/
Текст
TRANSISTOR
CIRCUIT
DESIGN
Prepared by the Engineering Staff of
Texas Instruments Incorporated
Edited by Joseph A. Walston
Transistor Applications Manager
John R. Miller
Technical Publications Manager
McGraw — Hill Book Company, Inc.
New York Toronto London
Р^ЧЕТ СХЕМ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
Перевод с английского
К. Г. МЕРКУЛОВА, В. М. ПРИДОРОГИНА,
Э. И. РУБИНОВОЙ
«Э Н Е Р Г И Я»
МОСКВА 1969
Р 24 Расчет схем на транзисторах. Пер с англ. М.,
«Энергия», 1969.
584 с. с илл.
Книга посвящена вопросам инженерного расчета и конструирова-
ния схем на транзисторах. Изложены наиболее важные элементы тео-
рии транзисторов. Значительный раздел посвящеи описанию основных
параметров транзисторов и методов их измерения, эквивалентным схе-
мам и связи между параметрами эквивалентных схем. Приводится
большое количество примеров расчета различных схем. Книга предна-
значена для инженеров, работающих в области полупроводниковой
электроники, а также может служить ценным пособием для инженерно-
технического персонала различных отраслей промышленности и сту-
дентов высших учебных заведений.
3-3-12
324-68
6П2.151
РАСЧЕТ СХЕМ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Редактор И. И. Шаг урин
Переплет художника Н. Т. Ярешко.
Техн, редактор Т. Н. Царева.
Корректор Н. В. Лобанова.
Сдано в набор 19/VII 1968 г. Подписано к печати 25/III 1969 г.
Формат 84хЮ8‘/з2- Бумага типографская № 2. Уч.-изд. л. 31,75. Усл. печ. л- 30,66.
Тираж - 22 000 экз. Цена 2 р. 29 к. Зак. 878
Издательство «Энергия». Москва Ж-114, Шлюзовая наб., 10
Владимирская типография Главполиграфпрома
Комитета по печати при Совете Министров СССР
Гор Владимир, ул. Победы, д. 18-6,
ПРЕДИСЛОВИЕ К РУССКОМУ ИЗДАНИЮ
Вопросы расчета схем на транзисторах обсуждаются
в ряде книг, опубликованных в нашей стране за послед-
нее время. Большинство их, однако, посвящено теорети-
ческому анализу транзисторных схем, в то время как
литературы, помогающей инженеру в практической рабо-
те по проектированию аппаратуры на транзисторах,
очень мало. Настоящая книга написана группой специ-
алистов одной из ведущих американских радиоэлектрон-
ных фирм Texas Instruments и является первой из серии,
посвященной различным вопросам полупроводниковой
электроники. В ней собран обширный материал по рас-
чету и конструированию электронных схем на транзи-
сторах. Книга удачно сочетает как теоретические, так
и практические вопросы применения транзисторов. Здесь
можно найти ответы на множество технических вопросов,
возникающих в процессе разработки различного рода
схем, даются практические советы по их расчету Методы
расчета обобщаются в приложении к целому классу схем.
Приводится большое число примеров схем и их расчетов.
Особый интерес для советского читателя представляют
разделы, посвященные измерению параметров транзи-
сторов и полевым транзисторам, так как эти вопросы до
настоящего времени освещены в отечественной литера-
туре недостаточно. Книга, несомненно, окажет большую
помощь специалистам, работающим в области разработ-
ки электронных схем самого различного назначения.
Некоторые различия в тщательности и глубине раз-
работки отдельных вопросов объясняются тем, что книга
написана большим числом авторов (32 человека), а так-
же тем, что в одной книге невозможно дать всесторонний
анализ большого перечня схем, применяющихся в раз-
личных областях техники. Неясные для советского чита-
теля термины и обозначения расшифровывались в тексте
или в подстрочных примечаниях. Некоторые малоинте-
ресные для наших читателей места были опущены. Что-
бы облегчить пользование обширным практическим
материалом книги (примеры схем и расчетов), для боль-
шинства используемых в примерах американских тран-
зисторов были найдены близкие к ним по основным
параметрам транзисторы отечественного производства
(приложение 2).
Перевод книги выполнен группой инженеров в соста-
ве К. Г. Меркулова (гл. 1—3, 16—18, 24—32), В. М. При-
дорогина (гл. 4—6, 19—23 и приложение) и Э. И. Руви-
новой (гл. 7—15, 33—39).
ПРЕДИСЛОВИЕ
Эта книга, охватывающая широкий круг вопросов
транзисторной электроники, написана большой группой
сотрудников фирмы Texas Instruments в помощь инжене-
рам-проектировщикам электронной аппаратуры и содер-
жит типовые транзисторные схемы, используемые в тех-
нике, и методы их расчета.
Основной целью данного труда являлось доведение
наиболее важных элементов теории транзисторных схем
до уровня практического использования.
Написанная преимущественно для облегчения повсе-
дневной работы опытных инженеров, эта книга содержит
также ряд глав, предназначенных для начинающих ин-
женеров.
В этой книге классифицируются все выпускаемые
транзисторы и показана связь их свойств с особенностя-
ми пяти основных технологических методов изготовления
транзисторов; указаны параметры транзисторов и мето-
ды их измерения; приведены эквивалентные схемы тран-
зисторов и связь между параметрами; способы подачи
смещения на транзистор; описаны усилители с непосред-
ственной связью; стабилизаторы напряжения: усилители
с модуляцией. Кроме того, в книге детально рассматри-
ваются автоматическая регулировка усиления (АРУ)
каскадов низкой частоты; частотная характеристика
и стабильность усилителей с обратной связью, анализ
каскадов усилителей низкой частоты с малым уровнем
сигнала; предоконечные и выходные каскады в режиме А;
7
выходные каскады в режиме В; усилители следящих си-
стем; широкополосные усилители или видеоусилители;
стабильность каскада высокой частоты с малым уровнем
сигнала; шумы и другие вопросы.
Инженеры, работающие в области полупроводнико-
вой электроники и вычислительной техники, найдут
в этой книге много интересного.
Часть I
ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ПАРАМЕТРЫ
ТРАНЗИСТОРОВ
ГЛАВА ПЕРВАЯ
КЛАССИФИКАЦИЯ ТРАНЗИСТОРОВ
В СООТВЕТСТВИИ С МЕТОДАМИ ИХ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
До недавнего времени плоскостные транзисторы изго-
тавливались одним из двух классических методов: либо
методом вытягивания, либо методом сплавления. Однако
в последние годы методом диффузии был изготовлен ряд
новых типов транзисторов. Появились также сообщения
о создании эпитаксиального транзистора. В этой главе
приводится классификация транзисторов, выпускаемых
в настоящее время, по пяти основным методам их изго-
товления (рис. 1-1) и кратко описываются эти методы.
Первые транзисторы (1951 г.) были тянутыми транзисторами
[Л. 1,2].
Тянутый транзистор изготавливается из прямоугольного стерж-
ня (рис. 1-2), отрезанного от германиевого кристалла, вытянутого
из расплава, к которому были добавлены соответствующие приме-
си. Эмиттерные и коллекторные контакты присоединяют к концам
полупроводникового стержня, а базовый контакт присоединяется
к области базы, расположенной между областями эмиттера и кол-
лектора. Вскоре был разработан метод сплавления [Л. 3]. При этом
методе небольшие индиевые шарики вплавляются на противопо-
ложные стороны германиевой пластинки с определенным типом
проводимости (рис. 1-3). Затем к обоим шарикам присоединяются
эмиттерные и коллекторные контакты, а базовый контакт присоеди-
няется к пластинке. Кремниевые транзисторы можно также изго-
тавливать любым из указанных методов.
Дальнейшее усовершенствование сплавных транзисторов для
использования их на высоких частотах привели к созданию поверх-
ностно-барьерного транзистора [Л. 4], который изготавливался ме-
тодом электрохимического осаждения. Конструкция этого типа
транзистора аналогична конструкции сплавного транзистора за ис-
ключением того, что лунки вытравливаются в пластинке до того, как
добавляются эмиттерные и коллекторные шарики; кроме того, по-
верхностно-барьерный транзистор имеет меньшие размеры, чем
сплавной транзистор.
9
Рис. Ы. Классификация транзисторов в соответствии с мето-
дами их изготовления.
/ — сплавная технология; 2 — сплавные транзисторы; 3 — диффузионно-
сплавные (дрейфовые) транзисторы; 4—транзисторы со сплавным эмит-
тером и эпитаксиальной базой; 5— сплавно-диффузионные транзисторы;
6— меза-транзисторы с диффузионной базой; 7 — эпитаксиальные меза-
транзисторы с диффузионной базой; 8 — диффузионная технология;
9 — меза-транзисторы с двойной диффузией; 10 — планарные транзи-
сторы; II— эпитаксиальная технология; 12 — эпитаксиальные меза-тран-
зисторы с двойной диффузией; 13 — планарно-эпитаксиальные транзи-
сторы; 14— транзисторы с диффузионным эмиттером и эпитаксиальной
базой; 15 — технология вытягивания; 16 — транзисторы, полученные вы-
тягиванием с переменной скоростью; 17 — транзисторы, изготовляемые
методом обратного оплавления; 18 — транзисторы, изготовляемые мето-
дом обратного оплавления и диффузии; 19—дважды легированные тран-
зисторы; 20 — тянуто-диффузионные транзисторы; 21 — электрохимиче-
ская технология; 22 — поверхностно-барьерные транзисторы; 23—микро-
сплавные транзисторы; 24— мнкросплавные диффузионные транзисторы;
25 — электрохимические транзисторы с диффузионным коллектором;
26 — полностью эпитаксиальные транзисторы.
При использовании этих трех классических методов изготовле-
ния транзисторов эмиттерная, базовая и коллекторная области
транзистора обычно имеют однородное распределение удельного
сопротивления.
Диффузионная технология. Использование диффузии в твер-
дое тело — еще один метод изготовления транзисторов, отличаю-
щийся высокой степенью контроля при изготовлении р-п переходов
и, следовательно, при изготовлении транзисторов. Кроме того, ис-
пользование метода диффузии позволяет получить неоднородные
Рис. 1-2. Тянутый транзистор.
э б
Рис. 1-4. Меза-структура тран-
зисторов с диффузионной ба-
зой или транзисторов с двой-
ной диффузией.
а - поперечное сечение; б—в — ви;
сверху.
Рис. 1-3. Сплавной
транзистор.
(с точки зрения распределения сопротивления) эмиттерные, базовые
и коллекторные области для улучшения характеристик транзисто-
ров этого типа по сравнению с транзисторами, имеющими области
с однородным распределением удельного сопротивления.
Диффузия примесей может происходить как внутри кристалла
[Л. 5], так и через поверхность из внешних источников [Л. 6, 7]; по-
следнее явление называется диффузией из газовой фазы. Метод
диффузии можно сочетать с любым из описанных выше методов
изготовления транзисторов: например, базовую область с неодно-
родным распределением примесей можно получить методом диф-
фузии. а эмиттерный и коллекторный переходы можно получить
методом сплавления [Л. 8].
Некоторые типы диффузионных транзисторов имеют так назы
ваемую меза-структуру (рис. 1-4), при которой полупроводниковая
II
Рис. 1-5. Планарный
транзистор с двойной
диффузией.
сасывания носителей в
пластинка вытравливается ступеньками, в результате чего эмит-
терные и базовые области, имеющие прямоугольное или круглое се-
чение (рис. 1-4,6 и в), возвышаются над коллекторной областью.
Эпитаксиальная технология. Метод эпитаксиального наращи-
вания также используется для изготовления промышленных типов
приборов [Л. 9, 10]. (Эта технология была известна уже в середине
50-х годов, ио для промышленного производства транзисторов была
применена только в 1960 г.) При эпитаксиальной технологии пленка
монокристаллического полупроводникового материала осаждается
на монокристаллическую подложку, причем до настоящего времени
слой полупроводникового материала осаждался обычно на подлож-
ке из того же материала, т. е. германий на германии или кремний на
кремнии. Однако эпитаксиальная пленка
может создаваться и на другом материале.
До сих пор эпитаксиальный метод ис-
пользовался только для создания транзисто-
ров, в которых тонкая высокоомная область
коллектора осаждалась на низкоомной под-
ложке того же типа проводимости [Л. 10—
12] — транзисторы р-п-р-р+ или п-р-п-п+ ти-
пов. Такие транзисторы называются тран-
зисторами с эпитаксиальным коллектором,
но известны также под названием эпитак-
сиальных меза-транзисторов с диффузион-
ной базой. Основными преимуществами та-
ких приборов являются более низкое сопро-
тивление насыщения и меньшее время рас-
области коллектора по сравнению с соответ-
ствующими неэпитаксиальными приборами.
Эпитаксиальный метод позволяет наращивать множество слоев
с различным типом проводимости, т. е. получать эпитаксиальные р-п.
переходы. Например, эпитаксиальный коллектор с проводимостью
n-типа может быть выращен'на подложке с проводимостью п+-типа.
после чего может быть выращен эпитаксиальный базовый слой
с проводимостью p-типа [Л. 9, 13]. Эмиттерную область можно
получить обычным методом диффузии или методом сплавле-
ния. Такие приборы называются транзисторами с эпитаксиальной
базой.
Эпитаксиальный метод можно использовать также для изготов-
ления полностью эпитаксиальных транзисторов путем эпитаксиально-
го выращивания коллекторной, эмиттерной и базовой областей.
Планарная технология. Планарная технология часто рассмат-
ривается как модификация обычной диффузионной технологии. Тер-
мин «планарный» относится к прибору, в котором оба перехода:
эмиттер—база и коллектор—база (рис. 1-5)—выходят на общую
плоскую поверхность [Л. 14], в отличие от меза-прибора, в котором
один или более р-п-переходов выходят на боковую поверхность ци-
линдра, образующего меза-структуру (рис. 1-4, а). Основное пре-
имущество планарной структуры заключается в том, что переходы
образуются под защитным окисным слоем. В связи с этим устра-
няются многие проблемы, связанные с поверхностными явлениями,
которые ухудшают параметры транзисторов, имеющих переходы
незащищенные окисной пленкой. Планарные транзисторы имеют
меньший обратный ток и больший коэффициент усиления при ма-
лых коллекторных токах.
12
Следует отметить, что можно изготовить эквивалентную струк-
туру, в которой переходы создаются под защитным окисным слоем,
причем эти переходы могут быть и непланарными.
Классификационная схема
Ниже приводится классификация транзисторов по пяти основ-
ным группам: тянутые, сплавные, электрохимические, диффузионные
и эпитаксиальные. Такая классификация несколько произвольна, так
например, тянуто-диффузиониый транзистор можно считать как тя-
нутым транзистором, так и диффузионным. На рис. 1-1 приведена
диаграмма, которая иллюстрирует связь между различными тех-
нологическими методами изготовления транзисторных структур.
Тянутые транзисторы (рис. 1-2). Транзистор, полученный мето-
дом двукратного легирования, — тянутый транзистор, изготов-
ленный путем вытягивания кристалла из расплава, в который
при изготовлении последовательно вводятся примеси р- и «-ти-
пов [Л. 1].
Транзистор, полученный методом вытягивания с переменной
скоростью, отличается от вышеописанного тем, что изготавливается
путем одновременного добавления примесей р- и n-типа к расплаву,
из которого вытягивается кристалл [Л. 15, 16]. Скорость вытягива-
ния кристалла из расплава периодически изменяется. Во время од-
ной стадии процесса вытягивания кристалл содержит преимущест-
венно примеси p-типа, а во время другой стадии процесса преобла-
дают примеси «-типа. Из полученного кристалла можно вырезать
п-р-п транзисторы.
Транзистор, изготовляемый методом обратного оплавления, от-
носится к числу транзисторов, полученных методом вытягивания
с переменной скоростью, причем обратное оплавление позволяет по-
лучить р-п переход с резко выраженной границей р- и «-областей
и тонкую область базы, что улучшает частотные свойства прибора
[Л. 17].
Транзистор, изготовляемый методом быстрого охлаждения рас-
плавленной зоны, аналогичен транзисторам, полученным методом
обратного оплавления, описанным выше [Л. 18].
Тянуто-диффузионный транзистор изготавливается методом
двойного легирования с последующей диффузией в процессе вытя-
гивания кристалла [Л. 19]. В этом случае примеси «- и р-типа до-
бавляются одновременно к расплаву в процессе вытягивания кри-
сталла. Базовая область образуется путем диффузии в процессе
вытягивания кристалла.
Транзистор, изготавливаемый методом обратного оплавления
и диффузии, получается путем комбинации методов диффузии и об-
ратного оплавления, аналогичной комбинации методов вытягивания
и диффузии, описанной выше и используемой при производстве
тянуто-диффузионных транзисторов [Л. 20—22]. В этом случае при-
меси добавляются к полупроводниковому бруску во время процесса
обратного оплавления, и базовая область образуется методом диф-
фузии при отжиге бруска.
Сплавные транзисторы (рис. 1-3). Сплавной транзистор, ранее
известный как диффузионный, состоит из полупроводниковой пла-
стинки с проводимостью «- или p-типа и двух шариков, содержа-
щих соответственно примеси «- или p-типа, которые приплавляются
к пластинке по обеим ее сторонам для получения эмиттерного и кол-
13
лекторпого переходов. В качестве базы используется исходная по-
лупроводниковая пластинка [Л. 3, 23, 24].
Дрейфовый транзистор:
1. В научной литературе называется транзистор, который имеет
неоднородное или ступенчатое распределение примесей в базовой
области, что приводит к улучшению частотной характеристики по
сравнению с транзистором с однородным распределением примесей
в области базы [Л. 25].
2. В промышленности название дрейфовый транзистор служит
торговой маркой для диффузионно-сплавного транзистора [Л. 8].
Диффузионно-сплавной транзистор изготовляется комбинацией
методов диффузии и сплавления. Полупроводниковая пластинка сна-
чала подвергается диффузии из газовой фазы с целью получения
неоднородного распределения примесей в области базы, а затем
создаются сплавные переходы таким же образом, как и при изго-
товлении сплавных транзисторов [Л. 8]. Транзистор с областью соб-
ственной проводимости, например p-n-i-p транзистор, можно изго-
товить этим методом с использованием полупроводниковой пластин-
ки с преимущественно собственной проводимостью.
Сплавно-диффузионный транзистор, или сплавной транзистор
с последующей диффузией, также изготавливается методом диффу-
зии и сплавления. Материал, используемый для сплавления, содер-
жит примеси как р-, так и n-типа. Переход эмиттер—база создается
обычным методом сплавления, а базовая область образуется в ре-
зультате диффузии примеси из расплава внутрь кристалла. (В этом
заключается различие между диффузионно-сплавными и сплавно-диф-
фузионными.) В качестве коллекторной области используется исход-
ная пластинка полупроводника [Л.5, 26, 27]. Если исходная полупро-
водниковая пластинка обладает тем же типом проводимости, что
и базовая область, то переход эмиттер—база и базовая область могут
быть изготовлены методом, описанным выше, а коллекторный пере-
ход можно создать таким же методом, как и в обычном сплавном
транзисторе [Л. 28]. В этом случае, так же как и в случае диффузи-
онно-сплавных транзисторов, между базой и коллектором может на-
ходиться область с собственной проводимостью.
Транзисторы, изготовляемые методом электрохимического осаж-
дения (рис. 1-3). Поверхностно-барьерный транзистор состоит из
полупроводниковой пластинки, на противоположных сторонах кото-
рой электрохимическим методом вытравливаются лунки [Л. 4]. Пере-
ходы эмиттер—база, коллектор—база и контакты металл — полупро-
водник образуются затем методом электрохимического осаждения
соответствующего металла на полупроводник в лунки полупроводни-
ковой пластинки, а исходная полупроводниковая пластинка образует
базовую область.
Микросплавной транзистор — видоизменение поверхностно-барь-
ерного транзистора, описанного выше. В этих транзисторах примеси
п- или p-типа сначала электрохимическим методом осаждаются в про-
травленных лунках, а затем приплавляются к полупроводниковой
пластинке п- или p-типа [Л. 29].
Поверхностно-сплавной транзистор является видоизменением по-
верхностно-барьерного транзистора, описанного выше. В этих двух
транзисторах соответствующий металл (алюминий) сначала напыля-
ется в протравленные лунки, а затем вплавляется в исходный полу-
проводниковый кристалл п-тппа
14
Микросплавной диффузионный транзистор изготавливается мето-
дом диффузии и мккросплавления. В этом случае полупроводниковая
пластинка до процесса электрохимического осаждения подвергается
диффузии из газовой фазы для получения неоднородного распреде-
ления примесей в базовой области [Л. 32, 33].
Электрохимический транзистор с диффузионным коллектором
[Л. 34] изготавливается методом диффузии и электрохимического
осаждения. Базовую область с неоднородным распределением при-
месей и переход коллектор — база получают посредством диффузии
из газовой фазы в полупроводниковую пластинку, образующую кол-
лекторную область. Затем получают переход эмиттер — база при
помощи электрохимического травления и осаждения так же, как и
в случае микросплавных транзисторов. Электрохимическое осажде-
ние используется также для получения коллекторного контакта
вблизи перехода коллектор — база.
Диффузионные транзисторы (рис. 1-4). Транзистор с диффузион-
ной базой представляет собой один из типов транзистора, изготав-
ливаемых методом диффузии и сплавления. В этом случае базовая
область с неоднородным распределением примесей и переход кол-
лектор — база образуются посредством диффузии из газовой фазы
в полупроводниковую пластинку, которая является коллекторной об-
ластью. Затем переход эмиттер — база образуется обьиным мето-
дом сплавления на базовой стороне пластинки, например, посредст-
вом напыления металлической полоски; остальная часть исходной
полупроводниковой пластинки является коллекторной областью
[Л. 6, 35, 36].
Меза-транзистор с диффузионными эмиттером и базой или ме-
за-транзисторы с двойной диффузией. Полупроводниковая плас-
тинка подвергается диффузии из газовой фазы примесей п- и р-типа
для образования двух р-п переходов в исходном полупроводнико-
вом материале [Л. 7, 37—39]. Активная область транзистора, т. е.
область перехода коллектор — база выделяется стравливанием не-
нужных участков эмиттерной и базовой областей с тем. чтобы вы-
делить меза-структуру (рис. 1-4. о). Транзистор с областью собст-
венной проводимости, например p-n-i-p транзистор, может быть из-
готовлен путем видоизменения данного метода [Л 40].
Транзистор, полученный методом тройной диффузии, представ-
ляет собой видоизменение транзистора, полученного методом двой-
ной диффузии; в этом случае полупроводниковая пластинка сна-
чала подвергается диффузии примесей на большую глубину для
снижения удельного сопротивления коллекторной области, например
для образования п-п+ структуры для п-р-п транзисторов [Л. 41—43].
Затем в п-п+ пластинку проводится диффузия примесей р- и п-типа
из газовой фазы для того, чтобы образовать переходы эмиттер — база
и коллектор — база, что позволяет получить п-р-п-п+ структуру. Этот
транзистор можно рассматривать также и как транзистор с областью
собственной проводимости, например n-p-i-n, если исходная полупро-
водниковая пластинка имеет высокое удельное сопротивление.
Планарный транзистор состоит из полупроводниковой пластин-
ки, в которую проводится диффузия примесей р- и n-типа из газо-
вой фазы для того, чтобы образовать в исходном полупроводниковом
материале два р-п перехода так. как это имеет место в случае тран-
зистора с диффузионными эмиттером и базой. Однако активная об-
ласть прибора, т. е. область перехода коллектор — база, определяется
15
окисной маскировкой при диффузии примесей в область базы, а не
вытравливанием меза-структуры (рис. 1-5) [Л. 14. 44, 45].
Эпитаксиальные транзисторы. Эпитаксиальный меза-транзистор
с диффузионной базой принадлежит к числу транзисторов с эпитак-
сиальными коллекторами. Эти транзисторы изготовляются методом
диффузии, сплавления и эпитаксиального наращивания. Сначала на-
ращивается тонкая коллекторная область на низкоомной подложке.
Затем образуются базовая область с неоднородным распределением
примесей и переход коллектор — база диффузией из газовой фазы
в эпитаксиальную коллекторную область. Переход эмиттер — база
создается обычным методом сплавления на базовой стороне пластин-
ки [Л. 10. 11].
Эпитаксиальный меза-транзистор с двойной диффузией также
принадлежит к числу транзисторов с эпитаксиальным коллектором.
Тонкая коллекторная эпитаксиальная пленка наращивается на низко-
омной подложке. Затем базовая и эмиттерная области образуются
так же, как и в случае обычных меза-транзисторов с двойной диф-
фузией, а область перехода коллектор — база определяется вытрав-
ливанием меза-структуры [Л. 10—12].
Планарно-эпитаксиальный транзистор также относится к числу
транзисторов с эпитаксиальным коллектором. Сначала тонкая кол-
лекторная эпитаксиальная пленка осаждается на низкоомную под-
ложку. Затем базовая и эмиттерная области образуются так же, как
и в случае обычного планарного транзистора.
Транзистор с эпитаксиальной базой изготавливается посредст-
вом осаждения базовой области одного типа проводимости на кол-
лекторную область противоположного типа проводимости. Эмиттер-
ная область может быть образована с помощью диффузии или сплав-
ления. Такая структура используется для полу-ения транзистора со
сплавным эмиттером и эпитаксиальной базой или транзистора с диф-
фузионным эмиттером и эпитаксиальной базой [Л. 9, 13].
Полностью эпитаксиальный транзистор —- в этом случае все три
области транзистора изготавливаются посредством последовательно-
го эпитаксиального наращивания слоев разного типа проводимости
[Л. 9].
ЛИТЕРАТУРА
1. Shockley W Sparks М. and Teal G. К. p-n Junction
Transistors, Phys. Rev., vol. 83, p. 151—162, July 1951.
2. W a 11 a c e R. L., Jr., and P i e t e n p о 1 W. J., Some Circuit Pro-
perties and Applications of n-p-n Transistors, Bell System Tech. J..
vol. 30. p. 530—563, July 1951. Also Proc. IRE, vol. 39, p. 753—767,
July 1951.
3. S a b у J. S., Recent Developments in Transistors and Related
Devices. Tele-Tech., vol. 10, p. 32—-34. 58. December, 1951.
Sab у J. S„ Fused Impurity p-n-p Junction Transistors. Proc.
IRE, vol. 40, p. 1358—1360, November 1952.
4. Bradley W. E.. Part I, Principles of the Surface-barrier Tran-
sistor. Proc. IRE, vol. 41, p. 1702—1706, December 1953 Tiley J. W.
and Williams R. A., Part II, Electrochemical Techniques for Fabri-
cation of Surface-barrier Transistors, ibid p 1706 -1708
Angell J. В and К e i p e r F. P„ Part III, Circuit Applicati-
ons of Surface barrier Transistors, ibid., p. 1709—1712.
16
5. Beale J. R. A., Alloy-diffusion, a Process for Making Diffused-
base Junction Transistors, Proc. Phys. Soc., vol 70B, p 1087 -1089,
November 1957
6. Lee C. A., A High-frequency Diffused-base Garmanium Transis-
tor, Bell System Tech. J., vol. 35, p. 23—24, January 1956.
7. T a n e n b a u m M. and Thomas D. E., Diffused Enimitter
and Base Silicon Transistors, Bell System Tech. J., vol. 35, p. 1—22,
January 1956.
8. Kestenbaum A. L. and D i t r i с к N. H., Design, Construc-
tion and Highfrequency Performance of Drift Transistors, RCA Rev.,
vol. 18, p. 12—23, March 1957.
9. O’Rourke M. J., Mar in ace R. L., Anderson R. L. and
White W. H., Electrical Properties of Vapor-grown Germanium Junc-
tions, IBM J. Research and Development, vol. 4, p. 256—263, July 1960.
10. S i g 1 e r, J о h n and W a t e 1 s к i S. В , Epitaxial Techniques
in Semiconductor Devices, Solid-State J., vol. 2, p. 33—37, March 1961.
11. Theurer H. С., К lei mack J. J. Loar H. H. and
Christensen H., Epitaxial Diffused Transistors, Proc. IRE, vol. 48,
p. 1642—1643, September 1960.
12. V a 1 d e s L. B., Characteristics of Silicon Epitaxial Transistors,
Solid-State J., vol. 2, p. 33—36, November 1961.
13. Clifton J. K. and Robertson H. M., A Transistor Uti-
lizing an Epitaxially Grown Base and Collector Region, paper presen-
ted at Electron Devices ^Meeting, Washington, D. C., Oct. 26, 1961.
14. H о e r n i J. A., Planar Silicon Diodes and Transistors, abstract
only, IRE Trans., vol. ED-8, p. 178, April 1961.
15. H a 11 R. N., p-n Junctions Produced by Growth Rate Variati-
on, Phys. Rev., vol. 88, p. 139, October 1952.
16. В r i d g e r s H E. and Kolb E. D., Rate-grown Germanium
Crystals for High-frequency Transistors, J Appl. Phys., vol 26,
p. 1188—1189, September 1955.
17 H a 11 R. N., Unpublished material presented in June, 1955, See
also Baker D. W., High-frequency Germanium NPN Tetrode, 1956
IRE Conv. Record, part III, p 143—150.
18. Pan ко ve J. I., Transistor Fabrication by the Melt-Quench
Process, Proc. IRE, vol. 44, p. 185—188, January 1956.
19. С о r n e 1 i s о n В and A d с о с к W. A., Transistors by Grown-
diffused Technique, 1957 IRE WESCON Conv. Record, part III,
p. 22—27.
20 Statz H., Leverton W and Spanos J., Unpublished
material presented in 1955.
21. Lehovec K. and Levi t as A., Fabrication of Multiple
Junctions in Semiconductors by Surface Melt and Diffusion in the So-
lid State, J. Appl. Phys., vol. 28, p. 106—109, January 1957.
22. Phillips A. B. and I n t r a t о r A. N., A New Highfrequency
n-p-n Silicon Transistor. 1957, IRE Conv. Record, part III, p. 3—13.
23. L a w R. R. Mueller C. W., Pankove J. I. and Arm-
strong L. D., A Developmental Germanium p-n-p Junction Transis-
tor, Proc. IRE, vol. 40, p. 1352—1357, November 1952.
24 Mueller C. W. and Pankove J. L, A p-n-p Triode Alloy-
junction Transistor for Radio-frequencv Amplification, RCA Rev, vol.
14 p. 586- 598, December 1953, Also Proc. IRE, vol. 42, p. 386—391,
February 1954.
2»878 И
25. Kromer H., Zur Theorie des Diffusions- und des Drift-tran
sistors, parts I, II and III, Arch. Elekt. Ubertr., vol 8, p. 223—228,
363—369, 499—504, May, August, November 1954.
Kromer H., The Drift Transistor, Transistors I, p. 202—220,
RCA Laboratories, Princeton, N. J., 1956.
26. J о c h e m s T. J., M e m e 1 i n к O. W. and Tummers L J.
Construction and Electrical Properties of a Germanium Alloy-diffused
Transistor, Proc. IRE, vol. 46, p. 1161—1165, June 1958.
27. Edlinger W., High Frequency Transistor by the Alloy-dif-
fusion Technique (in English), Colloq intern, sur les dispositifs a se-
miconducteurs, vol. 1, p. 209—215, Editions Chiron, Paris, 1961.
28. Lamming J. S., A High-frequency Germanium Drift Tran-
sistor by Post Alloy Diffusion, J. Electronics and Control., vol. 4,
p. 227—236, March 1958.
29. Rittmann A. D., Messenger G. C., Williams R. A.
and Zimmerman E., xMicroalloy Transistor, IRE Trans., vol. ED-o,
p. 49 -54, April 1958.
30. R i 11 m a n n A. D. and Miles T. J., High Frequency Silicon
Alloy Transistor, IRE Trans., vol. ED-3, p. 78—82, April 1956.
31 Thornton C., Roshen J. and Miles T, An Improved
High-frequency Transistor, Electronic Inds., Tele-Tech., vol. 16, p. 47—
49, 124, July 1957.
32. T h о r n t о n C. G. and Angell J. B.. Technology of Micro-
alloy Diffused Transistor. Proc. IRE, vol. 46 p 1166—1176, June 1958.
33. McCotter J. D, Walker M. J. and Fort ini M. M„
A Coaxially Packaged MADT for Microwave Applications, IRE Trans.,
vol. ED-8, p. 8—12, January 1961.
34. Bouchard J. G. F., The Electrochemical Diffused-collector
Transistor, Proc. Natl. Electronics Conf., vol. 17, p. 242—249, 1961.
35. Warner R. M., Jr., Lorn an G. T. and Early J M.,
Characteristics, Structure and Performance of a Diffused-base Germa
nium Oscillator Transistor, IRE Trans., vol. ED-5, p. 127—130,
July 1958.
36. Talley H. E„ A Family of Diffused-base Germanium Tran
sistors, IRE WESCON Conv. Record, vol. 2, part III, p. 115—121, 1958.
37. Wolff E. A., Jr., 50 Watt Silicon Diffused Power Transistor,
IRE WESCON Conv. Record part III, p. 40—47, 1957.
38. Aschner J. F., В i 11 m a n C. A., Hare W. F. J., Klei-
mack J. J., A Double-diffused Silicon High-frequency Switching Tran-
sistor Produced by Oxide Masking Techniques, J. Electrocheni. Soc.,
vol. 106, p. 413-417, May 1959
39. Little W. A., A PNP High-frequency Silicon Transistor, J.
Electrochem. Soc., vol. 107, p. 789—791, September I960.
40. I w e r s о n J. E., N e 1 s о n J. T. and К e у w e 11 F., A. Five-
watt, Ten-megacycle Transistor, Proc. IRE, vol. 46, p. 1209—1215,
June 1958
41. Buie J. F„ A High frequency Silicon, NPIN, Oscillator
Transistor abstract only, IRE Trans., vol. ED-6, p. 244. April 1959.
42. В о s e n b e r g W. A. and Kestenbaum A. L„ A Develop-
mental High-frequency Silicon Transistor, abstract only, IRE Trans.,
vol. ED-6, p. 244, April 1959.
43. Roach W. E„ Designing High-power Transistor Oscillators,
Electronics, vol. 33, p. 52—55, Jan. 8, 1960.
44. Allison D. F., Beeson R. H. and Schultz R. M.,
18
KMC/s Planar Transistors in Microwatt Logic Circuitry, Solid State
Electronics, vol. 3, № 2, p. 134—141, September 1961.
45. Grinich V. H. and Hoerni J. A., The Planar Transistor
Family (in English), Colloq. intern, sur les dispositifs a semiconduc-
teurs, vol. I, p. 132—142, Editions Chiron, Paris, 1961.
46. H a 11 R N,. Fabrication Techniques for High-frequency Tran-
sistors (in English), Fortschr. Hochfrequenztechnik, vol. 4, p. 129—155,
Akademische Verlagsgesellschaft m. b. H., Frankfurt am Main 1959.
47. Dace у G. C. and T h u r m о n d C. D., p-n Junctions in Si-
licon and Germanium, Principles, Metallurgy and Applications, Met.
Rev., vol 2, p 157 -192, June 1957.
48. К a u f m a n n P. and Freedman G„ An Analysis of Im-
purity Distributions and the Relation to Electrical Behaviour of Con-
ventional Transistor Constructions, Semiconductor Prods., vol. 2, part I,
p. 17—23, April 1959, part II, p. 26—31, May 1959.
ГЛАВА ВТОРА Я
ОБОЗНАЧЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ
ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ И СХЕМ
В данной книге по возможности используется симво-
лика (буквенные обозначения параметров), разработан-
ная на основе рекомендаций Технического комитета 47
Международной Электротехнической Комиссии (МЭК)
и 4-й секции Совета Экономической Взаимопомощи.
В разработке этих рекомендаций Советский Союз при-
нимал непосредственное участие.
Ниже приводится перечень обозначений электриче-
ских величин и параметров полупроводниковых прибо-
ров, а также термины и определения этих параметров,
составленные на основе документов МЭК и СЭВ.
Перечень обозначений1 * э
Б, б — вывод базы;
А, к — вывод коллектора;
Э, э — вывод эмиттера;
С11б, С11к. С11э — входная емкость (емкость, измеряемая на
входе транзистора при коротком замыка-
нии по переменному току на выходе в ре-
жиме усиления малого сигнала);
С22б, С22к> С22э — выходная емкость (емкость, измеряемая
на выходе транзистора при разомкнутом
входе по переменному току в режиме уси-
ления малого сигнала);
1 Для обозначения способа включения транзистора к цифро-
вым индексам параметров четырехполюсника добавляется буквен-
ный индекс:
э — включение с общим эмиттером;
б — » с общей базой;
к — » с общим коллектором.
2*
19
Cs — емкость эмпттерного перехода (емкость,
измеряемая между эмиттериым и базо-
вым выводами транзистора на заданной
частоте при токе коллектора, равном ну-
лю, и обратном смешении на эмиттере);
Ск — емкость коллекторного перехода (емкость,
измеряемая между базовым и коллектор-
ным выводами транзистора на заданной
частоте при токе эмиттера, равном нулю,
и обратном смещении на коллекторе);
/лггб, Лапо fhns — граничная частота передачи тока (часто-
та, на которой модуль коэффициента пе-
редачи тока уменьшается на 3 дб по срав-
нению с его значением на низкой частоте;
/макс — максимальная частота генерации (наи-
большая частота, на которой транзистор
способен генерировать в схеме автогене-
ратора);
— максимальная частота передачи тока
(произведение модуля коэффициента пе-
редачи тока в схеме с общим эмиттером в
режиме малого сигнала на частоту изме-
рения в диапазоне частот, где /г21э умень-
шается со скоростью 6 дб на октаву);
/гцб, hiik> ^11э—входное сопротивление в режиме малого
сигнала при коротком замыкании по пере-
менному току на выходе;
/гпэ, й11Б , /Цщ—входное сопротивление в режиме боль-
шого сигнала при заданном постоянном
обратном выходном напряжении на кол-
лекторе;
^12б> Л12к, ^12э—коэффициент обратной передачи напря-
жения в режиме малого сигнала (отно-
шение величины изменения напряжения
на входе к вызвавшему его изменению
напряжения на выходе в режиме холо-
стого хода по переменному току во вход-
ной цепи);
^2i6. Л21к, Й21э — коэффициент прямой передачи тока в ре-
жиме малого сигнала (отношение вели-
чины изменения выходного тока к изме-
нению входного тока в режиме короткого
замыкания по переменному току выход-
ной цепи);
^21Б> ^21К’ ^21Э—коэффициент прямой передачи тока в ре-
жиме большого сигнала (отношение вели-
чины выходного тока к входному току
при заданном постоянном обратном на-
пряжении на коллекторе);
I, ГК~ ^КБО
П21Б ;
2Э
20
'к — /кб°
Й21Э — /!21К — , . , I
'Б ~ГЛ<6О
Л22б> Л22к- Л22э — выходная проводимость в режиме мало-
го сигнала (отношение изменения выход-
ного тока к вызвавшему его изменению
выходного напряжения в режиме холо-
стого хода по переменному току во вход-
ной цепи);
^22Б ’ ^22К’ ^22Э— выходная проводимость в режиме боль-
шого сигнала (отношение величины вы-
ходного тока к величине напряжения при
заданном напряжении на эмиттере);
/Б, /к, /э — ток (постоянный);
/<5, 1э — ток (эффективное значение);
«6, *’к> *’э— ток (мгновенное значение);
/кЭо — обратный ток коллектора (ток через пе-
реход коллектор — база при заданном об-
ратном напряжении на коллекторе и токе
эмиттера, равном нулю);
/кэ0 —ток коллектора при токе базы, равном
нулю (ток через коллекторный и эмиттер-
ный переходы при заданном обратном
напряжении на коллекторе и токе базы,
равном нулю);
Лок —начальный ток коллектора (ток коллекто-
ра при заданном напряжении на коллек-
торе и короткозамкнутых выводах эмит-
тера и базы);
^кэЗ —ток коллектора запертого транзистора
(ток через коллекторный переход прн об-
ратном смещении эмиттерного и коллек-
торного переходов);
^кэт?— ток коллектора при сопротивлении в цепи
базы;
/К6х — ток коллектора при заданной схеме в це-
пи база — эмиттер;
^эбО — обратный ток эмиттера (ток через пере-
ход эмиттер — база при заданном обрат-
ном напряжении на эмиттере и токе кол-
лектора, равном нулю);
/пр—постоянный прямой ток;
'пр—прямой ток (мгновенное значение);
/с — средний выпрямленный ток (среднее за
период значение тока, протекающего че-
рез диод);
!обр — постоянный обратный ток;
/обр— обратный ток (мгновенное значение);
Лт — температурный коэффициент ухудшения
параметров;
21
^РБ ’ 1 ^рэ — коэффициент усиления по мощности на
большом сигнале;
Крб. Лрю Арэ — коэффициент усиления по мощности на
малом сигнале;
/йпреобр—коэффициент, характеризующий потери
преобразования;
F — коэффициент шума;
РБЭ ^"кБ ^кэ ’ ^ЭБ — полная мощность на входе (на постоян-
ном токе или средняя);
Рбэ ' Рдб ’ ₽КЭ ’ Рэв —полная мощность на входе (мгновенная);
Р1)Б, ^пк’ Риэ— мощность на входе (в режиме большого
сигнала);
Рио, Рцк> Рцэ — мощность на входе (в режиме малого
сигнала);
РШ1 > Л>2К’ ^22Э — мощность на выходе (в режиме большого
сигнала);
Р226, Р22к< Р-223 — мощность на выходе (в режиме малого
сигнала);
Рполн— полная мощность (на постоянном токе
или среднее значение);
Рполн —полная мощность (мгновенная);
R6 — сопротивление во внешней цепи базы;
7?к — сопротивление во внешней! цепи коллек-
тора;
/?э — сопротивление во внешней цепи эмиттера;
гКЭнас— сопротивление насыщения (между кол-
лекторным и эмиттерным выводами
транзистора) в режиме большого сиг-
нала;
гкэ нас—сопротивление насыщения в режиме ма-
лого сигнала;
RT— тепловое сопротивление;
R-r.n.c— общее тепловое сопротивление транзисто-
ра переход — среда (отношение разности
температур между переходом и окружаю-
щей средой к мощности, рассеиваемой на
переходе в установившемся режиме);
Rt.ti.k—тепловое сопротивление переход — корпус
транзистора (отношение разности темпе-
ратур между переходом и корпусом тран-
зистора к мощности, рассеиваемой на пе-
реходе в установившемся режиме);
Т — температура;
Тп—температура перехода;
7\р—температура хранения;
Тр— рабочая температура;
/зад—время задержки;
/сп— время спада;
/„—длительность импульса;
/н— время нарастания;
22
/расс— время рассасывания носителей (время на-
копления носителей);
/Ср—средняя длительность импульса;
/уст—время установления прямого напряжения
(промежуток времени между началом
импульса прямого тока и моментом, когда
падение напряжения на диоде достигает
1,2 своего установившегося значения);
^воссг— время восстановления обратного сопро-
тивления (промежуток времени от момен-
та прохождения тока через нуль при пе-
реключении диода с прямого на обратное
напряжение до момента, когда обратный
ток диода уменьшается до заданного
уровня отсчета);
Г/кэ нас — напряжение между выводами коллек-
тор — эмиттер насыщенного транзистора;
^бэ нас—напряжение база —эмиттер насыщенного
транзистора;
Ц,р кбО — пробивное напряжение перехода коллек-
тор — база прн разомкнутой цепи эмит-
тера;
Ь'пр кэО — пробивное напряжение перехода коллек-
— тор—эмиттер при разомкнутой цепи базы;
geo —пробивное напряжение перехода эмит-
тер — база при разомкнутой цепи кол-
лектора;
Ц1р кэК — пробивное напряжение перехода коллек-
тор — эмиттер при короткозамкнутой це-
пи эмиттер — база;
Ц,р кэ^> — пробивное напряжение перехода коллек-
тор — эмиттер при заданной величине
сопротивления в цепи эмиттер-база;
t^np—постоянное прямое напряжение;
мпр—прямое напряжение (мгновенное);
^обр—постоянное обратное напряжение;
“обр—обратное напряжение (мгновенное);
14м— напряжение смыкания (обратное напря-
жение коллектор — база, при котором
смыкаются коллекторный и эмиттерный
переходы и начинается линейное возра-
стание напряжения на разомкнутых выво-
дах эмиттер — база при дальнейшем уве-
личении напряжения коллектор — база);
^кб пл — плавающий потенциал коллектор — база
(напряжение между разомкнутыми выво-
дами коллектор — база при заданном
обратном напряжении между выводами
эмиттер — база);
^кэ пл — плавающий потенциал коллектор — эмит-
тер;
^эб пл—плавающий потенциал эмиттер — база.
23
ГЛАВА ТРЕТЬЯ
ТЕХНИЧЕСКИЕ УСЛОВИЯ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ ПРИБОРЫ
3-1. СПРАВОЧНАЯ ИНФОРМАЦИЯ
НА ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЙ ПРИБОР
Конструкторы схем на транзисторах должны полу-
чить от изготовителей достаточно полную информацию
об используемых приборах. Обычно такая информация
содержится в справочных листах, составленных для
каждого типа транзисторов.
Справочная информация обычно содержит следую-
щие разделы.
1. Описание. В этом разделе дается основная класси-
фикация транзистора или серии. Она включает номер
прибора, материал, тип прибора (п-р п или р-п-р), метод
изготовления, основное назначение транзистора. Из этого
описания разработчик схем может быстро определить
транзистор или серию транзисторов, подходящих для его
целей. Однако при окончательном выборе транзистора
для данной конкретной цели необходимо рассмотреть все
электрические характеристики, чтобы быть уверенным,
что транзистор наилучшим образом удовлетворяет всем
поставленным требованиям.
2. Дополнительные испытания. В этом разделе указы-
ваются те испытания, которые должны быть проведены
прежде, чем будет проведена технологическая классифи-
кация. Эти испытания часто включают температурное
циклирование, тренировку (старение), стабилизацию,
испытания на удары и т. п. В некоторых случаях необхо-
димость таких испытаний диктуется особенностью про-
цесса производства или предполагаемым применением
прибора.
Транзисторы, подвергнутые этим испытаниям, обес-
печивают максимальную механическую надежность,
стабильность и максимальный срок службы. Эта инфор-
мация дает разработчику возможность судить о механи-
ческой прочности прибора.
3. Данные по конструкции прибора. Данные по конст-
рукции включают описание корпуса и его тип, вес, внеш-
ний вид и размеры, обозначение выводов, всю дополни-
24
тельную информацию по изготовлению и указания, ка-
кой из электродов соединен с корпусом.
4. Предельные эксплуатационные данные. Это уста-
новленные изготовителями предельные режимы работы
транзистора, вне которых он может потерять работоспо-
собность Данные пределы зависят от свойств полупро-
водникового материала, технологии изготовления тран-
зистора и его конструкции.
Поскольку эти данные определяют предельные значе-
ния параметров транзистора, не рекомендуется исполь-
зовать транзистор в схеме в предельных режимах по всем
параметрам одновременно.
5. Электрические данные. В этом разделе справочно-
го листа приводятся значения электрических параметров
транзисторов, необходимые разработчикам для деталь-
ного расчета схем. Эти пределы гарантированы и обозна-
чены как максимальное и (или) минимальное значения
параметра. Для каждого параметра приведены режимы
измерения. Часто в дополнение к максимальному и ми-
нимальному значениям параметра дается его типовая
величина, которая показывает разработчику аппаратуры
параметр при измерении его на достаточно большом
количестве приборов.
Электрические характеристики определяются как
свойства, присущие самому прибору, поэтому такие ве-
личины, как коэффициент усиления мощности, коэффи-
циент шума, времена переключения, зависящие от схемы
включения, не приводятся в данном разделе. Поскольку
численные значения этих величин зависят от схемы вклю-
чения, в разделе, озаглавленном «Информация по изме-
рению параметров», приводятся схемы их измерения при
номинальных величинах тока и напряжения.
6. Типовые характеристики. Эти характеристики
обычно показывают изменение параметров транзистора
при изменении температуры, напряжения и тока.
7. Типовое применение. В справочный лист иногда
включаются практические схемы применения и данные
по их основным характеристикам. Эти схемы относятся
к области предполагаемого применения транзистора и
предназначены для того, чтобы показать возможности
прибора, а также ознакомить потребителя с практиче-
скими схемами.
8. Информация по измерению параметров. В этом
разделе представлены схемы для измерения параметров
25
транзистора, а также режимы измерений. Эта информа-
ция необходима для того, чтобы свести к минимуму раз-
ницу в результатах, происходящих из-за различия мето-
дики измерения параметров транзистора различными из-
готовителями.
3-2. СИСТЕМЫ ОБОЗНАЧЕНИЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Система обозначения по JEDEC1. Номер прибора по JEDEC
означает, что прибор зарегистрирован JEDEC. Цель регистрации —
облегчить покупку и распределение полупроводниковых приборов не-
специалистами, а также стандартизировать электронные приборы.
Такая регистрация позволяет дать разные номера различным прибо-
рам с одинаковыми характеристиками. Номера присваиваются после-
довательно по порядку регистрации Обозначения типа 1NXXX обыч-
но относятся к диодам или выпрямителям, 2NXXX— к триодам и ти-
ристорам, 3NXXX — к тетродам.
Специальные типы транзисторов отличаются от обычных коммер-
ческих приборов тем, что они подвергаются различным климатичес-
ким, механическим и другим испытаниям, таким, как удары, вибра-
ция, большие ускорения, температурные испытания, а также длитель-
ным и краткосрочным испытаниям на срок службы. Эти испытания
требуются для того, чтобы обеспечить продолжительную удовлетвори-
тельную работу транзистора, несмотря на тяжелые условия работы
специальной аппаратуры.
Системы обозначения полупроводниковых приборов в СССР
В СССР всем выпускаемым серийно приборам условные обозна-
чения присваивались ранее по ГОСТ 5461-59.
В связи с недостатками старой системы классификации и обозна-
чений полупроводниковых приборов принята новая, более совершен-
ная система обозначений диодов и транзисторов по ГОСТ 108642-64.
В соответствии с этой системой приборам присваиваются обозначе
ния, состоящие из четырех элементов.
Первый элемент обозначения: буква Г или цифра 1 — исходный
материал — германий; буква К или цифра 2 — кремний; буква А или
цифра 3 — арсенид галлия.
Второй элемент обозначения — буква, указывающая класс или
группу приборов: Д — диоды; Т — транзисторы; В — варикапы; А —
сверхвысокочастотные диоды; Ф — фотоприборы; И— неуправляемые
многослойные переключающие приборы; У — управляемые многослой-
ные переключающие приборы; И— туннельные дноды; С — стаби-
литроны; Ц — выпрямительные столбы и блоки.
Третий элемент обозначения — число, указывающее порядковый
номер разработки прибора и его назначение или электрические
свойства.
Четвертый элемент обозначения — буква, указывающая разновид-
ность типа данной разработки приборов.
1 JEDEC — Объединенный совет инженеров по электронным
приборам.
26
Более подробно с системами обозначения отечественных полупро-
водниковых приборов и их параметрами можно ознакомиться в ра-
боте [Л. 1].
ЛИТЕРАТУРА
1. «Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам»,
под ред. Н. Н. Горюнова, изд-во «Энергия», 1965.
ГЛАВА ЧЕТВЕРТАЯ
ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ
4-1. СТАТИЧЕСКИЕ ПАРАМЕТРЫ
Обратный ток коллекторного перехода /Кбо представ-
ляет собой ток коллектора при отключенном эмиттере
и обратном напряжении на переходе коллектор — база
(высокое сопротивление). Этот ток состоит из двух со-
ставляющих, одна из которых зависит от температуры,
Рис. 4-1. Зависимость токов коллек
тора от UКб.
а другая — от напряжения. Ток, зависящий от темпера-
туры Is (на рис. 4-1), называется обратным тепловым то-
ком и возникает в результате тепловой генерации пар
электрон — дырка, в то время как ток, зависящий от на-
пряжения, /у возникает главным образом вследствие
утечки по поверхности перехода коллектор — база.
27
Параметр /Кбо особенно важен при установлении ре-
жима смещения транзистора. Вследствие сильной темпе-
ратурной зависимости ток /Кбо может стать существенной
частью базового тока при применении транзисторов в ре-
жимах малых токов; он может также явиться причиной
саморазогрева и теплового пробоя при работе транзисто-
ра в режиме больших сигналов.
Ток /кбо обычно измеряется при двух напряжениях,
при комнатной и при некоторой повышенной температу-
Рис. 4-2. Зависи-
мость /, и /у от
температуры.
ре. Одно измерение производится при напряжении доста-
точно низком, чтобы можно было пренебречь воздейст-
вием электрического поля; при этом же напряжении
обычно производится измерение и при повышенной тем-
пературе. Температура устанавливается достаточно вы-
сокой, чтобы тепловой ток был большим по сравнению
с током утечки. Это позволяет разработчику использовать
известную температурную зависимость тока насыщения
для определения поведения /Кбо при высокой темпера-
туре. Другое измерение делается при максимальном на-
пряжении или вблизи от него для оценки перехода кол-
лектор— база в предпробойном режиме; обычно это из-
мерение производится только при комнатной темпера-
туре.
Изменение /Кбо при изменении температуры перехода.
Как указывалось, обратный ток /Ебо состоит из теплового
тока и тока утечки, зависимого от напряжения, т. е.
/кбо=Л + /у- Это соотношение иллюстрируется графиком
на рис. 4-2. При низких температурах ток Дбо представ-
ляет собой в основном ток утечки; при высоких темпера-
турах преобладающим становится тепловой ток насыще-
ния. Температурная зависимость тока /я, полученная из
статистики Ферми — Дирака, имеет вид [Л. 1]:
/,= АТ‘е~11т, (4 1)
где А и N зависят от физических свойств полупроводни-
28
нового материала, Т — абсолютная температура в граду-
сах Кельвина.
= ДТ3 e~N/T — (з + — 'J = — (з + — V (4-2)
dT Т \ Т 1 Т \ Т /
Перегруппировка членов уравнения (4-2) приводит
к выражению
Jk = /3+ 2L\^L . (4-3)
Г, \ Т ) Т
Обычно в качестве характеристики температурной зави-
симости тока /в пользуются температурой удвоения тока
Д7, которая представляет собой приращение температу-
ры, при которой ток Л удваивается. Если в уравнении
(4-3) положить, что diJi,= 1, получим:
Температура удвоения тока также зависит от температу-
ры, однако для транзисторов, имеющих большой ток
утечки, с достаточной точностью можно использовать
некоторую постоянную температуру удвоения тока во
всем рабочем диапазоне температур. Для кремниевых
транзисторов обычно пользуются величиной АТ, равной
10°С, а для германиевых транзисторов АТ=14°С. Одна-
ко применение этой аппроксимации к транзисторам, име-
ющим малые утечки (таким, как планарные транзисто-
ры), может вызвать у разработчика схем затруднения,
особенно в области низких температур. Из формулы (4-4)
находим, что АТ=10°С при 130°С для кремниевых тран-
зисторов (М= 14000°К для кремния). Величина АТ=
= 10° С верна при температурах свыше 130°С для крем-
ниевых транзисторов с низкими токами утечки, но при
25°С (комнатная температура) находим, что АТ=5,97°С.
Очевидно, что применение эмпирической величины АТ=
= 10° С к значению /Кбо, измеренному при комнатной тем-
пературе, приведет к величинам, слишком далеким от
действительных значений /Кбо при более высоких темпе-
ратурах.
Изменение тока /Kgo при изменении напряжения.
При низких напряжениях ток утечки меняется почти ли-
нейно с изменением приложенного напряжения. При бо-
лее высоких напряжениях очень сильные электрические
поля в узком обедненном слое коллекторного перехода
29
приводят к значительному возрастанию кинетической
энергии носителей тока (дырок или электронов), прохо-
дящих через эту область. Когда носители сталкиваются
с атомами кристаллической решетки, освобождается
энергия, достаточная для генерации других пар элект-
рон — дырка, которые в свою очередь ускоряются силь-
ным электрическим полем и могут столкнуться с другими
атомами, генерируя еще больше пар электрон— дырка.
Рис. 4-3. Эквивалентная схема для расчета то-
ков транзисторов.
Этот процесс называется лавинным умножением и при-
водит к быстрому увеличению коллекторного тока с ро-
стом коллекторного напряжения.
7кэ0—ток коллектора при обратном напряжении смеще-
ния коллекторного перехода по отношению
к эмиттеру и разомкнутой по постоянному току
базе.
/кэК—ток коллектора при обратном напряжении сме-
щения коллекторного перехода по отношению
к эмиттеру и замкнутых эмиттере и базе.
/;эЛ>—ток коллектора при обратном напряжении сме-
щения коллекторного перехода по отношению
к эмиттеру и включении между базой и эмитте-
ром внешнего сопротивления /?.
Уравнения, связывающие токи /кэо, ДэК, Лин и /ь-бо мо-
гут быть найдены с помощью эквивалентной схемы, при-
веденной на рис. 4-3. Сопротивление 7? между базой и
эмиттером изображает подключенное к этим точкам уст-
ройство. /ц = /как для любой величины R (для /?=оо,
/к=7кя0). Генератор тока Is отображает ток насыщения.
Составляющая тока утечки характеризуется сопротивле-
нием гку, гб —распределенное сопротивление базы. Для
30
большинства обычных транзисторов генератор тока 1а
может быть охарактеризован выражением [Л. 2]:
чи9 1
/эб°— е + ---------/эб0, (4-5)
1 — «jv 1 — ад, а
гдеа^а,— нормальный и инверсный (прямой и обрат-
ный) коэффициенты передачи транзистора
по току в схеме с ОБ1 * * * (а~—
7эб0— обратный ток эмиттерного перехода;
иэ—напряжение на эмиттерном переходе;
q— заряд электрона;
k— постояная Больцмана;
Т — абсолютная температура, ° К.
Если kT / q > £7Э, то выражение упростится:
а., —а, I.
/э ~----—/ s - • (4-6)
1—ал. а, 1—a,v а1
так как [Л. 2]
Од'/дбо = a;fs.
Тогда из схемы на рис. 4-3 получаем к=а{ /(1—
Рассматривая эквивалентую схему (рис. 4-3), можно по-
лучить следующие выражения:
'.Ч + V.+t1 ил
гку
(при условии L/кэЗ* U-.t)
= Ц-----(4-8)
Is (1 ~ + ^21Э ^6 + ^кэ/гку
( Гб “Ь ( Гку 4“ ^эу) Гку Гэу
( Гб + %) Гку гэу
(4-9)
1 Здесь и ниже обозначения со звездочкой Л21Б и ^21ЭОТНОСЯТСЯ
к параметрам, определяемым с учетом тока /ксо, т. е.
, *
П21Б —
^кбо .*
----7------и А21Э =
'э
^кбо
4“ ^кбо
в то время как при определения параметров /г21Б и ^21Э ток не
учитывается, т. е.
!к /к
= —— и Д2]Э =------ (Прим, перев.)
'б
31
Подставляя выражение (4-9) в (4-8) и полученный ре-
зультат в (4-7), получаем:
1 + ^21Э
Ас ~ AoR
('б + *)х
( 'б+*) X
______х (тку ' гэу) ~Ь ку гэу________
( 'ку + 'эу) + (J + ^гю) 'ку 'эу
_[_ I^13 'эу 'ку. (4-10)
Гку . ( 'б + я) ( 'ку + 'эу) + 0 + ^э) 'эу 'ку .
Уравнение (4-10) очень громоздко и нужные для него
параметры не могут быть получены из справочного лис-
та, однако оно удобно для качественного анализа. Если
в уравнении (4-10) считать /? равным нулю, гэу— стре-
мящимся к бесконечности и 7 близким к нулю, то по-
лучим:
'«= I, + у2 (1 - *Ьв) -',+(< 11)
'ку
Таким образом, в этом случае выражение (4-10) стано-
вится суммой тока теплового насыщения Л и члена, оп-
ределяющего ток утечки перехода коллектор—база, — /у.
Полагая R близким к бесконечности в выражении (4-10),
получаем:
^кэ/? = А(эО ~ Л ( 1 + ^21э) +
+ (4-12)
'ку
Наконец, считая /? = 0:
kbR ^кэК
= I [1 + /£_ , -Д-ку+^+^ку'.у------- +
S L 'б ( 'ку + 'эу) + (’ + ^э) 'ку 'эу .
I Екэ J"21Э 'эу 'ку (4 1
ГкУ 'б ( 'ку + 'эу) + (1 + Л21э) 'ку 'эу .
Формула (4-13) может быть сведена к более известно-
му простому выражению, если сделать следующие допу-
щения:
Гб^Гку И ГГ>«Гэу.
32
которые выполняются для обычных транзисторов. При
этом получаем:
/ = / _____!__
кэ₽ s 1-а„а,
'ку
(4-14)
Уравнение (4-10) иллюстриру-
ется графиком на рис. 4-4. По-
добные графики иногда вклю-
чаются в справочные листы.
Следует отметить, что пара-
метр 1кэК должен определяться
при отсутствии эффекта смы-
кания области пространствен-
ного заряда коллекторного пе-
рехода с областью пространст-
венного заряда эмиттерного
перехода.
Аох—ток коллектора в
Рис. 4-4. График к урав-
нению (4-10).
случае, когда коллектор
обратно смещен по отношению к базе, а
база смещена по отношению к эмиттеру в
прямом или обратном направлении. Эта ве-
личина будет приблизительно равна /Кбо,
если обратное смещение перехода база-
эмиттер не превосходит величину напряже-
ния пробоя этого перехода;
^пр.кбо— напряжение пробоя между коллектором и
базой при разомкнутом эмиттере;
^пр.кэо— напряжение пробоя между коллектором и
эмиттером при разомкнутой базе;
Ц,р кэЛ-— напряжение пробоя между коллектором и
эмиттером при коротком замыкании эмит-
тера и базы;
Ч1ркэ«—напряжение пробоя между коллектором и
эмиттером в случае, когда база соединена
с эмиттером через внешнее сопротивление;
Ц|р.кэх~ напряжение пробоя между коллектором и
эмиттером в случае, когда между базой и
эмиттером приложено напряжение;
^пр.эбо—напряжение пробоя между эмиттером и ба-
зой при разомкнутом коллекторе.
Напряжение пробоя (7пр.кбо Для большинства тран-
зисторов обусловливается лавинным умножением тока
/ибо, рассмотренным выше.
3-878
33
Обычно С'пр.кэо меньше, чем 1/пркб0, и довольно часто
меньше половины £711Р.Кбо- Коллекторный ток может быть
записан в следующей форме:
/к = ^21б/8, (4-15)
где М — коэффициент умножения, которым объясняет-
ся быстрый рост /ибо при напряжениях, близких к
^пр.кбо- Выражение для М имеет следующий вид [Л. 3]:
М =-------------------, (4-16)
1-(Укэ/Упр.кб0)'г
где п — эмпирическая константа, зависящая от физиче-
ских свойств полупроводника. Из уравнения (4-15) сле-
дует, что величина М при /б = 0 описывается выражени-
ем A4 = 1//i2ie. Подставляя этот результат в уравнение
(4-16), получаем:
^пр.кэо = ^пр.кбо 1 _|_ ft2i3 j • (4-17)
С помощью выражения (4-17) можно определить напря-
жение, при котором коэффициент усиления транзистора
по току в схеме с общей базой cov равен единице. При
этом напряжении коэффициент усиления по току в схе-
ме с общим эмиттером бесконечно велик, а коллектор-
ный ток неограниченно возрастает.
Практически невозможно измерить истинные величи-
ны напряжений пробоя, так как эти измерения должны
производиться при бесконечно больших коллекторных
или эмиттерных токах. Поэтому значения £7пр.кбо, Ппр.кэо,
Ппр-кэк и др., приведенные в справочных листах, опреде-
ляются путем измерения напряжения между соответст-
вующими электродами транзистора при приложении к
этим электродам некоторого достаточно большого посто-
янного тока. Величина постоянного тока выбирается
обычно в зависимости от того, предназначается ли тран-
зистор для применения в схемах малой, средней или
большой мощности. Если произведение измеренного
тока и напряжения пробоя настолько велико, что проис-
ходит разогрев перехода, то измерение напряжения про-
боя обычно производится с помощью импульсов с низ-
ким коэффициентом заполнения (см. § 5-2). Если проис-
ходит разогрев перехода, величина измеренного
напряжения пробоя уменьшается вследствие возраста-
ния теплового тока. Это иллюстрируется графиком на
34
рис. 4-5, где /нам — постоянный ток коллектора, при ко-
тором производится измерение пробивного напряжения.
Псм—напряжение смыкания — напряжение меж-
ду коллектором и эмиттером, при которое»;
обедненный слой коллектора расширяется
до области эмиттера;
^пр.кэк— напряжение пробоя, определяемое обычно
лавинным пробоем (а не эффектом смыка-
ния);
Рис. 4 5. График измерен-
ного напряжения пробоя.
Рис. 4-6. Зависимость йбэ от ^б-
^эбпл— постоянное напряжение (плавающий потен-
циал) между эмиттером и базой при обрат-
ном смещении коллектора и /э = 0. С помо-
щью этого измерения можно определить
UCM, так как если имеет место эффект смы-
кания, то
£Аб пл== ^кб (4-18)
Пбэ— напряжение между базой и эмиттером в
случае, когда переход база—эмиттер сме-
щен в прямом направлении, а переход кол-
лектор-база смещен в обратном. Представ-
ленная на рис. 4-6 идеальная зависимость
U63=f(Je) имеет отрицательный температур-
ный коэффициент, т. е. U(,3 уменьшается с
увеличением температуры [Л. 4]. Однако
часть действительной входной характеристи-
ки, относящаяся к достаточно большим то-
кам /о, обусловлена главным образом объ-
3’
35
емным сопротивлением и имеет положитель-
ный температурный коэффициент Очевидно,
что изменение t/бэ с изменением температу-
ры зависит от величины тока смещения, по-
этому температурный коэффициент, бу-
дучи отрицательным (приблизительно —
—2,5 мв/°С), при малых токах эмиттера, мо-
жет стать положительным при больших
значениях 7а;
^бэнас— напряжение между базой и эмиттером в
случае, когда как эмиттерный, так и коллек-
торный переходы смещены в прямом на-
правлении. Этот параметр обычно измеряет-
ся при токе базы, большем, чем ток, требую-
щийся для того, чтобы ввести в насыщение
транзистор данного типа с самым низким
коэффициентом усиления /г21Э. Зависимость
Пбэ нас от температуры такая же, как и для
Пбэ;
Пкэнас— напряжение между коллектором и эмитте-
ром, когда эмиттерный и коллекторный пе-
реходы имеют положительное смещение. Па-
раметр ПЕэнас имеет особое значение при ис-
пользовании транзисторов в переключающих
схемах и обычно измеряется в том же режи-
ме, что и t/бэнас- Этот параметр имеет поло-
жительный температурный коэффициент,
так как он в основном обусловлен падением
напряжения на омическом сопротивлении
коллектора;
й21Э — статический коэффициент усиления по току
схемы с общим эмиттером при условии ко-
роткого замыкания на выходе Этот коэф
фициент является наиболее важным из па-
раметров транзистора и используется при
анализе практически всех транзисторных
схем.
Зависимость коэффициента усиления й21Э от тока
эмиттера. На рис. 4-7 приведены графики зависимости
/г2]Э от тока коллектора при нескольких температурах
перехода для меза-транзистора, изготовленного методом
двойной диффузии (транзистор типа 2N697). При уве-
личения тока /к коэффициент усиления Л21Э растет до
36
максимума, а затем уменьшается при больших значени-
ях тока коллектора. Это же можно сказать н об измене-
нии /г21Б (статический коэффициент передачи тока в схе-
ме с общей базой),-если учесть, что
411, = 41Э 1 + 41 э) > (4-19)
4 = 4 4,ь (4-20)
Рис. 4-7. Зависимость параметра ^213
от тока коллектора для транзистора
2N697. Измерение производилось им-
пульсным методом; длительность им-
пульса 300 мксек-, коэффициент за-
полнения 0,02; С'кЭ== 10 в.
Коэффициент /г21Б может быть представлен произведе-
нием трех составляющих [Л. 5]:
|4ie| = T₽^. (4-21)
где у — эффективность эмиттера, показывающая, какая
часть эмиттерного тока обусловлена инжекци-
ей носителей заряда в область базы;
Р - коэффициент переноса, показывающий, какая
часть инжектированных в базу неосновных но-
сителей достигает коллекторного перехода;
М— коэффициент умножения тока в коллекторном
переходе, определяющий число собираемых кол-
лектором носителей тока, приходящееся на
один неосновной носитель, поступающий в кол-
лекторный переход из области базы.
Выражение (4-21) иллюстрируется рис. 4-8, на кото-
ром изображена одномерная модель токов в транзисто-
ре п-р-п типа. В области базы п-р-п транзистора дырки
являются основными носителями, а электроны — неос-
37
новными. Зависимость коэффициента усиления по току
А21Б от тока эмиттера объясняется действием трех явле
нин [Л. 6], каждое из которых преобладает при опреде-
ленных уровнях токов. При очень малых токах эмиттера
рекомбинация электронов и дырок в области пространст-
венного заряда эмпттерного перехода велика и эффек-
тивность эмиттера низкая. При увеличении тока эмитте-
ра ток рекомбинации в обедненном слое эмиттера меня-
ется достаточно слабо, эффективность эмиттера
увеличивается. Для еще больших токов эмиттера в об-
Рнс. 4-8 Одномерная модель транзистора
ласти базы возникает электрическое поле, которое уско-
ряет неосновные носители, движущиеся к коллектору,
увеличивая тем самым коэффициент переноса р. При
дальнейшем увеличении эмиттерного тока высокая плот-
ность несновных носителей приводит к увеличению про-
водимости базы, в результате чего снижается у. Это яв-
ление называется модуляцией проводимости. Таким об-
разом, коэффициент |/г21Б | проходит через максимум и
при дальнейшем увеличении тока эмиттера падает.
Возникновение рекомбинационных центров в области
обедненного слоя эмиттерного перехода объясняется
дефектами кристаллической решетки как в объеме кри-
сталла, так и на его поверхности Ток рекомбинации
состоит из двух составляющих: тока объемной рекомби-
нации и тока поверхностной рекомбинации [Л. 7]
У планарных транзисторов поверхностная рекомбинация
незначительна, так как переход закрыт слоем окисла,
поэтому планарные транзисторы сохраняют достаточно
высокие коэффициенты усиления по току при токах эмит-
тера порядка 1 мка.
68
Ёозникйовение дополнительного электрического по-
ля в области базы может быть объяснено с помощью
рис 4 9, где показано распределение носителей заряда
в транзисторе со ступенчатыми переходами и равномер-
ным распределением примеси в базе.
По мере того как электроны инжектируются в базу,
они движутся к коллектору путем диффузии и создают
градиент концентрации (пе). Условие сохранения ней-
тральности объемного заряда требует установления в ба-
зе такого же распределения дырок (пр).
Рис. 4-9. Распределение заряда в базе
транзистора.
Как только в базе возникнет неравномерное распре-
деление электронов и дырок, электроны начинают втяги-
ваться в коллекторную область под действием обратно-
го смещения коллекторного перехода, причем с гораздо
более высокой интенсивностью, чем интенсивность ин-
жекции дырок из базы в эмиттер в результате прямого
смещения перехода база—эмиттер. Электроны, которые
втягиваются в коллектор, уравновешиваются электро-
нами, инжектируемыми в базу из эмиттера, в то время
как дырки, инжектируемые из базы в эмиттер, возмеща-
ются генерацией пар электрон—дырка в омическом не-
выпрямляющем контакте базы в результате действия
внешнего напряжения Большая плотность дырок в базе
стремится вызвать ток в том же направлении, что и ток
электронов к коллектору. Это происходит до тех пор, по-
ка не возникнет электрическое поле, препятствующее
дальнейшему движению дырок. Электрическое поле, пре-
пятствующее движению дырок в данном направлении,
будет ускорять электроны в этом направлении; таким
39
образом, возникающее поле ускоряет неосновные Носи-
тели (электроны) в направлении к коллектору
Более сложная картина наблюдается в диффузион
ных транзисторах, у которых неравномерное распределе-
ние концентрации примесей (акцепторов) создает в базе
электрическое поле [Л. 8], которое замедляет неосновные
носители на коротком расстоянии от эмиттерного пере-
хода, затем ускоряет их на остальном пути до коллекто-
ра. Поле, создаваемое током, увеличивает ускоряющее
поле подобно тому, как это происходит в транзисторах
со ступенчатыми переходами.
Модуляция проводимости в соответствии с вышеска-
занным вызывается увеличенным числом носителей за-
ряда в базе. Проводимость области базы (сто) определя-
ется формулой
Об = q^p (Na + Пе), (4-22)
где q—заряд электрона;
Рр— подвижность дырок;
Na— плотность акцепторов в базе;
пе— плотность инжектированных в базу элект-
ронов.
При малых токах плотность электронов в базе р-тппа
(для п-р-п транзисторов) пренебрежимо мала по сравне-
нию с плотностью дырок, и проводимость относительно
независима от тока эмиттера.
Увеличение тока эмиттера приведет в конце концов
к тому, что плотность электронов станет соизмеримой с
первоначальной плотностью дырок (и0) • Таким образом,
возрастание плотности дырок, вызванное возросшей в ре-
зультате инжекции плотностью электронов (требование
нейтральности объемного заряда), приводит к быстрому
росту проводимости области базы. Это увеличение про-
водимости вызывает снижение эффективности эмиттера в
соответствии с формулой
1 -|- СГб /°э ^рэ
где W—• толщина базы;
<тэ—проводимость эмиттера;
Lp3 — диффузионная длина дырок в эмиттере.
Другими словами, увеличение плотности дырок и
электронов вблизи эмиттерного перехода увеличивает
40
вероятность рекомбинации электронов и дырок. Этот ток
рекомбинации вызывает уменьшение у.
Зависимость коэффициента усиления по току в схеме
с общей базой Л21Б от температуры перехода. Трудно по-
лучить обобщенное выражение для температурной зави-
симости коэффициента /г21Б. Все три сомножителя (у,
Р, Л4) ' в выражении для й21Б
являются сложными функция-
ми температуры: можно скон-
струировать транзистор с лю-
бым выбранным характером
температурной зависимости ко-
эффициента /г21Б. Например, эф-
фективность эмиттера у зави-
сит [Л. 1] от подвижности, кон-
центрации и времени жизни
носителей, а также от других факторов. Все эти величи-
ны зависят от температуры [Л. 10], материала (кремний
или германий), типа и концентрации примеси и даже от
структуры прибора (сплавной, меза, тянутый и т. д.).
Обычно величина /г21Б возрастает при увеличении
температуры (см. рис. 4-7).
йцэ—статическое входное сопротивление транзисто-
ра в схеме с общим эмиттером при короткозам-
кнутом выходе. На рис. 4-10 параметр й]]Э
определяется как наклон линии, проведенной
через начало координат в точку измерения а.
4-2. ПАРАМЕТРЫ МАЛОГО СИГНАЛА
С3,к— зарядная емкость коллектора;
Сзэ— зарядная емкость эмиттера.
Зарядная емкость образуется в результате диффузии
носителей из области перехода при отсутствии смещения
на нем. При этом вблизи перехода создается обедненная
область, в которой концентрация подвижных носителей
весьма мала; остающиеся в этой области неподвижные
заряды создают электростатическое напряжение — кон-
тактную разность потенциалов. Внешнее приложенное
напряжение вызывает изменение разности потенциалов
на переходе, и заряд, который при этом добавляется или
удаляется, равен заряду на конденсаторе, площадь об-
кладок которого и расстояние между обкладками соот-
41
ветствуют поперечному сечению и толщине обедненного
слоя, а диэлектрик имеет диэлектрическую проницае-
мость, равную диэлектрической проницаемости полупро-
водникового материала.
Кроме зарядной емкости, зависящей в основном от
напряжения на переходе, р-п переход имеет также диф-
фузионную емкость Сд, которая зависит от тока через
переход. Величина емкости перехода коллектор—база
Рис. 4-11. Эквивалентная схема для малого
сигнала при включении транзистора с об-
щим эмиттером.
С6к гибридной П-образной эквивалентной схемы
(рис. 4-11) равна сумме этих составляющих:
С« = с„+ . (4-24)
Так как С3.к обычно значительно больше, чем Ск.д/2, для
работы на высокой частоте емкость С'6к приблизительно
равна Сзк. Величина емкости, параллельной выходу для
схемы с общей базой при разомкнутом входе, СВЫх.б
должна включать емкость корпуса. Считая Сдк = Сзки
полагая, что г'бб очень мало, выражение для емкости
Свых.б можно записать в следующем виде:
Свых.б — Сз.к “I- Скорпуса- (4-25)
Для емкости эмиттер—база гибридной П-образной
эквивалентной схемы Cg3 главной компонентой является
диффузионная емкость; величина С'ъэ определяется вы-
ражением
(4-26)
“Г гэ
где
сот = 2jtfj';
. 25.ив ,
гэ =------= 25 ом при /э = 1ма.
42
Обычно величина С'г>л гораздо больше, чем величина
Сзэ, кроме случая малых токов.
Значение зарядной емкости коллектора при расчете
схем можно проиллюстрировать на следующем примере.
Коэффициент обратной связи по напряжению для
схемы с общим эмиттером определяется выражением
ср'
Л12э= , (4-27)
8бэ + 5Сбэ
где
S = /со;
Это уравнение получено с помощью гибридной П-об-
разной эквивалентной схемы для малого сигнала, пока-
лентная схема.
занной на рис. 4-11, которая похожа на эквивалентную
схему Джаколетто. Путем преобразования уравнения
(4-27) можно получить следующее выражение:
^3 = -^ ---------S , • (4-28)
8бэ 1 + scaJ8 бэ
Величина /i123, асимптотически приближается к вели-
чине С'бк/С'бэ, как видно из рис. 4-12, на котором приве-
ден график зависимости |/ii23| от частоты. Поэтому оче-
видно, что малая величина емкости С3.к уменьшает коэф-
фициент обратной связи по напряжению на высокой час-
тоте.
43
Изменение эквивалентной схемы, приведенной на
рис. 4 11, приводит к эквивалентной схеме, изображен-
ной на рис. 4-13, где См — емкость Миллера, определяе-
мая уравнением
C„ = C6K(1+M. (4-29)
где К'ък равно отношению | {/кэ/^'бэЬ
Здесь снова можно заметить, что минимизация вели-
чины С'бк уменьшает эффективную емкость входной
цепи.
Рис 4 14 Схема нейтрализации
параметра уиэ.
Рис 4 15. Схема нейтра-
лизации емкости Ск.
В качестве примера учета емкости С3.к при расчете
высокочастотных схем можно использовать способ ней-
трализации влияния этой емкости (рис. 4-14). На рис.
4-15 изображена типовая схема нейтрализации элемента
внутренней обратной связи Ск емкости коллектора, оп-
ределяемой уравнением
Ск = Сз.кСк.д- (4-30)
Как отмечалось выше, зарядная емкость коллекторного
перехода обычно значительно больше, чем диффузион-
ная, поэтому можно считать:
СК^С3.К. (4-31)
Тогда емкость конденсатора Сн, необходимая для ней-
трализации действия емкости Ск, определяется выраже-
нием
где Ni, Л'2 — число витков первичной и вторичной обмо-
ток трансформатора связи.
44
Согласно данному выше определению CBUXo обозна-
чает емкость, параллельную выходу схемы с общей базой
При раЗОМКНутОМ входе (/в = 0) выхб”Ов-р Скорпуса-
Естественно, что емкость корпуса меняется в зависи-
мости от его конфигурации.
Типичные кривые зависимости емкости СВЬ|Х.б от на-
пряжения показаны на рис.
рис. 4-17 необходимо отме-
тить, что так как Скб <. С3.к и
Рис. 4-17 Зависимость заряд-
ной емкости от напряжения
для транзисторов серии 2N1714.
транзисторов типов 2N1141,
2N1142 и 2N1143.
Сэб<СС3.э, то величин С8.к и С3.э почти равны СВЫхб и Свхе
соответственно.
csbx> Сшх—эквивалентные последовательные входные
емкость и сопротивление схемы с общим
эмиттером при коротком замыкании на вы-
ходе;
срвх, гРвх—эквивалентные параллельные входные ем-
кость и сопротивление схемы с общим эмит-
тером при коротком замыкании на выходе.
Параметры грвх и срвх измеряются как эквивалентные
сопротивление и емкость, шунтирующие вход транзи-
стора при короткозамкнутой выходной цепи. Приборы,
используемые для измерения этих параметров, будут
описаны в гл. 5. Параметры rSBX и cSBX определяют час-
тотную зависимость величины hlla:
Re(hua) = rs вх;
/m(/z113) = l/ocs
ВХ-
На рис. 4-18 показана типичная зависимость величины
эквивалентного параллельного входного сопротивления
грвх и эквивалентной параллельной входной емкости
Срвх от частоты для германиевого транзистора. Отметим,
45
Рис. 4-18. Зависимости параметров
<7>вх 11 грвх от частоты для тран-
зистора 2N1141.
Рис. 4-19. Зависимость эквива-
лентного параллельного вход-
ного сопротивления от напря-
жения смещения в схеме с об-
щим эмиттером при коротко-
замкнутом выходе.
Рис. 4-20. Зависимость эквива-
лентной параллельной выход-
ной емкости от частоты в схе-
ме с общим эмиттером (или
с общей базой) при коротком
замыкании на входе.
Рис. 4 21. Зависимость эквивалент-
ного параллельного выходного со-
противления от частоты в схеме
с общим эмиттером (или с общей
базой) при коротком замыкании
на входе.
что на частотах, близких к 110 Мгц, входной импеданс
приобретает индуктивный характер.
На рис. 4-19 приведен график зависимости грвх от ре-
жима смещения для типичного СВЧ германиевого тран-
зистора.
срвых, Грвых—эквивалентные параллельные выходная
емкость и выходное сопротивление схемы
с общим эмиттером при коротком замы-
кании на входе.
46
На рис. 4-20 п 4-21 показаны графики зависимости
Срвых и Грвых от частоты для указанной рабочей точки.
На рис. 4-22 приведены кривые изменения грВых в зави-
симости от режимов смещения для типичного СВЧ гер-
маниевого транзистора.
Применение параметров срвх, срвых, грвх, т^вых, пока-
зано в § 5-4. Обычно для расчетов межкаскадных соот-
ношений удобнее пользоваться полными параллельны-
ми сопротивлениями, чем полными последовательными
го параллельного выходного сопро-
тивления от смещения в схеме с об-
щим эмиттером при коротком замы-
кании на входе на частоте 100 Мгц.
сопротивлениями. Однако при строгом анализе с помо-
щью /гпараметров удобнее величины срвх и грвх преоб-
разовать в Лцэ, как указано выше, а полные выходные
проводимости измерять при разомкнутой входной цепи
(холостой ход на входе). Величина rSBX необходима так
же при вычислении усиления по мощности и увеличения
полного сопротивления схемы с нейтрализацией.
Усиление по мощности =
= 201og|/i213|+101og^
^rs вх
увеличение полного сопротивления =
Ю log
4TsbX
(4-32)
(4-33)
Параметры rSBX и /у,выж часто приводятся в справоч-
нике для типового режима на частоте, соответствующей
оптимальным характеристикам транзистора
47
Уиэ— полная проводимость прямой передачи схемы с
общим эмиттером при коротком замыкании па
выходе;
Упэ~ входная полная проводимость схемы с общим
эмиттером при коротком замыкании на выходе;
^21э— коэффициент прямой передачи тока схемы с об-
щим эмиттером при короткозамкнутом выходе.
Всестороннее исследование зависимостей параметров
Умэ и /i2ia от частоты приведено в § 19-2, в котором
производится расчет широкополосных усилителей с об-
ратной связью. Поэтому в данном параграфе ограничимся
тем, что покажем влияние емкости корпуса транзистора
на результаты измерения h2lg и приведем кривые, пока-
зывающие изменение этих параметров при изменении
режима.
Обычно существует расхождение между результата-
ми СВЧ измерений /г21Э, произведенных с помощью изме-
рительного моста, и результатами, полученными на спе-
циальных устройствах для измерения й21э, так как ем-
кость корпуса при измерении /z2ia на специальном прибо-
ре обычно исключается, в то время как при измерениях
с помощью моста влияние этой емкости не может быть
исключено. Однако /121э=У21э/Унэ может быть определено
путем измерения уца и уца с помощью моста и последую-
щего вычитания известной величины емкости корпуса из
значения уца. В этом случае результаты сходны с дан-
ными, полученными с помощью измерителя /г21э.
График зависимости параметра (r/lly) J 1 от час
тоты для трех режимов смещения приведен на рис. 4-23.
Характер зависимости уиа от смещения представлен на
рис. 4-24. На рис. 4-25 показана зависимость |/i2i3| от
смещения для транзистора типа 2N1405.
/л21б— частота, при которой |й21б| =0,707 /i2160,
/б— часота, эквивалентная постоянной времени г^Ск;
fc—частота, при которой |/121б| имеет минимальную
величину;
fr— частота, при которой |Н2)Э| равен единице или
экстраполируется к единице.
Характеристические частоты /Л21б, fe. fc и fr показаны
на рис. 4-26. Частота fh2i6 описывается уравнением
(4-34)
fhti6 fa fe
Как видно из этого уравнения, fnziG связано с двумя дру-
48
Рис. 4-23. Зависимость
эквивалентного парал-
лельного входного сопро-
тивления от частоты в
схеме с общим эмитте-
ром при коротком замы-
кании на выходе.
димостн прямой передачи |г/21э|.
Рис. 4-25. Зависимости коэффициента
прямой передачи тока от смещения
в схеме с общим эмиттером при ко-
ротком замыкании на выходе |Й21э1
на частоте 100 Мгц.
4—878
49
гими частотами fa и /б- Первая из них, fa, представляет
собой частоту, при которой коэффициент передачи тока
а равен 0,707 а0; эта частота связана с частотой f7 и ко-
эффициентом т уравнением
fa — fr (1 + ^W), (4-35)
где а0— значение коэффициента а на низкой частоте;
т— избыточный фазовый член (его величина лежит
между 0,5 и 0,8 для германиевого транзистора
2N1405).
Рис 4-26. Зависимости Кмакс. 1Лг1э| и |Аг1б|
от частоты для транзистора 2N1405.
Фактически а равно й21б (или aN) только в случае, ес-
ли сопротивление базы г б в эквивалентной Т-образной
схеме с общей базой равно нулю. Если же Гб не равно
нулю, то коэффициент а связан с Л21б соотношением
Л21б=^7^, (4-36)
1 + гб/гк
где гк — коллекторное сопротивление в эквивалентной
Т-образной схеме с общей базой.
Величина /б — это частота, эквивалентная постоянной
времени г'вСк и модифицированная с помощью коэффи-
циента 2(1 + аот).
Частота fc представляет частоту, при которой |Й2161
минимально. Эта частота показана на рис. 4-26, она со-
ставляет 2 Ггц для транзистора 2N1405; fc связано с дру-
гими предельными частотами выражением
fc = VlaU. (4-37)
Частота fr — это частота, при которой |/г21Э| =0 дб,
или частота, на которой |Л21э| экстраполируется к 0 дб.
50
Чтобы определить значение fT, обычно частотную харак-
теристику |/121э | от точки, при которой | /i2131 = 2, экстра-
полируют с наклоном в 6 дб!октава к точке | Лг21Э | =1-
Произведение [| Лг21э| называется произведением усиления
на ширину полосы, оно равно fT. На рис. 4-26 величина
fr для транзистора типа 2N1405 равна 330 Мгц. Зависи-
Рнс. 4-27. Кривые постоянного произ-
ведения коэффициента усиления на
полосу частот.
мость частоты fr от смещения показана на графике
рис. 4-27.
^Смакс— максимальный коэффициент усиления;
/макс—частота, при которой максимальный коэффици-
ент усиления равен единице.
Параметры [макс и максимальный коэффициент уси-
ления Кмакс удобнее описывать вместе. Последующие
уравнения и рассуждения показывают взаимосвязь этих
параметров с ранее определенными параметрами.
Максимальный коэффициент усиления для транзисто-
ров определяется следующим выражением:
Кмакс = 1^е^. (4-38)
4rSBX
На очень высоких частотах максимальный коэффициент
усиления падает при увеличении частоты со скоростью
6 дб/октава. Так как для возбуждения колебаний в ав-
тогенераторах необходимо усиление немногим больше
0 дб, частота, при которой максимальный коэффициент
усиления /Смакс = 0 дб, обозначается [маис и называется
максимальной частотой генерации.
С помощью уравнения (4-38) можно определить мак-
симальный коэффициент усиления с помощью измерений
4*
51
входного и выходного сопротивлений и усиления по току.
Другой метод вычисления усиления, более простой, но
несколько менее точный, заключается в определении час-
тоты /макс из уравнений, связывающих ее с fT и /б- Этот
метод заключается в следующем. Из уравнения (4-38)
для схемы с общим эмиттером имеем:
^|2Грвых =1 при f = /макс. (4-39)
4г( вх
Для частот, близких к fмакс» справедливы следующие
соотношения:
(4-40)
SBX z б
(4-41)*
1
2nfTCK
Подставляя выражения (4-40) и (4-42) в
лучаем уравнение
((Г//макс)2 _ j
8я Гб Ск fr
которое может быть упрощено:
• макс
где, как было определено выше,
=-----L— •
2л гб Ск
Следовательно, частота /макс может быть определена с
помощью формулы (4-44):
(4-42)
(4-39), по-
(4-43)
(4-44)
или
А
f макс |/ Г 4 (4-45)
-1/ /у (4-46)
макс |/ 8лгбСк
* Уравнение (4-41) справедливо только для германиевых тран-
зисторов.
52
Таким образом, величину /макс можно определить по
известным /т и г'бСк, методы измерения которых рас-
смотрены в гл. 5. Максимальный коэффициент усиления
для высоких частот вычисляется с помощью выражения
/Смаке -20 log
(4-47)
4-3. ИМПУЛЬСНЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Характеристические токи /б1 и /g2. /б> определяется
как ток базы открытого транзистора (рис. 4-28).
/бг — ток базы выключенного транзистора; он представ-
ляет собой ток переходного процесса, имеющий макси-
мальную величину в начале интервала выключения. Пос-
Рис. 4-28. Переключатель на п-р-г.
транзисторе в схеме с общим эмит-
тером.
ле того как накопленный в области базы заряд исчезает,
транзистор запирается, и величина /бг приближается к
/кбО-
Коэффициент насыщения. Коэффициент насыщения
для транзистора, работающего при заданном токе /бь
определяется выражением
Кн = /б1 = /fil Л21Э , (4-48)
Ля нас нас
где /бтнас— минимальный ток базы, при котором тран-
зистор попадает в режим насыщения;
й21э— коэффициент усиления по току в заданном
режиме включения
53
Для партии транзисторов, имеющих известный раз-
брос значений /г2|Э, коэффициент насыщения вычисляется
исходя из минимального значения ЛгщДЛЯ данной партии
в заданном режиме. Таким образом, для обеспечения
вхоОное
напряжение
ю%
-30%
Ток
коллектора
икз еыкл.
икз eM^uh
Ток базы
30%
ю%
_ . Выкл
ВихоВное
напряжение Вкл
hi!
ем.
выкл
Рис. 4-29. Временные диаграммы для схемы,
приведенной на рис. 4-28.
1 ।
надежной работы схема должна рассчитываться с ис-
пользованием неравенств:
\ ^61 ^21 Эм ин
Кн> -----------
'к нас
(4-49)
Временные параметры транзисторов. Графическое
определение временных параметров транзисторов пока-
зано на рис. 4-29. /зад — время задержки, определяемое
как интервал времени между моментами, когда передние
фронты входного импульса напряжения и импульса то-
ка коллектора достигают уровня 10% амплитуды соот-
ветствующего импульса (рис. 4-29).
Возникновение задержки объясняется главным обра-
зом двумя факторами:
1. Так как на вход транзисторного ключа подается
напряжение обратного смещения, чтобы удерживать его
в закрытом состоянии, то емкость эмиттерного перехода
заряжена этим смещением. Поэтому требуется некото-
рое время для того, чтобы эта емкость перезарядилась
54
до напряжения прямого смещения. Чем больше величина
обратного смещения, тем больше время задержки.
2. Требуется определенное время для диффузии эмит-
терного тока через область базы. Этот процесс изобра-
жается зарядом базы, который должен поступить из
входной цепи. /н.ф — время нарастания фронта импульса
коллекторного тока, определяемое как интервал времени
между точкой, в которой фронт достигает 10% амплиту-
ды импульса, и точкой, в которой достигается 90% ам-
плитуды.
Время нарастания фронта импульса, которое харак-
теризует частотную характеристику транзистора, явля-
ется функцией частоты отсечки коэффициента усиления
по току ctjv. Время нарастания фронта является также
функцией величины включающего тока; чем больше его
величина, тем меньше tB. tvac — время рассасывания,
определяется как промежуток времени между момента-
ми, соответствующими точкам, лежащим на уровне 90%
амплитуды, на участках спада импульсов входного на-
пряжения и тока коллектора (рис. 4-29).
Время рассасывания зависит от коэффициента
и величин токов открытого и закрытого транзистора. По
определению ток коллектора достигает насыщения, когда
напряжение на коллекторе упадет ниже напряжения на
базе и, следовательно, коллекторный переход окажется
смещенным в прямом направлении. В этом случае кол-
лектор инжектирует носители заряда в область базы.
Коллекторный ток начинает уменьшаться, только когда
исчезнут накопленные в базе носители заряда. Чем выше
коэффициент усиления по току /г21Э и чем больше ток
открывания /бь тем больше время рассасывания; чем
больше ток запирания 1^2, тем время рассасывания
меньше.
%—время спада, равное промежутку времени между
точками, соответствующими уровням 90 и 10%
амплитуды на участке спадания импульса тока
коллектора (рис. 4-29).
Время спада также характеризует частотные свойст-
ва прибора. Так же как и параметр /н, время спада ten
зависит от степени насыщения, точнее от сигнала, запи-
рающего транзистор: чем больше этот сигнал, тем мень-
ше время спада.
бтолн — полное время переключения, равное /3ад+01+
+ ^рае + ten-
55
Время распространения. Время, необходимое для
прохождения дискретнего логического уровня через от-
дельный логический каскад, называется временем рас
пространения. Это время измеряется на временной дна
грамме входного и выходного сигналов между точками,
в которых передние фронты этих импульсов достигают
Рис. 4-30. Блок-схема, поясняющая определение
параметра /пр.
уровня 50% амплитуды. Вследствие существования неко-
торой конечной разницы между временем включения
(^вкл = 4ад+/ц) и временем выключения (/выкл=^рас + ^сп)
время распространения меняется в зависимости от того,
осуществляет ли логический каскад операцию включения
или выключения. Поэтому измерение времени распрост
ранения производится на четном числе логических каска
дов (как показано на рис. 4-30), и полученное таким спо-
собом время делится на число каскадов.
В случае, если известны значения временных пара-
метров ^ад, /п, fpac, fen), время прохождения сигнала /пр
может быть вычислено с достаточной точностью с по-
мощью выражения
f ___ ^зад + /н/2 + ^рас + /сп/2
*пр —
(4-50)
2
56
Часто в результате измерений обнаруживается, чт'о
*н>*зад и 'расМп, в этом случае
/11Р = А + А_ или > = Al +
пр 4 2 пр 4
^выкл
2
Значение времени распространения иллюстрируется
схемой, изображенной на рис. 4-31, в которой четыре
идентичных транзи-
сторных переключате-
ля включены последо-
вательно.
В исходном состоя-
нии каскады 1 и 3 вы-
ключены, каскады 2 и
4 включены. Если пер-
вый каскад будет пе-
реключен входным сиг-
налом в состояние
включено, другие кас-
кады также переклю-
чатся. На выходе кас-
када 4 не будет сигна-
ла до тех, пор пока не
пройдет время 2/Полн
с момента подачи сиг-
нала на вход каскада
1. Если же сигнал с
выхода каскада 4 и
входной сигнал каска-,
да 1 должны подавать-
Рис. 4-31. Схема для пояснения
/рас.
ся на схему совпадений, то схема совпадений должна
оставаться в состоянии «включено» в течение времени,
соответствующего большому интервалу времени между
импульсами 2/ПОЛн. Таким образом, скорость распростра-
нения информации ограничивается временем /Полн-
Полный заряд, накопленный в базе, определяется
следующим образом:
Qo — Qнас “Ь Quae х-
где QHao— заряд, накопленный в базе, к началу насы
щения;
Q«acx—избыточный заряд, накопленный в базе
вследствие насыщения.
57
Приближенные значения QHac и Quacx для сплавных
транзисторов могут быть получены с помощью следую-
щих выражений:
____ нас .
нас — »
aN aN
О = / ^+<0/
насА' бХ «Л, со, (1 - а.. а, ) ’
где aN— нормальный (прямой) коэффициент передачи
тока в прямом направлении для малого сиг-
нала в схеме с общей базой на низкой ча-
стоте;
Юд,— граничная частота (в радианах) нормально-
го коэффициента передачи тока в схеме с об-
щей базой при коротком замыкании на вы-
ходе;
а, — инверсный (обратный) коэффициент переда-
чи (который определяется аналогично aN, но
при перемене местами выводов коллектора
и эмиттера);
со, — граничная частота (в радианах) инверсного
коэффициента передачи тока (эта частота
определяется аналогично с ж, но при перемене
местами выводов коллектора и эмиттера);
Л<нас— коллекторный ток в начале насыщения;
— избыточный ток базы:
г __ г __ нас
бХ~ 61 Л21э
4-4. ТЕПЛОВЫЕ ПАРАМЕТРЫ
Тепловой поток. Чтобы пояснить проблемы, связанные с про-
хождением тепла через твердое тело, полезно провести анало-
гию между тепловой мощностью и электрической. Для того чтобы
получить поток электрического заряда (измеряемого в кулонах) от
одной точки к другой, к этим точкам должно быть приложено элект-
рическое напряжение. Скорость потока заряда может выражаться
в кулонах в секунду или амперах. Все, что оказывает сопротивление
этому потоку, называется электрическим сопротивлением и измеря-
ется в омах.
Подобно этому, чтобы получить поток тепловой энергии (измеря-
емой в джоулях) от одной точки к другой, должно существовать
тепловое «напряжение» (разность температур). Скорость потока
58
тепловой энергии может выражаться в джоулях в секунду или ват-
тах. Все, что оказывает сопротивление этому потоку, называется теп-
ловым сопротивлением и измеряется в град/вт.
Рисунок 4-32 иллюстрирует применение згой аналогии к тран-
зистору, рассеивающему постоянную мощность с помощью охлаж-
даемого воздухом радиатора. Полное тепловое сопротивление R? оп-
ределяется как сумма частных тепловых сопротивлений, через ко-
торые должна проходить тепловая энергия на пути от источника
тепла к среде, в которой тепло окончательно рассеивается. Обычно
Мощность I
р А
I |о
I | Т переход-корпус
— лТ flff
Т I | Т-корпус-райиатор
р
Т радиатор-среда
Л t=p-rt
Л Тп-С ~ ^перехода ~ ^среды
PT=RT.n-H *RT.K-P*RT.P-C
Рис. 4-32. Схема тепловых сопротивлений транзис-
тора.
этой средой является окружающий воздух. Для транзистора без
радиатора тепловые сопротивления корпус-радиатор /?т.кр и Ра"
днатор-среда 7?ТРС, заменяются одним тепловым сопротивлением
корпус—среда Дткс-
Для того чтобы физическое тело изменило свою температуру,
оно должно накопить или освободить энергию. Этот эффект в не-
которой степени идентичен электрической емкости, которая для из-
менения напряжения должна накопить или отдать заряд. Произве-
дение тепловой емкости Ст на тепловое сопротивление 7?т пред-
ставляет собой тепловую постоянную времени. Каждый материал,
через который должна проходить тепловая энергия, имеет свою
собственную тепловую емкость и тепловое сопротивление и соот-
ветственно собственную тепловую постоянную времени.
Аналогия между электрическими и тепловыми параметрами ил-
люстрируется табл. 4-1.
Мгновенная тепловая энергия рц, выделяющаяся на переходе,
состоит из некоторой постоянной величины Р и величины, завися-
щей от времени (т). Поэтому, когда требуется определить мгно-
венный перепад температур между переходом и средой, для боль-
шего удобства и точности следует пользоваться схемой, подобной
69
той, которая изображена на рис. 4-33. Здесь генератор вызывает по-
ток энергии рп через схему, состоящую из тепловых емкостей и со-
противлений, в результате чего возникает перепад температур меж-
ду переходом и средой ДУпс.
Тепловая схема, приведенная на рис. 4-33, аналогична электри-
ческому фильтру нижних частот, поэтому рп (т) (часть тепловой
энергии, зависящая от времени) может быть быстро рассеяна. Если
Рис. 4-33. Эквивалентная тепловая схема транзи-
стора.
рп(т) содержит только частоты верхней части звукового диапазона,
то они полностью шунтируются емкостью Стп, и ДТПК можно
вычислить, учитывая только величину Рпмакс- Если имеются более
низкочастотные компоненты рп(т), то анализ ДТщ^требует точ-
Таблица 4-1
Электрическая величина
Тепловая величина
Э. Д. С., в
Заряд, к
Ток, а
Сопротивление, ом
Емкость, ф
Разность температур, град
Энергия, дж
Мощность, вт
Тепловое сопротивление, град!вт
Тепловая емкость, дж/град
него учета функции рп и тепловой постоянной времени
стп^тпк=тт- Тепловые емкости корпуса Стк и радиатора Стр
обычно шунтируют Рп(т) даже на низких звуковых частотах.
Конечно, схема на рис. 4 33 представляет собой весьма сильное
упрощение реальной физической структуры, встречающейся на прак
тике. При более строгом анализе необходимо учитывать многие
постоянные времени и параллельные пути для потока тепловой энер-
гии, а также распределенный характер тепловых параметров. Кроме
того, можно ожидать, что эти параметры имеют нелинейную зави-
симость от температуры. Например, температурная характеристика
участка переход—корпус представлена только как результат дей-
ствия /?тпк и Стп, т. е. использовалось первое приближение,
В действительности эта характеристика является результатом дей-
60
сгвия нескольких тепловых сопротивлении и тепловых емкостей
внутри корпуса транзистора п редко точно соответствует простому
экспоненциальному приближению. Действительная температурная
характеристика участка переход — корпус при скачке мощности на
входе сначала опережает величину, определенную с помощью Ту ,
а затем отстает от иее. Единственная точка полного совпадения
соответствует моменту, когда ЛТ'пк достигает 63,2% его конечного
значения. Подобный анализ применим и для Дткр Стк и для
/?трс ^тр Но в большинстве случаев переходная характеристи-
ка температуры перехода может быть аппроксимирована с помощью
линейной тепловой схемы; при этом используются известные методы
анализа электрических переходных характеристик.
Данные, приводимые в справочных листах. В справочных лис-
тах тепловые параметры могут быть представлены несколькими
способами:
1. Гарантируемая величина теплового сопротивления переход —
корпус #гпк-
2. Гарантируемая величина постоянной времени перехода. Она
определяется как время, требующееся для того, чтобы температура
перехода достигла 63,2% установившегося значения, если темпера-
тура корпуса поддерживается постоянной, а рассеиваемая мощность
резко увеличена.
3. Максимально допустимая температура перехода ГПчакс.
В случае, если справочный лист не содержит этой величины, она
считается равной максимально допустимой температуре окружающей
среды.
4. Максимальная мощность, рассеиваемая транзистором при за-
данной температуре корпуса или окружающей среды.
5. Зависимости мощности рассеяния от температуры.
6. Другие зависимости, например перепад температур пере
ход — корпус в зависимости от длительности импульса и частоты
следования.
В случае, если тепловое сопротивление /?тпк специально не
указано, оно может быть вычислено с помощью данных, приведен-
ных в пп. 3 и 4. Например, в справочных листах на транзистор
2N389 приведены следующие данные:
Полная рассеиваемая мощность при температуре корпуса
+ 100сС— 45 вт;
Максимальная температура перехода----1-200° С.
Используя аналогию с электрической цепью, вычисляем:
ДГПК = 200° С — 100° С = 100° С;
100 °C
/?тпк =------= 2,22 град/вт.
45 вт
Транзистор 2N389 монтируется на медном радиаторе размером
10,16X10,16X0,32 см. Кривая зависимости рассеиваемой мощности
от температуры для этого случая имеет наклон, равный 0,114 erjepad.
Наклон кривых такого типа отрицателен вследствие того, что теп-
ловое сопротивление является величиной, обратно пропорциональ-
ной температуре. /?т для этой комбинации будет равно 8,78 град/вт.
Дальнейшее рассмотрение тепловых характеристик будет произ-
ведено в гл. 7.
61
ЛИТЕРАТУРА
1. Leighton R. В., Principles of Modern Physics, McGraw-Hill
Book Company, Inc., New York, 1959.
2. Ebers J. J. and Mо I 1 J. L., Large-signal Behaviour of Junc-
tion Transistors, Proc. fRE, vol. 42, p. 1761 —1772, December 1954.
3. M i I I e r S. L. and Ebers J. J., Alloyed Junction Avalanche
Transistors, Bell System Techn. J., vol. 34, September 1955.
4. L i n n H. C. and Barco A. A., Temperature Effects in Cir-
cuits Using Junction Transistors, «Transistors I», RCA Laboratories,
Princeton, J. J., 1956.
5. Ryder R. M„ A Descriptive Summary of the Design Theory
of Transistors, «Transistor Technology», vol. 1, p. 217. D. Van Nost-
rand Company, Inc., Princeton, N. J., 1958.
6. G a r t n e r W. W., Havel R., S t a m p f I R. and Caruso F.,
The Current Amplification of a Junction Transistor as a Function of
Emitter Current and Junction Temperature, Proc. IRE, vol. 46,
p. 1875—187G, November 1958.
7. Webster W. M., On the Variation of Junction Transistor
Current Amplification Factor with Emitter Current, Proc. IRE, vol. 42,
p. 914—920, June 1954.
8. Tanenbaum M. and Thomas D. E., Diffused Emitter
and Base Silicon Transistors, Bell System Tech. J., vol. 35, p. 1—22,
January 1956.
9. Shockley W., Electrons and Holes in Semiconductors, p. 61.
D. Van Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J.. 1950.
10. Gartner W. W., Temperature Dependence of Junction Tran-
sistor Parameters, Proc. IRE, vol. 45, p. 662—680, May 1957
ГЛАВА ПЯТАЯ
ИЗМЕРЕНИЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ВЕЛИЧИН
И ПАРАМЕТРОВ
5-1. ИЗМЕРЕНИЕ СТАТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
Напряжения пробоя. Пробивные напряжения для пе-
реходов измеряются при заданном уровне обратного то-
ка, достаточно высоком с тем, чтобы оказаться на участ-
ке пробоя (область постоянного напряжения) вольт-
амперной характеристики. Однако измерения в этой
области могут привести к повреждению транзистора из-
быточной рассеиваемой мощностью. По этой причине
напряжение пробоя обычно задается в предпробойной
области (область почти постоянного тока) вольт-ампер-
ной характеристики.
Если требуется определить напряжение пробоя при
более высоких уровнях тока, обычно пользуются мето-
62
дом измерения с помощью импульсов с низким коэффи
циентом заполнения1. Один из таких методов импульс
ных измерений описывается в следующем параграфе.
Чаще всего измеряют следующие пробивные напря
жения: С7Пр.кбо (пробой перехода коллектор—база, эмит
тер разомкнут) и
^пр.эбо (пробой перехо-
да эмиттер — база,
коллектор разомкнут).
Пробой между коллек-
тором и эмиттером мо-
жет характеризовать-
ся следующими напря-
жениями: Unp.кэп (меж-
ду базой и эмиттером
включено сопротивле-
ние /?), Ппр.кэх (между
базой и эмиттером
приложено напряже-
ние) и t/пр.кэк (эмиттер
и база замкнуты).
На рис. 5-1 изобра-
жены схемы для изме-
рений £/пр.кб0 И Ппр1в0.
Измерение Ппр.кэн,
Uпр.кэх и Unp .кэК может
быть произведено пу-
тем включения соот-
ветствующих цепей
между базой и эмитте-
ром в схему для изме-
рения Ппр.кео- При из-
мерении Ппркбо приме-
няемый ламповый
вольтметр должен
Рис 5-1. Схема измерения пробивных
напряжений
а измерение ( Пр кд0 : б — измерение
^пр.кэо
Рис. 5-2. Схема для измерения /«со-
иметь входное сопро-
тивление 100 Мом, чтобы избежать шунтирования изме-
ряемой цепи. В некоторых случаях приходится исполь-
зовать вольтметр с входным сопротивлением 100 Мом
с применением внешнего усилителя.
Токи утечки. Ток утечки измеряется при заданном
обратном напряжении, приложенном к соответствующим
1 Коэффициент заполнения — величина, обратная скважности.
(Прим, перев.)
63
выводам транзистора. Это напряжение обычно имеет Ве-
личину, составляющую от половины до двух третей со-
ответствующего напряжения пробоя Обычно измеряют
следующие токи утечки: /1(бо (обратный ток перехода кол-
лектор—база, эмиттер разомкнут); /кэ0 (ток коллектора
при обратном смещении коллектора по отношению
к эмиттеру, база разомкнута); и /Эбо (обратный ток пе-
рехода эмиттер—база, коллектор разомкнут).
Ток утечки между коллектором и эмиттером может
измеряться при следующих условиях: /кэя (между базой
и эмиттером включено сопротивление), 1каХ (между ба-
зой и эмиттером приложено напряжение смещения)
и Лик (эмиттер и база замкнуты между собой).
Типичная схема для измерения /Кбо транзисторов п-р-п
типа приведена на рис. 5-2 (для р-п-р транзисторов все
полярности меняются на обратные). Источник напряже-
ния должен иметь достаточно высокое внутреннее
сопротивление для того, чтобы плохой прибор не вывел
его из строя. Кремниевый диод и резистор 8,2 ком (плюс
сопротивление измерительного прибора, равное 4 ком)
служат для шунтирования измерительного прибора при
приблизительно двойной перегрузке. Кнопочный выклю-
чатель «Выключение диода» служит для быстрого изме-
рения и включения диода при критических измерениях.
Для отсчета величины тока утечки используется микро-
амперметр.
5-2. ИМПУЛЬСНЫЕ ИЗМЕРЕНИЯ
Импульсные измерения применяются с целью сведе-
ния к минимуму тепловых эффектов, которые могут изме-
нить измеряемый параметр. Обычно этим методом поль-
зуются при измерении й21Э , Тфэнас, Дбэнас, напряжения
пробоя и при проведении измерений теплового сопротив-
ления. Ниже рассматриваются измерительные схемы для
измерения вышеперечисленных параметров.
Импульсный метод измерения /г21Э . При импульсном
измерении й21Э удобно измерять падение напряжения на
сопротивлении, включенном последовательно в цепи ба-
зы. Таким способом определяется ток базы /б при задан-
ном токе коллектора /к и напряжении коллектор—-эмит-
тер UK3. С помощью этих данных может быть определено
А21Э путем деления h-jlf,. На рис. 5-3 приведена типичная
коллекторная характеристика для схемы с общим эмит-
тером.
64
В состоянии покоя испытуемый транзистор характе-
ризуется точкой 1 на рис. 5-3. Под действием измеритель-
ного импульса происходит подключение генератора тока,
в результате чего рабочая точка транзистора перемещает-
ся в точку 2. Испытуемый транзистор находится в режи-
ме, соответствующем этой точке, в течение 300 мксек
затем происходит возвращение в точку /; в режиме, со-
ответствующем точке 1, транзистор находится в течение
периода 14 мсек. Таким образом, транзистор находится
Рис. 5-3. Коллекторные харак-
теристики схемы с общим
эмиттером.
1 — точка, задаваемая источником
питания транзистора; 2— точка пе-
ресечения линии постоянного тока
коллектора /к и линии 3 — ли-
ния постоянного тока коллектора,
задаваемого источником тока во вре-
мя действия измерительного им-
пульса.
под действием испытательного режима только 2% вре-
мени. Длительность импульса (300 мксек) выбрана из
следующих соображений: время нарастания фронта им-
пульса и время спада не должны составлять значитель-
ную часть периода измерения; длительность импульса
должна быть достаточно мала, чтобы свести к минимуму
нагрев перехода. Измерение коэффициента /г21Э произ-
водится в то время, когда рабочая точка транзистора на-
ходится в точке 2. Блок-схема установки для импульс-
ного измерения коэффициента усиления /?21Э показана
на рис. 5-4.
Отрицательный импульс от импульсного генератора
запускает переключатель, подключающий генератор тока
к коллектору испытуемого транзистора. В течение осталь-
ной части периода ток коллектора шунтируется переклю-
чателем. Амплитуда импульса должна быть достаточной
для того, чтобы управлять переключателем. Транзистор
включен в цепи обратной связи управляющего усилителя
с дифференциальным входом. Точка Б является сумми-
рующим узлом операционного усилителя и в течение вре-
мени включения импульса имеет тот же потенциал, что
5—878
65
и на другом входе (земля). Это приводит к тому, что
коллектор испытуемого транзистора будет иметь потен-
циал земли. В этом случае напряжение заданной величи-
ны UK3 подводится к транзистору от источника постоян-
ного напряжения.
Метод измерения по схеме рис. 5-4 позволяет исполь-
зовать пиковый вольтметр, которым измеряется падение
напряжения на сопротивлении R. К сопротивлению R
подключается дифференциальный усилитель, а вольт-
метр включается между выходом усилителя и землей.
При фиксированной величине коллекторного тока изме-
рительный прибор может быть прокалиброван непосред-
ственно в значениях коэффициента й21Э .
Вышеописанная схема используется для измерения
разных транзисторов. В соответствии с типом испытуе-
мых транзисторов изменяются источники постоянного то-
ка и постоянного напряжения.
Импульсные измерения параметров Нкэ нас И Гкэ нас-
При импульсном методе определения сопротивления на-
66
сьпцения Гкэнас удобно измерять коллекторное напряже-
ние насыщения {7КЭНас при заданном токе коллектора /к-
При необходимости Гкэнас может быть вычислено путем
деления Бфэнас/Л;. При заданном значении /к напряжение
Пкэнас определяется как напряжение между коллектором
и эмиттером в случае, когда изменение тока базы не вы-
зывает изменения напряже-
ния икэ. Для того чтобы
обеспечить получение режи-
ма насыщения для транзи-
сторов с самыми низкими
коэффициентами усиления
по току, необходимо зада-
вать достаточно высокий
ток базы. На рис. 5-5 приве-
дены типичные коллектор-
ные характеристики транзи-
стора в схеме с общим эмит-
тером, на которых показаны
точка 2, соответствующая
режиму насыщения (для за-
данного значения тока /к),
и линия сопротивления
7 кэ нас-
В состоянии покоя испы-
туемый транзистор характе-
ризуется точкой 1 на рис.
5-5. В течение периода из-
мерения включается ток ба-
зы, при этом рабочая точка
транзистора перемещается в точку 2. В этом режиме
транзистор находится в течение 300 мксек, а затем воз-
вращается к первоначальному состоянию (точка /), в
этом режиме транзистор остается в течение 14 мсек.
Таким образом, транзистор подвергается воздействию
измерительного режима только 2% времени. Измерение
Пкэнас производится в то время, когда рабочая точка
транзистора находится в точке 2. Блок-схема установки
для импульсного измерения напряжения Бкэнас приве-
дена на рис. 5-6.
Отрицательный импульс от импульсного генератора
включает переключатель 1, и в базу измеряемого тран-
зистора поступает ток. Во время остальной части перио-
да ток базы шунтируется переключателем. Амплитуда
Рис. 5-5. Коллекторные харак-
теристики схемы с общим эмит-
тером.
1 — точка, задаваемая источником
питания транзистора; 2 — точка пе-
ресечения линии постоянного тока
коллектора /к и линии гкэнас •
3 — линия постоянного тока коллек-
тора. задаваемого источником тока
во время действия измерительного
импульса.
5*
67
импульса должна быть достаточной для того, чтобы
включить переключатель 1. Импульс, наблюдаемый на
коллекторе измеряемого прибора, показан на временной
диаграмме, приведенной на рис. 5-6.
I ЗООмпсек I
„ ~\иКЗиаь
УЖ
Б
В
--------1 В течке /
I на pur. f~B
‘КЗ I
Нулевой уровень
Рис. 5-7. Схема измерения
С'бэ иас-
Нулабой уровень
Время
Рис. 5-6. Схема для измерения С'кэнас
д
Метод измерения, поясняемый схемой на рис. 5-6,
дает возможность применять пиковый вольтметр и непо-
средственно измерять напряжение ГД©нас- Импульс от
генератора импульсов интегрируется, и медленно расту-
68
щий передний фронт используется для запуска ждущего
мультивибратора, длительность импульса которого уста-
навливается несколько меньше 300 мксек. Мультивибра-
тор включает переключатель 2 на транзисторе типа
2N497. При этом напряжение на эмиттере транзистора
2N497 будет близко к напряжению на его коллекторе
(с точностью до падения напряжения на насыщенном
транзисторе 2N497), которое в свою очередь равно на-
пряжению коллектора измеряемого транзистора. В тех
случаях, когда напряжение ПКЭНас транзистора 2N497
много меньше напряжения Сфэнас измеряемого транзи-
стора, пиковый вольтметр будет показывать требуемую
амплитуду импульса.
Описанная схема может использоваться для измере-
ний различных типов транзисторов при соответствующем
изменении величин источников постоянного тока.
Измерение напряжения Дбэнас- Напряжение между
базой и эмиттером насыщенного транзистора при
включении транзистора по схеме с общим эмиттером
измеряется с помощью схемы, показанной на рис. 5-7.
Напряжение С7бэ будет положительным для транзисторов
п-р-п типа и отрицательным для р-п-р транзисторов.
Принято считать, что транзистор находится в режиме
насыщения, если отношение тока коллектора /к к току
базы /б меньше коэффициента усиления транзистора
/г21Э , т. е., если выполняется неравенство
-Т- < М
уб
Когда транзистор находится в режиме насыщения,
напряжение на его базе называется напряжением между
базой и эмиттером в режиме насыщения и обозначается
Кбэ нас-
Измерение напряжения Пбэпас производится при по-
стоянном коллекторном гоке /к и постоянном токе базы 76-
Блок-схема устройства для измерения показана
на рис. 5-8.
Обычно напряжение ненасыщенного транзистора
имеет отрицательный температурный коэффициент, т. е.
при повышении температуры транзистора U&, уменьша-
ется.
Для сведения к минимуму разогрева перехода транзи-
стора мощностью, рассеиваемой на нем в процессе изме-
рения, следует применять импульсный метод измерения.
69
Для проведения такого измерения используется генера-
тор, который управляет источниками токов коллектора
и базы. Генератор формирует положительный импульс
длительностью около 300 мксек с временем между им-
Рис. 5-8. Блок-схема для измерения Гбэ нас-
Ж _
мхсек
15мсек-
Рис. 5-9. Временная диаграмма им-
пульсов генератора.
Рис. 5-10. Усилитель на состав-
ном транзисторе, выполненный
по схеме эмиттерного повтори-
теля.
Рис. 5-11. Источник постоянного
тока.
пульсами около 15 мсек. Временная диаграмма импуль-
сов, получаемых от этого генератора, приведена на
рис. 5-9.
Коэффициент заполнения для такого импульсного ре-
жима составляет приблизительно 2%. Времена нараста-
ния и спада фронтов импульса составляют 10—20 мксек,
следовательно, можно пренебречь высокочастотными гар-
мониками.
70
Импульсный генератор имеет высокое выходное со-
противление, поэтому импульсы с выхода генератора по-
ступают на усилитель, выполненный на составном тран-
зисторе (схема Дарлингтона), включенном по схеме
эмиттерного повторителя (рис. 5-10).
Полное входное сопротивление этого усилителя рав-
но коэффициенту усиления составного транзистора Л21Э,
умноженному на сопротивление RK, т. е.
^21ЭТ1 ^21ЭТ2- (5-2)
Полное выходное сопротивление составного транзи-
стора равно сопротивлению генератора Rr, деленному на
произведение h2l3T1 т- е-
Rr
Д1ЭТ1 ^21ЭТ2
7
вых
(5-3)
Для того чтобы обеспечить постоянную величину тока
коллектора и базы измеряемого транзистора, необходи-
мо применять стабилизатор постоянного тока, который
должен выполнять свои функции при изменении напря-
жения на нагрузке от нуля до 10 в. Схема простого ста-
билизатора тока приведена на рис. 5-11.
Этот стабилизатор тока работает как эмиттерный по-
вторитель. Резистор Ri и стабилитрон Д образуют дели-
тель напряжения, включенный между источником пита-
ния и землей. Стабилитрон поддерживает постоянное
напряжение между базой транзистора и источником пи-
тания. Напряжение ПбЭ почти постоянно в рабочем диа-
пазоне транзистора. Падение напряжения на сопротивле-
нии /?2 равно:
= Пет — Пбэ, (5-4)
где Пет — напряжение стабилизации опорного диода.
Это падение напряжения Пп2 возникает за счет эмит-
терного тока, протекающего по сопротивлению Д2:
Д2 = /б + Д. (5-5)
Ток Д, являющийся током нагрузки, равен току Д, умно-
женному на коэффициент й21Э :
4 = 'Л1Э. (5-6)
Из этих уравнений можно получить выражение, связы-
вающее ток с величинами ПСт, Пбэ, ^21Э и R2'.
Д = (5.7)
(1+Й21Э)^2
71
Если коэффициент /г21Э велик по сравнению с единицей,
то выражение (5-7) упростится:
J в Уст ^бз
К ” Rt
(5-8)
внем олагодаря отсутствию
Рис. 5-12. Схема измерения пико-
вого напряжения.
Падение напряжения на нагрузке не может превышать
величины, равной разности напряжения источника пита-
ния и напряжения В'ст- Сопротивление выбирается из
условия обеспечения нормального рабочего тока через
ДИОД.
Этот стабилизатор обладает хорошим быстродейст-
в его схеме емкостей.
В случае работы от
импульсного источни-
ка на выходе стабили-
затора будут получены
импульсы постоянного
тока.
Измерение пиково-
го напряжения может
быть произведено с по-
мощью пикового де-
тектора, усилителей и
измерителя потоянного тока, как показано на рис. 5-12.
В этой схеме входной импульс усиливается первым
усилителем Ль который должен иметь постоянный коэф-
фициент усиления известной величины. Диод Д выпрям-
ляет импульсы и заряжает конденсатор С. Обратное со-
противление диода и входное сопротивление усилителя
составляют около 100 Мом каждое. Конденсатор разря-
жается через параллельное соединение этих сопротивле-
ний, т. е. через сопротивление около 50 Мом. Следова-
тельно, небольшая емкость будет обеспечивать значитель-
ную постоянную времени. Усилитель Л2 имеет усиление,
равное единице, следовательно, на его выходе будет то
же напряжение, которое имеется на конденсаторе. Вы-
ходной индикатор М представляет собой измеритель по-
стоянного напряжения с входным сопротивлением
20 000 ом]в. Упрощенное изображение полной установки
для импульсных измерений Дбэ приведено на рис. 5-13.
В этой измерительной установке импульсы от генера-
тора импульсов усиливаются с помощью усилителя. Им-
пульс с выхода усилителя управляет источниками тока
коллектора (7К) и тока базы (/б)- Импульсы тока от ста-
72
билизатора тока подаются на коллектор и базу испытуе-
мого транзистора. Импульсы напряжения Дби пас на базе
испытуемого транзистора измеряются пиковым вольт-
метром.
Импульсное измерение напряжения пробоя. Хотя
последующее обсуждение будет касаться импульсного
измерения только одного напряжения пробоя (7пр.кэя> по-
Рис. 5-13. Полная блок-схема для измерения Сбэ-
добная методика может использоваться для измерения
всех остальных напряжений пробоя. Для этого потре-
буются лишь небольшие изменения в схеме включения
транзистора. Дпр.кэя определяется как напряжение про-
боя между коллектором и эмиттером при включении
сопротивления между эмиттером и базой транзистора.
Известно, что это пробив-
ное напряжение сущест-
венно уменьшается при
возрастании обратного
тока коллектора. Поэтому
измерение напряжения
Ппр-кэя производится при
значениях токов, близких
к максимально допусти-
Рнс. 5-14. Схема измерения про-
бивного напряжения.
мому.
На рис. 5-14 изображена схема, которая может быть
использована для измерения пробивного напряжения
Ппр.кэ r в статическом режиме.
Эта схема состоит из генератора постоянного тока, за-
дающего определенную величину тока коллектора,
и устройства, измеряющего напряжение пробоя. Эта схе-
ма позволяет измерять напряжение С7Пр.кэя, но при этом
измерении транзистор может быть выведен из строя
вследствие чрезмерной рассеиваемой мощности. Рассеи-
ваемая на транзисторе мощность равна произведению
73
Unp.wn на /к. Типичные величины, характеризующие ре-
жим пробоя, могут быть такими:
б^пр.кэл = 100 в;
/к — 100 ма;
Р = 100-0,10 = 10 вт.
Следовательно, может случиться, что мощность 10 вт бу-
дет выделяться в одноваттном транзисторе, что приведет
к выходу его из строя.
Чтобы уменьшить мощность, рассеиваемую транзи-
стором, используется импульсный метод измерения.
В этом случае источник тока коллектора управляется
импульсным генератором, который дает положительные
импульсы длительностью приблизительно 300 мксек
с интервалами между импульсами, равными 15 мсек.
Временная диаграмма сигнала приведена на рис. 5-9.
При таком способе измерения транзистор находится
при заданном режиме около 2% всего периода. Мощ-
ность, рассеиваемая на транзисторе, при использовании
импульсного метода измерения будет составлять 2% от
10 вт, т. е. 0.2 вт, и не выведет из строя одноваттный тран-
зистор.
Так как для схемы измерения пробивного напряже-
ния Ппр.кэд требуется источник импульсов достаточной
мощности, импульс усиливается усилителем на составном
триоде, работающем как эмиттерный повторитель
(рис. 5-10). Этот усилитель управляет стабилизатором
постоянного тока (рис. 5-11).
Напряжение пробоя может быть измерено с помощью
пикового детектора, усилителя и индикатора постоянно-
го тока (рис. 5-12). Для измерения больших пробивных
напряжений усилитель не нужен.
Блок-схема установки для измерения пробивного на-
пряжения Дпр.кэй, собранной из вышеописанных элемен-
тов, приведена на рис. 5-15.
В этой схеме импульсы генератора усиливаются и ис-
пользуются для управления стабилизатором тока. Им-
пульсы тока поступают на коллектор транзистора, под-
лежащего испытанию. Амплитуда импульсов напряжения
на коллекторе равна пробивному напряжению С7пр.кэя,
которое измеряется с помощью специальной схемы
Установка для измерения теплового сопротивления.
Прямое падение напряжения на кремниевом диоде при
74
малых токах будет иметь величину 0,5—1 в. Это падение
напряжения линейно уменьшается с ростом температуры
до величины около 0,2 в для большинства диодов; таким
образом,
Рис. 5-15. Блок-схема для измерения пробив-
ного напряжения.
Рис. 5-16. Блок-схема установки для измерения
теплового сопротивления.
Это явление может быть использовано для измерения
изменения температуры коллекторного перехода крем-
ниевых транзисторов. Подобное явление наблюдается
и у германиевых транзисторов и используется для той
же цели.
Тепловое сопротивление между переходом и корпусом
транзистора /?тпк определяется как перепад температур
между коллекторным переходом и корпусом АТПК, прихо-
75
дящийся на 1 вт мощности, рассеиваемой транзисто-
ром, т. е
р _ д Тпк
'Мпк- р
Блок-схема установки для измерения теплового со-
противления приведена на рис. 5-16.
Измерения проводятся импульсным методом. При
этом в течение 2% времени измерения задается ток через
переход база — коллектор в прямом направлении и про-
изводится измерение изменения прямого падения напря-
жения по мере того, как транзистор нагревается. Для
рассеяния мощности транзистором используется 98% вре-
мени измерения.
Величина тока устанавливается около 100 мка. Ве-
личина напряжения регулируется для получения за-
данного напряжения между коллектором и эмиттером
транзистора Uvo. Усилитель ARi детектирует поступаю-
щие на его вход импульсы, на его выходе будет постоян-
ное напряжение, уровень которого равен амплитуде вход-
ных импульсов. ARz — дифференциальный усилитель.
Вентиль разрывает цепь эмиттера измеряемого транзи-
стора на промежуток времени, составляющий 2% перио-
да, и подключает эмиттер к источнику питания L'!; на вре-
мя, составляющее 98% периода.
В начале измерения теплового сопротивления транзи-
стора переключатель /71 устанавливается в положение,
показанное на рисунке. Транзистор вставляется в соот-
ветствующие гнезда: усилитель ARi будет давать на вы-
ходе напряжение, равное прямому падению напряжения
на диоде база — коллектор. Это напряжение заряжает
конденсатор С и остается на нем в течение остального
периода измерения. Затем П\ переключается в другое по-
ложение, и устанавливается соответствующая величина
тока через транзистор. Мощность, рассеиваемая транзи-
стором, контролируется ваттметром Л1ь Изменение паде-
ния напряжения на переходе база — коллектор отсчиты-
вается по измерителю Л12, который может быть откалиб-
рован в градусах.
Так как тепловое сопротивление транзистора должно
измеряться в состоянии теплового равновесия, мощность
на транзистор необходимо подавать в течение достаточно
длительного промежутка времени.
76
5-3. ИЗМЕРЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ МАЛОГО СИГНАЛА
Поскольку /i-параметры транзистора исчерпывающе
рассмотрены в литературе, то целью данной главы явля-
ется лишь описание основных методов измерения этих
параметров. Краткое описание /г-параметров транзисто-
ра можно найти в гл. 6.
Измерение коэффициента /г2Ла. Параметр /г21э обычно
более широко применяется и более удобен для измере-
Рис. 5 17. Схема измерения параметра h2i3.
ния, чем /1216- Величину h2le можно определить через па-
раметр /г21э с помощью следующей формулы:
Схема для измерения коэффициента й21э изображена
на рис. 5-17. Подобная схема может быть приспособлена
для измерения h2i6-
Коэффициент /г21э (коэффициент усиления тока) опре-
деляется как параметр малого сигнала в схеме с общим
эмиттером при условии короткого замыкания в выходной
цепи:
при икэ = const. (5-9)
dig
Если в базу задается переменный ток величиной
1 мка, то измерительная установка позволяет произво-
дить отсчет непосредственно в величинах h2i3. Величина
калибровочного сигнала выбрана равной 10 мв для того,
чтобы прямой отсчет величин h2i3, лежащих в диапазоне
от 10 до 100, можно было производить по шкале 10 мв.
Измерение величин h2i3, больших 100 или меньших 10,
77
производится при переключении вольтметра на другой
диапазон.
Измерение параметра йпе- Схема установки для из-
мерения параметра /1цб приведена на рис. 5-18. Параметр
Лпб представляет собой входное сопротивление схемы
с общей базой при условии короткого замыкания по пе-
ременному току в выходной цепи:
Лцб= при икб = const. (5-10)
Рис 5-18 Схема измерения параметра йцб-
Так же как и при измерении h2lg, выходной измери-
тель позволяет производить непосредственный отсчет
величин /1цб, если задается фиксированная величина
входного тока. Величина калибровочного сигнала остает-
ся равной 10 мв, отсчет величин /гцб от 10 до 100 ом про-
изводится по прибору со шкалой 10 мв.
Измерение параметра /г22б. Схема, используемая для
измерения выходной проводимости схемы с общей базой
при условии холостого хода по переменному току на вхо-
де й22б, изображена на рис. 5-19:
/г.22б = - dlK- при 1Э = const. (5-11)
d«K6
В этой схеме входное напряжение поддерживается
равным 1 в, а величина тока определяется по падению
напряжения на сопротивлении 1 ком] тогда
, __ выходное напряжение, в/ком
«226 —------------------------- • (б-12)
78
Если отсчет выходного напряжения производится в мв,
то величина йггб будет выражаться в мксим.
Таким образом, отсчет величин йггб от 0,1 до 1 мксим
производится непосредственно по шкале прибора. Ка-
либровка производится при величине сигнала, равной,
как и в предыдущих случаях, 10 мв.
Рис. 5-19. Схема измерения параметра Лггб-
Рис. 5-20. Схема измерения параметра /гиб-
Измерение параметра /г^б- Схема установки для из-
мерения й12б показана на рис. 5-20. Параметр пред-
ставляет собой коэффициент обратной передачи напря-
жения в схеме с общей базой при условии холостого
хода по переменному току на входе:
/г12б = —-эб- при ц = const. (5-13)
Ликб
79
При измерении этого параметра выходное напряже-
ние поддерживается постоянным, тогда изменения вход-
ного напряжения будут давать непосредственный отсчет
параметра /ii26 на выходном индикаторе. Отсчет вели-
чин hl26 от 100 до 1000-(10“6) производится по шкале
10 мв.
Применение в этих схемах усилителя с коэффициен-
том усиления 20 дб позволяет производить непосредст-
венный отсчет всех параметров на одной шкале измери-
тельного прибора. Уровень шума усилителя должен
быть малым по сравнению с измеряемыми величинами.
5-4. ИЗМЕРЕНИЯ НА ВЫСОКИХ ЧАСТОТАХ
Измерение |/г21э |. Результаты измерения |/г21э I на не-
которой частоте, более высокой, чем 1 000 гц, необходи-
мы разработчику схем, применяющему транзисторы в
схеме с общим эмиттером на высокой частоте. Эти ре-
зультаты используются также при вычислении коэффи-
циента усиления по мощности /<щ
КР = | Iдб + 101°ё (тМ - (5-И)
\ *rs вх /
где гр вых — параллельное выходное сопротивление
при коротком замыкании на входе;
rs вх — последовательное входное сопротивление
при коротком замыкании на выходе.
Если отсчет | /г21Э| производится непосредственно в
децибелах, то вычисление коэффициента усиления по
мощности значительно упрощается. При необходимости
величина |/i2i3| в децибелах может быть переведена в
численную величину с помощью следующего выра-
жения:
I й21э |числ = antilog • (5-15)
Произведение коэффициента усиления на ширину по-
лосы 1т в первом приближении часто получают пу-
тем измерения |/г21э| на некоторой частоте, значительно
превышающей верхнюю граничную частоту fhzia, при ко-
торой ]/i2ia 1 падает на 3 дб, и экстраполяцией частотной
характеристики к точке |Лг21э|=0 дб с наклоном
6 дб1октава или 20 дб)декада. Для большей точности
желательно, чтобы частота измерения лежала вблизи
80
середины участка между частотой fhzia и ожидаемой ча-
стотой fT. Величину fT можно также определить путем
умножения численного значения коэффициента усиле-
ния на частоту, на которой производится измерение, ес-
ли эта частота лежит значительно выше частоты fhzia.
При измерениях на частотах до 100 Мгц может быть
использована схема, изображенная на рис. 5-21, однако,
если измерения производятся на частотах выше 30 Мгц,
требуется особое внимание к расположению элементов
схемы. Эта схема долж-
на быть помещена в
металлическом корпу-
се, желательно в мед-
ном. На частотах вы-
ше 20 Мгц рекоменду-
ется использование до-
полнительных проход-
ных конденсаторов Спр,
помимо блокирующих
конденсаторов и С2.
Все провода должны
быть по возможности
Рис. 5-21. Схема измерения коэф-
фициента Лг1э на высокой частоте.
короче, весьма желателен экран между входом и вы-
ходом. Дроссели Li и L2 выбираются так, чтобы их соб-
ственная резонансная частота была равной или немно-
го выше частоты измерения.
Для калибровки измерительной установки гнезда
коллектора и базы замыкают накоротко и выход гене-
ратора сигнала регулируют до получения удобного конт-
рольного уровня на выходном индикаторе. Уровень
входного сигнала поддерживается достаточно низким,
чтобы избежать нарушения условия малого сигнала.
Выходной измерительный прибор должен иметь со-
ответствующий частотный диапазон, ограничивающее
сопротивление 50 ом и шкалу, проградуированную в де-
цибелах.
Измерение емкости Свых.б. Емкость между коллекто-
ром и базой (Свых.б) состоит из двух частей: зарядной
емкости коллекторного перехода и диффузионной емко-
сти. Зарядная емкость коллектора Сзк объясняется суще-
ствованием пространственного заряда в переходе коллек-
тор— база. Пренебрегая небольшим падением напряже-
ния на омическом сопротивлении, можно считать, что
все обратное напряжение, приложенное между коллек-
6—878
81
тором и базой, падает на переходе. Вследствие сущест-
вования большого электрического поля в области перехо-
да все свободные носители заряда удаляются из этой уз-
кой области, оставляя только ядра и связанные электро-
ны. Область пространственного заряда имеет концентра-
цию заряда (заряд на единицу объема), равную концен-
трации примеси, умноженной на заряд электрона q. Ем-
кость коллекторного перехода шунтирует выходную
Рис. 5-22. Делитель Рис. 5-23. Схема измере-
напряжения ния емкости Свых б!
I
у________________
С вых б — n„tc
zjVcbmx. б
цепь и аналогична емкости анод—сетка в вакуумной
лампе. Диффузионная емкость коллекторного перехода
Сд.к меняется пропорционально изменению тока коллек-
тора и действует как емкость, включенная параллельно
емкости С3.к, таким образом С’ЕЫх.б = С’з.к + Сд.к-
Емкостью между выводами эмиттера и коллектора
можно пренебречь, так как, приведенная к электродам
коллектор—база, она уменьшается в (Лги + 1) раз.
Емкость между коллектором и базой можно опреде-
лить путем измерения тока, проходящего через Свых.б
при приложении высокочастотного сигнала к коллектору
транзистора. Это измерение даст правильный результат
при следующих условиях: уровень сигнала высокой час-
тоты мал, эмиттерная цепь разомкнута для переменно-
го тока, и реактивная составляющая Хгаб приблизитель-
но равна полному сопротивлению Z226 транзистора.
Па рис. 5-22 приведена схема делителя напряжения,
используемая при измерении СВых.б- Если /?2 ( — 100 ом)
значительно меньше Ri (— 10 ком), то ток R пропорцио-
нален Er/Ri и Erz=Et.R2/Ri.
Для измерения выходной емкости Свых.б рекоменду-
ется использовать схему, изображенную на рис. 5-23.
82
В этой схеме сигнал частотой 1 Мгц проходит через де-
литель, образованный емкостью транзистора Свых.б и
сопротивлением 100 ом. Измерительный прибор ЛВ
(электронный вольтметр) показывает величину перемен-
ного тока, текущего через сопротивление 100 ом. Изме-
рительная установка должна быть смонтирована с ми-
нимальными паразитными емкостями. Измерительное
гнездо желательно изготовить из фторопласта.
Рис. 5-24. Схема из-
мерения Г рвых И Срвых
Рис. 5-25. Схема из-
мерения Грвх и срвх-
Измерение параметров rJIBX, срвх, грвЫх и срвых. Изме-
рение входного и выходного сопротивления на некото-
рой, отличной от 1 000 гц частоте необходимо во многих
случаях. При использовании транзисторов на частотах
выше 1 Мгц эти данные необходимы для расчета резо-
нансных усилителей промежуточной и высокой частоты
и других схем этого рода. Проще всего измерение этих
параметров производить с помощью /?£С-измерителя и
испытательных плат с печатным монтажом.
Измерение параллельного выходного сопротивления
''рвых и параллельной выходной емкости СрВЫх тран-
зистора, включенного по схеме с общим эмит-
тером, может производиться с помощью схемы, изобра-
женной на рис. 5-24. Эти параметры отсчитываются по
шкале /?ЛС-измерителя непосредственно в значениях
сопротивления и емкости.
На рис. 5-25 приведена схема, используемая для из-
мерения параллельного входного сопротивления грвх и
входной емкости срвх в схеме с общим эмиттером. Эти
параметры отсчитываются непосредственно по шкале
7?£С-измерителя. При расчете схем промежуточной час-
тоты эти параметры значительно полезнее, чем эквива-
лентные последовательные параметры, однако при вы-
6*
83
числении коэффициента усиления по мощности удобнее
использовать последовательное входное сопротивление.
Для перехода от параллельных параметров к после-
довательному сопротивлению и последовательной емко-
сти можно воспользоваться следующими выражениями:
________гр вх_________ . ? __ I - (м ср вх гр вх)2
1 + (“ СР вх ГР вх)2 S “2 С„ Г2„ В¥
Параллельные входное и выходное полные сопротив-
ления могут быть также измерены в схеме с общей базой
при заданных входных или выходных нагрузках.
Детали плат с печатными схемами для проведения
этих измерений с помощью /?£С-измерителя показаны
на рис. 5-26 и 5-27.
Рис. 5-26. Испытательная плата для измерения лрЯых и СрВЫХ
(заштрихованные участки обозначают слой меди).
1 — миниатюрное гнездо для транзистора, расположенное на стороне
платы, покрытой медью; 2 — выводы конденсаторов должны быть воз-
можно короче, онн припаиваются (без пересечений) как можно ближе
к клемме «земля» ^£С-измерителя; 3 — плата с приближенно указан-
ными размерами (мм); 4 — коллекторная сторона гнезда для транзи-
стора; 5 — отверстие с возможно более резкими углами.
Ь4
Рис. 5-27. Испытательная плата для измерения грвх и срвх
(заштрихованные участки обозначают слой меди).
1 — миниатюрное гнездо для транзистора, расположенное на покрытой
медью стороне платы; 2 — выводы конденсаторов должны быть возможно
короче; они припаиваются без пересечений как можно ближе к выводу
АьС-нзмерителя; 3 — плата с приближенно указанными размерами, в мм:
4 — коллекторная сторона гнезда для транзистора; 5 —отверстие с воз-
можно более резкими углами.
5-5. ИЗМЕРЕНИЕ ВРЕМЕНИ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
Требования к измерительной установке. Временные парамет-
ры большого сигнала обычно измеряются с помощью установки,
схема которой изображена на рис 5-28.
Временные диаграммы, получаемые в этой схеме для транзи-
стора п-р-п типа, показаны на рис. 5-29.
На точность измерения времени переключения влияет длитель-
ность фронта, характеризующая измерительную установку. Так как
транзистор включается между генератором импульсов и осцилло-
графом, частотная характеристика этих измерительных приборов бу-
дет вызывать увеличение длительности измеряемой переходной ха-
рактеристики транзистора.
85
Если известна длительность нарастания фронта импульса, ха-
рактеризующая измерительную установку (^н.уст), длительность
нарастания фронта импульса транзистора (/н) может быть опреде-
лена через измеренную длительность нарастания фронта импульса
(^в.изм) с помощью выражения
Кн.изм)2 — Кн)2 + (61.уст)2- (5-16)
Коаксиальный кабель
Схема на проверяемом
транзисторе
Рис. 5-28. Схема установки для измерения времени переключения.
Рис. 5-29. Определение времени пере-
ключения.
Время /н.уст может быть определено путем замыкания гнезд для
электродов базы и коллектора (гнездо для эмиттерного электрода
остается свободным). Затем с помощью времени /н.УСт и измерен-
ной длительности переднего фронта можно вычислить процент ошиб-
ки измерения:
% ошибки = 100 Г — *н.нзм — J
I (Аьизм)2 — (^н.уст)2
1
Если tn. уст < Л1.ИЗМ’ то
% ошибки ял 50 /—нустЛ .
\ Льизм /
(5-17)
(5-18)
86
Кривая, построенная в соответствии с последним уравнением,
изображена на рис 5-30. Из этого графика можно заметить, что, для
того чтобы получить ошибку менее 5%, измерительная установка
должна обладать по крайней мере в 3 раза большим быстродейст-
вием, чем измеряемый тран-
зистор.
Генераторы на коаксиаль-
ных линиях. Импульсы, гене-
рируемые генератором па ко-
аксиальной линии, зависят от
накопленного в коаксиальном
кабеле заряда. Длина отрезка
коаксиальной линии определя-
ет длительность импульса, а
величина заряда определяет
амплитуду импульса. Схема
типичного коаксиального гене-
ратора приведена на рис. 5-31.
При замыкании контактов пе-
реключателя эта схема гене-
рирует импульсы с очень кру-
тыми передними фронтами.
Однако задний фронт импуль-
са должен проходить путь к
разомкнутому концу коакси-
альной линии и обратно При
Рис. 5-30. Ошибка, виосимая изме-
рительной установкой.
прохождении по линии проис-
ходит ослабление высокочастотных составляющих импульса, что
вызывает затягивание заднего фронта импульсов большой длитель-
ности. Графики (рис. 5-32) иллюстрируют соотношение между дли-
Рис. 5-31. Импульсный генератор на коаксиальной линии (tn —
время прохождения импульсом формирующего кабеля; tc — мо-
мент замыкания контактов переключателя).
тельностью импульса, типом коаксиальной линии, в которой форми-
руется импульс, длиной линии и длительностью заднего фронта им-
пульса.
Подключение измерительной схемы к генератору. Важно, что-
бы измерительная схема правильно подключалась к генератору им-
пульсов. Нагрузочное сопротивление /?0 на рис. 5-33 должно быть
87
размещено как можно ближе к выходному концу кабеля (а не к
концу присоединенному к генератору импульсов) для того, чтобы
поддерживать постоянную величину полного сопротивления по все-
му пути импульсов с целью устранения отражения сигнала. Для
Рис. 5-32. Зависимость времени спада от длительности
импульса для различных типов формирующих кабелей.
Рис. 5-33. Схема подключения измерительной схемы
к генератору.
я — схема, в которой нагрузка, подключаемая к соединитель-
ному кабелю, имеет величину меньше 50 ом вследствие шун-
тирования переходом база — эмиттер; б — схема, в которой
практически не сказывается влияние перехода база — эмит-
тер на нагрузку генератора: при этом амплитуда импульсов
генератора должна быть увеличена в 5 раз по сравнению
с первоначальной величиной для того, чтобы компенсировать
потерн в цепях подключения.
этого же следует делать возможно меньшей длину проводов, соеди-
няющих выход кабеля с входом транзистора. Приведенная на рис.
5-33 схема является примером того, как можно установить требую-
щееся выходное сопротивление в случае, когда сопротивление в цепи
базы транзистора имеет малую величину.
88
Разделительный конденсатор. Когда необходимо изолировать
цепи смещения транзистора по постоянному току от генератора им-
пульсов, емкость разделительного конденсатора следует выбрать
такой величины, чтобы исключить появление заметного спада вер-
!т гетратода
импулыс!
К изиерити’ыюй
схеме
Рис. 5-34. Спад вершины импульса.
шины импульса (рис. 5-34). Спад вершины импульса из-за действия
конденсатора может быть вычислен с помощью выражения
6% = 100(1 — e~t,RC), (5-19)
где С — емкость конденсатора, мкф;
R — полная величина нагрузочного сопротивления (с учетом
входного сопротивления транзистора) ом;
tK — длительность импульса, мксек.
Если /и < RC, то
Рис. 5-35. Зависимость
минимальной величины
емкости разделительного
конденсатора С, обеспе-
чивающей спад плоской
вершины импульса не бо-
лее 1% от длительности
импульса /и.
Следовательно, чтобы величина спада вершины не превышала
1%, должно выполняться соотношение
100/,,
R
(5-20)
Некоторые типичные величины R и С, используемые в измери-
тельных схемах, приведены на рис. 5-35.
89
Но если даже величина разделительного конденсатора доста-
точно велика, необходимо учитывать сдвиг уровня постоянного то-
ка вследствие заряда разделительного конденсатора (рис. 5-36).
Когда /И+К /?С, этот сдвиг пропорционален коэффициенту за-
полнения входных импульсов
S = £и^и/и.
где S — сдвиг уровня постоянного тока,
£и — амплитуда импульса;
/и — частота следования импульсов.
Отсюда видно, что лучше использовать импульсы, коэффициент
заполнения которых менее 5%.
Рис. 5-36. Сдвиг уровня постоянного тока разделитель-
ным конденсатором.
Развязывающие конденсаторы. Даже если дтя питания тран-
зистора используются источники с хорошей стабилизацией (£g и
£к на рис. 5-37), их время восстановления и индуктивность подво-
дящих проводов могут препятствовать поддержанию постоянной ве-
личины напряжения. Поэтому для достаточной высокочастотной раз-
вязки цепей питания £6 и Ек требуется включить конденсаторы
С2 и С3.
Чтобы снизить величину индуктивности, необходимо выполнять
все соединения возможно более короткими проводами. Кроме того,
некоторые конденсаторы большой емкости, особенно бумажные и
электролитические, будут вызывать возникновение апериодических
процессов нз-за наличия у них последовательной индуктивности.
Чтобы уменьшить эти паразитные колебания, можно включать па-
раллельно большим конденсаторам слюдяные или керамические кон-
денсаторы, имеющие малые индуктивности. Иногда такая комби-
нация емкостей вызывает резонанс, и паразитные колебания еще
более увеличиваются. В этом случае необходимо испробовать не-
сколько комбинаций, контролируя исследуемую точку с помощью
осциллографа.
Предотвращение пробоя эмиттерного перехода. В измеритель-
ной схеме не должно превышаться номинальное напряжение про-
боя перехода эмиттер — база. Для этого необходимо выбрать до-
статочно низкое напряжение Е6, хотя это и приводит к изменениям
тока базы в процессе выключения транзистора вследствие изменения
величины 1/бэ.
Предположим, что в схеме, изображенной на рис. 5-38, а, ис-
пользуется напряжение Е6 большой величины (10 в) для того, что
бы величина тока базы в процессе выключения транзистора оста-
90
Рис. 5-37. Включение развязываю-
щих конденсаторов.
Рис. 5-38. Предотвращение пробоя
эмиттерного перехода.
Рис. 5-39. Схема настройки пробника;
Сп регулируется для получения
CnRn = C0RB, Где Со=Свх + Скабеля-
91
валась постоянной при изменениях напряжения UC3 для различных
проверяемых транзисторов. Ток выключения, вытекающий нз базы,
представляет собой кратковременный ток, прекращающийся при
исчезновении заряда в области базы. Следовательно, напряжение на
базе стремится возрасти до величины
Убэ выкл
_Сб(/?1 + /?о)
Ri + Д2+Д0
Если |£/вэ выкл| >|Т/пр.эво|>то можно использовать быстродейству-
ющий переключающий диод, поддерживающий напряжение на базе
на уровне ниже напряжения пробоя L/np.aco проверяемого транзисто-
ра. На рис. 5-38,6 для этой цели использован диод 1N916. В случае
измерений транзисторов р-п-р типа полярность включения диода не-
обходимо изменить на обратную.
Сп белшо
С„ мало
Рис. 5-40. Форма импульсов при
настройке пробника.
С„ выбраю
пра&игы/О
Рис. 5-41. Форма импульсов
а — пробник осциллографа не за-
землен: б — пробник осциллографа
правильно заземлен.
Настройка пробника осциллографа. Большинство осциллогра-
фов требует применения пробников для того, чтобы уменьшить ем-
костную нагрузку на схему и увеличить входное сопротивление.
Пробники должны быть настроены так, чтобы постоянная времени
РПСП пробника равнялась постоянной времени R$C0 входной цепи
осциллографа (рис. 5-39).
При правильной настройке можно получить минимальный сдвиг
фаз и горизонтальную частотную характеристику (в полосе пропу-
скания осциллографа). Влияние этой настройки на форму импульса
иллюстрируется с помощью рис. 5-40.
Для выполнения такой настройки важно иметь почти идеаль-
ный импульс.
Заземление пробника осциллографа. Для импульсов с круты-
ми фронтами важно иметь заземление непосредственно в пробнике
в дополнение ко всем другим заземлениям на шасси осциллографа.
На рис. 5-41 изображены импульсы, получающиеся при наличии за-
земления вблизи точки измерения (6) и без этого заземления (о).
Для предотвращения возникновения паразитных колебаний сигналь-
ные и заземляющие провода должны быть как можно более корот-
кими.
92
ГЛАВА ШЕСТАЯ
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И СООТНОШЕНИЯ
МЕЖДУ ПАРАМЕТРАМИ
При анализе и расчете схем на транзисторах можно
представить транзистор в виде соответствующей эквива-
лентной схемы. Существует целый ряд эквивалентных
схем, и выбор той или иной из них определяется типом
транзистора и рабочи-
ми условиями, в кото-
рых он используется.
Эквивалентные схемы
можно разделить на
два типа: схемы, пред-
ставляющие транзис-
тор в виде двух- или че-
тырехполюсника, и схе-
мы, представляющие
транзистор в виде сое-
динения
пассивных
имеющих
ный физический смысл.
В этой главе описы-
ваются эквивалентные
схемы для малого сиг-
Чх-Х
Рис. 6-1 Двухполюсник, Z — ——
(к.з
активных и
элементов,
определен-
1К 3
у =-----, где их.х — напряжение
их X
при холостом ходе; 1к.з — ток при
коротком замыкании.
Рис. 6-2. Четырехполюсник.
нала в отличие от экви-
валентных схем для
постоянного тока.
Двухполюсник. По-
ведение линейного при-
бора на заданной час-
тоте может быть оха-
рактеризовано путем
измерений двух вели-
чин: напряжения холо-
Рис. 6 3. Трехполюсник.
стого хода и тока ко-
роткого замыкания.
Тогда можно получить
эквивалентную схему двухполюсника для данной часто-
ты измерения (рис. 6-1).
Четырехполюсник. На линейном четырехполюсном
приборе могут быть проведены измерения, подобные
93
измерениям, проделанным на двухполюсном приборе.
Для четырехполюсника, изображенного на рис. 6-2, мо-
жно с помощью соответствующих измерений входных и
выходных напряжений и токов получить удобную экви-
валентную схему.
Схема, изображенная наа рис. 6-3, показывает, что
трехполюсник представляет собой просто особый случай
схемы четырехполюсника, изображенного на рис. 6-2.
Таким образом, транзистор, имеющий три вывода, рас-
сматривается как особый случай четырехполюсного
прибора, у которого два электрода являются общими
для входной и выходной цепи.
Относительно схем на рис. 6-2 и 6-3 можно сделать
два утверждения: существуют только два независимых
напряжения и два независимых тока; если любые две из
этих величин установлены внешними условиями, то две
другие величины определяются параметрами четырехпо-
люсника.
Особенно удобными для транзисторов являются:
а) определение сопротивлений при холостом ходе на
входе и выходе схемы; б) определение проводимостей
при коротком замыкании на входе или выходе схемы;
в) определение параметров, представляющих собой
комбинацию из параметров двух первых систем.
Характеристические сопротивления схемы при холостом ходе
(z-параметры). Для описания четырехполюсника, изображенного
на рис. 6-2, можно использовать следующие уравнения:
Ui = £нй -)- Zisia; (6-1)
Щ = Z2Hi + Z22t2, (6-2)
где токи й, «2 — независимые переменные.
Из уравнений (6-1) и (6-2) при условии холостого хода в вы-
ходной цепи, т. е. при 12=0, получаем:
= т- — полное входное сопротивление; (6-3)
6
^2
z2i = — полное сопротивление прямой передачи. (6-4)
В режиме холостого хода на входе, т. е. при i,=0,
<12 = — полное сопротивление обратной передачи; (6-5)
12
2'22= “— — полное выходное сопротивление. (6-6)
(2
Параметр z2i может быть определен как напряжение в цепи 2,
вызванное током в цепи 1. Каждый из трех других параметров мо-
жет быть сформулирован таким же способом. Все электрические
94
свойства четырехполюсника (рис. 6-4) могут быть вычислены с по-
мощью z-параметров. В качестве примера найдем коэффициент уси-
ления по току схемы, приведенной на рис. 6-4:
—
Из рис. 6-4 видно, что
П2 = —г2^м- (6-')
Если формулу (6-7) подставить в уравнение (6-2), получим:
— (г2в = Zaii'i + Z22I2;
А = _—£“----------= к._ (6-8)
*1 г22 +
Рис. 6-4. Четырехполюсник для оп-
ределения г-параметров.
Характеристические проводимости схемы при коротком замыка-
нии ((/-параметры). Четырехполюсник (рис. 6-2) может быть также
описан следующими уравнениями:
«1 = ynUi + Р12Ц2; (6-9)
(г = yuUi + уггиг. (6-10)
Эти уравнения известны как уравнения полных проводимостей схе-
мы при независимых переменных щ и и?. Из уравнений (6-9) и
(6-10) при коротком замыкании на выходе, т. е. при Пг=0, получим:
уп = — —полная входная проводимость; (6-11)
“i
у21 — — — полная проводимость прямой передачи (крутизна ха-
рактеристики). (6-12)
При коротком замыкании входной цепи, т. е. при щ=0, получим:
У12 = —— —полная проводимость обратной передачи; (6-13)
п_2
у22 = —— — полная выходная проводимость. (6-14)
«2
Так же как и в случае z-параметров, все электрические харак-
теристики четырехполюсника могут быть определены, если извест-
ны (/-параметры.
Так как z-параметры представляют собой параметры разомкну-
той схемы, то с их помощью лучше характеризовать схему, на входе
95
и выходе которой можно легко осуществить режим холостого хода.
Соответственно «/-параметрами следует характеризовать схему, на
входе и выходе которой легко осуществить короткое замыкание.
Смешанные параметры (Л-парамстры). Третья группа пара-
метров измеряется в режимах холостого хода на входе и короткого
замыкания на выходе и определяются следующими уравнениями:
Н1 = Л1111+Л12П2, (6-15)
«2 = Лг««*1 4” /'22«2. (6-16)
Если на выходе схемы осуществлен режим короткого замыкания,
т. е. и2=0, то
Лп = — —входное сопротивление, (6 17)
<1
J 2
Л21 «= т~ —коэффициент прямой передачи тока. (6-18)
*1
При условии холостого хода на входе схемы, т. е. при i| = 0,
IZ1
Л12 =----- —коэффициент обратной передачи напряжения; (6-19)
и 2
Л22 *= — выходная проводимость. (6-20)
1^2
Система «/-параметров практически применяется на высоких
частотах, так как в этом случае трудно осуществить измерения в
режиме холостого хода. Паразитные емкости между электродами
транзистора при холостом ходе могут быть причиной регенератив-
ных эффектов, которые обычно очень нестабильны и возникновение
которых трудно предусмотреть заранее.
В случае измерения параметров короткого замыкания (z-napa-
метров) паразитные емкости шунтируются и не оказывают влияния
на результаты измерений активных параметров транзисторов.
Из перечисленных систем параметров Л-параметры чаще всего
используются при анализе работы транзисторов, применяемых в
диапазоне звуковых частот и в усилителях низкочастотных видео-
сигналов.
Сравнение г, у и /«-параметров. Смешанные параметры наиболее
удобны по следующим двум причинам.
Во-первых, Л-параметры легко измеряются. Необходимо пом-
нить, что измерение параметров транзисторов производится в опре-
деленной рабочей точке, следовательно, электроды транзистора не
могут быть просто закорочены для осуществления режима корот-
кого замыкания или разомкнуты для осуществления режима холо-
стого хода. Короткое замыкание и холостой ход должны осуществ-
ляться так, чтобы не нарушался требуемый рабочий режим тран-
зистора. Для определения г- и «/-параметров требуется проведение
всех измерений либо при холостом ходе, либо при коротком замы-
кании. Так как входное сопротивление транзистора сравнительно
мало, а выходное сопротивление велико (для схем с общей базой
и общим эмиттером), трудно осуществить один и тот же режим из-
мерений как для входной цепи, так и для выходной. При измерении
2и и г21 требуется режим холостого хода на выходе, а это трудно
выполнить, особенно на высоких частотах; не менее трудно осу-
ществить короткое замыкание на входе для измерения параметров
«/«г и у22- Для измерения гибридных параметров необходимо корот-
96
Roe замыкание на выходе или холостой ход на входе, что легко вы-
полнимо как на низких, так и на высоких частотах.
Второе преимущество /i-параметров заключается в том, что при
определенных допущениях параметры йц, Л22 и Й21 могут прибли-
женно использоваться как соответственно входное сопротивление,
выходная проводимость и коэффициент усиления по току. Например,
коэффициент усиления по току равен й21/(1+й22Рн), т. е. при Рн С
С I//122 коэффициент усиления схемы по току равен Иц.
Обозначения параметров эквивалентных схем. В теории четы-
рехполюсников параметры малого сигнала (г, у, h) сопровождаются
цифровыми индексами, после которых в случае транзисторов следует
буквенный, указывающий схему включения транзистора. Индексы
расшифровываются следующим образом:
11 —входной параметр;
12 — параметр обратной связи;
21 — параметр прямой передачи;
22 — выходной параметр;
б — схема с общей базой;
э — схема с общим эмиттером;
к — схема с общим коллектором.
Например, й22 э обозначает выходной й-параметр транзистора,
включенного по схеме с общим эмиттером.
Эквивалентные схемы. С помощью уравнений для
/г-параметров получим эквивалентные схемы транзисто-
ра при различных способах его включения.
Эквивалентная схема транзистора, включенного по
схеме с общей базой. Эквивалентная схема для /i-пара-
метров схемы с общей базой (рис. 6-5, а) изображена
на рис. 6-5, б.
Рис. 6 5. Включение транзистора по схеме с общей базой (а)
и гибридная эквивалентная схема (б)
Коэффициент обратной связи по напряжению й12б
учитывается в этой схеме как генератор напряжения во
входной цепи; коэффициент прямой передачи тока, ftzig,
учитывается как генератор тока в выходной цепи. Обо-
значая переменные иь и2, ib i2 в уравнениях (6 15) и
(6-16) как и3б, иКб, 1Э, i’k соответственно и добавляя ин-
7—878
97
деке «б» к й-параметрам, получаем уравнения для вход-
ных и выходных величин схемы с общей базой:
Чэб — + Й12б«кб; (6-21)
(к — Й21б(э + й22бИкб- (6-22)
Эквивалентная схема транзистора, включенного по
схеме с общим эмиттером. Эквивалентная схема для
й-параметров схемы с общим эмиттером (рис. 6-6, а)
приведена на рис. 6-6,6.
Рис. 6-6. Включение транзистора по схеме с общим эмиттером (а)
и гибридная эквивалентная схема (б).
Коэффициент обратной связи по напряжению, h-l2a,
в этой схеме учитывается как генератор напряжения во
входной цепи; коэффициент усиления по току, й2|Э, учи-
тывается с помощью генератора тока в выходной цепи.
Обозначая переменные щ, и2, tb i2 в уравнениях (6-15)
и (6-16) как «бэл «ка» йь 1’к соответственно и добавляя ин-
декс «э» к й-параметрам, получаем уравнения для вход-
ной и выходной цепи схемы с общим эмиттером:
Пбэ = hueifj Й12э^кэ> (6-23)
i'k — Й21э(б + йггэ^кэ- (6-24)
Эквивалентная схема транзистора, включенного по
схеме с общим коллектором. Эквивалентная схема для
й-параметров схемы с общим коллектором (рис. 6-7, а)
изображена на рис. 6-7, б.
Коэффициент обратной связи по напряжению, й12к,
в этой схеме учитывается как генератор напряжения во
входной цепи; коэффициент усиления по току, й21к, учи-
тывается как генератор тока в выходной цепи. Подстав-
ляя Пбк вместо щ, пЭк вместо и2, г’б вместо t| в уравнении
(6-15), заменяя Ц на i6, i2 на ia, и2 на пак в уравнении
(6-16) и добавляя к й-параметрам индекс «к», получаем
98
уравнения для входной и выходной цепи схемы с об-
щим коллектором:
««бк — Лик^б + Л12кыэк» (6-25)
«э — ^21к1б 4“ h-22Kli0K- (6-26)
Рис. 6-7. Включение транзистора по схеме с общим коллектором
(а) и гибридная эквивалентная схема (б).
а) б)
Рис. 6-8. Эквивалентная схема с использованием z-параметров.
Рис. 6-9. Эквивалентная схема с использованием (/-параметров.
Электрические характеристики рассмотренных экви-
валентных схем, такие как коэффициент усиления по то-
ку и входное сопротивление, приведены в конце этой
главы.
Приведем также по две эквивалентные схемы для z-
и «/-параметров (рис. 6-8 и 6-9). Первая схема (рис. 6-
8, а, 6-9, а) построена на генераторах напряжения, вто-
7*
99
рая (рис. 6-8,6, 6-9,6)—на генераторах тока. (Напом-
ним, что любой двухполюсник может быть представлен
либо с помощью генератора напряжения, включенного
последовательно с сопротивлением, либо с помощью
генератора тока, включенного параллельно сопротив-
лению).
Т-образная эквивалентная схема. Ко второму ос-
новному типу эквивалентных схем относится Т-образная
Рис. 6-10. Т-образная эквива-
лентная схема при включении
транзистора с общей базой.
Рис. 6-11. Т-образная эквива-
лентная схема при включении
транзистора с общим эмитте-
ром.
эквивалентная схема, построенная с помощью физиче-
ского представления параметров транзистора. Для оп-
ределения основных параметров эквивалентной схемы
на рис. 6-10 приведена Т-образная эквивалентная схема
транзистора, включенного по схеме с общей базой.
а — доля эмиттерного тока, поступающая в коллек-
тор, обычно величина а лежит между 0,90 и 0,999.
Гб — омическое сопротивление электрода и области
базы. Этот параметр может иметь величину от десят-
ков до нескольких сотен ом.
гк —дифференциальная величина сопротивления кол-
лекторного перехода. Это сопротивление обычно состав-
ляет от одного до нескольких Мом.
гэ — дифференциальное сопротивление перехода эмит-
тер — база, оно зависит от тока эмиттера и приближен-
но может быть определено с помощью формулы
kT
г э х . «
где k — постоянная Больцмана;
Т — температура, ° К;
q — заряд электрона.
100
ПТодсиавляя значения k, Т, q (при комнатной темпе-
ратуре TiT/q — 26 мв), получаем:
26
гэ ss —— , (6-27)
•где /э выражается в миллиамперах, га определяется
1 в омах.
Эквивалентная схема транзистора, включенного по
схеме с общим эмиттером, приведена на рис. 6-11.
Таблицы пересчета параметров. На рис. 6-5 изобра-
жены две основные эквивалентные схемы. С помощью
этих эквивалентных схем и общей теории цепей может
(быть произведен анализ схем на транзисторах. В табл.
<5-1—6-8 приведены электрические характеристики экви-
валентных схем. Там же приведены формулы пересчета
(параметров различных эквивалентных схем. Такой пере-
счет часто бывает необходим при расчете конкретных
тгранзисторных схем.
В таблицах приведены точные формулы; в случаях,
где приводятся также приближенные выражения, они
обозначаются знаком Для определения основных то-
ков и напряжений необходимо обращаться к рис. 6-2.
Таблицы 6-1—6-8 содержат следующие формулы:
Таблица 6-1:
а) формулы для вычисления /i-параметров схемы с
общей базой через параметры схем с общим эмиттером,
общим коллектором и Т-образной эквивалентной схемы;
б) формулы для вычисления /г-параметров схемы
«с общим коллектором через параметры схем с общим
эмиттером, общей базой и параметры Т-образной экви-
валентной схемы.
Таблица 6-2:
а) формулы, связывающие й-параметры схемы с об-
щим эмиттером с параметрами схем с общей базой, об-
щим коллектором и параметрами Т-образной эквива-
лентной схемы;
б) формулы, связывающие параметры Т-образной эк-
вивалентной схемы с параметрами схем с общим эмит-
тером, общей базой и общим коллектором.
Таблица 6-3:
а) формулы вычисления полного входного сопротив-
ления, полного выходного сопротивления, коэффициен-
тов усиления по току и по напряжению с помощью
101
Таблица 6-1
ft-параметр С. ема с общим эмиттером Схема с общим коллектором Т>образная эквивалентная схема
Лцб ^113 (1 + ^21э) (1 — ^12э) + ^113^223 ^113 1 + /(21Э ^Ик ^11к W ^11К^22К — ^21К^12К ^21К гэ + (1—а)гб
Л12б ^113^223 — |2э (1 + /121э) ^21к (1 — ^12к) + ЛцкЛ22к Гб ~ 'б гк+гб ~ гк
(1 + Ло1э) (1 — ^12э) + ^113^223 ^113^223 , ^11/ "12Э 1 + ^21Э ^11К^22К ^21К^12К L 1 ^11К^22К ~ "12К 1 и "21К
^216 — ^213 — ^12э) — ^11Э^22Э ^12к (14" ^21к) ЛнкЛмк — а
(1 + Asia) (1 — /112э) + ^113^223 ^213 1 + ^213 Лцк^22К — ^21К^12К ~ 1 Н~ ^21К ^21К
&22б ^22Э (1 + ^21э) (1 — ^12э) + ^113^223 ^223 1 + ^213 ^22К ^22К ^11К^22К — Ajir/Iijk /ljiK 1 1 гк + гб "* гк
'J ’Ll
Продолжение табл. 6-1
й-параметр Схема с общим эмиттером Схема с общей базой Т-образная эквивалентная схема
^11к ^113 ^116 (1 + ^21б) (1 — ^12б) + ^226^116 ^116 1 + ^216 I I гэ гб + I -=• гь + . 'э + 'к—<WK 1—«
^12К 1 — ^12Э 1 ~Ь ^216 (1 + &21б) (1 —&12б) + ^226^116 « 1 Гк — агк ~ _ гэ гэ + гк — агк~ (1 —а)гк
^21К — (1 + ^21э) Л12б — I (1 + &21б) (1 — ^12б) + ^226^116 1 1 + ^216 _ —1 ^эЧ-Пс—агк 1 а
^22к ^223 1 (1 + ^21б) (1 — ^12б) + ^226^116 ~ ^22б 1 + ^216 1 1 'э + ''k — arK ~ (1 — а)гк
Таблица 6-2
/t-параметр Схема с общей базой Схема с общим коллектором Т-образная эквивалентная схема
/1цб
/1ЦЭ (1 + /г21б) (1 — Л12б) + /гзгб^пб ~ /1цб 1 + /1216 Йцк . ГЭГК . Гэ Гб + ' , ~ Гб + . гэ+гк_ «гк 1 — а
^12Э /1116^'226— /1126 0 Н~ ^21б) (1 + &21б) (1 ~~ /112б) + ^226^116 /1116^226 , ~ , —«126 1 + /1216 1 —Й12К Гэ гэ Гэ + гк — агк ~ (1 — а)гк
^21Э — /*21б (1 — ^12б) — /1226 /1116 (1 + &21б) (1 — ^12б) + ^226^116 —^216 1 + /1216 — (1 + ^21к) аг к — гэ ~ а гэ + гк — arK ~ 1 — а
/^223 /1226 ~ (1 + /г21б) (1 — /112б) + ^226^116 /1226 1 + /1216 /122К 1 1 гэ Н~ гк — агк (1 — и) гк
Продолжение табл. 6-2
Параметры Т-образной эквивалентной схемы Схема с общим эмиттером Схема с общей базой Схема с общим коллектором
а /1213 (1 — /1123 ) Н~ /1119^223 ~ (1 + /121э) (1 — /112э) + /1цэ/122э /1213 1 + /1213 — /1216 /111к/122К — /112К (1 Н~ /121к) 1 ~Ь hziK ^11к^22к — ^21К^12К 4а1К
ГК /1213 + 1 /1223 ' 1 — /?12б /1226 ^21К /122К
Гэ hj.23 /122э /1Ц6 — (1 + /121б) X /1126 /1226 1 — /112к /122К
Гб , /1123 (1 + ^21э) "ПЭ . "22Э /1126 /1226 , . /121К (1 —/112к) "ПК -Т , "22К
а /1213 + /1123 /1216 + /1126 hllK + /?12к
1 + /1213 1 — ^126 /121К
Таблица 6-3
Полное входное сопротивление Полное выходное сопротивление
/г-параметры _ Цвх h /*21/*1г^н вх *вх П 1 „ _ ЦВЫХ } ^ВЫХ — . — г, « *ВЫХ . “21"12 ^22 /17 ^11 4“
Параметры Т-об- разной эквива- лентной схемы с общей базой (/к — arK + Rh) . .. . гэ + гб « гэ + гб(1 - а) Ок + Гб + Rh) г Д-rJl агк + гб \
гк т гб 1 ~ гк \ гэ + гб "г Rr/
Параметры Т-об- разиой эквива- лентной схемы с общим эмитте- ром г Гэ (гк + RH) ~ г ГЭ гк — агк -(- гэ -1- RH 1 а . /, . агк - гэ гк ГК — агк + гэ I + , П Н , „ \ гэ + гб + Rr/ 1 — а
Продолжение табл. б-Ь.
Полное входное сопротивление П олное^выходное сопротивление
Параметры Т-об- разной эквива- лентной схемы с общим коллек- тором , Tk^b + Rh) , гэ 4* Rh 7" гг ‘ Qf ir Г I (г 1 Г) \
>5 + , , г, ~га г . гк — агк + гэ + R„ 1 — а гэ т (гб + Аг) . , п Гк + г6 + Rr
Коэффициент усиления мощности
________мощность в нагрузке_______
мощность, которую генератор мог бы
отдать непосредственно в нагрузку
Коэффициент усиления мощности
при согласовании на входе .
мощность в нагрузке
максимальная мощность, которую
можно получить от источника сигнала
/i-параметры в слу-
чае, когда Zr и
Za являются чи-
сто активными
сопротивлениями
=__________Р?г+*н)3
Р [(/*11 + Rr) (1 + ^22^?h) — ^SI^IsRh]2
______________4^21^г^н________________
[(/*11 + Rr) (1 + hzzRn) —/*21/*12Rh]2-
Продолжение табл. 6-3
J0 — Коэффициент усиления по току Коэффициент усиления по напряжению -
/г-параметры „ _ г'вых ^21 1 1'вх 1 + ^22^Н _ “вых } U “вх , Лц / 1 + hl2~7 \ h /н \ "21
Параметры Т-об- разиой эквива- лентной схемы с общей базой аг к + г б та а гк + гб + Ян (агк + 'б) Rh & гэ(гк + гб + Rh) + гб (гк — агк + Rh) »RH ~ гэ + гб (1 — «)
Параметры Т-об- разной эквива- лентной схемы с общим эмитте- ром — (агк — гэ) ~ а г к — arK + ra + RH ~ 1 — а 1 — (агк — гэ) Rh Гэ (гэ Н~ Rh) + гб (гк — агк-^- гэ + RH) И Rh 'э+'’б(1— а)
Продолжение табл. 6-3
Коэффициент усиления по току Коэффициент усиления по напряжению
Параметры Т-об- разиой эквива- лентной схемы с общим коллекто- ром £к , 1 гк — агк+гэ+Ян 1 а 'kRh
Г-н (гэ + Rh) + гб (гк — агк + гэ + RH) 1 1 — а 1 + гэ + гб D Ай
Максимальный коэффициент усиления мощности ( максимальная мощность на выходе \ Действующий коэффициент усиления мощности / мощность в нагрузке '\ \ мощность'на входе транзистора/
1 максимальная мощность, которую можно 1 \ получить от генератора /
Л-параметры в слу- чае, когда Zr и ZH являются чи- сто активными сопротивлениями о (О ^21^г МЯКС (^11 + Rt) [^22 (^11 + Rr) — ^21^12] т, „ к _ “ВЫХ»ВЫХ wBXiBX 1 Л21 \ h hll ^22Rh' \ 1 H" \ ^21 /
f/226 НО to Ok <-S го О У116 эзгг N to Ok 931г ?пб Таблица 6-4
й. II + >?• Г £ s ~ II 1 г S' S' м го > S' Ц> о + а- ГО W S’ u> S’ to IC 1 > a- S' w a. S’ to to (0 a. S’ to to <d> Е1гг/ + V V S' to to w £гтг/ — г/ v S' to to ID > S' Схема с общим эмиттером
1. еГ > tF & tO 1-1 to • а S Ок S' № О S’ Ok 1 S’ to Ok S' Ok — S’ to to Ok эггг/ 1 s' Ok S' to to Ok S' to Ok S' to to Ok > S' Схема с общей базой
+ S' № •г - S' я S' to я S' я 1 + ^21 к S' я a. S' to a. S’ to to Я 1 S' to S’ to to Я + S' to Я S' to to Я — Схема с общим коллектором
Таблица 6-5
z-параметр Схема с общим коллектором Схема с обшей базой 'разная эквивалентная схема
гпэ 2ц — ?12 — г21 + ^22 211 Гэ + Гб
г12Э г22 — г12 г11 — г12 Гэ
^21Э г2г — ?21 211 — г21 Гэ — агк
г22Э 222 2ц — г12 — г21 + г22 гэ + гк(1— а)
^-параметр Схема с общим коллектором Схема с общей базой Т-образная эквивалентная схема
Уиэ Уп Ун + У12 + У 21 + Угг ГЭ -|~ Гк (1 °) д
У12Э — (Уи + У12) — (Ун + Угг) __£э_ Д
У21Э — (Уп + У21) — (.Ун + Угг) гэ — агк Д
У22Э Ун + У12 + У21 + У22 Угг гэ 4~ гб Д
Д = гэ гб+ гк [гэ + гб (1 — а)].
Т а б лица 6-6
г-параметр Схема с общим эмиттером Схема с общим коллектором Т-образная эквивалентная схема
гпб 2ц г11 — 2x2 — 221 + г22 '"э+ Гб
2126 г11 — г12 г11 — ^21 Гб
г21б г11 — 221 2 ц — 212 Г& + агк
г22б г11 — г12 — ^21 + ^22 гП 1 г& + гк
^-параметр Схема с общим эмиттером Схема с общим коллектором Т-образная эквивалентная схема
Уиб У11 + У12 + У21 + J/22 У 22 Гб + 'к Д
У126 — (У 12 + Угг) — (У 21 + У22) Гб Д
У 216 ~ ({/21 + У22) — (У 12 +У22) _ '•б+а'к Д
{/226 у 22 Д = гэ г6 - У11 + У12 + У 21 + У22 - Пека + П>(1 — «)]• Лэ Н~ Лб д
8—878
Таблица 6-7
г-параметр Схема с общим эмиттером Схема с общей базой Т-образная эквивалентная схема
гпк 2ц — 212 — г21 + 222 ^22 Гб + гк
212к 222 — г12 222 — 221 гк (1 — а)
221К 222 — г21 222 — 212 гк
г22к 222 2ц — 212 — г21 4“ 222 гэ + гк (1 — а)
у-параметр Схема с общим эмиттером Схема с общей базой Т-образная эквивалентная схема
Уик Уп У11 + У12 + У 21 + У 22 Гэ + 'к (1 — а) Д
У12к — (Ун + У12) — (Ун + У21) — гк(1—°) Д
У21К — (Уп + У22) — (У 11 + У12) д
У22К У11 + У12 + У 21 + У 22 Уп Гб ~4~ Гк д
д = '’э'’б+'к['э + '’б(1 — «)]•
аг — гп г22 — z12 z21;
•ДУ = У11 У22 — У12 У21
/t-параметров и параметров Т-образной эквивалентной
схемы;
б) формулы, связывающие коэффициент усиления
мощности, коэффициент усиления мощности при согла-
совании на входе, максимальный коэффициент усиления
мощности (при согласовании на входе и выходе) и дей-
ствующий коэффициент усиления мощности с й-пара-
метрами транзистора.
Таблица 6-4:
а) формулы пересчета /t-параметров в z-параметры;
б) формулы пересчета /t-параметров в ^-параметры.
Таблица 6-5:
а) формулы, связывающие z-параметры схемы с об-
щим эмиттером с z-параметрами схем с общим коллек-
тором и общей базой и с параметрами Т-образной экви-
валентной схемы;
б) формулы, связывающие ^-параметры схемы с об-
щим эмиттером с ^-параметрами схем с общим коллек-
тором и общей базой и с параметрами Т-образной экви-
валентной схемы.
Таблица 6-6:
а) формулы, связывающие z-параметры схемы с об-
щей базой с z-параметрами схем с общим эмиттером и
общим коллектором и с параметрами Т-образной экви-
валентной схемы;
б) формулы, связывающие ^-параметры схемы с об-
щей базой с ^-параметрами схем с общим эмиттером и
общим коллектором и с параметрами Т-образной экви-
валентной схемы.
Таблица 67:
а) формулы, связывающие z-параметры схемы с об-
щим коллектором с z-параметрами схем с общим эмит-
тером и общей базой и параметрами Т-образной экви-
валентной схемы;
б) формулы, связывающие ^-параметры схемы с об-
щим коллектором с ^-параметрами схем с общим эмит-
тером и общей базой и параметрами Т-образной экви-
валентной схемы.
Таблица 6-8:
Формулы для вычисления полного входного сопро-
тивления, полного выходного сопротивления, коэффици-
ента усиления по напряжению и коэффициента усиле-
ния по току с помощью z- и ^-параметров.
8*
Часть II
СХЕМЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА
И УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
ГЛАВА СЕДЬМАЯ
СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ ТРАНЗИСТОРОВ
7-1. ВЫБОР НАЧАЛЬНОЙ РАБОЧЕЙ ТОЧКИ
Значение смещения. В ламповых усилителях посто-
янное смещение задается напряжением, приложенным к
сетке лампы для установления рабочей точки на нуж-
ном участке динамической характеристики. В транзи-
сторных усилителях смещение задается постоянным то-
ком, подаваемым на вход транзистора (базу или эмит-
тер) для установления рабочей точки на нагрузочной
прямой выходной характеристики.
При работе транзистора особенно важна стабиль-
ность рабочей точки, а не тока смещения.
В случае лампового усилителя относительно просто
провести нагрузочную прямую на семействе анодных
характеристик лампы, включенной по схеме с общим
катодом, выбрать рабочую точку и установить ее либо
с помощью фиксированного напряжения смещения от
отдельного источника, либо включением резистора в
цепь катода. Такой же способ возможен и в случае уси-
лителя на транзисторах. Можно провести нагрузочную
прямую на семействе коллекторных характеристик (7К
в зависимости от схемы с общим эмиттером, вы-
брать необходимое значение тока покоя коллектора и вы-
числить величину сопротивления резистора в цепи базы
для установления требуемого значения тока базы. Этот
способ логически приводит к схеме, представленной на
рис. 7-1. Величина сопротивления резистора в цепи ба-
зы Ri может быть найдена, если приближенно считать,
что напряжение база — эмиттер (С7бэ) транзистора рав-
но нулю, т. е. /?1=£к/7б- Расчеты подобного типа очень
116
просты, но вносят элемент неопределенности. 'Такой вид
смещения аналогичен фиксированному напряжению
смещения в ламповых усилителях. Но в то время, как
ламповые усилители с фиксированным смещением ус-
пешно применяются, схемы на транзисторах с таким
видом смещения применять нельзя по следующим при-
чинам:
1) вольт-амперные характеристики в схеме с общим
эмиттером значительно изменяются от прибора к при-
бору;
ЧцЗ
Рис. 7-1. Выбор рабочей точки
2) характеристика каждого прибора сильно изменя-
ется от температуры;
3) вольт-амперная характеристика схемы с общей
базой недостаточно полно описывает транзистор при
работе в практических схемах.
Например, при фиксированном значении Rit (а сле-
довательно, и /б) в схеме рис. 7-1 нельзя предотвратить
изменение /к при изменении коэффициента усиления по
току й21Э транзистора.
Поэтому обычно используется аналитический расчет
цепи смещения, приведенный ниже; при этом исполь-
зуются эквивалентные схемы транзистора и внешней
цепи.
Эквивалентная схема транзистора. Будем рассмат-
ривать эквивалентную схему транзистора как четырех-
полюсника (рис. 7-2). Параметры этой схемы являются
ft-параметрами по постоянному току схемы с общим
эмиттером.
Упрощенный вариант этой схемы представлен на
рис. 7-3. Величиной й22Э можно пренебречь, поскольку
117
обычно она меньше внешней проводимости, подключен-
ной между выводами коллектора и эмиттера. Величина
Л12э на низких частотах пренебрежимо мала, a hU3 заме-
Рис. 7-2. Эквивалентная схема транзистора.
йена падением напряжения Дбэ на диоде, которое пред-
ставляет входную характеристику перехода база —
эмиттер.
Внешняя цепь. Любая
Рис. 7-3. Упрощенная эквивалент
пая схема транзистора.
схему, показанную на рис.
цепь, присоединенная к
трем внешним выводам
транзистора, может быть
сведена к Т-образной эк-
вивалентной схеме
(рис. 7-4).
Для иллюстрации
можно преобразовать об-
щую схему смещения на
рис. 7-5 в Т-образную
7-4. Если считать эти две схе-
мы эквивалентными, то к каждой паре выводов примени-
Рис. 7-4. Эквивалентная
Т-образная схема нагруз-
ки.
Рис. 7-5. Общая схема
смещения.
118
ма теорема об эквивалентном генераторе. Сопротивление
внешней цепи между выводами базы и эмиттера при на-
пряжениях всех внешних источников, равных нулю, будет:
Кб Н Ка = Ri + R, + frCRj + Rs + Re) .
Ri + Rs ~h Rg R?
сопротивление между выводами базы и коллектора:
Кб + Кк = 7?! + яз+ .
r4 + rs + r6 + r7
и сопротивление между выводами эмиттера и
тора:
Кэ + RK = Т?2 + Кз
(7J)
(7-2)
коллек-
Решая одновременно
чаем:
(Rt Rs) (Re 4~ R?)
Ri + Rs + Re + R?
уравнения (7-1) — (7-3),
(7-3)
полу-
R? (Ra + Rs)
д4 + я6 + ’
R к = R 3 + -/?е(/?4 + /?5) ;
R< + Rs + Re+Rv
R6==R1+--------^R,------.
Rt + Rs + Re + R i
Составляя уравнения и решая их для каждой
выводов в режиме холостого хода, найдем, что
Е' ~ Е
6 к Rt + Rs + Re + Ri
g' _ p Re ~b Ri
K Rt + Rs + Re + Ri
(7-4)
(7-5)
(7-6)
пары
(7-7)
(7-8)
Схема на рис. 7-5 является общей в том смысле, что
эквивалентные параметры цепи смещения любой одно-
каскадной схемы могут быть получены из уравнений
(7-4)—(7-8) путем приравнивания величин соответст-
вующих сопротивлений нулю или бесконечности.
О выборе элементов цепи смещения. Комбинируя
эквивалентные схемы транзистора и внешней цепи
(рис. 7-6), можно получить выражение для тока кол-
лектора в рабочей точке /КрТ при данном смещении. Из
рис. 7-6 имеем:
и=^э7б+(1+^1Э)/кб0; (7-9)
119
f Еб~ибэ Л<6 0 (1 + л21э)
Уб — -—7-------- - ('-1Ц)
Д) + (1 + Л21э) %э
Объединяя уравнения (7-9) и (7-10), получаем:
Г _ Л21Э (£б~ ибэ) -I- (1 +/г21э) ДбО (#б + яэ) /71П
+ (1 + Л21э) Еэ
Само по себе уравнение (7-11) нс дает необходимых
данных для выбора элементов цепи смещения транзисто-
ра в любой конкретной схеме, так как оно содержит
Рис. 7-6. К расчету элементов цепи смещения.
слишком много переменных величин, которые должны
выбираться произвольно. Однако выбор /крт и Дб ил И
/?э часто ограничивается особенностями конкретных
условий применения. Например, в случае усилителя с низ-
ким уровнем шумов величину /ирт следует выбирать та-
кой, чтобы отношение /Крт/Й21э было равно или близко
к оптимальному значению тока эмиттера для получения
минимального коэффициента шума. Величину Дб сле-
дует выбирать значительно больше рекомендованного
оптимального значения сопротивления источника сигна-
ла, чтобы оно заметно не влияло на полное сопротивле-
ние источника. Далее надо решить уравнение (7-11) для
определения необходимого значения сопротивления ре-
зистора в цепи эмиттера. Это не простая задача, так как
величина эмиттерного сопротивления должна быть та-
кой, чтобы значение /крт находилось в определенных
разумных пределах.
120
Параметры h*13, Ueg и /Кбо сильно зависят от темпе-
ратуры, и нужно исследовать уравнение (7-И), чтобы
выяснить, что происходит с величиной /Крт при наиболее
высокой и наиболее низко?! рабочих температурах пере-
хода. Это исследование показывает, что величина /крт
минимальна, когда величины UeB, Rq и /?э максимальны,
а значения /кео, h2^ и Еб минимальны. Если минималь-
ное значение параметра /Кбо равно нулю, то Н^Э=Н21Э
Таким образом,
Г ^21 Э мин (^б мин ^бэ макс) /у , рч
КР Чмакс + ^максО+^Эмин)’
Это условие обычно выполняется при наименьшей тем-
пературе перехода.
Подобными рассуждениями можно показать, что ве-
личина /крт максимальна при минимальных значениях
/76э и Ra и максимальных /Кбо, Е'в и R6. Полагая,
что максимальная величина ft219 достаточно велика,
имеем:
i макс ^бэ мин ?кб 0 макс (^б макс Т~ /?э мин) /7 1 оч
1 крт макс • v ‘ А
Rs мин
Это условие в основном выполняется при наиболее вы-
сокой температуре перехода. Надо иметь в виду, что
знаки величин в приводимых выражениях справедливы
для транзисторов типа п-р-п.
Изменения значений Rs, Rs и Еб обусловлены допу-
стимыми отклонениями от номиналов величин сопротив-
лений резисторов и напряжения источника питания; эти
изменения имеют значение при массовом производстве
схем.
Если /крт поддерживается в заданных пределах от
/крт макс до /крт мню то можно объединить уравнения
(7-12) и (7-13) для определения величины Ra-
р 11213 мнн ^бэ макс (* + — ^бэ мшД1 ~ -°) +
ЭМИ” Л21Эми11(/кртмакс-/кб0макС)(1^В)(1-Р)_ ’
+ /кб о макс Еб макс(1 О)] ~Ь /крт мин Еб макс (1~|-С) /у_ 1 д ч
” ;крт мин 0 + h2l Э мин) 0 + Л) (1 + С)
где
Ra макс = Ra (1+А); (7-15)
Яэыин = /?э(1-В); (7-16)
121
^Макс = ^(1+О;
£6МИН = £6(1-Я)-
(7-17)
(7-18)
А и С — пределы допустимых отклонений R3 и Е& при
наибольшей окружающей температуре; В и D — преде-
лы тех же величин при наименьшей температуре. Инте-
ресно отметить, что для получения разумных значений
7?эмин>0 знаменатель дроби в уравнении (7-14) должен
быть положителен. Это требование приводит к условию
j (1+Л)(1+С)/1 1 \
2кртмакс 1 Ь h А
(1 — В) (1 — D) \ «21 Э мин /
X ^крт мнн-Ь^кбОмакс- (7" 19)
Уравнение (7-19) определяет минимальный диапа-
зон изменений величины 7Крт при заданных допустимых
отклонениях температуры и величин сопротивлений и
позволяет быстро проверить, возможны ли заданные
пределы изменения /крт, хотя ничего не говорит об их
практической целесообразности.
7-2. ТЕПЛОВОЙ РЕЖИМ
Для нормальной работы транзистора должны удов-
летворяться два требования к тепловому режиму:
1. Максимальное мгновенное значение мощности, вы-
деляемой на переходе, должно отводиться через тепло-
вое сопротивление к окружающей среде, имеющей наи-
высшую температуру Тсыакс, без превышения допусти-
мой температуры перехода Тумаке- Другими словами,
для схемы на рис. 7-7 должно выполняться условие:
Т'пмакс == 7"смакс + АТас макс»
где Д7"пс Макс — максимальная разность температур пе-
реход— среда.
2. Схема должна быть устойчива по отношению к
тепловому пробою.
Мгновенная величина мощности, выделяемой на пе-
реходе, зависит от мгновенных величин iK, ths,, ie и Пбэ-
В общем случае ра состоит из мощности, выделяемой в
установившемся режиме Ра, и переменной во времени
компоненты pa(t)- Наименьшая частота электрического
122
сигнала обычно является основной частотой разложения
Pn(t) в ряд Фурье:
Рп = Кп + рп(0- (7-20)
Во многих устройствах транзистор работает только
в режиме постоянного тока или на звуковой частоте, и
нестационарный процесс длится не более 0,1 сек. Пола-
гая для приблизительного расчета Стп=0 (см. § 4-4),
дадим следующее эмпирическое правило, справедли-
вое для транзисторов, работающих в указанных пре-
делах:
А7"пс макс — ^?тш<Р.цмакс “F ^ткс^п макс- (7-21)
Это выражение можно
применить к большин-
ству мощных каскадов
усилителей звуковой
частоты. Оно использу-
ется также и для оцен-
ки максимального зна-
чения при расчете
стабилизаторов напря-
жения. В этом случае
Ра макс принимается
равным произведению
установившемся нормальном режиме, а рПмакс равняется
произведению максимальных значений мгновенных вели-
чин /7кэ1’ь-, возникающих вследствие нестационарных про-
цессов. При этом температура корпуса транзистора не
должна заметно изменяться в течение переходного про-
цесса.
тс
Рис. 7-7. Эквивалентная схема для
расчета теплового режима.
максимальных значений UKJK в
7-3. ТЕПЛОВАЯ УСТОЙЧИВОСТЬ
Тепловой пробой. Вторым требованием для удовле-
творительной работы транзистора является тепловая
устойчивость. Повышение температуры перехода изме-
няет параметры транзистора в направлении увеличения
тока коллектора. Возросший ток в свою очередь может
вызвать рассеяние дополнительного тепла и увеличение
температуры перехода. Для того чтобы избежать тепло-
вого пробоя, скорость возрастания количества тепла,
выделяемого на переходе при увеличении его темпера-
туры, не должна превышать скорости отвода рассеи-
ваемой при этом мощности. Это условие можно выразить
следующим образом.
123
Тепловой пробой вызывается последовательным дей-
ствием трех физических процессов:
1. Изменение iK приводит к изменению ра (выде-
ляемая).
2. Изменение рп (выдел.) приводит к изменению /°.
3. Изменение /° приводит к изменению 1К.
Каждый из этих процессов может быть описан вход-
ной, выходной и передаточной функциями. Это демон-
стрируется с помощью диаграммы на рис. 7-8.
Рис. 7-8. Диаграмма теплового про-
боя.
Если коэффициент усиления в замкнутом контуре
этой цепи равен или больше единицы на любой частоте,
т. е. если
А*к1 А*п2 Арпз 1 /7-99\
ApnsA/K8> ( }
то тепловой пробой возможен.
Удобнее каждый сомножитель уравнения (7-22) пред-
ставить в виде производной и записать условие тепло-
вой устойчивости в виде
dixl ^п2 dpn3 । 23)
^Рп2 ^*КЗ
В уравнениях (7-22) и (7-23) предполагается, что
транзистор не подвержен тепловой обратной связи от
другого источника тепла, зависящего от токов через
транзистор, как это будет, например, в случае двух
транзисторов, соединенных по схеме составного тран-
зистора и укрепленных на одном и том же теплоотводе.
В этих случаях схема на рис. 7-7 уже недостаточна. Вы-
ражение для (А/п2/А/7п2) (Арпз/Ацо) становится очень
сложным и здесь не приводится. Приближенное решение
этой задачи обычно может быть найдено в каждом кон-
кретном случае.
124
В любой момент работы транзистор находится в од-
ном из трех состояний:
1. Эмиттерный переход смещен в прямом направле-
нии, коллекторный — в обратном (активный режим).
2. Транзистор отперт и находится в насыщении, т. е.
эмиттерный и коллекторный переходы смещены в пря-
мом направлении (режим насыщения).
3. Транзистор заперт, т. е. коллекторный переход сме-
щен в обратном направлении, а эмиттерный или сме-
щен в обратном направлении, или имеет нулевое смеще-
ние (режим отсечки).
Тепловая устойчивость важна только в первом слу-
чае и иногда в третьем. Прежде чем рассматривать при-
менение уравнения (7-23), полезно детально исследовать
входящие в него производные.
Исследование di^uz/dp^. Поскольку t°n является
функцией ра и определенного интеграла от рв по време-
ни, то отношение Л°2 №ра% также будет содержать чле-
ны, зависящие от времени. Другими словами, в
момент времени t=X:
любой
<2|Л
Ьсли считать
ным, то члены, зависящие от
<2
Фпг «=х dpn2ldt
тепловое сопротивление чисто
времени, исчезают
(7-24)
актив-
и
Я,-
dpm
(dp^/di^) (diKi/dt°nl) для
Для транзистора в запертом состоянии
dpnz diKi dIKgx dl9f,x
~7.-----— = “Кб ~-------Г «Эб ——•
d(K3 dtnl dt„ dtn
(7-25)
запертого транзистора.
(7-26)
Предполагается, что падение напряжения IR, вы-
званное токами /кбх и /эбх, слишком мало, чтобы повли-
ять на величины пкб и пэб-
diKi/d/°nl для отпертого транзистора. Все внешние по
отношению к транзистору цепи почти всегда могут быть
сведены к одной из схем, представленных на рис. 7-9 и
7-10, которые являются дополненными вариантами схе-
мы рис. 7-4.
Параметры Zee, ZKK и К принципиально используют-
ся для описания активных элементов внешней цепи,
125
связывающих iK с i&, например цепей обратной связи
усилителей. Если каскад изолирован или если имеются
только пассивные элементы, то эти члены можно при-
нять равными нулю.
Эти параметры схем сильно влияют на тепловую
устойчивость каскада. Если на транзистор непосредст-
венно воздействуют активные элементы внешней цепи,
как, например, в случае уси-
Рис. 7-10. Эквивалентная схема
внешней цепи при большом со-
противлении источника сигнала.
Рис. 7-9. Эквивалентная схема
внешней цепи при малом сопро-
тивлении источника сигнала.
глубокой обратной связью, то параметры схем на
рис. 7-9 и 7-10 могут стать комплексными и отрицатель-
ными. Такая обратная связь может сохранять тепловую
устойчивость каскада до тех пор, пока перегрузка где-
нибудь в усилителе не разорвет цепь обратной связи.
В этом случае случайное изменение какой-либо величи-
ны может вызвать быстрый тепловой пробой.
Выбор между схемами на рис. 7-9 и на рис. 7-10 за-
висит от величины полного сопротивления источника в
цепи базы. В случае малой величины сопротивления
предпочтительнее схема на рис. 7-9, при высоком сопро-
тивлении удобнее схема на рис. 7-10.
Для схемы рис. 7-9 величина diKJdt°ni для отпертого
транзистора может быть оценена в удобной форме пу-
тем разделения элементов схемы на части, как это по-
казано на рис. 7-11. Полная схема внешней цепи тран-
зистора в виде эквивалентной Т-образной схемы дана
на рис. 7-11 правее пунктирной линии. На этом рисун-
ке Z3, ZK и Ze— полные сопротивления; Ек, Ев, ZI;I, ie и
Zee i’k — напряжения источников питания. Левее пунк-
126
тарной линии представлена эквивалентная схема самого
транзистора, на которой выделены основные термочув-
ствительные параметры. Основные уравнения следую-
щие:
*,+'кбо; (7-27)
г'б ~Ь 1э i'k — 0; (7-28)
UD=4 Лэ + Гэ) *б (2с+гб)+^б+2бб гк> (7-29)
= Ud ~~ /r60 (Z6 + гб + гэ + ГЭ.) 3Q)
(1 +Л21б) (Z6 + гб) + 2э + гэ + Л21 Б Z66
Рис. 7-11. Полная схема для расчета теплового режима
Теперь можно найти значение diKi/dt^x :
/лг dh* \
“(к1 / “'кбо । • 21Б I ।
.О 1.0 1 Э . О I Т~
ЛП1 \ ЛП ЛП /
I*
j ______________________^21 Б_________________
_(Z6 + <б) (1 + А21б) + Za + гэ + Л21Б 2бб
&zD dr6 . dr'3
(7-31)
где S — коэффициент нестабильности, определяемый как
___ f>iK _______________z6 + гб + za + О_______________
^кбо (1 + Л21б) (Z6 + гб) + гэ + гэ + Л2!б Z66
127
Схема на рис. 7-10 также может быть использована
для определения diKi/dt°nl . Для этого преобразуем ее в
схему, представленную на рис. 7-12, и запишем основ-
ные уравнения-
*к — ^21Б Ч + 7кбО ; (7-33)
i’k + 1б + h — 0; (7-34)
Л>б 1гб’> (7-35)
“o=4(ra + z3) +z6zz6—гбгб; <7'36)
^21Б ( ЦО ~~ Z6 ^бб) + 7кбО (Z6 + гб + Z3 + гэ) (у
+ft21 б) (гб^+/б) +Z6^21E+Zs + гэ
Рис. 7-12. Схема для расчета коэффициента нестабиль-
ности, если источник сигнала — генератор тока.
Тогда
^кбо
^К1 ____ £
<1 ’ \ dt°n
_________^21Б___
(1 + Й21б) (Z6 + гб) + Z6 ^Л21Б + Z3 + Лэ
duD л . £б _ . <4
. Г 1б о 1э о
Лп Лп Лп
где
4/кбо
_____________Z6 + гб "Ь Za + гэ_______________
(1 + Л21б) ( Z6 + гб) + Z6 ^Л21Б + Z3 + Гэ
. (7-39)
128
Если база управляется генератором постоянного тока
(т. е. Z6= оо). то
S =--------1------ (7-40)
1+Й21Б(1+Ю
(7-41)
Допущения, упрощающие анализ. Для приближен-
ного расчета можно сделать несколько допущений:
1. При высоких температурах перехода
h* ~ 1
“21Б ~ 1
(7-42)
Такая замена в числителе дроби первой квадратной
скобки в уравнениях (7-31) и (7-38) упрощает расчет.
Можно также принять, что
^21Б ^бб ~ ^бб• (7-43)
(7-44)
2. Ток /Кбо состоит по крайней мере из двух компо-
нент: тока утечки между коллектором и базой и обрат-
ного теплового тока коллекторного перехода. В случае
достаточно чистой поверхности тепловой ток обычно
преобладает при высоких температурах и приближенно
может быть оценен как
/ Т а п
* кбО *кб00 >
^кбО .___, „ 7
— о ~ а 7кб0»
1п 2
АТ?’
(7-45)
(7-46)
(7-47)
где АТ0— приращение температуры перехода в граду-
сах, которое необходимо для увеличения /Кбо
в 2 раза. А7"о является сложной функцией,
но для кремниевых транзисторов, работаю-
щих вблизи верхних температурных преде-
9—878
129
лов, Л7'о=10°С. Если /ибо увеличивается в
2 раза на каждые 10° С, то
- О,О693/к6о.
(7-48)
Для германиевых транзисторов Д7'=14°С, и
= О,О459/кбо. (7-49)
Эти приближения нужно применять с некоторой осто-
рожностью, так как поверхностные состояния у перехода
могут приводить к отклонениям величины 1кво от ожи-
даемой при повышенных температурах. Кроме того,
/ибо может сильно зависеть от ukq при напряжениях,
близких к пробивным.
3. Поскольку первые пары квадратных скобок в урав-
нениях (7-31) и (7-38) заключают в себе отрицательные
величины, модуль отношения |Л’к1/бД°п| Для п-р-п тран
зистора достигает максимума, когда сумма величин во
второй паре квадратных скобок достигает максимально-
го отрицательного значения. Теоретические исследова-
ния транзистора дают:
— 0,0025 в, С. (7-50)
Для р-п-р транзисторов знак перед правой частью
равенства будет положительным. Два других члена во
второй квадратной скобке часто имеют противополож-
ный знак, либо так малы, что ими можно пренебречь без
особых погрешностей.
4. Минимальный предел величины г' равен, естест-
венно, нулю. (Вычисление г'б и dhnb/dtu будет рас-
смотрено в конце этой главы.)
Таким образом, для кремниевых п-р-п транзисторов
уравнение (7-38) может быть сведено к виду
Ф- = S (О,О693/кбо+ i3 +
^nl \ dtn J
______________0,0025_____________
О + Л21б) ( Z6 + гб) + Z3 + Л21б гбб
(7-51)
130
Из уравнения (7-31) получаем:
dim
<1
/ ^21Б
= £ 0,06937кбо-Мэ-^
\ dtn
0,0025
*
(7-52)
(1 + *21Б ) ( Zf> + гб) + + KZf, *21Б
Отметим, что уравнение (7-38) отличается от уравне-
ния (7-31) только тем, что величина Z66 заменена на KZ$.
Чтобы избежать повторений, последующее дифференци-
рование будет проводиться только на основе уравнения
(7-31), а соответствующие результаты для уравнения
(7-38) могут быть получены заменой Zeg на KZe. Кро-
ме того, следует иметь в виду, что эти уравнения содер-
жат численные постоянные, справедливые только для
кремниевых п-р-п транзисторов.
Величина для отпертого транзистора. Мощ-
ность, рассеиваемую на отпертом транзисторе, можно
найти с помощью схем на рис. 7-9 или 7-10:
РП = *к (^к “Г *б ^кк 1к “Ь Гэ ^э) ^бэ •
Тогда
_ р' । у
^К * кк
(7-53)
:—Ь гб) — 2ZK iK + Z9
к /
du6a t ,, d^6
6 — “с Ибэ
dtK diK
Преобразуя это выражение, получаем:
dpns _ р' ! : Г97 7 ! 1
Л’кз К + бЭ diK ' К [ К КК (*213
**кз
(7-54)
di,
'9
diK
При высокой температуре перехода, которая способ-
ствует развитию пробоя, коэффициент усиления по току
обычно велик и
ФпЗ
dt’K3
-z9
(7-55)
£;-2ik(Zk + Z9).
К К \ К Я /
(7-56)
Если ZK или Z3
для п-р-п приборов
безындуктивные сопротивления, то
dPn3
diKS к ’
(7-57)
Это приближение особенно пригодно для наихудших
условий.
9* 131
Комплексные полные сопротивления. Комплексные
полные электрическое и тепловое сопротивления транзи-
стора оказывают сильное влияние на тепловую устойчи-
вость. На рис. 7-13 даны два таких примера. Обе схемы
могут быть устойчивы, если пренебречь электрическими
реактивными сопротивлениями. Но очевидно, что при до-
статочно большой вели-
чине индуктивности L
в первой схеме ско-
рость изменения tg во
времени станет на-
столько мала, что за
о)
Рис. 7-13. Влияние реактивных со-
противлений на тепловую устойчи-
вость транзистора.
это время успеет про-
изойти пробой транзи-
стора. Аналогично, ког-
да величина емкости С
во второй схеме доста-
точно велика, Z3 стремится к нулю, и коэффициент S ста-
новится настолько большим, что вызывает нестабиль-
ность схемы.
Тот факт, что пробой не может развиться мгновенно
в случае малых £ и С, отчасти объясняется комплекс-
ной природой теплового сопротивления; когда скорость
изменения рп во времени увеличивается, Д/°2/Дрп2 обыч-
но уменьшается.
Как в литературе, так и при инженерных расчетах
обычно пренебрегают влиянием этих реактивных сопро-
тивлений, поскольку точный анализ фактически невоз-
можен. Благоприятные результаты, полученные при та-
ких расчетах для реальных схем, объясняются следую-
щими обстоятельствами:
1. Приближенный расчет, проведенный с учетом
только активных составляющих сопротивлений, обычно
позволяет избежать неприятностей, связанных с реак-
тивными эффектами.
2. Быстрый тепловой пробой распознать очень
трудно.
3. Тепловой пробой носит иногда осциллирующий ха-
рактер и связан с какой-то неизвестной цепью электри-
ческой обратной связи. В случае большего усложнения
расчета транзисторных цепей эти проблемы могут стать
еще более серьезными.
Статическая тепловая устойчивость. Первым требо-
ванием к любой схеме является отсутствие теплового
132
пробоя в течение бесконечно большого отрезка времени.
Для сигнала с нулевой частотой, т. е. в режиме покоя,
должно удовлетворяться уравнение (7-22). Решить его
нетрудно, так как при этом цепи с индуктивными и ем-
костными сопротивлениями соответственно разомкнуты
или закорочены. Эквивалентная тепловая схема показа-
на на рис. 7-7, и если для кремниевого транзистора ис-
пользуется схема рис. 7-9, то уравнение (7-22) прини-
мает приближенный вид:
1 £к —2/.<рт(^к + ^э)
Ъ (1+й2*1Б)(Т?б+^)+/?э -Z66
(Яб + Гб + Яэ) ( 0,06937кбо+ Дрт-~ )+0,0025
\ di" /
(7-58)
где /эрт — эмиттерный ток транзистора в рабочей точке.
Если использовать это уравнение для определения
/?з, то в результате получится довольно трудное для ре-
шения уравнение второй степени. Но если в уравнении
(7-56) пренебречь величиной Z3, то будем иметь:
(£к - 2/крт RK) (/?б + /;) О,О693/кбо + /эрт —— +
/ dh.21 б
1,- /?т (Е; - 27крт /?к) О,О693/кбо+/эрт-------
+ 0,0025 +гбб-(1-Л2*1Б)(^б+гб)
(7-59)
Эти и последующие неравенства должны выполнять-
ся при максимальной температуре перехода, вызванной
действием какого-либо сигнала, чтобы быть уверенными
в устойчивости схемы в последующий период, когда
транзистор будет остывать.
Теперь расширим пределы применения уравнения
(7-58).
Динамическая тепловая устойчивость. Поскольку
рассмотренный выше каскад, работающий только в ста-
133
ционарном режиме, имеет довольно ограниченное приме-
нение, рассмотрим влияние переменного сигнала на
устойчивость схемы. При очень низкой частоте сигнала
задача приближается к случаю определения устойчиво-
сти в стационарном режиме. Однако в действительности
/крт есть медленно изменяющееся мгновенное значение
тока коллектора iK. Но если iK изменяется, то возникает
вопрос, к какой величине следует предъявить самые
строгие требования стабильности.
Уравнение (7-58) можно записать в виде
□^>(ек_2/к7?)(м+м;), (7-60)
АТ
где
Л = + (7-61)
M=O,O693S/K6o+---------, 9’°02х5 .---------; (7-62)
+ft21b) (#б + гб) +Л21Б гбб+
N = S-^-. (7-63)
dtn
Так как —ig = iK> то правая часть уравнения (7-60)
достигнет максимума в случае наихудших условий, когда
1‘к = — + — = +
4£ ' 2ЛГ 4R
О,О693/кбо +0,0025/(/?б+г; + /?э)
если W=/=Z(iK), и R=/=f(iK).
Первые два условия не всегда справедливы, однако
их использование позволяет получить первое приближе-
ние. Приоо>1к> 0, подставив уравнение (7-64) в (7-60),
получим:
1 (е’ N - 2MR)2
RT > — 8MR
(7-65)
В действительной схеме iK, конечно, никогда не мо-
жет достигнуть значения, соответствующего наихудшим
условиям. Если уравнение (7-64) дает iK<0, то истинная
наихудшая устойчивость будет при iK=0. Это часто слу-
чается в каскадах, работающих в режиме В Отметим,
что знаки неравенства, ограничивающего iK, для р-п-р
транзисторов надо изменить на противоположные.
134
Уравнение (7 65) часто служит для анализа оконеч-
ного каскада стабилизатора напряжения Однако более
подходящей эквивалентной схемой для стабилизатора
является схема на рис. 7-10.
При сигналах высокой частоты изменения ра стано-
вятся настолько быстрыми, что их воздействие полно-
стью усредняется, даже если учитывать самые малые
составляющие тепловой переходной характеристики пе-
рехода.
Для переменной составляющей рп(0 эффективное
значение полного теплового сопротивления равно нулю,
и использование понятия мгновенной устойчивости, свя-
занной с мгновенными значениями тока и напряжения,
определяющих положение рабочей точки, становится не-
нужным. Вместо этого задача может решаться как осо-
бый случай устойчивости в стационарном режиме, где
/Крт берется как среднее значение тока коллектора.
Можно показать, что для каскада усиления синусои-
дального или прямоугольного сигналов, работающего в
режиме А без искажений, среднее значение выражений
(Е'к —2(КД) (М—iKN) за один полный период колебаний
возрастает, если уровень сигнала уменьшается. Этого
следовало ожидать, поскольку ра уменьшается с увели-
чением уровня сигнала, в то время как среднее значение
тока коллектора остается постоянным. Таким образом,
в случае отсутствия сигнала к /крт предъявляются более
строгие требования стабильности, чем в случае наличия
высокочастотных сигналов.
Однако при работе каскада в режиме В среднее зна-
чение тока коллектора увеличивается с ростом уровня
сигнала. Кроме того, вследствие характера работы двух-
тактной схемы, для анализа схемы в динамическом ре-
жиме вносимое сопротивление нагрузки должно быть
включено в RK. При активной нагрузке максимальную
нестабильность в течение максимального времени вызо-
вет ток коллектора в виде прямоугольных импульсов с
амплитудой 1кт, где
Это уравнение подчиняется тем же ограничениям, что
и уравнение (7-64)
Снова в течение половины периода, когда транзистор
находится в отпертом состоянии, уравнение (7-65) опи-
135
сывает наихудшие условия устойчивости. Однако на этих
частотах наблюдаемая устойчивость может являться
средним за период сигнала значением мгновенной устой-
чивости. Приближенно можно записать:
+ (2£«) (0,0693/,б<) + 0,0693(7-67)
или после соответствующей подстановки
1
Rt
(e'kN — 2RM)2
— 16 NR
+ 0,0693 е;/к6_х +
+ 0,0347 П8бмакс/э6х, (7-68)
где Ub6 макс— максимальное падение напряжения на
эмиттерном переходе отпертого транзи-
стора.
Быстрый пробой. До сих пор мы исследовали свой-
ства уравнения (7-22) при очень медленных изменениях
параметров. Но полный анализ требует, по-видимому,
исследования уравнения (7-22) при всех возможных
t<=x
комбинациях величин iK, diK/dt и J iKdt. Эта трудная
t=o
задача осуществима обычно только с помощью элект-
Рис. 7-14. Усилитель НЧ с трансфор-
маторной связью.
устойчива при максимальной
может считаться «абсолютно»
ронно-счетных машин,
однако в ряде случаев
можно обойтись без их
использования. Иссле-
дование часто обнару-
живает, что задачу мо-
жно свести к рассмот-
рению малого числа
случаев' (состояний)
наихудшей устойчиво-
сти, учитывая при этом
только компоненты с
активным сопротивле-
нием. Если в каждом из
этих состояний схема
температуре, то схема
устойчивой. Выбор и
справедливость этих наихудших случаев зависят от
электрических и тепловых временных характеристик схе-
136
мы. Их величины указывают значения dpaldt и dijdt,
которые должны быть рассмотрены. Для частных вели-
чин каждое комплексное сопротивление может быть
заменено на эквивалентную цепь с активными сопротив-
лениями, при этом анализ проводится в соответствии с
уравнением (7-65).
Для иллюстрации этого приближенного способа рас-
смотрим усилитель звуковой частоты с трансформатор-
Рис. 7-15. Эквивалентная схема усилителя НЧ с трансфор-
маторной связью.
ной связью (рис. 7-14). Предполагается, что величины
индуктивностей трансформатора и емкости блокировоч-
ного конденсатора выбраны для усиления до частоты
20 гц. Для наших целей эту схему можно изобразить
так, как показано на рис. 7-15, где
Д2ВХ — индуктивность вторичной обмотки входного
трансформатора;
ггвх — сопротивление постоянному току вторичной об-
мотки входного трансформатора;
Д1ВЬ1Х — индуктивность первичной обмотки выходного
трансформатора;
г1вых — сопротивление постоянному току первичной об-
мотки выходного трансформатора;
/?б—ДгК^+^г)-
Для определения возможности теплового пробоя, раз-
вивающегося с малой скоростью, вполне пригодно урав-
нение (7-58), если
Дк — П ВЫХ>
Дб== г2 вх + R б;
Дэ = Дз;
£"=£ .
К к
137
Если пробой происходит очень быстро, например
вследствие быстрого изменения тока, то Ljbx и £1вых
имеют высокое сопротивление в сравнении с г' и 7? а
С — низкое сопротивление по сравнению с (7?3+/?g).
Для прогнозирования неустойчивости этого вида можно
использовать уравнения (7-64) и (7-65).
Однако в этом случае
Rt <1 Rrni;',
R Г, ~\-R' +
К I вых 1 н 1
^6^3
Яб+Я3’
^б = Г2вх + Гг;
/?э = 0;
Е =Е +1
к к 1 крт
Тепловой пробой с более высокими скоростями еще
менее вероятен, поскольку в то время, как Rc> уже до-
стигнет максимального значения, эффективное значение
/?т будет уменьшаться вследствие роста di^dt.
Возможны, однако, меньшие скорости развития про-
боя. Сдвиг параметра R3 от величины /?3 до нуля пони-
зит устойчивость; изменение /?б от (r2B^+R'6) до (ггвх+
+ г') вызовет то же самое, если г'>7?'. Устойчивость
следует проверять для скоростей изменения dijdt, на
которых имеет место изменение этих сопротивлений.
Это можно сделать, отметив частоты f0, на которых
Ль2 = ГгИ Xc = /?3+/?g. Затем можно найти соответству-
ющее значение Дг для каждой частоты, используя теп-
ловую эквивалентную схему, подобную схеме на рис. 7-7,
полагая pa=Posm 2nfot. Подобным же образом может
быть выбрана приближенная эквивалентная схема из
активных сопротивлений для каждого полного электри-
ческого сопротивления. Затем можно оценить устойчи-
вость для каждого сочетания этих параметров.
Это грубое приближение служит для оценки необхо-
димости более подробного анализа. Во многих случаях
целесообразно остановиться на этом этапе, собрать схе-
му и испытать ее.
138
Оценка величины dh.*XBldt°„- Для многих транзисто-
ров справедливо приближенное равенство 1+Л21Б ~
~ 1/(1+ft2ia)- Оно позволяет просто оценить dh*^ldt°^-_
^21Ъ Л/|21 Б h2ib2~h2lTA ~
dtn fn2—*п1
Рис. 7-16. График зависимости A/i2ie от ^иэ-
В основном чем ниже средняя величина /г21э в пре-
делах определенного интервала Af°, тем выше абсолют-
ная величина dh^/dt^ . Таким образом, уравнение (7-69)
следует оценивать для транзисторов с низким значением
Л21Э в узком диапазоне температур вблизи предпола-
гаемой максимальной температуры. График на рис. 7-16
позволяет быстро определить Д/г21Б .
Определение величины г'б. Определение величины
лучше пояснить с помощью рис. 7-17, где показано по-
139
перечное сечение идеализированной структуры меза-
транзистора, изготовленного методом двойной диффу-
зии. Ток, текущий из коллектора в базовую область по
левой части триода, встречает небольшое сопротивление
между коллекторным переходом и выводом базы. Ток
в правой части протекает по некоторому горизонтально-
му пути через базу к выводу, встречая сравнительно
Рис. 7-17. Структура идеали-
зированного меза-траизис-
тора.
Рис. 7-18. Схема для изме-
рения.
большое сопротивление. Для представления в виде со-
средоточенных параметров удобнее определять среднее
значение этого объемного сопротивления — г'.
Точные измерения г'6, вероятно, невозможны, но
представленная на рис. 7-18 простая измерительная схе-
ма позволяет приблизительно оценить г'б для многих
конфигураций транзистора. С помощью Ек и Еэ уста-
навливается рабочая точка транзистора по постоянному
току. На этот постоянный ток накладывается перемен-
ный ток небольшой амплитуды с частотой 1 кгц, теку-
щий из базы в коллектор. Контур LC с большой доброт-
ностью Q в цепи эмиттера препятствует прохождению
переменного тока по цепи эмиттера. При этих условиях
эмиттер приобретает плавающий потенциал, который
является средним значением падения напряжения на
промежутке коллекторный переход — база. Величина то-
ка измерительного сигнала равна:
._ ^бв
s~ R
Тогда можно определить величину г':
„ 3^эб____________________Зиэб R
is ^бв
(7-70)
(7-71)
140
ЛИТЕРАТУРА
1. Benedict, Robert P., Transient Heat Flow, Electro-Tech-
nol., p. 93—112, December 1961.
2. Kraus, Allan D., Heat Flow Theory, Elec. Mfg., p. 123—
142, April 1959.
3. К r a u s, A 11 a n D., Extended Surfaces for Heat Transfer,
Electro-Technol. This is an excellent series of articles beginning, Feb-
ruary 1961, and extending at least through, July 1961.
4. Luft, Werner, Taking the Heat of Semiconductor Devices,
Electronics, p. 53—56, June 12, 1959.
5. W a 1 s t о n, J о s c p h A., Thermal Considerations in Transi-
stor Circuit Design, TI Application Report, 1962.
6. W e b b e r K. L., Temperature Stabilization of Transistors in
Glass В Amplifiers, Proc. IRE, Australia, p. 726—733, December 1959.
7. Brown A. L. and Marco S. M., Introduction to Heat Trans-
fer, 3d ed., McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1958.
8. Eckert E. R. and Drake R. M., Jr., Heat and Mass Trans-
fer, 2d ed., McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1959.
9. Jakob Max, Heat Transfer, 2 vols, John Wiley and Sons Inc.,
New York, 1949, 1957.
10. Lin H. C. and В a г с о A. A., Temperature Effects in Circuits
Using Junction Transistors, «Transistors I» RCA Laboratories, Prin-
ceton, N. J., 1956.
11. McAdams W. H., Heat Transmission, 3dred_, McGraw-Hill
Book Company, Inc., New. York, 1954.
12. S c h n e i d e r P. J., Heat Conduction, Addison-Wesley Pub-
lishing Company, Inc., Reading, Mass., 1956.
ГЛАВА ВОСЬМАЯ
УСИЛИТЕЛИ С НЕПОСРЕДСТВЕННОЙ СВЯЗЬЮ
В данной главе подробно рассматриваются источни-
ки дрейфа рабочей точки в транзисторных усилителях
постоянного тока и дается методика расчета схем с ма-
лым дрейфом для использования их в качестве входных
каскадов усилителей с непосредственной связью. Хотя
здесь рассматривается только схема с общим эмитте-
ром, приводимая методика применима к любой схеме
включения транзистора, в которой дрейф может влиять
на рабочие параметры схемы.
Минимальный сигнал, различаемый усилителем,
определяется ложным сигналом, возникающим в самом
усилителе. В усилителях переменного тока этот предел
определяется шумами или чувствительностью. В усили-
телях постоянного тока определяющим фактором явля-
141
ется дрейф выходного уровня сигнала. На практике при-
нято рассматривать приведенный (относительный)
дрейф, т. е. дрейф, пересчитанный ко входу, который
определяется изменением входных напряжения или тока,
необходимым для поддержания постоянного уровня вы-
ходного сигнала при изменении параметров усилителя.
В многокаскадном усилителе с непосредственной связью
приведенный ко входу дрейф всего усилителя опреде-
ляется в основном входным каскадом, имеющим относи-
тельно небольшой коэффициент усиления.
8-1. ИСТОЧНИКИ ДРЕЙФА
Основными источниками дрейфа в транзисторных каскадах явля-
ются изменения статических параметров переходов коллектор — база
н эмиттер — база, а также изменение статического коэффициента пе-
редачи прямого тока. На рис. 8-1 представлена эквивалентная Т-об-
Рис. 8-1. Эквивалентная схема транзистора п-р-п типа
при включении с общей базой для постоянного тока
и переменного низкой частоты.
разная схема транзистора с общей базой, включающая как статичес-
кие параметры транзистора, так и параметры малого переменного
сигнала.
Параметры малого сигнала г8, Гк, Гб, а являются общепринятыми
параметрами Т-образной схемы, вычисленными в определенной рабо-
чей точке. Генератор э. д. с. [7бэ, генератор тока /к60 и интегральный
коэффициент передачи тока эмиттера а вводятся, чтобы обеспечить
соответствующие значения постоянных тока н напряжения в рабо-
чей точке.
Полные мгновенные значения токов iK, ie, iB состоят из двух
компонент: расчетных величин токов покоя, обозначенных /к, 1е, 4,
и отклонений от этих значений, обозначенных Ды, Д'б, Д'а.
Переход эмиттер — база. На рис. 8-2 дана вольт-амперная ха-
рактеристика типичного перехода эмиттер — база, смещенного в пря-
142
мом направлении. Как видно из эквивалентной схемы, напряжение
между базовым и эмиттерным выводами приблизительно равно:
^бэ = ^бэ + 16 гб + 1э гэ f8'1)
Величина гя включает в себя приращение сопротивления идеального
эмиттерного перехода гэ, которое равно:
Рис. 8-2. Прямая характеристи-
ка перехода эмиттер — база.
Рис. 8-3. Статическая характе-
ристика генератора тока кол-
лектора.
Переход коллектор — база. Переход коллектор — база, смещен-
ный в обратном направлении, отображается на эквивалентной схеме
генератором обратного теплового тока коллекторного перехода I Kgg
и сопротивлением коллектора на малом сигнале гк. Ток через сопро-
тивление Гк при приложении к коллекторному переходу постоянного
смещения включает в себя и ток утечки перехода. Символ /кв о обо-
значает полный обратный ток коллекторного перехода, который ра-
вен:
Л<б О ' кб о + ^кб Sк ’
(8-3)
где
Ёк —-
Коэффициент передачи тока эмиттера. На рис. 8-3 (толстая ли-
ния) иллюстрируется зависимость коэффициента передачи А от тока
эмиттера. Прн изменении 1Э вблизи выбранной рабочей точки величи-
ну тока Ata можно аппроксимировать выражением
АД — а/э + aAia, (8-4)
где а —-. статический, или интегральный, коэффициент передачи тока
эмиттера, а — дифференциальный коэффициент передачи тока, об-
щепринятый параметр малого сигнала Т-образной эквивалентной
схемы.
143
Рис. 8-4. Статическая характери-
стика генератора тока коллектора
при различных значениях темпе-
ратуры.
Влияние температуры. На
рис. 8-4 представлена стати-
ческая характеристика гене-
ратора тока коллектора для
двух значений окружающей
температуры. Изменение ве-
личины тока коллектора при
постоянном значении тока
эмиттера и различных темпе-
ратурах можно отнести за
счет изменения величины ин-
тегрального коэффициента пе-
редачи тока о:
A(Az8) = (аг— at) la =
= Да/Э, (8-5)
где индексы 1, 2 относятся к
двум соответствующим значе-
ниям температуры. В цепи эмиттера изменение температуры вызы-
вает приращение величины напряжения 17бэ, а также приращение
напряжения Пеэ за счет изменений величин сопротивлений гэ и те-
При постоянном значении тока эмиттера приращение напряжения
база — эмиттер будет:
А17бэ ~ А17бэ + Агз+ А? Агб- (8-6)
При постоянном значении напряжения коллектор — база l/lt6 при-
ращение величины пассивного компонента тока коллектора /Нб о, обу-
словленное изменением величин /кб0 и gK, можно выразить в виде
А^кбО ~ А/кбО + кб А^к-
(8-7)
8-2. ЭКВИВАЛЕНТНАЯ СХЕМА ДЛЯ ОПРЕДЕЛЕНИЯ ДРЕЙФА1
ТРАНЗИСТОРНОГО КАСКАДА
Приведенный входной дрейф транзисторного каскада можно вы-
числить, используя эквивалентную схему, представленную иа рис. 8-1,
если учесть изменения различных параметров, описываемые уравне-
ниями (8-5)—(8-7). Однако это вычисление очень громоздко, вслед-
ствие наличия выражений, отображающих положение рабочей точки
при нормальной температуре.
На рис. 8-5 представлена эквивалентная схема транзистора для
малого сигнала, полученная непосредственно из схемы на рис. 8-1
после устранения токов и напряжений, определяющих начальную
рабочую точку. Приращение напряжения ДЙбэ в цепи эмиттера
1 Выражение «дрейф» относится к сдвигу рабочей точен усили-
теля в режиме постоянного тока, обусловленному температурными
изменениями параметров схемы, и не имеет никакой связи с вы-
ражениями «дрейфовое поде» или «дрейфовый транзистор». Ни один
из рассматриваемых здесь транзисторов не является дрейфовым
(Прим, автора).
144
определяется уравнением (8-6), генератор тока Д/Кбо уравнением
(8-7) и генератор тока ДаЛ, — уравнением (8-5) и графиком на рис. 8-4.
Поскольку дрейф, вызываемый изменениями величин гэ, гв и гк,
включается в приращения АПбЭ и Л/Кс о, явная зависимость этих па-
раметров от температуры в эквивалентной схеме не отображается.
Изменение дифференциального коэффициента усиления каскада по
току, обусловленное приращениями этих элементов, а также измене-
нием величины а, может быть в случае необходимости рассмотрено
Рис. 8-5. Эквивалентная схема транзисто-
ра п-р-п типа для приращений постоян
ного тока и напряжения и переменного
тока низкой частоты.
отдельно. Данную эквивалентную схему можно использовать непо-
средственно для вычисления дифференциального коэффициента уси-
ления транзисторного каскада на низких частотах (включая сигналы
постоянного тока), а также для предварительной оценки сдвига на-
чальной рабочей точки, обусловленного изменением температуры
окружающей среды.
8-3. ОДНОТАКТНЫЙ КАСКАД УСИЛИТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
Анализ дрейфа в каскаде. Для определения приведенного ко вхо-
ду дрейфа в схеме однотактного каскада с общим эмиттером (рис.
8-6, а) можно воспользоваться эквивалентной схемой приращений,
представленной на рис. 8-6, б. Дрейфом входных тока и напряжения
являются соответственно приращения Aic и Дщ, которые требуются
для сохранения постоянного выходного тока (Д£к=0) при изменении
параметров схемы.
Дрейф входного напряжения равен:
агк + гб гб гк + гэ гк _
ДИ1 = —----------Д^бэ —-------------- (Д« 1Э + Д/кбо) > (8-8)
агк — г3 аг* — гэ
и дрейф входного тока
Д1б = - ----(Да /э + Д/Еб0). (8-9)
агк агк — гэ
10—878
145
Для большинства типов транзисторов коэффициент передачи то-
ка увеличивается с ростом температуры. Следовательно, член Да/0
в уравнении (8-9) положителен н добавляется к величине Л/Ис о вме-
сте с членом Д£/бэА'к- В большинстве случаев величина гк настолько
велика, что значением t^U6a/rK можно пренебречь. Как и следовало
ожидать из определения относительного дрейфа, приращения ДИ]
[уравнение (8-8)] и Д1г, [уравнение (8-9)] не зависят от сопротивле-
ния в цепи коллектора RK. Кроме того, поскольку
агк»гэ, ге, (8-10)
то Дщ и Ai6 нечувствительны к изменениям дифференциальных па-
раметров Гк, Гб и Га.
Рис. 8-6.
а — схема однотактного каскада с общим эмиттером; б — его экви-
валентная схема для приращений постоянного тока и напряжения.
С учетом всех этих допущений выражения для относительного
дрейфа напряжения и относительного дрейфа тока можно записать
в следующей форме:
ДЫ1 ~ — Д1Убэ - (гб + гэ); (8-11)
\ а а /
1
Д<б~ — —(Да/Э + Д/к6о).
(8-12)
Для транзисторов с высокими коэффициентами усиления величина а
очень близка к единице и в диапазоне рабочих температур изменяет-
ся только на несколько процентов, следовательно, величину а можно
считать постоянной.
Относительный (приведенный ко входу) дрейф напряжения. На
рис. 8-7 и 8-8 даны графики зависимости входного напряжения ut
от температуры при различных постоянных значениях тока iK: на
рис. 8-7 —-для кремниевых транзисторов с выращенным переходом
и на рнс. 8-8 — для германиевых сплавных транзисторов. Наклон
этих кривых в основном обусловлен температурным коэффициентом
напряжения т. е. отношением ДИбэ/ДТ. Отклонение зависимостей
146
щ и T, °C, от прямолинейного закона для германиевых транзисторов
объясняется значительной величиной члена Д/кб о в уравнении (8-11).
В тех случаях, когда сопротивление корпуса транзистора равно
нулю и величина тока ia поддерживается постоянной, изменение t/ga
с температурой определяется выражением
Д^'бэ <Рз----- ^бэ . 5 k
ЬТ т + 2 q ’
(8-13)
где <р3 — ширина запрещенной зоны. Величины (р3 и Ut,B являются
функциями температуры. Типичные значения температурного коэф-
фициента напряжения для германиевых и кремниевых транзисторов
находятся в пределах 2—3 ла/°С; для германиевого транзистора при
Рис. 8-7. Зависимость приведенного дрей-
фа напряжения от температуры для
однотактного каскада на кремниевом
транзисторе.
Рис. 8-8. Зависимость приведенного дрейфа на-
пряжения от температуры для однотактного
каскада на германиевом сплавном транзисторе.
10*
147
комнатной температуре и /7бэ=0,1 в величина температурного коэф-
фициента, найденная нз уравнения (8-13), равна 2,3 мв/°С.
Относительный (приведенный ко входу) дрейф тока. На
рис. 8-9 и 8-10 даны графики зависимости входного тока i6 от тем-
пературы для различных постоянных значений тока iK. У кремние-
вых транзисторов (рис. 8-9) величина /кСо в рассматриваемом диа-
Рис. 8-9. Зависимость приведенного
дрейфа тока от температуры для од
нотактного каскада на кремниевом
транзисторе.
пазоне температур пренебрежимо мала, и относительный дрейф тока
обусловлен изменением значения а. Для германиевых транзисто-
ров (рис. 8-10) приращение Д{6 принципиально обусловлено вели-
чиной /кбо при средних и высоких температурах, а при низких тем-
пературах оно определяется величиной а.
Зависимость обратного тока насыщения от температуры при-
ближенно может быть выражена в виде
^кбО = Л<боо еЭГ’ (8-14)
где /косо на — постоянные, которые зависят от типа материала и
различны для различных образцов приборов. У германиевых тран-
зисторов ток утечки пренебрежимо мал, и Д/кбо~Л/*кбо. Темпера-
турный коэффициент тока /Кбо для малых отклонений температуры
равен:
ду, = а (^кбо)у 1 (8-15)
где (Дбо) т — значение /Кбо для исходной температуры.
При больших отклонениях температуры изменение /кбо оцени-
вается приращением температуры, при котором тепловой ток /к6о
удваивается. Это приращение температуры равно:
148
В случае работы транзистора в области предельных значений
температур приращение тока /ксо равно величине /кео при макси
мальной температуре.
Из графиков на рис. 8 9 и 8-10_ видно, что температурная за-
висимость величины а такова, что Да/Э является линейной функцией
температуры и для германиевых, и для кремниевых транзисторов
Рис. 8-10. Зависимость приведенного дрейфа
тока от температуры для однотактного каскада
на германиевом сплавном транзисторе.
Рис. 8-11. Зависимость температурно-
го коэффициента напряжения Ucs от
тока Iki
Типичные показатели дрейфа. На рис. 8-11 дан график зави-
симости температурного коэффициента hUfa/hT от тока /к для ти-
пичных транзисторов указанного типа; зависимость Да/Э/Д7 от /к
для этих транзисторов построена на рис. 8 12 Эти сведения получе-
ны на десяти образцах каждого типа транзистора, выбранных про-
извольно. Значения температурных коэффициентов Д(/вв/ДТ и
Да/я/ДТ являются средними для всего исследуемого температурного
диапазона, как видно из графиков на рис. 8 7—8-10, эти коэффи-
циенты не очень существенно зависят от температуры
149
Ha pile. 8 13 дан график_зависимости критической температуры
7кбо, при которой Д/к6о/Д7'=Да/э/Д7', оттока коллектора. При задан-
ном токе коллектора и температуре ниже критической (Ткоо) тем-
пературной зависимостью /Кбо в расчете схемы можно пренебречь.
Прн температурах вблизи Л, во нужно учитывать температурную за-
Рис. 8-12. Зависимость температурно-
го коэффициента тока аМакс/э от то-
ка /к
Рис. 8-13. Зависимость критической темпе-
ратуры Ткбо от тока /к-
висимость как /Кбо, так и а1э, в то время как при температурах вы-
ше Тибо необходимо учитывать только зависимость /Кбо- На рис.
8-13 дана также таблица с типичными значениями Д/Кбо/ДТ(/Кбо)т
и t>T для транзисторов типа 2N1273.
8-4. ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬНЫЙ КАСКАД
Использование местной отрицательной обратной свя-
зи в усилителях постоянного тока для стабилизации ра-
бочей точки неизменно снижает коэффициент усиления
150
каскада и его чувствительность. Уменьшение же дрейфа
с помощью компенсации не влияет существенно на коэф-
фициент усиления и, следовательно, не снижает чувст-
вительность. В качестве входного каскада усилителя
может служить дифференциальный каскад с эмиттер-
ной связью, в котором осуществляется компенсация
дрейфа напряжения между обеими половинами каскада,
собранными на идентичных транзисторах.
На рис. 8-14 приведена эквивалентная схема типич-
ного каскада дифференциального усилителя постоянного
тока. Рабочие точки обоих транзисторов каскада одина-
ковы, но температурные коэффициенты различны, и при
условии гКх>^э+гэ, ^б + ^б приведенный ко входу дрейф
напряжения усилителя будет:
Дщ — Лц2 = (АИбЭ1 — At7g32)
^бЧ-Гб-Ь^эН-Гэ
а
(АЛ<бО1 А7кбОг)
^.б+.£б+2?э + .гэ (Д а _ д /эз) (8.17)
а
Это выражение имеет тот же вид, что и уравнение (8-11),
которое определяет относительный дрейф напряжения
однотактного каскада. Однако температурное воздейст-
вие при дифференциальном включении значительно сла-
бее, поскольку приращения соответствующих парамет-
ров двух транзисторов вычитаются.
Величину сигнала на выходе дифференциального уси-
лителя можно определить путем анализа эквивалентной
схемы, приведенной на рис. 8-14.
Введя соответствующие обозначения, выразим AiKi в
следующем виде:
AiK1=Sp (ДЫ1 — Ди2)+3у АМ1 АМа , (8-18)
где 5Р—крутизна передачи для дифференциального
сигнала (разности входных сигналов);
Sy — крутизна передачи для усредненного значения
входных сигналов (средний сигнал).
Если разность (AiKi—AiK2) рассматривать как вы-
ходной ток схемы на рис. 8-14, то крутизна прямой пе-
редачи для разностного сигнала будет иметь то же зна
чение, что и крутизна однотактного каскада (рис.
8-15,и). Поэтому схема однотактнсго каскада может
151
использоваться для предварительного вычисления ко-
эффициента усиления разностного сигнала и показате-
лей дрейфа дифференциального каскада. Величины
дрейфа напряжения и тока в данной схеме будут равны
соответствующим разностям дрейфа напряжений и токов
Рис. 8-14. Эквивалентная схема дифференциального усилителя кас-
када на транзисторах п-р-п типа для приращений л переменного тока
низкой частоты
Рис. 8-15.
« — эквивалентная схема дифференциального усилительного каскада; б —экви-
валентная схема однотактного усилительного каскада; в — схема источника
постоянного тока для подавления среднего сигнала.
152
для двух транзисторов дифференциального каскада, как
показано в уравнении (8-17).
Схема на рис. 8-15,6 имеет крутизну передачи, рав-
ную Ху, и может применяться для определения коэффи-
циента усиления среднего (общего) сигнала и соответ-
ствующего дрейфа. Величина дрейфа для данной схемы
равна среднеарифметическому соответствующих значе-
ний дрейфа для двух транзисторов дифференциального
каскада.
Исследование выражений для коэффициента усиле-
ния и дрейфа дифференциального усилителя постоянно-
го тока показывает, что многие способы стабилизации
смещения, применяемые обычно в усилителях с RC-свя-
зью, могут использоваться и для стабилизации началь-
ной рабочей точки каждого плеча дифференциального
каскада без влияния на показатели работы дифферен-
циального усилителя.
Коэффициент подавления среднего сигнала для диф-
ференциального усилителя определяется как
N = ^-. (8-19)
Sy
В схеме данного типа можно достичь полного подавле-
ния среднего сигнала, поскольку Ху [и, следовательно,
знаменатель дроби в формуле (8-19)] обращается в нуль,
когда значение сопротивления R'3 равно критической ве-
личине (7?э)к:
(/?э)к--?Гк-~у - (8-20)
Если для соответствующего подавления среднего сиг-
нала необходима высокая величина сопротивления R ',
то могут потребоваться чрезмерно большие номиналы
напряжения питания. В этом случае целесообразно вме-
сто резистора R3 включать источник постоянного тока
на транзисторе (рис. 8-15,в), который позволяет полу-
чить высокое дифференциальное сопротивление R'3. Пу-
тем выбора соответствующих соотношений сопротивле-
ний в цепях базы и эмиттера данного источника можно
получить критическое значение дифференциального со-
противления, равное (Яэ)к.
153
В-5. РАСЧЕТ ВХОДНОГО КАСКАДА
При расчете входных каскадов с малым дрейфом
Для усилителей с непосредственной связью необходимо
рассматривать такие параметры, как сопротивление
источника сигнала, максимальная рабочая температура,
пределы изменения температуры и требуемая величина
дрейфа.
Выбор транзистора. Знание максимальной рабочей
температуры позволяет сделать выбор между германие-
выми и кремниевыми транзисторами. При температурах
ниже соответствующих значений критической температу-
ры 7"Кбо величины дрейфов для германиевых и кремние-
вых транзисторов сравнимы. Как видно из рис. 8-12,
у кремниевых транзисторов наблюдается тенденция
в сторону меньшего приведенного входного дрейфа тока
по сравнению с германиевыми транзисторами. График
на рис. 8-11 показывает, что величина приведенного вход-
ного дрейфа напряжения по существу одинакова для
обоих типов транзисторов. Типичные значения темпера-
туры Ткб0 для германиевых сплавных транзисторов при-
ведены на рис. 8-13; величины Гкб0 для кремниевых тран-
зисторов, рассматриваемых в этой главе, превышают
100° С.
Па выбор типа транзистора могут также влиять ве-
личина сопротивления источника сигнала, рабочий диа-
пазон температур и требуемые показатели дрейфа. В слу-
чае работы усилителя от источника сигнала с низким
внутренним сопротивлением могут быть получены малые
значения входного дрейфа напряжения при температурах
выше ГКбо. Если используется источник с высоким внут-
ренним сопротивлением, то наилучшие показатели дрей-
фа получаются при температурах, для которых величи-
ной /кбо можно пренебречь. Величину дрейфа любой схе-
мы усилителя можно существенно снизить, если
поместить усилитель в термостат.
Выбор схемы усилителя. Во всех случаях величина
приведенного входного дрейфа дифференциального кас-
када на типовых транзисторах по крайней мере не боль-
ше, чем для эквивалентного однотактного каскада. При
работе от источника сигнала с малым внутренним сопро-
тивлением дифференциальный каскад дает уменьшение
дрейфа в 10 раз и более благодаря стабильности вели-
чины и6э. Это объясняется присущим транзисторам по-
154
стоянством коэффициента который даже при
отсутствии подбора отличается для транзисторов одного
типа менее чем на 10%. В случае работы от источника
с высоким внутренним сопротивлением дрейф напряже-
ния больше зависит от величины Мв/АТ, чем АСбэ/АГ,
так что однотактный и дифференциальный каскады име-
ют сравнимые показатели дрейфа, если только в диффе-
ренциальном варианте не используются транзисторы, по-
добранные по коэффициентам Ыв/кТ. При отсутствии
подбора транзисторов одного типа коэффициенты
Аа/э/АГ могут отличаться вдвое. Коэффициенты
Д/кбо/АТ" для германиевых транзисторов обычно отлича-
ются в 3 раза и меньше; для транзисторов, подобранных
по А/Кбо> при рабочей температуре коэффициенты
А/кбо/АУ отличаются меньше чем на 20%.
Выборы рабочей точки. График на рис. 8-12 показы-
вает, что малые величины приведенного входного дрей-
фа тока можно получить, если транзисторы во входном
каскаде работают при малых значениях тока коллектора.
Приведенный входной дрейф напряжения слабо зависит
от тока коллектора; увеличением АС/бэ/АГ при уменьше-
нии тока коллектора обычно можно пренебречь. Для то-
го чтобы уменьшить ток утечки (компонент тока /Кбо),
величина напряжения Г7Кб должна быть как можно
меньшей.
Получение наилучших показателей низкочастотного
шума также требует малых значений тока коллектора
и напряжения коллектор — база. Оптимальное значение
коэффициента шума имеет место при сопротивлениях ис-
точника сигнала порядка нескольких килоом. Часто ме-
ры, предпринимаемые для уменьшения дрейфа, снижают
также и шум.
При уменьшении тока коллектора для снижения при-
веденного входного дрейфа тока падает коэффициент
передачи тока а и возрастает дифференциальное сопро-
тивление эмиттерного перехода гд. Снижение коэффици-
ента усиления каскада в результате влияния этих эф-
фектов определяет нижний предел тока коллектора пер-
вого каскада. В результате можно сказать, что типичным
входным каскадом с малым дрейфом является диффе-
ренциальный усилитель с величиной тока коллектора от
10 до 200 мка. Напряжение на коллекторе должно быть
6 в или меньше, чтобы снизить ток утечки. При темпера-
турах ниже 7^60 приведенный входной дрейф напряже-
155
ния равен 400 мкв на 1°С для неподобранных транзисто-
ров типа 2N336 или 2N338, у которых сумма сопротивле-
ний базы и эмиттера меньше 8 ком. Дальнейшее умень-
шение дрейфа достигается подбором идентичных транзи-
сторов и помещением усилителя в термостат.
Для компенсации дрейфа в дифференциальном уси-
лителе необходимо, чтобы транзисторы усилителя имели
одну и ту же температуру. Разница в температурах тран-
зисторов как в переходном, так и в установившемся ре-
жимах может быть сведена к минимуму, если оба тран-
зистора установить на одном общем теплоотводе с боль-
шой теплоемкостью.
8-6. ДРЕЙФ ВТОРОГО КАСКАДА
На рис. 8-16 схематически показано действие приве-
денного ко входу дрейфа второго каскада. В случае од-
нотактных каскадов дрейф тока и дрейф напряжения
второго каскада стремятся уравновесить приведенный
Рис. 8-16. Схема двухкаскадного однотактного усилителя
с непосредственной связью.
входной дрейф, обусловленный первым каскадом; в диф-
ференциальном усилителе дрейф второго каскада может
как способствовать, так и препятствовать дрейфу усили-
теля, вызванному первым каскадом.
156
8-7. ДВА ПРИМЕРА РАСЧЕТА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНОГО
УСИЛИТЕЛЯ
На рис. 8-17 дана схема дифференциального усилителя постоян-
ного тока, к которой применимы некоторые методы расчета, описан-
ные в этой главе Эта схема усилителя особенно хорошо работает от
источников сигнала с малым внутренним сопротивлением, таких,
как опорные диоды, термопары, тензодатчики, измерители ускоре-
ния и т. д.
Рабочий режим транзисторов 1\ и Г2: С7КЭ=6 е; /к=80 мка. То-
ки коллекторов транзисторов 7з и в рабочей точке равны 200 мка
каждый. Транзисторы входного каскада имеют температурные коэф-
фициенты hUcs/hT, согласованные в пределах 60 лкв/°С. Поскольку
температурные коэффициенты Да70/Д7 и Д1/бэ/ДТ — постоянные ве-
личины, остаточный входной дрейф напряжения является линейной
функцией температуры и может быть скомпенсирован сенсисто-
р о м 1 С и связанным с ним транзистором Т$. Сопротивление сенси-
1 Специальный кремниевый резистор с положительным темпе-
ратурным коэффициентом сопротивления, предназначенный для
температурной компенсации дрейфа.
157
стора имеет положительный температурный коэффициент, равный
0 7%/°С Потенциометр Ri можно отрегулировать так, что сенсистор
будет осуществлять коррекцию путем увеличения сигнала на выходе
Ts при возрастании температуры. В среднем положении движка по-
тенциометра коррекция не осуществляется.
Транзистор Те в цепи обратной связи для среднего (общего)
сигнала стабилизирует сумму токов коллекторов первого каскада
усилителя и, таким образом, обеспечивает почти полное подавление
среднего сигнала.
В случае применения в данной схеме транзисторов типа 2N336
или 2N338 прн температурах ниже ТКбо, при соответствующей ре-
гулировке потенциометра Ri, обеспечивающей минимальный дрейф
при периодическом изменении температуры в заданном диапазоне,
можно получить дрейф в 6 мкв или меньше на 1° С при диапазоне
изменения температуры, равном 15° С.
Четырехкаскадный дифференциальный усилитель. Схема четы-
рехкаскадного усилителя, приведенная на рис. 8-18, рассчитана на
максимальное усиление дифференциального (разностного) сигнала
при холостом ходе на выходе. Последовательно-параллельная отри-
цательная обратная связь обеспечивает высокое входное и низкое
выходное сопротивления. Коэффициент усиления по току прн ко-
ротком замыкании на выходе определяется цепью обратной связи
для разностного сигнала и может регулироваться с помощью рези-
стора Ri. Местная параллельная обратная связь в третьем каскаде
усилителя определяет форму частотной характеристики и предот
вращает генерацию в режиме короткого замыкания.
Поскольку в данной схеме все транзисторы п-р-п типа, уровень
напряжения на коллекторах повышается от каскада к каскаду. Де-
лители напряжения в коллекторных цепях второго и третьего кас-
кадов снижают выходное напряжение общего сигнала до требуе-
мого уровня. Резистор R2 позволяет устанавливать нуль при диф-
ференциальном выходе илн регулировать уровень напряжения для
каждого из однотактных выходов Регулирование среднего вы-
ходного напряжения не предусмотрено.
Усилитель, схема которого приведена на рис. 8-18, чувствителен
к разности сигналов в 28 мкв, наложенной на общий сигнал, уро-
вень которого меняется от нуля до 5 в. Схема входного каскада,
аналогичная изображенной на рис. 8-19, имеет большую величину
сопротивления /?эи обеспечивает значительное подавление средне-
го сигнала при данных условиях Однако, когда действует последо-
вательная обратная связь, присоединенная ко входу, сопротивления
резисторов этой цепи шунтируют сопротивление R'3, снижая тем са-
мым коэффициент подавления среднего (общего) сигнала. Величи-
ны сопротивлений резисторов в цепи обратной связи определяют
пределы изменения тока коллектора, вызываемого определенными ко-
лебаниями уровня общего сигнала, а следовательно, и минимальный
рабочий ток, при котором каскад может действовать.
Транзистор Т$ стабилизирует рабочий ток транзисторов вход-
ного каскада на уровне 50 мка при изменении уровня входного
сигнала в пределах до 5 в. Данная часть схемы работает как уси-
литель с отрицательной обратной связью, в котором входным си-
гналом является уровень от источника на транзисторе Т9, а выход-
ной сигнал снимается с эмиттеров транзисторов Тз и Tf. Выходной
сигнал с помощью цепи обратной связи на транзисторе Т6 подает-
ся в эмиттеры транзисторов Т\ и Т2 в такой фазе, чтобы противо-
158
Рис. 8-18. Схема четырехкаскадиого дифференциального усилителя.
159
стоять изменениям входного тока. Усиление в цепи обратной связи
обеспечивает достаточное подавление среднего сигнала, так как
поддерживает коэффициент усиления среднего сигнала при корот-
ком аамыкании на выходе значительно меньше единицы. Небольшие
изменения уровня общего сигнала, которые имеют место на коллек-
торах транзисторов 7] н Т2, в дальнейшем снижаются с помощью
цепей подавления среднего сигнала во 2, 3, 4-м каскадах.
Входной каскад. Стабильность усилителя по постоянному то-
ку определяется главным образом входным каскадом, так как при-
веденный входной дрейф, обусловленный любым последующим кас-
кадом, снижается благодаря усилению предыдущих каскадов. Вход-
ной каскад, следовательно, работает при смещении, которое обес-
Рис. 8-19. Схема дифференциального каскада с общим эмиттером.
печивает минимальный дрейф. Для входного каскада следует ис-
пользовать транзисторы с возможно лучшими статическими харак-
теристиками. В схеме на рис. 8-18 оптимальная величина тока кол-
лектора первого каскада выбрана равной 50 мка. При работе на
более низких уровнях тока снижается коэффициент усиления, по-
скольку падает величина коэффициента передачи тока а и растет диф-
ференциальное сопротивление эмиттерного перехода гэ, что увели-
чивает дрейф второго каскада.
Благодаря линейной зависимости UB3 от температуры можно с
помощью измерения величины (7бэ при двух различных значениях
температуры подобрать для входного каскада пару транзисторов
с одинаковыми температурными коэффициентами напряжения (7бэ
(в пределах 60 мквГС) Значения напряжений (7СЭ также подбира-
ют одинаковыми, чтобы сузить пределы балансировки.
Принимая во внимание недостаточное постоянство значений
температурных коэффициентов тока /Кбо и величины а, нельзя га-
рантировать подбор транзисторов, идентичных по этим параметрам;
обычно влияние температурного изменения [ксо снижают выбором
образцов с малым значением /кбо при рабочей температуре.
Выходной каскад. Выходное сопротивление усилителя для од-
нотактного выхода определяется коллекторной цепью конечного кас-
када. Поскольку коллекторы транзисторов Т6 и Т7 связаны низким
160
дифференциальным выходным сопротивлением, полное сопротивле-
ние между любой выходной клеммой и землей приближенно равно
сопротивлению параллельного соединения резисторов 7?3, Л3, Re-
В случае, когда используется однотактный выход, дрейф сред-
него уровня выходного сигнала должен так же ограничиваться, как
и дрейф разностного сигнала. Средний уровень выходного сигнала
не зависит от потенциалов эмиттеров транзисторов Т6 и Ту благо-
даря наличию генератора постоянного тока на транзисторе Те.
Изменения напряжения источника питания являются еще одним
источником дрейфа при однотактном выходе. Увеличение положи-
тельного напряжения источника питания на &ЕК вызывает рост
выходного уровня общего сигнала на величину Д<7Вых=ЛЕк/
[RsARs+Rs)]- Этот дрейф ча-
стично компенсируется источни-
ком постоянного тока, посколь-
ку увеличение положительного
напряжения питания вызывает
рост тока коллектора транзи-
стора Т8.
Резистор Ry исключает
связь изменений среднего вход-
ного сигнала с выходным че-
рез цепь обратной связи для
разностного сигнала. Увели-
чение уровня входного сигнала
вызывает рост потенциала
эмиттеров транзисторов вход-
ной цепи, повышая тем самым
величину тока, протекающего
через резисторы R&, Ra, Rio 11
Rii
ходных транзисторов. Средний
Рис. 8-20. Температурная зависи-
мость сопротивления сенснстора.
от эмиттеров транзисторов входного каскада к коллекторам вы-
потенциал иа выходных зажимах
может сохраняться постоянным только в случае, если токи коллек-
торов Т6 и Ту увеличиваются таким образом, что токи коллекторной
цепи выходного каскада не изменяются.
Увеличение потенциала эмиттеров в первом каскаде вызывает
рост потенциала базы транзистора Тв благодаря связи через рези-
стор Ry. Поскольку Те определяет среднеее значение тока коллектора
выходного каскада, токи коллекторов Те и Ту также возрастают.
Резистор Ry может быть отрегулирован таким образом, что сред-
ний выходной уровень не будет зависеть от изменения входного
сигнала.
Температурная компенсация. Результирующий полный дрейф
данного усилителя компенсируется специальным кремниевым сен-
систором Rl2, который имеет положительный температурный коэф-
фициент и компенсирует температурные отклонения выходного си-
гнала, являющиеся результатом изменения напряжения Uca—ос-
новной причины дрейфа усилителя. Температурные характеристики
этого элемента показаны на рис. 8-20.
Изменение величины сопротивления сенснстора Ru с температу-
рой изменяет ток коллектора транзистора Те и ток через потенцио-
метр Ri3. Величина изменения тока определяется значением тока
смещения, который подается в сенсистор через резистор Ru. При
отклонении движка потенциометра Rn от среднего положения меж-
ду эмиттерами транзисторов Т\ и Т2 возникает температурио-зависи-
11—878
.181
мая разность потенциалов; эту разность потенциалов можно регу-
лировать до получения требуемой компенсации дрейфа.
Температурные изменения тока коллектора транзистора То не
влияют на положение рабочих точек транзисторов 1\ и Т2 благода-
ря стабилизации с помощью транзистора Тв. Изменение уровня
входного сигнала не оказывает влияния па регулировку компенса-
ции, поскольку каскад на транзисторе Т<> при фиксированной тем-
пературе является источником тока.
Экспериментальные данные. Данный усилитель имеет коэффи-
циент усиления по напряжению для однотактного выхода, непре-
рывно регулируемый в пределах от 100 до 500, и постоянный (в пре-
Рис. 8-21. Схема двухкаскадного дифференциального усилителя.
делах 1%) вплоть до 1 000 гц. При работе от источников с малым
внутренним сопротивлением, таких, как тензодатчик или термопара,
этот усилитель обладает показателями дрейфа, превосходящими
аналогичную схему на электронных лампах.
Величина дифференциального входного сопротивления превы-
шает 140 кож; величина выходного сопротивления меньше 1 ком для
однотактного выхода и меньше 50 ом для дифференциального вы-
хода. Коэффициент подавления сигнала свыше 50 000.
Величина дрейфа оценивалась за 12-часовой период после на-
чального прогрева схемы в течение 45 мин. Приведенный ко входу
дрейф составил меньше 60 мкв при температуре от 70 до 80° С. При
измерении сигналов, сравнимых с дрейфом, усилитель должен ра-
ботать в условиях тщательного контроля температуры окружающей
среды.
Транзисторы входного каскада и сенсистор следует монтиро-
вать на общем теплоотводе с высокой теплоемкостью. Это снижает
дрейф в неустановившемся режиме, обусловленный различными
тепловыми постоянными. Малая величина дрейфа зависит от ста-
бильности параметров транзисторов во времени, точности настройки
162
цепи, компенсирующей влияние температуры, и степени воздействия
температурной характеристики компенсирующей цепи на показате-
ли дрейфа усилителя.
Небольшие габариты, малая потребляемая мощность и малый
дрейф данного усилителя позволяют применять его для телеметри-
ческих систем. Благодаря многосторонности данной схемы усили-
теля возможны самые различные области его применения в про-
мышленной и лабораторной технике.
В следующих разделах рассмотрены способы смещения рабо-
чей точки и методы вычисления коэффициента усиления напряжения
и входного сопротивления дифференциальных усилителей.
Рис. 8-22. Эквивалентная схема дифференциального кас-
када для расчета коэффициента усиления напряжения.
Двухкаскадный дифференциальный усилитель. На рис. 8-21
приведена типичная схема двухкаскадного усилителя. Транзисторы
Т\, Т2, Т3 и Tt входят в схему дифференциального усилителя, а Т5
используется в качестве источника постоянного тока транзисторов
Т2 и 7"з. Транзистор Т$ обладает высоким сопротивлением по пере-
менному току и в то же время работает при очень малом падении
постоянного напряжения. Для данной схемы усилителя требуется
два источника питания, так что входной сигнал можно подавать от-
носительно нулевого уровня.
Генератор постоянного тока. Резисторы Pi и Р2 образуют де-
литель, который определяет напряжение 0а3 в цепи эмиттера тран-
зистора Т5. Напряжение Uss и резистор Р3 в свою очередь опреде-
ляют ток /Э5. Значения токов /э2 и /э3 выбраны по 2 ма, так что
/э6=4 ма. Для вычисления величины сопротивлений Рь R2, Р3 можно
использовать следующие равенства:
,, (£k4~E3)R2
Ua~ R. + R. '
(8-21)
U(<S~Uas',
35 Рз
(8-22)
(8-23)
Коэффициент усиления напряжения. На рис. 8-22 приведена эк-
вивалентная схема дифференциального усилителя (рис. 8-21) для
вычисления коэффициента усиления напряжения.
11
163
Вначале вычисляют коэффициент усиления тока, а затем опре-
деляют коэффициенты усиления напряжения из соотношения
ОВХ
При вычислении предполагается, что коэффициенты усиления
по напряжению эмиттерных повторителей на транзисторах Т) и П
равны единице. В этом случае
__^вых Rh ~
Пвх [(^21Э +1) ^21э] (^116 4“ R») 4“ Rr^213
«----—-----, (8-24)
Яиб 4~ R?
где Rr — сопротивление источника сигнала для дифференциального
каскада (Т2, Г3).
Данное выражение было получено при следующих допущениях:
1. Все транзисторы имеют одинаковые параметры.
2. Выходные сопротивления всех транзисторов во много раз
больше соответствующих сопротивлений нагрузки.
Прн подстановке значений параметров схемы в уравнение (8-24)
расчетная величина коэффициента усиления получается:
2,7 ком
20 ом + 25 ом
Полученный результат хорошо согласуется с данными эксперимен-
тальных измерений, приведенными в табл. 8-1.
Полное входное сопротивление. Чтобы определить полное вход-
ное сопротивление усилителя ZBX, надо вначале найти Z4, затем
Z3 и так далее, постепенно подходя к нахождению ZBx (обозна-
чения параметров схемы указаны на рис. 8-21):
Zbx — Я11Э1 4- (Л21э1 -|- 1) X
Ri [я11э24-2/?э (Лг1э24-1)4-Яцбз (Яг1эз4-1) 4-f, , , Z±
l \"21ЭЗ 4~ /
Д4+Я11Э24-27?э (Я21эз4“1)4-Яцбз (Я21эз4-1)4-( , .
\ «2133 + * /
(8-25)
где
Z Rs Яцб4 4~ Rb Дг/(Я21Э4 4~ ()
R» 4~ Я1164 4- ^г/(Я21э4 4-1)
Полагая, что h2ia 1, а все соответственные параметры равны меж-
ду собой, получаем:
_ , ^213 Ri (2Лцэ -)- 2/?э й21э 4~ Zt)
Zbx = "Пэ + I ог> I 17 (8-20)
Ri 4~ 2й11э + 2R3 Л21э 4~ Zt
Приближенное выражение для ZBI имеет вид:
~ Ri 2Яцэ 4~ 2R3 Л21э 4~ Яцб 4~ Rr/^tis g 27)
Ri 4- 2Яц8 + 2R9 й21э 4~ Яцб 4- Rr
164
Подставляя величины параметров схемы в равенство (8-27), полу-
чаем ZBX = 270 ком, что вполне согласуется с данными табл. 8-1.
Таблица 8-1
Типичные параметры схемы, измеренные при 25° С
Пара транзи- сторов Полное входное сопротивление иа частоте 1 кгц, ком Коэффициент усиления по напряжению ^вых^вх^ на частоте I кгц Приведенный дрейф при 25—60° G, мкв/°С Полисе выходное сопротивление между коллекто- рами иа частоте 1 кгц, ком
1 200 67 38 5,4
2 250 67 29,8 5,4
3 180 66 43,3 5,4
4 200 66 20,4 5,4
5 148 65 10,8 5,4
Показатели работы дифференциального усилителя. В приве-
денной выше таблице показаны результаты экспериментального ис-
следования работы дифференциального усилителя, сконструирован-
ного на транзисторах типа 2N2188. В усилителе были испытаны пять
пар однотипных транзисторов, н в таблице приведены данные для
каждой пары. Размах выходного напряжения при отсутствии ампли-
тудного ограничения: 16 в при 25° С.
ГЛАВА ДЕВЯТАЯ
СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Стабилизатор напряжения предназначен для получе-
ния напряжения постоянной величины на заданной на-
грузке при изменении входного напряжения в некото-
рых определенных пределах. Поскольку для питания
большинства схем требуются стабилизаторы последова-
тельного типа, здесь будет рассмотрен только этот тип
стабилизаторов, хотя при относительно постоянной на-
грузке можно использовать стабилизаторы параллель-
ного типа.
Основную схему стабилизатора можно разделить на
пять элементов, как это показано на блок-схеме рис. 9-1.
Следует отметить, что стабилизация осуществляется пу-
тем сравнения части выходного напряжения с падением
напряжения на опорном элементе; любая разность меж-
ду этими напряжениями усиливается и используется для
управления последовательного регулирующего элемента.
165
Часть выходного напряжения обычно снимается с про
стого делителя напряжения на выходе стабилизатора,
который показан вместе с эквивалентным ему генерато-
ром на рис. 9-2. При таком делителе напряжение, посту-
последопательного типа.
Рис. 9-3. Зависимость темпера
Рис. 9-2. Выходной делитель и его
эквивалентная схема.
турного коэффициента напря-
жения от напряжения стабили-
зации для опорных диодов ти-
па 1N746.
пающее на сравнивающий
элемент, будет равно:
Рис. 9-4. Зависимость сопротив-
ления по постоянному току
опорного диода от напряжения
стабилизации для диодов типа
1N746.
С/вых К = (fe.+ froj). (gn
/Ч + Яг + Яп
где
К — + ^п2_ С9-9\
д Я1+Я2+Яп
—коэффициент деления напряжения;
[/БЬ1Ч—стабилизированное выходное напряжение.
166
Равенство (9-1) справедливо, если резисторы 7?(, /?2
и Rn находятся при одной и той же температуре и имеют
одинаковые температурные коэффициенты, т. е. изготов-
лены из материала одного типа.
В транзисторных стабилизаторах в качестве опорного
элемента в основном применяются кремниевые опорные
диоды (стабилитроны). Их пробивное напряжение (на-
пряжение стабилизации) относительно постоянно в ши-
роком диапазоне изменения обратных токов. При выбо-
ре опорного диода следует учитывать такие его характе-
ристики, как температурные зависимости параметров,
обратный ток и сопротивление диода в области пробоя.
Кремниевые диоды с низкими пробивными напряже-
ниями (порядка 5 в или ниже) обычно имеют отрица-
тельный температурный коэффициент напряжения ста-
билизации— ТКН. С ростом пробивного напряжения
ТКН становится положительным и увеличивается. На
рис. 9-3 показана зависимость ТКН от номинального на-
пряжения стабилизации и обратного тока для типичных
полупроводниковых стабилитронов.
Сопротивление опорного диода по постоянному току
7?д также является функцией обратного тока и пробив-
ного напряжения; эта зависимость приведена на рис. 9-4.
Величину /?д можно вычислить по формуле
Яд- Яд+^{/иЯт, (9-3)
где RA—дифференциальное сопротивление ди-
ода;
RT — тепловое сопротивление диода;
(7СТ, Л{7Ст'ДТ — напряжение стабилизации и его ТКН,
типичные величины которых приводят-
ся на рис. 9-3.
Исходя из зависимостей, приведенных па рис. 9-3 и
9-4, можно сделать вывод, что для получения высокого
опорного напряжения целесообразно использовать после-
довательное соединение нескольких стабилитронов с низ-
кими напряжениями стабилизации, которое будет иметь
более низкий результирующий ТКН и меньшее общее со-
противление, чем один диод, имеющий требуемое высокое
значение (7СТ. Кроме того, температурный коэффициент
напряжения такого соединения можно изменять при
очень малом изменении пробивного напряжения путем
167
подсоединения последовательно со стабилитронами дио-
дов, как обычных, так и опорных, в прямом включении.
Для набора последовательно соединенных диодов
температурный коэффициент может быть определен из
следующего уравнения:
. AUCTa АДд . Аб7д „ (9-4)
АТ ~ АТ ' АТ ЛТ Т ЛТ '
где Д(/д/ДТ—температурный коэффициент напряжения
диодов, смещенных в прямом направлении.
Рис. 9-5. Опорный элемент и его эквива-
лентная схема.
ТКН каждого диода в уравнении (9-4) имеет свой
соответствующий знак. Значение общего ТКН, вычислен-
ного из уравнения (9-5), справедливо только при одной
величине тока; поэтому для получения стабильного опор-
ного элемента необходимо поддерживать постоянную ве-
личину тока диода. Постоянное значение тока диода тре-
буется также и для сохранения постоянных значений
пробивного напряжения и сопротивления диода.
Необходимость сохранения постоянства величины
ТКН очевидна.
На рис. 9-5 показаны опорный элемент и его эквива-
лентная схема, которые поясняют необходимость под-
держания как можно более низкой величины сопротив-
ления опорного диода. При этом использована следую-
щая аппроксимация вольт-амперных характеристик
опорного диода: (7Ст = UCTo+laRa. Полагаем, что величи-
на ДЛ так мала, что Д/?д = 0, а также что Л ^>Л>- Тогда
(/ст = (/вых; (9'5)
ДД/?3 -ф Д(/ст = Д(/вых> (9-6)
168
A ^CT '
& ^CT fa
At/CT Ra
А ^вых R3 4“ Кд
(9-7)
(9-8)
(9-9)
» АЛ/?Д;
+ A ^CT ~ A UВЫХ»
Из уравнения (9-9) видно, что изменение опорного на-
пряжения можно сделать очень малым, если выбрать
стабилитрон с низким сопротивлением и зафиксировать
обратный ток на постоянном уровне. В идеальном случае
опорное напряжение в стабилизаторе не должно изме-
няться при любом нормальном изменении выходного на-
пряжения.
Температурные характеристики опорного и сравнива-
ющего элементов обычно определяются одновременно,
поскольку каждый из элементов влияет на другой.
9-1. СРАВНИВАЮЩИЙ ЭЛЕМЕНТ
На сравнивающий элемент подается часть выходного
напряжения стабилизатора, которая сравнивается
с опорным напряжением, в результате чего создается
Рис. 9-6. Схема сравнивающего элемента на каскаде ОЭ с делителем
н опорным элементом.
а — для низкого выходного напряжения; б — для высокого выходного напря-
жения.
сигнал, пропорциональный разности этих напряжений.
В качестве сравнивающего элемента используют одно-
тактный усилительный каскад с ОЭ или дифференциаль-
ный усилитель с эмиттерной связью. Выбор той или иной
схемы зависит от требований к степени стабилизации вы-
169
ходного напряжения и температурной стабильности.
Вначале будет рассмотрен однотактный каскад ОЭ
(рис. 9-6).
Потенциометры R,, на схемах рис. 9-6 служат для
установления такой величины напряжения, подаваемого
с делителя на сравнивающий элемент, чтобы согласовать
напряжение на опорном диоде с заданным значением
выходного напряжения. Ток, протекающий от движка
потенциометра в сравнивающий элемент, должен быть
всегда во много раз меньше тока делителя, чтобы напря-
жение, снимаемое с делителя, при любом режиме состав-
ляло одну и ту же часть от выходного напряжения. Ток
/з на рис. 9-6, а или ток /4 на рис. 9-6,6 должен быть
значительно больше тока эмиттера транзистора 7\ или
Т2 с тем, чтобы обратный ток опорного диода сохранялся
почти на постоянном уровне.
В схеме на рис. 9-6, а напряжение с делителя подает-
ся на базу транзистора Л, а опорное напряжение на его
эмиттер. Если выходное напряжение возрастает, то на-
пряжение база — эмиттер транзистора 7\ увеличивается
и вызывает рост тока коллектора. Уменьшение выходно-
го напряжения вызывает снижение тока коллектора
транзистора 7\. Изменения тока коллектора транзистора
Т[ и входного тока регулирующего элемента сдвинуты
по фазе. Это означает, что при возрастании напряжения
на выходе стабилизатора усиленная разность напряже-
ний будет уменьшать входной ток регулирующего эле-
мента, и выходное напряжение скорректируется.
В случае высоких выходных напряжений опорный
элемент можно включать в схему, как показано на
рис. 9-6,6. Такое включение опорного элемента дает воз-
можность транзисторам сравнивающего элемента рабо-
тать прн малых уровнях напряжений независимо от ве-
личины выходного стабилизированного напряжения.
Из-за разницы в местоположении опорного элемента
в схемах на рис. 9-6,а и б токи коллекторов транзисто-
ров 7\ и Т2 противоположны по фазе. Если применяется
схема, приведенная на рис. 9-6,6, то для получения пра-
вильного фазового соотношения между сравнивающим
элементом и последовательным регулирующим элемен-
том следует включать усилитель постоянного тока.
Рассмотрим вопрос о температурной компенсации
в каскаде ОЭ сравнивающего элемента. Поскольку опор-
ное напряжение и напряжение база — эмптгер транзп-
170
стора сравнивающего элемента в сумме равны части вы-
ходного напряжения, снимаемой с делителя, то для схе-
мы рис. 9-6, а можно написать следующее уравнение:
Д2 + Ап2
где t7BbIX—стабилизированное выходное напряжение;
Йст— напряжение на опорном элементе;
[/бэ—напряжение база — эмиттер транзистора
сравнивающего элемента.
Если резисторы 7?(, /?2 и /?п сделаны из одного и того
же материала, то
А^Бих= (A+ А ибэ), (9-11)
Л2 “Г '<112
и любое изменение выходного напряжения является
следствием появления АДСТ и АПбэ. Поскольку темпера-
турный коэффициент At/бэ/АТ обычно отрицателен, то
проблему температурной компенсации можно решить
благодаря применению стабилитрона с положительным
температурным коэффициентом напряжения, который
компенсирует коэффициент АПбэ/АГ транзистора Л в схе-
ме на рис. 9-6, а.
Для схемы, приведенной на рис. 9-6, б, можно запи-
сать уравнение
A UEb,x = (А Пст - А ибэ). (9-12)
Ri “г *\ni
Если резисторы делителя изготовлены из одинакового
материала, то стабилитрон надо выбирать с отрицатель-
ным температурным коэффициентом, равным коэффици-
енту &U(b/&T транзистора Т2 в схеме на рис. 9-6,6. При
использовании в качестве сравнивающего элемента одно-
тактного каскада ОЭ на кремниевом транзисторе можно
легко осуществить температурную компенсацию при тем-
пературах несколько ниже 100° С. Для кремниевых тран-
зисторов влияние температурных изменений величины
/Кбо на температурную стабильность схемы при указан-
ных температурах несущественно, поэтому проблема
компенсации возникает, в первую очередь, из-за темпе-
ратурных изменений напряжения
Если стабилизатор напряжения должен работать
в широком диапазоне изменения температур или при
очень высоких темпратурах, то в этом случае идеальным
171
сравнивающим элементом является дифференциальный
усилитель с эмиттерной связью (рис. 9-7).
Симметричность схемы дифференциального усилите-
ля делает возможной самокомпенсацию температурных
изменений. Самокомпенсацию можно улучшить путем
тщательного подбора транзисторов с одинаковым изме-
нением параметров от температуры и установкой тран-
зисторов на общем теплоотводе. Тщательность отбора
Рис. 9-7. Сравнивающий элемент на дифференциальном каскаде с де-
лителем и опорным элементом.
а — для низкого выходного напряжения: б — для высокого выходного напря-
жения.
транзисторов определяется требованием к температур-
ной компенсации. Дифференциальные каскады сравнива-
ющего элемента для низких (рис. 9-7, а) и высоких
(рис. 9-7,6) выходных напряжений отличаются друг от
друга только расположением опорного диода и соответ-
ствующим сдвигом фаз, а также в незначительной степе-
ни коэффициентом усиления. Если не применяется мно-
гокаскадный усилитель, то выходное напряжение диффе-
ренциального усилителя обычно снимается с коллектора
только одного транзистора. Выбор плеча, с которого сни-
мается выходное напряжение дифференциального усили-
теля, определяется величиной фазового сдвига между
выходным током сравнивающего элемента и входным то-
ком регулирующего элемента.
Токи, текущие через опорный элемент и через дели-
тель напряжения, должны быть во много раз больше ба-
зовых токов транзисторов дифференциального усили-
теля.
172
Если в дифференциальном усилителе имеется полная
температурная компенсация, то можно написать следу-
ющие уравнения для схемы на рис. 9-7, а:
Д[7вых= + + (9.13)
“Г *\П2
и для схемы на рис. 9-7,6:
А у Ri + Rz + Rn д у (9-14)
Rt + Rm
Уравнения (9-13) и (9-14) показывают, что температур-
ные изменения выходного напряжения стабилизатора
обусловлены изменением напряжения на опорном эле-
менте, если резисторы делителя сделаны из материала
одного типа. Для обеих схем следует выбирать опорный
диод с ТКН, близким к нулю. Уравнения (9-13) и (9-14)
получены при предположении, что напряжения база —
эмиттер транзисторов 7\ и Т2 равны, а также равны тем-
пературные их изменения.
Следует отметить, что поведение стабилизатора на-
пряжения при изменении температуры в основном опре-
деляется проектированием делителя, опорного и сравни-
вающего элементов. Работа других элементов не кри-
тична к изменению температуры.
9-2. УСИЛИТЕЛЬНЫЙ ЭЛЕМЕНТ
Усилитель постоянного тока должен увеличивать
разностный сигнал от сравнивающего элемента до уров-
ня, достаточного для управления регулирующим элемен-
том. Поскольку усилитель стоит в цепи сильной обрат-
ной связи, строгий его расчет обычно не является
необходимым. Единственное требование при расчете уси-
лительного элемента в большинстве случаев заключает-
ся в том, чтобы коэффициент усиления был достаточно
высоким для обеспечения необходимого тока на входе
регулирующего элемента и достаточно низким для со-
хранения стабильности всей схемы.
Во многих случаях один транзистор или один каскад
выполняют функции как сравнивающего элемента, так
и усилителя постоянного тока. Дополнительные каскады
усиления могут потребоваться для повышения коэффи-
циента усиления цепи обратной связи, что способствует
улучшению стабилизации выходного напряжения и
173
уменьшает выходное сопротивление стабилизатора.
Обычный усилитель постоянного тока подобен каскаду
ОЭ сравнивающего элемента, схема которого приведена
на рис. 9-6. Стабилитрон в цепи эмиттера служит для
стабилизации коэффициента усиления по напряжению.
В этой части стабилизатора температурная, компенсация
не так важна, однако следует выбирать стабилитрон с та-
ким температурным коэффициентом напряжения, кото-
рый компенсировал бы температурный коэффициент
AUfa/AT транзистора усилителя.
9-3. РЕГУЛИРУЮЩИЙ ЭЛЕМЕНТ
Сигнал усилителя постоянного тока поступает на ре-
гулирующий элемент, который осуществляет коррекцию
выходного напряжения стабилизатора. Основные схемы
Рис. 9-8. Схема регулирующих элементов стабилизатора.
а, б — для стабилизатора последовательного типа; в — для стабилизатора
параллельного типа
регулирующих элементов, применяемые в двух типах
стабилизаторов, показаны на рис. 9-8.
Регулирующие элементы в схеме стабилизатора по-
следовательного типа на рис. 9-8, а и 9-8, б в основном
одинаковы, за тем исключением, что управляющий ток
в базу регулирующего транзистора в схеме рис. 9-8, а по-
дается от усилителя постоянного тока, а в схеме
рис. 9-8,6 — от опорного элемента. Последовательный
регулирующий элемент должен обеспечивать полный ток
нагрузки стабилизатора, причем напряжение коллек-
тор— эмиттер в течение нормального режима работы мо-
жет быть во много раз меньше выходного напряжения.
174
Регулирующий элемент параллельного стабилизатора
должен выдерживать полное выходное напряжение, од-
нако он не должен проводить весь ток нагрузки, если
только не требуется стабилизация в диапазоне нагрузок
от холостого хода до короткого замыкания. Поскольку
включенный в схему параллельного стабилизатора по-
следовательный гасящий резистор рассеивает большую
мощность, коэффициент полезного действия такого ста-
билизатора мал.
Стабилизатор последовательного типа лучше исполь-
зовать для высоких значений напряжения и средних
значений выходного тока при меняющейся нагрузке. Ста-
билизатор параллельного типа можно использовать для
получения средних и низких напряжений и высоких зна-
чений выходного тока при относительно постоянной на-
грузке. Схема рис. 9-8,6 плохо подавляет пульсации и
обладает плохой стабилизацией входного напряжения
по сравнению со стабилизаторами других типов.
При выборе регулирующего элемента должны рас-
сматриваться такие параметры транзистора, как предель-
ные значения напряжения коллектор — эмиттер ЙКЭмакс,
тока коллектора /Кмакс, мощности рассеяния Рк маис. Их
величины для регулирующих элементов стабилизаторов
последовательного типа могут быть определены следую-
щими неравенствами:
^кэмакс Пвх.манс ^вых.мии»
Л, макс =^^вых. макс!
Рк макс (Пвх.макс 6^Вых макс) ^вых.ыакс»
(9-15)
(9-16)
(9-17)
где ПБХ.макс — максимальное значение нестабплизиро-
ванного входного напряжения;
/Бых.макс— максимальное значение тока в нагрузке
стабилизатора;
Ивых.мнн—минимальное значение напряжения на
выходе стабилизатора.
Параллельный регулирующий элемент должен удов-
летворять следующим требованиям: сопротивление по-
следовательного гасящего резистора Rrac следует выби-
рать таким, чтобы ток через регулирующий элемент под-
держивался на минимальном уровне:
гз 6ЕХ.ЫИН бвых.макс
Г'гас * .
•вых. мак с
(9-18)
175
Пкэмакс вых. макс!
г ^вх.макс ; ^вых.мин___г
к макс D “ 'вых.мин-
Arae
маис 1к маисовых. макс-
(9-19)
(9-20)
(9-21)
Схему регулирующего элемента и тип стабилизатора
можно выбрать с учетом перечисленных выше ограниче-
ний, если известны требования к рабочим параметрам
стабилизатора. Предельные значения мощности рассеи-
вания на транзисторах
должны учитываться
при всех рабочих тем-
пературах. Зависи-
мость снижения мак-
симальных значений
мощности рассеивания
на коллекторе от тем-
пературы приводится
в справочных листах на
транзисторы.
Управляющий ток
регулирующего эле-
мента и ток коллекто-
ра усилителя постоян-
ного тока подаются от
Рис. 9-9. Составной триод, исполь-
зуемый как последовательный ре-
гулирующий элемент.
общего параллельного источника тока.
Стабилизаторы последовательного и параллельного
типа должны рассчитываться так, чтобы ток коллектора
усилителя постоянного тока был больше или равен мак-
симальному значению базового тока, требуемого для
управления регулирующим элементом. Выполнение это-
го условия необходимо, чтобы быть уверенным, что ток,
поступающий в базу регулирующего элемента, достато-
чен для поддержания требуемой величины выходного
тока.
Поскольку ток, подаваемый в базу регулирующего
элемента, обычно мал, то для увеличения коэффициента
усиления по току, необходимого для обеспечения требу-
емого тока в нагрузке, в качестве регулирующего эле-
мента часто используется составной триод, показанный
на рис. 9-9.
Полагая h2\a > 1, имеем:
^вых ~ ^бл ( ^21э1 ^21э2 " Alsn ) > (9-22)
где 1бп — ток базы п транзистора.
176
Каждый транзистор этой комбинации должен выдер-
живать напряжение, равное максимальному значению
нестабилизированного входного напряжения за вычетом
суммы выходного напряжения и напряжения база —
эмиттер каждого предшествующего транзистора. Требо-
вания к току коллектора каждого транзистора снижают-
ся при переходе от Д к Тп соответственно в /i2ia(n-i) раз.
По этим данным можно определить требуемую мощность
рассеяния каждого транзистора и выбрать транзисторы
для соединения в составной триод.
9-4. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЙ СТАБИЛИЗИРУЮЩИЙ ЭЛЕМЕНТ
Дополнительный стабилизирующий элемент следует
использовать в том случае, если необходимо получить
стабилизатор с наилучшими параметрами. Дополнитель-
ный стабилизирующий
элемент поддерживает по-
стоянным ток коллектора
усилителя постоянного то-
ка и ток смещения в базу
регулирующего элемента.
В схеме на рис. 9-10 через
цепь прямой связи на ре-
зисторах в базу транзи-
стора Т2 будет поступать
ток, вызванный измене-
ниями нестабилизирован-
ного входного напряже-
Рнс. 9-10. Схема дополнительного
стабилизирующего элемента на
диоде и резисторах.
ния. Изменения тока,
усиленные последователь-
ным регулирующим эле-
ментом, возникнут на
выходе стабилизатора.
Таким образом, дополнительный стабилизирующий эле-
мент на резисторах Ri и R2 и опорном диоде Д[ умень-
шает величину изменения выходного тока. Стабилитрон
Д( поддерживает постоянное напряжение на резисторе
R2 и постоянный ток, текущий к транзисторам Т2 и Т3.
Напряжение пробоя диода Д\ может принимать любое
значение, меньшее разности ДЕХ—ДВЫх, которое обеспе-
чит достаточный ток для транзисторов Т2 и Т3. Жела-
тельно, чтобы это напряжение было приблизительно
в 4 раза больше обычного изменения напряжения база —
12—878
177
эмиттер регулирующего элемента. Величину напряжения
стабилизации диода Д\ можно определить из следующих
уравнений:
Uctl == Двх. мин Uвых. макс ЛДь (9-23)
Л-/сТ1 + /2; (9-24)
/2 —/бг + Лй- (9-25)
Значения токов /,-,2 и Д-з были определены ранее выбо-
ром регулирующего, сравнивающего и усилительного
элементов. Следовательно, величина тока /2 является из-
вестной.
п = Сст1 - СбЭ1 - Сбэ2 m _26)
Д2 + Д3
Зная номинальное значение напряжения стабилиза-
ции диода Д], величину тока через резистор R2, входное
и выходное напряжения стабилизатора и предельное
значение тока стабилизации опорного диода, можно най-
ти величину сопротивления резистора
СЛмакс = Ubx. макс Двых. М1Ш t/стб
Лмакс == Дт1маис 4“ Д)
тогда
П ^ВХ.МИКС U вых. МИН Д’Т1
Г I г
1CTlMaKC I 12
(9-27)
(9-28)
(9-29)
Максимальное значение обратного тока опорного ди-
ода можно определить, исходя из предельного значения
мощности рассеивания стабилитрона.
Дополнительный стабилизирующий элемент снижает
выходное сопротивление стабилизатора. Если бы базо-
вый ток транзисторов Т2 и Т3 поступал только через рези-
стор, то увеличение тока нагрузки вызвало бы уменьше-
ние напряжения на выходе вследствие роста напряжения
база — эмиттер регулирующего элемента и увеличения
падения напряжения на внутреннем сопротивлении де-
стабилизированного источника. В этом случае сравнива-
ющий элемент стремится компенсировать оба изменения
и сопротивление нестабплизированного источника; так
же, как и сопротивление эмиттера регулирующего эле-
мента, определяют выходное сопротивление стабилизато-
ра. Таким образом, величина выхошюго сопротивления
зависит ог сопротивления источника питания и может
178
быть снижена не менее чем на порядок благодаря при-
менению дополнительного стабилизирующего элемента.
Если падение напряжения на резисторе R2 постоянно
при малых изменениях нагрузки, то выходное сопротив-
ление стабилизатора не зависит от внутреннего сопро-
тивления нестабилизированного источника.
Рабочие характеристики дополнительного стабилизи-
рующего элемента можно улучшить, если вместо двух
Рис. 9-11. Схема транзисторного дополнительного стаби-
лизирующего элемента.
резисторов (Pi и /?г) и стабилитрона Д\ (схема на
рис. 9-10) использовать схему, приведенную на рис. 9-11.
В этой схеме ток коллектора транзистора Т\ не зависит
от изменений напряжения С7бг, транзистора Т2, обуслов-
ленных колебаниями температуры или нагрузки. В схеме
же на рис. 9-10 ток /2 является функцией напряжений
t/6a транзисторов Т2 и 1\, изменения которых вызывают-
ся колебаниями температуры или нагрузки стабилиза-
тора, либо и тем, и другим.
Исходя из схемы на рис. 9-11, можно наппсаты
Д(4 — /э4 — I<5t= Л52+Л53; (9-30)
URi = 1/стз-С/эб4; (9-31)
fl4 = ^тз —б'эб». , (9-32)
'э.
Величину ТКН опорного диода Д3 следует выбирать та-
кой, чтобы компенсировать влияние коэффициента
Д^эб/АТ транзистора 7’4. Использование низковольтного
стабилитрона в качестве диода Д3 позволяет работать
данному типу дополнительного стабилизирующего эле-
12*
179
мента при низких входных нестабилизированных напря-
жениях и обеспечивает отрицательный ТКН, необходи-
мый для компенсации коэффициента Д£/Эб/ДГ транзисто-
ра Т4. Если ДС^эб/ДТ транзистора Т\ больше, чем отрица-
тельный ТКН выбранного диода Д3, то последовательно
с Д3 можно поставить кремниевый диод с низким про-
бивным напряжением, который осуществляет дополни-
тельную компенсацию. Токи /52 и /к3 были определены
выше; транзистор выбирается по величине допустимо-
го тока коллектора, равной сумме /б2 и /к3. Ток стабили-
зации /ст3 низковольтного стабилитрона Д3 определяет-
ся исходя из его предельной мощности рассеивания. Ве-
личину сопротивления резистора R5 можно найти по фор-
муле
__ ^вх.мин ^стЗ СтЗ
^СТЗ + 1б4
(9-33)
9-5. ПОЛНАЯ ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА СТАБИЛИЗАТОРА
Все описанные выше элементы можно объединить
в полную принципиальную схему стабилизатора. На
рис. 9-12 приведена схема стабилизатора, в которой в ка-
честве сравнивающего и усилительного элементов ис-
пользуется однотактный каскад ОЭ и применен дополни-
тельный стабилизирующий элемент на резисторах и
опорном диоде.
На рис. 9-13 представлена типовая схема стабилиза-
тора с дифференциальным усилителем в качестве срав-
нивающего элемента, однотактным каскадом усилителя
постоянного тока и с транзисторным дополнительным
стабилизирующим элементом, показанным на рис. 9-11.
Следует отметить, что данная- схема использует оба наи-
лучших способа температурной компенсации: дифферен-
циальный усилитель и транзисторный источник тока
с температурной компенсацией.
9-6. РАСЧЕТ ТИПОВОЙ СХЕМЫ СТАБИЛИЗАТОРА НАПРЯЖЕНИЯ
В данном разделе приводится расчет стабилизатора напряже-
ния исходя из ряда типичных требований к его параметрам. Прежде
чем производить расчет схемы, нужно точно установить требования
к стабилизатору. Далее задача сводится к выбору схемы стабилиза-
тора, пригодной для данного применения, и расчету ее компонентов.
180
-0
=г£
^выэс
Регулирующий
элемент
Дополнительный стабилизирующий
элемент
Делитель
напряжений
,--------j
Опорный,
элемент
Сравнивающий и
усилительный
элемент
Рис. 9-12. Типовая схема последовательного стабилизатора на одно-
тактпом каскаде ОЭ, используемом как сравнивающий и усилитель-
ный элемент, и с дополнительным стабилизирующим элементом на
диоде и резисторах.
^<1 источник
/ Эл тока
Д влх Д,
Ute
ФазОсдвигиющий.
конденсатор
Рис. 9-13 Типовая схема последовательного стабилизатора с диф-
ференциальным усилителем в качестве сравнивающего элемента,
однотактным каскадом усилителя постоянного тока и тразис горным
дополнительным стабилизирующим элементом
Даны слезхющие технические условия на стабилизатор напря-
.кенпя-
С/В1 = от 37,5 до 70 в;
^7 в ы х “ 30 в:
/вых <, 0,4 а\
7- = —50—+125° С;
/?вых 0,5 ом.
Схема стабилизатора, удовлетворяющая данным требованиям,
приведена ниже (рис. 9-14) Рабочие параметры этой схемы опре-
делены после их общего рассмотрения.
Процесс расчета схемы стабилизатора состоит из следующих
этапов:
1. Выбираются типы транзисторов для регулирующего элемента
по следующим параметрам:
/Д-Э I МИН = Пвх. МИН - Иных = 3/,5 - 30 = 7,5 В;
Икэ 1 макс ==== Hex. макс— 67вых ==== 40 В;
/а 1 макс == /вых =0,4 Щ
Рк 1 макс = 67,.э 1 макс /э 1 макс === 40 В 0,4 О = 16 ВТ.
Из справочного листа на транзистор типа 2NI049 видно, что на
коллекторе этого транзистора при надлежащем теплоотводе может
рассеиваться мощность в 16 вт. При токе /а=500 ма и при Т=
=—55° С транзистор типа 2NI049 имеет минимальное значение
коэффициента усиления, равное 20. Следовательно,
/Э1 0 > 4а
7g. >------------=------------«а 20 ма.
Л21Э1мин+ 1 20+1
2 Транзистор Т2 используется как компонент составного триода
в сочетании с транзистором 7'1. Тип транзистора Т2 выбирается по
следующим параметрам:
//кэЗмакс — 6'7: э! 6/рэ1 67кэ^ = 40 в',
/Э2 X /61 = 20 ма;
Рк 2 макс + У кз 2 макс /э2 = 40 * 0,02 = 0,8 ВТ.
Из справочных листов находим, что транзисторы типов 2N497
и 2N656 удовлетворяют этим требованиям. Выбирается транзистор
типа 2N656, так как он имеет более высокий коэффициент усиления
по току. Поскольку /г2|а1 > 20 а /г21я2 25, то
(^1Э1мИн+‘)(Л21Э2,1Нн+‘) (20+ 1) (25 + 1)
/кз^/о2, а /К4 « Чма
(в 2 раза или больше выше тока /бг).
3. Чтобы обеспечить работу стабилизатора в максимальном ди-
апазоне изменения температур, в качестве 1\ выбирается р-п-р тран-
зистор типа 2N113I, который имеет /г21ЭМнп = 15 и 67Эб = 1.3 в. Сле-
довательно, если /К4 = 2 ма, то /Э4 = /к4+/«4 = 2 .ия+0,133 ма =
= 2,133 ма Если выбрать 67ст2=3,3 в (диод Д2 типа 1N746), то из
182
графика на рис. 9-4 можно найти, что сопротивление диода Д2 при
блнзптельно равно 50 ом.
4. Из уравнения (9-32) находим величину /?«:
UcT2 U эб4
/Э4
3,3— 1,3
2,133-10-3
= 0,935 ком.
Принимаем /?ч=1 ком.
5 Из уравнения (9-33) находим величину Rs;
t^Bx.MHH ПСТ2 37,5 — 3,3
Kf, =--------------= -----------------4,0 КОМ
/ст2 + /б4 (7 + 0,135). 10-3
Принимаем — 5,1 ком.
6. Опорный элемент, делитель и сравнивающий элемент долж-
ны рассматриваться после расчета регулирующего п дополнитель-
ного стабилизирующего элементов. Величина напряжения стабили-
зации диода Д\ не является решающим параметром, если только
она сохраняет необходимое для нормальной работы стабилизатора
постоянство. Поэтому диод Д\ должен иметь малое сопротивление и
небольшой положительный температурный коэффициент напряжения
стабилизации. Выбранный стабилитрон типа IN753 имеет напряже-
ние стабилизации, равное 6,2 в. Ток через диод Д\ должен быть до-
статочной величины, чтобы поддерживать состояние пробоя.
7. Если выбрать величину /<-.т|=4 ма, которая значительно
больше тока Лч, то величина /?з будет равна:
Яз =
О ВЫХ - с7сТ1
/ст1
30 — 6,2 „
---------6 ком.
4-10“3
Я4 =
Принимаем /?з = 6,2 ком.
Как видно из справочного листа, меньшее значение тока стаби-
лизации опорного диода определяет более высокий положительный
ТКН. В данном случае опорный диод с напряжением стабилизации
в 6,2 в прн токе стабилизации 5 ма имеет ТКН, равный 0,03%/°С,
или приблизительно +1,86- I0 3 в/сС. Такая величина ТКН диода
близка по модулю к значению отрицательного температурного ко-
эффициента t/бэ, равному приблизительно — 2,5 • 10 3 в/°С. Следова-
тельно, можно считать, что при токе стабилизации в 3,5 ма темпе-
ратурные изменения напряжения стабилизации диода /Zi достаточ-
но хорошо компенсируют температурные изменения [Дэ транзи-
стора Т3.
8. Величина тока коллектора транзистора Т3 должна быть око-
ло 3 ма, поэтому выбирается транзистор типа 2N338.
9. Потенциометр Rn применяется проволочный, с величиной
сопротивления 500 ом; значение тока Iвыбирается равным 5 ма.
10.
77B1JX — t/бэ — ^ст 30 — 0,8 — 6,2
5-10—3
Принимаем ~4,7 ком.
11,
Убэ I' ^ст
7
5-10—3
1,4 ком;
fRl
R3 — 1,4 0.5 — 0,9 ком
Принимаем /?2=1 ком.
18 5
Конденсатор емкостью 0,01 мкф между коллектором и базой
транзистора Т3 включен для предотвращения высокочастотной гене-
рации. Кроме того, в схему поставлен резистор Rs, который обеспе-
чивает протекание токов утечки и позволяет работать вплоть до ма-
лых токов нагрузки.
Полностью рассчитанная схема данного стабилизатора приве-
дена на рис. 9-14. На рнс. 9-15—9-17 даны соответственно зависи-
мости 17вых=f (Пвх), Ь1 x = f(7ВЬ1 х) и LJBMx — fCR. С). Данные, по-
лучаемые из этих графиков, в дальнейшем будут использованы для
определения рабочих параметров схемы.
Рис. 9-14. Типовая схема последовательного стабилизатора
с транзисторным стабилизирующим элементом.
Значения коэффициента стабилизации К для различных токов
нагрузки представлены на графиках рис. 9-15. Выходное сопротив-
ление Двых для различных входных напряжений показано на кри-
вых рис. 9-16. Температурный коэффициент напряжения—ТКН при-
веден на рис. 9-17. Значения ТКН находились из соотношения
ТКН=Д(7/Д7, где Д7=125°С (7=—25 >+100°С). Величина ТКН
является тангенсом угла наклона кривых (Т, °C), поэтому
наихудшее его значение будет при максимальном наклоне. Макси-
мальный наклон наблюдается только на очень ограниченном участ-
ке кривых, однако и здесь он не превосходит заданной величины.
Максимальное значение изменения выходного напряжения находит-
ся из уравнения (9-44). Это уравнение завершает расчет типового
последовательного стабилизатора напряжения. Следует отметить,
что существует ряд комбинаций элементов стабилизатора, которые
могут использоваться для создания схемы стабилизатора. Эти эле-
менты выбираются на основе требований к стабилизатору, предъ-
являемых в заданном диапазоне температур.
9-7. РАБОЧИЕ ПАРАМЕТРЫ СТАБИЛИЗАТОРА
Работу стабилизатора можно характеризовать с по-
мощью уравнения стабилизации:
А^ВЫХ = КД +/?ВыхД/ВЫХ + (ТКН)стАГ.
184
Рис. 9-15. Зависимость Овых от 17ВхДля схе-
мы на рис. 9-14.
Рис. 9-16. Зависимость ивых от /Вых для схемы
на рис. 9-14.
Рис. 9-17. Зависимость СВых от температуры для
схемы на рис. 9-14.
Me /?Вь,х- ",-Bbl* |... —выходное сопро-
' 'ВЫХ |4'<JB\a==
тивление стаби-
лизатора (9-34);
К = ~ 'д^"Х /а/ —о — коэффициент ста-
билизации; (9-35)
(ТКН)ст= —А^ых-^ых_0° — температурный
коэффициент вы-
ходного стабили-
зированного на-
пряжения. (9-36)
В этом разделе рассматриваются способы определе-
ния рабочих параметров стабилизатора. Смысл каждого
рабочего параметра можно пояснить с помощью эквива-
лентного четырехполюсника (рис. 9-18).
, kx hvx ,
Т I-------------1 —+ ------------------------
0 —0/ 20—|-----0
I I // Рис. 9-18. Стабилизатор напря-
। Стабилизатор । еых жения как четырехполюсник.
0—----1—0/ 20—।----0 _______________________
-L ____________I
Полагая четырехполюсник линейным, выразим взаи-
мосвязь между токами и напряжениями через g-пара-
метры: \ПцЫХ = Й21ЛС где 0 Л /вХ с £12А/вы\; (9-37) вх + ^А/вых, (9-38) /О-ЧСЛ
°вх rc - А /вх А Q, \ вых (МО> (941) (9-42) вых °
А /вых А ^вых
622 А , А ^Вы> т AUBblx 621 ““ ' ЛИ А^вх д/
Напбольшее внимание следует уделить уравне-
нию (9-38), так как С’вых— это стабилизированное па-
186
пряжение на выходе. Чтобы свести к минимуму измене-
ния (7Вы1, следует уменьшать параметры g2i и g'22- Пара-
метр g22 в уравнении (9-41) имеет размерность сопротив-
ления и является выходным сопротивлением четырехпо-
люсника на рис. 9-18, обозначаемым /?пЫх-
Коэффициент прямой передачи напряжения g2i явля-
ется безразмерной величиной, которая определена выше
(рис. 9 15) как коэффициент стабилизации К. Изменение
стабилизированного напряжения в процентах по отноше-
нию к изменению напряжения на входе выражается че-
рез К- 100%. Если питающее напряжение стабилизатора
имеет пульсацию А, %, то пульсация на выходе равна
А-К, %.
При работе стабилизатора в условиях изменения ра-
бочей температуры требуется знание еще одного пара-
метра—-(ТКН)ст- Хотя температурная зависимость ста-
билизированного напряжения нелинейна, величина
(ТКН)ст, получаемая из уравнения (9-43), обычно удов-
летворяет расчету:
(ТКН)=^МЛ'ВЫХ=О: (9-43)
А7 1дпвх = о.
Таким образом, работа стабилизатора может быть
охарактеризована величинами 7?Вых, К и (ТКН)ст в урав-
нении стабилизации:
Ai/вых = KAf/вх + ЯвыхД/вых + (ТКН)стДТ. (9-44)
Степень стабилизации может быть увеличена сниже-
нием любого или всех трех параметров в уравнении
(9-44).
9-8. АНАЛИТИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СТАБИЛИЗАТОРА
Если схема стабилизатора проста (рис 9-19), то па-
раметры стабилизатора можно приближенно определить
аналитически.
При проведении этого упрощенного анализа обычно
делают много допущений. Справедливость этих допуще-
ний может быть определена путем сравнения требова-
ний к стабилизатору и данных справочного листа на
транзистор. В данном примере рабочая температура счи-
тается почти постоянной. Предполагается, что напряже-
ние стабилизации и сопротивление /?д опорного диода
постоянны, а любое изменение опорного напряжения вы-
187
зывается изменением тока, протекающего через опорный
диод Считается также, что колебания нагрузки столь
малы, что Й21Э заметно не изменяется и йгю ^1- Тогда
А£/вых — А/Ст7?д 4“ А {/ба!
А/вых — ^21э А/б;
А-Ст^дТ Аббэ
Л21Э А^б
б'EX UcT — /ст Кд
Рис. 9-19. Стабилизатор последовательного типа и его эквивалент-
ная схема.
Полагая, что значения /7ВХ, I/CT, Ri и /?д постоянны,
имеем,
Д/б = — Д/ст = - Д/Ст + R1;
Ri
п _ R1 Ял.___________[_ _____А<^бэ Ri_____.
ВЫХ *21э(«д + «1)+ Д/с1Л21э(^д+«1) ’
л г _ Д/ст Л21Э (Кд + KJ
м'вих — ~ ,
К1
так что
______I А^бэ
^21Э (Кд + К]) А/Вых
1U
Если нагрузка почти постоянна, то Af76a/A/BbIX»0 и
р ^1 д
ВЫХ~ А21Э(7?д+^1) •
Для определения коэффициента стабилизации К схе-
му стабилизатора можно рассматривать как делитель
напряжения (рис. 9-20). Сопротивление параллельного
Рис. 9-20. Стабилизатор как де-
литель напряжения.
соединения выходного сопротивления и сопротивления
нагрузки равно:
Ян
^ВЫХ "F Ян
Обычно сопротивление нагрузки много больше выходно-
го сопротивления стабилизатора, и Схема ста-
билизатора может быть разделена на две части линией,
отделяющей вход от выхода цепью с высоким сопротив-
лением (пунктирная линия на рис. 9-19). Используя схе-
му на рис. 9-20 и полагая й21э''* * 1, можно написать:
р = гк .
А ^1 + Л21ЭГк
К = ^вых .
* + *А ~ *а + *вь,х ’
% _ ___________^Д (^1 + Л21Э Лк)________
Л21Э гк (fyl+ ^1) + ^Д (^1 + Л21 Э гк)
Считая h2ia rK > 3> Дд, получаем:
Ях+Яд
Приведенные выше выкладки используются для приб-
лиженного аналитического определения рабочих пара-
метров стабилизатора. Если изменение температуры яв-
ляется важным фактором, то величину (ТКН)Ст следует
определять экспериментально,
189
9-9. СХЕМЫ ИЗМЕРЕНИЯ ПАРАМЕТРОВ СТАБИЛИЗАТОРА
Обычно после того как стабилизатор сконструирован,
необходимо проверить его рабочие параметры.
На рис. 9-21 приведена схема, позволяющая изме-
рить 7?вых, А и (ТКН) ст-
Способы определения /?ВЫх, К и (ТКН)ст просты.
Сложным является выбор вольтметра для измерения
Рис. 9-21. Схема измерения /?вых (ТКН)ст и К.
Рис. 9-22. Схема измерения уменьшения пульса-
ций
ДПВЫХ, который должен быть достаточно точным и обла-
дать требуемой чувствительностью.
На рис. 9-22 показана схема измерения снижения
пульсаций.
Напряжение переменного тока, имитирующее вход-
ную пульсацию, подается на вход стабилизатора через
трансформатор. С помощью калиброванного осциллогра-
фа можно измерить амплитуды входной и выходной
пульсаций или их отношение. При измерении отношения
входной и выходной пульсаций выходное напряжение
подается на вход капала горизонтального отклонения,
а входная пульсация через аттенюатор па вход вертн-
190
кального канала. Аттенюатор надо отрегулировать та-
ким образом, чтобы осциллограф показывал равные
пульсации по каждому каналу. Показания аттенюатора
определяют величину снижения пульсаций стабилиза-
тором.
На рис. 9-23 приведена схема измерения полного вы-
ходного сопротивления стабилизатора
I 2ВЬ1Х|
| ВЫЛ]
I ^вых I
I Л<ых|
Полное выходное сопротивление стабилизатора мо-
жет быть определено с помощью подачи напряжения
переменного тока ма-
лой величины к выходу
стабилизатора. Отно-
шение амплитуд на-
пряжения и тока, изме-
ренное с помощью ос-
циллографа, определит
полное выходное со-
противление. Напря-
жение переменного то-
ка, приложенное к вы-
ходу стабилизатора,
должно быть мало в
сравнении с выходным
Рис. 9-23. Схема измерения /вых-
стабилизированным напряжением. Если переменное на-
пряжение будет слишком велико, то транзистор сравни-
вающего элемента может войти в режим насыщения.
Температурные изменения рабочих параметров ста-
билизатора могут быть определены путем помещения
последнего в термостат и проведения соответствующих
измерений при требуемой температуре.
ЛИТЕРАТУРА
1. Baldinger Е. and Czaja W., Designing Highly Stable
Transistor Power Suppliers, Electronics, vol. 32, p. 70—73, September
25, 1959.
2. В a u m J. R., Thermal Considerations in the Use of Power
Transistors, Electrinic Design, p. 56—59, June 1959.
3. Brenner E., Regulated Transistor Power Supplies, Eleclro-
nic Design, vol. 7, p. 178—179, March 18, 1959.
4. Carter J., Transistor Regulated Power Supply, Electronic
Equip. Eng., vol- 7, p. 55—56, July 1959.
191
5. P h a s e F. H., Power Regulation by Semiconductor, Elec. Eng.,
Vol. 75, p. 818—822, September 1959.
6. Collins D. J. and Smith J. E., Regulated Power Supplies,
Electronic Eng., vol. 31, p. 222—226, April 1959.
7. Ervin H. D., Transistor Power Supply Has Overload Pro-
tection, Electronics, vol. 31, p. 74—75, June 20, 1958.
8. Franklin C. A., Thompson P. M. and Caton W. M.,
Precision High-voltage Transistor-overload Power Regulators with
Overload Protection, Proc. Inst. Elec. Engrs, vol. 106, p. 714—725,
May 1959.
9. Giuffrida J. and Hamlin W. O., Transistorized 25-volt
Regulated Power Supply, Electronic Design, vol. 5, p. 28—29, January
15, 1957.
10. Hamm T., Equations for Designing Transistor Power Sup-
plies, Electronics, vol. 32, p. 74—74, June 20, 1958.
11. Hunter L. P., Handbook of Semiconductor Electronics,
p. 13.26—13.28, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1956.
12. Hurley R. B., Designing Transistor Circuits, DC Regulators,
Electronic Equip., vol. 5, p. 20—23, April 1957.
13. H u r 1 e у R. B., Junction Transistor Electronics, p. 208—229,
John Wiley and Sons, Inc., New York, 1958.
14. К e 11 e r J. W., Regulated Transistor Power Supply Design,
Electronics, vol. 29, p. 168—171, November 1956.
15. L i 11 i e n s t e i n M., Transistorized Regulated Power Supply,
Electronics, vol. 29, p. 169—171, December 1956.
16. L о w г у H. R., Transistorized Regulated Power Supplies, Elect-
ronic Design, parts 1 and 2, vol. 4, p. 38—41, February 15, 1956;
p. 32—35, March 1, 1956.
17. Luft W„ Taking the Heat off semiconductor Devices, Elect-
ronics, p. 53—56, June 1959.
18. Mam on M., High-voltage Transistor-regulated DC Power
Supply. Elec. Design News, vol. 2, p. 46—47, October 1957.
19. Mi d d 1 eb rook R. D., Design of Transistor Regulated Po-
wer Supplies, Proc. IRE, vol. 45, p. 1502—1509, November 1957.
20. Mitchell W. B., Design Silicon Diodes into Reference and
Regulator Circuits, Electronic Equip., vol. 4, p. 18—21, September 1956.
21. S h e r r S. and Levy P. M„ Design Considerations for Se-
miconductorregulated Power Supplies, Electronic Design, vol. 4, p. 22—
25, July 15, 1956.
22. S h e r r S., L e v у P. M. and К w a p T„ Semiconductor Dio-
des Are Important in Design of Transistorized Regulated Power Sup-
plies, Elec. Design News, p. 50—51, October 1956.
23. S h e r r S., L e v у P. M. and К w a p T., Design Procedure
for Semiconductor-regulated Power Supplies, Electronic Design, p. 22—
25, April 15, 1957.
24. Spencer R. H. and Gray T. S., Transistorized Voltage
Regulator, A1EE, part 1, p. 15—17, March 1956.
25. U n v a 1 a B. A.. DC Power Supply Circuits Using Silicon Rec-
tifiers, TI Application Report, revised July, 1959.
26. Silicon Transistor Voltage Regulator Overload Protection, Tl
Application Note, June 1960.
DC Regulated Power Supply Design, TI Application Report,
August 1960.
ГЛАВА ДЕСЯТАЯ
УСИЛИТЕЛИ ПОСТОЯННОГО ТОКА
С МОДУЛЯЦИЕЙ СИГНАЛА
10-1. НАЗНАЧЕНИЕ МОДУЛЯТОРОВ
Создание усилителей постоянного тока или постоян-
ного напряжения представляет серьезную проблему. На
первый взгляд кажется, что усилитель начнет усиливать
постоянный ток, как только из-схемы будут устранены
элементы, ограничивающие чувствительность на низкой
частоте, т. е. конденсаторы и катушки индуктивности.
Если несколько каскадов усиления соединены между со-
бой только с помощью резисторов, то ограничение чув-
ствительности на низкой частоте отсутствует и данный
усилитель будет иметь чувствительность к сигналу посто-
янного тока такую же (или лучше), что и к сигналу пе-
ременного. Такие усилители легко сконструировать, и
они действительно хорошо усиливают сигналы посто-
янного тока, однако почти нигде не применяются, так
как не могут отличить внешние сигналы от сигналов, воз-
никающих внутри схемы. Например, изменения /Кбо от
температуры в нем усиливаются точно так же, как внеш-
ний сигнал; любые попытки применить стабилизацию
смещения или отрицательную обратную связь снижают
коэффициент усиления в той же пропорции, в какой они
снижают температурный дрейф.
В усилителе, реагирующем только на сигналы пере-
менного тока, ошибки, накопленной из-за дрейфа, не су-
ществует. Поэтому во многих усилителях постоянного
тока внешний сигнал постоянного тока преобразуется
вначале в сигнал переменного тока, усиливается, а затем
выпрямляется, и на выходе снова получают сигнал по-
стоянного тока. (Можно также использовать входной
сигнал для амплитудной модуляции сигнала переменно-
го тока, модулированный сигнал усилить, а затем про-
детектировать. Такой метод используется в магнитных
и диэлектрических усилителях.)
Типовые схемы, в которых внешний постоянный сиг-
нал преобразуется в переменный, даны на рис. 10-1, а, б.
Ключи К\ и Кг работают так, что когда один из них за-
мкнут, другой разомкнут, т. е. они попеременно замыка-
ются с какой-нибудь подходящей частотой, например 50 гц.
13—878
193
В схеме на рис. 10-1, а входной сигнал постоянного тока
подается между средним выводом первичной обмотки
трансформатора и одним или другим его концом. Таким
образом, на выходе трансформатора образуется сигнал
с частотой 50 гц, с амплитудой, пропорциональной вход-
ному. На выходе получаем сигналы в виде положитель-
ных или отрицательных импульсов в зависимости от по-
ложения ключа К\ и полярности включения обмоток
трансформатора. В схеме на рис. 10-1,6 конденсатор С
Рис. 10-1. Типовые схемы усилителей с модуляцией сиг-
нала.
заряжается через резистор R при замкнутом ключе Кд и
разряжается при замкнутом ключе В любой из этих
схем верхний предел частотной характеристики всего
усилителя обычно не превышает */4 частоты переключе-
ния. При соответствующем пересоединении эти схемы
могут использоваться как синхронные детекторы для
преобразования выходного сигнала переменного тока
снова в сигнал постоянного тока, если поменять местами
вход и выход. Ключи, применяющиеся в этих схемах, ча-
сто называются прерывателями. -
Ни один полупроводниковый прибор не работает как
идеальный ключ: сопротивление между его выводами не
равно нулю, когда он отперт (замкнут), и не равно бес-
конечности, когда он заперт (разомкнут). Эти сопротив-
ления изменяются в зависимости от температуры и вели-
чины тока, протекающего через прибор. Кроме того,
обратное смещение, запирающее полупроводниковый
прибор, создает токи утечки, зависящие от температуры,
а базовый ток, отпирающий транзистор, или свет, отпи-
рающий фотодиод или фототранзистор, создает паразит-
ные остаточные напряжения на выводах прибора.
Остаточным напряжением называется разность по-
тенциалов между выводами полупроводникового ключа,
194
когда ключ замкнут и ток, текущий через ключ, равен
нулю. Например, остаточным напряжением транзистор-
ного прерывателя является напряжение коллектор —
эмиттер в режиме насыщения при токе /к=0. Остаточный
ток — это ток, протекающий через полупроводниковый
прибор, смещенный в обратном направлении. Примером
может служить ток утечки через диод, смещенный в об-
ратном направлении.
10-2. КОЛЬЦЕВЫЕ МОДУЛЯТОРЫ
Видоизменив схему на рис. 10-1, а, используя в качестве ключей
диоды, получим так называемый кольцевой модулятор, представлен-
ный на рис. 10-2. Когда на пер-
вичную обмотку трансформа-
тора Tpi подается напряжение
переключения прямоугольной
формы, то в течение одного по-
лупериода диоды Д1 и Д? про-
водят, а диоды Дз и Д4 за-
крыты. Затем, когда фаза на-
пряжения переключения меня-
ется на противоположную, Д3
и Д4 проводят ток, а диоды
Д1 и Д2 закрыты. Каждая па-
ра диодов действует как де-
литель напряжения на вторич-
ной обмотке трансформатора
Тр\. Если диоды одинаковы и
одинаковы обе половины вто-
ричной обмотки трансформа-
Рис. 10-2. Схема кольцевого моду-
лятора.
тора Тр\, то в отсутствие вход-
ного сигнала потенциалы в
точках А, В н С будут равны,
н через первичную обмотку
трансформатора Тр2 ток про-
текать не будет. При приложении
входного сигнала постоянного то-
ка переключающее действие модулятора вызовет протекание по-
стоянного тока попеременно через обе половины первичной обмотки
трансформатора Тр2. В результате на выходе схемы возникнет пе-
ременный сигнал, пропорциональный по амплитуде входному по-
стоянному сигналу и с частотой, равной частоте переключения. Если
входной сигнал содержит еще и переменную составляющую, то вы-
ходной сигнал будет иметь также частоты, равные сумме и разно-
сти частот переключения и входного сигнала. Это справедливо для
всех схем усилителей с модуляцией сигнала. Усилитель переменного
тока, подсоединенный к модулятору сигнала, должен, следователь-
но, обладать полосой пропускания частот со средней частотой, рав-
ной частоте переключения. (Ширина полосы пропускания будет од-
ним из ограничений, накладываемых на характеристики всего уси-
лителя на высоких частотах.)
13*
195
В схеме подобного типа возможно переключение на высоких
частотах, даже на радиочастотах. Усилитель имеет хорошую ли-
нейность во всем рабочем диапазоне частот, а частота переключения
ограничена только емкостью подводящих проходов, частотными ха-
рактеристиками трансформаторов и временем переключения диодов.
Максимальные значения тока и напряжения входного сигнала огра-
ничиваются обычно параметрами диодов.
На рнс. 10-3 дана эквивалентная схема, определяющая работу
диодов, где Лов.у! — сопротивление поверхностной утечки (омиче-
Рис. 10-3. Эквива-
летная схема дио-
да.
4(3 ост
Рис. 10-4. Эквива-
лентная схема
транзистора в на-
сыщении.
(10-1)
«плюс»
диодов
диодов
ское); Яоб.ут — сопротивление объемной утечки (омическое), Рд —
сопротивление диода постоянному току:
Яд = --------,
где t/д — напряжение, приложенное к диоду' (со знаком
для прямой проводимости);
/0 — обратный тепловой ток;
q/k = 1,61 • 104 к °К/<Эж;
Т — температура, °К;
X—коэффициент, который равен 1 для германиевых
и может изменяться от 1 до 2 для кремниевых
(при комнатной температуре).
Это уравнение является известным уравнением для диода, ви-
доизмененным с помощью коэффициента X, который зависит от ок-
ружающей температуры, плотности тока и полупроводникового ма-
териала. (Вопрос об изменениях X и причинах, вызывающих эти
изменения, хорошо рассмотрен Моллом и Притчардом [Л. 1, 2].) По-
скольку /?пов.ут и /?об.ут являются постоянными величинами, диоды
по этим параметрам можно согласовать, подключая внешние рези-
сторы параллельно и последовательно с каждым диодом. Зависи
мость тока /0 от температуры при обратном смещении приближенно
можно определить выражением
/0 = /00Л (Ю-2)
где /оо и я— постоянные величины, характерные для каждого ди-
ода [3].
Если окружающая температура и величина входного сигнала
могут быть ограничены, то точное согласование диодов и компен-
сация не являются необходимыми. Применяя отобранные диоды тп-
196
па 601С и используя источник с высоким выходным сопротивлением,
Кеоньян и Шмидт смогли измерить при комнатной температуре токи
порядка 10-10 а В их схеме для выравнивания прямых сопротив-
лений диодов использовался источник небольшого постоянного тока
смещения.
Транзисторные прерыватели и их эквивалентные схемы. Чтобы
использовать в качестве прерывателей транзисторы, необходимо ви-
доизменить схемы на рис. 10-1, а, б. Каждый ключ заменяется од-
ним транзистором, эмиттер и коллектор которого являются теперь
контактами ключа. Переключение осуществляется с помощью на-
пряжения, прикладываемого между базой и эмиттером, либо, кол-
лектором, работающим как эмиттер.
На рис. 10-4 дана эквивалентная схема п-р-п транзистора в прово-
дящем состоянии. Схема справедлива и для р-п-р транзисторов при
изменении полярности напряжения 17Кэ ост на противоположную.
Указанное направление тока принято за положительное.
U =Лг' + -^1п—; (10-3)
кэ ост б э 1 ОС, ' '
Ч '
kT'f. (1 — а, а.,)
Янае = ---1+ + ’ <10-4>
где ?б — переключающий ток базы;
гэ — омическое объемное сопротивление эмиттера;
гк — омическое объемное сопротивление коллектора;
aN — коэффициент передачи тока эмиттера для схемы с общей
базой прн нормальном включении;
o.j — коэффициент передачи тока коллектора для схемы с об-
щей базой при инверсном включении.
Столь же простая эквивалентная схема для запертого транзи-
стора не всегда возможна. Выражение для тока коллектора запер-
того транзистора следующее:
, Г ^кб / чиэб \1
/кз = -----------[I _ е _ а I! _ е kn J] _ , (10 5)
1 Оуу 1?кб
где /кб0—обратный тепловой ток коллекторного перехода;
Пкб—напряжение на переходе коллектор—база (принятое по-
ложительным для прямого смещения);
17эб — напряжение на переходе эмиттер — база (принятое по-
ложительным для прямого смещения);
/?кб—омическое сопротивление утечки между коллектором и
базой.
Если при комнатной температуре коллекторный и эмиттерный
переходы смещены в обратном направлении напряжениями более
чем 0,2 в, уравнение (10-5) можно упростить:
'кбоО-М ^Кб
1 — Якб
(10-6)
197
Остаточные величины
Рис. 10-5. Эквивалент-
ная схема запертого
транзистора
На рис. 10-5 представлена эквивалентная схема запертого п-р-п
транзистора, соответствующая уравнению (10-6), где RK8 -w омиче-
ское сопротивление утечки между коллектором и эмиттером. Эта
схема справедлива и для р-п-р транзисторов, если изменить направ-
ление тока /кз на обратное.
Работа модулятора при инверсном включении транзисторов.
UKS ост и /кз, действующие на контактах
ключа, являются источниками помех. Сле-
дует отметить, что абсолютные значения
С1ка ост и /кз могут быть снижены увеличе-
нием а.1. При нормальном включении тран-
зистора величина аг; почти всегда больше,
чем а.1. Но если коллекторный переход ис-
пользуется как эмиттерный и наоборот, то
полученное в данном включении новое зна-
чение аг будет больше нового значения ак.
Такой режим называется инверсным и по-
зволяет значительно снизить величины
ост н /кз. Недостаток этого включения
состоит в увеличении г'а и возможном
росте /кбо: при нормальном включении это
были соответственно величины г'к и /Эбо, но при инверсном включе-
нии роли коллектора и эмиттера поменялись. Надо отметить также,
что прежняя величина Us6 макс в инверсном варианте становится
С/Кб макс- К транзисторам с выращенными и диффузионными перехо-
дами этот метод почти неприменим из-за большой величины г'а
в инверсном включении.
1С-3. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ МОДУЛЯТОРОВ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Многие схемы модуляторов используют два транзистора, вклю-
ченных таким образом, что остаточные напряжения или токи утеч-
ки, действующие на контактах ключей, либо вычитаются либо скла-
дываются, образуя на выходе сигнал постоянного тока для усили-
теля. На рис. 16-6, а и б представлены простые схемы транзистор-
ных преобразователей, полученные соответственно из схем на рис.
10-1, а и б. При данном способе включения транзисторов качество
работы модулятора зависит от степени равенства величин /кз и
t/кэ ост обоих транзисторов во всем рабочем диапазоне температур.
Погрешность от неравенства величин UK3 ост может быть скомпен-
сирована включением резисторов с подобранными величинами сопро-
тивлений в цепи эмиттеров каждого транзистора. Величины /?Нас и
/л стабилизируются включением резисторов в цепи баз, которые
поддерживают постоянные и равные значения переключающих то-
ков баз. Если один из резисторов в цепях баз будет термочувстви-
тельным, то можно получить хорошую температурную компенса-
цию.
Влияние токов коллекторов запертых транзисторов /кз можно
свести к минимуму' с помощью резисторов с подобранными вели-
чинами сопротивлений, включенных параллельно к выводам коллек-
тор— эмиттер. Германиевые диоды, шунтирующие переходы эмит-
тер — база, могут снизить напряжение на эмиттерном переходе за-
пертого транзистора Uesa. (Кремниевые диоды вызвали бы некоторое
увеличение напряжения и, следовательно, тока /кз). Однако для более
198
полной температурной компенсации требуется подбирать транзисто-
ры с равными значениями токов /кв0. Хотя такое добавление к схе-
ме ухудшает параметры
(сопротивления) замкнуто-
го и разомкнутого ключей,
однако более важным обыч-
но бывает уменьшение уров-
ня помех.
На рис. 10-7 дана схе-
ма, включающая все пе-
речисленные способы сни-
жения помех. Транзисторы
Т, и Т? отпираются и запи-
раются одновременно. С по-
мощью потенциометра с
малым сопротивлением,
включенного в цепи эмит-
теров, можно получить ба-
ланс схемы при отпертых
транзисторах, а с помощью
потенциометра с большим
сопротивлением, включенно-
го между коллекторами
транзисторов, можно сба-
лансировать схему при за-
пертых транзисторах. Токи
баз транзисторов поддержи-
Рис. 10-6. Простые схемы транзис-
торных модуляторов
Рис. 10-7. Практическая схема мо-
дулятора на транзисторах.
ваются постоянными с по-
мощью резисторов Ri и Д2.
Диоды Д{ и Д2 в сочета-
нии с резистором /?з позво-
ляют снизить напряжение
база — эмиттер запертого
транзистора и тем самым
уменьшить ток помехи
(утечку) разомкнутого
ключа.
Переходные процессы
при переключении. В мо-
мент переключения согла-
сование транзисторов нару-
шается, и в результате мо-
жет возникнуть импульс
помехи значительной ам-
плитуды. Чтобы избежать
этого, необходимо снизить
до минимума время рассо-
гласования, обеспечивая
быстрое переключение пу-
тем подачи в базу сигна-
лов прямоугольной формы.
При этом необходимо учи-
тывать следующие два важных фактора. Во-первых, широкополос-
ный (импульсный) трансформатор, имеющий очень малые индуктив-
ности рассеяния и межвитковые емкости, дорого стоит. Во-вторых,
199
если время нарастания импульса мало, в схеме может возникнуть
большой импульс помехи из-за паразитных емкостей, в том числе
включающих емкости транзистора.
10-4. ФОТОДИОДЫ И ФОТОТРАНЗИСТОРЫ
В качестве ключей К\ и К2 на рис. 10-1, а, б без каких-
либо изменений схемы могут быть использованы фотоди-
оды или фототранзисторы. Поскольку в этом случае
в качестве модулирующего сигнала для переключения
цепи постоянного тока требуется световой луч, их приме-
нение ограничено. В период закрытого состояния эти при-
боры работают как простые диоды, так что применимы
те же соображения по их выбору. В период открытого
состояния при достаточном освещении эти приборы дей-
ствуют как омическое сопротивление, соединенное по-
следовательно с источником напряжения, и ограничитель
максимума тока. Количество света влияет на величину
напряжения на фотодиоде или фототранзисторе и уро-
вень тока сигнала, при котором происходит ограничение.
10-5. СИСТЕМА С МОДУЛЯЦИЕЙ НЕСУЩЕЙ ЧАСТОТЫ
Полный усилитель постоянного тока с модуляцией
входного сигнала можно рассматривать как систему
с модуляцией несущей частоты. Частота переключения
Рис. 10-8. Блок-схема системы с модуляцией несущей частоты,
соответствует несущей частоте, в то время как медленно
изменяющийся сигнал постояного тока является модули-
рующим. На рис. 10-8 дана простая блок-схема системы
с модуляцией несущей частоты.
Генератор вырабатывает напряжение идеальной пря-
моугольной формы с малыми временами нарастания и
спада, которое позволяет быстро переключать модулятор
и демодулятор (прерыватели). В данной схеме генератор
переключает модулятор и демодулятор таким образом,
200
что фазовое соотношение между ними сохраняется, т. е.
они переключаются одновременно. Таким образом, демо-
дулятор работает синхронно с модулятором и представ-
ляет собой синхронный детектор. Система на рис. 10-8
может преобразовывать как амплитудную, так и фазо-
вую информацию.
Если детектор системы состоит только из выпрямите-
ля и интегрирующей цепочки, как у большинства обыч-
ных радиоприемников, то такая система может передать
только амплитудную информацию.
Преимуществом усилителя переменного тока являет-
ся то, что дрейф рабочей точки, возникающий в любом
его каскаде, не передается к следующему вместе с сиг-
налом, как это происходит в усилителе постоянного тока.
Усилитель должен иметь коэффициент усиления, доста-
точный для выполнения своего назначения. Средняя ча-
стота полосы пропускания усилителя должна быть при-
близительно равна частоте переключения, а ширина по-
лосы пропускания должна быть такой, чтобы исключить
неприятности, связанные с боковыми полосами частот,
которые образуются в любой модулирующей системе.
ЛИТЕРАТУРА
1. Mol I J. L., The Evaluation of the Theory for the Voltage-Cur-
rent Characteristic of P—N Junctions, Proc. IRE, vol. 46, p. 1076—
1082, 1958.
2. Pritchard R. L., Advances in the Understanding of the
P—N Junction Triodes, Proc. IRE, vol. 46, p. 1130—1141, June 1958.
3. В iar d J. R. and Matzen W. T., Drift Consideration in Low-
level Direct-coupled Transistor Circuits, 1959, IRE Conv. Record,
part III, p. 27—33.
4. Keonjian E. J. and Schmidt D., Ring-modulator Reads
Low-level DC, Electronic Ind. Tele-Tech., vol. 17, p. 86—89, April 1958.
5. Hurley R. B., Junction Transistor Electronics, John Wiley
and Sons., Inc., New York, p. 376—.382, 1958.
6. Bright R. L. and Kruper A. P., Transistor Choppers for
Stable D—C Amplifiers, Electronics, vol. 28, p. 135—137, April 1955.
7. C h a p 1 i n G. B. and Owens A R., Some Transistor Input
Stages for High-gain DC Amplifiers, Proc. Inst. Elec. Engrs, vol. 105,
part B, p. 249—257, July 1957.
8. Chaplin G. B. and Owens A. R., A Transistor High-gain
Chopper-type D—C Amplifier, Proc. Inst. Elec. Engrs, vol. 105, part B,
p. 258—266, November 1957.
9. E b e r s J. J. and Moll J. L., Large-signal Behaviour of
Junction Transistors, Proc. IRE, vol. 42, p. 1761—1772, December 1954.
10. Ettinger G. M., Transistor Modulator for Flight Trainers,
Electronics, vol. 28, p. 126—127, September 1955.
201
11. Grubbs W. J., Hall Effect Devices, Bell System Tech. J.,
vol. 38, p. 853—876, М?У 1959.
12. H u r 1 e у R. B., Transistorized Low-level Chopper Circuits,
Electronic Inds. Tele-Tech., vol. 15, p. 42, December 1956.
13. К r u p e r A. P., Switching Transistors Used as a Substitute
for Mechanical Low-level Choppers, Communs. and Electronics, № 17,
p. 141—144, March 1955.
14. Roy R., Transistorized High Frequency Chopper Design. Elect-
ronic Design, vol. 6, p. 52—55, August 1958.
15. W i 11 i a m s A. J., Jr., E g n о n J. U. and Polster N. E.,
Some Advances in Transistor Modulators for Precise Measurement,
Proc Natl. Electronics Conf., vol. 13, p. 40—54, 1957
ГЛАВА ОДИННАДЦАТАЯ
АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ (АРУ)
В УСИЛИТЕЛЯХ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) в уси-
лителях звуковой частоты представляет собой управле-
ние проходными характеристиками усилителей с помо-
щью регулирующего напряжения постоянного тока, про-
порционального входному сигналу. Целью АРУ является
сужение динамического диапазона регулируемого сигна-
Рис. И 1. Блок-схема типового усилителя с АРУ.
ла, причем это должно достигаться без заметного иска-
жения входного сигнала.
Блок-схема АРУ. На рис. 11-1 приведена блок-схема
типового усилителя с АРУ. Во многих случаях усилитель
малого сигнала не используется, и входной сигнал по-
дается непосредственно в регулирующий каскад. Типо-
вая схема детектора АРУ состоит из однополупериодно-
го выпрямителя и емкостного фильтра, которые управ-
ляют усилителем постоянного тока, как показано на
рис. 11-2. Часто для выпрямления используют переход
202
Рис. 11-2. Типовая схема детекто-
ра АРУ.
база — эмиттер транзистора, стоящего в этой схеме, что
уменьшает число элементов в схеме.
Регулирующий каскад. Существуют два основных
принципа работы регулирующего каскада:
1) изменение прямой проходной проводимости (кру-
тизны) транзистора с помощью постоянного тока сме-
щения;
2) изменение динами-
ческого сопротивления
диода или транзистора,
использующегося в каче-
стве двухполюсника об-
ратной связи или шунти-
рующего элемента.
Схема, работающая по
первому принципу, приве-
дена на рис. 11-3. Тран-
зистор данной схемы нормально действует в активной
области, а напряжение АРУ смещает его характеристики
в сторону запирания, снижая тем самым значение кру-
тизны характеристики у21э. Данная схема АРУ проста,
однако существенным ее недостатком являются значи-
тельные нелинейные искажения выходного сигнала при
Рис. 11-3. Типичная проходная характеристика усили-
теля.
большом входном сигнале. Схемы АРУ, построенные на
данном принципе действия, позволяют получить регули-
ровку усиления без внесения значительных нелинейных
искажений в выходной сигнал не свыше 20 дб на каскад.
На рис. 11-4 и 11-5 приведены схемы, работа которых
основана на втором принципе. В схеме на рис. 11-4, а
203
входной ток делится между сопротивлением диода /?д
и входным сопротивлением усилителя. При возрастании
входного сигнала увеличивается напряжение АРУ, кото-
Рис. 11-4.
а — схема АРУ с шунтирующим диодом; б — вольт-амперная
характеристика диода в прямом направлении
Рис. 11-5.
а — схема АРУ с шунтирующим транзистором; б—вы-
ходная характеристика шунтирующего транзистора
и выбор его режима.
рое снижает величину /?д (рис. 11-4,6), что ограничивает
значение полного коэффициента усиления каскада. Для
удовлетворительной работы данной схемы АРУ источ-
204
ник сигнала должен иметь высокое внутреннее сопро-
тивление, входное сопротивление усилителя также долж-
но быть большим. В схеме на рис. 11-5, а один из транзи-
сторов используется в качестве двухполюсного шунтиру-
ющего элемента. В большинстве подобных схем АРУ
данный транзистор работает в области, близкой к насы-
Рпс. 11-6. Схема малошумящего усилителя малого сигнала.
щению, где изменения наклона выходной характеристики
максимальны.
Описанные схемы являются примерами применения
двух принципов автоматического регулирования усиле-
ния. Число схем АРУ, использующих эти принципы,
практически не ограничено и зависит только от изобре-
тательности конструктора.
Пример схемы АРУ. На рис. 11-6 приведена схема АРУ, исполь-
зующая шунтирующий диод Д\. Транзисторы 7\ и Гг являются ак-
тивными элементами в малошумящем усилителе малого сигнала,
рассчитанного для работы от источника сигнала с внутренним со-
противлением от 500 ом до 50 ком. Транзистор Т3 регулирует ток
через диод Д1\ управляющее напряжение на базу Т3 подается от
выпрямителя Д3 с фильтром нижних частот. Транзисторы Т$ и Те
образуют усилитель большого сигнала; эмиттерный повторитель на
Т4 служит для создания высокого входного сопротивления цепи
АРУ.
Описанный усилитель при работе от источника сигнала с внут-
ренним сопротивлением 500 олг имеет следующие параметры:
205
коэффициент усиления по напряжению при температурной ста-
билизации — 97 дб;
диапазон АРУ — 60 дб;
максимальный выходной сигнал — 1 в;
максимальный входной сигнал — 2 мв;
коэффициент шума F < 6 дб.
ГЛАВА ДВЕНАДЦАТАЯ
ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Принцип работы схем генераторов, использующих
электронные лампы, хорошо известен, и некоторые ме-
тоды анализа этих схем применимы к генераторам на
транзисторах. В данной главе даны некоторые основы
теории генераторов синусоидальных колебаний и пока-
зано их использование при проектировании на транзи-
сторах.
Генераторы синусоидальных колебаний создают на
выходе напряжение достаточно правильной синусоидаль-
ной формы. Для стабилизации частоты колебаний в
схемах таких генераторов используется резонатор, кото-
рый позволяет получить на выходе генератора синусои-
дальное напряжение даже при значительных искаже-
ниях формы входных токов или напряжений..
12-1. УСЛОВИЯ ГЕНЕРАЦИИ
Рассмотрим некоторые основные понятия о генерато-
ре синусоидальных колебаний, блок-схема которого по-
казана на рис. 12-1. Генератор состоит из усилителя
мощности, резонатора, фиксирующего частоту генера-
ции, и цепи обратной связи, необходимой для возбуж-
дения генерации. Для стабильной генерации такого
устройства необходимо равенство единице коэффициен-
та общего усиления по мощности всей схемы. При коэф-
фициенте усиления больше единицы мощность на выхо-
де будет возрастать до тех пор, пока коэффициент об-
щего усиления не снизится до единицы вследствие
ограничения амплитуды колебаний, которое имеет место
в транзисторе при высоких уровнях входной мощности.
Можно также показать, что для установления незату-
хающих колебаний общий фазовый сдвиг по всей замкну-
206
той цепи, приведенной на рис. 12-1, должен быть равен
нулю. Если это равенство не соблюдается, то частота
генерации будет изменяться, пока фазовый сдвиг станет
равным нулю. Равенство коэффициента усиления мощ-
Рис. 12-1. Блок-схема генератора си-
нусоидальных колебаний.
ности единице и фазового сдвига всей схемы нулю яв-
ляются основными условиями генерации.
12-2. ЦЕПИ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Цепь обратной связи генератора является внешней
цепью, по которой выходная мощность или часть ее
подается на вход генератора. Здесь будет дано только
общее рассмотрение цепей обратной связи, генераторов,
чтобы показать несколько различных вариантов, кото-
рые могут использоваться для получения генерации.
На рис. 12-2 приведено несколько схем генераторов,
которые содержат L С-контуры в качестве резонаторов
для фиксирования частоты генерации. В этих схемах
применяются транзисторы р-п-р типа, однако в них мо-
гут использоваться и транзисторы п-р-п типа, если из-
менить знаки напряжений смещения на противопо-
ложные.
В схеме генератора на рис. 12-2, о резонансный кон-
тур находится в цепи коллектора, а обратная связь осу-
ществляется с помощью трансформатора между коллек-
торной и базовой цепями. Схема, приведенная на рис.
12-2, б, также имеет колебательный контур в цепи коллек-
тора, однако здесь обратная связь соединяет коллектор-
ную и эмиттерную цепи. В данной схеме коэффициент
трансформации (отношение числа витков коллекторной
обмотки к числу витков соответственно базовой или
207
эмиттерной обмоток) должен быть несколько выше,
чем в предыдущей, поскольку входное сопротивление
со стороны эмиттера ниже, чем со стороны базы.
Схема генератора, представленная на рис. 12-2, в, от-
личается от схемы, приведенной на рис. 12-2, а, только
тем, что резонансный контур соединен с коллектором
по переменному току через конденсатор связи.
Рис. 12-2. Схемы транзисторных генераторов с внешними цепя-
ми обратной связи.
Схема на рис. 12-2, г подобна схеме, приведенной на
рис. 12-2,6, за исключением того, что здесь связь осу-
ществляется с помощью катушки индуктивности конту-
ра, используемой как автотрансформатор. Конденсатор
С] необходим для разделения цепей эмиттера и коллек-
тора по постоянному току.
Схема на рис. 12-2,д подобна схемам на рис. 12-2,биг,
но в данном случае обратная связь осуществляется
с помощью секционированного конденсатора вместо ав-
тотрансформатора. Этот способ дает такое же преобра-
зование напряжения и полного сопротивления, что и ис-
пользование катушки с отводами.
Вышеприведенные схемы представляют только не-
большую часть из множества имеющихся в настоящее
208
время схем генераторов синусоидальных колебаний.
Другими видами генераторов с внешними обратными
связями, вырабатывающих синусоидальные колебания
на выходе, являются ДС-генераторы (мостовые) и ге-
нераторы с фазосдвигающей цепочкой, которые не име-
ют резонансных ЛС-контуров.
На рис. 12 3 приведена простейшая схема генерато-
ра RC. Каскад на транзисторе Ti работает как усили-
тель с общей базой, име-
Рис. 12-3. Схема /?С-генератора.
Рис. 12-4. Схема генератора с
фазосдвигающей цепочкой.
в цепи коллектора, благодаря чему достигается высокий
коэффициент усиления по напряжению. Усилитель с об-
щим коллектором (эмиттерный повторитель) на транзи-
сторе Т2 служит для согласования высокого сопротив-
ления в коллекторной цепи транзистора Л с двумя це-
пями обратной связи. Одна цепь, связанная с эмиттером
Т{, обеспечивает положительную обратную связь в ши-
роком диапазоне чатот. Другая цепь, связанная с базой,
представляет собой двойной Т-образный мост. Обратная
связь через этот четырехполюсник отрицательна, однако
на некоторой частоте коэффициент передачи Т-образно-
го моста резко уменьшается до нуля, т. е. отрицательная
обратная связь отсутствует, что вызывает возникнове-
ние генерации на этой частоте. Нелинейный элемент,
стоящий в цепи положительной обратной связи, оказы-
вает ограничивающее действие, так что транзистор 7\
может работать в режиме А.
Генератор с фазовым сдвигом можно сконструиро-
вать по аналогичной схеме. В данном генераторе
(рис. 12-4) также используются два транзистора, один
14—878 209
(Л)—для получения высокого усиления по напряже-
нию, другой (Т2)—для согласования полных сопротив-
лений. В этой схеме обратная связь приложена к базе
транзистора ТУ. Фазовый сдвиг в 180° достигается с по-
мощью трех 7?С-цепочек, а дополнительный сдвиг в 180°,
необходимый для генерации, получается благодаря уси-
лителю с общим эмиттером на транзисторе 7\.
12-3 РАСЧЕТ ГЕНЕРАТОРА
Рассмотрим методику расчета транзисторного гене-
ратора на примере типовой схемы (рис. 12-1).
Как указывалось выше, для возникновения генера-
ции требуется, чтобы коэффициент усиления мощности
всей схемы был равен единице, а ее фазовый сдвиг ну-
Усилитель
Цепь Мротной сСязи
Рис. 12-5. Эквивалентная схема гене-
ратора с внешней обратной связью.
лю. Эти два фактора легко разделить в схемах генера-
торов, имеющих только внешние цепи обратной связи.
Эквивалентная схема генератора с внешней обратной
связью приведена на рис. 12-5. Усилитель представлен в
виде эквивалентного генератора напряжения с э. д. с.,
равной ЁхКив'6, и внутренним сопротивлением г0, кото-
рое равно выходному сопротивлению усилителя и рас-
сматривается как часть цепи обратной связи. Величина
входного сопротивления усилителя считается бесконеч-
ной, поскольку его реактивная составляющая может
быть скомпенсирована на любой заданной частоте, а ак-
тивную составляющую можно рассматривать как часть
сопротивления R. Фазовый сдвиг усилителя 0 рассмат-
ривается как функция всех внешних параметров, таких
как температура и напряжение. Основными факторами,
влияющими на стабильность частоты генерации, явля-
210
элементов цепи, определяю-
Резонансный |
ются зависимость фазового сдвига резонатора от часто-
ты <р(/) и изменение фазового сдвига усилителя, вызван-
ное внешним воздействием, 6(s). Чтобы частота гене-
рации была стабильна, следует обеспечить по
возможности малое значение величины dft/ds и большое
значение величины dq/df.
Факторами, влияющими на фазовую характеристику
<p(f), являются величины
щих частоту генерации.
Выбор конфигурации этой
цепи определяется значе-
ниями и г0, встречаю-
щимися на практике. Для
большинства транзисто-
ров величина г0 очень ве-
лика, если только не ис-
пользуется трансформа-
тор. В этом случае
отношение К?и /rG остается
постоянным для любого
трансформатора, посколь
ку сопротивление, вносимое в первичную обмотку транс-
форматора, изменяется пропорционально квадрату отно-
шения напряжений. Таким образом, усилитель и транс-
форматор могут характеризоваться величинами 0 и
КЦг0=А.
Для иллюстрации метода расчета практической схе-
мы генератора проведем анализ схемы, показанной на
рис. 12-6.
Пусть
тогда
Рис. 12-6. Упрощенная эквивалент-
ная схема генератора с внешней
обратной связью.
jX^jX.-jX^
(12-1)
или
R
— Ёп
R + Ri + 1Х + г0
X
R + ro + Ri
(12-2)
где
6 = arctg
Последовательный резонанс, имеющий место в дан-
ной схеме, становится более острым, а величина dxp/df
14
211
растет при уменьшении (R+r0). Минимальное значение
величины (R + r0), при которой возможна генерация,
находится следующим образом.
При Х=0
^7 ____£~2 R ___ Е-i Кц R
1 'o+Ki + Я “ ro + fli+T?
Так как
^'>о=А
то
^ = rl/2^/2.
Следовательно,
Rr^A^^r0 + R} + R-,
D _ r0 + R1
’ г*/2/1/2-! ’
(12-3)
откуда
Я + г0 =
Г0 Т -М
r^A^-l
Величина R + r$ минимальна, когда
= 2г®/2 Л1/2 — 3r0 — R1 = 0.
(12-4)
Подставляя значение Rit определяемое выбранным ре-
зонансным элементом, и значение А, определенное для
усилителя, в уравнение (12-4), можно вычислить вели-
чину Го-
Если величины г0 и R равны нулю, а генерация еще
поддерживается, то отклонение частоты, вызванное ма-
лым изменением в фазовом сдвиге усилителя А0, в этом
случае равняется:
А/ — ~^2Q ~ для малого (12-5)
где
/о =----—----частота резонансного контура.
2л Vlc
212
Для значений (/"о+Д), отличных от нуля, уравнение
(12-5) должно быть изменено путем введения величины
.
Ri R + го
ГЛАВА ТРИНАДЦАТАЯ
ЧАСТОТНАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА
И УСТОЙЧИВОСТЬ УСИЛИТЕЛЕЙ
С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
Обратная связь обычно используется в транзистор-
ном усилителе для ослабления влияния изменения па-
раметров транзистора на коэффициент усиления, для
уменьшения нелинейных искажений и для улучшения
частотной характеристики усилителя.
В настоящей главе описывается взаимосвязь частот-
ной характеристики усилителя с обратной связью с
устойчивостью против генерации; приводится способ по-
лучения частотной характеристики из аналитического
выражения коэффициента передачи и указывается, ка-
кова должна быть ее форма для устойчивой работы
усилителя.
Основной критерий устойчивости. Рассмотрим блок-
схему усилителя с обратной связью, изображенную на
рис. 13-1, где К — коэффициент усиления усилителя без
обратной связи; <рк — фазовый сдвиг усилителя; р— ко-
эффициент передачи напряжения цепи обратной связи;
фр —фазовый сдвиг цепи обратной связи.
На рабочей частоте предполагается, что усилитель
имеет <рк=180°, а цепь обратной связи обычно имеет ну-
левой сдвиг фазы, следовательно, коэффициент усиления
усилителя с обратной связью ЛоС можно вычислить сле-
дующим образом:
напряжение на входе усилителя
U == Пвх - РПВЬ1Х,
напряжение на выходе усилителя
^ВЫХ --- К ( Нвх РИВЫХ) ,
213
коэффициент усиления усилителя с обратной связью
= = (13-1)
1>ВХ 1 + рл
Недостатком данной схемы усилителя является то,
что соотношение амплитуд и фаз выходных напряжений
самого усилителя и цепи обратной связи зависят от ча-
стоты вследствие использования в схеме конденсаторов
связи и развязывающих конденсаторов, трансформато-
ров, а также из-за частотной зависимости параметров
транзисторов. Кроме того, на некоторой частоте полный
угол сдвига фазы петли обратной связи (т. е. сумма фа-
Рис. 13-1. Блок-схема усилителя с об-
ратной связью.
Рис. 13-2. Диффе-
ренцирующая
ДС-цепь.
зового сдвига усилителя фк и фазового сдвига цепи об-
ратной связи фр) может составить 360°. Если ко входу
усилителя приложен сигнал данной частоты, то в этом
случае напряжение обратной связи окажется той же по-
лярности, что и входной сигнал, т. е. добавится к нему,
и коэффициент усиления существенно возрастет:
Такая связь называется положительной обратной
связью.
Если на некоторой частоте коэффициент усиления
петли обратной связи (т. е. произведение коэффициента
усиления усилителя без обратной связи К на коэффи-
циент передачи цепи обратной связи р) больше единицы,
а сигнал на входе отсутствует, то любой шум или изме-
нения мощности источника питания той же частоты, при-
веденные ко входу, будут усилены, и напряжение обрат-
214
ной связи станет больше, чем первоначальной сигнал.
Это напряжение в свою очередь усиливается и снова
подается на вход и т. д. В результате выходное напря-
жение возрастает до тех пор, пока какой-либо элемент
цепи не войдет в режим насыщения, что приведет к ста-
билизации выходного напряжения. Таким образом, на
выходе усилителя образуется переменное напряжение в
отсутствие входного сигнала, т. е. усилитель генерирует.
Для сохранения устойчивости усилителя должны вы-
полняться следующие условия:
1. Если усиление петли обратной связи Кр больше
единицы, то угол сдвига фазы в петле обратной связи
должен быть меньше 360°.
2. Если угол сдвига фазы в петле обратной связи
равен 360°, то усиление должно быть меньше единицы.
Величина, на которую угол сдвига фаз меньше 360°,
когда усиление на данной частоте равно единице, назы-
вается запасом по фазе, а величина, на которую коэф-
фициент усиления отличается от единицы при фазовом!
сдвиге, равном 360°, называется запасом по усилению.
Значения этих величин указывают на степень устойчи-
вости усилителя и зависят от применения усилителя.
Например, для обеспечения хорошей стабильности ли-
нейного усилителя необходимы запасы по усилению и
фазе, по крайней мере 10 дб и 50° соответственно, а в
импульсном усилителе для получения хорошей переход-
ной характеристики необходимый запас может быть
меньше.
Коэффициент передачи и частотная характеристика.
Рассмотрим схему на рис. 13-2. Коэффициент передачи
этой схемы выражается следующим образом:
К(ш) = = _R--------=------!-----, (13-2)
^Ех R + 1//«C 1 + 1//<оС7?
Частотная характеристика схемы (рис. 13-3) с большой
степенью точности может быть аппроксимирована
асимптотой, наклон которой равен 6 дб!октава, или
20 дб/декада.
Фазовую характеристику схемы (рис. 13-4) также
можно аппроксимировать прямой линией с наклоном
45° на декаду.
В табл. 13-1 приведены аппроксимированные
частотные и фазовые характеристики для типовых вы-
ражений коэффициентов передачи.
215
to
-1— -Л- J..
tow________ CH CH
/Д-ДейстОцтелыт
у кривая
ОишСка аппроксатции
__ pcS/ra-- _______________
165 при
— 306 при ш ---------------
106 при ш =
15
20
05
Нсичптта
О Об/охтаЬа,
_____ Юдб/Оеп
zoiy\t\
Рис. 13-3. Амплитудно-частотная характеристи-
ка дифференцирующей /?С-цепи.
Рис. 13-4. Фазо-частотная характеристика
дифференцирующей цепи.
Рис. 13-5. Транзисторный усили-
тельный каскад.
216
Рассмотрим пример простого транзисторного каска-
да (рис. 13-5). Если считать, что выходное сопротивле-
ние предыдущего каскада и входное сопротивление по-
следующего каскада чисто активны в рассматриваемом
диапазоне частот, причем эти частоты значительно ниже
Таблица 13-1
Коэффициент передачи Частотная характеристика Фазовая характеристика
H=K0U*jwCR) SI 20lg\K\ 6 дб/окта& а/ ?ЩКо 90° 65° ~~~Л I / 1 I
СП CR CR
,Ju>CR дб 0 20lg\K\ |\ L—X «/=— CR В дб/ект ; 20lgRa аВа х В 65° 90°, иэ \ \ X Гу _ 1 ~CR \‘>5°/депадо
дб 0 zoig\K\ \/В дб/октава । №цк0 0 65° 90° UJ У -JL / / /
1 дб 0 20lg\R\ Л / 1 ’ 201дко 90° 65° 0 V ш= 1 1R
К-Ко 1+ -L- jwCR 'б дб/октава
217
предельной частоты усиления fh2ia, то с результате ана-
лиза схемы можно получить следующее выражение для
коэффициента передачи:
Л («) = Ко--------------------1 +-?//toCV7?1---------------X
1 + (Л»1э R1 + Квых + Лцэ)//<оС1 (Rbi.IX + Лцэ) Rl
X-------7---------------1.+_/<оСа7?8--------------------, (13-3)
1 /СоС2 (7?вых Rbx + Rz Rbx + Явых Rz)/ (Rbx + Явых)
где Ко—коэффициент усиления по напряжению на
средней частоте и = а>Ср-
Рис. 13-6. Амплитудно-частотная характеристи-
ка траизнсторного усилительного каскада, по-
казанного на рис. 13-5.
Частотная характеристика каскада представлена на
рис. 13-6. Фазовая характеристика может быть аппрок-
симирована подобным же образом.
Выбор формы частотной характеристики для обеспе-
чения устойчивости. Из фазовой характеристики 7?С-це-
почки, изображенной на рис. 13-2, видно, что при некото-
рой частоте угол сдвига может стать равным 90°, следо-
вательно, если соединить две такие цепочки, то угол
составит 180°, причем наклон частотной характеристики
будет 12 дб/октава. Этот сдвиг фазы в сочетании со
сдвигом фазы усилителя в 180° может привести к само-
возбуждению усилителя, если на данной частоте коэф-
218
фициент /<р будет боль-
ше единицы. Поэтому при
Л'Р> 1 наклон частотной
характеристики не дол-
жен превышать 12 дб/ок-
тава\ обычно для получе-
ния хорошей устойчиво-
сти схемы максимально
допустимый наклон вы-
бирают равным 9-ь-
10 дб!октава.
Спад частотной ха-
рактеристики усилителя
на низкой частоте проис-
ходит благодаря наличию
Рис. 13-7. Выбор наклона частот-
ной характеристики транзисторно-
го усилителя.
в схеме конденсаторов
связи, развязывающих конденсаторов и любого вида
трансформаторов. Обычно для стабилизации работы
Рис. 13 8. Некоторые типы формирую-
щих цепочек.
усилителя использует-
ся метод наименьшей
граничной частоты.
При этом постоянная
времени схемы, опреде-
ляющая формирование
низкочастотной части
характеристики, выби-
рается такой, чтобы
спад характеристики
начинался на частотах,
значительно меньших,
чем самая низкая из
используемых в усили-
теле частот, и частот-
ная характеристика
имеет наклон 6 дб)ок-
тава до тех пор, пока
не будет пройдена ча-
стота, на которой ко-
эффициент усиления
равен единице. После
того как достигнута эта
частота, наклон харак-
теристики, обусловлен-
ный другими постоян-
219
ними времени, может иметь любую величину при сохра-
нении устойчивости усилителя. К усилителям с большим
коэффициентом усиления петли обратной связи этот ме-
тод часто трудно применить, так как он требует широкой
полосы пропускания частот, что приводит к очень боль-
шим величинам емкостей развязывающих конденсаторов
и индуктивностей первичных обмоток трансформаторов.
В этом случае постоянные времени выбираются таким
образом, чтобы максимальный наклон частотной харак-
теристики не превышал 9 дб[октава, как показано на
рис. 13-7.
Из графика реальной частотной характеристики вид-
но, что ее наклон не может превышать 12 дб/октава, и
тщательным выбором ан, а>2 и т. д. наклон характеристи-
ки может поддерживаться в пределах от 9 до
10 дб!октава (рис. 13-7).
Спад частотной характеристики на высокой частоте
обусловлен частотными характеристиками транзисторов
и трансформаторов и паразитными емкостями. На высо-
ких частотах могут быть использованы методы, подоб-
ные тем, которые использовались в низкочастотном диа-
пазоне, но обычно это требует введения дополнительных
формирующих цепочек, как показано на рис. 13-8.
ГЛАВА ЧЕТЫРНАДЦАТАЯ
ОПЕРАЦИОННЫЕ УСИЛИТЕЛИ
При использовании цепей обратной связи некоторые
типы усилителей могут быть сконструированы так, что
выходное напряжение будет пропорционально алгебраи-
ческой сумме, производной по времени, интегралу по
времени, или каким-либо другим математическим функ-
циям. Таким устройства широко используются в ка-
честве стандартных блоков аналоговых вычисли-
тельных машин, и благодаря математической универ-
сальности они получили название операционных уси-
лителей.
Операционные усилители должны удовлетворять сле-
дующим требованиям:
коэффициент усиления (без обратной связи) должен
быть очень большим;
полоса пропускания должна быть широкой, от 0 до
десятков килогерц;
220
фазовые характеристики должны учитывать сильную
обратную связь в усилителе;
дрейф рабочих точек должен быть минимальным;
усилитель должен иметь очень низкое выходное со-
противление и очень высокое входное сопротивление,
или наоборот; вариант с низким выходным сопротивле-
нием чаще применяется, однако вариант с низким вход-
ным сопротивлением более характерен для усилителей
на транзисторах.
Система с операционным усилителем, используемая в аналого-
вых вычислительных машинах.
Усилитель (изображен
в виде треугольника) име-
ет коэффициент усиления
К (без внешней обратной
связи). Величины ЙВх и
t/вых представляют соот-
ветственно входной и вы-
ходной сигналы; Uo — сиг-
нал ошибки, приложенный
непосредственно между
входом усилителя и землей.
Выходной сигнал явля-
представлена на рис. 14-1.
Рис. 14-1. Система с операционным
ется произведением сигнала усилителем.
ошибки на коэффициент
усиления усилителя. Если
коэффициент усиления усилителя достаточно велик (К=от 104 до
106), то Ue будет мал по сравнению с t/Bx, и можно считать, что
при этом суммирующая точка имеет нулевой потенциал, или потен-
циал земли. Напряжения t/вых, связанное с суммирующей точкой
через цепь Z2, поддерживает ее потенциал близким к потенциалу
земли.
Рассмотрим пример, подтверждающий вышесказанное. Пред-
положим, что усилитель имеет коэффициент усиления .Л7= 10е, на-
пряжение на выходе t/Bbtx = 20 в и входной сигнал t/BX = l в. Ко-
эффициент усиления системы равен Кс = Пвых/б/вх=20 е/l в=20.
Сигнал ошибки
.. t/Bblx
0= К
20
----= 20 мкв.
106
Таким образом, сигнал ошибки Uo в 50 000 раз меньше входного
сигнала t/BX- Ток на входе равен:
/вх = (1/вх-1/о) | Z1 » t/BX \Zl,
а ток цепи обратной связи
/2 == (t/o- t/B ы X ) | Z 2 ~-t/вых I Z2.
Если ток в усилитель не поступает (/к=0), то имеем:
/вх = /2; ^ = —Кс = -^. (М-1)
Z1 Z2 Z1
221
Поскольку суммирующая точка имеет нулевой потенциал, то
полное входное сопротивление системы равно Zb В данном примере
при коэффициенте усиления системы, равном 20, можно принять
21 = 100 кол! и Z2=2 Мом. Тогда коэффициент усиления Кс =
=2 • 106/105 = 20, а полное входное сопротивление ZBX=100 ком.
Следует иметь в виду, что в уравнении (14 1) величины Zi и Z2
могут быть комплексными сопротивлениями, а не только чисто ак-
тивными, как в приведенном примере. Следующие два примера по-
казывают, как с помощью подобного усилителя можно проводить
операции интегрирования и дифференцирования. Если в качестве
Z2 используется конденсатор С, а в качестве Z, резистор R, то из
уравнения (14-1) (используя оператор преобразования Лапласа
р=о+]<£>) можно получить:
к ==_ЦСР_ = _^
с R RCp '
Поскольку операция 1/р соответствует интегрированию, а
Кс = Нвых I Ивх,
то
и
вых
1
RC
t
U вх^ •
о
Как можно видеть, выходное напряжение пропорционально ин-
тегралу от входного напряжения по времени (l/RC=const). Опера-
ция дифференцирования совершается аналогичным образом. Поло-
жим, что элементы схемы предыдущего примера поменяли местами.
Тогда, снова используя уравнение (14-1), получаем:
Кс =
R
И Ср
= — RCp.
Поскольку операция умножения на р соответствует дифференциро-
ванию, ТО Кс = ПВых/1/вх,
С ВЫХ RC
<Швх
dt
т. е. выходное напряжение пропорционально дифференциалу вход-
ного сигнала (RC=const).
Усилитель с модуляцией сигнала, схема которого приведена на
рис. 14-2, может быть использован как операционный усилитель.
Блок-схема такого усилителя дана на рис. 14-3.
Входной сигнал £/вх состоит из постоянного напряжения и на
ложенного на него переменного сигнала, несущего информацию
Схема на рис. 14-3 состоит из усилителя /, который усиливает ма-
лое входное постоянное напряжение, и усилителя 2, который уси-
ливает как переменную составляющую входного напряжения, так
и сигнал с выхода усилителя 1. Оба усилителя, 1 и 2, являются
усилителями постоянного тока.
Усилитель 1 — это усилитель с модуляцией сигнала на кон-
тактных прерывателях, имеющий хорошие показатели дрейфа и вы-
сокий коэффициент усиления но ограниченную полосу пропускания.
222
Ri, R2 и C2 образуют низкочастотный фильтр, который не пропуска-
ет переменный сигнал на вход этого усилителя. Выходной сигнал
усилителя 1 достаточно велик, так что любой дрейф в усилителе 2
мал по сравнению с ним. Коэффициент усиления всей системы по
постоянному току равен
К1К2-
Разделительный кон-
денсатор Ст пропускает на
вход усилителя 2 только
переменный ток. Следова-
тельно, коэффициент усиле-
ния системы по переменно-
му току равен Усили-
тель 2 — тоже усилитель
постоянного тока; его пока-
затели дрейфа хуже, чем у
усилителя 1, но полоса про-
пускания шире.
В результате схема, по-
казанная на рис. 14-2, имеет высокую стабильность по постоянному
току и широкую полосу пропускания. Коэффициент усиления схе-
мы по постоянному току больше 120 дб, а коэффициент усиления
на частоте 10 кгц равен 45 дб. Типовая частотная характеристика
такого усилителя приведена на рис. 14 4.
Рис 14-3. Блок-схема операционного
усилителя с модуляцией сигнала.
Рис. 14-4. Типовая частотная характеристика
операционного усилителя.
ГЛАВА ПЯТНАДЦАТАЯ
РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЕЙ МАЛЫХ СИГНАЛОВ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Одной из наиболее распространенных областей при-
менения транзисторов являются многокаскадные усили-
тели звуковой частоты, представляющие собой соедине-
224
ние однотипных каскадов с общим эмиттером. Эта схема
может выполнять большое число разнообразных функ-
ций, довольно проста для расчета и имеет хорошие па-
раметры.
Назначением усилителя малого сигнала является по-
вышение уровня сигнала от милливольтового диапазона
до уровня в несколько вольт. Например, сигнал на вход
такого усилителя может подаваться с выхода пьезоэлект-
рического датчика, в то время как выходной его сигнал
может использоваться для управления усилителем мощ-
ности.
В двух- и трехкаскадных усилителях, которые будут
рассмотрены ниже, транзисторы включены по схеме с
общим эмиттером (ОЭ). В усилителе с однотипными
каскадами схема включения транзистора с ОЭ является
единственной, которая позволяет получить достаточные
коэффициенты усиления и по напряжению, и по току.
Схемы с общей базой (ОБ) и общим коллектором (ОК.)
служат для усиления только по напряжению и только по
току соответственно. Однако каскады с ОБ и ОК часто
применяются для согласования входных и выходных со-
противлений усилителя.
В усилителях звуковой частоты используется емкост-
ная связь каскадов, которая обеспечивает стабильность
усилителя по постоянному току. В этих каскадах чаще
всего используется режим А, поскольку при этом форма
выходного сигнала повторяет форму входного, независи-
мо от фазы входного сигнала.
Напряжения и токи, определяющие статический ре-
жим каскадов, выбираются такой величины, чтобы они
были значительно больше амплитуды переменного сиг-
нала. В случае малого уровня сигнала параметры тран-
зистора измеряются при заданном рабочем режиме,
и предполагается, что они остаются постоянными, когда
под воздействием входного сигнала рабочая точка не-
много сдвигается в ту или другую сторону от своего на-
чального положения. При правильном выборе смещения
режим А обеспечивает линейное усиление переменного
сигнала, и нелинейные искажения имеют довольно ма-
лую величину.
Типовая схема одного каскада усилителя звуковой
частоты приведена на рис. 15-1. При анализе этой схемы
по переменному току все источники питания и конденса-
15-^-878
225
Рис. 15-1. Типовая схема каскада уси-
лителя звуковой частоты.
Рис. 15-2. Эквивалентная схема
каскада усилителя по переменному
току.
торы считаются корот-
козамкнутыми (рис.
15-2). Резисторы R, и
/?2 образуют парал-
лельное соединение
= 11^21 Я Як И Яи
можно заменить экви-
валентным сопротивле-
нием Я'н=Як11Ян- Со-
противление Rn может
быть входным сопро-
тивлением последую-
щего каскада или
внешней нагрузкой. Со-
противления Rr и Re
образуют делитель на-
пряжения, который
влияет на коэффициент
усиления каскада.
Последующий ана-
лиз двухкаскадного
усилителя звуковой ча-
стоты показывает, как
с помощью эквивалент-
ных схем можно вычис-
лить коэффициент усиления всего усилителя; при этом ил-
люстрируется также расчет цепей смещения каждого
каскада.
15-1. ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ
Первым шагом при анализе двухкаскадного усилителя звуковой
частоты с емкостными связями, схема которого приведена на рис.
15-3, является замена принципиальной схемы усилителя на эквива-
Рис. 15-3. Схема двухкаскадного усилителя звуковой частоты.
226
лентную. При этом батарея представлена своим внутренним сопро-
тивлением (если его приходится учитывать). Те сопротивления, ко-
торые шунтированы конденсаторами, не учитываются, а резисторы
в цепи смещения базы заменяются эквивалентным сопротивлением.
Эквивалентная схема усилителя рис. 15-3 дана на рис. 15-4.
Рис. 15 4. Эквивалентная схема по переменному току двухкаскадного
усилителя звуковой частоты.
Величина сопротивления параллельного соединения резисторов
Ri и в схеме на рис. 15-3 равна 2,86 ком, а резисторов /?5 и R6 —
4,4 ком. Эти величины, а также значения сопротивлений резисторов
в цепях коллекторов /?8 и R7 включены в эквивалентную схему на
рис. 15-4.
15-2. ОПРЕДЕЛЕНИЕ /г-ПАРАМЕТРОВ
Значения /г-параметров транзистора типа 2N338 приведены в
справочном листе и преобразуются в соответствующие значения для
схемы с общим эмиттером, которые корректируются для конкрет-
ных рабочих режимов. Формулы преобразования /г-параметров бе-
рутся из табл. 6-1, 6-2, связывающих /г-параметры с параметрами
схем замещения транзистора для трех схем включения: ОБ, ОЭ
и ОК.
Рабочая точка каскада определяется постоянным напряжением
смещения на базе транзистора и величиной сопротивления рези-
стора в цепи коллектора. Устанавливаем рабочую точку для второго
каскада:
1/кэ = 5 в; 1а = 6 ма;
для первого каскада.
= 5 в; /э — 1 ма.
15-3. РАБОЧИЕ ТОЧКИ КАСКАДОВ
И КОРРЕКТИРОВАНИЕ /г-ПАРАМЕТРОВ ТРАНЗИСТОРОВ
Для определения начальных рабочих точек каскадов на рис.
15-5 представлены отдельно первый и второй каскады усилителя, где
отмечены различные постоянные токи и падения напряжения на ре-
зисторах. На рис. 15-6 дана выходная статическая вольт-амперная
характеристика транзистора типа 2N338, на которой проведены на-
грузочные прямые по постоянному току для обоих каскадов уси-
15* 227
Рис. 15-5. Напряжения постоянного тока и токи на схеме двух
каскадов усилителя звуковой частоты.
а — первый каскад; б — второй каскад.
6)
Рис. 15-6. Статическая вольт-амперная выходная характе-
ристика транзистора типа 2N238 с линиями нагрузок и на-
чальными рабочими точками двух каскадов усилителя зву-
ковой частоты.
лителя н указаны нх начальные рабочие точки. В значения /г-пара-
метров транзистора необходимо ввести соответствующие поправки,
учитывающие рабочий режим транзистора в данной схеме. Иногда
соответствующие поправочные коэффициенты приводятся в спра-
вочнике; для транзисторов 2NJ38 при выбранном рабочем режиме
(Л и 1/кэ) эти коэффициенты указаны в табл. 15-1.
Таблица 15-1
Значения /г-параметров и поправочных коэффициентов
для транзистора типа 2N338
Параметр Справочное значение параметра Поправочный коэффициент для второго каскада, /э2=6 ма-. Поправочный коэффициент для первого кас ка та, /Э1=! ма\ ик6^л в Скорректированные значения параметров
второй каскад первый каскад
/1цб 50 ом 0,22 1 11 ом ; 50 ом
^12б 300-10-е 2,0 1 600-10-6 300-10-6
/1216 —0,99 1,0015 1 —0,9914 —0,99
14-/1216 0,01 0,86 1 0,0086 0,01
/1226 0,2-10-6 3,6 1 0,72-10-6 0,2-10-6
Ном 1/ом 1/ом
h-параметры транзистора типа 2N338 для первого каскада ОЭ:
, /1116
/1пэ— . . ,
1 + /1216
0,01
= 5 000 ом;
. 50-0,2-10—6 fi к
Л12б = ---—-------— 300-10~ =700 -10 ,
_ /‘116 /г22б
12э~ 14-Лгтб о,о1
. -/1216 -(-0,99)
21Э 14-/1216 1-0,99
ft226 0,2-1Q—6
22э 1-|_/г21б 0,01 ом
/i-параметры транзистора для второго каскада ОЭ:
/1иб 11
0,99
------= 99;
0,01
к 1
= 20-10~6 —
/1Пч=----— = ——— = 1 280 ом;
14-/гг1б 0,0086
_ /1ыб/1226 , _ П -0,72-10*"*’
12Э~ 1 4-/1216 ~ 126 ~ 0,0086 ~
— 600-10-6 = 320-10~6 ;
, —/1216 0,9914
1+^216 0,0086
= =84.10-6±
1 4-/1216 0,0086 ом
229
15-4. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ
И ВЫХОДНАЯ МОЩНОСТЬ УСИЛИТЕЛЯ
По приведенным выше данным можно вычислить коэффициент
усиления по мощности, выходную мощность, выделяемую в на-
грузке, и рабочий коэффициент усиления по мощности схемы усили-
теля звуковой частоты ОЭ, приведенной на рис. 15-3. Коэффициент
усиления по мощности усилителя равен произведению коэффициен-
тов усиления по напряжению и по току.
Эти вычисления необходимо начинать со второго каскада, яв-
ляющегося в данной схеме выходным, а затем переходить к первому
каскаду, поскольку входное сопротивление второго каскада зависит
от его сопротивления нагрузки. Величина сопротивления нагрузки
первого каскада усилителя зависит от значения входного сопротив-
ления второго каскада.
Второй каскад. Из эквивалентной схемы на рис. 15-4 коэффи-
циент усиления по мощности второго каскада определяется следую-
щим образом:
к иъ
*4 ^3
U6 _
U3 li RbX2
Следовательно,
/5 У R,
А / Rr.xz
= (К/2)2
/?7
Rbx2
Коэффициент усиления по току и входное сопротивление второго
каскада равны *:
к.2 = А =------Аг— =------------А--------= 108.
A h223R7 + I 84 -10“6-700 + 1
п ^11Э “Ь (^22Э ^11Э---^21Э ^12э) R7
АВХ2— 1 I г г. —
1 + ^22Э ^?7
1 280 + (84-10~6 -1 280— 115-320-Ю”6)-700
-----------------------------------------— 1 220 ом.
1 +84-10~6-700
Таким образом, коэффициент усиления по мощности второго кас-
када равен:
700
^а=(108)2’Т^ = 670°-
1 Из обычных уравнений для h-параметров полное входное со-
противление определяется как
2вх=Япэ—hgia h\2aRn/ (1 ,
а коэффициент усиления по току
Ki=h2\al(1 +hg23 RH).
230
Межкаскадная цепь. Так как выходной ток первого каскада не
полностью поступает на вход второго, т. е. Ц (рис. 15-4), то
необходимо определить отношение этих токов (/4//з), которое по-
казывает ослабление тока межкаскадной цепью. Эквивалентная схе-
ма межкаскадной цепи дана на рис. 15-7, а.
Величина сопротивления параллельного соединения резисторов
6,2 и 4,4 ком приблизительно равна 2,5 ком (рис. 15-7,6). Сопро-
6,2 и 4,4 ком приблизительно равна
цепи двухкаскадного уси-
Рис. 15-7. Схема межкаскадной
лителя звуковой частоты.
а — основная схема; б — упрощенная схема.
тивление 2,5 ком и входное сопротивление второго каскада /?„2
также включены параллельно, и их эквивалентное сопротивление
/?окв=820 ом. Поскольку величина напряжения на этих двух сопро-
тивлениях одинакова, то
1,22/4 = 2,5 (/з — Л) = 2,5/3 —2,5/4-
Отсюда находим коэффициент передачи тока межкаскадной цепью:
/4 2,5
= 0,67.
Первый каскад,
ное выше, является
эффициент усиления
вен:
/8 3,72
Эквивалентное сопротивление RBKB, определен-
нагрузкой для первого каскада усилителя. Ko-
no току первого каскада, таким образом, ра-
^213
99
= — -
/2 /г22э 7?экв 1 20-10~°-820 -)- 1
Входное сопротивление первого каскада равно:
(^223 ^113 - ^213 /!12э) /?экв
Лвх1 =
99
------ =98
1,016
1 + hizsRэкв
5 000 + (20-10~6-5 ООО + 99 • 700 • 10-6) • 820
= 4,94 ком.
1 + 20-10- ”-820
Входная цепь усилителя. Необходимо также определить коэф-
фициент передачи (ослабления) тока входной цепью первого кас-
када и входное сопротивление усилителя с учетом влияния входной
цепи. Входная цепь представляет собой сопротивление в 2,86 ком,
эквивалентное резисторам Ri и R2, которые образуют делитель на-
пряжения, обеспечивающий рабочий режим первого каскада (см.
231
рис. 15-3 и 15-4). На рис. 15-8 приведена схема входной цепи пер-
вого каскада, из которой исключен источник сигнала.
Коэффициент передачи тока входной цепи равен:
/2 2,86 2,86
К . , = ---= ------------=--------= 0,366.
'Ч(входной цепи) 2,86 + 4,94 7,80
Входное сопротивление равно.
Квх—
2,86-4,94
2,86 + 4,94
= 1,8 ком.
Полный коэффициент усиления по мощности двух каскадного
усилителя. Полный коэффициент усиления по току двухкаскадного
Рис. 15-9 Входная цепь с
учетом источника сигнала.
Рис 15-8 Схема входной це-
пи усилителя.
усилителя (рис. 15-3) может быть определен путем умножения ко-
эффициентов передачи тока всех отдельных цепей усилителя:
К; = 0,366-98-0,67-108 = 2 560.
Х Л
Полный коэффициент усиления по мощности равен:
п 700
= (#,- г)2 = (2 560)2 = 2 560 000 = 2,56-10« = 64 дб.
Таким образом, коэффициент усиления по мощности двухкаскадно-
го усилителя (рис. 15-3) равен 64 дб.
Выходная мощность. При проведении данного анализа необхо-
димо вычислить выходную мощность. С учетом параметров источ-
ника сигнала: сопротивления источника 7?г=(1,1 ком) и э. д. с.
(10 мв)—схема входной цепи усилителя будет иметь вид, пока-
занный на рис. 15-9 Из этой схемы получаем:
£г+£вх 1 100+ 1 800 2 900
Мощность, поступающая на вход усилителя от источника сигнала,
равна:
Рвх = (Л)2 £вх =
gp^BX
(£г + #вх)2
= (3,45)2-10~12-1 800 = 11,9-1 800-10~12 = 0,0214 мыт.
232
Величина выходной мощности равна значению входной мощно-
сти, умноженному на коэффициент усиления мощности всего уси-
лителя:
ЕВых = Е вх Кр = 0,0214 • 10—6 • 2,56 • 106 = 0,055 в т.
Таким образом, РВых=55 мет.
Коэффициент усиления мощности при согласованном генераторе.
Коэффициент усиления мощности при согласованном генераторе
К? согл определяется как отношение мощности, выделяемой в на-
грузке усилителя, к мощности, генерируемой источником сигнала.
Сравнение величин Кр и КР согл показывает, насколько эффектив-
но используется источник сигнала при данном усилителе.
Если входное сопротивление усилителя равно сопротивлению
источника сигнала (/?si=/?r), то при этом обеспечивается макси-
мальная передача мощности от источника сигнала к усилителю.
Максимальная мощность, которую может отдать генератор, равна:
Е.
г.макс— 4
(0,01)2
4-1 100
10~4
4,4-103
= 0,0226 мквт.
Коэффициент усиления мощности
дет равен:
при согласованном генераторе бу
,, г ВЫХ
ftp СОГЛ D
55-10~3
г.макс 0,0226-10—6
= 63,8 56.
Как видим, коэффициент усиления мощности при согласованном
генераторе почти равен полному коэффициенту усиления мощности
усилителя; таким образом, источник сигнала используется доста-
точно эффективно, так как его сопротивление близко по величине
входному сопротивлению усилителя.
Коэффициент усиления по напряжению. Используя известные
данные, определяем коэффициент усиления по напряжению:
1/ВЬ1Х (падение на R?) Я7 2 560-700
— —- 1\ I — — У У о •
t/вх (падение на RBX 1 800
15-S. ПОЛНАЯ ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Полная схема усилителя, сконструированного на транзисторах
типа 2N1565, дана на рис. 15-10.
Типовые значения коэффициента усиления по току в зависимо-
сти от температуры для частоты 1 кгц даны ниже:
— 55° С . ................ 83 56
-К 25° С...................88 дб
+125°С . . 91 дб
233
Рис. 15-10. Схема усилителя низкой частоты.
Спецификация к схеме на рис. 15-10.
Элементы схемы:
Условия работы:
Ян=560 ом;
/?1=1б ком;
/?2*=6,2 ком;
/?з=1,6 ком;
1,0 ком;
Тх, Т2, Г3 —2N1565
Диапазон температуры : от —55 до 4-125° С;
Удвоенная амплитуда выходного напряже-
ния равна 2 в.
Величины Ci и С2 зависят от выбранной полосы частот. Испытания схе-
мы проводились при Ci=10 мкф и С2“100 мкф.
Примечание. Величины С\ и С2 зависят от выбранной полосы ча-
стот. Испытания схемы проводились прн Ci = l0 мкф и С2—100 мкф.
ГЛАВА ШЕСТНАДЦАТАЯ
ВЫХОДНЫЕ И ПРЕДОКОНЕЧНЫЕ КАСКАДЫ
В РЕЖИМЕ А
Для мощных выходных каскадов, работающих в ре-
жиме В, наиболее распространенным типом предоконеч-
ного каскада является усилитель с трансформаторной
связью, работающий в режиме А. В этой главе рассмат-
риваются вопросы проектирования таких предоконечных
каскадов.
При расчете усилителя в режиме А приходится учи-
тывать много переменных величин, и дать общий метод
расчета для любой схемы очень трудно. Поэтому метод
расчета, приведенный здесь, представляет собой скорее
анализ конкретной схемы. Приведенные расчеты и при-
меры позволяют указать на факторы, которые необходи-
мо учитывать при проектировании схем усилителей в ре-
жиме А.
234
16-1. ПРИНЦИПИАЛЬНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
Принцип работы усилителя в режиме А подробно
поясняется во многих источниках, поэтому в данной гла-
ве будет дано лишь краткое объяснение работы схемы.
На рис. 16-1, а приведена основная схема усилителя в
режиме А.
На рис. 16-1,6 приведены линии нагрузки для посто-
янного и переменного тока. Величина Ан — сопротивле-
ние нагрузки, пересчитанное в первичную цепь транс-
форматора, которое характеризует линию нагрузки для
Напряжение Up3
п) б)
Рис. 16-1. Основная схема усилителя в режиме А.
постоянного тока. Точка пересечения линий нагрузки для
переменного и постоянного тока (/кн, Инн) является на-
чальной рабочей точкой усилителя, где /Кн — ток, теку-
щий через транзистор, а 17кн — напряжение между кол-
лекторным и эмиттерным выводами транзистора при от-
сутствии сигнала на входе схемы. Таким образом, мощ-
ность, рассеиваемая транзистором, при отсутствии сиг-
нала на входе схемы будет:
Д; макс = 6/кн^кн (16-1)
При подаче сигнала на вход усилителя рабочая точка
будет перемещаться по линии нагрузки для переменного
тока. Для получения максимального выходного тока и
напряжения симметричной формы начальная рабочая
точка должна делить линию нагрузки для переменного
тока пополам, как показано на рис. 16-1,6 (сопротивле-
ние насыщения транзистора считаем ничтожно малым).
Так как рассматривается идеальный транзистор, т. е.
235
(16-2)
/?кЭиас = О И /Кб0 = 0, ТО максимальная МОЩНОСТЬ Р'вых.
которая может быть отдана в нагрузку равна
р' _ Ркн Л\Н _, Рк Л<н
вых — 2 2
Так как средняя мощность, потребляемая каскадом уси-
лителя, работающего в режиме А, постоянна и не зави-
сит от величины входного сигнала, очевидно, что макси-
мальный коэффициент полезного действия равен 50% и
может быть получен только при максимальном сигнале
на выходе.
16-2. РЕАЛЬНАЯ СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ
Реальная схема усилителя приведена на рис. 16-2, а.
Явное различие между реальной и идеальной схемами
заключается в наличии дополнительных сопротивлений
Рис. 16-2. Практическая схема усилителя в режиме А.
и конденсаторов. При более детальном анализе схемы
возникают дополнительные различия. При рассмотрении
линий нагрузки, приведенных на рис 16-2,6, возникает
ряд важных условий, которые должны быть приняты во
внимание при конструировании практических схем уси-
лителей.
Влияние сопротивлений схемы. Сопротивления Rc,
Rai и R32 определяют линию нагрузки на постоянном то-
ке, R'H, Rc и /?э1 — на переменном токе. Сопротивления в
цепи эмиттера необходимы как для стабилизации поло-
жения рабочей точки, так и для повышения температур-
236
ной стабильности схемы. Резистор в цепи эмиттера обыч-
но шунтируется емкостью, и для переменного тока его
величина будет равна нулю, но так как рассматривается
наиболее общий случай, то будем считать, что часть со-
противления в эмиттерной цепи, а именно Rai, не шунти-
рована емкостью и выполняет роль элемента отрицатель-
ной обратной связи по переменному току, приводящей
к увеличению входного и выходного сопротивлений схе-
мы. R'n — приведенное сопротивление нагрузки; Rc —
сумма сопротивления первичной обмотки трансформато-
ра для постоянного тока и внутреннего сопротивления
источника питания. Для улучшения характеристик схемы
величину сопротивления Rc необходимо по возможности
уменьшать.
Другое сопротивление, неблагоприятно влияющее на
работу схемы, обозначено на рис. 16-2,6 как Rx. Это —
сопротивление транзистора в точке, где начинается на-
сыщение. Обычно можно считать, что Rx в 2—3 раза
больше величины сопротивления насыщения, приводи-
мой в справочных данных на транзистор, которое изме-
ряется при глубоком насыщении транзистора. Из-за
очень сильного изменения рабочих характеристик тран-
зистора при переходе его в область насыщения область
слева от линии l/Rx рис. 16-2,6 не должна использовать-
ся при работе в линейном режиме.
Положение рабочей точки. Для получения макси-
мальных величин тока и напряжения симметричной фор-
мы начальная рабочая точка должна находиться на ли-
нии нагрузки в точке с 1х/2, где 1Х —- величина тока в точ-
ке пересечения линии нагрузки на переменном токе с ли-
нией l/Rx (рис. 16-2,6). В этом случае для сигнала си-
нусоидальной формы максимальная выходная мощность
будет равна произведению напряжения (Дкн—Ux)/V^
и тока -к1‘- :
/2
= (16-3)
где
= (16-4)
Ukh — Ек — Л,п(Дс 4“ Rai 4“ Дэй) • (16-5)
Если начальная рабочая точка смещена относительно
указанного положения, то максимальная величина тока
237
н.н мане
Нагрузочные. прямые
постоянного тоно
1к.нмин
Нагрузочные прямые
переменного тона
Рис 16 3. Влияние изменения поло-
жения рабочей точки на линию
нагрузки для переменного тока.
или напряжения уменьшается и, следовательно, умень-
шается мощность, получаемая от транзистора.
На рис. 16-3 показано изменение линии нагрузки по
переменному току при увеличении /1;н до /кн.макс и умень-
шении тока 7КН до
7кн.мпн* Правильно рас-
считанная схема долж-
на сохранять рабочую
точку стабильной с уче-
том разброса парамет-
ров применяемых стан-
цартных элементов схе-
мы. Необходимо так-
же учитывать увеличе-
ние рассеиваемой тран-
зистором мощности при
увеличении тока 7КН до
7цн.макС" Независимо от
положения рабочей точ-
ки схема должна обе-
спечивать иа выходе
необходимую мощность переменного сигнала.
Расчет цепей смещения приведен в гл. 7.
Мощность рассеяния и тепловой режим. Мгновенная
мощность, рассеиваемая транзистором, в любом случае
определяется выражением
инз
Рк — WK3iK 4" ^бэг'б-
(16-6)
Если транзистор не находится в насыщенном состоя-
нии, то можно пренебречь членом по сравнению с
импульсной мгновенной мощностью ркмакс и максималь-
ной средней мощностью рассеяния РКмакс-
Максимальная средняя мощность в каскаде режима
А рассеивается при отсутствии сигнала на входе:
к макс — 71(Н6/кн — 7кн[Ек —
— 7КН(/?С + Rsi 4- /?э2)]-
(16-7)
Максимальная мгновенная мощность может быть
найдена путем определения мощности рассеяния через
ток. Затем, продифференцировав это выражение, найдем
величину тока iK, при котором мгновенная мощность бу-
дет максимальна:
238
_ Ек + Дн ( ~ Rat)
2«, + *с + М
если
ДЛ^ А»4-
/0 /?н /о
где f0 — частота сигнала.
(16-8)
Тогда
Рк. макс —
4 (^и + Рс + Д91)
(16-9)
Значения Дкмакс и ркмакс объяснены в гл. 7. Импульс-
ная мощность рассеивания, данная выражением (16-9),
возникает лишь при несимметричном смещении. К сожа-
лению, несимметричное смещение может возникнуть при
изменении нагрузки по переменному току, что является
обычным, если нагрузкой служит другой транзисторный
каскад. Как показано на принципиальной схеме
рис. 16-1, при симметричном смещении максимальные
значения мгновенной и средней мощности получаются
при отсутствии сигнала на входе.
Как было описано ранее в гл. 7, обычный тепловой
расчет производится с помощью выражения
ДТпсмакс — RihkPk макс 4” RikcPk макс- (16-10)
Другое важное условие, которое отмечалось в гл. 7,
касается тепловой устойчивости. Упрощенный вариант
выражения (7-58) гл. 7, определяющего условие тепло-
вой устойчивости, имеет вид:
1
О,О693/кбо-/кн-^
оТ п
0,0025
Рэ
(16-11)
Данное выражение определяет ограничения и усло-
вия, которые должны учитываться при расчете схемы.
Напомним, что выражение (16-11) справедливо для
кремниевых транзисторов (в случае германиевых тран-
зисторов вместо 0,0693 необходимо ставить 0,0459), а Дб
и Дэ — сопротивления эквивалентной схемы рис. 7-4 гл. 7.
239
Выходная мощность. Важным условием при расчете
предоконечного каскада, работающего в режиме А, яв-
ляется требование необходимой мощности выходного
сигнала. Для получения необходимой мощности в на-
грузке Ри, мощность, которую необходимо отдать в пер-
вичную обмотку трансформатора, определяют следую-
щим выражением:
Р>~ • (16-12)
где т) — коэффициент полезного действия трансформа-
тора.
Мощность сигнала на выходе транзистора определя-
ется выражением (16-3). Часть этой мощности, которая
отдается в приведенную нагрузку R'„, равна:
(16-13)
ИЛИ
/2 р'
(16-14)
где
6 = —-----—----(16-15)
Р„ + Яс+ Рэ
Действительно, Р/вых=Д,н, но с учетом возможных
изменений положения рабочей точки при расчете Р'вых
лучше обеспечить некоторый запас Р3, чтобы быть уве-
ренным, что минимальная величина Рвы* (при изменении
положения рабочей точки) будет равна Р'п:
р'вых-р,и = р3- (16-16)
Соображения по выбору транзистора. Основными ве-
личинами, определяющими выбор типа транзистора,
являются ток, напряжение и температурный диапазон.
Кроме того, транзистор должен иметь приемлемую вели-
чину h2i3 при токе, равном 2ДН, и предельное напряжение
Дпр-кэо > 2(7К„. (16-17)
16-3. МЕТОДИКА РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
При расчете заданными считаются следующие пара-
метры:
240
напряжение источника питания Ек, его стабильность
и внутреннее сопротивление; диапазон частот; окружаю-
щая температура; мощность
ние нагрузки RH.
Принципиальная схема
приведена на рис. 16 4.
Приводимый метод
расчета предоконечного
каскада усилителя, рабо-
тающего в режиме Л, ос-
нован на получении мак-
симальной надежности
схемы.
1. Определим выход-
ную мощность на транзи-
сторе.
а) Задаемся коэффи-
циентом полезного дейст-
вия трансформатора тр
б) Рассчитываем мощ-
ность, подводимую к тран-
сформатору Р'и —Р„/т\.
в) Задаемся запасом
мощности Р3 с учетом
смещения рабочей точки.
в нагрузке Рн; сопротивле-
Рис. 16-4. Схема для расчета
усилителя.
г) Определяем мощность на выходе транзистора
Р' = Р' + Р,
вых н 1
2. Определяем среднюю мощность, рассеиваемую
транзистором.
а) Задаемся 6:
Ен + ^э1+ Ес
б) Рассчитываем максимальную величину средней
мощности
> = U I
и макс ' кн
9Р'
б
3. По справочным данным выбираем один или не-
сколько типов транзистора, исходя из требуемой мощно-
сти, частоты и температуры.
16—878
241
4. По справочным данным выбираем ток рабочей
точки, в которой коэффициент усиления Лгы должен сох-
ранять постоянную величину при максимальном сигнале.
5. Определяем рабочее напряжение.
a) U'KH может быть найдено из уравнения (16-13):
ВЫХ 2
б) Задаемся значением величины Ux (по справочным
материалам).
в) Определяем величину напряжения рабочей точки:
г) Если полученная величина UKH не подходит, зада-
емся другой величиной начального тока /кн-
д) Из выражения (16-17) определяем необходимое
предельное напряжение транзистора:
б^пр.кэо > 2UKS.
6. Определяем требуемую величину приведенного со-
противления нагрузки.
а) Из выражения (16-14) определяем приведенное
сопротивление нагрузки:
Р’ =/2 R' 2.
ВЫХ КН и
б) Определяем коэффициент трансформации.
7. Выбираем величины остальных сопротивлений.
8. Рассчитываем величину сопротивления 7?э2 из урав-
нения (16-5):
Пкн = £к 7КН (Rai + Rc)
9. Определяем максимальную температуру перехода.
а) Применяемый теплоотвод должен быть рассчитан
так, чтобы полученная температура перехода (с тепло-
отводом) была меньше предельной температуры, приво-
димой в справочнике.
б) Если предположить, что тепловая постоянная вре-
мени транзистора равна нулю, то необходимо учитывать
мгновенную мощность ркмакс, величина которой может
быть оценена с помощью выражения (16-8).
в) Максимальная величина /?ткс может быть найде-
на из выражения (16-10).
242
10. Из условия тепловой устойчивости определяем
максимальную величину эквивалентного сопротивления
в цепи базы.
а) Упрощенный расчет тепловой устойчивости мож-
но произвести с помощью выражения (16-11). Более пол-
ные данные по этому вопросу приведены в гл. 7.
б) Максимальное эквивалентное сопротивление в це-
пи базы, найденное из выражения (16-11), может не
удовлетворять условию необходимой температурной ста-
бильности рабочей точки. Желательно также, чтобы эк-
вивалентное сопротивление в цепи базы было больше
входного сопротивления транзистора.
в) Определив величину эквивалентного сопротивле-
ния в цепи базы, находим точные значения величин Rei
и /?б2 из условия обеспечения необходимого напряжения
смещения базы.
11. Определяем стабильность положения рабочей
точки. Этот вопрос достаточно подробно рассмотрен
в гл. 7.
12. Определяем влияние возможного изменения по-
ложения рабочей точки.
а) Определяем, достаточна ли выбранная величина
запаса Р3.
б) Определяем способен ли транзистор рассеять до-
полнительную мощность, возникающую в результате сме-
щения рабочей точки.
13. Определяем величины емкости связи и емкости,
шунтирующей /?Э2- Выбираем трансформатор.
14. Собираем экспериментальный макет усилителя и
проводим его испытания.
16-4. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Заданы следующие параметры усилителя:
напряжение источника питания 40 в;
внутреннее сопротивление источника питания 1 ом\
частота сигнала 400 гц\
температура окружающей среды от —25 до +100° С;
необходимая мощность в нагрузке Рн=400 мвт\
сопротивление нагрузки Рн = 15 ом.
Принципиальная схема дана на рис. 16-4.
1. Считая к. п. д. трансформатора равным 75%, определяем
мощность, которую необходимо получить от транзистора:
Рн 400 _
Р = — = —— = 534 мет.
н 1] 0,75
16:
243
С учетом запаса Рэ=300 нет получаем:
Р'вых = 534 + 300 = 834 мвт-
2. Задаемся <5=0,75 и определяем среднюю мощность, рассеи-
ваемую транзистором:
к макс
2Р
вых
2 (834-10~3)
0,75
= 2,22 ет.
д
3. По требуемой мощности, частоте н диапазону рабочих тем-
ператур выбираем необходимый тип транзистора. Наиболее подхо-
дящими являются транзисторы из серии 2N1718. Для получения
максимального коэффициента усиления из данной серии выбираем
транзистор 2N1720.
4. По справочным данным выбираем начальный ток. Коэффи-
циент усиления Л21э максимален при токе 200 ма и сохраняет свое
значение до 400 ма. Выбираем ток рабочей точки 200 ма.
5. Определяем начальное напряжение. Требуемая амплитуда
напряжения может быть найдена с помощью выражения (16-13):
2Р
вых
^кн б/
2-0,834
0,75-0,2
= 11,1 в.
Эта величина мала по сравнению с напряжением питания. Поэто.-
му можно уменьшить величину начального тока до 100 ма. В этом
случае
2Рвых 2-0,834
<4Н «г = О 1 0 75 22>2 е-
При токе 2/кн=200 ма задаемся величиной Ux. В нашем случае
64=4 в. Тогда напряжение рабочей точки
Укн = Укн + Ух = 26-2е-
Для надежной работы транзистора необходимо выполнение
условия
Дпр. кэ о>2Дкн = 52,4 в.
Транзистор 2N1720, имеющий ДПр.кэо=60 в, подходит для на-
ших целей.
6. Используя выражение (16-14), определяем требуемую вели-
чину приведенного сопротивления нагрузки:
2Р
вых
2
КН
2-0,834
0,12
= 166,8 ом.
1
Коэффициент трансформации в этом случае будет равен:
п =
{166,8
15
3,33.
244
7. Выбираем величины остальных сопротивлений. Зададимся
общей величиной /?с порядка 20 ом. Rsi берем равным 5 ом. Введе-
ние /?81 позволяет увеличить входное сопротивление и уменьшить
нижнюю граничную частоту усилителя, определяемую шунтирую-
щим действием конденсатора С8; при этом R3I не оказывает сущест-
венного влияния на усиление схемы, так как /?н >35 /?э1.
Рассчитываем б:
_________£н___________166,8 __ 7
~ ^н+^с + ^э! 166,8+20+5 ~°187‘
Величина 0,87 близка к ранее выбранной величине 0,75. Поэтому
Рк макс пересчитывать не надо.
8. Находим величину сопротивления /?э2 из выражения (16-5):
£к-^кн-/кн(/?э1+/?с) 40 - 26,2 - 0,1 (5 + 20)
*э2~ I ~~ 0 1 ~
7КН М,1
= 113 а» НО ОИ.
9. Определяем максимальную температуру перехода и требуе-
мую величину общего теплового сопротивления. Обычно в справоч-
ных данных на транзистор величина тепловой постоянной времени
не указывается, однако, так как усилитель работает на довольно
низкой частоте, можно обеспечить достаточно надежную работу схе-
мы, положив при расчете тепловую постоянную времени равной
пулю. Для каскада в режиме А рк Макс можно определить из урав-
нения (16-9):
[^к+^кн^н-М]2
к макс — . , х —
4(Ян + *с+*э1)
= [40 + 0,1 (166,8- 110)1^ m
4(166,8 + 20 + 5)
Максимальная величина теплового сопротивления корпус — сре-
да /?тнс может быть определена из уравнения (16-10):
ДТпс = /?тпк Рк макс + Riitc Рк маис.
Так как максимальная температура окружающей среды 100° С,
то ДУпс достигает 75° С. Обычно для повышения надежности ве-
личину ДГпс берут с запасом. В нашем случае выбираем Д7'Пс =
= 70° С, тогда
70° С = 7,5 • 2,72 + /?ткс • 2,22;
Яткс sg 22,4 « 22° С/вг.
Таким образом, общее тепловое сопротивление участка поверх-
ность транзистора — слюдяная прокладка — теплоотвод должно
быть меньше 22° С/вт.
10. Определяем максимальную величину эквивалентного сопро-
тивления в цепи базы, исходя из условия тепловой устойчивости.
Так как внутреннее сопротивление источника питания мало, то со-
245
противления в уравнении (16-11) должны быть определены приме
иительно к схеме рис. 16-4. Тогда
К- > £ J (1 + (° »93 ) + — •
rt L \ Яэ) V dTn J /?э _
где R, = 7,5 X 22=29,5° С/вт;
Ек = 40 в;
/кн = ЮО ма;
/?э = 110+5=115 ом;
/кбо — 500 мка (из справочных данных);
0,0693/кбо= 34,6- 10~6 а.
В большинстве случаев величину /кб0 необходимо рассчиты-
вать с помощью следующего выражения:
^кбО ~ ^кбО + 2" ^кбО’ (16-18)
1Де /кб0— часть /кбо. зависящая от напряжения;
/Кбо— часть /Кбо, зависящая от температуры;
п — число увеличений температуры на 10° С (для кремние-
вых транзисторов) или на 14° С (для германиевых тран-
зисторов) от температуры перехода, при которой вели-
чина /кб0 задана, до температуры, для которой /кб 0 оп-
ределяется. Это правило применимо в широком диапа-
зоне температур:
^21Б ^21Б ^21Э1 (1 + ^2131 ) — ^2132 Q + ^2132)
^Т’п А/n Тп2 — ТП1
В табл. 16-1 приведены значения коэффициента усиления /i2ig
при разных температурах, взятые из справочника.
В идеальном случае надо было бы определить температурные
изменения й21Б Для максимальной допустимой температуры траи-
Таблица 16-1
Коэффициент усиления й21д транзистора 2N1720 при токе 100 ма
Температура перехода, .°C Минимальная величина ^219 Типовая величина Л21Э Рассчитанная минимальная величина Л21Э
150 125 38 125=57,9—58 82
75 97 38 97=44,9-45 82
25 38 82 38 82=38 82
246
зистора----1-170° С. Однако можно обеспечить достаточную надеж-
ность схемы, рассчитав изменение Л-21Е в диапазоне температур
+75° — 150° С:
Й21Э1 Й21Э2
^Й21Б 1+^2131 1+^2132 45,46 — 58/59
dTn ТП2-Т1П 150-75
= — 63,9-Ю-6 1, °C;
-7КН —— < — (0,1)(— 63,9-Ю-6) = 6,39-Ю-6 а/°С;
dT
( ^21б\
R9 Rt Ец — 0,0025 — R3 I 0,0693 /кбо Дн I
/?б <-------------------------------;------------— олг-
d^2\Б
0,0693 /кбо — 7КН
dT п
115 29,5-40 — 0,0025— 115 (34,6-10“6 + 6,39-10~6)
Rk < ———--------------------------------------------, ом,
34,6-10~fi + 6,39-10—6
т. е. Ro <2,2 ком.
Найденная величина определяет верхний предел Re из условия
тепловой устойчивости усилителя. Однако для обеспечения темпе-
ратурной стабильности рабочей точки величина Re может выбрана
несколько иным образом. Для получения температурной стабильно-
сти часто считают достаточным выполнение условия Ro/Ro <5.
Включим в цепь базы эквивалентное сопротивление Re, в 5 раз
большее сопротивления в цепи эмиттера, т. е. 575 ом. Тогда полу-
чим величины Дб1=2 ком, Rb2=\ ком, которые хорошо удовлетво-
ряют указанным условиям, обеспечивая также необходимое смеще-
ние рабочей точки. Напряжение на эмиттере в этом случае будет:
^ЭН (1?Э1 + ^Э2) — 1 1,5 в.
II. Определим стабильность рабочей точки. Возьмем выражение
для минимального значения начального тока из гл. 7:
^21 Эмин (^б мнн + ^бэ макс)
^6 макс + макс О + Й21Эмнн)
Максимальный начальный ток равен:
т U& макс мин + I кбо макс (/?б макс мин)
'кн макс< _
Аэ мин
Так как сопротивление источника питания мало по сравнению
с другими сопротивлениями схемы, то нет необходимости преобра-
зовывать схему рис. 16-4 для получения более точных значений со-
противлений в этих выражениях. В данном случае используются ре-
зисторы с разбросом номиналов 1% и не учитывается изменение
этого разброса при изменении температуры.
247
В справочных материалах приведены следующие значения па-
раметров транзистора для наихудших температурных условий:
1121г мин— 25; 1121Эмакс —00 1 Пбамин —0,4 в,
Пбэ макс—1,2 в', Л(б<макс—500 МКа
Возможные предельные значения сопротивлений, напряжения
смещения Ur, и тока /кн следующие:
Гамаке = 115+ 1,15 = 1 16,15 ОЛТ; /?эмин = 115 — 1,15 = 113,85 ом;
R&\ макс = 2000+ 20 = 2,02 ком; R6l мив = 2000 — 20 = 1,98 ком;
R&. макс = 1000 + 10 = 2,01 ком; Rcz мив = 1000 — 10 = 0,99 ком;
п R&1 макс R&Z макс
Кб макс = ~---------—------— Ь80 ом;
Ret макс + макс
^кмакс = 40,5 в', £кмин = 39,5 в\
Г; _ 77 ^62 макс 40,5-1,01 , „ „
иб макс — £к макс „ , _ — , — 13,7 в;
7?б1 мин “Ь R&2 макс 1,98 + 1,01 ’ ’
и Ек мин £?б2 мин 39,5*0,99
бМНН ~ /?б! макс +/?б2 мин “ 2,02 + 0,99 = 1310 в;
, 25(13,0—1,2)
Укнмнн> 680 + 116,15(1+25) =79’5 л<а:
13,7 — 0,4-0,5-10—3(680 + 113,85)
'кн макс
114 ма.
113,85
12. Определим влияние смещения рабочей точки. Так как 1КЯ
может измениться на 20,5 ма, амплитуда сигнала также может
уменьшиться на эту величину. В этом случае мощность сигнала,
подводимая к транзистору, будет:
(0,1 — 0,0205)2/?н 0,07952-166,8
к = т---------=----------------= 526 мет.
От требуемой мощности 534 мет эта величина отличается всего на
несколько процентов. При расчете мы задавались определенным
запасом для повышения надежности. Теперь можно считать, что,
несмотря на возможные смещения рабочей точки, на выходе обе-
спечивается требуемая мощность.
13. Определим величины емкости связи и емкости, шунтирую-
щей и выберем трансформатор. Величина емкости связи G мо-
жет быть определена, если известна величина сопротивления источ-
ника сигнала. Если сопротивление источника сигнала R, равно
1 ком, то емкость связи будет снижать усиление меньше чем на
3 дб в случае, если
С1>--------.
Ы (Rt + Rbx)
248
Так как
Кб Кэ (1 4" ^21э)
Re + Кэ (1 4- ^21э)
~ ПО ом;
то
О) = 2nf = 2л • 400 == 800л рад/сек,
1
800 л1,11 ком
— 0,359 мкф.
Выберем величину Ci со значительным запасом: С]=5 мкф.
Величина емкости в эмиттерной цепи Сэ может быть опреде-
лена из условий снижения коэффициента усиления не более чем
на 3 дб:
с.>-------------!-------------
|\ 1+^213/J
__Re Rr 4~ (Ra2 4~ Rai) (Re 4~ Rr) (1 4~ ^ггэ)
ь>Кэ2 [Кб Кг + Kai (Кб 4~ Кг) (1 + ^гхэ)]
После упрощений получаем:
1
Сэ >------= 79,5 мкф.
б>Кэ!
Чтобы получить высокие
мощность, необходимо, чтобы
ной обмотки при разомкну-
той цепи вторичной обмотки
было много больше приве-
денного сопротивления на-
грузки. Для получения хоро-
ших характеристик в обла-
сти низких частот необходи-
мо выполнить еще ряд тре-
бований. Например, индук-
тивное сопротивление долж-
но быть больше параллель-
но включенных выходного
сопротивления транзистора
и приведенного сопротивле-
ния нагрузки. Для выполне-
ния этого требования прихо-
дится сильно увеличивать
размеры трансформатора.
Если размеры усилителя
к. п. д. трансформатора и выходную
индуктивное сопротивление первич-
Рис. 16-5. Усилитель в режиме А с вы-
ходной мощностью 400 мет.
ограничены, то часто прихо-
дится жертвовать усилением на низких частотах и выполнять толь
ко требование, чтобы индуктивное сопротивление было много боль-
ше приведенного сопротивления нагрузки.
14. Сборка и испытание экспериментального макета схемы.
Полностью рассчитанная схема усилителя приведена на
рис. 16-5; ниже приведены параметры элементов схемы и характе-
ристики усилителя:
249
R'„ = 166,7 ом; 0,5 вт;
7?i = 2 ком; 1 вт;
R2 = 1 ком, 0,5 вт;
Rs = 5 ком; 0,5 вт;
Rt = ПО ком; 2 вт;
Ci = 5 мкф; 50 в;
С2 = 100 мкф; 50 в;
1\ = 2N1720.
Параметры трансформатора: IF] = 442 витка; сопротивление пер-
вичной обмотки по постоянному току 9 ом.
Характеристики усилителя на частоте 400 гц при мощности на
выходе 400 мет;
усиление по мощности > 24 дб;
усиление по напряжению > 22 дб;
входное сопротивление ~ 260 ом;
рабочий диапазон температур —25—F100° С;
общее нелинейное искажение сигнала < 5%.
Примечания: 1. Все резисторы схемы имеют допуск 1%-
2. Предельные мощности для резисторов и напряжения для
емкостей даны из условий работы при +100° С.
3. Транзистор 7] с теплоотводом имеет тепловое сопротивление
корпус — окружающая среда меньше 22° С1вт.
4. Характеристики схемы измерены при использовании источ-
ника сигнала с внутренним сопротивлением 1 ком.
ГЛАВА СЕМНАДЦАТАЯ
НИЗКОЧАСТОТНЫЕ ВЫХОДНЫЕ КАСКАДЫ
В РЕЖИМЕ В С ТРАНСФОРМАТОРНОЙ СВЯЗЬЮ
При работе каскада в режиме В транзистор в исход-
ном состоянии находится в режиме отсечки, так что лю-
бой положительный (для п-р-п транзистора) сигнал вы-
зывает включение прибора, в то время как отрицатель-
ный сигнал не изменяет состояния транзистора. Если
входной сигнал имеет синусоидальную форму, то актив-
ное устройство (в нашем случае транзистор) находится
во включенном состоянии только половину периода. Для
работы каскада в последующие полпериода необходимо
ввести второй активный элемент. Для управления дву-
мя усилительными элементами и объединения их выхо-
дов обычно используются трансформаторы с отводом от
середины обмотки (трансформатор со средней точкой).
Усилительные каскады, работающие в режиме В, час-
то используются в качестве выходных каскадов транзис-
торных усилителей мощности по следующим причинам:
нелинейные искажения могут быть сведены к мини-
муму;
теоретически максимальный коэффициент полезного
действия усилителя в режиме В составляет 78%, а уси-
лителя в режиме А — 50%;
250
потребление мощности в отсутствие сигнала очень
мало, тогда как каскад в режиме А постоянно потребля-
ет мощность от источника питания;
рассеиваемая мощность делится между двумя тран-
зисторами;
так как через выходной трансформатор не течет пос-
тоянный ток, то отсутствует постоянная составляющая
индукции и, следовательно, можно уменьшить вес транс-
форматора.
17-1. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ
Рассмотрим несколько причин, вызывающих нелиней-
ные искажения в каскадах, работающих в режиме В Не-
которые из них будут весьма общими, другие встречают-
ся относительно редко.
Сигнал, который
имеет амплитуду, сим-
метричную относитель-
но его среднего значе-
ния, и повторяется во
времени с периодом
7=2л/<в, не содержит
четных гармоник. Это
обстоятельство исполь-
зуется в двухтактных
схемах для уменьше-
ния содержания чет-
ных гармоник в выход-
ном сигнале. Как ука-
Рис. 17-1. Характеристики работы
двухтактного каскада в режиме В.
зано выше, в идеаль-
ном двухтактном уси-
лителе в режиме В по-
ложительная часть сиг-
нала усиливается одним транзистором, а отрицательная
часть — другим. Если транзисторы имеют идентичные
характеристики, то при соединении двух усиленных час-
тей сигнала мы получаем симметричный сигнал на выхо-
де без четных гармоник. График работы подобной схемы
приведен на рис. 17-1.
Выбор рабочей точки. На рис. 17-1 приведена форма
сигнала на входе. Если оба транзистора выключаются в
момент, когда напряжение входного сигнала равно нулю,
то суммарная передаточная характеристика схемы, по-
лучаемая соединением зависимостей U53=f(IK) обоих
251
транзисторов, может быть далека от линейной. Сильное
изменение diKldii(,3 в момент перехода напряжения сиг-
нала через нуль вызывает нелинейные искажения. Ана-
логичный эффект наблюдается и при соединении харак-
теристик /6=f(/K) транзисторов.
В момент времени, когда входной сигнал меняет по-
лярность, оба транзистора (рис. 17-1) находятся в вы-
ключенном состоянии. В этот момент ток коллектора, те-
кущий через выходной трансформатор, изменяется очень
Рис. 17-2. Характеристики работы двухтактного каскада в режи-
ме В со смещением.
быстро, а выходное сопротивление транзистора очень ве-
лико. Все это будет искажать выходной сигнал при каж-
дом изменении полярности входного сигнала. Указанный
эффект широко известен и всегда сопутствует работе ка-
скадов в режиме В. Некоторого уменьшения этих ис-
кажений можно достичь, используя бифилярную намот-
ку катушек выходного трансформатора для получения
лучшей симметрии и более сильной связи. Однако при
плохом качестве бифилярной намотки ухудшается рабо-
та схемы на высоких частотах.
Нелинейные искажения могут быть уменьшены путем
установления такого постоянного смещения транзисто-
ров, чтобы они пропускали ток около нескольких милли-
ампер при отсутствии сигнала на входе. В этом случае
можно получить почти линейную передаточную характе-
ристику (рис. 17-2). Схема очень критична к величине
требуемого смещения: слишком малое смещение не уст-
раняет нелинейных искажений, а слишком сильное вы-
зывает искажения при большом сигнале. Необходимая
величина смещения должна быть найдена эксперимен-
тально.
252
Таким образом, практические схемы усилителей ра-
ботают не в идеальном режиме В Рабочая точка каж-
дого транзистора обычно несколько смещена от грани-
цы области отсечки в активную область.
Сопротивление источника сигнала. Для транзисторов
зависимость Дбэ=ИД) (или у2)э) имеет кривизну харак-
теристики, обратную кривизне зависимости h=f(IK)
(или h2i3}. В случае низкого сопротивления источника
сигнала (генератор напряжения) при работе каскада ис-
пользуется характеристика г/»1э; в случае высокого со-
Ивеальный
сигнал
'^Искаженный
\ сигнал на
\ выходе
\ t
Рис. 17-4. Форма сигнала
с нелинейными искаже-
ниями, вносимыми за счет
падения й21э •
противления источника сигнала (генератор тока) —ха-
рактеристика /121э- Для некоторого оптимального сопро-
тивления источника сигнала гГ (рис. 17-3) получается
промежуточная характеристика, почти не имеющая кри-
визны. В этом случае нелинейные искажения, вносимые
каскадом, будут минимальны. Величину гг можно выра-
зить через параметры малого сигнала:
__ (^21э/Р21э)3 ^21э/^К____________ ^21э ^Пэ/^Д
— dh^\9ldIK dh2i3ldIK
^11Э ^Э’
Однако на практике это выражение используется редко.
При работе с большим сигналом величина гг должна оп-
ределяться экспериментально, особенно если в цепи сме-
щения базы используются диоды.
Уменьшение /i2i3 при больших токах. Уменьшение ко-
эффициента усиления транзистора при больших токах
приводит к другому типу искажения формы при больших
сигналах. Это искажение проявляется в виде сжатия
верхней части сигнала (рис. 17-4). Если вершина сиг-
нала имеет плоский участок, то, вероятно, транзистор
входит в режим сильного насыщения и величина макси-
мального тока ограничивается выражением (15-9).
253
Трансформаторы. В усилителях, работающих в режи-
ме В, трансформаторы не служат целям согласования
выходного сопротивления транзистора и сопротивления
нагрузки, и выбор коэффициента трансформации опреде-
ляется другими соображениями. Обычно ввиду очень
большой величины выходного сопротивления транзистор
является для трансформатора генератором тока. В этом
случае вид частотной характеристики в области низких
частот будет определяться величиной индуктивности
трансформатора и сопротивлением нагрузки. В связи с
этим возникают нелинейные искажения из-за наличия то-
ков намагничивания
Так как входное сопротивление транзистора меняется
с изменением тока и коэффициента усиления, то нагруз-
ка вторичной обмотки согласующего трансформатора
постоянно меняется. Для того чтобы получить определен-
ный ход частотной зависимости в области низких час-
тот, индуктивность первичной обмотки согласующего
трансформатора необходимо определить исходя только
из сопротивления источника сигнала при разомкнутой
цепи вторичной обмотки.
Влияние /Кбо и /Збо. При больших напряжениях об-
ратного смещения и высоких температурах величины
токов /кбо и /Эбо для многих мощных транзисторов силь-
но зависят от напряжения смещения. Если транзистор
схемы режима В работает в вышеуказанной области, то,
помимо увеличения мощности, рассеиваемой транзисто
ром, эти токи могут вызвать существенные нелинейные
искажения.
17-2. ОСНОВНЫЕ УСЛОВИЯ ДЛЯ РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
В РЕЖИМЕ В
Обычно основным требованием при расчете таких
усилителей является обеспечение необходимой выходной
мощности. Факторы, влияющие на ограничение выходной
мощности, можно оценить с помощью анализа типовой
схемы рис. 17-5. Максимальная величина средней мощ-
ности неискаженного сигнала синусоидальной формы
й'вых В нагрузке Z определяется выражением
^вых' 2 ^кэ нас < макета) Л макс' O^-l)
Часть этой мощности будет потеряна в выходном транс-
форматоре. Коэффициент полезного действия этого тран-
254
сформатора может находиться в пределах от 95% (для
трансформатора, у которого вес и размеры не ограниче-
ны) до 50% (для трансформатора малого размера и ве-
са). Поэтому величину Р'ВЪ1Х необходимо увеличивать,
учитывая потери в трансформаторе.
На величины, входящие в уравнение (17-1), наклады-
вается много ограничений, поэтому необходимо рассмот-
реть их более детально.
Требования к источнику питания Ек. Усиление по
мощности в транзисторном
усилительном каскаде полу-
Рис. 17-5. Принципиальная схема
двухтактного усилителя в режиме
В.
чается за счет усиления
транзистором тока и из
за различия полных соп-
ротивлений нагрузки уси-
лителя и входного сопро-
тивления транзистора.
Усиление по току опреде-
ляется только параметра-
ми транзистора и режи-
мом его работы, в то вре-
мя как усиление за счет
различия сопротивлений
зависит от схемы. Для по-
лучения максимального усиления каскада в режиме В
за счет различия сопротивлений необходимо, чтобы ам-
плитуда напряжения сигнала на нагрузке была как
можно больше. Поэтому необходимо иметь источник
питания с возможно более высоким напряжением.
Если не учитывать всплески напряжения, возникаю-
щие при коммутации сигнала, то максимальное напря-
жение источника питания для каскада в режиме В огра-
ничивается одним из двух требований:
|£к|
I б^пр.кбо I
2
или
|£к|
(эмиттерный переход смещен
в обратном направлении); (17-2)
|П р1
I пр.кэ к|
R — сопротивление, включен-
ное в цепь база — эмиттер тран-
зистора) (17-3)
Выбор более высоких напряжений источника питания
приводит к тому, что каскад становится более чувстви-
тельным к выбросам напряжения, обусловленным пере-
ходными процессами, и может ухудшить надежность ра-
255
боты некоторых типов транзисторов Выбросы напряже-
ния, возникающие в выходном трансформаторе, могут
быть уменьшены применением бифилярной намотки пер-
вичной обмотки трансформатора, а также диодами,
предотвращающими пробой, включенными между кол-
лектором и землей (на схеме рис. 17-5 диоды не пока-
заны).
Рассеяние тепла и величина (R3+Z). Легкость, с ко-
торой тепловая энергия может быть отведена от пере
хода в окружающую среду, ограничивает число незави-
симых переменных в уравнении (17-1). Природа теплового
сопротивления подробно рассмотрена в § 4-4. В спра-
вочном листе на транзистор приводится достаточная
информация для расчета теплового сопротивления пере-
ход—корпус Rinn, & также теплового сопротивления
переход—окружающая среда RTnc транзистора без тепло-
отвода. Тепловое сопротивление корпус — окружающая
среда RTKC с учетом теплоотвода должно определяться
конструктором схемы. Конструкции, расчет и анализ
действия теплоотводов изучены довольно полно. В конце
гл. 4 приведен список литературы по этому вопросу.
Из уравнения (7-21) § 7 2 имеем.
Д^пс = рк макс^т! + ^кмакс^т2, (17-4)
где — часть полного сопротивления /?тпс, которая не
шунтируется тепловой емкостью при самой низкой ча-
стоте сигнала (см. § 4-4); /?т2—часть полного сопротив-
ления /?Тпс, для которой пульсация р1( сглажена тепло-
вой емкостью.
Для мощных усилителей режима В на очень низких
звуковых частотах /?т) можно считать равной /?тпк, а
/?т2—Rtkc- Если /?ТПк>2°С/вт или если рассматривают-
ся только верхняя граница звуковых частот и более вы-
сокие частоты, то эта величина для Rn может быть сли-
шком большой.
С точки зрения мощности рассеяния наихудшей фор-
мой сигнала для усилителя режима В является прямо-
угольная форма с амплитудой, равной половине макси-
мального размаха выходного напряжения. При такой
форме сигнала в случае, когда транзистор находится в
закрытом состоянии и токи /Кбо и /3g0 не вносят значи-
тельных потерь, имеем:
Рк макс 2РК макс- (17-5)
256
Из уравнений (17-4) и (17 5) можно получить пре-
дельно допустимую температуру перехода’
2Л7ПС
Рк макс' •
Z/\T1 *г Ат2
Из рассмотрения схемы рис. 17-5 видно, что
£2
*-к
(17-6)
Ркмакс;- 4(/?э + г)
(17-7)
Величины /?э и Z можно выбрать таким образом, чтобы
максимальная мощность на переходе не превышала мощ-
ности, определяемой выражением (17-6):
R9 + Z
Ek2(2/?ti + M
8Л7пс
(17-8)
На практике максимальная величина тока ограничи-
вается максимальной величиной напряжения насыщения
транзистора в рабочем диапазоне температур:
г _______ Ек — UK3 нас (1 7
'к макс- ' _ „ •
Кэ г
Если необходимо получить от каскада максимальную
выходную мощность, то надо уменьшить величину
(Rs+Z). Определив минимальную величину (Ro+Z) из
выражения (17-8), получим:
8Л7пс(1 ^кэнас/Рк)
Ек (2/?т1 + Рта)
(17-10)
Из последнего выражения можно получить условие, ог-
раничивающее величину максимального тока коллекто-
ра. Подставляя (17-10) в (17-1), имеем:
п _ 4 Л7пс / I __________ Укэ нас \2
вых 2/?т1 + Рт2 Ек )
1 _
Е*
2Рт1 + Рт2 у
(17-Н)
X
Если в результате решения уравнения (17-11) мы не по-
лучаем необходимой величины мощности /’'вых, то можно
включить на выходе несколько транзисторов параллель-
но. Необходимо отметить, что даже в случае идеальных
транзистора и схемы (т. е. /?э=0 и Пкэиас=0), /’'вых не
может превысить величины
4ЛГпс
2Е11 4~ Rt2
17—878
257
Сопротивление RB. Сопротивление RB уменьшает ко-
эффициент усиления по току, максимальную мощность
на выходе и иногда предельную частоту усилителя, ра-
ботающего в режиме В. В то же время Ra выполняет две
очень важные функции: осу-
ществляет температурную ста-
билизацию транзистора и обе-
спечивает такое положение на-
чальной рабочей точки, при ко-
тором искажения устраняются
или сильно уменьшаются. (Со-
противление /?., может также
стабилизировать коэффициент
усиления и уменьшать искаже-
Рис. 17-6. Схема усилите-
ля режима В.
пия, выполняя роль элемента
отрицательной обратной связи
по переменному току. Однако
такое применение нецелесооб-
разно, так как имеются другие методы, позволяющие вы-
полнить эти же функции без уменьшения выходной мощ-
ности.) Величина R3 зависит от сопротивления в цепи ба-
зы и от стабильности рабочей точки, определяемой глав-
ным образом температурной стабильностью. Для лучше-
го понимания каждое из вышеприведенных условий бу-
дет рассматриваться отдельно, хотя при расчете реаль-
ной схемы необходимо учитывать все условия одновре-
менно.
Обычное расположение элементов в схеме усилителя
режима В дано на рис. 17-6, где /?б2— сопротивления
обмоток согласующего трансформатора постоянному
току; Ra, — внутреннее сопротивление источника смеще-
ния Вс-
Чтобы обеспечить температурную стабильность,
можно воспользоваться упрощенной формулой (7-59)
из § 7-3:
КтпС £к
Яэ>-------
। ^^21В ।
(Т?б1+^б2+гб)^ 0,0693/|;б0 —7КН j-j-0,0025
1 Ктпс Вк [ 0,0693 /кбо — /кн —— — j
\ dT„ ]
(17-12)
258
Это выражение справедливо для кремниевых транзисто-
ров [§ 7-3, выражение (7-48)] без теплоотвода. Если два
транзистора расположены близко друг от друга или на-
ходятся на одном теплоотводе, необходимо в выражении
(17-12) удвоить величины /Кбо и Лен- Таким образом, чем
меньше величина (A’ci+^oz), тем меньше R3.
Рекомендуется использовать отдельные эмиттерные
сопротивления для каждого транзистора, как показано
на рис. 17-6. Это необходимо для того, чтобы:
1) выравнять токи /к макс и /1(В через каждый тран-
зистор;
2) снизить обратное напряжение па переходе база—
эмиттер при закрытом состоянии транзистора;
3) упростить анализ температурной стабильности так,
чтобы можно было воспользоваться выражением (17-12).
Другое ограничение величины Ra определяется про
бивным напряжением эмиттерного перехода:
। . । > 11, + + |^эмаКС|-2|Дбмин|. (17-13) Преобразовав выражение (17-13), получим: Mte ₽ 'к макс 0 +*219) 1+^>Э 1+Й21Э где +2Ебмин-Пбэмакс. (17 15) Решение неравенства (17-12) будет иметь вид: Яэ>Л + В(7?61+Я62 + г6). (17-16) Подставляя (17-16) в (17-14), получаем: Р Nh2\a/IK макс + А/В + гб ~ ^61 (17-17) 1 + *21Э + 1 /В Если А 1 г' "> Q । N /14- 1 'i (17-18^
+ ’б > a6i 4 1 "Г 1 , U ‘ 1°) D 'к макс ' ° / то худшие условия для R3 будут при больших значениях . Положив, что h2l ->оо, получим: ^,<-7^-. (17-19) *к макс
17*
259
Аналогичный результат можно получить из выражения
(17-18). приравняв правую и левую части. Если в выра-
жении (17-18) изменить знак неравенства па обратный,
то в выражении (17-17) необходимо использовать мини-
мальную величину /г2[Э. Величины Е'п, h2l3,Rc, в этих урав-
нениях должны быть определены для реальных условий,
которые имеются в схеме при токе /Кмакс-
Необходимо дать дополнительные пояснения по изме-
рению предельного напряжения (/пр.Эбх- Величина тока
базы (т. е. /эбх+^кбх), который течет в закрытом тран-
зисторе при максимальной величине сигнала, должна
быть мала не только для того, чтобы избежать дополни-
тельного увеличения рассеиваемой мощности, но и по-
тому, что этот ток вызывает искажение сигнала. На прак-
тике лучше всего проводить измерение обратного
напряжения на переходе при максимальной рабочей тем-
пературе, так как у некоторых транзисторов величина
тока утечки эмиттерного перехода довольно велика и ха-
рактеристика пробоя перехода имеет плавный вид. Ра-
зумными ограничениями при максимальной рабочей
температуре являются следующие:
2ЕК/к6х 1^6 „ 2£к - ^ЛРкмакс; (17-20)
I 7кбх 1с/кб~2£к + । 4бх 1с/.)й. с/пр эбх < °>1 17б макс|- (17-21)
Выражение (17-20) дает ограничение для /Кбк, а выра-
жение (17-21) дает ограничение для /Збж при U^~
~ (7Пр,эбх.
Если изготовители приборов не гарантируют значения
величин /Эбл и /Кбх, можно использовать значения /Эбо
и 7Кбо-
17-3. ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ
Уравнение (7-11) §7-1 включает величины, опреде-
ляющие положение рабочей точки любого изолированно-
го транзисторного каскада усилителя. При расчете уси-
лителя, работающего в режиме В, особенно важно учи-
тывать температурные изменения напряжения 17бэ. При
отсутствии температурной компенсации напряжение Ufa
может изменяться так, что усилитель из режима С при
низких температурах перейдет в режим А при высоких
температурах. Очевидно, что необходимо изменять Е'а
таким образом, чтобы величина Е'а—Ufa оставалась по-
260
стоянной во всем диапазоне температур. Влияние изме-
нения величин /Кбо и /г21э может быть ослаблено уменьше-
нием величины /?с,1 + /?б2-
Цепь смещения должна быть спроектирована таким
образом, чтобы величина сопротивления /?gi была как
можно меньше, Еы изменялось с температурой таким же
образом, как и Ufa (приблизительно 0,002 в/°С), и была
Рис 17-7. Цепи смещения.
не больше, чем это необходимо для предотвращения не-
линейных искажений. Имеется много различных схем
смещения, некоторые из которых приведены на рис. 17-7.
Схема на рис. 17-7, а представляет собой простой дели-
тель напряжения, который не обеспечивает температур-
ную компенсацию Е'с, и не может быть использован в ши-
роком диапазоне температур. Выражения для расчета
данной схемы следующие:
^1 = /?б.~£к . (17-22)
Е'в
Е2=------. (17-23)
Схемы на рис. 17-7,6 и в рассчитываются таким же обра-
зом, как и схема а, но для компенсации Е'с применяются
261
термосопротивления. В схеме рис. 17-7,6 термосопротив
ление /?! должно иметь температурный коэффициент 0Л):
%= + Ri}~ • 100%-°C. (17-24)
Ri R2
В схеме рис. 17-7, в R2 должно иметь 6R2:
е = — + R^.- . 100% °C. (17-25)
да £к7?2(/?1 + /?2-1)
Линейный положительный температурный коэффициент
для сопротивления Ri можно легко получить с помощью
одного сенсистора или комбинации сенсистора и обычно-
го сопротивления. Отрицательный температурный коэф
фициент для R2 обычно получают применением терми-
стора, включенного параллельно обычному сопротив-
лению.
Преимущество схемы (рис. 17-7,г) заключается в том,
что диод Д1 может обеспечить такой же температурный
коэффициент уменьшения прямого напряжения, как
и эмиттерный переход транзистора. Сопротивление A?i
выбирается таким образом, чтобы обеспечить в базу
транзистора ток несколько больший, чем максимальная
величина тока сигнала. Таким образом, диод Д1 все вре-
мя смещен в прямом направлении. Величины Re\ и Е'г,
определяются характеристиками диода и величиной
тока через него.
Рассмотрим работу диода, смещенного в прямом на-
правлении, более подробно. Зависимость напряжения на
диоде от тока через него определяется выражением
(17-26)
Ч * 1 s /
где — напряжение на диоде (напряжение положи-
тельно при прямом смещении диода);
/д— ток через диод (положителен при смещении
диода в прямом направлении);
£ <7 — 8,616- 10-5 е/°К;
гл — омическое сопротивление диода;
X — поправочный коэффициент (обычно 1 или 2);
Т — абсолютная температура, °К;
4— тепловой ток диода (имеет отрицательный
знак).
Характеристика, удовлетворяющая уравнению
(17-26), приведена на рис. 17-8. Если через диод течет
262
рабочий ток /ь то падение напряжения на диоде рав-
но V\. Касательная к характеристике диода в точке
([71, Л) будет пересекать ось напряжений в некоторой
точке ([7д, 0). Наклон этой линии будет определяться
выражением
д~ ^д Гд+ <7(/д + 4) ’
(17-27)
Рис. 17-8. Вольт-амперная ха-
рактеристика диода, смещенно-
го в прямом направлении.
Рис. 17-9. Эквива-
лентная схема дио-
да.
Тогда
, = m_h (i_ .—(а—1 (17-28)
Если /я»—/д, то
Гд~Гд + — : (17-29)
д д у/д
[7^= ^In ) _ 1 1 (17-30)
Таким образом, при прямом смещении и рабочем токе /д
диод может быть представлен в виде эквивалентной схе-
мы, приведенной на рис. 17-9. При 7’п= + 150°С и 1=1,
kT'i.lq будет равна 0,03646 в. Если подставить эту величи-
ну в уравнение (17-27), то легко можно увидеть, что г '
может составлять большую часть сопротивления гд при
токах через диод больше 36 ма. Tie всегда легко опреде-
лить величину Гд. Однако наклон линии, проведенной
через точки (Л, [7,) и (0, 0), всегда больше, чем наклон
линии, проведенной через точки (/ь [7() и (0, и'л.)
263
Сопротивление диода на постоянном токе U\/It будет
всегда больше, чем его сопротивление на переменном то-
ке гд:
гл<^-. (17-31)
'д
Последнее выражение полезно помнить при первона-
чальном (прикидочном) расчете каскадов усилителя.
Рассмотрение схемы смещения (рис. 17-7, г) совмест-
но со схемой рис. 17-6 дает:
(17-32)
= + "• (17'33)
гд +
Из-за большого прямого тока, необходимого для ра-
боты схемы смещения (рис. 17-7,г), возникают три не-
желательных эффекта:
1) на сопротивлении £i может выделяться значитель-
ная мощность;
2) трудно получить необходимую величину £б;
3) так как 10 возрастает экспоненциально с ростом
температуры, температурный коэффициент выражения
------- In 11 -11 в уравнении (17-26) будет отрицатель-
Q \ ‘o'
ным. Однако температурный коэффициент г' положи-
телен, так что температурный коэффициент величины Ua
будет меняться при возрастании /дгд от отрицательного
до положительного значения. Таким образом, преимуще-
ства схемы рис. 17-7, г могут быть сведены к нулю.
В схемах рис. 17-7, д и е сделана попытка уменьшить
величину тока, требуемую диодом. В схеме рис. 17-7, д
Ri и Д1 должны пропускать только такой ток смещения,
который обеспечивает необходимые значения R6l и Е'б ,
определяемые из выражений (17-29), (17-30), (17-32),
(17-33). Когда мгновенное значение тока сигнала дости-
гает этой величины, диод Д\ смещается в обратном на-
правлении, и цепь с малым сопротивлением для тока
смещения обеспечивается во время второго полупериода
диодом Д2, который должен быть достаточно мощным,
чтобы пропустить максимальный импульс базового тока.
264
Эта цепочка вносит некоторые искажения в характер за-
висимости напряжения входного сигнала от тока коллек-
тора, однако зависимость входного тока от тока коллек-
тора остается неизменной. Если величина сопротивления
источника сигнала достаточно велика, то общее увеличе-
ние искажений будет незначительным.
В схеме рис. 17-7,е емкость шунтирует переменную
составляющую сигнала, проходящего через диод Д\, так
что через R\ протекает только половина максимальной
величины тока базы. Эта схема смещения является наи-
более подходящей для работы на высоких частотах, где
емкость С может иметь малую величину. Изменение по-
стоянного напряжения на емкости С за счет изменения
величины сигнала может привести к изменению коэффи-
циента усиления каскада усилителя в случае, когда вели-
чина С слишком велика или сопротивление источника
сигнала очень мало.
Цепь смещения, приведенная на рис. 17-7, ж, подобна
цепи рис. 17-7, а. Отличие заключается в том, что сопро-
тивление вторичной обмотки согласующего трансформа-
тора составляет часть сопротивления Т?2- При тех же зна-
чениях и 7?^ для данной схемы требуется большая
мощность сигнала на входе. Однако если в схеме
рис. 17-7, о/?2<7?62 (1 + RdR।), то в схеме рис. 17-7, ж ток
смещения может быть меньше.
17-4. РАСЧЕТ ВЫХОДНОГО ТРАНСФОРМАТОРА
Выходной трансформатор необходим для обеспечения
допустимой нагрузки Z для транзистора, находящегося
в проводящем состоянии:
£к (2£т1 + )n H7.W
Наименьшая величина Z позволяет получить наиболь-
шую мощность на выходе. Так как второй транзистор при
этом не работает, вторая половина первичной обмотки
при анализе не учитывается. Отношение общего числа
витков первичной обмотки wt к числу витков вторичной
обмотки w2 равно:
^1-=2'1/"—. (17-35)
Ы>2 Г /?и
265
При определении величины индуктивности трансформа-
тора следует учитывать только £н> так как выходное со-
противление транзистора достаточно высоко, поэтому
цепь первичной обмотки можно считать практически ра-
зомкнутой. Если нагрузка меняется, то нецелесообразно
рассчитывать индуктивность, исходя из наибольшей ве-
личины 7?н- В этом случае величину индуктивности сле-
дует рассчитывать для такого сопротивления /?н, при
котором получается максимальная мощность на выходе.
Кроме того, для уменьшения нелинейных искажений,
вносимых токами намагничивания, вводится обратная
связь. Выходное сопротивление транзистора может быть
уменьшено введением обратной связи между коллекто-
ром и базой. Применение бифилярной намотки уменьша-
ет нелинейные искажения. Полный размах напряженияша
обмотке Wi, используемый для расчета максимальной
плотности магнитного потока, равен приблизительно 4£к.
17-5. РАСЧЕТ СОГЛАСУЮЩЕГО ТРАНСФОРМАТОРА
Проблемы, встречающиеся при расчете согласующего
трансформатора, подобны проблемам при расчете выход-
ного трансформатора с одним лишь исключением. Вход-
ное сопротивление транзистора, являющееся нагрузкой
вторичной обмотки трансформатора, меняется в широ-
ких пределах при изменении положения рабочей точки,
а также от прибора к прибору. Поэтому нагрузка вторич-
ной обмотки не может быть использована для расчета
индуктивности до тех пор, пока не будут даны конкрет-
ные, гарантированные максимальные величины /г)1э и /г21э-
Поэтому эту индуктивность обычно определяют по изве-
стному сопротивлению источника сигнала. Если источни-
ком сигнала является транзисторный усилительный кас-
кад в режиме А, то может оказаться необходимым
ограничить максимальную величину сопротивления ис-
точника сигнала либо включением сопротивления, шун-
тирующего первичную обмотку трансформатора, либо
введением обратной связи, уменьшающей выходное со-
противление транзистора. Эти меры часто не применяют-
ся из-за невнимательности или по экономическим причи-
нам (для экономии элементов и энергии), однако они
могут оказать значительное влияние на стабильность ко-
эффициента усиления и фазы в усилителях с обратной
связью.
266
Максимальная величина тока /трмакс. протекающего
по одной половине вторичной обмотки согласующего
трансформатора, определяется формулой
4р макс = + /кбх макс + U- С1 7'36)
“21Э мин
Амплитуда напряжения, приложенного к базе транзисто-
ра, находящегося в активной области, равна:
^61 макс ~ ^бэ 1макс 4“ Rs макс R макс I 1 ~7
\ ^21Э мин
. (17-37)
Наихудшие условия для данного случая возникают при
минимальной величине коэффициента усиления транзи-
стора /г21э, т. е. при самой низкой температуре перехода.
Необходимая величина напряжения на вторичной обмот-
ке ДЛЯ получения соответственно f/б! макс при /б1макс за-
висит от выбора схемы смещения. (Схемы смещения при-
ведены па рис. 17-7).
17-6. ТИПОВОЙ РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЯ В РЕЖИМЕ В
Рассчитаем каскад усилителя низкой частоты в режиме В с
мощностью на выходе РВЫх- Кроме мощности н частоты, при рас-
чете необходимо учитывать диапазон температур и наихудшее тем-
пературное сопротивление участка корпус транзистора — окружаю-
щая среда RT кс. Напряжение питания £к иногда является задан-
ным, иногда нет.
Предположим, что:
f= 400 гц\
Рвых = 5 вт;
7?ткс<15° С/ет;
Тс= —55 — +125° С;
Ек— выбирается необходимой величины.
Предположим, что к. п. д. выходного трансформатора 85%,
тогда транзистор должен обеспечить мощность на выходе Рвь]х по-
рядка 5,9 вт.
Теперь необходимо изучить справочные материалы с целью под-
бора подходящего типа транзистора. Объем необходимых справоч-
ных материалов можно уменьшить введением ряда условий.
Для работы усилителя при температуре окружающей среды
больше 80° С необходимо выбирать кремниевые транзисторы. Суще-
ствующие кремниевые транзисторы для обеспечения хорошей на-
дежности редко работают при температуре перехода выше + 175 —
200° С.
Для высококачественных транзисторов выражение (1711) упро-
щается:
р 4ДТПС
вых 27?т1 + /?т2 '
267
Подставляя в выражение (17-38) известные данные, получаем:
, 4 (175°С—125°С)
5,9 вт~: —
2/?ti + 15° С/вт
откуда £тпк < 9,45° С/вг.
Для повышения надежности необходимо, чтобы 7?тпк была та-
кой величины, чтобы £т1 было всегда меньше £тпк.
Если для увеличения коэффициента усиления каскада исполь-
зуется максимальное напряжение на коллекторе, то из выражений
(17-1) — (17-3)
23,6 I- 11,8
I 'к макс > . 11 | ‘к макс1 > \ i
I Ыпр.кбх I пр.кэ/?!
Теперь известно, что нужен кремниевый транзистор с £тпк<
<9,45° С/вг и что ток коллектора можно рассчитать, зная его пре-
дельное напряжение. После этого можно начать расчет схемы.
Наиболее подходящим является транзистор 2N1719. Макси-
мальная величина тока 1кза при напряжении (7иэ = 150 в свидетель-
ствует о том, что предельное напряжение транзистора НПр,кэх
больше 150 в. Тогда для усилителя на транзисторе 2N1719 можно
выбрать £к=70 в. При £к=70 в величина /н маКс составляет 0,17 a
п не превышает предельно допустимого значения тока коллектора
для данного транзистора. Так как /у S 16 Мгц, то трудности, свя-
занные с введением обратной связи, отсутствуют. Величина /?тпк<
<7,5°С/вт лучше требуемой величины.
Из выражения (17-8) находим:
z (70а)2 [2 (7,5° С/вт) + 15° С/ати]
э+ 8 (175° С—125° С)
367,5 — £а.
Если величина сопротивления Rs имеет разброс ±5%, то
2>367,5— (0,95) R3.
Нижняя линия графика рис. 17-10 дает величины 7?э и Z для
последнего неравенства.
Падение напряжения в коллекторной цепи при токе /к Макс
будет:
1 1 ^21Э
^к ~ 21 к макс + Пкэ нас+ “ R3 /к макс-
Л21Э
При токе коллектора /к—0,2 а и температуре окружающей
среды - 55 С по справочным данным минимальная величина
«21Э- 10. Используя типовую зависимость UK9 нас от температуры
и данные для UK3 нас при /к = 0,2 п, /б=20 ма, Тс =25° С, получаем:
^кэ нас
гс=175° С,
/к=о,2а,
/^—20 ма.
< 3,3 в.
268
Теперь можно найти минимальное значение тока /к макс:
Р' =—-Z(I V:
вых g V к макс? ’
Д макс
/ 11,8 вт
V 2
Подставляя эту величину в выраже-
ние для падения напряжения в кол-
лекторной цепи, имеем:
70 в > VZ(ll ,8 вт) 4 3,3 в 4
1 4 10 . / И.8 вт
+-TJ- <’•“>« у
Коэффициент 1,05 перед R3 указыва-
ет, что сопротивление имеет разброс
±5%.
Это неравенство может быть ис-
пользовано для определения величи-
ны Z. Верхняя линия рис. 17-10 дает
графическое решение последнего не-
равенства. Таким образом, на
рис. 17-10 приведена область допусти-
мых значений для Z при различных
Rs в случае, когда R-, имеет разброс
±5%. Для того чтобы выбрать схему
смещения, необходимо рассмотреть
влияние (Ret+Rcz) на величину Ro.
Эта зависимость дается выражением
(17-12). В справочных материалах
приводится величина тока /КЭз =
=500 мка при температуре 4175° С.
Если величина тока /)1ЭЗ увеличивает-
ся в 2 раза при возрастании темпера-
туры на 10° С, то при 4 175° С ток
будет равен 7,1 • 10 4 а.
Рис. 17-10. Область допу-
стимых значении Z
Уравнение (7-69) § 7-3 позволяет рассчитать величину
ЛЛ-дб/^Гп. Ток рабочей точки должен составлять 0,1—0,2 от ожи-
даемой максимальной величины тока. Из выражения (17-20) по-
лучим:
макс
8 (175° С — 125° С)(1 —3,3 в /70 в)
(70в) [2 (7,5°С/вт] 4 15°С/вт]
7 ц макс 0,1815 а.
Из справочных данных находим минимальный коэффициент уси-
ления при токе /Эн=—20 ма-.
h‘2i3>\l при +75° С,
й21э~55 при +150° С.
269
В этом диапазоне
АА;2Н, _ -1/(17-|- 1)+ 1/(55 + 1)
Д7П ~ +150°С —75°С
0,0005026 1/°С.
Подставляя в выражение (17-12) данные для наихудшего слу-
чая, получаем:
(7,5° С/ет + 15°С/в/п) 70 в
X
1 — (7,5°C виг + 15°Свт) 70в X
0,0639 , I
—- (7,1104я)-[-(0,2) (—0,1815 я) X
0,0639 ,
—(7,1-Ю-4 я) +
— 0,0005026
X ------------
°C
0,0025
+
— 0,0005026
+ (0,2) (- 0,1815 а)------------
R, > 4,405 ом + 0,1189 (т?61 + R62 + r6j.
Максимальная величина тока базы, необходимая для обеспечения
/к макс при Л21ЭМин, составляет 0,01815 а. В связи с этим наиболее
подходящей является схема смещения рис. 17-7, г. Полная схема
Рис. 17-11. Принципиальная схема
двухтактного усилителя в режи-
ме в с диодной цепью смещения.
усилителя приведена на рис.
17-11. Величина тока через соп-
ротивление Ri должна быть не-
сколько больше, чем 1в макс
(20—25 ма). Падение напряже-
ния на диоде при температуре
—55° С и токе 25 ма должно
быть не больше 0,7 в. Тогда
можно определить величину со-
противления Rc
70в — 0,7 в
0,02 я
— 3 465 ом.
В качестве диода можно ис-
пользовать диод 1N538. Дина-
мическое сопротивление диода
составляет 6 ом при токе 20 ма
и температуре +175° С. При
увеличении тока и уменьшении
температуры величина динамического сопротивления диода будет
уменьшаться. Тогда Rti< 6 ом.
Решение уравнения (17-12) показывает, что лучше выбрать ве-
личину R3 как можно больше, для того чтобы получить разумную
величину Rcz и не слишком высокие требования к согласующему
трансформатору. С помощью рис. 17-10 определяем максимальную
270
величину /?а; выбираем /?э=6,81 ом. Выбранное сопротивление будет
подходящим, если оно имеет низкий температурный коэффициент.
Подставляем величину Ra в решение уравнения (17 12):
(0,95) (6,81 ом) > 4,405 ом + (0,1189) (б ом + /?б2 +
+ r6 < 11,37 ом.
Точно величины /?б2 и гб могут быть найдены по методике, изло-
женной в конце § 7-3. Для данного типа транзистора величина гб
не будеет слишком большой, и если величина /?с.г будет не больше
7 ом при температуре +125° С, то схема должна работать хорошо.
Для того чтобы проверить, что выбранная величина маис не
приводит к сильному падению напряжения па эмиттерном переходе
транзистора, находящегося в непроводящем состоянии, необходимо
рассмотреть выражение (17-18). Из решения уравнения (17-12)
имеем:
А = 4,405 ол(; В = 0,1189.
Из справочных данных
(7др. эба; 7/цр- эбО = 6 В,
Используя величину (/с8, данную в справочных материалах при
/к=0,2 а и температуре +25° С, и типовую зависимость U6a от
температуры, находим:
Uба макс = 1.7 в.
Для любой цепи смещения рис. 17-7 наихудший случай будет при
£\- =0. Тогда
N = 6 + (2) (0) — 1,7 =4,3 в.
Подставляя полученные величины в (17-18), имеем:
4,405 ом , 4,Зв / 1 \
0,1189 Н-Гб>^б1+ о,1815а \ +0,1189'’
37,07 ом + + + + 223 ом.
Очевидно, что выражение (17-12) неточно, так как величина г6 не
может быть такой большой. Поэтому необходимо воспользоваться
выражением (17-17). Минимальная величина /г21Э=10 приведена
в справочных данных для /н=0,2 а и —55° С. Тогда
(4,3в) (10);0,1815 а + (4,405 OAt)/0,1189+rg —/?б1
1 + 10+ 1 0,1189 ’
Яэ< 14,11 олИ-^~-
Таким образом, величина выбрана правильно.
Окончательно запишем:
Ек = 70 в;
/?э= 6,81 ом ±5%;
271
R i = 3,16 ком ± 5%;
Z= 361,1 ом;
Rf»< 7 ом при + 125° С.
В заключение необходимо рассчитать максимальные величины
тока и напряжения, которые должен обеспечить согласующий транс-
форматор:
. __ 7К Макс '
'б макс— /, —
"21ЭМИН 10
11,8 вт
361,1 ом
= 18,1 ма.
При температуре —55° С трансформатор должен обеспечить напря-
жение, максимальная величина которого
Птр макс — |7а макс | Ra ~Ь | (7оа макс | — | Дд |.
Минимальное падение напряжения на диоде в этих условиях будет
не меньше 0,5 в. Тогда
UtP макс = (0,1989 а) (1,05) (6,81 ом) +1,7 е -0,5 в;
макс == 2,62 в.
Максимальная мощность, отдаваемая согласующим трансформато-
ром, составляет:
Rtp маке = (2,62 в) (0,0181 п) = 0,0474 вт.
ГЛАВА ВОСЕМНАДЦАТАЯ
УСИЛИТЕЛИ ДЛЯ СЛЕДЯЩИХ СИСТЕМ
(СЕРВОУСИЛИТЕЛИ)
В данной главе приведено семь рекомендуемых схем сервоуси-
лителей режима В, использующих кремниевые мощные транзисторы
и транзисторы средней мощности. Приведены необходимые пара-
метры этих усилителей, обеспечивающих среднюю выходную мощ-
ность от 1 до 35 вт. Общие характеристики этих усилителей сле-
дующие:
частота 400 гц;
температура окружающей среды —55-1-125° С;
максимальная величина нелинейных искажений 5%.
Выходные каскады. При расчете выходных каскадов исполь-
зуется обычная методика расчета усилителей режима В, за исклю-
чением специальных случаев, когда необходимо обеспечить более
высокую температурную стабильность. Для обеспечения хорошей
температурной стабильности необходимо, чтобы отношение Rc/Ra
было мало. Сопротивления Rc, и Ra указаны на рис. 18-1 для слу-
чая идеального транзистора. Это отношение обычно меньше четы-
рех, а величина Ra выбирается достаточно большой, насколько это
допускается заданным коэффициентом полезного действия.
Для балансировки усилителя в эмиттерной цепи необходимо
включать дополнительные сопротивления (как показано на рис. 18-4
272
для усилителя 7,5 вт). Таким образом, R3 никогда не будет слиш-
ком малым, и температурная стабильность схемы повышается. Не-
достаток такой балансировки заключается в уменьшении коэффици-
ента усиления каскада и к. и. д. Это может привести к тому, что от-
рицательный сигнал на входе превысит Ппр.Эбо. в результате чего
появляется необходимость в применении блокирующих диодов.
Любая цепь смещения, включенная в базе для уменьшения не-
линейных искажений, приводит к уменьшению /?г,. Чтобы свести это
уменьшение к минимуму, в цепочках смещения используются крем-
ниевые диоды. Эти диоды способствуют также повышению темпера-
турной стабильности рабочей точки.
Однако эта компенсация неполная,
так как температуры переходов тран-
зистора и диода неодинаковы.
Сопротивление вторичной обмот-
ки управляющего трансформатора на
постоянном токе составляет большую
часть сопротивления резистора Rc„
поэтому его необходимо учитывать
Рис. 18-1. Схема для расче-
та R3.
при конструировании трансформато-
ра. В усилителе с выходной мощно-
стью 35 вт используются эмиттерные
повторители; при отрицательном на-
пряжении питания они обеспечивают
чрезвычайно низкие значения Rc, для
| выходных транзисторов. Если
присоединить коллекторы транзисторов Гг и к и Ts соответст-
венно, то можно исключить источник питания с напряжением +12е.
Это приведет к уменьшению напряжения на выходе, так как вели-
чина Ананас транзисторов 7’4 и Т5 значительно увеличивается. В этом
случае лучше вместо 2N1720 использовать транзисторы 2N1721, кото-
рые обладают более высокими значениями 1/пр.кэо-
Предоконечный каскад. Первые три схемы используют обыч-
ные усилители режима А. Схемы усилителей 10 и 35 вт модифици-
рованы, чтобы уменьшить фазовый сдвиг, вызываемый малой величи-
ной индуктивности первичной обмотки разделительного трансформа-
тора. Практически величина индуктивности может быть ограничена
числом витков, сопротивлением каждой из обмоток постоянному то-
ку, физическими размерами и (или) величиной постоянного тока,
протекающего через первичную обмотку.
Для уменьшения полного выходного сопротивления транзистора
в усилителе на 10 вт применена параллельная обратная связь с кол-
лектора на базу. Так как эта обратная связь приводит также к умень-
шению входного сопротивления и коэффициента усиления, в схеме
имеется дополнительный каскад. Данный метод, по-видимому, явля-
ется наилучшим для корректировки сдвига фаз, вызываемого низкой
индуктивностью трансформатора, так как при этом потери мощности
входного сигнала малы и так как предоконечному каскаду обычно
в любом случае предшествуют каскады предварительного усилителя
(предусилитель).
В усилителе на 35 вт в предоконечном каскаде используется по-
стоянная нагрузка в цепи коллектора, позволяющая свести к мини-
муму фазовый сдвиг. Хотя это н приводит к значительной потере
мощности, однако уменьшение коэффициента усиления мало. Другой
метод заключается в подаче тока возбуждения на трансформатор
через емкость Преимущество этого метода заключается в отсутствии
18—878
273
постоянного тока в первичной обмотке трансформатора. Этот метод,
однако, здесь не используется, так как вызывает более значительные
потери мощности.
18-1. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 1,5 вт
В РЕЖИМЕ В
Схема усилителя на 1,5 вт на транзисторах 2N696 приведена на
рис. 18-2.
Характеристики усилителя:
усиление по мощности >38 дб]
усиление по напряжению 40,5±1,5 дб]
входное сопротивление >1,2 ком.
Рис. 18-2. Принципиальная схема сервоусилителя на траизнс-
зисторе 2N1718 с помощью на выходе 4 вт (астота
Данные трансформаторов:
Тр\] tCi = 1630 витков, te2=tt>3=510 витков,
Трг: W|=w4=90 витков, ш2=ш3=433 витка, w5 = 303 витка.
Примечания: 1. Транзисторы 7'2 и 7'з располагаются на теп-
лоотводах с тепловым сопротивлением корпус -— окружающая среда -С
< 15 С/вт каждый. Теплоотводы представляют собой медные пласти-
ны размером 76,2x76,2x3,3 мм.
2. Коэффициент усиления й21э транзисторов Т’2 и Т3 должен под-
бираться с точностью 10%.
3. Все сопротивления имеют класс точности 5%
274
16-2. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ i вт
В РЕЖИМЕ В
Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 18-3.
Характеристики усилителя:
коэффициент усиления по мощности >42 дб;
усиление напряжения 42,5 ±2,5 дб;
входное сопротивление >820 ом.
Рис. 18-3. Принципиальная схема сервоусилителя на тран-
зисторе 2N1718 с мощностью на выходе 4 вт (частота
400 гц).
Данные трансформаторов:
7’/>i Ы'1= 1 630 витков, №2=013=510 витков;
Тр2: №! = №2=460 витков, Доз = 304 витка.
Примечания: 1. Транзисторы Т2 и 7’3 располагаются на теп-
лоотводах с тепловым сопротивлением корпус—окружающая среда
< 20° С/вт. Теплоотводы представляют собой медные пластины раз-
мером 76,2 X 76,2 X 3,3 мм.
2. Транзисторы Т2 и 7’з подбираются с коэффициентами усиле-
ния, отличающимися не более чем на 10%.
3. Все сопротивления имеют класс точности 5%.
18-3. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 7,5 вт
В РЕЖИМЕ В
Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 18-4.
Характеристики усилителя-
18*
275
коэффициент усиления по мощности 45 дб;
усиление по напряжению 44±2 дб:
входное сопротивление > 1,9 ком.
Данные трансформаторов:
Tpi. к.', 1 630 витков, ы’2 = сс'3 = 510 витков;
Трх w1 = w2 = 460 витков, о>з = 304 витка
Рис 18-4, Принципиальная схема усилителя на транзисторе 2N1719
с мощностью на выходе 7,5 вт (частота 400 гц)
Примечания: 1. Транзисторы Т2 и помещены на теплоот-
воды с тепловым сопротивлением корпус — окружающая среда <
< 12° С/вт. Медный теплоотвод размером 76,2 X 76,2x 3,3 мм удовлет-
воряет данному требованию
2. Все сопротивления имеют класс точности 5%.
18-4. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 10 вт
В РЕЖИМЕ В
Принципиальная схема усилителя приведена на рис. 18 5.
Характеристики усилителя:
коэффициент усиления по мощности > 39 дб;
усиление по напряжению 32,5±1 дб;
входное сопротивление 1,3 ком.
Данные трансформаторов:
276
Tp\: ttij=755 витков, w2 = tti3 = 510 витков:
Тр2. Ш1 = а<2=450 витков, ш3 = ЗОО витков.
Примечания: 1. Транзисторы Т3 и помещены на алюми-
ниевые теплоотводы размером 101,6X101,6X2 мм с тепловым сопро-
тивлением корпус — окружающая среда < 5° С/ет.
2. Транзистор 7'2 помещен на алюминиевый теплоотвод размером
50,8x50,8x2 мм с тепловым сопротивлением корпус — окружающая
среда <15° С/ет.
9
4,7Я
47,0 2N303B
23 в
Б,2к
0
ивх
0,015
чь
1506
5Б,2ом
+з,з
236 '~
+55 в
1,8п
25ом
’ \1N53B
2N1O4S
356
2000,0
Г3 2111050
, ,111538
" 0,47
250
Рис. 18-5. Принципиальная схема усилителя на транзисторе 2N1050
с мощностью на выходе 10 вт (частота 400 гц).
41N53B
1N53B X
2N1050
3. Транзисторы Т-л и Г4 подбираются по коэффициенту усиления
А21э, который должен отличаться не более чем на 10%.
4. Все сопротивления имеют класс точности 5%.
18-5. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 35 вт
В РЕЖИМЕ В
На рис. 18-6 приведена принципиальная схема усилителя па 35 вт.
Характеристики усилителя:
коэффициент усиления по мощности 45 дб,
усиление по напряжению 36,5±1,5 дб;
входное сопротивление 700 ом.
Данные трансформаторов:
Т/7, : w,=755 витков, w2=ws=330 витков;
Тр2 : w, — w2 — 100 витков, го3 = 67 витков.
277
Примечания: 1. Транзистор Л помещен на медном теплоот-
воде размером 50.8x38x2 мм с тепловым сопротивлением корпус —
окружающая среда <40° С/вт.
2. Транзисторы Т2 и Ts помещены на медном теплоотводе с теп-
ловым сопротивлением <40° С/вт размером 76,2 x 76,2 x2 мм.
3. Транзисторы Тд и Т$ помещены на теплоотводы с тепловым
сопротивлением корпус — окружающая среда <1,5° С/вт.
Рис. 18-6. Принципиальная схема усилителя на транзисторе 2N1722
с мощностью па выходе 35 вт (частота 400 гц)
4. Коэффициенты усиления транзисторов Тд и Г5 могут отличать-
ся не более чем на 10%.
5. Все сопротивления в схеме имеют класс точности 5%.
18-6. УСИЛИТЕЛЬ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 2 вт
И ВЫСОКИМ КОЭФФИЦИЕНТОМ ПОЛЕЗНОГО ДЕЙСТВИЯ
Можно показать, что сервоусилитель на транзисторах питаемый
от выпрямителя без фильтра, имеет более высокий коэффициент по-
лезного действия, чем обычный двухтактный усилитель в режиме В.
В данном параграфе описан такой усилитель, который обеспечивает
поступление в обмотку управления сервомотора мощности 2 вт. В схе-
ме усилителя нет согласующего трансформатора, а в обмотке управ-
ления мотором нет средней точки. Для повышения температурной ста-
278
бильности схемы и улучшения взаимозаменяемости компонентов при-
менена отрицательная обратная связь.
Данный усилитель является существенным улучшением транзи-
сторных сервоусилителей. Использование таких устройств позволяет
уменьшить размер, вес и требования к иеточнику питания. Более вы-
сокий коэффициент полезного действия приводит к повышению на-
дежности транзисторов, ослаблению требований к теплоотводу и как
следствие к увеличению допустимой температуры окружающей среды.
Рис. 18-7. Схема двухтактного усилителя, питаемого переменным
напряжением.
Дополнительное преимущество заключается в уменьшении искаже-
ний, возникающих при перегрузке усилителя. Искажения типа огра-
ничения сигнала, возникающие при перегрузке в обычных двухтакт-
ных усилителях, в данной схеме не возникают. Выходной сигнал бу-
дет иметь синусоидальную форму, даже если управляющий сигнал
превысит нормальный в несколько раз.
Выходной каскад. Рассмотрим работу выходного каскада дан-
ного усилителя (см. упрощенную схему рис. 18-7), который сущест-
венно отличается от обычных выходных каскадов. Предположим, что
входной сигнал нЕ1 приходит на вход усилителя в фазе с напряже-
нием источника питания (/пит. Во время первой половины периода
транзистор Т4 отперт, а транзистор Т$ заперт; при этом ток Д про-
ходит по цепи: точка А, диод Дь транзистор Г4, сопротивление на-
грузки /?н и точка С. Во время следующей половины периода тран-
зистор Л заперт, а транзистор Ts отперт; при этом ток /2 протекает
по цепи: точка С, сопротивление 7?н, диод Д3 и точка А.
Формы напряжения и тока для случая, когда оЕ1 подается в фа
зе с £711Ит, приведены иа рис. 18-8, а. На рис. 18-8,6 приведены формы
напряжения и тока для случая, когда цВ1 сдвинуто по фазе относи-
тельно (/пит на 180°. Заметим, что в обоих случаях ток в нагрузке
совпадает по фазе с входным напряжением нВх-
Полная схема сервоусилителя. На рис. 18-9 приведена полная
схема сервоусилителя с каскадами предварительного усиления и пред-
279
оконечным каскадом. Эта схема позволяет получить мощность в на-
грузке 2 вт в диапазоне температур —55---1-125° С Для того чтобы
обеспечить надежную работу усилителя во всем диапазоне темпера
тур, в схеме были использованы кремниевые транзисторы, тантало-
вые электролитические конденсаторы
Рис. 18-8. Временная диаграмма
работы усилителя.
и угольные пленочные сопро-
тивления. Выходной каскад
усилителя работает как опи
санная ранее схема, приве-
денная на рис. 18-7 Rn, RIS,
C|3 и диод Д5 образуют схе
му выпрямителя и делителя
для подачи смещения на
транзистор Т4. Элементы
^19, ₽20. С14 и диод Де обра-
зуют аналогичную цепь сме-
щения для транзистора Т$.
Это смещение необходимо
для уменьшения искажений.
Диоды Д5 и Дс подключены
к транзисторам Т4 и Т$ та-
ким образом, чтобы ском-
пенсировать температурное
изменение токов смещения
во всем рабочем диапазоне
температур. Сопротивления
Rib и 7?2i выполняют роль
обычных эмпттерных сопро-
тивлений и осуществляют
температурную стабилиза-
цию рабочей точки и умень-
шают искажения. Согласую-
щий трансформатор Тр2 обе-
спечивает подачу сигнала от
транзистора Т3 на транзи-
сторы Т4 и Т\.
Для стабилизации тока
рабочей точки каскадов
предварительного усиления
и предоконечного каскада,
выполненных с непосредст-
венными связями, использо-
вана глубокая отрицатель-
ная связь по постоянном;,
току. Положительное и от-
рицательное напряжения по-
лучаются от выпрямителей
на диодах Дь Д2 и Д3, Д4 соответственно. Затем эти напряжения
фильтруются и уменьшаются до +20 в и —20 в с помощью цепей Сг,
Cs, R\i, Rm и Си, С12, /?22, R2s соответственно.
Отрицательная обратная связь подается в эмиттер транзистора
Т3 через сопротивление Rm с выхода усилителя и от транзистора Т3
через сопротивление RK в эмиттер транзистора Г,. Коэффициент уси-
ления усилителя по напряжению прн замкнутой цепи обратной связи
равен 10 000. Входное сопротивление равно 10 ком, выходное сопро-
тивление порядка 150 ом. График зависимости мощности на выходе
280
281
усилителя от сигнала иа входе для температур —55*С, +25°С
и +125° С приведен на рис. 18-10. При выходной мощности 2 вт тем-
пературное изменение коэффициента усиления составляет менее 3 дб.
Максимальная мощность на выходе схемы при увеличении темпера-
туры уменьшается пропорционально температурному коэффициенту
изменения сопротивления насыщения выходных транзисторов. Как
отмечалось раньше, входной сигнал в этой схеме может превышать
нормальный уровень в несколько раз без внесения искажений, что
Рис. 18-10. График зависимости мощности на
выходе усилителя от сигнала на входе.
невозможно в обычном двухтактном усилителе режима В. Прн пре-
вышении входного сигнала на 30 дб нелинейные искажения на выхо-
де составляют всего 7%.
При номинальной мощности на выходе схемы к. п. д. усилителя
составляет 50%. Прн наиболее неблагоприятных условиях общая рас-
сеиваемая усилителем мощность составляет приблизительно 2 вт.
18-7. СХЕМА УСИЛИТЕЛЯ С ВЫХОДНОЙ МОЩНОСТЬЮ 6 вт
И ВЫСОКИМ К. П. Д.
На рис. 18-11 приведена схема 6-ваттного усилителя, построен-
ного на том же принципе, что и предыдущая. Общий коэффициент
полезного действия схемы 55%.
Расчет усилителя. Нижеприведенные выкладки могут быть ис-
пользованы для расчета аналогичного усилителя с требуемой выход-
ной мощностью.
Максимальная мощность на выходе схемы определяется выра-
жением
где
„ / 0,5Ппнт
рвых .макс = I — I R„, (18-1)
\ АН "Г АЭ < гкэ нас /
/?н — сопротивление нагрузки (обмотки управления сервомо-
тора);
282
k'niiT — эффективная величина напряжения питания на вторич-
ной обмотке трансформатора Т р\\
гкэ нас — сопротивление насыщения транзисторов Т, и Т5;
R3—сопротивление в цепи эмиттера транзисторов Г4 и Т5.
В выражении (18-1) падением напряжения на выпрямительных
диодах пренебрегаем. Амплитуда напряжения питания, равная
Рис. 18 11. Принципиальная схема сервоусилителя, питаемого пере-
менным напряжением, с мощностью на выходе 6 вт.
Трансформаторы: Тр, — понижающий трансформатор 115 в — 68 в мощностью
12 ВТ- Тр-2 - согласующий трансформатор мощностью 65 Мет; Wt : w2: а,-
=2:1:1. Ток первичной обмотки 10 ма. Индуктивность первичной обмотки
1 5 гн
]/~21/Пит, не должна превышать предельно допустимые напряжения
коллектор — эмиттер транзисторов Максимальный ток коллектора
каждого из транзисторов дается уравнением
0,707 Uпит
к макс = D I _| D
Кн Т гкэ нас “Г Кэ
(18-2)
В качестве гкэ нас в уравнения (18-1) и (18-2) должна подставлять-
ся максимальная величина сопротивления насыщения для используе-
мых в усилителе типов транзисторов во всем температурном диапа-
зоне.
Максимальный ток базы, который должен поступать от управ-
ляющего трансформатора 7р2, дается выражением
. макс г । о о,
1б макс =—----- (,В'д)
“21Э
283
Трансформатор Тр2 должен обеспечивать напряжение на базе
транзистора, необходимое для получения максимального тока кол-
лектора, определяемого выражением (18-2).
Зависимость тока коллектора от напряжения на базе обычно
дается в справочных данных на транзистор. Максимальное необхо-
димое выходное напряжение управляющего трансформатора Тр2 мож-
но определить по формуле
^б макс ^бэмакс'!' П ^21э) ^б макс ^'б , (18-4)
где иъ—напряжение на диоде Д5 при отсутствии сигнала на входе.
Так как ток через диод Д5, вызываемый сигналом, имеет направле-
ние, противоположное току смещения через диод, то ток смещения
должен быть по крайней мере равен величине /6 макс, определяемой
выражением (18-3). Вышесказанное справедливо и для диода Д<..
Часть III
РАСЧЕТ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ СХЕМ
ГЛАВА ДЕВЯТНАДЦАТАЯ
ВИДЕОУСИЛИТЕЛИ
В этой главе рассматривается теория широкополос-
ных усилителей на транзисторах, влияние отрицательной
обратной связи, подробно излагается методика расчета
и приводится несколько примеров расчета.
19-1. ОТРИЦАТЕЛЬНАЯ ОБРАТНАЯ СВЯЗЬ
Рабочие характеристики усилителя могут быть значи-
тельно изменены введением отрицательной обратной свя-
зи. Обычно отрицательная обратная связь повышает
стабильность работы
устройства и увеличи
вает ширину полосы
пропускания за счет
снижения коэффициен-
тов усиления по току
К,- и по напряжению
Л'и. Поэтому изменение
коэффициента усиле-
Рнс. 19-1. Упрощенная схема кас-
када с последовательной обратной
связью.
ния, вызываемое изме-
нением параметров
транзисторов с часто-
той, в схеме, охвачен-
ной отрицательной об-
ратной связью, меньше, чем в схеме без отрицательной
обратной связи. Обычно различают последовательную
обратную связь и параллельную обратную связь.
Отрицательная последовательная обратная связь.
Если отрицательная обратная связь осуществляется с
помощью последовательного сопротивления Ro.c, как по-
285
Рис. 19-2. Упрощенная схема кас-
када с параллельной обратной
связью
казано на упрощенной схеме рис. 19-1, характеристики
усилителя изменяются следующим образом:
полное входное сопротивление ZBX и полное выходное
сопротивление ZBbix возрастают;
коэффициент усиления по напряжению /Cu = u2/ui
уменьшается, но становится менее критичным к разбро-
су параметров транзи-
сторов,
коэффициент усиле-
ния ПО току /Сг = 1'2/11 не-
сколько падает, но не
так сильно, как умень-
шается Ки-
Последовательная
отрицательная обрат-
ная связь особенно ре-
комендуется для уси-
лителей с высоким
входным сопротивле-
Рис. 19-3. Эквивалентная схема
каскада с параллельной обратной
связью.
нием.
Параллельная от-
рицательная обратная
связь. Если параллель-
ная отрицательная об-
ратная связь вводится
с помощью сопротивле-
ния А’о.с, как показано
на упрощенной схеме
рис. 19-2, характери-
стики усилителя изме-
няются следующим об-
разом:
ZBX и ZBbix уменьшаются;
Кг уменьшается, но становится менее зависимым от
разброса параметров транзисторов;
Ки несколько падает, но не так сильно, как Ki-
Характеристики усилителей с параллельной отрица-
тельной обратной связью показывают, что такая связь
наиболее пригодна для усилителей с низким входным и
низким выходным сопротивлением.
Анализ, дающийся в этом параграфе, относится толь-
ко к параллельной отрицательной обратной связи, одна-
ко последовательная отрицательная обратная связь мо-
жет быть рассчитана аналогичным образом. Схема,
286
использующая комбинацию последовательной и парал-
тельной отрицательной обратной связи, приводится в
качестве примера в конце этой главы.
Если желательно получить малые входное и выход-
ное сопротивления усилителя, то цепи параллельной об-
ратной связи вводятся в каждом каскаде. Так как вход-
ное и выходное сопротивления обычно одинаковы, уси-
литель будет иметь одинаковые коэффициенты усиления
по напряжению и по току:
= (19-1)
где Kt— коэффициент усиления по току;
Ки— коэффициент усиления по напряжению;
ZBX— полное входное сопротивление;
ZH— полное выходное сопротивление.
Следовательно, при
условии равенства
входного и выходного
сопротивлений обрат-
ная связь стабилизиру-
ет как Ki, так и /\и.
Пренебрегая цепя-
ми смещения по посто-
янному току, можно
изобразить упрощен-
ную схему усилителя
с общим эмиттером п
параллельной обрат-
ной связью, как пока-
зано на рис. 19-3.
Для анализа схемы
представим этот усили-
тель в виде эквивалент-
ной схемы, приведен-
ной на рис. 19-4.
В данной схеме ис-
пользуются параметры
малого сигнала уц0 и
У22э и два генератора тока у12э «2 и у21э «ь Генератор
тока во входной цепи У\2зи2 представляет собой
компонент входного тока ц, создаваемый выходным
напряжением и2. Следовательно, параметр yi2a характе-
ризует внутреннюю обратную связь или коэффициент
Рис. 19-4. Эквивалентная схема
каскада рис. 19-3 для переменного
тока.
Рис. 19-5. Упрощенная эквивалент-
ная схема для переменного тока.
287
обратной передачи. Обычно можно пренебречь этим ге-
нератором тока во входной цепи усилителя, так как
внешняя обратная связь значительно сильнее, чем внут-
ренняя. Произведение полной выходной проводимости
у22э на выходное напряжение и2 соответствует выходно-
му току «2- Полная проводимость нагрузки Ун обычно
значительно больше, чем у2оа, поэтому можно пренебречь
током через у^э- Таким образом, эквивалентная схема,
показанная на рис. 19-4, может быть значительно уп-
рощена (рис. 19-5).
Таким образом, наиболее важными параметрами для
анализа усилителей с малыми полными сопротивления-
ми, охваченных параллельной обратной связью, являются
У11э И Z/213-
19-2. ЧАСТОТНЫЕ ЗАВИСИМОСТИ ПАРАМЕТРОВ £/11э. /г21э, }/21э
Входная цепь транзистора при коротком замыкании
на его выходе может быть изображена, как показано
на рис. 19-6 [Л. 1]:
_ 1 . с =__________1_
Л21Э0ГЭ ’ 1 2Я^Г ГЭ
где /г —частота, при которой |Й21э|=В
/г21э0— величина на низкой частоте.
Если сопротивление г'б мало, а частота ниже частоты
/г, то можно пренебречь параметром г'б и определить
ус помощью приближенной формулы
Упэ = У11Э0 (1 + / ~~ )> (19-2)
\ 1у11Э
где уПэо — величина у11э на низких частотах;
f—рабочая частота;
fyiia— частота, при которой |у11э| = У? у11э0.
Если построить в логарифмическом масштабе график
зависимости параметра z/1I0 от частоты, то получится
кривая, изображенная на рис. 19-7. Следует отметить,
что частотная характеристика уцэ имеет асимптоты: го-
ризонтальную, определяемую низкочастотным значением
Уиэ, т. е. Уиэо! и наклонную, пересекающую линию z/n»o
в точке fyua (граничная частота параметра уцэ) и име-
ющую наклон 45°. Линия, проходящая под углом в 45°
288
к горизонтали на графике, построенном в логарпфмнчс
ском масштабе, характеризуется крутизной 6 дб/октава
Таким образом, величины у11э0 и Ди-, в уравнении (19-2)
могут быть определены с помощью построенного в ло-
гарифмическом масштабе графика по результатам изме
рения зависимости величины у11э от частоты. Этот ме
тод позволяет с помощью несложных измерений опреде
лить как величину, так и фа-
зовый угол параметра //11а
в соответствии с уравнением
(19-2).
Рис. 19-7 Зависимость парамет
ра |Уиэ1 от частоты.
Рис. 19 6. Эквивалентная схе-
ма входной цепи.
Для частот ниже fT параметр /?21э может быть ап-
проксимирован выражением
к _ h2i3o
ft213— , , .f р »
1 -I if fhtia
(19-3)
где /г21э0 — величина h2[3 на низких частотах;
Л121Э— частота, при которой /i2i3= (1/(л2) й21эо-
Если построить в логарифмическом масштабе график
зависимости параметра /г2|э от частоты, получится кри-
вая, изображенная на рис. 19-8. Следует отметить, что
полученная кривая имеет горизонтальную асимптоту,
определяемую величиной /ггыо, и наклонную асимптоту,
пересекающую линию /i2)s0 в точке /д21я (граничная ча-
стота параметра h213) и имеющую угол наклона, равный
—45°. Величины h2i30 и Д2]3 в уравнении (19-3; могут
быть определены с помощью графика результатов изме-
рения коэффициента /г21э при различных частотах, пост-
роенного в логарифмическом масштабе. Таким способом
можно определить как величину, так и фазовый угол
коэффициента /i21s. Измерения, необходимые для вычис-
ления параметров щ1в и /г21э, описаны в гл. 5.
19—878
289
После того как получены выражения для парамет-
ров уil3 и /г21а, можно записать общую формулу для па-
раметра f/2i3:
^э^иэ/г215=%15о ’t <19'4)
1 + 11 /Л21Э
где у21эо — это величина у21э на низких частотах, равная
произведению z/пэо Л21Эо- Если параметры транзистора
вычислены для заданного режима смещения по посто-
Рпс. 19-8. Зависимость параметра l^2i9l от
частоты.
янному току, то можно определить характеристики уси-
лителя с помощью эквивалентной схемы, изображенной
на рис. 19-5, используя обычные методы теории цепей.
Один из методов расчета широкополосных усилите-
лей с использованием данных параметров описывается
ниже. Этот метод используется для расчета в первом
примере в конце настоящей главы.
19-3. ФОРМУЛЫ ДЛЯ РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ УСИЛИТЕЛЯ
Упрощенная эквивалентная схема для переменного
тока (рис. 19-5) может быть изображена в другом ви-
де (рис. 19-9). Путем суммирования токов в точках а и
б получаем:
(1/пэ~Е Ео.с)щ У о.сПг — t'ij (19-5)
(г/21э— Кос) «I + (Ун + Уос) «2 = о. (19-6)
Коэффициент усиления по напряжению Kv определяет-
ся как отношение напряжения на выходе устройства к
290
напряжению на входе, т. е. Из уравнения (19-6)
получаем:
К„ = ..^-Ко.с (19-7)
Ун+Го.
В общем случае у21э, Ун, Уос будут комплексными или
векторными величинами и математические операции с
ними должны производиться в соответствии с правила-
ми анализа цепей переменного тока. Отрицательный
Рис. 19-9. Модифицированная эк-
вивалентная схема рис. 19-5.
Рис. 19-10. Эквивалентная схе-
ма входной цепи усилителя с
резистивной обратной связью.
знак показывает, что в схеме с общим эмиттером напря-
жения на выходе усилителя имеет фазу, обратную по от-
ношению к входному напряжению.
Полная входная проводимость Увх определяется как
отношение входного тока к входному напряжению, т. е.
t'1/ui. Выражение для этого параметра может быть по-
лучено из уравнений (19-5) и (19-6) в следующем виде:
Гвх = Уцэ + Уо.с (1 + УЭ~ГО4 <19’8)
С учетом выражения для коэффициента Ки (19-7) урав-
нение (19-8) преобразуется к виду
Увх = Упэ + Уос(1-/<„)- (19-9)
Из уравнения (19-9) видно, что для источника сигнала
(ir, Уг) схема представляет собой проводимость, равную
полной входной проводимости транзистора, включенной
параллельно с полной проводимостью цепи обратной
связи Уо.с, умноженной на единицу минус коэффициент
усиления по напряжению (следует помнить, что вели-
чина Кп отрицательна). Если сопротивление обратной
связи является чисто активным, то входная цепь усили-
теля может быть изображена в виде, показанном на
рис. 19-10.
1Q*
291
Сопротивление параллельной обратной связи увели-
чивает полную входную проводимость усилителя или,
другими словами, уменьшает полное входное сопротив-
ление усилителя. Элементы схемы могут быть выбраны
так, чтобы Увх определялось только обратной связью,
т. е. членом Уо.с (1—Ки), а величина уцв оказывала не-
значительное влияние. Так как коэффициент усиления
по напряжению уменьшается на высоких частотах, ве-
личина члена, учитывающего обратную связь, также
уменьшается. Таким образом, эффективная величина Увх
падает при уменьшении т. е. входное сопротивление
будет расти при уменьшении Ки-
Влияние индуктивной обратной связи на входную пол-
ну проводимость усилителя Увх может быть оценено с
помощью эквивалентной схемы, приведенной на рис. 19-11.
Так как индуктивный компонент — /Во.с (1—Ки) со-
ставляет колебательный контур с емкостным компонен-
том параметра z/I1B, то можно выбрать элементы схемы
так, чтобы получить резонансный эффект для величины
Увх- Другими словами, полное входное сопротивление
будет иметь максимум на частоте, при которой реактив-
ное сопротивление емкости равно реактивному сопро-
тивлению Во.с (1—Ки).
Определение полного входного сопротивления каска-
да Увх особенно важно для многокаскадных усилителей,
Рис. 19-11. Эквивалентная схе-
ма входной цепи усилителя с
индуктивной обратной связью.
Рис. 19-12. Эквивалентная схема
выходной цепи.
где входное сопротивление одного каскада является вы-
ходным нагрузочным сопротивлением предыдущего кас-
када и, следовательно, влияет на его коэффициент уси-
ления по напряжению. Если требуется получить задан-
ную величину полной входной проводимости Увх, то из
уравнения (19-8) можно определить соответствующее
значение проводимости Уо с:
292
Ун (УВХ----У11э)
4Й1Э (1 + ^21 э) 4* Н, YВХ
(19-10)
Коэффициент усиления усилителя по току /<;, опре-
деляемый как отношение выходного тока к входному,
т. е. г'г/й, равен:
Kt = -KuYhZbx- (19-11)
Так как коэффициент Kv имеет отрицательную величи-
ну, то коэффициент Кг будет положительным: таким об-
разом, в усилителе с общим эмиттером нет сдвига фазы
выходного тока по отношению к входному. Величина
полной проводимости обратной связи, необходимая для
получения заданного коэффициента Ki, может быть вы-
числена с помощью выражения, полученного из урав-
нений (19-9) и (19-11):
______ j/ll 1 (^21Э -- Ю___________
1 + Ki[ 1 + Zll Упэ (1 4“ ^21э)]
(19-12)
Эффективное полное выходное сопротивление можно
определить, уменьшив до нуля ток генератора iT и от-
ключив нагрузку Ун в схеме, изображенной на рис. 19-9.
В результате получаем схему, показанную на рис. 19-12.
Путем суммирования токов в точках а и б получаем:
(j/2i — Ko.c)t/i 4- У(>.СП2 — й:
(19-13)
(Уtv.) + Уг 4“ Уо.с) Hi — Уо.сИг — 0. (19-14)
Эффективное полное выходное сопротивление усили-
теля ZBbIX может быть определено как отношение вы-
ходного напряжения к выходному току, т. е. при
уменьшенном до нуля напряжении или токе входного
генератопа и отключенной выходной нагрузке (рис.
19-12). Из уравнений (19-13) и (19-14) можно получить
выражение для ZВЫХ-
7
^вых
Zp.r (Упэ 4~ Уг) 4- 1
Уиэ 4- Уиэ 4- Уг
(19-15)
Производя перестановку членов в уравнении (19-15),
можно вычислить полное сопротивление параллельной
обратной связи Zo с для заданного значения ZB1,1X:
^ВЫХ Унэ 1
У\гэ 4" Уг
О.С ^вых
(19-16)
293
На рис. 19-13 изображена схема цепочки, обычно ис-
пользуемой в усилителях этого типа в обратной связи.
Полная проводимость этой цепочки равна:
у _____q 1 4~ jcoLGa
1 -р /<о£ (Gi -f G2)
Выражение (19-17) может быть записано
дующей форме:
с 1 Р if: [б
о.с — 0*1 . ,
1 + jffa
(19-17)
также в сле-
(19-18)
где
1 f _ 1
2nL(Gj-PG2) ’ 6
Типичный график зависимо-
сти Уо.с от частоты изобра-
жен на рис. 19-14. Таким об-
разом, цепь обратной связи,
Рис. 19-14. Зависимость Уо.с от
частоты.
Рис. 19-13. Цепочка обратной
связи.
изображенная на рис. 19-13, обеспечивает постоянную
обратную связь на частотах f<fa и f>fe< а в диапазоне
частот между fa и fc характеристики обратной связи
меняются. Работа усилителя на низкой частоте харак-
теризуется сопротивлением Pt. Работа на высоких ча-
стотах будет определяться выбором граничных частот
fa и fc, цепи обратной связи. Величины Р2 и L можно вы-
числить при заданных граничных частотах с помощью
уравнений
я2 = /?1Г^- 1
' 1а
(19-19)
2л \ fe f6 J
(19-20)
£84
Уравнения (19-5) — (19-20) могут использоваться для
расчета усилителя с параллельной обратной связью, а
также служить основой для выбора элементов схемы
для работы в области низких или высоких частот.
19-4. РАБОТА УСИЛИТЕЛЬНОГО КАСКАДА
В МНОГОКАСКАДНОМ УСИЛИТЕЛЕ
Коэффициент усиления по напряжению однокаскад
ного усилителя можно вычислить с помощью уравнений
(19-4) и (19-7). При активной нагрузке (т. е. УН=ОН) и
Рис. 19-15. Зависимость нормирован-
ного коффициента усиления по на-
пряжению от частоты.
отсутствии обратной связи нормированный коэффици
ент усиления по напряжению определяется уравнением
Кц __ 1 if if у иэ (19-21)
Auo 1 + jf fh 21Э
где
/Z У 21Э0
''uo— •
GH
Уравнение (19-21) иллюстрируется кривой а на рис. 19-15.
При наличии параллельной резистивной обратной связи
приведенный коэффициент усиления равен:
—- _1±£А_; /19-22)
Кио 1 + Iflfh 21Э
295
где
rz ___ __ У21Э0 Др.С.
wO /"'г/'"’ ’
+ ^о.с
с с __________У 2134 бр.С_____
/З / у 119 . е if *
У2130 I °о-с 1у 213 fh 21э
Резистивная параллельная обратная связь уменьшает
коэффициент усиления по напряжению. Так как частота
f3 выше, чем fyila, то приведенный коэффициент усиле-
ния по напряжению для усилителя с обратной связью
Рис. 19-16. Зависимость полного входного
сопротивления от частоты.
на высоких частотах ниже, чем для усилителя без об-
ратной связи (кривая б на рис. 19-15). Коэффициент
усиления на высоких частотах может быть улучшен пу-
тем введения параллельной обратной связи типа RL,
что иллюстрируется кривой в на рис. 19-15.
Источник сигнала имеет внутреннее сопротивление,
которое необходимо учитывать. Поэтому частотная ха-
рактеристика усилителя зависит также от его полного
входного сопротивления Квх. Типичные кривые зависи-
мости полного входного сопротивления от частоты для
усилителя с обратной связью и без нее приведены на
рис. 19-16. Кривая а показывает уменьшение ZBX при
увеличении частоты для одиночного каскада, не охва-
ченного обратной связью. Если усилитель работает от
источника сигнала с постоянным внутренним сопротив-
лением, напряжение на выходе будет падать с ростом
частоты быстрее, чем коэффициент усиления по напря-
296
жению (рис. 19-15), вследствие спада характеристи-
ки ZBX.
Влияние резистивной параллельной обратной связи
на входное сопротивление иллюстрируется кривой б на
рис. 19-16. Хотя введение резистивной параллельной об-,
ратной связи не увеличивает коэффициент усиления по
напряжению на высоких частотах (рис. 19-15), работа
такого усилителя значительно улучшается вследствие
того, что входное сопротивление почти не зависит от
частоты, как видно из рис. 19-16. При постоянном внут-
реннем сопротивлении источника сигнала характеристика
выходного напряжения в области частот, соответст-
вующих горизонтальному участку характеристики вход-
ного сопротивления, будет иметь форму, подобную кри-
вой усиления по напряжению (рис. 19-15). На высоких
частотах выходное напряжение будет падать быстрее,
чем кривая б (рис. 19-15), что объясняется уменьшени-
ем входного сопротивления.
Введение параллельной обратной связи /?£-типа не-
сколько улучшает характеристику усиления по напря-
жению и дает подъем характеристики входного сопро-
тивления (кривая в на рис 19-16). Если элементы RL-
цепочки обратной связи правильно подобраны, влияние
подъема характеристики входного сопротивления будет
компенсировать спад характеристики усиления по на-
пряжению и обеспечивать почти постоянное выходное
напряжение в широком диапазоне частот (предполага-
ется, что усилитель работает от источника напряжения
с постоянным внутренним сопротивлением).
Усилитель, предназначенный для работы от коакси-
альной линии, должен иметь входное сопротивление, не
зависящее от частоты и равное полному сопротивлению
кабеля для того, чтобы обеспечить на входе усилителя
максимальную мощность и свести к минимуму отраже-
ние от входных зажимов. Предыдущие рассуждения по-
казали, что одиночный каскад, охваченный параллельной
обратной связью, не может одновременно удовлетво-
рить этому требованию и обеспечить хорошую характе-
ристику выходного напряжения на высоких частотах.
Следовательно, видеоусилитель этого типа должен со-
стоять из двух или более каскадов. Первый каскад дол-
жен иметь резистивную обратную связь для получения
входного сопротивления, не зависящего от частоты.
Остальные каскады должны быть охвачены обратной
297
связью RL-inna. чтобы обеспечить подъем характеристи-
ки входного сопротивления для получения хорошей ча-
стотной характеристики всего усилителя. Основной про-
блемой при конструировании усилителя является выбор
цепей обратной связи.
19-5. ВЫБОР ТОКА И НАПРЯЖЕНИЯ СМЕЩЕНИЯ
Оптимальный режим смещения по постоянному току
для каждого транзисторного каскада определяется пред-
полагаемыми характеристиками схемы, оптимальными
параметрами и предельными характеристиками транзи-
сторов. С точки зрения схемы напряжение коллекторного
питания должно быть больше, чем удвоенная амплитуда
напряжения на нагрузке (особенно для усилителей, ра-
ботающих на нагрузку с высоким сопротивлением), что-
бы предотвратить ограничение отрицательной полувол-
ны выходного напряжения. По тем же соображениям
величина постоянного тока коллектора должна быть по
крайней мере в 2 раза больше, чем ожидаемая амплиту-
да переменного тока, отдаваемого в нагрузку. Усилитель
с малым сопротивлением нагрузки требует сравнительно
большой амплитуды тока. Например, чтобы на нагрузке
50 ом получить синусоидальное напряжение, действую-
щее значение которого равно 1 в, требуется амплитуда
тока 28,28 ма. Следовательно, максимальное выходное
напряжение усилителя с низким сопротивлением обычно
ограничивается допустимым током коллектора и пре-
дельной мощностью, рассеиваемой в транзисторе. Поэто-
му желательна большая величина тока коллектора, по
крайней мере в последнем каскаде.
Параметр й21э мало зависит от величины постоянного
тока и напряжения коллектора. Очень малые и очень
большие значения тока и напряжения коллектора при-
водят к снижению величины Л21э- Например, транзистор
типа 3N35 имеет максимальную величину параметра й21я
при токе около 1,5 ма и напряжении 20 в. Однако при
изменении постоянного коллекторного тока или напря-
жения в 2 или 3 раза коэффициент /i2Ia меняется очень
мало. Режим смещения по постоянному току, оптималь-
ный с точки зрения величины коэффициента й21э, обычно
приводится в справочниках на транзисторы. При отсут-
ствии этих данных оптимальный режим может быть оп-
ределен экспериментально. При токах коллектора, вели-
298
чина которых больше величины, рекомендуемой в спра-
вочнике, снижается низкочастотное значение /г21э
и ухудшаются характеристики Л21э на высоких частотах.
Полная входная проводимость у11э сильно зависит от
величины тока коллектора. Приближенное соотношение
между у\ 1а и током эмиттера дается [Л. 2] выражениями:
; (19-23)
2о «2130
(19’24)
г/нэ — йнэ + /ь)Сцэ,
где 1В— величина тока смещения эмиттера, ма.
Эти уравнения показывают, что параметр t/113 меняет-
ся пропорционально току коллектора. Так как коэффици-
ент усиления по напряжению меняется почти пропорцио-
нально г/21э, равному произведению уцв и /г21э, то может
показаться, что в усилителе следует устанавливать боль-
шой ток коллектора. Действительно, при увеличении тока
коллектора и постоянном коллекторном напряжении уси-
ление по напряжению возрастает, однако входное сопро-
тивление усилителя уменьшается примерно в той же сте-
пени. Если произвести регулировку цепи обратной связи
таким образом, чтобы получить первоначальное значение
входного сопротивления, то существенного изменения
общего коэффициента усиления по напряжению при уве-
личении тока коллектора наблюдаться не будет. Следо-
вательно, нельзя достичь увеличения общего коэффици-
ента усиления по напряжению путем увеличения тока
коллектора выше величины, соответствующей оптималь-
ному значению параметра /i2i3. В усилителе, имеющем
равные сопротивления источника и нагрузки, общий ко-
эффициент усиления по напряжению должен быть равен
общему коэффициенту усиления по току. С другой сторо-
ны, величину тока смещения коллектора первого каскада
следует устанавливать сравнительно низкой, чтобы пол-
ная входная проводимость была велика по сравнению с
параметром Уи3. Другими словами, входное сопротивле-
ние будет определяться в основном цепью обратной свя-
зи, а не параметром г/ця.
В заключение можно сказать, что следует задавать
ток коллектора последнего каскада большой величины,
299
чтобы получить большое выходное напряжение, а ток
коллектора первого каекада должен быть низким, чтобы
етабилизировать входное сопротивление.
19-6. МЕТОДИКА РАСЧЕТА УСИЛИТЕЛЯ
Приведенная ниже последовательность расчета уси-
лителя использована в примере 1 (§ 19-7).
Расчет цепей смещения по постоянному току. Посто-
янные напряжения и токи транзистора и схемы опреде-
ляются цепью смещения по постоянному току. Эта цепь
рассчитывается следующим образом:
выбирается схема смещения;
выбираются напряжения и токи смещения транзи-
стора;
выбирается напряжение источника питания;
вычисляются сопротивления смещения схемы и на-
пряжения и токи.
Определение параметров транзистора. Как было по-
казано в § 19-3, при анализе усилителя с малым вход-
ным сопротивлением, охваченного параллельной обрат-
ной связью, наиболее важными были характеристические
проводимости г/нэ и z/213 или гибридные параметры hil3 и
Й21э- Несколько удобнее определять параметры h213 и уц3.
Тогда параметр у21а вычисляется как произведение уця
и 1г21о. Данные параметры могут быть определены двумя
способами. Первый способ — графический:
в заданной рабочей точке для каждого транзистора
измеряются переменные входное напряжение, входной
ток и выходное напряжение на коллекторной нагрузке
50 ом во всем выбранном диапазоне рабочих частот;
по результатам измерений вычисляются величины
| Й21Э| и |//иэ| для каждой частоты;
строятся графики зависимости | h2l31 и | уцэ1 от ча-
стоты в логарифмическом масштабе;
по полученным графикам определяются низкочастот-
ные значения h2i3 и yil3 и их граничные частоты.
Согласно второму способу параметры h2i3 и у11з опре-
деляются по результатам измерений на высоких часто-
тах в следующей последовательности:
производится измерение величин h2l3 и yii3 на любой
удобной низкой частоте, т. е. определяются значения /г21эо
и ^иэ о;
производится измерение величин h2i0 и yli3 на любой
300
удобной высокой частоте /пз, лежащей выше граничной
частоты данной характеристики;
по результатам этих измерений вычисляются гранич-
ное частоты с помощью уравнений:
/Виэ = f"3 - (19-25)
V (Упэ из, f/ilso)2 — 1
где fylls— угловая частота характеристики уца;
Упэяз— величина у11а на частоте f^s',
fn ' 7НЗ . (19-26)
I (^2130/ ^21Э Из)2 1
где /й21э — частота угла изгиба характеристики h2la,
й21энз—величина h2la на частоте }иа.
Расчет каскада в области низких частот. Коэффици-
ент усиления по току, коэффициент усиления по на-
пряжению и входное сопротивление каждого каскада
в области низких частот определяются параметрами
транзистора, сопротивлением низкочастотной обратной
связи, включенным между коллектором и базой, и эффек-
тивным сопротивлением коллекторной нагрузки. Основ-
ной задачей при расчете низкочастотных схем является
выбор сопротивлений обратной связи, которые должны
обеспечить получение заданных значений общих коэффи-
циентов усиления К< и Ku, заданное разделение коэффи-
циента усиления Кг между каскадами и требуемое вход-
ное сопротивление. Обычно необходим компромисс меж-
ду коэффициентами усиления Кг, Ки и рабочим диапазо-
ном частот. Для данного усилителя увеличение рабочей
частоты влечет за собой уменьшение коэффициентов
Кг и Ku. Максимальная рабочая частота может быть
вычислена с помощью h2i3 и K,o- Коэффициент усиления
по напряжению Ки будет падать на Здб при частоте, на
которой /г21э равно Кго- Расчет низкочастотных схем по
переменному току может производиться в следующей
последовательности:
выбирается коэффициент усиления по току для каж-
дого каскада при наличии обратной связи. С поправкой
в 4—5 дб на потери в цепях смещения и на коррекцию
входного сопротивления первого каскада полученный
общий коэффициент усиления по току должен быть не-
сколько выше требуемого значения полного коэффициен-
та усиления по току;
301
с помощью уравнения (19-12) вычисляется сопротив-
ление обратной связи Rt для последнего каскада, обеспе-
чивающее требуемую величину коэффициента усиления
Ki на низких частотах. Отметим, что ZH— это эффектив-
ное полное сопротивление нагрузки, представляющее
собой параллельное соединение сопротивления нагрузки
(для переменного тока) и коллекторного сопротивления;
вычисляются коэффициент усиления по напряжению
Ки и полная входная проводимость УВ1 последнего кас-
када с помощью уравнений (19-7) и (19-9). Необходимо
отметить, что в величину Увх, вычисленную из уравнения
(19-9), необходимо внести поправку, учитывающую шун-
тирование входной цепи транзистора цепью смещения;
вычисляется сопротивление обратной связи Ri второ-
го каскада по методу, указанному выше. Напомним, что
сопротивлением нагрузки второго каскада по переменно-
му току является входное сопротивление последнего кас-
када с учетом влияния коллекторного сопротивления;
вычисляются параметры Ки и Твх второго каскада,
как описано выше,
с помощью формулы (19-10) вычисляется сопротив-
ление обратной связи Rt первого каскада, которое обес-
печивает получение необходимого входного сопротивле-
ния ZBX;
вычисляют коэффициент усиления по напряжению Ки
первого каскада;
определяются величины разделительных конденса-
торов по вычисленным значениям входных сопротивлений
и заданной низшей рабочей частоте;
производится монтаж схемы, и измеренные значения
параметров Ки и ZBX сравниваются с вычисленными;
любое изменение входного сопротивления можно осу-
ществить путем подбора сопротивления цепи обратной
связи. Общий коэффициент усиления по напряжению мо-
жет быть скорректирован подбором величины напряже-
ния питания или токов отдельных каскадов.
Расчет каскада по высокой частоте. Типичная зави-
симость коэффициента усиления по напряжению от ча-
стоты для усилителя, имеющего только резистивную об-
ратную связь, изображена на рис. 19-17. Одним из по-
следствий введения параллельной обратной связи являет-
ся уменьшение входного сопротивления этого каскада.
Если схема рассчитана таким образом, что обратная
связь уменьшается при увеличении частоты, то входное
302
сопротивление такого каскада будет увеличиваться
с ростом частоты. Следовательно, коэффициент усиления
по напряжению предыдущего (управляющего) каскада
будет возрастать с увеличением частоты. Цепь обратной
связи, обладающая такими свойствами, изображена на
рис. 19-13. При использовании /?£-цепочек обратной свя-
зи в двух последних каскадах и выборе для этих цепочек
соответствующих граничных частот частотная зависи-
мость полного коэффициента усиления по напряжению
Рис 19-17. Зависимость коэффициен-
та Ки от частоты для усилителя с ре-
зистивной обратной связью.
для трех каскадов может измениться, как показано на
рис. 19-17 пунктирной линией. Так как величина Rt бы-
ла определена при анализе каскада в области низких ча-
стот, то после выбора граничных частот для цепи обрат-
ной связи величины Rz и L цепочки (рис. 19-13) могут
быть вычислены из уравнений (19-19) и (19-20).
Расчет каскада в области высоких частот может про-
изводиться следующим образом:
измеряется зависимость коэффициента усиления по
напряжению Ки от частоты для усилителя, имеющего
только резистивную обратную связь, и строится лога-
рифмический график этой зависимости (А\( выражается
в децибелах). Можно заметить, что спад Ки начинается
вблизи граничной частоты характеристики Л21э последне-
го транзистора;
в последний каскад вводится цепь высокочастотной
обратной связи, которая имеет величину fa, равную гра-
ничной частоте характеристики /г21э транзистора послед-
303
него каскада. Величина f& выбирается равной (или боль-
шей) наивысшей рабочей частоте, которая определяется
пересечением прямой, соответствующей значению коэф-
фициента Kt на низких частотах, с частотной характе-
ристикой параметра Лгю транзистора последнего каскада.
Величины Кг и L вычисляются с помощью уравнений
(19-19) и (19-20);
измеряется частотная характеристика коэффициента
усиления Ка и строится график. Должно наблюдаться
значительное улучшение этой характеристики в высоко-
частотной части. С помощью кривой (зависимость Ки от
частоты) выбираются величины Д и fc, цепи обратной
связи второго каскада. Величина fR должна выбираться
равной или близкой частоте, при которой начинается
спад коэффициента Ки. Величина /г> может выбираться
на частотах выше fa;
после определения fa и /д производится измерение
частотной зависимости коэффициента усиления Ки уси-
лителя и строится график. Если выбранная величина /в
оказалась слишком высокой, высокочастотная часть по-
лученной характеристики будет иметь заметный подъем.
Если /в слишком мало, то частотный диапазон усилителя
будет ограничен в области высоких частот. Двух или
трех последовательных приближений будет достаточно
для того, чтобы определить оптимальную величину гра-
ничной частоты цепи обратной связи второго каскада;
измеряется частотная зависимость полного входного
сопротивления ZBX и строится график.
19-7. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
Приведенные ниже схемы являются примерами ис-
пользования обратной связи для расширения полосы ча-
стот транзисторного усилителя, предназначенного для
усиления видеосигналов.
Пример 1. Изображенный на рис. 19-18 трехкаскадный широко-
полосный усилитель, выполненный на кремниевых тетродах, рассчи-
тан по методике, списанной в § 19-6. Каждый из трех каскадов уси-
лителя охвачен обратной связью.
Усилитель имеет следующие характеристики:
коэффициенты усиления по напряжению и по току составляют
20 дб;
горизонтальный участок частотной характеристики имеет макси-
мальную протяженность в сторону высоких частот;
при работе на 50-омную нагрузку входное сопротивление равно
50 ом;
304
при работе от 50-омного источника сигнала выходное сопротив-
ление равно 50 ом.
В каждом каскаде усилителя используются опорные диоды
предназначенные для стабилизации напряжения {7КЭ. Вследствие
сильной зависимости параметра у11з от тока /к для стабилизации
коэффициента Ки в качестве источника питания необходимо исполь-
Рис. 19-18. Видеоусилитель.
зовать высокостабильный источник постоянного напряжения или
источник постоянного тока
Частотная характеристика схемы показана на рис. 19-19.
Пример 2. Схема широкополосного трехкаскадного усилителя
с верхней граничной частотой 50 Мгц (рис. 19-20) является хорошим
примером получения максимальной полосы частот, которая может
быть достигнута для данного транзистора путем использования при
расчете стандартных критериев устойчивости широкополосных усили
телей. Вследствие трудностей, связанных с неустойчивостью на высо-
ких частотах, трудно применять обратную связь, охватывающую бо-
лее чем два каскада. В данном примере обратная связь охватывает
три каскада, но для достижения этого при расчете учитывались
требования устойчивости.
Задержка, создаваемая транзистором может быть учтена с по-
мощью аппроксимации:
а~а° 1+/7V
20—878
305
Рис. 19-19. Частотная характеристика видео-
усилителя, изображенного на рис. 19-18.
Рис. 19 20. Широкополосный усилитель с обратной связью.
306
которая учитывает сдвиг фаз, вносимый транзистором, дополни-
тельно к сдвигу фаз, создаваемому простой фазовой цепочкой, ап
проксимирующей ею амплитудную характеристику.
Усилитель имеет:
коэффициент усиления по току 34 дб при горизонтальном уча-
стке частотной характеристики на уровне 0,01 дб до частоты 5 Мгц
и на уровне 0,1 дб до 10 Мгц;
отрицательная обратная связь величиной 34 дб поддерживается
в диапазоне от 50 кгц до 5 Мгц;
согласование источника сигнала, имеющего внутреннее сопро-
тивление 3 000 ом, с 75-омной нагрузкой обеспечивается в пре-
делах 5% в диапазоне частот от 5 кгц до 5 Мгц.
В данной схеме рекомендуется применять германиевый меза-
транзистор с диффузионной базой, аналогичный транзистору
2N2415. Транзистор должен иметь следующие параметры: коэффи-
циент усиления по току в схеме с общей базой на низкой частоте,
ао, около 0,97; fT около 600 Мгц, малую величину емкости коллек-
торного перехода (Ск<1 пф), малое объемное сопротивление кол-
лектора (/к <20 ом) и объемное сопротивление эмиттера гэ менее
5 ом.
В схеме смещения по постоянному току используется как по-
следовательная, так и параллельная обратная связь в каждом кас-
каде. Это обеспечивает высокую стабильность рабочего режима, по
зволяющую при необходимости расширить полосу пропускания схе-
мы вплоть до постоянного тока.
Цепь обратной связи представляет собой Т-образный мост, со-
противление которого имеет резистивный характер в области сред-
них частот. Шунтирующее плечо моста содержит последовательно
включенный конденсатор, который обеспечивает асимптотическое
возрастание коэффициента усиления КР* в области низких частот;
другой конденсатор Т-образного моста обеспечивает подъем харак-
теристики Кр на высоких частотах. Последовательно с Т-образным
мостом включена компенсирующая цепь, которая поддерживает по-
стоянную величину коэффициента р до частоты 10 Мгц.
Общая характеристика Кр без учета межкаскадных связей име-
ет постоянную величину 34 дб на частотах до 25 Мгц-, в области
частот от 25 до 50 Мгц вследствие уменьшения коэффициента уси-
ления по току эта характеристика имеет спадающий характер с кру-
тизной 18 дб/октава, на частотах выше 50 Мгц из-за увеличения р
эта крутизна уменьшается до 12 дб!октава. Однако в связи с тем,
что подъем характеристики р имеет место на частотах, не входящих
в рабочий диапазон, он не имеет особого значения.
Для получения идеальной отсечки частоты коэффициент усиле-
ния в диапазоне частот 5—100 Мгц определяется последовательными
цепями, включаемыми между каскадами. Для получения спада ха-
рактеристики КР на 3 дб прн частоте 7 Мгц в цепи обратной связи
первого каскада включен контур, резонансная частота которого рав-
на 7 Мгц.
Конденсаторы, шунтирующие эмиттерные сопротивления, опре
деляют характеристику схемы в области низких частот; блокирую-
щий конденсатор первого каскада обеспечивает спадание характе-
* Кр - коэффициент усиления усилителя с обратной связью;
р — коэффициент передачи цепи обратной связи. (Прим перев.)
20” 307
ристики на частоте около 50 кгц. Два других каскада для обеспе-
чения устойчивости имеют нижнюю граничную частоту, расширен-
ную до 0,5 кгц. Частотная характеристика схемы приведена на
рис. 19-21.
Пример 3. Схема двухкаскадного усилителя изображена на
рис. 19-22. Обратная связь по постоянному току обеспечивает ста-
бильность режима по постоянному току при замене транзисторов
н при изменении температуры. Колебания напряжения источника пи-
Рис. 19-21. Зависимость коэффици-
ента усиления по току от частоты
для усилителя, изображенного на
рис. 19-20.
Рис. 19-22. Широкополосный усилитель.
тания в пределах ±25% оказывают незначительное воздействие па
характеристики усилителя.
В усилителе используются оба рассмотренных выше типа об-
ратной связи: параллельная н последовательная. Часть выходного
сигнала подается обратно на вход последовательно с напряжением
источника сигнала. Эта обратная связь расширяет ширину полосы
пропускаемых частот и стабилизирует усиление схемы. Кроме того,
она снижает выходное сопротивление и увеличивает входное.
308
При разомкнутой цепи обратной связи типичная величина ко-
эффициента усиления составляет 48—50 дб. С помощью сопротив-
ления 7?о.с осуществляется регулировка коэффициента усиления уси-
лителя при замкнутой цепи обратной связи К31. Величина К^ опре-
деляется приближенным выражением.
______Ki Kt______
1 Ki Кг RaiRo.c’
Кг Кг — коэффициент усиления при разомкнутой петле обрат-
ной связи, равный произведению коэффициентов усиле-
ния первого н второго каскадов;
R3 — сопротивление в цепи эмиттера первого каскада, не
шунтированное емкостью;
Roc—величина сопротивления обратной связи.
Рис. 19-23. Типичная частотная харак-
теристика усилителя, изображенного
на рис. 19-22.
Полоса пропускаемых частот при разорванной цепи обратной
связи составляет 1 Мгц; усилитель, охваченный обратной связью,
имеет полосу частот, равную 17 Мгц, при коэффициенте усиления
30 дб. На рис. 19-23 приведена типичная частотная характеристика
этого усилителя.
ЛИТЕРАТУРА
1. Pritchard R. L., Electric Network Representation of Tran-
sistors, IRE Trans., vol. CT-3, p 14, March 1956.
2. Hunter L. P„ Handbook of Semiconductor Electronics, p. 4 12,
McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1956.
309
Глава двадцатая
УСТОЙЧИВОСТЬ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
И МЕТОДЫ ЕЕ ПОВЫШЕНИЯ
20-1. МЕТОД НЕЙТРАЛИЗАЦИИ
Важной проблемой при конструировании усилителей
высокой и промежуточной частоты является внутренняя
обратная связь в транзисторах. Вследствие внутренней
обратной связи существует общий диапазон частот, в ко-
тором можно вызвать генерацию транзистора путем со-
ответствующего выбора пассивных элементов. Кроме
того, следствием существования внутренней обратной
связи является наличие зависимости входного сопротив-
ления от сопротивления нагрузки. Это вызывает трудно-
сти при конструировании многокаскадных высокочастот-
ных усилителей.
Обычно используются два метода уменьшения влия-
ния внутренней обратной связи. Одним из методов яв-
ляется нейтрализация действия внутренней обратной
связи. Второй метод основывается на расстройке вход-
ных и выходных контуров транзистора.
Нейтрализация вообще представляет собой процесс
компенсирования нежелательного явления тем или иным
способом. В настоящей главе под нейтрализацией будет
пониматься способ превращения двунаправленного
четырехполюсника в однонаправленный. Из сравнения
определений можно видеть, что обсуждаемая здесь нейт-
рализация путем получения однонаправленности являет-
ся частным случаем нейтрализации в общем смысле. Од-
нако обратное заключение не всегда верно. Например,
схемы с нейтрализацией фона не являются однонаправ-
ленными.
Сравнение методов нейтрализации и расстройки. Ней-
трализация путем обеспечения однонаправленности име-
ет три преимущества. Во-первых, при обеспечении стро-
гой однонаправленности транзистора устойчивость уси-
лительного каскада совершенно не зависит от пассивных
цепей, включенных на вход и выход усилителя. Во-вто-
рых, входная и выходная цепи полностью изолированы
друг от друга. Входное и выходное сопротивления тран-
зистора не зависят от сопротивлений нагрузки и генера-
310
тора соответственно. В-третьих, путем согласования *
полных сопротивлений генератора и нагрузки с транзи-
стором можно получить коэффициент усиления по мощ-
ности, очень близкий к величине максимального коэффи-
циента усиления (Крмакс)-
Метод нейтрализации имеет три серьезных недостат-
ка. Во-первых, при использовании этого метода схема
нейтрализации должна почти полностью устранять внут-
реннюю обратную связь в транзисторе, т. е. на практике
приходится настраивать пассивную цепь обратной связи
для каждого транзистора в отдельности. Во-вторых, в
схемах нейтрализации в качестве фазоинверторов часто
применяются трансформаторы, которые ограничивают ча-
стотный диапазон нейтрализации. Кроме того, даже если
отказаться от использования трансформатора, то пас-
сивная цепь может лишь приблизительно нейтрализовать
обратную связь в транзисторе в широкой полосе частот.
По этой причине метод нейтрализации обычно применя-
ется только в случае узкополосных устройств с больши-
ми коэффициентами усиления. Третьим недостатком яв-
ляется возможность неустойчивости усилителя при изме-
нении параметров транзистора.
С другой стороны, метод расстройки имеет важные
преимущества. Во-первых, можно обеспечить устойчи-
вость для всех транзисторов выбранного типа. Во-вто-
рых, можно добиться, чтобы входное сопротивление фак-
тически не зависело от сопротивления нагрузки, что поз-
воляет конструировать многокаскадные усилители. Этот
метод особенно удобен для широкополосных усилителей.
Коэффициент усиления схемы с нейтрализацией [Л. 11.
Вывод формул для коэффициента усиления мощности
схемы с нейтрализацией на высокой частоте КР п начнем
с двух основных соотношений, использующих характе-
ристические проводимости транзистора:
У11 У12
У21 У22
«1
tz2
(20-1)
Для нейрализации проводимости параллельно транзис-
тору включается другая двухполюсная цепь, характери-
зуемая соотношением
* При согласовании полных сопротивлений активные компонен-
ты равны, а реактивные компоненты равны по величине, но проти-
воположны по знаку. (Прим, перев),
S11
где
Уп Уп
Уп Уп
\Уп\ = Уп-
(20-2)
(20-3)
Комбинированная матрица транзистора и цепи нейтрали-
зации имеет вид:
В
12
= I
I (Z/ai
+ Уп) о
Уп) (у 22 “Ь У12)
При согласованных входной и выходной
«1
u2
цепях
(20-4)
ВХ 4Re(f/11+J/12)’
где знак Rc обозначает действительную
ной величины
(20-5)
часть
комплекс -
Так как
то
4 Re (у22 + У12)!<il2
р ___________ I(</21 — У12) Pil2.
ВЫХ“ 4 Re (у22 + </12) ’
К _________ 4 |(</21 — </12) ОТ2 Re (t/u -|- </12)
•*' р н
Pl 2 1 1
<1 2 Re (уп + y12) J
2
(20-6)
(20-7)
(20-8)
Р ____ ________I </21 — </1г12__
Р 4 Re (уц -|- yi2) Re (1/22 + </i 2)
(20-9) определяет коэффициент Кгт
Ранее применялась упрощенная форма этого
(20-9)
Уравнение
ной схемы,
выражения.
Вводя обозначения:
для пол-
получаем:
___ У 21 --У12 .
</11 + </12
</11 + </12
У 22 (У?2~)~ У12)«
К _ | А21 [2
4Rey22 Re й(1
(20-10)
(20-11)
(20-12^
(20-13)
312
Если
£/12 < t/lb
(20-14)
то
1^21 ~Е ^ialB
4 Re /г,, Re у.а
(20-15)
где h2i и /ii2 — параметры схемы без нейтрализации.
Если справедливы допущения:
/?21 » (20-16)
Есу 12 < Ret/22, (20-17)
го формула коэффициента усиления по мощности упрос
тится:
------------------• (20-18)
4 Re Лц Re
Это выражение справедливо
и для максимального коэф-
фициента усиления мощно-
сти Кр макс-
Способы нейтрализации
[Л. 2]. Три способа* нейтра-
лизации для схемы с общим
эмиттером показаны на рис.
20-1. В мостовой схеме ком-
бинация индуктивности L
и емкости С обеспечивает
необходимый сдвиг фазы
выходного сигнала (прибли-
зительно на 180°). Контур
из L и С должен обеспечить
резонанс с добротностью
5 или больше на частоте ни-
же средней частоты полосы
пропускания усилителя Ес-
ли обозначить напряжение
на параллельном резонанс-
ном контуре через Е\, на-
пряжение на емкости С че-
рез Es, ток сигнала в цепи
Рис 20 1. Способы нейтрали-
зации.
а— схема емкостного моста: б—схе-
ма емкостной обратной сеязи;
в — схема индуктивной обратной
связи.
Другие практические схемы см. в [Л.2].
313
L и С через /, то получим следующие уравнений: /= 1 при Хс Х~; (20-19) /iooL
где £, = /Xr = (20-20) с /<в0 L j<nv С учтены соотношения:
«et = -1-; (20-21) <оо Ci |^- = —(20-22)
Рис. 20-2. Усилитель промежуточной частоты на 30 Мгц.
Ширина полосы 3 Мгц, коэффициент усиления от 65 до 75 дб; тран-
зисторы типа 2N1405.
мкгн', мкгн;
Сд—Lg—L,-f^=5, 3 мк&н, Lyr=l^ur— — C is== L nc=l 5 mk&h.
Напряжение обратной связи E2 с моста поступает на
вход через конденсатор:
СН=-^СК. (20-23)
Cl
В результате обеспечивается равенство тока внешней
обратной связи и внутреннего тока через емкость Ск по
величине и сдвиг их по фазе на 180е.
Схема емкостной нейтрализации рассчитывается ана-
логичным образом. Трансформатор обеспечивает сдвиг
фазы на 180°, емкость Сн может быть выбрана с помо-
щью выражения
С„ - Ск. (20-24)
'*2
314
Схема индуктивной обратной связи должна удовлет-
ворять следующему условию:
Ан = —
“оСк
(20-25)
В схеме, изображенной на рис. 20-2, применяется цепь
нейтрализации, показанная на рис. 20-1, а.
Пример расчета. Для рас-
чета схемы нейтрализации
необходимо выбрать тип меж-
каскадной связи. В анализи-
руемой схеме применялись ем-
костные цепи связи, показан-
ные на рис. 20-3. Для прове-
дения расчета этой схемы вос-
пользуемся следующими обо-
значениями:
Qi — добротность первично-
го контура с учетом
влияния нагрузки:
Qi — добротность вторично-
го контура с учетом
влияния нагрузки;
k— коэффициент связи ин-
дуктивностей.
Сделаем следующие до-
пущения:
1- Qi=Qs
2. k>kKF, где величина
ЛКп соответствует критичес-
кой связи, при которой частот-
ная характеристика еще оста-
ется горизонтальной (без вы-
бросов). Это условие приводит
к частотной характеристике с
двумя максимумами. Отноше-
Рис. 20-3. Эквивалентная схема
емкостной обратной связи.
Яь Li, Ci — полные параметры первич-
ного контура: £?, С2 — полные пара-
метры вторичного контура.
С - Q L _ 1
С,- ° • ь - 1
k= — ; CM=k Vc, С, ,
Он
где f., средняя частота:
Q— добротность ненагруженпого
контура.
ние выходного напряжения, соответствующего каждому из макси-
мумов, к выходному напряжению на участке между максимумами
(средняя частота) имеет следующий вид:
Дер 2^ ^кр (20-26) (20-27) (20-28)
Так как то ^макс Fcp - 1 +(/^кр)2 ’ "кр = оГ- 2*<2н
£макс 1-НШ2
Если принять величину допустимой пульсации равной I дб, то по-
лучим условие
kQa = 1,63. (20-29)
.315
Приведем еще одно важное соотношение:
<?„ = fn-----------V(kQ„y-l , (20-30)
Л ' (макс—макс)
где А(с«акс-макс1 — ширина полосы частот между максимумами
Теперь произведем расчет схемы (рис. 20-2):
Аймаке—МЯКС1—3 Мгц; Q=50; /о—30 Мгц; Qu — Qj = Q2-
Для транзистора типа 2N1405 составляющие параллельного выход-
ного импеданса:
Гцпых 13 КОМ', CpBbTX = 2 Пф.
Из уравнения (20-29) вычисляем £QH = 1.63. (£Q„)2=2,65, и из урав-
нения (20 30)
30-Ю6 ,/-------
Q„ =------У 2,65—1 =12,9;
З-Ю6
гр ВЫХ (Q/QH 1) ^0
18 000 (50/12,9 — 1) 6,28-30-106 ’
Для учета отклонений в величинах емкости транзистора и пара-
зитных емкостей выбираем следующие элементы:
С] — переменный конденсатор емкостью от 1 до 6 пф;
£1=5,3 мкгн.
Для вторичного контура:
'jiux = l,8 ком-, сгвх = 13 пф;
_______________50____________
полн2- । 800(50/12,9 — 1)6,28-30-106 = 52
Учитывая монтажные емкости и отклонения в емкостях транзисто-
ров выбираем:
С-2 — переменный конденсатор емкостью от 8 до 50 пф;
1-2 = 0,53 мкгн.
Так как £Q„ = 1,63; Q„ = 12,9, то £=0,126.
C^~k У"CpOjjui £*полн2 — 0,126 ~]/~52-5,2 =2 пф.
Чтобы можно было производить регулировку с целью выравнивания,
применяется переменный конденсатор С„=(0,5 3) пф.
Теперь можно рассчитать схему нейтрализации:
С, = 5 пф; С=100 пф; С„ = 0,5 пф; С„= (100/5)0,5= 10 пф.
20-2. МЕТОД РАССТРОЙКИ
Общая теория. Другим способом достижения устой-
чивости является метод расстройки Если произвести
расстройку входной и выходной цепей транзистора, то
316
можно получить устойчивое усиление очень высоких час-
тот в широком диапазоне. Теория двухполюсников с ис-
пользованием //-параметров обеспечивает удобный метод
решения этой задачи. На рис. 20-4 показана эквивалент-
ная схема отдельного каскада. Выражение для коэффи-
циента усиления по мощности при согласовании на вхо-
де имеет вид:
41 У21 l2GrGH
С°ГЛ [(Уц+Уг) (У22 + УН) - У12 У21Р
(20-31)
Коэффициент усиления, определяемый уравнением
(20-31), в ряде случаев не является стабильной величи-
ной. Например, в случае согласования Уц и У22, если
произведение У12У21 является действительной величиной,
знаменатель выражения может иметь величину, близкую
к нулю. Однако получаемые в этом случае высокие коэф-
фициенты усиления могут быть реализованы только це-
Рис. 20-4. Эквивалентная схема
отдельного каскада с генератором
сигнала и нагрузкой.
ной снижения устойчивости. Возникновение генерации
можно определить как случай, когда Кр согл равно беско-
нечно большой величине.
Коэффициент усиления по мощности схемы с нейтра-
лизацией записывается в следующем виде:
U ~ 1*21 I2
А н ~---------------------
4Re Ли Re t/22
На рис. 20-5—20-8 приведены типичные графики зави-
симости коэффициента усиления по мощности усилителя
с нейтрализацией, выполненного на германиевых транзи-
сторах типа 2N1141 в диапазоне частот от 60 до 400 Мгц
при двух режимах смещения.
317
Рис. 20-5. Зависимость коэффициента уси-
ления мощности от частоты для усили-
теля с нейтрализацией, выполненного по
схеме с общей базой.
Оптимальные условия расстройки, т. е. условия по-
лучения наивысшего коэффициента усиления при задан-
ном уровне устойчивости, были определены рядом авто-
ров [Л. 3, 4]:
~ , Gr = mGu, G„ = mG22. (20-32)
иг ин
Таким образом, входная и выходная проводимости схе-
мы, измеренные при коротком замыкании на противопо-
ложных выводах, должны иметь одинаковый коэффици-
ент расстройки т.
Рис. 20-6. Зависимость коэффициента усиления
мощности от частоты для усилителя с нейтрал
лизацией, выполненного по схеме с общей ба-
зой
318
Рис. 20-7. Зависимость коэффициента усиления
мощности от частоты для усилителя с нейтра-
лизацией, выполненного по схеме с общим эмит-
тером.
коэффициент устойчивости р на высокой частоте оп-
ределяется уравнением [Л. 4]
р = 2.(С11 + Сг) (g^ + gh) , (20-33)
I У21 У12 1(1+ cos <Р^21^1г)
где <p?/2i 1/12 — угол сдвига фаз между t/2i и «/12.
Каскад считается устойчивым при р>1, однако пра-
вильно рассчитанные каскады должны иметь запас ус-
Рис. 20-8. Зависимость коэффициента усиления
мощности от частоты для усилителя с нейтра-
лизацией, выполненного по схеме с общим
эмиттером.
319
тойчпвости, поэтому обычно р^5. Преимущество усили-
теля с высоким коэффициентом устойчивости заключа-
ется в стабильности его коэффициента усиления при из
менениях температуры и режима смещения, а также при
смене транзисторов. Можно показать, что коэффициент
р для заданной частоты является функцией только ко-
эффициента т и определяется следующим выражением:
р = р'(1ф-т)2 (20-34)
Зависимости коэффициента р' от частоты для транзисто-
ров серии 2N1141 показаны на рис. 20-9—20-12. Из ри-
сунков можно сделать вывод, что с точки зрения устой-
чивости на частотах выше 100 Мгц следует отдавать
предпочтение усилителям с общей базой. Ухудшение ус-
тойчивости схемы с общим эмиттером на высоких часто-
тах считается следствием обратной связи корпус — кол-
лектор.
Теперь произведем вычисление коэффициента усиле-
ния по мощности при согласовании на входе для каска-
да, стабилизированного расстройкой. Для этого рассчи-
тывается коэффициент потерь; умножая последний на
АрН, получаем коэффициент усиления рассогласованной
схемы ДрС; L есть произведение величин L, и L2, которые
можно определить с помощью выражений:
L, = -ZjslL- , (20-35)
^вх р *рн
£2=2кк, (20 36)
Омаке
где ABblx.p— мощность на выходе при расстройке;
Рвх.р — мощность на входе при расстройке;
Лчакс— максимальная мощность, которую можно
получить от генератора.
В логарифмической форме коэффициент усиления
Крс запишется следующим образом:
Крс(дб) = 10 log АрН + 10 log L. (20-37)
Как и коэффициент р, величина потерь L зависит
только от т (рис. 20-13). Чтобы определить коэффици-
ент Крс, найдем разность коэффициента усиления по
мощности схемы с нейтрализацией, полученного из гра-
фиков рис. 20-5—20-8, и коэффициента потерь, получен
320
прн С/кб=—10 в, /к=—Ю ма.
Рис. 20-10. Зависимость коэффициен-
та Р' от частоты в схеме с общей
базой при Uk6——10 в, /к=—5 ма.
=—10 в, /к=—10 ма. L/кэ -10 в, 1К~—5 ма.
21—878
321
кого с помощью рис. 20-13. Затем можно вычислить ко-
эффициент устойчивости, применяя формулу (20-34) и
данные, полученные из рис. 20-9—20-12. Теперь можно
вычислить величину потерь L. Если путем согласования
избавиться от мнимых частей полных входной и выход-
ной проводимостей, то выходная мощность определяется
выражением
|У21 |2^Gh
Р =
ВЫХ’Р I (Gn + Gr) (G22 + GH) - У12 У21 |2
(20-38)
Если каскады взаимно расстроены на входе и
коэффициентом расстройки т, то
|t2i |2/?gh
выходе с
Р =
Вых-Р | (m + 1)2GUG22—У12 Т2112
(20-39)
В большинстве случаев GnG22(ni+ I)2У12У21, тогда
|^21 М Он
Рвых-Р |(m + l)2G11G22P ’
(20-40)
Как можно видеть из рис. 20-14, максимальная воз-
можная мощность на входе транзистора при расстройке
равна:
р =
вх'р (m-|-l)2Gr («4-1)20,
(20-41)
Тогда коэффициент усиления по мощности определя-
ется выражением
__ I К2112 Gu GH (« 4- 1 )2
рс~ | (т 4- l)2GnG2212
(20-42)
Так как GH=mG22,
Д' = т I *21 Г
рс (m + l)2 G11G22
Если это выражение нормализовано относительно Крн,
полученное отношение представляет собой первый коэф-
фициент потерь:
(20-43)
__ 4т
1- (/« + I)2
(20-44)
%
%
322
Второй коэффициент потерь определяется просто как
отношение мощности, определяемой формулой (20-41),
к максимальной мощности, которая может быть получе-
на от генератора
Р = Г2 4G
макс 1 г •
Таким образом получаем:
форме
i(a6>101og_^.,
(20-47)
Рис. 20-13. Зависимость коэффици-
ента потерь L от коэффициента
расстройки т.
и, следовательно, формула для коэффициента усиления
при согласовании на входе усилителя с расстроенными
каскадами имеет вид:
Яр согл (дб) = 10 log/CpH + 10 log —. (20-48)
Рис. 20-14. Эквивалентная схема для
вычисления коэффициента усиления
при расстройке, построенная при сле-
дующих условиях:
/ — мнимые части входной н выходной пол-
ных проводимостей отстроены; 2 — генера-
тор /] и его внутреннее полное сопротив-
ление трансформируются так, что Re Уг=
= КеУц=Ои; 3 — в результате расстройки
можно пренебречь Гц.
Измерение характеристик. Характеристики, приве-
денные на рис. 20-15—20-20, получены с помощью моста
21
323
для определения передаточных функций и гибридных
параметров
Данные характеристики являются типичными для не-
скольких испытанных образцов Точность измерений со-
Рис. 20-16. Зависимость параллель-
ного выходного' сопротивления в схе-
ме с общей базой от частоты.
ставляла ±10%- Диапазон измерений был ограничен
частотами от 60 до 400 Мгц, так как транзисторы серии
2N1141 чаще всего применяются в этом диапазоне.
Блок-схема измерительной установки изображена на
рис. 20-21. В зависимости от проводимых измерений па-
324
пряжение сигнала устанавливается в диапазоне от 50
до 100 мв. В качестве нулевого детектора используется
приемник, что позволяет фиксировать нулевые значения
величин с точностью около 1 мкв В графиках не приво-
Рис. 20-17. Зависимость параллельно
го входного сопротивления в схеме
с общей базой от частоты.
Рис. 20-18. Зависимость полной про-
водимости прямой передачи в схеме
с общим эмиттером от частоты.
дятся данные по мнимой части входных и выходных про-
водимостей, так как они не используются для вычисле-
ний коэффициента усиления по мощности. Для частот в
диапазоне от 60 до 400 Мгц эти данные представлены в
табл 20-1.
325
Рис. 20-19. Зависимость параллельно-
го выходного сопротивления в схеме
с общим эмиттесом от частоты.
Рис. 20-20. Зависимость параллельно
го входного сопротивления в схеме
с общим эмиттером от частоты.
/ — 2NI143. 2 —2N1142, 3 — 2N1141.
Рис. 20-21. Блок-схема измерительной
установки
Таблица 20-1
Параметр Схема с обшей базой Схема с общим эмиттером
Параллельная входная индук- тивность Параллельная выходная емкость 0,02—0,05 мкгн 2—5 пф 6—20 пф 5—15 пф
Пример расчета усилителя на 100 Мгц. Схема, выбранная
для иллюстрации расчета усилителей, использующих расстройку,
Ие^850ом, Яех=37ом
Рис. 20-22. Входные и выходные цепи
усилителя на 100 Мгц.
представляет собой трехкаскадный усилитель с частотой 100 Мгц,
собранный по схеме с общей базой (рис. 20-24). Входная и выход-
ная цепи усилителя изображены на рис. 20-22. Так как вход схемы
с общей базой имеет индуктивный характер с добротностью, при-
близительно равной 2, используется преобразователь индуктивно-
сти, показанный на рис. 20-23. Требуемая величина L определяется
соотношением /?вх, Rs. Подставляя величину /?Вых=850 ом вместо
Rbx, Rbx=37 ом вместо RB и £вх=0,02 мкгн вместо £в, получаем
£=0,08 мкгн. Полная параллельная межкаскадная индуктивность
равна:
£п =0,02+0,08=0,1 мкгн.
Для резонансной частоты 100 Мгц параллельная емкость со-
ставляет 25 пф. Для облегчения настройки используется подстроеч-
ный конденсатор 4—30 пф. Для получения т=2 параллельно резо-
нансному контуру с частотой 100 Мгц подключается сопротивление
850 ом Отсюда определяется добротность нагруженного межкаскад-
ного контура
у-, 7?полн. параллельное
полн. параллельное
Q« = 4,7.
Ширина полосы отдельного каскада связана с добротностью
соотношением
327
где /о — средняя частота тля данной полосы; тогда
А/ =
ЮОМец
4.7
= 21 Мгц.
Ширина полосы трехкаскадного усилителя при той же меж-
каскадной добротности равна:
Af = 21 Мгц 0,43 = 9,0 Мгц.
Для согласования выходного сопротивления /?ВЫх=850 ом и 50-
омной нагрузки выбрана автотрансформаторная связь. Для получе-
ния QH=4,7 в выходной цепи используются те же значения парал-
лельных индуктивности и емкости,
что и выше. Точка отвода для 50-ом-
ной нагрузки подбирается опытным
путем.
Во входной цепи необходимо со-
гласовать источник сигнала, имею-
щий сопротивление 50 ом, с сопро-
тивлением 19 ом, составляющим при-
близительно половину параллельно-
го сопротивления входного каскада.
Требуемая индуктивность Lc вычис-
ляется так же, как и выше:
+ 0,02 мкгн 50
Рис. 20-23. Преобразователь
индуктивности.
0,02 мкгн
19’
£с=0,01 мкгн.
Для полученной величины индук-
тивности Lc требуемая величина
входной емкости составляет около
80 пф.
Далее вычисляется предполагае-
мый коэффициент усиления. Для т —
=2 из графика получаем величину
коэффициента потерь 4 дб. Вычитая
эту величину из коэффициента Кв
для схемы с общей базой на частоте
100 Мгц, получаем результат (16,5—4) дб. Это значит, что коэффи-
циент усиления каждого каскада составляет приблизительно 12,5 дб,
а полный коэффициент усиления усилителя должен быть равен
37,5 дб.
Для определения устойчивости определяем из соответствующе-
го графика р' = 1,6. При т=2 получаем р=14,4.
Были сняты характеристики усилителя для трех значений т,
обеспечивающих достаточную устойчивость. Полученные графики
приведены на рис. 20-25.
Ниже приводятся примеры расчета других схем с использова-
нием метода расстройки.
Пример расчета усилителя на 60 Мгц. На рис. 20-26 изображена
схема. отдельного каскада восьмикаскадного усилителя промежу-
точной частоты на 60 Мгц, выполненного на кремниевых тетродах
типа 3N35. Все восемь каскадов идентичны, за исключением вход-
ного и выходного, в которых применяются трансформаторы для
согласования с сопротивлениями источника сигнала и нагрузки.
В усилителе используется трансформаторная межкаскадная связь с
двойной настройкой. Расчет этих схем подробно описан в литера-
328
туре [Л. 5]. Величина расстройки 5:1 обеспечивает устойчивость
и простоту регулировки; получающийся при этом коэффициент уси-
ления составляет около 12,5 дб.
Вычисление характеристик межкаскадных связей и вычисление
необходимых констант производится по следующим формулам:
1
Ы0 Q
а, За^
8 + 8
Xi
Рис. 20-24. Усилитель на 100 Мгц. Индуктивности 0,08 и 0,1 мкгн со-
ставляют соответственно 3 и 4 витка луженого провода, имеющие
диаметр около 6,5 мм; индуктивность 0,01 мкгн представляет собой
1 виток лакированного провода, имеющий диаметр 9,5 мм; резисто-
ры имеют разброс 1%; L\ и L2— высокочастотные катушки на
100 Мгц.
Рис. 20-25. Зависимости коэффициен-
та усиления Кер усилителя на 100 Мгц
от частоты
329
1 / of За*\ i
^2 = 2 I 1 + о + о I; ^-3 = 2----- •
«оС2 к 8 8 / ^CjC2
м = VХА2— Л3 ; k =------—-----= 1/ 1 — ;
l/Z1 Х2 ' 11Х2
1 1
«1 =--------- и а2=---------- ,
% Ri Ci w0/?jC2
где ь>э= 2nf0;
fo — средняя частота;
— индуктивность первичной обмотки;
^2 — индуктивность вторичной обмотки;
М — взаимная индуктивность;
k — коэффициент связи;
«1 — коэффициент рассеяния первичной обмотки;
а2 — коэффициент рассеяния вторичной обмотки;
Ri — параллельное выходное сопротивление схемы с общим
эмиттером;
Т?2—параллельное входное сопротивление схемы с общим эмит-
тером;
Ci—общая емкость, параллельная первичной обмотке;
С2—общая емкость, параллельная вторичной обмотке.
Расчетная ширина полосы каждого каскада составляет 32 Мгц.
Рис. 20-26. Схема отдельного каска-
да восьмикаскадного усилителя.
р
t
Следовательно, относительная ширина полосы равна:
Л/ 32
6 = -7Г = ^ = 0’533-
Так как
* — r— (ai + аг) >
И 2
получаем cti + a2= J/2-0,533=0,754. Используя типичные величины
7?i=5OOO ом и С|=6 пф, можно рассчитать трансформатор:
330
--------=-------------е----------г, = 0,0885
(Оо^С! 2л-60-10—6-5 000-6-10—12
тогда
Из соотношения
аг = 0,754 — 0,0885 = 0,6655.
1
а2 =--------—
Ш© R% 6?2
выбираем величины R2—133 ом и С2=30 пф.
Затем рассчитываем параметры трансформатора:
1
3772 -10|2-6-10'12
0,08852
8
3-0,66552
8
1
7_______________________________________
* 3772 -1012-30-10~12
= 1,365-Ю гн;
0,66552
1+~Г-
= 0,2475-10~6гн;
3-0.08852
8
1
3774 -1024-6-10~12-30-10~12
= 0,275-10—12 гн;
0,275-10-12
--------:-------------- =0,43.
1,365-10~ь-0,2475-10~б
Для обеспечения оптимального усиления и взаимозаменяемости
приборов очень важно правильно выбрать режим смещения. Изме-
рения, проведенные на большом количестве тетродов 3N35, пока-
зали, что этот прибор имеет .оптимальные характеристики по уси-
лению в режиме
Д,,э=20 в, 7^ ——1,3 мп. и 7б2== —0,1 Mei.
Для обеспечения требуемого режима смещения для разных эк-
земпляров тетродов при условии больших колебаний окружающей
температуры применяется схема смещения от двух источников
питания. Напряжение отрицательного источника питания выбрано
равным 20 в, что обеспечивает симметричную структуру схемы.
Каждый транзистор по постоянному току включен по схеме с об-
щей базой, но по высокой частоте представляет собой схему с об-
щим эмиттером. Большие величины сопротивлений, подключенных
к управляющему электроду и эмиттеру, обеспечивают постоянный
режим в этих цепях. По высокой частоте эти сопротивления зашун-
тированы конденсаторами. Дополнительный конденсатор 0,2 мкф
служит для обеспечения постоянного режима смещения при импуль-
сном сигнале на входе.
Конструкция схемы по высокой частоте сравнительно простая.
Для настройки обеих обмоток трансформатора служат подстроеч-
ные конденсаторы 4—30 пф во входной цепи транзистора и
1,5—7 пф в выходной коллекторной цепи.
331
На рис. 20-27 изображен испьпательный демодулятор, служа-
щий для облегчения настройки схемы. Он содержит сопротивление
и конденсатор, имитирующие вход каскада, следующего после на-
страиваемого, н диод, служащий для демодуляции сигнала Де-
модулированный сигнал можно просмотреть с помощью низкочас-
тотного осциллографа с большим усилением. Испытательная схема
имеет малые паразитные емкости и горизонтальную частотную ха-
рактеристику, чтобы регулируемая схема не расстраивалась при
лодключении пробника. Все измерения
wo
11-
wo
ЧЬ
Юк
\!33
\ т таз
0
Рис. 20-27. Испытательный демо-
дулятор.
производились на обмотке
трансформатора, имеющей
малое сопротивление. При
испытаниях использовался
генератор качающейся Ча-
стоты. Такой способ позво-
ляет произвести быструю
оценку схемы при неболь-
шой регулировке, поэтому
он рекомендуется при ра-
боте с любым широкопо-
люсным усилителем. Эф-
фекты регенерации при
этом испытании проявляют-
ся как выбросы или же другие необъяснимые изменения в полосе
пропускания.
Пример расчета усилителя на 5,5 Мгц. На рис. 20-28 изобра-
жен трехкаскаднын усилитель на 5,5 Мгц, выполненный иа герма-
ниевых транзисторах типа 2N2189. Этот усилитель имеет ширину
полосы на уровне 3 дб, равную 200 кгц, и коэффициент усиления в
середине полосы, равный 60 дб. Межкаскадные цепи содержат
трансформаторы с одним настраиваемым элементом, коллекторы
подключаются к отводам от первичных обмоток трансформаторов
(рис. 20-29). Такой способ включения трансформаторов промежу-
точной частоты описан Вебстером [Л. 6] и Куком [Л. 7].
332
Используя обозначения этих авторов, произведем вычисление
элементов межкаскадных связей:
(20-49)
где А/ = 200 кгц-,
fo = 5,5 Мгц;
<2н— добротность отдельного каскада с нагрузкой;
п = 3.
Подставляя эти величины в (20-49), получаем:
QH
5,5 Мгц
0,200Мгц
Qh — 14.
Необходимо определить
допустимую величину полных
потерь в межкаскадных свя
зях. Эти потери делятся на по-
тери за счет расстройки £р, и
потери в катушках т). £р опре-
деляется в данном способе
расчета как эффективность со-
гласования:
Рис. 20-29. Подключение коллек-
тора транзистора к отводу.
£р (дб)=10 log
4а
(T+^F’
(20-50)
где a=Rti/Rr — коэффициент рассогласования;
Ru — сопротивление нагрузки (входное сопротивление
транзистора), приведенное к первичной обмотке
трансформатора;
Rr — сопротивление генератора (выходное сопротив-
ление транзистора), приведенное к вторичной об-
мотке трансформатора.
Потери катушки определяются как коэффициент полезного дей-
ствия трансформатора:
(О 2
1-д- , (20-51)
X /
где Q — добротность первичной обмотки без нагрузки. При а=0 5
получаем следующую величину потерь за счет расстройки:
Lp (дб) = 10 log 1 = - 0.5 дб.
Для данного усилителя примем полные потерн равными 10 дб иа
трансформатор, что обеспечивает стабильную работу усилителя и
сводит к минимуму взаимодействие между настраиваемыми схе
мами.
Следовательно,
г, (дб) = —10 4- 0,5 дб = —9,5 дб = 0 112.
333
Решая уравнение (20-51) относительно Q получаем:
Q = —
1—К Т)
Подставляя значение QH и т], получаем:
Q =-------- 1 = 21,0.
1—I 0,112
(20-52)
На рис. 20-30 изображен трансформатор со всеми сопротивлениями,
пересчитанными к полной первичной обмотке. Полагая С=30 пф,
определяем сопротивление ненагруженной катушки:
Рис. 20-30. Схема трансфор-
матора с приведенными со-
противлениями.
Q
RK = —; (20-53)
21,0
*к = 1,038-10-3 = 20>2КОЛ-
Величина полного сопротивления,
параллельного емкости С, опре-
деляется величиной <2Н:
п _ ________1*________
Кполн“<о0С“ 1,038-Ю-3 “
= 13,5 ком.
(20-54)
/?полн представляет параллельное соединение сопротивлений
RK, R'r и /?'н; следовательно, необходимо вычислить сопротивление
Rx, которое при параллельном соединении с сопротивлением
/?к даст величину /?Полн:
Rx Rk
Rnom~ Rx + Rk’
D ___ Rk 7?полн
Rk — Кполн
(20-55)
(20-56)
Подставляя значения R,- и /?П,1ЛН, получаем:
20,2-13,5
Rx = 56,9 ком.
Rx представляет собой нагрузку, отнесенную к полной первич-
ной обмотке и определяемую параллельно включенными R'r и /?'н.
Таким образом,
RrRH
Rx = -------Г ; (20-57)
Rr+7?H
Rr aR’r
Rx = ~-------;;
Rr + aRr
(20-58)
334
Rx = Rr (20-59)
ИЛИ
^ = nl±_a. (20 60)
r x a
Так как
/V, \2
Sr - (^) «В (20-6!)
= 3/^x(1 +й) a- . (20-62)
Л^2 Г Rr
Считая Rr=6 ком и подставляя полученные выше значения Rx
и а, получаем:
b_-|/«LZr=1/ST-s,33.
n2 V 6
Отношение Nt/R3 определяется из следующих уравнений:
RH = aRr=aRr^; (20-63)
(20-64)
\/Уз ’
Таким образом,
(20-65)
/Уз V Ян
Полагая /?н = 400 ом, получаем:
лу_ -1/ол±жГ=/-_|4Л
О,, V 0,4
Данные трансформатора:
N>=30 витков;
N2—G витков;
N3—2 витка.
Трансформаторы наматываются на ферритовых броневых сер-
дечниках; намотка бифилярная, универсальная.
ЛИТЕРАТУРА
1. Cote A. J. and Oakes J. В., Linear Vacuum Tube and Tran-
sistor Circuits, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1961.
2. S a n d s H F. and S c h 1 e g e 1 m i 1 c h H. K., Design Conside-
rations of Transistor I—F Amplifiers for TV Receivers, Proc. NEC,
vol. 13, p. 433, 1957.
335
3. Bahrs G S., Amplifiers Employing Potentially Unstable Ele
meats, doctoral thests Stanford University, 1956.
4. F r a z i e г R. M., Methods of Designing and Cascading Un
neutralized Tuned Transistor Amplifiers, address presented at Solid
State Circuits Conference, Philadelphia, 1960.
5. Lawson J. L. and Stone A. M., Tuned Circuit with Tran-
sitional Coupling, MIT Rad. Lab. Rept. 748, Cambridge, Mass., Octo-
ber 8, 1945.
6. W e b s t e r R. R., How to Design I—F Transistor Transfor-
mers, Electronics, p. 156ff, August 1955.
7. Cooke H. F., Tap-down Method of I—F Transformer Design,
unpublished paper.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ПЕРВАЯ
ШУМЫ УСИЛИТЕЛЕЙ
21-1. КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА ТРАНЗИСТОРОВ
Коэффициент шума [Л.1] и коэффициент усиления
определяют чувствительность приемника или усилителя
в диапазоне СВЧ и, следовательно, являются важными
параметрами приборов для усиления малого сигнала
СВЧ диапазона.
Коэффициент шума определяется соотношением
Р _ отношение мощности сигнала к мощности шума на входе
отношение мощности сигнала к мощности шума на выходе
(21-1)
Идеальный усилитель должен усиливать в одинако-
вой степени как входной сигнал, так и входной шум, и не
должен вносить дополнительного шума. Согласно урав-
нению (21-1) такой усилитель будет иметь коэффициент
шума, равный единице (Одб).
Коэффициент шума многокаскадного усилителй опре-
деляется следующим уравнением:
Г = + -Т-к-/':--).- . (21-2)
А1 Л1 Кг л1л2 1
где F — полный коэффициент шума;
Fn — коэффициент шума n-го каскада;
Кп — коэффициент усиления n-го каскада
Из уравнения (21-2) видно, что коэффициент усиле-
ния и коэффициент шума первого каскада в значитель-
ной степени определяют полный коэффициент шума уси-
лителя
336
Коэффициент шума
транзистора характе-
ризует шумовые свой-
ства прибора при за-
данных значениях со-
противления источника
сигнала, частоты и ре-
жима смещения. Необ
ходимо отметить влия
ние потерь во входной
цепи (Рп) на коэффи-
циент шума. Любые
потери во входной це-
пи (выраженные в дб)
непосредственно при-
бавляются к коэффи-
циенту шума (в дб)
вследствие того, что
входной сигнал ослаб-
ляется, в то время как
мощность входного шу-
ма остается той же са-
мой. Любая схема для
измерения шума долж-
на иметь потери на
входе, пренебрежимо
малые по сравнению с
коэффициентом шума
измеряемого прибора.
В резонансных схе-
мах потери определяются
Рис. 21-1. Эквивалентная шумовая
схема транзистора.
—омическое сопротивление базы;
'э ^2qI3df.l2K =2<7/кр
4 =4kTr'f,df.
где постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура;
df — ширина шумовой полосы ча-
стот;
z =
К ₽^кск+1
где /?к — сопротивление, учитывающее
эффект Эрли.
с помощью выражения
Рп = 201og(l — %-).
' ч /
(21-3)
Пример. Если QH = 10 (добротность нагруженного контура) и
Q=50 (добротность контура без нагрузки), то
Рп=20 log (1—10/50)=—2 дб.
В некоторых случаях для поддержания низких входных потерь при-
ходится ухудшать входную избирательность.
Нильсон [Л.2] показал, что коэффициент шума тран-
зистора зависит от ряда его физических параметров. Те-
ория Нильсона, основанная на эквивалентной шумовой
схеме (рис. 21-1), сводит шумы в транзисторах к трем
22—878 337
генераторам шума: генераторы шума тока эмиттера и
тока коллектора, представляющие флуктуации этих то-
ков вследствие процессов диффузии и рекомбинации в
области базы, и генератор шумового напряжения базы,
отражающий влияние теплового шума сопротивле-
ния г'б.
Рис. 21-2. Частотные характе-
ристики коэффициента шума.
/ — характеристика, измеренная для
транзистора с параметрами =
о
=38 ом, Л21э0 2 — характери-
стика, вычисленная для транзистора
с параметрами г^=40 ом, ^21э0=
=32.
Рис. 21-3. Частотные характерис-
тики коэффициента шума.
/ — характеристика, измеренная для
транзистора с параметрами г^=67 ом.
Л21э0 =23.4: 2 — характеристика, вычи-
сленная для транзистора с параметра-
ми =60 ом\ ^21э0 =20.
На основании этой эквивалентой схемы получено вы-
ражение для коэффициента шума схем с общей базой и
общим эмиттером:
+ {i + [i/(w] mkhn2 , (21-4)
2^2190 R Г
где й21зо — коэффициент прямой передачи тока на низ-
кой частоте для схемы с общим эмиттером при коротком
замыкании на выходе.
Измерения, произведенные для двух транзисторов
серии 2N1405 с различными параметрами, показали хо-
рошее соответствие с формулой (21-4); полученные гра-
фики изображены на рис. 21-2 и 21-3. Для данных тран-
зисторов f/i2i6 = 500 Мгц, а коэффициент /i2ifio можно вы-
338
числить через величину Л21эо с помощью известного со-
отношения
t, _ ^2130
П21б0 — ” ----
1 “ “21Э0
(21-5)
Теория, разработанная Нильсоном, не учитывает низко-
частотные шумы транзисторов. Экспериментально най-
дено, что для транзисторов типа 2N1405 частота, при ко-
торой начинаются низкочастотные шумы, составляет
около 2 Мгц (при Дг=50 ом, 1К=2. ма, Uii3=—6 в). Эта
низкочастотная граница может быть сдвинута к часто-
там ниже 2 Мгц при более высоких величинах сопротив-
ления источника сигнала.
Из уравнения (21-4) можно сделать два важных за-
ключения:
1. Для получения низкого коэффициента шума в диа-
пазоне средних частот (30 Мгц) желательны малые г'б
и высокие й21в0.
2. Коэффициент шума является функцией сопротивле-
ния источника сигнала и режима смещения. Однако
обычно не происходит значительного ухудшения коэф-
фициента шума при расчете входной цепи из условия
получения максимального коэффициента усиления по
мощности (т. е. при /?г, равном входному сопротивле-
нию) .
21-2. ВЕРХНЯЯ ГРАНИЧНАЯ ЧАСТОТА
ШУМОВОЙ ХАРАКТЕРИСТИКИ
Обычно приводимое [Л.З] выражение для верхней
граничной частоты шумовой характеристики fA (рис.
21-4) имеет вид:
^ = /ft2I6H + ^6o • (21-6)
Это выражение получается из формулы (21-4), получен-
ной Нильсоном, путем анализа только одного члена, ха-
рактеризующего шум коллектора (четвертый член пра-
вой части уравнения).
Во многих практических случаях первые члены урав-
нения (21-4) могут быть важны, поэтому полученное с
помощью формулы (21-6) значение fA может быть слиш-
ком низким. Кроме того, верхняя граничная частота шу-
мовой характеристики определяется скорее частотой
22*
339
а не максимальной частотой усиления fT (fr — час-
тота, при которой величина коэффициента прямой пере-
дачи тока в схеме с общим эмиттером | hzial может
быть экстраполирована к единице, считая наклон час-
тотной характеристики | h2i3 | равным 6 дб/октаво.).
Более точно значение /а определяется путем прирав-
нивания зависящего от частоты члена в выражении
(21-4) сумме четырех не зависящих от частоты членов и
решения полученного уравнения относительно |а:
А ~ />216
27?г + 2гб + гэ
+ гэ + гб)2
Ф(1-М21бп), (21-7)
или, если Й21бо=—1,
/л = - -7- 216 . 1 4(2* +2< + та) . (21-8)
«г + гэ +гб
21-3. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ
В табл. 21-1 приведены параметры четырех типов транзисторов
различной структуры, там же приведены значения fA, вычисленные
(при 7?г=-5О ом) по классической формуле (21-6) и с помощью бо-
лее точного выражения (21-7). Также приведены результаты вы-
числения частоты fA с применением выражения (21-7), но при под-
становке частоты fr вместо частоты (лгю- Экспериментальные зна-
чения fA определялись нз графика (рис. 21-5) путем нахождения
частоты, при которой коэффициент шума становится на 3 дб боль-
ше его значения иа низкой частоте (1 Мгц)
340
Таблица 21-1
ислсно МОЩЬЮ внения при по овке Г0 6,5 ст> 155
х 2 ст-^-а о
3 с «я о
И и >»Д £ S
CS ш
Мгц ычислено помощью равнения (21-7) 23,5 64,0 268
СО
о
слено ощью 1ения -6) ОО СО г.
IZ) 1ЭВ ИО иы со О) 05
•о tj р.
СЗ Q >.
О , о
а ж я к 5 £
* см О
" с “ СМ о 00
£ О I (М
« a CD
X я Е
ом СО СО СО
<О CD СО
СП
к
35
О (М ОО
СМ со со
ю
к.
. СМ Ю
о 05 05
С 05 05 СО
•* 05
-с? о О
1 1 О 1
(о » о о
П5
Iflt м
=г
СО оо ю
см оо см
6 к -Ен ой)
К О !£ PI к CQ
то S аз
t—ц со Е-
о О
н X •е X со О
со а
X 5 «=: ЙЗ
ст Pt с: S
н S
е S 4 ой: р см
Р~< TJ4 —« д со
55 00 Z-. сЗ и g ОО
см р: о 5 f—•
Е о •е
2N1405 (меза) 460 620 —0,984 46 16,6 320 78,4
341
Необходимо отметить очень хорошее совпадение между
измеренными значениями верхней граничной частоты
шумовой характеристики fA и значениями, вычисленны-
ми по формуле (21-7). Это справедливо для многих ти-
коэффициента шума четырех типов герма-
ниевых высокочастотных транзисторов от
частоты при /?г=50 ом, /э=1,5 ма,
Ukq =—9,0 в.
Рис. 21-6. Зависимости коэффициента шу-
ма от тока коллектора (усредненные для
10 транзисторов типа 2N743)
пов транзисторов, имеющих предельную частоту в диа-
пазоне от 40 до 600 Мгц.
Результаты измерений зависимости коэффициента
шума от частоты показаны на графике рис. 21-5. Эти ре-
342
зультаты находятся в хорошем соответствии со значе-
ниями, вычисленными с помощью формулы (21-4) при
использовании соответствующих параметров транзисто-
ров. Для транзисторов серии 2N1405 ток эмиттера, со-
ответствующий оптимальной величине коэффициента
шума, составляет около 2 ма
Рис. 21-7. Зависимости коэффициента шума
от тока коллектора (усредненные для 10
транзисторов типа 2N743).
ента шума от тока эмиттера на
частоте 200 Мгц.
Эксперименты показали, что коэффициент шума рас-
тет при малых значениях тока эмиттера. Причина этого
заключается в уменьшении параметра /12|Эо и влиянии
обратных токов (Дбо). Зависимости коэффициента шума
от величины тока коллектора приведены на рис. 21-6—
21-8.
.343
Рисунки 21-6 и 21-7 иллюстрируют также зависи-
мость коэффициента шума от сопротивления /?г для
кремниевого эпитаксиального меза-транзистора На
рис 21 8 приведены шумовые характеристики германие-
Рис. 21-9 Схема тля измерения параметра h2,3o на частоте 1 кец;
Л21эО=С/ (мв).
Рис. 21-10. Схема измерения гб- измеряются грвх и сръ,t
с нх помощью вычисляется rs вх=г6. Измерения производят-
ся на частоте 250 Мгц; выводы гнезд для эмиттера и кол-
лектора монтируются на проходных конденсаторах; вывод
экрана соединяется с землей.
вого меза-транзистора СВЧ-диапазона. У данного типа
транзистора в диапазоне токов эмиттера порядка 5 ма
при уменьшении напряжения (7Нб ниже 3 в происходит
значительное уменьшение максимального коэффициента
344
OJ)1
Рис. 21-11. Схема для измерения параметра |Л21Э|
на частоте 100 Мгц или частоты fr.
Л — транзисторы типа 2N1407 или 2NII43; Т2 — проверяемый транзистор;
L\ — 5 витков луженой шииы (длина намотки ~ 1,1 мм, диаметр ~ 6,5 мм
без сердечника); L2 — высокочастотная катушка, индуктивность которой
3,3 мкгн. Порядок измерения: 1 — при вставленном в соотвествующие гнез-
да конденсаторе производится отсчет E,=ZBX’2O ом\ 2 — конденсатор уда-
ляется, вставляется испытуемый транзистор, устанавливается смещение;
производится отсчет £,2=^вых- 20 ом.
|^1э|дб= 201^10
Так как на высоких частотах коэффициент падает со скоростью
6 дб!октава, то
усиления мощности, что вызывает увеличение коэффи-
циента шума.
Параметры, оказывающие наибольшее влияние на
коэффициент шума, могут быть измерены следующими
методами:
1) ftaiso — с помощью измерительной установки, схе-
ма которой приведена на рис. 21-9;
2) г'6 — с помощью RCL измерителя в сочетании с из-
мерительной колодкой, изображенной на рис. 21-10*;
3) /д21б — путем измерения fT с помощью схемы, при-
веденной на рис 21-11, и последующего определения
* Этот способ измерения применим не для всех типов тран-
зисторов [Л 4]
345
flint) экстраполяцией зависимости или с помощью соот-
ношения * f/1216= 1.4 fr.
ЛИТЕРАТУРА
1. KronlageJ. W., Characteristics and Applications of 2N1405,
2N1406 and 2N1407 Diffused Base Mesa Transistors, TI Application
Report, January 1961.
2. Nielsen, Behaviour of Noise Figure in Junction Transistors,
Proc. IRE, vol. 45, p. 957, July 1957.
3. Cooke H. F., Transistor Upper Noise Corner Frequency, Proc.
IRE, vol. 49, p. 648, March 1961.
4. Transistor Internal Parameters for Small Signal Representation,
Proc. IRE, vol. 49, № 4, April 1961.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ВТОРАЯ
ГЕНЕРАТОРЫ СИНУСОИДАЛЬНЫХ КОЛЕБАНИЙ
ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
В этой главе рассматриваются основы расчета гене-
раторов синусоидальных колебаний высокой частоты.
Характеристические уравнения для различных схем ге-
нераторов используются для определения собственной
частоты генерации и условий возникновения генерации.
Обсуждаются причины нестабильности частоты и спосо-
бы повышения стабильности. Анализируется влияние из-
менения нагрузки, а также изменений параметров пас-
сивных и активных элементов схемы. Приводится крат-
кое описание кварцевых генераторов, а также самих
кристаллов кварца. В заключение предлагается метод
расчета и приводятся примеры схем.
Общий анализ генераторов в данной главе проводит-
ся в линейном приближении. Однако условия возникно-
вения автогенерации являются принципиально нелиней-
ными. Вследствие ограничений, возникающих из-за ис-
пользования линейного анализа, формулы для некото-
рых интересующих величин, таких, как предельные ам-
плитуды выходного напряжения и тока, будут получены
в очень приближенном виде. Для более точного анализа
необходимо определение предельного цикла генератора
* Эта аппроксимация справедлива не для всех типов тран-
зисторов.
346
путем решения нелинейного дифференциального уравне-
ния, описывающего изменение тока или напряжения ге-
нератора в фазовой плоскости, что выходит за пределы
данной работы.
22-1. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
Условия возникновения генерации. Первым необхо-
димым условием возникновения колебаний является на-
личие активного элемента, дающего усиление мощности
Рис. 22-1. Схема генератора
с обратной связью.
Рис. 22-2. Генератор с обратной
связью П-типа.
на частоте генерации. Кроме того, этот прибор должен
иметь усиление, достаточное для того, чтобы компенси-
ровать потери в схеме и установить коэффициент усиле-
ния петли обратной связи, равный единице. Вторым обя-
зательным условием является обеспечение равенства ну-
лю полного сдвига фаз, вносимого активным элементом
и цепью обратной связи.
Указанные условия возникновения генерации явля-
ются необходимыми, однако недостаточными. Другими
словами, еще недостаточно, чтобы коэффициент переда-
чи петли обратной связи равнялся единице; чтобы вы-
звать генерацию, надо иметь коэффициент передачи цепи
обратной связи больше единицы. В этом случае условия
в схеме будут необходимыми и достаточными для воз-
никновения и поддержания автогенерации.
Основные схемы. Большинство схем генераторов со-
держат два основных элемента: усилитель и частотно-
избирательную цепь обратной связи. Такое устройство
называется генератором с обратной связью, его блок-
схема изображена на рис. 22-1. Частотно-избирательная
цепь обратной связи может быть изображена также в
другом виде (рис. 22-2). Данная схема позволяет опре-
347
делить основные типы генераторов. Если Ki и Л’2 явля-
ются конденсаторами, а индуктивностью, то схема
представляет собой генератор с емкостной обратной
связью (генератор Колпитца) — рис. 22-3. Если и Kz
являются индуктивностями, a — емкостью, схема на-
зывается генератором с индуктивной обратной связью
Рис. 22-3. Генератор с ем-
костной обратной связью
(генератор Колпнтца).
Рис. 22-4. Генератор с авто
трансформаторной обратной
связью (генератор Хартлея).
Рис. 22-5. Генератор с транс-
форматорной обратной свя-
зью (генератор Хартлея).
Рис. 22-6 Генератор с ем-
костной обратной связью
(генератор Клаппа).
(генератор Хартлея) —рис. 22-4. Другой вариант этой
схемы, в котором обратная связь осуществляется с по-
мощью трансформатора, приведен на рис. 22-5. Выбор
между схемами с трансформаторной и с автотрансфор-
маторной обратной связью зависит, в частности, от ра-
бочей частоты, поскольку выражения для собственной
частоты генерации данных схем несколько различны.
Кроме того, для генератора с автотрансформаторной об-
ратной связью требуется добавочный разделительный
конденсатор, который не обязателен в схеме с трансфор-
маторной обратной связью. Так как трансформатор по-
зволяет получить переворот фазы, то транзистор в этом
348
случае может быть включен как по схеме с общей базой,
так и по схеме с общим эмиттером.
Схема генератора с емкостной обратной связью мо-
жет быть несколько изменена (рис. 22-6). В этом случае
резонансная частота определяется в основном последо-
вательно соединенными элементами L и С; такую схему
часто называют генератором Клаппа. При необходимо-
сти получения высокой ста-
бильности частоты в качест-
ве элемента, определяющего
частоту, • может использо-
ваться кристалл кварца.
Схема генератора с исполь-
зованием кварца показана
на рис. 22-7.
Некоторые из многих
возможных вариантов вы-
шеперечисленных основных
схем приведены в § 22-7.
Рис. 22-7 Кварцевый гене-
ратор.
Как видно из рисунков, все рассмотренные схемы ге-
нераторов можно представить в виде соединения актив-
ного и пассивного четырехполюсников. Система уравне-
ний, характеризующая активный элемент, имеет вид:
Hi = ЛцбЛ + Л12бП2;
(22-1)
1г = ^21бЛ ~Ь ^226^2-
(22-2)
Уравнения (22-3) и (22-4) характеризуют пассивную
Ц = йпЛ + й12^; (22-3)
(22-4)
Комбинация выражений (22-1) — (22-4) позволяет полу-
чить систему уравнений, которая полностью характери-
зует всю схему. Для схемы, показанной на рис. 22-2, эта
система уравнений имеет следующий вид*:
^ = (^11б+м л+(л12б - л12) ; (22-5)
Х^бХХХ + М^- (22-6)
Однако схемы генераторов представляют собой особый
случай, так как имеют U\ =0 и Г2 =0; в результате по
* Дальнейший анализ ведется согласно [Д.З], стр. 553.
349
лучаем систему совместных однородных линейных урав-
нений:
о = ( А11б + йп) 7, + ( Й12б-Л12) Щ ; (22-7)
О = ( ^216 ’ ^21) Л ( ^226 + ^22 ) U2 (22-8)
Эта система уравнений определяет характеристическое
уравнение генератора:
(Либ + Ли) (/1226 + Л22) — (/1126 — /112) X
X (/1216-/121) =0. (22-9)
Путем подстановки в уравнение (22-9) действительных
параметров схемы и решением его для мнимой части
можно определить собственную частоту генерации.
Оценка действительной части выражения (22-9) по-
зволяет определить начальные условия для возникнове-
ния генерации, т. е. условия получения коэффициента
усиления, равного единице. В табл. 22-1 приведены соб-
ственные частоты и начальные условия для рассмотрен-
ных схем генераторов.
22-2. КОЛЕБАТЕЛЬНЫЙ КОНТУР
Анализ колебательного контура. Резонансные LC-це-
пи могут использоваться для накопления энергии и на-
зываются в этом случае колебательными контурами. В
качестве примера может служить LC-цепь, определяю-
щая частоту генератора. Важнейшими параметрами ко-
лебательного контура генератора являются собственная
частота генерации, избирательность и характеристиче-
ское сопротивление. Колебательный контур в генераторе
выполняет следующие функции:
определяет частоту генерации;
является цепью обратной связи;
определяет стабильность генератора;
является частью цепи связи с нагрузкой;
оказывает влияние на энергию шума на выходе гене-
ратора;
является основным элементом, определяющим эффек-
тивность схемы.
В правильно сконструированном генераторе реактив-
ные элементы, расположенные вблизи резонансного кон-
тура, оказывают незначительное воздействие на резо-
350
нансную частоту, определяемую индуктивность L и емко-
стью С контура.
Как видно *из рис. 22-1—22-3, колебательный контур
может быть представлен как цепь обратной связи, при-
соединенная к активному элементу. Это остается спра-
ведливым и для схемы генератора Клаппа (рис. 22-6),
но здесь обратная связь определяется главным образом
действием делителя, состоящего из конденсаторов С\ и
С2, а частота определяется последовательно соединен-
ными элементами L и С.
Стабильность частоты определяется в основном доб-
ротностью контура QH, так как отклонение частоты, тре-
бующееся для коррекции сдвига фазы в петле обратной
связи до 360°, обратно пропорционально добротности
нагруженного контура QH. Стабильности частоты обычно
труднее достичь, чем выполнить требования сохранения
постоянной добротности Q и постоянного характеристи-
ческого сопротивления. Расположенные вблизи контура
элементы стремятся изменить как частоту f0, так и Q и
Zq , однако при удовлетворении требования стабильно-
сти частоты fo обычно удовлетворяются также требова-
ния к стабильности Q и Zo.
Нагрузка транзисторного генератора обычно связана
с резонансным контуром индуктивно или с помощью ем-
кости. Нагрузка определяет мощность, отбираемую от
генератора, и добротность нагруженного колебательно-
го контура QH. Для получения хорошей эффективности
схемы отношение добротностей нагруженного и нена-
груженного контура должно быть малой величиной.
Элементы контура. Конденсаторы. Наиболее подходя-
щими для высокочастотных генераторов являются се-
ребряно-слюдяные конденсаторы. Серебряно-слюдяные
конденсаторы изготовляются путем осаждения в ваку-
уме слоя серебра на слюду, поэтому они значительно бо-
лее стабильны по сравнению с обычными слюдяными
конденсаторами, состоящими из пластинок фольги, за-
прессованных в слюду. Слюдяные конденсаторы обла-
дают высокой стабильностью **, низким температурным
* Zo обозначает параллельное сопротивление потерь контура.
** Под стабильностью понимается свойство повторять путь из-
менения того или иного параметра при циклическом изменении тем-
пературы.
351
коэффициентом емкости и малыми потерями *. В диа-
пазоне температур от —60°С до +80° С типичные зна-
чения температурного коэффициента +20- 10 е град'1 и
тангенса угла потерь 0,00015 па частоте 1 Мгц. Диэлект-
рическая постоянная обычно равна 6. Важными досто-
инствами серебряно-слюдяных конденсаторов являются
очень малые паразитные индуктивности и утечки по по-
стоянному току (утечки в основном происходят по по- .
верхности пластмассового корпуса).
Керамические конденсаторы имеют два преимущест-
ва. Керамика с добавкой титана имеет отрицательный
температурный коэффициент величиной 750 • 10—6 град~1
и диэлектрическую постоянную, примерно в 10 раз пре-
вышающую диэлектрическую постоянную слюды. Эти
преимущества можно использовать следующим образом:
во-первых, благодаря отрицательному температурному
коэффициенту возможно осуществлять компенсацию по-
ложительного температурного коэффициента индуктив-
ности большинства катушек; во-вторых, вследствие вы-
сокой диэлектрической постоянной можно получать
большие емкости при малогабаритной безындуктивной
конструкции. Такие конденсаторы имеют очень хорошую
стабильность; тангенс угла потерь составляет от 0,0002
до 0,0005 на частоте 1 Мгц и от 0,0004 до 0,001 на частоте
100 Мгц. Температурный коэффициент почти не зависит
от частоты в диапазоне от 1 до 100 Мгц.
Индуктивность. Обычно конденсаторы, применяе-
мые в LC-контурах высокочастотных генераторов, име-
ют очень малые потери по сравнению с потерями в ка-
тушках индуктивности. Поэтому добротность резонанс-
ного контура определяется фактически только доброт-
ностью катушки индуктивности. Точный расчет катушек
очень сложен из-за необходимости учета большого числа
факторов. Катушка должна иметь требуемую величину
индуктивности и параметры, стабильные во времени и
при изменении температуры. Катушка индуктивности
должна обладать низкой паразитной емкостью и высо-
кой, достаточно стабильной добротностью.
Наиболее часто в высокочастотных схемах применя-
* Потери в конденсаторах обычно характеризуются тангенсом
угла потерь (tga), который определяется как отношение последо-
вательного омического сопротивления конденсатора к величине ем-
костного сопротивления на некоторой частоте. (Прим, ред.).
352
ются катушки индуктивности типа однослойного соле-
ноида, но иногда для получения лучшей добротности и
переменной индуктивности используются сердечники из
порошкового железа. Величина индуктивности опреде-
ляется числом витков и конфигурацией катушки. Индук-
тивность и удельное сопротивление катушки зависят от
частоты вследствие влияния близко расположенных эле-
ментов схемы и поверхностного эффекта. Сопротивле-
ние проводника сильно зависит от температуры, поэтому
индуктивность катушки может быть очень чувствитель-
ной к изменениям температуры, даже если не происхо-
дит заметного изменения размеров катушки. Катушка
должна быть рассчитана так, чтобы ее размеры не за-
висели от времени, температуры и атмосферных условий.
Распределение тока по сечению провода также не долж-
но зависеть от температуры в заданном диапазоне.
Если не ожидается сильных вибраций, катушка мо-
жет быть закреплена одним концом и присоединена к
схеме с помощью гибкого проводника. Такая катушка
имеет достаточно стабильные параметры и малые поте-
ри. Если закрепить жестко оба конца, то возникнет проб-
лема из-за различия коэффициентов температурного
расширения материалов.
Как уже отмечалось, индуктивность катушки зависит
от поверхностного эффекта, который в свою очередь яв-
ляется функцией проводимости. На высоких частотах
ток течет в очень узком поверхностном слое, в то время
как на низких частотах ток может течь по всему сечению
проводника. Индуктивность зависит как от частоты, так
и от удельного сопротивления. Так как это сопротивле-
ние быстро увеличивается с ростом температуры, индук-
тивность также возрастает. Температурный коэффициент
сопротивления меди составляет около 4 • 10-3 град~1, и
температурный коэффициент индуктивности только из-за
влияния скин-эффекта может достигать 10~4 град~1. На
повышенных частотах, где требуются небольшие величи-
ны индуктивности, для намотки катушек применяется
медный проводник прямоугольного сечения, что позво-
ляет получить большую площадь поверхности и умень-
шает влияние скин-эффекта. В связи с трудностью изго-
товления катушек с низким положительным коэффици-
ентом индуктивности и высокой стоимостью таких кату-
шек для температурной компенсации применяются кон-
денсаторы с отрицательным температурным коэффици-
23-878
353
Рис. 22-8. Эквива-
лентная схема
кварцевого резона-
тора.
ентом. Однако этот способ не всегда приемлем, так как
изменение параметров элементов должно быть одинако-
вым, и, кроме того, эти элементы должны быть воспро-
изводимы в массовом производстве. Неправильно скон-
струированный резонансный LC-контур может иметь
температурный дрейф резонансной частоты порядка
4 L0-5 град~\ Дрейф параметров кварцевого резонатора
обычно в 10000 раз меньше.
Кварцевый резонатор. Для полу-
чения максимальной стабильности ча-
стоты генератора часто применяется
кристалл кварца, который либо заме-
няет колебательный контур, либо
включается в цепи обратной связи. До-
пуски на размеры большинства серий-
но выпускаемых кристаллов кварца
составляют около 0,002% в диапазоне
температур от —55 до +90°С. Пример
схемы кварцевого генератора приве-
ден на рис. 22-7 (генератор Колпит-
ца — Пирса). В данной схеме генери-
руются колебания частоты, немного
меньшей, чем параллельная резонансная частота крис-
талла; таким образом, в этом случае кристалл кварца
выполняет функции индуктивности.
Эквивалентная схема кварцевого резонатора пред-
ставлена на рис. 22 8 Величина L соответствует массе
кристалла, величина С соответствует его упругости, ве-
личина R обусловлена затуханием механических колеба-
ний, которое объясняется потерями энергии на разогре-
вание кристалла. Со — это эффективная полная парал-
лельная емкость, вносимая распределенными емкостями
подводящих проводов и контактов, невибрационной ем-
костью между гранями кристалла (кварц при этом вы-
полняет роль диэлектрика) и емкостью кристаллодержа-
теля.
Кварц может использоваться и на частотах некото-
рых обертонов, однако, хотя добротность в этом случае
остается приблизительно такой же, как и для основной
частоты, активность пьезоэлектрического эффекта будет
тем ниже, чем выше будет обертон Кроме того, так как
при параллельном способе включения активность пьезо-
электрического эффекта обратно пропорциональна
квадрату емкости на контактах, необходимо для сохра*
354
нения пьезоэлектрической активности кварца уменьшать
до минимума внешнюю емкость.
В высокочастотных схемах часто необходимо под-
держивать величину мощности рассеяния в пределах до
нескольких милливатт. Температурный коэффициент ча-
стоты обычно определяется в следующей форме:
Дрейф =^. (22-10)
Этот коэффициент выражается в миллионных долях
(т. е. умноженный на 10-в) на градус или в процентах
на градус и может быть положительным, отрицательным
или равным нулю в малом диапазоне температур в за-
висимости от конфигурации кварца. Расчет кварцевых
генераторов здесь подробно не рассматривается в связи
с большим количеством возможных схем и типов кри-
сталлов кварца.
22-3. АКТИВНЫЙ ЭЛЕМЕНТ
Требования к активному элементу. Основным назна-
чением активного элемента являются обеспечение на на-
грузке требуемой мощности сигнала рабочей частоты,
компенсация потерь в резонансном контуре и создание
мощности, необходимой для управления самим актив-
ным элементом. Генерируемое генератором шумовое на-
пряжение должно быть возможно меньшим. Максималь-
ная частота генерации активного элемента должна быть
значительно выше рабочей частоты. Так как эти требо-
вания не очень жесткие, многие типы транзисторов мо-
гут применяться в генераторах. Однако некоторые раз-
новидности технологических процессов позволяют полу-
чить транзисторы с параметрами, наиболее пригодными
для использования в генераторах. Лучшим из этих про-
цессов является технология изготовления эпитаксиаль-
ных меза структур, которая позволяет получить сравни-
тельно низкие величины эффективного объемного сопро-
тивления области коллектора, что способствует повыше-
нию рабочей эффективности.
Влияние изменения параметров. Так как транзисторы
в рассматриваемых генераторах работают на достаточно
высоких частотах, то параметры этих транзисторов, ис-
пользуемые в характеристическом уравнении генерато-
ра, должны быть выражены в комплексном виде. Следо-
23*
355
вательно, решения, полученные для действительной и
мнимой частей данного уравнения, будут учитывать
влияние гибридных /г-параметров транзистора. Таким
образом, можно оценить чувствительность частоты и на
чальных условий генерации к изменениям любого из
этих параметров, вызванным изменением температуры,
старением или уходом рабочей точки.
Некоторые формы этих уравнений и конкретные па-
раметры приведены в табл 22-1 и в § 22-6.
22-4. СТАБИЛЬНОСТЬ ЧАСТОТЫ
Причины нестабильности частоты. Существуют две
причины нестабильности частоты. Во-первых, могут из-
меняться параметры активных элементов. Приведенные
в табл. 22-1 уравнения для Wq показывают влияние от-
дельных параметров транзисторов на собственную час-
тоту генерации. Подставляя в эти уравнения реальные
значения параметров, можно оценить их воздействие на
частоту генерации. Во-вторых, могут изменяться пара-
метры пассивных элементов схемы. Причинами измене-
ния параметров как активных, так и пассивных элемен
тов обычно являются изменение температуры и старение.
Оценка стабильности частоты. Изменение частоты
при изменении температуры характеризуется коэффи-
циентом, определяемым с помощью выражения,
Дрейф =
ЬТ/Ть
(22-11)
Это выражение характеризует чувствительность средней
частоты f0 к изменению температуры при заданной сред-
ней частоте и рабочей температуре. Стабильность час
тоты может также характеризоваться выражением
(22-10), где величина коэффициента обычно выражается
в миллионных долях (т е. умноженной на I06) на гра
дус Цельсия.
Способы повышения стабильности частоты. Выше
указывалось, что уменьшение влияния активного эле-
мента увеличивает стабильность частоты. Например, в
генераторе Колпитца для выполнения этого требования
должно удовлетворяться неравенство
^22б
Ц1б Ci С2
Ci + С2
LCiCi
(22-12)
356
+ и| с
t
357
Аналогичные неравенства для других схем генераторов
можно легко получить из выражений для wj, приведен-
ных в табл. 22-1. Следовательно, первым способом повы-
шения стабильности является выбор активного элемента,
удовлетворяющего указанным неравенствам.
Второй способ заключается в уменьшении влияния
активного параметра, входящего в формулу для опреде-
ления частоты, путем включения соответственно подо
бранных сопротивлений последовательно с /гНб и парал-
лельно с /г22б- Приведенное ниже характеристическое
уравнение показывает эффективность такого способа ста-
билизации:
(hi!6 + Ri + /hln) ^22б+ — + ^S2nj —
(/1126 /JJ2n) 216 ^21п) = 0.
(22-13)
Если /!цб<С/?ь /'226 X 1/^?2 = <?2, то уравнение (22-13) при-
нимает вид:
(R1 + /111п) (GZ + /122п) — (/1126 — /112п) X
X (Й21б - йяп) = 0. (22-14)
Резонансная частота определяется обычным способом,
только теперь вместо параметров транзистора /г22б и /гПб
в формулу подставляются величины Pt и Gz.
Влияние изменения нагрузки на частоту можно оце-
нить, подставляя Ун в характеристическое уравнение
В результате получаем:
(/1116 + /1цп) (/1226 + /122п + Ун) —'
— (/1126 — /112п) (/l216 — /121п) — 0. (22-15)
Если Ун (Й22б+/122п), то влияние его изменения на
частоту генерации будет сведено к минимуму. Данное
условие обычно выполняется путем включения буферного
каскада. С другой стороны, путем решения уравнения
(22-15) относительно Ун можно определить максималь-
ную проводимость нагрузки, удовлетворяющую условиям
генерации. Эта величина особенно важна, когда генера-
тор предназначен служить скорее источником высокоча-
стотной энергии, чем источником, задающим частоту,
359
22-5. МЕТОДИКА РАСЧЕТА ГЕНЕРАТОРА
Общие положения. Расчет генераторов па транзи-
сторах обычно производится в линейном приближении,
хотя существование автогенерации указывает на нели-
нейный характер работы. Поэтому предварительные вы-
числения приводят к получению лишь приблизительных
величин элементов схемы, а затем эти элементы долж-
ны экспериментально подбираться при окончательной
настройке.
Так как методика расчета должна соответствовать
требованиям, предъявляемым к конкретному генератору,
то ниже перечислены лишь общие этапы расчета.
1. С помощью справочных листов выбирается транзи-
стор, способный обеспечить достаточное усиление и тре-
буемую выходную мощность при заданной частоте ра-
боты.
2. В соответствии с назначением генератора выби-
рается схема. Например, генератор может служить ча-
стотно-задающим элементом либо источником мощности
заданной частоты.
3. Рассчитывается цепь смещения по постоянному то-
ку для установления рабочей точки и обеспечения необ-
ходимой стабильности.
4. Рассчитывается контур или частотно-задающие це-
пи с помощью формул для рабочей частоты и начальных
условий, приведенных в § 22-1 ив табл. 22-1.
5. Производится необходимая настройка цепей сме-
щения и обратной связи.
6. При необходимости производится регулировка ча-
стоты генерации с помощью подстроечного конденсатора.
22-6. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Для расчета генератора малой мощности заданы следующие ис-
ходные данные:
частота сигнала /о=90 Мгц-,
амплитуда сигнала U0=2 в (действующее значение) на нагрузке
1 000 ом;
напряжение питания Ек==10 в.
Порядок расчета:
1. Для обеспечения заданных значений выходной мощности и
выходного напряжения выбираем транзистор типа 2N743.
2. Для заданного диапазона частот выбирается схема Колпитца,
так как выбор величин индуктивности и емкости контура этой схемы
совершенно не зависит от параметров транзисторов. Схема этого ге-
нератора приведена на рис. 22-9.
3G0
3. Вычисляются элементы цепи смещения по постоянному току.
Принимаем величину падения напряжения на сопротивлении R3
равной 2,5 в:
2,5 в
Rs= —-----= 500 ом
5 ма
Величину тока через сопротивления Rt н R2 примем равной 5 ма, тог-
да величина /?2 равна.
3,1 в
/?2 = ~----- = 620 ом.
5 ма
Рис. 22-9. Генератор на 95 Мгц,
выполненный на кремниевом
эпитаксиальном меза-транзи-
сторе. Генератор обеспечивает
сигнал 2 в (действующее зна-
чение) на нагрузке 1 ком на
частоте 95 Мгц, коэффициент
полезного действия схемы око-
ло 3%
Далее определяем 6Дг1 = 10—3,1=6,9 в, и если /о составляет около
0,4 ма, то
6,9в
Pi= ------= 1,3 ком.
5,4ма
Падение напряжения на сопротивлении Rt составляет около 2,5 в,
следовательно,
2,5 в
4,5 лш
= 550 ом.
4. Производится расчет схемы по переменному току. Так как R2
равно 500 ом, то соответствующее параллельное сопротивление на
частоте 90 Мгц должно составлять около 5 ом; это дает величину
емкости Ci=300 пф. Чтобы избежать возникновения собственного ре-
зонанса на частоте 90 Мгц или около, полная длина выводов конден-
сатора Cj должна быть меньше 10 мм. С4 и С5 — проходные конден-
саторы емкостью 500 пф
При напряжении 5 в, токе 5 ма на частоте около 90 Мгц ft-пара-
метры транзистора 2N743 имеют значения:
(модуль 21,3 \
г , =(15,2 + / 15) ом, (22-16)
фазовый угол 45,6° /
ft 12(5 —
'модуль 0,069
фазовый угол 77°
= 0,0672 + /0,0154;
(22-17)
361
(модуль 0,97 \
I = —0,969 —/0,039, (22-18)
фазовый угол 182,3 /
^2б=(“ОДуЛЬЛ76,1°,До ) = (2,66+ /0,73). IO"3 сил. (22-19)
\фазовый угол 15,3° /
Выражение для (о2о имеет вид:
^2 _ / ^Иб . ^22б \ С*1 4~ ^2 1____1 С*1 ~F С2
\ Ь С1 4" С*2 / С*1 С*2 ^116 £*1 С*2
+ й11б С1 Сг ЬСг С2/ (Cj+Cb) + ^Пбд /^22бд 1 ^2 ) ’
где Л11Дб, Л22„б — действительные части параметров Л116, йввб на ра-
бочей частоте
Путем экспериментального подбора соотношения между емкости
мп контура определяем, что для получения требуемой величины сиг-
нала на сопротивлении нагрузки I ком должны выполняться соотно-
шения:
С2 _43_
С3 91
= 0,47;
С2С3 _ 43-91
Св+С3 “ 134
= 29 пф.
Величина индуктивности L равна 0,1) мкгн (~2 витка провода на
каркасе диаметром 12,7 мм). При этом получаем 14=2 в на нагрузке
1 ком.
Чтобы определить влияние параметров транзистора на частоту'
генерации, произведем следующее сравнение. Частота, определяемая
только элементами контура-
________________1______________
L [С, С2/ (Сх + Св)]’*
1_______________
0,11-Ю6 -29-10-12
(6,28-3,2-10“18)1/2 6,28-1,79-10“9
С учетом параметров транзистора йнбд и /ггвед, равных соответствен-
но 15,2 ом н 2,66- 10~3 сим, получаем:
2 1 1
L [С’1 Св/ (С1 + Св)] (Й11бд//122бд) £1 Св
_____________!_____________ _|______________}_______________
° 0,11.10“6.29-10~12 (15,2/2,66)-3,94-10“18
= 0,313-1018 + 0,044-1018 = 0,359-1018;
/о = 95,4 Afatf
362
Проведенное сравнение показывает, что частота сигнала почти
полностью определяется элементами контура. Результаты экспери-
ментальных измерений хорошо согласуются с вычисленной величиной.
Полная схема генератора приведена на рис. 22-9.
22-7. СХЕМЫ ГЕНЕРАТОРОВ
Генератор на 23 Мгц. Приведенный на рис. 22-10 генератор,
собранный по двухтактной схеме, рассчитан на получение сигнала
мощности 75 мет на нагрузке 50 ом. Для согласования выхода с на-
грузкой 50 ом используется П-образная согласующая схема, причем
к параметрам выходного трансформатора не предъявляется строгих
требований. В схеме применяются транзисторы типа 2N2188.
Генератор на 24 Мгц. На рис. 22-11 изображена схема генератора
Клаппа на 24 Мгц; генератор рассчитан иа получение мощности
Рис. 22-10. Двухтактный генератор на 23 Мгц.
Ni—З витка; iV2 — 1 виток; N3 — 1 виток; — 3 витка; /V, — 5 витков, коэф
фицреит связи ~ 0.5.
Рис. 22-11. Генератор на 24 Мгц.
163
Рис. 22-13. Генератор на 60 Мгц.
АГ, — 4 витка; /V2 — 4 витка.
300 мет на нагрузке 50 ом. Типичная величина коэффициента полез-
ного действия* равна 35%. В схеме применяется транзистор 2N696.
Генератор на 30 Мгц. На рис. 22-12 показана схема генератора
на 30 Мгц, предназначенного для работы в диапазоне температур от
—40 до +60°С. Типичная выходная мощность равна 23 мет при
температуре —40° С и 20 мет при температуре +60° С. Типичная ве-
личина коэффициента полезного действия составляет 30%. Схема
выполнена на транзисторе типа 2N2188.
Генератор на 60 Мгц. На рис. 22-13 приведена схема генерато-
ра, собранного по схеме с общей базой на транзисторе 2N2188. Ге-
нератор рассчитан на мощность 10 мет на нагрузке 50 ол при тем-
пературе 25° С. Коэффициент полезного действия этой схемы обычно
составляет от 8 до 10%.
* Коэффициент полезного действия для генераторов, рассмотрен-
ных в данной главе, определяется как отношение мощности, отдавае-
мой в нагрузку, к мощности переменного тока, выделяющейся на кол-
лекторе транзистора. (Прим. ред.).
364
литература
1. L i n v i 11 J. С. and G i b b о n s J. F. Transistors and Active Cir-
cuits, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1961.
2. С о t e A. J., Jr. and Oakes J. B., Linear Vacuum Tube and
Transistor Circuits, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1961.
3. Gartner W. W., Transistors, Principles, Design and Appli-
cations, D. Van Nostrand Company, Inc., Princeton, N. J., 1960.
4. R e i c h H. J., Functional Circuits and Oscillators, D. Van Nost-
rand Company, Inc., Princeton, N. J., 1961.
5. P u 11 e n K- A., Handbook of Transistor Circuit Design, Pren-
tice-Hall, Inc., Englewood Cliffs., N. J., 1961.
6. E d s о n W. A., Vacuum Tube Oscillators, John Wiley and
Sons., Inc., New York, 1953.
7. G u i 11 e m i n E. A., Communication Networks, 2 vols, John
Wiley and Sons, Inc., New York, 1931, 1935.
8. Buchanan J. P., Handbook of Piezoelectric Crystals for
Radio Equipment Designers, WADC Tech. Rep. 56—156, ASTIA Do-
cument AD 110448, October 1956.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ТРЕТЬЯ
ПРЕОБРАЗОВАНИЕ И УМНОЖЕНИЕ ЧАСТОТЫ
23-1. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ СВЧ (СМЕСИТЕЛИ]
Транзисторные преобразователи частоты (смесители)
эквивалентны диодным преобразователям, включаемым
после транзисторных усилителей. Преобразование часто-
ты осуществимо на любой частоте, для которой переход
эмиттер—база сохраняет диодную характеристику. Пре-
образование частоты не связано с усилением сигнала.
Поэтому транзисторы часто применяются в качестве пре-
образователей на частотах, более высоких, чем fT- Однако
разностная частота (промежуточная частота) должна со-
ответствовать диапазону рабочих частот транзистора.
Транзисторы, предназначаемые для смесителей, долж-
ны удовлетворять следующим требованиям:
достаточная нелинейность характеристики * перехода
эмиттер—база;
малые входные эмиттерные емкости;
хорошее усиление по мощности на промежуточной
частоте.
* Нелинейность диодной характеристики определяется отноше-
нием проводимости диода в прямом направлении к проводимости
в обратном. (Прим, перев.)
365
Этими свойствами обладает транзистор 2N1406, по-
этому он рекомендуется для применения в смесителях
СВЧ и УКВ диапазона. Для осуществления оптимально-
го преобразования напряжение на выходе транзисторного
гетеродина должно составлять 100—300 мв. До частоты
600 Мгц транзистор типа 2N1406 вполне удовлетворяет
этому требованию.
Преобразование сигнала происходит следующим об-
разом.
Сигнал гетеродина модулирует нелинейное сопротив-
ление перехода эмиттер—база транзистора смесительно-
го каскада. Входной сигнал радиочастоты, который так-
же приложен к нелинейному сопротивлению, приводит
к появлению сигналов, имеющих частоты, равные сумме
и разности частот входного сигнала и гетеродина. Один
из полученных сигналов используется в дальнейшем
в качестве сигнала промежуточной частоты. На частотах
ниже 100 Мгц процесс преобразования при использова-
нии транзистора 2N1406 происходит почти без потерь. На
более высоких частотах эти потери становятся сущест-
венными.
Транзистор смесителя усиливает разностную частоту
(промежуточную частоту) с коэффициентом усиления
мощности, близким к максимальному коэффициенту уси-
ления мощности на промежуточных частотах.
Коэффициент преобразования /(Пр определяется сле-
дующим образом:
максимальная мощность промежуточной
,, частоты на выходе смесителя ,пп ,,
л пР —' - ----. (23-1)
максимальная мощность высокой частоты
на входе смесителя
В соответствии с описанным процессом преобразова-
ния получаем:
/Сир = /Смаке Р эб, (23-2)
где /СМакс—максимальный коэффициент усиления по
мощности на промежуточной частоте, дб;
РЭб— потери мощности входного сигнала в про-
цессе преобразования в диоде эмиттер—ба-
за, дб.
Вычисление коэффициента преобразования может
производиться с помощью графиков зависимостей коэф-
366
фициента Амане и мощности потерь Рдб от частоты; на
рис. 23-1 приведен такой график для транзистора 2N1406.
Например, если частота сигнала равна 300 Мгц и проме-
Рис. 23-1. Типичные зависимости максималь-
ного коэффициента усиления мощности
Крмакс и потери мощности в диоде эмит-
тер — база Рэе от частоты (транзистор типа
2N1406).
жуточнай частота равна 30 Мгц, то, используя уравнение
(23-1) и рис. 23-1, получаем;
Лпр = 24,8 дб — 6,4 дб = 18,4 дб.
Некоторые возможные
на рис. 23-3.
К зажимам, на кото-
рые подается входной сиг-
нал, должен быть под-
ключен заграждающий
фильтр промежуточной
частоты, который предот-
вращает потери мощно-
сти промежуточной часто-
ты на входных устройст-
схемы смесителя приведены
Рис. 23 2. Эквивалентная схема
входной цепи.
вах смесителя. Добротность заграждающего фильтра
должна быть достаточно низкой, чтобы не влиять на ши-.
рину полосы промежуточной частоты.
367
Приведем пример расчета смесителя для частоты входного сиг-
нала, равной 225 Л4гц; промежуточной частоты 30 Мгц; требуемой
ширины полосы пропускания 3 Мгц. Гетеродин будет рассчитан на
частоту 255 Мгц.
Вход
ВЧ сигнала
0-----
Фильтр ПЧ
Фильтр ПЧ
Выход
ПЧ сигнала
Вход
ВЧ сигнала
0-----
Выход
ПЧ сигнала
От гетеродина
с малым ОВьгх
Вход
вчсигнала
0----
Фильтр ПЧ
Выход
ПЧ сигнала
0 От гетеродина
с большим R6btx
Вход
ВЧ сигнала
*—1F
От гетеродина
с малым
Фильтр ПЧ
Выход
ПЧсигнала
---0
От гетеродина
с большим RSti:x
0
Рис. 23-3. Возможные схемы смесителей.
а — смеситель, в котором входной сигнал подается в Эмиттер, а сигнал гене-
ратора — в базу; б —смеситель, в котором входной сигнал и сигнал гетеродина
подаются в эмиттер; в — смеситель, в котором входной сигнал подается в базу,
а сигнал гетеродина — в эмиттер; г — смеситель, в котором входной сигнал
и сигнал гетеродина подаются в базу.
Воспользуемся схемой, приведенной на рис. 23-4. Произведем вы-
числение параметров схемы.
Для транзистора 2N1406 на частоте 225 Мгц при
Дна = —6 в; /э=2 ма:
гР Вх=50 ом; <2ф = 0,28; срвх = 4 пф;
rs вх
гр вх
1+Сф
= 46 ом;
l+Q* ч
cs вх — срих 2 — 54
Сф
пф.
Входная цепь. Необходимость во входном трансформаторе от-
сутствует, так как величина сопротивления гевх достаточно близка к
50 ом
368
Задаемся величиной индуктивности Li = 0,04 мкгн, тогда емкость
последовательного резонансного контура на частоту 225 Мгц равна:
но так как
I
-------= 13
4п» р Ц г
получаем Ci = 17 пф
Cs вх
Ci + cs вх
Рис. 23-4. Практическая схема преобразователя
частоты.
Выходная цепь. Для транзистора 2N1406 на частоте 30 Мгц
при 1/1<э=—6 в и /а=2 ма-
Грвых~Ю КОМ', Срвых —2 Пф.
Конденсатор С4 служит для согласования нагрузки 50 ом с вы-
ходным сопротивлением транзистора 10 ком. Так как
R» =
ГР вых
1+Qc ’
дде RH — сопротивление нагрузки и Qc — добротность согласованной
схемы, то
10 ком
1 + Q' =--—— = 200, или Q = 14.
50 с
24 - 878
369
Тогда
1 0,159
Сл =-------— =--------------=7,6 пф.
2nfRaQc 30-10в-50-14
Эквивалентом согласующей схемы может служить параллельное
сопротивление 10 ком н параллельная емкость 0,039 пф.
Полное параллельное сопротивление между коллектором и зем-
лей равно 5 ком. Для получения ширины полосы пропускания 3 Мгц
величина добротности выходной цепи с учетом влияния нагрузки дол-
жна равняться:
Qh = 10.
Следовательно, параллельное индуктивное сопротивление равно:
5 ком
Х,9 =-------= 500 ом, т. е. д2 = 2,65 мкгн.
Li 10
Требующаяся полная параллельная емкость должна составлять:
1____________________________________1_____________
Споли - 4л2 р — 4л2 ф 10в)2 >2,65> 10_6^ — 10 Пф.
Величину подстроечного конденсатора выбираем равной
Св = 1—6 пф.
Заграждающий фильтр промежуточной частоты. Сопротивление
R3 служит для задания рабочей точки транзистора; комбинация из
конденсатора С5, сопротивления R3 и индуктивности L3 представляет
собой последовательный резонансный контур на частоту 30 Мгц.
Сопротивление R3 включено для уменьшения добротности фильтра.
Конденсатор С3, включенный параллельно реактивному сопротивле-
нию L3, служит для настройки на высокую частоту.
Зададимся величиной £3=0,2 мкгн; в качестве конденсатора С3
используем подстроечный конденсатор 1—11 пф; кроме того, поло-
жим, ЧТО С6=150 пф И <2контура=3.
Тогда
1___________1_________________
2nfC3Q ~6,28-30-10в.150-10~12.3—12 ОЛЬ
Цепь смещения. Чтобы установить режим смещения транзисто-
ра: UKS=—6 в, 1а=2 ма, с помощью делителя из сопротивлений Ri
и R3 установим напряжение на базе транзистора смесителя, равное
—2 в. Тогда при /?4=1 ком ток эмиттера будет равен 2 ма. Чтобы
получить икэ=—6 в, необходимо задать напряжение между коллек-
тором и землей — 8 в; тогда падение напряжения на сопротивлении
R3 должно составлять 4 в. При токе коллектора, равном 2 ма, сопро-
тивление Т?2 должно иметь величину 2 ком.
Схема гетеродина. Генератор высокой частоты удобно выпол-
нять по схеме с общей базой. В этой схеме фазы сигнала в эмиттер-
ной и в коллекторной цепях почти совпадают, поэтому конденсатор
небольшой емкости между эмиттером и коллектором будет обеспечи-
вать достаточную обратную связь.
Гетеродин на 255 Мгц должен управлять цепью эмиттера транзи-
стора смесителя, имеющего небольшое сопротивление. Для соедине-
370
ния с низким полным сопротивлением может использоваться 11-об-
разная согласующая цепочка. Нагрузка генератора имеет нелинейный
и комплексный характер; поэтому элементы П-образной цепочки
должны подстраиваться опытным путем на заключительном этапе
проектирования. Произведем предварительный расчет для получения
приблизительных величии.
Рис. 23-5. Преобразователь частоты на 225 Мгц. Про-
межуточная частота 30 Мгц, средний коэффициент
усиления преобразователя 20 дб.
L,, L2 — 4 витка луженого прогода. намотанные па фторо-
пластовом стержне, диаметром 9.5 мм и длиной около 14 мм;
L3 — 25 витков медного лакировагиого провода: — высоко-
частотный дроссель с индуктивностью 0.68 мкгн; —1 ви-
ток луженого провода на фторопластовом стержне диамет-
ром 9.5 мм и длиной около 13 мм.
Полагая, что сопротивление эмиттерной цепи транзистора смеси-
теля составляет около 10 ом, рассчитаем П-образную согласующую
схему, которая должна обеспечить сопротивление в коллекторе гене-
ратора, равное 500 ом:
Х/5==]/>э/?к = |/500-10 = 70 ом;
£5=0,04 мкгн; Хсп=-^ь5=70 ом; Сц=9 пф.
Конденсатор для настройки частоты генератора Сю должен
иметь величину от 1 до 6 пф.
24* 371
Величина емкости конденсатора обратной связи С8 равна 1 пф
для всех типов транзисторов. База транзистора соединена с землей
с помощью проходного конденсатора емкостью 1 000 пф. Сопротивле-
ния 7?6, Ri, Re обеспечивают рабочий режим смещения транзистора:
UK3=— 6 в; 1в—2 ма.
Окончательная схема преобразователя приведена на рис. 23-5.
Типичная величина коэффициента преобразования для данной схемы
составляет 20 дб.
Рис. 23-6. Преобразователь частоты на 420 Мгц-, промежуточная
частота 60 Мгц, средний коэффициент усиления 10 дб, сопротив-
ления источника сигнала и нагрузки 50 ом.
/-1 — U-образиый прямоугольный стержень, Л=25,4 мм. В=54 мм, попереч-
ное сечение стержня имеет размер 3,2X12,7 мм; 1.2 — ГУ< витка на фторо-
пластовом стержне диаметром 9,5 мм н длиной около 13 мм; L3 — 8’/2 вит-
ков провода диаметром 0,4 мм; Lt — медная труба длиной 25,4 мм, тол-
щиной 3 мм, диаметром 19 мм.
На рис. 23-6 изображена схема преобразователя для сигнала с
частотой 420 Л1гг{. Во входной цепи смесителя используется индук-
тивность, представляющая собой U-образный проводник; настройка
резонанса производится с помощью измерителя сеточных токов. Для
настройки гетеродина на частоту 480 Мгц применяется сегмент от-
резка медной трубы. Такого типа генераторы могут быть изготовлены
на частоты выше 900 Мгц.
23-2. УДВОИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Умножение частоты обычно осуществляется путем введения ос-
новной частоты сигнала в нелинейную схему; одна из полученных в
результате этого гармоник основной частоты выделяется и усилива-
372
Рис. 23-7. Характери-
стика днода эмит-
тер — база транзи-
стора.
ется. В качестве нелинейной цепи часто используется диод эмиттер —
база, характеристика которого показана на рис. 23-7.
Здесь рассмотрена схема удвоения,
в которой входная цепь настраивается на
основную частоту, а выходная цепь — на
ее вторую гармонику.
Кривая, приведенная на рис. 23-7,
показывает, что для получения наилуч-
шего удвоения транзистор должен рабо-
тать при малых токах смещения, где его
входная характеристика более нели-
нейна.
Порядок расчета:
1. С помощью обычных методов на-
ходится настройка входной цепи транзи-
стора на основную частоту источника
сигнала.
2. Пользуясь теми же методами,
подбирается нагрузка, соответствующая
заданной гармонике; П-образные согласующие схемы показаны на
рис. 23-8 и 23-9. В связи с тем, что П-образная согласующая схема
представляет собой фильтр нижних частот, в коллекторной цепи не-
обходим загружающий фильтр для основной частоты. Схема заграж-
дающего фильтра приведена на рис. 23-10. Комбинация емкости Ct
Рис. 23-8. Удвоитель частоты 121,5—243 Мгц (£i и L?—
0,5 витка диаметром около 13 мм)
Рис. 23-9. Удвоитель частоты 21—42 Мгц (Lt—3 витка, L2— 4 вит-
ка, L3 — 7 витков).
373
Рис. 23-10. Схема
заграждающего
фильтра.
и индуктивности Lt представляет собой парал-
лельный резонансный контур, имеющий боль-
шое сопротивление на частоте второй гармони-
ки. Комбинация элементов Сь С2 и пред-
ставляет собой последовательный резонансный
контур, имеющий низкое сопротивление на ос-
новной частоте. Эта цепь служит для предот-
вращения прохождения сигнала основной ча-
стоты на выход схемы. На рис. 23-8 изображен
удвоитель, выполненный по схеме с общей ба-
зой; на рис. 23-9 изображена схема удвоителя
с общим эмиттером. Коэффициент ослабления
основной частоты для данных схем составляет
от —45 до —-55 дб. Выбор схемы включения
транзистора осуществляется на основании ха-
рактеристик транзисторов на заданных часто-
тах.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ (АРУ)
ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ СХЕМ
Кроме требований, предъявляемых к коэффициенту
усиления и полосе пропускания, усилители должны обла-
дать способностью управлять величиной входного сигна-
ла посредством изменения динамического диапазона. Это
требование выполняется путем изменения коэффициента
усиления транзистора при изменении величины входного
сигнала. Обычно характеристики АРУ зависят от типа
транзистора; в данной главе в качестве примера для де-
монстрации характеристик АРУ используется германие-
вый меза-транзистор 2N1405.
В § 24-1 рассматривается способ изменения коэффи
циента усиления транзистора путем изменения положе-
ния рабочей точки по постоянному току.
24-1. ОБРАТНАЯ АРУ
Термин обратная АРУ обычно применяется
к транзисторному усилителю, у которого регулировка
усиления осуществляется путем изменения тока при по-
стоянном коллекторном напряжении. Выражение пря-
мая АРУ относится к методу, в котором напряжение
коллектор—база (или коллектор—эмиттер) меняется
в соответствии с током коллектора, и коэффициент
374
усиления непосредственно зависит как от приложенного
напряжения, так и от тока через транзистор. Для кон-
кретного устройства следует выбирать тот метод АРУ,
который обеспечивает требуемые характеристики с ма-
ксимальной простотой и эффективностью. Сравнение ме-
тодов может быть сделано по максимальному коэффи-
циенту усиления мощности, изменению коэффициента
усиления, коэффициенту шума, перегрузочным характе-
ристикам и рабочей точке на постоянном токе.
Рис. 24-1. Проводимость прямой передачи транзистора для по-
стоянного тока и переменного тока частотой 100 Мгц
375
На рис. 24-1 приведена динамическая проводимость
прямой передачи транзистора (г/21Э), измеренная на ча-
стоте 100 Мгц. Там же приведена проводимость прямой
передачи, измеренная на постоянном токе. Эти характе-
ристики будут использованы для того, чтобы показать,
что с помощью транзистора можно регулировать величи-
ну сигнала.
Для рассмотрения работы обратной АРУ выбираем
следующие начальные условия: напряжение коллектор—
эмиттер 10 в, начальный ток 2 ма, конечный ток 0,25 ма.
В начальной точке А сигнал eci частоты 100 Мгц создает
ток коллектора iKi. При подаче на переход база—эмиттер
постоянного напряжения меньшей величины рабочая точ-
ка будет перемещаться из точки А в точку В. В этой точке
получается значительное уменьшение коэффициента уси-
ления, что легко заметить из рассмотрения сигнала ес2
и тока iK2. Максимальный сигнал, который будет усили-
ваться без искажений, составляет 60 мв. Сигнал большей
величины вызовет появление искажений, так как мгно-
венные значения тока коллектора при этом будут дости-
гать нулевой оси. Этот пример демонстрирует способ-
ность германиевого меза-транзистора регулировать
усиление методом обратной АРУ и показывает, что уси-
лители, имеющие максимальный входной сигнал 60 мв
и менее, могут использовать АРУ данного типа.
24-2. ПРЯМАЯ АРУ
Рассмотрим теперь возможность использования меза-
транзистора для получения прямой АРУ. Для иллюстра-
ции выберем напряжение источника питания 12 в и об-
щее сопротивление схемы по постоянному току 1 200 ом.
Методы выбора необходимой величины общего сопротив-
ления схемы будут рассмотрены позднее с использова-
нием соответствующей диаграммы. Используя нагрузоч-
ную линию по постоянному току 1 200 ом, получаем на-
чальные условия: напряжение коллектор—эмиттер 6 в
при токе коллектора 5 ма. В точке Б рис. 24-1 перемен-
ный сигнал всз создает коллекторный ток iK3. Если теперь
постоянный ток коллектора транзистора увеличивать до
точки Д путем увеличения напряжения на переходе эмит-
тер—база, то условия, при которых прекращается дейст-
вие транзистора в качестве регулятора усиления, будут
следующие: напряжение коллектор—эмиттер 1,25 в, ток
376
коллектора 9 ма. В точке Д также получается значитель-
ное уменьшение коэффициента усиления, что видно из
рассмотрения ес4 и iK4- Максимальное напряжение сигна-
ла еС4 в этом случае ограничивается минимальным раз-
махом напряжения база—эмиттер, при котором мгно-
венные значения этого напряжения достигают нулевой
оси. Другим ограничивающим фактором для данной схе-
мы является требование, чтобы мгновенная величина
коллекторного напряжения была всегда ниже мгновен-
ного базового напряжения.
Нагрузочная линия по переменному току для сигна-
ла ес4 на рис. 24-1 была выбрана равной 500 ом. В точке Д
входной сигнал может достигать приблизительно 200 мв
при пренебрежимо малых искажениях. Так как входное
сопротивление меза-транзистора в рабочей точке прибли-
зительно равно 45 ом, этот уровень сигнала эквивалентен
520 мв на нагрузке 300 ом. Дальнейшее возрастание до-
пустимой величины входного сигнала может быть полу-
чено за счет уменьшения сопротивления нагрузки на
постоянном токе или введением отрицательной обратной
связи в эмиттерной цепи (уменьшением г/21э) посредст-
вом небольшого сопротивления, шунтированного ем-
костью. Однако в этом случае снижается максимальный
коэффициент усиления и возрастает коэффициент шума.
24-3. ХАРАКТЕРИСТИКИ МЕЗА-ТРАНЗИСТОРОВ
Зависимости параметра Л21Э на частоте 100 Мгц от напряжения
на коллекторе и тока эмиттера приведены на рис. 24-2. Область, где
Дкб =—Ю в, является наиболее подходящей для работы этого тран-
зистора в качестве элемента обратной АРУ, так как в данной об-
ласти наблюдается сильное влияние тока эмиттера при величинах
тока менее 5 ма на параметр Нця. Интересно отметить относитель-
ную независимость величины Л21й от напряжения в широком диапа-
зоне рабочих напряжений, если ток через транзистор поддерживать
около 3 ма или ниже. Такая характеристика необходима для
устройств, где приходится управлять напряжением большой амплиту-
ды: мощные усилители, выходные каскады передатчика и т. п., в ко-
торых требуется отдать большую мощность в нагрузку.
Дальнейшее изучение рис. 24-2 показывает, что й21Э сильно за-
висит от рабочего напряжения при токах через транзистор более
5 ма, Эта особенность характеристики позволяет использовать дан-
ный транзистор в качестве усилителя с прямой АРУ. Линия АВ
представляет собой зависимость й21я при напряжении питания 12 е
и нагрузке по постоянному току 1 200 ом. Линия А'В' представляет
такую же зависимость при сопротивлении нагрузки по постоянному
току 845 ом На графике рис. 24-2 заметно уменьшение Л21Э в облас-
ти малых коллекторных напряжений при работе транзистора в дн-
377
Рис. 24-3. Зависимость h2it*sf[ft) (на частоте 100 Мгц).
аназоле больших токов. Линия АВ' представляет зависимость hllB
при напряжении 9 в и нагрузке по постоянному току 600 ом.
На рис. 24-3 приведены результаты тех же измерений, что и на
рис. 24 2, однако теперь ток эмиттера является независимой пере-
менной, а коллекторное напряжение постоянно. Этот график более
наглядно показывает зависимость й21э от тока через транзистор.
Рис. 24-4. Зависимости входной емкости и входного сопротивления
от тока эмиттера (на частоте 100 Мгц).
В области малых токов Asia слабо зависит от напряжения на кол-
лекторе. Для работы в режиме обратной АРУ более подходящей
является высоковольтная область (10—15 в), так как в этой обла-
сти транзистор имеет больший коэффициент усиления и сильную за-
висимость величины h2\B от тока.
Результаты измерений полного входного сопротивления нейтра-
лизованной схемы с общим эмиттером приведены на рнс. 24-4. Од-
нако необходимо отметить, что действительная (активная) состав-
ляющая полного входного сопротивления гцэ остается относительно
постоянной в области прямой АРУ. Реактивная составляющая ста-
новится индуктивной при высоких значениях тока и низких напря-
379
жениях, однако се влиянием в этой области можно пренебречь, так
как преобладающую роль при расчете схемы играет активная со-
ставляющая.
На рис. 24-5 показаны действительная и реактивная составля-
ющие полного входного сопротивления в нейтрализованной схеме с
Рис. 24-5. Зависимости выходной емкости и выходного сопротивления
от тока эмиттера (схема с общим эмиттером)
общим эмиттером. Здесь также мнимая составляющая становится
индуктивной, но, как и прежде, ее влияние минимально, так как
преобладает действительная составляющая.
24-4. МАКСИМАЛЬНЫЙ КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Максимальный коэффициент усиления мощности
(для схемы с общим эмиттером с нейтрализацией) на
частоте 100 Мгц определяется следующей формулой
(см. также рис. 24-6):
Крыакс(дб)^Н21э(дб) + Ю log |(с11э)2гПэ г22э+ -^-1, (24-1)
L 4г11э
где Сцэ выражено в пф, а гцэ и г22э— в ком.
Эта формула используется в сочетании с графиками,
приведенными на рис. 24-3—24-5, поэтому необходимо
ввести коэффициент 0,1 (рис. 24-6), справедливый только
380
для частоты 100 Л1гц. Приведенная формула была полу-
чена из выражения
КрмЯкс=(Л21э)2^. (24-2)
4г11э
Область малых токов на первый взгляд кажется при-
влекательной для работы усилителя с малым током по-
требления. Однако составляющие полного выходного
сопротивления г22э и с22э (как видно из рис. 24-5) дают
Рис. 24-6. Зависимость максимального коэффициента усиления мощ-
ности от тока эмиттера.
более узкую рабочую область. Кроме того, сильная за-
висимость полных сопротивлений от тока в этой области
практически исключает возможность работы в данном
режиме. Большинство схем усилителей, работающих
в этом режиме, достаточно сильно нагружены (т. е. име-
ют низкоомную нагрузку), и в результате усиление мощ-
ности будет получаться главным образом за счет /г21э>
величина которого очень мала. На рис. 24-7 приведена
подобная зависимость коэффициента усиления мощности;
ток эмиттера является параметром.
Рисунок 24-8 является комбинацией рис. 24-6 и 24-7
и дает зависимость максимального коэффициента усиле-
ния от напряжения и тока. Линии нагрузки по постоян-
ному току соответствуют линиям, приведенным на
рис. 24-2 и 24 3. Хотя коэффициент усиления по мощности
381
Рис. 24-7. Зависимость максимального коэффициента усиления мощ
ности от напряжения С'кб
Рис 21-8. Зависимость максимального коэффициента усиления мощ-
ности от положения рабочей точки (на частоте 100 Мгц).
Рис. 24-9. Проводимости прямой передачи транзистора сняты для
постоянного тока и переменного тока частотой 45 Мгц.
383
любой данной схемы не будет точно совпадать с макси-
мальным коэффициентом усиления, данный метод анали-
за очень полезен при выборе усилителя (использующего
транзистор 2N1405) с точки зрения возможностей регу-
лировки усиления. Изучение линий нагрузки показывает
возможность регулировки усиления порядка 23 дб при
изменении коллекторного напряжения и тока эмиттера
соответственно на 5 в и 5 ма.
Динамическая проводимость прямой передачи на ча-
стоте 45 Мгц, приведенная на рис. 24-9, используется точ-
но таким же образом, как и кривые, снятые на частоте
100 Мгц (рис. 24-1). Для наглядности снова выбран ис-
точник питания в 12 в и сопротивление нагрузки по по-
стоянному току 1 200 ом. Величина входного сигнала
ограничивается примерно 63,5 мв в точке, где прекра-
щается действие обратной АРУ (точка В), и 177 мв
в точке, где прекращается действие прямой АРУ (точ-
384
ка Д) В этом случае, как и ранее, регулирование вели-
чины сигнала может производиться за счет уменьшения
сопротивления нагрузки по переменному или по постоян-
ному току или введением отрицательной обратной связи
в цепь эмиттера. Последний метод будет уменьшать ма-
ксимальную величину коэффициента усиления, но сопут-
ствующее ухудшение коэффициента шума не играет ос-
новного значения в усилителях промежуточной частоты.
На рис. 24-10 приведена зависимость параметра h2l3
на частоте 45 Мгц от положения рабочей точки, которая
наглядно показывает влияние тока на параметр /г21Э в об-
ласти токов ниже 5 ма, при высоких напряжениях на
коллекторе. Здесь снова необходимо отметить малое из-
менение величины Й21э во всем диапазоне рабочих напря-
жений. Такая характеристика является наиболее подхо-
дящей для выходных каскадов видеоусилителей проме-
жуточной частоты, где в коллекторной цепи должна быть
выделена значительная мощность.
В области более высоких токов заметно сильное влия-
ние коллекторного напряжения на параметр h2\3. Необ-
ходимо отметить, что на частоте 45 Мгц требуются более
высокие токи, чтобы достичь тех же характеристик
25—878
385
ослабления. Нагрузочные линии на постоянном токе АВ,
АВ' и А'В' те же самые, что и на частоте 100 Мгц.
Линия А"В", соответствующая напряжению питания
12 в и нагрузке 720 ом, добавлена в эту диаграмму для
того, чтобы показать более линейное изменение йгы при
высоких рабочих токах. Начальная точка прямой АРУ,
Рис. 24-12. Зависимости входного сопротивления и входной
емкости от тока эмиттера (на частоте 45 А4г«)
точка А, соответствует беи 8,3 ма, конечная точка, где
прекращается действие прямой АРУ, соответствует 1,5 в
и 14,6 ма.
В устройствах, работающих от батарей, где величина
потребляемого тока должна быть как можно меньше,
для снижения потребляемой мощности необходимо ис-
пользовать источники питания с низким напряжением.
386
Другим методом уменьшения потребляемого от батареи
тока является использование такого включения по по-
стоянному току, когда два или более усилителей включе-
ны последовательно с источником питания 12—18 в
Хорошее усиление по мощности можно получить при на-
пряжении порядка 5 в.
Необходимо также указать условия применения ком-
бинации прямой и обратной АРУ, когда один или более
Рнс. 24-13. Зависимости выходного сопротивления и выход-
ной емкости от тока эмиттера на частоте 45 Мгц (схема
с общим эмиттером).
каскадов используют прямую АРУ, а остальные — обрат-
ную. Области, которые могут быть использованы как для
прямой, так и для обратной АРУ, видны на рис. 24-11 (те
же данные, что и на рис. 24-10, только независимой пере-
менной является ток).
Графики зависимостей активной и реактивной состав-
ляющих полного входного сопротивления от положения
рабочей точки для нейтрализованной схемы с общим
эмиттером приведены на рис. 24-12. На рис. 24-13 приве-
дены зависимости составляющих полного выходного со-
противления при изменении напряжения и тока. График
зависимости коэффициента усиления по мощности, приве-
зи?
25е
денный на рис. 24-14, был построен путем расчета по фор-
муле
макс (6б) = Йг1э (56)+
+10 log Го,О2 (с11э)2 гЦ9 г22э + -^1
L 4гПэ J
(24-3)
Рис. 24-14. Зависимость максимального коэффициента усиления мощ-
ности от тока эмиттера (на частоте 45 Л1гц)
388
при использовании величин /г2|3 и полных сопротивлений,
полученных из рис. 24-11—24-13. (Следует отметить, что
эта формула справедлива только для частоты 45 Мгц.)
Зависимость максимального коэффициента усиления
от коллекторного напряжения (рис. 24-15) содержит та-
Рис. 24-16. Зависимость максимального коэффициента усиления мощ-
ности от положения рабочей точки на частоте 45 Мгц.
рис. 24-13 и 24-14, получаем рис. 24-16, показывающий
зависимость максимального коэффициента усиления от
положения рабочей точки. Линии нагрузки АВ, АВ',
и А'В' те же самые, что и для случая 100 Мгц. Линия
А" В" аналогична линии нагрузки, приведенной на
рис. 24-10. Из этого графика видно, что коэффициент уси-
ления 30 дб можно получить при напряжении на коллек-
торе порядка 5 в и токе эмиттера порядка 5 ма..
389
24-5. СТАТИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
На рис. 24-17 приведена типовая зависимость коэф-
фициента усиления по постоянному току Л21Э в широком
диапазоне рабочих режимов. Эта зависимость будет ис-
пользована в следующем параграфе для определения
мощности требуемой АРУ. Зависимости проводимости
прямой передачи на постоянном токе от напряжения на
Рис. 24-17. Зависимость Й21э=/(/э)-
Рис. 24-18. Проводимость прямой передачи
на постоянном токе.
эмиттере при различных значениях сопротивления в цепи
эмиттера, приведенные на рис. 24-18, предназначены для
расчета части общего сопротивления нагрузки на по-
стоянном токе, которая должна быть включена в цепь
эмиттера.
24-6. МЕТОДИКА РАСЧЕТА
Нижеследующий порядок расчета позволяет опреде-
лить для прямой АРУ необходимые величины сопротив-
ления нагрузки на постоянном токе, мощности требуемой
АРУ и коэффициента трансформации трансформатора.
394)
требуемого максимального
Рис. 24-19. К методике расчета
АРУ.
1. Используя рис. 24-8 (для 100 Л4гц) или 24-16 (для
45 Мгц), проведем линию нагрузки но постоянному току
с началом в точке £к (напряжение источника питания),
проходящую через кривую
усиления мощности. Об-
щее сопротивление схемы
на постоянном токе R3+
+ RK, как показано на
рис. 24-19, определяется
обратной величиной на-
клона линии нагрузки.
2. Допустим, что U6—
максимальное напряже-
ние на входе ЛРУ. Тогда
на рис. 24-18 определяем
точку пересечения макси-
мальной величины U6 и
желаемой величины 7Э. взятой из рис. 24-8 или 24-16.
Через точку пересечения и точку А проводим линию, на-
клон которой дает R3.
3. Определяем мощность, требуемую АРУ, из фор-
мулы
р ^1».
*АРУ~“1'б
“21Э
(Л2|э может быть найдена с помощью рис. 24-17)
4. Найдем максимальный коэффициент усиления мощ-
ности Армакс в начальной рабочей точке из рис. 24-8 или
24-16.
5. Определяем потери на межкаскадные связи Кпо-б
Лпот (дб) = Крмакс(дб) —Кр(дб),
где Кр — требуемый коэффициент усиления мощности.
6. Преобразуем выражение для Кпог-.
I/ 1 Апот (бб)
Л пот = log -----.
7. Определим wt/w2:
И1 _
~ Г22Э
а----,
Г11Э
где а=Г]'1э /г22э; r'ls —значение гц8, приведенное к пер-
вичной цепи (обмотке).
391
Величина а даегся выражением
а=2/СП0Т— 1 — )Z 4/(пот (Л'пот— 1) .
Можно показать, что
К — Л [(Л22э +/'11э)/(^н — Qb)|.
''ПОТ —, »
4г22э г11э
К - Г 1 Qh (1 + «) Р
Лпот ’
где QH, Qi, — добротности ненагруженного и нагружен-
ного контуров соответственно.
Для Qh > Ql
_ (1 + а)2
2'ПОТ .
4а
Решение для а:
а=2/Спот— 1 ± jZ4/(пот(/(1]0Т — 1) .
При а 1
<х=2/СП0Т 1 }Z4/(noT(/Cn0T 1) .
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ПЯТАЯ
СВЧ УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
25-1. ВЫБОР ОПТИМАЛЬНОЙ СХЕМЫ
Основными параметрами транзистора, ограничиваю-
щими выходную мощность радиоустройств, являются:
пробивное напряжение;
зависимость коэффициента усиления мощности от
смещения;
максимальная мощность рассеяния на коллекторе
Рк макс-
В данном параграфе рассмотрены эти параметры и их
влияние на конфигурацию схемы.
Пробивное напряжение. Если для работы выбран
идеальный режим В, то статическая рабочая точка будет
расположена, как показано на рис. 25-1, где проведена
произвольная линия нагрузки при типовых коллекторных
392
характеристиках (либо с общим эмиттером, либо с об-
щей базой). Коллекторное напряжение при работе в ре-
жиме В (рис. 25-1) будет иметь минимальную величину
^кмии и максимальную вели-
Рис. 25-1. Типовые коллекторные Рнс. 25-2. Временная диаграм-
характеристики. ма напряжения.
На рис. 25-2 и 25-3 приведены формы напряжения
и тока при работе в идеальном режиме В.
Максимальная амплитуда напряжения С7Кмакс огра-
ничивается пробивным напряжением (в схеме ОБ
или ОЭ):
Г 7 77 ГТ ^пр.кбо Вк М1Н .
макс —^кмин ' g * (^0-1J
где (7пр.кб0— пробивное напряжение коллекторного пе-
рехода.
Выходная мощность может быть определена:
U2
Рвы* = (25-2)
Таким образом, для данных 7?н и [7КМИп, выбранных из
других условий, пробивное напряжение ограничивает
максимальную выходную мощность. Максимальная вы-
ходная мощность может быть определена путем комби-
нации уравнений (25-1) и (25-2):
Р (1Л1р.кбО ОК мин)2 /рг О\
•" ных макс ~~ ог, • [4,0-0)
Мощность рассеяния из условий температурной ста-
бильности. Максимальная допустимая температура пе-
рехода Гц макс ограничивает мощность, которая может
быть рассеяна транзистором. Однако в схеме, которая
имеет высокий коэффициент температурной стабильности,
тепловой пробой может наступать раньше, чем будет до-
393
стигнута /„макс- Тепловой пробой возникает тогда, когда
увеличение тока утечки за счет увеличения температуры
приводит к увеличению мощности рассеяния, приводяще-
му к дальнейшему повышению температуры и тока утеч-
ки. Если этот процесс
поддерживается, то во-
зникает тепловой про-
бой.
В схеме с общей
базой температурный
коэффициент стабиль-
ности равен единице.
Схема с общим эмит-
тером может иметь ко-
эффициент темпера-
турной стабильности,
равный /i2|a. Большой
температурный коэф-
25-4. Зависимость коэффицн-
усиления мощности от режи-
Рис,
ента
ма на частоте 108 Мгц для тран-
зистора 2N1142 (схема с общей
базой).
к мa №
Рнс. 25-3. Временная диа-
грамма тока.
фициент стабильности может привести к тому, что воз-
никнет тепловой пробой прежде, чем температура пере-
хода достигнет максимально допустимой величины
Гпмакс- Когда возникают эти условия, максимальная
мощность рассеяния в схеме с общим эмиттером умень-
шается.
Дополнительные данные во тепловым параметрам
приводятся в § 4-4 и гл. 7.
Зависимость коэффициента усиления по мощности
от смещения. На относительно низких частотах (по срав-
нению с предельной частотой прибора) амплитуды тока
и напряжения обычно ограничиваются такими фактора-
ми, как пробивное напряжение, напряжение насыщения
и максимальная мощность рассеяния. При увеличении
рабочей частоты изменение коэффициента усиления мощ-
394
нести становится более важным и в некоторых случаях
играет главную роль в ограничении амплитуды тока и на-
пряжения. На рис. 25-4 показано изменение коэффициен-
та усиления мощности в зависимости от рабочего режима
для транзистора 2N1142 на частоте 108 Мгц. Для
расчета коэффициента
усиления мощности К г,
приведенного на рис.
25-4, использовались
измерения параметров
малого сигнала и ве-
личина Кр определя-
лась в предположении,
что обеспечена однона-
правленность транзи-
стора в каждой точке
измерения.
Если используются
у-параметры, то коэф-
фициент усиления мощ-
ности имеет следую-
щий вид:
Рис. 25-5. Кривые постоянного коэф-
фициента усиления мощности для
транзистора 2N1142 на частоте
108 Мгц (схема с общей базой).
к (25.4)
[gll #22
Быстрое уменьшение коэффициента усиления мощ-
ности при малых напряжениях и больших токах
(рис. 25-4) несколько ограничивает максимальную мощ-
ность на выходе, которую можно получить от транзисто-
ра 2N1142.
Более наглядный метод, иллюстрирующий указанное
ограничение, заключается в построении кривых с посто-
янным коэффициентом усиления по мощности в коорди-
натах коллекторный ток — напряжение. На рис. 25-5 при-
ведены эти кривые и линия нагрузки для транзистора
2N1142 на частоте 108 Мгц. Если наиболее важным пока-
зателем является выходная мощность, то в качестве ра-
бочей должна быть выбрана точка, где коэффициент
усиления мощности равен или больше единицы, так как
в противном случае изменение входного сигнала будет
больше, чем выходного. Это приводит к уменьшению ко-
эффициента полезного действия и увеличению нелиней-
ных искажений.
395
Если принять за предельную величину коэффициента
усиления мощности единицу, то можно получить опти-
мальную линию нагрузки.
Кривая единичного коэффициента усиления мощности
устанавливает соотношение между £7КМин и /к:
At •— f ( Uh Mini) •
(25-5)
Максимальная амплитуда напряжения Пкмакс определя-
ется выражением (25-1). Тогда выходная мощность мо-
жет быть выражена через Г/кмин и Ппр.кбо:
РВЫх = f (UK мин). (25-6)
Продифференцировав выражение (25-6) относительно
Пкмин, получим условие для получения максимума вы-
ходной мощности:
= V [(^нр.кбО - ик мин) X
“'-'кмин 4
=о. (25-7)
Из уравнения (25-7) находим
[I — I] ___________ f (U* мин) /ПК о\
^кмин----'-'пр.кбО .• {4U-O)
I (^кмин)
Эта величина является оптимальной при условии, что не
превышается максимальная мощность рассеяния.
Мощность рассеяния. При величине Пкмин, данной
выражением (25-8), мощность Рк, рассеиваемая на тран-
зисторе, может превысить максимально допустимую
Т’кмакс- в этом случае величина Пкмин выбирается из ус-
ловия Рк-< Ркмакс- Мощность Рк, рассеиваемая транзи-
стором при определенной температуре окружающей сре-
ды и наличии теплоотвода (см. рис. 25-2 и 25-3), дается
выражением
sin 6 ф-
4 Uk мин sin 0 /к UK макс sin2 0) d0. (25-9)
396
После интегрирования выражения (25-9) получаем сле-
дующее условие:
Рк = Ik-Uk™«? + !*и*. — рк макс. (25-10)
я п 4
Подставляя выражения (25-1) и (25-5) в (25-10), полу-
чаем:
Рк = [[/пр.кб0(4-л)+Пкмин(4+л)] <Ркмакс. (25-11)
о ТС
Это выражение определяет максимально допустимую ве-
личину ПКМин для данного режима.
Оптимальная линия нагрузки. Сопротивление на-
грузки RB может быть определено как
р Uк макс б^пр.кбо Uк мин С25-12)
/к 2Н^кмин)
Оптимальная величина /?н получается подстановкой наи-
меньшей из величин Пкмин, полученных из уравнений
(25-8) и (25-11), в выражение (25-12).
Как было указано раньше, величины Пкмин, Кн и т. п.
рассчитаны для того, чтобы определить максимальную
выходную мощность. Если необходим больший коэффи-
циент усиления, рабочая точка должна быть перемещена
на кривую, где коэффициент усиления мощности значи-
тельно больше единицы (кривые 3 и 4 дб). Это умень-
шает изменение коэффициента усиления мощности,
увеличивая таким образом коэффициент усиления
и уменьшая нелинейные искажения. Новые кривые коэф-
фициента усиления мощности используются для получе-
ния величин <7КМНн и /?н таким же образом, как было опи-
сано раньше.
25-2. СОГЛАСУЮЩИЕ ЦЕПОЧКИ
СВЧ усилители мощности обычно работают на на-
грузку Ro приблизительно 50 ом. Для того чтобы нагрузку
сделать оптимальной (25-12), необходимо применять со-
гласующие цепочки. На рис. 25-6 показана одна из наи-
более широко используемых цепочек. Величины L, и С2
даются следующими выражениями:
(25-13)
397
% Ro r Rs
j_ An Rn।1
^+(Vn)2 ’ Ш0С/
(25-14)
(25-15)
где Ql — требуемая добротность нагруженной цепочки
_______________________ Rn Rвых .
4* 7?вых
А’вых— выходное сопротивление транзистора
режиме;
(25-16)
в рабочем
Rs =
Rt\ (<^o An)2
>2 _1_ /гл Г \2
(25-17)
^RS^O~RS)
j _ Rn
~ •
“о Ql
(25-18)
(25-19)
Для получения требуемой величины добротности Ql
может оказаться нецелесообразным преобразовывать jRq
к /?н- В этом случае можно преобразовать Ro к меньшей
величине на выходе первой цепочки путем использования
второй цепочки. Эта цепочка рассчитывается подобно
первой.
Рис. 25-6. Согласующая цепоч-
ка.
Рис. 25-7. Другая согласую-
щая цепочка.
Другой тип согласующей цепочки приведен на
рис. 25-7. Эта цепочка позволяет устранить разделитель-
ную емкость; в этом случае легко получить доброт-
ность Ql, равную 10 или даже больше.
Уравнения для определения величин элементов схе-
мы следующие:
398
С, = с J1 — ; «о Rn \ Rn / ~ ^ВЫХ , Rh + ^вых D (^к макс)2 . Н 2Р ’ вых J Rh . “о Ql Q — 1__ . ^Rol/ R" » Г *м) (25-20) (25-21) (25-22) (25-23) (25-24)
Входное согласующее устройство. Любая из выше-
приведенных цепочек может быть использована для со-
гласования на входе. Для применения рекомендуется
схема рис. 25-7, так как при низком входном сопротивле-
нии трудно получить большую величину добротности на-
груженной цепочки.
25-3. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Для иллюстрации расчета спроектируем усилитель мощности на
частоту 108 Мгц, имеющий максимальную выходную мощность н
коэффициент усиления больше 6 дб. Используем транзисторы типа
2N1142.
Выбор оптимальной схемы. На рис. 25-8 приведена типичная
кривая рабочих режимов при коэффициенте усиления мощности,
равном 0 дб для транзистора 2N1142, включенного по схеме с об-
щей базой, а на рис. 25-9 дана зависимость |Zt2i3| от тока коллек-
Рис. 25-8. Кривая рабочих ре-
жимов.
Рис 25-9. Зависимость h2ia от
тока коллектора на частоте
100 Мгц.
399
Рис. 25-10. Определение UK МИп-
ма /„
Рнс. 25-11. Нагрузочная характери-
стика.
тора на частоте 100 Мгц.
Изменение коэффициента
усиления мощности прибли-
зительно одинаково при обе-
их схемах включения (ОБ и
ОЭ). Так как пробивное на-
пряжение в схеме с общей
базой, равное 35 в, умень-
шается до 20 в в схеме с об-
щим эмиттером, а коэффи-
циент температурной ста-
бильности в схеме с общей
базой равен единице, тогда
как в схеме с общим эмит-
тером его величина равна
Л21н, то в качестве оптималь-
ной выбирается схема с об-
шей базой.
Выбор оптимальной на-
грузки. Кривая рабочих ре-
жимов при коэффициенте
усиления мощности 0 дб
(рис. 25-8) довольно точно
аппроксимируется выраже-
нием
/к = 55 лш [1 —
ехР ( ю мни)] (25-25)
где а=0,33 в-1 определено
экспериментально для вы-
бранного транзистора.
Из уравнения (25-6)
имеем выходную мощность
^вых — (Б'пр.кбо — ^/к мин) [1 — ехр (— a UK мин)]. (25-26)
Определим величину ^кмин, при которой выходная мощность
будет максимальна:
дРвых п .,
'И , — 0 — а ^пр.кбо ехР (—а Ок М11Н) —
к мин
— аик мин ехр (—к UK мин) ф- ехр (- a UK мин)-1; (25-27)
ехР( а мин) + а Unp.кооХ
Хехр( a UK мии)—а UK МИНХ
Хехр( и7/нЫин) = 1. (25-28)
Разделив обе части на ехр(—а(/КМии) и взяв натуральный лога-
рифм. получим:
400
Ur мин
In (ex t/пр.кбо ccUK мин +J)
a
(25-29)
Подставляя 6/пр.ксс— 35 в, имеем*
Г'к мин — In
(11,55 —Q,33t/KW1IH)
0,33
(25-30)
Графическое решение для
Иннин приведено на рис. 25-10
и дает величину UK мин =
= —7,0 в.
Кривая рабочих режимов
при коэффициенте усиления
мощности 0 дб дает величину
тока, соответствующую Пкмпн=
=—7,0 в (см рис. 25-8): /к =
= 48 ма.
Напряжение коллекторного
источника питания £к равно:
Рис. 25-12. Диаграмма коллектор-
ного напряжения.
_ Дпр.кбо ~Г Uк мин
— 1 в -
Из уравнения (25-1) находим:
J . __ ^пр.кбо Пк мин
р'к макс —
2
35 — 7
------= 14 в,
2
а из уравнения (25-12 )
_____ к макс
Rh — ,
14 в
------300 ом.
48 ма
На рис. 25-11, 25-12, 25 13 показаны формы коллекторного тока и на-
пряжения на частоте 108 Мгц для транзистора 2N1142. Используя
выражение (25-2), получаем выходную мощность
^*к макс 196 в2
Рв.,х =--------------= —------= 327 мет.
вь,х 2Д„ 600 ом
Мощность, рассеиваемая транзистором,
n 6/к макс Iк . Пк мии ZK UK макс /к _
* к— Г _ а — loo МвТ -С л к макс*
п л 4
Максимальная мощность, рассеиваемая транзистором 2N1142,
при температуре окружающей среды 25° С составляет 300 мет. Ко-
эффициент снижения максимальной мощности рассеяния при воз-
растании температурь) окружающей среды составляет 4 мвтГС,
поэтому транзистор 2N1142 способен рассеивать мощность порядка
153 мет при температуре окружающей среды +62° С.
26—878
401
Коэффициент полезного действия в данном случае будет равен:
_выходная мощность
мощность, потребляемая от источника питания
= 68 %.
Двых
Двых~Ь Рк
Рис. 25-13. Диаграмма коллектор-
ного тока.
Чтобы рассчитать мощ-
ность входного сигнала Рвх,
необходимо определить об-
щий коэффициент усиления
мощности КР, так как вели-
чина Рвх дается выраже-
нием
Хорошее приближение
для полного коэффициента
усиления мощности в схеме
с общей базой дается выра-
жением
Кръ — /?н[Ре у\ 1 о],
RH — сопротивление нагрузки, равное 300 ом;
[Re i/ххб] — реальная часть входной проводимости.
1
Графики , приведенные на рис. 25-14 и 25-15, по-
[Re Упб]
называют, что средняя величина реальной части входной проводи-
мости приблизительно составляет 40 ом. Таким образом, коэффи-
циент усиления по мощности
300
Крб = —= 7,5,
и высокочастотная мощность
входного сигнала должна быть
равной:
р
г, __ *ВЫХ
ГВХ— „ —
Арб
325 мет
= ——-------= 43 мет.
Общий коэффициент усиле-
ния мощности может быть так-
же получен путем усреднения
величин Кр, соответствующих
кривым постоянных коэффици-
ентов усиления мощности. Этот
ко требует построения большого
Рис. 25-14. Зависимость активной
составляющей (реальной части)
входного сопротивления транзи-
стора 2NU42 на частоте 108 Мгц
от напряжения t/кб-
метод является более точным, одна-
колнчества кривых.
402
Согласующие цепочки. Согласование на выходе. Схема рис.
25-7 выбрана в качестве согтасующей цепочки на выходе. Из урав
нения (25-24)
С2 =
«о Ro
где w0 = 2л/0=2л • 1,08 • 10е гц;
Ro = 50 олг;
Ru=Rh = 300 ом.
Тогда С2=13,2 пф.
Рнс. 25-15. Зависимость активной состав-
ляющей (реальной части) входного сопро-
тивления транзистора 2N1142 на частоте
108 Мгц от тока эмиттера.
Из выражения (25-23)
Rn_____________300________Q ,
= wnQ, ~ 2л.1,08-108-10 ~
Из равенства (25-20)
Wo Rn \ Rh /
_-------------------13.2 (1-^
2л-1,08-10я-300 \ 300,
Ci = 38,2 пф.
Согласование на входе. Кривые рис. 25-14 и 25-15 дают зави-
симости [Re г/цо] от смещения на частоте 108 Мгц.
На рис. 25-16 приведена эквивалентная схема входной цепочки.
Так как Хэкв — индуктивность, a RSKB равно 40 ом, то выбираем
величину L из условий настройки контура L—С3 (схема рис. 25-17)
в резонанс при незначительном рассогласовании из-за влияния Rr и
RBltB. Величина £Э1(В для транзистора 2N1142 в схеме с обшей ба-
403
26*
зой составляет 0,02—0,5 мкгн. Поэтому величина С3 выбирается
переменной в диапазоне от 9 до 180 пф.
Изготовление и испытание. Цепочки были изготовлены с при-
менением высокодобротных сердечников и конденсаторов Каждый
компонент был проверен на измерителе RCL, чтобы быть уверенным
в его хорошем качестве на частоте 108 Мгц. Полная принципналь
ная схема усилителя приведена на рис. 25-18.
Усилитель был собран на латунном шасси. Все компоненты рас-
полагались таким образом, чтобы обеспечить кратчайшие расстояния
между ними. Мощность на выходе определялась измерителем мощ-
ности с болометром, причем между выходной согласующей цепоч-
кой и болометром включался узкополосный фильтр.
Рис. 25-16. Эквива-
лентная схема вхо-
да.
Рис. 25-17. Входная со-
гласующая цепочка
Рис. 25-18. Схема усилителя на частоту 108 Мгц.
Сравнение экспериментальных данных с результатами предва-
рительного расчета. Предварительные результаты были получены
для идеального случая, когда справедливы следующие допущения:
1. Мощность потерь на г'к (сопротивление коллекторного пере-
хода) незначительна.
2. Потери в согласующих цепочках ничтожно малы.
3. Генерация гармоник незначительна.
Потери на сопротивлении тела коллектора составляют прибли-
зительно 20 мет. Приблизительная оценка сопротивления тела кол-
лектора на переменном токе может быть сделана путем измерения
напряжения насыщения при большой величине тока коллектора.
Для транзистора 2N1142
' Uкэ нас
к = -----7----30 ОМ.
7 К
404
Таким образом, потери для данного примера
/2 г
рПОт.г' =-2уА~20л1вт.
к 4
Потери на омическом сопротивлении базовой области г6 пренебре-
жимо малы. Потери на согласующих цепочках могут быть полу-
чены путем использования следующей формулы:
/ Qi \ ,
^пот.согл = 20 logic 11 ~ 1 дб,
\ Унг /
где Qi — добротность нагруженной цепочки;
Qhi— добротность ненагруженной цепочки.
Для данного случая
Р пот.еогл
= 20 logxo I 1 — ~ = 0,25 66 те
20 мет.
Мощность на выходе усилителя была измерена измерителем
мощности с болометром и составляет 285 мет. Когда между согла-
сующей цепочкой и болометром был включен узкополосный коакси-
альный фильтр, выходная мощность уменьшилась до 270 мет. Та-
ким образом, мощность гармоник составляет 15 мет.
Измеренная постоянная мощность на входе схемы усилителя
составляет 512 мет и сравнима с рассчитанной величиной 478 мет.
Таким образом, к. п. д. т]о=310 лет/512 лгвт=61%. Этот коэффици-
ент полезного действия определяется для случая, когда сопротивле-
ние тела коллектора равно нулю. Измеренная величина к. п. д. со-
ставляет т]и=270 лвт/512 лгет=537о и сравнима с рассчитанной ве-
личиной 68%. В основном разница измеренного и рассчитанного
к. п. д. вызвана потерями, которые указывались раньше и которые
учитываются при расчете к. п. д. т]о. Остальная часть разницы воз-
никает из-за наличия гармоник и потерь во вспомогательных цепях,
таких, как цепи смещения, источники питания и т. п.
Общая мощность, рассеиваемая прибором, состоит из суммы
постоянной и переменной мощности на входе минус переменная
мощность на выходе. Для данного примера:
переменная входная мощность 43 мет-,
постоянная входная мощность 512 мвт\
полная входная мощность 555 мет.
Переменная выходная мощность на выводах транзистора равна:
основная мощность 270 мет;
потери за счет гармоник 15 мет;
потери в согласующих цепочках 20 мет,
переменная мощность на выходе 305 мет;
полная входная мощность 555 мет;
переменная мощность на выходе 305 мет;
полная мощность, рассеиваемая транзистором, 250 мет.
Полная мощность, рассеиваемая транзистором, может быть ис-
пользована для нахождения максимально допустимой температуры
окружающей среды. Тепловое сопротивление для транзистора
2N1142 составляет 0,1 ° С/мет с бесконечным теплоотводом и
0,25° С!мет в воздухе. Для рабочих условий данного примера ма-
ксимальная допустимая температура окружающей среды составляет
без теплоотвода 37° С и 75° С с бесконечным теплоотводом.
405
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ШЕСТАЯ
СИСТЕМЫ ДИСТАНЦИОННОГО УПРАВЛЕНИЯ
В данной главе описывается система дистанционного
управления, которая обеспечивает надежное управление
на расстоянии до 1,5 км, а при отсутствии каких-либо пре-
пятствий или отражений — на расстоянии до 3 км.
Части системы — передатчик и приемник — описы-
ваются отдельно; приводятся также рекомендации для
получения оптимальных характеристик системы.
26-1. ПЕРЕДАТЧИК
На рис. 26-1 приведена блок-схема передатчика, ко-
торый содержит высокочастотный и низкочастотный
тракт. Высокочастотная часть включает кварцевый гене-
Рис. 26-1. Блок-схема передатчика
ратор и управляе-
мый усилитель мощно-
сти. Мультивибратор
включает и выключает
усилитель мощности,
осуществляя модуля-
цию низкой частотой.
На рис. 26-2 приве-
дена принципиальная
схема передатчика.
Кварцевый генератор
собран на транзисторе Тз по схеме с общей базой и рабо-
тает на частоте f|. Обратная связь осуществляется с кол-
лектора на эмиттер через емкость участка эмиттер—
коллектор транзистора Т$. Емкость обратной связи С5
обеспечивает генерацию (путем выбора соответствующе-
го уровня обратной связи). /?6, R7, R9 — резисторы сме-
щения; /?8, С4— резистор и емкость развязывающего
фильтра. Конденсатор С6 предназначается для настройки
коллекторной цепи на частоту кварца 27,255 Мгц. Вы-
ходной сигнал снимается со вторичной обмотки катушки
индуктивности L[.
Усилитель мощности собран по схеме с общим эмитте-
ром на транзисторе Г4. Rl0 и — резисторы смещения.
Напряжение на базе транзистора Т4 меняется с низкой
частотой, включая и выключая выходной каскад. Конден-
саторы С8, Сд шунтируют высокую частоту; С|0 — под-
106
Данные элементов схемы. Сопротивления: /?1=6,8 ком; 7?2=20 ком; R3,
= 100 ком; 7?5«6,8 ком; Ре=47 ком; Лг=4.7 ком; Яэ=150 ом; /?10=1 ком;
7? л =47 ом. Все сопротивления — 0,5 вт. Конденсаторы: С2=0,01 мкф; Сз=
=0,1 мкф; С4, С7, С&, Сэ=0,05 мкф; С5=б6 пф; Се, С10=33 пф. Транзисторы:
Т\, Т2 — 2N1274; Тз, Т4 — TI395. КР — кварц на частоту 27,255 Мгц.
строенная емкость. Выходной сигнал снимается на 50-ом-
ную антенну со вторичной обмотки катушки индуктив-
ности L2.
26-2. ПРИЕМНИК
Как показано на блок-схеме (рис. 26-3), приемник со-
стоит из сверхрегенеративного детектора, подавляющего
фильтра, усилителя низкой частоты, низкочастотного
фильтра, мощного детектора и реле. Приемник спроекти-
рован таким образом, чтобы получить требуемые харак-
теристики при максимальной простоте схемы.
Приемник работает следующим образом: входной сиг-
нал с несущей частотой 27 Мгц, промодулированный низ-
кой частотой, подается в коллекторную цепь транзисто-
ра Ть который является сверхрегенеративным детек-
тором.
Детектор работает как генератор с самогашением, на
коллекторном нагрузочном сопротивлении которого вы-
деляется низкая частота. Этот каскад необходим для
аппаратуры дистанционного управления, которая требует
высокой чувствительности. Недостаток в избиратель-
ности компенсирован применением низкочастотного
фильтра. Выходной сигнал детектора состоит из ультра-
407
звукового (порядка 200 кгц) гасящего сигнала и модули-
рующего низкочастотного входного сигнала. Этот сигнал
подается на фильтр, который пропускает на усилитель
только низкочастотный сигнал. Без этого фильтра сигнал
ультразвуковой частоты будет перегружать низкочастот-
ные каскады, нарушая их нормальную работу. Низкоча-
Рис. 26-3. Блок-схема приемника.
стотный сигнал с подавляющего фильтра усиливается
двухкаскадным резонансным усилителем. Так как необ-
ходимо выделить низкочастотный сигнал определенной
частоты, применяется избирательный усилитель. Спосо-
бы получения избирательности будут рассмотрены
позднее.
Усиленный низкочастотный сигнал выпрямляется,
и результирующий постоянный ток используется для ра-
боты реле. Контакты реле могут быть использованы для
управления другими схемами.
Принципиальная схема приемника приведена на
рис. 26-4. Входной сигнал подается в цепь коллектора
транзистора 1\ с помощью второй обмотки катушки ин-
дуктивности L, и С3 обеспечивают подстройку схемы
в режиме сверхрегенеративного детектора, в котором
транзистор Т|, включенный по схеме с общей базой, ра-
ботает как генератор с самогашением, а /?С-цепочка из
R,, и С5 определяет частоту гашения. Индуктивность Т4
преграждает путь высокочастотному сигналу в цепи
эмиттера; С\ и С2 являются емкостями развязки по высо-
кой частоте; /?4— резистор отрицательной обратной свя-
зи по постоянному току; С2, L2, С7 составляют подавляю-
щий фильтр; резистор R5 служит для регулирования чув-
ствительности.
Транзисторы Т2 и Т3 входят в двухкаскадный резо-
нансный усилитель низкой частоты. L3 и С,2 создают ре-
зонансный контур, настроенный на частоту 1 000 гц. На
всех частотах, кроме резонансной, переменный сигнал на
коллекторе транзистора Т3 будет близок к нулю, т. е.
408
Рис. 26-4. Принципиальная схема приемника па частоту 27 ЛТгц. Дан-
ные элементов схемы
Сопротивления: (?,=22 ком; R2-=2,2 ком; R3. Rt=l ком; Д6=10 ком (перемен-
ное); Re=2,7 ком; Д7=10 ком; Rr=27!J ом; ЛК =10 ом. Все сопротивления — 0.5 ет.
Конденсаторы: Ci=0.001 мкф; С2, С2, С1с,=0,05 мкф; Сз=15 мкф; С4=18 пф;
С5, С12=0.002 мкф; Се, Ся, С,3-5 мкф; Си. С14=100 мкф; Си =40 мкф. Конденса-
торы Се, С9. С8 Си, С13, С14 — электролитические. Транзисторы 7’, — 2N2188;
Т2. Те. Г, —2N1274.
коэффициент усиления транзистора Т3 будет снижен.
Каскады на транзисторах Т2 и Т3 имеют непосредствен-
ную связь, резисторы /?9 и У? осуществляют обратную
связь по постоянному току. С„— развязывающая ем-
кость для низкой частоты; С6, Св, С13 — разделительные
емкости. Через трансформатор Тр\ низкочастотный сиг-
нал подается на переход эмиттер — база транзистора Л.
Усиленный сигнал управляет реле Р\. Емкость Сц слу-
жит для сглаживания пульсаций постоянного тока в реле.
Контакты реле Р\ могут быть использованы для управле-
ния необходимыми устройствами.
26-3. РЕКОМЕНДАЦИИ ПО НАСТРОЙКЕ СИСТЕМЫ
При построении подобных высокочастотных устройств необхо-
димо соблюдать обычные предосторожности. Для устранения неже-
лательных обратных связей необходимо делать короткие выводы н
экранировать каскады. Система должна настраиваться в соответст-
вии с рекомендациями, приводимыми ниже.
409
1. Настройка передатчика:
1) подсоединить вольтметр (0 1,5 в) к резистору /?ю;
2) настраивать L\ до тех пор, пока не будет получено макси-
мальное показание прибора. При выполнении этой операции конец
индуктивности L3 отсоединить;
3) если имеются эквивалент нагрузки или измеритель высоко-
частотной мощности, необходимо присоединить их на выходе пере-
датчика. Если данные устройства отсутствуют, то на выходе пере-
датчика необходимо присоединить соответствующую антенну;
4) присоединить к резистору вольтметр с пределом 0—1 в.
Настраивать индуктивность до тех пор, пока на вольтметре не
будет получено минимальное показание. Перестроить L> для полу-
чения максимума сигнала на /?н. Величина 0,376 в соответствует
входному сигналу приблизительно 92 мет;
5) подсоединить L3.
Пункты от 1 до 5 должны выполняться при замкнутом ключе К\.
II. Настройка блока высокой частоты:
1) подключить к приемнику соответствующую антенну;
2) настроить L\ на середину диапазона;
3) установить R3 в положение, при котором сигнал на выходе
максимален;
4) присоединить между коллектором транзистора Т3 и землей
осциллограф или ламповый вольтметр (если цепочка L3C\3 не на-
строена на частоту модуляции передатчика, необходимо отклю-
чить емкость Ci3);
5) включить передатчик;
6) подстраивать L\ до получения максимального показания лам-
пового вольтметра. (В качестве источника сигнала используется
передатчик с выходом на антенну.)
III. Настройка низкочастотного фильтра L3CI3.
Чтобы получить хорошую избирательность по низкой частоте,
используется фильтр L3Ci3, обладающий низким сопротивлением на
всех частотах, отличающихся от частоты 1 000 гц. Для получения
большего коэффициента усиления и избирательности L3 и С[2
должны быть настроены на частоту модуляции передатчика. Осу-
ществляется это следующим образом:
1) закончить регулировку блока высокой частоты приемника;
2) установить R3 на середину диапазона;
3) присоединить ламповый вольтметр между коллектором тран-
зистора Т3 и шасси;
4) включить передатчик;
5) изменять величину Си до получения максимального показа-
ния лампового вольтметра.
IV. Регулировка коэффициента усиления низкочастотного сиг-
нала.
Максимальная величина R7 определяется шумами на выходе
детектора в отсутствие сигнала. Слишком большая величина R7 при-
ведет к тому, что реле не будет выключаться.
1. Метод тока:
а) закончить регулировку блока высокой частоты приемника;
б) получить величину тока выключения для используемого реле;
в) включить между реле и источником питания 12 в миллиам-
перметр со шкалой 0—5 ма;
г) вращать ручку резистора Rs до тех пор, пока ток через реле
не будет на 0,5 ма меньше, чем ток выключения;
410
д) оставить Л?5 в этом положении.
2. Метод напряжения:
а) закончить настройку блока высокой частоты приемника;
б) присоединить вольтметр постоянного тока между коллек-
тором транзистора и шасси (необходимо использовать вольт-
метр с входным сопротивлением по крайней мере 20 kojii/b);
в) вращать ручку сопротивления Т?5 до тех пор, пока падение
напряжения на обмотке реле не станет равным произведению сопро-
тивления обмотки реле на ток выключения минус 0,5 ма;
г) зафиксировать в этом положении.
Метод тока лучше, чем метод напряжения.
Если желательна работа системы только на близких расстоя-
ниях, большую помехоустойчивость можно получить следующим
образом:
1) закончить настройку блока высокой частоты приемника;
2) закончить настройку фильтра низкой частоты ЁзС]2;
3) установить антенну приемника на рабочее место;
4) подсоединить антенну к приемнику;
5) поместить передатчик на максимальном удалении от при-
емника;
6) включить передатчик;
7) вращать ручку /?5 до тех пор, пока не сработает реле;
8) зафиксировать /?5 в этом положении.
Это положение может быть значительно меньше, чем для
случая обеспечения максимальной чувствительности, однако в этом
случае система более устойчива к помехам.
26-4. ХАРАКТЕРИСТИКИ СИСТЕМЫ
Данная схема обеспечивает достаточный коэффициент
усиления для управления многими малосигнальными ре-
ле. Требования, предъяв-
ляемые к реле, следующие:
а — величина тока включе-
ния не должна превышать
150 ма; б—величина про-
изведения тока включения
на величину сопротивления
обмотки реле не должна
превышать 12 в.
Типичным реле для дан-
ной схемы является реле с
сопротивлением обмотки
2 300 ом и током 4,6 ма.
Как показано на рис.
26-5, чувствительность при-
емника для того, чтобы сра-
ботало реле, должна состав-
лять на антенне 1,2 мкв. На
частоте 750 гц требуется
Рис. 26-5. График чувствитель-
ности приемника.
4U
сигнал 3,7 мкв, а на частоте 1 400 гц уже 10 мкв. Немо-
дулированная несущая не оказывает никакого влияния
независимо от ее амплитуды. Так как величина сигна-
ла, при котором приемник будет отключаться для
устранения перегрузки, меняется обратно пропорцио-
нально отклонению частоты модуляции от 1 000 гц, то по-
лучается дальнейшее повышение избирательности.
Для того чтобы нежелательный высокочастотный сиг-
нал привел к срабатыванию реле, он должен быть про-
модулирован частотой 750—1 400 гц и создавать напря-
жение на антенне, величина которого лежит в пределах,
указанных на графике.
Общий ток, потребляемый приемником от источника
питания, составляет 9 ма без сигнала на входе и 14,5 ма
при сигнале на входе. Для хорошо отрегулированного
приемника в отсутствие сигнала на входе, на выводах
транзисторов были измерены следующие постоянные на-
пряжения (все напряжения замерены ламповым вольт-
метром относительно земли):
Транзистор U6
Т\ —0,94
Д —0,3
Тз —0,69
Т4 0
— 9,4
—0,69
— 11,8
—12
и.
— 1,38
0
—0,51
0
Часть IV
ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ СЕДЬМАЯ
РАСЧЕТ ИМПУЛЬСНЫХ СХЕМ
Характерной особенностью импульсных схем являет-
ся скачкообразное изменение их состояния, которое про-
является в виде скачка напряжения, или скачка тока, или
скачков тока и напряжения одновременно. Такое скачко-
образное изменение состояния может быть использовано
для выполнения логических операций или для передачи
энергии в релейных системах и импульсных регуляторах.
В импульсных схемах на транзисторах имеются два
статических состояния: включенное состояние и выклю-
ченное состояние. В импульсных схемах с насыщением
включенное состояние характеризуется очень низким на-
пряжением на коллекторе транзистора и относительно
большим коллекторным током; в свою очередь выклю-
ченное состояние характеризуется относительно высоким
коллекторным напряжением и очень малым током кол-
лектора. Выбор элементов схемы и напряжений питания,
обеспечивающих скачкообразное изменение состояния,
будем называть статическим расчетом.
Транзистор не может изменить состояние моменталь-
но, т. е. за время, равное нулю. Время от начала до кон-
ца процесса переключения определяет скорость переклю-
чения. Скорость, с которой может работать вычислитель-
ное устройство, определяется в значительной степени
скоростью переключения составляющих его схем, в то же
время мощность, потребляемая импульсной схемой, опре-
деляется ее скоростью переключения.
Эффективность импульсного устройства трудно опре-
делить, так как мощность схемы, количество обрабаты-
ваемой информации и стоимость измеряются разными
величинами. Основным вопросом при выборе схемы яв-
ляется нахождение компромисса между сложными, мощ-
413
ними, быстродействующими схемами и простыми мало-
мощными схемами, обладающими относительно малым
быстродействием.
27-1. РАСЧЕТ ПО ПОСТОЯННОМУ ТОКУ
ДЛЯ НАИХУДШЕГО СЛУЧАЯ
Рис. 27-1. Основная схема
триггера.
Расчет импульсной схемы начинается с выбора пара-
метров, обеспечивающих два состояния схемы (включе-
но и выключено). Для этих
двух состояний схемы мож-
но написать уравнения,
связывающие параметры,
,схемы с параметрами тран-
зистора. Такими параметра-
ми схемы являются Л'р и
/?к (рис. 27-1), из которых
/?к — независимая, a Pg —
зависимая переменные.
Расчет для наихудших
условий предполагает, что
параметры транзисторов и
всех остальных элементов
схемы имеют одновремен-
но отклонения в худшую
сторону. Например, в схеме
триггера рис. 27-1 уравнение для включенного состояния
транзистора Т2 имеет вид:
__ ^б макс~рРбэ2 макс____________ ,
£к1мнн Рн1мак</кбоГмакс — ^бэгмак-_
Рк2макс 4~ РнГмакс
1 /бигмаке Ркэ2мин Pfol НДогмпи
^21э2мнн \ Рнгмин РкГмакс
для выключенного состояния
Р, = _________ мин — Рбэа___________ /97
^бмакс . (27-2)
С'бэг "Г VK31M3KC .
-----Б---------+ *кбо2макс
К2мИН
Обозначения токов и напряжений в выражениях (27-1)
и (27-2) применимы как к р-п-р, так и к п-р-п транзисто-
рам. Заметим, что в выражении (27-1) содержатся два
414
различных значения Ек: ЕК1 и £к2 Так как в большинстве
импульсных схем используется один источник питания £н,
то наихудшим условием для включенного состояния
в этом случае будет:
£к1мин — £ц2 макс = £кмин-
В схемах с внешней нагрузкой по постоянному току
Вк1мин и Екгмакс могут быть представлены эквивалентны-
ми генераторами. В этом случае необходимо использовать
как £к1мин> так и £К2макс, чтобы обеспечить условия абсо-
лютно наихудшего случая.
Максимальные и минимальные величины параметров
транзисторов берутся из справочных данных. Максималь-
ные и минимальные величины сопротивлений и напряже-
ний источников питания определяются по следующим вы-
ражениям:
Ямакс == х( 1 + А); (27-3)
Л"мпн -
где А отклонение вели
чины х от номинала, вы-
раженное десятичной дро-
бью.
Влиянием температуры
на сопротивления иногда
пренебрегают, полагая,
что температурные изме-
нения компенсируются
одинаковым дрейфом
всех сопротивлений в од-
ном том же направле-
нии. Влияние темпера-
туры на параметры тран-
зисторов должно учиты-
ваться.
Выражение (27-1) дает
минимальную допустимую
величину £б во включен-
ном состоянии, а выраже-
ние (27-2) дает макси-
мально допустимую ве-
личину в закрытом состоянии,
чения Ек в выражения (27-1) и
ветствующие значения R6, м
(1-А), (27-4)
Рис. 27-2. Зона стабильной
работы схемы.
Подставляя разные зна-
(27-2) и вычисляя соот-
зжно получить график
415
рис. 27-2. Точки, лежащие выше кривой «включено», га-
рантируют, что транзистор Т2 будет отперт, точки, лежа-
щие ниже кривой «выключено», означают, что транзи-
стор Т2 будет заперт. Точки, лежащие в заштрихованной
области, гарантируют устойчивость схемы по постоянному
току как в открытом, так и в закрытом состоянии.
Расчет для наихудших условий приводит к увеличе-
нию надежности конкретной схемы, но сильно ограничи-
вает максимальное число входов и нагрузочную способ-
ность логических элементов.
Так как вероятность того, что величины всех компо-
нентов имеют одновременно отклонения в худшую сто-
рону, мала, то для повышения числа входов и нагрузоч-
ной способности логических элементов можно использо-
вать метод статистического расчета. В результате
достигается уменьшение числа элементов, что может уве-
личить надежность всего устройства в целом. Для многих
применений можно использовать специальный случай ста-
тистического расчета, когда значения сопротивлений
и напряжений источников питания приняты номинальны-
ми, а значения коэффициента усиления транзистора и то-
ков утечки наихудшими. Такой расчет схем обычно дает
достаточно высокую точность.
Статистический метод расчета подробно не рассмат-
ривается в данной главе ввиду его сложности.
27-2. ПРИМЕР РАСЧЕТА
Рассмотрим схему рис. 27-1. Примем следующие величины эле-
ментов схемы:
Температурный диапазон —55-н+55° С;
£„=—10в+5%;
£б = + Ю е±5%;
17ба=0,2 е;
£ н 1, £н2 ~ 1 ком+5 %.
Транзисторы типа р-п-р германиевые, сплавные:
Л21Э (при —55° С, UK3=—1 в, =—10 лш) 10:
(—55°С, /б=—1 ма, 1К=—10 ма) < —0,6 в;
икэ— (+55° С, /о=—1 ма, 1К=—10 ма) < •—0,5 в;
7кбо(+55°С, Окя=—10 в) <—100 мка.
Значения предельных величин были подставлены в выражения
(27-1) и (27-2). Используя выражения (27-3) и (27-4) для опреде-
ления значений £б макс и Re мин, получаем номинальные величины,
которые представлены на графике рис. 27-2. Любая точка внутри
заштрихованной области будет удовлетворять требуемым услови-
416
ям. Точка Ra—20 ком и RK — 3 ком была выбрана для обеспечения
максимальной стабильности по постоянному току. Точка на кривой
«включено» будет давать минимальный ток Zci в состоянии «вклю-
чено». Точка на кривой «выключено» будет давать минимальное на-
пряжение смещения в закрытом состоянии.
Уравнения для расчета статического режима логических схем
более сложны, чем простые выражения, приведенные здесь, но они
используют те же самые принципы.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ВОСЬМАЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ СХЕМЫ
Схема мультивибратора использует два активных
прибора, объединенных положительной обратной связью,
которая действует таким образом, что данные приборы
стремятся занять противоположные состояния; один —-
включенное, другой — выключенное.
Ниже будут рассматриваться схемы триггера, муль-
тивибратора и одновибратора, а также триггер Шмит-
та, который подобен мультивибраторам.
28-1. ТРИГГЕР
Двухстабильный мультивибратор (триггер) обладает
способностью сохранять любое из двух возможных со-
стояний. Он широко при-
меняется в схемах счет-
чиков, сдвиговых регист-
ров и устройствах памя-
ти. Основная схема триг-
гера показана на рис.
28-1.
Чтобы проанализиро-
вать работу триггера,
предположим, что тран-
зистор Ti, отперт, а тран-
зистор Т2 заперт. Через
Rh2 и Дк1 течет ток, сме-
щающий базу насыщен-
ного транзистора Т\ в
прямом направлении. На-
пряжение на коллекторе
триода Т\ в этом случае
равно Цганас. Резисторы
Рис. 28-1. Основная схема тригге-
ра со смещением в цепи эмиттера.
27—878
417
Ек2 и Еб2 осуществляют обратную связь на базу тран-
зистора Т2, смещая ее в обратном направлении и под-
держивая Т2 в запертом состоянии. Если какое-либо воз-
мущение приводит к началу отпирания транзистора Т2
или запиранию транзистора то может произойти реге-
неративный процесс, который закончится сменой состоя-
ний: Т2 — отпирается, Т, — закроется.
Расчет. Проектирование схемы начинается с расчета
статического режима, принцип которого приведен в
гл. 27.
Прежде чем воспользоваться выражениями для рас-
чета двух состояний, надо провести некоторые другие
расчеты. Так как многие из операций расчета связаны
друг с другом, то имеется несколько конкретных правил,
и окончательный расчет будет являться некоторым ком-
промиссом между расчетом гл. 27 и указанными ниже
правилами.
Ток коллектора в насыщенном состоянии
4 нас-4s" (28- П
АН
должен выбираться в соответствии с нижеприведенными
положениями.
1. Напряжения Ек и Еб должны быть много больше
напряжений насыщения транзистора икэпас и Дбэнас,
чтобы свести к минимуму влияние изменения этих на-
пряжений.
2. Ек и 7?н должны быть такими, чтобы нагрузочная
прямая не пересекала область пробоя на коллекторных
характеристиках.
3. Общая мощность, рассеиваемая схемой и транзи-
сторами, должна лежать в заданных пределах.
4. Параметр й21э транзисторов зависит от коллектор-
ного тока, поэтому /Кнас должен быть таким, чтобы /г21Э
имел достаточную величину.
Для получения максимального быстродействия про-
изведение Ен Оггб должно быть много меньше 1/2л/т и
Ен должно быть больше /1цэ. Аналитическим методом
найти оптимум для этих противоположных требований
достаточно трудно.
Методы измерения времени задержки описаны в
§ 5-5. Время задержки можно также измерить на не-
скольких опытных макетах схем, чтобы выбрать схему
с максимальным быстродействием.
418
После выбора Ev, Е^ и R„ можно рассчитать /?к и 7?г>-
Выражения для статического расчета триггера аналогич-
ны выражениям (27-1) и (27-2) гл. 27.
Если триггер работает на внешние нагрузки, соеди-
ненные по постоянному току, то в выражении (27-1)
гл. 27 надо сделать следующие замены для Ек и /?н-
£_ Ек мин ЕХ 1мип . /по п\
К1МИ11 * ~ ------ > (ZO-Z/
7'нХмакс ' 1мин
о р
-------------Х.1МИН ихмакс (28.3)
'HlMdKv DID ’ ' '
Кн1макс '
jE R
p к мии X гмакс , /по д\
Ск2макс
X 2макс ' Ая2мин
р р
О АХ2макс н2мин /по
*М12мин » (ZO-DJ
^^гмакс *'н2мин
где RXi и Rxz являются внешними нагрузками транзи-
сторов Т\ и Т2 соответственно.
Автоматическое смещение. Триггер с одним источни-
ком питания можно сделать, присоединив Rei и R^ на
землю, используя в качестве смещения падение напря-
жения на Ra и Сэ. Обычно величина эмиттерного смеще-
ния (Т/э) лежит в пределах 0,5—1,5 м.
Приблизительно величина Ra равна:
(28-6)
ск иэ
Тогда Erimkh, Er2 макс и Еб макс Для наихудшего случая
при открытом состоянии транзистора Т2 запишутся в виде
Ец1 мин —► Ек Мин — Ua2 макс!
Ен2 макс —*• Ек мин — Ег,2 макс!
Еа макс —*" ЕЭ2 макс,
__ (Ек мин— Ткэгмин) (^21э2мин~1~ 1) Еэ макс
^21Э2МИН ^?И2МИН + (^21Э2МИН + 1) Еэ макс
(28-7)
(28-8)
(28-9)
(28-10)
где
Т/э2—напряжение на эмиттере открытого транзисто-
ра Т2-
Обычно триггер бывает симметричным. Это дает воз-
можность рассматривать только один из двух транзисто-
ров. Написанные выше выражения относятся к транзи-
27'
419
стору Т2. Если триггер несимметричный, то необходимо
изменить индексы в выражениях и рассматривать тран-
зистор Ti отдельно.
Если подстановка величины Ra в уравнение не обеспе-
чивает хорошие статические характеристики схемы, то
надо попытаться подставить другие значения Ra. Посто-
янная времени RaCa должна быть много больше времени
переключения триггера. Если /к1пас=#/к2нас в триггере
Рис. 28-2. Схема триггера со счетным входом.
с одним источником питания, то R3 должно быть замене-
но опорным диодом, чтобы исключить изменение напря-
жения Ua при изменении состояния триггера.
Схема триггера со счетным запуском, показанная на
рис. 28-2, получена из схемы рис. 28-1 добавлением
управляющих цепей. Конденсаторы Ст заряжаются
и разряжаются таким образом, что потенциалы точек
запуска At и Л2 следуют за потенциалами коллекторов
транзисторов Тг и Т2 соответственно. Действие запуска-
ющей цепочки таково, что триггер перебрасывается при
каждом отрицательном импульсе на входе. Предполо-
жим, что схема находится достаточно долго в состоянии,
когда Ti отперт, а Т2 заперт, тогда напряжение в точке
Ai будет t/кэнас, а в точке Л2—[RK/(RU+RI()]EK. В этом со-
стоянии диод Дсг заперт большим напряжением, в то
время как диод Дс1 заперт небольшим обратным напря-
жением. Входной отрицательный импульс открывает диод
420
ДС1 и переводит транзистор 1\ в закрытое состояние,
одновременно переводя транзистор Т2 в открытое состоя-
ние. При поступлении следующего отрицательного им-
пульса этот процесс повторится в обратной последова-
тельности.
Выбор запускающей цепочки. Чтобы постоянная вре-
мени цепи RC была минимальна, необходимо, чтобы ем-
кость конденсатора была малой величины; с другой сто-
роны, величина емкости должна быть достаточно боль-
шой, чтобы обеспечить сигнал, достаточный для пере-
ключения триггера. Ск выбирается такой величины, что-
бы обеспечить переброс схемы в течение длительности
запускающего импульса.
Ускоряющая емкость Ск уменьшает время переклю-
чения схемы, увеличивая сигнал на входе транзистора,
который должен быть закрыт. В первом приближении
значения величин Ск и Ст даются выражениями:
Ск = /г^-с; (28-11)
Ек
CT = k-^-, (28-12)
где QHac — накопленный заряд в базе, необходимый для
насыщения транзистора, a Qg — общий заряд, накоплен-
ный в базе. Постоянная k — эмпирический коэффициент
запаса, лежащий в пределах 1,5—2.
Выражение (28-12) является хорошим приближением
для расчета емкости конденсатора Ст при условии, что
длительность переднего фронта запускающего импульса
мала. Однако если длительность переднего фронта за-
пускающего импульса велика, то величина Ст должна
удовлетворять следующему неравенству:
0,8СТПВХ > /г(ЛДп.ф + Qr,), (28-13)
где UBX — амплитуда запускающего импульса; /gi — ток
базы открытого транзистора, а /п.ф—длительность
переднего фронта запускающего импульса.
Для получения максимального быстродействия мож-
но подобрать величины Ст и Ск экспериментально. Опти-
мальную величину Ск можно найти путем измерения вре-
мени задержки (см. § 5-5), а величина Ст может быть
затем определена для реальной схемы триггера. Время
накопления увеличивается с температурой, т. е. при вы-
421
сокой температуре мы имеем наихудший случай для счет-
ного запуска.
Постоянная времени должна быть такой, чтобы
37?КСК<7’, (28-14)
где Т— период следования запускающих импульсов.
Рис. 28-3. Схема триггера, работающего на ча-
стоте 250 кгц.
Резистор Rt должен быть большим, чтобы создавать
минимальную нагрузку, а постоянная времени цепи
RrCr должна быть достаточно малой, чтобы запускаю-
щая цепочка успела восстановиться в течение периода.
Если не применяются ускоряющие диоды, то
з/?тст<-|, (28-15)
полагая RT RH. Если применяются ускоряющие диоды,
то необходимо
0,7/?тСт<-|-. (28-16)
Диоды должны иметь такое же время восстановления,
как и время переключения триггера, а емкость диода
должна быть много больше емкостей конденсаторов
схемы.
Типовой расчет. Схема триггера, приведенная на
рис. 28-3, рассчитана для работы в диапазоне температур
422
—55° С < 7 < + 55° С с частотой входного сигнала 250 кгц.
Типовые схемы триггеров отличаются от данной тем, что
они могут работать на значительно больших частотах,
чем 250 кгц.
28-2. МУЛЬТИВИБРАТОР
Мультивибратор не имеет устойчивого состояния и
используется обычно в качестве генератора импульсов
прямоугольной формы. Типовая схема мультивибратора
Рис. 28-4. Основная схема муль-
тивибратора. Диоды Д1 и Дг
используются для предотвра-
щения пробоя перехода база —
эмиттер транзисторов и Т2,
если Дпр.эбо<Дв.
Рис. 28-5. Формы сигналов в муль-
тивибраторе.
приведена на рис. 28-4. Для того чтобы проанализировать
работу мультивибратора, предположим, что диоды Д1 и
Дг не включены в схему, т. е. эмиттеры транзисторов 7\
и ?2 присоединены к минусу источника питания Ек. Пред-
положим также, что в момент t=0 транзистор Л только
что перешел в насыщенное состояние, а Тг — в запертое
состояние. Напряжение на конденсаторе С2 приблизи-
тельно равно £« и уменьшается до нуля, а конденсатор
быстро заряжается до напряжения Ev через рези-
стор /?н2-
Цепочка /?нгС( ухудшает передний фронт выходного
импульса (рис. 28-5). Транзистор 1\ поддерживается
в отпертом состоянии током от источника Е$ через со-
противление /?бь
Когда напряжение на базе транзистора Тг становится
равным напряжению отпирания, транзистор начинает
423
отпираться. Разряд конденсатора переводит Л в за-
пертое состояние. При t=T/2 схема находится в состоя-
нии, противоположном тому, которое было при t=0.
В течение времени от t—TI2 до t=T происходит обрат-
ный процесс, и в момент времени t=T схема возвра-
щается к своему первоначальному состоянию.
Расчет. Сопротивление нагрузки и транзисторы вы-
бираются из тех же условий, что и в триггере. Резистор
/?б выбирается из условия насыщения транзистора:
n h (Еб мин Рбэ откр.макс) £н1мин /по 17\
'<61 S' «21Э1МИН --------~----------- • (/О-1')
'-к макс Окэ нас. мнн
Если ^Пр. эб о<Ек, то в цепи эмиттера необходимо исполь-
зовать диоды, как показано на рис. 28-4. Напряжение
пробоя диодов должно «.быть больше, чем Ек—t/np.ибо-
Время нахождения в запертом состоянии для каждого
транзистора (время выключения) определяется постоян-
ной времени 7?бС. Постоянная времени и время выклю-
чения связаны следующим образом:
R61 Cj =--------------------------- . (28-18)
1п[(£б + £к-{/бэ)/(£б-Г7Сэ)]
Если Ес = Ек и Ек^ибэ, то
= 1,44/выкл- (28'19)
Изменение Ес может быть использовано для управления
частотой мультивибратора, но в случае, когда необходи-
мо постоянство частоты, обычно используется один ис-
точник питания как для удобства, так и для лучшей ча-
стотной стабильности при изменении напряжения. Вы-
ражение (28-18) достаточно точно при низких частотах,
если выполняется условие
Л<бО + Лбо
Еб
При высоких частотах существенно сказывается влияние
входной емкости и накопление заряда в базе. Непрак-
тично делать мультивибратор со стабильной частотой,
еСЛИ С£к~(2пас.
Если мультивибратор симметричный, то длительность
рабочего полупериода составляет 50% от длительности
всего периода; уменьшение длительности рабочего им-
пульса может быть достигнуто применением различных
424
величин емкостей С. Мультивибратор нельзя делать на-
столько несимметричным, чтобы форма напряжения на
транзисторе, имеющем малую длительность пребывания
в закрытом состоянии, ограничивалась постоянной вре-
мени RBC. Например, если транзистор 7\ имеет малое
время пребывания в закрытом состоянии, то необходимо
выполнить условие 3/?н1С2<;ЕЬ1Кл. Если напряжение пи-
тания подается па схему рис. 28-4 постепенно, то оба
Рис. 28-6. Схема мультивибра-
тора с диодами.
Рис. 28-7. Схема мульти-
вибратора на частоту
50 кгц.
транзистора 7(и Т2 могут попасть в насыщение и остать-
ся в этом состоянии. Этот эффект, однако, практически
не встречается, если включение напряжения питания
происходит скачком. Схема рис. 28-6 будет работать
всегда, независимо от того, как включается напряжение
питания — плавно или скачком.
В рассчитанной схеме рис. 28-7 используются транзисторы и со-
противления нагрузки такие же, как в схеме триггера рис. 28-3. Так
как транзистор 2N1304 имеет пробивное напряжение перехода эмит-
тер — база, равное —25 в, то применение диодов в цепи эмиттера
не является необходимым Схема генерирует на частоте приблизи-
тельно 50 кгц
28-3. ОДНОВИБРАТОР
Одновибратор (моностабильный мультивибратор)
имеет одно устойчивое состояние, т.е. является гибридом
триггера и мультивибратора. Рассмотрим схему рис. 28-8.
Транзистор Т2 открыт током, текущим через резистор /?бг;
Л закрыт током от источника напряжения Еб через ре-
425
зисторы /?к( и 7?б1 и транзистор Т2. Если тот или другой
транзистор будет выведен из своего стабильного состоя-
ния, то может произойти регенеративный процесс и в
течение времени, определяемого цепью R&2C, будет сохра-
няться неустойчивое состояние — отперт, Т2— за-
перт). Как только конденсатор С разрядится, то Т2 начи-
Рис. 28-8. Основная схема одно- Рис. 28-9. Схема одновибратора
вибратора. Д\ используется, с длительностью импульса
если Г7пр.або2<£'к 10 мксек.
нает отпираться, а Л — запираться, и цикл заканчи-
вается.
Расчет. Элементы /?н1, /?Н2, /?ко /?б1, Ек, £б и Л рас-
считываются так же, как и в случае триггера. /?б2, С
и Т2 рассчитываются так же, как в мультивибраторе.
Диоды применяются только, если Дпр. эбог<Дк- Время
выключения транзистора Т2 определяется по формуле
^выкл ~ /?6zCln 2 = 0,7R^2C.
Запуск схемы обычно осуществляется в базу транзисто-
ра Ti.
Типовая схема. На рис. 28-9 приведена типичная
схема одновибратора. Величины номиналов элементов
взяты те же, что и в схемах рис. 28-3 и 28-4. Длитель-
ность импульса на выходе приблизительно 10 мксек.
28-4. ТРИГГЕР ШМИТТА
Триггер Шмитта является регенеративной схемой, ко-
торая резко изменяет свое состояние, когда входной сиг-
нал достигает определенного напряжения. Основное при-
менение триггера Шмитта — формирование прямоуголь-
426
Рис. 28-10. Основная схема триг-
гера Шмитта.
меньше, чем в
пых импульсов из входного сигнала синусоидальной
формы.
Рассмотрим работу схемы рис. 28-10. Если напряже-
ние на входе ивх равно нулю, то 7\ заперт, а 7'2 отперт.
Напряжение на эмиттерах транзисторов 77э>0, так как
Т2 отперт. Если ивх превышает сумму Т/э+^бэь транзи-
стор Tt отпирается, напряжение на его коллекторе умень-
шается, a Ua увеличи-
вается. Эти изменения
будут уменьшать ток
базы транзистора Т2
гак, что Т2 выходит из
насыщения. Уменьше-
ние тока /К2 приводит к
уменьшению Us, что в
свою очередь приводит
к увеличению тока /еи-
Оба транзистора нахо-
дятся в активной обла-
сти, и в схеме происхо-
дит регенеративный
процесс. Регенерация
продолжается до тех
пор, пока 7\ не перей-
дет в открытое состоя-
ние, а 7’2—-в закрытое.
Заметим, что U3 сейчас
состоянии, так как Rni>Rw2- Поэтому напряжение точки
обратного перехода также будет меньше. Эти две точки
переброса триггера называются верхняя точка перебро-
са (ВТП) и нижняя точка переброса (НТП). Это разли-
чие в точках переключения обеспечивает релейное дей-
ствие схемы, что увеличивает помехоустойчивость. Когда
Двх падает до напряжения НТП, происходит обратный
процесс, и схема возвращается в свое первоначальное со-
стояние.
Порядок расчета. Тип транзистора, Ек и /?Н2 выби-
раются так же, как и в триггере. Когда транзистор Т2
отперт, напряжение на его эмиттере должно быть боль-
ше, чем нормальное изменение напряжения. Напряжение
на эмиттере Пбэоткр-. когда Ту открыт, U3\ должно быть
больше, чем U32, исходя из требования различия напря-
жений переброса. Пренебрегая током через 7?бь опреде-
лим верхнюю и нижнюю точку переброса:
427
ВТП = Пз2 + Пбэ1;
НТП = (7gi J Hgai.
Сильное различие в точках переброса приводит к увели-
чению длительности регенеративного процесса в схеме.
Обычно величина Uai больше, чем 1 в, и отличается
в точке переброса на 0,5 в. После выбора величин на-
пряжений ВТП и НТП, а следовательно, и Ual и Ua2 рас-
считаем сопротивление резисторов /?э и 7?п по формулам:
Г) ____
Э~ЕК~ U32
(Ек Еэ
иэ1
^Н1--
Ri& и /?б2 рассчитывают так же, как и для триггера с ав-
томатическим смещение^:, используя выражения (27-1)
и (27-11) — (27-15) гл. 27 для случая «включено» и вы-
ражения (24-2) и (2-14), (24-15) гл. 24 для случая
«выключено».
Внешнее сопротивление базы используется для
ограничения тока базы транзистора 7\. Сопротивление
резистора Ra должно быть малым, а коэффициент й2]Э1
Рис. 28-11. Типовая схема тригге-
ра Шмитта.
большим, чтобы иметь
минимальное падение
напряжения на 7?бь
Однако Rsi должно
быть много больше Ra,
чтобы обеспечить ми-
нимальные изменения
Hai, когда tzBX достига-
ет больших положи-
тельных значений. Вы-
ход обычно берется с
транзистора Т& так как
после увеличения пвх
выше напряжения ВТП
происходит увеличение
Uai, которое вызывает
увеличение коллектор-
ного напряжения тран-
зистора Tj. Аналогичного изменения величины U-& не
происходит, так как пвх изолируется запертым транзи-
стором 1\.
Типовая схема. Схема рис. 28-11 является типичной
схемой триггера Шмитта. Напряжения ВТП = 2,2 в,
428
НТП=1.8 в. Схема хорошо работает на частоте
100 кгц Триод 2N1304 с минимальной величиной
/г21Э —40 был выбран для того, чтобы уменьшить разни-
цу между «вх и точками переброса. Для работы на низ-
ких частотах емкость можно убрать.
ГЛАВА ДВАДЦАТЬ ДЕВЯТАЯ
ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ
29-1. НАСЫЩЕННЫЕ ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА ТРАНЗИСТОРАХ
Транзисторный ключ широко используется в качестве
основного элемента устройства управления, а также
арифметических устройств большинства цифровых вы-
числительных машин. Имеется шесть типов логических
схем, использующих транзистор в качестве ключа.
1. Транзисторно-резисторная схема ИЛИ;
2. Транзисторно-резисторная схема И;
3. Транзисторно-резисторная схема НЕТ (инвертор);
4. Транзисторно-резисторная схема НЕ—ИЛИ;
5. Транзисторно-диодная схема НЕ — ИЛИ;
6. Транзисторно-диодная схема НЕ — И.
В данной главе рассмотрена работа перечисленных
схем и описана методика расчета схем НЕ — ИЛИ и
НЕ — И. Дано также краткое описание двоичной системы
исчисления, алгебры Буля и метода ее использования
для анализа и синтеза систем управления и вычисли-
тельных устройств.
Двоичная система и алгебра Буля. Обычно переклю-
чающие схемы имеют два стабильных состояния: вклю-
чено или выключено, малое напряжение или высокое на-
пряжение, малая или большая величина тока. Десятич-
ная система счета несовместима с такими схемами. Для
анализа работы вычислительного устройства или схемы
управления желательно преобразовать десятичное число
в двоичное. Числа записываются в десятичной и двоич-
ной системах аналогичными способами.
Чтобы показать аналогию этих систем записи чисел,
рассмотрим сначала способ записи десятичного числа
«сто шестьдесят семь» в десятичной системе. Оно пишет-
ся 167 и представляет собой (1 ХЮ2) +(6X10*) +(7Х
ХЮ°) и равно 100+60+7, или 167, т. е. каждое простое
число умножается на десять в определенной степени.
429
Величина степени десяти, на которую умножается про-
стое число, определяется положением этой цифры в чис-
ле. Таким образом, цифра, стоящая первой (при чтении
справа налево), умножается на единицу, вторая цифра
умножается на 10 и цифра, стоящая третьей, умножает-
ся на 100. Этот процесс продолжается и для более вы-
соких порядков.
Базовое число числовой системы называется ее осно-
ванием: основание десятичной системы — 10, а двоичной
системы — 2. Двоичная система использует только две
цифры, 0 и 1, и поэтому является наиболее подходящей
для переключающих схем. Двоичное число 101011
(максимальный значащий член слева) записывается как
(1 Х25) + (ОХ2<) + (1 Х23) + (0х22) + (1 Х21)-J-(1 Х2°)
и равно 32 + 0 + 8+0 + 2+1, или десятичному числу 43.
Правила сложения, вычитания, деления и умножения
для двоичной и десятичной системы одинаковы. Хотя
для выражения числа в двоичной системе потребуется
больше цифр, чем в десятичной системе, простота, с ко-
торой электронная схема может обращаться с двоичным
представлением числа, привела к почти исключительно-
му использованию двоичной системы.
Алгебра Буля — разновидность математики, исполь-
зуемая совместно с двоичной системой счисления. Эта ал-
гебра может быть использована для выражения связи
между входами и выходами различных схем или систем.
Например, рассмотрим символическую диаграмму
рис. 29-1. Входы А, В и С соединены таким образом, что
сигнал на выходе существует только тогда, когда сигнал
поступает одновременно на все входы.
В данном параграфе в булевых выражениях исполь-
зуются следующие обозначения: слово И обозначается
отсутствием знаков между буквами, слово ИЛИ обознача-
ется знаком «плюс», приставка НЕ добавляется к бук-
вам, имеющим сверху черточку. Выражение для рис. 29-1
может быть записано как
Выход = АВС (29-1)
и читается «Выход равен А и В и С». Как и в обычной
алгебре, в булевой алгебре есть определенные правила,
которыми она руководствуется в своих выражениях.
В соответствии с этими правилами для равенства (29-1),
т. е. для диаграммы рис. 29-1, можно записать много эк-
вивалентных выражений.
430
Соотношение между входом и выходом для символи-
ческой диаграммы рис. 29-2
Выход = А + В + С (29-2)
читается «Выход равен А или В или С».
Рнс. 29-1. Логиче-
ский элемент И.
Рис. 29-2. Логиче-
ский элемент ИЛИ.
Рис. 29-3. Инвер-
тор.
Рнс. 29-4. Логический эле-
мент НЕ — И.
Символическая диаграмма рис. 29-3 имеет булево вы-
ражение
Выход — А, (29-3)
кторое читается как «Выход равен не А».
Равенства, выражающие соотношение между входа-
ми и выходами символических диаграмм, называются
логическими выражениями. Схемы, используемые для
реализации логических выражений, называются логиче-
скими схемами. Логические схемы, используемые для
реализации символических диаграмм (рис. 29-1—29-3,
есть соответственно схемы И, ИЛИ и НЕ. Эти три логи-
ческие схемы являются основными блоками для построе-
ния арифметического устройства и устройства управле-
ния. В случае, когда диаграммы рис. 29-1 и 29-3 соеди-
нены, как показано на рис. 29-4, соотношение между вхо-
дами и выходами будет:
Выход = АВС (29-4)
и читается «Выход не равен выражению А и В и С».
Когда диаграммы рис. 29-2 и 29-3 соединены, как по-
казано на рис. 29-5, соотношение между входами и выхо-
дами будет:
(29-5)
431
Выход = А -|- В + С
и читается «Выход не равен выражению А или В или С».
Если к выражению (29-4) применить теорему Де Морга-
на, получим: _ _ _
Выход = А + В С. (29-6)
Когда обе стороны выражения (29-5) отрицаются, то по-
лучим:
Выход = А ф- В С. (29-7)
Если инвертировать любое из уравнений (29-6) или
(29-7) (4 заменить на А, В заменить на В и т. д.), то по-
лучим идентичные выражения. Кроме того, схемы, кото-
рые будут выполнять функции либо НЕ—И (отрицание
И), либо НЕ—ИЛИ (отрицание ИЛИ), могут быть пре-
образованы одна в другую изменением уровня опорного
сигнала на противоположный, т. е. эти схемы взаимоза-
меняемы. Схема НЕ—ИЛИ или НЕ—И может служить
для выполнения всех логических функций и любой их
комбинации. В качестве примера рис. 29-6 показывает,
как из пяти функций НЕ—ИЛИ комбинируется функция
полусумматора.
В идеальном случае чис-
ло входов и выходов логи-
ческих схем не ограничено.
Важность
мального
выходов
рис. 29-7.
необходимо
Выход-А*В*С
£
Рис. 29-5.
мент
Логический эле-
НЕ — ИЛИ.
получения макси-
числа входов и
иллюстрируется
Положим, что в
иметь четыре от-
точке системы
некоторой
дельных идентичных входа. Логическая функция вы-
полняется одним логическим блоком, т. е. одним транзи-
стором, который имеет коэффициент объединения, равный
четырем, и нагрузочную способность (коэффициент раз-
ветвления), равную четырем. Для того чтобы выполнить
ту же самую задачу при коэффициенте объединения и на-
грузочной способности, равным двум, потребуется шесть
логических блоков, т. е. шесть транзисторов.
Рассмотрим схемы на транзисторах и покажем, как
функции И, ИЛИ, НЕ, НЕ—ИЛИ, и НЕ—И могут выпол-
няться с помощью транзисторного ключа.
Последовательная и параллельная транзисторная ло-
гика. Рисунок 29-8 показывает, как могут быть реали-
зованы логические функции при использовании после-
довательно включенных транзисторов. Рисунок 29-9 по-
казывает, как те же самые функции могут быть выполнены
432
Рис. 29-6. Полусумматор.
ВыхоВ
Рис. 29-7. Логический элемент НЕ — ИЛИ с четырьмя
входами и четырьмя выходами.
при использовании параллельно включенных тран-
зисторов. Эти методы получения логических функций
требуют по одному транзистору на каждый вход. Часто
необходимы логические схемы, имеющие больше чем
один вход и работающие больше чем на один выход.
Транзисторн о-p езисторная логическая схе-
ма НЕ—ИЛИ. На рис. 29-10 приведена транзисторно-ре-
зисторная логическая схема с М входами и W выходами.
Подача сигнала отрицательной полярности на любой
вход будет вводить транзистор в насыщение, и иапря-
28—878 433
Рис. 29-8. Основные логические схемы с последовательно
включенными транзисторами.
Рис. 29-9. Основные логические схемы с параллельным включением
транзисторов.
Рис. 29-10. Основная ТРЛ схема
НЕ—ИЛИ (для р-п-р транзисто-
ров £б>0, £к<0. Для п-р-п тран-
зисторов, наборот. М — число
входов, Л7— число выходов).
жение на коллекторе будет близко к потенциалу земли
(состояние «О»), Напряжение на коллекторе будет от-
рицательным (состояние «1») только в том случае, когда
нет отрицательного сигнала ни на входе А, ни на вхо-
де В, ни на входе С. Так как функции ИЛИ и НЕ выпол-
няются входной цепочкой и транзистором соответственно,
то полная схема реализует операцию НЕ—ИЛИ. Логи-
ческое выражение для этой схемы:
Выход = А + В + С. (29-8)
Это равенство может быть преобразовано к виду
Выход = АВС. (29-9)
Последнее выражение для транзисторно-резисторной ло-
гической схемы показывает, что схема будет
операцию И, если осу-
ществлять инверсию на
каждом из входов.
Трапзисторно - рези-
сторный логический
(ТРЛ) блок управля-
ется идентичными ТРЛ
элементами, а его вы-
ходы используются для
управления другими
аналогичными ТРЛ
схемами. На рис 29-11
показано соединение
ТРЛ схем.
Произвольный вы-
бор всех напряжений
и величин сопротивле-
ний для схемы ТРЛ
выполнять
Рис 29-11. Соединение ТРЛ схем.
обычно не обеспечивает удовлетворительную работу схе-
мы. Ниже описывается метод расчета схем для наихуд-
шего случая. Рисунок 29-12 показывает условия для
определения минимального управляющего сигнала для
транзистора ТРЛ схемы. Уравнение, приведенное на
рис. 29-12, определяет минимальную величину АТ через
другие параметры схемы.
Рисунок 29-13 показывает наихудшие условия для
случая, когда транзистор Л закрыт. Уравнение, приве-
денное на этом рисунке, определяет максимальную вели-
личину /?с Для обеспечения падежной работы схемы.
28*
435
Рис. 29-12. ТРЛ схема НЕ—ИЛИ в активном состоянии.
Е I TJ
__________________________б мин' бэ откр__________________
б МИН j ]\ (Ц Т1 \
________' * кэ нас-мин с5э откр.макс' ,
р
^к мин
I_____*Ек мнн~^к бо макс макс~~('бэоткр-макс) йк мин X
макс ^к мин +^к макс макс^-') мин ^к макс
Х(Л—1) Л?|1макс (^бэоткр.мин—^бэ откр-макс)
* / ^к макс ^кз иас-мии Обэ откр.макс~^кз нас-мин
Л21ЭмИ11 \ ^Н МИН Rr мни^'
Все величины правых частей двух уравнений, состав-
ленных для условий наихудшего случая (за исключени-
ем /?кмин И /?кмакс), ВыбираЮТСЯ ИСХОДЯ ИЗ требований
к коллекторному току, ожидаемого диапазона напря-
жений насыщения, отклонений номиналов сопротивлений
436
и напряжения, требуемых величин М и N, максимальных
токов утечки, допустимого обратного напряжения перехо-
да эмиттер — база и предполагаемого минимального зна-
чения коэффициента усиления по току Максимум вели-
чины /?б рассчитывается с использованием уравнения для
Рис. 29-13 ТРЛ схема НЕ—ИЛИ в запертом состоянии.
Р _Г 7
„ _ ____________ б мин бэ выкл_______________
*б макс .j
бэ выкл~г кэ нас-макс .
п »».< 1 7б макс
RK тН/М
случая, когда транзистор заперт (рис. 29-13). Номиналь-
ная величина /?б может быть найдена для обоих случаев
с помощью следующих соотношений:
Re макс — Re НОМ (1+А/?); (29 10)
Re мин — Re ном (1 &R) j (29-11)
где АТ?— разброс номиналов сопротивлений, выражен-
ный десятичной дробью.
Существуют некоторые общие правила выбора рабо-
чей точки в зависимости от конкретной области приме-
нения логической схемы. Когда важным показателем
схемы является быстродействие, лучше выбрать рабочую
точку там, где величины сопротивлений малые, т. е. быст-
родействие схемы увеличивается, если выбранная точ-
ка сдвигается по направлению к началу графика. Если
на первом месте стоит мощность рассеяния, то рабочая
437
точка выбирается там, где величины сопротивлений
большие, т. е. мощность рассеяния уменьшается, если
выбранная точка сдвигается дальше от начала графика.
Все параметры элементов схемы, также как и пара-
метры транзистора, влияют на величину рабочей обла-
сти. Рабочая область
Рис. 29-14. Основная ДТЛ схема
НЕ—ИЛИ. М — число входов,
N — число выходов.
становится меньше, ес-
ли снижаются напря-
жения питания и уве-
личиваются М, N или
^бэвыкл- В ряде случа-
ев граничные кривые
для состояния «вклю-
чено» и «выключено»
могут не пересекаться.
Это означает, что нет
комбинации /?б и RK,
которая позволяет схе-
ме надежно работать в
неблагоприятных усло-
виях.
Диодно-транзисторная логическая схема НЕ—ИЛИ.
Для получения функции НЕ—ИЛИ могут быть исполь-
зованы диоды в сочетании с транзисторами, как показа-
но на рис. 29-14. Этот тип логического блока обычно на-
зывается диодно-транзисторной логической (ДТЛ) схе-
мой НЕ—ИЛИ. На рис. 29-15 и 29-16 приведены условия
при наихудшем случае и уравнения для включенного и
выключенного состояний логической схемы этого типа
соответствен н о.
Диодно-транзисторная логическая схема НЕ—И.
Второй тип диодно-транзисторного логического блока —
ДТЛ схема НЕ—И, показана на рис. 29-17. Сопротивле-
ние /?п — сопротивление нагрузки для входных транзи-
сторов, совместно с входными диодами выполняет опе-
рацию И. Транзистор инвертирует выходной сигнал схе-
мы И. Логическое выражение для выхода этой схемы:
Выход = АВС,
(29-12)
где А, В, С — входные сигналы.
На рис. 29-18 и 29-19 приведены схемы при наихуд-
ших условиях для состояний «включено» и «выключено»
соответственно для логической схемы этого типа.
436
Рис. 29-15. ДТЛ схема НЕ—ИЛИ в активном состоянии.
_________________^б макс ^бэ откр. макс________________
(N *)^нмякс(^дмин~^бэ откр мин ^бэ откр макс ^дмакс)^~
*н макс ^к мин
+ ^кмнн {^к мин [ Zk6o макс + (М 1) /до макс] RK макс)
^к макс макс “Е ^к макс ^к мин
____ __________(^бэ откр макс ^д макс) ^к мин_____________________
*н макс *к мин + *к макс макс ” О + ₽к макс ^к мин
ч- • -------------------—— —
I макс ~ ^кэ нас мин . ... \
— . ----- D ‘ ' до .макс
“21Э макс \ "н мин /
Ускоряющие емкости. В насыщенных транзистор-
ных логических схемах время накопления составляет
обычно значительную часть длительности времени за-
держки (см. время задержки § 5-5). В схеме НЕ—И
быстродействие может быть улучшено шунтированием
сопротивления RK емкостью, как показано на рис. 29-20.
439
Заряд, накопленный на емкости за время, пока тран
зистор находится в насыщении, должен быть достаточно
большим по сравнению с зарядом Qe, накопленным базой
транзистора. Постоянная времени заряда емкости долж-
на быть достаточно малой, чтобы напряжение на емко-
сти успевало восстановиться за период между входными
Рис. 29-16. ДТЛ схема НЕ—ИЛИ в запертом состоянии.
р —
б макс
р ______и
____________ б мнн бэ выкл________________
("бэ выкл "Ь ^кэ нас макс Д мин) , г
Р ' макс
К к мин
Рис. 29-17. Основная ДТЛ схема НЕ—И М — число входов;
N — число выходов.
импульсами. Слишком большая величина Ск не приведет
к нужному результату, так как при этом увеличивается
постояная времени, которая может ограничить макси-
мальную рабочую частоту. Эквивалентная схема полу-
ченная для момента, когда транзистор только что пере-
ключился в открытое состояние, показана на рис. 29-21,0,
то же для закрытого состояния — на рис. 29-21,6.
Сравнение логических схем. Разработчик логических
схем для цифровой вычислительной машины всегда стре-
мится обеспечить требуемый компромисс между быстро-
действием системы и ее стоимостью, причем в зависимо
440
сти от области применения определяющим при выборе
является то или иное требование. Количество компонен-
тов в схеме, надежность компонентов, простота изготов-
ления, мощность рассеяния, максимальный коэффици-
ент объединения по входам и нагрузочная способность —
ОбС махе
СЛ/ж»)
—Ж-----------—
^дрмакс - и
। z ^kj насман идмин
С ас макс
1дОмакс ..
иизнас.ман идмин
л мин
ЬбОмакс
Ьомакс л
**— а 2 икзнас.мин Оман
-------------------
ЬбОмакс
(Выкл)\
♦+
Отнр
h60макс +^ho макс
ho макс к, +ц
— к. икэнас.мин дмин
-----Н-т----------
I *
h 60 макс ^ho мане
р
Л'нмакс
п u U,lm
*мокс бзоткрмакс
^60 маке ^ООмпке
—►Н-----------------
Ьомакс и ..
<— *3 "ОС-мин идОман
^бмин
б макс
++^
61 !ы*Л
^н мане
ho макс !
(Выкл)
*1
h0макс
ho MOM I Ц +(•
•<— -Д' инэнас мак °дОман
----Н-т--------
р
б мин
Рис. 29-18. ДТЛ схема
_________________^б макс
^к мин ^н макс [ ^кбо макс ~Е {SL^D.Jдо макс!
р
н макс
НЕ—И в активном состоянии
^бэ откр.макс
*к макс
^бэ откр.макс
--------- X
^21Э мнн
N
X
Е ________ U
К макс кэ нас-мин
о
Н МИН
Д МИн ।
4- (М — Г — (^кэ нас МНн Чд мин Ь ^бэ выкл)
' ' ' до макс р
кк макс
441
Рис. 29-19. ДТЛ схема НЕ—И в запертом состоянии
р ___ TJ
> ______________ б мин бэ выкл _________________
б макс= /у . у . и ч
ГД макс ‘ кэ нас.макс ' бэ выкл/ , ,
п '~'б* макс
"к мни
Рис. 29-20. Схема логического элемента НЕ- И с ускоряющей ем-
костью
Рис. 29 21 Схемы для определения постоянных времени
4-42
таковы факторы, которые определяют выбор гой или
иной схемы.
Хотя каждая система должна быть оценена после вы-
яснения конкретной задачи, можно указать некоторые
основные положения. Эти основные положения примени-
мы к схемам без ускоряющих емкостей. Когда применя-
ются емкости, быстродействие значительно увеличивает-
ся, но в ТРЛ схемах при этом резко возрастают пробле-
мы перекрестных и обычных наводок, что значительно
снижает преимущества таких схем.
ТРЛ и ДТЛ схемы. Если быстродействие и дости-
жение максимальной величины коэффициента объедине-
ния и нагрузочной способности не стоят на первом месте,
обычно вместо ДТЛ схем используются схемы ТРЛ из-
за их простоты, низкой стоимости и высокой надежности
компонентов, входящих в схему. Быстродействие ТРЛ
схем определяется типом транзистора до тех пор, пока
постоянные времени сопротивлений нагрузки и емкостей
не ограничивают быстродействие схемы. Обычно более
высокочастотный транзистор обеспечивает большее бы-
стродействие логических схем.
Схемы ДТЛ НЕ—ИЛИ и ДТЛ НЕ—И. Основное раз-
личие между схемами ДТЛ НЕ—ИЛИ и НЕ—И заклю-
чается в быстродействии, коэффициенте объединения и
нагрузочной способности. Схема НЕ—И более быстро-
действующая, в то время как схема НЕ—ИЛИ обладает
более высокими коэффициентами объединения и нагру-
зочной способности. Оба эти различия определяются спо-
собом использования диодов в данных схемах. Схема
НЕ—И ДТЛ, может быть, несколько более трудна для
конструирования, но ее очень хорошие характеристики
по быстродействию превосходят этот недостаток. В не-
которых системах более высокие коэффициент разветв-
ления и нагрузочная способность ДТЛ схем НЕ—ИЛИ
позволяют уменьшить число требуемых логических кас-
кадов. Поэтому, если быстродействие не является пер-
воочередным требованием, ДТЛ схемы НЕ—ИЛИ более
экономичны.
Быстродействие схем Быстродействие логических
схем обычно в значительной степени определяется внеш-
ними элементами, поэтому, так же как и в высокочастот-
ной технике, логические схемы должны иметь низкий им-
педанс (малые сопротивления и низкие паразитные ем-
кости). Поэтому для повышения быстродействия необхо-
443
димо уменьшение сопротивлений резисторов и емкостей
конденсаторов и увеличение токов. Значительным пре-
имуществом меза-транзисторов в логических схемах яв-
ляется то, что важнейший ограничивающий параметр
при конструировании схемы (коэффициент усиления
транзистора) возрастает при увеличении тока. Поэтому
уменьшение времени задержки может быть достигнуто
путем увеличения рабочих уровней тока. Это приводит
к увеличению мощности рассеяния, поэтому целесообраз-
но использовать эпитаксиальные приборы, имеющие бо-
лее низкое остаточное напряжение. Эпитаксиальная тех-
ника позволяет еще более увеличить коэффициент пере-
дачи тока и снизить емкости прибора при той же геомет-
рии меза-структуры.
29-2. ЛОГИЧЕСКИЕ СХЕМЫ НА ПЕРЕКЛЮЧАТЕЛЯХ ТОКА
(ТОКОВЫХ КЛЮЧАХ)
Токовый ключ р-п-р типа показан на рис. 29-22, а.
Генераторы тока в эмиттере и коллекторе задают посто-
янные токи /2 и Л, как показано на рисунке. База тран-
зистора Т2 заземлена. Ток /2 делится между транзистора-
ми 7f и 72. Падение напряжения на переходе база —
эмиттер транзисторов Л и Т2 приблизительно 0,2 в. Это
приводит к тому, что потенциал точки объединения
эмиттеров составляет +0,2 в относительно земли. Если
к базе транзистора 7( приложить положительное напря-
жение, большее, чем 0,2 в, переход база — эмиттер тран-
зистора 71 будет смещен в обратном направлении, и кол-
лекторный ток упадет до величины обратного тока кол-
лекторного перехода. Тогда /2 почти целиком потечет
через 72. Если к базе транзистора 71 приложить отрица-
тельное напряжение, большее 0,2 в, то этот транзистор
будет открыт и соответственно 72 будет закрыт. В этом
случае ток /2 течет в эмиттер транзистора 7t.
В случае, когда 1\ закрыт, напряжение на его коллек-
торе равно:
UM=~EK-hRH. (29-13)
В проводящем состоянии коллекторный ток 71 равен
о/2, где а = /к//э- Часть тока /2 создает ток /ь что умень-
шает ток, текущий через /?н- В этом случае напряжение
йа коллекторе транзистора 7( равно:
==-£«+ (а/2 - Л) /?в (29 14)
444
Если /, выбирается равным /2/2, тогда равенства
(29-13) и (29-14) могут быть записаны в виде
VM « - Ек - Л/?н; (29-15)
ЕК1 - Ек + ЛЕН. (29-16)
Общее изменение напряжения на коллекторе 1\ бу-
дет равно:
Ек = 2(/1Ен). (29-17)
Рис. 29-22. Переключатели тока.
а — переключатели тока на р-п-р транзисторе; б — переключатели тока
на п-р-п транзисторе; в — относительные полярности входного коллек-
торного и эмиттерного напряжений.
Величина /2 может быть относительно большой. Поэто-
му схема на рис. 29-22, а рассматривается как токовый
ключ. Относительные полярности входного напряжения,
эмиттерного и коллекторных напряжений приведены на
рис. 29-22, в.
Так как ненасыщенные ключи работают на более вы-
соких скоростях, чем насыщенные, необходимо, чтобы
445
токовый ключ не входил в режим насыщения. Эмиттеры
транзисторов Л и Т2 имеют потенциал, близкий к потен-
циалу земли, в то время как потенциалы коллекторов
меняются в пределах —Ек±Л/?н- Принимая Ек достаточ-
но большим, можно избежать насыщения.
Следует отметить, что данная схема имеет два выхо-
да, по одному с каждого коллектора, что обеспечивает
дополнительные преимущества для разработчиков вы-
числительных устройств. Входной сигнал на базе Tt мо-
жет быть как положительным, так и отрицательным от-
носительно земли, в то время как выходной сигнал мо-
жет быть положительным или отрицательным относи-
тельно Ек (рис. 29-22,в).
Второй тип токового ключа, использующий транзисто-
ры п-р-п типа, показан на рис. 29-22,6. Для работы дан-
ной схемы требуется входной сигнал, положительный или
отрицательный относительно Ек, а выходной сигнал ме-
няется от положительного до отрицательного относитель-
но земли, т. е. этот ключ хорошо дополняет схему
рис. 29-22, а. Поэтому в логических цепях должны ис-
пользоваться различные типы токовых ключей. Заметим,
что переключение тока может быть выполнено при ис-
пользовании транзисторов только одной полярности, если
обеспечить соответствующее восстановление уровней
между логическими схемами.
Обычно ненасыщенные ключи работают при больших
уровнях рассеяния, чем насыщенные ключи, так как во
включенном состоянии
Рис. 29-23. Схема по- Рис. 29-24. Упрощенная схема
лучения постоянного рис. 29-22
тока. R^>RX.
446
симальная мощность рассеяния становится важным фак-
тором прн выборе транзистора для токового ключа.
Статический анализ. Из рис. 29-22, а видно, что тре-
буются три генератора постоянного тока. Чтобы полу-
чить такой генератор, можно включить последовательно
с источником постоянного напряжения сопротивление
большой величины, как показано на рис. 29-23. Если
внешнее сопротивление Rx, включенное между точками
А и В рис. 29-23, много меньше сопротивления К'д, ток от
источника U не зависит от величины Rx- Токовый ключ
(рис. 29-22,с) может быть достаточно точно представлен
в виде схемы, показанной на рис. 29-24. Из рис. 29-24 при
отключенном транзисторе определяем ток в цепи коллек-
тора:
= —+ , если /?! » R„. (29-18)
Rt
Так как либо Л, либо Т2 находятся в проводящем со-
стоянии, то сопротивление /?2, включенное между точкой
С и землей, обеспечивает ток
/s = — , если » U63. (29-19)
R*
Общие условия для расчета систем обычно определя-
ют требуемую амплитуду напряжения и сопротивления
резисторов, следовательно, Ц и RH будут, вероятно, пред-
определены. Если используется произвольный источник
питания, то /г определяется величинами а и /1, а сопро-
тивления Rt и /?2 могут быть получены из равенств
(29-18) и (29-19)
Рассмотрим следующий пример расчета токового ключа, схема
которого идентична схеме рис. 29-24. Коллекторное напряжение на
транзисторе Т2 —5,5 в при отрицательном входном сигнале и —6,5 в
при положительном входном сигнале, т. е. перепад напряжения со-
ставляет 1,0 в. Так как коллекторное напряжение равно (6,0±
±0,5) в, то величина —Ек выбирается —6 в. Величины—LR и
выбираются —45 и 4-45 в соответственно. Если /?н=50 ом, то
/[ = 10 ма. Принимая а=0,98, получаем, что ток /2 должен быть при-
близительно равен 2/[=20 ма. Ri рассчитывается из уравнения
(29-18) и равно 3 900 ом; R2 рассчитывается из уравнения (29-19)
и равно 2 200 ом.
Чтобы показать, что токи в данной схеме равны расчетным
величинам, определим величины всех токов для условий, при кото-
рых Ti проводит, а Тг заперт. На рис. 29-25, а, б представлены
упрощенные-эквивалентные схемы для рис. 29-22 прн данных рабочих
447
условиях, f/бэ И а принимаются 0,2 в и 0,98 соответственно Из
рис. 29-25,6 получим:
/ ^-^бэ+£вх . (29-20)
Т?2
Если Uвх = 0,5 в,
45 — 0,2 4- 0,5
2 200
= 20,5 ма.
(29 21)
Обратным током перехода эмиттер — база транзистора Т2 прене-
брегаем, так как он много меньше /2. Коллекторный ток транзисто-
Рис. 29-25.
а — эквивалентная схема рис. 29-24. Отпер-
тое состояние, б—эквивалентная схема
рис. 29-24. Запертое состояние.
pa Т1 приблизительно равен ala. Используя рис. 29-25, а и пренебре-
гая обратными токами, определяем напряжение на коллекторе Тс
,, , R1 Rh Rh , RkRi
UK1 = а /2--------4- ----------- 4- ------ ;
Rx + Rh Rx + R„ Rx + Rh
так как RH<SRi, то
rt t n I I r-
E'ki — oc/2 Rh-f- + Ek-
Ex
(29-22)
(29-23)
Используя величины, данные на рис. 29-25, а, находим:
UM —5,58 в; h ~ —10,1 ма; 1з ~ 8,3 ма.
Напряжение на коллекторе транзистора Т2 равно:
— £'к
(29-24)
а так как Ru'^Ri, то
</К2
UlRi,
Rx
К Ек-
(29-25)
Используя величины, данные на рис. 29-25, б, получаем:
UK2 = —6,58 в; 1\ = 9,9 ма.
448
Эти расчеты показывают, что амплитуда выходного напряже-
ния, равная 1,0 в, достаточна для управления токовым ключом п-р-п
типа.
Анализ переходных процессов. Анализ времен пере-
ключения производится следующим образом: транзистор
вместе с внешними элементами заменяется эквивалент-
ной схемой для области высоких частот, которая пред-
ставляет токовый ключ в активной рабочей области, ког-
да выходной ток является функцией входного тока. Эта
Рис. 29-26. Типовые формы
входного и выходного сигнала
транзисторного ключа.
Рис. 29-27. Эквивалент-
ная схема переключателя
тока рнс. 29-24.
схема затем преобразуется для того, чтобы получить
схему транзистора для интервала времени, когда входной
сигнал уже поступил, а выходной ток еще не начал ме-
няться.
На рис. 29-26 представлены типичные формы входного
и выходного токов транзисторного ключа и показаны
времена задержки, нарастания и спада.
Определим время нарастания выходного тока. На
рис. 29-27 приведена эквивалентная схема для токового
ключа рис. 29-24, где сопротивления и источники напря-
жения в коллекторной цепи замещены соответствующими
эквивалентами, генератор тока в цепи эмиттера не учи-
тывается вследствие большой величины его внутреннего
сопротивления. При последующем анализе полагаем, что
внутренние сопротивления обоих транзисторов одина-
ковы.
Рассматривая часть схемы рис. 29-27 справа от точ-
ки А, можно показать, что входное сопротивление тран-
зистора с заземленной базой
ZBX = Z3 + r6(l-ft216), (29-26)
29—878
449
где Z-,— полное сопротивление эмиттера; г о— сопротив-
ление базы, а Й21б — коэффициент усиления транзистора
по току для малого сигнала в схеме с общей базой. Пол-
ное входное сопротивление транзистора Л
7 f । ZBH
Лвх — 'б - —---------- —-------;— ,
1 -Л 216 I-------«216
(29-27)
где ZBH— полное сопротивление в цепи эмиттера транзи-
стора Л, равное величине ZBX, определяемой равенством
(29-26).
Рис. 29-28. Эквивалентная
схема.
Рнс. 29-29. Часть эквива-
лентной схемы рис. 29-28
справа от ВВ'.
Подставляя уравнение
(29-26) в (29-27), получаем:
ZEX = 2
Z3 \
1 -- ^216 )
(29-28)
Полная эквивалентная схема приведена на рис. 29-28.
Ток базы равен:
__ ввх
6 ZBX 2[r6-|-Z9(l-ft216)]
Ввх
(29-29)
Часть схемы справа от точек ВВ' может быть пред-
ставлена так же, как на рис. 29-29. Так как Ru мало по
Ск
сравнению с реактивным сопротивлением ------— даже на
1 — й21б
высоких частотах, ток через /?н равен:
^вых
>6 ^216
1 — Л21б
(29-30)
где /б — ток базы. Подстановка равенства
(29-30) дает:
_ ___________Евк ^216_________
ВЫХ ~ 2 [гб + Z/(l - й21б)1 (1 - Й21б) ’
(29-29) в
(29-31)
450
(29-32)
Зависимость параметра Л21б от частоты может быть
аппроксимирована выражением
Ь ___ ^21бо
216 1+///W’
где Л21б— низкочастотный коэффициент усиления тока
для малого сигнала;
f— частота, для которой рассчитывается Л216;
Л1216— предельная частота усиления.
Полное сопротивление Z3 также является функцией
частоты и аппроксимируется выражением
Рис. 29-31. RL-cxe
ма, имеющая зави-
симость, аналогич-
ную рис. 29-30.
Рис. 29-30. Зависи-
мость тока нагрузки
от частоты для экви-
валентной схемы
рис. 29-29.
где гэ — дифференциальное сопротивление эмиттерного
перехода. Подстановкой (29-32) и (29-33) в равенство
(29-31) получаем:
I’ =-------------/;21бо£вх---------. (29-34)
2гб (1 -/г21б0) + 2гэ + W/W
Рисунок 29-30 показывает зависимость 1Вых от часто-
ты. Коэффициент усиления тока схемы снижается на 3 дб
на частоте fK. Эта частота может быть определена при-
равниванием реальной и мнимой частей знаменателя
выражения (29-34) и решением полученного равенства
относительно частоты:
f — /к — fЙ216
(1 ^21бо) 1~ ----] •
Тб J
(29-35)
Транзистор 2N1305 имеет следующие параметры:
0<21в=6,6 Мгц; /zsibo—0,994; г6 = 105 ом.
Из соотношения
kT
?/э
451
где k — постояшт Больцмана; Г — абсолютная температура; q —
заряд электрона; /э —ток эмиттера, получаем гэ=2,6 ом при токе
/Э=Ю ма. Подстановка этих величин в уравнение (29-35) дает
fK=0,204 Мгц.
Из уравнения (29-34) при Епх=0,5 в рассчитывается макси-
мальная величина /вых, равная 77 ма. Цепочка RL рис. 29-31 может
быть выбрана таким образом, что ее частотная зависимость будет та-
кой же, как показано на pre. 29-30. Если максимальная величина
входного тока этой цепочки устанавливается порядка 77 ма, то выра-
жение для тока через цепочку RL можно записать в виде
«ВЫХ = 77(1 — е Т) , (29-36)
Рис. 29-32. График
для расчета времени
нарастания тока клю-
ча.
Рис. 29-33. Эквивалент-
ная схема входа транзис-
тора для случая, когда
он смещен в обратном
направлении.
где T—L/R — постоянная времени цепочки. Полное сопротивление
этой схемы
Z = R 4- jaL (29-37)
должно иметь предельную частоту fK=0,204 Мгц, т. е. реальная и
мнимая части уравнения (29-37) должны быть равны на этой ча-
стоте. Решение для L/R при этих условиях дает:
£ 1 —7
— = Т =— = 7,81-10 7 сек.
R а
Теперь можно рассчитать постоянную времени нарастания вы-
ходного тока токового ключа. Коллекторный ток стремится воз-
расти до 77 ма, но ограничивается максимальной величиной в 20 ма,
так как в эмиттере включен генератор тока. Равенство (29-36) ис-
пользуется для расчета Л н t2 (рнс. 29-32), которые соответствуют
токам коллектора 2 и 18 ма соответственно: 6 = 20,8 нсек и t2=
=208 нсек. Таким образом, /нар=72—6 = 187 нсек.
Токовый ключ рис. 29-24 представляет собой результат выше-
приведенного расчета. На вход транзистора 1\ подавался нмпульс
напряжения с длительностью переднего фронта 20 нсек п амплиту-
дой 0,5 в относительно нулевого уровня. На транзисторах Tt и Т2,
имеющих параметры, приведенные выше (для 2N1305), измеренное
время нарастания выходного тока составляет 180 нсек.
Время задержки определяется в два этапа. Рисунок 29-33 пока-
зывает входную цепочку транзистора, смещенного в обратном на-
правлении, где С68 — емкость обедненного слоя перехода база —
эмиттер. Когда транзистор смещен в обратном направлении, эта ем-
452
кость заряжается до напряжения обратной полярности. Время, тре-
буемое для разряда этой емкости после того, как входной сигнал
возрос до 10% своей величины, есть первая часть времени задерж-
ки. Остальная часть времени задержки —• время, требуемое для то-
го, чтобы выходной ток изменился от первоначальной величины до
10% своего конечного значения. Это время, рассчитанное ранее, со-
ставляет 20,8 нсек. Измеренное время задержки в схеме рнс. 29-28
составляет 40 нсек.
Рис. 29-34. Схема эмит-
терного повторителя на
дополняющих транзисто-
рах.
Рис. 29-35. Эмнт-
терный повтори-
тель, работающий
на емкостную на-
грузку.
Второе время задержки и время спада /с рассчитывают, ис-
пользуя те же самые уравнения, что и для схемы рис. 29-28. Прн
этом t3 2 н /с имеют те же величины, что и Ли и fHap i соответст-
венно.
Эмиттерный повторитель на дополняющих транзисто-
рах. Эмиттерный повторитель на дополняющих транзи-
сторах показав на рис. 29-34, где Т2, Т}—транзисторы
р-п-р и п-р-п типов соответственно, имеющие близкие
электрические характеристики. Преимущество данного
эмиттерного повторителя над повторителем обычного
типа можно показать с помощью рис. 29-35, где приве-
ден эмиттерный повторитель, работающий на емкостную
нагрузку.
Отрицательный сигнал на базе транзистора Т2 приво-
дит его в проводящее состояние, конденсатор С заряжа-
ется током насыщения транзистора Т2. Прекращение от-
рицательного управляющего сигнала на базе приводит к
запиранию транзистора Т2, и конденсатор С разряжает-
ся через сопротивление R. Если R больше, чем сопротив-
ление в цепи заряда, то выходной сигнал с транзистора
Т} будет иметь время спада, большее, чем время нара-
стания сигнала.
На рис. 29-36 показано, как искажается форма вы-
ходного сигнала. Чтобы уменьшить время спада, требу-
453
ется схема, которая позволяла бы снизить сопротивле-
ние цепи разряда конденсатора С. Эмиттерный повтори-
тель на дополняющих транзисторах рис. 29-34 создает
такую цепь с низким сопротивлением. Транзистор Л на
рис. 29-34 действует так же, как и на рис. 29-35. Подача
отрицательного сигнала на
базу транзистора Д перево-
дит его в открытое состоя-
ние, и конденсатор С заря-
Вь/хой
Вход
Рис. 29-36. Форма сигнала
для схемы рис. 29-35. (За-
метно искажение формы
сигнала на выходе.)
Рис. 29-37. Эквивалентная схема
для анализа переходных процес-
сов
г 6—сопротивление базы; Z3—полное
сопротивление эмиттерного перехода;
ZK— полное сопротивление коллектор-
ного перехода; ZH — полное сопротивле-
ние нагрузки.
жается до напряжения, почти равного входному. Когда
сигнал на входе становится положительным, эмиттер
транзистора 1\ будет иметь отрицательный потенциал
относительно базы. При этом транзистор Т2 проводит, и
конденсатор С разряжается через переход эмиттер-база
Т2, что уменьшает время спада выходного сигнала и по-
зволяет получить симметричную форму сигнала.
Для того чтобы амплитуда выходного напряжения
была приблизительно такая же, как и амплитуда вход-
ного сигнала, коллекторные напряжения для р-п-р и
п-р-п транзисторов на рис. 29-34 выбираются равными
—-3 и +3 в соответственно.
Анализ переходных процессов. Переходные процес-
сы в эмнттерном повторителе на дополняющих транзи-
сторах, показанном на рис. 29-34, можно проанализиро-
вать следующим образом. Если считать, что п-р-п и
р-п-р транзисторы имеют одинаковые характеристики,
то можно рассматривать только один из двух транзисто-
ров. Когда обычный эмиттерный повторитель переходит
из открытого состояния в закрытое, любая емкостная
нагрузка должна разряжаться через сопротивление сме-
щающей цепочки, и, следовательно, получается относи-
454
тельно большое время переходного процесса. Например,
схема рис. 29 34 имеет время нарастания 80 нсек п вре-
мя спада 2,5 мксек в случае, если п-р-п транзистор от-
сутствует. Если включается п-р-п транзистор, то время
нарастания сигнала получается таким же, как и время
спада.
Очевидно, что один из транзисторов определяет на-
растание, а другой спад; следовательно, при анализе пе-
реходных процессов можно рассматривать одиночный
транзистор, управляющий нагрузкой, как показано на
рис. 29-35. Если применить эквивалентную схему рис.
29-37, то ток iz может быть записан в виде
i2 -----------------е-^------------------. (29-38)
ZK (Z9 + ZH) + r6 [Z3 + Z„ + ZK (1 - ft216)J
Коэффициент усиления по напряжению равен:
=,------------------------------------- (29-39)
евх Z3 -р ZH -р (r^/ZK) [Z„ -p Zs-p ZK (1 — Л21б))
Так как на высокой частоте ZK= 1//«Ск и, кроме того,
в интересующем диапазоне частот
согбЕк 1,
то уравнение (29-39) может быть записано в виде
— =---------—------------. (29-40)
еВХ ~р Гб(1 ---- ^21б) ~Р 2„
Члены уравнения (29-40) как функции частоты следую-
щие:
2 ____ rs. _ /?Н.
1 -р 216 1 -р Сн р
I, ^2160
«216— -----,
1 + Р 216
(29-41)
где r3^kTlqIs\
р — оператор преобразования Лапласа;
®й21б—предельная частота усиления, выраженная
в радианах;
— сопротивление нагрузки;
Сн— емкость нагрузки;
^21бо— низкочастотное значение й21б-
Подставляя уравнения (29 41) в уравнение (29-40),
получаем:
455
gBMX Ra у
евх 4~ Г3 4~ Гб 0------ ^216o)
___________________1 4~ Pi®hil(>_________________ '. t
I 4~ {f?B Си (гэ -f- ^б(1 — ^aifio)] 4~ (Ra + rб)/<йЛМб) P ।
Rh 4- гз 4“ гб (1 —• ^лбо)
— •--------------------------------(29-42)
_________Гб^нСнР»__________
®Л21б [Т’и 4- r3 4- r6 (1 — Либо)]
Если /?н > Рэ4-Гб(1—/?21бо), то уравнение (29-42) может
быть записано в виде
йвых ___________1 4~ Pi^hnc________
евх 1 4* {[Лэ 4- гб (1—Лг16п)] Ся -|-
*---------------------------------------(29-43)
4-(/?н 4-r6)IRh ®й21б}р4"^б Си р*/®йис
Дополняющие транзисторы, использованные в схеме
рис. 29-34, имеют следующие характеристики: 0)7,216 =
= 2-6 -106 рад!сек\ ft2i6o=O,99; Гб = 60 ом\ гэ=Ю ом.
Эти параметры транзисторов были измерены при
средних значениях смещения и 7?н=Ю00 ом, С„=
= 0,001 мкф.
Используя приведенные выше параметры, можно
рассчитать время нарастания — 75 нсек. Величина, оп-
ределенная экспериментально, составляет 80 нсек, что
показывает хорошее соответствие с рассчитанной вели-
чиной.
ГЛАВА ТРИДЦАТАЯ
ТРАНЗИСТОРНЫЕ РЕЛЕ ВРЕМЕНИ
Измерение времени можно производить различными
методами: механическими, температурными, химически-
ми, электронными или с помощью комбинации этих ме-
тодов. Независимо от метода измеритель времени (реле
времени) работает от времязадающего блока. Часы с
заводной пружиной, например, имеют собственный вре-
мязадающий источник, в то время как обычные электри-
ческие часы используют внешний времязадающий источ-
ник— период напряжения сети переменного тока.
Конструирование реле времени на транзисторах на-
чинается с выбора подходящего времязадающего гене-
ратора.
456
30-1. ВРЕМЯЗАДАЮЩИЕ ЯС-ГЕНЕРАТОРЫ
Анализ теоретической схемы. Времязадающий блок
для простых схем может быть создан на основе исполь-
зования сопротивлений, емкости и чувствительного эле-
мента, как показано на рис. 30-1. Пренебрегая нагрузкой
чувствительного элемента, время t для заряда конденса-
тора С до напряжения Uc в простой времязадающей цепи
будет равно:
Рис. 30-2. /?С-времязадающая
схема на транзисторах.
Рис. 30-1. /?С-времязадающая
схема.
Точность задания времени (хронирования) зависит от
стабильности произведения RC, U^ и чувствительного
элемента. Изменение периода хронирования за счет из-
менения произведения RC при всех других постоянных
величинах:
Д1=Д7?С1п -%-, (30-2)
и б — и с!
где ARC — приращение произведения RC. Равенство по-
казывает, что изменение произведения RC, выраженное в
процентах, будет равно изменению t в процентах.
Ошибка в точности задания времени, получаемая при
малых изменениях напряжения Не в случае, если все
другие параметры постоянны, будет равна:
UcRC
иб(иб-ису
At = — AU б
(30-3)
где AUq — приращение Uq. Ошибка в точности задания
времени, получаемая при малых изменениях Uc, когда
все другие параметры постоянны:
At=AUc-^—, (30-4)
С'б ‘ Uс
457
где At7f —приращение напряжения на емкости. Матема-
тически можно показать, что относительная ошибка от
изменения минимальна, когда £7с=63°/о Не-
точность практических RC времязадающих схем бу-
дет зависеть от стабильности напряжений питания, со-
противлений и емкостей или способности компенсиро-
вать дрейф величин этих компонентов, а также стабиль-
ности чувствительного элемента.
Анализ транзисторной времязадающей схемы. Прак-
тическая времязадающая схема показана на рис. 30-2.
Схема чувствительного элемента рассчитывается из ус-
ловий получения определенной величины тока через Rn,
когда
= Ид + Пбдоткр, (30-5)
где Uc-— напряжение на емкости;
С'д— напряжение на опорном диоде Дс
^бэоткр—напряжение на переходе база—эмиттер от-
крытого транзистора Tt.
Время t' для зарядки RC-цепи до напряжения, при ко-
тором откроется транзистор 7\, равно:
Г = R'C In —--°б ~ /кб°R-------, (30-6)
^б ^k6oR " Сд — (7бэ 0ТКр
где
Я' = - • U’=IL —.
R + Rex ’ 6 6 R + Rex ’
Л;бо— обратный ток перехода коллектор—база транзис-
тора 7^ прн разомкнутой цепи эмиттера. Все переменные
величины в уравнении (30-6) зависят от температуры; от-
метим также, что точное решение уравнения для t' неце-
лесообразно ввиду его сложности. Проще рассчитать по
возможности более стабильную схему на имеющихся
компонентах, а затем компенсировать изменение соответ-
ствующих параметров в рабочем диапазоне температур.
В этой схеме, как и во всех схемах, где транзистор ра-
ботает в качестве насыщенного ключа, необходимо рас-
сматривать два случая: состояние «включено» и состоя-
ние «выключено». Схема должна быть рассчитана так,
чтобы транзистор находился в насыщении при самой низ-
кой рабочей температуре и был полностью заперт прн
самой высокой рабочей температуре.
458
Для выполнения этих требований необходимо провес-
ти статический анализ эквивалентной схемы для обоих
состояний транзистора. Расчет чувствительной схемы
производится следующим образом.
Для случая «включено» коллекторный ток транзисто-
ра Tt равен:
/ — (30-7)
Rh
где Дкэнас—напряжение коллектор—эмиттер транзис-
тора в режиме насыщения. Максимальный
базовый ток, требуемый для насыщения
транзистора:
т fn ^б— Мэ иас — Рд /9л О\
‘б макс — — ' — 7 ~
“21Э МИН "21Э МИН Кн
где Агамии— минимальное значение параметра.
Максимальная величина базового тока равна:
j _____If б Rex — (1^д + М>э откр) (R + Rex) (30-9)
RRcx
Из вышесказанного видно, что /121вмин должно быть вы-
брано таким образом, чтобы
/б Обмане- (30-10)
Мощность рассеяния на коллекторе во время состояния
«включено»
Рк откр — /кЫку нас-
(30-11)
Это уравнение может быть использовано для определе-
ния номинальной мощности рассеяния на коллекторе,
когда
Дтир тш Д ТНК »/пер, (30-12)
где /откр — время нахождения в состоянии «вклю-
чено»;
/пер— время переключения из состояния «вы-
ключено» в состояние «включено»;
Ршк Стпк~ тепловая постоянная времени участка
переход—корпус.
При больших величинах R и С время, требуемое для
переключения транзистора, может быть сравнимо с теп-
ловой постоянной времени транзистора. Поэтому номи-
459
нальная мощность рассеяния на коллекторе для этого
случая должна определяться из уравнения
= (30'13>
Во время периода «выключено» не должны превы-
шаться пробивные напряжения переходов коллектор—
эмиттер и эмиттер—база. Обратный ток коллектора /ксо
должен быть мал по сравнению с зарядным током ем-
кости.
Опорный диод Д1 должен иметь следующие характе-
ристики:
1. Предельное напряжение больше Дбэоткр-
2. Низкий динамический импеданс.
3. Допустимую мощность рассеяния, превышающую
мощность, выделяемую на насыщенном 1\.
4. Температурный коэффициент напряжения такой же,
как у перехода база—эмиттер (приблизительно 2 лщ/°С).
Если схема реле времени работает в широком темпе-
ратурном диапазоне, то необходимо учитывать темпера-
турные коэффициенты всех компонентов. Как отмечено в
уравнении (30-6), компоненты 7?С-цепочки влияют на
стабильность времязадающего блока. Сопротивление ре-
зистора R имеет температурный коэффициент, который
приводит к изменению периода работы времязадающего
блока с температурой. Выбор сопротивлений зависит как
от напряжения, так и от температуры; общее изменение
может составить ±35% в диапазоне температур от 25 до
105° С.
Необходимо учитывать как емкость, так и сопротив-
ление утечки конденсатора С. Для достижения темпера-
тур порядка 200°С в настоящее время наиболее подхо-
дящими являются тефлоновые конденсаторы, имеющие
очень высокое сопротивление утечки (1 • 109 Мом1мкф).
Эти конденсаторы позволяют расширить диапазон токов
для заряда С, что позволяет изменять длительность вре-
мени заряда. Температурная зависимость для тефлоно-
вых конденсаторов имеет отрицательный коэффициент
—10~4 1/°С и они сохраняют работоспособность до 125°С.
Емкость не зависит от температуры до +65° С, а затем
быстро увеличивается с ростом температуры.
Очень часто при анализе транзисторных реле времени
чувствительный элемент схемы автоматически считается
основной причиной нестабильности. Вышеприведенные
460
рассуждения, однако, показывают, что основная ошибка
часто обусловлена другими факторами; однако измене-
ние параметров транзистора в чувствительной схеме всег-
да должно учитываться прн рассмотрении факторов, вли-
яющих на стабильность времязадающего блока.
Если требуется, схема рис. 30-2 может быть темпера-
турно компенсирована. Чтобы получить требуемую точ-
ность, необходимо компенсировать как изменение произ-
ведения RC, так и изменение /Кбо- Обычно для устранения
влияния /ибо ток заряда емкости делается много больше,
чем ток /Кбо- Противоположные по знаку температурные
коэффициенты б/д и t/бэоткр могут обеспечить достаточ-
ную стабильность без введения элемента обратной связи
в эмиттер транзистора 7\. Если же напряжение отпира-
ния С/д+С/бэоткр меняется с температурой, для компенса-
ции необходимо использовать термисторы или сенсисто-
ры. Температурный коэффициент каждого элемента в
схеме времязадающего блока имеет определенную тепло-
вую постоянную времени. Даже если схема абсолютно
_ компенсирована для медленных температурных измене-
ний, временной период может меняться при резких изме-
нениях температуры. Эта проблема сводится к минимуму
при использовании хорошего теплоотвода.
30-2. ПРИМЕРЫ РАСЧЕТА
Реле времени на одновибраторе. Экономичность, простота и лег-
кость изготовления простого двухтранзисторного одновибратора по-
зволяют использовать его для создания хороших реле времени. На-
пример, схема реле времени на рис. 30-3 имеет точность ±10%
в диапазоне температур —20 1-60° С и обеспечивает ток нагруз-
ки 4 ма при напряжении питания 12 в.
Выходной сигнал составляет — 12 в в интервале времени от 1
до 5 сек. Схема работает следующим образом. Когда подан сигнал,
транзистор Т1 заперт, а транзистор Т2 отперт. Конденсатор Ci бу-
дет заряжаться с указанной полярностью. Замыкая кнопку пе-
реводим 7\ в проводящее состояние. Т2 запирается, так как Д1 сме-
щается в обратном направлении благодаря заряду конденсатора Сь
Управляющий сигнал для Ti теперь проходит через Rt от коллектора
Т2, потенциал которого приблизительно — 12 в. Выходное напряже-
ние, появляющееся на коллекторе Т2, остается до тех пор, пока Ct
не перезарядится через R2 и R3. Транзистор Т2 будет отпираться за
счет сигнала от Ti, н схема будет оставаться в этом состояннн до
тех пор, пока кнопка К\ не сработает снова.
Реле времени с двумя выходами на мультивибраторе.
Схема рис. 30-4 имеет два выхода, каждый из которых
461
может управляться отдельно. Работает схема следующим
образом. Включаем напряжение питания Ек, замыкая
ключ Ki (транзистор Л при данном положении ключа
Л'1 заперт). Конденсатор Ci заряжается, при этом потен-
циал точки А становится выше потенциала точки В, и
транзисторы Т3 и Л отпираются. В результате транзистор
Л отпирается при замкнутом Ei. Замкнем ключ в
эмиттере транзистора
Л, разрывая этим не-
посредственную подачу
£н на Ci. Теперь Ti
проводит, потенциал
точки В снижается до
величины, близкой к
потенциалу земли. Ког-
да Ti находится в от-
пертом состоянии, Т2 —
в запертом, потенциал
точки Д увеличивается
от потенциала, близко-
го к земле, до прибли-
зительно равного Ек.
Конденсатор С2 начи-
нает заряжаться, и ког-
да потенциал точки Е
становится выше по-
тенциала точки Д,
транзисторы Ть и Т6
будут находиться в
проводящем состоянии.
При этом включается
Т2, выключается Т\, и
начинается цикл заряда (Д. Если размыкается (эмит-
терная цепь разомкнута и напряжение Ек прикладывает-
ся к Ct), конденсатор Ci будет заряжаться почти мгно-
венно, подготавливая схему к новому циклу. Времена
выключения Т} и Т2 могут меняться путем изменения
/?1 и /?2 соответственно.
При температурных испытаниях данная схема пока-
зала погрешность 3% в диапазоне 25—55°С и 10% в диа-
пазоне —20 (-25е С.
Большая часть ошибки возникает благодаря разли-
чию в начале срабатывания комбинации п-р-п и р-п-р
транзисторов.
462
Автоматическое реле времени данного типа (т. е. реле,
у которого автоматически происходит переключение клю-
ча Ki после окончания цикла) будет давать очень хоро-
шие результаты при питании от стабилизированного ис-
точника питания и постоянной окружающей температу-
Рис. 30-4. Реле времени на мультивибраторе.
Примечания: I. Все сопротивления 10% класса точности.
2. Ключ показан в положении «выключено».
3. ЛН1 и /?н2 могут быть заменены катушками реле сопротивление ка-
тушки 500 ом) с параллельно включенными диодами 1N2069.
ре. В этих условиях может быть получена типовая вели-
чина погрешности 0,1%.
Реле времени типа бутстрап. Реле времени типа
бутстрап показано па рис. 30-5. На транзисторах Л и Л
построен одновибратор, где Л нормально отперт, а Т2
нормально заперт. Конденсатор С( будет заряжаться че-
рез Ri и Д.1 до 24 в. Напряжение на резисторе сопротив-
лением 4,7 ком в эмиттере транзистора Ti будет прибли-
зительно равно напряжению на конденсаторе Ci и изме-
няется в тех же пределах. Это изменение передается в
точку между Ri и Д1 через конденсатор емкостью 10 мкф.
Этот тип обратной связи позволяет поддерживать почти
постоянное зарядное напряжение на цепочке RiCi во вре-
463
мя всего цикла. В результате возрастание выходного на-
пряжения на эмиттерном резисторе транзистора Т\
близко к линейному. Длительность периода выбирается
регулировкой эмиттерного напряжения транзистора Т5.
Это напряжение должно всегда быть несколько меньше,
чем Ек. Когда пикообразное напряжение на базе тран-
Рис. 30-5. Реле времени.
Примечания: 1. Все сопротивления 5% класса точности.
2. С, — тефлоновая емкость.
3. Температурный коэффициент /?1=2%/°С.
4. R2 задает длительность t.
5. Все диоды IN2069.
зистора Т5 превосходит эмиттерное напряжение, тран-
зистор Т5 входит в насыщение. Отрицательный гасящий
импульс генерируется цепочкой, присоединенной к кол-
лектору транзистора Т5, и подается на базу транзисто-
ра Т\. В момент, когда транзистор Ti закрывается, Т2
открывается и конденсатор разряжается. После воз-
вращения одновибратора к своему первоначальному со-
стоянию временной цикл будет повторяться снова.
Общая точность задания времени этой схемой состав-
ляет 3% в диапазоне температур — 50—г50сС. Реле
времени, в сочетании со схемами счетчиков, позволяю-
щие получить большие длительности выдержки, могут
464
Рис. 30-6. Реле времени последовательного типа. Блоки 1, 2, 3
и 4 являются высокочувствительными усилителями напряже-
ния, управляющими нагрузками, или другими реле времени.
Делитель частоты
Рис. 30-7. Декадное реле времени.
30-878
465
быть приспособлены для фотографии, выдержки необ-
ходимых предметов в травильных ваннах и многих дру-
гих применений, встречающихся в повседневной жизни.
Реле времени последовательного действия. Блок-
схема реле времени последовательного действия типа
бутстрэп приведена на рис. 30-6. Четыре последователь-
ные действия могут быть выполнены в определенном
порядке. Все четыре блока будут выключаться одновре-
менно. Порядок выполнения действий определяется
уровнем пилообразного напряжения. В качестве блоков
1—4 могут использоваться реле времени с различными
временными выдержками, которые будут управлять раз-
личными устройствами, что особенно важно в системах,
где требуется повторение выполнения определенных опе-
раций.
Десятичные (декадные) реле времени. На рис. 30-7
показано реле времени, использующее дискретные ме-
тоды; диапазон интервалов времени от 0,1 до 99,9 сек,
приращение 0,1 сек. Это реле времени использует в ка-
честве времязадающего источника частоту сети питания
(60 гц) *. Три десятичных счетчика А, В, С имеют от-
дельные выходы, которые используются для управления
реле или другими устройствами. Необходимое время за-
дается соответствующим переключением ключей Л'2, Кз,
Ki- Принципиальным преимуществом этого реле времени
над всеми другими типами является то, что точность
зависит от стабильности частоты сети питания, а не от
параметров схемы.
На вход счетчика этого типа можно включать термо-
стабилизированный генератор, работающий на частоте
60 гц, и получать такую же точность временных интер-
валов. Добавление еще большего количества десятич-
ных счетчиков приводит к расширению временного диа-
пазона при той же точности во всем диапазоне.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ПЕРВАЯ
ПЕРЕКЛЮЧЕНИЕ БОЛЬШИХ СИГНАЛОВ
Транзисторные ключи вследствие их надежности и
экономичности целесообразно использовать для пере-
ключения и управления большими мощностями.
* Стандартная частота промышленной электрической сети США.
(Прим, ред.)
466
31-1. МОЩНОСТЬ РАССЕЯНИЯ
Рис. 31-1. Определение мощно-
сти рассеяния.
В практической импульсной схеме средняя рассеи-
ваемая мощность много меньше мощности в импульсе.
Поэтому можно переключать относительно большие то-
ки и напряжения, не превосходя максимальную мощ-
ность рассеяния транзисто-
ра. Однако напряжения при
этом должны быть ниже
предельно допустимого на-
пряжения, а ток должен ос-
таваться ниже максималь-
ного тока для данного тран-
зистора. В любое время
средняя мощность рассея-
ния должна быть меньше
максимальной допустимой
мощности рассеяния транзи-
стора при максимальной
температуре окружающей
среды.
Выражение для средней
мощности рассеяния транзи-
сторного ключа может быть
получено при использовании
идеализированных форм на-
пряжения и тока, приведен-
ных на рис. 31-1. Сделаем
следующие допущения:
1. Л\ощность, рассеиваемая в базе, пренебрежимо
мала.
2. Времена нарастания и спада равны.
3. Время рассасывания и времена задержки прене-
брежимо малы, т. е. времена включения и выключения
равны.
Выражение, полученное при данных допущениях, по-
лезно для определения, какой из электрических пара-
метров транзистора более важен при рассмотрении
мощности рассеяния:
'отл
Рк ср = — UКЗ нас dt +
О
ЗС!
467
*отп+гпер т *яер
“Ь Г I /к — It/K dt Н Г ^к Леэ зап “F
* I I K 1 I 1 л J I • 1 t\Cf OtUJ I
J \ *nep / \ 'nep / J
*отп ^oiif^nep
т
+ f (31-1)
J \ 'nep J \ 'nep J
T—*nep
p _______ ^кэ нас Д Дтп । Дк Дэ зап выкл । Д Дк Дер 2)
₽ Т Т Зт
включено выключено переключение
Это уравнение показывает важность быстрого пере-
ключения и низкого напряжения насыщения для повы-
шения к. п. д. переключения.
31-2. АНАЛИЗ ЛИНИИ НАГРУЗКИ
Для достижения максимальной надежности переклю-
чения больших сигналов необходимо рассмотреть дина-
мическую нагрузочную линию транзистора. Динамиче-
ская нагрузочная линия
определяет местоположе-
К Вертикальным
пластинам
осциллографа
К горизонтальным
пластинам
осциллографа
Рис. 31-2. Схема для наблюде-
ния линии нагрузки.
Рис. 31-3. Ключ с индуктивной на-
грузкой.
ние рабочих точек на выходной характеристике транзи-
стора в процессе переключения.
На рис. 31-2 показан простой метод наблюдения на-
грузочной линии. Вертикальные пластины осциллографа
присоединяются к малому сопротивлению, включенному
в цепь коллектора. Оно должно быть неиндуктивным, и
468
величина его должна быть много меньше любого друго-
го сопротивления, включенного последовательно с тран-
зистором. Горизонтальные пластины присоединены к
коллекторному и эмиттерному выводам транзистора.
Результирующая кривая дает ток в зависимости от при-
ложенного напряжения в схеме. Максимальная рассеи-
ваемая транзистором мощность во время переключения
может быть определена по максимальному произведе-
нию тока и напряжения, действующих в один и тот же
момент времени. Если требуется определить среднюю
мощность рассеяния, необходимое временное соотноше-
ние может быть получено при помощи специального ге-
нератора меток.
Во многих случаях нагрузкой мощных ключей явля-
ется индуктивность или согласующий трансформатор, и,
следовательно, встречаются проблемы, присущие пере-
ключению с индуктивной нагрузкой. Нагрузочная линия
ключа с индуктивной нагрузкой показана на рис. 31-3.
Напряжение, возникающее в индуктивности в момент
выключения, добавляется к напряжению источника пи-
тания в виде выброса напряжения. Это напряжение мо-
жет превысить пробивное напряжение используемого
транзистора С/пр.кэх.
Кроме того, необходимо экспериментально опреде-
лить напряжение вторичного пробоя транзистора, по-
скольку во время выключения одновременно имеют ме-
сто большие величины тока и напряжения. Данная ве-
личина, так же как и ДПр.кэх, определяет максимально
допустимую величину напряжения коллектор — эмиттер
на динамической линии нагрузки. Рассматривая только
напряжение, можно выбирать максимальное напряжение
коллектор — эмиттер вблизи значения Uпр.кэх. Но рас-
смотрение динамической линии нагрузки (т. е. измене-
ний тока и напряжения одновременно) часто показыва-
ет, что максимальное напряжение должно быть ниже,
чем С/пр.кэх, особенно в случае индуктивной нагрузки.
Ограничение максимального напряжения коллектор —
эмиттер предельной величиной ДПр.кэз, меньшей, чем
Unp-кэх, часто - обеспечивает некоторый коэффициент за-
паса для случая нагрузки, состоящей из сопротивления
и индуктивности небольшой величины. Однако даже это
не может быть достаточным запасом для схемы мощно-
го ключа с индуктивной линией нагрузки, подобной той,
которая показана на рис. 31-3. В любом случае желз-
469
тельно переключать рабочую точку транзистора через
область с высокой мощностью по возможности быстрее.
Наиболее общий метод защиты транзистора от энер-
гии, накопленной в индуктивности, для ключа с индук-
тивной нагрузкой показан на рис. 31-4. Диод ограничи-
вает напряжение на транзисторе во время выключения
на уровне напряжения
источника питания.
Кроме того, во многих
случаях улучшение
формы нагрузочной
Рис. 31-4. Ключ с индуктивной на-
грузкой, зашуитированиый диодом.
Рис. 31-6. Применение
емкости для подавления
выбросов.
Рис. 31-5. Ключ с индуктивной на-
грузкой, зашуитированиой диодом,
и емкостью.
Рис. 31-7. Применение
опорного диода для
подавления выбросов.
линии может быть достигнуто применением шунтирую-
щего диода и малой емкости, как показано на рис. 31-5.
Напряжение на емкости противоположно по знаку на-
пряжению, возникающему во время выключения, и таким
образом ток через транзистор уменьшается без резкого
возрастания напряжения на транзисторе. Для некоторых
схем диод не обязателен.
Двухтактные импульсные переключатели с индуктив-
ными нагрузками также имеют линии нагрузки подоб-
ного типа. Небольшая емкость, включенная между кол-
лекторами, как показано на рис. 31-6, обычно эффектив-
470
но подавляет выбросы напряжения коллектор — эмиттер.
Если выбросы напряжения очень велики или необхо-
димо получить очень высокую скорость переключения,
лучше вместо емкости включать двуханодный опорный
диод*, как показано на рис. 31-7.
В следующих главах дается применение мощных им-
пульсных переключателей.
ЛИТЕРАТУРА
Newell A. F., An Introduction to the Use of Transistors in
Inductive Circuits, Mullard Tech. Communs., vol. 4, № 35, p. 157—160.
November 1958.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ВТОРАЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ ИСТОЧНИКИ СВЕТА
В настоящее время для повышения надежности, бе-
зопасности, уменьшения габаритов и увеличения к. п. д.
сигнальные лампы и лампы, в которых импульсный ре-
жим работы осуществляется механическим прерыванием
цепи питания, заменяются импульсными источниками
света на транзисторах.
На рис. 32-1 приведена схема прерывателя на муль-
тивибраторе, управляющего двумя лампами. Расчет
мультивибратора был приведен в § 28-2.
Наиболее широко в настоящее время распростране-
ны импульсные источники света, в которых импульсный
режим работы осуществляется за счет прерывания це-
пи питания лампы. Импульсные источники света на
транзисторах могут работать от одной батареи в тече-
ние 60 дней, в то время как в обычных сигнальных лам-
пах приходится менять источники питания каждые не-
сколько дней.
Типовая схема импульсного источника света на тран-
зисторах показана на рис. 32-2. Чтобы пояснить ее ра-
боту, будем считать, что ключ Ку только что замкнут.
Базовый ток течет через в транзистор Ту. Коллектор-
* Данный прибор отечественной промышленностью серийно не
выпускается, поэтому следует использовать встречное включение
двух опорных диодов. (Прим перев.)
471
ный ток транзистора 1\ является током базы транзисто-
ра Т2. Результирующий коллекторный ток в Т2 делится
между лампой и цепочкой обратной связи RYCY. Ток об-
ратной связи добавляется к току базы Л, и в резуль-
тате регенеративного процесса происходит насыщение
Т2, что приводит к полному ‘свечению лампы. Ток об
ратной связи уменьшается экспоненциально с постоян-
ной времени цепочки RYCY. Лампа начинает выключать-
ся в тот момент, когда этот ток уменьшается до величи-
Рис. 32-1. Импульсный источ-
ник света на мультивибраторе.
Рис. 32-2. Импульсный источник
света с малым потреблением тока.
ны, которая не может поддерживать транзистор Т2 в
насыщении. Так как Т2 выходит из насыщения, измене-
ние напряжения по цепочке обратной связи R\C\ пода-
ется на базу 7]. Снова происходит регенеративный про-
цесс, приводящий к быстрому запиранию обоих тран-
зисторов. Конденсатор CY заряжен таким образом, что
напряжение на базе транзистора Т} отрицательно. Ког-
да напряжение на базе достигнет V'бэюткр, TY отпирает-
ся и начинается новый цикл.
Ток базы транзистора Т\ содержит два компонента:
постоянную составляющую /о и переменную составляю-
щую 1д, как показано на рис. 32-3:
*61 — ~h *д- (32-1)
/0 и (д определяются следующими выражениями:
1 1 г 10 - ' Г 'кбо, (32-2)
-в ft ч (32-3)
472
Работа данной лампы вспышки сильно зависит от
Й21Э транзисторов Т\ и T%. Чтобы обеспечить начало ра-
боты и предотвратить самопроизвольный переход в от-
пертое состояние, оба транзистора должны быть в актив-
ной области, когда цепь обратной связи RiC{ разомкнута,
и коэффициент обратной связи должен быть больше еди'-
ницы. При разомкнутой цепи обратной связи ток лампы
Рис. 32-4. Импульсный источник
света с малым потреблением тока.
7 — 7,-2141302 (работает в импульс-
ном режиме); 72— 2N1374; 2 ^2191^2132
должно быть в пределах 500—1000;
3— время включенного состояния 0,2 сек;
4 — время выключенного состояния
0,8 сек.
ма) GE1850. В этом случае
тока базы транзистора Т\
; (32-4)
Л21Э1 Л21Э2
°-8^—. (32-5)
Л21Э1 Л21Э2
Рис. 32-3. Ток базы транзис-
тора Ti.
что является удовлет-
ворительным для ти-
пичной 5-вольтовой им-
пульсной лампы (ток 90
постоянная составляющая
должна быть:
Общий коэффициент усиления цепи обратной связи в
данной схеме равен:
(32-6)
Л,1Э1+^+<
где 7?л— сопротивление лампы, измеренное при токе
0,2 /л;
/1,13!—входное сопротивление транзистора Ть из-
меренное при <61 =/о-
473
Импульсная лампа выключается в тот момент, когда
г‘б1 уменьшается до величины /ВЫкл, которая
поддерживать транзистор Т2 в насыщении:
/ = ____________
1выкл , .
2131^2192
не может
(32-7)
Так как
(32-8)
_ вкл
/ ~А_е 1
1 выкл п с 10 >
то время пребывания во включенном состоянии равно:
/вкл In - Ек . (32-9)
^Н'выкл — 1 о)
Полагая определяем время пребывания в вы-
ключенном состоянии
/выкл ~ о,7R2Cy. (32-10)
Это условие иллюстрируетсяр ис. 32-3. Когда / = /вкл, t’ei
снижается до /ВЫкл- Величина /Выкл меняется при изме-
нении й21Э1 и й21Э2. Ток ioi должен уменьшиться до /выкл
за период 2/?2Cj для обеспечения стабильной величины
/вкл- Лз выбирается с одной стороны достаточно малым,
чтобы транзистор Т2 входил в насыщение, тогда Ту на-
сыщен:
2^ (^к ^бэйотп б^КЭ1Нас)/121 э
(32-11)
Лл
с другой стороны /?з должно быть достаточно большим,
чтобы предотвратить чрезмерные коллекторные токи в
Ту и Т2.
На рис. 32-4 приведена типовая схема импульсного
источника света на транзисторах. Ту работает в инверс-
ном включении для уменьшения /г21Э и тока утечки. Ко-
эффициент усиления й21э транзистора 2N1302 в инверс-
ном включении лежит в пределах 5—20. Нормальный ко-
эффициент усиления Л21Э транзистора 2N1374 лежит в
пределах 50—150. Транзисторы Ту и Т2 должны выби-
раться из условия, чтобы произведение Л21Э1 А21Э2 удов-
летворяло равенствам (32-4) —(32-6). Транзисторы с
величиной произведения Л21Э1, Й21Э2, лежащей между 500
и 1 000, хорошо работают в этой схеме.
474
Ключ Л'1 может быть заменен фотоэлементом, чтобы
автоматически выключать лампу в дневное время; введе-
ние такого приспособления будет приблизительно удваи-
вать срок службы батареи.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ТРЕТЬЯ
БЛОКИНГ ГЕНЕРАТОРЫ
Блокинг-генератор представляет собой тип релакса-
ционного генератора, который может работать в двух
основных режимах: в режиме автоколебаний и в жду-
щем режиме. Блокинг-генератор часто применяется в
вычислительной технике в качестве генератора импуль-
сов.
33-1. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР С ОБЩИМ ЭМИТТЕРОМ
На рис. 33-1 приведена основная схема транзистор-
ного блокинг-генератора с общим эмиттером. При по-
даче в базу отрицательного пускового импульса ток кол-
лектора Ti начинает возрастать. При этом напряжение
на коллекторе растет от —Ек до Б'га11ас, и перепад на-
пряжений передается в обмотку цепи обратной связи
(вторичную обмотку трансформатора). Поскольку на-
пряжение обратной связи сдвинуто по фазе на 180° от-
носительно напряжения на первичной обмотке, в базу
поступит отрицательный импульс, который отпирает
транзистор. Когда ток в обмотке трансформатора умень-
шится до значения, при котором транзистор выходит из
насыщения, напряжение обратной связи начнет падать,
с,
вход
0-----
Рис. 33-1. Блокииг-геиератор по схеме с ОЭ в ждущем
режиме.
475
и транзистор запирается. Выброс обратного напряжения
на коллекторе, появляющийся при рассеянии магнитной
энергии, накопленной в первичной обмотке трансформа-
тора, может превышать максимальное допустимое на-
пряжение между коллектором и базой ^кбмакс> поэтому
для предотвращения пробоя транзистора параллельно
первичной обмотке подсоединяется диод.
Если не учитывать ток нагрузки и ток через рези-
стор временные зависимости токов коллектора и ба-
зы можно представить в виде следующих уравнений:
1’б ~ Г2 [ 1 - (1 + —) е~rt/Lm 1 (33-2)
Гб г L \ '"г /
где r=ri + r2~, ri — сумма активного сопротивления пер-
вичной обмотки трансформатора и сопротивления кол-
лектора в режиме насыщения гкнас;
Г2 : Гэ нас 7?э,
гДе г'энас—сопротивление эмиттера в режиме на-
сыщения;
Rs— внешнее сопротивление в цепи эмиттера;
г6—сопротивление базы;
п=К/,1/ау2— коэффициент трансформации;
Lm— индуктивность намагничивания.
Когда ток коллектора становится равным приблизи-
тельно /12]Э i6, транзистор выходит из насыщения и за-
пирается. Используя уравнения (33-1) и (33-2), можно
найти длительность импульса t„:
f 1 — г!пгГ(, -|- (/г21Э Га/Гб) (1 + г!пг2)
r 1 + АгхЭ^г/Гб
Если /г21э (гя+/?э)3>гб, то
In/1(33-4)
г \ пгг / '
(33-3)
Таким образом, из уравнения (33-4) легко определить
зависимость длительности импульса от параметров схе-
мы или, наоборот, вычислить величину индуктивности
намагничивания, необходимую для получения импульса
заданной длительности. Положим, например, что /и =
= 1 мксек\ г,=2 олц г2=2,7 ом; п—5/1.
476
В этом случае
—
ICT6^,!
5-2,7]
= 15,7 мкгн.
Максимальную величину тока коллектора можно оп-
ределить путем подстановки уравнения (33-3) в урав-
нение (33-1):
, = £к С1 + Г/ПГб ) *213 ( У'б)_ zoo гх
кмакс «Го [l-T/«2r6+h2i3(r2/r6)(l+rMr2)] }
Полагая, что /z2ig 1, имеем:
1‘к макс =-- (33-6)
ПГ2 + г
33-2. БЛОКИНГ-ГЕНЕРАТОР С ОБЩЕЙ БАЗОЙ
Работа схемы насыщенного блокинг-генератора с об-
шей базой подобна работе схемы насыщенного блокинг-
генератора с общим эмиттером, поэтому ниже рассмат-
ривается схема нена-
сыщенного блокинг-
генератора с общей ба-
зой. Этот тип блокинг-
генератора применяет-
ся, когда требуется бы-
страя реакция на вход-
ной импульс.
На рис. 33-2 пред-
ставлена схема нена-
сыщенного блокинг-
генератора с общей
базой. При подаче на
Рис. 33-2. Ненасыщенный блокинг-ге-
нератор по схеме с ОБ в ждущем ре-
жиме.
вход схемы отрица-
тельного пускового импульса ток коллектора- возрастает.
Импульс, подаваемый в эмиттер через цепь обратной свя-
зи, находится в фазе с импульсом напряжения на кол-
лекторе. Этот отрицательный импульс обратной связи,
поступая в эмиттер, способствует возрастанию тока кол-
лектора отпертого транзистора и стремится снизить на-
пряжение на транзисторе до напряжения насыщения
Низ нас- Однако напряжение коллектора не достигает зна-
чения Ананас, а фиксируется на уровне £Л>64энас, вслед-
477
ствие чего создается ненасыщенный режим работы бло-
кинг-генератора. При этом к индуктивности намагни-
чивания Lm приложено постоянное напряжение U2,
и изменение тока в индуктивности происходит линейно;
так же линейно будет уменьшаться ток через диод Д{.
Когда ток через диод прекратится, напряжение U2
на индуктивности Lm начнет уменьшаться благодаря воз-
Рис. 33-3. Блокинг-генератор по схеме с ОБ
растанию тока через индуктивность. Диод Д\ смещается
в обратном направлении, и напряжение на коллек-
торе начинает возрастать, вызывая запирание транзи-
стора.
Индуктивность намагничивания Lm разряжается че-
рез диод Д2. Конденсатор СД заряженный в течение
длительности импульса, обеспечит обратное смещение
перехода эмиттер — база. Транзистор не будет прово-
дить, пока на вход не поступит новый пусковой импульс.
Немедленно после отпирания транзистора напряже-
ние U2 подключается к первичной обмотке трансформа-
тора, и через индуктивность намагничивания протекает
очень маленький ток. Ток эмиттера равен:
—U.
Ток через первичную обмотку трансформатора равен:
478
Из уравнений (33-7) и (33-8) можно найти:
i — Г 1 — к«я । 1
Д1 «2 k + rc(l-a0) ‘ R
Когда ток через индуктивность намагничивания дохо-
дит до значения i;U, определяемого уравнением (33-9),
ток диода становится равным нулю, и транзистор начи-
(33-9)
Рис. 33-4. Временные диаграм-
мы напряжений блокинг-геиера-
тора при нагрузке, равной
] ООО ом.
Рис. 33-5. Временные диаграм-
мы напряжений блокинг-геиера-
тора при нагрузке, равной
100 ом.
нает запираться. Поскольку ток в индуктивности на-
магничивания возрастает во времени линейно, длитель-
ность импульса равна:
__Rfn *д! __
” Ut п2
аоп — 1
Гэ Ч (1 — <2П)
J1
R 1 ’
(33-10)
В следующем примере вычисляется величина Lm, необходимая
для получения импульса с fH=l мксек; о,=2,7 ом; го=50 ом; R—
= 100 ом; п=5/1; ао=О,98, тогда
Т-m —
10~s-25
5-0,98—1
= 24 мкгн.
2,7 4-50(1 —0,98) 100
479
Ila рис. 33-3 приведена еще одна схема блокииг-геиератора
с общей базой, в которой использован транзистор типа 2N338. Влия-
ние нагрузки показано на временных диаграммах напряжений
рис. 33-4 и 33 5 соответственно для 1 000 и 100 ом.
ЛИТЕРАТУРА
Linvil I J. С. and Gibbons F., Transistors and Active Ele-
ments, p. 492—498, McGraw-Hill Book Company, Inc., New York, 1961.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ЧЕТВЕРТАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
(КОНВЕРТОРЫ)
При эксплуатации электронной аппаратуры часто
требуются источники питания постоянного тока, имею-
щие величину тока или напряжения, отличную от суще-
ствующих источников питания постоянного тока. Схемы,
применяемые для преобразования уровней постоянного
напряжения или тока, называются преобразователями
постоянного напряжения.
Большинство простых схем преобразователей напря-
жения с высоким к. п. д. обычно содержит два мощных
транзистора и трансформатор, включенный в схему та-
ким образом, что между транзисторами создается поло-
жительная обратная связь, которая обеспечивает их
поочередное отпирание и запирание. Сердечник транс-
форматора, являющегося частью схемы преобразователя,
изготовляется из материала с петлей гистерезиса, близ-
кой по форме к прямоугольной. Переменное напряже-
ние на вторичной обмотке трансформатора имеет почти
правильную прямоугольную форму, а напряжение на
выходе выпрямителя содержит очень небольшие пуль-
сации.
34-1. ПРИНЦИП РАБОТЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НАПРЯЖЕНИЯ
На рис. 34-1, а приведена основная схема преобразо-
вателя напряжения. Выход схемы с помощью трансфор-
маторной связи соединен со входом. Трансформатор вы-
полнен на сердечнике из материала с прямоугольной
петлей гистерезиса, вид которой показан на рис. 34-1,6.
480
При рассмотрении работы схемы для начала поло-
жим. что в ней наблюдается генерация. Если транзи-
стор Т\ насыщен, то напряжение источника питания Ек
приложено к половинепервичной обмотки ауК2; скорость
изменения магнитного потока линейна:
— =------(34-1)
dt tcj-lO-8
где d<D dt— изменение магнитного потока во
времени, вебер!сек\
Ек—напряжение источника питания, в;
&Ук1=®к2=и,1—половина общего числа витков
первичной обмотки, т. е. число
витков от одного конца обмотки
до ее середины.
Рис. 34-1. Типовой преобразователь
напряжения.
а — схема преобразователя; б — кривая на-
магничивания сердечника трансформатора;
в — временные диаграммы.
31—878
481
вход
0-
Sxod
0-
б)
Рис. 34-2. Эквивалентные схемы
трансформатора.
Для простоты в уравнении (34-1) не учитываются
напряжение насыщения транзистора и падение напря-
жения на активном сопротивлении обмотки W[. Изме-
нение магнитного потока в сердечнике вызывает на дру-
гих обмотках трансформатора э. д. с. с полярностью,
определяемой включением обмоток (указана на схеме
точками) и величина-
ми, пропорциональны-
ми коэффициентам
трансформации. При
этом э. д. с. в базовых
полуобмотках создают
соответственно отри-
цательное напряжение
на базе Ti, вследствие
чего транзистор 7\ от-
перт, и положительное
напряжение на базеТ'г,
в результате чего Т2
заперт. На рис. 34-1, в
показаны формы на-
пряжения на коллекто-
ре (кривая 2) и напря-
жения на базе (кривая 4) транзистора Л- Кривая 3 по-
казывает линейный характер изменения магнитного по-
тока сердечника. Когда величина магнитного потока дос-
тигает насыщения, э.д.с. во всех обмотках уменьшается,
и напряжение на базе Ti доходит почти до нуля. Посколь-
ку в это время транзистор Ti запирается, то в обмотке
появляется э. д. с. противоположной полярности. Это
вызывает появление в базовых полуобмотках э. д. с. так-
же противоположной полярности, вследствие чего, когда
транзистор Ti запирается, Т2 отпирается. Затем про-
цесс повторяется. Следует отметить, что, когда транзи-
стор Ti насыщен (рис. 34-1, а), напряжение на коллек-
торной обмотке Wk2 транзистора Т2 имеет такую поляр-
ность, что складывается с напряжением источника
питания. Следовательно, между коллектором и эмиттером
каждого запертого транзистора приложено удвоенное на-
пряжение источника питания.
Форма тока в коллекторной обмотке транформатора
поясняется с помощью эквивалентной схемы трансфор-
матора, представленной на рис. 34-2 На рис. 34-2, б да-
на упрощенная эквивалентная схема, приведенная к
482
первичной обмотке трансформатора, где /?| — активное
сопротивление первичной обмотки, /?2— сумма актив-
ного сопротивления вторичной обмотки и сопротив-
ления нагрузки, приведенных к первичной обмотке. Ток
в первичной обмотке трансформатора нарастает внача-
ле почти мгновенно, как показано на рис. 34-1, в (кри-
вая /), поскольку зависит только от значения суммы ве-
личин R\ и R2. Затем ток будет увеличиваться с посто-
янной скоростью
di____U
dt ' L
(34-2)
Выброс в конце импульса тока обусловлен насыщением
сердечника трансформатора, так как величина индук-
тивности намагничивания при этом стремится к нулю.
Величина тока растет до значения, определяемого коэф-
фициентом усиления тока транзистора.
34-2. ТРЕБОВАНИЯ К ТРАНСФОРМАТОРУ
Основное уравнение, описывающее работу преобра-
зователя, получаем из уравнения (34-1).
U = ^BMAKCfWlkcSc 10-8, (34-3)
где U — амплитуда переменного напряжения пря-
моугольной формы на половине первичной
(коллекторной) обмотки трансформатора, в;
Вмакс— максимальная индукция в сердечнике, гс;
f— частота генерации преобразователя, гц;
—число витков одной из половин первичной
обмотки;
Sc — сечение стержня, см2;
kc — коэффициент заполнения сердечника.
Очевидно, что в основной схеме преобразователя,
г. е. в схеме автогенератора с трансформаторной связью,
трансформатор имеет две функции: он не только выпол-
няет обычную роль трансформатора энергии, но также
определяет частоту генерации преобразователя. Функ-
цией транзисторов является поочередное подключение к
источнику питания той пли другой половины первичной
обмотки трансформатора. Полученное на первичной об-
мотке переменное напряжение прямоугольной формы пе-
редается во вторичную обмотку.
31
483
Расчет трансформатора преобразователя напряжения
заключается в определении размера и типа изоляции,
диаметра провода и необходимой площади окна. Урав-
нение (34-3) является основным в определении взаимо-
связи между размером сердечника, частотой генерации
и напряжением источника питания.
34-3. ТРЕБОВАНИЯ К ТРАНЗИСТОРАМ
Для конкретной схемы преобразователя напряжения
транзисторы должны удовлетворять двум основным тре-
бованиям. Во-первых, они должны обладать требуемым
значением Л21Э, определяемым максимальной величиной
тока нагрузки, приведенной к первичной обмотке, и во-
вторых, транзисторы должны выдерживать максималь-
ное значение напряжения, прикладываемого между кол-
лектором и эмиттером. Как указывалось выше, это
напряжение по величине приблизительно равно удвоенно-
му значению напряжения источника питания (если нет
никаких выбросов напряжения) и прикладывается к за-
пертому транзистору, но лучше ограничить это макси-
мальное значение напряжения коллектор — эмиттер.
34-4. ЗАПУСК ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ
Наиболее распространенной цепью запуска преобра-
зователя при включении напряжения питания является
делитель напряжения на резисторах, как показано в схе-
ме на рис. 34-1. Через резистор запуска R3 к обоим тран-
зисторам прикладывается небольшое прямое смещение.
Необходимая величина R3 является главным образом
функцией нагрузки и параметра й21Э. Наихудшие усло-
вия для запуска преобразователя имеют место при силь-
ной перегрузке и низких температурах, когда величина
/г21Э минимальна. Для заряда конденсатора фильтра тре-
буется большая величина тока в течение периода запу-
ска преобразователя. Поскольку эта величина перегруз-
ки может затруднить запуск, величина емкости конден-
сатора фильтра должна быть по возможности меньше.
Величину сопротивления резистора запуска точнее
всего можно определить с помощью метода последова-
тельных приближений, но приблизительно его значение
вычисляется с помощью формулы
484
T J _
Х~ /?б+₽з ’
(34-4^)
где (71 — 0,3 в для германиевых транзисторов и U\ = 0,5 оз
для кремниевых.
С целью снижения потерь вместо резистора /?г. мож _
но применить диод, включаемый таким образом, чтобщг
ток базы протекал в прямом направлении. Величина со _
противления R3 при этом может быть увеличена, так ка^
диод представляет собой разомкнутую цепь, пока не на-
чнется генерация.
34-5. АНАЛИЗ СХЕМ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
Наиболее распространенными схемами преобразова-
телей напряжения являются двухтактная схема с о£5-
щим эмиттером, приведенная на рис. 34-1, и схема двух-
тактного преобразова-
теля с общим коллек-
тором и автотрансфор-
маторной связью, по-
казанная на рис. 34-3.
Схема преобразо-
вателя с общим кол-
лектором имеет по
сравнению со схемой с
общим эмиттером то
преимущество, что
корпуса транзисторов
в этом случае могут
непосредственно со-
единяться с общим теп-
лоотводом без изоля-
ционной шайбы. Недо-
статком данной схемы
Рис. 34-3. Двухтактная схема пре-
образователя с общим коллекто-
ром и с автотрансформаторной
связью.
является необходимость в дополнительных резисторах
цепей базы и запуска.
Схема преобразователя с двумя трансформаторами,
приведенная на рис. 34-4, имеет ряд преимуществ пер^д
схемой с одним трансформатором. Одно из этих преиму-
ществ очевидно при сравнении типичных временных дпд.
грамм токов коллектора для обеих схем в режимах Ко-
роткого замыкания и холостого хода на выходе, которые
представлены на рис. 34-5 и 34-6 соответственно: посколь-
485
ку выходной трансформатор двухтрансформаторной схе-
мы не работает с насыщением сердечника, величина тока
намагничивания в нем никогда не достигает больших
значений.
Рис. 34-4. Основная схема преобразователя
с двумя трансформаторами.
Рис. 34-5. Типичные временные диа-
граммы токов коллектора двухтранс-
форматорного преобразователя.
Рис. 34-6. Типичные временные диа-
граммы токов коллектора преобразо-
вателя с одним трансформатором.
В преобразователе с одним трансформатором, как
только сердечник входит в насыщение, ток коллектора
увеличивается, пока не достигнет величины/г21Э/б, выводя
тем самым отпертый транзистор из насыщения. При при-
ближенном расчете преобразователя обычно использует-
ся минимальное значение //21Э> т. е.
^21Эмии > (34-5)
486
i-де /'н — максимальная величина тока нагрузки, при-
веденная к первичной обмотке. Поскольку у многих тран-
зисторов разброс параметра /г21Э равен 3: 1, необходимо,
чтобы пиковое значение тока коллектора транзисторов с
высоким /г21Эбыло в 3 раза больше приведенной к первич-
ной обмотке максимальной величины тока нагрузки.
Преобразователь с двумя трансформаторами отлича-
ется от обычного тем, что в нем момент переключения оп-
ределяется насыщением маломощного трансформатора
Tpi с ленточным тороидальным сердечником, в то время
как второй, более мощный трансформатор Тр2, работаю-
щий без насыщения сердечника, обеспечивает обратную
связь и передачу энергии в нагрузку. Поскольку выход-
ной трансформатор работает без насыщения, то переклю-
чение уже не определяется достижением величины тока
намагничивания, при которой отпертый транзистор вы-
ходит из насыщения. Последний выходит из насыщения
благодаря уменьшению тока базы, которое имеет место
при насыщении сердечника трансформатора TpY. Когда
сердечник трансформатора Tpi входит в насыщение, воз-
росший ток намагничивания создает дополнительное па-
дение напряжения на резисторе обратной связи /?о с-
В результате этого падение напряжения на первичной
обмотке трансформатора Тр^ уменьшается, что вызывает
снижение напряжения на вторичной обмотке, т. е. напря-
жения на базе транзистора.
34-6. ПРАКТИЧЕСКИЕ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ НАПРЯЖЕНИЯ
На рис. 34-7 — 34-9 даны типичные практические схемы, а в
табл. 34-1 спецификация для восьми преобразователей напряжения
со следующими основными данными:
Рис. 34 7. Схема преобразователя типа А.
487
Номинальная величина выходной мощности, вт Напряжение на входе, в Напряжение иа выходе, в Тип транзистора
15 12 300 2N1038
30 12 300 2N1042
55 12 100 2N456
100 12 300 2N511
150 12 500 2N512
200 12 300 2N514
250 12 500 2N514
500 28 300 2N514A
Л::
Рис. 34-8. Схема преобразователя типа В.
Рис. 34-9 Схема преобразователя типа С на 500 вт
488
Спецификация для схемы на рис. 34-7, 34-9
489
Рабочие характеристики схем. На рис. 34-10 — 34-17 приведе-
ны графики зависимостей напряжения на выходе 7/Вых, выходной
мощности Рвых, частоты переключения f и к. п. д. т] от тока нагруз-
ки для восьми различных преобразователей. Как можно видеть из
графиков, изменение выходного напряжения составляет меньше 7%
при изменении тока нагрузки от половины до полного значения но-
минальной величины. Величина выходной мощности находится в пря-
мой зависимости от тока нагрузки, как следовало ожидать. Значе-
ние частоты переключения для преобразователей с выходной мощ-
ностью в 15, 30 и 55 вт несколько уменьшается с ростом тока на
грузки Частота переключения двухтрансформаторного преобразо-
вателя при изменении тока нагрузки остается почти постоянной.
490
Коэффициент полезного действия всех данных преобразовате-
лей выше 80% при номинальном значении тока нагрузки. Пульсация
напряжения на выходе всех схем преобразователей меньше 4% при
номинальном токе нагрузки.
Все рассматриваемые схемы преобразователей рассчитаны с за-
пасом. В частности, схема преобразователя, рассчитанная на 500 вт,
обеспечивала при кратковременной работе выходную мощность при
700 вт.
Расчет схемы преобразователя. Ниже приводится последова-
тельный расчет двухтрансформаторного преобразователя на 200 вт\
данный метод может быть применим для расчета других аналогич-
ных схем.
Данные для расчета: мощность на выходе РВЫх=200 вт; на-
пряжение источника питания ^ = 12 в; напряжение на выходе
491
^Вых = 300 в; сердечник трансформатора Tpt -- тороидальный; ча-
стота переключения /=400 гц; преобразователь собран по схеме
с общим эмиттером.
Полагаем к. п. д. преобразователя равным
П = 80%.
Рис. 34-15. Характеристики преобразователя на 200 вт.
Необходимая при этом мощность на входе преобразователя, РВ1,
будет равна:
п Р вых 200
^вх= -------= —- = 250 вт. (34-6)
т] 0,8
Ток коллектора каждого транзистора равен:
Рвх 250
/к=^ = Ъ' = 20’8£г’ (34'7)
492
где Ett — напряжение источника питания. Исходя из предельного
значения тока коллектора и предельного напряжения коллектор —
эмиттер выбирается транзистор типа 2N513. К каждому транзисто-
ру в период запертого состояния прикладывается напряжение, прн-
близнтельио равное удвоенному значению напряжения питания. Ток
базы каждого транзистора равен:
1К 20,8
1б = --------- =----— = 1,04а.
^21 Эмин 20
(34-8)
Из справочного листа на транзистор 2N513 видно, что максимальное
значение напряжения база — эмиттер, соответствующее данному то-
ку базы, равно 2 в. Величина управляющего напряжения на базе
должна быть в 2 раза больше максимального значения напряжения
база — эмиттер, чтобы снизить влияние разброса параметра Uaa
493
транзисторов данного типа Необходимая управляющая мощность
для базовой цепи равна:
Р2 = П2/6 — 4 1,04 = 4,16 ег, (34-9)
где U2 — управляющее напряжение на базе. К. п. д. трансформато-
ра цепи возбуждения принимаем равным 90%. Следовательно, мощ-
ность в первичной обмотке этого трансформатора будет равна:
Р2 4,16
₽! = —L = —;------= 4,6 er. (34-10)
0,9 0,9 '
w2 1
Коэффициент трансформации выбирается равным п= ----------- = ~~ ,
w2 4
тогда напряжение на первичной обмотке будет равно 16 в.
Ток в первичной обмотке трансформатора возбуждения равен:
Pi 4,6
Л =~ = ~ =288 ма. (34-11)
С/, 16
Затем выбираем диаметры проводов для первичной н вторичной
обмоток исходя из плотности тока в обмотках, равной 2 а!ммг;
di=0,4I мм (Swl=0,132 мм2) — первичная обмотка (ко);
<42=0,8 мм (Sw2=0,502 мм2)—вторичная обмотка (w2).
Размеры тороидального сердечника трансформатора возбужде-
ния выбираются следующим образом. Определяется необходимая
величина произведения площади сечения сердечника Sc на площадь
окна S0K исходя из известных и вычисленных данных. Затем с по-
мощью каталога справочных данных сердечников по произведению
Sc Sok выбираются размеры сердечника.
При этом методе расчета сердечника необходимым моментом яв-
ляется оценка отношения площади, занимаемой обмотки, к площади
окна сердечника. Это отношение называется коэффициентом запол-
нения окна медью kK и для данного расчета выражается в следу-
ющем виде:
1
„ г. । с K'i Wi SK,i
SW1 Ц- 2k/2 SwS 2
kM =-------------------=-------------------- , (34-12)
°OK O0K
где kK — отношение полной площади, занимаемой обмотками, к пло-
щади окна сердечника;
Sw— сечение провода обмотки без изоляции, мм2;
Sqk— площадь окна сердечника, или площадь, ограниченная
внутренним диаметром тороида, мм2.
Коэффициент kM для данных проводов принимается равным 0,2
с тем, чтобы обеспечить свободную намотку вокруг сердечника. Вы-
деляя неизвестные величины в уравнении (34-12), получаем:
Поскольку в основном уравнении трансформатора (34-3) нет
вестными величинами являются число витков первичной обмотки
494
u)i и площадь сечения сердечника 5С, то уравнения (34-3) и (34-13)
можно одновременно решить относительно произведения Sc Х,)к:
О' (•$№!.+ g 3-11’2
Sc 5ок = :
4ВЫакс f 10
16-0,4-lQ-2
0,2-4-14 000-400-10~8’
(34 14)
Sc S0K =1.4 см*.
В соответствии с требуемой величиной Sc S0K выбирается сердеч-
ник с площадью сечения 0,514 см2. Число витков первичной обмотки
w, вычисляется из уравнения (34-3) и равно 140, тогда число витков
половины вторичной обмотки и)2 равно 35. Затем определяются
диаметры проводов обмоток. Величина коэффициента kM выбирает-
ся немного меньше 0,2.
Рис. 34-18. Схема
мощного трансформа-
тора.
Рис. 34-19. Сердечник мощного
трансформатора.
Полный расчет данной схемы преобразователя вклю-
чает в себя определение величин Rb, Roc и расчет
мощного трансформатора. Величина сопротивления рези-
стора в цепи базы/?б выбирается такой, чтобы создать на
нем падение напряжения, приблизительно равное поло-
вине напряжения возбуждения. Величина сопротивления
резистора R3 в цепи запуска должна быть возможно
большей, чтобы обеспечить минимальные потери и в то
же время гарантировать надежный запуск схемы. Вели-
чина сопротивления резистора обратной связи Ro c выби-
рается такой, чтобы создать падение напряжения 16 в на
первичной обмотке трансформатора возбуждения при но-
минальной нагрузке.
Потери в сердечнике мощного трансформатора на
200 вт при номинальной нагрузке равны 10 вт. Потери в
первичной н вторичной обмотках приблизительно равны
по 2 вт на каждую обмотку. Полное входное сопротивле-
495
ние трансформатора приблизительно в 40 раз больше со-
противления нагрузки. На рис. 34-18 и 34-19, а также в
табл. 34-1 приводятся данные мощного трансформатора.
ЛИТЕРАТУРА
1. Jensen J. L., An Improved Square-wave Oscillator Circuit,
IRE Trans., vol. CT-4, № 3, p. 276—279, September 1957.
2. Nowicki J. R., New High Power DC Converter Circuits,
Mullard Tech. Pub., vol. 5, № 43, p. 104—114, April 1961.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ПЯТАЯ
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ПОСТОЯННОГО НАПРЯЖЕНИЯ
В ПЕРЕМЕННОЕ (ИНВЕРТОРЫ)
Преобразователь постоянного напряжения в перемен-
ное создает при питании от напряжения постоянного тока
выходное напряжение переменного тока. В простейших
схемах транзисторных преобразователей выходное на-
пряжение имеет прямоугольную форму. Многие виды ап-
паратуры удовлетворительно работают при питании пе-
ременным напряжением прямоугольной формы, но в не-
которых случаях в цепи вторичной обмотки выходного
трансформатора преобразователя необходимо ставить
фильтр для подавления нежелательных гармоник. Дей-
ствующее значение основной гармоники прямоугольных
колебаний равно величине амплитуды прямоугольного
импульса, деленной на 1,11. Таким образом, чтобы по-
лучить на выходе преобразователя синусоидальное на-
пряжение с действующим значением 115 в, на вторичной
обмотке трансформатора необходимо иметь прямоуголь-
ное напряжение с амплитудой, равной 128 в плюс падение
напряжения на фильтре. В преобразователях постоянно-
го напряжения величина частоты генерации и ее измене-
ние в зависимости от тока нагрузки и входного напряже-
ния обычно не имеют значения. В преобразователе же по-
стоянного напряжения в переменное эти вопросы могут
иметь большую важность. Частота колебаний выходного
напряжения обычных схем преобразователей напряже-
ния устанавливается автогенератором, трансформатор
которого работает с насыщением сердечника. Зависи-
мость частоты от напряжения на первичной обмотке
496
трансформатора определяется основным уравнением для
преобразователей (как конверторов, так и инверторов):
t/ = 4BMtiKcfWikcSc • IO-8, (35-1)
где U — амплитудное значение переменного напряже-
ния на половине первичной обмотки со сред-
ним выводом, в;
Вмакс— максимальная индукция в сердечнике, гс;
f — частота генерации, гц;
wr — число витков одной из половин первичной
обмотки;
Sc — площадь сечения сердечника, см2;
kc — коэффициент заполнения сердечника.
Как видно из уравнения (35-1), частота генерации за-
висит от величины напряжения на обмотке, поскольку все
остальные величины постоянны для данного сердечника.
Следовательно, частоту можно стабилизировать с помо-
щью стабилизации входного питающего напряжения. Из
эквивалентной схемы трансформатора, приведенной на
рис. 34-2,6 (гл. 34), видно, что частота может регулиро-
ваться путем изменения величины индуцированной э. д. с.,
которая определяется из уравнения
6 ВХ /?2
R1 + ’
(35-2)
где — индуцированная э. д. с.;
t/BX— напряжение, приложенное к трансформатору.
В идеальном случае величина сопротивления Ri дол-
жна быть равна нулю или очень мала в сравнении с ве-
личиной R2. Одним из способов уменьшения разницы
между приложенным напряжением и индуцированной
э. д. с. является применение для первичной обмотки про-
вода большого диаметра: тогда значение Ei в уравнении
(35-2) достигает величины UBX. Но этот способ не позво-
ляет скомпенсировать уход частоты, вызываемый измене-
нием напряжения насыщения транзистора от изменения
тока нагрузки. Если входное напряжение стабилизирова-
но, то стабилизация частоты может быть осуществлена с
точностью около ±2% благодаря применению в первич-
ной обмотке трансформатора провода с очень большим
диаметром.
32—878
497
35-1. СТАБИЛИЗАЦИЯ ЧАСТОТЫ
Если требуется более высокая стабилизация частоты,
то необходимо измерить изменение э. д. с., индуцирован-
ной в первичной обмотке трансформатора, с тем, чтобы
осуществить компенсацию этих изменений с помощью
Рис. 35-1 Блок-схема мощного
преобразователя постоянного на-
пряжения в переменное с часто-
той 60 гц.
коррекции напряже-
ния питания генерато-
ра. На рис. 35-1 приве-
дена блок-схема мощ-
ного частотно стаби-
лизированного преоб-
разователя постоянно-
го напряжения в пере-
менное. Рабочая час-
тота генератора с
трансформатором свя-
зи на сердечпике с на-
сыщением зависит от
величины напряжения
на первичной обмотке
трансформатора. Это
наведенное напряже-
ние детектируется и
воздействует на величину выходного напряжения стаби-
лизатора напряжения с целью поддержания постоянного
значения напряжения на первичной обмотке трансфор-
матора и, следовательно, с целью стабилизации часто-
ты. Генератор преобразователя через трансформатор
связан с усилителем мощности, выход которого соединен
с нагрузкой. Стабилизированное напряжение питания
необходимо только для генератора, к усилителю мощно-
сти источник питания подключается непосредственно.
Генератор с трансформатором на сердечнике с пря-
моугольной петлей гистерезиса. Генератор в блок-схеме
на рис. 35-1 является преобразователем с трансформато-
ром на сердечнике с прямоугольной петлей гистерезиса.
Его схема аналогична основной схеме преобразователя
постоянного напряжения (без выпрямителя), приведен-
ной на рис. 34-1, а.
Схема детектора напряжения на первичной обмотке.
Детектор соединяется (как показано на рис. 35-2) с ка-
ждой половиной первичной обмотки трансформатора в
течение периода запертого состояния соответствующего
498
транзистора, Величина напряжения на выходе детектора
почти одинакова с истинным значением индуцированной
э. д с. вследствие высокого сопротивления входной цепи
стабилизатора.
Стабилизатор напряжения. Схема стабилизатора на-
пряжения приведена на рис. 35-3. Продетектированное
Рис. 35-2. Схема детектора напряжения в первич-
ной обмотке трансформатора автогенератора.
Рис. 35-3 Схема стабилизатора напряжения в преобразователе.
напряжение отрицательно по отношению к отрицательно-
му выводу источника питания и подается на базу тран-
зистора Тз. Если напряжение на первичной обмотке
уменьшается, то потенциал на базе Т3 возрастает по от-
ношению к опорному напряжению в цепи эмиттера. По-
этому последовательный стабилизатор на транзисторе Т6
увеличивает напряжение питания, подаваемое на генера-
тор. Следовательно, напряжение на первичной обмотке
трансформатора возрастает приблизительно до первона-
чального значения.
32’
499
Диоды Д2 и Д3 обеспечивают температурную компен-
сацию для опорного диода Д1 и транзистора Т3. Конден-
сатор Ci ограничивает частотную характеристику усили-
тельного элемента стабилизатора в области высоких час-
тот. Резистор Ri обеспечивает достаточное напряжение
на выходе стабилизатора, чтобы вызвать колебания в ге-
нераторе в начальный момент подачи мощности питания.
35-2. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ
Напряжение на вход усилителя мощности (рис. 35-4)
подается с выхода генератора; источник питания присо-
единяется к усилителю непосредственно. Если требуется
стабилизированное напряжение питания, то между уси-
Рпс. 35-4. Схема усилителя мощности.
лителем и источником питания можно включить транзис-
торный стабилизатор.
Обмотки мощного трансформатора имеют достаточ-
ное число витков, чтобы обеспечить на выходе усилителя
напряжение прямоугольной формы заданной частоты.
Максимальный ток через транзистор равен максимально-
му току нагрузки, приведенному к цепи первичной обмот-
ки. Ток намагничивания будет достаточно малым, по-
скольку сердечник мощного трансформатора никогда не
насыщается.
35-3. МЕТОДИКА РАСЧЕТА ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ НА 200 вт, 60 гц
Методика расчета схемы преобразователя, аналогич-
ной описанной ранее, демонстрируется на следующем
примере. Положим, что на выходе преобразователя выде-
ляется сигнал прямоугольной формы с частотой 60 гц,
мощностью 200 вт и напряжением, равным 115 в. Нагруз-
500
ка предполагается чисто активная, без каких-либо реак-
тивных составляющих (например, большинство типов
магнитофонов, телевизионных установок и т. д.). Вход-
ное напряжение подается от автомобильного аккумулято-
ра и равно 12,6 е. Полная принципиальная схема такого
преобразователя приведена на рис. 35-5.
юо
Рис. 35-5. Схема преобразователя па 200 вт и 60 гц.
Данные трансформатора с насыщением Тр\.
Сердечник; тороидальный, ленточный. Обмотки: W| —160 витков, «1—0,41 мм;
w2=20 витков, d2=l,2 мм; w3=40 витков, d3=0,8 мм.
Примечания: 1. Данные мощного трансформатора приведены на
рис. 35-6. _ _
2 Все резисторы имеют номинальную мощность рассеяния 0,5 вт, за исклю-
чением отмеченных иа схеме.
Усилитель мощности. Как указывалось ранее, мощ-
ный выходной трансформатор должен иметь сердечник с
достаточной площадью сечения, чтобы предотвратить его
насыщение, и большое значение токов через транзисторы.
Трансформатор такого типа обычно имеет к. п. д. порядка
501
Н-до-Н
Рис, 35-6. Данные мощного выходного трансформатора на 200 вт.
Элементы трансформатора Обмотки
Первичная | Вторичная
Гнльза каркаса Диаметр провода Число витков Отводы Число витков на один слой Длина намотки на длину ка- тушки Прокладка Оберточный материал Крепление оттяжкн провода танкер) Оправка Выводы Длина выводов Длина анкера Верхняя обертка Пластины сердечника Набор пластин Крепление пластин Пропиточный материал 39 мм X 39 мм 1.8! мм 36, бифилярная Бифилярный 12 43.6 mm/5Q,3 мм Парафинированная бумага 0.007 мм через каждый слой Парафинированная бумага 0,01 мм. один слой 9,3 мм, толщиной 0.4 мм Тем же проводом 15 см 9.3 мм Лакоткань 0,005 мм, 0,014 мм 25 мм X 25 мм X 40 м/ С помощью болтов Пропиточный лак Поверх первичной 0.8 мм 468±4 52 46,8 мм/SQ,3 мм Парафинированная бумага 0,005 мм через каждый слой Парафинированная бумага 0,005 мм. один слой 6,2 мм, толщиной 0,4 мм Пластина толщиной 0.4 мм Тем же проводом 15 см 6,2 мм ЭДИН слой 1
Сопротивление изоляции: Минимальное сопротивление между обмотками
и между каждой обмоткой и сердечником при постоянном напряжении 500 в
равно 10 Гсм.
Сопротивление постоянному току:
Выводы Максимальное сопротивление, ом
Р„ Г2 0.12
•Sj, Sj 4,0
502
90%. Конструкция применяемого трансформатора пока-
зана на рис. 35-6. Если к. п.д. трансформатора равен
90%, то на входе трансформатора требуется мощность,
равная 220 вт.
С учетом напряжения насыщения мощных транзисто-
ров и падения напряжения на активном сопротивлении
первичной обмотки трансформатора амплитуда напряже-
ния прямоугольной формы, подаваемого на первичную
обмотку, приблизительно равна 11,5 в. При этом коэффи-
циент трансформации будет равен:
Максимальное значение тока через первичную обмотку
7Х= = 19,1 а. (35-4)
Uj, 11,5 ’ v ’
При включенной нагрузке трансформатора напряжение
на транзисторе в течение периода запертого состояния
равно удвоенному значению напряжения питания. Эти
два требования вызывают необходимость применения
транзистора с предельным током коллектора, равным
20 а, и с предельным значением напряжения между кол-
лектором и эмиттером Пкэмакс свыше 30 в. Таким требо-
ваниям удовлетворяют транзисторы типов 2N513A и
2N514A, но в данной схеме используются транзисторы
типа 2N514A, поскольку они обладают большей величи-
ной Л.21ЭМИН- Для тРанзистоРа данного типа требуется
ток базы 1 а, так как гарантированная величина мини-
мального коэффициента усиления по току при токе кол-
лектора 25 а равна 20. Типичные значения напряжения
С'бэ равны 0,5—1 в, следовательно, напряжение, индуци-
рованное в обмотке а»з, должно быть равно 2 в, чтобы ис-
ключить влияние возможных изменений 77бэ- Резистор
7?б1 должен быть безындуктивным с сопротивлением 1 ом
и мощностью рассеивания 5 вт, чтобы обеспечить доста-
точно большой ток в базу для получения малого напря-
жения насыщения. К. п. д. всей схемы преобразователя
почти полностью определяется потерями мощности, обус-
ловленными насыщением транзисторов, временем пере-
ключения и потерями в выходном трансформаторе.
Автогенератор с трансформатором связи на сердечнике с на-
сыщением. Прн расчете автогенератора самым важным элементом
ярляется трансформатор на сердечнике с насыщением Сердечник
503
трансформатора должен иметь: прямоугольную форму характеристи-
ки намагничивания B=f(H) для обеспечения стабильности частоты
прн изменениях нагрузки; максимальную индукцию Вмакс такой ве-
личины, чтобы число витков и площадь поперечного сечения сер-
дечника не были бы слишком большими; низкие потери в сердечнике
на рабочей частоте [эти потери зависят от типа магнитного матери-
ала и толщины пластинки, которые в свою очередь определяются
величиной площади, ограниченной кривой намагничивания B=f(H)].
Для работы на частоте 60 гц выбираем тороидальный сердечник из
ленточного материала, представляющего собой сплав 50% железа
и 50% никеля (максимальная индукция BMS,:c~I4 500 гс, толщина
ленты равна 0,1 мм). Геометрическую площадь сечения ленточного
сердечника необходимо умножить на коэффициент заполнения сер-
дечника для получения эффективного значения площади. Размер
сердечника зависит от площади его поперечного сечения, а площадь
сечения должна соответствовать используемым обмоткам. Размеры
сердечника трансформатора, приведенные в настоящей главе, не яв-
ляются оптимальными. Этот выбор обусловлен наличием пригодно-
го сердечника. Данные сердечника следующие: BMiSKC = 14 500 гс;
площадь поперечного сечения сердечника Sc = l,61 см2; f=60 гц;
коэффициент заполнения сердечника fec=0,9; диаметр окна (внут-
ренний диаметр сердечника) </=29 лои. Предполагается, что вели-
чина напряжения, подводимого к первичной обмотке, равна 8 в.
Тогда при напряжении источника питания в 12 в падение напряже-
ния на стабилизаторе будет равно 4 в, т. е. обеспечивается надеж-
ная стабилизация напряжения.
Число витков первичной полуобмотки трансформатора автоге-
нератора а»1 можно определить из уравнения (1):
8
W1 = 4ТГ4-5Ъ0.бЬ.1,61-0,9-10-8 = 159 ВИТК°В- (35'5)
Напряжение на базовой обмотке трансформатора ш2 должно быть
около 1 в. Следовательно,
/У2 1
<е>2 = —— — 160 — =20 витков;
сд 8
U3 2
к’з = —— = 160 — = 40 витков.
L/J о
(35-6)
(35-7)
Максимальная величина тока в цепи базы усилителя мощности не
должна превышать 2 а, если выходное напряжение стабилизатора
не превосходит 10 в. Следовательно, максимальный ток первичной
обмотки трансформатора Tpt будет равен:
к>з 40
/, = — 73= —— Х2 = 0,5 а.
160
(35-8)
В данном применении транзистор должен проводить ток коллектора,
равный 0,5 а, и обладать предельным напряжением коллектор —
эмиттер UK0 макс свыше 20 в. Этим требованиям вполне удовлетво-
ряет транзистор типа 2N1038. Поскольку минимальное значение
коэффициента усиления по току данного типа транзистора равно
20 при температуре +25° С, то достаточной величиной тока базы
504
Судет 25 ма. Прн работе на низких температурах эта величина дол-
жна быть увеличена с учетом уменьшения коэффициента усиления.
Сечение проводов обмоток трансформатора Тр\ вычисляется ис-
ходя из плотности тока, равной 2 а!мм2. Поскольку рабочий цикл
каждой обмотки равен 50%, минимальные сечения проводов следу-
ющие:
2
= 0,5 — =0,126 лл* (35-9)
2
Sw2 = 0,025 — = 0,0063 мм2; (35-10)
2
STO3 = 2 — = 0,506 мм2. (35-11)
Из справочных данных обмоточных проводов выбираются провода
с диаметрами и сечениями соответственно 0,41 мм (0,132 лии2),
0,12 мм (0,0113 мм2) и 0,8 мм (0,502 мм2). Провод 0,12 мм толще,
чем необходимо, но выбирается для удобства намотки. Общая пло-
щадь, занимаемая всеми обмотками, равна:
Sw = 2щ1£о,41 4- 2<02*So,i2 -J- 2щз*§о,в = 1 см2. (35-12)
Площадь окна сердечника равна:
nd2
SOK =-----= 6,7 см2. (35-13)
4
Таким образом,
=0,152. (35-14)
Sok
Последнее равенство показывает, что размеры сердечника взяты
слишком большими. Их можно снизить настолько, чтобы отношение
Sw/Sok было около 0,4. Обмотки трансформатора следует делать
бифилярными, чтобы увеличить взаимосвязь и тем самым умень-
шить выбросы напряжения, вызываемые прерыванием тока в индук-
тивностях рассеяния.
На рис. 35-7 приведена эквивалентная схема цепи смещения ба-
зы относительно эмиттера для транзисторов автогенератора. До
пуска автогенератора э. д. с., индуцированная в базовой обмотке
Ц'з, равна нулю, следовательно, напряжение 1 в, показанное на схе-
ме рис. 35-7, в этот момент еще отсутствует. Прн этом напряжение
на резисторе Ди равно:
8-40
и««’=^з'=0-3“- <35,5>
Такой величины напряжения смещения достаточно, чтобы отпереть
оба транзистора. Вследствие наличия сильной положительной об-
ратной связи, обеспечиваемой базовой обмоткой, любое изменение
величины тока коллектора усиливается, пока один из транзисторов
не войдет в насыщение. Это состояние существует до тех пора, пока
сердечник трансформатора не войдет в насыщение, что вызовет
спад тока базы. В результате насыщенный ранее транзистор запрет-
ся, и описанный процесс повторится для второго транзистора. Чтобы
вычислить ток смещения базы во время работы автогенератора, в
505
схеме на рис. 35-7 показано одно условие для определения напря-
жений на базах, а именно, когда транзистор 71 насыщен, а транзи-
стор Т2 заперт. Если напряжение Дбэ=0,4 в для транзистора Ти
то /1 = 8,6 ма п 12=—15 ма для обеспечения тока в базу 7oi —
=23,6 ма. Транзистор Т2, как показано на рисунке, имеет на базе
напряжение обратного смещения, равное 1,6 в, и, следовательно,
заперт.
Стабилизатор напряжения. Постоянный ток, потребляемый ав-
тогенератором, равен 0,5—0,7 а; следовательно, в качестве регули-
рующего элемента Ts может быть использован транзистор типа
Рис. 35-7. Эквивалентная схема смещения транзисторов
автогенератора.
2N1038, как показано на рис. 35-3. Поскольку минимальное значе-
ние коэффициента усиления тока транзистора 2N1038 равно 20, то
необходимый ток базы равен 35 ма, который может быть обеспечен
транзистором 2N1372. Минимальный коэффициент усиления тока
транзистора типа 2N1372 равен 30, следовательно, максимальный
ток базы будет 1,2 ма. В качестве Тз выбирается кремниевый тран-
зистор типа 2N120, чтобы уменьшить нестабильность выходного на-
пряжения стабилизатора с температурой. Минимальный коэффи-
циент усиления по току транзистора 2N120 равен 76, следовательно,
в базу этого транзистора требуется подавать ток 16 мка.
Напряжение на выходе детектора, схема которого была приве-
дена на рис. 35-2, приблизительно равно 7,5 в с учетом падения на-
пряжения в 0,5 в на диодах. Диод Д\ является опорным диодом
типа 1N7514A, номинальное напряжение стабилизации которого рав-
но 5,1 в. Резистор Из обеспечивает ток через диод, равный прибли-
зительно 4 ма. Температурная компенсация в стабилизаторе дости-
гается включением двух кремниевых диодов Д2 и Дз типа 1N2069
последовательно с диодом Д\. Поскольку между базами и эмиттера-
ми обоих транзисторов типа 2N514A (рис. 35-5) поставлены сглажи-
вающие конденсаторы емкостью по 4 мкф каждый, необходимость
в конденсаторе G отпадает.
Результаты испытания преобразователя на 200 вт
и 60 гц. На рис. 35-8 приведены экспериментальные
кривые зависимости частоты преобразователя от мощно-
506
сти в нагрузке при различных постоянных значениях
входного напряжения. Максимальное отклонение частоты
при изменении мощности в нагрузке от 0 до 200 вт и на-
пряжения на входе от 11,5 до 13,5 в меньше 0,5%. Подъем
данных кривых при увеличении выходной мощности обус-
ловлен увеличением напряжения база—эмиттер транзис-
Рис. 35-8. Зависимость частоты генерации
от мощности в нагрузке для различных
постоянных значений напряжения источни-
ка питания.
Рис. 35-9. Зависимость частоты генера-
ций от температуры для случаев холо-
стого хода и короткого замыкания на
выходе.
торов 2N514A. При этом уменьшаются базовые токи
транзисторов, что в свою очередь приводит к уменьше-
нию нагрузки автогенератора. В типовых установках
преобразователей входное напряжение уменьшается с
ростом мощности в нагрузке, поэтому частота зависит от
выходной мощности слабее, чем показано на рис. 35-8.
Зависимость частоты преобразователя от температу-
ры показана на рис. 35-9 для случаев холостого хода и
507
короткого замыкания на выходе. Для различных образ-
цов транзисторов отклонение частоты в процентах было
таким же, как на графике рис. 35 9, однако форма кри-
вых в каждом случае была различной.
На рис. 35-10 дан график зависимости к. и. д. преоб-
разователя от выходной мощности, который показывает,
что при мощности в 200 вт к. п.д. равен 86%. Трансфор-
матор такой мощности имеет к. п. д. 90%, следовательно,
Рис. 35-10. Зависимость к. п. д. преобра-
зователя от выходной мощности.
мощный выходной трансформатор является основным
фактором, определяющим к. п. д. преобразователя. Мощ-
ность на входе при холостом ходе на выходе равнялась
8,5 вт.
За двенадцатичасовой период рботы преобразовате-
ля, в течение которого напряжение источника питания из-
менялось незначительно, максимальное отклонение час-
тоты было меньше 0,1 %-
35-4. ДОПОЛНИТЕЛЬНЫЕ СХЕМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ
На рис. 35-11 приведена принципиальная схема преоб-
разователя на 100 вт и 60 гц. Эта схема не испытывалась
так основательно, как преобразователь на 200 вт. Для
нее можно ожидать несколько большее изменение часто-
ты с температурой, поскольку во входном каскаде стаби-
лизатора напряжения, на который подается напряжение
с детектора, используется германиевый транзистор типа
2N1302.
На рис. 35-12 приведена принципиальная схема пре-
образователя небольшой мощности на 60 гц, рассчитан-
508
ного для питания реле времени. В данную схему преобра-
зователя не включен детектор, но зато диаметр первичной
обмотки трансформатора автогенератора сделан до-
статочно большим, чтобы снизить влияние ее сопротивле-
ния. Реле времени представляет собой почти постоянную
Рис. 35-11. Схема преобразователя на 100 вт и 60 гц.
Данные трансформатора с насыщением сердечника
Сердечник — тороидальный, ленточный. Обмотки: г^1=600 витков, di=0,25MM;
w2=75 витков, d2=0,U мм; w3= 115 витков, d3=0,4I мм.
Примечание. Все резисторы имеют номинальную мощность рассеяния
0,5 вт, за исключением отмеченных на схеме.
нагрузку, за исключением тех моментов, когда изменяет-
ся напряжение источника питания. При изменении напря-
жения питания от 11,5 до 14,5 в максимальное отклоне-
ние частоты равно ±1%.
Наиболее широко используются схемы преобразова-
телей с двумя трансформаторами в автогенераторе.
Принципиальные схемы двух таких мощных преобразо-
вателей приведены на рис. 35 13 и 35-14. Преобразова-
509
-04-
Рис. 35-12. Схема преобразователя на 20 вт и 60 гц.
Данные трансформатора.
Сердечник — тороидальный, ленточный. Обмотки: &>! =
=»1 100 витков, di=0,13 мм; ау2=»130 витков, d2=0,I3 мм; о»3 =
=203 витков, </з=0,13 лич.
Примечание. Все резисторы 0,5 вт.
Рис. 35-13. Схема преобразователя с двумя трансформаторами
на 250 вт и 60 гц.
Спецификация:
ТгТл—транзисторы типа 2N5I4;
Дх—двуханодный опорный днод типа IN1823;
#ос— реостат с сопротивлением 20 ом. 5 вт;
Rlt Rt— резисторы с сопротивлением 1 ом, 5 вт;
Л’з» Кь — резисторы с сопротивлением 150 ом, 1 вт;
Tpi — трансформатор с тороидальным ленточным сердечником;
№1= 316 витков;
79 витков;
ГРа— мощный трансформатор.
Рис. 35-14. Схема преобразователя с двумя трансформаторами па
400 вт и 60 гц.
Спецификация:
-Ге—транзисторы типа 2N458A;
Дх—Дв — диоды типа 1N2069;
Д<;—Дц~ опорные диоды типа 1NI825R:
— резисторы с сопротивлением 5 ом. I вт;
Дь—Дк — резисторы с сопротивлением 910 ом, 1 вт;
/?ос— реостат с сопротивлением 25 ом, 5 вт;
Тр2— мощный’ трансформатор;
Tpf — с тороидальным ленточным сердечником;
= П2 витков.
= 448 витков.
511
тель, схема которого дана на рис. 35-13, работает от ис-
точника питания постоянного тока с напряжением 12 в
и создает в нагрузке сигнал прямоугольной формы напря-
жением 130 в, мощностью 250 вт и частотой 60 гц. На рис.
35-15 показаны рабочие характеристики данной схемы.
Схема преобразователя, рассчитанного для работы от ис-
точника питания постоянного тока с напряжением 120 в
и способного обеспечить в нагрузке 400 вт, приведена на
рис. 35-14. Входное напряжение делится поровну меж-
Рис. 35-15. Характеристики преобразователя
на 250 вт.
ду четырьмя одинаковыми схемами автогенераторов,
включенными последовательно с источником питания.
При этом каждый транзистор в запертом состоянии дол-
жен выдерживать 60 в. Амплитуда выходного напряже-
ния прямоугольной формы равна 140 в, частота —60 гц.
Рабочие характеристики этого преобразователя приведе-
ны на рис. 35-16.
Выходные трансформаторы (Tpt в каждом примере)
были специально сконструированы и рассчитаны на ма-
ксимальный к. п. д. и минимальный спад вершины прямо-
угольных импульсов на выходе, однако данные трансфор-
маторы имеют значительно большие размеры и вес, чем
многие промышленные трансформаторы с такой же но-
минальной мощностью. Выходные трансформаторы пре-
образователей на 250 и 400 вт весят по 10 кг каждый.
Если габариты и вес имеют первостепенное значение, то
можно получить удовлетворительные характеристики, ис-
пользуя любой выходной трансформатор на 60 гц, если
512
его сердечник не входит в насыщение и если од способен
выдержать требуемую мощность.
Несколько преимуществ схем автогенераторов с дву-
мя трансформаторами были отмечены в гл. 34. Другое
важное преимущество таких автогенераторов при исполь-
зовании их в преобразователях постоянного напряжения
в переменное состоит в легкости подстройки частоты ге-
нерации. Так как частота зависит от тока нагрузки
(рис. 35-15, 35-16), то регулирование частоты возможно
путем изменения величины сопротивления специального
Рис. 35-16. Характеристики преобразователя на 400 вт.
резистора /?Ос- Частота генерации может подстраиваться
точно до значения 60 гц при любом токе нагрузки с по-
мощью изменения сопротивления этого резистора. В схе-
ме с одним трансформатором подстройку частоты можно
осуществлять только путем изменения напряжения источ-
ника питания, что в большинстве случаев неосуществимо.
Дополнительная модификация преобразователя обес-
печивает постоянство частоты выходного напряжения при
изменении напряжения источника питания в определен-
ных пределах. Параллельно первичной обмотке малого
трансформатора возбуждения с насыщением между точ-
ками А и Б на рис. 35-13 подключается опорный двух-
анодный диод, который поддерживает постоянное зна-
чение напряжения на обмотке, что необходимо для ста-
бильности частоты. Следует отметить, что резистор
обратной связи в этом случае действует как последова-
тельный балластный элемент в простом стабилизаторе
33—878
513
данного типа. Этот тип преобразователя требует моди-
фикации трансформатора на тороидальном сердечнике,
чтобы допустить большое падение напряжения на резис-
торе /?ос, соединенном последовательно с первичной об-
моткой.
ЛИТЕРАТУРА
1. Bright Pitman and Royer., Transistors as «On-Off»
Switches in Saturable-core Circuit, Elec. Mfg., December 1954.
2. Card W. H., Transistor-oscillator Induction motor Drive, Com-
muus. and Electronics, № 38, p. 531—535, September 1958.
3. Feth G. C., Core-reset Functions in Magnetic-amplifier Analy-
sis, parts I and If, Communs. and Electronics, № 38, p. 503—519, Sep-
tember 1958.
4. Hurley R. B., Junction Transistor Electronics, p. 189—320,
John Wiley and Sons Inc., New York, 1958.
5. Jensen J. L., An Improved Square-wave Oscillator Circuit,
IRE Trans, vol. CT-4, p. 276—279, September 1957.
6. L о h г J. F., Transistorized Static Inverter Design, Electronic
Design, p. 58—61, April 16, 1958.
7. Lowry H. R., Transistorized Regulated Power Supplies,
parts I and II Electronic Design, vol. 4, p. 38—41, February 15, 1956,
p. 32—35, March 1, 1956.
8. Middlebook R. D , Design of Transistor Regulated Power
Supplies. Proc IRE, vol. 45, p. 1502—1509, November, 1957.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ШЕСТАЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ СТАБИЛИЗАТОРЫ НАПРЯЖЕНИЯ
Главное преимущество импульсных стабилизаторов
напряжения перед обычными стабилизаторами заключа-
ется в относительно малой мощности, рассеиваемой на
транзисторе последовательного регулирующего элемен-
та. Следовательно, транзистор можно использовать при
предельных значениях тока коллектора, не уделяя особо-
го внимания его температурным параметрам.
Можно провести сравнение мощностей, рассеиваемых
транзисторами последовательных регулирующих элемен-
тов в обычном и импульсном стабилизаторах, на следую-
щем примере. В последовательном регулирующем эле-
менте обоих типов стабилизаторов используется транзи-
стор типа 2N1907; выходное стабилизированное напря-
жение равно 20 в при токе в нагрузке 5 а- входное
напряжение постоянного тока равно 45 в, мощность, рас-
сеиваемая на коллекторе транзистора 2N1907 в обычном
514
стабилизаторе напряжения, равна 125 вт, а в импульсном
стабилизаторе — только 8 вт и меньше. Полный расчет
мощности рассеивания на коллекторе транзистора типа
2N1907 в режиме переключения приводится в§ 36-5.
Преимущества импульсных стабилизаторов напряже-
ния перед обычными стабилизаторами последовательного
типа следующие:
более высокий к. п.д., а следовательно, меньшая
мощность рассеивания и меньшие габариты;
использование менее мощных транзисторов;
возможность обеспечить высокую выходную мощ-
ность.
36-1. ПРИНЦИП РАБОТЫ
Блок-схема импульсного стабилизатора напряжения
приведена на рис. 36-1. Выходное стабилизированное на-
пряжение подается на вход мультивибратора, управляе-
Рнс. 36-1. Блок-схема импульсного стабилизатора.
мого постоянным током. Мультивибратор генерирует им-
пульсы, коэффициент заполнения которых зависит от раз-
ности между опорным напряжением и стабилизированным
напряжением на выходе. Импульсы мультивибратора по-
даются на предварительный усилитель, выходные им-
пульсы которого запускают последовательный транзис-
торный ключ Фильтр низких частот применяется для ин-
тегрирования импульсов с выхода последовательного
ключа. Пульсации напряжения нестабилизированного
источника питания сглаживаются благодаря модуляции
33'
515
скважности импульсов переключения, при этом частота
переключающих импульсов должна быть намного выше
частоты пульсации.
36-2. МУЛЬТИВИБРАТОР, УПРАВЛЯЕМЫЙ ПОСТОЯННЫМ ТОКОМ
Один из вариантов схемы управляемого мультивибра-
тора показан на рис. 36-2. Опорное напряжение J7CT че-
рез делитель напряжения подается на базу транзистора
Рис. 36-2. Схема несимметричного мультивибратора, управляемого
постоянным током.
Т2, выходное стабилизированное напряжение — на
базу транзистора Tt. Транзисторы Г, и Т2 действуют в
схеме дифференциального усилителя, нагрузкой которого
является другой дифференциальный усилитель, собран-
ный на транзисторах Т5 и Т6. Токи коллекторов транзис-
торов 75 и Те образуют соответственно токи заряда кон-
денсаторов Ct и С2. Коэффициент заполнения импульсов
мультивибратора зависит от токов 1к5 и /к6 и изменяется
при изменении напряжения на базе транзистора 1\. Отри-
цательная обратная связь в цепи эмиттера транзисторов
Т5 и ТЁ делает токи Ли и /1;6 менее зависимыми от пара-
метра /?21Э каждого транзистора.
516
Форма выходных импульсов мультивибратора для
случая, когда токи коллекторов транзисторов Т5 и Те рав-
ны, показана на рис. 36-3. Пе-
риод следования импульсов
равен:
T’ = /1-f-/2. (36-1)
Если пренебречь длительно-
стями переднего и заднего
фронтов, то коэффициент за-
полнения импульсов будет ра-
вен:
Рис. 36-3. Временные
диаграммы напряжений
в схеме мультивибратора.
Соотношение между током за-
ряда и напряжением на кон-
денсаторе можно определить
из уравнения
= (36 3)
где «с — напряжение на кон-
денсаторе емко-
стью С;
ic — ток заряда конденсатора.
Предполагаем, что токи коллекторов транзисторов Т5
и Т6 достаточно постоянны в течение периодов заряда
конденсаторов и С2, тогда уравнение (36-3) определяет
длительности этих периодов:
^1 = -.— ; (36-4)
*К5
/2 = t (36-5)
‘кв
где Ек— напряжение источника питания.
Если к коллектору транзистора Г4 подключена на-
грузка /?н, то вместо Е„ в уравнении (36-5) следует ис-
пользовать величину
£и[Ен/ (Ее 4- Ен) ]
Уравнение, связывающее изменение X с разностью
между стабилизированным выходным напряжением EBbII
и опорным С7ст, выводится следующим образом:
33а—878
517
Е'б1 -— ^выхЛ^дЬ (36-6)
f752 = £/стЛ'„2, (36-7)
где Лд1 и Лд2 — коэффициенты передачи делителей на-
пряжения в цепях баз транзисторов 7\ и Г2 соответствен-
но. Поскольку на транзисторах Т> и Т2 собран дифферен-
циальный усилитель, то
— Ub — Ки (Пб1 — t/бг), (36-8)
где Ки — коэффициент усиления дифференциального
каскада по напряжению. При симметричной схеме диф-
ференциального усилителя
Ш = —ДП8. (36-9)
Следовательно,
ДИЙ = К и . (36 j 0)
ДП8=— _ (36_ j 1}
Если величины сопротивлений резисторов /?10 и Rn равны,
а изменения напряжений на каждом из них во много раз
больше значений ДПбэ5 и ДПбЭб, то
/кз + Л6 = /о, (36-12)
где /0— постоянная величина. Таким образом,
Д / _ Д (б'б! — Cfi2) ки
кь---------2R-------“ ’ (36-13)
Д/ — Д (^61 ^бг) Кц ...
Л'кв —----------. (36-14)
Z/V10
Полагая, что Ct — C2, a Rn^-Re, можно написать:
Следовательно,
Д/, = — А (^вых КЛ1 ССт Л'дй) К и (36-16)
7о 2/0 7?10
Уравнение, связывающее частоту повторения импуль-
сов с коэффициентом заполнения, выводится следующим
образом:
518
— + • 2 — Ci — — );
Л, 5 'Кб
С 1 __ Дб Дб
Т Ек С\ (Дб Дб)
(36-17)
(36-18)
Подставляя уравнения (36-12) и (36-15) в уравнение
(36-18), получаем:
f= IL". (36-19)
Д С]
Для примера положим, что частота, на которой %=
=0,5, будет fD. Тогда, если 7 изменяется до 0,15 или 0,85,
f = 0,5 Ifo.
Чтобы уменьшить изменение частоты повторения им-
пульсов при низких и высоких значениях коэффициента
заполнения, конденсатор G следует заменить на парал-
лельное соединение резистора /?п и конденсатора Сп- Ве-
личина /?п выбирается произвольно, однако хорошая час-
тотная стабильность получается при таком значениии /Д,
которое в сумме с Ri позволяет ввести транзистор 7Т в на-
сыщение при токах /К5 и Де, равных нулю. Величину Сп
можно определить при рассмотрении эквивалентных
схем, приведенных на рис. 36-4.
36-3. ПРЕДВАРИТЕЛЬНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
Работу предварительного усилителя можно рассмот-
реть с помощью схемы, приведенной на рис. 36-5. Тран-
зисторы усилителя Г7 и Т8 работают в ключевом режиме
и входят в насыщение при поступлении положительного
импульса от мультивибратора. Величина сопротивления
резистора RiS должна выбираться такой, чтобы транзис-
тор Тс, насыщался при минимальном значении UBX. Ток
коллектора транзистора Ts достигает максимума при ми-
нимальном UBX, поэтому величина предельного тока кол-
лектора транзистора определяется для этих условий. Ве-
личина R15 должна быть выбрана такой, чтобы транзи-
сторы Г- и Т8 входили в насыщение при максимальном
значении тока коллектора транзистора Т&. Величина ма-
ксимального допустимого напряжения между коллекто-
ром и эмиттером транзистора Тъ должна превышать ма-
ксимальное значение UBX.
33а*
519
Приближенное выражение для мощности рассеивания
на коллекторе транзистора Тъ может быть получено при
допущении, что ток коллектора и напряжение коллек-
тор—эмиттер имеют форму, показанную на рис. 36-6,
Рис. 36-4. Приближенные эквивалентные цепи заряда
конденсатора Сп.
а — зарядная цепь в период насыщенного состояния транзисто-
ра Л; б— зарядная цепь в период запертого состояния транзи-
стора Л: в — временная диаграмма напряжения на конденсато-
ре Сп; ti — период запертого состояния 74; Ь — период запертого
состояния Тз.
Когда транзистор Тя заперт, энергия, рассеиваемая на
его коллекторе, равна:
= ^зПкэз^кз- (36-20)
В период насыщенного состояния транзистора
:== ^насПкэнас^к- (36-21)
Пренебрегая током /Кз, можно написать следующие вы-
ражения для значений тока коллектора и напряжения
520
Регулирующий
Рис. 36-5. Принципиальная схема импульсного стабилизатора иа 100 вт.
* Все резисторы кроме отмеченных. ±5%, 0,5 вт.
коллектор—эмиттер, соответствующие периоду пере-
ключения:
= (36-22)
*пер
*4э = (4эз—РЛэз —*Лэнас| — • (36-23)
*пеи
Энергия, рассеиваемая за время переключения, равна:
^пер
^K3=J iKUK3dt. (36-24)
о
После интегрирования и
группирования членов урав-
нение (36-24) принимает
вид:
= (пер/к ([/
О
+ 2(7кэнас). (36-25)
Таким образом, полная мощ-
ность рассеивания на кол-
лекторе транзистора Ts за
период колебания тока кол-
лектора равна:
Р —U I 4- — U /4-
2 к '-'кэз-'кзТ скэнас7кТ
Рис. 36-6. Идеализирован-
ная форма временных диа-
грамм напряжения коллек-
тор — эмиттер и тока кол-
лектора транзистора
^пер
Т
(Ц!Э 3 + 2(/кэ нас'
(36-26)
где Т—период колебаний тока коллектора и напря-
жения коллектор—эмиттер;
4ас — длительность пребывания транзистора в на-
сыщенном состоянии;
t3 — длительность пребывания транзистора в за-
пертом состоянии;
/пср— время переключения;
ПКЭцас—напряжение между коллектором и эмиттером
в режиме насыщения;
t/K33— напряжение между коллектором и эмиттером
запертого транзистора;
/к— ток коллектора в режиме насыщения;
/кз — ток коллектора запертого транзистора.
523
36-4. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНЫЙ РЕГУЛИРУЮЩИЙ КЛЮЧ
Поскольку предполагается, что мощность, рассеивае-
мая транзистором Та (рис. 36-5), низка, то данный тран-
зистор может работать при предельном допустимом токе
коллектора, если выбрать такую величину Llt при кото-
рой значение тока коллектора в период насыщения доста-
точно постоянно. Падение напряжения на дросселе £t в
течение этого периода времени равно:
и,. = U - V = £, -^-, (36-27)
L1 вх вых 1 ' /
где (/вх—напряжение постоянного тока на входе ста-
билизатора;
ПЕЫХ— выходное стабилизированное напряжение;
7кВ — ток коллектора транзистора Ts в период на-
сыщенного состояния.
Напряжение пульсаций на конденсаторе С3 во много
раз меньше напряжения UIA, поскольку полагаем, что
(36-28)
где со — частота переключения, padjceK.
Таким образом,
= const (36-29)
в период насыщенного состояния транзистора Ts, и
L1 = А^вх-Е/вых) t (36-30)
Д/К9
где Д^—^нас — длительность периода насыщенного сос-
тояния транзистора 7'9. Из уравнения (36-30) можно оп-
ределить величину £i, при которой в период насыщения
ДАоСАя- В этом случае
Ао^Аь (36-31)
где /н — постоянный ток нагрузки. Таким образом, ма-
ксимальный ток нагрузки, который может обеспечить им-
пульсный стабилизатор, приблизительно равен предель-
ному допустимому току коллектора транзистора после-
довательного регулирующего ключа.
524
Уравнение, связывающее коэффициент заполнения
импульсов X с напряжениями на входе и выходе, выво-
дится следующим образом. Положим, что уравнение
(36-30) выполняется при Д/К9<СЛ<9 в период насыщенного
состояния транзистора tnac. Если пренебречь потерями в
схеме, то средняя мощность, передаваемая от источника
питания в нагрузку, будет равна:
Р = UBJuSk (36-32)
Мощность в нагрузке можно выразить уравнением
Р -- /ц^выХ-
(36-33)
Подставляя уравнения (36-31) и (36-33) в уравнение
(36-32), получаем:
X = —в-ых, (36-34)
Рвх
где
Uвых-
Мощность рассеивания
на коллекторе транзистора
Т9 последовательного ключа
можно определить при рас-
Рис. 36-7. Идеализированная
форма временных диаграмм на-
пряжения коллектор — эмиттер
и тока коллектора транзистора
Ту.
смотрении временных Диа-
грамм тока коллектора и
напряжения коллектор —
эмиттер, представленных на
рис. 36-7. Значения мощно-
стен, рассеиваемых за пери-
од запертого и насыщенного состояний, находятся из урав-
нений (36-20) и (36-21) соответственно. Переключение
напряжения на коллекторе происходит значительно быст-
рее, чем переключение тока коллектора, благодаря дейст-
вию диода Дц и дросселя L\. Поэтому приближенное вы-
ражение для t/кэ во время переключения будет:
6/цэ — 6/цэ 3-
(36-35)
Если пренебречь током /кз, то ток коллектора в период
переключения будет равен:
г *
*к — ‘к
‘пер
(36-36)
525
Энергия, рассеиваемая за время переключения, равна:
*пер
№кз=[ iKUK3dt. (36-37)
О
После интегрирования уравнение (36-37) принимает вид:
№к3 = /лер . (36-38)
Таким образом, полная мощность рассеивания на тран-
зисторе Тэ равна:
P -Jjlu /_|_ г /к. (36-39)
КВ р nd 3 К о ‘ р Кэ H<4V К । р КЗ о \ /
Диод Дь и резистор Д19 снижают ток утечки транзисто-
ра 7’9 в запертом состоянии. Диод Д5 передает энергию,
запасенную в дросселе Li, в нагрузку в течение времени
запертого состояния транзистора Т9 и должен иметь ма-
ксимальный прямой импульс тока, равный предельному
току коллектора транзистора Тд. Поскольку диод Д5
проводит в период, когда транзистор Тв заперт, предель-
ное допустимое напряжение между коллектором и эмит-
тером транзистора должно превышать максимальное зна-
чение входного напряжения UBX.
Дополнительные соображения по расчету. Темпера-
турная компенсация. Поскольку для управления мульти-
вибратором используется дифференциальный усилитель,
стабилизатор будет обладать хорошей температурной
стабильностью в том случае, если температурный коэф-
фициент напряжения опорного диода Д, близок к нулю,
а температурные коэффициенты резисторов Rt, R2, Ri и R5
почти одинаковы. Величины 1/ст и соответствующего тока
опорного диода, необходимые для получения ТКН, равно-
го нулю, можно определить с помощью справочных ли-
стов для диодов.
Защита от короткого замыкания. Стабилизатор защи-
щен от короткого замыкания на выходе, если транзистор
Т9 запирается мгновенно после замыкания и остается в
таком состоянии до тех пор, пока замыкание не будет
устранено. Это достигается благодаря снижению до нуля
напряжения источника питания мультивибратора на вре-
мя короткого замыкания. Резистор запуска /?20 подсоеди-
няется к точке А при помощи пусковой кнопки К так, что
нормально он отсоединен от схемы, за исключением мо-
526
мента пуска стабилизатора. Когда происходит короткое
замыкание, напряжение источника питания мультивибра-
тора становится равным нулю и сохраняется таким до
тех пор, пока не устранят замыкание; затем нажимается
пусковая кнопка.
Подавление выбросов напряжения. На выходе стаби-
лизатора имеет место положительный выброс напряже-
ния при внезапном уменьшении тока нагрузки. Выброс
максимален, когда ток нагрузки скачком изменяется от
значения при коротком замыкании до значения при хо-
лостом ходе. Если пренебречь потерями в выходном
фильтре и током резистора R21, то максимальный выброс
напряжения на выходе будет равен:
и = |ZE + 11 /нмакс . (36-40)
вых.макс | вых х '
Таким образом, для снижения выброса выходного напря-
жения следует уменьшать в допустимых пределах отно-
шение ЩС-з.
Малое отношение величины индуктивности дросселя
к величине емкости конденсатора следует выбирать так-
же и для фильтра нестабилизированного источника пита-
ния (рис. 36-5), чтобы снизить выброс напряжения источ-
ника, кторый имеет место при внезапном изменении тока
в нагрузке. Если это отношение недостаточно мало, то
напряжение на выходе нестабилизированного источника
питания может упасть ниже стабилизированного напря-
жения в момент внезапного увеличения тока нагрузки, и
стабилизатор начнет генерировать.
Для предотвращения выброса выходного напряже-
ния при запуске стабилизатора кнопка К должна быть
нажата прежде, чем входное напряжение переменного
тока будет приложено к выпрямителю. Поскольку пред-
полагается, что время задержки стабилизатора мало по
сравнению с постоянной времени фильтра нестабилизи-
рованного источника, стабилизация выходного напряже-
ния начнется раньше, чем входное нестабилизированное
напряжение заметно превысит стабилизированное.
36-5. ПРАКТИЧЕСКИЙ ПРИМЕР СТАБИЛИЗАТОРА
По приведенным на рис. 36-5 схеме и ее спецификации был скон-
струирован импульсный стабилизатор на 100 вт, удовлетворяющий
следующим техническим условиям:
527
Рис. 36-8. Зависимость выходного
стабилизированного напряжения
от входного напряжения постоян-
ного тока.
лизатора. Мощность рассеивания
ность рассеивания на коллекторе
(Дых -- 20 в‘,
/а — от 0 до 5 а;
(Дх = 40+10 в.
Частота входного напря-
жения переменного тока —
60 гц;
Рабочий диапазон темпера-
туры— от —25 до 50° С;
0,02 ом.
Полное изменение стабили-
зированного напряжения
Д(Дых<±0,2 в.
Рабочие параметры стаби-
последовательного ключа. Мощ-
транзистора Т9 последовательного
Рис. 36-9. Зависимость выходного стаби-
лизированного напряжения от тока на-
грузки.
ключа (рис. 36-5) максимальна, когда максимальны ток в нагрузке и
входное напряжение переменного тока, подводимое к выпрямителю.
Значения величин, используемых в уравнении (36-39), при данных ус-
ловиях следующие:
Т = 100 мксек; inae =
= 44 мксек; /а=52 мксек; tnep =
=2 мксек; 6/кэнас = 1 в; (7КЭЭ=
=45 в; /кз=Дбо=5 ма; /а=5 а.
Таким образом,
/Дв=1,17+2,20+4,5=7,87 вт.
При частоте переключения
10 кгц мощность рассеивания
будет больше, чем при меньших
Рис. 36-10. Зависимость выход-
ного стабилизированного на-
пряжения от температуры.
частотах, что определяется тре-
тьим слагаемым правой части
уравнения (36-39). Данная час-
тота выбирается с целью сни-
жения габаритов выходного
фильтра.
Характеристики стабилизации.
лизации для импульсного стабилизатора приведены на рис. 36-8—
36-10.
Типичные характеристики стаби-
528
Средние значения коэффициента стабилизации Л', выходного со-
противления /?вых и температурного коэффициента стабилизирован-
ного напряжения ГКНСТ соответственно равны 0,0007; 0,002 ом и
0,0011 в/°С, На основе этих величин можно написать уравнение
стабилизации, характеризующее работу стабилизатора
ДПрых = tyAUtfx -р ЯвыхЛ/н -р (ТКН) етА7.
Поскольку значения величин f/Bx, А7Н и ЛТ заданы: Д{/11Х=20 в;
Д/„=5 а; ДТ’=75°С, то ДС/ЕЫ1=0,11 в.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ СЕДЬМАЯ
ИМПУЛЬСНОЕ РЕГУЛИРОВАНИЕ
СКОРОСТИ ДВИГАТЕЛЯ ПОСТОЯННОГО ТОКА
37-1. ПРЕИМУЩЕСТВА ИМПУЛЬСНОГО РЕГУЛИРОВАНИЯ
Двигатель постоянного тока с последовательным воз-
буждением применяется в системах, где требуются рабо-
та двигателя с переменной скоростью и большой пуско-
вой момент. Для регулирования скорости двигателя пос-
тоянного тока в таких устройствах существуют различ-
ные способы, однако все они основаны на общем принци-
пе: регулирование скорости двигателя с помощью изме-
нения мощности, подводимой к двигателю.
Обычно регулирование скорости двигателя последова-
тельного возбуждения осуществляется с помощью реос-
тата, включенного последовательно в цепь якоря. Этот
метод обычно применяется в тех устройствах, где исполь-
зуется источник питания с постоянным напряжением, как,
например, аккумуляторная батарея. Недостатком данно-
го метода является его неэкономичность, так как значи-
тельная часть мощности может теряться в реостате. Дру-
гим недостатком этого способа является то, что падение
напряжения на сопротивлении реостата уменьшает ста-
бильность скорости двигателя при изменении нагрузки.
Значительно лучшие характеристики обеспечивает
способ регулирования скорости путем использования
вместо реостата непрерывно работающего переключате-
ля. Непрерывное размыкание и замыкание ключа опре-
деляет мощность, подводимую к обмотке возбуждения;
при этом изменение длительностей включенного и выклю-
ченного состояний обеспечивает регулирование скорости
вращения двигателя. На рис. 37-1 дано соотношение
529
между периодами двух состояний транзисторного ключа
для различных скоростей двигателя. Одним из основных
преимуществ такой системы регулирования является эф-
фективное использование имеющейся мощности, так как
транзисторный ключ имеет высокое сопротивление в ра-
зомкнутом состоянии и очень низкое сопротивление в
замкнутом состоянии.
ptaww скорость
Ротхр
?закр
г 0.01 т
'сек'
Рис. 37-1. Транзисторный ключ как регулятор скорости
двигателя и временные диаграммы мощности ключа для
различных скоростей.
Устройства, использующие ключ в качестве регулято-
ра скорости двигателя, более совершенны, чем устройст-
ва с реостатом, поскольку падение напряжения на ключе
почти не меняется при изменении нагрузки.
37-2. ПРИМЕР СХЕМЫ РЕГУЛЯТОРА СКОРОСТИ
На рис. 37-2 дана блок-схема регулятора скорости ’
двигателя с транзисторным ключом. Это устройство рас-
считано для регулирования скорости вращения двигате-
ля постоянного тока последовательного возбуждения на
20 а и 24 в с максимальным значением пускового тока
до 100 а. В данной схеме мощный транзисторный ключ
управляет мощностью, подводимой к двигателю, а пред-
варительный каскад усиления обеспечивает достаточный
ток для управления ключом. Каскад автоматического
530
регулирования усиления предварительного усилителя ре-
гулирует выходной уровень мощности усилителя в зави-
симости от изменения нагрузки, чем обеспечивается высо-
кий к. п. д. системы. Режим переключения предваритель-
ного усилителя и скважность выходных импульсов мощ-
ного ключа регулируются с помощью переменного рези-
стора в схеме мультивибратора. Мультивибратор уста-
навливает также и период переключения.
Рис. 37-2. Блок-схема импульсного регулятора скорости.
Рис. 37-3. Принципиальная схема импульсного регулятора скорости.
9 001*0'9!
531
На рис. 37-3 приведена полная принципиальная схе-
ма регулятора скорости двигателя. Диод и конденсатор,
включенные параллельно обмотке возбуждения двигате-
ля, снижают вероятность выхода из строя мощных тран-
зисторов при отключении обмотки возбуждения двига-
Рис. 37-4. Схема автоматического регулирования усиления предвари-
тельного усилителя.
теля. В отсутствие этих элементов напряжение на тран-
зисторах мощного ключа в период запертого состояния
было бы чрезмерно большим вследствие наличия э. д. с.,
индуцируемой в обмотке возбуждения двигателя при пе-
реключении тока.
Мощный переключатель состоит из четырех парал-
лельно соединенных транзисторов типа 2N514. Такое
количество транзисторов вызвано тем, что при пуске и
остановке двигателя требуется величина тока возбужде-
ния, достигающая 100 о, в то время как максимальное
значение тока коллектора транзистора типа 2N514 рав-
но 25 а. Следует принимать специальные меры предосто-
рожности против неравномерного деления тока между
этими мощными переключающими транзисторами. Рези-
сторы в цепях эмиттеров обеспечивают компенсацию из-
532
Ямксек/дел
Рис. 37-5. Осциллограммы напряже-
ния коллектор — эмиттер и тока кол-
лектора мощного транзисторного клю-
ча.
менений величин t/цэпас, Л21Э и полной выходной прово-
водимости при прямой передаче 1/22Э- Величины сопротив-
лений этих резисторов выбираются путем компромисса
между требованиями увеличения к. п. д. и достаточно
равномерного распределения токов в параллельных тран-
зисторах. Увеличе-
ние значений сопро-
тивлений снижает
к.п.д. схемы, но за-
то обеспечивает бо-
лее равномерное
распределение то-
ков коллекторов.
При использова-
нии транзисторов в
переключ а ю щ и х
схемах необходимо
иметь в виду, что
транзисторы долж-
ны оставаться в со-
стоянии насыщения
в период управле-
ния большими тока-
ми, чтобы поддер-
живать мощность
рассеяния на мини-
мальном уровне. Ес-
ли условие насыще-
ния должно выпол-
няться в широких
пределах измене-
ний токов коллекто-
ров, то для обеспе-
чения наибольше-
го значения тока /к при наименьшем значении величины
//21э необходимо, чтобы величина тока базы была доста-
точно большой. В случае, если ток /г, слишком мал, что-
бы ввести транзистор в режим насыщения, мощность
рассеяния на коллекторе может превысить максимально
допустимое значение. Однако, если ток /б соответствует
ИЛИ больше максимальной ВеЛИЧИНЫ /к макс/^21э мип, то
при средних значениях тока /к (нормальный режим ра-
боты двигателя) предварительный усилитель работает
неэкономично
34—878
533
В схеме регулятора скорости необходимо обеспечить
автоматическое регулирование тока базы /с мощного
ключа при изменении его тока коллектора /к- Эту функ-
цию выполняет схема автоматического регулирования
усиления предварительного усилителя (рис. 37-4). Дан-
ная схема, выполненная на транзисторах Те, Т7, Ts, Т9,
реагирует на любую разность между напряжениями Uu:
двигатель
Рис. 37-6. Осциллограммы напряже-
ния коллектор — эмиттер и тока кол-
лектора мощного транзисторного клю-
ча при остановке двигателя.
транзистора и
транзисторов мощ-
ного ключа. Если
параллельно вклю-
ченные транзисторы
мощного ключа не
находятся в насы-
щении в течение ка-
кой-либо части пе-
риода отпертого со-
стояния, то потен-
циал на базе тран-
зистора Т7 станет
отрицательным по
отношению к потенциалу эмиттера, и транзисторы Т» и
Т3 начнут проводить ток. В результате увеличится базо-
вый ток транзисторов ключа, что обеспечит их насы-
щение.
На рис. 37-5 показаны осциллограммы напряжения
на коллекторе и тока коллектора мощного ключа для
различных скоростей двигателя при среднем значении на-
грузки.
На рис. 37-6 представлены осциллограммы напряже-
ния на коллекторе и тока коллектора одного транзистора
мощного ключа при остановке двигателя, причем каскад
автоматического регулирования усиления в схеме отсут-
ствует. Из приведенных на рис. 37-6 осциллограмм видно,
что значение мгновенной мощности, рассеиваемой на
транзисторе в конце периода отпертого состояния, равно
240 вт. Автоматическое регулирование усиления предва-
рительного усилителя необходимо, если следует избегать
этой высокой мощности рассеивания.
Импульсный режим данной системы осуществляется
с помощью мультивибратора (транзисторы Ti0 и 7ц),
импульсы которого вводят транзистор предварительного
усилителя либо в полное насыщение, либо в режим
отсечки. Следовательно, каскад предварительного уси-
534
Рис. 37-7. Зависимость выход-
ной мощности регулятора от
входной при различных значе-
ниях скорости двигателя.
ления работает при низком уровне мощности рассеи-
вания.
Элементом, регулирующим отношение периодов замк-
нутого и разомкнутого состояний мощного ключа, явля-
ется переменный резистор 50 ком, стоящий в схеме муль-
тивибратора. Прн крайних положениях этого резистора
переключение мультивибратора прекращается, и мощный
ключ будет либо в насыщении, либо в запертом со-
стоянии.
Промежуточные положения резистора определяют
длительность импульса и, следовательно, процентное от-
ношение периода отпер-
того состояния ключа.
Рабочая частота мульти-
вибратора приблизитель-
но равна 100 гц.
На рис. 37-7 дано
сравнение зависимостей
выходной мощности от
входной для двух спосо-
бов регулирования ско-
рости двигателя при трех
различных значениях
скорости. Эти кривые по-
казывают, что импульс-
ное регулирование скоро-
сти двигателя значитель-
но эффективнее, чем ре-
гулирование с помощью
реостата.
Данная схема регуля-
тора рассчитана для ра-
боты от источника питания
жна обеспечить ток, приблизительно равный 100 а. Дан-
ный регулятор является достаточно универсальным, что-
бы после небольших изменений работать в установках с
более низкой или более высокой мощностью. Ток, кото-
рый может переключить данная схема, ограничивается
только числом параллельно включенных транзисторов
мощного ключа и максимальным током, который спосо-
бен переключить каждый транзистор.
напряжением в 24 в и дол-
с
34*
535
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ВОСЬМАЯ
ИМПУЛЬСНЫЕ УСИЛИТЕЛИ СЛЕДЯЩЕЙ СИСТЕМЫ
(СЕРВОУСИЛИТЕЛИ)
Типовой сервоусилитель состоит из нескольких каска-
дов линейного усиления и двухтактного выходного каска-
да, нагруженного на обмотку управления двухфазного
серводвигателя. Коэффициент полезного действия такого
Источник
питания
Рис. 38-1. Блок схема типового сервоусилителя.
усилителя может быть повышен, если он будет работать в
импульсном режиме.
Одним из вариантов такого усилителя является уси-
литель с модуляцией длительности импульса. В данном
усилителе частота повторения импульсов относительно
постоянна, а длительность импульсов управляется вход-
ным сигналом. При этом частота повторения импульсно-
го сигнала значительно выше, чем частота входного
сигнала, что позволяет произвести разделение модулиро-
ванного импульсного сигнала и модулирующего сигнала
и, следовательно, получить на выходе усиленный пере-
менный входной сигнал. Мощность выходного сигнала
зависит от предельной мощности рассеяния выходных
536
Рис. 38-2.
а — немодулированный им-
пульсный сигнал с частотой
повторения Ю кгц; б — моду-
лирующий сигнал с частотой
400 гц: в — промодулирован-
ный импульсный сигнал.
транзисторов в импульсном режиме и от скважности мо-
дулированного сигнала.
На рис. 38-1 приведена блок-схема типового серво-
усилителя, а на рис. 38-2 показаны соответствующие фор-
мы напряжений. На рис. 38-3 дана принципиальная схема
усилителя. Входной сигнал рассогласования управляет
источниками тока в мульти-
вибраторе, работающем в ре-
жиме автоколебаний, осущест-
вляя тем самым модуляцию
длительности импульсов. Пред-
варительный и выходной кас-
кады выполнены по схеме с
дополнительной симметрией.
Обычно данный метод ис-
пользуется при фиксирован-
ной частоте входного сигнала,
но может быть также исполь-
зован, если частота входного
сигнала изменяется. Однако
при этом частота повторения
импульсов будет зависеть от
скважности, что создает труд-
ности при разделении импуль-
сного и модулирующего сиг-
налов.
В данной схеме частота
повторения импульсов равна 10 кгц. Эта величина явля-
ется компромиссной, поскольку с одной стороны для
лучшей фильтрации сигналов желательна высокая час-
тота, а с другой стороны ограничения, накладываемые
условиями переключения, требуют низкой частоты пере-
ключения.
ГЛАВА ТРИДЦАТЬ ДЕВЯТАЯ
ЦИФРОВАЯ УПРАВЛЯЮЩАЯ СИСТЕМА
В настоящей главе описывается цифровая автомати-
ческая система на транзисторах, которая может приме-
няться для управления станками, радиолокационными
станциями, а также в системах воздушной навигации.
Простой и наиболее точный способ управления механи-
ческими объектами при наличии цифровой информации
537
+306
Рис. 38-3. Принципиальная схема сервоусилителя.
Сигнал рассогласований
Резисторы Величина сопротивления, ком Транзисторы Типы
{V 2 Ctf « ® да>*‘ m X' Q? Ct „ „CfCt 2 S ct . . J r.CtCt <£ct«* . 4 0? a; 130 ом 2 I 3 1.5 270 ом 5 7\. Ts. Ttr, Тг, Tt, Тъ, Т1 Ta, Г., 7In, T„ T,„ Tlt 1». rI2 2NII31 2N929 2N24U 2N743 2N24I0
Диоды Типы Конденсаторы Величина емкости, мкф
Д> Л Д3. До д< До» Д?» Де* Дю Де Дн» Д12» Д1з» Дк Трансформатс 1N751 G130 1N645 1N759A 1N914 1N747 1N916 р Трг~понижающи Ci С2г С3 Ci СЪг С7 С6 117 в/12,6 в 16 0,003 0,1 0,15 5.0
на входе — это использование цифровых сервомеханиз-
мов. Цифровые автоматические системы, иначе называе-
мые машинами дискретного действия, нашли широкое
применение.
39-1. СРАВНЕНИЕ АНАЛОГОВОЙ АВТОМАТИЧЕСКОЙ СИСТЕМЫ
С ЦИФРОВОЙ
Цифровая автоматическая управляющая система
сравнивает сигналы, записанные в виде чисел. Получен-
ная числовая разница преобразуется затем в форму,
удобную для управления, и воздействует на механичес-
кий объект до тех пор, пока не исчезнет рассогласование
между посланной командой и положением механического
объекта. Цифровая информация, соответствующая дан-
ному положению управляемого объекта, считывается с
кодирующего устройства определенного вида.
В аналоговых управляющих системах сравнивается
напряжение, пропорциональное входной величине, с вы-
ходным напряжением преобразователя, которым обычно
является сельсин или потенциометр. Поэтому, если вход-
ной сигнал считывается с перфокарты или магнитной
ленты, необходимо произвести промежуточное преобразо-
вание, чтобы входной сигнал был в аналоговой форме.
Отклонение от линейности сервопотенциометра не
превышает 0,01%, другими словами, рабочий вал может
быть установлен с точностью 2 мин. Используя сельсин,
можно повысить точность установки вала до 1 мин.
В цифровой автоматической системе 19-разрядное коди-
рующее устройство устанавливает рабочий вал на за-
данный угол с точностью др 2 сек. Таким образом, такая
система имеет потенциально значительно большую точ-
ность, чем аналоговая система.
Естественно, когда приходится иметь дело с такой вы-
сокой точностью, следует принимать во внимание сигна-
лы различных помех, так как уровень сигнала рассогла-
сования сравним с ними. В аналоговой управляющей сис-
теме на малый сигнал рассогласования накладывается
помеха с частотой сети питания, а также помеха от пре-
образователя, которые трудно отделить от сигнала. Для
уменьшения влияния помех следует выбирать соответст-
вующую форму частотной характеристики системы с уче-
том длительности переходных процессов. В цифровой уп-
равляющей системе возможны только два уровня сигна-
539
ла рассогласования — «1» или «О» (обычно —20 в или
0 в), поэтому влияние помех проявляется значительно
слабее.
39-2. ОПИСАНИЕ ЦИФРОВОЙ УПРАВЛЯЮЩЕЙ СИСТЕМЫ
Блок-схема цифровой управляющей системы приве-
дена на рис. 39-1. Двоичное входное управляющее уст-
ройство содержит последовательно включенные триггер-
ные ячейки, каждая из которых соответствует определен-
Рис. 39-1. Блок-схема цифровой управляющей системы.
ском коде Грея. Сигнал, снимаемый с кодирующего уст-
ройства, преообразуется в нормальный двоичный код
и сравнивается с сигналом входного устройства. Разница
между этими сигналами представляет собой сигнал рас-
согласования, выраженный в числовой форме. Этот сиг-
нал преобразуется модулятором в аналоговую форму —
в прямоугольное напряжение с переменной фазой и с ча-
стотой 60 гц. От величины п фазы этого напряжения
540
зависит, насколько и в какую сторону повернется двига-
тель, чтобы уменьшить цифровой сигнал рассогласова-
ния. До подачи на трехваттный двигатель сигнал усили-
вается сервоусилителем. Для стабилизации работы си-
стемы используется тахометр, смонтированный на валу
двигателя. Скорость вращения вала понижается в отно-
шении 25 : 1 с помощью точного редуктора.
39-3. ОПИСАНИЕ КОДИРУЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
Кодирующее устройство представляет собой диск,
изображенный на рис. 39-2. Зачерненные области явля-
ются токопроводящими участками и соединены с монта-
жной платой, установленной позади диска, к которой с
12
Неподвижные щетки Оля
считывания сигнала
Диск, насаженный
на рабочий Вал
ПродоВяи/.ие участки
диско, соединенные
с монтажной платой
Рис. 39-2. Диск цифрового кодирующего устрой-
ства, закодированный в нормальном двоичном
коде.
помощью щетки подводится постоянное напряжение.
Съем данных с кодирующего диска осуществляется с по-
мощью неподвижных щеток Во—В3. Записанные на дис-
ке числа от 0000 до 1111 соответствуют определенным по-
ложениям вала.
Кодирующее устройство, изображенное на рис. 39-2,
закодировано в нормальном двоичном коде, однако чаще
541
для этой цели применяется циклический код Грея. Это
объясняется большой ошибкой, которая может появиться
при съеме данных из-за любого незначительного пере-
коса считывающих щеток. Для примера рассмотрим вал
в положении, соответствующем цифре НИ (сектор 15).
Предположим, что произошел перекос щетки В3, так что
она попала в соседний сектор. Тогда считанное число бу-
дет 0 111 (сектор 7), что отличается от истинного поло-
жения вала на 180°, или на 8 секторов. Причина возник-
новения такой ошибки в том, что между двумя последо-
вательными числами, записанными в нормальном двоич-
ном коде, может происходить изменение цифры более чем
на одну двоичную единицу.
В случае записи числа в циклическом коде Грея раз-
ница между двумя соседними числами составляет толь-
ко одну двоичную единицу, как видно из табл. 39-1. Пред-
положим теперь, что вал занимает положение, соответ-
ствующее 15-му сектору. Пусть в результате перекоса
щетка В3 перекрыла соседний сектор, тогда полученное
число будет 0 000, что соответствует 0-му сектору. Таким
образом, отличие от истинной позиции всего один сектор.
Таблица 39-1
Число в десятичной системе счисления Число в нормаль- ном двоич- ном коде Число в цикли- ческом коде Число в чесятичной системе fc чнс дения Число в нормаль* ном двоич- ном коде Число в цикли- ческом коде
0 0000 0000 8 1000 1100
1 0001 0001 9 1001 1101
2 0010 ООП 10 1010 1111
3 ООП 0010 11 1011 1110
4 0100 оно 12 1100 1010
5 0101 0111 13 1101 1011
6 оно 0101 14 1110 1001
7 0111 0100 15 1111 1000
использовании 10-разрядной
двоичной
системы
При
счисления точность установки вала кодирующего устрой-
ства равна 360°/210=0,352°. В настоящей главе рассмат-
ривается всего лишь 8-разрядная система счисления,
так как в случае 10-разрядной трудно получить хорошую
стабильность системы из-за «мертвого хода» в зубчатой
передаче редуктора.
542
39-4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЦИКЛИЧЕСКОГО КОДА ГРЕЯ
В НОРМАЛЬНЫЙ ДВОИЧНЫЙ КОД
В табл. 39-2 и рис. 39-3 приводится правило перевода
из циклического кода в двоичный и логическая схема
Логическая схема преобразования
п—т п—п—т
цифры данного разряда циклического кода;
цифры данного разряда нормального двоичного кода;
предыдущего разряда нормального двоичного ко-
Рис. 39-3. Логическая схема преобразования и сравнительная таблица
циклического кода Грея и нормального двоичного кода для 15 чисел
десятичной системы счисления.
Уравнение алгебры логики для преобразования кода в код
В = А В . . -|- А В , =
п—т п—т п—m-|1 п—т п—т |-1
= (Л + В?. .Л (Л Ч-В„ ... .J,
где Л — символ
п—т
В — символ
п—tn
В — символ
п—/n-J-l
да;
п — число разрядов ЦВМ;
т— порядковый номер разряда, начиная со старшего (tn=0, 1. 2 ...).
Таблица 39-2
Правило преобразования циклического кода
в нормальный двоичный код_________________
Число в циклическом коде Число в двоичном коде Правило
I 1 Первая цифра старшего разряда сохра- няется
1 0 Цифра заменяется ее дополнением, так как в двоичном коде ей предшествует «1»
1 1 Цифра сохраняется, так как в двоичном
0 1 коде ей предшествует «0»
1 0
543
преобразования, для которой составлены таблицы логики
работы и написано логическое уравнение (уравнение ал-
гебры Буля). В качестве логического элемента исполь-
зуется ячейка НЕ—ИЛИ, так как при этом система по-
лучается наиболее дешевой и простой. Логическое урав-
нение, представляющее сумму произведений, было
преобразовано в произведение суммы с тем, чтобы для
осуществления заданной логики использовать наимень-
шее количество элементарных ячеек НЕ—ИЛИ. На
рис. 39-4 показана схема элементарной ячейки НЕ—ИЛИ
и построенная на таких ячейках логическая схема пре-
образователя кодов.
Элементарная ячейка НС -ИЛИ
Рис. 39-4. Преобразование циклического кода Грея в нормаль-
ный двоичный. Уравнение алгебры логики
вп— т~ (Ап—т+ вп—m-f-l) (дп—m+ вп—m-f-l) •
39-5. ДВОИЧНОЕ СРАВНИВАЮЩЕЕ УСТРОЙСТВО
(КОМПАРАТОР]
Двоичное сравнивающее устройство производит срав-
нение двоичного входного сигнала команды с двоичным
числом, соответствующим действительному положению
544
рабочего вала. Компаратор содержит столько элемен-
тарных модулей, сколько разрядов в сравниваемых циф-
рах. Таким образом, каждый модуль сравнивает цифру
одного разряда вход-
ного устройства с со-
ответствующей ей
цифрой того же разря-
да преобразователя
кодов.
Каждый модуль
преобразователя имеет
два выхода. Если срав-
ниваемые сигналы
равны, то на обоих вы-
ходах каждого модуля
будет «1». В случае
наличия рассогласо-
вания на одном выхо-
де модуля будет «О»,
на другом — «1», в за-
висимости от того, в
какую сторону следует
повернуть двигатель.
На рис. 39-5 приведе-
на логическая схема
модуля сравнивающе-
го устройства, уравне-
ния алгебры логики и
таблица логики рабо-
ты компаратора. Мож-
но уменьшить число
элементарных логиче-
ских ячеек НЕ—ИЛИ.
построив схему таким
образом, чтобы при
равенстве сравнивае-
мых сигналов на обо-
их выходах единичного
Рис. 39-5. Логическая схема моду-
ля преобразователя циклического
кода в нормальный двоичный код
и логика работы сравнивающего
устройства.
0 0 11
0 10 1
10 10
1111
где Сп_ — символ цифры данного
разряда сигнала команды;
Вп_т — символ цифры данного
разряда сигнала преобра-
зователя кода в код;
Dn_. т ~~символ Цифры данного
разряда первого выхода
компаратора;
В п__т — символ цифры данного
разряда второго выхода
компаратора.
Уравнения алгебры логики:
—т = вп—т'>
Еп—т~ вп—т^~ вп—т '
модуля был бы «О».
Однако при этом выходной транзистор модуля бу-
дет работать в режиме насыщения, и сигнал, по-
даваемый на преобразователь цифрового кода в
аналоговую величину, будет сильно меняться при
замене приборов, вызывая тем самым ошибку. Если на
545
выходе сравнивающего устройства при равенстве вход-
ных сигналов будет «1», то это соответствует работе тран-
зистора в режиме отсечки, и, следовательно, напряжение,
подаваемое на вход преобразователя цифрового кода
в аналоговую величину, всегда постоянно и не зависит от
параметров транзисторов.
39-6. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЦИФРОВОГО КОДА
В АНАЛОГОВУЮ ВЕЛИЧИНУ И МОДУЛЯТОР
Преобразователь такого рода преобразует два выход-
ных сигнала цифрового сравнивающего устройства в два
аналоговых сигнала тока, величины которых зависят от
того, каким образом должен быть повернут двигатель.
В модуляторе эти два сигнала вычитаются, причем на вы-
'Младший О,
5,0
г 2,ч9
Выход
компаратора
7 7Э,8м
В 39,2 к
Старший
разряд
Старший
разряд
Выход
компаратора
9 19,6 к
2 2,09
8 39,2м
7 76,8 м
9 19.6м
+20 в
Символическое
изображение
модулятора
5,0
Младший £ г~—у
разряд и’
л=9;
9>т;. 0.
Pile. 39-6. Преобразователь цифрового сигнала в аналоговый
Разряд Величина сопротивления калибровочного резистора
3 1,24 Мом
4 619 ком
5 309 ком
6 154 ком
546
ходе получается переменный сигнал прямоугольной фор-
мы с частотой 60 гц и меняющейся фазой. На рис. 39-6
показана схема преобразователя с параллельным вво-
дом всех разрядов кода от обоих выходов сравнивающе-
го устройства. Преобразователь состоит из калибровоч-
ных резисторов, которые соединяют каждый выход ком-
паратора с соответствующим входом модулятора, причем
величина сопротивления каждого резистора пропорцио-
нальна «весу» разряда. Например, если разница между
входным и выходным сигналами компаратора записы-
вается цифрой в наименьшем разряде, то цифровое коди-
рующее устройство должно быть повернуто на угол, рав-
ный 360°/28, и, следовательно, на двигатель нужно подать
напряжение, достаточное, чтобы вызвать минимальное
перемещение кодирующего диска Однако если разница
между входным и выходным сигналами записывается
цифрой старшего разряда, то кодирующий диск должен
быть повернут на максимальный угол (180°). Напряже-
ние, подаваемое на двигатель, должно быть достаточным,
чтобы повернуть двигатель на полной скорости до такого
положения, когда рассогласование будет скомпенсирова-
но. Величины сопротивлений калибровочных резисторов,
следовательно, таковы, что для самого младшего разря-
да сигнала рассогласования в модулятор поступает один
импульс единичного приращения, для следующего раз-
ряда— два импульса единичного приращения, для треть-
его— четыре единицы и так далее до восьмого разряда,
которому соответствует 28 импульсов единичного прира-
щения.
Этот процесс представлен в таблице на рис. 39-7 для
пятиразрядного кодирующего устройства. Требуемое по
программе положение рабочего вала соответствует дво-
ичному сигналу входного управляющего устройства и
сравнивается с истинным положением вала согласно
таблице рис. 39-5. На выходе модулятора получается
разность единичных приращений (Dn-m—Еп-т)- Сигнал
рассогласования уменьшается ступенями, пока не ста-
нет равным нулю.
Принципиальная схема модулятора приведена на
рис. 39-8. Напряжение источника питания равно 20 в.
Поскольку для уменьшения остаточного напряжения ис-
пользуется инверсное включение транзисторов, следует
выбирать транзисторы с предельным напряжением
ПЭб Макс, превышающим 20 в. Поэтому выбираются
547
сплавные транзисторы типа 2S302 Между транзистора-
ми включаются потенциометры для компенсации оста-
точных напряжений. Модулятор запускается от источни-
ка питания 115 в, 60 гц, чтобы обеспечить точную син-
хронизацию с работой двухфазного двигателя. Два опор-
ных диода, включенных навстречу друг другу, как пока-
ЕВиничные приращения в
моВуляторе
Z* 23 2г 2' 2°
первый ВхоВ ыовулятора Оторва ВхоВ ыоОуляторВ (Bn-nf'En-tT}) Выхов моВулятсра
16+S+1 = 25 2 4=2 23
16+В = 24 2 = 2 22
15+4+1=21 21 ’
16+4 = 26 = 0
1В+4+1-2.1 2 = 2 . гз
16+4 =20 2 =2 18
16+1 =17 =0 17
16 =16 =0 ' 16 '
16+1 = 1? z =2 13
16 = 16 2 =2 14
6+4+2 = 14 =1 13
В+4 = 12 = 0 12
8+4 + = 13 2 =2 h
8+4 = 12 2 =£ Л?
8+1 =9 = 0 3
В =8 = 0 8
8+1 =9 2 =2 7
8 =8 2 = 2 6
4+1 = 5 ‘ = 0 5
4 =4 = 0 4
4+1 ' =5 . 2 =2'
4 = 4 2 =2
1 = 1 В =0 1
0 0 7Г~
Рис. 39-7. Таблица работы преобразователя.
зано на рис. 39-8, обеспечивают прямоугольную форму
переключающего напряжения.
Несмотря на то, что в схеме используется высокока-
чественный трансформатор, все же наблюдается некото-
рое искажение формы выходного напряжения. Это про-
исходит из-за наличия постоянной составляющей тока
в первичной обмотке, которая вызывает уменьшение ее
индуктивности, а также из-за высокого сопротивления
источника и низкой рабочей частоты Переходная харак-
548
теристпка сглаживается благодаря конденсатору в
1 мкф, подключенному параллельно выходу схемы.
Если на один из входов модулятора поступает сигнал
величиной в 4 мка, то на выходе размах колебаний бу-
дет равен 2,4 мв. Если входной сигнал равен 1 ма, то раз-
мах колебаний на выходе равен 1,1 в. Первое состояние
Рис. 39-8. Принципиальная схема модулядора.
соответствует сигналу рассогласования, записанному
цифрой младшего разряда, второе — цифрой старшего
разряда. л
39-7. СЕРВОУСИЛИТЕЛИ
Принципиальная схема типового предварительного
усилителя операционного типа приведена на рис. 39-9.
На усилитель подается сумма сигналов с выхода моду-
лятора и тахометра. Усилитель охвачен общей отрица-
тельной обратной связью, чтобы избежать искажений
амплитуды сигнала и длительности его импульса при пе-
регрузке усилителя и обеспечить максимальный враща-
ющий момент, подаваемый на двигатель при большом
сигнале рассогласования.
Принципиальная схема мощного выходного усилите-
ля показана на рис. 39-10. Нагрузкой усилителя служит
обмотка возбуждения двухфазного двигателя мощно-
549
Рис. 39-9. Принципиальная схема предварительного усилителя.
Рис. 39-10. Принципиальная схема мощного усилителя.
стью 3 вт. Параллельно обмотке возбуждения включен
конденсатор емкостью 4 мкф, чтобы сделать нагрузку
усилителя более активной. Обратная связь, используе-
мая для уменьшения выходного сопротивления, улучша-
ет переходную характеристику двигателя.
550
39-8. УСТОЙЧИВОСТЬ ЦИФРОВОЙ СИСТЕМЫ
АВТОМАТИЧЕСКОГО КОНТРОЛЯ
Главными факторами, влияющими на устойчивость
цифровой системы автоматического контроля, являются:
частотная характеристика сервоусилителей в сочетании
с двигателем, механические характеристики двигателя,
тахометра и кодирующего устройства и «мертвый ход»
редуктора. Наличие «мертвого хода» в редукторе оказы-
вает то же действие, что и введение в систему линии за-
держки; оно вызывает высокочастотные колебания ма-
лой амплитуды. Таким образом, важно, чтобы «мертвый
ход» редуктора был значительно меньше разрешающей
способности системы.
Поскольку сигнал рассогласования с выхода модуля-
тора — ступенчатая функция, то стабильность системы
должна быть такова, чтобы система достигала равнове-
сия в пределах единичного приращения момента движе-
ния двигателя. Стабильность системы определяется кор-
рекцией усиления и обратной связью, обеспечиваемой
тахометром. Чувствительность усилителя должна быть
такова, чтобы при наличии минимального сигнала рас-
согласования в системе на его выходе появлялся сигнал,
достаточный для приведения в движение двигателя и
выходного вала.
Обратная связь, осуществляемая тахометром, оказы-
вает действие, подобное механическому трению, но
только без присущих ему ошибок и потери мощности.
Путем регулировки коэффициент усиления устанавлива-
ется выше или ниже предварительно выбранной величи-
ны, чтобы обеспечить оптимальную переходную характе-
ристику системы.
выводы
В настоящей главе рассматривался простейший циф-
ровой сервомеханизм, который может применяться в
цифровой системе автоматического управления. Цифро-
вая вычислительная машина, являющаяся частью этой
системы, построена на элементарных ячейках НЕ—ИЛИ,
выполненных на новейших типах кремниевых транзисто-
ров. Описанная система имеет разрешающую способ-
1°
ность 1 —. Разрешающая способность системы может
551
быть улучшена до — , если использовать 10 разрядную
3
систему счисления, которая, однако, требует более совер-
шенного редуктора.
Для контроля положения выходного вала использу-
ется стрелочный указатель с 90-градусной шкалой. Бла-
годаря такой индикации выходной вал не может быть
Рис. 39-11. Логическая схема для осуществления поворота
рабочего вала по кратчайшему пути.
повернут более чем на 360°. Если вал повернут на 1° от-
носительно заданного положения, то его следует повер-
нуть на 359°, чтобы выполнить команду. Это длинный
путь. Его можно избежать, если добавить две ячейки
НЕ—И, как показано на рис. 39-11.
Когда действительное положение вала соответствует
сектору, обозначенному 00 (рис. 39-11), а требуемое по-
ложение сектора //, то сигнал, снимаемый с ячейки
НЕ—И, должен быть достаточным, чтобы превзойти
действительный сигнал рассогласования и повернуть
двигатель в противоположном направлении. Это дости-
гается применением калибровочного резистора, равного
по величине половине калибровочного резистора в стар-
559
шем разряде преобразователя. Таким образом, если вал
отклонен на 1° и его надо повернуть на 359°, сигнал рас-
согласования, вызывающий поворот вала по длинному
пути, будет немного меньше двойного сигнала рассогла-
сования, соответствующего рассогласованию в старшем
разряде. Сигнал же, снимаемый с дополнительной ячей-
ки НЕ—И, будет равен двойному сигналу рассогласова-
ния, записанному в старшем разряде; таким образом,
двигатель повернется и установится в нужном положе-
нии кратчайшим путем.
35—878
Приложение 1
ПОЛЕВЫЕ ТРАНЗИСТОРЫ*
П-1. ВВЕДЕНИЕ
Обычным транзисторам присущи низкие (но не нулевые) вход-
ные сопротивления, кроме случаев работы при очень малых токах.
В первые годы появления транзисторных схем это свойство вместе
с особенностями, связанными с тем, что транзистор управляется
током, создало значительную трудность для инженеров, имевших
ранее дело с вакуумными лампами. Время доказало, что большин-
ство этих трудностей было воображаемым, и они исчезли, когда
конструкторы научились работать с транзисторами.
Тем не менее в некоторых случаях на первый план выдвигается
требование обеспечения высокого входного сопротивления. В этих
случаях обычные транзисторные схемы зачастую неудобно или не-
возможно использовать. Это затруднение подтолкнуло разработку
полевых транзисторов. Однако полевые транзисторы обладают и
другими преимуществами, которые могут способствовать их широ-
кому применению:
1. Так как работа полевых транзисторов не связана с перено-
сом неосновных носителей, то онн имеют хорошую радиационную
устойчивость.
2. Полевые транзисторы свободны от некоторых источников
шума, которые имеют место в работе обычных транзисторов. На-
пример, один из типов выпускаемых сейчас полевых транзисторов
имеет коэффициент шума 3 дб на частоте 10 гц.
3. Усиление по мощности у полевых транзисторов на звуковых
частотах значительно выше, чем у обычных транзисторов.
4. Усиление по мощности у полевых транзисторов имеет тенден-
цию к росту при увеличении рабочих токов, что открывает хорошие
возможности для создания мощных полевых транзисторов.
П-2. ПРИНЦИП ДЕЙСТВИЯ
Униполярный полевой транзистор представляет собой структуру,
содержащую полупроводниковый токовый канал, сопротивление кото-
рого модулируется приложением поперечного электрического поля.
* В данном приложении рассматриваются только полевые тран-
зисторы (унитроны) на р-п переходе. Значительно лучшими ха-
рактеристиками обладают получившие распространение в последнее
время унитроны с изолированным затвором, принцип действия и при-
менение которых описаны в ряде работ, например [Л. 1-13].
(Прим, ред.)
554
~L —-
Для простоты рассмотрим пластинку кремния, имеющую длину
L, ширину W', толщину 7, избыточную концентрацию примеси Р и
омические невыпрямляющие контакты на концах, как показано на
рис. П-1.
Приближенная величина со-
противления между контактами И
и С имеет вид:
~,
qpPWT
(П-1)
1
где q—заряд электрона; Рис. П-1.
р—подвижность основных
носителей.
Множитель «/pF в знаменателе уравнения (П-1) представляет
собой удельную проводимость о полупроводникового материала. Бо-
лее полное выражение для удельной проводимости
ст = <7(«Рп + /трр),
(П-2)
где О — удельная проводимость;
п — плотность электронов;
рп — подвижность электронов;
р — плотность дырок;
|Лр — подвижность дырок.
Будем предполагать, что P^>N для p-типа кристалла. Более
удобно говорить о проводимости Go, чем о сопротивлении Ro'.
„ 1 WT qiiPWT
Cjn •— —— ст /-*-
Ro L L
(П-3)
Если предположить, что ширина и длина пластинки на рис. П-1
фиксированы, то из уравнения (П-3) видно, что проводимость может
быть уменьшена либо удалением из кристалла части носителей тока,
либо уменьшением эффективной толщины Т. В полевых транзисторах
для управления шириной проводящей области используются обеднен-
ные области обратно смещенных р-п переходов.
На рис. П-2 изображена пластинка кремния p-типа, в которую
с противоположных сторон введены примеси n-типа для получения
р-п переходов. Нас интересует проводимость канала p-типа между
двумя областями п-типа. Предположим, что ток, текущий между ис-
током и стоком, ограничен каналом p-типа. Проводимость этого ка-
нала (при очень малых токах) определяется выражением (П-3). Рас-
смотрим, что произойдет с этой проводимостью, если затвор станет
положительным по отношению к истоку, т. е. когда к р-п переходу
затвора приложено обратное смещение.
На рис. П-3 показана диаграмма распределения концентрации
примеси по поперечному сечению пластинки. Так как объемные за-
ряды на каждой стороне перехода должны быть одинаковы, то об-
ласть объемного заряда будет глубже распространяться в менее леги-
рованную область. Предполагается, что распределение примесей в
областях п- и p-типа однородно, а переходы — резкие. Как показано
на рис. П-3, на каждой стороне перехода затвор — канал существует
область объемного заряда, из которой удалены все свободные носи-
35*
555
тели и остались лишь ядра и связанные электроны. Ширина этих
областей объемного заряда является функцией напряжения на пере
ходе и концентрации примеси.
Обратное смещение перехода затвор — канал вызывает уменьше-
ние проводимости канала вследствие расширения областей объемного
заряда. Таким образом проводимость канала является обратной функ-
ЗатВор
п-типа
Области оВъемнсга
ааряВа
ЗатВор
о-типа
канал
р-типа
Эффективная
ширим канала
Рис. П-2.
Рис. П-3.
цней напряжения смещения перехода затвор — канал. Другими сло-
вами, поперечное электрическое поле создаваемое в канале с помощью
затвора, оказывает воздействие на проводимость канала: отсюда
термин — «нолевой эффект».
Рис. П-4.
а — структура полевого транзистора; б — обозначение полево-
го транзистора (расположены на противоположных сторонах
кристалла, n-области соединены внутри прибора).
Теперь рассмотрим, что произойдет, если напряжение сток—нс
ток увеличивается. Обращаясь к рис. П-4, полагаем, что исток и кон
такты затвора заземлены Предположим также, что вся область за-
твора, имеет потенциал земли (это предположение справедливо, так
как нормальный ток затвора очень мал). Теперь при приложении от-
рицательного смещения Uc к стоку от истока к стоку будет течь ток
через канал; при этом Возникнут области объемного заряда, показан-
ные на рис. П-4 штриховкой. Тогда величина тока будет определять-
ся нейтральным каналом p-типа между областями объемного заряда.
556
Так как происходит падение напряжения по длине канала, то об-
ратное смещение на переходе затвора не будет постоянным по длине
канала. Чем больше расстояние от истока, тем большим будет об-
ратное смещение на переходе, это приводит к тому, что области объ-
емного заряда имеют форму клина. Теперь рассмотрим некоторые де-
тали поведения такой структуры.
П-3. ХАРАКТЕРИСТИКИ ПРИБОРА
Статические характеристики. Ток отсечки затвора. Измерение
входного сопротивления по постоянному току и определение качества
диода затвор — канал может быть произведено путем закорачивания
истока со стоком и подачи обратного смещения на переход затвор —
канал. Схема для измерения тока отсечки затвора показана на рис.
Рис. П-5.
Рис. П-6.
П 5, при измерении используется напряжение 10 в, управляющий
электрод должен быть положительным по отношению к каналу для
прибора с каналом p-типа. Увеличивая это напряжение, можно до-
стигнуть величины, при которой произойдет пробой диода затвор —
канал. На рнс. П-6 показана типичная экспоненциальная характери-
стика зависимости тока /зяо от температуры для кремниевого прибо-
ра. Нетрудно определить, что величина входного сопротивления по
постоянному току при закороченном выходе составляет тысячи ме-
гом при температуре около 0° С.
Напряжение пробоя. Чтобы лучше понять терминологию, свя-
занную с пробоем, рассмотрим типичные характеристики стока, при-
веденные на рис. П-7. На этом рисунке изображены кривые зависи-
мости тока /с от напряжения ЙСи полевого транзистора 2N2499,
включенного по схеме с общим истоком при постоянном напряжении
между затвором и истоком. Надо отметить, что полярность напряже-
ния смещения на затворе противоположна напряжению питания сто-
ка *, следовательно, для обычного режима смещения разность потен-
1 Эти приборы могут использоваться при прямых смещениях
в несколько десятых долей вольта, если переход затвор — исток не
включен.
557
циалов на переходе затвор — сток выше, чем на переходе затвор —
исток. Это значит, что пробой перехода затвор — сток произойдет
раньше, чем пробой перехода затвор — исток. Отключая источник от
стока в схеме, показанной на рис. П-5, и присоединяя источник тока
10 мка к стоку, можно определить напряжение пробоя перехода
сток — затвор С'пр сз при условиях, записанных в технических ус-
ловиях. Наименьшая величина напряжения пробоя, заданная для вы-
шеуказанных приборов, составляет — 20 в.
Рис. П-7.
Так как точка, в которой исток соединен с каналом, физически
удалена от контакта стока, то при вышеописанных измерениях исток
может быть соединен с затвором без существенного изменения на-
пряжения пробоя. В этом случае будет измерено напряжение пробоя
между стоком и истоком при коротком замыкании затвора с истоком.
Типичная величина Unp.cn может быть определена по точке резкого
загиба на кривой 17зи=0.
Можно заметить, что напряжение загиба характеристик стока по-
нижается при увеличении напряжения на затворе; при этом напря-
жение пробоя сток — затвор почти постоянно и независимо от тока
сток — исток.
Таким образом, можно записать:
Unp.ca — Unp.cnX + U3n — Const, (П-4)
где символ х означает величину С7си при конкретном значении USK.
Обозначая константу в уравнении (П-4) через С7Пр.сэ, получаем:
Ппр.СИХ = б^пр.СЗ U зи. (П-5)
С помощью заданной величины минимального напряжения про-
боя САтр.сз и величин напряжения затвора можно построить кривую
на графике вольт-амперной характеристики стока, как показано на
рис. П-8. В области справа от этой кривой может произойти пробой.
Следовательно, область применения лежит на характеристиках стока
558
между этой кривой и одной из характеристических кривых для ма-
лого прямого смещения затвора. Сигналы на затворе, смещающие
переход затвор — исток в прямом направлении, испытывают ограни-
чение вследствие резкого падения входного сопротивления, однако
ток стока при этом почти не меняется. Если сигнал вызывает пробой
перехода сток — затвор, этот сигнал будет ограничиваться вследст-
вие проводимости между стоком и затвором.
Перекрывание канала. При увеличении напряжения на стоке,
начиная от нуля, ток стока сначала сильно зависит от напряжения
на стоке. Однако при дальнейшем увеличении напряжения вследствие
увеличения размеров обедненного
слоя происходит перекрывание ка-
нала, по которому течет ток, и
дальнейшего роста тока стока по-
чти не происходит, пока не будет
достигнуто напряжение пробоя.
Когда к затвору приложено об-
ратное смещение, то падение на-
пряжения на канале приводит к
тому, что перекрывание канала
происходит при более низкой ве-
личине тока стока, так как напря-
жение смещения затвора в этом
случае оказывается частью напря-
жения, приводящего к перекры-
ванию канала. Напряжение перекрывания канала пли напряжение
насыщения может быть определено как напряжение сток — исток,
которое отделяет триодную область характеристик стока от пентод-
ной области при данном напряжении смещения; для того чтобы од-
нозначно описать эту точку на плавной кривой, необходимо опреде-
лить крутизну выходной характеристики стока в точке измерения.
559
Хотя напряжение насыщения может быть однозначно определено
подобным способом, при массовом производстве приборов такая про-
цедура измерения излишне сложна. Параметром перекрывания канала
может также служить напряжение затвор-исток, необходимое для
уменьшения тока стока до заданной величины, илн же ток стока при
заданных напряжениях затвора и стока. В соответствии с последним
способом с помощью схемы, приведенной на рис. П-9, измеряется ток
/с0. Расположение точки измерения на характеристике стока показа-
но на рис. П-8.
Рис. П-10 Зависимость приведенного то-
ка стока при нулевом напряжении на
затворе /с нас и приведенного статиче-
ского сопротивления сток — исток гСи от
температуры окружающей среды Токр.
На рис. П-8 также показана точка измерения тока стока при ну-
левом смещении затвора; этот ток называется током насыщения
/с нас и измеряется в области перекрывания канала. Прикладывая
прямое смещение к переходу затвор — сток, можно получить более
высокий ток, чем Iс нас, хотя входное сопротивление быстро падает,
когда режим перехода затвор —> исток приближается к области пря-
мой проводимости. В области, простирающейся на несколько деся-
тых вольта, по обе стороны от линии <7зи=0 характеристики в об-
ласти насыщения симметричны и линейны относительно данной ли-
нии. Такое свойство кремниевых полевых транзисторов позволяет
применять их в малоспгнальных схемах с нулевым смещением.
На рис. П-10 приведена кривая зависимости тока /снас от тем-
пературы для транзисторов типа 2N2499. В диапазоне температур
от —50 до +125° С ток изменяется обратно пропорционально темпе-
ратуре. Предварительные исследования показывают, что при сниже-
нии температуры ток /с нас достигает максимума и затем падает. Для
прибора, помещенного в жидкий азот, форма кривых примерно та
же, что и при комнатной температуре.
Работа при малых уровнях тока. Расположение точки измерения
статического сопротивления сток — исток гСи показано вблизи начала
координат на рис. П-8. Этот параметр характеризует возможности
прибора при работе в качестве переключателя сигналов За исключе-
нием случая прямого смещения затвора, величина гСи представляет
560
Рис. П-11. Зависимость полной входной
проводимости для малого сигнала в схе-
ме с общим истоком t/i । и от частоты
Рис. П-12. Зависимость
полной проводимости об-
ратной передачи для ма-
лого сигнала в схеме с
общим ИСТОКОМ 1/12И ОТ
частоты.
Рис. П-13. Зависимость входной
проводимости для малого сиг-
нала в схеме с общим истоком
§пи от частоты:
fiiiH — Re (f/ии)
собой самое низкое сопротивление участка сток — исток. Если на-
пряжение сток — исток поддерживается ниже области перекрывания
канала, прибор может использоваться в качестве сопротивления, уп-
равляемого напряжением.
Малосигнальные характеристики. Важным свойством полной
входной проводимости и полной проводимости обратной передачи на
Рис. П-14 Зависимость прово-
димости обратной передачи для
малого сигнала в схеме с об-
щим истоком gisu от частоты;
етги = Re (г/ки)-
малом сигнале является почти ли-
нейное возрастание их величин с
ростом частоты. Обе эти проводи-
мости имеют реактивный характер
в диапазоне от 10 гц до 100 Мгц.
На рис. П-11—П-14 показаны ти-
пичные зависимости полной вход-
ной проводимости и полной прово-
димости обратной передачи от ча-
стоты. Из графика, приведенного
на рис. П-11, видно, что величина
полной входной проводимости воз-
растает, начиная с частоты около
1 гц. Полная проводимость обрат-
ной передачи (рис. П-12) начинает
возрастать с частоты около 50 гц.
Сравнение графиков, приведенных
на рис П-11 и П-12, с графиками,
приведенными па рис. П-13 и П-14
соответственно, показывает, что
на частотах, превышающих ука-
занные, действительные части
очень малы по сравнению с вели-
чинами полных проводимостей. На рис. П-15 и П-16 приведены ха-
рактеристики полной входной проводимости и полной проводимости
обратной передачи для частот до 100 Мгц, действительные и мнимые
части этих двух параметров приблизительно соответствуют действи-
тельным частям и полным величинам проводимостей, указанным на
четырех предыдущих рисунках.
Полная проводимость прямой передачи фактически постоянна и
имеет активный характер, начиная от постоянного тока и до часто-
ты 20 Мгц. На частотах выше 50 Мгц действительная часть очень
быстро падает, так что мнимая часть способствует поддержанию
полной величины, как показано на рис П 17. Возможной причиной
падения действительной части на высоких частотах является время
пролета носителей через область канала.
Полная выходная проводимость имеет активный характер до час-
тот порядка 1 Мгц. На частотах от 1 до 5 Мгц реактивная часть рас-
тет быстрее, чем активная, и на частотах от 5 до 100 Мгц преобла-
дает реактивная составляющая. На рис. П-18 показана экстраполяция
для этой переходной области, построенная с помощью результа-
тов измерений на более высоких частотах.
На рис. П-19 приведен пример геометрии полевого транзистора;
такую структуру имеет кремниевый полевой транзистор типа
2N2499. При изготовлении этого транзистора используются совершен-
ные методы диффузии из газовой фазы и фотолитографии, которые
применяются также при изготовлении лучших высокочастотных би-
полярных транзисторов. Германиевые полевые транзисторы могут из-
готовляться с помощью несколько видоизмененного метода сплавле-
562
Рис. П-15. Зависимость пол-
ной входной проводимости
для малого сигнала в схеме
с общим истоком от часто-
ты;
£ии = Re G/пи);
6ци = 1т (j/iin)-
Рис. П-16. Зависимость полной
проводимости обратной передачи
для малого сигнала в схеме с об-
щим истоком 1/12и от часто-
ты; ---£12и =Re (</12и); -&12И =
= 1ш (1/12и) (кривая gi2t, получена
расчетным путем при
С2 = 5,4пф, Ке = 55ом,
Рис. П-17. Зависимость полной
проводимости прямой передачи
для малого сигнала в схеме с об-
щим истоком 1/21И от частоты;
&21и = Re (г/21и);
— Ь21И = Im (г/21и) •
Рис. П-18. Зависимость
выходной проводимости
для малого сигнала в
схеме с общим истоком
У22П от частоты;
§22и = Re (4/22и)1 ^22И =
= Im (р22и).
563
ния, использующегося для получения сверхнадежных транзисторов
для вычислительных устройств.
Независимо от технологического процесса функциональная струк-
тура полевых транзисторов может изображаться упрощенно, как по-
Рис. П-19.
Рис. П-20.
казано на рис. П-20. С помощью этого рисунка можно получить эк-
вивалентную схему полезного транзистора. Эквивалентная схема для
Рнс П-21.
транзистора 2N2499 приведена на
рис. П-21.
Так как характеристические полные
проводимости имеют линейную зависи-
мость от частоты, эквивалентная схема
для транзистора 2N2499 может быть ис-
пользована в диапазоне от постоянного
тока до частот порядка 100 Мгц. Распо-
ложение сосредоточенных параметров
выбрано в соответствии с рис. П-20.
Предполагается, что ток затвора рас-
пределяется между двумя областями у
омического контакта, ток каждой обла-
сти должен течь через объемное сопро-
тивление затвора, область пространст-
венного заряда и объемное сопротивле-
ние стока или истока. Область простран-
ственного заряда представлена на экви-
валентной схеме емкостью, соединенной
параллельно с сопротивлением утечки.
Введение в схему сопротивлений объема
стока и истока требует включения гене-
ратора тока параллельно дифференци-
альному сопротивлению канала в обла-
сти перекрывания. Напряжение, созда-
ваемое генератором тока, есть напряже-
ние, действующее на емкости затвор —
исток. Внутренняя крутизна характери-
564
Рис. П-22. Зависимости действительных частей
полной проводимости прямой передачи в схеме
с общим истоком
gain = Re (!/г1и)
и выходной полной проводимости в сехеме с об-
щим истоком
^22и = Re (^22и)
от тока стока.
стики по постоянному току обо-
значена S'. Вследствие наличия
внутренней обратной связи (со-
противления объема истока Rs)
внешняя крутизна характеристики
по постоянному току будет иметь
вид:
1 + S' Rs ’
(П-6)
Между величинами сопротив-
лений схемы, показанной на
рис. П-21, существует большая
разница: Rb R2 2> rc3> R3, R«, R5,
R6. Приблизительные величины
этих сопротивлений:
Ri, Ri ~ Ю10 ом;
Rs + Rs « 150 — 200 ом;
Rt, + Re ~ 50 — 60 олг.
Рис. П-23. Зависимость емкости
„ Im (Уп„)
^11И =
(О
,, „ , от приведенного тока стока.
На рис. П-22 приведены графики 1
зависимости действительных ча-
стей полной проводимости прямой передачи и полной выходной про-
водимости от тока стока. Увеличение тока стока вызывает возраста-
ние полной проводимости прямой передачи, но одновременно умень-
шает полное выходное сопротивление. На рис. П-23—П-25 приведены
565
Рис. П-24. Зависимость емкостей
Im (Угги) г 1т(У21и) „ 1т (|/1ги)
22и — , С21Ц = ------И С12И = -----------
<11 СО СО
от тока стока
1____i____I_____I____1____। i I
О -2 -♦ -I -в -Ю -tZe.Uc
Рис. П-25. Зависимости емкости
„ Im С«1ги)
спи — ~ от напряжения сток—исток
при [7ЗП=1 в (кривая /) и от напря-
жения затвор—исток UJK при UCK=—10 в
(кривая 2), емкости С12п= — —2н - or
со
напряжения сток—исток Ucn при 1/зи=1 в
(кривая S) и от напряжения затвор—исток
Узн при £/си=—Ю в (кривая 4).
графики, характеризующие влияние тока и напряжения смещения иа
емкостные компоненты четырех характеристических полных проводи-
мостей. Входная емкость Сци приблизительно равна величине парал-
лельно включенных емкостей эквивалентной схемы Ci и С2. Выходная
емкость С22и и емкость обратной связи Ci21I почти равны С2.
Рис. П-26. Условия измерения: Ucll——5 в; /с=—1 мч; Rr — 1 Л1ол«.
Шумовые характеристики. Коэффициент шума определяется как
степень ухудшения отношения мощностей сигнал/шум при прохожде-
нии сигнала через систему. Природа коэффициента шума рассматри-
валась в гл. 21. Применяя те же рассуждения к полевому транзи-
стору, можно получить:
F = 10 log
Ещ ВЫХ
Л?г-«ТА^Г ’
(П-7)
где Ки=Ес вых'^с — коэффициент усиления по напряжению при
уровнях сигнала, значительно превышающих
уровень шума;
k — постоянная Больцмана, 1,38 • 10-23 дж/град;
Т — температура сопротивления /?г, °К;
А/— эквивалентная ширина полосы пропускания си-
стемы, гц;
Rr — сопротивление источника сигнала, ом;
Ес— напряжение эквивалентного источника сигнала;
Ес вых — напряжение сигнала на выходе полевого тран-
зистора;
567
Еш вых — напряжение шума на выходе вследствие тепло-
вого шума сопротивления Rr и шума, вносимо-
го системой, при £с=0.
Все величины в формуле (П-7) могут быть измерены, а затем
можно вычислить коэффициент шума системы. Если усиление перво-
го каскада велико, шум, генерируемый последующими каскадами, бу-
дет вносить незначительный вклад в шум на выходе, поэтому коэф-
фициент шума первого каскада может считаться коэффициентом шу-
ма системы. На рис. П-26 приведена основная схема, используемая
для измерений, и необходимые измерительные приборы.
Для измерений коэффициента шума в узкой полосе частот необ-
ходимо измерить эквивалентную ширину полосы частот Af, коэффи-
циент усиления К и напряжение шума на выходе Ёшвых при £с=0.
После того как произведено измерение коэффициента усиления, вы-
ход необходимо переключить на осциллограф и проверить отсутствие
ограничения или наводки, например, от сети питания. Напряжение
на выходе генератора должно быть достаточно низким, чтобы пред-
отвратить ограничение; измерительная схема должна быть помещена
568
в экранированный корпус, чтобы предотвратить нежелательные навод-
ки. Частота генератора должна быть установлена в середине полосы
пропускания фильтра
Согласно графику, приведенному на рис. П-27, точка начала об-
ласти шума типа 1// лежит вблизи частоты 100 гц. Это приблизи-
тельно на половину порядка ниже, чем для большинства транзисто-
ров. Измерения, по результатам которых построен график на рис.
П-27, производились при сопротивлении источника сигнала 1 Мом,
однако это сопротивление не является оптимальным для всех частот.
На более низких частотах оптимальная величина сопротивления ис-
Рис. П-29. Зависимости коэффициента шу-
ма от напряжения сток—исток U Си при
/с =—1 ма (кривая 1) и от тока стока /с
при t/си =—5 в (кривая 2).
точника сигнала выше; например, на частоте 10 гц оптимальное со-
противление источника сигнала около 10 Мом. На рис. П-28 показаны
зависимости оптимального сопротивления RT и оптимального коэф-
фициента шума транзистора 2N2500 в зависимости от частоты. Гра-
фик на рис. П-29 показывает, что в отличие от других транзисторов
коэффициент шума полевых транзисторов не зависит от рабочего
тока. Хотя коэффициент шума изменяется пропорционально напря-
жению, это изменение незначительно в области нормальных режимов.
П-4. ВЫБОР РЕЖИМА СМЕЩЕНИЯ
В справочных листах на транзисторы 2N2497, 2N2498 и 2N2499
приводятся два семейства кривых, которые должны помочь конструк-
тору схем в выборе рабочей точки. С помощью рнс. П-30 можно опре-
делить напряжение между затвором и истоком, требующееся для по-
лучения выбранного значения тока стока при заданном значении тока
/с вас. Эти кривые наиболее удобны при расчетах фиксированного
смещения, усилителей постоянного тока и других расчетах, при кото-
рых требуется выбрать напряжение смещения затвора. Кривые рнс.
П-31 связаны с кривыми на рис. П-30 соотношением /?и = (/эи//с и
приведены специально для определения величины сопротивления ис-
тока, необходимого для автоматического смещения (схема показана
на рис. П-31).
Чтобы проиллюстрировать применение этих кривых, был прове-
ден расчет смещения для некоторых типов полевых транзисторов,
результаты которого приведены в табл. П-1. Используемая процедура
36—878
569
расчета смещения рассмотрена ниже на примере транзистора типа
2N2498.
Таблица П-1
Тип полевого транзистора /с, средняя расчетная точка, ма /?и, ком /?'и. ком
2N2497 -0,5 2,00 12,0
2N2498 —1,25 1,00 5,0
2N2499 -4,00 0,53 1,8
Рис. П-30. Зависимость тока стока /с
от тока стока при нулевом смещении
затвора пас*
Рис. П-31. Зависимость тока стока /с
от тока стока при нулевом смещении
затвора /с нас-
57С
Наиболее легким способом стабилизации тока стока при разбросе
величины тока /с нас, достигающем для каждого типа прибора 300%.
является автоматическое смещение. Чтобы получить достаточную
стабильность, ток стока /с должен быть выбран около половины ми-
нимального значения тока 7С нас- В данном примере была выбрана
величина тока /с, равная 1,25 ма. Величина сопротивления истока Л?и
определяется с помощью второго семейства кривых в точке пересече-
ния /с =—1,25 ма и /с Нас=—4 ма (средняя величина для транзисто-
ра 2N2498). Таким образом, величина /?и = 1 ком даст симметричное
изменение тока /с в диапазоне токов вблизи 1С Пае. Чтобы определить
Рис. П-32.
этот диапазон изменения тока 1С, обратимся к кривой /?и = 1 ком на
рис. П-31 в пределах тока /с нас от —2 до —6 ма; соответствующие
величины тока /с равны —0,75 и —1,75 ма. Это дает изменение по
0,5 ма в каждую сторону, или 40% изменения от расчетной точки.
Такая степень стабильности рабочей точки обычно вполне доста-
точна для малосигнального каскада среднего качества.
На рис. П-32 предлагается метод повышения стабильности. Зна-
чительное увеличение стабильности может быть достигнуто без по-
терь в динамическом рабочем диапазоне прибора путем фиксирован-
ного смещения затвора и добавления к резистору Л?и резистора R
для компенсации, как показано в схеме Б. Величину напряжения
смещения затвора целесообразно выбрать 5 в. Однако в принципе
может быть любая величина, поскольку напряжение как на затворе,
так и на истоке меняется в одинаковой мере, поддерживая {7ЗИ по-
стоянным; следовательно, рабочая точка транзистора не будет при-
ближаться к области пробоя. Величина R определяется отношением
UrJIr , или в нашем примере — 5 б/— 1,25 л;а=4 ком, что дает новое
значение /?'и=5 ком. Чтобы определить увеличение стабильности, че-
рез рабочую точку на рис. П-30 проводится линия R\f следующим об-
разом: находятся симметричные точки на кривых U3K (для 0,5 и 2 в)
путем деления разности между этими напряжениями и напряжением
рабочей точки с7аи (1.25 в) на сопротивление 5 ком;
1,25 — 0,5 2,0— 1,25 0,75
36*
571
Следовательно, точка на кривой 0,5 в имеет координаты.
/с=—1,25+0,15=—1,10 ма,
а на кривой 2,0 в — /0=—1,25—0,15=—1,4 ма, как показано на
рис. П-30. Так как токи в этих точках являются почти точными ве-
личинами новых значений тока 1С для /Снас, равного — 2 и —6 /ла,
то можно считать, что ток стока меняется в пределах ±0,15 ма, или
± 12% от расчетной точки. Таким образом, изменение тока /с в 3 ра-
за меньше, чем в первом случае, т. е. стабильность значительно улуч-
шилась.
Характеристики схем, изображенных на рис. П-32, приводятся
в табл. П-2.
Таблица П-2
7с нас’ ма * и в зи, ;с • ма *** /с , ма Процент изменения тока 1с от расчетного среднего значения из-за изменений тока /с нас
Схема А , Схемы Б и В
1 0,5 -0,35 —0,47
2 1,0 -0,50 —0,50 ±30% ±6%
3 1.5 —0,65 —0,53
2 0,4 —0,75 -1,10
4 1,25 -1,25 - 1,25 ±40% ±12%
6 2,00 -1,75 -1,40
5 0,4 —2,15 —3,2
10 2,12 -4,00 -4,0 ±45% ± 19%
12 2,75 -4,60 —
* Величина
в табл. П-1.
** Величина
*** Величина
С3и для расчетного среднего значения /с.
приведенного
тока I с для сопротивления Ли, приведенного в табл. П-1.
тока /с для сопротивлениями, приведенного в табл. П 1
Проведенный анализ не учитывает влияния температуры, однако
приводимые в справочных листах характеристики позволяют учесть
влияние температуры на ток отсечки и ток насыщения. Температур-
ный коэффициент тока отсечки затвора /зио имеет положительно-
логарифмический характер, обычный для тока насыщения диода.
Температурные изменения тока отсечки и тока насыщения /с нас стре-
мятся компенсировать друг друга, так как температурное изменение
одного тока смещает рабочую точку транзистора к режиму отсечки,
а соответствующее изменение другого тока — к режиму насыщения.
Влияние температуры на ток /сиас может быть учтено при опреде-
лении стабильности смещения путем прибавления изменений этого
тока к пределам нормального диапазона изменения /с нас и исполь-
зования полученных значений прн дальнейшем расчете.
572
П-5. ПРИМЕНЕНИЕ ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Потенциальные возможности применения полевых транзисторов
фактически безграничны. Приведенные здесь типовые примеры ис-
пользования полевых транзисторов призваны только показать их
большую схемную гибкость.
Источник тока, управляемый напряжением. На рис. П-7 показано
изменение тока стока в зависимости от напряжения на затворе. При
заданном напряжении на затворе увеличение напряжения стока за
Рис. П-33.
Рис. П-34
пределы области перекрывания канала будет вызывать очень малые
изменения тока стока. Прибор в этой области представляет собой
источник постоянного тока, который имеет ток стока, зависящий от
напряжения на затворе.
Сопротивление, управляемое напряжением. При напряжении сме-
щения сток — исток ниже области перекрывания канала полевой тран-
зистор может работать в качестве сопротивления, управляемого на-
пряжением. Эта область применения иллюстрируется схемой, приве-
денной на рис. П-33.
Таймеры (реле времени). На рис. П-34 изображена схема линей-
ного регулируемого таймера. Временной цикл t при /?2 < R\ описыва-
ется уравнением t=RtC. Потенциометр /?2 компенсирует разброс па-
раметров конденсатора и транзистора. Для длительных циклов вре-
мени необходим высококачественный конденсатор. Работа таймера,
изображенного на рис. П-35, аналогична работе однотактного муль-
тивибратора. Транзистор Ti нормально открыт, конденсатор Ct за-
ряжается до напряжения Ек: —Uct—Пвэ(З)—Д3и(2), полярность пока-
зана на рисунке. При нажатии кнопки К транзисторы Т2 и Т3 закры-
ваются. Транзистор 73 остается в закрытом состоянии, пока заряд
на конденсаторе Сх не упадет до величины, при которой транзистор
Та откроется настолько, что откроет транзистор 73.
Усилитель переменного тока. Усилитель, изображенный на
рис. П-36, демонстрирует возможность применения полевых транзис-
торов для получения высокого входного сопротивления без ухудшения
частотных и шумовых характеристик. Входное сопротивление состав-
ляет 30 Мом параллельно с емкостью 8 пф. Коэффициент усиления
по напряжению равен 40±0,5 дб для температур от —55 до +125° С.
Большое входное сопротивление получается путем использования схе-
мы типа катодного повторителя. Значительное увеличение стабильно-
сти достигается без потерь в динамическом рабочем диапазоне путем
573
фиксированного смещения затвора транзистора Т, и компенсации,
для чего в исток транзистора Т\ включается дополнительное сопро-
тивление. В случае использования смещения такого типа при измене-
нии тока /с нас в 3 раза для транзистора 2N2498 обеспечиваются
колебания тока стока в пределах ± 12% от расчетной точки.
Рис. П-35. Схема таймера. Все резисторы имеют точ-
ность ±5%, номинальную мощность 0,5 вт, конденсатор
С] имеет точность ±10%; диапазон рабочих температур
схемы от —20 до +55° С.
574
Широкая полоса пропускания получается путем включения тран-
зистора по схеме с общей базой, что уменьшает полевую емкость
(емкость Миллера) на высоких частотах. Использование полевого
транзистора Тз позволяет включить в качестве нагрузки транзисто-
ра Т? большое сопротивление,
большое усиление по напря-
жению. На рис. П-37 приве-
дена частотная характери-
стика усилителя.
График зависимости
шумовых свойств усилителя
от сопротивления генерато-
ра показан на рис. П-38.
Коэффициент шума усили-
теля для широкой полосы
частот меньше 3 дб при со-
противлении генератора от
50 ком до 5 Мом.
Простой милливольт-
метр постоянного тока.
Полевые транзисторы явля-
ются полупроводниковыми
приборами, и их электриче-
ские характеристики чувст-
вительны к температуре.
Поэтому в усилителях по-
стоянного тока с непосред-
ственными связями их луч-
ше использовать в диффе-
ренциальном включении.
Однако полевые транзисто-
чтобы получить от этого транзистора
ры значительно отличаются
от обычных тем, что имеют
входной ток величиной
лишь несколько наноампер;
так как данный ток являет-
Рис. П-38. Зависимость коэффици-
ента шума в полосе частот от
10 гц до 10 кгц от сопротивления
генератора.
ся током насыщения дио-
дов, то он не зависит от
тока стока. Это делает возможным получение малого дрейфа усили-
телей при работе от источников с мегомными сопротивлениями.
В качестве примера может служить простой измерительный усили-
тель, показанный на рис. П-39.
Дифференциальный усилитель строится из двух простых двухкас-
кадных усилителей с обратной связью, имеющих коэффициент уси-
ления по напряжению около 3. Режим работы полевых транзисторов:
Пои=10 б, 7С=1 ма. Эта рабочая точка выбрана для получения про-
водимости прямой передачи от 1 000 до 1 500 мксим и выходного со-
противления больше 50 ком. Источник постоянного тока на р-п-р
транзисторе используется для улучшения стабильности рабочего ре-
жима полевых транзисторов при колебаниях тока /с. няс от 1 до 6 ма
и для улучшения коэффициента подавления (см. гл. 8). При исполь-
зовании в качестве милливольтметра постоянного тока данная схема
имеет входную чувствительность 20 Мом!в при коэффициенте подав-
ления около 1 000
Достаточно хорошие температурные характеристики достигают-
575
Таблица П-3
Параметр Режим измерения Мини- мальное значение Макси- мальное значение Процент подбора
/с нас, ток стока при ну- левом смещении за- твора, ма 7/си=—10 в Дзц=0 —1 —6 10
Un, напряжение перекры- вания канала, в {/си=—10 в /с=10 кка 2 6 10
/зио, ток отсечки затво- ра, на U зи— 10 в ^си=0 — 10 10
ся путем подбора полевых транзисторов, как показано в табл. П-3.
Для данной схемы с подобранными полевыми транзисторами и
при сопротивлении источника 1 Мом были проведены температурные
®-156
Рис. П-39. Измерительный усилитель
7"i и Тг — подобранные транзисторы;
Та<— двойной транзистор типа 2N929.
576
испытания в диапазоне —25 ~ +50° С. Было обнаружено, что изме-
нение на выходе линейно и соответствует дрейфу эквивалентного
входного напряжения 0,175 мв/град. Этот дрейф ниже, чем дрейф,
который может быть получен при тех же условиях, т. е. при сопро-
тивлениях в базах по 1 Mojh, для схемы с очень жестко подобран-
ными двойными транзисторами.
ЛИТЕРАТУРА
1. В е й м е р П. К-, Тонкопленочный полевой транзистор, Труды
института радиоинженеров (русск. перевод), вып. 50, № 6, 1962.
2. X о ф ш т е й и С. Р., Хейман Ф. Р., Кремниевый полевой
транзистор с изолированным затвором, Труды института радиоинже-
неров (русск. перевод), вып. 51, № 9, 1963.
3. К а р м а з н п с к и й А. И., Г о р д е е в Б. К-, М а л и н Б. В.,
Немчинов В. М., Анализ и расчет элементов схем ЦВМ с не-
посредственными связями на МОП-унитронах, сборник «Микроэлек-
троника», вып. 1, 1967.
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
Таблица используемых зарубежных транзисторов
и их отечественные аналоги
Тип транзистора Аналог Тип транзистора Аналог
2N544 П416—П422 2N120
2N964 ГТ313 2N335
2N1038 ГТ403 2N336 КТ301
2N1141 ГТ313 2N337
2N1143 ГТ313 2N338
2N12731 2N343B
2N1274 2N1303 МП38, МП41 2N696 2N699 . КТ601
2К1305^ 2N735
2N1372 2N1373 МП38, МП41 2N743 2N744 КТ312
2N1374 2N797
2N2415 ОС 170 ГТ313 ГТ322 2N929 2N930 КТ301
2N1302 2N1304 П10, П11 2N1565 2N1714 КТ312 КТ601
2N726 2N2410 КТ312
2N2411 П106 Т1494
2N2412 Т1495 КТ301, КТ601
2N302 П106 Т1484
578
Продолжение приложения 2
Тип транзистора Аналог Тип транзистора Аналог
2N497 2N498 j 2N656 2N1047 2N1048 2N1050 2N1718 2N1719 2N1720 2N1721 2N1722 | 2N1724 j КТ801 П304 КТ802 КТ801 КТ802 2N456 2N458A 2N511 2N511A 2N511B 2N512 2N512A 2N512B 2N513 2N513A 2N513B 2N514 2N514A 2N514B 2N1042 2N1907 П210, П210А П201, П202 П203 П210, П210А
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие к русскому изданию ........................... 5
Предисловие .............................................. 7
ЧАСТЬ I
ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА И ПАРАМЕТРЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Глава первая. Классификация транзисторов в соответ-
ствии с методами их изготовления ...................... 9
Литература ............................................ 16
Глава вторая. Обозначения параметров полупроводнико-
вых приборов и схем................................... 19
Глава третья. Технические условия на полупроводнико-
вые приборы ................................... 24
3-1. Справочная информация на полупроводниковый при-
бор ............................................... 24
3-2. Системы обозначений полупроводниковых приборов 26
Литература ........................................... 27
Глава четвертая. Параметры транзисторов.............. 27
4-1. Статические параметры ...........,............... 27
4-2. Параметры малого сигнала .... 41
4-3. Импульсные параметры ............................ 53
4-4. Тепловые параметры .............................. 58
Литература ........................................... 62
Глава пятая. Измерение электрических величин и пара-
метров ............................................. 62
5-1. Измерение статических параметров .. 62
5-2. Импульсные измерения ............................ 64
5-3. Измерение параметров малого сигнала ......... . 77
5-4. Измерения на высоких частотах ................... 80
5-5. Измерение времени переключения .................. 85
Глава шестая. Эквивалентные схемы и соотношения
между параметрами .................................... 93
ЧАСТЬ и
СХЕМЫ ПОСТОЯННОГО ТОКА И УСИЛИТЕЛИ НИЗКОЙ ЧАСТОТЫ
Глава седьмая. Статический режим транзисторов.......... 116
7-1. Выбор начальной рабочей точки .................. 116
7-2. Тепловой режим..... ............................ 122
7-3. Тепловая устойчивость..... . ......... 123
Литература ...................................... 141
Глава восьмая. Усилители с непосредственной связью.. 141
8-1. Источники дрейфа ................... 142
580
8-2. Эквивалентная схема для определения дрейфа тран-
зисторного каскада ..............................- -
8-3. Однотактный каскад усилителя постоянного тока ....
8-4. Дифференциальный усилительный каскад...........
8-5. Расчет входного каскада ......................
8-6. Дрейф второго каскада .........................
8-7. Два примера расчета дифференциального усилителя .
Глава девятая. Стабилизаторы напряжения ...
9-1. Сравнивающий элемент . ... .......................
9-2. Усилительный элемент ..........................
9-3. Регулирующий элемент ..........................
9-4. Дополнительный стабилизирующий элемент.........
9-5. Полная принципиальная схема стабилизатора......
9-6. Расчет типовой схемы стабилизатора напряжения
9-7. Рабочие параметры стабилизатора ...............
9-8. Аналитический расчет параметров стабилизатора ....
9-9. Схемы измерения параметров стабилизатора ......
Литература ....................-...................
Глава десятая. Усилители постоянного тока с модуля-
цией сигнала ..........................................
10-1. Назначение модуляторов .......................
10-2. Кольцевые модуляторы ..... ...................
10-3. Практические схемы модуляторов на транзисторах
10-4. Фотодиоды и фототранзисторы ..................
10-5. Система с модуляцией несущей частоты .........
Литература .........................................
Глава одиннадцатая. Автоматическая регулировка
усиления (АРУ) в усилителях звуковой частоты...........
Глава двенадцатая. Генераторы синусоидальных коле-
баний низкой частоты ..................................
12-1. Условия генерации ................
12-2. Цепи обратной связи
12-3. Расчет генератора ...........................
Глава тринадцатая. Частотная характеристика и ус-
тойчивость усилителей с обратной связью................
Глава четырнадцатая. Операционные усилители ....
Глава пятнадцатая. Расчет усилителей малых сигна-
лов звуковой частоты ...................... .. ......
15-1. Эквивалентные схемы ..........................
15-2. Определение /г-параметров ....................
15-3. Рабочие точки каскадов и корректирование /ьпара-
метров транзисторов ..............................
15-4. Коэффициент усиления и выходная мощность уси-
лителя ...........................................
15-5. Полная принципиальная схема усилителя звуковой
частоты ..........................................
Глава шестнадцатая. Выходные и предоконечные кас-
кады в режиме Л ........................... ......
16-1. Принципиальная схема усилителя...............
16-2. Реальная схема усилителя ........
16-3. Методика расчета усилителя .
16-4. Пример расчета ...............................
Глава семнадцатая. Низкочастотные выходные каска-
ды в режиме В с трансформаторной связью . .
17-1. Нелинейные искажения .... ........ ..............
144
145
150
154
156
157
165
169
173
174
177
180
180
184
187
190
191
193
193
195
198
200
200
201
202
206
206
207
210
213
220
224
226
227
227
230
233
234
234
236
240
243
250
251
581
17-2. Основные условия для расчета усилителя в режи-
ме В ...................................... 2^4
17-3. Цепи смещения ............................. 260
17-4. Расчет выходного трансформатора ................. 265
17-5. Расчет согласующего трансформатора 266
17-6. Типовой расчет усилителя в режиме В.............. 267
Глава восемнадцатая. Усилители для следящих си-
стем (сервоусилители) ................................ 272
18-1. Схема усилителя с выходной мощностью 1,5 вт в ре-
жиме В ........................................... 274
18-2. Схема усилителя с выходной мощностью 4 вт в ре-
жиме В ........................................... 275
18-3. Схема усилителя с выходной мощностью 7,5 вт в ре-
жиме В ........................................... 275
18-4. Схема усилителя с выходной мощностью 10 вт в ре-
жиме В ..............................................
18-5. Схема усилителя с выходной мощностью 35 вт в ре-
жиме В ..............................................
18-6. Усилитель с выходной мощностью 2 вт и высоким
коэффициентом полезного действия.................. 278
18-7. Схема усилителя с выходной мощностью 6 вт и вы-
соким к. п. д..................................... 282
часть ш
РАСЧЕТ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ СХЕМ
Глава девятнадцатая. Видеоусилители ..................... 285
19-1. Отрицательная обратная связь .................. 285
19-2 Частотные зависимости параметров </цэ, h2\a, y2i3 . 288
19-3. Формулы для расчета параметров усилителя ...... 290
19-4, Работа усилительного каскада в многокаскадном
усилителе ...................................... 295
19-5. Выбор тока и напряжения смещения .............. 298
19-6. Методика расчета усилителя .................... 300
19-7. Практические схемы усилителей ................. 304
Литература ........................................... 309
Глава двадцатая. Устойчивость высокочастотных уси-
лителей и методы ее повышения ........................... Зю
20-1. Метод нейтрализации.............................. зю
20-2. Метод расстройки .............................. ЗЮ
Литература . 335
Глава двадцать первая. Шумы усилителей 336
21-1 Коэффициент шума транзисторов ................... 336
21-2. Верхняя граничная частота шумовой характеристики 339
21-3. Экспериментальные результаты ................... 340
Литература ........................................ 345
Глава двадцать вторая. Генераторы синусоидаль-
ных колебаний высокой частоты ....................... 346
22-1. Схемы генераторов .............................. 347
22-2. Колебательный контур ........................... 350
22-3. Активный элемент ............................... 355
22-4. Стабильность частоты ........................... 356
22-5. Методика расчета генератора ................ . 360
22-6. Пример расчета ................................. 360
22-7. Схемы генераторов.............................. 363
Литература . . ............................... ’ 365
582
Глава двадцать третья. Преобразование и умноже-
ние частоты .......................................... 365
23-1. Преобразователи СВЧ (смесители) ................ 365
23-2. Удвоители частоты .............................. 372
Глава двадцать четвертая. Автоматическая регу-
лировка усиления (АРУ) высокочастотных схем .......... 374
24-1. Обратная АРУ ................................... 374
24-2. Прямая АРУ ..................................... 376
24-3. Характеристики меза-транзисторов ............... 377
24-4. Максимальный коэффициент усиления мощности .... 380
24-5. Статические характеристики ..................... 390
24-6. Методика расчета .............................. 390
Глава двадцать пятая. СВЧ усилители мощности .... 392
25-1. Выбор оптимальной схемы ...................... 392
25-2. Согласующие цепочки ............................ 397
25-3. Пример расчета ................................. 399
Глава двадцать шестая. Системы дистанционного
управления ......................................... 406
26-1. Передатчик .................................. 406
26-2. Приемник ....................................... 407
26-3. Рекомендации по настройке системы .............. 409
26-4. Характеристики системы ......................... 411
ЧАСТЬ IV
ПЕРЕКЛЮЧАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
Глава двадцать седьмая. Расчет импульсных схем .. 413
27-1. Расчет по постоянному току для наихудшего случая 414
27-2. Пример расчета ................................. 416
Глава двадцать восьмая. Импульсные схемы 417
28-1. Триггер ...................................- 417
28-2. Мультивибратор 423
28-3. Одновибратор ................................... 425
28-4. Триггер Шмитта ............................... 426
Глава двадцать девятая. Логические схемы ... 429
29-1. Насыщенные логические схемы на транзисторах .... 429
29-2. Логические схемы на переключателях тока (токовых
ключах) .............................................. 444
Глава тридцатая. Транзисторные реле времени.............. 456
30-1. Времязадающие 7?С-генераторы ................... 457
30-2. Примеры расчета ................................ 461
Глава тридцать первая. Переключение больших сиг-
налов ................................................ 466
31-1. Мощность рассеяния ............................. 467
31-2. Анализ линии нагрузки .......................... 468
Литература ........................................... 471
Глава тридцать вторая. Импульсные источники света 471
Глава тридцать третья. Блокинг-генераторы ................ 475
33-1. Блокинг-генератор с общим эмиттером ............ 475
33-2. Блокинг-генератор с общей базой .... 477
Литература ........................................... 480
Глава тридцать четвертая. Преобразователи посто-
янного напряжения (конверторы)........................ 480
34-1. Принцип работы преобразователя напряжения...... 480
583
34-2. Требования к трансформатору 483
34-3. Требования к транзисторам 484
34-4. Запуск преобразователя .........-............... 484
34-5. Анализ схем преобразователей напряжения ........ 485
34-6. Практические схемы преобразователей напряжения 487
Литература . . ....................................... 496
Глава тридцать пятая. Преобразователи постоянного
напряжения в переменное (инверторы) 496
35-1. Стабилизация частоты............................ 498
35-2. Усилитель мощности............................. 500
35-3. Методика расчета преобразователя на 200 вт 60 гц 500
35-4. Дополнительные схемы преобразователей . 508
Литература ................. 514
Глава тридцать шестая. Импульсные стабилизато-
ры напряжения ...................................... 514
36-1. Принцип работы ........................... 515
36-2. Мультивибратор, управляемый постоянным током 516
36-3. Предварительный усилитель................. ... 519
36-4. Последовательный регулирующий ключ . 524
36-5. Практический пример стабилизатора .............. 527
Глава тридцать седьмая. Импульсное регулирова-
ние скорости двигателя постоянного тока .............. 529
37-1. Преимущества импульсного регулирования... 529
37-2. Пример схемы регулятора скорости................ 530
Глава тридцать восьмая. Импульсные усилители
следящей системы (сервоусилители) .................... 536
Глава тридцать девятая. Цифровая управляющая
система .............................................. 537
39-1. Сравнение аналоговой автоматической системы
с цифровой ....................................... 539
39-2. Описание цифровой управляющей системы 540
39-3. Описание кодирующего устройства ........ 541
39-4. Преобразователь циклического кода Грея в нормаль-
ный двоичный код ................................. 543
39-5. Двоичное сравнивающее устройство (компаратор) .. 544
39-6. Преобразователь цифрового кода в аналоговую ве-
личину и модулятор ............................... 546
39-7. Сервоусилители ................................. 549
39-8. Устойчивость цифровой системы автоматического
контроля ......................................... 551
Выводы ........................................... . 551
Приложение 1. Полевые транзисторы.......... 554
П-1. Введение ........................................ 554
П-2. Принцип действия ................................ 554
П-3. Характеристики прибора .......................... 557
П-4. Выбор режима смещения ........................... 569
П-5. Применение полевых транзисторов.................. 573
Литература ........................................... 577
Приложение 2. Таблица используемых зарубежных транзисто-
ров и их отечественные аналоги . 578