностью, вполне достаточной для практики, можно опреде-
лить ЭДС шумов радиолокационной антенны по формуле
£ш.а = К4АГ.Яа-2Д/.	(2.18)
Сопротивление /?а практически равно сопротивлению излуче-
ния антенны и обычно бывает в пределах 40—70 ом.
Как генератор шума приемную антенну можно заменить схе-
мой, представленной на рис. 2.16, в которой к ее зажимам под-
ключен фидер, соединяющий антенну с приемником,
220
Если антенна согласована с приемником, а потери энергии в
фидере малы, то напряжение тепловых шумов антенны, действую-
щее на входе приемника, равно
67ш.вх =	= ПГ/?а-2Д/.	(2.19)
Мощность тепловых шумов антенны, отдаваемая приемнику,
при выполнении условий согласования равна
7/2	pl
Рш. вх =	= kT  2Д/.	(2.20)
Эта величина называется номинальной мощностью шумов на
входе приемника.
В формуле (2.20) произведение kT есть энергия тепловых шу-
мов антенны, отдаваемая приемнику на один герц его полосы про-
пускания. Номинальная мощность, отдаваемая приемнику, не за-
висит от типа приемной антенны и ее конструкции. Она одинакова
для всех антенн.
4.	Ламповые шумы
Шумы электронных ламп создаются из-за неравномерного вы-
лета электронов из катода, хаотического перераспределения элек-
тронов между положительными электродами лампы, а также за
счет появления индуктированных токов в цепи управляющей сет-
ки и других причин. В результате указанных причин количество
электронов, прилетающих к аноду, непрерывно изменяется (даже
при строго постоянных напряжениях на электродах лампы). Про-
цесс неравномерного вылета электронов из катода называется дро-
бовым эффектом.
Небольшие беспорядочные изменения анодного тока лампы
создают на сопротивлении анодной нагрузки шумовое напряже-
ние. которое подается на управляющую сетку следующей лампы
и усиливается вместе с полезными сигналами. Отсюда ясно, что
наиболее вредное влияние на работу приемника оказывают шумы
его первой лампы, так как они усиливаются наибольшим числом
каскадов. Поэтому с точки зрения уменьшения внутренних шумов
приемника особо важное значение имеет правильный выбор пер-
вой лампы приемника и режима ее работы.
Переменные составляющие шумового напряжения, возникаю-
щего на сопротивлении анодной нагрузки за счет флюктуаций
анодного тока, распределены по частотному спектру так же рав-
номерно, как и составляющие теплового шума.
Шумовое сопротивление усилительной
лампы
Для сравнения различных ламп по их шумовым свойствам ус-
ловились считать, что флюктуации анодного тока создаются на-
пряжением тепловых шумов, возникающим на воображаемом шу-
221
мовом сопротивлении /?Шл, включенном между сеткой и катодом.
Сама же лампа рассматривается как идеальная (нешумящая).
Температура шумового сопротивления считается равной 290° К.
Шумовое сопротивление лампы рассчитывается теоретически и
может быть определено экспериментально. Ориентировочная ве-
личина шумового сопротивления усилительного триода находится
по формуле
(2-21)
где S — крутизна рабочего участка сеточной динамической харак-
теристики лампы.
Зная шумовое сопротивление лампы, легко определить напря-
жение ламповых шумов, действующее на ее сетке, по формуле
иш.л = -^УНш.л-^,	(2.22)
где 17ШгЛ — напряжение шумов лампы, действующее на ее управ-
ляющей сетке, мкв;
/?ш>л— шумовое сопротивление лампы, ком;
2&f— полоса пропускания приемника, кгц.
Поскольку в цепи сетки первой лампы приемника всегда имеет-
ся входной контур, то результирующее напряжение шумов на
сетке первой лампы определяется по формуле
иш. рез =	+ t/ш.л = 4" К(Я, + Яш.л) -2Д/.	(2.23)
Пример. На входе приемника включен контур, резонансное^ сопротивление
которого Аэ = 2000 ом. Шумовое сопротивление лампы л =250 ом. Опреде-
лить результирующее напряжение шума, которое окажет воздействие на прием-
ник, если его полоса пропускания 2Д/=1,2 Мгц.
Решение.
t/ш.рез = -g-K (2 + 0,25) 1200 = 6,4 мкв.
Реально напряжение шумов на сетке лампы будет несколько
больше, так как к полученному результату добавится еще неко-
торая часть шумов антенны.
С целью уменьшения внутренних шумов приемника желатель-
но применять в его первых каскадах лампы с малым шумовым
сопротивлением. Из усилительных ламп наименьшими шумами об-
ладают триоды с повышенной крутизной характеристики. Шумо-
вое сопротивление таких триодов измеряется сотнями ом.
С увеличением количества сеток в лампе шумы ее возрастают
из-за хаотического перераспределения электронов между сетка-
ми. ’Ориентировочно можно считать, что уровень внутренних шу-
мов у пентодов в три — пять раз больше, чем у триодов.
222
Величина шумового сопротивления пентода, работающего в
схеме усилителя, приближенно может быть найдена по формуле
/?ш-л Ж Ло + lg20 (“3~ + 20	’	(2-24>
где /а0 — постоянная составляющая анодного тока лампы, ма\
/g20—постоянная составляющая тока экранирующей сетки, ма\
S—крутизна рабочего участка сеточной динамической ха-
рактеристики лампы, ма/в\
/?ш.л—шумовое сопротивление лампы, ком.
Формула (2.21) получается из формулы (2.24) при условии,
ЧТО 7^20 = 0.
На практике часто встречаются схемы приемников, в которых
некоторые пентоды работают в триодном режиме. В этом случае
их внутренние шумы оказываются в три — пять раз меньше, чем
при пентодном режиме.
Шумовое сопротивление смесительной
лампы
Во всяком супергетеродинном приемнике имеется преобразо-
ватель частоты, состоящий из смесителя и гетеродина.
В качестве ламповых смесителей в радиолокационных приемни-
ках применяются диоды, триоды и пентоды. Многосеточные лам-
пы в качестве смесителей не применяются из-за большого уровня
собственных шумов. Но и такие лампы, как триоды и пентоды, ра-
ботающие в режиме смесителя, имеют повышенный уровень вну-
тренних шумов по сравнению с шумами, которые они создают в
режиме усилителя. Объясняется это прежде всего пониженным
значением крутизны лампы, работающей в режиме смесителя.
В этом случае величина шумов лампы определяется ее крутизной
преобразования Snp, определение которой дано в § 11. Второй
причиной повышенного уровня шумов смесителя является боль-
шая величина сеточных токов такой лампы. Поэтому эффект хао-
тического перераспределения электронов в смесительной лампе
выражен более сильно.
Шумовое сопротивление триодного смесителя находят по фор-
муле
(2.25)
•^пр
где /?ш.л—шумовое сопротивление лампы, ком*,
Snp — крутизна преобразования лампы, ма!в.
Шумовое сопротивление пентодного смесителя находят по фор-
муле
р —	/а0	( 4 _|_ 20
л / I J	Q “Г	2
'ао т 20 °пр	опр
(2.26)
223
Если в качестве смесителя применяется многосеточная лампа
(гептод), то ее шумовое сопротивление можно найти, пользуясь
формулой
.^^7-^ .,	(2.27)
ZK(Pnp
где /ко — постоянная составляющая тока катода.
Шумовое сопротивление является условным и используется
только для расчета напряжения шума лампы, приведенного к се-
точной цепи. Поэтому оно не изменяет входного сопротивления
лампы и в нем нет потерь энергии полезного сигнала.
5.	Шумы транзистора
Шумы транзистора возникают по различным физическим причи-
нам. Поэтому их делят на несколько составляющих. Основными из
них являются: тепловой шум сопротивления базы, дробовой шум
эммттерного перехода и шум хаотического перераспределения ин-
жектированных носителей между коллектором и базой.
Напряжение теплового шума базы можно рассчитать по урав-
нению
^ш.б = И4^-гб-2Д/,	(2.28)
где гб — объемное сопротивление базы.
Дробовой шум обусловлен неравномерностью процесса инжек-
ции. Он пропорционален току эмиттера. Расчет дробового шума
сложен и неточен.
Шум токораспределения зависит от хаотических явлений в кол-
лекторном переходе, ширина которого непрерывно меняется. В ре-
зультате этого возникают флюктуации в распределении носителей
заряда между коллектором и базой. Шум токораспределения срав-
нительно невелик и им часто пренебрегают в расчетах.
6.	Чувствительность радиолокационного приемника
Из рис. 2.14 ясно, что на экране индикатора уверенное обнару-
жение отраженного сигнала (цели) возможно только в том случае,
когда его уровень на выходе прием гика превышает уровень шума.
Минимально необходимое отношение мощности сигнала к мощ-
ности шума на выходе приемника называется коэффициентом раз-
личимости сигнала по мощности. Обозначим его ур.
Требуемая величина ур зависит от типа индикатора, тренирован-
ности наблюдателей и других факторов. Обычно уР = 1—9.
На входе приемника отношение сигнал/шум является наиболь-
шим. По мере прохождения сигнала к выходу приемника это от-
ношение уменьшается.
Число, показывающее, во сколько раз отношение мощности сиг-
нала к мощности шума на выходе приемника меньше, чем на входе,
называется коэффициентом шума. Обозначим его Кш.
224
По определению
Рс. вх
(2.29)
*С. вых
Р ш.выч
где Рс.вх — мощность сигнала, отдаваемая приемнику антенной или
измерительным генератором;
Ли.в* — мощность шумов, отдаваемая приемнику антенной или
измерительным генератором;
^с.вых — мощность сигнала на выходе приемника;
Лп.вых — мощность шумов на выходе приемника.
Коэффициент шума приемника определяется его входной цепью
и двумя-тремя первыми каскадами, так как после них отношение
сигнала к шуму практически не изменяется. В радиолокационных
приемниках Кш = 5—25. Чем меньше /Сш, тем лучше приемник.
В идеальном (нешумящем) приемнике Кш=1.
Понятие «коэффициент шума» применимо не только к приемни-
ку в целом, но и к его любому каскаду.
С учетом коэффициента шума приемника и коэффициента
различимости сигнала ур можно написать формулу для реальной
чувствительности приемника по мощности.
Под реальной чувствительностью приемника по мощности пони-
мают наименьшую мощность сигнала на его входе, при которой на
выходе УПЧ или видеоусилителя создается требуемое превышение
уровня сигнала над уровнем шумов. Следовательно, минимально не-
обходимая мощность отраженных (полезных) сигналов на входе
приемника должна быть больше номинальной мощности входных
шумов в ЛшТр раз, т. е.
Л..х.мИн = ^2Д/КшТ;,.	(2.30)
Поскольку испытания приемников производятся при комнатной
температуре (7’ = 290°К), формулу (2.30) можно написать в сле-
дующем виде:
Л.вх.мин = 4-10->2^Ь2Д/,	(2.31)
где Л.вх.мин — реальная чувствительность приемника, мквт;
— полоса пропускания приемника, кгц.
При измерениях чувствительности приемников вместо коэффи-
циента различимости по мощности ур удобнее пользоваться коэф-
фициентом различимости по напряжению под которым пони-
мают отношение амплитуды выходного напряжения сигнала к сред-
ней амплитуде выходного напряжения шумов.
Легко показать, что Т:/=='К ур.
Тогда формула для реальной чувствительности приемника по
мощности принимает следующий вид:
Рс. вх. мин = 4 • 10-12Кш -?v2y.	(2.32)
Обычно ftr = 1—3.
8—869	22э
В процессе эксплуатации приемника приходится периодически
проверять его параметры. При этом измерение чувствительности
обычно производится при коэффициенте различимости сигнала
Хр=Ти= 1.
В этом случае измеряется предельная чувствительность прием-
ника. Она равна
Л.вх.пред = 4-10-’2^2Д/.	(2.33)
Если при помощи измерительного прибора (например, типа
РТ-10) определить предельную чувствительность приемника в мик-
роваттах, то, зная полосу пропускания приемника в килогерцах,
легко вычислить коэффициент шума по формуле
IS __ ^С. вх. пред	/п ОД\
Лш— 4.10-12.2Д/’
Величина чувствительности радиолокационных приемников не
всегда измеряется в ее абсолютном значении (микроваттах). Ее
часто определяют в логарифмическом сравнении с некоторой вели-
чиной мощности, принятой за условный опорный (нулевой) уровень.
За условный опорный уровень Ро обычно принимается мощность
в 1 мет или 10 мквт.
Логарифмическое сравнение двух мощностей выражают в деци-
белах (дб).
Отношение двух мощностей Р\ и Р2 считается равным N деци-
бел, если
Ar=101g-£-„	(2.35)
где Pi и Р2 — сравниваемые мощности.
При определении реальной чувствительности приемника в деци-
белах последняя формула имеет следующий вид:
(2.36)
где Рс.вх.мии — абсолютная величина реальной чувствительности
приемника;
PQ — опорный уровень мощности измерительного генера-
тора;
V — реальная чувствительность приемника по отноше-
нию к условному опорному уровню мощности, дб.
Проиллюстрируем сказанное числовым примером.
Пример. Допустим, что абсолютная величина реальной чувствительности
приемника Рс. вх. мин = 2-Ю~12 tf/и.Тогда она относительно уровня Ро в 1 мет
оказывается равной
о. in-12
W = 10 1g -^3 - = 10 1g 2-10-9 = i0(lg 2 4- 1g 10-9) = ю (0,3 — 9) = —87 дб.
Ответ: реальная чувствительность данного приемника равна —87 дб отно-
сительно уровня в 1 мет. Это значит, что реальная чувствительность данного
приемника выше 1 мет в 500 миллионов раз, или на 87 дб.
226
Реальная чувствительность этого же приемника относительно уровня в
10 мквт будет равна
2 • 10~12
101g2 ’ 10~7== I°(1g2 + Ig10”7) = 10(0,3-0,7) = -67^.
Ответ можно читать так: реальная чувствительность данного приемника
ниже уровня 10 мквт на 67 дб, т. е выше 10 мквт в 5 миллионов раз, или на
67 дб.
Практически реальная чувствительность радиолокационных
приемников относительно уровня в 1 мет обычно бывает порядка
80—100 дб, а относительно уровня в 10 мквт — порядка 60—80 дб.
Чем больше число отрицательных децибел, тем выше реальная чув-
ствительность приемника.
Предельная чувствительность приемника также может изме-
ряться в децибелах.
В процессе работы радиолокационной станции чувствительность
ее приемника не остается постоянной. В момент излучения электро-
магнитной энергии передатчиком происходит резкое понижение
чувствительности приемника. Она восстанавливается до номиналь-
ного значения только спустя некоторое время после прекращения
работы передатчика. Одна из причин этого заключается в том, что
на входе приемника радиолокационной станции всегда имеется га-
зовый разрядник, защищающий его от воздействия мощных им-
пульсов передатчика. Во время работы передатчика разрядник «за-
жигается» и шунтирует (закрывает) вход приемника.
По окончании работы передатчика разрядник гаснет не мгно-
венно и поэтому не сразу восстанавливает свое первоначальное
максимальное сопротивление. По этой причине приемник в течение
некоторого времени после излучения радиоимпульса станцией
имеет пониженную чувствительность (пока его вход еще шунти-
руется разрядником). Время, в течение которого она достигает
своего номинального значения, называется временем восстановле-
ния чувствительности приемника. Обыкновенно оно не превышает
6—8 мксек.
Коэффициент шума приемника так же, как и чувствительность,
часто выражают в децибелах:
(2.37) У
У радиолокационных приемников Кш обычно бывает равен
7—14 дб.
В радиолокационных приемниках метрового диапазона измере-
ние чувствительности (реальной и предельной) обычно производят
по напряжению (в микровольтах).
Под реальной чувствительностью приемника по напряжению по-
нимают наименьшее напряжение сигнала на входе приемника, при
котором на выходе УПЧ или видеоусилителя создается требуемое
превышение уровня сигнала над уровнем шумов.
8*
227
При согласовании антенны с приемником мощность сигнала
на его входе связана с напряжением сигнала следующей зави-
симостью:
U2
Р	__ с. вх. мин
* с. вх. МИН	D
^вх
Откуда
Uс вх	вх мин ' ^вх-	(2.38)
В этих формулах /?Вх есть входное сопротивление приемника.
Обычно оно равно волновому сопротивлению фидера, соединяюще-
го приемник с антенной. Формулу (2.38) можно привести к сле-
дующему виду:
и С. вх. мин = 2 • 10-3 tu-VK^ 2Д/ /?вх,	(2.39)
где t/с.вх.мин — реальная чувствительность приемника, мкв\
— полоса пропускания приемника, кгц\
/?вх — входное сопротивление приемника, ом.
Предельная чувствительность приемника по напряжению (когда
уи =’1) определяется по формуле
Uc. вх. пред = 2 • 10-3	(2.40)
В процессе измерения предельной и реальной чувствительности
приемника уровень его выходных шумов устанавливают (ручной
регулировкой усиления) равным 25—50% амплитуды рабочего
сигнала.
Рабочим сигналом называется видеоимпульс от сопровождае-
мой цели. Его амплитуда должна обеспечивать нормальную работу
индикатора, следящей системы или другого устройства.
Если в приемнике имеется система автоматической регулировки
усиления, то при измерении его чувствительности она должна быть
выключена.
§4. УСИЛИТЕЛИ НАПРЯЖЕНИЯ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
1. Особенности усилителей низкой частоты
Усилители низкой частоты (УНЧ) предназначены для усиления
колебаний звукового спектра. Область их применения не ограничи-
вается радиоприемниками. Они широко используются в качестве
самостоятельных устройств различного назначения.
В приемнике УНЧ обычно состоит из двух или трех каскадов.
Значительно реже применяются многокаскадные УНЧ.
Оконечный каскад УНЧ часто называют усилителем мощности
или выходным каскадом. Его назначение заключается в выделении
необходимой мощности звукового сигнала на полезной нагрузке.
Ламповый оконечный каскад обычно бывает трансформаторным.
Транзисторные оконечные каскады бывают трансформаторные и
бестрансформаторные.
228
Ламповые каскады предварительного усиления часто называют
усилителями напряжения. Предварительные каскады на транзи-
сторах так называют редко, хотя в большинстве случаев они усили-
вают не только мощность оигнала, но и его напряжение.
В предварительных каскадах нагрузкой усилительного прибора
может быть резистор, трансформатор или дроссель. Наиболее ши-
рокое применение получили резисторные каскады, а наименьшее
дроссельные. Трансформаторные каскады предварительного усиле-
ния применяются в основном на транзисторах.
Необходимая полоса пропускания УНЧ зависит от его назначе-
ния. В радиовещательном приемнике для высококачественного вос-
произведения симфонической музыки она должна быть примерно
от 30—50 гц до 10—15 кгц. Если же приемник предназначен толь-
ко для приема речи (войсковые приемники связи с амплитудной
модуляцией), то для полной разборчивости слов достаточно иметь
полосу пропускания от 300 гц до 3 кгц. При слуховом приеме теле-
графных сигналов полоса пропускания УНЧ может быть еще
меньше.
Коэффициент нелинейных искажений в УНЧ радиовещательных
приемников может быть до 5—10%, а в приемниках войсковой ра-
диосвязи до 10—20%.
Источником реального входного сигнала для усилителя напря-
жения низкой частоты приемника является детекторный каскад.
Источником испытательного сигнала обычно служит звуковой ге-
нератор.
2. Резисторный усилитель на триоде
а)	Схема и физические процессы
Схема резисторного (реостатного) усилительного каскада на
триоде является простейшей и самой распространенной. Она изо-
1а0
Рис. 2.17. Схема резисторного каскада на триоде
б|ражена на рис. 2.17. В нее входят: лампа, анодный резистор /?а
(анодная нагрузка по постоянному току), ячейка катодного авто-
матического смещения /?кСк, переходная цепь Си/?ш а также источ-
229
ник анодного питания с постоянным напряжением Е&. Практически
всегда /?к <С /?а А?п.
Величины сопротивлений и емкостей обычно бывают следующие:
/?а = 50—200 ком, /?п=1— 2 Мом, RK= 100—3000 ом, Ск= Ю—50мкф,
Сл = 0,01—0,1 мкф, Сбл = Ю—50 мкф.
В схеме усилителя лампа выполняет роль управляемого сопро-
тивления. Благодаря резистору /?а она работает в динамическом
режиме. Это означает, что изменения анодного тока сопровожда-
ются изменениями анодного напряжения.
Рис. 2.18. Графики физических процессов, происходящих в резисторном усили-
тельном каскаде на триоде, при усилении напряжения средней частоты. В дан-
ном примере:
£а = 200 в; Eg = - 1 в; Um вх = 0,75 в; вых = 30 в; К = 40
Математическая запись динамического режима каскада имеет
следующий вид:
«a = fa-za./?a.	(2.41)
Это уравнение анодной динамической характеристики. Оно за-
писано в предположении, что RK R3 -С Rn- В изменениях анод-
ного напряжения и заключается полезны?! эффект работы резистор-
ного каскада.
Более подробно физические процессы в резисторном усилителе
иллюстрируются графиками, изображенными на рис. 2.18. Из них
видно, что в исходном режиме (до момента ?i) напряжение на сет-
ке неизменно и в анодной цепи проходит постоянный ток /а0. Он
протекает от 4-£а, через резистор /?а, лампу и резистор RK.
Напряжение на ячейке смещения,
Ee = /i0-RK.	<2.42)
230
Напряжение на-аноде лампы в исходном режиме постоянно й
равно
^аО =	— 4) • (^?а 4" 4с).
Но обычно с достаточной точностью можно считать
f7ao = ^a-/ao^a.	(2.43)
Конденсатор Сп заряжен до напряжения U^ + Eg—	так как
ES<^U^. Конденсатор Ск заряжен до напряжения Eg. На выходе
усилителя в исходном режиме напряжения нет.
Теоретическое определение величин /а0, t/ao и Её наиболее про-
сто получается графическим способом. Для этого достаточно найти
точку исходного режима (ТИР) на любой динамической характе-
ристике. Она находится при помощи линии исходного режима
(ЛИР). Ее уравнение очень простое: Ug = i&*RK. В сеточной системе
координат (Za—ug) эта линия прямая. Поэтому ее проводят по двум
точкам (нулевого и произвольного тока).
В анодной системе координат (ia—линия исходного режима
близка к прямой, но проводить ее все же лучше через несколько
точек. Оба построения показаны на рис. 2.18. Выбором величины
сопротивления RK можно получить точку исходного режима на пря-
молинейном участке сеточной динамической характеристики (СДХ).
С момента Л на вход усилителя подается синусоидальный испы-
тательный сигнал средней частоты и напряжение на сетке лампы
изменяется с амплитудой итё==итж около значения Её, Анодный
ток становится пульсирующим. Он изменяется с амплитудой /ша
около среднего значения /а0. Очевидно, что
Imi = Sd-Umg = Sd-UmBX,	(2.44)
где Sd— крутизна рабочего участка СДХ.
Таким образом с момента tx в анодной цепи лампы появляется
переменный ток, синфазный с сеточным напряжением. Из графи-
ков видно, что в положительный поЛуПериод входного напряжения
(от t\ до 6) мгновенные значения анодного тока превышают его
постоянную составляющую, т. е. Za> Zao. Следовательно, в это вре-
мя переменный анодный ток проходит в одном направлении с по-
стоянным анодным током.
Основная цепь переменного тока такова: он выходит из катода,
проходит через конденсаторы Ск и Сбл, а затем, пройдя через ре-
зистор /?а, входит в лампу через вывод анода. Это объяснение про-
хождения переменного анодного тока основано на представлении
лампы в виде эквивалентного генератора. Возможность такого до*
пущения была строго доказана при объяснении эквивалентной схе-
мы усилителя (см. § 3 гл. 1).
Во время отрицательного полупериода входного напряжения
(от t2 до ^з) । мгновенные значения анодного тока меньше его по-
стоянной составляющей, т. е. /а</ао. Это означает, что в данное
время переменный анодный ток проходит в лампе навстречу по*
231
стоянному току. Он выходит из анода, проходит через резистор /?а,
конденсаторы Сбл и Ск, а затем входит в лампу через вывод катода.
Из схемы усилителя и графиков процессов видно, что измене-
ния напряжения на нагрузке лампы и изменения ее анодного на-
пряжения одинаковы по величине. На резисторе /?а они оинфазны
с анодным током (увеличение ia приводит к увеличению напряже-
ния на /?а), а на аноде лампы они противофазны (увеличение га со-
провождается уменьшением на). Амплитуду изменения этих напря-
жений удобно определять так:
=	(2.45)
Переходная цепь CnRn представляет собой делитель пульси-
рующего анодного напряжения. Его постоянная составляющая вы-
деляется на конденсаторе Сп, а переменная составляющая на рези-
сторе /?п-/ Это утверждение справедливо, если	При вы-
полнении данного условия можно считать, что
U т вых “ ^Лиа = ^d ’ R* ‘ Uт вх-
(2.46)
(2.47)
(2.48)
Отсюда следует, что коэффициент усиления резисторного каска-
да в области его средних частот*
^ = -77^ = 5^.
и т вх
Если рабочий участок СДХ прямолинейный, то
с___________________________Н
а~ Rt + Ra
и тогда
js___________________________P'Ra
Лс“ Ri+Ra *
Заметим, что в резисторном каскаде с анодной нагрузкой вы-
ходное напряжение противофазно входному.
б)	Эквивалентная схема резисторного каскада
и его частотная характеристика
Из формулы (2.48) может создаваться впечатление, что коэф-
фициент усиления резисторного каскада не зависит от частоты.
Однако это не так.
Для выяснения частотных свойств усилителя составляют его
полную эквивалентную схему. Она получается на основа1нии урав-
* В ламповых усилителях обычно пользуются только одним коэффициентом
усиления (по напряжению). Поэтому вместо пишут К. Коэффициент усиле-
ния в области средних, нижних и верхних частот усилителя обозначают соответ-
ственно Л», /Сж и Ki.
232
нения для переменной составляющей анодного тока. Действующее
значение этого тока равно
<2-49>
где Za — полное сопротивление анодной нагрузки лампы.
В состав Za кроме режимного резистора /?а входят те элементы
каскада, через которые может разветвляться переменный анодный
ток. К ним относятся: выходная емкость лампы данного каскада
Свых, переходная цепь CaRa, емкость монтажа См и входная емкость
следующего каскада Свх. Поэтому эквивалентная схема анодной
цепи резисторного каскада имеет вид, показанный на рис. 2.19.
Рис. 2.19. Эквивалентная схема анодной цепи резисторного
каскада
На этой схеме лампа представлена эквивалентным генератором.
Его ЭДС в р. раз больше входного напряжения. Величина
есть действующее значение синусоидальной ЭДС. Внутреннее со-
противление эквивалентного генератора совпадает по величине с
внутренним сопротивлением лампы. Поэтому оно обозначено./?!.
Зная величины сопротивлений и емкостей, изображенных на
эквивалентной схеме, можно рассчитать и построить частотную
характеристику усилительного каскада. Она представляет собой
зависимость коэффициента усиления каскада по напряжению от ча-
стоты испытательного сигнала.
Пример частотной характеристики приведен на рис. 2.20. Если
она вычерчивается в линейном масштабе, то начало координат со-
ответствует «нулевой» частоте сигнала. Из рисунка 2.20, а видно,
что в линейном масштабе частотная характеристика резисторного
каскада получается неудобной для использования. В области ниж-
них частот усилителя она сильно сжата, а в области верхних ча-
стот растянута.
В логарифмическом масштабе начало координат частотной ха-
рактеристики соответствует некоторому произвольному значению
частоты, для которой коэффициент усиления достаточно мал (по
не равен нулю). Логарифмическая частотная характеристика
233
усилителя может изображаться в двух вариантах. Они показаны
на рис. 2.20, бив.
Из рис. 2.20, б видно, что при логарифмическом масштабе в
каждом последующем одинаковом отрезке горизонтальной оси со-
держится больше частот, чем в предыдущем отрезке, в целое число
раз. Это число может быть произвольным, но оно постоянно для
данной характеристики.
Нижние частоты усилителя
ние частоты усилителя
верхние частоты усилителя
V2
01 2 4 ГТа
4f
f
12 14 16 18 (кГц}
' 'нг -0,3«Гу
о /вг-10кГц
Рис. 2.20. Пример частотной характеристики ре-
зисторного усилительного каскада:
а — в линейном масштабе; б и в —в логарифмическом
масштабе
На практике при вычерчивании частотной характеристики низ-
кочастотных усилителей обычно предпочитают вариант, изображен-
ный на рис. 2.20, в. Он удобен тем, что на горизонтальной оси ука-
зываются только те значения частот, которые кратны частоте, соот-
ветствующей началу координат.
Для объяснения формы частотной характеристики резисторного
каскада воспользуемся рис. 2.21. У всех графиков масштаб по оси
частот одинаков. Он логарифмический. Из рис. 2.21, а видйо, что с
повышением частоты усиливаемых колебаний происходит уменьше-
234
ние сопротивления анодной нагрузки Za и лампа постепенно пере-
ходит из динамического режима в статический режим. Следствием
этого является увеличение крутизны рабочего участка сеточной ди-
намической характеристики Sj. Она постепенно приближается к
статической крутизне лампы (рис. 2.21,6).
Рис. 2.21. Частотные зависимости в резисторном уси-
лительном каскаде
При неизменной величине входного напряжения (рис. 2.21, в)
легко рассчитать переменный анодный ток и переменное анодное
напряжение для различных частот сигнала. Они изображены на
рис. 2.21, г и рис. 2.21, д, где видно, что с повышением частоты сиг-
235
нала переменный анодный ток увеличивается, приближаясь к ве-
личине S • (7ВХ. Однако переменное анодное напряжение постепенно
уменьшается до нуля с уменьшением Za.
Из принципиальной и эквивалентной схем каскада следует,
что выходное напряжение представляет собой некоторую часть пе-
ременного анодного напряжения, так как последнее делится между
емкостным сопротивлением конденсатора Сп и активным сопротив-
лением резистора Но сопротивление конденсатора с пони-
жением частоты увеличивается, а анодное напряжение остается не-
изменным. Поэтому при понижении частоты сигнала выходное на-
пряжение уменьшается (рис. 2.21, е).
Ввиду указанных причин частотная характеристика резисторно-
го каскада получается в том виде, как она изображена на
рис 2.21, ж.
в)	Уравнение частотной характеристики
резисторного каскада
Вывод общего уравнения для всей частотной характеристики
УНЧ достаточно сложен. Поэтому обычно выводят отдельные урав-
нения для средних, нижних и верхних частот. Соответственно изо-
бражают раздельно и эквивалент-
ные схемы анодной цепи каскада
для трех областей частот.
На средних частотах эквивалент-
ная схема каскада очень проста.
Она изображена на рис. 2.22. В та-
ком виде схема получается по сле-
дующим причинам. Емкость кон-
денсатора Сп (*рис. 2.19) велика и
Рис. 2.22. Эквивалентная схема
резисторного каскада для сред-
них частот
ее сопротивление для средних ча-
стот много меньше /?п.
Это означает, что в области
средних частот Свых=Са~ и конден-
сатор Сп не нарушает равенства
данных напряжений. Поэтому на эквивалентной схеме конденса-
тор Сп можно не показывать.
Емкость анодной цепи каскада
Са — СвыХ См + Свх.
Но каждая из трех емкостей невелика и обычно Са не превы-
шает 50—100 пф. На средних частотах она имеет сопротивление
много больше /?а. Это означает, что в области средних частот
Za~/?а (если конечно /?п^>/?а). Поэтому на эквивалентной схеме
для средних частот емкость анодной цепи не показывают.
Таким образом, точное уравнение для частотной характеристики
233
резисторного каскада в области средних частот имеет следующий
вид:

Ri + Rh ’
(2.50)
гч	^а’^п
где /?н = да + #п .
В усилителе на триоде обычно R&<^Rn. Тогда с достаточной
точностью справедливо уравнение (2.48). Очевидно, что в рассмот-
ренной области частотных искажений нет и Afc= 1.

Рис. 2.23. Эквивалентная схема рези-
сторного каскада для нижних частот
В области нижних частот сопротивление конденсатора Сп за-
метно влияет на соотношение напряжений С7а_ и {7Вых, поэтому экви-
валентная схема каскада имеет вид, показанный на рис. 2.23. Из
нее следует, что
Эта зависимость между выходным напряжением и переменной
составляющей анодного напряжения верна на любой частоте уси-
ливаемых колебаний, но учитывать ее приходится только в области
нижних частот.
Полагая, что Rn^>Ra> можно записать
== $d ‘ ^вх *
и тогда
237
Поскольку Sd‘Ra = Kc, то для коэффициента усиления резистор-
ного каскада в области его нижних частот получается следующее
уравнение:
1/ 1 + ( -7^-5-
*	\ ^н’Ьп’Ап /
Это уравнение подтверждает, что с понижением частоты усили-
ваемых колебаний усиление каскада уменьшается.
Коэффициент частотных искажений резисторного каскада в об-
ласти нижних частот
^=/1 + (. .с'.д У-
(2.52)
Если считать, что на нижней граничной частоте /н.г допустимо
иметь Мн.г=Ф/-2", то тогда -75—, * —н—= 1, откуда
f«-'~ 2ir-Cn-/?n •
(2.53)
нои цепи, поэтому для расширения
Рис. 2.24. Эквивалентная схема рези-
сторного каскада для верхних частот
Эта формула показывает, что нижняя граничная частота рези-
сторного каскада зависит только от постоянной времени переход-
~	полосы пропускания усилителя
в область нижних частей не-
обходимо увеличивать Сп и /?п.
Однако верхним пределом для
сопротивления /?п является ве-
личина 1—2 Мом, а емкость
Сп тоже нельзя брать слиш-
ком большой. Объясняется это
тем, что при увеличении Сп
происходит уменьшение сопро-
тивления утечки конденсатора
и на резисторе /?п кроме пе-
ременного напряжения соз-
дается еще постоянное напряжение. Оно повышает потенциал
сетки лампы следующего каскада, что нежелательно.
В области верхних частот сопротивление емкости Са становится
соизмеримо с сопротивлением 7?а. Поэтому она заметно влияет на
величину и характер анодной нагрузки. Эквивалентная схема кас-
када получает вид, показанный на рис. 2.24.
Из нее следует, что в области верхних частот сопротивление
анодной нагрузки
1__________ _ Ъ
Л!+<-с->2	К1 +
Эквивалентная схема и данное уравнение показывают, что с по-
вышением частоты сигнала сопротивление анодной нагрузки умень-
шается.
238
Коэффициент усиления каскада в области его верхних частот
is с у Р'^а
Ав —^z + Za
Это уравнение можно привести к виду
JS ___ ___________________
в У'1 + (»в-са-/?вых)2 ’
(2.54)
где Лвых — выходное сопротивление каскада на средних частотах.
В общем случае
Л ____ Ri'Ra'Rn	/п егел
^вых —	+	+	•	V-™)
Если же	что обычно выполняется, то тогда
<2-56>
Коэффициент частотных искажений резисторного каскада в об-
ласти верхних частот
Мв = V 1 + (%-Са-/?вых)2.	(2.57)
Если считать, что на верхней граничной частоте fB. г допустимо
иметь Л4В. г = ]/ 2 , то
2ТС ’ /в. г * С а • ^?вых == 1 >
откуда
^в-г = 2i:-Ca-/?Bblx •	(2-58)
Эта формула показывает, что верхняя граничная частота рези-
сторного каскада зависит от емкости Са и сопротивления анодного
резистора Ra. Поэтому для расширения полосы пропускания усили-
теля в область верхних частот необходимо уменьшать Ra и Са. При
этом следует учитывать, что уменьшение Ra приводит к уменьше-
нию усиления каскада на средних частотах.
В усилителях с широкой полосой пропускания (видеоусилители)
часто бывают случаи, когда Ra<^Ri- Тогда йВых~/?а и уравнение
для верхней граничной частоты записывают так:
^в-гж 2ic-Ca-/?a ~	’	(2.58а)
где та — постоянная времени анодной цепи.
Зависимость коэффициента усиления каскада от сопротивле-
ния Ra хорошо видна из уравнения (2.48), если его представить в
следующем виде:
^=-^7.	(2.59)
1+<
239
Из этой формулы видно, что всегда /Сс<р., но по мере увеличе-
ния /?а коэффициент усиления каскада приближается к коэффи-
циенту усиления лампы. Эта зависимость показана на рис. 2.25. На
графике видно, что при увеличении коэффициент усиления кас-
Рис. 2.25. Зависимость коэф-
фициента усиления резистор-
ного каскада от сопротивле-
ния анодной нагрузки
када сначала возрастет резко, а затем
плавно. Поэтому в усилителе на три-
оде обычно выбирают
= (3 Ч-5) •/?z.	(2.60)
При этом коэффициент усиления
каскада на средних частотах полу-
чается на 15—25% меньше коэффи-
циента усиления лампы. Поскольку
у триодов р.<100, то Кс бывает по-
рядка нескольких десятков (обычно
Лс<80).
3.	Резисторный усилитель на пентоде
Схема резисторного каскада на пентоде показана на рис. 2.26.
Она одинакова со схемой на триоде, поэтому и физические процес-
сы в обеих схемах аналогичны (рис. 2.27).

Рис. 2.26. Схема резисторного каскада на пентоде
Элементы цепи питания экранирующей сетки Rg2 и Cg2 выбира-
ются так, чтобы напряжение Ug2 было постоянно, а его величина
составляла около половины напряжения t/a0. Поясним процессы в
этой цепи.
Постоянный ток экранирующей сетки Ig2o проходит от 4-£а че-
рез резистор Rg2, участок лампы экранирующая сетка — катод и
резистор RK. Поэтому в схеме на пентоде напряжение смещения
Eg — (Ло + lg 20) 
240
Обычно ТОК /g20< (0,24-0,1) /ао-
При показе цепи переменной составляющей тока экранирующей
сетки данный участок лампы заменяют эквивалентным генерато-
ром. В положительный полупериод входного напряжения перемен-
ный ток + ig2~ выходит из катода, проходит через конденсатор Ск,
конденсатор Сё2 и входит в лампу через вывод экранирующей сет-
ки. В это время ток Zg2>/g2o- В отрицательный полупериод вход-
ного напряжения переменный ток —ig2~ начинает свой путь от
экранирующей сетки, затем проходит через конденсаторы Cg2 и Ск.
Он входит в лампу через вывод катода. В это время ток Zg2</g2o-
Рис. 2.27. Графики физических процессов, происходящих в резисторном усили-
тельном каскаде на пентоде, при усилении напряжения средней частоты. В дан-
ном примере Еа — 250 в\ Eg~ —2 в\ = 150 в\ UmayL^= 1 в; Um ВЫх = 57в;
К = 57
Из сказанного следует, что метод показа цепей прохождения
переменных токов экранирующей сетки и анода одинаков.] Он
основан на формальной замене соответствующего участка лампы
эквивалентным генератором. Амплитуда переменного тока экрани-
рующей СеТКИ /mg2<Ana.
Конденсатор Cg2 выбирается так, чтобы его сопротивление на
средних частотах было значительно меньше сопротивления Rg2.
Обычно /?g2 = 0,02-7-1 Mom, a Cg2 —0,05ч-0,25 мкф.
Сопротивление анодного резистора Ra в усилителе на пентоде
сильно зависит от требуемой полосы пропускания. При усилении
колебаний звуковой частоты выбирают Ra = ЮОч-ЗОО ком. В усили-
теле с широкой полосой пропускания /?а=1-?-10 ком. В любом слу-
чае Ra<^Ri, так как обычно /?г = 0,5ч-1 Мом. Следовательно, на
средних частотах	Несмотря на это удается получить
/<(> = 200-7-300, так как р у пентодов измеряется тысячами единиц.
241
В большинстве усилителей на пентоде допустимо считать Sd~S
и поэтому
KC^S-R,.
(2-61)
Частотные свойства усилителя на пентоде не отличаются от
свойств триодного каскада. Поэтому все формулы, приведенные
выше, остаются верными, за исключением уравнения (2.60).
4.	Входное сопротивление усилителя с общим катодом
Входное сопротивление усилительного каскада на триоде или
пентоде можно представить в виде входной емкости Свх и входного
активного сопротивления /?вх, соединенных параллельно (рис. 2.28).
иад
URH
Рис. 2.28. Схема входа уси-
лителя
1(2
lex lag 1дк
Рис. 2.29. Векторная
диаграмма токов и
напряжений в усили-
теле на низких ча-
стотах

Входная емкость усилителя зависит от междуэлектродных емко-
стей лампы и коэффициента усиления каскада по напряжению.
Ее желательно иметь как можно меньше.
Входное активное сопротивление зависит от способа включения
лампы, режима ее работы и от частоты усиливаемых колебаний.
Его желательно иметь как можно больше.
Формула для входной емкости усилителя выводится просто и
оказывается верной в широком диапазоне частот. Формулу для
активного входного сопротивления вывести труднее, а ее точность
не является высокой.
Рассмотрим входное сопротивление резисторного усилителя на
триоде (рис. 2.17) при условии, что на его вход подается синусо-
идальное напряжение низкой частоты. Будем также считать, что
амплитуда входного напряжения t7mBX меньше постоянного напря-
жения смещения Её. В этом случае напряжение на сетке лампы
всегда отрицательное и попадания электронов на сетку лампы не
происходит. Несмотря на это, в сеточной цепи проходит перемен-
ный ток /вх. Он обусловлен наличием в лампе междуэлектродных
емкостей Сёк и Са^, к которым приложены переменные напряже-
ния иёк и
242
Из схемы видно, что
/вх = ^ + /аГ	(2.62)
Следовательно, для определения тока, протекающего через
источник входного сигнала, надо найти токи IgK и I&g. Это можно
сделать с помощью векторной диаграммы переменных токов и на-
пряжений, действующих в усилителе (рис. 2.29).
Под воздействием переменного напряжения UgK, равного вход-
ному напряжению t7BX, через емкость CgK проходит ток
/gK == UgK *	£К = ^ВХ ‘ gK.
Ток Ign по фазе опережает напряжение UgK на 90°. Под воздей-
ствием напряжения UgK в анодной цепи возникает переменный
ток /а_,по фазе совпадающий с этим напряжением.
=	= $d ’ ^вх>
где Sd — крутизна рабочего участка СДХ.
Ток /а_ создает на Сопротивлении /?а переменное напряжение
= /а~	- Sd./?а. С7ВХ = к,
которое по фазе совпадает с током /а~.
Переменное напряжение на аноде лампы находится в противо-
фазе с напряжением URa и равно ему по величине. Это можно за-
писать так: t7Bbix = —ЛС/ВХ.
К емкости Cag приложено переменное напряжение
uig = ивх + uRa=йт + (—(7ВЫХ) = йвх (I + К).
Под действием напряжения Uag через емкость Cag идет ток
Iag = Uig • <s>Cag = UBX (1 + К) *Cag.
Ток lag по фазе опережает напряжение Uag на 90° и поэтому
совпадает по фазе с током IgK.
Из векторной диаграммы видно, что ток /Вх опережает по фазе
напряжение UBX точно на 90°. Следовательно, входное сопротивле-
ние лампы на низких частотах может быть представлено только
входной емкостью, так как /?вх=о°. Такая схема входа усилителя
изображена на рис. 2.11, а.
Тогда можно записать, что
у _______________________ Цвк _ * 1
^вх “ “Свх ’
откуда
^ВХ = ^ВХ ' WCbx-
Подставив найденные токи в исходное уравнение (2.62), полу-
чим формулу для входной емкости усилителя с общим катодом в
следующем виде:
CBx = C^ + Ca/l+tf).	(2.63)
243
Обычно у триодов CgK = 24-10 пф, Cag = 34-15 пф, а К= Юн-50.
Поэтому входная емкость усилителя на триоде может достигать
сотен пикофарад.
Если усилительной лампой является пентод (рис. 2.26), то
емкость Cagi очень мала и произведение Cagi (1 + К) можно не учи-
тывать. Однако теперь к емкости CgiK добавляется параллельно
включенная емкость и формула для входной емкости усили-
теля на пентоде получает следующий вид:
Свх ж Cg ik +	g2.	(2.64)
Емкость Cgig2 у пентодов равна единицам пикофарад.
Приведенные выше рассуждения и формулы справедливы до
частот в несколько десятков мегагерц при чисто активной нагрузке
лампы.
Бесконечно большая величина активного входного сопротивле-
ния усилителя означает, что в сеточной цепи лампы не расходует-
ся энергия источника входного сигнала.
5.	Резисторный усилитель на транзисторе
а)	Физические процессы в транзисторном
каскаде
Транзисторные усилительные каскады с резисторной нагрузкой
весьма разнообразны. Они могут выполняться на транзисторах
р-п-р или п-р-п. Применяют включение транзистора с общим эмит-
1ко+1бо
Рис. 2.30. Схема резисторного каскада на транзисторе с общим
эмиттером (с фиксированным током смещения)
тером, общей базой и общим коллектором. Физические процессы
во всех каскадах аналогичны. Поэтому рассмотрим их на примере
наиболее распространенного усилителя (рис. 2.30). Это каскад с
общим эмиттером.
В схему усилителя входят; транзистор типа р-п-р, коллекторный
244
резистор /?к (коллекторная нагрузка по постоянному току); рези-
стор смещения 7?б! переходная цепь Сп/?п; разделительный конден-
сатор Ср и источник коллекторного питания с постоянным напря-
жением £к. Обычно £к = 5ч-30 в, /?к=1-И0 ком, /?б = 50ч-250 ком,
^?ис == 0,5 “ 5 ком, Сп=2-4-20 мкф,
Для упрощения дальнейших рассуждений будем считать, что
R^R.. Предположим также, что к выходным зажимам каскада
внешняя нагрузка не подключена. Принятые допущения означают,
что первоначально будет рассматриваться усилительный каскад, в
котором нагрузка транзистора для постоянного и переменного тока
коллектора считается одинаковой.
Транзистор, включенный последовательно с резистором /?к, вы-
полняет роль управляемого сопротивления. Благодаря нагрузочно-
му резистору он работает в динамическом режиме. Это означает,
что изменения коллекторного тока сопровождаются изменениями
коллекторного напряжения. Одновременно с увеличением тока /к
происходит уменьшение напряжения ик, и наоборот.
Взаимную связь между током и напряжением коллектора мож-
но определять по нагрузочной прямой (Н. П.). Ее уравнение эле-
ментарно
UK = EK-iK-RK.	(2.65)
Для рассматриваемой схемы нагрузочную прямую можно назы-
вать коллекторной динамической характеристикой (КДХ). Она пе-
ресекает семейство коллекторных статических характеристик
(КСХ). Каждая из статических характеристик соответствует опре-
деленному напряжению на базе (КСХН) или определенному току
базы (КСХТ). На рис. 2.31 используется семейство КСХТ.
Обычно для построения КДХ находят две точки. Точка нулево-
го тока (1к = 0) соответствует напряжению ик = Ек. Точка нулевого
• Е
напряжения (wK = 0) соответствует току 4 = "^. Эти точки тео-
ретические, на практике их получить нельзя.
Базовую динамическую характеристику (БДХ) строить сложнее.
Для этого надо иметь семейство базовых статических характери-
стик (БСХ). Но в справочниках они обычно отсутствуют. Объяс-
няется это тем, что отдельные БСХ проходят очень близко друг к
другу. Поэтому часто вместо БДХ приходится пользоваться такой
БСХ, которая снята при коллекторном напряжении uK=UKQ. Обо-
значение UKQ соответствует понятию «постоянная составляющая
коллекторного напряжения». Узнать величину UKQ в рассматривае-
мой схеме просто. Для этого надо определить постоянный ток
базы /б0. Его можно называть током смещения. Ток /бо проходит
от +ЕК (корпус) через эмиттерный переход, объемное сопротивле-
ние базы, резистор /?б и на —Ек. Поскольку сопротивление Rq ве-
лико, то с достаточной точностью
р
1^-^-	(2.66)
245
bo
-{к
ик=0
БДХ
ТИР
О
(мкА)
I -1	~200
1тБ~1твх
Ск
UK=-I5B RK
I. 1	1	1
!
~‘К<‘
1в=-200мкА
-5B
О
1в=-100мкА
—' г
Uko !
—।—
г12~ик(Б)
1тк ~1твых
ТИР______
Т^й~=0__
О
]ко
t
О___~
еис
Етйс
О
и
итвх
^в-^тбх
иБ
-ик
тк~1тк
Кк
ивых
твых= ^тк
о
о
о
Рис. 2.31. Процесс усиления синусоидального сигнала в резисторном усилителе
на транзисторе р — п — р с общим эмиттером
Затем находится точка исходного режима (ТИР) на КДХ.
С определением этой точки становятся известны величины /ко и
(7ко. Ток /ко представляет собой постоянную составляющую коллек-
торного тока. Нельзя его путать с тепловым (обратным) током
коллектора, который будем обозначать /к<).
Ток /ко проходит от +£к через транзистор, сопротивление /?к и
на —£*к. Его наличие обусловлено процессом инжекции дырок в
базу. Инжекция происходит потому, что на эмиттерном переходе
транзистора действует прямое напряжение смещения. Оно пред-
ставляет собой постоянную составляющую напряжения базы. По-
этому на многих графиках напряжение смещения обозначено Uqq.
На схемах транзисторных каскадов напряжение смещения целесо-
образнее обозначать Ев.
Наличие начальной инжекции обеспечивает возможность усиле-
ния двусторонних сигналов. К такому их виду относится и синусо-
идальный испытательный сигнал, показанный на рис. 2.31. С мо-
мента t\ он изменяет прямое напряжение на эмиттерном переходе
и уровень инжекции изменяется. Коллекторный ток становится
пульсирующим. Одновременно пульсирует и ток базы.
Коллекторное напряжение изменяется в противофазе с коллек-
торным током. При помощи переходной цепи Сц/?п осуществляется
выделение переменной составляющей коллекторного напряжения.
Заметим, что в усилителе на транзисторе с общим эмиттером вы-
ходное напряжение прбтивофазно с входным.
Для показа цепей переменных токов базы и коллектора руко-
водствуются следующим принципом. Если мгновенные значения
тока электрода транзистора превышают его среднее значение, До в
это время переменный ток проходит в одном направлении с посто-
янным током. Если же мгновенные значения тока электрода оказы-
ваются меньше его среднего значения, то в это время переменный
ток проходит навстречу постоянному току. Заметим еще, что вход-
ной переменный ток проходит под воздействием реального источ-
ника входного сигнала, а выходной переменный ток проходит под
воздействием ЭДС условного эквивалентного генератора.
На рис. 2.30 показаны направления переменных токов базы и
коллектора для обоих полупериодов входного напряжения. Показ
сделан в тех точках схемы, где проходят только эти токи. Очевид-
но, что переменный ток эмиттера равен сумме переменных токов
базы и коллектора.
Напомним, что мы рассматривали усилитель, в котором
т. е. каскад считался обособленным. На практике такой случай
встречается редко.
б)	Взаимная связь транзисторных
каскадов
В схеме приемника работа транзисторного каскада всегда за-
висит от параметров его смежных каскадов. Наиболее заметно
влияние входного сопротивления последующего каскада. Оно при-
247
водит к тому, что нагрузка предыдущего транзистора по перемен-
ному току коллектора отличается от нагрузки по постоянному
току.
Для уяснения этого обстоятельства рассмотрим схему, изобра-
женную на рис. 2.32.
В этой схеме переменный коллекторный ток транзистора Т\ про-
ходит по двум основным цепям. Они образованы параллельным со-
единением резистора RK\ и входного сопротивления следующего
каскада /?Вх2- Резистор /?б2 также входит в нагрузку транзистора Гь
но его сопротивление обычно велико. Поэтому с достаточной точ-
ностью можно сказать, что через /?бг проходит только постоянный
ток смещения /502-
Рис. 2.32. Резис'юрно-емкостная связь смежных транзисторных
каскадов
Таким образом, сопротивление нагрузки транзистора Т\ по пе-
ременному коллекторному току
<2-67’
Или более точно:
П ____ ________Rk 1 ‘^ВХ 2'^6 2______ /Я £О\
<Н1“ /?К1^ВХ2 + 7?к1./?б2 + /?вх2./?ба ’
Именно это нагрузочное сопротивление определяет усилитель-
ные свойства каскада на транзисторе 7\, а не резистор RKi.
Рассмотрим физические процессы, происходящие в первом кас-
каде усилителя с учетом влияния на них второго каскада. Они
всегда рассматриваются в области средних частот усилителя. По-
этому входное сопротивление второго каскада считается активным.
Усиливаемый сигнал полагаем синусоидальным.
Ввиду заметного различия в сопротивлениях нагрузки для по-
стоянного и переменного тока приходится строить две коллектор-
ные динамические характеристики (рис. 2.33). Одна из них строит-
ся прежним способом и называется в дальнейшем нагрузочной пря-
мой (НП). Нагрузочная прямая необходима только для определе-
248
Рве. 2ЛЗ. Процесс усиления синусоидального сигнала в резисторной усилителе
жа транзисторе р — п — р с учетом влияния следующего каскада

ния точки исходного режима, т. е. для нахождения величин /ко И
UkQ-
Для построения истинной КДХ, т. е. характеристики, показы-
вающей реальную связь между изменениями величин iK и uKi необ-
ходимо иметь ее уравнение.
При наличии усиливаемого сигнала коллекторный ток и кол-
лекторное напряжение изменяются. Они пульсируют в противо-
фазе.
Математически это можно записать так:
= ZKo -j~ Im к • sin	(2.69)
Ик = ^кО — ^тк • sin tot	(2.70)
Естественно, что у транзистора р-п-р напряжение (7ко отрица-
тельное, а у транзистора п-р-п оно положительное.
Из уравнения (2.69) имеем
/тк = J*-1*» .	(2.71)
тк Sin (of	v 7
Из схемы следует, что амплитуда коллекторного напряжения
=	(2.72)
где /?н — сопротивление нагрузки транзистора Т\ для переменного
тока коллектора.
Поэтому
ик = ^7ко (Ас— 7к0)*/?н.	(2*73)
Это и есть уравнение реальной коллекторной динамической ха-
рактеристики. Именно оно правильно отражает взаимную связь
между изменениями коллекторного напряжения и коллекторного
тока.
Из уравнения (2.73) легко найти три характерные точки, через
которые проходит КДХ:
I)	если Ас = О, то ик = £7к0 + Ло•
2)	если ик = 0, то iK == /к0 +	;
3)	если Ас== 7ко> то
Данные точки показаны на рис. 2.33. Там же изображены гра-
фики мгновенных значений токов и напряжений. Они позволяют
определить коэффициенты усиления и входное сопротивление кас-
када. Для этого следует воспользоваться соотношениями:
1г* __ UmK . ту ^тк . ту _____ ту ТУ. D ____ Umfi
1 то	то
250
в) Количественные соотношения
в транзисторном каскаде
Если амплитуда сигнала на входе транзисторного усилителя до-
статочно мала, то его основные показатели целесообразно опреде-
лять аналитически, т. е. по формулам. При их выводе предпола-
гают, что рабочие участки динамических характеристик усилителя
(транзистора) линейны. Для выполнения данного условия на прак-
тике требуется правильно выбрать исходный режим каскада.
Основные формулы можно «вывести, используя теорию четырех-
полюсников. Для этого усилительный каскад (независимо от его
конкретной схемы) можно изобразить, как показано на рис. 2.34.
М t„,
Усилитель
Рис. 2.34. Схема усилителя в виде четырех-
полюсника
На этом рисунке стрелками показаны условные положительные
направления переменных токов и напряжений. Заметим, что поло-
жительному направлению тока i\ соответствует положительная по-
лярность напряжения и,\. Но положительному направлению тока /г
соответствует отрицательная полярность напряжения и2. Под со-
противлением /?н понимается результирующая нагрузка для пере-
менного выходного тока транзистора.
Системы параметров четырехполюсника могут быть различные.
На низких (звуковых) частотах часто отдают предпочтение системе
й-параметров. Одно из достоинств /i-параметров состоит в том, что
именно они указываются в справочниках для низкочастотных тран-
зисторов. Систему ft-параметров называют гибридной, т. е. смешан-
ной, d этой системе за независимые переменные четырехполюсника
принимают входной ток и и выходное напряжение и2. Тогда функ-
циями от них являются входное напряжение Ui и выходной ток /2.
Математически это записывается так:
«i = fi(*i> «2);
г2 = /2(г1, иг).
(2-74)
Дифференцируя данные функции (пока неизвестные нам), по-
лучим уравнения для их полных приращений:
(2.75)
251
Если на вход усилителя подается испытательный сигнал, то
мгновенные значения всех токов и напряжений изменяются по си-
нусоидальному закону. В этом случае можно считать, что
dul = U1, d«2 = t/2, d*i = A> dz2 = /2,
т. e. за изменения синусоидально меняющихся величин допустимо
принять их действующие значения.
Частные производные полученной системы двух уравнений обо-
значим так:
г’»! _ h c>Ui , di2 . di2 _ .
~~Л11>	—"12’ Щ —	—
Тогда исходные уравнения получают следующий вид:
fy 1 = hii • /1	^12 * U2J I
Z=*“/,+Cd (276)
Из первого уравнения системы видно, что параметр
An = при U2 = 0.	(2.77)
Следовательно параметр Лц есть входное сопротивление тран-
зистора (или усилителя) при коротком замыкании его выхода.
Параметр
Л12 = 4г при Л = °-	(2-78)
С/2
Очевидно, что это безразмерная величина. Параметр h\2 назы-
вают коэффициентом обратной связи по напряжению при разомк-
нутом входе. Чем лучше транзистор, тем меньше hi2.
Из второго уравнения системы следует, что параметр
Л21 = Л при £/2 = 0.	(2.79)
Это также безразмерная величина. Данный параметр является
коэффициентом усиления транзистора по переменному току при
коротком замыкании его выхода. В транзисторе с общей базой
^216 = а, а в транзисторе с общим эмиттером Й21э = р. Параметр h2X
может быть отнесен и к усилителю, но работающему в статическом-
режиме, т. е. без сопротивления нагрузки (когда t/2 = 0). Чем луч-
ше транзистор, тем больше h2[.
Параметр
^22 = -^ при Л = 0.	(2.80)
Следовательно, h22 является выходной проводимостью транзи-
стора при разомкнутом входе.
Реальные величины й-параметров транзистора можно измерить
экспериментально или определить по его статическим характери-
252
стикам. Понятно, что они различны для различных схем включе-
ния транзистора. Они также зависят от режима работы каскада.
Для большего приближения четырехполюсника к принципиаль-
ным схемам усилителей запишем уравнения системы (2.76) в сле-
дующем виде:
^вх ~ ^11  /вх ~Ь ^12 ' //вых’ (	ZQ Q.V
/вых = ^21 • Лх + ^22 • ^вых- ।	,
В любой схеме усилителя верны следующие соотношен/ия:
г _______ ^вых
вых —	хн .
(2.82)
Знак минус означает, что положительному полупериоду выход-
ного тока соответствует отрицательный полупериод выходного на-
пряжения, и наоборот.
Решая совместно обе системы уравнений, можно получить не-
обходимые расчетные формулы для основных показателей усили-
теля, выполненного по любой схеме.
Расположим их в наиболее удобном для практических расчетов
порядке:
1)	Входное сопротивление усилителя
П ____ ^вх___^11 4- Н-Я»	/О QQ\
7ВХ - 1 +л22./?н •
В это уравнение входит вспомогательный параметр
h = //л • hw	(2.84)
2)	Коэффициент усиления по току
=	<2-85)
3)	Коэффициент усиления по напряжению
Ки = -^ = Кг-^~-	(2.86)
^ВХ	7'ВХ
4)	Коэффициент усиления по мощности
КР=^ = КгКи.	(2.87)
ГВХ
Пример. Одиночный резисторный'каскад с общим эмиттером (рис. 2.30) вы-
полнен на транзисторе И14. Сопротивление /?к = 12 ком, /?п=60 ком. Напря-
жение Ек и сопротивление 7?б обеспечивают работу каскада в типовом режиме.
Необходимо определить основные показатели (параметры) усилителя при на-
личии малого входного сигнала.
Решение.
1.	Определение параметров транзистора. Они узнаются из справочника. Их
величины соответствуют типовому режиму усилителя. Для транзистора П14 с
общим эмиттером они таковы:
Лцэ — 775 ом\ = 3 • 10	/^21э	24, Л22Э == 20 мкмо»
253
2.	Определение вспомогательного параметра:
Лэ = Л11э • Л22э — Л12э • Л21э = 775 • 20 • 10—в — 3 • 10-4 • 24 = 83 • 10~4
3.	Определение сопротивления нагрузки транзистора для переменного тока
коллектора (применительно к рис. 2.30):
Я
н
/?к • /?п	12 > 60
Як + Яп 12 + 60
= 10 ком
4.	Расчет входного сопротивления усилителя:
d — ^1э + h3 Rn _
*ex “ 1 + Л22 • /?й. ~
775 + 83 • 10-4 • 10*
1 + 20 • 10-е • 101 - 715 ОХ.
Рис. 2.35. Зависимость коэффициентов уси-
ления резисторного усилителя на транзи-
сторе от сопротивления нагрузки
5.	Расчет коэффициента усиления по току:
17 _	^21Э	_ ______24__________9
1	1+Л22э-/?н	1+20-10--6 . 104
6.	Расчет коэффициента усиления по напряжению:
= к‘'	=20 W ' 28°-
7.	Расчет коэффициента усиления по мощности:
/<р = Kt • Ки = Ж • 280 - 5600.
Анализ уравнений (2.85), (2.86), (2.87) показывает, что коэф-
фициенты усиления резисторного усилителя зависят от сопротив-
ления нагрузки так, как это изображено на рис. 2.3*5.
Из приведенных кривых видно, что для получения максималь-
ного усиления мощности сигнала необходимо выбрать вполне опре-
деленное сопротивление нагрузки транзистора. Его величина назы-
вается оптимальной.
Можно показать, что при малых входных сигналах
^н. опт ®	л23-л •	(2.88)
Пример. Определить оптимальное сопротивление нагрузки резисторного ка-
скада с общим эмиттером иа транзисторе П14.
254
Решение.
Ян опт^ jZ Л229“.ЭЛэ =	20 • 10-6 - 83 • ю-4 %68 ’ 103 °М'
Значительная величина оптимального сопротивления нагрузки транзистора
(десятки килоом) объясняется его большим внутренним сопротивлением для вы-
ходного тока.
На практике в резисторных каскадах часто /?н<С#н. опт и тогда
расчет их основных параметров допустимо производить по следую-
щим формулам:
1.	Входное сопротивление усилителя
A>BX^AU.	(2.89)
2.	Коэффициент усиления по току
K^h2i.	(2.90)
3.	Коэффициент усиления по напряжению
Ки = Кг-^.	(2.91)
/'вх
4.	Коэффициент усиления по мощности
А2
Kp = Ki-Ku=-^-RK.	(2.92)
/4 ц
Для примера, приведенного выше, получаем /?вх~775 ом,
Лг~24, Ku~3l6, Кр«7450. Отсюда видно, что величины всех па-
раметров каскада, полученные по приближенным формулам, не-
сколько завышены. Однако порядок величин сохраняется правиль-
ным с достаточной точностью. Заметные расхождения точных и
приближенных величин параметров в приведенном примере объяс-
няются тем, что в данном случае сопротивление /?н только в 7 раз
меньше оптимального. Читателю предлагается самому сравнить
результаты расчетов параметров усилителя по приведенным фор-
мулам при сопротивлении /?н = 2 ком.
г)	Частотные свойства транзисторного каскада
У резисторного каскада на транзисторе и у резисторного каска-
да на лампе частотные характеристики по внешнему виду анало-
гичны. Они отличаются только количественными соотношениями в
области верхних частот.
В ламповом каскаде уменьшение сопротивления /?а сопровож-
дается пропорциональным увеличением верхней граничной часто-
ты fB. г- Она стремится к бесконечности, если /?а приближается
к нулю. Естественно, что уменьшение сопротивления /?а приводит к
уменьшению коэффициента усиления каскада.
В транзисторном каскаде сопротивление Rl{ очень мало влияет
на полосу пропускания усилителя и на его усиление. Объясняется
255
это тем, что основной нагрузкой транзистора по переменному току
является входное сопротивление следующего каскада. Обычно оно
заметно меньше сопротивления 7?к. В этих условиях резистор /?к
определяет только исходный режим каскада.
Паразитная емкость схемы транзисторного каскада, подключен-
ная параллельно небольшому сопротивлению нагрузки транзисто-
ра, не проявляет своего наличия вплоть до очень высоких частот.
Поэтому при расчете резисторного каскада УНЧ на транзисторе ее
можно не учитывать. Несмотря на это,/усиление каскада с повы-
шением частоты уменьшается. Происходит это из-за инерционности
самого транзистора.
С точностью, достаточной для практики, допустимо считать, что
/в.г®4	(2.93)
где / — граничная частота транзистора с общим эмиттером.
Конечно, реально /в. г получается несколько ниже, чем /, но раз-
личие в этих частотах невелико.
В области нижних частот усилительные свойства резисторного
каскада зависят от переходной цепи. При этом следует иметь в
виду, что она состоит из конденсатора Сп и входного сопротивле-
ния следующего каскада.
С понижением частоты усиливаемых колебаний сопротивление
конденсатора Сп возрастает и напряжение на выходе каскада
уменьшается. На нижней граничной частоте fH.r реактивное сопро-
тивление конденсатора Сп оказывается равным входному сопро-
тивлению следующего каскада. Следовательно, получается равен-
ство
^•/н. Г*^П ВХ
Откуда
^«•г==21:.Сп.7?вх ’	(2-94)
Так как величина сопротивления /?вх мала (сотни или тыся-
чи ом), то для получения достаточно низкой частоты fH.r надо
иметь емкость Сп порядка десятков микрофарад. Поэтому на прак-
тике конденсатор Сп обычно бывает электролитическим.
д)	Варианты схем резисторных каскадов
Каскад, приведенный на рис. 2.30, называют усилителем с фик-
сированным током базы. Такое название означает, что ток /бо опре-
деляется только напряжением £к и сопротивлением R&. Он не за-
висит от параметров транзистора и поэтому остается постоянным
при изменении температуры.
Это обстоятельство затрудняет использование данной схемы,
так как изменение температуры окружающей среды может приве-
сти к значительному изменению исходного режима транзистора.
256
Вследствие этого усилительный каскад может оказаться неработо-
способным.
Несколько лучшая схема усилителя изображена на рис. 2.36.
Она выполнена с фиксированным напряжением смещения. Такое
название означает, что постоянное напряжение на базе Uq0 остает-
ся практически неизменным при изменении параметров транзисто-
ра. Постоянство напряжения t/бо достигается применением делите-
ля из резисторов /?б1 и /?б2-
Iko+Ibo+Ja
Рис. 2.36. Схема резисторного каскада на транзисторе
с общим эмиттером (с фиксированным напряжением сме-
щения)
Сопротивления делителя обычно бывают порядка единиц или
десятков килоом. Поэтому данный вариант схемы менее экономи-
чен. Но зато она успешно работает при изменении температуры
окружающей среды на ±20-4-30° от номинальной.
Стабилизация исходного режима транзисторных усилителей в
широком интервале температур достигается применением отрица-
тельной обратной связи. Такие схемы рассматриваются в § 6.
§ 5. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
1. Особенности усилителей мощности низкой частоты
В радиоприемниках усилителем мощности низкой частоты на-
зывают оконечный (выходной) каскад, работающий на какой-либо
акустический прибор. Задача усилителя мощности заключается в
эффективном преобразовании энергии постоянного тока источника
питания в энергию переменного тока звуковой частоты, выделяе-
мую на полезной нагрузке. Такой типичной нагрузкой является
электродинамический громкоговоритель. Его сопротивление весьма
мало (единицы ом). В дальнейшем оно считается активным по ха-
рактеру. Это допущение верно в области средних звуковых частот.
9—869	257
t
Рис. 2.37. Пример искажен-
ного тока
Выделение значительной мощности на малом сопротивлении
нагрузки возможно только при большом токе полезного сигнала.
Поэтому в оконечном каскаде приемника могут возникать замет-
ные нелинейные искажения усиливаемых колебаний. Наиболее ча-
сто они бывают несимметричные (рис. 2.12). Изменение формы по-
лезных сигналов означает, что на выходе усилителя появляются
новые частоты (высшие гармоники), которых нет на входе. Их уро-
вень оценивают при помощи коэффициента гармоник (см. .§ 2).
Для теоретического расчета коэффициента гармоник разрабо-
таны специальные методы. Один из них поясняется рис. 2.37, где
показан график искаженного выходного тока сигнала.
В соответствии с принятыми там обо-
значениями
<2-95)
Точность определения коэффициента
гармоник по данной формуле получает-
ся невысокой, но она вполне достаточна
для ориентировочных расчетов.
Коэффициент гармоник обычно мно-
го меньше единицы. Его часто выра-
жают в процентах. Допустимая величи-
на Кг зависит от назначения приемника.
Для уменьшения нелинейных искажений, возникающих в усили-
теле, принимают специальные меры.
Основными показателями оконечного усилителя приемника яв-
ляются:
—	выходная полезная мощность при заданном коэффициенте
гармоник;
—	мощность, потребляемая от источника питания;
—	мощность потерь, расходуемая на нагрев усилительного при-
бора (или приборов);
—	коэффициент полезного действия;
—	коэффициенты частотных искажений на граничных частотах
полосы пропускания.
В современных приемниках усилители мощности выполняются
по однотактной или двухтактной схеме. Наиболее часто они явля-
ются трансформаторными каскадами. Бестрансформаторные усили-
тели мощности используются значительно реже.
Основное достоинство всех трансформаторных усилителей за-
ключается в том, что они позволяют получать на малом активном
сопротивлении нагрузки большую выходную мощность полезного
сигнала, так как с помощью трансформатора можно осуществить
согласование небольшого сопротивления полезной нагрузки с боль-
шим выходным сопротивлением усилительного прибора.
Для упрощения графического и аналитического анализа свойств
усилителей мощности будет использоваться испытательный синусо-
идальный сигнал средней звуковой частоты.
258
2. Однотактные трансформаторные усилители
Однотакгные трансформаторные усилители работают только в
режиме класса А. В этом режиме выходной ток усилительного при-
бора (транзистора или лампы) протекает непрерывно, а его вели-
чина изменяется по закону усиливаемого сигнала.
а) Однотактный трансформаторный усилитель
на транзисторе
В трансформаторных усилителях транзисторы обычно включают
с общим эмиттером. Простейший вариант схемы трансформатор-
ного каскада с таким включением транзистора показан на рис. 2.38.
Рис. 2.38. Схема однотактного трансформаторного усилителя
на транзисторе р — п — р с общим эмиттером
Это усилитель с фиксированным током смещения. Его величина
рассчитывается по формуле 2.66. Допустим, что выбранное сопро-
тивление /?б обеспечивает работу транзистора в режиме класса А.
Первичная обмотка трансформатора служит коллекторной на-
грузкой транзистора. Ее эквивалентное сопротивление /?н. т для пе-
ременной составляющей коллекторного тока достаточно велико.
Оно зависит от коэффициента трансформации трансформатора и
сопротивления реальной нагрузки /?н, подключенной ко вторичной
обмотке. Поскольку сопротивление 7?н считается активным, то и со-
противление нагрузки транзистора /?н. т также активно. Его вели-
чина приближенно определяется по уравнению
(2.96)
Более точно сопротивление RH. т определяют с учетом эквива-
лентной схемы трансформатора.
9*
259
Параллельно сопротивлению RH. т включено индуктивное сопро-
тивление первичной обмотки трансформатора юЛь Практически
трансформатор всегда делают так, чтобы в полосе средних рабочих
частот усилителя выполнялось условие:
^Н. т*
Рис. 2.39. Построение КДХ трансформаторного
усилителя на транзисторе с общим эмиттером
для работы в режиме класса А
(2.97)
Только при выполнении этого соотношения нагрузка транзисто-
ра для переменного тока коллектора активна по характеру и равна
сопротивлению /?н.т. Обычно /?н.т бывает порядка сотен или тысяч ом.
При вычерчивании гра-
фиков физических про-
цессов, происходящих з
трансформаторном усили-
теле^; следует помнить о
резком различии нагруз-
ки транзистора (или лам-
пы) для постоянного и
переменного тока. Учи-
тывая это, КДХ строят
в такой последовательно-
сти (см. рис. 2.39):
1.	Проводят линию
постоянного напряжения
(ЛПН). Она соответст-
вует постоянному коллек-
торному напряжению
t/ко= Ек.
2.	По известной величине тока базы /бо находят положение точ-
ки исходного режима на семействе КСХ. Эта точка позволяет узнать
величину постоянной составляющей коллекторного тока /ко-
3.	Теперь можно построить КДХ, пользуясь ее уравнением
— t/K0 (zK /ко) * /?н.т-	(2.98)
Оно аналогично уравнению (2.73).
Из рис. 2.39 и уравнения 2.98 следует, что при изменении вели-
чины /?н.т происходит вращение КДХ вокруг точки исходного ре-
жима. Если /?н. т = 0, то КДХ проходит вертикально и совпадает с
ЛПН. Если /?н. т = оо, то КДХ проходит горизонтально на уровне
тока /к0.
Физические процессы, происходящие в однотактном трансфор-
маторном усилителе на транзисторе типа р—п—р, приведены на
рис. 2.40. Их вычерчивание начинается с построения КДХ.
Затем по точкам пересечения КДХ и КСХ строится базовая ди-
намическая характеристика (БДХ) на семействе БСХ выбранного
транзистора. По известному току /бо определяется место точки ис-
ходного режима на БДХ и исходное напряжение на базе Uqq. Даль-
нейшие построения графиков мгновенных значений напряжений и
токов ясны из рис. 2.40.
230
Рис. 2.40. Процесс усиления синусоидального сигнала в однотактном трансфор-
маторном усилителе на транзисторе р — п — р с общим эмиттером, работающим
в режиме класса А
В соответствии с изображенными графиками физические про-
цессы объясняются в следующем порядке. Входное напряжение
усилителя l/вх изменяет потенциал базы транзистора и напряже-
ние изменяется синфазно с входным напряжением. По данной
причине изменяется потенциальный барьер эмиттерного перехода и
происходит изменение интенсивности процесса инжекции дырок из
эмиттера в базу. Вследствие этого происходят взаимно пропорцио-
нальные изменения токов базы и коллектора. Они синфазны. Ввиду
наличия нагрузки в коллекторной цепи транзистора, изменения
тока iK сопровождаются изменениями напряжения ик. Они проти-
вофазны.
При достаточно большой величине сопротивления /?н. т ампли-
туда коллекторного напряжения UmK получается значительно боль-
ше, чем итб. Амплитуда тока коллектора 1тк всегда много больше
амплитуды тока базы /тб-
Если трансформаторный каскад является выходным, то обычно
и амплитуда выходного напряжения Um ВЫх получается
меньше, чем (7тк, а амплитуда выходного тока /)пВых соответствен-
но оказывается больше, чем /тк- Последнее обстоятельство и обес-
печивает выделение значительной мощности полезного сигнала на
малом сопротивлении реальной нагрузки каскада /?н.
Пользуясь графиками физических процессов можно определить
следующие параметры усилителя:
ту' __ Um вых__	2 Um к
Л" итвх “ W, ’итб
вых __ Um вых __ ^2 . Um к
KP = KU-Kt.
г» ___ итвх ___UmQ
' г	' г	л
(2.99)
(2.100)
(2.101)
(2.102)
Дополнительно можно рассчитать:
— мощность, расходуемую источником питания в цепи коллек-
тора:
Р0 = /к0-Ек’,	(2.103)
— мощность полезного сигнала в коллекторной цепи
р ____ 1	. и ____L. /2 . р_________L _
2 к. ц 2 тк тк 2 тк хн. т— 2 ’
‘н.т ’
— выходную мощность
1	1 и2
Р = — . /2	. Р _ ] т вых _ р
вых 2 твых	2	/?н	—	*• и 7'тр’
(2.104)
(2.105)
где т)тр — КПД выходного трансформатора; обычно т]тр = 0,7-*-0,9;
262
— мощность потерь, рассеиваемую на нагрев коллектора:
/эн.к = А-/?к.ц = А-^;	(2.106)
Чтр
— КПД коллекторной цепи усилителя
_ __ /"к. ц _ 1 ^тк'Цт к
Л Ро ~ 2 ’ /к0-£к *
(2.107)
В режиме класса А всегда /тк</ко, а Umn<EK. Поэтому т)<0,5.
На рис. 2.40 полезная мощность сигнала, выделяемая в коллек-
торной цепи транзистора Рк, ц, изображается площадью заштрихо-
ванного треугольника. Назовем его треугольником полезной мощ-
ности (ТПМ). Мощность Pq равна площади заштрихованного пря-
моугольника. Будем называть его прямоугольником расходуемой
мощности (ПРМ). Очевидно, что КПД усилителя (точнее, его кол-
лекторной цепи) равен отношению площади ТПМ к площади ПРМ.
Мощность Ро не зависит от величины сопротивления /?н. т. Она
определяется только напряжением £к и током /Ко- Мощность Рк. ц
зависит от величины сопротивления /?н. т и от амплитуды входного
сигнала. Очевидно, что КПД усилителя возрастает с увеличением
входного напряжения. Поэтому в усилителе мощности желатель-
но использовать максимально возможный рабочий участок КДХ.
Тогда получится режим максимальной мощности и максимально-
го КПД, который можно назвать режимом полного возбуждения
каскада.
В режиме класса А при полном возбуждении каскада ампли-
туда коллекторного тока 1тк оказывается равна постоянной со-
ставляющей /ко, а амплитуда коллекторного напряжения UmK ста-
новится почти равна Ек. Поэтому КПД коллекторной цепи полу-
чается очень близок к 50%. Однако в таком режиме наблюдаются
значительные нелинейные искажения. По этой причине применять
режим полного возбуждения усилителя нецелесообразно. Обычно
амплитуда возбуждающего напряжения выбирается такой величи-
ны, при которой КПД каскада получается 25—35%.
Особенностью трансформаторных усилителей является возмож-
ность изменения фазы выходного сигнала на 180°. Достигается это
переключением одной из обмоток трансформатора.
В любом трансформаторном каскаде легко получить на выходе
Два симметричных напряжения. Для этого вторичная обмотка
трансформатора должна состоять из двух одинаковых половин.
Пример схемы однотактного трансформаторного усилителя с двумя
выходными напряжениями приведен на рис. 2.41.} Наличие двух
одинаковых, но противофазных выходных напряжений позволяет
назвать данную схему парафазным или инверсным усилителем.
В схеме, изображенной на рис. 2.41, применено фиксированное на-
пряжение смещения.
Практически схемы однотактных трансформаторных усилителей
редко применяются без отрицательной обратной связи. Она нужна
для стабилизации исходного режима транзистора и для уменьше-
263
ния искажений усиливаемых сигналов. Примеры таких схем будут
приведены дальше.
Обычно однотактные усилители на транзисторах используются
в приемниках с выходной мощностью порядка десятков или сотен
милливатт. Она получается максимальной, если
(2.108)
Рис. 2.41. Схема однотактного трансформаторного усилителя с двумя
симметричными выходными напряжениями
б) Однотактный трансформаторный
усилитель на лампе
Наиболее распространенная схема оконечного каскада приемни-
ка на лампе изображена на рис. 2.42. Это усилитель на пентоде с
ячейкой автоматического смещения в цепи катода. Очень часто
каскад выполняется на лучевом тетроде. Триоды в оконечных кас-
кадах современных приемников применяются редко.
Поскольку семейство АСХ пентода аналогично семейству КСХ
транзистора, то и графические построения для усилителя на лампе
аналогичны тем, которые выполнены на рис. 2.40. Они даже не-
сколько проще, так как построение СДХ осуществляется непосред-
ственно по точкам пресечения АДХ и АСХ (рис. 2.27).
Следует только иметь в виду, что на рис. 2.27 построение АДХ
сделано для резисторного каскада и поэтому t/ao получается зна-
чительно меньше Еа- В трансформаторном усилителе Ua^E&.
Уравнение АДХ усилителя на лампе имеет следующий вид:
«а = ^0-0'а-4о)-^Н.Л,	(2.109)
где 7?н. л—эквивалентное сопротивление анодной нагрузки лампы.
Для выходных пентодов характерно наличие оптимального на-
грузочного сопротивления /?н. л. опт, при котором получаются наи-
234
меньшие нелинейные искажения. Оно обычно указывается в спра-
вочниках. Приблизительно
Ян.лопт®(0,8-^1).41.
zao
(2.110)
Практически эта величина бывает 5—10 ком. При заданном со-
противлении реальной нагрузки Ra подбор необходимой величи-
ны Ra. л достигается выбором коэффициента трансформации выход-
ного (согласующего) трансформатора.
tao+Ia20 i„
Рис. 2.42. Схема однотактного трансформатор-
ного усилителя на пентоде
Усилитель на пентоде или лучевом тетроде имеет два основных
достоинства:
—	значительная выходная мощность (единицы ватт) может
быть получена при небольшой амплитуде входного напряжения
(единицы вольт);
—	КПД усилителя на пентоде в 1,5—2 раза выше аналогичного
усилителя на триоде.
3. Частотные свойства трансформаторного усилителя
Полоса пропускания трансформаторного усилителя зависит от
частотных свойств усилительного прибора и трансформатора. Бу-
дем считать, что усилительным прибором является транзистор.
О частотных свойствах трансформатора судят по его эквивалент-
ной схеме. В полном виде она изображена на рис. 2.43.
На этой схеме показаны отдельно для обеих обмоток между-
витковые емкости Сх и С2, индуктивности рассеяния Lsx и L82, а
также активные сопротивления гх и г2. Идеальные индуктивности
обмоток Ll и L2 связаны между собой общим магнитным потоком
265
трансформатора Ф. На входе трансформатора действует перемен-
ная составляющая коллекторного напряжения.
Все сопротивления вторичной цепи трансформатора (активные
и реактивные) М0Ж1НО пересчитать в его первичную цепь по фор-
муле
(2п|>
Рис. 2.43. Полная схема трансформатора с активной
нагрузкой
В соответствии с этой формулой пересчета сопротивлений полу-
чается эквивалентная схема трансформатора (рис. 2.44). В этой
Рис. 2.44. Эквивалентная схема трансформатора
с активной нагрузкой
схеме приведенными к первичной обмотке трансформатора (т. е.
пересчитанными в его первичную цепь) являются:
=	(др-)2 — сопротивление нагрузки усилителя;
L's2 = LS2- (др")2 — индуктивность рассеяния вторичной обмотки;
(W \ 2
— активное сопротивление вторичной обмотки.
— емкость вторичной цепи трансформатора;
U' =U
’'вых ВЫХ
выходное напряжение усилителя.
266
В области средних частот усилителя можно пренебречь нали-
чием индуктивностей рассеяния (так как они малы) и индуктив-
ностью Li (потому что она достаточно велика). Тогда эквивалентная
схема трансформатора примет вид, показанный на рис. 2.45, а. Из
нее видно, что в области средних рабочих частот трансформатор
обладает активным входным сопротивлением. В транзисторном
Рис. 2.45. Эквивалентная схема трансформатора
с активной нагрузкой:
а — для средних частот усилителя; б — для верхних ча-
стот усилителя; в — для нижних частот усилителя
усилителе оно обозначено /?н. т. Точная величина этого сопротивле-
ния равна
^н.т = ^н + '-1 + 4	(2-112)
Поскольку выходная мощность полезного сигнала выделяется
на сопротивлении /?н', а на сопротивлениях Г\ и г'2 происходит вы-
деление мощности тепловых потерь, то уравнение для КПД транс-
форматора имеет следующий вид:
„	___________/ Г, у R„
iT₽ Ra + Г] + г'2 Rh.t \ W72 / ^?H.T
(2.113)
Поэтому требуемый коэффициент трансформации определяют по
следующей формуле:
(1=.^= У R« .	(2.114)
IF1 ' Чтр’^Н.Т
267
Для расчета п задаются ожидаемой величиной КПД трансфор-
матора, выбирая 7]тр=0,б4-0,9. При этом руководствуются практи-
ческим опытом, из которого известно, что с увеличением размеров
трансформатора его КПД возрастает.
Коэффициенты усиления трансформаторного усилителя на
транзисторе в области его средних частот можно рассчитать по
следующей формуле:
TS __ п ^21э • Т
Лиэ + Лэ’Ян.т ’
где
Аэ = Ацэ • ^223	^12э • ^21 э>
__ ______^21 Э____
Л’(1 + Л22 э’ Rh. т)
(2.115)
(2.116)
(2.117)
К
Влияние Lj
1
Влияние Ls и С'2
Влияние С2
Нижние
частоты
усилителя
Средние । Верхние
ча стоты | ча сто ты
усилителя' усилителя
Рис. 2.46. Частотная характеристика трансформатор-
ного усилителя
С повышением частоты усиливаемых колебаний сопротивление
емкостей уменьшается, а сопротивление индуктивностей возрастает.
Поэтому в области верхних частот усилителя эквивалентная схема
трансформатора принимает вид, показанный на рис. 2.45,6. Из
данной схемы видно, что на верхних частотах может проявляться
влияние индуктивности- рассеяния трансформатора и междувитко-
вых емкостей обмоток. Из-за наличия емкости С\ с повышением ча-
стоты уменьшается переменное напряжение на входе трансформа-
тора, а из-за наличия емкости С2 (а следовательно, и С^) умень-
шается напряжение на нагрузке.
Но если R'n достаточно велико (что обычно бывает только в
предоконечных каскадах), то тогда могут проявляться резонанс-
ные свойства последовательного контура LSC^ и на верхних рабо-
чих частотах может получиться некоторый подъем усиления. Одна-
ко на частотах более высоких, чем резонансная, спад усиления не-
избежен.
С понижением частоты усиливаемых колебаний сопротивление
емкостей возрастает, а индуктивностей уменьшается. Поэтому в об-
ласти нижних частот усилителя эквивалентная схема трансформа-
268
тора Имеет вид, показанный на рис. 2.45, в. Из этой схемы видно,
что на нижних частотах усилителя проявляется влияние индуктив-
ности первичной обмотки трансформатора Ц. Из-за ее наличия с
понижением частоты происходит уменьшение входного сопротивле-
ния трансформатора, что приводит к уменьшению напряжений на
его входе и выходе. Резонансных явлений в области нижних частот
усилителя обычно не возникает.
Типичный вид частотных характеристик трансформаторного
усилителя показан на рис. 2.46.
Из сказанного ясно, что для расширения полосы пропускания
усилителя в область нижних частот необходимо увеличивать индук-
тивность первичной обмотки трансформатора. При этом размеры
трансформатора, его вес и стоимость возрастают. Однако увеличи-
вается и КПД.
4. Двухтактные трансформаторные усилители
Двухтактные трансформаторные усилители (ДТУ) применяют-
ся для получения большой выходной мощности полезного сигнала
при наличии высокого КПД. Выходная мощность ДТУ опреде-
ляется типом усилительных приборов и режимом их работы. КПД
усилителя зависит только от режима его работы.
Схема ДТУ представляет собой совокупность двух однотакт-
ных усилителей, работающих на общую нагрузку. Половина двух-
тактного усилителя называется плечом. Оба плеча электрически
симметричны. Для электрической симметрии плеч ДТУ его усили-
тельные приборы должны иметь одинаковые параметры и симмет-
ричные режимы. Такие режимы получаются, если на входе ДТУ
действуют два симметричных входных напряжения. Будем их счи-
тать синусоидальными. Они должны быть равны и противофазны.
Существует много различных схем ДТУ, но их основные свой-
ства можно изучить на простейших примерах.
а) Двухтактный трансформаторный усилитель
на транзисторах
На рис. 2.47 изображена типичная схема двухтактного транс-
форматорного усилителя на транзисторах р—п—р. Транзисторы оди-
наковые. Первичная обмотка выходного трансформатора Тр2 имеет
вывод от середины.
Два симметричных входных напряжения ивх и получаются
при помощи входного трансформатора Трх. Он является элементом
предыдущего каскада. Его полная схема может соответствовать
рис. 2.41.
Если условия полной симметрии плеч ДТУ выполнены, то все
составляющие токов аналогичных электродов обоих транзисторов
получаются равными.
269
При равенстве постоянных коллекторных токов отсутствует по-
стоянное подмагничивание сердечника выходного трансформато-
ра Тр2. Это позволяет выбрать размеры трансформатора значи-
тельно меньше, чем в однотактной схеме. Поэтому двухтактный
усилитель получается очень компактным.
При равенстве переменных составляющих коллекторных токов
магнитный поток в сердечнике трансформатора Тр2 создается толь-
ко нечетными гармониками сигнала, которые проходят в первичной
обмотке в одном направлении. Четные гармоники коллекторных
токов магнитного потока в трансформаторе не создают, так как
протекают в первичной обмотке навстречу друг другу.
Рис. 2.47. Типичная схема двухтактного трансформаторного усили
теля
Если для ДТУ выбрать режим работы класса В, то высшие не-
четные гармоники импульсных коллекторных токов полностью исче-
зают. Тогда переменный магнитный поток в трансформаторе соз-
дается только их первыми гармониками. В режиме АВ нечетные
гармоники в коллекторных токах транзисторов есть, но их ампли-
туды малы по сравнению с амплитудой первой гармоники. Из ска-
занного следует, что в ДТУ целесообразно применять экономичные
режимы работы класса В или АВ. Тем самым можно получить КПД
более высокий, чем у однотактного усилителя.
Схема ДТУ малочувствительна к пульсациям напряжения пи-
тания, так как изменения постоянных токов усилительных прибо-
ров магнитного потока в выходном трансформаторе не создают.
Эта особенность двухтактного усилителя позволяет упростить кон-
струкцию сглаживающего фильтра выпрямителя.
Достоинство ДТУ заключается также в малой паразитной свя-
зи с предыдущими каскадами, возникающей через общий источник
питания, потому что к этому источнику проходят только четные
гармоники усиливаемого сигнала, а на их частотах самовозбужде-
ние усилителя не возникает. По этой причине в многокаскадных
усилителях упрощаются, а иногда и полностью исключаются раз-
вязывающие фильтры и зачастую отпадает необходимость в бло-
кировочном конденсаторе общей цепи питания.
270
Ввиду указанных свойств схема ДТУ имеет серьезные преиму-
щества по сравнению с однотактной схемой. Однако они зависят
от степени электрической симметрии плеч ДТУ. Опыт практиче-
ского налаживания транзисторных схем ДТУ показывает, что
идеальной симметрии плеч достигнуть невозможно. Поэтому на
практике симметрию считают приемлемой, если постоянные коллек-
торные токи транзисторов ДТУ отличаются не более чем на
10—20%.
При теоретическом анализе ДТУ принято считать симметрию
его плеч полной. Тогда можно ограничиться рассмотрением любой
половины схемы, а затем _обобщить результат исследования. Так,
например, сразу ясно, что/полная полезная мощность двухтактного
усилителя в два раза больше мощности одного плеча.
Если в ДТУ усиление синусоидального сигнала осуществляется
в режиме класса А, то в каждом’ его плече происходят физические
процессы, изображенные на рис. 2.40. Но обычно ДТУ работают в
режиме В или АВ.
Для получения режима класса В напряжение смещения необхо-
димо выбрать таким, чтобы в исходном состоянии усилителя его
транзисторы были заперты, но при появлении даже очень слабого
сигнала один из транзисторов должен сразу же отпереться. Тогда
смена состояний транзисторов будет происходить /через половину
периода усиливаемых колебаний.
В таком режиме графики токов и напряжений имеют вид, пока-
занный на рис. 2.48. Поясним их применительно к транзистору Т\.
До мо-мента t\ он заперт. Процесса инжекции в этом транзи-
сторе нет. В цепи коллектора и базы проходит тепловой ток кол-
лекторного перехода . Он идет под воздействием напряжения,
которое практически постоянно и равно Ек (так как U'm вх <С£К)«
Ток /к' не меняется. Его величина очень мала. Он втекает в тран-
зистор через вывод базы и вытекает из транзистора через вывод
коллектора.
С момента Л до момента t2 транзистор отперт. Потенциальный
барьер эмиттерного перехода изменяется по закону входного на-
пряжения ивх. В транзисторе происходит инжекция дырок из эмит-
тера в базу. Результатом процесса инжекции являются импульсы
коллекторного и базового тока. Их амплитуды пропорциональны
амплитуде входного напряжения. Ток коллектора значительно боль-
ше тока базы.
Аналогичные процессы происходят в транзисторе Т2. Только по
времени они сдвинуты на половину периода.
При более детальном построении графиков физических процес-
сов, происходящих в ДТУ, необходимо уметь строить КДХ. Прин-
цип ее построения остается тот же самый, что и для режима
класса А.
Такие построения для одного плеча ДТУ проделаны на
рис. 2.49. Они выполнены для случая, когда усиливаемый сигнал
имеет максимально допустимую величину при выбранном сопро-
271
тивлении нагрузки транзисторов /?н. т- Это сопротивление опреде-
ляют по формуле
(2.118)
Рис. 2.48. Графики токов и напряжений в ДТУ при
работе транзисторов в режиме класса В
Минимально допустимое сопротивление полезной нагрузки тран-
зисторов /?н.т и соответственно максимально допустимая величина
импульсов коллекторных токов ограничиваются температурой на-
грева транзисторов. Улучшая условия охлаждения транзисторов
(например, применяя специальные радиаторы), можно заметно
увеличить полезную мощность усилителя.
272
Рис. 2.49. Графики физических процессов в одном плече ДТУ, работающего
в режиме класса В
ю
со
Из рис. 2.48 и 2.49 видно, что, несмотря на импульсную форму
коллекторного тока транзисторов, напряжения на коллекторах по-
лучаются синусоидальными. Объясняется это наличием взаимной
магнитной связи между обеими половинами первичной обмотки вы-
ходного трансформатора.
Поэтому при изменении мгновенных значений коллекторного тока
любого транзистора происходит возникновение ЭДС на обеих по-
ловинах первичной обмотки трансформатора.. В одной половине
обмотки индуктируется ЭДС самоиндукции, а в другой ЭДС вза-
имоиндукции. Максимально возможная амплитуда этих ЭДС близ-
ка к напряжению Ек. Но она получается такой только при полном
возбуждении усилителя, т. е. при условии, что он работает в режи-
ме максимальной мощности.
Энергетические свойства усилителя мощности характеризуют
следующие величины:
1.	Мощность, расходуемая источником питания:
Ро = 2 • /к0 • Е к.
2.	Мощность сигнала в коллекторной цепи
Р	— 9 • —. /	. IJ >— —. /	. т J
7 к. ц	2 'шк!	2	^к. макс
3.	Выходная мощность сигнала
р______1 . итвых	1	/2	П _ Р
'вых—	2	7?н	2	ягвых	АН 'к. ц	Чтр
4.	Мощность потерь, рассеиваемая на нагрев коллекторов
Ря.к = Р0-Рк.а=Р0-^.	(2.122)
чтр
5.	КПД выходной цепи усилителя
(2.119)
(2.120)
(2.121)
Если усилитель работает в режиме класса В, а температура
транзисторов невысока (т. е. тепловой ток 1Ка мал), то тогда
/к. макс ~ 3 • /к0. Если при этом возбуждение каскада является пол-
ным (режим максимальной мощности), то итн~Ек и тогда
т]~0,75. Таким образом, ДТУ, работающий в режиме класса В, мо-
жет иметь КПД около 75%.
Из уравнений 2.122 и 2.123 ясно, что
Ль к == Р к.ц	~	(2.124)
или
/)к.ц = г^-^н.к	(2.125)
274
Если т)=0,75, то Рк. ц=3-Рн. к. Отсюда видно, что максимально
возможная полезная мощность ДТУ примерно в три раза больше
мощности, рассеиваемой внутри его транзисторов, или в шесть раз
больше мощности, расходуемой на нагрев одного транзистора. Но
надо иметь в виду, что на практике получить КПД усилителя, рав-
ный 75%, без больших нелинейных искажений нелегко.
В режиме максимально допустимой мощности при допустимых
нелинейных искажениях КПД обычно получается около 60%. По-
этому считают режим ДТУ приемлемым, когда
РК.Ц«1,5.РН.К.	(2.126)
В большинстве случаев соотношение (2.126) может служить
критерием для выбора подходящего типа транзисторов для ДТУ.
Величина максимально допустимой мощности рассеяния на коллек-
торе транзисторов указывается в справочниках.
Заметим, что режим максимальной мощности усилителя тре-
бует неизменной амплитуды усиливаемого сигнала, а на практике
она непрерывно изменяется. Поэтому сравнение экономичности ре-
жимов А и В рекомендуется производить в реальных условиях ра-
боты усилителя.
Для определения средней величины амплитуды различных ре-
альных напряжений звуковой частоты были проведены статистиче-
ские исследования. Оказалось, что в большинстве случаев
т ср g ^тмакс,
(2.127)
т. е. средняя амплитуда реального напряжения звуковой частоты
(разговор, пение, музыка) составляет одну пятую часть его макси-
мальной амплитуды.
Выходная мощность полезного сигнала в любом режиме уси-
лителя пропорциональна квадрату выходного напряжения. Мощ-
ность, забираемая усилителем от источника питания в режиме клас-
са А, не зависит от амплитуды усиливаемых колебаний. Поэтому
усилитель, работающий в режиме А (однотактный или двухтакт-
ный), имеет средний КПД:
^ср (А) Ж 25" * ^(АГ	(2-1 28)
Следовательно, средний КПД усилителя, работающего в режи-
ме А, получается менее 2%.
Мощность, забираемая усилителем от источника питания в ре-
жиме класса В, пропорциональна амплитуде усиливаемых колеба-
ний. Поэтому усилитель, работающий в режиме В, имеет сред-
ний КПД
Y)Cp(B)^~ *^(В)-	(2.129)
Следовательно, средний КПД усилителя, работающего в режи-
ме В, получается не более 15% •
275
Из сравнения выражений (2.129) и (2.128) видно, что режим
класса В в реальных условиях экономичнее режима класса А
в 8—10 раз. Это обстоятельство и является причиной того, что двух-
тактные усилители обычно работают в режиме В или близком к
нему режиме АВ.
Максимально возможная амплитуда импульсов коллекторных
токов /к. макс зависит от выбранных величин напряжения Ек и со-
противления RH. т- Очевидно, что
(*к- макс)макс =	)	•	(2.130)
' VH- т'мин
Из уравнения (2.120) и логичного рассуждения ясно, что с ро-
стом амплитуды импульсов коллекторных токов происходит уве-
Рис. 2.50. Гиперболы допустимой мощности
потерь на семействе КСХ при различной
температуре
личение выходной мощно-
сти усилителя. Однако при
этом возрастает и мощность
потерь, расходуемая на бес-
полезный нагрев транзисто-
ров. Очевидно, что она рав-
на произведению мгновен-
ных значений коллекторно-
го тока и коллекторного
напряжения, которые в ра-
бочем режиме усилителя
непрерывно изменяются.
Таким образом
Лыс = 4 '«к- (2.131)
Максимально допустимую мощность потерь в транзисторе обо-
значим Рн. к. ДОП. Тогда
^н. к. доп — (Ас ’ ^к)д0П.	(2.132)
Поскольку в уравнении (2.132) произведение 1к-ик есть вели-
чина постоянная, то на графике в системе коллекторных координат
допустимая мощность потерь изображается гиперболой. Положение
гиперболы допустимой мощности потерь (ГДМП) зависит от тем-
пературы транзистора в рабочем режиме (рис. 2.50). Объясняется
это тем, что мощность, которую может рассеять транзистор (в виде
тепла), уменьшается с повышением окружающей температуры.
ГДМП накладывает ограничения на возможные места нахожде^
ния точки исходного режима усилителя и на возможные положе-
ния коллекторной динамической характеристики. Точка исходного
режима должна находиться ниже ГДМП и только в предельном
случае может быть на гиперболе (но не выше ее).
Коллекторная динамическая характеристика усилителя, рабо-
тающего в режиме класса А, не должна пересекать ГДМП
(рис. 2.51, а).
276
Если усилитель работает в режиме класса В, то КДХ может
пересекать ГДМП, но так, чтобы среднее значение мощности потерь
за период усиливаемого сигнала не превышало Рк.доп (рис. 2.51, б).
Рис. 2.51. Предельно допустимые положения КДХ:
а — в режиме класса А; б — в режиме класса В
Практические схемы двухтактных транзисторных усилителей
обычно имеют один источник питания. В этих схемах напряжение
смещения на базу получается при помощи различных делителей.
Один из простых, но распространенных вариантов подобной схемы
приведен на рис. 2.52.
Рис. 2.52. Схема двухтактного трансформаторного усилителя на тран-
зисторах р — п — р с общим эмиттером
В данной схеме напряжение смещения создается на резисторе
током делителя R\R2- Конденсатор С\ включен для коррекции
частотной характеристики усилителя в области верхних звуковых
частот. Очень часто в двухтактных выходных каскадах приемников
применяется отрицательная обратная связь.
277
б) Двухтактный трансформаторный усилитель
на лампах
В ламповых радиоприемниках двухтактные трансформаторные
каскады выполняются на лучевых тетродах или пентодах. Одна из
типичных схем приведена на рис. 2.53.
Частной особенностью представленной схемы является симмет-
рирующий резистор /?с, имеющий небольшое сопротивление (десят-
ки ом). Перемещением его движка легко получить строго симмет-
Рис 2.53. Схема двухтактного трансформаторного усилителя
на лучевых тетродах
1вых
ричные режимы ламп даже в том случае, если их параметры не
совсем одинаковые. Конечно, имеются усилители и без симметри-
рующего резистора.
Вторая особенность рассматриваемой схемы заключается в на-
личии корректирующих цепочек R\CX и /?2С*2. Они выравнивают
усиление каскада в области его верхних частот.
Подобные частные дополнения к основной схеме двухтактного
усилителя бывают разнообразны и встречаются в различных ва-
риантах. Они не меняют сути двухтактной схемы, а только улуч-
шают ее качественные показатели.
Принцип работы двухтактного усилителя объяснялся выше. От-
метим только, что ДТУ на лампах наиболее часто работают в ре-
жиме класса АВ с углом отсечки, близким к 120°. В этом режиме
первая гармоника анодного тока имеет наибольшую амплитуду, а
уровень высших гармоник сравнительно мал.
Режиму класса В отдается предпочтение в тех случаях, когда
основным требованием к усилителю является получение высокого
КПД. В этом режиме обычно отказываются от ячейки автоматиче-
ского смещения /?КСК. Ее заменяют отдельным источником.
278
§ 6. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ В УСИЛИТЕЛЯХ
1. Основные схемы отрицательной обратной связи
Качественные показатели усилителя улучшаются, если в нем
применяется отрицательная обратная связь (ООС).
В результате применения ООС
происходит значительное умень-
шение нелинейных, частотных и
фазовых искажений, возникаю-
щих в усилителе. Заметно повы-
шается стабильность коэффици-
ента усиления и полосы пропу-
скания. Может быть изменено
входное и выходное сопротивле-
ние усилителя.
Малая величина нелинейных
искажений в усилителе с отрица-
тельной обратной связью позво-
ляет повысить его КПД и выход-
ную неискаженную мощность,
что имеет особо важное значе-
ние для усилителей мощности
низкой частоты.
В усилителях напряжения от-
рицательная обратная связь
обычно применяется для расши-
рения их полосы пропускания,
т. е. для уменьшения частотных и
фазовых искажений, а также для
стабилизации параметров.
Усилитель может состоять из
одного каскада или быть много-
каскадным. В большинстве ра-
диоприемников усилители с ООС
являются однокаскадными. По-
этому в данной книге рассматри-
ваются только такие усилители.
Усилительный каскад с ООС
может быть низкочастотным или
высокочастотным. Практически
ООС чаще используется в
Рис. 2.54. Основные схемы отрица-
тельной обратной связи:
а — последовательная обратная связь по
напряжению; б — параллельная обратная
связь по напряжению; в — последователь-
ная обратная связь по току; г — комби-
нированная обратная связь
усилителях низкой частоты. Будем
считать, что они ламповые.
В усилительном каскаде с ООС на сетку лампы одновременно
с входным напряжением подается также несколько меньшее напря-
жение обратной связи, фаза которого в области средних частот
усилителя противоположна фазе входного напряжения. Напряже-
ние обратной связи создается в самом каскаде. Оно получается
в его выходной цепи.
279
Напряжение обратной связи бывает пропорционально либо вы-
ходному напряжению, либо выходному току. В первом случае полу-
чается обратная связь по напряжению. Во втором случае
обратная связь по току.
Несколько реже встречается комбинированный вид обратной
связи (по напряжению и по току).
В зависимости от способа подачи напряжения обратной связи
на вход усилителя различают последовательную и параллельную
обратную связь.
Перечисленные варианты схем отрицательной обратной связи
приведены на рис. 2.54. Из этих схем видно, что в усилителе с от-
рицательной обратной связью напряжение на сетке лампы не равно
входному напряжению. Оно меньше его на величину напряжения
обратной связи. Это обстоятельство служит причиной уменьшения
коэффициента усиления усилителя, в котором -применена отрица-
тельная обратная связь. Для компенсации этого недостатка прихо-
дится увеличивать усиление в предыдущих каскадах. Затруднений
при этом обычно не возникает.
2. Усилители с последовательной обратной связью
по напряжению
Из всех схем отрицательной обратной связи наибольшее приме-
нение получила схема с последовательной обратной связью по на-
пряжению (рис. 2.54, а). Объясняется это тем, что в ней наиболее
удачно сочетаются все лучшие свойства отрицательной обратной
связи.
Пользуясь рис. 2.54, а, выведем формулу для коэффициента уси-
ления усилителя с отрицательной обратной связью. В этой схеме
напряжение обратной связи получается при помощи делителя, со-
стоящего из сопротивлений и /?2, суммарная величина которых
значительно больше сопротивления нагрузки /?н, поэтому делитель
напряжения на величину полезной нагрузки усилителя влияния не
оказывает. Напряжение обратной связи подается на вход усили-
теля в противофазе с входным напряжением и напряжение на сетке
лампы равно их разности:
Ug = UM-U^	(2.133)
В рассматриваемой схеме усилителя напряжение обратной связи
составляет некоторую часть выходного напряжения:
=	(2.134)
где ₽ — коэффициент обратной связи.
Из уравнения 2.134 следует, что
Увых
280
Отсюда вытекает, что коэффициент обратной связи представляет
собой отношение напряжения обратной связи усилителя к его вы-
ходному напряжению. В общем случае коэффициент р может быть
любой величины. Однако в усилителе, изображенном на рис. 2.54, а,
его можно изменять только от нуля (обратной связи нет) до еди-
ницы (обратная связь максимальная). Это следует из того, что в
данной схеме
где сопротивления и /?2 могут иметь произвольные величины.
На практике в подобных усилителях коэффициент обратной
связи обычно выбирают в пределах 0,05—0,2.
Величина выходного напряжения зависит от напряжения на сет-
ке лампы:
UBM = K-Ug.	(2.135)
Следовательно, напряжение обратной связи Ц. =$KUg. Подста-
вив это значение в формулу (2.133), получим Ug=UBX—$KUg,
откуда
Un = Ug(l+ $•«).	(2.136)
Так как коэффициент усиления всякого усилителя равен отно-
шению выходного напряжения к напряжению на входе, то
<2-137)
где —коэффициент усиления усилителя с отрицательной обрат-
ной связью;
К— коэффициент усиления того же усилителя без обратной
связи.
Таким образом, в результате отрицательной обратной связи
коэффициент усиления усилителя уменьшается в 1+рК раз. Про-
исходит это потому, что при наличии отрицательной обратной свя-
зи напряжение на сетке лампы оказывается меньше входного на-
пряжения в 1+(ЗК раз.
В самом деле, из уравнения (2.136) видно, что
<2-138)
Выше было сказано, что напряжение обратной связи всегда
меньше входного напряжения. Покажем, что это действительно так:
и? = $кие = РАТ • (ивх - = рвдх -
Следовательно,
иг=ГТ(К-и-	<2-'39)
281
Полученные формулы для Ug н U[3 верны для средних ча-
стот всех усилителей, схемы которых изображены на рис. 2.54. За
пределами средних частот они требуют уточнения в зависимости
от особенностей принципиальной схемы усилителя.
Резисторный усилитель с последовательной
обратной связью по напряжению
Принципиальная схема резисторного усилителя с последователь-
ной обратной связью по напряжению приведена на рис. 2.55. В ней
напряжение обратной связи создается на резисторе R2 и подается
на сетку лампы последовательно с
входным напряжением. Совершен-
но очевидно, что оно является
частью выходного напряжения.
Графики, иллюстрирующие фи-
зические процессы в усилителе при
усилении синусоидального напря-
жения средней частоты, приведены
на рис. 2.56. Они строятся в том
же порядке, как и для усилителя
без обратной связи. Необходимо
только учесть, что на сетку
лам1пы теперь подается не все
входное напряжение, а только
часть его.
С целью выяснения частотных
Рис. 2.55. Схема резисторного
усилителя с последовательной об-
ратной связью по напряжению
свойств усилителя с отрицатель-
ной обратной связью по напряжению составим его эквивалентную
схему. Для этого выведем уравнение для переменной составляю-
щей анодного тока лампы в области средних частот, считая
На средних частотах усилителя крутизна рабочего участка се-
точной динамической характеристики
Поэтому
с ____ ?
/	— 5 . U —
Но в схеме усилителя с отрицательной обратной связыр напря-
жение Ug определяется по формуле 2.138.
Следовательно,
/ _1±М.
а~ Ri + R*'
(2.140)
282
Если же учесть, что в области средних частот К = б-1*г,в~ >т0
а/ т
получим
I ____ __________Р*^ВХ________ __ ________________
(Я/ + Яа)(1 + Ъ ) Я/ + /?а + ₽рЯа
\ Ki + K&J
Iх (J
_ р-ип _ 1 + 3|х вх _ |Л'.{/ВХ	91 п
R, + яа (1 + М _Rl_+d “flJ + V * J
1 + й>+ Ка
и	г	7?’
где р/ UBX = £7ВХ и 7?/ =	----параметры эквивалентно-
го генератора, a R&— сопротивление его нагрузки в области сред-
них частот.
Рис. 2.56. Процесс усиления синусоидального напряжения резисторным усилите-
лем с отрицательной обратной связью
Если говорить более точно, то в анодную нагрузку лампы вхо-
дят все те элементы схемы, через которые может разветвляться пе-
ременная составляющая ее анодного тока. К ним относятся рези-
стор /?а, переходная цепь CnRn, выходная емкость лампы, емкость
монтажа и входное сопротивление следующего каскада. Следова-
тельно, полной анодной нагрузкой лампы является сопротивле-
ние Za- Тогда выведенные формулы для переменной составляющей
анодного тока получают следующий вид:
Р^вх
'.-=тН^	<2-140'а>
и
Р^ВХ
1 + ₽|*+ а
283
зависит
не постоянна.
Анодная нагрузка Zo
R
Сп
п ^п\
ка I

\УвЫХ

См С^ 11
-Кш
а
1а~ Анодная_на_грузка_2а
{-0
У Увх
Рис. 2.57. Два варианта эквивалент-
ной схемы резисторного усилителя
с отрицательной обратной связью по
напряжению

На основании этих формул полная эквивалентная схема рези-
сторного усилителя с отрицательной обратной связью по напряже-
нию может быть изображена в двух вариантах (рис. 2.57). На этих
схемах принято, что следующий каскад обладает чисто емкостным
входным сопротивлением и его воздействие на рассматриваемый
усилитель проявляется только добавлением емкости Свх-
На рис. 2.57, а эквивалентный генератор имеет внутреннее со-
противление, равное внутреннему сопротивлению лампы, но его
~	не только от входного напряже-
ния, но и от коэффициента уси-
ления Д, который уменьшается
на верхних и нижних частотах
усилителя. Следовательно, ЭДС
эквивалентного генератора на
верхних и нижних частотах воз-
растает, стремясь к величине
pt7BX. По этой причине обратная
связь по напряжению приводит
к расширению полосы пропуска-
ния усилителя как в области
верхних, так и в области нижних
частот.
Тот же вывод получается
из второй эквивалентной схемы
(рис. 2.57,6), на которой гене-
ратор имеет другие параметры.
На этой схеме ЭДС генератора
и его внутреннее сопротивление
постоянны, но меньше обычных
величин (рис. 2.19) в 1+₽р раз.
полосы пропускания усилителя
объясняется пониженной величиной внутреннего сопротивления
эквивалентного генератора.
Расширение полосы пропускания усилителя за счет отрицатель-
ной обратной связи по напряжению объясняется тем, что на верх-
них и нижних частотах происходит уменьшение напряжения £/3 и
напряжение Ug растет (рис. 2.58). Возрастание напряжения Ug на
верхних частотах приводит к дополнительному увеличению пере-
менной составляющей анодного тока, и на уменьшающемся сопро-
тивлении анодной нагрузки напряжение поддерживается постоян-
ным до более высоких частот, чем в усилителе без обратной связи
/вг )•
На нижних частотах увеличение Ug приводит к росту перемен-
ной составляющей анодного напряжения, поэтому увеличение со-
противления конденсатора Сп в меньшей степени влияет на умень-
шение усиления нижних частот (/нг</нг).
Можно показать, что в резисторном усилителе с отрицатель-
284
Из данной схемы расширение
ной обратной связью по напряжению граничные частоты,
щие в полосу пропускания, равны:
f —_________!------
•/«г	24?Л(1 + Нс)’
входя-
(2.142)
(2.143)
ибх
Динамический режим
Ra
0,707-Kq
Статический
режим
Ra
Ki* К a
Vi
0,707Ra ।
____1----L
iaSsdUg
o
Sd Ri+z0
o
Ug~Uqx~u$>
yUex
R'i+Ra
5илх
Кремах !
farmer
0 f»z ?hz
Kc Sq Ra
--1к«п=.-^!МЛ-
кА
Рис. 2.58. Частотные зависимости в резисторном усилителе
с отрицательной обратной связью по напряжению

IllIIIIIIIIIIIHI

т. е. полоса пропускания усилителя в области верхних и нижних
частот расширяется во столько раз, во сколько раз уменьшается
его коэффициент усиления на средних частотах. Формулы (2.142)
и (2.143) верны только при условии, что полоса пропускания уси-
лителя определяется на уровне 0,707/Ср с.
285
Пользуясь эквивалентной схемой резисторного усилителя с
ООС по напряжению, изображенной на рис. 2.57, б, можно рас-
считать его выходное сопротивление на средних частотах. Если
Ra^Rn,
Ri n Ri Ra
rn	R = } + _Ri + Ra
Отсюда видно, что ООС по напряжению, примененная в уси-
лителе, уменьшает его выходное сопротивление в 1+рЛ раз.
Рис. 2.59. Графики, поясняющие процесс уменьшения нелинейных искаже-
ний в усилителе с отрицательной обратной связью
Частотные свойства резисторного усилителя с ООС по напряже-
нию иллюстрируются графиками, изображенными на рис. 2.58.
Уменьшение нелинейных искажений при отрицательной обрат-
ной связи можно объяснить следующим образом. Если на входе
усилителя действует строго синусоидальное напряжение иВх, то в
процессе его усиления возникают нелинейные искажения и вы-
ходное напряжение оказывается искаженным (пунктирные кри-
вые для /а и иа на рис. 2.59). Но тогда и напряжение обратной
связи искажено, вследствие чего напряжение на сетке лампы иё
получается несинусоидальным. В процессе усиления этого иска-
женного напряжения происходит частичная компенсация нелиней-
ных искажений и форма выходного напряжения приближается к
синусоидальной. Нелинейные искажения, конечно, остаются, но
286
они уменьшаются в 1 4 рХ раз по сравнению с нелинейными иска-
жениями того же усилителя без отрицательной обратной связи.
Рассмотрим влияние последовательной отрицательной обрат-
ной связи на входное сопротивление усилителя. При этом будем
полагать, что обратная связь является чисто активной, т. е. будем
считать напряжения ивх и строго противофазными на всех ча-
стотах усиливаемого спектра.
В §4 этой главы было показано, что резисторный усилитель с об-
щим катодом на средних частотах обладает емкостным входным
сопротивлением (если лампа работает при отрицательном напря-
жении на сетке). Введение в схему такого усилителя последова-
тельной отрицательной обратной связи не меняет характера его
входного сопротивления. Оно остается емкостным. Однако вели-
чина входной емкости заметно уменьшается, и тем самым улучша-
ются условия работы предыдущего каскада в области верхних
рабочих частот. Выведем формулу для входной емкости резистор-
ного усилителя с последовательной обратной связью по напря-
жению.
Под воздействием переменного напряжения UgK через ем-
кость CgK проходит переменный ток
= UgK = 1 +Вр/< 
Под воздействием переменного напряжения U&g <через ем-
кость Сая проходит переменный ток IAg = U^C^g.
При активной анодной нагрузке лампы напряжение
U.t = и,. + и.. = ик. (1 + К) =	•
Поэтому ток
(2.144)
Переменный ток, протекающий через источник входного сиг-
нала,
/вх==^вх-<оСвх.’	(2.145)
При активной отрицательной обратной связи и активной анод-
ной нагрузке лампы справедливо равенство
^вх = gv. "Ь ^ag*
Подстановкой в это уравнение значений всех токов получается
формула для входной емкости усилителя:
Свх==£^..+.С^+/<)..	(2.146)
Сравнивая ее с формулой (2.63), видим, что в усилителе с по-
следовательной отрицательной обратной связью по напряжению
входная емкость уменьшается в 1+рЛ раз.
287
Из формулы (2.137) видно, что усилитель с отрицательной об-
ратной связью обладает более стабильным коэффициентом уси-
ления, чем усилитель без обратной связи. Объясняется это тем,
что при изменении величины К происходит одновременное изме-
нение числителя и знаменателя этой формулы. В результате /(3
меняется незначительно.
Допустим, что А'=Ю0, а {3 = 0,1. Тогда

100
1 + 0,1-100
= 9,1.
Предположим теперь, что за счет ухудшения параметров лам-
пы коэффициент усиления уменьшился на 10% и стал ра-
вен 90. Тогда
/г =___—---=90
1+0.1-90
Следовательно, коэффициент усиления уменьшился только
на 1%.
Рис. 2.60. Частотные характеристики резисторного уси-
лителя:
а — без обратной связи; б — с отрицательной обратной связью
С физической точки зрения стабилизация коэффициента уси-
ления усилителя за счет введения отрицательной обратной связи
объясняется очень просто. Если по какой-либо причине произой-
дет уменьшение величины К, то это вызовет уменьшение напря-
жения обратной связи и в результате этого на сетке лампы на-
пряжение возрастет. Поэтому усилитель будет усиливать возрос-
шее сеточное напряжение и на его выходе уменьшение напряже-
ния окажется незначительным.
По данной причине усилитель с ООС обладает очень стабиль-
ной частотной характеристикой. Ее форма мало зависит от пара-
метров лампы и величины напряжения питания усилителя. Ска-
занное наглядно поясняется рис. 2.60.
Из рисунка видно, что отрицательная обратная связь стабили-
зирует не только коэффициент усиления, но и полосу пропускания
усилителя.
288
Трансформаторный усилитель
с п о с л е д о в а т е л ь.н о й обратной связью
по напряжению
На рис. 2.61 приведены схемы трансформаторных усилителей
низкой частоты с последовательной отрицательной обратной
связью по напряжению.
В схеме, изображенной на рис. 2.61, а напряжение отрицатель-
ной обратной связи получается при помощи делителя под-
ключенного ко вторичной обмотке выходного трансформатора. По-
Рис. 2.61. Схемы трансформаторных усилителей с последовательной обратной
связью по напряжению
этому в данной схеме обратная связь уменьшает нелинейные иска-
жения, возникающие не только за счет кривизны динамической
характеристики лампы, но и создаваемые выходным трансформа-
тором. Одновременно уменьшается фон переменного тока, возни-
кающий от пульсаций напряжения Еа (если оно получается от
выпрямителя).
Вторичную обмотку трансформатора необходимо правильно
подключить к делителю напряжения. При неправильном ее вклю-
чении обратная связь может оказаться положительной и качество
работы усилителя резко ухудшится. В этом случае необходимо
поменять концы обмотки трансформатора, подключенные к дели-
телю.
Особенность схемы, изображенной на рис. 2.61,6, заключается
в том, что в ней напряжение обратной связи может превышать вы-
ходное напряжение. Поэтому коэффициент обратной связи может
быть любой величины.
Из схемы видно, что
в = ^.
r w2
10—869
289
3.	Усилители с последовательной обратной связью
по току
В радиоприемных устройствах последовательную ООС по току:
применяют в резисторных усилителях видеочастоты, а также в;
резонансных усилителях напряжения высокой и промежуточной1
частоты.
Типичная схема резисторного усилителя с последовательной
ООС по току изображена на рис. 2.62, а.
Рис. 2.62. Схема резисторного усилителя с последователь-
ной ООС по току (а) и процесс усиления им синусоидаль-
ного напряжения (б)
В этой схеме элементом обратной связи является резистор /?к.
Одновременно он служит сопротивлением смещения. Напряжение
смещения создает постоянная составляющая анодного тока, а на-
пряжение обратной связи создает переменная составляющая анод-
ного тока.
Следовательно,
Eg = Ло *
Амплитуда выходного напряжения
U т вых	Айа ‘
290
Поэтому коэффициент обратной связи
p =	=	(2.147)
Um вых
Из формулы (2.147) ясно, что в усилителе с ООС по току
коэффициент р может быть любой величины (от 0 до оо). Следо-
вательно, в таком усилителе напряжение обратной связи может
оказаться больше выходного напряжения. Для этого надо иметь
Rk>R&- Однако всегда напряжение обратной связи получается
меньше входного напряжения.
Рис. 2.63. Полная эквивалентная схема резисторного усилителя
с последовательной ООС по току и ее вариант для средних частот
Физические процессы, происходящие в рассматриваемом уси-
лителе, показаны на рис. 2.62, б. Особых пояснений данный рису-
нок не требует.
Для выяснения частотных свойств усилителя с ООС по току
составим его эквивалентную схему. С этой целью выведем урав-
нение для переменной составляющей анодного тока лампы, счи-
тая /?аС^?п-
В усилителе с отрицательной обратной связью при активной
нагрузке лампы
г ___, е ^вх
'а ~	1 + £/( •
В рассматриваемой схеме усилителя
с ___________________Н____. rs ___________
d Я/ + Яа + Як’ Л +	+
Поэтому
Это уравнение можно записать в следующем виде
I	(2.148, а)
а ~	+ Ra	v
где R't =	4- (1 + н) RK-
На основании уравнения (2.148) получается эквивалентная
схема резисторного усилителя (рис. 2.63). Из нее видно, что дей-
10»	291
ствие ООС по току сводится только к увеличению внутреннего
сопротивления эквивалентного генератора на величину (1+р)-/?к.
ЭДС генератора и все остальные элементы эквивалентной схемы
остаются такими же, как в усилителе без обратной связи. Сле-
дует лишь обратить внимание на то обстоятельство, что напряже-
ние , показанное на зажимах эквивалентного генератора, в
реальной схеме действует между анодом лампы и корпусом уси-
лителя.
Выходное напряжение
11	__ Г D ___________Р^вх______ П
Вых 'а ~ Я/ + (1 + р)Як +
Поэтому коэффициент усиления каскада
= /?< + (! + p)RK+Ra •	(2-149)
К	R
Если учесть, что = ) +	> где K=Sd^a, а ₽ = то
уравнение для коэффициента усиления получается в следую-
щем виде:
(2'149'а)
Пользуясь эквивалентной схемой усилителя легко рассчитать
его выходное сопротивление:
Р _U?/ + (1 +н)-ЯК]-Яа _ R'lR»	Z9 1W»
+И)-/?К+ ^дои>’
Поскольку R\>Rh то, следовательно, отрицательная обрат-
ная связь по току увеличивает выходное сопротивление усилителя.
В резисторном каскаде следствием этого является уменьшение по-
лосы пропускания в области верхних частот. В резонансных уси-
лителях последовательная ООС по току улучшает частотную из-
бирательность и повышает стабильность работы.
4.	Усилители с параллельной обратной связью
Параллельная ООС находит применение в резисторных и в ре-
зонансных каскадах приемника. Типичная схема резисторного уси-
лителя с параллельной обратной связью по напряжению изобра-
жена на рис. 2.64 (каскад на лампе Л2). В этой схеме цепь об-
ратной связи состоит из резистора R\ и выходного сопротивления
первого каскада /?Выхь Поскольку обычно	то можно
считать, что
р  ’^ai
292
Коэффициент обратной связи для каскада на лампе Л2 можно
определить по формуле
о _ ЯВЫх 1
Р ~ Явых 1 + Я, •
Из схемы видно, что через резистор Яа1 протекают два встреч-
ных переменных тока: переменная составляющая анодного тока
лампы Л\ и ток цепи обратной связи каскада на лампе Л2. Следо-
вательно, введение параллельной обратной связи включением ре-
зистора Я1 приводит к уменьшению переменного анодного напря-
Рис. 2.64. Типичная схема усилителя с па-
раллельной ООС по напряжению
жения лампы Л\. Данное явление можно объяснить уменьшением
сопротивления анодной нагрузки лампы </7ь а это означает, что
каскад на лампе Л2 кроме входной емкости имеет еще и входное
активное сопротивление. Обозначим его /?вх(3 . Это сопротивление
включено параллельно сопротивлению Яаь
Учитывая уравнение (2.137) и считая, что Яа!^^, можно
написать следующее равенство:
ЯВх 3 'Яа1 _ 7?а1
ЯВх р + Я31	1 + ₽Яг ’
где Я2— коэффициент усиления каскада на лампе Л2 без обрат-
ной связи. Он равен отношению переменной составляющей анод-
ного напряжения данной лампы к переменному напряжению, дей-
ствующему на сетке при отключенном сопротивлении
Таким образом,
= ^а1 == Яа1 (Явых 1 4- Яр	(2 151)
вх₽ ₽‘Я2 ЯВых1‘Яг *	\ •	7
Уменьшение входного сопротивления усилителя является след-
ствием параллельной обратной связи и считается ее основным
недостатком.
293
5.	Отрицательная обратная связь в транзисторных
усилителях
В транзисторных усилителях ООС применяется не только для
улучшения их качественных показателей, но и для стабилизации
режима транзисторов, который зависит от температуры окружаю-
щей среды.
Поэтому в транзисторных усилителях следует различать инер-
ционную и безынерционную отрицательную обратную связь.
Усилители с инерционной отрицательной
обратной связью
Обратную связь называют инерционной, если она осуще-
ствляется только по постоянному напряжению или по постоян-
ному току какого-либо электрода транзистора. Инерционная от-

Рис. 2.65. Схема резисторного усилителя с параллельной
ИООС по коллекторному напряжению
рицательная обратная связь (ИООС) применяется для темпера-
турной стабилизации исходного режима транзисторов. Наиболее
часто она используется в следующих вариантах:
—	параллельная по коллекторному напряжению;
—	последовательная по эмиттерному току.
Схема резисторного усилителя в параллельной ИООС по кол-
лекторному напряжению изображена на рис. 2.65. В этой схеме
при помощи интегрирующего (сглаживающего) фильтра 7?б1Сф в
сочетании с резистором /?б2 происходит выделение постоянного на-
пряжения
<2-152>
Это напряжение действует на конденсаторе фильтра Сф. Вели-
чина напряжения £д может изменяться только медленно, т. е.
294
при постепенном изменении окружающей температуры. При этом
Еб изменяется обратно пропорционально температуре. Если она
повышается, то происходит увеличение тока /к0 Но одновременно
уменьшается напряжение £7ко, а следовательно, и напряжение Еб.
Уменьшение напряжения Еб в свою очередь приводит к умень-
шению тока /бо, а эта причина сдерживает перемещение точки
исходного режима усилителя вверх по выходной динамической ха-
рактеристике. В результате этого ток /к0 хотя и возрастает с по-
вышением температуры, но в меньшей степени, чем в схеме уси-
лителя с фиксированным смещением, т. е. без обратной связи.
1ко+1бО
Рис. 2.66. Схема резисторного усилителя с последователь-
ной ИООС по эмиттерному току
Эффективность коллекторной температурной стабилизации ис-
ходного режима транзистора зависит от величины Сопротивле-
ния Ек- Схема оправдывает свое назначение только при сравни-
тельно большой величине /?к.
Сопротивление нагрузки транзистора для переменного тока
коллектора состоит из параллельного соединения резисторов Ек,
7?б1, /?п и входного сопротивления следующего каскада /?Вх.
Его точная величина равна
г>  __________________Еке^б1Еп*ЕВх_________________ /9 153^
н Ек’Еб! + Ек*Еп + ЕК’Евх 4- Еб1’Еп 4- ^6i’EBx 4“ ЕП’Евх
Именно это сопротивление определяет коэффициенты усиления
каскада (по напряжению, току и мощности). Сопротивление /?б2
шунтирует вход усилителя по переменному току и тем самым
уменьшает его входное сопротивление.
Схема резисторного усилителя с последовательной ИООС по
эмиттерному току изображена на рис. 2.66. В этой схеме на Ячей-
ке /?ЭСЭ создается напряжение только за счет постоянной состав-
ляющей эмиттерного тока /э0, а ее величина зависит от темпера-
туры транзистора.
295
С повышением температуры ток /эо возрастает, что приводит к
увеличению напряжения [7э0. Но при этом уменьшается напряже-
ние (7бо, что ослабляет процесс инжекции и сдерживает рост эмит-
терного тока, а следовательно, и рост коллекторного тока.
Хорошая эмиттерная температурная стабилизация исходного
режима транзистора получается только при достаточно большом
сопротивлении /?э и небольшом сопротивлении /?к- Обычно вели-
чина сопротивления /?э выбирается порядка единиц килоом. Чем
больше 7?э, тем стабильнее режим усилителя, но тем больше дол-
жно быть напряжение £к.
Усилитель с безынерционной отрицательной
обратной связью
Применение инерционной ООС часто не обеспечивает требуе-
мой стабильности параметров транзисторного усилителя. Тогда
приходится применять безынерционную отрицательную обратную
1ко + 1б0
Рис. 2.67. Схема резисторного усилителя с параллель-
ной БООС по коллекторному напряжению
связь (БООС). Методы ее осуществления те же самые, что и в
ламповых усилителях.
Наиболее часто используются следующие варианты БООС:
— параллельная по коллекторному напряжению;
— последовательная по эмиттерному току;
— комбинированная.
Схема резисторного усилителя с параллельной БООС по кол-
лекторному напряжению изображена на рис. 2.67. В этой схеме
ток базы определяется по формуле
(2.154)
Из формулы видно, что между током базы и напряжением на
коллекторе имеется линейная зависимость. Ее можно использо-
296
вать для нахождения точки исходного режима на коллекторной
динамической характеристике усилителя. Для этого необходимо
задаться рядом значений тока базы (по числу имеющихся кол-
лекторных статических характеристик) и рассчитать соответствую-
щие им коллекторные напряжения.
Найденные точки (рис. 2.68) соединяют плавной кривой, на-
зываемой линией исходного режима (ЛИР). Она пересекает кол-
лекторную динамическую характеристику в точке исходного ре-
жима. По ней легко определяются величины /бо, /ко и UKQ.
Рис. 2.68. Определение точки исходного режима ре-
зисторного усилителя с параллельной ООС по кол-
лекторному напряжению
Если усилитель работает в типовом режиме, то его основные
параметры можно рассчитать по приближенным формулам.
В низкочастотных параметрах Т-образной схемы транзистора
они имеют следующий вид.
1)	Входное сопротивление усилителя
Д„^к.+ г,(1 + Р)1^7Д+”-+?у.	(2.155)
2)	Коэффициент усиления по току
(2J56)
3)	Коэффициент усиления по напряжению
(2-157)
^ВХ
Параллельная БООС по коллекторному напряжению умень-
шает входное сопротивление усилителя. Поэтому уменьшается и
коэффициент усиления по току.
Схема усилителя с последовательной БООС по току изобра-
жена на рис. 2.69. Напряжение обратной связи создается на ре-
зисторе /?а. Оно пропорционально току эмиттера. Ток эмиттера
297
может изменяться быстро (сигнальные изменения) или медленно
(температурные изменения). В обоих случаях обратная связь дей-
ствует, так как резистор /?э не заблокирован конденсатором.
Ток базы в исходном режиме определяется по уравнению
=я.+Хь +»•	<2-,58)
В соответствии с ним легко найти величины /ко и ^ко (по точке
исходного режима на коллекторной динамической характери-
стике) .
?ко+1бо
Рис. 2.69. Схема резисторного усилителя с последова-
тельной БООС по эмиттерному току
Основные параметры усилителя с БООС по эмиттерному току
можно рассчитать по следующим уравнениям.
1)	Входное сопротивление усилителя
/?вх = г6 + гэ (1 + ?) + /?э (1 +Р).	(2.159)
Оно заметно больше, чем в предыдущих схемах, и не зависит
от коллекторной нагрузки.
2)	Коэффициент усиления по току
+ <2J6°)
3)	Коэффициент усиления по напряжению
Ku = Ki-^.	(2.161)
^ВХ
Последовательная БООС по эмиттерному току заметно увели-
чивает входное сопротивление усилителя, незначительно умень-
шает коэффициент усиления по току и резко уменьшает усиление
сигнала по напряжению. Однако надо иметь в виду, что на вход
усилителя с большим входным сопротивлением попадает большая
часть ЭДС источника сигнала.
298
По этой причине для транзисторных усилителей коэффициент
усиления по напряжению, определяемый как отношение выходного
напряжения к входному, часто бывает малопоказательным пара-
метром. Вот почему наряду с ним пользуются понятием коэффи-
циента усиления по ЭДС сигнала. Он имеет следующий вид:
Ке=^.	(2.162)
Если входное сопротивление усилителя активно, то
=	<2-163)
^КО^БО
Рис. 2.70. Схема резисторного усилителя с комбиниро-
ванной БООС
Наибольшее различие между Ки и Ке получается в усилителях
с параллельной БООС и совсем небольшое различие получается
в случае последовательной БООС.
В практических схемах усилителей находит применение и ком-
бинированная обратная связь. Пример такой схемы представлен
на рис. 2.70.
При типовом режиме работы такого усилителя его основные
параметры можно рассчитывать по следующим приближенным
формулам.
1) Входное сопротивление усилителя
П____ Яэ + Ян) (1 + Р)	/Л 1 £д\
^ВХ ~ Яб + (Яэ + Ян) (! + ?)•
2) Коэффициент усиления по току
<2-165)
299
Заметим, что в эти уравнения входит только один параметр
транзистора (р). При этом он есть в числителе й в знаменателе.
Поэтому усилитель работает очень стабильно. Его параметры
практически не зависят от температуры.
§ 7. ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ
1. Общие сведения о видеоусилителях
В радиолокационном приемнике видеоусилитель предназначен
для усиления сигналов, имеющих форму периодически повторяю-4
щихся прямоугольных импульсов. Такие сигналы получаются на
нагрузке детектора. Более точно они называются видеоимпуль-
сами.
Длительность импульсов, действующих на входе видеоусили-
теля, может быть весьма различной. Она изменяется от длитель-
ности импульса передатчика РЛС (если отраженные сигналы
«приходят» от одиночной цели) до величины значительно боль-
шей (когда сигналы, отраженные от групповых целей или мест-
ных предметов, сливаются в общий импульс).
Период повторения усиливаемых импульсов зависит от даль-
ности действия РЛС и от расстояния до обнаруженной цели. Он
бывает от десятков микросекунд до единиц миллисекунд.
Амплитуда импульсов на входе видеоусилителя бывает от де-
сятых долей вольта до единиц вольт. Она сравнительно постоян-
на, так как в приемнике обычно имеется система автоматической
регулировки усиления. Амплитуда импульсов на выходе видеоуси-
лителя должна быть порядка десятков вольт. Следовательно, тре-
буемый коэффициент усиления видеоусилителя приемника может
обеспечиваться одним или двумя каскадами.
Необходимая полоса пропускания видеоусилителя зависит от
длительности усиливаемых импульсов и допустимых искажений
их формы. Наиболее часто область средних частот видеоусили-
теля Заключается в интервале от сотен герц до единиц мегагерц.
Следовательно, видеоусилитель является широкополосным.
Для получения широкой полосы пропускания видеоусилителя
принимают специальные меры. Они сводятся к коррекции частот-
ной характеристики усилителя в области его верхних и нижних
частот. Наличие элементов частотной коррекции типично для боль-
шинства схем видеоусилителей. Только в отдельных схемах кор-
рекция не применяется. Тогда усилитель называют некорректи-
рованным. Но именно в таком усилителе лучше всего проявляют-
ся причины искажения формы усиливаемых импульсов.
2. Видеоусилители без частотной коррекции
При теоретическом изучении свойств видеоусилителя, удобно
считать, что на входе его действует одиночный импульс напря-
жения или тока идеальной прямоугольной формы. В этом случае
300
анализ физических процессов и вывод расчетных соотношений по-
лучается простым и наглядным. Так, например, становится хоро-
шо видно, что искажения видеоимпульсов можно оценивать дли-
тельностью фронтов и спадом вершины.
а)	Видеоусилитель на лампе
Ламповый видеоусилитель обычно выполняется на пентоде.
Его простейшая схема изображена на рис. 2.71. Каскад предна-
значен для усиления импульсов отрицательной полярности. По-
Рис. 2.71. Схема видеоусилителя без
частотной коррекции
Рис. 2.72. Процесс усиления прямо-
угольного импульса в резисторном
каскаде
этому в его схеме нет ячейки смещения. Пунктиром показана па-
разитная емкость анодной цепи Са. Она складывается из выход-
ной емкости лампы, емкости монтажа и входной емкости следую-
щего каскада. Обычно емкость Са бывает порядка десятков пико-
фарад. На рис. 2.72 показан процесс усиления прямоугольного
импульса.
До момента t\ на сетке лампы напряжения нет. Через лампу
проходит значительный анодный ток. Напряжение на аноде мало.
До этого напряжения заряжены паразитная емкость Са и конден-
сатор переходной цепи. На выходе усилителя напряжения нет.
В момент t\ на сетке лампы мгновенно появляется отрицатель-
ное напряжение. Анодный ток резко уменьшается. Однако напря-
жение на аноде лампы мгновенно возрасти не может. Для этого
требуется определенное время, в течение которого происходит за-
ряд емкости Са. Ток заряда проходит через резистор /?а. Поэтому
напряжение на аноде лампы возрастает по экспоненциальному за-
301
кону. Данный процесс продолжается в течение времени, равного
5/?аСа, и заканчивается в момент t2.
Для ускорения процесса нарастания анодного напряжения не-
обходимо уменьшать емкость Са. Достигается это рациональным
размещением деталей и тщательным выполнением монтажа уси-
лителя. Все соединительные провода должны быть максимально
короткими, а детали усилителя малогабаритными. Можно также
уменьшать величину сопротивления /?а, но при этом будет умень-
шаться коэффициент усиления каскада.
“а
Рис. 2.73. Зависимость формы импульсов на аноде лампы
и полосы пропускания видеоусилителя от емкости анодной
цепи
В момент /2 напряжение на сетке мгновенно спадает до нуля
и анодный ток резко возрастает. Напряжение на аноде лампы
должно уменьшиться, но произойдет это не мгновенно, а в течение
времени, необходимого для разряда емкости Са. Теоретически
можно доказать, что время разряда емкости Са равно времени
ее заряда, хотя на первый взгляд это не очевидно.
Таким образом, крутизна и длительность фронтов выходных
видеоимпульсов зависят от полосы пропускания усилителя в об-
ласти верхних частот, так как
(2.166)
Зависимость формы видеоимпульсов на аноде лампы и по-
лосы пропускания усилителя от паразитной емкости анодной цепи
показаИа на рис. 2.73. Аналогичная зависимость, но от сопротив-
ления R& показана на рис. 2.74.
Для выяснения точной связи между установлением процессов
в анодной цепи лампы и полосой пропускания усилителя вводят
302
понятие времени нарастания фронта выходного импульса тн*. Это
есть условный промежуток времени, в течение которого выходное
напряжение нарастает от 0,1 до 0,9 своего установившегося значе-
ния (рис. 2.75).
Рис. 2.74. Зависимость формы импульсов на аноде лампы
и полосы пропускания видеоусилителя от сопротивления
анодной нагрузки
Для резисторного усилителя на лампе
тн 2,2 Са7?а.
(2.167)
Подставив в эту формулу произведение Са-/?а из формулы
(2.166), получим простое выражение для времени нарастания
фронта выходных импульсов
0,35
/в. г
(2.168)
На практике обычно стараются
получить
тн = (0,1 4-0,2)-ти. (2.169)
Напомним, что время спада им-
пульса тс~тн. Это время часто назы-
вают длительностью заднего фронта
импульса и обозначают тф2.
Видеоимпульсы, получающиеся на
аноде лампы, имеют плоскую верши-
ну, но форма их отливается от формы
а
Рис. 2.75. Время нарастания и
время спадания видеоимпульса
(Ссх = £а)
входных импульсов. Она
экспоненциальная. Называть эти импульсы прямоугольными можно
только условно.
* Вместо термина «время нарастания фронта» часто пользуются терминОхМ
«длительность фронта». Тогда вместо тн пишут тф (или /ф).
303
На выходе усилителя вершина импульсов не является плоской.
Она спадает на величину Д/7, которая зависит от постоянной вре-
мени переходной цепи. Если Сп$п^>ти (а это условие всегда
выполняется), то
На практике спад вершины импульса часто выражается в про-
центах от его амплитуды. Тогда, считая Um& за 100%. имеем
.	(2.171)
Для уменьшения спада вершины импульса необходимо увели-
чивать постоянную времени переходной цепи, т. е. расширять по-
лосу пропускания усилителя в области нижних частот, так как
^«•г = ги-Сп-^п’	(2.172)
Если отсюда определить произведение Сп/?п и подставить его
в уравнение (2.171), то получим
^% = 628^и-/н.г.	(2.173)
В радиолокационных приемниках для импульсов небольшой
длительности допускаемая величина Д£7 бывает около 5—10%' ам-
плитуды.
Полезно заметить, что в составе выходного напряжения усили-
теля нет постоянной составляющей. Поэтому у выходных импуль-
сов площадь над осью времени равна площади под ней. На
рис. 2.72 этого не видно, потому что там показан только один им-
пульс, а не последовательность ряда импульсов. Поскольку реаль-
ная скважность импульсов достаточно велика, то все переходные
процессы за время паузы между импульсами успевают закончить-
ся. По этой причине каждый видеоимпульс на выходе усилителя
начинается от нулевого уровня.
Зависимость спада вершины выходных импульсов от полосы
пропускания усилителя в области нижних частот иллюстрируется
рис. 2.76, где показаны частотные характеристики для двух значе-
ний постоянной времени переходной цепи.
Из рисунка видно, что при увеличении произведения Сп/?п про-
исходит расширение полосы пропускания усилителя в области
нижних частот. В результате этого спад вершины выходных им-
пульсов уменьшается и их форма приближается к прямоугольной.
Под коэффициентом усиления любого усилителя понимается
отношение величины выходного сигнала к величине входного сиг-
нала. Это может быть отношение напряжений или токов. При
этом коэффициент усиления только тогда является определенным
понятием, когда сравниваемые сигналы имеют одинаковую форму.
304
По этой причине коэффициент усиления видеоусилителя опре-
деляется для синусоидального сигнала средней частоты. Только
в первом приближении он равен отношению амплитуды выходных
импульсов к амплитуде входных импульсов.
Рис. 2.76. Зависимость формы импульсов на выходе
видеоусилителя и его полосы пропускания от постоян-
ной времени переходной цепи
В усилителе на лампе коэффициент усиления определяется по
напряжению. В общем случае
K=Sa-^S^a9	(2.174)
где Sd — динамическая крутизна лампы;
5 — статическая крутизна лампы.
б)	Видеоусилитель на транзисторе
Современные высокочастотные транзисторы позволяют исполь-
зовать для усиления импульсных сигналов простые (обычные) схе-
мы усилителей. Одна из таких схем на транзисторе р-п-р с общим
эмиттером изображена на рис. 2.77. Схема выполнена с фикси-
рованным током смещения и не содержит элементов частотной
коррекции. В ней нет также элементов температурной стабилиза-
ции исходного режима транзистора.
Подобные схемы применяются только в тех случаях, когда
допустимо иметь на выходе усилителя значительное время нара-
стания прямоугольных импульсов (около половины микросе-
кунды).
Основная проблема расчета схемы некорректированного уси-
лителя сводится к выбору подходящего транзистора и требуемой
величины сопротивления /?к. Затем выбирается исходный режим
усилителя. Он зависит от полярности и амплитуды усиливаемых
импульсов.
305
При выборе транзистора можно руководствоваться довольно
простым критерием. Его предельная частота усиления по току дол-
жна быть в несколько раз больше необходимой верхней граничной
частоты усилителя.
Необходимая частота /в.г определяется по формуле
/в.г=~>	(2.175)
тн
где тн — заданное время нарастания фронта.
Выбор сопротивления производится из двух противоречивых
требований, предъявляемых к импульсному усилителю. С одной
стороны, необходимо получить максимально возможное усиление,
Рис. 2.77. Схема некорректированного импульсного уси-
лителя на транзисторе р — п— р с общим эмиттером
а с другой — требуется иметь достаточно широкую полосу пропу-
скания. Для выполнения первого условия желательно увеличи-
вать сопротивление нагрузки транзистора, а для выполнения вто-
рого условия требуется его уменьшать.
Существенную роль при выборе величины играет входное
сопротивление следующего каскада, которое для переменных со-
ставляющих коллекторного тока включено параллельно с сопро-
тивлением Приходится учитывать и внутреннее сопротивле-
ние источника входного сигнала /?Ис, так как от его величины за-
висит режим работы входной цепи усилителя. Параметры выбран-
ного транзистора также оказывают заметное влияние на требуе-
мую величину сопротивления RK.
В результате всего этого расчетная формула для /?к получается
сложной и неточной. Поэтому на практике при проектировании
видеоусилителя сопротивление резистора /?к часто определяют экс-
периментально. Его величина обычно бывает 500—3000 ом.
Резистор выбирается в зависимости от полярности и ам-
плитуды усиливаемых импульсов. Для этого на семействе КСХ
выбранного транзистора строят КДХ и определяют необходимую
величину тока базы в режиме покоя. Обозначим этот ток /б,ц.
306
Если усилитель выполнен на транзисторе р-п-р с общим эмит-
тером и предназначен для усиления положительных импульсов, то
точку исходного режима необходимо иметь в верхней части КДХ
(рис. 2.78,а). Для этого надо выбрать сопротивление /?б неболь-
шой величины. Это невыгодно не только по энергетическим сооб-
ражениям, но и потому, что при уменьшении /?б уменьшается
входное сопротивление усилителя.
При отрицательной полярности усиливаемых импульсов точку
исходного режима необходимо иметь в нижней части КДХ. В этом
случае сопротивление /?б должно быть большим.
Рис. 2.78. Выбор точки исходного режима импульсного усили-
теля в зависимости от полярности входного сигнала:
а —для транзистора р-п^-р; б —для транзистора л — р — п
Расчет сопротивления /?б производят по формуле
Яв=А.	(2.176)
7б. п
Если усилитель выполнен на транзисторе п-р-п с общим эмит-
тером, то в зависимости от полярности входных импульсов точка
исходного режима выбирается так, как это показано на рис. 2.78, б.
Из сказанного следует, что для усиления отрицательных им-
пульсов энергетически выгоднее применять транзисторы р-п-р, а
для усиления положительных импульсов — транзисторы п-р-п.
Рассмотрим физические процессы в усилителе на сплавном
транзисторе р-п-р. Схема усилителя изображена на рис. 2.77. Гра-
фики, иллюстрирующие процессы, происходящие в усилителе, изо-
бражены на рис. 2.79.
В исходном режиме (до момента Л) на входе усилителя на-
пряжения нет. На базе транзистора действует небольшое прямое
напряжение. Уровень инжекции очень мал. Поэтому токи всех
электродов транзистора (/э.п, /к.п, /б.п) малы. При этом, конечно,
Л.п = /к.п+/б,п. Напряжение на коллекторе t/к.п немного меньше
Ек. Очевидно, что UK.n=EK — RK.
В момент t\ на вход усилителя скачком подается отрицатель-
ное напряжение. Это возможно при наличии определенных усло-
вий. В основном для этого надо иметь малое сопротивление /?и.с и
малую входную емкость усилителя. Полагаем, что эти условия вы-
307
полняются. Тогда в момент 6 происходит резкое увеличение тока
эмиттера. Однако ток коллектора в момент t\ не изменяется, так
как инжектированные дырки не сразу достигают коллекторного
перехода. Требуется определенное время, чтобы они прошли
сквозь базу транзистора. Пока это время не истекло, происходит
Рис. 2.79. Процесс усиления прямоугольных видеоим-
пульсов в транзисторном усилителе без коррекции
процесс втягивания большого количества электронов в базу из
внешней цепи (в основном с правой обкладки конденсатора Ср).
Поэтому в момент h ток базы возрастает в такой же степени, как
и ток эмиттера. Область базы при этом все время остается ней-
тральной. Процесс накопления парных неравновесных носителей
в базе происходит до момента /2- Упрощенно его называют процес-
сом накопления избыточных дырок *.
Промежуток времени от момента ti до момента /2 зависит от
* Концентрация дырок в базе резко возрастает, а концентрация электронов
практически остается прежней.
308
ширины базы и подвижности инжектированных дырок. Он назы-
вается временем прохождения базы или временем запаздывания
сигнала. У сплавных транзисторов это время получается порядка
сотых долей микросекунды (десятки наносекунд). Для уменьше-
ния времени запаздывания сигнала необходимо применять тран-
зисторы с возможно меньшей шириной базы.
В момент t2 инжектированные дырки начинают подходить к
коллекторному переходу и перебрасываться его электрическим по-
лем в область коллектора. Поэтому ток гк постепенно возрастает,
а ток г‘б в такой же степени уменьшается. Закон плавного измене-
ния этих токов похож на экспоненциальный. Объясняется это тем,
что инжектированные дырки движутся сквозь базу сплавного
транзистора по законам диффузии. Следовательно, их скорости
и пути различны. В соответствии с изменениями тока ZK происхо-
дит изменение напряжения на коллекторе.
В момент /3 переходный процесс в транзисторе заканчивается.
Токи коллектора и базы становятся постоянными. При этом ток
базы может быть заметно больше тока 7б.п. Объясняется это по-
вышенным уровнем инжекции.
В момент /4 входное напряжение исчезает и процесс инжек-
ции прекращается. Ток эмиттера мгновенно спадает до исходного
значения. На такую же величину скачком изменяется ток базы.
Его направление становится противоположным. Ток коллектора и
почти равный ему ток базы остаются неизменными до тех пор,
пока происходит процесс ухода основного количества неравновес-
ных носителей заряда из базы. При этом дырки уходят в коллек-
тор, а электроны — через вывод базы. Упрощенно этот процесс
называют рассасыванием избыточных дырок.
Продолжительность данного процесса может быть весьма раз-
личной. Это зависит от типа транзистора и режима работы вход-
ной цепи усилителя. В большинстве случаев время рассасывания
заметно превышает время запаздывания сигнала. Следствием
этого является увеличение длительности выходных импульсов по
сравнению с входными.
В момент /5 начинается быстрое уменьшение оставшихся в базе
неравновесных носителей зарядов и оба тока одновременно умень-
шаются.
Напряжение на коллекторе возрастает, приближаясь к напря-
жению Ек.
В момент ток базы меняет свое направление. Он снова вы-
текает из транзистора. С момента t7 все токи транзистора практи-
чески постоянны.
Из приведенного качественного объяснения физических про-
цессов, происходящих в импульсном усилителе, видно, что при
его количественном анализе необходимо учитывать эффект накоп-
ления и рассасывания неравновесных носителей зарядов в базе
Транзистора. Экспоненциальный характер этих процессов учиты-
вается на эквивалентной схеме усилителя емкостями эмиттерного
и коллекторного переходов.
309
Полезно заметить, что в импульсном усилителе ток базы имеет
сложную форму. Направление его периодически изменяется. Мгно-
венные значения тока базы могут быть значительными. Однако
постоянная составляющая тока базы (среднее значение) незначи-
тельна.
3.	Видеоусилители с высокочастотной коррекцией
Основной недостаток простейшей схемы видеоусилителя за-
ключается в том, что для получения широкой полосы пропуска-
ния в области верхних частот (с целью получения кратковремен-
ных фронтов выходных импульсов) сопротивление нагрузки уси-
лительного прибора должно быть малым. При этом коэффициент
усиления каскада по напряжению оказывается небольшим (еди-
ницы).
Для получения большего усиления при наличии той же поло-
сы пропускания или для расширения полосы пропускания при
неизменном усилении в видеоусилителях применяют различные
виды частотной коррекции.
а)	Видеоусилители с индуктивной
коррекцией
Простейшие схемы видеоусилителей с индуктивной коррекцией
изображены на рис. 2.80. Каждая из них представляет собой ре-
Рис. 2.80. Схема импульсного усилителя с высокочастотной индуктивной кор-
рекцией:
а — на пентоде; б — на транзисторе
зисторный каскад, в котором последовательно с нагрузочным ре-
зисторОм включена небольшая индуктивность (порядка единиц
или десятков мкгн).
310
Рис. 2.81. Эквивалентная схема ви-
деоусилителя на лампе
частотах сопротивление контура
Роль корректирующей индуктивности в обеих схемах анало-
гична. Объяснить ее можно применительно к усилению синусои-
дальных сигналов различной частоты или применительно к уси-
лению прямоугольных видеоимпульсов. Для первого метода удоб-
но воспользоваться эквивалент-
ной схемой каскада. Пусть это
будет усилитель на лампе. Из
эквивалентной схемы анодной
цепи усилителя (рис. 2.81) видно,
что нагрузкой лампы является
параллельный колебательный
контур. Активное сопротивление
контура /?а достаточно велико и
добротность контура мала. Обыч-
но она не превышает единицы.
Ввиду небольшой емкости Са
и малой индуктивности Ла часто-
та настройки контура достаточ-
но высока. Поэтому на средних
практически равно /?а. С повышением частоты синусоидального
сигнала сопротивление контура постепенно возрастает. На резо-
нансной частоте оно может превысить сопротивление /?а. Тогда
Рис. 2.82. Частотные характеристики видеоусилителя
с частотной коррекцией по высокой частоте
частотная характеристика усилителя в области верхних частот бу-
дет иметь подъем.
Форма частотной характеристики зависит от добротности кон-
тура Q. Некоторые варианты частотной характеристики показаны
на рис. 2.82.
311
По вертикальной оси графика отложен коэффициент усиления
каскада в относительном масштабе, а по горизонтальной оси от-
ложена относительная частота. Под относительной частотой пони-
мается отношение частоты сигнала к верхней граничной частоте
данного усилителя при закороченной катушке La:
Ж = 2кСа/?а/.	(2.177)
/в. г
при добротности контура
Рис. 2.83. Зависимость коэф-
фициента расширения полосы
пропускания видеоусилителя
от добротности контура
Из рис. 2.82 видно, что подъем частотной характеристики ви-
деоусилителя с индуктивной параллельной коррекцией получается
Q>0,64. Если же Q<0,64, то подъема
характеристики в области верхних ча-
стот нет.
Из приведенного семейства частот-
ных характеристик видно, что за счет
корректирующей индуктивности про-
исходит заметное расширение полосы
пропускания усилителя в области
верхних частот. Этот эффект можно
оценить при помощи коэффициента
расширения полосы пропускания Др
(рис. 2.83). Он показывает, во сколь-
ко раз увеличивается верхняя гранич-
ная частота усилителя за С|чет коррек-
тирующей индуктивности при различ-
ной добротности контура.
Расчет индуктивности Ла произво-
дится в следующем порядке. По се-
мейству частотных характеристик вы-
бирается такая добротность контура Q, при которой получается
необходимая форма частотной характеристики. Затем опреде-
ляется индуктивность La по формуле
Aa = Q2/?2Ca	(2.178)
Рис. 2.84. Зависимость формы импульсов на выходе видеоусили-
теля от добротности контура
Зависимость формы импульсов на выходе усилителя от доброт-
ности контура иллюстрируется тремя примерами на рис. 2.84. Из
них видно, что на вершине импульса может появляться характер-
ный выброс 5. Величина ею растет с повышением Q. Но при этом
312
уменьшается время нарастания фронта тн. Для количественной
оценки величин В и тп можно воспользоваться рис. 2.85.
Применительно к усилению прямоугольных видеоимпульсов
физическая сущность параллельной индуктивной коррекции со-
стоит в том, что катушка Ла задерживает во времени процесс из-
менения тока, протекающего через резистор /?а- Благодаря этому
в моменты быстрых перепадов входного сигнала паразитная ем-
Рис. 2.85. Зависимость величины выброса на вершине
импульса и времени нарастания импульса от добротно-
сти контура
кость схемы заряжается (или разряжается) током большей ве-
личины, чем без катушки £а, и напряжение на выходе усилителя
изменяется более резко.
б)	Видеоусилители с обратной связью
Коррекция частотной характеристики видеоусилителя в обла-
сти верхних частот часто осуществляется при помощи комплекс-
ной (т. е. частотно-зависимой) отрицательной обратной связи
(КООС). В этом случае схема усилителя выполняется таким об-
разом, что на средних частотах отрицательная обратная связь
максимальна, а с повышением частоты ее величина уменьшается.
В результате этого частотная характеристика видеоусилителя в
области верхних частот может иметь значительный подъем.
Применением КООС достигается не только расширение поло-
сы пропускания усилителя. Он одновременно приобретает полез-
ные свойства, типичные для усилителей с обратной связью (см.
§ 6).
Как в ламповых, так и в транзисторных видеоусилителях наи-
большее применение получила последовательная КООС по току.
313
Рассмотрим ее действие на примере транзисторного каскада
(рис. 2.86).
В этой схеме резистор эмиттерной коррекции /?э.к и конденса-
тор эмиттерной коррекции Сэ.к предназначены для уменьшения
времени нарастания фронта выходных импульсов, т. е. для рас-
^бо	^ао+^БО
Рис. 2.86. Схема импульсною усилителя с после-
довательной КООС по эмиттерному току
ширения полосы пропускания усилителя в области верхних ча-
стот. Действие ячейки /?э.кСэк можно объяснить либо частотным,
либо временным методом. В любом случае надо учитывать, что
Рис. 2.87. Напряжение на коллекторе транзистора в им-
пульсном усилителе:
а — без обратной связи (₽э к=0); б —с эмиттерной БООС
(Сэ к=0); в —с эмиттерной ИООС при малой емкости Сэ к;
е — с эмиттерной ИООС при значительной емкости Сэ к
(в случаях б, в и г сопротивление ₽э к одинаковое)
емкость конденсатора Сэ.к невелика (обычно сотни пикофарад).
Сопротивление /?э.к обычно бывает порядка сотен ом. Более по-
дробно о значении этих величин поговорим в процессе объяснения
рис. 2.87.
314
Предположим, что /?э.к = 0. Тогда и конденсатор Сэ.к не нужен.
В этом случае в усилителе обратной связи нет и его коэффициент
усиления максимален. Напряжение на коллекторе изображается
кривой о.
Если в усилителе резистор /?э.к есть, а конденсатора Сэ.к нет
(т. е. Сэ.к = 0), получается схема с эмиттерной БООС. Безынер-
ционная отрицательная обратная связь уменьшает амплитуду вы-
ходного импульса и длительность его фронтов. Однако сокраще-
ние длительности фронтов происходит в меньшей степени, чем
уменьшение коэффициента усиления каскада (кривая б).
Если при неизменной величине сопротивления /?э.к (порядка
сотен ом) увеличивать емкость Сэк (примерно до тысячи пикофа-
рад), то будет наблюдаться постепенное возрастание крутизны
фронтов импульса, т. е. уменьшение их длительности. Поэтому
форма напряжения на коллекторе транзистора становится более
прямоугольной (кривая в).
Происходит это вследствие того, что конденсатор Сэ.к неболь-
шой емкости устраняет обратную связь для высших гармоник ча-
стотного спектра импульсного сигнала, но сохраняет ее для об-
ласти его средних и нижних частот. По этой причине изменение
коллекторного напряжения начинается при отсутствии обратной
связи, а заканчивается при ее наличии.
Физически это объясняется тем, что напряжение на конден-
саторе не может изменяться мгновенно. Все это означает, что
из-за наличия сравнительно малой емкости Сэк отрицательная об-
ратная связь в усилителе начинает действовать с небольшим за-
паздыванием. Когда это время истекает, фронт импульса оказы-
вается уже сформирован. Такая обратная связь является инер-
ционной.
При емкости Сэ.к в несколько тысяч пикофарад обратная связь
вступает в действие с очень большим опозданием и напряжение
на коллекторе успевает измениться на величину, большую, чем
амплитуда импульса (кривая г). В результате этого на вершине
импульса появляется характерный выброс.
Помимо коррекции фронта выходных импульсов резистор /?э.к
осуществляет температурную стабилизацию исходного режима
усилителя. Если она оказывается недостаточной, а форма импуль-
сов хороша, то применяют варианты схем, изображенные на
рис. 2.88.
В этих схемах конденсатор Сэ имеет большую емкость (еди-
ницы микрофарад), а сопротивление /?э бывает порядка несколь-
ких тысяч ом. Поэтому ООС для основных гармонических со-
ставляющих импульсного сигнала создается только на резисто-
ре /?э.к, а ООС для постоянного тока эмиттера получается на сум-
марном сопротивлении 7?э + ^?з.к.
Основной недостаток данных схем заключается в малом уси-
лении низших гармоник импульсных сигналов. Объясняется это
увеличением обратной связи на низших частотах, которая создает-
ся для них на обоих резисторах. Бороться с этими явлениями
315
значительным увеличением емкости Сэ.к нелегко, так как электро-
литические конденсаторы очень большой емкости имеют малое со-
противление утечки и большие габариты.
Указанный недостаток приведенных схем может оказаться су-
щественным в случаях очень низкой частоты повторения усиливае-
Рис. 2.88. Варианты схем импульсных
ной стабильностью
усилителей с повышенной температур-
исходного режима
1ко+1бо
Рис. 2.89. Схема импульсного усилителя
с низкочастотной коррекцией
мых импульсов (при больших дальностях действия РЛС), а так
же при их значительной длительности (сотни микросекунд).
Ламповые видеоусилители
с КООС для коррекции фрон-
тов выходных импульсов ана-
логичны транзисторным. Их
схема обычна (рис. 2.17 или
2.26), но конденсатор катод-
ной ячейки имеет небольшую
емкость (сотни пикофарад).
4.	Видеоусилители
с низкочастотной коррекцией
Если в рассмотренных ви-
деоусилителях нижняя гранич-
ная частота полосы пропуска-
ния /н.г оказывается недоста-
точно малой, то их схемы до-
полняют элементами низкоча-
стотной коррекции.
Применим эту коррекцию в простейшем усилителе на транзи-
сторе п-р-п. Тогда получается схема, изображенная на рис. 2.89.
В этой схеме последовательно с коллекторным сопротивлением /?к
включен /?С-фильтр. Он состоит из резистора и конденсато-
316
ра Ск.ф. Для переменных составляющих коллекторного тока (т. е.
для гармоник импульсного сигнала) они соединены параллельно.
Идея низкочастотной коррекции состоит в том, что фильтр
/?к.фСк.ф обеспечивает увеличение сопротивления коллекторной на-
грузки транзистора с понижением частоты усиливаемых колеба-
ний (рис. 2.90).
Г”
Кк+&кф
!__
Нижние Средние
частоты 2 частоты
усилителя | усилителя
Рис. 2.90. Зависимость сопротивления коллек-
торной нагрузки транзистора от частоты в
усилителе с низкочастотной коррекцией при
условии, что Rn > RK и 7?вх RK
Применительно к процессу усиления прямоугольного отрица-
тельного импульса это означает, что по мере прохождения его
через усилитель потенциал коллектора не остается постоянным,
а экспоненциально возрастает (рис. 2.91,а).
Рис. 2.91. Форма коллекторного и выходного импульса
в усилителе на транзисторе п — р — п с низкочастотной
коррекцией при наличии большой скважности
Объясняется это тем, что из-за возросшего сопротивления тран-
зистора, конденсатор Ск.ф медленно подзаряжается. Результатом
такого процесса является повышение потенциала его правой об-
кладки и, следовательно, коллектора транзистора.
317
Если на вход усилителя подается положительный прямоуголь-
ный имттульс (рис. 2.91,6), то на время его действия сопротивле-
ние транзистора п-р-п, уменьшается. В этом случае конденса-
тор Ск.ф медленно разряжается и потенциал его правой обкладки
экспоненциально понижается. Одновременно понижается и потен-
циал коллектора.
В о1боих случаях на выходе переходной цепи усилителя можно
получить импульс с плоской вершиной. Для этого необходимо
выбрать элементы фильтра так, чтобы напряжение на конденса-
торах Ск.ф и Сп изменялись с одинаковой скоростью, т. е. по од-
ному и тОму же закону.
Данное условие выполняется, если
СК.Ф-7?К = СП./?П.	(2.179)-
Здесь предполагается, что внешняя нагрузка рассматривае-
мого каскада отсутствует. Если же она есть, то уравнение (2.179)
записывается так:
Ск.ф/?к = Сп-^^_.	(2.180)
Данное равенство называют условием коррекции вершины им-
пульсов.
Что касается величины сопротивления /?к.ф, то она зависит
от /?к. Теоретически и экспериментально доказывается, что в оди-
ночном каскаде целесообразно иметь Лк.ф^ (2ч-5) */?к.
Если условие коррекции вершины выполнено, то при
нижнюю граничную частоту усилителя можно определить по урав-
нению
Отсюда видно, что сопротивление /?к.ф выгодно. увеличивать.
Однако следует иметь в виду, что при увеличении /?к.ф требуется
увеличивать напряжение Ек, что нежелательно.
5.	Оконечный каскад видеоусилителя
а)	Назначение оконечного каскада
Видеоимпульсы с выхода радиолокационного приемника по-
ступают на индикатор. Он соединяется с приемником при помощи
коаксиального кабеля. Входное сопротивление кабеля обычно бы-
вает емкостным. Это означает, что действие соединительного ка-
беля на оконечный каскад видеоусилителя равноценно некоторой
эквивалентной емкости. Ее характерная величина — сотни пико-
фарад.
На этой емкости должны создаваться прямоугольные видеоим-
пульсы с большой амплитудой (десятки вольт) с малым време-
318
нём нарастания фронтов (десятые, & иногда и сотые ДОЛИ микро-
секунды).
Данную задачу может выполнить каскад с очень малым вы-
ходным сопротивлением и широкой полосой пропускания. Таким
каскадом может быть катодный или эмиттерный повторитель.
б)	Катодный повторитель
Рис. 2.92. Простейшая схема
катодного повторителя
Катодным повторителем (КП) называют ламповый усилитель
с нагрузкой в цепи катода. Он может называться также усилите-
лем с общим анодом. Простейшая схема КП изображена на
рис. 2.92.
В этой схеме нагрузкой лампы слу-
жит резистор /?к. Следовательно, в дан-
ном случае нагрузка лампы активна по
характеру.
Для анализа свойств усилителя бу-
дем считать, что на входе его действует
синусоидальное напряжение. Из схемы
видно, что в любой момент времени
^ВХ = Mg + ^вых>	(2.182)
откуда
= квх ^вых*	(2.183)
Таким образом, в каскаде с катод-
ной 1нагрузкой имеется стопроцентная по-
следовательная ООС по напряжению, так как все выходное напря-
жение одновременно является и напряжением обратной связи.
Выше отмечалось, что напряжение обратной связи всегда мень-
ше входного напряжения. Поэтому для данного каскада вместо
термина «коэффициент усиления по напряжению» чаще исполь-
зуют термин «коэффициент передачи напряжения». Обозначим
его Лп.
В соответствии с уравнением (2.137) имеем
is____К
Лп ““ 1 +/С
(2.184)
где
= а К=
(-'ВХ
При активной нагрузке лампы (т. е. на средних частотах уси-
лителя)
Ke = Sd-RK,	(2.185)
где Sa — крутизна рабочего участка СДХ.
319
Следовательно, коэффициент передачи на средних частотах
= <2-186>
Отсюда видно, что при увеличении произведения SdRn коэф-
фициент передачи напряжения КП приближается к единице. Эта
зависимость изображена на рис. 2.93.
Кп.с и
1 -
0,8 -
О, Б -
0,Ь -
0,2
0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 U* 15 Sd'^K
Рис. 2.93. Зависимость коэффициента усиления ка-
тодного повторителя от произведения Sd/?K
Из схемы усилителя видно, что его выходное напряжение сов-
падает по фазе с входным напряжением, но как напряжение об-
ратной связи оно же противофазно входному напряжению. В этих
обстоятельствах нет противоречия.
*0^	На вход КП можно подавать боль-
шое напряжение, ибо только малая
часть его попадает непосредственно
на сетку лампы (т. е. на участок Ме-
жду сеткой и катодом). Амплитуда
сеточного напряжения
^=rrv«;-	<2-187>
Но следует заметить, что при уве-
личении сопротивления /?к увеличи-
Рис. 2.94. Эквивалентная
схема катодного повтори-
теля на средних частотах
вается смещение на сетку лампы, ибо
^ = Ло’^к. Поэтому возможности рассматриваемой схемы огра-
ничены.
Для определения выходного сопротивления КП необходимо
воспользоваться его эквивалентной схемой. Она изображена на
рис. 2.94. В этой схеме
гх____ Ri 1 а __________________ Р 1
*	1 4" |л о	1 4~ Р*
где /?'— эквивалентное сопротивление лампы;
р/— эквивалентный коэффициент усиления лампы.
320
Выходное сопротивление усилителя представляет собой парал-
лельное соединение и /?к- Поэтому
«" = 7^ = -rrW- <2-188’
Но практически всегда	и с достаточной степенью
точности
(2.189)
Если учесть, что у современных ламп крутизна бывает зна-
чительной (порядка 5—25 ма/в), то эквивалентное сопротивление
лампы R'h а следовательно, и выходное сопротивление катодного
повторителя обычно не превышают нескольких сотен ом.
Данное обстоятельство служит причиной широкой полосы про-
пускания КП в области верхних видеочастот. Количественная
оценка верхней гранитной частоты усилителя, при наличии экви-
валентной емкости соединительного кабеля, будет дана ниже.
Входное сопротивление катодного повторителя является чисто
емкостным. Поэтому обычно интересуются входной емкостью ка-
скада. Для ее определения можно воспользоваться уравнением
(2.|46). Из него следует, что у КП на триоде
Свх = cag + J +	.	(2.190)
Если произведение SdRn достаточно велико (а обычно это так),
то тогда
Свх C3g.
Практически это только единицы пикофарад. Термин «малая
входная емкость» катодного повторителя означает, что он имеет
«большое входное сопротивление» (емкостное по характеру}. По
этой причине КП не оказывает заметного влияния на предыду-
щий (предоконечный) каскад.
Если к выходным зажимам КП подключен соединительный ка-
бель, то схема усилителя получает вид, показанный на рис. 2.95, а.
Там же показана эквивалентная схема каскада (рис. 2.95,6). Из
нее следует, что верхняя граничная частота катодного повтори-
теля равна
^в.г= 2и-Ск-Лвыхв2Гс;-	(2.191)
Пример. S = 10 ма/в, Ск = 300 пф.
10-10-э
6.28-300-10— - 5'3'г’ - 5Л
С физической точки зрения широкая полоса пропускания ка-
тодного повторителя в области верхних частот объясняется ком-
11—869	321
плексным характером обратной связи. Если на нижних и средних
частотах входное сопротивление кабеля (т. е. емкости Ск) весьма
велико, то с повышением частоты оно становится соизмеримым
с /?к. В этих условиях нагрузка лампы оказывается емкостной по
характеру, а ее сопротивление уменьшается.
Рис. 2.95. Принципиальная
трдного повторителя с
(а) и эквивалентная (б) схемы ка-
учетом входной емкости кабеля
Но одновременно с уменьшением сопротивления нагрузки про-
исходит изменение фазы выходного напряжения. Поэтому при не-
изменной амплитуде входного напряжения с повышением его ча-
стоты происходит увеличение амплитуды сеточного напряжения.
Напряжение на сетке возрастает, приближаясь к входному
...............ПНППТПТ
Рис. 2.96. Зависимость амплитуды напряжения на
сетке лампы катодного повторителя от частоты вход-
ного напряжения
(рис. 2.96 и 2.97). По этой причине с повышением частоты проис-
ходит увеличение переменной составляющей анодного тока лампы
и на уменьшающемся сопротивлении нагрузки поддерживается не-
изменное напряжение.
Увеличение амплитуды переменной составляющей анодного
тока Ima не может происходить беспредельно. Поэтому с некото-
рой частоты начинается уменьшение выходного напряжения.
Практическим результатом -широкой полосы пропускания ка-
322
тодного повторителя является малое время нарастания фронта
выходных импульсов, ибо
^Н = ~ = 2)2-СК-/?ВЬ1Х»2)2--^.	(2.192)
Рис. 2.97. Векторные диаграммы напряжений
в каскаде с катодной нагрузкой
а — на средних видеочастотах; б и в — на верхних
видеочастотах
Пример. Ск — 300 пф, S = 10 ма/в
300-10~12
ти = 2,2- ~jQ jQ-3 = 0,066-10“3 сек = 0,066 мксек = 66 нсек.
Если КП должен иметь очень малую входную емкость, то он
выполняется на пентоде или лучевом тетроде. При этом возможны
два варианта включения лампы (рис. 2.98).
Рис. 2.98. Два варианта включения пентода в катодном повтори-
теле:
а — пентодный режим, б — триодный режим
Для нормальной работы пентода на его экранирующую сетку
необходимо подавать постоянное положительное напряжение. По-
этому конденсатор Cg2 включается между экранирующей сеткой и
катодом (рис. 2.98,а). .Но пентод может работать и в триодном
11*	323
режиме. Для этого конденсатор Cg2 включают между экранирую-
щей сеткой и корпусом (рис. 2.98,6).
В обоих схемах входная емкость каскада получается незначи-
тельной. Для схемы, изображенной на рис. 2.98, а.
CBx-Cagi+^VgK-^C^i‘ <2-193)
Для схемы, изображенной на рис. 2.98,6,
Св* = Cgl g2 + j + $d.#K ж Cgi g*	(2.194)
В рассмотренных выше схемах На резисторе /?к создается не
только напряжение полезных сигналов, но и постоянное напряже-
ние смещения. Поэтому такие схемы КП удобны только для пе-
Рис. 2.99. Схема катодного повтори-
теля для передачи импульсов отри-
цательной полярности (Ri — мало,
R2 — велико)
ляет коэффициент передачи г
метры усилителя.
редачи импульсов положитель-
ной полярности. В этих схемах
напряжение смещения обычно
получается близким к напряже-
нию запирания лампы.
Для передали импульсов от-
рицательной полярности необхо-
димо иметь большое сопротивле-
ние нагрузки, но малое напряже-
ние смещения. Эти»м условием
соответствует схема, изображен-
ная на рис. 2.99.
Сопротивление R\ выбирается
так, чтобы получающееся на нем
напряжение смещения имело тре-
буемую величину. Суммарное
сопротивление + является
нагрузкой лампы. Оно опреде-
лряжения и все остальные пара-
в) Эмиттерный повторитель
Эмиттерным повторителем (ЭП) называют транзисторный уси-
литель с нагрузкой в цепи эмиттера (рис. 2.100). Он может назы-
ваться также усилителем с общим коллектором.
Данный каскад имеет стопроцентную последовательную ООС
по напряжению и является аналогом катодного повторителя. Од-
нако аналогия между ЭП и КП не является полной. Их заметно
отличают количественные соотношения. Так, например, при ак-
тивной нагрузке транзистора (как показано на рис. 2.100) вход-
ное сопротивление ЭП имеет комплексный характер. Оно может
быть представлено параллельным соединением активного сопро-
тивления /?вх и небольшой емкости Свх. При этом /?вх получается
324
меньше сопротивления /?б, а его величина не всегда бывает доста-
точно большой.
В области средних частот входное сопротивление ЭП можно
определить по уравнению
р ‘(О 1Q51
+ U + ₽) Яэ ‘
Iko+1-бо
Рис. 2.100. Схема эмиттерного повтори-
теля с гасящим сопротивлением в цепи
базы
Из этого уравнения следует, ято для увеличения входного со-
противления ЭП желательно увеличивать сопротивление /?э. Но
при этом происходит уменьшение тока базы. Поэтому приходится
уменьшать сопротивление /?б,
что конечно нежелательно.
Обычно /?э бывает порядка
единиц килоом.
Входную емкость ЭП допу-
стимо рчитать равной емкости
коллекторного перехода (еди-
ницы пикофарад).
Выходное сопротивление
ЭП зависит от параметров
транзистора и сопротивления
источника сигнала /?и.с. С до-
статочной степенью точности
можно считать
R^r3+ '-£+*.-е. (2.196)
Наиболее часто выходное сопротивление ЭП измеряется десят-
ками ом. Следовательно, оно меньше, чем у катодного повтори-
теля. Однако боЛее существенно то, что выходное сопротивление
ЭП заметно зависит от внутреннего сопротивления источника
входного сигнала, а у КП такой зависимости нет. Физическая при-
чина этого обстоятельства заключается в том, что вход эмиттер-
ного повторителя практически связан с его выходом через неболь-
шое сопротивление базы и очень малое сопротивление эмиттер-
ного перехода.
Коэффициент передачи напряжения у ЭП больше чем у КП.
Объясняется это тем, что напряжение на эмиттерном переходе
транзистора имеет амплитуду, не превышающую десятых долей
вольта. Поэтому обычно у эмиттерного повторителя Кп = 0,954-0,99.
Поскольку эта величина очень близка к единице, то нет особой
необходимости в ее точном расчете. Если же такая необходимость
возникает, то можно воспользоваться приближенной формулой
(2-197>
Если ЭП выполняет роль оконечного каскада видеоусилителя,
то наиболее важным параметром его является время нарастания
фронта выходных импульсов. К сожалению, расчет его достаточ-
325
но сложен и неточен. Различные допущения и приближения при-
водят к различным конечным результатам. Одна из сравнительно
простых формул имеет следующий вид:
+ <2J98>
где Тр—постоянная времени транзистора.
Полезно иметь в виду, что
’,=-.(1 + ?) = -^=^,	(2-199)
где /а— предельная частота транзистора с общей базой;
/р — предельная частота транзистора с общим эмиттером.
Из уравнения (2.198) видно, что время нарастания фронта вы-
ходных импульсов уменьшается при уменьшении сопротивления
источника сигнала /?и,с.
Пример. Определить время нарастания фронта выходных импульсов в эмит-
терном повторителе, если он выполнен на транзисторе с параметрами: fa = 4 Мгц
Р = 50 и Ск = 5 пф.
Сопротивление нагрузки /?э=2 ком, а сопротивление источника сигнала
Яи.с =1 ком.
Решение.
1) Определяем постоянную времени транзистора:
2) Определяем длительность фронта выходных импульсов:
103
тн = 2,2 (2-10-6 + 5Q.5.10--12),2.10з.	= 0,055-10-6 сек =
1м + Ov ’Z • 1м
= 0,055 мксек = 55 нсек.
По известной длительности фронта можно определить верхнюю граничную
частоту эмиттерного повторителя, так как в любом усилителе верно уравне-
ние (2.175).
В данном примере/в.г =6,35 Мгц.
Полезно обратить внимание на то обстоятельство, что верхняя
граничная частота эмиттерного повторителя получилась больше,
чем граничная частота примененного транзистора. В других уси-
лителях такие соотношения невозможны.
Основным недостатком рассмотренной схемы является невы-
сокая стабильность режима. Поэтому на практике часто приме-
няют вариант схемы ЭП с делителем напряжения в цепи базы
(рис. 2.101).
Повышение стабильности режима транзистора достигается в
этой схеме ценой повышенного расхода энергии и уменьшения
входного сопротивления усилителя.
325
С достаточной точностью
D г*-.
(2.200)
Рис. 2.101. Схема эмиттерного повтори-
теля с делителем напряжения в цепи
базы
Остальные расчетные соотношения, приведенные выше, спра-
ведливы и для данного варианта эмиттерного повторителя.
Приведенные выше уравнения и рассуждения справедливы
только при активной нагрузке транзистора. Однако на практике
она чаще бывает активно-емкостной, поскольку к выходным за-
жимам каскада подключается
эквивалентная емкость соеди-
нительного кабеля.
В этих условиях все рас-
четные соотношения усложня-
ются. Особенно сложным по-
лучается входное сопротивле-
ние каскада. Оно может ока-
заться индуктивным по ха-
рактеру при наличии отрица-
тельной входной проводимости.
Следствием этого обстоятель-
ства может являться самовоз-
буждение усилителя. Мерой
борьбы с этим явлением слу-
жит включение в цепь базы
резистора с небольшим сопро-
тивлением. То|чная .величина его определяется экспериментально.
Однако включение данного резистора нежелательно, так как он
увеличивает длительность фронта выходных импульсов.
§ 8. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИЕМНИКОВ
1. Назначение входной цепи приемника
Входная цепь приемника служит переходным звеном от при-
емной антенны к его первому каскаду. Ее основная задача заклю-
чается в наиболее рациональном использовании энергии прини-
маемых сигналов с целью максимального полезного воздействия
их на приемник. В радиолокационных приемниках входная цепь
рассчитывается так, чтобы на выходе ее получилось максимальное
превышение напряжения сигнала над напряжением внутренних
шумов. В приемниках связи задача входной цепи состоит в полу-
чении хорошей частотной избирательности.
Наиболее распространенная входная цепь состоит из одного
контура, связанного с антенной при помощи индуктивной, авто-
трансформаторной или емкостной связи.
В зависимости от типа антенного фидера вход приемника мо-
жет быть симметричным или несимметричным. В радиолокацион-
J27
ном приемнике всегда осуществляется согласование еро входного
сопротивления с волновым сопротивлением антенного фидера с
целью получения в нем только бегущих волн.
Для входных цепей связных приемников характерно примене-
ние слабой связи входного контура с антенной. При этом условии
антенна не ухудшает его избирательности.
Важнейшим параметром входной цепи является резонансный
коэффициент передачи напряжения /Сп. Он показывает, во сколько
раз напряжение сигнала на выходе настроенной входной цепи
больше ЭДС сигнала в антенне. Коэффициент передачи желатель-
но иметь как можно больше.
2. Входные цепи радиолокационных приемников
метровых волн
Входная цепь с автотрансформаторной
связью
В радиолокационных станциях метрового диапазона напряже-
ние сигнала обычно подается на вход приемника по коаксиаль-
ному фидеру. Такой фидер несимметричен по отношению к земле.
Рис. 2.102. Несимметричная входная цепь с автотрансформаторной
связью и эквивалентная схема входа приемника при выполнении
условий согласования
Поэтому и входная цепь приемника оказывается несимметричной.
Она может быть связана с антенной при помощи автотрансформа-
торной связи (рис. 2.102).
Для получения в антенном фидере бегущей волны входное со-
противление приемника между точками аб должно быть актив-
ным и иметь величину, равную волновому сопротивлению фидера.
При этом условии во входной йонтур приемника от антенны пе-
редается наибольшее количество высокочастотной энергии и на-
пряжение сигнала на сетке первой лампы максимально.
Чтобы входное сопротивление приемника было активным, кон-
тур входной цепи настраивается на частоту принимаемых колеба-
ний (изменением емкости или индуктивности) и тогда
(7 X 2
%) -Ra=Pl-R„	(2.201)
328
где /?а = -г*— коэффициент включения контура в цепь антенны.
В метровом диапазоне волн активное входное сопротивление
усилителя /?вх весьма мало*. Поэтому R3~Rbx- Следовательно,
входное сопротивление приемника можно найти по формуле
Яаб = (^)Чх.	(2.202)
Условие согласования входного сопротивления приемника с
волновым сопротивлением антенного фидера выполняется, если
(<ф-)2/?вх = РФ, откуда требуемая величина индуктивности Ц
к L-k /
равна
LX = LK-V^.	(2.203)
^ВХ
Если в катушке контура нет сердечника, то
где — число витков катушки между точками аб\
Nk — общее число витков катушки контура.
Таким образом, требуемое число витков AG равно
(2-204)
Эта формула очень удобна для практики, ибо в метровом ди-
апазоне волн катушка входного контура имеет мало витков (10.—
20) и их легко сосчитать. При выполнении условия (2.204) коэф-
фициент передачи напряжения входной цепи получается наиболь-
шим. Его можно найти исходя из следующих рассуждений. Так
как собственное активное сопротивление катушки контура мало,
то почти вся энергия, поступающая из антенны в контур, расхо-
дуется на входном активном сопротивлении усилителя. Поэтому
можно записать следующее равенство мощностей:
U2 U2
&аб
Если же Ra6 = Рф> то эквивалентная схема входа приемника
получается весьма простой (рис. 2.102). В данном случае напря-
1
жение на входе приемника Um = -^-Ek. Следовательно,----—---=
и2
=	. Отсюда максимально возможный коэффициент передачи
‘АВХ
напряжения входной цепи равен
к.. .„.=4-/^-	<2-205>
* Доказательство приводится в следующем параграфе.
329
Из этой формулы видно, что при выполнении условий согласо-
вания коэффициент передачи напряжения входной цепи не зави-
сит от ее схемы, а определяется только соотношением между со-
противлениями ₽вх и рф.
Обычно на практике в метровом диапазоне волн /<пмакс =
= 1,5-5-5.
Полоса пропускания входной цепи приемника метровых волн
получается весьма широкой. Она равна
2Д/= Л e JL .	(2.205)
ц/э	^вх ^ВХ г ЬК
Емкость контура состоит из емкости конденсатора настрой-
ки Син, входной емкости усилителя Свх, емкости монтажа См и ме-
ждувитковой емкости катушки СКат, т. е.
Ск = Q н Н" ^ВХ 4" См + Скат.
В дальнейшем обозначение Ск на схемах и в тексте будет со-
ответствовать полной емкости контура, а Ск.н— емкости конден-
сатора настройки.
Пример. Катушка контура входной цепи (рис. 2.102) имеет индуктивность
£к=0,2 мкгн. Число витков катушки AfK=13. Емкость конденсатора Скн=4 пф,
емкость монтажа См = 2 пф, междувитковая емкость катушки Сьат=0,3 пф. Ак-
тивное сопротивление катушки контура 7?К = 1,О7 ом (для частоты принимаемых
колебаний). Напряжение с контура подается на сетку лампы усилителя с вход-
ной емкостью Свх = И пф. Коэффициент входного сопротивления лампы Ь =
= 7,2• 106 ом-Мгц2.
Определить число витков катушки Л’ь которое надо подключить к фидеру
для его согласования с входным сопротивлением приемника. Вычислить коэф-
фициент передачи напряжения и полосу пропускания входной цепи, если антен-
ный фидер имеет волновое сопротивление рф = 75 ом.
Решение.
1)	Определяем емкость контура;
Ск = Ск.н 4" Свх + См 4- Скат = 44-11+2 + 0,3 = 17,3 пф.
2)	Определяем частоту настройки контура:
/о =-----.-1	= -----1	85 Юв гц.
LKCK 2-3,14 )Л),2- 10-е-17,3-10~>’
3)	Определяем входное сопротивление усилителя (см. стр. 350):
D _ b	7,2-106 _ 1ПППл1/
#вх - "ТГ----852 ~ 1000 0М •
/0
4)	Определяем требуемое число витков, подключаемых к фидеру:
* =	-13 /тиг'м •”"а-
5)	Определяем коэффициент передачи напряжения входной цепи при согла-
совании:
к _ 1 1/^7 _ 1 i/'iooo’ _ ,
Кп.макс - у У ~f$~ ~ ~ V “75“-1’82’
330
6)	Определяем полосу пропускания входной
^вх
85 -10'3 1/ 0,2-10—6
103 Г 17,3-10—12
цепи:
= 9 • 106 гц — 9 е
В приемниках метровых волн входная емкость лампы состав-
ляет значительную часть емкости контура входной цепи. Поэтому
при смене лампы контур заметно расстраивается, так как входные
емкости отдельных экземпляров ламп могут отличаться между со-
бой на 10—20%. Кроме того, небольшое входное активное сопро-
тивление усилителя, подключенное параллельно всему контуру,
сильно шунтирует его, ухудшая частотную избирательность вход-
Рис. 2.103. Несимметричная входная цепь с неполным
включением контура в цепь сетки
ной цепи. Так, в приведенном выше примере добротность входного
контура при выключенном питании приемника равна 100. При
включении источников питания она уменьшается примерно в
12 раз.
Для уменьшения влияния смены лампы на настройку входного
контура, а также для повышения его добротности в приемниках
метрового диапазона (особенно на волнах короче 3—4 м) часто
применяют неполное включение контура в цепь сетки. Схема та-
кой входной цепи приведена на рис. 2.103.
В данной схеме напряжение Ug снимается не со всего контура,
а только с части его. При этом оказывается, что в случае выпол-
нения условий согласования коэффициент передали напряжения
остается неизменным. Объясняется это тем, что при неполном
включении контура в цепь сетки шунтирующее действие лампы
значительно ослабляется и напряжение Uk заметно возрастает.
Сказанное легко подтвердить расчетом. Для этого восполь-
зуемся рис. 2.104, где изображены два контура с одинаковой ин-
дуктивностью Лк и одинаковой емкостью Ск. Эти контуры имеют
одинаковую добротность, если мощности потерь, выделяемые на
сопротивлениях /?ш и /?ЕХ, равны, т. е.
-^вх
331
Отсюда вытекает необходимое соотношение между сопротив-
лениями /?ш и /?вх в следующем виде:
^=М^)2=М-У!=>	f2-207»
5	5	t'g
— коэффициент включения контура в цепь сетки
L„
где^=1к
лампы.
а
Рис. 2.104. Два контура имеют одинаковую
/ 1>ъ \ 2
добротность, еслр 7?ш = I -у— ) -#вх
Шунтирующее действие сопротивлений /?ш и /?вх можно учесть
добавочным сопротивлением Д/?к, включенным последовательно с
активным сопротивлением катушки контура /?к.
Рис. 2.105. Два контура одинаково
строены, если ДС = (	) -Свх
на-
Для контура, изображенного на рис. 2.104, а:
= •
Подставив сюда значение /?ш, мы получим формулу для сопро-
тивления Д7?к, вносимого в контур, изображенный на рис. 2.104,6:
<2-208>
Сопротивление RK+kRK следует рассматривать как равномер-
но распределенное по всем виткам катушки LK.
332
Аналогично можно определить емкость ДСЛ, вносимую лампой
в контур при его неполном включении в цепь сетки. Эту емкость
будем считать подключенной параллельно конденсатору Ск.н. На
вспомогательном рис. 2.105 показаны два контура с одинаковой ин-
дуктивностью £к и одинаковой емкостью С. В левом контуре до-
полнительно подключена емкость АС, а в правом Свх. Для одина-
ковой настройки обоих контуров емкости ДС и Свх должны быть
различны.
Если оба контура настроены на одну и ту же частоту и полу-
чают равное количество энергии (т. е. в обоих случаях выполнено
условие согласования входного контура с антенным фидером), то
энергия, запасаемая в емкостях ДС и Свх, одинакова. В этом слу-
чае имеем равенство
ДС-^ = СВХ.{4
Откуда следует, что при неполном включении контура в цепь
сетки лампа вносит в контур дополнительную емкость
/ ил2
ДСЛ = СВХ.(-^) =Свх-4	(2.209)
Из этой формулы ясно, что в схеме, изображенной на рис. 2.103,
емкость ДСЛ получается меньше входной емкости лампы, и по-
этому ее влияние на настройку входного контура может оказаться
невелико. Это означает, что при неполном включении контура в
цепи сетки смена лампы не приведет к заметному изменению на-
стройки контура. Влияние емкости монтажа на настройку кон-
тура также ослабляется.
Практическое выполнение входной цепи с неполным включе-
нием контура в цепи сетки лампы возможно только при наличии
конденсатора Ск.н
Пример. Во входной цепи, имеющей параметры, указанные в предыдущем
примере, включим в цепь сетки 10 витков катушки LK (рис. 2.103).
Определим для этого случая условие согласования, коэффициент передачи
напряжения и полосу пропускания входной цепи.
Решение.
1)	Определяем емкость, вносимую в контур лампой:
/ГЛ2 /АЛЛ2 /10 V
ДСл = \~Ц/ Свк = Va£7 Свх = (тз"/ 11 _ 6,5
2)	Определяем емкость, вносимую в контур монтажом:
ас- -	Ш’'2’1'2*'
3)	Определяем емкость конденсатора Скн, которую необходимо иметь для
прежней настройки контура:
Ск.н = Ск - ДСЛ - ДСМ - Скат = 17,3 — 6,5 -1,2 - 0,3 = 9,3 пф.
333
4)	Определяем активное сопротивление, вносимое в контур лампой:
5)	Определяем эквивалентную добротность контура:
П	Р -	107 РЛ
Q э ~	Як +	ДЯК ~	1,07 + 6,8	" 10,0	•
6)	Определяем резонансное сопротивление контура:
/?э = рфэ — 107-13,6 = 1450 ом.
Рис. 2.106. Входная цепь без конденсатора
7)	Определяем необходимый коэффициент включения контура в пепъ антен-
ны для выполнения условия согласования:
"*=^т’1/тв=ш
8)	Определяем число витков катушки N\, которое необходимо подклю-
чить к антенному фидеру:
AG —Р АМК = 0,233-13 = 3 витка.
9)	Определяем коэффициент передачи напряжения входной цепи:
''п макс — 2 у	2 К 75 “ 11
10)	Определяем полосу пропускания входной цепи:
2д/='г7=ш=6'25-Иг‘<'
При повышении частоты принимаемых колебаний приходится
уменьшать емкость конденсатора контура или вообще отказывать-
ся от него (рис. 2.106). В этом случае емкость кснтура состоит из
входной емкости лампы, емкости монтажа и междувитковой емко-
сти катушки. Настройка контура осуществляется при помощи по-
движного сердечника из ферромагнитного или диамагнитного ма-
териала. Ферромагнитные сердечники (карбонильное железо, аль-
сифер и др.) увеличивают индуктивность катушки. Сердечники из
диамагнитных материалов (медь, латунь, алюминий) уменьшают
индуктивность катушки.
334
Входная цепь с индуктивной связью
Связь коаксиального фидера со входом приемника может быть
не только автотрансформаторной. На рис. 2.107, а приведена схе-
ма несимметричной входной цепи с индуктивной связью. Кон-
тур L2C2 настроен на частоту принимаемых колебаний. Поэтому
из контура L2C2 в кагушку L[ вносится только активное сопро-
тивление Д/?ь Коэффициент взаимоиндукции М подбирается так,
чтобы вносимое сопротивление было равно волновому сопротивле-
нию фидера.
Рис. 2.107. Входные цепи с индуктивной связью:
а — несимметричная входная цепь; б — симметричная входная цепь
Конденсатор Ci вместе с катушкой Ц образуют последователь-
ный контур, который также настраивается на частоту принимае-
мых сигналов. При этом условии входное сопротивление приемни-
ка активное и равно волновому сопротивлению фидера. Поэтому
в фидере устанавливаются бегущие волны. Коэффициент передачи
напряжения определяется по формуле (2.205).
На рис. 2J07, б изображена схема симметричной входной цепи.
Она применяется в тех случаях, когда фидер представляет собой
двухпроводную симметричную линию. Между катушками £св и LK
помещается электростатический экран из латунной или медной
сетки, который заземляется. Он устраняет емкостную связь ме-
жду катушками, нали|Чие которой приводит к нарушению симме-
трии фидера.
Условия согласования выполняются, если из контура LKCK в
катушку связи LCB вносится активное сопротивление Д/? = рф и ре-
активное (емкостное)-- сопротивление ДХ =—ш4св. Необходимая
335
величина вносимого сопротивления Д/? получается за счет подбора
коэффициента связи между контуром и антенной, а необходимая
величина вносимого реактивного сопротивления ДХ получается за
счет некоторой расстройки контура входной цепи. Так как вноси-
мое сопротивление должно быть емкостным, то сопротивление
контура LKCK для частоты принимаемых колебаний должно быть
индуктивным. Следовательно, входной контур приемника должен
быть настроен на частоту, несколько меньшую, чем частота сиг-
нала. Наилучшие результаты получаются в том случае, когда ин-
дуктивность катушки связи выбирается равной
Асв = — = 9^7-.	(2.210)
св <*>с 2it-/c	4	7
Если условия согласования выполнены, то коэффициент пе-
редачи напряжения может быть найден по формуле (2.205).
3.	Входные цепи радиолокационных приемников
дециметровых и сантиметровых волн
На частотах выше 300 Мгц (на волнах короче одного метра)
контуры с сосредоточенными параметрами не применяются. Объ-
ясняется это тем, что при повышении частоты настройки контуров
Рис. 2.108. Входная цепь с резонансной коаксиальной
линией:
а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема
необходимо уменьшать Lk и Сл. Но уменьшению емкости Сд суще-
ствует предел. Во входной цепи приемника минимально возмож-
ная емкость контура равна входной емкости лампы.
336
Дальнейшее повышение частоты настройки контура возможно
только за счет уменьшения индуктивности контура. Однако при
этом резко уменьшается его добротность, вследствие чего избира-
тельность входной цепи ухудшается, а коэффициент передачи на-
пряжения уменьшается. Поэтому в приемнике дециметровых волн
в качестве входного контура применяют коаксиальную резонанс-
ную линию (рис. 2.108, а). Конструктивно она выполняется вместе
с коаксиальной линией анодной цепи и лампой маячкового типа
(рис. 2.134). Такую входную цепь рассматривают как трансфор-
матор сопротивлений с малыми потерями. Она согласует волновое
сопротивление фидера рф с входным сопротивлением усилительной
лампы. Эквивалентная схема данной входной цепи изображена на
рис. 2.108,6.
Точки подключения фидера аб подбираются в таком месте ре-
зонансной линии, чтобы сопротивление между ними было рав-
но рф. В этом случае коэффициент передачи напряжения входной
цепи находится по формуле (2.205).
Применение резонансных линий в качестве колебательных кон-
туров ограничивается диапазоном дециметровых волн. На санти-
метровых волнах их применять затруднительно из-за малых гео-
метрических размеров. Поэтому в приемнике сантиметрового ди-
апазона входная цепь выполняется в виде объемного резонатора.
4.	Входные цепи ламповых приемников связи
Индуктивная связь входного
контура с антенной
На рис. 2.109, а приведена наиболее распространенная схема
входной цепи приемника связи. Она состоит из катушки связи LCB
и колебательного контура LKCK, настраиваемого на частоту прини-
маемых колебаний. Катушка связи включена в цепь антенны.
Приемная антенна может быть представлена в виде эквива-
лентного генератора с ЭДС ЕА и комплексным внутренним сопро-
тивлением ZA, состоящим из индуктивности La, емкости СА и ак-
тивного сопротивления RA. Поэтому эквивалентная схема входной
цепи имеет вид, показанный на рис. 2.109,6. В диапазоне корот-
ких и промежуточных волн, на которых часто работают войсковые
радиостанции связи, можно ориентировочно полагать для средних
антенн La = 20 мкгн, Са = 200 пф, /?а = 400 ом.
Из эквивалентной схемы видно, 4jo цепь антенны представ-
ляет собой колебательный контур, индуктивно связанный с вход-
ным контуром приемника. Ввиду большого активного сопротивле-
ния антенны RA добротность атенного контура очень мала (по-
рядка нескольких единиц). Частоту собственных колебаний антен-
ного контура /оа выбирают ниже самой низкой частоты любого
диапазона приемника (из этого условия находят величину индук-
тивности катушки связи LCB). На коротких волнах обычно foA =
= (0,3-ъ0,33)/мин. В этом случае принято говорить, что прием осу-
ществляется на удлиненную антенну, так как Ход>Хмакс.
337
Связь антенной цепи с входным контуром приемника делают
очень слабой (коэффициент связи выбираки в пределах от 0,1 до
0,3); при этОхМ можно пренебречь вносимыми сопротивлениями.
6
Рис. 2.109. Входная цепь с индуктивной
связью:
а—принципиальная схема, б — эквивалентная схема
Физические процессы, происходящие в схеме, состоят в следую-
щем. Под воздействием ЭДС Ед в антенном контуре проходит пе-
ременный ток
где
J/^^A “Г ^'св + J •
Ток /а, проходя по катушке £св, наводит в катушке входного
контура LK ЭДС
Ек = /. • шМ = Е,.
к А	А ZA
Под воздействием этой ЭДС в контуре ЕКСК проходит ток
Если входной контур
тивление контура ZK = /?к
Этот ток создает на
настроен на частоту ЭДС Ек, то сопро-
г	Ек
и ток в контуре /крез =	.
конденсаторе Ск выходное напряжение
U -О Е -О Е  —
с/£рез — Ч'э	хэ
338
Отсюда коэффициент передачи напряжения входной цепи
= UJ^ = q,-^L.	(2.211)
Так как связь входного контура с антенной по условию выбра-
на очень слабой, то-^Д<<1, и поэтому ЯПрез<С<2. Обычно
Рис. 2.110. Зависимость резонансного коэффициента передачи напря-
жения от частоты принимаемых колебаний при индуктивной связи
входного контура с антенной (собственная частота антенной цепи /од
ниже минимальной частоты рабочего диапазона)
Кп рез = 24-10. В случае приема на удлиненную антенну резонанс-
ный коэффициент передачи напряжения Лпрез уменьшается с по-
вышением частоты принимаемых колебаний (рис. 2.110).
Емкостная связь входного контура
с антенной
На рис. 2.111 изображены принципиальная и эквивалентная
схемы входной цепи приемника при наличии емкостной связи с
антенной через конденсатор Ссв малой емкости. Входной контур
настраивается на частоту несколько большую, чем частота прини-
маемых сигналов, так как выходное напряжение получается наи-
большим тогда, когда вся антенная цепь настроена на частоту
сигнала. В этом случае коэффициент передачи напряжения наи-
больший.
Достоинством емкостной связи входногб контура с антенной
является ее простота. Однако она имеет и существенный недо-
статок. Коэффициент передачи напряжения входной цепи резко
изменяется по диапазону, возрастая с повышением частоты при-
339
нимаемых колебаний (рис. 2.112). Этот недостаток препятствует
широкому применению емкостной связи, и она применяется реже,
чем индуктивная.
6
Рис. 2.111. Входная цепь с емкостной связью:
а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема
В некоторых случаях емкостная связь применяется в дополне-
ние к индуктивной с целью выравнивания коэффициента передачи
напряжения по диапазону.
Рис. 2.112. Зависимость резонансного
коэффициента передачи напряжения
от частоты принимаемых колебаний
при емкостной связи входного кон-
тура с антенной
5.	Входные цепи транзисторных приемников связи
В транзисторных приемниках длинных и средних волн часто
используется магнитная антенна, а в диапазоне коротких волн и
УКВ — штыревая антенна. Это первое обстоятельство, на которое
надо обратить внимание. Вторая особенность заключается в
слабой связи входного контура с транзистором. Она дол-
жна быть слабой потому, что транзисторный каскад имеет вход-
ное сопротивление значительно меньшее, чем ламповый.
340
На рис. 2.113 показаны характерные варианты входных цепей
транзисторных приемников. В первой схеме (рис. 2.113, а) катушка
контура £к и катушка’связи LCB намотаны на ферритовом стержне
магнитной антенны. Катушка связи делается подвижной. Тем са-
мым достигается простота регулировки коэффициента связи. Это
достоинство схемы. Недостаток ее заключается в том, что катуш-
ка связи вместе с входной емкостью транзистора и своей между-
витковой емкостью образует колебательный контур. Если его ре-
Рис. 2.113. Варианты схем входных цепей транзисторных приемников:
а — индуктивная связь с транзистором; б — автотрансформаторная связь с транзи-
стором; в — емкостная связь с внешней антенной и автотрансформаторная связь
с транзистором; г — автотрансформаторная связь с внешней антенной и индуктивная
связь с транзистором
зонансная частота оказывается в диапазоне приемника, то коэф-
фициент передачи входной цепи получается резко неравномерным.
Если резонансная частота этого контура будет за пределами ди-
апазона приемника (на практике должно быть именно так), то
тогда возможен прием случайных помех.
Вторая схема (рис. 2.113,6) свободна от указанного недостат-
ка, но зато в ней затруднена регулировка коэффициента связи.
Третья схема (рис. 2.113, в) в принципе не отличается от схе-
мы, изображенной на рис. 2.111. В этих схемах конденсатор связи
часто делают переменным. Тогда при смене антенны легко подби-
рается оптимальная связь.
341
Четвертая схема (рис. 2.113, г) удобна в диапазоне метровых
волн. Она аналогична схемам, изображенным на рис. 2.103 и 2.107.
Если применяется входная цепь с магнитной антенной, то ам-
плитуда напряжения сигнала на базе транзистора (в милливоль-
тах) определяется по формуле
Um6 = E-hep6-Q3 (мв),	(2.212)
где Е— напряженность магнитного поля в месте приема, мв!м\
—действующая высота магнитной антенны (обычно Лд =
= 0,003^0,01 м)-
р6 — коэффициент включения входного контура в цепь базы
транзистора (обычно рб = 0,1 -е-0,5);
Q3 — эквивалентная добротность контура (наиболее часто
Qa-104-50).
§ 9.	УСИЛИТЕЛИ ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
1.	Назначение УВЧ и его показатели
Усилитель высокой частоты предназначен для увеличения энер-
гии полезного сигнала и уменьшения энергии помех. Поэтому
чаще всего он бывает избирательным (резонансным). Если при-
емник супергетеродинный, то УВЧ должен обладать хорошей из-
бирательностью по зеркальному каналу (см. § 1).
Частотная избирательность УВЧ осуществляется за счет ре-
зонансных свойств колебательной системы, выполняющей роль
нагрузки усилительного прибора.
В качестве усилительных приборов в УВЧ применяют обыч-
ные электронные лампы, транзисторы, лампы цилиндрической
конструкции, лампы бегущей волны и туннельные диоды. В уни-
кальных приемных устройствах применяют параметрические и мо-
лекулярные УВЧ.
Эффект частотной избирательности резонансного усилителя
высокой частоты поясняется рис. 2.114. Там показано, что на
входе УВЧ приемника одновременно действуют несколько модули-
рованных высокочастотных сигналов. Каждый сигнал занимает
определенную полосу частот и имеет определенный уровень мощ-
ности. Множество сигналов на входе УВЧ оказывается из-за на-
личия широкой полосы пропускания входной цепи приемника.
В резонансном усилителе происходит преимущественное уси-
ление полезного сигнала и поэтому на выходе его принимаемый
сигнал становится заметнее среди помех, чем на входе.
Качественными показателями УВЧ являются:
—	резонансный коэффициент усиления по напряжению Ко;
—	входное сопротивление;
—	полоса пропускания 2AJ;
—	избирательность при заданной расстройке (обычно по зер-
кальному и по соседнему каналам);
342
—	максимально достижимый коэффициент усиления Аомакс;
— коэффициент шума.
Эти показатели будут подробно рассмотрены только для УВЧ
с полным включением контура в анодную цепь лампы.
Рис. 2.114. Графическое изображение частотной избирательности
резонансного усилителя
2.	УВЧ с полным включением контура в анодную
цепь лампы
а)	Схема усилителя
Схема усилителя может быть выполнена с последовательным
или с параллельным питанием (рис. 2.115). В любом варианте
анодная нагрузка лампы является частотно-зависимой. Ее роль
выполняет параллельный контур. К основным элементам схемы
относятся: усилительная лампа, контур и источник анодного пи-
тания. Остальные элементы дополнительные.
Пер-вые два варианта схемы УВЧ (а и б) используются в при-
емниках с небольшой полосой пропускания. В основном это при-
емники связи и радиовещательные приемники. Третий вариант (в)
применяется в приемниках с широкой полосой пропускания. В ос-
новном это радиолокационные приемники.
343
Рис. 2.115. Схемы УВЧ с полным включе-
нием контура в анодную цепь лампы:
а — последовательное питание: б — параллельное
питание с анодным дросселем; в — параллельное
питание с анодным резистором
344
Зависимость сопротивления анодной нагрузки лампы от ча-
стоты усиливаемых колебаний изображена на рис. 2.116. В даль-
нейшем будем считать, что колебательный контур настроен на ча-
стоту полезного сигнала, который полагаем немодулированным.
Рис. 2.116. Зависимость
сопротивления анодной
нагрузки лампы УВЧ от
частоты усиливаемых ко-
лебаний
б)	Резонансный коэффициент усиления
Настроенный параллельный контур имеет сопротивление для
переменного анодного тока лампы, активное по характеру. Ввиду
Рис. 2.117. Процесс усиления немодулированных ко-
лебаний резонансным усилителем с полным вклю-
чением контура в анодную цепь лампы
зтого справедливы графики физических процессов, изображенные
на рис. 2.117.
345
Из графиков видно, что под воздействием сеточного напряже-
ния происходит изменение анодного тока. Амплитуда его перемен-
ной составляющей /та зависит от амплитуды входного напряже-
ния UmBX и крутизны рабочего участка сеточной динамической ха-
рактеристики лампы Sd-
Очевидно, что
4а = ^-^г = ^-^вх.	(2.213)
Переменная составляющая анодного тока, проходящая через
настроенный контур, создает на нем переменное синфазное напря-
жение с амплитудой
^тк —	= $d' А?э • Umg = SdR3-UmBx-
В результате этого напряжение на аноде лампы изменяется и
имеет амплитуду Uma = UmK. Переменное анодное напряжение про-
тивофазно входному напряжению.
Пульсирующее анодное напряжение приложено к переходной
цепи Сп/?п- На конденсаторе Сп действует постоянное напряжение
Uw + Eg, а на резисторе создается переменное напряжение с
амплитудой итвых= Uma.
Поэтому
Uт вых	* Е)т вх === Kq * Uт вх,
где
K» = SdR9.	(2.214)
Таким образом, резонансный коэффициент усиления каскада
УВЧ пропорционален динамической крутизне лампы и сопротивле-
нию контура. Если усилитель выполняется на пентоде, то Sd~S и
тогда
Ko = SR9.	(2.215)
В этой формуле S представляет собой крутизну рабочего уча-
стка сеточной динамической характеристики, но она практически
совпадает с сеточной статической характеристикой, так как в уси-
лителе на пентоде Ri^>R9.
в)	Входное сопротивление
Входное сопротивление усилителя является чисто емкостным
только на сравнительно низких частотах. С повышением частоты
усиливаемых колебаний оно становится комплексным и может быть
представлено параллельным соединением входной емкости и вход-
ного активного сопротивления (рис. 2.11, в).
Активная составляющая входного сопротивления каскада УВЧ
обусловлена индуктивностью ввода катода и наводимыми сеточ-
ными токами.
Для анализа первой причины напомним, что в лампе кроме меж-
дуэлектродных емкостей существуют еще индуктивности вводов
346
(или выводов) электродов. Поэтому полная схема триода на вы-
соких частотах имеет вид, показанный на
Рассмотрим влияние индуктивности
ввода катода на входное сопротивление
усилителя. Для этого воспользуемся
простейшей схемой, изображенной на
рис. 2.119. Характер входного сопротив-
ления выясним при помощи векторной
диаграммы (рис. 2.120). Ее построение
начинаем с вектора напряжения UgK)
действующего между сеткой и катодом
лампы. Под воздействием этого напря-
жения через емкость CgK проходит ток
IgK = UgK • coCgK- Ток IgK по фазе опере-
жает напряжение UgK на 90°.
Переменная составляющая анодного
тока совпадает по фазе с напряжением
UgK и имеет величину /а_ =	• UgK.
рис. 2.118.
Рис. 2.118. Полная схема
триода на высоких ча-
стотах
Переменный анодный ток создает на резонансном сопротивле-
нии контура напряжение t7K= -Z?9, совпадающее по фазе с
Рис. 2.119. Простейшая схема каскада
УВЧ с учетом индуктивности ввода
катода
анодным током, а на индук-
тивности катодного вывода на-
пряжение = -соЛвк, опе-
режающее ток на 90°.	_
JM3 схемы вщдно, что С/Вх_=
+ UL , a U=С7ВХ 4- UK.
Рис. 2.120. Векторная диаграмма
напряжений и токов в усилителе
на триоде с учетом влияния ин-
дуктивности ввода катода
Под воздействием напряжения Uag через емкость Cag идет
ток Zag, по фазе опережающий это напряжение на 90°.
347
Результирующий входной ток /вх, протекающий в сеточной Це-
пи, равен векторной сумме токов IgK и Iag- Этот вектор опережаёт
вектор входного напряжения на угол ср<90°. Это означает, что
входное сопротивление усилителя является комплексным. Его
можно представить, как показано на рис. 2.11, в.
С повышением частоты входного напряжения вектор UgK умень-
шается, стремясь к нулю, а вектор UL возрастает, стремясь к UBX.
При этом угол ф уменьшается. Это свидетельствует о том, что с по-
вышением частоты происходит уменьшение активного входного со-
а — при усилении колебаний низкой частоты количество электронов на участках ка-
тод — сетка и сетка — анод всегда примерно одинаково; поэтому результирующий
индукционный ток в цепи сетки равен нулю; б — при усилении колебаний СВЧ коли-
чество электронов на участках катод — сетка и сетка — анод различно; поэтому в цепи
имеется результирующий индукционный ток
противления усилителя. Одновременно уменьшается и коэффи-
циент усиления каскада, поскольку анодным током лампы управ-
ляет только часть входного напряжения.
Теперь рассмотрим влияние времени пролета электронов на ха-
рактер входного сопротивления усилителя. Это время зависит от
расстояния между электродами лампы и приложенных напряже-
ний. Практически пролетное время измеряется тысячными долями
микросекунды. Оно одинаково на всех диапазонах. Но на сравни-
тельно низких частотах (длинные, средние и короткие волны) про-
летное время составляет ничтожную долю периода усиливаемых
колебаний. Поэтому в данных диапазонах поток электронов в лам-
пе равномерный (рис. 2.121, а) и результирующий индуктирован-
ный ток в цепи сетки равен нулю. Следовательно, источник вход-
ного напряжения не расходует энергии в сеточной цепи.
348
В диапазоне СВЧ (метровые и дециметровые волны) пролетное
время электронов составляет значительную часть периода усили-
ваемых колебаний. За время пролета электронов напряжения на
сетке и на аноде успевают заметно измениться. Поэтому поток
электронов в лампе оказывается неравномерным (рис. 2.121,6).
Число электронов в промежутке катод — сетка не равно числу
электронов в промежутке сетка — анод. По данной причине в цепи
сетки появляется результирующий индуктированный ток. Это озна-
чает, что источник входного
сигнала расходует энергию в
сеточной цепи лампы.
Расход энергии в цепи сет-
ки объясняется следующим.
При положительном полупе-
риоде входного напряжения
значительное количество элек-
тронов движется от катода к
сетке, получая дополнительное
ускорение за счет электриче-
ского поля, действующего ме-
жду сеткой и катодом. Это
ускоряющее поле создано ис-
точником входного напряже-
ния, поэтому он отдает часть
своей энергии на ускорение
Рис. 2.122. Векторная диаграмма напря-
жений и токов в усилителе на маячко-
вом триоде с учетом пролетного вре-
мени электронов
электронов.
Когда основная масса электронов пролетит сетку, произойдет
изменение полярности входного напряжения и составляющая элек-
трического поля в промежутке сетка — анод, созданная за счет
источника входного напряжения, будет дополнительно ускорять
пролетевшие сетку электроны. В это время электроны, находящие-
ся в промежутке катод — сетка, будут тормозиться переменным по-
лем сетки, отдавая часть своей энергии источнику входного напря-
жения. Однако при отрицательном полупериоде входного напря-
жения от катода уходит меньшее количество электронов, чем при
положительном полупериоде.
Поэтому расход энергии источника входного напряжения на
ускорение электронов не компенсируется их торможением. Разница
между этими энергиями и есть та энергия, которую расходует
источник входного напряжения в цепи сетки. Расходуемая энергия
идет на нагрев лампы, так как электроны, получив дополнительное
ускорение, ударяются об анод с большей скоростью. При расчете
мощности, расходуемой в цепи сетки из-за индукционного тока,
вводится понятие активной составляющей входного сопротивления
усилителя, обусловленной наличием пролетного времени элек-
тронов.
Влияние пролетного времени электронов на входное сопротив-
ление усилителя рассмотрим при помощи векторной диаграммы
(рис. 2.122). Она построена для усилителя на маячковой лампе.
349
В маячковой лампе индуктивностей выводов электродов практиче-
ски нет, и поэтому их влиянием можно пренебречь.
Построение векторной диаграммы начинаем с вектора напря-
жения C/gK, равного входному напряжению UBX. Под воздействием
этого напряжения через емкость CgK проходит ток /gK, по фазе опе-
режающий входное напряжение на 90°. Под воздействием напря-
жения UgK в анодной цепи возникает переменный ток /а^, по фазе
несколько отстающий от сеточного напряжения за счет проявления
инерции электронов.
Ток/а_ создает на резонансном сопротивлении анодного конту-
ра напряжение UKt по фазе совпадающее с анодным током.
Из схемы усилителя_ видно, что к емкости Cag приложено на-
пряжение Uag=UBX+UK. Под воздействием этого напряжения че-
рез емкость Cag идет ток Iag) по фазе опережающий напряжение
Uag на 90°.
Ток, протекающий в цепи сетки, равен /Вх = /^к4-/а^. Этот ток
опережает входное напряжение на угол ф<90°. Следовательно, во
входном сопротивлении усилителя есть активная составляющая,
подключенная параллельно входной емкости. Так как с повыше-
нием частоты усиливаемых сигналов угол cpi стремится к 90°, то
угол ф уменьшается, приближаясь к нулю. Это свидетельствует об
уменьшении величины активной составляющей входного сопротив-
ления усилителя.
Теоретический анализ и практические исследования показали,
что входное активное сопротивление усилителя с общим катодом с
учетом индуктивностей выводов и пролетного времени электронов
может быть найдено по формулам:
=	(2,216)
или
=	(2.217)
Таблица 2.1
Коэффициенты входного сопротивления некоторых
приемно-усилительных ламп
Тип лампы	а ом/м'1	ъ ом- Мгц2	Тип лампы	а ом/м1	ь ом-Мгц2
6Ж1Ж	2 200	200-106	6Ж8	220	20-106
6К1Ж	2 200	200-106	6НЗП	2 0	2О-1С6
6С1Ж	1780	160-106	6Ж6С	167	15-106
6С1П	1 780	160-106	6ЖЗ	145	13-106
6Ж1П	780	70-106	6А7	140	12,5-10в
2Ж27	660	54-106	6Ж4	80	7,2-106
6К1П	510	46-106	6Л7	73,5	6,6-lCe
6ЖЗП	410	37-106	6П1П	50	4,5-lCe
6КЗ	220	20 • 10в	6П9	33,4	3-10в
6К7	220	20-106	2П1П	3	0,27-Юв
350
где а и b—коэффициенты входного сопротивления, различные для
разных типов радиоламп;
X и /—длина волны и частота усиливаемых колебаний.
Коэффициенты входного сопротивления ламп могут быть опре-
делены теоретически. Однако такой расчет сложен и неточен. По-
этому для многих ламп они определены экспериментально. Значе-
ния коэффициентов а и b приведены в табл. 2.1.
г)	Избирательность и полоса пропускания
В состав колебательного контура резонансного усилителя входят
все те элементы реальной схемы, через которые проходит (развет-
вляется) переменная составляющая анодного тока. Эти элементы
Рис. 2.123. Эквивалентные схемы резонансного усилителя
с последовательным питанием
обычно показывают только на полной эквивалентной схеме усили-
теля (рис. 2.123). Она соответствует схеме, изображенной на
рис. 2.115, а. Однако, выводы получаемые из приведенной эквива-
лентной схемы, будут верны для любого резонансного каскада
УВЧ.
При составлении эквивалентной схемы предполагается, что ра-
бочий участок сеточной динамической характеристики лампы нахо-
дится на ее линейной части. Поэтому его крутизну можно опреде-
лять по формуле
Ri + ЯЭ’
(2.218)
где (j. и Ri — параметры лампы, известные из справочника.
351
Тогда в соответствии с уравнением 2.213 имеем
4а =	(2-219)
Именно это уравнение позволяет заменять лампу условным
эквивалентным генератором, у которого ЭДС в р раз больше, чем
усиливаемое напряжение, а внутреннее сопротивление равно сопро-
тивлению лампы для переменной составляющей анодного тока.
В нагрузку эквивалентного генератора (т. е. лампы) входят
следующие элементы: катушка контура с индуктивностью LK и ак-
тивным сопротивлением /?к, конденсатор настройки контура с емко-
стью Скн, выходная емкость лампы Свых, емкость монтажа См,
входная емкость следующего каскада Свх, резистор переходной
цепи и входное активное сопротивление следующего каскада 7?Вх.
На эквивалентной схеме не показаны элементы ячейки автома-
тического смещения и конденсатор переходной цепи. Объясняется
это тем, что их сопротивление для переменной составляющей анод-
ного тока ничтожно мало. Поэтому они не влияют на частотные
свойства каскада.
Из эквивалентной схемы следует, что результирующая емкость
контура усилителя равна
С к= Ск „ -f- С*выХ См “Ь ^вх*
Именно эта величина представлена на принципиальных схемах
УВЧ, изображенных на рис. 2.115.
Частота настройки контура рассчитывается по формуле
2ir Ск • LK
Емкость конденсатора настройки Ск. н переменная. Остальные
емкости Свых, См, Свх постоянные; их всегда желательно иметь ми-
нимально возможными.
Активные сопротивления /?п и 7?Вх шунтируют контур, уменьшая
его добротность. Тем самым они расширяют полосу пропускания
усилителя, ухудшая его избирательность. Результирующая величи-
на шунтирующего сопротивления 7?ш равна
п ___ -^п’^вх
''Ш D I D
/'П I /'ВХ
Резонансное сопротивление контура /?э может быть только
меньше или равно ему (если /?к очень мало). Шунтирующее
действие сопротивлений Rn и RBx можно учесть добавочным сопро-
тивлением Д/?к, включенным последовательно с сопротивлением/?к.
Тогда эквивалентная схема усилителя получается очень простой
(рис. 2.123,6). В этой схеме
Д/?к = А/?я +	= £ + £-,	(2.220)
гдер=]/-^-.
352
Сопротивление /?к+Л/?к следует рассматривать как равномерно
распределенное по всем виткам контурной катушки.
Эквивалентная добротность анодного контура усилителя опре-
деляется по формуле
= RK + Д/?к = RK + Д/?к ' V С? •	(2-221)
Резонансное сопротивление контура
(2-222)
Поскольку с повышением частоты
усиливаемых колебаний сопротивле-
ния 7?к и Д/?к увеличиваются, а харак-
теристическое (волновое) сопротивле-
ние р у реальных контуров на всех
диапазонах примерно одинаково (сот-
ни ом), то эквивалентная добротность
контура Q3 и его резонансное сопро-
тивление /?э с повышением частоты
обычно уменьшаются. По этим причи-
нам с повышением частоты принимае-
мых сигналов происходит ухудшение
избирательности, расширение полосы
пропускания и уменьшение коэффици-
ента усиления резонансных усилителей.
Примеры типичных частотных ха-
рактеристик резонансных усилитель-
ных каскадов для различных диапазо-
нов приведены на рис. 2.124. Там же
указаны ориентировочные величины
резонансного коэффициента усиления,
характерные для каждого диапазона.
Полоса пропускания каскада УВЧ
определяется на уровне 0,707 от резо-
нансного коэффициента усиления. По-
этому
2^ = ^-	(2.223)
К,
Рис. 2.124. Частотные характе-
ристики резонансных усилите-
лей на разных диапазонах
волн
Избирательность резонансного каскада а показывает, во сколь-
ко раз (или на сколько децибел) ослабляется конкретная помеха
относительно полезного сигнала в процессе их одновременного про-
хождения через усилитель.
В супергетеродинном приемнике наиболее вероятны две помехи:
— сигнал соседней станции (соседняя помеха);
— сигнал зеркальной станции (зеркальная помеха).
12—869	353
Частота соседней помехи мало отличается от частоты полезного
сигнала. Поэтому избирательность каскада УВЧ по соседнему ка-
налу ос. к имеет смысл определять только на длинных волнах. Для
этого пользуются уравнением резонансной кривой, верным в обла-
сти небольших расстроек:
^с.к = -у = /Г+Л"2 = /1 + 4^э-(^-)2 >	(2.224)
где X = 2Q3 • 4^- — обобщенная расстройка,
/о
Частота зеркальной помехи f3, п сильно отличается от частоты
полезного сигнала f0 (на удвоенную промежуточную частоту при-
емника). Поэтому избирательность каскада УВЧ по зеркальному
каналу о3. к определяют на всех диапазонах. Для этой цели следует
воспользоваться уравнением, которое верно при больших расстрой-
ках. Но такое уравнение может быть только приближенным, так
как резонансная кривая усилителя несимметрична. По этой причи-
не в литературе встречаются различные формы записи уравнения
для избирательности по зеркальному каналу. Один из вариантов
такого уравнения имеет следующий вид:
°3.K«Qj/3;nT/°l-	(2.225)
Уз. п Jo
Пример. Контур УВЧ настроен на частоту fo=3 Мгц, что соответствует
длине волны Хо=1ОО м. Промежуточная частота приемника /Пр=465 кгц. Ча-
стота гетеродина выше частоты сигнала. Эквивалентная добротность контура
Qa=50. Определить избирательность УВЧ по зеркальному каналу.
Решение.
1)	Определяем частоту зеркальной помехи:
/з.п = /о+ 2/пр = 3 + 2-0,465 = 3,93 Мгц.
2)	Определяем избирательность:
Результат расчета означает, что в данном случае зеркальная помеха ослаб-
ляется каскадом УВЧ в 27 раз или на 28,6 дб (см. уравнение 2.2).
На практике при расчете приемника чаще всего определяют из-
бирательность преселектора в целом. Очевидно, что
°прес = ав. ц ‘ °УВЧ*	(2.226)
д)	Максимально достижимый коэффициент
усиления
В каскаде УВЧ на пентоде с полным включением контура в
анодную цепь лампы резонансный коэффициент усиления опреде-
ляется по формуле 2.215. Из нее видно, что при выбранной крутиз-
не лампы коэффициент усиления каскада возрастает при увеличе-
нии резонансного сопротивления контура. Однако для каждого
354
каскада существует максимально допустимое сопротивление анод-
ной нагрузки лампы, при котором усилитель работает устойчиво.
Это сопротивление /?э. макс зависит от крутизны лампы, проходной
емкости каскада и частоты усиливаемых колебаний.
Проходной емкостью каскада называют емкость, через которую
анодный контур связан с сеточным контуром. Она складывается
из проходной емкости лампы и проходной емкости монтажа. При
теоретических исследованиях проходную емкость монтажа обычно
не учитывают, т. е. считают монтаж усилителя идеальным. В уси-
лителях с общим катодом проходной емкостью лампы является
емкость Cagi. У пентодов она бывает порядка тысячных долей пи-
кофарады.
Исследованиями В. И. Сифорова было установлено, что резо-
нансный каскад с общим катодом, имеющий идеальный монтаж,
работает устойчиво только в том случае, если резонансное сопро-
тивление анодной нагрузки лампы (в килоомах) не превышает ве-
личины, определяемой по формуле
й,.„.„ = 5,35/=?=,	(2.227)
где /0—частота настройки контура, Мгц;
S—крутизна лампы (в расчетах она принимается равной
максимально возможному значению, которое опреде-
ляется из справочника), ма!в;
— проходная емкость лампы, пф.
Таблица 22
Максимально достижимый коэффициент усиления одного
резонансного каскада с общим катодом для различных ламп
и частот при наличии идеального монтажа
(Теоретический предел усиления одного резонансного каскада
с общим катодом)
^^Лампа Частота	6Ж1П	6Ж2П	6ЖЗП	6Ж4П	6ЖЗ	6Ж4	6Ж8	6К1П	6КЗ	6К4П	6К4
100 кгц	270	220	240	5С0	670	420	300	230	440	560	650
465 кгц	125	100	110	230	310	195	140	105	200	260	300
Г Мгц	85	70	76	143	190	130	95	72	140	160	185
3 Мгц	49	40	44	90	120	76	54	41,5	80	100	117
10 Мгц	27	22	24	50	67	42	30	23	44	56	65
30 Мгц	15,5	13	14	29	39	24	17	13	25	32	38
60 Мгц	11	9	10	20	27	17	12	9,3	18	23	26
90 Мгц	8,9	7,3	8	17	22	14	10	7,6	14,5	19	21,5
12*
355
При таком сопротивлении анодной нагрузки лампы усилитель
обладает максимально достижимым коэффициентом усиления. Его
величина равна *
^омакс^б.Зб}/-^-.	(2.228)
r Jo с agi
В табл. 2.2 приведены рассчитанные по формуле 2.228 величи-
ны максимально достижимого коэффициента усиления резонанс-
ных каскадов с общим катодом для различных ламп и частот. Из
таблицы видно, что с"повышением частоты усиливаемых колебаний
коэффициент усиления уменьшается весьма заметно.
На практике резонансный коэффициент усиления обычно бы-
вает меньше максимально допустимого. Делается это с целью по-
лучения устойчивой работы усилителя (создается определенный
запас устойчивости).
е)	Коэффициент шума
О шумах и коэффициенте шума приемника было рассказано
в § 3. Там отмечалось, что коэффициент шума определяется пер-
выми элементами приемника, т. е. преселектором. Он получается
наименьшим при выполнении условий согласования на входе.
Обычно эти условия выполняются только в диапазоне УКВ.
Если первый каскад приемника выполнен на лампе с общим
катодом, то независимо от его схемы минимально достижимый
коэффициент шума можно рассчитать по формуле
А^ш.мин — 2 + 4/?ш.л• Р^2-/?ВХВХ + 4‘Р.(/+явх»	(2.229)
где /?ш<л — шумовое сопротивление лампы;
Q—конструктивная добротность контура входной цепи;
р —характеристическое сопротивление контура входной
цепи;
/?вх — входное сопротивление каскада УВЧ.
ж)	Практическая схема УВЧ
с последовательным питанием
Каскад УВЧ приемника связи обычно бывает диапазонным.
Диапазон приемника разбивается на несколько поддиапазонов.
Смена поддиапазона осуществляется заменой катушки индуктив-
ности. Настройка в пределах поддиапазона производится конден-
сатором переменной емкости. Данный конденсатор является эле-
ментом блока из двух или трех конденсаторов, имеющих общую
металлическую ось вращения роторных пластин. Для исключения
влияния руки оператора на настройку контура ось роторных пла-
стин необходимо заземлять (соединять с корпусом). Это условие
выполнено в схеме, изображенной на рис. 2.125.
* Коэффициент перед радикалом в формулах 2.227 и 2.228 может иметь
другую величину (до 6,3). Это зависит от запаса устойчивости работы усили-
теля.
356
Ее особенность заключается в наличии дополнительных конден-
саторов Ci и С2. Их емкость достаточно велика. Обычно
Ci«C2>10 Ск.н.макс- Качество конденсаторов и С2 должно быть
высоким, чтобы они не ухуд-
шали добротность контура.
Конденсатор С\ позво-
ляет заземлить ротор кон-
денсатора настройки. Кон-
денсатор С2 выполняет две
задачи. Во-первых, он пре-
дохраняет источник питания
приемника от короткого за-
мыкания при случайном со-
единении роторных и ста-
торных пластин конденса-
тора настройки. Во-вторых,
из-за его наличия на выхо-
де усилителя нет постоян-
ного напряжения.
Элементами любой прак-
тической схемы. УВЧ могут
являться подстроечный кон-
денсатор и конденсаторы
растяжки диапазона (на
коротких волнах). На рис.
Рис. 2.125. Практическая схема каскада
УВЧ с последовательным питанием
2.125 они не показаны.
з)	Особенности схемы УВЧ
с параллельным питанием
Особенность схемы, изображенной на рис. 2.115,6 заключается
в наличии дросселя £а. При выбранном обозначении La его назы-
вают анодным дросселем. Очень часто данный элемент схемы на-
зывают разделительным дросселем и обозначают Lp. Несколько
реже используется термин «заградительный дроссель». Индуктив-
ность данного дросселя должна быть значительно больше индук-
тивности катушки контура. Обычно La> 10 LK.
Нежелательным элементом дросселя La является междувитко-
вая емкость, которая возрастает при увеличении числа витков. Она
увеличивает емкость контура, уменьшая его характеристическое
сопротивление.
В диапазоне УКВ применение дросселя нецелесообразно и его
заменяют резистором /?а (рис. 2.115, в). Этот вариант анодного пи-
тания резонансных каскадов с одиночными контурами получил ши-
рокое распространение в радиолокационных приемниках. Он приме-
няется в усилителях высокой и промежуточной частоты.
Полная эквивалентная схема такого каскада изображена на
рис. 2.126. В этой схеме контур шунтируется резистором R$ и вход-
357
ним сопротивлением следующего каскада. Результирующая вели-
чина шунтирующего сопротивления равна
__ -^а’-^вх
~ /?а 4- /?вх ’
Резонансное сопротивление анодного контура практически рав-
но /?ш, поэтому
K0 = Sd.Rul=Sd
(2.230)
•^а ‘^вх
^а + #вх
Рис. 2.126. Эквивалентная схема резонансного уси-
лителя с параллельным питанием (вариант с анод-
ным резистором)
В метровом диапазоне волн /?Вх<С/?а, тогда резонансный коэф-
фициент усиления каскада можно рассчитывать по уравнению
(2.231)
и)	Неравномерность усиления каскада УВЧ
по диапазону
Проследим как изменяется Ко при изменении емкости контура.
Для этого учтем, что Ko = Sd-Ra, где
Заметим также, что в случае применения пентода Sd~S. Следо-
вательно,
?--Q,
К
(2.232)
Из практики известно, что в небольшой области частот доброт-
ность контура с неизменной катушкой постоянна. Поэтому при
353
уменьшении емкости контура происходит увеличение резонансного
коэффициента усиления. Эта зависимость изображена на рис. 2.127
для грех поддиапазонов.
Рис. 2.127. Изменение усиле-
ния каскада УВЧ по диапа-
зону при полном включении
контура
3.	УВЧ с трансформаторным включением контура
в анодную цепь лампы
Схема данного усилителя изображена на рис. 2.128. Ее достоин-
ство заключается в раздельной регулировке коэффициента усиле-
ния (изменением взаимной индуктивности М) и избирательности
усилителя (изменением добротности контура).
Рис. 2.128. Схема УВЧ с трансформаторным
включением контура в анодную цепь лампы
Все основные выводы, сделанные для предыдущих схем, верны
и для схемы с трансформаторным включением. Поэтому ограни-
чимся выводом формулы для коэффициента усиления каскада.
Под воздействием входного напряжения анодный то-к лампы
изменяется (пульсирует). Его переменная составляющая имеет
амплитуду ImsL = Sd - UmBx- Этот ток, протекая по катушке La, соз-
дает переменное магнитное поле. Оно наводит в катушке LK ЭДС
взаимоиндукции с амплитудой
т вх ’ w0^-
В настроенном контуре возникает резонанс напряжений. По-
этому амплитуда выходного напряжения
U т вых = Qa ’= Qa ' $4' Uт вх ’
359
Откуда резонансный коэффициент усиления каскада
и т вх
Если правую часть равенства умножить и разделить на LK и
учесть, что шо^кСэ = ^э, то тогда
Ао Sd • /?э • ра 'ZZZ S • /?э • РаУ
(2.233)
Рис.
НИЯ
зону
2.129. Изменение усиле-
каскада УВЧ по диапа-
при трансформаторном
включении контура
м
где Ра = -£--параметр связи контура с анодной цепью лампы.
к	Параметр связи можно изме-
нять в широких пределах, но
обычно ра<1. Это означает, что
коэффициент усиления данного ка-
скада меньше, чем предыдущего.
Но зато неравномерность усиле-
ния по диапазону в усилителе с
трансформаторным включением
контура получается меньше
(рис. 2.129).
4.	УВЧ с автотрансформаторным включением контура
в анодную цепь лампы
Если полное сопротивление контура оказывается больше допу-
стимого, то для получения устойчивого усиления каскада можно
применять частичное включение контура в анодную цепь лампы.
Рис. 2.130. Схема УВЧ с автотрансформатор-
ным включением контура в анодную цепь
лампы
Обычно такая необходимость возникает в диапазоне метровых
волн. Поэтому на рис. 2.130 приведен вариант схемы с анодным ре-
зистором, который выполняет задачу расширения полосы пропу-
скания усилителя.
360
Легко показать, что резонансный коэффициент усиления приве-
денной схемы определяется по уравнению (2.233), в котором коэф-
фициент включения
L.	Na
ЬК	/VK
где Уа и — число витков.
Неполное включение контура в анодную цепь лампы ослабляет
ее влияние на параметры колебательной системы. Это означает,
что при замене лампы параметры контура практически не изменя-
ются. Если при смене поддиапазона (т. е. при замене LK) изменять
коэффициент включения контура, то можно получить зависимость
Ко от частоты усиливаемых колебаний, изображенную на рис. 2.129.
5.	УВЧ с автотрансформаторным выходом
Входное активное сопротивление любого усилителя уменьшает-
ся с повышением частоты сигнала. На метровых волнах оно оказы-
вается порядка сотен ом. Поэтому при полном включении контура
Рис. 2.131. Схема резонансного усилителя с авто-
трансформаторным выходом
в цепь сетки следующей лампы его резонансное сопротивление по-
лучается малым (Яэ = /?вх), а добротность низкой. Такой усилитель
будет иметь очень малый коэффициент усиления и чрезмерно ши-
рокую полосу пропускания. Частотная избирательность усилителя
будет плохой. Ввиду этого в диапазоне метровых волн часто при-
меняют схему УВЧ с автотрансформаторным выходом (рис. 2.131)*
В такой сх’еме резонансное сопротивление контура
п  ________ Р2
Кэ ~~ Ск (Як + ДЯК) ~ ск • ДЯк ДЯК ’
361
где
Ск = Ск н -|“ С*ВЫХ Н~ См 4“ С*вх>
д/?к = д/?а + д/?вх = X- + ,_е_=^_	+	.
Переменная составляющая анодного тока лампы имеет ампли-
туду
/	_ Q TJ
1 ma	т вх*
Этот ток создает на контуре переменное напряжение с ампли-
тудой
Uтк == ^та ’	= $d т вх ^э*
Амплитуда напряжения на выходе усилителя равна
Uт вых === Uтк. '	’ т вх RsPg,
где Pg = ~js-—коэффициент включения контура в цепь сетки сле-
дующей лампы.
Резонансный коэффициент усиления каскада
IS _ Um Вь1Х _ о Q
Ао — 77---—Jd'tb,Pg>
ит вх
Сопротивление контура зависит от коэффициента рё и равно
П __ Р2 __ ^вх
Ла +ре
Поэтому
^0 — $d' ^вх • р ~ ~
— + р2
Ра Pg
Определим оптимальную величину коэффициента pgf при кото-
рой получается максимальное усиление каскада. Для этого возьмем
производную данного уравнения и приравняем ее нулю:
aPg
ОКьо п	л а	е р Ra
Я п — °d ^вх ’	/ р _ \ 2	— °d ''вх / р
(>+<)	(-57 + 4
Или
Откуда оптимальный коэффициент включения
Pg опт
1 ^вх
> Ra •
362
При выполнении данного условия
АГо макс — 2 ^вх ^а‘
(2.234)
6.	УВЧ с контуром III вида
При повышении частоты принимаемых сигналов задача их уси-
ления оказывается все более трудной. Для настройки контура на
более высокую частоту необходимо уменьшать его емкость и индук-
Рис. 2.132. Схема резонансного усилителя с контуром
III вида:
а — принципиальная схема; б — эквивалентная схема
тивность. Однако для уменьшения емкости контура существует
предел, создаваемый емкостью монтажа и междуэлекгродными
емкостями ламп. Дальнейшее повышение частоты настройки конту-
ров возможно только за счет уменьшения его индуктивности. Но
уменьшать индуктивность контура невыгодно, так как при этом
происходит уменьшение его характеристического сопротивления, а
следовательно, и резонансного сопротивления.
Увеличить характеристическое сопротивление контура можно в
том случае, если емкости смежных ламп усилителя соединить по-
следовательно. Пример такого усилителя приведен на рис. 2.132, а.
В данной схеме катушка контура Lk включена между анодом лам-
пы Л\ и сеткой лампы Л2 следующего каскада. При таком включе-
нии индуктивности получается схема усилителя с неполным вклю-
чением контура как в цепь анода лампы Ль так и в цепь сетки
363
лампы Л2. Из эквивалентной схемы усилителя, изображенной на
рис. 2.132,6, видно, что емкость контура складывается из двух по-
следовательно включенных емкостей Са и Cg:
== С*вых “h
Cg = Свх + CMg,
где Свых — выходная емкость каскада на лампе Л г,
Свх — входная емкость каскада на лампе Л2;
Сма —емкость монтажа со стороны анода лампы Jlf,
CMg — емкость монтажа со стороны сетки лампы Л2.
Результирующая емкость контура
__ Ca-Cg
С a +Cg-
Коэффициент усиления такого каскада зависит от соотношения
емкостей Са и Cg. Он получится наибольшим, если =	•
В этом случае коэффициент усиления каскада определяется по
формуле (2.234). Однако приведенное соотношение емкостей часто
не может быть выполнено. Тогда коэффициент усиления имеет
меньшую величину. Практически на волнах 1—2 м при использо-
вании пентодов с большой крутизной удается получить коэффи-
циент усиления на каскад порядка 4—7. Контур усилителя на-
страивается изменением индуктивности L&.
Рассмотренную схему часто называют усилителем с последова-
тельным включением индуктивности.
7.	УВЧ на триоде с общей сеткой
Резонансные усилители, рассмотренные выше, выполнены на
пентодах по схеме с общим катодом.
Применение пентодов в УВЧ ограничивается диапазоном мет-
ровых волн. Уже в средней части метрового диапазона пентод не
имеет заметных преимуществ по сравнению с триодом, а на волнах
более коротких пятиэлектродная лампа в резонансном усилителе
работает хуже трехэлектродной. Она имеет слишком большой уро-
вень внутренних шумов и применять ее становится нецелесооб-
разно.
Но триодный усилитель, выполненный по схеме с общим като-
дом, не может иметь значительного коэффициента усиления из-за
большой междуэлектродной емкости лампы Cag. Поэтому в усили-
теле на триоде нельзя включать большого сопротивления в каче-
стве анодной нагрузки [формула (2.227)]. Эти затруднения устра-
няются при выполнении резонансного усилителя на триоде по схеме
с общей сеткой, предложенной в 1929 г. М. А. Бонч-Бруевичем
(рис. 2.133).
В данной схеме сетка лампы соединяется с входом и выходом
усилителя. Поэтому проходной емкостью лампы является емкость
364
Сак, которая мала. Через нее проходит очень малый емкостный
ток, ибо выходное напряжение усилителя приложено к емкости
лампы Cag, а входное напряжение к емкости CgK. Таким образом,
цепи основных емкостных токов усилителя практически разделены
и контуры LiCi и Ь2С2 почти не связаны между собой. Это одна из
причин устойчивой работы каскада. Вторая причина его высокой
устойчивости заключается в наличии параллельной отрицательной
обратной связи по току*.
Физические процессы в триодном усилителе с общей сеткой
следующие. Под воздействием переменного напряжения, действую-
щего на контуре LiCb происходит изменение величины анодного
тока лампы. Амплитуда его переменной составляющей
^та = $d * &т вх*
Переменная составляющая анодного тока протекает через оба
контура. На контуре L2C2 создается выходное напряжение с ампли-
тудой
Um вых == та *	= $d ’ U т вх ’
Из этого уравнения определяется коэффициент усиления
каскада по напряжению
If   Uт вых  С л р
Ло — “77--— °d "э*
ит вх
Полученное выражение совпадает с формулой (2.214), выведен-
ной для схемы усилителя с общим катодом. Однако, давая хоро-
шее усиление по напряжению, усилитель с общей сеткой почти не
усиливает мощности сигнала, что является его существенным недо-
статком.
* Свойства усилителей с отрицательной обратной связью рассматриваются
в § G.
365
Причина незначительного усиления мощности сигналов заклю-
чается в малом входном активном сопротивлении усилителя, кото-
рое мало на всех частотных диапазонах. На частотах сравнительно
низких (на которых не сказывается влияние индуктивностей выво-
дов электродов лампы и пролетного времени электронов) входное
сопротивление усилителя может быть найдено по формуле
rj>   Um вх  U т вх_____1
вх Лиа	$d
Величина сопротивления /?'вх получается порядка сотен ом.
На сверхвысоких частотах входное сопротивление усилителя
еще меньше, ибо параллельно сопротивлению /?'вх как бы подклю-
чается второе сопротивление ^?B’X= ут- Оно обусловлено влиянием
пролетного времени электронов и индуктивностей выводов электро-
дов лампы. В метровом диапазоне волн сопротивление также
мало и его необходимо учитывать. Тогда результирующее входное
сопротивление усилителя с общей сеткой
_ ^вх’^вх
ГЛ __ DA DA
ВХ < + *вх ’
Это сопротивление сильно шунтирует входной контур, и в нем
расходуется значительная мощность принятого сигнала. Поэтому
отношение выходной мощности (выделяемой на анодной нагрузке
лампы) к мощности, потребляемой во входной цепи, получается
небольшим.
В схеме, изображенной на рис. 2.133, сетка лампы заземлена.
Поэтому выходное напряжение усилителя синфазно с входным на-
пряжением. Одно из достоинств усилителя с общей сеткой заклю-
чается в его малой входной емкости, которая практически равна
емкости CgK.
В приемниках дециметрового диапазона триодный каскад УВЧ
обычно выполняют на лампе маячкового типа (например, 6С5Д).
В качестве сеточной и анодной индуктивностей контуров исполь-
зуются короткие отрезки коаксиальных линий. Их длина меньше
одной четверти или трех четвертей волны усиливаемых колебаний.
Емкостью входного контура служит емкость лампы CgK, а емкостью
выходного контура является емкость Cag.
Конструктивное выполнение каскада УВЧ на маячковом триоде
бывает различным. На рис. 2.134, а показана конструкция усили-
теля, получившая широкое применение в радиолокационных при-
емниках. Из рисунка видно, что с дисковыми выводами катода и
сетки маячковой лампы соединяются два металлических цилиндра.
Вывод анода лампы проходит внутри центральной трубки, не со-
единяясь с ней. Между этой трубкой и анодом имеется значитель-
ная емкость Сат. Ее сопротивление для переменных составляющих
анодного тока лампы очень мало.
366
Каждая пара цилиндров образует контур (входной и выход-
ной). Катодно-сеточная линия выполняет роль входного контура
приемника, а анодно-сеточная линия служит выходным контуром
усилителя. Настройка обоих контуров (линий) производится пере-
мещением пружинящих короткозамыкателей.
Отбор высокочастотной энергии усиленного сигнала от анодной
линии осуществляется при помощи петли связи. Таким образом,
выход усилителя является трансформаторным. Петля связи пере-
Рис. 2.134. Конструкция и эквивалентная схема резонансного усилителя на маяч-
ковом триоде
мещается вместе с подвижным короткозамыкателем и поэтому
всегда находится в пучности магнитного поля анодно-сеточной ли-
нии. Величина требуемой связи достигается подбором диаметра
петли. В процессе эксплуатации усилителя величина связи остает-
ся неизменной при любой его настройке.
Анодная цепь усилителя выполняется по схеме параллельного
питания. Для этого вывод анода соединяется с высокочастотным
дросселем. Эта цепь показана на эквивалентной схеме усилителя
(рис. 2.134, б), где резонансные линии изображены в виде контуров
с сосредоточенными параметрами. Там же показано включение со-
противления автоматического смещения /?к. т. Емкость Ск. т нахо-
дится внутри маячковой лампы и имеет величину около 30 пф.
367
Из эквивалентной схемы видно, что усилитель на маячковом
триоде выполнен по схеме с общей сеткой. Но сетка не заземлена.
Заземлен по высокой частоте катод лампы. Свойства схемы от это-
го не меняются.
8.	Каскодные УВЧ
В метровом диапазоне волн часто применяют УВЧ на двух
триодах. Первый триод обычно включается с общим катодом, а вто-
рой с общей сеткой. Работа обоих триодов взаимозависима и по-
этому получается единый двухламповый усилитель. Его называют
каскодным. Схемы каскодных усилителей разнообразны. Одна из
них изображена на рис. 2.135.
Рис. 2.135. Вариант схемы каскодного усилителя на триодах
В таком варианте усилитель является двухкаскадным. Оба его
каскада выполнены с параллельным анодным питанием. Нагрузкой
первой лампы служит контур LkiCki. Он шунтирован резисто-
ром /?ai и очень, малым входным сопротивлением второго каска-
да /?вх2- Нагрузкой второй лампы служит контур Ьк2Ск2. Он шун-
тирован резистором /?а2 и входным сопротивлением следующего
каскада /?Вхз- На ячейке R\C{ создается напряжение смещения Eg\.
На ячейке R2C2 получается напряжение смещения Eg2. Следова-
тельно, обе лампы могут работать в нормальном линейном ре-
жиме.
Первый каскад усилителя практически не обладает частотной
избирательностью, так как эквивалентная добротность конту-
ра LkiCki очень мала (обычно Q9i<3). Поэтому данный контур
может иметь постоянную настройку, а иногда его заменяют рези-
стором. Добротность контура LkiCki можно повысить за счет не-
полного подключения его к катоду лампы Л2, но делать это не ре-
комендуется, ибо результатом такого изменения схемы будет не-
устойчивая работа первого каскада. Он может самовозбуждаться,
так как проходная емкость первого триода Cag достаточно велика
(единицы пикофарад).
368
Второй каскад усилителя обладает хорошей частотной избира-
тельностью, так как его контур ЬкгСкг шунтирован сравнительно
слабо. Объясняется это относительно большой величиной сопротив-
ления /?вхз.
Более наглядно нагрузка ламп усилителя показана на его экви-
валентной схеме (рис. 2.136). На этой схеме кроме лампы показа-
ны только те элементы усилителя, которые входят в анодную на-
грузку. Пунктиром показаны проходные емкости триодов Cag и Сак.
Пользуясь эквивалентной схемой каскодного усилителя, выясним
его усилительные свойства.
Рис. 2.136. Эквивалентная схема каскодного усилителя на триодах
У первого каскада коэффициент усиления
Л01	$dl * ^ВХ 2 ® ^1 ‘ ^?вх 2»
Такая запись справедлива с большой точностью, так как /?вх2
бывает порядка сотен ом. Но если учесть, что Квх2^-^7,то тогда
if __
Обычно обе лампы каскодного усилителя одинаковы. Поэтому
Si«S2. Тогда Koi — 1- Выбором режима лампы можно получить
Si>S2, но в этом нет особого смысла, так как с увеличением Koi
уменьшается устойчивость работы каскада. Ввиду этого Koi не
превышает 1,2—1,4. Бывают и такие режимы, при которых полу-
чается Koi< 1*
У второго каскада коэффициент усиления
Ко2 == $d2 ’ Кэ2 $2 ’ ^э2>
где /?э2—эквивалентное сопротивление анодной нагрузки лам-
пы Л2.
С достаточной точностью
Г) __ ^Й2‘^ВХ 3
^э2“Ка2+/?вх8-
369
Общий коэффициент усиления каскодного усилителя
Л"о обш = А"о1 • /Со2 = *$1 • Кэ2-	(2.235)
Из этого уравнения видно, что усиление каскодного усилителя
определяется крутизной первого триода и нагрузкой второго трио-
да. Обычно /?э2 бывает порядка единиц килоом, a Si порядка еди-
ниц миллиампер на вольт.
В практических схемах каскодных усилителей очень часто от-
сутствуют конденсаторы контуров. Тогда их роль выполняют соот-
ветствующие емкости схемы. Настройка таких контуров осуще-
ствляется изменением индуктивностей, имеющих сердечники.
Рис. 2.137. Схема каскодного усилителя с непо-
средственным соединением триодов
Встречаются различные способы питания ламп каскодных уси-
лителей и разные варианты схемных соединений. Вместо анодных
резисторов могут быть включены высокочастотные дроссели. Па-
раллельно проходным емкостям ламп часто включают небольшие
индуктивности для нейтрализации обратной связи. Усилитель мо-
жет иметь дополнительные цепи развязки.
В особую группу следует выделять каскодные усилители с не-
посредственным соединением триодов. Одна из таких схем изобра-
жена на рис. 2.137.
В этом усилителе анод первой лампы имеет непосредственное
соединение с катодом второй лампы. Следовательно, лампы вклю-
чены последовательно по постоянному и переменному току. Общей
нагрузкой ламп служит контур LKCK. Он настроен на частоту по-
лезного сигнала. Поэтому усилитель является резонансным. Анод-
ный резистор /?а шунтирует контур, расширяя его полосу пропу-
скания. Вместо анодного резистора иногда включают дрос-
370
сель высокой частоты. Тогда усилитель имеет более узкую полосу
пропускания.
Сетка лампы Л2 имеет положительный потенциал относительно
земли, но она отрицательна по отношению к катоду. По перемен-
ному напряжению сетка заземлена при помощи конденсатора Cg.
Таким о-бразом, первый триод имеет заземленный катод, а вто-
рой— заземленную'сетку. Очень наглядно это видно на эквивалент-
ной схеме усилителя (рис. 2.138).
Рис. 2.138. Эквивалентная схема каскодного уси-
лителя с непосредственным соединением триодов
Рассматриваемую схему избегают называть двухкаскадным уси-
лителем, хотя в принципе это возможно. Для этого следует пола-
гать, что анодной нагрузкой первой лампы служит входное сопро-
тивление второй лампы.
Если усилительная лампа работает в линейном динамическом
режиме, то для нее верно следующее уравнение:
Ima = $ (Umg DU т^).
Применительно к лампе это уравнение записывается так:
4а1=^1(^1-А^а1).	(2.236)
Для лампы Л2 имеем:
Jта2 = S2(Umg 2 — D2Uта 2).	(2.237)
На практике лампы каскодного усилителя всегда одинаковые
(половины двойного триода). Поэтому Si = S2 = S, a D{=D2=D.
Поскольку триоды включены последовательно, ТО Лиа1 =Лпа2 = Лпа.
Приравнивая уравнения (2.236) и (2.237), имеем:
Dmg\ D • Uта 1 = Umg 2	D - U та2.
Из схемы усилителя следует, что
^Лла2	U та\	7та • /?э.	(2.238)
Из уравнения (2.237) имеем:
,,	__S-Umg 2 1ща
Umal “	577)	•
Но поскольку потенциалы сетки лампы Л2 и катода лампы Л\
неизменны, то Umg2= Um&\.
371
Поэтому
t/ma2 =	(2.239)
Приравнивая уравнения (2.239) и (2.238), получим
’ U mal	S  D (JJmai + /та • /?э).
Если учесть, что S =	, а £>=-^-,то после несложных ариф-
метических преобразований определяем:
= 4. -^г-	(2.240)
Рис. 2.139. Эквивалентная схема каскод-
ного усилителя с непосредственным
соединением триодов
Но из уравнения (2.236) имеем:
У ,	3 * Umg 1 бла
^mal =	§75
(2.241)
Поэтому, приравнивая уравнения (2.240) и (2.241), находим
амплитуду анодного тока
4а = И|* р+п'”*1-	(2-242)
P‘-Rt + R9	v
Поскольку всегда р^>1, а
стью имеем
Umgi = то с достаточной точно-
/   Р*2' вх
та	P-Ri + R/
(2.243)
На основании этого уравнения получается эквивалентная схема
каскодного усилителя (рис. 2.139).
Из эквивалентной схемы легко получается уравнение для коэф-
фициента усиления каскодного усилителя с непосредственным со-
единением ламп
is __ Um вых _	Р2’^э	/п О4ЛЛ
Ло”^вх vRi + R3'	4 ?
372
В радиолокационных приемниках метрового диапазона обычно
Поэтому с достаточной точностью
KQ = S /?э.	(2.245)
Из этого уравнения видно, что для каскодных усилителей целе-
сообразно выбирать триоды с большой крутизной.
Любой каскодный усилитель обладает значительным усилением,
большим входным и выходным сопротивлениями, имеет малые
шумы и работает устойчиво.
Усилитель, изображенный на рис. 2.137, можно рассматривать
как однокаскадный усилитель, выполненный на лампе с парамет-
рами, которые показаны на эквивалентной схеме (рис. 2.139).
9.	Транзисторные УВЧ
Обычные плоскостные транзисторы (р-п-р или п-р-п) имеют ма-
лое входное и выходное сопротивления. Поэтому в резонансных
УВЧ на таких транзисторах приходится применять неполное вклю-
чение контура в цепь коллектора и в цепь базы. Связь контура с
транзистором может быть трансформаторной, автотрансформатор-
ной или емкостной.
По способу включения транзисторов УВЧ бывают: с общим
эмиттером, с общей базой и каскодные. Для повышения стабиль-
ности параметров УВЧ в их схемах часто применяют элементы
температурной стабилизации режима, а иногда и элементы нейтра-
лизации внутренней обратной связи *.
На рис. 2.140 приведены некоторые варианты схем УВЧ. Из них
видно, что транзисторные усилители принципиально не отличаются
от ламповых. Резисторы, показанные на схемах, обеспечивают не-
обходимый режим транзистора. Его стабилизация осуществляется
за счет отрицательной обратной связи по постоянному току эмит-
тера (см. § 6). Входное напряжение управляет потоком инжекти-
руемых носителей. Поэтому ток коллектора пульсирует. Перемен-
ная составляющая коллекторного тока создает на контуре пере-
менное напряжение. Часть контурного напряжения является вы-
ходным. Данные напряжения максимальны на резонансной ча-
стоте.
В схеме, изображенной на рис. 2.140, а, применено двойное
автотрансформаторное включение контура. Схема питания после-
довательная. Выходное напряжение снимается с индуктивности L2.
Коэффициент включения контура в цепь коллектора (коэффи-
циент трансформации)
* Если частота полезною сигнала значительно меньше граничной частоты
транзистора, то нейтрализация обратной связи практически не нужна.
373
Коэффициент включения контура в цепь базы следующего тран
зистора
£2
А = — •
ьк
Рис. 2.140. Варианты схем транзисторных УВЧ
На рис. 2.140,6 показан вариант схемы с автотрансформатор-
ным включением контура в цепь коллектора и трансформаторным
выходом. Коэффициенты включения в этой схеме таковы:
ц	м
Рк - £ > & Рб J •
В схеме, изображенной на рис. 2.140, в, используется трансфор-
маторное включение контура в цепь коллектора и автотрансфор-
374
маторное включение в цепь базы следующего транзистора. В этой
схеме
м	ц
Рк=-Т~, а /7б=т-.
Если в усилителе используются транзисторы, у которых гранич-
ная частота значительно выше частоты полезного сигнала, то с до-
статочной степенью точности коэффициент усиления по напряже-
нию определяется по формуле
KQ = pK-p6-S-R3,	(2.246)
где S — крутизна транзистора на частоте усиливаемых колебаний;
7?э—резонансное сопротивление контура.
Для определения S удобно использовать широко известное со-
отношение
£ ___ __^0___
1 + («т)2 ’
где х = Сбэгб— постоянная времени входной цепи транзистора;
обычно т = 0,1 4-0,002 мксек;
So—крутизна транзистора на нулевой частоте; обыч-
но So = 50—150 ма!в\
со — частота полезного сигнала.
Величина крутизны So легко определяется по характеристикам
транзистора в точке исходного режима. Если характеристик нет,
то приближенно
где /ко — постоянная составляющая тока коллектора, ма.
На практике коэффициент усиления каскада УВЧ на транзисто-
ре бывает обычно от 5 до 15.
Вариант каскодного УВЧ приведен на рис. 2.140, г. Это усили-
тель с непосредственным соединением транзисторов. Напряжение
смещения на базах транзисторов 7\ и Т2 создается делителем на-
пряжения, состоящим из резисторов 7?ь R2, Rs- Ячейка R9CQ обес-
печивает температурную стабилизацию исходного режима за счет
отрицательной обратной связи по постоянному току эмиттера тран-
зистора 7\. Нагрузкой транзисторов служит контур LKCK. Он вклю-
чен полностью ввиду значительного сопротивления выходной цепи
транзисторов. Коллекторный резистор RK шунтирует контур. Вы-
ход усилителя автотрансформаторный.
10.	Высокочастотные усилители на ЛБВ
В связи с развитием радиолокационной и особенно телеметри-
ческой импульсной радиосвязи возникла необходимость примене-
ния в радиоприемных устройствах усилителей высокой частоты
с очень широкой полосой пропускания, малыми шумами и боль-
шим усилением.
375
Требовалось получить полосу пропускания высокочастотных
усилителей порядка десятков процентов от несущей частоты при-
нимаемых колебаний. В процессе решения данной проблемы были
созданы новые электронные приборы, получившие название ламп
бегущей волны (ЛБВ). Они получили наибольшее применение в
диапазоне сантиметровых волн.
В усилителях на ЛБВ обычно нет колебательной системы. Уси-
ление колебаний происходит за счет длительного взаимодействия
узкого электронного луча с электромагнитным полем бегущей вол-
ны усиливаемого сигнала.
Конструкция и принцип действия усилителя на ЛБВ рассмотре-
ны в предыдущей главе. Остается только добавить, что усилители
на ЛБВ обладают коэффициентом шума примерно 4—8 дб при
коэффициенте усиления по мощности до 50 дб.
Широкополосность усилителей бегущей волны позволяет исполь-
зовать их в радиоприемных устройствах для усиления наносекунд-
ных радиоимпульсов, т. е. импульсов, длительность которых изме-
ряется тысячными долями микросекунды.
11.	Параметрические и молекулярные усилители
Лучшие радиолокационные приемники с ламповыми усилите-
лями высокой частоты имеют коэффициент шума порядка 4—5 дб.
В таких усилителях внутренние шумы складываются из тепловых
флюктуаций электронов в различных проводниках (сопротивле-
ниях) и флюктуаций электронного потока ламп.
Тепловые шумы усилителя можно значительно уменьшить ох-
лаждением его до очень низкой температуры. Однако при этом
ламповые шумы не уменьшаются. Поэтому возникла задача созда-
ния высокочастотных усилителей без электронного потока. Она
была успешно решена. Новые безламповые усилители получили
название параметрических и молекулярных.
В радиолокационных приемниках большее применение получили
параметрические усилители (ПУ).
Принцип действия ПУ основан на периодическом изменении
внешней силой реактивного параметра колебательной системы, в
которую вводится энергия усиливаемого сигнала.
Современные ПУ разделяют на две группы: резонаторные
усилители и усилители с бегущей волной.
Резонаторные усилители бывают одноконтурные и
многоконтурные (с числом контуров более одного). Контуры могут
быть с сосредоточенными или с распределенными параметрами в
зависимости от диапазона усиливаемых колебаний. В сантиметро-
вом диапазоне применяют объемные резонаторы и отрезки волно-
водов. В дециметровом диапазоне широко используются коаксиаль-
ные резонаторы. В современных резонаторных ПУ в качестве пере-
менного (управляемого) параметра колебательной системы чаще
используется емкость.
376
Параметрические усилители бегущей волны
являются нерезонансными устройствами.
Для упрощения дальнейших рассуждений будем временно счи-
тать, что в ПУ применен одиночный контур с сосредоточенными
параметрами. Тогда вся емкость колебательной системы оказывает-
ся заключенной в конденсаторе, а индуктивность в катушке. Такие
контуры применяются в ПУ метрового диапазона волн.
Известно, что напряжение на заряженном конденсаторе
U = —
Uc С *
Из этой формулы хорошо видна идея параметрического усиле-
ния. Она заключается в следующем. Если при неизменной величи-
не накопленного в конденсаторе заряда q осуществить уменьшение
его емкости С, то произойдет возрастание напряжения Uc.
Но емкость конденсатора
г__ eS
С — d ’
где е — диэлектрическая проницаемость диэлектрика;
S — площадь пластин конденсатора;
d — расстояние между пластинами.
Поэтому
u. = 7s-“-
Следовательно, при неизменной величине заряда q напряжение
на конденсаторе пропорционально расстоянию между его пласти-
нами. Если увеличить d, то произойдет увеличение Uc: Физически
это объясняется тем, что между пластинами действует сила взаим-
ного притяжения. Поэтому на увеличение расстояния d придется
затрачивать определенную механическую энергию. Она будет рас-
ходоваться на увеличение потенциальной энергии электрического
поля конденсатора. В результате преобразования механической
энергии в электрическую и произойдет увеличение напряжения Uc.
Совершенно очевидно, что приращение напряжения на конден-
саторе пропорционально приращению d, т. е.
Поэтому с учетом предыдущего уравнения получим
А/7С м
Uc ~~ d ’
т. е. относительное приращение напряжения на заряженном конден-
саторе равно относительному приращению расстояния между его
пластинами.
В реальной схеме ПУ в качестве конденсатора контура исполь-
зуют запертый электронно-дырочный переход полупроводникового
377
диода. Объясняется это тем, что емкость п—р-перехода легко изме-
нять электрическим способом при помощи вспомогательного высо-
кочастотного генератора. Его принято называть генератором на-
качки.
Рис. 2.141. Схема параметрического усилителя с из-
меняющейся емкостью контура
Рис. 2.142. Принцип усиления синусоидального сигнала в параметрическом
усилителе
Простейшая схема ПУ с таким генератором приведена на
рис. 2.141. Графики, поясняющие принцип работы этой схемы, изо-
бражены на рис. 2.142.
378
Предположим сначала, что генератор накачки выключен и ем-
кость контура неизменна. Расстояние между пластинами конден-
сатора равно d[. Тогда в контуре существуют вынужденные коле-
бания с неизменной амплитудой (например, радиоимпульсы). На-
пряжение на контуре синусоидально. За счет резонансных свойств
контура и способа его включения к входным и выходным зажи-
мам усилителя выходное напряжение несколько больше входного.
Но мощность на выходе усилителя меньше, чем на входе.
Предположим теперь, что генератор накачки включен и резко
изменяет расстояние d между пластинами конденсатора. В мо-
менты максимального напряжения на конденсаторе (/ь /3,
и т. д.) это расстояние мгновенно увеличивается. Так, например,
в момент /1 оно становится равным d2. При этом энергия генера-
тора накачки передается электрическому полю конденсатора и
напряжение ис резко возрастает. Когда же напряжение ис оказы-
вается равным нулю и вся энергия сигнала находится в магнит-
ном поле катушки индуктивности L (моменты /2, h и т. д.), рас-
стояние между пластинами конденсатора опять становится рав-
ным d[. Поскольку при этом электрического поля в конденсаторе
нет, энергия генератора накачки па сближение пластин не расхо-
дуется.
Периодическое изменение емкости конденсатора по указанному
закону приводит к быстрому нарастанию амплитуды колебаний в
контуре. Происходит это до тех пор, пока энергия, расходуемая
генератором накачки, не станет равной энергии, выделяемой в кон-
туре на его активном сопротивлении. С этого момента времени
процесс нарастания амплитуды колебаний прекращается, а форма
напряжения ис становится практически синусоидальной.
Рассмотренный процесс представляет собой только теоретиче-
ское рассуждение о принципе работы параметрического усили-
теля с резко изменяющимся расстоянием между пластинами кон-
денсатора контура.
В действительности изменение емкости контура происходит не
скачками, а плавно. Поэтому форма нарастающего напряжения ис
с самого начала процесса синусоидальна. Для этого реального
случая работы ПУ графики, поясняющие процесс усиления, изо-
бражены на рис. 2.143. Из них видно, что для осуществления про-
цесса усиления в ПУ необходимо выполнить два условия: изме-
нение емкости контура должно происходить с удвоенной частотой
сигнала; величина емкости должна становиться минимальной в
моменты максимального напряжения на конденсаторе и макси-
мальной в те моменты, когда оно равно нулю. Первое условие на-
зывается частотным; а второе фазовым.
На рис. 2.141 видно, что в одноконтурном ПУ полезная нагруз-
ка подключается к тому же контуру, к которому подводится и уси-
ливаемый сигнал. Это обстоятельство служит причиной недостат-
ка простейшей схемы. Он заключается в том, что тепловые шумы
сопротивления нагрузки попадают в контур усилителя, там уси-
ливаются и снова поступают в нагрузку. Для устранения этого
379
недостатка в одноконтурных усилителях между выходными зажи-
мами и нагрузкой приходится помещать специальное устройство
с однонаправленной проводимостью высокочастотных колебаний.
Рис. 2.143. Процесс усиления синусоидального сигнала в пара-
метрическом усилителе
Такое устройство называется циркулятором. Действие циркулято-
использовании свойств феррита.
f	Одна из простых конструк-
ций ПУ сантиметрового диапа-
ра основано на
Рис. 2.144. Пример конструкции параме-
трического усилителя сантиметрового
диапазона:
1 — волноводный резонатор: 2 — диод; 3 —
поршень; 4 — волновод; 5 — поршень; 6 — на-
строечные винты
зона показана на рис. 2.144.
Усиливаемый входной сиг-
нал поступает в волноводный
резонатор 1. Между широки-
ми стенками волновода распо-
ложен запертый полупровод-
никовый диод 2. Его можно
называть полупроводниковым
конденсатором. Сигнальный
волноводный резонатор .На-
страивается подвижным порш-,
нем 3. В результате этой на-
стройки диод должен оказать-
ся в пучности электрического
поля сигнала.
Емкость диода периодически изменяется электромагнитной
волной, приходящей к нему от генератора накачки по волново-
ду 4. Этот волновод заканчивается подвижным поршнем 5. Он слу-
380
жит для настройки цепи накачки. Дополнительными элементами
настройки этого волновода являются настроечные винты 6. На-
стройка волновода генератора накачки осуществляется так, чтобы
диод оказался в пучности электрического поля волновода 4. В этом
случае изменение емкости диода
Электромагнитная волна
входного сигнала, взаимодей-
ствуя с изменяющейся емко-
стью диода значительно уси-
ливается. Выходной сигнал
распространяется по сигналь-
ному волноводу навстречу
входному сигналу до феррито-
вого циркулятора, после чего
эти сигналы разделяются.
Еще более простая конст-
рукция ПУ сантиметрового диа-
пазона показана на рис. 2.145.
В таком ПУ усиливаемый-сиг-
нал проходит по волноводу в
получается максимальным.
Рис. 2.145. Пример конструкции па-
раметрического усилителя сантиме-
трового диапазона:
1 — вход; 2 — выход; 3 — диод; 4 — волно-
вод
одном направлении от вхо-
да 1 усилителя к его вы-
ходу 2. Процесс усиления сигнала совершается в том месте
волновода, где находится полупроводниковый диод 3. Его ем-
кость изменяется при помощи электромагнитного поля, поступаю-
щего к нему по волноводу 4 от генератора накачки. Такой режим
Рис. 2.146. Внешний вид параметрического усилителя
бегущей волны
работы ПУ «'на проход» успешно используется в усилителе бегу-
щей волны (рис. 2.146).
В ПУ бегущей волны вдоль сигнального волновода устанав-
ливается несколько запертых полупроводниковых диодов. Рас-
стояния между диодами выбираются так, чтобы по мере прохо-
ждения сигнала происходило нарастание его мощности.
381
Эффективность работы параметрических усилителей принято
оценивать при помощи коэффициента усиления по мощности, коэф-
фициента шума и полосы пропускания. В одноконтурных резо-
наторах ПУ получают КР= 10-4-30 дб при полосе пропускания
около 1 % от несущей частоты усиливаемого сигнала. Среднее
значение коэффициента шума получается менее 2 дб. В ПУ бегу-
щей волны получают /Ср = 10-н15 дб при полосе пропускания до
30% от несущей частоты сигнала. Коэффициент шума обычно бы-
вает около 2—3 дб.
В случае необходимости максимального снижения шумов пара-
метрического усилителя прибегают к его охлаждению до темпе-
ратуры жидкого азота (Т~80°К), а иногда и до более низкой
температуры. Если при этом коэффициент шума получается все
же неприемлемым, то приходится применять молекулярный уси-
литель.
В молекулярном усилителе электромагнитное иоле сигнала по-
лучает дополнительную энергию от искусственно возбуждаемых
молекул парамагнитного кристалла, помещенного в объемном ре-
зонаторе. Резонатор обладает способностью резонировать одно-
временно на двух различных частотах. Это позволяет на одной из
частот производить возбуждение кристалла (при помощи гене-
ратора накачки), а на другой частоте осуществлять процесс уси-
ления полезного сигнала.
Для понимания принципа действия молекулярного усилителя
необходимо знать особенности излучения и поглощения энергии
молекулами. Известно, что молекула любого вещества состоит из
атомов, которые непрерывно перемещаются (колеблются или вра-
щаются) относительно центра массы молекулы. Известно также,
что а гом состоит из ядра с внутренними элементарными частица-
ми и внешними электронами, которые вращаются вокруг ядра по
определенным орбитам.
Движение электронов в атоме и атомов в молекуле определяет
их внутреннюю энергию. В молекулярных усилителях световых
волн используется внутриатомная энергия. В молекулярных уси-
лителях радиотехнического диапазона используется внутримоле-
кулярная энергия.
Характерно, что собственное вращение молекулы может про-
исходить только с определенными дискретными скоростями. По-
этому и внутренняя энергия молекулы имеет вполне конкретные
значения. Принято говорить, что молекулы могут иметь дискрет-
ные уровни энергии. Чем больше внутренняя энергия молекулы,
тем выше ее энергетический уровень. Число возможных уровней
энергии молекул у различных веществ различно. Различны также и
разности между этими уровнями. Очень интересно, что у парамаг-
нитных кристаллов разность между энергетическими уровнями мо-
лекул можно искусственно изменять при помощи постоянного маг-
нитного поля. Это обстоятельство позволяет выбирать рабочую
длину волны молекулярных усилителей в различных диапазонах.
382
В настоящее время предпочтение отдают сантиметровому и деци-
метровому диапазонам волн.
Несмотря на множество возможных энергетических уровней
молекул, используются обычно только три уровня. Их называют
нижний, средний и верхний. Энергию этих молекул обозначим со-
ответственно №н, и IFB.
Если генератор накачки молекулярного усилителя выключен,
то большинство молекул рабочего кристалла находится на ниж-
нем энергетическом уровне и меньше всего молекул имеется на
верхнем уровне. Объясняется это тем, что в естественных усло-
виях любая физическая система стремится к состоянию наимень-
шей внутренней энергии. Кристалл с минимальным энергетическим
уровнем способен только поглощать энергию электромагнитных
волн. При воздействии на кристалл электромагнитной волны гене-
ратора накачки (определенной частоты и мощности) его многие
молекулы переходят с нижнего энергетического уровня на верх-
ний. В этих условиях наименьшее число молекул оказывается на
среднем уровне. Такое состояние кристалла называется возбуж-
денным. По условию Бора перевод кристалла в возбужденное со-
стояние такого рода возможен только под воздействием электро-
магнитной волны, имеющей частоту
f ^в- Гн
/н— h ,
где V7B — WH — разность энергий молекулы между ее дву-
мя энергетическими уровнями;
А=6,6 • 1О-27 эрг • сек— постоянная Планка.
Поэтому в молекулярном усилителе генератор накачки должен
генерировать колебания именно такой частоты.
Если сквозь возбужденный кристалл проходит электромагнит-
ная волна усиливаемого сигнала, имеющая частоту
_ГВ- Гс
/с— h
то она вызывает (стимулирует) переход молекул с верхнего уров-
ня на средний. В процессе этого перехода возбужденные моле-
кулы излучают электромагнитные колебания, синфазные с коле-
баниями сигнала. Поэтому они отдают свою энергию электромаг-
нитному полю полезного сигнала и его напряженность возра-
стает.
Бореальных условиях работы молекулярного усилителя оба эти
процесса происходят одновременно.
Совершенно очевидно, что усиление полезного сигнала проис-
ходит только за счет избыточного количества молекул верхнего
энергетического уровня над средним. Поэтому очень желательно,
чтобы в невозбужденном кристалле подавляющее большинство
молекул находилось на нижнем энергетическом уровне. С целью
получения этого необходимого условия приходится прибегать к
очень сильному охлаждению рабочего кристалла. Обычно он
383
имеет температуру 7=34-4°К. Для этого объемный резонатор с
рабочим кристаллом помещают в сосуд с жидким гелием.
Поскольку молекулярные усилители работают при температу-
ре, очень близкой к абсолютному нулю, то их тепловые шумы ни-
чтожно малы. Можно считать, что их практически нет. Коэффи-
циент шума таких усилителей Кш~ 1,005.
Ничтожно малые шумы молекулярных усилителей позволяют
повысить чувствительность радиоприемных устройств в сотни раз.
Но для реализации этой возможности необходимо между молеку-
лярным усилителем и следующим каскадом приемника иметь фер-
ритовый циркулятор. Объясняется это тем, .что у молекулярного
усилителя вход и выход обратимы. Поэтому без циркулятора
шумы приемника попадут в молекулярный усилитель (через его
выход) и после усиления снова будут направлены в приемник.
Коэффициент усиления современных молекулярных усилителей
по мощности бывает порядка 20—40 дб при полосе пропускания
от десятков килогерц до единиц мегагерц.
Относительно малая полоса пропускания молекулярных уси-
лителей (сотые и даже тысячные доли процента от несущей ча-
стоты сигнала) является их существенным недостатком. К тому
же нет особых перспектив ее значительного расширения. В пре-
дельном случае она может быть расширена до 30—50 Мгц. Дру-
гим серьезным недостатком молекулярных усилителей является
то, что они не могут усиливать больших входных сигналов. Мак-
симально допустимая мощность сигнала на входе современных мо-
лекулярных усилителей не должна превышать 10-9 вт. При боль-
шей мощности входных сигналов усилитель перегружается (насы-
щается) и длительное время приемник имеет резко пониженную
чувствительность.
§ 10. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ АМПЛИТУДНО-
МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИИ
1. Назначение детектора
Детектор приемника предназначен для выделения полезной ин-
формации из принятых модулированных колебаний высокой ча-
стоты. Следовательно, в детекторе происходит процесс, обратный
процессу модуляции. Он называется детектированием.
В приемниках прямого усиления детектор ставится после уси-
лителя напряжения высокой частоты, в супергетеродинных прием-
никах— после усилителя напряжения промежуточной частоты. Та-
кой детектор* можно назвать сигнальным, поскольку он осуще-
ствляет процесс преобразования модулированного напряжения вы-
сокой или промежуточной частоты в напряжение того полезного
сигнала, для приема которого и предназначается радиоприемное
устройство.
Поскольку модуляция может быть амплитудной или частот-
ной, то и детекторы бывают амплитудные и частотные.
384
Амплитудные детекторы применяются для детектирования не-
модулированных или амплитудно-модулированных колебаний. Та-
кие колебания могут быть непрерывными или импульсными.
Частотные детекторы применяются для детектирования ча-
стотно-модулированных колебаний. Они представляют собой сово-
купность преобразователя модуляции с амплитудным детектором.
Амплитудный детектор бывает необходим и для других целей.
Без амплитудного детектирования невозможно осуществить про-
цесс преобразования частоты, а он совершенно необходим в су-
пергетеродинном радиоприемнике. Амплитудные детекторы при-
меняются также в системах автоматической подстройки частоты
гетеродина приемника и в системах автоматической регулировки
усиления.
Во всех случаях процесс детектирования основан на использо-
вании нелинейных свойств какого-либо электронного прибора.
Ламповые детекторы бывают диодные, сеточные и анодные. Полу-
проводниковые детекторы бывают диодные и транзисторные.
О свойствах детектора судят по его параметрам. Основными
параметрами детектора являются коэффициент передачи напря-
жения Лп и входное сопротивление /?Вх. Чем они больше, тем
лучше детектор.
2. Диодный детектор на вакуумном диоде
Основные схемы диодных детекторов
В радиоприемных устройствах применяются две основные схе-
мы диодного детектора: схема с последовательным включением
Рис. 2.147. Основные схемы диодных детекторов:
а — диодный детектор с последовательным включением сопротив-
ления нагрузки; б — диодный детектор с параллельным включе-
нием сопротивления нагрузки
сопротивления нагрузки (рис. 2.147, а) и схема с параллельным
включением сопротивления нагрузки (рис. 2.147,6).
Первая схема применяется в качестве основного (сигнального)
детектора приемника, а вторая — в качестве детектора системы
13—869	385
автоматической регулировки усиления или системы автоматиче-
ской подстройки частоты гетеродина.
Для определения коэффициента передачи напряжения и вход-
ного сопротивления детектора необходимо иметь эксперименталь-
но снятую анодную характеристику выбранного диода. Типичный
вид такой характеристики показан на рис. 2.148, а. Из нее видно,
что диод обладает односторонней проводимостью. При положитель-
ном напряжении на аноде сопротивление диода мало, а при отри-
цательном — велико.
Рис. 2.148. Анодные характеристики детекторного
диода:
а—-реальная; б — идеализированная
У детекторных диодов обычно имеется довольно резкий изгиб
характеристики. Он соответствует положительному анодному на-
пряжению и'а порядка 0,3—0,5 в. Правее изгиба характеристика
почти линейна. Поэтому при больших амплитудах входного на-
пряжения (когда положительное напряжение на аноде больше
реальную анодную характеристику диода можно заменить идеали-
зированной, изображенной на рис. 2.148,6.
Идеализированная характеристика диода состоит из двух пря-
мых, соединенных в начале координат. Одна из прямых совпа-
дает с осью отрицательных анодных напряжений, а другая выхо-
дит из начала координат под углом, соответствующим крутизне
прямолинейной части реальной характеристики. Детектор с идеа-
лизированной характеристикой диода называют идеальным.
Уравнение идеализированной анодной характеристики диода
при положительных анодных напряжениях имеет следующий вид:
= £ • iza.
Детектирование немодулированных
колебаний
Рассмотрим физические процессы в идеальном диодном детек-
торе (рис. 2.147, а), полагая, что на входе его действует напряже-
ние высокой частоты с постоянной амплитудой. В этом простей-
шем режиме работы детектор представляет собой обычный одно-
полупериодный выпрямитель с емкостным фильтром. На его вы-
386
ходе действует постоянное напряжение, величина которого не-
много меньше амплитуды входного напряжения. Графическое изо-
бражение процесса детектирования немодулированных колебаний
приведено на рис. 2.149 в предположении, что
Анализируя процесс детектирования простейшего напряжения,
можно получить формулы для коэффициента передачи и входного
сопротивления детектора.
Рис. 2.149. Установившийся процесс в идеальном диод-
ном детекторе при немодулированном входном напря-
жении
Для установившегося режима работы мгновенные значения
входного напряжения могут быть записаны в следующем виде:
ttBx == Uт вх
В момент времени t\ имеем (ofi = 0, и тогда
<4Х (Л) == ^ВЫХ = U т вх ’ C0S 0*
Отсюда легко определить коэффициент передачи напряжения
детектора, под которым понимается отношение выходного напря-
жения к амплитуде входного напряжения:
/Cn = ^=cosO,	(2.248)
где 6 — угол отсечки анодного тока диода.
13*
387
Из этой формулы видно, что коэффициент передачи напряже-
ния диодного детектора всегда меньше единицы.
Выведем уравнение, позволяющее рассчитать угол отсечки
анодного тока диода по известным параметрам схемы детектора.
Мгновенные значения анодного тока диода равны
= S • Ua = S (йвх	^вых) = т вх COS	Uт вх • COS 0) ==
= (cos (о/ — cos 0).
Зная уравнение для мгновенных значений анодного тока дио-
да, можно определить его постоянную составляющую (среднее
значение):
Ло — ~ j d
о
 SUm вх
it
= — J SUm вх (cos — cos 0) б/*(со/) ==
о
6	6
J cos aid (W) — cos 0 [ d (о/) =
_о	6
?-У-т вх (sin 0 — 6 • cos 6) = SUb^ • sin 9~9'cos9
U 4	J	IT	COS О
(tg 9 — о).
Учитывая, что 5ВЫХ = RH, получим уравнение для определе-
'ао
ния угла отсечки анодного тока диода
tgO-6=S^.	(2.249)
Из этого уравнения видно, что при выбранном диоде угол от-
сечки 6 его анодного тока зависит от сопротивления нагрузки /?н.
Решить это уравнение относительно угла 0 можно только графи-
ческим способом. Для этого необходимо воспользоваться графи-
ком, изображенным на рис. 2.149.
Пример. Диодный детектор собран на диоде, у которого <9 = 4	. Сопро-
тивление нагрузки /?н=20 ком. Требуется определить угол отсечки анодного тока
диода и коэффициент передачи напряжения детектора.
Решение.
2) Из графика находим 6=27°.
3) К„ = cos 6 = 0,89.
В приемниках связи и в радиовещательных приемниках сопро-
тивление нагрузки детектора обычно бывает порядка сотен кило-
ом. При такой большой величине сопротивления Rn угол отсечки
анодного тока диода очень мал (единицы градусов). В этом слу-
388
чае уравнение (2.249) может быть решено приближенными алге-
браическими методами, и тогда для угла 0 получается следую-
щая формула:
По этой формуле угол 0 определяется в радианах.
Найдем входное сопротивление детектора.
Мощность, отдаваемая детектору предыдущим каскадом, рас-
ходуется на его входном активном сопротивлении. Поэтому мож-
но записать:
U2 U2
р ___вх____итвх
'вх р	о. р •
*\вх	* ^вх
Эта мощность в основном потребляется в сопротивлении /?н и
частично на внутреннем сопротивлении диода. Пренебрегая рас-
ходом мощности на нагрев анода диода, можно записать:
U2
р =/2 D =
'вх 'аО^н £н. •
Тогда получается следующее приближенное равенство;
вх __ ^вых
2^?вх	1
откуда
Пренебрежение потерями энергии в диоде означает, что рас-
сматривается случай, когда В этом случае имеем
(2.250)
Этой приближенной формулой для определения входного со-
противления диодного детектора пользуются в тех случаях, когда
сопротивление Rn бывает порядка сотен килоом и больше. При ма-
лых величинах /?н (десятки килоом и меньше) формула (2.250)
оказывается неточной. В этом случае расчет входного сопротив-
ления детектора лучше производить по более точной формуле:
RB^-^- + 2Rh	(2.250а)
Где R( = -g---внутреннее сопротивление диода.
389
Диодный детектор
радиолокационного приемника
В радиолокационном приемнике детектор предназначен для
преобразования радиоимпульсов в видеоимпульсы. Наиболее рас-
пространенная схема такого детектора изображена на рис. 2.147, а.
Физические процессы, происходящие
в детекторе, иллюстрируются
рис. 2.150.
На верхнем графике а .
изображено переменное на-
пряжение (радиоимпульс),
действующий на входе де-
тектора. Там же показан
процесс образования выход-
ного -напряжения (видеоим-
пульса). Этот процесс за-
ключается в следующем. В
первый положительный по-
лупериод входного напря-
жения начинается заряд
конденсатора. Сн и через
диод проходит импульс
анодного тока. Вследствие
этого происходит накопле-
ние энергии в электриче-
ском поле конденсатора.
Заряд конденсатора про-
Рис. 2.150. Процесс преобразования радио- ДОЛЖается ДО тех ПОр, пока
импульса в видеоимпульс	напряжение на аноде диода
положительное, т. е. от tQ
до Л. В момент t\ напряжение на заряжающемся конденсаторе ста-
новится равным напряжению на входе детектора и напряжение
на аноде диода равно нулю. Анодный ток прекращается и начи-
нается разряд конденсатора через сопротивление нагрузки
Разряд конденсатора продолжается до момента /2.
В промежутке времени от t\ до /2 на аноде диода действует от-
рицательное напряжение и лампа заперта. С мохмента t2 напря-
жение на аноде диода опять становится положительным и конден-
сатор Сн снова подзаряжается до момента /3. С этого момента
напряжение на аноде диода отрицательное, анодного тока нет и
происходит очередной разряд конденсатора через сопротивление
нагрузки /?н. Далее указанные процессы повторяются.
Из рис. 2.150,6 видно, что с момента начала работы детек-
тора импульсы анодного тока диода постепенно уменьшаются, а
с момента /6 — остаются неизменными. С этого момента режим ра-
боты диода считается установившимся. В установившемся режиме
диода выходное напряжение остается постоянным ((Лпвых). Эта
величина показана на нижнем графике в (рис. 2.150), где изобра-
жен выходной видеоимпульс без учета высокочастотных пульса-
390
ций. С момента окончания радиоимпульса конденсатор Сн полно-
стью разряжается через сопротивление нагрузки /?н.
Отношение амплитуды видеоимпульса, получающегося на вы-
ходе детектора, к амплитуде входного радиоимпульса представ-
ляет собой коэффициент передачи напряжения
ЛГп = ^вь1х = С05 6
Ь'/и вх
где 0у — угол отсечки анодного тока диода в установившемся ре-
жиме.
Форма видеоимпульсов на выходе детектора зависит от со-
противления нагрузки и емкости конденсатора Сн. Влияние их
таково.
1)	При увеличении емкости Сн увеличивается длительность
видеоимпульсов, так как конденсатор большей емкости медленнее
заряжается и разряжается. Возрастание длительности переднего
фронта видеоимпульсов приводит к уменьшению точности радио-
локационной станции в определении дальности до цели. Уве-
личение длительности заднего фронта видеоимпульсов при-
водит к ухудшению разрешающей способности радиолокационной
станции.
2)	При уменьшении емкости Си возрастают пульсации видео-
импульсов с высокой частотой.
3)	При увеличении сопротивления 7?н возрастает коэффициент
передачи детектора и амплитуда видеоимпульса приближается к
амплитуде входного радиоимпульса. Однако при этом увеличи-
вается время нарастания импульса тн и время спадания тс, что
ухудшает точность определения дальности цели и разрешающую
способность радиолокационной станции.
Спадающая часть видеоимпульса представляет собой экспо-
ненту, так как конденсатор Си разряжается через резистор при
запертом диоде. Поэтому время спадения импульса находится
просто. Оно равно тс = 2,2/?нСн.
Гораздо сложнее определить время нарастания видеоимпуль-
са. Для этого необходимо учитывать влияние входного сопротив-
ления детектора на резонансное сопротивление контура че-
рез который проходит ток заряда конденсатора Сн. Если уве-
личивается, то при этом возрастает входное сопротивление детек-
тора, а это приводит к увеличению сопротивления контура. По-
этому время тн увеличивается.
4)	При уменьшении сопротивления /?н уменьшаются коэффи-
циент передачи детектора и амплитуда видеоимпульса. Но при
этом уменьшается время тн и тс, что улучшает точность определе-
ния дальности цели и разрешающую способность радиолокацион-
ной станции.
Из вышеизложенного видно, что в радиолокационном прием-
нике сопротивление нагрузки детектора /?н и емкость Сн прихо-
391
дится выбирать исходя из ряда противоречивых требований*
Обычно выбирают:
Сн = (10-4-20)-Са. к;
(0,14-0,2) тр
- Сн
где Сак—емкость между анодом и катодом диода;
тр — длительность радиоимпульсов.
При этом следует
иметь в виду, что емкость
Сн включает в себя ем-
кость конденсатора, ем-
кость монтажа и входную
емкость следующего ка-
скада. Практически вели-
чины Сн, /?н и Ап 'бывают
в пределах: Сн=20—
£п	6
50 пф\ /?н = 500—50 000 ом\
Кп=0,4—0,7.
Из рис. 2.150, а видно,
что вершина видеоим-
пульсов на выходе детек-
тора не является пло-
ской. Она пульсирует с
частотой входных радио-
импульсов. С целью
6
Рис. 2.151. Схемы диодных детекторов, при-
меняемые в радиолокационных приемниках
уменьшения этих пульса-
ций применяют различ-
ные фильтры.
В схеме, изображен-
ной на рис. 2.151, а, филь-
тром является сопротив-
ление /?ф, которое вме-
сте с входной емкостью
следующего каскада об-
разует делитель напря-
жения. Величина сопро-
тивления фильтра

где (о — угловая частота детектируемых радиоимпульсов.
В схеме, приведенной на рис. 2.151,6, фильтром является па-
раллельный контур ЛфСф, настроенный на частоту входного на-
пряжения. Для этой частоты контур имеет большое сопротивле-
ние и вместе с входной емкостью следующего каскада образует
делитель напряжения.
На рис. 2.151, в изображен вариант детектора, в котором в ка-
честве диода используется участок катод — сетка трехэлектрод-
392
ной лампы. Анод триода заземляется и служит экраном. Филь-
тром является дроссель высокой частоты. Его индуктивность £ф
бывает порядка 10—50 мкгн.
Во всех схемах, изображенных на рис. 2.151, на выходе полу-
чаются видеоимпульсы отрицательной полярности. На рис. 2.151, б
и 2.151,в в качестве емкости входного контура используются ем-
кость монтажа и междувитковая емкость катушки контура.
Поскольку в детекторе радиолокационного приемника сопро-
тивление нагрузки /?н выбирают небольшой величины (чаще всего
3—10 ком), то его входное сопротивление сравнительно мало. По-
этому контур ЛКСК в приведенных выше схемах заметно шунти-
руется и его добротность значительно ухудшается за счет влия-
ния детектора.
Входное сопротивление диодного детектора радиолокацион-
ного приемника может быть найдено по формуле (2.250,а).
Диодный детектор приемника связи
В приемнике связи детектор предназначен _для преобразова-
ния модулированного напряжения высокой частоты в напряжение
звуковой частоты.
Рис. 2.152. Схема диодного детектора приемника связи и графики про-
цесса преобразования модулированного напряжения высокой частоты
в напряжение звуковой частоты
Наиболее распространенная схема такого детектора изобра-
жена на рис. 2.152,а. Это диодный детектор с последовательным
включением сопротивления нагрузки, в схему которого добавлена
переходная цепь CnRn- Физические процессы, происходящие в де-
текторе, иллюстрируются рисунком 2.152,6. На верхнем графике
изображено напряжение высокой частоты, амплитуда которого из-
меняется по закону звуковой /частоты. Эго входной сигнал, кото-
рый подлежит детектированию. На этом же графике ломаной ли-
393
нией показан процесс заряда и разряда конденсатора Сн. Величи-
на напряжения ин зависит от амплитуды входного сигнала. Если
амплитуда входного сигнала возрастает, то заряд конденсатора
происходит более интенсивно и напряжение на нем растет. Если
же амплитуда входного сигнала уменьшается, то и напряжение
на конденсаторе уменьшается. Поэтому форма напряжения ин со-
ответствует огибающей высокочастотного сигнала, действующего
на контуре АКСК.
На среднем графике рис. 2.152,6 показано напряжение ин без
учета высокочастотных пульсаций, которые в реальных условиях
малы. Из данного графика видно, что на нагрузке детектора при-
Рис. 2.153. Графическое изображение процессов при диодном детектировании
амплитудно-модулированных колебаний
емника связи получается пульсирующее напряжение звуковой ча-
стоты. При помощи переходной цепи Сп7?п происходит выделение
переменной составляющей этого напряжения. Оно подается на
вход усилителя низкой частоты.
Более полное пояснение физических процессов представлено
на рис. 2.153, где показаны детектируемое напряжение (левый
график), напряжение на аноде диода, анодный ток диода и вы-
ходное напряжение. Из графика анодного тока видно, что его
среднее значение (постоянная составляющая) с течением вре-
мени изменяется по закону звуковой частоты. Поэтому на нагруз-
ке 7?н создается напряжение звуковой частоты. Что же касается
высокочастотных гармоник анодного тока, то для них конденса-
тор Сн имеет очень малое сопротивление, и поэтому напряжение
высокой частоты на конденсаторе Сн ничтожно мало.
Из вышеизложенного следует, что конденсатор Сн должен
иметь емкость порядка десятков или сотен пикофарад. Практиче-
ски в приехмниках связи обычно встречаются следующие величи-
394
ны: Сн = 50—200 пф\ /?п = 0,5—2 Мом\ Сп = 0,01—0,1 мкф\ /?п =
= 0,5—2 Мом.
Коэффициентом передачи напряжения детектора приемника
связи называется отношение амплитуды выходного напряжения
звуковой частоты к амплитуде огибающей входного модулирован-
ного напряжения высокой частоты:
(2.251)
и и т со
где UmQ — амплитуда выходного напряжения низкой частоты;
^тсо — амплитуда входного напряжения несущей частоты;
т — коэффициент глубины модуляции входного напря-
жения.
Обычно в приемнике связи Лп = 0,7—0,9. Входное сопротивле-
ние диодного детектора в приемнике связи определяется по фор-
муле (2.250).
Большим достоинством диодного детектора является малая
степень нелинейных искажений при условии, что амплитуда де-
тектируемого сигнала достаточно велика. Это хорошо видно из
рис. 2.153. Анодная характеристика диода правее точки а почти
линейна, и поэтому между постоянной составляющей анодного
тока диода и огибающей входного сигнала имеется линейная за-
висимость. Это означает, что форма напряжения на нагрузке де-
тектора соответствует форме огибающей детектируемого напря-
жения.
Нелинейные искажения в диодном детекторе отсутствуют, если
минимальная амплитуда высокочастотного модулированного вход-
ного напряжения превышает 2—3 в.
Диодный детектор с параллельным
включением сопротивления нагрузки
Схема диодного детектора с параллельным включением сопро-
тивления нагрузки приведена на рис. 2.147, б. В этой схеме диод
и резистор /?н включены параллельно.
Физические процессы, происходящие в этом детекторе, почти
не отличаются от процессов в детекторе с последовательным вклю-
чением 'нагрузки. Отличие состоит только в том, что конденсатор Сн
разряжается не только через сопротивление нагрузки, но и через
контур.
Из схемы детектора видно, что напряжение на аноде диода
одновременно является и выходным напряжением. Это означает,
что на выходе детектора действует не только напряжение звуко-
вой частоты, но и напряжение высокой частоты (средний график
рис. 2.153). Поэтому для использования данной схемы в качестве
основного детектора приемника необходимо разделить высокоча-
стотные и низкочастотные составляющие, для чего необходимы в
детекторном каскаде дополнительные элементы (например, дрос-
сель высокой частоты). Однако усложнять схему основного детек-
395
тора приемника нежелательно. По этой причине детектор с па-
раллельным включением нагрузки обычно используют в схемах
АРУ не для выделения напряжения звуковой частоты, а для вы-
деления постоянного напряжения (70, величина которого опреде-
ляется амплитудным значением несущей частоты сигнала. Для
этой цели параллельно диоду включают реостатно-емкостный
фильтр (рис. 2.154). Этот фильтр служит делителем напряжения,
в котором сопротивление конденсатора Сф для всех переменных
составляющих анодного тока значительно меньше, чем сопротив-
Рис. 2.154. Параллельный диодный детек-
тор с фильтром для выделения постоян-
ного напряжения
ление /?ф. Данное условие
выполняется, если =
= 1—2 Мом, а Сф=0,01 —
0,1 мкф.
Постоянное напряжение
UQ, получающееся на выхо-
де детектора, в дальней-
шем используется для авто-
матической регулировки
усиления каскадов УВЧ и
УПЧ (см. § 14). Диодный
детектор с параллельным
включением сопротивления
нагрузки применяется так-
же в системе автоматической подстройки частоты, в ламповых
вольтметрах и других устройствах.
Входное сопротивление детектора, изображенного на
рис. 2.147,6, несколько меньше, чем детектора с последователь-
ным включением сопротивления нагрузки. Его определяют по фор-
муле
п
/Свх— з •
(2.252)
3.	Диодный детектор на полупроводниковом диоде
Полупроводниковый диод отличается от вакуумного диода на-
личием обратной проводимости. Поэтому входное сопротивление
детектора на полупроводниковом диоде сравнительно мало. Дан-
ное обстоятельство вынуждает применять слабую связь полупро-
водникового детектора с контуром предыдущего каскада (УПЧ или
УВЧ). Она бывает трансформаторной или автотрансформаторной.
Зна|чительно реже используется полное включение контура.
Простейшая схема диодного детектора на полупроводниковом
диоде изображена на рис. 2.155. Она выполнена с последователь-
ным включением нагрузки. Нагрузка представлена резистором /?н
и конденсатором Сн. На практике параллельно этим элементам
будет включено входное сопротивление следующего каскада
/?вх. сл- Поэтому полное сопротивление нагрузки
О ____	*^вх. сл
''Н.П Р I р
Ац Т Авх. СЛ
(2.253)
396
Если следующий за детектором каскад ламповый, то Явх. сл^*
и	а если он транзисторный, то Rh.ti<Rh.
Для определения качественных показателей детектора необхо-
димо знать характеристику диода и величину входного напряже-
ния, которое при расчетах допустимо считать немодулированным.
Типичная характеристика полупроводникового диода изображе-
на на рис. 2.156. Обычно для детектирования используются то-
Рис. 2.155. Простейшая схема диодного детек-
тора на полупроводниковом диоде
чечные германиевые диоды. Кремниевые диоды применяются зна-
чительно реже ввиду большей величины прямого сопротивления.
Если амплитуда входного напряжения достаточно велика (еди-
ницы вольт), то детектор работает в режиме, который условно на-
Рис. 2.156. Типичная характери-
стика полупроводникового детек-
торного диода
So6psst9ciz
Рис. 2.157. Идеализированная ха-
рактеристика полупроводникового
детекторного диода
зывают «линейным». Если амплитуда входного напряжения мала
(милливольты), то детектор работает в режиме, который назы-
вают «квадратичным».
В «линейном» режиме результаты детектирования практиче-
ски «е зависят от формы характеристики диода. Они определя-
ются только крутизной ее прямолинейного участка и обратным
сопротивлением диода. Поэтому при детектировании сильных
(больших) сигналов характеристику диода можно изображать в
идеализированном виде (рис. 2.157). Поскольку практически
397
5пр»5обр, то\ при детектировании больших сигналов коэффи-
циент передачи детектора получается примерно 0,5—0,8. При этом
он не зависит от амплитуды детектируемого сигнала.
В этих условиях входное сопротивление детектора имеет вели-
чину
(2.254)
п	*н. п ^обр.
К°хЖЗЯн.п + 2Яобр.
Рис. 2.158. Графики процесса детектирования амплитудно-
модулированных колебаний полупроводниковым диодом
Если следующий за детектором каскад вьиполнен на транзи-
сторе, то в большинстве случаев 7?н. п^^обр. Тогда с достаточ-
ной точностью
7?Вх®^.	(2.255)
Наиболее часто входное сопротивление детектора на полупро-
водниковом диоде получается порядка сотен ом.
Физические процессы, происходящие в детекторе при детек-
тировании амплитудно-модулированных колебаний, показаны на
рис. 2.158. Из рисунка видно, что среднее значение тока диода
398
изменяется по закону модуляции детектируемого сигнала. Сле-
довательно, и выходное напряжение соответствует огибающей вы-
сокочастотного сигнала.
В переносных и карманных транзисторных приемниках напря-
жение на входе детектора обычно мало. Поэтому режим детек-
тирования оказывается квадратичным. В этом режиме детектор
имеет сравнительно большое входное сопротивление (тысячи ом),
но очень небольшой коэффициент передачи напряжения. При этом
Кп зависит от характеристики диода и амплитуды входного напря-
жения. Наиболее часто Лп = 0,1—0,4. Величина входного сопротив-
ления квадратичного детектора может быть найдена приблизи-
тельно по уравнению
п ___,	*Н. п’^обр
Квх^Ян.п + 2/?обрв
Поскольку обратное сопротивление полупроводникового диода
зависит от температуры, то и параметры детектора зависят от нее.
Эта зависимость очень заметна в квадратичном детекторе и мало
ощутима при детектировании сильных сигналов.
Достоинствами детектора на полупроводниковом диоде яв-
ляются полное отсутствие источников питания, длительный срок
службы, малые габариты и хорошие показатели.
4.	Искажения информационного сигнала в диодном детекторе
Выделяемый в детекторе информационный сигнал может ока-
заться искаженным. Если информационный сигнал сложный, то
искажения могут быть нелинейные и частотные.
а) Нелинейные искажения. Основная причина нелинейных ис-
кажений заключается в инерционности детектора, из-за которой
огибающая детектируемого напряжения может воспроизводиться
неточно. Поясним сказанное примером. На рис. 2.152 видно, что
напряжение на нагрузке детектора ин обусловлено процессом за-
ряда и разряда конденсатора Сн. Заряд происходит через диод,
а разряд через резистор RH. Если элементы Си и /?н выбраны пра-
вильно, то усредненное напряжение ин соответствует огибающей
детектируемого колебания. Но частота огибающей и глубина мо-
дуляции не постоянны. На практике они могут изменяться в ши-
роких пределах.
На рис. 2.159 показан процесс образования напряжения ип при
достаточно высокой модулирующей частоте и значительной глу-
бине модуляции. Там видно, что напряжение ии во время разряда
конденсатора Сн изменяется медленнее, чем уменьшается ампли-
туда входного напряжения. Напряжение на нагрузке детектора не
успевает следовать за изменениями амплитуды высокочастотного
колебания. В этом случае напряжение на выходе детектора не
соответствует огибающей входного напряжения. Информационный
сигнал получается искаженным.
399
Аналитически доказано, что рассматриваемые искажения от-
сутствуют, если постоянная времени нагрузки детектора соответ-
ствует неравенству
<2-256)
где т — коэффициент глубины модуляции детектируемого на-
пряжения;
FB—высшая частота информационного сигнала (высшая
частота модуляции).
Рис. 2.159. Нелинейные искажения в диодном детек-
торе
Соотношение (2.256) называют условием безынерционности
диодного детектора. Оно верно для любого диодного детектора.
В детекторе на полупроводниковом диоде сопротивление /?н обыч-
но бывает порядка тысяч ом, а емкость Сн порядка тысяч пико-
фарад.
Нелинейные искажения информационного сигнала могут воз-
никать по причине значительного различия в величине нагрузки
для постоянного тока диода и для его переменной составляющей
звуковой частоты. Если входное сопротивление следующего каска-
да мало (транзисторный каскад), то /?н.п может быть значитель-
но меньше /?н. В этом случае входное сопротивление простейшей
схемы детектора (рис. 2.155) очень мало (уравнение 2.255). По-
этому приходится применять очень слабую связь с контуром пре-
дыдущего каскада. Но тогда сигнал на входе детектора оказы-
вается столь малым, что детектирование получается квадратич-
ным. Оно сопровождается значительными нелинейными искаже-
ниями выделяемого сигнала.
Ослабить эти искажения удается применением раздельной на-
грузки, состоящей из двух резисторов (рис. 2.160). В этой схеме
сопротивление постоянному току диода /?н=#1 + #2, а переменно-
му току звуковой частоты
П ____ П I ^2*^ВХ. СЛ
^н. П *4 I D I р •
А? Т А8х, сд
400
При значительной величине сопротивления Ri различие ме-
жду /?и и /?н.п получается небольшим. Расчеты показывают, что не-
линейные искажения минимальны, если
б) Частотные искажения обусловлены комплексным характе-
ром нагрузки детектора. Ее результирующее сопротивление ZH
уменьшается с повышением модулирующей частоты. Следствием
этого является зависимость коэффициента передачи детектора от
частоты модуляции. Частотные искажения заметны только при
Рис. 2.160. Схема диодного детектора с раз-
деленной нагрузкой
детектировании импульсных сигналов. Они могут явиться причи-
ной искажения формы выделяемых видеоимпульсов. В детекторе
приемника связи частотные искажения ничтожно малы.
5.	Детекторы с усилением
а)	Сеточный детектор. Сеточное детектирование осуществляет-
ся в цепи сетки усилительной лампы, а ее анодная цепь исполь-
зуется для усиления выделяемых информационных сигналов. Сле-
довательно, одна и та же лампа выполняет функции детектора и
усилителя. Схема сеточного детектора с использованием триода
приведена на рис. 2.161.
Из рисунка видно, что в этом детекторе роль диода выполняет
участок сетка — катод. Процессы, происходящие в сеточной цепи,
аналогичны процессам при диодном детектировании. Они поясня-
лись рис. 2.153. На среднем графике этого рисунка изображено
напряжение на аноде диода. В схеме сеточного детектора такое
напряжение действует между сеткой и катодом усилительной лам-
пы. В результате этого анодный ток лампы пульсирует с высокой
частотой, а его среднее значение изменяется по закону звуковой
частоты (рис. 2.162). Однако напряжение на аноде лампы изме-
няется только по закону звуковой частоты. Объясняется это тем,
что анодная нагрузка лампы состоит из параллельно включенных
резистора Ra и конденсатора с небольшой емкостью Са. Обычно
Са=Ю0—300 пф. Конденсатор Са имеет малое сопротивление для
401
Рис. 2.161. Схема сеточного детектора
Рис. 2.162. Графики процесса детектирования амплитудно-моду-
лированных колебаний сеточным детектором
402
высокочастотных составляющих анодного тока и большое сопро-
тивление для тока звуковой частоты. По этой причине коэффи-
циент усиления каскада по низкой частоте получается большой, а
по высокой частоте он обычно меньше единицы.
Существенный недостаток сеточного детектора заключается в
появлении значительных нелинейных искажений при детектиро-
вании сильных сигналов. Объясняется это тем, что при возраста-
нии входного сигнала происходит увеличение напряжения на со-
противлении Rg, которое можно рассматривать как напряжение
смещения. В результате этого рабочий участок динамической ха-
рактеристики смещается вле-
во, на ее криволинейную
часть. По этой причине выде-
ленный звуковой сигнал будет
усиливаться с большими нели-
нейными искажениями. Дан-
ный недостаток служит пре-
пятствием для широкого при-
менения сеточного детектора.
б)	Анодный детектор. Анод-
ное детектирование осуще-
ствляется путем отсе|чки анод-
ного тока усилительной лам-
пы, которая работает без се-
точного тока. Последнее об-
стоятельство служит причи-
ной очень большого входного
Рис. 2.163. Схема анодного детектора
сопротивления анодного детек-
тора.
На рис. 2.163 изображена схема анодного детектора на триоде.
По внешнему виду она отличается от резисторного усилителя толь-
ко наличием конденсатора Са небольшой емкости. Он шунтирует
анодную нагрузку лампы по высокой частоте.
Величина сопротивления смещения выбирается значительной
(тысячи ом), чтобы рабочий участок находился на нижнем изгибе
динамической характеристики лампы (рис. 2.164).
В этом случае постоянная составляющая анодного тока (его
среднее значение) изменяется по закону звуковой частоты. Про-
ходя через сопротивление анодной нагрузки 7?а, она создает на
нем напряжение звуковой частоты. Высокочастотные составляю-
щие анодного тока (гармоники) проходят через конденсатор Са,
не создавая на 1нем заметной разности (потенциалов.
в)	Транзисторный детектор. Процесс детектирования можно
осуществить в любой цепи транзистора. Поэтому детектор может
быть коллекторным, эмиттерным или базовым. Однако на прак-
тике обычно применяют коллекторные варианты детектора с об-
щим эмиттером.
Транзисторный детектор представляет собой каскад УНЧ с
комплексной нагрузкой. Ее сопротивление велико для токов зву-
403
ковой частоты (тысячи ом) и очень мало (доли ома) для токов
высокой частоты. Детектор может быть трансформаторным или
резисторным (рис. 2.165).
Рис. 2.164. Графики процесса детектирования ампли-
тудно-модулированных колебаний анодным детектором
Обязательным элементом схемы детектора является конденса-
тор Ск.б, блокирующий коллекторную нагрузку по высокой ча-
стоте.1 Емкость этого конденсатора не критична. Обычно Ск^
= 5000—50000 пф.
404
Для получения небольших нелинейных искажений выделяемого
информационного сигнала при значительном коэффициенте пере-
дачи (десятки и даже сотни) надо правильно выбрать напряже-
ние смещения на базу. Наиболее часто оно бывает от 0,05 до 0,1 в.
Иногда встречаются детекторы с нулевым смещением. Их схемы
очень просты.
Режим работы транзисторного детектора в большинстве слу-
чаев квадратичный. Входное сопротивление детектора бывает по-
рядка тысяч ом. Оно больше входного сопротивления усилителя,
выполненного на таком же транзисторе. Тип транзистора рекомен-
дуется выбирать такой же, как у предыдущего каскада. Следова-
тельно, он должен быть высокочастотным. Низкочастотные тран-
зисторы применять можно, но качественные показатели детектора
будут заметно хуже.
§ 11. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ
1. Назначение преобразователя частоты
Особенность супергетеродинного приемника заключается в пре-
образовании принимаемых высокочастотных колебаний в колеба-
ния другой частоты, величина которой для данного приемника
Рис. 2.166. Напряжения
на входе и выходе преобразователя
частоты
всегда постоянна. Ее называют промежуточно?! частотой, так как
в большинЛве случаев она ниже несущей частоты принимаемых
колебаний, но выше всех частот модуляции.
Процесс преобразования высокочастотных колебаний в коле-
бания промежуточной частоты осуществляется в преобразователь-
ном каскаде приемника. Обычно его называют преобразователем
частоты. В результате работы этого каскада происходит пониже-
ние несущей частоты сигнала и его боковых частот, но закон мо-
дуляции сигнала остается неизменным (рис, 2.166).
405
Величина промежуточной частоты в радиолокационных прием-
никах равна десяткам мегагерц при несущей частоте принимае-
мого сигнала в несколько сотен или тысяч мегагерц.
Постоянство промежуточной частоты и ее сравнительно не-
большая величина позволяют иметь в приемнике большое число
усилительных каскадов, содержащих колебательные контуры, не
перестраиваемые в процессе его эксплуатации. Благодаря этому
супергетеродинные приемники могут обладать очень высокой чув-
ствительностью, хорошей избирательностью и равномерным уси-
лением в пределах требуемой полосы пропускания.
Схемы преобразователей частоты бывают различные, но в лю-
бой из них имеются гетеродин и смеситель. Гетеродин представ-
ляет собой маломощный генератор вспомогательных колебаний
высокой частоты, перестраиваемый одновременно с изменением
настройки высокочастотных каскадов приемника. Смеситель яв-
ляется устройством, в котором происходит смешивание колебаний
гетеродина с колебаниями принимаемого сигнала и детектирова-
ние их при помощи нелинейного элемента.
Выделение напряжения промежуточной частоты осуществляет-
ся при помощи резонансной системы смесителя, состоящей из од-
ного или нескольких колебательных контуров.
2. Преобразование частоты в радиолокационных приемниках
В задачу преобразователя частоты радиолокационного прием-
ника входит понижение частоты радиоимпульсов без изменения
их формы и длительности (рис. 2.166, б). При этом желательно,
чтобы процесс преобразования частоты радиоимпульсов сопровож-
дался их усилением по напряжению. К сожалению, это не всегда
возможно. Для радиолокационных приемников характерно при-
менение односеточного и диодного преобразования частоты.
Односеточное преобразование
частоты
В односеточном преобразователе частоты напряжение сигнала
и напряжение гетеродина подаются на одну и ту же сетку трех-
электродной или пятиэлектродной лампы, работающей в режиме
анодного детектирования. Иногда применяется сеточное детекти-
рование.
Односеточное преобразование частоты типично для диапазона
метровых волн. Оно применяется также (исключительно на три-
оде) в приемниках дециметрового диапазона. Один из возможных
вариантов схемы односеточного преобразователя частоты приве-
ден на рис. 2.167.
В этой схеме из-за наличия сопротивления R4 большой вели-
чины лампа работает с отсечкой анодного тока и поэтому выпол-
няет роль анодного детектора.
406
Физические процессы, происходящие в преобразователе часто-
ты, поясняются рис. 2.168. До момента Л на входном контуре L\C\
напряжения нет и на сетке лампы действует только напряжение
гетеродина. Его амплитуда Umr обычно бывает порядка несколь-
ких вольт (рис. 2.168,6). С момента на входном контуре воз-
Рис. 2.167. Пример схемы односеточного преобразова-
теля частоты
никает напряжение сигнала (радиоимпульс) с амплитудой UmG
порядка десятков микровольт (рис. 2.168,а). Частота колебаний
сигнала несколько отличается от частоты колебаний гетеродина.
При этом безразлично, какая из этих частот выше. В результате
сложения (смешивания) двух напряжений, имеющих различные
частоты, на входе смесителя возникает суммарное напряжение
(рис. 2.168,в). У этого результирующего напряжения происходит
периодическое изменение амплитуды и частоты. Амплитуда изме-
няется в пределах от Umr+UmC до Umr—UmCi а частота изменяется
(качается) около среднего значения, равного частоте гетеродина.
Оба процесса происходят с частотой биений колебаний -сигнала и
гетеродина. Она равна разности их частот.
Процесс образования биений для случая, когда юг> юс, пояс-
няется на рис. 2.169 при помощи векторных диаграмм. При их по-
строении предполагалось, что координатная система вращается по
часовой стрелке с угловой скоростью сог. Поэтому вектор напряже-
ния Umri вращающийся против часовой стрелки со скоростью о)Г,
оказывается неподвижным во времени.
Вектор напряжения Umc вращается вокруг точки О' по часовой
стрелке с угловой скоростью а)Г — wc. Вектор результирующего на-
407
пряжения качается относительно вектора t/wr, а его величина при
этом периодически изменяется. Скорость качания результирую-
щего вектора неодинакова. Она максимальна в те моменты вре-
О-
Входное напряжение
I	I
t
е
Рис. 2.168. Графическое изображение процесса понижения частоты
радиоимпульса в односеточном преобразователе
мени, когда амплитуда результирующего напряжения принимает
максимальную или минимальную величину. Наибольшей ампли-
туде суммарного колебания соответствует минимальная частота
^мин = wr ^^макс = wr (^г	^с)
Наименьшая амплитуда получается при максимальной часто-
те ^макс 4“ А(0макс 4”	^с) ==:
408
Таким образом, в результате сложения колебаний гетеродина
с колебаниями сигнала создается колебание с изменяющимися
амплитудой и частотой. Закон периодического изменения ампли-
Рис. 2.169. Образование биений при сложении колебаний гетеродина с ко-
лебаниями сигнала для случая, когда wr>wc
туды и частоты результирующего колебания очень близок к сину-
соидальному (так как Umc «СЦиг)-
Рис. 2.170. Образование биений при сложении колебаний гетеродина с ко-
лебаниями сигнала для случая, когда шг>о)с
Процесс образования биений для случая, когда (ог<(ос, пока-
зан на рис. 2.170. В этом случае вектор напряжения UmQ вращает-
ся вокруг точки О' против часовой стрелки с угловой скоростью
409
<ос— wr. Поэтому наибольшей амплитуде результирующего коле-
бания соответствует максимальная частота <омакс = wr + До)макс =
= 0)г+ Ос —O =
Наименьшая амплитуда получается при минимальной часто-
те WMHH Wr A (DMaKC = (0r	(о)с —— (йг) = 2(Dr (DCe
В обоих случаях для выделения колебаний промежуточной ча-
стоты необходимо продетектировать результирующее напряжение.
Поэтому лампа и работает в режиме анодного детектора. В ре-
зультате детектирования суммарного напряжения среднее значе-
ние анодного тока лампы от момента tx (рис. 2.Г68, д) до момен-
та /2 изменяется с частотой биений. Следовательно, в импульсном
токе лампы смесителя имеется переменная синусоидальная со-
ставляющая разностной частоты.
Если контур Л3С3 настроен на частоту биений, то на выходе
преобразователя создается напряжение разностной частоты. Она и
является промежуточной частотой приемника (рис. 2.168, е). Та-
кое преобразование частоты называется простым. Оно наиболее
часто встречается на практике. Объясняется это тем, что при про-
стом преобразовании амплитуда выходных радиоимпульсов про-
межуточной частоты получается заметно больше амплитуды ра-
диоимпульсов на входном контуре. Следовательно, в односеточ-
ном преобразователе одновременно с понижением частоты ра-
диоимпульсов происходит их усиление.
Отношение выходного напряжения промежуточной частоты к
входному напряжению сигнала называется коэффициентом пере-
дачи преобразователя
вых	пр
Лп ~ ~Тг	77	•
вх	итс
Величина	коэффициента	передачи	преобразователя	зависит	от
параметров лампы,	режима	ее работы, амплитуды	напряжения	ге-
теродина и резонансного сопротивления контура Л3С3. Из
рис. 2.171, а видно, что при малой величине напряжения гетеро-
дина амплитуда переменной составляющей промежуточной часто-
ты тока смесительной лампы мала, и поэтому напряжение на вы-
ходе преобразователя мало. Это объясняется тем, что при неболь-
шой амплитуде Umr используется нижний пологий участок харак-
теристики лампы, где ее крутизна мала. Поэтому изменения им-
пульсов анодного тока смесительной лампы происходят в неболь-
ших пределах.
При увеличении напряжения гетеродина изменения анодного
тока с частотой биений сначала возрастают (рис. 2.171,6), а за-
тем уменьшаются. Поэтому для каждого угла отсечки тока анод-
ного детектора и типа выбранной лампы существует оптимальная
амплитуда напряжения гетеродина, при которой переменная со-
ставляющая промежуточной частоты максимальна.
410
Из рис. 2.171 видно, что изменение амплитуды импульсов анод-
ного тока смесительной лампы
= $d ' &та
где Sd — крутизна участка сеточной динамической характеристи-
ки лампы, в пределах которого происходит перемещение рабочей
Рис. 2.171. Графики процесса детектирования биений в од-
носеточном преобразователе частоты при различной вели-
чине напряжения гетеродина
точки по закону огибающей суммарного напряжения, действую-
щего на сетке. Положение этой части рабочего участка сеточной
динамической характеристики зависит от амплитуды напряжения
гетеродина.
Амплитуда переменной составляющей тока промежуточной ча-
стоты смесительной лампы /тПр всегда меньше, чем Д/ша:
пр = «О * та = а0 $4	= *^пр * ^та
411
где % — коэффициент постоянной составляющей тока
смесителя;
5пр = aQSa — крутизна преобразования смесительной лампы;
она равна отношению амплитуды переменной со-
ставляющей тока промежуточной частоты смеси-
тельной лампы к амплитуде напряжения сигнала,
действующего на входе преобразователя ча-
стоты.
В зависимости от угла отсечки анодного тока смесительной
лампы, формы ее характеристики и величины напряжения гетеро-
дина коэффициент ао обычно бывает в пределах 0,3—0,4, хотя
практически возможны и другие
его значения.
При выбранном напряжении
смещения Eg крутизна преобразо-
вания смесительной лампы зави-
сит от амплитуды напряжения ге-
теродина так, как это показано
на рис. 2.172. Обычно Umr Опт =
= 3—10 в.
Наряду с оптимальной ампли-
тудой напряжения гетеродина су-
ществует оптимальная величина
угла отсечки анодного тока смеси-
тельной лампы.
Для триодных смесителей
©опт —90°. В пентодном смесителе
Рис. 2.172. Зависимость кру-
тизны преобразования в одно-
сеточном преобразователе ча-
стоты от амплитуды напряже-
ния гетеродина при неизмен-
ной величине напряжения сме-
щения
©опт —120°. Поэтому напряжение смещения в смесителе выбирают
близким к напряжению запирания лампы. Амплитуда напряжения
гетеродина обычно выбирается немного меньше Eg.
Поскольку амплитуда выходного напряжения промежуточной
частоты
Uт вых
т пр * R* — *^*пр * EJmz • /?э,
то формула для коэффициента передачи преобразователя частоты
получится в следующем виде:
Kn=^ = S пр./?э.	(2.257)
При оптимальном угле отсечки анодного тока смесителя и оп-
тимальной амплитуде напряжения гетеродина крутизна преобра-
зования максимальна. В триодном смесителе она равпа 5прМакс —
^0,25 5макс, В пентодном смесителе— 5пр.макс^0,355макс, где5макс—
максимально возможная крутизна сеточной статической характе-
ристики лампы (указывается в справочнике по радиолампам).
Отсюда следует, что пентодный смеситель имеет больший коэф-
фициент передачи, чем триодный (при одинаковой крутизне их
сеточных статических характеристик). Однако уровень внутренних
шумов пентодного смесителя значительно больше, чем триодного.
412
Поэтому пентодный смеситель в радиолокационных приемниках
применяется редко.
Простое преобразование частоты при помощи схемы, изобра-
женной на рис. 2.167, может успешно осуществляться только до
частот порядка немногих сотен мегагерц. На более высоких ча-
стотах сигнала начинает проявляться недостаток режима простого
преобразования частоты. Он заключается в близкой настройке
сигнального и гетеродинного контуров. По этой причине контур
гетеродина обладает большим индуктивным сопротивлением для
переменной составляющей анодного тока частоты сигнала (если
fc</r). Следствием этого является малая величина входного ак-
тивного сопротивления смесителя со стороны сигнального кон-
тура. Оно заметно шунтирует контур ухудшая его частотную
избирательность и уменьшая коэффициент усиления предыдущего
каскада УВЧ. Влияние индуктивности в цепи катода лампы уси-
лителя на его входное сопротивление рассмотрено в § 9.
Входное сопротивление смесителя тем меньше, чем больше
число витков между точками аб контура L2C2 и чем ближе ча-
стота его настройки к контуру L\C\.
Второй недостаток рассматриваемой схемы состоит в малой
величине входного сопротивления смесителя со стороны гетероди-
на. Это сопротивление одинаково при любом количестве витков
между точками аб контура Ь2С2. Объясняется это следующим об-
разом. Допустим, что на сигнальном контуре LXCX напряжения
нет. Напряжение гетеродина создает в анодной цепи*смесительной
лампы переменную составляющую Iar=--^dUr- Этот ток проходит
между точками аб контура гетеродина, где создано напряже-
ние Ur. Следовательно, между этими точками сопротивление для
переменной составляющей тока частоты fr равно
р —	-	1
*ВХ‘Г~ /а.г“ S^Ur^ Sd ’
Сопротивление RFX.r имеет величину порядка сотен ом. Оно за-
метно шунтирует контур гетеродина, ухудшая его добротность. Тем
самым понижается стабильность частоты колебаний гетеродина и
ухудшается форма его напряжения.
Бороться с этими неприятными явлениями можно различными
способами. Совершенно очевидно, что для улучшения добротности
контуров LiCi и L2C2 желательно уменьшать число витков между
точками аб гетеродинного контура. Однако при этом будет умень-
шаться напряжение гетеродина, подводимое к сетке смесительной
лампы. Это повлечет за собой уменьшение коэффициента передачи
преобразователя частоты. Несмотря на это, данная мера исполь-
зуется весьма часто, так как оптимальная величина напряжения
гетеродина обычно в десятки раз меньше напряжения на всем
гетеродинном контуре.
Если таким способом не удается получить желательных ре-
зультатов, то приходится применять сложное преобразование ча-
413
стоты. Оно осуществляется за счет значительного понижения ча-
стоты колебаний гетеродина.
Для выяснения такой возможности необходимо произвести ма-
тематический анализ частотного состава анодного тока лампы
смесителя. С целью его упрощения будем учитывать, что ампли-
туда напряжения сигнала Urac всегда много меньше амплитуды
напряжения гетеродина Umr- В этих условиях можно считать, что
крутизна лампы смесителя для напряжения сигнала периодически
изменяется с частотой гетеродина.
Рис. 2.173. Зависимость крутизны характеристики смесителя в типовом
режиме работы от напряжения гетеродина и первые составляющие кру-
тизны
В режиме работы с отсечкой анодного тока смесительной лам-
пы, близкой к 90°, закон изменения крутизны рабочего участка
сеточной динамической характеристики показан на рис. 2.173.
Из этого рисунка ясно, что уравнение для мгновенных значе-
ний крутизны смесителя можно записать в виде ряда Фурье:
Sd — Sq + Sml * C0S 4" $т2 * Cos 2о>г/ + . . . ,
где Smb Sm2 — амплитуда гармоник крутизны смесителя.
Мгновенное значение анодного тока смесительной лцмпы опре-
деляется уравнением
^а — $4 •
414
В этом уравнении крутизна Sd является функцией напряжения
гетеродина, а напряжение ug состоит из постоянного напряжения
смещения Eg и переменного напряжения сигнала ис. Напряжение
сигнала удобно считать косинусоидальным, так как при этом полу-
чаются более простые тригонометрические преобразования.
Поэтому полагаем
ug = Eg + Ume cos со/.
Тогда
4 = (So + Sml cos <о/ + Sm2 cos 2d>/ + •. •) (Eg + Umc • cos azt) =
= S0Eg + Smi Eg cos co/ + Sm2 Eg cos 2<o/ + ... +
+ SQUmz cos 0)/ + SmX Umc • cos CO/. cos CO/ +
+ S^2 Ume COS 2d)/ • COS (0c/ + . . .
Известно, что
cos a cos p = cos (a + P) + ~- cos (a — P).
В соответствии с этой формулой получим:
4 = SQEg + Sml Eg cos со/ + Sm2 Eg cos 2co/ + ... +
Sg Umz • cos coc/ -| — Smi • Umz cos (cor coc) f -j-
4 ^mi ’ Ume cos (сог co/ t -| 2~ S/^2 иmz cos (2o)r -|- coc) t -|~
H 2~ Ume COS (2cor C0c) t ,
Полученное уравнение подтверждает наше предыдущее рас-
суждение о наличии в составе анодного тока смесительной лампы
переменной составляющей разностной частоты, а также состав-
ляющих частот сигнала и гетеродина.
Но кроме этих составляющих в составе импульсного тока сме-
сителя имеется еще множество различных комбинационных со-
ставляющих.
Их частоты можно определять по формуле
(О = + (/псог + /10)с)
или
/= ±	± «/с).
где т и п — произвольные целые числа, включая нуль.
Знак перед скобкой необходимо брать таким, чтобы определяе-
мая частота комбинационной составляющей получалась положи-
тельной.
Совершенно очевидно, что любая переменная составляющая
тока лампы смесителя может создавать на контуре L3C3 выходное
напряжение. Однако практически для создания выходного напря-
415
жения промежуточной частоты контур А3С3 настраивают на одну
из разностных комбинационных частот.
Преобразование частоты называется простым, если
/пр= /г /с
При сложном преобразовании получают промежуточную ча-
стоту
/ПР = 2/Г-/С
или
/пр = 3/г	/с.
В последних случаях контур гетеродина настроен на частоту,
значительно более низкую, чем сигнальный контур. Поэтому со-
противление гетеродинного контура между точками аб для тока
частоты сигнала является емкостным и очень малым по величине.
В этих условиях входное сопротивление смесителя со стрроны
сигнального контура не уменьшается за счет контура гетеродина.
При использовании высших гармоник гетеродина с целью по-
лучения промежуточной частоты необходимо выбирать угол от-
сечки анодного тока детекторной (смесительной) лампы таким,
чтобы его полезная переменная составляющая имела (наибольшую
амплитуду.
Недостатком данного способа получения промежуточной часто-
ты является небольшое значение коэффициента передачи преоб-
разователя. Поэтому сложное преобразование частоты применяют
только в случае крайней необходимости.
В разобранной схеме преобразователя частоты связь гетеро-
дина со смесителем была автотрансформаторной. На практике
применяют и другие виды связи (индуктивную, емкостную, через
активное сопротивление и т. д.).
В диапазоне дециметровых волн односеточное преобразование
частоты обычно осуществляется на триоде маячкового типа (на-
пример, 6С5Д). В этом случае сеточным колебательным контуром
смесителя служит резонансная коаксиальная линия.
Схема и конструкция смесительного каскада на маячковом
триоде изображены на рис. 2.174. По своему конструктивному вы-
полнению данный каскад подобен резонансному усилителю на той
же лампе (рис. 2.134, а), только вместо двух коаксиальных резона-
торов здесь имеется один. Он включен в сеточную цепь лампы и
настроен на частоту принимаемого сигнала. Коаксиальный резо-
натор выполняет роль входного контура смесителя.
Напряжение сигнала и напряжение гетеродина подводятся к
коаксиальному резонатору. Связь автотрансформаторная. Для
этого в подвижном мостике смесителя имеется два контакта свя-
зи. Связь смесителя с гетеродином выбирается минимальной. По-
этому контакт связи смесителя с гетеродином находится близко
от пружинного короткозамыкателя резонатора.
416
Выходной контур смесителя LC при помощи короткого отрез-
ка гибкого коаксиального кабеля включен в анодную цепь лампы
смесителя, который собран по схеме параллельного питания. Часть
элементов схемы (высокочастотный дроссель, конденсаторы С2
и С3, сопротивление развязывающего фильтра /?2) помещена вну-
Рис. 2.174. Схема и конструкция смесительного каскада на маячко-
вом триоде
три среднего цилиндра. Настройка выходного контура на проме-
жуточную частоту обычно осуществляется изменением индуктив-
ности.
Диодное преобразование частоты
В диодных преобразователях частоты применяются вакуумные
и полупроводниковые диоды. Диодное преобразование частоты с
использованием вакуумных диодов получило наибольшее приме-
нение в приемниках дециметрового диапазона. Иногда оно при-
меняется и на метровых волнах. Диодное преобразование на по-
лупроводниковых диодах применяется главным образом в диапа-
зоне сантиметровых волн.
Основным достоинством диодного преобразователя частоты яв-
ляется меньший уровень собственных шумов по сравнению с одно-
сеточным преобразователем.
14—869	417
Простейшая схема диодного преобразователя частоты изобра-
жена на рис. 2.175. В этой схеме на входном контуре LiCi, на-
строенном на частоту сигнала, создается результирующее напря-
жение uc + ur. Его амплитуда изменяется с частотой биений, рав-
Рис. 2.175. Упрощенная схема диодного преобразова-
теля частоты и графическое изображение процесса де-
тектирования биений
ной разности частот колебаний сигнала и гетеродина. Результи-
рующее напряжение на контуре детектируется диодным детек-
тором.
Ток диода -состоит из многочисленных переменных составляю-
щих, имеющих частоты mfr±nfc (если fr>fc) или nfc±mfr (если
fr<fc), где mfr— гармоники колебаний гетеродина, a nfc — гармо-
ники колебаний сигнала. Любой из переменных токов диода мо-
418
Рис. 2.176. Зависимость
коэффициента передачи
диодного преобразова-
теля частоты от ампли-
туды напряжения гете-
родина
жет создать выходное напряжение при соответствующей настрой-
ке контура LzC2.
Будем считать, что контур L2C2 настроен на частоту биений, а
/г>/с. В этом случае выходное напряжение преобразователя имеет
частоту fnp = fr — fc, а его амплитуда равна £Лпвых==ЛппрАэ==
= KnUmc, где Кп — коэффициент передачи преобразователя ча-
стоты.
Напряжение ивых можно рассматривать как изменяющееся на-
пряжение смещения, подаваемое на анод диода. С учетом этого
на рис. 2.175 изображен процесс детектирования биений в диод-
ном преобразователе частоты. Из этого ри-
сунка видно, что максимальное изменение
амплитуды импульсов анодного тока диода
от ее среднего зна|чения составляет вели-
чину ДЛпа = 5(1 — Л’пЖпс.
Амплитуда переменной составляющей
тока промежуточной частоты /тпр всегда
меньше ДЛпа в несколько раз, т. е. ЛпПр =
= а0АЛпа, где а0 — коэффициент постоянной
составляющей тока детектора.
В зависимости от угла отсечки тока
диода, формы его характеристики и ампли-
туды напряжения гетеродина коэффициент
ао обычно бывает в пределах 0,1—0,3.
Амплитуда выходного напряжения промежуточной частоты
U т пр == т пр * Кэ =	(1	Ап) Uтс ' Аэ == Ап * U тс*
Откуда
= i +«0SR3 	(2.258)
При неизменной величине резонансного сопротивления конту-
ра L2C2 коэффициент передачи диодного преобразователя частоты
зависит от амплитуды напряжения гетеродина (рис. 2.175). Если
Umr мала, то используется пологий участок характеристики диода
и изменение импульсов анодного тока лампы происходит в не-
больших пределах. При увеличении Umr крутизна рабочего участ-
ка характеристики диода сначала возрастает, а затем остается
практически неизменной. Аналогично изменяется и коэффициент
передачи диодного преобразователя частоты (рис. 2.176). Эта за-
висимость показывает, что оптимальная величина напряжения ге-
теродина не является критичной. Обычно берут (Лиг=1—5 в.
Так как диод не обладает усилительными свойствами, то коэф-
фициент передачи диодного преобразователя частоты всегда мень-
ше единицы. Обычно Ап = 0,4—0,7. Малая величина коэффициента
передачи диодного преобразователя является его недостатком.
В дециметровом диапазоне волн в качестве входного контура
диодного преобразователя частоты обычно используется коакси-
альная короткозамкнутая линия, а диод применяется маячкового
14*	419
типа (например, 6ДЗД). На рис. 2.177 показана типичная кон-
струкция и эквивалентная схема диодного преобразователя часто-
ты дециметрового приемника.
Входной сигнал подводится к коаксиальному резонатору. Связь
автотрансформаторная. Для этой цели в подвижном мостике
имеется контакт связи. Колебания с частотой гетеродина возбуж-
даются в резонаторе при помощи петли связи. Емкость Ск заклю-
Рис. 2.177. Конструкция и эквивалентная схема смесителя на
маячковом диоде
чена внутри маячкового диода и имеет величину порядка 30 пф.
Емкость Сат образована между дисковым выводом анода и анод-
ным цилиндром. Высокочастотный дроссель £др представляет со-
бой небольшую пружинку из фосфористой бронзы. Она создает
контакт с анодом лампы и препятствует проникновению колебаний
сигнала на вход УПЧ.
На сопротивлении /?к за счет постоянной составляющей анод-
ного тока детекторной лампы создается напряжение смещения,
благодаря которому угол отсечки анодного тока диода получается
в пределах 30—60°.
Выходной контур L2C2 настроен на промежуточную частоту
приемника, которую выбирают равной /Пр = 2/Г — fc или /Пр =
= 3/г-/с.
В приемниках сантиметрового диапазона получить значитель-
ное усиление сигналов на частоте принимаемых колебаний за-
420
труднительно. Поэтому в этих приемниках усилители напряжения
высокой частоты часто отсутствуют. В этом случае первым каска-
дом приемника является преобразователь частоты. Если преобра-
зование частоты осуществляется на входе приемника, то его пре-
образователь должен обладать малым уровнем внутренних шу-
мов.
Детектор преобразователя в приемнике сантиметровых волн
кроме малого уровня внутренних шумов должен также иметь ма-
лую проходную емкость, малую индуктивность выводов и малое
В
I.
I1'
Я)
§
в
§

В
CD
В
Поршень
I
Латунный
контакт
с резьбой
Латунный
'контакт
Платиновая
проволока
Германий
Керами чес кая
гильза
4,2
d
Ч
7,3
а
Латунный
контакт
Керамическая
* гильза
Вольфрамовая
проволока
Кремний
Регулировоч-
'ный винт
Латунное
основание
л»
Рис. 2.178. Устройство и условное обозначение полупроводниковых диодов, при-
меняемых в преобразователях частоты:
а — кремниевый диод: б — германиевый днод
пролетное время электронов. Такими свойствами обладают только
полупроводниковые диоды с точечным контактом. Поэтому в при-
емниках сантиметрового диапазона применяются исключительно
диодные преобразователи частоты. В таких преобразователях в
качестве смесителя используются специальные кремниевые и гер-
маниевые диоды.
Типичная конструкция кремниевого диода, применяемого в сме-
сителях, показана на рис. 2.178, а. Небольшой кристалл кремния
припаян к регулировочному винту и имеет с ним надежное со-
единение. С противоположной стороны кремний имеет контакт с
вольфрамовой проволочкой. Площадь этого контакта очень мала
(порядка 10“6 см2). Такое устройство обладает односторонней про-
водимостью при наличии ничтожной проходной емкости (десятые
доли пикофарады) и очень малого пролетного времени элек-
тронов.
Образец германиевого диода, применяемого в смесителях, изо-
бражен на рис. 2.178,6. Его устройство видно из рисунка. Раз-
меры диода очень малы.
421
Конструктивное выполнение полупроводниковых диодных сме-
сителей бывает весьма различным. Распространенный вариант
коаксиального смесителя 10-сантиметрового диапазона приведен
на рис. 2.179.
Петля связи 1 вводится в объемный резонатор антенного пере-
ключателя радиолокационной станции, и в ней наводится ЭДС
сигнала. Энергия сигнала по коаксиальной линии 2 поступает к
Рис. 2.179. Типичная конструкция коаксиального диодного смесителя:
1 — петля связи; 2, 3, 4 — коаксиальные линии; 5 — регулировочный винт; 6 — сколь-
зящий контакт; 7 —стакан; 8 — диэлектрик; 9 — внутренний провод коаксиальной
линии
полупроводниковому диоду. Входное сопротивление диода не рав-
но волновому сопротивлению линии 2, и поэтому в ней устанав-
ливаются смешанные волны электромагнитного поля. Следова-
тельно, такой отрезок линии обладает свойствами колебательного
контура с распределенными постоянными. Частота собственных
колебаний этого контура обычно равна средней частоте рабочего
диапазона. Добротность коаксиального контура сравнительно
мала, так как детектор вносит в него значительное активное со-
противление. А это означает, что полоса пропускания входной ли-
нии широкая (сотни мегагерц). Поэтому при изменении рабочей
частоты передатчика радиолокационной станции перестройка вход-
ной линии не всегда обязательна.
422
Колебания от гетеродина подводятся к смесителю по отрезкам
коаксиальных линий 3 и 4. Линия 4 заканчивается диском связи,
который может перемешаться вдоль линии при помощи регули-
ровочного винта 5. Расстояние от винта до скользящего контак-
та 6 равно четверти волны колебаний гетеродина, и этот отрезок
линии представляет собой металлический изолятор.
Изменением положения диска связи осуществляется регули-
ровка степени связи смесителя с гетеродином. Ее всегда уста-
навливают минимально необходимой. В этом случае на выходе
преобразователя частоты получается наименьший уровень шумов.
За счет энергии, поступающей от гетеродина, во входном коак-
сиальном контуре 2 возникают вынужденные колебания с часто-
той гетеродина.
Рис. 2.180. Элемент коаксиального диодного смесителя:
7 — стакан; 9 — внутренний провод коаксиальной линии
При наличии радиоимпульса, поступающего от антенны, проис-
ходит смешивание двух колебаний, в результате чего возникают
биения, которые детектируются. Нагрузкой диода служит колеба-
тельный контур LKCK, соединяющийся со смесителем отрезком
коаксиальной линии. Этот контур настроен на частоту биений и
для тока этой частоты представляет большое сопротивление (ты-
сячи ом). Для всех других частот его сопротивление мало. По-
этому на контуре LKCK создается напряжение промежуточной ча-
стоты, которая равна /пр = /г — fc-
С целью уменьшения потерь энергии сигнала в процессе пре-
образования частоты высокочастотные составляющие тока детек-
тора через контур LKCK в разбираемой схеме не пропускаются, а
замыкаются внутри самого смесителя. Для этого в смесителе
имеется высокочастотный фильтр, состоящий из четвертьволнового
стакана 7, который заполнен высокочастотным диэлектриком 8.
Такой же диэлектрик имеется между стаканом и наружным про-
водом коаксиальной линии.
В увеличенном виде этот участок смесителя изображен на
рис. 2.180. Внешняя поверхность стакана 7 вместе с наружным
423
ЦровоДникОм образует коаксиальную линию, разомкнутую на
конце. Длина этой линии равна четверти волны, распространяю-
щейся в диэлектрике. Если, например, длина волны принимаемых
колебаний Хс=10 см. а диэлектрическая проницаемость диэлек-
трика ег = 2,25 (полиэтилен), то стакан должен иметь длину.
/„ = ^>^=1,67^.
Если данное условие выполнено, то между точками аб входное
сопротивление очень мало. Указанный отрезок коаксиальной ли-
нии обладает свойствами последовательного колебательного кон-
тура, настроенного на частоту сигнала.
Эквивалент
антенного
переключателя
Эквивалент f0 = 3000 МГц
ЛЧ->д	Г„=3«МГЧ
вых
РОЗОВО МГц I
Петля
связи
Гетеродин
(клистрон)
I
Uc+Ur
Рис. 2.181. Эквивалентная схема коаксиального диодного преобра-
зователя частоты, изображенного на рис. 2.179
f0~ 3000 МГц
Диск
связи
fr = 3030 МГц
Однако значительная часть высокочастотной энергии все же
просачивается к точкам ее. Но между этими точками входное со-
противление для частоты сигнала велико, так как внутренние
стенки стакана 7 вместе с внутренним проводом 9 коаксиальной
линии образуют короткозамкнутую четвертьволновую линию. Этот
участок смесителя обладает свойствами параллельного колеба-
тельного контура, настроенного на частоту сигнала. Поэтому от
представляет собой заградительный фильтр для высокочастотных
колебаний и в то же время не является препятствием для перемен-
ной составляющей тока промежуточной частоты.
На основании приведенных рассуждений получается эквива-
лентная схема коаксиального диодного преобразователя частоты,
изображенная на рис. 2.181. На этой схеме входная коаксиальная
линия смесителя представлена контуром LaCa. Она связана с кон-
туром антенного переключателя петлей связи Lca. Через емкость
диска связи Ссв во входной контур поступает энергия от гетероди-
на. Поэтому в данном контуре происходит смешивание колебаний
сигнала с колебаниями гетеродина. В результате сложения двух
колебаний, имеющих различные частоты, на контуре получается
424
напряжение, амплитуда которого изменяется с частотой возни-
кающих биений. Это напряжение детектируется полупроводнико-
вым диодом. Нагрузкой его является контур LKCK, настроенный
на промежуточную частоту.
Последовательный контур L'$C'$ настроен на частоту сигнала.
Поэтому для колебаний данной частоты и для других колебаний,
близких по частоте, он имеет малое сопротивление. Параллельный
контур £//фС,,ф для тех же частот имеет большое сопротивление.
Ввиду этого высокочастотные составляющие тока детектора не по-
падают в контур LKCK, а замыкаются через последовательный кон-
тур Л'фС'ф. В то же время последовательный контур для перемен-
Клистрон
I
Выход к УПЧ
Рис. 2.182. Простая конструкция волноводного диодного
преобразователя чистоты:
/ — разрядник; 2 — окно связи; 3 — волновод-. 4 — детектор; 5 —
гетеродин; 6 — штырь связи; 7 — емкость; 8 — поршень настройки
ной составляющей промежуточной частоты имеет очень большое
сопротивление, а сопротивление параллельного контура для нее
ничтожно мало. Поэтому составляющая тока промежуточной ча-
стоты проходит через контур LUCK и создает на нем напряжение
этой частоты.
Вариант конструктивного выполнения волноводного диодного
смесителя для трехсантиметрового диапазона изображен на
рис. 2.182.
Высокочастотная энергия принимаемого сигнала поступает от
разрядника 1 через окно 2 связи в отрезок прямоугольного волно-
вода 3. Она распространяется к диодному детектору 4 в виде вол-
ны электромагнитного поля типа Ню.
Колебания от клистропного гетеродина 5 вводятся в отрезок
волновода 3 с помощью штыря 6 связи. Клистрон монтируется
непосредственно на широкой стенке волновода. Расстояние от
штыря 6 клистрона до окна связи 2 равно нечетному числу чет-
вертей волн. Поэтому энергия колебаний клистрона распростра-
няется только в направлении детектора в виде волны электромаг-
нитного поля типа HiQ.
425
В результате сложения двух колебаний, имеющих различные
частоты, происходит образование результирующей электромагнит-
ной волны, амплитуда которой изменяется с частотой биений. Эта
волна распространяется к диодному детектору 4, расположенному
параллельно узким стенкам волновода.
Для согласования входного сопротивления диода с волновым
сопротивлением волновода применяется поршень 8 настройки. Он
расположен от диода на расстоянии четверти волны результирую-
щего электромагнитного поля. Под воздействием этого поля в
цепи диода возникает ток, среднее значение которого изменяется
с частотой биений.
Дг
Рис. 2.183. Схема двухтактного диодного преоб-
разователя частоты
Нагрузкой диода является входной контур УПЧ, настроенный
на промежуточную частоту. Он соединяется с диодом при помощи
гибкого коаксиального фидера. Высокочастотные составляющие
тока диода в фидер промежуточной частоты не поступают. Они
замыкаются через небольшую емкость 7.
Для повышения чувствительности приемника сантиметрового
диапазона необходимо, чтобы преобразователь частоты обладал
малым уровнем внутренних шумов. Напряжение шумов на вы-
ходе преобразователя частоты создается антенной, входной цепью,
полупроводниковым диодом и гетеродином. Если в качестве гете-
родина используется отражательный клистрон, то в общем уровне
шумов преобладают шумы, создаваемые гетеродином.
Для борьбы с шумом гетеродина на сантиметровых волнах
часто применяется двухтактный диодный преобразователь часто-
ты. Его принцип действия поясняется с помощью схемы, изобра-
женной на рис. 2.183. В данной схеме имеются два полупроводни-
ковых диода. Они включены так, что напряжение гетеродина иг
воздействует на оба диода в одинаковой фазе, а напряжение сиг-
нала ис приложено к ним в противофазе. Верхняя и нижняя по-
ловины схемы строго симметричны.
Допустим, что гетеродин работает, а сигнала нет (ис = 0).
В этом случае происходит детектирование напряжения гетероди-
на. Но так как токи обоих диодов в катушке L3 протекают на-
встречу друг другу, то на выходе схемы напряжения нет. Таким
образом, происходит компенсация любой гармоники гетеродина,
а следовательно, и всех его шумовых составляющих.
426
Если же на входе схемы действует только один сигнал (гете-
родин не работает), то диоды работают поочередно и, следова-
тельно, происходит двухполупериодное детектирование сигнала.
Однако на выходе схемы напряжения не будет, так как емкость С
имеет значительную величину и ее сопротивление для частоты сиг-
нала мало.
Если в схеме действуют оба напряжения (сигнала и гетероди-
на), то в результате сложения напряжения гетеродина с напряже-
ниями сигнала иаб и ибв возникают биения, которые детектируют-
ся. Так как напряжение сигнала подводится к диодам в противо-
фазе, то переменная составляющая промежуточной частоты проте-
Рис. 2.184. Двухтактный пре-
образователь частоты с Т-об-
разным волноводным развет-
вителем
Л/	д2
и
Рис. 2.185. Конфигура-
ция электрического поля
сигнала в Т-образном
волноводном разветви-
теле
кает через диоды Д\ и Д2 также в противофазе. Это означает, что
в катушке L3 переменные составляющие промежуточной частоты
обоих диодов протекают в одном направлении и, складываясь, на-
водят ЭДС в катушке £4. Контур L4C настроен на промежуточную
частоту. Поэтому на выходе схемы действует напряжение проме-
жуточной частоты. Оно подается на управляющую сетку лампы
первого каскада УПЧ.
Разобранная схема двухтактного преобразователя частоты на
сантиметровых волнах конструктивно выполняется в виде двой-
ного Т-образного волноводного разветвителя (рис. 2.184). Элек-
тромагнитное поле сигнала распространяется в волноводе 1 в виде
волны типа Ню. Электрическое поле действует между широкими
стенками волновода и, распространяясь по разветвлениям 3 и 4,
достигает диодов с разностью фаз в 180° (рис. 2.185). Электромаг-
нитное поле от гетеродина распространяется в волноводе 2 также
в виде волны Ню- Распространяясь по разветвлениям 3 и 4, оно
достигает диодов с разностью фаз, равной нулю.
Колебания промежуточной частоты от диодов по гибким коак-
сиальным фидерам поступают на двухтактную входную цепь УПЧ.
Двухтактные преобразователи частоты часто называются баланс-
ными преобразователями.
427
8. Преобразование частоты в приемниках связи
Преобразователь частоты в приемнике связи выполняет ту же
роль, что и в радиолокационном приемнике. В нем происходит
понижение несущей частоты принимаемых сигналов и их боковых
частот.
В приемниках связи применяют односеточное, двухсеточное и
транзисторное преобразование частоты.
Односеточное преобразование частоты
Односеточный преобразователь частоты приемника связи прин-
ципиально не отличается от аналогичного преобразователя ра-
диолокационного приемника. Но он имеет некоторые специфиче-
ские особенности. Один
из возможных вариантов
односеточного преобразова-
теля частоты приведен на
рис. 2.186. В данной схеме
связь смесителя с гетероди-
ном емкостная. Она осуще-
ствляется через конденсатор
Сев, емкость которого (часто
выбирают равной 5—30 пф.
Возможны и другие виды
связи (индуктивная, авто-
трансформаторная и пр.).
Отметим две особенно-
сти схемы. Первая заклю-
чается в том, что анодной
нагрузкой смесительной
лампы является полосовой
фильтр—система двух свя-
занных контуров. Оба кон-
тура одинаковы и настрое-
ны на промежуточную ча-
стоту. Такая нагрузка
смесителя встречается и в радиолокационных приемниках, но зна-
чительно реже, чем в приемниках связи. Вторая особенность со-
стоит в том, что контур гетеродина содержит два дополнительных
конденсатора С$ и С6, которые называются сопрягающими. О их
назначении сказано ниже.
Промежуточная частота приемника связи всегда равна частоте
биений, возникающих при смешивании колебаний сигнала с коле-
баниями гетеродина. В дальнейшем будем считать, что /пр =
= fr fc-
Уравнение для переменной составляющей анодного тока про-
428
межуточной частоты смесительной лампы может быть записано
в следующем виде:
пр 1щ пр * SIH (<ОГ	t = Snp Uтс sin (tt>r (Dc)
Если контуры полосового фильтра Ь3С3 и L4C4 настроены на
частоту биений, а связь между контурами критическая, то напря-
жение на выходе преобразователя частоты
^ВЫХ = ~2~ т ПР	Шс) t =
= ~2“ 5пр • итс • R9 • sin (<‘>г шс) /,	(2.259)
где /?э — резонансное сопротивление одного из контуров полосо-
вого фильтра без учета влияния второго контура.
Из уравнения (2.259) следуют два важных вывода: 1) если
принимаемые колебания модулированы по амплитуде (изменяется
f/mc), то и напряжение промежуточной частоты будет амплитудно-
модулированным; 2) если принимаемые колебания модулированы
по частоте (изменяется шс), то и напряжение промежуточной ча-
стоты будет частотно-модулированным. Следовательно, в процессе
преобразования частоты закон модуляции преобразуемых колеба-
ний сохраняется неизменным.
Физические процессы, происходящие в односеточном преобра-
зователе частоты приемника AM колебаний, иллюстрируются
рис. 2.187.
На входном контуре LjCi (рис. 2.186) действует амплитудно-
модулированное напряжение сигнала, имеющее частоту fc. На
этом же контуре создается напряжение гетеродина. Оно имеет ча-
стоту /г. В результате сложения двух напряжений различной ча-
стоты возникают биения, происходящие с разностной частотой.
Однако амплитуда биений не постоянна, а изменяется по закону
модуляции сигнала (рис. 2.187, в). Поэтому у суммарного напря-
жения есть две огибающие. Одна из них имеет частоту модуля-
ции Емод, а другая — разностную частоту Д — /с. Это напряжение
детектируется. В составе анодного тока лампы смесителя
(рис. 2.187, г) имеется переменная составляющая разностной часто-
ты. Ее амплитуда изменяется по закону модуляции сигнала.
Поскольку контуры полосового фильтра настроены на частоту
биений, то на выходе преобразователя создается переменное на-
пряжение промежуточной частоты, модулированное по амплитуде
(рис. 2.187,5).
На рис. 2.188 изображены графики процессов, происходящих
в односеточном преобразователе частоты приемника ЧМ колеба-
ний. В этом случае амплитуда биений постоянна, но их частота
изменяется по закону модуляции сигнала. Поэтому и на выходе
преобразователя действует напряжение, модулированное по ча-
стоте.
429
Напряжение сигнала
fc
7
Рез иль тир цюш, ее напряжение на входе смесителя
Uc*ur^	Гпр~?г	fмод
Рис. 2.187. Графическое изображение процесса понижения ча-
стоты сигнала в односеточном преобразователе частоты при
приеме AM колебаний
430
а
Напряжение сигнала
Закон изменения частоты сигнала
Напряжение гетеродина

t
t
Резцльтирующие напряжение на входе лампы
Ток лампы смесителя
1а
i	^fnp~ ?Г Ъ
цвых\
Выходное напряжение	t
'пр ~?г~?с
t
Закон изменения частоты выходного напряжения
f '""L
’пр ср Г=
Рис. 2.188. Графическое изображение процесса понижения
частоты сигнала в односеточном преобразователе частоты при
приеме ЧМ колебаний
431
Коэффициент передачи односеточного преобразователя часто-
ты, изображенного на рис. 2.186, при критической связи между
контурами полосового фильтра равен
KB = -t-SnpR9.
Двухсеточное преобразование частоты
Двухсеточное преобразование частоты в приемниках связи осу-
ществляется на пентодах и многосеточных лампах. Пример схемы
двухсеточного преобразователя частоты на пентоде изображен на
Рис. 2.189. Схема двухсеточного преобразователя
частоты на пентоде
рис. 2.189. Воспользуемся этой схемой для объяснения основных
принципов двухсеточного преобразования.
На первую (сигнальную — управляющую) сетку лампы подает-
ся переменное напряжение сигнала ис, имеющее частоту /с, и по-
стоянное отрицательное смещение Egi. На третью (гетеродин-
ную— защитную) сетку лампы подается переменное напряжение
гетеродина иг, имеющее частоту /г, и постоянное отрицательное сме-
щение Eg3. На экранирующей сетке напряжение постоянное, и на
изменения анодного тока она не оказывает влияния. Эта сетка
служит экраном между сигнальной и гетеродинной сетками,
432
Анодный ток лампы пульсирует как с частотой сигнала, так
и с частотой гетеродина. В результате этого получается смеши-
вание двух колебаний электронного потока лампы, и так как при
этом одновременно имеет место эффект детектирования (за счет
нелинейности динамической характеристики лампы), то в анодной
цепи можно выделить напряжение частоты биений. Для этого
контуры полосового фильтра настроены на разностную частоту.
Покажем, что в составе анодного тока пентода действительно
имеется переменная составляющая разностной (промежуточной)
частоты.
(мМ г- Мд
Рис. 2.190. Зависимость кру-
тизны характеристики пентода
от напряжения ug3
Рис. 2.191. Зависимость крутизны характе-
ристики смесительной лампы от напряже-
ния гетеродина
Мгновенные значения анодного тока усилительной лампы опре-
деляются выражением Za = Sdwgi, где Sa — крутизна рабочего уча-
стка сеточной динамической характеристики.
Для усилителя на пентоде сеточная динамическая характери-
стика практически совпадает со статической характеристикой и
в этом случае i&=Sugi.
В схеме, изображенной на рис. 2.189, крутизна рабочего уча-
стка сеточной характеристики пентода не остается постоянной, а
изменяется с частотой гетеродина под воздействием напряжения,
приложенного к третьей сетке. Сказанное поясняется рис. 2.190,
на котором приведены сеточные характеристики пентода, снятые
при различных напряжениях на третьей сетке. Каждому напря-
жению Ug3 соответствует определенная крутизна рабочего участка
(при неизменной величине напряжения £gi). У большинства пен-
тодов крутизна сеточной характеристики под воздействием гете-
родинного напряжения, приложенного к третьей сетке, изменяется
в некоторых пределах по линейному закону. Графически это пока-
зано на рис. 2.191. Поэтому мгновенное значение крутизны харак-
433
теристики смесительной лампы можно записать в следующем
виде:
S = So + Sm sin сог/,
где So — среднее значение крутизны характеристики, определяе-
мое величиной постоянного отрицательного смеще-
ния £g3;
Sm — максимальное изменение крутизны от ее среднего зна-
чения.
Оно определяется величиной амплитуды напряжения гетероди-
на. Если на управляющую сетку пентода подано напряжение
ugX = Egl + Umc sin <ос/,
то мгновенные значения анодного тока будут определяться вы-
ражением
4 = Sugl = (So + Sm sin шг0 (Egl + Umc sin шс/) =
= S0Egl + SmEgl sin + S0Umc sin +
+ SmUmc sin <ог/ sin шс/ = S0EgX + SmEgX sin wTt +
+ S0Umc sin <»ct + -g- SniUmz cos (<or — <oc) t —
2~	COS (<i)r -|~ Шс) t.
Отсюда видно, что в анодном токе смесительной лампы содер-
жится переменная составляющая разностной (промежуточной)
частоты. Ее мгновенное значение равно
пр == “2" $т Uтс СО2	== *S*nP Uтс. COS (о>г	(Dc) t =
= !т пР cos (<or — <ос) t,
где $пр = -1- Sm — крутизна преобразования смесительной лампы.
Если колебательные контуры полосового фильтра настроены
на промежуточную частоту, а связь между ними критическая, то
на выходе преобразователя частоты создается переменное напря-
жение
^вых === ПР 2 т ПР COS (^г шс) ==
= 4" 5пр  Uтс • Ъ • cos (<ОГ - Шс) t.	(2.260)
Из формулы 2.260 следует, что при изменении UmC происхо-
дит пропорциональное изменение амплитуды напряжения проме-
жуточной частоты. Если же производится прием ЧМ колебаний и
по закону полезных сигналов изменяется частота wc, то промежу-
точная частота приемника изменяется в тех же пределах, но около
нового среднего значения. Следовательно, в процессе преобразо-
434
(2.262)
вания частоты закон модуляции преобразуемых колебаний со-
храняется неизменным. Амплитуда напряжения промежуточной
частоты, действующего на выходе разбираемой схемы, равна
U т пр == 2 ^*пр ‘ Я9 &тс ==: Uтс*
Откуда коэффициент передачи двухсеточного преобразователя
частоты с нагрузкой из двух связанных контуров при критической
связи равен
КпЦМэ = Т5Л.	(2.261)
Из рис. 2.191 ясно, что наибольшая крутизна преобразования
получается в том случае, когда Umr = Eg3 = -у ^зо.
В этом случае
<?	— _1_ с _______L_ s?
‘-'пр. макс 2 т макс 4 макс’
где SMaKc — максимально возможная крутизна сеточной характе-
ристики лампы (указывается в справочниках).
Для такого режима преобразователя частоты имеем
Кп макс = *^макс
В двухсеточном преобразователе частоты на пентоде требуется
отдельная лампа для гетеродина. Этот недостаток устраняется,
если преобразователь частоты выполнить на пятисеточной лампе
(гептоде). Одна из схем преобразователя частоты на гептоде изо-
бражена на рис. 2.192. В этой схеме лампа выполняет две функ-
ции: гетеродина и смесителя. Напряжение сигнала подается на
третью сетку, и поэтому она называется сигнальной сеткой. Вто-
рая сетка (точнее, двойная экранная сетка) используется в каче-
стве анода гетеродина, собранного по трехточечной схеме с авто-
трансформаторной обратной связью. Первая сетка лампы является
управляющей сеткой гетеродина и называется гетеродинной сеткой.
Работа преобразователя частоты на гептоде не отличается от
работы преобразователя на пентоде. Под воздействием напряже-
ния гетеродина происходит качание характеристики с частотой /г,
а под воздействием напряжения сигнала рабочая точка на харак-
теристике перемещается вправо и влево с частотой fc (рис. 2.193).
Поэтому анодный ток лампы пульсирует с частотой гетеродина и
с частотой сигнала.
Благодаря нелинейности динамической характеристики гепто-
да среднее значение анодного тока изменяется с разностной ча-
стотой. Эта составляющая анодного тока, протекая через первич-
ный контур полосового фильтра, создает на нем (а следователь-
но, и на втором контуре) напряжение промежуточной частоты.
435
Общим недостатком всех преобразователей частоты на много-
сеточных лампах является высокий уровень внутренних шумов.
Поэтому применять их можно только при значительной величине
входного сигнала.
Рис. 2.192. Схема преобразователя частоты на
гептоде
Рис. 2.193. Зависимость кру-
тизны характеристики геп-
тода по третьей сетке от
напряжения ugi
Транзисторные преобразователи частоты
Транзисторные преобразователи частоты (ТПЧ) аналогичны
ламповым. Они бывают с внешним (отдельным) гетеродином или
с внутренним (совмещенным) гетеродином. Вариантов схем ТПЧ
существует очень много, но основные особенности таких преоб-
разователей можно пояснить на двух простейших примерах.
На рис. 2.194 изображена упрощенная схема ТПЧ с отдель-
ным гетеродином. Она аналогична односеточному преобразова-
телю. В данной схеме напряжение сигнала введено в цепь базы,
а гетеродина в цепь эмиттера. Между собой напряжения ис и иг
включены последовательно. Суммарное напряжение ис + ^г при-
ложено к эмиттерному переходу транзистора. Транзистор рабо-
тает в режиме коллекторного детектирования. Такой режим обес-
печивается резисторами /?бь R&z и /?э. Резистор /?б2 иногда отсут-
ствует. Благодаря резистору 7?э осуществляется температурная
стабилизация выбранного режима транзистора (за счет ООС по
постоянному току эмиттера).
Поскольку режим транзистора нелинейный, то в составе его
коллекторного тока имеется переменная составляющая разност-
ной (частоты. Ее амплитуда пропорциональна крутизне преобра-
зования. В зависимости от исходного режима смесителя и ампли-
436
туды напряжения гетеродина крутизна преобразования может со-
ставлять от 0,25 до 0,75 крутизны транзистора на частоте сигнала.
Точная величина данного параметра определяется эксперимен-
тально. При ориентировочных расчетах можно считать, что
*^пр.мин=0,25 *S.
Рис. 2.194. Вариант упрощенной схемы ТПЧ с отдельным гетеро-
дином
Если связь между контурами полосового фильтра (ПФ) кри-
тическая, то коэффициент передачи преобразователя можно опре-
делить по формуле
Kn*=~S^R3.pK-p6,	(2.263)
где Рк =	---коэффициент включения ПФ в цепь коллек-
тора;
рб = ----коэффициент включения ПФ в цепь базы сле-
-^К2
дующего транзистора.
Схема гетеродина на рис. 2.194 не раскрыта. Она может быть
любой. Очевидно, что гетеродин выполнен на транзисторе. Не-
полное включение контура гетеродина в эмиттерную цепь смеси-
теля типично для большинства преобразователей. Это необходи-
мо для получения стабильной промежуточной частоты приемни-
ка. С этой же целью гетеродин (независимо от схемы) работает
в режиме колебаний второго рода с углом отсечки коллекторного
тока около 90°. Оптимальная амплитуда выходного напряжения
гетеродина Umr обычно 50—150 мв. Увеличение напряжения гете-
родина сопровождается уменьшением входного и выходного со-
437
противлений смесительного транзистора, что всегда нежелатель-
но. Ориентировочно эти сопротивления в два раза больше, чем
в усилительном режиме на промежуточной частоте. По этой при-
чине схему смесшеля можно выполнять с полным включением
Рис. 2.195. Вариант упрощенной схемы ТПЧ с совмещенным гетеро-
дином
контура в цепь коллектора. На практике так бывает сравнитель-
но часто.
На рис. 2.195 изображен пример упрощенной схемы ТПЧ с
совмещенным гетеродином. Гетеродин выполнен на том же тран-
Рис. 2.196. Эквивалентная схема гетеродина в ТПЧ, изобра-
женном на рис. 2.195
зисторе, что и смеситель. Это возможно потому, что в составе кол-
лекторного тока смесительного транзистора есть переменная со-
ставляющая промежуточной частоты и переменная составляю-
щая гетеродинной частоты.
438
Если входного сигнала нет, то рассматриваемый каскад вы-
полняет роль автогенератора. Его фактическая схема изображе-
на на рис. 2.196. Это автогенератор с частичным включением кон-
тура в цепь эмиттера. Обратная связь трансформаторная. Сме-
щение комбинированное (фиксированное и автоматическое).
Транзистор включен с общей базой.
С появлением входного сигнала каскад работает как преоб-
разователь частоты с коллекторным детектированием. Перемен-
ная составляющая тока промежуточной частоты создает напряже-
ния на контурах полосового фильтра, а переменная составляю-
щая гетеродинной (частоты поддерживает колебания в конту-
ре Лк1Скг. Качественные показатели преобразователя с совмещен-
ным гетеродином невысокие. Недостатками являются: низкая
стабильность промежуточной частоты, высокий уровень внутрен-
них шумов, нестабильность амплитуды напряжения гетеродина, а
также заметные искажения преобразуемого сигнала. Достоинство
преобразователя с совмещенным гетеродином состоит в экономии
одного транзистора.
Понятие о сопряжении настраиваемых
контуров приемника
Большинство радиоприемников связи предназначено для ра-
боты в определенном диапазоне волн. Поэтому приемник связи
должен перестраиваться с одной волны на другую. Перестройку
приемника желательно осуществлять при помощи одной ручки
управления, а это приводит к необходимости использования блока
переменных конденсаторов. Один из конденсаторов блока входиг
в контур гетеродина, а остальные — в контуры, настраиваемые на
частоту сигнала. К сигнальным контурам относятся контуры ка-
скадов УВЧ и контур входной цепи.
При любом положении ротора конденсаторного блока раз-
ность частот настройки сигнальных контуров и контура гетероди-
на должна быть постоянна и равна промежуточной частоте при-
емника. Однако выполнить это важное условие трудно, так как
сигнальные ксштуры и контур гетеродина имеют различные коэф-
фициенты перекрытия по диапазону. Под коэффициентом пере-
крытия у любого контура понимают отношение максимальной ча-
стоты к минимальной частоте, на которые можно настроить кон-
тур. Для сигнальных контуров тс = макс~ •
7с мин
Если в заданном диапазоне приемника частота гетеродина
выше частоты сигнала, то для гетеродинного контура коэффи-
циент перекрытия
__ /г. макс __ ^с- макс ^ПР
Г /г. мин /с. мин + /пр
Отсюда ясно, что при любом значении промежуточной частоты
надо иметь ус>Хг.
439
Получить -необходимое значение коэффициентов ус и уг для
одного частотного диапазона приемника можно было бы путем
подбора соответствующей формы
пластин переменного конденса-
Сигнальные^ контуры
Контур Контур Контор
входной цепи УВЧ	гетеродина
Рис. 2.197. Один из вариантов включе-
ния сопрягающих конденсаторов в кон-
тур гетеродина
Конденсатор С5, включаемый
ром С2, уменьшает максимальную
тора, который входит в кон-
тур гетеродина. Но тогда на
другом частотном диапазоне
приемника нужного соотноше-
ния емкостей не получается.
Поэтому в приемниках, имею-
щих несколько рабочих диа-
пазонов, применяют блок с
одинаковыми конденсаторами,
а требуемое значение коэффи-
циента уг получают путем
включения в контур гетероди-
на сопрягающих конденсато-
ров (рис. 2.197).
последовательно с конденсато-
емкость контура гетеродина, а
конденсатор С6 (обычно полупеременный) увеличивает начальную
Г(кГц)
Желаемый закон
изменения частоты
* tn
Гс
fc
fi
Получаемый закон
изменения частоты
гетеродина
f -—Частота
'ос настройки
контуров УВЧ
а U0 90	135	180 ос’°
р	р (угол поворота
макс	ьмин ротора конден*
саторного блока)
Рис. 2.198. Величина промежуточной частоты приемника
при правильно настроенных контурах УВЧ. Промежу-
точная частота приемника получается нормальной
только при приеме трех станций, работающих на ча-
стотах /с ’ /с и fc
емкость контура. Соответствующим подбором емкостей С5 и Се
получают требуемое значение коэффициента уг. Для каждого ча-
стотного диапазона приемника необходимы свои сопрягающие
конденсаторы.
Требуемое значение емкости сопрягающих конденсаторов на-
ходят по специальным формулам или номограммам, а окицчатедь-
440
ная подгонка сопряжения производится при налаживании прием-
ника.
Описанный способ сопряжения контура гетеродина с контура-
ми УВЧ и входной цепи не позволяет получить точной настройки
контура гетеродина во всех точках диапазона. Поэтому точное
значение промежуточной частоты приемника при правильно на-
строенных сигнальных контурах получается не более чем в трех точ-
ках диапазона (рис. 2.198).
В остальных точках диапа-
зона при точной настройке
сигнальных контуров на
принимаемую станцию ве-
личина промежуточной ча-
стоты не равна нормально-
му значению.
Однако отсюда еще не
следует, что усиление при-
нимаемых колебаний произ-
водится на промежуточной
частоте, отличной от нор-
мальной. Практически при
приеме любой станции по-
лучается нормальное значе-
ние промежуточной частоты,
так как оператор настраи-
вает приемник по макси-
мальной громкости на его
выходе. Но при этом кон-
туры УВЧ оказываются не-
сколько расстроенными от-
носительно несущей часто-
ты принимаемой станции.
Поясним сказанное на кон-
кретном примере.
Пусть сигнальные конту-
ры одного из рабочих диа-
Рис. 2.199. Зависимость частоты настройки
контуров приемника от угла поворота ро-
тора конденсаторного блока при наличии
двух сопрягающих конденсаторов в кон-
туре гетеродина
пазонов приемника могут
настраиваться на частоты /смин = 500 кгц и /смакс = Ю00 кгц, а нор-
мальное значение промежуточной частоты приемника должно быть
равно 465 кгц. Закон изменения частоты гетеродина по диапа-
зону изображен на рис. 2.199. Предполагаем, что принимаемая
станция работает на частоте fc = 625 кгц.
Если сигнальные контуры приемника настроить на частоту
625 кгц (угол а = 45°), tg контур гетеродина окажется настроен-
ным на частоту /'=1060 кгц и промежуточная частота приемника
будет равна /п'э =1060 — 625 = 435 кгц. При такой промежуточ-
ной частоте коэффициент усиления каскадов УПЧ будет мал (его
контуры настроены на частоту 465 кгц). Громкость сигналов на
441
выходе приемника будет мала, и оператор повернет ооторы кон-
денсаторов до угла а = 60°. При этом контур гетеродина окажется
настроенным на частоту /г" = 1090 кгц и промежуточная частота
приемника станет равной fnp = 1090 — 625 = 465 кгц. При нор-
мальной промежуточной частоте УПЧ имеет большой коэффи-
циент усиления и сигналы на выходе приемника будут слышны
хорошо. Поэтому оператор оставит роторы конденсаторного бло-
ка в таком положении. Но при этом сигнальные контуры настрое-
ны на частоту 665 кг/z. Следовательно, они будут несколько рас-
строены относительно частоты принимаемых сигналов.
Практически в приемниках связи реальная расстройка сиг-
нальных контуров А/ на длинных волнах обычно не превышает
2—3 кгц. а на коротких волнах 10—20 кгц. Такое положение
не является серьезным недостатком, так как полоса пропускания
сигнальных контуров достаточно велика (особенно на коротких
волнах).
§ 12.	УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
1.	Особенности тракта промежуточной частоты
Тракт промежуточной частоты приемника заключен между
смесителем и детектором. Он представлен многокаскадным уси-
лителем (рис. 2.4). Но здесь уместно заметить, что в формиро-
вании частотной характеристики тракта промежуточной частоты
весьма существенное значение может иметь резонансная нагрузка
смесителя.
Число каскадов УПЧ бывает от 2 до 12. Их общее усиление
по напряжению достигает сотен тысяч. В результате значитель-
ного и притом избирательного усиления в УПЧ происходит окон-
чательное выделение принимаемого сигнала. На выходе этого уси-
лителя практически нет помех, а уровень сигнала достаточен для
неискаженного детектирования.
Большое число каскадов в УПЧ возможно потому, что про-
межуточная частота приемника постоянна и относительно неве-
лика. Постоянство промежуточной частоты позволяет применять
в усилителе сложные колебательные системы и настраивать их
таким образом, чтобы форма частотной характеристики всего
тракта была близка к прямоугольной. Тем самым обеспечивается
высокая избирательность приемника при наличии требуемой по-
лосы пропускания.
Каскады УПЧ можно классифицировать по следующим при-
знакам:
—	по типу усилительных приборов (транзисторные и лампо-
вые);
—	по способу включения усилительных приборов (с общим
эмиттером, с общей базой, с общим катодом, с общей сеткой, ка-
скодные и др.;
442
—	'ПО виду нагрузки усилительных приборов (с одиноч-
ными контурами, с полосовыми фильтрами или апериодиче-
ские) ;
—	по способу настройки контуров (с одинаковой или различ-
ной настройкой);
—	по ширине полосы пропускания (узкополосные или широко-
полосные) ;
— по виду амплитудной характеристики (линейные или ло-
гарифмические).
Принципиальные схемы УПЧ бывают очень разнообразны. Их
выбирают из конкретных требований, предъявляемых к прием-
нику.
Для подчеркивания специфических
свойств усилителя промежуточной частоты
его часто называют полосовым. Тем са-
мым показывают, что основными параме-
трами УПЧ являются полоса пропускания
и коэффициент усиления.
2.	УПЧ с одноконтурными каскадами
Усилители с одноконтурными каскада-
ми применяются главным образом в ра-
диолокационных приемниках. Поэтому они
относятся к категории широкополосных
усилителей. Схемы их каскадов аналогич-
ны тем, которые применяются в усилите-
лях высокой частоты. Получение широкой
полосы пропускания достигается шунтиро-
ванием контуров или их взаимной рас-
стройкой. Поясним особенности УПЧ с
одинаковой и различной настройкой его
контуров.
Рис. 2.200. Частотные ха-
рактеристики двухкас-
кадного УПЧ с одиноч-
ными контурами, настро-
енными на одну ча-
стоту
у каждого каскада
а)Одинаковая настройка
контуров
Если контуры всех каскадов УПЧ на-
строены одинаково (на промежуточную ча-
стоту), то результирующая полоса пропу-
скания усилителя получается меньше, чем
в отдельности (рис. 2.200).
Уравнение частотной характеристики усилителя, состоящего
из п одинаковых каскадов, имеет следующий вид:
К 1
Ко (]/г1+Л2)п'
(2.264)
443
В этом уравнении
у____п г, ________2Д/Общ
/о ~ W’
где 2Д/'— полоса пропускания одного каскада;
2Д/ общ — полоса пропускания усилителя.
Если определять полосу пропускания на уровне 0,707 от ре-
зонансного коэффициента усиления (как показано на рис. 2.200),
то тогда на граничных частотах, входящих в полосу пропускания,
имеем: (J/ 1 + X2) = У~2. Из данного равенства получается
расчетная формула для полосы пропускания усилителя
2Д/оМ = 2Д/' • //Т - 1 .	(2.265)
Значения величины у ]/”2 — 1 для разного числа каскадов
приводится в табл. 2.3.
Таблица 2.3
п	1	2	3	4	5	6	7	8	9	10	И	12
	1	0.64	0.51	0,44	0,39	0,35	0,32	0,30	0,28	0.27	0,26	0,25
В ламповых УПЧ необходимая полоса пропускания каждого
каскада 2Д/' получается выбором схемы, изображенной на
рис. 2.115,в. В этой схеме контур шунтирован анодным резисто-
ром /?а. Его сопротивление обычно бывает 500—5000 ом. Конден-
сатор Ск имеет постоянную емкость. При высокой промежуточной
частоте роль конденсатора может выполнять емкость схемы.
В транзисторных УПЧ необходимая полоса пропускания ка-
скадов 2Д/' получается выбором схемы, изображенной на
рис. 2.140,6, в которой Li=0. Следовательно, контур LKCK вклю-
чается в цепь коллектора полностью. Поэтому он сильно шунти-
руется сравнительно небольшим выходным сопротивлением тран-
зистора. Дополнительным шунтом может быть резистор, вклю-
чаемый параллельно контуру. Емкость конденсатора Ск неиз-
менна.
Указанные схемы каскадов УПЧ и им подобные применяют в
приемниках с полосой пропускания от десятков кгц до 2ч-3 Мгц.
б) Различная настройка контуров
Для получения полосы пропускания УПЧ более 2-*-3 Мгц при
наличии хорошей избирательности нельзя ограничиться шунтиро-
ванием контуров. Требуется еще осуществить различную настрой-
444
ку смежных каскадов. Наиболее часто используют УПЧ с «двой-
ками» или «тройками» взаимно расстроенных каскадов.
На рис. 2.201 показан метод настройки контуров «двойки» (или
«пары») каскадов. Контур первого каскада настраивают на ча-
стоту foi<fnp, а контур второго каскада —на частоту /о2>/пр.
Расстройка обоих каскадов относительно промежуточной частоты
приемника одинакова, т. е. fQ2 — fnp =/Пр — foi =
d
а
Рис. 2.201. Частотные характеристики двух смежных каска-
дов УПЧ и результирующая характеристика «двойки» каска-
дов:
а — расстройка контуров немного больше критической; б — расстройка
контуров значительно больше критической
Форма результирующей частотной характеристики в этом слу-
чае зависит от величины расстройки ДЕ. Если ДЕ незначительна,
то результирующая частотная характеристика получается одно-
горбой (рис. 2.201,а). Если же расстройку контуров сделать боль-
шой, то частотная характеристика окажется двугорбой
(рис. 2.201,6).
Наибольшее значение ДЕ, при котором частотная характери-
стика еще одногорбая, называется критической расстройкой. Обо-
значим ее ДЕкр. Величина критической расстройки практически
445
Рис. 2.202. Частотные ха-
рактеристики трех каскадов
УПЧ и результирующая ча-
стотная характеристика
«тройки» каскадов
Значения величины
равна половине полосы пропускания одного из контуров (считая,
что оба контура одинаковы).
Если	то результирующая полоса пропускания
«двойки» 2A/ZZ получается меньше, чем у одного каскада. Если
AF>AFkp, то результирующая полоса пропускания может быть
шире, чем у одного каскада. Но в этом случае провал частотной
характеристики оказывается значитель-
ным (рис. 2.201,6). Вершину частотной
характеристики мож1но приблизить к
прямой, если один из последующих кон-
туров усилителя настроить на промежу-
точную частоту приемника.
На практике в УПЧ расстройка
«двойки» обычно выбирается критической
или немного больше ее (рис. 2.201,а).
Такой усилитель содержит несколько
«двоек», число которых чаще всего бы-
вает от 2 до 6. Если все пары каскадов
одинаковы, а расстройка между конту-
рами у всех пар выбрана критической,
то общая полоса пропускания усилителя
определяется по формуле
2Д/общ«2-Д/"------1—, (2.266)
1’1 •]/’ т
где т — число «двоек» каскадов.
1
—----- для различного числа пар рас-
1,1 т
строенных каскадов приведены в табл. 2.4. Из сравнения данных
табл. 2.4 с данными табл. 2.3 видно, что при одинаковом числе
равноценных каскадов в усилителе с расстроенными контурами
получается более широкая полоса пропускания, чем в усилителе
с контурами, настроенными на одну частоту.
Таблица 2.4
т	1	2	3	4	5	6
1 4 __ 1,11^ т	0,91	0,77	0,69	0,64	0,61	0,58
На рис. 2.202 показан метод настройки контуров «тройки» ка-
скадов усилителя. Два каскада «тройки», имеющие одинаковые
446
частотные характеристики, симметрично расстроены Относитель-
но промежуточной частоты приемника.
Третий каскад имеет более широкую полосу пропускания и на-
страивается на промежуточную частоту. Следующие «тройки» ка-
скадов настраиваются аналогичным образом. При таком способе
настройки результирующая частотная характеристика УПЧ имеет
плоскую широкую вершину и сравнительно крутые скаты.
3.	УПЧ с двухконтурными каскадами
Для повышения избирательности УПЧ в его каскадах часто
применяют по два связанных контура. Примеры таких схем изо-
бражены на рис. 2.203. Их называют усилителями на двухконтур-
Рис. 2.203. Примеры схем двухконтурных каскадов УПЧ:-
а —ламповый вариант; б — транзисторный вариант
ных цолосовых фильтрах. Оба контура полосового фильтра оди-
наковы (LK! = Ak2, Cki = Скг). Они настроены на промежуточную
частоту приемника. Включение контуров к усилительным прибо-
рам (транзисторам или лампам) выбирается так, чтобы доброт-
ности обоих контуров были равны.
В ламповом варианте (рис. 2.203, а) применен фильтр с индук-
тивной связью между контурами. Подключение контуров полное.
Катушки Lki и LK2 чаще всего наматываются на общем каркасе.
Расстояние между катушками определяет размеры фильтра.
В транзисторном варианте (рис. 2.203,6) применена емкост-
ная связь между контурами. Она очень удобна в малогабарит-
ных усилителях, так как экранированные катушки контуров мож-
но располагать близко друг от друга. Подключение первого кон-
тура показано полное, второго — частичное.
Форма частотной характеристики двухконтурного каскада него
полоса пропускания зависят от величины связи между контурами
447
К1
Рис. 2.204. Частотные ха-
рактеристики двухконтур-
ного каскада:
1 — связь меньше критической;
2 — связь критическая; 3 —
связь больше критической
(рис. 2.204). При связи меньше критической частотная характе-
ристика одногорбая, а полоса пропускания узкая. При связи боль-
ше критической частотная характеристика каскада двухгорбая, а
полоса пропускания широкая. Недостаток сильной связи заклю-
чается в провале на вершине характеристики.
На практике в подавляющем большинстве случаев применяют
фильтры с критической связью. В этом случае частотная характе-
ристика каскада имеет наиболее благо-
приятную форму.
Полоса пропускания каскада с кри-
тической связью между контурами
2Д/' = /Т-Д.	(2.267)
Полосу пропускания усилителя из п
одинаковых каскадов можно определить
по приближенной формуле
2Д/о6щ«2Д/'---1.	(2.268)
1,1/ П
Число двухконтурных каскадов в
УПЧ обычно бывает от 2 до 4.
Коэффициент усиления двухконтур-
ного каскада с критической связью между контурами фильтра в
два раза меньше, чем у одноконтурного каскада.
У каскада на лампе
7<о = 2_.5./?9.	(2.269)
У каскада на транзисторе
=4" P^P^S(2.270)
Для транзисторного каскада крутизна S определяется по фор-
муле (2.247). На практике коэффициент усиления двухконтурного
каскада УПЧ бывает порядка нескольких десятков.
4.	Тракт промежуточной частоты с сосредоточенной
избирательностью
В радиовещательных и связных приемниках на транзисторах
широко применяют преобразователи частоты, в которых нагруз-
кой смесителя является многозвенный полосовой фильтр. Наибо-
лее часто его называют фильтром сосредоточенной селекции
(ФСС). Этот фильтр может состоять из 3—5 обычных контуров
или представлять собой электромеханическую систему.
Преобразовательный каскад с ФСС обладает очень хорошей
частотной характеристикой, но имеет небольшой коэффициент уси-
448
ления (порядка единиц). В таком преобразователе осуществляется
достаточная избирательность принимаемого сигнала (не пропу-
скаются помехи), но усиление выделенного сигнала недоста-
точно.
Уровень полезного сигнала можно увеличить при помощи лю-
бого усилителя с достаточно широкой полосой пропускания (де-
сятки килогерц). Его каскады могут быть апериодические (рези-
сторные) или резонансные. Типичная схема тракта промежуточ-
ной частоты с ФСС изображена на рис. 2.205.
Рис. 2.205. Пример схемы тракта промежуточной частоты с ФСС
В этой схеме последний каскад является резонансным только
потому, что он может иметь выходное сопротивление, равное вход-
ному сопротивлению детектора. Заметного влияния на избира-
тельность приемника данный каскад не оказывает. Она опреде-
ляется исключительно свойствами ФСС.
Расчет элементов ФСС осуществляют графоаналитическим ме-
тодом. Он прост и достаточно точен. В этом расчете обычно опре-
деляют не полосу пропускания фильтра, а степень ослабления
помехи по соседнему каналу, т. е. избирательность каскада при
заданной расстройке. Полоса пропускания усилителя выступает
в расчете заданной величиной. В радиовещательных приемниках
она бывает 7—10 кгц.
Коэффициент усиления преобразователя частоты с ФСС опре-
деляется уравнением
ЛГо =	• Snp К/?вых.см-Явх.сЛ ,	(2.271)
где Кф — коэффициент передачи фильтра;
5пр — крутизна преобразования;
/?ВЬ1Х.СМ — выходное сопротивление смесителя;
А?Вх.сл — входное сопротивление следующего каскада.
15—869
449
Коэффициент передачи фильтра узнают при помощи специаль-
ных графиков. Его величина бывает от 0,1 до 0,5. Чаще всего
Кф = 0,2 4- 0,3.
Наряду с ФСС из обычных контуров в приемниках связи и
в радиовещательных приемниках применяют электромеханические
фильтры. В них используют элементы правильной формы (пла-
стины, стержни, диски, шарики), обладающие магнитострикцион-
ными или пьезоэлектрическими свойствами. Электромеханические
фильтры имеют частотную характеристику, очень близкую к пря-
моугольной. Габариты и вес таких фильтров малы. Полоса про-
пускания может быть от десятков герц до единиц килогерц.
В последнем каскаде тракта УПЧ (а также и в других его
каскадах) находит применение нейтрализация внутренней обрат-
ной связи транзистора. На рис. 2.205 цепь нейтрализации емко-
стная. Она представлена конденсатором CN. Емкость его бывает
порядка единиц пикофарад. Необходимая величина CN всегда',
подбирается экспериментально. Данная мера позволяет увели-
чить коэффициент усиления каскада.
5.	Логарифмические УПЧ
На экране индикатора РЛС сигналы ог целей наблюдаются
на фоне шумов и помех. Помехи обусловлены отражением радио-
волн от местных предметов. Если уровень помех значительный,
то для успешного приема полезных сигналов необходимы спе-
циальные меры.
Хорошие результаты получаются, если УПЧ приемника имеет
логарифмическую амплитудную характеристику (ЛАХ). В таком
усилителе напряжение на выходе пропорционально логарифму
входного напряжения в широком динамическом диапазоне (око-
ло 100 дб). Пример ЛАХ приведен на рис. 2.206, где по оси
абсцисс масштаб логарифмический, а по оси ординат линейный.
В данной системе координат (ее называют полулогарифмиче-
ской) ЛАХ представляет собой прямую линию. Отклонение от
прямой имеет начальный участок характеристики и ее конец.
Нижний изгиб соответствует линейному режиму усилителя. Верх-
ний изгиб получается при насыщении всех каскадов. Однако та-
кие большие сигналы на входе УПЧ бывают редко.
Схемы УПЧ с ЛАХ разнообразны, но чаще всего применяются
усилители с непрерывным детектированием сигнала и усилители
с нелинейными элементами в цепях нагрузки.
В импульсных РЛС предпочтение отдают усилителям с непре-
рывным детектированием сигнала. Их называют также усилите-
лями с последовательным детектированием. Структурная схема
такого усилителя изображена на рис. 2.207.
В этой схеме детектируется выходной радиоимпульс каждого
усилительного каскада. Получающиеся видеоимпульсы склады-
ваются на общей нагрузке 7?н. Правильное сложение видеоимпуль-
сов обеспечивает линия задержки. Каждая ячейка линии задерж-
ки (ЯЛЗ) задерживает видеосигналы на время прохождения
450
Рис,. 2.206. Пример логарифмической амплитудной характеристики УПЧ
Рис. 2.207. Структурная схема УПЧ с непрерывным (последователь-
ным) детектированием радиоимпульсов
15*
451
to
API
Рис. 2.208. Пример принципиальной схемы логарифмического УПЧ с непрерыв-
ным детектированием радиоимпульсов
Рис. 2.209. Иллюстрация последовательного
сложения видеоимпульсов каскадов в линии
задержки логарифмического УПЧ
радиоимпульса через усилительный каскад. Поэтому все видеоим-
пульсы действуют на выходе усилителя одновременно.
Принципиальные схемы логарифмических УПЧ с непрерыв-
ным детектированием сигнала выполняются в различных вариан-
тах. Одна из схем изображена на рис. 2.208. Это усилитель на
транзисторах р—п—р с общей базой. Он состоит из одинаковых ре-
зонансных каскадов. В схему каждого каскада (например, вто-
рого) входят: транзистор Г2, колебательный контур (Z5, Сю, /?9),
катушка связи (Аб), резистор смещения в цепи эмиттера (/?5),
фильтр питания в эмит-
терной цепи (Др$, С4),
фильтр питания в коллек-
торной цепи (Др$, Сю),
цепь нейтрализации вну-
тренней обратной связи
(С8, /?б, ^7). Конденсатор
С7 разделительный. Он
исключает прохождение
постоянного тока через
резисторы /?б и /?7- Па-
раллельное соединение
резисторов применено
ввиду отсутствия необхо-
димого номинала. Пита-
ние усилителя осущест-
вляется от двух источни-
ков с напряжениями+9 в
и —9 в.
Детектирование радио-
импульсов осуществляет-
ся в каждом каскаде за исключением первого. Детекторы диод-
ные. Нагрузка у всех детекторов одинаковая. Она равна волно-
вому сопротивлению линии задержки. Эта линия нагружена с двух
концов (для того чтобы в ней не возникали нежелательные отра-
жения). Дроссель в цепи детектора второго каскада (Др±) необ-
ходим для прохождения постоянной составляющей тока диода Д\,
Конденсатор С9 разделительный.
Процесс последовательного сложения выделяемых видеоим-
пульсов осуществляется в ячейках линии задержки. Он иллюст-
рируется на рис. 2.209. При выполнении данного рисунка сделано
допущение, что видеоимпульсы имеют идеальную трапецеидаль-
ную форму. Длительность переднего фронта меньше, чем заднего.
Обозначения напряжений на осях ординат соответствуют схеме
усилителя, изображенной на рис. 2.207.
В процессе суммирования видеоимпульсов происходит увели-
чение их амплитуды и длительности. Длительность импульсов воз-
растает в основном за счет заднего фронта. Объясняется это тем,
что передние фронты всех видеоимпульсов можно совместить под-
стройкой индуктивностей дросселей линии задержки,
453
2) чувствительность приемника
Рис. 2.210. Форма радиоимпульсов
на выходе УПЧ при различной по-
лосе пропускания
6.	Выбор полосы пропускания УПЧ и величины
промежуточной частоты радиолокационного приемника
В радиолокационных приемниках полоса пропускания УПЧ
выбирается из двух противоречивых соображений: 1) искажения
формы усиливаемых радиоимпульсов не должны быть большими:
должна быть максимально воз-
можной.
Если для выполнения перво-
го требования необходимо расши-
рять полосу пропускания УПЧ,
то для удовлетворения второго
требования нужно ее уменьшать.
Необходимо также учитывать,
что воздействие прямоугольного
радиоимпульса на резонансный
усилитель вызывает переходные
процессы в его колебательных
контурах. Поэтому на выходе
УПЧ форма радиоимпульса
всегда отличается от прямоуголь-
ной. Степень этого отличия за-
висит от полосы пропускания
усилителя и крутизны скатов его
частотной характеристики.
Для многокаскадного УПЧ
с одиночными контурами, на-
строенными на промежуточную
частоту, зависимость формы вы-
ходных радиоимпульсов от поло-
сы пропускания иллюстрируется
рис. 2.210. При этом предпола-
гается, что радиоимпульсы на
входе усилителя строго прямо-
угольные. Из рисунка видно, что
в этом усилителе невыгодно иметь полосу пропускания 2Af< —,
ти
так как тогда амплитуда выходных радиоимпульсов не успевает
нарастать до максимально возможного значения и форма их
сильно отличается от прямоугольной.
При расширении полосы пропускания более — форма вы-
ти
ходных радиоимпульсов приближается к прямоугольной, но одно-
временно увеличивается уровень шумов на выходе усилителя и
отношение • ^т-- уменьшается. На выходе УПЧ с одиночными
контурами, настроенными на промежуточную частоту, примерная
зависимость отношения ~^тс от полосы пропускания имеет вид,
454
показанный на рис. 2.211. Аналогичные зависимости можно полу-
чить и для других схем УПЧ.
В. И. Сифоров теоретически показал, что при усилении прямо-
угольных радиоимпульсов усилителем с частотной характеристи-
кой прямоугольной формы отношение -^т с получается наиболь-
шим при полосе пропускания
2Д/Опт =
1,37
ти
(2.272)
Рис. 2.211. Примерная зависимость
£/гм, с
отношенияу,-----от полосы пропуска-
o' щ. ш
ния УПЧ
Поскольку величина оптимальной полосы пропускания некри-
тична (это видно из рис. 2.211), то на практике выбирают
2A/=L±^_	(2.273)
Величина промежуточной ча-
стоты радиолокационного прием-
ника выбирается такой, чтобы
радиоимпульсы промежуточной
частоты содержали не менее 10—
20 периодов синусоидальных ко-
лебаний. Только тогда их форма
может быть близка к прямо-
угольной. Следовательно,
j 10 -4- 20
/пр	•
Обычно в радиолокационных
приемниках fnP=10-r-60 Мгц.
Очень часто встречаются приемники, у которых /пр~30 Мгц. При
выборе промежуточной частоты учитывается необходимость борь-
бы с помехами по зеркальному каналу приемника.
§ 13. ПРИЕМ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ КОЛЕБАНИЙ
1.	Особенности приема частотно-модулированных колебаний
Радиопередающее устройство с частотной модуляцией излучает
в пространство электромагнитные колебания, амплитуда которых
постоянна, а частота изменяется по закону передаваемых сигналов.
Глубина модуляции частотно-модулированного колебания оце-
нивается индексом модуляции mf. Величина индекса модуляции
определяет ширину спектра частот, излучаемых радиопередающим
устройством, а следовательно, и необходимую полосу пропускания
приемника. При узкополосной частотной модуляции необходимая
полоса пропускания приемника измеряется десятками килогерц, а
при широкополосной модуляции она должна быть порядка сотен
килогерц.
455
Радиосвязь при помощи ча-
стотно-модулированных коле-
баний осуществляется в диа-
пазоне УКВ. В этом диапазо-
не волн практически нет атмо-
сферных и промышленных по-
мех. Это позволяет создавать
приемники частотно-модулиро-
ванных колебаний с весьма
высокой чувствительностью,
ограничиваемой только уров-
нем внутренних шумов. Чув-
ствительность приемников ча-
стотно-модулированных коле-
баний можно получить в 1 —
2 мкв и даже выше. Коэффи-
циент усиления их измеряется
многими миллионами.
Типичная структурная схе-
ма приемника частотно-моду-
лированных колебаний приве-
дена на рис. 2.212. По срав-
нению со схемой приемника,
приведенного на рис. 2.5, она
содержит два новых элемента:
ограничитель и преобразова-
тель модуляции.
Физические процессы, проис-
ходящие в приемнике частотно-
м одул и р ов анн ы х колебаний,
иллюстрируются на рис. 2.213.
На рис. 2.213, а условно изо-
бражено синусоидальное на-
пряжение на входе приемника.
Его амплитуда постоянна, а
частота изменяется по закону
звукового сигнала, который
показан на рис. 2.213,6. На-
пряжение промежуточной |ча-
стоты на входе ограничителя
(рис. 2.213, в) модулировано
по амплитуде. Основной при-
чиной этой вредной модуля-
ции являются внутренние шу-
мы приемника, которые доста-
точно велики в УВЧ и УПЧ
ввиду их широкой полосы про-
пускания. Закон изменения
промежуточной частоты при-
455
емника (рис. 2.213, г) тот же, что и закон изменения частоты
входного напряжения. В результате работы ограничителя происхо-
дит устранение паразитной амплитудной модуляции, и сигнал на
входе преобразователя модуляции имеет постоянную амплитуду
(рис. 2.213, д).
Напряжение на входе приемника
fo	^мин	?макс	?мин
IIIIWiHIIIIIHIIilHIIIIMIIIIlllHHH
i I । a i 1 I '
Us
f
' np cp
Напряжение на входе цсилителя низкой частоты
Рис. 2.213. Графики напряжений в приемнике частотно-модули-
рованных колебаний
На выходе преобразователя модуляции получается напряжение,
изображенное на рис. 2.213, е. Оно модулировано как по частоте,
так и по амплитуде. Закон изменения амплитуды совпадает с за-
коном изменения частоты.
Амплитудно-модулированное напряжение детектируется обыч-
ным детектором и выделенный низкочастотный сигнал подается на
вход усилителя низкой частоты (рис. 2.213, ж).
457
Для детектирования частотно-модулированных колебаний наи-
более часто применяются специальные схемы частотных детекто-
ров. К ним относятся различные дискриминаторы, в которых пре-
образователь модуляции и детектор органически связаны между
собой и поэтому не всегда могут рассматриваться раздельно.
2. Ограничитель амплитуды
Роль ограни|чителя амплитуды практически выполняет послед-
ний каскад канала УПЧ. Схема его обычна, но напряжение пита-
ния каскада значительно понижено. Таким приемом (а иногда и
Рис. 2.214. Нормальный режим работы ограничителя
рядом других мер) обеспечивается нормальный режим ограничи-
теля. Он иллюстрируется рис. 2.214, где показана идеализирован-
ная амплитудная характеристика каскада и взаимная связь между
выходным и входным напряжениями.
Если на входе ограничителя действуют только шумы (сигнала
нет), то каскад выполняет роль обычного резонансного усилителя.
С появлением сигнала усилитель работает в режиме двусторон-
него ограничения. Поэтому на выходе каскада (на его контуре) на-
пряжение имеет неизменную амплитуду,
458
3. Частотные детекторы
Если частотно-модулированное колебание (ЧМК) с выхода
ограничителя подать на вход обычного детектора, то на его на-
грузке будет создано постоянное напряжение, т. е. выделения ин-
формационного сигнала не произойдет. Объясняется это тем, что
величина выходного напряжения такого детектора пропорциональ-
на амплитуде входного сигнала и не зависит от его частоты.
Поэтому в приемнике ЧМК перед детектором всегда имеется
преобразователь модуляции, в котором частотно-модулированное
напряжение превращается в напряжение, модулированное по ам-
плитуде. В результате такого превращения получается высокоча-
стотный сигнал с двойной модуляцией.
Преобразование модуляции основано на использовании частот-
ных и фазовых свойств колебательных контуров.
Совокупность преобразователя модуляции с амплитудным де-
тектором принято называть частотным детектором. Большинство
частотных детекторов выполняется с двумя диодами. Многие ва-
рианты частотных детекторов называют дискриминаторами.
а)	Дискриминатор с расстроенными контурами
Такая схема очень проста. Она изображена на рис. 2.215. Кон-
тур LiCi является нагрузкой последнего усилительного прибора
(лампы или транзистора) канала УПЧ. Он настроен на среднюю
Рис. 2.215. Схема дискриминатора с расстро-
енными контурами
промежуточную частоту приемника. Напряжение щ имеет постоян-
ную амплитуду, а его частота изменяется по закону информацион-
ного сигнала. Данный сигнал считаем простейшим звуковым коле-
банием.
Контуры L2C2 и L3C3 симметрично расстроены по отношению
к контуру LiCp Резонансные характеристики контуров дискрими-
натора изображены на рис. 2.216. Они показывают зависимость
амплитуды переменного напряжения на контурах L2C2 и L3C3 от
величины промежуточной частоты приемника. Если fnp = foi, то на-
пряжения на обоих контурах одинаковы. Если происходит умень-
459
Рис. 2.216. Резонансные характери-
стики контуров дискриминатора
шение промежуточной частоты, то напряжение на контуре L2C2
растет, а на контуре L3C3 уменьшается. При возрастании проме-
жуточной частоты напряжение на контуре L2C2 уменьшается, а на-
пряжение на контуре L3C3 увеличивается. Таким образом, измене-
ние промежуточной частоты приемника приводит к пропорциональ-
ному изменению амплитуды напряжения на контурах дискримина-
тора, а следовательно, и на на-
грузках диодных детекторов.
Иллюстрация процесса детек-
тирования частотно-модулирован-
ных колебаний в дискриминаторе
приведена на рис. 2.217. Из этого
рисунка видно, что частота коле-
баний изменяется во всех конту-
рах одновременно (колебания
вынужденные). Амплитуда коле-
баний на контурах дискримина-
тора изменяется в противофазе.
Закон изменения выходного на-
пряжения соответствует закону из-
менения промежуточной частоты.
Величина выходного напряже-
ния дискриминатора находится в
прямой зависимости от степени
изменения частоты входного на-
пряжения. Это хорошо видно из
основной характеристики дискри-
минатора (рис. 2.218, в). Она по-
казывает зависимость мгновен-
ных значений выходного напря-
жения дискриминатора от проме-
жуточной частоты приемника при
заданной амплитуде на контуре
ограничителя.
Основная характеристика дискриминатора может быть получе-
на на основании простых рассуждений. Из схемы дискриминатора
видно, что мгновенные значения напряжений и пропорцио-
нальны амплитудным значениям напряжений на контурах L2C2 и
L3C3. Записывается это так:
U4	* UтЪ
^5 === АГп *
где Кп — коэффициент передачи напряжения диодных детекторов.
Поскольку амплитуда напряжения на контурах дискриминато-
ра зависит от частоты ЧМК (рис. 2.218, а), то и напряжения на на-
грузках детекторов имеют аналогичную зависимость (рис. 2.218, б).
Напряжение на выходе дискриминатора (мгновенные значения)
йвых = ^5
460
Если промежуточная частота приемника fnp=f01, то (Дпз=^т2
И «5 = U4. ПОЭТОМУ Мвых = 0.
Если fnp<foi, то Сгтз<ит2 и М5<«4- В этом случае выходное на-
пряжение дискриминатора получается отрицательным.
Если fnp>foi. то Um3>Um2 и «5>«4. Следовательно, напряжение
на выходе дискриминатора оказывается положительным.
Рис. 2.217. Процесс детектирования частотно-модулированных
колебаний в дискриминаторе с двумя расстроенными конту-
рами
В пределах полосы частот от/„р ДО f„p между величиной выход-
ного напряжения и частотой сигнала имеется линейная зависимость.
Это объясняется тем, что кривизна частотной характеристики кон-
тура L2C2 компенсируется кривизной частотной характеристики
контура L3C3.
Для получения основной характеристики дискриминатора об-
ратного знака (показана пунктиром) надо контур L2C2 настроить
на частоту /0з, а контур L3C3 на частоту f02 или замкнуть на корпус
верхний выходной зажим вместо нижнего.
461
Недостатком рассмотренной схемы дискриминатора является
сложность настройки его контуров, которые настраиваются на раз-
личные частоты. Сложность заключается в том, что при изменении
настройки одного контура происходит
частичное изменение настройки двух
^/7721 ^773
Рис. 2.218. Получение основ-
ной характеристики дискрими-
натора
других контуров.
Рассмотренная схема может быть
названа дискриминатором с частот-
ным преобразованием модуляции или
дискриминатором с использованием
частотных характеристик двух рас-
строенных контуров.
б)	Дискриминатор с фазовым
преобразованием
модуляции
Наиболее распространенная схема
такого дискриминатора изображена
на рис. 2.219. В ней используются два
связанных контура с одинаковой на-
стройкой (полосовой фильтр). Связь ме-
жду контурами индуктивно-емкостная.
Контуры настроены на среднюю
промежуточную частоту приемника.
Поэтому амплитуда напряжений на
обоих контурах неизменна.
Емкость конденсаторов С3, С4 и С5
выбирается так, чтобы их сопротивле-
ние токам промежуточной частоты
было мало. Резисторы и /?2 одина-
ковые. Дроссель L3 предназначен для
прохождения постоянных токов диодов. Обычно L3 = (10-4-20) • Ц.
Диоды Д1 и Д2 но постоянному току вклю|чены параллельно.
Рис. 2.219. Схема дискриминатора с фазовым преобразо-
ванием модуляции
462
Из схемы видно, что дроссель L3 по промежуточной частоте под-
ключен параллельно контуру LiCi. Поэтому напряжения на дроссе-
ле и на первичном контуре полосового фильтра одинаковы (по ве-
личине и по фазе). Постоянство амплитуды напряжения их обеспе-
чивает последний каскад канала УПЧ, работающий в режиме огра-
ничения. Этот каскад может быть ламповым или транзисторным.
Основная суть рассматриваемой схемы дискриминатора состоит
в том, что сдвиг фаз между напряжениями и,\ и и2 изменяется по
закону частотной модуляции сигнала промежуточной частоты. По
этой причине напряжения uBXi и ивх2 оказывают-
ся модулированы не только по частоте, но и по
амплитуде. Такое преобразование модуляции на-
зывается фазовым *.
Рассмотрим работу дискриминатора для трех
характерных случаев.
1-й случай. Промежуточная частота прием-
ника неизменна и равна частоте настройки кон-
туров (/пр==/пр.ср ==/о).
В этом случае процессы, происходящие в схе-
Щ U&X2
Рис. 2.220. Вектор-
ная диаграмма
для случая, когда
fnp = fnp.cp = /о
ме, поясняются векторной диаграммой, изобра-
женной на рис. 2.220. Эта диаграмма строится
из следующих рассуждений.
На контуре действует переменное на-
пряжение Ui. Его амплитуда неизменна. Под
действием этого напряжения в катушке Lx проходит ток /ы, по
фазе отстающий от U\ на угол 90°. Этот ток создает магнитный
поток Ф1, по фазе совпадающий с током /ы. Магнитный по-
ток Фь пересекая витки катушки L2i наводит в ней ЭДС Е2, по
фазе отстающую от потока Ф1 на угол 90°. Под действием ЭДС Е2
в контуре Ь2С2 проходит контурный ток IL2, по фазе совпадающий
с ЭДС E2i так как в данном случае частота вынужденных колеба-
ний совпадает с частотой настройки контура. Ток /ь2, протекая
по катушке Ь2, создает равные напряжения U2 и U2f по фазе
опережающие ток IL2 на 90°.
Из схемы видно, что по отношению к диодам напряжения U'2
и U2 находятся в противофазе. Поэтому один из этих векторов
(например, вектор U2) необходимо повернуть на 180° (изображен
пунктиром).
Результирующее напряжение__на входе первого диодного детек-
тора равно сумме напряжений U\ + U'2i а результирующее напря-
жение на входе второго диодного детектора равно сумме напряже-
ний + Эти напряжения обозначены соответственно C7Bxi и
[Увх2- Из векторной диаграммы видно, что величина этих напряже-
* Поскольку в рассматриваемой схеме результат детектирования зависит от
результата преобразования модуляции, то ее иногда называют дискриминатором
с фазовым детектированием, Такое название схемы не соответствует сути про-
цессов.
463
ний одинакова, а следовательно, и напряжения на нагрузках детек-
торов из и щ будут равны. Но так как полярность напряжений
из и и4 противоположна, то на выходе дискриминатора напряже-
ния нет.
2-й случай. Промежуточная частота приемника выше частоты
настройки контуров (fnp>fo).
В этом случае процессы в схеме поясняются векторной диаграм-
мой, изображенной на рис. 2.221. Эта диаграмма строится так же,
как и предыдущая. Под воздействием напряжения в катушке Li
проходит ток /ы, по фазе отстающий от Ui на угол 90°. Этот ток
Рис. 2.221. Векторная
диаграмма для слу-
чая, когда fnP>fo
Рис. 2.222. Вектор-
ная диаграмма
для случая, когда
fnp<fo
создает магнитный поток Фь который наводит в катушке Ь2 ЭДС
взаимоиндукции Е2, по фазе отстающую от потока на 90°. Но так
как теперь частота ЭДС Е2 выше частоты настройки контура Ь2С2,
то ток IL2 по фазе отстает от ЭДС Е2 на угол ф2- Этот ток создает
одинаковые напряжения U'2 и t/J» которые по фазе опережают
ток Il2 на угол 90°.
Поскольку по отношению к диодам напряжения U\ и U\ нахо-
дятся в противофазе, то вектор U\ необходимо повернуть на 180°.
Сложив соответственно векторы (7i + U\ и	легко убе-
диться в том, что в данном случае на входе первого детектора на-
пряжение (7Вх1 оказывается больше, чем на входе второго детекто-
ра. Следовательно, и на нагрузке первого детектора напряжение
из будет больше, чем напряжение и±. А это означает, что на вы-
ходе дискриминатора появится отрицательное напряжение (по от-
ношению к земле).
3-й случай. Промежуточная частота приемника ниже частоты
настройки контуров (fnp<fo).
В этом случае процессы в схеме поясняются векторной диаграм-
мой, изображенной на рис. 2.222. Диаграмма строится в той же
последовательности, что и предыдущие. Здесь ток IL2 опережает по
фазе ЭДС Е2 на угол у2. Поэтому напряжение на входе второго де-
464
тектора ^ВХ2 оказывается больше напряжения UBX^. Следователь-
но, и напряжение и4 будет больше, чем и3, и на выходе дискрими-
натора появится напряжение, положительное по отношению к
земле.
в)	Дробный детектор
Типовая схема дробного детектора изображена на рис. 2.22,3.
Она отличается от предыдущей разнополярным включением дио-
дов (они включены последовательно по постоянному току) и на-
личием конденсатора С7 большой емкости. Выходное напряжение
детектора снимается с горизонтальной диагонали моста. Его пра-
Рис. 2.223. Схема дробного детектора
вые плечи состоят из резисторов и R2, а левые — из конденсато-
ров С3 и С4. Напряжение на вертикальной диагонали моста
и3+и4 всегда постоянно. Оно стабилизировано конденсатором C7i
который обычно бывает электролитическим.
Преобразование модуляции в дробном детекторе осуществляет-
ся тем же методом, что и в предыдущем дискриминаторе, т. е. оно
фазовое. Поэтому векторные диаграммы, изображенные на
рис. 2.220—2.222, правильны и для дробного детектора.
Если на входе детектора действует немодулированный сигнал,
т. е. сигнал номинальноц Промежуточной частоты, то напряжения
иВх1 и ^вх2 имеют одинаковую амплитуду. В этом случае напряже-
ния на конденсаторах С3 и С4 равны. При этом и3 равно напряже-
нию на резисторе R\, а и4 равно напряжению на резисторе R2. Оче
видно, что в этом случае Ивых = 0. Такой результат получается при
любом уровне входного сигнала.
Если промежуточная частота приемника возросла (fnp>fo), то
UBX\>UBX2. Соответственно rz3>u4. Но так как напряжения на ре-
зисторах R\ и R2 остались прежние, то на выходе детектора дей-
ствует отрицательное напряжение (относительно корпуса). Его ве-
личина тем больше, чем выше промежуточная частота.
465
Если промежуточная частота приемника оказалась меньше но-
минальной (fnp<fo), то UBx\<Uвх2« Соответственно получается
и3<и4. Поэтому на выходе схемы действует положительное напря-
жение. Его величина тем больше, чем ниже промежуточная частота.
Из сказанного следует, что физические процессы в любом ча-
стотном детекторе с фазовым преобразованием модуляции по суще-
ству одинаковые. Отличия есть только количественные. Одно из
них заключается в том, что; выходное напряжение дробного детек-
тора в два раза меньше, чем у дискриминатора. Объясняется это
симметричным выходом дробного детектора.
Включение нагрузки дробного детектора в горизонтальную диа-
гональ моста служит причиной очень слабой восприимчивости схе-
мы к паразитной амплитудной модуляции детектируемых колеба-
ний. Такая модуляция проявляется в синфазных изменениях ампли-
туды напряжений rzBX1 и rzBx2. При этом должны в равной степени
изменяться напряжения и3 и и4. Однако их сумма стабилизирована
конденсатором С7. Поэтому быстрые изменения суммарного напря-
жения Из + ^4 невозможны. Практически напряжение на вертикаль-
ной диагонали моста изменяется в 30—60 раз меньше паразитных
изменений амплитуды напряжения и\. Это обстоятельство позво-
ляет исключить из схемы приемника ограничитель.
Рассмотренная схема называется дробным детектором потому,
что ее выходное напряжение определяется отношением двух напря-
жений (и3 и и4). Не менее часто используется другое название дан-
ной схемы — «детектор отношений».
§ 14. АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ
1. Необходимость регулировки усиления
В радиолокационных станциях амплитуда отраженных сигна-
лов на входе приемника зависит от расстояния до цели, ее геомет-
рических размеров и отражающих свойств, а также от ракурса
цели, т. е. ее положения относительно РЛС.
В приемниках связи амплитуда входных сигналов часто изме-
няется по причине изменения условий прохождения радиоволн.
Если же радиосвязь осуществляется с подвижным объектом (авиа-
ция), то изменение интенсивности принимаемых колебаний обуслав-
ливается еще изменением расстояния между приемником и пере-
датчиком.
Если усиление приемника неизменно и таково, что обеспечи-
вается нормальный прием слабых сигналов, то сильные сигналы
будут усиливаться с большими амплитудными искажениями. Если
коэффициент усиления приемника уменьшить (с целью ослабления
нежелательных искажений сильных сигналов), то слабые сигналы
не будут приняты. Таким образом радиоприемник с постоянным
коэффициентом усиления не может обеспечить качественного при-
ема сигналов, интенсивность которых изменяется в больших пре-
делах.
466
Радиоприем считается нормальным, если полезные сигналы
различного уровня создают на выходе приемника практически оди-
наковое напряжение. Его необходимая величина устанавливается
при помощи ручной регулировки усиления (РРУ), а постоянство
обеспечивается системой автоматической регулировки усиления
(АРУ).
Так как основное усиление принимаемых сигналов происходит
в усилителе промежуточной частоты, то АРУ чаще всего осущест-
вляется в каскадах УПЧ.
2. Автоматическая регулировка усиления в приемниках связи
В приемниках связи применяются системы АРУ трех типов:
простая система АРУ, система АРУ с задержкой и система АРУ с
усилением (простая или с задержкой). Действие этих систем пояс-
няется на рис. 2.224.
Принципиальные схемы АРУ
весьма разнообразны. Однако
большинство из них работает по
принципу обратного регулирова-
ния. В таких схемах после трак-
та УПЧ создается постоянное
напряжение, пропорциональное
уровню принимаемых колебаний.
Это напряжение подается на ре-
гулируемые каскады линейной
части приемника в качестве до-
полнительного смещения. Таким
образом система АРУ уменьшает
усиление ряда каскадов одновре-
менно с увеличением амплитуды
принимаемых колебаний. В ре-
зультате этого увеличение вход-
Рис. 2.224. Амплитудные характери-
стики приемников с различными си-
стемами АРУ:
/ — без АРУ: 2 — простая АРУ; 3 — АРУ
с задержкой; 4 — АРУ с усилением и за-
держкой
ного напряжения в тысячи раз приводят к росту выходного на-
пряжения в 2—3 раза.
а)	Простая система АРУ
Схема простой системы АРУ приведена на рис. 2.225. В нее вхо-
дят основной детектор приемника, интегрирующий фильтр /?фСф и
регулируемые каскады. Суть работы системы состоит в выделении
постоянной составляющей из пульсирующего напряжения, полу-
чаемого на нагрузке детектора. Постоянное напряжение выделяет-
ся на конденсаторе Сф.
В ламповых приемниках управляющее напряжение системы АРУ
всегда отрицательное. В транзисторных приемниках оно может
быть отрицательным или положительным. Это зависит от транзи-
сторов, применяемых в регулируемых каскадах и от способа регу-
467
лировки усиления. Изменение полярности управляющего напряже-
ния достигается переключением диода.
В ламповых приемниках управляющее напряжение АРУ подает-
ся на несколько каскадов. Оно может быть дополнительным сме-
щением для каскада УВЧ, преобразователя и всех каскадов УПЧ.
В транзисторных приемниках регулировке подвергается обычно
один каскад тракта УПЧ. При этом целесообразно изменять уси-
ление каскада с широкой полосой пропускания. Объясняется это
тем, что в процессе регулировки режима транзисторного каскада
кроме коэффициента усиления изменяются и остальные параметры.
Наиболее часто регулируемый каскад транзисторного приемника
напряжение ।
к ре г улируемым ।+1 0 Ф
ка ска да м	_
И
I
I
I
I
□
^Управляющее | JL
Рис. 2.225. Схема простой системы АРУ
является резисторным (апериодическим). Не рекомендуется изме-
нять усиление каскада УВЧ, преобразователя и последнего каска-
да УПЧ.
Существенный недостаток простой системы АРУ заключается в
том, что управляющее напряжение создается при любом уровне
принимаемых колебаний. Поэтому простая система АРУ уменьшает
чувствительность приемника.
б)	Система АРУ с задержкой
Система АРУ с задержкой в транзисторных приемниках приме-
няется редко. Поэтому рассмотрим ее особенности на примере лам-
пового приемника.
Наиболее распространенная схема АРУ с задержкой приведена
на рис. 2.226. В этой схеме имеются два детектора. Основной де-
тектор приемника (детектор сигнала) работает на левой половине
двойного диода. На сопротивлении его нагрузки R$ создается на-
пряжение звуковой частоты. Оно подается на вход усилителя низ-
кой частоты для дальнейшего усиления. Детектор сигнала работает
при любой интенсивности принимаемых колебаний.
Правая половина двойного диода используется в качестве де-
тектора системы АРУ. Этот детектор, с параллельным включением
468
сопротивления нагрузки, детектирует напряжение, снимаемое с ано-
да лампы последнего каскада УПЧ. Нагрузкой детектора служит
резистор /?н. Катод диода АРУ имеет положительный потенциал
относительно земли. Поэтому действие детектора АРУ начинается
только тогда, когда амплитуда переменного напряжения на конту-
ре LiC{ превысит постоянное напряжение задержки t/зад.
Предположим, что напряжение на входе детектора АРУ имеет
вид, показанный на рис. 2.227, а. До момента tx оно меньше на-
пряжения задержки, и поэтому детектор АРУ не работает. В этом
случае на резисторе получается только переменное напряже-
Рис. 2.226. Схема АРУ с задержкой, применяемая в приемниках связи
ние, так как при запертом диоде АРУ конденсатор Сн и резистор 7?н
выполняют роль переходной цепи. Поскольку в составе данного
напряжения нет постоянной составляющей, то на конденсаторе
фильтра Сф напряжения нет и A£,g = 0.
С момента ti происходит увеличение амплитуды принимаемых
колебаний и напряжение на контуре LiCi растет. В момент /2 его
амплитуда достигает напряжения задержки и поэтому начинается
процесс детектирования. В результате этого на резисторе 7?н соз-
дается напряжение, среднее значение которого изменяется как по
закону звуковой частоты, так и по закону изменения амплитуды
колебания несущей частоты (рис. 2.227,6). При помощи фильтра
7?фСф происходит выделение постоянной составляющей напряже-
ния \Eg (рис. 2.227, в), которое подается на сетки ламп регулируе-
мых каскадов в качестве дополнительного отрицательного сме-
щения.
Напряжение \Eg не должно иметь заметных пульсаций, так как
при их наличии произойдет частичная демодуляция принимаемых
сигналов. Следствием этого будет уменьшение громкости приема и
появление значительных частотных искажений. Отфильтровывание
низкочастотных составляющих получится успешным, если
1 Л-с/?ф,
^мин ^ф
469
откуда требуемое значение постоянной времени фильтра системы
АРУ будет
==	7 Q.
В телефонных приемниках связи самые низкие звуковые часто-
ты равны 100 гц. Период таких колебаний равен 0,01 сек. Поэтому
в телефонных приемниках связи обычно выбирают тф = 0,02—0,2 сек.

ивх
^зад\
IlVlkil
Напряжение на контуре L,_Г7_
НТК
Амплитуда\
колебания .
несущей 1
частоты I
неизменна ।
и мала I
хАмплитуда Амплитуда [Амплитуда
1 колебания ' колебания 'колебания
I несущей i несущей \несущей
.частоты частоты частоты\
'возрастает I неизменна \убывает
|	। и велика j I
Амплитуда
колебания
несущей
частоты
неизменна
Рис. 2.227. Графики физических процессов, происходящих в системе АРУ при
приеме амплитудно-модулированных колебаний (глубина модуляции не посто-
янна)
При этом необходимо учитывать, что для переменных токов детек-
тора резисторы /?н и А?ф включены параллельно. В телеграфных
приемниках связи тф выбирается порядка 0,1 — 1 сек. Таким обра-
зом, система АРУ приемников связи (и радиовещательных прием-
ников) должна быть достаточно инерционной. Это означает, что
она не должна реагировать на полезные изменения амплитуды при-
нимаемых колебаний, происходящих с частотой модуляции.
470
Напряжение на конденсаторе Сф должно быть пропорционально
среднему уровню принимаемых колебаний, который изменяется
значительно медленнее полезных изменений амплитуды. Изменение
среднего уровня принимаемых колебаний (т. е. изменение ампли-
туды колебаний несущей частоты) происходит за счет изменения
условий распространения радиоволн, а также при изменении рас-
стояния между передатчиком и приемником.
в)	Система АРУ с усилением
Известны два способа выполнения такой системы. В одной из
них осуществляется дополнительное усиление сигнала до детектора
АРУ. Следовательно, в схеме АРУ имеется каскад УПЧ. В другой
системе применяют усиление управляющего напряжения. В схему
такой системы входит усилитель постоянного напряжения.
3. Автоматическая регулировка усиления
в радиолокационных приемниках
Схемы АРУ, применяемые в приемниках радиолокационных
станций, имеют специфические особенности. Объясняется это тем,
что радиолокационные станции работают в импульсном режиме и
поэтому полезный сигнал, отраженный от цели, воздействует на
приемник в течение весьма короткого отрезка времени. В проме-
жутке между полезными импульсами на входе приемника может
действовать большое количество мешающих сигналов различного
происхождения. Они часто воздействуют на приемник и во время
прихода отраженных сигналов.
Мешающие сигналы могут иметь значительную амплитуду и ча-
стоту, близкую к частоте настройки приемника. Они могут быть
модулированные, немодулированные и иметь различную длитель-
ность. На рис. 2.228 показан пример немодулированной помехи,
действующей на входе радиолокационного приемника одновремен-
но с полезным сигналом. Там же показано результирующее напря-
жение на входе приемника для трех случаев.
Задача борьбы с естественными помехами в радиолокационных
станциях решается при помощи различных систем АРУ. Рассмот-
рим системы автоматической регулировки усиления, получившие
широкое распространение в радиолокационных приемниках.
Мгновенная автоматическая
регулировка усиления (МАРУ)
В приемниках радиолокационных станций часто применяется
система мгновенной автоматической регулировки усиления (МАРУ).
Она в основном предназначена для борьбы с импульсными поме-
хами, имеющими большую амплитуду. Такие помехи появляются
вследствие отражений от поверхности воды (если радцодокацион-
471
ная станция установлена на самолете), холмов, плотной облач-
ности.
Такая помеха, воздействуя па приемник без системы МАРУ, вы-
зывает перегрузку ряда его каскадов, вследствие чего наступает
резкое уменьшение чувствительности приемника. Результатом это-
го может быть пропуск полезных сигналов.
Рис. 2.228. Пример немодулированной помехи,
действующей на входе радиолокационного при-
емника одновременно с полезным сигналом:
а — напряжение полезного сигнала: б — напряжение по-,
мехи; в — результирующее напряжение, когда /п =£ / »
г — результирующее напряжение, когда /п=/с, а <Р = о’
д — результирующее напряжение, когда /п=/с, а =
= 180°
Система МАРУ в ряде случаев защищает приемник от длитель-
ной перегрузки. Ее основной особенностью является малая инер-
ционность. Система МАРУ почти мгновенно срабатывает под воз-
действием помехи, уменьшая на время ее действия коэффициент
усиления нескольких каскадов УПЧ. Сразу после исчезновения по-
472
мехи чувствительность приемника полностью восстанавливается и
он может принимать слабые сигналы (рис. 2.229).
Система МАРУ обычно состоит из нескольких звеньев (ячеек).
Каждое звено МАРУ работает самостоятельно, независимо от дру-
а — без системы МАРУ; б — при наличии системы МАРУ
гих звеньев, уменьшая коэффициент усиления регулируемого кас-
када УПЧ на время действия сильной помехи. Принципиальная
схема звена МАРУ может быть различной. В простейшем случае
Рис. 2.230. Каскад УПЧ, имеющий ячейку МАРУ
оно представляет собой ячейку добавочного автоматического сме-
щения, создаваемого за счет сеточного тока усилительной лампы
(рис. 2.230).
473
Если на контуре Lt возникают радиоимпульсы с амплитудой,
превышающей напряжение Eg, то в цепи управляющей сетки лампы
протекает ток, имеющий форму периодически повторяющихся им-
пульсов. Постоянная составляющая сеточного тока создает на ре-
зисторе /?] напряжение &Eg. До этого напряжения заряжается кон-
денсатор Сг- Когда действие помехи прекратится, конденсатор С2
разрядится через резистор Rt. Для этого требуется время, равное
5RiC2. Практически оно бывает порядка нескольких микросекунд.
После разряда конденсатора С2 на сетке усилительной лампы вос-
станавливается нормальное смещение (равное Eg) и приемник ока-
зывается подготовленным к приему слабых сигналов. При усилении
С1
Li
JW-
От анода
лампы
предыдущего
каскада УПЧ
^4
'3
С5	К следующему
* “Ц||г декаду УПЧ
Детектор МАРУ
L3
C2___«2.

Л,-
i

Рис. 2.231. Принципиальная схема звена МАРУ
слабых сигналов сеточного тока не возникает и ячейка (звено)
МАРУ влияния на работу усилителя не оказывает.
Один из вариантов схемы звена МАРУ изображен на рис. 2.231.
В этой схеме радиоимпульсы, возникающие на контуре Ь2 каска-
да УПЧ, детектируются диодным детектором. На сопротивлении
нагрузки детектора /?4 получаются отрицательные видеоимпульсы.
Они подаются на сетку лампы Л3, имеющей нагрузку в цепи ка-
тода.
В исходном режиме анодный ток лампы Л3 создает на резисто-
ре /?5 постоянное напряжение, равное Е\. Поэтому на выходе дан-
ного каскада (между катодом и землей) напряжения нет.
При появлении на сетке лампы Л3 отрицательного импульса ее
анодный ток уменьшается и падение напряжения на резисторе R$
становится меньше Поэтому на выходе схемы возникает отри-
цательное напряжение Afg, которое и подается на сетку лампы
каскада УПЧ в качестве дополнительного смещения. Коэффициент
усиления каскада УПЧ при этом резко уменьшается и перегрузки
в последующих каскадах приемника не происходит.
Схема МАРУ позволяет отделить полезный сигнал от помехи и
в том случае, когда они действуют на входе приемника одновре-
менно. Допустим, что частота немодулированной помехи равна ча-
474
стоте полезного сигнала и оба колебания воздействуют на вход
приемника синфазно. Результирующий сигнал для такого случая
изображен на рис. 2.228, г. Если амплитуда помехи достаточно ве-
лика, а напряжение смещения постоянно (нет системы МАРУ), то
в результате двухстороннего ограничения такого напряжения (за
счет отсечки анодного тока и динамического насыщения лампы)
полезный сигнал не будет выделен (рис. 2.232, а). Если же в дан-
ном каскаде имеется система МАРУ, то на время действия помехи
отрицательное смещение возрастает и полезный сигнал будет вы-
делен (рис. 2.232, б).
Рис. 2.232. Процесс одновременного усиления сигнала и помехи в каскаде УПЧ:
а — без системы МАРУ; б — при наличии системы МАРУ
При других фазовых соотношениях помехи и сигнала, а также
при несовпадении их частот результат будет аналогичный.
В литературе наряду с термином «мгновенная автоматическая
регулировка усиления» (МАРУ) часто пользуются термином «бы-
стродействующая» или «быстрая автоматическая регулировка уси-
ления» (БАРУ). Эти термины равнозначны.
Временная автоматическая регулировка
усиления (ВАРУ)
В ряде случаев возникает необходимость устранения вредного
влияния отражений от местных предметов, расположенных в непо-
средственной близости от радиолокационной станции. Отраженные
сигналы от местных предметов бесполезно засвечивают экран ин-
дикатора в начале развертки, затрудняя визуальное наблюдение
за целями. Особенно сильная засветка экранов индикаторов наблю-
дается в морских радиолокационных станциях. Объясняется это
хорошим отражением электромагнитной энергии от морских волн.
475
Влияние на индикатор отражений от местных предметов и мор-
ских волн значительно ослабляется при помощи временной авто-
матической регулировки усиления приемника.
Принцип ВАРУ заключается в том, что коэффициент усиления
приемника периодически изменяется в значительных пределах.
В момент посылки станцией зондирующего импульса приемник
имеет очень незначительный коэффициент усиления, который по-
степенно возрастает до максимального значения. Это поясняется
рис. 2.233.
Рис. 2.233. Принцип работы системы ВАРУ
Система ВАРУ работает под воздействием напряжения Eg, соз-
даваемого в самом приемнике при помощи специального генера-
тора. Это напряжение подается на сетки ламп нескольких каскадов
УПЧ в качестве дополнительного отрицательного смещения. Из
рис. 2.233 видно, что во время работы передатчика отрицательное
смещение на сетках регулируемых ламп приемника максимально.
Эти каскады практически заперты. Закон изменения напряже-
ния Её может быть линейный или нелинейный. Время действия си-
стемы ВАРУ может устанавливаться по желанию оператора радио-
локационной станции. Обычно оно соответствует дальности в не-
сколько километров.
Наибольшее применение система ВАРУ получила в морских ра-
диолокационных станциях.
Инерционная автоматическая
регулировка усиления (ИАРУ)
Данная система широко используется в приемниках радиолока-
ционных станций с автоматическим сопровождением целей. В та-
ких РЛС определение координат цели осуществляется методохМ
476
равносигнальной зоны, которая образуется при коническом развер-
тывании луча в пространстве.
Система АРУ приемника такой станции не должна реагировать
на полезную амплитудную модуляцию принимаемых радиоимпуль-
сов и должна управляться только средним значением отраженных
сигналов, которое зависит от дальности до выбранной цели. По-
этому постоянная времени системы АРУ должна быть намного
больше периода развертки луча антенны, т. е. регулятор усиления
должен быть инерционным.
Рис. 2.234. Отраженные сигналы на входе и выходе селектор-
ного каскада (зондирующие импульсы не показаны, масштаб
не выдержан)
Выделение полезных импульсов из всей массы сигналов и по-
мех, воздействующих на приемник, осуществляется при по<мощи
специального селекторного каскада. Селекторным каскадом может
быть каскад УПЧ или видеоусилителя. Нормально он заперт и от-
крывается только на малый промежуток времени, когда ожидается
«приход» сигнала от сопровождаемой цели. Селекторный каскад
открывается специальным селекторным импульсом, время появле-
ния которого (после импульса передатчика) может изменяться по
желанию оператора радиолокационной станции. Сказанное пояс-
няется рис. 2.234. На верхнем графике показаны отраженные им-
пульсы от трех целей, действующие на входе селекторного каскада
(радиоимпульсы или видеоимпульсы). Импульсы от сопровождае-
мой цели заштрихованы*. На втором графике изображены селектор-
ные импульсы. Их длительность обычно в два — три раза больше
длительности пеленгируемых импульсов. На третьем графике пока-
заны сигналы, действующие на выходе селекторного каскада. Они
промодулированы по синусоидальному закону. Частота модуляции
имеет порядок десятков герц. Следовательно, период огибающей
выделяемых видеоимпульсов измеряется сотыми долями секунды.
На нижнем графике показано напряжение на выходе системы АРУ
477
при условии, что ее постоянная времени имеет порядок нескольких
секунд.
Схема радиолокационного приемника с инерционной автомати-
ческой регулировкой усиления приведена на рис. 2.235.
Первые четыре каскада УПЧ являются общими. В этих каска-
дах происходит усиление всех сигналов, попадающих на вход уси-
лителя напряжения промежуточной частоты. Пятый каскад селек-
торный. Большую часть времени он заперт. Селекторный каскад
открывается в момент прихода отраженного сигнала от выбранной
Общие каскады
УПЧ
Селекторный
каскад
I л Канал управления антенной
JJl (канал сопровождения)
7U 6 * 7 Д * ВУ
к ИД
Канал дальности
(канал наблюдения
Дет.
АРУ
ккн
* 2*3
Рис. 2.235. Упрощенная схема радиолокационного приемника с инер-
ционной автоматической регулировкой усиления
цели. Таким образом, в канал управления антенной поступают
только те сигналы, которые приходят от цели, выбранной операто-
ром для автоматического сопровождения.
В канал дальности поступают все сигналы, имеющиеся на вы-
ходе четвертого (каскада УПЧ. Они наблюдаются на трубке индика-
тора кругового обзора, где видна вся воздушная обстановка вокруг
станции.
Из схемы приемника видно, что на вход детектора системы
ИАРУ поступают видеоимпульсы от вполне определенной цели.
Они детектируются пиковым детектором с большой постоянной вре-
мени, превращаясь в постоянное напряжение. Его величина зави-
сит только от расстояния до сопровождаемой цели. По мере умень-
шения расстояния до цели происходит возрастание полезных сигна-
лов на входе приемника, но под действием системы ИАРУ коэффи-
циент усиления двух каскадов УПЧ почти пропорционально умень-
шается и вследствие этого напряжение на выходе канала сопро-
вождения изменяется незначительно,
478
§ 15.	АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
1.	Назначение автоматической подстройки частоты
в радиолокационных приемниках
Большинство радиолокационных станций работает в диапазоне
сантиметровых волн. Источниками высокочастотных колебаний в
этом диапазоне являются многорезонаторные магнетроны (>в пере-
датчиках) и отражательные клистроны (в приемниках). Частота
колебаний, генерируемых магнетроном или клистроном, не являет-
ся строго стабильной. Она изменяется в процессе работы радиоло-
кационной станции в силу различных причин.
Основными причинами нестабильности частоты магнетронного
генератора являются: изменение объема резонаторов при измене-
нии температуры магнетрона; изменение нагрузки на магнетрон,
происходящее при вращении антенны радиолокационной станции
(за счет изменения ^величины и характера сопротивлений во вра-
щающихся сочленениях); изменение величины питающих напря-
жений.
В результате этих причин частота колебаний, генерируемых в
магнетроне, может изменяться от своего номинального значения
примерно в таких пределах:
а)	Хном = 10 см (Дом = 3000 Мгц) до ± 3 Мгц\
б)	^ном = 3 см (/ном= ЮООО Мгц) до ± 10 Мгц.
Основными причинами нестабильности частоты колебаний, гене-
рируемых отражательным клистроном, являются изменение вели-
чины питающих напряжений и изменение объема резонатора кли-
строна.
Частота колебаний, возникающих в клистроне, очень сильно за-
висит от напряжения на его отражателе. В десятисантиметровом
клистроне изменение потенциала отражателя на один вольт вызы-
вает изменение частоты генерируемых колебаний на сотни кило-
герц. Если питание такого клистрона осуществляется от стабили-
зированного выпрямителя, то уход частоты от номинального зна-
чения (за счет температурного изменения объема резонатора и не*
больших колебаний напряжения на электродах) может быть по-
рядка 2—3 Мгц.
При указанных величинах возможного ухода частоты магнетро-
на и клистрона на волне 10 ри максимальное отклонение промежу-
точной частоты приемника может составлять единицы мегагерц.
В этом случае произойдет резкое уменьшение чувствительности
приемника, а форма усиливаемых радиоимпульсов будет значитель-
но искажаться (рис. 2.236).
Поддержание промежуточной частоты приемника вблизи номи-
нального значения обычно достигается применением системы авто-
матической подстройки частоты (АПЧ). По своему назначению си-
стемы АПЧ делятся на два типа: 1) разностные системы АПЧ и
2) абсолютные системы АПЧ.
479
В первом случае изменение частоты магнетрона сопровождает-
ся одновременным изменением частоты клистрона так, что разность
этих частот остается практически неизменной. Система разностной
АПЧ требует для своей работы регулярного воздействия радиоим
пульсов, создаваемых магнетроном. Поэтому она может применят]
ся только в том случае, когда передатчик и приемник станции на
ходятся в непосредственной близости.
Цп
Рис. 2.236. Расположение частотного спектра радиоимпульсов про-
межуточной частоты относительно частотной характеристики УПЧ:-
«—когда промежуточная частота приемника равна своему номинальному
значению; б — когда промежуточная частота приемника выше номинального
значения
Во втором случае частота клистронного гетеродина приемника
не зависит от частоты принимаемых колебаний. Она остается вс.
время стабильной. В этом случае постоянство промежуточной ча-
стоты достигается мерами стабилизации частоты передатчика. Если
же частота принимаемых сигналов не остается постоянной, то воз-
можные изменения промежуточной частоты приемника учитывают
путем расширения его полосы пропускания. Система абсолютной
АПЧ применяется в тех случаях, когда передатчик полезных сиг-
налов находится вдали от приемника, а также в радиолокационных
станциях с селекцией движущихся целей.
2.	Схема разностной системы АПЧ
В радиолокационных приемниках применяются различные раз-
ностные системы АПЧ. Одна из распространенных разностных схем
АПЧ изображена на рис. 2.237. В нее входят: смеситель, усилитель
480
напряжения промежуточной частоты (обычно не более трех каска*
до>в), частотный дискриминатор, видеоусилитель (обычно один кас-
кад), управляющая схема.
Из схемы видно, что часть энергии мощных высокочастотных
радиоимпульсов, генерируемых в магнетроне радиолокационной
станции, поступает через ослабитель мощности на смеситель систе-
мы АПЧ. В результате действия ослабителя мощность зондирую-
щих импульсов на входе смесителя оказывается порядка 1 мет, в
то время как на входе ослабителя она доходит до тысячи киловатт.
Конструкция ослабителя может быть различной. Сравнительно ча-
сто им является отрезок цилиндрического предельного волновода
или коаксиального кабеля с большим затуханием.
Рис. 2.237. Схема разностной системы АПЧ
Смеситель системы АПЧ конструктивно мало отличается от сме-
сителя основного канала приемника. Принцип действия обоих сме-
сителей одинаков.
От клистронного гетеродина приемника высокочастотные коле-
бания поступают на оба смесителя. Мощность этих колебаний бы-
вает порядка 0,5 мет. Частота колебаний клистрона отличается от
частоты колебаний магнетрона на величину промежуточной часто-
ты приемника.
Будем считать, что в разбираемой схеме номинальная частота
колебаний магнетрона /мном = 3000 Мгц, а номинальная частота ко-
лебаний клистронного гетеродина приемника /г. ном = 3030 Мгц.
Тогда номинальное значение промежуточной частоты приемника
/пр. ном = 30 Мгц.
Нагрузкой смесителя системы АПЧ служит входной контур уси-
лителя напряжения промежуточной частоты. На этом контуре соз-
даются радиоимпульсы промежуточной частоты. Радиоимпульсы
усиливаются и поступают на вход частотного дискриминатора. Его
схема может быть такой же, как в приемнике частотно-модулиро-
16-869	481
ванных колебаний (§ 13). Применяются также схемы дискримина-
торов, специально разработанные для систем АПЧ.
Напряжение на выходе дискриминатора имеет форму видеоим-
пульсов. Амплитуда и полярность видеоимпульсов зависят от ча-
стоты радиоимпульсов, поступающих на вход дискриминатора. Если
на выходе дискриминатора положительное напряжение получается
при промежуточной частоте радиоимпульсов ниже номинальной, то
его характеристику назовем «левой». Если же положительное вы-
ходное напряжение получается при промежуточной частоте выше
номинальной, то характеристику дискриминатора будем называть
Рис. 2.238. Частотные характеристики дискриминатора си-
стемы АПЧ:
а — левая характеристика: б — правая характеристика
«правой». Типичные частотные характеристики дискриминаторов,
применяемых в системе АПЧ, приведены на рис. 2.238. Из них
видно, что переходная частота дискриминатора системы АПЧ дол-
жна быть равна номинальной промежуточной частоте приемника.
Видеоимпульсы с выхода дискриминатора подаются на вход одно-
каскадного видеоусилителя, а затем поступают на управляющую
схему, которая устанавливает необходимую частоту колебаний кли-
стронного гетеродина.
Таким образом, схема АПЧ представляет собой замкнутую си-
стему автоматического регулирования. Ее действие можно пояснить
на примере нестабильности частоты колебаний клистрона. Допу-
стим, что в процессе разогрева клистрона частота его колебаний
стала уменьшаться. При этом начнется понижение промежуточной
частоты приемника, так как fnp=fr—?м- В результате этого на вы-
ходе дискриминатора появится сигнал ошибки в настройке клистро-
на. Он воздействует на управляющую схему. Управляющая схема
оказывает такое действие на клистрон, которое препятствует изме-
нению частоты генерируемых колебаний. Этим воздействием может
быть увеличение напряжения на отражателе клистрона.
3.	Управляющая схема разностной системы АПЧ
Важнейшим элементом системы АПЧ является ее управляющая
схема. Она корректирует частоту колебаний клистронного гетеро-
дина в зависимости от величины и знака напряжения ошибки, соз-
даваемого частотным дискриминатором.
482
Если дискриминатор вырабатывает напряжение ошибки, указы-
вающее на отклонение промежуточной частоты от номинального
значения, то управляющая схема изменяет частоту колебаний ге-
теродина так, чтобы напряжение ошибки стремилось к нулю, а про-
межуточная частота стремилась к номинальной.
Воздействие управляющей схемы на клистрон может быть элек-
тронное, термическое и электромеханическое. Наиболее широко
применяется электронное воздействие на настройку клистрона.
В этом случае управляющая схема осуществляет регулировку на-
пряжения на отражателе клистрона и тем самым изменяет частоту
генерируемых колебаний.
Управляющие схемы в системах АПЧ бывают различные. Ниже
рассматриваются две схемы поискового типа, применяемые для
электронной подстройки частоты клистрона за счет изменения на-
пряжения на его отражателе.
Тиратронная управляющая схема
Наиболее простая схема управляющего устройства выполняется
на тиратронах. Она изображена на рис. 2.239.
Рис. 2.239. Тиратронная управляющая схема разностной системы
АПЧ
Тиратронная управляющая схема состоит из каскада поиска
правильной настройки клистрона и каскада слежения за найден-
ной настройкой клистрона. Каждый каскад тиратронной схемы яв-
ляется генератором пилообразного напряжения. Управляющая схе-
ма может работать в режиме поиска и в режиме слежения.
Работа тиратронной управляющей схемы в режиме поиска
В режиме поиска управляющая схема работает в тех случаях,
когда на выходе дискриминатора системы АПЧ нет напряжения
ошибки. Так бывает при выключенном магнетроне и при значитель-
16*	483
ном отклонении частоты колебаний магнетрона (или клистрона) от
номинального значения.
Будем считать, что магнетрон выключен. Тогда на входе смеси-
теля АПЧ радиоимпульсов нет. Следовательно, не будет и видео-
импульсов на выходе дискриминатора и на входе лампы Лх управ-
ляющей схемы. В этом случае каскад слежения не работает, так
как тиратрон заперт смещением Egi.
t-я зона 2-я зона 3-я зона
Рис. 2.240. Напряжение на отражателе клистрона в ре-
жиме поиска и слежения в случае применения тиратрон-
ной управляющей схемы
В это время каскад поиска на тиратроне Л2 работает в автоко-
лебательном режиме. Амплитуда пилообразного напряжения кас-
када поиска зависит от напряжения Eg2. Обычно она бывает по-
рядка 100 в. Период пилообразного напряжения каскада поиска
сравнительно велик (около 1 сек). Напряжение с анода лампы Л2
подается на отражатель клистрона. Его величина всегда меньше
напряжения Поэтому напряжение на отражателе клистрона бы-
вает только отрицательное по отношению к объемному резонатору.
484
Оно изменяется в пределах выбранной рабочей зоны клистрона
(рис. 2.240).
В то время, когда напряжение на отражателе «проходит» рабо-
чую зону клистрона, в его объемном резонаторе возникают высоко-
частотные колебания. Частота колебаний, генерируемых клистро-
ном, изменяется по закону, который близок к линейному. Изме-
нение частоты колебаний десятисантиметрового клистрона в режи-
ме поиска обычно бывает равно 10—15 Мгц. В таком режиме управ-
ляющая схема ожидает поступления видеоимпульсов от частотного
дискриминатора.
Работа тиратронной управляющей схемы
в режиме слежения
Если при включении магнетрона появляются видеоимпульсы на
выходе дискриминатора, то управляющая схема перейдет в режим
слежения. В этом случае каскад поиска прекращает работу, так
Uomp )
а 0
(Мгц)
зоьо1
3035
3030
3025
3020
Магнетрон выключен
Магнетрон включен
3000 Мгц	3005Мгц
Рис. 2.241. Графики процессов в тиратронной управляющей схеме
при условии, что fr>fM (масштаб не выдержан)
как с началом работы каскада слежения напряжение на аноде ти-
ратрона Л2 окажется недостаточным для его зажигания.
В режиме слежения напряжение на отражателе клистрона ме-
няется незначительно (доли вольта). Период повторения пилооб-
разного напряжения получается порядка 5 мсек. В этом режиме
периодические изменения частоты колебаний клистрона измеря-
ются сотнями килогерц.
На рис. 2.241 поясняются процесс перехода управляющей схемы
из режима поиска в режим слежения и ее дальнейшая работа,
В момент /1 включается магнетрон и в нем происходит генерация
радиоимпульсов с номинальной частотой fM = 3000 Мгц. Из графи-
ков видно, что в данный момент частота гетеродина />>3030 Мгц.
485
Поэтому появившиеся радиоимпульсы на выходе смесителя АПЧ
будут иметь частоту /пр>30 Мгц.
Если характеристика дискриминатора имеет вид, показанный на
рис. 2.238, б, то на выходе его появятся видеоимпульсы положи-
тельной полярности. В однокаскадном видеоусилителе они усилива-
ются, а их полярность становится отрицательной. Поэтому лампа
Лх остается запертой и начавшийся заряд конденсатора С2 продол-
жается. По мере заряда конденсатора С2 происходит понижение ча-
стот /г и /пр, в результате чего амплитуда видеоимпульсов умень-
шается.
В момент /2 частота гетеродина /г = 3030 Мгц, а промежуточная
частота /Пр = 30 Мгц. Поэтому напряжение на выходе дискримина-
тора, а следовательно, и на входе лампы Л[ будет равно нулю. Но
с момента /2 на входе лампы Лх появляются положительные видео-
импульсы, так как с этого момента /г<3030 Мгц, а /Пр<30 Мгц.
В момент t3 амплитуда положительных видеоимпульсов нарас-
тает до такой величины, при которой происходит зажигание тира-
трона Ль При этом конденсатор G небольшой емкости мгновенно
разряжается до напряжения погасания тиратрона и лампа Л1 гас-
нет (запирается). С этого момента начинается заряд конденсато-
ра Ci от источника Еа через сопротивление 7?i и от конденсатора С2
через сопротивление /?2. Поэтому с момента t3 отрицательное на-
пряжение на отражателе клистрона начинает возрастать, а следо-
вательно, возрастает и частота колебаний fr. В результате повыше-
ния частоты fr происходит повышение промежуточной частоты при-
емника /пр.
С момента /4 частоты /г и /пр превышают свои номинальные зна-
чения и на входе лампы Л\ действуют видеоимпульсы отрицатель-
ной полярности. Их амплитуда линейно возрастает. Лампа Л{
остается запертой, и разряд конденсатора С2 продолжается.
В момент /5 напряжение на конденсаторе С2 становится равным
напряжению на конденсаторе Поэтому разряд конденсатора С2
прекращается. Начинается его заряд, сопровождающийся уменьше-
нием частот /г и /Пр. Понижение частоты /пр приводит к уменьше-
нию амплитуды отрицательных видеоимпульсов, действующих на
входе лампы Ль
С момента /6 видеоимпульсы на входе тиратрона Л\ оказыва-
ются положительными и нарастают до тех пор, пока не произойдет
его зажигание. Это произойдет в момент /7. Начиная с момента /7
процессы в схеме периодически повторяются.
Таким образом, в установившемся режиме работы управляю-
щей схемы частота колебаний, генерируемых клистроном, и проме-
жуточная частота приемника непрерывно изменяются в небольших
пределах около своих номинальных значений.
Допустим теперь, что в момент t% частота радиоимпульсов, ге-
нерируемых в магнетроне, резко изменилась и стала равной
3005 Мгц. Тогда частота радиоимпульсов, действующих на выходе
смесителя АПЧ, резко понизится и станет равной 25 Мгц. При этом
на входе управляющей схемы мгновенно появятся большие поло-
486
жительные видеоимпульсы и тиратрон отопрется. Конденсатор
Ci быстро разрядится до .напряжения погасания тиратрона, и он
погаснет. Начнется разряд конденсатора С2 через резистор R2 и
конденсатор Сь
Разряд конденсатора С2 теперь происходит до более низкого
напряжения, так как за время его разряда лампа отпирается не-
сколько раз. Тиратрон Л\ зажигается каждым положительным ви-
деоимпульсом, пока его амплитуда превышает величину, необходи-
мую для зажигания лампы.
В момент /9 частота колебаний клистрона fr становится равной
3035 Мгц, При этом промежуточная частота приемника fnp = 30 Мгц
и напряжение на входе управляющей схемы равно нулю. Однако
разряд конденсатора С2 еще продолжается, и поэтому частота fr
становится больше 3035 Мгц. Соответственно и fnp становится боль-
ше 30 Мгц. Поэтому с момента /9 на входе лампы Л\ появятся от-
рицательные видеоимпульсы с нарастающей амплитудой.
В момент /ю напряжение на разряжающемся конденсаторе С2
становится равным напряжению на конденсаторе G и его разряд
прекращается. Начинается его заряд от источника £а через рези-
сторы и /?2.
В момент /н частота клистрона fr становится равной 3035 Мгц,
а промежуточная частота fnp равна 30 Мгц. Но заряд конденсато-
ра С2 еще продолжается и указанные частоты продолжают умень-
шаться. С этого момента на входе лампы Лх появляются положи-
тельные видеоимпульсы.
В момент /J2 амплитуда положительных видеоимпульсов дости-
гает величины, достаточной для зажигания тиратрона Ль и он за-
жигается. Конденсатор Cj мгновенно разряжается до напряжения
погасания тиратрона, и он гаснет. Начинается разряд конденсато-
ра С2 через резистор /?2 и конденсатор Сь который теперь заря-
жается до тех пор, пока напряжение «на нем не сравняется с на-
пряжением ЦС2-
С этого момента времени в управляющей схеме процесс будет
установившимся. Она нашла новую частоту клистрона (3035 Мгц)
и поддерживает ее практически постоянной. В результате этого из-
менение частоты магнетрона не привело к изменению промежуточ-
ной частоты и приемник остался настроенным. Его чувствительность
сохранилась высокой, и он нормально принимает слабые отражен-
ные сигналы. Аналогичным образом управляющая схема работает
при изменении частоты клистрона.
Таким образом схема АПЧ непрерывно следит за промежуточ-
ной частотой приемника и в случае ее изменения немедленно воз-
действует на клистрон, изменяя его настройку.
Диодно-фантастронная управляющая
схема
Существенным недостатком тиратронной управляющей схемы
являются значительные пульсации частоты гетеродина около зна-
чения точной настройки. Для тиратронной схемы допускаемая ве-
487
личина этих пульсаций (в состоянии динамического равновесия схе-
мы) иногда достигает 25% полосы пропускания приемника.
Значительно меньшие пульсации частоты колебаний клистрона,
а следовательно, и промежуточной частоты приемника получаются
Рис. 2.242. Диодно-фантастронная управляющая схема разно-
стной системы АПЧ
Рис. 2.243. Частотные характеристики каскадов системы АПЧ:
а — дискриминатора; б — видеоусилителя; в — диодного детектора
при наличии диодно-фантастронной управляющей схемы, изобра-
женной на рис. 2.242.
В этой схеме фантастрон является каскадом поиска правильной
настройки клистрона. Он работает в автоколебательном режиме
как генератор линейно-падающего напряжения.
488
Диодный детектор с параллельным включением сопротивления
нагрузки служит для срыва генерации фантастрона в тот момент,
когда будет найдена правильная частота клистронного гетеродина.
С этого момента фантастрон работает как усилитель постоянного
напряжения (УПН) с коэффициентом усиления порядка 20—50. Из
схемы, изображенной на рис. 2.242, видно, что диодному детектору
управляющей схемы предшествуют каскад видеоусилителя и дис-
криминатор. На рис. 2.243 приведены частотные характеристики
указанных каскадов. Наличие сеточного ограничения положитель-
ных импульсов в каскаде видеоусилителя не является обязатель-
ным, но часто делается. Работу фантастрона (как генератора) мо-
жет прекратить только отрицательное напряжение детектора.
Это напряжение получается на резисторе /?н. Его величина опре-
деляется промежуточной частотой приемника (рис. 2.243, в). Если
характеристика дискриминатора «левая», то отрицательное напря-
жение создается при промежуточной частоте приемника, превы-
шающей номинальное значение. При «правой» характеристике ди-
скриминатора отрицательное напряжение на резисторе 7?н полу-
чается, когда промежуточная частота приемника ниже номинальной,
рассмотрим работу управляющей схемы в режиме поиска и в
режиме слежения.
Работа диодно-фантастронной управляющей схемы
в режиме поиска
В режиме поиска фантастрон работает в тех случаях, когда на
выходе дискриминатора системы АПЧ нет напряжения ошибки.
При этом условии на выходе диодного детектора управляющей
схемы видеоимпульсов нет. Поэтому фантастрон работает в авто-
колебательном режиме, генерируя линейно-падающее напряжение
с большой амплитудой (порядка 100 в) и с большим периодом
(доли секунды). Напряжение с анода лампы фантастрона подается
на отражатель клистрона. В то время, когда напряжение на отра-
жателе «проходит» рабочую зону клистрона, в его объемном резо-
наторе возникают высокочастотные колебания. Частота колебаний,
генерируемых клистроном, изменяется по линейному закону. Пе-
риодическое изменение частоты клистрона происходит около номи-
нального значения с максимальным отклонением от него на
5—10 Мгц.
Для упрощения графиков процессов, происходящих в диодно-
фантастронной схеме (рис. 2.244), условно предполагалось, что на-
пряжение на отражателе клистрона не выходит за пределы его ра-
бочей зоны. Поэтому периодических срывов колебаний клистрона
на этих графиках не показано, хотя они фактически в режиме по-
иска происходят.
Напомним основные процессы, происходящие ib фантастроне при
автоколебательном режиме. По мере разряда конденсатора ([че-
рез лампу Л2 и резисторы и /?1) происходит линейное уменьше-
ние напряжения на аноде лампы. Оно сопровождается уменьше-
489
нием отрицательного напряжения на первой сетке, скорость изме-
нения которого в сотни раз меньше скорости изменения анодного
напряжения.
Когда напряжение иа достигнет напряжения опрокидывания схе-
мы С'аопр, начинается процесс перераспределения электронов меж-
Режим поиска Режим слежения * g
Рис. 2.244. Графики процессов в диодно-фантастронной управ-
ляющей схеме при наличии «левой» характеристики дискрими-
натора и условии, что fr>fM
ду анодом и экранирующей сеткой пентода, который ускоряется из-
менением потенциала третьей сетки. По мере роста тока ig2 потен-
циал третьей сетки понижается, это способствует уменьшению анод-
ного тока. В результате развивающегося лавинообразного процесса
на третьей сетке пентода скачком возникает большое отрицатель-
ное напряжение и лампа мгновенно запирается по анодному току,
490
Напряжение на аноде скачком возрастает на величину Дм'. Потен-
циал первой сетки скачком повышается на такую же величину
(Дм;, = Дц'а).
После скачка напряжений начинается заряд конденсатора Ср
Ток заряда проходит через резистор /?а и участок сетка — катод
лампы. Ввиду малой постоянной времени цепи заряда конденса-
тор С} заряжается быстро и напряжение на аноде лампы быстро
возрастает.
Одновременно с зарядом конденсатора С\ происходит разряд
конденсатора С2 (через участок экранирующая сетка — катод и ре-
зистор /?2). По этой причине возникшее на третьей сетке отрица-
тельное напряжение уменьшается по экспоненциальному закону.
Когда оно достигает величины отпирания лампы по третьей сетке,
появляется анодный ток. Начинается процесс перераспределения
электронов между анодом и экранирующей сеткой. Повышение по-
тенциала третьей сетки убыстряет его.
В результате развивающегося лавинообразного процесса анод-
ное напряжение скачком уменьшается на величину AzzJ. Перепад
анодного напряжения передается на первую сетку лампы
Ди’1 = Диа), и на ней возникает отрицательное напряжение,
уменьшающее ток катода. Оно всегда меньше напряжения запира-
ния лампы по первой сетке. Сразу после скачка напряжений проис-
ходит медленное уменьшение анодного напряжения по линейному
заколу. Указанные выше процессы повторяются с частотой поряд-
ка единиц герц.
Таким образом, в режиме поиска фантастрон периодически из-
меняет частоту колебаний клистронного гетеродина в значительных
пределах. Управляющая схема ожидает поступления видеоимпуль-
сов с выхода частотного дискриминатора.
Работа диодно-фантастронной управляющей схемы
в режиме слежения
На рис. 2.244 показан случай, когда в момент включения магне-
трона промежуточная частота приемника оказалась заметно выше
ее номинальной величины (момент /1). В это время происходит
дальнейшее повышение частоты гетеродина, так как напряжение на
аноде фантастрона уменьшается. Поэтому возникшая промежуточ-
ная частота приемника возрастает.
Поскольку величина промежуточной частоты оказалась выше
номинального значения, то на выходе дискриминатора появляются
отрицательные видеоимпульсы. Они усиливаются видеоусилителем
и становятся положительными (см. 1-й вариант на рис. 2.243), а на
сопротивлении нагрузки детектора /?н создается значительное отри-
цательное напряжение (см. правый график на рис. 2.244).
В примере, приведенном на рис. 2.244, в момент включения
магнетрона оказалось, что /пр>/пР. При этом промежуточная ча-
стота возрастает и отрицательное напряжение, возникшее на на-
491
грузке детектора, уменьшается. Только в начальный момент оно
замедлит процесс разряда конденсатора С\ (показано в верхнем
круге), а затем он продолжает разряжаться с прежней скоростью.
Когда wa достигает напряжения опрокидывания схемы, лампа
запирается по анодному току и начинается быстрый заряд конден-
сатора Сь Напряжение на аноде быстро нарастает. Следствием
этого является резкое понижение частоты гетеродина.
После обратного хода фантастрона частота гетеродина /г снова
начинает медленно возрастать. Теперь она ниже номинальной, и
поэтому на нагрузке детектора напряжения практически нет*. Вме-
сте с ростом частоты гетеродина происходит повышение промежу-
точной частоты приемника, так как в рассматриваемом случае
В момент /2 промежуточная частота достигает номинального
значения и на нагрузке детектора снова появляется отрицательное
напряжение. Оно весьма быстро нарастает (см. правый график на
рис. 2.244), замедляя разряд конденсатора (показано в нижнем
круге). В это время через резистор /?н протекают два тока: умень-
шающийся ток разряда конденсатора С\ и возрастающий более
быстро ток детектора (постоянная составляющая тока лампы Л\).
По этой причине и происходит уменьшение скорости изменения на-
пряжений иё\ и иа.
К моменту /3 напряжение на первой сетке и напряжение на ано-
де пентода становятся постоянными и разряд конденсатора С[ пре-
кращается. Фантастрон перестает быть генератором и работает как
усилитель постоянного напряжения. Из рис. 2.244 видно, что при
остановке фантастрона промежуточная частота оказалась несколь-
ко выше своего номинального зна|чения. Однако это отличие столь
мало, что не имеет практического значения. Если же промежуточ-
ную частоту приемника желательно иметь точно равной номиналь-
ному значению, то необходимо несколько понизить частоту настрой-
ки контуров дискриминатора.
Рассмотрим работу управляющей схемы АПЧ при скачкообраз-
ном изменении частоты колебаний магнетрона. При этом'будем счи-
тать, что отклонение частоты происходит в допустимых пределах.
Из 1рис. 2.244 видно, что в момент /4 мгновенно понизилась ча-
стота магнетрона. В результате этого произошло резкое возраста-
ние промежуточной частоты (А/пр = А/м). Однако это не привело к
резкому изменению напряжения на первой сетке пентода, так как
диодный детектор управляющей схемы АПЧ является инерцион-
ным. Для этого емкость конденсатора Сн берут порядка десятков
тысяч пикофарад. Поэтому за время одного видеоимпульса напря-
жение на нем изменяется очень мало. Потребуется определенное
время для его заметного нарастания.
Вот почему напряжения на первой сетке и на аноде пентода с
момента /4 изменяются плавно. По такому же закону промежуточ-
* Это не совсем точно. Напряжение на резисторе 7?н есть, но оно создается
током разряда конденсатора
492
кая частота после скачка приближается к номинальному
значению.
Таким образом, в режиме слежения фантастрон следит за про-
межуточной частотой приемника, не допуская ее длительного от-
клонения от номинальной величины. Аналогичные процессы проис-

ЕдЮ
иО
2970
2965
Er, Мъц
2975
___I I
Г Почнее
МагнетроЛ Магнетрон включен
выключен ] рм = 3000 Мгц	Ем=3001 мгц
е §
~ГГ“
«Н
fM, Mzu,
3002
3000
2993
П t
_Ц_
Рпр,М&Ц ।
35
30
25
20
Режим поиска
is
“Г
7Z//Z//Z//ZZZ//
Режим слежения
Рис. 2.245. Графики процессов в диодно-фантастронной управ-
ляющей схеме при наличии «правой» характеристики дискрими-
натора И УСЛОВИИ, ЧТО fr<fu


ходят при скачкообразном (или плавном) повышении частоты маг-
нетрона.
Во многих радиолокационных станциях частота клистрояного
гетеродина выбирается ниже частоты магнетрона. В этом случае
дискриминатор системы АПЧ должен иметь «правую» частотную
характеристику (рис. 2.238,6).
493
Физические процессы в диодно-фантастронной управляющей
схеме для данного случая изображены на рис. 2.245. В особенно-
стях приведенных графиков по сравнению с предыдущими читатель
сможет разобраться самостоятельно.
Работа диодно-фантастронной управляющей схемы
при неправильной настройке клистрона
В супергетеродинном приемнике прием полезных сигналов прин-
ципиально возможен при двух частотах колебаний гетеродина:
когда fr=fM+fnp и когда /г=/м—/пр. Однако в приемнике, имеющем
систему АПЧ с диодно-фантастронной управляющей схемой, толь-
ко одна из указанных частот гетеродина является правильной.
При «левой» характеристике дискриминатора системы АПЧ ча-
стота колебаний гетеродина должна быть выше частоты колебаний
магнетрона. При «правой» характеристике дискриминатора частота
колебаний гетеродина должна быть ниже частоты колебаний маг-
нетрона. Работа системы АПЧ для данных случаев была иллюстри-
рована графиками, изображенными на рис. 2.244 и рис. 2.245.
Если же при «правой» характеристике дискриминатора частота
колебаний гетеродина окажется выше частоты колебаний магне-
трона, то приемник будет сильно расстроен и его чувствительность
будет очень низкой. В этом случае дальность действия радиолока-
ционной станции значительно сокращается. При этом предпола-
гается, что переходная частота дискриминатора равна номинальной
промежуточной частоте приемника (контуры дискриминатора на-
строены правильно).
Для пояснения сказанного на рис. 2.246 приводятся графики фи-
зических процессов в диодно-фантастронной управляющей схеме
при неправильной настройке клистрона.
До включения магнетрона фантастрон работает как генератор
линейно падающего напряжения и частота колебаний гетеродина
изменяется по пилообразному закону. Радиоимпульсов на входе
смесителя АПЧ нет. Поэтому нет и импульсов напряжения проме-
жуточной частоты.
В момент включения магнетрона появляются радиоимпульсы
промежуточной частоты. В примере, изображенном на рис. 2.246,
промежуточная частота оказалась близкой к номинальному значе-
нию (мо-мент /1). В этот момент на нагрузке детектора появилось
отрицательное напряжение, замедляющее процесс разряда конден-
сатора Но напряжение 4/дет уменьшается (см. правый график)
и разряд конденсатора С\ продолжается (показано в круге). Про-
исходит это потому, что уменьшение анодного напряжения фанта-
строна сопровождается повышением частоты гетеродина, а следо-
вательно, и промежуточной частоты приемника, так как в данном
случае /пр = /г—М-
Когда же произойдет резкое понижение промежуточной частоты
и она снова начнет повышаться (момент /2), то возникшее на на-
грузке детектора отрицательное напряжение окажется возрастаю-
494
щим. 0-но все 'более замедляет процесс разряда конденсатора Сь а
в момент /3 полностью его прекращает. С этого момента промежу-
точная частота приемника постоянна, но ее величина значительно
отличается от номинального значения. В результате этого усилите-
Режим поиска
Режим слежения
Рис. 2.246. Графики процессов в диодно-фантастронной
управляющей схеме при наличии «правой» характеристики
дискриминатора и условии, что	В данном случае
система АПЧ работает неправильно
ли напряжения промежуточной частоты приемника (основного ка-
нала и канала системы АПЧ) будут сильно расстроены относитель-
но полезных сигналов. Следовательно, приемник не сможет прини-
мать слабые сигналы, а прием сильных сигналов будет происходить
с большими частотными искажениями.
495
Аналогичные процессы получаются и в том случае, когда дискри-
минатор системы АПЧ имеет «левую» характеристику, а частота
гетеродина /г</м-
4.	Схема абсолютной системы АПЧ
Распространенный вариант схемы абсолютной системы АПЧ
изображен на рис. 2.247. Эта схема поддерживает постоянной ча-
стоту гетеродина приемника и поэтому часто называется схемой
стабилизации частоты клистрона (СЧК).
у Антенна
УВЧ
Л
Основной канал приемника
 । К детектору сигнала
улч
Смеси-
тель
Клистрон
иотр
Управляющий
каскад
(фантастрон)
иупр
Поршень настройки
Эталонный
гр резонатор
IK, Поршень настройки эталонного
резонатора на частоту -р0Э1
Амплитуд-
ный детектор
УННЧ
Генератор напря-
жения низкой частоты
Fзв~ Ю00 гц
11 мод
Rs!
Рол I
«4 !
Г Фазовый
°ошус1 детектор
Рис. 2.247. Схема абсолютной системы АПЧ
Элементами схемы СЧК являются: клистронный гетеродин, эта-
лонный объемный резонатор, амплитудный детектор, усилитель на-
пряжения низкой частоты, фазовый детектор, управляющий каскад
(фантастрон), генератор напряжения низкой частоты (ГННЧ).
Из схемы видно, что клистрон находится под воздействием фан-
тастрона и генератора напряжения низкой частоты. В ГННЧ соз-
496


дается синусоидальное напряжение с постоянной амплитудой,
имеющее частоту порядка 1000 гц. Напряжение низкой частоты иМод
с небольшой амплитудой (десятые доли вольта) изменяет потен-
циал катода клистрона. Благодаря этому осуществляется частот-
ная модуляция высокочастотных колебаний, генерируемых кли-
строном. Девиация частоты клистрона постоянна и значительно
меньше полосы пропускания эталонного резонатора (в десятки
раз).
Фантастрон может работать в режиме поиска и в режиме сле-
жения. В первом случае он работает как генератор пилообразного
напряжения с амплитудой 100 в. Частота напряжения мала (едини-
цы герц). В режиме поиска фантастрон меняет напряжение на от-
ражателе клистрона, а следовательно, и генерируемую им частоту
по пилообразному закону.
Будем считать, что под воздействием напряжения фантастрона
частота /г медленно повышается (прямой ход напряжения поиска)
и быстро понижается (обратный ход напряжения поиска).
Высокочастотные колебания клистрона подаются в смеситель
основного канала приемника и в эталонный резонатор, настроенный
на частоту, которую должен генерировать клистрон. Связь между
клистроном и эталонным резонатором может осуществляться при
помощи коаксиального фидера или волновода.
Когда частота клистрона fr оказывается близкой к частоте на-
стройки эталонного .резонатора, то в нем возникают вынужденные
колебания. Эти колебания модулированы по частоте. Поэтому
амплитуда колебаний, возбуждаемых в эталонном резонаторе, из-
меняется по такому же закону (рис. 2.243).
Амплитудно-модулированные колебания из эталонного резона-
тора подаются на вход амплитудного детектора. На нагрузке де-
тектора создается синусоидальное напряжение низкой частоты. На-
зовем его напряжением ошибки, так как его наличие свидетель-
ствует о том, что частота колебаний, генерируемых клистроном,
отличается от частоты настройки эталонного резонатора. Амплиту-
да напряжения ошибки медленно изменяется по мере повышения
частоты клистрона, которое происходит под воздействием фанта-
строна.
Выделяемое напряжение ошибки усиливается реостатным уси-
лителем и подается на анод лампы фазового детектора. В нашем
примере УННЧ имеет нечетное число каскадов. Поэтому напряже-
ние на его выходе находится в противофазе с напряжением на
входе.
Независимо от наличия напряжения ошибки его величины и
фазы (а она может изменяться на 180°) на сетку лампы фазового
детектора непрерывно подается синусоидальное напряжение от
ГННЧ с постоянной амплитудой порядка десятков вольт. Оно на-
зывается опорным напряжением, так как с его фазой сравнивается
фаза усиленного напряжения ошибки.
Из графиков, изображенных на левой половине рис. 2.248, вид-
но, чго при частоте клистрона более низкой, чем частота настройки
497
эталонного резонатора, усиленное напряжение ошибки 4/ош.ус ока-
зывается в противофазе с опорным напряжением иоп. Поэтому лам-
па фазового детектора все время остается запертой и на резисторе
/?2 (рис. 2.247) создается чисто синусоидальное напряжение. При
этом условии на выходе фазового детектора напряжения нет, так
как оно снимается с конденсатора интегрирующего фильтра С3.
Медленное изменение
частоты клистрона
Рис. 2.248. Процесс образования напряжения ошибки и управ-
ляющего напряжения в схеме абсолютной системы АПЧ
Поскольку на фантастрон никакого влияния не оказывается, то
он, работая в автоколебательном режиме как генератор пилообраз-
ного напряжения, продолжает медленно повышать частоту колеба-
ний клистрона.
Когда частота клистрона становится выше частоты настройки
эталонного резонатора (правая половина графиков на рис. 2.248),
происходит изменение фазы напряжения ошибки на 180°. Усилен-
ное напряжение ошибки оказывается в фазе с опорным напряже-
нием. При этом условии лампа фазового детектора работает в ре-
жиме диода.
498
Рис. 2.249. Зависимость ампли-
туды усиленного напряжения
ошибки и величины управляю-
щего напряжения от частоты
колебаний клистрона
При положительном полупериоде усиленного напряжения ошиб<
ки лампа фазового детектора является проводящей, а при отрица-
тельном — она заперта. Следовательно, при частоте клистрона бо-
лее высокой, чем частота настройки эталонного резонатора, фазо-
вый детектор представляет собой обычный диодный детектор с па-
раллельным включением сопротивления нагрузки. Ввиду этого на
резисторе /?2 создается пульсирующее
напряжение. При помощи интегриру-
ющего фильтра R3C3 происходит выде-
ление постоянной составляющей на-
пряжения. По знаку оно является от-
рицательным, а по величине постепен-
но возрастает по мере повышения (Ча-
стоты клистрона. Будем его называть
управляющим напряжением, так как
оно управляет работой фантастрона.
Когда управляющее напряжение
достигает определенной величины (по-
рядка 5 в), происходит остановка ра-
боты фантастрона и он переводится
в режим усилителя постоянного напря-
жения. Практически это происходит
при частоте клистрона, незначительно
превышающей частоту настройки эта-
лонного резонатора. С этого момента
частота колебаний клистрона стабиль-
на и с большой степенью точности
близка к частоте настройки эталон-
ного резонатора.
Таким образом, разобранная вы-
ше схема представляет собой систему
автоматической регулировки частоты
клистрона поискового типа. Поиск пра-
вильного значения частоты клистрона
прекращается тогда, когда она оказы-
вается немного выше (или ниже) часто-
ты настройки эталонного резонатора.
Зависимость амплитуды усиленного напряжения ошибки и ве-
личины управляющего напряжения от частоты колебаний клистро-
на показана на рис. 2.249. Из приведенных характеристик видно,
что напряжение ошибки получается только при наличии вынужден-
ных колебаний в эталонном резрнаторе, за исключением одного
случая, когда частота этих колебаний совпадает с частотой на-
стройки резонатора. Максимальная величина напряжения ошибки
возможна при двух частотах гетеродина, симметричных относитель-
но частоты собственных колебаний эталонного резонатора. Любое
напряжение ошибки, полученное при частоте fr>f оэт, находится в
противофазе с напряжением ошибки, полученным при частоте
/г^С/оэт-
499
Управляющее напряжение возникает только в том случае,
когда частота колебаний клистрона превышает частоту настройки
эталонного резонатора. Максимально возможное значение управ-
ляющего напряжения обычно превышает напряжение запирания
лампы фантастрона Еёю и бывает порядка 15—25 в.
Зависимость управляющего напряжения от частоты колебаний,
генерируемых клистроном, легко снимается экспериментально. Из-
менение частоты колебаний клистрона обычно осуществляется из-
менением объема резонатора. При этом не должно быть соединения
между фантастроном и фазовым детектором.
5.	Рабочие графики для абсолютной
системы АПЧ
Типичная зависимость частоты и мощности колебаний, генери-
руемых клистроном, от величины напряжения на отражателе при
двух объемах его .резонатора изображена на .рис. 2.250. В нижней
части рисунка показано, как изменяется напряжение на отражате-
ле клистрона, если фантастрон работает в режиме поиска. Из ри-
сунка видно, что зависимость частоты генерируемых колебаний от
напряжения на отражателе клистрона близка к линейной. Она за-
метно отклоняется от линейной закономерности только при таких
напряжениях на отражателе, при которых колебательная -мощность
клистрона становится ничтожно малой.
По данным рис. 2.249 и 2.250 можно рассчитать зависимость
частоты и мощности колебаний клистрона от величины управляю-
щего напряжения, подаваемого на сетку фантастрона, при условии,
что он работает в режиме слежения. В этом режиме фантастрон
работает как усилитель постоянного напряжения с коэффициентом
усиления около 50. Поэтому небольшое изменение величины управ-
ляющего напряжения вызывает значительное изменение напряже-
ния на отражателе клистрона.
Зависимость частоты и мощности колебаний клистрона от величи-
ны управляющего напряжения часто снимается экспериментально
(в тех пределах, в которых фантастрон является усилителем по-
стоянного напряжения). На рис. 2.251 изображены две такие зави-
симости, полученные при различном объеме резонатора клистрона.
Графики мощности клистрона как функции управляющего
напряжения представляют интерес только как указатели интерва-
лов частот, в пределах которых происходит генерация высокоча-
стотных колебаний. Каждый такой график показывает частотную
зону клистрона при данном объеме его резонатора.
График зависимости частоты fr от управляющего напряжения
будем в дальнейшем называть характеристикой электронной на-
стройки клистрона. Эта характеристика близка к прямой линии.
Таких характеристик можно снять бесчисленное множество. В про-
цессе экспериментального получения характеристик электронной
настройки клистрона (и кривых для Рк) цепь передачи возникаю-
500
щего напряжения ошибки должна быть разомкнута. На рис. 2.251
также приведена зависимость величины управляющего напряжения
от частоты колебаний клистрона, снимаемая при отсутствии соеди-
нения между фантастроном и фазовым детектором.
При наличии этих двух зависимостей на одном рисунке легко
определить величину управляющего напряжения, при котором про-
исходит остановка фантастрона. Под остановкой фантастрона здесь
Резонатор настроен
на частоту f£ > /{о
^отр нам
Резонатор
настроенно
частоту fr'Q
Uomp нам
f гмин
Рис. 2.250. Зависимость положения частотной зоны кли-
строна от объема его резонатора
понимается случай, когда при замкнутой петле системы АПЧ на-
пряжение на аноде фантастрона становится неизменным и опреде-
ляется величиной вырабатываемого управляющего напряжения. На-
пряжение остановки фантастрона определяется точкой пересечения
характеристики электронной настройки клистрона с кривой, пока-
зывающей зависимость управляющего напряжения от частоты.
Этому напряжению соответствует вполне определенная частота ко-
лебаний, генерируемых клистроном.
На рис. 2.251 характеристика электронной настройки клистро-
на А /проведена для номинального объема его резонатора. Поэтому
в установившемся режиме работы клистрона мощность генерируе-
501
мых колебаний максимальна. Характеристика Б проведена для
большего объема резонатора клистрона. Поэтому она расположена
левее характеристики А. Следовательно, одному и тому же значе-
нию управляющего напряжения соответствуют различные частоты
колебаний, генерируемых клистроном.
Из рисунка видно, что большему объему резонатора клистрона
соответствует меньшее напряжение остановки фантастрона. При
этом частоты генерируемых колебаний отличаются очень незначи-
При объеме резонатора
клистрона больше
номинального
При номинальном
ооъеме резонатора
клистрона
U у пр*
о
i Фантастрон работает
как генератор пилооб-
I разного напряжения
Напряжение останов
ни фантастрона |
при номинальном
объеме резонатора I
клистрона^
г?
3 Зона
генерац
клистрон
Фантастрон
заперт
Фантастрон
работает —
как УПН
Рис. 2.251. Рабочие графики для абсолютной системы АПЧ:
А и Б — графики зависимости частоты колебаний клистрона от величины управляю-
щего напряжения; В — график зависимости управляющего напряжения от частоты
колебаний клистрона; Г и Д — графики зависимости мощности клистрона от частоты
генерируемых колебаний


тельно. С увеличением объема резонатора клистрона частота гене-
рируемых колебаний немного понижается, .и наоборот.
6.	Физические процессы в абсолютной
системе АПЧ
Предположим, что механическая настройка клистрона установ-
лена в положение максимальной выходной мощности при требуе-
мой частоте генерируемых колебаний. Для данного объема резона-
тора клистрона характеристика электронной настройки занимает
положение А (рис. 2.252).
Рассмотрим физические процессы, происходящие в абсолютной
системе АПЧ с начала ее работы. При включении фантастрона по-
тенциал его анода максимальный. Отрицательное напряжение на
отражателе клистрона минимальное. Колебаний в клистроне нет.
По мере прогрева катодов ламп происходит появление анодного
тока фантастрона и потенциал его анода резко падает (момент Л).
502
kUfJ1
- 6
ЕдЮ
объема
<»S.|eS
Скачок частоты за
счет уменьшения объ-
ема резонатора кли-
строна
г макс
^ГмаКС
|§
11
sg
g§o| ?
l§>Ss <|
all a
£ Ct Сз Si
5t?<g
-------------р?
Скачок частоты за счет
понижения потенциала
катода клистрона
^ГНОМ	, ,
I ^Колебаний'
I „в клистроне
-г1- нет । |
Время I ।
'обработки .
стабильной I •
частоты । I
[клистрона । ।
h llz Скачой ча^ютьь ~~
'счет уменьшениях—t„„
резонатора клистрона
Время отработки ста-
бильной частоты клис-
трона (Доли секунды)
Фактическое изменение
частоты генерируемых
колебаний клистрона
благодаря наличию
схемы АПЧ
О *


t”
Рис. 2.252. Графики процессов, происходящих в схеме
абсолютной системы АПЧ
503
Вслед за этим начинается линейное уменьшение напряжения на
аноде фантастрона, а следовательно, увеличение отрицательного
напряжения на отражателе клистрона. Фантастрон работает в ав-
токолебательном режиме, так как управляющего напряжения на
выходе фазового детектора нет.
В момент t2 происходит возбуждение клистрона. Возникшие в
клистроне колебания модулированы по частоте. Средняя частота
генерируемых колебаний медленно повышается по мере изменения
напряжения на отражателе клистрона.
С момента /3 начинается возбуждение эталонного резонатора и
на входе фазового детектора появляется напряжение ошибки. Оно
находится в противофазе с опорным напряжением, и поэтому на
выходе фазового детектора напряжения нет. Поскольку фазовый
детектор не оказывает воздействия на фантастрон, то он продол-
жает работать как генератор пилообразного напряжения, повышая
частоту колебаний клистрона.
В момент /4 происходит изменение фазы напряжения ошибки на
180° и на выходе фазового детектора появляется управляющее на-
пряжение. Оно отрицательно по знаку и возрастает по величине.
С появлением управляющего напряжения скорость изменения на-
пряжения на отражателе клистрона уменьшается и повышение
{частоты fr замедляется.
К моменту /5 повышение средней частоты колебаний клистрона
прекращается. Она становится неизменной и немного выше частоты
настройки эталонного резонатора. Эта частота названа номиналь-
ной, так как получена при номинальном объеме резонатора кли-
строна.
Рассмотрим теперь процессы, которые будут происходить в аб-
солютной системе АПЧ при скачкообразном и медленном измене-
нии объема резонатора клистрона.
В момент /6 произошло резкое изменение положения поршня на-
стройки клистрона и объем его резонатора увеличился. В результа-
те этого частота генерируемых колебаний скачком понизилась. Ха-
рактеристика электронной настройки клистрона переместилась
влево и заняла положение Б. Соответственно график для мощности
клистрона занимает положение 2. Поскольку в момент /6 произош-
ло изменение фазы напряжения ошибки на 180°, то управляющее
напряжение исчезло и фантастрон начинает работать как генератор
пилообразного напряжения. Поэтому частота колебаний клистрон-
ного гетеродина медленно повышается.
В момент tj происходит изменение фазы напряжения ошибки на
180° и на выходе фазового детектора появляется нарастающее уп-
равляющее напряжение. Ввиду этого изменение напряжения на от-
ражателе клистрона замедляется и к моменту /8 повышение часто-
ты fr прекращается. Установившееся значение частоты колебаний
клистрона получается несколько меньше номинального. Различие
между новым значением частоты клистрона и ее номинальной ве-
личиной очень незначительно. Оно тем меньше, чем выше доброт-
ность эталонного резонатора и чем больше коэффициент усиления
504
системы АПЧ для сигнала ошибки. Обычно добротность эталонного
резонатора абсолютной системы АПЧ бывает порядка 2—4 тысяч.
В момент /9 произошло резкое уменьшение объема резонатора
клистрона и частота /г скачком повысилась. Характеристика элек-
тронной настройки клистрона переместилась вправо и заняла поло-
жение В. Соответственно график для мощности клистрона занял
положение 3. Повышение частоты клистрона оказалось столь зна-
чительным, что привело к исчезновению колебаний в эталонном ре-
зонаторе (его резонансная характеристика показана пунктиром).
Следствием этого является исчезновение управляющего напряже-
ния на выходе фазового детектора и фантастрон начинает работать
в режиме генерации. По этой причине происходит дальнейшее по-
вышение частоты колебаний, генерируемых клистроном.
В момент /ю напряжение на отражателе выходит за пределы
рабочей зоны клистрона и колебания в нем прекращаются. Однако
отрицательное напряжение на отражателе клистрона продолжает
возрастать.
В момент /н напряжение на сетке фантастрона, работающего в
автоколебательном режиме, становится равным напряжению опро-
кидывания, поэтому начинается обратный ход напряжения поиска.
Время обратного хода фантастрона столь мало (микросекунды),
что при изменении напряжения отражателя в пределах рабочей
зоны клистрона сигнала ошибки не возникает, хотя клистрон и воз-
буждается на этот промежуток времени. Отсутствие сигнала ошиб-
ки во время обратного хода фантастрона объясняется тем, что это
время очень мало по сравнению с периодом напряжения низкой
частоты, воздействующего на катод клистрона.
После опрокидывания напряжений в схеме фантастрона начи-
нается новый цикл поиска стабильной частоты клистрона. Он за-
канчивается в момент <4. При этом установившееся значение часто-
ты клистрона получается несколько выше номинального значения.
В момент /15 произошло небольшое уменьшение объема резона-
тора клистрона и характеристика электронной настройки заняла
положение Г. Соответственно график для мощности Рк переместил-
ся в положение 4, В данном случае скачок частоты мал и колеба-
ния в эталонном резонаторе не исчезают. Поэтому управляющее
напряжение сохраняется и фантастрон работает в режиме усили-
теля постоянного напряжения. Он приближает частоту колебаний
клистрона к номинальному значению. С момента /ie в схеме снова
наступает установившийся процесс.
С момента /п показан процесс изменения частоты колебаний
клистрона, причиной которого является постепенное увеличение
объема его резонатора за счет разогрева. К моменту /18 объем ре-
зонатора клистрона изменяется столь заметно, что характеристика
электронной настройки занимает положение Д. Ей соответствует
график мощности 5. Уменьшение частоты настройки резонатора
клистрона из-за увеличения его объема оказалось весьма значитель-
ным. Однако частота генерируемых колебаний получается лишь не-
много меньше номинальной величины. Объясняется это тем, что
505
одновременно с увеличением объема резонатора клистрона проис-
ходило уменьшение управляющего напряжения, а это вызывало
увеличение отрицательного напряжения на отражателе клистрона.
В это время фантастрон работал в режиме усилителя постоянного
напряжения.
В момент /19 показан небольшой скачок частоты колебаний кри-
строна, возникший за счет резкого понижения потенциала катода.
В данном случае характеристика электронной настройки клистрона
перемещается вверх и занимает положение Е. При этом график
мощности клистрона своего положения не меняет. Объясняется это
тем, что при изменении напряжения на любом электроде клистрона
частота собственных колебаний его резонатора не меняется. Пони-
жение потенциала катода клистрона влияет на частоту генерируе-
мых колебаний так же, как повышение потенциала отражателя.
В обоих случаях происходит уменьшение разности потенциалов
между этими электродами и частота колебаний клистрона пони-
жается.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Стр.
Глава 1
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
§ 1.	Общие сведения о радиопередающих устройствах................... 3
1.	Структурные схемы передатчиков ..............................  —
2.	Основные показатели передатчика............................... 6
§ 2.	Генераторные лампы...........................................   —
1.	Особенности генераторных ламп и их параметры.................. —
2.	Статические характеристики генераторных ламп.................. 7
3.	Идеализация характеристик генераторных ламп................... 8
4.	Основное уравнение идеализированной лампы.................... 10
5,	Режимы работы генераторных ламп.............................. 12
6.	Частотный состав импульсного тока............................ 16
§ 3.	Усилители мощности.........................................    18
1.	Усилитель* мощности на триоде ............................... —
2.	Физические процессы в усилителе мощности при колебаниях пер-
вого рода...................................................... 20
3.	Энергетические соотношения в усилителе мощности при колеба-
ниях первого рода ............................................  23
4.	Физические процессы и энергетические соотношения в усилителе
мощности при колебаниях второго рода.......................     24
5.	Уравнения	импульсного анодного тока......................... 28
6.	Эквивалентная схема анодной цепи усилителя	................. 30
7.	Усилители	мощности с автоматическим смещением............... 31
8.	Усилители	мощности с параллельным анодным	питанием ......	34
9.	Усилители мощности на пентоде............................... 36
10.	Динамические характеристики усилителя мощности........... .	38
11.	Расчетные уравнения для усилителя мощности ................. 42
12.	Нагрузочные характеристики усилителя мощности............... 44
13.	Усилитель мощности с параллельным включением ламп........... 45
14.	Усилитель мощности с двухтактным включением ламп ......	48
15.	Транзисторные усилители мощности ...............	50
§ 4.	Автогенераторы длинных, средних и коротких волн .............. 53
1.	Общие сведения об автогенераторах............................. —
2.	Автогенератор	с трансформ а торной обратной	связью........... 54
3.	Автогенератор	е автотрансформаторной обратной	связью.......	59
4.	Автогенератор	с емкостной обратной связью.................... 60
5.	Автогенератор	с катодным контуром............................ 62
6.	Двухконтурный * автогенератор с электронной связью между кон-
турами ............................................ ..........	63
7.	Транзисторные антогенераторы................................. 67
507
Стр.
§ 5.	Автогенераторы УКВ •.........................................
1.	Особенности ламп, контуров и схем автогенераторов УКВ
2.	Однотактные автогенераторы метровых волн ...................
3.	Двухтактные автогенераторы метровых волн . . . , ...........
4.	Однотактные автогенераторы дециметровых волн................
§ 6.	Стабилизация частоты автогенераторов ........................
1.	Требования к стабильности частоты радиопередающих устройств
2.	Эталонность и фиксирующая способность контура автогенератора
3.	Внешние дестабилизирующие факторы и меры устранения их влия-
ния ...........................................................
4.	Кварцевая пластина и ее электрические свойства .............
5.	Схемы кварцевых автогенераторов................................
§ 7.	Клистронные генераторы.......................................
1.	Пролетный клистрон . .’.......................................
2.	Отражательный клистрон......................................
§ 8.	Магнетронные генераторы......................................
1.	Устройство многорезонаторного магнетрона....................
2.	Основной вид колебаний в магнетроне........*................
3.	Образование вращающегося заряда.............................
4.	Автоколебания в магнетроне..................................
5.	Разделение частот...........................................
6.	Способы настройки магнетрона ...............................
7.	Рабочие характеристики магнетрона...........................
8.	Стабилизация частоты........................................
§ 9.	Усилители и генераторы на ЛБВ .... ..........................
1.	Общие сведения о лампах бегущей волны.......................
2.	Усилители на ЛБВ............................................
3.	Генераторы на ЛОВ...........................................
§ 10.	Амплитудная модуляция ......................................
1.	Общие сведения о модуляции..................................
2.	Амплитудная модуляция и ее параметры..........................
3.	Схемы амплитудной модуляции.................................
§ 11.	Частотная модуляция.............................................
1.	Общие сведения о ЧМ и ФМ колебаниях.........................
2.	Спектр частот ЧМ сигнала....................................
3.	Схемы частотной модуляции...................................
§ 12.	Импульсная модуляция.........................................
1.	Виды импульсной модуляции .	...........................
2.	Общие принципы импульсной модуляции радиолокационных пере-
датчиков ..............................................      .
3.	Схемы импульсной модуляции с электронными коммутирующйми
устройствами...................................................
4.	Схемы импульсной модуляции с ионными коммутирующими устрой-
ствами ...........................................................
5.	Магнитный импульсный модулятор .............................
6.	Схема импульсной модуляции многорезонаторного клистрона . . .
7.	Специальные виды импульсной модуляции...................  .
68
71
72
76
79
80
82
85
88
92
96
104
107
109
112
116
120
121
122
128
131
132
141
155
157
159
164
166
171
180
187
193
195
Глава 2
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
§ 1.	Общие сведения о радиоприемных устройствах................ 199
1.	Структурные схемы приемников...........................    —
2.	Основные показатели приемника..........................  204
§ 2.	Общие сведения об усилителях............................   209
1.	Классификация усилителей.................................. —
2.	Реальный и испытательный сигнал......................... 210
3.	Обобщенная схема усилителя.............................. 211
4.	Основные показатели усилителя..........................	.	212
508
Стр.
§ 3, Внутренние шумы и чувствительность радиолокационного приемника
1.	Общие сведения о внутренних шумах приемника.................
2.	Тепловые шумы...............................................
3.	Шумы приемной антенны.......................................
4.	Ламповые шумы...............................................
5.	Шумы транзистора............................................
6.	Чувствительность радиолокационного приемника................
§ 4.	Усилители напряжения низкой частоты..........................
1.	Особенности усилителей низкой частоты ......................
2.	Резисторный усилитель на триоде ............................
3.	Резисторный усилитель на пентоде............................
4.	Входное сопротивление усилителя с общим катодом.............
5.	Резисторный усилитель на транзисторе........................
§ 5.	Усилители мощности низкой частоты..............................
1.	Особенности усилителей мощности низкой частоты..............
2.	Однотактные трансформаторные усилители......................
3.	Частотные свойства трансформаторного усилителя..............
4.	Двухтактные трансформаторные усилители......................
§ 6.	Отрицательная обратная связь в усилителях......................
1.	Основные схемы отрицательной обратной связи.................
2.	Усилители с последовательной обратной связью по напряжению
3.	Усилители с последовательной обратной связью по току........
4.	Усилители с параллельной обратной связью.......................
5.	Отрицательная обратная связь в транзисторных усилителях . . . ,
§ 7.	Видеоусилители...............................................
1.	Общие сведения о видеоусилителях............................
2.	Видеоусилители без частотной коррекции..................
3.	Видеоусилители с высокочастотной коррекцией.................
4.	Видеоусилители с низкочастотной коррекцией..................
о. Оконечный каскад видеоусилителя.............................
§ 8.	Входные* цепи приемников.....................................
1.	Назначение входной цепи приемника.............................
2.	Входные цепи радиолокационных приемников метровых волн . . .
3.	Входные цепи радиолокационных приемников дециметровых и сан-
тиметровых волн................................................
4.	Входные цепи ламповых приемников связи...................
5.	Входные цепи транзисторных приемников связи.................
§ 9.	Усилители высокой частоты......................
1.	Назначение УВЧ и его показатели............................
2.	УВЧ с полным включением контура в анодную цепь лампы . . .
3.	УВЧ с трансформаторным включением контура в анодную цепь
лампы . . . .•................................................
4.	УВЧ с автотрансформаторным включением контура в анодную
цепь лампы....................................................
5.	УВЧ с автотрансформаторным выходом.........................
6.	УВЧ с контуром III вида....................................
7.	УВЧ па триоде с общей сеткой...............................
8.	Каскодные УВЧ..............................................
9.	Транзисторные УВЧ............................................
10.	Высокочастотные усилители на ЛБВ...........................
11.	Параметрические и молекулярные усилители...................
§ 10.	Детектирование амплитудно-модулированных колебаний.............
1.	Назначение детектора.......................................
2.	Диодный детектор на вакуумном диоде...........................
3.	Диодный детектор на полупроводниковом диоде...................
4.	Искажения информационного сигнала в диодном детекторе . . . .
5.	Детекторы с усилением.......................................
§ 11.	Преобразование частоты.......................................
1.	Назначение преобразователя частоты...........................
217
219
220
221
^24
228
229
240
242
244
257
259
265
2С9
279
280
290
292
294
300
318
327
328
336
337
340
342
343
359
360
361
363
364
368
373
375
376
384
385
396
399
401
405
509
Стр,
2.	Преобразование частоты в радиолокационных приемниках ....	406
3.	Преобразование частоты в приемниках связи.................... 428
§ 12.	Усилители промежуточной частоты..............................  442
1.	Особенности тракта промежуточной частоты....................... —
2.	УПЧ с одноконтурными каскадами............................... 443
3.	УПЧ с двухконтурными каскадами............................... 447
4.	Трак г промежуточной частоты с сосредоточенной избирательностью 448
5.	Логарифмические УПЧ.......................................... 450
6.	Выбор полосы пропускания УПЧ и величины промежуточной ча-
стоты радиолокационного приемника ............................... 454
§	13.	Прием частотно-модулированных колебаний.....................  455
1.	Особенности приема частотно-модулированных колебаний........	—
2.	Ограничитель амплитуды ...................................... 458
3.	Частотные детекторы.........................................  459
§	14.	Автоматическая регулировка усиления.......................... 466
1.	Необходимость регулировки усиления............................. —
2.	Автоматическая регулировка усиления в приемниках связи ....	467
3.	Автоматическая регулировка усиления в радиолокационных при-
емниках .......................................................   471
§ 15.	Автоматическая подстройка	частоты............................. 479
1.	Назначение автоматической подстройки частоты в радиолокацион-
ных приемниках .................................................... —
2.	Схема разностной	системы	АПЧ............................... 480
3.	Управляющая схема разностной системы АПЧ..................... 482
4.	Схема абсолютной	системы	АПЧ............................... 496
5.	Рабочие графики для абсолютной системы АПЧ................... 500
6.	Физические процессы в абсолютной системе АПЧ................  502
Владимир Григорьевич Левичев
РАДИОПЕРЕДАЮЩИЕ И РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Редактор Н. П. Ширяев
Переплет художника В. П Афанасьева
Технический редактор А. П. Бабина
Корректор Л. Д. Сысоева
Г-30741	Сдано в набор 10.5.73 г.	Подписано к печати 28.11.73 г.
Формат бумаги 60Х901/!, 32 печ. л., 32 усл. печ. л. 32,89 уч.-изд. л.
Изд. № 6/3001	Тираж 43 000 экз.	Цена 1 руб. 25 коп.	Зак. 869
Ордена Трудового Красного Знамени
Военное издательство Министерства обороны СССР
103160, Москва, К-160
2-я типография Воениздата
Ленинград, Д-65, Дворцовая пл., 10
Цена 1 р. 25 к.