Теги: общее машиностроение   технология машиностроения   электротехника  

Похожие

Радиопередающие устройства

Радиопередающие и радиоприемные устройства

Радиопередающие устройства на полупроводниковых приборах

Устройства генерирования и формирования радиосигналов

Текст
                    4


МИНИСТЕРСТВО
ВЫСШЕГО И СРЕДНЕГО СПЕЦИАЛЬНОГО ОБРАЗОВАНИЯ СССР
МОСКОВСКИЙ
ОРДЕНА ЛЕНИНА И ОРДЕНА ОКТЯБРЬСКОЙ РЕВОЛЮЦИИ
АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ имени СЕРГО ОРДЖОНИКИДЗЕ
УПРАВЛЕНИЕ
РАДИОЧАСТОТНЫМИ КОЛЕБАНИЯМИ ГЕНЕРАТОРОВ
Учебное пособие
Под редакцией проф. Р.А, Грановской
(Для дневной и вечерней форм обучения)
отсканировал:
Кулагин Артем
www.08xoolagin.ru
Утверждено
на заседании р еде света
22 мая 1986 г>
МОСКВА 1987

621.37 (075)
У 677
УДК 621,373.52.029.64+621.375,4.029,64] (075.8)
РД. Грановская» Н.С. Давыдова, АД. Ельцов, Г.П. Земцов,
Г.В. Ванегин, Н.П. Михайлов, В.Н. Шкаликов
Управление радиочастотными колебаниями генераторов; Учебное по-
собие/Грановсиая РД., Давыдова И.С», Ельцов А.К. и др.; Под
ред. РД. Грановской. - М.: МАИ, 1987, - 66 с., ил»
Даются основные сведения о радиопередающих устройствах с
частотной модуляцией. Рассматриваются вопросы осуществления
частотной модуляции в генераторных каскадах на транзисторах.
Излагаются методы Словения мощностей генераторов для получения
достаточно высокого уровня выходной мощности полупроводниковых
радиопередающих устройств. Приводится расчет варакторного умно-
жителя частоты на ЭВМ. В приложении дается порядок расчета ре-
жима транзистора генератора высокой частоты.
Пособие предназначено для теоретической подготовки студен-
тов к лабораторным работам по курсу “Радиопередающие устройства".
Рецензенты: ЭД. Лутин, ОД. Роман
CJ Московский авиационный институт, 198? г.

ПРЕДИСЛОВИЕ
Настоящая работа является учебных пособием, предназначенным
для теоретической подготовки студентов к лабораторным работам
по курсу "Радиопередающие устройства". Пособие служит для под-
готовки к лабораторным работам: "Исследование транзисторного
генератора с частотной модуляцией11 и "Исследование выходного
каскада транзисторного усилителя высокой частоты со сложением
мощности”. Приводимый материал включает практические вопросы
реализации полупроводниковых радиоустройств с частотной модуля-
цией и со сложением мощности. Кроме того, рассмотрены порядок
и пример расчета варакторного умножителя частоты на ЭВМ. В при-
ложении приведен порядок расчета режима транзистора и генера-
торного электровакуумного триода генератора высокой частоты,
необходимый при выполнении лабораторных работ, в которых иссле-
дуются режимы работы генераторных каскадов. Таким образом, посо-
бие не только поможет студентам подготовиться к лабораторным
занятиям, но и будет полезным при изучении соответствующих раз-
делов курса "Радиопередающие устройства", а также при курсовом
проектировании полупроводниковых радиопередающих устройств.
Первая глава пособия написана Н.С. Давыдовой и В.Н. ^кали-
новым, вторая - А.К. Ельцовым, Н.П. Михайловым и В.Н. Шпалико-
вым, третья - Р.А. Грановской и Г.В. Занегиным, приложение -
Р.А. Грановской и Г.П* Зайцевым.
Авторы выражают благодарность канд.техн*наук U.B, Кузнецову
за рекомендации по улучшению рукописи пособия.

Глава I* ТРАНЗИСТОРНЫЕ ГЕНЕРАТОРЫ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
I.I. ОБЩЕ СВЕДЕНИЯ О ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИИ
При частотной модуляции (ЧМ) частота колебаний aj(t) =_2&£(.1)
отклоняется от своего среднего значения пропорционально мгновен-
ному значению модулирующего напряжения (t) :
(1,1)
где—Zjcfc t j0'т- среднее значение частоты (несущая частота);
коэффициент пропорциональности, являющийся крутизной моду-
ляционной характеристики генератора с ЧМ,
Поскольку угловая частота и текущая фаза колебаний взаимосвя-
заны между собой известными соотношениями
-<«=<1.2,
г
V>(t) = ^(t)dt ,	(1.3)
то изменения частоты всегда сопровождаются изменением фазы коле-
баний и наоборот. Например, для смодулированного колебания с
постоянной частотой^	фаза изменяется по закону =
+	, где - начальная фаза колебаний.
При модуляции частоты в соответствии с выражением (I.I) фаза
колебаний изменяется по закону (
(I.*)
а
С другой стороны, если под воздействием модулирующего напря-
жения изменяется фаза колебаний
= vst*s+/c9us$(t)}	£1.5)
что соответствует случаю фазовой модуляции (ФМ), то частота ко-
лебаний изменяется в соответствии с (1.2) по закону
и//)	du&a)
>	U-6)
где - коэффициент пропорциональности, являющийся крутизной
щдуляционной характеристики генератора с ФМ.
Таким образом, как следует из (I.X), (1Л), (1,5) и (1.6),
модуляция рс частоте сигналом-О означает модуляцию .по фазе
’кгяалоы	и, наоборот, модуляция ко Lазе сигналом a^(t)
.к;'? по частоте сигналом -ч :/ = ~(с точ-
А t
с-'?'' '•: .	гята прсм'Ор/.ип^альнссти < /тс”":?, следует, что
иодуляции:
ч

-	прямей метод, когда модулирующее напряжение воздействует
непосредственно на частоту колебаний автогенератора (рис. 1,1,а);
-	косвенный метод, когда модулирующее напряжение воздействует
на фазу колебаний генератора с внешним возбуждением после пред-
варительного преобразования в интеграторе (рис, 1.1,6)»
Рис. 1Д
Подставив выражения (1Л), (1-5) в уравнение немодулированного
гармонического колебания с постоянной амплитудой
получим уравнения колебаний:
для ЧМ	f
av„(Q=LfTn3in[a>gt^K<l}\u^(t)d.t +	,	(1.7)
для ФМ	-
^итМп.[^^Кеияа)^д}.	(1.8)
При гармоническим модулирующем напряжении
(*) = со* ,	(1.9)
- амплитуда и частота модулирующего напряжения.
Уравнения (1-7), (1*6) для модулированных колебаний по часто-
те и фазе имеют вид:
(t) = Um 3£п |>g f * *^g Jtzz g ;	(I.IO)
^^M(t)^^m3in[aJot^fCelI^cosQt^Sa] .	(1.П)
Введем обозначения:^ = Ka} U& - девиация частоты (максимальное
отклонение частоты. от_~ индекс частотной модуля-
ции;	индекс фазовой модуляции.
Приняв 6^ = 0, иа (1.10), (I.II) получим
;	(1Д2)
= &m*irz	.	(1-13)
5

Анализ выражений (1*12), (1*13) показывает, что частотно-мо-
дулированные и фазсмодулированные колебания имеют идентичную
структуру.
Спектр этих колебаний находим разложением выражений <1.12),
(1*13) в ряд Фурье * Преобразовывая, например (I-I2) к виду
Sin Sin a^t + Sin(M5in&± ) Ш ]
и учитывая известные в теории функций Бесселя соотношения
Szn (И Sin(M)Sin Qi л? Jj (M)sin	(M)s£n
co3(M3tn&ti=J0(M)+2Jz(M)cos2&± Щ(М)с№$(	.
где<^ (M)	функции Бесселя первого рода нулевого и Zz -го
порядка, получим выражение для частотно-модулированного колебания
в виде
=	[Ъ(М№па}0{ <- Е Jn (м) sin (а>$+п $?)£ +
n=t
*-£ Z„ (М)(-Опап(соа-п SPH] .	U.I'O
П-1
Выражение для фазсмодулированных колебаний отличается от (I.I4)
аргументом функции Бесселя Jn (&) и фазами некоторых спектральных
составляющих.
Как следует из выражения (I.I4), спектр частотно-иодулирован-
ного колебания состоит из несущего колебания частоты аз0 с ампли-
тудой, пропорциональной <Г#(М) , и бесконечно большого количества
колебаний, отстоящих друг о т_ друга на частоту Q , боковых со-
ставляющих с амплитудами, пропорциональными значениям, функции
Бесселя (М) , в которых камер колебаниям определяется поряд-
ком функции Бесселя. Зависимость значений функции Бесселя от ин-
декса мрдуляЕрц^ -показана на рис. 1.2. Из графиков следует, что
при малых индексах модуляции ( М < I) амплитуды боковых состав-
ляющих существенно меньше амплитуды несущего колебания и быстро
уменьшаются с ростом п . Типичный вид спектра частотно-модулиро-
ванного колебания для М I показан на рис* 1*3. Так как при
М * I cos(MJinQt)^t t3in(M&£n&i)^Pt3inQt ,
то выражение (I.I2) иохно представить в виде
(МП "Msin $21 С0Ш>а1)~
Ar	*
Отсюда следует, что при гармоническом модулирующем напряжении и
малых индексах модуляции (м * I) спектр частотно-модулированяо-
6

гоголе бада, так ке, как и спектр амплитудно-модулированного ко-
лебания* состоит .из несущей и двух боковых составляющих* и шири-
на спектра _	-
Рис. 1-5
Рис. 1.2
При увеличении, инде к са модуля ции {М ) ам п лит уда несущего
колебания начинает уменьшатьсяа амплитуды колебаний боковых
—составляющих возрастать- При значениях индекса модуляции У = 2,4;
5*52; 8,65 и т.д. (см-рис. 1.2) аилитуда несущего колебания ста-
новится равной кулю. Спектр колебаний для М = 5 приведен на
рис- 1Л, где показаны только амплитудные соотношения. Из рисун-
ка видно, что спектр содернит большое количество боковых состав-
ляющих и существенно отличается от спектра амлитудно-модулирован-
ного колебания как по амплитудным соотношениям составляющих, так
и по полосе частот. Ширина спектра в атом случае определяется как
полоса частотt в которой сосредоточена основная энергия излуче-
ния, и приближенно рассчитывается по формуле
При изменении энергия колебаний перераспределяется между
несущей и боковыми составляющими. Представим мощность модулиро-
ванных колебаний Рм как Рм = Рм +Z , где Рн =£	(м)
мощность несущих колебаний;^ - сопротивление коллекторной на-
грузки генератора с ЧМ; Р- = 4	/ (м) - мощность соковых
t? С гС К ft i f Sc
спектральных составляющих. В соответствии со свойством функций
Бесселя ^(М)+2^^№) = z * поэтому £ -рм^4"
Эти соотношения определяют закон перераспределения мощности
между спектральными составляющими частотно-модулированнсго коле-
бания при изменении индекса модуляции Зависимость/^ и 2 Pj от
индекса модуляции У показана на рис. 1,5.

Ответим, что для частртно-модулироваиного колебания при
U&cansi ширина спектра практически не зависит от Q * При уве-
личении 5? спектральные составляющие "раздвигаются11изменяясь
по амплитуде, а учитываемое число их уменьшается (тан как умень-
шается индекс модуляции М)4 При фазсмодулированном колебании ши-
рина спектра увеличивается с ростом 5? , гак как спектральные со-
ставляющие "раздвигаются" по частоте, не изменяясь по амплитуде
(индекс модуляции & не зависит di Р ).
Существенное расширение спектра частот при ЧМ и ФМ по сравне-
нию со спектром AM, наблюдаемое при U > 10, обусловливает_првыт
пение помехозащищеннрсти_радиотехничесиих систем, использующих
ЧЙ'или ФМ_. ч	”
7(ля энергетических показателей радиопередатчика весьма ванным
является то обстоятельство, что осуществление ЧМ и ФМ не сопро-
вождается изменением амплитуды колебаний- Эта особенность позво-
ляет во всех каскадах радиопередающего устройства реализовать наи-
более выгодные энергетические режимы-
Сравнивая ЧЫ с AM, можно сделать следующие выводы;
^аТ)спектр частотно-модулированного колебания шире, чем спектр
амплитудно-модулпреданного колебания, например при М = I, в 3 раза;
б) существенное расширение спектра частотнс-модулированного
колебания при > 10 обусловливает высокую помехозащищенность си-
стем радиосвязи / повышение требований к широкополоспости каска-
дов их радиопередатчика;
в)' при Ч/ амплитуда колебании ненз^енла, что позволяет все
лЕСкади --"Р-датчика поставить ь опти^алвьчл! энергетический
режим*
3

Качество передаваемых сигналов при ЧМ и ФМ оценивается коэффи-
циентом нелинейных искажени^У^\ который определяется выражением
u*+u*t	. W' , Lfz , L/3 > u4'    - амплитуды
гармоник модулирующего колебания определяется при модуляции
гармоническим колебанием частоты 4? ) 0 степени нелинейных иска-
жений можно судить по статической модуляционной характеристике
генератора• Статической модуляционной характеристикой называется
зависимость частоты колебаний от модулирующего напряжения &J =
=/(и^) н₽й медленном его изменении. Примерный вид этой зависи-
мости показан на рис» 1*6»а»
Рис- 1.6
Использовав разложение зависимости со в окрестности
линейного участка (рис» 1,6,а) в ряд Тейлора, получим
л/ ч	/ г /	5	/ м
где



Подставив в (I-I5) модулирующее напряжение z/pв виде (1»9)
и проведя преобразования, получим
В (1.16) at Uq характеризует максимальное отклонение часто-
та высокочастотных колебаний й) от среднего значения со0 под
действием модулирующего колебания, т,е* определяет девиацию
частоты: %, =<2
Та.; как амплитуды гармоник частоты 5? резко убывают с ростом
их номера, то приближенно коэффициент нелинеиных искажений можно
оценить по уровню второй гармоники, которая будет наибольшей:

я-1”
На ’линейном участке статической модуляционной характеристики
аг = а3 = ... = ак = о и = с.
Для характеристики частотных искажений передаваемых частотно-
модулированных и фазсмодулированных колебаний используются дина-
мические и амплитудно-частотные модуляционные ха)актеристики.
Динамической модуляционной характеристикой называется зависимость
девиации частоты от амплитуды модулирующего сигнала Uq при
постоянной частоте модуляции#^^^ (рис. 1.6,6), Аылитудно-час-
тотнс41 модуляционной хара кт ер и с т икой называется зависимость девиа-
ции частоты от частоты модулирующего напряжения при постоян-
ной его амплитуде=сап з t (рис, 1-6,в), Неискаженная передача
может- осуществляться в полосе частот	), соот-
ветствующей горизонтальному участку кривой. "Завал" частотной ха-
рактеристики в области высоких	) - низких (#^S?mi>b)
частот объясняется падением коэффициента передачи напряжения в
модуляторе на этих частотах, а также влиянием высокодобротного
резонансного контура модулируемого генератора на высоких частотах,
1.2. ЩиОДЫ J СПОСОБЫ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ частотно!' лодуляж
В р я_к_ы_е_ц е_т о д ы 4‘d основаны_на.непосредственном
воздействии модулирующего напряжения на частоту задающего автоге-
нератора (ЗГ) (см. рис, 1.1,аУ, "известно, что частота автогенера-
тора определяется уравнением баланса фаз
>	^=0,1,2,...,
где ~ фазовый сдвиг при движении зарядов внутри активного
прибора (угол пролета), т.е* сдвиг фазы между выходным токо?л и
напряжение!? на входном электроде активного прибора; cpz - фазовый
сдвиг в выходной колебательной цепи автогенератора, т.е. сдвиг
фазы между напряжением на этой цепи и выходным током активного
прибора; фос - фазовый сдьиг в цепи обратной связи, т.е. сдвиг
Фазы ме^ду напряжениями на выходе и входе цепи обратной связи.
Принципиально управление частотой автогенератора возможно
при изменении любого из трех слагаемых этого уравнения. 3 соот-
ветствии с эти!? различают следующие способы реализации прямой ЧЙ,
Первый споссб применяется главным образом в СВЧ-диапазоне в
автогенераторах на активных приборах с большим углом пролета: в
ч?лу проводниковых автогенераторах на транзисторах, работающих па

частотах, близких к граничной, диодах Ганна и лавинно-пролетных
диодах (ЛПДВ этоы случае ЭД реализуется обычно изменением напря-
жения питания актирного прибора*
П$тороЙ ёпОсобТосновак на изменении резонансной частоты ко-
леб^^Ьнр^гоТсонтура автогенератора при помощи дополнительной
управляемой реактивности, специально введенной в колебательный
контур автогенератора.
t£^3^TKft=-enpceg^cHовая на регулировании фазового сдвига в цепи
обратной связи путем изменения параметров цепи обратной связи
под действием модулирующего колебания.
При втором способе реализации прямой ЧМ в качестве управляе-
мых реактивностей применяются:
I)	сегнето- и параэлектрики, используемые как управляемая
емкость;
2)	ферриты и сферические образцы из монокристаллического же-
леао-иттриевого граната (йИГ сферы), используемые как управляемая
индуктивность;
13)/полупроводниковые приборы, например диоды в запертом со-
стоянии (варикапы, ЛЩ,), используемые как управляемая емкость;
4)	специальные схемы, входное сопротивление которых имеет
реактивный характер и изменяется по величине под действием прило-
женного управляющего напряжения (реактивные лампы или транзисторы).
Так как резонансная частота J.C - колебательного контура
определяется номинальными значениями индуктивности и емкости
т0 язиенение частоты колебаний автогенератора,
обусловленное изменением емкости С или индуктивности L на и
42 соответственно, определяется соотношением
/
” 2
Из (I.I8) следует, что изменение частоты автогенератора и,
следовательно, девиация частоты тем больше, чем больше изменение
величины реактивного элемента автоколебательного контура (42 или
4^)* Поскольку изменение 4^ или л 2 связано с’изменением энер-
гии электрического или магнитного поля, запасаемой в момент ре-
зонанса в колебательном контуре автогенератора, то наибольшее
измснеющ^часиоты обеопочиваетея лри максимальной добротности
управляемого элемента и полном его^включении в колебательный кон»
тур генератора. Лрк этом полечить большее изменение частоты тем
(1Д8)
II

легче, чей хень&е выходная мощность и добротность колебательного
"слтура перестраиваемого генератора.
Нелинейные искажения при ЧЙЖданным способом обусловлены не-
.-=1неИностыа_зависимости реактивных параметров управляемого эле-
мента от модулирующего напряжения (или тока), а максимальная девиа-
цпя частоты ограничивается допустимым уровнем нелинейных искажений.
0с]1рв11Цм_неЛ0о^тком. этого способа Ч;4 является невозможность
получения большой девиации частоты, а также значительное увеличе-
ние потерь в _крлебательном контуре автогенератора за счет потерь,
вносимых управляемым элементом, которые приводят к уменьшению
кентурного КПД и, как следствие, к снижению выходной аощкости и
стабильности частоты автогенератора* Наибольшее практическое при-
менение 2 генераторах с ЧМ находят частотные модуляторы на вари-
папах, ..Частотная модуляция изменением газового сдвига в цепи об-
ратно;; связи (третий способ) регулируется параметрами цепи обрат-
но:: связи таким образом, что фаза ее коэффициента передачи изме-
няется при изменении управляющего напряжения (рис. 1.7,а). В ка-
честве цепи обраткой связи с управляемыми параметрами могут пс-
пользсваться управляемые фазовращатели любого типа.
Вык<
р—С
Рис. 1.7
12

На рис- 1.7,6 представлена схема генератора с ЧМ ВЧ-диапазона,
в котором в цепи обратной связи автогенератора на транзисторе^
включены три последовательно соединенных RС -фазовращателя, в
которых в качестве управляемых сопротивлений Л? использованы вы-
ходные сопротивления эмиттерных повторителей на транзисторах ИГ, ,
*^ОД действием модулирующего напряжения изменя-
ются управляемые cotip откв ления R. и, следовательно, изменяется
сдвиг фазы в цели обратной связи , который на несущей час-
тоте должен составлять 60° на каждый RC -фазовращатель, В соот-
ветствии с уравнением баланса фаз частота автоколебаний изменяет-
ся таким образом, чтобы сумма фазовых сдвигов в кольце обратной
связи автогенератора сохраняластократной 2?2\
Достоинством этого с пос о	в л нет ся повышенная линейность
статической модуляционной характеристики генератора. Общими^е-_ _,
достатками прямого метода ЧМ являются ^худвюние стабильности час-
тоты*иГмалые значения девиации частоты.
В основе косвенного метода ЧМ лежит возмож-
ность преобразования фазовой модуляции в частотную в соответствии
с (1.6), При этом частотная модуляция осуществляется в генератор-
ном каскаде с ФИ с предварительным интегрированием модулирующего
колебания. Структурная схема реализации ЧМ косвенным методом по-
казана на рис. 1,1,6- Основным преимуществом косвенного метода
ЧЙ является возможность получения высокой стабильности частоты
несущих колебаний, т.е, средней частоты , которая в этом слу-
чае определяется стабильностью частоты кварцевого генератора.
Высокая стабильность частоты обусловлена отсутствием воз-
действия модулятора на задающий генератор.
Для увеличения девиации частоты, а значит, и индекса модуля-
ции, при ЧМ могут быть применены различные способы, Наиболее прос-
тым и эффективным способом является умножение частоты частотно-
модулированного колебания, как показано на рис, 1.8, где =
. Однако этот способ имеет принципиальный недостаток,
связанный с тем, что на выходе умножителя частоты с увеличением
девиации частоты и индекса модуляции одновременно увеличивается
и частота несущих колебаний .
На рис. 1,9 представлена схема генератора с 413, в котором
увеличение девиации частоты сопровождается понижением частоты не-
сущих колебаний. В данном генераторном каскаде на выходе смесмте-
13

ля выделяется разность двух частотно-модулированных колебаний от
двух отдельных генераторов ( /^ и rz ), модулируемых по частоте
в противофазе* В этом случае несущая частота на выходе каска-
да равна разности несущих частот (/J ) и fOz {Г% ) генераторов:
Л’ЛлЛи » а Девиация частоты /3 выходного колебании равна
сумме девиаций частот/^ йЛ?г генераторов Ff л F*z xfy -
~f<h *fl)z *
Рис. 1*8	Га —— ’
fo2 1 £да
Рис. 1.9
Наиболее универсальной является схема, показанная на puc.l.li,
в которой реализован метод гетеродинирования. В устройстве
(риъ; 'Г.Ш) частота умножается в п раз-и преобразуется в сьшснте-
лях, гетеродином которых является умножитель частоты в (я - I) раз.
Ряс. I.IG
В результате преобразования в смесителе исходное значение сред-
ней частоты Ур остается неизменным, а девиации увеличивается
в rt раз. Применяя последовательно операции умножения и преобра-
зования частоты колебаний на выходе первого смесителя, как лона-
14

зано на рис* ГЛО, можно многократно увеличивать девиацию часто-
го (и индекс модуляции) в nz , п3 и т*д. раз. Ограничения девиа-
цил частоты выходного сигнала определяются здесь нелинеиными ис-
каденйями» которые возрастают по мере увеличения числа умножите-
лей и смесителей из-за искажения спектра частотно-модулируемого
колебания,
1Л. 5ТАНЗИСТ0РШЙ ЧАСТ0ТНС^:1Щ1УЛИРУЕМЬЙ ГЕНЕРАТОР С ВАРИКАПОМ
Схема транзисторного частотно-модулируемого генератора с ва-
рикапом показана на рис, Х*1Х, Ч2Л осуществляется прямым методой
цутем изменения емкости контура CXOfi
где Св - собственная емкость контура; £*/ - емкость варикапа;
- емкость, вносимая варикапом; - коэффициент включения
варикапа, определяемый как отношение амплитуды высокочастотного
напряжения на варикапе 1Г& к амплитуде напряжения на контуре ав-
Рис. Т.П
В ренине запертого р -п -перехода емкость варикапа определя-
ется выражением
(1-20)
где - контактная разность потенциалов; и. - напряжение обрат-
ного смещения;- показатель степени, зависящий от технологии
изготовления варикапа; J3 - константа, определяемая начальной ем-
костью варикапа при нулевом напряжении смещения на переходе.
Большинство выпускаемых промышленностью варикапов обладает
резким р -п -переходом с f - 1/2. При. обратном смещении варика-
15

ды обладают стабильными параметрами и высокой добротностью^
(0j до 100)‘на-частотах 100-200 МГц.*2/ может быть определена
на рабочей частоте / из выражения: Qg=(2£/ rgT^ , где ту -
сопротивление потерь варикапа,
включенное последовательно с ем-
костью Cg • Варькапы характери-
зуются также малым положительным
температурным коэффициентом емкос-
ти (IKE) ((I...2) 1ОЦ I/град) и
Рис* 1*12	малыми шумами- Эквивалентная схе-
ма варикапа с учетом паразитных параметров корпуса (индуктивности
выводов лх и емкости корпуса ) показана на рис, 1,12. Все
паразитные параметры ослабляют воздействие варикапа на частоту
генерации, поэтому основные требования к конструкции варикапа сво-
дятся к тому, чтобы	, Сх .На частотах вы-
ше 5.,.10 ГГц выполнение этих требований затруднительно, поэтому
в схемах используются бескорпусные варикапы, особенно в микропо-
Зависимость (1.20) и диаграм-
ма действующих на варикапе на-
пряжений показаны на рис. I.I3,
где £4 - постоянное напряжение
смещения; U& - амплитуда моде-
лирующего напряжения; Ug - ам-
плитуда высокочастотного напря-
жения;^^ - максимально до-
пустимое напряжение на варикапе
(напряжение пробоя).
Пределы изменения емкости
варикапа, характеризующие его
управляющее действие, определя-
ются соотношением
При и наступает пробой
р - п -пере ход а, при tc о
р - п -переход открывается, что
приводит к резкому снижению до-
бротности варикапа» Для макси-
мального изменения емкости вн-
из соотношения
16


(I.2I)
т.е. начальная рабочая точка на вольт-фарадной характеристике
вариаала должна быть -в середине допустимого диапазона изменений
напряжения смещения.
’ сР учетом |(1-21) и рис* 1,13 условие отсутствия пробоя и отпи-
рания р - л чперехора примет следующий вид:
U/tU^U^/2.
Коэффициент включения варикапа в контур автогенератора опреде-
ляете я с оотношением
= zr '	(1.23)
Для схемы на рис* 1*11 напряжение на контуре	,
где U*t - амплитуда напряжения на коллекторе транзистора; Кк -
коэффициент включения коллектора транзистора в контур. Подставив
данное соотношение в (1*23), получим
 (1-а>
При изменении емкости варикапа на дС$ от значения ,
определяемого напряжением Uo (см* рис* 1*13), относительное из-
менение емкости контура составляет
4С*, г. аС6 . ,,г
Ско &	^1а
где	.г
ско*с^с£в , -
(1-25)
При этом относительное изменение частоты генератора опреде-
ляется согласно (1,18) как
/о * ско z сКо	а-26)
Обычно для уменьшения влияния ТКЕ варикапа на стабильность
частоты генератора и выполнения условия (1,22) выбирают I,
поэтому относительное изменение частоты всегда меньше относитель-
ного изменения емкости варикапа.
Представив модулирующее напряжение на варикапе в виде и(£) =
и подставив и U) в (1,20), получим
-^^^и^соз	Qi)	С 1.27)
гдр^х>	относительная величина амплитуда модули*
руюцё^о Напряжения, °
17

Разложив (1,27) в степенной ряд, получим
, (1.28)
где коэффициент при £03.5? £ характеризует отклонение емкости варика-
па от начального значения Cg0 на частоте модуляции, а коэффици-
ент npz£05 2Pt - отклонение емкости варикапа на частоте, равной
удвоенной частоте модуляции.
По аналогии с (I.I6) и (I.I7) на основании (1,28) находим
следующие значения отклонения емкости варикапа dCg и коэффици-
ента нелинейных искажений :
(1.29)
=	(1-30)
С учетом (1,29) соотношение (1.26) цреобразуется к следующему
Так как	, то с учетом (I.2I) соотношение (1-22) мож-
но представить в виде t// £	. Отсюда с учетом (1-23)
следует, что	£4, • На основании этого
соотношения и принимая, чтоб^^/ЭД^/’ ', где*? - добротность
и характеристическое сопротивление контура, - колебательная
мощность генератора, из (I-3I) получим выражение для максималь-
ной девиации частоты:^-< /з тпа* * Здесь
//max _ _Г_	.	(1.32)
А	Qppf М ска
Из (1*32) следует, что девиация частоты пропорциональна jr
и. убывает о увеличением мощности и добротности контура авто-
генератора Q * С ростом до некоторого максимального значения
(е**^л - Х/5) девиация частоты увеличивается, однако, как следу-
ет и? (1,30), при этом возрастает коэффициент нелинейных искаже-
ний Кс . Так как KF обычно бывает задан и ограничен некоторые
допустимым значением , то с учетом (I.3G) удобнее (1*32)
представить в следующем виде:
4frWJr_ г	\.Л_К. ' ]*
Л	Q_Pp<	(/-f) f3on\ Скв
(1.33)
18

Выражение (1-33) позволяет оцепить девиации частоты в частот-
а0_ноаудируемом генераторе с варикапом при известных параметрах
генератора» варикапа и заданном коэффициенте нелинейных искажений.
Варикап, подключенный к колебательному контуру автогенератора,
отывает7(Яп^^
^*колв5аний,Приэтом основными причинами нестабильнооти частоты
ИБЛЯдтс??Г'не стабильность источника напряжения смедадцГб^Ч вари-
капа7 зависимость емкости варикапа от температуры; (ЙС^Г*нелцней-
ность вольт-фарадисй характеристики варикапа, из-за которой сред-
йзпг^гт^рйЖ^модулирующего колебания емкость варикапа отличает-
ся от начальной емкости в статическим ренине. Основной при-
чидрй нертабильнооти^амплитуды колебаний, приводящей к появлению
паразитной AU, является изменение эквивалентного сопротивления
контура генератора в соответствии с модулирующим сигналом,
Основньпш средствами уменьшения дестабилизирующего влияния
частотного модулятора на автогенератор являются: уменьшение^коэф-
фициенте .гййючёния.^я стабилизация источника напряжения смеще-
ния_Цг- т лримене ние пер е н а пр яженног о ре жима ра боты авт ог енера т си-
ран слё^аяьны^схем для компенсации нелинейных искажений. Де-
стабилизирующее влияние частотного модулятора на автогенератор,
а также нелинейность модуляционной характеристики ограничивают
значение максимальной девиации частоты, которое в случае простых
сднодиодвкх схе-, как, например, на рис, I.II, составляет
а в случае применения указанных мер стабили-
^запии^иожет^быть увеличена до	.
В простях схемах удается"получать коэффициент нелинейных ис-
кажений	при относительной девиации частоты порядка
^0 3j£? * Для получения меньшего уровня нелинейных искажений при-
меняют специальные схемы компенсации.
ЛИТЕРАТУРА
Проектирование радиопередающих устройств/Под ред, В.В, Шах-
гилъдяна, - М.: Связь, 1976, с, 334-349.
Контрольные, вопросы
I, Какие преимущества имеют частотно- и фазсмодулированные
колебания по сравнению с амплитудно-модулированными колебаниями?
Напишите формулу, описывающую колебание, модулированное по
частоте или по фазе. Какие параметры входят в эту формулу?
19

3, Приведите спектр частотно-модулироваяного колебания при
М 1 и М > I. Как определить полосу частот, занимаемую час-
тотно-модулированным сигналом?
4. Какие модуляционные характеристики используются для оценки
качества работы ГПУ с ЧМ?
5» Какие методы формирования радиосигналов РПУ с ЧМ применяют-
ся на практике? Дайте сравнительную характеристику этих методов*
6. Нарисуйте структурную схему РПУ с ЧМ.
7. Какими способами осуществляется прямая ЧЫ и чем они отлича-
ются друг от друга?
Г. Каким образом достигается увеличение девиации частоты час-
г о тно-модулированного колебания?
5, Нарисуйте и поясните назначение элементов схемы транзистор-
ного автогенератора с управлением его частотой при помощи варикапа.
IC. Поясните, как влияют параметры варикапа иа девиацию часто-
1 --.зтогенератора с ЧУ.
1 л а в а 2. СЛфГНПЕ МОЩНОСТЕЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВЬи ГЕНЕРАТОР ОН
2.1. МЕТОДЫ СЛОВЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ
2s последние годы достигнут значительный прогресс в области
разработки и применения мощных полупроводниковых приборов СВЧ,
таких, как биполярные и полевые транзисторы, лавинно-пролетные
диоды, диоды Ганна и др. 2ти приборы широко применяются в автоге-
нераторах и в генераторах с внешним возбуждением (выходных и про-
межуточных усилительных каскадах, преобразователях частоты) радио-
передатчиков систем связи, телеметрии, радиолокации и т,д.
Широко применяемые в СВЧ-усилителях современные мощные бипо-
лярные транзисторы эффективно работают лишь до 3...5 ГГц, обеспе-
чивая при этом выходную мощность 4...5 Вт. На частотах 400 ’^Гц**•
...1,0 ГГц мощность этих приборов составляет 30..,50 Вт. Полевые
транзисторы существенна уступают биполярным по уровню выходной
мощности, однако работают до частот 12...15 ГГц, СВЧ-диода обес-
печивают мощности на уровне единиц ватт. Специально разрабитанниз
для импульсного режима работы биполярные транзисторы имеют выход-
ную мощность б импульсе несколько сотен ватт при скважности км-
пульсов менее сотни. На практике часто требуются уровни мощнос-
ти, значительно превосходящие выходные мощности, обеспечиваемые
отдельными полупроводниковыми приборами^ например для связных
20

1
у
«адяолбредащих устройств дальней радиосвязи- В тех случаях, ког-
да модность радиопередающего устройства (РПУ) не монет быть до-
стигнута применением одного полупроводникового прибора, исполъзу-
лт схемы сложения мощностей. Широко^ использование в РПУ полупро-
ледниковых приборов сделало весьма актуальной задачу сложения
мощностей транзисторов и других полупроводниковых приборов, а*так-
зе генераторов на эеих приборах.
Сложение мощностей активных приборов (АП) и генераторов может
быть реализовано сложением в общей нагрузке или в свободном про-
странстве. Наиболее распространенными видами схем сложения мощ-
ностей АЛ в общей натрувке являются: параллельная, последователь-
ная, двухтактная и многополюсные схемы.
Сложение мощностей генераторов в свободном пространстве пред-
полагает использование активной фазированной антенной решетки
(АФАР). В такой антенне в непосредственной близости от излучателей
включены генераторные устройства (умножители частоты, усилители
или автогенераторы), которые возбуждаются или синхронизируются че-
рез распределительную систему АФАР одним задающим генератором.
Когерентные колебания от всех излучателей синфазно складываются
в определенной точке пространства. Достоинствами АФАР является
возможность получений высокого уровня суммарной мощности при сло-
жении колебаний нескольких сотен или тысяч генераторных устройств,
а также возможность электрического управления положением луча ан-
тенны в пространстве.
К схемам слежения мощностей предъявляются следующие требования:
мощность колебаний на выходе схемы должна быть близка к сумме
номинальных мощностей отдельных суммируемых генераторов или АП;
все генераторы (или АП), мощности которых суммируются, долж-
ны быть эзашн’0 независимы, т.е. изменения в режиме работы любо-
го из генераторов (или АП) не должны влиять на работу остальных,
которые по-прекнему должны отдавать номинальную мощность;
при выходе из строя/гг генераторов (или АП) из общего коли-
чества п суммарная мощность на выходе схемы сложения должна
уменьшиться не более чем в (	) раз.
Кроме того, схема сложения мощностей должна обеспечивать за-
данную ширину полосы рабочих частот, допустимые массу и габариты,
надежность, низкую стоимость ит.д.
г
21

2,2.	ПАРАЛЛЕЛЬНАЯ, ПОСЛЕДОВАТЕЛЬНАЯ И ДВУХТАКТНАЯ СХЕМЫ
СЛОЖЕНИЯ МОЩНОСТЕЙ ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ ПРИБОРОВ
Обычно эти схемы используются для сложения мощностей активных
приборов (АЛ) (транзистор, генераторный диод) и пассивных прибо-
ров (ПП) (варактор, диод с накоплением заряда).
Рис. 2,1
При параллельной соединении АП (рис. 2.1) в нагрузке (на коле-
бательном контуре) осуществляется суммирование токов - отдель-
ных АП при одном и том не напряжении г7х/ , В этом случае эквива-
лентное сопротивление высокочастотной (ВЧ) цепи, пересчитанное
к отдельному АП, определяется соотношением
ад
7
где ft - число АП; RKf - сопротивление выходной ВЧ-цепи;Лу - ток
j-TQ АП ( j = I,..., «
Из (2,1) следует, что эквивалентная нагрузка отдельного АП
изменяется при изменении токов других АП, т.е, зависит от их ре-
жимов работы. Это не относится и к последовательной схеме сложе-
ния мощностей (рис. 2.2), в которой на нагрузке осуществляется
суммирование напряжений V£i - , действующих на отдельных АП при об-
щем токе IKi , протекающем через все АП. В этой случае эквивалент-
ное сопротивление ВЧ-цепи, пересчитанное к отдельному АП, опреде-
ляется как	yXf. и^а
*'1	4. Xf	(2.2)
где/^ху - амплитуда напряжения на у -м АП;- амплитуда напря-
жения на i -м АП.
22

Рис. 2.2	Рис. 2.3
Ч’лстк образом* эквивалентная нагрузка отдельного АП изменяет-
ся при изменении напряжений на других АП, т.е. зависит от их ре—
жимов работы.
Взаимное влияние режимов работы АП в обеих рассматриваемых
схемах обусловливает низкую надежность их работы, особенно при
больисм числе суммируемых АП. При параллельном соединении транзис-
торов для ослабления их взаимного влияния используют индивидуаль-
ные схемы эмиттерного автосмещения (ом. рис. 2.1).
Если положить, что все п АП (например, транзисторы) одинаковы
и для обеспечения заданного режима работы каждого из них требует-
ся эквивалентное сопротивление , то из формул (2.1) и (2.2)
следует, что сопротивление колебательного контура RKt при этом
должно быть
flKii 1^ для параллельного соединения АП,
= j	атт (2-3)
х/ ^z/ для последовательного соединения АП.
Следовательно, при параллельном соединении АП с увеличениемп-
уменьшается требуемое значение сопротивления колебательного кон-
тура , что в. случае, например, генератора на мощных транзис-
торах затрудняет согласование в его выходной цепи. Кроме того,
при паралаке льном соединении АП могут возникать паразитные автоко-
лебания па частотах существенно выше рабочей, за счет колебатель-
ных контуров, образуемых индуктивностью соединительных проводни-
ков и меадуэлекгр одних и монтажных емкостей. Эта обстоятельства
ограша чивают число АП.
23

При последовательном соединении АЛ ограничение числа rt обус-
ловлено трудностями реализации RK , поскольку при этом требуют-
ся высокие значения добротностей контура- Недостатком этой схемы
является трудность теплоотвода от АП, не соединенных с общим
корпусом.
При двухтактной схеме сложения мощностей (рис, 2,3) достига-
ется только удвоение мощности» Достоинством этой схемы является
хорошая фильтрация четных гармоник, так как из-за противофазного
возбуждения АП в спектре напряжения на контуре отсутствуют все
четные гармоники входного колебания, А при угле отсечки коллектор-
ного тока $ - 90°, поскольку в этом случае в спектре тока отсут-
ствует третья гармоника, в спектре напряжения на контуре в двух-
тактной схеме сложения ближайшая паразитная гармоника будет толь-
ко пятая, Это позволяет существенно снизить требования к фильт-
рующим свойствам контура, уменьшить требуемое значение нагружен-
ной добротности контура и повысить тем самым контурный КПД, Од-
нако в двухтактной схеме также проявляется взаимное влияние АП
друг на друга, что обусловлено изменением эквивалентного сопротив-
ления, на которое работает один АП, при изменении режима работы
другого АП. Кроме того, в этой схеме предъявляются повышенные тре-
бования к идентичности АП и элементов схемы, обусловливающих сим-
метрию схемы, так как при нарушении симметрии снижается выходная
мощность и повышается уровень паразитных гармоник,
2.3.	СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ В МНОГОПОЛЮСНСЙ СХЕМЕ
Достоинством сложения мощностей генераторов о внешним возбуж-
дением (усилителей мощности) с помощью многополюсных схем являет-
ся возможность обеспечения их взаимной независимости, или, иначе,
развязки режимов их работы, которая возможна только при использо-
вании в этих схемах балластных сопротивлений- При этом изменения
режима работы любого из усилителей не будут влиять на режимы дру-
гих усилителей. Для полной передачи мощности от усилителей в на-
грузку необходимо, чтобы все входы многополюсника, соединенные с
усилителями^балластными и нагрузочным сопротивлениями, были бы
согласованы, Многополюсники, используемые для сложения мощностей
усилителей, являются обратимыми устройствами и могут использо-
ваться не только как сумматоры, но и кате делители мощности-
В этом случае вместо нагрузки присоединяется усилитель, а
вместо усилителей - нагрузки, между которыми делится мощность
24

Сумматоры и делители мощности включают в себя балласт-
согласующе-трансформирующие цепи (СТЦ), В ка-
в зависимости от диапазона' частот применяют
усилится*
ные сопротивления и
честве элементов СТЦ
элемента либо со сосредоточеяны-
ни либо с распределенными пара-
метрами. Балластные сопротивле-
ния могут соединяться как с
Бяеиними полюсами многополюсни-
ков, так и с элементами их внут-
ренних схем.
Работа многополюсных схем
может быть описана с помощью
матриц Я -параметров. Для слу-
чая многополюсника, имеющего
7Z+Z + I пар полюсов (рис. 2.4)
Рис. 2,4
(лг входов, соединенных с усили-
и
теляыи,Z входов, соединенных с балластными сопротивлениями
один вход, соединенный с нагрузочным сопротивлением), матрица
будет иметь вид
&Н $<2	.......
[5]=	........,	(2.4)
4**...........
.......
Для развязки усилителей, соединенных с £ -м и J. -и входами мно-
гополюсника, необходимо, чтобы
=	= I» 2,*..tzz ; i . (2*5)
Элементы матрицы^ и/у/ соответствуют коэффициентам передачи па-
дающих вЬлн соответственно с i -го на у -й вход и с у -го на I -й
вход при подключении согласованных нагрузок ко всем входам. Для
согласования входов с усилителями, балластными и нагрузочным
сопротивлениями необходимо, чтобы
^7 = 0, где i = I, 2,-.., л + t + У. (2.6)
Элементы матрицы 5гу соответствуют коэффициентам отражения i -го
входа при подключении согласованных нагрузок ко всем остальным
входам. С помощью элементов матрицы (2.4) при условиях развязки
(2.5) и согласования (2.6) можно определить необходимые соотно-
шения для схем многополюсников.

а.)	*/«,	5) R-ft,
Рис. 2.5
В качестве СТЦ s СВЧ сумматорах и делителях мощности могут
быть использована линии с распределенными параметрами длиной,
где Л - длина волны в линии. Схемы многополюсников для суммирова-
ния мощностей двух усилителей приведены на рис* 2.5, Входы I, 2
соединяются с усилителями» вход 3 - с сопротивлением нагрузки, а
в качестве СТЦ использованы несимметричные полосковые линии дли-
ной * На рже* 2-5,а показан восьмиполюсник, у которого тг = 2,
L - I (балластное сопротивление присоединяется к входу 4)*
На рис. 2*5,6 приведен шестиполюсник, у которого тг - 2, L = О
(балластное сопротивление включено внутри шестинолюсника).
Для того чтобы вся мощность усилителей передавалась в сопротивле-
ние нагрузки, а в балластном сопротивлении не выделялась, необхо-
димо в схеме рис. 2.5,6 амплитуды и фазы колебаний на входах I, 2
выбрать одинаковыми* В схеме рис. 2*5,а амплитуды колебаний на
входах X, 2 должны быть одинаковыми, а фаза колебаний на входе 2
должна опережать фазу колебаний на входе I на^Г/2. Схема, пока-
занная яа рис. 2.5,а, называется схемой сложения мощностей с
квадратурным мостом. Элементы матрицы 3 -параметров (2*4) с уче-
том условий развязки (2.5), согласования (2.6) и условий равно-
мерного распределения мощности по всем каналам [2] определяются
следующими соотношениями:
~ &fZ = $Z/	^$33 ~	$¥3 = О
^3~	=^Z3	^32 = $4/ ~ 7g7
При этом вся матрица S -параметров будет иметь вид


Рис* 2.6
Соотношения для волновых сопротивлений линий, сопротивлений уси-
лителей, балластного и нагрузочного сопротивлений приведены на
рис* 2.5,а,б. При определении этих параметров предполагалось,
что сопротивления на входе и выходе усилителей являются чисто ак-
тивными (у^)* Для сложения (деления) мощностей белее чем двух
усилителей с помощью шестиполюсяиков или восьмиполюсников можно
использовать последовательное соединение или сумматоры (делители)
с большим числом полюсов.
Схема сумматора десятиполюсника
с использованием линий длиной Л /4,
имеющего четыре входа соеди-
няемых с усилителями, и вход 5,
соединяемый с сопротивлением на-
грузки, изображена на рис, 2.6,
Балластные сопротивления сое-
динены в виде звезды. Для сложения
мощностей в нагрузке амплитуды и
фазы колебаний на входах 1*.Л
долины быть одинаковыми*
На рис- 2,7 представлена баланс-
ная схема усилителя, в которой использовано сложение мощностей
двух транзисторных усилителей при помощи восьмиполюсных суммато-
ров и делителей мощности (квадратурных мостов). В схеме на
рис. 2*7 приняты следующие обозначения: MI, М2 - квадратурные
5 дБ мосты на входе и ,выходе схемы, один из которых является де-
лителем мощности (MX), а другой - сумматором мощности (М2);Z, -
четвертьволновый короткозамкнутый шлейф, обеспечивающий соедине-
ние по постоянному току эмиттера с базой транзисторов V14 и VT2 ;
1г ,	- согласующие разомкнутые шлейфы во входной цепи усили-
телей; - трансформирующие разомкнутые шлейфы в выходной
цепи усилителя;i6 ,17 - четвертьволновые шлейфы в цепи питания,
развязывающие источник питания от СВЧ-цепей усилителя; CI, С4 -
блокировочные конденсаторы, исключающие проникновение переменных
колебаний в источник питания; С2, СЗ - разделительные конденса-
торы; П1, П2 - входная и выходная платы.
Балансная схема усилителя позволяет получить малый коэффици-
ент отражения на вхоДе в широкой полосе частот и тем повысить ус-
тойчивость всего высокочастотного тракта, в который он включен.
В диапазоне ВЧ в сумматорах и делителях мощности используют-
ся СТЦ со сосредоточенными параметрами. Схема десятиполюсника-
27

сумматора с элементами 2 чС балластными и нагрузочным
сопротивлениями приведена на рис, 2*8.
На рис- 2.9 показана схема, в которой складываются мощности
четырех транзисторов vtj ... l/tv с использованием схемы десяти-
no люсника рис. 2.8. Для сложения мощностей используются элементы
а для Деления мощностей - элементы,Cf
Питание транзисторов осуществляется через дроссели блокиро-
вочные емкости cSjJ и цепи эмиттерного автосмещения R3 .
Рассмотрим случай, когда ври сложении мощностей п усилите-
лей m из них вышли из строя. Так как схема сложения обеспечивает
взаимную развязку режимов работы усилителей, то при выходе из строя
т. усилителей мощность, передаваемая усилителями в сумматор, бу-
дет равна	, где - мощность одного усилителя. Мощ-
ность , выделяемую в сопротивлении нагрузки , можно опре-
делить исходя из того, что ток в P# будет равен lN (/-~) Щ.
При этом
<2-8>
где 1И - эффективное значение суммарного тока в нагрузке при рабо-
те п усилителей, 1И	- эффективное значение тока в
нагрузке при работе одного усилителя.
Считая приближенно, что мощность в схеме сумматора будет вы-
деляться только в сопротивлениях в , можно определить
мощность, выделяемую в балластных сопротивлениях ;
28

29

P^ = P/{n-rrt')~ Ptn

(2.9)
Коэффициент полезного действия сумматора рс при этом определяет-
ся по формуле	z
Ри	_ п-т __
?с = Р,(П.-т) ~ Р^п-тг^н Л 1 п '	(2.10)
Формулу (2.10) можно представить также в виде
где
(2.12)
Допустим теперь, что в схеме сложения мощностей на рис. 2.9 уси-
лители или их транзисторы не выходят из строя, а имеют лишь опре-
деленный разброс параметров. Определить др * Рс ъ этом случае
можно путем измерения напряжений на балластных сопротивлениях^
и на сопротивлении нагрузки сумматора- Мощность P# при этом
определится в виде
* я»
(2.13)
где U# - эффективное значение переменного напряжения на сопро-
тивлении нагрузки . Мощностьна каждом балластном сопро-
тивлении молот быть определена в виде
где j&y =fZ7/-i^)	- эффективное значение переменного на-
пряжения на средней точке многополюсника-сумматора (относительно
корпуса);- эффективное значение переменного напряжения на
входе i -го канала сумматора. Мощность потерь во всех бал-
ластных сопротивлениях будет определяться следующим образок:
Л л77*г J	2
V l-iKG
Мощность в нагрузке будет уменьшаться также при относительном
изменении -фаз сигналов, создаваемых отдельными усилителями на
входе сумматора. Зависимость К11Д сумматора-многополюсника от из-
менения амплитуды и фазы одного из сигналов при различной величи-
не ?г может быть проиллюстрирована графиками, изображенными на
рис. 2.10. 2ти зависимости получены в предположении, что изменя-
ло

ется амплитуда и фаза сигнала одного из усилителей. Величины к
илр определяют относительное изменение амплитуды и фазы этого
сигнала по сравнению с их номинальными значениями,
КПД сумматоров влияет не только на уровень мощности в нагрузке,
но и на коэффициент усиления схемы со сложением мощностей усили-
Рис. 2.IU
Рис* 2*П
Рассмотрим распространенную на практике схему усилителей на
квадратурных мостах (рис* 2,11), Мощность в нагрузке этого уси-
лителя будет	у
С2-15)
где ft - число усилителей,л	, N - число ступеней
сложения (число последовательно соединенных сумматоров); - КПД
одного сумматора (квадратурного моста) k -й ступени; Р/ - мощность
одного усилителя.
Соответственно мощность на входе схемы

где - коэффициент усиления одного усилительного каскада.
Поделив (2,15) на (2,16), получим выражение для суммарного
коэффициента усиления схемы со сложением мощностей
Из сражения (2,17) следует, что при < 1 с увеличением
числа ?г неизбежно уменьшается суммарный коэффициент усиления. В
этом случае ограничение на число /г и, следовательно, на мощ-
ность в нагрузке обусловлено необходимостью получения Заданного
значения коэффициента усиления,
2.4.	СЛОЖЕНИЕ МОЩНОСТЕЙ ГЕНЕРАТОРНЫХ СВЧ-ДИОДОВ
Схемы сложения мощностей диодных автогенераторов и усилителей
строятся по тем же принципам, что и схемы сложения, рассмотренные
в §2,3. Однако диоды в отличие от транзисторов представляют собой
двухполюсники. Эта особенность и определяет специфику схем сложе-
ния мощностей диодных автогенераторов и усилителей.
Сложение мощностей диодных
генераторов в свободном про-
странстве осуществляется, как
уже говорилось, с помощью
АФАР. Для синфазного сложения
мощностей колебаний всех авто-
генераторов необходимо обеспе-
чить их синхронизацию, для че-
го используется либо синхрони-
зация от внешнего источника
колебаний, либо взаимная син-
хронизация диодных автогенера-
торов,
в общем резонаторе наряду с
простотой конструкции обеспечивают более стабильный режим работы,
так как сложение мощностей диодов осуществляется внутри объемного
резонатора на рабочем типе колебаний- На рис, 2.12 представлена
конструкция шистидиодного генератора. Для обеспечения одинаковых
режимов работы все диоды включены в цилиндрический резонатор и
расположены симметрично относительно его продольной еси.
При сложении мощностей нескольких диодов важнейшей техничес-
кой проблемой, является обеспечение синфазного типа колебаний в
32
Резонатор
Рис, 2.12
Схемы сложения мощностей диодов

к источнику
питаний
Заглуш/ta
Рис- 2.13
резонаторе, при котором СВЧ-токи всех диодов находятся в фазе* В
случае, когда п диодов симметрично связаны с нагрузкой* сущест-
вует (тг - I) паразитных типов колебаний с одинаковой вероятностью
возбуждения. Если трудно добиться, чтобы все частоты паразитных
колебаний лежали вне рабочего частотного диапазона диодов, то каж-
дый диод следует обеспечивать соответствующей стабилизирующей
цепью. Такой способ подавления паразитных типов колебаний применен
в многодиодном генераторе, показанном на рис. 2*13. В этом гене-
раторе каждый диод располагается в торце коаксиальной линии, кото-
рая связана с общим волноводным резонатором через боковую стенву.
Другой конец коаксиальной линии нагружен на согласованную нагруз-
ку, в которой поглощается мощность всех паразитных колебаний*
частоты которых не совпадают с частотой волноводного резонатора.
ЛИТЕРАТУРА
I. Радиопередающие устроЙства/Лсд ред. if.В* Благовещенского и
Уткина. - М-: Радио и связь, 1981* с. I04-II6.
2. Каганов В-И. Транзисторные радиопередатчики- - М.:
Энергия, 1976* с. 337-375-
Контоодьные вопросы
I.	Какие основные способы сложения мощностей АП и генераторов
применяются на практике?
35

2.	Охарактеризуйте последовательную, параллельную и двухтакт-
ную схемы суммирования мощностей АП и их особенности,
3.	Что является достоинствам способа сложения мощностей гене-
раторов с помощью многополюсных схем?
4.	Приведите варианты построения схем сложения мощностей гене-
раторов с помощью многополюсников,
5.	Какой вид имеют матрицы £ -параметров многополюсников, и с-
пользуемых при сложении мощностей?
6,	Как изменяется КПД сумматора-многополюсника в схеме сложе-
ния мощностей при изменении амплитуд и фаз колебаний отдельных
генераторов?
7.	Как изменяется КПД сумматора-многополюсника при изменении
амплитуд л фаз колебаний отдельных генераторов с увеличением их
числа?
8.	Чем обусловлено ограничение максимального числа АВ и гене-
раторов, мощность которых суммируется?
9,	Поясните устройство одной из схем сложения мощностей гене-
раторных СБЧ-диодов»
Глава 3, РАСЧЕТ ВАРАКТОРНОГО УМНОДЙТЕЛЯ_ ЧАСТОТЫ НА ЭВМ
3.1. ОБщЫЕ СВЕДЁМ
В диапазоне частот свыше 2..J ГГц в полупроводниковых модулях
АФАР и возбудителях радиопередающих устройств применяютея умножи-
тели частоты на диодах с нелинейной емкостью р -тг -перехода:
варакторах и диодах с накоплением заряда (ДНЗ) [2]. Эти умножите-
ли частоты (Уч) имеют достаточно высокий коэффициент преобразова-
ния и небольшие габариты и массу, 3 диапазоне частот более
1*,.2 ГГц и менее 15 ГГц согласуице-фильтрующие цепи (СФЦ) СВЧ
диодных УЧ для уменьшения их размеров выполняются на отрезках не-
симметричной полосковой линии передачи, имеющей относительную
диэлектрическую проницаемость подложки РрЬ 6..,?. Коэффициент
полезного действия рк таких СФЦ обычно не ыенее 0,8...О,9. Прин-
цип работы, основные функциональные схемы построения диодных УЧ
и соотношения для их расчета даны в работе [2]. Методика расчета
режима диодов УЧ на ЭВМ по программам W V 1&L7D приведена в Qlj.
Для расчета СФЦ УЧ на ЭВМ может быть применена программа SFC ,
описанная в [-3- Инструкции пользователю программами UV z
STC имеются в кабинете курсового проектирования кафедры.
54

3.2. ПРИМЕРНЫЙ ПОРЯДОК РАСЧЕТА
При расчете диодного УЧ исходными данными являются: выходная
мощности P$bfX , частота выходных колебаний , коэффициент
умножения ть или частота колебаний на входе, сопротивление
на входе и выходе УЧ, Кроме того, могут быть заданы: относительная
полоса рабочих частот л///и допустимая неравномерность
(	коэффициента передачи УЧ в этой полосе, а такке допустимый урс~
вень нерабочих (побочных) колебаний в нагрузке. Специально огова-
►	риваются конструктивные требования, например максимально допусти-
мые габаритные размеры УЧ.
Расчет УЧ проводится в несколько этанов.
Этап I - выбор тока диода и вида схемы УЧ (т.е, параллельная
или последовательная),
Этап П - расчет реяима диода на ЭВМ по программе L7 V или£/2?,
в результате которого определяются параметры: входная мощность
УЧ » коэффициент преобразования р , напряжение смещения на
диоде и& , активные и реактивные составляющие полных сопротивле-
ний р -zz -перехода на входной и выходной частотах	т
p-^b,^p-nix. гКп6ы*=хп1х!п х для параллельной схемы или актив-
ные и реактивные составляющие полных проводимостей р -тг -перехо-
да яа входной и выходной частотах Gn»
для последовательной схемы УЧ. Затем определяют-
ся полные входные и выходные сопротивления диодаZи(или
с учетом того, что последовательно с р - пере-
* ходом включается индуктивность выводов диода 1>£ , а параллельно
/	им - емкость корпуса диода. Значения^/ и	приводятся в
„	справочных данных на диоды (см. [2, табл, 1*5]), Эквивалентные
£	схемы для определения^^	показаны на рис. 3.1»
Рис, 3,1
Этап Ш - выбор структуры электрической схемы УЧ на основании
рекомендаций, обобщающих инженерный опыт £2], и типов элементов
х^/7 /хт^л ьь^с	6П (рых. имеют емкостный характер.
35

этой схемы с учетом диапазона рабочих частот- Затем производит-
ся параметрический синтез схемы УЧ, отдельно для входной и выход-
ной СФЦ [l]. Если необходимо, то выполняется также и допусковый
синтез на параметры элементов схемы (см- [I, гл.11),
ЗуЗ. ПРИМЕР РАСЧЕТА УЧ
Рассчитать однокаекадный варакторный УЧ по следужим исход-
ным данным:/%ух = 0,2 Вт,/^Хд = 2,5 ГГц,	полоса рабочих
частотУ/jjn^ та* = 2,454<<2,55 ГГц, сопротивления на
входе и выходе Zz УЧ равны 50 Ом*
Выполнение этапов I и П расчета подробно описано в работе [l,
с- 32.. .35], Поэтому, не рассматривая выполнение этих этапов,
приведем лишь исходные данные для расчета по методике в работе Щ
к результаты определения параметров режима варактора проектируе-
мого УЧ на ЭВМ, В качестве диода УЧ выберем варактор АА60?, пара-
метры которого приведены в работе £2, табл- I.I и 1,3]. УЧ выпол-
нен по параллельной схеме- Расчет параметров режима варактора про**
изведем при работе его на центральной частотеУ^^ 2,5 ГГц. Ис-
ходные данные для расчета режима варактора на ЭВМ приведены в
табл. 3.1, а результаты расчета - в табл. 3,2.
Таблица 3-1
Вт	Zfse» ГГц		Ом	Вт		40		в	в	И	УМ	AldJfJ ГГц	р ГР$ОР> Вт	в	пФ	В
0,2	2,5	0,5	1,5	0,22	0,5	5,5?	2,163	0,1	0,2	2	2	100	I	6	I	30
Таблица 3*2.
Вт	?	и0> В	Ом	Ом	^/7 &Ы ЭГ j Ом	Ом
0,30	0,59	5,10	9,14	-38,32	9,14	-19,16
Так как УЧ должен работать в заданной полосе частот, которая не
превышает -2%, то для дальнейших расчетов примем, что режим рабо-
ты УЧ, полученный на частоте j$X(> , будет примерно сохраняться
при ребпте У' в полосе частот. Поэтому активные составляю-
щие полных сопротивлений р - лг -перехода	в рабочей
тзхссс бу.-.е.: считать неизменными. Реактивные составляющие при

изменении частоты будут изменяться относительно и *
определенных на центральной частоте ffa0 * Поэтому значение вход-
ной реактивной составляющей аа частоте£ рабочей полосы опре-
делим как jcflfa (ffa £.) &tee).ffa0 /J&x i • Составляющая
***i*/x	“*^/7^х (f#xz )/п 1
Далее определим полные сопротивления диода Z$fa и Z $
с учетом и на всех выбранных частотах рабочей полосы на
основании эквивалентной схемы (си* рис* 3.1). Согласно рис* 3*1
на частоте ffa€ Zfa Qffa£ ) ~ Я fa +/ xfa , где
R&x_________Л7'*?________________________ ,
[/- &)fa j" (Xfjfa±&}fai.L$ ) 1 + (tdfat	)
_ (Xfffa+tV fa £.££)[/-й?fa£-Ь	& п	к
[Л^/li (&/J&X. Щхг-Ц)] + (&fai
&fa i =2Xffa i -
Для диода АА607:	- 1,6 нГн, = 0,35 пФ.
Рассчитанные значения составляющих Z$ fa и Z$fax для выбран-
ных пяти частот рабочей полосы приведены в табл* 3.3.
Таблица 3.3
f Sx £ / ГГц	%6х> Ом	Ом	/ &ыхi J ГГц	г сь	Ом
2,45	8,46	-14,15	4,9	21,91	40,02
2,475	8,46	-13,75	4,95	21,91	41,79
2,50	8,46	-13,0	5,0	21,91	43,33
2,525	8,46	-12,45	5,05	21,91	45,04
2,55	8,46	-11,89	5,10	21,91	46,82
Рассмотрим этап Ш. С учетом заданного диапазона рабочих час-
тот выберем в качестве элементов СФЦ УЧ отрезки полосковой не-
симметричной линии, выполненной на диэлектрической подложке из
ситалла с относительной диэлектрической проницаемостью ^ = ? и
толщиной А = I мм. Схема УЧ принимается такой, как показано на
рис* 3*2. Во входной СФЦ УЧ имеется отрезок линии передачи -
шлейф =^Ji/re А, фильтрующий колебания частоты * при-
соединенной на расстоянии L# =	DT ые ста подключения
диода (Л/Й,я₽ - длина волны в линии для колебаний с частотой
Jfaxe hx^ и). Tew самым для колебаний частотыобес-
37

печивается сопротивление входной СФЦ со стороны диода* близкое к
бесконечности, т.е. исключается влияние входной СФЦ на работу вы-
ходной СФЦ* Согласование сопротивления на входе УЧ Z < , равного
50 Ом, с входным сопротивлением диода достигается отрезка-
ми /у , и шлейфом • В выходной ИЦ имеется шлейф tr =
= А?г<?/4* фильтрующий колебание частоты . 17 присоединен
на расстоянии	А от подключения диода (Л^ де-
дкина волны в линии для колебаний с частотой//Х£> )- Следовательно,
для колебаний частоты сопротивление выходной СФЦ со стороны
диода будет близким к бесконечности, и выходная СФЦ не будет вли-
ять на работу входной СФЦ. Короткозамкнутый через конденсатор
шлейф If#	препятствует прохождению колебаний
частоты J&bfxa в источник постоянного напряжения смещения U# •
Отрезок /у/ с волновым сопротивлением 50 Ом - соединительный.
Емкости 6^ у и ^^jjS предотвращают закорачивание источника смеще-
ния через вход и выход УЧ. Эту схему назовем первым вариантом вы-
ходной СФЦ УЧ. Можно построить ее иначе. Например, отрезок линии
и шлейф Lr использовать для согласования	, Шлейф
£# сделать равным А и применить как фильтрующий колеба-
ния частоты fgx# • Место включения его относительно диода можно
определить из условия получения большого сопротивления (близкого
к бесконечности) выходной СФЦ со стороны диода для колебаний час-
тоты f$xo * как размеры отрезков	определены при со-
гласовании	и Zz и их менять нельзя, то место включения
отрезка подбирается изменением длины отрезка , волновое
сопротивление которого принимается равным 50 Ом с тем, чтобы для
колебаний частоты режим работы выходной СФЦ не изменялся,
Елейф/^ выполняет прежнюю функцию. Эту схему выходной СФЦ назо-
вем Вторым вариантом.
58

При выполнении четвертьволновых отрезков линии Лgx<J №&ь/хо)
берется равной длине волны в полосковой линии передачи, соответст-
вующей центральной частоте Wlx^ Волновое сопротивление
этих отрезков (кроме ) удобно принять равным 50 Ом* Волновое
сопротивление отрезка (/0 , обеспечивающего развязку СВЧ-целей
от цепи источника напряжения Ua , обычно выбирают существенно
больше (в 3...5 раз) волнового сопротивления линии, к которой он
присоединяется. Чаще всего его принимают равным примерно 100 Ом,
Длины отрезков 13 и ls при соседнем расположении шлейфов ,
и l7 , tf# для уменьшения взаимного влияния шлейфов должны
быть не меньше чем удвоенная сумма ширин отрезков , I у и
^7 ।	*
Рис. 3.3
Перейдем к выполнению параметрического синтеза СФЦ УЧ на ЭВМ,
который производится отдельно для каждой СФЦ. Схемы входной и вы-
ходной СФЦ показаны на рис. 3,3.
Подготовка исходных данных
Для проведения параметрического синтеза СФЦ с помощью про-
граммы STC необходимо подготовить для СФЦ1 (входная цепь)
(рис. 5.3,а) и для СФЦ2 (выходная цепь) (рис. 3.3,6) следующие
данные:
-	начальные значения геометрических размеров (длина L и ши-
рина tAT ) варьируемых отрезков линии и ограничения на них, считая,
что согласование частот в рабочей полосе обеспечивается этими
отрезками линии;
-	геометрические размеры Z и иг отрезков линии, которое
в процессе синтеза цепей меняются;
-	значения Zr и 2^ на нескольких частотах У/ в пределах
заданной рабочей полосы.
Параметрический синтез выполняем сначала для СФЦГ, затем для
первого варианта СФЦ2. для второго варианта СФЦ2 порядок подго-
товки исходных данных будет несколько отличаться от типового,
39

поэтому выполнение параметрического синтеза для второго варианта
рассмотрим особо* Подготовку исходник данных для синтеза СФЦ1 и
СФЦ2 будем вести параллельно*
Кон1фетизируем исходные данные для СФЦ1 и СФЦ2 (первый вариант)*
Определим сначала длину волны в полосковой линии передачи
(яДа такие ширкну отрезка линии передачи иг , имеющей
волновое сопротивление 50 и 100 Ой, пользуясь, например £4], Вве-
дем ограничения на размеры и иГ^ варьируемых отрезков линии
, tz в СФЦ1 и Zj , tg в СФЦ2 в такой форме: 0(3 мм <
£	2 им, Змм £	0,5^^^^= 27 где г* =
2,	3; 0,5 ни & ЦГ{ £ 1,5 мм, 2 мм /£ ё °’5^/х
= 13,5 мм, где г - 8, 9.
Рекомендации по выбору этих ограничений рассмотрены в [I, §1.3].
Начальные геометрические размеры Z/ и отрезков Z, , tz , Z5
и ts , Ls , принятые с учетом введенных ограничений, приведены
в табл. 3.4, Двины отрезков	и взяты равными /4,
а 4 *6^	Значения и этих отрезков даны
в табл. 3.4 (z =4, 5, 6, 7, 10).
Т а б л и ц а 3.4
СФЦ1						СФЦ2				
Индене отрезка i	I	2	3	4	5	6	7	8	9	ID
li, «м	12,0	12,0	12,0	б,?	6,7	13,4	15,4	6,0	6,0	6,7
urit 1Ш	1,0	1,0	1,0	1,288	1,288	1,288	1,288	1,0	1,0	0,25
Далее принимаем число частот /е- в рабочей полосе NF рав-
ным 5. Зададим сопротивления: Zr - 50 Ом, ZH -	(СФЦ1) и
?г = 2^/х j = 50 0м (СФЦ2) на каждой частоте /г* . Сопро-
тивления	на частотах/г‘ ( г = I, 2...Л//Г )
приведены в табл. 3.3.
Для каждой СФЦ отрезки линий представляем как базовые элемен-
ты (БЭ), которым присваивается определенный код [з]. Фрагмент
списка БЭ, из которых состоят СФЦ, приведен в табл. 3.5. Здесь
следует пояснить, что БЭ с кодом 4 применяется в синтезируемых
СФЦ как элемент - разомкнутый шлейф. Это достигается тем, что для
БЭ с кодом 4 длина 1% принимается равной нулю (lz - 0), ширина
ufz - равной любому конечному значению, например tdfz -UFj
40

Задавать = 0 нельзя, так как в этом случае вычисления на ЭВМ
не смогут выполняться. При вариациях параметров БЭ с кодом 4,
применяемого как разомкнутый шлейф, будем варьировать лишь uzz/).
Нумерация БЭ ведется в поряд-
ке их следования, начиная с Zr .
Каждую из цепей представляем в
виде каскадного соединения из NS
БЭ с номерами I, 2,*,.,^5 и ко-
дами согласно табл. 3,5. Для СФЩ
(рис, 3,3,а)/У5 - 5 и коды БЭ
соответствуют I, 4, I, 4, I, для
СФЦ2 (рис. 3.3,6), NS - 5 и кеды
БЭ - I, 4t I, 4, 2. (Напомним,
что соединительный отрезок Zz/ не
учитывается.) Обозначение в про-
грамме параметров кода БЭ приве-
дено в табл, 3,6*
В СФЩ варьируемыми БЭ являются Zy ,	, 13 , в СФЦ2 - 13\13 .
Следовательно, для СФЩ число варьируемых параметров/ИХ - 6, а
для СФЦ2 - VX = 4 (полагаем, что в процессе синтеза изменяются
t* и иг± отрезков). Порядковый номер варьируемого параметра будет
меняться от I до /ИХ в каждой СФЦ. Определил теперь элементы мас-
сивов NS FR-f (j) и NSTRZQ)* N5TR1(J) - массив размерностью NX ,
значение NSTRMf)- номер j -го варьируемого параметра БЭ в соот-
ветствии с табл. 3-7.
Таблица 3^?
Параметр варьируе- мого БЭ	Значение соответ- ствующего элемента массива nstr Ш)
AZI	I
AZ2	2
51	3
52	4
Таблица 3.6
Код БЭ	Обозначение в про- грамме			
	AZI	AL2	51	5 2
I	1	—		—
2	1	—	иг	—
4				
М5Т&2Ц)- массив размерностью NS 'NSTRZ(j)- порядковый номер
БЭ, который характеризуется j -и варьируемым параметром. Так как
СФЩ и СФЩ синтезируются отдельно, то нумерация БЭ в каждой цепи
41

начинается с I* Значение у также начинается с к Пользуясь
табл, 3.5, 3,6, 3.7 и принятой нумерацией каскадного соединения
ЕЭ в каждой цепи, находим Л5$77?/(/) и №ТХ 2(j). .Полученные данные
сводим в табл, 3,8,
Таблица 3.8
СФЦ1							СФЦ2			
Код БЭ	I (G )		4 ( G )		i(G)		1(G)		4(G)	
J	I	2	3	4	5	6	I	2	3	4
NSTHi(j)	I	5	I	3	I	3 	I	3	I	3
NSTHZ(j)	I	I	2	2	3	3	3	3	4	4
Зная начальные значения размеров варьируемых отрезков линии
I; (табл. 3,4) и ограничение на эти размеры, определяем эле-
менты массивов FF0 nF0F для / = I, 2*..A5t , которые соот-
ветствуют нижним и верхним пределам изменения варьируемых БЭ, нор-
мированным относительно их начальных значений:
FF0(/)	i Для г =1,3, 5;
для Z a 2, 4t 6.
Результаты расчета для СФЦ1 и СФЦ2 сведены в табл. 3,9,
Таблица 3.9
СФЦ1							СФЦ2			
/	I	2	3	4	5	6	I	2	3	4
^G'J	0,5	0,3	0,3	0,3	0,3	0,3	0,35	0,3	0,35	0,3
F&F(j)	2,25	2,0	2,25	2,0	2,25	2,0	2,25	1,5	2,25	1,5
Далее принимаем код выбора требуемой амплитудно-частотной ха-
рактеристики (АЧХ) УХККТ. - [?, предполагающий нелае?шй коэффици-
ент передачи kqQ(fi) = I на всех частотах рабочей полосы (г - I,
2*,.VA ). Выберем код печати IP - -I (печать осуществляется пос-
ле цикла оптимизации), код критерия приближения Щ - 0 - средне-
квадратичный. Затем на основании рекомендаций, изложенных в ра-
боте [1, с, 12 принимаем IN&FM -	= №\СМУ f l.f'
<,4,^7^/ = С,3; \VGT(ih- где г = I, 2.,, NF , Т.е.
Рис. 3.4
43

Рис. 3.5


для всех точек АЧХ желательно максимальное приближение АЧХ к за-
данной- Определенные в соответствии с табл* ЗЛ и табл- 3*6 значе-
ния A2I, АХ 2,^1^ 2 приведены в табл. 3-10*
Таблица 3*10
СФЦ1						СФЦ2				
БЭ	4	4	h	{у	is	4	1,		h	1 fa
Номер БЭ	I	2	3	4	г*	I	2	3	4	5
Код БЭ	I	4	I	4	I	I	4	I	4	2
АХ I, нм	Е2,0	12,С	12,0	6,7	,6,7	13 Л	13,4	6,0	6,0	6,7
А X 2, мм	0	0	0	0	0	0	0	0	0	0
£ I, мм	1,0	1,0	±,0	1,288	1,288	1,288	1,288	1,0	1,0	0,25
52, -ли	D	1,0	0	1,288	0	0	1,288	0	1,0	0
Вводимые з ЭВА! исходные данные для параметрического синтеза
подготавливаем согласно табл- 3,11 (в скобках указаны данные для
СФЦ1)* Представление исходных данных на перфокартах для параметри-
ческого синтеза СФЦ1 приведено на рис, 3.4, а для СФЦ2 - на рис.3-5.
Колода перфокарт формируется согласно "Инструкции пользователю
ЭВМ", имеющейся в кабинете курсового проектирования кафедры-
Таблица З.П
Номер перфо- карт	Коли- чество перфо- карт	Формат представ- ления данных	Перфорируемые данные
I	I	20А4	Титульная карта
г. с.	I	13	К2 -код задания- Для параметрическо- го синтеза KZ - 2
3	I	2613	и коды БЭ в порядке их сле- дования. Нумерация БЭ ведется от 2Г
4-8	5	EI0.5, 4 Р10^	На каждой карте перфорируется значе- ние частоты У/ и соответствующие ей Zn и Zhz в следующем порядке : Л f?rz*) ;	„Л; Лп	=• = I, 2,.*./va ,Л/г= 5) (см.табл. 3.2)
9	г	4FI(f.5	добротности индуктивностей и емкос- тей- Так как этих элементов нет, то канта остается нустой
45

Окончание табл, 3.II
10	I	13	KKZ - код выбора требуемой АЧХ СФЦ. , KKZ - 0
II	I	15	
12	I	EI0.5 FI0.5	CQNV1, STSPi
13-17	5	4EI0.5	Начальные значения параметров AZI, AZ2,«?It^2 одного из БЭ, входят в схему. Карты долины следовать в поряд- ке нумерации БЭ (см. табл. 3.10) (Л^= 5 ИЩ1,	= 5 СФЦ2)
18(19)	К2)	8FI0.5	И¥(/ ),ЛЖ/ ) для / = I, 2...VX ; (на одной карте не более четырех пар чисел) ( VX = 6 СФЩ, ЛХ = 4 СФЦ2)
19(20)	I	2бЬ	J ^ST/lf(j\tiSTR2(j) для у = I, 2...VX ; (см. табл. 3.8)
20(21)	I	4FI0.5	Тоддина А и	диэлектрика
21<22)	I	13	III
22(23)	I	8Н0.5	w^r(i) ДЛЯ J = I, 2...W ,NF=5
23(24)	I		Признак конца файла 4 и *
Выходные данные
Результаты параметрического синтеза СФЦ1 и СФЦ2 сведены в
табл. 3.12, где даны геометрические размеры отрезков линий. В
табл. 3.13 приведены значения максимально достижимых коэффициентов
передачи k#f (для СФЩ) (ДО СВД2) в рабочей полосе час-
тот с оптимизированными геометрическими размерами отрезков линий.
Таблица 3.12
Индекс отрез- ка	I	2	3	4	5	6	7	8	9	10
	[0,87	4,26	3,76	6,7	6,7	13,4	13,4	12,44	3,972	6,7
AW	J,507	0,387	1,44	1,288	1,288	1,288	1,288	I, 296	1,5	1,288
Таблица 3.13
СФЦ1	Zfx e . ГГц	2,45	2,475	2.5	2,525	2,, 55
		0,974	0,993	0,998	0,995	0,974
4-6

Окончание табл, 3,13
СФЦ2	4^-. гг«	4,90	4,95	5,0	5,05	5,10
	kfiZ	0,982	0,957	0,994	0,971	0,882
Параметрический синтез СФЦ2 (второй вариант)
СФЦ2 второго варианта имеет для колебаний частоты J$blx в следую-
щую схему (см. рис. 3,3,6): согласующие отрезок линии 1$ и шлейф
t7 , шлейф 4 =	фильтрующий колебания частоты, и
шлейф Лг? =	в цепи источника напряжения смещения. Отре-
зок 1$ имеет волновое сопротивление 50 Ом, поэтому включение его
после согласующих отрезков и 17 не нарушает согласование в
СФЦ2 на частоте/gifZO и при параметрическом синтезе 0ФЦ2 на час-
тоте т^Х£7 он не учитывается, дли колебаний частоты схема
СФД2 будет содержать отрезки линий t6 t i7 , геометрические разме-
ры которых определены из условия согласования СФЦ2 на частоте
7^^, два шлейфа известных размеров и и отрезок линии // ,
длина которого еще не выбрана. Подбором длины требуется обес-
печить место подключения шлейфа 1$ к основной линии передачи так,
чтобы входное сопротивление СФЦ2 на частоте со стороны диода
было бы существенно больше , т.е. на частоте СФЦ2 не
должна влиять на работу СФЩ. Таким образом, для СФЦ2 параметри-
ческий синтез следует проводить сначала из условия обеспечения ее
согласования на частотеу^/д;<? * а затем - исключения влияния
СФЦ2 на СФЩ.
Используя исходные данные, полученные для проведения парамет-
рического синтеза СФЦ2 первого варианта, подготовим исходные дан-
ные для параметрического синтеза СФЦ2 второго варианта.
Проведем сначала согласование СФЦ2 на частоте колебаний *
Зависимость Zr = Z^/;c от частоты приведена в табл. 3.2, ZH =
= 50 Ом* Схема СФЦ2 (см. рис. 5*5,6) представляется в веде четы-
рех ЕЭ (лт> = 4) с кодами I, 4, 4, 2 ( /> не учитываем)* В про-
цессе синтеза варьируются и только отрезков и (7 ,
следовательно, NX = 4.
Начальные значения всех отрезков линии приведены в табл. 5*14,
Табл н ц а 5.14
индекс отрезка t	6	7	с	10
. мм	6, и	6,0	1,34	6.7 .
-	, Л * jL-JIX-	-.	 -	г-Ч ° 1 1		1,288	0,25
47

Элементы массивов	даны в табл* 5.15» эле-
менты массивов Ff0(/) и F0F(j) для СФЦ2 соответствуют табл. 5.9*
Определенные в соответствии с табл* 3.4 и табл* 3*6 значения AZI,
А2 2, £1» Z> 2 приведены в табл* 3*16* Остальные исходные данные
принимаем аналогичными параметричеенсму синтезу СФЦ2 первого вари-
анта. Представление исходных данных на перфокартах показано на
рис, 3*6*
Таблица 3*15	Таблица 3*16
код БЭ	I Ш		*	
в	I	2	3	4
NSTfU(j)	I	3	I	3
KS7H2(J)	I	I	2	2
	СФЦ2		Т -	
БЭ		(г		(ю
номер БЭ	I	2	3	4
код БЭ	I	4	4	2
АХ I, мм	6,0	6,0	13,4	6,7
АХ 2, мм	0	G	0	0
3lt мм	1,0	1,0	1,288	0,25
Л 2, мм	0	1,0	1,288	0
Результаты выполнения параметрического синтеза СФЦ2 на часто-
те колебанийсведены в табл. 3,17 и 3,18.
Таблица 3,17
Индекс отрезкам	6	?	9	10
6- * M“	12,4	4,018	15,4	6,7
ZlT- - мц V 9	1,051	1,498	1,288	0,25
Таблица 3*18
, ГГ11	4,9	4T95	5,0	5,05	5,10
Cfi)	0,951	C,983	0,986	0,992 . „	0,957
Теперь исключим влияние СФЦ2 на СФЦ1 на частоте колебаний
Схема СФЦ2 представляется в виде каскадного соединения пяти БЭ
(Ж5 = 5) с кодами I, 4» I» 4. 2* Параметры гиг£ всех отрез-
ков линий, кроме , у^е известны* В процессе параметрического
синтеза варьируется только длина Z/ отрезка // , т.е.тух = I,
Ширина uq этого отрезка не меняется, так как волновое сопротивле-
49

ние его должно остаться равным 50 Ом. Начальные значения всех от*
резков СФЦ2 приведены в табл, 3,19*
Таблица 3*19
Индекс отрезка г	6	7	8	9	10
/г- , мм	12,4	4,018	6,0	13,4	6,7
, им	1,051	1,498	1,288	1,288	0,25
Для того, чтобы колебания частоты J$Xq не проходили в СФЦ2,
входное сопротивление ее со стороны диода для этих колебаний долж-
но быть больший по сравнению с * Или иначе - коэффициент
передачи k#z СФЦ2 для колебаний частоты J^o должен быть очень
малый	Поэтому, задав Zr-Z^^x и Z# = 50 Ом на всех
пяти частотах рабочей полосы, примем^ (/О з рабочей полосе рав-
—5
ным I-I0 . В связи с этим код выбора АЧХ принимаем равным I
{KHZ = I) и на перфокарте 10 (табл. 3.II) перфорируется I* Далее
на перфокарте П перфорируются значения (f-) = МО"5 для всех
пяти частот. ( z = I, 2... /УЛ , Л7? = 5) по формату 8EIJJ.5* Значе-
ния (J£) должны быть заданы в порядке следования частот при их
вводе. Затем перфокарты с данными, указанными в табл. 3.II-
Значения AZ I, AZ 2, $ I, 5 2 для данной задачи приведены в
табл. 3.20,
Таблица 3.20
БЭ			(g		
номер БЭ	I	2	3	4	5
код БЭ	I	4	I	4	2
AZ I, мм	12,4	4,018	6,0	13,4	6,7
AZ 2, мм	0	0	0	0	0
51, нм	1,051	1,498	1,288	1,288	0,25
52, мм	0	1,0	0	1,288	0
Элементы массивов ЛС$,Л?/</7 = I, HSTK^(J)- 3, (у = I), FF0 (</}=
= 0,5, a Fj?P(y ) = 2,25. Остальные исходные данные аналогичны
принятым при выполнении согласования 0ФЦ2 на Л . Представле-
ние исходных данных из перфокартах показано на рис, 3,7, Резуль-
таты решения задачи сведен?; в тябл, В результате парамет-
рического синтеза отпезка Л ппзтю 5
50

Рис. 3.7
51

Таблица 3.21
Частота ггц	2,45	2,475	2,5	2,525	2,55
	1,89-ПТ3	1,04-КГ3	2,41’Ю"4	1,95-Ю-5	1,51 *10^
ЛИТЕРАТУРА
I. Проектирование генераторов СВЧ на ЭВМ/Под ред. Р.А. Гра-
новской. - М.: МАИ, 1983, С. 5-19, с. 31-3?,
2* Проектирование активных элементов модулей АФАР сантиметро-
вого диапазона/Под ред* Р.А, Грановской, - М.: МАИ, 1980,с. 4-20.
3,	Схемотехническое проектирование транзисторных генераторов
СВЧ при помоги ЭВМ/Под ред. Р,АИ Грановской. - М.: МАИ, 1982,
с. 27-35.
4.	Грановская Р.А., Петров С.Б* Проектирова-
ние СВЧ-цепей транзисторных генераторов с внешним возбуждением,
выполняемых в вЕоде гибридных интегральных схем. - М.: МАИ, 1977,
с. 61-63.

Приложение
РАСЧЕТ РЕШИЛ АКТИВНОГО ПРИБОРА ГЕНЕРАТОРА ВЫСОКОЙ ЧАСТОТЫ
С ВНЕШНИМ ВОЗБУЖДЕНИЕМ
Предполагается, что в качестве активного прибора (АП) генера-
тора приценяется биполярный транзистор или генераторный электро-
вакуумный триод (лампа). Далее для краткости будем их именовать
соответственно транзистор и лампа. Для удобства расчета режима АП
введем обозначения:
выходная мощность (колебательная мощность АП на ра-
бочей частоте, п. = I, 2, 3...);
п - номер рабочей гармоники выходного тока АП;
/ - рабочая частота;
3 - крутизна линеаризованной проходной характеристики АП;
Згр ~ крутизна линии граничного режима;
ъ D - проницаемость лампы;
hz/9 ~ статический коэффициент передачи тока в схеме с
общим эмиттером;
/гр - граничная частота коэффициента передачи тока в схеме
с общим эмиттером;
-	частота, при которой напряжение на змиттерном перехо-
де вследствие возрастания тока уменьяается в /F раз
по сравнению со своей величиной на низких частотах;
” допустимая мощность, рассеиваемая АП;
-	напряжение приведения по базе (сетке) или напряже-
ние сдвига;
(^) ~~ напряжение смещения на базе (сетке);
~ амплитуда первой гармоники напряжения на базе (сетке);
~ напряжение источника коллекторного (анодного) питания;
“ амплитуда к -й гармоники коллекторного (анодного)
напряжения;
Ям? ~ допустимое напряжение между коллектором и эмиттером;
(Уар) ” постоянная составляющая коллекторного (анодного)
тока;
амплитуда п -Я гармоники коллекторного (анодного)
тока;
-	мощность, подводимая к АП от источника питания в
коллекторной (анодной) цепи;
-	мощность, рассеиваемая коллектором (анодом) АП;
53

P5f - мощности возбуждения (первой гармоники), под-
водимая к транзистору;
- эквивалентное сопротивление коллекторной
(анодной) цепи для дг-й гармоники коллектор-
ного (анодного) тока;
& - угол отсечки коллекторного (анодного) тона;
коэффициента разложения косинусоидального
/<? f j импульса тока;
g^(&) - коэффициент формы косинусоидального импульса
тока по /х-й гармонике;
? - коэффициент Использования коллекторного (анод-
ного)напряжений или напряженность режима;
Рэ - электронный коэффициент полезного действия;
- коэффициент усиления по мощности,
I. Расчет рзайма транзистора малой и средней мощности
с учетом его инерционности при возбуждении
от источника напряжения III
Порядок расчета режима транзистора генератора с внешним воз-
буждением по схеме с общим эмиттером, выполняющего функцию усили-
теля мощности, на заданное значение мощности :
а) режим смодулированные колебаний. Параметры транзистора^ ,
,l/K6 s также рабочую частоту/ считаем извест-
?ажям работа транзистора принимаем граничным.
Перед расчетом выбираем угол отсечки & , если он не задан,
а также определяем параметр входной цепи транзистора =///Аг •
Затем из табл, П.2 - П.5 находим значения:
- угол прекращения импульса коллекторного тока;
иэдтрш коэффициентов разложения импульса коллек-
торного тока соответственно для постоянной со-
ставляющей и первой гармоники;
угол запаздывания первой гармоники коллекторно-
го тока относительно напряжения возбуждения
'"рапзиетора.
Р. л'1 л^веотных &1 и9?^ определяем угол отсечки эквивалентного
<"»с ki 1., с ОВД i J" ь ЕI or о и ы I Еу ль с а к олл с кт ор но г о т ока	I = Q1 — | х [ и
для него находим из табл* П.1 коэффициент <*, J • Далее рас-
сч’лтгфзем:

7
>	б)/?
7)^ = ^Ж;
8)^х/“ £4^/-Лг/ /
4)Л<? л/л л
5)^ ~^ка /
z\Z Ф режим коллекторпон модуляции. Исходные данные для расчета:
выходная мощность транзистора в реаиые несущих колебанийР^!Х (Н »
рабочая частота J , максимальный коэффициент модуляции ллг и пара-
метры транзистора л5 ч$гр 1 ^5 *и*з$йп ,Нх - Капря;'-оиие
питания s резжэ несущих колебаний выбираем из условия Цкон
^(/+^гр)(^ т) * где $гр й?гг принимаем равными единице.
Расчет выполняем для максимального режима, который принимаем
грачиным, на мощность	при напряжении
(^т)	. Аналогично н.па" вначале выбираем &
^если он не задан) и определяем. Из табл» П.2...П.5 нахо-
диы &f *fb >4%х * определяеми для него находим из
табл. П*1	. 2ате;.; рассчитываем:
“) Л- -/?л>/7л /SP&biX 1?^*	,
-) 5гр ~ и<° Ч о772	7
2)	ma^ /	7)йтпдя	r trzj X /^G^X /
?тгах ^^^i/^Ximct7t^K477ZCiX>	“^4/ miTx /Zrr rn.cc %•)
+ )А^тп^х	fb/pf У	~?
=^?тг^^7геаК;	= ‘ x CC5cJ -
после определения максимального режима рассчитываем реки?л
колебаний в предположении линейности статической модуляционной
характеристики по <ормулам;^4/Л =(24/Л774гя/6/+т) т 1К}Н
~	/(У±т- ) 1	~ ^-Котах Н**	~~ ^mzaic ' 1 + Л?г ?	,
гп.3* /	) • .^ЛИЧИНЫ r	 < ; k ~
ходе к ре:ашу несущих колебаний не меняются.

Определяем среднюю за период модуляции мощность, рассеиваемую
на коллекторе/^	, которая должка быть меньше
Зап •
2. Расчет режима инерционного тран.зистора малой мощности
с .учетом его проходной емкости [gj
Порядок расчета режима транзистора усилителя мощности по схе-
це с общин эмиттером на заданную мощность у .
^сходные данные для расчета: Pfax f » частота колебаний усили-
теля / , параметры транзистора 3 уЗгр ,Цсо №5 \frp	*
сопротивление материала базы ?*. , емкость коллекторного перехо-
да 6"Х , активная часть емкости коллекторного перехода , тем-
пература перехода (в градусах Цельсия)". Режим работы граничный.
По исходным данным рассчитываем;
;	3)zx/=z^/^,;
5) вспомогательные параметры;
1+3,66 '?	л*3 nj
£*kzf3/(r£+F) 1	) S?s^J/fsy
cos	; 3in	Mb <fs ;	; а) ;
- й 110 значениям	PJ и £?$
определяем с помощью табл. П.б коэффициенту*
7) фазу первой гармоники коллекторного тока:
(справедливо для 0,5 =££?^— )*
9) для полученного # находим из табл. U.I коэффициент
^0)Z^£>=Zx/
=	5	£2) р$ ~ Р$ь/х / /^ /
13) г г -1** ff wWf Y7^ <^7 <? „ f Гл	г
1^) ввходную проводимость транзистора для тока первой гармоники
f^x f 1х< ~
_ л £05р,	^in )

15) Ps/=O,SU^^xi 
j_6) Кp —	11	.
3* Расчет режима безынерционного генератора триода (лампы)
па заданную выходную мощность ClI
Порядок расчета ренина генераторного триода усилителя мощности
по схеме с общим катодом на заданную мощность f *
Исходные данные и параметры триода £ , 5r/> ,Z? f Z7/ •
Ре>:=им работы граничный*
Предварительно Ez^OnpaeM (если он не задан) угол отсечки О и
из табл. 11.1 находим коэффициенты (&) и *^(8) * Затем выполня-
ем расчет:
2) f = &а.а j
} -fa 4	tyb/X / / / }
гплзг ~	/** / у
) 1а &	^<х т qx^g j
6) Р$ £Лгл}
* Р& ' P$b}tL / /
б) ~ Pfo/xt/Р& У
9)	~ &а.( /^&. / j
П)^° -Т^в)£03в~
'-(DUao-U^ ).
Расчет реаика транзистора умноотеля частоты
Порядок расчета режима транзистора умяонитёля частоты по Схеме
с общим эииттерои на заданную выходную мощность п *
Исходные данные: мощность Р^/х на рабочей гармонике, коэффи-
циент умножения частоты, определяющий номер рабочей гармоники rz ,
параметры транзистора	>Де>» актирная часть емкости
коллекторного перехода . Решш работы граничный.
Предварительно выбираем угол отсечки '(если он не задан)
рабочем г фоники п с учетом соотношения - 120/тг ’ и ид
табл* ILI на?:одим коэффициенты <^(&п?»определяем коэффи-
циент ^(Sn)^^ft(Qn)/ace(^\
Лал ее производим расчет ренина:
а)	без учета инерционности транзистора:
1)	*= as+q j	----- .
5?

--) ^KTt " ?//> J
4)2"xff ~ l^n. (9n))
5)P# = Igsj 7
6)Рк P&btxn. '}
<7\d	= ^P‘
' f>X*n - IK7t^
V}p3 = ^*n ;
Q4 Tf _ Г<< _ ^П
} S1	Sfn ’
W /„ = *„ (J-cos&n
ID)^ = -и^созвл±
б)	с учетом проходной емкости:
тх > - -	____тг Г/*- It ^^i^7z~Tf Y
?/р 77^^** И ? г ^nsrfi)
<?/>!?
2) ^гг —’ \гр ^4с<? 5
5) ^fitb Р&ых. тг /	;
^) Rktl “^?г	/
-к Ix-77 f 6L	л Г л /Л
1ко=	П0Л Jj/
б) Ра ^Z^ ^Лго 7
~ Pq ~ П /
'-; ) ^9 Р&ых М /Р& -
ЛИТЕРАТУРА
I, Нейман 14.С, Курс радиопередающих устройств. - i
о-..радио, 1%9, с* 51, с. 62-63, с< 255-256.
2. Проектирование радиопередающих устройств СВЧ/Под ред
. , Уткина..-	Сов.радио, 1979, с. 20-22, с. 30-33.

Таблица Й,1
&	'5 <ъ ’Г', а	1 o>,-(eisr> £ 	1	3 i	к>	т?*’	Qt-iaff £		
40	766	147	280	241	185	034	066	1,9
45	707	165	311	’256	181	048	091	1,88
50	643	183	339	267	171	065	121	1,85
55	574	201	366	273	157	086	156	1,82
60	500	218	391	27£j.. .	138 .	109	196	1,80
65	423	236	414	274	116	136	239	1,76
70	342	253	436	267	091	166	288	1,73
а 75	259^	269	455	258	067	199’	337	1,69
80	174	286	472	245	043	236	390	1,65
г-г	U 87	..302	487 l	230	020	276	445	1,61
90	lLC	319	5С0	212	ООО	319	500	1,57
95	-087	334	510	193	-017	363	554	гл L> i с 	•	kJ
1L-U	-174	350	520	172	-030	411	611	1,49
105	-259	364	526	152	-039	458	662	1,45
IJC	-342	379	531 .j	131	-045	509	713	1,40
115	-423	392	534	Ш	-047	558	760	1,36
120	-500	406	536	092 '	-046	609	805	I,32"

Таблица П.2
(О'1 в градусах
		U ,75	1,0	1,25	1,5	1,75	2,0	2,25	2,5	2,75	3,0	3,5	4,0	4,5	5,0
	71	77	81	84	86	88	89	91	92	93	94	95	96	97	98
”1 г-	7?	83	88	91	94	96	98	100	101	102 '	103	105	106	107	108
6С	S3	90	96	99	102	104	107	108	HO	III	,112	114	116	117	IIB
65	ES	96	102	IDS	ITO '	ИЗ	IIS	.117	119	120	122	124	126	127	128
7U	94	102	108	114	118	120	123	126	128	130	131	134	136	138	139
75	I0U	108	115	121	126	129	132	155	137	139	141	144	147	149	151
cU	106	115	122	128	133	137	141	144	147	X50	151	155	158	161	163
с5	Ш	121	129	135	141	146	150	153	15?	ISO	162	166	170	173	176
Su	116	127	136	143	149	154	159	163	167	170	173	179	183	187	190
95	122	133	143	151	158	163	169	173	178	182	186	193	198	203	208
100	128	140	150	159	166	173	179	185	191	196	200	209	218	—	**
Таблица П.З
	.																
!v X	1- Il		1.0	1,25			2,0	2,25	2,u	hl,					
i .,	3,050	(1,0510	0,045	0,041	0,037	U, u*j4	и >021	0,029	0,027	, L'23	J j 02 4	0,021	6,019	0,018	u,{:e
 :!.i	0,075	0,088	o(%i	0,G3b	0,052	0,047	0,044	0,041	0,U3B	0,036	0,034	0,030	6,027	0r02b	0,022
	0,007	0,060	0 ,Otil	C,O74	O,0t‘ci	0,CG3	0,059	0 ,053	0,0.52	0,C4o	(^046	0,041	9,037	0^034	0*032
"'5	0,123	0.Ш	0,1'84	0,0%	0,033	0,082	0,07?	0,072	и ,С‘СЙ	0,0<д4	0Д0_	C ,055	0,050	0,046	0,042
'/i	0,152	C,14I	0,130	0,121	0,112	0 ДОЗ	0,090	0,092	0,087	0,082	0,070	0,070	0,064	0,059	0,55
1 : j	0,185	0,173	0,160	0,149	0,139	0,130	0,123	0,115	0,109	0,103	0,098	0,069	0,002	0,075	0,070
..л,-	0,221	0,207	0,104	C,I£I	0,1'/J	0,159	ОД50	0,142	0,134	0,127	0,121	0,I£C	0,102	0,094	0,087
'•j*	0,260	0,24b	0,230	0,210	C,203	0,192	0,181	0,172	0,Iu3	0,155	0,146	0,135	0,124	0,115	0,108
	0,302	0,266	0,270	0,255	0,240	0,227	0,215	0,204	0,195	0,165	0Д77	0,163	0,160	0,139	0Д31
Z	C ,	0,329	0,312	0,296	0,260-	0,266	0,253	0,241	0,229	0,2K	0,210	0Д93	0,179	0,167	0,157
Д1.Ч.	0,392	0,376	0,367	0,339	0,323	0,307	0,293	0,279	0,267	0,257	0,246	0,228	0,212	0,195	0,185

о\
Г\>
Таблица П.4
п																		-		
			т п	I 25	1_,Ь	1,75	2,0__	2,25	2,5	2,75,	3,0	3,5	4,0	ДА-	5Д
	и,Ь ОДОЙ СД34 0Д71	U, /О .. 0,091 0,120 0,154	х 4 L* 0,081 0,108 ОД 39	-j. 0,073 0,09В 0,120	0 066	 1  --t i 0,060 :	0,055	0,052	0,048	0,045	0,042	0,030	0,034	0,031-	_0,02В_
5и					0,089 0Д16	0,002	0,075	0,070	0,065	0,061	0,059	0,052	0,047	0,042	0,039
55 СО Gd						0,107	0,09В	0,092	0,О86_	0,001	0,С7бП	0,068	0,062	0,056	0,052 0_Л067
	0,212~	0Д9й"	0Д75Р	0,159	0,14В	0,I3S	0,125	0,117	0,109	о доз	0,097	0,007	0,079 9л_05?„	0,072	
7с ”~ 75 ВС "' B5~U	0. 2? 1G	0,224	0,213	0,195	0Д8С	0,166	0,155	0,145	0,136	0,12В	0,121	0,109		Рлр91_	ОДОЙ
	к 1 ...>	?> • иг : г?; 1 ! О Ю ! О 1 «J f :4’J 40 ^5* 1 *£ Г :!°	"сПгто” о’,3£5' 0 Д74 '	0,255	0,235 '<^2ЙГ 0,319	0,217	0,201	0,107	0,175	0,165	0,155	0,146	0,132	0,120	0,110 -	
			6?299~ 6,345		0,255	0,237	0,221	0,207	0,195	0,184	0,174	0,157	0,143	0,131	ОД 21
					0,295	0,275	0,256	0,241	0,226	0,214	0,203	0,182	0,156	0,153	0,141 0Д61
ОС		0,424	0,391	0,302	0,330	G,213	0,293	0,274	0,258	0,244	0,231	0,200	0,19	0,174	
	(Ш 0,561	0,473 ’ 0 ДЙ2	0,438 0/583	0,405	0.376	0.351	0,328	0,308	0,289	0,273	0,25В	0,233	р,212	0,194	0Д79
ЮС				0,447	0,410 i 0,307 L—i			|0,362	0,339	0,319	0,3	0,284	0,255	Ю,232	0,216	0Д96
Таблица П.5
в градусах
	.0,5	0,75	1,0	1,25	1,6	1,75	2.0	2,25	2,5	2,75	3,0	3,5	4,0	4,5	5,0
50	18	23	26	28	30	31	32	33	33	34	35 ।	36	36	i__37 _ _	37
55	19	24	27	30	32	33	35	35	36	37	38	39	40	40	_AL
60	20	25	29	32	34	36	37	38	39	40	41	42	43	_И_	_й_
65	20	26	30	33	36	38	39	41	42	43	44	45		_^2		ля
-70’	21	27	32	~35	за	40	42	43	45	46	47	49	50	_SI		_52_
75*	”2Й-^	28	33	37	40	42	44	46	47	49	50	52	53	55	56
80	22	29 П		36	42	44	47	49	50	52	53	55	5?	Lss		
"ss“	“гз-'	so	35	40	43	46	49	51	63	55	56	59	61	62	64
90	23	31	37	41	45	48	51	54	56	59	59	62	64	66	68
95	23	31	38	43	47	50	53	56	50	61	62	66	68	71	72
100	24	32 ""	39	44	49	52	56	59	61	64	66	70	72	75	77

блица П.б
во
ЁН
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие ............................................
Глава !• Транзисторные генераторы с частотной мо-
дуляцией....................................................
1,1* Общие сведения о частотной модуляции .........
1*2, Методы и способы осуществления частотной мо-
дуляции............................................
1,3. Транзисторный частотно-иодулнруемый генератор
с варикапом» . ....................................
Глава 2, Сложение мощностей полупроводниковых ге-
нераторов ..................................................
2.1*	Методы сложения мощностей......................
2.2.	Параллельная, последовательная и двухтактная
схемы сложения мощностей полупроводниковых
приборов............................................
2.3.	Сложение мощностей в многополюсной схеме * * ,
2.4,	Сложение мощностей генераторных СВЧ-диодов . .
Глава Г3*/Расчет варакторнсего умножителя частоты
на ЭВМ	...............................................
ЗЯ. Общие сведения.................................
3,2. Примерный порядок расчета.....................
3.3. Пример расчета УЧ.............................
Приложение. Расчет режима активного прибора генератора
высокой частоты с внешним возбуждением.....................
3
4
4
10
15
20
20
22
24
32
34
34
35
36
53

Тем. план 1987, поз, 108
Роза Алексеевна Грановская
Наталья Сергеевна Давыдова
Александр Константинович Ельцов
Гелий Павлович Земцов
Геннадий Владимирович Заяегин
Николай Павлович Михайлов
Виктор Николаевич Шкаликов
УПРАВЛЕНИЕ РАДИОЧАСТОТНЫМИ КОЛЕБАНИЯМИ ГЕНЕРАТОРОВ
Редактор А.Д, Маркова
Техн.редактор Н.Б. Карякина
Л 100090, Подписано к печати 8.07.87
Формат 60x84 I/I6, Буи.типогр. Не 2
Усл.печ.л. 4,25 ; уч.-изд.л. 4,00, Тираж 1000
Зак, £Г£/1880. Цена 25 к.
Ротапринт МАИ
I2587I, Москва, Волоколамское шоссе, 4