ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
С ПРИМЕНЕНИЕМ
ЭВМ
Под редакцией
О. В. АЛЕКСЕЕВА
Допущено Министерством высшего и среднего
специального образования СССР в качестве
учебного пособия для студентов
радиотехнических специальностей вузов
Москва
Е) «Радио и связь»
1987

ББК 32.848
П79
УДК 621.396.61.001.63:681.3(075)
О. В. АЛЕКСЕЕВ, А. А. ГОЛОВКОВ, А. Я. ДМИТРИЕВ, Д. А. КАЛИНИКОС,
И. Р. КУЗНЕЦОВ, И. С. МИНЧЕНКО, А. В. МИТРОФАНОВ, И. Ю.
ПИВОВАРОВ, В. В. ПОЛЕВОЙ, А. А. СОЛОВЬЕВ, Г. Г. ЧАВКА
Рецензенты: кафедра радиопередающих устройств МЭИ (зав. кафедрой
докт. техн. наук, профессор Г. М. Уткин), докт. техн. наук, профессор
М. А. Сивере
Редакция литературы по радиотехнике
Проектирование радиопередающих устройств с при-
П79 менением ЭВМ: Учеб. пособие для вузов/ О. В.
Алексеев, А. А. Головков, А. Я. Дмитриев и др.; Под ред.
О. В. Алексеева. — М.: Радио и связь, 1987. — 392 с, ил.
На основе системного подхода рассматриваются вопросы
проектирования радиопередающих устройств и их комплексов для радиотехнических
систем. Приводятся методы разработки структурных схем, расчета
отдельных узлов и конструирования радиопередатчиков различных мощностей и
диапазонов волн' с широким использованием ЭВМ.
Для студентов вузов радиотехнических специальностей.
2402020000-168
П 046(01 )-87 83"87 ББК 32'848
Издательство «Радио и езязь», 1987

100-летию Ленинградского
электротехнического института
имени В. И. Ульянова (Ленина)
посвящается
ПРЕДИСЛОВИЕ
Быстрое развитие радиоэлектроники приводит к постоянному
обновлению как элементной базы, так и методов проектирования
современных радиотехнических устройств самого различного
назначения. Использование,новейших достижений физики твердого
тела, совершенствование технологии производства
радиоэлектронной аппаратуры, широкое применение методов и средств
автоматизации проектно-конструкторских работ на базе современной
вычислительной техники не только вносят определенную
специфику, но порой и существенно влияют на сам подход к процессу
проектирования и на его содержание. Поэтому постоянно ощущается
недостаток литературы, посвященной проектированию
радиотехнических устройств на современной элементной базе с применением
автоматизированных методов решения различных
инженерно-технических задач. В полной мере это относится к радиопередающим
устройствам, являющимся важной составной частью
радиотехнических систем.
Предлагаемое учебное пособие предназначено хотя бы
частично восполнить этот пробел и учесть перспективные тенденции
развития техники радиопередающих устройств, элементной базы, на
которой они строятся, а также изложить некоторые эффективные
методы проектирования на основе использования ЭВМ для
автоматизации работы проектировщика и оптимизации различных
показателей и характеристик отдельных блоков радиопередающих
устройств.
Следует подчеркнуть, что авторы не стремились создать
пособие по системам автоматизированного проектирования (САПР)
радиопередающих устройств, поскольку в настоящее время такие
САПР (в полном смысле этого термина) не существуют, а лишь
ведется их разработка на ведущих предприятиях соответствующих
отраслей. Поэтому попытка описать САПР радиопередатчиков
привела бы только к изложению некоторых общих вопросов
автоматизации проектирования, инвариантных по отношению к
объекту проектирования.

Однако содержание пособия учитывает, что в своей
практической деятельности на предприятии инженер занимается и будет
заниматься разработкой программ для решения частных задач,
хотя бы с целью развития существующих систем, пакетов
прикладных программ и банков данных. При этом речь идет не о
перекладывании расчета по сложившимся «ручным» методикам на
ЭВМ, а о так называемом позадачном подходе, когда ЭВМ, как и
в истинных САПР, решает задачи, непосильные для традиционных
вычислительных методов.
Брлее того, на наш взгляд включение записанных на том или
ином алгоритмическом языке программ таких расчетов является
нецелесообразным. Во-первых, подобная задача не представляет
сложности для студентов, уже знакомых с алгоритмическими
языками и имеющих навыки программирования. Во-вторых, как
показывает опыт автоматизации проектирования, современные САПР
должны базироваться на широком использовании диалогового
режима. В этом случае основной объем программ составляет
сервисное обеспечение по< разработке САПР, никоим образом не
отражающее специфику проектирования радиопередающих
устройств.
Поэтому в настоящей работе приведены лишь программы,
позволяющие решить задачи моделирования и анализа сложных
многоэлементных цепей связи, согласования и фильтрации,
оптимизации основных характеристик отдельных блоков
радиопередатчиков при большом числе варьируемых параметров с учетом
статистического разброса номиналов элементов," анализа
"нелинейных каскадов с внутренней обратной связью и т. п. В эхом случае
позадачные методы применения ЭВМ, хотя и не позволяют
полностью автоматизировать процесс проектирования, тем не менее
обеспечивают качественно новый его уровень. Иначе говоря, глав1
ная особенность данного пособия — ориентировка на
использование ЭВМ для автоматизированного выполнения операций анализа,
синтеза и оптимизации сложных многоэлементных устройств
радиопередатчика. Оно отражает опыт курсового и дипломного
проектирования на кафедре «Радиопередающие устройства» ЛЭТИ
им. Ульянова (Ленина), а также результаты
научно-исследовательских работ. Кроме того, использованы отечественные и
зарубежные публикации.
Учебное пособие написано коллективом авторов: О. В.
Алексеевым—предисловие, § 1.1—1.5; А. А. Головковым — гл. 5, 6
(кроме § 5.6, 6.1, 6.2); А. Я. Дмитриевым —§ 5.6; Д. А. Калинико-
сом—§6.1, 6.2; И. Р. Кузнецовым — § 4.6, приложение 4;
И. С. Минченко —гл. И (кроме § 11.4), § 8.4; А. В.
Митрофановы^—^ 2.4, гл. 8 (кроме § 8.4); § 11.4; И. Ю. Пивоваровым —
§ 1.6—1.8; В. В. Полевым—§ 2.1—2.3, 3.5—3.7, гл. 4, (кроме
§ 4.6), приложение 5; А.А.Соловьевым—гл. 7, 9, 10, приложение6;
Г. Г. Чавка —гл. 3 (кроме § 3.5—3.7), гл. 12, приложения 1—3.

Глава 1. ОБЩИЕ ВОПРОСЫ
ПРОЕКТИРОВАНИЯ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
1.1. КЛАССИФИКАЦИЯ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
Как известно, радиопередающее устройство РПУ предназначено
для формирования радиочастотных сигналов, имеющих заданные
временные, спектральные и энергетические характеристики, и
последующей передачи их по специальным направляющим
электромагнитным системам или через свободное пространство к
потребителю. Большинство радиотехнических систем имеют в качестве
основной информационную функцию, т. е. служат для передачи
или извлечения информации. В этом случае электромагнитные
колебания, получаемые с помощью РПУ, либо «несут» подлежащую
передаче информацию, либо имеют такие временные,
спектральные и энергетические характеристики, которые позволяют при
взаимодействии электромагнитных колебаний с некоторыми
объектами получать необходимую информацию о них (например, в
радиолокации, радиоинтроскопии и т. п.). Существуют также
энергетические радиосистемы, в которых электромагнитные колебания
используют для передачи энергии, энергетического воздействия на
некоторые объекты и т. д.
Общая структурная схема радиопередающего устройства
может быть представлена в виде, изображенном на рис. 1.1.
Основными элементами этой схемы являются:
РПУ
ИИ
к
^~РП
1
1
1
в

Информационный
сигнал
j
1
1
~г
I
МУ
Г """I
УФС 1
*
ВУ
СФУ
1
1
1
1
1
AL
L.
.J
Рис. 1.1

возбудитель В, предназначенный для формирования несущего
колебания;
модулирующее устройство МУ, изменяющее параметры
несущего колебания для однозначного отображения в нем
передаваемой информации (модуляции), а также формирования временных
и спектральных характеристик колебания;
выходной усилитель ВУ, предназначенный для обеспечения
необходимых энергетических характеристик электромагнитных
колебаний;
согласующе-фильтрующее устройство СФУ, предназначенное
для согласования радиопередатчика с нагрузкой, роль которой
обычно выполняет антенная система АС, и фильтрации
неосновных компонентов электромагнитного колебания, в частности,
возникающих в ВУ.
Все приведенные элементы обычно выполняют в виде единой
конструкции, называемой радиопередатчиком (РП). В состав всего
РПУ наряду с РП входят кодирующее устройство К или
устройство формирования сигнала УФС. Кодирующее устройство
преобразует первичный сигнал, поступающий от источника информации
ИИ, к виду, обеспечивающему высокую эффективность
функционирования радиосистемы, надежность и другие показатели.
Кодирование позволяет уменьшить влияние помех в линии связи, более
эффективно использовать канал связи, и включает в себя
выполнение таких операций, как преобразование сообщений из одной
формы в другую (например, непрерывных в дискретную),
устранение избыточности (эффективное кодирование) или введение
искусственной избыточности в сообщение (помехоустойчивое
кодирование). При отсутствии источника информации (например, в
радиолокационных системах) сигнал, с помощью которого
обеспечиваются необходимые временные и спектральные характеристики
электромагнитного колебания, создают специальным устройством
формирования сигнала УФС. Радиопередающее устройство может
не содержать некоторых из приведенных на рис. 1.1 элементов
схемы. Часто некоторые из элементов выполняют совмещенные
функции, например формирование несущего колебания, и
модуляцию может осуществлять единый структурный элемент или
модуляция и усиление сигнала могут происходить в одном элементе.
Тем не менее схема на рис. 1.1 характерна для широкого класса
радиопередающих устройств.
При одинаковом функциональном назначении РП могут
существенно отличаться друг от друга: один умещается в корпусе
наручных часов, другой занимает целые здания; один выполнен
в виде единой полупроводниковой микросхемы, другой содержит
многие тысячи конструктивных единиц. Для четкой организации
научных исследований, проектных и конструкторско-технологичес-
ких работ, а также упрощения поиска информации радиопереда-

ющие устройства классифицируют по целому ряду существенных
признаков.
По назначению радиотехнической системы, в состав которой
иходят РПУ, различают радиовещательные, телевизионные,
связные, радиолокационные, навигационные, телеметрические и
многие другие радиопередатчики.
По диапазону используемых электромагнитных волн
различают радиопередатчики сверхдлинных, длинных, средних, коротких,
ультракоротких волн и микроволновые. Приведенные здесь
названия диапазонов волн являются условными. Более точно
классификацию следует базировать на общепринятых теперь
названиях диапазонов [14, 23]. Однако традиционная классификация
отражает некоторые существенные различия между классами по
принципу генерирования колебаний, их временным, спектральным
и энергетическим характеристикам, элементной базе,
конструктивной реализации и др.
По мощности электромагнитных колебаний различают РП
малой, средней, большой и сверхбольшой мощности.
По виду модуляции и кодирования, т. е. по характеру
отображения в радиосигнале передаваемой информации или
формирования необходимых характеристик сигнала, передатчики
подразделяют на непрерывные и импульсные, с амплитудной, частотной
или фазовой модуляцией, с модуляцией параметров импульсной
последовательности и т. п. Каждому виду модуляции
соответствует определенный класс радиосигналов, или как сейчас принято
говорить [14, 23], класс излучений.
Классификация основных видов излучения в соответствии с
регламентом радиосвязи приведена в табл. 1.1.
По условиям эксплуатации передатчики делят на
стационарные, мобильные (т. е. устанавливаемые на движущихся объектах),
портативные (т. е. переносные), обслуживаемые и
необслуживаемые и т. п.
Можно и дальше развивать классификацию
радиопередатчиков, скажем, по характеру элементной базы (ламповые и
полупроводниковые), уровню автоматизации, характеру обслуживания
и т. п. Знание класса, к которому относится проектируемый
передатчик, не только упрощает поиск необходимых информационных
(например, нормативных) материалов, но и позволяет дать общую
характеристику и оценку тех научно-технических задач, которые
необходимо решать в процессе проектирования. Так, если речь
идет о мощных РП, сразу можно предположить, что при их
проектировании придется искать методы повышения КПД, решать
задачи теплоотвода. Если нужно создать мобильный РП, то особое
внимание необходимо обратить на обеспечение устойчивости к
механическим воздействиям и т. п.

Таблица 1.1
Класс
излучений
А1
А2
А2Н
А2А
А2/
A3
АЗН
АЗА
A3/
АЗВ
А7А
А7В
А7/
F1
F3
F6
F9
СпосоЗ передачи
Амплитудная телеграфия
Амплитудная телефония
Амплитудная
многоканальная телеграфия
Частотная телеграфия
(ЧТ)
Частотная телефония
(ЧМ)
Частотная
многоканальная телеграфия, в том
числе двойная частотная
(ДЧТ)
Фазовая телеграфия
(ФТ)
Вид излучаемого спектра
Полная несущая
Полная несущая и две
боковые полосы
Полная несущая и одна боковая полоса
Ослабленная несущая
лоса
Подавленная несущая
лоса
Полная несущая и две
и одна боковая
и одна боковая
боковые полосы
Полная несущая и одна боковая полосг
Ослабленная несущая
лоса
Подавленная несущая
лоса
Ослабленная несущая
боковые полосы
Ослабленная несущая
лоса
Ослабленная несущая
боковые полосы
Подавленная несущая
лоса
и одна боковая
и одна боковая
по-
по-
i
по-
по-
и две независимые
и одна боковая
по-
и две независимые
и одна боковая
по-
1.2. ОСНОВНЫЕ ТРЕБОВАНИЯ, ПОКАЗАТЕЛИ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
Основой для проектирования радиопередающих устройств
является техническое задание (ТЗ). Оно содержит описание
назначения, основных требований к функционированию и
конструктивной реализации РП, условий эксплуатации и другую информацию.
Техническое задание создается в результате эскизного
проектирования всей радиосистемы в целом и отражает характер
взаимодействия РПУ с другими составными частями системы и
внешней средой. Оно может появиться и в результате анализа
функционирования и эксплуатации уже действующих радиосистем, но
требующих усовершенствования каких-либо показателей. В процессе
проектирования РПУ может выясниться невозможность получить

простыми средствами значительно лучшие,, показатели и
характеристики. В этом случае вносятся коррективы в эскизный проект
системы и уточняется ТЗ на проектирование РПУ. Таким образом,
проектирование РПУ и всей системы в целом носит итеративный
характер, т. е. в процессе проектирования неоднократно
приходится возвращаться к предшествующим этапам и вносить
изменения в ранее принятые решения.
Требования к РПУ, содержащиеся в ТЗ, могут иметь как
количественный, так и качественный характер. Наиболее важная,часть
требований обычно выражена количественно, объединяя
показатели и характеристики РПУ, отражающие свойства радиосигналов,
вырабатываемых радиопередатчиком, реакции радиопередатчика
на внешние воздействия разной природы, побочные эффекты от
работы РПУ и др. При этом показатели представляют собой числа
или массивы чисел, а характеристики — функции от одного или
нескольких аргументов.
Всю совокупность требований к РПУ можно разделить на
несколько классов. В качестве основных в процессе проектирования
выступают функциональные, конструкторско-технологические,
эксплуатационные и экономические требования. Аналогично можно
классифицировать и всю совокупность показателей и
характеристик радиопередающего устройства.
Рассмотрим раздельно различные классы требований,
показателей и характеристик.
Функциональные требования относят к свойствам
радиосигналов и электрических показателей РПУ, т. е. они регламентируют
функционирование РПУ как устройства, предназначенного для
получения электромагнитных колебаний.
Функциональные требования предъявляют к следующим
показателям и характеристикам.
Диапазон рабочих частот. Он задается в виде нижней /н и
верхней /в частот в пределах которых может находиться частота
несущего колебания. Диапазон может состоять из нескольких
полос. В этом случае он задается совокупностью нижних и верхних
частот отдельных полос. Требуемые показатели радиопередатчика
на любой частоте диапазона можно обеспечивать с помощью спе^
циальных систем настройки ВУ и СФУ (рис. 1.1) либо с помощью
широкополосных ненастраиваемых схем ВУ и СФУ.
Вид модуляции (класс излучения). Это требование носит
качественный характер. Вид используемой модуляции и
соответственно вид излучения определяется в первую очередь назначением
радиопередатчика, рабочим диапазоном частот и особенностями
распространения радиоволн. Во многих случаях РП должен
работать с несколькими видами модуляции. Для каждого из них
задают количественные характеристики (диапазон модулирующих
частот Fu и ^в, индекс или глубина модуляции и т. п.). Для
неискаженной передачи реальных сигналов по каналам с ограниченной

полосой AfK необходимо, чтобы практически вся энергия сигнала
была сосредоточена в полосе AFC = FB—FH<AFK. В большинстве
случаев верхняя частота FB информационного сигнала много
ниже частоты /о переносчика сигнала («есущей) и модулированный
сигнал близок к гармоническому i(t)=I(t)cos[(uot + q)(t)] =
= I(t)cos Ф(0, где /(/), ф(0—изменяющиеся амплитуда
(огибающая) и фаза сигнала.
В зависимости от того, какой параметр подвергается
модуляции сигналом, различают амплитудную (AM) и угловую (фазовую
ФМ) или частотную (ЧМ) модуляции. В тех случаях, когда
сигналы модулятора носят импульсный (дискретный) характер, тше-
ют место соответствующие импульсные виды модуляции или
манипуляции.
В радиотехнических системах наряду с традиционными
простыми сигналами длительностью 7, для которых база сигнала В =
= 2FB-Tml, используют сложные сигналы с базой В»1. Эти
сигналы применяют в широкополосных системах передачи
информации, особенно с дискретными видами модуляции, так как они
обеспечивают возможность совмещения различных функциональных
задач, скрытность и помехоустойчивость связи, устойчивость
работы в условиях многолучевого распространения радиоволн.
Для повышения пропускной способности каналов связи,
экономической эффективности системы связи используют передачу по
одной линии (с помощью одного РП) многих независимых или
многоканальных сообщений. Известны три способа разделения
(или уплотнения) сигналов: по частоте, времени и форме.
Самый общий способ — разделение по форме многоканальных
сигналов, когда их частотные спектры перекрываются и передача
во всех каналах происходит одновременно. В системах с
разделением по форме могут быть использованы сигналы, описываемые
ортогональными функциями Лежандра, Лагерра, Уолша и др., а
также отмеченные широкополосные сигналы с базой В»1, в
качестве которых могут быть взяты псевдошумовые сигналы.
Наибольшее применение в радиотехнических системах находят
частотное (ЧРК) и временное (ВРК) разделение каналов. При
ЧРК каждому независимому ограниченному по спектру сигналу
отводится соответствующая полоса на шкале частот и такой
многоканальный (групповой) сигнал передается по общей линии
связи.
При ВРК общая линия связи периодически в течение
определенного временного интервала предоставляется каждому
отдельному каналу. Теоретическое обоснование систем с ВРК вытекает
из известной теоремы В. А. Котельникова, определяющей частоту
«отсчетов» или дискретизациии, которая не менее чем вдвое
должна превышать верхнюю граничную частоту сообщения FB. Так,
для стандартного телефонного канала с полосой 300 ... 3400 Гц
частоту дискретизации F^ в системах с ВРК обычно принимают
10

8000 Гц. В системах связи с ВРК применяют импульсные методы
модуляции. При этом различают аналоговые виды импульсной
модуляции, при которых модулируемый параметр сигнала может
принимать любые в определенных пределах значения
(амплитудно-импульсная АИМ, широтно-импульсная ШИМ,
время-импульсная ВИМ или ее разновидности — фазоимпульсная ФИМ, частот-
по-импульсная ЧИМ и др.), и дискретные, в которых
информационные параметры сигналов в процессе модуляции принимают
конечное множество разрешенных значений. Сочетание
дискретизации сигналов во времени и квантования полученных отсчетов
по уровню (квантованно-импульсная модуляция КАИМ) с
последующим кодированием позволяет реализовать импульсно-кодовую
модуляцию (ИКМ или КИМ), дельта-модуляцию ДМ и ее
разновидности. Для передачи многоканального сообщения по
радиоканалам осуществляют, как правило, две ступени модуляции: при
формировании многоканального сообщения (уплотнения каналов)
и при модуляции сигнала несущей частоты в генераторе СВЧ.
Соответственно для систем с ВРК могут быть применены модуляции
вида АИМ—ЧМ, ФИМ—ЧМ, КИМ—ЧМ, КИМ—ФМ и др., а для
систем с ЧРК — модуляции AM—ЧМ, ЧМ—AM, ЧМ—ЧМ и др.
Мощность передатчика. Этот показатель, как правило, не
является однозначным и требует дополнительных пояснений.
Обычно мощность предатчика оценивают для режима AM,
при которой ток через нагрузку описывается выражением i(t) =
= l(t) cos coot, где I(t)—амплитуда, со0 — круговая частота
несущего колебания. Для оценки используют среднее значение за
период несущего колебания 7=2я/соо
где /?„— активная составляющая входного сопротивления
нагрузки. При этом предполагается, что за период Т амплитуда тока
/(/) практически не изменяется.
Как видно, мощность сигнала является функцией времени,
причем для реальных сигналов случайной. Мощность передатчика
обычно задается как максимальное (пиковое) значение Рпик,
которое передатчик способен обеспечить. Для ее оценки при AM
часто используют мощность несущего колебания РНес, которую
передатчик развивает при отсутствии модуляции (т=0). Для рг,-
алыюго случайного модулирующего сигнала детерминированной
связи между РПИК и Рнес нет. При модуляции несущего колебания
гармоническим сигналом Рпик=4Рчес (при т=1, т. е. 100%-ной
модуляции).
Если передатчик работает с ЧМ или ФМ, /(/)= const и
среднюю мощность можно считать не зависящей от времени.
11

КПД радиопередатчика. Эта величина, являющаяся важным
энергетическим показателем, характеризует потери мощности,
которые происходят при преобразовании энергии источника
электропитания в энергию выходных электромагнитных колебаний.
Как и выходная мощность колебаний, КПД зависит в общем
случае от времени и режима работы. Соответствующий пиковой
мощности радиосигнала КПД не определяет средние потери мощности
при длительной работе передатчика. Для оценки КПД обычно
используют среднее значение выходной мощности РСр за
достаточно большой интервал времени Гср: ц = Рср/Р0, где Ро — мощность,
потребляемая от источника электропитания. Часто указывают
требования к КПД в режиме несущей частоты: ц = Р нес/Ронес
В процессе проектирования стремятся повысить КПД
отдельных устройств радиопередатчика и, главным образом, наиболее
энергоемкого выходного усилителя. КПД, учитывающий все
потери в радиопередатчике, обычно называют промышленным.
Повышение КПД важно не только для более эффективного
использования энергии источника электропитания, но и для
уменьшения тепловых потерь в конструкции передатчика, так как для
решения проблем теплоотвода приходится применять порой
сложные и дорогостоящие технические средства. Это усложняет
проектирование и существенно сказывается на различных
технико-экономических показателях РПУ.
Искажения сигнала. В процессе модуляции и усиления
радиосигнала, прохождения его через различные цепи РП исходный
сигнал искажается, что приводит к потере части информации на
приемной стороне радиотехнической системы. Искажения
обусловлены частотно-избирательными свойствами цепей радиопередатчика
(линейные искажения), а также нелинейными и параметрическими
процессами в отдельных элементах радиопередатчика (нелинейные
искажения).
Уровень искажений оценивают различными количественными
показателями, основанными на сравнении передаваемого и
искаженного сигналов во временной или спектральной области, причем
для различных видов модуляции используют разные показатели
(см. гл. 9).
Отметим, что уровень нелинейных искажений зависит от
мощности радиосигнала, создаваемого передатчиком. Задавая
требуемую мощность, обычно оговаривают уровень допустимых при
этом искажений.
Нестабильность частоты. Этот также важнейший показатель
РП во многом определяет показатели радиосистемы в целом. Для
количественной оценки нестабильности пользуются различными
мерами в зависимости от назначения и принципа
функционирования радиосистем. Чтобы пояснить сущность различных
показателей нестабильности, рассмотрим кратко современные
представления о механизме изменения частоты несущего колебания. При от-
12

сутствии модуляции причины
изменения частоты
многообразны и обусловлены как
внутренними процессами, так и
внешними воздействиями на
РП. Это и изменение
окружающих условий (температу- Рис 1.2
ры, влажности, давления), и
старение элементов РП, и
флуктуационные процессы (шумы), всегда действующие в любом
физическом объекте, и механические воздействия Ъа РП (удары,
вибрации), и нестабильность или пульсации напряжений источника
электропитания. Важно, что отклонение частоты несущего
колебания содержит как детерминированную (которую можно точно
прогнозировать), так и случайную (которую можно оценивать
лишь вероятностно) составляющие. Поэтому в общем случае
нестабильность частоты и ее оценки носят статистический характер.
Если рассмотреть частоту как функцию времени на длительном
интервале (рис. 1.2), то в ней можно выделить медленно и быстро
изменяющиеся составляющие. Медленные обусловлены
изменениями климатических условий, старением, медленными флуктуаци-
онными процессами; быстрые — шумами, пульсациями напряжения
источников электропитания, вибрациями и другими быстропроте-
кающими процессами. Медленная составляющая изменения
частоты обычно носит монотонный (убывающий или возрастающий)
характер. Наличие медленно и быстро изменяющихся
составляющих позволяет представить частоту в виде
(l.i)
где ©о — неизменяющаяся составляющая частоты; a(t)(uot—
составляющая, медленно изменяющаяся из-за малости функции а(^),
имеющей порядок 10~9 . .. 10~и за сутки; Ato(t) —быстро
изменяющаяся составляющая. На практике измеряется не мгновенное
значение частоты, а ее среднее значение соСр на некотором
интервале времени т, называемом интервалом усреднения:
(L2)
где t — момент времени, соответствующий началу измерения;
о)ср(^, т) —в общем случае случайная функция t.
Усредненное значение частоты о)Ср(^, т) зависит от т. При
малых т, измеряемых долями секунды, медленно изменяющаяся
компонента частоты a(t)(dOt практически не влияет на результат
усреднения и решающую роль играет быстрая компонента Асо(/).
Наоборот, при больших интервалах усреднения (часы, сутки,
месяцы, годы) Aco(t) мало влияет на усредненную частоту, посколь-
13

t + x
ку— I A(o(t)dt стремится к нулю при т~^оо. При этом главный
х 1
вклад в нестабильность вносит медленная компонента.
В связи с изложенным различают кратковременную и
долговременную нестабильности частоты. Кратковременная настабиль-
ность обусловлена быстрыми изменениями частоты и соответствует
малым интервалам усреднения т. Долговременная нестабильность
связана с медленными изменениями частоты и измеряется при
больших т.
Различают абсолютные и относительные оценки
нестабильности. Абсолютная кратковременная нестабильность АсоКр обычно
определяется путем многократного измерения усредненной
частоты при постоянном т за достаточно большое время Гн>т,
называемое интервалом наблюдения. Для ее оценки используется
соотношение
где ДсоСр(^г, т)=соСр(^, т)—coo, N — число измерений усредненной
частоты, U — момент начала 1-го измерения.
Разница между началом первого и началом последнего
измерения дает интервал наблюдения: TH=tN—ti. Использование средне-
квадратического значения АсоСр(^, т) для оценки АсоКр обусловлено
тем, что соср(^, т) является случайной функцией времени t.
Оценка абсолютной долговременной нестабильности
В отличие от оценки кратковременной нестабильности Дсод
определяется как среднее арифметическое результатов измерений,
поскольку медленная компонента изменения частоты обычно носит
монотонный характер.
Главным различием Асокр и Аод является то, что при их
измерении берутся разные значения т и Гн. Для кратковременной
нестабильности т выбирается равным долям секунды, а для
долговременной— часам, суткам. Чтобы устранить неоднозначность в
оценках нестабильности, установлены стандартные интервалы
усреднения и наблюдения. Для оценки кратковременной
нестабильности % обычно выбирается равным 0,001, 0,01 и 0,1 с при
Гн=100 с, а для долговременной нестабильности т=1 сутки при
Гн, равном 1 месяц, 6 месяцев, 1 год.
Наряду с абсолютными значениями нестабильности широко
применяют относительные, определяемые в виде отношений
Асэкр/соо и Ашд/соо-
14

Разделение нестабильности на кратковременную и
долговременную обусловлено различным характером влияния быстрых и
медленных изменений частоты на работу радиосистем [34, 37, 43].
Для традиционных систем с AM основную роль играет
долговременная нестабильность, которая приводит к относительной
расстройке селектирующей схемы приемника и частоты несущего
колебания. Однако если РП работает в сети синхронного
радиовещания, то жесткие требования предъявляются и к
кратковременной нестабильности частоты (ДсоКр/<оо<10~8), так как в зоне
интерференции угловая модуляция одного из сигналов переходит в
AM сигнала в антенне приемника. В системах с ЧМ и ФМ
большее значение имеет кратковременная нестабильность, поскольку
быстрые изменения частоты, вызванные ее нестабильностью,
являются помехой, непосредственно накладывающейся на полезный
эффект модуляции. В системах связи с передачей на одной
боковой полосе следует учитывать обе составляющие нестабильности.
В доплеровских радиолокационных системах [34] основное
значение имеет кратковременная- нестабильность, уменьшающая
точность измерения скорости и дальности объектов, в то время как
долговременная нестабильность существенного влияния на работу
системы не оказывает.
В доплеровских системах с селекцией движущихся целей [34]
нестабильность несущей частоты удобно характеризовать спектром
несущего колебания. При отсутствии нестабильности, т. е. для
идеального гармонического колебания, спектр представляет собой
одну дискретную линию (а на рис. 1.3). При наличии
нестабильности частоты спектр размывается (б на рис. 1.3). За оценку
нестабильности частоты принимается ширина Асос такой размытой
спектральной линии на заданном уровне и спектральной плотностью
на заданном удалении от центральной частоты.
Уровень нежелательных излучений с основным излучением
радиосигнала РП может создавать электромагнитные колебания,
не связанные с передачей полезной информации, которые и
называются нежелательными излучениями. Они создают помехи для
Спектр
радиосигнала
J\^
0,5%
Ш0
Рис. 1.3
полоса частот
Рис. 1.4
15

других радиосистем, поэтому допустимый уровень этих излучений
жестко ограничен.
Нежелательные излучения делятся на побочные и внеполосные
[34, 37]. Побочные излучения не связаны с полезной модуляцией
и возникают даже тогда, когда информация не передается. К ним
относятся излучения на гармониках, субгармониках и
комбинационных частотах, возникающих в процессе преобразования в РП
несущего колебания, а также интермодуляционные и паразитные
излучения. Интермодуляционные излучения возникают за счет
нелинейности выходных устройств РП при воздействии на них
электромагнитного излучения других радиосистем, поступающего через
передающую антенну. Паразитные излучения обусловлены
паразитным самовозбуждением, часто возникающим в различных
трактах РП.
К побочным излучениям относятся также шумы РП,
поступающие в передающую антенну. Несмотря на то, что их уровень
очень мал по сравнению с полезным радиосигналом, они могут
создавать сильные помехи для приемников других систем,
находящихся на сравнительно небольших расстояниях. Особенностью
побочных излучений является то, что их спектральные
составляющие обычно сильно удалены от полосы частот, отведенной для
работы проектируемой системы, и что они слабо связаны с
процессом модуляции.
Внеполосные излучения — это излучения на частотах,
непосредственно примыкающих к отведенной для системы полосы. Они
обусловлены искажениями модулирующего сигнала и
неидеальностью характеристик модулятора. При этом под шириной полосы
частот основного излучения обычно понимается частотный
интервал, на котором сосредоточено 99% энергии полезного
радиосигнала (рис. 1.4). Если ширина спектра излучения превышает
ширину отведенной полосы, то имеют место внеполосные излучения.
Последние обусловлены обычно излишне широкой полосой частот
модулирующего сигнала, нелинейными искажениями этого
сигнала в модулирующем устройстве и выходном усилителе,
паразитной модуляцией, фоном, шумами, нестабильностью частоты
несущего колебания и др.
Для обеспечения электромагнитной совместимости разработаны
нормы на неосновные излучения РП, которые определяют
допустимый уровень побочных излучений и ширину полосы частот,
необходимую для передачи информации, для различных классов
информации [14, 23].
Конструкторско-технологические требования касаются таких
показателей, как масса, габариты, вибро- и ударостойкость, влаго-
защищенность, элементная база, степень использования
стандартизованных и унифицированных блоков, узлов и деталей,
технологичность конструкций и т. п. Эксплуатационные требования
объединяют надежность, удобство эксплуатации и ремонта, безопас-
16

ность обслуживания, степень, автоматизации и т. п. И, наконец,
экономические требования связаны с оценкой материальных
затрат на разработку, производство и эксплуатацию и
экономического эффекта, достигаемого в процессе проектирования и
эксплуатации системы.
В процессе проектирования необходимо не только обеспечить
удовлетворение требований, предъявляемых к РПУ, но и
оптимизировать по возможности все его показатели и характеристики.
1.3. РАЗРАБОТКА ФУНКЦИОНАЛЬНОЙ
СХЕМЫ РАДИОПЕРЕДАЮЩЕГО УСТРОЙСТВА
Техническое задание на проектирование радиопередающего
устройства обычно содержит сведения о значениях рабочих частот,
мощности, стабильности частоты, виде модуляции, допустимых
уровнях искажений сигналов и нежелательных излучений, а также
требования к массе, габаритам и т. п. Проектирование начинается
с разработки функциональной схемы, обеспечивающей решение
поставленной задачи. Обобщенная функциональная схема РПУ
представлена на рис. 1.1. На первом этапе проектирования
необходимо уточнить и конкретизировать эту схему. Следует выбрать
тот или иной метод формирования несущего колебания и
детализировать на этой основе схему возбудителя. Далее нужно
определить место, где осуществляется модуляция, и оценить возможности
различных схем модуляции. Необходимо выбрать одну из
разновидностей схемы выходного усилителя, оценив при этом
необходимое число каскадов, а также схему согласования и фильтрации.
Вс? указанные вопросы решаются путем сопоставления
возможностей различных вариантов решения и нахождения одного из них,
который обеспечивает требуемые значения заданных показателей.
Узловым моментом разработки функциональной схемы
является поиск такого варианта решения, который обеспечит
необходимое усовершенствование известных устройств или достижение
новых качеств разрабатываемого радиопередатчика. Иногда при
разработке функциональной схемы приходится сталкиваться с
ситуацией, когда для принятия того или иного решения не хватает
имеющейся на начальном этапе информации. В этом случае
приходится детально анализировать различные решения и принимать
лучшее по одному или совокупности показателей.
Невозможно дать конкретные «рецепты» формирования
функциональной схемы РП на все возможные случаи проектирования.
Попытка сделать это к тому же ограничила бы элемент
творчества и могла бы привести к нерациональным решениям.
Обычно задача формирования функциональной схемы решаетсй
главным конструктором разработки РП, причем первоначальный
замысел в процессе детальной проработки отдельных элементов
функциональной схемы подлежит неоднократной корректировке,
иногда весьма существенной.
2—6028 17

Приведем пример построения функциональной схемы, основанной на опыте
проектирования связного РП «Бриг», установленного в настоящее время
практически на всех судах морского и рыбопромыслового флота СССР. За
разработку этого передатчика коллектив специалистов был удостоен в 1983 г.
Государственной премии СССР.
Требовалось создать РП для связи судов, находящихся в Мировом Океане,
о береговыми центрами управления и другими судами. Связь должна
осуществляться в установленном для этой цели диапазоне частот 1,6 ... 25,6 МГц с
помощью речевых сигналов с обычной амплитудной модуляцией и с одной боковой
полосой, а также посредством амплитудной и частотной телеграфии. Для
обеспечения связи на расстояниях в тысячи километров пиковая мощность
передатчика должна составлять 1,5 кВт.
К моменту начала разработки существовали морские передатчики связи,
в принципе решавшие основные задачи. Новые требования, которым эти
передатчики не удовлетворяли, состояли в очень малом времени перехода с одной
частоты несущей на другую (не более 5 с) в пределах всего заданного
диапазона, в необходимости бесподстроечной и беспоисковой связи на любой частоте,
в максимальной автоматизации управления. Радиопередатчики должны были
устанавливаться в необслуживаемых помещениях на большом удалении от
рубки радиооператора. Эти новые требования были обусловлены перегруженностью
диапазона коротких волн, неустойчивостью условий распространения этих волн,
необходимостью резкого повышения оперативности связи.
Существовавшие передатчики были построены на базе резонансных
перестраиваемых усилителей мощности, которые в принципе не позволяли обеспечить
заданное время перехода с одной частоты на другую. Необходимая для
беспоисковой и бесподстроечной связи стабильность частоты ранее обеспечивалась
автогенератором с несколькими переключаемыми кварцевыми резонаторами (так
называемая система «кварц — волна»). Однако набор возможных частот при этом
был органичен. Настройка же передатчика требовала весьма высокой
квалификации оператора и его напряженной работы. Часто возникали ошибки настройки,
что на длительное время лишало судна связи с берегом и другими удаленными
судами.
На этапе разработки функциональной схемы передатчика были приняты по
крайней мере два принципиальных решения, обеспечивающих выполнение новых
требований: 1) в качестве выходного усилителя мощности использовать
широкополосный усилитель (ШПУ), вообще не требующий перестройки во всем задан
ном диапазоне частот; 2) заданный диапазон рабочих частот перекрывать
сеткой частот с интервалом в 100 Гц, формируемой из колебаний всего одного
кварцевого генератора. Учитывая несколько требуемых видов модуляции, а так-
Тже принципиальные трудности
осуществления линейной модуляции в ШПУ, был
выбран вариант формирования
информационного радиосигнала на малом уровне
мощности. Указанные решения,
базируемые на предварительных исследованиях,
и определили функциональную схему пе-
рис 15 редатчика. Передатчик (рис. 1.5) содер-
/ 4 i
OK Г
сеч
CM
I—'
ЭФП
ППФ
ШПУ
: 1
¦ ¦
МУ
УУК
ивэп
ПФНЧ
18

жит один опорный кварцевый генератор ОКХ, который возбуждает синтезатор
сетки частот ССЧ. Последний за счет умножения, деления частоты колебания
ОКГ, суммирования и вычитания с помощью смесителей возникающего при этом
множества частот формирует сетку частот с интервалом в 100 Гц (при
необходимости и с меньшим интервалом), перекрывающую весь заданный диапазон.
Значение частоты на выходе синтезатора устанавливается с помощью декадного
переключателя.
Сигнал с выхода электрофизического преобразователя ЭФП (микрофона,
ключа, телеграфного аппарата) подается на модулирующее устройство МУ,
которое на малом уровне мощности и на некоторой, обычно неизменной,
радиочастоте формирует радиосигнал с требуемым видом модуляции. Этот радиосигнал
с помощью смесителя СМ «переносится» на заданную рабочую частоту, которая
может изменяться декадным переключателем ССЧ. Поскольку в процессе
формирования сетки и преобразования частоты в смесителе возникают побочные
частотные компоненты, на выходе смесителя устанавливается переключаемый
полосовой фильтр ППФ, который обеспечивает требуемый низкий уровень неосновных
излучений передатчика. Сформированный таким образом «чистый» радиосигнал
усиливается широкополосным усилителем ШПУ. Поскольку ШПУ работает в
нелинейном режиме, на его выходе образуются гармоники. Для их подавления
служит переключаемый фильтр нижних частот ПФНЧ. Он состоит из набора
пяти-, шестиэлементных ФНЧ, каждый из которых соответствует определенному
поддиапазону. При этом предполагается, что ШПУ способен во всем диапазоне
частот обеспечивать без перестройки усилителя требуемые мощность и другие
показатели даже при изменении входного сопротивления антенной системы в
зависимости от частоты. Однако для этого требовалось построить широкополосную
антенну (с малым изменением входного сопротивления по диапазону) и
обеспечить малую, чувствительность ШПУ к изменению сопротивления нагрузки.
Устройство управления и контроля УУК и источник вторичного
электропитания ИВЭП обеспечивают работу, контроль и управление всех блоков РП.
Дальнейшие этапы проектирования сводились к разработке каждого эдемен-
та схемы на рис. 1.5 с учетом приведенных и других требований.
Особенности распространения радиоволн выбранного
диапазона существенно влияют не.только на выбор типа усилительных
приборов, но и на реализацию других элементов функциональной
схемы РП. Например, при проектировании дальних тропосферных
радиорелейных линий, работающих в диапазоне 0,8 ... 8,0 ГГц,
необходимо учитывать сильное ослабление сигнала за счет
рассеяния радиоволн на неоднородностях тропосферы,
сопровождающееся его замиранием и многолучевым распространением.
Поэтому мощность выходного усилителя РП, в котором применяют
пролетные многорезонаторные клистроны и ЛБВ, достигает
нескольких десятков киловатт. Кроме того, в таких системах связи
для борьбы с быстрыми замираниями сигнала используют
частотный разнос, при котором многоканальный ЧМ сигнал поступает на
два раздельных тракта усиления промежуточной частоты УПЧ, а
затем на смесители каждого канала СМ, где непосредственно осу-
2* 19

упч/ см/ пф/
F
чм
УПЧ,
см.
Г '
окг
>¦
"ч
f/
ПФ9
ЧРФ
Рис. 1.6
ществляется частотный разнос (рис. 1.6). Высокая стабильность
частоты разноса и несущих частот в каналах обеспечивается
общим ОКГ в тракте формирования сигналов. Как правило,
частотный разнос превышает полосу пропускания клистронного
усилителя и поэтому необходимая мощность сигнала, поступающего в
антенну через согласующее устройство СУ и разделительный фильтр
ЧРФ, достигается в выходных усилителях ВУ1 и ВУ2 каждого из
каналов. При использовании в выходном каскаде ЛБВ можно
осуществлять совместное усиление сигналов двух каналов, однако при
этом возрастает уровень комбинационных составляющих.
Активным методом борьбы с замираниями является
формирование специальных широкополосных сигналов, обладающих
избыточностью и необходимыми корреляционными и спектральными
характеристиками. При передаче аналоговой информации
широкополосный сигнал можно образовать за счет дополнительной
модуляции (AM, ЧМ или ФМ) сформированного радиосигнала с
верхней частотой спектра FB вспомогательным колебанием (например,
синусоидальным) с частотой Fz, которая выбирается из условий
Fz= (5 ... 8)FB и Fz^pf, где р/ — радиус частотной корреляции.
Первое условие ограничивает уровень 'переходных помех,
возникающих из-за перекрытия спектров ряда эквидистантно разнесенных
на частоту Fz парциальных сигналов, а .„второе обеспечивает
статистическую независимость замираний соседних составляющих
широкополосного сигнала. В системах передачи дискретной
информации сложный широкополосный сигнал можно сформировать путем
дополнительной модуляции сигнала псевдослучайной
последовательностью. Метод, использующий широкополосные сигналы для
борьбы с замираниями сигнала, разработан советскими
специалистами и широко применяется в системах тропосферной связи
«Аккорд», «Сатурн» и др.
20

1.4. СУЩНОСТЬ СИСТЕМНОГО
ПОДХОДА X ПРОЕКТИРОВАНИЮ
Одной из важных тенденций развития техники
радиопередающих устройств является постоянное повышение требований
к функциональным возможностям, энергетическим,
информационным, качественным, конструкторско-технологическим,
эксплуатационным и экономическим показателям. Это приводит к
усложнению схем и конструкций РПУ как по числу и номенклатуре
используемых компонентов, так и по глубине и разнообразию связей
между ними. Важной тенденцией в развитии РПУ является
также интеграция РП или их отдельных блоков с другими
устройствами радиотехнической системы (с приемниками, антенно-фи-
дерными устройствами, источниками электропитания, средствами
автоматизации и т. п.).
Указанные тенденции приводят к необходимости
значительного расширения конкретных знаний специалистов, занимающихся
проектированием РПУ, и широкому использованию основных
положений системного подхода к проектированию.
Сущность системного подхода заключается во всестороннем,
целостном рассмотрении проектируемого изделия и его
взаимодействия с окружающей средой. Под последней имеется в виду
все, что находится вне изделия, но существенно влияет на его
функционирование, разработку и эксплуатацию и на что влияет
работа самого изделия.
Приведем основные положения системного подхода
применительно к проектированию РПУ и их элементов.
1. Учет связи всех этапов «жизни» РПУ, включающих
функциональное и конструкторское проектирование, производство,
эксплуатацию и утилизацию. Это означает, например, что при
разработке схемы передатчика необходимо учитывать не только
функциональные, но и все другие требования. Одновременно со
схемой необходимо формировать основные черты конструкции,
технологии производства, закладывать предпосылки для
эффективной эксплуатации и ремонта РПУ. В противном случае
выбранная и рассчитанная схема может оказаться
труднореализуемой технологически, ненадежной в эксплуатации, неэкономичной
и т. п. Учет связи этапов «жизни» практически всегда приводит
к необходимости возвращаться от последующего этапа
проектирования к предыдущим или «перешагивать» через некоторые этапы.
2. Всестороннее рассмотрение взаимодействия РПУ с другими
частями радиосистемы, другими радиосистемами и окружающей
средой. Примером подобного подхода является всесторонний учет
влияния нежелательных излучений РПУ на работу данной системы
вди других систем, т. е. оценка электромагнитной совместимости,
влияния нестабильности частоты на функционирование системы
в целом и т. п. Другим примером является учет влияния изме-
21

нения климатических условий, радиации, механических
воздействий на работу РПУ.
3. Учет основных видов взаимодействия внутри самого PIL
Практически все элементы РПУ в той или иной степени влияют
на все его показатели. Поэтому в процессе проектирования
необходимо оценивать влияние всех составных частей передатчика
на каждый показатель, рационально распределять их «вклад»
в каждый показатель, стремясь оптимизировать другие
показатели.
4. Вскрытие основных технических противоречий, которые
затрудняют или делают невозможным достижение поставленных
целей известными методами и средствами, и поиск путей
разрешения этих противоречий. Иногда для этого используют
известные математические методы, а иногда эвристические приемы,
основанные на неформальных, интуитивных соображениях,
догадках, воображении. Во вскрытии и разрешении противоречий во
многом заключается творческая деятельность проектировщика,
которая приводит к созданию нового решения технической задачи
на уровне изобретения.
5. Стремление обеспечить оптимальность проектируемого РПУ,
т. е. создать в рамках заданных требований наилучшее
техническое решение в наиболее широком смысле. Вообще говоря,
оптимальность какого-либо устройства всегда относительна, условна.
Она во многом определяется постановкой задачи, ее
математической формулировкой, принятыми критериями оптимальности и
ограничениями. Оптимальность показателей отдельной
составляющей части устройства не гарантирует оптимальности показателей
всего устройства в целом. Для оптимизации необходимо
сформировать математическую модель устройства, сформулировать
критерий оптимизации исходя из условий поставленной задачи, четко
определить принимаемые ограничения. При системном подходе
к проектированию обычно оптимизируют РПУ по некоторой
совокупности показателей, объединенных в интегральный
критерий эффективности, который позволяет количественно оценить
степень приспособленности технического решения к выполнению
поставленных перед РПУ задач. Интегральный критерий
эффективности Э обычно формируют в виде суммы
где ft — некоторая функция от t-ro показателя xt, щ — весовой
коэффициент, учитывающий степень важности показателя.
Оптимизация при этом сводится к достижению максимума Э
путем вариации основных параметров, влияющих на показатели.
Существуют и другие положения системного подхода,
которыми необходимо руководствоваться при проектировании. Следует
22

оiметить, что нетривиальные задачи оптимального
проектирования весьма трудоемки, требуют больших интеллектуальных и
временных затрат. Для ускорения процесса проектирования,
повышения его эффективности в последние годы широко применяют ЭВМ.
С их помощью можно автоматизировать многие проектные
процедуры —¦ расчеты, оптимизацию, создание технической
документации и т. п.
1.5. ПРИМЕНЕНИЕ ЭВМ
ДЛЯ АВТОМАТИЗАЦИИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
Различные вычислительные средства уже давно используются
специалистами в проектно-конструкторской работе. Большие
производительность и объем памяти современных ЭВМ позволяют
решать такие задачи, которые в принципе недоступны для других
вычислительных средств, дают возможность учесть значительное
число факторов, влияющих на функционирование РПУ, резко
повысить число рассматриваемых вариантов при проектировании.
С помощью ЭВМ осуществляются анализ и синтез схем, их
оптимизация, компоновка и размещение элементов конструкции на
платах, панелях, в блоках и стойках, находятся оптимальные
варианты электрического соединения элементов (трассировки) и
решаются многие другие сложные задачи.
Широко используют автоматизированные средства и для
подготовки технической документации. Так, для изготовления
электрических схем, сборочных чертежей, таблиц соединений,
спецификаций применяют чертежные автоматы, графопостроители и
алфавитно-цифровые печатающие устройства, управляемые с
помощью ЭВМ.
В настоящее время для автоматизации проектирования
широко используют ЭВМ Единой Серии (ЕС) различных моделей,
мини- и микроЭВМ (серии СМ, «Электроника» и др.). В
последнее время получают распространение персональные компьютеры
с «выходом» на большие ЭВМ.
Весьма перспективным средством автоматизации
проектирования являются автоматизированные рабочие места,
представляющие собой совокупность мини-ЭВМ, устройств ввода и вывода
алфавитно-цифровой и графической информации, накопцтелей на
магнитных дисках и лентах и дисплеев. Все эти средства
позволяют осуществлять так называемый диалоговый режим
проектирования. При таком режиме проектировщик может вмешиваться
в процесс вычислений, вносить коррективы в программы,
направлять вычислительный процесс в нужном направлении,
запрашивать у ЭВМ необходимую информацию.
Работа ЭВМ управляется программами, которые
подразделяются на системные и прикладные. Системные программы
(операционные системы, трансляторы, супервизоры и т. п.) осуществля-
23

ют диалоговый режим и другие обслуживающие функции
независимо от объекта проектирования. Прикладные программы
предназначены непосредственно для получения проектных решений.
Программы представляют собой описания алгоритмов
решения задач, представленные с помощью тех или иных языковых
средств. Наибольшее применение для решения задач
проектирования в области радиотехники нашел алгоритмический язык
программирования ФОРТРАН.
Алгоритмы — совокупность правил, определяющих процедуру
решения поставленной задачи, — формируют на базе
математических методов описания и решения рассматриваемых задач.
Многие программы, описывающие стандартные проектные
процедуры, типовые решения, данные о типовых элементах РЭА,
комплектующих изделиях, могут храниться во внешних
запоминающих устройствах ЭВМ на магнитных дисках или лентах. Они
могут многократно использоваться различными разработчиками и
образуют так называемый банк данных.
Совокупность всех средств обеспечения автоматизации
проектирования (технических, программных, математических,
языковых, информационных) при высоком уровне автоматизации,
охватывающей все этапы проектирования, возможности обеспечения
диалогового режима проектирования, изготовления технической
документации, называют системой автоматизированного
проектирования САПР. Современные САПР позволяют в процессе
диалога человек —машина решать задачи автоматизации
проектирования от ввода в ЭВМ информации на уровне замысла до выдачи
машиной технических решений и документации, необходимой для
изготовления аппаратуры и автоматического управления
технологическими процессами ее производства.
К совокупности задач, решаемых в данном пособии с помощью
ЭВМ, относятся анализ сложных многоэлементных линейных и
нелинейных цепей РПУ в частотной области, оптимизация этих
цепей по тому или иному критерию, оценка влияния разброса
параметров на характеристики отдельных элементов РПУ и др.
Оптимизацию радиотехнического устройства на ЭВМ
разбивают на три этапа:
1. Моделирование и анализ устройства на ЭВМ. На этом
этапе необходимо для заданной структуры (схемы) устройства и
заданных значений элементов устройства найти необходимые
(частотные или временные) характеристики, по которым будет
выполняться оптимизация: коэффициенты передачи и отражения,
токи или напряжения в тех или иных ветвях, входные и
выходные сопротивления и т. д. Моделирование имеет не только
самостоятельное значение в качестве средства замены натурного
макетирования расчетом на ЭВМ, но и является составным этапом
оптимизации. Учитывая, что в последнем случае моделирование
повторяется сотни и тысячи раз, в качестве критерия, по которому
24

сравнивают алгоритмы моделирования, необходимо выбрать
быстродействие.,
2. Составление целевой функции (называемой также функцией
качества) — самый неформальный (твбрческий) этап
оптимизации.
На этом этапе по рассчитанным характеристикам
устройства необходимо построить целевую функцию значений элементов
устройства, не зависящую от времени или частоты. Для этого
сначала по каждой характеристике устройства, рассчитанной на
первом этапе, на основе того или иного критерия необходимо
составить функции ошибки, учитывающие отличие получившейся
характеристики от желаемой. В общую целевую функцию каждая
функция ошибки вводится в виде отдельного слагаемого с тем или
иным весовым множителем.
3. Минимизация или максимизация построенной целевой
функции с целью получения оптимальных значений элементов схемы,
Так как целевая функция является существенно нелинейной
функцией элементов устройства и, кроме того, могут быть наложены
нелинейные ограничения на параметры схемы, то для
минимизации целевой функции применяют формальные методы нелинейного
программирования.
В настоящем пособии все алгоритмы моделирования и
оптимизации устройств реализованы в виде подпрограмм, написанных
на языке ФОРТРАН применительно к малым ЭВМ серии СМ.
Основным достоинством этих подпрограмм является их
универсальность: используя подпрограммы, легко скомпоновать
программу для решения конкретной проектной задачи.
1.6. МОДЕЛИРОВАНИЕ КАСКАДОВ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ НА ЭВМ
Основой радиопередающих устройств являются
радиочастотные тракты, которые включают в себя активные элементы
(диоды, варакторы, лампы, транзисторы) и пассивные (селективные,
согласующие, формирующие) цепи. Эффективность процесса
автоматизированного проектирования во многом определяется
удачным выбором моделей отдельных каскадов, сочетающих
требуемую адекватность моделей процессам и максимальное
быстродействие.
Поскольку пассивные цепи, как правило, являются
линейными, входят в модели активных элементов и определяют в
значительной степени характеристики нелинейных каскадов, разработка
методов анализа линейных цепей является первым этапом
моделирования радиопередатчика в целом. При этом наиболее часто
применяют алгоритмы, основанные на использовании свойств ле-
25

Рис. 1.7
етничных цепей, А-матриц передачи и неопределенной Y-мат-
рицы.
Алгоритм моделирования лестничных цепей является наиболее
быстродействующим, но применим тогда, когда моделируемый
тракт можно представить в виде, показанном на рис. 1.7, при этом
ветви должны быть образованы из типовых элементов,
составляющих библиотеку программы лестничного анализа (пример
библиотеки приведен в табл. 1.2). Кодирование структуры такого
тракта сводится к перечислению кодов типовых ветвей от
нагрузки к генератору. Если на концах моделируемого тракта
отсутствуют последовательные ветви, их необходимо искусственно
ввести как ветви с очень малым сопротивлением. При отсутствии
в библиотеке необходимой сложной ветви библиотека легко
может быть дополнена соответствующей подпрограммой расчета
полного сопротивления ветви. Алгоритм анализа лестничных цепей
реализован в виде подпрограммы ANAL (см. программу 1).
Таблица 1.2
Код
Тип" трехполюсника
оЗ
Г о-
/о \fi-' I о/
Параметры
26

Проарамма 1
SUBROUTINE ANAL<U,V,H)
_ -
С* I ПОДПРОГРАММА ОПРЕДЕЛЕНИЯ В ЧАСТОТНОЙ ТОЧКЕ I
С I ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТА С ЛЕСТНИЧНОЙ СТРУКТУРОЙ. I
С I , „ ««.«I
COMMON /C2/RG,XG,RH,ХН,EG,МТ(50),NT,IU<51)
COMPLEX ZT1(50),Z<50),Z1
REAL JM,IU,V*8(50),H*8<6>
С**** ХАРАКТЕРИСТИКИ ВЕТВЕЙ.
1=1
ПО 60 J=1,NT
RE=0.
6010(10,20,30,40,50), MTU)
10 JM=U*V<I>
1=1+1
•GOTO 60
20 JM=~1./<W*V<I))
1=1+1
GOTO 60
30 JM=W*V<I)-1./<U*V<I+1>)
1=1+2
GOTO 60
1=1+2
GOTO 60
50 RE=V<I)
JM=0.
I=~I+1
60 Z(J)^=CMPLX(RE,JM)
ZT1(1)=CMFLX(RH,XH)+Z<1)
IF(NT-2*INT(NT/2,).NE.0) GOTO 70
NG=NT+1
Z(NG)=0.
GOTO 80
70 NG=NT
ПАРАМЕТРЫ ЦЕПИ,
80 DO 90 J~3,NG,2
ZTl(J-l)=Z(J-l)^ZTKJ-2)/(Z(J-l)+ZTl(J-2))
90 ZT1<J)=Z<J)+ZT1U-1)
Z1=ZT1(NG)
H(1)=REAL(Z1).
ZMl=CABS(Zl+CMF'LX<RGyXG))
S1=CABS<Z1--CMPLX(RG,~X6) )/ZMl
H(3)=IW(NG)**2*H<1)
DO 100 J=-3,NG,2
NJ=NG-J
100 lU<NJ+l)=IW(NJ+3)*CABS(ZTl<NJ+2)/ZTl<NJ+D)
H(4)<1)
H<6)=0.D0
RETURN
END

Рис. 1.8
Zr i zzzt] Алгоритм моделирования
каскадных цепей, основанный
на использовании А-матриц„
проигрывает предыдущему в
быстродействии, но более
универсален. Для его применения
необходимо представить
моделируемый тракт в виде некоторых каскадно соединенных
элементарных четырехполюсников, составляющих библиотеку
программы моделирования, как показано на рис. 1.8.
Тогда результирующая А-матрйца тракта находится как
произведение матриц отдельных четырехполюсников. Кодирование
тракта заключается в перечислении кодов библиотечных
четырехполюсников от генератора к нагрузке. Данный алгоритм реализован
в виде подпрограммы ANAL (см. программу 2), библиотека
которой (табл. 1.3) включает и специфические элементы СВЧ
диапазона.
Для моделирования сложных разветвленных трактов
радиопередающих устройств, таких как ЧРУ, сумматоры, делители
мощности и др., применяют неопределенную Y-матрицу. Этот
алгоритм является наименее быстродействующим, использует
значительный объем оперативной памяти ЭВМ, однако более
универсален. Кодирование структуры тракта сводится к нумерации
всех узлов тракта и указанию для каждого элемента, между
какими узлами он включен, причем в качестве элементов могут
применяться как двухполюсники, так и многополюсники, как
показано на рис. 1.9,а (для обеспечения общности примем, что
библиотечные структуры программы анализа разветвленных
трактов — трехполюсники, рис. 1.9,6).
При моделировании активных элементов с учетом нелинейных
свойств используют алгоритмы, базирующиеся на описанных
методах анализа линейных цепей. В учебном пособии применены три
основных подхода к построению нелинейных моделей.
В первом случае реализуют квазилинейные иммитансные
модели, строго говоря, справедливые только при тех сопротивлениях
генератора и нагрузки и уровне входных сигналов, при которых
Рис. 1.9
28

Таблица L3
Конец
описания
тракта.
На чать
ответ -
вления
Вклинить
ответвление
последо 0а -
тельно
Включить
ответвление
параллельно
70
77
72
73
75
1Ф0
СФО
ПФО
20
27
22
23
25
•Ф-
1Ф0, С
1Ф0, ЯФО
L,R
С, 7?Ф0
СФО, R
50
57
52
53
55
рФО,
70
77
72
73
75
НО
w
W
были определены параметры модели. Подробно эти вопросы
рассматриваются в гл. 6.
Вторую группу составляют упрощенные нелинейные модели,
исключающие реакцию с выхода на вход. В этом случае на
основе анализа линейной цепи достаточно рассчитать сигнал на
входе активного элемента, а затем, зная аналитическое
выражение его коэффициента передачи, определить выходной сигнал.
Наиболее общим является третий подход, предполагающий
численное решение системы дифференциальных уравнений,
описывающих нелинейную модель всего тракта. При этом, учитывая,
29

subroutine «ш.ш.м.ю Проарамма 2
с _ . „„, ш тт твт
С I . I
С I ПОДПРОГРАММА ОПРЕДЕЛЕНИЯ В ЧАСТОТНОЙ ТОЧКЕ I
С I ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТА С КАСКАДНОЙ СТРУКТУРОЙ. I
С I W - ЗНАЧЕНИЕ ЧАСТОТЫ? УШУ. I
С IV- МАССИВ ПАРАМЕТРОВ; ХВХХ I
С I H - МАССИВ ВЫХОДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТА. У.ШМ. I
С I л I
COMMON /C2/RG,XG,RH,XH,HP,EPS,MT(50),NT
REAL*8 А(4),АИ4)
* C,D,S,H<6),V<50)
1=1
110
200
1
202
о
L1=MT(I)
L1---L1-L*10+11
GOTO (200,210,220,230,240),L
GOTO (1,1,2,2),LI
DO 202 L=--l,4
A1(L)=A(L)
B1(L)=B(L)
1 = 1+1
GOTO 100
C-A<1)*A(2)+B<1)*B<2>
IF(L1.EQ.6) GOTO 3
S"1.D0/(A(2)**2+B':2)x*2)
R3=C*S
X3=D*S
ASSIGN 330 TO LI
GOTO 204
3 S=-l.H0/<A<m*2+BU>**2)
R2=C*S
X2-=-D»S
ASSIGN 335 TO I 1
204 DO 206 L=l,4
A(L)--AKL)
206 B(L)--BKL)
L=0
GOTO LI
С**** ОДНОЭЛЕМЕНТНЫЕ СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ СТРУКТ^Ак
210 L<
GOTO (10,11,12,13,14,15; Д.1
10 R3==0.D0
GOTO 330
11 R2=0.D0
X2=-l.D0/(W«V(J))
GOTO 335
12 R3--0.D*
GOTO
30

13 R2=0.D0
GOTO 335
14 R3=V(J)
X3=0.D0
GOTO 330
15 R2=
X2=0.D0
GOTO 335
С**** ДВУХЭЛЕМЕНТНЫЕ СОСРЕДОТОЧЕННЫЕ СТРУКТУРЫ.
220 L=2
GOTO (20,21,22,23,24,25),LI
20 R3=0.D0
X3=-1.D3/<U*D-1.D3/C>
GOTO 330
21 R2=0.D0
X2=-l.D0/(C-i,D3/<U*D>>
GOTO 335
22 R3=C**2
X3=li**2
S=1.D0/(R3+X3)
R3=R3*D*S
X3=X3*C*S
GOTO 330
23 S=l.D0/(C*«+D**2>
R2=Ii*S
X2=-C*S
GOTO 335
24 S=C*D*<l.D-3>
X3=-R3*S
GOTO -330
25 S=C*D*U.D-3>
X3=C* (1. Г1-3) / < 1. D0+S**2)
GOTO 335
С**** ЭЛЕМЕНТЫ МПЛ, ЗАДАННЫЕ ЭЛЕКТРИЧЕСКИМИ ПАРАМЕТРАМИ.
230 D=W*V(J+1)/360,D0
232 L=2
GOTO (50,51,52),LI
50 S=DSIN(D)
R1=DCOS(IO
X2=S/C
R4=R1
GOTO 340
51 R2=0.D0
X2«-DC0S<D>/(DSIN<P)*V(J>)
bOTO 335
52 R2=0.D0
X2=DSIN(D)/<]CC0S<ri)KV(J>)
GOTO 335
ЭЛЕМЕНТЫ МПЛ, ЗАДАННЫЕ ГЕОМЕТРИЧЕСКИМИ ПАРАМЕТРАМИ.-
240 C=HP/V(J)
Ii=DSQRT((EPS+1.0+(EPS~i,0)/DSQRT(l.r«0+l.r!l*C))/2.D#)
IF(C.GT.1.D0) GOTO 242
GOTO 244
31

242
244
С****
330
С****
335
340
400
С****
V(J>=59.952D0*DLOG(8^0*C+i.D0/<4.D0*C))/P
H=U*V<J+1>*D/3.D2
GOTO 232
УМНОКЕНИЕ НА "ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОЕ Z"".
A<3)=A(1)*R3-B<1>*X3+A<3>
B<3)=B<1>*R3+A<1>*X3+B<3)
A<4):=A<2)*R3-B<2)*X3+A<4)
B(4)=B<2)*R3+A<2)*X3+B<4)
GOTO 400
УМНОЖЕНИЕ HAr"ПАРАЛЛЕЛЬНОЕ Z".
AU)=A(3>*R2:-B(3)*X2+A(1)
B(1>=B<3>*R2+A<3)*X2+B<1>
A(2)=A(4>*R2-B<4>*X2+A(2>
B<2)=B(4>*R2+A<4>*X2+B<2>
GOTO 400
УМН01ЕНИЕ НА "ВЗАИМНЫЙ НЕДИССИПАТИВНЫЙ
ЧЕТЫРЕХПОЛЮСНИК".
C=A<1)*R1-B(3)*X2
R2=A<2)*R1-B(4)*X2
X2=B(2)*R1+A<4>*X2
B(4)=B(4)*R4+A(2)*X3
A(1)=C
B(1)=D
A(2)=R2
B<2)=X2
J=J+L
1=1+1
ir(I.LE.NT) GOTO 110
ВЫЧИСЛЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК ТРАКТА.
Xl=BU)*RH+A<i)*XH+B<3:
R2=A(2)*RH-B(2)*XH+A(4)
X2=-B(2)*RH+A(2)*XH+B^4)
D-1.D0/(R2**2+X2**2)
H<1)==<R1*R2+X1*X2>*D
H<2)=(X1*R2-R1*X2)*D
R3=(RH*R1+XH*X1)*C
X3=<XH*R1-RH*X1)*C
H(6)=DATAN(X3/R3)
H(5)=(1.D0-C)/(1.D0+C)
H<3)=1.D0-C«*2
H(4>=H<3>*D*RH/H<1>
RETURN
END
что анализ линейных цепей проводится в частотной области,
целесообразно применять спектральный подход к моделированию
нелинейных свойств каскадов радиопередатчиков. Такой подход
к моделированию развит в гл. 2, 4, а соответствующие программы
приведены в приложении 5.
32

1.7. ОПТИМИЗАЦИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
РАДИОЧАСТОТНЫХ ТРАКТОВ
Постановка задачи. Под оптимизацией радиочастотного тракта
понимают такое целенаправленное изменение параметров его
элементов, которое обеспечивает получение наилучших (в том или
ином ~ смысле) внешних характеристик тракта. Этот процесс
называют зачастую параметрическим синтезом, подчеркивая тем
самым, что структура тракта (т. е. конфигурация его
принципиальной схемы) известна, а находят лишь требуемые номиналы
элементов.
Как уже указывалось, первый этап оптимизации связан с
моделированием узлов и каскадов радиочастотных трактов.
Рассмотрим второй и третий этапы оптимизации — построение целевой
функции и отыскание ее экстремума (минимума или максимума)
от вектора параметров тракта. Целевая функция является
интегральной мерой качества всех интересующих разработчика
внешних характеристик радиочастотного тракта во все^м рабочем
диапазоне частот.
Специфической особенностью радиочастотных трактов
является сложный, нелинейный характер зависимости внешних
характеристик от множества параметров элементов, вследствие чего
функция качества имеет, как правило, не один, а несколько так
называемых локальных экстремумов. В действительности же
наилучшему решению соответствует лишь один глобальный (т. е.
самый минимальный или самый максимальный из локальных)
экстремум. Поэтому поиск экстремума функции качества можно
условно разбить на два этапа: на первом приближенно
определяется местоположение глобального экстремума, на втором
уточняются оптимальные значения параметров.
Это требует зачастую различных методов поиска экстремума
функции многих переменных, некоторые из которых будут
рассмотрены далее.
Кроме того, для каждого параметра тракта существуют
границы возможного диапазона его изменения, связанные с
физическими (например, индуктивность, емкость и сопротивление не
могут быть отрицательными),' конструктивными (размер одного
элемента не м^жет превышать максимальные размеры
устройства в целом), технологическими (существуют минимально
допустимые размеры элементов) и тому подобными ограничениями.
Более того, на значения внешних характеристик тракта также
могут быть наложены ограничения (например, потребляемая
мощность не должна превышать заданную). Это приводит к
необходимости поиска не просто глобального экстремума (или
безусловного глобального экстремума), а лишь такого, для которого
выполняются все указанные ограничения (поиск условного
глобального экстремума).
3—6028 33

Таким образом, математически задача оптимизации
радиочастотного тракта может быть сформулирована как поиск
экстремума функции F(H(V)) при tfeS, Vz=D, где F — функция качества
внешних характеристик тракта; Н(V) = {h\(V)9 ...,
/гт(К)}—вектор внешних характеристик тракта; 5 —область допустимых
значений внешних характеристик тракта, заданная ограничениями
вида A/min<Ai<Aftnax, i=l, ..-, т\ V={vu ..., ил} - вектор
параметров тракта; D — область допустимых значений параметров
тракта определяемая ограничениями вида ^/mm^f/^^/max, / =
= 1, ..., п.
Необходимо отметить, что при автоматизированном
проектировании РЭА положение экстремума требуется отыскивать лишь
с конечной точностью, что связано как с ограниченной точностью
математических моделей элементов РЭА, так и с наличием
технологических погрешностей, появляющихся в процессе
изготовления этих элементов. Рассмотрим кратко пути решения
сформулированных задач.
Методы оценки качества внешних характеристик
радиочастотных трактов. Пусть на дискретном множестве частот ft e
e[/mm, /max], i'=l, ..., L9 вычислена некоторая внешняя
характеристика тракта H(f) и известно максимально желаемое поведение
этой характеристики U(f) (которое в дальнейшем будем
называть «требуемым уровнем»), как показано на рис. 1.10,а.
Абсолютное значение рассогласования характеристики и уровня в 1-й
частотной точке
6i=H{fi) — U{fi). (1-3)]
В ряде случаев интерес представляет не абсолютное, а
относительное рассогласование
~и^] . (1.4)
В качестве оценки отклонения Н (f) от U{f) во всем
частотном диапазоне можно использовать «среднее отклонение», т. е.
| | \ | | | | ^
fef Л fi Л cf
Рис. 1.10
34

оценку вида
небольшой вклад в среднее отклонение, но могут существенно
сказываться на работоспособности тракта. Поэтому чаще
используют «ередйестепенную оценку» вида
L
Д = -i-
8;
где К-показатель степени. Как видно из рис. 11.11, чем больше
значение К тем менее чувствительна эта оценка к малым
отклонениям бг и тем чувствительнее к большим. Обычно
выбирают от К=2 («среднеквадратическая оценка») до Л —b ... ш.
В этом случае оценка А хорошо отражает как средний уровень
рассогласования H(f) и U(f), так и наличие пиков H(f). При
больших К значение А будет определяться уже практически
только бйпах. Иногда используют оценку вида Д=тах | йг|.1акои
критерий хотя и обеспечивает квазичебышевскую характеристику
проектируемого тракта, однако не может быть применен в
алгоритмах поиска экстремума F(V), основанных на вычислении ее
производных. ,
При проектировании радиочастотных трактов зачастую
требуется Считывать в оценке отклонений не все точки частотной
характеристики #(/), а лишь занимающие определенное положение
относительно уровня U(f). Так, при проектировании фильтровых
устройств в полосе пропускания интерес представляют только
точки лежащие ниже требуемого уровня, а в полосе
задерживания -лишь выше него (рис. 1.12). С учетом этого в дальнейшем
и качестве интегральной в заданном диапазоне частот оценки
качества внешней характеристики будем понимать выражение вида
Z-7/П °>8
,дс. KUi= 1,если i-ю точкуH(f) ^
цгоГ)ХОДИМО учесть в оценке А, и '
A(V 0 в противном случае. '
При угом в зависимости от тре- М
ПпйМшП конкретной оптимизаци- Q
(iiihoII зпдичи под величиной бг-
можгт пониматься как абсолют-
—<
/г=/
2/1
у/
/
3fi 0,6 0,8
Рис. 1.11
КО
35

л /
/ W
/
1 1 1 1
\
u(f)
ное (1.3), так и относительное
(1.4) рассогласование.
Часто требуется
одновременно оптимизировать "
несколько внешних
характеристик радиочастотного тракта
(например, для входных це-
—i—'—'—'—'—'—'—'—'—' I у пей широкополосных усилите-
н р 1 12 8 ле** необходимо обеспечить
требуемый закон коррекции
сигнала, поступающего на вход
транзистора при условии наилучшего согласования входного
сопротивления цепи с сопротивлением генератора — источника
сигнала). Следовательно, необходимо сформировать единую оценку
F(V) качества всех внешних характеристик тракта на основании
оценок А для каждой из них. Из множества возможных путей
решения данной задачи наибольшее применение нашел способ
формирования F как аддитивной суммы составляющих А/, т. е.
где / — число оптимизируемых характеристик; BKj — весовой
коэффициент /-й составляющей; А/ — интегральная по частоте
оценка для /-й составляющей, определенная согласно (1.5).
Выбор величины BKj представляет собой серьезную
проблему, ибо в значительной мере определяет результат оптимизации
радиочастотного тракта и может быть выполнен на основании
следующих соображений (сформулированных для оптимизации
по двум характеристикам, но легко распространяемых и на
любое их число):
1. Пусть известно, что для характеристик Hi(f) и H2(f)
максимально допустимые отклонения равны соответственно Aimax и
А2тах. Если важность обеих характеристик с точки зрения их
оптимизации одинакова, то и вклад в общую функцию качества
должен быть равен. Тогда можно записать ?/(i-Aimax=
=?/C2-A2max, откуда
ВКг
В%2 imax
Следовательно, отношение весовых коэффициентов при оценках
характеристик одинаковой важности следует выбирать обратно
пропорциональным отношению их максимально допустимых
отклонений. Например, для выходной цепи связи широкополосного
усилителя оптимизация проводится по двум характеристикам:
отклонению активной составляющей входного сопротивления цепи
36

RBX от оптимального сопротивления нагрузки транзистора и
отклонению выходной мощности Рвых от максимального значения.
Зададимся, что А/? — 10 Ом и Арвых = 1 Вт. Тогда при BKr^ =
= 1 имеем ВКр =- 10/1 = 10. При этом абсолютные значения коэф-
вых ' 1
фициентов влияют лишь на масштаб общей функции качества и
мало сказываются на результате оптимизации.
2. Если важность оптимизируемых характеристик различна,
то весовой коэффициент BKj необходимо дополнительно умножить
на относительный коэффициент важности данной /-й
характеристики.
Необходимо, однако, заметить, что полученные таким образом
значения весовых коэффициентов являются как бы начальным
приближением, ибо в процессе оптимизации может оказаться,
что требования к качеству одних характеристик выполняются
труднее, чем для других. Тогда следует искусственно увеличит^
весовые коэффициенты для «трудных» характеристик.
Указанный алгоритм формирования функции качества
радиочастотного тракта по нескольким одновременно оптимизируемым
характеристикам реализован в виде подпрограммы ERROR,
причем информация о всех коэффициентах функции качества
передается в подпрограмму через специальную общую область (см.
программу 3).
subroutine errgr<cf,v> Программа 3
^ ^ _-._ _
С I ПОДПРОГРАММА ПОСТРОЕНИЯ ЧАСТОТНЫХ XAPAMFPHCTMK I
С I ТРАКТА И ВЫЧИСЛЕНИЯ ЦЕЛЕВОЙ ФУНКЦИИ., I
П Т , т
С I CF - ЗНАЧЕНИЕ ЦЕЛЕВОЙ ФУНКЦИИ; /ВЫХ/ I
С IV- МАССИВ ПАРАМЕТРОВ. /ВХ/ I
с j j
С I ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ANAL I
С I I
COMMON /C1/F<25),NF,KCF,D<25,6>FBM6),U<6),MJ<6)
REAL*8 V<50),H<6),CF,A,B<6>
DO 10 1-1,6
10 B(I)=-0.D0
DO 40 IU=1,NF
U=F<IW>*6.283185
CALL ANAL<U,V,H)
* DO 20 J=lr6
IF(BK(J).EQ.0.0) GOTO 120
A="U<J)-H(J)
IF(KU(J)»A.GT,.0.0) GOTO 20
B(J)=-B<J)+BK<J)*DABS(A)**1ABS<KCF)
20 CONTINUE
DO 30 J=l,6
30 D<IU,J)=H(J)
40 CONTINUE
CF=(B(1)+B(2)+B(3)+B<4)+B(5)+B(6))/NF
RETURN
END
37

Рис. 1.13
Как отмечалось, на первом этапе оптимизации внешних
характеристик радиочастотного тракта необходимо локализовать
положение условного глобального
экстремума функции качества.
Основное требование к
применяемым на данном этапе
алгоритмам—малая вероятность
потери глобального экстремума.
Достаточно полно этому условию
удовлетворяет метод
искусственного отбора, суть которого
заключается в следующем:
1. Для каждого из
варьируемых (оптимизируемых)
параметров тракта задается диапазон
его варьирования, т. е. границы
ViH . . . Viz.
2. Генерируются N случайных
реализаций вектора параметров,
компоненты которого равномерно
распределены внутри интервала
Угн •.. Vib, и для каждого
вектора вычисляется соответствующая
функция качества.
3. Полученные значения
функции качества ранжируются
по возрастанию и выделяется М
(где М — определенная часть от
N) наименьших значений;
остальные значения
отбрасываются.
4. Границы интервала варьи-
рис. 1,14 рования каждого параметра пе-
38
Поиск новых
границ
варьирования
параметров

с****
10
с****
500
*
*
*
510
Программа 4
SUBROUTINE CASE<Nin~RrWrV,VH,VBAP,NTCST,nTCST>
ПОДПРОГРАММА МИНИМИЗАЦИИ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА
МЕТОДОМ ИСКУССТВЕННОГО ОТБОРА.
NITER - ЧИСЛО ИТЕРАЦИЙ;
Ш - ЧИСЛО ПАРАМЕТРОВ?
V - МАССИВ ПАРАМЕТРОВ;
VH - МАССИВ НИЖНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ;
XBXZ
ХВХХ
ХВХ,ВЫХХ
ХВХ,ВЫХХ
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
T _______„ _„
1 ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ERROR
I
REAL*8 V(NV)
DIMENSION VH<NV),VB(NV>,CS(200),KV<200)yR^400O>
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ЧИСЛА ВАРЬИРУЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ.
DO 10 1=1,NV
IF(VH(I).EQ.VB(i>) GOTO 10
УВ 1 МАССИВ ВЕРХНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ; ХВХ.ВЫХХ
КР - ЛОГИЧЕСКИЙ НОМЕР УСТРОЙСТВА ВЫВОДА; ZBXZ
NTEST -- ЧИСЛО ИСПЫТАНИЙ НА ИТЕРАЦИИ; ХВХХ
DTEST - СКОРОСТЬ СНИЖЕНИЯ ПОРОГА. ХРХХ
CONTINUE
АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ ИСХОДНЫХ ЗНАЧЕНИЯХ ПАРАМЕТРОВ.
WRITE(KP,500)
FORMAT(1X,42('*')/
' * НОМЕР * ОПТИМАЛЬНЫЙ * ФУНКЦИЯ *'/
' * ИТЕРАЦИИ * ПОРОГ * КАЧЕСТВА *'/'
DO 20 1=1,LS
CALL ERROR<CF,V>
CS(1)--=CF
WRITE(KP,510) ITER,CS(LS)rCS(l)
FORMATC ^/,I6,4X/*/
LT=1
LS=NTEST*DTEST+0.5
50
70
С****
190
С****
JN--0
I TEST:= 1
ITER==ITER+1
ITEST=ITEST+1
• ЦИКЛ ПО ЗАДАННОМУ ЧИСЛУ ИТЕРАЦИЙ.
• ЦИКЛ ПО ЗАДАННОМУ ЧИСЛУ ИСПЫТАНИЙ.
IF(ITEST.GT.NTEST) GOTO 300
ГЕНЕРАЦИЯ ВЕКТОРА СЛУЧАЙНЫХ ПАРАМЕТРОВ.
DO 190 I=lrNU
H=VH(I)
IF(H.EQ.B) GOTO 190
U(I>-(B-H)*RAN(INrJN)+H
CONTINUE
АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ СЛУЧАЙНОМ ВЕКТОРЕ ПАРАМЕТРОВ.
CALL ERROR<CF,V>
IF(CF.GE.CS<LS>> GOTO 50
IF(LT.LT.LS) LT-LT+1
39

DO 210 1=1,NV
IF<VH(I).EQoVB(D) GOTO 210
J=J+1
210 CONTINUE
С**яя РАНЖИРОВАНИЕ РЕАЛИЗАЦИЙ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА.
DO 230 1=1,LT
IF(CF.GE.CSd)) GOTO 230
J=LT
220 IF(J.EQ.I) GOTO 240
J=J-1
CS<J+1)=CS<J)
GOTO 220
230 CONTINUE
240 CS(J)=CF
KV(J)=N
GOTO 50
С**** ПОИСК НОВЫХ ГРАНИЦ ВАРЬИРОВАНИЯ ПАРАМЕТРОВ.
300 J=0
ITEST=LS
DO 330 1=1, fW
IF(H.EQ.B) GOTO 330
J=J+1
E=5.0*<B-H)/NTEST
DO 310 L=-1,LS
IF(P.LT.HV) HW
IF(P.GT.BV) BV^P
310 CONTINUE
IF(HV-H.LT.E) GOTO 320
320 IF(B-BV.GE.E)
330 CONTINUE
С**** ВОССТАНОВЛЕНИЕ ВЕКТОРА ОПТИМАЛЬНЫХ ПАРАМЕТРОВ
DO 410 1=1,N^
IF<VH(I).EQ.VB(I)> GOTO 410
J^J+1
V<I)=RV<L+J)
410 CONTINUE .
ВЫВОД РЕЗУЛЬТАТОВ ВЫПОЛНЕНИЯ ИТЕРАЦИИ.
430 URITE(KP,510> ITER,CS(l.S>,CS(l)
IFdTER.LT.NITER) GOTO 50
URITE(KP,520)
520 F0RMAT(lX,42(/"«'))
RETURN
END
реносятся на его минимальное и максимальное значения, соответ-
вующие отобранным М реализациям. Далее процесс циклически
повторяется, начиная с п. 2.
Таким образом, на каждой итерации (шаге) работы данного
алгоритма сужаются границы варьирования и одновременно
сохраняется заданное число наилучших реализаций с предыдущих
40

Программа 5
SUBROUTINE GRAD<NITE"R,NV.V,UH,VB,KP,KG)
с****
500
*
*
#
510
10
20
30
С****
70
80
90
с****-
ПОДПРОГРАММА МИНИМИЗАЦИИ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА
МЕТОДОМ СОПРЯЖЕННОГО ГРАДИЕНТА.
NilER - ЧИСЛО ИТЕРАЦИЙ; ХВХХ
Ш - ЧИСЛО ПАРАМЕТРОВ; ХВХХ
V - МАССИВ ПАРАМЕТРОВ; ХВХ,ВЫХХ
VH - МАССИВ НИЖНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ* ХВХХ
VB - МАССИВ ВЕРХНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ; ХВХХ
КР - ЛОГИЧЕСКИЙ НОМЕР УСТРОЙСТВА ВЫВОДА; ХВХХ
KG - КРАТНОСТИ ОБНОВЛЕНИЯ ГРАДИЕНТА. ХВХХ
ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ERROR
REAL*8
STEP,MISTEP,Rl,R2,R3rBl,B2TCl
DIMENSION VH<NV),VB(NV)
АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ ИСХОДНЫХ ЗНАЧЕНИЯХ ПАРАМЕТРОВ.
URI1E<KP,500>
FORMAT<1X,42('*')/
' * НОМЕР * ОПТИМАЛЬНЫЙ * ФУНКЦИЯ *'/
' * ИТЕРАЦИИ * ШАГ * КАЧЕСТВА *¦'/
1Х,42('*'))
ITER-^0
STEP=-l.D-4
CALL ERROR(CF,V>
URITE<KP,510> ITE
FORMAT*' */,IA,4X,'*',2<G13.6,/ *'))
ITER=ITER+1 ! ЦИКЛ ПО ЗАДАННОМУ ЧИСЛУ ИТЕРАЦИЙ-
DO 20 1=1,NV
V1(I)=V(I)
ЧИСЛЕННОЕ ОПРЕДЕЛЕНИЕ ПРОИЗВОДНЫХ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА,
DO 50 1=1,NV
IF(VH(1).EQ.VB(D) GOTO 40
В1=<Л<1)
CALL ERROR(R1,V)
CALL ERROR(R2,V)
DE(I)-(R2-R1)*5.D4
GOTO 50
CONTINUE
ОПРЕДЕЛЕНИЕ НАПРАВЛЕНИЯ СОПРЯЖЕННОГО ГРАДИЕНТА.
IF(ITER.NE.NECJ) GOTO 70
R2=0.D0
NEU=NEW+KG
GOTO-80
R2=R3/C1
C1=R3
DO 90 J=-1,NV
SS(J)=SS(J)»R2+DE(J)
ЛИНЕЙНЫЙ ПОИСК МИНИМУМА ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА.
MINCF=1.D10
41

100
3,10
К=К+1
DO 130 J=1,NV
IF<VH<J).EQ.VB(J>> GOTO 130
V<J) = U.D0-SS<J>*STEPm'l(J)
if<v<j>.ge.vh<j>) goto 120
V(J)=VH(J>
GOTO 130
120
130
140
150
160
170
180
190
с****
200
IF(V(J>.LE.VB(J>) GOTO J
CONTINUE
IF(K) 230,210,140
CALL LRROR(Y(K),V)
IFCK.GE.2) GOTO 150
IF(Yd).LE.CF) GOTO 150
STEP=1.D-1*STEP
IF<STEP.GT.1.D-10) GOTO
IF(ITER.EQ.NEU--KG) GOTO
STEP=l.D-4
NEW=ITER
GOTO 60
IF(Y(K).GE.MINCF) GOTO :
MINCF=Y(K)
MISTEP=STEP
STEP=2.D0*STEP
IFCK.LT.3) GOTO 100
DO 180 J=l,2
IF<Y(J+1).GT.Y(J)) GOTO
CONTINUE
Y(1)=Y(2)
Y(2)==Y<3)
K=2
GOTO 100
ВЫЧИСЛЕНИЕ ОПТИМАЛЬНОГО
STEP=^0.125D0*STEP
B1=Y(1)-R
B2=Y(2)-R
R3=Y<3)-R
130
110
220
L60
200
ШАГА.
R1=(B1*8.D0-B2*6.D0+R3)/(24.D0*STEP**3)
210
220
С****
230
520
(12.D0*STEP)
IF(R3.LT.0.D0) GOTO 190
STEP= < 2.D0*R2+DSGRT(R3))/(6.
GOTO 110
CALL ERRQR<R,V>
IF(CF.LT.MINCF) GOTO 230
STEP=MISTEP
CF=MINCF
K=-l
GOTO 110
NITER=ITER
ВЫ^ОД РЕЗУЛЬТАТОВ ВЫПОЛНЕНИЯ ИТЕРАЦИИ.
URITE(KP,510) ITERrSTEP,CF
IFdTER.LT.NITER) GOTO 10
URITE(KP,520)
F0RMAT(lX.42</*/))
RETURN
END

шагов. Следовательно, плотность точек значений параметров
постоянно растет, а границы интервалов варьирования охватывают
все экстремумы, лежащие ниже некоторого, постоянно
снижающегося уровня. Данный процесс иллюстрирует рис. 1.13, на
котором знаками ^, О и А обозначены точки соответственно для
первого, второго и третьего шагов оптимизации. Структурная схема
алгоритма показана на рис. 1.14 и реализована в программе
CASE (см. программу 4).
На втором этапе минимизации функции качества
используются детерминированные методы, которые характеризуются
целенаправленным поиском минимума, что может потребовать
вычисления частных производных по параметрам. В зависимости от
порядка производных различают методы первого и второго
порядка. Методы первого порядка называют также градиентными.
Примером может служить метод сопряженных градиентов [40].
Реализация поиска минимума по методу сопряженных градиентов
приведена в подпрограмме GRAD (см. программу 5).
1.8. УЧЕТ ТЕХНОЛОГИЧЕСКОГО РАЗБРОСА
ПАРАМЕТРОВ ЭЛЕМЕНТОВ
РАДИОЧАСТОТНЫХ ТРАКТОВ
Любой элемент радиочастотного тракта можно изготовить
лишь с конечной точностью. Степень отклонения параметров
элементов зависит от многих факторов: технологической
погрешности изготовления самого элемента, разброса характеристик
материалов, из которых он выполнен, старения элемента, влияния
климатических условий и т. п. Поэтому и характеристики тракта
в целом будут отличаться от расчетных, причем в разной степени
для различных экземпляров. Влияние технологических разбросов
параметров элементов на характеристики тракта можно оценить
многократным натурным макетированием тракта. Однако такой
путь требует чрезмерно больших материальных, временных и
трудовых затрат. Поэтому в настоящее время уделяется большое
внимание разработке математических методов, позволяющих
оценить серииноспособность разрабатываемых устройств еще на
этапе их проектирования. При этом можно выделить две задачи:
допусй^вого анализа, когда известны структура устройства,
номинальные значения всех параметров и технологический
разброс каждого из них. Необходимо определять возможные
разбросы внешних характеристик устройства;
допускового синтеза, когда заданы структура и номиналы
параметров устройства, а также требования на разбросы его
внешних характеристик. Следует определить допустимые значения
разброса параметров.
Рассмотрим кратко пути решения указанных задач.
43

Пусть задана функция качества F внешних характеристик
радиочастотного тракта, зависящая от совокупности параметров
тракта: F(V)=F(v\, v2, ..., vn). Зададим для каждого параметра
некоторое отклонение Ди« и разложим функцию F(V) в много-
параметрический ряд Тейлора вокруг точки, соответствующей
номинальным значениям параметров Vo:
+yyblbOs+... (i.6)
При этом возможны два случая:
малых отклонений, что характерно для пассивных схем,
выполненных на дискретных элементах или методами
гибридно-интегральной технологии;
больших отклонений, что соответствует погрешностям
изготовления полупроводниковых приборов, для которых технологический
разброс может составить 100% и более.
При малых отклонениях параметров в ряду Тейлора (1.6)
можно пренебречь членами, начиная со второго порядка. Тогда
получим
'^d^ ^M (1.7)
i=\ i=\
и искомая связь изменения функции качества и параметров
п
AF = F (Vo + AV) - F (Vo) = S dM- (1 -8)
/ = 1
Входящие в (1.7) и (11.8) производные dt носят название
коэффициентов чувствительности и характеризуют степень влияния
того или иного параметра на функцию качества устройства.
Зачастую пользуются также нормированными коэффициентами
чувствительности
dvi/vl F(V0)
Знание коэффициентов чувствительности позволяет, во-первых,
выделить наиболее удобные для подстройки элементы (т. е.
имеющие максимальные коэффициенты чувствительности),
во-вторых, найти решения сформулированных ранее задач.
Так, решение задачи допускового анализа можно получить
путем подстановки в (1.8) в качестве Avt соответствующих,
значений допусков е/, т. е. в виде
44

Решение задачи допускового синтеза при условии, что
разброс всех параметров одинаков и равен 8, найдем как
Если же значения разброса различны, то данная задача
превращается в задачу оптимизации. Чем точнее требуется изготовить
некоторый элемент тракта, тем дороже обходится производство
этого элемента. Запишем стоимость элемента в виде
где ti — некоторая оценка точности выполнения элемента; d(ti) —
относительная стоимость его изготовления, т. е. ?,-(^-) = —.
h
Тогда затраты на производство всего изделия
S= S*= the i (it) (1.9)
и решение задачи допускового синтеза можно сформулировать
как поиск таких значений допусков на параметры элементов,
которые обеспечат минимальную стоимость производства изделия
при заданном значении AFmax, т. е. в виде
Если связь оценки ti с допуском 8/ такова, что после
подстановки si в (1.8) последнее выражение останется линейным
относительно 8i, то задачу можно свести к задаче линейного
программирования:
2 е^/ -> min, 2 disi < AFmax, в^тш, i= 1, ..., п,
i=\ t=i
и решить ее симплексным методом [30]. Если же (1.9)
превратится в нелинейное относительно 8/ выражение, то задача
допускового синтеза превратится в задачу нелинейного
программирования с линейными ограничениями и ее можно будет решить
одним из методов, рассмотренных в § 1.7, но не в пространстве
параметров Ve[Vmin, Ушах], а в пространстве значений допусков
8^ [Smin, 8max].
Таким образом, в случае малых отклонений задачи как
допускового анализа, так и допускового синтеза могут быть реше-
45

ны путем вычисления коэффициентов чувствительности. Если же
аналитическая форма F(V) неизвестна, то значения частных
производных dF/dvi могут быть определены численно, подобно тому,
как этб осуществляется в методе сопряженных градиентов.
Для вычисления значений коэффициентов чувствительности
как ненормированных, так и нормированных разработана
подпрограмма COEFF (см. программу 6).
При больших отклонениях параметров от своих номинальных
значений пренебречь высшими членами ряда Тейлора (1.6)
невозможно ввиду нелинейного характера функции качества,
поэтому использование аппарата коэффициентов чувствительности не
обеспечивает требуемой точности анализа (хотя возможность их
применения для выделения подстроечных элементов и
сохраняется). Необходимо использовать методы моделирования
технологического разброса на ЭВМ, из которых наибольшее
распространение получил метод Монте-Карло.
с
с
с
с
с
с:
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с****
10
с****
500
20
510
520
SUBROUTINE COEFF<NV,V,KP,KL,DV>
Программа в
ПОДПРОГРАММА ВЫЧИСЛЕНИЯ КОЭФФИЦИЕНТОВ
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ.
NV - ЧИСЛО ПАРАМЕТРОВ? ХВХХ
V - МАССИВ ПАРАМЕТРОВ,- ХВХХ
КР - ЛОГИЧЕСКИЙ НОМЕР УСТРОЙСТВА ВЫВОДА? ХВХХ
KL - КЛЮЧ УПРАВЛЕНИЯ ХВХХ
=1 - НЕНОРМИРОВАННЫЕ КОЭФФИЦИЕНТЫ,
=2 - НОРМИРОВАННЫЕ КОЭФФИЦИЕНТА?
W - МАССИВ КОЭФФИЦИЕНТОВ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ,ХВЫХХ I
ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ERROR I
REAU-8 V(NV),CF0,CF1
DIMENSION DV(NV)
ВЫЧИСЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТОВ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ.
CALL ERROR<CF0,V)
НО 10 1=1,NV
V<I)=1.00001*V0
CALL ERROR<CF1,V>
DV(I)=DABS<CF1-CF0>*1.D5/Y0
IF<KL.EQ.2>
ВЫВОД ЗНАЧЕНИЙ КОЭФФИЦИЕНТОВ ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТИ,
URITE<KP,500>
FORMAT*IX,28('*')/' * НОМЕР * ЗНАЧЕНИЕ *'/
1Х,28('*'>>
DO 20 1=1,W
WRITE(KP,510) I,DV(I>
FORMAT*' «Мб^Х/х'^П.А,' *')
URITE<KP,520)
FORMAT*IX,28('*')>
RETURN
END

Сущность метода заключается в многократном генерировании
случайных реализаций вектора параметров тракта V (при этом
параметры vi считаются распределенными по известному закону
вокруг своих номинальных значений) с последующим
вычислением для каждой реализации функции качества F(V). Этот
процесс равносилен многократному макетированию тракта и
экспериментальному определению частотных характеристик каждого
образца. Число таких статистических испытаний зависит от
требуемой достоверности моделирования и составляет обычно 100...
...500.
Для решения задачи допускового анализа необходимо
выполнить статистическую обработку результатов вычислений (например,
определить границы разброса частотных характеристик и их
максимально возможное поведение, построить гистограммы плотности
вероятности реализации, заданного значения функции качества
или гистограммы выхода годных микросхем и т. д.).
Задачу же допускового синтеза обычно удается решить лишь
итеративно: задаются максимальными значениями разброса
параметров и выполняют серию испытаний по методу Монте-Карло.
Если серия окажется неудачной (т. е. число испытаний, при
которых функция качества вышла из допустимых пределов Fmin...
.../^max), окажется больше заданного, то разброс уменьшают и
серию повторяют; если же серия удачна, то данные значения
допусков параметров принимают за оптимальные. Наиболее просто
подобная задача решается в том случае, если допуски всех
параметров одинаковы либо если эти значения образуют дискретный
ряд.
Для реализации метода Монте-Карло на ЭВМ необходимо
генерировать последовательность случайных чисел с заданными
законами распределения и известными статистическими
характеристиками. Наиболее часто используются два закона: равномерный
(см. § 1.7) и нормальный, который можно получить согласно
центральной предельной теореме как результат суммирования
достаточно большого (порядка 10 ... 20) числа равномерно
распределенных случайных чисел. Данный метод и реализован в
подпрограмме NORMA (см. программу 7).
Собственно алгоритм статистического анализа радиочастотных
трактов методом Монте-Карло реализован в виде подпрограммы
STAT (см. программу 8), предназначенной для решения задачи
как допускового анализа, так и допускового синтеза. В первом
случае результатом работы подпрограммы являются гистограммы
плотности вероятности реализации значений функции качества и
вероятности выхода годных микросхем; во втором — признак удач-
ности или неудачности серии.
Статистическая оптимизация радиочастотных трактов. Кроме
рассмотренных задач допускового анализа и синтеза, при
проектировании радиочастотных трактов встречается еще одна, назы-
47

Программа 7
SUBROUTINE NORMA(I,,J,ti,S,X>
Q
о i ~"~~ i
С 1 ПОДПРОГРАММА ГЕНЕРАЦИИ НОРМАЛЬНОГО РЛШГДРЛЕНИЯ.Т
С j
Г. I I,J - СВЯЗАННЫЕ* ПЕРЕМЕННЫЕ ГЕНЕРАЦИИ
С 1 (ПРИ ПЕРВОМ ОБРАЩЕНИИ 1 =J 0): Ш,КЫХ/
П 1 D ¦• ДИСПЕРСИЯ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ; /ВМ
С I . S -• СРЕДНЕЕ ЗНАЧЕНИИ РАСПРЕДЕЛЕНИЯ; ХВХХ
С I X - СЛУЧАЙНАЯ ВЕЛИЧИНА. XFWZ
REAL IЙл7X7l',s
а -еиф
Г.Ю 1 К"-1,12
A-RAN(IfJ)4A
RETURN
END
Программа в
SUBROUTINE STAT(NV,V,HS,KP,NTEST,NG)
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с
с****
10
с****
20
I
I ПОДПРОГРАММА СТАТИСТИЧЕСКОГО АНАЛИЗА ТРАКТА.
т ,_„
I NV - ЧИСЛО ПАРАМЕТРОВ;
I V -- МАССИВ ПАРАМЕТРОВ;
1 DS -- МАССИВ РАЗБРОСОВ ПАРАМЕТРОВ;
I КР - ЛОГИЧЕСКИЙ НОМЕР УСТРОЙСТВА ВЫВОДА;
I NTEST -- ЧИСЛО СТАТИСТИЧЕСКИХ ИСПЫТАНИЙ;
1 NG - ЧИСЛО ОТСЧЕТОВ ГИСТОГРАММЫ.
т
1 ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ERROR,NORMA
I
REAL*8 V<NV),CF
DIMENSION DS<50>,C<200),VS<50),DC<:^),D1(25)
ХВУХ
XBXX
XBXX
XBXX
XBXX
XBXX
,D2(25
АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ ИСХОДНЫХ ЗНАЧЕНИЯХ ПАРАМЕТРОВ.
CALL ERROR(C(1),-1)
DO 10 1=1,NV
VS(I)~V(I)
МОДЕЛИРОВАНИЕ РАЗБРОСА ПАРАМЕТРОВ.
CMI=C(1)
CMA=CMI
DO 20 1=1,NV
DS(I)=DS(I)/3.0
IF(DS(I).LT.0.0) LiS(I)-:-DS<I)*VS(I) ,
CONTINUE
I
Г
-4
J
1
I
I
I
--I
I
I
)
DO 50 N=2,M
DO 30 I~1,NV
IF(DS(I).GT.0.0) CALL N0RMA( IN, JN,DS< I) ,VS(I) .VU>)
30 CONTINUE
CALL ERROR(CF,V)
C(N)=CF
IF(CF.GE.CMI) GOTO 40
CMI=CF
48

60 ГО 50
40 IF(CF.Gr.CMA> CMA^CF
50 CONTINUE
С**** ПОСТРОЕНИЕ ГИСТОГРАММЫ ВЕРОЯТНОСТИ РЕАЛИЗАЦИИ.
A=(CMA-CMI)/(NG-1)
В=СМ1
ЕЮ 100 1=1,NG
DC(I)=B
В=В+А
100 LU(I>=0.0
DO 110 ]>1,NTEST
N=(C(I>-CMI)/A+1.5
110 D1(N)=D1(N)+B
DO 120 I=--2,NG
120 D2(I)=D2(I-1)+D1(I)
С**** ВЫВОД РЕЗУЛЬТАНТОВ АНАЛИЗА.
URITE(KP,530?'-
530 FORMAT(1X,46('*')/
* ' * ОТСЧЕТ * ПЛОТНОСТЬ * ВЕРОЯТНОСТЬ *'/
* ' * ГИСТОГРАММЫ * ВЕРОЯТНОСТИ * *'/
* 1Х,46<'*'>)
НО 130 1=1,NG
130 WRITE<KP,540) J,DC,D1,D2
540 FORMAT(' *',3(613.6/ *'))
WRITE<KP,550)
550 F0RMAT(lX,46(4/>)
RETURN
END
ваемая статистической оптимизацией. Эта задача формулируется
как отыскание таких номинальных значений параметров тракта
(при известной его структуре), которые при наличии
технологического разброса параметров элементов обеспечат получение с
заданной вероятностью наилучших значений внешних
характеристик устройства. Такую задачу можно решить лишь путем
статистического моделирования на ЭВМ даже для случая малых
отклонений, ибо сами коэффициенты чувствительности есть
нелинейные функции от вектора параметров.
Возможны два варианта решения поставленной задачи:
1. В тракте отсутствуют подстроечные элементы (этот
вариант особенно характерен для интегральных схем). Тогда в
процессе статистической оптимизации требуется определить лишь
номиналы всех элементов.
2. В тракте допускаются элементы подстройки. Необходимо,
во-первых, наилучшим образом выделить (если они не заданы
заранее) подстроечные элементы и определить требуемые
диапазоны перестройки каждого из них; во-вторых, найти такие
номинальные значения параметров остальных элементов, которые
обеспечат возможность получения оптимальных внешних
характеристик с помощью имеющихся подстроек. Данный вариант,
безусловно, гораздо полнее отвечает условиям проектирования
трактов радиопередающих устройств, выполняемых обычно на дис-
4—6028 49

с****
20
С****
30
70
С****
Программа 9
SUBROUTINE TECHN<NXTER,NVrV,VHrVB,l]lSrKP,NTEST,DTEST)
ПОДПРОГРАММА СТАТИСТИЧЕСКОЙ ОПТИМИЗАЦИИ.
NITER - ЧИСЛО ИТЕРАЦИЙ? ХВХХ
NV - ЧИСЛО ПАРАМЕТРОВ? ХВХХ
V - МАССИВ ПАРАМЕТРОВ? ХВЫХ,ВХХ
VH - МАССИВ НИЖНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ? ХВХ,ВЫХХ
VB - МАССИВ ВЕРХНИХ ГРАНИЦ ПАРАМЕТРОВ? ХВХ,ВЫХХ
DS - МАССИВ РАЗБРОСОВ ПАРАМЕТРОВ? ХВХХ
KP - ЛОГИЧЕСКИЙ НОМЕР УСТРОЙСТВА ВЫВОДА? ХВХХ
NTEST - ЧИСЛО ИСПЫТАНИЙ НА ИТЕРАЦИИ? ХВХХ
DTEST - СКОРОСТЬ СНИЖЕНИЯ ПОРОГА. ХВХХ
I
I
I
I
I
I
I
I
I
Т_
I
I
REAL*8
DIMENSION VH<NV),VB<NV>,nSCNV>,nST<50>,CS<200>,
ТРЕБУЕМЫЕ ПОДПРОГРАММЫ: ERROR,NORMA
ОПРЕДЕЛЕНИЕ ОБЩЕГО ЧИСЛА ВАРЬИРУЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ И
ЧИСЛА ВАРЬИРУЕМЫХ СТАТИСТИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ.
ПО 20 1=1,NV
H=DS(I)
IF(VH(I).EQ.VB(D) GOTO 10
IF(D.NE.0.0) J
GOTO 20
IF(D.LT.0.0) D
DST(I)=D
АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ ИСХОДНЫХ ЗНАЧЕНИЯХ ПАРАМЕТРОВ.
WRITE<KP,500)
FORMAT<1X,42.(/*')/
' * НОМЕР * ОПТИМАЛЬНЫЙ * ФУНКЦИЯ *'/
' * ИТЕРАЦИИ * ПОРОГ * КАЧЕСТВА *'/
1Х,42(/*/))
ITER=-0
DO 30 1=1.LS
CS(I)=1.D10
CALL ERROR<CF,V)
CS(1)=CF
LT=1
LS==NTEST*DTES7+0.5
IN=0
JN=0
1TEST=-1
GOTO 340
ITER="ITER+1 ! ЦИКЛ ПО ЗАДАННОМУ ЧИСЛУ ИТЕРАЦИЙ.
I1EST--ITEST+1 • ЦИКЛ ПО ЗАДАННОМУ ЧИСЛУ ИСПЫТАНИЙ.
IF<ITEST-GT.NTEST) GOTO 300
ГЕНЕРАЦИЯ ВЕКТОРА СЛУЧАЙНЫХ ПАРАМЕТРОВ.
ПО 190 1=1, NV
IF(D.EQ.0.0) GOTO 120
50

IF(H.GE.B) GOTO liO
B=(H+B)*0.5
CALL NORMA(IN,JN,D/3.0,B,CF)
D=B-H
H=CF-B
IF (ABS (H). GT. D) CF~B+n**2/:H
V(I)=CF
GOTQ 190
110 CALL NORMA(IN,JN,D/3.-0,B,V(I))
GOTO 190
120 IF(H.GE.B) GOTO 190
V<I)=<B-H)*RAN(IN,JN)+H
190 CONTINUE
С**** АНАЛИЗ ТРАКТА ПРИ СЛУЧАЙНОМ ВЕКТОРЕ ПАРАМЕТРОВ.
CALL ERROR<CF,V>
IF<CF.GE.CS(LS>> GOTO 50
IF(LT.LT.LS) LT=LT+1
L=<N-1>*JV
J=0
DO 210 1=1,NV
IF<VH<I).EQ-VB(I>) GOTO 210
J=J+1
210 CONTINUE
С**** РАНЖИРОВАНИЕ РЕАЛИЗАЦИЙ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА.
DO 230 1=1,LT
IF(CF.GE.C3(I>) GOTO 230
J=LT
220 IF(J.EG.l) GOTO 240
J=J-1
CS(J+1)~CS(J)
GOTO 220
230 CONTINUE
240 CS(J)---CF
KV<J)=N
GOTO 50
С**** ПОИСК НОВЫХ ГРАНИЦ ВАРЬИРОВАНИЯ ПАРАМЕТРОВ.
300 J-0
ITEST=LS
DO 330 1=1.NV
H=VH(I)
IF(H.EQ.B) GOTO 330
J=J+1
D--B-H
E=5.0*D/N1EST
DO 310 L-1,LS
IF(P.Ll.HV) HV=F'
1F<P.GT.BV> BV-P
310 CONTINUE
IF(HV-H.LT.E) GOTO 320
320 IF(B-BV.GE.E) VB(I)=BV
330 CONTINUE
340 IF(JVS.EQ.0) GOTO 400
С**** ОПРЕДЕЛЕНИЕ ТЕКУЩЕЙ ДИСПЕРСИИ ГЕНЕРАЦИИ ПАРАМЕТРОВ.
ПО 390 1=1.NU
51

H=VH(I)
B-VB(I)
IF(H.EQ.B) GOTO 390
D=DS(I)
FF=(H+B>*0.5
IF(D> 350,390,360
350 D=-D*FF
360 P=B-H
Ё=Р/П
IF(E.GT.2.0) GOTO 380
DST(I)=D
VB<I)=FF
DO 370 L=1,LS
N=(L-1)*JV
DO 370 J=I,JV
370 RV(N+J>=RV(N-»J+i)
GOTO 390
380 DST(I)=(1.3-4.8/(E+4.0))*P
390 CONTINUE
400 IF(ITER.EQ.0> GOTO 430
C**>* ВОССТАНОВЛЕНИЕ ВЕКТОРА ОПТИМАЛЬНЫХ ПАРАМЕТРОВ.
J=0
DO 420 1=1,NV
IF<VH(I).EQ-VB(I>) GOTO 4t0
J=J+1
V(I)=RV(L+J>
GOTO 420
410 IF<DST(I).NE.0.0) 1/'(1>=УВ(Г
420 CONTINUE
С**** ВЫВОД РЕЗУЛЬТАТОВ ВЫПОЛНЕНИЯ ИТЕРАЦИИ.
430 URITE(KP,510> ITER,CS(LS),CS<1)
510 FORMATC */fI6,4X/*/,2(G13.6/ *'))
IFdTER.LT.NITER) GOTO 50
URITE(KP,520>
520 FORMAT(1X,42('*/))
RETURN
END
кретных элементах или методами гибридной технологии, однако
он требует столь значительных вычислительных затрат ЭВМ, что
в настоящее время не нашел широкого применения.
Рассмотрим алгоритм статистической оптимизации беспод-
строечных радиочастотных трактов, представляющий
собой.модификацию метода искусственного отбора, описанного в § 1.7, в
сочетании с методом Монте-Карло. В отличие от исходного
алгоритма, при генерации случайного вектора параметры делятся не
на две (неварьируемые и варьируемые), а на'четыре группы:
неварьируемые с нулевым (или пренебрежимо малым)
технологическим разбросом. Их значения генерируются как
постоянные величины, равные номиналу;
неварьируемые, имеющие технологический разброс.
Генерируются по нормальному закону со средним, равным номиналу, и
интервалом разброса, равным полю допуска;
52

варьируемые с нулевым разбросом. 1 енерируются по
равномерному закону внутри интервала варьирования улшп ••• ^/max,
сокращаемого в процессе оптимизации до нулевого значения;
варьируемые с технологическим разбросом. Генерируются
вокруг среднего, лежащего посередине сокращаемого в ходе
оптимизации интервала варьирования Vimin ... ^/max по закону,
характер которого зависит от отношения cii=ei/ (Vimax—Vimin). Пока
интервал варьирования много шире интервала разброса (аг<С
<С1), закон распределения близок к равномерному. По мере
приближения значения щ к единице закон постепенно
трансформируется и при т=1 становится нормальным. В дальнейшем
данный параметр переводится во вторую группу. Когда в четвертой
группе не останется ни одного параметра, оптимизация тракта
будет продолжаться лишь за счет параметров третьей группы.
Рассмотренный алгоритм реализован в виде подпрограммы
TECHN (см. программу 9), структурная схема которой
аналогична приведенной на рис. 1.8.
Основываясь на изложенных аспектах системного подхода и
автоматизированного проектирования, перейдем к рассмотрению
особенностей проектирования конкретных элементов
радиочастотных трактов передающих устройств.
Глава 2. УСИЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
ПЕРЕДАТЧИКОВ НИЗКИХ, СРЕДНИХ
И ВЫСОКИХ ЧАСТОТ
2.1. РАСЧЕТ УСИЛИТЕЛЬНЫХ 'КАСКАДОВ НА
БЕЗЫНЕРЦИОННЫХ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
ПРИБОРАХ
В качестве ^усилительных приборов в генераторах с внешним
возбуждением используют различные типы электронных ламп,
биполярные и полевые транзисторы, а в ключевых генераторах и
управляемые полупроводниковые диоды (тиристоры). Наиболее
мощными из усилительных приборов являются электронные
лампы, выходная мощность которых может достигать сотен киловатт
от одного прибора, что примерно на три порядка выше, чем
у транзисторов. Инерционные явления в электронных лампах
можно не учитывать вплоть до сотен мегагерц, для биполярных
транзисторов эта граница располагается в области долей — еди-
53

ниц мегагерц. Здесь следует оговориться, что большинство
высокочастотных транзисторов, предназначенных для работы на
частотах выше 200 ... 400 МГц, по техническим условиям нельзя
применять на частотах ниже 30 ... ilOO МГц, т. е. в той области
частот, где инерционные свойства транзисторов не проявляются.
Инерционность полевых (МДП) транзисторов, как и
электронных ламп, можно не учитывать на частотах до нескольких
десятков мегагерц. Однако индуктивность вывода истока (в схеме
с общим истоком) на существенно более низких частотах
приводит к эффектам, аналогичным проявлению инерционности
прибора. В резонансных каскадах эту индуктивность можно
скомпенсировать, включив конденсатор последовательно с выводом
истока, однако при работе в относительно широкой полосе частот
такая компенсация представляет известные сложности.
Аналогичные эффекты имеют место и в ламповых усилителях, но более
слабые из-за меньшего значения крутизны характеристик
электронных ламп.
На относительно низких частотах, где инерционные явления
в усилительных приборах можно не учитывать, основой для
расчета генератора служат вольт-амперные характеристики прибора.
При всем различии физических процессов, лежащих в основе
работы различных усилительных приборов, их вольт-амперные
характеристики качественно одинаковы. Это позволяет пользоваться
единой методикой расчета каскада. Однако при качественной
одинаковости вольт-амперных характеристик в количественном
отношении они отличаются для различных усилительных приборов
достаточно сильно. Транзисторы (и биполярные, и полевые)-
приборы низковольтные.' Характерное напряжение источника
коллекторного (стокового) питания для мощных высокочастотных
транзисторов составляет несколько десятков вольт, так что максимально
допустимое напряжение на коллекторе редко превышает 100 В. Ток
коллектора может достигать нескольких десятков ампер.
Больших значений (несколько ампер на вольт) достигают крутизна
передаточной характеристики и крутизна линии граничного
режима. Сопротивление нагрузки, необходимое для получения от
транзистора номинальной мощности, может составлять единицы и
даже доли ома. Для электронных ламп эта величина на 2 ... 3
порядка выше.
Для расчетов на основной частоте и гармониках усиливаемого
сигнала (т. е. не связанных с тонкими эффектами за счет нели-
нейностей характеристик усилительного прибора в активной
области) удобно пользоваться аппроксимированными характеристик
ками. При кусочно-линейной аппроксимации можно использовать
для расчета простые аналитические соотношения. На рис. 2.1
приведены типовые выходные характеристики усилительного прибора.
В силу отмеченной выше , качественной общности характеристик
это могут быть характеристики электронной лампы, биополярно-
54

cot 6 0 -6 0 \aQ
I
cot
го или полевого транзистора при
различных схемах их включения. im
В обозначениях напряжений
между электродами и токов
электродов на рис. 2.1 и в последующих
выражениях отсутствуют
указания на конкретный тип
усилительного прибора с тем, чтобы
подчеркнуть применимость
полученных соотношений для
различных приборов, используя
известную эквивалентность электродов:
эмиттер—исток—катод, коллек- Рис 2.1
тор—сток1—анод, база—затвор—
управляющая сетка. Однако для определенности электроды
усилительного прибора будем называть, имея в виду применение
биполярного транзистора, включенного по схеме с общим
эмиттером.
На рис. 2.1, кроме того, построены динамическая
характеристика усилительного каскада, временные диаграммы
коллекторного тока и напряжения между коллектором и общим электродом
(эмиттером). Импульс коллекторного тока изображен в виде
отрезка косинусоиды с углом отсечки 9, который в режиме
усиления выбирается обычно в пределах 70 ... 90°. При большем
значении 9 снижается КПД каскада, а при меньшем падает
коэффициент усиления и возрастают напряжения в базовой цепи.
Меньшие значения угла отсечки используются в режиме
умножения частоты. Оптимальным с точки зрения достижения
максимальной выходной мощности каскада является 9 = 120/я, где п—
кратность умножения (т. е. 60° при удвоении и 40° при утроении
частоты).
Из диаграмм на рис. 2.1 можно получить следующие
соотношения между параметрами усилителя:
?к = U к + "о = ("шп + ^о)/2>
(2.1)
* вых ==
^, /к0 = aoiKtn,
„ _ ^вых __ 1 «it
где иКт, #о — соответственно максимальное и минимальное (оста-

точное) мгновенные значения напряжения на коллекторе (между
коллектором и эмиттером); UK — амплитуда переменного
напряжения на коллекторе, Ек — напряжение источника коллекторного
питания; Srp=l/rHac — крутизна линии граничного
(параметрического) режима на рабочей частоте; | — коэффициент
использования коллекторного напряжения; iKm, /кь 1*о — амплитуда, первая
гармоника и постоянная составляющая коллекторного тока;
__ _/ki_ 1__ 2Э — sin29
1 i-кт ~~ 2ти 1 —cos 8
__ /ко 1 sin 8 — 8 cos 8
lKm ТС 1 C©S 6
— коэффициенты разложения импульса коллекторного тока (cti =
= 1/2, ао=1/я при 6 = 90°); РВых — мощность, отдаваемая
каскадом в нагрузку; Ро — мощность, потребляемая транзистором от
источника коллекторного питания; Рк — рассеиваемая на
коллекторе мощность; цк — коэффициент полезного действия каскада по
коллекторной цепи; RK — сопротивление нагрузки в коллекторной
цепи.
Порядок расчета коллекторной цепи усилителя в граничном
режиме определяется исходными данными, т. е. теми
параметрами каскада, которые необходимо обеспечить в процессе расчета.
Для однозначности расчета кроме угла отсечки должны быть
заданы еще два параметра усилителя. Обычно это РВЫх и Ек.
В этом случае расчет удобно начинать с определения | или iKmy
решая совместно ряд уравнений из (2Л):
*- = — {1~У 1~
8РВ..Х
Транзисторные усилители иногда рассчитывают на заданно^
использование по мощности Рк, рассеиваемой на коллекторе.
Задаваясь также Ек или икт, из (2.1) можно найти
«2.4,
Допустимое значение мощности, рассеиваемой на коллекторе,
определяется максимальной температурой коллекторного
перехода транзистора Гптах
Т — Тк
р птах 2. (О Q)
к max R * \ • /
где Тк — температура корпуса транзистора, RTn,K — тепловое со-
56

противление участка переход —- корпус. Значение Рктах,
определенное из (2.6), не должно превышать максимально допустимого,
приводимого в паспорте транзистора.
Далее по соотношениям (2.1) определяют все остальные
параметры каскада и характеристики режима работы
усилительного прибора, следя за тем, чтобы никакие параметры не
превышали предельно допустимых.
Методика расчета коллекторной цепи усилителя в недонапря-
женном режиме совпадает с рассмотренной, если принять |<
<|гР или уменьшить значение Srp по сравнению с фактической.
В последнем случае можно пользоваться и выражениями (2.3) —
(2.6).
Затем рассчитывают входную цепь усилителя [16, 24, 34]:
амплитуда напряжения возбуждения
^вх=—-^—+ ШК, (2.7)
S(\ — cos 0)
где S, D — крутизна характеристики и проницаемость
усилительного прибора [16];
напряжение смещения
ECM=E3an-(UBX-DUK) cos e+^Wpo, (2.8)
где ?3ап — напряжение запирания, т. е. напряжение на базе, при
котором коллекторный ток становится равным нулю; г б —
сопротивление базы биполярного транзистора. Для электронных ламп
и МДП транзисторов последнее слагаемое в (2.8) принимается
равным нулю;
первая гармоника тока базы биполярного транзистора hi =
=/Ki/Po. В МДП транзисторе ток затвора отсутствует. Для
электронной лампы /б1=*'бта1(0б), где Um,
6б=агссо8(?см/^вх)—амплитуда и угол отсечки тока управляющей сетки. Значение Um
определяется по сеточным характеристикам лампы при wKamm=
= EK—UK=u0 и г/бэтах=?'см+^вх. При UBx<.\ECM\ ток управля-
ющей сетки отсутствует;
мощность, потребляемая входной цепью каскада,
мощность, рассеиваемая на базе,
Рб = Ръх-\-1бтСИо (9б) Ест = ^вх+^бО-Есм-
Для усилительного каскада на электронной лампе
дополнительно рассчитывают мощность, рассеиваемую на экранной сетке
(естественно, если применен не триод, а тетрод или пентод),
Рс2=
Где taw, Ec2 — амплитуда импульса тока и постоянное напряжен
ние на экранной сетке, ic2m определяют по характеристикам тока
ЭКраИНОЙ СОТКИ При пкэтт И Ибэ Шах-
57

На элементах усилителя, в первую очередь на транзисторах основного
тракта усиления, а также на различных балластных резисторах в усилителях и
системах суммирования мощности выделяется мощность, соизмеримая с выходной
мощностью усилителя (КПД усилителя лежит в пределах 30 ... 60%). Для
отвода тепла от этих элементов используют в транзисторных радиопередатчиках
различные способы охлаждения: воздушное естественное, воздушное
принудительное, различные системы жидкостного охлаждения, в том числе тепловые
трубы.
Мерой эффективности системы охлаждения служит тепловое сопротивление^
которое определяет способность передавать заданный тепловой поток от прибора
к окружающей среде при некоторой разности температур:
Рк=(Гк—Гс)/Ягк,с, (2.9)
где Рк — мощность, переходящая в приборе в тепло; Гк, Тс — температура
корпуса прибора и окружающей среды; Ятк, с — тепловое сопротивление участка
корпуса прибора — окружающая среда.
Тепловое сопротивление Rtk,c для полупроводниковых приборов,
используемых без радиатора, порядка 30 ... 200 К/Вт (°С/Вт). Расположение
транзисторов и других теплонагруженных элементов усилителя на радиаторе
позволяет снизить сопротивление Ятк, с, которое в этом случае удобно представить
в виде суммы
Я7К)С=#ГК)Р-4-#гР)с, (2.10)
где /?гк,р, Ятр,с — тепловые сопротивления корпус — радиатор и радиатор —
среда, которые определяются из соотношения
РК=(ГК—Гр)/Ягк,р=(Гр—Гс)/#гР)с, (2.11)
Гр — температура радиатора.
Если на радиаторе устанавливается не один, а несколько приборов, то
в (2.9) и (2.11) под Рк следует понимать суммарную, переходящую в тепло
мощность во всех приборах, установленных на радиаторе.
На рис. 2.2 изображены наиболее часто используемые при воздушном
(естественном и принудительном) охлаждении радиаторы [17]: пластинчатые
(рис. 2.2,а, б), ребристые (рис. 2.2,в), игольчато-штыревые (рис. 2.2,г), жалюзий-
ные (рис. 2.2,д), петельно-проволочные (рис. 2.2,е).
Точный расчет эффективности системы охлаждения, за исключением проетей-
ших случаев, — весьма сложная задача. Для ориентировочных расчетов можно
воспользоваться следующими соотношениями, полученными на основе
обработки приведенных в [17] результатов экспериментального исследования ряда
радиаторов. При принудительном охлаждении потоком воздуха:
для пластинчатого радиатора
(2.12)
для ребристого радиатора при ft=12,5 ... 32 мм, /ш = 5 ... 10 мм,
#т-р,с=(3 ... 4)10-4Д^р, (2.13)
58

6)
а)
Рис. 2.2
для игольчато-штыревого радиатора при й=12,5 ... 32 мм, /ш=7 ... 9 мм,
ДгР,с=(1 ... 2)10-4/yVP, (2.14)
для одно- и двухслойного жалюзийного радиатора (при /*i=7 мм)
Ягр,с=(0,4 ... 0,8)10-4/yVP, (2.15)
где Rt — тепловое сопоотивление, К/Вт; v — скорость воздушного потока, м/с;
SP = LiL2 — площадь радиатора, м2; I/p=L1L2/& — объем радиатора, м3.
Для петельно-проволочного радиатора тепловое сопротивление сильно
зависит от поперечных размеров и шага петель, диаметра провода. Значение Ят$,с
|ЛЯ такого радиатора близко (хотя, как правило, ниже) к определяемому выра-
тнисм (2.14).
При естественном воздушном охлаждении чаще всего используют
пластинчатые, ребристые и игольчато-штыревые радиаторы. Эффективность радиатора при
естественном охлаждении обусловлена скоростью движения охлаждающего воз-
59

духа. Но движение воздуха осуществляется здесь не принудительно, а за счет
конвекции. Поэтому эффективность такой системы охлаждения очень сильно
зависит от умения конструктора организовать конвекцию воздуха за счет
перфорации, жалюзи на корпусе прибора, постановки различных направляющих
воздушного потока.
Тепловые сопротивления радиаторов в свободном пространстве (например,
на наружной поверхности прибора) можно определить, если в (2.12) — (2.14)
принять и^0,5 м/с. Тогда
для пластинчатого радиатора /?гр,с=(0,1 ... 0,25)/Sp,
для ребристого #гр,с=(4 ... 8)10~4/Kp,
для игольчато-штыревого 7?гр,с=(2 ... 4)10-4/УР.'
Для уменьшения входящего в (2.2) теплового сопротивления участка
корпус — радиатор поверхность радиатора в месте крепления транзистора
выравнивается и шлифуется. В зависимости от материала радиатора и прижимного
усилия
Ягк,Р=(1 •... 3)10-4/SK,
где SK — площадь поверхности контакта транзистора и радиатора, м2.
Применение различных теплопроводящих паст снижает тепловое сопротивление контакта
до 5 раз.
При конструировании усилителя и построении системы охлаждения
необходимо предусматривать возможность охлаждения и тех элементов, которые
нагреваются при работе усилителя (являются источниками теплового потока), но
не имеют непосредственного теплового контакта с радиатором, направляя к ним
для этого часть воздушного потока — принудительного или естественного. К
числу таких элементов относятся широкополосные трансформаторы и различные
балластные резисторы в корректирующе-согласующих цепях усилителя и
в устройствах сложения и деления мощности.
2.2. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ С УЧЕТОМ ИНЕРЦИОННЫХ
СВОЙСТВ ТРАНЗИСТОРОВ
Помимо статических характеристик работа усилителя
определяется инерционными свойствами транзистора. На рис. 2.3
приведена упрощенная эквивалентная схема мощного
высокочастотного транзистора при включении его с общим эмиттером (ОЭ),
отображающая основные
процессы в Транзисторе. На схеме
Sn=l/r/— крутизна по
переходу;
гэ/=фт//э=0,026//э—сопротивление открытого эмит-
терного перехода; срт —
температурный потенциал, равный
0,026 В при температуре 300 К;
ri3=po/V, /г21эо — низкочастот-
Рис. 2.3 ное значение коэффициента
60

передачи тока биполярного транзистора в схеме с- ОЭ (далее для
сокращения записи этот параметр будем обозначать р0); Гб—
сопротивление «тела» базы; Сэ—Сэз+Сд; Сэз, Ск — зарядовые
емкости эмиттерного и коллекторного переходов; Сд — диффузионная
емкость; Ы, LK, Ьэ—индуктивности выводов транзистора.
Усилительные свойства каскада отражаются включением в
эквивалентную схему транзистора источника тока ir, значение которого
определяется напряжением на открытом эмиттерном переходе или, что то
же самое, током через сопротивление rp ; tr=SnWn=Po^p.
В области отсечки эмиттерный переход закрывается,
сопротивление перехода гр резко возрастает, емкость уменьшается
(остается лишь зарядовая составляющая емкости), а крутизна
Sn становится равной нулю. В области насыщения открывается
коллекторный переход, что на эквивалентной схеме отражается
увеличением емкости Ск (за счет диффузионной составляющей) и
шунтированием ее сопротивлением открытого перехода.
Для характеристики частотных свойств транзистора вводят
понятие предельной частоты крутизны fs=H/2jtr/C3 (г' =
=ГбГ&/(Гб+г$)), предельной частоты коэффициента передачи тока
fh213 = 1/2ягрСэ и граничной частоты коэффициента передачи
тока /гр=5п/2яСэ = Ро/й (в дальнейшем для сокращения записи
эти частоты будем обозначать соответственно /р и /V). На
частотах fs и fp крутизна и коэффициент передачи тока снижаются до
0,707 от низкочастотных значений, на частоте /V модуль
коэффициента передачи тока экстраполируется к единице. Работа
транзисторного усилителя при гармоническом напряжении на
входе ц на частотах, существенно ниже граничных частот fs, fp,
рассмотрена в § 2.1.
На частотах выше fs и fp крутизна транзистора и коэффициент
передачи тока уменьшаются примерно обратно пропорционально
частоте: S=S0/(l+]f/fs), P=1Po/(l+j7//p), вследствие чего
снижается и становится частотно-зависимым усиление каскада.
Приобретает сильную частотную зависимость и входное
сопротивление транзистора. В этой области частот на работу транзистора
начинают влиять внутренние обратные связи через емкость
коллекторного перехода Ск и индуктивность эмиттерного вывода L3,
в силу чего существенно снижается выходное сопротивление
транзистора и возрастают потери во входной цепи.
При работе транзистора с отсечкой длительность импульса
коллекторного тока увеличивается, поэтому отношение амплитуды
Первой гармоники коллекторного тока к его постоянной
составляющей снижается, приводя к спаду и частотной зависимости
КПД каскада.
Избавиться от этих эффектов, или, во всяком случае, снизить
их влияние удается введением различных схем коррекции
частотных зависимостей характеристик транзистора. Принципы
61

построения таких схем и метод расчета усилителей изложены
в § 4.2. Более точный и детальный анализ таких усилителей
может быть выполнен лишь с применением ЭВМ.
2.3. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ЭВМ ДЛЯ РАСЧЕТА
УСИЛИТЕЛЬНЫХ КАСКАДОВ *
Реальные радиочастотные сигналы обычно имеют сплошной
спектр. Однако в процессе исследования, проектирования и
испытания РЭА в большинстве случаев используют модели
сигналов с дискретным спектром, состоящим из ограниченного числа
отдельных частотных компонент. С помощью таких моделей
можно с высокой степенью,, достоверности оценивать как
энергетические, так и качественные показатели РЭА, характеризующие
искажения сигналов, уровни нежелательных излучений и т. п.
В этой связи широкое применение в инженерной и
исследовательской практике нашли спектральные методы анализа, в
результате которого определяются амплитуды и фазы основных
частотных компонент радиосигналов в заданных элементах
электронной схемы РЭА.
Однако хорошо разработанные и доступные для широкого
круга специалистов спектральные методы анализа без применения
ЭВМ являются грубыми и не могут во многих случаях
обеспечить приемлемую точность получаемого результата. Это связано
в первую очередь с представлением радиотрактов упрощенными
моделями в виде совокупности невзаимодействующих линейных
и безынерционных нелинейных цепей. Такое представление
значительно упрощает анализ, который сводится к
последовательному и независимому применению к сигналу линейных и
безынерционных нелинейных преобразований, однако очень часто оно
неприемлемо. Так, при усилении радиосигнала с помощью че-
тырехполюсного безынерционного усилительного элемента с
линейными четырехполюсниками на входе и выходе возникает
необходимость учета изменения спектрального состава сигнала за
счет взаимодействия входной линейной цепи и нелинейного
входного сопротивления усилительного элемента. Решающее влияние
на спектральный состав выходного сигнала оказывает также
сложная зависимость спектра выходного сигнала усилительного
элемента от входного сопротивления второго линейного
четырехполюсника.
Учет взаимодействия линейных и нелинейных составляющих
цепей значительно усложняет анализ, особенно при высоком
порядке линейной части цепи. При этом на базе традиционных
* При написании параграфа использованы материалы, полученные
П. Л. Асовичем.
62

аналитических методов практически невозможно обеспечить
приемлемую точность оценки спектра.
Возникающие трудности могут быть решены только путем
применения автоматизированных методов спектрального
анализа с помощью ЭВМ. Одним из важнейших факторов
эффективного применения ЭВМ является удачный выбор модели
анализируемого устройства, в особенности модели усилительного
элемента, как правило, вносящего наибольший вклад в нелинейные
свойства каскада. Необходимо, чтобы выбранная модель
устройства позволяла применять алгоритмы анализа, как можно меньше
зависящие от структуры и порядка цепи, от вида и режима
работы используемых усилительных элементов. Перечисленным
требованиям удовлетворяют универсальные нелинейные модели
(УНМ), позволяющие представить в виде одной и той же схемы
устройства различной конфигурации, содержащие произвольные
пассивные и разнообразные активные элементы.
Так как быстродействие программ в значительной степени
зависит от взаимного соответствия модели устройства и метода
ее анализа, целесообразно классифицировать модели по виду
искомых величин. На основе этого признака можно выделить
разновидности УНМ, уравнения которых составлены относительно
переменных состояния (напряжений на емкостях и токов через
индуктивности); относительно узловых потенциалов и относительно
токов через нелинейные элементы или напряжений на них.
Эффективность применения той или другой модели зависит
от особенностей анализируемого устройства. В составе
программного обеспечения САПР целесообразно иметь все три типа
моделей. В тех случаях, когда число реактивных элементов
сравнительно невелико, а нелинейных элементов достаточно много,
наименьший порядок системы уравнений будет в первой либо во
второй модели. Наоборот, в тех случаях, когда устройство содержит
большое число реактивных и сравнительно небольшое число
нелинейных элементов (например, широкополосные устройства,
содержащие сложные селективные, формирующие и согласующие
цепи), наименьшее число уравнений системы будет в третьей
модели. Учитывая, что усилительные каскады радиопередающих
устройств содержат, как правило, один-два усилительных прибо-
Минейный

инерционный
много по -
люсник
ei(t)
е^
b(*)Qf*M
Рис. 2.4

Нелинейный резис-
тивный
многопо -
лнэснин
Линейный
инерционный
uiecmuno/ffocHUH
Рис. 2.5
63

pa и до нескольких десятков различных реактивных элементов,
наиболее приемлемой для них оказывается третья модель.
Традиционные модели усилительных элементов содержат как
реактивные, так и резистивные нелинейности. Для реализации
единого подхода к спектральному анализу нелинейных моделей
исследуемых каскадов целесообразно разделить нелинейные и
инерционные свойства модели. После этого анализируемое
устройство оказывается представленным в виде обобщенной нелинейной
модели (OHM), состоящей из каскадного соединения
инерционного (комплексного) линейного и безынерционного (резистивного)
нелинейного многополюсников, между которыми включены
пересчитанные с помощью теоремы об эквивалентном генераторе
источники входного сигнала (рис. 2.4). Число зажимов
многополюсников равно числу N искомых неизвестных (токов или
напряжений на зажимах OHM).
К достоинствам рассмотренной модели следует отнести
практическое исключение зависимости объема вычислений от
структуры линейной части цепи, возможность включения в модель
компонентов, заданных рассчитанными или экспериментально
измеренными табличными зависимостями без представления их в
виде эквивалентных схем, и максимальную направленность OHM
на применение спектральных методов анализа.
Выбрав в качестве OHM обобщенную нелинейную модель
(рис. 2.4), необходимо представить и модель усилительного
элемента в виде многополюсника с разделенными инерционными и
нелинейными свойствами. В частности, простейшей схемой
замещения нелинейного инерционного четырехполюсника будет
комплексный линейный шестиполюсник, к двум зажимам которого
подключено нелинейное сопротивление (рис. 2.5).
Рассмотрим сведение к OHM на рис. 2.5 нелинейной модели
транзистора, построенной на основе широко применяемой
эквивалентной схемы Эберса — Молла (рис. 2.6). В этой схеме
последовательно с эмиттерным и коллекторным выводами включены
сопротивления гэ и гк, определяемые сопротивлениями их
контакта и материала полупроводника. Инерционные процессы,
происходящие на переходе база — эмиттер, моделируются
включением линейной зарядовой емкости Сэз и нелинейной диффузионной
емкости Сд, а на переходе — база — коллектор — включением
линейной зарядовой емкости Скз. Нелинейное сопротивление г$
моделирует ток рекомбинации неосновных носителей, a iK =
= ро1'г0—ток эквивалентного генератора в коллективной цепи; ЯОэ
и ROK — сопротивления обратно смещенных эмиттерного и
коллекторного переходов соответственно.
Учитывая, что ток trp связан с напряжением на переходе
база — эмиттер (ип) экспоненциальной зависимостью tVp =
==/т[ехр(^п/фГ) — 1], а диффузионная емкость эмиттерного neper
хода связана с током *"гр известным соотношением Сд =
64

Рис. 2.6 Рис. 2.7
), для тока, протекающего через Сд, можно полу-
чить
da,
dir
ZL
dt
dt
dt
где /т —тепловой ток, p=d/dt — оператор дифференцирования.
Следовательно, емкость Сд можно заменить линейно
зависимым от /гр генератором тока с коэффициентом передачи в
частотной области jco/cop.
Заменив нелинейную дифференциальную емкость эмиттерного
перехода линейным зависимым генератором тока в соответствии
с изложенной методикой, получим схему замещения транзистора,
содержащую наряду с линейными компонентами всего один
нелинейный резистивный элемент (рис. 2.7). На этой схеме
ZO3=Rob/ ( 1 + jCDC33#o3) , ZOk=Rok/ ( 1 + J0)Ck3/?ok) .
Связь элементов схемы замещения (рис. 2.7) с элементами
матрицы Z-параметров линейного шестиполюсника OHM (рис. 2.5)
для трех схем включения транзистора видна из следующих
систем уравнений:
для схемы с общим эмиттером
/б—Z
или в матричном виде
'к
_
"«бэ
«п
«КЗ
6-602S
65

рдя схемы с общей базой
r-(Z6+ZO3+Z9) Z03 (1
-Z6 _
0
)- ZO
''9 = "п
L'kJ 1"кб-
для схемы с общим коллектором
Z0K+ZK+Z6 (30ZOK
0
zo3(l+j со/сор+ р0)
-(Z0
Г/в"
—
~«бк
"эк
(2.16)
Аналогично можно поступать при формировании OHM других
активных компонентов электронных схем, представляющих собой
нелинейные четырехполюсники, например электронных ламп или
fpaH3HCTopoB на основе МДП и МОП структур.
С учетом OHM усилительного элемента (рис. 2.5)
эквивалентную схему однокаскадного усилителя можно представить в виде
Непи, изображенной на рис. 2.8. На ней er(t) моделирует
входной сигнал, четырехполюсники I и III включают цепи коррекции
Н согласования на входе и выходе усилительного элемента,
представленного шестиполюсником II, двухполюсники IV и V
учитывают наличие обратной связи, а двухполюсник ZH — сопротивление
Нагрузки.
Алгоритм сведения модели каскада (рис. 2.8) к OHM
заключается в следующем. Используя входные сопротивления блоков
III, IV и V, эквивалентную схему активного прибора II с цепями
Нагрузки и обратной связи следует преобразовать к линейному
Рис. 2.9
?
Рис. 2.8
u,(t)
Рис. 2.10

четырехполюснику, нагруженному на нелинейный резистор R.
Перемножение матриц передачи этого четырехполюсника и блока
I позволяет вычислить суммарную матрицу передачи
эквивалентной схемы каскада А2, параметры которой связаны с OHM
каскада (рис. 2.9) с помощью следующих равенств:
e(t) = B(р) ет(t) = I/aft (р)ег (t>; D(р) = а\2(p)/d*n (/?),
где В{р) и D(p) — линейные операторы, а%- — элементы матрицы АЕ.
При расчете энергетических показателей усилительных
каскадов радиопередающих устройств, работающих для большей
экономичности в режиме класса В, целесообразно применять
кусочно-линейную аппроксимацию вольт-амперных \ характеристик.
Используемый при анализе алгоритм предназначен для расчета
спектрального состава токов и напряжения в O^jHM с нелинейными
двухполюсными элементами (рис. 2.10), являющейся обобщением
одноконтурной модели (рис. 2.9) на несколько усилительных
элементов или на дополнительные нелинейности в схеме замещения
усилительного элемента. При этом аппроксимация вольт-ампер-
пых характеристик нелинейных сопротивлений/ осуществляется
кусочно-линейными зависимостями.
Рассматриваемая OHM описывается системой нелинейных
дифференциальных уравнений в основной матричной форме [4]
B(p)er(t)-D(p)i(t)=u(t) (2.17)
н кусочно-линейной зависимостью
is{i)=*bs{u8(t)}(s=l9 2, ..., N), (2.18)
где er(t)=[eri(t), ..., erH(t)]Ty i(t) = [ix(t)9 ..., iN(t)]T и u(i) =
= [wi(0, •••> ^(0]т~"матРиЦы"столбцы, соответственно э.д. с. Н
генераторов входного сигнала, N токов, протекающих через
клеммы нелинейных двухполюсников и напряжений на них, р==
—d/dt — оператор дифференцирования,
ЛР)-Ьхн(р)~\ и d Г d11{p)...dXN(p)
bN\ (p)... bNH(p) J И ( [dN\ (p) ...dNN (р)ш
— линейные операторы.
Для удобства дальнейшего анализа целесообразно
преобразовать исходную модель так, чтобы вольт-амперные зависимости
нелинейных резисторов приняли вид характеристик идеального
вентиля, проходящих через начало координат (рис. 2.11):
= 0 при us(t)<0,
К =12 ^ (2.19)
Преобразование заключается^, в отнесении сопротивлений,
характеризующих наклоны линейных участков характеристик, к
линейному многополюснику OHM, описываемому матрицей D(p),
67

flsh'W
Рис. 2.И
а напряжений сдвига точек перехода с одной линейной ветви
характеристики на другую и вектор-функции e(t).
Далее, добавив в левую и правую части (2.17) слагаемые
вида Ri(0, гДе R=diag(/?i, ..., Rn), для цепи 5-го вентильного
элемента можно записать
e, (t) + /?А (0 - 2 dsq (p) iq (t) = us (t) + Rsis (t).
4=1
(2.20)
Предположим, что вентильные элементы открываются один
раз за период установившегося режима, обозначим через 6is угол,
при котором открывается 5-й вентиль, а через 62s=0is+ta? —
угол, при котором он закрывается (%s — угол, в течение которого
вентиль открыт). Тогда из условия идеальности вентильных
элементов следует
is(t)?=O, Ms(0=0 при eis<G)*<92s;
(2.21)
is(t)=0, us(t)?=O при
Выражения (2.21) свидетельствуют о том, что в левой части
равенства (2.20) записана функция, совпадающая с
нормированным током Rsis(t) 5-го вентиля во время той части периода,
когда вентиль открыт, и с напряжением us(t), когда он закрыт
(рис. 2.12). Обозначив эту функцию через gs(0 и заметив, что
помимо, сказанного она обращается в нуль в моменты
переключения, поскольку и ток, и напряжение в эти моменты равны нулю,
запишем свойства функции |s(0 c помощью следующих
равенств:
'RJ8(t)
(t) = | и8 (t)
10
при 6ls<«rf<e2s,
при 625 < Ы < bls + 2%,
при ш/ = bls или Ы = 62
(2.22)
(2.23)
(2.24)
С учетом (2.21) — (2.24) можно получить соотношение,
определяющее связь функции |s (t) с гармониками тока через s-й

нелинейный элемент:
V
j t{t)^{)mt)dt = RsIsm. (m=l,..., oo). (2.25)
«is
Подчеркнем, что в равенстве (2.25) в качестве пределов
интегрирования взяты углы переключения 5-го вентильного
элемента, поскольку, как следует из (2.21), ток через вентиль отличен
от нуля только при 9is<co?<02s. Представив, в свою очередь,
токи и напряжения, входящие в ls{t), также в виде рядов Фурье
и проведя операции дифференцирования, на основании (2.20)'
окончательно получим
l ff - J dsq (j km) Щ = f] cm?f,
k=— do q=l n——W
(2.26)
где cmk = 1/тс Г exp I— j (m — k) Ы], W — число гармоник, учитывае-
Ks
мых во входном сигнале.
Нетрудно видеть, что (2.26) является системой линейных
уравнений относительно искомых гармоник токов ISk, однако число
уравнений, входящих в нее, оказывается бесконечным
вследствие учета бесконечного числа членов ряда Фурье. Для понижения
порядка системы заменим линейный оператор D(jco) оператором
Z(jco) в соответствии со следующими равенствами:
/тг = 0, ±1 ± М;
zss(\m<t>) = R ) , Л./ЛТ . о\ (2.27)
: \т=±(М+1), ±(М + 2),...
Аппроксимация (2.27) при |&|>М приводит к равенству
нулю выражения, стоящего в (2.26) под знаком суммирования по k.
Таким образом удается получить конечное число (2MN+N)
уравнений в системе, сохранив бесконечным число учитываемых
членов ряда Фурье в разложении токов i(t). При этом первые 2М+
+ 1 гармоник токов находят в результате решения системы
линейных уравнений (2.26), а после этого определяют гармоники
с номерами выше М:
W . М
69

При выборе Rs=Zss{0) из последнего равенства находят также
постоянные составляющие токов, и порядок системы (2.26)
сокращается до 2MN.
Для определения углов переключения 0is и 02s (5=1, ..., N)
воспользуемся равенством (2.24), согласно которому можно
составить систему 2N трансцендентных уравнений
6i (U = °; \ (U = 0; ... Ь (М = 0; Ь (kN) = 0, (2.28)
решение которой и позволяет найти искомые углы переключения. При
этом на каждом /-м шаге поиска корней системы (2.28) расчет
функций ^(в}^» ^>)(s == 1,..., N) требует решения системы линейных
уравнений (2.26) при bls = 6{/> и 62S = ЦП.
Таким образом, определение спектрального состава токов,
протекающих через нелинейные элементы OHM (рис. 2.10) при
открывании вентилей один раз за период, сводится к решению
системы 2N трансцендентных уравнений (2.28), где N— число
нелинейных элементов. В том случае, если вентили открываются
несколько раз за период, число трансцендентных уравнений воз-
N
растает до 2 ?>с5, где xs — число открываний 5-го вентильного
5=1
элемента за период входного сигнала.
Рассматриваемую систему можно решить различными
способами, в частности методами нелинейного программирования. В этом
случае минимизации подлежит функционал
Программа, реализующая этот алгоритм, приведена в
приложении 5.
Преимущество предлагаемого метода анализа заключается
в возможности применения неусеченных рядов Фурье, что
позволяет исключить неопределенность при вычислении углов
переключения и после решения нелинейной задачи определить, пользуясь
аналитическим соотношением, произвольное число искомых
гармоник.
2.4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
В КЛЮЧЕВОМ РЕЖИМЕ
При работе генератора с резонансной нагрузкой (с
добротностью Q>5) в недонапряженном, граничном и слабоперенапря-
женном режимах напряжение на выходном электроде
усилительного прибора изменяется по гармоническому закону ик(Ы) =
= EK—UKcos(dt независимо от изменения формы коллекторного
70

• о
Л
t о
t о
Рис. 2.13
* I
t О
ГК/7Г
/ТЕ
тока. Несмотря на широкое применение гармонического режима,
для него характерен основной недостаток: КПД практически не
превышает 0,70. Это объясняется в первую очередь тем, что лишь
малой части временного интервала импульса тока усилительного
прибора соответствует минимальное напряжение uo=EK—UK
(рис. 2.13,а).
Если же во все время протекания тока напряжение на
усилительном приборе сохранять неизменным и равным «о, то
мощность, рассеиваемая на коллекторе, уменьшится и КПД
генератора возрастет.
Этого можно достигнуть и при работе в граничном режиме,
если использовать полигармонические режимы, за счет
формирования уплощенной формы напряжения на выходном электроде
в виде суммы основной и высших (2-й или 3-й) гармоник.
Можно значительно проще повысить энергетические
показатели генератора, используя так называемый ключевой режим, при
котором усилительный прибор находится практически (за
исключением кратковременного этапа /а<Г в активной области)
только в двух состояниях: закрытом (в области отсечки) и
полностью открытом (в области насыщения).
В качестве усилительного прибора — ключа в генераторах
подобного типа можно использовать различные типы электронных
приборов: электронные лампы, транзисторы, тиристоры. Тиристор-
ные генераторы [9] наиболее широко применяются в
преобразовательной технике при построении мощных генераторов и
преобразователей в основном в диапазоне частот до 30 кГц, а также
в технике радиопередающих устройств при построении мощных
генераторов в диапазоне мириаметровых волн.
Широкое применение в ключевых генераторах
радиопередающих устройств находят транзисторы, характеризуемые малым
сопротивлением насыщения гк.нас^^1/5гр и большим сопротивлением
в режиме отсечки. Транзистор в таких генераторах выполняет
71

роль электронного ключа, в котором лишь моменты открывания и
закрывания определяются цепью возбуждения, а форма
коллекторного тока и напряжения обусловлена в первую очередь
характером нагрузки. Поэтому ключевые генераторы используют для
усиления колебаний несущей частоты или ЧМ и ФМ колебаний.
В зависимости от формы коллекторного тока и напряжения
коллектор — эмиттер схемы ключевых генераторов можно разделить
на широкополосные (с прямоугольной формой тока и
напряжения); узкополосные (с прямоугольной формой или тока, или
напряжения); с произвольной (более сложной) формой тока и
напряжения.
Диаграммы токов и напряжений для указанных схем,
представленные на рис. 2.13,6—г, показывают, что общим признаком
для всех ключевых генераторов является протекание
коллекторного тока при напряжении коллектор — эмиттер, соответствующем
напряжению насыщения транзистора (Ик.нас<? ... 10 В).
Указанное условие и обеспечивает малую мощность, рассеиваемую на
коллекторе.
Наиболее отчетливо свойства ключевых генераторов
проявляются в широкополосных схемах, где резистивный характер
нагрузки в коллекторной цепи можно обеспечить, например, с
помощью широкополосного трансформатора (рис. 2.14,а).
При резистивном характере нагрузки в широкой полосе частот
и напряжении возбуждения, имеющем форму типа меандр, ток
коллектора и коллекторное напряжение при низкой частоте
сигнала для выбранного транзистора ((о<сор) принимают
практически также прямоугольную форму (рис. 2.13,6). При
достаточной амплитуде тока базы ?*бт>*к.нас/Ро обеспечивается работа
транзистора практически в области насыщения (ио=ик.Нас) и
в области отсечки (икя&2Ек).
Известно, что для импульсов прямоугольной формы
амплитудой iKm и длительностью 29 амплитуда n-й гармоники
1кп= (2/'nn)iKm sin 0, (2.29)
где Az=il, 3, 5,... — номер гармоники.
Наиболее часто используют схемы ключевых генераторов
с формой тока типа меандр (8=90°), так как в этом случае 1-я
Рис. 2.14
72

гармоника коллекторного тока оказывается максимальной /Ki==
= (2/n)iKm, четные гармоники отсутствуют, а коэффициент
.амплитуды напряжения на коллекторе Ли—икт/Ек—2.
При резистивной нагрузке и 6 = 90° энергетические
соотношения в коллекторной цепи ключевого генератора имеют вид:
UKi=(4/n) UKm= (4/jt) (Ек—Ик.н
/кО=*ктО/я=0,5?Кт,
Ро = 1коЕк=О,51КтЕк,
Л=0,5/к1?/к1= (4/Я2) (1—Ик.нас/
* к.нас==и,5^к.н
Т)п= (Ро~Рк.н
/
(2.30)
где ?/К1 — первая гармоника коллекторного напряжения; Рк.нас —
мощность, рассеиваемая на коллекторе на этапе насыщения; цп —
КПД генератора как преобразователя энергии источника
постоянного тока в переменный без учета потерь на переключение.
Для транзисторных ключевых генераторов, у которых обычно
Ик.нас<(0,05 ... 0,1)Як, Лп^0,9 ... 0,95.
При использовании ключевого генератора в качестве
выходного каскада радиопередатчика требуется высокая степень
подавления внеполосных и гармонических излучений и поэтому
в нагрузке (антенне) должна выделяться лишь мощность 1-й
гармоники. В этом случае генератор необходимо характеризовать
КПД по 1-й гармонике (т]1=Р1/Р0=8'Пп/л;2).
Таким образом, предельное значение цг при мк.нас-Н)
составляет 0,81, что лишь немного выше КПД при гармоническом
режиме, так как 19% потребляемой мощности преобразуется в
мощность высших гармоник. Использование ключевого режима в
генераторе при заданной мощности рассеяния на коллекторе
транзистора позволяет повысить выходную мощность по сравнению
с гармоническим режимом или понизить потери в коллекторной
цепи при заданной выходной мощности, что повышает надежность
устройства.
Высокое значение т)п ключевого генератора обеспечивается
лишь на достаточно низких частотах. Это в первую очередь
связано с возрастанием потерь в транзисторе на переключение с
ростом частоты сигнала из-за его инерционности. Действительно, ток
коллектора открывающегося транзистора" в силу инерционности
изменяется в активной области в соответствии с выражением
MO=Pokm[l— ехр(—*/гэ)], (2.31)
где тр=1/о)р — постоянная времени рекомбинации в базе.
По окончании активного этапа формирования фронта
импульса длительностью Тф=^а коллекторный ток достигает значения
73

ТОКа НаСЫЩеНИЯ 1к.нас = ?'к/(^н+/'к.нас), чт0 Дает ВОЗМОЖНОСТЬ
определить из (2.3,1) длительность
Тф^гр In [vi/ (vi— 1) ], (2.32)
где vi=poi6m/iK.Hac — степень насыщения транзистора. Обычно
принимают vi=2 ... 3, что позволяет приближенно оценить
длительность фронта Тф^(0,4 ... 0,7)тэ. Учет влияния коллекторной
емкости и емкости нагрузки Сн приводит к эквивалентному
возрастанию постоянной времени процесса на активном этапе до т'р=
+Р(С+С)Я
Р()
Потери мощности на активном этапе ta формирования фронта
^Ф и среза tc импульса коллекторного тока оценим приближенно,
приняв линейными изменения тока и напряжения на коллекторе:
Усредняя мощность потерь на активном этапе за период Т и
принимая равными длительности фронта и спада, определяем
относительную мощность потерь на коллекторе:
0 0 °* 1 -
О
Задаваясь допустимым значением отношения (Л<а/Ро)доп, можно
для выбранного транзистора определить из (2.33) максимальную
рабочую частоту широкополосного ключевого генератора:
/клтах^10/р(РКа/Ро)доп. (2.34)
Рассматривая влияние инерционности транзистора на
энергетические показатели ключевого генератора, следует отметить
влияние времени рассасывания /рас, проявляющееся в удлинении
этапа насыщения (*Нас=67Уя;+*рас). В мощных генераторных
транзисторах при возбуждении прямоугольными импульсами тока
время рассасывания
где тк^Ска/'б^О^ ... 0,3) СкГб — постоянная времени
коллекторной цепи; vi — степень насыщения; V2=s | iem \ РоД'к.нас — степень
рассасывания; iem — ток базы. При практических значениях
степени насыщения и рассасывания (vi = |v2| = 1,5 ... 3)/рас^
^(0,2 ... 0,4) тк.
В течение времени рассасывания ?рас в однотактных
широкополосных ключевых генераторах напряжение на коллекторе
остаётся весьма малым (ак=Ик.нас), поэтому и потери в этот
промежуток времени также малы. Процесс рассасывания практически не
влияет на крутизну среза, но косвенно сказывается на
энергетических характеристик генератора за счет увеличения относи-
74

тгльной длительности этапа рассасывания fpac/^нас с ростом час-
юты. Кроме того, необходимо учитывать, что только при
равенстве длительностей этапов насыщения и отсечки в токе коллектора
отсутствует 2-я гармоника частоты сигнала. Время рассасывания
можно уменьшить, изменяя степень рассасывания и насыщения
в диапазоне частот или применяя нелинейную обратную связь на
основе диодов Шотки.
На практике реализовать чисто резистивную нагрузку в
широкой полосе частот трудно. При этом даже при малой длительности
времени переключения транзистора из области отсечки в область
насыщения из-за наличия паразитных реактивностей в
коллекторной нагрузке ключевого генератора возникают дополнительно
коммутативные потери РКп, пропорциональные частоте. Основная
составляющая коммутативных потерь связана с выходной емкостью
транзистора. Емкость С в коллекторной цепи, заряженная при
закрытом транзисторе до напряжения UKmtt2EK, разряжается через
низкое сопротивление транзистора в режиме насыщения гк.нас
практически полностью, вызывая потери мощности кп* на кол"
лекторе [33, 34] Р$ ъ*2\С&к или Р??/Л>« 2/С/?н.
Индуктивность в коллекторной цепи при резком закрывании
транзистора вызывает не только коммутативные потери Р<?> = OfifLJ,2^, но
и значительный выброс напряжения на коллекторе на этапе среза,
что может явиться причиной пробоя транзистора.
Относительную мощность результирующих потерь,
определяющую КПД, представим в виде суммы составляющих, считая
Р ^ Р(С) 1 p(L) ^ р(С) . JjK_ _ Гк.нас + ^ка + Лея ^
И1 КП * КП КП * п D
^^ %.нас ! 4 ta
Сохранить высокий х\п ключевого генератора и обеспечить
фильтрацию высших гармоник в нагрузке можно, используя
более сложную схему выходной цепи (рис. 2.14,6) с фильтром-дуп-
лексером, состоящим из двух фильтров — нижних (ФНЧ) и
верхних (ФВЧ) частот, включенных параллельно по входам. С одного
выхода фильтра-дуплексера мощность 1-й гармоники поступает
в полезную нагрузку RH, а с другого мощность высших гармоник —
в балластную /?бал. Параметры фильтров выбирают так, чтобы
обеспечить резистивный характер входного сопротивления как для
1-й, так и для высших гармоник. Применение фильтра-дуплексера
незначительно усложняет конструкцию каскада, поскольку
элементы ФВЧ работают при значительно меньших реактивных
мощностях и допускают большие потери в LC-элементах, чем элементы
ФНЧ. Для расширения рабочей полосы пропускания, близкой
к (Ов/сон^2, и сохранения высокой степени фильтрации высших
75

гармоник в нагрузке необходимо усложнять фильтр-дуплексер,
увеличивая число его элементов.
Если коэффициент перекрытия по частоте передатчика превьь
шает октаву, то включают несколько переключаемых фильтров на
отдельные поддиапазоны. В цепи возбуждения выходного каскада
используют широкополосные трансформаторы. Поскольку в
ключевом режиме форма импульсов напряжения на входе и выходе
транзистора отличается от гармонической, то широкополосные
согласующие трансформаторы должны обеспечивать полосу до
5.. Л гармоник наивысшей рабочей частоты.
Увеличение в два раза мощности в нагрузке, а также
ослабление не только 2-й, но и всех четных гармоник до 35... 40 дБ
достигается применением двухтактных схем ключевых
генераторов. Наиболее просто (без согласующих трансформаторов)
реализуются схемы двухтактных генераторов на транзисторах с разным
типом проводимости п-р'П и р-п-р (рис. 2.15,а).
Двухтактные схемы ключевых генераторов классифицируют
по характеру переключаемых величин на схемы с переключением
напряжения (рис. 2.15,а, б) и с переключением тока (рис. 2.15,<з).
При 0=90° формы токов и напряжений в указанных схемах
одинаковы и имеют вид меандров.
Из-за конечной длительности процесса рассасывания, а также
влияния емкости Сэ и напряжения отсечки Езап транзистора ре-
76

альные значения углов отсечки отличаются от 90°, поэтому при
работе двухтактных ключевых генераторов могут наблюдаться
этапы, в течение которых транзисторы оказываются
одновременно или насыщенными, или закрытыми, что вызывает появление
экстратоков (сквозных токов) или перенапряжений, снижающих
энергетические показатели и надежность ключевых генераторов.
Поэтому в двухтактной схеме ключевого генератора с
переключением напряжения (рис. 2.15,6) выбирают 9=75...90°. При
9>90° в течение части периода одновременно оказываются
открытыми оба транзистора и через них протекает значительный
импульс сквозного тока /скв«?к/гк.нас^/к.нас, обусловливающий пе-
регрузки по току, рост потребляемой мощности и резкое снижение
КПД.
В генераторах с переключением тока (рис. 2.15,в) на
коллекторах* транзисторов в начале этапа отсечки возможны
перенапряжения, обусловленные влиянием ЭДС самоиндукции
блокировочных дросселей Ьбл.
В мостовой схеме ключевой режим работы транзисторов
сохраняется как при 9<90°, так и при 9>90°, а мощность четных
гармоник выделяется в балластной нагрузке /?бал, которая должна
быть подключена параллельно Ыл на рис. 2.15,в.
При выборе транзисторов для ключевого широполоснбго
генератора следует руководствоваться следующими соотношениями:
для схемы с переключением тока iKm доп^ (2,5... 3,0)/ко,
(3035)?
для схемы с переключением напряжения iKm доп^(3 .. .4)/ко,
При работе на повышенных частотах (выше 10 МГц)
предпочтение отдается схеме с переключением тока.
Входные и выходные цепи двухтактных ключевых генераторов
выполняют так же, как и в широкополосных генераторах (см.
§ 4.1). В предоконечном каскаде также целесообразно
использовать двухтактную схему ключевого генератора, обеспечивающего
симметричное возбуждение транзисторов оконечного каскада. При
этом линеаризуется нагрузка на предшествующий каскад и
снижаются перенапряжения в цепи базы выходного каскада.
Уровень высших гармоник можно существенно ослабить,
используя узкополосные двухтактные схемы ключевого генератора.
Для этого нужно к нагрузке широкополосного генератора
подключить избирательную систему в виде, например, последовательного
или параллельного LC-контура. Так, если последовательно с
нагрузкой в схеме генератора на рис. 2.15,а, б подключить
последовательный LC-контур, то ток в нагфузке будет иметь синусоидаль*
ную форму, а напряжение на коллекторе — форму меандра
(рис. 2.13,в). При подключении параллельного LC-контура к
нагрузке в схеме на рис. 2.15,в напряжение на нем (и на коллек-
77

торе транзистора) принимает синусоидальную форму при
импульсах коллекторного тока в виде меандра.
Более высокочастотными являются ключевые генераторы с
последовательным LC-контуром (иногда называемые
последовательными инверторами), в которых импульсы коллекторного
напряжения транзисторов близки к меандрам с коэффициентом
амплитуды Ли=икт/Ек=2, что является также преимуществом данной
схемы, а импульсы коллекторного тока имеют вид отрезка
косинусоиды с углом отсечки 6=90°. При этом инерционность
транзистора в меньшей степени сказывается на энергетических
показателях коллекторной цепи, хотя влияние сквозных токов
сохраняется.
Колебательная мощность 1-й гармоники, отдаваемая одним
транзистором ключевого последовательного инвертора в нагрузку, Р\ =
2E(l *±^)P(\ ?Z^) а электронный
к
0t5Io 2EK(l )Po(\
2 те \ Ек ) \ Е
КПД генератора 4l - -?*- = 1 — Ъ**^щ
Л) ?к
Из полученных соотношений видно, что при ик.нас/?к-Я)
теоретическое значение qi->l и вся мощность Ро преобразуется в
колебательную мощность 1-й гармоники Р\. Практически в
узкополосных ключевых генераторах на сравнительно низких частотах
КПД достигает 0,9... 0,95.
С повышением частоты сигнала в узкополосных ключевых
генераторах, как и в широкополосных, проявляются инерционные
свойства транзисторов и влияние паразитных реактивностей
нагрузки, что приводит к возрастанию соответствующих потерь
мощности:
Рка/Ро« (я2/6) (Тф/Г)2 И Ркп/Р0«№я2/2.
Поэтому частотный диапазон двухтактных транзисторных
ключевых генераторов инверторного типа с учетом параметров
современных мощных транзисторов не превышает 30 МГц.
Для расширения полосы пропускания и повышения
фильтрации высших гармоник в нагрузке вместо простейшего
резонансного LC-контура можно включать многозвенный фильтр нижних
частот. В диапазоне частот до 100 МГц целесообразно
использовать однотактную схему ключевого генератора с формирующим
низко добротным (Q=coL/ (#н+гк.нас=2... 3)) LC-контуром
(рис. 2.16,а), позволяющим при определенных параметрах
колебательной системы и режима работы транзистора получить
минимум коммутативных потерь в коллекторной цепи. При этом
параметры колебательного контура L, С, RK и рабочая частота
должны быть выбраны такими, чтобы к моменту перехода транзистора
из режима отсечки в режим насыщения напряжение на
коллекторе удовлетворяло условиям
ик=0; duK(t)/dt=Q. (2.35)
78

Рис. 2.16
Необходимость выполнения первого условия определяет
минимум потерь в режиме насыщения, а второго — устранение
коммутативных потерь в коллекторной цепи.
В эквивалентной схеме однотактного ключевого генератора
с формирующим LC-контуром (рис. 2.16,6) транзистор заменен
идеальным ключом К и сопротивлением гк.нас. Блокировочные
элементы генератора Ьбл и Ср выбираются таким образом, что
в эквивалентной схеме можно разделительный конденсатор Ск
заменить источником ЭДС ЕКу а цепь коллекторного питания
представить генератором постоянного тока /ко.
Пренебрегая при рассмотрении процессов в режиме насыщения
транзистора током через конденсатор С, ток коллектора /к можно
определить, решив систему дифференциальных уравнений:
(2.36)
условие
Приняв, что в момент ?=0, для которого выполняется
(2.35), происходит замыкание ключа, получим
+ г I - V L IV (2>37)
[ + ^к.нас I \ L /J
Таким образом, коллекторный ток iK(t) в режиме насыщения
возрастает по экспоненциальному закону, а из-за малого
сопротивления Гк.нас напряжение мк.наС близко к нулю (рис. 2.16,6). Ток
iL в индуктивности контура (он же и ток в сопротивлении
нагрузки /?н) в режиме насыщения растет от значения — /ко по
экспоненциальному закону с той же постоянной времени т=2,/(/?н+гк.нас).
В момент t=t\ под действием сигнала возбуждения частотой f
происходит размыкание ключа и в контуре из элементов L, С, RH
возникают свободные колебания. Такой режим работы
однотактного ключевого генератора, при котором за счет одновременного
открывания эмиттерного и коллекторного переходов транзистор
практически сразу из области отсечки (минуя активную область)
переходит в насыщение, называется оптимальным.
Анализ, проведенный в [11, 34], показывает, что КПД
ключевого генератора изменяется незначительно в диапазоне 8=70...
... 100° и имеет максимум при 8=80°.
79

При упрощенных расчетах энергетического режима ключевого
генератора и рекомендованных значеникх 6=75...90° можно
принять, что коллекторный ток изменяется не по
экспоненциальному (2.37), а по линейному закону: /к(0='ктС0*/29, 0<со/<0,
где
[l-expf—g-
.кас L V Q
При этом энергетические характеристики генератора определяются
соотношениями /ко = JL iKtn; Рк#нас = -L *LrK.Hac -?-; Рка ~ 0,1Рк.нас,
p. ^/> —
(2.38)
Реализовать схему однотактного ключевого генератора,
работающего в оптимальном режиме, можно лишь на частотах,
меньших
Ск?к2. (2.39)
Причем на частотах, близких к /клтах, когда основную часть
емкости формирующего контура составляет нелинейная выходная
емкость транзистора, в 1,3... 1,5 раза возрастает коэффициент
амплитуды, что приводит к ограничению выходной мощности
генератора. В общем случае, когда нелинейная емкость Ск составляет
лишь часть емкости контура, следует скорректировать значение
коэффициента амплитуды в соответствии с выражением
' Ли ~ Пс/0 (1 + 0,5Ск/С)(1 —рЕ), (2.40)
где Пс/0 — значение коэффициента амплитуды, Ск <сС, рЕ= PtSrp/E^—
коэффициент, характеризующий относительное значение
колебательной мощности Р\ при заданном напряжении Ек (обычно для
таких генераторов ря<0,1). Большое значение коэффициента
амплитуды — один из основных недостатков ключевого
генератора с формирующим контуром.
Однотактный генератор, работающий в оптимальном ключевом
режима, и параметры формирующего контура при заданных
выходной мощности Ри рабочей частоте f, напряжении ?к можно
рассчитать, используя коэффициенты, приведенные в табл. 2.1 для
двух значений угла отсечки.
Таблица 2.1
75
90
СО
1,3
1,5
Ч~ *н+гк.нас
2,7
2,0
3,1
3,6
h
0,34
0,57
D
0,1
0,05
80

Примерный порядок расчета:
1. Задаемся углом отсечки 9=75...90°, определяем
нормированную мощность pE=P\/SrpEK2, соответствующие значения
коэффициентов A, D и параметров режима (табл. 2.1).
2. Емкость формирующего контура C=DP\/fEK2.
3. Максимальное значение коллекторного напряжения wKm=
=?к1Ь=?кШо(е) (1+0,5Ск/С) (1—р?) <ик.доп.
Далее, если отсутствует необходимость коррекции напряжения
или выбора другого транзистора, рассчитываем параметры
режима и энергетические показатели:
Ч=1-Рк/Ро« 1—(1,3... 1,4) (л/в)р?;
Iko=Po/Ek; Uki « иктЩ (я—0);
/ki « 2Pi/[/ki cos ф « 2Pi/ (0,75... 0,8) ?/Ki;
/кт ^ 0,8/ко2я/8 < /кт доп;
R«=hEKyPx; L=0,16Q/?H/f.
При выборе емкости С и индуктивности L необходимо
учитывать выходную емкость и индуктивность выводов транзистора.
Входную цепь ключевых генераторов можно в первом
приближении рассчитать так же, как и для генераторов, работающих
в граничном режиме. Особенность состоит в том, что, во-первых,
ток возбуждения (ток базы в схеме с ОЭ) для обеспечения
надежного насыщения транзистора должен быть увеличен в 1,5... 2 раза.
Во-вторых, в цепь база — эмиттер транзистора дополнительно
включается балластный резистор #бал« (3. . .4)7?вх для снижения
максимального обратного напряжения на эмиттерном переходе
(рис. 2.16,а). В связи с этим коэффициент усиления по мощности
генератора, работающего в ключевом режиме, в 3... 4 раза
меньше, чем в граничном режиме при одинаковой выходной мощности,
за счет большей мощности возбуждения, обеспечивающей режим
насыщения.
В тех случаях, когда рассматриваемую схему ключевого
генератора используют в широкодиапазонных неперестраиваемых
промежуточных каскадах, параметры формирующего контура
выбираются так, чтобы на верхней частоте рабочего диапазона
обеспечивался оптимальный режим. Из-за низкой добротности
колебательной системы отклонение от оптимального режима и связанный
с этим рост потерь на активном этапе не будут носить резкого
характера. В пределе при уменьшении частоты параметры
генератора приближаются к соответствующим параметрам генератора
с розистивной нагрузкой.
Из-за низкрй добротности формирующего контура генератора,
даже с учетом включения, сопротивления нагрузки в индуктивную
ветвь контура, относительный уровень высших гармоник по мощ-
81

- t
ho
Рис. 2.17
ности составляет около 10 %• Для повышения фильтрации высших
гармоник нагрузку к генератору часто подключают через
дополнительную фильтрующую цепь (в простейшем случае это может
быть последовательный /,фСф-контур), которая одновременно
осуществляет и согласование генератора с нагрузкой. При этом форма
коллекторного тока в генераторе с фильтрующей цепью (рис. 2.17)
имеет вид отрезка несимметричной косинусоиды, показанной
штриховой линией. Анализ работы и методика расчета такого
ключевого генератора аналогичны рассмотренным и приведены в [11, 34].
Глава 3. УСТРОЙСТВА ФИЛЬТРАЦИИ
И СОГЛАСОВАНИЯ
3.1. ОСОБЕННОСТИ ПОСТРОЕНИЯ
СОГЛАСУЮЩИХ И ФИЛЬТРУЮЩИХ
УСТРОЙСТВ
При построении радиочастотных трактов полосу пропускания
каскадов существенно ограничивают паразитные параметры:
выходные и входные емкости усилительных приборов, емкость монтажа,
индуктивность вводов и пр. Входное сопротивление большинства
нагрузок (антенн, акустических и оптических преобразователей и
др.) также резко меняется с частотой. Следовательно, в тракте
усиления мощности необходимо использовать реактивные
четырехполюсники, выравнивающие частотные характеристики
усилительных каскадов (рис. 3.1). Построение и расчет таких четырех-
82

Усилитель
Реактидный.

четырехполюсник
полюсников существенно
зависят от типа усилительного
каскада, на выходе которого
включена цепь.
. Если усилительный каскад
(прибор) можно представить
в виде идеального
источника тока, четырехполюсник называют широкополосным
Рис. 3.1

корректирующим устройством ШКУ (рис. 3.2,а). К таким
каскадам можно отнести широкополосные усилители на тетродах
(пентодах). Если же усилительный каскад представляет собой
источник ЭДС с активным внутренним сопротивлением, то
четырехполюсник называют широкополосным согласующим устройством
ШСУ (рис. 3.2,6). К этим каскадам относятся усилители с
распределенным усилением (УРУ) или усилители на ламповых триодах
и транзисторах [3, 45].
Методы расчета корректирующих и согласующих цепей
различны. Так, мощность, отдаваемая каскадом в корректирующую цепь
(рис. 3.2,а), определяется выражением
Рвх(со) = |/(со)|^вх(со),
где / (со) — заданный ток; /?вх (со) =Re ZBX (jco) — вещественная
часть входного сопротивления корректирующего устройства.
Если действующее значение тока /(со) постоянно в диапазоне
частот, мощность Рвх пропорциональна /?вх(со). Следовательно,
корректирующее устройство должно быть построено так, чтобы
частотная характеристика /?вх(со) была постоянной в рабочем
диапазоне частот (рис. 3.3,я). В этом случае частотная
характеристика мнимой составляющей Хвх(со) входного сопротивления имеет
характерную треугольную форму.
Если к построенному таким образом корректирующему
устройству подключить источник ЭДС с активным внутренним
сопротивлением, то частотная характеристика мощности РСогл за счет
мнимой составляющей Хвх(со) станет сильно неравномерной
(рис. 3.3,а).
В отличие от корректирующих цепей мощность, отдаваемая
источником ЭДС в согласующую цепь, определяется полным
входным сопротивлением (а не только его вещественной частью):
PBX=PmaX(l—|S|2), 5=(ZBX—p)/(ZBX+p), (3.1)
где РтаХ — максимальная мощность, отдаваемая источником в со-
г^_4 1_^=3^ р
Рис. 3.2
83

Рис. 3.3
гласованную нагрузку; 5 — коэффициент отражения; р —
внутреннее сопротивление источника. Следовательно, для согласующего
устройства постоянной должна быть частотная характеристика
модуля коэффициента отражения (рис. 3.3,6). При этом
вещественная часть входного сопротивления в полосе частот близка
к константе, а мнимая — к нулю (рис. 3.3,6). За граничной
частотой сое работы устройства зависимости RBx и Хвх от частоты имеют
характерные выбросы, обусловливающие резкое увеличение
модуля коэффициента отражения на этих частотах.
Если корректирующие и согласующие цепи не имеют потерь,
мощность в нагрузке равна входной: Рн=-Рвх.
Кроме выделения максимальной мощности, четырехполюсники
(рис. 3.2) должны обеспечивать необходимую фильтрацию
гармоник' каскадов радиопередатчика. Синтез подобных
селективно-согласующих устройств с применением ЭВМ для комплексных
нагрузок ZH будет рассмотрен в § 3.4.
Расчет фильтров и корректирующих устройств, включенных на
резистивную нагрузку, подробно описан в [28, 39].
При работе нескольких усилителей (передатчиков) на общую
резистивную нагрузку применяют многополюсные
частотно-разделительные (селективные) устройства (подробнее см. гл. 12).
Схемы ШСУ (рис. 3.2,6) можно использовать в качестве
входных, выходных, а также межкаскадных цепей. В первом случае
под ZH понимается входное сопротивление последующего
усилительного каскада; в последнем часть первых реактивных
элементов ШСУ надо отнести к выходной цепи предыдущего усилителя.
Выходные согласующие устройства, работающие между око-
84

нечным каскадом передатчика и антенной, могут быть
резонансные (перестраиваемые) и «широкололесные (неперестраиваемые).
Перестраиваемые согласующие устройства в каждый момент
времени осуществляют согласование на одной частоте рабочего
диапазона. При переходе с одной частоты на другую необходимо
вручную или автоматически изменять параметр одного или
нескольких элементов согласующего устройства [33].
В радиочастотных трактах усилительные приборы часто
работают в нелинейном режиме, следовательно, выходное
сопротивление таких каскадов зависит от нагрузки. При этом под величиной
р на рис. 3.2,6 понимается не внутреннее сопротивление реального
генератора, а то значение оптимальной резистивной нагрузки,
которое обеспечивает выделение в ней максимальной (или
заданной) мощности. Задачей ШСУ в этом случае является приведение
заданной комплексной нагрузки ZH не к выходному сопротивлению
генератора, а к этому оптимальному значению нагрузочного
сопротивления. При этом по формуле (3.1) коэффициент отражения 5
указывает просто меру отличия получившегося входного
сопротивления ZBX цепи от оптимального значения р и рис. 3.2,6 является
схемной иллюстрацией соотношения (3.1).
Приводимые далее результаты, включая расчеты
коэффициентов отражения, передаваемой мощности и т. д., соответствуют
работе линейного генератора с активным внутренним
сопротивлением, однако с учетом соображений, приведенных выше, результаты
могут быть широко использованы и для усилителей с нелинейным
входным и выходным сопротивлением. При расчете характеристик
передаваемой мощности в последнем случае следует учитывать
нелинейные свойства генераторных приборов. Применительно
к транзисторным усилителям мощности такая методика изложена
в [4].
3.2. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
СОГЛАСУЮЩИХ УСТРОЙСТВ ДЛЯ
ПРОСТЫХ НАГРУЗОК
В настоящее время существуют два метода синтеза
согласующих устройств: классический и с помощью ЭВМ. При
классическом синтезе нагрузка (рис. 3.2,6) должна быть задана в виде
сосредоточенных элементов (эквивалента нагрузки), а ЭДС
источника и его внутреннее сопротивление р принимаются
постоянными. При синтезе на ЭВМ нагрузка может быть задана любым
способом (в виде цепи, графиков, численных значений и т. п.),
а ЭДС генератора и его внутреннее сопротивление могут быть
комплексными и произвольно зависеть от частоты.
При классическом синтезе согласующих устройств необходимо
рассчитать реактивный четырехполюсник ШСУ (рис. 3.2,6),
обеспечивающий передачу максимальной активной мощности от задан-
85

со
OJ 2 СО
Рис. 3.4
ного источника Е с активным внутренним сопротивлением р в
комплексную нагрузку Zh(j'co). При идеальном согласовании, когда
входное сопротивление ZBX(jco) равно внутреннему
сопротивлению р, источник отдает максимально возможную мощность. При
этом Ртах=|?|2/4р. Задача цепи ШСУ — обеспечить близкое
к идеальному согласование в полосе частот.
Рассмотрим классический синтез ШСУ для нагрузок двух
типов. Если вещественную часть сопротивления или проводимости
нагрузки можно считать постоянной в диапазоне частот, то в
качестве эквивалентов используются последовательные или
параллельные контуры (рис. 3.4). Назовем их эквивалентами первого
типа. К ним также относятся схемы, содержащие один
реактивный элемент.
На тех частотах, где активная часть входного сопротивления
или проводимости нагрузки меняется с частотой, необходимо
применять нагрузку из двух произвольно включенных реактивных
элементов (рис. 3.5). Эти схемы назовем эквивалентами второго типа.
Легко убедиться, что с помощью эквивалентов первого и
второго типа можно представить входное сопротивленце большинства
комплексных нагрузок (антенн, входных сопротивлений
транзисторов, преобразователей и др.) в рабочем диапазоне частот.
Для расчета реактивных элементов нагрузок первого типа
(рис. 3,4,а) воспользуемся условием совпадения реактивных
сопротивлений эквивалента и заданной нагрузки (в частности,
антенны) на двух частотах. Тогда
LH =
= (а)22 — (О12)/ш1ш2
(3.2)

Рис. 3.6
Активное сопротивление эквивалента берется равным
вещественной части комплексного сопротивления нагрузки. Если
последнее изменяется с частотой, то при изменении его в 1,5.. .2 раза
активное сопротивление берется равным /?н=У/?н maxfemin, где
Ян max и #н mm —максимальное и минимальное значение
вещественной части комплексного сопротивления нагрузки.
Для нагрузки типа параллельного контура используются
графики комплексной проводимости (рис. 3.4,6), и расчет проводится
по дуальным соотношениям, т. е. при замене Ха на Вд, Хн на Вн,
LH на Сн и Сн на LH. Реактивные элементы в схемах эквивалентов
ограничивают согласование в широкой полосе частот. Для
каждого типа нагрузки существует связь между шириной рабочей
полосы частот и отдаваемой мощностью. Покажем эту связь на
примере.
Пусть к источнику напряжения подключен эквивалент нагрузки
первого типа (рис. 3.6). Ясно, что на резонансной частоте контура
©о при /?н=р осуществляется идеальное согласование. При
уменьшении или увеличении частоты относительно «о реактивное
сопротивление контура растет и ток, протекающий через нагрузку /?н,
уменьшается; в соответствии с этим падает и активная мощность
в нагрузке. Поэтому частотная зависимость модуля коэффициента
отражения |s| принимает вид, изображенный на рис. 3.7.
Сущность теоретических ограничений на согласование
сводится к следующему. Если построить для этого случая функцию
In 1/| s | (рис. 3.7), то можно доказать, что площадь под этой
кривой конечна и определяется элементами нагрузки. Никакими фи-
87

зически реализуемыми реактивными цепями, включенными между
источником и комплексной нагрузкой, нельзя увеличить эту
площадь. Можно только как-то трансформировать ее и разместить
в любом участке (или нескольких участках) на частотной оси.
Таким образом, комплексную нагрузку можно идеально
согласовать только в одной или в нескольких точках частотной оси и
невозможно обеспечить идеальное согласование ее в сплошной, даже
сколь угодно малой, полосе частот (в этом случае площадь под
кривой была бы бесконечной). Между точками идеального
согласования всегда находятся участки значительного рассогласования
комплексной нагрузки. Поэтому при широкополосном
согласовании стараются обеспечить одинаковую степень согласования (и
рассогласования) на всех частотах рабочего диапазона.
Если задан рабочий диапазон o>i... со2, то наиболее
естественной предельной формой частотной характеристики является
прямоугольник (штриховая линия на рис. 3.7) с основанием, равным
участку оси Ао)==со2—(оь В этом случае частотные зависимости
модуля коэффициента отражения |$Пред| и активной мощности
Рпред также прямоугольны. На рис. 3.7 для сравнения построена
характеристика мощности без согласующей цепи (тонкая
линия).
Очевидно, что при увеличении рабочего диапазона значение
In 1/|51пред падает, |$|пред растет, РПред уменьшается. Таким
образом осуществляется связь между мощностью в нагрузке,
частотным диапазоном и типом нагрузки.
Расчет значения Рпред для заданной комплексной нагрузки и
диапазона частот называют предельным согласованием. Оно
может быть достигнуто лишь цепью, состоящей из бесконечного
числа элементов. В дальнейшем надо найти частотную
характеристику мощности (жирная линия), соответствующую цепи с конечным
числом элементов, приближающуюся к прямоугольной форме
(оптимальное согласование).
В ряде практических случаев (например, при синтезе входных
цепей широкополосных транзисторных усилителей) используют не
«прямоугольную» форму предельной частотной характеристики,
а «с наклоном», компенсирующим снижение коэффициента
усиления транзистора с ростом частоты [45].
Для нагрузок, содержащих два и более реактивных элемента,
ограниченными являются не только площадь под кривой lnl/|s|,
но и более сложные характеристики этой площади.
В целом же решение задачи широкополосного согласования
произвольной комплексной нагрузки разбивается на пять этапов:
расчет эквивалентов комплексной нагрузки; предельное
согласование— отыскание предельного коэффициента отражения | s | пред;
оптимальное согласование — построение функции передачи
согласующей цепи, состоящей из конечного числа элементов и
обеспечивающей широкополосное согласование, близкое к предельному;
88

реализация полученной функции — расчет элементов согласования;
при необходимости оптимизация согласующего устройства с
применением ЭВМ.
Рассмотрим синтез ШСУ для эквивалентов первого типа. Как
уже указывалось, площадь под кривой 1п1/|$|пред ограничена;
например, для эквивалента на рис. 3.6
I
In-
•dw =
(3.3)
где 7?н, Lh — элементы эквивалента. Следовательно, предельные
коэффициент отражения и коэффициент бегущей волны (КБВ)
| S | пред=еХр (—TC/Q) , Япред= ( 1— | 5 | пред) / ( 1 + \ S | пред) =
=th jx/2Q, (3.4)
где Q=g)<Zh/#h — добротность цепи нагрузки. При Q>5/CnpeA«
«n/2Q. Значения предельного коэффициента отражения для
остальных эквивалентов первого типа определяются по этой же
формуле, только меняется выражение для добротности Q;
соответствующие формулы приведены в табл. 3.1. Предполагается, что
резонансная частота эквивалента соо равна среднегеометрической
частоте рабочей полосы частот (oCp=ycoico2. Если же такого
равенства нет, то необходимо подсоединить к нагрузке добавочную
индуктивность LAO6 или емкость СДОб, чтобы обеспечить (о0=соср. Так,
для нагрузки на рис. 3.4,а при а)0>соСр Li=LH+Z^06, Ci~CH; при
соо<о)ср С1=СнСдоб/(Сн+;Сдоб), Li=LH, где L\9 C\ — элементы
Таблица 3.1
Добротность
Цепь ШСУ с эквивалентом
(co2 -
_"ZJ
Примечание . При N нечетном г-
^"1^1 min
—=-^г- ; при N четном г
„*+&**__

«настроенного» эквивалента, причем LiCi=1/cdcp2. Для нагрузки
на рис. 3.4,6 действительны дуальные соотношения. В дальнейших
расчетах в качестве параметров нагрузки необходимо использовать
элементы «настроенного» таким образом эквивалента. Используя
(3.2), легко получить выражения, непосредственно связывающие
добротность нагрузки с активной и реактивной составляющими
комплексного сопротивления:
_ (3.5)
ПрИ (00<^ j/cD^jj, XA\ §; 0, A"a2^>0.
i?H((Oj +(О2)
Практически при J^ai<:0, Xa2>0 добротность определяется по
обеим формулам и затем выбирается большее значение.
Для нагрузки в виде параллельного контура необходимо
использовать аналогичные соотношения (3.2), заменив ХА на ВА.
Для эквивалентов с одним реактивным элементом добротность Q
рассчитывается по формулам табл. 3.1 после «настройки»
эквивалента соответствующей дополнительной реактивностью.
При оптимальном согласовании предельная частотная
характеристика мощности (рис. 3.7) аппроксимируется с помощью
полиномов Чебышева:
Pmax 1 + ^2 + e2^^ (»)
(3.6)
где d и е — параметры аппроксимации; 7V(co) —полином
Чебышева 1-го рода Л/'-го порядка. В этом случае частотная
характеристика мощности совпадает с изображенной на рис. 3.7 полужирной
линией.
При оптимальном согласовании для заданных элементов
нагрузки и порядка цепи N отыскивают параметры аппроксимации
d и е, при которых минимальное в полосе частот нормированное
значение мощности (3.6) становится наибольшим.
Элементы схемы, реализующей эту частотную функцию (см.
табл. 3.1), вычисляются по формулам:
для нагрузки на рис. 3.4,а
Q == gj ? __. Hugs Q __ s g4 . ,q y\
2 #н(<«>2 — CDj)' 3 (О2 — COj ' * /?н(^2 — Щ)' '
для нагрузки на рис. 3.4,6
Т __
4 ""
2,
(02—COj
для обеих схем LiCi = L2C2=L3C3=L4C4=l/cocp.
Величины g*i, g"2, ^з, gA, указанные в скобках (табл. 3.1),
обозначают нормированные к RH и о}с=со2—coi параметры элементов
90

1
/
1///
w
J, 0/7/77
/&
t "
0
^2
—
0,8
0,6
/7,4
0,2
О z
а)
60
40
20
/
/
^—
\
——^"
в /, ^7/7/77
^
\
\
ю
в)
Рис. 3.8
45 20 Q
эквивалента и ШСУ;
г—нормированное значение внутреннего
сопротивления или проводимости
генератора. Значения g\ ... g* могут быть
взяты из приложений 1 и 2.
При синтезе ШСУ существует
два подхода. При первом из них
задается комплексная нагрузка и
рабочая полоса частот; необходимо
определить степень согласования и
рассчитать цепь. Этому подходу
соответствует приложение 1. В
зависимости от добротности Q=gi (нормированного значения
реактивного элемента эквивалента) в приложении 1 для различных N
приведены нормированные значения элементов, а также
максимального и минимального модуля коэффициента отражения; указаны
также значения предельного коэффициента отражения (Af=oo).
По данным приложения 1 можно оценить выигрыш в степени
согласования в заданной полосе частот при использовании цепи ШСУ
различного порядка. Существующие нормированные зависимостл
построены на рис. 3.8. Из приведенных данных видно, что при
использовании ШСУ (при N=4) реализуются параметры,
достаточно близкие к предельным.
При втором подходе рабочая полоса точно не определена;
даны нагрузка и требуемое минимальное значение КБВ в рабочей
полосе Kmin- Этому подходу соответствует приложение 2, в
котором в зависимости от заданного Ктт и различных значений
N приведены нормированные значения параметров эквивалента
и цепи ШСУ. По этим данным можно оценить выигрыш в
полосе, получаемый при наличии схемы ШСУ и
фиксированном минимальном значении /Cmin. Соответствующие
91

0,8
0,6
0,2
-
' А
j
\
jr
i
>
,N4, рез
, /f опт
F
со
Рис. 3.9
частотные характеристики для
/Cmin=0,4 построены на рис. 3.9.
Изменение оптимальной полосы
согласования (нормированного
значения реактивного элемента
цепи нагрузки), а также выигрыш
в полосе для различных N от /Cmm
показаны на рис. 3.10. Отметим,
что выигрыш в полосе по
сравнению с резонансным^
согласованием при N==1, рез имеет минимум, равный 4 при N—oo и
соответствующий уровню i(min=0,3 ... 0,4. При меньших и больших
значениях Kmin выигрыш возрастает и достигает 6...8.
При N=1, рез (рис. 3.9) резонансный усилительный каскад
работает в заданной- полосе частот при настройке эквивалента
о)о=соср и р=/?н. При этом минимальный коэффициент отражения
равен нулю (т. е. Ктах=1), а максимальный |s|max=Q/ J/4+Q2.
При N*=l, опт (рис. 3.9) кроме «настройки» эквивалента
подбирается ропт=|2и| (при co=cdi или о)=(02). В этом случае
максимальный в опюлосе частот коэффициент отражения становится
наименьшим, а минимальный (см. приложение 1)
lmlm= I ^ Imaxl =
Следует отметить, что при подключении первого элемента
(контура) ШСУ (N=2) |s|maX2= |s|mim (см. приложение 1).
В схеме ШСУ следует использовать идеальный трансформатор,
обеспечивающий расчетное соотношение оконечных активных
сопротивлений. Коэффициент трансформации определяется по
табл. 3.1. В цепях полосовой структуры идеальный трансформатор
91 т
4/рез
6
v4
ч
¦—
у
—<
1, опт
КМ=Г, рез
и. /
/
2
'II
1
N
0,2 ОМ 0,6 0,8 hm
Рис. 3.10
92

а)
Рис. 3.11
можно объединить с реальными индуктивностями или емкостями
(рис. 3.11) и получить эквивалентные параметры согласно
формулам
(3.8)
Li=L\—(ятр—1),
С\=С\—(пТр—
р—1)С2.
До этого предварительно надо пересчитать трансформатор в ту
часть схемы, где расположены соответствующие элементы цепи,
при этом соответственно умножить или разделить параметры
элементов схемы на квадрат коэффициента трансформации.
При пользовании формулами (3.8) следует обратить внимание,
что параметры всех элементов после преобразования
неотрицательны при условии l^nTp^l+Li/L2 или l^nTp^l+Ci/C2.
Если это условие не выполняется, надо пересчитать трансформатор
в ту точку схемы, где это условие обеспечивается, и затем
устранить идеальный трансформатор.
Особый интерес представляет широкополосное согласование
нагрузок (антенн) при малом исходном КБВ в фидере, т. е.
нагрузок большой добротности. В этом случае удается повысить
КБВ в фидере на порядок и значительно (в 5... 6 раз) снизить
потери в нем.
В приложении 1 приведены данные для расчета ШСУ только
для Q^IO. При большей добротности методика расчета
существенно упрощается. В этом случае элементы согласующей цепи для
эквивалента (рис. 3.4,а) рассчитывают по формулам
(3.9)
При увеличении добротности значения 62 и &4 возрастают, а
убывает. При Q>10 значения коэффициентов постоянны:
1,860 при N = 3, Г 0,630 при N = 3
2,240 при ЛГ=4, *e = |ft4==lf06 при ЛГ = 4.
93

Таблица 3.2
N
а
Р
1
1,0
2,0
2
2,0
2,67
3
2,42
2,84
4
2,64
2,93
сю
п
п
При N=2 для произвольной Q
i_2l/l+Q2
1+Q2'
' 'так
Q2
Для нагрузки на рис. 3.4,6 используют те же формулы
соответственно для La, С3, L4.
Так как коэффициенты 62, &з, &4 постоянны при Q>10, то
элементы ШСУ не зависят от
активного сопротивления нагрузки, а
определяются только реактивной его
частью и полосой согласования.
Это важное свойство ШСУ для
нагрузок большой добротности
значительно расширяет возможности
его использования.
Максимальное и минимальное
значения модуля коэффициента
отражения и КБВ определяются вы-
Ь,85
0^9
г)
Рис. 3.12

выражениями
|S|max=exp(—a/Q), Kmm=th(a/2Q),
|S|min=exp(-p/Q)f /Cm.x«th(P/2Q). (3.10)
Коэффициенты аир зависят от добротности: при „увеличении Q
они возрастают и при Q^3 принимают постоянные значения,
указанные в табл. 3.2.
При N=oo получаем известную формулу (3.4) для случая
предельного согласования.
Пример. Рассчитаем схему ШСУ для широкополосного передатчика с
коротковолновой штыревой антенной в диапазоне 5,5 ... 8,0 МГц с максимальным
коэффициентом отражения не более |s|max = 0,5; волновое сопротивление
фидера, соединяющего передатчик с антенной, 75 Ом. Частотные зависимости
входного сопротивления антенны изображены на рис. 3.12,а.
1. Выбираем эквивалент в виде последовательного контура (рис. 3.4) и
определяем параметры элементов эквивалента: /?н = 35 Ом, LH = 2,35 мкГн, Сн=80 пФ.
2. Резонансная частота цепи нагрузки /о—1/(2яуЬнСн)=11,6 МГц.
Среднегеометрическая частота fcp=Y/if2=6,63 МГц. Так как /0=11,6 МГц>/Ср =
=6,63 МГц, надо добавить последовательную индуктивность; общая
индуктивность L1 = 1/(cdCp2Ch)=7,2 мкГн; добавочная LAo6=bi—LH=4,85 мкГн. С учетом
дополнительной индуктивности определяем добротность нагрузки: Q=Ao)Ll/i?H =
=3,2.
3. Выбираем N=4; по приложению 1 определяем для Q = 3,2 |s|max = 0,44;
Is|min = 0,40; #2=0,643; ?3=3,536; #4=0,304. Получаем |5|пред = 0,375, так что
согласование близко к предельному. Значение |s|max меньше заданного.
4. По (3.7) и табл. 3.1 вычисляем параметры элементов и коэффициент
трансформации: С2=1170 пФ; L2=0,49 мкГн; L3=7,9 мкГн; С3=73 пФ; С4=
= 553 пФ; L4=l,04 мкГн; птр=1,1.
Полученная схема согласующего устройства вместе с эквивалентом антенны
изображена на рис. 3.12,6.
5. Пересчитаем идеальный трансформатор в сечение схемы между
элементами L3 и С3 и получим схему на рис. 3.12,в. Заменим Г-образное звено вместе
с идеальным трансформатором на П-образное и получим окончательную схему
ШСУ (рис. 3.12,г).
Рассчитанное таким образом устройство обеспечивает передачу
нормированной мощности в комплексную нагрузку в пределах (рис. 3.8) Рнтш=1—
— М2юах = 0,8; ^нтах==0,84. ТаКИМ ОбраЗОМ, СреДНЯЯ МОЩНОСТЬ Рнср=
=0,82Рн max; колебания мощности ±2%.
3.3. ШИРОКОПОЛОСНОЕ СОГЛАСОВАНИЕ
НАГРУЗОК С ДВУМЯ РЕАКТИВНЫМИ
ЭЛЕМЕНТАМИ
Эквиваленты второго типа можно рассчитать по
табл. 3.3. Для упрощения расчетов были составлены три
уравнения, после решения которых получились искомые соотношения.
95

Таблица. 3.3
Цели
эквивалентов
Частотные
характеристики
Параметры эквивалентов
L-1 (и,)
Q)j+CO2
C2(az)
Cf(t)
(u2) (1)
fin-
OI +1/0)2
Примечание. При расчете параметров эквивалентов 2 и 4 следует
использовать функции GH(w), BH(w)7 GA(co), BA(a>) и заме-
пять /?н на QH , /?д на ?& , ZH на Сн , СИ на, 1Н , Х^ на 3А .
Первые два уравнения соответствуют равенству активных частей
входного сопротивления нагрузки и эквивалента на двух
частотах, третье — равенству разностей реактивных частей на этих же
частотах.
Для эквивалентов с двумя реактивными элементами
ограничена не только площадь под кривой In l/|s| (рис. 3.7), но и
характеристика момента этой площади. Считая коэффициент
отражения постоянным в заданном диапазоне частот, решаем систему
из двух уравнений, выражающих ограничения на согласование,
и получаем для предельных -коэффициента отражения и КБВ:
-ехоГ
7с(1+*о)|
К -th
Апред — ш
"(1+;C())
(3 1
где хо — вещественный корень уравнения xz+cx-\-d—0> c—Q%
d=Q2X—36+1—коэффициенты этого уравнения,
96

Q=uu 6=Q/t2 (3.12)
— параметры эквивалента второго типа, ttifi=tt2fe=l/Qo2, щ, t\,
U2, U — нормированные к cdc=f(O2—coi и активному сопротивлению
jRh параметры реактивных элементов эквивалентов (табл. 3.3);
Qo = i/o^cog/coc — нормированная среднегеометрическая частота
диапазона, coi и ©2 — граничные частоты полосы согласования;
^=l-j-3Qo2 — параметр, характеризующий положение полосы
согласования. При d=0 хо=О и (3.11) сводится ок известной
формуле (3.4) для предельного согласования эквивалента первого типа.
Зависимости модуля |$|пред от параметров нагрузки и
полосы, рассчитанные по формуле (3.11) (рис. 3.13), показывают
влияние второго элемента и положения полосы согласования,
причем с ростом Qo предельная мощность падает.
Полужирная линия на рис. 3.13 соответствует границе
значений |5|пРед для нагрузки первого типа (при хо=О)\ при этом
бПред=(1+<Э2Я)/3. (3.13)
Следовательно, при 6>бпреД предельное согласование не зависит
от второго реактивного элемента эквивалента, а определяется
только первым.
На рис. 3.14 показано изменение модуля коэффициента
отражения от второго элемента на примере нагрузки 2 табл. 3.3.
Горизонтальный участок при С2<Спред соответствует
предельному согласованию первого реактивного элемента цепи нагрузки.
Подобные участки (при С2<Сгр) имеют и зависимости модуля
коэффициента отражения при оптимальном согласовании
эквивалента второго типа (при N=2, 3, 4, ...). Следует отметить,
что с уменьшением N граничные значения емкости уменьшаются,
поэтому влияние второго реактивного элемента становится все
более существенным.
Появление горизонтальных участков на зависимостях
(рис. 3.14) объясняется просто. Например, надо согласовать
последовательную нагрузку L\RK .в полосе от 0 до сос. Из табл. 3.1
видно, что при некотором N первым реактивным элементом
согласующей цепи (вторым элементом суммарной цепи) будет
параллельная емкость Сггр. Если при этом значении N емкость Сг
И max
0,8
0)6
0,1
О 0,2 О,Ь 0,6 0,8 Ц J,2< 1Л 16 18 2,0 2,2 Со
0,5 7,0 1,5 2,0 2,5 Q
п=2,
30=0
'If
1
|
?
¦» '
7
Вез
4-
>
шс
——
. *
——
•с
— -
^—¦
— —
——
'
—«S
——
Рис. 3.13
Рис. 3.14
7—6028
97

эквивалента второго типа будет меньше С2Гр, то в любом случае
надо ее увеличить на АС=С2гр—С2> чтобы получить оптимальное
значение параметра элемента согласующей цепи,
соответствующее первому (Li) реактивному элементу эквивалента. В, этом
случае синтез ШСУ для эквивалента второго типа строится на
базе синтеза согласующей цепи для эквивалента первого типа
и оптимальный коэффициент отражения будет определяться
только первым реактивным элементом (по приложениям 1 и 2).
Если же емкость С2 эквивалента второго типа больше С2гр
(определяемой первым элементом), то необходимо проводить
специальный синтез (соответствующий наклонным участкам
кривых на рис. 3.14). В этом случае [38] в цепь ШСУ должны быть
введены звенья взаимоиндукции, реализующие нуль передачи
согласующей цепи на вещественной оси а комплексной
переменной р.
Так как бгр определяется первым реактивным элементом и
положением рабочей полосы частот, то для выбранного N
можно сразу установить наличие элементов взаимоиндукции в
согласующей цепи.
Для реализации ШСУ без -взаимоиндукции используем
результаты синтеза схем согласования для эквивалентов первого типа.
Для этого надо определить функцию входного сопротивления
общей цепи со стороны активного сопротивления нагрузки (табл. 3.1)
и затем разложить ее в непрерывную дробь, выделяя элементы
эквивалента второго типа.
Результаты синтеза схем для N=3 приведены в табл. 3.4,
причем нумерация схем эквивалентов сохранена в соответствии
с табл. 3.3. Для каждого эквивалента второго типа приведено
два варианта ШСУ, соответствующих различному порядку
выделения нулей передачи реактивной цепи (показан условными
знаками 0, оо). Отметим, что синтез схем ШСУ для эквивалентов
первого типа проводится поочередным выделением элементов,
соответствующих нулям передаточной функции в начале
координат и в бесконечности, в то время как в схемах для
эквивалентов второго типа сначала выделяются два нуля передаточной
функции одного вида, а затем остальные нули.
Нормированные величины gu ?2, ?з, г для ШСУ и
эквивалентов первого типа определяются из приложений 1 и 2.
Методика расчета ШСУ без взаимоийдукции для
эквивалентов второго типа заключается в следующем. По заданным
параметрам эквивалентов (табл. 3.3) и формулам (3.12) вычисляем
значения параметров Q и б. Далее определяем граничный
параметр
(3.14)
и проверяем, содержит ли схема ШСУ элементы взаимоиндук-
98

Таблица ЗА
Цепь
ШСУ
Эквивалент рис. ЗА, а
Эквивалент рис. ЗА, с7
Г"
ШСУ
Нагрузка
551
О <=*> 0 <*> \0
Г"
ШСУ Г Нагрузка \
I о °° о
I
Tus *+ ~г \Т*2 '
« О\ О |
\0 0 °° 1 Z7
I
об I
I ао ц со | со Л О О ^-ч
! ^ ?;| aj j *, W
1L
ТГ
I ^ Z7
Примечание. Цифры в кружочках соответствуют номерам эк в ива-
ленто в в та5л. 3.3.
ции (
N=3):
. Затем вычисляем параметры элементов ШСУ (для
=v/p=T2, (3.15)
99

higi=uiti=u/it/i= 1/Qo2,
где T=l+Qg2Q02, Y=l+g"2g"3Qo2, v(v') —нормированное
сопротивление или проводимость генератора (см. табл. 3.4).
При N=2 для каждого эквивалента второго типа существует
только один вариант ШСУ без взаимоиндукции; в этом случае,
используя g-2=Q/(l+Q2), r=Y"T+Q2, получаем
6rp=l+Q2(l+?V), u3=6rPQ/(l+Q2),
*4='Q(l+Q2)/6rp, v=6W(l+Q2)3/2. (3.16)
На всех схемах (табл. 3.4) указано нормированное значение
активного сопротивления генератора; если оно не совпадает с
заданным, необходимо ввести идеальный трансформатор, а затем,
применив преобразование Нортона, устранить его (рис. 3.11).
В заключение пересчитаем параметры элементов цепи к RH и
(Ос=СО2—СОь
Пример. Рассчитаем ШСУ для передатчика с р=75 Ом в полосе частот
15 ... 25 МГц и антенной, изменение входного сопротивления которой показано
на рис. 3.15,а. Из табл. 3.3 определяем элементы эквивалента и получаем
значения L в микрогенри, С в пикофарадах, указанные на рис. 3.15Д для которых
по формулам (3.13) находим Q=3,0; 6=43,0. Вычисляем по (3.14) и
приложению 1 для N=3 и заданной полосы частот граничный параметр oVP=39,0 и
убеждаемся, что можно построить ШСУ без взаимоиндукции (б>бГр). Из
приложения 1 находим для Q = 3: g2=0,567; g3= 1,953; |s|max=0,452; Mmin = 0,392;
|5|Нред=0,35; по табл. 3.1 вычисляем г=2,289. Далее по формулам (3.16) и
табл. 3.4 (схема 1) определяем элементы схемы ШСУ (рис. 3.15,6). После
приведения оконечного сопротивления к требуемому значению внутреннего
сопротивления генератора и устранения идеального трансформатора получаем
окончательную схему, изображенную на рис. 3.15,в. Частотная характеристика
передачи мощности Ря в заданной полосе частот построена на рис. 3.15,а, там же
штриховой линией указано предельное значение мощности Рпред. Видно, что
согласование достаточно близко к предельному.
*к Г*
Ом
80
60
W
20
О
20
60
80
100
¦0,8-
10 74 18 /22. 26 Я
Л н у
О «> О О
I7Z J 0,07 0,67
в)
Рис. 3.15
100

Рассмотрим синтез ШСУ с взаимоиндукцией. Как и ранее,
частотная характеристика модуля коэффициента отражения
аппроксимируется с помощью полиномов Чебышева 7V(Q) [38]:
ш) 2 =
sbWa + Т% (Q)
(3.17)
При синтезе ШСУ с взаимоиндукцией для эквивалентов
второго типа параметры аппроксимации а и Ъ определяют из
условия минимизации максимального в рабочей полосе частот
модуля коэффициента отражения:
(3.18)
ch Na
причем
=fJ — a, a
—a),
(3.19)
= (4Л--1)/3=1
2 2
0 »
где Q, б — параметры эквивалента, N— порядок общей цепи
согласования и эквивалента; ?, Я и Qo — параметры,
характеризующие положение рабочей полосы частот; a — вещественный нуль
передаточной функции коэффициента отражения, для реализации
которого необходимо каноническое звено взаимоиндукции [38].
Таким образом, максимальный коэффициент отражения (3.18)
является сложной функцией переменной а, в зависимости от
которой можно найти оптимальное значение .коэффициента
отражения. Оптихмальные параметры согласующей цепи можно найти
с помощью программы расчета параметров (3.18), (3.19)
(приложение 3), а также программ минимизации функционалов
(например, подпрограммы QRAD, реализующей метод сопряженных
градиентов, текст которой приведен в приложении 7).
Оптимальность согласования обуслов- j$jmttx &=2, n*z
ливается тем, что для заданного порядка
пппроксимации N реализуется наименее
возможный максимальный в рабочей
полосе частот модуль коэффициента
отражения и при неограниченном увеличении Af
значение |s|max стремится к предельному
(3.11) (рис. 3.16).
Синтез ШСУ проводится по функции
Дых (рис. 3.2) цепи согласования со сто- Рис. 3.16.
0,5 1,0 Jt5 2,0 2,5 Q
101

роны эквивалента нагрузки:
для N=2
АхР /о 9П\
- (3-20)
где
A = S/Q2> A = pQ02/2(l-Qo) + 2apo, Аг = Q04(l -Qo) +
+aQ02c /2, В3 - Р УЩ — AQ/8, В2 = а (а2 + р2 + 0,5 + 2Q02) +
+eQef V2- АД/Ъ, В, « PQ02g]/2, Bo - Й04о;
для iV = 3
z {) = A5p* + A4p* + A3p* + A2p> + AlP 3.21)
где Л5=б/(Э2, Ai=ai—Qbi-u i=l, 2, 3, 4, Bk=bk—Ah-xQ/6, k =
=2, 3, 4,Bi=2pQ04a, flo=Qoea, a4=3Q04+2(a2 +p2)Q2+3/4Q2+
+4aaQ02+3ap2a+a2a+ A aa, a2=2pQ02 (?202+2aa), ai
Х(Йо2+2аа), й4=а[ЗЙо2+2(а2+р2)+3/4]+4аЙо2+Зар2+За/4+
+a3f 63=ap[4Q02+3a2+p2+3/4] +4ap?202, 62=Qo2a[3Qo2+2(a2+
+p2)+3/4]+2aQ04.
Параметры a, p и a в этих формулах определены из
условия минимизации функции (3.18).
Синтез ШСУ для эквивалентов второго типа проводится путем
разложения функций (3.20) или (3.21) в непрерывную дробь
[22, 28]. При этом выделяются четыре вида звеньев
(последовательная и параллельная индуктивность или емкость) в
зависимости от того, как производится деление: со старших или с
младших степеней полиномов функции входного сопротивления
или проводимости. Очевидно, число эквивалентных цепей ШСУ
возрастает с увеличением порядка аппроксимации функции (3.17).
При пользовании формулами (3.20), (3.21) необходимо учесть
ряд особенностей. Эти выражения описывают функции входного
сопротивления для эквивалентов 2,4 (см. табл. 3.3) и
проводимости для эквивалентов 1,3. Для «нижнечастотных» нагрузок 1,2
величины р и а нормированы к сос и звено взаимоиндукции имеет
нуль передаточной функции на вещественной частоте а. Для
«верхнечастотных» нагрузок 3,4 в формулах (3.20), (3.21)
переменную р необходимо заменить на 1/р, причем р и а
нормированы к о)о2/о)с, а звено взаимоиндукции имеет нуль передаточной
функции на частоте I/a.
Звено взаимоиндукции можно выделить на любом этапе
реализации ШСУ, поэтому число вариантов ШСУ с
взаимоиндукцией возрастает. В .табл. 3.5 приведены схемы и
необходимые формулы для расчета двух звеньев
взаимоиндукции, соответствующих их реализации по функции
102

Таблица 3.5
Звенья
взаимоиндукции

Используемые
Функции
Параметры звеньев
Z(p)
Z'(p)Jf
Li =
Z(60)
M
sP2Z(p)C(M+L2)-p(L,+L2)+Z(p)
J p2c(M+LJ)-pCZ(p)+I
Y(P)
Г,-УГв,)
з-г,
входного сопротивления и проводимости; там же приведены
соотношения, связывающие исходные входные функции с
оставшимися после выделения цепи. Доказано, что порядок
оставшейся функции на единицу меньше порядка исходной. Таким
образом, ШСУ с взаимоиндукцией представляют собой схемы
(табл. 3.4) с ©ключенными в том или ином сечении звеньями
типа изображенных в табл. 3.5. При этом элементы схемы без
взаимоиндукции могут изменить свое расположение.
Особенностью звеньев взаимоиндукции является то, что
индуктивность М (на верхней схеме) и обратная индуктивность
Г2 (на нижней) отрицательны. Непосредственной проверкой
можно убедиться, что Т-образное звено эквивалентно совершенному
трансформатору (с коэффициентом связи, равным единице),
составленному из индуктивностей Lx+M и L2+M. Поэтому при
реализации ШСУ с трансформатором, у которого коэффициент
связи меньше единицы, необходимо Т-образное звено (табл. 3.5)
объединить с последовательной индуктивностью схемы (табл. 3.4).
Аналогично этому П-образное звено (табл. 3.5) необходимо
объединить с параллельной индуктивностью в схеме, а затем с
помощью соответствующих формул перейти к обычной схеме
трансформатора.
Таким образом, наличие отрицательной индуктивности
накладывает некоторые ограничения на практическую реализацию
103

ШСУ. Однако, так как цепи ШСУ
являются полосовыми, звенья
(табл. 3.5) всегда могут быть
сведены к реальному
трансформатору. Соответствующие схемы
для П-образного звена с взаимо-
Рис. 3.17
индукцией приведены на рис. 3.17, где
L1== (Г2+Гз)/Г0, Ln= (Г!+Г2)/Г0,
М=Г2/Го, Г0=Г1Г2+Г1Гз+Г2Гз.
Примером реализации схем ШСУ с взаимоиндукцией для
эквивалентов второго типа при N=2 является табл. 3.6. Входное
сопротивление или проводимость ШСУ со стороны нагрузок
определяется по формулам (3.20). Порядок выделения канонических
звеньев, соответствующих нулям передаточной функции в начале
координат, бесконечности или на вещественной оси, выбран так,
чтобы реализовать трансформатор с коэффициентом связи,
меньшим единицы. Преобразование трансформаторов выполнено по
схемам на рис. 3.17. Следует отметить, что для всех
эквивалентов в табл. 3.6, кроме второго, можно построить эквивалентные
ШСУ, поменяв местами звено взаимоиндукции и соседнюю
последовательную или параллельную индуктивность.
Таблица 3.6
Эквиваленты на вазе
рис. JA,a
Эквиваленты на вазе
рис. ЗЛ, в
104

Ли /Г
б) lzBb]x(p)
0,653 0J57 0,916 Ю92 3,0
*0
ХА,Ом
в)
а а
Рис. 3.18
Первый со стороны комплексной нагрузки реактивный
элемент ШСУ (табл. 3.6) можно рассчитать по формуле
«з = —^— = а 1/"2 (—— + Q2 ,.__. V (3.22)
Остальные элементы согласующей схемы вычисляются по
формулам табл. 3.5 и разложением функции сопротивления или
проводимости в цепную дробь.
Пример. Рассчитаем ШСУ для работы в полосе частот 3,4 ... 7 МГц с
антенной, изменение входного сопротивления которой показано на рис. 3.18,а. По
табл. 3.3 определяем элементы эквивалента и получаем значения L в
микрогенри, С — в пикофарадах, указанные на рис. 3.18,6, при которых параметры цепи
эквивалента Q = 1,5; 6 = 2,0. По формулам (3.15) для N=3 вычисляем граничное
значение параметра бГр=5,81. Убеждаемся, что схема ШСУ реализуется только
с элементами взаимоиндукции (6<6гр). По (3.19) и приложению 3 для йо=4/а
и ЛГ==3 находим значения параметров аппроксимации и модуля коэффициента
отражения а=0,115; §=0,520; |s|max=0,573; |s|min=0,526; |s|HPefl*= 0,460.
Согласование получается достаточно близким к предельному. Далее по (3.21)
рассчитываем коэффициенты функции входного сопротивления ШСУ со стороны
эквивалента (рис. 3.18,6) и получаем
z _ 2,46р5 + 1,44/74 _{- 4,2I/?3 + 1,30/72 + 1,34/7
вьи' ~~ 2,25/74 + 1,32/?3 + 3,42/?2 + 0,93/7 + 0,89 *
Схема ШСУ, полученная при реализации этой функции, изображена на
рис. 3.18,в, где приведены нормированные значения параметров элементов; там
же условными знаками указан порядок реализации нулей передаточной
функции. После приредения оконечных сопротивлений к требуемому значению,
устранения идеального трансформатора, объединения Т-звена взаимоиндукции с
последовательной индуктивностью и пересчета значений элементов получаем схему*
изображенную на рис. 3.18Д
105

На рис. 3.18,а построены экспериментальные частотные характеристики КБВ
при работе ШСУ на антенну (1) и ее эквивалент (2). Там же приведены
расчетная (3) и предельная (4) характеристики КБВ схемы согласования и
характеристика (5) КБВ при работе непосредственно на антенну без ШСУ. Эти
графики показывают, что при включении схемы ШСУ КБВ значительно
повышается, особенно в левой части рабочего диапазона, т. е. как раз там, где
ограничения на широкополосное согласование особенно сильны. Можно отметить также,
что аппроксимация входного сопротивления антенны цепью эквивалента
достаточно хорошая и экспериментальные результаты близки к расчетным.
Изложенные методики позволяют рассчитать согласующее
устройство не только для работы с антенной в коротковолновом
диапазоне частот, но и для радиочастотных трактов на любых
частотах, где используются элементы с сосредоточенными
постоянными и заданы комплексные нагрузки, входное-
сопротивление которых может быть представлено рассмотренными здесь
эквивалентами.
3.4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СЕЛЕКТИВНО-
СОГЛАСУЮЩИХ УСТРОЙСТВ
С ПРИМЕНЕНИЕМ ЭВМ
Методы синтеза селективно-согласующих устройств на ЭВМ
используются тогда, когда комплексные нагрузки, а также
выходное комплексное сопротивление генератора имеют более
сложные зависимости от частоты, чем в рассмотренных примерах
классического синтеза. Кроме того, даже для классического
синтеза часто необходимо учитывать потери и паразитные
параметры в элементах согласующего устройства либо ограничивать
параметры элементов устройства или протекающие через них
токи и приложенные напряжения.
Полное решение задачи проектирования радиотехнического
устройства методами оптимизации на ЭВМ можно разбить на
три этапа: моделирование устройства на ЭВМ, составление
целевой функции и минимизация построенной целевой функции с
целью получения оптимальных параметров элементов
устройства (см. гл. 1).
Моделирование ШСУ на ЭВМ выполняется достаточно
просто. В большинстве своем согласующие" устройства представляют
собой схемы лестничного типа (табл. 3.7), поэтому для анализа
их применяют быстрые рекуррентные методы расчета. Отдельные
ветви схемы, а также сопротивление нагрузки и выходное
сопротивление генератора можно задать как в виде некоторых
двухполюсников определенной структуры, так и произвольным
массивом комплексных значений сопротивления в функции от
частоты. В первом случае в двухполюсниках могут быть учтены
произвольные потери в индуктивностях, изменяющиеся от
частоты и индуктивности L. Вид этих зависимостей, полученных по
106

Таблица 3.7
п/л
Широкополосное
устройство
Схема,
Ча статные характеристики
Трансформатор
активных
сопротивлении
Lr L
0,8
0,6
0,1
f
V
/
f
к'
0 U 8 12 16 20 2Ц- 28 32/,МГц
Антенно-
согласующее
Z,oM ¦
L7 Lj

Продолжение таблицы J.7
7
Согласующее
распределённой
структуры
f
75 /00 I 120 I ПО | ZA -**
I 2 J U- 5
0 6 /0 /4 18 22 26 f, МГц
л г u/
Согласующее
с минимальными
токами и
напряжениями
1,5 № /,58 1,62 /,65 IJf,Mru,
Учитывающее
паразитные
параметры
и раз&рос
сопротивлений
комплексной
нагрузки
КПД, К
0,8
0,6
0,2
м
€
птт
К
}
III"
,кпд
т.
-41
2,6 2,8 3,0 3,2 Jfi /,МГц

Окончание таблицы 3.7
2
Октавный
фильтр
Cw L о„ т П кБ
hi hi -Ь
8 JZ /6 20 2bff>
0,7 6Z
Диапазонный
эквивалент
антенны
ъ
800
600
400
ZOO
0
-ZOO
-400
4
/aI
7 \
/ \
\ \
JZ 16 20 \Zb /,Щ
xA.

10 15
Рис. 3.19
экспериментальным данным,
показан на рис. 3.19;
характеристики потерь г
аппроксимированы полиномом г =
= k2L2+kiL+k0i причем
частотные зависимости
коэффициентов потерь &2, ku ko
введены в ЭВМ. Таким образом,
при изменении индуктивностей
в процессе оптимизации
меняются и потери в них.
Использование в качестве
согласующих устройств более сложных схем (нелестничного
типа) заставляет применять более общие (матричные) методы
анализа, значительно более «медленные», чем
упомянутые-рекуррентные методы, что существенно ограничивает число элементов
устройства.
При использовании лестничных согласующих устройств и
соответствующих рекуррентных методов анализа время расчета
может быть весьма малым даже для устройств с большим числом
элементов. Так, время анализа 12 частотных характеристик
широкополосного согласующего устройства лестничного типа,
содержащего 30 реактивных элементов, в 30 частотных точках на
ЭВМ типа ЕС-1030 составляет 2,5 с. Программа анализа цепей
лестничной структуры приведена в гл. 1.
При моделировании ШСУ вычисляют частотные
характеристики входного и выходного сопротивления устройства, КБВ на
входе и выходе схемы, входной или выходной мощности, а также
токов и напряжений в отдельных сечениях схемы и другие
характеристики.
Целевая функция при оптимизации ШСУ должна быть
составлена та/ким образом, чтобы учесть «наилучшее» изменение всех
характеристик устройства, по которым оценивается его работа.
Например, если стоит задача расчета согласующего устройства
заданной структуры, обеспечивающего достаточно равномерные
и максимальные входные и выходные частотные характеристики
мощности при ограниченных токах и напряжениях в схеме,
целевая функция может быть построена следующим образом:
м
(3.23)
ML
MC
где М — число точек на оси частот; i — номер точки по частоте;
110

ML и МС — соответственно число индуктивностей и
конденсаторов; ри р2у Рз, Ра — весовые коэффициенты; Ко и Рвыхо—
желаемые уровни частотных характеристик.
Особенность целевой функции (3.23) заключается в линейной
композиции функций ошибки, имеющих различную
чувствительность при изменении элементов цепи. При необходимости
наложить ограничения на параметры элементов схемы в целевую
функцию (3.23) следует ввести в виде слагаемых штрафные
функции с соответствующим весовым множителем, учитывающие
изменение элементов при оптимизации.
Для построения отдельных функций ошибки можно применить
и другие критерии, например квазичебышевский:
t ~ 1
где Kmin—минимальное значение КБВ в заданном диапазоне
частот. Функция (3.24) является гладкой и при q>lO
стремится к /7тах=1 /Ктт— 1, наименьшее значение которой
соответствует оптимальным параметрам устройства.
Следует отметить, что целевая функция вида (3.23) является
функцией не только значений элементов схемы, но и весовых
множителей и параметров Ко, Рвыхо- Поэтому при оптимизации
эти величины следует менять; весовые множители
устанавливаются так, чтобы слагаемые в (3.23) были приблизительно
одинаковыми (если проектировщику важны «в равной степени» все
характеристики устройства). Если же необходимо выделить
влияние той или иной частотной характеристики по сравнению
с остальными, следует установить ей и больший весовой
множитель. Весовые коэффициенты при необходимости могут быть
частотно-зависимыми, чтобы «усилить» оптимизацию частотной
характеристики в той или иной области частот.
Значения Ко и Рвыхо выбираются так, чтобы в процессе
оптимизации получить равноколебательные частотные характеристики.
При выбранных значениях весовых коэффициентов и
параметров Ко и Рвыхо выражение (3.23) является функцией только
параметров хь элементов схемы:
F=f{xu х2, ..., Xu)=f(Xi), (3.25)
где N — число элементов устройства, и задачей оптимизации
ШСУ является нахождение оптимальных значений #г-(опт),
обращающих в минимум значение этой функции:
(3.26)
Целевую функцию вида (3.23), (3.25) при оптимизации ШСУ
можно минимизировать любым регулярным методом нелинейно-
11!

го программирования [40]. Можно использовать и
детерминированные методы, а также методы случайного поиска,
описанные в гл. I.
Методика оптимизации ШСУ с помощью ЭВМ заключается
в следующем.
1. Для заданных частотных зависимостей сопротивления
нагрузки и выходного сопротивления генератора выбрать структуру
схемы устройства и начальные значения элементов схемы хр. Для
определения структуры и параметров схемы можно использовать
результаты классического синтеза ШСУ, изложенные ранее.
2. Выполнить анализ схемы и по (3.23) оценить правильность
выбора весовых коэффициентов и параметров Ко и Рвыхо
целевой функции. При необходимости провести коррекцию этих
величин.
3. Выполнить минимизацию функции (3.23) (см. гл. 1).
4. Процесс минимизации остановить либо после выполнения
заданного числа итераций, либо после достижения целевой
функцией заданного значения е.
5. При практической оптимизации устройств после
выполнения одного-двух десятков итераций необходимо скорректировать
весовые множители и уровни желаемых характеристик, после
чего продолжать процесс минимизации. Критерием окончания
оптимизации в этом случае является получение частотных
характеристик устройства, удовлетворяющих поставленным
требованиям.
В табл. 3.7 приведены примеры синтеза с помощью ЭВМ
широкополосных устройств согласования и фильтрации. Синтез
выполнен с использованием программ анализа и оптимизации
лестничных схем (гл. 1).
Устройства со структурой типа фильтра нижних частот
можно использовать для согласования в полосе частот как активных
сопротивлений (схема 1, табл. 3.7), так и комплексных
(схема 2). Для схемы 2 приведены два примера согласования в
различных полосах частот; там же указаны предельные уровни
согласования заданной комплексной нагрузки — антенны. Видно,
что устройства реализуют согласование, близкое к предельному.
Широкополосными антенно-согласующими устройствами могут
быть не только цепи с сосредоточенными элементами, но и
распределенные структуры (схема 3, табл. 3.7). Последние могут
применяться не только на СВЧ, но и в (Коротковолновом
диапазоне, так как позволяют использовать для согласования фидер
либо его часть, а также конструктивные элементы самой антенны.
При оптимизации на Э.ВМ возможен синтез
селективно-согласующих устройств с минимальными токами и напряжениями
на элементах (схема 4, табл. 3.7). Особенно это актуально при
разработке мощных устройств, работающих на высокодобротные
комплексные нагрузки. В этом случае можно минимизировать
112

суммарные потери в устройстве, а также учитывать паразитные
параметры (емкости катушек индуктивности и монтажа) и
разброс сопротивлений комплексной нагрузки (схема 5).
Для фильтрации внеполосных сигналов широкополосного
передатчика применяются октавные фильтры; подобные фильтры
в виде четырехполюсников могут быть рассчитаны на основе
таблиц [28, 3&]. Однако для повышения энергетических параметров
передатчика часто необходимо использовать шестиполюсные
фильтры в виде параллельного соединения фильтров нижних и
верхних частот (или полосовых и режекторных). Параллельно
соединенные фильтры одинакового порядка можно рассчитать
по таблицам [5]. Однако для повышения избирательности
порядок фильтра нижних частот увеличивают; фильтр верхних
частот включают для поглощения гармоник (согласования каскада
по высшим гармоникам), поэтому он может иметь небольшое
число элементов. Схема и частотные характеристики
оптимального октавного фильтра, рассчитанного методами оптимизации
на ЭВМ, приведены в табл. 3.7 (схема 6). Устройство
обеспечивает номинальную передачу мощности в нагрузку и балластное
сопротивление, согласование каскада в полосах пропускания и
задерживания, а также необходимую фильтрацию гармоник (Лн).
Применяя оптимизацию на ЭВМ, можно провести синтез
диапазонных эквивалентов произвольных комплексных нагрузок:
антенн, преобразователей, полных входных сопротивлений
активных элементов и др. (схема 7, табл. 3.7). Подобные эквиваленты
часто необходимы для физического моделирования и настройки
разрабатываемых устройств. При синтезе эквивалента заданной
структуры надо в качестве выходного сопротивления генератора
взять величины, -комплексно-сопряженные с полным
сопротивлением заданной комплексной нагрузки: Zr(jco)=ZH*(jco). Тогда при
оптимизации схемы (минимизации модуля коэффициента
отражения) входное сопротивление ее Z3(jco) со стороны генератора
будет стремиться к заданному комплексному сопротивлению
нагрузки ZH(jco). Тем самым решается задача аппроксимации
произвольной функции комплексного сопротивления нагрузки с
помощью входного сопротивления реализуемой цепи.
На частотных характеристиках (схема 7, табл. 3.7) точками
указаны экспериментальные значения полного сопротивления
эквивалента.
3.5. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРОВ ОБМОТОЧНОГО ТИПА
В высокочастотном тракте радиопередатчиков трансформаторы
используют как элементы фазирования, согласования и
гальванического разделения цепей. По виду связи между входными и
выходными зажимами высокочастотные трансформаторы можно
8—6028 113

разделить на два больших класса: с магнитной и
электромагнитной связью. В трансформаторах первого типа (часто
называемых обмоточными) к входным зажимам подключается первичная
обмотка, вокруг которой током, протекающим по обмотке,
создается переменное магнитное поле. Во вторичной обмотке,
помещенной в это магнитное поле, индуцируется ЭДС, определяющая
выходное напряжение.
В трансформаторах второго типа входной сигнал возбуждает
электромагнитные волны в ряде отрезков линии передачи
(кабеля), подключенных определенным образом к входным зажимам
трансформатора. Сигнал на выходе трансформатора
определяется линейной комбинацией электромагнитных волн, прошедших
через отрезки линии передачи. Поэтому такие трансформаторы
часто называют трансформаторами типа длинной линии,
линейными, или кабельными.
Для получения заданных частотных характеристик цепи,
содержащей трансформатор, к параметрам последнего
предъявляются вполне определенные требования. Задача проектирования
и конструктивного расчета трансформатора заключается в
обеспечении этих параметров в реальной конструкции. В качестве
таких параметров реального трансформатора (рис. 3.20,а)
наиболее часто используют значения элементов эквивалентной схемы,
один из вариантов которой приведен на рис. 3.20,6, где ИТ —
идеальны^ трансформатор, характеризующий основное свойство
трансформатора: изменение напряжений и токов в первичной и
вторичной цепях; n=w2/wi — коэффициент трансформации; w\,
w2 — число витков в первичной и вторичной обмотках; Lsu LS2 —
индуктивности рассеяния обмоток, определяемые магнитными
потоками рассеяния, т. е. теми частями потока, которые
сцепляются с витками только первичной или только вторичной обмотки;
Lju — индуктивность намагничивания трансформатора, определяе-
Рис. 3.20
114

мая магнитным потоком, пересекающим витки обеих обмоток;
С — емкость, характеризующая электрическую энергию,
запасаемую в межвитковых и межобмоточных емкостях
трансформатора. Так как указанные емкости являются распределенными, то
место включения емкости С, выбранное в эквивалентной схеме
условно, определяется соотношением между емкостями и
степенью их влияния на характеристики всей цепи. В ряде случаев
при точных расчетах используют включение в эквивалентной
схеме большего числа емкостных элементов, выделяя, в частности,
межобмоточную емкость.
В дальнейшем часто будем пользоваться модификацией
физической эквивалентной схемы, в которой на основе
преобразования Нортона три индуктивных элемента (в схеме на рис. 3.20,6)
заменены двумя — индуктивностью рассеяния Ls и
индуктивностью намагничивания Ьц (рис. 3.20,в). При этом коэффициент
трансформации ИТ изменяется: пит=п/кСв, где /гсв=У1—LK/LX —
коэффициент связи между обмотками трансформатора; LK и Lx —
индуктивности, измеренные со стороны одной из обмоток
трансформатора при коротком замыкании и разрыве цепи второй
обмотки.
Эквивалентная схема на рис. 3.20,в удобна еще в одном
отношении— элементы схемы легко определяются по измерениям
параметров реального трансформатора: LS=L\K — индуктивности
первичной обмотки трансформатора при коротком замыкании
выводов вторичной обмотки, Llx=L<2x — индуктивности вторичной
обмотки при разомкнутой первичной.
Ввиду того, что в высокочастотных трансформаторах число
витков в обмотках, невелико, часто учитывают влияние рези-
стивных сопротивлений обмоток трансформатора и потерь в
сердечнике не на частотные характеристики трансформатора, а лишь
на КПД трансформатора. Однако при необходимости эти
сопротивления могут быть включены в схему: первые два —
последовательно с Ls, а третье — параллельно L^.
В качестве сердечников высокочастотных широкополосных
трансформаторов наиболее часто используют кольцевые
сердечники из ферритов марок НН, НМ, ВЧ. Обмотки, как правило,
однослойные, занимают значительную часть поверхности
сердечника. Индуктивность намагничивания в этом случае достаточно
точно определяется соотношением
Llx=\xo\iw2Sc/lcp1 (3.27)
где \1о=4п'Ю~7 Гн/м — магнитная проницаемость вакуума, [i —
относительная магнитная проницаемость материала сердечника,
w — число витков в обмотке, Sc — площадь поперечного сечения
сердечника, 1ср — средняя длина магнитной силовой линии в
сердечнике.
8* 115

Для кольцевых сердечников /Ср=я?Ср, где Dcp — средний
диаметр кольца. При круглом поперечном сечении кольца
(тороидальный сердечник) Dcp=(D+d)/2, при прямоугольном сечении
?)ср=(?)—d)/\n(D/d) « (D-{-d)/2y где D и к — наружный и
внутренний диаметры кольца.
Вычислить индуктивности рассеяния обмоток достаточно
сложно, так как значение Ls сильно зависит от конструктивного
выполнения трансформатора, от геометрического расположения
обмоток на сердечнике [35]. В частности, Ls возрастает в
несколько раз, когда обмотка занимает только часть поверхности
сердечника. Поэтому при малом числе витков для уменьшения
Ls обмотки рекомендуется выполнять плоской лентой. Для
снижения индуктивности рассеяния широко используют также
секционирование обмоток. При этом секции одной обмотки
располагают между секциями другой по периметру сердечника.
Практически полностью устранить проходную
(межобмоточную) емкость и снизить индуктивность рассеяния удается в
трансформаторах с объемным витком, где обмотки располагают
на отдельных кольцевых сердечниках, заключенных в объемный
виток (рис. 3.21). С помощью замкнутого кожуха
трансформатора /, образующего объемный виток, осуществляется связь между
обмотками 2 и 3. Объемный виток ограничивает поле связанных
катушек в небольшом объеме, уменьшая тем самым
индуктивность рассеяния. Электростатический экран 4 в форме
кольцевого диска, соединенного электрически с кожухом по внутренней
(рис. 3.21,а) или наружной (рис. 3.21,6) кромке, позволяет
практически полностью устранить проходную емкость трансформатора.
Индуктивность намагничивания трансформатора
+
Индуктивность намагничивания реального трансформатора
следует измерять при наличии в кожухе обоих сердечников. В
противном случае индуктивность обмотки будет шунтироваться
малой индуктивностью объемного витка.
а)
Рис. 3.21
116

Индуктивность рассеяния такого трансформатора, приведен-
шая к первичной обмотке (см. рис. 3.20,в), слагается из трех
компонент — индуктивностей рассеяния объемного витка LS3 и
обмоток Lsi, LS2-
С достаточной точностью индуктивность рассеяния объемного
витка
^ ^ С3-28)
аде Sbi и Sb2 — площади сечений воздушных просветов между
обмотками и кожухом. В симметричной конструкции SBi=SB2=SB
и /ср1=/ср2=/ср и (3.28) принимает вид
Индуктивности рассеяния каждой из обмоток
Lsi« (\io/2n)piWi2 In (gi/dnt), (3.29)
тде i — номер обмотки, р — периметр одного витка обмотки, g—
шаг намотки (по средней линии сердечника), dn — диаметр
провода.
Формула (3.29) справедлива, если расстояние между
обмоткой и поверхностью сердечника достаточно велико (не меньше
половины шага намотки).. Если это условие не выполняется,
значение Lsi, найденное по (3.29), необходимо увеличить в 2|л/(1 +
Поскольку на высоких частотах поверхностный эффект выражен достаточно
отчетливо, толщину стенок кожуха (объемного витка) следует выбирать исходя
только из соображений механической прочности. Поэтому кожух часто
выполняют из тонкого (0,5 ... 1,2 мм) посеребренного латунного листа (давлением
или штамповкой). Зазор между обмотками и кожухом обычно выбирают в
пределах 1,5 ... 3 мм. Особое внимание при конструировании трансформаторов
с объемным витком следует обратить на обеспечение малых контактных
сопротивлений в местах соединения частей кожуха, так как токи, протекающие в
объемном витке, в w раз больше токов обмоток и поэтому контактное
сопротивление пересчитывается к зажимам трансформатора пропорционально квадрату
числа витков обмотки.
Широкополосность трансформаторов обмоточного типа всех модификаций,
т. е. трансформаторов с магнитной связью между обмотками, в значительной
степени определяется соотношением между индуктивностями рассеяния и
намагничивания. Индуктивность рассеяния обусловлена конструкцией обмоток и мало
зависит от магнитной проницаемости сердечника [i. Индуктивность
намагничивания прямо пропорциональна fi, поэтому для расширения полосы пропускания
трансформатора (в сторону нижних частот) необходимо использовать сердечники
с максимально возможной проницаемостью. Однако с ростом ji снижается
рабочий диапазон частот трансформатора со стороны верхних частот вследствие
117

роста потерь в сердечнике на этих частотах. В трансформаторах, работающих
при большой мощности, последнее обстоятельство усугубляется повышением
потерь в сердечнике с его нагревом. Поэтому рабочий диапазон частот
широкополосных трансформаторов обмоточного типа ограничен перекрытием, не
превышающим 20 ... 50, и снижается с увеличением мощности.
Существенно более широкую полосу пропускания удается
получить в трансформаторах типа длинной линии. Рабочий
диапазон таких трансформаторов может простираться от десятков
килогерц до нескольких сотен мегагерц с перекрытием по
частоте, достигающим нескольких тысяч.
3.6. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ТРАНСФОРМАТОРОВ
ТИПА ДЛИННОЙ ЛИНИИ
Принцип действия таких трансформаторов можно рассмотреть на примере
работы простейших устройств. Если к входным зажимам отрезка линии
передачи Л (коаксиального кабеля на рис1. 3.22,а) подключить источник
высокочастотного напряжения ?/ь в линии возбуждается электромагнитная волна, которая
через отрезок времени т достигнет выходных зажимов и вызовет ток в цепи
нагрузочного резистора Rn- Полярность выходного напряжения без учета набега
фазы в линии будет совпадать с полярностью входного сигнала. Такое
соединение можно условно назвать трансформатором с коэффициентом трансформации
1 : 1 (впрочем, как и непосредственное соединение нагрузки с источником
сигнала). Если на выходном конце линии заземлить не оплетку кабеля, а
внутренний проводник (рис. 3.22,6), то полярность выходного напряжения изменится на
противоположную и такое соединение можно считать трансформатором с
коэффициентом трансформации 1 : (—1). Но в работе этого трансформатора есть
одна принципиальная особенность: оплетка кабеля на входе и на выходе имеет
различные потенциалы (в дальнейшем разность этих потенциалов будем
называть продольным напряжением на линии), поэтому по наружной поверхности
оплетки кабеля потечет уравнительный ток Г.
118

Сказанное иллюстрируется рис. 3.22,в, где помимо Г указаны токи линии
шередачи на входе 1\ и выходе h, которые протекают по наружной поверхности
внутреннего проводника и по внутренней поверхности оплетки (эти токи в
каждом сечении линии всегда равны и направлены в противоположные стороны).
Так как ток в нагрузочном резисторе уменьшается на значение /', которое
определяется продольным напряжением «а линии и сопротивлением наружной
поверхности оплетки кабеля, в конструкции трансформатора появляется новый
элемент — ферромагнитный сердечник. Задача этого сердечника — увеличить
сопротивление оплетки кабеля (продольного сопротивления линии), которое носит
индуктивный характер, и, следовательно, уменьшить ток Г. В противном случае
.нагрузка будет шунтироваться малым продольным сопротивлением линии.
Отличительной особенностью трансформаторов типа длинной линии является
зависимость частотной характеристики модуля коэффициента передачи от
сопротивления нагрузки. Если сопротивление нагрузки Rh равно волновому
сопротивлению отрезка кабеля р, коэффициент передачи Kv=V2IUi частотно-независим.
Причем для схемы на рис. 3.22,а Ки теоретически не зависит от частоты при
изменении ее от нуля до бесконечности. Реально на высоких частотах начинают
сказываться потери в кабеле и паразитные индуктивности соединений. Схема на
рис. 3.22,6 имеет ограничения и со стороны низких частот, обусловленные
шунтированием нагрузки продольным сопротивлением кабеля (штриховая линия на
рис. 3.22,2). При отклонении сопротивления нагрузки от значения Rn=p
трансформатор ведет себя как отрезок линии передачи (рис. 3.22,г). Частотная
характеристика имеет периодический характер, положение первого экстремума
соответствует частоте /', на которой в линии укладывается четверть длины волны.
Трансформаторы, у которых модуль коэффициента
трансформации отличен от единицы, можно строить на основе
параллельно-последовательного соединения отрезков линии передачи, что
иллюстрируется рис. 3.23,а для транформатора с п=2. Источник
сигнала на входе трансформатора возбуждает электромагнитные
волны в соединенных параллельно линиях Л\ и Л2. Если длины
линий одинаковы, то обе волны через одинаковый отрезок
времени т достигнут выходных зажимов и напряжение на нагрузке
вследствие последовательного соединения линий будет в два раза
превышать входное напряжение: U2=2U\. Точно так же можно
показать, что выходной ток в два раза меньше тока входного,
поэтому 7?н=4/?вх=п27?вх, где /?BX=?A//i — входное
сопротивление трансформатора.
Знак коэффициента трансформации, как обычно,
определяется заземленным зажимом во вторичной цепи. Если заземляется
нижний зажим нагрузочного резистора (рис. 3.23,а), п=2, при
заземлении верхнего зажима (рис. 3.23,6) п=—2. Если
заземлить на выходных концах точку соединений линий Л\ и Л2
(рис. 3.23,б), выход трансформатора будет симметричным. На
рис. 3.23,2 приведен вариант схемы с симметричным входом и
выходом. Для нормальной работы трансформатора все линии,
продольное напряжение на которых отлично от нуля, должны
119

*В*= д \ />
*)
Рис. 3.23^
иметь ферромагнитные сердечники подобно рис. 3.22,6, что
условно показано в виде кольца вокруг линий на рис. 3.23.
Аналогичное соединение п отрезков кабеля приводит
(рис. 3.23,5) к трансформатору с коэффициентом трансформации
п. Для согласования линий необходимо выполнение .условия
P=Rn/n. (3.30)
В приведенном на схеме подключении нагрузки все линии, за
исключением Л\, должны иметь сердечники, причем продольные
напряжения на линиях кратны входному напряжению: Um=
= (i—l)L'i. Таким образом, при коэффициенте трансформации п
трансформатор содержит п отрезков кабелей и п—1
ферромагнитных сердечников. Для упрощения конструкции трансформатора все
линии, нуждающиеся в магнитной цепи, могут быть намотаны на
общем сердечнике. При этом необходимо строго выдерживать
соотношение между числами витков отдельных кабелей в соответствии
со значениями их продольных напряжений: w\ : w2 : w3: .. :шп=
=?/ni: t/лг: t/лз: ... :^лп = 0:1 :2: ... : (п— 1).
120

Направление намоток кабелей должно быть таким, чтобы
магнитные поля, создаваемые уравнительными токами (ток /' на
рис. 3.22,0) отдельных кабелей, были направлены в одну
сторону. В противном случае нормальная работа трансформатора
нарушается.
Так как все кабели должны иметь одинаковую длину, а
число витков их на общем сердечнике различно, то часть кабелей
уже невозможно расположить на сердечнике, что приводит к
некоторым конструктивным трудностям. Поэтому на практике
иногда применяют такие трансформаторы, у которых кабель
полностью уложен на сердечнике. При этом длины отдельных
кабелей /л определяются числами витков, т. е. продольными
напряжениями на них:
/л1: /л2: /лз: ... : /ля=0 : 1 : 2 : ... : (п—1). (3.31)
В частности, при п=2 схема на рис. 3.23,а преобразуется к
схеме на рис. 3.23,?. Естественно, что такое решение приведет к
частотной зависимости Ки даже при выполнении условия (3.30).
Коэффициент передачи трансформатора по напряжению легко
определяется через его параметры как четырехполюсника. В
данном случае удобно воспользоваться гибридными f-параметрами
[45], при которых
/С</= | U2/Ux\ = \fn/(l—fi2lRn) |, (3.32)
ZBX=Ui/Ii=(R*—fi2)/(f2lR*+fnf22—fl2f2l). (3.33)
При параллельно-последовательном соединении отрезков
линии передачи f-параметры трансформатора (/,-/) легко
определяются по f-параметрам составляющих линии (/#*):
f
a
(3.34)
Матрица /-параметров отрезка линии передачи имеет вид
1 — р shy/
f =
1
ch-(t
1
(3.35)
— shy/ i
. Р J
где Y=a+JP — постоянная распространения. Если не учитывать
потери в кабелях (а=0), последнее выражение упрощается:
1 j p sin p/
(3.35а)
COS0/
— j — sin {
p
1
Подставив элементы матрицы (3.35а) в (3.32) —(3.34), найдем
cos2* + p% sin2*
\zBX\ =
(3.36)
121

при равных длинах всех кабелей и
(3.37>
при длинах кабелей, выбранных по соотношению (3.31), где
п—\ п—\
pN=np/RH— нормированное волновое сопротивление линий
передачи; х=$1л— относительная частота (фазовый набег в
линии) ; р=2яДл — постоянная распространения; Хл — длина
волны в линии; /л — длина кабелей в (3.36) или длина наибольшего
из кабелей в (3.37). Выражения (3.36) и (3.37) иллюстрируют*
ся графиками на рис. 3.24,а,б и в,г соответственно.
В области верхних частот электрический расчет
трансформатора сводится к выбору волнового сопротивления кабелей по
соотношению (3.30) и, определению их длины по рис. 3.24 или
аналогичным графикам. Геометрическая длина отрезков
кабелей определяется допустимым фазовым набегом хлоп:
где Со=3-1О8 м/с — скорость света в вакууме, fB — верхняя ра-
1,0
0,8
0,6
ОМ
\
°'5/
4,0
2,0
У^
10
JO 60 х, град
а)
1,0
0,9
0,8
Pn =
/
С
Ч
1
30
60
х„ грай
1,0
0,8
0,6
Pn=2,0
J
/
\>
\
/
N.
1,0
0,7
1,0
0,9
0,8
OJ
0,6
Pn = 1
J >
п=2
ч\
"""^—
60 х,град
30
60 х, град
Рис. 3.24
122

бочая частота трансформатора, kY — коэффициент укорочения
длины волны в кабеле (для стандартных кабелей &у«1,5).
Следует также иметь в виду, что при параллельно-последовательном
соединении двух или нескольких отрезков линии передачи могут
возникать резонансные явления на частотах, при которых в
линиях укладывается четверть длины волны. Эти явления
обусловлены незначительными различиями в длинах отрезков кабелей,
неизбежно возникающими в процессе изготовления
трансформатора.
Со стороны нижних частот рабочий диапазон ограничивает
эквивалентная индуктивность намагничивания трансформатора
L^ шунтирующая RH или вход трансформатора (в зависимости
от того, к каким зажимам трансформатора она приводится).
Значение L^ определяется продольными индуктивностями линий
Ьл и зависит от числа линий и сердечников, а также от
расположения заземленных точек на входе и выходе трансформатора.
При вычислении L^ в первом приближении можно пренебречь
фазовым набегом в линиях, заменяя каждую из них идеальным
трансформатором 1:1, к соответствующим зажимам которого
подключена продольная индуктивность кабеля. Место включения
Ьл определяется конструкцией кабеля. На рис. 3.25,а приведена
эквивалентная схема отрезка кабеля, используемого как
четырехполюсник. В схеме помимо отрезка идеальной длинной линии с
соответствующими волновым сопротивлением и длиной
присутствует и продольная индуктивность Ьл. Эта индуктивность
подключена к отводам от идеальных автотрансформаторов ИТ.
Положение отводов в ИТ определяется конструкцией кабеля. Если
кабель коаксиальный, то индуктивность Ьл подключается к
выводам от наружного проводника (оплетки) кабеля (точки 1 и 2
или Г и 2' на рис. 3.25,а), а если линия симметричная
двухпроводная—к отводам от середины ИТ. Однако и для
симметричной линии подключение Ьл к одному из проводников (1—2 или
У—2') не приводит к большим ошибкам при расчетах.
Вычисление L^ по заданным Ьл можно существенно
упростить, если учесть, что L^ характеризует энергию магнитного
поля продольных индуктивностей (реактивную мощность,
запаа)
Рис. 3.25
123

саемую в них). Поэтому
(3.38)
я!л1
Аналогично вычисляется и эквивалентное сопротивление потерь
через сопротивления потерь в отдельных сердечниках:
U2
-^, (3.39)
ffi Rjli
где U — напряжение между теми точками трансформатора, к
которым,, приводятся Lyx, и Rp, /?лг — сопротивление потерь в
сердечнике 1-й линии. При этом следует иметь в виду, что, еслет
ряд кабелей наматывается на общем сердечнике, в расчете
нужно учитывать только один из них, так как магнитный поток в^
сердечнике не зависит от числа линий, расположенных на нем.
Например, для трансформатора (рис. 3.23,<Э) значение L^,
приведенное к входным зажимам,
при намотке линий на раздельные сердечники и при равных
при намотке всех линий на одном сердечнике, где Ьлп —
продольная индуктивность линии Лп-
Приведенный метод анализа трансформатора на отрезках
линий передачи легко применим только для простейших схем. При
большом числе линий и сложном их соединении анализ таких
трансформаторов можно выполнить лишь с помощью ЭВМ. При;
этом можно использовать программы анализа схем на
дискретных jRLC-элементах, если эквивалентную схему отрезка длинной
линии (рис. 3.25,а) заменить схемой (рис. 3.25,6), состоящей из.
дискретных элементов, проводимости которых определяются
параметрами линии: Bi=—BL+1 /р th yl, \ В2=Вь-\-1 /Р sh yU #з=
Рассмотренные конструкции трансформаторов имеют два
существенных недостатка: коэффициент трансформации может быть
только целым числом; довольно сложная конструкция
трансформатора при большом п. Частично эти недостатки ослабляются
при использовании указанных на рис. 3.26 соединений нескольких
трансформаторов. При каскадном включении двух трансформа-
124

Г r-
а)
и, и,
Рис. 3.26
1 У
—
J:n,
7:/Г2
торов (рис. 3.26,а) их. коэффициенты трансформации
перемножаются:
n=U2/Ui=nln2. (3.40)
Взяв, например, fii=3, П2=1/2, получим трансформатор с /г=1,5. При /ii=*
=п2=4 /г= 16. При параллельно-последовательном соединении (рис. 3.26,6)
коэффициенты трансформации суммируются:
/2=?/2A/i = "H-"2, (3.41)
если время задержки сигнала в каждом из трансформаторов одинаково.
Например, при tti = l и /г2= 1/2 получается трансформатор с /г=1,5 (рис. 3.27,а).
В этой схеме линии Л2 и Л3 могут наматываться на общем сердечнике (что
условно показано на схеме) с одинаковыми числами витков. На рис. 3.27,6
приведен еще один вариант трансформатора с л=1,5, который реализован по
схеме на рис. 3.26,6 при rci = l/2, /г2=1 и при устранении линии во втором
трансформаторе. Здесь отношение чисел витков линии w{ : w<f=Uai: ?/лг=2 : 1.
Соединения по рис. 3.26 и выражения (3.40), (3.41) легко
распространяются на произвольное число отдельных
трансформаторов, но и в этом случае п может быть отношением только
целых чисел. Для получения более плавного изменения можно
на выходе кабельного трансформатора каскадно (по схеме на
рис. 3.26,а) включить обмоточный трансформатор или
автотрансформатор. В качестве последнего можно использовать проводник
(например, оплетку) одного из кабелей трансформатора. Два
таких трансформатора, в которых за основу положены схемы
рис. 3,23,е и 3.27,6 (в обратном включении), приведены на
рис. 3.28,а, б. В этих схемах кабельный трансформатор нагружает-
Рис. 3.27
125

ся индуктивностью нижнего проводника (наружной поверхности
оплетки) кабелей Л\, а нагрузочный резистор RH подключается
к отводу от обмотки, образованной этим проводником. Для
улучшения частотных свойств обмоточного автотрансформатора в
схему могут быть введены корректирующие конденсаторы С\ и Сг,
образующие совместно с L^ и Ls автотрансформатора двузвен-
ный полосовой фильтр. Эквивалентная схема, нагружающая
кабельный трансформатор, показана на рис. 3.28,в. В нее
включен идеальный автотрансформатор ИТ с коэффициентом транс-
мации kcBwf/w\, где W\ и w' — числа витков, образуемые всей
линией Л\ и частью намотки, к которой подключается нагрузка;
Лев — коэффициент связи между частями обмотки
автотрансформатора.
Как указывалось, для дополнительной трансформации можно
использовать дополнительную обмотку, которую можно уложить
на общем с линиями сердечнике. Число витков дополнительной
обмотки должно соотноситься с числами витков линий как
выходное напряжение с продольными напряжениями на линиях.
3.7. РАСЧЕТ МАГНИТНОЙ ЦЕПИ
ТРАНСФОРМАТОРА
Исходными для расчета магнитной цепи обмоточного
трансформатора являются соотношение (3.27), связывающее параметры
-сердечника и индуктивность намагничивания, а также выражение
для амплитудного значения индукции в сердечнике:
B=U/(dwSc, (3.42)
где U—амплитудное значение напряжения на одной из обмоток
(первичной или вторичной); w — число витков этой обмотки; 5С —
площадь поперечного сечения сердечника.
Учитывая, что максимального значения Вшах индукция
достигает на нижней рабочей частоте сон, из (3.27) и (3.42) находим
минимально необходимый объем сердечника при заданных
условиях работы
Fmin « 5с/ср=|Я0^^7«н25тах21^ (3.43)
126

ffo I/mm выбирается типоразмер сердечника, причем из
сердечников с равными объемами следует брать сердечник с наибольшей
площадью поперечного сечения, поскольку тогда потребуется
меньшее число витков и индуктивность рассеяния трансформатора
окажется меньшей. В результате может оказаться целесообразным
выполнять сердечник из нескольких составленных вместе колец.
Для маломощных трансформаторов Vmm получается малым и
размеры сердечников выбирают из конструктивных соображений.
Иа (3.43) следует, что необходимый объем сердечника
снижается с уменьшением- \х. Однако при этом требуется большее число
витков в обмотках (для реализации заданной L^), что приводит
к росту индуктивности рассеяния и снижению коэффициента
связи между обмотками трансформатора. В диапазоне частот 1...
... 30 МГц в трансформаторах наиболее часто используют
ферриты марок 600НН, 400НН, 200НН, 200ВЧ [29].
Величина Втах определяется [33] по допустимому значению
индукции Вразр, приводящей к разрушению сердечника:
Smax= (0,5 . . . 0,8) Вразр-
Для некоторых марок ферритов значения Вразр приведены
в табл. 3.8.
Исходными данными для расчета магнитной цепи и
конструктивного расчета трансформаторов типа длинной линии и
трансформирующих устройств мостовых схем помимо диапазона рабочих
частот являются определенные при электрическом расчете
максимально допустимая длина /л и минимальное значение продольной
индуктивности Ьл кабеля. Кроме того, необходимо определить
значения продольного напряжения на кабеле ил (т. е.
напряжение между крайними точками одного из проводов кабеля,
например, оплетки) и значение мощности Рл, проходящей через него.
Для мостовых схем эти величиньгнаходятся как в рабочем
режиме, так и при допустимых отклонениях от сбалансированного
режима.
Расчет начинают с выбора марки кабеля по значению
волнового сопротивления и мощности Рл, причем важной
характеристика б пица ЗЯ
Марка феррита
600НН
400НН
400НН1
200НН1
200НН2
150ВЧ
ЮОВЧ
30ВЧ1 1
0,15
0,
0,
0,
МГц
032
022
034
1
0,
0,
о,
Браз
МГц
01
012
и12
Р» Тл, на частоте
3 МГц
0,005
0,004
0,0045
0,005
0,0085
0,004
0,0045
0,005
15 МГц
0,0008
0,0015
0,0009
0,0025
30 МГц
0,0003
0,0006
0,0002
0,0003
0,003
0,002
127

кой кабеля, во многом
определяющей конструктивное ис-
\ л л л л л \^ полнение трансформатора, яв-
)))))) Р^ ляется минимально
допустимый радиус изгиба.
' В зависимости от мощности
329 и диапазона частот возможны
два варианта конструктивного
исполнения кабеля с
магнитной цепью: кабель наматывается на сердечник; на кабель
надевается сердечник в виде трубки или набора колец. В первом
варианте для повышения индуктивности желательно, чтобы магнитная
цепь была замкнутой. Форма сердечника может быть различной:
броневой, стержневой, кольцевой. Наиболее часто используют
вариант намотки кабеля на кольцевой сердечник (рис. 3.29,а), при
этом индуктивность оплетки Ьл может быть определена по
формуле (3.27).
В предположении, что независимо от формы сечения
сердечника форма витка кабеля представляет собой круг, в который
вписывается сечение сердечника,
w2Sc=aD2asL2/4n (3.44)
и продольная индуктивность следующим образом связывается
с длиной кабеля, намотанного на сердечник:
где ад=0,7...1,0 — отношение диаметра окружности, описанной
вокруг сечения сердечника, к диаметру витка кабеля; as —
отношение площади сечения сердечника к площади описанного вокруг
него круга. При круглом сечении as=l, при прямоугольном с
отношением сторон 1 : h as=4/0t(l+/i2), в частности, при
квадратном сечении as=2/n«0,64.
Из (3.45) следует, что размер сердечника, т. е. /ср, следует
брать минимальным так, чтобы намотка кабеля осуществлялась
вплотную, виток к витку. Если на сердечнике располагается
несколько кабелей, в (3.45) вместо /л следует подставить сумму длин
наматываемых на сердечник частей кабелей.
При увеличении мощности, проходящей по кабелю,
увеличивается диаметр или минимальный радиус изгиба. Увеличение
диаметра витка кабеля приводит к тому, что намотка кабеля на
сердечник становится невозможной. В этом случае используется
второй вариант конструктивного исполнения, когда на кабель
надевается ферритовая трубка или кольцо (рис. 3.29,6), хотя
индуктивность оплетки кабеля здесь будет существенно меньше, чем
в первом варианте (рис. 3.29,а). Индуктивность прямого
проводника, помещенного внутри ферритовой трубки, определится соот-
128

ношением
Ал = -5--Г-1 (Ь 1п : —) • (3.46)
где I — длина трубки; гь г2 — внутренний и наружный радиусы
трубки. При 1^>г%
Ьл={\кф/2п) I In (гг/ri). (3.47)
Для повышения индуктивности внутренний диаметр трубки
должен выбираться возможно меньшим. Поэтому кабели с малым
наружным диаметром, ограничивающим минимальное значение п,
позволяют реализовать большую индуктивность.
Индукция в сердечнике (рис. 3.29,а) определяется
соотношением (3.42), откуда, учитывая связь между длиной кабеля и
площадью сечения сердечника (3.44), можцо получить
и> = пВсРпаЛ1Ы;я, В = :
Из последнего выражения, задавшись максимальным значением
индукции на нижней частоте рабочего диапазона, можно
определить минимальную площадь сечения сердечника
4п f Цл
Выбрав Sc^Scmin, из (3.44) находим необходимое число витков
кабеля, а по (3.42) — индукцию в сердечнике.
С учетом наружного диаметра кабеля dK вычисляем среднюю
длину магнитной силовой линии в сердечнике.
(3.48)
определяющую типоразмер сердечника.
При намотке на одном сердечнике нескольких кабелей в (3.48)
под w следует понимать сумму чисел витков всех линий.
Материал сердечника выбирают исходя из условий
обеспечения необходимого значения индуктивности на низких частотах
(3.27) или (3.46), которая зависит от \i, и допустимого нагрева на
верхних частотах, определяемого мощностью, выделяющейся в
сердечнике:
где сов — верхняя рабочая частота; Вв — индукция в сердечнике на
частоте сов; tg бв — значение tg6 на частоте сов при индукции Вв.
Магнитная индукция в ферритовой трубке, надетой на кабель,
определяется соотношением
В = -toS^L. ( fJ_ + / {-г -), (3.50)
где z — расстбяние от конца трубки до точки, в которой опреде-
9—6028 129

ляется индукция; у — удаление этой точки от оси кабеля. При
таком варианте конструктивной реализации схемы индукция в
сердечнике не одинакова. Максимального значения она достигает во
внутренних слоях (т. е. при у=г\) и при z=l/2. Полагая, что
/!Э>Г2, и принимая во внимание соотношение (3.47), выражение
(3.50) приведем к более простому виду:
Полученные соотношения могут быть использованы при выборе
материала и расчете сердечника.
Глава 4. ШИРОКОПОЛОСНЫЕ ГРАКТЫ
УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
4.1. ВЫБОР СХЕМ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ ДЛЯ ОКОНЕЧНЫХ
И ПРОМЕЖУТОЧНЫХ КАСКАДОВ
Построение усилительного тракта на основе широкополосных
усилителей (ШПУ) обеспечивает ряд преимуществ РПУ. Отпадает
необходимость в перестройке усилительного тракта при переходе
с одной рабочей частоты на другую, в крайнем случае остается
переключение октавных фильтров на выходе передатчика.
Появляется возможность работать с широкополосным сигналом или
одновременно с несколькими узкополосными сигналами при
едином тракте усиления. Кроме того, можно ставить вопрос об
унификации усилительных трактов транзисторных радиопередатчиков
различного назначения.
По принципу построения различают широкополосные
усилители: с одним усилительным прибором в выходном каскаде, с
раздельными полосами усиления, с взаимодействием усилительных
приборов, с взаимной развязкой усилительных приборов.
Усилители, в выходном каскаде которых используется один
усилительный прибор (или два, включенных по двухтактной
схеме), могут выполняться и на электронн&х лампах, и на
транзисторах. Такое решение характерно для маломощных устройств или
для усилителей достаточно мощных, но работающих в
сравнительно узкой полосе частот. При построении мощных ламповых
усилителей, работающих в широкой полосе частот, следует учитывать
ограничение Боде на сопротивление нагрузки и выходную
мощность усилителя:
Re(ZH)<l/4CBHxAf, (4.1)
1.ЯП

хА/, (4.2)
где Свых — выходная емкость усилительного прибора; Af=fB—/н —
полоса усиливаемых частот, определяемая верхней (/в) и нижней
(fH) граничными частотами, 1\ —первая гармоника выходного тока
усилительного прибора.
Повысить сопротивление нагрузки (а следовательно,
коэффициент усиления и выходную мощность) при заданной емкости Свых
можно, лишь сузив полосу усиливаемых частот. По такому
принципу строятся усилители с коммутируемыми полосовыми
фильтрами в выходной цепи [24]. Весь заданный диапазон частот
разбивается здесь на отдельные полосы так, чтобы в каждой из них
сопротивление нагрузки усилительного прибора было
номинальным. Переход от одной полосы частот к другой обеспечивается
переключением полосовых фильтров между усилительным
прибором и нагрузкой. Причем реактивные сопртивлеиия усилительного
прибора (выходная емкость, индуктивности выводов) и нагрузки
служат рабочими элементами полосовых фильтров.
Разновидностью таких усилителей можно считать так
называемые усилители с раздельными полосами усиления, в которых
коммутируются по полосе не только фильтры, но и электронные
лампы. Коммутация входных и выходных цепей усилителей отдельных
полос осуществляется частотно-разделительными устройствами
[Б].
При использовании в усилительном каскаде нескольких (п)
усилительных приборов и при наличии частотных ограничений,
обусловленных выходными емкостями усилительных приборов,
предельное значение выходной мощности каскада определяется из
условия
Рвых<п2/12/4СвыхД/. (4.3)
Здесь множитель п2 указывает на то, что выходная мощность
такого усилителя может превышать сумму выходных мощностей
отдельных усилительных приборов, работающих в той же полосе,
но изолированно, независимо один от другого. Этот эффект
объясняется наличием взаимодействия между отдельными
усилительными приборами, интенсифицирующего их работу. Эффект
взаимодействия повышается с ростом числа усилительных приборов
в каскаде. Простейшим и наиболее распространенным примером
усилителя с взаимодействием отдельных усилительных приборов
служит усилитель с распределенным усилением (УРУ). В УРУ
уровень выходной мощности достигает 50% от предельного
значения, определяемого выражением (4.3).
Необходимость во взаимодействии отдельных усилительных
приборов при построении усилителей KB и УКВ диапазонов
характерна лишь для электронных ламп. Транзисторы же (и
биполярные, и полевые) являются приборами низковольтными, и со-
9* 131

противление нагрузки, оптимальное с точки зрения получения от
прибора номинальной выходной мощности, составляет единицы
ом. Поэтому в транзисторных усилителях несмотря на высокое
значение выходных емкостей, ограничения (4.1) и (4.2) не
препятствуют получению от прибора в KB и УКВ диапазонах
номинальной (паспортной) мощности. Объединение в одном каскаде
нескольких транзисторов предназначено лишь для увеличения
выходной мощности. Наиболее перспективными при сложении
мощностей транзисторных усилителей представляются схемы
сложения, обеспечивающие их взаимную электрическую развязку.
В этих схемах, часто называемых мостовыми или гибридными,
каждый усилительный модуль работает самостоятельно на
оптимальную для него нагрузку. Под взаимной электрической
развязкой (изоляцией) понимается независимость режима работы
каждого усилительного модуля от режима работы остальных, вплоть
до короткого замыкания (по высокой частоте) или обрыва
последних.
Наличие взаимной электрической развязки позволяет также
избавиться от различных эффектов, связанных с неравномерным
распределением нагрузки между отдельными усилительными эле-т
ментами, вследствие чего выходная мощность и надежность
работы всего усилителя существенно повышаются.
Транзисторы являются приборами сравнительно
маломощными: выходная мощность отдельной усилительной ячейки (одно-
или двухтактной) обычно не превышает 100... 300 Вт. Поэтому
для получения необходимого уровня выходной мощности всего
усилителя приходится использовать в выходном (оконечном)
каскаде от одной до нескольких десятков отдельных усилительных
ячеек.
В зависимости от диапазона частот и выходной мощности
получили распространение два принципа построения усилителей.
При сравнительно небольшой мощности, когда число
усилительных ячеек (построенных обычно по двухтактной схеме) в
оконечном каскаде не превышает двух, весь усилительный тракт,
включая и предварительные каскады усиления, выполняют на единой
монтажной плате. Если же выходная мощность велика,
используют так называемый блочно-модульный принцип построения.
Один из вариантов структурной схемы усилителя, построенного по такому
принципу, приведен на рис. 4.1. Оконечный каскад ОК содержит восемь
отдельных усилительных ячеек, предоконечный ПОК — две, а предварительный
усилитель ПУ — одну ячейку.
Для разделения мощности в цепях возбуждения и суммирования мощности
оконечного каскада используют мостовые схемы, обеспечивающие взаимную
электрическую развязку отдельных усилительных ячеек. Усилители оконечного
и предоконечного каскадов сгруппированы в модули А2 и Л3 (при большей*
мощности может быть большим и число модулей). Конструктивно каждый мо~

лок
ПУ
J
Рис. 4.1
дуль выполнен функционально законченным. В его состав можно включать
различные дополнительные устройства: схемы защиты, устройства повышения
линейности усиления, амплитудные и фазовые выравниватели, источники вторичного
электропитания. Каждая двухтактная усилительная ячейка оконечного каскада
часто реализуется на отдельной плате. В этом случае каждый модуль
компонуется из унифицированных усилительных плат (причем в оконечных и предоко-
нечных каскадах могут использоваться однотипные платы) и устройств
суммирования и деления мощности. При таком подходе просто решается вопрос
наращивания выходной мощности — за счет увеличения числа модулей.
Дополнительной разработки требуют лишь устройства суммирования и деления мощности
модулей. Соединения между отдельными компонентами усилителя могут быть
неразъемными — внутри модулей и разъемными — межмодульные.
При окончательном конструктивном оформлении усилителя в стойке часто
размещают дополнительный, резервный, модуль для оперативной замены одного
из вышедших из строя основных модулей.
При проектировании усилителей на основе блочно-модульного
принципа следует иметь в виду, что число каскадов внутри
модуля не должно быть чрезмерно большим, чтобы различия в
амплитудных и фазовых характеристиках отдельных модулей
(увеличивающиеся по мере роста числа включаемых друг за другом
каскадов) не приводили к существенным потерям мощности при
суммировании выходных сигналов. Эти соображения могут служить
препятствием наращиванию мощности за счет поэтапного
объединения все более и более мощных модулей.
Во всех рассмотренных вариантах построения широполосных
усилителей усилительные приборы могут работать как без
отсечки выходного тока (класс А), так и с отсечкой. Класс А характе-
133

рен для маломощных каскадов предварительного усиления, где
энергетические соображения приносятся в жертву требованиям
повышенной линейности усиления. Отсечка коллекторного
(анодного, стокового) тока обеспечивает более высокие энергетические
показатели каскада и, как следствие, существенное увеличение
выходной мощности.
При работе с отсечкой выходного тока желательно выполнять
широкополосные усилители по двухтактным схемам, где
содержание четных гармоник в выходном сигнале на 15... 25 дБ (в
зависимости от степени симметрии схемы) меньше, чем в выходном
токе усилительного прибора, что существенно упрощает
построение фильтрующих систем на выходе радиопередатчика. Поэтому
в транзисторных усилителях, в том числе реализованных по блоч-
но-модульному принципу, обычно используют усилительные
ячейки на базе двухтактных схем без взаимной развязки плеч,
поскольку в таких схемах энергетические характеристики заметно
лучше, чем в двухтактных схемах с развязкой плеч [45].
Однако в некоторых случаях от двухтактных схем приходится
отказываться. Например, усилители с коммутируемыми
фильтрами обычно строят по одиотактной схеме из-за сложности
коммутации в двухтактных схемах. В усилителе с распределенным
усилением при использовании двухтактной схемы снижается не
только уровень четных грамоник на выходе, но и эффект
взаимодействия между усилительными приборами (4.3), так как число
ламп в каждом плече уменьшается вдвое (при заданном числе
ламп в усилителе), а взаимодействие между плечами двухтактной
схемы не приводит к увеличению мощности сверх простого
суммирования. Иначе говоря, при ограниченном числе ламп
выходная мощность усилителя, построенного по однотактной схеме,
будет выше, однако фильтры гармоник на выходе будут более
сложными и громоздкими. Окончательный выбор схемы зависит от
конкретных требований к усилителю и условий эксплуатации.
4.2. ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
МОДУЛЕЙ НА БИПОЛЯРНЫХ
ТРАНЗИСТОРАХ
В настоящее время транзисторы находят все более широкое
применение в радиопередатчиках малой й средней мощности,
обеспечивая большую надежность и долговечность аппаратуры,
а также улучшение таких важных параметров, как масса,
габариты, промышленный КПД.
Для широкополосных усилителей естественным является
включение транзисторов по схеме с общей базой (ОБ) из-за высокой
граничной частоты транзистора при таком включении.
Коэффициент передачи по току транзистора с ОБ принципиально меньше
единицы, и усиление по мощности может быть осуществлено лишь
134

при условии, что сопротивление нагрузки каскада будет выше
входного сопротивления. Поэтому включение транзистора с ОБ
используют в маломощных каскадах, где сопротивление нагрузйи
определяется лишь соотношением (4.1) и может быть
сравнительно большим. Здесь схема с ОБ может обладать наибольшим
коэффициентом усиления из всех схем включения транзистора.
С повышением выходной мощности сопротивление нагрузки
каскада снижается, что приводит к снижению коэффицента усиления.
При мощностях выше нескольких ватт наиболее часто применяют
включение транзистора с общим эмиттером (ОЭ).
Полоса пропускания некорректированного усилителя на
транзисторах, включенных по схеме с ОЭ, обусловлена предельной
частотой коэффициента передачи тока /р (или крутизны fs),
значение которой для существующих мощных транзисторов, как
правило, не превышает единиц мегагерц. Поэтому для получения
равномерной частотной характеристики усилителя до частот,
значительно больших /p(fs), входную и выходную цепи его необходимо
построить так, чтобы скомпенсировать сильные частотные
зависимости входного, выходного и передаточного сопротивлений
транзистора.
Упрощенная эквивалентная схема мощного^ высокочастотного
транзистора при включении его с ОЭ приведена на рис. 2.3.
Коллекторный ток транзистора определяется напряжением на эмит-
терном переходе Un, поэтому для получения равномерной
частотной характеристики усилителя входная цепь должна обеспечить
постоянное в диапазоне частот напряжение ?/п. Ввиду того, что
в значительной части рабочей полосы частот со>(Ор (со=2я/),
пренебрегаем влиянием сопротивления гр, шунтируемого при со>
>сор емкостью эмиттерного перехода Сэ. Используя
эквивалентную схему на рис. 2.3 и полагая (02?эСк<С1, 5n>j(oCK, СЭ^>СК
(что, как правило, имеет место в KB диапазоне для мощных
транзисторов), можно получить [45] выражения для выходного тока
и входного сопротивления транзистора в режиме короткого
замыкания на выходе:
/K=/r=/6Sn/jcoC3=/6O)T/jco, (4.4)
Znx=r+j©L+l/ja>C8, (4.5)
где г = гб+©т^э, L = L6+Ld.
Наличие индуктивности в цепи общего вывода (эмиттера) при
со>(ор (где сдвиг фаз между токами /б и /к стремится к 90°)
приводит к увеличению резистивной составляющей входного
сопротивления транзистора на сот?э.
Из (4.4) следует, что для постоянства /к во входной цепи
транзистора должен быть создан нарастающий с частотой ток
базы /б через входное сопротивление, определяемое соотношением
(4.5). Один из возможных способов построения входной цепи,
удовлетворяющей указанным требованиям, — включение последо-
135

°кор r->
вал /?КОр
"Д06
Рис. 4.2
ватсльно в базовую цепь
транзистора конденсатора СКОр
(рис. 4.2).
При выполнении условия
coBL=r (4.6)
и выборе емкости конденсатора
Скор=СэС/(Сэ—С), (4.7)
где C=l/(oB2L=l/(oBr, o)B — верхняя частота рабочего диапазона
усилителя, частотная характеристика модуля /к достаточно
равномерна (неравномерность порядка 10%) в полосе частот до сов.
Если условие (4.6) не выполняется, последовательно с Скор
необходимо включить либо резистор, либо катушку с такой
индуктивностью, чтобы выполнить условие (4.6).
Для обеспечения постоянства (низкой добротности) входного
сопротивления каскада можно использовать параллельное
подключение балластной нагрузки. Для получения от каскада
большего усиления балластную нагрузку целесообразно выполнять по
типу дополняющей цепи, как это сделано на рис. 4.3, где
/?бал=Г, Сбал=1/Л Ьбал = Сг2. (4.8)
Подключение к выходным зажимам транзистора
сопротивления нагрузки RK приводит (за счет внутренней обратной связи
через емкость коллекторного перехода Ск) к изменению резистив-
ной составляющей входного сопротивления. В (4.6) — (4.8)
г=Гб-\-(йтЬэА, где Л = 1/(1+(отСк7?к)—нагрузочный
коэффициент. Изменением емкостной составляющей входного
сопротивления можно пренебречь так как, как правило, Скор^Сэ.
Если нижняя граница рабочего диапазона частот сон ниже сор,
то для получения равномерной частотной характеристики
усилителя параллельно конденсатору Скор следует включить резистор
р. (4.9)
Выходная проводимость транзистора при таком построении
входной корректирующей цепи кроме емкостной составляющей
jcoCK содержит при co>cop значительную резистивную — (йтСк. Это
Рис. 4.3
136

свойство данной схемы является весьма ценным при построении
выходного каскада усилителя, работающего на несогласованную
нагрузку.
Особенности построения ШПУ на транзисторах с ОЭ иллюстрирует схема
двухкаскадного усилителя на рис. 4.3. Для обеспечения равномерной частотной
характеристики между сопротивлением нагрузки ШПУ и выходом последнего
транзистора включается трехэлементный корректирующий фильтр, элементами
которого является выходная емкость и резистивная проводимость транзистора,
индуктивность рассеяния согласующего трансформатора Тъ и конденсатор С?2,
подключенный параллельно выходу усилителя. Значения элементов фильтра
могут быть взяты из справочников, например [45]. Как правило, во всех
справочниках значения элементов фильтра с/, U нормированы по сопротивлению и по
частоте, т. е. соответствуют случаю, когда нагрузочное сопротивление равно
1 Ом, а частота среза фильтра 1 с"1. Для получения реальных значений
элементов фильтра необходимо произвести разнормировку
Lt = W?H/Aco, Ci=C///?HAcD, (4.10)
где Rh — сопротивление нагрузки фильтра.
При использовании параллельной схемы питания коллекторной цепи по
постоянному току корректирующий фильтр целесообразно выполнять по схеме
полосового фильтра [45]. При этом в качестве элементов фильтра, формирующих
характеристику в области нижних частот, используют дроссель питания,
разделительный конденсатор и индуктивность намагничивания- согласующего
трансформатора.
Входная цепь транзистора второго каскада включает конденсатор СКор.2
и цепь балластной нагрузки, выполненной по типу дополняющей цепи. В
соответствии с изложенным параллельно с СКОр при сон<(Ор необходимо включать
резистор Якор (4.9). Последовательно с этой цепью иногда устанавливают
добавочный резистор или катушку индуктивности [см. условие (4.6)].
Задача построения входных и межкаскадных цепей связи решается так же,
как и для выходной цепи ШПУ. Однако если емкость конденсатора СКор
выбирать меньше, чем это следует из (4.7), то входные и межкаскадные цепи
существенно упрощаются. В этом случае обеспечивается емкостный характер
входного сопротивления каскада, которое можно использовать как емкостный,
элемент в схеме фильтра. Если индуктивная составляющая входного
сопротивления транзистора велика, ее влияние можно скомпенсировать [3, 24],
используя схему фильтра типа m (при т>1), что и сделано во входной цепи усилителя
на рис. 4.3. Следует, однако, иметь в виду, что уменьшение значения Скор по
сравнению с условием (4.7) приводит к снижению коэффициента усиления
каскаде.
Приведенные соотношения выведены в предположении, что
транзистор работает в классе А. Анализ схем при работе
транзистора с отсечкой коллекторного тока достаточно сложен и без
существенных упрощений может быть выполнен лишь с
применением ЭВМ (см. § 4.4). Однако опыт проектирования усилителей
показывает, что с достаточной для инженерной практики точностью
137

соотношения (4.4) — (4.10) могут быть использованы и в этом
случае, если расчеты вести по первой гармонике. Кроме того,
полученные результаты могут служить достаточно близким
приближением для более детального анализа схемы с помощью ЭВМ.
Порядок расчета ШПУ на транзисторах, включенных по схеме
с ОЭ при работе с отсечкой коллекторного тока, может быть
следующим. Расчет следует начинать с анализа выходной цепи
усилителя (см. § 2.1), в котором по заданному диапазону рабочих
частот и выходной мощности выбирается транзистор и
определяются, в частности, мощность РВЫх, отдаваемая транзистором,
амплитуда первой гармоники IKi и постоянная составляющая
коллекторного тока /ко, амплитуда напряжения на коллекторе UKt
сопротивление нагрузки транзистора по первой гармонике RK. Для
дальнейшего расчета необходимо знать также следующие
параметры транзистора: граничную частоту коэффициента передачи
тока /т, коэффициент передачи тока на низких частотах |30,
емкость коллекторного перехода Ск, сопротивление «тела» базы /"б,
индуктивности выводов базы, эмиттера, коллектора Lq, L3y LK,
а также нижнюю /н и верхнюю fB рабочие частоты усилителя.
Затем определяются:
выходное сопротивление транзистора на частотах выше /р
приведенное внутреннее сопротивление
где at=l/ai(l—cos 8)—коэффициент приведенного внутреннего
сопротивления генератора, работающего с отсечкой тока (аг=2
при 6=90°);
нагрузочный коэффициент
резистивная и индуктивная составляющие входного
сопротивления транзистора
(4.11)
где Lm — индуктивность монтажа входной цепи усилителя,
включающего корректирующую цепь и соединительные проводники от
выходных зажимов линии передачи во входном трансформаторе
до базового и эмиттерного выводов транзисторов. В зависимости
от конструктивного выполнения входной цепи LM колеблется
в пределах от 20 до 60... 80 нГн;
добротность входной цепи транзистора на верхней рабочей
частоте
Q=coBL/V.
138

Если добротность получилась выше 1, то последовательно
с базой транзистора необходимо цключить добавочный резистор
/?доб=сов?—г и в дальнейших расчетах принимать LBX=L, rBX=
Другой путь снижения добротности входной цепи заключается
в уменьшении индуктивности модтажа LM за счет лучшей
компоновки входной цепи. Если этот йуть исчерпан и индуктивность
снизить не удается, то увеличение резистивной составляющей
входного сопротивления является единственным способом
снижения добротности. Однако включение дополнительного резистора
увеличивает и индуктивность LM. В-такой ситуации может
оказаться целесообразным пересмотреть конструктивное выполнение
входной и выходной цепей усилителя с тем, чтобы несколько
увеличить индуктивности монтажа эмиттерной цепи, по которой
одновременно протекают входной и выходной токи. Эта индуктивность
суммируется с индуктивностью L3, увеличивая в соответствии
с (4.11) резистивную составляющую входного сопротивления.
Если же окажется, что Q<1, то необходимо индуктивность
входной цепи увеличить, на ЬАОб={г/^в)—L и в дальнейшем
в расчетах принимать
усредненное по времени протекания тока значение крутизны
транзистора по переходу
где фг — температурный потенциал, равный 0Д)26 В при
температуре 300 К;
усредненное значение диффузионной емкости открытого эмит-
терного перехода
C3=Sn/coT;
первая гармоника тока источника тока в эквивалентной схеме
транзистора (первая гармоника коллекторного тока транзистора
при коротком замыкании нагрузки)
/Г1=/К1/Л;
амплитуда напряжения на эмиттерном переходе
эквивалентная емкость входной цепи транзистора с учетом
коррекции
С*вх— 1 /сОв'*вх= 1 /(Ов2?вх 'у
емкость корректирующего конденсатора
139

1В
Q*l 2 5
-
0,25 0,5 0,75
а)
V
0,25
0,5 0,75
1,0
Если нижняя частота
рабочего диапазона шн меньше
граничной частоты сор=©т/Ро, то
параллельно корректирующему
конденсатору необходимо
подключить резистор сопротивлением
/?кор=: 1/^СОрСКор=Ро/<4(йтС'кор.
(4.12)
Ввиду того, что разброс
параметров транзисторов по
р0достаточно велик, необходимо предусмотреть возможность подбора
сопротивления корректирующего резистора. Пределы изменения
сопротивления Л?КоР определяются соотношением (4.12) в
зависимости от возможных пределов изменения |3о;
элементы цепи балластной нагрузки определяются по
соотношениям (4.8) с учетом влияния отсечки базового тока ^?бал=
Рис. 4.4
При высоких значениях выходной мощности и рабочих частот
усилителя может получиться, что рассчитанное значение ?бал
будет соизмеримо с индуктивностями выводов конденсатора Сбал,
тогда цепь балластной нагрузки можно строить по упрощенной
схеме (см. далее рис. 4.11,6);
входное сопротивление одного плеча двухтактного усилителя
*\вх=::ШГвх>
амплитуда напряжения на входе корректирующей цепи одного
плеча усилителя UBX=UnC3/CBX=IKi/aiA(uTCBX]
входная мощность одного плеча усилителя Рвх = U*J2RBX;
коэффициент усиления каскада по мощности Кр = Рвых/Рвх.
В приведенной методике расчета усилителя добротность
входной цепи полагалась равной 1. В этом случае обеспечивается
характеристика усилителя типа характеристики ФНЧ с
неравномерностью порядка 10%. При проектировании полосовых усилителей
с относительно небольшим перекрытием по частоте (о)в/сон)
использование такой характеристики не является оптимальным, так
как за счет увеличения добротности входной цепи усилителя мож-
140

но повысить коэффициент усиления каскада в требуемой полосе
частот. На рис. 4.4 приведены нормированные частотные
характеристики транзисторного усилителя, работающего в режиме с
отсечкой коллекторного тока при угле отсечки на низких частотах
9=90°, где iKmH — амплитуда импульса коллекторного тока на
низких частотах, yik — коэффициент полезного действия каскада, v=
=cd"J/CBxLbx — нормированная частота.
Параметром на графиках является добротность входной цепи
Q= (УЬвх/Свх) Двх. Первая из приведенных зависимостей
определяет форму амплитудно-частотной характеристики усилителя, две
другие — частотную зависимость КПД каскада.
4.3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЬНЫХ
МОДУЛЕЙ НА ПОЛЕВЫХ ТРАНЗИСТОРАХ
В последнее время в усилительных каскадах
радиопередатчиков помимо биполярных транзисторов все чаще используют и
полевые транзисторы с изолированным затвором, называемые по
типу структуры МДП или МОП транзисторами. По сравнению
с биполярными МДП транзисторы обладают рядом преимуществ.
До весьма высоких частот крутизну транзистора при включении
его с общим истоком можно считать постоянной (не зависящей от
частоты).
Постоянная составляющая тока управляющего электрода
(затвора) в МДП тр-анзисторе отсутствует, что значительно
облегчает построение цепей смещения по постоянному току.
Особенностью МДП транзисторов является также то, что напряжение
приведения характеристик во входной системе координат ic=f(u3n)
близко к нулю (здесь и далее индексы «с», «з», «и» относятся
к электродам транзистора — стоку, затвору, истоку). Поэтому при
работе каскада в классе В (угол отсечки тока стока 6=90°)
напряжение на затворе относительно истока должно быть нулевым.
При работе в классах А и АВ на затвор необходимо подавать
смещение одного знака с напряжением питания стока, что легко
выполняется включением достаточно высокоомиого резистивного
делителя.
Как и биполярные, МДП транзисторы — приборы
низковольтные, поэтому мощность, получаемую от транзисторов, можно
увеличить только путем форсирования режима по току. Последнее
приводит к тому, что мощные МДП транзисторы за счет влияния
индуктивности вывода истока частично теряют свои
положительные качества, поскольку появляется резистивная часть входного
сопротивления и частотная зависимость крутизны.
Упрощенная эквивалентная схема МДП транзистора
приведена на рис. 4.5,а. В эквивалентной схеме представлены
междуэлектродные емкости, индуктивности выводов и источник тока, управ-
141

Рис. 4.5
ляемый напряжением на емкости Сзи. Преобразовав
эквивалентную схему так, чтобы исключить элементы Сзс и Ьи (за счет
которых в транзисторе возникают внутренние обратные связи), но
учесть в первом приближении их влияние, получим схему на
рис. 4.5,6. На этой схеме LBx=L3-{-Lli (при расчете усилителя
к этой индуктивности добавляется индуктивность монтажа LM),
ьвых—Ьст^И) ?'вх:=Ьзи | Сс
где /?к — сопротивление нагрузки на транзистор (по первой
гармонике), Ku=Uk/Ubx — коэффициент усиления каскада по
напряжению, Uк — амплитуда напряжения между стоком и истоком, i/BX —
амплитуда напряжения на входе (между затвором и истоком).
На основании эквивалентной схемы (рис. 4.5,6) можно
заключить, что выходная цепь усилителя на МДП транзисторе должна
быть аналогична выходной цепи усилителя на биполярном
транзисторе при включении его с ОЭ. Поэтому все рекомендации § 4.2
по построению входных и промежуточных маломощных каскадов
справедливы и в этом случае. Расчет и построение выходной цепи
мощных каскадов выполняются в полном соответствии с § 2.1, 4.4.
Принцип построения входной цепи усилителя зависит от отно»-
сительного значения резистивной части входного сопротивления
Гвх, обусловленного индуктивностью истокового вывода.
Постоянная времени гВхСвх определяет фактически граничную частоту
транзистора по крутизне
Если эта частота меньше верхней частоты рабочего диапазона, то
построение входной цепи усилителя аналогично построению
входной цепи биполярного транзистора с ОЭ, вплоть до включения
последовательно в цепь затвора корректирующего конденсатора и
параллельно входу балластной нагрузки по типу дополняющей
цепи. Методика расчета каскада в этом случае аналогична
изложенной в § 4.2 и включает расчет выходной цепи усилителя по
§ 2.1, а затем определение
142

, A={l+RK/Rt);
Un=2IKl/AS;
rBX=ASLn/Сз
х.к/ (Свх—Свх.к) \
Если (o/s>coB, то входное сопротивление транзистора
считать емкостным (входная индуктивность в этом случае может
быть скомпенсирована). Задача входной цепи при этом
заключается в создании на емкостном входном сопротивлении постоянного
в, рабочем диапазоне частот напряжения. Входное сопротивление
цепи должно быть резистивным и постоянным во всем диапазоне
частот. Для этого следует или включить Свх в поперечную ветвь
фильтра с равномерными в диапазоне частот характеристиками,
или использовать фазовый контур во входной цепи. Первый способ
рассмотрен в § 4.2, а второй иллюстрируется рис. 4.6, где
изображена входная цепь усилителя на МДП транзисторе, работающем
в классе В (напряжение смещения на затворе равнс нулю). Если
элементы фазового контура (в виде перекрытого Т-образного
четырехполюсника) выбрать из соотношений
L=2&22/cob2Cbx, M=(L/2)(l—bi/b2),
то неравномерность амплитудно-частотной характеристики б не
превысит заданного значения, а входное сопротивление будет
резистивным и равным Rbx—R.
Значения коэффициентов bu b2 при аппроксимации
характеристик полиномом Чебышева с неравномерностью б приведены
в табл. 4.1.
Таблица 4.1
Ь, ДБ
0,1
0,25
0,5
1,0
0
0
0
0
Ьх
,416
,548
,680
,852
0
0
0
0
,710
,844
,930
,988
L Т /
1 I
Рис. 4.6
143

4.4. РАСЧЕТ КОЛЛЕКТОРНОЙ ЦЕПИ
ВЫХОДНЫХ КАСКАДОВ
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
При построении мощных выходных каскадов усилителя
возникают дополнительные особенности, связанные с необходимостью
получения от каскада заданной (или возможно большей)
мощности. Прежде всего становится неприемлемым для работы режим
без отсечки коллекторного тока. Причем для транзисторов отказ
от режима колебаний первого рода обусловлен желанием
получить не только более высокий КПД устройства, но и большую
мощность. Кроме того, для мощных высокочастотных транзисторов
режим без отсечки коллекторного тока может быть вообще
недопустимым из-за вторичного пробоя транзистора.
Если ширина рабочей полосы частот усилителя больше октавы,
то для снижения на выходе устройства уровня высших гармоник
целесообразно использовать двухтактную схему и работать с
углом отсечки коллекторного тока, близким к 90°.
Прежде чем перейти к анализу выходной цепи двухтактного усилителя, рас-ч
смотрим выбор схемы включения биполярного транзистора в мощном каскаде.
Поскольку мощные высокочастотные транзисторы — приборы низковольтные,
получить от каскада большую выходную мощность можно лишь при низкоомной
нагрузке, когда схема включения транзистора с ОБ уже не имеет преимуществ
в коэффициенте усиления перед схемой включения с ОЭ. Кроме того, резистив-
ное по характеру и низкое по значению выходное сопротивление транзистора
в схеме с ОЭ делает ее предпочтительной для выходного каскада, учитывая
возможность работы усилителя на несогласованную нагрузку. В [45] получено
выражение для мощности в нагрузке Рн при изменении сопротивления нагрузки
(4.13)
где Рн.с — мощность, отдаваемая усилителем в согласованную нагрузку Rs,0;
sH—(ZH—Rhc)/(Zh-\-Rh.c)— коэффициент отражения от нагрузки ZH; ri=Ri/R0—
внутреннее сопротивление транзистора Rl, нормированное к сопротивлению tfo
нагрузки, ощущаемой транзистором, при согласовании. При работе транзисторов,
с отсечкой коллекторного тока под Ri и RQ следует понимать внутреннее
сопротивление в активной области и мгновенное значение сопротивления нагрузки
транзистора. При 9 = 90° отношение этих сопротивлений совпадает с отношением
приведенного внутреннего сопротивления транзистора R't к сопротивлению
нагрузки RK одного плеча двухтактной схемы по первой гармонике.
Зависимость (4.13) при вещественных значениях коэффициента отражения,
определяющих пределы изменения мощности в нагрузке, иллюстрирует рис. 4.7.
Из него видно, что при г*=1 изменение мощности в нагрузке минимально и не
зависит от фазы коэффициента отражения. При включении транзистора с ОБ
нормированное внутреннее сопротивление г*>1, а при включении с ОЭ может
быть выполнено близким к 1 (некоторым- варьированием в процессе расчета со-
144

противлением нагрузки), что подтверждает
сделанный ранее вывод о преимуществах схемы
включения транзистора с ОЭ.
Учитывая изложенное, анализ выходной
цепи усилителя будем вести применительно
к биполярному транзистору при
включении его с ОЭ. Однако полученные
результаты будут в полной мере справедливы и
для схемы с ОБ, и для полевых
транзисторов.
Рассмотрим два варианта построения
двухтактной схемы усилителя, выходные
цепи которых (без цепей питания по постоянному току)
изображены на рис. 4.8. В схеме на рис. 4.8,а средняя точка
двухтактного трансформатора Т заземлена (точнее, соединена
с эмиттерами транзисторов обоих плеч), а нагрузка каскада
Rn включена между коллекторами транзисторов. В некоторых мо~
дификациях схемы нагрузка может подключаться либо
параллельно одной из обмоток, либо к дополнительной обмотке
трансформатора. Однако для анализа, полагая трансформатор Т идеальный,,
эти схемы можно считать эквивалентными схеме на рис. 4.8,а.
Схема на рис. 4.8,6 (так называемое встречно-параллельное
соединение транзисторов) является эквивалентной для
бестрансформаторных двухтактных схем усилителей с последовательным'
включением транзисторов по постоянному току.
Диаграммы токов и напряжений в коллекторной цепи одного-
из транзисторов и динамическая характеристика, справедливые^
для обоих вариантов рассматриваемых схем, приведены на рис. 2.1.
Как уже указывалось, при необходимости построения
усилителя с полосой частот, превышающей /s, в состав каскада вводятся
корректирующие цепи (либо в цепи базы, как на рис. 4.3, либо*
в цепи эмиттера). Одновременно такая коррекция приводит к
тому, что импульс коллекторного тока при работе транзистора с
отсечкой при гармоническом возбуждении приближается к косинусо-
идальному. Поэтому на диаграмме рис. 2.1 импульс коллекторного
тока представлен в виде отрезка косинусоиды с амплитудой iKm и
углом отсечки 6. В широкополосных усилителях обычно выбирают
0=90°. Из-за влияния второго плеча двухтактной схемы
напряжение на коллекторе каждого из транзисторов при таком угле
отсечки синусоидально.
*-ф»ф(1**
в)
Рис. 4.8
10—6028
145

Расчет выходной цепи широкополосного усилителя проводится
пб соотношениям и в соответствии с рекомендациями § 2.1.
Методика расчета выходной цепи усилителя при работе на
несогласованную нагрузку приведена в [45]. Там же приведены расчетные
соотношения для двухтактной схемы, в которой мощности
транзисторов обоих плеч объединяются с помощью мостовой схемы,
обеспечивающей взаимную электрическую развязку транзисторов
по частоте сигнала.
4.5. ПОСТРОЕНИЕ СХЕМ МОЩНЫХ
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Как уже отмечалось, для получения от транзисторного
усилителя большой выходной мощности сопротивление нагрузки
необходимо иметь малым. Например, если напряжение источника
коллекторного питания ?к=28 В, крутизна линии граничного режима
5гр=1 А/В, угол отсечки 6=90°, амплитуда импульса
коллекторного тока iKm=7 А, то от двухтактного каскада можно получить
выходную мощность порядка 70 Вт (по 35 Вт от каждого
транзистора). Но для получения от каскада такой мощности
необходимо обеспечить сопротивление нагрузки для каждого транзистора
по 3 Ом (сопротивление по первой гармонике /?к=6 Ом).
При таких низких сопротивлениях использование в выходных
.цепях ширкополосных трансформаторов обычного типа
практически исключено, так как даже при индуктивности рассеяния
трансформатора 0,02 мкГн ее сопротивление составляет почти
4 Ом на частоте 30 МГц. Если же учесть еще индуктивности
соединительных проводников (а из условий получения хорошего теп-
лоотвода транзисторы не могут быть расположены очень близко),
то сопротивление паразитных индуктивностей, включенных
последовательно с нагрузкой, может превысить сопротивление
нагрузки. Говорить в этом случае о равномерной частотной
характеристике усилителя, работающего в диапазоне частот, не приходится.
Поставленную задачу можно решить, лишь используя
трансформаторы типа «длинной линии» (кабельные трансформаторы) [25,
45], представляющие собой отрезок линии передачи
(двухпроводной или коаксиальной), намотанной на ферритовый сердечник или
помещенной внутри ферритовой трубки (см. § 3.6).
Эквивалентная схема выходной цепи широкополосного двухтактного
усилителя (по схеме на рис. 4.8,а), использующего в качестве трансформатора отрезок
линии передачи с волновым сопротивлением р и электрической длиной /э,
изображена на рис. 4.9,а. Здесь транзисторы представлены в виде генераторов тока
/i и /2 с внутренними сопротивлениями Zx и l^
Основное назначение линии передачи в этой схеме — симметрирование
напряжения основной частоты на коллекторах транзисторов и обеспечение пути
замыкания четных гармоник коллекторных токов с возможно малым сопротив-
146

Рис. 4.9
лением. Учитывая, что при противофазном возбуждении транзисторов четные
гармоники токов будут синфазны, входное сопротивление схемы для этих
составляющих токов (1Ое) будет определяться (для каждого плеча двухтактного
усилителя) эквивалентной схемой на рис. 4.9,6. Из-за синфазности через
сопротивление нагрузки эти токи не замыкаются, а входное сопротивление линии
передачи для них определяется сопротивлением короткозамкнутой линии длиной*
/•/2, т. е. Xoe=iptg (со/э/2с0), где ао = 3-108 м/с — скорость света в вакууме.
При малой длине линии (что имеет место в реальных схемах) входное
сопротивление ее носит индуктивный характер. Эта индуктивность (в
предположении равенства тангенса аргументу) определяется соотношением ЬОе=Хое/](д^^
Индуктивность короткозамкнутой линии Loe совместно с индуктивностью-
монтажа LM в цепи протекания четных гармоник коллекторного тока образует
с выходной емкостью транзистора параллельный колебательный контур. Если*
резонансная частота этого контура попадает в область частот, где могут
находиться значительные по амплитуде четные гармоники коллекторного тока, то
коллекторное напряжение с частотой этих гармоник резко возрастет, что может
привести к заходу транзистора в область насыщения и, как следствие,
увеличению уровня искажений сигнала на выходе усилителя. Поэтому при расчете
необходимо проверить выполнение условия
Ке + ?м) > (2 ••• 4)<ав, (4.14)'
где сов — верхняя частота рабочего диапазона усилителя. В зависимости от
конструктивного- выполнения усилителя значение LM может лежать в пределах
20 ... 60 нГн. Условие (4.14) можно использовать также для формулировки
требований к конструкции усилителя.
Эквивалентная схема коллекторной цепи по первой гармонике токов (по
противофазным составляющим коллекторных токов) приведена на рис. 4.9,в.
Здесь входное сопротивление линии передачи для противофазных составляющих
определяется входным сопротивлением разомкнутой линии длиной /э/2 и при
малой U носит емкостный характер: Хоо=— jp tg (ю/э/2с0)„ причем Соо=]
10*
147

Входная емкость линии подключена параллельно транзистору и вместе с
выходной емкостью транзистора Ск шунтирует нагрузку. Поэтому при расчете
каскада необходимо проверить выполнение условия
1
(4.15)
где R'i — приведенное (по первой гармонике) внутреннее сопротивление
транзистора.
Геометрическая длина линии / связана с ее электрической длиной: /=/э/&у,
где ky — коэффициент укорочения (как правило, &у^1,5).
Схема двухтактного широкополосного усилителя, реализующая
рассматриваемый принцип, приведена на рис. 4.10,а. Транзисторы
здесь включены по схеме с ОЭ. Трансформатор в выходной цепи
усилителя включает в себя три линии передачи (отрезки кабеля).
Линия Л\ в соответствии с эквивалентными схемами на рис. 4.9
шунтирует четные гармоники коллекторных токов транзисторов и
симметрирует плечи схемы. С помощью линий Л2 и Лъ нагрузка
каскада подключается к коллекторам транзисторов.
Волновое сопротивлениее линий Лч и Лъ для обеспечения в них
режима бегущей волны следует выбирать из условия р2=рз=#к=
=/?н/2. Волновое сопротивление Л\ в принципе можно выбрать
произвольно, но с учетом ограничений (4.14) и (4.15). При
уменьшении pi улучшается фильтрация четных грамоник коллекторного
тока, но одновременно увеличивается шунтирующее действие
линии по первой гармонике на верхних частотах. Практически
целесообразно выбирать pi=p2=p3. При определении волновых
сопротивлений и длин линий в данной схеме необходимо учитывать
Рис. 4.10
ВЫХ
>148

возможность резонанса линий по синфазным составляющим токов
транзисторов, в том числе и по четным гармоникам.
Действительно, сопротивление линии Л\ для синфазных составляющих токов
транзисторов носит индуктивный характер, а сопротивление
подключенных параллельно выходам транзисторов линий Л% и Л3 —
емкостное (для синфазных составляющих токов линии
оказываются разомкнутыми на правых по схеме концах). Поэтому на
частоте со0, где сопротивления линий Л\ и <#2(Лз) будут равны
(с учетом емкостной составляющей выходного сопротивления
транзистора): (1/pi). ctg (<doW2co)=g>oCk+U/P2) tg (cooWco),
сопротивление для синфазных составляющих (в частности, для четных
гармоник) коллекторного тока возрастет до ROe=(p\2/Ri) tg2 (cooW2co).
Внешне это будет проявляться как резкое увеличение напряжения
на коллекторах транзисторов, которое может привести даже к
выходу транзисторов из строя. Напряжение на нагрузке при этом
возрастать не будет, так как нагрузочное сопротивление отделено от
транзисторов по синфазным составляющим токов большим
продольным сопротивлением линий Лг и Лз.
Все три линии в выходном трансформаторе должны быть
намотаны на ферритовые сердечники. Для уменьшения габаритов
выходного трансформатора все три линии желательно наматывать
на общий сердечник. При этом числа витков, образуемых каждой
из линий, должны быть одинаковы, так как одинаковы и равны
UK продольные напряжения на всех трех линиях. Направления
намотки линий указаны на схеме точками. Возможен вариант,
когда какая-либо из линий или все они будут иметь отдельные
сердечники. Но в этом случае объем каждого сердечника (для
сохранения неизменной магнитной индукции, определяемой
продольным напряжением) должен быть точно таким же, как объем
сердечника с тремя линиями, а характеристики схемы в области
нижних частот диапазона будут хуже из-за снижения
эквивалентной индуктивности намагничивания трансформатора.
Однако следует иметь в виду, что при намотке линии Л\ на
отдельном сердечнике уменьшается содержание четных гармоник
в выходном напряжении. Метод расчета эквивалентной
индуктивности намагничивания L^ выходного трансформатора при
различном его конструктивном выполнении приведен в § 3.6. Эта
индуктивность, как и параметры блокировочных и разделительных
элементов в коллекторной цепи (рис. 4.10,а), определяется из условий,
которые должны выполняться на нижней частоте о)н рабочего
диапазона: сон//> (1... 3)RK, (ОнСр.к> (10 ... 50)/RK, где Z/=
/(|p)
Во входной цепи усилителя включены корректирующе-согласу-
шщие цепи (КСЦ), два варианта построения которых приведены
на рис. 4.11, и входной трансформатор, обеспечивающий
противофазное возбуждение транзисторов и последовательное их соеди-
149

г
г
Рис. 4.11
нение по входу. Волновое сопротивление линий должно равняться
входному сопротивлению транзисторов с учетом цепей коррекции
и согласования. К длине этих линий жестких требований не
предъявляется (кроме равенства длин линий между собой), но нужна
стремиться к тому, чтобы она была минимальной. Если линии
достаточно хорошо согласованы с сопротивлением RBXi то они не
вносят дополнительных частотных искажений на верхних
частотах. Обе линии, как правило, наматываются на одном ферритовом
сердечнике. Продольные индуктивности линий шунтируют вход
нижней (по схеме) линии, вследствие чего на нижних частотах
диапазона наблюдается асимметрия в возбуждении транзисторов.
Это приводит к перегрузке верхнего (по схеме) транзистора и
ухудшению линейности усилителя. Для устранения этого эффекта
между входом усилителя и точкой соединения на входе линий Л±
и Ль включается катушка индуктивности, намотанная на общем
с линиями сердечнике и имеющая одинаковое с ним число витков.
Конструктивно витки этой катушки располагаются между витками:
одной из линий. Направления намотки линий и дополнительной
катушки указаны на схеме.
На рис. 4.10,6, в приведены еще два варианта построения
коллекторной цепи усилителя. В первой из них по сравнению со
схемой на рис. 4.10,а изменено соединение линий Л2 и Л3 на
выходных зажимах. В результате продольное напряжение на линии Ла
становится нулевым и необходимость в намотке этой линии на фер-
ритовый сердечник отпадает, а продольное напряжение на линии Л2
увеличивается вдвое и становится равным напряжению на
нагрузке. При намотке линий Л\ и Л2 на общем сердечнике число витков,
образуемых ими, должно соотноситься как 1 : 2. Кроме того, в
схеме на рис. 4.10,6 применено питание коллекторных цепей
транзисторов через проводники линии Л\. Если постоянные составляющие
коллекторных токов обоих транзисторов одинаковы, то
дополнительного постоянного подмагничивания сердечника
трансформатора не будет. Однако на практике это выполняется далеко не
всегда, что и ограничивает использование данной схемы питания
коллекторных цепей транзисторов.
150

В схеме на рис. 4.10,в для подключения нагрузки к
коллекторам транзисторов используется одна линия Л2 с волновым
сопротивлением p2—Rn. Продольное напряжение на линии Л2, как и на
линии Ль равно UK. В конструктивном отношении эта схема
проще рассмотренных, в ней практически исключена возможность
резонанса в коллекторной цепи усилителя по синфазным
составляющим токов, но применима она лишь тогда, когда транзисторы
расположены достаточно близко друг от друга. Если же
расстояние между транзисторами таково, что индуктивности проводников,
соединяющих коллекторы транзисторов с входными зажимами
линии Л2, соизмеримы с RHy схема должна быть дополнена (что и
сделано на рис. 4.10,в) линиями передачи Лз и Л±, заменяющими
эти проводники. Конструктивно линии Лз и Ла часто выполняют
в виде полосковых линий непосредственно на монтажной печатной
плате. Для обеспечения режима согласования длины этих линий и
их волновые сопротивления должны быть одинаковы, причем р3=
=P4=Rk=Ru/2. Конструктивный расчет таких линий рассмотрен
далее (см. § 4.5 и рис. 4.33).
Бестрансформаторные (по выходу) широкополосные усилители
могут быть построены на основе встречно-параллельного
соединения транзисторов (эквивалентная схема на рис. 4.8,6). Один из
вариантов такой схемы — с последовательным соединением
транзисторов по постоянному току — приведен на рис. 4.12. По
высокой частоте оба транзистора в этой схеме соединены параллельно
между собой и с нагрузкой. Первые гармоники коллекторных
токов транзисторов при противофазном их возбуждении замыкаются
по цепям Vu C6i /?н, С5 и У2, ,С6, Rn. Из-за синфазности четных
гармоник они замыкаются по цепи У2, Уь С5, минуя нагрузку.
Для обеспечения малых сопротивлений соединительных
проводников транзисторы в этой схеме необходимо располагать достаточно
близко друг к другу, что приводит в случае перекрывания
тепловых полей транзисторов, к необходимости несколько снизить
предельно допустимую
мощность, рассеиваемую на
коллекторе, по сравнению
с паспортным значением.
Для коррекции
частотных характеристик
транзисторов используют
корректирующе -
согласующие цепи, выполняемые
по схемам на рис. 4.11.
Противофазность
возбуждения тр анзисторов
обеспечивает входной
трансформатор на
линиях передачи Л\ и Л2. Осо- Рис. 4.12
151

бенность его состоит в том, что продольное напряжение на линии
Л\ равно сумме входного и выходного напряжений, а продольное-
напряжение на линии Лъ отсутствует. Разделительные
конденсаторы С\ и С2 предотвращают замыкание по постоянному току
проводниками линий Л\ и Л2 цепей с различными потенциалами.
В усилителях с последовательным соединением транзисторов»
по постоянному току разброс параметров транзисторов или
неравномерное их возбуждение источником входного сигнала приводит
к изменению сопротивления транзисторов по постоянному току и,,
как следствие, к неравномерному распределению между
транзисторами напряжения источника коллекторного питания. Поэтому
такие схемы нуждаются в дополнительных цепях,
поддерживающих это распределение равномерным с заданной точностью. При.
этом потенциал средней точки (точки соединения эмиттера
транзистора V\ с коллектором транзистора У2) будет примерно равев
половине значения напряжения источника коллекторного питания,,
т. е. Ек. В схеме на рис. 4.12 применен простейший способ
стабилизации потенциала «средней» точки — введение отрицательной*
обратной связи по постоянному току (цепи Ru /?2, Rz и R^ Rs> Re)*
Конденсаторы С3 и С4 устраняют отрицательную обратную связь
по высокой частоте. Наличие такой связи по высокой частоте пр#
работе транзистора в режиме с отсечкой коллекторного тока
может привести к открыванию сигналом, поступающим по цепи
обратной связи, эмиттерного перехода, закрываемого входным
сигналом. При этом существенно возрастает постоянная
составляющая коллекторного тока при уменьшении уровня первой
гармоники.
Основные положительные свойства рассматриваемого
усилителя определяются отсутствием в схеме выходного трансформатора
и заключаются в возможности использования метода гибридно-
интегральной технологии при изготовлении усилителей и
существенном расширении диапазона рабочих частот (за счет снижения
сон). К числу преимуществ следует также отнести увеличение
вдвое по сравнению со схемами <на рис. 4.10 значений
напряжения источника коллекторного питания при меньшем в два раза
токе. Основным недостатком схемы является сложность
термостабилизации режима транзистора 1Л, поскольку его эмиттер
находится под высокочастотным потенциалом.
На схемах корректирующе-согласующих цепей (рис. 4.11)
включены разделительные конденсаторы Ср.б, назначение
которых— предотвратить замыкание источника смещения в цепи
базы через проводники линий 'входного трансформатора (см.
рис. 4.10 и 4.12). Включение конденсатора не в общий провод, а
в цепь корректирующего резистора преследует цель уменьшения
индуктивности контура протекания входного тока на верхних
частотах диапазона. Емкость конденсатора выбирается из условия
152

4.6. ПРОЕКТИРОВАНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УСИЛЕНИЕМ
Усилители с распределенным усилением (УРУ) образуют
отдельный класс широкополосных усилителей. Складывая
выходную мощность нескольких усилительных приборов (ламп или
транзисторов) в общей .нагрузке УРУ, можно получить
существенно большую мощность Рвых по сравнению с мощностью при
параллельном включении такого же числа усилительных при-
«боров.
Методика инженерного расчета УРУ приведена в [3].
Обобщенная схема УРУ, представленная на рис. 4.13, состоит из
входной и выходной искусственных длинных линий с отводами, к
которым подключены усилительные приборы УП. Источник
возбуждения на входе УРУ вызывает волну напряжения, которая по
мере распространения вдоль входной линии создает на
управляющих электродах усилительных приборов напряжения, сдвинутые
во времени (по фазе) в соответствии с временем задержки
звеньев входной линии. Входная линия нагружена на правом конце
согласованным сопротивлением RH.C> вследствие чего отраженная
волна в ней отсутствует.
Выходной ток каждого усилительного элемента создает в
выходной линии две волны тока (и связанные с ними волны
напряжения). Одна из них (прямая волна) распространяется в
сторону полезной нагрузки, согласованной с выходом УРУ. Другая
{обратная волна) распространяется в сторону балластной
нагрузки 7?бал- Таким образом прямые «волны всех усилительных
элементов поступают в полезную нагрузку, а обратные — в
балластную. Поскольку время задержки звеньев входной и выходной
линий выбирается одинаковым, то все прямые волны складываются
в полезной нагрузке синфаэно и 'выходное напряжение УРУ мало
зависит от частоты в пределах всего рабочего диапазона частот
усилителя. Напротив, напряжение на балластной нагрузке 7?бал
усилителя будет сильно зависеть от частоты, так как оно
создается обратными волнами различных усилительных приборов,
которые имеют разные фазовые сдвиги при сложении на
сопротивлении /?бял.
Входная линия УРУ, состоящая из одинаковых звеньев,
является однородной, что позволяет
получить одинаковые амплитуды
напряжений возбуждения
усилительных приборов. Выходная
линия усилителя также может быть
однородной, либо может
строиться из звеньев с различным
волновым сопротивлением. В
последнем случае выходная линия
Выходная линия
Выход
-о
Щ
УП,
о-
Вход
о-
J I
I
Входная линия
Рис. 4.13
153

будет неоднородной, что позволяет получить более высокие
энергетические показатели для мощных УРУ [3].
В широкополосных передатчиках KB—УКВ диапазонов УРУ
применяют в качестве предварительных и оконечных каскадов
усиления. Для предварительных каскадов реализуют УРУ с
однородной входной и выходной линиями как наиболее простые и
высоко-надежные. При малой выходной мощности (РВых=5...
...30 Вт) УРУ ст(роят по однотактной схеме, УП которой
работают в режиме класса А. Недостатком такого усилителя является
низкий КПД, который в классе А обычно составляет 15... 20%, а
в классе В — 20 ...30%. Поэтому в УРУ с большей выходной
мощностью (Рвых = 50...200 Вт) для увеличения КПД передатчика
УП должны работать в классе В или АВ, а для уменьшения
уровня четных гармоник его иногда строят по двухтактной схеме.
В качестве оконечного каскада широкополосных передатчиков
мощностью 1... 10 кВт можно использовать УРУ с неоднородной
выходной линией, построенный по двухтактной схеме.
Усилительные приборы такого усилителя работают в классе В, что
позволяет получить КПД порядка 40%. Проектирование неоднородных
УРУ оказывается более сложным и зависит от того, по какому
закону изменяется волновое сопротивление звеньев выходной
линии. Наибольшее применение получили УРУ с частичным
подавлением обратной волны [3]. Как правило, их выходная линия
состоит из однородной части с постоянным волновым
сопротивлением звеньев линии и неоднородной с убывающим к выходу
волновым сопротивлением звеньев.
Существующие методики проектирования УРУ позволяют
рассчитать их энергетические показатели, такие как выходная
мощность, КПД и др., и выбрать оптимальный вариант по одному из
этих параметров. Однако часто необходимо учитывать целый
комплекс параметров, что требует повторения трудоемких
расчетов для сравнения различных вариантов, особенно при
проектировании неоднородных УРУ. Поэтому для таких расчетов
целесообразно использовать ЭВМ, что позволяет быстро и просто
рассчитать энергетические показатели большого числа вариантов УРУ
на усилительных приборах разных типов и выбрать из них
оптимальный с точки зрения конкретного ТЗ. После этого можно ош
ределить параметры звеньев искусственных длинных линий
усилителя и по ним рассчитать с помощью ЭВМ частотные
характеристики как самих линий, так и усилителя в целом, получая
таким образом достаточно полную информацию о проектируемом
УРУ.
Рассмотрим особенности такого подхода на примере
неоднородного УРУ с частичным подавлением обратной волны. Сначала
выбирают тип и число усилительных приборов, в качестве кото-г
рых для мощных усилителей используют электронные лампы^
причем для обеспечения устойчивости УРУ необходимо применять
154

тетроды или пентоды. Число ламп п существенно влияет на
энергетические показатели усилителя, но из-за сильного затухания
сигнала в линиях усилителя при большом числе звеньев
нецелесообразно выбирать п больше 15. Выбор типа ламп, оптимального
их числа и соотношения между числом ламп п\ в однородной
и числом ламп п2 в неоднородной частях выходной линии может
быть осуществлен с помощью программы (см. приложение 4)^
позволяющей оценить выходную мощность, КПД и мощность,
рассеиваемую на аноде первой лампы УРУ. Исходными данными для
расчета являются рабочий диапазон частот /н.../в, данные
нагрузки и требуемая мощность Рн в нагрузке. Кроме того, для расчета
необходимо знать следующие параметры лампы: выходную
емкость СВых, амплитуду импульса алодного тока /max, остаточное
напряжение на аноде и0» допустимую мощность рассеяния на
аноде Jra доп-
Алгоритм, заложенный в программу, предусматривает
последовательный перебор вариантов по числу ламп п\ в однородной
части выходной линии с расчетом необходимого числа ламп п2 и
проверкой, что сумма п\-\-п2 не превышает заданного птах.
Кроме того, при п2=0 получаем схему однородного УРУ, что также
служит критерием окончания предварительного расчета.
Для надежного перекрытия заданного диапазона частот
принимаем частоту среза выходной линии на 20% больше заданной
верхней частоты диапазона /гр=1,2/в. Определяем волновое
сопротивление однородного участка выходной (анодной) линии УРУ
с учетом выходной емкости лампы и емкости монтажа:
Ра = т/ 1,5СВых/грЯ.
Для текущего значения п\ рассчитываем следующие
электрические параметры усилителя:
амплитуду импульса анодного тока ламп УРУ
(если полученное значение im больше выбранного из
характеристик лампы /щах, то необходимо задать im=imax)',
амплитуду колебательного напряжения в нагрузке,
развиваемого за счет однородного участка выходной линии УРУ, ?/н=
05
мощность в нагрузке, создаваемую однородной частью УРУ,
Рн1=[/н2/2ра;
мощность, создаваемую в нагрузке каждой лампой
неоднородной части усилителя, PH2i = 0,5ai/mf/n.
Эти величины позволяют определить число п2 ламп в
неоднородной части УРУ n2=ENT\ER[{PH/v—PHi)/PH2i] + l (где v=l
для однотактной и v = 2 для двухтактной схемы) и полное число
ламп УРУ п=п\-\-п2. При переборе по всем возможным п\ необ-
155

ходимо проверить, чтобы п2 было неотрицательным (/г2^0), а
общее число'ламп удовлетворяло условию 3^/г^/гтах.
При выполнении этих условий рассчитываем энергетические
характеристики варианта УРУ:
полную полезную мощность, отдаваемую в нагрузку, Рвых=
(P+05iU)
напряжение анодного питания Ea=u0-\-Uu;
мощность, потребляемую УРУ от источника постоянного
напряжения, Po = vEaaoim{ni-\-n2);
коэффициент полезного действия у]к=Рвых/Ро',
коэффициент использования анодного напряжения %=иЪ1/Еа;
мощность, рассеиваемую анодом первой лампы УРУ, Pai =
= aoimEa. Эту величину необходимо проверить на допустимое для
данной лампы значение рассеиваемой ;на аноде мощности Pai^
S д
Таким образом, если выбранная лампа удовлетворяет
заданным параметрам усилителя, то получаем набор вариантов
построения УРУ, из которых необходимо выбрать наиболее
предпочтительный. Выбранный вариант вводим в ЭВМ для расчета
параметров звеньев входной и выходной линий усилителя.
Для полосовых УРУ при больших отношениях /в//н и
значениях jFH порядка единиц мегагерц звенья линий обычно выполняют
из ФНЧ типа k или т (рис. 4.14,а). Наиболее благоприятные
фазовые и частотные характеристики для использования в УРУ
имеют ФНЧ с 1,27^т^1,4. Для согласующих полузвеньев
(рис. 4.14,в) принимают га' = 0,6. Практически используют схему
на рис. 4.14,6, которая может быть полностью эквивалентна
классическому звену типа т благодаря взаимоиндуктивности М
между катушками Lni, Ln2. В последнее время стали широко
применять также фильтры неминимально-фазового типа (рис. 4.14,г)
с постоянным коэффициентом передачи во всем диапазоне частот
и линейной фазовой характеристикой. Линии, построенные на
фильтрах такого типа, не нуждаются в согласующих полузвеньях.
В программе, приведенной в приложении 4, использованы
формулы для расчета параметров ФНЧ схемы на рис. 4.14,6. Для од-
нородной части выходной линии рассчитываются ФНЧ с гранич-
г)
156

ной частотой /гр и волновым сопротивлением ра
Са = т/я/грра, (4.16)
Lft=pa/nfrp, (4.17)
ML=Lm, Lc=mLk, Lm=(m2-{-l)Lh/4m1 Ln2=Lni.
Для фильтров неоднородного участка
о — Ра *-* Г _ m Ра ?-1 + Paf г __ Ра?
1 + «1 Wal-i 2nhp Pa f—i"Pa? «frp
nfr? 4m ' Lmi_x + Lm? f
j Til j r \ T \ T ffl T i Я /f T Ml r -a IT
Входная линия УРУ выполняется однородной, и значения ее
элементов могут быть рассчитаны по формулам (4.16) и (4.17), в
которые подставляют волновое сопротивление рс входной
(сеточной) линии.
Электрические параметры линий УРУ выдаются на печать
в виде таблиц, содержащих номер ФНЧ /, волновое
сопротивление /-го фильтра раг, общую емкость Саг ФНЧ, общую индуктив-
ность Lei катушки i-ro фильтра, коэффициент взаимоиндуктивно-
сти MLi этой катушки, собственные индуктивности Ьщ и Ln%
частей катушки данного ФНЧ.
Затем рассчитывают электрические параметры согласующих:
полузвеньев со стороны балластного сопротивления выходной ли--
нии, со стороны нагрузки УРУ и для обоих концов входной линии,,
используя следующие соотношения: LCni=0,3L^, LCn2 = 0,532L^
Ссп=0,214Са, где Lk и Са — индуктивность и емкость,
рассчитанные по формулам (4.16) и (4.17) для ФНЧ с соответствующим
волновым сопротивлением.
Полученные в результате расчета электрические параметры
линий УРУ можно использовать для анализа и оптимизации
частотных свойств этих линий, а также анализа частотных
характеристик самого УРУ. Если необходимо учитывать различные
паразитные связи в схеме усилителя, то основой для построения
программы анализа может служить универсальная программа*
(например, использующая метод узловых потенциалов для
анализа схем произвольной конфигурации), которая дополняется*
подпрограммой кодирования схемы УРУ в соответствии с
правилами, принятыми для ввода данных в универсальной программе:
Результаты анализа, представленные в виде частотных
характеристик мощности в нагрузке и мощности, отдаваемой в нагруз-
157

ку каждой лампой УРУ, напряжений па анодах и управляющих
сетках каждой лампы УРУ, входных и выходных сопротивлений
линий усилителя, позволяют оценить результаты проектирования
и внести необходимые коррективы, чтобы удовлетворить требова-
.ниям ТЗ.
Усложняя анализ УРУ учетом спектрального состава
выходного тока ламп усилителя, можно рассчитать форму тока и
напряжения на аноде каждой ламдеы, что позволяет моделировать
работу УРУ в различных режимах и заменить экспериментальное
исследование макета УРУ исследованием его математической
модели.
4.7. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
РАДИОЧАСТОТНЫХ ТРАКТОВ
С ПРИМЕНЕНИЕМ ЭВМ *
Радиочастотные тракты (РЧТ) являются важнейшими
составными частями любого радиотехнического устройства. Они решают
задачи генерирования, усиления, модуляции и детектирования
радиочастотных сигналов, а также умножения или преобразования
их частоты.
В общем случае РЧТ представляют собой нелинейные
электронные цепи. Учет нелинейных свойств радиотрактов,
естественно, увеличивает время их анализа с помощью ЭВМ и снижает
эффективность проектирования, поэтому чрезвычайно важно
выбирать наиболее экономичные алгоритмы.
Ограниченное быстродействие современных ЭВМ не позволяет
осуществлять процесс проектирования всего широкополосного
нелинейного радиотракта в целом. Поэтому в настоящее время
методика применения ЭВМ заключается в последовательном
проектировании отдельных узлов радиотракта и определении их
входных и выходных параметров, являющихся исходными для
проектирования" следующего узла. После разработки с помощью ЭВМ
всех составных частей радиотракта проводится анализ всего
нелинейного устройства в целом для оценки степени
удовлетворения требований ТЗ.
Изложенный подход предполагает последовательное
проектирование как линейных, так и нелинейных каскадов. При этом в
обоих случаях наиболее естественным является применение ал rev
ритмов одного класса, что делает целесообразными спектральные
методы анализа нелинейных радиотрактов.
Особенности проектирования линейных каскадов
широкополосных радиотрактов, таких как селективные, согласующие и
корректирующие устройства, линии передачи и диапазонные экви-
* При написании параграфа использованы материалы, полученные
П. Л. Асовичем.

A1
ИЗ
АШ
Af
иэ
J L
Аш
z*
в
Рис. 4.15
Рис. 4.16
Рис. 4.17
валенты антенн, рассмотрены ранее. Поэтому далее мы
остановимся на формировании обобщенной нелинейной модели (OHM)
радиотрактов различной структуры, объединяющей линейные w
нелинейные каскады.
Прежде всего рассмотрим каскады с одним усилительным
элементом (УЭ) двухполюсного типа. Учитывая возможность
представления такого прибора в виде модели на рис. 4.15, полученной
по аналогии с моделью нелинейного четырехполюсника и
описанной в § 2.3, при параллельном включении УЭ схема каскада
примет вид рис. 4.16, а схема каскада при последовательном —
рис. 4.17. На этих схемах er(t)—генератор входного сигнала, а
пассивные линейные четырехполюсники А1 и А111 служат для
формирования заданных характеристик каскада. Указанный вид
имеют, например, широкополосные варакторные умножители частоты
или параметрические усилители.
Каждая из схем достаточно просто сводится к модели каскада
на рис. 4.18. При этом для схемы на рис. 4.16. А2 •= А'А^зА111, а для.
схемы на рис. 4.17 АЕ = А1А^АШ, где Az3=[jl
+ #^г/^н)/(#21Г "Ь ^22Г/^н) — входное сопротивление нагруженного
четырехполюсника А111; а]1.1 — коэффициенты матрицы этого
четырехполюсника.
Элементы матрицы А2 в обозначениях, принятых в § 2.3,
позволяют определить параметры OHM каскада с одним
нелинейным элементом (рис. 2.9):
В (р) = 1/aft (р), D (р) = а\2 {р)1а]{ (/?), где р = djdt—оператор
ференцирования.
X
eT(t)
А1
УЗт
АЖ
Рис. 4.18
Рис. 4.19

Формирование OHM однокаскадного устройства с активным
элементом четырехполюсного типа было рассмотрено в § 2.3,
поэтому остановимся далее на формировании OHM радиотракта
каскадной структуры, схема которого представлена на рис. 4.19.
Учитывая каскадную структуру анализируемого радиотракта,
алгоритм формирования OHM целесообразно построить на основе
аппарата матриц передачи. Для пояснения его введем
эквивалентные матрицы передачи двух типов: матрицу Агт,
связывающую напряжение и ток входного генератора с напряжением и
током /л-го (ra=l,...,Af) нелинейного элемента (рис. 4.20), и
матрицу Asm, связывающую токи и напряжения на 5-м и т-м
нелинейных элементах (рис. 4.21) (5=1, 2, ...,#; га=5+1, s+2,...,N).
Матрица Агт описывает связь входного генератора с т-м
нелинейным элементом при равенстве нулю всех токов, кроме тока
через т-й нелинейный элемент. Последнее условие означает
размыкание клемм, к которым подключены нелинейные резисторы,
у всех OHM усилительных элементов, кроме Rm. Перемножая
матрицы передачи полученных таким образом линейных
четырехполюсников слева и справа от усилительного элемента с
номером т, получаем схему, изображенную на рис. 4.22. После
внесения двухполюсника, характеризующего нагруженный выходной
четырехполюсник А11, в шестиполюсную схему замещения УЭ
с номером т и перемножения матриц передачи полученного
линейного четырехполюсника и четырехполюсника, стоящего перед
т-м нелинейным элементом А1, найдем искомую матрицу
передачи А™ (|рис. 4.20).
Для получения матрицы Asm так же, как и в предыдущем
случае, в первую очередь необходимо преобразовать в линейные
четырехполюсники OHM УЭ с номерами, не равными s и т, так как
токи через нелинейные резисторы этих приборов должны быть
равны нулю. После этого следует перемножить матрицы
передачи линейных четырехполюсников, стоящих левее активного
элемента с номером 5, правее элемента с номером т и между ними,
что позволяет получить схему, изображенную на рис. 4.23.
Учитывая, что элементы матрицы Asw должны определяться при
коротком замыкании на входе каскада (er(t)=O), схему на рис. 4.23
можно преобразовать к виду рис. 4.21. Для этого достаточно
внести в модель УЭ с номером 5 двухполюсник, полученный из А1
при закорачивании генератора входного сигнала, а в модель ак-
er(t)
Рис. 4.20
er(t)
А1
УЭт
А*
Рис. 4,21
Рис. 4.22
160

А1.
УЗ*
Рис. 4.23
УЭп
Аш
тивного прибора с номером т — двухполюсник, представляющий
собой нагруженный выходной четырехполюсник А111, и
перемножить матрицы передачи полученных четырехполюсников и
четырехполюсника А11, стоящего между ними. Результирующая
матрица Asm и будет искомой.
Знание элементов матриц Агт и Asm позволяет для каждого s
и т найти параметры B(ja>) и D(j(o) обобщенной нелинейной
модели всего тракта с двухполюсными нелинейными элементами
(рис. 2.10) согласно следующим выражениям:
К (j ©) = ит]еТ Ь/=о = 1 /ajf1 (j <»);
где /=1, 2,...,iV; bm(jco)—элементы матрицы-столбца B(jco);
dms (jco)—элементы матрицы B(jco); a^(jco)—элементы матриц
Описанный алгоритм делает целесообразным представление
внешних по отношению к усилительным элементам цепей в виде
каскадного соединения элементарных четырехполюсников,
входящих в библиотеку базовых элементов [4]. В этом случае
каждому базовому четырехполюснику присваивается определенный
номер и для введения информации о линейной части
анализируемой схемы достаточно перечислить в соответствующем порядке
номера библиотечных четырехполюсников и номиналы входящих
в них элементов.
Однако иногда не удается представить линейную часть
моделируемой схемы в виде каскадного соединения базовых
четырехполюсников. Например, при учете паразитных параметров,
определяемых топологией печатной платы, при наличии цепей
обратной связи между каскадами, при анализе двухтактных схем с
неидентичными активными элементами необходимо перейти к более
универсальному алгоритму формирования OHM радиотрактов на
базе двухполюсных базовых компонентов.
11-6028
161

Таблица 4-.Z
Номер
типа.
I
S= const
Для этого в библиотеку базовых компонентов целесообразно
ввести двухполюсники, представленные в табл. 4.2. Помимо
стандартного набора двухполюсников 1...5 [4] в библиотеку входят
зависимые генераторы тока 6 и 7, коэффициенты связи которых
прямо и обратно пропорциональны частоте. С помощью этих
компонентов можно заменить нелинейный реактивный двухполюсник
нелинейным резистором по аналогии с преобразованием эмиттер-
ной диффузионной емкости транзистора, описанным в § 2.3.
Вместе с двухполюсниками в библиотеку входит схема замещения в
рассматриваемом элементном базисе отрезка линии передачи
в соответствии с методикой, изложенной в § 3.6.
Алгоритм формирования OHM с двухполюсными нелинейными
элементами (рис. 2.10) на основе выбранного элементного базиса
можно разбить на четыре этапа.
Первый этап — традиционный для метода узловых
потенциалов— заключается в формировании полной определенной У-мат-
рицы линейной части OHM размерностью NYXNY относительно
всех внутренних и внешних узлов схемы радиотракта. При этом
под внешними узлами понимается 2(H+N) полюсов, к которым
подключены Я генераторов входного сигнала и N нелинейных
элементов, все остальные Ny—2 (//+#) полюсов считаются
внутренними. Этот этап может быть выполнен на базе любой программы
анализа линейных электронных цепей методом узловых
потенциалов. Указанная программа формирует определенную У-матрицу
линейных электрических цепей из /?, G, L, С элементов и
зависимых линейных генераторов тока, управляемых напряжением на
какой-либо ветви, с частотно-'независимым коэффициентом связи.
Для расширения функциональных возможностей ее следует
дополнить управляемыми генераторами тока с частотно-зависимыми
коэффициентами связи и предусмотреть включение
трансформатора на отрезках линии передачи.
На втором этапе формируется У-матрица многополюсника,
представленного на рис. 4.24, размерностью 2(H+N)X2(H+N).
162

H+N
о—
H+N-1'
H+N+1
H+N+Z
о
2(H+H)-1
2(Н+Н)
Рис. 4.24
•/г//
1
Рис. 4.25
При этом из полученного на первом этапе многополюсника
исключаются внутренние узлы, т. е. те, к которым не подключен ни
один из H-\-N внешних элементов. Эта подпрограмма может быть,
в частности, основана на стандартном методе исключения Гаусса
[32]. Для простоты реализации алгоритма целесообразно
внешние элементы пронумеровать первыми.
Третий этап заключается в переходе от У-матрицы
многополюсника на рис. 4.24 к У-матрице многополюсника на рис. 4.25.
Отличие этих многополюсников состоит в том, что в первом в
качестве напряжений выступают разности потенциалов между
данным и опорным узлами, а во втором — разности потенциалов
между точками подключения внешних элементов (рис. 4.25). Если
многополюсник на рис. 4.25 не содержит ни одного узла,
непосредственно соединенного с опорным, связь между У-матрицами
рассматриваемых многополюсников описывается следующим
образом:
У11 0 ») - Y\2 (j ш) - [Yln (j ш) + Y\2 (j ш)] [У2 (j со)]"1 \Y\2 (j со) + У{2 (j ш)1,
где У11 — матрица многополюсника на рис. 4.25, Y\k—
квадратные клеточные матрицы многополюсника на рис. 4.24
.размерностью (Я+ЛОХС+ЛО. В соответствии с последним выражением
операции, характеризующие третий этап, заключаются в
сложении, перемножении матриц и их обращении. Подпрограммы,
реализующие эти операции, имеются в составе математического
обеспечения большинства ЭВМ.
На четвертом этапе .реализуется переход от матрицы
многополюсника на рис. 4.25 к матрицам, описывающим параметры OHM
с двухполюсными нелинейными компонентами (рис. 2.10):
11*
163

D (j ©) = — [У22 (j со)!"1, где Yll (j а)) и Yl22 (j«>) — клеточные
подматрицы матрицы yn(j(o) размерностью соответственно NxH и NxN.
Как видно из этих выражений, для проведения операций
четвертого этапа достаточно также использовать стандартные
подпрограммы перемножения и обращения комплексных матриц.
Анализ полученной модели проводится с помощью
алгоритмов, зависящих от класса устройств и вида аппроксимации
характеристик .нелинейных элементов. В частности, при анализе
широкополосных радиотрактов, работающих при большом уровне
сигнала, целесообразно применять алгоритм, описанной в § 2.3, и
реализующую его программу, приведенную в приложении 5.
4.8. ПОСТРОЕНИЕ УСТРОЙСТВ
СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТИ
Если от усилительного устройства необходимо получить
мощность, большую, чем может обеспечить один усилительный
прибор, необходимо сложить мощность нескольких усилительных
элементов в общей нагрузке. В тех случаях, когда для увеличения
выходной мощности устройства не требуется взаимодействия
отдельных усилительных элементов, наиболее перспективными
представляются схемы сложения, обеспечивающие взаимную
электрическую развязку отдельных усилителей (генераторов). При
использовании таких схем, часто называемых мостовыми, или
гибридными, каждый генератор работает независимо от других на
оптимальную для него .нагрузку.
Наличие взаимной электрической развязки позволяет также
избавиться от различных эффектов, связанных с неравномерным
распределением нагрузки на отдельные усилительные элементы,
вследствие чего выходная мощность и надежность работы всего
усилителя существенно повышаются.
Требования электрической развязки и выделения суммарной
мощности в нагрузке однозначно определяют наиболее важные
характеристики мостовых схем сложения мощности ряда
генераторов [45]. В частности, при отклонениях напряжений на
выходах генераторов от значений, согласованных со схемой сложения,
мощность на выходе схемы сложения будет меньше суммы
мощностей на ее входах, что говорит о том, что внутри этой схемы
мощность поглощается, т. е. в состав схемы должны входить так
называемые балластные резисторы. Число балластных
резисторов, при которых схема сложения обеспечивает развязку входов,
не может быть меньше разности чисел входов и выходов схемы.
Отношение мощности на выходе схемы сложения к сумме
мощностей, поступающих на ее входы, определяет КПД схемы.
164

10
0,8
0,6
Ofi
0,2
О
V
/н
0,2 Ofi 0г6 0,8 m/n
Рис. 4.26
1,0
0,9
0,8
OJ
P\\ rnin
/'» 0
OJ 0,2 0,3 ?
Рис. 4.27
0,9
0,8
OJ
0
to
20 A (p, град
Рис. 4.28
При выходе из строя (или отключении) т генераторов из
общего числа п идентичных генераторов мощность в нагрузке и
КПД схемы сложения будут определяться соотношениями
РН=РН тах (п-т) */п*=РГ (п-т) 2/п, (4.18)
ц=(п-т)/п, .(4.19)
где Рг — мощность на выходе одного генератора, Рнтах=/гРг —
мощность на выходе схемы сложения при работе всех п
генераторов. Зависимости (4.18) и (4.19) иллюстрируются графиками на
рис. 4.26. На рис. 4.27 и 4.28 приведены аналогичные зависимости
для случая разбалансировки генераторов по амплитуде входных
напряжений на ±е или по фазе на ±Д<р:
T|min=l— 82, PHmin=(l— 82)2PHmax,
= (1+COS 2Аф)/2,
причем это минимальные значения, которые могут иметь место
при самых неблагоприятных (с точки зрения КПД) вариантах
разбалансировки генераторов. На практике снижение КПД и
мощности в нагрузке может быть существенно меньше.
Взаимная развязка генераторов, подключенных к мостовой
схеме, обеспечивается при вполне определенном сопротивлении
нагрузки мостовой схемы. Если нагрузка будет отклоняться от
этого значения, то развязка генераторов нарушится.
Характеризуя степень отклонения сопротивления нагрузки от номинального
значения коэффициентом отражения sH, а взаимную развязку
генераторов Я переходным затуханием между какими-либо двумя
генераторными входами, при сложении мощности п идентичных
генераторов имеет место соотношение
#=|я/5н|2, (4.20)
которое иллюстрируется графиками на рис. 4.29.
Необходимым элементом мостовых схем, работающих в
полосе частот существенно больше октавы, является широкополосный
трансформатор. Принципы построения и методики расчета
мостовых схем, использующих трансформаторы обмоточного типа, при-
165

30
20
ю
\
п-
•^—
—
—-«.
0,2 0,Ь 0,6 0,8\$*
Рис. 4.29
Рис. 4.30
ведены в [45]. Эти методики обеспечивают высокую степень
развязки входов и заданные неравномерности коэффициентов
передачи и входного сопротивления, причем индуктивности
намагничивания и рассеяния трансформаторов используются как рабочие
элементы полосовых фильтров.
При построении мощных транзисторных усилителей широко
используют мостовые устройства на основе трансформаторов
типа длинной линии. Три варианта таких схем приведены на
рис. 4.30—4.32.
Для схемы на рис. 4.30
Для схемы на рис. 4.31
ит=и{+и2уин2=ил2=и2-ии ил1=их.
Для схемы на рис. 4.32
В схемах на рис. 4.31 и 4.32 (как и во всех мостовых схемах
с числом входов, равным числу нагрузок) места подключения
нагрузок и генераторов могут быть взаимно изменены с соответст-
Рис. 4.31
Рис. 4.32
166

Таблица 4,3
п
2
3
4
5
0
0
0
Ч
А
од
,44
,56
,64
А
0,33
0,25
0,20
0
0
0
А
,44
,56
,64
0,25
0
0
0
А
,33
,38
,4
вующим изменением сопротивлений нагрузок и входных
сопротивлений. Расчетные графики и формулы для расчета этих и ряда
других схем приведены в [25, 45].
Обязательными элементами любой мостовой схемы являются балластные
резисторы. При выходе их из строя взаимная электрическая развязка входов
нарушается, т. е. схема сложения теряет мостовые свойства. Поэтому для
правильного выбора этих элементов необходимо определить мощность, которая может
рассеиваться в каждом из них при заданных отклонениях генераторов от
сбалансированного режима.
Если мостовая схема должна сохранить работоспособность при выходе частя
генераторов из строя, то мощность Ро исходя из которой необходимо выби-
рать каждый балластный резистор, при соединении их в форме я-лучевой звезды
(А) и полного «-угольника (А) определяются по табл. 4.3, где Рг—-мощность
на выходе одного генератора, Рн — мощность в нагрузке при работе всех
генераторов, Рбал — суммарная (установленная) мощность всех балластных
резисторов.
При других числах входов мостовой схемы указанные отношения
Рба,
1
П— 1
2п '
Соотношение для определения мощности балластных резисторов при заданном
разбросе амплитуд и фаз выходных напряжений генераторов можно найти
в [45].
Расчет мостовых схем сложения и распределения мощности,
реализуемых на отрезках линии передачи, включает в себя выбор
кабеля, типоразмера сердечника, конструкции трансформатора,
электрический и конструктивный расчет трансформаторов и всего
устройства в целом. Марка кабелей определяется необходимым
значением волнового сопротивления, диапазоном рабочих частот
и уровнем мощности сигналов, проходящих по каждому из
кабелей. Условие получения необходимых характеристик устройства
(развязка, неравномерность частотных характеристик
коэффициентов передачи и входных сопротивлений) определит
максимально допустимые длины отрезков кабелей и минимальные значе-
167

Рис. 4.33
ния продольных индуктивностей.
Эти параметры совместно с
продольными напряжениями
являются, в свою очередь,
исходными для расчета трансформатора
(см. §3.6),
При конструктивном расчете
всего устройства необходимо
предусмотреть эффективный
отвод тепла от термонагруженных
элементов (балластные
резисторы, ферритовые сердечники,
кабели), снабдив их, если.это необходимо, радиаторами. Кроме того,
необходимо стремиться к получению минимальных
индуктивностей соединительных проводников и емкостных связей между
кабелями. Хорошие результаты по снижению паразитных
индуктивностей и исключению ошибок при монтаже дает использование
двухслойных печатных плат для межкабельных соединений,
причем проводники на противоположных сторонах платы, идущие от
места подключения к плате кабеля, должны образовать
симметричную полосковую линию с волновым сопротивлением, таким
же, как у кабеля. В этом случае проводники на печатной плате
фактически являются продолжением кабелей, и поэтому их
электрическая длина должна включаться в длину кабелей. Волновое
сопротивление симметричной двухпроводной полосковой линии
с точностью до 1... 2%
120и
Ь \—0,836 -jf
(4.21)
где 8 — относительная диэлектрическая проницаемость материала
платы, Ь — ширина проводника, h — толщина диэлектрика платы.
Графики на рис. 4.33 иллюстрируют зависимость (4.21).
Глава 5. ПРОЕКТИРОВАНИЕ СОГЛАСУЮЩИХ,
ФИЛЬТРУЮЩИХ И МОСТОВЫХ
УСТРОЙСТВ СВЧ ДИАПАЗОНА
5.1. ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА СВЧ ФИЛЬТРОВ
И СОГЛАСУЮЩИХ ЦЕПЕЙ
В качестве элементов СВЧ фильтров и согласующих цепей наиболее широко
используют отрезки передающих линий с поперечными электромагнитными вол-
нами (волной типа Т), прямоугольных и круглых волноводов с магнитными
(эолна типа М) или электрическими (волна типа Е) волнами.
168

Рис. 5.1
В зависимости от формы поперечного сечения проводников и диэлектрика
между ними передающие линии делятся на коаксиальные (рис. 5.1,а—в),
двухпроводные (рис. 5.1,д) и полосковые (рис. 5.1,г, е). Микрополосковые и щелевые
линии (рис. 5Л,ж, з) также можно относить к линиям с Т-волной вплоть до
частот порядка 2 ... 4 ГГц. На более высоких частотах необходимо учитывать
наличие в таких линиях передачи Е- и М-волн.
В нижней части дециметрового диапазона и в метровом диапазоне волн
используются отрезки линий передачи со спиральным внутренним проводником
круглого или плоского сечения (рис. 5.2), в которых при определенных
соотношениях между геометрическими размерами проводников также можно считать,
что распространяется Т-волна.
Определив погонные параметры как сопротивление Ru индуктивность Llf
проводимость Gi и емкость Ci на единицу длины, можно выразить через них
волновое сопротивление и постоянную распространения электромагнитных волн
в линии в виде [13]
1 _ / R. -U \<?>ЬЛ г
= —=У ОГТЙ' Y = 1Л*1
р
где со — частота колебаний, распространяющихся вдоль линии.
Для однородной передающей линии с малыми потерями (#i^Gi^0), в
которой существует только Т-волна, можно считать, что волновое сопротивление р
не будет зависеть от частоты со, а фазовая скорость v$ распространения
электромагнитной волны будет равна скорости света в диэлектрике, заполняющем
линию:
р/со = cQ/V7.
(5.1)
В принципе в передающих линиях помимо Т-волны могут распространяться
и Е- и М-волны. Поэтому линии передачи кроме волнового сопротивления р и
а)
Рис. 5.2

постоянной распространения у характеризуют критической длиной волны Хс>
т. е. длиной первой из Е- или М-волн, которая может распространяться при
данных геометрических размерах поперечного сечения линии.
В микрополосковой линии основной является гибридная волна, поэтому для
этой линии фазовая скорость распространения электромагнитных колебаний и
волновое сопротивление зависят не только от геометрических размеров линии,
но и от частоты. Точно определить эти зависимости можно лишь в результате
строгого решения соответствующей краевой задачи. Для инженерных расчетов
обычно используют приближенные формулы для расчета волнового
сопротивления и эффективной диэлектрической проницаемости еЭфф, численно равной
отношению квадрата скорости света в вакууме к квадрату фазовой скорости волны
Таблица 5.1
Поперечное сечение линии.
Расчетные соотношения
59,95 т Л
oL
77=
Ye
19, 08
//9,9,
ос = 2H/d
f рршш
w
iPii'
9ч-, 172
W
/19,9 Я
ч-2-ОМfi/W+(/-h/W)6
W
170

в линии. Последняя характеристика применяется только для определения тео-
метрической длины в микрополосковых линиях.
Расчетные формулы для определений волновых сопротивлений, постоянных
распространения, эффективной диэлектрической проницаемости и критических
длин волн различных типов передающих линий приведены в табл. 5.1 [13].
Волны типа Т могут распространяться и в структурах, имеющих более чем
два проводника. Некоторые из таких структур показаны на рис. 5.3. В них
могут существовать две основные волны: четная, когда токи в соседних
проводниках направлены одинаково, и нечетная, когда токи в них направлены в
противоположные стороны. При отсутствии потерь скорость распространения каждой
из этих волн равна скорости света в диэлектриках, окружающих проводники,
а волновые сопротивления четной рое и нечетной роо волн различны. Расчетные
формулы для определения рое и роо для связанных полосковых линий
различного сечения можно найти в [13].
Отрезки линий передачи, разомкнутые или короткозамкнутые на свободном
конце, часто используют в качестве резонаторов при расчете фильтров и
согласующих цепей СВЧ. Такие резонаторы могут быть эквивалентны параллельному
или последовательному контуру. Эквивалентные схемы таких резонаторов
приведены в § 5.2. Связанные передающие линии также можно использовать как
резонаторы при конструировании СВЧ фильтров. Для наиболее употребительных
конфигураций связанных полосковых линий электрические модели из
сосредоточенных элементов приведены в § 5.2.
При проектировании согласующих цепей и фильтров СВЧ необходимо
учитывать влияние электрических неоднородностей, неизбежно появляющихся в
местах соединения различных элементов СВЧ трактов. Рациональным
конструированием цепей СВЧ добиваются, чтобы электрические неоднородности являлись
элементами цепи, формирующими ее частотную характеристику. С достаточной
для практики точностью электрические модели таких элементов можно
представить набором сосредоточенных реактивностей.
В табл. 5.2 представлены расчетные формулы для типичных
неоднородностей в передающгх линиях [28]. Более полные сведения о неоднородностях в
микрополосковых линиях передачи приведены в [13], в коаксиальных и объемных
полосковых — в [28].
Кроме перечисленных элементов СВЧ трактов, в фильтрах и согласующих
цепях СВЧ широко используют различные конструктивные элементы,
геометрические размеры которых обычно выбирают значительно меньшими длины волны
в линии. Примеры подобных конструктивных элементов в различных типах линий
передачи приведены в [28, 36].
В верхней части дециметрового диапазона, в сантиметровом и
миллиметровом диапазонах волн в качестве элементов фильтров и согласующих цепей
применяют отрезки прямоугольных либо круглых волноводов с Е- или М-волнами.
Волны типа М содержат составляющую магнитного поля и не имеют
составляющей электрического поля в направлении распространения волны. Волны
типа Е, наоборот, содержат составляющую электрического поля и не имеют
составляющей магнитного поля в направлении распространения.
В отличие от передающих линий с Т-волной, в волноводах с Е- или
М-волнами длина волны Яв и фазовая скорость иф распространения колебаний зависят
т

Таблица 5.2
Продольное
сечение линии
Электрическая
модель
Расчетные соотношения
in (b/a)
ln(c/d) 1
/>/ =F Рг
где Ctf и СА2 В
n<P
см,
где L д Tn,l,d в см
-0,0884Sz d Ьп —— ?
^гЬ ±С3
>-J 1—о
где Cr...Cj 6 пФ;
?, d1 JO в см
Pr
o-o
Pz
4>-O
\дв L 6 нГн, h В мм
т - т
^в * O9Shfi In
где С^иСъ в пФ7Л в мм
172

WO МГц,
Рис. 5.4
!ГГц
Рис. 5,5
ЮОГГц
от частоты. В волноводе без потерь, заполненном диэлектриком с относительной
диэлектрической проницаемостью 8, длина волны в волноводе Хв, длина волны
и свободном пространстве А,, длина волны в диэлектрике Яе и критическая длина
полны Яс связаны соотношением
Л*
(5.2)
Колебания с Я>'ЯС не могут распространяться по волноводу и быстро затухают.
Волновое сопротивление волновода, определяемое как отношение
напряженности поперечного электрического поля к напряженности поперечного магнитного
ноля, можно определить следующим образом:
( 377
¦- (5.3)
Р—=
377
для М-волны,
•л— для Е-волны»
фиаоная постоянная волны, распространяющейся по волноводу,
Основной для волновода считается волна с наименьшей критической
частотой, которая может распространяться по нему без затухания. Для
прямоугольного волновода эта волна типа Мю, для круглого — волна типа Мц. Индексы
п обозначениях типов волн показывают число полупериодов изменения
электрического и магнитного полей вдоль осей х, у, z (рис. 5.4).
Расчетные формулы для критических длин волн для различных типов
колебаний в круглом и прямоугольном волноводах приведены в табл. 5.3.
В волноводных фильтрах и согласующих цепях широко используют объемные
прямоугольные и цилиндрические резонаторы (рис. 5.4), представлющие собой
короткозамкнутые отрезки прямоугольного или круглого волновода. Если в
прямоугольном резонаторе заданы тип поля (E*,m>n, M.k,m,n) и его размеры a, b, I
(vm. рис. 5.4,а), то резонансные частоты f определяются равенством
224,64 ( Ь a ab \
тде / в гигагерцах, а а, Ъ, I в сантиметрах.
173

Таблица 5.3
Тип волновода.
г
а
Ф
Тип волны
МтО
?,i , м„
м„
Критическая длина волны
2 а/т
/, 706 d
Г, 30 5 d
Для цилиндрического резонатора (рис. 5.4,6) связь резонансных
с размерами резонатора и типом поля описывается выражением
частот
(5.5)
где d и / в сантиметрах, a Xk,m — т-& корень уравнения /'*(*)== 0 для М-волны
и уравнения Jk(x)=O для Е-волны.
Связь объемных резонаторов друг с другом и передающим трактом в
фильтрах и согласующих цепях СВЧ обычно осуществляется через неоднородности,
диафрагмы или индуктивные штыри, установленные на границе раздела. В
зависимости от расположения диафрагмы и типа поля в волноводе сопротивления
диафрагмы могут носить как емкостный, так и индуктивный характер.
Электрические модели и расчетные соотношения для некоторых типов электрических не-
однородностей в волноводах, диафрагм и штырей приведены в [28].
Рассмотренные элементы фильтров и согласующих цепей СВЧ диапазона,
конечно, не охватывают всего многообразия используемых на практике элементов.
Для более детального анализа отдельных вопросов, особенно связанных с
моделированием на ЭВМ элементов СВЧ техники, следует обратиться к [2]. Тем
не менее приведенные здесь данные позволяют выполнять инженерные расчеты,
точность которых недостаточна для бесподстроечной реализации цепи.
В тех случаях, когда требуется более высокая точность расчета, например
при выполнении цепей методами гибридно-интегральной технологии, где диапазон
подстройки весьма ограничен, необходимо использовать ЭВМ. Это, в свою
очередь, требует программной реализации электрических моделей элементов СВЧ
трактов. Программная реализация электрических моделей для некоторых
элементов СВЧ трактов на передающих линиях приведена в гл. 1. Сведения о
моделях других элементов можно найти в [31].
5.2. типы фильтров и согласующих
цепей, применяемых в передатчиках
СВЧ
Каждый из фильтров и цепей связи СВЧ диапазона имеет свои
преимущества и недостатки, которые зависят от конкретных требований к Цепи, конструк*
174

тивного исполнения (коаксиального, полоскового и др.) и диапазона частот.
Поэтому при разработке схемы и конструкции фильтрующих устройств СВЧ
диапазона необходимо выбирать решения, позволяющие удовлетворить предъявленные
к устройству требования с наименьшими интеллектуальными и материальными
затратами.
На рис. 5.5 приведены ориентировочные частотные диапазоны применения
некоторых типов фильтров СВЧ диапазона: 1 т- для L С-фильтров, 2 — для
спиральных фильтров с полусосредоточенной структурой, 3 — для коаксиальных и
объемно-полосковых фильтров с полусосредоточенной структурой, 4 — для объ-
¦емно-полосковых фильтров распределенной структуры, 5 —для волноводных
фильтров. Конечно, указанные типы фильтров и согласующих цепей СВЧ не
•охватывают всех типов цепей связи СВЧ диапазона, применяемых в том или
ином диапазоне частот. Так, в последнее время при малых мощностях широкое
распространение в СВЧ диапазоне получили фильтры с LC- и /?С-сосредоточен-
иыми элементами, а также на поверхностно-акустических волнах; при больших
мощностях — фильтры со сверхпроводимостью и т. д. Однако рис. 5.5 позволяет
грамотно подойти к выбору типа конструкции фильтра с реактивными
элементами с точки зрения заданного диапазона частот. Конкретное схемно-коиструк-
тивное решение для цепи связи можно выбрать с помощью табл. 5.4.
С помощью фильтров, приведенных в табл. 5.4 можно реализовать цепи
связи с полосовыми и нижнечастотными характеристиками. Кроме того,
поскольку в СВЧ диапазоне трудно реализовать фильтр верхних частот (ФВЧ) с
равномерной амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) вплоть до частот, в
несколько раз превышающих граничную частоту полосы пропускания, то в
качестве ФВЧ на СВЧ могут быть использованы полосовые фильтры с широкой
полосой пропускания [28].
Теория расчета всех типов фильтров СВЧ, приведенных в табл. 5.4,
основана на хорошо разработанных положениях классической теории цепей с
сосредоточенными элементами. Однако при переходе к цепям, содержащим
распределенные элементы, в расчетных методиках допускаются приближения, справедливые
для узких (относительно) полос пропускания, и поэтому инженерные методы
расчета оказываются справедливыми для фильтров и согласующих цепей с
относительной полосой пропускания не более 0,62(о>в/сон<2). Для расчета
согласующих цепей и фильтров СВЧ с большими полосами пропускания, либо
удовлетворяющих каким-либо специальным конструктивным требованиям, необходимо
использовать методы параметрического синтеза с помощью ЭВМ (см. гл. 13).
Расчетные соотношения для других вариантов выполнения цепей связи СВЧ,
приведенных в табл. 5.4 можно найти в [28, 36].
5.3. МЕТОДЫ РАСЧЕТА СОГЛАСУЮЩИХ
ЦЕПЕЙ И ФИЛЬТРОВ
ПОЛУСОСРЕДОТОЧЕННОИ СТРУКТУРЫ
Современные методы синтеза электрических цепей по рабочим
параметрам в большинстве случаев позволяют решить задачу
синтеза любой цепи при условии, что налагаемые требования не
находятся в противоречии с физическими возможностями.
175

Таблица 5.4
Вид фильтра
АЧХ фильтра
Основные свойства
Х/2
с я/г
fo Zfo f
fo 2fo ?o
To же
To же
To же
2f0
tfb f
Имеется полюс
затухания первого порядка на
частоте /=0. Зазоры
уменьшаются с
увеличением полосы
пропускания. Может
использоваться в качестве ФВЧ
Имеются полюса
затухания первого порядка на
частотах f=0 и /=2/г/0.
Может использоваться в
качестве ФВЧ при
широких и узких полосах
пропускания
Имеются полюса
затухания высшего порядка на
частотах /=0, \=2nf0.
Расстояния между
резонаторами относительно
велики, что снижает
требования к допускам.
Рационален при широких
полосах пропускания
Имеются полюса
затухания высшего порядка на
частотах /=0, f=2/if0.
Длина резонаторов
зависит от емкости
конденсаторов. Фильтр может
иметь широкую полосу
запирания. Рационален
при широких полосах
пропускания
Имеются полюса
затухания первого порядка на
частотах f=0, f=2nf0.
Рационален при широких
полосах пропускания
Имеются полюса
затухания первого порядка на
частотах f=2f0, f=2nf0.
Рационален при широких
полосах пропускания
176

Окончание табл. 5.4
Вид фильтра
АЧХ фильтра
Основные свойства
11
IT
If
д/г
Pt^z
Pz
Л f
л m f
To же
fo Jfo f
Могут использоваться
объемные резонаторы
различного исполнения,
резонансные диафрагмы,
контуры с
сосредоточенными элементами.
Рационален при узких полосах
пропускания
Амплитудно - частотная
характеристика может
искажаться при
распространении волн высших
типов. Малые потери.
Может использоваться в
качестве ФВЧ при
широких и узких полосах
пропускания
Удобен при практическом
исполнении. На высоких
частотах
амплитудно-частотная характеристика
может искажаться за
счет волн высших типов.
Рационален при узких
полосах пропускания
Удобен при практическом
исполнении на отрезках
линий различных типов.
Рационален при широких
полосах пропускания
Для большой группы конструкций согласующих цепей и
фильтров СВЧ диапазона можно использовать сравнительно
простые методы инженерного проектирования, основанные на
табулированных нормированных нижнечастотных фильтрах-прототипах
[39, 45]. Такие согласующие цепи и фильтры могут включать
отрезки связанных и одиночных линий передачи, а также
сосредоточенные реактивности.
При необходимости результаты, полученные приближенными
методами синтеза, можно использовать как начальное
приближение для оптимизации фильтра с помощью ЭВМ.
Сущность этих методов заключается в том, что фильтр или
согласующую цепь СВЧ диапазона можно получить из цепи-прото-
12—6028
177

типа с, сосредоточенными элементами, заменив ряд индуктивных
и емкостных сопротивлений распределенными элементами,
имеющими такую же электрическую модель вблизи центральной
частоты рабочего диапазона цепи о)о=Ко)в(он. Таким образом,
проектирование СВЧ цепей полусосредоточенной структуры
осуществляется в два этапа. На первом по рабочим параметрам синтезируется
исходная цепь-прототип с сосредоточенными элементами,
рассчитанная на заданную полосу частот, полное сопротивление
нагрузки и коэффициент трансформации сопротивлений. Схема
цепи-прототипа должна иметь конфигурацию, которая позволит,
с одной стороны, использовать элементы эквивалентной схемы
нагрузки в качестве рабочих элементов цепи и с другой —
заменить сосредоточенные элементы эквивалентными им
распределенными.
На втором этапе проектирования часть сосредоточенных
элементов в исходной цепи-прототипе заменяется распределенными,
электрическая модель которых с необходимой степенью точности
совпадает с заменяемыми элементами в рабочем диапазоне
частот.
Известно [45], что любой четырехполюсный распределенный
элемент СВЧ можно заменить электрической моделью в виде П-
или Т-образных схем, элементы которых описываются
трансцендентными мероморфными функциями, имеющими бесконечное
число простых полюсов на мнимой оси частот с вещественными и
положительными вычетами в них. Следовательно, в ограниченном
диапазоне частот эти элементы можно представить
эквивалентными двухполюсными цепями из последовательного соединения
параллельных контуров (первая форма Фрстера) либо
параллельного соединения последовательных контуров (вторая форма Фо-
стера). Каждый из последовательных или параллельных контуров
учитывает один из простых полюсов сопротивлений на мнимой оси
частот [45]. Число учтенных в эквивалентной цепи полюсов
определяет точность совпадения в диапазоне частот иммитансных
характеристик реальных распределенных элементов с
соответствующими Характеристиками их электрических моделей с
сосредоточенными элементами. На практике для электрических моделей
обычно редко используют формы Фостера, содержащие более
двух реактивных элементов.
Электрические модели с сосредоточенными элементами для
наиболее употребительных конфигураций распределенных
элементов из коаксиальных, полосковых и микрополосковых отрезков
линий передачи приведены в табл. 5.5.
В качестве-исходной цепи связи с сосредоточенными
элементами можно использовать ФНЧ, ФВЧ и полиномиальные
полосовые фильтры, полученные из ФНЧ преобразованием частоты.
Синтез исходной цепи с сосредоточенными элементами аналогичен
178

Таблица 5.5
Вид
распределенное о
элемента
Электрическая модель с сосредоточенными элементами
I порядок
О порядок
\Уоо2
Уов2
•f~-
41
Ll-
г
Y -f^ Y -f
n yOoZ + YoeZ ^
2 sin ®0
Yoof |
Yoe1
Yoe2
Li-
2®D
Yoo2
Усе!
\4 <L2
A?i If2
о T T о
°1Z~~2b>o
c =.—°.pLA
/rzvn
Ci2
о *—¦—* о
(Yno7~^
g,2 =
°2~ й)л
179

Окончание тайлицы 5.5
вид распределенного
элемента
Электрическая модель
с сосредоточенными
элементами (I порядок)
Электрическая модель
с сосредоточенными
элементами (О порядок)
Y 0
sin ®0
2(д0
У sin So
xr
YSg
У
е
8Ув0
Уг
е
sin 902 irg (S0f/2)
Sz M
L 4=^
T
8®t
'02

синтезу полосовых LC-фильтров (см. гл. 3), но при выполнении
эквивалентных преобразований цепи, например с помощью
преобразований Нортона, необходимо учитывать требования к схеме
исходной цепи, изложенные ранее.
Рассмотрим методику синтеза цепей связи СВЧ на примере
трехэлементных в нижнечастотном прототипе цепей. Схема
полосового полиномиального фильтра с идеальными
трансформаторами сопротивлений, полученная преобразованием частоты из
нижнечастотного фильтра-прототипа (рис. 5.6,а), показана на
рис. 5.6,6 (см. гл. 3). На рис. 5.6,<з приведена возможная схема
цепи-прототипа с сосредоточенными элементами после
выполнения преобразований Нортона. На рис. 5.6,в штриховой линией
выделены конфигурации индуктивных и емкостных сопротивлений,
совпадающие по виду с электрическими моделями
распределенных элементов. Замен-ив их эквивалентными распределенными
элементами из табл. 5.5, получим схемы СВЧ цепей, часть
которых показана на рис. 5.6,г, д. Элементы цепей на рис. 5.6,г, д
определяются по формулам табл. 5.5 и элементам исходной цепи
181

рис. 5.6,в из условия эквивалентности на центральной частоте
рабочего диапазона распределенных элементов сосредоточенным
реактивным элементам, которыми их заменили.
Аналогично можно получить и другие варианты схем цепей
связи СВЧ, содержащих сосредоточенные и распределенные
элементы.
Неидентичность распределенных элементов их электрическим
моделям в диапазоне частот ограничивает точность описанного
метода эквивалентных схем.
Значение среднеквадратического отклонения АЧХ цепей
коррекции с сосредоточенными и распределенными элементами от
АЧХ исходных цепей-прототипов с сосредоточенными элементами
в основном определяется числом элементов в нижнечастотном
фильтре-прототипе цепи, видом ее АЧХ, электрической длиной
отрезков линий передачи. В [45] показано, что если рабочий
диапазон цепи не превышает октавы (совДон<2), то метод
эквивалентных схем обеспечивает удовлетворительную для практики
точность при электрических длинах линий 0о=6((Оо) ^ (я/4)Усон/(Ов
на центральной частоте диапазона.
При переходе от исходной цепи-прототипа с
сосредоточенными элементами к цепи, содержащей распределенные и
сосредоточенные элементы, число расчетных соотношений оказывается
меньшим числа параметров, характеризующих СВЧ цепь. Это
позволяет выбирать электрические длины отрезков линий либо их
волновые сопротивления из соображений удобства
конструктивной реализации.
То обстоятельство, что зависимости входных сопротивлений
распределенных элементов от частоты представляют собой
трансцендентные функции с бесконечным числом периодов на оси
частот, является причиной появления паразитных полос пропускания
на более высоких частотах. Это приводит к необходимости при
расчете цепей с сосредоточенными и распределенными
элементами определять положение паразитных полос цропускания и их
уровень и принимать меры к их подавлению. Самый простой
способ подавления паразитных полос — конструирование цепей
связи с отрезкам-и линий передачи с электрической длиной, не
кратной ряду целых чисел.
Различные варианты реализации подобных цепей с
сосредоточенными и распределенными элементами и формулы для их
расчета приведены в [45].
Пример. Для пояснения методики расчета СВЧ цепей полусосредоточенной
структуры приведем расчет фильтра вида рис. 5.6,г со следующими данными:
#,=75 Ом; #н = 50 Ом; граничные частоты полосы пропускания /н=700 МГц,
fB=900 МГц (/0=800 МГц); неравномерность АЧХ 6=0,25 дБ.<
1. Из таблиц нормированных нижнечастотных фильтров-прототипов [28, 39]
определяем элементы нижнечастотного фильтра ?о=#4=1>О, gi=?3=1,303, #2—
182

= 1,146, и производим пересчет значений элементов фильтра к полосе
пропускания А/=/в—fH = 200 МГц и уровню сопротивления #=25 Ом (рис. 5.6,а)
2. Рассчитываем остальные элементы полосового фильтра рис. 5.6,5 и
коэффициенты трансформации идеальных трансформаторов
^2^= (6,28.800.106)2.41,5.10-12 ==0'
-10 9
Г =- 1 74.10—lja Ф
2 <o02L2~ (6,28.800.106)2.22,8-10-9 ' Vf
ТУ 1Г !'41'
3. Определяем элементы цепи-прототипа с сосредоточенными элементами на
рис. 5.6,в после выполнения преобразований Нортона
Ij = щК — 1)LX = 1,73(1,73 — 1)0,95.10-» = 1,2-10-« Гн,
Ln = п^ = 1,73.0,95- Ю-9 = 1,64- 1Q-» Гн,
Lm^La — L!^— 1)--= 22,8-10-9— 0,95-10—»(1,73 — I) =.22,1.10-» Гн,
С, 1,74-Ю-12
2
Ca(/ia—1)
1,41
!= 1,9.10-9 Гн.
eOf Б. 10_„ ф>
4. Пользуясь соотношениями, приведенными в пп. 4—6 табл. 5.5,
рассчитываем электрические длины и волновые сопротивления отрезков линий передачи
в СВЧ фильтре с полусосредоточенными элементами, показанном на рис. 5.6,г.
Для упрощения расчетов будем задаваться из конструктивных соображений
волновыми сопротивлениями линий, а электрические длины линий определим на
центральной частоте полосы пропускания фильтра /0=800 МГц:
,« ~ Л ^1 6,28-800.106.1,2-Ю-9 Л
Pi=50Om, sin 8! = — gg =0,121,
Bt = 6,95°;
133

р2 = 50 Ом, tg 82 =
?2
6,28.800» Ю6Л ,64-10-Q
50
=0,164,
р8= 150 Ом; sin 83 =
6,28.8oo«io6.22,i.io-9
150
=0,74,
Ом,
= 5о ом,
.106.0,5.10-1275 = 0,188, 84=10,6°;
Of 191,
5~ Р5 50
85== 10,8°.
Емкости Ci, Cm и Civ реализуем как сосредоточенные элементы.
На рис. 5.7 показаны нормированные АЧХ коэффициента передачи по
мощности для исходной цепи-прототипа с сосредоточенными элементами на рис. 5.6,в
(кривая 1) и СВЧ фильтра с полусосредоточенными элементами (рис. 5.6,г),
электрические параметры которого были рассчитаны ранее, для двух способов
реализации — индуктивность Ьщ выполнена в виде сосредоточенного элемента
(кривая 2) и в виде отрезка линии передачи (кривая 3). Из сравнения АЧХ
можно наглядно оценить точность результатов инженерного расчета цепей и
фильтров СВЧ диапазона полусосредоточенной структуры методом
эквивалентных схем, а также необходимость использования ЭВМ для оптимизации
характеристик полученных цепей. Так, хорошее совпадение кривых / и 2 показывает
корректность перехода к полусосредоточенной структуре при достаточно малых
(0<45°) электрических длинах отрезков линий передачи. Реализация же
"индуктивности Lin как отрезка линии приводит к заметному ухудшению результата
(кривая 3) ввиду значительной его длины (0 = 47,7°); это связано с возросшим
влиянием паразитных емкостей даже при высоком волновом сопротивлении линии
передачи.
В тех случаях, когда обеспечиваемая инженерными методами
проектирования точность расчета не удовлетворяет разработчика, необходимо выполнить
оптимизацию цепи на ЭВМ, используя полученное инженерными методами ре-
900/,Щ
Рис. 5.8
184

шение в качестве начального приближения. Например, если в рассматриваемом
фильтре «индуктивность LU\ необходимо обязательно выполнить в виде отрезка
линии передачи, можно воспользоваться одним из рассмотренных в гл. 1
алгоритмов оптимизации, приняв за минимизируемую функцию качества среднеквад-
ратическое отклонение нормированной выходной мощности фильтра от
единичного уровня, а для моделирования использовав аппарат матриц передачи. В
результате при Ci=16,5 пФ, pi=57,l Ом, 01=5,08°, р2=55,4 Ом, 02=6,97°, р3=
= 149 Ом, е3=45,7°, р4=74,8 Ом, 94==5,94О, Сщ=1,03 пФ, Civ = 14,5 пФ, р5=
=45,3 Ом, 95=16,3° получена АЧХ, показанная на рис. 5.7 (кривая 4). Видно,
что с помощью ЭВМ путем сравнительно небольшого изменения параметров
существенно улучшена АЧХ. Примерный вид топологической реализации
рассчитанного фильтра при микрополосковом его выполнении показан на рис. 5.8.
5.4. МЕТОДЫ РАСЧЕТА СОГЛАСУЮЩИХ
ЦЕПЕЙ И ФИЛЬТРОВ СО СВЯЗАННЫМИ
РЕЗОНАТОРАМИ
Рассмотренные в § 5.3 схемы цепей с сосредоточенными и рас-
предельными элементами не всегда оказываются удобными с
точки зрения практической реализации и настройки из-за того,
что содержат резонансные контуры в шунтирующих и продольных
ветвях. Поэтому полосовые фильтры СВЧ на практике часто
стремятся реализовать на основе цепей-прототипов, состоящих только
из последовательных или параллельных контуров, связанных
между собой емкостными или индуктивными связями (рис. 5.9).
Подобные схемы более удобны не только при разработке LC-филь-
тров, но и в качестве исходных цепей-прототипов для расчета
большой группы СВЧ фильтров: гребенчатых,
встречно-стержневых, спиральных и т. д., поскольку позволяют реализовать
наиболее простые в настройке СВЧ фильтры со связанными
резонаторами."
Цепи-прототипы со связанными контурами (рис. 5.9) часто
называют квазипол'иномиальными. Приближенный расчет их
можно выполнить с помощью полиномиальных нижнечастотных
фильтров-прототипов и инверторов сопротивлений (проводимостей).
Переход к СВЧ фильтрам от исходных цепей-прототипов со свя-
Т 5т \ Т " ^Т 5 т \ т
¦а) 5)
в)'" в)"
Рис. 5.9
ч
185

К
К
J
.-о
А
У
А
а)
= 5
в)
Рис. 5.10
занными контурами осуществляется с помощью тангенсного
преобразования частоты.
Инвертор — идеальный преобразователь сопротивлений
проводимости), матрица передачи которого имеет вид [28]
(рис. 5.10,а):
О ± \Ь
J- О
(5.6)
где К — модуль передаточного сопротивления инвертора от входа
к выходу. Из (5.6) видно, что |А| = 1, т. е. инвертор является
взаимным элементом и ведет себя на всех частотах подобно отрезку
четвертьволновой линии с волновым сопротивлением р = /С,
сдвигая фазу колебаний ±90° и трансформируя сопротивление ZBx=
= K2/ZB (рис. 5.10,6).
Аналогичное представление справедливо и для идеального
инвертора проводимости, если заменить сопротивления проводимо-
стями, т. е. он ведет себя на всех частотах подобно, отрезку
четвертьволновой линии с волновой проводимостью J (рис. 5.10,в).
Такое условное разделение инверторов удобно при анализе
фильтров для перехода к дуальным схемам.
Элементы А матрицы идеального инвертора не зависят от
частоты, поэтому частотные преобразования не изменяют их
параметров.
Вследствие преобразования сопротивления, осуществляемого
инвертором, последовательная индуктивность, включенная на пра-
186

о"
/Г;
12
J!2
L2 pt2
Knn+1 ^нП
вых зажимах инвертора; со стороны его левых зажимов будет
восприниматься как шунтирующая емкость и наоборот.
Используя это свойство, можно преобразовать нижнечастотные фильтры-
прототипы (рис. 5.11,а, б) к любой из эквивалентных им форм
с инверторами сопротивлений или проводимостей, показанных на
рис. 5.И,в, г. При этом, чтобы не изменилась характеристика
затухания фильтра, модули передаточного сопротивления
(проводимости) должны быть связаны соотношениями
187

JWn+i, '=1, 2,..., n— 1, (5.7)
для схем на рис. 5.11,а и в и соотношениями
JWn+i* ' = 1. 2,..., л- 1, (5.8)
для схем на рис. 5.11,6 и г.
Как следует из (5.7), (5.8), инверторы позволяют изменять
уровень сопротивлений или проводимостей в зависимости от (вы-
бора значений параметров К или /. Поэтому сопротивления
нагрузки /?н, GH и генератора Ri> Gu а также индуктивности Li и
емкости С г могут быть выбраны произвольно из удобства их
конструктивной .реализации при условии, что параметры инверторов
Ка+и Ja+i определяются по формулам (5.7), (5.8). При этом
характеристики фильтров с инверторами сопротивлений или
проводимостей, показанных на рис. 5.11,в, г, будут совпадать с
характеристиками исходных фильтров-прототипов на рис. 5.11,а, б.
Вывод расчетных соотношений (5.7), (5.8) для фильтров с
инверторами сопротивлений и проводимостей приведен в [28].
Выполнив в ФНЧ с инверторами (рис. 5.11,0, г)
преобразование частоты й = со—соо2/со, можно перейти к полосовым фильтрам
с параллельными или последовательными LC-контурами,
связанными через инверторы сопротивлений (проводимостей), как это
показано на рис. 5.11Д е.
При синтезе фильтров и согласующих цепей СВЧ идеальные
инверторы заменяют структурами, которые в определенной
полосе частот достаточно хорошо отражают свойства идеального
инвертора. Так, при небольших рабочих диапазонах частот
(сов/сон<;1,5) к идеальным инверторам близки отрезки
четвертьволновых линий передачи.
Заменив инверторы отрезками четвертьволновых линий
передачи, приходим к схемам фильтров и согласующих цепей СВЧ с
резонаторами и четвертьволновыми связями.
Свойствами инверторов сопротивлений (проводимостей)
обладают преобразователи сопротивлений (рис. 5.12), которые
сохраняют свойство инвертора во всем диапазоне частот, однако
коэффициент передачи в них оказывается частотно-зависимым. Схемы
преобразователей содержат по два отрицательных реактивных
элемента, поэтому преобразователи сопротивлений на рис.
5.12,а, б могут использоваться в цепях, где отрицательная
индуктивность или емкость включаются параллельно с емкостью или
индуктивностью контура в шунтирующей ветви, а преобразовате-
188

т т
I Jm*>e I 0
а)
HI—i—11-^
-с | -с
-.с
Рис. 5.12
ли на рис. 5.12,в, г могут использоваться в цепях, где их
отрицательные элементы окажутся включенными последовательно с
емкостью или индуктивностью контура в продольной ветви. При
этом окончательная схема фильтра должна содержать только
положительные элементы.
Схемы на рис. 5.12,в, г являются /(-инверторами полного
сопротивления, а на рис. 5.12,а, б — /-инверторами полной
проводимости. Если идеальные инверторы в полосовых фильтрах
(рис. 6.11,(5, е) заменить их приближенной реализацией с
помощью преобразователей, приведенных на рис. 5.12, то получим
схемы полосовых фильтров со связанными контурами и
емкостными или индуктивными связями между ними, показанные на
рис. 5.9. Точность расчета исходных цепей со связанными
контурами (рис. 5.9) определяется отличием характеристик идеальных
инверторов сопротивлений или проводимостей от характеристик
преобразователей, приведенных на рис. 5.12.
Таким образом, инверторы сопротивлений (проводимостей)
можно применять как для синтеза LC-фильтров со связанными
контурами, так и для синтеза СВЧ фильтров со связанными
резонаторами.
Как указывалось ранее, исходная цепь-прототип с
сосредоточенными элементами трансформируется в цепь с
распределенными элементами с помощью тангенсного преобразования частоты
(преобразования Ричардса):
jQ=j<Mg (n//2n=j<Mge, (5.9)
где cojv — нормирующий множитель; f* — опорная частота, на
которой 0 = я/2.
Используя (5.9), нетрудно увидеть, что преобразование
Ричардса переводит сопротивление сосредоточенного индуктивного
элемента L во входное сопротивление короткозамкнутого
отрезка линии передачи с волновым сопротивлением p=co^L и элек-
189

трической длиной 0 = jt//2/*. Аналогично для емкостной
проводимости
jQC=j<o*Ctg(ji//2/*),
т. е. конденсатор С трансформируется тангенсным
преобразованием в отрезок разомкнутой линии с волновым сопротивлением
р=1/о)л/С1 и электрической длиной 0.
В табл. 5.6 показаны трансформации сосредоточенных
элементов с помощью тангенсного преобразования частоты и
соответствующие им амплитудно-частотные характеристики
трансформированных цепей.
Для синтеза СВЧ цепей связи и фильтров широко используют
единичный элемент, не имеющий тождественного эквивалента в
теории цепей с сосредоточенными постоянными. Матрица
передачи единичного элемента
А-
(5.10)
Единичные элементы служат для разделения реактивных
элементов СВЧ цепей без изменения характеристики затухания
фильтра и применяются для синтеза встречно-стержневых
фильтров. Из сопоставления матриц передачи единичного элемента
(5.10) и инвертора (5.6) видно, что на высоких частотах (со->-.оо)
единичный элемент можно отождествлять с инвертором, модуль
коэффициента передачи которого К— Wo.
Матрица А единичного элемента (5.10) в результате
применения тангенсного преобразования частоты принимает вид
cos 6 jlFosin8
г tg 9 = . .
JS1
Сравнивая последнее выражение с матрицей передачи отрезка
однородной линии, можно сделать вывод, что тангенсное
преобразование частоты пер.еводит единичный элемент в отрезок
передающей линии в четырехполюсном включений с электрической
длиной 0 и волновым сопротивлением р=ТС70.
В табл. 5.7 показаны преобразования единичного элемента
(Е. Э) с присоединенными к нему сосредоточенными
индуктивным L и емкостным С элементами, известные под названием
тождеств Куроды. Тождества Куроды используют для получения
цепей-прототипов с сосредоточенными элементами при синтезе СВЧ
согласующих цепей и фильтров.
Соответствие между стандартными конфигурациями исходных
цепей-прототипов с сосредоточенными элементами,
включающими единичный элемент, и конфигурациями СВЧ цепей, получив-
190

Таблица 5.6
Элементы
фнч(фвч)
С
L
Элементы
СВЧ фильтра
jj
в
в
w
Соотношения
1
/э—
2 (О0
JD-CONL
АЧХ
L
\\
i
7 <i)0 2coo J(0Q 0)
Таблица i
и
Исходная цепь
HI-
с
L
Е.Э
Е.Э
Zo
Е.Э
Zo
ЕЭ
Zo
Эквивалентная цепь
ЕЭ
Z0/n
Е.Э
Е.Э
nZ0
Е.Э
п20
Ш
т
Расчетные
соотношения
f — .,!? г
L- п '•о
- Z= n(n-I)
n => t+Z0/L
-_ 1
" Zon(n-J)
191

шимися из них с помощью тангенсного преобразования частоты,
приведены в табл. 5.8. Соотношения, приведенные в табл. 5.8,
используют для синтеза фильтров и согласующих цепей СВЧ.
Применение этих соотношений рассмотрим на примере синтеза
встречно-штыревых фильтров.
Таблица 5.8
Исходная цепь
Преобразованная цепь
Расчетные
соотношения
X
Е.Э
Z*
X
Е.Э
I
JL
/\
Е.Э
X2
JL
Е.Э
о С
Е.Э
кг—-т\
о \
\ о
р
гое
'ое 'оо

Окончание таблицы 58
п/п
Исходная цепь
Преобразованная цепь
Расчетные
соотношения
Е.Э
У +У
Тоеа 1ооа
о—I-
+
У У
'оеа 'ооа
-=Уп + т-
нн
ни
'орЪ *пп
о \
+—о
!*
'оеа 'ооа
Ь <ооь
Е.Э
о \
^—о
'оо 'ое
5.5. РАСЧЕТ ВСТРЕЧНО-СТЕРЖНЕВЫХ
ФИЛЬТРОВ
Сначала выбирают исходный ФНЧ-прототип, обеспечивающий
заданное затухание на частоте среза сос (рис. 5.13,а). С помощью
преобразования частоты Q=(ob/cd исходный ФНЧ-прототип
преобразуется в ФВЧ с частотой ©в (рис. 5.13,6) и элементами
Сг=1/соваг#, Li=R/(uBau (5.11)
где а* — элементы нормированного ФНЧ-лрототипа.
Далее по методике, указанной в § 5.4, в схему ФВЧ вводят
инверторы проводимостей, и она преобразуется к виду,
показанному на рис. 5.13,6. Чтобы ФВЧ на рис. 5.13,6, в и фильтр с
инверторами проводимостей имели одинаковую характеристику
затухания, параметры инверторов должны удовлетворять следующим
соотношениям:
(5.12)
J nn+i
13—6028
193

Далее в схеме ФВЧ на рис. 5.13,в выполняется тангенсное
преобразование частоты, и инверторы проводимостей с
параллельно включенными на входе и выходе индуктивностями
преобразуются в соответствующие СВЧ структуры.
Учитывая, что на высоких частотах инвертор можно
отождествлять с единичным элементом, пользуясь табл. 5.8 (№ 6),
нетрудно заметить, что инверторы проводимостей с индуктивностями на
входе и выходе преобразуются в связанные четвертьволновые
линии передачи, короткозамкнутые на одном из концов и
направленные навстречу друг другу (встречные штыри). При этом ФВЧ
(рис. 5.13,в) преобразуется во встречно-штыревой фильтр, схема
которого приведена на рис. 5.13,г. Замена идеального инвертора
структурой с частотно-зависимым коэффициентом инверсии
обусловливает приближенность данной методики синтеза.
Если при разбиении схемы ФВЧ с инверторами проводимостей
на отдельные звенья принималось, что индуктивности на входах
и выходах всех внутренних инверторов схемы одинаковы, как
показано на рис. 5.13,в, то на основании приведенных в табл. 5.8
соотношений для волновых проводимостей связанных линий внут-
194

ренних звеньев встречно-штыревого фильтра с точностью до
постоянного множителя h получаем
Yoo i i+l = kGi (Ni i+l+Л* i+l/Gi) ,
Yoe i W=hGi (Ni W-Ji i+JGi), (5.13)
где Ъ^^УУцМГ+т*!*-
Входная проводимость оконечного звена ФВЧ с инвертором
проводимости и индуктивностью на правых зажимах (рис. 5.13,в)
определяется соотношением
v' — J°l i l
(5.14)
В соответствии с табл. 5.8 тангенсным преобразованием это
звено сводится к структуре, состоящей из идеального
трансформатора и параллельного короткозамкнутого шлейфа (рис. 5.14,а).
В свою очередь, это звено эквивалентно параллельно связанной
структуре (рис. 5.14,6). Параметры этих структур связаны
следующими соотношениями:
a, YOo Ь=Уое Ъ~\~^oo a—^oea, (5.15)
где Y8=h/2Lu GT=/Oi2/*/G/, Yoe и Yoo — волновые проводимости
связанных линий для четной и нечетной волн в них.
Исходя из условия эквивалентности (с точностью до
постоянного множителя h) активных и реактивных проводимостей
оконечных звеньев ФВЧ с инвертором проводимости, задаваемых
выражением (5.14), и звена из параллельно связанных линий на
частоте сов, с учетом (5.15) можно определить проводимости
связанных лицдй оконечных звеньев:
YOoa=<
L
(5.16)
где /г=1//г2, п — коэффициент трансформации идеального
трансформатора, показанного на рис. 5.14,а.
Yoob %(
Рис. 5.14
13*
195

Yoob Yoeb
Y002!
a)
1 YOOf2
6)
h
'Ч
Таким образом получен СВЧ фильтр, состоящий из
полуволновых резонаторов с электромагнитной связью между ними,
показанный на рис. 5.15,а. Волновые проводимости связанных линий
этого фильтра могут быть рассчитаны по элементам
нижнечастотного фильтра-прототипа по формулам (5.11) — (5.13), (5.16).
Однако такой фильтр конструктивно неудобен и используется
редко. Более перспективен в этом смысле фильтр на встречных
стержнях, который получается из фильтра на параллельно
связанных полуволновых короткозамкнутых резонаторах, если
отрезок полуволновой линии разрезать пополам и согнуть вдвое, как
показано на рис. 5.15,6.
Из рис. 5.15,6 видно, что распределения токов и напряжений в
полуволновой короткозамкнутой линии совпадают с
распределениями токов и напряжений после того, как линия разрезана и
согнута вдвое. Цепь с полуволновыми резонаторами имеет на
частотах 2соо, 4юо и т. д. полюса затухания первого порядка, в то
время как цепь с четвертьволновыми резонаторами имеет на этих
частотах полюса затухания высшего порядка; по-разному
сказываются на АЧХ и краевые емкости в этих цепях.
Однако при полосе пропускания до октавы характеристика
затухания встречно-стержневого фильтра с точностью до второго-
третьего знака совпадает с результатами точного анализа
фильтров «а встречных штырях.
Аналогично фильтру на встречных стержнях рассчитывают и
другие типы СВЧ цепей и фильтров, показанные в табл. 5.4.
Методики и расчетные формулы для них приведены в [28].
5.6. МОСТОВЫЕ УСТРОЙСТВА СВЧ
Реализация мостовых устройств, описанных в гл. 4, для
сложения (деления) мощности в СВЧ диапазоне весьма затрудни-
196

Рис. 5.16
тельна из-за специфики элементной базы в этом диапазоне.
Большинство мостовых устройств СВЧ выполняют на
четвертьволновых отрезках линий передачи, используя их резонансные свойства,
либо на специальных элементах СВЧ диапазона, таких как
связанные полосковые линии, двойные волноводные тройники и т. д*
В общем случае мост СВЧ представляет собой четырехплечее
устройство, восьмиполюсник, предназначенный либо для
суммирования мощностей двух генераторов в общей нагрузке, либо для
деления мощности одного генератора пополам (рис. 5.16).
Для описания основных свойств мостов СВЧ по аналогии с
направленными ответвителями часто пользуются такими
характеристиками, как рабочее затухание, переходное ослабление или
связь и развязка. Применительно к рис. 5.16,а рабочее затухание
представляет собой отношение мощностей на входе и выходе
основной линии #1з=ЛЛРз, переходное ослабление
(связь)—отношение входной мощности первичной линии к выходной мощности
рабочего плеча вторичной линии Н14—Р1/Р4.
У идеальных мостов рабочее затухание и переходное
ослабление (связь) одинаковы и составляют 3,01 дБ. Развязку находят
как отношение входной мощности первичной линии к выходной
мощности в нерабочем плече: Hi2=Pi/P2-
Кроме перечисленных характеристик, при проектировании
мостовых устройств задаются рабочая полоса частот устройства
/в—/н и допустимый коэффициент стоячей волны /Сет и на его
входах.
По разности фаз колебаний в выходных плечах в режиме
деления мощности либо входных колебаний, подводимых к
мостовому устройству, в режиме сложения мощности различают син-
фазно-противофазные (Д<р=О; я) и
квадратурные (Аф = я/2) мостовые устройства СВЧ.
Наиболее распространенной схемой син-
фазно-противофазного мостового
устройства СВЧ на отрезках линий передачи
является гибридное кольцо, схема которого
показана на рис. 5.17. Длина отрезков
кольцевой линии между входами 1—2,
1—3, 3—4 равна Х/4, между входами 2—4
ЗХ/4. Общая длина кольца вдоль осе- Рис. 5.17
197

вой линии составляет Ъ%/2. Волновые сопротивления_присоединя-
емых к кольцу линий р0, плеч кольцевой линии ро/К2.Если стыки
входов и кольцевой линии симметричны и все входы согласованы,
то сигнал, поданный с какого-либо входа моста, например входа /,
будет равномерно делиться между двумя смежными входами 2 и
<3, а противолежащий вход 4 будет изолирован, так как из-за
разницы в длинах пути фазы колебаний, подходящих справа и слева
по кольцу в плоскости этого входа, противоположны.
Сигнал, подведенный ко входу 1 или 3, будет распределяться
между смежными входами синфазно, а подведенный ко входу 2
или 4 — противофазно. Таким образом, кольцевой мост является
синфазно-противофаз;ным.
Кольцевые мосты узкополосны в основном из-за наличия
отрезка в ЗЯ/4, который быстро изменяет свою электрическую
длину при изменении частоты. Полоса мостов равна примерно 15%
от центральной частоты. Обычные значения параметров в полосе
15... 20% от центральной частоты f0 составляют: Кет и меньше 1,4;
развязка не менее 15 дБ; рабочее затухание от 2,5 до 4 дБ.
Конструктивно, исходя из удобства практической реализации,
гибридное кольцо можно выполнить на коаксиальных, полоско-
вых, микрополосковых линиях, а также отрезках волноводов.
Другим широко применяемым на СВЧ мостовым устройством
для сложения мощности двух генераторов является мост типа
«укороченное кольцо», схема которого показана на рис. 5.18,а.
При согласованных нагрузках входов и выполнении условий рл=
= ро]/2; /?=2р0; 1=Х/4 подводимая к входу 3 мощность
равномерно распределяется между входами 1 и 2, колебания в
выходных плечах синфазны, в сопротивлении R мощность не
выделяется. Поскольку сопротивление R имеет конечные геометрические
размеры (длину) а (рис. 5.18,а), для компенсации набега фазы
на этом сопротивлении необходимо увеличить длину плеч так,
чтобы 21=а+Х/2. При этом диаметр средней окружности кольца
/fCT[/
JJ
a)
0,7 0,8 0,9 1
*)
1,1 l,2f/fQ
Рис. 5.18
198

dCp—(a-\-'k/2)/n. Частотные характеристики «укороченного коль-
ца» показаны на рис. 5.18,6.
Квадратурные мостовые устройства имеют важное
преимущество перед синфазно-противофазными: при одинаковых
коэффициентах отражения от нагрузок в выходных плечах
отраженная волна отсутствует во входном, т. е. /ССт и во входном плече не
зависит от степени рассогласования нагрузок.
К наиболее часто применяемым квадратурным мостам
относятся шлейфные (квадратные), мосты на связанных линиях и вол-
ношдные щелевые мосты.
Квадратурные мосты на связанных линиях широко применяют
в передающих устройствах СВЧ из-за их широкополосности,
высокого значения развязки и простоты конструкции. Они
обладают полной симметрией и удобны для изготовления на различных
типах линий передачи. Схематически мостовое устройство на
связанных линиях показано на рис. 5.19,а.
Если длина связанных линий А и Б равна к/4, коэффициент
связи между ними Ксв={рое—Роо)/(рое+Роо) =0,707, волновые
сопротивления линий при синфазном рое и противофазном рОо их
возбуждении удовлетворяют соотношениям
Рое =
Sg = 2,42Ро; Роо - Ро
- О,415Ро
и выполнено условие согласования моста с подводящими
линиями ро=Уроер0о, то устройство имеет свойство моста в широком
диапазоне частот.
При возбуждении плеча 1 энергия поровну распределится
между выходами 2 и 3, причем колебания в выходных плечах
сдвинуты относительно друг друга на 90°. В плечо 4 энергия не
поступает. Мосты удовлетворительно работают при отношении частот
/в//н== 1,5... 2; в полосе частот ±20% мощности в плечах 2 я 3
различаются не более чем на 5%. Экспериментальные частотные
зависимости рабочего затухания #i3, связи Н\2, развязки #н, а
также Кет и подобного моста приведены на рис. 5.19,6.
2\
0
\С
ж АЛ
А
Б
j
Рис. 5.19
-0,7 0,8 0,9 1 U /.Zf/fi
б)
199

В полосковом исполнении мосты на связанных линиях
выполняются часто на отрезках симметричных линий с сильной лицевой
либо боковой связью. Конструктивный расчет такого моста
сводится к определению топологии и геометрических размеров
связанных полосковых линий по заданным волновым
сопротивлениям ро, рое, роо и частоте.
Расчетные соотношения, связывающие волновые
сопротивления рое и роо с геометрическими размерами различных видов
линий передачи, довольно громоздки и имеются, например, в [13,
36].
Мосты на связанных симметричных линиях с боковой связью
или с использованием микрополосковых линий (МПЛ) трудно
реализовать из-за очень жестких технологических допусков,
сложности конструкции и т. д. Так, для однозвенного моста на
МПЛ с боковой связью необходим зазор между полосками около
10 мкм.
Одним из вариантов преодоления этих трудностей является
последовательное, так называемое тандемное, соединение двух
одинаковых направленных ответвителей со сравнительно слабой
связью (рис. 5.20). При таком построении переходное ослабление
(связь) тандема #i3 = 3,01 дБ достигается пр,и коэффициенте
связи отдельного ответвителя /ССв'=0,383 и Н\2'=8,343 дБ. При этом
значительно увеличивается требуемый зазор между связанным^
линиями. Сигналы в выходных плечах тандемного соединения 2т
и Зт сдвинуты по фазе на 90°. Основными недостатками этого
варианта являются наличие переходных областей между ответвите-
лями, что затрудняет точное определение длин линий,
необходимость при планарной конструкции перекрещивания линий,
соединяющих плечи ответвителей, и значительные габариты.
Составляющие тандем ответвители одинаковы, параметры
каждого из них должны удовлетворять соотношениям
Ксв = (Рое-Роо)/(Рое+Роо) =0.383,
Рое = РоУ(1 + *св)/0
Роо = РоК(1 -KJK1 + /U~O,67Po; / =
При этом переходное ослабление #i2'=8,343 дБ, что и
требуется.
/т
Рис. 5.20
200

Малые размеры имеет вариант построения моста встречно-
стержневой конструкции (рис. 5.21). Мост образован несколькими
отрезками МПЛ, соединенными между собой пучком из
нескольких проводов для уменьшения паразитной индуктивности так,
чтобы получились две связанные линии. Такой мост с зазором
между проводниками около 70 мкм имеет в диапазоне от 2 до
4 ГГц потери 0,25 дБ, развязку 20 ...40 дБ. Сигналы на входах 3
и 2 сдвинуты по фазе на 90°, соотношение амплитуд зависит от
коэффициента связи между линиями /—3 и 2—4. Для равного
деления мощности необходимо, чтобы ширина полосок w и зазор
между ними 5 обеспечивали /ССв=0,707. Для этого, например, при
8=9,6 необходимо иметь w/h=0,77; s/h=0,07. Для сравнения
укажем, что у тандемного соединения при 8=9,6, до/Л=0,77;
я/Л=0,18, т. е. встречно-стержневой мост имеет меньшие
габариты, но сложнее в изготовлении.
Для сложения мощности большого числа генераторов (iV>
>8... 12) часто применяют бинарные многополюсные сумматоры*
иначе называемые схемами попарно-последовательного сложения.
В таких устройствах можно сложить мощности N=2k однотипных
генераторов, где А=1, 2, 3,... — число последовательно
соединенных рядов; гари этом требуется N—1 мост и N—1 балластное
сопротивление. В этом случае наиболее удобны, особенно в микро-
полосковом исполнении, мосты на основе укороченного кольца и
на связанных линиях.
Подобные устройства обычно выполняют в виде модулей на
4...8 входов (выходов), из которых затем складываются схемы
сложения мощностей большого числа генераторов (рис. 5.22).
Параметры модулей на основе укороченного кольцк (рис.
5.22,а) рассчитывают либо для каждой отдельной ячейки ряда*
либо как для единого устройства на основе представления era
многоступенчатым трансформатором сопротивлений с
коэффициентом, равным числу генераторных входов.
Расчет сумматоров (рис. 5.22,6) обычно выполняют по
соотношениям для двухвходовых мостов на связанных линиях,
приведенным ранее для каждой отдельной ячейки. Многополюсные
сумматоры (делители) мощности можно реализовать в виде
последовательных (цепочечных) схем. Как и бинарные схемы, сум-
201

Рис. 5.22
маторы и делители последовательного типа обычно выполняют на
основе направленных ответвителей с электромагнитной связью и
мостов типа укороченного кольца.
Схема п-полюсного цепочечного делителя на основе
укороченного кольца (рис. 5.23,а) имеет п—1 секцию на четвертьволновых
линиях. Сигнал со входа делителя (полюс 0) распространяется
вдоль основной линии, часть сигнала за счет связи ответвляется
в выходные каналы 1, 2,...,if п—1; оставшаяся часть поступает в
выходной канал п. Если мощности в выходных каналах должны
быть равными, то в последней п—1-й секции происходит деление
мощности пополам, в остальных секциях происходит не равное
деление мощности. Коэффициент деления мощности f-й секции
с основной линией, как и коэффициент передачи мощности от
генераторного входа в основную линию, при суммировании
мощностей ГПг=\1(п—1+1).
В каждой секции делителя линии, соединенные с выходными
полюсами, имеют волновое сопротивление ро=/?, в основной
линии pi=R(n—i), где i — номер секции. Развязывающие
(балластные) сопротивления секций R6^i=R(n—i+\)/{n—i). Входное
сопротивление делителя в точке 0 Ro—R/n. При необходимости
Рис. 5.23
202

его можно сделать равным /?, включив на входе
четвертьволновый трансформатор с волновым сопротивлением рТр=/?/Уп.
Самое низкое значение развязки в схеме между n-м и п—1-м
выходами такое же, как и у обычного укороченного кольца, но в
относительной полосе частот, равной или большей 0,4, при пяти и
более секциях развязка между выходными полюсами п и п—1
составляет не менее 20 дБ.
На центральной частоте в цепочечных схемах сигналы
смежных полюсов отличаются по фазе на 90°. Это способствует
выравниванию коэффициента отражения на входе делителя.
Цепочечные схемы, использующие направленные ответвители
с электромагнитной связью (рис. 5.23,6), имеют более широкую
полосу пропускания. Схемы деления (сложения) мощностей на п
выходов (входов) включают п—1 секцию, линии которых имеют
одинаковую длину, но различные значения коэффициента связи.
При равном делении мощностей между всеми п выходами
мощность, поступающая в последнюю п—1-ю секцию, распределяется
поровну между полюсами п и п—1. Следовательно, последняя
секция представляет собой 3-децибельный направленный ответви-
тель с коэффициентом деления мощности т=0,5 и
коэффициентом связи /Ссв=0,707. В других секциях /CcBi=]/^mi=l/i/Vz—t-\-l.
С увеличением числа секций растут потери мощности и
несколько сужается полоса пропускания, поэтому подобные
устройства имеют обычно 3 ... 5 секций.
Расчет делителя (сумматора) сводится к расчету отдельных
секций. По заданным значениям коэффициентов деления
мощности mi определяются значения коэффициентов связи /Сев и
волновых сопротивлений рое и р00 каждой секции. После этого
производится расчет микрополосковых линий и определение выходных
параметров.
Пример. Рассчитаем кольцевой мост на МПЛ с исходными данными [3, 36]:
рабочая частота fo=3 ГГц (Х0 = 10 см), подложка из брокерита толщиной h=*
= 1 мм; 8=6,8; tg6=6-10~4; проводник медный, а«5,8-107 см/м; волновое
сопротивление подводящих линий ро=5О Ом.
1. Волновое сопротивление кольцевой линии
Рл = Ро 1/2" = 50|/Т = 70,7 Ом.
2. Ширина полоски кольцевой линии
w = Л(314/рл |/Г) — 1 = 1 (314/70,7 VW&) — 1 =0,7 мм.
3. Эффективная диэлектрическая проницаемость и длина волны в кольцевой
линии
еэ.= 0,5 [1 + е + (е— l)/|/"l + IQh/w] ¦= 0,5 [1 + 6,8 +
+ (6,8— l)/l/l +10.1/0,7]=: 4,64;
\л = Ао/К^= 100/VT64 -46,5 мм.
203

4. Длина и диаметр средней окружности кольца
/ср=ЗА,л/2=3-46,5/2=69,8 мм;
с?Ср = /Ср/я=22,3 мм.
5. Для оценки потерь четвертьволнового отрезка кольцевой линии
определяем толщину скин-слоя
дс = 2,09/|/Г = 2,09/|/3~=:1,21 мкм.
Поверхностное сопротивление
/?„=1/а6с= 1/5,8- Ю-7-1,21- 10-б=0,0142 Ом/П.
Погонные потери проводимости
рп=SfiSRm/рлоу=8,68 • 0,0142/70,7 ¦ 0,7=0,0025 дБ /мм.
Погонные диэлектрические потери
р^ = 27,3еtgд/\л(У1 + т/ш + 1)/(е + /1 + l0h/w — 1) = 0,0013 дБ/мм-
Полные потери четвертьволнового отрезка
ал=(рп-}-^)Ял/4=(0,0025+0,0013)46,5/4-0,044 дБ = 0,0058 Нп.
6. Выходные параметры моста на средней частоте диапазона (с учетом
потерь)
/~ /Гал + 4) = (13|/Т. 0,0058+
+ 4)/(11/2" 0,0058+ 4)^1.
Неодинаковость распределения мощности в выходных плечах
АН = 20 lg 1(4ал + 1/2~)/(Зал + VT)] = 20 lg [(40,0058 +
+ 1/2~)/(30,0058 + 1/Т] ^ 0.
Развязка изолированного плеча
Ни = 20 lg [(1/2" ссл + 4)/КГал] = 20 lg [(|/T.0,0058 +
+ 4)/|/2".0,0058] =^54 дБ.
Потери в элементах моста
Я= 1012[(61/Г«л + 2)2/(25ал2+ 14/2"ал +4)1^0,021 дБ.
В этих формулах ал — полные потери четвертьволнового4 отрезка в неперах.
Следует указать, что потери заметно влияют на параметры моста лишь при
0 Н
^0,02 Нп.
Влияние рассогласования на выходные параметры можно оценить по
выражению
где
204

Рабочее затухание
#12 = 20
Развязка
где ф1
Из приведенных выражений видно, что любой из входов моста идеально
согласован, если согласованы два смежных входа, а развязка будет идеальной,
если коэффициенты отражения в оставшихся входах будут равны.
Г л а в а 6. ПОЛУПРОВОДНИКОВЫЕ
ГЕНЕРАТОРЫ СВЧ
6.1. ТВЕРДОТЕЛЬНЫЕ ГЕНЕРАТОРНЫЕ
ПРИБОРЫ СВЧ
Последние годы наблюдается существенный прогресс в
проектировании и применении полупроводниковых СВЧ
радиопередатчиков. Это связано с достижениями в области создания мощных
полупроводниковых приборов, разработки эффективных устройств
сложения мощности в тракте и в пространстве, с
совершенствованием техники радиоприема и методов передачи информации.
Рассмотрим основные параметры полупроводниковых СВЧ
приборов. Наибольшей выходной мощностью в режиме
непрерывной генерации до частот 4... 5 ГГц в настоящее время обладают
кремниевые биполярные транзисторы (БТ). На более высоких
частотах наиболее мощными являются лавинно-пролетные диоды
(ЛПД), работающие в IMPATT режиме (IMP actionization Ava-
lance Transit Time — лавина, образованная ударной ионизацией,
пролетное время). При работе в радиоимпульсном режиме с
большой скважностью наибольшая мощность получена от диодов Ган-
на на основе арсенида галлия, работающих в режиме
ограниченного накопления объемного заряда ОНОЗ и кремниевых ЛПД в
TRAPATT режиме (TPApped Plasma Avalance Triggered Time —
захваченная плазма, пробег области лавинного умножения).
Наибольший диапазон рабочих частот для единичного
прибора имеют полевые транзисторы (ПТ). Рабочий диапазон мощных
БТ ограничен не только сверху, но и снизу. Это связано с
уменьшением надежности транзисторов при работе на низких частотах.
Диапазон генераторных диодов СВЧ обычно не превышает
октавы. Наибольшей рабочей полосой частот, получаемой без пере-
205

стройки, обладают устройства, выполненные на полевых
транзисторах. Это свойство называют широкополосностью.
Широкополосность устройств на БТ несколько хуже, чем на
ПТ, но существенно лучше, чем на диодах. Для ее улучшения и
упрощения структуры внешних цепей в корпусе
полупроводникового прибора кроме кристалла могут размещаться согласующие
цепи. Разработаны также приборы в виде «балансной пары»
транзисторов, выполненной в одном корпусе, что позволяет
улучшить их широкополосность и энергетические характеристики.
Наилучшая линейность и шумовые характеристики присущи
также полевым транзисторам.
Гибридный электронно-полупроводниковый прибор
объединяет ряд достоинств полупроводниковых и электронно-вакуумных
приборов. При большой выходной мощности он имеет большой
коэффициент усиления, хорошую линейность, большую
надежность и хорошую широкополосность. Следует ожидать его
широкого внедрения в радиопередающие устройства.
При автоматизированном проектировании аппаратуры
используют различные модели активных приборов. Так как мощные
полупроводниковые приборы работают в существенно нелинейных
режимах, то их универсальные модели содержат нелинейные
элементы, что делает их весьма сложными. При этом время
оптимизации однокаскадных устройств составляет десятки — сотни
часов машинного времени, поэтому на начальных этапах
оптимизации используют более простые линеаризованные модели и лишь
на конечном — нелинейные. Одной из простых и часто
применяемых при проектировании мощных СВЧ устройств является имми-
тансная модель (иммитанс — комплексное сопротивление либо
проводимость).
Рассмотрим иммитансную модель для мощных СВЧ
транзисторов. С помощью измерений либо расчетов можно определить
такие параметры транзистора, как коэффициент усиления по
мощности Кру КПД, входное сопротивление ZBX, оптимальное
сопротивление нагрузки ZH опт- При измерениях транзистор с помощью
двух перестраиваемых согласующих устройств СУ подключается
к источнику сигнала и нагрузке (рис. 6.1). Входное СУ
обеспечивает режим бегущей волны на входе, выходное СУ — режим
максимального коэффициента усиления или максимального КПД при
требуемой мощности. При выполнении этих условий за входное
^вых су
Рис. 6.1
206

сопротивление транзистора принимается величина ZBx=Z*Bbixcy,
комплексно-сопряженная с выходным сопротивлением входного
СУ; за оптимальное сопротивление нагрузки — входное
сопротивление выходного СУ. При составлении модели обычно
пользуются величиной, комплексно-сопряженной с ZHonT, которую условно
называют «выходным сопротивлением» транзистора ZBhLx. He
следует путать это сопротивление с реальным выходным
сопротивлением транзистора, которое можно непосредственно измерить либо
рассчитать, например, на основе эквивалентной схемы
транзистора (см. [34]). Оптимальное сопротивление нагрузки меняется в
зависимости от требований, предъявляемых к устройству. Это
может быть обеспечение максимального коэффициента усиления,
максимального КПД и пр.
Измерение сопротивлений производится на частоте первой
гармоники входного сигнала. Однако полезным является
определение режимов и по высшим гармоникам (обычно это режимы,
близкие к короткому замыканию КЗ или холостому ходу XX) и
соблюдение их при проектировании схемы усилителя.
В трехполюсной иммитансной модели транзистора на рис. 6.2
выходная часть представлена в виде частотно-зависимого
генератора (отражающего усилительные свойства транзистора) с
внутренним сопротивлением, равным «выходному сопротивлению»
транзистора. В этом случае условие передачи выходной цепью
максимальной мощности в нагрузку будет совпадать с условием
обеспечения сопротивления нагрузки транзистора, равным ZHOnT.
Вычислим напряжение эквивалентного источника,
подключенного к выходной цепи. С учетом условий, при которых проводятся
измерения, можно записать
Рвых=/22 Re ZH/2=f/2/8Re ZBbIX=PBXKp, (6.1)
откуда |f/|=yPBxKp8ReZBbix. Одновременно выполняется
равенство
PBx=/i2ReZBX/2.
(6.2)
Объединив выражения (6.1) и (6.2) и учтя сдвиг фазы ф между
U и /i, получим
?/ = 2 1/,
Рис. 6.2
207

При расчетах на ЭВМ удобно представлять модель в матричной
форме. Выражения для элементов матрицы А данной модели
имеют следующий вид:
BbIx.
(221 = 6; #22 =
b = e/tp/2 V%>ReZBXKeZB
Значения ZBMX, ZBX и Кр существенно зависят от частоты. При
использовании в машинных расчетах это учитывается путем
задания ZBX и ZBbix массивами их числовых значений либо
эквивалентными схемами, а Кр — массивом либо аппроксимирующим
полиномом. На рис. 6.2,6 представлена эквивалентная схема, хорошо
аппроксимирующая ZBX и ZBbix для различных типов СВЧ
транзисторов. Эта схема может быть и более сложной в зависимости от
структуры внутренних согласующих цепей транзистора.
Обычно параметры моделей мощных СВЧ приборов
определяются на основании измерений их иммитансных и энергетических
характеристик. Существует ряд методик измерения этих
характеристик с помощью установок, содержащих в качестве основных
элементов рефлектометры и трансформаторы комплексных
сопротивлений (рис. 6.3). Точность измерения в таких установках
зависит в основном от добротности трансформаторов сопротивлений
и их способности согласовать сопротивления транзистора с
сопротивлением тракта, а также от качества рефлектометров,
поскольку измеряемый уровень КСВ достигает нескольких сотен.
Рассмотрим одну из методик, которая позволяет измерять
сопротивления транзисторов при выходной мощности в сотни ватт.
Математическая суть методики сводится к следующему. Если
четырехполюсник без потерь, нагруженный на неизвестное
комплексное сопротивление ZH, согласован с известным
сопротивлением генератора р, то для определения ZH нужно знать три значения
входного сопротивления этого четырехполюсника при трех
известных сопротивлениях нагрузки. Если эти три известных
сопротивления выбрать чисто реактивными, например равными 0 (в
режиме КЗ), оо (в режиме XX) и эталонному сопротивлению Z3T, то
и входное сопротивление четырехполюсника будет чисто
реактивным, а такое сопротивление можно точно определить, измерив
лишь положение минимума стоячей волны в линии. Таким
образом устраняется необходимость измерения больших Кет и и свя-
Генератор
НО
Нагрузка
Рис. 6.3
208

занных с этим погрешностей. При этом выражения для
определения ZH имеют вид:
где Ххху Хкз, ХЭт — значения входного сопротивления
четырехполюсника при известных сопротивлениях нагрузки (0, оо, Z3T).
Точность измерения ZH в значительной степени определяется
добротностью данного четырехполюсника, которым является транс-
фарматор сопротивлений. Хорошие результаты показали
трансформаторы в виде отрезка коаксиальной линии с двумя низкоом-
ными перемещающимися вставками длиной Л/10...Я/4. Вставки
были выполнены неконтактными, опирающимися на
диэлектрические шайбы, а внутренняя поверхность трансформатора имела ма-
лоокисляющееся покрытие с высокой проводимостью.
6.2. ТРАНЗИСТОРНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
МОЩНОСТИ СВЧ
Основные принципы проектирования высокочастотных
усилителей и свойства высокочастотных транзисторов рассмотрены
в гл. 4. Поэтому остановимся на особенностях проектирования
усилителей мощности в СВЧ диапазоне. Различия эти вызваны,
с одной стороны, свойствами СВЧ транзисторов, а с другой —
особенностями СВЧ техники.
Рабочие диапазоны СВЧ усилителей отличаются небольшими
относительными (в большинстве случаев меньше октавы) и
большими абсолютными (десятки мегагерц — единицы гигагерц)
перекрытиями по частоте. Такие усилители обычно требуется
включать в тракт со стандартным волновым сопротивлением (50,
75 Ом), так как измерительная аппаратура и устройства, с
которыми стыкуется усилитель, выполняются для включения в
стандартный тракт.
Мощные транзисторы СВЧ имеют ряд отличительных черт:
высокая добротность входного и выходного сопротивлений при
низком значении их вещественных составляющих, большая
чувствительность транзистора к изменению нагрузки и низкие
коэффициенты усиления (обычно не более 5... 7 дБ на их верхней рабочей
частоте), которые значительно зависят от частоты. В связи с этим
при проектировании наиболее сложной задачей является синтез
цепей свяэи транзистора, которые должны осуществлять
трансформацию низкой (доли — единицы ом) вещественной
составляющей сопротивлений транзистора в сопротивление тракта (50,
75 Ом) и компенсировать высокую мнимую составляющую этих
14—6028 209

сопротивлений в диапазоне частот. Требуется также выполнять
коррекцию падения коэффициента усиления транзистора с ростом
частоты и формировать амплитудно- и фазочастотные
характеристики (АЧХ и ФЧХ) нужного вида. Эти трудности усугубляются
большим разбросом параметров транзисторов. Так, разброс
сопротивлений у некоторых типов транзисторов достигает десятков
процентов и более, что приводит к необходимости решения
статистической задачи при синтезе цепей связи.
Выбор типа транзистора для конкретного усилителя
производится на основании его частотных, энергетических и иммитанс-
ных параметров, причем последние для широкополосных схем
зачастую являются определяющими. Приближенный расчет
энергетического режима транзистора можно выполнить по методике,
изложенной в гл. 4. Схема включения мощных транзисторов на
СВЧ в большинстве случаев определяется конструкцией прибора.
Практически все современные транзисторы, работающие на
частотах выше 1 ГГц, конструктивно оформлены для использования
в схеме с общей базой (ОБ) (исключение составляют
специальные транзисторы для автогенераторов). Это связано со
значительным уменьшением коэффициента усиления в схеме с общим
эмиттером (ОЭ) за счет отрицательной обратной связи через
индуктивность общего вывода. В схеме с ОБ эта связь является
положительной, что позволяет создавать транзисторы с
приемлемым коэффициентом усиления. Но положительная обратная связь
ухудшает стабильность характеристик транзистора при
рассогласовании нагрузки. Эту связь можно устранить в узкой полосе
частот, скомпенсировав индуктивность вывода последовательно
включенным конденсатором. Более широкополосные схемы
компенсации конструктивно сложны и обычно на практике не
применяются.
Вопросы расчета узкополосных согласующих цепей
транзисторных усилителей рассмотрены в [21]. В качестве
широкополосных согласующих цепей обычно используют структуры типа
полосовых фильтров ПФ и фильтров нижних частот ФНЧ
различной сложности и их комбинации (рис. 6.4,а). Цепи,
осуществляющие коррекцию коэффициента усиления и, формирование АЧХ
требуемого вида, выполняются по двум принципам: за счет
отражения части мощности (реактивные корректирующие цепи КЦ)
либо за счет ее поглощения внутри цепи (диссипативные КЦ).
Реактивные КЦ имеют относительно несложную структуру и
обладают широкой полосой пропускания, но им присущ недостаток —
большой коэффициент отражения на входе не позволяет
осуществлять каскадное включение усилителей без использования
вентилей, циркуляторов либо квадратурных схем сложения,
поглощающих отраженную волну. В качестве реактивных КЦ часто
используют структуры типа ФНЧ. Диссипативные КЦ (ДКЦ),
осуществляющие коррекцию за счет поглощения мощности в балласт-
210

д
Рис. 6.4
ных элементах, обладают малым коэффициентом отражения и
позволяют осуществлять непосредственную стыковку каскадов.
В качестве диссипативных корректирующих цепей используют
структуры типа ПФ и ФВЧ с искусственно введенными потерями,
различные мостовые схемы и пр. (рис. 6.4,6), которые включают
каскадно с согласующими цепями. На рис. 6.5 приведены схемы
ДКЦ, построенные по принципу последовательного и
параллельного дополнения.
В качестве элементной базы при реализации цепей связи
применяют сосредоточенные элементы (керамические и МОП
конденсаторы, индуктивности, резисторы), однородные и неоднородные
линии передачи, связанные линии, трансформаторы типа длинной
линии. В настоящее время существуют два основных принципа
конструирования мощных усилителей СВЧ. В первом случае
используют корпусные транзисторы и цепи связи, выполненные на базе
микрополосковых линий и сосредоточенных элементов. Так
реализуется основная масса схем частного назначения. Во втором
используют кристаллы транзисторов, МОП конденсаторы и
индуктивности в виде проводников, подсоединяемых к элементам схемы
*н-/
Рис. 6.5
14*
211

и корпусам методом термокомпрессии. Так выполняют транзисторы
с внутренними согласующими цепями и микросхемы. Для схем
мощностью до единиц ватт может применяться и интегральная
технология.
Существует ряд методов синтеза цепей связи транзисторов.
Большинство из них предназначено для схем с сосредоточенными
элементами. Одной из общих и широко применяемых является
методика синтеза фильтров, основанная на использовании
фильтров-прототипов с нормированными элементами (см. гл. 3).
Переход к цепям с распределенными элементами при этом
выполняется с помощью метода эквивалентных схем (см. гл. 5).
Возможности таких аналитических методов ограничены для цепей с
распределенными элементами и не учитывают реальных
характеристик сосредоточенных и распределенных элементов на СВЧ;приих
использовании трудно ввести ограничения значений элементов и
разброс параметров схемы.
Наиболее общим и эффективным в настоящее время является
метод синтеза на ЭВМ, использующий алгоритмы оптимизации,—
так называемый параметрический синтез. Методы структурного
синтеза для СВЧ цепей в настоящее время развиты слабо,
поэтому структуру обычно выбирают исходя из методов аналитического
синтеза либо из опыта и интуиции разработчика. При
оптимизации параметров выбранных структур цепей связи целевая функция
в общем случае может объединять несколько составляющих,
зависящих от входной и выходной мощности, КБВ, вещественной и
мнимой части входного и выходного сопротивления, фазы
коэффициента передачи, неравномерности АЧХ и др. (подробнее см.
гл. 1).
При оптимизации входных согласующих цепей без потерь
в целевую функцию достаточно включить только одну
составляющую, зависящую от КБВ входа. Для диссипативных цепей
следует учитывать также составляющую, зависящую от мощности
на выходе. При оптимизации выходных и межкаскадных цепей
следует учитывать чувствительность транзистора к фазе
коэффициента отражения в выходной цепи. Для нелинейных моделей
транзистора это условие выполняется автоматически. В других
случаях требуется ввести штрафную функцию, зависящую от фазы
коэффициента отражения. Если информация о чувствительности
транзистора отсутствует, то при оптимизации-следует принять за
входные полюса выходной цепи зажимы генератора
эквивалентной схемы замещения транзистора (сечение а — а на рис. 6.2,6).
При этом в целевую функцию кроме прочих необходимо ввести
составляющую, зависящую от вещественной части сопротивления
нагрузки в этом сечении.
Следует отметить, что на первом этапе входные и выходные
цепи связи лучше рассчитывать отдельно и лишь после
достижения хороших характеристик у отдельных цепей выполнять оптими-
212

зацию усилителя в целом. Это ускоряет работу программы и
избавляет от необходимости выбора лишних весовых коэффициентов
составляющих целевой функции.
Одной из особенностей мощных СВЧ транзисторов является
«большой разброс их параметров по сравнению с другими
приборами. Поэтому при проектировании устройств на этих приборах
следует применять статистические модели и статистические
методы оптимизации, особенно если параметры усилителей должны
быть близкими к предельно возможным, а также если намечается
крупносерийный выпуск изделий. В гл. 1 описана программа
оптимизации статистических моделей ТЕСН, реализующая два
критерия: максимальный процент выхода изделий, имеющих
характеристики не хуже заданных, и обеспечение у заданной чакгги
изделий максимально достижимых характеристик при заданных
законах разброса параметров схемы и заданных границах
изменения настроечных элементов.
При градиентных методах оптимизации конечный результат
зависит от заданного «начального приближения» — исходного
сочетания параметров, с которого начинается оптимизация. Одним
из способов получения начального приближения является
аналитический синтез цепей, в частности метод синтеза фильтров,
базирующийся на использовании нормированных фильтров-прототипов
со структурой типа ФНЧ (подробнее см. гл. 3). В процессе
синтеза с исходным ФНЧ производят следующие преобразования:
пересчет значений элементов фильтра к частоте и
сопротивлению нагрузки;
преобразование ФНЧ в полосовой фильтр;
введение в ПФ идеального трансформатора (или нескольких
ИТ) и замена его с помощью преобразования Нортона.
Синтезированная схема должна иметь такую структуру, в
которую можно было бы органично вписать эквивалентную схему
входного сопротивления транзистора.
Рассмотрим пример синтеза входной согласующей цепи
широкополосного усилителя на транзисторе, эквивалентная схема
входного сопротивления которого приведена на рис. 6.6. Отметим
требования, которые необходимо соблюдать при расчете данной цепи:
фильтр-прототий должен иметь четное число элементов;
полосу частот нужно выбирать такой, чтобы последняя
последовательно включенная индуктивность была равна входной
индуктивности транзистора;
идеальный трансформатор следует
заменять эквивалентной схемой (на
основе преобразования Нортона) вме- °
т ??^ [
сте с последним последовательно вклю- JL ск* п /г
ченным конденсатором. В этом случае ~Г ь,5пф Uij
полученная схема согласующей цепи о 1—— J '
р
полученная схема согласующей цепи
будет содержать элементы (Сш, Lm, Рис. 6.6
213

T T% "K
Рис. 6.7
RBX), которые соответствуют эквивалентной схеме входного
сопротивления транзистора и могут быть им заменены. В результате
согласующая цепь будет иметь вид, представленный *на рис. 6.7,а
справа.
Пример. Рассчитаем элементы согласующей цепи для усилителя с
центральной рабочей частотой 1 ГГц и #г=50 Ом.
Выберем двухэлементный фильтр-прототип (рис. 6.7,а слева) с чебышевской
характеристикой и неравномерностью 0,2 дБ, что соответствует максимальному
Ксти=1,54. Нормированные элементы такого фильтра [28] <хо=1, ai=l,04, a2=
= 0,67, аз=0,65. Из условия L2mLbx определим полосу частот
=212 МГц.
Рассчитаем значения элементов согласующей цепи:
1.04
Л<°Явх/«8 6,28-0.212-108(1,1/0,65)
=0>
462.10-12 ф;
2
А со
1
6,282.1018.462-10-14
=0,85.10-» Гн;
29,8-10-" Ф;
6,28-0,212.10е
1
п2 ==
6,282.1018.0,85.10-»
^..0,65=, 29,5;
{ = Lj/z2 — 0,055-Ю-9-29,5 = 1,62-10~9 Гн;
_А. /Lnic _462.10-i2_4,43.29,8.10-i2_
[~ л» "' п2 Сз^" 29,5 29,5 "П'2 Ф>
гг — 1
5,43
4,43.29,8-10-12
5,43
5,5-10-12 Ф;
24,3-10-12 Ф.
Частотная зависимость Ксти на входе рассчитанной цепи приведена н
рис. 6.8 (кривая /).
214

0,9 1,0
Рис. 6.8
Рис. 6.9
Полученную схему, состоящую из сосредоточенных элементов, с помощью
метода эквивалентных схем (см. гл. 5) можно перевести в схему на
распределенных элементах (рис. 6.7,6 слева). Индуктивность U при этом следует заменить
короткозамкнутым на конце отрезком линии; конденсатор С\ — разомкнутым на
конце отрезком линии; конденсатор Cm — двумя разомкнутыми на конце
отрезками линии (для уменьшения длины линий); конденсатор Сц — сосредоточенным
конденсатором типа КЮ-42 (индуктивность выводов таких конденсаторов
составляет около 0,8 нГн).
Рассчитаем электрические длины шлейфов в, задавшись их волновыми
сопротивлениями р: Oi=8,3° при pi=70 Ом; 02=35° при р2=Ю Ом; О3=31,9° при
рз=10 Ом. При реализации этой схемы на подложке из поликора (е=10)
толщиной 0,5 мм эти шлейфы будут иметь следующую ширину и длину: №=0,21 мм;
ii=2,7 мм; №2=5 мм; /2=9,9 мм; №3=5 мм; /3=9 мм. Частотная зависимость
К с-г и на входе данной схемы приведена на рис. 6.8 (кривая 2).
Полученная таким образом схема являлась начальным приближением для
оптимизации на ЭВМ. Оптимизация была проведена на ЭВМ СМ-4 градиентным
методом, описанным в гл. 13. В результате выполнения 10 итераций (на что
затрачено 12 мин машинного времени) получена схема со следующими
параметрами: №р=0,6 мм; /!=6 мм; №2=3,8 мм; L2=7,2 мм; И?3=6,5 мм; /3=7,3 мм; С2 =
= 5 пФ. Частотная характеристика Ксти схемы, полученной в результате
оптимизации, приведена на рис. 6.8 (кривая 3). Минимизируемая при оптимизации
б
целевая функция имела вид\^ . ' бв ' t где i
-номер точки в заданном
частотном диапазоне 0,9 ... 1,12 ГГц. Границы допустимых изменений
параметров схемы были заданы исходя из удобства размещения топологии на подложке
из поликора размером 15X16X0,5 мм3. При оптимизации параметр 1Х принял
значение нижней границы, а параметр Wz — верхней. Топологический чертеж
входной согласующей цепи приведен на рис. 6.9.
Отметим, что в данной схеме достигнута полоса частот, равная 50 % от
предельно достижимой.
Одной из важных задач, которые приходится решать при
проектировании широкополосных усилителей, является определение
соотношений, связывающих достижимую рабочую полосу частот
усилителя с параметрами транзистора. Предельные соотношения
215

учитываются при выборе типа транзистора, определении принципа
построения цепей связи усилителя, оценке их сложности и т. д.
Задачу установления предельных соотношений для цепей связи
можно сформулировать в терминах теории согласования
комплексных сопротивлений как задачу определения связи между
требуемой частотной зависимостью модуля входного коэффициента
отражения 5 согласующей цепи с параметрами комплексной нагрузки
(см. гл. 3). Элементы эквивалентной схемы замещения
транзистора Ск, Lbx, Rbx (рис. 6.2) являются комплексной нагрузкой для
входной цепи связи усилителя, и модуль коэффициента отражения
на входе усилителя связан с элементами эквивалентной схемы
следующим образом:
00
—Жо<^?.# (6.3)
Здесь не учтена емкость Ск, поскольку у транзисторов она такова,
что не влияет на предельные соотношения.
Известно, что в диапазоне сор—сот частотная зависимость
коэффициента усиления транзистора в схеме с ОБ определяется
связью между первыми гармониками тока коллектора 1кХ и тока
const
эмиттера /Э1 в виде
hi
-, где соа — граничная частота
усиления эмиттерного тока. Из этого следует, что для обеспечения
постоянной АЧХ усилителя мощность, поступающая на вход
транзистора, должна изменяться по закону РВх(о))=/С(1+со2/(оа2). Для
недиссипативной корректирующей цепи, в которой коррекция
осуществляется за счет отражения части мощности, Рвх=
=Л*х(о)в)(1 — |s('co)2|), причем для обеспечения максимально
возможного коэффициента усиления в диапазоне юн •.. сов требуется
выполнить условие s(coB)=O, откуда
Для обеспечения максимальной широкополосности нужно,
чтобы за пределами рабочего диапазона ?(ц>) = 1. Подставив (6.3)
в (6.4) и выполнив интегрирование, получим неравенство,
ограничивающее предельные параметры входных недиссипативных
корректирующих цепей для усилителей с равномерной АЧХ:
/ со2 \
(1 — a) In 1 + —j- + а In (1 — а2) +
\ ^в '
>п—a) — In 2, (6.5)
I — a
где a=(oH/G)B.
216

Соотношение (6.5)
проиллюстрировано графиками на рис.
6.10. Зная параметры
транзистора LBX; Rbx, <оа и задав верхнюю
рабочую частоту <ов, можно
определить максимально достижимый
диапазон частот а его входной
-корректирующей цепи либо,
задавшись совх и а, определить
требования к иммитансным
параметрам транзистора, т. е. выбрать
транзистор для требуемого
диапазона частот.
Рассмотрим теперь
предельные соотношения для выходных
согласующих цепей, обладающих
постоянным коэффициентом
отражения в рабочем диапазоне частот. Минимально возможный
коэффициент отражения |s|min в диапазоне частот а связан с
элементами эквивалентной схемы замещения выходного
сопротивления транзистора следующим образом:
1 1
0,2
0,6 0,8 ае.
Рис. 6.10
<DB J
•min
(6.6)
0,5\-
qj
0,2
0,1
0,5
0,3
0,2
0,1
0,2 Ofi Ог6 0,8 1 и 0,2
Рис. 6.П
Ofi
0,6 0,8
0
4YI

где Qc= 1/совСвых/?вых; (2/.=а>в1Вых/#вых. Наличие СК2 не учтено
по той же причине, что и для входной цепи. Преобразование
системы (6.6) дает предельное уравнение для выходной
согласующей цепи:
1 /3Q2 Л , №с- К(1-а)]з
(l-a8)lnT7j!— = «(_?-_<$ U . (6.7>
Область решений этого уравнения должна быть ограничена
решением первого уравнения системы (6.6) отдельно:
(1—a)ln(l/|s|mIn)=JtQc. (6.8)
На рис. 6.11 приведены графические зависимости, рассчитанные
по уравнениям (6.7) и (6.8), которые позволяют по параметрами
транзистора определить максимально достижимый диапазон
частот его выходной согласующей цепи либо выбрать транзистор по
заданному диапазону частот.
6.3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ГЕНЕРАТОРОВ
НА ДИОДАХ ГАННА
Благодаря особому строению зоны проводимости некоторых
полупроводниковых соединений (GaAs, GaP, GaSb и т. д.)
зависимость дрейфовой скорости движения электронов от поля в них:
может иметь падающий участок (рис. 6.12,а), что приводит к
появлению вольт-амперной характеристики с отрицательным
наклоном.
В [42] показано, что вид вольт-амперной характеристики
однородного образца из перечисленных соединений зависит от
произведения равновесной концентрации носителей в образце По на
длину образца I. Если tto/^si/A/4jte|[iA|=AZo/i, где vA(E)—дрейфовая'
скорость электронов; е— диэлектрическая проницаемость образца;
\x^=dvJI> (Е)/дЕ — дифференциальная подвижность электронов;
в образце; е — заряд электрона, то в образце выполняются
условия для возникновения и существования стабильного домена
сильного поля. Рассмотрим вид вольт-амперной характеристики,
соответствующей этому случаю.
Если напряжения, приложенные к образцу, таковы, что поле
внутри образца оказывается меньше напряженности Екр> соответ-
О Ен
I,
Лпах
г .
О UT <7Kp U
5)
Рис. 6.12
в)
218

ствующей началу падающего участка зависимости дрейфовой
скорости от поля ?>д(?) (см. рис. 6.12,а), то ток на начальном
участке характеристики подчиняется закону Ома (рис. 6.12,6,
кривая 1). По мере приближения поля к Екр средняя дрейфовая
скорость электронов уменьшается и крутизна статической ветви
вольт-амперной характеристики образца падает. Когда поле
становится равным ?Кр, в образце полупроводникового материала
формируется домен сильного поля.
Если пренебречь временем тд формирования домена, то рабочая
точка со статической ветви вольт-амперной характеристики
скачком переходит на динамическую (кривая 2 на рис. 6.12,6),
соответствующую непрерывному распространяющемуся в образце
домену сильного поля. Если увеличивать дальше приложенное к
образцу напряжение, то растет и поле в домене. При этом, как
указано в [42], падение напряжения на домене растет быстрее, чем
приложенное к образцу напряжение, поэтому поле в образце вне
домена и плотность тока через образец будут уменьшаться. Таким
образом,, при увеличении приложенного к образцу напряжения
сверх u=UK9 ток через образец уменьшается.
При уменьшении напряжения на образце с доменом
вольт-амперная характеристика имеет вид кривой 3 (рис. 6.12,6). Этот
своеобразный гистерезис между пороговыми полями
возникновения f/Kp и исчезновения Ur домена объясняется тем, что для
рассасывания домена в образце необходимо, чтобы поле внутри
домена оказалось ниже ?Кр, а для этого напряжение Ur на образце
должно быть заметно меньше ?/Кр.
В случае, когда для образца полупроводникового материала
выполняется соотношение по/<По/ь домен не успевает полностью
сформироваться и при u>UKp в образце движутся нарастающие
волны объемного заряда, которые выделяются на аноде. Если
поле в образце однородное и накоплением объемного заряда можно
пренебречь (приближение одного носителя), то вольт-амперная
характеристика образца повторяет зависимость дрейфовой
скорости от напряжения (рис. 6.12,а) и имеет вид, показанный на
рис. 6.12,в. Такой режим работы диодов с междолинным
переносом (ДМП) называется режимом ограничения накопления
объемного заряда (ОНОЗ).
В изложенной упрощенной физической картине работы генера-
ратора Ганна, в режиме ОНОЗ предполагалось, что дрейфовая
скорость электронов vA мгновенно следует за полем Е. Такое
предположение справедливо, когда физические процессы,
определяющие разогрев носителей полем, происходят за время тт,
значительно меньшее периода колебаний: тт<С7\ Естественно, что при
повышении рабочей частоты, когда хт/Т стремится к единице,
скорость электронов начинает заметно отличаться от скорости,
определяемой по статической кривой vA(E), что приводит к
уменьшению отрицательного сопротивления диода по абсолютному значе-
219

нию и возрастанию реактивной (емкостной) составляющей
сопротивления. При тт/Г>1 режим ОНОЗ невозможен, поскольку
в течение всего периода колебаний Т подвижность носителей не
меняется и проводимость диода на частоте генерации остается
положительной. Это ограничивает предельную частоту возможного
существования режима значением 120 ГГц и затрудняет расчет
режима ОНОЗ генератора без применения ЭВМ.
Используя jtot факт, что образцы полупроводникового
материала, обладающие эффектом междолинного переноса, имеют N-об-
разные вольт-амперные характеристики, можно сделать вывод, что
устойчивые режимы генерирования СВЧ колебаний могут быть
получены при работе в параллельном колебательном контуре, когда
к образцу приложено близкое к гармоническому высокочастотное
напряжение.
Такая схема генераторов является наиболее распространенной,
хотя в настоящее время известны аномальные режимы работы
ДМП в последовательном колебательном контуре.
Перейдем к более подробному рассмотрению основных
режимов работы генераторов Ганна.
Пролетными называются режимы работы, при которых в
образце за период высокочастотного напряжения успевает
полностью сформироваться домен сильного поля. Эти режимы можно
разделить на две группы; при работе на резистивную нагрузку,
когда к диоду приложено практически только напряжение
смещения и частота генерируемых колебанинй определяется временем
пролета домена через образец; при работе на LC-нагрузку, когда
к диоду кроме напряжения смещения приложено высокочастотное
напряжение, возникающее на параллельном контуре при
протекании через него тока диода. Эту наиболее выгодную с точки
зрения энергетики группу режимов в зависимости от соотношения
между периодом высокочастотных колебаний Т и временем
свободного пролета домена т можно разделить на режимы с
запаздыванием формирования домена, с гашением домена и гибридные.
В пролетных режимах работы параметры образца выбирают
так, что временами формирования домена тд и его ухода в анод
Та можно пренебречь по сравнению с периодом высокочастотных
колебаний Г(тд, та<СГ). В режиме генерирования с запаздыванием
формирования домена время пролета домена через образец
должно удовлетворять соотношению Т/2<Сх<Т. Напряжение
постоянного смещения, приложенное к образцу, E0>UKV, а амплитуда
высокочастотного напряжения Ui>E0—Ur.
Упрощенная картина работы генераторов в этом режиме
показана на рис. 6.13. В момент t0, когда действующее на образце
суммарное напряжение и=Е0—U\ cos a>t^?/Kp, в образце
практически мгновенно формируется домен сильного поля, который
начинает двигаться к аноду. Рабочая точка в этот момент переходит
со статической ветви вольт-амперной характеристики на динами-
220

Рис. 6.13
ческую, и ток через диод уменьшается до значения /mm. Пока
распространяющийся в образце домен не достигает анода, ток
через диод сохраняется практически постоянным и равным /mm,
а рабочая точка движется по динамической ветви вольт-амперной
характеристики. Домен исчезает, достигнув анода, в момент t\=
=^о+т. Приложенное в этот момент к образцу суммарное
напряжение оказывается меньшим и=Е0—U\cos (o#i<f/Kp. Новый домен
не образуется, и образец ведет себя как омическое сопротивление.
Рабочая точка практически мгновенно переходит с динамической
ветви вольт-амперной характеристики на статическую, ток через
ДМП возрастает, и его изменение в промежутке времени t\—?Кр
определяется приложенным к образцу напряжением и наклоном
статической ветви вольт-амперной характеристики диода. В
момент времени *з—/о+'Т* напряжение на образце становится больше
критического и=Е0— U\ cos (o^^f/кр, в образце опять
формируется домен сильного поля и рабочая точка перемещается на
динамическую ветвь вольт-амперной характеристики. Частота
колебаний в этом режиме определяется внешним резонатором, в котором
помещен диод, и должна быть меньше круговой пролетной
частоты: ©<2яуд//.
Если амплитуда переменного электрического поля достаточно
велика U\>E0—[/г, а период колебаний Т внешнего поля и время
пролета связаны соотношением (3/4)7'<;т<2Г, то возникший
в момент t=U домен исчезает, не дойдя до анода, в момент
времени t=t2, когда суммарное напряжение, действующее на
образце, становится меньше напряжения гашения и=Е0—U\ cos co/2<
<UT, при котором рассасывается домен (рис. 6.13). При этом
рабочая точка переходит с динамической ветви вольт-амперной
характеристкии на статическую и движется по ней вплоть до
момента времени t=U, когда суммарное напряжение на образце
достигает критического значения и=Е0—U\ cos со^з^С/кр. В момент
221

Ретин с
гашением
Рис. 6.14
времени t=U в образце вновь возникает домен и описанный
процесс повторяется. Этот режим носит название режима с
подавлением домена, или режима гашения. Частота генерируемых
колебаний, как и в режиме с задержкой формирования домена,
определяется внешним резонатором и может быть как больше, так и
меньше пролетной частоты.
Изложенная картина работы генераторов на диодах Ганна
в пролетном режиме носит упрощенный характер и положена
в основу инженерных методов качественной оценки основных
характеристик генератора Ганна.
При инженерных методах расчета пролетных режимов
генераторов Ганна используется кусочно-линейная аппроксимация
статической и динамической ветвей вольт-амперной характеристики
диода при по/^по/ь показанная на рис. 6.14. В принятой
аппроксимации вольт-амперной характеристики напряжение гашения
полагается равным ?/r=?/Kp/min//max. Кроме того, в процессе
расчетов будем пренебрегать временами формирования тд и ухода
домена в анод та. Расчеты и экспериментальные данные
показывают, что принятые допущения не приводят- к существенным
ошибкам в энергетических расчетах.
Излагаемая далее методика расчета режима генераторов Ганна
в пролетном режиме предполагает наличие на диоде большой
амплитуды колебаний. Вопрос возникновения стационарных
колебаний большой амплитуды является наиболее слабо исследованным.
Расчеты и экспериментальные исследования [42] показывают, что
в процессе возникновения колебаний от малых амплитуд до
стационарного режима происходит последовательная смена
нескольких типов режимов. Для начальной стадии процесса возникновения
колебаний характерны сильно развитые домены, как в режимах
222

с-резистивной нагрузкой; с ростом уровня высокочастотного
напряжения амплитуда доменов постепенно убывает.
Для расчета стационарного режима необходимо знать
следующие параметры диода: сопротивление Ro в слабых полях,
определяющее наклон статической характеристики при малых
напряжениях; критическое напряжение ?/Кр; отношение токов у=1тт/1тах\
пролетное время т.
Значения /?о> t/кр, у можно определить либо расчетным путем,
либо путем измерений непосредственно на приборе, а т обычно
указывается в паспортных данных прибора.
Условия существования режима с задержкой домена можно
записать в виде
при Ut<iEQ — у?/кр,
при f/jL > Eo — y?/,
(6.9)
где 6i==arccos(?;o—?Лф)/?Л; 62=arccos(Ео—UKPy)/Ui. Смысл
введенных углов отсечки 6i и 02 поясняется рис. 6.14. При этом ток
через диод будет подчиняться закону
при 1 — —l— =
F T 2tz
t
T
Anin
при A^-L
F 2ти ^ Г
(6.10)
ВИЙ
Для режима с гашением домена необходимо выполнение уело-
(6.11)
В этом режиме
Eo — Ux cos co^
До
1
при ;r-< —«
min
при
2п
(6.12)
JL<i
Т
Разлагая в ряд Фурье выражения для токов в режимах с
задержкой формирования домена (6.10) и с гашением домена (6.12),
можно определить относительные значения постоянной
составляющей тока через диод /'o=W^max, активной составляющей тока
первой гармоники //а = 11а/1тах и его реактивной емкостной
составляющей /ip = /lp//max- Опуская промежуточные вычисления,
223

получаем для режима с задержкой домена
/,' = (1 + pcos б,) - (1 - у + Pcos в,) jr
\ T 1
2 л;
2m/r)--cos291
и для режима с гашением
g
j Z7U ]
/;р(1Т + рСО58) р >
где p=/7i/t/KP.
Выражения для сопротивления нагрузки диода по первой
гармонике RK, эквивалентной емкости прибора Сд, КПД х\ и
выходной мощности Рвых из (6.13), (6.14) можно записать в виде
" "-А '¦¦• ' " м-' (6,5)
2 V. вы 2 Р *в
где a=E0/UKV.
Соотношения (6.15) позволяют представить электрическую
модель диода Ганна в виде источника нелинейного тока первой
тармоники^ =r /iP + /?a, параллельно которому включен
конденсатор Сд, индуктивность выводов LB и емкость корпуса Сп, как
показано на рис. 6.15. Режим работы генератора на диоде Ганна,
•а также его основные характеристики ц и Рвых существенно
зависят от RK и Eq. Поэтому при расчете необходимо подобрать
значения параметров у, р, а, чтобы получить при заданной выходной
524

Колебатепь
мая
система
Рес. 6.15
мощности Рвых максимальный
КПД. Для облегчения этого на
рис. 6.16 представлены
графические зависимости максимально
достижимых значений г\ и РВых
в режиме с задержкой домена от
а и у. Отношение т/Г и значение
/?к определяются графиками, приведенными на этом же рисунке
ниже.
Аналогичные зависимости rj, Рвых, Як для режима с гашением
домена представлены на рис. 6.17.
Из приведенных графиков видно, что максимальный КПД
генераторов Ганна в пролетных режимах достигается примерно при
а=2.
Основываясь на соотношениях (6.13) —(6.15) и рис. 6.16, 6.17,
можно рекомендовать следующую методику расчета. По
паспортным данным прибора на рабочей частоте с помощью
соотношений (6.9), (6.11) определяется возможный режим работы
генератора (с задержкой чили гашением домена). По известному
значению у с помощью соотношений (6J13) — (6.15) или графических
зависимостей, показанных на рис. 6.16, 6.17, определяется
напряжение смещения Ео, соответствующее максимуму зависимости
П(а). По величинам а, у определяются нормированные значения
5
J
2
I
-
1 1
i i
-
-
"-—.
1
0,1
0,08
0,06
0,04
0,02
200
200
100
2 J 4
Рис. 6.17
^нр
15—6028
225

Рис. 6.18
КПД г], выходной мощности Рвых, сопротивления контура RKj
эквивалентной емкости диода Сд. Используя соотношения (6.15),
можно определить напряжение ?Л, а также рассчитать
колебательную систему генератора.
Колебательная система генератора должна компенсировать
влияние паразитных параметров диода: индуктивности выводов
LB и емкости Сд, и обеспечить требуемое сопротивление нагрузки
для эквивалентного генератора тока первой гармоники h (см.
рис. 6.15). В колебательной системе необходимо предусмотреть
органы настройки, позволяющие выбрать требуемый режим
работы генератора. Расчет колебательной системы существенно
зависит от ее конструктивного выполнения.
Упрощенное схематическое изображение волноводной
конструкции генератора Ганна показано на рис. 6.18,а, где 1 — диод
Ганна; 2 — винт настройки; 3 — волновой фильтр с низким
сопротивлением для подачи на диод напряжения смещения; 4 —
волновод; 5 — бесконтактный поршень. Диод подключен в центре
объемного резонатора, образованного отрезком волновода, корот-
козамкнутым с одной стороны и разомкнутым с другой. Такая
конструкция эквивалентна параллельному колебательному
контуру с индуктивной связью с нагрузкой (рис. 6.18,6).
Один из возможных вариантов микрополосковой конструкции
генератора показан на рис. 6.19,а, где 1 — диод Ганна; 2 — ко-
роткозамкнутый по высокой частоте полуволновый отрезок микро-
лолосковой линии, эквивалентный параллельному контуру; 3 —
четвертьволновый дроссель, служащий для подачи напряжения
смещения; 4 — миниатюрные блокировочные конденсаторы; 5 —
а)
Рис. 6.19
226

микрополосковая линия связи генератора с нагрузкой; 6 —
конденсатор связи; 7 —элемент настройки. Элементами настройки
являются конденсатор связи 6 и металлизированные площадки 7,
позволяющие изменять длину и ширину микрополоскового
отрезка линии 2. Эквивалентная схема генератора с сосредоточенными
элементами показана на рис. 6.19,6. Расчет микрополосковой
колебательной системы генератора может быть выполнен по
методике, описанной в гл. 5, и предполагает расчет резонатора на
заданную рабочую частоту /о, элемента связи колебательной
системы с нагрузкой и выбор блокировочных элементов.
Более точный расчет СВЧ генераторов на диодах Ганна
может быть выполнен при использовании ЭВМ и
физико-топологических моделей диода. Параметры элементов
физико-топологической модели диода Ганна, описывающей сопротивление образца
с доменом в режиме малого сигнала, можно оценить, решая
уравнение для плотности полного тока, протекающего через
образец [42].
Структура этой модели определяется из простейших
физических соображений и представляется из последовательного
соединения двух #С-цепочек, характеризующих полное сопротивление
ДМП в областях слабого поля и поля, при котором возникает
нарастающая волна объемного заряда, приводящая к
возникновению домена сильного поля. Эта электрическая модель
показана на рис. 6.20,а, где \Ro — сопротивление образца в слабом
поле, определяемое наклоном статической ветви вольт-амперной
характеристики диода при u<C.UKP; Со — емкость образца в
слабом электрическом поле; RN — отрицательное дифференциальное
сопротивление, связанное с возникновением движущейся волны
объемного заряда; См — емкость области объемного заряда; LB —
индуктивность выводов образца; Сп —емкость патрона и
держателя.
При больших амплитудах параметры физической модели
становятся нелинейными. Эквивалентная схема для активной части
периода колебаний, когда по образцу движется
сформировавшийся домен, приведена на рис. 6.20,6, а для пассивной части, когда
домен отсутствует, — на рис. 6.20,я. На рис. 6.20,г показано из-
CN(U)
?\f
1 1
г)
Рис. 6.20
15*
227

менение емкостей Со и Cn для активной [0, тп] и пассивной
[тп, Тд+Тп] частей периода колебаний.
При использовании электрической модели диода, показанной
на рис. 6.20, математическая модель генератора на диоде Ганна
представляет систему нелинейных дифференциальных уравнений
высокого порядка, оптимизация решения которой позволяет
получить максимально возможные показатели генератора с диодом»
работающим в пролетном режиме.
6.4. ПРОЕКТИРОВАНИЕ ГЕНЕРАТОРОВ
НА ЛАВИННО-ПРОЛЕТНЫХ ДИОДАХ
Для рассмотрения упрощенной физической картины работы
ЛПД в IMPATT режиме воспользуемся ЛПД со структурой
р+~п-п+. Распределение электрического поля в такой структуре
при обратном смещении показано на рис. 6.21. Напряженность
электрического поля максимальна в области обратно смещенного
р—я-перехода (0—ха на рис. 6.21), здесь в основном и
происходит процесс лавинного умножения. В пролетном пространстве
(xa—w на рис. 6.21) процесс ударной лавинной ионизации
практически отсутствует и носители двигаются со скоростью
насыщения vA=vs. Если ЛПД помещен в резонатор, то действующее на
нем напряжение будет равно u—E0-\-Ui sinco^ (рис. 6.22,а), где
Ео^ипр — напряжение обратного смещения от источника питания
на диоде, t/np — напряжение пробоя, при котором начинается
процесс ударной лавинной ионизадии в области умножения, U\ —
амплитуда высокочастотного напряжения, созданного
резонатором.
Процесс ударной лавинной ионизации начнется, как только
суммарное напряжение на диоде и превысит ?/пр. Электрическое
поле меняется в такт с напряжением на диоде синусоидально, й
почти синфазно с ним колеблется величина, показывающая,
какое число пар генерируется одним носителем. Поскольку
генерация зависит также от числа носителей с энергией, достаточной
0
Р+
/
п
К
«Я7Д W X
о
I
-чпах
/о
' инспекции Ток нАводки
\ | / I
л
Рис. 6.21
Рис. 6.22
228

для ионизации, то концентрация носителей продолжает возрат
стать даже тогда, когда суммарное напряжение на диоде и
убывает, пройдя через максимум. Максимум концентрации носителей
достигается примерно к моменту времени, когда напряжение на
диоде снизится до своего среднего значения и^Е0.
Таким образом, максимум поля (или напряжения)
достигается при 0=со?=я/2, тогда как максимум концентрации
генерируемых носителей приходится на момент (о/=0 = зх (рис. 6.22).
Генерируемые в слое умножения электроны практически без
задержки инжектируются в пролетное пространство /г-типа, а
дырки — в р+-область, создавая ток инжекции, временная
зависимость для которого показана на рис. 6.22,6. Инжектированные
в я-область электроны со скоростью насыщения vs проходят
пролетное пространство, создавая наведенный ток во внешней цепи.
Длина пролетного пространства соответствует на рабочей частоте
пролетному углу 0=юш/у<^сот^я. Временная зависимость для
наведенного тока показана на рис. 6.22,6. Из рис. 6.22 видно, что
сопротивление диода по первой гармонике (R&i=Ui/Ii)
отрицательно, вследствие чего возможна генерация СВЧ колебаний.
Отрицательное сопротивление ЛПД в IMPATT режиме зависит от
частоты. Это обусловливается двумя причинами: инерционностью
лавины, характеризуемой временем тл нарастания лавины, и
зависимостью от частоты угла пролета носителей тока через
пролетное пространство 0=о)т.
При тл, меньшем оптимального значения, носители будут
двигаться через пролетное пространство во время не только
отрицательного полупериода, но и части положительного, что приведет
к снижению эквивалентного отрицательного сопротивления диода.
Когда инерционность лавинообразования велика Тл = Г/2, за
время полупериода высокочастотного напряжения лавина не
успевает образоваться и ЛПД не может работать в IMPATT режиме.
Это условие принципиально ограничивает применение этого
режима частотами в 500 ... 800 МГц.
Изменение отрицательного сопротивления ЛПД 7?д1 от угла
пролета 0 при условии, что значение сотл примерно равно 90°,
показано на рис. 6.23,а. Работа ЛПД в IMPATT режиме наибо-
71 -2% 37U
а)'
*)
Рис. 6.23
229

лее эффективна на частоте, соответствующей 6=я, когда в
результате движения максимального заряда появляется переменная
составляющая наведенного тока, сдвинутая по фазе на 180°
относительно переменной составляющей напряжения на диоде.
Максимальное значение R^im определяется постоянной
составляющей тока /0.
Увеличение тока /о приводит к увеличению числа частиц,
образуемых в процессе ударной ионизации за время
положительного полупериода, и увеличению амплитуды наведенного тока во
внешней цепи Imax=envs за счет возрастания концентрации
носителей п. При определенном значении /0Пт, зависящем от
конструкции диода и рабочей частоты, зависимость отрицательного
сопротивления от тока достигает максимального значения RA\m и
затем начинает резко уменьшаться (рис. 6.23,6). Таким образом,
даже для первой гармоники ЛПД является существенно
нелинейным прибором, параметры электрической модели которого сильно
зависят от действующих на нем токов и напряжений, что делает
практически невозможным расчет оптимальных режимов
генераторов без использования ЭВМ.
Инженерный расчет генератора в IMPATT режиме на
максимальную мощность на частоте (Со, соответствующей
оптимальному пролетному углу Q = <uow/vs^n и времени нарастания лавины
сооТл=я/2, можно выполнить на основе аппроксимации инжекци-
онного и наведенного токов диода в установившемся режиме
генерирования в виде
-^(1 — cosorf) при 0<f<772,
2 (6.16)
Лпах^х) ПРИ T/2<t<T,
где Imax(Ui)—амплитуда импульса наведенного тока диода (см.
рис. 6.22,6). При этом действующее на диоде напряжение и
полагается равным сумме напряжения смещения E0^Uup и
синусоидального напряжения первой гармоники f/isinco/ (рис. 6.22,а):
и^Е о+U isincot. (6.17)
Разлагая (6.16) в ряд Фурье, можно получить выражения для
первой гармоники h и постоянной составляющей тока ЛПД Лг.
h V) = Лаsin iot + J ЛР cos «* = ~ "^Г"sin Ы ~ J "Г21 cos 0)t> (6*18)
где /ia, /iP — амплитуды активной и реактивной составляющих
тока первой гармоники ЛПД.
В режиме максимальной мощности естественно положить /о =
=/доп — максимально допустимому току смещения диода, а ?А^
^СЛтр. Это позволяет на основании (6.17) и (6.18) получить рас-
230

четные соотношения для выходной мощности РВых генератора,
мощности Р5, потребляемой от источника смещения; мощности Рд
рассеяния на диоде; КПД генератора ту, эквивалентной
проводимости диода бД1 по первой гармонике и его индуктивности Ьд:
/;ч тг ,,\ j± ^Доп^пр
Р —р _Р -37С~-2/ {/ (6.19)
*д —*s— * вых ~~ л 1доп1Упр» V фХ /
"Ч = Р»ых/Р, = 2/3я'
/ 4 /
I = ^3 = 3^др
Условием существования стационарного режима работы
генераторов на ЛПД так же, как для диодов Ганна, является
равенство эквивалентной проводимости диода по первой гармонике Ул\=
= &EU+jBm эквивалентной проводимости Yk=Gk+]Bk
параллельного колебательного контура, подключенного к диоду:
q g Q
ои1 о<х> оон оих
Соотношения (6.20) и (6.19) используют для расчета
колебательной системы 'автономного генератора.
В паспортных данных на ЛПД указывается рабочий диапазон
частот диода, предельные выходная РВых и рассеиваемая Рд
мощности, пробивное напряжение ?/Пр, максимальное значение тока
смещения /доп, ограниченное тепловым пробоем либо объемным
зарядом в пролетном пространстве.
Проектирование генераторов на ЛПД, работающих в* IMPATT
режиме, сводится к выбору диода, обеспечивающего требуемый
уровень мощности в заданном частотном диапазоне, определению
оптимального тока смещения /о, расчету по соотношениям (6.18),
(6.19) амплитуды импульса тока диода /max, энергетических
характеристик генератора и иммитансных характеристик диода по
соотношениям (6.19). Расчет энергетических характеристик по
соотношениям (6.19) обычно дает несколько завышенные
результаты, так как при их выводе не учитывались частотные свойства
диода и размыв лавины при прохождении носителями области
пролета. Кроме того, при работе ЛПД в режиме большого
сигнала в такт с полным напряжением и изменяется ширина обед-
231

: Шг
Рис. 6.24
ненной области и увеличивается объем-
ный заряд в пролетном пространстве
диода. Эти явления могут привести к
ударной ионизации в пролетном
пространстве, уменьшению скорости носите-
лей, находящихся между слоем
умножения и объемным зарядом, ниже vs и
соответственно к ухудшению энергетических характеристик
генератора.
Расчет колебательной системы ЛПД генератора в IMPATT
режиме выполняется на основании соотношений (6.20) с
использованием ЭВМ. Конструкции колебательных систем таких
генераторов подобны конструкциям генераторов на диодах Ганна.
Для более точного рассмотрения динамических и частотных
характеристик генераторов на ЛПД в IMPATT режиме обычно
пользуются физической моделью диода, показанной на рис. 6.24.
Здесь параллельный контур La, Ca отражает слой умножения;
<#д1<0 — отрицательное сопротивление диода по первой или
другим гармоникам тока, протекающим через диод, частота
которых превышает резонансную частоту лавинного контура (ог=
=1/уЬаСа'у Rs — сопротивление, учитывающее все потери в
диоде; LB — индуктивность выводов прибора.
Для удобства рассмотрения физических процессов,
происходящих в ЛПД р+—п—п+-структуры в TRAPATT режиме, период
колебаний разбивается на три части. Пусть в начальный момент
времени первой части периода t\, когда на диод подается
прямоугольный импульс тока (рис. 6.25,а), максимальная
напряженность поля в обедненной области Е<Еир (рис. 6.25,6). В этом
случае обедненную область можно рассматривать как конденсатор
с постоянным расстоянием между электродами. Согласно
уравнению Максвелла в таком конденсаторе возникает ток смещения и
напряженность поля будет линейно увеличиваться до момента
времени t2, когда она достигнет пробивного значения Епр. В
момент времени/2 начинается процесс ударной лавинной ионизации.
о tjt2t3
а)
*)
W оС
232

Если плотность тока через диод значительно меньше, чем
eNnvs, то фронт ударной лавинной ионизации движется через
/г-область полупроводниковой структуры со скоростью v$~>vs
(рис. 6.25,6) и в момент t3 диод оказывается заполненным
электронно-дырочной плазмой с высокой концентрацией свободных
носителей. Вследствие высокой проводимости плазмы напряжение
на диоде уменьшится и станет равным u=wEОст (рис. 6.25,6).
Поскольку E0CT<^.Es, то скорость движения носителей в я-обла-
сти также уменьшится.
В начальный период второй части цикла TRAPATT режима
(?з ... *0 обедненная область диода заполнена нейтральной
плазмой с постоянными плотностями зарядов рр и пр. Ток через
диод в этой части цикла остается постоянным и равным току
проводимости e\i(pp-\-np)EoCrr, где |х — подвижность носителей.
Под действием приложенного напряжения электроны и дырки
вытягиваются из я-области и в первую очередь из участков,
расположенных вблизи контактов. Вследствие непрерывного
уменьшения пространственного заряда напряженность поля в этих
областях увеличивается и скорость рассасывания носителей
возрастает. Носители будут удалены из обедненной области за время
восстановления тВосст=*4—fa. Из-за малой скорости движения
носителей v в слабом поле тВОссг в TRAPATT режиме оказывается
много больше времени пролета в IMPATT режиме при
одной и той же толщине базы w. Поэтому TRAPATT режим
является принципиально более низкочастотным, чем IMPATT.
Третья часть периода {tA ... /5) определяется формой тока,
протекающего через диод, которая, в свою очередь, зависит от
внешней цепи. Рассмотренные выше три части в долях периода
высокочастотных колебаний Т составляют примерно i3 ... tv—
—0,1 Г; U ... fa~0,5 Т; U ... *4—0,4 Т.
Особенностью TRAPATT режима является большая плотность
тока через диод (более 104 А/см2), необходимая для,обеспечения
высокой скорости движения фронта ударной лавинной ионизации
v$>vs, поэтому практически не существует малоейгнального
TRAPATT режима. Кроме того, следует отметить, что для
нормальной работы- диода необходима высокая скорость нарастания
напряжения на диоде) что обеспечивается определенным
соотношением между амплитудами и фазами гармоник и субгармоник
напряжения, формируемых внешней цепью. Соответственно схемы
генераторов и усилителей на диодах, работающих в TRAPATT
режиме, оказываются несколько сложнее, чем в IMPATT режиме.
Причиной этого является то, что колебательная система
генератора в TRAPATT режиме работает на нескольких гармонически
связанных частотах. Следовательно, КПД, выходная мощность
и сопротивление диода в TRAPATT режиме определяются не
только параметрами полупроводниковой структуры, но и внешней
цепью. Расчет режима и точных параметров эквивалентной схемы
233

ЛПД должен производиться с учетом конкретной колебательной
системы, подключенной к диоду.
Пример. Рассмотрим методику расчета схемы генератора, которая показана
на рис. 6.26,а и содержит емкость Со, расположенную в непосредственной
близости от диода, полуволновый отрезок линии переДачи, фильтр нижних частот 1,
обеспечивающий определенные фазовые соотношения по высшим гармоникам, и
четырехполюсник 2, согласующий сопротивление схемы с нагрузкой.
Ток, протекающий в этой схеме через диод, представляет собой импульс
большой амплитуды /ь формируемый конденсатором Со за время X\ = w/v^t за
которым следует меньший по амплитуде, но более продолжительный %2^Яъ
импульс тока /2, вызванный разрядом отрезка линии передачи (рис. 6.27).
В этом случае постоянная составляющая тока /0 за период высокочастотного
колебания Т будет определяться выражением
где заряд Q1=/1Ti = 2?/цРС0 определяется емкостью конденсатора Со,
расположенного непосредственно у диода и заряженного за счет колебательного процесса
до напряжения, приблизительно равного 2?/пр; значение Q2 = /2Tp = ?/npTP/p
определяется разрядом полуволнового отрезка линии передачи с волновым
сопротивлением р, который заряжен до напряжения ?/пр. Время тр должно быть по
крайней мере больше времени пролета носителей через диод и обычно выбирается
в пределах (0,05 ... 0,12)7.
После окончания разряда линии в течение промежутка времени Твосст
происходит восстановление обратной проводимости диода, а в промежуток времени
Т—тр—Твосст — заряд отрезка полуволновой линии р и конденсатора Со. После
этого указанный процесс повторяется.
Т"
/Г источнину
питания
Сел
Рис. 6.26
Рис. 6.27
234

Разложив аппроксимированные формы тока и напряжения (рис. 6.27) в ряд
Фурье, можно получить
U COS (О(ТГ + Тр) — COS COTJp
Ul(t) =Uiasm<*t + plpcos«>t =— — sin со*+
') (6,21)
t, (t) = /la sin со/ + j/lp cos со/ = — 737-+7T sin ttTP sin w* +
_|_ j —1 , /cos ф. — 1 )cos со/,
TZ 1 + V Tp P
f^ia, ^ip, Ла, /ip — амплитуды активной и реактивной составляющих первой
гармоники напряжения и тока диода.
Выражения (6.21) позволяют определить генерируемую диодом мощность
/эвых=0,5 Re (ад), сопротивление диода по первой гармонике ZAi=«i//i и КПД
генератора г\=РВых/и01&.
Результаты расчета по предлагаемой методике хорошо согласуются с
экспериментом. Конструкция такого генератора удобна для выполнения в
коаксиальном варианте. Пример выполнения показан на рис. 6.26,6.
В заключение следует отметить, что создание оптимальных конструкций
генераторов, работающих в TRAPATT режиме, представляет собой сложную
задачу и должно выполняться с помощью ЭВМ. В настоящее время широко ведутся
исследования в этой области.
Глава 7. АВТОГЕНЕРАТОРЫ
ГАРМОНИЧЕСКИХ КОЛЕБАНИЙ
7.1. ТРАНЗИСТОРНЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ
Автогенераторы (АГ) широко применяют в радиолокационной и
радионавигационной аппаратуре, в устройствах вычислительной
техники, системах связи, радиовещания и телевидения, в
измерительных приборах и т. д. Основное требование, предъявляемое
к АГ, — высокая стабильность частоты генерируемых колебаний,
определяющая точность и разрешающую способность
радиолокационных и радионавигационных систем, погрешность измерений
в устройствах измерительной техники, качественные
характеристики и надежность систем связи, радиовещания и телевидения.
Наиболее широко в настоящее время используют АГ на бипо-
235

лярных транзисторах. Поэтому вопросы проектирования АГ будут
рассмотрены на примере генераторов именно,этого типа. В то же
время излагаемые далее материалы в значительной степени
можно использовать и при проектировании АГ на полевых
транзисторах. Необходимые коррективы, обусловленные в первую очередь
некоторым отличием в статических характеристиках биполярных
и полевых транзисторов и не являющиеся принципиальными,
могут быть сделаны читателем самостоятельно.
Стабильность частоты АГ определяется добротностью
колебательной системы, параметрами используемого в нем
транзистора и выбранным режимом его работы. При этом основными
причинами изменения генерируемой частоты /г при вариации режима
работы транзистора, являются изменения его емкостей и фазового
угла средней крутизны cps. Более того, чем больше значение (ps,
тем сильнее сказывается воздействие дестабилизирующих
факторов на частоту /г. Поэтому в автогенераторах, как правило,
используют транзисторы, у которых на частоте генерации еще
заметно не проявляются инерционные свойства. Для этого
достаточно, чтобы /г^(0,1 ... 0,3)fs, где fs — граничная частота
транзистора по крутизне. В противном случае необходимо учитывать
комплексный характер крутизны 5 и других проводимостей
транзистора
1 21 — ^ — х
<ps = — arctg(cor/cos);
Fbx=Gbx+J(
где сог=2я/г; (os=2nfs=2nfr/S0R6; Свх и СВых — соответственно
входная и выходная емкости транзистора; GBX — входная рези-
«стивная проводимость; 5о — значение S на низких частотах; fT —
предельная частота усиления по току в схеме с общим эмиттером;
R6=(2 ... 4)тк/Ск — сопротивление материала базы; тк —
постоянная времени цепи обратной связи; Ск — емкость база —
коллектор.
С учетом сказанного для построения АГ целесообразно
использовать маломощные высокочастотные транзисторы типа КТ306,
КТ312, КТ316, КТ322, КТ324, КТ331, КТ337, КТ357, КТ358,
КТ373 и аналогичные им.
В автогенераторах повышенной стабильности транзистор
должен работать в облегченном режиме. Поэтому напряжение
источника коллекторного питания и амплитуду импульса
коллекторного тока следует выбирать из условия
),2 ... 0,4Нктах; ?к<(0,3 ... 0,5)актах, (7.1)
тде i/ктах и iK max — допустимые по паспортным данным значения
коллекторного напряжения и импульса тока.
236

При выборе iKm необходимо учитывать, что значительное
снижение его (*'кт<2 ... 3 мА) приводит к сильной зависимости
параметров транзистора от температуры. Кроме того, с
уменьшением iKm падает и отношение сигнал-шум напряжения на выходе
АГ, что увеличивает уровень паразитных амплитудной и
фазовой модуляции. Это равносильно росту нестабильности частоты.
При увеличении коллекторного тока наблюдается сначала рост
модуля крутизны \$\, однако пропорционально увеличивается
постоянная времени входной цепи ts=1/cos и соответственно
модуль фазового угла крутизны cps = —arctgcorTs. Поэтому для
выполнения условия баланса фаз в АГ необходимо расстраивать
контур относительно частоты генерации />, т. е. работать на
участке его фазовой характеристики с меньшей крутизной, что
снижает стабильность частоты генерируемых колебаний. При
достижении током коллектора значений, близких к предельным, рост
крутизны \S\ практически прекращается, а у некоторых типов
транзисторов наблюдается ее уменьшение. Поэтому и при очень
малых, и при значительных токах коллектора стабильность
частоты АГ снижается. Для рекомендованных выше транзисторов
/кт=5 ... 20 мА.
Режим работы транзистора в АГ обычно выбирают резко не-
донапряженным с коэффициентом использования коллекторного
напряжения |= (0,2 ... 0,3) ^Гр, где igrp — значение g в граничном
режиме. Это объясняется тем, что при работе в перенапряженном
режиме наблюдается сильное влияние питающих напряжений на
частоту генерируемых колебаний и возрастание модуля фазового
угла средней крутизны, обусловленное увеличением уровня
высших гармоник в напряжении базы. Переход в перенапряженный
режим увеличивает также выходную проводимость транзистора,
снижающую добротность колебательной системы. При работе
в недонапряженном режиме с малым | коэффициент полезного
действия АГ оказывается низким: г|=0,1 ... 0,2, и большая часть
мощности, потребляемой от источника коллекторного питания,
рассеивается на коллекторе транзистора и в элементах цепей
питания.
Уменьшение Ек по сравнению с рекомендованным (7.1) с целью
повышения КПД является нецелесообразным, так как при этом
даже в недонапряженном режиме возрастают выходные емкость
и проводимость, а следовательно, и нестабильность частоты
генерируемых колебаний.
Для обеспечения высокой стабильности амплитуды колебаний
угол отсечки коллекторного тока 6 в стационарном режиме
выбирают из условия [16] 60°^8t<120o, а мягкий режим
самовозбуждения при 9<90° создают с помощью автоматического
смещения. Наиболее часто применяют комбинированную схему авто-
смещения из делителя в цепи базы транзистора и резистора Яэ
в эмиттерной цепи. В этом случае также снижается чувствитель-
237

ность параметров транзистора, а значит, и /г к изменению
температуры окружающей среды и к изменению напряжения
источника коллекторного питания. Опыт проектирования транзисторных
АГ показывает, что существует оптимальное значение $э =
= #э<шт, обеспечивающее максимальную стабильность частоты.
Ориентировочно можно принять /?Эопт=(25 ... 50)/So.
Коэффициент полезного действия контура АГ цк = гвн/ (/"вн +
+гк), где гвн и /к — соответственно вносимое сопротивление и
собственное сопротивление потерь в контуре, обычно не
превышает 0,1 ... 0,3. Это позволяет реализовать высокое значение
нагруженной добротности колебательной системы QH, необходимое
для повышения стабильности частоты. Включив между АГ и
последующими каскадами эмиттерный повторитель, можно
уменьшить гвн. При этом одновременно исключается и влияние
изменения параметров нагрузки на частоту генерируемых -
колебаний.
Иногда основным требованием, предъявляемым к АГ, является обеспечение
значительной мощности в нагрузке при высоких энергетических показателях
автогенератора. При этом высокая стабильность частоты достигается за счет
использования систем автоматической подстройки частоты. Кроме того, широкое
применение находят АГ, частота которых fr должна изменяться в достаточно широкиж
пределах при относительно невысоких требованиях к ее стабильности. Последнее-
относится, например, к автогенераторам, используемым в качестве гетеродинов*
радиовещательных приемников. Во всех этих случаях для повышения выходной
мощности и КПД АГ значения iKm и | целесообразно увеличить по сравнении»
с рекомендованными выше значениями.
Транзисторные АГ чаще всего выполняют по схеме емкостной
трехточки и реже индуктивной. Сравнительный анализ
стабильности частоты указанных схем АГ показывает, что лучшими
характеристиками обладает схема емкостной трехточки (рис. 7.1,а)*.
В ней благодаря наличию конденсаторов С\ и С2 удается
снизить влияние собственных емкостей транзистора Свх и Свых наг
частоту генерируемых колебаний и обеспечить меньший уровень
а)
Рис. 7.1
238

высших гармоник в напряжении базы, что также положительно
сказывается на стабильности частоты. В наибольшей степени
преимущества этой схемы проявляются в диапазоне ультравысоких
частот, где необходимо считаться с инерционными свойствами
транзистора (/r>0,3/s), так как в ней может быть достигнута
взаимная компенсация фазовых углов средней крутизны щ и
коэффициента обратной связи фк (<Pk+<Ps = 0), т. е. осуществлено
полное фазирование. В этом случае транзистор будет работать
на настроенную нагрузку и, следовательно, отдавать большую
мощность. Частота генерируемых колебаний практически
совпадает с собственной частотой контура. Поэтому фазовая
характеристика колебательной системы будет иметь максимальную
крутизну, что очень важно с точки зрения повышения
стабильности частоты.
Наибольшее практическое применение получила не
классическая схема емкостной трехточки (рис. 7.1,а), а схема Клаппа
(рис. 7.1,6), в которой последовательно с индуктивностью
контура включается дополнительный конденсатор Сз. Это уменьшает
коэффициент включения контура в коллекторную цепь и
позволяет использовать контур с высоким волновым сопротивлением р
и высокой добротностью Q. Кроме того, появляется возможность
раздельной регулировки коэффициента обратной связи Roc и
коэффициента включения рВкл.
Методику инженерного расчета АГ рассмотрим на примере
неперестраиваемого автогенератора, выполненного по схеме на
рис. 7.1,6 с полным фазированием.
Расчет АГ начинается с выбора транзистора в соответствии
с приведенными рекомендациями, определения режима его
работы и основных параметров (/Ki, /Ko, Si).
При'расчете транзисторных АГ обычно используют кусочно-линейную
аппроксимацию характеристик транзистора. Достаточная для инженерных расчетов
точность при этом обеспечивается только в том случае, когда при заранее
известной амплитуде импульса коллекторного тока аппроксимируется лишь рабочий
участок характеристики. Если в справочных материалах отсутствуют статические
характеристики транзистора при малых токах коллектора, можно
воспользоваться аналитическим выражением
При расчете контура обычно задают волновое сопротивление
р=50 ... 200 Ом и, зная частоту генерируемых колебаний,
определяют индуктивность катушки LK и полную емкость контура Ск.
Затем по известным значениям QH=150 ... 200 и tgcps из условия
полного фазирования определяется коэффициент включения рвкл —
=— l/Qhitgcps, а из уравнения баланса амплитуд — отношение
емкостей k=C\/C2=l/(Sip2BKnQHpcos(ps). Здесь Si=Soai(l— cos 9) —
239

крутизна транзистора по первой гармонике. Емкости контурных
конденсаторов находятся из очевидных соотношений:
Сг = Ск/ рвкл\ С2 = Ск/pmjfi\ С8 = 1 / I — — I —— -{- — J L
Для исключения влияния собственных емкостей транзистора
необходимо значение емкости конденсатора С\ уменьшить на Свых>
а С2 на Свх.
Электрический расчет коллекторной и базовой цепей транаи-
стора заключается в последовательном определении следующих
величин:
амплитуды напряжения на контуре UK=/K1plKJlpQH;
коэффициента использования транзистора по коллекторному
напряжению ?=?/к/|?к|;
амплитуды напряжения возбуждения UBX=IKi/Si\
напряжения базового смещения ECM=E3sin-{-UBXcos &, где
?зап — напряжение запирания;
напряжения источника коллекторного питания ЕИ.К^ЕК—/ко^э>
если в коллекторной цепи включен блокировочный дроссель Ьб.Кг
или ЕИ.К^ЕК—/ко(^э+^б.к), если вместо блокировочного
дросселя используется резистор /?б.к;
мощности, потребляемой от источника коллекторного питания,
Ро= \Еиж\1ко;
мощности, рассеиваемой на коллекторе транзистора, Рк =
=Р0—0,5/к1^к—/2ко#э.
При расчете делителя в цепи базы сопротивления резисторов
Ri и R2 выбирают исходя из следующих требований: во-первых,
напряжение смещения на базе транзистора должно быть равно
полученному в результате расчета режима. Для этого
необходимо, чтобы
R2/ </?i +/?2) = (?см--/ко#э--/боЯд) /?и.к, * (7.2)
где Rk=RiR2/(R1+R2) —сопротивление делителя.
Во-вторых, для обеспечения высокой добротности
колебательной системы сопротивление базового делителя /?д должно быть
существенно больше сопротивления Х2 ветви- контура между
базой и эмиттером, а с точки зрения термостабилизации — не
должно превышать (3 ... 5)i/?3, т. е.
(1100 ... 200)*2<#д<"(3 ... 5)i/?e. (7.3)
Выражения (7.2) и '(7.3) при известных значениях Х2 и /?э
позволяют .выбрать сопротивление #д, а затем определить
сопротивления Ri и R2:
g I ?и.к I ^д . n __ ^g^i
1 /ко^э+ |?с*|/бо#д ' 2 X-R* '
240

Если неравенство (7.3) выполнить не удается, между делителем
и базой транзистора следует включить блокировочный дроссель,
сопротивление которого выбирается из условия Хдр=(100 ...
200)Х
)2
Особое значение при расчете АГ имеет выбор емкости Сэ
блокировочного конденсатора в цепи эмиттера. С одной стороны,
емкость Сэ должна быть достаточно велика, чтобы обеспечить
фильтрацию переменных составляющих эмиттерного тока. С другойч
стороны, необходимо выполнить условие устойчивости
стационарного режима колебаний АГ, т. е. отсутствие режима прерывистой*
генерации и самомодуляции. Емкость Сэ при известных R3, Qh ш
(ог можно определить
Все приведенные соотношения и рекомендации можно
использовать и при проектировании АГ на транзисторах п—р—я-типа
с той лишь разницей, что необходимо внести соответствующие
коррективы, обусловленные изменением полярности питающих
напряжений.
Микроминиатюризация АГ на базе широкого использования интегральных^
микросхем целесообразна на очень высоких и ультравысоких частотах, где
методами современной микроэлектроники удается реализовать высокодобротные*
катушки индуктивности. На более низких частотах микроминиатюризация
возможна только при построении ^С-генераторов. Однако низкая относительная^
долговременная нестабильность частоты таких АГ, обычно не превышающая:*
10~3, препятствует их применению в трактах радиопередающих устройств.
7.2. СХЕМЫ КВАРЦЕВЫХ АВТОГЕНЕРАТОРОВ»
Добротность электрических колебательных систем (LC-конту-
ров) обычно ограничивает относительную нестабильность частоты
АГ значением порядка 10~4. В тех случаях., когда требуется
более высокая стабильность частоты, в АГ применяют
электромеханические колебательные системы, из которых наиболее широкое*
распространение получили кварцевые резонаторы (КР).
Существование прямого и обратного пьезоэлектрического
эффекта в кварце, допускающего практически полное
преобразование электрической энергии в механическую и обратно, упрощает
использование КР в качестве элемента колебательной системы
автогенератора. В кварцевых резонаторах может быть возбуждено*
несколько видов механических колебаний, а в пределах данного
вида возможны колебания на основной частоте и на механических,
гармониках. Поэтому электрическая эквивалентная схема КР,
представленная на рис. 7.2,а, содержит в общем случае
бесчисленное число последовательных контуров LKBiy CKBi, RKBi,
параметры которых определяются механическими и электрическими
16—6028 24!

ТТ~1Г
Рис. 7.2
свойствами резонатора при его
возбуждении на соответствующей
гармонике. На этом рисунке LKBi,
CKBi, RKBt — индуктивность, емкость
и сопротивление динамической
ветви, Со — емкость кварцедержа-
теля.
Поскольку КР является
чрезвычайно высокодобротной
колебательной системой (Qkb = Ю4 ...
... 106), при построении
эквивалентной схемы, справедливой для узкого диапазона вблизи каждой
из частот гармоник, наличием всех последовательных контуров,
|фоме одного, настроенного на эту частоту, можно пренебречь.
К основным параметрам резонатора, приводимым в
справочных данных, относятся частота последовательного резонанса /Кв =
=1/2^1/LkbCKb, .емкость кварцедержателя Со (статическая
емкость), сопротивление потерь RKB и добротность динамической
ветви QKB=yLKB/CKB/RKB.
При анализе и проектировании кварцевых АГ кварцевый
резонатор удобно представить в виде последовательного соединения
резистивного и реактивного двухполюсников (рис. 7.2,6),
причем
; (7.4)
(7.5)
где б=2я/кв/?квС0 (В = 0,001 ... 0,01); a=2QKB(f-fKB)/fKB -
обобщенная расстройка, f — частота внешнего воздействия.
Эквивалентное сопротивление резонатора носит индуктивный
характер в диапазоне относительных расстроек от 6 до (1/6—б).
За пределами этой области КР имеет емкостной характер
эквивалентного сопротивления.
Одной из важных характеристик резонаторов является
температурная стабильность частоты. Наиболее полно она описывается
температурно-частотной характеристикой (ТЧХ), конкретный вид
которой определяется срезом КР, Наибольшее применение в АГ
находят КР срезов AT, БТ, РТ и ИТ. У резонатора AT среза ТЧХ
имеет одну точку перегиба и два экстремума. У остальных
резонаторов ТЧХ в области рабочих температур представляют собой
выпуклые кривые с одним экстремумом [7].
Характерным свойством КР является их старение, приводящее
к необратимому изменению резонансной частоты /кв. Скорость
старения максимальна в начале срока эксплуатации резонатора и
пропорциональна рассеиваемой в нем мощности. Поэтому КР
первоначально подвергают «тренировке», т. е. работе с повышенной
мощностью -рассеивания Ркв. В дальнейшем для уменьшения не-
?42

Таблица 7 Л
Частота, кГц
От 4 до 50
От 50 до 800
Свыше 800
Свыше 15000
Вид колебаний
На основной
частоте
То же
У)
На высших
гармониках
Мощность Ркв, мВт
Рекомендуемая
для
термостатируемых
резонаторов
0,005
0,200
0,500
0,200
для нетермо-
статируемых
резонаторов
0,01
0,50
1,00
0,50
Примечание. Для прецизионных т ермостатируемых
мощность 0,01
мВт, а допустимая
0,1 мВт.
Допустимая
для термо-
статируемых
резонаторов
0,01
0,50
1,00
0,50
резонаторов
для
нетермостат иру емыя
резонаторов
0,03
1,00
2,00—
1,0
рекомендуемая?
стабильности частоты рекомендуется использовать резонаторы при*
малой мощности рассеивания. Следует отметить, что менее
чувствительны к изменению этой мощности резонаторы БТ и РТ
срезов. Допустимые значения Ркв в зависимости от рабочей частоты
резонатора и условий его эксплуатации определяются ГОСТ
23546—79 и представлены в табл. 7.1.
Помимо основного у КР есть и побочные колебания. Отметим, что у КР AT
среза частота побочных колебаний выше частоты основного колебания, а их*
интенсивность меньше интенсивности основного колебания на 3 ... 10 дБ [7].
Спектр побочных колебаний резонаторов БТ среза аналогичен спектру
резонаторов AT среза. Резонаторы ИТ среза имеют большое число побочных колебаний;
наиболее интенсивные из которых расположены на 10 ... 13% выше частоты
основного колебания. Побочные колебания резонаторов РТ среза на частоте
ниже частоты основного колебания на 10% по интенсивности в 4 ... 8 раз
превышают основное.
В диапазоне частот 1 .. .30 МГц наряду с резонаторами AT среза могуг
быть использованы резонаторы БТ, ИТ и РТ срезов. На частотах 30 ... 80 МГц,
применяются КР AT и БТ срезов, а в диапазоне 80 ... 300 МГц — КР с пьезо-
элементами AT среза [7].
Серийно выпускаемые кварцевые резонаторы изготавливают на частоты от
4 кГц до 100 МГц и выпускают в различном конструктивном выполнении:
вакуумные, герметизированные, миниатюрные и микромодульные. Допустимые*
относительные отклонения рабочей частоты резонаторов (точность настройка,
резонаторов) от номинальной в зависимости от класса резонатора лежат в
пределах от ±0,5-Ю-8 до ±50-10-*.
Долговременная относительная нестабильность частоты вакуумных КР со»
ставляет (3 ... 10)-10~6, а герметизированных — (10 ... 30)-Ю"6.
Относительная нестабильность за сутки не превышает Ю-10.
До 15 МГц КР возбуждается на основной частоте, а выше 15 МГц —на
гармониках. В табл. 7.2 приведены основные параметры некоторых типов
резонаторов [7].
16*
243

Таблица 7
Диапазон
частот, -
МГц
1...2
О Q
1. . .О
Q ОП
О. . .OU
.2
Срез
пьезоэле-
мента
AT
AT
ИТ
AT
AT
БТ
БТ
ИТ
РТ
AT
AT
БТ
БТ
ИТ
РТ
Тип
резонатора
В
Г
в
в
г
в
г
в
в
в
г
в
г
в
в
#кв* Ом
150...50
300...100
250...120
25...5
75...15
50...10
150...20
40...8
180...40
12...3
40...10
25...6
60...25
30...6
100...20
5, 10"8
4...0,
8...1
12...2,
1,5...0,
4...1
2,5...0,
7..Л,
3...1
7...3
2,5...1
8,0...1,
4...Ц
10...3
6...2
15...5
5
5
3
6
2
5
5
Скв
Со '
2.
2.
0,6.
2.
2.
0,7.
0,7.
0,6.
0,15.
5.
5.
1,8.
1,8.
1,65.
0,3.
ю-3
..1,
.-1,
..0,
..1
..1
..0
..0
..0
..0
..3
..3
..1
..1
..1
..0
5
5
4
5
5
5
5
4
1
,5
,5
,5
,5
,2
,2
150.
70.
200.
400.
800.
300.
450.
1000.
80.
50.
200.
100.
100.
200.
10»
..1000
..350
..1000
..2000
..3000
..1200
..2000
..3000
..400
..100
..800
..200
..400
..1000
Примечание. В—вакуумные, Г—герметизированные.
Широко используемые на практике схемы автогенераторов
с кварцевой стабилизацией, несмотря на их многообразие, можно
разбить на две группы. К первой относятся осцилляторные схемы,
в которых КР включен вместо одного из двухполюсников Zb Z2
или Z3 в обобщенной трехточечной схеме АГ, представленной
на рис. 7.3. В них возбужденный КР должен полностью
определять условия самовозбуждения генератора, а выход КР из строя-
приводить к срыву колебаний. Поэтому осцилляторные схемы
строят так, чтобы самовозбуждение было возможно только на той
частоте, на которой эквивалентное сопротивление КР носит
индуктивный характер.
Из осцилляторных схем наибольшее практическое применение
находит схема с КР мжеду коллектором и базой транзистора,
обеспечивающая наибольшую стабильность частоты. Последнее
обусловлено более слабым шунтированием КР самим транзисто-
Рис. 7.3
Рис. 7.4
1244

ром и тем, что высшие гармоники в базовом и коллекторном на-
лряжениях ослабляются конденсаторами С\ и Сг. Одна из
возможных схем такого АГ приведена на рис. 7.4.
Во вторую группу можно включить схемы с КР в контуре и
в цепи обратной связи. Последние схемы часто называются
фильтровыми. В этой группе схем, как правило, помимо кварцевого
резонатора имеется обычный колебательный контур,
обеспечивающий выполнение условий самовозбуждения. Отличительной
особенностью всех схем второй группы является возможность
сохранения колебаний в автогенераторе при закорачивании КР,
¦поскольку в них используется последовательный резонанс КР.
-Схемы с кварцевым резонатором в контуре можно получить из
схемы рис. 7.3, включая КР последовательно с одним из двух-
лолюсников Zb Z2 или Z3 (рис. 7.5), а схемы с КР в цепи
обратной связи — включая резонатор в одну из ветвей, соединяющих
транзистор с колебательной системой (рис. 7.6). И в том, и в
другом случаях за основу берется емкостная трехточечная схема,
позволяющая получить наибольшую стабильность частоты.
Схему на рис. 7.4 можно использовать во всем рабочем
диапазоне частот кварцевых АГ, обеспечивая наибольшую
стабильность частоты генерируемых колебаний и наименьшую ее
чувствительность к изменению параметров колебательной системы АГ
и транзистора. Правда, в тех случаях, когда КР должен работать
на одной из механических гармоник, схему АГ следует
видоизменить так, чтобы исключить возможность генерации на
гармониках ниже заданной. Для этого достаточно заменить
конденсатор С\ параллельным колебательным контуром, резонансная
частота которого ниже рабочей частоты АГ, но выше частоты
ближайшей низшей гармоники.
Схемы на рис. 7.5 и 7.6 можно применять как при работе КР
на основной частоте, так и на высших механических гармониках.
Частота генерируемых при этом колебаний должна лежать в
достаточно узкой окрестности частоты fKB.
Рис. 7.5
Рис. 7.6
245

В схемах второй группы принципиально возможно возбуждение
нестабилизированных КР колебаний за счет шунтирующего
действия емкости кварцедержателя Со. Для подавления таких
колебаний кварцевый резонатор шунтируется либо резистором, либо
катушкой индуктивности Lo, выбираемой из условия юг=-
= ll/]/LoCo, где сог=2я/г — частота генерируемых колебаний.
Нестабильность частоты за счет изменения параметров транзистора
и колебательной системы в АГ по схеме на рис. 7.5 ниже, чем по
схеме на рис. 7.6.
Выходная мощность АГ, выполненных по схемам на рис. 7.4
или 7.5, не превышает 0,1 ... 0,5 мВт, а по схеме рис. 7.6—
1 ... 5 мВт. Нестабильность частоты, вызванная изменением
температуры окружающей среды, во всех АГ обусловлена КР и
практически одинакова.
В последнее время при построении кварцевых АГ начинают
использовать полевые транзисторы. Обладая большими входным
и выходным сопротивлениями и малым уровнем собственных
шумов, они в ряде случаев позволяют улучшить характеристики АГ.
Однако сравнительно низкая крутизна полевых транзисторов
определяет их большое влияние на стабильность частоты и
ограничивает диапазон возможных применений таких АГ.
Кроме биполярных и полевых транзисторов, в кварцевых АГ применяют гиб-
ридные линейно-импульсные интегральные схемы (ИС) серий К218, К219, К22Ц
К224, К228. Так, ИС серии К219, предназначенные для работы в схемах
кварцевых АГ, обеспечивают получение высокостабильных колебаний в диапазоне
1 ... 30 МГц (ИС219ГС2) и 30 ... 70 МГц (ИС219ГС1). Принципиальная
схема кварцевого АГ, выполненного на ИС219ГС1, приведена на рис. 7.7.
Существенного выигрыша в габаритах АГ при использовании ИС обычно не получается»,
поскольку для работы микросхемы в АГ требуется большое число навесных
элементов (см. рис. 7.7).
На низких частотах в генераторах прямоугольных импульсов и в тех
случаях, когда -не предъявляется достаточно высоких требований к стабильности
частоты, КГ могут выполняться на операционных усилителях и цифровых
микросхемах. В качестве примера на рис. 7.8 приведена схема кварцевого АГ,
построенного на основе операционного усилителя К140УД1Б и предназначенного
КЩУД1Б
rib-/-i $.
7ООк
Рис. 7.7
Рис. 7.8
246

для работы в диапазоне 1 ... 50 кГц [7]. На
рис. 7.9 представлена схема мультивибратора
С кварцевой стабилизацией частоты, построенная
«а цифровых ИС типа И—НЕ. Мягкий режим
самовозбуждения в АГ обеспечивается выводом „
рабочей точки инверторов на линейный участок "Г J
"Проходной характеристики с помощью цепи отри- Рис. 7.9
дательной обратной связи- Ru Сь Положительная
обратная связь создается КР, соединяющим выход второго инвертора со входом
^первого. Рассматриваемый АГ, выполненный на ИС серии 155, обеспечивает
устойчивую работу в широком диапазоне номиналов R\ и Si (#i = 200 ... 2000 Ом,
<;1==200 ... 1000 пФ) в диапазоне частот до 1 ... 2 МГц. Более подробно вопросы
достроения кварцевых АГ на цифровых микросхемах рассмотрены в [7].
7.3. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА КВАРЦЕВЫХ
АВТОГЕНЕРАТОРОВ
Целью расчета является определение параметров
колебательной системы АГ, режима работы транзистора и элементов цепей
литания, при которых обеспечивается заданная частота
генерируемых колебаний и наибольшая ее стабильность, а мощность,
рассеиваемая КР, не превышает допустимую.
Особенности расчета кварцевых АГ рассмотрим на примере
транзисторных генераторов, выполненных по схемам рис. 7.4—7.6.
При этом основное внимание уделим определению параметров
колебательной системы, поскольку расчеты режима работы
транзистора в бескварцевом АГ и в АГ, стабилизированном
кварцевым резонатором, практически совпадают. Отличие заключается
лишь в том, что в высокостабильных кварцевых АГ транзистор
обычно работает на квадратичном участке характеристики iK =
= /(^б.э), что учитывается соответствующим выбором /Кт.
Исходным при расчете любой схемы кварцевого АГ является
комплексное уравнение стационарного режима. Для АГ с КР
между коллектором и базой транзистора (см. рис. 7.4) оно имеет
вид [34]:
Si (cos cps+j sin cps) Zy = 1,
где Zy=—ZiZ2/(Zkb.3+Zi+Z2); Zi = 1/jcokbCV, Z2=1/jg)kbC2; coKb =
=2я/кв, и с учетом того, что 6<С1, после разделения на
вещественную и мнимую части дает следующую систему уравнений:
-e]; (7.6)
1 —баг) 2cos ф5/б12 (1 +k)2 = 1, (7.7),
где аг=2(2кв(/г—/кв) /fкв — обобщенная расстройка КР, вычислен-
247

ная при /=/г, CK=CiC2/(С\+С2) — емкость колебательной
системы, k=Ci/C2\ б1=7?кв(ОквСк.
Решение уравнения (7.6) позволяет определить обобщенную
расстройку; соответствующую частоте генерации, т. е.
,
]
Анализ схем АГ с КР между коллектором и базой
транзистора, проведенный в [7], показывает, что при fr^30 ... 40 МГц
всегда выполняется условие Со<ССк и, следовательно, 6<Сбь
Сказанное позволяет в выражении для аг пренебречь б по сравнению
с 6i и, вычислив приближенное значение квадратного корня,
окончательно получить
an=l/6i+tg<ps+6; ar2=l/6— l/6i—tg<pS;
Поскольку условие устойчивости выполняется только при ar=
=ari [37], в дальнейшем будем считать, что
ar=l/6i+tgcp5+6. (7.6а)
Известно, что в рассматриваемой схеме АГ частота генерации /г
должна быть несколько выше частоты /Кв последовательного
резонанса КР, т. е. аг>0. Это условие является определяющим при
выборе КР. Дополнительные требования к КР могут быть
сформулированы на основе анализа соотношения, описывающего
относительное изменение частоты /г, вызванное изменениями
параметров колебательной системы (Ск) и транзистора (cps),
обусловленными действием дестабилизирующих факторов. Для получения
этого соотношения достаточно воспользоваться выражением
(7.6а) и после вычисления Aar=/(ACK, Ays) перейти к области
реальных частот. Тогда
/cos2 cps+1АСК| (ar-tg ф5—6)/Ск]/2QKB, (7.8)
где Л'фв и ДСК — абсолютные приращения фв и Ск, обусловленные
действием дестабилизирующих факторов.
Нетрудно заметить, что предпочтение следует отдать
резонатору, обладающему наибольшей добротностью и наименьшим
значением Rkb. Первое в соответствии с (7.8) позволяет повысить
стабильность частоты АГ, а второе согласно (7.7) облегчает
выполнение баланса амплитуд (напомним, что 6i=/?KbCkcoKb).
Кроме того, для уменьшения влияния ДСК на /г желательно иметь
как можно большее значение Ск, что в соответствии с (7.6а) тре^
бует выбора КР с минимальным отличием /Кв от fT
(минимального аг). Однако, как это следует из (7.7), увеличение Ск
затрудняет выполнение баланса амплитуд. С учетом сказанного
оптимальные значения аг обычно лежат в пределах от 1 до 5... 10.
248

Далее, в соответствии с рекомендациями, изложенными в § 7J1,
выбираем тип транзистора и режим его работы, т. е. определяем
|5о; 5; Srp; cps; ?3ап; 1кт\ 0; /кь /ко. Здесь /Ki=tKmai и /ко =
= tKmao — амплитуда первой гармоники и постоянная
составляющая коллекторного тока; a0, ai — коэффициенты разложения ко-
синусоидального импульса.
Основное внимание при этом-следует обратить на
необходимость обеспечения малого значения фазового угла средней
крутизны, во многом определяющего в соответствии с (7.8) влияние
на /г параметров транзистора. Кроме того, желательно иметь
возможно большие значения крутизны коллекторного тока 5 при
выбранном w
После выбора транзистора и КР находим обобщенную
расстройку аг=2<3кв(/г—!кв)/!къ, обеспечивающую требуемое
значение /г, и с помощью соотношения (7.6а) определяем емкость
колебательной системы CK==l/(ar—tgeps—б)(Окв^кп.
Затем, воспользовавщись уравнением баланса амплитуд (7.7),
рассчитываем значение коэффициента k. Для этого, обозначив
SiRKB(l— 6ar)2coscp5/6i2=M, из (7.7) найдем k2— (M—2)k+A =
=0, откуда
?1)2 = 0,5(М-2)[1±У1-4/(М-2р]. (7.9)
При М<.4 баланс амплитуд в АГ выполнить не удается. В этом
случае следует либо увеличить ток транзистора iKm, либо взять
транзистор с большей крутизной.
При выборе одного из двух возможных значений
коэффициента &, полученных из (7.9), следует учитывать, что при
большом k(k=k\) будут меньше мощность, рассеиваемая КР, и
напряжение на выходе схемы. Поэтому, если при k==k2 Ркв<.Ркв.допУ
целесообразно выбрать k=&2. В противном случае k выбирается
равным k\.
Поскольку колебательная система кварцевого АГ обладает
высокой добротностью, можно считать, что ток через конденсатор С2
существенно больше тока базы, и найти
Ркъ ~ 0,5 [r^Csf + 1)]Ч,- (7.10)
Значения емкостей С\ и С2 определяем по формулам Ci =
= Ск(?+1); C2=d/k.
При аг<10 коэффициент обратной связи Кос не равен k и для
его определения можно использовать соотношение
В ряде случаев относительная точность установки номинальной
частоты АГ не превышает 10~4 ... 5-10~5. Расчет колебательной
249

системы таких АГ можно упростить. Для этого обозначим
и подставим N в (7.7) и (7.10). Тогда
(7.11)
(7.12)
(7.13)'
Совместное решение уравнений (7.12) и (7.13) позволит найти
k~llx coscps/2PkbSi. Затем определяем N из (7.12), Ск из (7.11)
И (Хг ИЗ (7.6) .
После расчета колебательной системы определяем токи и
напряжения в схеме АГ, проводим энергетический расчет и
вычисляем номиналы элементов цепей питания.
Для установки номинального значения генерируемой частоты
в схему АГ следует ввести корректор частоты, в качестве которого
можно использовать подстроечныи конденсатор, варикап, катушку
индуктивности или перестраиваемый последовательный LC-koh-
тур. Элемент коррекции обычно включается последовательно с КР-
Относительное изменение генерируемой частоты Л/г//кв при
изменении сопротивления корректора на Ах можно найти по
формуле
Л/г//кв=— 0,5Ах(1— баг)2/ [Якв—А*6 (1—баг) ] Qra.
При использовании в качестве корректора частоты
последовательного LC-контура его волновое сопротивление в соответствии
с рекомендациями, изложенными в [7], следует выбрать равным
50 ... 150 Ом. Один из элементов контура должен быть
перестраиваемым, обеспечивая изменение частоты генерации на значение,,
равное половине или полному значению неточности настройки
резонатора.
Эквивалентная схема АГ -с КР между коллектором и базой
транзистора (рис. 7.10) предназначена для работы на высших:
механических гармониках резонатора. Ее
расчет полностью совпадает с изложенным с той
лишь разницей, что после определения емкое™
конденсатора С\ необходимо рассчитать
параметры контура L\C'\. При этом целесообразно
руководствоваться следующими
соображениями.
Для устойчивой работы в широком
интервале температур частота настройки контура fK,
обычно выбирается из условия fK=^ (0,6 ... 0,8)/т.
Кроме того, чтобы обеспечить на частоте
гармоники, ближайшей к рабочей, но меньшей ее,.
индуктивную реакцию контура L\C\y не-
Рис. 7.10 обходимо, чтобы /кЭ^У frfn-2, где fn-2 — час-
250

тота ближайшей к рабочей низшей гармоники. После выбора fK
определяются C/=Ci/[l —(ЫМ2] и Li=l/Ci'(2jtfK)2.
При расчете АГ, выполненного по схеме на рис. 7.6, как и в
предыдущем случае, воспользуемся уравнением стационарного
«состояния [34]
S1z9^z2z3 j (7 14)
(Zx + Z2 + Z8) (Zkb.3 + Z2 + Z9M) - Z22
где Z1+Z2+Z3=JRK2+j(0rLK + l/JG)rCK-^K2:(l+jaK); aK=2QH><
X(fr—I*) If*. — обобщенная расстройка контура в коллекторной
цепи АГ; QH — нагруженная добротность контура с учетом
вносимого сопротивления RBK; fK=\j2nYLKCK; CK — C\C2/(C1+C2) —
емкость контура; RK?— сопротивление потерь в контуре, равное
¦сумме собственного сопротивления потерь RK и вносимого в контур
нагрузкой генератора /?вн; Z3M=#um+JX)m— комплексное
сопротивление, представляющее собой параллельное соединение
входного сопротивления транзистора, включенного по схеме с общей
*базой, и резистора Яъ в эмиттерной цепи.
Учитывая, что стабильность частоты АГ может быть
наибольшей только в том случае, если частота генерации совпадает с
частотой последовательного резонанса КР, в дальнейшем будем
считать fr=fKB. Кроме того, положим, что емкость кварцедержателя
Ср нейтрализована индуктивностью Lo, выбранной из условия
"YL0C0= 1/сокв. Тогда, записав формулу (7.14) отдельно для
мнимых и вещественных частей и выполнив необходимые
преобразования, получим
+ W); (7.15)
ф5э/^1(1+б22) = 1, (7.16)
где 822 - *lclRKB<l+m)RK* = RKB<l+ m)lRL*k\
— отношение сопротивления потерь в контуре RKx к сопротивлению,
вносимому в контур цепью обратной связи; (pS3=arctg[sin(ps/
(coscps + S^)]—фазовый угол эквивалентной средней крутизны,
учитывающей наличие отрицательной обратной связи в эмиттерной
цепи транзистора; m = RaM/RKB; RDM=R3/(\ +S{R3cos cp5); /?'к.э =
==Lk/Ck#ks = pQh — эквивалентное сопротивление контура без
учета шунтирующего действия цепи обратной связи; &1 = СК/С2=
=1—Рвкл; рвкл — коэффициент включения контура.
Уравнение (7.15) вытекает непосредственно из условия
баланса фаз в АГ, а (7.16) является уравнением баланса амплитуд.
Помимо необходимости выполнения этих соотношений при выборе
транзистора и КР необходимо руководствоваться и требованием
обеспечения максимально высокой стабильности частоты. Для
этого воспользуемся соотношением, определяющим относительное
отклонение частоты генерируемых колебаний от номинального
значения, равного /кв, под действием дестабилизирующих факторов,
251

приводящих к изменению параметров транзистора и колебательной
системы:
Afr 1+т Гп 2|AfK|
п
fKB - 2QKB [1 + (1 + 1 / V) tg» ?Ss] |Чн fK
где А/к, AQh, Афвэ, Абг — отклонения соответствующих параметров,,
обусловленные действием дестабилизирующих факторов.
Анализ (7.17) показывает, что для повышения стабильности
частоты АГ прежде всего следует использовать КР с
максимальной добротностью и выбрать транзистор с возможно меньшим
значением |фв|. Кроме того, целесообразно увеличить значение
параметра бг, поскольку с его ростом уменьшаются второе, третье и*
четвертое слагаемые в (7.17) (увеличение множителя перед
квадратной скобкой в (7.17) при этом будет чрезвычайно мало, по-
скольку tg2cpsa<Cl). Если увеличение бг достигается за счет роста
/?к2, снижающего нагруженную добротность контура, то
одновременно уменьшается и первое слагаемое в (7.17). Менее
эффективным с этой точки зрения является увеличение номинала
конденсатора С2 или выбор КР с большим значением RKB при неизменной
добротности резонатора. Однако, каким бы .способом ни
увеличивали бг, его максимальное значение ограничивается
необходимостью выполнения баланса амплитуд [см. (7.16)].
В процессе расчета следует определить параметры
колебательной системы АГ (т. е. LK и Ск) и цепи обратной связи (k\ и m).
После того, как выбраны транзистор и кварцевый резонатор,
необходимо выполнить следующие операции:
по известному значению Ркв (см. табл. 7.1) рассчитать
коэффициент m=ikm/S{\—cos0)]/2Pkb#Kb и найти мощность Рос=
= Ркв(1+7и), потребляемую цепью обратной связи;
задавшись 62 из условия 1/б22<С1 (при этом достаточно взять
62=3 ... 4), определить ак из (7.15) и к\ из (7.16).
Поскольку мощность Рконт, отдаваемая транзистором в
колебательную систему, должна равняться сумме мощностей Рос + Ряке,-
где Ряк2 — мощность, выделяемая в /?кг, то Рконт=Ркв(1 +т) (1 +
+622); поскольку PKoHT=0,5/2KiReZ3.K, где ReZ9.K=pQH(l— кх)2Г
yi+aK2 — вещественная часть эквивалентного сопротивления
контуру нетрудно определить волновое сопротивление р = 2РКОнтУ1 +
+'(x2k//2kiQh(1—&1)2. Для уменьшения влияния изменения
параметров колебательной системы на стабильность частоты
генерируемых колебаний [первое слагаемое в квадратных скобках
(7.17)], достаточно задаться QH = 30 ... 50. Дальнейшее
уменьшение QH по сравнению с рекомендованным приведет к возрастанию»
252

уровня высших гармоник в напряжении обратной связи, что
вызовет увеличение |<psa|;
по известным значениям m, p, k\, aK и QH из очевидных
соотношений определить Сь С2, LK, jRks и Rz.
Далее производится расчет элементов цепей питания.
Для АГ, выполненного по схеме с КР в контуре (см. рис. 7.5),.
уравнение стационарного режима имеет вид
Zx + Z2 + Z3 '• у ' }
где Zi = l/jo)rCi; Z2=l/jcorC2; ^з^сог^к+^кв.э+^к+^вн;
RBH — вносимое нагрузкой сопротивление; Z'KB.3 —
эквивалентное сопротивление кварцевого резонатора с учетом шунтирующего»
резистора Ro\ Rk — собственное сопротивление потерь в кон-
туре.
Поскольку рассматриваемая схема обычно применяется прш
работе КР на высших механических гармониках, сопротивление^
резистора Ro выбираем так, чтобы исключить возможность
генерации на гармониках с номерами, отличными от заданной. Это»
требование будет выполнено, если ^о=1/<оКвС0 [7]. Для
обеспечения максимальной стабильности частоты частота
генерируемых колебаний должна быть практически равна частоте
последовательного резонанса КР. Заменив в условии стационарности^
(7.118) о)г на сокв и выделив отдельно вещественную и мнимую*
части равенства, нетрудно получить
(7.19)
cos <p5
^l + m^il-d) =1' <7-20>
где aK=2QH(fKB—fK)/fK — обобщенная расстройка контура
генератора, Сн==1/сокСк/?кв(1+т1) (1— б) —нагруженная добротность*,
контура; Ск — емкость контура, mi— (Rk-\-Rbr)/R'kb.3.
Поскольку кварцевый резонатор включен последовательно-
в колебательную систему АГ, большое значение Rbh будет
снижать добротность резонатора, а значит, и стабильность частоты.
Поэтому обычно mi=0,l ... 0,2.
При расчете колебательной системы АГ необходимо
определить Ск, LK и k. Поэтому помимо двух уравнений, вытекающих из*
условия стационарности (7.18), необходимо составить еще одно.
Таким уравнением может быть уравнение, связывающее мощность,
рассеиваемую КР, с током транзистора и параметрами
колебательной системы. Считая, что базовый ток транзистора
существенно меньше контурного тока, получаем
Ркв=0>5(С/вхсоквС2)2/?кв(1-б)=0,5(/к1(ОквС2/51)27?кв(1— б). (7.21)
253

Совместное решение уравнений (7.20) и (7.21) позволит
найти
и рассчитать Ci=f^C2 и CK=CiC2/ (Ci-\-C2).
Для определения сок воспользуемся уравнением (7.19), отку
да следует, что <0k=2Qh<dkb/ (2QH+tg(ps).
Подстановка в последнее равенство QH=
Х(1—б) дает квадратное уравнение
(1—6) —
(1—б)=0,
решив которое, определим
8)].
Зная сок и Ск, можно вычислить LK=l/coK2CK. В большинстве
случаев tgq)s<Cl, что позволяет воспользоваться приближенным
значением квадратного корня. Тогда
[1 1
К/?КВ (1 + OTJ (1 — 8)] = шкв.
Далее проводится расчет режима работы АГ и определяются
параметры элементов цепей питания.
Вне зависимости от конкретной схемы построения кварцевого АГ основной
причиной нестабильности частоты выходных колебаний является изменение
параметров КР при изменении их температуры. Как уже указывалось, выбором
резонаторов специальных срезов удается уменьшить температурную нестабильность
частоты АГ. Дальнейшее повышение стабильности частоты можно обеспечить,
используя методы термокомпенсации и термостатирования.
Наиболее эффективный из методов термокомпенсации основан на применении
гермозависимого реактивного элемента, включаемого в ^колебательную систему
кварцевого АГ и так изменяющего свои параметры, что компенсируется уход
частоты генерируемых колебаний, вызванный изменением температуры КР.
При разработке термокомпёнсированных кварцевых АГ целесообразно
выбирать КР с минимальным изменением частоты в заданном интервале
температур и малым разбросом ТЧХ резонатора. Кроме того, для упрощения управления
частотой АГ желательно использовать резонатор с большим значением
емкостного отношения р=Скв/С0. Перечисленным требованиям в наибольшей степени
удовлетворяют резонаторы AT среза.
В качестве термозависимого реактивного элемента в таких АГ наиболее
часто используют варикап, напряжение на котором изменяется с температурой
254

Рис. 7.11
с помощью термозависимого
потенциометра, обычно состоящего из
постоянных резисторов и
терморезисторов.
Варикап можно соединить
последовательно или параллельно с
любым элементом контура АГ. В
наиболее распространенной схеме
кварцевого АГ с КР между коллектором
и базой транзистора варикап
включается последовательно с
резонатором. В этом случае удается
обеспечить хорошую управляемость
частотой и высокую линейность
модуляционной характеристики, т. е.
зависимости отклонения частоты генерируемых колебаний от управляющего
напряжения на варикапе. Особенности проектирования подобных генераторов
будут рассмотрены в § 8.3.
В случае линейности модуляционной характеристики АГ зависимость
напряжения на выходе термозависимого потенциометра от температуры должна
повторять ТЧХ резонатора, но быть зеркальной по отношению к ней. На рис. 7.11
представлена ТЧХ резонатора AT среза. Здесь же показаны схемы
термозависимых потенциометров, позволяющих реализовать требуемый закон изменения
напряжения на варикапе на каждом участке ТЧХ. Осуществление
термокомпенсации с помощью одного термозависимого потенциометра в широком интервале'*
температур требует включения в его состав нескольких терморезисторов.
Расчет как простых, так и сложных потенциометров отличается
громоздкостью и требует применения ЭВМ. При этом наилучшие результаты могут быть
получены в том случае, когда требуемый закон изменения напряжения на
выходе потенциометра, являющийся исходным для расчета, определяется
экспериментально в АГ, подлежащем термокомпенсации. Методика расчета термозависимых:
потенциометров с помощью ЭВМ рассмотрена в [46].
Отметим, что термокомпенсированные кварцевые АГ эффективно работают
в диапазоне от 5 до 60 ... 70 МГц. Ограничение частотного диапазона обусловь
лено тем, что как с уменьшением частоты, так и при переходе к работе на
высших гармониках возможные пределы перестройки частоты резко уменьшаются,,.
т. е. управлять частотой АГ становится труднее. Кроме того, уменьшение
толщины пьезоэлемента, необходимое для повышения резонансной частоты, приводит
к возрастанию нестабильности резонатора и разброса ТЧХ, что снижает
эффективность термокомпенсации.
При термостатировании КР или целиком АГ помещается в термостат, внутри^
которого автоматически поддерживается заданная температура.
Термокомпенсированные кварцевые АГ отличаются от термостатированных,
лучшими массогабаритными характеристиками, экономичностью и малым
временем готовности к работе, но сложнее в настройке и уступают последним в
стабильности частоты, особенно при значительном изменении температуры
окружающей среды.
255

По принципу использования теплового потока они подразделяются на
нагревательные — нереверсивные и холодильно-нагревательные — реверсивные. В
нагревательном термостате температура внутри термостатируемого объема (камеры
термостата) всегда на 5 ... 10°С выше максимальной температуры окружающей
среды. Реверсивные термостаты позволяют установить температуру в камере
термостата равной средней температуре окружающей среды. В качестве
исполнительного устройства в таких термостатах применяются
холодильно-нагревательные полупроводниковые термобатареи.
Нагревательные термостаты по сравнению с другими обладают наименьшим
потреблением энергии, лучшими массогабаритными характеристиками, более
высокой надежностью и точностью работы.
Глава 8. МЕТОДЫ МОДУЛЯЦИИ
В РАДИОПЕРЕДАТЧИКАХ
8.1. ПРЕОБРАЗОВАНИЕ СИГНАЛОВ ПРИ
ДИСКРЕТНЫХ ВИДАХ МОДУЛЯЦИИ
Цифровые методы передачи сигналов позволяют значительно
повысить помехоустойчивость систем радиосвязи, уменьшить
накопление помех при ретрансляции путем регенерации сигналов на
линии связи, повысить надежность аппаратуры, использовать для
обработки информации микропроцессорные устройства и ЭВМ.
Если передаче подлежит аналоговая информация, то на
передающей стороне она должна быть прежде всего преобразована
в цифровую форму с помощью различных аналого-цифровых
преобразователей (АЦП). При этом если методы кодирования в
различных системах связи могут существенно отличаться, то
операции дискретизации и квантования как составные части импульс-
но-кодовой модуляции (ИКМ) являются для них общими. При
этом существенное значение имеет оценка погрешности
преобразования и определение, исходя из этого, частоты дискретизации FK
и разрядности п АЦП. Погрешность, возникающая при ИКМ
преобразовании, может быть разделена на две слабо
коррелированные составляющие, вызванные дискретизацией бд и
квантованием бкв. В качестве критерия качества аппроксимации чаще
всего используют критерий среднеквадратической погрешности
*& /«.2 . *2 Л/2
01 = (8д+ 5КВ)
Значение бд зависит от статистических характеристик
сообщения и в первую очередь от вида его энергетического спектра
W(f), метода интерполяции и значения частоты дискретизации
FA=l/Tz>2FB (Fb —верхняя частота спектра сообщения).
256

Погрешность дискретизации
V = 2 J W(f)df (8.1)
складывается из двух равных составляющих: динамической
погрешности, обусловленной тем, что высокочастотные
составляющие энергетического спектра W(f) в полосе FB>FA/2 не
воспроизводятся, а фильтруются; интерференционной погрешности,
определяемой мощностью спектральных составляющих сигнала на
частотах выше /V2, транспонируемых из смещенного спектра в
полосу основного спектра сигнала.
При идеальной предварительной фильтрации сигнала
интерференционная погрешность исчезает. Выражение (8.1) позволяет
при заданной бд определить для. конкретного сигнала частоту FRt
Так, в системах с временным разделением (ВРК) каналов для
стандартного телефонного канала с FB=3400 Гц выбирают /7д=
= 8000 Гц.
Квантование сигнала по уровню является второй операцией
АЦП, при которой бесконечное множество значений передаваемых
сигналов заменяется конечным числом разрешенных значений —
уровней квантования Л/", что сопровождается возникновением
специфической помехи — шума квантования. При этом динамический
диапазон возможных значений сигнала (Хтах ... Xmin) делится
в общем случае на неравные отрезки А;, называемые шагами
квантования. При заданном числе уровней N и равномерном
квантовании (A/ = A=const) наибольшая погрешность
квантования равна 0,5А. Статистические характеристики шума
квантования определяются характеристиками сигнала. Влияние шумов
квантования на качество передачи информации оценивается
отношением средней мощности сигнала Рс к средней мощности
шума Рщ.кв:
Ркв—* с/-* ш.кв*
Среднеквадратическая погрешность квантования в УЗ раз
меньше максимальной аш.кв=А/2уз.
В том случае, когда сообщение имеет равномерную плотность
распределения мгновенных значений р(х) = l/2Xmax=const на
интервале х^\Хтах\ с коэффициентом амплитуды П=УЗ^
относительная среднеквадратическая погрешность равномерного
квантования
где я — число двоичных разрядов АЦП. Так, при равномерном
квантовании синусоидального сигнала, для которого закон рас-
17—6028 257

пределения мгновенных значений близок к равновероятному,
Отношение средних мощностей сигнала и шума квантования,
выраженное в децибелах, pKB=10fgPc/o^ кв ^6я+1Д Таким
образом, добавление каждого двоичного разряда при квантовании
повышает ркв приблизительно на 6 дБ, что, однако, связано с
расширением полосы линейного тракта и увеличением необходимой
скорости передачи информации по линии связи.
Для сигналов с экспоненциальным и нормальным законом
распределения значение коэффициента амплитуды строго не
определено. Тем не менее, если принимать во внимание
максимальные и минимальные значения сигнала x(t), вероятность которых
не менее 0,11%, то коэффициент амплитуды (по отношению к сред -
неквадратическому значению) можно принять П^3,5. В этом
случае на основании (8.2) можно грубо оценить относительную
погрешность квантования сигналов с нормальным законом
распределения: ^ш.кв ^ 4/N2.
Погрешность равномерного квантования с шагом А
нормального случайного сигнала можно уменьшить, выбрав при каждом
числе интервалов квантования N оптимальное значение шага Д
или координат крайних интервалов Xmax = A(N—-2)/2. Для
больших N
—0,25 lg (3 lg N) ] */*. (8.3)
Теперь легко определить шаг равномерного квантования ДОпт~
^ тахопт » Так, при равномерном квантовании речевых
сигналов необходимо 10 ... 11 двоичных разрядов.
Реальные сообщения обычно характеризуются нормальным
или экспоненциальным законом распределения мгновенных
значений. При этом малые уровни сигналов наиболее вероятны, но
среднеквадратическая погрешность квантования для них при
равномерном квантовании будет значительно выше, чем для сильных
сигналов, иначе говоря, такое квантование оказывается
оптимальным лишь для сигналов с равновероятной., плотностью
распределения мгновенных значений (или близкой к нему), обеспечивая
минимальный шум квантования (8.2). Увеличить отношение
сигнал-шум для сигналов с малым уровнем можно, используя
неравномерное квантование, суть которого состоит в сжатии
динамического диапазона сигнала (компрессии) на передающей
стороне с последующим расширением (экспандированием) на
приемной. При оптимальном квантовании шаг квантования
оказывается обратно пропорциональным плотности распределения
мгновенных значений на данном уровне квантования, что и
минимизирует значение бш.кв.
258

При ИКМ преобразовании чаще решают задачу определения
оптимального закона сжатия динамического диапазона при
передаче, обеспечивающего независимость отношения сигнал-шум от
уровня сигнала и от плотности распределения его мгновенных
значений. При этом наиболее распространены две модификации
квазиоптимальной характеристики компрессии:
квазилогарифмическая и логарифмическая с линейным касательным отрезком
[19]. Неравномерное квантование обеспечивает выигрыш в
отношении рКв примерно 30 дБ в динамическом диапазоне. При
равномерном квантовании это потребовало бы по крайней мере
дополнительно еще три двоичных разряда в кодовой комбинации
по сравнению с неравномерным квантованием. Следует, однако,
учесть, что неравномерное квантование эффективно, если
динамический диапазон сообщения велик (40 дБ и более).
После ИКМ и соответствующего кодирования -полученными
цифровыми сигналами производится импульсная модуляция или
манипуляция колебаний несущей в радиотракте передатчика.
При манипуляции дискретным значениям сообщения могут
соответствовать непосредственно значения параметров несущей
либо их изменения в тактовых точках при относительных методах
манипуляции. Таким образом относительные методы манипуляции
являются по существу иным способом кодирования.
Выражение для спектра сигнала амплитудной телеграфии
(AT) можно записать в виде [12]
!ОО
4-cos «о* + у
!
^ пк
п=\, 3...
+ cos(o>o — r&)t]\, (8.4)
где о)0=2я/о — несущая частота, Q = 2kF — угловая частота
манипуляции, п — номер боковой составляющей.
Выражение (8.4) показывает, что амплитуды боковых
составляющих убывают довольно медленно (как 1/л), а это приводит
к необходимости расширения полосы канала.
Амплитудная манипуляция отличается простотой реализации,
что и обусловливает ее использование, например, в системах
подвижной радиосвязи. Однако для систем с AT характерны
повышенная чувствительность к изменениям затухания в канале связи
и низкая помехоустойчивость.
В технике передачи дискретной информации широко
применяют частотную манипуляцию (ЧТ).
Амплитуды составляющих спектра ЧТ колебания зависят от
индекса манипуляции nif=Af/F=Af/0,5V, где V —скорость
манипуляции в бодах [19]. При ЧТ и больших т/ спектр сигнала
убывает значительно быстрее, чем при AT. Так, при скорости те-
17* 259

леграфирования 200 Бод и девиации частоты ±500 Гц полоса
частот практически ограничена 3600 Гц, в тех же условиях при
AT полоса частот оказывается равной 6000 Гц. Если
специальным фильтром сгладить фронт управляющего импульса, то спектр
ЧТ сигнала оказывается еще более узким и соответствует полосе
стандартного канала тональной частоты. Аппаратура, построенная
с использованием ЧТ, оказывается достаточно простой и
экономичной, отличается высокой помехоустойчивостью, слабой
чувствительностью к изменениям затухания сигнала в канале связи,
что обусловило широкое использование ЧТ в магистральных
линиях связи, системах радиотелеметрии и др.
В настоящее время в системах передачи дискретной
информации все шире используются разновидности фазовой телеграфии
(ФТ). Сигналы ФТ могут приниматься лишь когерентно, т. е. для
их выделения необходимо использовать опорное напряжение
uon{t), синхронное и синфазное с колебаниями сигнала несущей
частоты. Все методы выделения опорного колебания
обеспечивают восстановление сигнала несущей частоты лишь с точностью до
целого числа шагов по фазе, что может явиться причиной
«обратной работы» системы. Поэтому для устранения отмеченной
неоднозначности фазы опорного сигнала необходимо включать
в передаваемый сигнал специальные маркерные посылки, что
связано с усложнением аппаратуры и снижением помехоустойчивости.
Важным преимуществом ФТ является возможность передачи на
одной несущей двух независимых сообщений без дополнительного
расширения полосы передаваемого сигнала. Двукратная ФТ
позволяет при неизменной скорости передачи сократить ширину
спектра в два раза и вместе с тем обеспечивает
помехоустойчивость, практически совпадающую с помехоустойчивостью
однократной (двоичной) ФТ. При дальнейшем возрастании кратности
ФТ ее помехоустойчивость начинает резко падать.
Новые возможности- использования ФТ в системах передачи
дискретной информации, в частности исключение нестабильности
начальной фазы, а следовательно, и «обратной работы», связаны
с применением относительной фазовой манипуляции (ОФТ). Для
выделения сигналов ОФТ можно применять такие же методы
когерентного приема, что и при ФТ с дредварительным
перекодированием информации. Возможен также и некогерентный
прием, при котором фаза опорного напряжения не играет роли.
Однако помехоустойчивость двукратной ОФТ (ДОФТ) при
некогерентном приеме ниже помехоустойчивости ОФТ практически на
1,5 дБ и уменьшается с ростом кратности быстрее, чем при ФТ.
8.2. ОСОБЕННОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
Основной задачей проектирования РП является достижение
высоки^ энергетических показателей при обеспечении заданных
260

качественных показателей. Так, к основным параметрам
качества AM передатчиков радиовещания, определяемых ГОСТ
i3924—80, относятся номинальный диапазон модулирующих
частот, неравномерность АЧХ, коэффициент гармоник, уровень фона
и шума. Неравномерность АЧХ задается в номинальном диапазоне
модулирующих частот, как правило, раздельно для
положительных и отрицательных допускаемых отклонений. Номинальный
диапазон звуковых частот для радиовещательных передатчиков
первого класса составляет 50 ... 110 000 Гц с допускаемыми
отклонениями +0,7 ... —1,3 дБ относительно значения коэффициента
передачи на частоте 1000 Гц.
Если уровень частотных искажений определяется и
модулятором, и модулируемым каскадом, то уровень нелинейных
искажений в основном определяется нелинейностью статической
модуляционной характеристики (СМХ) генератора /а1=/(?мод), где
^мод — модулирующее напряжение. Уровень интермодуляционных
искажений устанавливается не более 10,0 и 6,0% соответственно»
при т=90 и 50%.
Передатчик по шумам оценивается защищенностью от псофо-
метрического шума (норма 59 дБ).
Энергетические характеристики передатчиков с AM
определяют при гармонической форме модулирующего сигнала,
полагая, что СМХ линейна. Как правило, в ТЗ на передатчик с AM
указывается мощность в режиме несущей Ршес Вместе с тем
выходной каскад передатчика, а следовательно, и усилительные
Приборы ДОЛЖНЫ ОбеСПечИТЬ МОЩНОСТЬ В ПИКе МОДУЛЯЦИИ Pimax=
=PlHec(l+/n)2 (При т=\ Pimax=4PiHec).
В мощных радиовещательных передатчиках с AM
применяется комбинированная анодная модуляция с модуляционным
устройством, построенным по двухтактной схеме. Применение
комбинированной модуляции, при которой модуляция осуществляется
не только в оконечном, но и частично в предварительных
каскадах, позволяет улучшить линейность модуляционной
характеристики, снизить необходимую мощность возбуждения и повысить
эффективность передатчика в целом [16, 33].
Выходные каскады передатчиков с AM в декаметровом
диапазоне строят в основном по схеме с общей сеткой (ОС) на
мощных триодах. Для обеспечения устойчивой работы каскада сетка
триода заземляется непосредственно без блокировочного
конденсатора. При этом для осуществления комбинированной анодной
модуляции с автоматическим изменением сеточного смещения
резистор автосмещения включают в цепь постоянной составляющей
катодного тока. Низкий коэффициент усиления по Мощности (/Ср=
=5 ... 7) является основным недостатком схемы с ОС. Поэтому
с учетом заданных уровня мощности и частотного диапазона
целесообразно использовать мощные генераторные тетроды
(ГУ-44А,Б, ГУ-53А,Б и др.), включенные по схеме с общим ка-
261

тодом (ОК) и обеспечивающие Кр=20 ... 30. Это позволяет
сократить число ламповых каскадов в мощных РП до 1 ... 3.
Анодная (анодно-экранная) модуляция обычно проводится
в слабоперенапряженном режиме, а номинальная мощность ламп
выбирается из условия Рл.ном=2Р1Нес (при т=\) без учета КПД
выходного контура. Как правило, использование тетродов по
мощности ограничивается потерями в цепи экранных сеток и
поэтому для исключения грубых ошибок расчет тока сеток
целесообразно проводить по реальным характеристикам с применением
численных методов. При расчете теплового режима экранной
сетки необходимо учесть среднестатистические потери при модуляции
Рс2 ==Рс2 нес(1 +/ftcP/2) Заметим, что анодно-экранную
модуляцию можно осуществлять и в слабо недонапряженном режиме,
что позволяет снизить потери в цепи сеток.
Для достижения более высокой надежности, лучших массо-
габаритных и экономических показателей выходные каскады РП
стремятся выполнить по однотактной схеме. При этом заданный
уровень мощности в диапазоне километровых и гектометровых
волн часто достигается параллельным включением до трех ламп.
Выходные каскады модуляторных устройств мощных РП
выполняют по двухтактной схеме, обычно на тех же лампах, что и
выходной каскад РП.
В транзисторных РП малой мощности с AM часто
используют коллекторную модуляцию в выходном каскаде. Для получения
линейной СМХ, снижения паразитной фазовой модуляции, как
правило, применяют комбинированную модуляцию (на коллектор
и базу транзистора). Поскольку транзисторы выходного каскада
не допускают даже кратковременных пиков коллекторного
напряжения, соответствующих максимальному режиму (в отличие
от ламп), то номинальная мощность транзисторов должна
обеспечить ПИКОВуЮ МОЩНОСТЬ Рном^Лнес'(1+^)2.
Следует отметить, что использование ключевого режима в
модуляторных блоках транзисторных радиовещательных
передатчиков с AM позволяет существенно повысить энергетические и
электроакустические показатели, а также их надежность. Вопросы
расчета режимов высокочастотных каскадов с AM и модуляторов
приведены в [16, 33, 34].
Существенно возрастают трудности формирования и усиления
до необходимого уровня не узкополосного, а широкополосного
сигнала, например телевизионного. Спектр сигнала изображения
довольно сложен и занимает полосу от 0 до 6 МГц. Передача
сигнала изображения по радиоканалу осуществляется с
использованием AM негативной полярности. Характерной особенностью
спектра телевизионного радиосигнала является почти полное
подавление составляющих нижней боковой полосы (ослабление до
20 дБ на частоте, отстоящей от несущей на 1,25 МГц). Для
262

высокого качества телевизионного изображения должны быть
малыми не только амплитудно- но и фазочастотные искажения
сигнала, характеризуемые групповым временем запаздывания (ГВЗ)
радиотракта.
Для телевизионного радиосигнала характерны несколько
фиксированных уровней сигнала: пиковый уровень (уровень
синхроимпульсов), уровень гасяГцих импульсов (75+2,5% от пикового);
уровень «белого» (12,5+2,5% от пикового) и т. д. Тракт
формирования и усиления телевизионного сигнала должен обладать
малой нелинейностью (/Сн^12%); уровень фона не должен
превышать —46 дБ, а собственных шумов —56 дБ. Номинальные
значения пиковых мощностей телевизионных передатчиков
составляют от 1 до 50 кВт, причем мощность сигнала звукового
сопровождения составляет 1/10 от пиковой мощности канала
изображения.
Сеточная модуляция смещением в мощных каскадах
телевизионных передатчиков в настоящее время практически не
используется из-за больших нелинейных искажений и влияния
паразитной внутренней частотно-зависимой обратной связи на рабочей
частоте канала, вызывающей*появление сопутствующей фазовой
модуляции (СФМ) и нарушение цветопередачи сигналов
изображения и др.
В современных телевизионных передатчиках тракт
формирования и усиления сигнала выполняется на промежуточной
частоте 30 ... 40 МГц на малой мощности (единицы милливатт), а
выходные широкополосные каскады строятся на мощных
высокоэффективных генераторных тетродах или широкополосных многоре-
зонаторных пролетных клистронах. Полностью транзисторные
телевизионные передатчики, в которых мощности отдельных
модулей складываются, имеют выходную мощность до 1 кВт. При
таком построении к модулятору предъявляются в первую очередь
качественные требования: низкий уровень нелинейных и
частотных искажений, а энергетические показатели не имеют
определяющего значения. Кроме того, поскольку процесс модуляции
осуществляется на промежуточной (стандартизованной) частоте, то
упрощается формирование АЧХ радиотракта с помощью непере-
страивасмых фильтров со стабильными параметрами независимо
от частоты рабочего канала передатчика, создается возможность
эффективно осуществлять коррекции нелинейности и
характеристики ГВЗ непосредственно в радиочастотном тракте.
Возбудители телевизионных передатчиков на основе
синтезатора частоты позволяют обеспечить высокую долговременную
стабильность несущих частот, широкое использование микроэлектрон-
цоfi элементной базы, высокую степень унификации и
стандартизации.
Распространенные телевизионные передатчики с раздельным
усилением радиосигналов изображения и звукового сопровожде-
263

ния содержат мощный антенный разделительный фильтр. В то
же время реализация совместного усиления радиосигналов
изображения и звука на основе простого их суммирования в
предварительных каскадах связана с возрастанием в 1,73 раза
расчетной пиковой мощности выходного каскада и возрастанием
интермодуляционных помех.
Среди эффективных систем совместного усиления сигналов
изображения и звукового сопровождения следует в первую
очередь отметить систему с квадратурно-импульсной модуляцией,
позволяющей за счет введения дополнительных спектральных
составляющих уменьшить пиковое значение мощности до 1,3 ... 1,4
от пиковой мощности сигнала изображения при незначительном
возрастании (на 5 ... 10%) подводимой суммарной мощности
[33]. При этом мощность рассеяния на аноде возрастает лишь
в 1,2 ... 1,3 раза по отношению к мощности в отдельном
передатчике изображения, вместе с тем существенно возрастает степень
подавления интермодуляционных помех независимо от
нелинейности общего радиотракта. Применение квадратурно-импульсной
модуляции предполагает расширение полосы пропускания
совместного тракта усиления сигнала до 113 МГц и включение в
фидерный тракт режекторных фильтров, настроенных на частоты
нижней боковой полосы телевизионного радиосигнала.
Быстрое развитие систем магистральной и подвижной
радиосвязи, систем передачи данных обусловили широкое
использование однополосной амплитудной модуляции (ОМ). Наиболее
эффективная радиосвязь на одной боковой полосе осуществляется
без несущей. Основное преимущество ОМ по сравнению с
обычной AM —это сокращение в два раза необходимой полосы частот,
что позволяет более рационально использовать диапазон частот
и увеличить число каналов связи. Кроме того, средний КПД
однополосных передатчиков выше, чем у AM передатчиков.
Общий эквивалентный выигрыш по мощности при переходе от
AM к ОМ достигает 12 ... 16 раз.
Во многих случаях системы радиосвязи, использующие ОМ,
строятся многоканальными с возможностью передачи
непрерывных и дискретных сигналов от различного рода источников
сообщений (телефон, телеграф, фототелеграф и др.)- Все это
накладывает жесткие ограничения на характеристики и параметры
оборудования радиопередатчиков с ОМ. Параметры и
характеристики радиопередатчика с ОМ определяются (как и передатчика
с обычной AM) его назначением, условиями эксплуатации,
мощностью, диапазоном рабочих частот, числом парциальных каналов
и др. и должны соответствовать ГОСТ 13420—79, 21062—80 на
радиооборудование с ОМ.
При однополосной модуляции предъявляются высокие
требования к стабильности частоты передатчика и настройки
приемника. В связи с этим нормы на допустимые отклонения частоты
264

передатчиков и приемников радиостанций стандартизованы в
пределах 10 ... 50 Гц в зависимости от типа.
Сформированный однополосный сигнал, поступающий на вход
усилителя мощности передатчика, как правило, составляет
единицы—десятки милливатт и доводится до необходимого
значения мощным линейным усилителем (ЛУ) в антенно-фидерном
тракте. Линейный усилитель (как правило, многокаскадный)
должен обеспечивать малые нелинейные искажения однополосного
сигнала и работать в режиме усиления модулированных
колебаний (УМК). Нелинейное усиление приводит к искажению
передаваемого однополосного сигнала, возникновению
интермодуляционных искажений, особенно опасных в многоканальных системах
радиосвязи с ОМ.
Для уменьшения нелинейных искажений первые и
промежуточные маломощные каскады ЛУ выполняют широкополосными
на транзисторах без элементов подстройки, работающими с 0=
=180°. Выходные каскады передатчиков подвижной радиосвязи
с мощностью меньше 1 кВт реализуют, как правило, на
транзисторах, со сложением мощности отдельных (2 ... 4) модулей в
общей нагрузке (см. рис. 4.1). В передатчиках средней и большой
мощности в выходных каскадах используют мощные генераторные
тетроды с удлиненным нижним сгибом статических характеристик,,
рабочая область которых соответствует в основном
отрицательным напряжениям на сетке еси В режиме УМК линейный
усилитель, выполненный на таких тетродах (ГУ61Б, ГУ71Б и др.)>
обеспечивает высокий коэффициент усиления по мощности при
низком коэффициенте гармоник (/Сг=^—40 дБ). В мощных
широкополосных передатчиках с ОМ целесообразно применять
усилители с распределенным усилением (см. § 4.3). Для фильтрации
высших гармоник в широкополосных передатчиках с ОМ часто
применяют переключаемые октавные фильтры.
Во избежание заметных искажений из-за нелинейности
тракта ЛУ результирующая мощность многоканального сигнала не
должна превышать с заданной вероятностью определенного
порога перегрузки. Статистические характеристики группового
сигнала, представляющего совокупность отдельных канальных
сигналов, определяются не только их характеристиками (средним
значением относительной амплитуды и ее дисперсией), но и
числом каналов [!19]. При выборе электронного прибора и
определении энергетических характеристик ЛУ необходимо иметь в виду
его загрузку, определяемую отношением средней мощности PiCp
к максимальной Pimax(B = PiCp/Pimax) [33]. Номинальную
мощность ЭП Ртом выбирают исходя из обеспечения заданной
мощности Pimax с учетом особенностей многоканального сигнала.
В одноканальном передатчике с излучением вида Al, F1 или АЗА
для обеспечения Pimax в течение длительного времени
номинальную мощность ЭП выбирают из условия Р1ном=(1,1 ... l,4)Pimax.
265

При многоканальной работе передатчика пики мощности
сигналов ОМ наблюдаются на весьма коротких временных
интервалах и основное ограничение на ЭП связано со средней
мощностью Ра.ср^^а.дош рассеиваемой на аноде. Номинальную мощ-
лость транзисторов в передатчиках с ОМ выбирают из условия
Аном^2Р1тах. Одним из наиболее эффективных способов
повышения КПД передатчиков с ОМ является регулирование
анодного (коллекторного) напряжения выходного каскада в фазе с
изменением огибающей ОМ сигнала с помощью усилителей,
работающих в ключевом режиме с широтно-импульсной модуляцией.
Особенности расчета режима каскадов ЛУ приведены
в [33].
8.3. ОСОБЕННОСТИ РАДИОПЕРЕДАТЧИКОВ
С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
В различных системах связи широко применяют ФМ и ЧМ
модуляции. Сигналы, частота которых модулируется
гармоническим колебанием ?/&, описываются выражением [16, 34] u(t) =
= иаес cos (co^+mf sJn Qt), где mf=Aco/Q — индекс ЧМ, До =
= SmUq — девиация частоты, SM — крутизна модуляционной
характеристики.
Спектр колебания, модулированного по частоте, можно
представить в виде суммы гармонических составляющих:
[
J0{m
(-iPn(mf)cos(<»0-nQ)t\ (8.5)
J
n=l
где Jn(tnf) —функция Бесселя порядка п аргумента trtf.
Выражение (8.5) показывает, что спектр ЧМ и ФМ колебаний даже при
модуляции одним тоном представлен суммой бесконечного числа
дискретных составляющих, образующих верхнюю (ю+rzQ) и
нижнюю (со—mQ) боковые полосы спектра, при этом фазы четных
'боковых совпадают с фазой несущей, а ^нечетных
противоположны. Амплитуды боковых составляющих быстро убывают с ростом
.номера гармоники частоты модуляции ли. Практически ширина
спектра ЧМ сигнала при модуляции одним тоном с частотой F и
.индексом модуляции т?
/А/ т 2F (1 + mf + Ущ). (8.6)
Одинаковая структура спектра ЧМ и ФМ колебаний обусловила
-использование фазовой модуляции как промежуточной ступени
при формировании сигналов с ЧМ.
266

С ростом индекса модуляции и соответственно полосы
сигнала увеличивается помехоустойчивость систем с ЧМ и ФМ.
Значительное расширение полосы частот радиосигнала при ЧМ
и ФМ позволяет использовать их на частотах выше 30 ... 50 МГц
в системах радиорелейных линий, космической связи и . др.
Широко применяется ЧМ в многопрограммных системах
радиовещания в диапазонах 66 ... 73 МГц для передачи
нескольких моно- и стереофонических программ, в телевидении для
передачи сигнала звукового сопровождения, в радиорелейных
линиях (РРЛ), обеспечивающих одновременную передачу
сообщений по нескольким сотням и тысячам телефонных каналов, а
также нескольких телевизионных программ. Для передачи таких
больших объемов информации требуются широкие (до 50 МГц)
полосы частот радиотракта. Радиосвязь с использованием РРЛ
с ЧМ в диапазонах частот выше 1 ГГц отличается высокой
устойчивостью к изменению внешних условий, влиянию атмосферных
и промышленных помех.
При проектировании многоканальных передатчиков с ЧМ в
первую очередь должны быть определены девиация частоты АГ
с ЧМ и полоса, занимаемая спектром ЧМ сигнала. При этом в
зависимости от числа телефонных каналов N задаются
эффективная девиация частоты на канал А/к=35 ... 200 кГц, а
средний и пиковый уровни мощности группового сигнала
определяются (в децибелах по отношению к мощности 1 мВт)
эмпирическими формулами (табл. 8.1) [19]. Соответственно для
группового Af-канального сообщения со средней мощностью Рср, а
также пиковой мощностью РПик определяются эффективная Д/эфф=
=Д/куЛф и квазипиковая Л/пик=А/куРпик девиации частоты.
Полоса пропускания ВЧ тракта Д/вч должна быть шире
полосы частот, занимаемой спектром ЧМ сигнала с m(f) = Д/Пик//Гв*
где FB — верхняя частота спектра группового сигнала (8.6).
При большом числе телефонных каналов с одинаковой поло-
сой А/к из-за уменьшения индекса модуляции m3=Af/FB
отношение сигнал-шум в верхних каналах будет меньше, чем в
нижних. Для выравнивания мощности шумов и девиации частоты во
всех каналах в передающем тракте РРЛ перед модулятором
применяют предыскажающий фильтр, поднимающий уровень
Таблица 8.1
N
12...60
60...240
>240
РсР
_l+41gW
—3+5 lg#
—15+101gW
Р
пик
Рср+(14,2...13,5)
Рср+(13...10,4)
Рср+10,35
267

верхних частот. В приемном устройстве для восстановления
исходных уровней сигналов в каналах, на выходе частотного
детектора включают восстанавливающий контур [19].
Передача телевизионного сигнала по РРЛ осуществляется
.аналогично. Размах изменения частоты при передаче сигнала
изображения стандартизован и должен составлять 8 МГц.
Особенность сигнала изображения — присутствие постоянной
составляющей, значение которой изменяется при изменении характера
изображения, достигая 50 % размаха сигнала, что приводит к
необходимости расширения линейного участка модуляционной
характеристики частотного модулятора. Уменьшение уровня
низкочастотных составляющих в сигнале изображения за счет
предыскажений приводит к резкому уменьшению переходных помех
в канале звукового сопровождения. Из двух способов
формирования ЧМ сигналов (прямого и косвенного) в настоящее время
вновь начинает применяться прямой метод.
В РРЛ ЧМ сигнал, как правило, формируется не на рабочей
частоте, а на промежуточной (ПЧ), которая обычно выбирается
равной 35 МГц при работе РРЛ в диапазоне частот ниже 1 ГГц
и 70 или 140 МГц при работе на более высоких частотах.
Предварительно усиленный групповой сигнал (многоканальный
телефонный или телевизионный) через предыскажающий контур ПК
поступает на частотный модулятор с системой автоматической
^подстройки частоты АПЧ. Если раньше частотные модуляторы
строились в основном на отражательных клистронах, работающих
в диапазоне 3,4 ... 3,5 ГГц, то в настоящее время их реализуют
в основном на транзисторных автогенераторах СВЧ диапазона
250 ... 300 МГц.
В многоканальных РРЛ частотные модуляторы чаще всего
выполняют по двухтактной схеме — на двух модулируемых
автогенераторах (4Mi и ЧМ2) с изменением частоты генерации в
^противоположные стороны под действием модулирующего
группового сигнала 1%, (рис. 8.1). Номинальные значения частоты
генераторов f\ и /г выбирают так, чтобы их разностная частота,
выделяемая после прохождения через корректирующую линейную
щепь КЛЦ в смесителе СМ, соответствовала промежуточной ча-
>
-<
чм2
ж
к УПЧ
Рис. 8.1
?68

стоте передающего тракта. При полной симметрии схемы ЧМ
генераторов девиация их частоты складывается, а искажения
сигнала второго порядка компенсируются. Система АПЧ с
большой постоянной времени в цепи обратной связи поддерживает
номинальную разность частот ЧМ генераторов равной
промежуточной частоте fn=f2—f\-
Частотная модуляция широко применяется в системах
тропосферной и космической радиосвязи. В космических линиях связи
используют в основном ЧМ с максимальной девиацией частоты
15 МГц. Правда, в диапазонах 12 ... 14 ГГц из-за сильных
замираний сигналов в атмосфере максимальная девиация
снижается до 6 МГц, что соответственно определяет полосу пропускания
ВЧ тракта Д/вч=25 ... 27 МГц. К АЧХ и ФХЧ тракта
предъявляются высокие требования: наибольшее отклонение АЧХ не
должно превышать 1,0 дБ, а допустимая неравномерность ГВЗ —
единицы наносекунд. Высокие требования предъявляются и к
линейности СМХ ЧМ модулятора, так как коэффициент
интермодуляционных искажений не должен превышать —40 ... —60 дБ.
В выходном каскаде наземных передатчиков спутниковых систем
радиосвязи используют, как правило, многорезонаторные
клистроны или ЛБВ (в диапазоне 12 ... 14 ГГц и при мощностях
до 3 кВт). Относительно узкая полоса пропускания клистронов
обусловливает их недостатки при работе на различных частотах
из-за механической перестройки резонаторов.
Высокие требования к характеристикам ВЧ тракта вызывают
необходимость включения корректора характеристики ГВЗ и
развязывающих устройств, обеспечивающих работу на
согласованную нагрузку возбудителя, корректора и выходного усилителя в
полосе частот.
8.4. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ТРАКТА ФОРМИРОВАНИЯ
ОДНОПОЛОСНОГО СИГНАЛА
Однополосные связные радиопередатчики должны
обеспечивать передачу любых видов информации в полосе канала
тональной частоты 300 ... 3400 либо 250 :.. 3000 Гц. Стандартным
является исполнение передатчика с одним-двумя каналами.
Мощные передатчики обычно имеют четыре канала с полосой 250 ...
... 3000 Гц или два канала с полосой 100 ... 6000 Гц.
Разнородный характер передаваемой информации (телефония,
телеграфия, передача данных и т. д.) требует выполнения жестких
ограничений на такие параметры передатчика, как стабильность ч:а-
стоты, нелинейные искажения, амплитудно- и фазочастотные ха*
рактеристики, подавление несущей частоты и нерабочей полосы
частот.
269

БНГ
X
ПФГ
—
БМ2
X
—
ПФг
—
БМ3
X
ПФ3
\f1 \fl I/J
Рис. 8.2
Тракт формирования однополосного сигнала обычно является
маломощным, поэтому к уровню вносимых искажений (менее
70 дБ) и стабильности характеристик при заданных условиях его
эксплуатации предъявляются наиболее высокие требования. В
настоящее время применяется почти исключительно фильтровой
метод (метод повторной балансной модуляции), характеризуемый
высокой стабильностью качественных показателей основных уэ-
лов тракта формирования. Структурная схема одноканального
фильтрового формирователя однополосного сигнала приведена на
рис. 8.2. Устройство представляет собой каскадное соединение
преобразователей частоты, осуществляющих последовательный
перенос спектра входного сигнала в требуемый диапазон частот.
Каждая ступень преобразования содержит смеситель
(балансный модулятор БМ) и полосовой фильтр ПФ для выделения
верхней (нижней) боковой полосы частот. Определение числа
ступеней и выбор частот преобразований производятся исходя
из типа и назначения передатчика, а также номенклатуры
доступных (разрешенных к применению) фильтров. Требуемое
затухание amin в полосе задерживания фильтра приводит к
частоте первого преобразования fi, равной 50 кГц для LC-фильтров,,
100 ... 1000 кГц для пьезокристаллических и 500 ... 600 кГц
для электромеханических фильтров. Поскольку именно первая
ступень преобразования определяет подавление несущей частоты
и второй боковой полосы, то в мощных передатчиках, как
правило, используют двух- и трехзвенные кварцевые фильтры,
обеспечивающие высокую стабильность электрических характеристик.
Недостатками кварцевых фильтров являются сложность
конструкции (8 ... 12 резонаторов с индуктивностями и подстроечными
конденсаторами), необходимость экранирования от внешних
электромагнитных полей, высокая стоимость. Пьезокристаллические
фильтры чаще всего выполняют на частоту 120 кГц
(стандартное значение), при этом обеспечивается подавление второй
боковой полосы до 75 ... 80 дБ и неравномерность АЧХ 0,5 ... 1 дБ
в полосе пропускания.
В маломощных передатчиках применяют электромехаческие
фильтры, имеющие малые габариты и^массу. Их электрические
характеристики близки к показателям пьезокристаллических
фильтров, однако уступают последним по стабильности. Для
уменьшения числа ступеней преобразования частоты обычно
выбирают фильтр с более высокой частотой. Такие фильтры, выде-
270

ляют верхнюю или нижнюю боковую полосу поднесущей 500 кГц
с неравномерностью АЧХ 3 дБ в полосе пропускания.
Затухание электромеханических и кварцевых фильтров в
полосе пропускания невелико (6 ... 10 дБ), поэтому усилитель
промежуточной частоты выполняет в основном функцию развязка
между фильтром и балансным модулятором следующей ступени
преобразования частоты.
Верхняя частота рабочего диапазона маломощных
передатчиков не превышает 10 ... 15 МГц [33], поэтому в данном случае
число ступеней преобразования выбирается равным двум. С
учетом того, что для /в^15 МГц Af/f^0,065, полосовой фильтр
может быть многоконтурным или полиномиальным. Его
рассчитывают с помощью табулированных нормированных характеристик
[39], причем обычно используют чебышевскую аппроксимацию
АЧХ фильтра. В тех случаях, когда передатчик предназначен для
передачи речевых сигналов и для передачи данных,
целесообразно использовать фильтры Баттерворта с максимально плоской
АЧХ и достаточно линейной ФЧХ.
В передатчиках с рабочим диапазоном частот шире 3 ...
... 30МГц тракт формирования состоит из трех ступеней
преобразования частоты, а частота второго преобразования
выбирается в пределах 1,5 ... 2,9 МГц. Полосовой фильтр ПФ2 (см.
рис. 8.2) при этом может быть как однозвенным кварцевым, так
и многоконтурным LC. Очевидно, что требования к ПФ3
невысокие, поскольку низкий уровень внеполосного излучения
обеспечивается выходными каскадами линейного усилителя
передатчика.
Выбор типа смесителя (балансного модулятора) для
конкретной ступени преобразования частоты определяется в основном
требованиями ТЗ к подавлению несущей частоты и уровню
нелинейных искажений. Интегральные аналоговые перемножители
можно использовать в первой и второй ступенях преобразования
частоты любых однополосных передатчиков. Для получения
уровня нелинейных искажений менее 1 % следует применять ИС
К525ПС2А с полосой пропускания по каналам X, Y более
0,7 МГц. Качественные показатели балансного модулятора на
базе данной ИС позволяют применить его в первой, наиболее
ответственной, ступени преобразования частоты. Интегральная
микросхема К525ПС1 обладает полосой пропускания не менее
1,5 МГц, при этом для достижения нелинейности менее 1%
следует обеспечить режим работы перемножителя с токами порядка
100 мкА.
В маломощных передатчиках в качестве второго балансного
модулятора следует применять ИС высокочастотного
перемножителя К526ПС1. Схема обеспечивает подавление частоты
несущей не менее 65 дБ во всем требуемом диапазоне частот, что
существенно упрощает построение фильтра ПФ2. В третьей сту-
271

пени преобразования частоты применяются кольцевые балансные
модуляторы, выполненные на дискретных компонентах с
использованием в качестве диодов транзисторных сборок в диодном
включении. В транзисторах используется переход база — эмиттер
при закороченных электродах коллектор — база, что
обеспечивает малое напряжение отпирания и высокое быстродействие.
Для улучшения симметрии схемы последовательно с диодом
включают резистор, сопротивление которого в несколько раз
превышает сопротивление открытого перехода база — эмиттер.
Режим работы должен удовлетворять соотношению (/»/{/©< 0,01Г
что является необходимым условием получения минимальных
нелинейных искажений (около —60 дБ). Сопротивление
генератора и нагрузки перемножителя #Г|Н определяется как среднее
геометрическое сопротивление открытого Ro и закрытого R3
переходов с учетом добавочного резистора /?г.н=у (-/?о+#доп) #э,
поэтому входное сопротивление ПФз должно быть согласовано с этим
значением. Проектирование трансформаторов кольцевого
модулятора подробно описано в [24, 33].
В маломощных передатчиках требуемые качественные
показатели могут быть обеспечены при осуществлении однополосной
модуляции фазофильтровым методом. Структурная схема тракта
формирования приведена на рис. 8.3. Фазовращатели работают
на фиксированных частотах, поэтому их реализация не
встречает затруднений. Единственной технической сложностью
является обеспечение идентичности фильтров нижних частот, в качестве
которых можно использовать фильтры Бесселя с линейными
фазовыми характеристиками [39]. Весь тракт формирования
допускает реализацию на современных гибридных интегральных
схемах. Балансными модуляторами могут быть бескорпусные ИС
К740МА1, а низкочастотный фазовращатель и ФНЧ
представляют собой активные 7?С-фильтры на базе операционных
усилителей серии 740.
Ввод цифровой информации в тракте осуществляется в
полосе канала тональной частоты либо в полосе телеграфного
канала. В мощных передатчиках имеется специальный блок —
формирователь вида работ, в котором осуществляется модуляция
(манипуляция) требуемого вида,,
например многопозиционная
фазовая и амплитудно-фазовая
модуляции с частично или
полностью подавленной боковой
полосой. Укажем основные способы
формирования сигналов этого
типа. Первый способ основан на
формировании спектра сигнала с
Рис з.З помощью цифрового трансвер-
Вык
272

\*-2 К/
Г--Д1
Рис. 8.4
сального фильтра (ЦТФ), представляющего собой регистр сдвига*
с весовыми резисторами в отводах. Структурная схема ЦТФ
приведена на рис. 8.4. Данное устройство позволяет формировать
спектры ФМ — ОБП сигналов, у которых на интервале одной
посылки укладывается целое число полупериодов несущей частоты.
Сопротивления резисторов рассчитывают исходя из желаемой
формы спектра по методике [15]. Путем весового суммирования:
на операционном усилителе сформированных ЦТФ сигналов
вырабатывается результирующий АФМ — ОБП сигнал.
Второй способ формирования основан на использовании
постоянных запоминающих устройств (ПЗУ). Дискретизированные
копии модулированных сигналов хранятся в отдельных зонах
ПЗУ, а считываемая из ПЗУ информация подается на цифро-
аналоговый преобразователь (ЦАП). При неперекрывающихся-
во времени посылках сигналов модуляция сводится к
переключению старших разрядов шины адреса, как показано на
структурной схеме рис. 8.5. При перекрывающихся по времени
посылках сигнала в устройство дополнительно вводится
вычислительный блок, осуществляющий суммирование кодов соответствующих,
модулированных посылок перед подачей на ЦАП.
Цифровые способы формирования сигналов интенсивно
развиваются и являются перспективными для применения в
формирователях видов работ и синтезаторах частоты однополосных
передатчиков.
Рис. 8.5
18—6028
27$

Глава 9. МЕТОДЫ И УСТРОЙСТВА
ПОВЫШЕНИЯ ЛИНЕЙНОСТИ
ТРАКТОВ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
9.1. ТРЕБОВАНИЯ К ЛИНЕЙНОСТИ ТРАКТА
УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
Одним из основных требований, предъявляемых к трактам
„усиления мощности (ТУМ) радиопередатчиков, является
требование высокой линейности. Нелинейные преобразования входного
сигнала, происходящие в процессе его усиления, приводят к
появлению нежелательных колебаний на выходе ТУМ и
нелинейных искажений, снижающих качественные характеристики
передаваемого сообщения, а при большом их уровне вызывающих
частичную или даже полную потерю передаваемой информации.
Основная причина отмеченных явлений заключается в
необходимости использования существенно нелинейных режимов
работы усилительных элементов (УЭ) в ТУМ, что позволяет
повысить КПД тракта.
Реальные радиосигналы, сформированные в возбудителе и
^поступающие в ТУМ, являются узкополосными, случайно
изменяющимися во времени и, следовательно, имеющими непрерывный
спектр. Однако для упрощения дальнейшего изложения, и учи-
тывая^ что основные характеристики ТУМ определяются с
помощью измерительных сигналов с дискретным спектром, будем
считать, что колебания, действующие на входе ТУМ, могут быть
.представлены как периодические и состоящие из ряда
дискретных спектральных составляющих.
При прохождении такого сигнала через нелинейную цепь, ка-
жовой и является ТУМ, происходит искажение его спектра,
проявляющееся в изменении относительного уровня уже имеющихся
спектральных составляющих и в появлении новых. Изменение
спектра внутри полосы усиливаемого сигнала является
причиной нелинейных искажений передаваемого информационного
сигнала. Спектральные составляющие, возникающие в области
частот, непосредственно примыкающей к необходимой полосе
радиосигнала, увеличивают уровень внеполосных колебаний, а в
области частот, соответствующих гармоникам основного
сигнала,— уровень побочных колебаний.
Если в возбудителе радиопередатчика имеется синтезатор
дискретной сетки частот, в сигнале на входе ТУМ возможно
появление спектральных составляющих, лежащих на частотах,
используемых для формирования несущей. Нелинейность ТУМ в
этом случае может привести к появлению побочных колебаний
на субгармониках и комбинационных частотах.
274

Нелинейность характеристик УЭ является также причиной
возникновения интермодуляционных колебаний, обусловленных
воздействием на элементы ТУМ внешних электромагнитных
полей, и паразитной модуляции основного колебания, вызванной
пульсацией напряжений источников питания.
Интермодуляционные колебания относятся к числу побочных, а спектральные
составляющие, вызванные паразитной модуляцией, обычно лежат
внутри полосы основного колебания.
Нормы на побочные колебания, возникающие в тракте
передатчика и излучаемые антенным устройством, определяются
условиями электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.
Требования к их допустимому уровню устанавливаются на основе-
рекомендаций МККР и зависят от назначения и мощности
радиопередатчика.
Так, для радиовещательных передатчиков с амплитудной
модуляцией, работающих в диапазоне низких и средних частот,
допускается средний уровень мощности побочного излучения не-
более 50 мВт при максимальной мощности передатчика менее
30 кВт и не более —60 дБ при максимальной мощности 75 кВт
и более (см. ГОСТ 13924—80). Такие же требования
предъявляются к длинноволновым передатчикам для
межконтинентальной и глобальной связи.
Средняя мощность любого побочного колебания,
поступающего в антенный фидер KB радиовещательного передатчика, He-
должна превышать —60 дБ по отношению к средней мощности,
сигнала на рабочей частоте. Однако необходимо стремиться,
чтобы абсолютное значение любого побочного колебания не
превышало 50 мВт.
Уровень побочного излучения однополосного морского
передатчика согласно ГОСТ 21062—80 должен быть не более —40 дБ,.
но не превышать 50 мВт.
При' формулировании требований к внеполосным излучениям
обычно указывается ширина полосы внеполосных излучений,,
внутри которой их относительный уровень kfBH не должен
превышать заданного значения. В частности, номинальное значение*
ширины полосы внеполосных излучений Д/Вн радиовещательных,
передатчиков низких и средних частот не должно превышать
соответственно 24, 27, 28, 38 и 66 кГц (рис. 9.1,а) при уровнях
внеполосных излучений —30, —40, —45, —50 и —60 дБ. Такие-
же требования предъявляются к радиовещательным передатчикам
KB диапазона. Уровень внеполосных излучений однополосных
морских радиопередатчиков не должен превышать —31, —38 и:
—43 дБ при разносе А/р между частотой нежелательного
излучения и присвоенной частотой соответственно 1,5 ... 4,5, 4,5 ....
... 7,5 и свыше 7,5 кГц (рис. 9.1,6).
Нелинейные искажения передаваемого информационного
сигнала (огибающей) в радиовещательных передатчиках с ампли-
18* 275

-30
-50
-60
1
~30
-50
20
а)
Рис. 9.1
тудной модуляцией оцениваются с помощью коэффициента
гармоник, значения которого при заданной частоте модулирующего
напряжения и глубине модуляции не должны превышать
установленных норм. Для однополосных передатчиков нелинейные
искажения обычно оценивают по относительному уровню
комбинационных составляющих нечетных порядков при двухтоновом
измерительном сигнале.
Поскольку источником нежелательных колебаний и
спектральных составляющих, обусловленных нелинейными искажениями,
является не только ТУМ, но и возбудитель, и модулятор,
требования к ТУМ должны быть более высокими, чем к
радиопередатчику в целом.
Перечисленные характеристики передатчика или отдельных
его блоков снимают при известных измерительных сигналах,
оговоренных ГОСТ. При этом в большинстве случаев, как это уже
указывалось, сигнал на входе ТУМ представляет собой
периодическое колебание с дискретным спектром, в котором только
небольшое число спектральных составляющих имеет
значительную амплитуду.
В частности, для оценки таких важных параметров ТУМ, во многом
определяющих характеристики всего передатчика, как выходная и потребляемая
мощности, КПД и уровень побочных излучений на частоте гармоник, достаточно
подать на вход ТУМ синусоидальный сигнал заданной амплитуды. Качество
усиления однополосного сигнала и уровень комбинационных составляющих можно
оценить с помощью двухтонового измерительного сигнала, состоящего из двух
синусоидальных колебаний с равными амплитудами и близкими частотами.
Оценка нелинейных искажений при усилении амплитудно-модулированных колебаний
требует подачи на вход ТУМ сигнала с дискретным спектром, получающегося
в результате амплитудной модуляции колебаний несущей частоты одним или
двумя низкочастотными синусоидальными сигналами.
Поскольку перечисленные параметры ТУМ должны быть реализованы в
процессе схемотехнического проектирования, их определение только в
незначительной степени может базироваться на экспериментальных исследованиях лабора-
#76

торных макетов, а в значительной своей части должно производиться расчетным
путем. В то же время спектральный анализ токов и напряжений в нелинейных
цепях общего вида даже при простейших входных воздействиях представляет
собой чрезвычайно сложную задачу, допускающую возможность получения
аналитического решения только в некоторых частных случаях. Существенную
помощь в преодолении указанных трудностей оказывает широкое использование
ЭВМ, позволяющее проводить спектральный анализ численными методами. При
этом удается существенно сократить сроки и стоимость проектирования,
минимизировать объем натурного макетирования и повысить технические и
эксплуатационные характеристики проектируемой аппаратуры за счет применения
оптимальных технических решений.
9.2. МЕТОДЫ РАСЧЕТА ПОБОЧНЫХ
СОСТАВЛЯЮЩИХ В ВЫХОДНОМ СИГНАЛЕ
УСИЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ
Обобщенная схема генератора с внешним возбуждением
(ГВВ), являющегося базовым узлом ТУМ, представлена на
рис. 9.2. В ее состав помимо усилительного элемента УЭ входят
входной и выходной шестиполюсники и четырехполюсник
обратной связи. Наличие двухполюсников Z\, Z2 и Z3 в эквивалентной
схеме УЭ позволяет учесть в общем случае комплексное
сопротивление выводов УЭ.
Несмотря на то, что эквивалентная схема УЭ по своей
структуре совпадает со схемой замещения биполярного транзистора,
при определенных значениях параметров элементов, входящих в
ее состав, она с успехом может быть использована для описания
реакций на входных и выходных зажимах и электронных ламп,
и полевых транзисторов. При этом появляется возможность с
единых позиций подойти к расчету усилительных каскадов вне
зависимости от типа используемого УЭ.
Так, если в качестве УЭ применен биполярный транзистор,
то Сх следует заменить барьерной емкостью эмиттерного
переВходной
шести -
полюсник
Выходной
шести-
полюсник
J
Четырехполюсник
обратной сВязи
Рис. 9.2
"вы*
277

хода, R\ — сопротивлением перехода rp, Z4— диффузионной
емкостью эмиттерного перехода, а Сос — активной составляющей
емкости перехода коллектор — база. Сопротивление тела базы
Гб можно учесть в значении Zi, а пассивная составляющая
емкости коллектор — база включена в четырехполюсник обратной
связи. Ток iT эквивалентного генератора в коллекторной цепи в
этом случае должен быть связан с током iR\ известным
соотношением Гг=Ро*яь где Ро, как и ранее, — низкочастотное значение
коэффициента усиления тока в схеме с общим эмиттером. С
помощью двухполюсника ZBMx учитывается выходное сопротивление
транзистора. Двухполюсники С\, R\, Z4 и Сос — нелинейные,
однако обычно барьерные емкости С\ и Сос заменяют линейными с
номиналом, равным значению этих емкостей при отсутствии
напряжения возбуждения.
В ламповом усилителе С\— входная емкость лампы, а Сос —
проходная. Нелинейное сопротивление R\ должно иметь такую
вольт-амперную характеристику, при которой iR\=F\{uBO36) /К
где Fi(uBos6) — нелинейная функция, описывающая зависимость
анодного тока лампы от напряжения иВозб на участке сетка —
катод; X — коэффициент пропорциональности. Значение
коэффициента X следует выбрать так, чтобы ток iR\ при любом
возможном напряжении возбуждения был существенно меньше тока во
входной цепи УЭ. Для этого достаточно, чтобы минимальное
значение дифференциального сопротивления Ri=duBO36ldiR\
удовлетворяло неравенству mini?i (wB036)^>l/o)mmCi, где ©mm —
минимальная частота переменной составляющей входного сигнала.
Наличие в эквивалентной схеме электронной лампы
нелинейного резистора R\ позволяет, не вводя в нее зависимого
генератора тока от напряжения, учесть нелинейный характер
зависимости анодного тока от напряжения возбуждения. При этом
выполнение последнего неравенства дает возможность пренебречь
в токе управляющей сетки составляющей, обусловленной
включением R\.
Нелинейный двухполюсник Z4 в ламповом варианте следует
заменить нелинейным резистором, вольт-амперная
характеристика которого должна совпадать с характеристикой зависимости
между напряжением на участке сетка — катод лампы и током
управляющей сетки. В перенапряженном режиме для учёта
влияния анодного напряжения на перераспределение токов в лампе
эквивалетная схема УЭ должна быть усложнена по сравнению
со схемой на рис. 9.2.
При использовании в качестве УЭ полевого транзистора
остаются в силе с точностью до обозначения электродов все
замечания, относящиеся к эквивалентной схеме электронной лампы.
Однако, если речь идет о полевом транзисторе с изолированным
затвором, двухполюсник Z4 следует из схемы исключить.
278

В общем случае спектральный анализ токов и напряжений в
нелинейной цепи на рис. 9.2 требует решения системы
нелинейных дифференциальных уравнений. Однако зачастую конкретное
построение каскада и вид входного воздействия позволяют
существенно упростить задачу отыскания спектральных
составляющих. Наиболее просто она решается либо при заданном
напряжении возбуждения, либо, если это напряжение может быть
найдено, с помощью анализа только линейной цепи.
В частности, в резонансных ГВВ, построенных на
электронных лампах, работающих без токов управляющей сетки, или
на полевых транзисторах с изолированным затвором, можно
считать, что при синусоидальном входном сигнале напряжение
возбуждения будет содержать только постоянную составляющую
и первую гармонику. Кроме того, обычно из энергетических
соображений заранее известна первая гармоника импульса
выходного тока УЭ. В этом случае, используя широко применяемую
при анализе процессов в ГВВ кусочно-линейную аппроксимацию
характеристики iRi=Fi(uBO36)Д и задавая значение угла
отсечки, нетрудно найти амплитуду напряжения возбуждения,
требуемое смещение, амплитуду напряжения на входе ГВВ и
гармонический состав сигнала на выходе схемы.
Необходимые для этого расчетные соотношения имеются в
любом учебнике по курсу «Радиопередающие устройства» (см.,
например, [16, 34]). Широко используются они и в настоящем
учебном пособии. Однако кусочно-линейная аппроксимация,
позволяющая получить достаточную точность при расчете основных
энергетических показателей ГВВ, может привести к
существенным ошибкам при определении амплитуд высших гармоник на
выходе усилителя, т. е. при расчете уровня побочных колебаний.
В этом случае широко применяют полиномиальную и кусочно-
параболическую аппроксимации характеристик УЭ. Если
аппроксимация нелинейной зависимости iRi=Fi(uBO36)А
осуществляется с помощью степенного полинома, то
N
/г = я^=:2^Козб)п, (9.1)
rt=0
где N— максимальная степень аппроксимирующего полинома,
которая должна быть по крайней мере не меньше максимального
номера подлежащей определению гармоники.
При построении нелинейной функции (9.1) обычно
используют интерполяционные полиномы Лагранжа и Ньютона или
полиномы Чебышева. Последние позволяют минимизировать сумму
квадратов отклонений аппроксимирующего полинома от
аппроксимируемой кривой. Алгоритмы отыскания коэффициентов ап для
каждого указанного случая рассматривать не будем. Отметим
только, что вычисление коэффициентов следует проводить с вы-
279

сокой точностью. Поэтому при аппроксимации целесообразна
использовать ЭВМ, тем более, что, как правило, в ее
математическом обеспечении имеется соответствующая стандартная
процедура.
Положив
uB036=E+U cos co^, (9.2)
где Е — напряжение смещения, U — амплитуда напряжения
возбуждения, для вычисления амплитуды q-п гармоники тока
эквивалентного генератора /г можно воспользоваться следующими
выражениями:
ft>- <9-3a)
где <7>0, a k принимает такие целочисленные значения, что
+q+k) —четное число,
(9.4а)
Соотношения (9.3а) и (9.4а) значительно упростятся, если апроксимаци»
нелинейной зависимости iv=Fi(uBoa6) будет проведена относительно выбранного
напряжения смещения Е. В этом случае.
N
¦S'
nz=q
где ^>0 и n-\-q — четное число,
»-«;'-0.1.... (9.46)
Помимо степенных полиномов широко применяют и
экспоненциальные. В частности, ток управляющей сетки
многоэлектродных ламп хорошо описывается зависимостью i>4=
= iRA(0) ехр (Ьивозб), где /^(0)—значение сеточного тока при
«возб=0; Ь= (5 ... 10) В"1. Коллекторный ток биполярного
транзистора связан с напряжением на переходе известным
соотношением, которое в рамках принятых на рис. 9.2 обозначений
примет вид
ir=A,i*i=/ro[exp (иВозб/Фг)—1],
где /го — тепловой ток коллектора; фт-=0,026 В — температурный
потенциал, Х=$о.
280

Для общности будем считать, что
N
^)- (9-5)
Определяя иВОзб выражением (9.2), можно вычислить q-ю
гармонику тока эквивалентного генератора:
л=0
1С
где Jq(bnU) = — ^exp(bnUcoso>t)cosqMvt—модифицированная функ-
o
ция Бесселя q-то порядка.
При определении значений функций Бесселя можно либо воспользоваться
имеющимися таблицами, либо вычислить самостоятельно с помощью
представления их в виде бесконечных рядов. Последний путь более предпочтителен, если
гармонический анализ проводится с помощью ЭВМ. При этом если bnU
то целесообразно использовать формулу
и учесть только несколько первых членов получающегося ряда. При больших
амплитудах напряжения возбуждения, когда bnU—x^>qt вместо ряда (9.6)
удобнее использовать асимптотическое выражение
где в числителе скобками с индексом k обозначены произведения вида
Характерной особенностью мощных каскадов ТУМ является то, что
выходной ток УЭ представляет собой периодическую последовательность импульсов,
длительность которых составляет только часть периода входного воздействия.
При этом значительная часть аппроксимируемой вольт-амперной характеристики
УЭ будет совпадать с осью абсцисс. Использование для аппроксимации
подобных характеристик степенных и экспоненциальных полиномов потребует наличия
большого числа слагаемых в выражениях (9.1) и (9.5), что, естественно,
затруднит и сам процесс аппроксимации, и последующий гармонический анализ.
Кусочно-линейная аппроксимация, хорошо описывающая горизонтальный участок
вольт-амперной характеристики УЭ, не позволяет получить хорошего совпадения
реальной и аппроксимирующих характеристик на возрастающем участке.
Разрешить указанное противоречие удается с помощью кусочно-параболической
аппроксимации. При ее использовании считается, что, когда мгновенное значение
напряжения возбуждения больше напряжения запирания ?3ап, ток УЭ изменяет-
281

ся с изменением мВОзб по параболическому закону. В противном случае ?г=0.
С учетом сказанного
. __ j S(ttB036 — E3im)k при
h ~" \0 при
Провести гармонический анализ iT даже при Ивозб, определяемом
выражением (9.2), достаточно сложно, поскольку интеграл Фурье от iT при
произвольном k не выражается через элементарные или специальные функции. Однако при
целочисленных значениях k можно получить аналитические выражения,
связывающие амплитуду q-й гармоники с амплитудой импульса irm и углом отсечки
0, т. е. Irq=ag(id)irm, где ад(6) —коэффициент разложения q-fi гармоники; ?Гт=
= SUk(l—cos 9)*; cos 9= (?3ап—E)/U.
При k=0 выходной ток представляет собой
последовательность-прямоугольных импульсов, а ао==9/я; ад= (2 sin qQ)/qn, q=l, 2, ..: При k=\ кусочно-
параболическая аппроксимация вырождается в кусочно-линейную. При k=2
ао= (29+9 cos 29—1,5 sin 29)/2я(1— cos 9)2;
ai= (9 sin 9—129 cos 9+sin 39)/6я (1— cos 9)2;
tt2= (39—9 sin 29+0,25 sin 49) /6я(1—cos 9)2;
—2)8 2 sin ^9
При дробных значениях k для гармонического анализа целесообразно
воспользоваться одним из численных методов интегрирования и выполнить
необходимые расчеты на ЭВМ.
Поскольку в математическом обеспечении ЭВМ обычно
имеется стандартная процедура преобразования Фурье, в зависимости
от конкретного вида расчета численное разложение в
гармонический ряд может оказаться более эффективным, чем
использование аналитических формул, введенных в программу анализа.
Тем более предпочтительными оказываются численные методы
гармонического анализа при полигармоническом входном
воздействии, т. е. в том случае, когда ивозб представляет собой
периодический сигнал сложной формы. Задача анализа при этом
требует построения аппроксимирующего полинома, вычисления
мгновенных значений импульса выходного тока и разложения
его в ряд Фурье. Все три этапа расчета легко реализуются на
ЭВМ на базе стандартных процедур.
Рассмотренные методы гармонического анализа, как уже
отмечалось, можно использовать только при априорно известных
напряжениях, непосредственно воздействующих на нелинейные
элементы эквивалентной схемы УЭ. В то же время подобные
условия далеко не всегда выполняются на практике. В частности,
даже в резонансных ГВВ напряжение возбуждения будет
несинусоидальным, если во входном токе УЭ присутствуют высшие
282

гармоники, создающие значительное падение напряжения на
двухполюснике Z\. Подобное явление обычно наблюдается вГВВ,
построенных на биполярных транзисторах, и в ламповых ГВВ
при работе электронной лампы с током управляющей сетки на
достаточно высоких частотах, когда нельзя пренебречь
индуктивностью сеточного вывода. При этом уровень гармоник в
напряжении возбуждения определяется гармоническим составом
входного тока, который сам связан нелинейной зависимостью с
напряжением возбуждения. Если, кроме того, во входной цепи
присутствуют реактивные элементы, то процессы, происходящие в
ней, описываются нелинейными дифференциальными
уравнениями. Решение этих уравнений является необходимым этапом
спектрального анализа.
Аналогичная ситуация возникает и во всех тех случаях, когда
в ГВВ присутствуют специально организованные или паразитные
обратные связи, приводящие к тому, что высшие гармоники
выходного сигнала попадают во входную цепь. На обобщенной
схеме на рис. 9.2 обратная связь создается четырехполюсником
обратной связи и двухполюсниками Сос и Z3.
Аналитическое решение нелинейных дифференциальных
уравнений возможно только в некоторых частных случаях. Поэтому
обычно используют численные методы, реализуемые на ЭВМ.
Наиболее сложным при этом оказывается анализ процессов в
широкополосных транзисторных усилителях, эквивалентные схемы
которых содержат нелинейные резистивные и реактивные
элементы, а также большое число линейных реактивных элементов и
цепи обратной связи. Кроме того, отсутствие в таких усилителях
«фильтрующих цепей не позволяет пренебречь влиянием высших
гармоник.. Один из возможных методов гармонического анализа
€ помощью ЭВМ при кусочно-линейной аппроксимации
характеристик нелинейных элементов был рассмотрен в § 2.3. При
полиномиальной аппроксимации можно использовать численные
методы спектрального анализа, описанные в [4].
Результаты гармонического анализа при моногармоническом
входном сигнале могут быть положены в основу анализа
нелинейных искажений, возникающих в ТУМ при усилении сигналов
с амплитудной или однополосиой модуляцией. Для этого
необходимо рассчитать значения амплитуды ?/BbIxi первой гармоники
выходного сигнала усилителя при различных значениях
амплитуды входного напряжения и по полученным данным построить
.амплитудную характеристику в виде степенного полинома:
D
d=l
где d=2n-\-l; я=0,1, ... ; са — коэффициенты
аппроксимирующего полинома.
283

Далее учтя, что при амплитудной модуляции амплитуда
входного напряжения изменяется по закону ?/BX=?Ml+m cos Qt),
где С/н — амплитуда входного напряжения в режиме несущей
частоты, т — коэффициент модуляции, нетрудно определить
амплитуды гармоник огибающей сигнала на выходе усилителя:
Jj
(9.7a)
где Ukor — амплитуда k-й гармоники огибающей; d+k+i —
четное число.
Выражение (9.7а) значительно упростится, если
аппроксимация амплитудной характеристики выполнена относительно ?/вх=
=(/н. Тогда
/ [2*- (*±±у (±=*у ] , (9.76)
/ [
где d+k=2n; /г=0, 1, ...
Найденные значения амплитуд гармоник огибающей
позволяют вычислить коэффициент гармоник.
Для того чтобы использовать амплитудную характеристику
при расчете нелинейных искажений в трактах однополосных
передатчиков, необходимо представить двухтоновый измерительный
сигнал в следующем виде:
ивх = O,5(7BX (COS (D^ + COS oo2f) == f/BX COS <°2^"<°1 t COS °>8"*"fl)| t.
(9.8)
Обозначив (о)2—o)i)/2=(o_, a (o)2+coi)/2=co+ и учтя, что
cd+;»g)_, будем считать, что колебание, описываемое вы-
рджением (9.8), является квазигармоническим с медленно
меняющейся амплитудой UBX(t)=UBX cos 0,5(0)2—o)i)/. Подставив
UBx(t) в выражение для модуляционной характеристики, можно
рассчитать амплитуды комбинационных составляющих различных
порядков, лежащих в области спектра первой гармоники, т. е_
в области частот, примыкающих к coi и ©г:
/ [2* (^) ! (^) ! ]. (9.9)
/ [
Поскольку амплитудная характеристика первой гармоники вы*
ходного сигнала описывается полиномом, содержащим только
нечетные степени, значение параметра i может быть также только-
нечетным. При j=l с помощью (9.9) вычисляют спектральные
284

составляющие с частотами coi и ©2. При /=3 определяют
комбинационные составляющие третьего порядка с частотами 2©i—02?
и 2©2—соь при t=5 — комбинационные составляющие пятого
порядка и т. д.
Анализ выражений (9.7) и (9.9) показывает, что необходимым и
достаточным условием отсутствия нелинейных искажений является линейность
амплитудной характеристики. При кусочно-линейной аппроксимации характеристик УЭ*
это условие выполняется при 8=90°. Поэтому иногда режим работы УЭ с углом*
отсечки, равным 90°, называют квазилинейным. Реальные характеристики УЭ
неявляются кусочно-линейными. Тем не менее при выборе напряжения смещения*
близким к напряжению запирания удается существенно уменьшить нелинейные-
искажения и снизить их относительный уровень до —(25 ... 30) дБ.
Отметим, что использование для расчета нелинейных искажений
амплитудных характеристик возможно только тогда, когда эти характеристики не зависят
от частоты в узкой области частот вблизи каждой из гармоник основного
сигнала, в том числе и вблизи постоянной составляющей. Подобное требование-
практически всегда выполняется в широкополосных усилителях. В резонансных*
усилителях для этого необходимо, чтобы полосы пропускания входного и
выходного контуров были в 2—3 раза больше ширины спектра усиливаемого сигнала^.
т. е. (4 ... 6)0 при амплитудной модуляции и (4 ... 6) («2—coi) при
однополосной.
9.3. использование отрицательной
обратной связи для повышения
линейности усилительного тракта
Внеполосные колебания на выходе ТУМ даже при
оптимальном выборе напряжения смещения, как правило, все же
оказываются выше установленных норм. Значительными будут и
спектральные составляющие, находящиеся внутри необходимой
полосы радиосигнала и обусловленные нелинейными искажениями.
Уменьшить продукты нелинейных преобразований можно за счет
использования отрицательной обратной связи (ООС). Наиболее1
широкое применение в ТУМ находит ООС по высокой частоте,
охватывающая один или несколько каскадов, и ООС по
огибающей.
Отрицательная обратная связь по высокой частоте является;
эффективным средством уменьшения нелинейных искажений,
возникающих в ТУМ, вне зависимости от вызвавшей их причины..
При этом если ООС охватывает весь ТУМ, то напряжение
обратной связи снимается с выхода оконечного каскада тракта и через:
делитель напряжения подается в противофазе на вход первого»
усилительного каскада. Если же в ТУМ применяется местная-
ООС, то цепь обратной связи соединяет входную л выходную^
цепи только одного каскада.
Известнб, что введение ООС приводит к уменьшению
нелинейных искажений в |1+а/?у| раз. Здесь а —коэффициент передачи
28В

цепи обратной связи; Ry — коэффициент усиления ТУМ на
рабочей частоте при отсутствии обратной связи. Величина oRf носит
название коэффициента передачи разомкнутого кольца обратной
связи, а В=|1+аКу|—глубины обратной связи. Максимально
возможное значение Вт ограничивается требованием
устойчивости усилителя. В соответствии с критерием Найквиста значение
Вт должно быть таково, чтобы на критической частоте соКр, где
суммарный фазовый сдвиг в кольце обратной связи фг составляет
180°, выполнялось неравенство 1—оКу>0.
Обычно при построении усилителей с ООС для сохранения
устойчивости при смене УЭ, изменении питающих напряжений,
старении элементов ТУМ и т. п. вводят запас по фазе г|), т. е.
обеспечивают выполнение равенства |аКу| = 1 при ф2=180°—\|>.
Если при этом амплитудно-частотная характеристика
коэффициента передачи разомкнутого кольца обратной связи монотонно
убывает с частотой, то запас по фазе одновременно
обеспечивает >и запас по амплитуде АВ, поскольку при ф2=180° |сг^у| =
= 1/ДВ. В большинстве случаев выбирают <ф=я/6, а ДБ=2 ... 3.
Коэффициент усиления ТУМ при введении ООС уменьшается
в В раз, что требует соответствующего увеличения амплитуды
входного сигнала. Для этого между возбудителем и ТУМ
необходимо включить высококачественный маломощный линейный
усилитель.
Как правило, проектировщика интересует реализация
максимально возможной глубины обратной связи. Поэтому сама цепь
обратной связи должна быть построена так, чтобы фазовый сдвиг
в ней был достаточно мал и ф2 определялось только фазочастот-
ной характеристикой самого ТУМ.
Проектирование ТУМ с цепью обратной связи при выбранной
схеме каждого каскада начинается с расчета значения Вт с
учетом запасов по фазе и по амплитуде. Затем находят
коэффициент передачи разомкнутого кольца обратной связи и по известному
коэффициенту усиления ТУМ рассчитывают коэффициент
передачи цепи обратной связи.
Если тракт усиления состоит из каскадного соединения N
резонансных ламповых ГВВ, то его коэффициент усиления по
напряжению
дг дг
*f= П *у« = П
где /Суг(ор) —коэффициент усиления i-ro каскада ТУМ на частоте
входного сигнала, равной резонансной частоте контура соР; Qi —
добротность контура i-ro каскада.
286

Максимальная глубина обратной связи в этом случае
+tg2?(.), (9.10).
где tgcp>;=—2Q;(coKp—сор)/(оР; ф,- — фазовый сдвиг сигнала в i-w
каскаде.
Учитывая условие устойчивости, фазовые сдвиги фг, входящие
в (9.10), должны удовлетворять требованию
S ?,. = 180° — ф.
Для получения максимально возможного значения Вш
необходимо, чтобы контур одного из каскадов имел существенно
большую добротность, чем контуры остальных каскадов. При этом
фазовый сдвиг в каскаде с высокодобротным контуром на
частоте сокр будет близок к 90°, а сумма фазовых сдвигов во всех
оставшихся каскадах на этой частоте должна равняться 90°—«ф.
Необходимо отметить, что в рассмотренном случае стремление
максимизировать глубину обратной связи может вступить в
противоречие с требованием подавления внеполосных колебаний в
каскадах с низкодобротными контурами.
Если контуры во всех N каскадах имеют одинаковую
добротность, то максимальная глубина обратной связи
)", (9.11)
где ф=(180°—ty)/N.
Воспользовавшись (9.11), нетрудно определить, что при N=
= 3 и г|)=30° J5m=13,5 дБ, а при N=4 и \|>=30° Вт=11 дБ.
В тр-анзисторных резонансных каскадах помимо фазового сдвига,
обусловленного колебательным контуром, необходимо учитывать-
и фазовый угол средней крутизны транзистора фя=—arctg(co/(o5),
где cos — граничная частота по крутизне. Поэтому если рабочая
частота ГВВ со=сор сравнима с cos, то возможная глубина
обратной связи в транзисторном усилителе будет существенно меньше,
чем в ламповом. При расчете допустимого значения Вт в
транзисторных ТУМ необходимо учесть, что фг- должны удовлетворять
условию
Тогда соотношения (9.10) и (9.11) соответственно примут вид
28?

Вт - 11 + /(1 + tg2 bf exp }N9s.
В частности, если co==cos и -ф=30о, то трехкаскадный усилитель
вообще не может быть охвачен обратной связью без нарушения
устойчивости.
Еще большие ограничения на допустимую глубину обратной
связи по высокой частоте существуют в широкополосных
усилителях. Так, в усилителях с распределенным усилением, где
фазовый сдвиг сигнала в рабочей полосе частот существенно
превышает 180°, реализация ООС по высокой частоте оказывается
вообще невозможной.
В широкополосных транзисторных усилителях, особенности
построения которых рассмотрены в гл. 2, фазовый сдвиг на один
каскад обычно не превышает 180° [45]. Поэтому условие
сохранения устойчивости при правильно выбранной цепи обратной
связи не может ограничить максимального значения Вт. Здесь
может быть использована и обратная связь по напряжению,
когда сигнал обратной связи, пропорциональный напряжению на
нагрузке, подается в противофазе во входную цепь усилителя, и
ООС по току, создаваемая резистором, включенным в эмиттерную
цепь транзистора (речь идет о схеме с общим эмиттером).
При проектировании транзисторных широкополосных усилителей с ООС по
высокой частоте необходимо учитывать, что введение обратной связи изменяет
требования, предъявляемые к номиналам элементов корректирующей цепи,
обеспечивающей заданную широкополосность. Так, включение в эмиттерную цепь
транзистора резистора RQ эквивалентно введению в цепь базы последовательно
соединенных резистора R9 и цепочки из параллельно соединенных резистора
с сопротивлением /?эРо и конденсатора емкостью 1/ИфоЩ А. Поэтому требуется
соответствующим образом уменьшить /?кор и увеличить СКОр (см. § 4.2).
Аналогичное явление будет наблюдаться и при введении ООС по напряжению.
Охватить ООС по высокой частоте два или более широкополосных
транзисторных усилителя невозможно, поскольку в рабочем диапазоне частот значение <р2
превысит 180°.
Помимо ООС по высокой частоте в ТУМ, предназначенных
для усиления сигналов с амплитудной ,или однополосной
модуляцией, широкое применение находит балансная ООС по
огибающей.
Структурная схема усилителя с
ООС по огибающей представлена на
рис. 9.3. Принцип ее работы
заключается в следующем. Огибающие
высокочастотных колебаний на входе и
выходе ТУМ, выделенные
соответствующими детекторами Д1 и Д2,
сравниваются в схеме вычитания СВ, и
Рис. 9.3 сигнал ошибки после усиления
288

в усилителе постоянного тока УПТ используется для
противофазной модуляции смещением ТУМ.
Если УЭ ТУМ работают с углом отсечки 0=60 ... 120°, то
использование ООС позволяет в 11 + 1,25/^о#з#4^дет//?2| раз
уменьшить нелинейные искажения огибающей усиливаемого
сигнала. Для исключения возможных искажений, обусловленных
нелинейностью детекторов входного и выходного сигналов, оба
детектора должны быть одинаковыми. Равными должны быть
и напряжения, поступающие на входы детекторов. Для этого
необходимо, чтобы Ro=K\K2. В приведенных формулах /ti и /^2 —
соответственно коэффициенты передачи делителей входного (ДКО
и выходного (ДКг) сигналов; Ко, Кз и tf4 — коэффициенты
передачи ТУМ, схемы вычитания и усилителя постоянного тока;
/?Дет — коэффициент передачи каждого из детекторов.
Максимальная глубина обратной- связи по огибающей так же, как и ООС по
высокой частоте, ограничивается требованием устойчивости ТУМ. В системах
с ООС по огибающей при замкнутом кольце обратной связи возможны два вида
самовозбуждения: при одном в ТУМ присутствует высокочастотный сигнал
с амплитудной модуляцией, а в цепи обратной связи — сигнал с частотой
модуляции Q, а при другом в ТУМ и в цепи обратной связи присутствуют сигналы
одинаковой частоты.
Самовозбуждение первого вида возможно только при наличии
высокочастотного сигнала на входе ТУМ, а второго — только в том случае, если ТУМ
выполнен по однотактной схеме. Более жесткие ограничения допустимой глубины
обратной связи существуют при самовозбуждении первого вида. Поэтому при
определении Вт следует учитывать именно этот случай.
Для расчета Вш необходимо найти такую1 модулирующую
частоту QKp, при которой фазовый сдвиг огибающей в
разомкнутой петл.е обратной связи ф2(?2Кр) = 180°—г|), т. е.
-?да= 180°_ф. (9.12)
Как правило, делцтели напряжения, схема вычитания и
усилитель постоянного тока являются" широкополосными каскадами и
МОЖНО СЧИТаТЬ, ЧТО фК2=фКЗ=ф/С4 = 0.
Коэффициент передачи амплитудного детектора
sin 8 sin 8 / *o^4/v nrQz \
Г P [ J gnr + 8J f
где 6 — угол отсечки тока диода; r=(tg0—Q)/n=(Ri-\-Rr)/Rn\ Ri —
внутреннее сопротивление диода для прямого тока; RH —
сопротивление нагрузки детектора; Rr — внутреннее сопротивление
источника сигнала; t=ChjRh — постоянная времени нагрузки
Детектора.
Если ТУМ представляет собой каскадное соедийейие
резонансных ламповых или транзисторных усилителей, то-фазовый сдвиг
19—6028 289

огибающей в ТУМ
N N
—=У1
а равенство (9.12) примет вид
N
V arctg 20, —+arctg "—^L—180° — ф. (9.13)
/=i
При усилении сигналов с амплитудной модуляцией полосы
пропускания каскадов в ТУМ и полоса пропускания ФНЧ на
выходе детектора должны быть одного порядка, при этом
максимальная глубина обратной связи
?i(ЗД, (9.14)
гдейкр — минимальный корень трансцендентного уравнения (9.13).
В тех случаях, когда ТУМ предназначен для усиления
однополосных сигналов, необходимо учитывать, что спектр огибающей
сигнала содержит бесконечное число составляющих. Однако
существенны только те из них, которые расположены в полосе, в
3—4 раза превышающей ширину спектра сигнала в ТУМ.
Поэтому полоса пропускания цепи обратной связи должна быть в
3—4 раза шире полосы пропускания ТУМ. В этом случае обычно
Й1 и формулу (9.14) можно упростить:
-1+у п
Нетрудно заметить, что последнее выражение полностью
совпадает с (9.10), если обозначить соКр—сор=йКр. Останется в силе
и соотношение (9.11),, если контуры во всех каскадах ТУМ
имеют одинаковую добротность.
Если ТУМ выполнен на основе УРУ, то уравнение, позволяющее определить
&кр, будет иметь вид
я^кр* , 180° 2
где Югр — граничная частота линий усилителя; т=1,27 ... 1,4; mc=0,6; n —
число ламп в усилителе (в одном плече, если схема УРУ двухтактная).
Максимальная глубина обратной связи будет определяться затуханием,
вносимым детектором на частоте iQKp, т. е.
Вт*= 1 + l/"l + (^2Kpx/tg6)2 . (9.15)
290

В зависимости от конкретных параметров УРУ и детектора обычно ?«=
=3 ... 10 (10 ... 20 дБ), что в некоторых случаях может оказаться
недостаточным. Наиболее простым методом повышения Вт является включение в цепь
обратной связи узкополосного каскада, что практически сводится к
шунтированию нагрузки УПТ соответствующей емкостью. При этом удается увеличить Вт
в 2 ... 3 раза (на 6—10 дБ). Дальнейшее увеличение Вт можно обеспечить,
включив пропорционально-интегрирующие фильтры, позволяющие получить
оптимальные характеристики петли обратной связи.
Соотношение (9.15) можно использовать и в том случае,
когда ТУМ выполнен на основе широкополосных транзисторных
усилителей. Входящее в (9.15) значение QKp находят, решая
трансцендентное уравнение
= 180°-ф,
где фтр(йкр)—фазовый сдвиг огибающей в однокаскадном
широкополосном транзисторном усилителе; п — число каскадов. Для
ориентировочных расчетов [45] можно считать, что фтр(йКр) =
= 120°Qkp/cob, где сов — максимальное значение рабочей частоты
усилителя. Для более точного определения фтр(?2) требуется
провести анализ конкретной схемы усилителя. Обычно Вт=15 ...
... 20 дБ.
Если ТУМ, выполненный на основе широкополосных усилителей и
охваченный ООС по высокой частоте, должен работать непосредственно на антенну,
параметры которой изменяются в диапазоне частот, выходной делитель в схеме
на рис. 9.3 следует выполнить так, чтобы сигнал иОс, поступающий в цепь
обратной связи, не зависел от входного сопротивления антенны Za. Некоторые
возможные схемы построения выходного делителя приведены на рис. 9.4, где
выходной каскад ТУМ представлен в виде эквивалентного генератора напряжения
с ЭДС ех.х и внутренним сопротивлением ZBbix. Для обеспечения постоянства
«ос при изменении Za элементы делителей в схемах на рис. 9.4,а и б должны
быть выбраны ИЗ УСЛОВИЙ ZI= (/Сдел— 1)?Вых; Z2=ZBhx; Z3=ZBbix/(/CWen— 1),
где Ддел — коэффициент деления. При больших значениях мощности более
предпочтительной является схема на рис. 9.4,а, в которой не требуется мощный
трансформатор. При малой мощности целесообразно использовать схему на
рис.'9.4Д в которой проще реализовать широкополосный трансформатор. Схема
на рис. 9.4,в применяется в тех случаях, когда выходное сопротивление ZBhx
291

оконечного каскада ТУМ резко изменяется в диапазоне рабочих частот,
поскольку ее реализация связана с синтезом только одного частотно-зависимого
двухполюсника Zean- В этой схеме в режиме согласования выходная мощность ТУМ
распределяется между полезной нагрузкой (Za) и сопротивлением Z в отношении
п:\. Элементы делителя Zean и Z выбирают из условий 2бал=2Вых(/г-(-1)2/Л»
Z= (n-\-l)Rn.c, где Rn.c — входное сопротивление антенны в режиме
согласования.
В заключение отметим, что ООС по огибающей позволяет
уменьшить не все спектральные составляющие, обусловленные
нелинейными искажения-ми в ТУМ, а только те из них, которые
связаны с искажениями огибающей высокочастотного сигнала.
В частности, с помощью такого вида ООС невозможно уменьшить
искажения, приводящие к паразитной частотной (фазовой)
модуляции. Поэтому там, где это возможно, целесообразно
одновременно использовать ООС по огибающей и по высокой частоте.
9.4. ОСОБЕННОСТИ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
ТРАКТОВ УСИЛЕНИЯ МОЩНОСТИ
СО СВЯЗЬЮ ВПЕРЕД
Особенностью широкополосных ТУМ, работающих в
диапазоне достаточно высоких частот, где одновременно сказываются
и инерционные, и нелинейные свойства УЭ, является появление
нелинейных искажений, вызванных не только нелинейностью
амплитудных характеристик отдельных усилительных каскадов, но
и амплитудно-фазовой конверсией, т. е. преобразованием
амплитудной модуляции в исходном усиливаемом сигнале в угловую
(фазовую или частотную). Поскольку последний вид нелинейных
искажений не приводит к изменению огибающей
высокочастотного сигнала, они не могут быть устранены с помощью ООС по
огибающей. В то же время возможности реализации ООС по
высокой частоте в широкополосных ТУМ весьма ограничены
вследствие больших фазовых сдвигов сигналов в усилительном
тракте.
Эффективным средством уменьшения нелинейных искажений
вне зависимости от вызвавшей их причины является применение
связи вперед. Ее основным преимуществом по сравнению с ООС
является то, что связь вперед не снижает устойчивости
усилителя и, следовательно, ее реализация не ограничивается ни
значением фагового сдвига в ТУМ, ни частотной характеристикой
тракта. .
На рис. 9.5. показана структурная схема ТУМ со связью
вперед. Усиливаемый сигнал одновременно поступает на входы ТУМ
и амплитудно-фазового корректора АФКь фазочастотная
характеристика которого совпадает с аналогичной характеристикой
ТУМ, а амплитудно-частотная подобна соответствующей харак-
202

Рис. 9.5
теристике ТУМ. Часть сигнала с выхода ТУМ через
направленный ответвитель НО поступает на схему вычитания СВ, куда
также подается сигнал с выхода АФКь Если коэффициенты
передачи направленного ответвителя со входа к выходу 2 Кн.о2 и?
AOKi Яафк1 связаны с коэффициентом усиления ТУМ Ко
соотношением КоКн.о2=1(афк\, то на выходе схемы вычитания
появится сигнал, содержащий только продукты нелинейных
искажений, возникшие в ТУМ. Далее этот сигнал искажений
усиливается до требуемого уровня усилителем искажений УИ и ъ
сумматоре С вычитается из задержанного на нужное значение
сигнала, поступающего с выхода ТУМ. Необходимая
компенсация задержки сигнала, возникающей в усилителе искажений,,
осуществляется амплитудно-фазовым корректором АФК2.
Очевидно, что для полного подавления продуктов нелинейных
искажений в ТУМ необходимо, чтобы на любой частоте рабочего*
диапазона значения коэффициентов передачи отдельных блоков
рассматриваемого устройства удовлетворяли равенству /<"i=/<^,
где К\=Кафк2Кп.о\Кс1—коэффициент передачи канала основного*
сигнала; К2=Ку.иКс:вКн.о2Кс2— коэффициент передачи канала
искажений; Хафк2, Kn.oh—коэффициенты передачи ДФКг и
направленного ответвителя со входа к выходу 1\ /Су.и — коэффициент
усиления усилителя искажений; Кс\ и Jtc2 — соответственно
коэффициенты передачи сумматора со входов 1 и 2.
Для обеспечения устойчивой работы схемы и отсутствия самовозбуждения;
направленный ответвитель не должен пропускать сигнал с выхода усилителя-
искажений на его вход, а схема вычитания — пропускать выходной сигнал ТУМ
на вход тракта. Поэтому схему вычитания и направленный ответвитель обычна
выполняют на основе мостовых схем сложения (деления) мощности (см.
§ 4.5). В частности, в качестве направленного ответвителя можно использовать
одну из схем на рис. 9.4. Напомним, что при этом работоспособность системы
полностью сохраняется при изменении нагрузки ZH.
Усилитель искажений представляет собой маломощный широкополосный
усилитель с полосой пропускания, равной полосе пропускания ТУМ. Поскольку этот
усилитель предназначен только для усиления сигнала искажений, амплитуда
которого существенно меньше амплитуды полезного сигнала, его собственные
искажения, как правило, будут пренебрежимо малы по сравнению с полезными
колебаниями. Поэтому усилитель искажений может быть выполнен по двухтактной
схеме при работе УЭ в классе В.
При проектировании амплитудно-фазовых корректоров необходимо учесть,
что и ТУМ, и усилитель искажений являются широкополосными и модули их
293

коэффициентов усиления должны быть постоянными во всем диапазоне рабочих
частот. Следовательно, АФКг и АФКг могут быть выполнены либо на основе
ФНЧ или полосовых фильтров, либо на основе фазовых звеньев. Последние
наиболее эффективны в том случае, когда фазочастотные характеристики ТУМ и
усилителя искажений нелинейны.
Энергетические показатели усилителя искажений, зачастую
определяющие КПД всего устройства в целом, существенно
зависят от конкретного вида сумматора, некоторые варианты схем
которого приведены на рис. 0.6.
Здесь ТУМ совместно с направленным ответвителем и АФКг
заменен эквивалентным генератором с ЭДС еХх\ и выходным
сопротивлением Zbuxi. Аналогичным образом представлен и
усилитель искажений (ехх2 и ZBHX2).
В схеме на рис. 9.6,а усилитель искажений обеспечивает
режим короткого замыкания ТУМ по всем гармоническим и
комбинационным составляющим. Схема на рис. 9.6,6 дуальна
предыдущей, и в ней создается режим холостого хода ТУМ по всем
спектральным составляющим, обусловленным нелинейностью
ТУМ. Общей особенностью схем на рис. 9.6,а и б является то,
что в них мощность, отдаваемая усилителем искажений, равна
нулю и, следовательно, вся мощность, потребляемая им от
источника анодного (коллекторного) питания, рассеивается на
выходных электродах УЭ. Кроме того, и в той, и в другой схеме на
выходных электродах УЭ усилителя искажений присутствует
напряжение полезного сигнала, созданное ТУМ. Наличие этого
напряжения заставляет для обеспечения недонапряженного
режима работы УЭ повышать постоянное напряжение источника
питания, что увеличивает мощность, потребляемую усилителем
искажений.
От указанного недостатка свободна схема сумматора на
рис. 9.6}в, поскольку в ней используется дифференциальный
трансформатор, обеспечивающий в режиме согласования взаимную
электрическую развязку между выходными цепями ТУМ и
усилителя искажений. Для обеспечения развязки необходимо, чтобы
выходное сопротивление АФК2 ^выхь балластное сопротивление
2 и сопротивление нагрузки RHC в режиме согласования были
294

связаны следующими соотношениями: ZBUxi =/?вых1 =Rhc(л+\)/tt
и 2бал=#бал==#нс(/г+1)2/я- При этом мощность сигнала,
поступающего с АФКя, будет распределяться между полезной и
балластной нагрузками в отношении п : 1, т. е. 1/(п+1)-я часть ее
будет рассеиваться в балластном сопротивлении. Распределение
мощности сигнала, поступающего с выхода усилителя искажений,
будет прямо противоположным: п/ (п-\-\)-я часть ее будет
рассеиваться в балластном сопротивлении и только 1/(п+1)-я часть
поступит в нагрузку. Учтя, что потери мощности усиливаемого
ТУМ сигнала должны быть невелики, следует выбрать /г^Ю ...
... 15, что создаст существенные сложности в реализации
дифференциального трансформатора.
Рассчитать энергетические характеристики ТУМ со связью вперед при работе
УЭ усилителя искажений в классе В можно только численными методами с
помощью ЭВМ, поскольку сигнал искажений в общем случае имеет достаточно,
сложный спектр. Более того, если ТУМ выполнен по двухтактной схеме, то
уровень четных гармоник и спектральных составляющих четных порядков на выходе
ТУМ можно определить только экспериментально, так как он зависит от неоим-
метрии плеч ТУМ, возникшей в процессе производства. Для простейшего
синусоидального сигнала искажений такие расчеты были выполнены в [45] и, хотя
полученные там расчетные соотношения не могут быть непосредственно
использованы при произвольной форме сигнала искажений, качественный характер
сделанных выводов останется правомерным. В частности, можно утверждать, что-
усилитель искажений будет потреблять наименьшую мощность, если сумматор
выполнен по схеме на рис. 9.6,в. Практически на порядок меньше, чем при
других схемах сумматора, будет и мощность/ рассеиваемая на выходных
электродах УЭ этого усилителя. Абсолютное значение мощности, потребляемой
усилителем искажений от источника питания, резко возрастает с ростом искажений
в ТУМ и при отношении амплитуды сигнала искажений к амплитуде полезного-
колебания, равном 0,15 ... 0,25, может стать сравнимой с мощностью сигнала
в нагрузке.
При построении ТУМ со связью вперед нужные значения коэффициентов
передачи отдельных каскадов можно реализовать только с вполне определенной
степенью точности. Для того чтобы сформулировать требования к необходимой
идентичности коэффициентов передачи /?i и i?2> целесообразно воспользоваться
неравенством, полученным в [45]:
(Yh вых доц/Yh тум)2 > 1 + | К2/кг |2— 2 | 'К2/кг | COS Д<р,
где 7нвыхдоп — допустимый относительный уровень нежелательной
спектральной составляющей с частотой со на выходе всего устройства; ун тум —
относительный уровень этой составляющей на выходе ТУМ; Аф — разность фазовых
сдвигов сигнала с частотой со в каналах основного сигнала и сигнала искажений.
Зависимости Х2М1 от уш вых доп/7н тум, вычисленные по последнему
выражению при различных значениях Аф, приведены на рис. 9.7. Представленные
графики позволяют либо сформулировать требования к идентичности каналов
(значениям |#2//?i| и Аф) при заданных уровнях искажений унвыхдоп и
295

7нтУм, либо по значениям /?i и /?2
определить возможную степень уменьшения
нелинейных искажений за счет использования связи
вперед.
В заключение отметим, что
сложность реализации связи вперед, КПД
всего устройства и требования к
линейности усилителя искажений и
идентичности каналов основного сигнала и
сигнала искажений прежде всего
определяются уровнем собственных
нелинейных искажений в ТУМ. Поэтому
совместно со связью вперед следует использовать и другие
методы повышения линейности ТУМ.
1,5
1,0
0,5
Д<р=О° 70° 20° 30° 45° 60°
гт
3
<^—\
\
0,2 Ofi
Рис. 9.7
Глава 10. ВОЗБУДИТЕЛИ ДИАПАЗОННЫХ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
10.1. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ВОЗБУДИТЕЛЕЙ
Возбудителем называется радиоэлектронное устройство,
входящее в состав радиопередатчика и предназначенное для
формирования гармонических колебаний с заданными частотами и
требуемым видом модуляции. В простейшем случае, когда
радиопередатчик работает на одной фиксированной частоте, возбудитель
представляет собой каскадное соединение высокостабильного
кварцевого автогенератора (опорного кварцевого генератора
ОКГ) и буферного каскада. Если число рабочих частот
"передатчика невелико, в тракте возбудителя можно использовать
несколько кварцевых автогенераторов или один автогенератор с
переключаемыми кварцевыми резонаторами. Это так называемые
возбудители типа «кварц — волна». Число рабочих частот в них
обычно не превышает 10.
В возбудителях диапазонных передатчиков требования вы-
сокЬй стабильности несущей частоты и возможности ее быстрого
изменения в заданном диапазоне противоречат друг Другу.
Поэтому при построении таких возбудителей приходится
отказываться от плавного перекрытия рабочего диапазона и
переходить ж дискретному, допускающему генерирование сигналов с
любой из множества (сетки) частот, лежащих в заданном
диапазоне и следующих друг за другом с постоянным интервалом,
называемым шагом сетки.
296

Устройством, входящим в состав возбудителя и позволяющим
синтезировать колебания с любой частотой заданной сетки из
колебаний одного или нескольких ОКГ, является синтезатор
сетки частот (ССЧ). В зависимости от требуемого для синтеза
числа ОКГ различают одноопорные ССЧ и многоопорные. Са,ми
ОКГ обычно не включаются в состав ССЧ. Современные
синтезаторы, как правило, работают от одного ОКГ, что позволяет в
процессе синтеза обеспечить когерентность выходных колебаний
ССЧ исходному колебанию ОКГ и, как следствие, приблизить
стабильность каждой из частот формируемой сетки к
стабильности частоты ОКГ.
Обычно одноопорные ССЧ состоят из двух основных блоков:
датчика опорных частот (ДОЧ) и датчика сетки частот (ДСЧ).
В ДОЧ формируются вспомогательные колебания опорных частот,
из которых в ДСЧ синтезируются выходные колебания с
заданной частотой.
В радиопередающей аппаратуре наиболее широко
используются синтезаторы частот с шагом сетки /ш=10* Гц, где k —
целое положительное или отрицательное число, или нуль. При этом
значения частот, образующих сетку, описываются соотношением
КГ-'/ш
(ЮЛ)
где все яг- независимо друг от друга могут принимать любые
целочисленные значения от 0 до 9, а т — число значащих цифр
в значении максимальной частоты на выходе синтезатора.
В тех случаях, когда возбудитель является составным
элементом радиопередатчика с угловой или "однополосной модуляцией,
амплитудной, частотной или относительной фазовой телеграфией,
управление колебаниями производится в тракте возбудителя.
Для этого в его состав включаются формирователь сигнала
информации ФСИ и тракт ввода информационного сигнала ТВИ.
При этом в ДОЧ должны вырабатываться дополнительные
сигналы, необходимые для функционирования ФСИ и ТВИ, а
диапазон возможных значений частот сигнала на выходе ДСЧ
перестает совпадать с диапазоном рабочих частот радиопередатчика.
Получаемая при этом структурная схема возбудителя
диапазонного передатчика представлена на рис. 10.1. Проектирование
ТВИ в возбудителях
радиопередатчиков не имеет специфичес-
ках особенностей. Здесь
необходимо только соответствующим
образом выбрать частоты
поступающих на вход ТВИ сигналов,
исключающие попадание в
полосу выходного колебания комби- От источника информации
пационных составляющих низких Рис. 10.1
297

порядков (см. § 10.3), и не допустить инверсии спектра
сформированных в ТВИ сигналов.
Многие эксплуатационно-технические характеристики
радиопередатчика, вытекающие из требований, предъявляемых к
системе связи в целом, определяются параметрами используемого
возбудителя. К основным из этих параметров относятся:
минимальная (/выхтш) и максимальная (fBbixmax) частоты диапазона,
ширина диапазона рабочих частот А/д=/вых max—/вых min и
коэффициент перекрытия диапазона &д=/вых тах//вых min. В
широкодиапазонных возбудителях 1,2^&д^50 ... 100;
общее число фиксированных частот в сетке N и шаг сетки
fm=(fBMxmax—/выхтш)J(N—1). Значение N колеблется от 10 до
105 ... 106 и более, а /ш — от долей герца до десятков килогерц;
нестабильность каждой из частот дискретного множества. Как
правило, задают кратковременную и долговременную
нестабильности частоты, выраженные либо в абсолютных, либо в
относительных единицах. Значения относительной кратковременной и
долговременной нестабильностей частоты Af/f обычно
удовлетворяют условию 10~4^Af/f^l0~8. В тех случаях, когда
относительная долговременная нестабильность частоты не должна
превышать 10~9 ... 10~10, вместо ОКГ используют квантовый стандарт
частоты. В последнее время для оценки отличия сигнала на
выходе возбудителя при отсутствии модуляции (манипуляции) от
моногармонического колебания вводят такие характеристики, как
паразитные отклонения частоты (ПОЧ), фазы (ПОФ) и
амплитуды (ПОА).
Паразитное отклонение частоты — это среднеквадратическое значение
суммы спектральных составляющих паразитного отклонения частоты, лежащих в за-
F ^в
данной полосе частот FH ... FB, т. е. Af(Fa, FB) = "| / f Sf(F)dF, где Sf(F) —
Г i
спектральная плотность среднего квадрата Af(t) (энергетический спектр); Af(t) —
мгновенное значение паразитного отклонения частоты.
Отметим, что численное значение ПОЧ практически совпадает с
кратковременной нестабильностью частоты А/(т, Т). Действительно,
Af(*, Г) = 1/ \Sf(F) -^- И- _„„ ) \dF ,
где т и Т — соответственно время усреднения и наблюдения за случайным
процессом, каковым и является ПОЧ. Положив в последнем соотношении т=1//7в
и T=l/Fn и аппроксимировав функцию (sinя/я)2 как
1 при
0 при х > те,
298
/sinxy J
\ * /1

нетрудно убедиться в справедливости приближенного равенства
Af(FH, FB)^Af(T, 7).
Значение ПОФ можно вычислить с помощью соотношения
S9{F)dF ,
H
где 5(p(F)=Sf(F)/F2--спектральная плотность среднего квадрата мгновенного
значения ПОФ Л<р(/)-
Аналогично значение ПОА
где Sy(F)—спектральная плотность среднего квадрата мгновенного ПОА;
уровень побочных колебаний D=101g (Рпоб/Рп),
характеризующий выраженное в децибелах отношение мощности побочного
колебания РПОб на выходе возбудителя к пиковой мощности Рп
на рабочей частоте. Согласно ГОСТ 21068—80, уровень побочных
составляющих не должен превышать —40 ... —60 дБ. В
отдельных случаях необходим еще более низкий уровень, например
—100 или даже —140 дБ;
время перестройки /пер с одной рабочей частоты на другую.
Под /пер следует понимать интервал времени между моментом
окончания команды перестройки (при дистанционном управлении)
или ручной установки органов управления частотой в нужное
положение и моментом, после которого отклонение текущего
значения рабочей частоты от требуемого не превышает
допустимого значения;
мощность выходного сигнала возбудителя при заданном
входном сопротивлении последующего каскада. Она обычно не
превышает 1 ... 10 мВт. Малая выходная мощность облегчает
выполнение требований высокой стабильности частоты возбудителя.
Однако эта мощность не должна быть чрезвычайно малой,
чтобы шумы нагрузки не ухудшали «чистоту» спектра выходного
колебания.
В тех случаях, когда модуляция или манипуляция
осуществляется непосредственно в тракте возбудителя, к последнему
предъявляются дополнительные требования, касающиеся
качественных показателей сформированных модулированных (манипу-
лированных) колебаний (см. гл. 8).
Помимо указанных, к основным характеристикам возбудителя
в зависимости от его назначения могут быть отнесены такие
параметры, как массогабаритные характеристики, требуемые
условия эксплуатации, энергопотребление, надежность и т. п.
299

10.2. МЕТОДЫ СИНТЕЗА ДИСКРЕТНОЙ
СЕТКИ ЧАСТОТ
При построении синтезаторов диапазонных возбудителей
используют две группы методов формирования сетки частот.
Первая объединяет методы пассивного синтеза, а вторая — активного.
Отличительной особенностью методов активного синтеза
является обязательное наличие в тракте синтезатора
перестраиваемых или управляемых автогенераторов, включенных в схему так,
"чтобы их стабильность частоты практически не влияла на
стабильность частоты выходного сигнала синтезатора, которая
определяется только свойствами ОКГ. Наиболее часто для этого
используется фазовая автоподстройка частоты (ФАП).
В зависимости от используемой элементной базы синтезаторы
делятся на аналоговые и цифровые. В пассивных аналоговых
синтезаторах алгоритм частотообразования заключается в
многократных преобразованиях частот сигналов, поступающих с
выходов ДОЧ, путем их умножения, деления и алгебраического
сложения. В связи со оказанным такие синтезаторы в качестве
основных элементов содержат только сумматоры, делители и
умножители частоты. Естественно, что для получения нужных уровней
сигналов в тракт синтезатора включают и усилительные каскады.
Однако, поскольку частоты сигналов на входе и выходе каждого
усилителя совпадают, наличие этих каскадов не принципиально
г точки зрения алгоритма частотообразования. Поэтому в
дальнейшем в структурных схемах синтезаторов усилители
указываться не будут.
В цифровых пассивных синтезаторах могут быть реализованы
ге же алгоритмы частотообразования, что и в аналоговых, и
различия между ними будут только в используемой элементной базе.
Кроме того, при построении пассивных цифровых синтезаторов
применяют и специфические методы синтеза, реализация
которых на элементах аналоговой техники либо невозможна, либо
приводит к существенному усложнению синтезатора. В частности,
подобные методы синтеза положены в основу построения двух- и
многоуровневых синтезаторов, у которых в цифровой части
формируется напряжение, являющееся ступенчатой аппроксимацией
синусоидального сигнала.
К недостаткам пассивных синтезаторов необходимо отнести
худшую, по сравнению с активными, чистоту спектра выходного
колебания. Это связано с многократным преобразованием
частоты в тракте синтезатора и, как следствие, появлением побочных
спектральных составляющих, в том числе и попадающих в полосу
полезного сигнала. Обычно уровень побочных спектральных
составляющих в полосе частот AF=3 кГц составляет у таких
синтезаторов — (60 ... 80) дБ и мало зависит от отстройки от
рабочей частоты.
300

Применение же специальных узкополосных фильтров,
улучшающих чистоту спектра, увеличивает инерционность всей
системы и сводит на нет основные достоинства методов пассивного
синтеза. Кроме того,, узкополосные фильтры далеко не на всех
частотах поддаются микроминиатюризации, что ухудшает массо-
габаритные характеристики синтезаторов. Подчеркнем также, что
в любой из схем аналоговых пассивных синтезаторов частота
полезного колебания по мере его прохождения к выходу
обязательно имеет тенденцию к росту. Поэтому полосы пропускания
последующих каскадов синтезаторов частоты, как правило, шире,
чем предыдущих. Это обстоятельство является большим
недостатком схем пассивного синтеза, так как оно исключает
возможность фильтрации в последующих каскадах паразитных
компонентов преобразования, возникающих в предыдущих.
Использование методов пассивного цифрового синтеза,
базирующихся на широком применении интегральных и больших
интегральных схем, позволяет в полной мере реализовать
преимущества современной цифровой элементной базы в части
уменьшения массы и габаритов устройств, повышения их
надежности и технологичности.
Отмеченные достоинства аналоговых систем пассивного
синтеза присущи также цифровым синтезаторам. К недостаткам
пассивных цифровых синтезаторов, как и аналоговых, следует
отнести высокий уровень побочных спектральных составляющих,
в ряде случаев превышающий — (50 ... 60) дБ. Кроме того,
максимальная частота сигнала на выходе синтезатора
ограничивается быстродействием используемых в нем микросхем и обычно не
превышает нескольких десятков мегагерц.
Основным преимуществом активных синтезаторов частоты
является низкий уровень побочных спектральных составляющих,
достигающий —(100 ... 120) дБ в полосе 3 кГц при малых
отстройках от* рабочей частоты и уменьшающийся с увеличением
отстройки. К недостаткам систем активного синтеза по сравнению
с пассивными относится большее время перестройки с одной
рабочей частоты на другую и возможность, особенно в случаях
использования ФАП, генерации сигналов, частота которых не
.соответствует установленному значению. Последнее возможно при
выходе из строя кольца ФАП, например при его разрыве.
Уменьшение шага сетки частот в системах активного синтеза, как
правило, требует существенного усложнения схемы и сопряжено с
увеличением инерционности системы. Переход к цифровой
элементной базе, как и в пассивных синтезаторах, позволяет
улучшить массогабаритные характеристики системы синтеза,
повысить надежность и технологичность, но снижает максимальное
значение рабочей частоты. , . . -
Как следует из сказанного, ни один из рассмотренных
методов формирования дискретной сетки частот не обладает

абсолютными преимуществами перед остальными. Поэтому выбор того
или иного метода зависит от требований, предъявляемых к
конкретному устройству, причем, как правило, наиболее
совершенные технические решения удается получить при одновременном
использовании нескольких методов синтеза с оптимальным
сочетанием цифровой и аналоговой элементной базы (см.,
например, структурную схему возбудителя «Барк» [37], где
одновременно использованы методы активного и пассивного синтеза,
реализованные на основе цифровой и аналоговой элементной
базы).
10.3. ПАССИВНЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ
Для построения простейшей схемы синтезатора воспользуемся
соотношением (10.1), обозначив в нем п\+Юп2+ ... -\-ПтЮт-1 =
=пу. Тогда
/вых=Яу/ш, (Ю-2)
где пу— коэффициент умножения частоты /ш, принимающий все
возможные целочисленные значения от % тш=/вых mm/fm до
Пу тах=/вых тах//ш»
Далее выберем частоту ОКГ так, чтобы выполнялось условие
/ш=/окг//гд, где яд — целое число. Подставив fm в (10.2),
окончательно получим /вых=%/ш/^д. Из последнего соотношения
следует, что простейший синтезатор представляет собой каскадное
соединение делителя частоты с постоянным коэффициентом
деления /гд, выполняющего функций ДОЧ, и умножителя частоты
с переменным коэффициентом умножения пу, являющегося ДСЧ.
В свою очередь, умножитель частоты в простейшем случае
может быть выполнен в виде каскадного соединения генератора
гармоник (ГГ) и переключаемого или перестраиваемого
полосового фильтра (ПФ). В качестве генератора гармоник обычно
используется формирователь импульсов, преобразующий входное
квазигармоническое колебание в последовательность коротких
импульсов той же* частоты. Спектр этой последовательности
содержит интенсивные высшие гармоники частоты входного
воздействия, нужная из которых выделяется ПФ. Структурная
схема описанного синтезатора приведена на рис. 10.2.
Для облегчения расчетов на рис. 10.3 представлены зависимости требуемой
скважности импульсов q=T/x на выходе ГГ от номера гармоники %,
обеспечивающей отношение амплитуды /гу-й гармоники к первой не ниже а. Здесь Т —
период входного воздействия, т — длительность импульсов.
Основным недостатком рассмотренной схемы являются
значительные трудности, возникающие при реализации полосовых
фильтров. Так, в частности, полосовые фильтры из L, С
элементов имеют полосу пропускания не уже ±5% на уровне —60 дБ
302

^453
300
zoo
700
Рис. 10.2
20 40 SO 80
Рис. 10.3
и, следовательно, не могут выделить гармоники с номерами
выше 20. Использование электромеханических фильтров
позволяет повысить % max до 50, а кварцевых — до 100 ... 150. В СВЧ
диапазоне наиболее перспективны фильтры на поверхностных
акустических волнах. Отметим, что наличие большого числа
фильтров существенно увеличивает стоимость и габариты
синтезатора и снижает его надежность. Поэтому рассмотренная схема
обычно применяется в качестве либо ДОЧ, либо датчика
крупной сетки (ДСК) (сетки десяти частот с шагом 1 или 10 МГц)
в более сложных синтезаторах.
Технические возможности пассивных синтезаторов можно
существенно расширить за счет использования в алгоритме часто-
тообразования операций не только умножения и деления, но и
алгебраического сложения частот. Для этого в тракт синтезатора
вводятся сумматоры частот, представляющие собой каскадное
соединение смесителя (СМ) и ПФ (рис. 10.4). Если на входы
смесителя поступают два квазигармонических напряжения с
частотами fi и f2 (fi<f2), то сигнал на его выходе будет содержать
комбинационные составляющие с частотами \lf\±rf2\, где /, г —
в общем случае любые положительные целые числа, включая
нуль. Амплитуда комбинационных составляющих резко убывает
с увеличением их порядка р=|/+г|. Полосовой фильтр,
подключенный к выходу смесителя, выделяет комбинационную
составляющую второго порядка с частотой f\-\-f2 или f2—/1, что будем
указывать знаком «+» или «—» рядом с условным
обозначением ПФ. Все остальные составляющие нежелательны и должны
быть ослаблены ПФ до требуемого уровня. Однако в
большинстве встречающихся на практике случаев некоторые из
комбинационных составляющих попадают непосредственно в полосу
пропускания ПФ и не могут быть отфильтрованы. Поэтому
задачей разработчика является выбор таких
значений исходных частот, при которых в
полосу пропускания ПФ, выделяющего pa- f
бочую частоту, попадут только комбинаци- —
онные составляющие достаточно высоких
порядков, амплитуды которых
пренебрежимо малы. Рис. 10.4
303
см
ПФ

0,1
0,Z #3 0,4 0,5 0,6 OJ 0,8 0,9
Рис. 10.5
В приложении 6 приведена программа для ЭВМ,
позволяющая определить, какие из комбинационных составляющих с
порядком, ниже заданного, попадут в полосу пропускания ПФ.
В решении этой задачи известную помощь может оказать и
диаграмма комбинационных частот на рис. 10.5, на которой указаны
все возможные комбинационные составляющие, возникающие в
смесителе для /, г^.10. Две полужирные линии соответствуют
полезным составляющим. с частотами fi+f2 и f2—f\.
Попадающие в рабочую полосу частот -комбинационные составляющие
изображены линиями, проходящими через точку с координатами^,
определяемыми нормированными значениями входной fi//2 и
выходной fo/f2 частот! Используя диаграмму, необходимо так
выбрать значения частот f\ и /2, чтобы через точку с координатами
/i//2 и /0//2 не проходили линии, соответствующие
комбинационным составляющим низких порядков.
304

Выбор частот на входе смесителя существенно усложняется^,
если каждая из них может изменяться в определенных
пределах, а на выходе смесителя включен неперестраиваемый ПФ.
Одним из возможных решений в этом случае при необходимости-
выделения суммарной частоты можно рекомендовать такой выбор»
частот, при котором
щах (fi/f2)=flmax/f2min<l/(Pmln+l) (Ю.3а>
И
A/n4>=/2max+/lmax— (/2min+/lmin) </lmin, ( Ю.Зб)
где pmin — минимальный порядок комбинационной составляющей^
попадание которой в полосу пропускания ПФ еще допускается;
/imax, fcmax, /imin, /Wim — соответственно максимальные и
минимальные значения частот f\ и /г; А/пф — полоса пропускания ПФ.
В сказанном легко убедиться, рассмотрев область диаграммы
рис. 10.5, соответствующую 1^/0//2<1>2 и fi//2^0,2. Если
необходимо выделить разностную частоту /2—fu то значения входных
частот целесообразно выбрать исходя из условия
min (ft/fr) =/1тш//2тах>Л (10.4а>
и
Д/пф</огшп, (10.4б>
где
(0,67 при pmin = 5,
А =0,75 при /7min=7,
!0,8 при/7т1п-9.
В тех случаях, когда в сумматоре используется кольцевой
балансный смеситель, в котором уровень комбинационных
составляющих на частоте 2f2—2/i подавляется не хуже чем на
60 дБ.[26], условие (10.46) можно заменить менее жестким
А/пф<2/от1п. (10.4в>
Соотношения (10.4) получены на основании анализа области-
диаграммы на рис. 10.5, в которой fi//2>0,67, а /о//г<О,33. Если
по условию задачи требования (10.46) или (10.4в) невозможно
выполнить, то на выходе смесителя необходимо поставить
несколько переключаемых ПФ, для каждого из которых должна
быть справедливым одно из указанных требований.
Условия, аналогичные (10.3), можно сформулировать и при
выделении разностной частоты, если fi//2<|0,2.
Одна из широко -распространенных схем пассивного синтеза,,
содержащая помимо рассмотренных ранее каскадов и сумматоры
частоты, представлена на рис. 10.6. В ее состав входят
однотипные секции, в каждую из которых последовательно включены
умножитель (ДОЧ, общий для всех секций), сумматор и дели*
тель частоты. Такая последовательность блоков является опти-
20—6028 ЗОБ

Рис. 10.6
мальной с точки зрения минимизации уровня побочных
составляющих в спектре выходного сигнала синтезатора. При этом
удается не только выполнить все секции одинаковыми с точки
зрения функционального назначения их составных элементов, но
и осуществить их работу в одном и том же диапазоне частот.
Последнее значительно упрощает производство подобных
синтезаторов, их ремонт и эксплуатацию.
В таком синтезаторе, называемом синтезатором с
идентичными декадами (секциями), в ДОЧ формируются колебания с
частотой f и 10 колебаний с частотами fh=§f'-\-kkf, где &=0, 1, ...
..., 9, a f кратна А/. Частота сигнала на выходе первой
идентичной декады в соответствии с операциями над частотами в
-каждом из функциональных узлов, входящих в ее состав,
fI=/'+O,lA!iAf, (10.5)
где k\ принимает любое целочисленное значение от 0 до 9 в
зависимости от положения переключателя Si.
Частота сигнала на выходе второй идентичной декады
fii=f+0,01&iA/+(),l&2Af, (10.6)
тде возможные значения &2=0,1, ..., 9 определяются положением
переключателя S2.
При т секциях частота сигнала на выходе синтезатора
[BbIX=^-f-10~m^iAf+10~(m""1)^2Af+ ... +0>l&™Af. (Ю-7)
Таким образом, добавление каждой новой декады уменьшает
шаг формируемой сетки в 10 раз и во столько же раз
увеличивает число формируемых частот. Диапазон рабочих частот
синтезатора при этом практически не изменяется, занимая полосу
от Y до f+A/.
306

При выборе значений f и А/ помимо необходимости
выполнения соотношений (10.3) целесообразно руководствоваться
следующими соображениями. Чем выше выбрано значение частоты*
f по сравнению с А/, тем меньше относительная полоса, в
которой работает каждый из блоков декады, что облегчает
построение ПФ и делителей частоты, особенно в тех случаях, когда в-
качестве последних используются синхронизируемые
автогенераторы. Однако с ростом /' возрастает частота сигнала,
поступающего на делитель, что может отразиться на устойчивости era-
работы. Как правило, значение /' выбирается в пределах от
нескольких сотен килогерц до единиц мегагерц.
Кроме того, для исключения непосредственного прохождения*
сигналов из ДОЧ к делителям идентичных декад необходимо,,
чтобы нижняя частота среза ПФ, равная 10/', была выше
максимально возможного значения частоты сигнала с выхода ДОЧ^
т. е.
10/'>9/Ч-9Л/ или /'>9Д/. (10.8)
Из (10.8) следует, что в ДОЧ должны выделяться 10
гармоник частоты А/ с минимальным номером не ниже 81. Последнее
условие требует либо наличия в ДОЧ десяти кварцевых фильтров,,
либо существенного усложнения его структурной схемы.
Указанный недостаток можно устранить, введя в каждую идентичную
декаду дополнительный сумматор так, как это сделано в структурной схеме на
рис. 10.7. Здесь в ДСЧ из ДОЧ поступают сигналы двенадцати частот: 9f, 8/' ш
f'-)-&Af (&=0, 1, 2, ..., 9). Проводя над частотами операции, соответствующие
назначению каждого из блоков, нетрудно, убедиться, что частоты сигналов на*
выходе каждой декады будут определяться соотношениями (10.5) — (10.8).
Поскольку в рассматриваемой схеме абсолютные значения частот сигналов на ши~
fm
Рис. 10.7
20*
307

дах ДОЧ снижены на 8f при том же значении А/, они будут являться также
гармониками частоты Af, но с минимальными номерами от 9 до 18.
Существенным недостатком, присущим синтезаторам с
идентичными декадами при использовании в их сумматорах непере-
страиваемых ПФ, является сложность получения сетки частот
в широком диапазоне. Так, в синтезаторах, выполненных по схеме
на рис. 10.6 и 10.7, коэффициент диапазона ?д^1,1. Поэтому
обычно их используют как датчики мелкой сетки (ДМС), т. е.
формируют сигнал, частота которого может изменяться в
диапазоне, обычно не превышающем 100 кГц, а шаг сетки составляет
10* Гц, где k в зависимости от назначения синтезатора может
принимать значения 0, 1 или 2. В частности [37], в синтезаторах
возбудителей «Бот» и «Барк» в качестве ДМС использована
схема, аналогичная приведенной на рис. 10.7, причем /ш =
=100 Гц, f'=0,3 МГц, а Л/=10 кГц. Структурная схема
синтезатора, в которой при построении ДОЧ, ДМС и ДКС могут
быть применены описанные методы пассивного синтеза, будет
рассмотрена также в § 10.4 (см. рис. 10.12).
Необходимо подчеркнуть, что хотя использование только
аналоговых схем пассивного синтеза и позволяет построить
синтезатор, работающий в диапазоне частот с &д>1 и требуемым
значением /ш, чистота спектра его выходных колебаний будет
низкой, что, естественно, резко ограничивает область применения
подобных устройств.
Одна из простейших схем цифрового синтеза — схема
двухуровневого синтезатора —представлена на рйс. 10.8. Принцип ее
работы заключается в следующем. В формирователе импульсов
ФИ из гармонических колебаний ОКГ формируется
периодическая последовательность коротких импульсов с частотой
следования fo=l/To, поступающая затем на вход делителя с переменным
коэффициентом деления ДПКД. Коэффициент деления ДПКД
выбирается так, чтобы частота следования импульсов на его
выходе была в два раза выше требуемой частоты сигнала на
выходе синтезатора. Этот поток импульсов подается на вход
триггера Т, создающего последовательность прямоугольных импульсов
со скважностью, равной 2, и частотой следования, равной
заданной. В перестраиваемом ПФ из этой импульсной
последовательности выделяется синусоидальный сигнал с частотой первой
гармоники. Изменяя коэффициент деления ДПКД и перестраивая
ПФ, можно изменять частоту
выходных колебаний.
Очевидно, что в общем
случае при формировании
некоторых из частот сетки
требуемый коэффициент деления
Рис. 10.8 ДПКД может оказаться
ФИ
308

нецелым числом. Счетчшшвые делители, на базе которых
создается ДПКД, не могут поделить частоту в нецелое число
раз, поэтому в подобных случаях поступают следующим образом.
Пусть коэффициент деления ДПКД должен быть установлен
равным (п-\-1/т), где п, /, т — целые числа и т>/, т. е. п — целая
часть коэффициента деления, а 1/т — его дробная часть. Для
этого в течение первых I циклов деления установим коэффициент
деления ДПКД равным /г+1, а в последующих т—1 циклах —
равным п. Тогда средний за т циклов коэффициент деления
(„+l)/ + ft(m/) i
U "Г
icp m m
При этом сигнал на выходе синтезатора будет иметь нужную
частоту, но с некоторым колебанием фазы. Следовательно, спектр
его будет содержать побочные составляющие. Уровень этих
составляющих можно минимизировать, так чередуя циклы с
коэффициентами деления п и /г+1, что максимальный временной сдвиг
между импульсами на выходе ДПКД и идеальными импульсами,
имеющими частоту следования fo/Лдср, не превысит Го/2.
Управлять коэффициентом деления ДПКД можно счетно-решающим
устройством СЧРУ, вычисляющим получаемый временной сдвиг
между формируемыми и идеальными импульсами по известному
отличию текущего коэффициента деления от среднего.
В этом случае уровень наибольших побочных составляющих
не будет превышать Dmax=—201g пд СР [43]. Поэтому требуемую
чистоту спектра выходных колебаний синтезатора можно
реализовать только при больших коэффициентах деления. Учитывая же,
что максимальное значение /0 ограничено быстродействием
существующих ДПКД, двухуровневые, цифровые синтезаторы
оказываются относительно низкочастотными. Так, при /о=50 МГц и
Лдт1п=1000 получаем Dmax=—60 дБ и fBbixmax=50 кГц.
При введении в рассматриваемый синтезатор устройства
коррекции временного положения формируемых импульсов на
основе коммутируемых линий задержки или цифроаналогового
преобразователя (ЦАП) [43] ценой усложнения СЧРУ можно либо в N
раз увеличить fBbixmax, либо на 201giV уменьшить Dmax, где N
показывает, во сколько раз уменьшился временной сдвиг между
идеальными и формируемыми импульсами за счет введения
корректирующего устройства.
Лучшими характеристиками в отношении чистоты спектра выходных
колебаний обладает многоуровневый синтезатор частот с изменяющейся частотой
тактовых импульсов (рис. 10.9).
С помощью ОКГ, ФИ, ДПКД и СЧРУ в синтезаторе формируется
периодическая последовательность тактовых импульсов с частотой следования fT,
в М раз выше заданной частоты выходного колебания. Принцип работы этой
части схемы был только что рассмотрен на примере двухуровневого синтезатора.
С приходом каждого i-ro тактового импульса в формирователе синусоидального
309

сигнала ФС вырабатывается код мгновенного значения выходного сигнала
синтезатора, а в ЦАП— прямоугольный импульс, имеющий среднюю длительность
Твых/М и амплитуду ?/цап sin 2ш/Л1. Непрерывная последовательность таких
импульсов представляет собой ступенчатую аппроксимацию синусоидального
сигнала. Требуемая фильтрация побочных составляющих осуществляется с помощью»
ПФ. В общем случае, как и в двухуровневом синтезаторе, этот фильтр должен
быть перестраиваемым.
Основным недостатком рассмотренного синтезатора, как и двухуровневого,,
является большая кратковременная нестабильность частоты, вызванная
неравномерностью частоты следования тактовых импульсов при нецелых значениях
коэффициента деления ДПКД.
Свободным от указанного недостатка является синтезатор с цифровым
накоплением фазы, упрощенная схема которого представлена на рис. 10.10.
В его состав, помимо рассмотренных ранее блоков (ОКГ, ФИ, ЦАП), входят
частотный регистр ЧР и накопитель фазы НФ, состоящий из «-разрядных
бинарного сумматора и регистра данных.
С приходом каждого тактового импульса в сумматоре суммидаояея
значения двоичных чисел, записанных в регистре данных и в частотном регистре, и
значение их суммы переписывается вновь в регистр данных. Таким образом, в
накопителе формируется код текущей фазы мгновенного значения выходного
колебания. Как только значение текущей фазы в накопителе превысит 2я,
произойдет переполнение, и процесс накопления фазы повторится. В соответствии с
кодом числа в накопителе ЦАП вырабатывает импульс постоянной длительности
1//т, имеющий амплитуду ?/цап 8ш2я//Вых//т (здесь *</т//вых—- номер
приходящего тактового импульса).
Непрерывная последовательность выходных импульсов ЦАП, как и ранее,
представляет собой ступенчатую аппроксимацию синусоидального напряжения.
Для изменения частоты выходного сигнала необходимо изменить шаг фазы, код
которой записан в ЧР.
В соответствии с теоремой Котельникова частота тактовых импульсов
должна быть по крайней мере в два раза выше максимальной частоты формируемых
колебаний. Для облегчения фильтрации побочных составляющих обычно fT
выбирают ИЗ УСЛОВИЯ /т^4/выхтах.
Поскольку в рассмотренном синтезаторе частота следования тактовых
импульсов неизменна, для фильтрации побочных составляющих можно
использовать неперестраиваемый фильтр нижних частот.
Квантование фазы и мгновенных значений напряжения на выходе ЦАП
приводит к отклонениям синтезированного колебания от моногармонйческого,
ФИ
Рис. 10.9
Рис. 10.10
310

характеризуемым уровнями фазового шума [43]
Дш.ф = 201ё(7ф/^12)'
где <7ф — шаг квантования фазы, и амплитудного шума
где 2п — число уровней квантования.
Основным преимуществом рассмотренной системы пассивного цифрового
синтеза является малое время перестройки, обычно не превышающее 5—7 периодов
тактовой частоты, и простота изменения по требуемому закону частоты и фазы
выходных колебаний.
В заключение отметим, что существенное улучшение чистоты
спектра сигналов на выходе пассивных цифровых синтезаторов и
рост верхней границы частотного диапазона, в котором
целесообразно их использование, в первую очередь связаны с разработкой
цифровых схем высокоскоростной логики.
10.4. КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ
Основная идея, положенная в основу построения
компенсационных схем синтезаторов, заключается в первоначальном
переносе спектра формируемого сигнала в область низких частот, его
фильтрации с помощью неперестраиваемого фильтра и
последующем возвращении в требуемый диапазон частот. Замена
перестраиваемого фильтра или совокупности переключаемых фильтров
одним узкополосным неперестраиваемым существенно упрощает
подавление до требуемого уровня побочных составляющих,
возникающих в процессе формирования выходного сигнала ССЧ. Кроме
того, компенсационные схемы позволяют изменить отношение
суммируемых частот или заменить операцию сложения вычитанием и
наоборот, что во многих случаях также положительно
сказывается на чистоте спектра формируемых колебаний.
На основе компенсационных схем можно строить умножители
частоты с переменным коэффициентом умножения, делители и
сумматоры частот. Особенности построения и расчета различных
компенсационных ССЧ подробно рассмотрены в [24, 26, 43].
Поэтому здесь остановимся на анализе только схем с общим
кольцом коменсации, содержащих всего один перестраиваемый
генератор G (ПГ). При этом удается повысить надежность
функционирования синтезатора, сократить время перестройки, улучшить его
массогабаритные характеристики, упростить настройку и
эксплуатацию.
Одна из возможных схем компенсационного ССЧ этого типа
представлена на рис. 10.111. В ДОЧ из сигнала ОКГ формируется
т сигналов с частотами /ш, 10/ш, ..., lO™"1/^. Эти сигналы
поступают на умножители с переменными коэффициентами умножения
%i, ..., Пут- На выходе каждого i-ro умножителя (l^^m—-1)
311

Ль
„ЛЛЭЕГ „J
Рис. 10.11
в зависимости от положения переключателя в его ПФ выделяется
одна из 10 частот
Иш; */=0, 1,..., 9,
где /imm — частота подставки, равная минимальному значению ft
(при ki = 0) и кратная частоте lO^fm.
Таким образом на выходе каждого умножителя выделяется
одна из десяти гармоник частоты Ш'-^ш с возможным номером
от /2/min=//min/ (1 О*-1/ш) до я/тах=Яшип+9. Частота сигнала на
выходе последнего умножителя пут должна принимать одно из
следующих возможных значений:
причем kmmax определяется цифрой в старшем разряде значения
/вых max*
Перестраиваемый генератор работает в диапазоне /пгтш ...
... /пгтах, перекрывая полосу частот, равную ширине диапазона
рабочих частот синтезатора. В сумматорах Ст, ..., С\ из частоты
ПГ последовательно вычитаются частоты сигналов, поступающих
с умножителей с переменным коэффициентом умножения %т, ...
Выбираемые из условия Л/пф;=10/-1/:ш, 1^'^т полосы
пропускания полосовых фильтров, включенных в каждом из
сумматоров, убывают с уменьшением номера сумматора. В первом
сумматоре включен узкополосный фильтр УПФ, полоса пропускания
которого выбирается исходя из условия 10.46 и требований
к уменьшению паразитной фазовой модуляции в выходном
сигнале, обусловленной нестабильностью ПГ (подробно см. [24]).
Частота настройки УПФ определяется особенностями его
построения и обычно лежит в пределах 100 ... 500 кГц [24]. После
УПФ частота повышается дополнительным сумматором Сдоп.
312

Частота колебаний на выходе синтезатора будет равна
разности частот сигналов, поступающих на выходной сумматор Свых:
/вых=/пг— (fyn4>+/W). Если при этом частота сигнала ПГ
удовлетворяет условию
ТО /8ых= ?
т т
Выбрав 2 f,mln = /доп, нетрудно получить /вых == 2 й/ 1О"~7Ш-
Таким образом, изменяя положения переключателей в
умножителях с переменным коэффициентом умножения (т. е. изменяя
ki) и перестраивая '(переключая) ПГ так, чтобы выполнялось
равенство (10.9), на выходе синтезатора можно получить любую
из частот формируемой сетки.
Выбор частот подставок в схеме синтезатора проводится на
основе условия (10.4), которое в данном случае преобразуется
к рекуррентному соотношению
/ftnin ^ ( )
позволяющему, задавшись /уПф и Л, последовательно, начиная
с /imin, вычислять все значения частот подставок. Напомним, что,
поскольку все fimin должны быть кратны Ю'-^ш, результат
каждого вычисления следует округлить в большую сторону так,
чтобы условие кратности выполнялось. Кроме того, при округлении
необходимо учитывать, что синтез сигнала с частотой /доп значи-
т
тельно упростится, если 2 fcmin будет кратна 10т"1/ш. Попутно
отметим, что при использовании соотношения (10.10) будет
выполнено и условие (110.46) и все ПФ в сумматорах С\, ..., Сш
могут быть неперестраиваемые. Также неперестраиваемым является
ПФ в сумматоре Сдоп- Что же касается ПФ в выходном
сумматоре, то вопрос о необходимости его перестройки (или
переключения) может быть решен ц.а основе проверки выполнения условий
(10.46) или (10.4b).
В приложении 6 приведена программа автоматизированного
расчета частот подставок, составленная на основе изложенных
рекомендаций.
В рассмотренной схеме компенсационного синтезатора используется УПФ
<с низкой резонансной частотой, обычно не превышающей нескольких сотен кило-
313

CMZ
Рис. 10.12
герц, и полосой пропускания в несколько килогерц. В то же время частота /Жг
оказывается равной нескольким сотням мегагерц. Поэтому стабильность частоты
ПГ должна быть не хуже (2 ... 5) -Ю-5, что требует усложнения схемы ПГ или
введения в тракт синтезатора системы частотной автоподстройки. Кроме того,
малая полоса пропускания УПФ приводит к ослаблению подавления паразитной
фазовой модуляции и шума ПГ.
Для устранения этих нежелательных явлений необходимо повысить реза-
нансную частоту УПФ, расширить его полосу пропускания и снизить рабочие
частоты ПГ. Возможная схема синтезатора, реализующая отмеченные
рекомендаций, приведена на рис. 10.12. В ней вместо умножителей с переменными
коэффициентами умножения, формирующих три младших разряда синтезируемого
значения частоты, введен датчик мелкой сетки ДМС, выполненный, например, по
методу идентичных декад. Сигнал с умножителя частоты с шагом 10 МГц
вводится в кольцо компенсации после УПФ. Все это позволяет не только увеличить
/упф и полосу пропускания УПФ, а также снизить fnr, но и сократить диапазон
перестройки ПГ до 10 МГц при одновременном уменьшении задержки сигналов
в петле компенсации.
Расчет частот сигналов на входах смесителей СМ3 и СМ4 может быть
выполнен по формуле (10.10), СМ2 —по формуле (10.3) и CMi — по формуле (10.4),;
а основные соотношения, связывающие частоты сигналов в различных точках
схемы имеют вид
з
fnr~ f4min - k*l03fm - fmc min - 2 A«10'"~1fm;
fimln "Г fflMc min я ^5тах»
far —fупф— f5max
10.5. АНАЛОГОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ
С ФАЗОВОЙ АВТОПОДСТРОИКОИ ЧАСТОТЫ
При построении синтезаторов чрезвычайно широко используют
методы, основанные на применении ФАП. С помощью устройств
314

с ФАП можно осуществить
алгебраическое
суммирование частот ряда колебаний,
выделение гармоник опорной
частоты, деление и
умножение частоты. На рис. 10.13— Рис. 10.13
10.15 приведены примеры
структурных схем операционных узлов, построенных с помощью
колец ФАП.
В состав любой из этих схем в качестве основных элементов
входят фазовый ФД или импульсно-фазовый ИФД детектор, ФНЧ
и управляемый автогенератор, в колебательный контур которого
включен нелинейный реактивный элемент РЭ. Изменяя
управляющее напряжение на РЭ, можно изменять частоту генерируемых
колебаний. Обычно такие генераторы носят название генераторов,
управляемых напряжением (ГУН).
'0ых
Рис. 10.14
В устройстве, выполненном по структурной схеме на рис. 10.13,
условие синхронизма, требующее равенства значений частот
сигналов на входах ФД, имеет вид /вых=А±?2. Следовательно, схему
«а рис. 10.13 можно использовать при построении сумматоров
частоты. С точки зрения схемного решения сумматор на рис. 10.113
«безусловно сложнее, чем простейший сумматор на рис. 10.4.
Однако если в схеме на рис. 10.4 в общем случае следует
использовать перестраиваемый узкополосный фильтр, то при кольце
<Е>АП основная фильтрация обеспечивается ФНЧ, не требующим
перестройки. Сумматор, включенный в кольцо ФАП, во избежание
излишне жестких требований к ФНЧ должен иметь свой фильтр,
но этот фильтр обычно также не перестраивается.
На рис. 10.14 приведены две возможные схемы умножителей
частоты. В схеме на рис. 10.14,а в кольцо ФАП включен
делитель частоты, а условие
синхронизма имеет вид /вых//г=/ф.д
Максимальное значение- п в этой схеме
при использовании цифровых
делителей может достигать нескольких
десятков тысяч. В схеме на рис.
10.14,6 применен ИФД, на один из
©ходов которого подается пе- Рис. 10.15
315

риодическая последовательность коротких импульсов с
частотой следования /ф.д. Условие синхронизма в этой схеме
будет выполнено, если fвых=&7ф.д, . гДе & —любое положительное
целое число. Верхний предел k определяется стабильностью ГУН и
обычно не превышает нескольких сотен.
Структурная схема на рис. 10.15 может быть использована
в качестве одной из декад при построении синтезатора на основе
метода идентичных декад. Условие синхронизма в этой схеме
требует выполнения равенства /ryH=/i+f- Если при этом fi =
= 9f'-\-k\&f (&i=0, 1, ..., 9), т. е. сигнал с частотой fi снимается
с одной из шин ДОЧ, так, как это происходит в схеме на
рис. 10.6, то /i—//+0,l&iA/, что полностью совпадает с (10.5).
Схемы синтезаторов с ФАП можно составить путем
включения описанных функциональных узлов в уже рассмотренные
ранее структурные схемы на рис. 10.6, 10.7, 10.11 и 10.12. Однако
одним из наиболее распространенных методов построения ССЧ
с ФАП следует считать метод, основанный на использовании
общего для всего устройства кольца ФАП. Одна из возможных
структурных схем такого синтезатора, близкая по алгоритму ча-
стотообразования к схеме на рис. 10.112, представлена на
рис. 10.16. При выполнении условия синхронизма /гун—A
3
—&4103/ш=/дмст1п+ 2 kiW~lfm. ЕСЛИ При ЭТОМ fs=f5max—k5104fm И
1=1
5
/5тах = /4ш1П+/дмстт, ТО /вых=/гун—/б = ^ kjlOl"1fm.
Численные значения частот подставок можно выбрать
аналогично тому, как это делалось при использовании метода
компенсации в схеме на рис. 10.12.
Особенности расчета основных характеристик ССЧ с ФАП рассмотрим на
примере обобщенной структурной схемы на рис. 10.17. Помимо принципиально
необходимых каскадов (ГУН, ФНЧ, ФД), функциональное назначение которых
было рассмотрено ранее, в ее состав входят усилитель У, обеспечивающий
требуемый коэффициент усиления в кольце ФАП, и тракт преобразования частоты
ТПЧ. Задачей ТПЧ является такое преобразование частоты колебаний, посту-
ФНЧ
Иы*
ФНУ
[ГУН
4IHZS&7
окг
'ФА
Доч
Рис. 10.16
Рис. 10.17
316

пающих с ГУН, при котором в режиме синхронизма выполняется условие />гпч~
=/фд. Кроме колебаний с частотой /вых, в ТПЧ вводятся вспомогательные
сигналы, сформированные в ДОЧ и когерентные с колебаниями ОКХ. В общем
случае будем считать, что /Тпч= | (я^/яО/вых—(W2//x2)foKr|, где тх1пх и т2/п2 —
рациональные числа.
Отличие реального сигнала на выходе синтезатора от моногармонического*
обычно характеризуется уровнем спектральных составляющих паразитного
отклонения фазы (ПОФ), обусловленного нестабильностью частоты сигналов,
поступающих с ГУН и ДОЧ, и возникновением комбинационных составляющих в ТПЧ,
Коэффициент передачи разомкнутого кольца ФАП, во многом
определяющий свойства синтезатора, для рассматриваемой схемы
^ ^ (^з), (10.11)
где 5фД(ф)=^/т<5/7[ф(/)]/^ф(^)—крутизна характеристики ФД, описываемою
функцией вида иъы* фдУ) =UmF[y(t)]; иъых фД(?) —напряжение на выходе ФД,.
а ит — его максимальное значение; |-^[ф(0] I^U Ф — фазовый угол между
сигналами на входах ФД; Ку.ф(]п) — коэффициент передачи каскадно соединенных.
ФНЧ и У; 5рЭ(Ну)=дсогун/дИу — крутизна регулировочной характеристики РЭ;.
% — управляющее напряжение, поступающее с ФНЧ на РЭ; 1/jQ — коэффициент*
передачи автогенератора в ГУН [43]; Тз — время задержки сигнала в ТПЧ.
Как и в любой системе с обратной связью (см. гл. 9), коэффициент передачи»
tfnep возмущающего воздействия на выход системы
?Еер=*пер.р/(1 + *к.р), (10.12)
где Кпер.р — значение 7?Пер при размыкании кольца ФАП.
При малом значении индекса паразитной фазовой модуляции каждый H3v
каскадов, входящих в кольцо ФАП, можно считать линейным. Тогда, подставив*
в (10.12) коэффициенты передачи отдельных каскадов и учтя (10.11), нетрудно-
получить
^(-Ятз) ]; (10.13),
^пертпч(Р) = 5фд/^ Д
где Ядер гун (j&) и /?пертпч(]Й)—коэффициенты передачи спектральных состав*
ляющих ПОФ сигналов на выходе ГУН и на входе ФД соответственно; 5фД w
5РЭ значения 5фд(ф) и SVQ(uj) в рабочей точке, определяемой начальной*
отстройкой частоты сигнала на выходе ГУН от требуемого для синхронизма
значения.
Анализ (10.13) и (10.14) показывает, что низкочастотные составляющие ПОФ*
сигнала на выходе ГУН эффективно подавляются кольцом ФАП в тем большей?
степени, чем ниже Q (при Q-Я) /?пеР гУн->0). С повышением частоты /?Пергун^
возрастает, стремясь к единице. Что же касается /?пеР ТПч, то его изменение-
317

в диапазоне частот оказывается прямо противоположным. Максимальное
значение Хиертжч, равное П\1тъ будет наблюдаться при Й->0, а с ростом частоты
/?пер тпч будет падать. Следовательно, с помощью кольца ФАП можно
эффективно подавить только те спектральные составляющие ПОФ в сигналах на входе
ФД, частоты которых достаточно велики.
Таким образом, в выходном сигнале синтезатора с кольцом ФАП в режиме
синхронизации эффективно подавляются те побочные составляющие,
возникающие в ГУН, частоты которых близки к требуемому значению синтезируемой
частоты /вых, а удаленные от нее беспрепятственно проходят на выход. Зато
вблизи /вых появляются спектральные составляющие, обусловленные
нестабильностью сигналов, поступающих с ДОЧ и ТПЧ, тогда как при больших
отстройках от fBbix эти составляющие будут подавлены. Аналогичная картина
наблюдалась и в ССЧ с кольцом компенсации.
Коррекция частотных характеристик кольца ФАП, позволяющая получить
требуемое подавление побочных составляющих во всей области частот вблизи
/Ъых, осуществляется с помощью ФНЧ и У, основана на выборе компромиссных
решений и рассмотрена в [18].
Помимо подавления побочных составляющих ФНЧ и У должны обеспечить
устойчивость ССЧ с кольцом ФАП. Для этого необходимо, чтобы модуль
коэффициента передачи разомкнутого кольца ФАП, определяемого выражением
(10.11), был меньше единицы в той области частот Q, где абсолютное значение
его аргумента больше я.
Ширина полосы удержания, в пределах которой можно сохранить условие
синхронизма при расстройке перестраиваемого генератора, определяется
максимальным изменением частоты ГУН под воздействием управляющего напряжения,
т. е. Дсоуд = 2/Су.ф(0)5рЭ[/т, и с учетом условия устойчивости не может
превышать значения, равного 2/Cy^(0)?^nAZiQmin/mi^A|i?y^(jQmin) |, где Qmm —
минимальное значение Q, при котором |arg/?K.p(j&) 1=я. Определение
динамических характеристик кольца ФАП, т. е. полосы захвата и времени перехода из
режима биений в режим синхронизации^ представляет собой весьма сложную
задачу, которая при произвольных характеристиках ФД, РЭ и i?y^(jQ) еще
не решена. Однако вне зависимости от конкретных технических решений полосы
захвата и удержания тем шире, а время перехода тем меньше, чем выше
граничная частота ФНЧ и меньше задержка т3 в высокочастотном тракте
синтезатора. При этом лучшие динамические характеристики можно получить при
использовании в качестве ФНЧ пропорционально-интегрирующих фильтров и
в особенности LC-фильтров.
Последние обеспечивают наибольшую крутизну среза амплитудно-частотных
характеристик при практически постоянном значении Ку.ф()&) в полосе
пропускания, что позволяет сочетать высокие фильтрующие свойства с достаточным
быстродействием, хорошим подавлением ПОФ и большим значением полосы
захвата. В некоторых случаях для определенного класса фильтров удается
вычислить динамические характеристики кольца ФАП. Так, в [24] приведены графики
отношения полосы захвата к полосе удержания, рассчитанные для косинусо-
ндальной характеристики ФД и ФНЧ в виде простейшего #С-фильтра и пропори
[Шонально-интегрирующих фильтров.
318

Практически всем устройствам, использующим простейшие
схемы ФАП, свойственна низкая достоверность обеспечения
номинального значения выходной частоты, поскольку колебания на
выходе ГУН будут существовать и при отсутствии синхронизма. Дляь>
устранения этого недостатка необходимо включить в кольцо ФАП.
специальные схемы, обеспечивающие наличие синхронизации.
Практическое применение получили методы, основанные на
использовании схем автопоиска или дополнительной частотною
автоподстройки частоты (ЧАП). В первом случае частота
управляемого генератора изменяется путем изменения реактивного
сопротивления РЭ под воздействием напряжения, поступающего со*
схемы автопоиска (САП) при срыве синхронизации. Закон
изменения этого напряжения подбирается так, чтобы частота ГУ№
проходила через полосу захвата системы ФАП, в которой при
этом восстанавливается синхронизм, а САП автоматически
отключается.
Во втором случае в кольцо ФАП параллельно фазовому
включается частотный детектор. Действие ЧАП основано на том, что
при определенных значениях параметров системы кольцо ЧАП{
обеспечивает «грубую» настройку ГУН до тех пор, пока его
частота не попадет в полосу захвата кольца ФАП. Как только эта»
произойдет, погрешность установки частоты ГУН за счет
действия ФАП станет равна нулю и система ЧАП автоматически
отключится. С другой стороны, пока частота ГУН лежит за
пределами полосы захвата ФАП, система ФАП не работает и
подстройка генератора осуществляется только за счет работы ЧАП1
10.6. ЦИФРОВЫЕ СИНТЕЗАТОРЫ ЧАСТОТЫ
С КОЛЬЦОМ ФАП
Цифровые синтезаторы частоты с кольцом цифровой ФАГЕ
(ЦФАП) обычно строят по схеме с делителем с переменным
коэффициентом деления (ДПКД), аналогичной рассмотренной ранее
схеме на рис. 10.14,а. Простейшая структурная схема CC4J
с ЦФАП приведена на рис. 10.18. Если ДПКД не вносит
ощутимой временной задержки, то его вместе с управляемым
генератором можно рассматривать как эквивалентный генератор, частота*
которого4 равна fryn/пд, где пА — текущее значение коэффициента*
деления ДПКД.
Рис. 10.18
31S*

Поскольку цифровые схемы предназначены для работы с
импульсными сигналами, на выходах ОКГ и ГУН включены
формирователи импульсов ФИ, выходной сцгнал которых представляет
:обой периодическую последовательность прямоугольных
импульсов с частотой следования, равной частоте колебаний
соответствующего генератора. При этом в качестве ФД должен быть
использован импульсно-фазовый детектор ИФД. В режиме синхронизма
частоты следования сигналов, поступающих на ИФД, должны
быть равны, т. е. /Окг==/гунДгд.
Изменяя коэффициент деления, можно изменять частоту
выходного сигнала синтезатора. Естественно, что для этого ДПКД
должен иметь столько возможных значений коэффициента
деления, сколько частот в формируемой сетке, т. е. коэффициент
деления должен изменяться в пределах от пд т1п=/гун min/foki до
^д max == / гун max//окг*
Частота следования сигнала, поступающего на ИФД с ОКГ,
не может быть выбрана произвольно и должна равняться шагу
формируемой сетки частот, т. е.
foKP=fm. (ЮЛ5)
Поскольку полоса пропускания кольца ЦФАП должна быть
меньше /окг=/ш, то из (10.15) вытекает один из серьезных
недостатков ЦФАП: частота /ОкГ и, следовательно, полоса
пропускания ФНЧ зависят не от абсолютного значения /гун, а от шага
сетки /ш. При необходимости иметь большое число
фиксированных частот в заданном диапазоне необходимо уменьшать fm,
а значит, и полосу пропускания ФНЧ. При этом система ЦФАП
станет весьма инерционной и не сможет отслеживать быстрые
флуктуации частоты ГУН. Другими словами, система ЦФАП
будет подавлять только самые низкочастотные составляющие ПОФ
ГУН, в то время как высокочастотные составляющие попадут на
выход практически без всякого ослабления.
Кроме того, при любой схеме ДПКД сравнение частот и фаз
ъ ИФД. происходит не непрерывно, как в аналоговой системе
'ФАП, а дискретно с частотой /=/>ун/Яд, т. е. при большом
значении пд быстрые флуктуации частоты ГУН и по этой причине
не будут компенсироваться системой. Таким образом, даже за
счет уменьшения постоянной времени ФНЧ при большом
коэффициенте деления ДПКД сделать систему «быстрой» не удается.
Следует учесть еще две особенности описываемой системы.
Во-первых, из-за конечности и нестабильности длительностей
фронтов и срезов выходных сигналов ФИ и триггеров ДПКД
фаза фронта выходного импульса непрерывно меняется, что
эквивалентно внесению дополнительного фазового -шума в кольцо
ЦФАП. Во-вторых, из-за различного рода внешних импульсных
помех коэффициент деления ДПКД (особенно его первой
декады) может сбиваться. Поэтому синтезаторы с ЦФАП следует
320

лучше защищать от воздействия помех, чем с аналоговой ФАП.
Полоса захвата системы ФАП с ФНЧ на основе LC-фильтров
может достигать значений 0,4софД=0,8я/окг. Поскольку возможная
абсолютная девиация частоты ГУН, обусловленная его
нестабильностью, не должна превышать половины полосы захвата, для рас*
сматриваемой схемы будут справедливы следующие
неравенства: А(0гун/Яд<0,2а)окг ИЛИ Ас0гун/%С0окг=А/гун//гун<0,2.
Таким образом, требования к относительной нестабильности
частоты ГУН в этой схеме достаточно низкие и не связаны со
значением коэффициента деления пд. Это означает, что в системе
ЦФАП нестабильность частоты ГУН не ограничивает ни
минимального значения /Окг=/ш, ни максимального значения /ъУн. Од*
нако, как уже отмечалось, уменьшению значения /ш препятствует
возрастание инерционности кольца ЦФАП. Что же касается
максимального значения /гун, то его увеличение лимитировано
быстродействием ДПКД, поскольку максимальная рабочая частота
серийно выпускаемых схем ДПКД в настоящее время не
превышает 40 ... 50 МГц, что достаточно лишь для построения
синтезаторов коротких или более длинных волн. При этом максимальные
значения яд ДПКД не превышают 10000 ... 15000.
В устройствах более коротких волн целесообразно между ГУН
и ДПКД включать делитель с фиксированным коэффициентом
деления ДФКД <(РИС- Ю.18, штриховые ^линии), быстродействие
которого позволяет работать на частотах до 300 ... 500 МГц.
Включение ДФКД не изменяет требуемых значений коэффициента
деления ДПКД, поскольку в одно и то же число раз уменьшаются
и частоты следования импульсов на входе ДПКД, и шаг сетки
частот, т. е. частота ОКГ.
Таким образом, введение в схему ДФКД позволяет повысить
диапазон рабочих частот синтезатора в число раз, равное
коэффициенту деления ДФКД, но во столько же раз снижает /Окг,
а значит, и полосу пропускания ФНЧ, что, как указывалось, уве*
личивает инерционность ЦФАП. Что же касается триггерного
шума и вероятности сбоев коэффициента деления, то они
увеличатся, так как возрастет общее значение коэффициента делений
делителя, включенного между ФД и ГУН.
Другой способ увеличения значений рабочих частот
синтезатора с ЦФАП требует включения между ГУН и ДПКД
сумматора, осуществляющего перенос спектра сигнала с выхода ГУН
в область более низких частот. Необходимо отметить, что
возможная ширина диапазона рабочих частот такого синтезатора
не может быть больше граничной частоты устойчивой работы
ДПКД, т. е. 40 ... 50 МГц. Кроме того, следует учесть, что для
повышения стабильности частоты выходных колебаний
синтезатора сигнал с частотой /Доп, поступающий на смеситель, должен
либо формироваться из колебаний с частотой /w, либо
подаваться от дополнительного высокостабильного генератора. По-
21—6028 321

ДФКД ИФД ФНЧ
дпкд, ифд
Рис. 10.19
Рис. 10.20
скольку кварцевые резонаторы для высокостабильных опорных
генераторов изготавливаются на частоты 1, 5 или 10 МГц для
получения малых значений fm, между ОКГ и ИФД обычно
включают делитель с фиксированным коэффициентом деления.
Структурная схема рассмотренного варианта синтезатора с ЦФАП
приведена на рис. 10.19. На ее основе выполнен синтезатор
радиостанции «Рейд-1» [37].
Как уже отмечалось, основными недостатками синтезаторов,
выполненных по схемам на рис. 10.118 и 10.19, при малом
значении /ш являются большая инерционность, обусловленная низким
значением граничной частоты ФНЧ и дискретным характером
сравнения фаз входных сигналов в ИФД, и высокий уровень
триггерного шума.
Лучшими характеристиками будет обладать ССЧ с ЦФАП,
структурная схема которого представлена на рис. 10.20. Его
отличительной особенностью является то, что частота, с которой
сравнивают фазы сигналов, поступающих на входы ИФД,
изменяется с изменением частоты выходного сигнала синтезатора, но
всегда остается больше /ш. При этом появляется возможность
повысить граничную частоту ФНЧ и уменьшить требуемые значения
коэффициентов деления ДПКД1 и ДПКД2, что, в свою очередь,
снижает инерционность синтезатора и уровень триггерных шумов
в,его выходном сигнале.
Возможность выбора высокой частоты следования сигналов,
поступающих на входы ИФД, базируется на том, что частота
выходного сигнала ССЧ с заданной степенью точности может быть
прлудена не только при установке коэффициентов деления ДПКД1
и ДПКДг, исходя из условий
nAi=fOKr/fm] Яд2=/гун//ш, (10.16)
цо и при других значениях этих коэффициентов.
Действительно, поскольку /Гун=/окгЯд2/Яд1, можно найти такие
целочисленные значения п^п и пАи, существенно меньшие лд2 к
дД1 соответственно, при которых отличие выходной частоты
синтезатора от требуемой не будет превышать допустимых
пределов, т. е.
322

А/гун=/окг (Яд2//#дН—ft^/fl^i) < AfryH дош (10.17)
где Д/гундоп — допустимое отклонение частоты на выходе, ССЧ.
Возможные значения коэффициентов деления пли и пАп
можно найти на основе алгоритма, приведенного в [43].
Вначале по (10.16) вычисляются значения пд2 и пд\. Затем их
отношение представляется в виде конечной цепной дроби
в которой значения коэффициентов Ъ\ находятся как результат
итерационного процесса, включающего следующие операции:
вычисление целой части яд2/%1, равной 6о;
вычисление дробной части nA2/nAi, равной по;
определение 1/ао;
вычисление целой части 1/ао, равной Ь\\
вычисление дробной части 1/ао, равной а\\
определение 1/ai и т. д.
Значения пли и лД2/ при г^2 рассчитываются по мере
определения bi с помощью рекуррентных соотношений
а Пдю=1; nAu = bi; nA2o=bo;
Расчеты заканчиваются, как только выполняется условие
(10.17). Описанные вычислительные процедуры осуществляются
счетно-решающим устройством, построенным на основе
микропроцессора и управляющим делителями ДПКД1 и ДПКДг.
Глава 11. АНАЛОГОВЫЕ И ЦИФРОВЫЕ
ЭЛЕМЕНТЫ СИНТЕЗАТОРОВ
ЧАСТОТЫ
1L 1. ЦИФРО-АНАЛОГОВЫЕ И
АНАЛОГО-ЦИФРОВЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ
В настоящее время промышленность выпускает целый ряд
интегральных цифро-аналоговых (ЦАП) и аналого-цифровых (АЦП)
преобразователей, обладающих существенно различными
техническими характеристиками. Проектирование устройств на основе
21* 323

IP Г
4ZU-0/Toc
a)
Рис. ил
ИС этого типа требует знания характерных особенностей их
схемотехники и применения.
Цифро-аналоговый преобразователь осуществляет
преобразование Af-разрядного двоичного кода a#-i ... aicto в
пропорциональное ему напряжение или ток по правилу Х=МХ 2 Л'2'э где
Мх — масштабный коэффициент, а а* принимает значения 0 или 1.
Наибольшее распространение получили схемы на основе
прецизионных резисторных матриц JR—2R, управляемых двухпозицион-
ными аналоговыми переключателями. Достоинством этих матриц
является их технологичность и относительная простота юстировки.
Точность изготовления номиналов резисторов достигает 1О"3%,
а их термостабильность оценивается значением 10~4% 1°С.
Отметим, что жесткие требования предъявляются к идентичности
номиналов соответствующих резисторов, а не к их абсолютному
значению, что проще выполняется технологически. Матрицу R—2R
включают по схеме с двухполярными аналоговыми
переключателями и источником опорного напряжения (рис. 11.1,а), а также
по схеме с генераторами токов и однополярными аналоговыми
переключателями (рис. Ш.1,б).
Для схемы на рис. 11.1,а вследствие постоянства
сопротивлений узловых точек относительно «земли» в любом сечении
матрицы потенциал данного узла равен ?Лш/2'- При подключении
к выходным шинам низкоомной нагрузки выходной ток составит
2 a/2"'?/on/2/?'. Поскольку работа обеих схем описывается оди-
наковыми выражениями, погрешности номиналов резисторов
матрицы вызывают одинаковую погрешность преобразования.
Нетрудно показать, что эта погрешность составляет
А/
324

Погрешность старших разрядов имеет большой вес, поэтому
допуски на разброс номиналов резисторов могут устанавливаться
различными. Заметим, что требования к параметрам
переключателей в токовом преобразователе оказываются менее жесткими.
Конечное значение сопротивления нагрузки \RH изменяет масштаб
преобразования MXH=MxRn/ (Rh-\-R), поэтому выход ЦАП, как
правило, считается токовым (преобразователь код — ток), а для
преобразования тока в напряжение используется операционный
усилитель (ОУ), включенный по схеме трансформатора
сопротивления.
Цифро-аналоговый преобразователь по схеме на рис. 11.1,а,
как правило, выполняют по комплементарной МОП технологии,
а ЦАП по схеме на рис. 11.1,6 — по биполярной. Различие в
технологии изготовления определяет существенные отличия
технических характеристик ЦАП. Далее рассмотрены особенности
схемотехники наиболее совершенных типов серийно выпускаемых ИС
ЦАП.
Интегральная схема К572ПА1 представляет собой
110-разрядный преобразователь код —ток среднего быстродействия (?уСт =
= 5 мкс) с малой потребляемой мощностью (?/ип=15 В, /ип^
<^2 мА), конструктивно размещенный в 16-выводном корпусе.
Матрица \R—2R, а также согласованный с ней по номиналу
резистор, включаемый в цепь обратной связи ОУ, расположены на
общем с КМОП переключателями кристалле. Упрощенная
электрическая схема такого ЦАП соответствует показанной на рис. 11.1,а.
Матрица включена как токовый делитель, поэтому аналоговые
переключатели шести» старших разрядов имеют внутреннее
сопротивление, возрастающее по двоичному закону. Это
обеспечивает равенство падений напряжений на переключателях и
способствует улучшению линейности преобразования. Полярность
опорного напряжения может выбираться произвольно. Схема
управления ЦАП сопрягается с цифровыми ТТЛ ИС. Типовая схема
включения ЦАП, приведенная на рис. 11.2, обеспечивает иъых =
= — /вых#ос. Отметим, что выходные сопротивление и емкость
преобразователя меняются при изменении кода, поэтому следует
выбирать ОУ с малыми входными токами и для улучшения ста-
1В
т
Рис. 11.2
2ио
2Ю0
2°о
С! с
С2С
R&ll
U1
т
Ш2
с
>—
•
АН
•
R-2R
1-
Рис. 11.3
325

бильности работы параллельно Roc зключать емкость порядка
100 пФ (выводы 1, 16).
Интегральная схема К572ПА2 характеризуется повышенной
точностью (112 двоичных разрядов) и расширенными
функциональными возможностями. Она обладает быстродействием 10 мкс
и потребляет от источников питания <?/иш=5 В, ?/Ип2=15 В токи
не более 2 мА. Конструктивно преобразователь размещен в 48-вы-
водном корпусе. Функциональная схема преобразователя
приведена на рис. 11.3. Логика работы схемы определяется
управляющими сигналами Cl, C2 первого (вывод 6) и второго (вывод 21)
регистров. Комбинация сигналов 10 обеспечивает запись данных
в RG1 и хранение предыдущих данных в RG2. Комбинация 01
управляет записью данных из RG1 в RG2 и хранением данных
в RGL При С1=С2=1 имеет место прямая передача данных через
оба регистра. Выбором напряжения источника питания ияп\ =
*= 5 ... 15 В осуществляется согласование схемы управления ЦАП
с ТТЛ или КМОП ИС.
Преобразование кода с инвертированным знаковым разрядом
выполняется схемой на рис. 11.4. Для обычного двоичного кода
усилитель ОУг следует отключить и выходом служит точка А.
В первом случае выходное напряжение изменяется от —?/оп
(код 00 ... 0) до +1^оп(1— 2~п) при коде 11 ... 1. Во втором
варианте при тех же кодах ивых принимает значения 0 и
Цифро-аналоговые преобразователи серии К572 обладают
высокими эксплуатационными характеристиками и могут
применяться в радиотехнических устройствах среднего быстродействия
без каких-либо ограничений.
Существенно более быстродействующим является выполненный
по биполярной технологии 12-разрядный ЦАП К1|Ю8ПА1 (/уст<
<300 не). Работа преобразователя, схема которого приведена на
рис. 11.5, основана на суммировании токов и использует внешний
источник опорного напряжения. Для сопряжения схемы
управления СУ ЦАП с ТТЛ ИС вывод
2 заземляют и устанавливают
?/Ип=5 В. Схему управления
можно подключить к КМОП ИС,
имеющим одинаковое с ЦАП
иип = 5 ... 15 В, при этом вывод2
соединяют с ?/ип. Особенностями
данного ЦАП являются малое
по сравнению с ИС серии 572
сопротивление матрицы резисторов
R—2R и одинаковая длительность
включения и выключения
аналоговых переключателей. Это
Рис. 11.4 снижает размер паразитных вы-
21
J?
326

Рис. 11.5
бросов при изменении кода и чувствительность ЦАП к воздействию
помех.
Включение ИС с дополнительным ОУ показано на рис. 11.6.
Без усилителя UBblx^\ В. С помощью внутренних резисторов
можно изменять масштаб преобразования путем коммутации
выводов 9, 10, 11 и выхода ОУ. При однополярном выходном
напряжении балансировка схемы осуществляется потенциометром
/?2. Выбор номинала резистора /?см, с помощью которого
компенсируется сдвиг нуля ОУ, зависит от масштаба преобразования.
На практике его значение находится в пределах 450 ... 700 Ом.
Для получения двухполярного выходного сигнала внутренний
резистор (выводы 7, 8) подключается к выводу 9 и дополнительному
балансному резистору R\.
По биполярной технологии выполнен также ЦАП среднего
быстродействия 594 ПА1. Данная ИС при потреблении от
источника питания С/ип1=5 В, иип2=—15 В соответственно токов 25 й
35 мА обеспечивает время установления 3,5 мкс.
Быстродействующие ЦАП могут быть построены по гибридно-интегральной
технологии. Это целесообразно тогда, когда необходимо приспо-
Рис. 11.6
Рис. 11.7
327

собить ЦАП для какого-либо устройства с минимальным числом
внешних элементов. При этом можно усложнить аналоговые
функции ИС, применив бескорпусные ОУ, источники опорного
напряжения и т. д.
Рассмотренные ЦАП и аналогичные им структуры
используют и для АЦП. Преимущественно распространены АЦП на
основе ЦАП с представлением чисел в двоичной системе счисления,
обычно с равномерным шагом квантования.
Аналого-цифровые преобразователи последовательного типа
выполняют по методу счета единичных приращений и по методу
поразрядного кодирования (последовательных приближений).
Первый основан на сравнении измеряемой величины с линейно-
ступенчатым напряжением (ЛСН)\ Функциональная схема АЦП
показана на рис. 11.7. Тактовый импульс ТИ устанавливает в
нулевое состояние двоичный счетчик СТ2 и триггер Т, затем
значение кода возрастает с частотой счетных импульсов СИ и на
выходе ЦАП формируется ЛСН. Превышение им Ux вызывает
срабатывание компаратора К, который устанавливает триггер в
состояние, соответствующее логической единице. Выходной сигнал
триггера запрещает прохождение СИ, фиксируя кодовый
эквивалент Ux в СТ2. Применимость данного метода ограничена
относительно большим временем преобразования.
Близки к рассмотренному АЦП следящего типа, в которых
управление ЦАП производится реверсивным счетчиком, а
переключение последнего по входам +1, —1 выполняет
непосредственно компаратор.
Сущность метода поразрядного кодирования заключается в
последовательном определении коэффициентов щ кодового
эквивалента, начиная со старшего разряда. Формируемый набор
эталонных уровней представлен при этом рядом значений:
С/оп/2, f/On/2dbf/on/4, ... Алгоритм определения коэффициентов аг
имеет вид
Здесь ?Д=^ a%f/On/2fe, dk — шаг квантования, а номер i=\ со-
ответствует старшему разряду кодового эквивалента. Для
реализации данного алгоритма разработаны специализированные ИС —
так называемые регистры последовательных приближений (РПП)\
Серийно выпускаемые 12-разрядные РПП ТТЛ и КМОП типов
155ИР17 и 564ИР13 могут применяться с ЦАП КИ08ПА1 и
К572ПА2 соответственно.
Схема АЦП на базе РПП 155ИР17 приведена на рис. 11.8.
Регистр в зависимости от состояния входа 3 управления
режимом и состояния выхода СС может находиться в одном из трех
режимов работы: установка, последовательное приближение,
конец преобразования. В первом режиме (3=0) по фронту импуль-
328

L
/4
/
I
д
S
F
СР
SAR
cc\
Q,
4
5
6
7
8
9
16
17
18
19
20
21
M3P
ЦАП
C3P
XT
SB
Рис. 11.8
.ЦВВ
ти
Запуск
Коней ~*—
лреорразо-
Рис. 11.9
са на входе синхронизации (СР) выход Qn старшего разряда
устанавливается в состояние логического нуля, а выходы
остальных разрядов — логической единицы. При подаче на вход
управления сигнала S=l регистр переходит в режим
последовательного приближения. Второй импульс синхронизации устанавливает
на выходе Qn состояние, совпадающее с логическим сигналом
на входе D, а на выходе Q'io — состояние логического нуля.
Следующий импульс на входе СР производит такие же действия
с сигналами на выходах Qio и Qg и т. д. Тринадцатый импульс
установит в определенное логическое достояние выхода Qo
младшего разряда, при этом на выходе СС вырабатывается сигнал
логического нуля. Регистр РПП переходит в третий режим и не
реагирует на "приход последующих импульсов синхронизации.
Вход Е позволяет принудительно устанавливать старший разряд
в состояние логической единицы. При необходимости работы
с ЦАП меньшей разрядности можно организовать укороченный
цикл преобразования, используя сигнал с одного из младших
разрядов регистра для запрета подачи импульсов синхронизации на
вход СР.
Однокристальные АЦП разрабатывают с учетом их
совместимости с микропроцессорами (МП) массового применения и
должны обладать совершенной организацией, позволяющей выполнять
преобразование и выдачу информации (цифрового эквивалента)
как циклически, так и в асинхронном режиме — по командам МП
[44]. Вывод кода на шину данных МП необходимо производить
в согласованном формате, т. е. полным кодом для 16-разрядных
МП и побайтно для 8-разрядных МП. Информационные цифровые
выходы АЦП выполняют в виде буферных схем с тремя
состояниями. Перевод буферных схем в состояние с высоким выходным
сопротивлением осуществляется подачей дополнительных
управляющих сигналов.
329

Многофункциональный КМОП АЦп К572ПВ1 [8] с
нелинейностью ±0,05% при /Пр<1170 мкс работает от двух источников
питания ?/ИП1 = 5 ... 15 В, иип2—15 В и использует внешний
источник опорного напряжения 10/24 В для шкалы 0 ... 10 В.
Согласование с ТТЛ или КМОП ИС осуществляется выбором
значения С/ипь Потребляемый от источников ток составляет 3 и 5мА
соответственно. Структурная схема ИС приведена на рис. 11.9.
Схема управления СУ и буферные схемы Б1, Б2
обеспечивают работу преобразователя в двух режимах: ЦАП и АЦП.
Интегральная схема выполняет функции ЦАП при подаче на СУ
сигнала,Р=1. При этом Б2 переключается в состояние с высоким
выходным сопротивлением и двоичный код с цифровых
входов/выходов ЦВВ заносится через Б1 и регистр сдвига PC в регистр
ЦАП. Запись информации с ЦВВ при подаче сигналов СР=МР—
= 1 происходит полным кодом. При необходимости можно
записать ее побайтно, подав сигнал СР=0 для записи четырех
старших разрядов кода и сигнал МР=0 для записи восьми
младших.
Режим АЦП устанавливают сигналом Р=0, при этом работой
ЦАП управляет внутренний регистр последовательных
приближений РПП. Интегральная схема вырабатывает цифровой код за
27 периодов тактовой частоты, подаваемой на вход ТИ.
Синхронизацию обычно осуществляют сигналами «Запуск» и «Конец
преобразования», а считывание информации с ЦВВ производят
полным кодом или побайтно через Б2. При этом СУ переводит
Б1 в состояние с высоким выходным сопротивлением. Для
циклического преобразования достаточно скоммутировать на выводах
ИС внутренний сигнал «Цикл». Выходные сигналы Iu h подают
на ОУ и далее на компаратор. Масштаб преобразования можно
регулировать, подключая цепь обратной связи ОУ к одному из
внутренних резисторов АЦП, имеющих сопротивление R/4, R/2
R или 2R.
Быстродействующий совместимый с МП il0-разрядный АЦП
КШЗПВ1 выполнен по биполярной технологии и обеспечивает
fnp = 25 мкс. Особенностями ИС
являются наличие
встроенного компаратора со схемой
управления двуполярным
сдвигом УДС, внутреннего
источника опорного напряжения и
РПП с автономным
генератором тактовых импульсов.
Структурная схема
преобразователя показана на рис.
11.10. Преобразующий
напряжение —5 ... +5 В, АЦП рабо-
Рис. 11.10 тает от двух источников пита-
330

ния ?/ИП1 = 5 ... 15 В,(((/Ип2=—15 В, потребление тока не превышает
10 мА от каждого источника. Схема УД С обеспечивает сдвиг в
область положительных напряжений (0 ... +10 В) при подаче на ее
вход сигнала, равного 0. Для точной регулировки в цепь входа
аналогового сигнала АС включают подстроечный резистор 10 ... 50 Ом.
Интегральная схема работает в двух режимах: стартстопном и
повторного запуска. В первом режиме на вход Г/П подается
сигнал логического нули. Через 25 мкс АЦП заканчивает
преобразование и вырабатывает сигнал «Готовность данных» (ГД).
Выходной буфер ВБ переключается при этом из состояния с
высоким выходным сопротивлением в открытое. После считывания
данных из АЦП на вход Г/П необходимо подать сигнал
логической единицы, что приведет к запиранию выходного буфера. Во
втором режиме на вход Г/П подают короткий импульс, по фронту
которого АЦП устанавливается в исходное состояние, а
выходной буфер запирается. Данные на выходе АЦП появляются через
25 мкс после окончания импульса запуска.
Аналогичную структуру имеет быстродействующий
10-разрядный АЦП типа КП08ПВ1 (tnp=l мкс), совместимый с МП.
Для снижения динамической погрешности АЦП
последовательного типа обычно используют вместе с устройством выборки-
хранения УВХ, выполняющим функцию дискретизации по времени.
Различные варианты построения УВХ на ОУ с аналоговыми
переключателями и специализированная ИС УВХ КР1100СК2
среднего быстродействия описаны в [8].
В АЦП параллельного типа измеряемый сигнал Ux вызывает
срабатывание определенного числа компараторов, имеющих
опорные напряжения Uoni<iUx. Состояния выходов компараторов
преобразуются шифратором в двоичный код. АЦП этого вида
являются асинхронными и обладают максимально возможным
быстродействием. Примерами серийно выпускаемых ИС служат
КП07ПВ2 (/пр=200 не, л=8) и КШ07ПВЗ (/пр=20 не, л=
=6).
При проектировании устройств на базе ЦАП, АЦП
необходимо рационально распределить погрешность между отдельными
узлами. Для этого приведем точностные характеристики узлов АЦП
на примере высококачественного 12-разрядного преобразователя.
Погрешность квантования составляет половину дискрета, т. е.
0,0125%. Основными источниками температурных погрешностей
являются резисторная матрица и источник опорного напряжения,
вызывающие при Д?=50°С погрешность около 0,05%.
Компаратор и ОУ, преобразующий ток в напряжение, имеют
приблизительно одинаковую погрешность, связанную главным образом
с изменениями входного тока и напряжения смещения нуля. Для
типичного значения TKf/CM=10 мкВ/°С и ТК/ВХ=2 нА/°С
погрешность составляет 0,025%. Погрешность ключевых схем не
превышает 0,03%'. Таким образом, максимальная тмепературная
331

погрешность АЦП может достигать 0,2% (среди еквадратиче-
ская —0,08%), что более чем в 10 раз превышает шаг
квантования.
Приведенные данные свидетельствуют об определяющем
влиянии условий эксплуатации на основные характеристики ЦАП
и АЦП.
11.2. ДЕЛИТЕЛИ ЧАСТОТЫ
Делителем частоты (ДЧ) называют устройство, изменяющее
частоту входного сигнала в Кд>1 раз, причем число Кд может
быть как целым, так и дробным. Широкое распространение в
настоящее время получили цифровые ДЧ на ИС, применение
которых оказывается предпочтительным в диапазоне частот до
30.. .50 МГц. До 500.. .600 МГц могут быть использованы как
цифровые, так и аналоговые ДЧ, однако при дальнейшем
увеличении рабочей частоты аналоговые ДЧ оказываются значительно
экономичнее цифровых. Недостатками аналоговых ДЧ являются
необходимость применения LC-контуров и элементов настройки, а
также невысокая широкаполосность.
Среди аналоговых ДЧ пассивного типа наиболее эффективны
параметрические (рис. 11.11), достоинствами которых является
высокая граничная частота (до единиц гигагерц) и экономичность
[43]. Широкополосность при /Сд^10 составляет А///^20%. Схема
представляет собой параметрический автогенератор, поэтому
уровень входного сигнала должен быть достаточным для
самовозбуждения. Элементы колебательных систем рассчитывают из
условий UC^iKn/M2, L2C2=LxCl/{K?— I)2.
Применяют два типа активных аналоговых ДЧ:
регенеративные и ключевые. Более распространенными являются
регенеративные ДЧ, представляющие собой преобразователь частоты с
цепью положительной обратной связи через умножитель частоты
в /Сд—1 раз (рис. 11.12). Основным достоинством ДЧ этого
типа, определившим его широкое практическое применение,
является высокая экономичность, поскольку для реализации схемы с
Яд^5.. .7 достаточно одной ИС. При необходимости можно
получить выходной сигнал, близкий к гармоническому, с помощью ИС
регенеративного ДЧ типа К175ПК1 (fBX^50 МГц). Схема ИС
вых
X
\j (Лд ///Яд
\5
Рис. 11.11
Рис. 11.12
332

приведена на рис. 11.13. Основными ее узлами являются
усилитель по каскодной схеме на транзисторах Т21 ... Т23 и
аналоговый перемножитель на транзисторах Т8...Т14. Остальные
элементы схемы выполняют функции развязки и согласования.
Входами перемножителя являются выводы ИС 4, 5 и 5, 9. В режиме
деления каскодный усилитель выполняет функции умножителя
частоты, поэтому к выводу 13 должен быть подключен полосовой
фильтр, настроенный на /=/вх(/Сд—1)//Сд. Использование
перемножителя позволяет применить для фильтрации выходного сигнала
(выводы 1, 2) широкополосный контур, а при малом /Сд — резис-
тивную нагрузку. Выводы 3, 4, 6, 9, 10, 12, 14 следует заземлить
по высокой частоте, подключая конденсаторы емкостью около
10 нФ.
Цифровые ДЧ представляют наибольший интерес для
практики. Они позволяют получить как целый, так и дробный
коэффициент деления, легко мопут изменять его в широких пределах.
Важными достоинствами цифровых ДЧ являются простота
переключения Кд с помощью потенциальных управляющих сигналов
и отсутствие элементов настройки.
Основными задачами проектирования цифровых ДЧ является
рациональный выбор элементной базы и общей структуры
устройства, синтез устройства управления делителем. Рассмотрим
особенности проектирования ДЧ с постоянным /Сд. Наиболее просто
и с минимальными аппаратурными затратами реализуют
асинхронные (последовательные) ДЧ, однако для снижения дисперсии
фазы выходных импульсов их целесообразно выполнять по схеме
333

параллельного (синхронного) счетчика. Такие ДЧ обычно
используют в качестве предварительных ступеней деления и выполняют
на быстродействующих элементах ЭСЛ или ТТЛ серий К500,
К531, К555. В параллельных счетчиках применяют
синхронизируемые фронтом сигнала триггеры JK- и D-типов, причем сигнал
подается на все разряды одновременно. Максимальная рабочая
частота синхронного счетчика не зависит от числа разрядов и
определяется временем переключения одного триггера.
Второй вариант синхронных ДЧ выполняется на основе
кольцевых сдвигающих регистров [6]. Такие ДЧ имеют /СД=М, где
N — число триггеров в регистре. Быстродействие схемы
определяется временем срабатывания одного триггера, а сдвигаемая
кодовая последовательность состоит из JV — 1 нулей и одной единицы.
Контроль правильности сдвигаемой комбинации и ее
восстановление при сбоях осуществляются логической схемой,
формирующей на D-входе первого триггера конъюнкцию выходов Qt всех
разрядов регистра.
Введение перекрестной связи между двумя разрядами
кольцевого счетчика D\ = Qm увеличивает число устойчивых состояний
в два раза и обеспечивает KK=2N. Выходные сигналы счетчика
соответствуют коду Джонсона [6], при этом регистре сдвигается
вправо кодовая последовательность из N нулей и N единиц (00...
... 011 ... 1). Для получения нечетного /СД=2М— 1 достаточно
исключить одно из промежуточных состояний счетчика, что
наиболее просто выполняется путем подачи сигнала,
соответствующего логическому нулю, на iD-вход первого триггера при Qn\/
V
Кольцевые счетчики характеризуются надежной работой, малым
числом соединений и простотой дешифрации состояний. В виде
схем средней степени интеграции кольцевые счетчики выпускаются
в составе серии 564 (ИЕ9, ИЕ19).
Для построения ДЧ с /Сд>16 более экономичными являются
структуры с последовательным двоичным счетчиком и схемой
предварительного опознавания (рис. 11.14). В этой схеме
дешифратор обнаруживает на выходе счетчика код, соответствующий
приходу предпоследнего
импульса, и устанавливает
триггер в состояние
логического нуля. Выходные
сигналы триггера запрещают
прохождение входных
импульсов на счетчик,
открывают выходной вентиль и
осуществляют сброс
счетчика в исходное состояние.
Следующий входной им-
Рис. 11.14 пульс проходит непосредст-
Вход
334

венно на выход схемы й устанавливает триггер в состояние
логической единицы. Задержка выходного импульса относительно
входных определяется только задержкой вентиля, поэтому
дисперсия фазы импульсов возрастает незначительно.
Быстродействие схемы определяется временем переключения триггера.
Следует отметить, что тип ДЧ окончательно выбирают после
анализа всех конкурирующих структур на основе критерия,
учитывающего экономичность, стоимость, сложность печатной платы
и другие характеристики.
К делителям частоты с переменным коэффициентом деления
(ДПКД) предъявляются высокие требования по диапазону
регулировки коэффициента деления (/Сдтах ... K^min), удобству
установки и переключения Кр,. К числу основных характеристик, как и
ранее, относятся диапазон рабочих частот, потребляемая
мощность и фазовая нестабильность выходных импульсов.
Как правило, ДПКД строится в виде каскадного соединения
декадных счетчиков с независимой .установкой их /Сд в
десятичной системе счисления. Особенности построения конкретных
разновидностей ДПКД заключаются в основном в способе устранения
влияния задержки импульсов в декадах на быстродействие
счетчика.
В ДПКД с идентичными декадами используется схема
опознавания, аналогичная показанной на рис. 11.14. Каждая декада
содержит канал счета и схему опознавания. Канал счета i-й декады,
соответствующей i-му десятичному разряду /Сд=а^а^-1 ... а©,
работает сначала в счетном режиме, когда счет осуществляется от
предварительно установленного числа 10 — щ до 10, а затем
переходит в режим деления, при котором /Сд/=10. Все декады, кроме
старшей, последовательно, начиная с младшего десятичного
разряда, переходят в режим деления. Система опознавания работает
аналогично схеме на рис. 11.14. На вход опознавания i-й декады
сигнал подается с выхода системы опознавания i+1-й декады.
Упрощенная схема одной декады приведена на рис. 11.15.
Из других вариантов следует отметить ДПКД с
дополнительной декадой ([18], в которой за счет подключения дополнительной
декады на время сброса счетчика обеспечивается возможность
построения декад старших разрядов на экономичных ИС с
невысоким быстродействием. Отметим, что в такой схеме /Сдшш^П. При
отсутствии жестких ограничений по потребляемой мощности
следует применять ДПКД с идентичными декадами.
В диапазоне частот выше 15 ... 20 МГц применение счетчиков для деления
частоты становится экономически невыгодным, что, в частности, связано с
наличием вполне определенных требований в форме импульсов. В связи с этим
разработаны ИС высокочастотных делителей сигналов синусоидальной и
импульсной формы. Так, в составе серии К193 имеются делители на два с модулем 10/11,
работающие в диапазоне частот 40 ... 500 МГц при ?/Вх=0,4 ... 0,8 В. Потреб-
щ

Рис. 11.15
ляемый ток составляет 18 и 60 мА для ДЧ на 2 и 10/11 соответственно. Делитель
частоты на два может управляться по одному или двум парафазным входам
через разделительные емкости. Схема включения ИС для получения /Сд=40/44
приведена на рис. 11.16. Номиналы всех емкостей одинаковы: 1000 пФ. Отметим,
что сигналы на входах и выходах ДЧ считаются импульсными, поэтому для
синусоидального сигнала принимается ?/вх=2?/т. Программирование делителя
К193ИЕ2 осуществляют путем подачи управляющих сигналов с амплитудой
?/о^4,3 В на любой из входов управления для получения /Сд = 10 и с
амплитудой ?/i<&5 В на оба входа управления для получения /Сд=11. Делитель
частоты с модулем 10/11 имеет выход, согласованный с ТТЛ. Амплитудные
характеристики ИС серии К193 обеспечивают их совместную работу в любом
включении. Десятый вывод ИС заземляют через конденсаторы С=1000 пФ.
В качестве предварительных делителей частоты при /<250 МГц
целесообразно использовать ИС
КР1507ИЕ1, имеющую
переключаемый с помощью
управляющих сигналов коэффициент
деления /Сд<44. Высокая
экономичность ИС этого типа
обусловила появление новых
модификаций с /Сд=32/33 и/Сд=
=64/65 для работы в систе-
Рис. 11.16 мах ФАП-
Вход
Управление
336

11.3. СМЕСИТЕЛИ. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
В радиопередающих устройствах смесители применяют в
синтезаторах частот и трактах формирования сигналов. В
синтезаторах смеситель преобразует два колебания (гармонических или
Прямоугольных) в колебание суммарной или разностной частоты
и функционирует в условиях относительного постоянства их
амплитуд, в связи с чем к смесителю обычно не предъявляются
высокие требования по динамическому диапазону входных сигналов.
В трактах формирования сигналов смеситель выполняет функции
балансного модуляра и должен обеспечить неискаженный
перенос спектра сигнала в заданную область частотного диапазона.
К характеристикам смесителя при этом предъявляются более
высокие требования. Фазовые детекторы можно рассматривать как
одну из разновидностей смесителей, выполняющих
преобразование сигналов с одинаковыми частотами.
Отмеченные разновидности устройств далее для краткости
обозначим ПЧ (преобразователи частоты). Основными
характеристиками ПЧ являются коэффициент передачи преобразуемого
сигнала Kn^=20\g(U(i)+Q/UQ) или его рабочее затухание аир=
= 101g(JPQ/P(0+Q), а такжр амплитудная и частотная
характеристики по сигнальному входу Kk$(Uq), Кщ>(&), anp(UQ), anp(Q). В
идеальном ПЧ на выходе присутствуют только комбинационные
составляющие второго порядка с частотой о±й, поэтому качество
работы ПЧ определяется уровнем нелинейных искажений на
нагрузке, причем обычно в качестве оценки принимается
коэффициент нелинейности Kf или затухание нелинейности по
комбинационной составляющей четвертого порядка af=W\g(P(0±Q/P(i>±2Q).
Задачей проектирования ПЧ является обоснование выбора
схемы преобразователя и расчет элементов схемы или определение
требований к ним. По структурным признакам все многообразные
схемы ПЧ можно разделить на однотактные, балансные
(последовательные, параллельные и мостовые) и кольцевые. Каждую
из них можно выполнить как на пассивных, так и на активных
нелинейных элементах. Однотактные схемы из-за низких
качественных показателей не нашли практического применения, т. е.
предпочтение отдано различным вариантам 'балансных и
кольцевых ПЧ. В технике радиопередающих устройств традиционно
используют пассивные ПЧ с диодами или транзисторами в
диодном включении в качестве нелинейных элементов. Активные ПЧ
чаще применяют в передатчиках многоканальных систем с
частотным разделением каналов. Важно отметить, что высоких
качественных показателей ПЧ можно достигнуть лишь при условии
хорошей симметрии схем и идентичности параметров
нелинейных элементов. Последнее обеспечивается с помощью диодных
или транзисторных сборок, выполненных по интегральной
технологии. Необходимым условием достижения малого уровня иска-
22—6028 33^

а]
U
иа,ш-
n
г-
' V
t
жений является малая глубина модуляции, т. е. выполнение
условия Uu^Uq. Отметим, что применение сигналов гетеродина
(?/©), имеющих вид последовательности прямоугольных
импульсов, ослабляет нелинейные искажения за счет устранения
влияния конечного значения сопротивления нелинейных элементов.
Схемы наиболее распространенных пассивных ПЧ приведены
на рис. 11.17. Основные отличия в работе ПЧ разных типов ясны
из приведенных диаграмм. Входные сигналы ПЧ данного вида
упрощенно можно записать в виде Knitioit) [l-\-signu®(t)] для
последовательной балансной схемы, /(пгиоСОП—signa© (*)] для
параллельной балансной и мостовой схем и /Спз^оСО signw© (t)
для кольцевой схемы. Рассматривая выходной сигнал как
результат выполнения математической операции, можно
констатировать, что кольцевой ПЧ обеспечивает перемножение входных
сигналов во всех четырех квадрантах, в то время как балансные
схемы являются двухквадрантными умножителями. Следствием
этого является отличие в спектральном составе выходных
сигналов [19]. При идеальной симметрии на выходе балансной схемы
отсутствуют составляющие с частотой со и ее гармоники, а
кольцевая схема, помимо этого, обеспечивает отсутствие
составляющих преобразуемого сигнала (Q, nQ).
Реальная степень подавления указанных составляющих достигает 30 ...
...35 дБ. Минимальное рабочее затухание без учета потерь в диодах flmin==
338

~~201gJt^l0 дБ для балансного и атт=20 lg я/2^4 дБ для кольцевого ПЧ
[19]. В серийно выпускаемых ИС кольцевых ПЧ типа 235МП1, 235МП2
симметрирование входов, выхода и диодов резисторами обеспечивает подавление 26 дБ
без дополнительной подгонки. ИС данного типа работают в диапазоне частот до
250 кГц без снижения качественных показателей, однако уже для f=2,5 МГц
подавление уменьшается до 14 дБ. Недостатком пассивных ПЧ является
наличие частотно-зависимой составляющей входного сопротивления преобразователя
при подключении к нагрузке полосового фильтра [19] и необходимость
применения дополнительных усилителей для компенсации затухания.
Расчет пассивных ПЧ сводится к выбору схемы, типа
нелинейных элементов и определению мощности и напряжения
подводимых сигналов (uQ, u<o), а также рабочего затухания.
Рекомендации по выбору режима работы ПЧ содержатся в § 8.4,
а подробная методика расчета согласующих трансформаторов —
в [33].
Активные ПЧ на дискретных элементах не получили широкого
распространения, однако существенно лучшие энергетические
показатели привели к появлению интегральных микросхем,
реализующих функции активных ПЧ в различных диапазонах частот.
Отметим, что гибридные ИС, как правило, не могут обеспечить
достаточно высокие качественные показатели. Примером
являются ИС серий 224, 235, имеющие ограниченное применение.
Требуемый высокий уровень взаимного согласования компонентов
обеспечивается лишь в современных полупроводниковых ИС, в которых
реализовано четырехквадрантное перемножение сигналов на
основе метода нормировки токов [6,8]. Для обеспечения
универсальности применения ИС данного типа (обычно именуемых
аналоговыми перемножителями) предусматривают возможность
регулировки рабочих параметров внешними элементами, расчет
которых и является задачей проектировщика.
Рассмотрим кратко принцип построения аналоговых
перемножителей. Известно [6], что в обычном дифференциальном
каскаде (ДК) динамическая передаточная проводимость
q/oexp(t/BX/<p)
Ttl+exp(*/BX/?)]f
где ф=-«У<7«26 мВ при Г=300 К. В точке UBX=0 уш\ =
= а/о/2ф, следовательно, выходной сигнал соответствует
перемножению входного напряжения и тока /0: иЕЫХ=ут^яи1. Для
управления эмиттерным током /0 в дифференциальный усилитель
включают дополнительный ДК, при этом uBblx=ymiym2U\U2.
Схема является несимметричной и обладает малой погрешностью лишь при
Ui порядка единиц милливольт. Для улучшения характеристик в нее вводят ряд
дополнительных узлов, показанных на рис. 11.18. Главная часть схемы —
счетверенный ДК с перекрестными связями (транзисторы Т5 ... Т8). По своему
действию он подобен рассмотренному ДК, а перекрестные связи обеспечивают
22* 339

Рис. 11.18
инверсии сигналов для
правильного четырехквадрантного умножения.
Эмиттерные токи усилителя равны
коллекторным токам входных
транзисторов Т9, Т10. Эти токи
являются линейной функцией их, что
обеспечивается источниками тока
/i3 и общего сопротивления
отрицательной обратной связи Rx. К
базам усилителя на транзисторах
Т5 ... Т8 приложено напряжение
AU. Поскольку -выходной ток
зависит от AU экспоненциально, то для
компенсации этой нелинейности
входной сигнал иу предварительно
преобразуется формирующим каскадом (VT1 ... VT4). При подаче
сигнала иу напряжение AU приобретает логарифмическую зависимость,
которая и обеспечивает линейность выходного тока. При этом Мвых=
=kuxuy, где k=2Rn/RxRyh — масштабный коэффициент. Усиление можно
установить в соответствии с условиями применения ИС путем выбора резисторов
Rx, Ry. Их номиналы должны обеспечивать линейный режим усиления и
исключать возможность запирания входных усилителей, поэтому Rx>Ux/Ii3, Ry>Uy/Iz.
Если ограничиться входными сигналами \Ux,y\<5 В и токами /з=/1з=0,5 мА, то
Rx,y>№ кОм. Значения токов /3, I\z выбирают в пределах 0,1 ... 2 мА для
уменьшения мощности рассеяния в кристалле, причем при меньших токах
трудно получить требуемый коэффициент масштабирования. С учетом возможных
выбросов входных сигналов сопротивления Rx, Ry следует увеличить на 25
... 30%, т. е. до 13 кОм. Для ?=0,2 сопротивления внешних нагрузочных
резисторов Rn = kIzRxRy=8,45 кОм.
Питание ИС осуществляется от двух источников, а напряжение для канала Y
получаем от шины Еп+ через гасящий резистор /?/. 'При сигнале | Ux |< 5B с
учетом запаса 1,5 ... 2В ?+, = 9В, а ?+ = Е+у + kUxUy/2 + I13RK + 2 = 17,75В.
Для Еи* = 18В сопротивление гасящего резистора Rx = (Е* —?^)/12/8=9кОм.
Напряжение питания Еп~ выбирается так, чтобы при максимальном входном
напряжении между входом и шикой Еи~~ напряжение было меньше пробивного (^пр =
= 30 В). Примем Еп~ = 9 В, что позволит определить номиналы остальных
внешних резисторов: R3 = Rl3 — (Ejf~—Ufe)jl2—500=16 кОм, задающих токи /3, /13.
Приведенная на рис. 11.18 упрощенная схема соответствует
серийно выпускаемому интегральному аналоговому
перемножителю 525ПС1. Точность перемножения сигналов зависит от
нелинейных искажений в логарифмирующем и антилогарифмирующем
каскадах схемы и при максимально допустимых входных
сигналах (±10 В) составляет 2%. В приведенном примере
погрешность не превышает 1 % и может быть снижена уменьшением
токов /i3, /з. Коэффициент ослабления напряжения обоих каналов
составляет 46 дБ. Выходное сопротивление ИС велико (около
340

<>'75В
Рис. 11.19
50 кОм), поэтому диапазон раоичи* ча'стот зависит от того,
какой сигнал (токовый или потенциальный) снимается с
перемножителя. Полоса пропускания по обоим каналам не менее 1,5 МГц
и может быть расширена путем преобразования
дифференциального токового сигнала в напряжение с помощью
широкополосного ОУ практически до 5 МГц. Дифференциальные входные
сопротивления каналов превышают 35 МОм, поэтому АП не
влияет на источники сигналов.
В состав серии 525 входит ИС 525ПС2, которая представляет
собой АП с операционным усилителем на выходе, разработанный
непосредственно как устройство для преобразования спектра.
Полоса пропускания обоих каналов ИС не менее 0,7 МГц, а
нелинейность перемножения не превышает ±0,5%. АП работает от
двух источников питания иип\ = +15 В, ?/ип2=—15 В и
характеризуется малой чувствительностью к изменениям питающих
напряжений. Выводы 9, 12, 11 предназначены для регулировки
смещения каналов и выходного напряжения. Типовые схемы
включения АП 525ПС1 и 525ПС2 приведены на рис. 11.19.
Рассмотренные АП относятся к классу инструментальных
аналоговых ИС [8] и могут быть использованы в
высококачественных ПЧ трактов формирования однополосных сигналов и
смесителях синтезаторов частоты при рабочих частотах менее
1 МГц. Следует отметить, что сравнительно невысокое
быстродействие ИС серии 525 связано с наличием логарифмического
каскада. Для применения АП в синтезаторах частоты
требование широкого динамического диапазона амплитуд входных
сигналов является избыточным, поэтому модификации
рассмотренной структуры АП могут обеспечить значительное расширение
рабочего диапазона частот.
На рис. 11.20 приведена схема АП 526ПС1, отличающаяся
рядом упрощений: отсутствует логарифмирующий каскад, во
входных усилителях нет составных транзисторов и т. п. В то же
время схема содержит резистивные и диодные цепочки для
установки режима, что уменьшает число внешних элементов. В
диапазоне частот от нуля до 40 МГц ИС имеет следующие харак-
23—6028 341

3,5k
Рис. 11.20
теристики: /Спр^14 дБ при
?/Q=5 мВ, 6^=500 мВ, и
обеспечивает подавление
несущей частоты на 65 дБ.
Потребляет АП от однополярно-
го источника питания ?/ип=
=6 В ток около 5 мА. Схема
включения ИС 526ПС1
показана на рис. 11.21. Номиналы
всех емкостей одинаковы:
0,1 мкФ. Отсутствие
регулировок, высокие технические
характеристики позволяют
считать данную ИС наиболее
приемлемой при построении
смесителей для синтезаторов
частоты указанного диапазона частот.
Применение рассмотренных ИС обеспечивает существенное
повышение надежности разработанной аппаратуры, способствует
улучшению ее ремонтопригодности. Важным фактором является
также универсальность АП, что позволяет повысить уровень
стандартизации РЭА. Так, на базе интегральных АП могут быть
реализованы следующие устройства: балансный модулятор,
амплитудный модулятор с регулируемым уровнем несущей частоты,
линейный и квадратичный амплитудные детекторы, фазовый
детектор, удвоитель частоты, делитель частоты и др. »[6].
Рассмотрим особенности построения фазовых детекторов
(ФД). Они входят в состав систем ФАП синтезаторов частоты,
поэтому входные сигналы ФД имеют приблизительно постоянную
амплитуду. Практически всегда ФД выполняют на базе ПЧ с
перемножением сигналов. Для устранения зависимости выходного
напряжения ФД от амплитуд сигналов целесообразно применять
ИС 526ПС1, обладающую свойствами ограничителя при
достаточно больших входных сигналах. На более высоких частотах
(выше 40 МГц) можно использовать кольцевые пассивные ПЧ
с ограничителями на входах или более высокочастотные ИС.
Частоты сигналов в'режиме входа системы ФАП в сложение
могут различаться, поэтому выходной сигнал ФД в общем случае
зависит от разности полных фаз колебаний [43]. При равенстве
частот и отсутствии ограничения амплитуд uBhlx=MU\U2 [coscp-f*
-)-cos (2о)Н-ф)], где М — масштабный коэффициент,
характеризующий ПЧ. Составляющая суммарной частоты устраняется
фильтром нижних частот. Дискриминационная характеристика
для малых сигналов является синусоидальной, а при ограничении
входного и опорного сигналов приближается к линейной. Вклю:
чение АП в режиме ФД не отличается от показанного на схеме
рис, 11.21. В схеме на рис. 11.17,в для применения в качеств!
342

:-R J
1Ш
.ххх
Рис. 11.21
Рис. 11.22
кольцевого ФД сигнал и® подается на зажимы АА, а нагрузка
{RC) подключается к зажимам ВВ.
Для опорного колебания прямоугольной формы коэффициент
передачи составляет 0,32, а входная проводимость г/вх=0,3//?д.
Емкость С выбирается из условия подавления переменной
составляющей, С>5/со/?.
Отметим, что для построения ФД на частотах до 220 МГц
может быть использован АП типа К174ПС1, по структуре близкий
к АП526ПС1. Степень подавления составляет 30 и 24 дБ для
сигнального и опорного входов соответственно. В ряде случаев
находит применение ИС К175ПК1 (см. рис. 11.13) с граничной
частотой 50 МГц и подавлением по сигнальному входу около
30 дБ.
Импульсно-фазовый детектор (ИФД) вырабатывает
напряжение, пропорциональное разности фаз двух импульсных
последовательностей, определяемой относительным временным
положением фронтов импульсов. Структурная схема ИФД и
соответствующая ему дискриминационная характеристика приведены на
рис. 11.22. При равенстве частот последовательностей на выходе
триггера будет наблюдаться последовательность импульсов той
же частоты f=l/T с длительностью пребывания в состоянии
логической единицы, линейно зависящей от сдвига At. Определив
фазу соотношением <ф=2яД?/Г, получим зависимость выходного
напряжения ФНЧ в виде uBblx=U1«р/2я, где U\—уровень
логической единицы на выходе триггера. Недостаток данной схемы
заключается в необходимости применения ФНЧ высокого
порядка, причем вызываемое им запаздывание может существенно
ухудшить динамические характеристики системы ФАП. Отметим,
что устойчивому состоянию соответствует точка ф = я, т. е.
At—Т/2 на дискриминационной характеристике ИФД.
От указанного недостатка свободна схема ИФД типа
«выборка— запоминание» [43]. Принцип действия ее заключается в
преобразовании временного рассогласования в пропорциональное
ему напряжение путем заряда емкости от генератора стабильного
тока ГСТ и последующей перезаписи полученного напряжения
23*
343

ill
\
Ш
ц
U02
1
1
|
1
1
1
/
t
t
t
Рис. 11.23
во ВТОРУЮ емкость (запоминающую). Упро-
щенная схема устройства и диаграммы его
работы приведены на рис. 11.23. Импульсы
последовательности U\(t) на время, равное
длительности импульса, замыкают ключ /Сг,
разряжая конденсатор С\ до нулевого
потенциала, и открывают ключ К\.
Напряжение на емкости С\ линейно растет до
прихода очередного импульса
последовательности u2(t), который закрывает ключ К\ и
открывает ключ Кз на время, равное
длительности имшульса. При выполнении
условия C2<CCi выходное напряжение
достаточно точно повторяет напряжение на
емкости Сь
Отметим, что в данной схеме при изменении
сдвига фаз последовательностей переменная составляющая
входного напряжения приблизительно на 30... 50 дБ
меньше, чем в предыдущем случае. Это существенно снижает требования к
характеристикам ФНЧ. Выбор емкости С\ зависит от рабочей частоты и
требуемого выходного напряжения (С/отах) ИФД. Связь этих величин описывается
соотношением Ci=/o/f?/max. Для упрощения требований к аналоговым
переключателям следует выбирать по возможности малые значения Сг и /0.
Быстродействие ключей должно обеспечить включение/выключение за время, равное
длительности импульса (Ги) последовательности ux(t)t u2(t). При частоте
коммутации до 1МГц этим условиям удовлетворяют МОП-переключатели серии 190, 168,
имеющие пороговое напряжение б В, ?Вкл=300 не, ?Выкл=700 не. При более
низких частотах удобнее использовать совместимые с ТТЛ ИС переключатели
КМОП типа серии 590, а при более высоких —- биполярные интегральные
прерыватели или схемы на дискретных элементах (достижимое быстродействие около
8 ... 10 не).
Высококачественный ИФД можно выполнить на основе ИС
ЦАП, применение которых до последнего времени сдерживалось
относительно высокой стоимостью. Функциональная схема
устройства приведена на рис. 11.24. Реверсивный двоичный счетчик,
У?.
С7,
TJ
1
2
4
ЦАП
Рис. 11.24
344

управляемый по каналам сложение/вычитание RS-триггером,
вырабатывает кодовый эквивалент, пропорциональный разности
длительности состояний Q=l и Q=0 триггера, т. е. интервалу
времени Т—Д?. Погрешность преобразования определяется
выбором частоты счета fc, точнее, отношением fc/f и разрядностью
ЦАП. Импульсы последовательности щ{{) управляют перезаписью
двоичного кода из реверсивного счетчика в регистр ЦАП. По
подавлению переменной составляющей основной частоты данная
схема эквивалентна предыдущей, но гораздо технологичнее и
практически не требует настройки.
11.4. АВТОГЕНЕРАТОРЫ, УПРАВЛЯЕМЫЕ
НАПРЯЖЕНИЕМ
Автогенераторы, управляемые напряжением (ГУН),
необходимы при построении ЧМ модуляторов и синтезаторов частоты. Для
управления частотой колебаний АГ к его колебательной системе
подключается реактивный двухполюсник — управитель частоты
УЧ с параметрами, определяемыми управляющими или
модулирующими сигналами. В зависимости от диапазона частот в ГУН
применяют соответствующие электронные приборы: биполярные и
полевые транзисторы; туннельные и лавинно-пролетные диоды,
диоды Ганна, отражательные клистроны и митроны, и колебательные
системы: LC-контуры, объемные резонаторы, отрезки полосковых
линий". Выбор типа УЧ определяется диапазоном рабочих частот,
максимальной девиацией частоты, допустимым уровнем паразитной
модуляции и нелинейных искажений и т. д. Безынерционная
перестройка колебательных систем ГУН наиболее часто
осуществляется варикапами.
Зависимость барьерной емкости закрытого р — /г-перехода
варикапа от напряжения (рис. 11.25) определяется выражением [34]
г (
иво[
У
I
(ИЛ)
где еп<0 — запирающее напряжение на переходе; ?во —
напряжение начального смещения; <рк^0,6 ... 0,7 В — контактная разность
Рис. 11.25
Рис. 11.26
345

Таблица 11.1
Тип варикапов
KB 102 А
KB ЮЗА
KB 103Б
КВЧ04Е
КВ106Д
KB 109Г
KB 110А
свт1псвтах' пф
14...23
18...27
28...48
95...143
15...35
8...17
12...18
вв.
40
150
150
150
60
160
300
*в. в
4
4
4
4
4
4
4
fB. МГц
50
50
50
10
50
50
50
Т *обр max' °
45
80
80
45
90
25
45
потенциалов; Св0 — емкость варикапа при еп=Ев0; п=1/3 для
плавного перехода; п=1/2 для резкого и м=1, 0, ...,2,0 для
сверхрезкого.
Чаще всего применяют варикапы с резким переходом (п=\/2).
Поскольку варикапы входят в колебательную систему ГУН, то их
важными параметрами являются добротность QB&l/2nfBCBrB,
минимальная и максимальная емкости CBmin и Свтах,
максимально допустимое обратное напряжение еОбр.доп, соответствующее
Свшш. На частоте f^fB добротность (}в!=(2в!в/!. Параметры
некоторых варикапов приведены в табл. 11.1 [33].
Температурный коэффициент емкости (ТКЕ)" варикапа
определяется температурной зависимостью контактной разности
потенциалов фк (ИЛУ и в области закрытого р — га-перехода
заметно снижается при работе вблизи предельно допустимых
напряжений, принимая значения Ю-4... 10~5 К""1.
В зависимости от назначения ГУН на первый план выступают
те или иные качественные показатели. В синтезаторе частоты
основными качественными показателями ГУН являются:
коэффициент перекрытия диапазона частот йд, уровень побочных излучений,
коэффициент гармоник, уровень защищенности от помех,
вызванных нестабильностью напряжения источника электропитания. Если
же ГУН попользуется в качестве частотного модулятора, то
основными качественными показателями являются: линейность
статической модуляционной характеристики (СМХ),
максимальная девиация частоты, уровень нелинейных искажений,
допустимый уровень паразитной амплитудной модуляции (ПАМ) и
стабильность средней частоты. Несмотря на эти и ряд других
отличий принцип управления частотой ГУН одинаков.
В ГУН, как и вообще в LC-генераторах, частота колебаний
определяется в первую очередь собственной частотой контура
(дЖ(дк(Еу) = (ЬС(Еу))-Л/2, завирящей от напряжения управления
Еу и представляющей СМХ. Проектирование ГУН сводится к
расчету электрического режима АГ, параметров его контура и
выбору схемы подключения УЧ для реализации требований к СМХ.
Выражение для нормированной СМХ, являющейся сложной
346

функцией параметров контура для схемы подключения варикапа
(рис. 11.26), получено в [12, 34]:
у=Ао)/соо=(—Pip2)6/4+Si(3si+ip2+l/2)82/2+ ...
... =518+;5282+ ..., (11.2)
где pi=CyO/C//K+?yo — коэффициент включения Су0; р2=Ск/С'к-\-
+С7/к-{-?уо — коэффициент включения варикапа в контур; е=
=АЕу/Ев0 — нормированное управляющее напряжение Еу, s\=
=—Р1Р2/4 — нормированная крутизна СМХ, s2=si(3si+p2+
+ 1/2) /2 — коэффициент, характеризующий степень отклонения
СМХ от линейной.
Выражение (11.2) позволяет определить амплитуду
управляющих сигналов, коэффициент гармоник, а также, исходя из
допустимого уровня интегральной помехи Лип^50...б0 дБ,
создаваемой в основном по цепям электропитания, допустимое напряжение
пульсаций.
Подключение варикапа к колебательному контуру ГУН
приводит к снижению стабильности частоты колебаний из-за
уменьшения добротности контура Qo, а также к появлению зависимости
частоты колебаний f от амплитуды высокочастотного напряжения
Uf (неизохронности) вследствие зависимости динамической
емкости варикапа Св от приложенного напряжения Ufi
Съ = (I—тс cos Ы)~2Сю^СВ0 f 1 + -^
АСв=Св—Сво^ОД CB0mc2, (11.3)
где mc==Uf/Eoy Сво — емкость варикапа при Uf=O.
Таким образом, нелинейное приращение емкости ЛСВ приводит
к сдвигу центральной частоты на &f0F. Относительная
номинальная девиация частоты Aco/co0=AfHoM/fo, коэффициент гармоник Кг
и нелинейное приращение частоты kf0F связаны соотношением
[33] |AfoF| «Afном^Сг/fо- Для существенного снижения
нелинейного приращения емкости АСВ в ГУН используется
встречно-последовательное включение варикапов по высокой частоте. При этом
емкости варикапов под воздействием Uf изменяются в
противоположных направлениях и в значительной мере компенсируются
их нелинейные приращения АСВ.
Следует отметить, что из-за модуляции активной
составляющей проводимости варикапа изменяется с той же частотой
эквивалентное сопротивление нагрузки ./?экв=р2рС?н, что, в свою
очередь, вызывает ПАМ, оцениваемую значением [12] МПаы=
=4 (Асо/со) (Qh/Qbh) , где QH — нагруженная добротность контура;
Qbh — добротность варикапа в режиме молчания. При этом более
опасна не сама ПАМ, а вызываемая ею паразитная частотная
модуляция ПЧМ.
С уменьшением коэффициента включения варикапа
эквивалентная добротность контура Q3Kb.x=QoQb/(Qb+Qo) будет стре-
347

Рис. 11.27
миться к добротности контура Qo
без учета сопротивления,
вносимого нагрузкой ГУН, однако при этом
уменьшается осуществляемое
варикапом перекрытие по частоте.
Для сохранения высокой
фиксирующей способности колебательной
системы, низкого уровня ПАМ и
ПЧМ необходимо не допускать
значительного уменьшения
добротности QH за счет нагрузки QH^(0,5 ...
... 0,6)Q3kb.x.
Для осуществления ЧМ часто используется АГ, выполненный
по схеме Клаппа, с включением варикапа Ъ\ параллельно емкости
контура Ск через конденсатор связи Сев (рис. 11.27). Схема
позволяет вариацией емкости Ссв добиться требуемой
девиации частоты и в то же время выбрать параметры колебательного
контура (Li, Ci, С3), обеспечивающие его высокую добротность Q.
Для получения уровней нелинейных искажений /Сг^0,01 чаще
всего используют встречно-последовательное включение
варикапов, а для компенсации нелинейных искажений в схему ЧМ АГ
вводят линейную частотно-корректирующую цепь [12, 33]. Одним
из возможных, но редко используемых на практике способов
компенсации нелинейных искажений в модуляторе является
предыскажение модулирующего сигнала [12].
Для получения качественной модуляции при относительных
девиациях частоты АГ порядка AfHOM/fo^lO~2 используют
смесительные схемы (см., например, рис. 8.1), в которых заданная
девиация частоты обеспечивается противофазной модуляцией двух
АГ, работающих на повышенной частоте (300...400 МГц). Такое
построение ЧМ модулятора позволяет кроме уменьшения
относительной девиации скомпенсировать искажения по четным
гармоникам (практически снизить на порядок) и ослабить
дестабилизирующее влияние на частоту питающих напряжений.
На частотах выше 100 МГц, как правило, используется схема
АГ с контуром между коллектором и заземленной базой транзис-
X
Рис. 11.28
348

тора (рис. 11.28). Частота А Г определяется в первую очередь
реактивными параметрами контура: индуктивностью L\, емкостями
конденсаторов С\ и С2 и емкостью варикапов D\, D2. На высоких
частотах существенную часть емкости колебательной системы
составляют емкости монтажа и межэлектродные емкости
транзистора, так что требуемое значение комплексного коэффициента
обратной связи обеспечивается за счет емкостей Скэ транзистора и
емкости конденсатора С2 (с учетом СЭб). Выходное напряжение
каждого из двух ЧМ автогенераторов поступает на смеситель
(рис. 8.1) через корректирующую линейную цепь (КЛЦ),
обеспечивающую коррекцию фазочастотной характеристики и
компенсацию искажений по третьей гармонике сигнала.
В диапазоне СВЧ выбор схемы АГ ограничен однотипными
конструкторско-технологическими решениями на основе
применения микропрлосковой техники. В то же время сама задача
построения СВЧ автогенератора усложняется трудностями
обеспечения перестройки частоты. В таких ЧМ модуляторах используют
СВЧ варикапы со сверхрезким переходом, имеющие диапазон
перестройки емкости от Cmin=(0,5... 1,0) пФ, до Стах=(1,5...
...2,0) пФ при добротности QB=13O...2OO на частоте f=l ГГц
[33]. Однако для них характерно пониженное пробивное
напряжение вОбртах^(20.. .40) В, что ограничивает диапазон
перестройки частоты АГ.
В ряде случаев линейность СМХ играет второстепенную роль,
а главным требованием является получение большой девиации
частоты. Максимально возможную девиацию частоты АГ можно
получить при включении варикапа полностью в колебательный
контур (рв=1) так, чтобы его емкость практически определяла
собственную частоту контура сок и частоту колебаний со. При этом
для полного использования диапазона перестройки емкости
варикапа от CBmin до Свшах необходимо, чтобы было мало
высокочастотное напряжение на нем UfB, что определяет малую мощность
АГ, отдаваемую в нагрузку. При заданной колебательной
мощности максимум девиации частоты Асо достигается при определенной
амплитуде напряжения на варикапе (т. е. при оптимальном
коэффициенте включения варикапа в контур р2) С/гв«еОбр.Доп/3 [34].
Практически с учетом потерь в элементах схемы АГ малой
мощности оптимальное соотношение может и не достигаться даже при
полном включении варикапа в контур. При большом напряжении
на контуре UfK напряжение на варикапе приходится выбирать
меньше оптимального за счет неполного включения варикапа
через конденсатор Ссв.
Как уже указывалось в гл. 10, при построении синтезаторов
частоты чаще всего используют активный метод синтеза сетки
частот, основой которого является система ФАПЧ с ГУН и
переключаемым делителем частоты, позволяющая осуществить
стабилизацию колебаний ГУН относительно опорного генератора (ОГ)
349

с точностью до фазы. В этом случае обычно ГУН должен
обеспечить перестройку частоты колебаний в диапазоне &д— (fB—fH) /fo=
= 1,1... 1,3. При этом относительная стабильность частоты
колебаний ОГ оценивается значением Af/f==10~6... Ю-10.
Относительная же стабильность частоты ГУН без охвата его системой
управления порядка Af//=10~3... 10~4, а это позволяет считать, что
именно ГУН подвержен воздействию внутренних
детерминированных возмущений и флуктуационных помех. Отсюда вытекает и
основное требование к ГУН, используемому в синтезаторе частоты:
чистота спектра выходных колебаний, т. е. низкий уровень
побочных спектральных составляющих и соответственно малый индекс
ПАМ и особенно ПЧМ (см. гл. 10).
Для определения связи нестабильности частоты ГУН с
параметрами его элементов воспользуемся упрощенными результатами
анализа линейной модели LC-контура АГ при воздействии
естественных шумов [18, 43]. Отношение мощности сигнала Рс к
мощности шума Рш в полосе анализа AF=Fb—Fh_h при частоте
разноса относительно частоты сигнала Afp=']/FBFli определяется
выражением
(11.4)
где Q — добротность контура ГУН; /Оэ — постоянная
составляющая тока эмиттера транзистора.
Выражение (11.4) показывает, что для снижения дисперсии
шумовых составляющих сигнала АГ, связанных с естественными
шумами элементов схемы, необходимо применять
высокодобротный контур и достаточно полно использовать транзистор по току.
Оценка мощности Рш флуктуации, создаваемых собственными
шумами в линейном колебательном контуре ГУН с параметрами:
/оэ=1О мА; fc=50 МГц; Q« 100... 120, при условии, что AF=
=5 кГц, a AfP=100 кГц, дает (Рс/Рш) « Ю13= 130 дБ.
Введение в схему ГУН элементов электронной подстройки типа
варикапа значительно увеличивает мощность шума Рш, так как
это приводит, во-первых, к снижению добротности контура QH,
во-вторых, к появлению у АГ неизохронности и, в-третьих, к
влиянию шумов источника управляющих сигналов на емкость
варикапа, а следовательно, и на частоту генерируемых колебаний.
Под действием высокочастотного напряжения Uf(t),
модулированного по амплитуде шумом, будет модулирована и
динамическая емкость варикапа (11.3), а значит, осуществится переход
ПАМ в ПЧМ. Наиболее неблагоприятен случай полного
включения варикапа в контур, когда CK=CBf а спектральная плотность
среднего квадрата добавочного ПОФ максимальна и может
превысить в предельном случае спектральную плотность собственных
шумов АГ с линейным контуром в 102. -. 103 [18].
350

Для ослабления дестабилизирующего влияния неизохронности
в ГУН синтезаторов частоты, как правило, используют встречно-
последовательное включение варикапа и ослабляют связь
варикапа с контуром.
Таким образом, при использовании ГУН в синтезаторе частоты
следует обратить особое внимание, во-первых, на обеспечение
устойчивости режима АГ при перестройке частоты и, во-вторых, на
степень подавления шумов в спектре выходного колебания за счет
изменения локальных параметров при перестройке. Для
обеспечения высокой кратковременной стабильности ГУН, охваченного
кольцом ФАПЧ, в котором применяются маломощные
высокочастотные транзисторы с низким уровнем шума (КТ316, КТ371,
КТ382, КТ399 и др.), не рекомендуется устанавливать режимы
с малыми коллекторными токами (следует выбирать /Ок порядка
5... 10 мА). Для обеспечения устойчивости колебаний ГУН при
перестройке и термостабилизации целесообразно использовать
схему автоматического смещения в цепи эмиттера транзистора АГ
(для указанных маломощных ВЧ транзисторов /?э~0,3... 1 кОм).
Исходными данными для расчета ГУН, используемого в
качестве ЧМ модулятораГ являются следующие параметры: рабочая
частота /о и номинальное значение девиации частоты А/Ном,
соответствующее 100%-ной модуляции; допустимое значение
коэффициента гармоник /Сг, допустимое отклонение рабочей частоты от
номинального значения А/одоп; допустимый уровень ПАМ (Мдоп)
при nif= 100%, защищенность от интегральной помехи (ЛИПд).
Кроме того, может быть задана мощность Р^ в нагрузке. Расчет
ЧМ модулятора начинается с выбора схем АГ и модулятора.
Часто АГ строят по схеме Клаппа, обладающей рядом преимуществ
по сравнению с другими схемами (см. § 7.1). Простые схемы
подключения варикапа к контуру применяют в том случае, когда
требования к коэффициенту нелинейных искажений модулирующего
сигнала нежесткие (Дг^0,015. ..0,02), а относительная девиация
частоты генератора Д/жшЯо^Ю-3. Если технические условия
более жесткие, используют отмеченные выше сложные схемы
модуляторов.
В результате расчета электрического режима транзистора АГ
(см. § 7.1) и номинальных значений элементов колебательного
контура для выбранной схемы подключения варикапа (например,
рис. 11.26) определяем все основные элементы ЧМ генератора:
1. Исходя из технического задания выбираем тип варикапа,
имеющий наибольшую добротность, и по его характеристике опое-
деляем емкость Сво=О,5(.СВтах+^впип) в режиме молчания и
соответствующее напряжение смещения Ев0 ~ (0,2... 0,3) еобр тах
(рис. 11.25).
2. Нормированная квазипиковая амплитуда модулирующего
сигнала (для варикапа с /г=0,5) еШах ^ 2 (4/C2ir ном—А/ном//о) и ква-
351

зипиковая амплитуда модулирующего сигнала
Uq тах=6тах (фк+-?"во) •
3. Абсолютное S\Mx и нормированное Sihmx значения крутизны
СМХ
oimx:=A/hom/c>'Q maxj 01нмх=А/н
4. Коэффициент включения варикапа
А ъ V4S14MXCJCB0 СД/(С/+ С3),
где Ско^Со+СдСз/(Сд+Сз); С0=3...5 пФ — паразитная емкость
катушки индуктивности.
5. Емкость конденсатора связи Ссв=рвСво/(1—рв).
6. Проверяем выполнение условия, ограничивающего
амплитуду высокочастотного напряжения на варикапе (рис. 11.25):
fB — Ев0 < 0;
р тах,
где UfB определяется из расчета режима АГ: ^//в=
7. Уровень ПАМ с учетом добротйости варикапа QBfo на рабочей
частоте /0
где QBfo = QB/B//0.
При невыполнении требований к ПАМ следует применить
встречно-последовательное включение варикапов.
8. Допустимое относительное значение пульсаций напряжения
питания определяем исходя из нормы на интегральную помеху
Лп>60 дБ: AE^b^wO +?k/?B0)/109>°5V
При известной нестабильности напряжения электропитания
с учетом отношения ДЕво/?во определяем необходимый
коэффициент стабилизации, реализуемый, как правило, на основе
параметрического стабилизатора. При этом целесообразно применять тер-
мокомпенсированные стабилитроны типа Д818, а для снижения
уровня пульсаций напряжения многозвенные LC- и /?С-фильтры.
При расчете ГУН для синтезаторов частоты требования к
линейности СМХ, как правило, не предъявляются, но требуется
обеспечить перестройку частоты с коэффициентом перекрытия
диапазона &A=fmax/fmin==l,l... 1,3. Для поддержания
стационарного режима во всех точках диапазона перестройки необходимы
малые изменения Ry=R3KkCB=p2pQCi/C2. Так как в схеме Клаппа
(рис. 11.27) при перестройке изменяется не только волновое
сопротивление контура р, но и коэффициент включения контура р=
=СК/Си то необходимо проверить значения Ry по диапазону.
352

Вход Еу
Рис. 11.29
Используя двухкаскадные усилители с колебательным
контуром в цепи обратной связи, удается построить ГУН с высокими
качественными характеристиками. Так, на рис. 11.29 приведена
схема ГУН, работающего в диапазоне 56,6... 66,2 МГц, в составе
кольца ФАПЧ синтезатора, построенного на основе
дифференциального усилителя Ти Т2. Между одним из выходов усилителя
(коллектор Т2) и входом Т\ частично подключен колебательный
контур L\9 С\.
Управление частотой ГУН осуществляется за счет связи с
контуром через конденсатор С2 двух встречно-последовательно
включенных варикапов D\9 D2. Глубокая отрицательная обратная связь
по цепи эмиттеров дифференциального усилителя обеспечивает
высокую стабильность ГУН при изменении питающих
напряжений, низкий уровень ПОА и ПОЧ с частотой пульсаций, высокую
термостабильность, а также более высокое отношение Рс/Рш, чем
для обычной трехточечной схемы.
Глава 12. ПРОЕКТИРОВАНИЕ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ КОМПЛЕКСОВ *
12.1. ПРИНЦИПЫ ПОСТРОЕНИЯ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ
КОМПЛЕКСОВ
Под радиопередающим комплексом (РПК) понимается
совокупность взаимосвязанных между собой радиопередатчиков,
подключенных через многополюсную распределительную согласующую си-
¦ Материалы данной главы ^ получены совместно с В. В. Обровцом и
С. Б. Шостаковичем.
353

Блок
Pfl
-о-
-о-
-о-
Распреде-
лительная
согласую-
щая
система
Коммутатор
Рис. 12.1
Блок антенн
ЙЙЙЙ
Рис. 12.2
стему к одиночной нагрузке или блоку взаимодействующих
излучателей (антенн, рис. 12.1). Многополюсный принцип построения
комплексов позволяет до известной степени преодолеть частотно-
энергетические ограничения, свойственные одиночному
радиочастотному тракту.
Очевидны технические преимущества, свойственные РПК:
возможность сложения мощностей нескольких радиопередатчиков в
общей нагрузке, обеспечение многоканальной работы в широкой
полосе частот, сложение мощности сигнала .в «эфире», управление
направленностью излучения и т. д.
Рассмотрим основные типы и структуру построения
радиопередающих комплексов.
Простейший радиопередающий комплекс. До недавнего времени
при создании радиопередающих центров и комплексов число
передающих антенн выбиралось равным числу отдельных передатчиков.
В общем случае блоки антенн и радиопередатчиков связаны между
собой с помощью антенного многополюсного коммутатора
(рис. 12.2), осуществляющего подключение той или иной антенны
к передатчику.
Такое построение радиопередающего комплекса имеет
следующие недостатки:
наличие большого числа антенн, так как каждый канал
обслуживается своей антенной;
при работе передатчиков на различных частотах из-за взаимной
связи между антеннами и нелинейности выходных каскадов
передатчиков появляются интермодуляционные искажения, создающие
значительные помехи радиоприему;
при одновременной работе нескольких передатчиков на одной
частоте (сложение мощности «в эфире») требуется дополнительная
настройка выходных каскадов передатчиков из-за возникающей
нестабильности нагрузки, ощущаемой каждым передатчиком.
Эти недостатки особенно существенны в РПК, устанавливаемых
на подвижных объектах с ограниченными габаритами, когда
работа ведется на близко расположенные антенны. При этом уровни
354

Возбудитель
РП
ШПУ
Он главные
фильтры
Рис. 12.3
\Фидер
Iff С У
А
комбинационных помех превышают допустимые нормы и не
выполняются требования электромагнитной совместимости.
Широкополосный радиочастотный тракт. Современным
требованиям быстродействия, помехоустойчивости, надежности, работы
с широкополосными видами модуляции, скрытности связи, удобства
эксплуатации и т. п. можно удовлетворить в значительно большей
степени, если отдельные радиопередатчики и распределительная
согласующая система (рис. 12.1) являются широкополосными и не-
перестраиваемыми.
Структурная схема широкополосного радиопередатчика при
работе на одиночную антенну изображена на рис. 12.3.
Широкополосный возбудитель обеспечивает формирование необходимого
сигнала. Первые каскады широкополосного усилителя мощности ШПУ
работают в линейном режиме и осуществляют необходимое
усиление сигнала при сохранении линейности радиочастотного тракта.
Генераторные приборы оконечного каскада усилителя работают
в нелинейном режиме, повышая тем самым мощность и КПД
передатчика. Образуемые при этом высшие гармонические
составляющие подавляются блоком переключаемых октавных фильтров [24]
или другими устройствами: обратной связи, связи «вперед» и пр.
(см. гл. 9). Выходные каскады строятся по схемам с рапределен-
ным усилением [3], с раздельным усилением полос [5] или
широкополосных транзисторных усилителей [45].
Мощный радиочастотный сигнал с выхода каскада поступает
через фидер в антенну. Необходимый КБВ в фидере обеспечивает
широкополосное согласующее устройство (ШСУ) [38] перед
входными зажимами антенны. Блок ШСУ может быть коммутируемым,
и тогда управление им и одновременно октавными фильтрами
осуществляется автоматически от возбудителя. При смене частотного
диапазона подключаются те или иные фильтры и ШСУ, тем самым
обеспечивается широкополосность и высокая эффективность всего
радиопередающего тракта. В дальнейшем, если не будет сделано
оговорок, под широкополосным радиопередатчиком будет
пониматься тракт, выполненный по схеме на рис. 12.3.
Такой широкополосный тракт может работать в
многоканальном режиме, если в пределах полосы пропускания усилителя
расположить частоты п сигналов от одного или нескольких
возбудителей (рис. 12.4). В этом случае будут усиливаться и передаваться
все сигналы, однако мощность каждого из них будет в п2 раз
меньше номинальной мощности передатчика. Снижение суммарной мощ-
355

Селемтадно -
согласующая
система
Рис. 12.4
6)
Рис. 12.5
ности сигналов существенно ограничивает применение такого
метода при работе мощных устройств.
Частотная и структурная развязка передатчиков. Преодолеть
эти ограничения можно, объединив радиопередатчики в комплекс,
позволяющий унифицировать входящие в комплекс передатчики,
оптимально использовать ограниченный энергоресурс питания,
существенно повысить энергетические и качественные показатели
системы.
Для оптимальной работы комплекса передатчики должны быть
развязаны при подключении к многополюсной распределительно-
согласующей системе (рис. 12.1). Это означает, что на каждой
частоте сигнал любого передатчика должен передаваться не на выход
любого из других передатчиков, а только в рабочие нагрузки
(антенны). В этом случае возможна независимая работа передатчиков и
получение высоких энергетических и качественных показателей
комплекса.
С точки зрения функциональных возможностей и схемной
реализации развязку подразделяют на частотную и структурную.
При частотной развязке каждый радиопередатчик работает в
своем рабочем поддиапазоне частот (рис. 12.5,а) с последующим
сложением мощностей сигналов в одной или нескольких нагрузках.
При этом развязка между передатчиками обеспечивается
частотными (фильтровыми) методами с помощью специального частотно-
разделительного устройства (ЧРУ). При частотной развязке
передатчиков реализуется номинальный энергетический потенциал
радиопередающей системы, однако недостатком ее является работа
каждого передатчика в своей узкой полосе частот.
При структурной развязке каждый передатчик работает во всем
рабочем диапазоне частот (рис. 12.5,6); в этом случае развязка
между передатчиками достигается включением специального
многополюсного мостового фазового коммутатора [45],
обеспечивающего равенство нулю коэффициентов передачи между его входами
при подключении к многополюсной нагрузке.
Рассмотрим примеры построения радиопередающих комплексов
с частотной и структурной развязкой.
356

Коммутатор I
Рис. 12.6
i—u
I
Ш
ifi1
РПо
j_ 4 JJ I
Рис. 12.7
J
J
J
Радиопередающие комплексы с частотной развязкой (рис. 12.6).
Основным блоком комплекса является ЧРУ (частотный
коммутатор) с одним или несколькими выходами, к каждому входу которого
через согласующее устройство СУ подключен отдельный
радиопередатчик. Переключение передатчиков на различные поддиапазоны
осуществляется обычным коммутатором. К недостаткам такой
схемы относится невозможность работы двух и более передатчиков
в одном поддиапазоне частотного коммутатора.
Частотно-разделительное устройство можно построить на базе
параллельно соединенных фильтров или специальных кольцевых
ЧРУ. Во втором случае оно может иметь несколько выходов, к
которым подключаются те или иные антенны в заданной полосе
частот (рис. 12.7). При необходимости все передатчики можно
подключить к общему диапазонному возбудителю через
аналогичный частотный коммутатор (рис. 12.7). В подобной
радиопередающей системе возможны усиление и передача
сверхширокополосных сигналов, спектр которых занимает несколько (или
все) частотных поддиапазонов каждого передатчика. На основе
принципа раздельного усиления полос можно построить и отдельные
широкополосные усилители каждого радиопередатчика. Входные и
выходные частотные коммутаторы таких усилителей реализуют так,
чтобы учитывались частотные ограничения генераторных приборов
и выполнялась фильтрация высших гармоник, что и определяет
высокие энергетические показатели усилителей.
Радиопередающие комплексы со структурной развязкой.
Схема наиболее простой системы такого типа приведена на рис. 12.8.
Два широкополосных передатчика (типа показанных на рис. 12.3)
подключены ко входам
гибридного трансформатора [25, 45],
выходы которого нагружены
симметричной антенной.
Используется условное обозначение
трансформатора, при этом полужирная
линия соответствует входам с
инверсией фазы. При работе одного Рис. 12.8
357
/77,
—
СУ
РП2
—
СУ
—
ГТ

передатчика реализуется синфазное (++) возбуждение антенной
системы, а другого — противофазное (-|—). Излучающая часть
сконструирована так, чтобы обеспечить необходимое всенаправ-
ленное или направленное излучение сигналов. В этом случае при
работе того или иного передатчика «излучают» различные
конструктивные части антенны.
Существенным достоинством этой схемы является возможность
работы радиопередатчиков на произвольных (различных,
одинаковых или сколь угодно близких) частотах широкого диапазона, что
невозможно осуществить в системах с частотной развязкой. Это
обусловлено тем, что передатчики частотно-независимо развязаны
во всем диапазоне частот при подключении гибридного
трансформатора к симметричной антенне. Вследствие этого реализуется
независимая работа передатчиков и режим одного передатчика
не влияет на режим второго. К недостаткам схемы на рис. 12.8
можно отнести необходимость разработки сложной антенны.
На рис. 12.9 приведена схема радиопередающего комплекса
с коммутацией выходной мощности фазированием на четыре
антенны. Комплекс содержит четыре входных и четыре выходных
гибридных трансформатора, составляющих входной и выходной фазовые
коммутаторы. Если фазы сигналов на выходах всех усилителей
одинаковы, то сигнал суммарной мощности поступает в антенну А\\
при других полярностях сигналов усилителей мощность выделяется
в одной из других антенн. При специальном расположении антенн
(например, по углам квадрата) возможно направленное излучение
мощности со значительным усилением суммарного сигнала.
Для возбуждения усилителей используется аналогичный
фазовый коммутатор, ко входам которого подключается один или
несколько возбудителей (рис. 12.9).
Возможности радиопередающих комплексов существенно
расширяются при комбинированном использовании частотной и
структурной развязки. Более подробно такие комплексы будут
рассмотрены далее.
Радиопередающий комплекс можно представить в виде сложной
системы и при проектировании использовать системный подход.
Задача проектирования радиопередающего комплекса как системы зна-
Аг

Возбудитель
Выходной, фазовый
коммутатор
358

чительно упрощается, если разбить его на отдельные блоки
(подсистемы), которые могут работать независимо, но при объединении
в общую систему порождают новое качество.
Такими укрупненными базисными элементами являются:
широкополосные усилители, октавные фильтры, широкополосные
согласующие устройства, блок взаимодействующих антенн, ЧРУ (диплек-
серы и мультиплексеры), гибридные трансформаторы,
многополюсные мостовые устройства и др.
12.2 ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ КОМПЛЕКСОВ
с частотной развязкой передатчиков
Проектирование диплексеров. Одним из основных элементов
радиопередающего комплекса с частотной развязкой является ЧРУ
на два входа (диплексер). Простейшим вариантом диплексера
является сочетание параллельно работающих фильтров нижних и
верхних частот (рис. 12.10,а). Каждый фильтр формирует частотную
характеристику своего канала и развязывает данный генератор от
соседнего в полосе задерживания, которая должна включать в себя
рабочую полосу соседнего канала (рис. 12.10,6). Развязка в
фильтровых ЧРУ может быть равна любому заданному значению и
зависит от сложности используемых фильтров.
Стыковка частотных характеристик выполняется на уровне
половинной мощности, поэтому со стороны нагрузки такой диплексер
является согласованным. Если сумма частотных характеристик
точно равна константе, то выходное сопротивление диплексера чисто
активно (идеальное согласование с нагрузкой). Фильтры такого
диплексера .называются дополняющими. Если согласование
выполняется приближенно (сумма частотных характеристик имеет
некоторую заданную неравномерность), то такие фильтры называются
псевдодополняющими. Методика расчета фильтрового диплексера
на дополняющих и псевдодополняющих фильтрах приведена в [5].
В фильтровых диплексерах отсутствует развязка в полосе
перекрытия характеристик фильтров и ухудшается согласование
генераторов в режиме сложения. Подобных недостатков не имеют дип-
R,
)Ь
-L
v2
Ту
r-CZJ— <P2 —J
X2
У> /
Ч
\
Ч
\ У
Рис. 12.10
359

Рис. 15.li
Рис. 12.12
лексеры балансного и кольцевого типов, построенные на основе
структурной развязки генераторов и нагрузок.
Балансные диплексеры (рис. 12.11) содержат два
широкополосных мостовых устройства (синфазных или квадратурных) и пару
фильтров. Входные и выходные сопротивления балансного диплек-
сера близки к активным во всем рабочем диапазоне частот.
Развязка между каналами обеспечивается балансными свойствами схемы.
Однако балансные ЧРУ сложны по конструкции, частотный
диапазон мостовых устройств должен перекрывать рабочие полосы
обоих каналов, а входящие в устройство фильтры должны быть
точно изготовлены. Методика расчета балансных диплексеров описана
в [5].
Положительные свойства фильтровых и балансных диплексеров
сочетают в себе кольцевые ЧРУ (рис. 12.12). Устройство содержит
два ФНЧ, два ФВЧ и фазоинвертирующий трансформатор; входные
и выходные сопротивления кольцевых ЧРУ чисто активны на всей
оси частот, развязка противоположных входов также
обеспечивается на всей оси частот, включая область перекрытия частотных
каналов. Частотные характеристики каналов, как и в фильтровых
диплексерах, стыкуются на уровне половинной мощности,
причем в формировании частотных характеристик участвуют все
элементы диплексера. Кольцевой диплексер осуществляет коммутацию
мощности между двумя генераторами и двумя нагрузками. Так, на
рис. 12.12 мощность генератора Е\ на частотах ниже частоты стыка
идет в нагрузку 7?нь выше частоты стыка — в нагрузку /?Н2*, от
генератора Е2, наоборот, на нижних частотах — в RH2, на верхних —
в jRhi. Развязка в полосах пропускания, как и в фильтровых
диплексерах, определяется частотными свойствами фильтров. В области
стыка характеристик мощность каждого генератора делится между
нагрузками. В этом случае токи от одного генератора к другому
проходят по двум путям и благодаря наличию фазоинвертирующе-
го трансформатора взаимно компенсируются.
В [5] приведена методика анализа и синтеза кольцевых ЧРУ
с применением ЭВМ. Результаты синтеза кольцевого диплексера,
когда отдельные четырехполюсники содержат один, три или пять
реактивных элементов, приведены на рис. 12.13—12.15.
360

Так, если каждый четырехполюсник содержит один реактивный
элемент (рис. 12.13), то при соответствующей аппроксимации
функции передачи обе половины схемы являются дополняющими цепями
и кольцевой диплексер идеально согласован по^ каждому входу.
В этом случае нормированные значения Z/—]/2 при R=JRH=l и
0)ст=1.
Кольцевой диплексер с одним реактивным элементом в плечах
может быть использован в качестве идеально согласованной
частотно-корректирующей цепи широкополосных транзисторных
усилителей.
Фильтры кольцевого диплексера с тремя реактивными
элементами в плечах и частотные характеристики передачи диплексера изо-
/?=/ 0,5
Рис. 12.13
0,5
Рис. 12.14
0,5
О
Рис. 12.15
ФНЧ
ФВЧ
СО02 t СО
б).
24—6028
361

бражены на рис. 12.14. Нормированные значения элементов L'=
= 1,57, С = 1,85 при соо=1,205, Л0=23 дБ; сов = 0,90. Обе половины
схемы диплексера с трехэлементными фильтрами являются псевдо-
дополняющими цепями с незначительной неравномерностью
входного сопротивления. Поэтому согласование такого диплексера по
всем входам близко к идеальному, значение /С=0,995. Отметим, что,
как и в одноэлементных цепях, нормированные значения элементов
ФНЧ и ФВЧ являются взаимно обратными.
На рис. 12.15 изображены схемы фильтров и частотные
характеристики диплексера с пятью элементами. Нормированные значения
элементов Li'=l,57, Z.2/=l,94, C'=l,90 при cooi = l,068, ©02= 1,728,
Л01 = 23 дБ, Л02—59 дБ, сов = 0,98. Видно, что при использовании
пятиэлементных фильтров полоса стыка частотных характеристик
составляет 4% (вместо 20% для трехэлементных фильтров). Как и
в трехэлементных фильтрах, кольцевой диплексер, фильтры
которого содержат пять элементов, согласован по всем входам почти
идеально.
Параметры кольцевых диплексеров с фильтрами, содержащими
4, 6, 7, 8 элементов, приведены в [5].
Рассмотрим, как реализуется фазоинвертирующий
трансформатор. Если используется обмоточный вариант трансформатора,
то необходимо индуктивности обмоток его выбирать как можно
большими, чтобы трансформатор не оказывал шунтирующего
действия в области нижних частот. Индуктивность рассеяния его может
быть учтена в соседней индуктивности ФНЧ диплексера.
Если используется трансформатор на отрезке линии передачи
(рис. 12.16,а), длина ее выбирается из учета заданного снижения
коэффициента передачи, вызванного шунтирующим действием
индуктивности оплетки в области нижних частот (рис. 12.16,6); при
этом Q = 2nfnL/Ry где fH — нижняя частота рабочего диапазона,
L — индуктивность оплетки, рассчитанная по формулам (3.27) г
(3.46). Для компенсации фазового набега при использовании
такого трансформатора в противоположное плечо диплексера
необходимо включить такой же отрезок кабеля без инверсии фазы.
Расчет кольцевых диплексеров сводится к пересчету значений
реактивных элементов (рис. 12.13—12.15) к заданным значениям
частоты стыка /ст и сопротивлений нагрузок и генераторов R=RH.
На рис. 12.17 показаны схема и результаты
экспериментального исследования кольцевого диплексера с трехэлементными филь-
о 7 z j а
,-1л
/
/
a)
Рис. 12.16
362

трами; приведены характеристики напряжений на нагрузках
(сплошные линии) и на входе (штриховые) диплексера. Цифрами;
на схеме рис. 12.17,а, отмечены точки, в которых измерены
напряжения и мощности (рис. 12.17Д в). Видно, что неравномерность
характеристик передачи близка к нулю. Входное сопротивление
при номинальной нагрузке также практически постоянно, что
говорит о почти идеальном согласовании генератора со входом
диплексера. Напряжение развязки (?/3) достаточно мало и
достигает на частоте стыка максимума, равного —35 дБ по отношению
к напряжению нагрузки. Напряжение на нагрузке равно половине
ЭДС источника; следовательно, КПД кольцевого диплексера
близок к единице.
На рис. 12.17 приведены также соответствующие
характеристики при работе на рассогласованную нагрузку и КБВ, равном 0,5 и
0,1 (для Rh>Rhom и Rh<R*om). Неравномерность характеристик
выходного напряжения остается по-прежнему нулевой, снижается
только его значение в соответствии с формулой Рн=Лпах(1— |s|2),
где 151— модуль коэффициента отражения нагрузки. Развязка
между входами диплексера при значительном рассогласовании
(/(=0,1) несколько снижается только в области стыка.
Частотные характеристики входного напряжения показывают,
что КБВ на входе диплексера (отношение UBxmin к ?/вхтах) точно
равен КБВ нагрузки. Благодаря тому, что входные и выходные
сопротивления кольцевого диплексера постоянны в диапазоне частот,
никакого добавочного рассогласования, которое имеет место при
работе обычных четырехполюсных фильтров, устройство не вносит.
Это важное преимущество кольцевых диплексеров, отличающих их
0,94-
68 68 4 9,94 0,94- 7:7
Рис. 12.17
/~y/f=O,/
-0,2S\
W
20
JO
363

от обычных четырехполюсных фильтров. Известно, что при
включении обычных фильтров [39] на рассогласованную нагрузку КБВ
на входе фильтра резко падает (становится меньше КБВ
нагрузки), а частотная характеристика передачи фильтра становится
сильно неравномерной.
Свойство кольцевого диплексера не изменять КБВ нагрузки
позволяет считать, что диплексер ведет себя как обычный кабель
без потерь [5]. Подобное устройство от кабеля отличают только
селективные свойства, «переключающие» мощность работающего
генератора при изменении частоты с одной нагрузки на другую.
При этом со стороны входа кольцевого диплексера генератор «ощу*
щает» неизменный КБВ, соответствующий той нагрузке, куда
поступает на данной частоте мощность генератора. Так, на
рис. 12.17,а видно, что при изменении нагрузки в точке 2
мощность в нагрузке в точке 4 неизменная, что говорит также о
высокой степени развязки нагрузок диплексера.
Представление кольцевого диплексера в виде отрезка линии без
потерь удобно при расчетах входного сопротивления диплексера,
подключенного к реальной комплексной нагрузке (например,
антенне), а также при разработке широкополосных селективно-
согласующих устройств на ступенчатых неоднородных линиях (см.
гл. 3, 5).
Так как входные сопротивления кольцевых диплексеров
являются постоянными, то их можно соединять произвольным образом,
образуя сложные многоканальные структуры (рис. 12.7). При этом
реализуется многоканальное ЧРУ со структурной развязкой.
В этом случае весь рабочий диапазон частот представляет собой
множество неперекрывающихся (в том числе смежных)
поддиапазонов. Каждый генератор подключается в заданном поддиапазоне
частот лишь к одной из нагрузок, причем при переходе, с одного
поддиапазона на другой происходит изменение нагрузки, с
которой связан генератор. Таким образом, на каждом выходе
многоканального ЧРУ реализуется произвольный порядок чередования
входов по частоте и вся схема носит название частотного
коммутатора.
Синтез многоканальных частотных коммутаторов с
произвольной матрицей передачи рассмотрен в [5]. ,
На рис. 12.18 показаны структурная схема и характеристики
частотного коммутатора для работы четырех передатчиков на
общую антенну. Использовано условное обозначение кольцевого
диплексера: жирная линия означает ФНЧ, штриховая — ФВЧ;
выше условно указана частота стыка диплексера. По подобной
схеме «елочка» может быть построен частотный коммутатор и на
фильтровых диплексерах (рис. 12.10).
При использовании кольцевых схем ко вторым выходам
диплексеров подключаются балансные сопротивления или другие
нагрузки. Значение КБВ на входах частотного коммутатора равно соб-
364

/
0,5
Рис. 12.18
// fz
5}
ственному КБВ антенны. В рабочих полосах передатчики между
собой развязаны, поэтому рассогласование, возникающее в каждом
из каналов, не изменяет характеристик передачи в других
частотных каналах. Схема на рис. 12.1-8 может быть использована и
в инверсном режиме (при работе одного передатчика на четыре
нагрузки).
Важной характеристикой частотного коммутатора является
развязка между передатчиками, определяющая фильтрацию
сигналов в каналах. При использовании кольцевых диплексеров уровень
фильтрации можно существенно повысить при каскадном
включении диплексеров с одинаковыми частотами стыка (рис. 12.19,а).
Так как входные сопротивления кольцевого диплексера
постоянны, то добавочных отражений в точке соединения диплексеров не
возникает, что имеет место при каскадном соединении обычных
четырехполюсных фильтров; в этом случае можно получить
значительный уровень фильтрации, так как общее затухание равно
сумме затуханий каждого диплексера (рис. 12.19,6).
На * рис. 12.20,а изображена схема частотного коммутатора
с двумя входами. Три кольцевых диплексера с частотами стыка
/ь h* U обеспечивают работу двух генераторов в четырех
чередующихся полосах частот на две согласованные нагрузки
(рис. 12.20,6) и в случае рассогласования одной из нагрузок
(рис. 12.20,б). Частотные характеристики напряжения UBX на
входе, а также мощности в нагрузках показывают, что каждый
генератор будет рассогласован лишь на тех частотах, на которых под-
At
X
у \
Щ
a)
сТст
*—?
X
7
*§_
Рис.
U H
12.19
\Бо
30
20
JO
0
, /^
Лт
f.
365

—l_J-o-
\ /
X
/ \
P* Uw
P*1 V ^и2 ^
А У
\ /
X
/ \
\ /
X
/ 4
P\\
/?H2
r /?,/ Y Ph2
f
Рис. 12.20
m°- i-AA
iiilii-'lilii
соединяется к рассогласованной нагрузке. В других полосах частот
характеристики передачи и согласования остаются без изменения.
Подобные свойства частотных коммутаторов на кольцевых
диплексерах позволяют широко использовать их при построении
радиопередающих комплексов различного назначения.
12.3. ПРОЕКТИРОВАНИЕ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ КОМПЛЕКСОВ
СО СТРУКТУРНОЙ РАЗВЯЗКОЙ
ПЕРЕДАТЧИКОВ
На рис. 12.8, 12.9 были приведены схемы радиопередающих
комплексов со структурной развязкой, обеспечивающие передачу
мощности от нескольких генераторов в многополюсную нагрузку.
Основным блоком комплекса является фазовый коммутатор,
построенный на базе восьмиполюсных гибридных трансформаторов
(мостовых соединений). Реализация гибридных трансформаторов
обмоточного типа или на линиях передачи для схем сложения
мощности рассмотрена в гл. 3, 4.
Целью совместной работы системы передатчиков на
многополюсную антенну является сложение мощности передатчиков
«в эфире», реализация направленного излучения. При этом
эквивалентная излучаемая мощность может в п раз (где л — число
излучателей) превышать суммарную мощность передатчиков.
Основной трудностью создания широкополосных
радиопередающих комплексов является наличие взаимной связи между отдель*
ными излучателями многополюсной антенны (антенной решетки)-,
приводящей при попытках фазирования излучателей к
существенным изменениям режима работы передатчиков. Так, наличие
взаимосвязи излучателей при коэффициенте связи по мощности,
равном 10 %, может в 3—4 раза снизить КБВ, ощущаемый
передатчиком, по сравнению с КБВ при работе на одиночную а'нтенну. Если
366

передатчик и не выйдет из строя при таком изменении КБВ, то
при этом значительно упадет излучаемая мощность и снизится
эффективность комплекса в целом.
В результате между передатчиками и многополюснои антенной
приходится включать специальные развязывающие устройства.
Простейшим развязывающим устройством для двухвходовой
симметричной антенны является одиночный гибридный трансформатор
(рис. 12.8).
Доказано, что даже при наличии произвольной
частотно-зависимой связи между входами симметричной нагрузки входы
гибридного трансформатора, нагруженного симметричной двухвходовой
цепью, будут теоретически идеально развязаны. Поэтому
передатчики на рис. 12.8 являются развязанными и могут работать
независимо на любых частотах. Как указывалось в § 12.1, при этом
реализуется синфазное и противофазное возбуждение входов
симметричной антенны и излучают различные ее части при работе
каждого передатчика.
В качестве кабельной реализации гибридного трансформатора
может быть использована схема на рис. 4.31. На рис. 12.21,а
приведена схема работы кабельного гибридного трансформатора на
полную комплексную нагрузку —модель двухвходовой антенны.
Частотные характеристики согласования (U\), передачи (?/3, ?/4)
и развязки (U2) на ркГс. 12.21,6 показывают, что работа
устройства близка к идеальной. Характеристики передачи достаточно
равномерны, а. развязка входов трансформатора при работе на
нагрузку со значительной частотно-зависимой связью достигает
40 ..: 50 дБ. Для сравнения на рис. 12.21,6 построена также
характеристика развязки между входами нагрузки без
развязывающего устройства (штрихпунктирная линия). Включение
развязывающего устройства позволяет на 30 ... 40 дБ улучшить развязку
между генераторами.
На рис. 12.22 приведены схема развязывающего устройства,
а также характеристики передачи, развязки и излучения для
многополюсной антенны в виде четырех вибраторов, расположенных
по углам квадрата. Развязывающее устройство содержит четыре
гибридных трансформатора и совпадает по структуре с фазовым
и
"V у--
/ С развязывающим** — — ^
I устройством
-/ Uo Без развязывающего
i "** • ¦*--,_. устройства.
..I .
10 20
30 ЬО
в)
50
60
20
Рис. 12.21
367

Рис. 12.22
коммутатором (рис. 12.9). В качестве гибридных трансформаторов
использованы схемы на рис. 12.21,а. Для сравнения на рис. 12.22,6
приведены характеристики развязки при работе развязывающего
устройства на диагональную резистивную нагрузку и реальную
многополюсную антенну. Реализуется развязка на уровне
40 ... 50 дБ; видно, что наличие взаимосвязи между
излучателями незначительно влияет на развязку передатчиков в диапазоне
частот. Последняя определяется в основном конструктивными
особенностями гибридных трансформаторов. Наличие развязки
приводит к тому, что нагрузка каждого передатчика при различном
фазировании последних не меняется, что стабилизирует работу
всего радиопередающего комплекса.
Особенностью схемы на рис. 12.22,а является то, что при
независимой работе передатчиков реализуются различные диаграммы
направленности излучения многополюсной антенны. На рис. 12.22,в
изображены диаграммы направленности с указанием номера
работающего передатчика; условными знаками ( + , —) показано
фазирование каждого вибратора. Таким образом, радиопередающий
комплекс (рис. 12.22,а) позволяет обеспечить независимую работу
четырех передатчиков с четырьмя различными абонентами в
широком диапазоне частот.
Если -необходимо сложить мощности четырех передатчиков и
обеспечить направленное излучение суммарной мощности,
используется схема на рис. 12.23,а. Четыре усилителя мощности
подключаются непосредственно к излучателям. Если последние
расположены по углам квадрата, то рекомендуется использовать
постоянное (по частоте) фазирование передатчиков (а, следовательно, и
вибраторов). При таких фазах излучателей значительно"
упрощается схема фазирования (рис. 12.23,а), которая содержит четыре
гибридных трансформатора и два широкополосных фазовращате-
368



дитель j
Вход
Jo-
ГТ
а)
Выход
ГТ
УМ
УМ
УМ |
УМ
-о-
-о-
2*
1
1/
i—
N4
Рис. 12.23
ля, обеспечивающих постоянную разность фаз на выходе первых
двух гибридных трансформаторов, равную 90°. Синтез
широкополосных фазоразностных цепей может быть проведен по [1].
При переключении возбудителя с одного входа устройства
фазирования на другой реализуются четыре типа фазирования
вибраторов с постоянной разностью фаз, кратной 90°. На рис. 12.23,6
показаны диаграммы направленности (четыре «луча» по
диагоналям «квадрата») при четырех типах фазирования; там же указаны
относительные фазы токов вибраторов и номер входа устройства
фазирования, соответствующий номеру луча. Таким образом
реализуется направленное излучение многополюсной антенны в широкой
полосе частот в составе радиопередающего комплекса.
Достоинством схемы на рис. 12.23,а является "отсутствие каких-либо
коммутаций в мощных цепях; управление направлением излучения
осуществляется в цепях возбудителя при малой мощности. Тем
самым значительно повышается надежность и быстродействие
управления комплексом.
Недостаток схемы на рис. 12.23,а связан с отсутствием
развязки между.излучателями, вследствие чего меняется нагрузка пере-
датчрков и снижается энергетическая эффективность
радиопередающего комплекса. Для устранения этого недостатка необходимо
объединить схемы развязки и фазирования (рис. 12.22 и 12.23).
Подобная схема с необходимой трансформацией фазирующего
устройства изображена на рис. 12.24. Между усилителями
мощности и вибраторами включено развязывающее устройство на базе
четырех гибридных трансформаторов; к входам усилителей
мощности подсоединена схема фазирования, при коммутации
возбудителя по входам которой изменяется направленность излучения.
В этом случае реализуются также диаграммы направленности
с максимумом излучения по диагоналям квадрата (рис. 12.23,6).
Важным достоинством схемы на рис. 12.24 является надежная
развязка между усилителями мощности, вследствие чего
обеспечивается стационарная (неизменная от фазирования) нагрузка
369

/ 53 7 2 6
Илуча
Рис. 12.24
Ь 66 6 6 66
1 53 7 2 64-
Рис. 12.25
усилителей. При необходимости для повышения КБВ на входе
вибраторов включаются широкополосные согласующие
устройства, синтезированные по методикам, описанным в гл. 3.
Возможен синтез развязывающих схем для кольцевых структур
излучателей с большим числом вибраторов. На рис. 12.25 в
качестве примера приведена схема развязывающего устройства для
кольцевой антенны из восьми вибраторов. Схема содержит
одиннадцать гибридных трансформаторов й может быть использована
в достаточно сложных радиопередающих комплексах.
12.4. ПОСТРОЕНИЕ КОМБИНИРОВАННЫХ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ КОМПЛЕКСОВ
Весьма перспективно одновременно использовать частотные и
фазовые коммутаторы мощности в составе радиопередающих
комплексов.
На рис. 12.26 изображена схема комбинированного
радиопередающего комплекса на базе восьми усилителей мощности.
Отдельные усилители подключаются к системе суммирования мощности,
Вход]
370

построенной на основе поэтапного (типа «елочка») суммирования
с помощью мостовых схем (гибридных трансформаторов), причем
противофазные выходы мостовых схем одного уровня мощности
подключаются к входам соответствующих ЧРУ.
Частотно-разделительные устройства на два входа — обычный диплексер; ЧРУ на
четыре входа может быть выполнено по схеме на рис. 12.18.
Построенная таким образом система позволяет без снижения
суммарной мощности работать в одно-, двух- и четырехканальном
режимах. Необходимое фазирование усилителей и частотное
разделение сигналов обеспечивается с помощью маломощной входной
схемы, построенной по структуре, зеркальной выходной части
комплекса. Мостовые схемы одного уровня мощности показаны
штриховой линией.
Схема на рис. 12.26 работает следующим образом. При
возбуждении первого входа комплекса четырьмя различными частотами
в соответствии с рабочими полосами четырехканального ЧРУ
сигналы поступают" на противофазные входы входных мостов и
возбуждают попарно восемь усилителей мощности. Усиленные
сигналы выделяются на выходах мостов и после прохождения ЧРУ
сигналы четырех частот излучаются антенной А\. Частоты
каждого сигнала могут принимать любое значение в пределах своего
частотного канала, определяемого частотной характеристикой
ЧРУ.
При возбуждении второго входа двумя различными частотами
в соответствии с рабочими полосами двухканального ЧРУ сигналы
поступают на противофазные входы группы из двух мостов и
возбуждают усилители мощности, причем сигнал каждой частоты
поступает на четыре усилителя. После объединения сигналов
мощность поступает на входы двухканального ЧРУ и излучается
антенной А^
При - возбуждении третьего входа сигналом одной частоты
в широкой полосе частот входная мощность делится между всеми
усилителями и после усиления объединяется всеми мостами и
выделяется в антенне Л3.
Таким образом, схема на рис. 12.26 имеет три режима работы,
при которых образуется четыре частотных канала удвоенной
мощности (при возбуждении ВходО, два канала учетверенной
мощности (при возбуждении Вход2) и один канал суммарной мощности
всех усилителей (при возбуждении Вход3).
Идеализированные частотные характеристики
радиопередающего комплекса изображены на ^ .
рис. 12.27. Там же условно пока- врп
заны соотношения мощностей при
возбуждении каждого входа комп- *#
лекса.
т
Aj
Очевидно, что описанная
система может использоваться боль- Рис. 12.27
371

Вход
Рис. 12.28
шим числом операторов, обеспечивающих связь по своему каналу.
На ее основе можно построить более сложные системы..
На рис. 12.28 изображен второй тип комбинированного
радиопередающего комплекса, в котором объединены структуры на
частотных и фазовых коммутаторах (рис. 12.7 и 12.9). Комплекс
содержит четыре усилителя мощности, объединенных по входам
и выходам фазовыми.коммутаторами на четырех гибридных
трансформаторах (мостах) каждый. На входе и выходе комплекса
включены четырехканальные ЧРУ на трех кольцевых диплексерах.
Граничные частоты ЧРУ выбраны так, что перекрытие рабочих полос
оказывается меньше двух.
Схема на рис. 12.28 работает следующим образом. Сигнал,
поданный на вход комплекса, в зависимости от частотного
поддиапазона поступает на тот или иной вход фазового коммутатора.
В связи с этим,, как и в схеме на рис. 12Д реализуется тот или
иной набор синфазных и противофазных сигналов на входе
усилителей. После объединения выходными мостами сигнал
выделяется на выходе выходного фазового коммутатора,
соответствующем входу входного, и поступает на соответствующий вход ЧРУ.
Высшие гармоники, возникающие при энергетически эффективной
работе усилителей, выделяются в балластных нагрузках; полезный
же сигнал поступает в антенну.
При переходе из одного частотного поддиапазона в другой
сигнал выделяется на различных- выходах входного ЧРУ и тем
самым реализуются различные фазовые возбуждения усилителей.
Однако в любом случае для всех гармоник сохраняются такие
фазовые соотношения, при которых гармоники всегда поступают
в балластные нагрузки выходного ЧРУ, Таким образом
обеспечивается бесконтактная фильтрация высших,гармонических
составляющих в широкополосной системе при значительном перекрытии
по частоте и при высокой энергетической эффективности по
полезному сигналу. Это ценное качество рассматриваемого
радиопередающего комплекса выгодно отличает его от структуры на рис. 12.7,
где происходит фильтрация гармоник, однако мощность выходного
сигнала равна мощности только одного-усилителя, и от схемы на
372

рис. 12.9, где выделяется суммарная мощность при возбуждении
каждого входа, однако отсутствует фильтрация гармоник.
Схема на рис. 12.28 содержит дополнительные фазовращатели
на 90° для выравнивания возбуждения усилителей мощности на
частотах стыка кольцевых диплексеров, где сигналы равной
амплитуды поступают на два входа фазового коммутатора. Аналогичные
фазовращатели ставятся и в выходном ЧРУ. Синтез фазоразно-
стных цепей может быть проведен по [1].
Структурная схема на рис. 12.28 может быть базовой при
построении и более сложных радиопередающих комплексов.
Основными достоинствами рассмотренных в настоящей главе
радиопередающих комплексов, которые обеспечиваются в первую
очередь широкополосностью радиопередатчиков, являются
возможность многоканальной работы, наиболее эффективное-
использование энергоресурсов передатчиков, возможность оперативного
управления связью (в том числе и управление направленностью
излучения) с большим числом абонентов в сложных изменяющихся
условиях, возможность эффективной борьбы с помехами, в том
числе искусственными, простым решением многих серьезных
проблем электромагнитной совместимости радиоэлектронных средств.

8
II
If
I
IT
О.
со
04
s
CO
a
J=
CO
»5
С
E
CO
X
со
CO
с
J
«0
X
CO
J
CO
С
3
со
X
со
_E
CO
I
Ж
X
CO
_E
CO
000000000000 0-00000000000000 |
О2й駧^§§й§ю5§§52§§§§о?й1ойс
oooooooooooooooooooooooooooo
ООООО^^-н^—.-<-н-«^^—«OOOOOOOOOOOO
iiii853§sii§-«sssi§siillillf
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
gss^^SScl^KsScl^s^Ss^io^sSsclo*^^
OOOOOOOOOOOOOO^ — —-M — — — -h--hN(NM
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
l||sgg§gg^SSgg^§|gg|^Co§SSS2
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
ssggg&oS^Ss^ssliwScf clio^5§?§s§§
о cf о ooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
oooooooooooooooooooooooooooo
^^CO^^CD^OO^O-OqCO^WcX)r>.OOc^OCN(NCOOOO(Nrf<CD

Ю 00 Ю О СО О О
^htOCDCD^OO
»-« CDO0*—'C0t"-CT>~'<*'CO
050^0C^COCOt«OCDt>
cncqcsicmcsicocooococococo co-^ rh ti^tjh ^ rf ^^10 lo ю io irTio ю ю cd ccTcd
oOQdiOlOO
ОСЧССЮС
ю cd сою cd. c
to
O00CDrfOr)(NlC0N(MC0O^00^lsOMCD00С0Ю1ОС0Ю
^CX)0^050«^C^C>4COCO<^ThLOlOCDCDCDt4>'t>^l>«OOOOOC000^0^0^0505000
t^t^t^t^ooooooooooooooooocoooooooooooooooooooooooooooooooooiOOi
5 О) О) С7) 0} О) О) ОЭ О) О) О) О) О)
<y
375

CD IT? CO С^Г of ~ ~~ ~~
OOOCOOCOCsjOCO
« CM CO О <
>CO CO (Ml
IT
if
8
I!
s
a.
I
OOQON'—i rtf* CD CO '
CD 00 00 ОС• t^- <D-pO CO Ю
00 l^ C<J (
оГ^"'-н"<
A
5 CO*CO CO t4^ Ю ^5 *~*
5 CO OO CD 00 О —•
5COOOCOCNIO
со со ^со^ of ~~~
t>»C0OCD'—• IQ CO^^
OCDNOOCD
%SS\
со" со ^crTof ^^« —• о
"-«ООСОСЭСООООСЛ
)t^^-«t^.rN.r^c75lOCN
) Ю Oi (N CO CM CD 1—•
-HCOtDO^N^OO)
0 0)00 00'-icDCOOCO
CN Ю CO W(N^^-"O
ЮСОЮСОООГ-^СОЮ
rfOiCNI'— СОЮСОЮ
t4l>lNO^
I<

-- ПРИЛОЖЕНИЕ 3
ПРОГРАММА РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ ШСУ
SUBROUTINE ERR<G,D,N,O,SIGySMX,SMN,ALF,BET>
С _„ _ t тш
С I I
С I ПОДПРОГРАММА РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ ШИРОКОПОЛОСНОЙ I
С I СОГЛАСУЮЩЕЙ ЦЕПИ С ВЗАИМОИНДУКЦИЕЙ. I
р Т . J
С I Q - ДОБРОТНОСТЬ ЦЕПИ НАГРУЗКИ; ХВХХ 1
С ID- ОТНОШЕНИЕ РЕАКТИВНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ I
С I ЦЕПИ НАГРУЗКИ; ХВХХ I
С IN- ПОРЯДОК ЦЕПИ; ХВХХ I
С с I О - ПОЛОЖЕНИЕ ПОЛОСЫ ЧАСТОТ: ХВХХ I
С I SIG - ВЕЩЕСТВЕННЫЙ НУЛЬ ПЕРЕДАЧИ? ХВХХ I
С I SMX - МАКСИМАЛЬНЫЙ МОДУЛЬ КОЭФФИЦИЕНТА I
С 1 ОТРАЖЕНИЯ; ХВЫХХ I
С I SMN - МИНИМАЛЬНЫЙ -'-"-'--"- ХВЫХХ 1
С I ALF7BET - ПАРАМЕ1РЫ АППРОКСИМАЦИИ. ХВЫХХ I
С 1_ I _1
СН(Х) = (ЕХР(ХЙЕХР(-Х))/2.
SH<X)-(EXP(X)-EXP(-X))/2.
ASH<XJ=AL0G<X+SGRT<X**2+l.>
RL=1.44.*0**2
V=2.*SIN<3.*3.14159/2./EL OAT<N))*(2./G**3*<B-l./3.)+
* 2./3.*SIG**3-RL/2**(l./G-SIG>)
ALF=SIN(3Л4159/2./FLOAT(N))*<l./Q-SIG)
BET=SQRT< V/ALF-4.*ALF**2/3.-1.>/2.
A=ASH<SINH)
SINH=BEr-ALF
BN=B*FLOAT(N>
AN=-A*FLOAT(N)
SMN=SH<BN)/SH(h.»
RETURN
ПРИЛОЖЕНИЕ 4
ПРОГРАММА РАСЧЕТА ПАРАМЕТРОВ
УСИЛИТЕЛЯ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ
УСИЛЕНИЕМ
В подпрограмме CALCUL реализован алгоритм расчета, описанный в § 4.6.
Исходными данными для подпрограммы служат следующие величины, которые
должны быть определены перед ее вызовом:
V —тактность схемы (V= 1 — однотактная, V=2 —двухтактная), NM
—максимальное число ламп в одном плече усилителя, РН — требуемая мощность
в нагрузке, FB — верхняя частота диапазона, СВ —выходная емкость лампы,
PAD — максимально допустимая мощность, рассеиваемая анодом лампы,
ЕАМ — минимальное мгновенное напряжение на аноде при «ci = Q, AIMAX —
амплитуда импульса анодного тока при «ci=0, TETA — угол отсечки импульса
анодного тока, UBX — напряжение возбуждения усилителя, ROF — волновое
сопротивление фидера, AM— параметр звена типа т (l,27<m<f,4), AL —ко-
25—6028 377

SUBROUTINE CALCUL
c j
С I РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ УСИЛИТЕЛЯ
С I С РАСПРЕДЕЛЕННЫМ УШЛШСИ
с i „
COMMON V,PH7FE7cB,PAD,EAM,AlMAXrUBX,ROF ЛЕТА,AM,AL ,
* ,1С
№3.14159
АТ=Р1*ТЕГА/180« >
AC=COS(Af)
AS-SIN(AT)
PU---PI*(3.-AC)
A0-<AS-AT*AC)/PU
1Q=1
N1=0
С
С ПОИСК отИМАЛЬНОГО СООТНОШЕНИЯ N1 И N2
С
1 N1=N1+1
1F< Nl.LE.NM ) GO TO 2
IF< 1Q.EQ-1 ) TYPE l<b
RETURN
2 ST=A1*ROA*N1
ALM--=EAM/ST
AIM=-ALM+SQRT(ALM*ALM42.«PAn/<A0*ST))
IF< AIM.GF.AIMAX ) AIM"=A1MAX
PH1-UH«UH/(2.0*ROA)
PH21~-$.5*A1*AIM*UH
С
С РАСЧЕГ ЧИСЛА ЛАМП В НЕОДНОРОДНОЙ ЧАСТИ ЛИНИИ
С
ST=(PH/V-PHl)/PH2i
N2=INT(ST)+1
IF С N.LT-3 ) GO TO 1
IF( N-G1.NM ) GO TO 1
IF< N2.LT.0 ) RETURN
С
С РАСЧЕТ АМПЛИТУДЫ АНОДНОГО ТОКА ПО ЗАДАННОЙ МОЩНОСТИ'
С
AIM=2./A1*SQRT<PH/(V*ROA*N1*< .5
UH~0.5*ROA*A1*AIM*N1
EA-EAM+UH
OPD-PN/P0
QSI=UH/EA
IF( IQ.EQ.IC ) GO Ta3
IF< IC.NE.0 ) GO TO 4
С
С ВЫВОД ЭНЕРГЕТИЧЕСКИХ ПОКАЗАТЕЛЕЙ ДЛЯ СРАВНЕНИЯ
С
TYPE 68 ДО
TYPE 6?,Ni,N2,AIH,QSI,QPD,PN,P01
4 IQ*1Q+1
378

т то 1
3 CONTINUE
WRITE<6,6$) IQ
С
С "РАСЧЕТ ЙАРАИЁТРОВ* ВЫХОДНОЙ ЛИНИИ
С
WRIT?<6,61>
DO 5 1=1,N
IF< I.6T.N1 ) GO TO 6
С
с *** однородный участок ***
с
PCA=AH/(PU*ROA)
PLK=ROA/PU
PLH= < i--AM*AM)*ROA/< 4.*AM*PU)
PML=PLM
PLC=AM*PLK
PLN1=U.+AM*AM)*PLK/(4.*AM>
PLN2=PLN1
IF( I.EQ-1 ) 60 TO 7
60 TO 9
С
С *** НЕОДНОРОДНЫЙ УЧАСТОК ***
С
6 ROA=R/<1.0+A1*AIM*R/UH>
РСА=АМ*(R+ROA)/< 2.*PU*R*ROA)
PLK=ROA/PU
PLM=ROA*(1.-AM*AM)/(4.*AM*PU)
PHL=2.*PLMP*PLM/(PLMP+PLM)
PLC=(PLKP+PLK)*AM*.5
PLN1=PML+PLKP*AM*-5
PLN2=PML+PLK*AM*.5
IF( I.EQ.N ) 60 TO 8
60 TO 9
С
С СОГЛАСУЮЩЕЕ ПОЛУЗВЕНО В ЦЕПИ BAMACTft
С АНОДНОЙ ЛИНИИ
С
7 R06=AL*R0A
PLCB1=.3*PLK
PLCB2=.532*PLK
РССВ=-214*РСА
60 ТО 9
С
С СОГЛАСУЮЩЕЕ ПОЛУЗВЕНО В ЦЕПИ НАГРУЗКИ УРУ
С
8 PLCH1=.3*PLK
PLCH2=.532*PLK
РССН=.214*РСА
U=SQRT(ROF/(V*ROA>)
9 WRITE(6r71) IFR0A,PCA,PLK,PLM,PML,PLCrPLNi,PLN2
R=ROA
PLKP=PLK
PLMP=PLM
5 CONTINUE
С
С РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ВХОДНОЙ ЛИНИЮ
С
РВХ=V*UBX*UBX/(2.*R06)
PC6=AM/<PU*R06>
PLC=R0G*R06*PC6
PLK=PLC/AM
379

PLH=PLK*(l.-AMKrtM>/(4..xAM>
PML-PLM
PLN1=-PLK**1.+AM*AM)/*4.*AM>
PLN2=f'LNl
С
С СОГЛАСУЮЩЕЕ-. ПОЛУЗВЕНО СЕТОЧНОЙ ЛИНИИ
С
FLCG1=.3*PLK
PLCG2=.f532*PLK
PCCG=-.214xPCG
UR1TF(6,6?) KTJG,PCG,F'LK,PLM,PML,PLC7PLN17PLN2
WRITE <6,63)
WRlit (6, 64) PL С В1, PLC EC. F'CCB
UFvIIL (6,6'п) PLCH1.F'LC;H2,PCCH
UK*lit" (6,66) PLCG1,PLCG2,PCCG
UR11E (6,67) U,UH,PN,FA,P0,QPD.PHy
С
С *** СПИСОК ФОРМАТОВ ВЫВОДА >**
С
60 FORMATUH076X,'ВЫБРАН ВАРИАНТ N',I3/>
61 FORMAT*'0 ПАРАМЕТРЫ АНОДНОЙ ЛИНИИ'/
*2Х,'I',3X,'R0A' Д2Х/СА' ДЗХ,'ЫчМЗХ,'LMM3X,'ML'
*H3X,'LC',13X,'LNl'F12Xy'LN2'/)
62 FORMAT*'0 ПАРАМЕТРЫ СЕТОЧНОЙ ЛИНИИ'/
*ЗХ,'R0GM2X,'CG\ 13X,'LKM3X,'LMM3X.'ML ',
*13X7/LCM3X/LN1'712X,/LN2'/8(E15.6))
63 FORMAT*'0 ПАРАМЕТРЫ СОГЛАСУЮЩИХ ПОЛУЗВЕНЬЕВ'
*/13Х,'L1'13Х„'L2',13Х,'СС)
6А FORMAT С БАЛЛАСТА',3*Е15.6)>
65 FORMAT*' НАГРУЗКИ',3*Е15.6))
66 FORMAT*' ВХ.ЛИНИИ',3(Е15.6))
67 РОР;МАТ<1Н0,6Х,'иМЗХ7'иНМЗХ.'РИМЗХ,'ЕАМЗХг
*14Х.'КПД'710Х,'РВХ'/7(Г15.6))
68 FORMAT*/' ВАРИАНТ N '712Г
69 FORMAT*' N1=',I2/ N2-',12.' IMAX"--',F6.37
¦¦' KCM-=',F6.4,' Knfl=',F6.4,' PN='rF8.2,' P01^'7F
70 FORMAT*1H0,'*** ИЗМЕНИ ТИП ЛАМПЫ ***')
71 F0RMAT*I3,8(E15.6>>
RETURN
END
эффициент пропорциональности между ра и рс н, 1С — номер выбранного
варианта УРУ (при расчете вариантов 1С=0).
Размерности всех исходных величин задаются в единицах СИ. Для передачи
значений исходных данных в подпрограмму CALCUL программа, содержащая
ее вызов, должна иметь общую область с таким же порядком перечисления
переменных, что и указанный в тексте подпрограммы.
Особенностью подпрограммы CALCUL является то, что она используется
в два этапа. На первом этапе (1С=0) производится расчет вариантов
построения УРУ на заданных электронных лампах при различном их соотношении
в однородной и неоднородной части. При этом на пульт оператора выдается
следующая информация: номер варианта, N1 — число ламп в однородной части
УРУ, N2 — число ламп в неоднородной части, AIM — расчетная амплитуда
импульса анодного тока, QSI — коэффициент использования напряжения
источника анодного питания; QPD — КПД усилителя, PN — мощность, отда-
380

ваемая в нагрузку, Р01 — мощность, рассеиваемая на аноде первой
лампы УРУ.
Анализируя полученную информацию, оператор выбирает предпочтительный
вариант УРУ, удовлетворяющий техническому заданию, вводит его номер в ЭВМ
и вновь вызывает подпрограмму CALCUL. На втором этапе производятся
расчеты параметров элементов входной и выходной линий, а также энергетических
показателей УРУ, которые выдаются на печать в виде таблиц. Для анодной
линии на печать выводятся: 1 —номер лампы; ROA — волновое сопротивление
ячейки анодной линии, СА — емкость ячейки с учетом выходной емкости лампы, LK
и LM -^ индуктивности ячейки, ML — взаимная индуктивность ячейки, LC —
общая индуктивность катушки /-й ячейки, LN1 и LN2 — индуктивности частей
катушки. Для сеточной линии на печать выводятся: ROG — волновое
сопротивление ячейки сеточной линии, CG — емкость ячейки с учетом входной емкости
лампы, LK и LM — индуктивности ячейки, ML — взаимная индуктивность ячейки,
LC — общая индуктивность катушки ячейки сеточной линии, LN1 и LN2 —
индуктивность частей катушки. Для согласующих полузвеньев рассчитываются LC1,
LC2 и СС. Кроме того* на печать выводятся: W — коэффициент передачи
выходного трансформатора УРУ, UN — напряжение на нагрузке, PN — мощность,
отдаваемая в нагрузку, ЕА — напряжение источника анодного питания, РО —
мощность, потребляемая от этого источника, КПД — коэффициент полезного
действия УРУ, РВХ — мощность возбуждения усилителя.
Текст примерной программы вызова подпрограммы CALCUL и вариант
расчета УРУ приведены далее.
PROGRAM URUDEB
COMMON V,PH,rBrCB,PAD7EAM,AIMAX,UBX,R0F ДЕТА,AM,AL ,NM
*,IC
c КОНТРОЛЬНЫЙ РАСЧЕТ УРУ
V=l.
AM-1.3
NM^20
FF<=3.0E7
CB=14.0E-12
EAM=500.
PAD-1000.
AIMAX=--1.5
F'H-6000.
AL-.2
UBX"=50.
R0F=75.
IC==0
CALL CALCUL
TYPf. 100
ACCEPT 101,1С
CALL CALCUL
100 ГОРМАТС КАКОЙ ВАРИАНТ ННБРАН ">')
101 rORMAT(13)
STOP
FND
381

со
00
ВЫБРАН ВАРИАНТ Н 2
ПАРАМЕТРЫ АНОДНОЙ ЛИНИИ
I ROA СА
LK
LH
LC
LN1
LN2
1
о
3
4
6
7
8
9
10
11
12
13
14
15
16
0.547359Е+03
0.547359Е+03
0.547359Е+03
0.547359Е+03
0.547359Е+03
0.547359Е+03
0.410519Е+03
0.328415Е+03
0.273679Е+03
0.234582L+03
0.205259Е+03
0.182453Е+03
0.164208Е+03
0Л49280Е+03
0.136840Е+03
0Л26314Е-»03
0.210000Е-10
0.210000Е-10
0.210000Е-10
0.210000Е-10
0.210000Е-10
0.210000Е-10
0.245000Е-10
0.315000Е-10
0.385000Е--10
0.455000Е-10
0.525000Г--10
0.595000Е-10
0.665000Е-10 -
0.735000Е-10
0.805000Е-10
0.875000Е--10
ПАРАМЕТРЫ СЕТОЧНОЙ ЛИНИИ
R06 CG
0.
Л09472Е+03 0.
LK
105000Е-09 0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
• 0.
0.
0.
0.
483972Е-05
483972Е-05
483972Е-05
483972Е-05
483972Е-05
483972Е-05
362979Е-05
290383Е-05
241986Е-05
207416Ё-05
181489Е--05
161324Е-05
145191Е-05
131992Е-05
120993Е-05
111686Е-05
1М
967943Е-06 -0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
-0.
642193Е-06
642193Е-06
642193Е-06
642193Е-06
642193Е-06
642193Е-06
481645Е-06
385316Е-06
321097Е-06
275226Е-06,
240822Е-06
214064Е-06
192658Е-06
175144Е-06
160548Е-06
148198Е-06
ML
128439Е-06 -0.
-0.642193Е-06
-0.642193Е-06
-0.642193Е-06
-0.642193Е-06
-0.642193Е-06
-0.642193Е-06
-0.550451Е-06
-0.428129Е-06
-0.350287Е-06
0.296397Е-06
-0.256877Е-06
--0.226656Е-06
-0.202798Е-06
-0Л83484Е-06
-0Л67529Е-06
-0.154126Е-06
LC
128439Е-06 0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
629163Е-05
629163Е-05
629163Е-05
629163Е-05
629163Е-05
629163Е-05
550518Е-05
424685Е-05
346040Е-05
292ШЕ-05
252789Е-05
222829Е-05
199235Е-05
180169Е-05
164440Е-05
151241Е-05
LN1
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
0
.250362Е-05
.250362Е-05
.250362Е-05
.250362Е-05
.250362Е-05
.250362Е-05
.259536Е-05
Л93123Е.-05
Л53720Е-05
Л27651Е-05
Л09133Е-05
.953025Е-06
.84S808E-06
.760261Е-06
.690421Е--06
.632328Е-06
LN2
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
0.
,250362Е-05
250362Е-05
250362Е-05
250362Е-05
250362Е-05
250362Е-05
180891Е-05
145936Е-05
122262Е-05
105181Е-05
922804Е-06
821949Е-06
740947Е-06
674466Е-06
618925Е-06
571831Е--06
125833Е-05 0.500725Е-06 0.500725Е-0&
ПАРАМЕТРЫ СОГЛАСУЮЩИХ ПОЛУЗВЕНЬЕВ
LI L2 СС
БАЛЛАСТА 0Л45192Е-05 0.257'i73E-05 0.449400Ё-11
НАГРУЗКИ 0.335057Е-06 0.594168Е-06 0Л87250Е-10
ВХ.ЛИНИИ 0.290383Е-06 0.514 946Е-06 0.224700Е-10
0.770559
UH
1231 Л63086
PN
6000.000488
1731 Л63086
Р0
13220.877930
КПД
0.453828
•F;BX
11.418472

ПРИЛОЖЕНИЕ 5
ПОДПРОГРАММЫ СПЕКТРАЛЬНОГО
АНАЛИЗА НЕЛИНЕЙНЫХ РАДИОТРАКТОВ
SUBROUTINE FORMAT<NNEtNNG,NGE,NGZyZ0,REZ,AMZ,A0yREA,Am,
* E0,REE,AME,X,A)
С _
С I
€ I ПОДПРОГРАММА ФОРМИРОВАНИЯ СИСТЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УРАВНЕНИЙ ДЛЯ
С I ОПРЕДЕЛЕНИЯ СПЕКТРАЛЬНОГО СОСТАВА ТОКОВ НЕЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
С I NNE - ЧИСЛО НЕЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
С I NK6 - ЧИСЛО ГЕНЕРАТОРОВ ВХОДНОГО СИГНАЛА
С I N6E - ЧИСЛО ГАРМОНИК ВХОДНОГО СИГНАЛА
С I NGZ - ЧИСЛО ГАРМОНИК ТОКОВ НЕЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ
С I Z0(NNE> - ИАТРИДА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА Z<0>
С I REZ(NNE*NNE*NGZ) - НАТРИДА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА RECZ(JKW)3
С I AMZ(NNE*NNE*NGZ> - МАТРИЦА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА IMCZ<JKW)3
С I A0<NNE*NNG> - МАТРИДА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА А(*>
С I REA<NNG*NNE«NGE> - МАТРИЦА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА RECA(JKW)3
С I AMA(NN6*NNE*N6E> - МАТРИЦА ЛИНЕЙНОГО ОПЕРАТОРА IMCAUKUn
С I EWNfc'G) - ВЕКТОР ВХОДНОГО СИГНАЛА С?Г<0>
С I REE(NNG^NGE) - ВЕКТОР ВХОДНОГО СИГНАЛА RECEr(K)]
С I AME(NNG*NGE> - ВЕКТОР ВХОДНОГО СИГНАЛА 1МСЕГ(К)3
С I X(2*NNE> - БЕКТСР УГЛОВ ПЕРЕКЛЮЧЕНИЯ
С I A<4*NNE*NGZ,4*NN?*NGZ+1>- МАТРИЦА СИСТЕМЫ ЛИНЕЙНЫХ УРАВНЕНИЙ
A№(3,5),Z0(3>,AO(3,3),E0(3),X(6),A(6e,61)
DOUBLE PRECISION X
DO 1 L=1,NNE
I=<L-l)*2*N6Z
DO 1 K=1,NGZ
I1=I+K
I3=I1+NGZ
DO 2 M=1,NNE
J=(M-1)*2*NGZ
LM=(L-1)*NNE+M
DO 2 N=1,NGZ
*A1=(K-N)*X(L+NNE)
A2=(K-N)#X(L)
B1=(N)*X(L+«NE)
B2=(K+N)»X(L)
IF(K.NE.N)CO TO 3
S2=X(L+NNE)-X'(L)
GO TO 4
S2-(SIN<A1)-SIN(A2>)/(K-N>
C2=(COS(A1>-COS(A2))/(K-N)
Si=(SIN(Bl>-SIN(B2))/(K-»-N)
Cl=(C0S(Bl)-C0S(B2))/(K+N)
SP=S1+S2
SM=Si-S2
CP=Ci+C2
CM=C1-C2
I1=I+K
I2=J+N
I3=I+NGZ+K
I4=J+NGZ+N
?t,
AU3,I2>=REZ(LM,N>*CP-AM2(LM,N>*SM
A(I3,I4)=-REZ<LM,N)«SM-AMZ(LM,N)*CP

IF<rt.NE.L>GO TO 2
AU1,I2>=A<I1,I2)-Z0<L)*SP
Aai,I4>=A<Ii,I4)-Z0<L)*CM
A<r3,I2>=A(I3.X2>-Z0<L)*CP
Aa3,I4>=A(I3,I4UZ0(U*SM
IF(K.NE.N)GO TO 2
A<3i,I2)=A(Il,I2>+6.2832*Z0<L)
CONTINUE
I5=2*NNE*NGZ-
A(I1,15)^.0
A(I3,I5>=0.0
БО 1 N«1,NNG
A<I1,I5)-A<I1,I5)+2«A0<L,N)*E0(N)«(SIN(K*X(L+NNE))-SIN(K*X(L))>/
* К
К
DO 1 IOUNGE
Ai=<K-IC)*X<L+NNE>
A2=<K-IC)*X(L)
B1=<K+IC)*X(L+NNE)
B2=<K+IC)itX(L)
IFCK.NE.IOGO TO 5
S2=X(L+NNE>-X(L)
C2=0.0
GO TO 6
S2^<SIN(A1)-SIN(A2))/(K-IC)
C2=<C2S(Ai)-C03(A2))/(K-IC)
S1^<SIN(B1)-S1N(B2))/(K+IC)
C1=(COS(B1)-COS^B2))/(K+IC)
SP=Si+S2
SH=S1-S2
CP=C1^C2
CH=C1-C2
AA2=REA(LNrIC>*AME(N,IC)+AMA(LN,IO*REE(N,IC)
A(I1,I5)=A<I1,I5)+AA1*SP+AA2*CM
A<13,I5)=A(13,I5)+AA1*CP-AA2*SM
1 CONTINUE
RETURN
END
SUBROUTINE CALKSI(NNE7NNG,NGE,NGZ,AO,REA,AMA,E0,REE7AMETZ0,REZ,
* AKZrREI,AMI7UT,CSI)
С
С I I
С I ПОДПРОГРАММА ВЫЧИСЛЕНИЯ ВЕКТОР-ФУНКЦИИ CSI(WT) I
C !___ : j
С I N!€?NNE,NGE,NGZ,A0rREA,AMA,EO,REE,AMEyZO,R?Z,AMZ -АНАЛОГИЧНЫ I
С I ПАРАМЕТРАМ ПОДПРОГРАММЫ FORMAT I
С I REi<NNE*NGZ) - ВЕКТОР ТОКОВ НЕЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ RELI(K)D I
С I AHHNNE*NGZ) - ВЕКТОР ТОКОЙ НЕЛИНЕЙНЫХ ЭЛЕМЕНТОВ 1МСКЮЗ I
С I WTCNNE) - ВЕКТОР УГЛОВ ПЕРЕКЛЙЧЕНИЯ I
С I CSKhhNE) - ВЕКТОР-ФУНКЦИЯ CSICWKD3 I
С I „ , I
DIMENSION a<3),yT(3),CSK3),REZ(9,10)TAMZ(9,10),
* REA<9r5),AMA(9,5)rREE(375)xAME(3/5),Z0(3)rA0(3,3),
* E0(3),REI(3,10)rAMI<3),10)
DO 1 1=1,NNE
DO 2 J=1,NNG
384

CSia)=CSI(I)+A0<I,J)*E0(J)
DO 2 K=1,NGE
-<REE(J,K>*AMA<IJ,K)+AME<J7K)*REA<IJ,K))*SIN<K*Q<I))
CONTINUE
DO 3 J=1,NNE
DO 3 K=1,NGZ
Ai=REI<J,K)*REZ<IJrK>-AMKJrK>*AMZ<IJ,K)
A2=REI<J,K>*AMZ<IJ,K)+AMICJ,K>*REZ<IJ,K>
IFU.NE.DGO TO 4
A1=A1-REI<I,K)*Z0<I)
A2=A2-AMKI,K)*Z0<I)
4 CSI(r>=CSI<I)-Al*C0S(K*Q<I)>+A2#SIN(K*Q(I))
3 CONTINUE
1 CONTINUE
RETURN
END
SUBROUTINE ANAL<V,CF)
С v
С I
С I ПОДПРОГРАММА ВЫЧИСЛЕНИЯ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА
С I CF - ЗНАЧЕНИЕ ФУНКЦИИ КАЧЕСТВА
С I V - МАССИВ ВАРЬИРУЕМЫХ ПАРАМЕТРОВ
С I х
DIMENSION V(6>
DOUBLE PRECISION V,ERR
C0MM0N/BLK1/VLC6),VH<6),M,P2,LIMIT
CQMMQN/BLK2/A0(3,3),REA<9r5),AMA<9-,5>,E0<3>,REE<3,5),AME<3,5>r
* Z0(3),REZ<9,10),AMZ(9,10),REI(3,10),AMI(3,10),Wr(3),CSi(3),
* A<60,61>,Y<60>,NNE,NNG,NGE,NGZ
CALL FORMAT(NNE,NNG,NGE,N6ZrZ0rREZ,AMZ,A0,REA,AMA,E0,
* REE,AME,V,A)
CALL RES<2*NNE*NGZ,A,Y)
ERR=0.D0
DO 5 1*1,NNE
DO 5 J=1,NGZ
REI(I,J>=Y<J+<I-i)*2*NGZ>
5 AMI(i;j)=Y(J+(I-l)*2*NGZ+NGZ)
DO 10 1=0,1
DO 20 IS=1,NNE
20 UT(IS)=</(IS+I*NNE>
CALL CALKSI(NNE,NNG,NGErNGZ,A0,REAfAMA,E0,REE,AMEyZ0,
* REZ,AMZ,REI,AMI,WT,CSI)
DO 10 IS=1,NNE
ERR=ERR+CSI(IS)**2
10 CONTINUE
IF(P2.EQ.0)60105001
DO 40 1=1, NNE
WRITE(6,41)I
41 FORMAT</10X,'НЕЛИНЕЙНЫЙ ЭЛЕМЕНТ Ml/)
URITE<6,5000>
5000 F0RMAT(5X,31(IH^)
WRITE<6,5002)
5002 F0RMAT(5X,'I ГАРМ. I REI I AMI I')
WRITE(6,5000)
WRITER,5003) <J,REKI,J>, AMI (I, J),J;=1,NGZ)
5003 F0RMAT((5X,/I/,3X,Il,3X,/I/r2(lX,F8.6,lX,/I/))>
40 WRITE(6,5000)
3001 CONTINUE
RETURN
END
385

ПРИЛОЖЕНИЕ 6
РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СИНТЕЗАТОРОВ
ЧАСТОТЫ С ПОМОЩЬЮ ЭВМ
Для расчета комбинационных составляющих, попадающих в полосу
пропускания фильтра на выходе смесителя, может быть использована подпрограмма
FILGRM. Исходными данными для расчета служат следующие величины,
перечисленные в общей области: L — тип смесителя (L — X со сложением частот, L=
=—1 с вычитанием), KMIN, КМАХ — минимальный и максимальный номера
рассчитываемой комбинационной составляющей, F12MIN и F12MAX — минимальное
1 максимальное отношения частот, подаваемых на смеситель.
Результаты расчета в виде номеров комбинационных составляющих,
попадающих в полосу пропускания фильтра, выводятся на экран дисплея.
Подпрограмма FRQSYN реализует алгоритм расчета частот подставок
синтезатора компенсационного типа, описанный в § 10.4.
Исходными данными являются: диапазон частот на выходе синтезатора
(FH — верхняя, FL — нижняя частоты диапазона), FSTEP — шаг сетки частот,
Р — минимально допустимый порядок комбинационной составляющей в полосе
пропускания ПФ, FYPF — резонансная частота узкополосного фильтра для
компенсационного синтезатора (частота фазового детектора для синтезатора
с ФАП).
SUBROUTINE FILGRM
С _
С I I
С I РАСЧЕТ КОМБИНАЦИОННЫХ СОСТАВЛЯЮЩИХ, I
С 3 ПОПАДАЮЩИХ В ПОЛОСУ ПРОПУСКАНИЕ I
С J ПОЛОСОВОГО ФИЛЬТРА I
С I I
С I в I
с
COMMON F12M1N,F12MAX,KMIN,КМАХ,L
С
K=KMIN
1 К=К41
I~-INT(К/2)
5 J--(K~IABS<I>)
JF( F"12.6T.F12MAX ) GO TO 10
IF< ri2.LT.F12MIN ) GO TO 10
С
TWE 100,1, J
С
10 IF( I.GT.INT(K/2) ) GO TO 20
I^I + l
GO TO 5
20 IF( K.LElKMAX > GO TO 1
TYPE 200
RF.TURN
100 FORMATUH ,215)
200 FORMAT(1H /ФИЛЬТР N',12,'HE ИМЕЕТ БОЛЬШЕ
*'КОМБИНАЦИОННЫХ СОСТАВЛЯЮЩИХ'/
*'В ПОЛОСЕ ПРОПУСКАНИЯ')
END
386

Результатом расчета являются искомые частоты подставок, хранящиеся
в массиве F. Массив S содержит частные суммы частот подставок, необходимые
для анализа комбинационных составляющих синтезатора. FDOP — значение
дополнительной частоты для компенсационного синтезатора.
Входные и выходные данные подпрограммы FRQSYN должны быть
перечислены в общей области в порядке, указанном в тексте подпрограммы.
subroutine: frqsyn
с _ .
с i i:
С I PAC4FT ЧАСТОТ ПОДСТАВОК I
С I КОМПЕНСАЦИОННОГО СИНТЕЗАТОРА I
С I I
С I I
С
COMMON/PI/ F<20>7S(20>,FH,H_,FSTEF\P,FrPF,FriOP
НО 10 1=1,20
С
С РАСЧЕТ ИСХОДНЫХ ВЕЛИЧИН
С
АКР--9.0
N=--1NT(ALOG10(FH/FSTEP))
AK=AINT(FH/(FSTF.P>10.**N))
С
С РйСЧЕТ ЧАСТОТ ПОДСТАВОК
С
Г(1) = (9.0*F SIEP+F YPF)*A/(1.0-A)
C--=AINT(F<1)/<FS1EP*10.))
F<1)=-C*FSTEP*10.
DO 20 1 1,N
IF( l.LQ.N ) AKP-AK
F <1 + 1>-<AKP*FSTEP*10
С
С ОКРУГЛЕНИЕ ЧАСТОТ
С
IF( l.EQ.N ) 60 10 20
C-AINT<S<1+1)/(FSTEF4*10.«
С
'20 CONTINUE
FDQP-S<N>
ME1URN
END
387

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ
1. Авраменко В. Л., Галямичев Ю. П., Ланнэ А. А. Электрические линии за»
держки и фазовращатели: Справочник. — М.: Связь, 1973.—111 с.
2 Алексеев Л. В., Знаменский А. Е. Автоматизация проектирования фильтров
СВЧ.—М.: Связь, 1977.—80 с.
3. Алексеев О. В. Усилители мощности с распределенным усилением. —М.—Ял
Энергия, 1968.—224 с.
4. Алексеев О. В., Асович П. Л., Соловьев А. А. Спектральные методы анали-*
за нелинейных радиоустройств с помощью ЭВМ.—М.: Радио и связь, 1985.-^*
200 с.
5. Алексеев О. В., Грошев Г. А., Чавка Г. Г. Многоканальные
частотно-разделительные устройства и их применение.—М.: Радио и связь, 1981.—136 с.
6. Алексенко А. Г., Шагурин И. И. Микросхемотехника. — М.: Радио и связь,
1982.—416 с.
7. Альтшуллер Г. Б., Елфимов Н. Н., Шакулин В. Г. Кварцевые генераторы:^
Справ, пособие. — М.: Радио и связь, 1984.—232 с.
8. Аналоговые и цифровые интегральные схемы/ Под ред. С. В. Якубовского.—
М.: Радио и связь, 1984.—432 с.
9. Бальян Р. X., Сивере М. А. Тиристорные генераторы и инверторы. — Л.:
Энергия, 1982.—223 с.
10. Батищев Д. И. Методы оптимального проектирования. — М.: Радио и связь,
1984.-248 с.
11. Богачев В. М., Никифоров В. В. Транзисторные усилители мощности. — М.:
Энергия, 1978.—344 с.
12. Верещагин Е. М., Никитенко Ю. Г. Частотная и фазовая модуляция в
технике связи. — М.: Связь, 1974. — 224 с.
13. Ганстон М. А. Р. Справочник по волновым сопротивлениям фидерных
линий СВЧ.—М.: Связь, 1976.—150 с.
14. Гуткин Л. С. Современная радиоэлектроника и ее проблемы. — М.: Сов.
радио, 1980.—193 с.
15. Данилов Б. С, Штейнбок М. Г. Однополосная передача цифровых
сигналов. — М.: Связь, 1974.—136 с.
16. Дробов С. A.t Бычков С. И. Радиопередающие устройства.—М.: Сов.
радио, 1969.—720 с.
17. Дульнев Г. Н. Тепло- и массообмен в радиоэлектронной аппаратуре.-7 M.:
Высшая школа, 1984.—247 с.
18. Зарецкий М. М., Мовшович М. .Е. Синтезаторы частот с кольцом фазовой
автоподстройки. — Л.: Энергия, 1974.—256 с.
19. Зингеренко А. Мм Баева Н. Н., Тверецкий М. С. Системы многоканальной
связи. — М.: Связь, 1980.—440 с.
20. Ильин В. Н. Основы автоматизации схемотехнического проектирования —
М.: Энергия, 1979.—391 с.
388

21. Каганов В. И. СВЧ полупроводниковые радиопередатчики. — М.: Радио ц
связь, 1981.—400 с. и
К Ш Т й А П / П С Е Л
связь, 1981.400 с.
22. Карни Ш. Теория цепей. Анализ и синтез: Пер. с англ./ Под ред. С. Е. Лонч
дона.—М.: Связь, 1973.—368 с. ^н-
23. Князев А. Д. Элементы теории и практики обеспечения электромагнитно!
совместимости радиоэлектронных средств. — М.: Радио и связь, 1984.—ЗЗб^чой
24. Лапицкий Е. Г., Семенов А. М., Сосновкин Л. Н. Расчет диапазонных ра^ с.
диопередатчиков. — Л.: Энергия, 1974.—270 с. ч>а-
25. Лондон С. Е., Томашевич С. В. Справочник по высокочастотным трансфор*
маторным устройствам.—М.: Радио и связь, 1984.—216 с. (ч>р-
26. Манасевич В. Синтезаторы частот. Теория и проектирование: Пер. с англ..
Под ред. А. С. Галина. —М.: Связь, 1979.—382 с. чл./
27. Марков Г. Т., Сазонов Д. М. Антенны.—М.: Энергия, 1975.—528 с.
28. Маттей Д. Лм Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи
цепи связи: Пер. с англ./ Под ред. Л. В. Алексеева и Ф. В. Кушнира. — Mit и
Связь, 1971. Т. 1.—439 с, Т. 2.-495 с. Ч.:
29. Михайлова М. М., Филиппов В. В., Муслаков В. П. Магнитомягкие фей
риты для радиоэлектронной аппаратуры: Справочник. — М.: Радио и связ&р-
1983.—199 с. W,
30. Муртаф Б. Современное линейное программирование. Теория и практику
Пер. с англ./ Под ред. А—И. А. Станевичюса. — М.: Мир, 1984. — 224 с. ta:
31. Нефедов Е. И., Фиалковский А. Т. Полосковые линии передачи. — М.: На\
ка, 1980.—312 с. Ау-
32. Норенков И. П. Введение в автоматизированное проектирование технически
устройств и систем: Учеб. пособие для вузов. — М.: Высшая школа, 1986,-лих
304 с. —
33. Проектирование радиопередающих устройств: Учеб. пособие для вузо^
Под ред. В. В. Шахгильдяна. — М.: Радио и связь, 1984.—422 с. ^в/
34. Радиопередающие устройства: Учебник для вузов/ Под ред. М. В. Благову
щенского и Г. М. Уткина. — М.: Радио и связь, 1982.—408 с. ^е-
35. Русин Ю. С. Трансформаторы звуковой и ультразвуковой частоты. — Л
Энергия, 1973.—152 с. \:
36. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств
Под ред. В. И. Вольмана. — М.: Радио и связь, 1982.—328 с. Ьв/
37. Судовые радиопередающие устройства/ Под ред. Э. К. Путрайма.—М
Транспорт, 1985.—335 с. \:
38. Фано Р. М. Теоретические ограничения полосы согласования произвольна
импедансов: Пер. с англ./ Под ред. Г. И. Слободенюка. — М.: Сов. радтах
1965.—69 с. ?о,
39. Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров: Пер. с англ./ Под р&
А. Е. Знаменского. — М.: Сов. радио, 1974.—228 с. \ц.
40. Химмельблау Д. Прикладное нелинейное программирование: Пер. с англ
Под ред. В. Г. Горского. — М.: Мир, 1975.—534 с. V/
41. Хотунцев Ю. Л. Полупроводниковые СВЧ устройства. — М: Связь, 1978Л
256 с. >
42. Царапкин Д. П. Генераторы СВЧ на диодах Ганна. — М.: Радио и свя%
1982.-112 с. Ль,
43. Шапиро Д. H.t Паин А. А. Основы теории синтеза частот. — М.: Радио
связь, 1981.—264 с. й
44. Шило В. Л. Функциональные аналоговые интегральные микросхемы. — Л\
Радио и связь, 1982.—128 с. 1:
45. Широкополосные радиопередающие устройства./ Под ред. О. В. Алексеева.
М.: Связь, 1978.—302 с. _
46. Шакулин В. Г., Иркутский А. Н., Болотов А. К. Использование ЭВМ m
проектировании и регулировке термокомпенсированных кварцевых генепри
торов// Техника средств связи, Сер. ТРС—1977.—№ 4.—С. 93—100. \-

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
Глава 1 общие вопросы проектирования радиопередаю- -
ЩИХ УСТРОЙСТВ 5
1.1. Классификация радиопередающих устройств 5
1.2. Основные требования, показатели и характеристики
радиопередающих устройств 8
1.3. Разработка функциональной схемы радиопередающего устройства 17
1.4. Сущность системного подхода к проектированию 21
1.5. Применение ЭВМ для автоматизации проектирования 23
1.6. Моделирование каскадов радиопередающих устройств на ЭВМ . . 25
1.7. Оптимизация характеристик радиочастотных трактов 33
1.8. Учет технологического разброса параметров элементов
радиочастотных трактов 43
Глава 2 усилители мощности передатчиков низких,
СРЕДНИХ И ВЫСОКИХ ЧАСТОТ 53
2.1. Расчет усилительных каскадов на безынерционных усилительных
приборах 53
2.2. Проектирование транзисторных усилителей с учетом инерционных
свойств транзисторов 60
2.3. Использование ЭВМ для расчета усилительных каскадов .... 62
2.4. Проектирование усилителей в ключевом режиме 70
Глава 3. устройства фильтрации и согласования ... 82
3.1. Особенности построения согласующих и фильтрующих устройств . . 82
3.2. Проектирование широкополосных согласующих устройств для
простых нагрузок 85
3.3. Широкополосное согласование нагрузок с двумя реактивными
элементами 95
3.4. Проектирование селективно-согласующих устройств с применением
ЭВМ 106
3.5. Проектирование широкополосных трансформаторов обмоточного типа цз
3.6. Проектирование трансформаторов типа длинной линии .... \\8
3.7. Расчет магнитной цепи трансформатора 126
Глава 4. широкополосные тракты усиления мощности 230
4.1. Выбор схем широкополосных усилителей для оконечных и
промежуточных каскадов 130
4.2. Проектирование усилительных модулей на биполярных транзисторах 134
4.3. Проектирование усилительных модулей на полевых транзисторах 141
4.4. Расчет коллекторной цепи выходных каскадов транзисторных
усилителей 144
390

4.5. Построение схем мощных транзисторных усилителей J46
4.6. Проектирование усилителей с распределенным усилением . . . " . 153
4.7. Проектирование широкополосных радиочастотных трактов с
применением ЭВМ }58
4.8. Построение устройств сложения мощности 164
Глава 5 ПРОЕКТИРОВАНИЕ СОГЛАСУЮЩИХ, ФИЛЬТРУЮЩИХ lfi
i лава о. и мостовых УСТРОЙСТВ СВЧ ДИАПАЗОНА . ... 1Ь8
5.1. Элементная база СВЧ фильтров и согласующих цепей .... 168
5.2. Типы фильтров и согласующих цепей, применяемых в
передатчиках СВЧ 174
15.3. Методы расчета согласующих цепей и фильтров
полусосредоточенной структуры 175
5.4. Методы расчета согласующих цепей и фильтров со связанными
резонаторами 185
5.5. Расчет встречно-стержневых фильтров 193
5.6. Мостовые устройства СВЧ 196
Глава 6. полупроводниковые генераторы свч .... 205
6.1. Твердотельные генераторные приборы СВЧ 205
6.2. Транзисторные усилители мощности СВЧ *.,.••., 209
6.3. Проектирование генераторов на диодах Ганна 218
6.4. Проектирование генераторов на лавинно-пролетных диодах . . . 228
Глава 7. автогенераторы гармонических колебаний . . 235
7.1. Транзисторные автогенераторы г??
7.2. Схемы кварцевых автогенераторов jf~L
7.3. Особенности расчета кварцевых автогенераторов ^4'
Глава 8. методы модуляции в радиопередатчиках ... 256
8.1. Преобразование сигналов при дискретных видах модуляции . . . 256
8.2. Особенности радиопередатчиков с амплитудной модуляцией . . . 260
8.3. Особенности радиопередатчиков с частотной модуляцией .... 266
8.4. Особенности проектирования тракта формирования однополосного
сигнала 269
Глава 9 методы и устройства повышения линейности
трактов усиления мощности 274
9.1. Требования к линейности тракта усиления мощности 274
9.2. Методы расчета побочных составляющих в выходном сигнале
усилителя мощности 277
9.3. Использование отрицательной обратной связи для повышения
линейности усилительного тракта 285
9.4. Особенности проектирования трактов усиления мощности со связью
вперед 292
Глава 10. возбудители диапазонных передатчиков . . . 296
10.1. Основные характеристики возбудителей 296
10.2. Методы синтеза дискретной сетки частот 300
10.3. Пассивные синтезаторы 302
JQ.4. Компенсационные синтезаторы 311
|0*5. Аналоговые синтезаторы с фазовой автоподстройкой частоты . . 314
$0.6. Цифровые синтезаторы частоты с кольцом ФАП 319
Е-лава 11. аналоговые и цифровые элементы синтезаторов
% ЧАСТОТЫ , 323
П.1. Цифро-аналоговые и аналого-цифровые преобразователи . . . 323
11.2* Делители частоты ' 332
Ц.З. Смесители. Фазовые детекторы ...••.*«.»• 337
11.4. Автогенераторы, управляемые напряжением 345
391

Глава 12 ПРОЕКТИРОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ КОМПЛЕКСОВ 353
12.1. Принципы построения широкополосных радиопередающих комплексов 353
12.2. Проектирование радиопередающих комплексов с частотной
развязкой передатчиков 359
12.3. Проектирование радиопередающих комплексов со структурной
развязкой передатчиков 366
12.4. Построение комбинированных радиопередающих комплексов . . . 370
Приложения 374
Список литературы 388
Учебное пособие
Олег Васильевич Алексеев,
Александр Алексеевич Головков,
Алексей Яковлевич Дмитриев и др.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ С ПРИМЕНЕНИЕМ ЭВМ
Заведующий редакцией В. Л. Стерлигов
Редактор Э. М. Горелик
Переплет художника Ю. А. Архангельского
Художественный редактор Т. В. Бусарова
Технический редактор Т. Н. Зыкина
Корректор Т. В. Дземидович
ИБ № 901
Сдано в набор 02.02.87 Подписано в печать 13.05.87 Т-10466 Формат "60X88'/i6
Бумага книжно-журн. № 2 Гарнитура литер. Печать высокая Усл. печ. л. 24,01
Усл. кр.-отт. 24,01 Уч. изд. л. 25,50. Тираж 15 000 экз. Изд. № 20775 Зак. № 6028
Цена 1 р. 30 к.
Издательство «Радио и связь». 101000 Москва, Почтамт, а/я 693
Ордена ч Октябрьской Революции и ордена Трудового Красного Знамени МПО «Первая
Образцовая типография имени А. А. Жданова» Союзполиграфпрома при Государственном
комитете СССР по делам издательств, полиграфии и книжной торговли: 113054, Москва,
Валовая, 28.