/
Текст
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
УСИЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
ПРОЕКТИРОВАНИЕ
УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
НА ТРАНЗИСТОРАХ
ПОД ОБЩЕЙ РЕДАКЦИЕЙ Г. В. ВОЙШВИЛЛО
Допущено Министерством связи СССР
в качестве учебного пособия
для электротехнических институтов связи
ИЗДАТЕЛЬСТВО «СВЯЗЬ»
МОСКВА 1972
Г. В. ВОЙШВИЛЛО, В. И. КАРАВАНОВ, В. Я КРАЕВА,
М. Е. МОВШОВИЧ, С А. НОВИКОВ
6Ф2.12
П79
УДК 621.375.4.001.2
П79 Проектирование усилительных устройств на транзи¬
сторах. Учебное пособие для вузов. М., «Связь», 1972.
184 с. с илл., табл. Библ. 25.
На об. тит. л.: Войитилло Г. В., Караванов В. И., -Краева В. Я.
[<и др.]
В настоящем учебном пособии приводится методика проектирования уси¬
лительных устройств звуковой частоты на транзисторах. Большое внимание
уделено расчету бестрансформаторных усилителей, а также цепям стабилиза¬
ции режима и обратной связи.
Проектирование транзисторных широкополосных и импульсных усилителей
рассмотрено применительно к схемам с высокочастотной эмиттерной и низко¬
частотной коррекциями.
Книга рассчитана на студентов институтов связи и радиотехнических
факультетов, а также инженеров-проектировщиков радиоэлектронной аппара¬
туры.
6Ф2.12
3-4-1
10-72
Проектирование усилительных устройств на транзисторах
Техн. редактор JI. А. Рожкова
Редактор С. Т. Симонова Корректор М. X. Механик
Сдано в набор 28/IX 1971 г Подписано в печ. 27/1 1972 г
Форм. бум. 60х90/|в 11,5 печ. л. 11,5 уел.-п. л. 11,15 уч.-изд. л
Т-00557 Тираж 35 ООО экз. Зак. изд. 14769 Цена 55 коп
Издательство «Связь», Москва-центр, Чистопрудный бульвар, 2
Типография издательства «Связь» Комитета по печати при Совете Министров СССР.
Москва-центр, ул. Кирова, 40. Зак. тип. 420
СОДЕРЖАНИЕ
Предисловие 6
Основные обозначения 7
Глава 1. Общие сведения о проектировании усилителей
§ 1.1. Техническое задание 12
§ 1.2. Последовательность проектирования 14
1.2.1. Выбор структурной схемы усилителя звуковой частоты . . 14
1.2.2. Порядок расчета усилителя звуковой частоты .... 16
1.2.3. Выбор схемы и порядок расчета широкополосных и импульс¬
ных усилителей 16
Глава 2. Расчет оконечных двухтактных трансформаторных каскадов «
§ 2.1. Выбор схемы оконечного каскада. Исходные данные для расчета . . 18
§ 2.2. Схемы двухтактных оконечных трансформаторных каскадов . . 19
§ 2.3. Расчет теплового режима транзисторов 23
2.3.1. Обоснование расчета 23
2.3.2. Порядок расчета I/ 24
§ 2.4. Расчет режима работы транзисторов 25
§ 2.5. Расчет элементов температурной стабилизации режима ... 26
§ 2.6. Расчет оконечных каскадов большой мощности 30
§ 2.7. Электрический расчет выходных трансформаторов 31
Глава 3. Расчет однотактных предоконечных трансформаторных каскадов
§3.1. Схемы предоконечных каскадов 32
§ 3.2. Расчет режима работы транзисторов 33
§ 3.3. Расчет параметров цепи смещения 36
§ 3.4. Расчет входного и выходного сопротивлений, нелинейных искаже¬
ний и глубины обратной связи 40
3.4.1. Обоснование метода расчета 40
3.4.2. Порядок расчета 41
§ 3.5. Расчет электрических параметров фазоинверсного трансформатора
и емкости конденсатора СЕ 43
Глава 4. Конструктивный расчет трансформаторов звуковой частоты
§4.1. Выбор типа трансформатора 44
§ 4.2. Выбор магнитного материала для сердечника трансформатора . 45
§ 4.3. Выбор и расчет размеров сердечника 47
4.3.1. Расчет сердечника трансформатора, работающего без посто¬
янного подмагничивания 47
4.3.2. Расчет сердечника трансформатора, работающего с постоян¬
ным подмагничиванием 49
§ 4.4. Расчет обмоток трансформатора 51
4.4.1. Расчет чисел битков обмоток 51
4.4.2. Расчет диаметров проводов и уточнение величины индуктив¬
ности iLi 51
4.4.3. Расположение обмоток и [расчет их размещения .... 52
4.4.4. Расчет индуктивности рассеяния 55
Глава 5. Расчет каскадов предварительного усиления звуковой частоты
§5.1. Схемы резисторных каскадов 56
§ 5.2. Расчет резисторных каскадов 59
5.2.1. Общие рекомендации 59
5.2.2. Порядок расчета последнего резисторного каскада ... 59
5.2.3. Порядок расчета эмиттерного повторителя . 62
3
5-2.4. Расчет промежуточных каскадов предварительного усиления 65
5.2.5. Расчет входной цепи с резистивно-емкостной связью . 65
5.2.6. Порядок расчета входной цепи с трансформаторной связью 66
5.2.7. Регулировка усиления 66
§ 5.3. Расчет сложной схемы термостабилизации режима работы оконеч¬
ных транзисторов 67
5.3Л. Получение расчетных соотношений для схемы термоста¬
билизации 67
5.3.2. Порядок расчета схемы . 69
Глава 6. Расчет бесгрансформаторных усилителей
§6.1. Схемы бестрансформаторных усилителей ... .... 72
6.1.1. Усилитель с параллельным возбуждением однофазным напря¬
жением одиночных оконечных транзисторов 72
6.1.2. Усилитель с параллельным возбуждением однофазным на¬
пряжением составных оконечных транзисторов .... 73
§ 6.2. Виды -и основные свойства составных транзисторов . . 75
§ 6.3. Расчет бестрансформаторного усилителя с одиночными транзистора¬
ми в оконечной схеме 76
6.3.1. Порядок расчета режима работы, оконечных транзисторов 76
6.3.2. Обоснование расчета режима работы предоконечного
транзистора Т} 78
6.3.3. Порядок расчета режима работы предоконечного транзистора 80
§ 6.4. Расчет бестрансформаторного усилителя с составными транзистора¬
ми в оконечной схеме 82
6.4.1. Порядок расчета режима работы оконечной схемы на состав¬
ных транзисторах' 82
6.4.2. Порядок расчета режима работы предоконечного транзистора 85
§ 6.5. Расчет элементов стабилизации режима усилителя 87
6.5.1. Выбор системы стабилизации 87
6.5.2. Порядок расчета режима транзистора Тр и гальванической
обратной связи, охватывающей три каскада (рис. 6.1) . 92
6.5.3. Порядок расчета гальванической обратной связи, охватываю¬
щей два каскада (рис. 6.2) 93
6*5.4. Порядок расчета элементов цепи смещения оконечных тран¬
зисторов 93
6.5.5. Расчет потребляемого тока 95
§ 6.6. Расчет входного и выходного сопротивлений и нелинейных ис¬
кажений 95
6.6.1. Порядок расчета коэффициента гармоник и других показате¬
лей при охвате обратной связью двух каскадов (рис. 6.2) 95
6.6.2. Порядок расчета коэффициента гармоник и других показате¬
лей при охвате обратной связью трех каскадов (рис. 6.1) 97
Глава 7. Расчет цепей обратной связи и частотных характеристик тран¬
зисторных усилителей
§ 7.1. Расчет элементов цепей обратной связи 99
7.1.1. Схемы цепей обратной связи 99
7.1.2. Порядок расчета цепей обратной связи 101
§ 7.2. Изменение параметров, вызванное влиянием обратной связи 103
§ 7.3. Расчет частотных и фазовых характеристик усилителей в области
нижних частот . 104
§ 7.4. Расчет частотных и фазовых характеристик усилителей в области
верхних частот 107
§ 7.5. Расчет частотных и фазовых характеристик усилителей с обратной
связью 110
§ 7.6 Особенности расчета частотных и фазовых характеристик слож¬
ных схем 113
7 6.1. Особенности схем и расчетных соотношений 113
7.6.2. Порядок расчета характеристик 114
4
Глава 8. Расчет промежуточных каскадов широкополосных и импульс¬
ных усилителей
§8.1. Общие соображения 116
§ 8.2. Схемы промежуточных каскадов 118
§ 8.3. Определение коэффициента усиления и числа промежуточных
каскадов 122
8.3.1. Промежуточные каскады ОЭ с эмиттерной коррекцией 122
8.3.2. Промежуточные каскады ОЭ без коррекции 126
§8 4. Расчет элементов, относящихся к области верхних частот (малых
времен) . • 127
8.4.1. Исходные данные 127
8.4.2. Порядок расчета каскадов с эмиттерной коррекцией и без нее 128
§ 8.5. Расчет элементов стабилизации режима 130
8.5.1. Исходные данные 130
8.5.2. Порядок расчета параметров нестабильности 131
8.5.3. Расчет элементов эмиттерной стабилизации 132
8.5.4. Расчет эмиттерно-коллекторной стабилизации . 132
§ 8.6 Расчет элементов, относящихся к области нижних частот (боль¬
ших времен) 133
8.6.1. Исходные данные 133
8.6.2. Порядок расчета конденсаторов Ср, СЕ и CEs каскадов без
низкочастотной коррекции 136
8 6.3. Порядок расчета конденсаторов Ср, СЕ, CEs и С/ каскадов
усилителя с низкочастотной коррекцией 138
Глава 9. Расчет оконечных и входных каскадов широкополосных и им¬
пульсных усилителей
§ 9.1. Схемы оконечных каскадов 142
§ 9.2 Порядок расчета оконечного каскада по схеме ОЭ . . . . 143
9.2.1. Исходные данные 143
9.2.2. Порядок расчета режима работы транзистора при гармоничес¬
ком и двухполярном импульсном сигнале 144
9.2.3. Порядок расчета режима при однополярном импульсном
сигнале 147
9.2.4. Расчет элементов, относящихся к области верхних частот
(малых времен) 147
9.2.5. Расчет элементов, относящихся к области нижних частот
(больших времен) 148
§ 9.3 Расчет оконечного каскада по схеме эмиттерного повторителя . 149
9.3.1. Исходные данные. Расчет режима работы транзистора . 149
9.3.2. Расчет элементов, относящихся к области верхних частот
(малых времен) 150
9.3.3. Расчет элементов, относящихся к области нижних частот
(больших времен) 151
§ 9.4. Расчет элементов коррекции искажений входной цепи .... 151
9.4.1. Особенности работы входного каскада 151
9.4.2. Расчет элементов входного каскада в области верхних частот
(малых времен) 152
9.4.3. Расчет элементов коррекции искажений, вносимых входной
цепью и входным каскадом 153
9.4.4. Расчет элементов, относящихся к области нижних частот
(больших времен) 154
Глава 10. Расчет цепей питания
§ 10.1. Особенности цепей питания транзисторных усилителей . 155
§ 10.2. Схемы включения межкаскадных фильтров 157
§ 10.3. Расчет элементов фильтра 159
10.3.1. Обоснование расчета 159
10.3.2. Порядок расчета элементов фильтра ...... 161
Приложения: 163
5
ПРЕДИСЛОВИЕ
В предлагаемом учебном пособии рассматриваются вопро¬
сы проектирования транзисторных усилителей звуковой частоты,
включая бестрансформаторные схемы, а также широкополосных
и импульсных усилителей.
Вводная глава посвящается общим вопросам проектирования,
в последующих главах описывается методика расчета оконечных
и предоконечных каскадов, трансформаторов звуковой частоты,
промежуточных каскадов и .входных цепей. Расчет цепей обрат¬
ной связи и характеристик изложен применительно к усилителям
звуковой частоты.
В основу проектирования широкополосных и импульсных
усилителей положены схемы с эмиттерной и низкочастотной кор¬
рекциями. Приводится методика расчета цепей стабилизации ре¬
жима и фильтров в цепях питания.
В приложениях даются справочные сведения по транзисторам,
резисторам, конденсаторам, магнитным цепям и обмоточным про¬
водам. Кроме того, приводятся обобщенные характеристики кас¬
када с низкочастотной коррекцией.
Используемая система обозначений находится в соответствии
с ГОСТ 15172—70 и 16606—70, а также рекомендациями МЭК.
Главы 1, 4, 9 и §§ 8.1 и 8.3 написаны ;В. И. 'Каравановым; гла¬
вы 2, 11 и §§ 7.3—7.6 — С. А. Новиковым, §§ 3.1, 3.2, 3.5, 5.1, 5.2,
7.1, 7.2 — М. Е. Мовшовичем; §§3.3, 3.4, 6Д 8.2, <8.4, 8.5, 8.6,
глава 6, а также описок обозначений — Г. В. Войшвилло; прило¬
жения — В. Я. Краевой.
Настоящее учебное пособие предназначается для студентов ин¬
ститутов связи и других радиотехнических вузов. Оно может быть
также полезно специалистам, работающим в области радио¬
электроники.
>Все отзывы и пожелания по книге просьба направлять в изда¬
тельство «Связь» по адресу: Москва-центр, Чистопрудный буль¬
вар, 2.
ОСНОВНЫЕ ОБОЗНАЧЕНИЯ
Символы
В — коэффициент передачи цепи обрат¬
ной связи;
Св, Сви Свг — элементы цепи обратной связи;
Суеу Сс — параметры эюв и валентной схемы тран¬
зистора;
СЕ — емкость конденсатора, шунтирующе¬
го резистор Re или Re (рис. 8.3 и
8.8);
Се» — емкость конденсатора в цепи эмит¬
тера, включенного последовательно с
резистором Res (рис. 8.36);
Сес — емкость конденсатора эмиттерной
коррекции;
С/ — емкость конденсатора фильтра;
С/ = Сг4-Ст — полная емкость, входящая в состав
нагрузки усилителя;
Ст — емкость монтажа;
Ср — емкость разделительного конденсато-
ра;
Ср— эквивалентная емкость разделитель¬
ной цепи;
Со ==■ Cb,e + SiRiCc— эквивалентная шунтирующая ем¬
кость;
Сг — внешняя емкость, нагружающая уси¬
литель;
Е$, Евт — действующее и амплитудное значе¬
ния эдс сигнала во входной цепи
транзистора;
Е0 — напряжение источника питания;
Еов, Еос, Е0Р — напряжения питания цепей базы,
коллектора и промежуточных каска¬
дов (предварительного усилителя);
Е1 — эдс источника сигнала: действующее
значение гармонического сигнала,
размах импульсного сигнала;
Eim — амплитуда эдс источника гармониче¬
ского сигнала;
F — глубина обратной связи по сигналу;
F о — глубина гальванической обратной
связи;
fb — низшая рабочая частота;
fbc — частота нижнего среза;
fbp — частота нижнего подъема;
fh — высшая рабочая частота;
fhe — частота верхнего среза;
fhp — частота верхнего подъема;
fh2i — частота среве по параметру hzi (для
схемы ОЭ);
f т — граничная частота передачи тока
транзистора;
fV2i — частота среза по параметру #21
(для схемы ОЭ);
fo — средняя частота рабочего диапазона;
G=201g/C — усиление напряжения;
7
G — нормированное усиление (приведен¬
ное к нулю дБ на частоте fo);
h(t) — переходная функция;
л
h(t) — нормированная переходная функция;
Ли ... Л22 — параметры транзистора для схемы
ОЭ при усилении слабого сигнала
(режим А);
Лц, Лп, Л21, Л21— крайние в рабочих условиях значе¬
ния параметров Лм и Л21;
Лив .. . Лггв — параметры транзистора !для схемы
ОЭ при усилении сильного сигнала
(режим В);
1в, 1с, 1е — токи покоя транзистора;
1с мах — максимально допустимое значение
коллекторного тока покоя;
1ъ> Ic, ley Ibm, 1cm» lem — действующие и амплитудные значе¬
ния переменных составляющих то¬
ков транзистора;
1в, ic, *е — полные значения токов транзистора;
ic мах — максимально допустимое пиковое
значение коллекторного тока;
1в max, ico мах, 1е мах — максимальные (рабочие) значения
токов транзистора;
1в mini ic min, in min“ минимальные (рабочие) значения
токов транзистора;
1сво — обратный ток коллектора;
*d = *с — *С — разностный ток двухтактного кас¬
када;
/о — ток, потребляемый от источника пи¬
тания;
J, j — задающий ток (ток генератора то¬
ка) ;
K—U2/U1 — коэффициент усиления;
Ко — коэффициент усиления на часто¬
те /0;
Кс — коэффициент коррекции;
Kt = Uz!Ei — сквозной коэффициент усиления, ов
же на частоте fo в гл 8,9 и в при¬
ложении 1;
kh — коэффициент гармоник;
kfi шах — максимально допустимый (задан¬
ный) коэффициент гармоник;
Lg — индуктивность рассеяния;
Lap — индуктивность рассеяния между по¬
ловиной первичной обмотки -и вторич¬
ной обмоткой;
Z.i, Lz — индуктивность первичной и вторич¬
ной обмоток соответственно;
lw — длина среднего витка обмотки;
/с — длина средней силовой линии (дли¬
на сердечника);
М=Ко/К — коэффициент частотных искажений;
N — число каскадов промежуточного уси¬
лителя (широкополосного или им¬
пульсного);
Nь N2, N3 — числа витков обмоток- первичной,
вторично^ и обратной связи;
8
п — число каскадов усилителя звуковой
частоты;
n^N^/N 1 — коэффициент трансформации;
пр = 2п — коэффициент трансформации на по¬
ловину первичной обмотки;
О — общий провод;
Рос — мощность, потребляемая коллектор¬
ной цепью;
Рс мах — максимально допустимая мощность
рассеяния на коллекторе;
Рсо мах — максимальная рабочая мощность
рассеяния на коллекторе;
Р€х — выходная мощность;
Pin — входная мощность;
Pi — выходная мощность транзистора
(колебательная мощность);
Рг — выходная мощность усилителя;
Q=Ktfhc — площадь усиления каскада;
Qt = Q шах — площадь усиления транзистора;
RB* Rbu Rb2 — сопротивления элементов обратной
связи;
Rb, Rbi, Rbz — сопротивления цепи и элементов ба¬
зового смещения;
Rc — сопротивление коллекторной нагруз¬
ки (резистора связи);
Ref — то же, предоконечного каскада;
Rcp — то же, каскада предварительного
усиления;
Re — сопротивление в цепи эмиттера для
постоянного тока (сопротивление це¬
пи стабилизации режима);
R Е =Re—Re — сопротивление, дополняющее Re до
Re',
Res — сопротивление резистора в цепи
эмиттера, включенного последова¬
тельно с конденсатором СЕв;
Re — сопротивление в цепи эмиттера для
переменного тока средней частоты;
Rex — выходное сопротивление;
Rf — сопротивление резистора фильтра;
Rm — входное сопротивление;
Rl — сопротивление нагрузки для постоян¬
ного тока;
Ri — сопротивление нагрузки для пере¬
менного тока;
Rp — сопротивление шунта;
Rp1, Rp2 — сопротивления цепей, расположен¬
ных слева и справа от разделитель¬
ного конденсатора Ср (рис. 8.19);
Rs — сопротивление источника сигнала,
отнесенное ко входному электроду
транзистора;
Rt — сопротивление терморезистора
Rthca, Rthja, Rthjc — тепловые сопротивления промежут¬
ков корпус — окружающая среда
(радиатора), переход — окружаю¬
щая среда, переход — корпус;
Ri, R2 — сопротивления источника сигнала и
нагрузки усилителя;
9
rbb' I rb'e — параметры эквивалентной схемы
транзистора;
г и г2 — сопротивления первичной и вторич¬
ной обмоток;
Si — внутренняя крутизна — параметр
эквивалентной схемы транзистора;
Т — период, абсолютная температура;
t — время, температура;
ta, tа щах $ ta min — температура окружающей среды и
ее крайние значения;
tc, tc max — температура корпуса транзистора и
ее максимальное значение;
tj — температура перехода;
tj max — максимально допустимая температу¬
ра перехода;
ho max — максимальная (рабочая) температу¬
ра перехода;
tP — длительность импульса;
U — время нарастания;
Ub**Ube* Uс =*Uсе, Uсв — напряжения покоя на электродах
транзистора;
иь, и* иеъ, Ubm, Ucm, Ucbm — действующие и амплитудные значе¬
ния напряжений на электродах
транзистора;
ив, ис, исв — полные значения напряжений на
электродах транзистора;
ис мах — максимально допустимое пиковое
значение коллекторного напряжения;
и в мах» ив min, «со мах, «с min — крайние рабочие значения базового
и коллекторного напряжений;
Ui% Uim — действующее и амплитудное значе¬
ния напряжения на зажимах на¬
грузки транзистора;
U2 — выходное напряжение: действующее
значение гармонического сигнала»
размах импульсного сигнала;
U2т — амплитуда выходного гармоническо¬
го напряжения;
ум. ..у 22 — параметры транзистора для схемы
ОЭ при усилении слабого сигнала
(режим А);
Уне- . .Уне — параметры транзистора при усиле¬
нии сильного сигнала (режим В);
Д“, Д+ — спад и подъем плоской части пере¬
ходной характеристики;
21—'& 2i— изменение параметра h2l в рабочих
условиях;
Д/с — изменение коллекторного тока по¬
коя; ^
А/о, AUq — параметры эквивалентной схемы
транзистора по дрейфу (рис. 3.4);
б — выброс однокаскадного усилителя,
длина немагнитного зазора;
г]с — кпд коллекторной цепи;
rjfг — кпд трансформатора;
1 1 _i_ +Гьь'
а— 1 + —параметр резисторного каскада;
гЬ'е
10
£ — коэффициент использования коллек¬
торного ^напряжения;
— коэффициент использования коллек¬
торного ггока;
а — параметр каскада с эмиттерной кор¬
рекцией (стр. 134), коэффициент рас¬
сеяния;
<Tp=Lep/Li — коэффициент рассеяния между поло¬
виной первичной обмотки и вторич¬
ной обмоткой;
Тс, тв — конструктивная и электрическая по¬
стоянные времени трансформатора,
xf=CfRf — постоянная времени фильтра;
тi=CiRi — постоянная времени выходной на¬
грузки;
Индексы
A, а — усилитель;
AV — среднее значение;
а — окружающая среда;
В — цепь обратной связи;
B, b — база;
b — низшая (частота);
C, с — коллектор;
с — конструктивная величина, коррек¬
ция, корпус транзистора, сердечник,
частотный срез;
Е, е — эмиттер;
е '— электрическая величина;
ef — эмиттерный повторитель;
eq — эквивалентная величина;
ех — выход;
F — устройство с обратной связью;
f — предоконечный фильтр;
fn — оконечный;
h — высшая (частота);
i — внутренний;
in — вход;
/ — переход;
L — нагрузка для постоянного тока;
/ — нагрузка для переменного тока, пет¬
ля обратной связи;
МАХ, шах — максимально допустимое и макси¬
мальное (при отсутствии ограниче¬
ния сверху) значения;
MIN, min — минимальное значение;
т — амплитудное значение;
О — общий провод;
ос — холостой ход;
О МАХ, о шах — максимальное (рабочее) значение
для величин, ограниченных сверху;
р — подъем предварительный, предшест¬
вующий, промежуточный;
sc — короткое замыкание, последующий;
Т — терморезистор, транзистор;
tr — трансформатор;
Z — полупроводниковый стабилитрон;
1,2 — вход и выход;
Л — нормированное значение (ставится
над буквенным символом).
11
Глава 1.
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ
О ПРОЕКТИРОВАНИИ УСИЛИТЕЛЕЙ
§ 1.1. ТЕХНИЧЕСКОЕ ЗАДАНИЕ
Усилительные устройства апериодического типа, проектирова¬
ние и расчет которых рассматриваются ib настоящей книге, при¬
меняются в радиотехнической аппаратуре самого различного на¬
значения.
Усилители звуковой частоты, выходные (оконечные) каскады
которых представляют собой усилители мощности, должны обес¬
печить выделение на .нагрузке требуемой мощности сигнала. Око¬
нечные каскады таких усилителей можно выполнить по двухтакт¬
ной или однотактной трансформаторной схеме. <В тех случаях,
когда .необходимо уменьшить габариты, вес и стоимость усилителя,
повысить его надежность и исключить нелинейные и частотные
искажения, вносимые трансформатором, применяют бестранофор-
маторные схемы. Особенности построения схемы и расчета усили¬
теля звуковой частоты определяются техническим заданием на
проектирование, где приводятся основные качественные показате¬
ли усилителя и условия его работы.
Техническое задание на усилитель звуковой частоты обычно
содержит пункты:
1. Назначение усилителя.
2* (Выходные данные: номинальная выходная мощность Р2\ но¬
минальное выходное напряжение U2\ сопротивление нагрузки R2
и выходное сопротивление Rex, а также вид схемы йыхода '(сим¬
метричная или несимметричная).
3. Допустимый коэффициент гармоник kh max*
4. Границы рабочего диапазона частот /& и fh-
б. Уровень 'искажений «а низшей и .высшей граничных часто-
д л
тал Gb и Gh-
6. Входные дамные: номинальное значение эдс источника сиг¬
нала Ei\ внутреннее сопротивление источника сигнала Ri, а также
вид схемы входа (симметричная или несимметричная).
7. Границы рабочего диапазона температур окружающей сре¬
ды ta min 'И ta max-
8. Вид и напряжение источника питания (в частности, указы¬
вается, какой из полюсов источника питания соединен с корпусом).
12
Усилители гармонических сигналов называют широкополосны*
ми, если fh—fh превышает 20—30 кГц. Усилители коротких импуль¬
сов. или быст^оменяющихся ©о времени сигналов, оох1ра1няющие
их форму, называют 'импульсными. Проектирование широкополос¬
ных и импульсных, усилителей 'ведется с учетом особенностей уста¬
новившегося (стационарного) или переходного режимов соответ¬
ственно.
Рис. 1.1. Виды входного импульсного сигнала:
а) симметричные прямоугольные импульсы; б) не¬
симметричные прямоугольные импульсы положи¬
тельной полярности; в) несимметричные прямоуголь¬
ные импульсы отрицательной полярности
В техническом задании на широкополосный усилитель приводят¬
ся следующие данные:
1. Назначение усилителя.
2. (Выходные данные: номинальное выходное напряжение Ut\
параметры нагрузки (сопротивление R2 и емкость С2); наличие или
отсутствие постоянной составляющей выходного напряжения,
3. Запас по амплитудной характеристике усилителя ka.
4. Границы рабочего диапазона частот fъ и fh.
5. Уровень искажений на низшей и высшей граничных частотах
д л
Gb и Gh-
6. Входные данные: номинальное значение эдс источника сиг¬
нала Eif внутреннее сопротивление источника сигнала Ri.
7. (Границы рабочего диапазона температур окружающей сре¬
ды ta min И tam ax-
в. (Вид .и напряжение источника питания.
В техническое задание .на импульсный усилитель обычно входят:
1. Назначение усилителя.
2. Выходные данные: номинальный размах выходного напря¬
жения t/2; параметры нагрузки (сопротивление R2 и емкость С2)\
13
наличие постоянной 'составляющей (выходного напряжения и по¬
лярность (выходного сигнала.
3. Запас по амплитудной характеристике усилителя ka-
4. Длительность имиульса tp.
б. Переходные (искажения: время нарастания tr\ допустимая ве¬
личина выброса 6*; допустимая величина спада или подъема плос¬
кой части импульса Д~ или Д+.
6. Входные данные: вид и полярность входного сигнала
(рис. 1.1); номинальное значение размаха эдс источника сигнала
£t; внутреннее сопротивление источника -сигнала \R\.
7. Границы рабочего диапазона температур окружающей среды
?а нИв И ta max*
8. Вид и /напряжение источника питания.
S 1Л. ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНОСТЬ ПРОЕКТИРОВАНИЯ
1.2.1. Выбор структурной схемы усилителя звуковой
частоты
Центральным моментом проектирования является выбор вида
усилителя.
Усилитель звуковой частоты обычно представляет собой много¬
каскадное устройство с обратной связью, охватывающей два—че¬
тыре последних каскада (рис. 1.2). Встречаются два вида усили¬
телей: трансформаторные и бестрансформаторные.
Рис. 1.2. Структурная схема трансформаторного усилителя
звуковой частоты
В трансформаторном усилителе предоконечный каскад обычно
выполняется по однотактной схеме, работающей -в режиме А; в ка¬
честве элемента связи между транзистором предоконечного каскада
и транзисторами оконечного двухтактного каскада, работающего в
режиме В, используется межкаскадный трансформатор, одновре¬
менно выполняющий функции фазоинвертора. Оконечные транзи¬
сторы связываются с внешней нагрузкой о,пять-таки через транс¬
форматор, называемый выходным.
Структурная -схема бестрансформаторного усилителя не имеет
существенных отличий от схемы, показанной на рис. 1.2. Его око¬
нечный каскад также является двухтактным и работает в режиме В.
14
При небольшой выходной мощности (Р2^0,3-М Вт) возбуждение
оконечных транзисторов ведется однофазным напряжением, полу¬
чаемым от однотактного предоконечного каскада с резистором (в ка¬
честве элемента связи (рис. 6.1). При сравнительно большой выход¬
ной мощности (Pi^0,3-М Вт) используется двухтранзисторный
фазоинверсный каскад, образующий вместе с транзисторами двух¬
тактного каскада оконечную схему, расположенную в последнем
блоке (рис. 1.2); возбуждается оконечная схема однофазным на¬
пряжением, снимаемым с выхода однотактного предоконечного кас¬
када, также резисторного типа (рис. 6.2).
Отрицательная обратная связь необходима для уменьшения
уровня нелинейных искажений до заданной (обычно небольшой)
величины и для получения небольшого выходного сопротивления;
последнее способствует постоянству /выходного напряжения при
изменении сопротивления нагрузки, а при работе на постоянную
нагрузку ib виде громкоговорителя и небольшом выходном сопро¬
тивлении (RexF<R2) происходит демпфирование собственных ко¬
лебаний подвижной системы, что важно с точки зрения улучшения
качества воспроизведения звука. Кроме того, обратная связь по¬
зволяет снизить уровень фона, возникающего при питании от вы¬
прямителя или другого источника с пульсирующим напряжением.
Каскады предварительного усиления .выполняются по наиболее
простой схеме — с резисторами и конденсаторами в качестве эле¬
ментов связи. В некоторых случаях используется непосредствен¬
ная связь (без разделительных конденсаторов).
Элементы связи между источникам сигнала и первым каскадом
(транзистором) усилителя и сам источник сигнала образуют вход¬
ную цепь одного из двух видов. Входная цепь с резистивно-емкост¬
ной связью конструктивно проще и поэтому предпочтительнее;
однако она является несимметричной, т. е. один из выводов источ¬
ника сигнала присоединяется к корпусу (общему проводу) уси¬
лителя. Входная цепь с трансформатором позволяет получить
симметричный вход и осуществить согласование с источникам
сигнала с тем, чтобы получить большее отношение сигнал/шум
и сэкономить на величине предварительного усиления. Однако
при высокоомном источнике сигнала (/?1>1ч-3 кОм) размеры
трансформатора становятся конструктивно неудобными, а при пи¬
тании от сети переменного тока могут сказаться наводки от пере¬
менного магнитного поля, создаваемого трансформатором выпря¬
мителя.
Присутствие трансформатора во входной цепи не является опре¬
деляющим с точки зрения того, к какому виду относится усили¬
тель — трансформаторному или бестрансформаторному. Иногда
входной трансформатор располагается вне усилителя и составляет
единое целое с источником сигнала (например, микрофоном).
В принципе, предпочтение следует отдать бестрансформаторно¬
му усилителю, который проще в конструктивном отношении, а
поэтому и дешевле, обладает лучшими показателями в отношении
15
уровня нелинейных искажений и способен пропускать более ши¬
рокую -полосу частот- Однако здесь .следует принять <во внимание
то, что в бестрансформаторном усилителе .выход является несим¬
метричным, а это недопустимо при работе на трансляционную ли¬
нию и, кроме того, энергетические показатели' >(выходная мощ¬
ность, кпд, напряжение источника питания) в значительной сте¬
пени зависят от сопротивления .нагрузки, заметно снижаясь при
отклонении /?2 от оптимальной величины являющейся функ¬
цией Е0 и Рг 1).
Надо считаться и с тем, что в бестрансформаторном усилителе
напряжение питания оконечных транзисторов составляет полови¬
ну напряжения источника, а при более низком питающем напря¬
жении такие показатели, как кпд и коэффициент усиления мощно¬
сти, ухудшаются.
1.2.2. Порядок расчета усилителя звуковой частоты
Трансформаторный усилитель. 'В случае выбора трансформа¬
торной схемы сначала рассчитывается оконечный каскад [в том
числе электрические параметры выходного трансформатора (гл. 2)],
а затем и предоконечный каскад с его трансформатором (гл. 3);
определяется необходимая глубина обратной связи. После этого
выполняются конструктивные расчеты выходного и межкаскадного
трансформаторов (гл. 4).
Далее ведется расчет резисторных каскадов предварительного
усиления (гл. 5), включая расчет эмиттерного повторителя, если
его использование окажется целесообразным. (Выполняется рас¬
чет входной цепи с резистивно-емкостной или трансформаторной
связью.
Бестрансформаторный усилитель. Вначале рассчитываются око¬
нечный и .предоконечный каскады (§ 6.3 при P2^0,3-f-l (Вт и § 6.4
при Рг^20,3-f-l Вт), а затем элементы стабилизации режима
(§ 6.6). Далее рассчитывается глубина обратной связи (§ 6.6).
Расчет каскадов предварительного усиления и входной цепи здесь
не имеет существенных особенностей. Расчет питающих цепей для
обоих вариантов выполняется по указаниям, приведенным в гл. 6
1.2.3. Выборы схем и порядок расчета широкополосных
и импульсных усилителей
1. Для определения возможностей наилучшего построения схе¬
мы усилителя проводится его эскизный расчет (гл. 8), который
включает в себя выбор видов выходного, входного и промежуточ¬
ных каскадов, ориентировочный выбор типов транзисторов, опре¬
*) При работе на несколько громкоговорителей подходящее сопротивление
нагрузки иногда можно получить подборам типов громкоговорителей ,и способа
соединения их .между собой [1].
16
деление числа каскадов и необходимости применения корректи¬
рующих цепей, распределение значений качественных показателей
усилителя по каскадам и составление структурной схемы усили¬
теля.
2. Расчет промежуточных каскадов выполняется в такой по¬
следовательности: выбираются тип транзистора и его режим ра¬
боты, определяются высокочастотные параметры транзистора. Да¬
лее ведется расчет элементов схемы, влияющих на работу усили¬
теля в области верхних частот и малых времен, предназначенных
для стабилизации исходного режима работы, и элементов схемы,
определяющих свойства усилителя в области нижних частот и
больших времен; уточняются частотные и переходные искажения
каскада.
3. В оконечных каскадах широкополосных и импульсных уси¬
лителей (а при выполнении их по схеме ОК и в предоконечных
каскадах) транзисторы работают в режиме сильного сигнала. По¬
этому расчет таких каскадов целесообразно проводить графо-яна-
литичееким способом с использованием семейств входных и вы¬
ходных характеристик транзисторов. Этот материал, а также рас¬
чет входных каскадов рассматриваются в -гл. 9.
4. Особенностью построения схем широкополосных и импульс¬
ных усилителей является введение элементов коррекции искаже¬
ний, вносимых входными цепями и входными каскадами в области
верхних частот (малых времен). Расчет этих элементов ведется
в зависимости от параметров источника сигнала.
5. Расчет цепей питания проводится по методике, изложенной
в гл. 10.
Глава 2.
РАСЧЕТ ОКОНЕЧНЫХ ДВУХТАКТНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРНЫХ КАСКАДОВ
§ 2.1. ВЫБОР СХЕМЫ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА.
ИСХОДНЫЕ ДАННЫЕ ДЛЯ РАСЧЕТА
Оконечный каскад, являясь основным потребителем мощности
от источника питания, вносит наибольшую часть нелинейных и
частотных искажений. Вес и габариты всего усилителя в значи¬
тельной мере также определяются оконечным каскадом. Поэтому
прежде всего следует выбрать схему оконечного каскада.
Схема двухтактного каскада сложнее, чем однотактного, в ней
используются два (реже четыре) транзистора, однако габариты
и вес оказываются, как правило, меньшими, так как из-за отсут¬
ствия подмагничивания в выходном трансформаторе уменьшаются
его размеры, а за счет увеличения кпд транзисторов в режиме В
сокращаются размеры радиаторов1). В двухтактном каскаде до¬
пускаются пульсации напряжения (тока) источника питания в
три—пять раз выше, чем в однотактном.
По /всем перечисленным показателям двухтактный каскад имеет
существенные преимущества перед однотактным, однако возбуж¬
дается он двухфазным напряжением, получаемым от вторичной
обмотки фазоинверсного трансформатора. Учитывая сказанное,
можно использовать однотактный каскад, если колебательная мощ¬
ность не превышает 20 лйВт, при мощности 20—70 мВт выгоднее
применять двухтактный каскад, работающий в режиме АВ, а при
большей мощности — только двухтактный каскад с режимом ра¬
боты в классе В.
Поскольку нелинейные искажения оконечных каскадов любого
типа всегда больше заданных для всего усилителя и для их умень¬
шения приходится вводить отрицательную обратную связь, этот
показатель не является определяющим при выборе каскада. Вид
каскада не может также определяться источником питания, хотя
для выбора схемы и типа транзисторов большое значение имеет,
какой полюс источника питания соединен с корпусом (общим про¬
водом).
*) Мощность, рассеиваемая на .коллекторе транзистора, работающего в ре¬
жиме А, превышает в три-лять раз колебательную мощность Ри >а ib режиме В
составляет лишь 0,25-7-0,3 Pi [2].
18
(При расчете оконечного каскада из задания должно быть вы¬
делено все, что относится .к этому каскаду, а именно:
1) выходная мощность усилителя Р%
2) сопротивление нагрузки /?2,
3) пределы изменения температуры окружающей среды /атах
И ta mim
4) данные источника питания: напряжение Е0 и полярность
заземленного вывода,
б) границы рабочего диапазона частот fb и /л,
6) частотные искажения G& и Gh.
(По этим основным показателям -выбираются схема (однотакт-
ного или двухтактного) оконечного каскада, транзисторы и рас¬
считывается режим работы.
§ 2.2. СХЕМЫ ДВУХТАКТНЫХ ОКОНЕЧНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРНЫХ КАСКАДОВ
Из трех возможных схем включения транзисторов наиболее
распространенной является схема с общим эмиттером. Ее приме¬
нение позволяет получить заданную .выходную мощность при мень¬
шей, по сравнению с другими схемами, затрачиваемой входной
мощности. Относительно высокий уровень нелинейных искажений,
являющийся основным недостатком каскада ОЭ, не так сильно
сказывается при использовании двухтактной схемы ввиду компен¬
сации четных гармоник. Он может быть уменьшен также введе¬
нием отрицательной обратной связи и подбором транзисторов с
минимальным разбросом параметров.
Каскады с общей базой и общим коллектором требуют значи¬
тельно большей мощности возбуждения, работая с несколько
меньшими нелинейными искажениями. (При этом схема ОБ пред¬
почтительнее, так как минимум нелинейных искажений достигается
в ней при высоком внутреннем сопротивлении источника сигнала,
в данном случае предоконечного каскада.
Уменьшение нелинейных искажений в схемах ОЭ и ОК свя¬
зано с необходимостью уменьшения внутреннего сопротивления
источника возбуждения. Этого можно достичь, используя балласт¬
ное сопротивление (шунт во вторичной обмотке межкаскадн0(Г0
трансформатора) или применяя местную обратную связь по на¬
пряжению в предоконечном каскаде.
Верхняя граничная частота (частота среза) коэффициента уси¬
ления тока в каскаде ОБ больше, чем в каскаде ОЭ, поэтому пер¬
вый чаще всего применим, когда нужно без коррекции получить
наиболее широкую полосу, уменьшить фазовый сдвиг или увели¬
чить частоту верхнего среза оконечного каскада. Промышленность
выпускает различные типы мощных транзисторов с частотой f т.
достаточно высокой для того, чтобы использовать схему ОЭ (3—8].
Наиболее типичные схемы двухтактных оконечных каскадов
показаны на. рис. 2.1. Перв-ая схема используется при заземленном
19
плюсе и применении транзисторов с р-п-р структурой. Вторая схе¬
ма удобна, если заземлен минус источника и применяются тран¬
зисторы с р-п-р структурой. Преимуществом ее является то, что
радиаторы крепятся непосредственно к шасси, а при выходной
.мощности не свыше 3-н51Вт шасси можно использовать ib качестве
теплоотвода. Эта схема несколько усложнена за счет того, что
Рис. 2.1. Схемы оконечных каскадов на тран¬
зисторах р-п-р-типа при заземлении плюсово¬
го (а) и минусового (б) выводов источника
питания
в фазоинвероном трансформаторе Tpi вторичная обмотка состоит
из двух отдельных секций, а цепи температурной стабилизации
выполнены раздельно для каждого транзистора. Недостатком схе¬
мы является существование отрицательной обратной связи (прав¬
да, сравнительно слабой) и потребление делителями Rbi и Rb2
мощности не только от источника питания, но также и от выходной
цепи усилителя.
20
Каскады >на транзисторах с ti-p-ti структурой рекомендуется
выполнять то схеме рис. 2.2а при питании от источника с зазем¬
ленным минусом и по схеме рис. 2.26 гори заземлении плюса.
Рис. 2.2. Схемы оконечных каскадов ОЭ на
транзисторах п-р-п-типа при заземлении ми¬
нусового (а) и плюсового (б) выводов источ¬
ника питания
В .приведенных схемах подача напряжения смещения UB и
температурная стабилизация режима работы транзисторов осу¬
ществляются при помощи терморезистора RT и резисторов Яы
и Яр. В качестве Ят используются терморезисторы с отрицатель¬
ным температурным .коэффициентом (типов ММТ, iKMT и СТ).
iB отдельных случаях (при необходимости 'получения значитель¬
ных мощностей сигнала (до 100 Вт) применяется параллельное
включение транзисторов в плечах оконечного каскада (рис. 2.3).
Для уменьшения разброса параметров и получения равномерной
нагрузки на каждый транзистор в эмиггерные цепи вводятся ре¬
зисторы с сопротивлением Re- При увеличении RE возрастает вход¬
21
ное сопротивление и лучше выравниваются параметры транзисто¬
ров, однако растет доля потребляемой и колебательной .мощно-
Рис. 2.3. Схема оконечно¬
го каскада с параллель¬
ным включением транзи¬
сторов в каждом плече
стей, рассеиваемая на данном резисторе. Поэтому Re выбирается
из условия потери на нем не более 5-т-10% развиваемой транзи¬
стором колебательной мощности Pi.
Рис. 2.4. Схема усилителя со сложной термостабилизацией
режима работы оконечных транзисторов
На рис. 2.4 изображена широко распространенная 'схема трех¬
каскадного усилителя, в котором стабилизация режима оконечных
транзисторов осуществляется за счет температурного возрастания
тока транзистора Гр, что приводит к снижению напряжения между
22
тачками bf—О (по абсолютному значению) и тока транзистора Г/
и вызывает уменьшение напряжений UE-о и UB. Такой оконечный
каскад обычно работает в режиме В (или АВ) и применяется в
основном в усилителях малой и .средней мощностей (до 1Вт).
Расчет этой схемы рассматривается в § 5.3.
В схемах ОЭ по сравнению с другими удается полнее исполь¬
зовать транзистор по мощности и получить более высокий кпд.
Транзисторы рекомендуется брать с разбросом параметров, не
превышающим 20%.
Питание оконечных каскадов производится от батарей, обычно
с напряжением Е0, равным 9, 12, 18, 24 В, при заземленном минусе
или плюсе, а также от выпрямителя, генератора постоянного тока
и так далее с любым напряжением.
§ 2.3. РАСЧЕТ ТЕПЛОВОГО РЕЖИМА ТРАНЗИСТОРОВ
2.3.1. Обоснование расчета
При расчете теплового режима следует учитывать, что транзи¬
стор нежелательно нагружать до допустимого предела по всем
показателям, взятым из справочника: напряжению ис мах, току
ic мах в режиме переключения (так как используется режим В),
температуре коллекторного перехода fjmax. Максимальную тем¬
пературу перехода Fornax рекомендуется не доводить до допусти¬
мой tj max* по крайней мере, на 5-М0%.
При небольшой выходной мощности (Р2<0,5-М Вт) достаточ¬
ными оказываются условия естественного охлаждения транзисто¬
ров (без теплоотводов). В этом случае подходит транзистор с теп¬
ловым сопротивлением, удовлетворяющим условиям*.'
п ^ о max ‘ ta max \ п
С МАХ р <^гСО МАХ»
Kthja
'/ота*<(0,9-0,95)г/тах,
где Rthja — тепловое сопротивление промежутка переход—окру-
жающая среда.
Охлаждение при помощи радиатора позволяет полнее исполь¬
зовать транзистор и снимать с него значительно большую (в пять—
десять раз) колебательную мощность. В этом случае допустимая
мощность рассеяния на коллекторе зависит от сум>мы тепловых
сопротивлений промежутка переход—корпус Rthjc и радиатора
Rthca-
р U о max ta max \ о /о п
С MAX Rjhjc + Rthca С О MAX*
При уменьшении теплового сопротивления радиатора его раз¬
меры быстро растут, а при увеличении — перегревается транзи¬
стор. Практически целесообразно выдержать следующие соотно¬
23
шения между тепловым сопротивлением радиатора Rthca и проме¬
жутка переход—корпус транзистора Rthjc-
= (0,5+2) Rthlc. (2.2)
'В справочниках обычно указывается допустимое напряжение
на коллекторе «с мах при tj, равной 50РС для германиевых и 100°С
для кремниевых транзисторов. При повышении максимальной тем¬
пературы перехода на каждые Ю°С сверх 50°С для германиевых
и сверх 100°<С для кремниевых транзисторов допустимое коллек¬
торное напряжение рекомендуется понижать на 10%, откуда не¬
сложно получить неравенство
<М)
Если tj^tj0max, выражение «в скобках приравнивается единице.
2.3.2. Порядок расчета
1. По табл. 2.1 выбирается -величина кпд выходного трансфор¬
матора T[tr.
Таблица 2.1
Р2. Вт
0,1
0,1-М
1-гЮ
о
±
о
°
П#г
а, 65
0,65-^0,75
0,75-^0,85
0,84н-0,93
2. Определяется значение мощности, получаемой от транзисто¬
ров каскада: Pi=P2/i\tr-
3. Рассчитывается мощность, рассеиваемая на коллекторе од¬
ного транзистора:
^сомах = (0,25-г-0,3)Р,. (2.4)
Найденная по ф-ле (2.4) мощность Рсо мах при выполнении
каскада по рис. 2.3 рассеивается двумя транзисторами, находя¬
щимися в одном плече.
4- По (справочнику выбирается транзистор, для которого зна¬
чение допустимой мощности рассеяния Рс мах без теплоотвода или
с теплоотводом больше рассчитанного по ф-ле (2.4).
5. Производится проверка работоспособности транзистора без
теплоотвода при максимальном значении температуры среды
tj о шах РСО MAX ^thia “Г ta max ^ (0>9-т-0,95) t* maX.
e 6. При использовании радиатора его тепловое сопротивление
находится из условий >(2.1) и (2.5):
г> ‘/о max la max п /О
Kthca р "thic-
24
РСОМАХ
Если для данного транзистора Rthca сильно отличается от Rthjc-
[ф-ла (2.2)], то н<адо выбрать другой тиш транзистора.
7. Определяется площадь поверхности радиатора в ем2:
Sr= \4rOQ/Rthca- Конструктивный расчет радиаторов рассматри¬
вается в работе [9].
8. По ф-ле (2.3) рассчитывается напряжение источника пи¬
тания.
§ 2.4. РАСЧЕТ РЕЖИМА РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Расчет режима работы проводится графоаналитическим ме¬
тодом по статическим характеристикам ic=f(uc) (‘при iB = const)
и iB=f(uB) (при ис=5iB) и по динамической характеристике
ic=f(uB) (рис. 2.5 и 2.6).
Рис. 2.5. Диаграмма режима работы транзисторов двух¬
тактного каскада ОЭ
Напряжение на вторичной обмотке выходного трансформатора
пропорционально .изменению магнитного потока в сердечнике, ко¬
торое определяется разностью коллекторных токов (разностным
гоком): id = i'c — Когда один коллекторный ток достигает мак¬
симума i’c=ico мах, другой ic становится равен -нулю, поэтому
амплитуда разностного тока равна максимальному значению тока
коллектора =* со max = *со мах* '^Ри правильном выборе напря-
25
жения смещения Ub характеристика разностного тока id^ffus)
близка к 'прямой линии.
Для упрощения расчета на рис. 25 строится нагрузочная пря¬
мая только для разностного тока. Нагрузочную горямую для по¬
стоянной составляющей тока проводить нет необходимости, так как
омическое сопротивление первичной обмотки мало, а других со¬
противлений в цепи нет.
Рис. 2.6. Входная (а) и коллекторная (б) динамические ха¬
рактеристики транзистора
Ввиду того что точка покоя коллекторного тока А находится
яа нижнем изгибе характеристики ic=f(uB), статические парамет¬
ры транзистора, вычисленные для этой точки, не могут характе¬
ризовать его работу при сильном сигнале. В этом случае за рас¬
четные следует принять параметры, найденные для средней точ¬
ки fi* нагрузочной прямой, соответствующей величине 0,5t/crn. Зна¬
чения и*в и i*B для этой точки понадобятся при расчете нелинейных
искажений оконечного каскада.
Порядок расчета режима работы таков:
1. На характеристике рис. 2.5 слева отделяется участок с нели¬
нейной зависимостью ic=f(uc) и выбирается минимальное кол¬
лекторное напряжение ис min порядка l-f-ЗВ (большее значение
соответствует мощным транзисторам, работающим обычно при бо¬
лее высоком напряжении питания). За амплитуду коллекторного
напряжения принимается
Ucm — £о WCMIN • (2-6)
2. По известной мощности Pi и амплитуде напряжения Ucm
определяется пиковое значение тока коллектора
2 Pt 2 Pt
I,
СОМАХ'
Ucm (ЕоUC MIN) * ^ ^
На прямой uc=uc min отмечается точка В с ординатой /сомах
и определяется величина /в мах- Вычисленное по ф-ле (2.7) зна-
26
Т а б л и ц а 2.2*
чение тока /сомах не должно превышать величины, указываемой
в справочниках как 'предельно допустимая для режима переклю¬
чения.
3. Линия, соединяющая точки А и В, представляет -собой на¬
грузочную прямую для разностного тока транзисторов двухтакт¬
ного выходного каскада, работающего в режиме В. Точки пере¬
сечения нагрузочной прямой с характеристиками позволяют уста-^
повить зависимость между /с и запись результатов ведется в.
виде таблицы по нижеследующей форме (табл. 2.2).
По характеристикам iB=f(tiB)
находятся значения напряжения
на базе, которые также заносят¬
ся в табл. 2.2.
4. Строится динамическая ха¬
рактеристика коллекторного тока
ic=f(tiB) (рис. 2.6).
Точка пересечения касатель¬
ной к кривой ic=f(tiB) с осью аб¬
сцисс на рис. 2.66 определяет зна¬
чения напряжения смещения UB
и тока покоя /с. Если /с превышает 0,10 /сомах, следует выбрать,
/с = 0,10 /сомах и определить соответствующую величину напря¬
жения смещения.
5. Амплитуда входного напряжения находится из выражения
Ubm = tlB MAX—Uв-
'с
“ В
ico МАх
iB MAX
UB MAX
•
•
6. Пиковое значение входного сопротивления
(ЦВМАХ~~^В) UbtTi
'in '
‘В MAX
7. Сопротивление нагрузки рассчитывается по формуле
R* — Ucmlldm ~ (Ео uc MIN^C О МАх) *
(2.8У-
(2.9)
8. По характеристике ic=f(tic) в точке В* рассчитывается вы¬
ходное сопротивление транзистора
Rex — 1/^22 Е ~~ UC1c)iB = const '
(2.10)*
9. Для половинного значения амплитуды коллекторного на¬
пряжения 0,5 Ucm (точка В*, рис. 2.5) определяется значение тока
базы i*B и 'по рис. 2.6а находится соответствующее ему значение-
напряжения на базе и*в. Для расчета коэффициента гармоник,
определяются величины:
/* — С • U*
Ьт В* иЬ
Ьт"
-vB-
27*
§ 2.5. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ТЕМПЕРАТУРНОЙ
СТАБИЛИЗАЦИИ РЕЖИМА
Змиттарная температурная стабилизация для схемы двухтакт¬
ного каскада, работающего в режиме .В, -неприменима, так как
в этом случае .постоянная составляющая коллекторного тока тран¬
зистора зависит от амплитуды сигнала и положение точки покоя
(рабочей точки) при наличии резистора Re меняется вместе с из¬
менением амплитуды сигнала. Поэтому температурная стабилиза¬
ция в таких схемах осуществляется при помощи терморезистора
Дт (рис. 2.1 и 2.2), шунтированного резистором Rp или путем из¬
менения (уменьшения) тока покоя предоконечного транзистора
^рис. 2.4). Сопротивление в цепи делителя базы Rb2=RpRT/(!Rp +
+Rt) выбирается из условия
Пиковое значение входного сопротивления Rin определено выше
;по ф-ле (2.8). (При выборе Rb2 необходимо учитывать, что при
•большой величине этого сопротивления увеличивается мощность
возбуждения, получаемая от предоконечного каскада, но снижает¬
ся расход постоянного тока, потребляемого делителем от источ¬
ника питания.
Двухтактный каскад, выполненный по любой из приведенных
классических схем (рис. 2.1; 2.2; 2.3), имеет довольно низкий кпд
(25-f46%). Причиной этого служит большой ток, потребляемый
делителем. Путем усложнения схемы (например, расположением
перед каждым оконечным транзистором буферного каскада — эмит¬
терного повторителя) .можно увеличить кпд, но для приведенных
схем это по ряду причин неудобно. В бестрансформаторных о.ко-
нечных каскадах, возбуждаемых через буферные инверсные каска¬
ды, .кпд получается более высоким.
.Расчет элементов температурной стабилизации производится в
следующем порядке:
1. Выбирается Rbz по ф-ле (12.11).
2. Определяются два контрольных значения температуры, при
которых обращается в нуль полином Чебышева второй степени и,
следовательно, достигается наименьшая погрешность напряжения
^смещения:
3. Вычисляются значения абсолютной температуры: Ti = ti+273°9
7W2+273°.
(2.11)
(2.12)
(2.13)
4. Рассчитывается вспомогательное значение сопротивления
Ять соответствующее значению температуры
1 -f- ц^ (t0 t-j) j £ 1 ~Ц~в ^ j ^ ^
Rn
IJ (^2 ^l)
UB
в -*2-*1
где
q = 3lL=e r’r‘ , (2.14)
rT2
B = 2500°K, ^o = 25°C, c = 2,2- 10~3 B/1°C.
5. Находится величина сопротивления шунта
с
77 (^2 — ^i) i
V
6. Сопротивление терморезистора для to = 25°C определяется по
формуле
RT = RTlo T°Tt ,
где Го=:^о + 2730^3000К. Необходимая величина /?т окончательно
выбирается по справочнику (10].
7. Для проверки найденных значений RT и Rp сравниваются
значения выбранного Rb2 и рассчитанного по ф-ле (2.15):
Rb2 = RTRpl(RT + Rp)- (2.15)
8. Определяется ток, потребляемый делителем RbiRpRr от ис¬
точника питания: Id = 2Ib + (UelRbi) для схем р,ис. 2.1а и 2.2а,
/d=2i[/b+ (fJe/Rbz)] для схем рис. 2.16 и 2.26.
9. Рассчитывается сопротивление резистора Rbi: Rti =
= (Е0—UB)/ID для схем рис. 2.1а и 2.2а и Rbi = 2(E0—UB)/ID для
схем рис. 2.16 и 2.26.
1'0. Находится ток, потребляемый каскадом от источника пи¬
тания в режиме номинальной -выходной мощности: /ojv =
— (ic о max/я) + Jdav-
11. Определяется средний ток делителя:
[ — ёл 2 Rb2 ip мах дЛЯ ,схем .рИС> 2.1а и 2.2а и
dav Rbi~{~Rb2 я (Rbi + Rbi)
[ = ^5 Mfx.. для схем рис. 2.16 и 2.26.
m^dav /^2 я (Rbi -f- Rbz)
12. Находится ток в режиме молчания /ау = 2/с + /г>.
13. Рассчитываются максимальная потребляемая каскадом мощ¬
ность Pn=EoIon и мощность в режиме молчания P0=E0Iav•
14. Для режима номинальной выходной мощности кпд тран¬
зисторов подсчитывается по формуле г)с = nPi/2ic о махЕо =
29
= nUCm/4£o, кпд выходного каскада — по формуле цы = Pz/Pn =
= Р2/Ео1о„.
Кпд транаистора обычно лежит в пределах 0Оч-7О%, а каска¬
да— 30-^50 % ■ Входные даиные оконечного каскада .находятся
по выражениям:
*;«=4 [(tw/jj+/?*], (зле)
Pin = (Ubm + Rbi *в max) i’b max/2. (2.17)
§ 2 6 РАСЧЕТ ОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ БОЛЬШОЙ МОЩНОСТИ
Существующие транзисторы большой мощности позволяют
получить от двухтактного выходного каскада мощность 40-ИЮ Вт.
.При необходимости -получения большей мощности оконечный кас¬
кад можно .выполнить на четырех' транзисторах, параллельно сое¬
диненных то два ib каждом плече (рис. 2.3). Для выравнивания
параметров в эмиттерную цепь каждого транзистора включается
резистор Re- Сопротивление резистора Re выбирается из условия,
чтобы на нем расходовалось не более 5-f-10% развиваемой тран¬
зистором колебательной мощности. При расчете такой схемы
(рис. 2.3) удобнее всего воспользоваться уже описанными выше
методикой и -порядком расчета двухтактного каскада в режиме В.
Мощность, развиваемая всеми транзисторами на первичной об¬
мотке трансформатора, равна:'
Pit = Pjy\tr- (2.18)
Чтобы воспользоваться приведенными выше соотношениями и
графоаналитическим -методом, необходимо найти мощность Pi,
которую можно получить от двух транзисторов, работающих в ре¬
жиме В в двухтактной схеме:
Р'=2[1+(£>£//?;)] • (2Л9)
Отношение Re/Ri, выражающее долю потерь мощности на со¬
противлении REf рекомендуется брать в -пределах 0,05-f-0,l. Необ¬
ходимые для расчета предоконечного каскада входное сопротив¬
ление и мощность возбуждения оконечного каскада рассчитыва¬
ются по формулам:
R'm = 4 I Ubm ?CMAX + О , (2.20)
46 lB MAX
Pin — [Ubm + *C MAX “t" 2 R& is max) *В MAX* (2.21)
'Входное сопротивление нагруженного трансформатора оо сто¬
роны половины первичной обмотки находится по выражению
Rtt = (Ri-RB)l 2, (2.22)
выходное сопротивление равно:
Rex- 1/2/W (2‘23>
30
Расчет каскада большой мощности производится в следующем
порядке:
1. По ф-ле (2.18) определяется колебательная мощность, раз¬
виваемая транзисторами в первичной обмотке трансформатора.
2. По выражению (2.19) находится расчетная мощность Рь
получаемая от двух транзисторов, и то ф-ле (2.4) — мощность, рас¬
сеиваемая на коллекторе одного из них.
3. По величине ЯСОмах производится выбор транзистора
(§ 2.3) (3-8].
4. Расчет теплового режима, режима работы транзистора и
температурной стабилизации проводится, как описано в §§ 2.3,
2.4 и 2.5.
§ 2.7. ЭЛЕКТРИЧЕСКИЙ РАСЧЕТ ВЫХОДНЫХ ТРАНСФОРМАТОРОВ
Расчет электрических параметров выходного трансформатора
ведется в такой последовательности:'
1. Рассчитываются коэффициент трансформации и сопротивле¬
ния обмоток
я —Ц_-т/
П~ N,. ~ V 4п,гЯ/ ’
Г\ = 1,172(1—r2 = 0,414i^tf2.
Л/Г
2. Находится индуктивность первичной обмотки трансформа-
j Rea
тора Lx = , где
2я fbVM%-l
о __ 4 (Rtx + 0,5 /j) (Ri + 0,5 гг) /о ол\
• (2,24)
При расчете усилителя по схеме рис. 2.3 Ri заменяется на Rlt
по ф-ле (2j22). Коэффициент частотных искажений оконечного
каскада на низшей рабочей частоте Mtb определяется .по формуле
1П-0.°50
Мл= 10
л
Нормированное усиление G выбирается для маломощных кас¬
кадов порядка —(l-i-2) дБ, для мощных —/(0,64-1) дБ независимо
от заданного на весь усилитель уровня частотных искажений. Окон¬
чательное значение индуктивности первичной обмотки устанавли¬
вается при конструктивном расчете трансформатора, затем рассчи¬
тывается частотная и фазовая характеристики усилителя.
3. При конструктивном расчете определяется индуктивность
рассеяния между половиной первичной обмотай и вторичной об¬
моткой. Если конструктивный расчет не проводится, то индуктив¬
ность рассеяния ориентировочно подсчитывается 'по формуле [11]
LsP = onLi, (2.25)
где ап=0,002-^-0,01.
31
Глава 3.
РАСЧЕТ ОДНОТАКТНЫХ
ПРЕДОКОНЕЧНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРНЫХ КАСКАДОВ
§3.1. СХЕМЫ ПРЕДОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ
■В усилителях с оконечным двухтактным трансформаторным
каскадом предоконечный каскад обычно выполняется по одно-
тактной трансформаторной схеме. Выходная мощность предоко¬
нечного каскада должна быть достаточной для возбуждения око¬
нечного -каскада с тем, чтобы получить в нагрузке усилителя за¬
данную номинальную мощность Р% При этом коэффициенты ча¬
стотных и нелинейных искажений должны быть минимальными, а
Рис 3.1. Схема трансформаторного предоконеч-
ного каскада
коэффициенты усиления и кпд максимально возможными. Схема
усилителя должна быть такой, чтобы разбросы и изменения пара¬
метров транзисторов не приводили .к существенным изменениям
его характеристик.
Принципиальная схема трансформаторного каскада при пита¬
нии от источника с заземленным плюсом на транзисторе с р-п-р
структурой изображена на рис. 3.1. В схеме резистор JRf и конден¬
сатор Cf образуют фильтр, ослабляющий обратную связь по пе¬
ременному току через источник питания .между базовой цепью
транзистора предоконечного каскада и коллекторной цепью око¬
нечного каскада. Кроме того, при помощи фильтра создается до¬
полнительное сглаживание пульсаций при питании от сети, к ко¬
32
торым цепь базы оказывается более чувствительной, чем цепь кол¬
лектора. Такое решение предпочтительнее варианта, в котором
Рис. 3.2. Схема трансформаторного предоко-
печного каскада при питании от источника с
заземленным минусом
резистор Rf отсутствует (Rf = 0). При выполнении каскада на тран¬
зисторе с п-р-п структурой (ри'с. 3.2) схемное построение сохра¬
няется при замене полярностей источника питания и электроли¬
тических конденсаторов.
§ 3.2. РАСЧЕТ РЕЖИМА РАБОТЫ ТРАНЗИСТОРОВ
Так же, как ;и при расчете отнечного каскада, сначала сле¬
дует (выявить требования, которым должен удовлетворять тран¬
зистор, т. е. найти максимальные значения мощности рассеяния
на коллекторе Рсо мах, температуры перехода ^0тах и коллектор¬
ного -напряжения иСо мах, а также минимальное значение частоты
/т. При этом следует учесть возможные условия охлаждения тран¬
зистора. Необходимо выявить пределы изменения тока покоя 1*с
и Гс и коллекторного напряжения покоя U'c и U"c, а также зна¬
чения амплитуд тока 1ст и напряжения Ucm '(рис. 3.3).
Порядок расчета режима работы транзистора таков:
1. Напряжение питания коллекторной цепи Е0с в выходной цели
каскада, выполненного по схеме рис. 3.1, приравнивается Eq, а кас¬
када, выполненного по схеме рис. 3.2,—0,9 £о, так как часть на¬
пряжения источника питания теряется на резисторе фильтра /?/.
2. Сопротивление R2f нагрузки предоконечного каскада для
переменного тока равно входному (для усиливаемого сигнала) со¬
противлению Rin оконечного каскада, приведенному ко всей ‘Вто¬
ричной обмотке фазоинверсного трансформатора. Это сопротивле¬
ние определяется равенством (2.16) или (2.20).
Мощность P2f в нагрузке R2f предоконечноло каскада должна
быть равна мощности Р' , которую необходимо подать на вход
2—420 33
оконечного каскада для получения .в нагрузке усилителя Rz но¬
минальной мощности. Мощность Р' определяется из равенства
(2.17) или (2.21).
3. Мощность, поступающая в .первичную обмотку трансформа¬
тора Тр 1, должна быть равна:
Plf~P 2fl^tr\ (3.1)
здесь x\tr кпд фазоинверсного трансформатора, (выбираемый по
табл. 2.1.
Рис. 3.3. Расположение нагрузочных прямых для
постоянного и переменного тока при двух край¬
них значениях тока коллектора
4. Постоянная составляющая напряжения на коллекторе тран¬
зистора при минимальном коллекторном токе покоя Гс (при -мини¬
мальных значениях температуры окружающей среды ta и пара¬
метров h2\ и /сво) находится из условия
U’c=aEoc, (3.2)
где а=0,84-0,6.
При выборе меньшей величины коэффициента а кпд и коэффи¬
циент усиления каскада снижаются. С другой стороны, чем боль¬
ше коэффициент а, тем меньше должна быть .постоянная состав¬
ляющая напряжения UE-o на резисторе Re, а следовательно, тем
труднее обеспечить достаточную степень стабилизации тока покоя
34,
/с. Задача проектировщика заключается в том, чтобы найти ком¬
промиссное решение. Не исключено, что расчет каскада потре¬
буется выполнить -в несколько приемов.
5. Постоянная составляющая напряжения на резисторе RE при
минимально возможном токе коллектора UeB_0=(l—а)ЕоС.
6. Постоянная составляющая напряжения на коллекторе при
максимальном коллекторном токе покоя 1”с (при максимальных
значениях температуры окружающей среды ta и параметров Л21
и /сво) определяется по формуле
Коэффициент Ь желательно выбирать возможно ближе к еди¬
нице. Однако при 6-Н система стабилизации режима работы
вследствие уменьшения /?м и Rb2 заметно снижает общее входное
сопротивление каскада R'ln и увеличивает ток, потребляемый дели¬
телем Rbi—Rb2 от источника питания.
7. Амплитуда переменной составляющей напряжения на кол¬
лекторе рассчитывается по формуле Ucm = U'c —Uc MIN, где Uc MIN —
напряжение на коллекторе, соответствующее началу прямолиней¬
ного участка выходных статических характеристик.
Для транзисторов малой мощности рекомендуется брать
uc min=1 В, а для мощных транзисторов — uc min = 2 В.
8. Амплитуда переменной составляющей тока коллектора на¬
ходится ПО формуле /cm = 2РifjUcm*
9. Минимально возможный ток покоя равен: I'c =/Cm/5i* Вели¬
чина коэффициента не должна превышать 0,9—0,95, так как
иначе могут возникнуть значительные нелинейные искажения.
В случае же выбора £г<0,8 ухудшается кпд каскада.
10. Максимальное значение тока покоя, как следует из ф-лы
(3.4), равно:
11. Для расчета сопротивления резистора в цепи эмиттера и
сопротивления нагрузки для переменного тока используются вы¬
ражения:
12. Максимальная мощность, рассеиваемая на коллекторе,
практически получается при наибольшем токе покоя: Рсо мах =
= LT Г
ис лс •
13. При выборе типа транзистора следует исходить из того,
что желательно обойтись без радиатора. Применительно к вы-
Umc=[l-b(l-a)]Eoc,
(3.3)
где
(3.4)
(3.5)
(3.6)
<3.7)
2*
35
бранному транзистору должны выполняться следующие неравен¬
ства ‘(см. § 2.3)
Здесь 1с мах — максимально допустимое 'среднее значение тока
коллектора (в режиме А), ис мах— максимально допустимое на¬
пряжение на коллекторе.
Значения /с max, ^max, Rthja и Rthjc и Uc мах даются в
ириложении 2. Относительно Uc мах следует иметь в виду, что у
германиевых транзисторов при tJ0 max>50°C и у кремниевых при
tjo max>100°C напряжение ис мах следует снижать (по сравнению
с номинальным значением) на 8—10% на каждые 10° С превыше¬
ния tj над 50°С или 100°С. У выбранного транзистора частота /т
должна на 3-1-4 октавы превышать высшую частоту рабочего диа¬
пазона:
§3.3. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ ЦЕПИ СМЕЩЕНИЯ
Цепи .питания предоконечного каскада и других однотактных
каскадов рассчитываются так, чтобы получить ранее найденные
крайние значения тока покоя Гс, /£ (рис. 3.3). ,В расчет в каче¬
стве исходных «величин .входят еще и /параметры -выбранного тран¬
зистора Л21 шах, Л21 mm, гъъ', 1сво> сопротивление резистора в цепи
ЭМИТТера Re, tj0 max и
Параметр у21 при ограниченном изменении тока покоя допу¬
стимо считать постоянным. (Параметры же Ли и h2i зависят от td\
известно {12], что при понижении температуры относительно ком-
ватной (25°С) параметр Л21 уменьшается в среднем на
О^З—0,5%ЛС, а при ее повышении — увеличивается на
0£~0,8%/°'С; учитывая технологический разброс и 10-процентную
отбраковку, получим:
где при отсутствии радиатора
tj о max = ta max + Rthja Pqq MAX’
а при использовании радиатора
h о max = ta max "f“ (Rthjc ”Ь RthcP) ^CO I
7 о max
CO MAX*
(3.10)
(3.9)
/г>(8-г16)/й.
(3.11)
(3.12)
(3.13)
36
Изменение коллекторного тока зависит от параметров неста¬
бильности:
1) температурного смещения характеристики ic=f(uB), проис¬
ходящего «со скоростью 2,2* 10_3(В/О|С; с учетом технологического
разброса порядка ±0,0ЭВ
-з
i шах
Д и0 = 2,2- Ю~л (ta max-ta min) + 0,06 В;
2) изменения параметра h%c
Mhi = h"n—h’2l\
(3.14)
(3.15)
Рис. 3.4. Эквивалентная схема транзистора р-п-р-ти¬
па по дрейфу
3) изменения теплового тока: Д 1сво = 1'сВ0=ГСВ0, гДе ^
Гсво—значения теплового (обратного) тока коллекторного пере¬
хода При tj min и tj0 maxj ТОК I’CBO ДОПуСТИМО прИНЯТЬ равНЫМ НО-
минальному значению 1сво> а
Чо шах-25°
10°
(3.16)
причем в случае германиевого транзистора Л~2 и кремниевого
3; окончательно
Д/,
сво'
*} о шах
10°
— 1
(3.17)
Совместное действие параметров нестабильности &h2i и Д 1Сво
приблизительно эквивалентно влиянию одного фактора (рис. 3.4):
Д/о = Д/,
сво
h\
Д ^21,
(3.18)
21
ГДе /^2i max ^21 min • (3.19)
Для нахождения Д/с удобно воспользоваться эквивалентной
схемой, показанной на рис. З.б, где Яь=#ыЯь2/(Rbi + Rb2). Анализ
этой схемы позволяет установить, что [13]
[A^o + (^ + «fi)A/o]
Д/с = -
Ли + /?& + (1 + h2i) Re
(3.20)
37
Расчет тока покоя, сопротивлений плеч делителя в цепи базы
и -потребляемого тока ведется .в следующем порядке:
Рис. 3.5. Эквивалентная схема цепи смещения транзи¬
сторного каскада с эмиттерной стабилизацией (R = Rb)
1. Ток покоя отклоняется от своего среднего положения 1с при
пон.иже-нии температуры медленнее, чем при ее повышении; если
отношение этих скоростей изменения тока принять равным двум, то
| _|_ 0 (^5° tj min)
Ic = rc
2^/oi
г/ min '
-25°
(3.21)
Рис. 3.6. Диаграмма режима работы трансформаторного предоко¬
нечного каскада
2. Координаты точки покоя Uc, 1в и UB определяются ,по вы¬
ражению
^с~^ос Яя'с (3.22)
и по характеристикам выбранного транзистора (см. рис. 3.6 и 3.7).
38
3 Крутизна характеристики прямой передачи равна:
у*-'Ус, ; (3-23)
2i + V гьъ’1с
параметр Л2ь входящий в (3.23), .находится по ф-ле (3.19), пара¬
метр у для германиевого транзистора равен «40 1/В, а для крем¬
ниевого— «25 1/В (приложение 1). Далее определяется пара¬
метр Лц:
= У2i • (3.24)
4. По ф-лам (3.12) — (3.18) .находятся h’2v h’2u AUo, Ahzi,
Me во, AIo и затем общее сопротивление делителя цепи базы
j Iг, [*ii + (* + ft*i)] Д — л21 (Лt/0 + л/0)
а* :—г-: — —
(3.25)
где А 1с = 1"с —1’с .
Если Rb получается неудоб¬
но малой величины (Rb<hn),
следует выбрать несколько
меньшее значение коэффициен¬
та а [ф-ла (3.2)] с тем, чтобы
Re возросло. Так же следует
поступить, если числитель ф-лы
(3.25) оказался меньше нуля.
Получение знаменателя мень¬
ше нуля говорит о том, что
изменение коллекторного тока
выбрано избыточным и надо
взять меньшее значение коэф¬
фициента Ь [ф-ла (3.4)].
5. Определяются сопротив¬
ления плеч делителя в цепи
базы Rbi, Rb2 (рис. 3.1 и 3.2) и
ток, потребляемый каскадом от
источника питания. Принимая
во внимание падение напряже¬
ния на резисторе Re, близкое к ReIc, и на резисторе Rbi, прибли-
зительно равное am\ 1в-\ ^ ), и необходимость получения
между точками Ь—е напряжения Ub, получим расчетные соотно¬
шения:
Rb Е0 в
Рис. 3.7. Диаграмма, используемая
для определения напряжений
ивмш ... ив МАХ
Rbi —
RbfB+uB+RE ic '
Rbi Rb
R
Ь2-
Rbi — Rb
(3.26)
(3.27)
39
Если окажется, что Rb2<®> следует выбрать несколько большую
величину коэффициента а [ф-ла (3.2)], тогда Rb и RE уменьшатся.
Ток, потребляемый от источника литания, равен:
Uт> A- Rp Iг Л
Л>~ В ^ С +/с- (3.28)
§ 3 4 РАСЧЕТ ВХОДНОГО И ВЫХОДНОГО СОПРОТИВЛЕНИИ,
НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИЙ И ГЛУБИНЫ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
3.4.1. Обоснование метода расчета
Распространенный метод расчета коэффициента гармоник осно¬
вывается на том предположении, что на вход каждого каскада,
работающего «в режиме сильного сигнала, поступает гармониче¬
ское .напряжение или эдс (-реже ток), а «выходное напряжение
(ток) оказывается искаженным, т. е. содержащим высшие гармо¬
ники (2f, 3(/ ...), с высоким уровнем по отношению к составляющей
основной частоты. Этот метод справедлив только тогда, когда от¬
сутствует обратная связь, нелинейные искажения возникают лишь
в одном '(практически оконечном) каскаде, а уже предоконечный
каскад не создает искажений, работая в режиме слабого сигнала.
Такая трактовка оправдывает себя при расчете лампового усили¬
теля с пентодным оконечным каскадом, не охватываемым обрат¬
ной связью.
‘В транзисторном усилителе, особенно большой мощности, оба
последних каскада работают в режиме сильного сигнала и вслед¬
ствие заметно выраженных нелинейных свойств уровень искаже¬
ний оказывается довольно высоким. Поэтому приходится вводить
сравнительно глубокую обратную связь, причем выходное напря¬
жение оказывается почти гармоническим. Естественно, что при
весьма малом коэффициенте гармоник напряжение (эдс) на входе
оконечного каскада не является гармонической величиной, как это
постулируется \в существующей методике расчета [2, 11]. Обратная
связь в транзисторном усилителе охватывает, как правило, не ме¬
нее двух каскадов, поэтому и на вход предоконечного транзистора
также поступает не гармонический, а заметно искаженный сигнал.
Сам расчет отличается сложностью, так как приходится строить
две сквозные динамические характеристики, находить по ним гар¬
монические составляющие и суммировать их, притом неясно, по
какому закону (складывать или вычитать). Все эти трудности усу¬
губляются при проектировании бесгрансформаторного усилителя,
где в режиме сильного сигнала могут работать три каскада и нет
данных для построения сквозных динамических характеристик.
Описанный ниже метод расчета основывается на том, что уси¬
литель охвачен такой глубокой обратной связью, при которой ко¬
эффициент гармоник получается небольшим (&/^ = Зч-5%). Выход¬
ное напряжение полагаем гармоническим, что возможно при не¬
гармоническом характере напряжения ив и тока iB в цепи базы
предоконечного транзистора. Надо подчеркнуть, что за входную
40
величину принимается эдс источника возбуждения предоконечного
каскада: es = Ub+Rsib-
Для пяти мгновенных значений переменного коллекторного на¬
пряжения оконечных транзисторов ис, равных 0, ±0,5 Ucm ±Ucm>
рассчитываются относящиеся к .ним мгновенные значения е8: E'sm
—E'sm- При |П'°'М0ЩИ метода пяти ординат опреде¬
ляются гармонические составляющие /входной эдс: £шь Esm2, Esm3f
Esmk и коэффициент Тармоник обоих последних каскадов
V 4„2-r_£s2m3+ff
Е stm
Требуемая с точки зрения получения заданного коэффициента
гармоник kh max глубина обратной связи определяется из условия
F =- khjkh max. (3.30)
3.4.2. Порядок расчета
1. По найденным -в §§ 3.2 и 3.3 величинам Ucm, hm> Utm на
диаграмму с семейством характеристик выбранного транзистора
предоконечного каскада наносятся точки В, А, С (рис. 3.6) и две
дополнительные точки В* и С*, проекции расстояния которых от
точки А подсчитываются по .выражениям:
и‘-=иЛЬ)г <з-з1>
(3'32)
Входящие <в ф-лы (3.31) и (3.32) величины <U*bm, Ubm, ^ мах
относятся к транзисторам оконечного каскада ((рис. 2.1 и 2.2).
2. Для пяти величин базового тока (от iB мах до /б min) опре¬
деляются мгновенные значения напряжения на базе (рис. 3.7) и
соответствующие им размахи.
3. 'Входные сопротивления транзистора и каскада рассчитыва¬
ются по формулам:
О UB MAX— UB MIN оо\
a in = — : > Iе5-м)
1В MAX *£MIN
R'tn = RbKRin + Rb)-
4. Выходное сопротивление определяется в точке покоя А
(рис. 3.6) по наклону касательной к характеристике ic^ffuc),
т. е. принимается
Rex^Wv. (3.34)
5. Расчет мгновенных значений эдс источника сигнала можно
выполнить по известной величине его внутреннего сопротивления
Rs, которое зависит от параметров предшествующего каскада. Если
41
этот каскад является резисторным (см. рис. 5.3), то >в определение
Rs входит сопротивление связи (коллекторной нагрузки) RCP:
Rs = RcPRb/(RcP + Rb). (3-35)
Расчет сложнее в случае применения эмиттерного повторителя
(см. рис. 5.4 и 5.8), когда
Rs = Rbf RexefKRbf + RexeiY (3-36)
где Rexef~(hu+Rsef)/(l+^2i). Выходное сопротивление этого кас¬
када, зависящее от параметров Ли и Л21 транзистора Tef и сопро¬
тивления источника сигнала Rsef, образованного сопротивлениями
резистора связи RCp и делителя ib цепи базы Rb,
Rs ef~ Rcp RtJiRcP “Ь Rb)*
Мгновенные значения (размахи) эдс es рассчитываются так:
Е'пт
sm
E”sm ~ UВ UB MIN + Rs ( V
В MIN
UB МАХ "в Rs ( *£ MAX Iв)» Esm
E7m = UB-“B+Rs(lB-iB)>
Юри нахождении гармонических составляющих следует при¬
нять во внимание возможный разброс параметров порядка, кото¬
рый при отборе оконечных транзисторов, можно полагать, не пре¬
высит по величине £sm±10%, >а без предварительного отбора до¬
стигает ±20%. Если E'sm>E”my то ib расчет составляющих вводится
(1,1-Ы,2)£^, (1,14-1,2)E'sl (0,9-И),8)£~ и (,0,9-ЭД^, а рас¬
четные выражения для разброса ± 10% имеют вид:
|.1С+м4 + мС + °-К
^sm2 ‘
^sm4 —
l,lEsm-0,9£sm
i.i C+0^4-2(u4+°.9.C)
1,1 E'sm - 0,9 E"sm - 4 (1,1 E~-- 0,9 E")
12
(3.37)
При разбросе ±20% в ф-лах (3.37) множитель 1,1 заменяется
на 1,2, а 0,9 — на ОД Если же Е$т>Е 'т> то в ф-лах (3.37) вели¬
чины с одним и двумя штрихами меняются местами.
6. Коэффициент гармоник рассчитывается по ф-ле (3.29).
§ 3.5. РАСЧЕТ ЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ПАРАМЕТРОВ
ФАЗОИНВЕРСНОГО ТРАНСФОРМАТОРА И ЕМКОСТИ КОНДЕНСАТОРА СЕ
Частотные искажения в области -нижних частот создают фазо¬
инверсный трансформатор и конденсатор СЕ (рис. 3.1, 3.2). Уро¬
вень частотных искажений, выраженный относительным усилением,
42
АЛЛ Л Л
равен сумме двух слагаемых: Gb = Gtrb + GCb, где Gtrb и GCb — ве-
личины относительного усиления, определяющие .искажения, вно¬
симые, соответственно, трансформатором и конденсатором СЕ.
Для получения 'приемлемых с конструктивной точки зрения ве¬
личин Li и СЕ приходится допускать сравнительно большие частот-
д д д
«ные искажения: Gb = — (1;5ч-3,0) дБ, Gtrb =— (1ч-2)дБ и GCb =
= -(0,5-М) дБ.
Расчет электрических параметров трансформатора и емкости
конденсатора СЕ проводится в такой последовательности:
1. Коэффициент трансформации находится -при помощи ра¬
венства
./ i^L
-^-=лГ-
N, У 1
N1 V rurRi ’
где R2f=R'in и Ri определяются ф-лами (>2.16) или (.2.20) и (3.7).
2. Сопротивления обмоток трансформатора равны: п =
= 0,414 (1 —Т|*г)</?Ь /"2=0,293(( 1 —Т)*г) /Htr]R2f-
3. Сопротивление эквивалентной нагрузки
р __ (Rex + ri) (Rl — ri)
** Rex + Rl
где Rex — выходное сопротивление транзистора в точке покоя
[ф-ла (3.34)].
4. Коэффициент частотных искажений, вносимых трансформа¬
тором на нижних частотах,
Mtrb= 1(T0,05'V (3.38)
5. Индуктивность первичной обмотки трансформатора
Req
2я /»у0и££— 1
6. Индуктивность рассеяния Ls ориентировочно принимается
равной (0,005^-0,03) Ц. Окончательное значение Ьв определяется
при конструктивном расчете трансформатора.
7. Коэффициент частотных искажений, вносимых конденсато¬
ром Се на нижних частотах,
МсЬ= 10~°'°5Ч (3.39)
8. Емкость конденсатора
1 •• f ML — Ml,,
с* =^У ~%zf- • <3-40>
*--'+-тйт1гй- {ЗМ)
Для определения Re, h2i, Rin и Rs используются выражения
(3.6), (3.19), (3.33), (3.35) или (3.36).
43
Глава 4.
КОНСТРУКТИВНЫЙ РАСЧЕТ
ТРАНСФОРМАТОРОВ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
§4.1. ВЫБОР ТИПА ТРАНСФОРМАТОРА
'Конструктивный расчет трансформаторов производится по дан¬
ным, полученным при электрическом расчете:' Pz, Lh rif r2, nr
r\tr и Ucm• Его задачами являются: выбор конструкции трансфор¬
матора, выбор магнитного материала для изготовления сердечни¬
ка, выбор ,и расчет размеров сердечника, расчет чисел витков, диа¬
метров проводов обмоток и размещения обмоток. По окончании
конструктивного расчета уточняются электрические параметры
трансформатора.
•Конструкция трансформатора определяется типом выбранного
сердечника. В зависимости от требований, предъявляемых ,к транс¬
форматору, условий его работы сердечники выполняют трех типов:
броневые, стержневые и тороидальные (И, 14].
Трансформатор броневой конструкции имеет одну катушку с
обмотками (рис. 4.1), наиболее прост в изготовлении, но обладает
большими паразитными параметрами. Сердечники броневого типа
применяют в трансформаторах малой и средней мощностей (до
сотен ватт); при малых размерах сердечника коэффициент запол¬
нения окна сердечника медью выше, чем при стержневой конст¬
рукции.
Рис. 4.1. Трансформаторы броневого типа:
а) с сердечником из штампованных пластин; б) с
витым (ленточным) сердечником
44
Трансформаторы стержневой конструкции применяются при
большой мощности (сотни ватт и выше). Наличие двух катушек
позволяет получить высокую степень симметрии обмоток, меньшую
индуктивность рассеяния и лучшее охлаждение обмоток, что очень
важно для .мощных трансформаторов, работающих при высоких
напряжениях источника питания.
Тороидальная конструкция много сложнее и дороже в изготов¬
лении, поэтому для трансформаторов звуковой частоты исполь¬
зуется редко. При наличии подмагничивающего .поля применение
тороидального сердечника нерационально вследствие существен¬
ного снижения магнитной проницаемости. Трансформатор такой
конструкции обладает наименьшей индуктивностью рассеяния и
повышенной устойчивостью к влиянию внешних магнитных полей.
Так как «предполагается, что проектируемые транзисторные уси¬
лители звуковой частоты рассчитываются на мощность не более
100 Вт, целесообразно использовать во всех случаях трансформа¬
торы броневой конструкции как имеющие наименьшие габариты
или наименьшую стоимость. Ограничимся рассмотрением расчета
только броневых трансформаторов.
§ 4.2. ВЫБОР МАГНИТНОГО МАТЕРИАЛА ДЛЯ СЕРДЕЧНИКА
ТРАНСФОРМАТОРА
Сердечники трансформаторов звуковой частоты собираются из
штампованных пластин или навиваются из полос (лент) электро¬
технической стали и железоникелевых сплавов (рис. 4.2). Техно¬
логически проще и экономичнее выполнять сердечники трансфор¬
маторов при мощности 0,1-1-10 Вт из штампованных пластин, при
мощности 1 — 100 (Вт—из лент магнитных материалов. Магнитный
материал для сердечника выбирается в соответствии с предъяв¬
ляемыми к трансформатору конструктивными и экономическими
требованиями и нижней границей рабочего диапазона частот.
Для трансформаторов малой мощности (десятые доли ватта
и ниже), малогабаритной аппаратуры, где необходимы наимень¬
ший вес и размеры трансформатора, широко применяются желез<ь
никелевые сплавы марок 50Н, 79НМ, 80НХС и др. с высокой маг¬
нитной проницаемостью. Сплав 50Н обладает высокой индукцией
насыщения (1,5 Т), сплавы 79lH(M и 80НХС— малыми удельными
потерями и высокой магнитной проницаемостью в слабых полях
при индукции насыщения 0,7б-т-'0,65 Т, однако при наличии под¬
магничивающего поля применять эти сплавы не рекомендуется.
Если требуется уменьшить стоимость трансформатора, а не раз¬
меры и вес, следует использовать холоднокатаные текстурован¬
ные стали марок 3310, 0320, ЭЗЗО и 3340, 3350, 3360. Несколько
худшими показателями обладают трансформаторные стали горячей
прокатки марок 341, Э42, 343 и 344; при их использовании немно¬
го увеличиваются размеры, вес и стоимость трансформатора.
45
Для трансформаторов средней и большой мощностей (несколь¬
ко ватт и выше) ‘наилучшим магнитным материалом являются
холоднокатаные стали марок 3310 — ЭЭ6-0. Использование сталей
марок Э41 —Э44 допустимо, однако вес и стоимость трансформа¬
тора возрастают на 10—30% и увели¬
чивается индуктивность рассеяния.
При наличии постоянного подмагничи-
вания (Li 12с >0,01^-0,ОЗГ‘А2, где Ц —
индуктивность первичной обмотки, /с —
постоянная составляющая тока в ней)
рекомендуется применять стали марок
Э310—Э360.
Выбор толщины пластин (ленты)
магнитного материала определяется
низшей рабочей частотой. Чем мень¬
ше толщина пластин, тем меньше по¬
тери (выше добротность магнитного
материала) и слабее частотная зави¬
симость магнитной проницаемости, но
тем выше стоимость сердечника. Для
сердечников из трансформаторной ста¬
ли 'при низшей рабочей частоте, не
превышающей 100^-200 Гц, рекомен¬
дуется толщина 0.2ч-0,5 мм, для сер¬
дечников из железоникелевых спла¬
вов— 0,05-f-0,35 мм. При большем
значении ft толщина пластин берется
еще меньше.
Выбор магнитной индукции Вт
трансформаторов, работающих без по¬
стоянного подмагничивания, ограничи¬
вается допустимой величиной нели¬
нейных искажений. Практически при
небольшой выходной мощности получение высокой магнитной ин¬
дукции затруднительно. С увеличением Р2 рекомендуемое значе¬
ние Вт возрастает. Максимальные значения магнитной индукции
ириведены в табл. 4.1.
Таблица 4.1
Вт
o.i -н
1-7*3
з-но
1(4-30
30—100
Вт, Т
0,2-г-0,4
0,5
0,7
0,8
0,9
В случае выполнения сердечника из быстронасыщающихся же¬
лезоникелевых сплавов Вт обычно берется не свыше 0,1 Т для
сплавов 79НМ, 8GHXC и 0,2 Т для сплава 50Н. При Bm^0,7-M Т
46
Рис. 4.2. Сердечники бронево¬
го типа
о) из штампованных пластин,
б) из лент
(аля Рг^ЮОВт) используется естественная изоляция между пла¬
стинами в виде слоя окал.и-ны или оксидной .пленки.
Коэффициент заполнения сердечника магнитным материалом
kc в зависимости от толщины пластин и .их изоляции выбирается
по табл. 4.2.
Таблица 4.2
Таблица 4.3
Магнитные материалы
Толщина
пластин,
мм
Т рансформаторные
ли марок Э41—Э44
ста-
Трансформаторные ста¬
ли марок Э310—Э360 с
оксидной изоляцией
Железоникелевые с пла¬
ны БОН, 79НМ, 80НХС
с накатаньой изоляцией
0,50
0,35
0,20
0,10
0,50
0,35
0,20
0,10
0,05
0,20
0,10
0,05
0,02
0,93
0,88
0,82
0,72
0,95
0,93
0,91
0,86
0,75
0,95
0,90
0,85
0,70
Марка матери¬
ала сердечника
Толщина плас¬
тин (лент), мм
Us
Э41.Э42.Э43
и Э44
0,2- 0,5
350-т-400
Э310, Э320
0,2-0,5
500
ЭЗЗО
0,2 :-0,5
600-т-700
Э340, Э350 и
Э360
0,05
500
0,15
800
0.20-т-0,35
900
50Н
0,05
2500
0,15
3500
79НМ
0,02
12500
80НХС
0,05 Г
0,10 •
20000
20000
Материал сердечника в режиме слабого переменного намагни¬
чивания на низких частотах характеризуется величиной начальной
магнитной проницаемости (uts (табл. 4.3), которая входит в расчет¬
ные формулы.
Применять ферритовые сердечники в трансформаторах звуко¬
вой частоты нецелесообразно.
§ 4.3. ВЫБОР И РАСЧЕТ РАЗМЕРОВ СЕРДЕЧНИКА
4.3.1. Расчет сердечника трансформатора,
работающего без постоянного подмагничивания
Трансформаторы такого вида используются в качестве выход¬
ных в двухтактных каскадах, работающих в режиме В, и в одно-
тактных маломощных каскадах, есл.и LJ2<C 0,003-4-0,01 Г -А2.
Типовой размер сердечника трансформатора определяется по
двум показателям [11, 15]:
1) по числовому соответствию электрической постоянной вре¬
мени трансформатора в области нижних частот
тг = A. _|_ ±з- = А. + hiL (4.1)
г 1 г2 г, г2
47
и конструктивной постоянной
. -. L. 1L. и и 1 п— 12
(4.2)
_ Ц Ц0 I/! {/г bh/гс fr0 10 12
Рс lw
2) по числовому соответствию параметра Ge, связанного с пе¬
редачей я нагрузку требуемой мощности .при определенных вно¬
симых трансформатором .нелинейных искажениях, зависящих от
амплитуды магнитной индукции Вт:
г* 42,1-10 6 (0,707 -f г\tr) 1 Г /д о\
е ~ hc fb Вт У Л/г (1 — 4tr) k0 '
и параметра Gc, определяемого через конструктивные данные:
ЫГ
>В этих выражениях:
р0—магнитная проницаемость воздуха, равная 4я-10~7Г/.м;
р — относительная магнитная проницаемость сердечника; рс —
т . удельное сопротивление проводнико-
а лица вюй меди, равное 1,75-10~8 Ом-м; уи
У'1, Ь и h — размеры сердечника, мм;
18 — средняя длина магнитной силовой
линии сердечника, м; lw — средняя
Диаметр провода,
мм
0,03-4-0,05
0,05-т-0,10
0,10-^0,20
0,20-т-0,50
0.50-т-1,50
0 12—0 15 длина витка обмоток трансформат¬
ор 15-1-0*20 ра, м; k0 — коэффициент заполнения
0,18-т-0,25 медью окна сердечника (его значения
п’о^Тл’ок для марок провода ПЭЛ и ПЭВ при-
,27— ,35 ведены в табл. 4.4).
— Входящие в ф-лу (4.2) величины fx,
kc и k0 зависят от магнитного материа¬
ла .и диаметра проводов обмоток трансформатора, поэтому в каче¬
стве конструктивного параметра трансформатора удобнее поль¬
зоваться величиной
р Но У\ Уъ b h 1 Q
с Рс Is lw
а постоянную времени трансформатора [ф-ла (4.1)] учесть вычис¬
лением вспомогательного .параметра
Fe = Te/\ikck0. (4.4)
Порядок действий при расчете сердечника таков:
1. После выбора .магнитного материала и величин Вт> kc и k0
рассчитываются параметры Ge (4.3) и Fe (4.4). При определении
величины Fe для трансформаторов малой мощности, работающих
без постоянного подмагничивания, (ы принимается равным -началь¬
ной магнитной проницаемости (табл. 4.3). При расчете трансфор¬
маторов с мощностью 1 Вт в отсутствии постоянного подмаг-
ничявания jLt находится по графику рис. 4.3 для выбранного ма¬
териала и магнитной индукции, примерно в 100 раз меньшей мак-
48
симального значения Вт, так как уровень низкочастотных состав¬
ляющих сигнала на 40 дБ ниже номинального {практически от¬
сутствуют) .
2. По данным, приводимым в ji
приложении 8, выбирается та¬
кой сердечник, который одновре¬
менно удовлетворяет неравен-
ствам
Fc>Fe
(4.5)
(4.6)
3. Определяется площадь се¬
чения сердечника <7c = &ci/if/2.
Окончательное заключение о
правильности выбора типоразме¬
ра сердечника по его конструк¬
тивным постоянным можно сде¬
лать после расчета обмоток
трансформатора и проверки раз¬
мещения их в окне сердечника.
Рис. 4.3. Зависимость магнитной
проницаемости от амплитуды пере¬
менной магнитной индукции
4.3.2. Расчет сердечника трансформатора,
работающего с постоянным подмагяичиванием
Трансформаторы однотакт.ных каскадов, в частности предоко¬
нечных, работают с постоянным подмагничиванием. (Постоянное
магнитное поле снижает магнитную проницаемость тем быстрее,
чем больше значение постоянной составляющей магнитного пото¬
ка и начальная проницаемость магнитного материала. Введение
в сердечник трансформатора немагнитного зазора б оптимальной
величины позволяет заметно уменьшить вредное влияние постоян¬
ного подмагничивания.
Зависимости эффективной магнитной проницаемости с учетом
влияния постоянного подмагничивания при оптимальном немаг¬
нитном зазоре и величины оптимального немагнитного зазора от
напряженности магнитного поля
H0 = Ni Ic/ls <4.7)
приведены на рис. 4.4 и 4.5. Однако для использования этих кри-
(вых должны быть известны данные обмотки и значение ls, что воз¬
можно только после выбора сердечника трансформатора. Расчет
трансформатора производится методом последовательных прибли¬
жений. 1По известным из электрического расчета трансформатора
величинам Li и /с рассчитывается показатель Lil* и по рис. 4.6
определяется ориентировочное значение магнитной проницаемо¬
сти ц:.
49
Рис. 4.4. Зависимость эффективной
магнитной проницаемости от напря¬
женности магнитного поля при оп¬
тимальном немагнитном зазоре
Рис. 4.5. Зависимость величины оп¬
тимального немагнитного зазора от
напряженности магнитного поля
Рис. 4.6. Зависимость ориентировочного значе¬
ния магнитной проницаемости от
Типоразмер сердечника выбирается из условия выполнения1
неравенств (4.5) ,и (4.6), в которых Fe определяется по ф-ле (4.4)
с заменой ц на а
29,8-10~~3 [1 — а (1 — %,•)]
fb Вт kc Va(\ — a) r\tr (1 — r\tr) bhk0
где a=0,586 для трансформатора .предоконечного каскада при
работе оконечного каскада е режиме IB и а=0,25-7-0,6- для выход-
ного трансформатора однотактного каскада.
50
§ 4.4 РАСЧЕТ ОБМОТОК ТРАНСФОРМАТОРА
4.4.1. Расчет чисел витков обмоток
Л. Для (выходного трансформатора двухтактного каскада, ра¬
ботающего без постоянного подмагничивания, число витков его
первичной обмотки определяется из -выражений
тде qc — площадь сечения сердечника трансформатора в мм2; \i —
определяется в соответствии с § 4.3.
За окончательное число витков первичной обмотки принимает¬
ся наибольшее значение. При расчете трансформатора, работаю¬
щего с .постоянным подмагаичиванием, при определении N± по
ф-ле (4.8) {I следует сначала принять равным \х[9 а в ф-ле (4.9)
2ист заменить .на Ucm-
Если большее число витков получено по ф-ле (4.8), то найден¬
ное число уточняют, рассчитывая Но [ф-ла (4.7)] и определяя по
рис. 4.4 точное значение [хг. Если значения [х5 и \i'?j отличаются
не более чем на 10—15%, расчет оставляют неизменным. В про¬
тивном случае пересчитывают число витков обмотки (4.8), поль¬
зуясь значением определенным по рис. 4.4, напряженность маг¬
нитного поля Но (4.7) -и уточняют значение \хь.
2. Величина оптимального немагнитного зазора в процентах
от ls определяется по рис. 4.5. При этом геометрическая величина
зазора б(мм) =0,14(м)б(%).
3. Число витков вторичной обмотки N2 = nNi.
4.4.2. Расчет диаметров проводов и уточнение
величины индуктивности Li
Необходимый диаметр проводов обмоток определяется по най¬
денным из электрического расчета активным сопротивлениям об¬
моток ri и г2. Формула для расчета диаметра провода любой об¬
мотки имеет вид
Если обмотки при работе трансформатора нагреваются до тем¬
пературы свыше 20°С, то диаметр провода следует определять по
формуле
(4.8)
2 Я / ь Яс Вт
(4.9)
4(мм) = 0,15
li -f-4.10-3 (;-2o°c)];vmm)
г (Ом)
51
где t—температура обмотки \в °С, которую можно принять рав¬
ной ta max-
Значения d\ и d2 выбираются по ближайшему большему разме¬
ру сортамента (приложение 9). Поскольку в транзисторных уси¬
лителях .на трансформаторах реально действующие напряжения
невелики, можно во всех «случаях ограничиться использованием
проводов марок ПЭЛ и >ПЭ|В.
Окончательная величина индуктивности первичной обмотки
L1 = \miN2iqc Ю-е //s.
4.4.3. Расположение обмоток и расчет их размещения
Обмотки трансформатора обычно размещают на каркасе, изго¬
товленном «з изоляционного материала (гетинакса, текстолита,
пластмассы и т. п.). Толщина материала каркаса (гильзы, край¬
них и средних щек) трансформаторов транзисторных усилителей
выбирается [14, 16, 17] в соответствии с их размерами (табл?4.5).
Таблица 4.5
Тип сердечника
Толщина гиль¬
зы каркаса, мм
Толщина край¬
них щек, мм
Толщина сред¬
них щек, мм
Ш2,5х2,5—Ш5хЮ .
Шбхб—Ш9х!8
ШЛ6х6,5-ШЛ8х16
ШЮхЮ—Ш16х32
ШЛЮхЮ—ШЛ 16x32
Ш19 х 19—ШЗО х 60
ШЛ20x20—ШЛ 20x40
0,3-0,5
0,5-т-0,7
0,6-1,0
0,8-1,2
0,7-1,2
1,2-1,8
1.4-2,0
1.5-2,5
0,5-0,8
0,8-1,2
1,0-1,5
1,2-2,0
Для маломощных трэнсформзторо<в иногда применяют бескар¬
касную намотку, которая выполняется на гильзах из изоляцион¬
ного материала толщиной 0,5-r-l,0 мм. Намотка обмоток .произво¬
дится правильными рядами—виток к витку (слоями) или враз¬
брос. Намотка слоями дает лучшее заполнение окна сердечника
и повышает электрическую прочность обмоток. 1'Каждый слой от¬
деляется от другого прокладками из изоляционной бумаги. Ши¬
рина прокладок берется нй 2-М> мм больше, чем ширина слоя
обмотки, чтобы исключить возможность оползания проводов. При
выполнении обмоток из провода тоньше 0,1 мм следует применять
намотку ©разброс.
'Обмотки трансформатора могут располагаться одна над другой
в виде концентрических цилиндров или одна рядом с другой в виде
галет или диско®, разделенных изолирующими прокладками. Тол¬
щина .изолирующих прокладок между слоями и обмотками зави-
52
сит от диаметра .проводов и размеров трансформатора и состав¬
ляет 0,024-0,3 мм.
С целью уменьшения индуктивности рассеяния обмотки иногда
разделяют на несколько чередующихся частей (секций). )В транс¬
форматорах однотактных предоконечных каскадов, имеющих сим¬
метричные половины вторичной обмотки, возможно несколько спо¬
собов расположения обмоток (рис. 4.7). (При односекционной на¬
мотке 'вторичную обмотку .наматывают в дба провода (рис. 4.76).
Для образования средней точки обмотки соединяют конец одного*
провода с началом другого, оставшиеся начало и конец провода
являются началом и концом обмотки. Лучшие результаты получа¬
ются 'при намотке .на двухсекционный каркас со средней щекой
(рис. 4.7в, г), когда левая и правая половины обмоток наматыва¬
ются в разные 'стороны. Однако эти способы, особенно показанный
на рис. 4.7г, сложнее и дороже в производстве.
Рис. 4.7. Способы расположения обм-оток трансфор¬
матора однотактного предоконечного каскада:
а) односекционный каркас, первичная обмотка раз¬
делена на две части; б) односекционный каркас,
вторичная обмотка намотана в два провода;
в) двухсекционный каркас, обмотки разделены на
две части, г) двухсекционный каркас, вторичная
обмотка разделена на четыре части
(Выходные трансформаторы двухтактных каскадов, работаю¬
щих в режиме JB, должны иметь малую индуктивность рассеяния,
поэтому способ расположения обмоток, показанный на рис. 4.8в,
предпочтительнее. Здесь каждое плечо первичной обмотки разби¬
вается на две части, размещенные в разных секциях. На рис. 4.8а, б
обмотки наматываются на односекционном каркасе. Эти -способы
имеют худшие показатели, однако в ряде случаев их приходится
использовать, поскольку односекционные обмотки технологически
проще в изготовлении и дешевле.
53.
Расчет размещения обмоток ведется в такой последователь¬
ности:
1. Выбираются тип «амотки, способ расположения обмоток и
толщина «изоляционных прокладок.
0) и
Рис. 4 8. Способы расположения обмоток выход¬
ного трансформатора двухтактного каскада:
а) односекционный каркас, первичная обмотка
разделена на две части; б) односекционный кар¬
кас, первичная обмотка намотана в два прово¬
да; в) двухсекционный каркас, первичная обмот¬
ка разделена на четыре части
2. При намотке вразброс рассчиты¬
ваются площади, занимаемые обмот¬
ками:
Рис. 4.9. Размещение обмо¬
ток на односекционном
каркасе броневого транс¬
форматора
Sx N1d2.l/kfl\ S2^N2d%/kf2y
где dii, dx2 — диамепры проводов об¬
моток с учетом толщины изоляции,
к/ — коэффициент заполнения площа¬
ди сечения обмотки проводом (приве¬
ден в табл. 4.6 для прямоугольного
каркаса при намотке вразброс).
Т аблица 4.6
Диаметр прово¬
да без изоля¬
ции, мм
*/
без прокла¬
док
с прокладками
из изоляцион¬
ной бумаги
0,03
0,65
0,50
0,05
0,68
0,53
0,10
0,72
0,62
0,20
0,75
0,70
0,30
0,80
0,75
.54
3. Толщины намотки обмоток:
Аг = Sx!hw\ Л2 = S2/hw,
где hw—(высота намотки (рис. 4.9).
4. Полная толщина обмоток с учетом толщины изоляции меж¬
ду ними б* и толщины каркаса бс
At ~ + А2. (4.10)
5. >При .намотке слоями сначала определяются числа витков
в одном «слое:
Nu = hjdtl\ Nlt = hjdi2f
а затем числа слоев:'
l^NJNn, l2 = N2/Ni2.
6. Толщины обмоток при намотке слоями определяются по
формулам:
А± = (1,2-т-1,4) [/х^л + йл(/, —1)1,
Л2 = (1,2—1,4) [/2 + б/г (4 1)],
где б/i и б/г — толщины изолирующих прокладок между слоями
первичной и вторичной обмоток.
7. Общая толщина обмоток определяется по ф-ле (4.10).
Обмотки размещаются нормально, если At составляет 0,84-0,9’
ширины окна Ь.
4.4.4. Расчет индуктивности рассеяния
Для броневых трансформаторов с нечередующимися обмотка¬
ми (рис. 4.7в) индуктивность рассеяния находится из выраже¬
ния
4 я-10 1 kpN\lw(м) / ( Л1НЬ-Л2\
s к (t'~l 2 J ’
где поправочный коэффициент kv в случае цилиндрических обмо¬
ток равен 0,84-0,9; размеры обмоток берутся в мм, индуктивность,
получается в Г.
При чередующемся расположении частей обмоток (рис. 4.7а,
б, г, 4.8) используется выражение
L — 4Я, |°~7 ^Л/'/шм /ma, + A±.di.) ,
m*hw \ ‘Г 3 /’
где /гр = 0,94-1; m — число промежутков между обмотками, равное
двум для способов расположения, показанных на рис. 4.7 и 4.8.
При использовании режима В в двухтактном -каскаде парамет¬
ром, определяющим поведение каскада в области верхних частот,,
является индуктивность рассеяния между половиной первичной
обмотки и всей вторичной обмоткой Lsv. В трансформаторе, вы¬
полненном по схеме рис. 4.8в
2 я-10~7 (0,8ч-0,9) / А, + А2
"SP' hw V' ' 3 ,
Более подробный конструктивный расчет трансформаторов при¬
веден в работах {11, 14].
55
Глава 5.
РАСЧЕТ КАСКАДОВ
ПРЕДВАРИТЕЛЬНОГО УСИЛЕНИЯ
ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
§ 5 1. СХЕМЫ РЕЗИСТОРНЫХ КАСКАДОВ
В качестве каскадов предварительного усиления звуковой ча¬
стоты наиболее широко .используются резисторные каскады. К их
достоинствам относятся простота конструкции, минимальные раз¬
меры и вес, -невысокая стоимость деталей, .нечувствительность к
воздействию переменного магнитного поля, а также хорошая рав¬
номерность усиления и небольшие фазовые сдвиги в широком диа¬
пазоне частот. 'Последнее обстоятельство является благоприятным
с точки зрения устойчивости при охвате усилителя глубокой об¬
ратной связью.
Коэффициент усиления резисторного каскада должен быть мак¬
симально возможным. При этом следует стремиться к тому, что¬
бы частотные и нелинейные искажения, а также мощность, по¬
требляемая от источника питания, оказались минимальными и не
сказывались на аналогичных показателях всего усилителя. Раз¬
бросы и температурные изменения параметров транзисторов не
.должны приводить к существенным отклонениям характеристик
каскада.
Принципиальная схема резисторного каскада с эмиттерной
стабилизацией изображена на рис. 6.1. На рис. 6.2 приведена по¬
добная схема при питании от источника с заземленным минусом.
•При использовании транзистора типа п-р-п структура схем рис. 5.1
л 5.2 сохраняется, но изменяются на обратные полярности источ¬
ника питания :и электролитических конденсаторов.
Рис. 5.1. Схема резисторного каскада с эмиттерной
стабилизацией
56
Цепочка резисторных каскадов составляет предварительный
усилитель. Коэффициент усиления последнего резисторного каска¬
да может оказаться небольшим, если мало входное сопротивление
(предоконечного каскада усилителя (/?' = 100—1500м), т. е. со¬
противление Rzp, на которое нагружен последний каскад предва-
Рис. 5.2. Схема резисторного каскада с эмиттерной
стабилизацией при питании от источника с зазем¬
ленным минусом
Рис. 5.3. Схема с прямым соединением последнего резисторного каскада
и входа предоконечного каскада усилителя
рительного усиления. В этом случае последний каскад предвари¬
тельного усиления целесообразно связать с предоконечны.м каска¬
дом усилителя не прямо (рис. 5.3), а через эмиттерный повтори¬
тель (рис. 5.4). На рис. 5.3 -и 5.4 Tf — транзистор предоконечного
каскада усилителя, Тр — транзистор последнего каскада предвари¬
тельного усиления, Tef — транзистор эмиттерного повторителя.
Коэффициент усиления усилителя, схема которого изображена
на рис. 5.4, всегда меньше, чем усилителя с таким же числом тран¬
зисторов, но выполненного по схеме рис. 5.3. Различие между ко¬
эффициентами усиления тем меньше, чем меньше входное сопро¬
тивление предоконечного каскада; оно оказывается незначитель¬
ным, если входное сопротивление нредоконечного каскада в три—
пять раз меньше, чем входное сопротивление каскада на транзис-
57
торе Тр. В этом случае усилитель, 'выполненный по схеме рис. 5.4,
обладает следующими достоинствами:
1) схема -содержит меньшее число элементов;
2) эмиттерный повторитель практически не вносит нелинейных
и частотных искажений;
3) делитель напряжения в базовой цепи транзистора Tef по¬
требляет небольшой ток от источника питания.
Рис. 5.4. Схема соединения последнего резисторного каскада со входом пред¬
оконечного каскада усилителя через эмиттерный повторитель
Сопротивления резисторов фильтров в цепи питания обычно
выбираются так, чтобы .на каждом из них терялось примерно 10%
от приложенного справа напряжения. Тогда, в общем случае,
(рис. 5.1)
в Eqc р (5Л)
в усилителе, выполненном по схеме -рис. 5.3,
Е0С = Е., Еов = 0,9 fo — EQCpi EQBp — 0,9 Е0Ср, (5.2)
•в усилителе, выполненном по схеме рис. 5.4,
^ос р = ^oBef = 0*9 £0» Е0Вр= 0,9 Е0Ср. (5.3)
Со входом первого каскада .предварительного усиления источ¬
ник сигнала может быть связан либо через /?С-элементы (рис. 5.5),
Рис. 5.5. Схема входной цепи усилителя с
резистивно-емкостной связью
58
либо через входной трансформатор (рис. 5.6). Входной трансфер^
матор является в общем случае нежелательным элементом: он
увеличивает стоимость, габариты и вес усилителя, а также уровень,
фона. Однако входной трансформатор .позволяет повысить отно¬
шение сигнал/шум и поэтому применяется в высококачественных.
Вис. 5.6. Схема входной цепи усилителя с
трансформаторной связью
усилительных устройствах, работающих от источников сигнала
с внутренним сопротивлением .не более 1-ЬЗкОм. При необходим
мости получения симметричного входа, например при работе от
линии, применение входного трансформатора обязательно.
§ 5.2. РАСЧЕТ РЕЗИСТОРНЫХ КАСКАДОВ
5.2.1. Общие рекомендации
При расчете в первую очередь следует выявить характеристики
последнего каскада предварительного усиления при прямом соеди¬
нении его выхода со входом предоконечного транзистора Tf
(рис. 5.3). Если расчет покажет, что .использование этой схемы
нецелесообразно, то следует рассчитать сначала эмиттерный по¬
вторитель и лишь затем последний каскад .предварительного уси¬
ления (рис. 5.4).
После определения параметров элементов схемы последнего
каскада и особенностей режима транзистора Tf предварительного,
усиления .необходимо найти общее число каскадов предварителы
ного усиления и требования, предъявляемые к используемым .в них
транзисторам. При этом необходимо выбрать схему входной цепи
усилителя (рис. 5.5 и 5.6) и найти параметры входящих в нее
элементов.
5.2.2. Порядок расчета последнего резисторного
каскада
1. Напряжения питания Еоср и Еовр (рис. 5.3 и 5.4) рассчитьь
ваются по ф-лам (5.2) и (5.3).
59
2. Сопротивление Rzp нагрузки, расположенной /правее разде¬
лительного конденсатора Ср, и выходное напряжение t/2pm пред¬
ставляют собой входное сопротивление R'.n и входное напряжение
последующего каскада. (Последняя величина в случае выполнения
схемы по рис. 5.3 равна Ubfm, а при использовании эмиттерного
повторителя — £/ь-от (рис. 6.4).
3. Для расчета -сопротивления RCp используется выражение
которое -получается в результате решения системы ур-ний (5.5) —
(5.9), частично вытекающих из построения на рис. 5.7 (см. § 3.2):
*) Если U2pm меньше чем (0,14-0,2) В, следует принять ^2рт=(0,1-т-
4-0,2) В.
60
Рис. 5.7. Расположение нагрузочных прямых
для постоянного и переменного токов последнего
резисторного каскада
"С/* Е0 Ср (КсР + %Ер) 1с •
(5.5)
(5.6)
(5.7)
(5.8)
(5.9)
-Соображения относительно выбора исходных данных tic min, Ь
и li приводятся в § 3.i2. В данном случае рекомендуется брать
ис min «по 'максимальному пределу, £* — по минимальному, а коэф¬
фициент с — порядка 0,2ч-0,5. Следует иметь в виду, что коэффи¬
циент усиления каскада возрастает с уменьшением 1величины с,
но при этом труднее обеспечить заданное небольшое изменение
тока покоя Ь, потребление тока от источника лштания становится
больше, а 'входное -сопротивление каскада — меньше.
4. Минимальная величина тока покоя равна:
Схема стабилизации тока покоя тем сильнее снижает кпд и
входное сопротивление каскада, чем меньше ток 1^ Опыт пока¬
зал, что с этой точки зрения ток 1'с должен быть не менее
Гс min =1-г-2м'А. [Поэтому если ток Гс, определяемый равенством
(5.6), окажется меньше /'CMIN, то величины Гс, и RCP следует опре¬
делить зано»во:
Другое возможное решение заключается в выборе несколько
-меньшей величины и большей величины напряжения Uzvm, осо¬
бенно при .весьма малом его значении.
5. Амплитудные аначения коллекторного тока и напряжения
равны:
где Ri=RCpR2pl(Rcp + R2p) —сопротивление нагрузки для перемен¬
ного тока.
6. Сопротивление резистора в эмиттерной цепи определяется
по ф-ле (5.6).
7. Выбирается подходящий тип транзистора, удовлетворяющий
условиям (3.8) и (3.11).
8. Для расчета величин h'2V h”2v AU0, Айгь AIc, h2i, А/о, 1с, Уги
ha, Rbp, Rbpu Rbp& /о используются выражения (3.9), (3.12)—(3.15),
(3.17) —(3.19), (3.21), (3.24) — (3.28), причем в <3.26) и (3,27)
Еов заменяется на Е0Вр. Напряжение на коллекторе находится по
формуле
9. Коэффициент усиления каскада и -входное напряжение рав¬
ны соответственно:'
Rep 4~ R%p U* рт
Rep R*p
Е0 С р~~( UC MIN + игрт)
UС ~ Ео Ср [RcP “Ь RЕр) '<Г
Ко U 2pmlUЬрт У 21 Rl* Ubpm
61
10. -Входные сопротивления транзистора и каскада рассчиты¬
ваются так:
Rin « An, R\n = Ап Я*Р/(Ац + #&р).
11. Емкость СЕ находится при помощи соотношений (3.39) —
(3.41).
12. Емкость Ср .находится из условия
где
(5.10>
Обычно принимается G& = — (0,5-М)дБ.
5.2 3. Порядок расчета эмиттерного повторителя
1. В результате расчета предоконечного каскада ('§ 3.2) опре¬
деляются напряжения и токи, относящиеся к точке покоя и обозна¬
чаемые здесь через UCf, Icf, Usf, Ibi, а также сопротивление Re
(рис. 5.8). Если /в/> 1,5-=-2 мА, то резистор связи не требуется и
Iс~Iе == 1 Bj- Сопротивление резистора связи находится из условия
равенства тока покоя 1С величине 1,5-^-2 мА:
Г> ~ UBf + RE !Cf
Кь/ ~ ■■
lC — 1В f
2. Напряжение на коллекторе Uc~EoBf—(Uef+RElcf) входит
в расчет мощности рассеяния на коллекторе
^со макс ~ 1 >-15 Ug Iс>
по величине которой производится выбор подходящего транзис¬
тора и определяется максимальная температура (перехода tjo макс:
{ф-лы (3.9) и (3.10)].
62
Рис. 5.8. Схема включения эмиттерного повторителя
3. Далее определяются крайние и амплитудные значения изме¬
няющихся лашряжений -и токов:
. , UBf МАХ ~~ U Bf
lCO МАХ ~~ lBf МАХ ' Rbf
^Bf uBf MIN
С MIN lBffA\N Rbf
(Подобно тому как показано на р«ис. 3,6 и 3.7, по величинам
*со мах и ic min для uc='Uc на характеристиках транзистора на¬
ходятся 1в мах/ Ijbmin, Ub мах* ив min и
11 __ WB MAX UB MIN Г _ *£ MAX *£ MIN
^2мв 2 * Ьт 2 ’
Ub-Om = Ubm+ [(WB/MAX MIn)^] *
Если уровень усиливаемого сигнала настолько мал, что исполь¬
зование характеристик затруднительно, то расчет ведется анали¬
тическим методом:
Ubm I bmflУ 2Ъ 1Ът ^bfnJ^hl^
^Ь— 0 т = ^Ьт “f" Ubfm*
где
hfm — ( iBf MAX 1Bf MIn)/^*
Ubfm = ( uBf MAX MB/ min)/2. (5.11)
Параметры Л21 <и (/21 находятся по выражениям (3.10) и (3.23).
4. Сопротивления плеч делителя в цепи базы, ib принципе, на¬
ходятся так же, как при расчете предоко.нечного каскада (§ 3.3),
«о входящие .в ф-лу (3.20) .величины AU0, Д/0 и ЯЕ определяются
иначе.
(Предварительно подсчитываются параметры нестабильности и
усилительные параметры транзисторов Tef и Tf. AU0eft At/о в/, At/o/,
А/о/, hnef, hzief, hiif, hzif, затем транзистор Г, объединяется с ре¬
зисторами JRe и Rbf в составной транзистор Г' »по способу, пока¬
занному в табл. 5.1, л. 1. iB этой таблице приведены виды схем
и параметры составных транзисторов, /*21 — усилительный пара¬
метр соответствующего составного транзистора.
В результате объединения получаются следующие соотно¬
шения:
^ __ l^uf + О +
^11 f + Rbf + (1 + ^2if) RE
_ ^21 f Rbf
21,2 H* Rbf + (1 + ^21 f) Re
AU02 = AUq f-f-Re&U0 fy
63
Таблица 51
64
Вид и параметры составного транзистора
Вид и параметры элементов составного
транзистора
A I - Л I I AUofJrREAIof
A 102 — A/oH
Rbf
После этого определяются параметры Ли, Л2ь At/0, А/0 состав¬
ного транзистора, объединяющего транзистор Ti = Tef (с -парамет¬
рами hnfi = hn ej ••• Д/о1 = А/ое/ •••) с транзистором T2=T'f (.с пара¬
метрами Ли,2... Д/02) по формулам, приведенным в табл. 5.1, п. 2.
При расчете Яь по ф-ле (3.25) сопротивление резистора Re,
объединенного ранее -с Tf, принимается равным нулю; .при этом
Ли, Л2ь А£Ль А/о представляют собой параметры составного тран¬
зистора (табл. 5.1, п. 2), а Д/с = А/с/ = /^—/^—изменение кол¬
лекторного тока транзистора 71/.
Для нахождения Rm и /?ьг используются выражения (3.26) и
(3.27), в которых Ub + ReIc в соответствии с рис. 5.8 заменяется
на UB-o= UB + Uef+RElcf, а в случае применения фильтра CfRf
вместо Е0 подставляется E0Bef\ ток 1в относится к транзистс :у Ге/.
5.2.4. Расчет промежуточных каскадов
предварительного усиления
Резисторные каскады предварительного усиления рассчитыва¬
ются последовательно: от каскада, нагруженного на вход послед¬
него каскада предварительного усиления, до -входной цепи усили¬
теля. Расчет промежуточных каскадов ведется в такой же после¬
довательности, как и последнего резисторного каскада.
Число каскадов предварительного усиления выбирается .после
расчета входной цепи из условия, что амплитуда напряжения на
базе транзистора первого каскада Ubim, обеспечивающая задан¬
ное -напряжение на выходе усилителя, не должна превышать
Y 2KinEi (где Кгп—'Коэффициент передачи напряжения входной
цепи). При этом принимается во внимание изменение показателей,
вызванное обратной связью (см. § 7.2).
5.2.5. Расчет входной цепи с резистивно-емкостной
связью
Коэффициент -передачи входной цепи в области средних частот
определяется соотношением
V UЬ\т
у 2 Ех R,-\-Rin
дде R.n — входное сопротивление первого каскада предваритель¬
ного усиления.
Емкость Сi входной цепи находится по формуле
С1 = 1 ?
2nfb{Rl+R[n)\ M2b~ 1
где Мь определяется равенством (5.10).
3- 420 65
5.2.6. Порядок расчета входной цепи
с трансформаторной связью
1. Коэффициент трансформации принимается равным:
где т|*г=*0,6-5-0,7, a R[— сопротивление \R±, пересчитанное во вто¬
ричную обмотку входного трансформатора. С целью .получения
максимальной величины отношения сигнал/шум на выходе усили¬
теля сопротивление обычно выбирается равным 500 Ом.
2. Сопротивления обмоток находятся по формулам: г4 =
=0,5(1—г]tr)Ri, Г2=0,5[(1—т|*г)/г|<г]# [•
3. Индуктивность первичной обмотки трансформатора опреде¬
ляется выражением
Mtrb — коэффициент частотных искажений ([ф-ла (3.38)].
4. -Коэффициент передачи входной цепи в области средних ча¬
стот равен:
5.2.7. Регулировка усиления
В транзисторных* усилителях, так же как и в ламповых, сле¬
дует различать подгонку (до заданной величины) и регулировку
коэффициента усиления. (Подгонка осуществляется в тех случаях,
когда амплитуда напряжения на базе транзистора первого каска¬
да, создаваемая источником сигнала, в полтора—три раза пре¬
вышает величину, необходимую для создания заданного напряже¬
ния на выходе усилителя. Избыток усиления обычно устраняют
путем введения отрицательной обратной связи по сигналу либо
в предоконечном каскаде усилителя, либо в последнем каскаде
предварительного усиления.
Один из способов осуществления -местной отрицательной об¬
ратной связи при помощи Re изображен на рис. 5.9. При этом
66
Reg
2яЛ/л*?Л-1
ts Ubim
AtVi— r_
V2El 4rn* Ri + R'in
коэффициент усиления напряжения усилителя уменьшается в
Fioc раз, где
Ftoc = 1 + ~r~^rL~ (5.12)
Лц -f- к3
глубина местной обратной связи. © ф-ле (5.12) Лц, h21 — парамет¬
ры транзистора, a Ra=R'lRb/(R[+Rb), где R[ — сопротивление це-
Рис. 5.9. Схема использования мест- Рис. 5.10. Схема регулировки усиле-
ной обратной связи по току для ния
устранения избыточного усиления
(Выражение (5.12) используется для нахождения требуемой ве¬
личины Re- Введение Re эквивалентно изменению параметра Нц,
принимающего новое значение й^Ан+'О +h2i)Re, что отражается
и на «величине .входного сопротивления каскада:
^in = K\ Rь1( Ли + Rb)-
Регулировка коэффициента усиления осуществляется в случае,
когда необходимо изменить уровень выходного сигнала. Одна из
распространенных схем регулировки усиления изображена на
рис. 5.10. Особенностью ее является то, что она не изменяет ре¬
жима работы транзисторов и позволяет получить плавное измене¬
ние уровня сигнала .порядка 40 дБ. Потенциометр, регулирующий
усиление, обычно расположен в выходной цепи тра-нзистора пер¬
вого каскада 'предварительного усиления. При этом, как .правило,
шумы, фон и динамический диапазон усилителя не изменяются.
Расчет регуляторов усиления и тембра рассматривается в (11, 17].
§ 5.3. РАСЧЕТ СЛОЖНОЙ СХЕМЫ ТЕРМОСТАБИЛИЗАЦИИ
РЕЖИМА РАБОТЫ ОКОНЕЧНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
5.3.1. Получение расчетных соотношений для схемы
термостабилизации
Работа сложной схемы стабилизации режима оконечных тран¬
зисторов была рассмотрена в § 2.2. Для получения -количествен¬
ных соотношений следует обратиться к эквивалентной схеме
3*
67
(рис. 5.11), в которой транзисторы .представлены двумя автоном¬
ными и одним зависимым генератором в соответствии с рис. 2.4.
Анализ этой схемы позволяет найти глубину гальванической об¬
ратной связи
Рис. 5.11. Эквивалентная схема усилителя, представленного на рис. 2.4:
Л/ср = ^2ip(Д/ор4-А/вр); А/cf=*hzif(Д/о/+А/в/)
Изменение коллекторного тока первого транзистора Л/ср при
отсутствии обратной связи определяется выражением (3.20), ко¬
торое с учетом 'новых обозначений принимает ,вид
д/ - hilp и°р (RbP + ^Ep) A V]
Cp hnp + Rbp + (1 + h2iP) REp
где Rbp — Rbpi RbpARbpi Rbp^)'»
a A'i/op и A/op — параметры нестабильности того же рода, что
ДU0 и А/0 {ф-лы ('3.14) и (3.18)].
Подобным же образом получается выражение для собственно¬
го изменения эмиттерного тока транзистора Tf1):
Д J (1 “b ^2lf) [A Uof + (Ref + ^Ef) ^ ^of]
Е^ hllf + Ref + (1 + ^21 f) REf
Транзистор Tp по отношению к Г/ является генератором тока
с внутренним сопротивлением, равным Rcp. Принимая во внима¬
ние .передачу тока А/ср в эмиттерную цепь транзистора Tf и влия¬
ние обратной связи, находим полное изменение его эмиттерного
тока
*) Как обычно, здесь принимается, что A/E=fl + Wc.
V h2l /
68.
д J 1 ( 0 + ft2lf) Rep A ICp
E^ F0 \ hnf + RCp + (1 + h21f) REj
(1 -j- ^21 f) [A Uof + (RCp -f- ^Ер) ^ 7of]
^11 f + Rep +0+^21 f) &Ef
Заменяя здесь F0 и ДIcP правыми частями равенств (5.13),
(5.14) и полагая, что F0^F0—1 и hup+Rbp+REp~hup+Rbp, по¬
лучим
AIEft = -RT+RRbpi Uu0p + RbpM0p-^±^[AU0f +
Г КЬргКЕ! { p h2i p Rcp
+ (^CP+ ^Ef) Д hf] Qf-\- {Rcp^ ^Ef) Д / 0/]| • (5.15)
Из последнего выражения следует, что пр.и увеличении REp из¬
менение эмиттерного тока транзистора Tf уменьшается. (Путем под¬
бора подходящей величины Rep можно получ.ить требуемую для
стабилизации режима работы оконечных транзисторов величину
^ IEf г
5.3.2. Порядок расчета схемы
Расчет ведется .после того, как определены показатели оконеч¬
ного каскада, в частности, найдено напряжение смещения UB и
выбрано сопротивление Rb2- Порядок расчета следующий:
1. Крайние значения напряжения смещения определяются вы¬
ражениями:
^МШ = ^-2.2(^тах-25о).10-3 ,
^ в max =t/B+2,2(25°-/amm).10-3.
2. Коэффициент Ь, входящий в расчет предоконечного каскада
[ф-ла (3.4)] принимается равным UB мах/^в min. После этого рас¬
считывается режим работы предоконечного каскада (§ 3.2), т. е.
определяются Re=Ref, I'Cf, I"Cfl), а также сопротивление смещения
Rb2 — Uв MIN^Cf
3. Найденное по ф-ле (5.16) Rbi в конечном счете должно полу¬
читься равным величине, выбранной пр,и расчете оконечного кас¬
када. Для достижения этого целесообразно воспользоваться ме¬
тодом последовательных приближений и повторить расчетные
действия, взяв за исходное значение величину Rbi, найденную по
ф-ле (5Л6).
*) Величины, относящиеся к предоконечному транзистору, здесь выделяют¬
ся при помощи дополнительного индекса /.
69
4. Вследствие большой глубины гальванической обратной свя¬
зи изменение коллекторного тока практически пропорционально
изменению температуры, поэтому ток покоя равен:
т г,/ ( ^С/ /Cf) max 25е*)
СГ" ^швх-#вщ|п
входящая сюда максимальная температура перехода рассчиты¬
вается по ф-ле (3.9) или (3.10).
Далее определяются координаты точки покоя и относящиеся
к ней усилительные параметры Ли/, Л21/, а также напряжения
~ REf !СГ (5Л7>
UВ—0 ^ Цц УЕ—о»
обозначенные на рис. 2.4.
5. При расчете режима работы транзистора Тр удобно за¬
даться величиной тока покоя 1ср порядка 1-г-З мА, но не менес^
(2-^3) 1В<\ сопротивление резистора связи, очевидно, нужно взять
равным:
Р _ Е°в ~~ иВ-°
ср~ Icp+IBf
6. Сопротивление делителя напряжения в цепи базы ЯьР до¬
статочно взять в десять -раз большим, чем REf. Падение напря¬
жения на Rep для начала можно принять равным UBp и найти
в первом приближении Rev~%UbvIIcp- Зная величины lBp, UBp и
иЕ-о, по формулам, аналогичным 1(3.26) и (3.27), рассчитывают¬
ся сопротивления плеч делителя:
Р Rbp Ue—о
bP1 Rbp IСр + UBp + %Ер JCp
Е) Rbpi • Rb
bpi~R^Rb'
7. По известной разности токов покоя AIEft~AIcf = I ”Cf—I'Cf
из выражения (5Л5) определяется сопротивление REp, после че¬
го УТОЧНЯЮТСЯ ВеЛИЧИНЫ Rbpl, Rbp2-
8. Расчет резисторного каскада здесь имеет ту особенность,
что в цепи базы транзистора Tf отсутствуют разделительный кон¬
денсатор и делитель напряжения. Сопротивление Rm, являющее¬
ся частью REf и элементом цепи обратной связи по сигналу, при¬
водит обычно к небольшому ослаблению коэффициента передачи
петли гальванической обратной связи и напряжения UE-<ь что
можно учесть следующим образом: напряжение UE-о, найденное
по ф-ле (5.17), умножается на (REf—Rb2,)!Reu после чего опреде¬
ляются новые значения Rbpi, Rbpi и REp.
9. Расчет сопротивлений RBi и Rm ведется по методу, описан¬
ному в § 7.1, при замене в расчетных формулах индекса k на f,
70
10. Емкости разделительного и блокировочного конденсаторов
Св1 и СВ2 рассчитывают, исходя из выбранного уровня частотных
д
искажений сквозного коэффициента усиления Gb&=—(0,25ч-
4-0,5) дБ и сокращая возможно большее число множителей вида
I + (l/foC/?) в числителе и знаменателе функции передачи петли
обратной связи:
Ki = KtB. (5.18)
Имея в виду, что в данном случае B«Zb2/iZbi и
К, = —hn f , (5.19)
[^11 f + Rep + (1 + h2if) Zg2] Ubfm
где ZBj = RBl-f-(1/icoC^i); ^ В2~^В2~
io)Cc
B2 + i © CB2 (REf — Rb2)
my расчетному com
С
приходим к следующему расчетному соотношению:
1
'Б2 2nfbReqVM2Bb-\
в котором
_ (REf ~ RВ$) [^11 f + ^СР + С1 + h2if) %В2\
eq huf + Rep + (1 + ^21 f) %Ef
—0,05 бдь
MBb=\0
и, далее,
С = °B2 RjB2 ^ ~ Rb2^ (5 20)
p p *
KB\
71
Глава 6.
РАСЧЕТ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
§6.1. СХЕМЫ БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕН
6.1.1. Усилитель с параллельным возбуждением
однофазным напряжением одиночных оконечных
транзисторов
Из существующих видов усилителей с бестрансформаторным
двухтактным выходом наиболее часто используются схемы с па¬
раллельным возбуждением однофазным напряжением одиночных
и составных оконечных транзисторов.
Усилители первого рода, известные под названием схем с до¬
полнительной симметрией (рис. 6.1), удобны при небольшой вы-
Рис. 6 1, Схема бестра*нсфор моторного усилителя с параллельным возбужде¬
нием однофазным напряженном одиночных оконечных транзисторов Т' ч
Г', рекомендуемая при i'B МАХ < 1'в мах
ходной мощности Pi = P2, обычно не превышающей 0,3-f-1 Вт
Оконечный каскад, содержащий транзисторы с^ р-п-р и п-р-п
структурами, возбуждается резисторным каскадом на транзисторе
ТВ отличие от обычного резисторного каскада, здесь использует¬
ся непосредственная связь с последующими транзисторами, при
которой вместо двух резисторов связи (Rc и Rb) присутствует
л,ишь один. По переменному току резистор связи подключен к
промежутку база-эмиттер оконечных транзисторов1) и, находясь
под низким напряжением сигнала, потребляет небольшой пере¬
*) Небольшим сопротивлением диода D здесь можно пренебречь.
72
менный ток. Если верхний вывод Rcf присоединить к зажиму
—£о, то этот резистор окажется под напряжением сигнала, сущест¬
вующим на промежутке коллектор-база, и будет потреблять зна¬
чительно больший ток (переменный), что не позволит полностью
возбудить оконечные транзисторы, т. е. обеспечить их работу с
зысоким кпд.
Ток покоя транзистора Tf, проходя через диод D, создает на
нем небольшое падение напряжения, которое равно суммарному
напряжению смещения U'B+U"B оконечных транзисторов, рабо¬
тающих в режиме В. Между транзисторами Тр и Tf резисторных
каскадов обычно применяется непосредственная связь и исполь¬
зуется лишь один элемент межкаскадной связи — в данной схеме
резистор Rcp. Схема сохраняет работоспособность и при отсутствии
RCp> но тогда коллекторный ток транзистора Тр (равный току базы
транзистора Tf) оказывается очень малым, что может привести к
ухудшению стабильности его режима и усилительных свойств.
С целью стабилизации постоянного напряжения между точка¬
ми г и О, которое должно поддерживаться близким к 0,5 Е0, ис¬
пользуется гальваническая обратная связь Н-типа (т. е. последо¬
вательная по напряжению), охватывающая здесь три каскада
(иногда два каскада); ее элементом является резистор RB1. Ста¬
билизации этого напряжения способствует и местная обратная
связь Z-типа (последовательная по току), осуществляемая при
помощи резистора Rei. Стабилизация тока покоя оконеч,ных тран¬
зисторов достигается при помощи диода D, сопротивление кото¬
рого и, следовательно, падение напряжения смещения на нем
уменьшаются при повышении температуры.
Снижение фона (при питании от выпрямителя) и уменьшение
частотных и нелинейных искажений, а также выходного сопротив¬
ления достигается введением обратной связи по переменному то¬
ку также Н-типа; к ее элементам относятся RBь Rb2 и Св2-
При питании усилителя от источника с заземленным минусом
схема сохраняет свое построение, но вместо транзисторов с п-р-п
структурой берутся транзисторы с р-п-р структурой и т. д. В слу¬
чае необходимости присоединения одного вывода нагрузки к об¬
щему проводу следует взять транзисторы Тр и Tf иной структу¬
ры, присоединив нижние выводы от Свг, Rcp, Re/ и CEf к шине
—Е0. Такая схема более выгодна, если при равных размахах кол¬
лекторного тока транзисторов Т' и Т" размах базового тока i'BMAX
оказывается больше ^МАХ-
6.1.2. Усилитель с параллельным возбуждением
однофазным напряжением составных оконечных
транзисторов
При большой выходной мощности (Р/>0,3-М Вт) не удается
подобрать пару близких по параметрам и характеристикам тран¬
зисторов с■ р-п-р ,и п-р-п структурой. В таких случаях оконечные
73
транзисторы берутся одного и того же типа, а между однотакт-
ным каскадом предварительного усиления, который мы назовем
предоконечным, и оконечиыми транзисторами располагается фазо¬
инверсный каскад. В таком усилителе оконечный и расположен-
Рис. 6.2. Схема бестрансформаторного усилителя с параллельным возбужде¬
нием однофазным напряжением составных оконечных транзисторов Тj — Т2
и Т\ — Т2, рекомендуемая при ^ вМАХ</дМАХ; U2=r\U cm IV 2
ный перед ним транзистор образуют составную (оконечную) схе¬
му, иначе, составной транзистор, как показано на рис. 6.2.
К составным транзисторам схемы рис. 6.2 относятся T'v Т2
и Гр Т\. Дополнительные резисторы Rb (и Re не являются прин¬
ципиально необходимыми элементами, однако они позволяют
улучшить стабилизацию режима, снизить нелинейные искажения
и расширить полосу пропускаемых частот. Транзисторы Т[ и Т‘2У
образующие двойной эмиттерный повторитель, эквивалентны одно¬
му транзистору типа р-п-р, включенному по схеме ОК и располо¬
женному так же, как и транзистор Т' в схеме рис. 6.1. Транзис¬
торы же Т\ и Т"2 составляют усилитель, содержащий два каскада
ОЭ со 100-процентной отрицательной обратной связью Н-типа, ко¬
торый, не усиливая напряжение сигнала и не изменяя его 'поляр¬
ность, обладает высоким входным и малым выходным сопротив¬
лениями, что характерно для эмиттерного повторителя. Поскольк\
составной транзистор на Т[ и Т”2 открывается напряжением по¬
ложительной полярности (транзисторы Т[ и Т'2, Т\ и Г” рабо¬
тают в режиме В), то он эквивалентен транзистору п-р-п и в дан¬
ном «усилителе расположен подобно Т" на рис. 6.1.
В рассматриваемой схеме «привязка» одного из выводов ре¬
зистора связи RCf к выходному зажиму е осуществлена другим
74
юсобом — через конденсатор фильтра С/, что обеспечивает ра-
этоспособность схемы при любой большой величине сопротивле-
ия нагрузки, вплоть до режима холостого хода (R2 = °°).
Разумеется, при выполнении оконечной схемы на составных
ранзисторах «привязка» вывода от RCf к точке е возможна также
по способу, показанному на рис. 6Л, а способ использования
ультра применим и к схеме на одиночных оконечных транзи-
торах.
В усилителе, изображенном на рис. 6.2, конденсатора для этой
се цели недостаточно, необходим еще и резистор Rf, который
о переменному току (через Cf, Ср и источник пита-
ия) оказывается присоединенным параллельно полезной на-
рузке R2; это обстоятельство следует принять во внимание
ри выборе величины Rf; практически целесообразно взять
Rf >(30+50) R*. (6.1)
Вместе с тем Rf должно быть заметно меньше Rcf для того, чтобы
беспечить требуемый режим работы транзистора Tf по постоян-
юму току; с этой точки зрения достаточно удовлетворить усло-
;ию /?/< (0,054-0,1) Rcf.
В отличие от усилителя рис. 6.1, здесь обратная связь Y-типа
ю постоянному и переменному токам (параллельная по напряже-
1ию) охватывает два каскада (составную схему следует рассмат-
)ивать как один каскад); ее элементом является резистор Rbfi,
трименение резистора /?ь/2 необязательно. При соответствующем
изменении построения схемы обратная связь может охватывать
л три каскада, как показано на рис. 6.1.
Для стабилизации тока покоя составных транзисторов в по¬
добных случаях также обычно используется диод D. Если глуби¬
на обратной связи (по переменному току) недостаточна, то мож¬
но добавить еще одну петлю обратной связи, охватив большее
число каскадов.
§ 6.2 ВИДЫ И ОСНОВНЫЕ СВОЙСТВА СОСТАВНЫХ
ТРАНЗИСТОРОВ
К составным транзисторам удобно отнести не только схемы,
содержащие каскадно соединенные транзисторы с непосредствен¬
ной связью, но также и комбинации транзистора и резисторов,
включенных в цепь базы и эмиттера. С точки зрения усилитель¬
ных свойств, влияния дестабилизирующих факторов и, в извест¬
ной мере, частотных свойств составную схему можно заменить од¬
ним эквивалентным транзистором. Так, комбинация транзистора
и резистора Re, находящегося в эмиттерной цепи, эквивалентна
транзистору с измененным параметром Ли, принимающим значе¬
ние hu+i(\l+h2i)RE при неизменном h21. Подключение резистора
Rb параллельно промежутку база-эмиттер эквивалентно шунтиро¬
ванию сопротивления Ли сопротивлением Rb и умножению h2\ на
75
коэффициент передачи тока, равный Rbl (hn + Rb), как показано в
табл. 5.1, где приводятся значения эквивалентных параметров так¬
же и двухтранзисторных составных схем; к этим параметрам, кро¬
ме величин, определяющих усилительные свойства (ha, h2\), от¬
несены параметры нестабильности Д£Ль Д/о (см. § 3.3), а для схе¬
мы в табл. 5.1, п. 1—еще и частоты среза по параметрам Л21 и
У21* Т. е. //}21 И fy2l.
§6 3. РАСЧЕТ БЕСТРАНСФОРМАТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ
С ОДИНОЧНЫМИ ТРАНЗИСТОРАМИ В ОКОНЕЧНОЙ СХЕМЕ
6.3.1. Порядок расчета режима работы оконечных
транзисторов
Расчет в основном ведется по методике, изложенной в § 2.4,
при замене Е0 на 0,5 Е0 на рис. 2.5 .и в выражениях (2.6), (2.7),
(2.9). Надо принять во внимание, что сопротивление внешней на¬
грузки R2 равно сопротивлению нагрузки усилительного элемен¬
та Riy которое в данном случае связано с выходной мощностью
P2 = Pi и напряжением источника питания Е0 соотношением
Рг=(0,5£0-«См.ы)2/2^- (б-2>
При расчете выполняются следующие действия:
'1. По ф-ле (6.2) определяется Е0 или Ri. Напряжение отсечки
tic min (рис. 6.3) рекомендуется выбирать б пределах 1 -=-3 В (наи¬
большее значение берется при £0 = 20-^30 В).
2. Рассчитываются величины:
= (£o/2)-«cmin, (6.3)
*СО MAX = ^cm/Rl > (6-4)
76
Рис. 6.3. Диаграмма режима работы оконечного
транзистора (V или Т") в усилителе, изображен¬
ном на рис 6.1
(произведение 0,5 UC7JCo мах должно быть .равно Л),
исо мах ~ (6.5)
PCOMAX = Zy*«2Rl- (6.6)
3. По величинам иСо мах и РСо мах выбираются подходящие
транзисторы р-п-р и п-р-п структур, близкие по параметрам Агь
/сво и /т-
4. Расчеты величин /в max, i*B, ив max, и*в, UB, Ic ведутся с
использованием диаграммы режима работы (рис. 6.3), характе¬
ристик iB=f(uB) (для ис = 5В) и ic=f(uB), представленных на
рис. 6.4, и в табл. 2.2. Эти расчеты выполняются раздельно для
транзисторов Т' и Т" что должно быть отражено .в обозначениях
несовпадающих величин О^мах’ *ямах’ *в и т* д*)* Попутно
уточняются величины коллекторных токов покоя с учетом того,
что в результате последовательного включения (питания) тран¬
зисторов они физически оказываются равными; при ГсфГс сле¬
дует принять
'с = ('с+'с)/2- М
Вместе с тем ток покоя практически не должен превышать
10% пикового значения /сомах.
Рис. 6.4. Построения, используемые при нахождении величин ив мах, и*в
У В, Ubm, U em> ^с> /в> Ьи=&ив/&1в И #21=Л1’с/ЛИ£
5, После уточнения величин равных между собой токов покоя
Гс и Гс определяются остальные координаты точек покоя: U'B,
77
(/;, Гв и Гв, а также амплитудные значения напряжения сиг-
Выбран-ные транзисторы Т' и Т" можно окончательно считать
подходящими, если токи *дМАХ, *вмах и соответственно напряже¬
ния U'bm, U”bm отличаются не более чем в два-три раза.
6. Из построений на р;ис. 6.4 определяются размахи напряже¬
ния входного сигнала для половинных значений выходного тока
(0,5 ic,o мах). Ввиду различия их следует обозначить через U'*m
7. В заключение рассчитываются усилительные параметры
транзисторов Т' и Т" для слабого сигнала: h\v ti[v y'2V у*2Х по
наклону соответствующих касательных (рис. 6.4) и h'2v h\x по
формулам: h'ai=h’n у2{к h"2l = А', у”п.
6.3.2. Обоснование расчета режима работы
предоконечного транзистора Г/
В .рабочих условиях ток покоя коллектора и коллекторное на¬
пряжение из-за колебаний температуры и разброса параметров
подвержены изменению от Гс^ до Гс^ и от U 'Cf до UmCfi как пока¬
зано на рис. 6.5. Ё динамическом режиме при возрастании тока
до
нала:
(6.8)
(6.9)
Рис. 6.5 Расположение точек С' и В", опре¬
деляющих крайние мгновенные значения кол¬
лекторного тока и напряжения предоконечно¬
го транзистора Tf
78
напряжение падает до величины
UCf MIN = UCf Уcfm М> (®в ^ ^
где (в мах м> Иьтм и UCfmM являются показателями режима вход¬
ной и выходной цепей того из оконечных транзисторов, для которо¬
го пиковое значение базового тока оказывается наибольшим, при¬
чем
U„.„ = Utm№+U<m. (6.12)
В другом крайнем положении, когда ток уменьшается на величи¬
ну
I с/т = га МАХ + > (6.13)
напряжение возрастает на
Ucfm = Ubm + Ucm, (6.14)
где Ubm относится к оконечному транзистору с наименьшим раз¬
махом тока базы, равным iB мах.
Во избежание заметного повышения уровня нелинейных иска¬
жений необходимо ограничить минимальное значение тока, выби¬
рая коэффициент использования тока
t fcfm ‘в МАХ + (Ubm/Ref)
h/ = -p—= J. (6.15)
1Cf ‘Cf
в пределах 0,854-0,95, так как 'при меньшем значении возрастает
потребление тока от источника питания, а при большем — уро¬
вень нелинейных искажений.
Сопротивление нагрузки постоянному току, как следует из
рис. 6Л, равно:
RL = RCf+ REf-{- Ri, (6.16)
иначе
RL = mRcf+Ri, (6.17)
где
т=1 + (Я£/Яс/). <6Л8>
Для составления недостающих уравнений относительно рас-
считываемых величин RCf, I'Cf и примем .во внимание, что
U'crE0~RLrcf, (6.19)
и введем коэффициент изменения тока покоя
b = rcflIcr (6.20)
Выражения (6.8), (6.9), (6.12) и (6.14) — (6Л7) позволяют по¬
лучить относительно RCf квадратное уравнение со следующим
приближенным решением (приближение основано на том, что
79
Rb^Rb a m близко к единице):
ft ~ ^ tf [Eo ~~ ( uCf MIN + Ucm -b ubm M)] — b(m Ubm + Rj l в MAx) ^g 2\j
Cf bmiBtA\X
По найденной величине RCf определяются токи покоя и соп¬
ротивление Ret:
r _ Ubm + Ref lB MAX /а 0ОЧ
УС/ " ItfRcf ' ( '
гсГьгсг (6-23)
RBf = (m-\)Ref. (6.24)
6.3.3. Порядок расчета режима работы
предоконечного транзистора
'1. Выбирается вариант схемного построения усилителя в за¬
висимости от того, какой из токов *дМАх и *дМАх больше (рис. 6Л),
какова полярность источника питания и к какому зажиму (—Е0
или +£о) должен быть присоединен вывод от нагрузки Ri (см.
6.1.1).
2. Выбираются следующие значения .величин: uCfmin = 0,7-t
-М,5 В, ^/ = 0,85-f*0,95, &=il,05-Hl,l, m=Ujl-=-1,2. При выборе сле¬
дует исходить из того, что при больших значениях uCf min и т
и меньших значениях £*/ и Ь увеличивается ток покоя /с/, снижа¬
ется уровень нелинейных искажений и улучшается стабильность
режима транзистора Ть а это способствует получению большей
мощности от оконечных транзисторов, что особенно важно при не¬
высоком питающем напряжении.
3. Рассчитываются Rс/, I'Cff /* , , REf и RL по ф-лам (6.21) —
(6.24) и (6Л6).
4. Находятся максимальная мощность рассеяния на коллек¬
торе
Рсстх^аЧ, <6И>
и крайние значения температуры перехода tjomах [по ф-лам (3.9)
или (ЗЛО)] и
min ~ о max max min • (6.26)
Напряжение U'Cf рассчитывается по выражению
UcrE,-RLlcr (6.27)
5. По величинам иСо мах~Ео и РСо мах выбирается подходя¬
щий тип транзистора ранее намеченной структуры.
Для получения достаточно высокого входного сопротивления
рредоконечного каскада (с учетом влияния параллельной обрат¬
ной связи) важно, чтобы обратный ток коллектора /сво/ тран¬
зистора Tf был по возможности мал, тогда сопротивления Rbpi и
80
RbP2 получатся большими. Поэтому желательно использовать та¬
кой экземпляр транзистора Tf, ток 1сво / которого меньше номи¬
нального в пять—десять раз, что надо принять во внимание при
расчете стабильности его режима.
Рис. 6.6. Диаграмма режима работы транзистора 7\ пред-
околечного каскада усилителей, выполненных по схемам
р,ис. 6.1 и 6.2
6. Ток покоя при комнатной температуре
(Р 0 (25 tj mjri)
'с, rCf
1 +
2 tj о max tj mi-n 25
7. По диаграмме режима работы (рис. 6.6) определяются мгно¬
венные значения базового тока iBf max, i*BfM , /в/, i*Bf, iBf min, от¬
носящиеся к характеристикам транзистора Tf, проходящим через
точки В, В*, А, С*, С1). В этих точках пересекаются линии, от¬
вечающие крайним и средним уровням коллекторного напряже¬
ния и тока. Предварительно рассчитываются величины:
^«=^»+о,5у„ и;1т^и-ш+о,ъит,
*,=u+Vi, ai;fm=>;+
а также UcfmM> Ucfm> IcfmM и 1cfm по ф-лам (6.12), ('6.14), (6.10)
и (6.13).
Линии ВВ*А и АС*С не обязательно должны быть прямыми.
81
8. По характеристике iBf=\f(uBf) транзистора Tf для uCf = 5В
(см. рис. 6.7) и известных значений iBf мах, *в/м, /в/, i*Bf* hf min
определяются напряжения на базе uBf max, u*BfM' UBf> uBf>
uBf min. Мгновенные значения тока и напряжения в цепи базы ис¬
пользуются дальше для расчета коэффициента гармоник и глу¬
бины обратной связи.
Рис. 6.7. .Построения, используемые для определения
напряжений uBjlAW...uBf мах и параметра
hnf = AuBf/MBf
9. В точке покоя А (рис. 6.6 и 6.7) определяются параметры
для слабого сигнала Ли/ и
f = AiCfl ( *BfM *Bf)e (6.28)
§ 6.4. РАСЧЕТ БЕСТРАНСФОРМАТОРНОГО УСИЛИТЕЛЯ
С СОСТАВНЫМИ ТРАНЗИСТОРАМИ В ОКОНЕЧНОЙ СХЕМЕ
6.4.1. Порядок расчета режима работы оконечной
схемы на составных транзисторах
Начало расчета аналогично началу расчета в предыдущем па¬
раграфе. Основная особенность заключается в том, что часть вы¬
ходной мощности, получаемой от транзисторов Т2 и Т2, теряет¬
ся в резисторах ЯЕ, поэтому здесь Pi = P2/r\ и
Ri — /?2 ”Ь RE — (6.29)
где x]=R2/(R2 + Re) представляет собой кпд оконечных транзисто¬
ров, выбираемый в пределах r) = 0,8-i-0,9.
82
1. Расчет (выбор) величин Е0 и Ri выполняется пр.и помощи
выражения (,6.2) и несколько большей величине напряжения от¬
сечки порядка 2-г-ЗВ.
2. Этот этап расчета ведется по формулам, аналогичным ф-лам
(6.3) — (6.6), с заменой обозначений Ucm на Ucmг, ico мах на
ico 2*мах и Рсо мах на Рсо 2 мах.
3. По величинам иСо 2 мах, Рсо 2 мах выбирается подходящий
тип транзистора и решается вопрос о необходимости применения
радиаторов; попутно выявляется требуемая величина теплового
сопротивления Rth са (см. § 2.3).
4. Дальнейшие расчеты ведутся в таком же порядке (см.
6.3.1), как и в пп. 4—7 расчета режима оконечных транзисторов
с заменой обозначений величин, относящихся к транзисторам Т2
и Т\ одного и того же типа. В результате этих расчетов опреде¬
ляются iB2 MAX, i*B2> WB2MAX, U*B2, Ub2> IС2 (ДОЛЖНО бЫТЬ 1С2^
2^0,1 ico 2 max), IB2, Ublm, U*b2m> ^11,2, #21,2 И /*21,2,* ВеЛИЧИНЫ i *R2 ,
и*в2 и U*b2m = u*B2—Uвг относятся к уровню выходного сигнала, со¬
ставляющему 50% от номинального (точка В на рис. 6.3 и 6.4).
5. Сопротивление резистора RE находится из равенства (6.29)
RB = [(Vr\)-l]R2=Ri-R2.
6. Сопротивление резистора Rb выбирается таким, чтобы вход¬
ной ток увеличился >не более чем в полтора—три раза:
р > Ub2m ico 21ААХ
(0,5-г-2) 1В 2Мах
При меньшем значении Rb улучшается стабильность режима рабо¬
ты, но усложняются требования, предъявляемые к предшествую¬
щим транзисторам.
7. По методу п. 7 в 6.3Л определяются параметры йц,2 и /121,2
для слабого сигнала транзисторов Г', Т2.
8. Для выбора транзисторов Т\ и Т\ определяются:
размах коллекторного тока
*СО 1 МАХ ~ *52 МАХ
+ (Utem + RE
*СО 2МАхУ^>»
амплитуда коллекторного напряжения
Uelm = UЬ2т Uс2т
и максимальная мощность рассеяния на коллекторе
Л?0 1 МАХ = Е1 1СО 1 МАХ^ 71,2 Ucl т• (6.30)
По величинам исо 1 мах~£о и Рсо i мах выбираются подходящие
транзисторы р-п-р и п-р-п структур, близкие по параметрам /г2ь
1сво и /т; при значительной величине выходной мощности (Я2>
>10-4-30 Вт) может возникнуть необходимость применения ра¬
диаторов, рассчитываемых по методике, описанной в работе [9].
83
9. Далее определяются мгновенные значения тока и напряже¬
ния, относящиеся к 50-процентному и номинальному уровням сиг¬
нала, и координаты точки покоя.
Транзисторы Т[ и Т\ имеют равные токи ico imax, i*cl и Icu
Последние два показателя рассчитываются по выражениям:
1С\ = *£2 Ь2пг “Ь *С0 2 МАхУ^>] »
Ал = 1В2+ [(ив2+ %е IC2)/Rb]-
Мгновенные и исходные (в точке покоя А) значения базовых
токов и напряжений находятся раздельно для транзисторов Т\
и Т\ по диаграмме режима работы (рис. 6.8) и статической ха¬
рактеристике iB=tf(tiB), представленной на рис. 6.4а, с добавле-
Рис. 6.8. Диаграмма режима работы транзистора
Т1 (Т j или Т j) в схеме усилителя, представлен¬
ной на рис. 6.2
нием к величинам i и и индекса il. Амплитудные значения, в об-
щем случае не равные друг другу, рассчитываются по выраже¬
ниям:
^blm ^ UB\ MAX U BV УЬ\т = UB 1 МАХ ^В 1»
UЫт ~ит VBV ^\\m~UB\ ^BV
Выбранные транзисторы Т[ 1и Т"х можно окончательно счи¬
тать подходящими, если токи ^1МАХ, *’bimax и соответственно на¬
пряжения U'blm, и*ьш отличаются не более чем в два-три раза.
10. В заключение определяются в точках покоя параметры
h'u г ^21 р «и 1 и К\ 1 для слабого сигнала транзисторов Т\ и Т\
(см. п. 7 в 6.3.1).
84
6.4.2. Порядок расчета режима работы
предоконечного транзистора
Обоснования этого расчета несколько отличаются (см. 6.3.2)
от обоснований аналогичного расчета для одиночных транзисто¬
ров. Вместо равенств (6.16) — (6.18) используются следующие соот¬
ношения между сопротивлениями:
RL = RCf^~ Rf' RL = m Ref»
'я=1+[(*я,+*/)/ед (6-3i>
при этом относительно RCf получается уравнение первой степени.
Следующие действия выполняются различно в зависимости от
соотношения между найденными размахами базового тока *”B1MAX
и Г^1МАХ транзисторов Т\и Т\.
1-й вариант расчета (i'вилАХ < *bimax) • ® этом варианте более
выгоден выбор транзистора Г/ с р-п-р структурой, чему соответ¬
ствует рис. 6.2.
1. Так же, как в п. 2 соответствующего расчета для одиноч¬
ных транзисторов (см. 6.3.3), следует задаться величинами:
uCf min = 0,7-г-1,5 В, ^/ = 0,85^-0,95, 6=1,05-М,1 [ф-ла (6.20)] и
m=il,l-M,2.
2. Рассчитываются сопротивления RCf, Res* Rf> Rl и токи по-
коя IСр ICj.
п _ ^ [^° “ ( UCf MIN + 1 т+Л Uc2m)]—bm Ь\т+^Ь2т+^Е 1СО 2 МАх)
KCf “
bmi В1 МАХ
яч=*/=нгЧ,|,; ^=тКч-
j* 1 [ *' I ^Ь\т + ^Ъчт + #£ 1сО 2 МАХ
Cf~ ltf \1* »МАХ+ Ref
1Cf =bICf>
где rj, UЬ2т> Uc2m, Re, ico2 max величины, относящиеся к выходным
транзисторам Т'2 и Г”.
3. Расчетные действия совпадают с описанными в пп. 4—6 со¬
ответствующего расчета для одиночных предоконечных транзи¬
сторов (6.3.3).
’4. По диаграмме режима работы предоконечного транзистора
Tf (рис. 6.6), на которой проводится нагрузочная прямая для по¬
стоянного тока (Rl), находятся мгновенные значения базового
тока /в/мах, V Соответствующие статические ха¬
рактеристики проходят через точки В, В*, А, С*, С, в которых пе¬
*) При выборе величины R, следует принять во внимание условия (6.1) и
(6.31), что может привести к изменению ранее выбранного значения т.
35
ресекаются горизонтали и вертикали, отвечающие крайним и сред¬
ним (50-процентным) уровням выходного сигнала (см. пп. 2 и 4
в 6.4Л и рис. 6.4):
6. По статической характеристике iBf=>f(uBf) для иС; = 5В
(рис. 6.7) находятся пять значений напряжения на базе: uBf мах,
UBfM’ U*Bf И UBf MIN-
7. В точке покоя А определяются параметры для слабого сиг¬
нала huf и Л21/ [рис. 6.6, 6.7 и ф-ла (6.28)] и напряжение сигнала
на базе транзистора Г/
2-й вариант расчета (i'B , МАх >iв \ мах ) * Выбирается транзистор
Tf с п-р-п структурой. Нижние выводы от Rbfz, Rej и CEj (рис. 6.2)
присоединяются к шине — Е0, верхний вывод от Rf — к общему
проводу (т. е. к +£о).
1. Выполняемые действия совпадают с 1-м вариантом.
2. Рассчитываются сопротивления RCf, Res, Rf> Rl и токи по¬
коя rCf, I cf. Здесь
uCf MIN + ublm + ubim + *CQ2 IAAX^ ^nm) ] — bm Vb[m
остальные величины рассчитываются так же, как и в 1-м вари¬
анте.
3. Расчетные действия совпадают с действиями, описанными
в пп. 4, 5, 6 расчета режима работы предоконечного одиночного
транзистора (6.3.3).
(6.33)
(6.32)
bmiB 1 MAX
И ^Cf I *B1MAX~^ (^Im^c/)]i
4. Расчет ведется так же, как в 1-м варианте, за исключением
величин IcfmM •.. UCfm, которые здесь определяются иначе:
» _ | I т +Ub2m-\-Re ‘со 2 МАХ
cfm М~1В\ МАХ ' д »
»• — I ^Ь\т + ^Ь2т + 0»5 &Е *СО 2 МАХ
i*fmM-lB\'T Ref
1cfm Р' bXml^cf) » I cfm ^ 1 AfAX
U'fmM = U'blm + + *1 ^ + 0,5 T] U^m,
" y;»+0,5 4 tu. «rf. = +л Уд».
Дальнейший расчет выполняется по 1-му варианту.
§ 6.5. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СТАБИЛИЗАЦИИ РЕЖИМА
УСИЛИТЕЛЯ
6.5.1. Выбор системы стабилизации
В бестрансформаторных усилителях должны применяться две
системы стабилизации. Одна, основанная на использовании галь¬
ванической обратной связи, предназначена для поддержания рав¬
номерного распределения питающего напряжения между оконеч¬
ными транзисторами и стабилизации тока покоя предоконечного
транзистора, а иногда еще и транзистора предшествующего кас¬
када предварительного усиления. Другая, предназначенная для
стабилизации тока покоя оконечных транзисторов, основана на
использовании известного способа термокомпенсации при помощи
терморезисторов (рис. 6.1) или, чаще, полупроводниковых диодов.
Гальваническая обратная связь обычно охватывает два или
три последних каскада усилителя1). При охвате двух каскадов
не требуется блокировочный конденсатор большой емкости (как
Св2 в схеме рис. 6.1), но обратная связь может оказаться недо¬
статочно глубокой для получения требуемой стабильности режи¬
ма работы. Более глубокая обратная связь получается при пода¬
че на базу транзистора Г/ напряжения смещения при помощи де¬
лителя напряжения Rbf\Rbf2 (рис. 6.1) и, особенно, при уменьше¬
нии сопротивлений плеч делителя. Но здесь надо считаться с тем,,
что низкоомный делитель потребляет большой ток, увеличивающий
ток покоя одного из оконечных транзисторов.
Естественно, что заметная асимметрия плеч по току приводит
к росту нелинейных искажений. Практически такого рода схема
*) Фазоикверсный и оконечный каскады, транзисторы которых объединяют¬
ся (раздельно по плечам) в составные схемы, приравниваются одному каска¬
ду на составных транзисторах с параметрами, определяемыми по табл. 5.1,.
пп. 2, 3.
87
стабилизации удобна для усилителя, выполненного на составных
транзисторах (рис. 6.2), так как ток, потребляемый делителем в
цепи базы маломощного транзистора Tf, достаточный для получе¬
ния требуемой стабилизации режима, во много раз меньше тока
покоя мощных оконечных транзисторов.
Для маломощного усилителя с оконечной схемой на одиноч¬
ных транзисторах предпочтительнее вариант с охватом гальвани¬
ческой обратной .связью трех каскадов (рис. 6Л). Лучшая ста¬
бильность режима работы транзисторов Тр и Tf здесь достигает¬
ся при введении в схему резистора связи Rcp, при отсутствии ко¬
торого ток покоя транзистора Тр становится очень малым, рези¬
стор REf практически не создает стабилизирующего действия. Ве¬
личину сопротивления Rcp можно выбрать, исходя из усло.вия
Я
ср
(6.34)
(2-4) IBf К }
Намеченный ранее режим работы транзистора Т} будет выдер¬
жан при токе покоя транзистора Тр, равном:
^Ср 1 Bf [ [UBf + ^Ef ^CfV^cp\ • (6.35)
Резистор обратной связи Rdi представляет дополнительную
нагрузку для выходной цепи усилителя, и поэтому его сопротив¬
ление должно удовлетворять условию
RBl ^ (20—100)/?,. (6.36)
Напряжение на коллекторе транзистора Тр, как видно на схе¬
ме усилителя (рис' 6.1), равно:
UCp = E0/2~(RcP + Rm) ICp + RePIBr (6.37)
Для нахождения перекоса по напряжению питания оконечных
транзисторов A£o входящие в схему усилителя транзисторы за¬
меняются эквивалентной цепью по рис. 6.3.
Рис. 6.9. Эквивалентная схема усилителя с гальванической обратной
связью, охватывающей три каскада (рис. 6.1), используемая для опре¬
деления Д£о, А/ср и А/с/;А/Ср = ^2ip(A/Bp+ klop)\ h2\ (^Cf +
+’ Mof)
£8
Объединяя для упрощения расчетных выражений резисторы
RcP и REj с транзистором Г/ в составной транзистор Т* (табл.
5.1, п. 1) и включенные параллельно (по входному сопротивле¬
нию) транзисторы Т' и Т" в один транзистор Т°, приходим к эк¬
вивалентной схеме усилителя, представленной на рис. 6.9, для
которой:
(6.38>
(6.39)
(6.40)
(6.41)
(6.42)
(6.43)
Включение параметра нестабильности AU*f в виде генератора
эдс (подобно AU0p) не показано, так как, находясь в последова¬
тельном соединении с генератором тока Д/ср, он не оказывает
ь:ияния. При этом собственные параметры нестабильности из-за
госледовательного соединения транзисторов Т' и Т", относитель¬
ной близости их параметров и отсутствия усиления напряжения,
характерного для каскада ОК, влияют слабо и в эквивалентной
схеме не представлелы.
Анализ эквивалентной схемы показывает, что
(6.44)
89
При выводе выражений (6.44) было использовано допущение:
(hon+Rcf + Ri)^0. (6.45)
Для лучшей стабильности режима работы общее сопротивле¬
ние делителя напряжения в цепи базы транзистора обозна¬
ченное через Rbp, следует выбрать небольшой величины. Практи¬
чески это сопротивление достаточно взять в два—пять раз мень¬
ше, чем RBh однако надо считаться с тем, что при меньшей вели¬
чине Rbp увеличивается ток, потребляемый от источника питания
и уменьшается входное сопротивление усилителя.
В случае охвата обратной связью двух каскадов (рис. 6.2) эк¬
вивалентная схема с включением параметров нестабильности, кро¬
ме не оказывающих существенного влияния параметров эквива¬
лентного транзистора Т° [ф-лы (6.42) и (6.43)], принимает вид
рис. 6Л0. Исследование этой схемы позволяет найти перекос по
Рис. 6.10. Эквивалентная схема усилителя с гальванической обрат¬
ной связью, охватывающей два каскада (рис. 6.2), используемая
для определения Д£о и A let
напряжению и изменение коллекторного тока транзистора Г/. При
получении расчетных соотношений допустимо принять подобно
условию (6.45), что h°n +RCf+Rf~0. Таким образом:
где
90
Лучшая стабильность режима получается при уменьшении Rbf
и увеличении h\]ft достигаемом с ростом Res- Практически Rbf це¬
лесообразно выбирать из условия
Rbf +0,2) MJ'0f/AIoh (6.52)
так как при меньшей величине этого сопротивления не наблюда¬
ется заметное улучшение стабильности и в то же время растет
потребление тока делителем, а входное сопротивление уменьшает¬
ся.
Ток покоя оконечных транзисторов увеличивается с повыше¬
нием температуры. Если воспользоваться эквивалентной схемой
транзистора с параметрами нестабильности (рис. 3.4) и принять,
во внимание то, что вследствие последовательного соединения из¬
менения коллекторных токов плеч оказываются равными, полу¬
чим выражение
Д/ ~ ^21 h2\ [Д ^0 + AU0 + Дьа (А/0+ А/о)] ° (6 53)
С~ t" 1" t ' 1 \ • /
hu h2l + hnh21
в котором Rbz представляет собой сопротивление элемента сме¬
щения, например диода, a h'u ... h\x , Af/J ... ДГ0 — параметры
транзисторов V и Т" (рис. 6Л) или составных схем, образован¬
ных транзисторами Т\ —Т2 и Т\ —Т\ и резисторами Rb и Re
(рис. 6.2). Дополнительным источником нестабильности тока око¬
нечных транзисторов является -изменение напряжения на элемен¬
те смещения
A UBl=Rj*&Icr (6.54)
которое влияет подобно Д^и Дf/g.
Для стабилизации тока покоя оконечных транзисторов сум¬
марное напряжение смещения обоих плеч UBt=Rb2lcf должно
уменьшаться при повышении температуры. При значительном пе¬
репаде температуры окружающей среды (tamax—^amin>50°) целе¬
сообразно выполнить элемент смещения из параллельно соединен¬
ных резистора Rp и терморезистора RT (рис. 6.1). В более лег¬
ких условиях предпочтение обычно отдается варианту с полупро¬
водниковым диодом (рис. 6.1 и 6.2).
Уменьшение Rb2 на величину ARb2 приводит к изменению нап¬
ряжения смещения на величину
A U br = —^Cf A Rb&- (6.55)'.
Из выражений (6.53) — (6.55) следует условие стабилизации -кол¬
лекторного тока оконечных транзисторов
Д^+Д^ + /?и(А/' + А/о + А/с,)-/с,д/?й = °-
*) После деления знаменателя на h2lh2l он становится равным ^ 11/^21
= 1/^21+1///21» т. е. сумме обратных значений крутизны транзисторов,
как и должно быть при одинаковом изменении их коллекторных токов.
91.
6.5.2. Порядок расчета режима транзистора Тр
и гальванической обратной связи, охватывающей
три каскада (рис. 6.1)
1. По ф-лам (6.34) — (6.37) рассчитываются величины Rcp, Icp,
Rbi и Ucp. Если напряжение на коллекторе транзистора Тр не
удовлетворяет условию UCp^uCp мш+0,Шст+ Ubfm, то следует
перейти к несколько меньшим значениям Rcp и RBь Напряжение
отсечки Ucp min. как обычно, выбирается порядка 0,7-М,5 В.
2. Определяются параметры 'нестабильности транзисторов око¬
нечной схемы. В случае оконечной схемы на одиночных транзисто¬
рах (рис. 6.1):
Д U'o = A Ul = 2,2- 1<г3 (/« шах min), (6.56)
t'. — 25°
д/о^ ^своА » (6.57)
причем условие А' —2 относится к германиевому транзистору, а
условие А' = 3 — к кремниевому. Температура перехода tj рассчи¬
тывается для мощности рассеяния на коллекторе, примерно вдвое
меньшей максимальной [ф-ла (6.6)]. При отсутствии теплоотвода
*/ ^ max + 0,5 PCQ мдх Rfhja , (6.58)
а при охлаждении при помощи радиатора
t] ~ ta max + 0,5 PCQ мдх (Rthjc + Rthc*) • (6.59)
Таким же путем находится А/^.
В случае оконечной схемы на составных транзисторах (рис. 6.2)
описанным способом определяются параметры AU0f Д/0 оконечных
транзисторов Т2, которые вместе с параметрами Ац, h2\ преобра¬
зуются в эквивалентные параметры составного транзистора, объе¬
диняющего транзистор Т2 и резисторы Rb и Re по формулам, при¬
веденным в табл. 5.1, п. 1.
Далее преобразованные транзисторы Т2 объединяются с тран¬
зисторами Т\, Т" : предварительно по рассмотренному выше ме¬
тоду [ф-лы <(6.30) и (6.56) — (6.59)] находятся параметры неста¬
бильности AUQP AUq19 А/01, A/qj транзисторов Т\, Г", после чего
ведется расчет параметров обеих двухтранзисторных составных
схем (плеч), т. е. AU'Qy AU", А/^, A/*, h\v ti[v h2l и К2Х (табл. 5.1,
пп. 2, 3). Далее по ф-лам (6.42) и (6.43) рассчитываются эквива¬
лентные параметры совмещенных плеч оконечной схемы (одина¬
ково для однотранзисторной и составной схем).
3. По ф-лам (6.38) — (6.41) рассчитываются эквивалентные па¬
раметры транзистора Tf, объединенного с резисторами Re/ и Rcp•
*) Влиянием нестабильности параметра h2i можно пренебречь вследствие
небольшой величины тока покоя.
92
Входящие в формулы исходные параметры нестабильности AU0f,
Д/0/ определяются по выражениям (3.14) — (3.18), при этом тем¬
пература перехода принимается равной:
tj о max = ta max 4" Рс0 f Мдх Rthla' (6.60)
а в случае использования теплоотвода с тепловым сопротивлением
Rthca, как обычно,
tf о max = tа max f МАХ (Rmc + Rtkca)- (6.61)
Подобным же образом находятся параметры ДU0p и А10р с тем
различием, что входящая в определение температуры перехода
максимальная мощность рассеяния на коллекторе приравнивается
произведению UCpIcp-
4. Напряжение смещения транзистора Тр допустимо считать
пренебрежимо малым по сравнению с 0,5£0; ток базы 1Вр, опреде¬
ляемый из семейства выходных характеристик в точке покоя с ко¬
ординатами (UCp), (/ср), и то.к эмиттера /ер~/ср должны учи¬
тываться. Тогда
^ЬР1 lBp + (UBp-o/Rbp) *
где UBp-o~\(E0/2) + (RbJcp) и RbP— общее сопротивление делите¬
ля, выбираемое из условия Rbp=RB\l (2+5). При этом Rbp2 =
—RbpiRbp/(Rbpi 'Rbp)>
5. Рассчитываются ДE0t Д 1Ср и Д/с/ по ф-лам (6.44). Перекос
по 'напряжению Д£0 -не должен превышать (0,02-^0,05) £0, а при
низком питающем напряжении (менее 9 В)—0,2-ь0,5В.
6.5.3. Порядок расчета гальванической обратной
связи, охватывающей два каскада (рис. 6.2)
1. Выполняются действия по ф-лам (6.56) — (6.59) п. 2 в 6.5.2.
2. После определения Д«£/0/ и Д/о/ [ф-лы (3.14) — (3.18); (6.60)
или (6.61)] выбирается общее сопротивление делителя в цепи ба¬
зы предоконечного транзистора Rbf [условие (6.52)].
3. Расчет сопротивлений Яьп и Rbf2 ведется по выражениям,
аналогичным ,(3.26) и (3.27):
о Rbf Ер р Rbfi Rbf
bfl 2 (Rbf IBf ■+- uBf + &Ef JCf) ’ bf2 Rbfi — Rbf
4. При помощи выражений (6.46) — (6.51) определяются пара¬
метры нестабильности Д£0 и Д/с/ (см. п. 5 в 6.5.2).
6.5.4. Порядок расчета элементов цепи смещения
оконечных транзисторов
1. По ф-лам (2.12) и (2.13) .находятся два промежуточных зна¬
чения температуры окружающей среды t\ и
2. Сопротивление /?ь2 при комнатной температуре определяется
из условия получения требуемого напряжения смещения. При вы-
93
полнении оконечной схемы на одиночных транзисторах (рис. 6.1)
Rb* = UBHcr (ив + Ув)ИСГ (6-62>
где U'B и U”B — напряжения смещения плеч, т. е. транзисторов Т'
и Т", а в случае усилителя на составных транзисторах (рис. 6.2)
U'B*U'Bl + UB2 + RElc>, U'B=WBV
где U'BU \JB2% U”Bl —напряжения смещения транзисторов T'v T'v Т\\
Iс2 — ток покоя оконечных транзисторов Т'2 и Т£.
3. Сопротивления смещения для промежуточных значений тем¬
пературы окружающей среды рассчитываются при допущении, что
ток коллектора линейно зависит от температуры:
Rm а — %Ь2 +
Rb2 t2 — Rl
Ъ2~
[ Д U0 + A Uq + Rb% ^o+^^of)] (25° tj)
(h — *i) 7Cf
|^A U0 + A U0 + Rb2 (д/о + Л ^o^^of)] (^a 25°)]
(6.63)
(h — t^Icf
Далее расчет ведется по одному из двух вариантов.
1-й вариант. Цепь смещения с терморезистором RT> шунтиро¬
ванным резистором Rp (рис. 2.1).
4. Последовательно рассчитываются q [ф-ла (2.14)], Rp, Rt\
для ta = tj и RT для ta = 25°:
в (t.-tj
RT = RTle T'Tl
Рис. 6.11. Расположение точек
Ai п А2 для диода, удовлет¬
воряющего условию получе¬
ния требуемых значений на¬
пряжения смещения оконеч¬
ных транзисторов
Рис. 6.12. Расположение точек
Ai и А2 при шунтировании диода
резистором Rp
94
Для проверки правильности выполненных расчетов полезно
найти сопротивление iRb2 (при ta = 25°) по ф-ле (2.15) и сопоста¬
вить его с исходным значением, рассчитанным по ф-ле (6.62).
2-й вариант. Цепь смещения с полупроводниковым диодом.
4. Для двух промежуточных значений температуры определя¬
ются требуемые значения общего напряжения смещения плеч
и изменение этого напряжения ДUB = UBt\—UBt2,
где VBt\ = Rb2t\Icf и UBt2 = Rb2t2lcf.
5. Далее подбирается подходящий диод, характеристики кото¬
рого для ta = t\ и ta = t2 проходят через точки Ах и А2 |(рис. 6.11).
Если у взятого на пробу диода фактическое AUB близко к требуе¬
мой величине, a UBt2 меньше, чем нужно, то в этом случае после¬
довательно с диодом следует включить резистор, на котором ток
/с/ создает недостающее падение напряжения.
При избыточной величине ДUBt отсчитанной по графику, целе¬
сообразно взять два параллельно соединенных диода, что приво¬
дит к уменьшению тока /с/ вдвое, а при недостаточной величине
AUB можно включить последовательно два диода, что приводит
к удвоению абсцисс точек А2 и А\.
В случае избыточности напряжений UBti и UBt2 может оказать¬
ся полезным шунтирование диода резистором, величина сопротив¬
ления которого Rp определяется подбором (рис. 6.12).
6.5.5. Расчет потребляемого тока
Ток, потребляемый двухтактным оконечным каскадом, выпол¬
ненным по рис. 6.1, равен среднему значению тока одного плеча
(рис. 6.3):
^CAV =tCOMAx/Jt*
Оконечная схема усилителя рис. 6.2 потребляет ток
^C\AV~^^C2AV==Z ( ГС01МАХ"^1С02МАх)/Я»
где icoi мах (рис. 6.8)—наибольшее из пиковых значений тока
транзисторов Т\ и T*v а /согмлх относится к транзисторам Т'2 я Т”2.
Расчет тока, потребляемого предоконечным и другими однотакт-
ными каскадами, рассмотрен в § 3.3.
§ 6.6. РАСЧЕТ ВХОДНОГО И ВЫХОДНОГО СОПРОТИВЛЕНИИ
И НЕЛИНЕЙНЫХ ИСКАЖЕНИИ
6.6.1. Порядок расчета коэффициента гармоник
и других показателей при охвате обратной связью
двух каскадов (рис. 6.2)
1. При выполнении данного расчета элементы обратной связи
Ль/1 и Rbf2 известны (6.5.3), поэтому остается найти показатели
рассматриваемой части усилителя, т. е. определить коэффициент
95
гармоник, глубину обратной связи, входное и выходное сопро¬
тивления и уровень сигнала на входе.
2. Для определения глубины обратной связи используется вы¬
ражение F=\+BKt, в котором B = RSf/<Rbfi и
где RSf=R\fRbf2/(R\f + Rbf2), a R\f — общее сопротивление элемен¬
тов, расположенных левее конденсатора Cj/. Практически Rif пред¬
ставляет собой сопротивление резистора связи (коллекторной на¬
грузки) каскада предварительного усиления, .которое обычно при¬
нимается равным R\f = RCp= (0,3-М)>/?ь/ или рассчитывается по ме¬
тоду, изложенному в 5.2.2.
3. Коэффициент гармоник без обратной связи kh находится в
соответствии с расчетом в 3.4.2. По известным мгновенным значе¬
ниям uBf и iBf (рис. 6.6 и 6.7) определяются размахи эдс входно¬
го сигнала:
[где R'sf=RsfRbf\/{Rsf+Rbti)] и далее по ф-лам (3.37) и (3.29) —
коэффициент гармоник.
4. Коэффициент гармоник при данной глубине обратной связи
рассчитывается на основании ф-лы (3.30): khF = khIF.
5. Расчет выходного сопротивления усилителя (с учетом влия¬
ния обратной связи) ведется по выражению
представляет собой выходное сопротивление без обратной связи.
6. При khF>kh max или при недостаточно малом RexF возни¬
кает необходимость введения второй петли обратной связи по сиг¬
налу, охватывающей еще один каскад предварительного усиления.
Расчет этой обратной связи рассматривается в 7.1.2, он выпол¬
няется по найденным здесь khF и RexF-
7. Напряжение сигнала на входе усилителя, в отличие от тока,
не зависит от глубины обратной связи и равно <7ь/т. Входной ток,
96
в котором
*22£“" Rbn
потребляемый от источника сигнала, равен (рис. 6.2):
г Г I Ubfrn |
ifm bfm i” Rbf2 “Г Rbfi
8. Входное сопротивление усилителя R'ln = Ubfmlhfm-
9. Емкость конденсатора фильтра для уровня вносимых ча-
д
стотных искажений G/b = — (0,5-f-1) дБ определяется по выра¬
жению
С > 1 \/ М)о~'МЪ
2 nfbRea V M2tb- 1
где
Kq
ь fb Req У ™fb~
(hn + RCf) Rf
Лц + Rtf + Rf 4" ^21 R*
Mf0 = , (6.64)
« —0,05 3fb
Mfb= 10 fb .
Эквивалентные параметры \h°u и h°2l определяются по ф-лам
(6.42) и (6.43), в которые вместо h[l9 ..., й^ подставляются пара¬
метры составных транзисторов Т[—Т'2 и Т\—Т"2, найденные по
табл. 5.1, пп. 2, 3. Одновременно емкость .конденсатора С/ должна
удовлетворять условию С/^ (5—10)/2n|f^/?/.
10. Емкость разделительного конденсатора Cv, не входящего в
петлю обратной связи, рассчитывается, как обычно, с учетом того,
ЧТО RexF<.R2'-
с ^ 1 - #
р^ 2nfbR2VМ2рЬ—\
Здесь Л1Рь= 1,03-г-1,06 (0,25-^-0,5 дБ); одновременно должно удов¬
летворяться неравенство Ср^ (3-ь5)/2л^/ь»/?2.
6.6.2. Порядок расчета коэффициента гармоник
и других показателей при охвате обратной связью
трех каскадов (рис. 6.1)
1. При выполнении этого расчета должно быть известно внут¬
реннее сопротивление источника сигнала
g 1
l/^ip+ i/Rbpi + 1/ Rbp2
в которое входит общее сопротивление R\v элементов, расположен¬
ных левее конденсатора Cip. Практически R\р представляет собой
4—420 97
сопротивление резистора связи (коллекторной нагрузки) предше¬
ствующего транзистора. Вначале можно принять
Rip = (0,3-И) Я* = Ш+УВьтЪп .
Rbp i -t- RbPi
2. Коэффициент гармоник без обратной связи определяется по
мгновенным значениям ’напряжения и тока в цепи транзистора Tf
(рис. 6.6 и 6.7) так же, как и при параллельной обратной связи
(6.6.1), с учетом того, что в данном случае R'cf=Rcp.
3. Выходное сопротивление Rex определяется по выражению,
приведенному в 6.6.1 (п. 5) [RBi выбирается по условию (6.36)].
4. В данной схеме разделительный конденсатор Ср частично
попадает иод действие обратной связи. Величина емкости этого
конденсатора выбирается из условия
С > 1 л[ MU ~ <ь
р 2я }ь[ Л,, + (1 +А2,) /?cf] V м1ь~ 1
/^2| Rcf о э
где/М;7©=1 + — , h°n и h°2[ — эквивалентные параметры объе¬
ли “Ь Rcf
диненных транзисторов Т' и Г" [ф-лы ,(6.42), (6.43)]. Уровень ча-
д
стотных искажений йрь, как обычно, мож-но выбрать порядка
— (0,5-f-l) дБ. Кроме того, емкость конденсатора Ср должна удов¬
летворять условию
Cp>(3+5)/2nfbR2.
5. Конденсатор Св2, подобно СЕ, вносит дополнительные частот¬
ные искажения. Эти искажения не устраняются обратной связью
и поэтому их уровень йВъ следует ограничить величиной не свы¬
ше 0,5 дБ. Емкость Св2 рассчитывается по выражению
Г 1 1/ ***«>-М2вь
В2^ 2п/ьйй V М2ВЬ—1
где
^В\ [0 + ^21 р) Rq 1 + К Ьцр]
(^В\ "Ь Rb2) (^ИР "Ь Rsp) + Rb2 [0 + ^21 р) Rb\ “Ь р]
ЗдесьЛцриЛ21Р — параметры транзистора Гр, K=V^^2lUbPm—
отношение выходного напряжения к напряжению на базе того же
транзистора; расчет сопротивления Rbz рассмотрен в 7.1.2.
Глава 7.
РАСЧЕТ ЦЕПЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
И ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
ТРАНЗИСТОРНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
§7.1. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ЦЕПЕЙ ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
7.1.1. Схемы цепей обратной связи
Обратная связь в усилителях используется для уменьшения не¬
линейных и частотных искажений, для повышения входного1) и
уменьшения выходного сопротивлений, для стабилизации величи¬
ны коэффициента усиления и т. д. Наиболее распространена схе¬
ма обратной связи .по напряжению, последовательная или парал¬
лельная, охватывающая два—четыре каскада, включая оконечный
каскад усилителя.
Введение обратной связи может привести к самовозбуждению
усилителя. Самовозбуждение возникает на частотах, расположен¬
ных вне рабочего диапазона частот. Вероятность его возрастает с
увеличением числа каскадов, охваченных обратной связью, и глу¬
бины обратной связи.
Схемы усилителей, изображенные на рис. 7.1, 7.2 и 7.3, дают
представление об осуществлении последовательной и параллель-
Рис. 7.1. Структурные схемы усилителей с последовательной (а) и па¬
раллельной (б) обратными связями по напряжению
ной обратных связей. На рис. 7.4 приводятся схемы трансформа¬
торной выходной цепи при обратной связи по напряжению. В слу¬
чае бестрансформаторного усилителя цепь обратной связи по на¬
пряжению (рис. 7.5) начинается от левой обкладки разделительно¬
го конденсатора Ср (см. также рис. 6.1 и 6.2)*
При последовательной обратной связи.
4*
99
Параллельная обратная связь по напряжению проще, чем по¬
следовательная, ибо цепь обратной связи обычно содержит мень¬
шее число элементов, но входное сопротивление цепи при этом
меньше входного сопротивления усилителя.
Обратная связь по напряжению, не охватывающая выходной
трансформатор (рис. 7.4а), наиболее благоприятна с точки зрения
удаленности режима работы усилителя от границы самовозбуж¬
дения. Однако этой схеме свойственны недостатки:
Рис. 7.2. Схема с последовательной обрат¬
ной связью по входу
Рис. 7.3. Схема с параллельной обратной
связью по входу
Рис 7.4. Схемы трансформаторной выходной цепи при обратной связи по
напряжению
100
1) частотные искажения в области верхних частот, обусловлен¬
ные влиянием индуктивностей рассеяния при работе оконечного
каскада в режиме В, компенсируются недостаточно полно;
2) невозможно получить выходное сопротивление усилителя
малой величины, так как сопротивления обмоток (гь г2) и индук¬
тивностей рассеяния (L8if L82) не попадают
под действие обратной связи;
3) нелинейные искажения, вносимые маг¬
нитной цепью трансформатора, можно сни¬
зить только до известного предела вследствие
того, что сопротивление первичной обмотки не
охватывается обратной связью.
При обратной связи по напряжению, вы¬
полненной по схемам рис. 7.46, 7Ав и 7.5, от¬
меченные недостатки отсутствуют. Схема
рис. 7Ав используется в тех случаях, когда
требуется получить симметричный выход (на¬
пример, при работе на двухпроводную ли¬
нию). При этом резисторы RB1 и Rm (при со¬
ответствующем подборе числа витков Ns) могут не применяться.
При выборе вида схемы надо убедиться в том, что обратная связь
получится отрицательной (если она не охватывает трансформатор).
Как отмечалось, при построении усилителей с обратной (осо¬
бенно глубокой) связью необходимо уделять значительное вни¬
мание устойчивости усилителя. Самовозбуждения в области верх¬
них частот можно избежать, используя транзисторы с различными
частотами fr, трансформаторы с небольшой индуктивностью рас¬
сеяния и корректирующие цепи (13, 18]. В области нижних частот
устойчивость обеспечивается выбором емкостей разделительных
конденсаторов и индуктивностей первичных обмоток трансформа¬
торов такой величины, чтобы частоты нижнего среза каскадов бы¬
ли разнесены и спад частотной характеристики петлевого усиле¬
ния не превышал 10 дБ/окт. Обеспечению устойчивости в области
нижних частот способствует также использование непосредствен¬
ной связи между каскадами и в цепи обратной связи.
7.1.2. Порядок расчета цепей обратной связи
1. Глубина обратной связи, обеспечивающая заданный коэф¬
фициент гармоник, находится по ф-ле (3.30).
2. Глубина обратной связи, обеспечивающая заданное выход¬
ное сопротивление ReXF усилителя, выполненного по схеме рис. 7.4а,
определяется равенством
Рис. 7.5. Схема вы¬
ходной цегш бес-
трансфюрмато'рно -
го усилителя при
обратной связи по
напряжению
где RexF — выходное сопротивление усилителя, охваченного общей
обратной связью, указанное в ТЗ; Rex — выходное сопротивление
транзистора, определяемое ф-лами (2.10) или (2.23); гх и г2 — ак¬
тивные сопротивления первичной и вторичной обмоток выходного
трансформатора; п — коэффициент трансформации выходного
трансформатора; Ri — сопротивление нагрузки, определяемое ра¬
венством (2.9). При выполнении каскада по схеме рис. 2.3 вместо
Ri берется Ru [ф-ла (2.22)].
В случае схемы рис. 7.46 глубина обратной связи должна быть
равна:
1 + *^,,
1 + R*/Rex У
где 4n2-j-r2—выходное сопротивление усилителя,
не охваченного обратной связью; R2— сопротивление нагрузки
усилителя. Формула (7.2) применима и к бестрансформаторному
усилителю, для .которого R'ex=Rex-
При использовании схемы рис. 7.4в
р 1 + F ~ га) дч
l + Rt/R^ ’ 1 '
где R’ex = (Rex + fi/2)4n2—выходное сопротивление усилителя (без
учета г2), .не охваченного обратной связью.
3. Из двух значений F, определяемых в пп. 1 и 2 настоящего
параграфа, выбирается наибольшее.
4. Сопротивление резистора Rb\ берется таким, чтобы выделяю¬
щаяся «а нем мощность не превышала 1—5% от /V
ЯВ1> (20-100)^, (7.4)
причем в случае схемы рис. 7.4а d=l/nh\tT> где rjtr и п — парамет¬
ры выходного трансформатора; при использовании схем рис. 7.46
и 7.5 d— 1, а для схемы рис. 7.4e d= (N3/N2)2.
5. Глубина обратной связи независимо от ее вида выражается
так:
F=\+BBtrKt\
здесь Kt — сквозной коэффициент усиления, определенный с уче¬
том в цепи усилителя элементов обратной связи, но только по
прямой передаче сигнала.
При иопользовании схем рис. 7.4а, б, в коэффициент Ви соот¬
ветственно равен 1/и, 1 и N3/N2. При отсутствии выходного транс¬
форматора (рис. 7.5) Btr— 1.
6. Коэффициент усиления при последовательной обратной свя¬
зи (рис. 7.2)
к = V2ihikU% (7.5)
[Ank+Rsk + 0 ♦ А21Л) *в ] Ubkm
102
где huk и h2\h — параметры транзистора Th,
Rb = ^bi {^bi ^52)» (7*6)
В — &B2 / {*B1 ^вг)» (7*7)
^ 1
sft l/Лик-М/Лйи + l/Roto '
При Яв2^Яв\ решение ур-ний (7.5) — (7.7) относительно <RB2, ис¬
пользуемое при расчете, имеет вид
^ (F — 0 fink Ф Rsk) ЯВ1 Ubkm
82 ~ V2hllp Btr Ut-{F- 1) Ли* Rm Ubkm ’
а при расчете усилителя рис. 6.1
— 0 (Лцр Ф #Sp) Ubpm
R
82 V2hllpU2-(F-l) hnpRBl Ubpm
(см. пп. 1 и 5 в 6.6.2).
7. В случае параллельной обратной связи (рис. 7.3)
У2 buk Ut D_ Rsk
< = 7 RTk \ ’ r~
ylllk’&Rsk"& ЛцkjUbkm ^
при прежней величине \RSk. Для получения требуемой глубины об¬
ратной связи сопротивление Rbi должно удовлетворять условию
. _ Г V2BtrU2 1
р k"kRskl(F-l)Ubkm ~!J
hnk Ф Rsk
и одновременно условию (7.4). Соотношения, относящиеся к уси¬
лителю рис. 6.2, приведены в 6.6.1 (п. 2).
§ 7.2. ИЗМЕНЕНИЕ ПАРАМЕТРОВ, ВЫЗВАННОЕ ВЛИЯНИЕМ
ОБРАТНОЙ СВЯЗИ
Под действием обратной связи происходит изменение усили¬
тельных свойств, иначе, уровня сигнала в определенном сечении
схемы усилителя, а также .входного и выходного сопротивлений,
что следует принимать во внимание при расчете каскада, распо¬
ложенного перед каскадом на транзисторе Тк (рис. 7.2 и 7.3).
Требуемый уровень сигнала. При последовательной обратной
связи входное напряжение (рис. 7.2) оказывается равным:
// JJ | D Г (1"^^21 k)Ubkm I У2 BfrU2 1
Vlkm — Ubkm-r*<B2 \ 1 ^ I *
где huh, h2ik — параметры транзистора 7*; U2 — выходное напря¬
жение усилителя.
103
Ток, потребляемый входной цепью усилителя, включая элемен¬
ты смещения, составляет такую величину:
г U1 km [ U1 km | Vbkm
1кт~ Rbki Rbkt An*
В случае параллельной .обратной связи (рис. 7.3) U\km=Ubhm и
j lJ bkm j Ubkm j Ubkm i Ubkm Ф ]f 2 fyr U2
Rbk i Rbk 2 huk Rq\
При 'нахождении этих же показателей для бестрансформатор-
ных усилителей принимается Btr= 1 при замене индекса «k» на
«р» для схемы рис. 6.1 и на «/» для схемы рис. 6.2, причем в пос¬
леднем случае
j ' Ubfrn j Ubfm I Ubfm
lfm Rbft Auf Rbfi
Входное сопротивление. Входное сопротивление с учетом влия¬
ния обратной связи и наличия элементов смещения находится как
отношение U\hm к I\hm:
F “ ^IknJllkm*
Выходное сопротивление. Выходное сопротивление в зависимо¬
сти от вида связи определяется путем решения относительно ReXF
соответствующего уравнения, получаемого из ф-лы (7.1), (7.2)
или (7.3).
§ 7.3. РАСЧЕТ ЧАСТОТНЫХ И ФАЗОВЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
УСИЛИТЕЛЕЙ В ОБЛАСТИ НИЖНИХ ЧАСТОТ
Частотные и фазовые характеристики являются важным пока¬
зателем усилительных схем, но определить их можно лишь в ко¬
нечной стадии расчета усилителя, так как для их нахождения не¬
обходимо располагать параметрами транзисторов при известных
видах схем каскадов. Расчет фазовых и частотных характеристик
для областей верхних и -нижних частот ведется раздельно, хотя
порядок расчета, в принципе, можно сохранить одинаковым1).
В основе расчета фазовых и частотных характеристик лежит
метод опорных частот или метод полюсов и нулей. Для каждого
каскада любого типа по параметрам транзистора и схемы опреде¬
ляются частоты нижнего среза fbcь /ьс2 и частота нижнего подъе¬
ма Формулы для расчета опорных частот наиболее часто встре¬
чающихся видов каскадов усилителя звуковой частоты приведены
в табл. 7.1.
*) Расчет частотных и фазовых характеристик не предусматривает анализа
устойчивости работы усилителя, а предназначен для оценки ширины полосы
пропускания. Поэтому формулы для расчета опорных частот максимально воз¬
можно упрощены. Тем не менее ошибка расчета не должна превышать отклоне¬
ния за счет разброса параметров транзисторов.
104
105
[ Вид каскада
Двухтактный оконечный
трансформаторный каскад
(рис. 2.1, 2.2, 2.3)
Оконечный трансформа¬
торный каскад (рис. 2.4)
Предоконечный каскад
(рис. 2.4)
Оконечный бестранефор-
маторный каскад (рис. 6.1)
Предоконечный каскад
(рис. 6.1).
Каскад предварительно¬
го усиления (рис. 6.1)
Опорные частоты, Гц
Таблица 7.1
Примечания
Req находится по ф-ле (2.24)
Req находится по ф-ле (2.24)
Req И Req х НЭХОДЯТСЯ ПО
ф-лам (2.24) и (5.20)
Л|! и h°2{ находятся по ф-лам
(6.42) и (6.43)
[
Мво находится по ф-ле (6.65)
Продолжение табл. 7.1
106
Вид каскада
Оконечный бестрансфор-
маторный каскад (рис. 6.2)
Предоконечный каскад
(рис. 6.2)
Однотактный "трансфор¬
маторный предоконечный
каскад (рис. 3.1, 3.2)
“F
Буферный змиттерный
повторитель (рис. 5.4)
Резисторный каскад
(рис. 5.1, 5.2)
Резисторный каскад с
трансформаторным входом
(рис. 5.6)
Опорные частоты, Гц
Примечания
При инженерном расчете для построения частотных и фазовых
характеристик обычно бывает достаточно определить три-четыре
значения нормированного усиления, для которых рекомендуется
взять частоты: (ь, 50 Гц, 100 Гц, 200 Гц. Расчет нормированного
усиления /-го каскада ведется по формуле
G,= -101g[l + (^)’]-101g[l + (~р-)*] + ioig[l + . (7.8)
Суммирование полученных значений нормированного усиления
целесообразно провести раздельно для групп каскадов, не охва¬
ченных обратной связью:
д д д
GU = Gi + • • - + <2/, (7.9)
и охваченных обратной связью:
Gkn=A+ (7.10)
Аналогично рассчитывается величина фазо,вого сдвига i-го кас¬
када:
Ф, = arg tg + arc tg —arc tg .
Суммарный фазовый сдвиг достаточно найти только для каска¬
дов, охваченных обратной связью:
• • - + Фл- (7.11)
Расчет характеристик осуществляется в такой последователь¬
ности:
1. Вначале ведется расчет нормированного усиления каждого
отдельного каскада. В соответствии с его схемой .по формулам
табл. 7.1 определяются три опорные частоты.
2. По ф-ле (7.8) рассчитывается нормированное усиление кас¬
када для трех-четырех -рекомендуемых значений частот. Фазовый
сдвиг каскада также для трех-четырех рекомендуемых частот на¬
ходится по ф-ле (7.11).
3. Путем суммирования определяется нормированное усиление
[ф-ла (7.9)] для групп каскадов, не охваченных обратной связью.
Суммирование производится отдельно на каждой рекомендуемой
частоте.
4. Аналогично вычисляются нормированное усиление и фазовый
сдвиг [ф-лы (7.10) и (7.11)] для каскадов, охваченных обратной
связью.
§ 7.4. РАСЧЕТ ЧАСТОТНЫХ И ФАЗОВЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
УСИЛИТЕЛЕЙ В ОБЛАСТИ ВЕРХНИХ ЧАСТОТ
При выводе основных соотношений для нормированного усиле¬
ния и фазового сдвига приняты допущения, что выходная Сех и
проходная Сс емкости транзистора и емкость монтажа Ст много
107
Таблица 7.2
108
Примечания
Опорные частоты, Гц
Вид каскада
Двухтактный оконечный трансформа¬
торный каскад (рис. 2.1, 2.2, 2.3)
Оконечный трансформаторный каскад
(рис. 2.4)
Предоконечный каскад (рис. 2.4)
Каскад предварительного усиления
(рис. 2.4)
Оконечный бестрансформаторный
каскад (рис. 6.1)
Предоконечный каскад (рис. 6.1)
Каскад предварительного усиления
(рис. 6.1)
109
Оконечный бестрансформаторный кас¬
кад (рис. 6.2)
Предоконечный каскад
Однотактный трансформаторный пре¬
доконечный каскад (рис. 3.1, 3.2)
Однотактный трансформаторный пре¬
доконечный каскад
Буферный эмиттерный повторитель
^рис. 5.4)
Эмиттерный повторитель с активной
нагрузкой
Резисторный каскад, возбуждаемый
аналогичным предыдущим каскадом или
источником сигнала (рис. 5.1, 5.2)
Резисторный каскад с трансформатор¬
ным входом (рис 5 6)
За fm принимается минимальная из
частот /^2| 1 и fh21Л и для этого же
транзистора берутся /k2i.1 и ^ц,1
меньше емкости Сь,е транзистора следующего каскада (приложе¬
ние 1). Метод расчета основан на использовании опорных частот
верхнего среза fhci и /*С2, относящихся к сквозному коэффициенту
усиления. В табл. 7.2 для часто встречающихся видов каскадов
приведены упрощенные соотношения для расчета опорных частот
fhcl И fhc2-
Для -построения частотной и фазовой характеристик с инженер¬
ной точностью достаточно определить значения нормированного
усиления и фазового сдвига для трех-четырех значений частот f.
Для усилителей звуковой частоты рекомендуется брать следующие
частоты: 5 кГц, 7 кГц, 10 кГц, 15 кГц.
Расчет нормированного усиления и фазового сдвига /-го кас¬
када ведется то формулам:
МтЦв=-10|Ф+(7У!Ь|04+
fhn
(7.12)
<jpi= — arctg-^ arc tg -j— . (7.13)
tbci fhC2
A
Суммирование полученных значений G* и ф* выполняется на
каждой выбранной частоте для каскадов, как охваченных, так и
не охваченных обратной связью. Все рассчитанные по приведен¬
ным выше выражениям значения нормированного усиления и фа¬
зовых сдвигов отдельных каскадов и частей усилителя, а также
всего усилителя без обратной связи можно представить в виде
графиков или таблиц.
Расчет характеристик производится в следующем порядке:
д
1. Рассчитываются .нормированные усиления G* и фазовые
сдвиги фг каждого каскада. В соответствии с его схемой по фор¬
мулам, приведенным в табл. 7.2, рассчитываются две опорные ча¬
стоты fhcl 'И fhc2-
2. По ф-лам (7.12) и (7.13) находятся нормированное усиле¬
ние и фазовый сдвиг каскада для трех-четырех значений рекомен¬
дуемых частот.
д
3. Путем суммирования G и ф определяются нормированное
усиление и фазовый сдвиг отдельно для частей усилителя, не ох¬
ваченных и охваченных обратной связью [(7.9) — (7.11)].
§7.5. РАСЧЕТ ЧАСТОТНЫХ И ФАЗОВЫХ ХАРАКТЕРИСТИК
УСИЛИТЕЛЕЙ С ОБРАТНОЙ СВЯЗЬЮ
В общем случае усилитель можно рассматривать состоящим из
двух частей, из .которых одна не охвачена отрицательной обратной
связью, а вторая входит в петлю обратной связи. Характеристики
этой части усилителя заметно изменяются.
Как правило, передача сигнала с выхода на вход осуществля¬
ется .при помощи резисторов, поэтому обратную связь, в .принци¬
пе, можно считать частотнонезависимой. Исключение составляют
110
случаи, когда в цепи передачи, кроме резисторов, находится раз-
делительный конденсатор Св и обратная связь становится частот¬
нозависимой .в области нижних частот.
В области средних частот фазовый сдвиг цепи обратной связи
<рв=180°. Выражение для расчета нормированного усиления кас¬
кадов, охваченных обратной связью, имеет вид:
Gf = 201g(^-j. (7.14)
После подстановки в (7.14) KF = K/(\—КВ) =K/F >нли
КР = —■ Л К "д
у l+2(F-\)Kkncoswn + (F-l)*Kln
И KPO=Ko/(l+KoB) = Ko/F
можно получить удобное для расчета выражение
GF = Gkn+20\gF-l0lg[\ + 2(F-l)kkncoS^n + (F-\rkl], (7.15)
где
**= 100,0В0*", (7.16)
F — глубина обратной связи.
Фазовый сдвиг охваченной обратной связью части усилителя
можно найти по формуле
Ф, = -arc tg sin<fkn Л . (7.17)
cos щп — (F~ 1 )Kkn
Вычисление по ф-ле (7.17) фазового сдвига имеет смысл толь¬
ко в том случае, когда существует еще хотя бы одна петля обрат¬
ной связи, охватывающая, кроме рассматриваемых, и другие кас*
кады, т. е. когда нужно знать уменьшение фазового сдвига за счет
введения обратной связи. По ф-лам (7.15) и (7.17) рассчитывают*
ся нормированное усиление и фазовый сдвиг с учетом обратной
связи для рекомендуемых значений частот. Примерные графики
частотных и фазовых характеристик без обратной связи и с об¬
ратной связью приведены на рис. 7.6.
Нормированное усиление .всего усилителя можно представить
в виде выражения
АЛЛ
G = Gii+GF, (7-18)
позволяющего судить о ширине полосы пропускания усилителя.
Приведенные расчетные формулы {(7.15), (7.17) и др.] остаются
справедливыми при любых схемах вывода и ввода сигнала обрат¬
ной связи, если она .по-прежнему частотнонезависима. При частот-
нозавиоимой обратной связи нормированное усиление и фазовый
сдвиг определяются .выражениями
С, = С* + 20 lg F- 10 lg [ 1 + (F— 1) Кьп cos (Флл + <pe) + {F-\f КЦ
(7.19)
(7.20)
где фв и ф^п — фазовые сдвиги в цепи обратной связи и усилите¬
ле, которые соответственно берутся на рекомендуемых частотах.
Рис. 7.6. Частотные и фазовые характеристики усилителя с
обратной связью и без нее
Порядок расчета характеристик таков:
д
1. Определяется произведение (F—1 )Khn на каждой выбранной
д
частоте, для чего по ф-ле (7.16) находятся значения Л'*п.
• 2. По ф-ле (7.15) рассчитывается нормированное усиление кас¬
кадов, охваченных обратной связью, для шести—восьми рекомен-
д
дуемых частот. Значения Gkn вычисляются по ф-ле (7.10).
М2
3. Нормированное усиление всего усилителя находится по вы¬
ражению (7.18).
4. Фазовый сдвиг, если в этом есть необходимость, определяет¬
ся по ф-ле (7.17).
$ 7.6. ОСОБЕННОСТИ РАСЧЕТА ЧАСТОТНЫХ И ФАЗОВЫХ
ХАРАКТЕРИСТИК СЛОЖНЫХ СХЕМ
7.6.1. Особенности схем и расчетных соотношений
В сложных схемах (рис. 2.4, 6.1, 6.2) имеются как внутрикас-
кадные, так и охватывающие несколько каскадов частотнозависи-
•мые обратные связи, поэтому расчет характеристик этих схем силь¬
но затруднен.
Принята следующая методика расчета. Из выражения для
сквозного коэффициента усиления каждого каскада, учитывающе¬
го внутренние обратные связи, выведены формулы опорных частот
с максимально допустимой степенью упрощения. Рассчитываются
нормированное усиление и фазовый сдвиг. Затем учитывается об¬
ратная связь, охватывающая несколько каскадов.
Так, в схеме рис. 2.4 обратная связь подается с выхода усили¬
теля в цепь эмиттера предоконечного каскада и в области нижних
частот является частотнозависимой. Анализ работы схемы пока¬
зывает, что за счет цепи обратной связи на нижних частотах кас¬
кад имеет одну частоту среза и одну частоту подъема и, кроме
того, сама цепь обратной связи имеет две частоты среза и одну
частоту подъема. Тем не менее при выполнении равенства
г _ ^В2 RjB2(REf~~ &В2)
удается скомпенсировать действие некоторых реактивных элемен¬
тов цепи и сократить количество опорных частот до двух (указан¬
ных в табл. 7.1). При этом обратная связь на нижних частотах
становится частотнонезависимой. Под ее действие попадают око¬
нечный и предоконечный каскады.
В схеме рис. 6.1 по цепи обратной связи происходит передача
сигнала с эмиттеров выходных транзисторов на эмиттер транзи¬
стора предоконечного каскада. Здесь обратная связь в области
нижних частот является частотнозависимой и выходная часть схе¬
мы (конденсатор С2 и сопротивление Rz) под ее действие не по¬
падают.
В схеме рис. 6.2 передача по цепи обратной связи происходит
от эмиттеров последних транзисторов на базу транзистора пред¬
оконечного каскада. В области нижних частот она частотнонеза¬
висима и цепь RzCp также не попадает под ее действие. В области
верхних частот в этой, «ак и в предыдущих схемах, обратная связь
является частотнонезависимой.
113
7.6.2. Порядок расчета характеристик
Схема рис. 2.4.
1. Расчет частотных и фазовых характеристик для каждого
каскада ведется по методике §§ 7.3 и 7.4.
2. Коэффициент передачи цепи обратной связи рассчитывается*
по выражению B=RB2/RBl.
3. Находится коэффициент усиления двух каскадов Ко =
= ^2ml Ubfm, ГДе U2т = ~\^ %'P2R2.
4. Определяется коэффициент усиления .по петле обратной связи
Ki=F-l=K0B.
5. Нормированное усиление и фазовый сдвиг каскадов, охва¬
ченных обратной связью (оконечного и предо-конечного), рассчи¬
тываются согласно методике § 7.5.
6. По ф-ле (7.18) определяется нормированный .коэффициент
усиления всего усилителя.
Схема рис. 6.1.
1. Расчет частотных и фазовых характеристик для каждого
д
каскада выполняется по методике §§ 7.3 и 7.4. >При расчете G* и
Фг оконечного каскада в области .нижних частот не учитывается
цепь R2C2.
2. Определяется коэффициент передачи цепи обратной связи
в области средних частот:
^ = В{1 + шСагЛда )- hcB= 2nCB2RB2 ’ B = ^btI^bv
3. Находится фазовый сдвиг цепи обратной связи для рекомен-
. /иг в
дуемых нижних частот фв=агс1ё —— .
4. Рассчитывается коэффициент усиления каскадов, охваченных
обратной связью: Ko=U2mWbvm-
5. Вычисляется коэффициент усиления по петле обратной связи
Ki = F—\=КоВ. На рекомендуемых частотах этот коэффициент ра-
д л
вен (F—1 )Khn, где Kkn рассчитывается по ф-ле (7.16).
6. Нормированное усиление и фазовый сдвиг с учетом обрат¬
ной связи определяются для рекомендуемых нижних частот по
ф-лам (7.19) и (7.20).
д
7. Находятся G и <р для цепи CvRz:
G' = -101g[l + (-^-)2], (7.21)
<p'=arctgi^, (7.22)
где fb со — 1/2яСр/?2.
114
Эти выражения добавляются к вычисленным выше по ф-лам (7.18)
и (7.20). Таким образом,
Ф^Ф/Г+Ф*
8. Нормированное усиление и фазовый сдвиг в области верх¬
них частот с учетом обратной связи определяются по выражениям
(7.15) и (7.17).
9. Нормированное усиление всего усилителя находится по
ф-ле (7.18).
Схема рис. 6.2.
1. Расчет частотных и фазовых характеристик для каждого
д
каскада ведется по методике §§ 7.3 и 7.4. При расчете Gn и <рп в
области нижних частот цепь CPR2 не учитывается.
2. Определяется коэффициент передачи цепи обратной связи
B=Rsf/Rbfl.
3. Рассчитываются коэффициент усиления каскадов, охвачен-ных
обратной связью: Ko=U2m/Ubpm и усиление петли обратной связи
Ki=F-l=K0B.
4. Для охваченных обратной связью каскадов (оконечного, ин¬
версного и предварительного) расчет ведется согласно методи¬
ке § 7.5.
л
5. На нижних частотах для цепи R2Cp находят Gn и фп по
ф-лам (7.22) и (7.21), добавляют к вычисленным по (7.18) и (7.20)
и получают нормированное усиление и сдвиг фазы всего усили¬
теля.
6. Нормированное усиление для всего усилителя в области
верхних частот определяется по ф-ле (7.18).
Глава 8.
РАСЧЕТ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ КАСКАДОВ
ШИРОКОПОЛОСНЫХ И ИМПУЛЬСНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
§8.1. ОБЩИЕ СООБРАЖЕНИЯ
В задачи эскизного расчета усилителей входят выбор схем и<
определение числа каскадов, выбор типа транзистора для проме¬
жуточных каскадов, составление структурной схемы усилителя,
(рис. 8.1) и исходных данных для расчета отдельных каскадов.
Рис. 8.1. Типовая структурная схема многокаскадного
видеоусилителя
Каскады видеоусилителя условно можно разделить на три*
группы: входной каскад, промежуточные каскады и оконечный
(выходной) каскад. Основное усиление обеспечивается промежу¬
точными каскадами, которые обычно выполняются по схеме с об¬
щим эмиттером и при необходимости с эмиттерной коррекцией (см.
рис. 8.2) для улучшения частотной характеристики в области верх¬
них частот и переходной характеристики в области малых времен.
Рис. 8.2. Схема каскада с высокочастотной коррекцией при
эмиттерной стабилизации
Выбор схем входного и оконечного каскадов определяется па¬
раметрами источника сигнала и выходными данными соответст¬
венно. В зависимости от величины внутреннего сопротивления ис¬
точника сигнала \R\ схему входного каскада следует выбирать сог¬
ласно рекохмендациям:
Л6
1) при iRi<3 кОм —схема с общим эмиттером и эмиттерной
коррекцией (см. рис. 8.2);
2) при R1= 3-т~ 10 кОм — схема с общим эмиттером (см.
рис. 8.9);
3) при Ri> 10 кОм-r- схема с общим -коллектором (см. рис. 9.9).
Оконечный каскад усилителя обычно выполняется по схеме ОЭ'
с эмиттерной коррекцией или без nee, а также по схеме ОК. Схе¬
му ОЭ рекомендуется применять при значениях /?2^300 Ом. При?
выполнении оконечного каскада по схеме ОК его коэффициент уси¬
ления можно принять равным 0,7-f-0,9. Такого же порядка ока¬
зывается коэффициент усиления входного каскада по схеме ОК.
Для определения коэффициента усиления промежуточных кас¬
кадов и их числа необходимо ориентировочно выбрать тип тран¬
зистора по максимальной площади усиления QT (приложение 1)
и предельно допустимому значению напряжения коллектор—эмит¬
тер Uc мах* Если применяются промежуточные каскады с высоко¬
частотной коррекцией, то
Здесь/л — высшая рабочая частота; tr— время нараста-ния пере¬
ходной характеристики усилителя.
Напряжение питания входного и промежуточных каскадов берет¬
ся обычно несколько меньше значения Е0, требуемого для оконечно¬
го каскада, а в случае выполнения оконечного каскада по схеме*
ОК меньше значения, требуемого и для предоконечного каскада.
Необходимая величина обеспечивается включением в цепь питания
усилителя гасящего резистора и стабилитрона. Поэтому по ф-лам
(8.1) и (8.2) следует выбрать подходящий тип транзистора (при¬
ложение 3).
При передаче сигнала от источника ко входу первого транзи¬
стора усилителя его входная цепь вносит ослабление. Коэффициент
передачи входной цепи усилителя в области средних частот мож¬
но принять равным /Cin = 0,2-f-0,8; меньшие значения Кы соответ¬
ствуют большим значениям R\.
Так как входное сопротивление транзистора входного каскада
уменьшается с ростом частоты, то возникают дополнительные ис¬
кажения сигнала в области верхних частот и малых времен. Для
устранения этих искажений в схему усилителя вводится корректи¬
рующая цепь с коэффициентом коррекции
QT >(5 -г- 10) fh или QT ^ (1 3 )/tr.
В случае некорректированных .каскадов ОЭ
(8.1>
(8.2)
Кс = 0,7 fT/h.n fh
Кс = 2fj.tr/h2!,
(8.3>
или.
(8.4)
117
где /т и h2\ — параметры транзистора, которые первоначально
можно принять равными параметрам ранее выбранного типа
транзистора для промежуточных каскадов. Если Kc^U то при
выполнении входного каскада на транзисторе данного типа до¬
полнительные искажения сигнала отсутствуют и вводить коррек¬
цию искажений входной цепи (§ 9.4) не нужно. При низкоомном
источнике сигнала (^1^600 Ом) дополнительные искажения мож¬
но устранить применением эмиттерной коррекции непосредственно
во входном каскаде.
Полный сквозной коэффициент усиления в установившемся ре¬
жиме усилителя (иначе в области средних частот) равен
(рис. 8.1):
Ktt=UjE1 или Кн=Кь Кс Ка Kt n Ktfn, (8.5)
где Kti — коэффициент усиления входного каскада; Kin— коэффи¬
циент усиления промежуточных каскадов; Ktfn— коэффициент уси¬
ления оконечного каскада.
В случае выполнения всех каскадов усилителя по одинаковой
схеме Ktt==KinKcK1tt\ здесь Kt— коэффициент усиления одного
каскада; Nt — общее число каскадов.
§ 8.2. СХЕМЫ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ КАСКАДОВ
В промежуточных каскадах рассматриваемых усилителей тран¬
зисторы обычно включаются по схеме с общим эмиттером. При
повышенных требованиях к полосе пропускания, коэффициенту
усиления и стабильности режима работы транзисторов целесооб¬
разно применять каскады с элементами коррекции.
Наиболее распространенным способом .высокочастотной коррек¬
ции является введение отрицательной обратной связи по эмиттер¬
ной цепи (рис. 8.2). Использование высокочастотной эмиттерной
коррекции позволяет не только увеличить входное сопротивление
каскада в области нижних частот (благодаря чему можно умень¬
шить емкости разделительных конденсаторов), но и отказаться в
ряде случаев от применения блокировочных конденсаторов боль¬
шой емкости в эмиттерных цепях без ухудшения усилительных
свойств транзисторов. Наряду с этим наличие резистора в цепи
эмиттера улучшает стабильность режима по постоянному току и
способствует уменьшению изменения коэффициента усиления,
обусловленного разбросом параметров транзисторов.
Если сопротивление резистора Re как элемента высокочастот¬
ной коррекции (рис. 8.2) оказывается недостаточным для полу¬
чения требуемой стабилизации режима, то в этом случае можно
включить дополнительный резистор iR*E (рис. 8.3), шунтированный
конденсатором большой емкости СЕ, или использовать наряду с
эмиттерной еще и коллекторную стабилизацию. Схемы эмиттер-
118
ных цепей рис. 8.3 потенциально эквивалентны; схема рис. 8.3#
проще в отношении происходящих в ней физических процессов №
расчета, однако она требует применения блокировочного конден¬
сатора большей емкости, чем схема рис. 8.3б, которая на практике
предпочтительнее. В дальнейшем первая схема используется*
Рис. 8.3. Схема включения элементов высокочастотной эмит-
терной коррекции (ReCeс) и стабилизации режима (Re)
как прототип для получения первоначальных расчетных соотноше¬
ний, дополненных формулами перехода от Re, СЕ к REs и CEs.
При выборе цепи эмиттера по рис. 8.3 следует иметь в- виду, что»
блокировочный конденсатор (СЕ, CEs) вносит свою долю частот¬
ных (переходных) искажений в области нижних частот (больших:
времен); это вынуждает увеличивать емкость разделительного кон¬
денсатора Ср [20], чтобы суммарный уровень искажений не пре¬
высил заданную величину.
Схема цепей питания с эмиттерно-коллекторной стабилизацией
приведена на рис. 8.4. Фильтр С'/?' одновременно можно исполь-
зовать для целей низкочастотной коррекции, в этом случае ем-
кость C'j должна быть равна определенной, но не очень большой
величине (если низкочастотная коррекция не требуется, то емкость
С' обычно берется заметно большей величины, которую можно
варьировать в известных пределах).
При низкочастотной коррекции удается уменьшить емкость раз-
делительного и блокировочного (в эмиттерной цепи) конденсатов
119
ров. Однако надо считаться с тем, что .при использовании резисто¬
ра фильтра i/?' в качестве элемента коллекторной стабилизации и
при сравнительно небольшой емкости конденсатора С^ влияние
«отрицательной обратной связи через <Rb\ эквивалентно уменьше-
Рис. 8 4. Схема каскада с эмиттерной стабилизацией при
выполнении эмиттерной цепи по рис. 8.2
Рис. 8.5. Схема эмиттерно-коллекторной стабилизации при вы¬
полнении эмиттерной цепи по рис. 8.36
Рис. 8.6. Схема каскада с высокочастотной и низкочастотной
коррекциями при эмиттерной стабилизации
Ы'ию емкости конденсатора Ср [21]. При этом емкость реального
конденсатора приходится брать больше расчетной величины или
увеличивать емкость блокировочного конденсатора (СЕ, СЕз).
Как отмечалось, введение в схему конденсатора €Е или CEs
{рис. 8.3) также требует выбора большего значения Ср; поэтому
120
практически при наличии в эмиттерной цепи блокировочного кон¬
денсатора СЕ или CEs применение эмиттерно-коллекторной стаби^
лизации (рис. 8.5) нерационально, особенно при одновременном
использовании С'/?' Для низкочастотной коррекции. На рис. 8.6
показана схема с обоими видами коррекции и эмиттерной стаби¬
лизацией, а на рис. 8.7 — аналогичная схема только с эмиттерной
цепью, выполненной по рис. 8.36.
Рис. 8.7. Схема каскада с высокочастотной и низкочастотной кор¬
рекциями при выполнении эмиттерной цепи по рис. 8.36
Рис. 8.8. Схема каскада с низкочастотной коррекцией при эмит¬
терной стабилизации
При сравнительно невысоких требованиях к показателям уси¬
лителя в области верхних частот (малых времен) (/Л^Зч-5 МГц
или tr^0,1 мкс) можно ограничиться применением только низко^
частотной коррекции (рис. 8.8), а за счет возможности выбора боль-,
шой величины сопротивления RE можно ограничиться только эмит-
121
терной стабилизацией. Если низшая рабочая частота fb сравнитель¬
но велика (мала длительность «низкочастотного» импульса или
велик заданный спад Д-), то нет нужды и в использовании низко¬
частотной коррекции (рис. 8.9). Некоррелированные каскады с об¬
щим эмиттером можно использовать и при повышенных требова¬
ниях к полосе пропускания, если необходимый коэффициент усиле¬
ния по напряжению сравнительно невелик. В этих случаях требуе¬
мую полосу пропускания можно получить, применяя широкополос¬
ные транзисторы и уменьшая сопротивление коллекторных ре¬
зисторов.
<§ 8 3. ОПРЕДЕЛЕНИЕ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ И ЧИСЛА
ПРОМЕЖУТОЧНЫХ КАСКАДОВ
&.З.1. Промежуточные каскады ОЭ с эмиттерной
коррекцией
Общий .коэффициент усиления промежуточных каскадов
(8.6)
где А = 1,5ч-2 — заплс .по усилению.
Расчет числа каскадов N, обеспечивающих необходимое уси¬
ление, ведется в зависимости от назначения усилителя. Если вход¬
ной и оконечный каскады
выполняются по схеме ОЭ с
эмиттерной коррекцией, то
их коэффициенты усиления
принимаются равными ко¬
эффициенту усиления про¬
межуточного каскада и они
входят в число N промежу¬
точных каскадов, т. е. N = Nt. Ориентировочно значение N, необхо¬
димое для реализации величины KtN, выбирается в соответствии
с табл. 8.1.
При гармоническом входном сигнале (установившийся режим)
N определяется путем решения трансцендентного неравенства [19]
Десятки
Сотни
Тысячи
Десятки
тысяч
N
со
cl
3—4
1
сл
>5
(8.7)
где GNh — уровень частотных искажений промежуточных каскадов,
д
дБ (GNh<0); Q — площадь усиления транзисторного каскада с об¬
щим эмиттером для Ri=£\Ri ovt-
Сопротивление нагрузки Ri целесообразно выбрать в несколько
раз превышающим его оптимальное значение (приложения 1 и 3),
особенно при использовании эмиттерной коррекции:
Я/=(3 -Ш)/?/ор,. (8.8)
J22
Таблица 8.1
Большему значению <Ri соответствует большее Re, при этом
легче получить требуемую стабильность работы по постоянному
току и заданный уровень выходного напряжения. Однако при этом
снижается площадь усиления каскада Q, как показано на рис. 8.10.
Поэтому при значениях \fn и tr, .приближающихся к предельной
возможности транзистора, сопротивление нагрузки приходится вы¬
бирать ближе к нижнему пределу.
Рис. 8.10. Зависимость Q/Qt от Ri/Rtopt
В случае выполнения входного и оконечного каскадов .по схеме
ОК их частотные искажения можно принять равными
Gin = Gfnr, = —(0,1 -т- 0,3) дБ;
тогда
АЛЛА
GNh = Gh-Glh-Gfnh. (8.9)
При выполнении оконечного каскада по схеме ОЭ в случае
комплексной внешней нагрузки (Т?2 и С2)
Gm=Gb—Gin> (8.10)
где
Gih — — lOlgfl + (2я/ЛТ/)2] (8.11)
учитывает частотные искажения, вносимые внешней нагрузкой уси¬
лителя на высшей рабочей частоте. Постоянная времени цепи на¬
грузки т; в ф-ле (8.11) при наличии постоянной составляющей в
выходном сигнале равна:
т i — CiRi, (8.12)
где Ri = Rz — активное сопротивление внешней нагрузки;
Ct=Ct + C^, (8.13)
123
Cm — 3-т~4 пФ — емкость монтажа
выходной цепи усилителя. При от¬
сутствии постоянной составляющей
в выходном сигнале в ф-ле (8.12)
следует принять Ri^R2/2 .
Неравенство (8.7) решается гра¬
фически: для известного отношения
Q!fh при заданном GNh определяет¬
ся его правая часть (рис. 8.11), за¬
тем на рис. 8.12 по оси ординат от¬
кладывается значение правой части,
проводится линия, параллельная
оси абсцисс, и для требуемого зна¬
чения KtN находится точка пересе¬
чения; при этом число каскадов
принимается равным ближайшей
большей величине.
При импульсном сигнале (пере¬
ходный режим) число промежуточ¬
ных каскадов N определяется в не¬
сколько приемов. При этом 'считает¬
ся, что входной и оконечный кас¬
кады не дают выброса на переход¬
ной характеристике, если в этих кас¬
кадах не применяется эмиттерная
коррекция. Общий выброс переход,
ных характеристик промежуточных
каскадов принимается равным выб¬
росу, заданному техническими усло¬
виями: 6iv = 6*.
Выброс переходной характеристики одного промежуточного
каскада б для некоторого выбранного значения N определяется
по рис. 8.13. В общем случае для усилителя, содержащего N кас¬
кадов с неодинаковыми выбросами,
Рис. 8.11. Номограмма дйя оп¬
ределения правой части нера¬
венства (8.7)
б
N
где бсг~ 1 % — критический выброс.
Ориентировочно число каскадов N выбирается по табл. 8.1.
При этом число каскадов ОЭ должно быть четным или нечетным
в зависимости от того, сохраняется или изменяется полярность
импульсного сигнала при прохождении его через усилитель. При
двухполярном импульсном сигнале число промежуточных каска¬
дов может быть как четным, так и нечетным. Для уточнения зна¬
чения N производится решение трансцендентного неравенства
Q
NK*/n <4 я2
324
где trN— время нараста-ния переходной характеристики N проме¬
жуточных каскадов.
л л
В большинстве случаев значения a tr не превышают 1,7 и не-
Рис. 8.12. Номограмма для определения числа промежуточ¬
ных каскадов N в установившемся режиме
равенство принимает вид
< 14 (Q^)2.
(8.14) *q
Величина tTN предваритель- 18
wo определяется по формуле
(8.15)"
rfn
-12
V/»
где Ui и trfn — время на*раста- ^
яия переходных характеристик
входного и оконечного каска-10
дов соответственно; tri=2,2 тг-
время нарастания переходной ®
характеристики выходной це- g
пи усилителя, которое учиты¬
вается пр:и «выполнении око- ^
нечного каскада по схеме ОЭ; ^
•xi определяется по ф-ле (8Л2).
В случае выполнения вход¬
ного и оконечного каскадов по
.схеме OK tr\ = trfn—(0,1 -г-
4-0,2) tr и тогда можно счи¬
тать trN&tr.
Рис. 8.13. Зависимость результирующе¬
го выброса 6n от выброса одного кас¬
када 6 для W-каскадного усилителя
125
При решении 'неравенства (8.14) первоначально по рис. 8.10
определяется площадь усиления Q для выбранного значения Ri
ф-ла (8.8)] и для требуемого значения trN рассчитывается правая
4асть неравенства, затем на рис. 8.14 ,по оси ординат откладывает-
Рис. 8.14. Номограмма для определения числа промежуточ¬
ных каскадов N в переходном режиме
ся значение правой части (8.14) и далее расчет проводится, как
при решении неравенства (8.7). В том случае, если рассчитанное
значение N и ориентировочно выбранное по табл. 8.1 расходятся,
необходимо N увеличить на единицу или взять транзистор с не¬
сколько большим значением Qt и повторить расчет.
8.3.2. Промежуточные каскады ОЭ без коррекции
Общий коэффициент усиления N промежуточных каскадов оп¬
ределяется по ф-ле (8.6). При гармоническом сигнале выбор чис¬
ла каскадов производится путем решения неравенства
N<0,23(-^-f IGm\. (8.16)
Если все каскады усилителя построены по одной схеме ОЭ, то
А А А
GNh=Gh. В остальных случаях GNh рассчитывается по ф-лам (8.9)
и (8.10). Величина площади усиления каскада Q определяется по
рис. 8.10 для сопротивления нагрузки
#/=(2-5- 6)/?/opt (8.17)
транзистора, тип которого был выбран в соответствии с условия¬
ми (8.2) и (8.3).
126
При решении неравенства (8.16) для рассчитанного отношения
л
<t/\fh и требуемого значения GNh находится его правая часть. Не¬
обходимое число промежуточных (каскадов N определяется по
рис. 8.13 так же, как при решении неравенства (8.14).
При импульсном сигнале выбор числа промежуточных каска¬
дов .производится с учетом уже высказанных соображений для
переходного режима путем решения неравенства
NK%n < 8 (Qtr„y (8.18)
и использования графиков рис. 8.14.
§ 8.4. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ, ОТНОСЯЩИХСЯ К ОБЛАСТИ
ВЕРХНИХ ЧАСТОТ (МАЛЫХ ВРЕМЕН)
8.4.1. Исходные данные
К исходным данным при расчете каскада относятся: выбранный
тип транзистора (§ 8.3), значения его параметров, коэффициент
усиления каскада
К, = уЛ& (8.19)
и величины сопротивлений источника сигнала Rs и нагрузки Ri.
В соответствии с обозначениями на рис. 8.2—8.9 для каскада на
транзисторе Т:
Rs = *cRbn , (8.20)
Rc •ф’ Rb
R>=itrk- (8'21)
Ri= ~~— > (8.22)
Rc+Rb
R'h = Rbl Rb2 - . (8.23)
В промежуточных каскадах обычно Rs = Ri. Если невозможно
выполнить это условие, то принимается Rs= (0,5ч-2)/?*.
Параметры транзистора зависят от его режима работы, элемен¬
ты схемы Ri, iRc, влияющие на режим работы, в свою очередь (при
условии получения определенных показателей каскада), оказыва¬
ются функциями параметров. Для преодоления указанного зат¬
руднения в начале данного расчета целесообразно исходить из
некоторых «средних» условий, например, выбрав режим, .парамет¬
ры для которого приводятся в приложении 3.
Номинальное (т. е. соответствующее комнатной температуре)
напряжение на коллекторе порядка 5 В является .подходящим для
всех промежуточных каскадов, кроме последнего, если от «его
возбуждается оконечный каскад ОК. Напряжение Uc для такого
127
каскада выбирается из тех же соображений, что и: для оконечного
каскада ОЭ (§ 9.2). Номинальный коллекторный ток обычно вы¬
бирается в пределах 1ч-5мА. При большем то-ке /с численное зна¬
чение параметра у2\ увеличивается, а это облегчает получение тре¬
буемой стабильности режима работы. Приближение /с к нижнему
пределу способствует снижению тока, потребляемого от источника
питания. Однако .при этом не удается получить необходимую ста¬
бильность режима работы при RE=Re (рис. 8.2), что вынуждает
переходить на более сложную схему питания (рис. 8.3, 8.4 и 8.5);
при отсутств-ии эмиттерной коррекции это обстоятельство не играет
рол^и. '
8.4.2. Порядок расчета каскадов с эмиттерной
коррекцией и без нее
1. Для выбранного режима работы транзистора определяются
его высокочастотные параметры гьь>, £ь'е=1'/гь'е> Сь»е, Сс и Sb
(приложение 1).
Рис. 8.15. Зависимость выброса от коэффици-
д д
ентов а, т; линия MN соответствует опти¬
мальной частотной характеристике
2. Из выражения (П.1.13) находится величина сопротивления
R,
SjRi — Я At
(8.24)
X(fiV, + S.) ’
где Х= 1 +gbre(Rs-\-rbb,).
Если Re<0, следует увеличить число каскадов промежуточного
усилителя N.
128
3. При расчете широкополосного усилителя постоянную време¬
ни эмиттерной цепи целесообразно выбрать талой величины, при
которой частотная характеристика оказывается оптимальной. Со¬
гласно (Л.1.21) это получается при
-Г /? С° (Rs + ГЬЬ') \.V{SiRe-Mr+SiRe(SiRe^X) (1-Ы2-(ЗДг-М]
SiReiSiRe + 2^)
{в. 25)
где С0 =Cb,eJrSiRiCc, о
Ks-Trbb'
Результат расчета по ф-ле (8.25) оказывается подходящим и
для импульсного усилителя, если отвечающий ему выброс не пре¬
вышает величину б, найденную
ранее по рис. 8.13. Для опреде¬
ления искомого выброса каска¬
да рассчитываются параметры
а л
т, а, п, а и т по ф-лам
(П.1.14) — (ПЛ.16) и (П.1.24),
после чего при помощи рис.
8.15 находится б. Если его зна¬
чение превышает допустимое,
то надо несколько уменьшить
те (практически достаточно на
10—'15%) и повторно опреде¬
лить б; попутно для заверша¬
ющей проверки рекомендуется
найти время нарастания каска¬
да по формуле
tr = v ntr,
(8.26)
tr — нормированное время
нарастания, являющееся функ-
А А
цией параметров а и т (рис.
8.1.6), так как при уменьшении
те время нарастания несколько
увеличивается.
Рис. 8.16. Зависимость нормирован-
А
ного времени нарастания U от ко-
А А
эффициентов а, т; линия MN соот-
- ветствует оптимальной частотной ха¬
рактеристике
5-420
129
4. Искомая величина емкости корректирующего конденсатора
равна: =XelRr-
& Сопротивление резистора Р'в в коллекторной цепи транзи¬
стора Г и- сопротивление \R't в цепи базы последующего транзисто¬
ра- определяются из условия (9.4). Соотношение между этими
сопротивлениями
R’b=dR\ (8.27)
выбираете» с учетом заданных температурных условий окружаю¬
щею среды; чем больше /атах—taтш> тем меньшим следует выби¬
рать коэффициент d (как минимум d— 1); при небольшом изме¬
нении- температуры /„ можно принять, как максимум, d = 5. Из
ф-л. (8.22) и (8.27) находятся величины сопротивлений цепей ба¬
зы и коллектора:
* 1 . (8.28)
/?;=о+тщ
(х Сопротивление рез1истора фильтра R'f, используемого для
осуществления низкочастотной коррекции или стабилизации ре-
жима^ обычно выбирается в пределах
/?' = (2-т-5)/?;. (8.29)
Выбор зависит от запаса ло напряжению питания и желаемой
эффективности коррекции -и стабилизации, повышающейся с рос-
тож Rp
Расчет каскада без эмиттерной коррекции сводится к распре¬
делению сопротивления нагрузки \Ri между R'b и R'c и выбору со¬
противления J?', для чего используются соотношения (8.22) и
(8.27)>— (8.29).
§ 8.5. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СТАБИЛИЗАЦИИ РЕЖИМА
8.5.1. Исхцщш данные
Цепи питания рассчитывают, исходя из того, что напряжение
и ток покоя в цепи коллектора должны быть равными ранее выб¬
ранным значениям Uc и /с при достаточно малом «х изменении
под воздействием дестабилизирующих факторов. В процессе рас¬
чета определяются крайние значения напряжения 1)'с, И’с и тока
1'€, требуемое напряжение питания Е0р и сопротивления плеч
делителя смещения /?ы, /?ьг, образующие сопротивление
Rb=RbiRbARbi+Rb2), (8-30)
при одинаковом выполнении соответствующих каскадов =
При необходимости сопротивление эмиттерной стабилизации Re
межетг «превышать сопротивление Re эмиттерной коррекции.
13©
К исходным величинам, кроме Uc и 1с, относятся: коэффициент
нестабильности тока покоя Ь = 1'уГс , который, как и прежде,
удобно выбрать в пределах l,l-f-l,5; крайние значеяня температу¬
ры окружающей среды ta mm, ta тах; параметры транзистора h2imta,
*2imax,«/2i (приложение 1),
Ап —Ьц/Уп, <8.31)
1сво, uc мах, |Rthja, а также сопротивления цепей эмиттера iR* ба¬
зы Rb, коллектора R'c и фильтра R'f.
Для каскада с эмиттерной стабилизацией в качестве первой
пробы рекомендуется взять
RB=Re, <8.32)
а при Re=0 (без коррекции) RE= (0,14-0,3)/?'-
8.5.2. Порядок расчета параметров нестабильности
1. Полагая, что с небольшим запасом Рсо мах = М51Ус/с, по
ф-лам^ (3.9), (3.12) — (3.15), (3.17) и (3.18) находим ijoma*.
21 ’ ^21 * Д^О, A/t21, А/свО и Д/о.
2. Из выражений (3.5) и (3.21) определяем крайнее значения
коллекторного тока покоя
/' = {с
с (b — 1) (25° — tf min) *
1 +■
max — min — ^5*
выбирая, как и прежде (см. § 3.2) 6 = 1,1-М,5.
3. Напряжение питания и крайние значения коллекторного -на¬
пряжения рассчитываются так:
Е0Р =Uc+{R't + RB + R') /с, <8.33)
Uc =E0P-(R-C + RB + R’)rc, <8.34)
U-c =E0p-(R’c + RB + R')rc. <8.35)
При отсутствии фильтра в ф-лах (8.33)—(8.35) принимается
R’f = 0.
Выбранный транзистор и найденные значения ЕоР и U~c сказы¬
ваются подходящими, если E0p^Uc max, ^2-^ЗВ.
Дальнейший ход расчета зависит от вида выбранной схемы це¬
пей питания (рис. 8.2—8.9) и от того, какие из величин принята
за исходные.
5* 131
8.5.3. Расчет элементов эмиттерной стабилизации
При расчете эмиттерной стабилизации используется уравне¬
ние (3.20).
А/ httl*u, + {Rb + RE) Д/о] (8 36)
Лц + % + (! + Л21) Re
1-й вариант расчета. Определение Л/0, Rbu Rbi по известным
значениям Ic, Rb и RE. Нестабильность тока покоя Д/с находится
непосредственно по ф-ле (8.36). Если фактическая нестабильность
укладывается в допустимые пределы, то расчет продолжается. По
величине коллекторного тока покоя при .помощи характеристик
транзистора определяются остальные координаты точки покоя 1В
и Uв и далее по формулам, подобным (3.26) и (3.27), рассчиты¬
ваются сопротивления плеч делителя:
RbEpp
(8.37)
<8-з8>
Если же Д/с выходит за рамки намеченного предела, можно
попытаться получить лучшую стабильность за счет некоторого
снижения Rb (2-й вариант расчета) или увеличения RE (3-й ва¬
риант расчета).
2-й вариант расчета. Определение Rb, Rb\, Rb2 по известным
значениям 1С> Д/с//в, Ub и Re- Требуемая величина Rb находится
из выражения (3.25).
При этом для расчета Rb\ и Rb2 используются выражения
(8.37) «и (8.38). Найденное значение Rb не должно быть настолько
малым, чтобы невозможно было совместно с параллельно присое¬
диненным к нему сопротивлением Rc получить требуемое сопротив¬
ление нагрузки IRi, на которое работает предшествующий транзи¬
стор Тр. Если это требование *не удовлетворяется, выбирается ми¬
нимально возможное значение Rb и расчет ведется по третьему
варианту.
3-й вариант расчета. Определение Re, Rm, Rbi по известным
значениям 1С, А 1С> 1в> UB и /?&. Из ф-лы (8.36) следует, что
q ^21 (Д U* + Rb Д /в) (^11 + Rb) А /с /g ддЧ
£= (1 + А21)Д/с-А21Д/о ’
Rb\ и Дь2 здесь также рассчитываются по ф-лам (8.37) и (8.38).
8.5.4. Расчет элементов эмиттерно-коллекторной стабилизации
Другое возможное решение заключается в использовании эмит-
терло-коллекторной стабилизации (рис. 8.4 и 8.5), при которой со¬
противление Re не рекомеадуётся брать больше, чем Re, необхо-
132
димое для осуществления высокочастотной коррекции (т. е. не
рекомендуется схема рис. 8.5). При эмиттерно-коллекторной ста¬
билизации удобно исходить из определенных величин Re н R'f (со¬
ображения по выбору J?' приводятся в 8.4.2), принимая за неиз¬
вестные Rb\ И Rb2.
4-й вариант расчета. Определение Rb\ и Rb2 по известным зна¬
чениям Iс» А 1с» 1в, Uв, Re и R’:
Найденные результаты приемлемы, если Rb [ф-ла (8.30)] являет¬
ся подходящей величиной для нагрузки, на которую работает тран¬
зистор предшествующего каскада Гр, т. е. для Ri = RcRb/(Rc+Rb)-
После завершения расчета элементов стабилизации режима ре¬
комендуется .произвести проверку путем выполнения обратных дей¬
ствий. Так, в случае расчета по первому варианту определяется
контрольное значение Re сто ф-ле (8.39). При выполнении расчета
по 2 и 3-му вариантам для контроля правильности основных рас¬
четов используются выражения (8.30) и (8.36), а по 4-му вариан¬
ту — выражение
mhn + Rbi + (1 + h2i) {fnRB +
где m = 1 (Rbi~\- Rf)/Rb2»
§ 8.6. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ, ОТНОСЯЩИХСЯ К ОБЛАСТИ
НИЖНИХ ЧАСТОТ (БОЛЬШИХ ВРЕМЕН)
8.6.1. Исходные данные
При выполнении этого расчета усилитель, схема которого по¬
лагается выбранной, разбивают на каскады, считая их входными
зажимами базу и эмиттер соответствующих транзисторов (рис.
8.17). К исходным дан'ным относятся величины известных элемен¬
тов, расположенных в основном в пределах намеченных каскадов.
6°—420 133
Л*х [ш A U9 + (Rbi + mRr “Ь Rf) АI* ]
Ядром каскада является транзистор; связанными с ним схем¬
ными элементами в данном случае удобно считать те, которые рас¬
положены в цепях его базы я эмиттера. Так, -на рис. 8.17 каскаду
на транзисторе Т принадлежат резисторы RCt Rf, Rbu (#Ь2, 'Re, Re*
и конденсаторы Ср, Cf> а также влияющий на уровень искаже¬
ний конденсатор Cf.
При таком подходе в расчетные выражения входят .параметры
только транзистора Т: Лц и h21, а если в цепи эмиттера данного
транзистора находится сопротивление Re, 'не шунтированное кон-
Рис. 8.17. Расположение входных и выходных зажимов кас¬
када при расчете СР, С/, Ся, СЕа
денсатором большой емкости (для переменного тока средней ча¬
стоты), то за параметры принимаются эквивалентные величины:
Ап = Ац+(1 + h21)Re, Кх =А21. (8.40)
Число рассчитываемых каскадов определяется структурной
схемой рис. 8.1. Так как разделительный конденсатор в цепи базы
транзистора Tin относится ко входному каскаду, то входная цепь
•не создает искажений в области нижних частот и больших времен.
Элементы, -создающие искажения в оконечном каскаде, располо¬
жены левее его транзистора; справа от о,конечного транзистора
находится выходная цепь (на рис. 8.1 отдельно не показана), соз¬
дающая искажения в том случае, если она содержит разделитель¬
ный конденсатор в .проводе, идущем к нагрузке усилителя
К рассчитываемым элементам, величины которых определяют ис¬
кажения в области нижних частот (больших времен), относятся
разделительные конденсаторы Ср, блокировочные конденсаторы,
шунтирующие резисторы в эмиттерных цепях СЕ, CEs, а также
конденсаторы фильтров в цепях .пита-ния С/, используемые, в част¬
ности, для низкочастотной коррекции, поскольку сопротивления
резисторов известны. Так, в -схемах рис. 8.3, 8.5, 8.7, 8.17 сопро¬
тивления в цепи эмиттера Re=ReResI {Re+Res) , а в схемах рис. 8.2,
8.4, 8.6 Re = RE. Очевидно, что в схемах рис. 8.8 и 8.9 Re=0.
134
Как известно, уровень частотных искажений .усилителя равен
сумме искажений, вносимых каскадами, т. е.
(8.41)
С приемлемой точностью подобного рода соотношение можно
распространить « на величины переходных искажений (рис. 8.18):
(8.42)
(8.43)
При распределении общего уровня искажений большая доля
отводится каскадам, содержащим наряду с Ср блокировочный
конденсатор в цепи эмиттера, например CEs, а также каскадам,
Рис. 8.18. Формы выходного напряжения при подаче на вход
усилителя периодической последовательности прямоугольных
импульсов
на выходе которых расположены транзисторы, использующие ре¬
зистор фильтра R 'f для осуществления «оллектор-ной стабилиза¬
ции, как показано на рис. 8.17. Применение низкочастотной кор¬
рекции позволяет уменьшить емкости .конденсаторов Cv, CEs, рас¬
положенных справа от фильтра CfRf (рис. 8.6 и 8.17). Так же, как
и при расчете ламповых усилителей [14], элементы низкочастотной
коррекции можно использовать для снижения искажений, взноси¬
мых конденсаторами Cv, CEs, находящимися в других некоррек-
тированных каскадах и цепях. При усилении импульсных сигна¬
лов малой длительности с большой скважностью низкочастотная
коррекция обычно не используется.
Таким образом, к исходным данным при расчете т-то каска¬
да, входящего в состав усилителя гармонических сигналов, отно-
д
сятся также уровень частотных искажений Gmb на низшей рабочей
частоте /ь, а в случае усилителя импульсных сигналов спад Д*
или подъем Дт ; Ат и Ат могут быть заданы, как показано на
рис. 8.18 для tp = TI2 или /р<Г/2.
6°*
8.6.2. Порядок расчета конденсаторов Ср, СЕ
я С Ев каскадов без низкочастотной коррекции
Эквивалентная схема каскада для области нижних частот без
низкочастотной коррекции имеет вид, показанный на рис. 8.19, где
Rp\ — общее сопротивление (для области средних частот) элемен¬
тов, расположенных левее, а ЯР2— правее разделительного кон¬
денсатора Ср. Так, в схеме рис. 8.17 (при отсутствии фильтра
CfRf):
Rp\ = Ret Rd2 ~
а при выполнении предшествующего каскада по схеме эмиттер-
яого повторителя (рис. 8.20) Rpi =
Re R^x
, где Re
Ml (ет-1)
+ Rs
( Re + Rex) r 1 + Л21 (m—1)
Н\цт-\), h,2\(rn-\) — параметры транзистора Tm-1, Rs~ общее сопро¬
тивление (для области средних частот) элементов, расположен¬
ных левее базы транзистора Тп
!m-11).
Рис. 8.19. Общая эквива¬
лентная схема используе¬
мая при расчете конден¬
сатора Ср
Рис. 8.20. Схема, используемая для опре¬
деления RPi при выполнении предшеству¬
ющего каскада по схеме эмиттерного по¬
вторителя
1-й вариант расчета. Определение Ср каскадов простой схемы
(рис. 8.2, 8.20). В случае расчета усилителя гармонических сигна¬
лов расчетные формулы имеют вид:
Mmb = 10~°,вИЧ (8.44)
Ср = 1- . (8.45)
2я fb (Rpi + R/n) ^mb *
*| При расчете СР эмиттерного повторителя граница каскада с левой сто¬
роны выходит за рамки промежутка база—эмиттер, так как R, определяется
через величины сопротивлений предшествующего каскада.
136
а при расчете усилителя импульсных сигналов (рис. 8.18а)
Ср . (8.46)
(#pi + Rp2) Дт
2-й вариант расчета. Определение Ср, Се, Ces каскадов слож¬
ной схемы. К сложным относятся схемы, содержащие наряду с Ср
блокировочный конденсатор в эмиттерной цепи (рис. 8.3), а также
схемы, оканчивающиеся транзистором с коллекторной стабили¬
зацией его режима (рис. 8.4).
В этом варианте расчет сначала ведется так же, как и для
простой схемы, при замене в ф-лах (8.45) и (8.46) Ср на
В (20, 21] показано, что в общем случае (рис. 8.5)
1 ^2i (.Rc ~Н $ь) | hjiRcRb
С* Ср CE(hn + Rb) c'fRbl (hn + Rb)
(8.47)
Rb —RbiRbd(Rbi Rbtt)-
При наличии в цепи эмиттера сопротивления Re, не шунтиро¬
ванного конденсатором большой емкости, hu в ф-ле (8.47), а так¬
же в последующих выражениях (8.48) — (8.50) заменяется на /г*и
(ф-ла (8.40)].
При расчете более простой схемы правая часть равенства
(8.47) берется без соответствующего слагаемого: например, при
расчете схем рис. 8.3, 8.7—8.9 используется уравнение
1 1 I h%i (Rc Ч~ Rb)
С* Ср СЕ (Лц + Rb)
(8.48)
с двумя -неизвестными Ср и Се\ в качестве пробы рекомендуется
приравнять между собой слагаемые правой части. Если какая-либо
емкость окажется неудобной величины, следует выбрать другое, бо¬
лее подходящее, соотношение между этими слагаемыми.
При эмиттерной стабилизации с частичным шунтированием
сопротивления в эмиттерной цепи конденсатором большой емко¬
сти (рис. 8.3), как отмечалось в § 8.2, схема на рис. 8.3 предпоч¬
тительнее. В случае ее выбора -находятся величины Res и Се»-
Rgs ~ Ref^Rs ’
где Re — часть эмиттерного сопротивления, не шунтированная кон¬
денсатором большой емкости и определяемая при расчете высо¬
кочастотных элементов (§ 8.4), a RE = Re+R'E—элемент стабили¬
зации режима (§ 8.5);:
V
Сложнее может оказаться расчет Ср в схеме рис. 8.4, где
1 1 _| h^iRcRb
с; СР Cf Rbi (Ап + Яь)
или
(8.49)
(8.50)
1 —
Cf Rbi (Лц + Rb)
Дело в том, что емкость С' обычно является известной (задан¬
ной) величиной, однако при некотором недостаточно большом зна¬
чении С' может оказаться, что Ср<0; следовательно, при любой
величине емкости физически существующего конденсатора Ср не
Рис. 8.21. Схема с умень¬
шенной степенью воздей-
спвия коллекторной ста¬
билизации
удастся получить намеченный ранее уровень частотных или пере¬
ходных искажений. В таких случаях следует выбрать более вы¬
сокий уровень искажений или уменьшить степень действия кол¬
лекторной стабилизации в последующем каскаде, как показано
на рис. 8.21, что эквивалентно увеличению С' в R'f\R"f раз и
уменьшению R'f до величины iR” при сохранении свойств фильтра
с точки зрения низкочастотной коррекции. Естественно, что при
таком решении ведется пересчет сопротивлений Яь\ и Rb2 ('§ 8.5).
Отмеченные осложнения еще вероятнее при расчете конденсаторов
схемы рис. 8.5.
8.6.3. Порядок расчета конденсаторов СР9 Се9
СЕ8 и С/ каскадов усилителя с низкочастотной коррекцией
Как известно, низкочастотная коррекция при помощи фильтра
CfRf оказывается эффективной, если внутреннее сопротивление ис¬
точника сигнала, например транзистора Тр на рис. 8.17, во много
раз больше сопротивления нагрузки, равного в данной схеме
Rc+Rf- Поэтому при выполнении входного каскада по схеме эмит-
терного повторителя нецелесообразно применять коррекцию в пер¬
вом промежуточном каскаде (рис. 2.1), т. е. следует воздерживаться
от введения корректирующего, фильтра в выходную цепь эмиттер-
ного повторителя. Это замечание относится и к выходной цепи
138
усилителя, если оконечный каскад также представляет собой эмит-
терный -повторитель.
При возбуждении усилителя от весьма высокоомного источни¬
ка сигнала, например от передающей телевизионной трубки, рас¬
четным внутренним сопро¬
тивлением Ri является соп¬
ротивление элемента связи
Rc (нагрузки). В подобном
случае, очевидно, впотне
возможно применение низко¬
частотной коррекции (рис.
8.22) во входном каскаде на
транзисторе Tin.
В выходной цепи усили¬
теля при выполнении око¬
нечного каскада по схеме
ОЭ, в принципе, можно ис¬
пользовать низкочастотную
коррекцию. Однако, как
правило, это неудобно
вследствие заметной потери напряжения источника питания на ре¬
зисторе фильтра Rf и недостаточности постоянного напряжения на
коллекторе при заданном, обычно сравнительно высоком, уровне
выходного сигнала.
Из рассмотренного следует, что применение низкочастотной
коррекции в каждом каскаде возможно не во всех случаях, да это
и не является обязательным. Практически нередко более удобно
ограничить число корректирующих фильтров до одного на два-три
каскада, что позволит уменьшить суммарную емкость конденса¬
торов фильтра, но -при несколько большей емкости разделитель¬
ных конденсаторов. В случае ограниченного числа фильтров уси¬
литель делится на соответствующее количество групп каскадов и
в пределах каждой группы фильтр целесообраз^щ расположить в
первом ее каскаде. С точки зрения распределения искажений
[ф-лы (8.41) —(8.43)] каждая группа приравнивается одному кас¬
каду. При этом более высокий уровень искажений рекомендуется
выбрать для групп большим числом конденсаторов Ср, СЕ и CEs.
З-й вариант расчета. Определение емкостей по заданным час¬
тотным искажениям при оптимальной частотной характеристике.
/V
После нахождения Мшъ .по ф-ле (8.44) (при Gmb<0) определяется
наиболее выгодное отношение постоянной времени фильтра т/ =
= CfRf (рис. 8.17) к постоянной разделительной цепи, которая в
общем случае равна (20]:
Рис. 8.22. Схема включения элемен¬
тов низкочастотной коррекции, от¬
носящейся ко входному каскаду на
транзисторе Тгп
2”'‘/(**-')(l + |-),+ v"(«*-|)*(l + f)‘ + -
. (8.52)
Далее находятся емкости конденсаторов С/ и Ср:
С/ =тf/Rf, (8.53)
Cp=xp/(Rc + Rpt). (8.54)
Расположение резисторов Rc и Rp2 показано на рис. 8.19 и 8.22.
Выражение (8.54) относится к одиночному каскаду.
^ В случае расчета групп каскадов с одним фильтром (рис. 8.17)
емкости конденсаторов Ср, Се, Ces находят путем распределения
между каскадами постоянной времени [ф-ла (8.52)], исходя из
приближенного равенства
—1/т>,+• • • (8-55)
где тР1, Три... — постоянные времени каскадов, связанные с емко¬
стями разделительных конденсаторов равенством (8.51), из кото¬
рого следует, -что
Cpi =Xpil[Rpii + RP2i] (8.56)
и т. д. Выражения (8.51), (8.54) и (8.56) относятся к простой схеме
каскада (рис. 8.6). В случае сложной схемы (рис. 8.7, 8.8) в
этих формулах Ср, Ср\ заменяются на Ср, СрХ... После этого рас¬
чет ведется по 2-му варианту, начиная с использования выраже¬
ния (8.47), в частных условиях имеющего форму (8.48) или (8.49).
4-й вариант расчета. Определение емкостей при задании высо-
А А
ты максимума нормированного усиления К = /Стах на частоте
f =i/m- При выполнении рассматриваемого варианта расчета сле¬
дует иметь в виду, что высота максимума частотной характери¬
стики всегда меньше предельной величины
/Стах max = 1 + R/RpillRc (Rc+RP2+^f)l-
Расчет ведется в таком порядке. Сначала выбирается некото¬
рое значение параметра b из условия b<.RJRf, и по семейству ча¬
стотных характеристик, приведенных в приложении 4, определя¬
ются параметр а и абсцисса х=хм точки максимума с высотой
А А
К = /Стах» после чего находится параметр а'\
j (Rc 4~ Rb) Ь
(l+S)(,+£HI ' Rc(i + b)
При расхождении между величинами а к а' следует перейти
140
к другому семейству характеристик, повторяя описанные дейст¬
вия, пока не сравняются а и а'. Далее определяются постоянные
времени т/ и тр:
Оставшаяся часть расчета выполняется по 3-му варианту, на¬
чиная с определения С/ и Ср.
5-й вариант расчета. Определение емкостей по заданным пере¬
ходным искажениям для симметричных П-импульсов (рис. 3.12)
[22] и импульсов с большой скважностью.
Как и в расчете по 4-му варианту, следует задаться величиной
параметра b (порядка 0,05ч-0,2) и, «сходя из заданных искаже¬
ний плоской части импульса, по графикам, приведенным в прило¬
жении 5, подобрать подходящее значение параметра а и абсциссу
конечной точки-плоской вершины импульса х; при отсутствии подъ¬
ема (рис. 8.18) редомендуется принять а=1.
Далее находятся параметры Ь', а' и а":
В случае импульсов с большой скважностью (рис. 1.16, в) па¬
раметр Ь' приравнивается параметру Ь, что дает а'=а\
ные значения параметров а' и а" не совпадают, следует изменить
параметр Ь (имея в виду, что, например, при увеличении Ь пара¬
метр а' уменьшается, а а" возрастает), найти новые величины о,
х, а', а" « т. д. до тех пор, пока не получится а"=а'.
Далее, прибегая при необходимости ж интерполяции, определя¬
ются постоянные времени фильтра и разделительной цепи:
При распределении тр по каскадам вместо (8.55) используется-
выражение 1/тр= 1/тР1+1/тРп+— Последующая часть расчета вы¬
полняется .по 3-му варианту начиная с нахождения С/ и Ср.
14 Ь
(1 (1 + b) Хм
2я^(1 + Ь) р 2я /„(1 -\-Rf/Rc) Ь
а'
Jf
Если для выбранных в начале расчета величин Ь и а числен-
Глава 9.
РАСЧЕТ ОКОНЕЧНЫХ И ВХОДНЫХ
КАСКАДОВ ШИРОКОПОЛОСНЫХ
И ИМПУЛЬСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
§ 9.1. СХЕМЫ ОКОНЕЧНЫХ КАСКАДОВ
Оконечный каскад видеоусилителя должен обеспечить требуе¬
мый уровень сигнала U2 на внешней нагрузке при допустимых
искажениях.
Выбор схемы оконечного каскада зависит от параметров вы¬
ходного сигнала и внешней нагрузки, которая в большинстве слу¬
чаев представляет собой активное сопротивление i/?2, шунтирован¬
ное малой емкостью С2 (от нуля до десятков пмкофарад). При
низкоомной нагрузке (/?2^300-^-500 Ом) оконечный .каскад реко¬
мендуется выполнять по схеме эмиттерного повторителя (рис. 9.1).
Такая нагрузка требует от оконечного транзистора сравнительно
большого размаха тока для получения на выходе заданного уров¬
ня напряжения. При этом лредоконечный каскад, обычно выпол¬
няемый по схеме ОЭ, должен рассчитываться на выходное напря¬
142
Рис. 9.1. Схемы оконечных эмиттерных повторителей
жение, несколько превышающее f/2, так как коэффициент усиле¬
ния по напряжению эмиттерного -повторителя меньше единицы.
Выбор типа транзистора и режима работы этого каскада произ¬
водится так же, как для оконечного каскада по схеме ОЭ. Для
больших значений рекомендуются схемы ОЭ с коррекцией
(рис. 9.2) или без нее. Другие возможные варианты выполнения
эмиттерных цепей .приведены .на рис. 8.3 и 8.8. Применение низко¬
частотной коррекции в выходной цепи нецелесообразно, так как на¬
личие дополнительного резистора в цепи коллектора ухудшает
использование напряжения источника 'питания.
Если (на выходе допустима постоянная составляющая напря¬
жения, то нагрузка R2 непосредственно включается в выходную
цепь оконечного транзистора (рис. 9.1а и 9.2а).
При условии однополярного импульсного сигнала предпочте¬
ние следует отдать та.кой схеме оконечного каскада-, в которой
транзистор открывается сигналом.
§ 9.2. ПОРЯДОК РАСЧЕТА ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА
ПО СХЕМЕ ОЭ
9.2.1. Исходные данные
При выполнении оконечного каскада но схеме ОЭ вносимые им
частотные и переходные искажения учитываются включением его
в число каскадов N, которое входит в выражения (8.7), (8.14),
(8.16), (8.18). При этом коэффициент усиления Ки сопротивление
нагрузки Ri и сопротивление источника сигнала Rs принимаются
143
Р.ис. 9.2. Схемы оконечных каскадов с эмиттерной коррекцией
равными соответствующим значениям для промежуточного каска¬
да. Если значения Ri в ф-лах (8.8) и (8.17) отличаются от R2 для
схем вида рис. 9.2а, то вносимые оконечным каскадом частотные
и переходные «искажения можно уточнить при дальнейшем рас¬
чете.
Транзистор оконечного .каскада должен обеспечить необходи¬
мый размах выходного сигнала при допустимых искажениях. Мак¬
симальный уровень выходного сигнала определяется с учетом за¬
паса по амплитудной характеристике усилителя:
Необходимое напряжение питания оконечного каскада Е0у ко¬
торое является напряжением источника питания всего усилителя,
определяется в соответствии с параметрами выходного сигнала.
При наличии постоянной составляющей напряжения на выходе уси¬
лителя для гармонического сигнала
й>(2,2тЗ,0)у'21/|,; (9.1)
для двухполярного ‘импульсного сигнала
£0>(1,1-М,5)Ц, (9.2)
для однополярного импульсного сигнала
£0> (1,2-ИДО;. (9.3)
При отсутствии постоянной составляющей напряжения на вы¬
ходе усилителя для гармонического сигнала
Яо >(4-^8)!'274 (9.4)
для одно- и двухполярного импульсных сигналов
£о> (2-S-4)(9.5)
При этом во всех случаях рекомендуется взять Ео не ниже,
чем ЕоР.
Подходящий тип транзистора выбирается из условий (8.1) или
(8.2) и
Е0<исгЛАХ • (9.6)
9.2.2. Порядок расчета режима работы транзистора
при гармоническом и двухполярном импульсных сигналах
Выбор исходного режима работы транзистора зависит от вида
выходного сигнала и наличия в нем постоянной составляющей.
При гармоническом -или двухполярном импульсном сигнале номи¬
нальное положение точки .покоя (при /а = 25°С) выбирается в се¬
редине рабочего участка выходных характеристик (рис. 9.3).
1. При наличии постоянной составляющей в выходной цепи
внешняя нагрузка включается непосредственно в коллекторную
цепь транзистора, -при этом
/?/=/?;=/?*. (9.7)
144
При отсутстви'и постоянной составляющей сопротивление нагрузки
(рис. 9.26)
= .А*2. - (9.8)
К + Я*
принимается равным правой части выражений (8.8) или (8.17) .и
может отличаться от ранее выбранного значения Ri для промежу¬
точных каскадов. Для этого случая сопротивление резистора в це¬
пи коллектора
Рис. 9.3. Диаграмма режима работы оконеч¬
ного каскада ОЭ при гармоническом или
двухполярном импульсном сигнале
2. Минимальное значение тока покоя коллектора для гармо¬
нического сигнала (рис. 5.7)
I'c =V~2U'2faRi, (9.9)
для двухполярного импульсного сигнала
I'c=Uy2bRt, (9.10)
где |< = 0,8-г-0,9.
3. Максимальное значение тока покоя коллектора Гс опреде¬
ляется по ф-ле (3.5) с учетом ф-лы (3.4). При этом необходимо,
чтобы
(»•")
4. Постоянное напряжение на коллекторе при максимальном
токе покоя
U’c=E0-(R'c + RE)rc (9.12)
должно превышать ,при гармоническом сигнале Uc min + V2U2, а
при двухполярном импульсном сигнале uc min+0,5 . Для высоко-
145
частотных транзисторов малой мощности рекомендуется принять
Uc min= l-r-1,5 В, а для транзисторов средней и большой мощно¬
сти — 2-f-5 В.
Величина сопротивления резистора в цепи эмиттера Re зависит
от схемы оконечного каскада. Однако первоначально можно при¬
нять
Re= (0,1-0,5)/?;; (9.13)
большие значения RE соответствуют меньшим значениям Ь.
5. Для выбранного типа транзистора должны выполняться не¬
равенства:
^сомах^МЯ^СРсиах; (9Л4>
^Jo max ~ ta шах Н” ^thia^co MAX ^ ^ тах* (9.15)
6. Номинальное значение тока .покоя 1С, для которого рассчи¬
тываются параметры транзистора, определяется по ф-ле (3.21) с
учетом (3.22), при этом соответствующее значение напряжения на
коллекторе
UC=E0-(R'C + RE)IC. (9.16)
7. По диаграмме режима работы (рис. 9.3) находится номи¬
нальное значение тока базы 1В и .по входной характеристике
1в=!(ив) при ыс = const и ис¥=0 определяется номинальное значе¬
ние напряжения на базе UB.
8. Полное сопротивление Rb [ф-ла (8.21)] в цепи базы оконеч¬
ного транзистора принимается равным <R'b [ф-ла (8.28)] для про¬
межуточного каскада.
9. Для выбранного значения RE расчет элементов цепи питания
сводится .к определению Д/с, Rb\ и (/?ьг *по ф-лам (8.36) и (8.38).
Если изменение тока коллектора Д/с не укладывается в намечен¬
ные пределы, то для требуемого Д/с рассчитывается Re по ф-ле
(8.39). После ЭТОГО УТОЧНЯЮТСЯ веЛИЧИНЫ U"Q , Ясо МАХ, ^отах, 1с,
ис, д/с, Rbi И Rb2 ПО ф-лам (8.36) —(8.38), (9.12), (9.14), (9.15),
(3.21), (9.16).
10. При использовании эмиттерной коррекции для схем рис. 9.2
Re= Re, расчет ведется по выражению (8.24), где Kt определяется
ф-лой (8.19), а необходимые параметры транзистора находятся по
ф-лам (П.1.1) — (П.1.6) для тока /с.
Если полученное значение Re=Rc существенно отличается от
ранее выбранного [ф-ла (9.13)] и оказывается недостаточным для
обеспечения требуемого Д /с, то в цепь эмиттера необходимо ввести
дополнительный резистор/?^ (рис. 8.3а) или RE (рис. 8.36), вели-
ниной сопротивления которого следует задаться [ф-ла (9.13)], и
повторить расчет, начиная с п. 4 в 9.2.2.
146
9.2.3. Порядок расчета режима при однополярном
импульсном сигнале
При однополярном импульсном сигнале номинальное положе¬
ние точки покоя выбирается в нижней части выходных характе¬
ристик транзистора (рис. 9.4). Режим работы рассчитывается в
следующем порядке:
Рис. 9.4. Диаграмма режима работы оконеч¬
ного каскада ОЭ при однополярном импульс¬
ном сигнале
1. Минимальное значение тока покоя коллектора рекомендует¬
ся принять Гс :^0,5-М мА, но не более 1'с ^ (0,1 ч-0,2) iCo мах.
2. Максимальное значение тока .покоя коллектора Гс находит¬
ся по ф-ле (3.5).
3. Максимальное (рабочее) значение тока коллектора
*СО MAX =^С U2/Rl ^ 1с МАХ ♦
где \Ri определяется по выражению (9.7) или (9.8).
4. Дальнейший расчет ведется так же, как для двухполярного
импульсного сигнала с той особенностью, что параметры транзи¬
стора, определяющие -прохождение сигнала, рассчитываются по
формулам приложения 1 для промежуточного значения тока кол¬
лектора, равного 0,5(/Со мах + /с).
9.2.4. Расчет элементов, относящихся к области
верхних частот (малых времен)
Этот расчет .проводится так же, как для промежуточного кас¬
када в 8.4.2. Значения высокочастотных параметров транзистора
(приложение 1) рассчитываются при гармоническом или двухпо¬
лярном импульсном сигнале для тока покоя /с (3.21) -и напряже¬
ния на коллекторе Uc (9.16), *пр(и однополярном импульсном сиг¬
нале для тока коллектора, равного 0,5(/со мах + /с), и соответст-
147
вующего ему напряжения на коллекторе, определяемого аналогич¬
но Uс -по ф-ле (9.16).
В случае необходимости вносимые оконечным каскадом частот¬
ные (переходные) искажения в области верхних частот (малых
времен) можно уточнить. Для каскада с эмиттерной" коррекцией
искажения на высшей рабочей частоте fh находятся по ф-ле
(П. 1.22), а при оптимальной частотной характеристике — по
(П. 1.23). При расчете переходных искажений определяют пара-
д д
метры а, т, п, а и т по ф-лам (П.1.14) — (П.1.16) и (П.1.24). Вы¬
брос и -нормированное время нарастания каскада находятся при
помощи рис. 8.15 и 8.16. Время нарастания каскада определяется
по выражению (8.26). Для каскада без коррекции частотные иска¬
жения рассчитываются по ф-лам (7.20), (П. 1.8), а время нара¬
стания — по (П.1.10).
9.2,5. Расчет элементов, относящихся к области
нижних частот (больших времен)
Расчет емкости разделительного конденсатора Ср (рис. 9.2)
ведется на основе эквивалентной схемы рис. 8.19 (8.6.2), в кото¬
рой принимается:
Rpi = Rc, (9.17)
Rpi= 1 г > (9-18>
l/Rbi + VRb2 + 1/Лц
h]{ находится по ф-ле (8.40).
При определении С' (рис. 9.26) следует считать Rp\
R р2~ $2-
В случае выполнения эмиттерной цепи оконечного каскада по
сложным схемам (рис. 8.3) расчет Ср проводится по второму ва¬
рианту расчета § 8.6.
Если емкость Ср и Ср' получается неудобно большой величины,
то можно применить (взаимную) низкочастотную коррекцию, эле¬
менты которой располагаются в одном из ближайших промежу¬
точных каскадов. В этом случае используется 3 или 5-й вариант
расчета § 8.6.
§ 9.3. РАСЧЕТ ОКОНЕЧНОГО КАСКАДА ПО СХЕМЕ
ЭМИТТЕРНОГО ПОВТОРИТЕЛЯ
9.3.1. Исходные данные. Расчет режима работы
транзистора
В зависимости от параметров выходного сигнала напряжение
питания каскада определяется по одной из ф-л (9.1) — (9.5). Тип
транзистора выбирается из условий выполнения равенств (9.6) и
QT=( 1,5-1-3)//! или QT= (0,3-f-l)/^. В дальнейшем тип транзистора
уточняется.
143
При определении режима работы транзистора принимается
и используются выходные статические характеристики
tc=/(«c).
Для схемы рис. 9.1а внешняя нагрузка включается непосред¬
ственно в эмиттерную цепь транзистора и
R{ = Re = R2. (9.19)
Для схемы рис. 9.16 сопротивление нагрузки
Ri=ReR2/{Re + R2). (9.20)
В этом случае величиной сопротивления резистора Re удобно
задаться в -пределах
Re =(2-г-5) /?2, (9.21)
но не менее 300-М ООО Ом; точное значение Re определяется при
расчете стабилизации режима работы транзистора.
Рис. 9.5. Диаграмма работы эмиттерногр повто¬
рителя п/ри гармоническом или двухполярнам им¬
пульсном сигнале
При гармоническом и двухполярном импульсном сигнале но¬
минальное положение точки покоя А выбирается в середине рабо¬
чего участка выходных характеристик (рис. 9.5). При соблюдении
равенства (9.18) наклон нагрузочных линий по .постоянному и пе¬
ременному токам совпадает. Расчет режима работы ведется в сле¬
дующем порядке:
1. Значения токов Гс и Г'с находятся по ф-лам (9.9) или (9.10)
и (3.5); проверяется выполнение условия (9.11).
2. Постоянное напряжение на коллекторе U*c рассчитывается
по ф-ле (9.12) при R'c =0.
3. Возможность .применения выбранного типа транзистора уточ¬
няется по ф-лам (9.14) и (9.15).
149
4. Определяется ток Ic (см. (3.21)], напряжение на коллекторе
Uc=Eq—I&Re, ток базы /в и напряжение на базе UB (п. 7 в
9.2.2).
5. Расчет стабилизации исходного режима ведется по методи¬
ке § 8.5. Для схемы рис. 9.1 в определяются элементы Яь\ и /?Ь2, а
для схемы рис. 9.16 уточняется значение Re, выбранное условно
1ф-ла (9.21)].
Рис. 9.6. Диаграмма работы эмиттерного повто¬
рителя при однополярном импульсном сигнале
При однополярном импульсном сигнале диаграмма работы кас¬
када принимает вид, показанный на рис. '9.6, значения токов и на¬
пряжений рассчитываются, как для оконечного каскада ОЭ в 9.2.3.
9.3.2. Расчет элементов, относящихся к области
верхних частот (малых времен)
Расчет эмиттерного повторителя для выбранного режима здесь
сводится .к определению высокочастотных параметров транзистора
яо ф-лам (П. 1.1) — (П. 1.6) и показателей Ktfn, if/ic/n и trfn, S/n [19].
!. Величина коэффициента усиления в области средних частот
рассчитывается по ф-ле (П.1.29), где \RS и \Ri принимаются равны¬
ми правым частям выражений (8.20) и (9.19) или (9.20).
2. Частотные искажения эмиттерного повторителя зависят от
величины емкости нагрузки Ci {ф-ла (8.13)]. При отсутствии ем¬
костной составляющей (С/^0) частота верхнего среза fhcfn нахо¬
дится по выражению (П. 1.30). Если Ci принимает значения, близ¬
кие к
С/« l/2nfTRi, (9.22)
то частота верхнего среза, равная
f St + kgl /П OQ\
lnc/п-2n(Rs + rbb,){glCb,e + S:Cc) ’ ^ '
150
несколько превышает ее значение лри Ci = 0. Расчет частотной ха¬
рактеристики каскада для найденных значений fhcfn ведется по
выражению (7.12). При больших значениях Ci определяются па¬
раметры а, т и п по ф-лам (П.1.26) — (П.1.28), после чего частот¬
ные искажения находятся согласно равенствам (П.1.22) и (П.1.23).
3. Для значений fhcfn, рассчитанных по ф-лам (П. 1.30), (9.23),
время нарастания вычисляется по (П.1.10) и выброс на переход¬
ной характеристике равен нулю. Если Ci превышает значение, оп¬
ределяемое ф-лой (9.22), то появляется выброс, возрастающий с
увеличением С/, величину его можно найти -при помощи крмых
А Л
рис. 8.15, где параметры а и m принимают значения в соответствие
с ф-лой (П.1.24). В этом случае время нарастания каскада /г/«
определяется по выражению (8.26) и рис. 8.16.
9.3.3. Расчет элементов, относящихся к области
нижних частот (больших времен)
При определении емкости разделительного конденсатора Ср
(рис. 9.1) следует воспользоваться эквивалентной схемой рис. 8.19
и ф-лами (8.45), (8.46) и (9.17), (9’18). Величина параметра Ац
принимается равной h*n =Лц+ (1 +h2\)Ri.
Расчет разделительного конденсатора С'р для каскада рис.9.16
ведется так же, как и расчет Ср для схемы рис. 8.20, с учетом то¬
го, ЧТО Rp2 = R2-
В случае, когда емкости разделительных конденсаторов Ср ш
С'р оказываются неудобно большой величины, желательно приме¬
нить низкочастотную коррекцию в промежуточном каскаде, распо¬
ложенном перед предоконечным каскадом. Расчет проводится по
3-му или 5-му варианту в 8.6.3.
§ 9 4. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ КОРРЕКЦИИ ИСКАЖЕНИИ
ВХОДНОЙ ЦЕПИ
9.4.1. Особенности работы входного каскада
В транзисторных усилителях даже -при сравнительно малых
значениях внутреннего сопротивления источника сигнала /?| в об¬
ласти верхних частот (малых времен) возникают дополнительные
искажения, вносимые входной цепью и входным каскадом, схема
которого может выполняться по рис. 8.2, 8.9 и 9.7.
В области средних и верхних частот внутреннее сопротивление
источника сигнала по отношению к транзистору первого каскада
(рис. 9.7) равно: Rs=R\Rbl (R\ + Rb), где Rb определяется по ф-ле
(8.21). При большой величине R\ Rs~Rb-
Для повышения отношения сигнала ж шуму сопротивление \Rb
и .коэффициент усиления входного каскада желательно получить
возможно большей величины. Кроме того, при необходимости соб-
151
етвенные шумы транзистора можно свести к минимуму соответст¬
вующим выбором его режима работы [25]. Целесообразно задать¬
ся током покоя /с в пределах от 0,2 до 0,5 мА, а напряжением на
коллекторе Uc — от 2 до 5 В. При этом сопротивления резисторов
схемы оказываются большими по величине, коэффициент усиле¬
ния по току Л21 уменьшается (3], что приводит к существенному
уменьшению площади усиления каскада.
Рис. 9.7. Выполнение входного каскада по схеме
эмиттерного повторителя
Транзистор входного каскада работает на сопротивление на¬
грузки Ri, определяемое для схем рис. 8.2 и 8.9 по ф-ле (8.22) с
учетом (8.8) и (8.17), а для схемы рис. 9.7 Ri = RnR'b KRe+R^ ),
где R ^рассчитывается по ф-ле (8.23).
Если для схемы рис. 8.2 сопротивление резистора в цепи кол¬
лектора R’c (8.28) окажется недостаточным для обеспечения выб¬
ранного режима, то следует использовать схемы рис. 8.3. В этом
случае R'c определяется по ф-лам (8.28) и (8.8), сопротивление
эмиттерной стабилизации
Re = (Eo-Uc)/Ic-R'. (9.24)
Для схемы рис. 8.9 R' находится по ф-лам (8.28) и (8.8), сопро¬
тивление резистора Re — -по ф-ле (9.24). Для схемы рис. 9.7 со¬
противление резистора в цепи эмиттера
RB = (E,-UC)I1C.
Расчет элементов, обеспечивающих необходимую стабилиза¬
цию режима работы транзистора, ведется в соответствии с § 8.5.
9.4.2. Расчет элементов входного каскада в области
верхних частот (малых времен)
К исходным данным относятся выбранный тип транзистора
(обычно тип транзистора промежуточных каскадов), режим его
работы и величины элементов схемы, полученные при расчете ста¬
билизации режима работы.
152
Высокочастотные параметры транзистора определяются в со¬
ответствии с приложением 1 и зависимостью от тока покоя 1с
13].
Для схем с эмиттерной коррекцией [19] пр»и известном коэффи¬
циенте усиления Kt\ [ф-ла (8.19)] расчет сводится к нахождению
величин элементов корректирующей цепи: Re по выражению (8.24)
и
£ __ СЬ'е + (Я« + ГЬЬ') (Si + 8b'e) Сс
(St + 8b',)Re
а также частоты верхнего среза — по ф-ле (П.1.18) и времени на¬
растания— по ф-ле (П.1.19).
Для схемы рис. 8.9 расчет ведется по ф-лам (П. 1.7), (П. 1.9) и
(П.1.10), а для схемы рис. 9.7 — по ф-лам (П.1.29), (П.1.30) «и
(П. 1.10), по которым вычисляются Ktu fac\ и trl.
9.4.3. Расчет элементов коррекции искажений,
вносимых входной цепью и входным каскадом
Наиболее удобный вмд коррекции этих искажений — коррекция
при помощи частотнозависимого делителя напряжения (рис. 9.8),
не создающая дополни¬
тельных выбросов [10].
Такой делитель желатель¬
но включать между вто¬
рым и третьим каскада¬
ми, так как в этом случае
не наблюдается перегруз¬
ки каскадов по сигналу и
улучшается отношение си¬
гнала к шуму.
Элементы схемы кор¬
рекции искажений, воз¬
никающих во входной -це¬
пи, должны создавать
подъем частотной характеристики, начиная с частоты верхнего
среза входного каскада. При этом частота верхнего подъема
Рис. 9.8. Принципиальная схема каскада
с элементами #С-коррекции искажений,
вносимых входным каскадом усилителя
he 1»
(9.25)
а частота верхнего среза
f he с :
(9.26)
где Rb определяется по ф-ле (8.21).
7—420
153
При нахождении fhcc удобно исходить из условий
fhcc ^ fhell К с (9.27)
или
fncc > 0,35/tnKc, (9.28)
где Ке рассчитывается по ф-ле (8.4) или (8.5).
Л
При известных GNh (см. (8.9), (8.10)] и trN [(8.15)] можно счи¬
тать
\нсс>-—==^ (9.29)
или
где Мт-10-‘я&т
(9.30)
lrN
Выражения (9.25) — (9.30) при известных значениях Rc и Яь
позволяют найти величины элементов частотнозависимого дели¬
теля RC.
9.4.4. Расчет элементов, относящихся к области
нижних частот (больших времен)
Разделительный конденсатор Ср в каскаде рис. 9.7 рассчиты¬
вается так же, <как в оконечном каскаде рис. 9.16. Сопротивление
Rp2, входящее в состав оконечного каскада, в данном случае рав¬
но обратной величине суммы проводимостей 1 IR'b{9 ^1Щп'
R'n—входное сопротивление транзистора Т'.
В случае необходимости во входную цепь можно ввести эле¬
менты низкочастотной коррекции (рис. 8.22). Расчет С 'р (рис. 9.7)
ведется аналогично расчету Ср для схемы рис. 8.20.
Расчет разделительного конденсатора каскада рис. 9.8 отли¬
чается от расчета Ср для промежуточного каскада тем, что к ве¬
личине Rp2 (рис. 8.19) добавляется R.
Глава 10.
РАСЧЕТ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ
§ 10.1. ОСОБЕННОСТИ ЦЕПЕЙ ПИТАНИЯ ТРАНЗИСТОРНЫХ
УСИЛИТЕЛЕЙ
Питание усилительных схем, «ак было сказано выше, может
осуществляться от различных источников, но основными из них
являются два: батареи (сухие и аккумуляторные) и выпрямите¬
ли. Последние имеют некоторые особенности сто сравнению с вы¬
прямителями для питания электронных ламп. Транзисторы рабо¬
тают с токами базы, имеют цепи питания базы, поэтому оказыва¬
ются сравнительно чувствительными к пульсациям напряжения
Рис. 10.1. Схемы стабилизаторов напряжения, используе¬
мые при малом (а) и большом (б) токах нагрузки IqN
•источника питания. Малые размеры транзисторов позволяют уп¬
лотнить монтаж, но пр.и этом возрастает влияние .паразитных свя¬
зей, следовательно, должны быть повышены требования к цепям
питания и к источнику питания для защиты от самовозбуждения.
По этим причинам при .потребляемом усилителем токе до 2 А
рекомендуется делать выпрямитель с электронной стабилизацией
напряжения. Электронный стабилизатор совместно с фильтром
уменьшает коэффициент пульсаций (до 0,1^-0,001%). Чем больше
коэффициент усиления и число каскадов, тем меньше должен быть
уровень пульсаций. Исходными данными для расчета электронного
стабилизатора являются величины напряжения потребляемого то¬
ка и коэффициента пульсаций.
7* Ж
Кроме того, при большом количестве каскадов, независимо от
наличия в выпрямителе электронного стабилизатора, в отдельных
цепях питания могут находиться стабилизаторы напряжения
(тока).
На рис. 10.1а дана схема стабилизации при помощи резисто¬
ра R и стабилитрона Z. Напряжение на стабилитроне остается пос¬
тоянным при изменении его тока в больших пределах (например,
1н-30мА для Д813). При изменении напряжения питания растет
или уменьшается (соответственно) ток через стабилитрон, напря¬
жение на -нем практически остается постоянным, пока ток не вый¬
дет за пределы рабочего участка. Весь прирост напряжения ис¬
точника питания практически падает .на сопротивлении R.
Последовательность расчета схемы может быть такой {23]: вы¬
бирается стабилитрон с рабочим напряжением Uz, равным задан¬
ному Е0\ сопротивление резистора рассчитывается по формуле
/?=(£01мш—Eo)/(Io + Iz), где /о— потребляемый усилителем ток,
Iz— начальный ток стабилитрона.
Начальный ток стабилитрона берется в середине рабочего уча¬
стка, если изменение напряжения питачния в обе стороны предпо¬
лагается значительным. Дополнительное потребление тока цепью
стабилизации составляет
где £01 мах и Е0\мт—крайние значения напряжения источника
питания.
Расчет приращения тока ДIz необходим для того, чтобы убе¬
диться, что ток стабилитрона /z + A/z и Iz—A Iz не выходит за пре¬
делы рабочего участка.
Большая величина тока A Iz, потребляемая цепью стабилиза¬
ции, является недостатком схемы, поэтому она применяется при
малом токе нагрузки (до 20 мА).
В схеме рис. 10.16 имеется такая же цепь резистор—-стабилитрон,
обеспечивающая стабилизацию напряжения на базе транзистора.
Дальше схему можно рассматривать как эмиттерный повторитель,
так как нагрузка находится в цепи эмиттера. Ток, потребляемый
цепью стабилизации, в этой схеме значительно меньше. Снижение
потребляемого тока достигается ценой введения в схему стабили¬
затора дополнительного транзистора {23]. Его действие тем эффек¬
тивнее, чем больше коэффициент усиления по току. Сопротивление
резистора и потребляемый цепью стабилизации ток можно рас¬
считать по формулам:
156
В схеме может быть от одного до трех стабилитронов Z. Их
число зависит от величины выходного напряжения Е0. Схема ре¬
комендуется, когда ток нагрузки составляет десятки мА.
Применение стабилитронов приводит к улучшению темпера¬
турной стабилизации всей схемы усилителя, так как напряжение
на стабилитроне уменьшается при повышении температуры, что
приводит к снижению нацряжения на базах транзисторов. Кроме
того, стабилитрон имеет большую барьерную емкость и в рас¬
смотренных выше цепях не нуждается в шунтировании конденса¬
тором. Подобные схемы стабилизаторов (рис. 10.1а, б) на стаби¬
литронах рекомендуется применять в широкополосных профессио¬
нальных усилителях, располагая их через два-три каскада. Эти
схемы, в отличие от цепей RfCf, не ухудшают действие низкоча¬
стотной коррекции.
В общем случае цепи питания усилителей и других устройств
на транзисторах можно представить так: источником питания яв¬
ляется выпрямитель с электронным стабилизатором, в раздели¬
тельных цепях групп каскадов располагаются стабилизаторы (рис.
10.1а и б), а между каскадами — /?/С/-звенья фильтра.
Повышение устойчивости работы, снижение фона и других по¬
мех облегчаются при уменьшении внутреннего сопротивления и
уровня пульсаций источника питания. О величине внутреннего
сопротивления некоторых видов источников питания можно судить
по нижеприведенным данным:
Здесь Е0—напряжение на выходе источника питания, В; Ion —
наибольший ток, потребляемый от источника питания, A; q — ем¬
кость батареи, А-ч; для параметров, отмеченных*, наибольшее
значение отвечает концу разряда.
§ 10.2. СХЕМЫ ВКЛЮЧЕНИЯ МЕЖКАСКАДНЫХ ФИЛЬТРОВ
Питание каскадов усилителя в большинстве случаев произво¬
дится от одного источника. Обычно каскады по цепям питания
раздедяются /?/С/-звеньями фильтра, устраняющими самовозбуж¬
дение усилителя через цепи питания и уменьшающими пульсации
Вид источника
Внутреннее сопротивление
Диодный выпрямитель без стабилизатора
Выпрямитель с электронным стабилизатором
Батарея кислотных аккумуляторов
Батарея сухих элементов
Батарея щелочных аккумуляторов
напряжения. В последнее время нашла распространение схема со
звеном фильтра, расположенным не между .каскадами, а внутри
каскада между цепями питания коллектора и базы, как .показано
на рис. 3.1. Такая схема предпочтительнее, так как она улучшает
температурную стабилизацию, более удобна при конструктивном
выполнении (цепи базы последующего каскада и цепи коллектора
предыдущего можно совместить по переменной и постоянной со¬
ставляющим тока), уменьшает пульсации питающих цепей, ибо
цель базы более чувствительна к пульсациям. Кроме того, при
Рис. 10.2. Варианты расположения межкаскадных (а)
и внутрикаскадных (б) звеньев фильтра
одинаковом коэффициенте обратной -передачи по цепи питания
емкости звеньев фильтра в последнем случае могут быть значи¬
тельно меньше. Если звено фильтра должно находиться в цепи
эмиттера, то с точки зрения улучшения температурной стабилиза¬
ции его целесообразно расположить между каскадами (рис. 3.2).
Расчет цепей /?/С/-звеньев фильтра производится так, чтобы
исключить возможность самовозбуждения усилителя в области
нижних частот. В области верхних частот ввиду малой величины
сопротивления 1/со С/ условия устойчивости удовлетворяются без
применения специальных мер. Исключением могут являться широ¬
кополосные усилители, так как при использовании электролитиче¬
ских конденсаторов вследствие возрастания их полного сопротив¬
ления на частотах, превышающих 1МГц, коэффициент передачи
фильтра вместо уменьшения возрастает. Для устранения этого
явления электролитические конденсаторы шунтируются конденса¬
торами другого типа (КДК, КТК, КСО и др.) емкостью 500-f-
4-5000 пФ.
Для многокаскадного (три и более каскадов) усилителя мож¬
но предложить большое количество различных схем включения
158
звеньев фильтра, каждая из которых имеет свои преимущества и
при определенных условиях является наивьггоднейшей.
На рис. 10.2 приведены два основных варианта расположения
звеньев фильтра в многокаскадных усилителях: a) RfCf-звено
фильтра находится между каскадами и б) между коллекторными и
базовыми цепями внутри каскада. Рекомендуется вводить одно
RfCf-звено фильтра для одного или для двух каскадов.
При питании большого .количества каскадов от источника с
.низким напряжением можно применять, кроме последовательного,
параллельное включение #/С/_звеньев. При этом возможно воздей¬
ствие на первый каскад сигнала, выделившегося на внутреннем
сопротивлении источника питания за счет прохождения тока пос¬
леднего каскада.
§ 10.3. РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ ФИЛЬТРА
10.3.1. Обоснование расчета
Общий коэффициент передачи фильтра сложно зависит от па¬
раметров |/?/С/-звеньев, нагруженных со стороны питаемых через
них каскадов, поэтому задачу приходится решать приближенно,
полагая, что общий коэффициент передачи напряжения фильтра
Рис. 10.3. Схема усилителя с последовательным включением звеньев
фильтра
равен произведению коэффициентов передачи напряжения отдель¬
ных звеньев, и пренебрегая влиянием нагрузки со стороны кас¬
кадов.
Выражение для расчета емкости фильтра удобно вывести, рас¬
сматривая усиление двух каскадов по петле обратной связи вместе
с относящимися к ним фильтрами (рис. 10.3). Пусть входное на¬
пряжение равно Uв, а напряжение на коллекторе второго каскада
UC2> тогда Uс2~ KiKzUв> где К\ и К2— коэффициенты усиления пер¬
вого и второго каскадов.
159
Переданное по цепи обратной связи напряжение равно:
1 1
UС2 . л • л г/
Q _ 10) С /а 1 СО С/t *<1п
Rci + T^F~ Rfl + й^Г~ Rbl + R‘n
1 0) Cf j i (о Cfi
где =\Rb2#inl (Rb2+Rin), Rin=hUE — входное сопротивление пер¬
вого транзистора.
Коэффициент усиления петли обратной связи Ki можно запи¬
сать в следующем виде:
^ icoC/2 icoCf! < J
и> (*»+;^)(*»+i=y <*•■+*;•■)"
Для обеспечения устойчивости достаточно соблюсти условие
/Сг<1. Если принять, что i?c2+ l/i(oC/2«=</?c2, Rn + \lmCfi^Rfi,
Cfi = Cf2=Cf, а напряжения UF и t/ь находятся в фазе, от чего не¬
равенство только усилится, можно найти емкость Cf
Cf> V ^RctRfxiRbi + R'in) • (ШЛ)
Это выражение; хотя и является достаточно полным, до для
расчета мало удобно. С целью упрощения (10.1) можно еще уси¬
лить неравенство, взяв Ki = K2=Ko', R'in^Rbi', RC2^Rfi=Rf- Тогда
получим формулу, имеющую достаточный запас по усилению пет¬
ли обратной связи, пригодную для инженерных расчетов емкости
Cf
Cf > —^— . (10.2)
f 2п fbRf V
Подобный анализ, проведенный для схемы с внутрикаскадным
звеном фильтра, позволяет получить аналогичное выражение
с/»т5тк- (10'3)
Однако эта формула справедлива только для случая, когда в
каждом каскаде находится звено фильтра.
Приведенная методика позволяет получить формулы для лю¬
бой схемы (последовательной и параллельной) и для любого чис¬
ла каскадов. При использовании фильтра только для первого кас¬
када трехкаскадного усилителя в ф-ле (10.2) под Ко следует по¬
нимать произведение Ко=Ко\КюКог- Если фильтры располагаются
через два каскада, в той же формуле принимается, что Ko=KoiKoi-
При параллельном включении звеньев фильтра формулу для рас¬
160
чета емкости Ст любого каскада можно записать в следующем
виде:
Kpl . . .Крп
f~ 2я fbRf '
где Koi •• -Коп — произведение коэффициентов усиления каскадов,
начиная с i-го, для которого ставится фильтр, и до конца усили¬
теля.
Эквивалентную схему усилительного каскада в области ниж¬
них частот можно привести к простейшей цепи iRC, для которой
спад частотной характеристики при понижении частоты состав¬
ляет б дБ/окт. Аналогично, звено
фильтра RfCf с понижением ча¬
стоты вызывает рост коэффици¬
ента передачи В/ также с кру¬
тизной 6 дБ/окт (рис. 10.4).
Поэтому при равенстве частот
нижнего среза }ьс усилителя и
подъема fbpf фильтра коэффи¬
циент усиления петли обратной
связи для всех частот остается
меньше единицы, что позволяет
использовать фильтр для борьбы
с пульсациями напряжения (то¬
ка) источника питания. В самом
деле, если частота некоторой со¬
ставляющей пульсации выше ча¬
стоты fb усилителя, то она ослаб¬
ляется фильтром сильнее, чем
усиливается усилителем, а если
она ниже частоты fb, то ослаб¬
ляется усилителем сильнее, чем увеличивается на входе за счет
повышения коэффициента обратной передачи фильтра на данной
частоте. Из сказанного следует, что число последовательных зве¬
ньев фильтра целесообразно взять равным или меньшим числа ка¬
скадов. Частоту нижнего подъема/ьр/ звена фильтра рекомендует¬
ся брать несколько меньшей или равной частоте нижнего среза
соответствующего каскада, т. е. расчет емкостей конденсаторов
звеньев фильтра целесообразно во всех случаях производить толь¬
ко по частоте нижнего среза fb.
10.3.2. Порядок расчета элементов фильтра
При расчете режима работы каждого транзистора (в соответ¬
ствующих главах) было выбрано необходимое напряжение источ¬
ника питания каскада и определен потребляемый каскадом ток.
Схема включения элементов фильтра должна соответствовать вы¬
бранным величинам напряжения. Рекомендуется на каждые один
161
Рис. 10.4. Частотная зависимость
нормированного усиления для:
Л
1 — усилителя, (К/Ко), дБ;
2 — обратной передачи фильтра
л
G=(Bf/Bf0), .дБ; 3 — рекоменду¬
емой обратной передачи фильтра
или два каскада ставить межкаскадное или внутрикаскадное
RfCf-звено фильтра.
Порядок расчета элементов фильтра таков:
1. По известному значению напряжения питания каскада и на¬
пряжению источника в соответствии со схемой питания опреде¬
ляется напряжение Uf, падающее на резисторе Rf 'Ufi = E0i+\—Е0г.
По найденным выше токам, потребляемым коллекторными це¬
пями и цепями делителей баз, определяется суммарный ток //,
i i
протекающий через данный резистор фильтра: //г= Jj/cj+У! foj.
1 Т
Тогда сопротивление резистора Rfi='Ufi/Iji.
2. Емкость фильтра Сц находится в зависимости от схемы
фильтра по ф-лам (10.2) и (10.3).
3. Аналогично пп. 1 и 2 по формулам § 10.3 в соответствии со
схемой фильтра рассчитываются iRf и С/ для любого другого вида
фильтра.
4. При использовании стабилизатора в качестве фильтрующего
звена для его расчета используются выражения § 10.2.
5. Полный ток, потребляемый усилителем от источника пита-
п п
ния
, равен: /0= ^^cj + V/Djj где jC] ,и iD] — средние значения
1 1
потребляемых коллекторными и базовыми цепями токов в каждом
■каскаде.
6. Кпд усилителя находится по формуле г| — РгУ/о^о-
ИРИЛОЖЕНИЕ 1
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ И ПАРАМЕТРЫ
РЕЗИСТОРНЫХ КАСКАДОВ ОЭ И ОК
1. Каскад с общим эмиттером. Расчет резисторного каскада ОЭ удобно про¬
изводить при помощи эквивалентной схемы, представленной на рис П. 1.1, в
которой Е6 — эдс источника сигнала, подключенного ко входу, Ra — внутрен¬
нее сопротивление этого источника, Ri — сопротивление нагрузки, a r^,f Cb,gy
rb,gt Сс Vi Si — параметры гибридной П-образной эквивалентной схемы тран¬
зистора, связанные с параметрами, приводимыми в справочниках, следующими
соотношениями:
гЬ'е ^ ““ rbb' = (^2i/#2i) — rbb't (П. 1. 1)
где
h2i — У h2\ min/121 щах* (П. 1.2)
Здесь yzi — крутизна характеристики прямой передачи при заданном токе /с,
которая определяется по характеристике in(uB) или (при отсутствии характе¬
ристик транзистора) вычисляется по формуле
у Л»1 с
Ун = , . и Т~ > (П. 1.3)
1 + h2i + у гьь’ с
где y^q/xkT.
162
Для германиевых транзисторов x=ll, а у=40 1/В при нормальной комнат¬
ой температуре; в случае кремниевых транзисторов х=1,6 и (при тех же усло-
иях) у—25 1/В [241.
Cye = htl/2nfT rb,et (П. 1.4)
Si — Ун [1 + ( гъЬ'!гЬ'е)\-
(П. 1.5)
Рис. П.1.1. Эквивалентная схема резисторного
каскада ОЭ
При расчете схем необходимо принять во внимание зависимость параметров
от режима работы транзистора (положения точки покоя). Если режим работы
транзистора отличается от режима измерения параметра, который указан в
справочнике, то параметр нужно либо определить заново, либо ввести по¬
правку (3]. В случае использования одинаковых транзисторов в различных ре¬
жимах многокаскадного усилителя параметры, вычисленные для одного тран¬
зистора в режиме Ic> Uc, можно пересчитать для других транзисторов, работаю¬
щих в других режимах ( /£ , Uq ), по формулам:
V. = Гу, ( /с Не ), С'ь„ = Су, ( /с Пс) >C'c=Cc\f ис /и'с. (П. 1.6)
При этом можно считать, что параметр г^* практически не зависит от ре¬
жима работы. Зависимостью Л21 от тока коллектор-а (при /с>1 мА) можно
пренебречь, так как транзисторы имеют значительный технологический разброс.
По рис. П. 1.1 -несложно определить
коэффициент усиления для области средних частот:
Kt = Ui/Es = SiRi/k, (П. 1.7)
Rs + rbb'
где X=\+ ;
rb'e
частоту верхнего среза, т. е. лр-аничиую частоту, на которой коэффициент уси¬
ления меньше Kt в У 2 раз, при допущении, что 1 «£*/?/,
Я
f* = 2nC,(R, + ru.) * <П18)
где
Со = Cb,e + SiRfic ; (П. 1.9)
время на|р.аютания (длительность фронта)
tr = 0,35//дс. (П. 1.10)
Усилительная способность каскада характеризуется величинами площади
усиления Q=Ktfhc и отношения Kt/tr. Оба показателя зависят от величин со¬
противлений Ra и Ri:
Q = Ktfkc = 2nC %Rl' - - ~ ~ 2.Я60 m i in
При R*=Ri=Riopt’ гДе
„ 1 / ГЬЬ'
Rlcpi-y 2nfTCc >
площадь усиления Q(Kt/t<-) достигает максимального значения:
Qt= (1 + /2я frrbb'Cc)~'
Вследствие зависимости параметров транзистора от режима его показате¬
ли Q и Kt/tr изменяются, что необходимо учитывать при расчете.
2. Резисторный каскад с эмиттерной коррекцией. Применение эмиттерной
коррекции способствует расширению полосы 'пропускаемых частот, уменьшению
времени установления и получению больших значений показателей Q=Ktfhc и
Kt/tr [19].
Анализ эквивалентной схемы рассматриваемого каскада (рис. П. 1.2) позво¬
ляет получить следующее выражение для коэффициента усиления >в оператор¬
ной форме:
(П. 1.12)
Ue(p) _ Kt(l+ap)
Es (р) 1 + trip +пр2 ’
где р = iw,
= +S()*e ’ • (П.1.13)
CL — %е — CecRgt (П. 1.14)
(*S + гьь.) [С, + ( gye + Si) Сс Яг] + Re (А, Сес + СУе)
;—х+<<*..+*>«, •<пи5)
n_(X, + rw)CM,
^ + (§Ь'е~^~ $i) Re
В (П.1.13), (П.1.15) и (П.1.16) gb'e = llrb'e.
Легко убедиться в том, что эмиттеряая коррекция расширяет полосу про¬
пускаемых частот. Пусть
m = а + (п/а), (П. 1.17)
тогда выражение (П. 1.12) принимает оч^нь простой вид
Ul{p)lEs(p)=Ktl[\ + (n/a)p],
Рис. П. 1.2. Эквивалентная схема резисторного каскада
с эмиттерной коррекцией
164
При этом частота верхнего среза и время нарастания равны:
а ^ + (ёь'е ^0 Re
^_М5_ г.гс,(д, + ,„.) <п | |9)
fhc ^ + ( ёь'е + ^0 Re
Из сравнения (П.1.18) с (П.1.8) и (П.1.19) с (П. 1.10) следует, что частота
верхнего среза для схемы с эмиттерной коррекцией больше, чем без коррекции,
а время нарастания меньше. Однако при выполнении равенства (П. 1.17) пло¬
щадь усиления не увеличивается, что несложно установить, если перемножить
левые и правые части равенств (П.1.13) и (П. 1.18) и сравнить результат с
(П.1.11). Более полно усилительная способность транзистора используется при
оптимальной частотной характеристике, когда согласно критерию Г. В. Бра¬
уде [14]
а2 = т2— 2 п. (П. 1.20)
При выполнении этого условия частотная характеристика максимума не
имеет, но оказывается наиболее растянутой в сторону верхних частот.
Требуемую для получения оптимальной частотной характеристики величину
постоянной времени эмиттерной цепи можно получить, используя выражения
(П.1.14) —(П.1.16) и (П.1.20):
хе opt
С0 (<^s rbb') (SiRe Яа)2 -f- StRe (SiRe -f- 2Я) (1 -f- о)2 — '
SiRe (SiRe “b 2Я)
> (SiRe ^a) 1
(П.1.21)
где a = [ReCyel(Rs + ГЬЬ’) + {&b'e + ^i) Re^c]/C0.
При оптимальной частотной характеристике можно получить выигрыш по
величине площади усиления порядка 1,45-М,6. Расчет частотной характеристи¬
ки каскада ведется по формуле
д 1 _1_ (т2 _ 2п) со2 4- п2 со4
Gh = - 10lg—^ - . (П. 1.22)
Л * 1 + а2о)2 v }
При оптимальной частотной характеристике выражение (П. 1.22) упро¬
щается:
Л 1 4 а2 0)2 4_. п2 0)4
Он - - 101g ^ ' . (П. 1.23)
1 а2 со2
Под оптимальной переходной характеристикой принято понимать характе¬
ристику, пои которой выброс б не превышает допустимую величину, а отноше¬
ние Kt/tr рав.но наибольшему возможному значению. Для нахождения пере¬
ходной характеристики удобно ввести нормированные величины:
Л Л Л , Л_
р = рУ п, а — а/У п, т = т /У п. (П. 1.24)
Используя (П.1.24), выражение (П.1.12) приводим к виду
ДА
Vl (Р) 1 + аР
(Р) , ЛЛ Л,
1 + тр +р2
(П. 1.25)
л
Характер переходного процесса зависит от величины параметра т, имею¬
щего физический смысл затухания контура, т. е. обратной величины его доб-
165
ротности. Так, при /п>2 переходный процесс носит апериодический характер,
л л
■ря «=■2 режим становится критическим, при /п<2 процесс установления име¬
ет волебаггельный характер. Зависимости нормированного времени нарастания
А ДА
tr ш выброса б от коэффициентов а и т показаны на рис. 8.16 и 8.15.
3. Резисторный каскад ОК. Анализируя эквивалентную схему резисторного
каскада ОК (эмиттерного повторителя) рис. П. 1.3) можно показать, что свой¬
ства этого каскада описываются .выражением (П. 1.12), а входящие -в него ко¬
эффициенты следующим образом связаны с элементами схемы (при допущении,
что Cfrfg-\-Cc ж Сyg и 5<-Ь£^=5г{1 + ( l/^2i)]^5t:
m =
а — Cye/Si ^ 1/2л /у. t
[1 + (Rs + ГЬЬ') £/] £Ь'е "Ь Si (*, + rЬЬ') Cft
Si-{-hgi
(Rs + гьь') (Pc + Q) Cb,e
n + Я gi
Kr SiRl
(П.1.26)
(П. 1.27)
(П.1.28)
(П.1.29)
SiRl “Ь Я
где gi = 1//?|.
При отсутствии у нагрузки емкостной составляющей (Ci =0) в ф-ле
(П.1.12| можно не учитывать слагаемое пр2^0, кроме того, имея в виду, что
высшая рабочая частот? усилителя во много раз меньше частоты /т = 1/2 ла,
можно пренебречь членом ар. Упрощенное выражение Ui(p)IEs(p)=Kt/(\ + mp)
■озволяет найти частоту верхнего среза (при С*=0):
1
Sj 4~ Я gi
2пт 2л {[ 1 + (Я* + гьь’) ft] С6'«'+ (Я* + гьь') Сс}
(П. 1.30)
когорая оказывается значительно выше (при Ri — Ri), чем у каскада ОЭ, в том
числе и с эмиттерной коррекцией.
We
h
Рис. П. 1.3. Эквивалентная схема эмиттерного повторителя
Для расчета показателей и характеристик эмиттерного повторителя можно
шяюльэовать и ряд последующих равенств, вытекающих из (П. 1.12), в частно¬
сти (П.1.22), (П.1.23) и (П.1.25). При нахождении /г и б можно использовать
кривые на рис. 8.15 и 8.16.
166
ПАРАМЕТРЫ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ НИЗКОЧАСТОТНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
167
Германиевые транзисторы малой мощности
ПРИЛОЖЕНИЕ 2
Таблица П. 2.1
Максимально допустимые
значения параметров
Обрат¬
ный
ток
Предель¬
ная часто¬
та усиле¬
ния тока
Емкость кол¬
лекторного
перехода |
вел. Реж-
изм.
Сопро¬
тивле¬
ние
I базы
Коэффициент
усиления
тока в
схеме ОЭ
МП25
МП25А
МП25Б
МП26
МП26А
МП26Б
МП35
МП36А
МП 37
МП37А]
МП37Б
МП38
МП38А
Тип тран¬
зистора
Структура
транзисто¬
ра
Тепл. сопр.
переход-
среда
Продолжение табл., Я. 2.1
168
Тепл. сопр.
переход-
среда
Максимально допустимые
значения параметров
Обрат¬
ный
ток
Предель¬
ная часто¬
та усиле¬
ния тока
Емкость кол-
^ Lлекторного
перехода
вел. Реж*
изм.
Сопро¬
тивле¬
ние
базы
Коэффициент
усиления
тока в
схеме ОЭ
Тип тран¬
зистора
Структура
транзисто¬
ра
МП39
МП39Б
МП40
МП40А
МП41
МП41А
ГТЮ8А
ГТ108Б
ГТ108В
ГТ108Г
Транзисторы большой мощности
П4АБ
П4БЭ
П4ВЭ
П4ГЭ
П5ДЭ
П201Э
П201АЭ
П202Э
П203
П210Б
П210В
П2131)
П2141)
П214А1)
П214Б1)
П2151)
П216В2)
П3023)
П3063)
*) Характеристики близки характеристикам транзисторов серии П201.
*) Характеристики близки характеристикам транзисторов Г14ДЭ
• ) Транзисторы П302 и П306—кремниевые с р-л-р структурой, остальные—германиевые также с р-п-р структурой.
109
Таблица П 2.2.
Максимально допустимые значения
параметров
Обратный
ток кол¬
лектора
Предельная
частота
усиления
Коэффициент усиления
I тока в схеме ОЭ
Тип транзистора
Тепловое сопротивление
ПАРАМЕТРЫ НЕКОТОРЫХ ТИПОВ ВЫСОКОЧАСТОТНЫХ ТРАНЗИСТОРОВ
Германиевые транзисторы малой мощности
Тип
транзистора
Коэффициент усиле¬
ния тока в схеме ОЭ
Предельная частота
усиления тока
Емкость кол¬
лекторного
перехода
Сопро¬
тивле¬
ние
базы
величина
режим
изм.
вели¬
чина
режим
измер.
min
Л,.
шах
fT# МГц
/с. мА
<а
е
И
<а
S
О
"•о
-О
V.
ГТ308А
15
50
90
5
5
8
5
50
ГТ308Б
50
120
120
»
1
8
»
»
ГТ309А
20
70
120
»
»
10
»
»
ГТ309Г
60
180
80
»
»
10
»
100
ГТ310А
20
70
160
»
»
4
»
75
ГТ310Б
60
180
160
»
»
4
»
75
ГТ311Е
15
80
250
>
»
2,5
»
30
гтзиж
50
200
300
»
»
»
»
40
ГТ311И
100
300
450
»
»
»
»
40
ГТ313А
20
250
300
1
»
»
»
40
ГТ313Б
20
250
450
1
»
2
»
20
ГТ320А
30
100
80
10
»
8
»
60
ГТ320Б
50
120
120
10
»
8
»
60
ГТ321А
20
60
60
15
10
80
10
8
П416А
60
140
60
5
5
8
5
60
П416Б
100
200
80
5
5
8
5
60
Примечание. Транзисторы ГТ311Е, ГТ311Ж, ГТ311И обладают п-р-п
Транзисторы средней и большой мощности
Тип тран-
эистора
Коэффициент
усиления тока
в схеме ОЭ
Предельная частота
усиления тока
Емкость кол¬
лекторного
перехода
Сопро-
THiUie-
ние
базы
вели¬
чина
режим изм.
вели¬
чина
режим
измер.
min
max
/Т.МГц
7о мА
CQ
е
с
О
<а
«о
2
'-о
•о
КТ312А
10
100
80
5
10
5
10
100,0
КТ312Б
25
100
120
5
»
5
10
80,0
КТ602А
20
80
150
10
»
4
50
75,0
КТ805А
15
35
20
1000
»
250
10
2,5
П606
20
60
30
50
»
130
20
4,0
П606А
50
120
30
»
»
130
20
4,0
П608
40
120
90
»
»
50
10
10,0
Примечание. Кремниевые транзисторы обладают п-р-п структурой,
170
ПРИЛОЖЕНИЕ 3
Т а б ли ц а П.3.1.
Пло¬
щадь
усиле¬
ния
тран¬
зистора
Опти¬
мальное
сопро¬
тивле¬
ние
наг¬
рузки
Максимально допустимые значения
параметров
Ток кол¬
лектора
Тепловое сопротив¬
ление
переход-
корпус
переход-
среда
МГц
Я/ Opt »
“С МАХ
В
1С МАХ
мА
7смах
мА
Рс МАХ
мВт
*/тах* °с
7СВО*мкА
Rfhjc
°С/мВт
Rth,a
° С/мВт
41
105
12
120
50
150
85
2
0,25
50
91
12
120
50
150
85
2
—
0,25
46
81
10
—
10
50
70
5
—
1,00
28
141
»
—
»
50
70
»
—
1,00
67
137
»
—
»
20
75
»
—
2,00
67
137
»
—
»
20
»
»
—
2,00
136
89
12
—
50
150
»
10
—
0,30
146
92
12
—
»
»
»
»
—
»
190
75
10
—
»
»
»
»
—
»
160
80
15
—
10
100
85
3
—
0,43
250
60
15
—
10
100
85
3
—
0,43
36
125
12
300
150
200
70
2
—
0,225
46
102
12
300
150
200
70
2
—
0,225
27
16
50
2000
200
160
85
100
0,25
29
143
15
120
25
100
85
3
—
0,40
36
125
15
120
25
100
85
3
—
0,40
структурой, остальные — р-п-р структурой.
Таблица П.3.2.
Пло¬
щадь
усиле¬
ния
тран¬
зистора
Опти¬
мальное
сопро¬
тивле¬
ние
наг¬
рузки
Максимально допустимые значения
параметров
Ток
коллектора
Тепловое сопротив¬
ление
переход-
корпус
переход-
среда
вг
и
£
н
СУ
S
О
ъ
*
“С МАХ
В
1С МАХ
мА
7С МАХ
мА
и
< н
1“
t. max
7 °С
1СВО, мкА
Rthjc
° С/мВт
fyhja
° С/мВт
36
200
15
30
225
150
10
0,60
50
145
30
—
30
225
150
10
0,60
—
—
100
500
75
850
120
100
0,0450
0,15
13
9
160
8000
—
3000
150
10000
0,0033
0,03
17
12
25
1500
500
500
85
2000
0,0150
0.05
* 17
12
»
1500
500
500
»
2000
0,0150
0,05
38
18
»
600
300
1500
»
300
0,0020
германиевые (П606, П0О6А, Л608) — р-п-р структурой.
171
СЕМЕЙСТВА ОБОБЩЕННЫХ ЧАСТОТНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК КАСКАДА ПРИЛОЖЕНИЕ 4
с низкочастотной коррекцией
172
173
174
СЕМЕЙСТВА ОБОБЩЕННЫХ ПЕРЕХОДНЫХ ХАРАКТЕРИСТИК КАСКАДА ПРИЛОЖЕНИЕ 5
С НИЗКОЧАСТОТНОЙ КОРРЕКЦИЕЙ
175
176
177
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
ДАННЫЕ НЕПРОВОЛОЧНЫХ ПОСТОЯННЫХ РЕЗИСТОРОВ
Таблица П.6..1
Номинальные значения непроволочных сопротивлений и емкостей
Класс
точнос¬
ти
Шкала номинальных значений
I
10
11
12
13
15
16
18
20
22
24
27
30
33
36
39
43
47
51
56
62
68
75
82
91
II
10
—
12
—
15
—
18
—
22
—
27
—
33
—
39
—
47
—
56
—
68
—
82
—
III
10
—
—
—
15
—
—
—
22
—
—
—
33
—
—
—
47
—
—
—
68
—
—
—
Примечания: 1. Настоящий стандарт распространяется на постоянные резисторы
общего применения и электрические конденсаторы постоянной
емкости и устанавливает номинальные значения сопротивлений в
пределах от 0,1 Ом до 10 МОм для проволочных резисторов и от
1 Ом до 1 ГОм — для непроволочных резисторов, для емкостей —
в пределах от 1 пФ до 5000 мкФ.
2 В таблице указаны две первые цифры номинальных значений
3. Допускаемые отклонения от номинальных величин для 1 класса
точности — ±5%, для II класса —±10%, для III класса — ±20%
4 Стандарты не распространяются на конденсаторы специального
назначения.
5 Номинальные емкости электролитических конденсаторов должны
соответствовать 1, 2, 5, 10, 20, 50, 100, 200, 500, 1000, 2000, 5000 мкФ
Допускаемые отклонения от номинальной емкости — ±10% и ±20%
Таблица П. 6.2
Непроволочные постоянные резисторы типа МОН (металлоокисные низкоомные),
УЛМ (углеродистые лакированные малогабаритные) и МЛТ (металлизированные
лакированные теплостойкие)
Тип резистора
Номинальная мощ¬
ность рассеяния, Вт
Предельн. значения номи¬
нальных сопротивлений, Ом
Предельное рабочее
напряжение, В
МОН-0,5
0,5
1-100
7
МОН-1
1.0
1 — 100
10
МОН-2
2,0
1—100
15
УЛМ
0,12
27—1 • 10е
100
МЛТ-0,25
0,25
100—3 10»
250
МЛТ-0,5
0,50
100—5110*
350
МЛТ-1
1,00
100—10-ю«
500
МЛТ-2
2,00
100—10-10*
750
Примечания: 1. Резисторы МОН выпускаются по I и II классам точности.
2. Резисторы УЛМ и МЛТ выпускаются по I, II и III клас¬
сам точности.
Л 78
ПРИЛОЖЕНИЕ 7
ДАННЫЕ КОНДЕНСАТОРОВ
Таблица П. 7.1
Малогабаритные электролитические конденсаторы типа К50-6
Номинальное
напряжение, В
Номинальная емкость, мкФ
6
50
100
200
500
_
10
—
—
—
10
20
—
50
100
200
500
—
—
—
15
1
—
5
10
20
30
50
100
200
500
1000
2000
400
25
1
—
5
10
20
—
50
100
200
500
1000
2000
400
50
1
2
5
10
20
—
50
100
200
—
—
—
100
1
2
5
10
20
160
1
2
5
10
Т а б л иц а П. 7.2
Конденсаторы КТ и КД (керамические, трубчатые и дисковые)
и KJ1C ("керамические литые секционные)
Тип кон¬
денсатора
Номинальное
напряжение, В
Предельное значе¬
ние номинальных
емкостей, пФ
Тип кон¬
денсатора
Номинально е
напряжение, В
Предельное значе¬
ние номинальных
емкостей, пФ
КТ-1
160—250
1—6800
КД-2
300—500
1—2200
КТ-2
300—500
2,2—330QO
КЛС-1
35
4700—33000
кт-з
500—750
2,2—1000
КЛС-2
70
51—10000
КТ-4
350
39—750
клс-з
125
20—3300
КД-1
100—250
1—2200
Примечание. Конденсаторы типа КТ, КД и КЛС изготавливаются по I, II
и III классам точности.
т
ПРИЛОЖЕНИЕ 8
ОСНОВНЫЕ ДАННЫЕ СЕРДЕЧНИКОВ БРОНЕВОГО ТИПА
ДЛЯ ТРАНСФОРМАТОРОВ ЗВУКОВОЙ ЧАСТОТЫ
Таблица П. 8.1
Сердечники из штампованных пластин для трансформаторов наименьшей
стоимости
Типоразмер
сердечника
Размеры сердечника, мм
Расчетные величины
Уг
Уг
h
ь
h -10*
м
lw-10»f м
Fc -10*. с
Gc -Ю*
м
ШЮхЮ
10
10
6,5
18
6,5
5,66
5,85
2,54
4,47
Ш10Х15
»
15
»
»
»
6,85
3,26
6,20
Ш10Х20
»
20
ъ
»
»
»
7,85
3,78
7,72
Ш12х 12
12
12
8,0
22,0
8,0
6,74
7,00
3,81
7,22
Ш12х 18
»
18
ъ
»
»
»
8,20
4 81
10,00
Ш12х24
»
24
«
»
9,40
5-12
12,40
Ш14х 14
14
14
9,0
25,0
9,0
7,92
8,24
4 88
10,20
Ш14х21
»
21
9 64
6,30
14,20
11114x28
»
28
»
»
11,00
7,32
17,70
Ш16X16
16
16
10,0
28,0
10,0
9,03
9,28
6,Ю
14,10
11116x24
»
24
ъ
*0,90
7,82
19,40
11116x32
»
32
»
»
»
»
12,50
9,12
24 20
Ш19Х 19
19
19
12,0
33,5
12,0
10,60
И,00
8,13
21,90
Ш 19x28
»
28
»
»
12,80
11,30
29,90
Ш19х38
»
38
»
»
14,80
13,25
37,60
Ш22 х 22
22
22
14,0
39,0
14,0
12,40
13,00
11,70
31,40
Ш22 х 33
»
33
' »
15,20
15,10
43,50
Ш22Х44
»
44
»
»
»
17,40
17,54
54,20
И126Х26
26
26
17,0
47,0
17,0
14,70
15,40
17,10
48,60
Ш26Х39
»
39
»
18,00
22,10
67,60
11126x52
»
52
«
»
»
20,60
25,60
75,40
ШЗОхЗО
30
30
19,0
53,0
19,0
16,90
17,60
21,80
68,00
11130x45
»
45
»
»
»
»
20,60
28,00
94,50
ШЗОхбО
60
»
»
»
»
23,60
32,60
117,60
Таблица П. 8.2
Сердечники из штампованных пластин для трансформаторов наименьшего веса
Типоразмер
сердечника
Размеры сердечника, мм
Расчетные величины
Ух
Уг
У*
h
ъ
ls -Ю*
м
V10». М
Fc •10«, с
G, -10*
м»/*
ШЗхЗ
3
3
2
10,0
4
2,79
2,5
0,367
0,361
ШЗХ4.5
»
4,5
»
»
»
»
2,8
0,497
0,512
ШЗхб
»
6
»
»
т>
»
3,1
0,597
1,110
Ш4х4
4
4
2,5
14,0
5
3,90
3,2
0,645
0,850
1U4 х 6
»
6
»
»
»
»
3,6
0,860
1,200
Ш4х8
»
8
»
»
»
»
4,0
1,030
1,520
Ш5х5
5
5
3,5
17,0
6
4,50
3,9
1,040
1,280
Ш5у7
»
7
»
»
»
»
4,3
1,320
1,700
Ш5х 10
»
Ю
»
»
»
»
4,9
1,650
2,270
Ш6Х6
6
6
4
23
7
5,44
5,5
1,470
2,000
Ш6Х9
»
9
»
»
»
»
5,1
1,960
2,820
Ш6Х 12
»
12
»
»
»
»
5,7
2,340
3,570
Ш9х9
9
9
4,5
31,5
9
7,70
6,3
3,400
5,420
Ш9х.13
»
13
т>
»
»
»
7,1
4,360
7,400
Ш9Х 18
»
18
»
»
»
»
8,1
5,280
9,580
Ш12х 12
12
12
6
30
12
10,30
8,5
4,250
9,370
Ш12х 18
»
18
»
»
»
»
9,7
5,600
13,250
Ш 12x24
»
24
»
»
»
»
Ю,9
6,650
16,500
Ш16Х16
16
16
8,0
40,0
16
13,7
11,1
7,750
19,40
Ш16Х24
»
24
»
»
»
» '
12,7
10,100
27.10
Ш16Х32
»
32
»
»
»
»
14,3
12,000
34,20
Ш20х20
20
20
10,0
50,0
20
17,1
13,8
12,200
34,20
11120x30
»
30
»
»
»
»
15,8
15,900
47,60
Ш20 X 40
»
40
»
»
»
»
17,8
18,800
59,70
Ш25 X 25
25
25
12,5
62,5
25
21,4
17,4
18,800
59,00
Ш25 х 37
»
37
»
»
»
»
19,8
24,500
82 40
Ш25х 50
»
50
»
»
»
22,4
29,200
99 ’,00
Таблица П. 8.3
Сердечники броневые ленточные (рис. 4.26)
Размеры сердечника мм
Рачетные величины
Типоразмер
iw -10*. м
Рс -Ю-. с
Q .Ю*
сердечника
Ух
Уг
h
ь
ls 10*. м
м*'*
ШЛ6х6,5
6
6,5
15,0
6
5,1
4’2
1.01
1,67
2,00
2,41
2,90
3,19
ШЛ6Х8
»
8,0
»
»
»
5,2
ХЛ1
ШЛ6Х ю
»i
10,0
»
»
»
5,6
1,36
ШЛбх 12,5
»4
12,5
»
»
»
6,1
1,56
ШЛ8х8
8
8,0
20,0
8
6,8
6’о
1,69
ШЛ8Х 10
»
10,0
»
»
»
6,8
1.99
3,85
ШЛ8Х 12,5
»
12,5
»
»
»
7,3
2,32
4,67
5,70
б!59
6,78
8,34
10,00
9, Об
U,зо
13,60
1б,3°
ШЛ8Х16
ШЛЮхЮ
»
10
16,0
10,0
»
25,0
»
10
»
8,5
8,0
8,0
2,70
2,64
ШЛЮх 12,5
ШЛЮХ16
ШЛЮХ20
»
»
»
12,5
16,0
20,0
»
ъ
»
»
т>
»
»
»
»
8,5
9,2
10,0
3,09
3,67
4’Ш
ШЛ12Х 12,5
12
12,5
30,0
12
10,2 ч
,4
3,92
ШЛ12Х16
»
16,0
»
»
»
Ю,4
4,68
ШЛ12Х20
»
20,0
»
»
»
П,2
5’оч
ШЛ12Х25
»
25,0
»
»
»
12,2
6,23
ШЛ16Х16
16
16,0
40,0
16
13,6
12,8
6,77
i8.l°
ШЛ16Х20
»
20,0
»
»
»
13,6
7^96
ШЛ16Х25
»
25,0
»
»
»
14,6
26 20
о„ » _л
ШЛ16Х32
»
32,0
»
»
»
16,0
JO.eO
32,30
о * „Л
ШЛ20Х20
20
20,0
50,0
20
17,1
16,0
10,50
3160
ШЛ20Х25
»
25,0
»
»
»
17,0
12>«п
38,50
ШЛ20Х32
»
32,0
»
»
»
18,4
14,60
47,10
ШЛ20Х40
»
40,0
»
»
»
20,0
16,80
56,60
ШЛ25Х25
25
25,0
62,5
25
21,3
20,0
16,50
55,00
ШЛ25Х32
»
32,0
»
т>
21,4
19,70
68|Ю
ШЛ25Х40
»
40,0
»
»
»
23,0
22,90
82,10
ШЛ25Х50
»
50,0
»
»
25,0
26,40
99 00
ШЛ32Х32
32
32,0
80,0
32
27,3
25,6
24,40
102 ’ 00
ШЛ32Х40
»
40,0
»
»
»
27,2
28,70
124,00
ШЛ32 х 50
»
50,0
»
»
»
29,2
33,40
150 00
ШЛ32Хб4
»
664
»
»
»
32,0
30,40
143,00i
ШЛ40Х40
40
40,0
100,0
40
34,3
32,0
41,80
177,0»
ШЛ40Х50
»
50,0
»
»
34,0
49,20
218,00
ШЛ40Х64
»
64,0
»
»
»
36,8
58,30
266,00)
ШЛ 40x80
»
80,0
»
»
»
40,0
67,00
319,00
182
ПРИЛОЖЕНИЕ 9
ДАННЫЕ НЕКОТОРЫХ МЕДНЫХ ОБМОТОЧНЫХ ПРОВОДОВ
Таблица П. 9.1
Диаметрпрово -
да без дазоля-
ции, мм
Максимальный диаметр прово¬
да с изоляцией, мм
Диаметр’прово¬
да без изоля¬
ции, мм
Максимальный диаметр прово¬
да с изоляцией, мм
ПЭЛ
ПЭВ-1
ПЭВ-2
ПЭЛ
ПЭВ-1
ПЭВ-2
0,03
0,040
0,51
0,56
0,56
0,58
0,04
0,050
—
0,53
0,58
0,58
0,60
0,05
0,065
—
—
0,55
0,60
0,60
0,62
0,06
0,075
0,085
0,09
0,57
0,62
0,62
0,64
0,07
0,085
0,095
0,10
0,59
0,64
0,64
0,66
0,08
0,095
0,105
0,И
0,62
0,67
0,67
0,69
0,09
0,105
0,115
0,12
0,64
0,69
0,69
0,72
0,10
0,120
0,125
0,13
0,67
0,72
0,72
0,75
0,11
0,130
0,135
0,14
0,69
0,74
0,74
0,77
0,12
0,140
0,145
0,15
0,72
0,78
0,77
0,80
0,13
0,150
0,155
0,16
0,74
0,80
0,80
0,83
0,14
0,160
0,165
0,17
0,77
0,83
0,83
0,86
0,15
0,170
0,180
0,19
0,80
0,86
0,86
0,89
0,16
0,180
0,190
0,20
0,83
0,89
0,89
0,92
0,17
0,190
0,200
0,21
0,86
0,92
0,92
0,95
0,18
0,200
0,210
0,22
0,90
0,96
0,96
0,99
0,19
0,210
0,220
0,23
0,93
0,99
0,99
1,02
0,20
0,225
0,230
0,24
0,96
1,02
1,02
1,05
0,21
0,235
0,240
0,25
1,00
1,07
1,08
1,11
0,23
0,225
0,270
0,28
1,04
1,12
1.12
1,15
0,25
0,275
0,290
0,30
1,08
1,16
1.16
1,19
0,27
0,310
0,310
0,32
1,12
1,20
1,20
1,23
0,29
0,330
0,330
0,34
1,16
1,24
1,24
1,27
0,31
0,350
0,350
0,36
1,20
1,28
1.28
1,31
0,33
0,370
0,370
0,38
1,25
1,33
1,33
1,36
0,35
0,390
0,390
0,41
1,30
1,38
1,38
1,41
0,38
-0,420
0,420
0,44
1,35
1,43
1,43
1,46
0,41
0,450
0,450
0,41
1,40
1,48
1,48
1,51
0,44
.0,490
0,480
0,50
1,45
1,53
1,53
1,56
0,47
0,520
0,510
0,53
1,50
1,58
1,58
1,61
0,49
.0,540
Н а
0,530
0,55
183
Литература
1. Громкоговорители динамические диффузорные (справочный листок). —
«Радио», 1969, № 6.
2. Войшвилло Г. В. Методическое руководство по курсовому проекти¬
рованию транзисторных усилителей звуковой частоты. Изд. ЛЭИС, 1964.
3. Транзисторы. Справочник под общей редакцией И. Ф. Николаевского.
М., «Связь», 1969.
4. Справочник по полупроводниковым диодам и транзисторам. Под общей
редакцией Н. Н. Горюнова. М., «Энергия», 1968.
5. Черный Б., Скорик К. Транзисторы типа ГТ402А, ГТ402Б (спра¬
вочный листок). — «Радио», 1968, № 8.
6. Кузнецова Р. Новые транзисторы (справочный листок). — «Радио»,
1969, № 7.
7. Белов А., Кузнецова Р., Сардаковская Л. Транзисторы
малой мощности широкого применения (справочный листок). — «Радио», 1969,
№ 10.
8. Белов А., Кузнецова Р., Сардаковская Л Транзисторы
средней и большой мощности (справочный листок). — «Радио», 1970, № 3.
9. Агеев А. Расчет радиаторов для диодов и транзисторов. — «Радио».
1968, № 6.
10. Терморезисторы (справочный листок). — «Радио», 1970, № 1.
11. Цыкин Г. С. Электронные усилители. М., «Связь», 1965.
12. Ногин В. Н. Стабилизация рабочей точки транзистора. Сб. «Полупро¬
водниковые приборы в технике электросвязи» под ред. И. Ф. Николаевского,
вып. 2. М., *Связь», 1968.
13. Войшвилло Г. В. Конспект лекций по курсу «Усилительные устрой¬
ства». Изд. ЛЭИС, 1971.
14. Войшвилло Г. В. Усилители низкой частоты на электронных лампах,
М., Связьиздат, 1963.
15. Кузнецов В. К., Оркин Б. Г., Русин Ю С. Трансформаторы
усилителььой и измерительной аппаратуры. М., «Энергия», 1969.
16. Войшвилло Г. В., Лавров К. А., Подгорский Е. И.,
РаммГ. С., ФинкельштейнЛ. А., ЧуриловН. В. Руководство по
проектированию усилителей звуковой частоты. Изд. ЛЭИС, 1958.
17. Цыкин а А. В. Проектирование транзисторных усилителей низкой час¬
тоты. М., «Связь», 1967.
18. Артым А. Д. Усилители с обратной связью. М., «Энергия», 1969.
19. Войшвилло Г. В. Анализ широкополосных и импульсных транзистор¬
ных усилителей. Сб. «Полупроводниковые приборы и их применение» под ред.
Я. А. Федотова, вып. 16. М., «Советское радию», 1966.
20. Войшвилло Г. В. Расчет транзисторных каскадов усиления гармо¬
нических сигналов с низкочастотной коррекцией. — «Радиотехника», т. 23у
1968, № 2.
21. Войшвилло Г. В. Влияние фильтра Сф/?ф на характеристики ре¬
зисторного каскада при использовании Яф для коллекторной стабилизации —
«Радиотехника», т. 23, 1968, № 12.
22. Войшвилло Г. В. Универсальный метод расчета каскадов импульс¬
ных усилителей с низкочастотной коррекцией. — «Радиотехника», т. 22, 1967,
Ко 8.
23. Левин Я. М. Расчет некоторых схем стабилизаторов напряжения пи¬
тания радиовещательных приемников. «Вопросы радиоэлектроники». Серия
«Техника радиовещательного приема и акустики». М., вып. 3, 1968.
24. Степаненко И. П. Основы теории транзисторов и транзисторных
схем. М. «Энергия», 1967.
25. Апериодические усилители на полупроводниковых приборах Проектиро¬
вание и расчет. Под ред. Р. А. Валитова и А. А. Куликовского. М., «Советское
радио», 1968.
184