Текст
НАЦИОНАЛЬНЫЙ ТЕХНИЧЕСКИЙ УНИВЕРСИТЕТ УКРАИНЫ
«КИЕВСКИЙ ПОЛИТЕХНИЧЕСКИЙ ИНСТИТУТ»
ИНСТИТУТ ТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫХ СИСТЕМ
БРАГИН А.С.
РАДИОТЕЛЕКОММУНИКАЦИОННЫЕ
СИСТЕМЫ
Часть 2. ТРАКТЫ РАДИОПРИЕМА
(Учебное пособие)
КИЕВ - 2005
УДК 621.396
Брагин А.С. Тракты радиоприема. - К.: НТУУ «КПП», 2005. — 122с.
Книга является продолжением учебного пособия «Тракты
радиопередачи» того же автора и соответствует программам подготовки
по учебным дисциплинам «Радиотелекоммуникационные системы» и
«Приемопередающие устройства систем радиосвязи». Материал
учебного пособия содержит обоснование принципов построения общего
и частных трактов радиоприемников, излагаются «классические»
вопросы построения связных радиоприемников вне зависимости от
диапазонов частот и связных систем, в которых они находят применение,
однако акцент сделан на широкодиапазонные устройства, в которых
наиболее трудно осуществляется реализация противоречивых
технических требований.
В основу изложения материала, как и в предыдущей книге,
положен принцип: какими способами можно удовлетворить заданные
противоречивые требования при проектировании связных трактов
радиоприема.
Рецензент: доцент кандидат технических наук Урывский Л.А.
©Брагин А.С., 2005
ВМЕСТО ПРЕДИСЛОВИЯ
предлагается ряд заимствованных автором из [9] полезных, по его
мнению, мыслей для мот ивации успешного студенческого труда.
« ... Ваше время - самый дефицитный и важный ресурс ...»
«Время - самый ограниченный капитал, и если не можешь им
распоряжаться, не сможешь распорядиться ничем другим»
«Живите осознанно во времени и находите время для важных дел!
Находите время для работы, это - условие успеха.
Находите время для размышлений, это - источник силы.
Находите время для игры, это - секрет молодости.
Находите время для чтения, это - основа знаний.
Находите время для дружбы, это - условие счастья.
Находите время для мечты, это - путь к звездам.
Находите время для любви, это истинная радость жизни.
Находите время для веселья, это - музыка души»
«Время необратимо.
Время нельзя накопить.
Время нельзя умножить.
Время нельзя передать.
Время проходит безвозвратно»
«Тот, кто позволяет ускользать своему времени, выпускает из рук свою
жизнь; тот, кто держит в руках свое время, держит в руках свою жизнь»
«Предварительное знание того, что хочешь сделать, дает смелость
и легкость» (Д.Дидро)
«Плыву<не так, как ветер дует, а как парус поставлю»
«После того, как мы окончательно утеряли из виду цель, мы
удвоили свои усилия» (Марк Твен)
3
СОДЕРЖАНИЕ
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВАХ . 5
1.1. Назначение и составные части радиоприемного устройства.5
1.2. Основные типы структурных схем радиоприемников.......6
1.3. Основные характеристики радиоприемников............ 11
Вопросы для самоконтроля..................................17
2. ТРАКТЫ РАДИОЧАСТОТЫ.
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ ПРИЕМНИКА............................ 18
2.1. Входные цепи........................................18
2.1.1. Классификация и основные виды входных цепей.... 18
2.1.2. Основные характеристики входной цепи............21
2.1.3. Защита входа приемника от мощных излучений......22
2.2. Качество приема сообщений...........................23
2.3. Коэффициент шума приемника..........................25
2.3.1. Коэффициент шума линейного четырехполюсника.....25
2.3.2. Коэффициент шума многокаскадной схемы...........27
2.3.3. Коэффициент шума радиоприемника.................28
2.4. Чувствительность приемника..........................29
Вопросы для самоконтроля..................................31
3. ЧАСТОТНАЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА..................32
3.1. Классификация каналов приема в радиоприемнике.....32
3.2. Односигнальная избирательность....................33
3.2.1. Избирательность по соседнему каналу............33
3.2.2. Зеркальный канал приема........................34
3.2.3. Комбинационные каналы приема...................35
3.2.4. Побочный канал приема по промежуточной частоте.35
3.2.5. Способы ослабления помех по побочным каналам приема ... 37
3.2.6. Состав ТРЧ из условий обеспечения заданного ослабления
помех по зеркальному каналу и каналу 114.............40
3.3. Многосигнальная избирательность.....................42
3.3.1. Понятие о многосигнальной избирательности.
Блокирование..........................................42
3.3.2. Перекрестные искажения..........................45
3.3.3. Взаимная (интер-) модуляция.....................46
3.3.4. Возможные меры повышения многосигнальной
избирательности.......................................47
3.4. Требования к тракту радиочастоты....................47
3
Вопросы для самоконтроля.................................51
4. ТРАКТ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ ЧАСТОТ............................52
4.1. Основные функции и характеристики ТПЧ..............52
4.2. Выбор промежуточных частот.........................53
4.2.1. Выбор ПЧ из условий подавления помехи в зеркальном
канале приема..........................................54
4.2.2. Выбор ПЧ из условия подавления помехи в соседнем канале . 55
4.3. Факторы, определяющие проектирование преобразователей
частоты.................................................55
4.4. Принципы построения усилителей ПЧ..................59
Вопросы для самоконтроля.................................62
5. ЧАСТНЫЕ ТРАКТЫ ПРИЕМА.................................63
5.1 Тракты приема однополосных сигналов.................63
5.1.1. Причины возможных искажений при приеме ОПС......63
5.1.2. Структурная схема тракта приема ОПС.............66
5.1.3. АРУ в приемниках ОПС............................66
5.2. Тракт приема аналоговых сигналов с угловой модуляцией.67
5.2.1. Структура тракта................................67
5.2.2. Требования к характеристикам тракта ПЧ..........68
5.3. Тракт приема амплитудно-манипулированных сигналов..71
5.4. Тракт приема частотно-манипулированных сигналов....72
5.4.1. Прием сигналов F1B с помощью частотно-амплитудных
демодуляторов..........................................73
5.4.2. Прием сигналов F7B с помощью частотно-амплитудных
демодуляторов..........................................74
5.4.3. Прием сигналов F1B с помощью цифровых частотно-фазовых
демодуляторов...........................?..............74
5.4.4. Прием сигналов F7B с помощью цифровых частотно-фазовых
демодуляторов..........................................76
5.5. Тракт приема фазоманипулированных сигналов.........77
Вопросы для самоконтроля.................................81
6. РЕГУЛИРОВАНИЕ УСИЛЕНИЯ II ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
В РАДИОПРИЕМНИКАХ......................................82
6.1. Назначение и характеристики регулировок усиления...83
6.2. Способы регулирования усиления.....................84
6.3. Виды систем АРУ....................................90
6.4. Выбор места и числа регулируемых каскадов..........93
6.5. Выбор постоянной времени системы АРУ...............94
4
6.6. Регулировка полосы пропускания.....................96
Вопросы для самоконтроля.................................98
7. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ УПРАВЛЕНИЯ,
СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ И КОНТРОЛЯ
РАБОТОСПОСОБНОСТИ.................................99
7.1. Система управления радиоприемником........... 99
7.2. Управление частотой настройки приемника......100
7.3. Частотная точность радиоприемника и способы ее реализации . 103
7.4. Система контроля радиоприемника............... 105
Вопросы для самоконтроля.......................... 107
8. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В ПРИЕМНИКАХ.
ТЕНДЕНИЦИИ СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ ТЕХНИКИ
РАДИОПРИЕМА....................................... 108
8.1. Обобщенная схема приемника с цифровой обработкой
сигналов..........................................108
8.2. Особенности дискретизации принимаемых аналоговых
сигналов..........................................111
8.3. Особенности квантования принимаемых аналоговых сигналов .113
8.4. Особенности цифровой фильтрации..............114
8.5. Цифровая демодуляция аналоговых сигналов.....116
8.6. Заключение. Тенденции развития техники радиоприема.118
Вопросы для самоконтроля.......................... 120
ПРИЛОЖЕНИЕ А. Термины и определения................120
ПРИЛОЖЕНИЕ Б. Гармонический анализ колебаний на выходе
нелинейного элемента.............................. 121
СОКРАЩЕНИЯ........................................ 122
ПЕРЕЧЕНЬ ИСПОЛЬЗОВАННОЙ И РЕКОМЕНДОВАННОЙ
ЛИТЕРАТУРЫ.........................................122
1
5
1. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О РАДИОПРИЕМНЫХ
УСТРОЙСТВАХ
1.1. Назначение и составные части радиоприемного устройства
Радиоприемное устройство как элемент радиосистемы
предназначено для приема радиосигналов, переданных по линии
радиосвязи, и преобразования их в сообщение.
Радиоприемное устройство отделяет принимаемый сигнал от
излучений других источников и «извлекает» сообщение из принятого
сигнала так, чтобы сигнал на выходе приемника был достаточно
«похож» на сигнал на входе передатчика. Иными словами, сигнал на
выходе приемника должен иметь лишь допустимую степень искажения
передаваемого сигнала или потери некоторого качества информации.
Передаваемое сообщение на входе радиоприемного устройства 1з
явном виде не содержится. Поэтому для извлечения переданного
сообщения приемник должен осуществить ряд функций:
- выделение полезного сигнала из смеси его с помехами
избирательности);
- выделение модулирующего сигнала из «очищенного»
радиосигнала (функция демодуляции);
- различные другие преобразования полезного сигнала
достижения возможности и удобства его использования.
Любое радиоприемное устройство можно представить состоящи
из трех основных частей (рис. 1.1):
- антенны или антенно-фидерной системы,
- собственно радиоприемника,
- оконечного устройства.
(функция
от помех
с целью
принятое сообщение
ОТПРАВИТ,
сообщен.
РААИО-
УСТРОИСТ.
млиосигнал
Антенное Фндеяшя радло-
Антенное фидсршо радио- okohcwbc
Устройст. линия’ привмнии^устройст.
РМЗЧЛТЫЬ
„ДАЛЬНОСТЬ ~ |
связи, 2 км |
АНТ£НИО-ФИД£РНСТ
устройство
рААИОРРнемиое устройство
Рис. 1.1. Упрощенная структурная схема радиоприемника
%
5
Антенно-фидерная система обеспечивает улавливание энергии
электромагнитных волн и преобразование ее в электрические колебания
тока (напряжения). В зависимости от назначения и диапазона рабочих
частот она может представлять собой простейшее устройство в виде
провода или штыря, но может включать и сложную конструкцию или
группу антенн, устройства согласования антенны с входом приемника,
фазирования и многократного использования антенн, а также фидерную
линию.
Радиоприемник осуществляет выделение колебания полезного
сигнала из всего множества уловленных антенной электрических
колебаний, усиливает их за счет энергии источника питания и
преобразует к виду, необходимому для приведения в действие
оконечного устройства.
Оконечное устройство преобразует электрический сигнал на
выходе приемника в другой вид энергии, удобный для восприятия
принятого сообщения (звуковую, световую, механическую, магнитную и
др.). В качестве оконечных устройств используются головные телефоны,
громкоговорители, электронно-лучевые трубки, дисплеи на элементах
жидких кристаллов, телеграфные аппараты и т.д. Оконечное устройство
может быть вмонтировано в радиоприемник портативного исполнения
или реализовано отдельной конструкцией.
Понятие «радиоприемное устройство» часто отождествляется с
понятием «радиоприемник» (или просто - «приемник») с целью
краткости. Однако следует иметь в виду разницу в их определении.
Как и радиопередатчики, радиоприемники можно
классифицировать по различным признакам, определяющим их технико-
эксплуатационные характеристики, например:
- по функциональному назначению-, вещательные (бытовые) и
профессиональные (в частности - связные);
- по структуре схемы', прямого усиления и супергетеродинного типа;
- по диапазону частот', в соответствии с существующей
классификацией частот (волн); выпускаются приемники, способные
принимать сигналы в нескольких диапазонах;
- по способу управления-, с ручным, дистанционным и автоматическим
управлением;
- по виду электропитания', батарейные, сетевые или универсального
питания;
(
- по роду принимаемой информации, месту установки приемников
(например, самолетные) и др.
В данном курсе рассматриваются связные радиоприемные
устройства.
1.2. Основные типы структурных схем радиоприемников
Структурная схема приемника прямого усиления приведена на
рис. 1.2.
Рис. 1.2. Структурная схема приемника прямого усиления
Радиоприемник прямого усиления - радиоприемник, в котором
осуществляется усиление радиочастотного сигнала до демодулятора
без преобразования частоты.
Входная цепь является связующим узлом между антенно-
фидерной системой и усилителем радиочастоты (УРЧ) и выполняет
следующие функции:
- выделение полезного сигнала и некоторого ослабления (в рамках
технической реализуемости) мешающих колебаний, принятых антенной,
или иначе - предварительная избирательность;
- передача напряжения (мощности) сигнала от антенно-фидерной
системы ко входу УРЧ с наименьшими потерями.
----Она представляет собой резонансную колебательную систему из
одного или нескольких связанных контуров или фильтр (в
широкодиапазонном приемнике - комплект фильтров). Одним из
условий приема сигнала является настройка радиоприемника, т.е.
попадание частоты радиосигнала fc в полосу пропускания приемника.
6
5
Полоса пропускания радиоприемника - полоса частот, на границах
которой коэффициент усиления радиоприемника от входа до
демодулятора уменьшается по отношению к наибольшей величине в
установленное число раз, например, на 3 дБ.
Усилитель радиочастоты (УРЧ) обычно представляет один или
несколько каскадов с резонансной нагрузкой (или в виде полосовых
фильтров). В нем осуществляется усиление сигнала и дополнительное
ослабление помех. Необходимость усиления обусловлена малыми
уровнями полезных ЭДС, наводимых на приемной антенне, тогда как
требуемые для нормального функционирования оконечных устройств
уровни могут превышать упомянутые здесь в сотни тысяч раз.
Настройка (плавная или дискретная переключением) УРЧ и
входной цепи сопряжена, осуществляется от органа установки частоты.
Демодулятор - это нелинейный элемент, обеспечивает
преобразование радиосигнала в электрический сигнал, параметры
которого отображают изменение модулированных в передатчике
параметров несущего колебания. Многие приемники предназначаются
для приема нескольких видов излучений, поэтому должны содержать
различные демодуляторы и иметь выходы к соответствующим
оконечным устройствам.
Устройство формирования выходного сигнала преобразует сигнал
с демодулятора к виду, удобному для надежной работы оконечного
устройства. В зависимости от вида принимаемого сигнала в устройство
могут входить фильтры, усилители, формирователи импульсов и др.
В радиоприемниках прямого усиления основное усиление сигнала
осуществляется на радиочастоте, поскольку для нормального
функционирования демодулятора обычно требуется высокий (в
сравнении с принимаемым) уровень сигнала. В этом же тракте
осуществляется отделение спектра радиосигнала от помех, ослабление
последних.
При отсутствии усилителя радиочастоты в схеме рис. 1.1 приемник
вырождается в детекторный (приемник прямого детектирования).
Настройка на частоту принимаемого сигнала осуществляется
перестройкой или переключением входной цепи. Отсутствие усилителя
до демодулятора существенно упрощает устройство, ухудшая
дополнительно чувствительность и избирательность. Поэтому в
настоящее время приемники прямого детектирования применяются
практически лишь в миллиметровом, децимиллиметровом и оптическом
диапазонах волн. —
Хотя приемники прямого усиления обладают:
- сравнительной простотой построения и малой стоимостью,
- несложной перестройкой в диапазоне частот, хотя последняя и
требует согласованной (сопряженной) перестройки резонансных систем
входной цепи и УРЧ,
- стабильностью настройки,
- отсутствием так называемых побочных каналов приема.
Однако они не нашли широкого применения (изредка они
применяются в портативных приемниках, а также на фиксированных
частотах в микроволновом и оптическом диапазонах) вследствие
присущих им недостатков:
- низкой чувствительности, обусловленной в частности трудностями
получения большого усиления на радиочастоте (причем, чем выше
частота радиосигнала, тем труднее достигается большой коэффициент
усиления; так для fc = 1 ... 60 МГц величина КУРЧ < 105);
- неравномерности чувствительности в диапазоне рабочих частот из-
за частотной зависимости коэффициента КУРч при его перестройке;
низких избирательных свойств вследствие невозможности
построения перестраиваемых систем, обладающих высоким
коэффициентом прямоугольности их характеристик затухания
(избирательности);
- неравномерности избирательных свойств в диапазоне рабочих
частот, поскольку полоса пропускания Afn резонансных систем растет с
ростом частоты f£ их настройки; эта же тенденция сохраняется при
использовании любых типов фильтров. — »
Примечание. К микроволновому относится диапазон волн, в котором
используются устройства, характеризуемые распределенными параметрами.
Синонимом этого диапазона является «диапазон СВЧ».
Уйти от основных трудностей, ограничивающих применение прямого
усиления, можно, если реализовать большую часть усиления и избирательность
на низкой и, желательно, постоянной частоте.
Примечание. Открытие радио как способа связи, началось с изобретения
первого радиоприемника А С. Поповым. Первый радиоприемник улавливал
электромагнитные колебания и преобразовывал их в звуковые колебания
электрического звонка В качестве преобразователя-демодулятора
использовался так называемый когерер - стеклянная трубка, заполненная
металлическим порошком. Дальнейшее совершенствование приемников шло по
7
пути применения более чувствительных преобразователей-демодуляторов и
элементов настройки. Первое использование ламп в радиоприемниках
относится к 1915г., сначала - для демодуляции, а затем и для усиления. Начиная
с 1918г и до 40-х годов использовалась регенеративная схема, в которой для
усиления и повышения чувствительности использовался эффект положительной
обратной связи.
Это были приемники прямого усиления.
В начале 30-х годов серьезную конкуренцию регенеративным
приемникам стали составлять супергетеродинные приемники. Патент был
зарегистрирован Армстронгом еще в 1918г. Начиная с 40-х годов и до
настоящего времени, эти радиоприемники получили преимущественное
распространение. Их совершенствование (во всех диапазонах частот) идет в
направлениях совершенствования элементной базы, улучшения технических
характеристик, автоматизации процессов управления и контроля (диагностики).
Происхождение термина «супергетеродинный» таково. До
изобретения схемы рис. 1.3 в приемниках прямого усиления гетеродин
(от греч. heteros - другой + (h)orodos - путь) использовался при слуховом
приеме амплитудно-манипулированных сигналов кода Морзе. Сигнал с
гастоты fc переносился на звуковую частоту (при нажатии ключа
сорреспондента оператор при приеме слышал тон, при отжатом ключе
гон отсутствовал), т.е. гетеродин участвовал в демодуляции
принимаемого сигнала (см. далее п. 5.3). Для отличия одного гетеродина
эт другого использована приставка «супер» (от лат. super - сверх, над).
Насколько удачно введен этот термин, судить читателю.
»• Обобщенная структурная схема супергетеродинного приемника
может быть представлена в виде рис. 1.3.
/-----ТРЧ-----\,-------тлч--------,
Рис. 1.3. Обобщенная структурная схема супергетеродинного приемника
,8
По ГОСТ: Супергетеродинный радиоприемник - радиоприемник, в
котором осуществляется преобразование частоты радиочастотного
сигнала.
Смеситель частот - электрическая цепь, создающая спектр
комбинационных частот при подаче на нее двух или более сигначов
разных частот.
Гетеродин - генератор гармонических колебаний, используемый
для преобразования частоты в радиоприемнике.
Рис. 1.3 отличается от рис. 1.2 дополнительным трактом
промежуточной частоты (ТПЧ), который содержит преобразователь
частоты сигнала fc в более низкую, промежуточную (между fc и
звуковой) частоту Гпч:
Гпч = fr - fc при fr > fc (верхняя настройка гетеродина),
или
Гпч = fc - fr при fc > fr (нижняя настройка гетеродина).
Преобразование частоты радиосигнала fc в промежуточную
частоту Гпч осуществляется в схеме преобразователя, состоящей из
нелинейного элемента, называемого смесителем, и местного генератора
частоты fr, называемого гетеродином. При наличии на входах смесителя
колебаний частот fr и fc на его выходе возникают составляющие с
частотами | ±mfr ± nfc |. Избирательная система на выходе
преобразователя (фильтр), настроенная на промежуточную частоту Гпч,
и выделяет колебание Гпч = fr - fc или Гпч = fc - fr. Остальные продукты
нелинейного взаимодействия двух колебаний с частотами fc и fr должны
быть отфильтрованы на выходе смесителя.
При этом должна быть сохранена как энергетическая, так и
спектральная структура сигнала. Хотя функционирование смесителя
частот fc и fr основано на использовании нелинейных элементов,
однако, на его выходе изменяется только средняя частота спектра (с fc на
Гпч) и не изменяется закон изменения модулированного параметра
принимаемого сигнала. Это означает, что в отношении принимаемого
сигнала преобразователь частоты действует как линейная
параметрическая цепь. Поэтому такое преобразование сигнала
называется в упомянутом смысле линейным. Линейным считается и весь
тракт оз' входа приемника до демодулятора при малых уровнях входных
сигналов. Как будет показано ниже (п. ?), амплитуда сигнала после
смесителя 11мс(Гпч) при линейном преобразовании пропорциональна
8
амплитуде сигнала на входе смесителя UMc(fc) и амплитуде напряжения
гетеродина UMr(fr). Если пропорциональность между Пмс(Гпч) и
UMc(fc) нарушена, то преобразователь частоты будет выступать
источником искажений принятого сигнала.
Необходимость преобразования частоты сигнала с целью его
переноса в область более низких частот вызвана преимущественно
свойствами тех узлов приемника, которые определяют его частотную
избирательность, т.е. электрических фильтров той или иной сложности.
Наиболее доступными по реализации являются фильтры из отдельных
или связанных LC-контуров.
Полоса пропускания одиночного контура AFn ® fc/Q.
Добротность Q определяется потерями энергии в нем и в
подключенных к нему цепях и почти не зависит от частоты его
настройки в резонанс fo = fc. Так, для fc = 60 МГц AFn ® 500 ... 700 кГц,
а для fc = 0,5 МГц AFn ® 3 ... 5 кГц.
Ослабление помех с частотами за пределами полосы пропускания
контура, нарастает тем медленнее, чем выше собственная частота fc.
Поэтому непосредственное отделение полезных сигналов (особенно
узкополосных) от помех даже при использовании сложных
(многоконтурных и иного принципа действия) фильтров оказывается
затруднительным, чем и обуславливается необходимость
преобразования частоты.
Вторая причина необходимости преобразования сигнала в том, что
рабочая частота изменяется в пределах некоторого диапазона Гмин ...
Гмакс, что требует наличия в приемнике высококачественных
перестраиваемых фильтров, реализация которых даже на сравнительно
низких частотах связана с непреодолимыми трудностями.
Использование принципа супергетеродинного приема позволяет уйти от
этих трудностей, но при этом обязательно возникают побочные каналы
приема.
Преобразование изменяющейся в диапазоне частоты сигнала fc =
Гмин ... Гмакс в постоянную промежуточную частоту Гпч создает ряд
преимуществ:
- усиление сигнала осуществляется как в тракте радиочастоты (ТРЧ),
так и на более низкой частоте в тракте промежуточной частоты (ТПЧ),
причем в первом тракте усиливать трудно, поэтому коэффициент
усиления (КТРЧ) в тракте радиочастоты реализуется небольшим (в 10...20
раз), а остальное усиление (в сотни тысяч раз) без затруднений,
осуществляется в ТПЧ;
- избирательные цепи ТПЧ упрощаются, поскольку их не нужно
перестраивать; в неперестраиваемом ТПЧ коэффициент усиления Ктпч
не зависит от частоты настройки, благодаря чему общий коэффициент
усиления двух трактов КтрчКтпч слабо зависит от частоты настройки;
- при Гпч < fc может быть реализовано большее усиление каждого из
каскадов ТПЧ (по условиям устойчивости, без опасности
самовозбуждения); следовательно, для реализации заданного большого
коэффициента усиления приемника требуется меньшее число каскадов,
чем в схеме рис. 1.2;
- использование пониженной (в сравнении с fc) и постоянной частоты
йтч позволяет реализовать заданную избирательность (узкую полосу
пропускания) с помощью менее сложных фильтров, а в приемниках с
цифровой обработкой сигналов - с помощью цифровых фильтров.
Из изложенного следуют функциональные различия
избирательных цепей ТРЧ и ТПЧ: —
- цепи ТРЧ не могут реализовать узкую полосу пропускания; эти цепи
могуг реализовать лишь предварительную (частичную) избирательность
(селекцию; устаревший не рекомендуемый ГОСТом термин); поэтому
ТРЧ и входную цепь исторически называют преселектором', в этом
тракте ослабляются помехи побочных каналов приема;
- полоса пропускания ТПЧ выбирается соответствующей ширине
спектра принимаемого сигнала, а избирательная цепь подавляет помехи
за пределами этого спектра, в первую очередь - помехи соседних
работающих каналов.
Как и в приемниках прямого усиления, здесь настройка на частоту
сигнала производится настройкой избирательных систем входного
устройства и УРЧ. А для того, чтобы частота преобразованного сигнала
Гпч оставалась постоянной для всех fc = fMnn ... fiuaKC, необходимо
сопряженно изменять и частоту гетеродина fr.
Напомним, что фильтры на фиксированной частоте обладают
более крутой характеристикой затухания (меньшим коэффициентом
прямоугольное™ Кп) в сравнении с перестраиваемыми.
Рис. 1.4 отражает случай верхней настройки гетеродина fr > fc.
При переходе с одной fc на другую, например, более высокую,
следует перестроить на более высокую частоту и гетеродин.
Ob
РАСТРОРЛА Г£7£РМИЫ
'нАСТРойХА ТРЧ
Рис. 1.4. К пояснению верхней настройки гетеродина
Платой за упомянутые достоинства супергетеродинных
приемников являются:
- большая сложность,
- возможность попадания в антенну и излучение колебаний
। етеродина (обычно напряжение гетеродина Ur » Uc),
- зависимость частоты преобразованного колебания (пч от
нестабильности частоты колебаний гетеродина,
- появление так называемых побочных каналов приема.
Тракт звуковой (низкой) частоты приемника выполняет:
- демодуляцию сигналов,
- усиление демодулированного сигнала по напряжению (по
мощности) до требуемых значений (определяемых типом оконечного
устройства);
- частотную избирательность (полоса пропускания в интересах
лучшей помехоустойчивости должна соответствовать спектру
переданного первичного электрического сигнала);
- коррекцию частотной и фазовой характеристики для получения
огибающей заданной формы.
Одной из разновидностей схем супергетеродинного типа является
схема синхродинного приемника. В нем частота гетеродина выбирается
равной частоте принимаемого радиосигнала fr = fc- При разностном
преобразовании частоты Гпч = 0; на выходе преобразователя частоты,
нагруженного на фильтр нижних частот, выделяется низкочастотный
сигнал модуляции передатчика корреспондента, т.е преобразователь
выполняет функцию демодуляции. Фильтр выполняет функцию
подавления всех спектральных составляющих выше максимальной
частоты модуляции, т.е. реализует функцию избирательности.
Основные затруднения при создании таких приемников возникают
из-за необходимости получения частоты fr, в точности
синхронизированной с несущей частотой принимаемого радиосигнача.
Синхронизация частот fr и fc с точностью до фазы не требуется в
«двухканальных» синхродинах с использованием квадратурных
колебаний от общего гетеродина.
На схеме рис. 1.5 (в сравнении с рис. 1.3) дополнительно
представлено ряд систем, благодаря которым достигается:
- настройка (перестройка) приемника с одной частоты на другую,
- необходимые регулировки (коэффициента усиления, полосы
пропускания и др.),
- контроль работоспособности (диагностика),
Рис. 1.5. Укрупненная структурная схема радиоприемника
Схема содержит общий тракт приема (ТРЧ+ТПЧ),
предназначенный для переноса принимаемого сигнала без нарушения
его структуры из области частот, используемой для радиосвязи, в
область относительно низких частот, в которой его обработка (т.е.
о
отделение от помех и преобразование в первичный электрический
сигнал) оказывается наиболее эффективной. Название тракта
обусловлено тем, что он является общим для всех видов принимаемых
сигналов. Частные тракты следуют за общим и предназначены для
обработки (включая демодуляцию) конкретных видов сигналов. Путем
введения схемных переключений в частном тракте приема может
осуществляться обработка нескольких сигналов (например, различных
однополосных или частотно-манипулированных с различными
частотными сдвигами и т.п.).
Система настройки предназначена для сопряженной (см. рис. 1.4)
настройки резонансных систем ТРЧ в заданном диапазоне fc = Гмин ...
Гмакс (при больших Kf = Гмакс/Гмин может потребоваться грубая
перестройка переключением поддиапазонов) и гетеродина, благодаря
которым выполняются условия приема сигнала:
сигнал попадает в полосу пропускания характеристики
избирательности ТРЧ: fo = fc,
- частота гетеродина устанавливается и поддерживается такой, чтобы
перенесенный на промежуточную частоту сигнал находился в середине
более узкой полосы пропускания характеристики избирательности ТПЧ.
Настройка может быть плавной или дискретной с заданным шагом
сетки частот ДГс и должна содержать органы установки и отсчета
частоты и исполнительные органы.
В приемниках с дискретной настройкой установка частоты
производится либо декадными переключателями, оцифрованными в
единицах измерения частоты, либо с помощью клавиатуры.
Составной частью системы настройки является система
стабилизации частоты гетеродина, благодаря которой реализуется не
только установка требуемой частоты, но и поддержание ее постоянной (с
заданной погрешностью). Современные системы стабилизации частоты
гетеродинов функционируют в соответствии с принципами синтеза
частот и часто унифицированы с системами стабилизации частоты
возбудителей.
Система регулировки усиления изменяет уровень выходного
сигнала приемника при изменении уровня сигнала на его входе, чтобы
не возникало недопустимых искажений принятого сигнала.
Необходимость этой регулировки объясняется тем, что
- сигнал на входе приемника может изменяться в сотни - тысячи раз,
О
- электронные приборы в каскадах приемника во избежание
искажений сигнала допускают ограниченные изменения уровня входных
сигналов,
- оконечное устройство допускает изменение входного уровня
сигнала не более чем в 2 ... 3 раза.
Ручной регулировкой усиления (РРУ) пользуются для установки
исходного режима работы приемника и при медленных изменениях
сигнала. Усиление регулируется в ТПЧ и ТЗЧ (частных трактах приема).
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) включается при
быстрых изменениях уровня сигнала. Ею «охватываются» каскады ТПЧ
(иногда и ТРЧ).
Система контроля работоспособности (диагностики) позволяет
оперативно судить о нормальном функционировании всего приемника и
его составных частей или о появлении отклонений в их работе. Эта
информация необходима для принятия решений при возникновении
нештатных ситуаций при эксплуатации РТКС. Система может быть
использована при проведении профилактических мероприятий на
изделии (например, перед включением на сеанс специальной
радиосвязи).
Система управления позволяет устанавливать и поддерживать
режим работы приемника, обеспечивающий прием сигналов с
требуемым качеством. Упомянутые выше системы являются составными
частями системы управления, а именно - ее исполнительными
элементами. Если приемник предполагается использовать в
автоматизированных и адаптивных РТКС (комплексах), то должна быть
предусмотрена возможность дистанционного управления.
Система электропитания является источником необходимых
градаций питающих напряжений для всех систем и узлов
радиоприемника.
Обобщенная структурная схема многоканальных приемников с
частотным и временным разделением каналов и ее детализация
рассматриваются в других курсах. Л
1.3. Основные характеристики радиоприемников
Связное радиоприемное устройство часто является частью
(подсистемой) более сложной системы (комплекса), в которую могут
входить: радиопередающее устройство, антенный коммутатор,
11
дистанционный пульт оператора, управляющий компьютер, контрольно-
измерительная аппаратура, индикационные и регистрирующие
устройства, источники питания и др.
Как подсистема радиоприемное устройство (как и
радиопередающее) описываются совокупностями внешних и внутренних
параметров. Внешние параметры, задаваемые общими техническими
требованиями на комплекс, характеризуют взаимодействие с другими
подсистемами и со средой и задают требования с позиций заказчика
(потребителя), а внутренние характеризуют структуру,
функционирование, конструктивные и иные связи узлов приемника
между собой и описывают технические характеристики с точки зрения
разработчика. Удовлетворяя внутренние требования, разработчик
обеспечивает реализацию требований заказчика (потребителя).
1 " К внешним параметрам относятся следующие.
1. Диапазон принимаемых частот', должен быть согласован с
диапазоном передатчика fM11H ... fMaKC. Часто задается и способ
перестройки приемника - вручную (местное управление), дистанционно
или автоматически (например, в частотно-адаптивных радиосистемах; в
этих случаях перестройка реализуется дискретной). Важным параметром
современных приемников является время (скорость) перестройки с
о ной частоты на любую другую рабочую частоту.
2. Виды принимаемых сигналов', также должны быть согласованы с
классами излучений при формулировке требований к радиосистеме
(комплексу).
г*~3. Чувствительность - это мера способности радиоприемника
принимать слабые сигналы для получения требуемого качества
принятого сообщения. Чем более слабые сигналы способен принимать
приемник, тем лучше его чувствительность. Строгое определение этого
понятия будет дано позднее.
Чувствительность является одной из важнейших характеристик
радиоприемника. Вместе с мощностью радиопередатчика и
коэффициентами усиления передающей и приемной антенн она
определяет максимальную дальность действия радиосвязи. Для
различных классов принимаемых радиосигналов приемник обладает
различной чувствительностью.
Повышение чувствительности современных приемников
ограничено - трудностями (а иногда и нецелесообразностью, как,
12
например, в телевизионных приемниках) получения сколь угодно
большого усиления полезного сигнала,
- внутренними шумами, возникающими практически во всех
элементах радиоприемника (если усиление в приемнике реализовано с
запасом),
Качество приема сигналов может быть снижено их искажением в
схеме самого приемника. Для обеспечения качества приема в этих
условиях неизбежно приходится работать с повышенным уровнем
сигнала на входе приемника, т.е. при худшей чувствительности. Кроме
того, радиосигналы всегда принимаются на фоне шумов и помех из
окружающего пространства, которые искажают принимаемое
сообщение.
Количественно чувгтьигсльцус]ь онрпиь-чтря
уровнем сигнала на входе радиоприемного устройства, при koiqjjou «ft-
его выходе С изд С"ГСЯ напряжение Ч)вых (мощность Рвых), необходимые
для выделения принимаемой информации с заданным качеством
(допустимой степенью искажения). Требуемый уровень сигнала на
выходе необходим для надежного срабатывания оконечного устройства.
Если этого уровня не хватает из-за недостаточного усиления, то говорят,
что чувствительность приемника ограничена усилением. При
значительном запасе по усилению чувствительность ограничена
собственными шумами приемника. Такое положение характерно для
приемников дециметрового диапазона и более коротких волн.
Строго говоря, качество принятого сигнала зависит и от уровня
внешних (принимаемых антенной) помех, однако к понятию
чувствительности они отношения не имеют.
4. Мощность и форма выходных сигналов, задаваемые, в частности,
параметрами стыков приемника с оконечными устройствами.
*“ 5. Допустимые искажения сигналов - это степень изменений закона
модуляции при прохождении сигнала через все тракты радиоприемника
(добавим - и передатчика). Под требуемым качеством приема обычно
понимается получение заданного уровня принятого сигнала на выходе,
обеспечивающего нормальное функционирование оконечного
устройства при определенном отношении мощности сигнала к мощности
шума (С/Ш), либо реализация одного из вероятностных критериев
принятого сигнала (например, вероятность ошибки приема элементарной
посылки 0 или 1 в случае приема дискретных сигналов). Искажения
принятой информации в приемнике связываются с внутренними
12
параметрами приемника (см. ниже, п. 5). Необходимое качество приема
оговаривается в зависимости от типа оконечного устройства. В любом
случае качество приема зависит от веса шумов в смеси сигнал + шум,
независимо от ее уровня на выходе приемника.
6. Интенсивность собственных излучений, источниками которых
могут быть гетеродины приемника. Поскольку эти излучения могут
создавать помехи рядом расположенным приемникам, то их уровень
нормируется.
Паразитная мощность излучения радиоприемника - мощность
колебаний, излучаемых антенной, цепями питания и от корпуса
радиоприемника. Это - параметр ЭМС радиоприемника.
7. Избирательность радиоприемника - свойство приемника,
позволяющее отличать полезный радиосигнал от радиопомехи по
определенным признакам, свойственным радиосигналу.
От антенны на вход приемника поступает смесь сигнала и помех
разного происхождения и интенсивности. Уровень помех может
изменяться на 100 ... 120дБ (в 105 ... 106 раз). Особенно сильными помехи
приему становятся при размещении радиоприемников и
радиопередатчиков на ограниченной территории (например, на корабле)
или при работе на общие антенные устройства. В этих условиях
диапазон уровней помех на входе приемника может достигать 140 ... 160
дБ. Это означает, что приемник должен быть сконструирован так, чтобы
принимались слабые полезные сигналы и при этом не воспринимались
(не избирались, ослаблялись) не только слабые, но и очень интенсивные
помехи.
Сами сигналы могут претерпевать амплитудные и фазовые
искажения в передатчике и среде распространения радиоволн. Кроме
того, к этой смеси добавляются собственные шумы приемника.
Приемник должен быть способен отделять полезный сигнал от помех и
шумов по признакам, свойственным сигналу.
Возможны следующие виды избирательности в зависимости от
параметра, по которому сигнал отделяется от помехи:
- частотная, реализуемая с помощью частотно-избирательных цепей;
поскольку существует распределение полос радиоспектра между
службами радиосвязи и входящими в каждую службу радиосистемами,
го частотной избирательностью должны обладать любые радиоприемные
устройства; даже системы с кодовым разделением каналов отличаются
выделенными для них полосами частот;
- временная, реализуемая «отпиранием» приемника только на время
ожидаемого поступления полезного сигнала;
- амплитудная, реализуемая с помощью пороговых устройств при
приеме импульсных сигналов;
- пространственная, реализуемая с помощью антенн с явно
выраженными направленными свойствами (рис. 1.6) или путем
электронного управления синтезированной диаграммой направленности
фазированной антенной решетки; ——
Рис. 1.6. К пояснению пространственной избирательности радиоприемного
устройства
- поляризационная, также реализуемая с помощью антенн,
обладающих выраженными поляризационными свойствами;
- кодовая, реализуемая благодаря существенной разнице кодовой
структуры сигнала и структуры помех,
- статистическая, использующая статистические отличия сигнала и
помех.
В данном курсе рассматривается только частотная
избирательность, которая классифицируется как;
- односигнальная (по соседнему каналу, по побочным каналам, по
каналу промежуточной частоты) и
- многосигнальная (по блокированию, по перекрестной модуляции, по
взаимной модуляции), именуемая иногда эффективной или реальной.
В простейшем случае об односигнальной избирательности можно
судить по зависимости выходного напряжения Ubmx приемника от
13
частоты f при неизменном уровне и параметрах модуляции входного
сигнала, т.е. Ивых= 11вых(1)1 ивх const- На частоте f0 напряжение Ubbix
будет максимальным; обозначим его Ubbix(O), рис. 1.7,а. Ослабление D
расстроенной (относительно f0) помехи на величину Af
D(Af) = (UBbII(0)/UBbII(Af))l L’BX=const
и дает количественную оценку избирательности (рис. 1.7,6).
Рис. 1.7. Частотная зависимость коэффициента передачи (а) и характеристика
избирательности (б, в) избирательной цепи
Кривая D(Af) называется характеристикой односигнальной
избирательности.
Из изложенного ясно, что она определяется «результирующей»
амплитудно-частотной характеристикой всего тракта при действии на
его входе только одного малого колебания, не вызывающего нелинейных
эффектов.
Для удобства экспериментального определения эта характеристика
снимается при неизменном выходном, а не входном уровне
испытательного напряжения. Поэтому односигнальная избирательность
оценивается характеристикой, которая представляет собой зависимость
отношения
О(А0 = (Еа(А1)/ЕЛ0)1 Ubmx ” const
от величины расстройки Af. Здесь: ЕАо - чувствительность приемника на
частоте настройки f0 (т.е. при Af = 0), а ЕЛ(А1) - «чувствительность» на
любой частоте f, кроме f0.
Односигначъная избирательность радиоприемника - частотная
избирательность радиоприемника, определяемая отношением уровня
сигнала на заданной частоте к его заданному уровню на частоте
настройки при неизменном уровне сигнала на выходе радиоприемника и
13
b
измеряемая посредством одного входного сигнала с уровнем, не
вызывающим нелинейных эффектов в тракте приема.
При увеличении расстройки испытательного гармонического
колебания (которое имитирует помеху при Af * 0) за счет ослабления его
уровня на выходе избирательной системы восприимчивость к помехе
ухудшается. Из-за значительных пределов изменения D(Af) используют
логарифмическую величину В[дБ] = 201gD (рис. 1.7,в).
Ход этой кривой определяет ширину полос пропускания от входа
приемника до демодулятора, и поэтому ее используют как
характеристику избирательности. По ней можно определить, на сколько
ослабляется действие гармонической помехи относительно
принимаемого сигнала. Поскольку эта кривая определяется при
испытаниях одним гармоническим колебанием, то исторически она
получила название характеристики односигнальной избирательности.
Более точно ее можно было бы назвать характеристикой ослабления
помех, не совпадающих по частоте с принимаемым сигналом. В теории
ЭМС она относится к одной их характеристик восприимчивости.
Идеальной характеристикой избирательности, к которой следует
стремиться, является характеристика прямоугольной формы с полосой
пропускания, равной ширине спектра полезного сигнала (рис. 1.8).
Я9В^АТ£Л0Я1й:ТЬ ИДЕАЛЬНАЯ
Рис. 1.8. Идеальная и неидеальная характеристики избирательности
Она обеспечивает равномерное неискаженное воспроизведение его
спектра и бесконечно большое подавление любой помехи (D —> со) вне
полосы спектра сигнала. Для оценки приближения реальной
характеристики избирательности к идеальной введено понятие
коэффициента прямоуголъности. Согласно ГОСТ коэффициент
прямоугольное™ фильтра - отношение ширины полосы пропускания
14
4
фильтра по одному заданному уровню (D2) к ширине полосы
пропускания по другому заданному уровню (БД рис. 1.7,в.
Для идеальной характеристики Кп = 1. Поэтому чем больше
величина Кп, тем сильнее реальная характеристика отличается от
идеальной. Она характеризует крутизну наклона характеристики
избирательности (затухания), т.е. является адекватной введенной ранее
крутизне характеристики затухания фильтра 8Ф. Для логарифмического
масштаба между ними существует взаимосвязь, рис. 1.7,в:
S® = (D2 - D,)/[2(Af2 - AfO/foJ/100% =
= (D2 - D, )/[2Af,(Kn - 1 )/fo]/100%. [дБ/%]
В качестве уровня Df обычно выбирается 0,707 (3 дБ): он
определяет полосу пропускания принимаемого сигнала Afy Величина D2
принимается равной 20 дБ, 40 дБ, 60 дБ и т.д. Иногда степень близости
реальной характеристики к идеальной оценивают ослаблением D2 при
заданной расстройке Af2 от частоты сигнала fy
Так как в условиях напряженной электромагнитной обстановки
величина помех на входе приемника может быть значительной (в
большом городе ЕА - доли вольт, а в комплексах бортовой аппаратуры —
до десятков вольт), то требования к избирательности могут быть
жесткими, например, от 60 до 120 дБ.
Например, если приемник обладает чувствительностью ЕАО ~
1мкВ, а помеха должна быть подавлена так, чтобы отношение
сигнал/помеха на выходе приемника было йвыж = 10, то требуемая
избирательность при Ubmx = 1В должна составлять D = 107 или 140 дБ.
—---- 8. Частотная точность - это мера способности радиоприемника
устанавливать и поддерживать частоту его настройки с допустимой
погрешностью. Количественно она оценивается величиной отклонения
частоты насгройки приемника от номинальной:
Afnp = | Afy - Afu |
и определяется погрешностью установки Afy (оператором или системой
автоматики) и нестабильностью ее (например, нестабильностью частоты
гетеродина fr). При номинальной частоте настройки сигнал попадает в
середину полосы пропускания приемника (в супергетеродинном
приемнике - в середину полосы пропускания ТПЧ).
Г 9. Конструктивно-эксплуатаг^ионные параметры (устойчивость
параметров, эргономичность, надежность, ремонтопригодность,
энергопотребление, мобильность, стоимость, габариты, масса
эргономические показатели и др.). Например, под надежностью
приемника понимается способность сохранять основные качественные
показатели в пределах предъявленных требований при изменении (в
оговоренных пределах) внешних воздействующих факторов (ВВФ):
климатических условий (температуры, влажности, давления, пылевого,
химического и радиоакт ивного загрязнения воздуха и др.), механических
воздействий и нагрузок, питающих напряжений и др.
Современные технологии позволяют реализовать эти параметры
весьма эффективно.
10. Производственно-экономические характеристики (стоимость,
степень интеграции, степень унификации, соответствие мировым
образцам, сроки разрабо тки, серийноспособность и пр.).
Еще раз подчеркнем, что перечисленные показатели
характеристики приемников являются не просто набором отдельных
свойств, а образуют систему взаимосвязанных и взаимозависимых
качеств приемника. В частности, важнейшей характеристикой является
стоимость. Как правило, она находится в противоречии с другими
характеристиками. Поэтому создание новых поколений приемных
устройств, связанное неизбежно с их усложнением, не должно резко
увеличивать стоимость, что возможно улучшением технологичности и
связано с совершенствованием компонентной базы, переходом к j
интегральной технологии.
Теперь можно в сжатом виде изложить внутренние параметры
приемника, реализация которых создает условия для выполнения
требований заказчика при проектировании изделия.
К внутренним параметрам приемника относятся, в частности,
следующие (задаваемые графически или количественно).
а) Амплитудно-частотная характеристика, представляющая собой
зависимость напряжения 11вых на выходе приемника от частоты F
гармонически модулированного (по частоте, фазе и т.п.) параметра
принимаемого радиосигнала, рис. 1 9,а при постоянных остальных
параметрах сигнала на входе приемника;
б) Фазочастотная характеристика (рис. 1.9,б), как зависимость фазы
<рВЫ1 напряжения на выходе радиоприемника от частоты F при
упомянутых выше условиях;
в) Амплитудная характеристика (рис. 1.9,в), оцениваемая
зависимостью амплитуды первой гармоники амплитуды напряжения на
выходе приемника UBbl!U от амплитуды гармонических изменений
15
модулированного параметра радиосигнала на входе (т.е. от AUBK при
амплитудно-модулированных и однополосных радиосигналах, или от
AfBX при приеме частотно- и фазомодулированных сигналов и т.п.);
г) Переходная характеристика, представляющая собой изменения
во времени относительной величины выходного напряжения в
результате единичного скачка (перепада) модулируемого параметра
принимаемого сигнала, рис.1.9,г; для оценки отклонения этой
характеристики обычно задается т.н. «маска»;
Рис. 1.9. Амплитудно-частотная (а), фазочастотная (б), амплитудная (в) и
переходная характеристики
В приемнике могут возникнуть искажения, снижающие качество
приема.
Линейные искажения проявляются (для отдельных составляющих
спектра полезного сигнала) в различных условиях прохождения через
приемный тракт. Они обусловлены инерционностью отдельных
элементов тракта и не зависят от уровня входного сигнала и глубины
модуляции. Линейные искажения могут быть амплитудными и
фазовыми.
Амплитудно-частотные искажения проявляются в изменении
амплитуд спектральных составляющих и оцениваются
неравномерностью АЧХ тракта (рис. 1.9,а), называемой характеристикой
верности воспроизведения по напряжению Клчх ~
20^[иВых(Г)/ивых(Тм), где FM = 400, 800 или 1000 Гц Ее идеальный
вид - прямая на уровне 0 дБ. Реальная характеристика имеет спады в
области нижних и верхних частот F, обусловленные неравномерностью
15
16
АЧХ трактов приемника. Более полную оценку амплитудных искажений
с учетом влияния оконечных устройств позволяют получать
характеристики верности по звуковому давлению (для
радиовещательных приемников) или по яркости (для телевизионных
приемников).
Фазовые искажения обусловлены тем, что при прохождении через
приемник различные составляющие спектра сигнала задерживаются не
на одно и то же время, что влечет искажения формы принятого сигнала.
При идеальной (линейной!) фазочастотной характеристике (ФЧХ)
<р(/) (рис. 1.9,б) такие искажения отсутствуют. Для оценки фазовых
искажений используется характеристика группового времени
замедления - ГВЗ (устар., нерекоменд. - запаздывания), как производная
по частоте от ФЧХ: т3 = d<p/(2ndf). Идеальная характеристика ГВЗ
представляет собой прямую, параллельную оси абсцисс на уровне
среднего значения тзср, мерой которого служит неравномерность
характеристики. Фазовые искажения не оказывают заметного влияния на
слуховой прием монофонического вещания, однако, существенно
сказываются на качестве приема телевизионных, цифровых и ряда
других сигналов.
Линейные искажения импульсных сигналов могут оцениваться
переходной характеристикой приемника - временной зависимостью
выходного напряжения UBwx(t) при поступлении на вход приемника
скачка амплитуды (частоты, фазы) сигнала (рис. 1.9,г). Искажения
фронта и плоской части импульса характеризуются рядом параметров.
Время запаздывания tj - это время с момента начала входного импульса
до момента, когда достигается Ubeix = O,5Uo , где Uo = UbwxO) ПРИ t -> °о
, т.е. установившееся значение выходного сигнала. Время изменения
ПВых(0 от 0,1 до 0,9Uo называется временем нарастания t„ или
длительностью фронта импульса. При прекращении импульса EA(t)
имеет место переходной процесс, характер и длительность протекания
которого могут отличаться от процессов формирования фронта, поэтому
вводится время спада tc как время уменьшения UBbi\(t) от 0,9 до 0,1 Uo.
Переходные процессы могут приводить к появлению многоконтурности
изображения в телевизорах, увеличению вероятности ошибки при
приеме цифровых сигналов.
Нелинейные искажения обусловлены главным образом
нелинейностями характеристик усилительных элементов (транзисторов.
16
микросхем), связаны с появлением в спектре выходного сигнала новых
составляющих и зависят от уровня сигнала и глубины модуляции (в
передатчике).
Они сопровождаются «обогащением» спектра выходного
колебания в сравнении с входным и оцениваются коэффициентом
гармоник модулирующего сигнала Кг = VU2Bbix 2 + и2Вы\ з + -„/ивых ь
Здесь иВыхь UBbLX2> иВЫхз и т.д. - эффективные значения напряжения
соответствующих гармонических составляющих частоты
модулирующего сигнала F, возникающие в приемнике. Нелинейные
искажения возникают в каскадах с большими уровнями сигнала (и,
например, ухудшают качество приема сигнала на слух).
д) Динамический диапазон - это интервал уровней сигнала на входе
приемника, в пределах которого сигнал принимается с заданным
качеством (с допустимыми искажениями). Оценивается соотношением
DDnpM = (Ut „ макс /Uc „ мин), а чаще - в логарифмической форме DDnpM
= 201g (Uc вж макс /Uc „ мии); в современных приемниках DDnpM составляет
60...80дБ, иногда требуется DDnpM = 100 ... 120дБ.
По ГОСТ: Динамический диапазон радиоприемника - отношение
максимальной мощности входного сигнала в полосе пропускания
приемника к пороговой чувствительности радиоприемника ши
отношение уровня мешающего колебания в побочном канале при
заданных виде и величине нелинейных переходов из побочного канала в
основной к чувствительности радиоприемника по основному каначу.
е) Полоса пропускания частот, формируемая частотно-
избирательными системами всех трактов приемника (ТРЧ, ТПЧ, ТЗЧ);
она может быть реализована различными вариантами распределения
Избирательности между трактами приемника.
\ж) Коэффициент усиления по мощности Кр (или по напряжению).
з) Число и границы поддиапазонов (при их наличии).
и) Пределы регулировок усиления (при их наличии), а также другие
характеристики, реализация которых направлена на достижение
внешних параметров приемника.
В отличие от радиопередатчиков, где реализация противоречивых
требований может быть осуществлена преимущественно в разных
устройствах (узлах, блоках), в приемнике этого добиться трудно из-за
того, что невозможно нормировать его входные колебания: виды и
частоты помех, амплитуды помех и сигналов не могут быть
нормированы (заданы).
Таблица 1.1. Ориентировочное распределение основных требований между
основными трактами радиоприемника магистральных связей
Параметр Тракт Система Тракт Тракт
радио- синтеза промежуточных звуковой
частоты частот частот частоты
Диапазон частот и способ + +
установки частоты Шаг сетки частот Время перестройки + +
Вид принимаемого сигнала + + +
Чувствительность, ограниченная шумами 1 j 1 + + +
Односигнальная избирательность
- по зеркальному каналу, по промежуточной частоте 1 1 1
- по комбинационным
каналам 4-4- + +
-по соседним каналам
Многосигнальная избирательность + +
Регулировки усиления Регулировки полосы + ++ +
пропускания 4-4- +
Паразитные излучения -н- +
Вид управления + + + +
Примечание. Наиболее существенное влияние на реализуемость параметра отражено
несколькими знаками (+)
Поэтому реализация важнейших функций приемника (в первую
очередь - избирательности и усиления в сочетании с мерами
предотвращения искажений сигналов) распределена практически по
всем трактам, что создает определенные трудности для логичного и
лаконичного изложения материала, которое вынужденно
сопровождается повторами. В качестве примера в табл. 1.1 приведено
17
ориентировочное распределение реализации основных требований
между основными трактами в приемнике магистральной связи.
Вопросы для самоконтроля
1. Каково назначение основных составных частей радиоприемного
устройства (рис. 1.1)?
2. По каким признакам и как классифицируются радиоприемники?
3. Как реализуются основные функции в радиоприемнике прямого
усиления
4. За счет чего в приемнике супергетеродинного типа (СГ) типа
достигается лучшая чувствительность и избирательность?
5. Аргументируйте назначение функциональных узлов в схеме СГ
приемника (рис. 1.3).
6. Дайте определение терминам «супергетеродинный радиоприемник»,
«избирательность радиоприемника».
7. Перечислите возможные виды избирательности приемника.
8. Дайте комментарий к основным требованиям к радиоприемному
устройству с позиций заказчика.
9. Дайте комментарий к основным требованиям к радиоприемному
устройству с позиций проектировщика (для реализации требований с
позиций заказчика)
7
2. ТРАКТЫ РАДИОЧАСТОТЫ.
ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ ПРИЕМНИКА
2.1. Входные цепи
2.1.1. Классификация и основные виды входных цепей
Входную цепь любого вида можно представить структурной
схемой рис.2.1.
Рис. 2.1. Структурная схема входной цепи приемника
Входная цепь радиоприемника - электрическая цепь,
осуществляющая передачу радиочастотного сигнача от антенно-
фидерного устройства радиоприемника к усилителю радиочастотного
сигнала или к смесителю радиоприемника.
По виду избирательной системы резонансные входные цепи
подразделяются на одноконтурные, двухко1пурные и многоконтурные.
На рис.2.2,а,б,в,г представлена одноконтурная входная цепь с
различными видами связи (1 - с антенно-фидерной системой, 2 - с
первым каскадом УРЧ).
В двухконтурной входной цепи (рис.2.2,д,е,ж) уже три элемента
связи - второй элемент «связывает» контуры между собой.
Выбор вида избирательной системы зависит от требований к
избирательности и чувствительности приемника. С увеличением числа
контуров во входной цепи чувствительность приемника ухудшается,
поскольку уменьшается передаваемая из антенн мощность сигнала
вследствие возрастания ее потерь в контурах.
" Вид связи избирательной системы с антенной зависит от
параметров антенны и выбирается такой, чтобы’
- обеспечить возможно больший коэффициент передачи мощности
(напряжения) от антенны к УРЧ,
- уменьшить влияние изменений параметров антенны на
параметры входной цепи (на ее расстройку и на изменение полосы
11
8
изменяющимися в широких
составляющими входного
пропускания), поскольку в широкодиапазонных приемных устройствах
могут использоваться разные антенны с
пределах активной и реактивной
сопротивления ZA = RA + jXA.
ИдВНЕД/НЕ&ЧЛ-ОСТ-НАЕГ
Рис. 2.2. Виды входных цепей
Для иллюстрации на рис. 2.3 приведены зависимости активного и
реактивного сопротивлений штыревой антенны в диапазоне частот
принимаемого сигнала fc-
Рис. 2.3. Входное
сопротивление
штыревой приемной
антенны в диапазоне
частот (воли)
Частоте Год соответствует отношение длины антенны к длине
волны, равное 0,25. На частоте 2fOA на длине антенны «укладывается»
половина волны. В пределах от 0 до Гоа величина RA изменяется мало, а
хА имеет емкостный характер: антенна является аналогом
последовательного колебательного контура. В пределах от 1,7 до 2,3 Гоа
величина ZA изменяется как в параллельном контуре. Из этого следует,
что если приемник работает в узком диапазоне частот в окрестности
частоты Гоа, то влияние «настроенной» антенны на параметры входной
цепи будет слабым. При большой величине Kf = ГмаксДмин влияние
антенны может оказаться существенным.
Аналогично, выбор вида и величины связи избирательной системы
с УРЧ определяется величиной и характером входного сопротивления
первого каскада в диапазоне частот: I
- при высоком входном сопротивлении и малой входной емкости!
УРЧ применяется полное включение, обеспечивающее максимальный!
коэффициент передачи входного устройства, |
- при малом входном сопротивлении УРЧ для уменьшения его I
шунтирующего влияния на избирательную систему применяется I
неполное включение. ______I
По способу перестройки избирательные системы различают:’-
- с плавной перестройкой (конденсатором переменной емкости КИЕ,
варикапом),
- с дискретной перестройкой (дискретный КПЕ - ДКПЕ, дискретной
индуктивностью),
- с дискретным переключением фильтров.
По конструктивному исполнению входные устроис¥й&
реализуются:
- на элементах с сосредоточенными параметрами (в метровом
диапазоне частот и более длинноволновых),
- на элементах с распределенными параметрами на коаксиальных и
волновых резонаторах и полосовых линиях; в высокочастотной области I
метрового диапазона (150 ... 300 МГц) находили применение |
специальные конструкции контуров смешанного вида. |
В дециметровом диапазоне волн применяют коаксиальные и
плоскостные резонаторы из отрезков длинных линий. Они обладают
высокой добротностью, стабильностью и жесткостью конструкции. В
сантиметровом и миллиметровом диапазонах входная цепь обычно
1
19
состоит из волноводного тракта, отдельные участки которого
представляют собой объемные резонаторы (рис. 2.4).
I------Л--------I
а)АВТОГРАИСФОРМАГ1№НЛЯ CSP36 фМРОСГМЯ СВЯ&,
фшАМТЯВМЯ С&736 2)ИНАМ7ЯвМА CBffSi фВМ/сОСГШЯ Г&ЯЦ
и) М МММ
Рис. 2.4. Элементы входных цепей с распределенными параметрами
9
20
Плоскостные резонаторы выполняются в виде симметричной или
несимметричной микрополосковой (МПЛ), щелевой, копланарной и др.
линии. Конструктивно резонатор может быть сделан короткозамкнутым
или разомкнутым на конце. При длине линии 1 < А/4 (где X - длина волны
в линии) короткозамкнутый отрезок эквивалентен индуктивности,
разомкнутый - емкости, а при 1 = n А/4 (n = 1, 2, 3, ...) такие-отрезки
становятся резонансными и эквивалентными параллельному или
последовательному резонансному контуру.
В СВЧ-тракт резонаторы включаются по схеме двух- или
четырехполюсника, а также выполняются в виде шлейфа. На их основе
могут образовываться составные резонаторы в виде наборов
последовательно или параллельно включенных элементарных
резонаторов. Кроме прямоугольных, применяются плоские резонаторы
круговой, эллиптической и кольцевой формы. Перестройка плоских
резонаторов может быть механической (изменением размеров), а также -
электрической (обычно с помощью включенного в резонатор варикапа).
Более высокодобротные объемные резонаторы делятся на
твердотельные и полые. Твердотельные резонаторы представляют собой
небольшие объемы диэлектрика (с е »1) или феррита (с ц »1), в
которых имеет место объемный резонанс электромагнитного поля.
Диэлектрические резонаторы представляют собой диски, цилиндры,
бруски, кольца и т.п., форма, размеры и диэлектрическая проницаемость
которых выбраны так, чтобы выполнялись условия электромагнитного
резонанса вследствие полного внутреннего отражения электромагнитной
волны.
Подстройка частоты диэлектрических резонаторов достигается
внесением в их электрическое поле металлических или диэлектрических
тел.
Их использование наиболее эффективно в сантиметровом
диапазоне, поскольку на дециметровых волнах они проигрывают по
массогабаритным показателям, а в миллиметровом - их малые размеры
создают технологические трудности.
Типичный ферритовый резонатор представляет собой тщательно
отшлифованную сферу диаметром 0,3 ... 1 мм из монокристалла
железоиттриевого граната (ЖИГ), помещенную в центре двух
ортогонально расположенных петель связи, плоскость которых
совпадает с направлением постоянного подмагничивающего поля Н.
20
Каждая из петель соединена одним концом с подводящей
(отводящей) линией, а другой ее конец заземлен по СВЧ с помощью
четвертьволнового отрезка. При определенном сочетании внешних
магнитного и СВЧ полей в такой сфере в силу физических свойств
феррита возникает ферромагнитный резонанс. При Н = 0 связь между
входом и выходом резонатора отсутствует из-за ортогональности
расположения петель связи, а при резонансе через сферу ЖИГ энергия
СВЧ передается от входа к выходу. Главным достоинством ферритового
резонатора является высокая добротность (до » 10000) вплоть до
миллиметровых волн, и это - единственный тип резонаторов СВЧ,
резонансная частота которых не зависит от размеров, а определяется
только напряженностью постоянного подмагничивающего поля Н.
Полые объемные резонаторы в технике радиоприема сейчас
используются редко из-за плохой совместимости узлов, выполненных по
интегральной технологии, и массогабаритных показателей, хотя они
обладают очень высокой добротностью и надежной экранировкой от
воздействия внешних электромагнитных полей. Они выполняются в
виде отрезков волноводных и коаксиальных линий. Существуют также
радиальные, спиральные, кольцевые резонаторы бегущей волны и др.
Из упомянутых элементов создаются разнообразные фильтры
(полосовые, режекторные, верхних частот), используемые в качестве
входной цепи приемника. Например, на сферах ЖИГ могут быть
реализованы перестраиваемые фильтры на частотах 0,1 ... 90 ГГц с
полосами пропускания (зависящими от числа резонаторов и их
добротности) в десятки МГц.
На частотах выше 500 Мгц вместо термина «входная цепь»
используется термин «входное устройство», к которому принято
относить узлы на входе приемника, непосредственно определяющие его
чувствительность: входной фильтр, УРЧ, первый преобразователь,
устройства защиты, фазовращатели для фазированных антенных
_рещеток и др. Обычно они образуют единый конструктивный модуль.
। По симметрии входа различают входные цепи
I - с симметричным входом для связи с симметричными фидерами
1антеннами),
1 - с несимметричным входом; для соединения с симметричным
фидером (антенной) требуется специальное симметрирующее
устройство, в качестве которого чаще всего используется
широкополосный трансформатор.
2.1.2. Основные характеристики входной цепи
К ним относятся следующие.
1) . Коэффициент передачи, как отношение напряжения на входе
следующего каскада Ubx к ЭДС в антенне ЕА (в случае ферритовой
антенны - к напряженности поля сигнала)
Квх.ц(Д1) = ивх(Д1)/ ЕА , где Af = fc - f0.
При точной настройке входной цепи в резонанс с частотой сигнала
fo = fc (ДГ = 0): Квх.ц(0) = Ubx(0)/Ea.
2) . Избирательность, характеризующая уменьшение Квх.ц(Д1) по
сравнению с Квх.ц(0) и представляющая функцию рис. 2.5 (по аналогии
с рис. 1.7):
Ввх.ц = Квх.ц(0)/Квх.ц(Д1),
или
Ввх.ц [дБ] = 20^[Квх.ц(0)/Квх.ц(Д1)] (2-1)
Функция (2.1) является обратной функцией нормированного
коэффициента передачи входного устройства.
Рис. 2.5. Коэффициент передачи и затухание одноконтурного входного устройства
При одноконтурном входном устройстве эта зависимость
описывается выражением____________________
Ввх.ц = Vl + [(f7fo - fo/f)/d,]2, (2.2)
!1
где: f = fo + Af - частота колебаний от антенны, d, = 1/Q3 = 1/рСэ -
эквивалентное затухание контура входного устройства, Q3 и Сэ -
эквивалентные добротность и проводимость контура с учетом потерь,
вносимых сопротивлением антенны и входным сопротивлением 1-го
каскада УРЧ, р - волновое сопротивление контура с учетом
коэффициентов включения пц и ш2 (см. рис. 2.1) антенны и каскада УРЧ
к входной цепи.
Кривая рис. 2.5,6 характеризует, во сколько раз (в
логарифмическом масштабе - на сколько децибел) ослабляется
амплитуда напряжения с частотой fn + Af (или f0 - Af) по сравнению с
аналогичным колебанием частоты f0.
Отметим, что (если не предприняты специальные меры) при
работе в диапазоне частот коэффициент передачи одноконтурной
входной цепи изменяется, рис. 2.6.
Рис. 2.6. Возможная зависимость
коэффициента передачи и
полосы пропускания
одноконтурной входной цепи в
диапазоне частот
3) Полоса пропускания, равная ширине области частот с заданной
неравномерностью (уровнем отсчета) коэффициента передачи. Для
одноконтурной цепи при уровнях отсчета 1/d = 1,41; 2,0; 10 и 100 эти
полосы можно рассчитать по формулам
AFi,4i fo<V AF2,o ~ х/З fod,' AF1П « lOfod,; и AFпю ~ 100fnd3 (2.3)
Можно показать, что для настроенной fo - fc одноконтурной
входной цепи величина
d, = p(m2iGA + Gr + ш22Свх) = pG, (2.4)
1
где: mi = ECA/U2 - коэффициент включения проводимости антенны в
контур входной цепи, ш2 = U/U2 - аналогичный коэффициент включения
входной проводимости 1-го каскада УРЧ, GK - проводимость потерь
контура.
Соотношения (2.3) и (2.4) подтверждают, что полоса пропускания
входной цепи зависит от связи с антенной и параметров последней.
Количественная оценка величины полосы пропускания AFii41 на
различных частотах f0 диапазона fMHH < f0 < fMaKC будет различной, см. рис.
2.6. При с!э = 1/Q3 = 0,01 согласно (2.3) на частотах 1,5 МГц и 100 МГц
получим
AFn = AFi,4i = 15 кГц и AFif4i = 1 МГц.
Желательно, чтобы восходящие ветви кривой избирательности
затухания нарастали по возможности круче, а сама кривая приближалась
к прямоугольной. С этой целью используются двух- и многоконтурные
входные цепи. В последние годы роль входных цепей все чаще
выполняют комплекты не перестраиваемых полосовых фильтров
разного вида, переключением которых «перекрывается» весь диапазон
рабочих частот.
4) Перекрытие заданного диапазона частот fMHH < f0 < fMaKC при
перестройке избирательной цепи. При этом желательно, чтобы Квх.ц(0),
AF и Ввх.ц не изменялись.
Z—5) Постоянство параметров входной цепи при изменении параметров
антенны и входного сопротивления (проводимостей) первого каскада
УРЧ. Это важно при ненастроенных антеннах.
Ненастроенные антенны широко используются в диапазонах гекто-,
дека- и метровых волн. Они имеют частотозависимое комплексное
сопротивление ZA = RA + jXA (или проводимость YA = GA + jBA) и
поэтому вносят во входную цепь потери (приводящие к расширению
полосы ЛЕвх.ц и уменьшению Ввх.ц) и расстройку частоты fo
относительно требуемого значения частоты принимаемого сигнала.
Эта расстройка зависит от параметров антенны и от частоты
сигнала и поэтому не может быть скомпенсирована при заводской
регулировке. Если связь с антенной выбрать малой из условий
допустимой расстройки входной цепи, то становится возможной работа
на разные приемные антенны, имеющие большой разброс параметров.
При этом в контур вносится небольшое дополнительное затухание (не
12
более 10...20% от собственного), что позволяет практически сохранить
величины ДГвх.ц и Dbx-ц. Однако коэффициент передачи Квх.ц(0)
может существенно уменьшиться, что обычно допустимо, поскольку
уровень внешних помех в этих диапазонах обычно во много раз
превышает уровень собственных шумов приемника.
В рассматриваемых диапазонах в первом каскаде УРЧ обычно
используются транзисторы. Униполярный транзистор можно
подключать к выходу входной цепи с коэффициентом ш2 = 1.
Биполярный транзистор включается частично (пц < 1), иначе будут
утрачены избирательные свойства входной цепи из-за малого входного
сопротивления каскада.
На высокочастотном участке диапазона метровых волн и более
коротких волнах обычно используются антенны, настроенные на
среднюю частоту диапазона приемника, на которой можно считать ZA ®
Ra. Если Ra равно волновому сопротивлению фидера рф, то антенна
присоединяется непосредственно к фидеру, в других случаях - через
согласующую цепь. При этом антенно-фидерная система становится
эквивалентной генератору ЭДС ЕА с сопротивлением рф (или генератору
тока 1А = ЕА/рф, а проводимость Сф = 1/рф). Для антенн, которые могут
быть охарактеризованными действующей площадью антенны SA, вместо
Еа (или 1а) иногда рассматривают номинальную мощность в антенне
Ра ном = Ec2Sat] А /120л,
где: Ес - напряженность поля в точке приема, Т]А - кпд антенны при
согласованной нагрузке.
2.1.3. Защита входа приемника от мощных излучений
Приемники (в частности, размещенные в подвижных средствах)
могут оказаться в условиях сильных электромагнитных полей.
Наводимые ЭДС в приемных антеннах могут достигать десятков
вольт. Возникает опасность отказа во входных цепях; особенно опасно
выгорание транзисторов тракта радиочастоты. Для защиты входа
приемника от мощных полей предусматривают (рис. 2.7):
- противолокационный фильтр (ПЛФ), защищающий от мощных
импульсных помех от радиолокационных станций, с частотой среза fc ®
200 МГц и затуханием d > 10 на участке 200 ... 400 Мгц и d > 100 на
2
интервале от 400 МГц до 10 ГГц (для приемников диапазона fMaKC < 200
МГц);
- конденсатор большой емкости Cg.,,, который обладает большой
проводимостью для принимаемого сигнала осСбл и малой
проводимостью для тока промышленной частоты 100пС6л и пробивным
напряжением, превышающем амплитуду напряжения в промышленной
сети (например, Unpo6 > 500 В для трехфазной сети 3*380 В; С6л > 4000
пФ);
- электронная схема защиты (например, двусторонний амплитудный
ограничитель на полупроводниковых диодах), защищающая от
наведенных ЭДС (превышающих 2 ... 15 В) высоких частот;
- разрядник для защиты от больших напряжений (в частности
грозовых разрядов).
Рис. 2.7. Схема защиты входа приемника от мощных электромагнитных
воздействий
Рассмотренное устройство является первым на входе приемника,
предназначенным для ослабления наиболее интенсивных помех. В
последующих трактах необходимо предусматривать дополнительные
меры для борьбы с помехами, пропускаемыми устройством защиты.
Добавим, что на входе приемника ранних поколений
предусматривался симметрирующий высокочастотный трансформатор с
переключателем СИМ-НЕСИМ, позволявший к несимметричному входу
приемника подключать как симметричные, так и несимметричные
приемные антенны.
>3
Из эргономических соображений в современных приемниках
подобный переключатель не предусматривается: симметрирующий
трансформатор включается между снижением симметричной антенны и
несимметричным коаксиальным фидером (с волновым сопротивлением
50 или 75 Ом), т.е. переключение входа приемника производится
вручную сразу после развертывания антенн.
2.2. Качество приема сообщений
Основополагающим функциональным требованием к
радиоприемному устройству является заданное качество принятых
сообщений. В реализации заданного качества участвуют все узлы
радиоприемника. Поэтому заданное качество должно быть представлено
в виде некоторых количественных показателей. Условию их реализации
должны быть поставлены в соответствие вполне определенные
показатели (параметры и характеристики) всего приемника и каждого
его тракта и даже узла.
Поэтому рассмотрению характеристик составных частей ТРЧ
ниже предваряются сведения о критериях качественного приема
сообщений (условиях «похожести» принятого сообщения переданному).
Если качество определяется человеком (в случае, если он является
конечным пользователем информации), то определенному
субъективному качеству («отлично», «хорошо», «удовлетворительно»
или с применением иных градаций) должен быть поставлен в
соответствие определенный объективный показатель, который
может быть измерен (!).
Эти показатели представлены в п. 1.3. Важнейшими из таких
показателей являются чувствительность и избирательность. Основное
внимание в данном разделе уделено мерам повышения
чувствительности.
Качество приема в общем случае принято определять отношением
(сигнал)/(помеха + искажения + шум) на выходе радиоприемника. Если
оно реализуется при самом малом уровне сигнала на входе приемника
при отсутствии помех, то этот уровень и называется чувствительностью
приемника.
3
В ряде случаев желательно, чтобы приемник был способен
принимать как можно слабые радиосигналы (к ним, например, относятся
радиосигналы из Вселенной, сигналы спутниковых ретрансляторов и
т.д.). Еще раз подчеркнем, что при определении чувствительности
должно учитываться влияние факторов, присущих только приемнику, и,
следовательно, нс должно учитываться влияние внешних помех
(приемная антенна отключается).
Согласно Рекомендации МСЭ-Р 852, измерение
чувствительности одноканальных приемников излучений класса
F3E (G3E), производится по методу SINAD. В нем используется
отношение (Сигнал + Шум + Искажения)/(Шум + Искажения). Величина
(Шум + Искажения) измеряется при наличии модуляции на выходе
режекторного фильтра, не пропускающего испытательный сигнал.
Метод закреплен в ГОСТ. Он учитывает снижение качества
приема (кроме шума) еще по одной причине - из-за искажений
принимаемого сигнала внутри самого приемника (из-за несоблюдения
норм внутренних параметров приемника - АЧХ, ФЧХ и др., см. п. 1.3),
когда к сумме сигнал плюс шумы добавляются вносимые приемником
искажения (И). Обычная норма (С + И +Ш)/(И + Ш) = 12дБ.
Аббревиатура SINAD произошла от (Signal + Noise + Distortion),
что соответствует (Сигнал + Шум + Искажения) и соответствует
гребованиям МЭК.
Рекомендация МСЭ-Р 331-4 предлагает данный метод
распространить и для других классов излучений, но не все
Администрации связи государств с ним согласны. Обсуждение вопроса
продолжается.
Достоверность приема определяется отношением числа правильно
принятых слов или фраз при телефонной радиосвязи (или числа
правильно принятых знаков «О» или «1» при передаче данных) к общему-
числу переданных.
Принято, что при передаче/приеме аналоговых сообщений
требуемой разборчивости, исследуемой артикуляционными методами,
ставится в соответствие допустимое (Рс/Рш)вых прм = Ь2ВЫХ на выходе
тракта приема (при нормированных показателях терминального
оборудования). Например, субъективной оценке качества телефонной
связи по аналоговым радиоканалам соответствуют значения
2
разборчивости и отношения сигнал/шум (или сигнал/помеха),
приведенные в табл. 2.1.
Таблица 2.1. Зависимость между качеством приема и отношением сигнал/шум на
выходе приемника для аналоговых радиосигналов
Оценка качества связи Слоговая разборчивость, % Смысловая разборчивость, % Требуемое hBb!x, (в скобках - в дБ)
отлично хорошо удовлетворительно 80... 90 60... 80 40... 60 98 ... 99 97 ... 98 95 ... 97 80... 100; (16 ... 20)дБ 20... 80; (13 ... 16)дБ 7...20; (6... 13)дБ
При смысловой (фразовой) разборчивости менее 90 % контакт
между абонентами вообще нарушается.
Для приемников цифровых сигналов, в которых легко
обеспечивается прямой доступ к принятому потоку данных,
чувствительность лучше всего измерять при использовании критерия
достоверности, которая в свою очередь определяется отношением числа
правильно принятых знаков к общему числу переданных. Использование
такого критерия, который обеспечивает оценку для конкретного
применяемого канального декодера (эквивалентную методу SINAD),
позволяет производить прямое сравнение с аналоговыми методами
измерений.
Нормы на искажения в цифровых трактах содержатся в ряде
Рекомендаций МСЭ-Р, например, М.1037. 1181, 1228, 1230, S.522-5, 614-
5, 1062-1 и др
Требования по достоверности определяются вероятностью
ошибочного приема знака Рош.зн и, например, составляют:
- Рош.зн < 10’3 - для телеграфных сообщений,
- Рош.зн < 106 ... 107 - при передаче данных (вероятность приема
ложной команды предполагаются не более Рлож < 10'9 ,а вероятность
пропуска команды Рпроп не хуже 10“5 ).
Поскольку не всегда удобно измерять отношение С/Ш
непосредственно, используется измерение отношения (С + 1И)/1 II
Разница между этими измерениями в децибелах зависит от их значений.
Например, отношение (С + Ш)/Ш = ЗдБ соответствует отношению С/Ш
- ОдБ. При обычном отношении (С + Ш)/Ш = ЮдБ величина С/Ш =
9,54дБ.
В идеальной помеховой обстановке (Рп = 0) качество приема при
уменьшении РСА ограничивается собственными шумами антенно-
фидерного тракта и приемника. Чувствительность, как один из
объективных параметров приемника, также оказывается зависящей от
уровня его собственных шумов. Шумовые свойства приемника
оцениваются коэффициентом шума (Ш).
2.3. Коэффициент шума приемника
Любой элемент электрической цепи при температуре, отличной от
абсолютного нуля, «шумит». Протекающий через него ток имеет
хаотическую составляющую. Она и называется шумом. Этот шум от
всех элементов приемника, по которым протекают электрические токи
(как постоянные, так и переменные), можно прослушать на его выходе.
Собственные шумы приемника ограничивают минимальный
уровень сигнала, который может быть уловлен приемником, т.е.
ограничивает его чувствительность. При прохождении сигнала по
трактам приемника ухудшается соотношение сигнал/шум, увеличивая
вероятность искажений.
Действительно, если рассмотреть гипотетический N-каскадный
приемник с одинаковыми каскадами, имеющими равные коэффициенты
усиления по мощности Kj = К2 —... = = 1 и равными мощностями
шума Рци = Риц =...= Рш, то при условии линейности каскадов на
выходе каждого каскада можно записать:
(Рс/Рцп)выхь [Р<У(Рш1 + РшгЛвыхг; [Рс/^Рш1]вых n
Соотношение сигнал/шум по мере роста N ухудшается.
На рис. 2.8 представлен случай, когда после 5-го гипотетического
каскада отношение Pc/5Pmi становится меньше единицы, что приведет к
недопустимым искажениям принятого сигнала.
Для сравнения различных приемников по их шумовым свойствам
используется специальный параметр - коэффициент шума приемника
который показывает, во сколько раз уменьшается отношение средних
мощностей сигнала к шуму на выходе приемника по сравнению с этим
же отношением на входе
Шпрм = (Рс/Рш)м/(Р< /Рш)ВЫ1- (2-5)
Поскольку (Рс/Рш)вх > (Рс/Рш)вых, то ШПРм > 1.
25
Строго говоря, данное определение коэффициента шума
справедливо лишь для линейного тракта приемника.
Рса
Put
___________| Puts ! Puts {
| Puts ! Putt ! Putz
Putt ,* Putt } Putt | Putt *
Рис. 2.8. Изменение соотношения
сигнал/шум с увеличением числа
четырехполюсников
В некоторых узлах
приемника части (например,
демодуляторы) происходит трансформация шумов и сигнала. Такие узлы
нельзя отнести к линейному тракту, а их вклад в коэффициент шума
часто учитывается через поправочный коэффициент.
Для получения количественных характеристик при оценке
шумовых свойств приемника его структуру удобно представить в виде
рис. 2.9.
Рис. 2.9. К оценке шумовых свойств радиоприемника
Она включает эквивалент антенны с проводимостью УА = GA +
jBA, линейную часть приемника (к которой относятся ТРЧ и ТПЧ) и
нелинейную часть (в которой осуществляются нелинейные
преобразования сигнала, в частности - демодуляция).
Из (2.5) следует, что чем меньше коэффициент шума, тем лучше
шумовые свойства приемника. Поэтому одной из задач проектирования
приемников следует считать: как построить радиоприемник, чтобы он
имел возможно малый ШПРМ. Будем искать подходы к решению
упомянутой задачи.
2.3.1. Коэффициент шума линейного четырехполюсника
Тракт усиления сигнала до детектора радиоприемника можно
представить как систему линейных четырехполюсников, каждый из
которых характеризуется собственным коэффициентом шума
25
Ill = (РсвхРшвых)/(РсвыхРшвх) = РшвыхЛКрРщ вх), (2.6)
где Кр = Рс вых/Рс вх - коэффициент передачи (усиления) по
мощности.
Суммарную мощность шумов на выходе четырехполюсника
Ршвых можно представить в виде
Ршвых = Рщвх *КР + Рщсоб, (2.7)
где первое слагаемое - усиленные шумы от входа, а второе -
собственные шумы четырехполюсника.
Подстановка (2.7) в (2.6) приводит к
Ш = (КР Рщ вх + Рш собУКр Рш вх = 1 + Рш соб/(Кр Рш вх)- (2-8)
Определим Рш соб.
Будем полагать, что ко входу четырехполюсника с проводимостью
Увх = Gbx + jBex подключен некоторый источник сигнала с
собственной проводимостью Уи = Gn + jBn (рис. 2.10).
а)
б)
Рис. 2.10.
Эквивалентная схема
четырехполюсника для
определения шумов (а)
и зависимость
величины шумовой
ЭДС резистора при
различной шумовой
полосе (б)
Источником
шума (источник
сигнала не показан) является активная составляющая проводимости,
которую можно представить нешумящей проводимостью Gn и
генератором шумового тока 1Ш.
Квадрат эффективного значения шумового тока 12ш по Найквисту
равен
12ш = 4кТи G ДЕШ, (2.9)
где: к = 1,38*1О’23дж/град - постоянная Больцмана, Ти - эквивалентная
шумовая температура (по Кельвину) активной шумящей проводимости
источника сигнала, ДРШ - эффективная полоса шумов; это понятие ниже
будет уточнено.
Или иначе: величина ЭДС теплового шума Еш = (4кТ AF R)’05,
где R - активная составляющая «шумящего» сопротивления, рис.2.10,6.
На входной проводимости Gbx выделяется мощность шумов
Рщвх — и2шСвх = I2ujGbx/(Yh + YBx)2 =
= I2ihGm/(Gh + jBn + GBx +jBBX)2-
Наибольшая мощность шумов передастся на вход
четырехполюсника при условиях согласования антенны и входной цепи:
Gii = Gbx и Ви = - Ввх.
Тогда с учетом (2.9)
Ршвх = 12щ GM/(4GM) = I2ui/(4GM) = 4kTnAFmGn/(4GBX) =
= кТи ДРц|. (2.10)
Из (2.10) следует важный вывод: мощность теплового шума
проводимости (сопротивления), отдаваемая в согласованную нагрузку,
не зависит от величины проводимости, а определяется только ее
эквивалентной шумовой температурой и полосой шумов.
С учетом (2.10) выражение для коэффициента шума
четырехполюсника (2.8) примет вид
Ш = 1 + Рш соь/(Кр к Ти ДЕШ) (2.11)
Итак, коэффициент шума зависит от эквивалентной шумовой
температуры источника сигнала, что вполне объяснимо. Действительно,
температура является мерой энергии хаотического (неупорядоченного,
шумового) движения носителей заряда (та часть носителей заряда,
которая совершает упорядоченное движение, именуется током,
постоянным или переменным - не имеет значения).
При практических расчетах и измерениях это неудобно, поскольку
Ти не всегда возможно определить. Для комнатной температуры (Т =
27° С или Ти = То = 300° К) существует понятие стандартного
коэффициента шума.
Шо = 1 + (КР к То ДРШ) (2.12)
27
Для диапазона дециметровых и более коротких волн шумовые
свойства узлов характеризуют эффективной шумовой температурой Тш,
которая вводится следующим образом.
Заменим шумящий линейный четырехполюсник идентичным ему
идеальным нешумящим четырехполюсником и подключим к его входу
согласованное сопротивление. Эффективной входной шумовой
температурой называется температура, до которой необходимо нагреть
это сопротивление, чтобы мощность шумов на выходе была равна
мощности собственных шумов на выходе реального четырехполюсника
Тш = То(Ш - 1). Разрешив это соотношение относительно Ш, и
2.3.2. Коэффициент шума многокаскадной схемы
Для получения величины Ш нескольких четырехполюсников
определим коэффициент шума двух соседних четырехполюсников Шц,
(рис. 2.12,а). Затем, представляя первые два четырехполюсника как
один, определим коэффициент шума совместно с третьим (Ш^з) и т. д.:
П1] = 1 + Рш соб/(КР1Рщ вх1) (2.13)
Ш2 = 1 + Рш соб/(КР2 Рш вх1) (2.14)
или:
Рш СОБ2 = Рш ВХ2
подставив полученное Ш в выражение для коэффициента шума
приемника (см. ниже соотношение (2.19)), можно определить
эквивалентную шумовую температуру приемника. Если учесть
действующие на входе приемника шумы антенно-фидерного тракта, то
можно определить Тш всего радиоприемного устройства.
Преимущество Тш как меры шумовых свойств четырехполюсника
(в частности, всего приемника) заключается в независимости ее от
п-чй «пмхтимакк
Kp2(in2 - 1)
(2.14,a)
температуры источника сигнала.
Рис. 2.11. Шумовые свойства
различных источников
РшКб.г
1 Ptusx.
PuiOJSI
। Paeaijt
Puras.i
ttfptfys Pausi
+Xp3 Py/cgf2
Рис. 2.12. К
определению
коэффициента шума
нескольких
четырехполюсников
(ср. с рис. 2.8)
tKpzPlgCP&f
BXiKpiKp2) —
Рис. 2.13. К определению
коэффициента шума
радиоприемника
Ш1,2 = РшвыХ2^(Рш
~ (Рш ВХ1Кр1Кр2 + Рш СОБ1Кр2 + Рш СОБ2)/(Рш B\iKpiKp2) -
На рис. 2.11
представлены величины Тш
различных узлов (усилителей, смесителей) радиоприемников. Видно, что
шумовая температура полупроводниковых смесителей и усилителей
быстро растет с ростом частоты. Охлаждения шумящих узлов на входе
приемника дает возможность снижения Тш. Здесь же показана шумовая
температура шумов Галактики и атмосферы.
- 1+Ршсоб1/Рш bxiKpi + Ршсоб2/(Рш BxiKpiKp2) —
= Ш| + Р|цсоб2/(Рш BxiKpj Кр2). (2-15)
После подстановки (2.14,а) и (2.13) в(2.15) получаем
Ши — Ш1 + [Рщ вх2 Кр2(Ш2 - 1 )]/(Рш bxiKpiKp2) =
= Ш, + [(Ш2 - 1 укр1] (Рш вх2/Рш ВХ1). (2.16)
Согласно (2.10) Ршвх2 = кТ2ДРш2,
РщВХ! — кТ1ЛРш1.2 ,
27
2
где ЛРш2 - эквивалентная шумовая полоса только второго
четырехполюсника, АРШ1,2 - результирующая эффективная шумовая
полоса обоих (двух) четырехполюсников.
Если принять Ti = Т2 = То, то согласно (2.16)
Ш1.2 = Ш, + [(Ш2 - 1 )/КР1] (AF1II2/ДРШ1.2) (2.16,а)
Для системы из трех четырехполюсников
= Ш,.2 + [(Ш3 - 1)/КР1,2] (АРшз/АГШ1.2з),
где: АРШ1,2>з - результирующая эффективная шумовая полоса трех
четырехполюсников.
После подстановки (2.15,а) получим
Ш1>2,з = Ш, + [(Ш2 - l)/KP1](AFm2/AFmi,2) +
+ [(Шз - ^и^САРшз/АРццдз). (2.17)
Заметим, что коэффициенты шума, обусловленные каждым
последующим каскадом, обратно пропорционально зависят от
коэффициента передачи мощности предыдущих каскадов. При Кр > 1
вклад последующих каскадов в результирующий коэффициент шума
убывает (рис. 2.12).
2.3.3. Коэффициент шума радиоприемника
Полоса пропускания радиоприемника, (а, следовательно, и
результирующая эффективная шумовая полоса) определяются
каскадами, далеко отстоящими от входа тракта радиочастоты, вклад
которых в коэффициент шума мал. Поэтому в предположении, что
отношения шумовых полос при сомножителях (2.17) равны единице, для
ориентировочных расчетов коэффициента шума можно воспользоваться
соотношением
шп « Ш1 + (Ш2 - 1 укр1 + (Шз - 1)/(КР|КР2)+ ... +
+ (Ши - 1 )/(КР1КР2... КРП ). (2.18)
Из (2.18) следует, что коэффициент шума многокаскадной схемы в
первую очередь определяется коэффициентом шума первых каскадов..
Каждый последующий каскад влияет на общую величину коэффициента
шума тем меньше, чем больше усиление по мощности имеют
предшествующие ему каскады.
Конкретизируя схему рис. 2.12 применительно к тракту
радиочастоты приемника и введя обозначения параметров
2i
применительно к его составным частям (рис. 2.13), выражение (2.18) для
линейной части приемника (до демодулятора) можно записать в виде
Ш„р » Шфид + (Швхц - 1)/КрФид + (Uli - 1) /(Кр фвдКр вх ц) +
+ (Ш2 - 1 )/(Кр фидКр вх цКрО + ...
Антенный фидер и входная цепь представляют собой пассивные
четырехполюсники, коэффициент шума которых обратно
пропорционален коэффициенту передачи по мощности
Шфид = 1/Кр
фцд; Швх-Ц — 1 ВХ.1С
а их общий коэффициент шума можно выразить как
Шф„д + (Швхц- 1)/Крфцд= 1/Крфид + (1/Крвх.ц - 1)/КрФИд =
= 1 /(Кр фЦдКр ВЪц)
Тогда
Шпр = [Ш] + (Ш2 - 1)/КР1 + (Шз - l)/(KpjKP2) + ... +
+ (Ши - 1 )/nKpJ/(Kp фид Кр вх.ц)- (2-19)
Итак, возникающие в элементах приемника шумы, складываясь с
шумами, поступающими от антенны, ухудшают от каскада к каскаду
имевшееся в антенне отношение СИГНАЛ/ШУМ. Однако при расчете
результирующего отношения СИГНАЛ/ШУМ на выходе приемника нет
необходимости учитывать шумы всех каскадов его линейной части,
поскольку шумы последующих каскадов, добавляясь к уже усиленным
шумам антенны и предыдущих каскадов, существенно их изменить не
могут (рис. 2.12). Поэтому при расчете собственных шумов приемника
обычно достаточно учитывать шумы антенны и первых каскадов
линейной части приемника (включая первый преобразователь частоты).
Из (2.19) следует, что для уменьшения Шпр необходимо
реализовать 1-й каскад УРЧ с возможно малым Шц Кроме того важно,
чтобы коэффициенты передачи мощности антенного фидера (Кр фид) и
входной цепи (Крвх.ц) были близки к единице (что реализуется в
режиме согласования этих устройств), а величина КР| - возможно
большую величину.
Заметим, что не всегда стремятся реализовать возможно малый
коэффициент шума, в частности в декаметровом и метровом диапазонах
волн, поскольку приему слабых сигналов препятствуют не внутренние
шумы приемника, а достаточно высокий уровень внешних помех,
особенно в крупных городах или комплексах, насыщенных
радиоэлектронными средствами.
В спутниковых и радиорелейных системах, работающих в
диапазонах с малым уровнем внешних помех и при слабых сигналах на
входах приемников, в последних «выжимается» минимально возможный
коэффициент шума приемника и антенно-фидерной системы с
использованием малошумящих усилителей (см. рис. 2.11), а при
необходимости - с использованием охлаждения.
2.4. Чувствительность приемника 3^
Ранее было дано определение чувствительности как меры
способности приемника принимать слабые сигналы. При измерении
чувствительности измерительный сигнал на вход приемника подается от
генератора сигналов.
Различают чувствительность, ограниченную усилением, реальную
и пороговую чувствительность. —
Чувствительность радиоприемника, ограниченная усилением -
это чувствительность радиоприемника, определяемая минимальным
уровнем радиосигнала на его входе (ЕАо или РАо). необходимым для
получения заданного уровня сигнала на выходе приемника (UBbIJ или
Рвых)-
Евых EyUBX ЕуЕдд ИЛИ РВых КрРвх ЬСрРдо .
Выходной уровень сигнала определяется терминальным устройством и
должен поддерживаться практически неизменным. Поэтому
чувствительность (ЕА0 или РА0) будет затрубленной, если коэффициент
передачи приемника (Ку или КР) мал:
ЕА0 ивых/Ки ИЛИ Рдо РвьгУ^Р*
Более слабые радиосигналы (в сравнении с вычисленными по
приведенной формуле) не обеспечат требуемого значения выходного
уровня для оконечного устройства.
С увеличением коэффициента передачи (усиления) приемника
последний оказывается способным принимать все более слабые
(меньшие по уровню) радиосигналы. Так будет продолжаться до тех пор,
пока не наступит ограничивающее действие другого фактора —
собственных шумов приемного устройства. __,
Чувствительность радиоприемника, ограниченная шумами - это
чувствительность, определяемая минимальным уровнем радиосигнала на
его входе при заданном уровне полезного сигнала на выходе приемника
29
и заданном отношении уровней полезного сигнала к уровню шума (или
суммы шума и помех) на том же выходе.
Заданный уровень полезного сигнала определяет нормальное
функционирование оконечного устройства, а заданное отношение
уровня полезного сигнала к уровню шума (или суммы шума и помех) на
выходе приемника это отношение определяет качество приема
информации. Только при соблюдении обоих условий можно говорить о
получении достаточно точной копии переданного сообщения. В
публикациях чувствительность радиоприемника, ограниченная шумами,
для краткости именуется реальной чувствительностью. Она
оценивается минимальной ЭДС ЕАО (или минимальной мощностью Рса)
сигнала на входе приемника, при которых сигнал на выходе приемника
достигает заданного значения Рвых при заданном (требуемом)
отношении сигнал/шум Ьвых на том же выходе:
(Uc/Uni)BbIXnPM = Йвьи ИЛИ (Рс/Р|1|)вЫХ ПТ'М = Й вых*
При заданном значении Ь2вьи требуемое значение отношения
сигнал/шум на входе приемника зависит от многих факторов
(приемлемого качества принятого сигнала, класса излучения и ширины
полосы занимаемого им спектра, способов обработки сигнала в
демодуляторе, вариантов кодирования источника и радиоканала и т.д.).
Следовательно, величина реальной чувствительности зависит от
вида сигнала, требований к качеству приема и выбранного критерия его
оценки. Для каждого типа модема можно установить взаимозависимость
между соотношениями сигнал/помеха (или сигнал/шум) на выходе
приемника и на его входе.
Поскольку все приведенные выше соотношения для определения
коэффициента шума справедливы только для линейного режима
приемника (Рвых прм~ КрРю прм или UBbIJ прм = KuUM прм)5 а реальные
зависимости не могут считаться линейными (линейность не свойственна,
например, демодулятору), то введено понятие пороговой
чувствительности.
Пороговая чувствительность - чувствительность, определяемая
минимальным уровнем радиосигнала на его входе при равных уровнях
сигнала и шума на выходе линейной части приемника (т.е. до
демодулятора), т.е. при hBbII = h2Bbtt = 1. Она не отражает реальной
29
30
чувствительности. Нарушение линейной зависимости учитывается
поправочным коэффициентом у (см. ниже).
Чувствительность принято выражать в различных единицах.
а) Чувствительность в единицах мощности. При согласовании
штенны приемника с входом приемника можно записать РА = Рса- Из
эпределения пороговой чувствительности (Рс/Рш)вых = 1 и
коэффициента шума приемника Ширм = (Рс/Рш)вх/(Рс/Рш)вых следует
Рса = РшвхШдрм или РА пор = РшвхШпр.
Согласно (2.10), Ршвх — кТаАРш, где ТА - абсолютная
температура антенны, а ЛРШ - эффективная полоса пропускания
приемника. Тогда
1*А пор кТдДГщШпрм [Вт].
В полученном выражении не учтено изменение отношения
сигнал/шум, вносимое нелинейным трактом (демодулятором и,
возможно, последующими каскадами). Для учета вклада нелинейной
части приемника в реальную чувствительность ниже введен
дополнительный коэффициент у. После этого реальная чувствительность
может быть выражена аналогичным способом с учетом соотношения
(Рс/Рш)вых = 112„ых и влияния нелинейного тракта приемника,
выраженного коэффициентом у
РА = кТаЛРщШпрм У»!2,,,.,,. (2.19)
Величина у зависит от многих причин, в частности от вида
модуляции принимаемого сигнала.
В инженерных расчетах реальную чувствительность часто бывает
удобнее указывать в относительных единицах [дБ].
РАо = 101g(PAO/Po)
Если Ро = 1 Вт, то РАо,дБ = РАО, дБВт.
При Ро = Ю'6 Вт РАо,ДБ = РАо, дБмкВт.
б) Чувствительность приемника в единицах удельной мощности
VA. Она характеризует минимальную мощность в антенне РЛо,
приходящуюся на единицу полосы пропускания АРШ и
обеспечивающую нормальный уровень сигнала и требуемое отношение
С1л/шум на выходе й2вых:
Va = Pao/AFhi — кТА Ширм уЬ2вых. (2.20)
Если разделить VA на величину кТА, то получим удельную
мощность в единицах кТ:
30
Уд(кт) = Шцр,м уЬ2Вых-> (2.21)
При ТА= То= 300° С (комнатная температура): кТо = 4*10'21 Дж.
Представление чувствительности в единицах кТ позволяет
сравнивать приемники независимо от их полосы пропускания и
параметров антенн.
в) Чувствительность приемника в единицах ЭДС. Традиционно
оценка чувствительности в единицах ЭДС Едо используется в
приемниках декаметровых и метровых волн.
При согласовании антенны с входом приемника можно записать
Рао ~ E2a</4Ra ,
откуда с учетом (2.19)
Еао = >/4кТШАЕшТЬ2выЛа
Величина у, в частности, для сигналов амплитудной манипуляции
(А 1 А) и однополосных телефонных сигналов (J3А) принимается равной
единице. Для амплитудно-модулированных (АЗЕ) и частотно-
модулированиых сигналов (F3E, G3E) она составляет соответственно
Уазе = 1/т2 и yF3E = 1/Зш2чм,
где: ш - коэффициент амплитудной модуляции, тчм - индекс угловой
модуляции.
Расчетные формулы для чувствительности в микровольтах (при
AFU| в кГц, a Ra - в кОм) имеют вид __________
Еао[азе] = (Ьвых/8т) а/ШцрАЕшЕл,
Eao[aia] = (Ьвых/т) VlllfrpAFhjRa,
Едоцза] = (Ьвых/т) VmnpAFniRA ,
Еао[рзе]“ [hBbix/(8m4M^)]VlII|ipAF|nRA.
В приведенных соотношениях величины АЕШ различаются.
Подведем итоги. Итак, из изложенного следует, что
чувствительность приемника зависит от усиления приемника, уровня
собственных шумов (при максимально допустимом усилении сигнала),
которые в свою очередь зависят от ширины полосы пропускания
(последняя зависит от вида принимаемого сигнала). Дополнительный
вклад вносит и способ демодуляции (поправочный коэффициент у), а
также возможные искажения сигнала, возникающие в трактах
приемника (если не предприняты достаточные меры для минимизации
этих искажений). Чувствительность приемника не зависит от уровня
помех на входе приемника, поскольку измеряется при отключенной
антенне.
Оценка качества приема через коэффициент шума без учета
искажений в трактах приемника была бы завышенной. Методика
измерений чувствительности С ИНАД учитывает упомянутые искажения.
Если же искажения сигнала в приемнике пренебрежимо малы, то в
линейном режиме чувствительность может быть ограничена
собственными шумами приемника. Еще раз отметим, что линейным
режимом приемника является такой, при котором отношение Рс/Рш на
выходе прямо пропорционально уровню входного сигнала и глубине
модуляции.
Определяющее влияние на величину ШПрм оказывают входная
цепь и первые каскады усиления (а также первого смесителя).
Входная цепь должна обладать по возможности большим
коэффициентом передачи по мощности. Если от приемника требуется
высокая чувствительность, то не следует входную цепь делать
многоконтурной, поскольку коэффициент передачи многоконтурной
системы обратно пропорционален числу контуров. В свою очередь,
характеристика избирательности лучше у многоконтурной системы.
Поэтому выигрыш одноконтурной системы по чувствительности
сопровождается проигрышем по избирательности.
Первым каскадом тракта радиочастоты должен быть усилитель с
малым коэффициентом шума. Эго достигается, например, применением
специальных малошумящих усилителей (рис. 2.11). Поскольку основной
вклад в уровень шумов на выходе приемника вносят первые каскады, то
П1прМ = (1,1 ... 1,2)Шперв. каск. Как будет показано ниже, существенную
добавку в коэффициент шума может внести следующий за УРЧ
преобразователь частоты радиосигнала в промежуточную.
31
Вопросы для самоконтроля
1. Какие функциональные узлы входят в состав ТРЧ приемника?
Поясните назначение входной цепи и аргументируйте основные
требования к ней.
2. На какие параметры входной цепи и как может влиять приемная
антенна? Какие меры можно предпринять для уменьшения этого
влияния?
3. Какие меры могут предприниматься для защиты входа
радиоприемника от мощных излучений?
4. Дайте определение коэффициента шума радиоприемника.
5. Влияет ли коэффициент шума входной цепи на величину
коэффициента шума приемника и, если влияет, то как именно?
6. Влияет ли коэффициент шума УРЧ на коэффициент шума приемника
и, если влияет, то как именно?
7. Дайте комментарий к определениям для терминов: чувствительность,
ограниченная шумами, пороговая чувствительность, чувствительность,
ограниченная усилением.
8. В каких единицах выражается чувствительность?
И
3
3. ЧАСТОТНАЯ ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА
3.1. Классификация каналов приема в радиоприемнике
Выше (см. п. 1) упоминалось, что частотная избирательность
должна обеспечиваться в любом радиоприемнике, поскольку все
радиочастотные излучения происходят в общей среде РРВ и Moiyr
наводить ЭДС в приемных антеннах.
Напомним, что под односигнальной избирательностью понимают
избирательные свойства приемника, определяемые при воздействии на
его вход колебания одной частоты с относительно малой амплитудой,
такой, чтобы режим приемника до демодулятора оставался линейным.
Односигнальным методом оценивается избирательность по
отношению к соседним и побочным каналам приема^ Здесь под
термином «канал приема» понимается выделенная полоса частотного
спектра, в которой размещаются радиосигналы работающих
радиостанций:
- в основном канале размещаются принимаемые сигналы «своей»
радиостанции;
- в соседних (справа и слева) выделенных полосах частот находятся
сигналы радиостанций других корреспондентов, примыкающие к
основному каналу, но являющиеся помехами при приеме полезного
сигнала, рис. 1.8;
- расположение побочных каналов на частотной оси зависит от
величины частоты гетеродина (г в супергетеродинном приемнике.
Понятие побочных каналов относится только к
супергетеродинному приемнику.
Основным каналом приема принять называть полосу частот,
совпадающую с полосой пропускания линейной части приемника,
определенную по допустимой для данного класса излучения величине
ослабления составляющих спектра полезного сигнала.
Соседними каналами называются полосы частот, непосредственно
примыкающие к нижней и верхней границам основного канала. Чем
выше частота принимаемого радиосигнала, тем шире полоса частот
тракта радиочастоты. Поэтому сигналы соседних каналов (выступающие
в данной ситуации помехами!) не могут быть ослаблены в ТРЧ.
Побочным калачом приема называется полоса частот, равная или
меньшая полосы основного канала и не совпадающая с ним. Появление
з:
побочных каналов обусловлено наличием в радиоприемнике
преобразователя частоты (смесителя - нелинейного элемента и
гетеродина).
Наиболее полная классификация каналов приемника представлена
Рис. 3.1. Классификация каналов приема
Побочные каналы приема оцениваются односигнальной
избирательностью (ОСИ), а интермодуляционные — многосигнальной
(МСИ). Параметры односигнальной и многосигнальной избирательности
относятся к параметрам электромагнитной совместимости (ЭМС)
приемников. Для функционирования связи со своим корреспондентом
было бы достаточно рассмотрения только основного канала. Однако, для
функционирования приемника в присутствии электромагнитных полей
других излучателей следует учитывать восприимчивость приемника к
помехам, создаваемым в полосах частот, не совпадающих с полосой
основного канала. В этом смысле их правильнее было бы именовать
параметрами восприимчивости приемника к помехам (в соответствии с
терминологией ЭМС РЭС). Так, внеполосный канал - это канал приема в
полосах, примыкающих к полосе частот основного канала.
ОСИ определяет величину ослабления помех
- по соседнему каналу.
- по промежуточной частоте.
- по зеркальному каналу,
- по комбинационным каналам приема, образующимся в результате
взаимодействия (в смесителях) колебаний гармоник гетеродина и
помехи,
- по каналам приема, возникающим за счет наличия в спектре
гетеродинов, недостаточно подавленных дискретных побочных
колебаний в классификации (рис. 3.1) не отражено.
3.2. Односигнальная избирательность
3.2.1 Избирательность по соседнему каналу
На рис. 3.2 показано размещение основного и ближайших
соседних (заштриховано) каналов приема.
Рис. 3.2. К пояснению ослабления помех соседних каналов
Основной и соседний каналы размещены на частотной оси с
интервалом А1ск, называемым интервалом сетки рабочих частот.
Например, для телефонных сигналов АЗЕ и ВЗЕ Лбск >10 кГц. Как
33
правило, соседний канал избирательной системой ТРЧ не подавляется,
поскольку размещается в полосе пропускания ТРЧ, и поэтому помеха
этого канала попадает на вход преобразователя ТПЧ. В силу
исключительно близкого расположения к принимаемому сигналу помех
соседних каналов наиболее трудно извлечь сигнал их смеси его с
помехами.
Если перенесенная с помощью fr помеха (с частотой fr - Гек)
ослабляется характеристикой избирательности Вгпч менее требуемой
величины Dck треб (хотя бы частично, как показано на рис. 3.2 двойной
штриховкой), то при достаточном уровне этой помехи она может
попасть на выход приемника, ухудшая качество приема сигнала.
Избирательность приемника по соседнему каналу оценивается
отношением амплитуды ослабленной в ТПЧ помехи (Едск
испытательного колебания на частоте соседнего канала Гек) к
чувствительности (ЕЛо на частоте корреспондента fo = fc) в обычном или
логарифмическом масштабе:
Dck = Едск/Еао или Dck [дБ] = 201g (Едск/Едо)-
Строго говоря, символика этого отношения более приемлема для входа
приемника. Однако, с учетом линейности режима (малости амплитуд
Едо и Едск) это отношение сохраняется и на выходе смесителя
(коэффициенты передачи сигнала и помехи считаются одинаковыми), а
отношение ЕдскЛЕдо на выходе ТПЧ учитывает ослабление помехи
соседних каналов в избирательной системе ТПЧ.
Величина Dck находится по результирующей характеристике
избирательности ТРЧ и ТПЧ приемника при заданной расстройке AfcK.
Она показывает, во сколько раз (на сколько дБ) ухудшается
восприимчивость приемника на частоте соседнего канала по сравнению
с самым слабым принимаемым сигналом основного канала приема.
Чем больше величина Dck, тем меньше влияет помеха соседнего
канала на качество приема полезного сигнала. Из этого следует, что
обеспечение избирательности по соседнему каналу может быть
реализовано лишь в узкополосном тракте и поэтому возлагается на ГПЧ.
Чем меньше выбрана величина Гпч, тем легче реализовать
характеристику избирательности ТПЧ с более крутыми скатами
(большой крутизной S®, с меньшей полосой мешания AFm), тем сильнее
подавляется помеха соседнего канала, тем хуже восприимчивость
приемника к помехе, отстроенной от fc = fo на величину ЛГск.
Напомним, что а) Д£ск является шагом сетки рабочих частот в
данной радиосистеме, б) большая крутизна фильтра S® в ТПЧ
достигается у не перестраиваемых фильтров в сравнении с
перестраиваемыми. Именно поэтому величину Гпч целесообразно
выбирать постоянной.
Итак, односигнальная избирательность по соседнему каналу
оценивается по степени приближения реальной характеристики
избирательности (имеющей коэффициент прямоугольности Кп > 1) к
идеальной (Кц = 1), а количественно эта оценка задастся полосой
пропускания (обычно на уровне 3 или 6 дБ) и полосой мешания на
уровне Dck. Если помеха соседнего канала должна быть ослаблена на 60
(80, 100 дБ), то полоса мешания (равная 2AfCK) определяется на уровне
60(80, 100 дБ).
Характеристика избирательности ТРЧ обычно не оказывает
заметного влияния на результирующую односигнальную
избирательность по соседним каналам приема. Действительно, полоса
пропускания ТРЧ (AFypq) существенно превышает полосу пропускания
ТПЧ ((АКТпч), а крутизна скатов характеристики избирательности ТРЧ
вблизи частот соседних каналов невелика.
3.2.2. Зеркальный канал приема
В приемниках супергетеродинного типа частота сигнала fc
переносится в интересах подавления помех с помощью колебаний
гетеродина fr на промежуточную частоту Гпч. На частоте Гпч можно
достичь требуемого ослабления помех соседних каналов, но полностью
ослабить другие помехи без принятия специальных мер не удается.
Так, на входе приемной антенны всегда может оказаться колебание
с частотой fn = Гзер, отстоящей от fr на величину Гпч и расположенной
симметрично (зеркально) с принимаемым сигналом fc. Частота помехи
преобразуется в промежуточную так же, как и частота полезного
сигнала. Такая помеха называется зеркальной, а канал - зеркальным (по
международной терминологии - симметричным) каналом приема. При
нижней настройке гетеродина зеркальный канал отстоит от основного на
2Гпч.
Расположение помех зеркальных каналов приема при нижней (fr <
fc) и верхней (fr > fc) настройках гетеродина при преобразовании «вниз»
(Гпч < fc) приведено на рис. 3.3,а,б соответственно.
Если не предпринять мер, то колебания помехи зеркального канала
после преобразования с fr попадает (как и полезный сигнал) в полосу
пропускания ТПЧ. В тракте ПЧ произойдет наложение спектров
полезного сигнала и помехи, их разделение становится невозможным,
оба колебания будут далее усиливаться вместе, снижая качество приема.
Подавление помехи по зеркальному каналу (Озер, см. рис. 3.3,в) может
быть реализовано только избирательной системой ТРЧ и тем лучше, чем
дальше отстоит по частотной оси колебание Гзер от fc, т.е. чем больше
I Гзер - fcl = 2Гпч. Это означает, что восприимчивость приемника к
помехам Гзер будет тем хуже, чем больше величина Гпч.
Рис. 3.3. К и помех зеркального канала fn = Гзер при fr < fc (а), Гзер при fr > fc (б) и
пояснению ослабления помех по промежуточной частоте fn = Гпч (в)
Если помеха fn (см. рис. 3.3,в) слегка расстроена относительно
частоты Гзер = fc + 2Гпч на величину Afn, то в полосе пропускания
ДГтпч окажется два колебания с частотами Гпч - fr - fc (полезное) и fn -
fr (помеха). При гармонических fc, fr, fn после демодулятора образуется
колебание с частотой биений Afn, которое на выходе приемника будет
прослушиваться как «свист».
Зеркальный канал приема и побочный канал приема по ПЧ
имеют место в супергетеродинном приемнике всегда (!), даже если
смеситель является идеальным перемножителем двух колебаний во
временной области (с чисто квадратичной характеристикой нелинейного
элемента). Все остальные побочные каналы приема при использовании
идеального смесителя (и «идеально чистого гармонического колебания
fr») отсутствуют. Причиной образования других побочных каналов
приема является неидеальность смесителя, когда характеристика
нелинейного элемента смесителя описывается полиномом степени выше
второй, а также наличие в составе колебаний гетеродина дискретных
побочных колебаний.
Помеха зеркального канала является лишь частным случаем так
называемых комбинационных каналов приема.
Примечание. На рис. 3.3,в показано, что интенсивное (обычно Чмг « 1В
» Umc) колебание с частотой гетеродина fr может «просачиваться» в
приемную антенну с ослаблением Drer и излучаться, создавая помехи вблизи
расположенным РЭС. Наиболее опасным это колебание будет для другого
приемника, например, включенного параллельно на общую приемную антенну,
как это иногда бывает на стационарных приемных центрах (и в иных случаях).
Величина ослабления нежелательных излучений приемника является одним из
параметров ЭМС.
3.2.3. Побочный канал приема по
Если на входе приемника (рис.3.3,в) действует помеха с частотой,
равной или близкой с Гпч, которая недостаточно подавляется в ТРЧ, то
говорят о побочном канале приема по промежуточной частоте.
Если помеха с Гпч поступит на сигнальный вход смесителя, то с
большой вероятностью она может оказаться в полосе пропускания
фильтра на выходе смесителя, сложившись с принимаемым сигналом.
Принимаемый сигнал на выходе приемника будет искажен. Качество
принимаемого сигнала окажется ухудшенным.
Требуемое подавление помехи (до величины Опч, см. рис. 3.3,в)
реализуется характеристикой избирательности ТРЧ. Исходя из этого
(при преобразовании «вниз») величину Гпч желательно разместить ее на
частотной оси «подальше», левее от левого ската характеристики Г>ггч,
промежуточной частоте
35
т.е. выбирать по возможности малой. При перестройке приемника в
диапазоне частот Гмин ... Гмакс наиболее трудно осуществить
ослабление помехи (с Гпч) на самой низкой рабочей частоте Гмин.
Из изложенного следует, что частота Гпч не должна находиться
в диапазоне частот принимаемых радиосигналов.
Примечание. При преобразовании частоты «вверх» (см. далее, п. 3.2.5)
величина Гпч выбирается выше самой верхней частоты принимаемых сигналов
Гмакс и наиболее трудно осуществлять ослабление помехи (с Гпч!) на самой
высокой рабочей частоте Гмакс.
Одной из возможных мер ослабления помехи с частотой ПЧ
является включение в состав входной цепи режекторного фильтра на
[частоту Гпч (пропускающего колебания всех частот, кроме колебания на
промежуточной частоте).
3.2.4. Комбинационные каналы приема
Они возникают при преобразовании попавших на сигнальный вход
неидеального смесителя колебаний помех (fn), которые совместно с
колебаниями гетеродина fr создают новые колебания, попадающие в
полосу пропускания избирательной системы ТПЧ. На сигнальном входе
могут действовать и сигнал (fc) и помехи (fn). Напомним, что идеальной
характеристикой смесителя является квадратичная 1вых = а2и2вх.
Пусть для примера на входах смесителя действуют колебания
сигнала fc и гетеродина fr. За счет неидеальности смесителя (1вых = 1о +
aiUex + а2и2вх + а3 U3bx + ....) на его выходе возникнут гармоники mfc и
nfr (m = 0,1,2,...; n = 0,1,2,...) и их комбинации I +mfc ± nfr|.
Если на гетеродинном входе действуют гармоники гетеродина nfr,
а на сигнальном входе - помехи с частотами fn « mfc (кратными частоте
сигнала), то с их участием создаются условия образования побочных
каналов приема. Побочный канал приема образуется при условии
попадания нежелательного комбинационного колебания в полосу
пропускания ТПЧ (АЕпч).
I ±mfc + nfr| » Гпч + 0,5АЕпч, (3.1)
где: АЕпч - полоса пропускания ТПЧ.
Попадание в полосу АЕпч других колебаний (вне зависимости от
их происхождения) вызовет искажения принимаемого сообщения.
Сочетания помех (кратных частоте принимаемого сигнала mfc) и
гетеродина (nfc), удовлетворяющие точному равенству (3.1), можно
35
36
определить по известной (из курса радиопередающих устройств) диа1рамме
(рис. 3.4).
Для приемника более удобно эту диаграмму представить в иных
координатах. Так. возможные соотношения для полезных компонент
(пч = fc - fr (при fc > fr), (3.2)
fti4 = fr - fc (при fr > fc) (3.3)
совместно с частным случаем (ДГпч ® 0) соотношения (3.1) после
исключения из них fr приводятся к эквивалентным им соотношениям
Рис- 3.4. Номограмма для определения побочных колебаний
ю
о?
з.з
0.7
0.6
0*
0*
13
42
в/
V
Графики этих уравнений в координатах fun/fc и m приведены
соответственно на рис. 3.5,а и 3.5,6.
Задача ослабления помех по побочным каналам приема сводится к:
- определению полос частот, потенциально опасных с точки зрения
побочного приема, т.е. определению побочных каналов приема при
выбранных характеристиках преобразователей частоты и определению
способов улучшения упомянутых характеристик;
36
поиску способов максимально возможного ослабления
восприимчивости по этим каналам приема.
Ее решение аналогично решению задачи подавления побочных
колебаний в системах синтеза частот. Так, диаграммами рис.3.5 удобно
пользоваться для определения числа побочных каналов приема в
диапазоне fc = Гмин ... Гмакс при выборе величины Гпч.
На диаграммах точками обозначены сочетания тип, при которых
соблюдаются соотношения (3.2,а) и (3.3,а) для целочисленных значений
типе учетом знаков в этих соотношениях. Эти точки называются
фокусами побочных каналов приема.
Рис. 3.5. Фокусы комбинационных каналов приема
Например, в отмеченном на рис. 3.5,а интервале Гпч/Гмакс ...
Гпч/Гмин для т = 7ип = 7(т + п = 14) содержится 14 потенциальных
побочных каналов приема (на 14 частотах при появлении источников
излучений-помех последние могут попасть в полосу пропускания тракта
промежуточной частоты, испортив качество приема сигнала на 14
частотах).
Их число можно сократить до 8 (обозначено окружностями),
уменьшив m 4- п до 7 путем «совершенствования полинома»,
описывающего смеситель. Если удастся создать смеситель с полиномом
не выше пятой степени, то число фокусов сократится до трех. Как
правило, в любом радиоприемнике число фокусов («пораженных
частот») более трех не допустимо
Заметим, что разработка высококачественных смесителей является
очень непростой задачей, особенно в условиях сильного изменения
амплитуды колебаний на его сигнальном входе. По этой же причине
нежелательно изменять режим смесителей в интересах АРУ (см. п. 6).
Если по каким-либо причинам число фокусов в интервале
Гпч/Гмакс ... Гпч/Гмин окажется недопустимым, можно сузить этот
интервал, реализовав, например, два номинала промежуточной частоты
Гпч.
Заметим, что комбинационные каналы приема, обусловленные
взаимодействием гармоник сигнала и гетеродина, образуются в ТПЧ.
Поскольку помеха с частотой mfc не совпадает по частоте с
сигналом fc, то в подавлении помех комбинационных каналов приема
участвует и избирательная система ТРЧ, причем тем сильнее, чем
больше разница частот I fn - fc I.
Проиллюстрируем опасность комбинационного канала на
примерах. Пусть fr = 2000кГц, fc = 1500кГц, Гпч - 500кГц, fn = 1251 кГц,
АЕпч = 5кГц (например, прием однополосного сигнала). Комбинация
2fn - fr = 2* 1251 - 2000 - 502кГц. Оба колебания с частотами fr - fc и 2fn
- fr попадают в полосу тракта ПЧ. Поэтому при демодуляции возникнут
биения этих частот (2fn - fr) - (fr - fc) = 2кГц, воспринимаемые при
приеме на слух как свист с частотой 2 кГц.
Аналогичный «свист» может возникнуть и при взаимодействии
«гармоники сигнала» с гармоникой частота гетеродина, например, при
fr = 2000кГц, fc = 1501кГц и fr - fc - 499кГц при Гпч = 500кГц.
Взаимодействие второй гармоники 2fr с 3fc дает 3fc - 2fr = 3*1501 -
2*2000 = 503кГц, что проявится после демодулятора как свист с
частотой 503 - 499 = 4 кГц, причиной которого является настройка
гетеродина на фокус побочного канала: при fc= 1501кГциГг = 2001 кГц
на выходе приемника свиста не будет.
3.2.5. Способы ослабления помех по побочным каналам приема
I. Ослабление помехи зеркального канала. Помехи по
зеркальному каналу (как наиболее опасные) ослабляются только в тракте
сигнальной частоты за счет его избирательных свойств. Ослабление
зеркальной помехи может быть определено по характеристике
односигнальной избирательности ТРЧ, либо рассчитано с помощью
37
аналитических соотношений (для соответствующего вида избирательной
системы).
Так, избирательная система в виде одиночного колебательного
контура с добротностью Q) подавляет колебания Гзер с обобщенной
расстройкой озер - (2Af3ep/f„)Q3 в Dsep^Vl + о2зер раз,
где: АГзер - абсолютная расстройка зеркальной помехи относительно fc,
а озер «(4Af/f„)Q ).
Общее подавление зеркальной помехи в тракте радиочастоты
определяется как произведение (в логарифмическом масштабе - как
сумма) ослаблений во входной цепи Ввх.ц и каждом каскаде усиления
Dm>4, ГЪутч, :
Бобщ.зер = DBX.uDlyP4D2yT4 — .
Возможные практические варианты структурных схем ТРЧ
приведены на рис. 3.6. Их особенностью является необходимость
перестройки в диапазоне частот, иногда - очень широком. Эта
особенность совместно с необходимостью получения возможно более
узкой полосы пропускания (АРтрч) заставляет избегать применения
сложных перестраиваемых избирательных цепей и использовать лишь
одиночные колебательные контуры (либо двухконтурные полосовые
фильтры, перестраиваемые плавно или дискретно с помощью
конденсаторов).
Типовой тракт состоит из одно- или двухконтурной входной цепи,
предназначенной для согласования антенного фидера с входом УРЧ, и
одно- или двухкаскадного УРЧ. Эта структура варьируется в приемниках
различных классов, отличаясь лишь числом перестраиваемых контуров.
В интересах производственной унификации часто все контуры
обладают одинаковой добротностью. Однако при расчетах
избирательности ТРЧ следует учитывать, что с учетом шунтирования
антенной эквивалентная добротность первого контура (во входной цепи)
примерно в два раза меньше в сравнении с остальными.
Амплитудно-частотные характеристики (АЧХ) ТРЧ представлены
для вариантов 1-5 на правом верхнем рисунке, а для вариантов 6-10 - на
правом нижнем. В середине рисунка для каждого варианта представлены
соответствующие аналитические выражения для расчета АЧХ. Расчеты
выполнены для критической связи между контурами.
37
38
Рис. 3.6. Варианты распределения и характеристики и избирательности в тракте радиочастоты
38
Примечание. В случае использования в ТРЧ комплекта не
перестраиваемых полосовых фильтров расчет затухания зеркальных помех
производится аналогично: характеристики затухания каждого фильтра из этого
комплекта должны быть известны.
Из выражения для обобщенной расстройки озер следует, что
подавление помехи зеркального канала тем слабее, чем меньше
отношение частот Гпч/fc. При Гпч = const и изменении частоты сигнала в
широком диапазоне fo = fc= Гмин... Гмакс величина Озер на краях
диапазона будет различной. Наихудшая односигнальная избирательность
(наименьшее Озер) будет при fc = Гмакс. Поэтому для реализации Озер
> Отреб во всем диапазоне частот необходимо, чтобы удовлетворялась
допустимая величина отношения Гпч/Гмакс.
При весьма широкодиапазонном приемнике, когда Кг =
Гмакс/Гмин достигает десятков, реализация строгого требования (Отреб
> 60...80 дБ) может быть достигнуто использованием нескольких
значений Гпч: при переходе на более высокочастотный участок fc
одновременно увеличивается номинал промежуточной частоты, так, что
Гпч/fc уменьшается в допустимых пределах. Естественно, использование
нескольких значений Гпч усложняет конструкцию широкодиапазонного
приемника.
Чем меньше величина Kf приемника, тем легче решается задача
реализации заданного Озер > Отреб.
Как следует из изложенного, общими мерами по улучшению
подавления помех по зеркальному каналу являются:
- недопустимость использования нелинейных элементов в ТРЧ
(варикапов для электронной перестройки и др.);
- увеличение количества контуров в избирательной системе ТРЧ; при
этом улучшается прямоугольность характеристики избирательности,
- увеличение добротности контуров;
- применение фильтров с крутыми скатами характеристики
избирательности (S<j> - велико);
- увеличение промежуточной частоты:
- использование преобразования частоты «вверх».
2. Ослабление помехи по каналу промежуточной частоты. Эта
помеха подавляется только в тракте радиочастоты. Из рис. 2.16,в
следует, что при разностном преобразовании частоты (когда Гпч < fc и
Гпч < fr) подавление помехи из антенны с частотой Гпч будет тем лучше
(величина Dn4 - тем больше), чем лучше выполняется неравенство Гпч <
39
fo - fc. Напомним, fo - это частота настройки ТРЧ. Выражение для Ипч
можно записать для одноконтурной избирательной системы ТРЧ как
Опч = Озер « Vl + с^зер ® з/1 + Q2-j(fn/fo - ГсДп)2«I а - 1 /«. I,
где а = Гпч/fo
Наименьшее (наихудшее) подавление получается при а = 1, т.е.
при Гпч = fo, что тривиально. Поэтому величину fm следует выбирать
за пределами диапазона рабочих частот приемника.
Таким образом, для реализации заданной односигнальной
избирательности по промежуточной частоте следует уменьшить
отношение Гпч/fo- Очевидно, что наихудшее ослабление помехи по
каналу ПЧ будет в начале диапазона рабочих частот; поэтому
реализацию требуемого значения Впчтреб связывают с величиной Гпч
/Гмин (при преобразовании частоты «вниз»).
Из приведенного анализа следует, что требования к выбору
номинала Гпч в супергетеродинном приемнике с разностным
преобразованием противоречивы: для улучшения избирательности по
зеркальному каналу приема величину Гпч желательно выбирать по
возможности большой, а для улучшения избирательности по соседнему
каналу и каналу ПЧ - по возможности малой.
Если одновременная реализация требований Dck, Dm и Изер
невозможна, то противоречие разрешается построением приемника с
двойным преобразованием частоты, т.е. платой выступает усложнение
конструкции (рис. 3.7).
Рис. 3.7. Структура
радиоприемника с
двойным
преобразованием
частоты
При первом преобразовании величина ГПч1 выбирается достаточно
высокой (как вариант - преобразованием «вверх» Гпч1 > fci) Для
подавления помех в зеркальном канале Вторая ПЧ Гпч1 > fci выбирается
из соображений требуемого подавления помех по соседнему каналу и по
первой ПЧ, т.е. реализация противоречивых требований производится
раздельно, в разных устройствах, за счет усложнения схемы.
Отметим, что при преобразовании частоты «вниз» (fn4i < fc) в
широкодиапазонных приемниках (например, Гмин Гмакс = 1,5 ...
60МГц, Kf = 40!) реализовать противоречивые требования к величине Гцч
удается при односигнальной избирательности по наиболее опасному
зеркальному каналу лишь до величины D3EP < 60 дБ.
Рис. 3.8. К пояснению ослабления зеркальной помехи при преобразовании
«вниз» (а) и «вверх» (б)
Для реализации более жестких требований, например D3EP > 80 ...
100 дБ и более (что необходимо при использовании приемников вблизи
го
группы мощных передатчиков) иногда используется преобразование
частоты «вверх» (инфрадинный прием: ГПч > fc)-
На рис. 3.8а,б представлены оба варианта преобразования. При
выборе варианта Гпч > fc помеха с частотой f3EP перемещается на
частотной оси далеко вправо, что гарантирует ее высокое затухание в
ТРЧ. Но при этом становится затруднительным реализовать ослабление
помехи по промежуточной частоте fn4i в тракте ТРЧ (рис. 3.8,6) и
совершенно невозможно реализовать избирательность по соседнему
каналу, поскольку при fnq > fc невозможно реализовать узкую полосу
AF пт- Если бы это можно было сделать, то не возникло бы потребности
использовать преобразователь частоты сигнала в промежуточную
частоту.
Поэтому нерешенные при первом преобразовании частоты задачи
(Ппч > Опчтреб И DCk Осктреб) «переадресовываются» для разрешения
второму преобразованию частоты, которое должно быть обязательно
«вниз»: ГцЧ2< fnni-
Понятно, что при двойном преобразовании частоты в приемнике
появляются дополнительные побочные каналы: второй зеркальный канал
Гзер2 и канал по второй ПЧ ГПчг- Однако чувствительность по этим
каналам существенно ниже, чем по основному каналу, поскольку помехи
ослабляются не только трактом радиочастоты, но и трактом первой ПЧ.
3.2.6. Состав ТРЧ из условий обеспечения заданного ослабления
помех по зеркальному каналу и каналу ПЧ
Состав тракта радиочастоты с упомянутых здесь позиций
определяется из двух условий:
а) подавление помех зеркального канала на величину не хуже
заданной
Озер = Г)вх.ц(Нер)1)1у|>ч(Нер) ... DnyP4 (Гзер) > 1)зер греб(Гзер);
б) подавление помехи канала промежуточной частоты
Ппч = Пвх.ц(Гпч)П1урч (Гпч) ... Ппурч (Гпч) > Ппч треб(Гпч).
Удовлетворение этих условий возможно при различных вариантах
построения тракта, но решение сводится к определению вида,
количества и добротности избирательных систем в узлах ТРЧ, а также
распределению избирательных систем между входной цепью и
каскадами усиления УРЧ. Например, при трехконтурном ТРЧ можно
D
использовать одноконтурную входную цепь и два каскада УРЧ, либо
двухконтурную входную цепь и одноконтурный УРЧ и т.д. При
переборе вариантов построения ТРЧ следует иметь ввиду соображения,
дополнительно определяющие состав ТРЧ с позиции реализации
чувствительности для основного сигнала (а также - многосигнальной
избирательности, см. ниже).
Если принято решение о двойном преобразовании частоты в
приемнике, то должны быть реализованы заданные ослабления помех по
второму зеркальному каналу 1)зер2 (см. рис. 3.8,в) и каналу второй ПЧ.
Это возлагается как на тракт радиочастоты, так и на тракт первой ПЧ
(из-за выбранного масштаба пересечения ординат с Втрч и Dthhi не
показаны; это пересечение имеет место выше заданного уровня Втреб).
Возможен вариант прямого преобразования fc в «нулевую
частоту», если выбрать fr = fc, рис. 3.9.
Рис. 3.9. Вариант прямого преобразования частоты принимаемого сигнала в
звуковую частоту
Проиллюстрируем это (в интересах упрощения математических
выкладок) на примере приема амплитудно-модулированых сигналов,
хотя выводы будут действительны и для других сигналов:
Uc(t) = Urac (1+m cosOt)cos coct.
После смесителя (рис. 3.9), выполняющего функцию
перемножения колебаний X] = Uc(t) и Х2 = Ur(t) = Umr cos(o)1t+cpr) по
алгоритму АХ1Х2, при юс = сог получаем колебание, содержащее
информацию (колебание с частотой О)
0,5 AUmcUmr( 1 +mcosQt)coscpr+0,5 AUmcUmr( 1 +mcosQt)cos(2coet+<pr).
Выбрав полосу пропускания фильтра нижних частот на выходе
смесителя величиной Омаке, где Омаке - максимальная частота
модулирующего сигнала, на выходе достигается подавление всех
нежелательных колебаний, кроме полезного
4
41
Uebix(t) = 0,5 AUmcUmrmcos <prcos Qt.
Правильный выбор разности фаз колебаний сигнала и гетеродина
(<рг = 0) позволяет получить максимальный уровень принятого сигнала.
Это возможно лишь при строгой синхронности колебаний Uc (t) и Ur(t).
Поэтому подобный метод приема и демодулятор-смеситель называются
синхронными (когерентными), а приемник - синхродином (гомодином).
Низкая помехоустойчивость цепи синхронизации (на рис. 3.9 не
показана) является серьезным недостатком схемы синхродинного
приема. Подавление помех и основное усиление в основном
осуществляются на звуковой частоте. Зато (при простой схеме)
отсутствуют некоторые побочные каналы приема. Побочные каналы
приема возможны на частотах, кратных частоте гетеродина
Гпч = fc - fr = 0; Гпч = fn - sfr = 0, т.е. при fn = sfr,
где s - номер гармоники частоты гетеродина.
Рис. 3.10. Обобщенная картина побочных каналов приема и механизм переноса
шумов гетеродина в полосу пропускания принимаемого сигнала
1
42
На нем представлены основной и побочные каналы приема, а
также отражен механизм попадания шумов гетеродина в полосу
пропускания ТПЧ через основной и побочные каналы приема (см. ниже
рис.3.13).
Характеристика односигнальной избирательности приемника со стороны входа
смесителя имеет вид сложной кривой, обусловленной различным ослаблением помех по
комбинационным каналам приема (помех с различными частотами, образующими
взаимодействием с колебанием гетеродина колебание с промежуточной частотой).
Основная мера ослабления помех по побочным каналам приема - это применение
избирательных систем до смесителя и правильный выбор наминала fn4.
«Односигнальные» методы для испытаний избирательности имеют
ограниченные пределы применения - только при относительно слабых сигналах и
помехах.
3.3. Многосигнальная избирательность
Реально на приемную антенну кроме полезного сигнала действует
весь спектр помех с произвольными частотами и амплитудами.
При этом даже не попадающее в полосу пропускания приемника
помехи могут оказывать сильное мешающее влияние и искажать
принимаемое сообщение. Наиболее ярко это проявляется в приемниках,
работающих в составе комплексов, где излучения «своих» вблизи
расположенных передатчиков создают интенсивные взаимные помехи
работе радиосредств.
_----„ В соответствии с рис. 3.1, различают два случая возникновения
I нежелательного воздействия интенсивных (с большим уровнем) помех
I при приеме радиосигналов
а) когда на входе приемника действует одна мощная помеха
1 совместно с принимаемым сигналом,
1 б) когда совместно с принимаемым сигналом на входе приемника
уцействует две и более мощных помех.
I В соответствии с этим рассматривают двух- и трехсигнальную
избирательность.
Примечание. Чтобы учесть явления, вызванные нелинейностью,
проявляющейся при больших уровнях помех (или сигнала + помехи),
применяются испытания несколькими колебаниями: на вход приемника
подаются два (или три) колебания. При этом для оценки ослабления
влияния помех выступает кривая двух- или трехсигнальной
избирательности. Термин (как и при односигнальной избирательности)
42
проигрывает в корректности, в связи с тем, что испытательные
колебания имитируют воздействие не только сигнала, но и помех!
В ряде случаев при изучении многосигнальной избирательности
возникают затруднения. Однако, в связи с использованием терминов
«односигнальная и многосигнальная избирательность» в действующих
ГОСТах, специалисты вынуждены ими пользоваться. Корректнее
использовать терминологию ГОСТов в области ЭМС РЭС, поскольку
рассматриваемые характеристики по своей сути являются не столько
характеристики избирательности, сколько характеристиками
восприимчивости РЭС к радиопомехам.
В пп. 3.4.1 и 3.4.2 рассматривается случай нежелательного влияния
одной интенсивной помехи, а в п. 3.4.3 - двух.
) 3.3.1. Понятие о многосигнальной избирательности. Блокирование
В чем же может проявляться мешающее действие подобных
излучений?
Пусть (рис. 3.11,а) на вход радиоприемника (например,
настроенного на вещательную станцию (fc = f0) подается
немодулированная помеха с амплитудой Un (например, Un = 1 В от
генератора, имитирующего помеху). Помеха расстроена относительно fc
(например, fn = fc +1 МГц).
Рис. 3.11. К пояснению явления блокирования сигнала помехой
Если уменьшать fn, приближая ее к fc, то на выходе приемника (в
телефонах) будет наблюдаться уменьшение и даже полное исчезновение
(блокирование) сигнала вещательной станции. На жаргоне говорят о
«забитии» принимаемого сигнала помехой (неприемлемый для
употребления термин). Характерно, что исчезновение принимаемого
сигнала происходит при расстройке (fc - fn), значительно превышающей
полосу пропускания приемника и не совпадающей ни с одним побочным
каналом приема.
Блокирование в радиоприемнике - изменение уровня сигнала (или
отношения сигнал/шум) на выходе радиоприемника при действии
радиопомехи, частота которой не совпадает с частотами основного и
побочного каналов приема радиоприемника.
Для поиска причины этого явления и выработки мер борьбы с ним
рассмотрим рис.3.11,6.
Видно, что при некоторой расстройке помехи ЛГпом ее ослабление
входной цепью Dn оказывается недостаточным, и на входе первого
каскада УРЧ вместе с сигналом будет действовать значительное
напряжение помехи Un. Может оказаться так, что суммарная величина
напряжений сигнала и помехи (Uc + Un) превысит линейный участок
проходной характеристики усилительного прибора УРЧ (радиолампы,
транзистора), и усилительный прибор следует рассматривать как
нелинейный элемент (НЭ).
Представим проходную характеристику НЭ полиномом (для
определенности - третьей степени):
1вых = Io + a]Uex + a2U2BX + аз U3bx. (3.4)
Полагая для упрощения выкладок сигнал и помеху
гармоническими
Ubx = Umc coscoct + Umn cos cont, (3.5)
подставим их в (3.4). После тригонометрических преобразований и
группирования составляющих с частотой toc получим выражение для
амплитуды выходного тока принимаемого сигнала (см. Приложение Б и
строку (1)): т----
Iml= aiUmc +0,75a3U3mc +0,75a3UmcU2mn. (3.6)
В соотношении (3.6):
- первое слагаемое является результатом усиления принимаемого
сигнала на линейном участке проходной характеристики;
- второе слагаемое характеризует изменение амплитуд за счет
отклонения рабочей части проходной характеристики от линейной
(при малых Umc этим слагаемым можно пренебречь);
43
третье слагаемое отражает добавку (со своим знаком),
обусловленную существенным удлинением рабочей части проходной
характеристики, которую уже нельзя считать линейной, за счет
интенсивной помехи (Umn - велико).
Примечание. Заметим, что представление проходной характеристики в
виде отрезка другого ряда (например, ряда Тейлора, как это имеет место в
большинстве учебников, посвященных технике радиоприема) приводят к
аналогичному результату, в котором лишь иначе обозначены коэффициенты
при Umc и Umn:
Im, « SUmc +0,125 S”U3mc +0,25 S”UmcU2mii, (3.7)
где: S и S” - соответственно крутизна и вторая производная крутизны
проходной характеристики в рабочей точке.
Из полученного соотношения следует, что амплитуда тока на
выходе каскада УРЧ Im, определяется не только напряжением сигнала
Umc , но и напряжением Umn. При этом влияние помехи на амплитуду
Im, зависит от знака коэффициента аз и может выражаться как в
уменьшении, так и в увеличении уровня сигнала. Если считать, что
остальные каскады радиоприемника работают в линейном режиме, то
такое же изменение сигнала будет и на его выходе.
Степень влияния помехи на уровень выходного сигнала оценивают
коэффициентом блокирования (Кбл), определяемым как отношение
изменения уровня сигнала Im,(c+n) на выходе каскада (приемника) при
воздействии помехи к уровню сигнала Im,c в ее отсутствии:
Кбл = (1т1(С+П) - ImlC yimic • (3-8) —------
С учетом (3.6) выражение (3.8) принимает вид
Кбл = 3/2(a3/ai)U2mn, (3.9)
В практике эксплуатации радиоприемников допустимые
искажения сигнала при воздействии сильных внеполосных помех
задаются допустимым коэффициентом блокирования Кбл доп. Обычно
Кбл доп < 0.2.
Из последних соотношений может быть найдена допустимая
амплитуда блокирующей помехи________
Umn < >/з/2 (аз/аЭКш доп (3.10)
Способность приемника противостоять блокированию оценивается
двухсигнальной характеристикой частотной избирательности по
блокированию. Она выражает зависимость измерительного уровня
помехи на входе приемника от ее расстройки ДГн = fn - fc относительно
43
4
сигнала при заданном коэффициенте блокирования: Un = <p (Afn) при Кбл =
const
Характеристика называется двухсигнальной в связи с тем, что
экспериментально она снимается путем воздействия на вход приемника
двух гармонических колебаний (сигнала и помехи).
По этой характеристике (рис. 3.12) может быть определена полоса
частот (расстроек помехи), в пределах которой помеха заданного уровня
снижает качество приема сигнала ниже требуемого (Кбл > Кбл.доп). Эта
полоса частот называется полосой блокирования. Может быть решена и
обратная задача: определен уровень блокирующей помехи при заданной
ее расстройке.
Теперь можно уточнить определение многосигнальной
избирательности радиоприемника по блокированию: это - мера
способности радиоприемника принимать с требуемым качеством (Кбл <
Кбл.доп) сигнал заданного уровня при воздействии на его вход
немодулированной внеполосной помехи, амплитуда которой достаточна
для того, чтобы вызвать эффект блокирования.
Рис. 3.12. Характеристика блокирования
радиоприемника
Блокирование происходит, как
правило, во входных каскадах (в
супергетеродинных приемниках - до
преобразователя частоты
включительно). При неправильном
выборе усиления в тракте радиочастоты блокирование может возникнуть
и в последующих трактах (например, при отказе в работе системы АРУ
приемника, см. п. 6). Заметим, что эффект блокирования может быть
вызван и очень большим уровнем принимаемого сигнала, см. второе
слагаемое в соотношении (3.6).
Блокирование является типичным случаем воздействия помех,
когда сами помехи ни в каком виде не проникают на выход
радиоприемника и все же оказывают мешающее воздействие.
Выше упоминалось, что блокирование может проявляться и в
изменении отношения сигнал/шум на выходе приемника. Даже при
отсутствии сигнала уровень шума в основном канале может возрасти,
рис. 3.13.
44
4
Рис. 3.13. К пояснению переноса шумов гетеродина на принимаемый сигнал
Если разность частот помехи (fn) и частью энергетического шума
(AN) гетеродина (синтезатора частот) приемника равна Гпч, то эта часть
спектра (ширина которой равна полосе пропускания тракта ПЧ АЕпч)
преобразуется в промежуточную частоту и окажется в тракте ПЧ, а затем
и на выходе приемника в виде энергии шума. Чем меньше Ширм, тем
более ощутимым становится преобразование шума гетеродина помехой,
поскольку величина преобразуемой энергии AN в тракте ПЧ
пропорциональна амплитуде помехи!
Чем ближе частота помехи к полосе основного канала приема, тем
больше проявляется эффект преобразования шумов, поскольку
преобразуемая часть спектра шумов имеет нарастающую спектральную
плотность.
Из этого следует практическая рекомендация — по возможности
снижать мощность шума гетеродина (синтезатора частот) и сужать его
спектр (например, постановкой между выходом гетеродина и входом
смесителя узкополосного фильтра, что, правда, возможно только при не
перестраиваемом гетеродине).
Именно это явление породило нормирование шумов на выходе
синтезаторов частоты и, в свою очередь, нормирование шумовых
характеристик опорных кварцевых генераторов (нормирование их
кратковременной нестабильности частоты). Упомянутое выше особенно
актуально при приеме радиосигналов, манипулированных по фазе.
Под действием помех могут возникать и другие нелинейные
эффекты^ например:
4:
- перенос модуляции помехи на полезный сигнал, перекрестные
искажения (устаревший термин - перекрестная модуляция);
- образование помехи на частоте основного или побочных каналов
приема при воздействии на вход приемника нескольких помех с разными
частотами - взаимная модуляция (в приемнике!).
Приемник должен быть сконструировать так, чтобы даже при
наличии упомянутых эффектов прием сигнала осуществлялся с
допустимыми искажениями. Это и составляет суть понятия
многосигнальной избирательности. Или иначе: многосигнальная
избирательность, есть способность приемника принимать полезный
сигнал с требуемым качеством в условиях действия на его входе
интенсивных внеполосных помех. р.
3.3.2. Перекрестная модуляция
Выше предполагалось, что как сигнал, так и помеха не
модулированы.
Рассмотрим теперь воздействие на приемник модулированной
помехи Un, для определенности - модулированной по амплитуде
колебанием с частотой fin = 2nFn и коэффициентом модуляции шп (что,
однако, не снижает общности рассуждений):
Un = Umn (1 + mncosfint) coscont (3.11)
Подстановка (3.11) в соотношение (3.6) приводит к выражениям
для первой гармонии выходного тока усилительного каскада
соответственно:
Imi® ajUmc + 3/2 a3UmcU2mn (1 + ш„ cosfint)2 =
= a^mc + 3/2a3UmcU2mn(l + 2 mncosfint + mncos2fint), (3.12)
Пренебрегая величиной m2ncos2fint при mn < 1. получим
приближенное выражение для амплитуды первой гармоники выходного
тока каскада УРЧ:
1ПЦ- aiUmc + 3/2a3UmcU2mn + 3a3UmcU2mn mncosfint (3.13)
Сравнив (3.13) c (3.1), обнаружим, что при воздействии!
модулированной помехи, наряду с эффектом блокирования имеет место!
новый эффект - перенос, «пересаживание» закона модуляции с помехи!
на принимаемый сигнал.
В лабораторных условиях этот эффект можно наблюдать так !
(рис.3.14а). J»
На вход приемника от генератора подается модулированный
сигнал Umc =10... 20 мкВ с частотой fc.
Рис. 3.14. Установка для наблюдения эффекта перекрестных искажений
На выходе приемника прослушивается частота тона модуляции
сигнала.
Выключается модуляция сигнала на генераторе. От другого
генератора подается модулированная помеха величиной около I В),
сильно расстроенная, например, на 1 МГц относительно частоты
сигнала. При изменении частоты помехи fn в сторону сигнала на выходе
приемника появляется колебание с частотой модуляции Fn помехи, хотя
расстройка I fn - fc | существенно превышает полосу пропускания
приемника (АЕпч), и не совпадает с побочным каналом приема.
" Перекрестные искажения в радиоприемнике - изменение
структуры спектра сигнала на выходе приемника при действии сигнала и
модулированной радиопомехи, частота которой не совладает с частотами
основного и побочных каналов приема радиоприемника.
Т Коэффициент перекрестных искажений в радиоприемнике -
"-отношение уровня спектральных составляющих сигнала, возникших в
результате перекрестных искажений в радиоприемнике, к уровню
сигнала ' на выходе радиоприемника при заданных параметрах
радиопомехи и сигнала.
-—Результирующий аналитический эффект по аналогии с (3.8), (3.9) и
(3.10,а) можно оценить некоторым коэффициентом искажений.
Киск ® 3/2 a3U2mn + 3a3U2mn mn cosfint = Кбл + Кпер , (3.14)
46
Максимальная величина коэффициента перекрестных искажений
Кпер составляет соответственно
Кпер=За3 и2шп тп (3.15)
Можно показать, что если и сигнал модулирован частотой с
коэффициентом тп, то коэффициент перекрестной модуляции будет
выражаться соотношениями:
------ Кпер = 3a3(mn/mc)U2mn (3.16)
Перекрестные искажения сигнала оцениваются допустимым
уровнем помехи с заданной расстройкой, вызывающим перекрестную
модуляцию заданного уровня (Кпер.доп < 1%, или 3%). Разрешение
(3.16) относительно помехи Umn может быть найдена допустимая
ишпдоп на входе приемника, соответствующая допустимому значению
Кпер доп.
Для различных расстроек помехи Afn = | fn - fc | может быть
построена характеристика двухсигнальной избирательности приемника
по перекрестным искажениям, которая выражает зависимость
Umn доп = <р (Afn) при Кпер.доп = const.
Эта зависимость (рис.3.14,б) по виду напоминает рис.3.11,6 и
косвенно связана с характеристикой односигнальной избирательности.
Однако нельзя непосредственно связывать односигнальную кривую (рис.
1.7,в) с двухсигнальной, поскольку кривые снимаются при разных
условиях.
Определение многосигнальной избирательности радиоприемника
по перекрестным искажениям в основном совпадает с определением
многосигнальной избирательности по блокированию: это - мера
способности радиоприемника принимать с требуемым качеством
(Кпердоп) сигнал заданного уровня (Umc) при воздействии на его вход
модулированной внеполосной помехи, амплитуда которой (Umn)
достаточна для того, чтобы вызвать эффект перекрестной модуляции.
Как и в случае с блокированием, колебание помехи при
перекрестных искажениях на выход приемника на проникает: его
мешающее воздействие проявляется в искажении принимаемого сигнала.
Совместно с перекрестными искажениями как правило возникает и
явление блокирования, что следует из соотношения (3.14).
46
3.3.3. Взаимная (интер-) модуляция
Рассмотрим случай, когда на входе тракта УРЧ действует
напряжение только двух интенсивных помех разных амплитуд и частот
Un( = Umnicos conIt; Un2 = Umil2cos con2t.
При отсутствии принимаемого сигнала (Uc = 0) на входе первого
каскада усиления действует:
Ubx = Unln|COS COnlt + Umn2COS (On2t.
Если режим каскада окажется нелинейным (амплитуда хотя бы
одной из помех велика), то на его выходе в общем случае образуются
колебания с множеством частот | ± mfni ± nfn21, некоторые из которых
могут совпадать с частотой основного (fc) или побочных (Гзер , Гпч, ...)
каналов приема.
Пример. Пусть приемник настроен на частоту сигнала fc = f0 =
1500 кГц; на входе приемника действуют интенсивные помехи с
частотами f„i = 1515 кГц и fn2 = 1530 кГц. За счет взаимодействия этих
колебаний на входе УРЧ образуется, в частности, составляющая помехи
fn = 2fnl-fn2 = 2- 1515 - 1530= 1500 KTU = fc = f0,
совпадающая в точности с частотой настройки (f0) приемника на
предполагаемый сигнал (fc).
Даже при отсутствии сигнала на входе УРЧ, на его выходе будет
действовать колебание с амплитудой Imn = 0,5 a2UmniUmn2.
Если одновременно действует и сигнал, то амплитуда первой
гармоники выходного тока будет иметь составляющие
Im^ a,Urac + 0,5a2(JmnlUrnn2. (3.17)
Из (3.17) следует, что эффект взаимной модуляции состоит в том,
что помехи, частоты которых не совпадают с частотой сигнала, образуют
в результате их взаимодействия в электронном приборе первого каскада
УРЧ (как нелинейного элемента!) составляющие спектра тока
(напряжения), совпадающие с частотой сигнала или побочного канала
приема.
По аналогии с (3.14) можно получить формулу для коэффициента
взаимной модуляции
Квз мод = 0,5(ai/a2) (UmniUmn2/Umc) (3.18)
где: а2 - коэффициент при квадратичном члене аппроксимирующей
функции (степенного полинома и ряда Тейлора) для проходной
характеристики электронного прибора.
47
Практически многосигнальная избирательность по взаимной
модуляции определяется (измеряется) при условии
Umnl = Umn2; Квз мод < Квз мод.доп
При этом из (3.18) можно получить соотношения для определения
допустимых амплитуд, например
Umn доп. < \2 Квз. мод .доп (a2/ai)Umc (3.19)
В заключение теперь можно сформулировать общее определ е
многосигнальной избирательности радиоприемника.
Под многосигнальной избирательностью понимается мера его
способности принимать с требуемым качеством сигнал заданного уровня
в условиях воздействия на вход приемника внеполосных помех с
частотами, не совпадающими с основным и побочными каналами, и с
уровнями, достаточными для того, чтобы вызвать нелинейные эффекты
блокирования, перекрестных искажений и взаимной (интер-) модуляции.
Определяющее влияние на характеристики многосигнальной
избирательности оказывает тракт радиочастоты, особенно первый УРЧ,
защищенный от помех лишь входной цепью.
3.3.4. Возможные меры повышения многосигнальной
избирательности
Такими мерами являются следующие: --
1) выбор типа электронных приборов в УРЧ с минимальными
параметрами аз и аз, т.е. с наиболее протяженными линейными
участками проходной характеристики; —
2) ослабление амплитуды помех до входа УРЧ применением:
- высокодобротных избирательных систем во входной цепи;
- многоконтурных входных цепей (или комплекта полосовых
фильтров), памятуя, что с ростом числа контуров ухудшается
чувствительность приемника;
- ретулируемого аттенюатора на входе приемника (рис. 3.15) при
условии наличия запаса по уровню сигнала от корреспондента,
поскольку вместе с ослаблением уровня помехи Umn до величины Umn
доп включение аттенюатора ухудшает чувствительность приемника (во
сколько же раз, на столько же дБ); —
3) целесообразное распределение усиления в ТРЧ; величина
коэффициента усиления ТРЧ Ктрч обычно определяется из условий
47
достижения требуемой чувствительности приемника и обеспечения
допустимой амплитуды напряжения сигнала на входе первого смесителя
(Umn доп): _
Ктрч<итсм1доп/^2ЕАО ,
где Еао - чувствительность приемника.
Рнс. 3.15. ТРЧ приемника с аттенюатором для улучшения многосигнальной
избирательности
Учитывая, что Ктрч = Квх-цКурч, величину коэффициента
передачи входной цепи Квх-ц стараются сделать максимальным, а
коэффициент усиления УРЧ (Курч) из соображений многосигнальной
избирательности делается минимально необходимым для обеспечения
заданной чувствительности.
Характеристики многосигнальной избирательности
радиоприемников в соответствии с классом и назначением нормируются.
Особое значение эти характеристики имеют для приемников,
эксплуатирующихся в сложных условиях электромагнитной обстановки
(например, когда на ограниченной площади сосредоточено несколько
излучающих средств, являющихся источниками интенсивных помех).
3.4. Требования к тракту радиочастоты
Как было показано в п. 2.2. усилитель радиочастоты позволяет
уменьшить коэффициент шума Шпр приемника за счет ослабления
вклада в Шпр остальных каскадов. Следующим по значимости вклада в
коэффициент шума приемника является первый преобразователь
частоты (первый смеситель и первый гетеродин). Поэтому число
каскадов УРЧ обычно выбирается небольшим, как правило, один - два.
Малое число каскадов в ТРЧ несколько облегчает трудности
перестройки избирательных цепей в диапазоне частот. Из-за высокой
частоты сигнала эти избирательные цепи не могут реализовать
требуемого избирательности по соседнему каналу. Поэтому на них
4
возлагается лишь избирательность по комбинационным (включая
зеркальный) каналам приема, а также реализация многосигнальной
избирательности (за счет увеличения протяженности линейного участка
проходной характеристики УРЧ). Помехи последних подавляются тем
сильнее, чем больше расстройка этих каналов от резонансной частоты
ТРЧ.
Основные требования к ТРЧ, таким образом, сводятся к
следующим:
- реализация возможностей перестройки избирательных цепей в
заданном диапазоне частот приемника;
- малый коэффициент шума, поскольку УРЧ вносит основной вклад в
коэффициент шума приемника;
- заданная (часто весьма высокая) избирательность по побочным
каналам приема;
- малые искажения сигнала, в частности, не превышающие заданных
по многосигнальной избирательности;
- получение усиления, достаточного для достижения высокой
чувствительности приемника.
Максимальный коэффициент усиления_ТРЧ
Ктрч = Квх.цКурч < Um ci дОП/з/2Еао « 10 ... 20
ограничивается максимально допустимыми амплитудами сигналов на
входе 1-го смесителя, при которых еще обеспечивается приемлемая
линейность преобразования частоты (об этом - ниже). Предполагается,
что в смесителе также предприняты определенные меры обеспечения
линейности преобразования (при входном сигнале, существенно
превышающем Едо, его величину необходимо уменьшать с помощью
предусмотренных мер, например, регулировки усиления в ТРЧ,
регулировка затухания в аттенюаторе на входе приемника);
Общими требованиями являются обеспечение устойчивости
работы, т.е. постоянство основных параметров УРЧ при действии
дестабилизирующих факторов и отсутствие склонности к
самовозбуждению.
Структура ТРЧ соответствует каскадному (цепочечному)
соединению образующих ее элементов. Однако микроэлектроника
иногда может предложить структуры (например, на базе активных RC-
фильтров), в которых невозможно выявить четкую цепочечную
структуру и потому в этом случае обычно отсутствует наглядные
41
(простые аналитические) связи характеристик УРЧ и образующих его
усилительных элементов.
Основным режимом работы УРЧ является линейный, с малым
входным колебанием. Поэтому исследования их могут производиться
развитыми эффективными методами анализа (синтеза) линейных цепей,
в этом числе и компьютерными.
Каскады УРЧ реализуются на биполярных и полевых
транзисторах, если диапазон частот усиливаемых колебаний значительно
ниже граничной частоты транзистора. Современные интегральные
технологии позволяет изготавливать гибридные интегральные
микросхемы УРЧ с внешними (навесными) избирательными цепями
(контурами; пьезокерамическими и иными фильтрами). На рис. 3.16
представлен вариант такого усилителя.
Рис. 3.16. Усилитель
радиочастоты на одной
микросхеме
Схема содержит каскодный усилитель (общий эмиттер - общая
база) на транзисторах VT2 и VT1 и обеспечивает показатели
устойчивости. Транзистор VT3 регулирует усиление микросхемы:
изменение постоянного напряжения Up приводит к изменению
эмиттерного тока VT3, величины напряжения на R6 и смещения на VT2.
С помощью VD1, VD2, Rl, R2, R3 (температурно-зависимый делитель
смещения на базе VT2) и цепей обратной связи достигается
стабильность усиления: в интервале температур - 6О...+7О°С изменение
| У2] I не превышает ± 25%. Усиление ИМС на частоте 10 МГц не менее
4
200 (при нагрузке 100 Ом), напряжения питания 6,3 В ± 10%,
потребляемая мощность 20 мВт, коэффициент шума на частоте 180 МГц
не более 7 дБ.
Вариант аналогичной схемы УРЧ с электронной перестройкой
избирательных цепей на входе и выходе приведен на рис.3.17.
Основу микросхемы 175УВ4 составляет каскодный усилитель с
дифференциальным каскадом. Принимаемый сигнал с контура (L1, УД1,
УД2) входной цепи поступает на базу VT4, включенного по схеме с
общим эммитером, и усиливается далее каскадом VT3 по схеме с общей
базой.
Схема ОЭ - ОБ повышает устойчивость усилителя и позволяет
использовать высокоомную нагрузку благодаря чему достигается
полное включение выходного контура и приемлемо высокий
коэффициент усиления. Имеется возможность регулировки величины
этого коэффициента изменением напряжения Up на базу VT2
дифференциального каскада. Поскольку ток эмиттера VT3 постоянен, то
входное сопротивление УРЧ в процессе регулировки усиления не
4S
9
изменяется, что стабилизирует АЧХ усилителя. Входной и выходной
контуры перестраиваются варикапами варикапной матрицы.
Уменьшение влияния нелинейных эффектов в каждом из контуров
достигается встречным включением варикапов по переменному току
(уменьшается уровень нелинейных продуктов четных порядков).
На частотах вплоть до сантиметровых волн находят применение
УРЧ на высокочастотных транзисторах. На частотах 0,3...30 ГГц
коэффициент усиления транзисторных однокаскадных усилителей
составляет 5...6 дБ при ЛГфЯф « 3...4%, коэффициент шума около 6 дБ.
Использование полевых транзисторов с затвором типа барьера
Шотки на основе арсенида галлия позволяет повысить рабочую частоту
УРЧ до 30 ГГц (сравнительно с 15 ГГц для биполярных транзисторов).
Достоинствами полевых транзисторов перед биполярными
применительно к использованию их в ТРЧ являются:
- близкий к квадратичному участок проходной характеристики, что
дает лучшую многосигнальную избирательность по блокированию,
перекрестной и взаимной модуляции;
- меньший коэффициент шума, слабо зависящий от напряжения и
тока стока;
- малые значения входных и выходных проводимостей, входных и
выходных емкостей;
- меньшая мощность для управления транзистором;
- достижение большего усиления по току и по мощности;
- лучшая радиационная стойкость.
При проектировании радиоприемника, предназначенного для
работы в широком диапазоне частот, этот диапазон разделяется на
отдельные участки (поддиапазоны), для которых предусматривается
самостоятельная реализация избирательной системы в ТРЧ.
Необходимость деления на поддиапазоны диктуется
ограниченностью возможностей реализации перестройки системы с
мощностью одного органа перестройки и изменением коэффициента
передачи с частотой. Так, при перестройке резонансного контура
конденсатором переменной емкости (КПЕ) отношение реализуемых
максимальной Смаке и минимальной емкостей (Смин) не превышает Кс
= Смакс/Смин < 10. Следовательно, таким КПЕ можно перестраивать
контур в пределах Kf = Кс 05 < 3,5, что вытекает из известного
соотношения со = 1/(LC)0 5.
При перестройке контура изменяется его эквивалентное
сопротивления на частоте настройки Ra = Q3(L/C)°’5 также в "VKc раз.
Это означает пропорциональное изменение (непостоянство) в диапазоне
частот коэффициента передачи ТРЧ и чувствительности приемника.
При перестройке с помощью варикапов достижимая величина Кс
еще меньше.
При больших Kf для получения приемлемой неравномерности
коэффициентов передачи (усиления) ТРЧ, кроме изменения емкости
КПЕ требуется изменять и величину индуктивности (хотя бы дискретно,
при переходе с одного под диапазона на другой). Чем меньше перекрытие
поддиапазонов по частоте, и, следовательно, чем больше число
поддиапазонов, тем легче обеспечить постоянство (в пределах каждого
поддиапазона) усиление ТРЧ и чувствительность приемника.
Однако с ростом числа поддиапазонов (при плавной или
дискретной перестройке внутри поддиапазона) усложняется схема,
коммутация в ней, снижается надежность, затрудняется реализация
малого времени перестройки избирательной системы, ТРЧ обладает
низкой технологичностью. Перечисленные недостатки вынуждают к
применению в ТРЧ избирательных систем лишь с грубой перестройкой
по поддиапазонам, состоящей из набора быстро переключаемых не
перестраиваемых полосовых фильтров с Kf < 1,2 ... 1,5 « const (иногда
называемых полуоктавными), рис. 3.18.
В тракте радиочастоты решаются не только задачи перестройки
избирательной системы.
Усилители радиочастоты с перестройкой избирательных цепей
чаще всего реализуется одно- или двухконтурными. С ростом частоты
усиливаемых колебаний увеличивается опасность самовозбуждения
УРЧ.
Одной из возможных мер снижения этой опасности является
использование так называемых каскодных схем. Термин «каскодный»
появился полвека назад применительно к усилителю, выполненному на
двух радиолампах с непосредственным соединением выходного
электрода одной лампы с входным электродом другой без
задействования других цепей. Название подобных схем сохранилось и с
переходом на полупроводниковую элементную базу.
На рис. 3.19 приведена каскодная схема первого каскада одного из
магистральных приемников диапазона 1,5...60МГц.
51
iO
Рис. 3.18. Тракт радиочастоты с комплектом полуоктавных фильтров
I _L J____1_ _L I
j Со 2 Со 40, 2” С О I
Рис. 3.19. Тракт радиочастоты с УРЧ каскодной схемы
Высокочастотные мощные транзисторы включены по схеме общий
исток - общая база (ОИ-ОБ), обладающей:
- высоким входным сопротивлением, что способствует улучшению
избирательности входного устройства в виде комплекта из 13
двухконтурных полосовых фильтров с дискретной перестройкой с
помощью ДКПЕ,
- низким коэффициентом шума, примерно равным коэффициенту
шума первого транзистора,
О
5
- хорошей термостабильностью режима,
достаточно большим запасом линейности проходной
характеристики в интересах многосигнальной избирательности,
- слабой внутренней обратной связью между зранзисторами, не
способствующей опасности самовозбуждения каскада.
Нагрузкой каскада является комплект двухкошурных фильтров,
совершенно аналогичный комплекту фильтров входного устройства
(второй комплект на рис. 3.19 не показан).
51
Вопросы для самоконтроля
1. Что понимается под основным и побочным каналами приема?
2. Поясните, как ослабить помеху по соседнему каналу.
3. Поясните, как ослабить помеху по промежуточной частоте.
4. Поясните, как ослабить помеху по зеркальному каналу.
5. Поясните, как ослабить помехи по комбинационным каналам приема.
6. Какие преимущества дает схема инфрадинного приема?
7. Существует ли зеркальный канал приема в схеме инфрадинного
приема. Если существует, изобразите его на частотной оси.
8. Каковы достоинства приемника прямого преобразования? Почему они
не находят широкого применения?
9. Каков механизм блокирования в приемнике? Что понимается под
коэффициентом блокирования? Дайте анализ характеристики
избирательности по блокированию.
10. Каковы причины возникновения перекрестных искажений в
приемнике? Что понимается под коэффициентом перекрестных
искажений? Дайте анализ характеристики избирательности по
перекрестным искажениям.
11. В чем состоит отличие перекрестной модуляции от перекрестных
искажений в радиоприемнике? Что понимается под коэффициентом
интермодуляционных искажений?
12. Предложите возможные меры повышения многосигнальной
избирательности приемника.
13. Обоснуйте требования к усилителю радиочастоты (УРЧ).
14. В чем заключаются достоинства каскодной (ОЭ - ОБ) схемы УРЧ?
52
4. ТРАКТ ПРОМЕЖУТОЧНЫХ ЧАСТОТ
4.1. Основные функции и характеристики ТПЧ
Из изложенного выше следует, что каждый из трактов
радиоприемника выполняет вполне определенные функции для
достижения заданных показателей качества при приеме сигналов.
Тракт промежуточных частот (ТПЧ) приемника включает часть
приемника, в которую входит преобразователь частоты и усилитель
промежуточной частоты (УПЧ), рис. 1.3. Ранее было показано, что
одного преобразования частоты может оказаться недостаточно. В
широкодиапазонных приемниках профессиональной связи часто
используется двойное (а в некоторых случаях - и тройное)
преобразование частоты принимаемого сигнала.
В последнем случае:
а) тракт первой ПЧобеспечивает:
- избирательность приемника по побочным каналам приема,
। обусловленным вторым преобразованием частоты (по второму
I зеркальному каналу и по 2-й ПЧ);
I - усиление сигнала на 1-й ПЧ (неосновное);
\ - развязку между первым и вторым преобразователями частоты;
Г 5) тракт второй ПЧреализует:
I - избирательность по соседнему каналу,
- основное усиление сигнала на 2-й ПЧ,
- формирование общей полосы пропускания приемника.
( ^Примечание. Если в приемнике предусмотрено три преобразования
чайоты, то функции, прсдусмртренные в п. б), возлагаются на тракт третьего
преобразования частоты.
Исходя из этого, часто последний тракт ПЧ называют трактом
основной ПЧ. В приемниках с одним преобразованием частоты тракт ПЧ
выполняет функции основного.
Для реализации требуемого высокого коэффициента усиления
Ктпч тракт основной ПЧ реализуется многокаскадным. Частота
усиливаемых колебаний выбирается достаточно низкой и постоянной,
что позволяет реализовать максимальный устойчивый (без
самовозбуждения) коэффициент усиления порядка 103...106 и
высокодобротные избирательные системы
52
для реализации избирательности по соседнему каналу.
К основным характеристикам ТПЧ относятся следующие.
1. Номинальное значение промежуточной частоты ГПч, под которым
понимается заданное среднее значение частоты полосы пропускания
ТПЧ.
2. Коэффициент усиления напряжения сигнала
Купч = КсмКупч = К|пЧе<*>,
где: Кем - коэффициент передачи преобразователя частоты (смесителя),
Купч - коэффициент усиления УПЧ, ф - сдвиг (разность) фаз между входным
и выходным колебаниями ТПЧ.
На номинальной частоте ф » 0 и Ктпч = КсмКоупч может быть
оценен в соответствии с:
Ктпч = (итвх.дем/ивх.см)Кзап,
где: 1Ттвх.дем - необходимая амплитуда напряжения сигнала на входе
демодулятора, Ubx.cm - амплитуда напряжения на входе
преобразователя частоты, Кзап - коэффициент запаса усиления,
учитывающий разброс параметров электронных приборов и другие
факторы, приводящие к уменьшению усиления.
При п идентичных каскадах УПЧ с коэффициентом усиления Kf
Купч =Kin. При одном преобразовании частоты коэффициент
усиления ТПЧ должен гарантировать требуемую амплитуду сигнала на
входе демодулятора. В случае двойного преобразования частоты для
нормального функционирования 2-го смесителя обычно достаточного
одного каскада УПЧ1 (для компенсации уменьшения амплитуды сигнала
в первом смесителе КПщ = КсмКупч = Ubx.cm2/Ubx.cm1 » 5... 10).
Коэффициент усиления ТПЧ2 должен обеспечивать требуемую
амплитуду сигнала Гпчз на входе демодулятора
Кпщ - Ксм2 К>Пч2 = ипавх.дем/ишсм2.
Поскольку амплитуды напряжений сигнала в последующих цепях
зависят от амплитуды сигнала на входе приемника, которая редко
совпадает с значением чувствительности Едо, в значениях КурЧ, КупЧ1 и
Купчг следует учитывать уменьшение этих величин при вводе
аттенюаторов в ТРЧ и АРУ (РРУ) в ТРЧ, ТПЧ1 и Г11Ч2 для больших
уровней сигнала от антенны.
^~3. Амплитудно-частотная (АЧХ) и фазочастотная (ФЧХ)
характеристики, выражающие зависимость модуля коэффициента
усиления Купч(1) и фазового сдвига <pyn4(f) от частоты (в полосе
пропускания АЕПч)- Их отклонение от идеальных может привести к
искажениям сигнала при демодуляции (см, п. 5). Обычно используются
нормированные АЧХ, выражаемые соотношениями (рис. 3.1):
Оупч = К<>/Купч (О- ____
4. Полоса пропускания и коэффициент прямоугольное™. Полоса
пропускания - это полоса частот AFnq, в пределах которой модуль
коэффициента усиления уменьшается не более чем в д/2 раз (на ЗдБ).
Она определяется по АЧХ или характеристике односигнальной
избирательности (рис. 3.1).
Рис. 4.1. К пояснению
коэффициента
прямоугольности
избирательной цепи
тракта ПЧ
Коэффициент прямоугольное™ УПЧ определяет избирательность
по соседнему каналу Кп = AFMeni(D)/AFyiI4, где: АЕмеш(В) - полоса
мешания на заданном уровне D, например, на уровне D = 40; 60;... дБ.
Чем ближе коэффициент прямоугольности к единице, тем более
высокой избирательностью по соседнему каналу обладает ТПЧ. Полоса
пропускания определяется необходимой шириной спектра
принимаемого сигнала с учетом нестабильности частоты передатчика
корреспондента, гетеродинов приемника и доплеровского сдвига.
5. Групповое время замедления (ГВЗ) т = d«p(t)/df имеет физический
смысл крутизны фазо-частотаой характеристики. Данный параметр
важен в широкополосных трактах приемников радиорелейных станций с
частотным разделением каналов: желательно, чтобы групповое время
замедления в пределах полосы пропускания было постоянным, т.е. ФЧХ
должна быть близкой к линейной (см. п. 5).
Т Ъ. Стабильность параметров - это степень постоянства показателей
УПЧ под воздействием дестабилизирующих факторов (изменение
к параметров окружающей среды, напряжения питания, характеристик
'^электронных приборов и др.).
[ 7. Массо-габаритные показатели, показатели надежности,
I экономичности и др. (как для любого технического изделия).
4.2. Выбор промежуточных частот
Выбор количества преобразований частоты в приемнике и
номиналов промежуточных частот определяется рядом требований,
часть из которых находится во взаимном противоречии при их
реализации.
В интересах упрощения схемы приемника, удешевления и др.
первоначально следует исходить из возможностей построения ТПЧ с
—одним преобразованием частоты. При этом подлежит учету следующее.
1) . Номинальные значения ПЧ не должны лежать в диапазоне
рабочих частот приемника и совпадать с частотами мощных станций
(например, станций передачи эталонных частот). В профессиональных
(связных) приемниках декаметрового и метрового диапазонов волн
часто используются fm = 128кГц, 215кГц, 465кГц, 1222кГц, в
вещательных приемниках метрового диапазона Гпч = 10,7 МГц, а в
приемниках дециметрового и сантиметрового диапазонов - 70МГц.
Стандартизация частот Гпч позволяет унифицировать комплектующие
узлы (в частности, фильтры) для ТПЧ с целью снижения себестоимости.
р-^“,'2). Промежуточная частота должна быть по возможности
высокой из соображений:
- лучшего подавления (в тракте радиочастоты) помехи по
зеркальному каналу;
- облегчения подавления колебаний Гпч после демодулятора Гпч
II (5... 10)Гмакс, где Гмакс - максимальная частота спектра первичного
I электрического сигнала;
\ - лучшего воспроизведения формы импульсных сигналов: Гпч —
W10...20)/th, где тн - длительность принимаемых импульсов.
3) . И. наоборот, промежуточную частоту целесообразно выбирать
| по возможности низкой для:
реализации высокодобротных избирательных систем,
обеспечивающих достаточно узкую полосу пропускания (при приеме
узкополосных сигналов), и подавления помех соседних каналов;
- получения высокого устойчивого (без самовозбуждения) усиления
каскадов УПЧ и меньшей зависимости усиления от разброса параметров
схемы (например, электронных приборов) под воздействием
окружающей среды, изменения напряжения питания и др.
4.2.1. Выбор ПЧ из условия подавления помехи
в зеркальном канале приема
Зеркальная помеха подавляется избирательной системой в ТРЧ.
Поэтому общее подавление помехи составит
1)зер = 1)вх.ц.(Нер)-1)уРЧ(Гзер)
Если в ТРЧ используется п одиночных контуров (один из которых во
входном устройстве) с добротностями Qs вх.ц и Qs, то
Пвх.ц.(Нер) « Qs вх.ц (4fn4/fc макс),
Оурч(Гзер) » (Qs (41пч /fc макс)) " '
И тогда Озер = Qs Bx.nQ,nJ (4fn4/fc макс)” Пзер.треб.
Из полученного соотношения при заданном подавлении Озер.треб
можно найти требуемое значение промежуточной частоты из условия
ослабления зеркального канала fn4.
При строгом анализе следует учитывать, что величина Qsbx.h
зависит от потерь, вносимых антенной и входной проводимостью
первого каскада УРЧ, а величина Qs отличается в 2 ... 3 раза от
добротности собственно контура Qk.
Для грубой оценки (при Qs вх.ц « Qs) можно воспользоваться
приближенным соотношением ______________
fn4 ~ 0,25(fc мдюЛ>эуЛ)зер.треб) (3.1)
Использование экспериментально снятой характеристики
избирательности DTP4 дает более точное значение fn4.
В последние годы появился интерес к иным способам ослабления
помех. Проиллюстрируем это на примере схемы компенсации помехи
зеркального канала при преобразовании частоты (рис. 4.2), в отличие от
ослабления в избирательной системы тракта радиочастоты.
5*
54
Рис. 4.2. Схема фазокомпенсацноиного ослабления помехи зеркального канала
Схема содержит два «параллельных» тракта преобразования при
одном гетеродине. В каждой из них содержатся фазовращатели со
сдвигом по фазе на л/4.
Пусть на сигнальные входы смесителей СМ1 и СМ2 поступают
колебания основного uc(t) и зеркального un(t) каналов:
uc(t) = Umccos(coct + <рс) и u„(t) = UmnCOS((Ont + фп) .
Пусть также сос - сог= <onpi , ojr - со,, = и 0)пр1 ~ св^ = .
Фильтрами после смесителей будут выделены лишь
составляющие, являющиеся результатом перемножения uc(t) и un(t) с
колебанием гетеродина.
После смесителя СМ1:
Uci(cOnpt) = Uca2Umicos[(ojc - wr)t + <pt - (<pr + л/4)],
^nif^npO UnHiUrnrCosTtcOr “ шп)14" <рп - (фг 4“ л/4)],
а после СМ2:
uc2(<»„pt) = Uca2Umrcos[(wc - cor)t 4- фс - (фг - л/4)],
Un2(<Onpt) = Una2Urarcos[(ron - (0r)t 4- фп 4- (фг - л/4)].
После фазовращателей с коэффициентом передачи Кфа! имеем:
Uc|(COnpt) Пса2КфазПтгСОз[((Ос - (0r)t 4" фс - ф1],
Unl(®npt) ПпЭ21СфазитгСО5[((0г - (>)„)t - фп 4-фг 4-л/2],
Uc2(®npt) С1са2КфазитгСО5[((0с - COr)t 4" фс - фг],
5
^п2(^пр0 ип32Кфазип1гСО8[(Шг - CD„)t - фп ~Ьфг - л/2],
Из полученных соотношений видно.что ucl(a>npt) и uc2(cL>npt)
совпадают по фазе, a Uni( a>npt) и Un2( <»npt) противофазны.
После сумматора напряжений от каждой из ветвей получим в
идеальном случае
Пвых 2иса2Кфазип1г cos[(coc - <лг)£"Ьфс“ фг], un((Onpt) О,
т.е. помеха зеркального канала на выходе ТПЧ отсутствует.
4.2.2. Выбор ПЧ из условия подавления помехи в соседнем
канале
Подавление помех по соседнему каналу приема осуществляется
избирательной системой тракта основной ПЧ. Поскольку соседний канал
на частотной оси непосредственно примыкает к основному, имея
небольшой защитный интервал, то тракт основной ПЧ должен обладать
минимально необходимой полосой пропускания, а характеристики
избирательности за пределами полосы пропускания должна иметь по
возможности наибольшую крутизну. Эти требования более просто
реализуются на достаточно низкой промежуточной частоте.
Ослабление помехи по соседнему каналу Dck, отстоящей от
основного канала на величину ЛГск, можно оценить по методике,
изложенной в п. 4.3.1 учебного пособия [11], использовав соотношение
8Ф = Пск/(Д£ск/Гпч)100% ,
откуда
fm < (8ф/Оск)(Д£ск/ЮО%) (3.2)
Если соотношения (3.1) и (3.2) одновременно не выполняются, то
следует принять решение об использовании в приемнике двойного
преобразования частоты.
При первом преобразовании частоты решается задача ослабления
помех зеркального канала f3epi путем выбора высокой fmi и помехи,
совпадающей с каналом ПЧ1. При втором преобразовании ослабляются
помехи соседних каналов.
5:
4.3. Факторы, определяющие проектирование
преобразователей частоты
С точки зрения усилительных и избирательных свойств
преобразователь частоты может рассматриваться как один из каскадов
УПЧ с той лишь особенностью, что коэффициент передачи напряжения
в нем меньше, чем в усилителе.
Линейность преобразования сигнала. Задачей преобразователя
является перенос сигнала uc(t) по частотной оси с минимальными
искажениями при помощи колебаний гетеродина ur(t). Чаще всего этот
перенос осуществляется вниз (Гпч < fc, Гпч < fr) и реже - вверх (Гпч > fc)
по частотной оси. Он реализуется с помощью нелинейного элемента
(НЭ).
Для получения Гпч = fr - fc или Гпч = fc - fr (вариант Гпч = fr + fc
не применяется) при меньшем количестве сопутствующих
преобразованию побочных продуктов самой приемлемой является
квадратичная форма проходной характеристики НЭ:
•вых = а2ивх2 = a2[uc(t) + ur(t)]2 = a2uc2(t) + 2a2uc(t)ur(t) + a2ur2(t).
В этом соотношении составляющие с частотой Гпч содержатся во
втором слагаемом. Например, при гармонических uc(t) = Umccoscoct и
u.(t) = Umrcoscort спектр выходных колебаний будет иметь вид (рис.4.3):
•Bb.x(t) = 0,5а2(1 + Umt2cos2ojct) +
+ a2UmcUinr[cos(cor - coc)t + cos(ojr + o>c)t] +
+ 0,5 a2(l+Umr2cos2ojrt).
[far
Рис. 4.3. К пояснению линейности преобразования частоты
Перенос спектра принимаемого сигнала на новую частоту не
должен сопровождаться изменением его структуры, т.е.в полосу
пропускания должно попасть только слагаемое a2UincUmrcos((Dr - coc)t. =
В 2 U mpU пи COS(On4t.
Слагаемые с коэффициентами, пропорциональными а3, а4 и т.д.
(см. строку 9 выражения, приведенного в Приложении Б) и имеющие
частоту со, - сос, в спектре на выходе смесителя не должны
присутствовать (что, в частности, наблюдается при чисто квадратичной
проходной характеристике смесителя). В таком случае говорят о
линейности преобразования.
Примечание. При соблюдении этого условия во всем тракте приемника до
демодулятора данный тракт считается (в упомянутом смысле) линейным,
несмотря на наличие в тракте смесителей (НЭ).
Линейность преобразования означает линейную зависимость
амплитуды выходного напряжения промежуточной частоты от
амплитуды входного напряжения радиочастоты, т.е. малые искажения
полезного сигнала и практическое отсутствие нелинейных продуктов
взаимодействия полезного сигнала и помех. Законы изменения
колебаний (на рис. 4.4 — по амплитуде) с частотами fc и Гпч совпадают.
Рис. 4.4. Пример диаграмм напряжений с
частотами fc и Гпч (модуляция амплитудная)
Линейная зависимость между
амплитудами входного и выходного
напряжений смесителя легко
обеспечивается при малой амплитуде на
входе.
Чем больше протяженность
линейного участка характеристики преобразования смесителя iBbIX(t) =
a2UmcUnircos(wI - ojc)t, что имеет место при аг = const, тем большее
напряжение допускается на сигнальном входе смесителя. Чем меньше
напряжение на входе смесителя, тем больше запас линейности
характеристики преобразования. Именно поэтому должны быть
предприняты меры, ограничивающие уровень входного сигнала
(величиной порядка 0,1 мВ для первого преобразователя и 1мВ - для
второго).
Ограничению уровня помех на входе смесителя должна
способствовать частотная избирательность предшествующих каскадов.
>6
Кроме того, приемникам, предназначенным для работы в сложной
помеховой обстановке, полезно иметь устройства, защищающие
смесители от чрезмерных уровней сигнала и помех, например,
автоматически управляемые аттенюаторы не только на входе приемника,
но и перед смесителями (в каждом тракте ПЧ). Этой же цели
способствует ограничение максимального усиления и автоматическая
регулировка усиления в трактах до смесителей.
Кроме ограничения уровня входного напряжения на смеситель,
для линейности преобразования имеет значение выбор режима работы
нелинейных элементов смесителя.
Таким образом, линейность преобразования достигается:
выбором соответствующей схемы преобразования, типа
смесительного прибора, режима его работы;
- обеспечением малого уровня сигнала на входе смесителя (например,
не более 5...7мВ при Umr » Umc) использованием регулировки усиления
в ТРЧ (аттенюаторы, АРУ, РРУ);
- уменьшением уровня помех за счет обеспечения линейности
усиления и избирательности преселектора;
- ослаблением помех по побочным каналам приема, в частности
рациональным выбором номиналов ПЧ;
максимально возможной монохроматичностью колебаний
гетеродинов.
Еще раз подчеркнем, что выбор типа нелинейного элемента для
смесителя, схемы его включения и режима в первую очередь подчинен
требованию линейности преобразования, которое реализуется при
квадратичной проходной характеристике нелинейного элемента.
Квадратичному участку соответствует линейная зависимость
крутизны а2. Поэтому режим преобразования нужно выбирать на
линейном участке зависимости крутизны. Чем протяженнее этот
участок, тем большие изменения амплитуды входного сигнала
допустимы (при приемлемой величине искажений). Величина усиления
в каскадах до смесителя должна быть ограничена и при необходимости
регулироваться в зависимости от уровня сигнала от антенны, чтобы
напряжение на входе смесителя не превышало допустимого значения
ЕАКвх.ц-Курч < 11вх.см.доп.
Допустимое значение сигнала на входе смесителя 1)вх.см.доп, при
котором искажения сигнала (т.е. отклонения от линейности
5
преобразования) не превосходят заданной величины, определяют
верхнюю границу динамического диапазона преобразователя частоты
DDcm = 20^(ивх.см.доп/1мкВ) [дБмкВ].
Линейность преобразования важна и в случае одновременного
воздействия сигнала нормального уровня и относительно интенсивных
помех. Чем шире линейный участок амплитудной характеристики
преобразователя, тем больший уровень помехи можно «допустить» на
вход смесителя при приемлемых значениях величин, характеризующих
явления блокирования, перекрестной и взаимной модуляции.
Для каждого вида нелинейных явлений и каждого типа
преобразователя могут быть определены допустимые значения
напряжения помехи Ubx.hom на входе при допустимых значениях
коэффициентов блокирования Кбл, перекрестных искажений Кпер и
взаимной модуляции Квз).
Обычно (если не задано иное): Кбл = 0,2, Кпер = 0.01 ... 0,03,
Квз=0,01. При известном для данного смесителя динамическом
диапазоне DDcm для конкретного вида нелинейных явлений может быть
рассчитан допустимый уровень помехи на входе (/вх.пом.доп =
10DDcm/20x1mkB.
Требованиям линейности преобразования отвечают балансные и
кольцевые схемы смесителей на полупроводниковых диодах, не
требующие источников питания, имеющих малый коэффициент шума,
обладающие малым прохождением колебаний гетеродина на вход и
выход смесителя.
Они имеют приемлемые характеристики по блокированию и
перекрестным искажениям (перекрестные искажения на порядок
меньше, чем в смесителе на биполярных транзисторах).
К недостаткам диодных кольцевых и балансных смесителей
относятся определенные затруднения при достижении полной
симметрии схемы и относительно небольшой динамический диапазон
входных уровней преобразуемого сигнала.
Приемлемая линейность преобразования может быть достигнута в
смесителях, выполненных на полевых транзисторах, у которых
зависимость крутизны проходной характеристики от управляющего
напряжения в широких пределах близка к линейной. Примеры
балансного и кольцевого смесителей с использованием мощных полевых
5
57
транзисторов (которые в первую очередь предназначены для трактов
радиочастоты передатчиков) представлены на рис. 4.5.
Рис. 4.5. Примеры смесителей с большим динамическим диапазоном
Кроме того, преобразователи на униполярных транзисторах
обладают малым коэффициентом шума (см. ниже), большим входным
сопротивлением и сравнительно большим динамическим диапазоном
входных уровней сигнала (до 90...100 дБмкВ).
7
Смесителям на биполярных транзисторах свойственны:
- низкая линейность преобразования,
- мал динамический диапазон входных уровней (до 50...60 дБмкВ) и, как
следствие, больший вклад в ухудшение многосигнальной
избирательности (из-за малого линейного участка проходной
характеристики),
- большая зависимость коэффициента преобразования от частоты
сигнала, частоты гетеродина, температуры окружающей среды,
большие входная и выходная проводимости транзистора,
вынуждающие применять слабую связь транзистора с избирательными
системами на входе и выходе.
Изложенное учитывается при выборе типа электронных приборов
для смесителя, его схемы и режима работы.
К схеме преобразования частоты предъявляется требование
ослабления (не менее 40 ... бОдБ) неиспользуемых компонентов нвыходе
смесителя. Это обязывает использовать в нагрузке смесителя
качественный фильтр с возможно малым коэффициентом
прямоугольности, а для уменьшения числа неиспользуемых продуктов -
выбирать соответствующие этому требованию виды смесителей
(кольцевые и балансные).
Линейность преобразования должна быть обеспечена еще и
устранением или достаточным подавлением паразитной модуляции
колебаний гетеродина. Так, при приеме сигналов с угловой модуляцией
должна быть устранена паразитая частотная модуляция гетеродина
(вызванная, например, пульсациями питающего напряжения). В
противном случае она приведет к паразитной модуляции
преобразованного сигнала и, следовательно, нарушению пропорций
между входным и выходным колебаниями сигнала смесителя.
Коэффициент шума преобразователя частоты и коэффициент
передачи по мощности могут внести существенный вклад в общий
коэффициент шума приемника, несмотря на кажущуюся удаленность
смесителя от входа приемника, поскольку коэффициент шума
преобразователя может в 3...5 раз превышать коэффициент шума
усилителя, собранного на идентичном электронном приборе.
Поскольку чем ближе любой каскад приемника к его входу, тем
сильнее он влияет на коэффициент шума приемника и, в конечном счете
- на искажения принятого сигнала. При наличии нескольких
51
>8
преобразователей частоты в приемнике к первому из них предъявляются
повышенные требования в отношении его шумовых свойств. Поэтому
при прочих равных условиях 1-й смеситель целесообразно строить не на
диодах (когда Кр.смес < 1), а на усилительных приборах (имеющих
Кр.смсс > 1), что вытекает из общего развернутого выражения для
коэффициента шума приемника.
В интересах линейности преобразования возможно применение
каскодных схем в качестве смесителей, обладающих низким
коэффициентом шума и высоким коэффициентом преобразования.
В приемниках дециметровых волн малому коэффициенту шума и
большому коэффициенту преобразования отдается предпочтение,
поскольку часто приемник не содержит усилителя радиочастоты.
В приемниках дециметрового и сантиметрового диапазонов волн
смесители, как правило, создаются на полупроводниковых диодах (в
последнее время - на диодах Шотки). Из-за трудностей усиления в этих
диапазонах и необходимости как можно малого коэффициента шума к
важнейшим характеристикам таких преобразователей относятся:
- потери преобразования Lcm, под которыми понимается выраженная
в децибелах величина, обратная коэффициенту передачи по мощности в
режиме согласования смесителя по входу и выходу:
LCM = 101g(PcBx/Pn4); обычно LCM « 5 ... 8дб;
- коэффициент шума смесителя !!]<;„,
- относительная шумовая температура tc„ = Tcv/T0
На рис. 4.6 представлены графики зависимостей LCM, tcM и Шсм
диода Шоттки от его режима. Малые потери преобразования
достигаются при 10 ~ 0,4 ... 0,8 мА.
Рис. 4.6. Зависимость потерь,
коэффициента шума и шумовой
температуры диода Шотки от его
режима
Автор обращает внимание на
численные значения параметров.
8
59
Просачивание колебаний гетеродина на вход приемника
создает угрозу срздания помех другим приемникам, особенно при
близком их расположении (например, на приемном радиоцентре, в
подвижном комплексе радиосвязи или при работе приемников от обшей
приемной антенны). Поэтому просачивание колебаний гетеродина на
вход приемника также нормируется в техническом задании на
проектирование, даже если эти нормы не предусмотрены для данного
класса приемников стандартами.
Ослабление излучений приемником обеспечивается:
- мерами развязки цепей ТРЧ и ТПЧ от цепи гетеродина; напряжение
гетеродина на эквиваленте антенны должно быть ниже уровня
собственных шумов на входе приемника; для достижения этих целей
можно ограничить мощность генерируемых колебаний, надежно
экранировать гетеродин, разиещать его узлы на максимально большом
удалении от узлов ТРЧ, применять высококачественные фильтры в
общих с ТРЧ цепях питания;
- использованием балансных и кольцевых схем (на выходе балансной
схемы практически отсутствуют колебания основной частоты
гетеродина, а на выходе кольцевой - основных частот как сигнала, так и
гетеродина; в них также ослабляются и шумы гетеродина).
В качестве итога теперь можно концентрированно
сформулировать основные требования к преобразователям частоты:
- высокая линейность преобразования частоты,
- возможно малое число побочных компонентов преобразования
(побочных каналов приема),
- требуемая избирательность нагрузки,
- малый коэффициент шума и возможно высокий коэффициент
передачи мощности (коэффициент преобразования),
- по возможности высокие входное и выходное сопротивления, не
позволяющие ухудшить свойства элементов, включенных на входе и
выходе смесителя,
- устойчивость параметров (например, при влиянии изменений
температуры и др.), экономичность питания.
59
4.4. Принципы построения усилителей ПЧ
Из структурной схемы приемника супергетеродинного типа
следует, что усилители ПЧ, как правило, функционируют на
фиксированных частотах (Гпч = const). Они должны обеспечить
усиление преобразованного принятого сигнала до уровня, необходимого
для нормальной (безыскаженной) демодуляции. В тракте основной ПЧ
результирующая АЧХ тракта ПЧ должна обеспчивать требуемую
избирательность в условиях помех соседних каналов. В интересах
ослабления уровня помех от источников, излучающих на частотах Гпч,
величины Гпч рекомендуется выбирать равными рекомендованным (для
ряда служб) значениям.
Так, в радиовещательных приемниках с амплитудной модуляцией
(в диапазонах кило-, гекто- и декаметровых волн) величина Гпч
рекомендуется равной 455, 460, 465 кГц, а рынок предлагает большой
ассортимент фильтров с соответствующими полосами пропускания и
коэффициентом прямоугольности Кп. Для радиовещательных
приемников с угловой модуляцией (принимающих сигналы в метровом
диапазоне до 108 МГц) рекомендуется Гпч = 10,7 МГц. В
радиоприемниках радиорелейных и спутниковых систем передачи
наиболее распространенным значением Гпч является 70 МГц. Эти
частоты не назначаются для излучения радиопередатчиками
(вероятность появления помех с частотой Гпч невелика). В случае
использования других номиналов Гпч вероятность появления помех в
канале ПЧ приемника увеличивается.
Типичными величинами полос пропускания фильтров для
упомянутых выше случаев являются : 8 ... 10 кГц (в диапазонах кило-,
гекто- и декаметровых волн), 200 ... 250 кГц (в метровом диапазоне до
108 МГц) и 12 ... 34 МГц в приемниках радиорелейных и спутниковых
систем.
Поскольку в тракте основной ПЧ реализуется основное усиление,
то тракт усиления неизбежно является многокаскадным (и содержащим
частотно избирательные цепи). В зависимости от полос пропускания
избирательных цепей усилители ПЧ классифицируются на узкополосные
и широкополосные. При этом одновременначя реализация функций
усиления и избирательности может быть различно.
К узкополосным УПЧ относятся такие, для которых выполняется
условие AFnq/fim 0,1. Они используются в приемниках узкополосных
сигналов с шириной спектра ЛЕсигн от 100Гц до 20кГц, которые
применяются в диапазонах с большой загруженностью (гекто-,
декаметровых и, частично, метровых волн).
——— При использовании в качестве избирательной системы одиночных
резонансных контуров в каскадах УПЧ трудно получить требуемую
избирательность вследствие недостаточного коэффициента
прямоугольное™ (малой крутизны S®) их резонансных характеристик.
Поэтому применяется более сложные избирательные системы.
==— Узкополосные УПЧ могут строиться двояко: а) с равномерным
распределением усиления и избирательности между каскадами
многокаскадного УПЧ и б) с разделением функций усиления и
избирательности между каскадами.
В УПЧ с равномерным распределением усиления и
избирательности каскады идентичны и каждый из них выполняет
функции усиления и избирательности. «Накопление» усиления и
избирательности происходит постепенно от каскада к последующему
каскаду. Такие тракты сложнее в настройке и эксплуатации, весьма
нетехнологичны и потому применяется редко.
Узкополосные УПЧ основного тракта ПЧ, как правило, создаются
по принципу разделения функций усиления и избирательности между
каскадами тракта (рис. 4.7). Основная избирательность (по соседнему
каналу) реализуется всего одним фильтром сосредоточенной
избирательности, включаемым в качестве нагрузки смесителя. На этот
же фильтр возлагается функция подавления нежелательных продуктов
преобразования. В качестве фильтров сосредоточенной избирательности
могут применяться многозвенные (многоконтурные) LC-фильтры,
активные RC-фильтры, пьезоэлектрические фильтры. В приемниках с
цифровой обработкой сигналов в тракте основной ПЧ используются
цифровые фильтры.
Требуемое же усиление в тракте реализуется несколькими
каскадами УПЧ с апериодической или нагрузкой со слабыми
избирательными свойствами.
В такой схеме можно независимо вариировать усилением и
избирательностью. В частности, при приеме радиосигналов с различной
шириной спектра АЕснгн можно предусмотреть применение комплекта
60
I
фильтров сосредоточенной избирательности с разными полосами
пропускания ЛЕцЧ (например, 1кГц, 2кГц, 10кГц, 20кГц). Если приемник
предусматривается для использования в сложной помеховой обстановке,
то усилитель ПЧ с разделением функций усиления и избирательности
избирательность следует реализовать возможно ближе ко входу
Рис. 4.7. Усилитель ПЧ с разделением функций усиления и избирательности
Широкополосные УПЧ с АЕПч/Гцч >0,1 находят применение в
приемниках радиорелейной, тропосферной и спутниковой связи, когда
общий радиосигнал образуется мультиплексированием сигналов
большого числа каналов.
Как правило, широкополосные УПЧ создаются по принципу
равномерного распределения функций усиления и избирательности
между каскадами, поскольку вероятность появления интесивных помех в
этих службах сравнительно мала.
При синтезе УПЧ обычно решаются задачи выбора типа
электронных приборов и типа схемы УПЧ, которые при наименьшем
числе каскадов удовлетворяют заданным требованиям по:
- величине Гпч,
- полосе пропускания ДГуцч,
- величине коэффициента усиления Купч,
- коэффициенту прямоугольности характеристики избирательности
(или крутизне 8ф фильтров УПЧ).
—" Подведем итоги.
1. Тракт ПЧ предназначен для
- значительного усиления сигнала в интересах реализации требуемой
чувствительности.
- формирования результирующей полосы пропускания ОТП в
интересах подавления помех по соседнему каналу.
2. Основные качественные показатели приемника (чувствительность,
односигнальная и многосигнальная избирательность) зависят от
распределения избирательности и усиления между ТРЧ, ТПЧ1, ТГТЧ2,
ТЗЧ. Упомянутое распределение в значительной мере определяется (при
заданных требованиях) свойствами узлов, составляющих эти тракты, их
возможностями:
- ослабление помех соседних каналов как правило реализуется в ТПЧ
с самой низкой ПЧ, где можно реализовать высококачественный фильтр,
настроенный на постоянную частоту и определяющий полосу
пропускания ОТП;
- ослабление помех по побочным каналам первого преобразования
частоты возможно с помощью избирательных систем до 1-го смесителя;
в диапазонном приемнике избирательная система нуждается в
перестройке (хотя бы дискретной) и поэтому ее избирательные свойства
хуже чем у неперестраиваемых систем; в связи с этим возникает
потребность правильного выбора номинала 1-й ПЧ, чтобы разместить
помеху зеркального канала подальше от частоты настройки фильтров в
ТРЧ;
- ослабление помех в побочных каналах второго преобразования
частоты может быть реализовано частично в ТРЧ, а в основном - в ТПЧ1
(до сигнального входа 2-го смесителя), для чего в ТПЧ1 приемников
высокого класса включаются специальные фильтры;
- ослабление помех в в побочных каналах других преобразований
(при их наличии), осуществляется всеми избирательными системами,
включенными между входом приемника и входом соответствующего
преобразователя (смесителя);
- многосигнальная избирательность тем лучше, чем ближе фильтр
основной избирательности ко входу; в идеальном случае его следовало
бы разместить во входной цепи, однако для диапазона декаметровых и
более коротких волн он не реализуем, что и явилось причиной
построения радиоприемника по супергетеродинной схеме.
Результирующая характеристика избирательности ОТП (в
предположении его линейности) представляет результат перемножения
(в логарифмическом масштабе - сложения) соответствующих ординат
кривых избирательности отдельных трактов
61
Doin(Af) Dn>4(Af)-Dni4i(Af)’Dni42(Af) — DocH(Af).
Если в это соотношение добавить к сомножителям ослабления
амплитуд колебаний через тракты радиочастоты (DTP4), первой (Отпш),
второй (Dln42) и основной (Doom) промежуточных частот еще и
сомножитель ослабления в тракте звуковой частоты (DT34), то получим
выражение «сквозной» характеристики избирательности приемника.
3. Распределение усиления в приемнике определяется двумя
противоречивыми условиями:
- чем больше коэффициент усиления по мощности первых каскадов
приемника, тем меньше коэффициент шума приемника и тем лучше
чувствительность; из этого соображения основное усиление лучше
приблизить ко входу приемника;
- с точки зрения реализации многосигнальной избирательности
усиление сигнала в первых каскадах приемника должно быть
небольшим, чтобы усиленная амплитуда сигнала и/или помехи на входе
1-го смесителя (2-го смесителя и т.д.) не превышала допустимую (по
параметрам многосигнальной избирательности) величину.
1 Поэтому распределение усиления может производиться
1" следующим образом.
Усиление в ТРЧ должно быть ограничено, регулироваться в
зависимости от величины сигнала в антенне так, чтобы сигнал на входе
1-го смесителя не превышал допустимого значения (ориентировочная
Iсхема 1 -го смесителя должна быть выбрана):
ГЕд мин Катг Квх. ц Курч макс = Ед мин К грч макс,
Евхсмдоп <
(Еа МАКС Кдтт Квх. Ц Курч МИН = Ед МАКС К'ГРЧ мин,
где: Ubx см доп - допустимое напряжение на входе 1-го смесителя, КАТТ
- коэффициент ослабления аттенюатора, КВх.ц - коэффициент передачи
входной цепи, КУРЧ мин, Курч макс - минимальный (за счет действия
АРУ) и максимальный коэффициенты усиления в каскадах УРЧ.
Из приведенных соотношений следует, что коэффициент усиления
ТРЧ не должен превышать КТРЧ макс <; Ubx см доп/Едо, где Ело -
наихудшее значение чувствительности.
При жестких требованиях к динамическому диапазону величина
КТРЧ может снижаться до 3 ... 5.
61
62
Усиление в ТПЧ1 должно обеспечивать напряжение на входе 2-го
смесителя, которое не должно превышать допустимых значений
(UBX 1СМ МИН КпЧ1 МАКС-
Ubx см2 ДОП <; {
[Ubx 1см макс Кпч1 мин-
Практически величина Кпч1 не превышает 10 ... 20. Усиление в тракте
основной ПЧ должно дополнять усиление предшествующих трактов до
уровня, при котором возможна безыскаженная демодуляция сигнала.
Наименьшее из полученных значений
Котл мин ~ Ubx дем мин Кзап^амшь
где КЗАП ~ (10...20) - коэффициент запаса (необходимый для возможной
вариации при смене режимов, внешних условий, замене неисправных
узлов на исправные и др.) реализуется в ОТП, а дополнительное
усиление между выходом ОТП и входом каждого конкретного
демодулятора - в ЧТП.
=г^4. При проектировании тракта должны учитываться специфические
требования к преобразователям частоты:
линейность характеристики преобразования в интересах
уменьшения числа и уровня побочных продуктов преобразования;
- малый уровень шума гетеродина для уменьшения искажения
принимаемого сигнала;
- заданная стабильность частоты гетеродинов;
- малое просачивание колебаний гетеродина на вход приемника.
Вопросы для самоконтроля
1. Какие требования предъявляются к '1'114?
2. Аргументируйте, в каких случаях возникает потребность в нескольких
преобразованиях частоты.
3. Сформулируйте аргументированные требования к колебаниям
гетеродина.
4. Как функционирует компенсатор помехи зеркального канала?
5. Каковы особенности широкополосных УПЧ в сравнении с
узкополосными?
6. Сформулируйте основные требования к преобразователям частоты и
предложите способы их реализации.,
62
5. ЧАСТНЫЕ ТРАКТЫ ПРИЕМА
5.1. Тракты приема однополосных сигналов
5.1.1. Причины возможных искажений при приеме ОПС
Напомним, что однополосный сигнал с полностью подавленной
несущей представляет собой колебание с амплитудно-частотной
модуляцией, амплитуда которого изменяется по закону мгновенной
амплитуды Un(t), частота - в соответствии с изменением мгновенной
частоты Q(t) модулирующего сигнала:
UJ3E(t) = Un(t) cos|J(w„ + Q(t))dt] (5.1)
В интересах упрощения и наглядности изложения рассмотрим
простейший вид модулирующего сигнала, гармонический с амплитудой
Uq и круговой частотой О
Un(t) = Un cosQt (5.2)
Для верхней боковой полосы передаваемый однополосный сигнал
будет иметь вид:
UJ3E(t) = AUn cos(co„ + Q)t = Umccos(a>11 + Q)t (5.3)
Демодуляция этого сигнала с помощью обычного амплитудного
демодулятора (детектора) дает постоянное напряжение (вместо
переменного), пропорциональное амплитуде AUS1.
Данный факт иллюстрирует рис. 5.1, на котором представлены
спектральная и временная диаграммы такого ОПС.
Рис. 5.1. Спектральная и временная диаграммы ОПС при модуляции тоном
Демодуляция же с помощью частотного демодулятора
(дискриминатора), настроенного на частоту <вн также дает постоянное
напряжение (докажите!), пропорциональное величине О. Тогда как
результатом демодуляции должно быть колебание (5.2). _
Следовательно, демодуляция ОПС возможна лишь при
использовании иного нелинейного преобразования, обеспечивающего
63
выделение напряжения с частотой Q. Это напряжение может возникнуть
на выходе нелинейного элемента (НЭ), если кроме демодулируемого
колебания (5.3) на его вход подать колебание с частотой сомн, равной гон,
рис. 5.2,а:
___ UMH(t) — UMHcos coMHt (5-4)
а) б)
ЬЕМЦДШТ HWKWJf
_____ ЧАСТДГ
^U/mCOScOwt
Ugbfxtt)
—---
Рис. 5.2. Схема демодулятора однополосных сигналов
Тогда перемножение (5.3) и (5.4) во временной области даст (в
числе прочих) искомый «принятый продукт», пропускаемый фильтром
нижних частот:
UBbra(t) = 0,5 AUnUM„ cos[(ojh+Q)- <oMH]t = UJ3E cosQt, (5.5)
с точностью до постоянного множителя совпадающий с переданным
(5.3) при со„ = <вмн. Напомним, что перемножение двух временных
функций осуществляется квадратичным членом аппроксимирующего
полинома, описывающего нелинейный элемент (демодулятор).
Колебание с частотой сон = сомн, подаваемое на НЭ, называют
местной несущей, поскольку оно создается «на месте», в пункте приема.
Для получения известных энергетических преимуществ несущее
колебание было подавлено в передатчике, а для демодуляции -
восстанавливается в приемнике. Подобный способ демодуляции
называется гетеродинным, поскольку источником им„ выступает
специальный гетеродин (рис. 5.2,6).
Насколько качественно происходит демодуляция при
гетеродинном способе?
Покажем, что при демодуляции возможны специфические
искажения, связанные с а) неверным выбором амплитуды местной
>3
несущей, б) наличием асинхронизма (несовпш ения) частот местной .
несущей <вмн относительно подавленной (при фо, ми ова л
"передатчике) несущей сон: Аюа = соми - ю Ф
Рассмотрим первую причину появления искажений.
На рис. 5.3 представлены векторная и временная диаграммы
напряжений на НЭ демодулятора ОПС при AUq = UMH = const.
Огибающая результирующего напряжения на НЭ и,
следовательно, на его выходе, как видно из рис. 5.3, отличается от
ожидаемого гармонического (на рисунке представлены только
положительные импульсы однополосного колебания, сложенного с
местной несущей).
Рис. 5.3. Огибающая
колебания на выходе
демодулятора при
неправильном выборе
амплитуды местной
несущей
При fit = 90° вместо значения UMH (которое было бы при
гармонической форме огибающей) имеет место UBbIX > UM11.
Следовательно, форма огибающей на выходе демодулятора не будет
повторять передаваемое колебание (5.2) При детектировании такого
колебания в спектре его выходного тока (напряжения) кроме
составляющей с частотой fi будут и ее гармоники, свидетельствующие
об обогащении спектра, т.е. о искажении принятого сигнала в сравнении
с переданным.
При Umc= AUn Ф UMH амплитуда результирующего колебания
определяется соотношением
Ik.,.(fit) = л/Umh2 + Umc2 + 2UMHUMccosfit =
= UMHV(1 + m2 + 2 m cosfit), (5.6)
где: m = UMC/UMIi - нормированное (по величине UMH) значение Umc.
Разложение (5.6) в биномиальный ряд вида
(а + b)n = ап + n a”’1 b + [n(n - 1 )/2!] ап'2 Ь2 + ...
приводит к соотношению
UBblx(fit) = UMH + UMH(l+m2)~0 5mcosfit-UMH(l+m2)'l’5mcos2fit+..., (5.7)
64
что также подтверждает наличие в спектре огибающей, кроме
извлекаемой составляющей (с частотой £1), еще и ее гармоник
Определим степень искажения принятого сигнала коэффициентом
искажений по второй гармонике (20) Кг как
Кг = = 0,25 т/(1 + т2).
Если выбрать UMH » Umc, то ш «1 и тогда Кг ~ 0,25 т. Задавая
допустимое значение Кгдоп, можно сформулировать требования к
соотношению амплитуд Um£ и UM„:
hi Umc/UMH ~ 4 Кгдоп.
При КГдоп < 0,025 (2,5%) UMH > 10 Umc.
Итак, в интересах уменьшения нелинейных искажений при
демодуляции ОПС на демодулятор следует подавать восстановленное
несущее колебание с амплитудой, не менее чем на порядок
превышающей амплитуду принимаемого сигнала.
Величина UMH в приемнике устанавливается постоянной, тогда как
уровень сигнала в антенне может изменяться в широких пределах
(например, в мобильных радиослужбах). Следовательно, для
поддержания заданного соотношения UMH > 10 Umc на входе
демодулятора в приемнике должна быть предусмотрена система
автоматической регулировки усиления. Данный вопрос рассматривается
в п. 6.5.
Можно показать, что часть нелинейных продуктов может быть
скомпенсирована при использовании в качестве демодулятора
балансного амплитудного детектора (рис. 5.26). При строгой симметрии
схемы на выходе отсутствуют искажения, обусловленные четными
гармониками (2Q, 4Q, ...). Тогда искажения оцениваются
коэффициентом по третьей гармонике Кг = Umpn/Um^)-
Обратимся теперь к влиянию асинхронизма частот подавленной (в
передатчике) и восстановленной (в приемнике) несущих.
При рассмотрении процесса демодуляции ОПС предполагалось
равенство частот восстановленной и подавленной несущей: сомн = <вн. На
практике оно достигается с некоторой погрешностью АсОд = (0мн - сон-
Вне зависимости от причин этой погрешности согласно (5.5)
демодулированный сигнал будет иметь сдвиг по частоте, равный
асинхронизму Асод
CBblx(t) Uj3tcos (£2 - AcoA)t.
Понятно, что при демодуляции ОПС, представляющего сложный
сигнал в полосе £1мин ... Омаке, каждая из составляющих спектра будет
смещена на величину Д(оА(рис. 5.4).
Рис. 5.4. К пояснению влияния асипхронизма несущих частот при демодуляции
ОПС на искажения принимаемого сигнала
При сомн = <вн составляющие спектра верхней боковой полосы ОПС
после демодуляции оказываются в том же интервале частот, что и
модулирующий сигнал в передатчике, т.е. принятый сигнал не содержит
искажений. Он оказывается в полосе пропускания фильтра нижних
частот после демодулятора без «обрезаний».
Если юМ1, > шн, то в рассчитанную полосу частот попадает только
часть спектра, причем низкочастотная часть спектра (заштриховано)
оказалась дополнительно искаженной за счет инверсии этой части
спектра (голос становится хриплым, невнятным).
6
При (Вмн < «)„ все составляющие спектра демодулированного
сигнала сдвигаются в сторону высших частот (например, «басовый»
голос становится «тенорным»). Если полоса частот Пмин ... Омаке
стандартизована (например, значениями F = 0,3 ... 3,4 кГц), то в
последнем случае часть спектра окажется «вырезанной» (горизонтальная
штриховка).
Экспериментально найдено, что в качестве предельной величины
асинхронизма для реализации высококачественного воспроизведения
сообщений из однополосного сигнала следует считать Д£д < 15 ... 50 Гц,
а для обеспечения вполне удовлетворительной разборчивости
разговорного текста - AfA < 150 ... 300 Гц.
Жесткие требования предъявляются к стабильности частоты при
передаче по однополосному каналу тональной частоты нескольких
телеграфных сигналов с частотной или фазовой манипуляцией: AfA < 5 ...
10 Гц. Иногда такой же асинхронизм допускается в случае
использования однополосного канала совместно с аппаратурой
конфиденциальной связи.
Особенно жесткие требования к расхождению частот при
высококачественном воспроизведении музыки: (Hi-Fi) слушатели с
тонким музыкальным слухом способны различать звучание с разностью
частот Af\ < 2 ... 3 Гц.
Из изложенного не следует делать неверный вывод о том, будто
асинхронизм определяется только неточностью (асинхронизмом)
восстановления несущей в приемнике. Причиной описанных выше
явлений может быть в равной степени и нестабильность несущей
частоты в передатчике, нестабильность частоты гетеродинов, а также
эффект Доплера.
Предполагая, что суммарная нестабильность частоты
распределяется поровну между передатчиком и приемником (например,
при унификации их систем синтеза частот), для определенности найдем
требования к стабильности частоты на границе метрового и
декаметрового диапазонов (ЗОМгц):
Sf = Afnep/f = AftipM/f = (3 ... 6)/(30 106) = (1 ... 2)10-6.
Столь жесткие требования к стабильности частоты в течение
длительного времени являлись ограничивающим фактором для
внедрения однополосной радиосвязи в практику Реальная возможность
использования преимуществ однополосной передачи возникла лишь
после появления высокостабильных возбудителей передатчиков и
гетеродинов приемников (пока до частот метрового диапазона).
Реализация высокостабильной системы синтеза частот в
приемниках до сих пор выступает в качестве ограничивающего фактора
при использовании ОПС в радиовещании, поскольку серьезное
повышение стоимости системы синтеза сказывается на рыночных
показателях вещательных радиоприемников. Декларированное
внедрение в практику к 2015 г однополосных вещательных сигналов на
частотах ниже 30 МГц, по-видимому, не состоится в связи с появлением
альтернативных систем цифрового радиовещания.
5.1.2. Структурная схема тракта приема ОПС
риемники ОПС чаще всего различаются лишь способом
восстановления несущей. Одна из схем приведена на рис. 5.5.
трахт АРУ ла /7С траагг У/7Ч гошратрра /мл
Рис. 5.5. Структурная схема приемника однополосных сигналов
Здесь в качестве восстановленной «местной несущей» частоты
может быть использовано колебание fMH от синтезатора частот, если
достаточна стабильность частоты передатчика и частот синтезатора в
приемнике (fn, fr2, fMH)-
66
6
Если частота принимаемого сигнала недостаточно стабильна,
например, если сигнал излучается передатчиком предыдущего
поколения (fc+Afnep) или если частота сигнала изменяется за счет
эффекта Доплера (fc+Afaonn), то источником fMH может выступать
специальный генератор. Чтобы величины fire и f„„ не отличались, в
схеме предусмотрен специальный тракт фазовой электронной
подстройки частоты (ЭГГЧ) генератора. Опорным сигналом для тракта
ЭПЧ является «пилот-сигнал» (ПС) - остаток не полностью подавленной
несущей (вместо сигнала J3E в передатчике должен быть установлен
сигнал КЗЕ).Разделение ПС и боковой полосы осуществляется
фильтрами пилот-сигнала (ФПС) и фильтра однополосного сигнала
(ФОПС), к которым предъявляются жесткие требования, поскольку
частоты fnc и fnc + FMHH расположены близко (для стандартных каналов
ТЧ: FMHH = 0,3 кГц).
Полоса пропускания ФПС должна быть соизмерима с величиной
Afnep (а при наличии эффекта Доплера и Afaorui).
Нельзя ли использовать усиленный ПС непосредственно в
качестве МН? Этот вариант был бы идеален, поскольку частота
восстановленной несущей была бы в точности равна частоте частично
подавленной несущей. Однако:
- усиление ПС должно быть весьма большим, что приводит к
увеличению шумов на выходе приемника за счет шумов тракта
восстановления несущей;
- замирания ПС могут вызвать искажения сигнала на выходе
приемника.
Использование же вспомогательного генератора fMH, частота
которого автоматически подстраивается по ПС схемой ФАПЧ, дает
требуемую (большую) амплитуду несущей UMH, а при замирании ПС
значение частоты fMH сохраняется, например, автоматической фиксацией
подстраивающего напряжения на РЭ источника fMH.
5.1.3. АРУ в приемниках ОПС
Возможно два способа формирования напряжения АРУ:
- по огибающей ОПС (иначе называется - «АРУ по спектру»);
- по пилот-сигналу (при виде излучения R3E); это - АРУ по ПС.
Особенности АРУ по спектру будут рассмотрены в п. 5.6.
67
Система АРУ по ПС (см. рис. 5.5) принципиально не отличается от
системы АРУ приемника сигналов АЗЕ. Только усилитель напряжения
АРУ должен иметь больший коэффициент усиления, поскольку уровень
ПС составляет 10 ... 20% от максимального значения огибающей ОПС.
Регулировка усиления по ПС имеет тот же недостаток, что и АРУ
приемников амплитудно-модулированных сигналов АЗЕ: изменение ПС
недостаточно связано с изменениями уровня принимаемой боковой
полосы. Этот недостаток еще более усугубляется, если приемник
предназначен для двухканальной работы с независимыми боковыми
полосами (сигналы В7Е).
Поскольку пилот-сигнал выделяется узкополосным фильтром, то
он может быть усилен до значения, достаточного для нормального
функционирования системы АРУ. АРУ по пилот-сигналу также
свойственен существенный недостаток: она не учитывает возможность
селективных замираний сигнала. Поэтому при замираниях
составляющих спектра вблизи несущей и при одновременном подъеме
составляющих в верхней части спектра боковой полосы наступает
перегрузка приемника.
Возможна комбинированная система АРУ, которая при наличии
сигнала «работает» по огибающей, а при его отсутствии - по пилот-
сигналу. Коммутация в цепи регулирования подобной системы АРУ
осуществляется с учетом существенной разницы между пиковыми
значениями сигнала и уровнем пилот-сигнала.
Для приема сигналов второго канала (нижней боковой полосы)
структура приемника (рис. 5.5) должна быть дополнена еще одним
трактом, на входе которого устанавливается фильтр с полосой
пропускания в интервале частот (fnc - FMaKC) ... (fnc - FMHH), симметричной
интервалу частот верхней боковой полосы (fnc + FMHH) ... (fnc + FMaKC). \ >
5.2. Тракт приема аналоговых сигналов с угловой модуляцией
5.2.1. Структура тракта
Структура частного тракта приема одноканальных сигналов с
угловой модуляцией приведена на рис. 5.6.
67
ЧАСТНЫЙ ТРАКТ flPMFMA
Рис. 5.6. Структурная схема тракта приема сигналов с угловой модуляцией
Особенностью аналоговых сигналов класса F3E и G3E является
сравнительно большая ширина спектра даже в сравнении с амплитудно-
модулированным сигналом. Поэтому отличительными особенностями
фбщего тракта приема, в котором реализуется заданная чувствительность
и избирательность (многосигнальная и по побочным каналам приема)
приемника, являются широкая полоса пропускания и, как будет показано
ниже, требуемая линейность фазовой характеристики тракта до
демодулятора.
Как известно, широкополосные усилители обладают тем меньшим
усилением, чем больше полоса пропускания. Поэтому достижение
высокой чувствительности приемника оказывается возможным при
увеличении числа каскадов усиления.
Частный тракт приема сигналов с угловой модуляцией начинается
с фильтра (фильтр сигнала F3E), обеспечивающего избирательность
приемника по соседнему каналу приема (Dck > 60 дБ), что достигается
при коэффициенте прямоугольное™ Кп <, 2.
Двусторонний амплитудный ограничитель устраняет
нежелательную амплитудную модуляцию принимаемого сигнала,
возникающую как за счет воздействия помех, так и за счет
несовершенства АЧХ предшествующего тракта. Это является одним из
условий повышения помехоустойчивости приема данного вида сигналов
(передаваемая информация содержится в изменении частоты, а не
амплитуды). Ограничитель амплитуды эффективно работает при сигнале
(Umc) на его входе, в 2...3 раза превышающем порог ограничения (Uorp):
Umc = (2 ... 3)Uorp.
Поэтому перед ограничителем включается дополнительный
усилитель для реализации данного условия. При наличии АРУ приемник
обычно переводится в режим максимального усиления.
Демодулятор извлекает модулирующую функцию из
радиосигнала. В качестве демодуляторов используются частотные
детекторы, в которых обычно изменения частоты, отражающие
передаваемую информацию, вначале превращаются в
пропорциональные изменения уровня (амплитуды). Завершает
демодуляцию амплитудный детектор. На выходе последнего
окончательно выделяется спектр переданного сигнала звуковых частот.
В последнее время все более перспективными становятся
демодуляторы на элементной базе дискретного действия (см. далее п.
8.5). '
Структурная схема многоканального приемника (в сравнении с
рассмотренной) несколько «удлиняется», рис. 5.7.
Рис. 5.7. Структурная схема тракта приема сигналов группового спектра
с угловой модуляцией
Частотно-модулированный сигнал многоканальной передачи
представляет собой результат угловой модуляции так называемым
групповым сигналом, сформированным «по принципу образования
однополосных сигналов» на поднесущих частотах (многоканальные
системы передачи с частотным разделением каналов). Поэтому и
Демодулятор приемника содержит две ступени демодуляции:
- частотный демодулятор, с помощью которого из радиосигнала (на
промежуточной частоте) извлекается групповой сигнал; эта ступень
аналогична описанной выше, рис. 5.6;
I
- ступень частотного разделения каналов и демодуляция сигналов
каждого канала, реализуемая в приемном тракте аппаратуры
каналообразования, не входящей в состав радиоприемника.
Общий тракт приема аналогичен тракту одноканального
приемника с той лишь особенностью, что обладает большей шириной
полосы пропускания, соответствующей излученному радиосигналу.
На выходе частотного демодулятора включается фильтр
группового сигнала (ФГС), отделяющий последний от нежелательных
компонентов, сопровождающих демодуляцию первой ступени.
Групповой усилитель создает уровень группового сигнала,
достаточный для эффективной работы ступени частотного разделения
каналов.
Рассмотренная схема применяется в аналоговых стволах
радиорелейных линий связи, которые еще не уступили альтернативным
цифровым.
5.2.2. Требования к характеристикам тракта ПЧ
Рассмотрение упомянутых характеристик позволяет вскрыть
причины возможных искажений принимаемого сигнала в трактах
приемника, снижающих качество приема, и предложить меры для их
снижения до требуемых норм.
Здесь будут рассмотрены требования к амплитудной, амплитудно-
частотной, фазочастотной характеристикам трактов до демодулятора и к
демодулятору с позиций искажения сигнала.
Амплитудная характеристика тракта до демодулятора. Пусть
амплитудная характеристика нелинейна и описывается полиномом (для
определенности - третьей степени)
UB1JX - Э] ^вх + n2U Bj + аз U вх,
где: ию= Um cos (toct + m4M sin fit).
В составе выходного колебания будут колебания основной
частоты и ее гармоник
Ubbu (t) - Umicos(wct + m4M sin fit) + Um2cos2(cDct + m4Msin fit) +
+ Um3cos3(a>ct + m4M sin fit).
Чаще всего гармоники сигнала подавляются цепями гнагрузки,
поэтому можно считать, что нелинейность амплитудной характеристики
тракта до демодулятора не вызывает искажений принимаемого сигнала.
Это свойство используется для устранения нежелательной (паразитной)
амплитудной модуляции сигнала в усилителях с режимом ограничения
амплитуды. Для эффективного ограничения входной сигнал усилителя-
ограничителя должен превышать порог ограничения. Поэтому в
приемниках сигналов F3E (G3E) реализуется максимально возможное
усиление: с переходом на упомянутые сигналы (при наличии АРУ)
приемник автоматически переводится в режим максимального усиления.
Отметим, что нелинейность амплитудной характеристики
тракта после демодулятора (в тракте звуковой частоты) вызывает
искажения принимаемого сообщения. _____
Амплитудно-частотная характеристика тракта До
демодулятора. На рис. 5.8 представлена зависимость коэффициента
передачи К тракта при медленном изменении частоты колебаний fc
относительно частоты настройки f0 избирательной системы. Если
рассматривается коэффициент передачи тракта промежуточных частот,
то под частотой настройки следует понимать среднюю частоту полосы
пропускания фильтра в ТПЧ f0 = fn4. __-
Если частота изменений частоты F (вызванных модулирующим
сигналом) значительно меньше f0, то изменение частоты можно считать
медленным и полагать изменение К в соответствии с АЧХ, снятой в
«статическом» режиме.
Из рис. 5.8,а видно, что неравномерность АЧХ в полосе
пропускания является причиной изменения К и искажений
амплитудного характера UBblx = K-UM (при UBX = const и fn = fc величина
UBbII будет изменяться в такт с изменением модулирующего параметра
принимаемого сигнала). При неточной настройке (f0 Ф fc, рис. 5.8,6)
величина «сопутствующей» («паразитной») амплитудной модуляции (в
усилителе приемника) будет еще более значительной. Она должна быть
устранена ограничителем амплитуды, в противном случае в выражении I
для ивых = К UBI величину К следует счи тать изменяющейся по закону К J
« Ко + Kicos2nFt - K2cos27tFt.
59
демодулятора даст результат, свидетельствующий об обогащении
спектра (искажениях принимаемого сигнала) и характеризуемый
коэффициентом гармоник Кг модулирующего сигнала F (без
доказательства): _________________
Кг я 0,5ц/л/(К,/Ко)2 + (К2/Ко)2,
где ц - крутизна характеристики ограничителя выше порога
ограничения, рис. 5.9.
Рис. 5.9. К пояснению
роли амплитудного
ограничителя для
снижения искажений
>9
7
После идеального ограничителя (ц = 0) искажения отсутствуют.
""Дополнительно отметим, что причиной изменения Ubx огр могут
быть не только несовершенство АЧХ тракта, но и помехи, например,
вызванные многолучевостью распространения радиоволн, вызывающие
изменения уровня сигнала на входе приемника.
Фазочастотная характеристика (ФЧХ) тракта до
и ФЧХ существует
демодулятора. Известно, что между АЧХ
соответствие, рис. 5.10а,б.
Рис. 5.10. К пояснению
взаимосвязи между АЧХ
и ФЧХ тракта
Нелинейность ФЧХ тракта может вызвать значительные
нелинейные искажения из-за нарушения пропорций изменения частоты
на выходе относительно изменений частоты на входе, рис. 5.11. Поясним
это.
Пусть на входе тракта действует колебание с угловой модуляцией.
Uex(t) = Umcos<pBX(t) = Umcos[(Bct + Д<рдев(О]-
Текущее значение угловой частоты равно
Ювх = СОс + d[A(paeB(t)]/dt = (Вс + ЛИдевСО-
Здесь символ dt означает взятие частной производной от фазы по
времени.
За счет задержки в тракте на фазовый угол <p(t) текущее значение
фазы на выходе тракта будет равно
UBbix(t) = coct + А<рдев(О + <p(t),
а текущее значение частоты
Фвых + ЛОЗдев(t) + dtp чев(t)/dt.
7
о
Рис. 5.11. К пояснению влияния нелинейности ФЧХ тракта на искажения сигналов
с угловой модуляцией (6)
Если фазовая характеристика тракта в пределах изменения
частоты сигнала <вс + Aco(t) линейна (рис. 5.11а), то d<pfleB(t)/dt = const и
закон изменения A<naeB(t) сохраняется. Изменения частоты coBBlx(t) в
точности повторяет coBX(t).
’ Нелинейность ФЧХ на интервале ±Асожв(1) приводит к изменению
закона изменения выходной частоты тракта в сравнении с законом
изменения частоты на входе (рис. 5.11,6), что равносильно появлению
.искажений принимаемого сигнала.
По аналогии с рис. 5.8.6 причиной искажений может выступать
несовпадение частот fc и f0 (или 1Пц й средней частоты полосы
ропускания фильтра обсуждаемого тракта). Последнее в очередной раз
напоминает о необходимости стабилизации частоты в приемнике.
В одноканальных приемниках сигналов нелинейные искажения за
счет нелинейности ФЧХ допускаются на единицы процентов, а в
многоканальных - на два порядка меньше. Столь жесткие требования к
линейности ФЧХ общего тракта приема многоканальных приемников
объясняются возможностью возникновения переходных помех из одного
канала в другой.
—----При приеме мультиплексированных импульсных потоков
цифровых систем передачи неравномерность ФЧХ в приемниках
оценивается неравномерностью (непостоянством группового времени
О
замедления) Дтз группового времени замедления (запаздывания, рис.
5.10,6) в пределах полосы пропускания. Неравномерность времени
замедления приводит к нарушению пропорций между составляющими
группового спектра, что сопровождается искажением формы
передаваемых импульсов и может привести к регистрации ошибочно
принятых символов Величина Дтз нормируется, например, не должна
превышать 2 ... 5 нс.
Искажения сигнала при демодуляции. Качество демодуляции
определяется линейностью рабочего участка характеристики частотного
детектора. Рис. 5.12 иллюстрирует зависимость текущего значения
выходного напряжения с демодулятора Идем от текущего значения
частоты для случая работы на линейном (а) и нелинейном участках
характеристики частотного демодулятора (б).
Рис. 5.12. К пояснению искажения принимаемых сигналов с угловой модуляцией в
частотном демодуляторе
Причиной искажений может быть несоответствие величины
девиации ДГдев ширине рабочего участка характеристики (например,
оператор на передающей станции выставил завыщенный уровень
модулирующего сигнала) и неточность настройки демодулятора на
промежуточную частоту (либо при точно настроенном демодуляторе -
промежуточная частота сигнала не соответствует этой настройке,
например, из-за существенной нестабильности частоты передатчика или
приемника).
7
ч_____
I Заметим, что при приеме на частотный демодулятор
фазомодулированных сигналов более высокие частоты передаваемого
\ сообщения будут воспроизведены с большей (нарастающей)
\ амплитудой, чем низкие, поскольку на передающей стороне (в интересах
1 повышения помехоустойчивости) был осуществлен подъем АЧХ
I модулятора на 6 дБ/октаву. Передача будет искажена. Поэтому в тракте
I звуковой частоты должна быть предусмотрена цепь послекоррекции с
I АЧХ, падающей со скоростью 6 дБ/октаву.
5.3. Тракт приема амплитудно-манипулированных сигналов
Амплитудно-манипулированные сигналы, как правило, принимают
только на слух. За счет более тонкой обработки сигналов в мозге
оператора реализуется более высокая помехоустойчивость приема этих
сигналов. При аппаратурном приеме данные сигналы по
помехоустойчивости, как известно, проигрывают и могут
использоваться только при значительном превышении уровня сигнала
над помехами в точке приема. Именно поэтому возможность передачи (и
приема) сообщений этим видом сигнала сохраняется в самых
современных радиостанциях профессиональной радиосвязи.
Частный тракт слухового приема сигналов А1А включает в себя
узкополосный полосовой фильтр (УПФ), усилитель ПЧ, преобразователь
промежуточной частоты в тональную, фильтр тональной частоты и
усилитель звуковой частоты, рис. 5.13.
Рис. 5.13. Частный тракт приема сигналов А1А
1
72
----' Ширина полосы пропускания УПФ должна быть согласована с
шириной спектра сигнала и с суммарной нестабильностью частоты
передатчика и приемника. Скорость передачи, предполагающей
слуховой прием с записью принимаемого текста от руки, не превышает
25 Бод, а с записью на пишущую машину - 50 Бод. Поэтому
эффективный спектр сигнала вмещается в полосу шириной 100...250 Гц.
В интересах улучшения приема в условиях помех в некоторых
приемниках предусматривается дискретная или даже плавная
регулировка полосы УПФ.
Наиболее благоприятная для слухового восприятия частота тона
биений (разностная частота fii4 — frer или frer - Гпч) выбирается равной
700...1000 Гц, поэтому частота гетеродина frer должна отличаться от
средней частоты настройки фильтра ПЧ именно на эту величину,
подбираемую оператором индивидуально для своего восприятия
(органом регулировки ТОН СЛУХОВОГО ПРИЕМА).
В интересах лучшего извлечения сигнала из смеси с помехами
пределы изменения частоты frer выбираются с возможностью как
верхней, так и нижней настройки гетеродина. Изложенное можно
проиллюстрировать примером. Пусть в приемнике оказалась
недостаточно подавленной помеха fn, отстоящая от частоты сигнала на
1500...2000 Гц. Изменение frer приводит к увеличению разности тонов
сигнала и помехи, см. диаграммы на рис. 5.13.
Именно частотное различие сигнала и помехи важно для
оператора, поскольку оператор сосредоточен на тоне полезного сигнала
Fc даже если помеха Fn энергетически сильнее сигнала (Рп > Рс).
Принято считать, что при заметном частотном различии (100 ... 150 Гц)
сигнала и помехи слуховой прием оказывается возможным при Рс/Рп < -
12 дБ, когда никакая буквопечатающая аппаратура правильно
зарегистрировать принятый сигнал не сможет.
Фильтр тональной частоты также иногда благоприятно влияет на
помехоустойчивость приема сигналов, подавляя отстроенную
гетеродином помеху, а также ослабляя иные составляющие спектра
после смесителя.
К недостаткам использования сигналов А1А относится
необходимость специальной и сравнительно длительной подготовки
операторов.
72
Если использовать сигналы J2A вместо сигналов А1А, то схема
тракта приема сигналов тональной амплитудной манипуляции
существенно упрощается, рис. 5.14.
Рис. 5.14. Частный тракт приема сигналов J2A
Сигналы
амплитудного детектора.
A2A демодулируются с помощью обычного
5.4. Тракт приема частотно-манипулированных (ЧМн) сигналов
В зависимости от способа преобразования частотно-
манипулированных сигналов в импульсы постоянного тока различают
частотно-амплитудные, частотно-фазовые и частотно-импульсные
(импульсно-счетные) демодуляторы.
Г В частотно-амплитудных демодуляторах скачки частоты сигнала
ТТГЛЛ/-ЧГХГЛСЮ'» ZZIT'r-'ГТ г» 1191 Юно! 1ГЮ О »ГП ПЫТП/ТТГ Т Z4 ГТ/-ЧГ» П/1ГП 3MIIT1 « «-»•* т ГТ» «-« •
преобразуется в изменение амплитуды с последующим амплитудным
^уетектирлнапием- " ~ ~~ '
В частотно-фазовых демодуляторах скачок частоты
превращается в скачок фазового сдвига между двумя напряжениями,
каждое из которых образуется из исходного, с дальнейшим извлечением
«постоянной» составляющей напряжения, зависящей от фазового скачка.
В частотно-импульсных детекторах демодулируемое колебание
вначате преобразуется в последовательность импульсов, частота
следования которых пропорциональна отклонению частоты входного
сигнала от среднего значения. Количество импульсов за определенный
отрезок времени может быть посчитано и (например, с помощью цифро-
аналогового преобразователя) преобразовано в напряжение выходного
сигнала.
Схемных практических решений при этом может быть великое
множество Ниже для иллюстрации приводятся некоторые.
5.4.1. Прием сигналов F1B с помощью частотно-амплитудных
демодуляторов
Схема тракта приведена на рис. 5.15.
Рис. 5.15. Схема частотно-амплитудного демодулятора сигналов F1B
Общий тракт приема (ОТП) аналогичен приемнику сигналов с
угловой модуляцией. Он выполняет функцию преобразования частоты в
интересах достижения заданной чувствительности и избирательности, за
исключением избирательности по соседнему каналу.
Фильтр, следующий за ОТП, называется проходным. С его
помощью реализуется основная избирательность тракта подавлением
помех соседних каналов и других сосредоточенных по спектру помех.
Полоса пропускания этого фильтра ДЕф выбирается из условия
ДЕф > ДГсдв + 2nF+2 (Afiiep + ДГпрм)
где: ДГсдв - величина сдвига частот манипуляции; F - частота
манипуляции в тракте передачи; п - номер боковых составляющих в
спектре частот манипуляции, которые целесообразно учитывать для
удовлетворительного воспроизведения формы сигнала после
демодуляции; обычно п = 3 или 5; Afiiep и ДГпрм - абсолютные
нестабильности частот передатчика и приемника.
Полоса пропускания ОТП обычно ДРотп > (3 ... 4)ДЕф.
Амплитудный ограничитель устраняет изменения амплитуды и
выравнивает амплитуды радиоимпульсов с частотами заполнения Гб и Гв,
во избежание их влияния на демодулированный сигнал.
Демодулятор преобразует чередующиеся радиоимпульсы с
частотами Гб и Гв в импульсы постоянного тока. В качестве
демодулятора чаще всего используются частотные дискриминаторы с
линейной характеристикой в рабочей полосе частот Гпч.
Частота настройки демодулятора Гчд должна совпадать с
номинальным значением промежуточной частоты Гпч = 0,5(Гв - Гб). Если
Гчд Гпч (например, из-за ухода «нуля» частотного детектора, или
смещения Гпч из-за нестабильности ДГпер и ДГпрм или нестабильности
частот манипуляции fB и Гв), то на выходе демодулятора будут возникать
асимметричные импульсы, соответствующие частотам «нажатия» и
«отжатия».
Схема симметрирования устраняет эту' асимметрию путем
вычитывания постоянной составляющей Uiioct из выходного
напряжения Ечд.
После триггера из скругленных принятых импульсов
формируются прямоугольные выходные импульсы для оконченной
аппаратуры
7
5.4.2. Прием сигналов F7B с помощью частотно-амплитудных
демодуляторов
Тракт приема сигналов F7B отличается от одноканального тракта
наличием четырех разделительных фильтров, настроенных на частоты
манипуляции f\, fc- Ав, fr и дешифратора, реализующего разделения
сигналов по каналом, рис. 5.16.
^e/^odyjrsr^O/O
Рис. 5.16. Схема частотно-амплитудного демодулятора сигналов F1B
На нижней части рисунка детализирована схема демодулятора. В
частности, утолщенными линиями показаны цепи протекания
постоянной составляющей токов, формирующих посылки в обоих
каналах при приеме частоты fE. Излучению частоты fE соответствует
7
4
передача «1» по 2-му каналу и «О» - по первому, что и отражено
полярностью напряжений на резисторах R2 и R4 - соответственно.
Заметим, что диоды других детекторов (например, VD1 от фильтра fA)
этими напряжениями запираются, обеспечивая тем самым пороговый
принцип различения сигналов от разделительных фильтров.
Полоса пропускания проходного полосового фильтра более
широкая, чем в предыдущей схеме.
ДРф > ЗДГсдв + 2nF + 2(Afnep + ЛГпрм).
Как и в предыдущей схеме, форма посылок на выходе
демодулятора может существенно отличаться от прямоугольной.
Поэтому для формирования прямоугольных посылок в целях управления
оконечной аппаратуры на выходе включаются исправляющие
устройства - триггеры. Если в триггере предусмотреть регулировку
порога опрокидывания, то можно устранить временные преобладания
(по длительности) посылок.
Рассмотренные выше схемы находили применение в
традиционных разработках предыдущих поколений приемников.
Цифровая элементная база открывает новые возможности схемных
решений при обработке дискретных сигналов.
Проиллюстрируем это на примере.
5.4.3. Прием сигналов F1B с помощью цифровых
частотно-фазовых демодуляторов
На рис. 5.17 приведена схема тракта приема и временные
диаграммы напряжений, поясняющие функционирование одного из
вариантов демодуляторов, состоящего из линии задержки (например, в
виде регистра сдвига), схемы сложения по модулю два и фильтра
нижних частот. Для напоминания на рис. 5.18 приведена схема и
алгоритм функционирования схемы сложения по модулю два (SM2).
Из рис. 5.17 следует взаимосвязь «постоянной» составляющей
выходного напряжения U= от величины задержки То при передаче частот
«О» fE и «1» fe. Если преобразовать изменение частоты с fE на fe (и
обратно) в изменение разности фаз с -л до нуля (и обратно), то на
выходе демодулятора им будет соответствовать перепад напряжения от
нуля до максимальной положительной величины.
4
Рис. 5.17. Схема частотно-фазового демодулятора сигналов F1B
Рис. 5.18. Схема SM2 и алгоритм ее функционирования
Необходимый фазовый сдвиг может быть получен путем задержки
колебания fc относительно fe на некоторое время задержки т0 (в линии
задержки). При этом условие различения посылок «I» и «О» после
демодулятора можно записать в виде (автокорреляционный прием):
фв - фь = 2лГвт0 - 2nfBTo =л.
Отсюда следует, что 2т„(Гв - fB) = 1 или то = 1/2ДГсдв.
Недостатком приведенной характеристики фазового демодулятора
является однополярность выходного напряжения U=(tp) и его
зависимость ог нестабильности частоты входного сигнала. От этого
недостатка частично свободна схема демодулятора с двумя схемами
SM2 и схемой вычитания, рис. 5.19.
Рис. 5.19. Схема частотно-фазового демодулятора сигналов F1B с двумя SM2
Задержанный (с разностью фаз, равной "л/2) входной сигнал
подается на входы схем SM2. Подобная схема позволяет получить
характеристику И=(ф) с разнополярным выходным напряжением.
Влияние небольших нежелательных изменений входной частоты
могут быть исключены благодаря наличию плоских участков и=(ф),
параллельных оси ф. Ширина плоской части характеристики равна л/2,
поэтому ошибка в запаздывании по фазе в пределах ±л/4, что
равносильно нестабильности входной частоты в пределах ± Af = ± 1 /8то,
75
не изменит величины и знака выходного напряжения. Если выбрать <рв =
2nfBTn и <рв = 2nfB-t0 на изломах характеристики демодулятора (на рис.
5.19 показаны точками), то на входе демодулятора сформируются
импульсы «О» и «1», соответствующие разности фаз <рв - <рь = л/2.
5.4.4. Прием сигналов F7B с помощью цифровых
частотно-фазовых демодуляторов
Для приема сигналов двойной частотной манипуляции можно
использовать изложенную выше идею, дополнив схему рис. 5.19 еще
одним демодулятором, подключенным к выводам «б» линии задержки,
рис. 5.20.
Рис. 5.20. Схема частотно-фазового демодулятора сигналов F7B
Характеристики демодуляторов приведены на рис. 5.21,а,б.
Характеристика демодулятора второго канала по оси абсцисс
растянута в 2 раза за счрт большей задержки тг ~ 2ti, рис. 5.21,в.
Из расположенной рядом таблицы видно, что выходное
напряжение первого канала формируется при фазовом сдвиге ± л/4 (или
± 3/4л), а второго — при ±л/2 (или ± 3/2л), т.е. на плоских вершинах
характеристики демодулятора.
Рис. 5.21. Характеристики частотно-фазовых демодуляторов сигнала F7B
Следовательно, прием сигналов второго канала в сравнении с
первым менее подвержен влиянию нестабильности частоты входного
сигнала и нестабильности задержки т2. Именно поэтому при переходе с
двухканальной работы на одноканальную целесообразно использовать
второй демодулятор, сменив лишь полярность выходного напряжения.
Если в приемнике должна быть предусмотрена демодуляция
сигналов с различными частотными сдвигами, то должна быть
возможность изменения наклона фазовых характеристик линии
задержки, рис. 5.21 в, например, вариацией величин -ti и т2 или вариацией
величины (пч.
В последнем случае колебания с выхода тракта промежуточных
частот приемника могут быть подвергнуты дополнительному
преобразованию уже в частном тракте приема. Один из вариантов
реализации данной идеи приведен на рис. 5.22.
77
ОТ ОРГАНОВ ШРАВЛёННЯ ОНДЖИ СИГНАЛИВ F1o,F?B,G?B
Рис. 5.20. Схема частотно-фазового демодулятора сигналов F7B
с различными частотными сдвигами
Колебание частоты Гпч с помощью смесителя и колебаний
дополнительного гетеродина Frer преобразуется в колебание различных
значений Рпч. Их количество определяется числом частот FreT. Строгая
стабильность частот FreT достигается применением фазовой АПЧ по
колебанию Fmh, полученному от опорного кварцевого генератора.
Линия задержки имеет необходимое число отводов с различным
временем задержки. Для каждого из видов сигналов F7B используется
лишь пара Ti и т2. Таким образом, при смене вида сигнала в частном
тракте происходит:
- смена разделительных кварцевых полосовых фильтров, полосы
пропускания которых AF13 AF2, ... , AFn, согласованы с шириной спектра
принимаемого сигнала;
- смена частоты FreT путем изменения коэффициента деления в
делителе с переменным коэффициентом деления (ДПКД) и, как
следствие, изменение Fn4 = Гпч - Frei;
- выбор требуемых задержек Т] и т2 от линии задержки.
Заметим, что при реализации линии задержки в виде регистра
сдвига, который для своего функционирования требует импульсов с
трактовой частотой Ft, изменение 'll и т2 можно производить
77
изменением Ft: вместо коммутатора задержки (рис. 5.22) необходим
переключатель величины Ft.
При использовании выбранного вида сигнала с различными
скоростями передачи на выходах демодуляторов можно предусмотреть
переключение полос пропускания фильтров нижних частот, в интересах
их согласования с шириной спектра принятого первичного
электрического сигнала.
7 5.5. Тракт приема фазоманипулированпых сигналов
В самом общем виде схема зракта показана на рис. 5.23.
Общий тракт приема выполняет обычные функции
избирательности, усиления и преобразования частоты сигнала. В
отличие от приемников иных видов сигналов к ОТП предъявляется
требования высокой линейности ФЧХ тракта, особенно при приеме
многоканальных ФМн сигналов.
—- Обработка сигналов производится в фазовом демодуляторе
(представлена «аналоговая» балансная схема), на два входа которого
Доданы:
| - сигнал Umccos©ct или (с момента смены посылки) Umccos(<Dct + л) =
Umccos«)ct и
- колебание гетеродина, синхронное по частоте с сигналом UnCosoV.
При строгой симметрии схемы и <вс = <оо (условие синхронизма) на
I ыходе формируются напряжения:
- Uri = Кд(По + 0,5Umc) при синфазности напряжений сигнала и
Гетеродина, или
- UR2 = -Кд(По + 0,5Umc) при их противофазности (после скачка фазы
сигнала на л в момент ti).
Выходное напряжение 1Твых образуется как сумма напряжений на
эезисгорах R1 и R2 в виде импульсов постоянного тока,
соответствующих принятым посылкам «1» («нажатие») или «О»
(«отжатие»),
В общем случае, когда фаза сигнала и опорного колебания
гетеродина не строго синфазны (противофазны). а отличаются на
некоторый угол <р, величина импульсов Пвых будет пропорциональна
значению coscp, что может снижать качество работы пороговых схем
регистрации символов «1» и «О».
Рис. 5.23. Схема фазового демодулятора н поясняющие эпюры напряжений
Основная трудность в практической реализации схем приема
ФМн сигналов состоит в получении опорного колебания, точно
совпадающего с частотой и фазой одной из посылок сигнала.
Применение автономного генератора невозможно, поскольку требуется
практически нереализуемая стабильность частоты. Использование
несущей частоты ФМн сигнала в качестве опорного колебания также
78
невозможно, так как она либо отсутствует в спектре сигнала, либо
ослаблена.
' Поэтому в основе всех практических схем синхронных
гетеродинов используются:
- либо специальные схемы формирования опорного напряжения из
принимаемого сигнала;
- либо автономный генератор, фаза которого корректируется
(стабилизируется) по принимаемому сигналу.
Так, А.А. Пистолькорсом предложена схема формирования
опорного колебания непосредственно из принимаемого сигнала, рис.
5.24.
Рнс. 5.24. Схема
формирования
опорного колебания
для фазового
демодулятора
А.А. Пистолькорса
В умножителе частоты (х2) устраняется фазовая манипуляция,
поскольку
cos2(coct + п,л) = cos(2wct + 2n,Tt) = cos2(coct), (n, = 0 или 1).
Частота опорного колебания после делителя (:2) в два раза
совпадает с частотой принимаемого сигнала. Фазовращателем
устраняется «набег фазы» в тракте формирования опорного колебания.
Схема с генератором местной несущей, стабилизированной по
принимаемому сигналу с помощью кольца фазовой АПЧ, приведена на
рис. 5.25 (схема В.И. Сифорова).
На рис. 5.26 представлена схема демодулятора сигналов ФМн,
предложенная Д. Костасом.
Сигнал с общего тракта приема sin(<nct ± л/2) поступает на входы
перемножителей / и 2. В интересах упрощения выкладок амплитуды
колебаний приняты равными единице. На вторые входы
перемножителей подается опорное колебание от ПГ, отличающееся по
фазе на сро. На выходах перемножителей получим
sin(co0t + n/2)cos(mot + <ро) 0,5sin (± л/2-<ро) + 0,5sin(2co0t ± л/2+<ро)
и
sin(root ± 7r/2)sin(<Bot + cpo) = 0,5 cos(± л/2-фо) - 0.5cos (2co0t ± n/2+cp0).
Рис. 5.25. Схема формирования опорного колебания для фазового демодулятора
В. И. Сифорова
Рис. 5.26. Схема формирования опорного колебания для фазового демодулятора
Д. Костаса
На выходе ФНЧ2 и ФНЧ4 пропускаются только первые слагаемые
Sin(± 71/2 - фо) и - cos (± тг/2 - фо).
После перемножителя 3 имеем
sin(± тс/2 - фо)[- cos (± 7г/2 - фо)] = -0,55ш2фо.
На выходе ФНЧЗ выделяется напряжение, не содержащее
информационных составляющих (+ тг/2). Величина его определяется
расстройкой источника опорного колебания фо и равна нулю при ф = 0.
Напряжение с ФНЧЗ поддерживает синхронизм частот на входах
перем ножителей 1 и 2. На этапе вхождения в синхронизм при
необходимости может быть использована схема поиска (на рис. не
показано).
Заметим, что при фо=0 на выходе перемножителя 1 с помощью
ФНЧ1 выделяется напряжение, соответствующее передаваемым
посылкам, т.е. первый перемножитель совместно с ФНЧ1 выполняет
роль демодулятора. Напомним, что перемножитель двух функций во
временной области с интегратором (ФНЧ) на его выходе называется
коррелятором.
Расмотренные схемы (как и другие) обладают неприятным
свойством - явлением «обратной работы», связанным с тем, что у ФМн
сигналов отсутствует признак, который позволяет «привязать» фазу
опорного колебания к фазе сигнала. Любое случайное изменение фазы
опорного колебания на п (вне зависимости от причины, например, от
скачка питающего напряжения или при механической тряске) вызывает
изменение полярности выходного напряжения: вместо посылки «1»
будет регистрироваться «0». В этом нетрудно убедиться, используя рис.
5.23.
Уйти от этого недостатка оказалось возможным при применении
фазоразностной манипуляции (или относительной фазовом манипуляции
- ОФМн), предложенной Н.Т. Петровичем.
При приеме сигналов с ОФМн решение о знаке элемента сигнала
принимается на основе сопоставления фаз двух смежных элементарных
посылок, т.е. сравнение фаз принимаемой и предыдущей посылки. Или
иначе - признаком, по которому осуществляется «привязка» фазы
опорного колебания к фазе данной принимаемой посылки, является фаза
предыдущей посылки. Так, при передаче «0» фаза сигнала не изменяется
в сравнении с предыдущей посылкой, а при передаче каждого элемента
«1» фаза меняется на п.
Начинается передача с посылки одного не несущего информации
элемента,, который служит опорным для сравнения фазы последующего
элемента сигнала (первого информационного).
79
Широко известны два метода приема сигналов ОФМн:
- метод сравнения фаз (автокорреляционный метод приема);
- метод сравнения полярностей (квазикогерентный метод приема).
При приеме по методу сравнения фаз, рис. 5.27, на второй вход
демодулятора передается в качестве опорного задержанный (на
длительность элементарной посылки т3=то) сигнал, так что на
демодуляторе действуют одновременно i-ая и i+1-ая посылки. Явление
обратной работы принципиально устраняется.
Рис. 5.27. Регистрация принимаемых символов по методу сравнения фаз
Величина задержки ср3 связана со скоростью передачи соотношением <р3
- 2nFxo =л, где F - частота манипуляции.
Демодуляция с помощью устройства на элементной базе
дискретного действия рис. 5.20 производится в соответствии с
диаграммой рис. 5.21,6. После интегратора (фильтра нижних частот)
происходит усреднение результатов сравнения посылок.
Идея метода сравнения полярностей иллюстрируется рис. 5.28.
Демодуляция происходит как в схемах рис. 5.24 или 5.25.
Однако решение принимается на основе сравнения полярностей
задержанной на то предыдущей и следующей за ней элементарных
посылок. Обратная работа устраняется, так как при скачке фазы
изменяется полярность обоих посылок на устройстве сравнения. Вместо
обратной работы при скачке фазы регистрируется одиночная ошибка.
Устройство синхронизации обеспечивает определение границ
посылок и их синхронную обработку, поскольку посылки с одинаковой
фазой на выходе демодулятора не различаются.
Эти же методы могут быть реализованы при приеме многократной
относительной фазовой манипуляции, например, двукратной (ДОФМн
или иначе ФМ-4), - где четырем комбинациям посылок в 1-м и 2-м
каналах ставится в соответствии четыре фазы несущего колебания.
Разумеется, на выходе демодулятора должно быть включено
устройство, осуществляющее обратное перекодирование принятого
сигнала ОФМн в обычный ФМн, соответствующий исходному
передаваемому (прямоугольник из штриховых линий рис.
5.26).
Рис. 5.28. Регистрация принимаемых символов по методу сравнения полярностей
элементарных посылок
Добавим, что элементную базу дискретного действия можно
использовать и для демодуляции любых аналоговых сигналов, после
предварительного преобразования их в сигналы с времяимпульсной или
частотно-импульсной модуляцией (см. п. 8).
Вопросы для самоконтроля
1. Поясните механизм возникновения искажений демодулированного
ОПС при неправильном выборе амплитуды восстановленной несущей.
2. Почему однополосный сигнал с неподавленной несущей может быть
принят на амплитудный детектор?
3. Поясните механизм возникновения искажений демодулированного
ОПС при асинхронизме частот восстановленной и подавленной
несущих. Как можно устранить упомянутый асинхронизм?
4. Каков количественный вклад эффекта Доплера в величину
асинхронизма частот AfA?
5. Как используется пилот-сигнал ОПС с ослабленной несущей в зракте
приема этого ОПС в интересах улучшения качества приема
информации?
6. Поясните причины возникновения искажений сигнала на выходе
тракта сигналов с угловой модуляцией из-за:
а) неидеальности АЧХ тракта до демодулятора,
б) неидеальности ФЧХ тракта до демодулятора,
в) неточности настройки демодулятора на промежуточную частоту,
г) нелинейности характеристики демодулятора.
Ответы сопроводите рисунками.
7. Почему неточность установки частоты гетеродина может повлиять на
качество приема аналоговых сигналов с угловой модуляцией?
8. Из каких соображений выбирается интервал изменения частоты
специального гетеродина для приема сигналов А1А (рис. 5.1).
9. Каково назначение схемы симметрирования в тракте приема сигналов
ЧМн, рис. 5.3?
10. Поясните функционирование дешифратора в схеме рис. 5.4.
11. Докажите (с построением соответствующих эпюр напряжений), что
сумматор по модулю два может выполнять демодуляцию ФМн сигналов,
рис. 5.6. Какие изменения или дополнения следует произвести в схеме
для приема сигналов ОФМн?
;i
и
6. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ УСИЛЕНИЯ И ПОЛОСЫ
ПРОПУСКАНИЯ В ПРИЕМНИКАХ
В современных связных радиоприемниках может применяться ряд
регулировок, обеспечивающих:
- настройку приемника на частоту сигнала и поддержание ее
постоянной;
- регулировку усиления приемника в соответствии с изменениями
уровня входного сигнала и допустимыми изменениями уровня па
выходе;
- изменение полосы пропускания приемника в зависимости от вида
принимаемых сигналов (ширины их спектра) и условий приема.
Выше (см. п. 3.3.4, рис.3.15) было показано, что в интересах
достижения заданной многосигнальной избирательности может
оказаться полезной регулировка чувствительности на входе тракта
радиочастоты использованием аттенюаторов.
Подобные эксплуатационные регулировки обеспечивают
целенаправленное воздействие на параметры приемника с целью
достижения приема сигналов с заданным качеством в присутствии
помех.
Имеется группа производственно-технических (заводских)
регулировок, доступ к которым ограничен и которые используются при
регулировке параметров после изготовления приемника, после ремонта
и при профилактических мероприятиях.
Излагаемое ниже относиться лишь к эксплуатационным
регулировкам. Основные требования к ним таковы:
- однонаправленность (изменения одного параметра приемника не
должно приводить к изменениям другого);
- достаточные пределы регулирования по параметру;
- целесообразная скорость регулирования;
- отсутствие искажений сигнала при регулировке.
Регулировки могут быть:
- ручными и автоматическими;
- местными и дистанционными.
Ручные регулировки используются при относительно медленных
изменениях параметров сигнала или для установки исходных
параметров приемника при начальных условиях приема (регулировка
громкости,
полосы пропускания в соответствии с видом принимаемого сигнала).
Автоматические регулировки вводятся с целью приспособления
приемника к быстроизмепяющимся условиям приема, когда оператор не
может действовать с достаточной быстротой и точностью, пользуясь
ручными рс1уляторами. Автоматизация позволяет упростить функции
оператора или даже вовсе исключить необходимость обслуживания
аппаратуры.
Автоматические регулировки, управляемые от встроенной в
приемник (или подключаемой к приемнику) микро - ЭВМ, гораздо
эффективнее решают задачи адаптации приемника к приему сигналов в
сложной помеховой обстановке. Оператор решал бы эти задачи путем
перебора вариантов медленно, с возможными опозданиями в принятии
правильных решений.
Так, при сильных помехах прием сообщений может ухудшиться
или даже стать невозможным, и мотут потребоваться регулировки в
узлах приемника не только по критериям точности установки частоты и
усиления, но и по более сложным (комбинированным) критериям
достоверности принимаемой информации. Например, может оказаться
целесообразной автоматическая регулировка (не исключено - и близкая
к плавной) избирательности, путем варьирования полосой пропускания
и формой АЧХ. Пока они применяются весьма ограниченно.
Автоматические регулировки являются лишь частью общей
системы автоматизации процессов в приемниках. Переход к
микропроцессорным технологиям, который уже частично реализован в
магистральных приемниках четвертого поколения и наметился в пятом
поколении, позволяет достичь:
- повышенных скоростных качеств при работе в диапазоне частот;
- автоматическое тестирование параметров;
- нормирования передаточных характеристик тракта (АЧХ и ФЧХ);
улучшения электромагнитной защищенности от внешних
воздействий, в частности - адаптации к изменяющейся помеховой
обстановке:
- расширения сервисных возможностей при использовании одного
или многих приемников в комплексах средств в интересах оптимизации
структуры этих комплексов.
Как правило, в современных приемниках применяются оба вида
регулировок в разумном сочетании, поскольку использование только
автоматических регулировок наряду с полезным эффектом веде г к
увеличению стоимости аппаратуры, а иногда и снижению надежности.
По соображениям простоты конструкции, достижения надежности
и быстродействия в абсолютном большинстве случаев предпочтение
отдается электронным системам регулировок перед
электромеханическими.
В данном разделе будут рассмотрены автоматические регулировки
усиления (АРУ) и полосы пропускания.
6.1. Назначение и характеристики регулировок усиления
Уровни поступающих на вход приемника сигналов могут
изменяться относительно 1 мкВ в очень широких пределах (100 ...
120дБ).
Этот уровень зависит от мощности передатчика корреспондента,
коэффициентов направленности передающей и приемной антенн, от
расстояния между передатчиком и приемником, свойств среды РРВ.
Изменения уровня сигнала на входе приемника связаны с
различными причинами:
- изменением мощности передатчика при смене корреспондента,
- изменением ориентации (взаимной направленности) антенн,
- замираниями (быстрыми и медленными) сигнала,
- перестройкой радиопередатчика (приемника) с одной частоты на
другую и др.,
- изменениями расстояния между передатчиком и приемником при
смене корреспондента или движении последнего. ---
Особенно велики пределы уровней сигналов на входе приемника
мобильной радиостанции, поскольку расстояния между мобильными
объектами могут меняться в широких пределах. Напомним, чго
напряженность поля в точке приема пропорциональна, по крайней мере,
квадрату расстояния от излучателя
Поскольку максимальное усиление приемника рассчитывается из
условий реализации необходимой чувствительности (т.е. для малого
сигнала на входе приемника), то при приеме сигналов с уровнем,
превышающим его чувствительность, усиление приемника оказывается
83
избыточным. Это приводит к перегрузке каскадов приемника и
искажениям сигнала, главным образом - нелинейным.
Следовательно, АРУ защии цц. -каскады приемника от
возможных чрезмерных перегрузок, вызывающих недопустимые
искажения сигнала при прохождении его через эти каскады.
Необходимость регулировок усиления (РУ) вызвана тем, что
нормальное функционирование оконечного (терминального)
оборудования возможно при сравнительно постоянном уровне сигнала
на выходе приемника. Уровень сигнала на выходе для обеспечения
нормальной работы оконечных устройств не должен изменяться более
чем в 1,2 ... 3 раза (на 1,6...9.6 дБ).
Весьма жесткие требования к постоянству выходного уровня
принятого сигнала предъявляются также в случаях использования
радиоканала как части составного канала связи, т.е. при сопряжении
входа/выхода радиоканала с каналами, образованными другими
каналообразующими средствами. Например, при ретрансляции
выходной сигнал приемника будет выступать в качестве входного
(модулирующего) сигнала следующего тракта.
Изменение уровня модулирующего сигнала следующего тракта
будет сопровождаться изменением глубины модуляции, что является
неприемлемым (читателю предоставляется возможность доказать
последнее, например, для однополосного передатчика или передатчика с
угловой модуляцией).
Система регулировок усиления должна строиться не только с
учетом пределов изменения входного уровня сигнала, но и скорости его
изменения. При малых скоростях изменения уровня сигнала
используется ручная регулировка усиления. при больших
автоматическая. За быстрыми изменениями уровня радиосигнала,
которые, например, имеют место при многолучевом распространении
волн, может успевать следить лишь автоматическая система.
Итак, назначением системы регулировки усиления приемника
является поддержание на его выходе относительно постоянного уровня
сигнала при значительных изменениях уровня сигнала на входе.
Основными характеристиками регулировок усиления (РУ)
являются следующие.
83
1) Динамический диапазон РУ приемника DDpy оценивается
отношением изменения напряжения на входе приемника к допустимому
изменению напряжения на его выходе
DDpy = m/d, или DDpy[nB] = 20 lg,m/d
где m = Еа макс/Ело - относительное (к чувствительности ЕЛО)
изменение напряжения на входе приемника; d =
ивых.макс/Евых.ном - относительное (к номинальному значению
Ubhx ном) изменения выходного напряжения.
Величина 11вых.макс определяется допустимым максимальным
напряжением на входе терминального оборудования.
В современных приемниках при m » 101 ... Ю5 и d ® I ... 3 величина
DDpy составляет » 100 дБ.
Динамический диапазон РУ можно определить из «сквозной»
амплитудной характеристики всего приемника Ubhx = <р(ЕА), рис.6.1.
Рис. 6.1. К пояснению термина
«динамический диапазон
регулировок усиления
приемника»
2) Глубина РУ Npy используется для оценки регулировок усиления в
каскаде: Npy = Кмакс/Кмин> или ^ру[дБ] = 20 ^(Кмакс/Кмин)-
3) Чувствительность РУ оценивается относительным изменением
коэффициента усиления каскада при изменении регулирующего
напряжения Up на 1В:
Чру = (К,/КД/1 Upl - Up2 | [1/В],
или
Чру = 201g(K,/K2)/1 Upl - Up2 I [дБВ]
Здесь: Kj соответствует Upl, аК2 - величине Up2.
4) Коэффициент нелинейных искажений (например, коэффициент
гармоник) принятого сигнала, обусловленный регулировкой усиления
Кг = >/и22 + U32 + ... + Un2/U,.
5. Быстродействие схемы автоматической регулировки усиления
(АРУ) характеризуется временем тДр> с момента появления внешнего
воздействия до момента установления нового значения регулируемого
параметра.
6.2. Способы регулирования усиления
Включение в приемник системы РУ зребует ответов на следующие
вопросы:
- каким способом регулировать усиление,
- в каких пределах регулировать усиление,
- сколько и какие каскады могут быть охвачены регулировкой
усиления?
В общем случае коэффициент усиления напряжения одного
каскада (не охваченного обратными связями) может быть
представлен в виде
К, = Н1|Щ21 Y2i/G3 |,
где иц и т2 - коэффициенты включения нагрузки к усилительному
элементу (УЭ) и последующему каскаду соответственно, | ¥2| | - модуль
проводимости проходной характеристики УЭ (транзистора,
микросхемы), Gt - эквивалентная проводимость нагрузки (Сэ = 1/Rh).
Следовательно, усиление каскада (или нескольких каскадов)
можно изменять, воздействуя на любую из упомянутых величин. Это и
определит способ РУ. '
Поскольку в современных приемниках радиолампы в качестве УЭ
не применяются и неперспективны, ниже рассматриваются РУ лишь в
транзисторных каскадах.
РУ изменением режима работы УЭ1 т.е. изменением | У21 |.
Такую регулировку можно осуществить изменением постоянного
напряжения Up или тока в цепи любого электрода УЭ. Для регулировки
используется нелинейный участок проходной характеристики. В каждой
точке, соответствующей величине регулирующего напряжения Up, для
малого усиливаемого сигнала Umc проходная характеристика считается
линейной.
V
В транзисторных (микросхемных) усилителях этот участок
невелик (динамический диапазон мал), а максимальная амплигуда
входного сигнала при допустимых нелинейных искажениях не
превышает (без доказательства) Umc доп < = 10 ... 15 мВ.
Следовательно, режимные регулировки усиления транзисторных
каскадов целесообразно реализовать в каскадах с малыми Umc доп (в
УРЧ или первых каскадах УПЧ).
На рис. 6.2,а.б представлены схемы РУ соответственно
изменением тока эмиттера и изменением напряжения на втором затворе.
Рис. 6.2. Схемы регулировок усиления в транзисторных каскадах изменением
режима
В схеме рис. 6.2,а регулировка достаточно стабильна в интервал
температур (мало изменяются проводимости электронного прибора), но
требует значительного потребления мощности в цепи управления (Up).
В схеме рис. 6.2,в регулирующее напряжение вызывает
перераспределение тока транзистора VT1 между VT2 и VT3. С ростом
постоянной составляющей тока в VT2 ток в VT3 уменьшается и
наоборот. С уменьшением тока VT3 в нем уменьшается и переменная
составляющая, вызванная напряжением Ubx, что равносильно
уменьшению кругизны | Y2i |.
В последние годы выпускались (специально для каскадов с РУ)
транзисторы с удлиненной регулировочной характеристикой (ГТ - 328,
ГТ - 346). У них достигается глубина регулировки до 50 ... 60 дБ на
каскад при мощности управления величиной единиц мВт. Регулировка
эффективна на частотах, не превышающих fp транзисторов.
РУ изменением Сэ (Кэн) может быть реализоваться с помощью
элемента, подключаемого (обычно параллельно) к проводимости Сэ
(сопротивлению Rh) нагрузки (рис. 6.3).
В схеме рис. 6.3,а под действием регулирующего напряжения Up
изменяется дифференциальное (для переменного тока) сопротивление гд
диода (рис. 6.3,6), которое вместе с резистором Кд делителя напряжения
Есм подключено параллельно сопротивлению нагрузки RH (контур в
коллекторной цепи зранзистора). В результате эквивалентное
сопротивление нагрузки каскада Кэн будет
Кэн = Кн(гд + Кд)/(Кд + RH + гд).При изменении гд под действием
Up изменяется сопротивление нагрузки усилителя и, как следствие,
выходное напряжение усиленного сигнала ивых.
К сожалению, при больших величинах Ubi.ix участок изменений
Гд(Дир) имеет выраженный нелинейный характер, что может приводить
к искажениями усиливаемых сигналов, у которых передаваемая
информация заложена в изменениях амплитуды (АЗЕ, J3A и др.).
Поэтому данная регулировка приемлема лишь при небольших Ubbix. т.е
также в первых каскадах усиления приемника. Данный случай
относится, например, к приемникам для обслуживания приемных
радиоцентров, где вероятность большого уровня принимаемого сигнала
весьма мала.
Элементом с более линейным регулируемым сопротивлением
является цепь сток-исток униполярного транзистора, рис. 6.3,в.
Существенное достоинство данной схемы заключается в больших
пределах ршулирования коэффициента передачи делителя, поскольку
8
сопротивление сток-исток при изменении регулирующего напряжения
на затворе транзистора может изменяться на три порядка (например, от
500 Ом до 700 кОм) при приемлемых нелинейных искажениях.
Нетрудно видеть. что такая регулировка не является
однонаправленной, а, следовательно, неприемлемой Вместе с
изменением коэффициента усиления изменяется полоса пропускания
контура в коллекторной цепи.
а) б) в)
Рис.6.3. Схемы регулировок усиления в транзисторных каскадах изменением
сопротивления нагрузки (а, в) и зависимость дифференциального сопротивления
регулирующего диода гд от величины регулирующего напряжения Up (б)
Изложенное свидетельствует о нецелесообразности режимных РУ
в транзисторных каскадах приемников.
—" РУ с помощью межкаскадных управляемых делителей
(потенциометрических регуляторов) осуществляется с помощью
делителей напряжения. Делители включаются между каскадами и могут
быть реализованы не влияющими на режимы электронных приборов по
постоянному току. Они регулируют уровень сигнала на следующий за
делителем каскад, т.е. фактически являются разновидностью
аттенюаторов.
Регулирующий элемент может быть включен в делитель
последовательно с входным сопротивлением следующего каскада
(рис. 6.4,а), параллельно ему (рис. 6.4,6) или последовательно-
параллельно.
На рисунках приведены выражения для коэффициента передачи
(Кру) и диапазона регулирования (Dpy) - одного из важных показателей
аттенюатора. Для увеличения Dpy необходимо Rv.mhh » R в первой
схеме и R »Ry.MaKC во второй.
8
6
Если в схеме рис. 6.4,6 и резистор R выполнить управляемым, то
величину ору можно существенно увеличить (при условии
«противофазного» управления резисторами).
Вариант практической реализации однозвенного аттенюатора
параллельного типа приведен на рис. 6.4.в
Для увеличения Dpy число звеньев в аттенюаторе можно
увеличить; двузвенный аттенюатор изображен на рис. 6.4,г.
На рис. 6.4,д представлен многозвенный аттенюатор
последовательно-параллельного типа. Последовательно-параллельное
включение увеличивает диапазон регулирования. Схема функционирует
следующим образом.
Ток 1| через диоды УД1. УД2. УДЗ (в продольной ветви)
регулируется напряжением Up через транзистор VT1, а через диоды УД4
и УД5 (в поперечной ветви) - транзистором VT2. В зависимости от Up
ток через VT4 I = Ii + 12 распределяется на U и 12 по разному: С ростом
11 убывает 12 и наоборот.
Поэтому при росте дифференциального сопротивления диодов
УД1,УД2, УДЗ сопротивление УД4 и Д5 уменьшается, уменьшается и
коэффициент передачи.
Через R2 создается цепь тока 12. Резисторы R1 и R3 симметрируют
схему делителя.
Рис. 6.5 отражает варианты мостовых схем аттенюаторов
параллельного и последовательного типа.
Регулировочные возможности р-n переходов диодов
(транзисторов) оцениваются отношением максимального
дифференциального сопротивления Ыумакс - гдмакс к минимальному
Иумин = Гдмин (см. рис.6.3,б и 6.4).
В качестве регулирующих элементов чаще всего применяются
диоды и транзисторы (как для ручной, так и для автоматической РУ).
Величина гдмакс/Гд.мин для кремниевых точечных диодов (ДЮЗ,
Д106, Д223 и др.) составляет 40 ... 100. Следует, однако, отметить, что
эффективность регулировки с ростом частоты сигнала уменьшается за
счет влияния емкости р-n перехода, так что практически глубина
регулировки гцмакс/гдмин одним потенциометрическим регулятором
достигает величины 20 ... 30.
6
Рнс. 6,4. Варианты межкаскадных регулирующих схем
РУ изменением глубины отрицательной обратной связи (ООС)
особенно целесообразно применять в первом каскаде приемника,
поскольку с увеличением глубины ООС (для уменьшения большого
7
входного сигнала) улучшается линейность амплитудной характеристики
этого каскада.
Рис. 6.5. Варианты мостовых схем мсжкаскадных регуляторов усиления
В основу РУ положено соотношение для коэффициента усиления
(Ki) одного каскада с ООС:
К, = К0/(1 +РКО),
где: Ко - коэффициент усиления каскада без ООС (при Р = 0), Р =
Uoc/Свых - коэффициент ООС, UOc - напряжение обратной связи, UBbix
- выходное напряжение.
На рис. 6.6,а.б представлено два варианта реализации ООС.
Рис. 6.6. Схемы регулирования усиления изменением величины отрицательной
обратной связи
В схеме рис. 6.6,а величина Uoc пропорциональна сопротивлению
Roc r/(Roc + Гд) = Roc/( 1 + Roc/Гд),
где, как и ранее, гл является дифференциальным сопротивлением
регулирующего диода. При изменении Пр изменяется га и.
следовательно, Uoc. Это приводит к изменению величин р, К! и.
наконец. Ивых = KjUbx.
Изменение величины Uoc в схеме рис. 6.6.6 реализовано путем
изменения частоты _ собственных колебаний последовательного
резонансного кон тура (варикап Св и индуктивность L).
При Up = 0 контур настроен в резонанс и практически полностью
шунтирует резистор Roc. Величина Uoc близка к нулю - ООС
отсутствует и Ubi.ix — K0Ubxi максимально. При увеличении Up частота
собственных колебаний контура соо ~1/^LCB(UP) все более отличается от
частоты усиливаемых колебаний сопротивление ООС увеличивается, а
выходное напряжение уменьшается.
В качестве регулируемых (коммутируемых) элементов
используются специально выпускаемые резистивные матрицы
(«магазин» резисторов), например матрица 301 НР1 (рис. 6.7,в).
Дискретно управляемые аттенюаторы обладаю! меньшей
вносимой нелинейностью в сравнении с аттенюаторами плавной
регулировки Кру. Скачкообразное уменьшение Кру должно
происходить в моменты, соответствующие концу линейного участка
амплитудной характеристики тракта (когда возможные нелинейные
искажения не превышают допустимых).
Причиной НИ в аттенюаторе являются ключи, коммутирующие
резисторы матрицы, а именно - зависимость сопротивления замкнутого
(открытого) электронного ключа от приложенного к нему напряжения
принимаемого сигнала (передаваемого через аттенюатор).
По этому показателю электронные ключи на униполярных
(полевых) транзисторах обладают на порядок лучшей линейностью, чем
на биполярных. Еще меньшей нелинейностью обладают
двунаправленные ключи на комплиментарных МДП-транзисторах,
состоящие из параллельно включенных р- и п-канальных КМДП. Такие
ключевые матрицы-микросхемы выпускаются. При подаче на затворы
транзисторов импульса, соответствующего коду управления, оба
транзистора (рис. 6.7.6) одновременно открываются. В открытом
состоянии сопротивление канала сток - исток 1<си каждого транзистора
зависит от напряжения на стоке: в р-канальном транзисторе с ростом
Ucii оно увеличивается, а в п-канальном - уменьшается. Результирующее
сопротивление параллельно включенных каналов открытых
транзисторов практически не изменяется (и составляет 10 ... 100 Ом).
Пример восьмиразрядного аттенюатора с однопозиционными
коммутирующими двунаправленными КМДП-ключами представлен на
рис. 6.7,в. При управлении кодом происходит подключение (или
неподключение резисторов 2R каждого разряда к общей шине (корпусу).
Аттенюатор в интегральном исполнении (микросхема К572ПА -
цифроаналоговый преобразователь) изображен на рис. 6.7,г.
Микросхему можно использовать как с единичным (как показано на рис.
6.7,г) так и двоичным кодом управления.
Рассмотрим теперь, как формируется («создается») регулирующее
напряжение Up и какие каскады приемника целесообразно подвергать
воздействию этим напряжением на примерах автоматической РУ (АРУ).
Автоматическая регулировка усиления (АРУ) - автоматическое
управление коэффициентом усиления цепи, обеспечивающее изменение
амплитуды сигнала на выходе в меньшее число раз по сравнению с
изменением амплитуды входного сигнала.
89
г)
*
5В \f5B
---]У №
572.I7AZ
*ОА УПГАбЛ&ШЯ
SB/itfwa
Рис. 6.7. Аттенюаторы с дискретным регулированием усиления с использованием интегральных схем
89
6.3. Виды систем АРУ
90
цЛ
------Существует три основных вида схем АРУ:
- прямая АРУ,
- обратная АРУ,
- комбинированная АРУ.
Прямая АРУ - АРУ, при которой сигнал управления подается на
каскады, включенные после детектора АРУ.
Обратная АРУ - АРУ, при которой сигнал управления подается на
каскады, предшествующие детектору АРУ.
Комбинированная АРУ - АРУ, состоящая из прямой и обратной
АРУ.
В схеме прямой АРУ (рис. 6.8,6) регулируемые каскады находятся
за элементом, в котором оценивается уровень сигнала (за входным
устройством). Поэтому в тракте формирования Up необходимо
реализовать такой же большой коэффициент усиления сигнала, что и в
тракте приема. При этом частота усиливаемого сигнала, в отличие от
схемы обратной АРУ, не постоянна, что создает дополнительные
трудности в реализации усилителя в цепи АРУ. Кроме того, сама цепь
прямой АРУ может оказаться под воздействием перегрузок и нуждается
в наличии обратных регулирующих связей, т.е. практически
превращается в отдельный тракт приемника, не менее сложный чем
основной тракт. Несмотря на возможность получения постоянного
выходного напряжения Бич при изменяющемся входном (ЕА), из-за
упомянутых трудностей схема прямой АРУ практически не находит
применения.
Обобщенная структурная схема приемника с обратной АРУ
приведена на рис. 6.8,а, а детализированная - на рис. 6.8,в.
При увеличении сигнала на входе приемника, приводящего к
увеличению уровня Ипч, возрастает запирающее напряжение
регулирования Up после детектора АРУ. Последнее приводит к
автоматическому уменьшению коэффициента усиления приемника
Кпрм, рис. 6.9. Пульсации (быстрые изменения амплитуды ипч)
сглаживаются фильтром АРУ, на выходе которого формируется
пропорциональное среднему уровню сигнала напряжение Up.
Рис. 6.8.Структурная схема прямой (б) и обратной (а,в) АРУ
Особенностью подобной АРУ является то, что регулирование
осуществляется по изменению выходного сигнала, что обусловливает
остаточную ошибку регулирования (по аналогии с ЧАПЧ - АГост, или по
аналогии с ФАПЧ - Афост). Это означает, что выходной уровень сигнала
(Unn) в процессе регулирования не будет постоянным: при изменении
Ед/Едо (например, в ЮОООраз в радиоприемнике «Вспышка»)
изменяется и выходное напряжение ивых/ивых.ном (в 2 раза).
Из соотношения ивых = Кпрм Ед следует, что в идеальной
системе АРУ для поддержания Ивых ~ const величина коэффициента
усиления в зависимости от Ед графически может быть изображена
гиперболой Кгп>м = const/Ед (штриховая линия 2 на рис. 6.10,а).
90
91
Рис. 6.9. Эпюры, поясняющие функционирование АРУ
Рис.6.10. К пояснению
динамического
диапазона DDpy при
различных видах
обратной АРУ
При
включенной АРУ величина коэффициента усиления К (линия 1) всегда
меньше теоретической величины К (линия 2).
91
Обычно допускается не строгое постоянство Свых при изменении
Ед. Для упрощения схем АРУ допускается изменение Ubwx в таких
пределах, чтобы не возникали перегрузки в цепях приемника,
приводящие к недопустимым искажениям.
Система АРУ обычно проектируется так, что максимальный
Кмакс реализуется при Ед « ЕА0 (равной чувствительности приемника,
точка А). Сигналы с Ед < ЕАО не могут быть приняты из - за усиленных,
собственных шумов приемника. По схемной реализации различают три
вида обратных АРУ, каждая из которых реализует свою амплитудную
характеристику приемника:
—- простая схема АРУ,
- АРУ с задержкой,
- АРУ с задержкой и усилением.
Автоматическая регулировка усиления с задержкой - АРУ, при
которой уменьшение коэффициента усиления начинается только после
превышения входным сигналом установленной величины.
В простой схеме АРУ существует постоянная обратная связь
выхода основного тракта приема с регулируемыми каскадами. При этом
усиление приемника уменьшается не только при больших, но и при
малых уровнях сигнала. В результате искусственно загрубляется
чувствительность с величины ЕАО до Е АО, рис. 6.10,6. Схема не
находит применения.
В схеме АРУ с задержкой (рис. 6.11) при слабых сигналах на
входе обратная связь по цепи АРУ разорвана запирающим напряжением
Езад на детектор АРУ. Это напряжение образуется от источника
напряжения задержки Езад. На этом же рисунке представлен вариант
цепи формирования напряжения (Up) АРУ с задержкой.
Величина Езад выбирается соответствующей некоторому
начальному напряжению регулирования ир.нач, при котором
регулирование начинается при Ед > Едо. Загрубления чувствительности
системой АРУ не наблюдается. На участке Ед < ЕАО величина К =
Кмакс (линия 4 на рис. 6.10,а).
Рассмотренные схемы АРУ часто не обеспечивают необходимых
пределов регулирования приемника (на рис. 6.10,6 внизу показано
скобками) Это наблюдается в случаях, когда при максимальном
напряжении на выходе общего тракта оказывается недостаточным
9
напряжение на выходе детектора АРУ. При этом полное использование
возможных пределов регулирования усиления каскадов оказывается
невозможным. Для расширения этих пределов в тракт АРУ вводится
усилитель АРУ
Рис. 6.11. Схема АРУ с задержкой
>. Так реализуется схема АРУ с задержкой и усилением рис. 6.12. За
счет усилителя АРУ создаются большие пределы изменения Up в
сравнении со схемой рис.6.11. При этом амплитудная характеристика
приемника приближается к идеальной, при ЕА > ЕАО - почти
горизонтальной, рис. 6.10,6.
Рис. 6.12. Схема АРУ
с задержкой и
усилением
9:
Величина Езад выбирается соответствующей некоторому
начальному напряжению регулирования Ер.нач. при котором
регулирование начинается при Ед > Ечо Загрубления чувствительности
системой АРУ не наблюдается. На участке Ел < ЕАО величина К =
Кмакс (линия 4 на рис. 6.10,а).
____Усилитель АРУ может быть заменен или дополнен усилителем на
выходе фильтра АРУ: это будет усилитель постоянного тока (УПТ).
Следует отметить, что усилители переменного напряжения проще и
устойчивее УПТ. Для УПТ характерен, кроме того, так называемый
«дрейф нуля».
— В вещательных приемниках применяется бесшумная АРУ. Система
АРУ, как известно, обеспечивает максимальное усиление в приемнике
тогда, когда принимается самый слабый сигнал (например, во время
процесса перестройки с одной программы на другую). В подобной
ситуации на выходе приемника действует максимальное шумовое
напряжение, создающее дискомфорт слушателю. Бесшумная АРУ и
устраняет это явление, рис. 6.13.
Рис. 6.13. Схема бесшумной АРУ
Если (при слабом принимаемом сигнале) величина регулирующего
напряжения Ер становится ниже определенного уровня, то цепь
бесшумной регулировки вырабатывает напряжение Езапир ,
запирающее тракт звуковой частоты, см. кривую 5 на рис. рис. 6.10,а.
93
При превышении Up порогового значения Up > Up.nopor величина
Езапнр становится равной нулю. ГЗЧ отпирается, и функционирование
приемника восстанавливается
АРУ приемников импульсных сигналов имеет две особенности,
см. рис. 6.14.
Рис. 6.14. Схема АРУ в приемнике импульсных сигналов
Первая. Импульсный сигнал детектируется дважды: вначале
демодулятором импульсов, затем пиковым детектором. В работе АРУ
участву ют оба, для приема достаточно демодулятора
Вторая. В интервалах между' полезными импульсами могут
возникать различные помехи. При импульсной многоканальной связи
между импульсами данного канала действуют импульсы других каналов
(в системах с временным разделением каналов ). В этом случае АРУ
реагирует на импульсы всех каналов, а не только на те, которые должны
быть выделены.
Для устранения этого недостатка цепь АРУ открывают только на
время действия полезных (для данного канала) импульсов. Один из
каскадов цепи АРУ (обычно - видеоусилитель) выполняется
стробируемым. Действие стробирующего импульса (СИ) совпадает со
временем действия только канального информационного импульса.
93
6.4. Выбор места и числа регулируемых каскадов
Усиление сигнала в приемнике определяется п роизведением
коэффициентов усиления (передачи) всех его каскадов (узлов, трактов),
поэтому, казалось бы. изменять усиление сигнала можно осуществлять в любом
(или нескольких) трактах.
Г--- Первым узлом приемного тракта является входная цепь. Уменьшая
коэффициент передачи цепи (если уровень приходящего сигнала
превышает уровень, соответствующий реальной чувствительности
приемника), можно получить необходимый уровень сигнала на выходе.
Регулировка коэффициента передачи может быть достигнута путем
введения аттенюатора между антенно-фидерным устройством и входной
цепью.
Достоинство такой регулировки состоит в том, что при снижении
уровня сигнала одновременно уменьшается и уровень всех помех (в том
числе и тех, частоты которых лежат за пределами полосы пропускания
приемника) на входе первого каскада УРЧ.
Последнее чрезвычайно важно, поскольку при низкой
избирательности входной цепи ослабление внеполосных помех
уменьшает вероятность их нелинейного взаимодействия с принимаемым
сигналом, что эквивалентно повышению многосигнальной (реальной)
избирательное! и приемника. Однако полностью реализовать весь
диапазон автоматической регулировки вводимого затухания (100 ...
120дБ) требует очень большого числа градаций дискретного
регулирования, и практически нереализуем.
Число регулируемых каскадов зависит от заданных пределов
регулирования усиления всего приемника и пределов регулирования,
реализуемых в одном каскаде.
Практически реализуемая величина изменения коэффициента
усиления (ослабления) для одного каскада обычно не превышает 20 ... 40
раз. С учетом изменения уровня входного сигнала приемника в 104 ...105
раз при допустимом изменении выходного сигнала в 2...3 раза можно
утверждать, что для регулирования усиления необходимо задействовать
несколько каскадов.
Использовав ранее введенные параметры (см. п. 6.1)
ш = Ед макс/Едо и d = 11вых мдкс/Б вых доп ,
можно получить диапазон регулирования приемника в виде
Dy, — (Ед млкс/Едо)(иВЬ1х.ном/иВых.млкс) —
= (Чвых.ном/Едо)(Ед makc/Ubux макс) = Кном/Кмин.
где Кмин - минимальный коэффициент усиления приемника с учетом
АРУ.
Каждый из п регулируемых каскадов делает вклад в величины
Кном и Кмин. Поэтому
DPy = Кном/Кмин =
= (KiHOm/KiM1IB)(K2HOM/K2MIIh) ... (Кп.ном/Кп.мин) .
Для грубой оценки необходимого числа регулируемых каскадов
пределы регулирования каждого каскада можно предположить
одинаковыми. Тогда
m/d ® (К1ном/К1мнн)п; и n ® lg(m/d)/lg(K|HOM/K|MiiH).
При выборе конкретных регулируемых каскадов приемника (см.
рис. 6.8) обычно руководствуются следующими соображениями.
1) Первый каскад УРЧ желательно не охватывать режимной
регулировкой, так как он в значительной степени определяет
многосигнальную избирательность. При изменении режима изменяются
соотношения аз/а, и a2/ai.
Однако, в приемниках, работающих в условиях сильных помех
(например, при размещении приемника в одной подвижной аппаратной
совместно с радиопередатчиками), регулировка усиления 1-го каскада
УРЧ оказывается полезной. В этом случае каскад должен строиться на
электронном приборе с квадратичной проходной характеристикой
(например, мощном высокочастотном униполярном транзисторе), когда
а3 ~ 0.
2) РУ последнего каскада УПЧ также применяется редко вследствие
возможности перехода его в нелинейный режим при больших уровнях
сигнала (1)пч). Напомним, что демодуляция однополосного сигнала (с
целью исключения нелинейных искажений) должна осуществляться на
низком уровне сигнала (в сравнении с уровнем местной несущей), и
поддержание малого уровня сигнала на входе демодулятора ОПС
является обязательным. Кроме этого, последний каскад УПЧ обычно
используется в качестве развязывающего между трактом АРУ и
•демодулятором.
3) Применение регулировки коэффициента передачи преобразователя
частоты должно рассматриваться с точки зрения ухудшения линейности
9
•4
преобразования, т.е. требований многосигнальной избирательности.
Режимные регулировки в преобразователе не допускаются, и, как
исключение, редко используется регулировка изменением напряжения
Чтггеродина при условии сохранения сильного неравенства Umr » Umc
+ Umn (см. выше п. 5.1.1).
Из изложенного следует, что подвергаемые АРУ каскады
находятся преимущественно в трактах промежуточных частот.
Общее необходимое усиление в ТРЧ и ТПЧ зависит от вида
сигнала (класса излучений).
4) В тракте звуковой частоты обычно реализуется ручная РУ.
Регулировка усиления сигнала по низкой (звуковой) частоте делается
независимой от регулировки усиления в ТРЧ и ТПЧ, поскольку общее
необходимое усиление обычно ограничивается демодулятором, а
усиление в тракте звуковых частот зависит от требуемого уровня на
входе того или иного терминального оборудования.
Для регулировки усиления по низкой (звуковой частоте) на входе
первого же усилителя демодулированного сигнала включается
аттенюатор в виде потенциометра. При слуховом приеме его обычно
называют регулятором громкости.
6.5. Выбор постоянной времени АРУ
Фильтры АРУ обычно выполняются на RC элементах (см. рис. 6.9
и 6.11). При этом от величины постоянной времени фильтра тф = RC
зависит скорость срабатывания АРУ.
Казалось бы, что величину тф следует выбирать возможно малой
для отслеживания быстрых изменений уровня сигнала. Однако, чем
меньше тф, тем больше частота среза фильтра, тем шире полоса его
пропускания. Если в эту полосу попадет низкочастотная
демодулированная (в детекторе АРУ) составляющая, то она добавиться к
постоянной составляющей Up. что приведет к нежелательному
уменьшению коэффициента модуляции принимаемого сигнала (при
приеме сигналов, в которых передаваемая информация содержится в
изменении огибающей).
4
Большая величина тф позволяет уйти от этого недостатка, но
сделает систему АРУ инерционной. Она не будет реагировать на
быстрые изменения сигнала, например, при быстрых замираниях.
Поэтому в приемниках может предусматриваться изменение
постоянной времени системы АРУ Тдру в интересах расширения
возможностей по приспособлению к условиям приема. Это - еще один
дополнительный орган управления на лицевой панели приемника.
Величина тАру зависит не только от тф, но и от коэффициента
регулирования Крег (по аналогии с выражением для ЛГост в системе
ЧАГТЧ):
Тару = Тф/Крсг = Тф/( 1 + 1]вх8рКдетКфнчКус)
где: Ubx - напряжение на входе регулируемого тракта, Sp = dKpcr/dUp -
крутизна характеристики регулирования, Кдет, Кфнч и Кус -
соответственно коэффициенты передачи детектора, фильтра и усилителя
цепи АРУ.
Приведенное соотношение подсказывает, что изменение тару
может быть реализовано не только варьированием величины тф.
В приемниках профессиональной связи тАРу целесообразно
выбирать не менее длительности периода Тс.макс самой минимальной
частоты (Fmhh) модулирующего (манипулирующего) сигнала
Тдру > (5 ... 10)Тс.макс = (5 ... 10)/Fmhh,
чтобы не было регулирования усиления в такт с изменением огибающей
принимаемого сигнала. В противном случае цепь АРУ подавляла бы
модуляцию принимаемого сигнала, что недопустимо, поскольку именно
в ней содержится принимаемая информация. Для этого постоянная
времени тф на выходе детектора АРУ выбирается такой, чтобы величина
Ир была пропорциональна либо максимальным «всплескам»
детектируемого напряжения (в этом случае детектор АРУ выетунает как
пиковый), либо среднему уровню принимаемого сигнала.
Для аналоговых телефонных сигналов с Fmhh ~ 50 ... 100 Гц тАРу >
0.1с, а для сигналов амплитудной манипуляции А1А Fmhh » 5 ... 10 Гц
Тдру > 0,6 ... 1с. В частности, в приемниках различных поколений для
магистральной связи декаметрового диапазона использовалось три-
четыре градации постоянной времени тАРу из ряда: 0,05с, 0,1с. 1с и 5с.
В заключение отметим особенность АРУ в приемниках
однополосных сигналов с подавленной или ослабленной несущей.
Однополосный сигнал существует только при наличии
модулирующего сигнала в передатчике. В паузах передачи передатчик
не изучает, и системе АРУ приемника нет возможности «опереться» на
сигнал (13пч ® 0), дегектор АРУ вырабатывает Up из шумов и помех,
попавших в тракт ПЧ.
Это явление можно ослабить, если увеличить постоянную времени
фильтра до величины, равной паузе между словами, например, до тАру =
5с. Однако, при этом увеличивается время реакции АРУ на
появляющийся сигнал (первые слова фразы) и возникает
кратковременная перегрузка приемника. Разрешение этого противоречия
может быть достигнуто применением фильтра с двумя постоянными
времени:
- очень малой при нарастании амплитуды сигнала (до нескольких
миллисекунд),
- очень большой при ее спаде (до 2 секунд).
Схема такого фильтра приведена на рис. 6.15. Здесь возрастание
сигнала приводит к быстрому заряду конденсатора Сф через диод VD и
появлению большого Up для реагирования на возросший сигнал. С
началом паузы резко уменьшается напряжение на сопротивлении
нагрузки Rh, а конденсатор Сф начинает медленно разряжаться через
запертый диод, чем и поддерживает регулирующее напряжение Up до
окончания паузы, что весьма приближенно отражено на диаграмме.
Рис. 6.15. К пояснению функционирования АРУ в приемнике однополосных
сигналов
Рассмотренную АРУ называют АРУ по огибающей или АРУ по
спектру, хотя последнее - название нельзя считать соответствующим
принципу функционирования.
Недостатками АРУ по огибающей являются:
- возрастание усиления приемника до максимальной величины в
удлиненные паузы принимаемой речи,
- низкая помехоустойчивость к регулярным импульсным помехам;
этот недостаток вызван малой постоянной времени нарастания
напряжения АРУ (конденсатор Сф в схеме рис. 6.15 заряжается до
напряжения, близкого к амплитуде регулярных импульсов помехи).
Иная система АРУ ОПС может применяться, если вместе с
полезным сигналом передается пилот-сигнал (см. и. 5.1.2, рис. 5.5).
В заключение отметим, что многие приемники при приеме
сигналов, информативным параметром которых является изменение
частоты или фазы (G3E, F1B и др.), не имеют регулировок усиления, что
обусловливается необходимостью включения амплитудного
ограничителя до демодулятора (см. п.п. 5.2 и 5.4). Это не означает, что
регулировка усиления в ТРЧ и ТПЧ бесполезна. Напротив, ее отсутствие
следует рассматривать как недостаток. В интересах многосигнальной
избирательности АРУ целесообразна, в частности, регулированием
чувствительности с помощью аттенюатора на входе приемника.
С системой АРУ иногда связывается и система автоматического
ограничения шумов на выходе приемника при отсутствии принимаемого
сигнала. Такая система необходима при слуховом приеме информации
на громкоговоритель и особенно на шлемофон. При отсутствии сигнала
прием сопровождается невыносимыми шумами (помехами),
утомляющими оператора.
В приемнике сигналов G3E (F3E) отсутствие сигнала означает
отсутствие подавления шумов на амплитудном ограничителе, а в
приемнике однополосных сигналов - отсутствие опоры для
функционирования системы АРУ.
Чтобы ограничить или полностью устранить шумы (при
отсутствии сигнала), необходимо уменьшить усиление приемника.
Ограничение усиления может осуществляться лишь после демодулятора,
поскольку общий тракт приемника должен быть всегда подготовлен к
приему. Необходимые переключения в тракте звуковой частоты должны
производиться автоматически с помощью самого принимаемого сигнала.
)6
Существует ряд схем подавления шумов.
Идея одного из способов состоит в использовании эффекта
подавления шумов амплитудным ограничителем и демодулятором при
наличии принимаемого сигнала и отсутствии такого подавления при
отсутствии сигнала. Например, часть низкочастотного спектра шумов в
полосе F = 0 ... 200 Гц после демодулятора сигналов G3E выделяется
фильтром нижних частот. Затем эти шумы усиливаются, выпрямляются,
сглаживаются и полученное напряжение используется для «запирания»
усилителя в ТЗЧ. С появлением принимаемого сигнала шумы (в полосе F
= 0 ... 200 Гц) после демодулятора подавляются, а упомянутый
усилитель отпирается. Предполагается, что составляющие спектра
сигнала в полосе F = 0 ... 300 Гц отсутствуют.
Аналогичная схема может быть реализована при снятии шумов с
амплитудного ограничителя (до демодулятора). Схемы функционируют
надежно при заметном превышении уровня принимаемого сигнала над
уровнем шумов. Существуют и иные варианты.
6.6. Регулировка полосы пропускания
Регулировка полосы пропускания в любом тракте преследует цель
оптимизации характеристик приемника, в частности - улучшения
отношения сигнал/помеха.
Регулировка полосы пропускания полезна для обеспечения
соответствия полосы пропускания с шириной спектра принимаемого
сигнала. Избыточная полоса приводит к снижению помехоустойчивост и
приема и избирательности приемника по соседнему каналу. И, наоборот,
при ширине спектра сигнала, существенно превышающей полосу
пропускания, может наблюдаться недопустимое снижение качества
приема из-за ограничения спектра принимаемого сигнала.
Однако при сложной помеховой обстановке сужением полосы
пропускания сверх необходимой удается обеспечить прием сигнала
ценою ухудшения качества его воспроизведения (например,
разборчивости), рис. 6.16,а - АЧХ штриховой линией
Вариант плавной регулировки полосы двухконтурного фильтра без
уменьшения крутизны скатов характеристики с помощью изменения
ретулирующего напряжения Uper на варикап, выполняющий функцию
емкости связи между контурами, показан на рис. 6.16,6.
>6
Устройство, формирующее это напряжение, может оценивать
отношение сигнал/помеха и регулировать полосу пропускания до
получения максимума этого отношения. Все процессы (анализ спектра
колебания в полосе пропускания, оценка искажения сигнала помехой,
оценка величины сигнала, поиск оптимального решения, формирование
Uper и др.) могут выполняться с помощью микропроцессора. Более
элегантно это можно осуществить при использовании цифровых
фильтров.
Возможна плавная и дискретная, ручная и автоматическая
регулировка полосы. В современных приемниках отдается предпочтение
дискретной (ручной или автоматической) регулировке с помощью
органов управления изменением рода работы (вида сигнала).
Полоса пропускания может регулироваться в трактах 1-й и /или 2-
й ПЧ и в тракте звуковых частот. Наиболее актуальной является
регулировка полосы пропускания в тракте основной ПЧ, где должны
быть ослаблены помехи соседних каналов.
Рис. 6.16. К пояснению плавной регулировки полосы пропускания для ослабления
помех
Поскольку создание фильтров с высокой прямоугольностью,
переменной полосой пропускания и переменной средней частотой этой
полосы (например, при приеме однополосных сигналов с независимыми
боковыми полосами) практически невозможно, то используется набор
отдельных фильтров по числу видов принимаемых радиосигналов.
В ТПЧ регулировка сводится чаще всего к смене одного фильтра
ПЧ на другой (рис. 6.17,а), поскольку любая плавная регулировка
находится в серьезном противоречии с современными эргономическими
требованиями. В некоторых случаях отдается предпочтение смене не
только фильтров, но и полностью трактов ГГЧ (рис. 6.17.6).
Рис. 6.17. Варианты дискретного регулирования полосы пропускания при смене
вида сигнала
На рис. 6.18 представлена структуре одного из приемников
магистральных связей, где представлены варианты изменения:
- полосы пропускания (6 фильтров в ТПЧ2 с разными ЛРф),
- усиления (3 делителя напряжения в ТПЧ2),
- порога АРУ с задержкой,
- постоянной времени АРУ.
7
98
Рис. 6.18. Тракт ПЧ с РР5 и АРУ и с дискретной регулировкой полос пропускания
Вопросы для самоконтроля
I. Каково назначение регулировок усиления и полосы пропускания в
приемнике? Каковы требования к ним?
2. Какими параметрами характеризуется АРУ?
3. Какими способами можно регулировать усиление в приемнике? Какой
из них предпочтительнее? Аргументируйте.
4. Аргументируйте, какие каскады в приемнике целесообразно
охватывать автоматической регулировкой усиления.
5. Что такое прямая (обратная, комбинированная) АРУ?
Аргументируйте, какая из них предпочтительнее и почему?
6. Дайте классификацию обратных АРУ.
7. Каково назначение «задержки» в схеме «АРУ с задержкой»? В каких
случаях целесообразно использовать «АРУ с задержкой и усилением?
8. Из каких соображений рассчитывается количество регулируемых АРУ
каскадов?
9. Для реализации каких целей выбираются различные величины
постоянной времени АРУ? Каковы эти величины?
10. В каких случаях целесообразна регулировка полосы пропускания
приемника?
98
7. ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ О СИСТЕМАХ УПРАВЛЕНИЯ,
СТАБИЛИЗАЦИИ ЧАСТОТЫ И КОНТРОЛЯ
РАБОТОСПОСОБНОСТИ
7.1. Система управления радиоприемником
Она предназначена для установки и поддержания режимов работы,
обеспечивающих прием сигналов с требуемым качеством. Состав
системы управления представлен на рис. 1.5. С ее помощью
реализуются:
- включение электропитания;
- установка частоты настройки;
- регулировка чувствительности;
- регулировка усиления приемника;
- регулировка полосы пропускания на промежуточной или/и звуковой
частоте; ____
- управление системой контроля (диагностики).
Эти функции выполняются самостоятельными подсистемами.
Большим числом регулировок обладают приемники на
радиоцентрах, где используются данные частотно-диспетчерской
службы, в частности - результаты оперативного анализа помеховой
обстановки для адаптивного регулирования параметров приемника и не
только приемника.
Основными требованиями к системе управления являются:
- эргономические (простота и удобство управления, оперативность,
точность установки органов управления и др.);
- высокая надежность, большое число циклов управления;
технологическая совместимость с элементной базой
микроэлектроники;
- возможность дистанционного управления (если, например,
приемник является составной частью автоматизированного комплекса
адаптивных систем радиосвязи).
Система управления может быть реализована с применением
ручного, автоматического или комбинированного принципов
управления. Вне зависимости от вида управления оператору
(пользователю) полезно иметь информацию о результатах управления,
например:
99
о номере поддиапазона,
о частоте настройки (номере рабочего канала связи),
- о виде принимаемого сигнала,
- о полосе пропускания приемника,
- об уровне полезного сигнала,
- об уровне помех на входе приемника и позиции регулятора
[увствительности в аттенюаторе,
- о соотношении сигнал/помеха.
- об исправности приемника или отказавшем узле и др.
Отображение упомянутой информации достигается применением
механических (шкалы, указатели), электрических (стрелочные
индикаторы), оптических (светодиодных, жидкокристаллических,
матричных.) индикаторов, создающих определенные удобства. Они
улучшают эргономические характеристики приемника. Представление
управляющих и измерительных сигналов в цифровой форме позволяет
использовать микропроцессорную технику.
—- Исторически пройдено три этапа развития систем управления и
контроля (отображения).
'На первом этапе использовались механические устройства
управления (переключатели, верньерные механизмы с воздушными
конденсаторами переменной емкости и др.) и стрелочные
измерительные приборы для контроля параметров в определенных
цепях. Их недостатками являются недостаточная точность настройки и
.индикации, низкая надежность, ограниченные возможности управления
индикации, необходимость близкого расположения управляющего и
управляемого устройств.
Второе поколение рассматриваемых систем строилось на основе
варикапов (вместо механических конденсаторов), полевых транзисторов,
герконов, p-i-n диодов вместо переменных резисторов и переключателей
в цепях регулировок. Управление этими элементами реализовывалось в
аналоговой форме е помощью движковых потенциометров (в т.ч. -
многооборотных), механических и бесконтактных переключателей, а
отображение - на механических и электронных индикаторах. Для этого
поколения приемников характерны более высокая надежность,
возможность автоматического (в т.ч. - дистанционного) управления,
возможность разделения технологий изготовления электрической части
100
приемника и лицевой панели (пульта) с переключателями,
потенциометрами, индикаторами.
В третьем поконении систем управления и отображения
применялись цифровые непрограммируемые и программируемые
устройства при значительном отказе от механических устройств
(переход на клавиатуру) и аналоговой формы управления, находит
широкое применение цифровая логика.
----Существенно новым является применение микропроцессоров и
перепрограммируемой постоянной памяти. С их помощью
осуществляются все необходимые функции (включения, выключения и
обслуживания индикаторов, программная перестройка ТРЧ и
синтезатора частоты) и малое энергопотребление рассматриваемых
устройств, реконфигурация приемника путем переключения сигнала с
неисправного блока на запасный для восстановления работоспособности
после обнаружения неисправности и т.д..
Индикация любых одномерных величин (частоты настройки или
номера рабочей частоты, уровня сигнала, помех и др.) осуществляется в
цифровой или знаковой форме на цифровых или знаковых светодиодных
индикаторах, либо в виде линии переменной длины на светодиодных
линейных индикаторах, на мозаичных светодиодных индикаторах,
дисплеях на жидких кристаллах и т.п. При этом можно обеспечить
рациональность кодирования отображаемой информации в интересах
разгрузки памяти оператора и удовлетворения иных.
7.2. Управление частотой настройки приемника
В качестве примера рассмотрим функционирование наиболее
сложной из подсистем - подсистемы настройки приемника на заданную
частоту. Для нее (рис. 7.1,а):
- органом управления служат переключатели, клавиатура;
- узлом, в котором команда от органа управления преобразуется в
сигнал управления исполнительным элементом в современных (и
перспективных) приемниках являются микропроцессоры, формирующие
кодовые комбинации управления исполнительными элементами,
определяющими частоту настройки;
объектом управления выступают элементы изменения частоты
гетеродинов и элементы изменения частоты настройки
избирательных систем ТРЧ (иногда и ТПЧ), рис. 7.1,6.
Рис.7.1. Подсистема настройки приемника на заданную частоту
Перестройка избирательных цепей в тракте радиочастоты может
производиться:
а) без перестройки («не перестраиваемый ТРЧ»),
б) коммутируемыми фильтрами,
в) активными цепями (гираторы и др.),
г) изменением емкости: конденсатором переменной емкости (КПЕ),
дискретным КПЕ («магазин» переключаемых конденсаторов),
варикапом, вариконд ом,
д) изменением индуктивности: вариометр ом, дискретной
индуктивностью, ферровариометром,
е) комбинацией перечисленных вариантов.
100
Рассмотрим несколько вариантов схем управления частотой
настройки избирательных цепей ТРЧ. Сложность схемы зависит от
величины коэффициента перекрытия Kf = Гмакс/Гмин диапазона частот
принимаемых сигналов fc = Гмин ... Гмакс, количества и вида фильтров,
образующих избирательную систему ТРЧ.
Рис.7.2. Плавная перестройка контуров ТРЧ в пределах поддиапазона
Плавная перестройка контуров ТРЧ в широком диапазоне частот
чаще реализуется переменной емкостью рис. 7.2,а, поскольку при
перестройке индуктивностью в больших пределах изменяется полоса
пропускания и эквивалентное сопротивление контура, приводящее к
большим изменениям коэффициента усиления.
При использовании перестраиваемых LC контуров перестройка
реализуема без затруднений, если Kf ® 1,5...2. Если Kf > 2, то возникает
потребность изменения величины другой реактивности с помощью
переключателя поддиапазонов рис. 7.2,6. На каждом поддиапазоне
используется отдельный контур. Отличительный признак схемы в том,
10
что используется общий блок настроечных конденсаторов Cl, С2, СЗ и
активных элементов УРЧ и гетеродина. Недостатком схемы является
большое число коммутаций. Например, для коммутации одного
поддиапазона требуется восемь высокочастотных реле, для коммутации
десяти поддиапазонов - 80 реле.
Непосредственное управление настройкой колебательных
контуров ТРЧ на частоту принимаемого сигнала с помощью КПЕ и
переключаемых катушек индуктивности характеризуется низкой
надежностью, чувствительностью к механическим воздействиям,
значительными габаритами и плохо согласуется с программным
управлением. Поэтому основной тенденцией является применение
элементов с электронным управлением.
При проектировании способа перестройки следует исходить из
следующего:
- число коммутаций в приемнике в интересах надежности должно
быть минимальным;
- коммутирующие элементы должны обладать малыми паразитными
проходными емкостями (Спар < ] пФ), малым прямым сопротивлением
(г„р <1 Ом) и большим сопротивлением в разомкнутом состоянии (R > 1
Мом).
В схеме рис. 7.3 число коммутационных элементов в сравнении со
схемой рис. 7.2,6 сокращено за счет увеличения числа активных
элементов УРЧ. Перестройка частоты 1-го гетеродина выделена в
самостоятельную задачу, решаемую синтезатором частот. Вместо
плавной перестройки фильтров использована дискретная - с помощью
набора (магазина) «дискретных конденсаторов переменной емкости
(ДКПЕ)» величиной Со, 2Со, 4С0, и т.д. Благодаря такому набору емкость
ДКПЕ можно изменять с шагом Со, перекрывая всю полосу частот
поддиапазона.
При проектировании обосновывается, целесообразно ли иметь
индивидуальный ДКПЕ для каждого фильтра, общий ДКПЕ для всех
фильтров диапазона или только их части. Общее выражение для емкости
ДК11Е можно записать в виде
С ДКПЕ = Со + п,(2С0) + п2(4Со) + ... + пк(2к-1 Со),
где: пь п2,... равны 0 или 1, К - число конденсаторов в составе ДКПЕ.
Величина Со определяет допустимую величину погрешности
настройки фильтров.
102
t r>
□□□□
□ ODO
OOOD
Рис.7.3. Дискретная перестройка контуров ТРЧ в пределах поддиапазона
Из изложенного следует, что переключение поддиапазонов столь
же не простая задача, как и электронная перестройка. Это является
одной из причин, по которым разработчики стараются уйти от
переключателей поддиапазонов в ранее принятом смысле.
С подобным решением хороню согласуется идея инфрадинного
приема (применение первой ПЧ, превышающей максимальную частоту
сигнала f,I4i > fMaKc)- Так как побочные каналы приема по промежуточной
и зеркальной частоте находятся за пределами диапазона Гмин ... Гмакс,
то их подавление упрощается. Для этого достаточно в качестве
избирательной системы ТРЧ включить широкополосный фильтр нижних
частот с частотой среза fcp, выбранной из условия Гмакс < fcp < Гпч.
Однако в широкую полосу ТРЧ попадают помехи от близко
расположенных передатчиков, что затрудняет реализацию строгих
требований по многосигнальной избирательности. Поэтому в
дополнение к широкополосному ФНЧ «инфрадинных» приемников
включают комплект не перестраиваемых полосовых, что существенно
упрощает не только систему управления частотой настройки ТРЧ, но и
всю конструкцию, особенно, если в качестве гетеродинов используется
синтезатор частот.
Например [5], в одной из модификаций широкодиапазонного
приемника 3-го поколения (fc = 1 ... 32 МГц) в качестве избирательной
системы ТРЧ использован комплект из 24 фильтров, 11 из которых
четырехконтурные, а 13 - шестиконтурные, рис. 3.18.
В диапазоне 20 ... 2000МГц возможно применение фильтров на
ПАВ.
Дискретная перестройка приемника включает, как минимум,
перестройку с заданным шагом (Afc) частоты 1-го гетеродина и
перестройку тракта радиочастоты. Поскольку характеристика
избирательности ТРЧ не может быть реализована с малой полосой
пропускания, то дискретность перестройки ТРЧ может и не быть равной
ДГс. Первый гетеродин может быть построен как система ДКСЧ с
любым способом формирования дискретной сетки частот. Как правило,
он унифицируется с синтезатором радиопередатчика.
Если по каким-либо причинам 1-я ПЧ выбрана переменной
(Гпчшом ~ var), а 2-я ПЧ постоянна (Гпчз ном = const), то дополнительной
перестройке должны подвергаться УПЧ1 и 2-й гетеродин (штриховые
линии на рис. 4.1,6).
В современных приемниках управление настройкой (как, впрочем,
и всеми остальными системами) реализуется через встроенную микро-
ЭВМ, что облегчает управление приемником и позволяет реализовать
параметры приемника, которые практически невозможно достигнуть с
помощью ручных регулировок, например, прием сигналов на
«прыгающих» частотах (ППРЧ).
Примечание. Использование электронных средств коммутации,
перестройки, синтеза и отсчета частоты позволяет создавать цифровую систему
управления с расширенными функциональными возможностями (а в бытовых
радиоприемниках и музыкальных комплексах - с большим комплексом
потребительских удобств, сервисных услуг). Становится возможным
осуществить дистанционное управление (ДУ) аппаратурой (в том числе -
беспроводное) с вынесенного (на расстояние от нескольких метров до
нескольких километров) пульта управления (телеуправления - ТУ). Например,
пользователь вещательного приемника, не подходя к приемнику, имеет
возможность включить и выключить его, настроить на нужную вещательную
станцию, запомнить и воспроизвести частоты настройки, отрегулировать тембр
звука и громкость передачи и т.д. Особенно удобно ДУ установкой
102
стереобаланса, поскольку ее необходимо производить относительно места
прослушивания принимаемой программы.
В табл. 7.1 для примера приведен ориентировочный перечень
функций и определено число команд, необходимых для радиоприемной
аппаратуры Hi - Fi высшей категории сложности.
Видно, что общее число передаваемых команд составляет 45 - 53.
Ориентировочно такое же число команд используется для
дистанционного управления мобильных и стационарных связных
радиостанций/
Таблица 7.1. Ориентировочный перечень функций и число команд
для дистанционного управления радиоприемником
Функции Число команд
Дискретные функции
Питающая сеть, вкл/откл 1
Диапазон частот 7 ... 11
Набор частот или номера фиксированной настройки (0 ... 9) 10
Ввод набранной частоты 1
Ввод частоты в блок памяти 1
Вывод частоты из блока памяти 1
Поиск свободной ячейки памяти 1
Автопоиск (влево, вправо, стоп) 3
Полоса пропускания (узкая, широкая, местный прием) 3
Диаграмма направленности магнитной антенны (косинусоидальная.
синусоидальная, круговая) 3
Вспомогательные функции (тип антенны, стерео, моно, речь,
музыка, Шумоподавитель и др.) 2 ... 6
Общее число команд 33 ...41
Аналоговые функции
Плавная настройка (вправо, влево) 2
Громкость (больше, меньше) 2
Баланс стерео (вправо, влево + фронт, тыл) 4
Тембр (низкие частоты, высокие частоты) 4
Общее число команд 12
При ДУ с больших расстояний аппаратура ТУ дополняется
аппаратурой телесигнализации (ТС), информирующей о результатах
выполнения команд ТУ. В этих случаях оборудование ДУ содержит
13
блоки ТУ и ТС (система ТУ-ТС). Подобной аппаратурой комплектуются
приемные и передающие радиоцентры [9].
Линия ДУ для бытовых приемников представляет среду
распространения ультразвуковых (31,25 ... 46,875 кГц, чтобы исключить
влияние строчной развертки телевизоров f = 15,625 кГц и се гармоник)
колебаний (УЗ) или волн инфракрасного света (ИК).
Структура универсальной схемы ДУ для упомянутого применения
приведена на рис. 7.4.
Рис. 7.4. Универсальная схема дистанционного управления радиоприемником
Дистанционное управление профессиональными (связными)
приемниками производится от диспетчерского пункта, прибора (ДП) с
некоторого расстояния, что сокращает обслуживающий персонал на
необслуживаемых радиосрсдствах и повышает оперативность
радиосвязи (например, в адаптивных системах радиосвязи). В этих
случаях передача сигналов 'ГУ и ТС осуществляется по проводным,
радио- и радиорелейным линиям между ДП и управляемыми объектами.
7.3. Частотная точность радиоприемника и способы ее реализации
Ведение радиосвязи без поиска и подстройки является одним из
основных требований к радиосистемам. Это требование реализуется за
счет высокой частотной точности радиолинии, которая зависит от
точности установки частоты оператором ДГуст (если эта установка
осуществляется по шкале настройки) и величины нестабильности
частоты передатчика Afnep и приемника ДГпрм, т.е.
3
I fc - Гном I = AfycT + Afnep + Afupiw
Шкальная (ручная) установка частоты встречается лишь в связных
радиосредствах предыдущих поколений и вещательных приемниках. В
современных (и перспективных) связных приемниках допустима лишь
бесшкальная установка частоты. Тогда величину Afycr можно из
приведенного соотношения исключить, поскольку дискретная
перестройка с установкой частоты переключателями (например,
декадными) или с помощью клавиатуры внимательным оператором (или
системой автоматики при дистанционном управлении) не
сопровождается субъективными ошибками.
Требования к величине Afnep и способы ее реализации подробно
рассмотрены в [9]. Эти же способы применимы и в отношении величины
AfnpiM. Следует лишь уточнить, из каких соображений формируются
требования к величине AfnpM.
Рассмотрим для определенности структурную схему приемника с
двойным преобразованием частоты (рис. 3.7). Пусть при первом
преобразовании частоты используется как верхняя (frj - fc), так и нижняя
(fc - fri) настройка первого гетеродина. Тогда
± fc± fn = firn = fnqi ном ± Afnep ± Afn,
где: Afn - абсолютная нестабильность частоты 1-го гетеродина, fnqi ном~
номиналыюе (расчетное, требуемое) значение 1-й ПЧ; частота должна
совпадать с серединой полосы пропускания характеристики
избирательности тракта I-й ПЧ.
Аналогично можно записать для 2-й ПЧ:
± (fnqi ном ± Afnep ± Afn) + (fn + Af| 2) = fn42=
= fn42 ном ± Afnep + AfrJ ± Afn = fnqi-
Тракт 2-й ПЧ для реализации избирательности по соседнему
каналу является самым узкополосным.
Из полученного соотношения следует, что по мере увеличения
количества преобразований в приемнике разница между требуемым £Пш
ном и реальным fn42 значениями 2-й ПЧ
Afn 42 = I ffl42 - flI42 HOM I - I ± Afnep ± Afn ± Afr21 (7.1)
нарастает.
Это означает, что неточная настройка гетеродинов приводит к
сдвигу всего спектра принимаемого сигнала AFciirn, возможно за
пределы полосы пропускания основного ТПЧ. При неточности частот
04
гетеродинов полоса пропускания тракта 2-й ПЧ не может быть в
точности равной ширине спектра излученного радиосигнала АГсигн
Эта полоса должна быть расширена на величину Afnm, что равносильно
ухудшению помехоустойчивости приема сигналов.
Абсолютное значение нестабильностей частоты в (7.1) связаны с
относительными нестабильностями 8f известным соотношением Af=8f*f.
С его учетом
ч АГпчг = I ± 8fnep*fc ± 5fn«fn ± Sfh’fri I (7.2)
В современных радиостанциях часто системы стабилизации
частоты передатчиков и приемников делаются унифицированными. Для
этого случая все величины 8f в (7.2) будут одного порядка. Это означает,
что на самых высоких частотах сигнала fc наибольший вклад в АГпчз
будут вносить абсолютные нестабильности частоты принимаемого
сигнала fc и 1-го гетеродина fri, поскольку fr2 > fn и fr2 < fc. Поэтому
при конструировании приемников важное внимание должно быть
уделено стабилизации частоты 1-го гетеродина.
Отметим, что дополнительной причиной «выхода» спектра
принимаемого сигнала за полосу пропускания фильтра основной
избирательности может выступать нестабильность частоты Afflonjl,
обусловленная эффектом Доплера. Источник этой нестабильности не
принадлежит ни передатчику, ни приемнику. Доплеровский уход
частоты возникает при изменении расстояния между излучающей и
приемной антеннами (например, расположенными на двух удаляющихся
друг от друга самолетах, на Земле и самолете или на Земле и спутнике-
ретрансляторе радиосигналов). Его величина может быть оценена в
соответствии с соотношением
Af(„„,, = ± (V/C)fc,
где: V-радиальная скорость перемещения одной антенны относительно
другой, С - скорость распространения радиоволн, fc - частота
радиосигнала.
Так, для приближающегося (удаляющегося) самолета с V = 3000
км/час доплеровский уход частоты (fc = 12 МГц) составит АГДш1Л « 33 Гц,
а для спутникового ретранслятора «Молния» на частоте 6 ГГц - около 40
... 50 кГц.
В приемнике, где присутствует эффект Доплера, должны быть
предусмотрены устройства для компенсации величины Afa<MUI.
4
«Носителем» доплеровского отклонения А(цопл обычно выступает
специально излучаемый пилот-сигнал (ПС) гармонической формы,
например, остаток ослабленной несущей частоты передатчика при
передаче однополосных сигналов. Это колебание в тракте приема
отделяется от остальных составляющих спектра принимаемого сигнала с
помощью узкополосного фильтра (УПФ ПС, рис. 7.5; применительно к
формированию местной несущей в однополосном приемнике см. рис.
5.5) и используется в качестве эталонного в системе автоматической
подстройки частоты гетеродина.
Система АПЧ, например фазовой, изменяет частоту гетеродинаТ
соответствии с изменениями частоты ПС так, что величина!
промежуточной частоты не изменяется. При этом не требуется]
учитывать влияние эффекта Доплера на выбор полосы пропускание
тракта основной ПЧ. При двух и более преобразованиях частоты i
приемнике в качестве подстраиваемого гетеродина целесообразш >
выбрать второй (или третий), частота которого не изменяется от органо!
установки частоты приемника. Подобное решение не усложняет
требований к первому (диапазонному) гетеродину как схеме синтез!
частот.
Рис. 7.5. К пояснению компенсации эффекта Доплера
7.4. Система контроля радиоприемника
Наличие системы контроля связано с необходимостью
периодической проверки его технического состояния
(работоспособности).
Проверка работоспособности производится как непосредственно
перед применением приемника, так и в процессе длительного хранения.
Если приемник относится к группе восстанавливаемых устройств, то при
его ремонте возникает задача локализации неисправностей, которая
также возлагается на систему контроля (диагностики).
Система контроля радиоприемника обычно является
комбинированной, поскольку она используется как для контроля
работоспособности, так и для локализации неисправностей.
Контроль работоспособности может осуществляться в рабочем
или в нерабочем состоянии, и поэтому говорят соответственно о системе
оперативного и неоперативного контроля. В свою очередь системы
оперативного контроля чаще реализуются автоматическими, а
неоперативного контроля - ручными. Каждая из них, как правило,
реализует допусковый контроль параметров («в норме» - «не в норме»).
Контроль работоспособности должен предполагать локализацию
неисправностей. Задача состоит в том, чтобы получить информацию не
только о параметрах, характеризующих работоспособность приемника в
целом, но и ряде параметров, необходимых для локализации места
отказа.
Системы профилактического (периодического) контроля, как
правило, реализуют допусковый контроль на уровне достаточно
крупных конструктивных единиц (блоков, кассет). Система поиска
отказов позволяет локализовать отказы с большей глубиной, а в ручном
режиме работы предполагает измерительный контроль.
Степень развитости системы контроля и объем решаемых ею задач
зависят от класса радиоприемника, уровня технологичности
изготовления, элементной базы, эргономических требований.
Основными элементами системы допускового контроля являются
пороговые датчики («в норме» - «не в норме») или датчики-
преобразователи контролируемых параметров, устройства обработки
информации от датчиков и устройства индикации (отображения). __
В ручных системах контроля обычно используются датчики-
преобразователи, преобразующие разнородные параметры к одному
(например, к напряжению постоянного тока). Контроль параметров
осуществляется индикатором, который поочередно может быть
подключен (переключателем КОНТРОЛЬ) к каждой из контролируемых
цепей, рис. 7.6.
15
106
Рис. 7.6. Контроль
множества цепей
приемника с помощью
одного переключателя и
измерительного прибора
В автоматических системах контроля чаще используются
пороговые датчики, а устройство обработки информации представляет
собой схему логической обработки массива параметров и
автоматический коммутируемые устройства. Индикация результатов
контроля осуществляется цифровым табло или световыми
индикаторами.
Особенностью системы контроля приемника в целом является
факт наличия сигналов на его выходе лишь при наличии сигнала от
корреспондента. При отсутствии сигнала корреспондента на выходе
приемника имеют место только шумы (помехи), по наличию которых
нельзя судить о его работоспособности. Поэтому в системе контроля
предусматриваются источники контрольных (тестовых) сигналов, с
помощью которых проверяется либо весь тракт приема, либо его
составные части. Проиллюстрируем сказанное проверкой
чувствительности приемника с помощью генератора шума (рис. 7.7).
Рис. 7.7. К пояснению
проверки
чувствительности
приемника с помощью
встроенной системы
контроля
После установки переключателя КОНТРОЛЬ в положение ШУМ
реле К2 отключает вход приемника от антенны и подключает его к
эквиваленту антенны (ЭА). Регулировкой УСИЛЕНИЕ в приемнике
устанавливается мощность его собственных шумов Рш соб такой, что
индикатор показывает нормальный уровень напряжения шумов (стрелка
индикатора - на риске «Ш»). Переключатель КОНТРОЛЬ переводится в
положение ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ.
Контактами реле К1 к вход}' приемника подключается генератор
шума с мощностью Рш = Рш соб. Мощность шумов на выходе возрастет
вдвое, а напряжение шумов в у/1 раз (стрелка индикатора - на риске
«Ч»), Если показания индикатора не возрастут в V1 раз, то
чувствительность приемника находится не в норме. Рассмотренная
проверка выполняется в нерабочем режиме (антенна отключена). Для
приведения приемника в рабочий режим переключателем КОНТРОЛЬ
следует обесточить реле К1 и К2. Описанный алгоритм проверки может
быть автоматизирован (с помощью микро-ЭВМ).
Для контроля работоспособности на любой рабочей частоте
диапазона приемник иногда комплектуется блоком обратного
преобразования частоты (БОПЧ) - рис. 7.8.
Рис. 7.8. К пояснению принципа «сквозного» контроля работоспособности
приемника
Здесь контрольный сигнал формируется из колебаний гетеродинов
и источника с частотой (пчг. На выходе блока образуется колебание с
частотой сигнала fc, величина которого определяется органами набора
частоты, т.е. 1-го гетеродина. Это колебание с помощью переключателя
106
КОНТРОЛЬ может быть подано вместо сигнала от антенны. Визуальный
контроль исправности можно наблюдать по индикатору. Изменяя
частоту генератора <пч2, можно исследовать характеристику
избирательности общего тракта приема.
Использование микро-ЭВМ как основы всей системы управления
позволяет реализовать различные программы автоматической
самодиагностики, например:
- определения работоспособности или неисправности в режиме
готовности приемника,
- определение работоспособности в заданном (текущем) состоянии
(режиме) приемника,
определение работоспособности во всех предусмотренных
программой (записанной в ПЗУ) состояниях (для всех видов сигналов на
ряде частот).
Индикация результатов диагностики высвечивается на цифровом
табло в виде кода (набора цифр), которому ставится в соответствие (с
помощью специальных таблиц в заводской документации) описание
неисправностей.
Можно предусмотреть и несколько вариантов так называемого
«сквозного» автоматического контроля трактов приема (в том числе и
частных) путем подачи тестовых сигналов.
Через адаптер внешнего интерфейса, взаимодействующий через
общую шину процессора микро-ЭВМ, можно реализовать открытый
протокол (дистанционное управление) базового физического уровня.
На рис. 7.9 для иллюстрации представлен эскиз внешнего вида
панели управления радиоприемника четвертого поколения вся система
управления которым базируется на использовании дискретных органов
управления (клавиатура) и микро-ЭВМ.
Обращает внимание наличие в левом нижнем углу клавиши для
оперативной перестройки приемника на международную частоту 2182
кГц, которая специально выделена для принятия сигналов о бедствии на
море.
07
цюровягпбио имими/ии
ЛИСТ КАНАЛ
ЧАСТОТА______ОШ РАбВГа!
МГц кГц Гц
Pf О it it 12Hl6
ЗАЩИТА
гатив
о
ЗУ -tO О MOrf
Рис. 7.9. Лицевая панель современного приемника магистральных связей
Вопросы для самоконтроля
1. Перечислите основные требования к системе управления
радиоприемником.
3. Дайте сравнительную характеристику способов перестройки ТРЧ и
первого гетеродина (схемы рис. 7.2 и 7.3).
4. В каких узлах приемника реализуются заданные требования по
стабильности частоты его настройки?
5. Каково назначение системы контроля работоспособности приемника?
6. Аргументируйте идею проверки чувствительности приемника в схеме
рис. 7.8.
7. С какой целью в составе приемника могут предусматриваться
устройства образ ного преобразования частоты?
)7
108
8. ЦИФРОВАЯ ОБРАБОТКА СИГНАЛОВ В ПРИЕМНИКАХ.
ТЕНДЕНИЦИИ СОВЕРШЕНСТВОВАНИЯ ТЕХНИКИ
РАДИОПРИЕМА
8.1.Обобщенная схема приемника с цифровой обработкой сигналов
Быстрое развитие и расширение функциональных возможностей
цифровой элементной базы обусловили интенсивное ее внедрение и в
технику радиоприемных устройств: появились приемники, в которых
смесь сигнала с помехами подвергается аналого-цифровому
преобразованию, а вся последующая обработка (избирательность,
демодуляция, оценка параметров сигнала и др.) выполняется в цифровой
форме.
। - Использование цифровой обработки сигналов позволяет
реализовать универсальные демодуляторы, в которых, изменяя
программу, можно быстро перейти на новый вид сигнала и
демодуляции. Простота автоматической смены алгоритмов и высокая
точность реализации цифровой обработки позволяет адаптировать
приемник к меняющимся условиям связи. Точность обработки можно
повышать до любого необходимого значения путем усложнения
аппаратуры. Кроме этого цифровая обработка сигналов обладает рядом
других преимуществ перед аналоговой:
высокой стабильностью характеристик за счет отсутствия
свойственным аналоговым цепям параметрической нестабильности,
- отсутствие необходимости в регулировочных операциях в процессе
эксплуатации,
- возможность запоминания больших массивов информации и
быстрого точного воспроизведения, благодаря чему появляется
возможность реализации сложных, близких к оптимальным, и
адаптивных методов приема сигналов (оптимальное сложение
разнесенных сигналов, компенсацию и ослабление влияния
сосредоточенных помех и др.),
- высокая надежность, технологичность и степень интеграции,
- удобство сопряжения с ЭВМ, упрощает автоматизацию управления
работой радиоприемных устройств и комплексов, а также
автоматизацию диагностирования,
108
) - лучшая приспособленность к автоматизации проектирования с
помощью ЭВМ, что позволяет достичь полного совпадения
характеристик модели и объекта моделирования.
1---- Упомянутые достоинства позволили некоторым авторам
публикаций назвать цифровыми приемники, в которых основная
обработка радиосигналов выполняется с помощью устройств на
цифровой элементной базе.
Однако применение цифровой обработки сигналов в приемниках
сдерживается объективными трудностями. Как будет показано ниже,
- преобразование аналоговых колебаний в цифровую форму приводит
появлению погрешностей дискретизации и квантования,
- получение малого шага квантования требует значительного
усиления в аналоговой части приемника (АПЧ),
- сам процесс цифровой обработки сопровождается погрешностями
округления результатов вычислений и ограниченной точностью
реализации алгоритмов обработки,
- в тех случаях, когда принятую информацию необходимо
представлять в аналоговой форме, возникают дополнительные
погрешности обратного (цифро-аналогового) преобразования.
Обобщенную структурную схему приемника с цифровой
обработкой можно представить в виде рис. 8.1.
------^Аналоговая часть приемника осуществляет предварительную
избирательность и усиление принимаемых сигналов. Устройство
дискрет изации и квантования аналоговой смеси сигнала, шумов и помех
является аналого-цифровым преобразователем.
В цифровой части приемника производится основная
избирательность сигналов их демодуляция, а при приеме дискретных
сообщений еще и тактовая и цикловая синхронизация и декодирование.
Здесь же может осуществляться оценка параметров, сложение
замирающих сигналов разнесенного приема, подавление или
компенсация сосредоточенных по спектру или по времени помех и др.
После демодуляции и декодирования принятая дискретная
информация с цифрового выхода подается либо в регистрирующую
аппаратуру (или в запоминающее устройство ЭВМ) либо при приеме
аналоговых сообщений в цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП) с
фильтром нижних частот (ФНЧ) на его выходе. Непрерывный по уровню
подастся получателю аналоговой
и по времени сигнал с ФНЧ
информации.
Рис.8.1. Обобщенная структурная схема приемника с цифровой обработкой
сигналов
Переход от цифрового сигнала к аналоговому с помощью ЦАП и
ФНЧ необходим, например, при цифровой передаче речи и в цифровом
телевидении. Цепи питания, индикации и диагностики на рис. 8.1 не
показаны.
Перестройка приемника осуществляется с помощью устройства
управления частотой настройки. по командам от которого
перестраиваются (переключаются) избирательные цепи в АЧП и
изменяются частоты гетеродинов fr с синтезатора частот. Иногда
требуется смена характеристик схемы цифровой фильтрации, поэтому
команды управления частотой могут подаваться и в ЦЧП. Предпочтение
отдается автоматической настройке, поскольку в таких приемниках
целесообразно осуществлять комплексную автоматизацию всего
процесса обслуживания аппаратуры. Настройка выполняется или по
заранее составленной (записанной в микроЭВМ) программе или в
соответствии с поисковым алгоритмом функционирования адаптивных
радиолиний.
Устройство управления видами принимаемых сигналов является
источником команд для изменения амплитудно-частотной (АЧХ) и фазо-
частотной характеристик (ФЧХ) тракта ЦЧП (в том числе через
устройства управления избирательностью и чувствительностью
приемника, если смена вида сигнала требует изменения алгоритма
регулировки усиления и др.).
С помощью устройства управления избирательностью
Осуществляется изменение АЧХ и ФЧХ при смене вида сигнала и
изменении помеховой обстановки. Основная регулировка
избирательности (по соседнему каналу) выполняется цифровым
фильтром в ЦЧП; не исключается и дополнительная грубая регулировка
избирательное™ сменой аналоговых фильтров в АЧП или изменением
полосы пропускания.
Устройство управления усилением и чувствительностью
—Производит автоматическую адаптацию приемника к условиям приема.
Его наличие не исключает одновременного использования и ручной
регулировки усиления. Конечной целью регулировки усиления и
чувствительности в цифровых приемниках является поддержание
наилучшего (в заданном смысле) качества приема в изменяющейся
помеховой обстановке. Надлежащее качество приема поддерживается, в
частности, при защите приемного тракта от перегрузок и обеспечении
такого напряжения на входе УДК и таких значений отсчетов в схеме
ЦЧП, при которых относительный уровень шумов квантования и
округления минимален.
Если бы УДК и ЦЧП могли эффективно работать на рабочей
частоте принимаемого сигнала, то приемник мог бы быть реализован
полностью цифровым без АЧП. Такая возможность имеется на
километровых и более длинных волнах. В этом случае цифровая
обработка сигналов позволяет исключить из схемы синтезатор частот.
Однако при этом перестраиваемый тракт радиочастоты должен иметь
узкую полос) пропускания и коэффициент прямоугольное™ тракта,
близкий к единице (Кп ~ I), а также достаточно высокий коэффициент
усиления.
uc
При дискретизации и квантовании на промежуточной (низкой!)
частоте структура значительной части тракта приема и требования к
нему практически одинаковы у цифровых и аналоговых приемников, а
требования к частоте дискретизации и разрядности аналогово-цифрового
преобразователя колебаний fn*i существенно снижаются, что облегчает
реализацию УДК и ЦЧП.
Материальной основой цифровых методов обработки сигналов и
управления являются микропроцессоры (МП) - цифровые устройства с
программируемой логикой. Использование микропроцессорных систем в
качестве центрального управляющего устройства позволяет реализовать
цифровой контроль и управление всеми функциями радиоприемника.
Основное преимущество микропроцессорного управления - его большая
гибкость: при внесении изменений в приемник часто можно обойтись
вообще без изменений аппаратной части.
С помощью МП можно не только выполнять такие очевидные для
применения цифровых методов операции, как синтез частот или
управление дисплеями, но и осуществлять выбор параметров приемника
(полоса пропускания фильтров, коэффициент усиления в различных
трактах, постоянную времени АРУ и т.д.). Получают широкое
применение однокристальные микро ЭВМ - устройства, содержащие в
одном кристалле все основные элементы микропроцессорной системы,
центральный процессорный элемент, оперативные и постоянные
запоминающие устройства, порты ввода-вывода, таймеры, тактовый
генератор и другие вспомогательные устройства. Наметилась тенденция
разработки устройств управления и контроля приемника в виде
единственной заказной или полузаказной БИС. Такие блоки управления
и контроля уже применяются в дешевых вещательных приемниках
От однокристальной микро-ЭВМ не требуется большой
вычислительной мощности, как от МП универсальных компьютеров.
Как правило, упрощенной системы команд вполне достаточно для
реализации функций по управлению и контролю. Блоки управления на
их основе получаются компактными, надежными, низкоэнергоемкими и
дешевыми.
Устройство управления современным приемником может
содержать множество кристаллов цифровых модулей (до 50 и более).
Обычно они смонтированы на одной плате; нахождение и локализация
11(
отказавшей ИМС, вносящей ошибки в работу всей системы, - трудная
задача.
Одним из наиболее перспективных путей ее решения является
сигнатурный анализ, при котором на вход каждого модуля подается
псевдослучайная последовательность нулей и единиц; выходной сигнал
дешифруется в буквенно-цифровую подпись. Эта подпись может быть
высвечена на экране дисплея для сравнения с эталонной, хранящейся в
журнале оператора или в ЗУ (signature - знак, отметка, копия).
Входная последовательность каждого модуля постоянная,
следовательно, постоянна и его подпись при исправном модуле. К
входной последовательности предъявляются следующие требования:
краткость, возможность проверки максимального числа логических
переходов модуля. Существуют специальные методы формирования
входных последовательностей. Программа сигнатурного анализа может
быть введена в память МП и при необходимости вызываться с пульта
местного или дистанционного управления. Так МП контролирует
исправность ИМС приемника.
МП применяются также для переключения аналоговых и
построения цифровых фильтров. Переключение фильтров может
осуществляться в любом тракте приемника. Дополнительная
подпрограмма позволяет настроить приемник на сигнал от внутреннего
генератора с известной частотой, после чего МП определяет
характеристики каждого фильтра с запоминанием полученной
информации. Это позволяет выбирать любой фильтр в произвольном
порядке с передней панели приемника.
—’ Цифровая обработка сигналов с помощью цифровых фильтров
является той областью, где применение МП наиболее перспективно.
Цифровой фильтр на базе МП позволяет менять алгоритмы своей
работы, что важно при создании приемных устройств для адаптивных
систем [9].
L-—Ниже излагаются начальные общие сведения о функционировании
УДК, необходимые для обоснования некоторых параметров этих
устройств.
8.2. Особенности дискретизации принимаемых аналоговых
радиосигналов
Колебание промежуточной частоты Гпч, даже при передаче
дискретных радиосигналов, следует считать непрерывным (аналоговым)
хотя бы потому, что представляет сумму колебаний принимаемого
сигнала, шумов и помех.
Напомним, что любое аналоговое колебание (рис. 8.2,а) может
быть дискретизированно
- по времени путем снятия отсчетов этой величины через
определенные отрезки времени (рис. 8.2,в),
- по уровню (квантование) при непрерывном времени (рис. 8.2,6),
- по времени и по уровню; на рис. 8.2,г представлено шесть уровней
(округлений) от нулевого до пятого.
Каждый из уровней, пронумерованных от 0 до 5 в десятичной
системе счисления, можно представить в двоичной системе счисления (в
Из рис. 8.2,г видно, что чем меньше шаги дискретизации и
квантования, тем точнее информация в цифровой форме
(последовательности 0 и 1) будет отражать аналоговую. Чем медленнее
изменяется аналоговая функция, тем реже можно брать отсчеты: на
каждом небольшом интервале между соседними (по времени и по
уровню) отсчетами ход функции можно предсказать по ее предыдущим
значениям.
_В УДК (см. рис. 8.1), выполняющем роль аналогово-цифрового
преобразователя, колебания Гпч от АЧП преобразуются в цифровую
форму для последующей цифровой обработки (со свойственными ей
достоинствами). Особенностями дискретизации аналоговых сигналов с
частотой Гпч являются:
- относительная узкополосность колебания на выходе АЧП
(AFc/fii4«l),
- преобразованию подвергается не чистый сигнал, а сумма сигнала,
шумов и помех,
- сравнительно высокая частота преобразуемых колебаний Гпч (в
сравнении с традиционно рассматриваемым преобразованием
первичного электрического сигнала в цифровую форму на основе
теоремы Котельникова В.А.).
' В соответствии с теоремой Котельникова колебание u(t), спектр
которого не содержит частот выше FB, может быть точно восстановлено
по дискретным отсчетам, взятым через интервалы дискретизации Atn =
1/Гд < 0,5FB. Последовательность стробирующих импульсов с частотой Гл
формируется из колебаний от синтезатора частот.
Согласно другой теореме В.А.Котельникова минимальное
значение частоты дискретизации Гд = I/At„ для радиосигнала с полосой
AFc определяется аналогично: Гд=1 /Ма > 2AFc. При этом восстановление
первичного сигнала (которым промоделировано несущее колебание) по
его отсчетам возможно лишь при определенных соотношениях между Гд
и Гпч. Поясним это.
Дискретизацию сигнала с интервалом Ata — 1/Гд можно
рассматривать как амплитудно-импульсную модуляцию
последовательностью очень коротких импульсов, имеющих линейчатый
спектр, рис. 8.3,6. Спектральная плотность принимаемого полосового
сигнала условно представлена на рис. 8.3,а.
Спектр сигнала амплитудно-импульсной модуляции (как результат
дискретизации) приведен на рис. 8.3,в.
Приведен случай балансной амплитудно-импульсной модуляции:
на каждой из составляющих 1-Гд образуется пара зеркально
симметричных отображений спектральной плотности S(f)
дискретизируемого сигнала; колебания «несущей» if;i подавлены
балансным модулятором. Спектры на соседних частотах (i и i-ffl
примыкают друг к другу. Если f;i < 2Fc, то спектры, образующиеся на
соседних частотах, частично перекрываются - заштриховано на рис.
8.3,г. При ffl<2Fc между ними образуется защитный интервал, который
можно использовать при выделении сигнала с помощью фильтра,
имеющего коэффициент прямоугольное™ Кп >1, рис. 8.3,д.
S&
Рис. 8.3. К пояснению спектра амплитудно-импульсной модуляции
Итак, дискретизация полосового колебания позволяет переносить
его спектр на колебания гармоник частоты дискретизации. Выбором
частоты дискретизации
f;i>2Fc или At;i<l/2AFc (8.1)
2
создаются условия для выделения части спектра фильтром (в
рассматриваемом случае - цифровым, о чем пойдет речь ниже) с
i приемлемыми параметрами.
Применительно к рис. 8.3,в:
fn4=iffl+0,5AFc = iffl+ 0,25 Гд, (8.2)
откуда
Гд= Гпч /(i + 0,25).
Например, при Гпч = 128 кГц i = 6 Гл=20,48кГц
Интерполирующая функция для восстановления сигнала по
дискретным отсчетам, представляющая собой импульсную
характеристику полосового фильтра, имеет вид
u(t)= У u(i Atg) • Sin 7 'A*g) cos2flfi (t - i Atg). (8.3)
i^oo 7TAFc(t-lAtg)
Это означает, что полосовые колебания со спектром, удаленным от
I «нулевой частоты» могут быть восстановлены по отсчетам своих
\ мгновенных значений, взятых через интервал Atfl = l/2AFc, если
\ граничные частоты спектра кратны его ширине.
Спектр реального колебания Гпч. подвергаемого дискретизации,
шире спектра полезного сигнала за счет шумов и помех. При этом при
дискретизации будет иметь место наложение отображений, их
перекрытие (даже если величина Гд выбрана из соотношений (8.1) и
(8.2)), что затрудняет извлечение полезного сигнала. Уменьшить
упомянутые затруднения можно двумя способами:
f'' 1) понижением частоты дискретизируемого сигнала; дискретизация
осуществляется не на высокой рабочей частоте приемника, а на низкой
промежуточной частоте; с этой целью цифро-аналоговому
преобразователю (УДК) предшествует включение аналоговой части
приемника (АЧП); на выходе АЧП легче реализовать подавляющий
помехи фильтр с Кп ® 1;
2) увеличением частоты дискретизации, рис. 8.3,д, позволяющим
исключить наложение соседних отображений спектра;
3) применением обеих упомянутых мер.
Техническая реализация дискретизации сигнала осуществляется с
помощью ус гройства выборки и хранения, рис. 8.4.
2
Рис. 8.4. Схема дискретизатора аналогового сигнала
Его задачей является определение мгновенного значения
колебания u(t) в момент взятия отсчета и фиксация этого значения на
время, необходимое для его преобразования в цифровую форму в
квантователе. Применяется два типа устройств, в которых в качестве
запоминающего устройства используется конденсатор.
В первом при поступлении стробирующего (опрашивающего)
импульса на ключ происходит заряд конденсатора с малой постоянной
времени до напряжения, отслеживающего величину уровня входного
сигнала (в течение длительности стробирования тс). С окончанием
стробирующего импульса входное напряжение отключается от
накопительного элемента, в котором фиксируется напряжение u(jAtfl),
равное входному в момент окончания импульса. Уровень этого
напряжения сохраняется до следующего стробирующего импульса.
Функционирование схемы в этом случае аналогично схеме импульсно-
фазового дискриминатора типа «запоминание-выборка».
Во втором типе устройств производится интегрирование входного
сигнала в течение длительности стробирующего импульса, т.е. заряд
конденсатора происходит с большой постоянной времени. Момент
взятия отсчета относится к середине стробирующего импульса.
Стирание информации в накопительном элементе происходит в
конце каждого периода дискретизации.
Найдено, что устройства с малой постоянной времени вносят
большие искажения, чем интегрирующие, вследствие чего на практике
находят применение последние.
Представляет интерес величина длительности стробирующего
импульса тс.
3
Чем строже соблюдается неравенство AFC « Гпч, тем ближе
входной сигнал на интервале стробирования к синусоидальному. За
время т€ напряжение сигнала изменяется не по линейному закону,
приближающемуся к гармоническому. Это означает, что с увеличением
тс будет возрастать ошибка в отсчете уровня сигнала. Чем больше
ошибка отсчета, тем больше должен быть шаг последующего
квантования. При большом шаге квантования в свою очередь растет
ошибка квантования с вытекающими из этого факта последствиями.
Доказано, что длительность стробирующего импульса
целесообразно выбирать из соотношения
тс< 1/2Гпч. (8.4)
Оценим величину тс: при Гпч = 128кГц тс < 3,9мкс. Это - вполне
реализуемая величина. Если бы стробировалась рабочая частота
принимаемого сигнала, например, равная Г = 30МГц, то требуемая
величина т£ составляла бы т£ < 17нс. Приведенное соображение также
свидетельствует о необходимости аналоговой части приемника, в
которой производится понижение частоты принимаемого сигнала до
приемлемой (Гпч), на которой можно реализовать дискретизацию с
реализуемой величиной тс.
8.3. Особенности квантования принимаемых аналоговых
радиосигналов
/ „
Квантование заключается в том, что непрерывный ряд уровней
сигнала после дискретизации заменяется конечным числом значений,
которые можно представить в цифровой форме благодаря введению
соответствия между всем интервалом изменений уровня радиосигнала и
числом уровней квантования, рис. 8.2,б,д. Разность между соседними
уровнями квантования называется шагом квантования. Если шаг
квантования одинаков для всего интервала, то квантование -
равномерное; в противном случае - неравномерное. Квантование всегда
сопровождается появлением некоторой ошибки, появляющейся из-за
округления уровня отсчета u(jAt-i) до uKBGAQ, кратного шагу
) квантования Ак; при равномерном квантовании
Au(jAtJ = u(jAt() - uKB(jAta).
13
1
Здесь икв(]Д1д) - представленное конечным числом двоичных разрядов
цифровое значение отсчета uQAQ. Эта ошибка называется шумом
квантования (термин неудачен, поскольку шумы квантования
коррелированы с сигналом, что расходится с общепринятым понятием
шумов).
\ Понятно, что шумы квантования могут приводить к ошибкам в
выходном сигнале цифровой части приемника (на выходе цифрового
фильтра), т.е. к искажениям принимаемого сигнала. Уменьшить эти
искажения можно:
- уменьшением шага квантования Дк,
- уменьшением динамического диапазона входных сигналов на
квантователь, т.е. сжатием интервала uMI1H ... имакс, рис. 8.5.
Рис. 8.5. Кодирование
отсчетов после
квантования
При этом следует учитывать, что
- минимальный шаг квантования не может быть меньше уровня
собственных шумов, т.е. u MHH(jAtfl) > un,(jAtg);
- при заданном интервале имнн ... имакс с уменьшением шага Дк растет
число уровней квантования N и разрядность аналого-цифрового
преобразователя п, связанных соотношением N = 2П; обычно п = 8 ... 16.
Г ~7 Приведем количественные соотношения для одного из
приемников магистральной связи: имакс = 14В, имин « иш (jД1д) = 0,2В; при
п = 8 N = 256, Д« = (uMakC -ut,H„)/N = 50мВ. Ошибка квантования
составляет 0,5Дк = 25мВ и достаточно велика. Уменьшение ошибки
квантования может быть достигнуто уменьшением разности имакс - имви,
Г
14
что в частности, позволяет сделать автоматическая регулировка
усиления, реализуемая в аналоговой части приемника.
Изложенное еще раз свидетельствует о целесообразности
разделения структурной схемы цифрового приемника на аналоговую и
цифровую части.
Итак, минимальный шаг квантования ограничен уровнем
собственных шумов приемника или разрядностью АЦП, а максимальный
- величиной шумов квантования.
После дискретизации и квантования колебания в цифровой форме
поступают в цифровую часть приемника.
Отметим, что из-за неустановившейся терминологии в разных
публикациях под цифровым фильтром (ЦФ) понимается только
цифровая часть приемника или цифровая часть приемника вместе с
предшествующим ей АЦП (УДК), рис. 8.1. В последнем случае
цифровую часть называют дискретным фильтром.
При последующем изложении термин «ЦФ» употребляется как
синоним ЦЧП.
8.4. Особенности цифровой фильтрации
В качестве фильтра основной избирательности (по соседнему
каналу) в приемниках с цифровой обработкой сигналов используются
цифровые фильтры (ЦФ). Задачей ЦФ. как и аналогового, является такое
преобразование спектра входного колебания, содержащего смесь
сигнала и помех, в спектр выходного колебания, которое в идеальном
случае содержит лишь спектр сигнала.
Идею построения цифрового фильтра можно пояснить
следующим образом.
Известно, что реакцию любого фильтра на входное воздействие
можно оценить в частотной области амплитудно-частотной и фазо-
частотной характеристиками (АЧХ и ФЧХ). Если рассматривать
реакцию фильтра во временной области, то ее принято оценивать
импульсной характеристикой (при воздействии на входе импульса с
бесконечно малой длительностью, 5-функции) или переходной
характеристикой (при воздействии на входе фильтра перепада
напряжения, с гуленьки напряжения).
14
Между этими характеристиками существует соответствие.
Например, вполне определенной АЧХ соответствует вполне
определенный отклик во временной области и наоборот.
Поясним это на примере. Известно, что реакция фильтра с
прямоугольной АЧХ (коэффициент прямоугольное™ Кп = 1) на 8-
функцию имеет вид рис. 8.6,а: выходное напряжение во временной
области изменяется по закону (sin х)/х.
Непрерывную функцию (sin х)/х можно представить дискретными
отсчетами, взятыми через интервал At,. Сумма этих отсчетов и отражает
отклик фильтра, но только в дискретной форме. Величина каждого
отсчета в этой сумме зависит от дискретного времени i-ta.
Модель подобного суммирования можно представить в виде рис.
8.6,6. Она содержит m ячеек задержки на величин}' Ata каждая, что
отражает m отсчетов на определенном отрезке оси времени, и ш
перемножителей постоянной величины на масштабный (весовой)
множитель at а2> ,ат.
Результат перемножения отражает величину каждого отсчета.
Если величины этих отсчетов, т.е. коэффициенты aj , am выбраны так,
что в точности соответствуют закон}' их изменения (sin iAt,)/(iAtJ, то
после суммирования получим отклик на 8-функцию, соответствующий
прямоугольной АЧХ фильтра с определенной полосой пропускания.
При ином виде АЧХ вид отклика будет отличаться от
приведенного на рис. 8.6,а. И наоборот, если в модели изменять
величины отсчетов (т.е. коэффициентов aj ,ат ) и отойти от закона
изменения величин отсчетов вида (sin iAt,)/(iAta) к другому закону, то
новому закону изменения величин отсчетов будет соответствовать иной
вид АЧХ. Это означает, что изменением весовых коэффициентов как по
величине так и по знаку (реализуется инвертором) можно изменять
временную функцию на выходе iJBWx^At,) (при неизменной входной) и
соответствующую ей АЧХ,}г.е. полосу пропускания и Кп, в том числе
реализовать Кп « 1 (!).
Заметим, что все три операции - задержка, умножение,
суммирование, - необходимые для реализации модели ЦФ могут быть
осуществлены на элементах цифровой техники (например, все они
присутствуют в обычном калькуляторе).
±.o~6pej49 Scfrrajd&dc/f/t/s
лгаксимуно фумщсиг/
(Sisix)/x ОтносигеМ-
м юнента bosdetf-
erfii/sr 6&Jho входе
L/вых
U 6*
/а
Si/iZF-fet
Рис. 8.6. К пояснению функционирования цифрового фильтра
Варьируя параметрами модели с помощью встроенной в цифровой
приемник микроЭВМ по специально предусмотренным программам или
адаптивным алгоритмам, можно оперативно изменять параметры
фильтра, т.е приспосабливать его для приема конкретного вида
сигналов или приспосабливаться к меняющейся помеховой обстановке.
На рис. 8.6,6 представлена модель нерекурсивного фильтра.
Алгоритм работы рекурсивного фильтра, чаще используемого на
практике, отличается (рис. 8.7) тем, что выходной сигнал вычисляется с
использованием не только предыдущих значений входного, но и
15
выходного сигнала (показано п рекурсивных слагаемых с весовыми
коэффициентами ЬЬЬ2, ..., Ьп).
Рис. 8.7. Схема рекурсивного
цифрового фильтра
Основными элементами
фильтра служат устройства
задержки («памяти»)
отсчитанных значений
uKB(iAQ на один интервал
дискретизации At;i, а также
масштабные звенья,
выполняющие (в цифровой
форме) операции умножения отсчетов на весовые коэффициенты а0.а!, ...
, ат и Ь|,Ь2, ... , Ьп. В качестве элементов памяти могут использоваться
регистры сдвига или линии задержки на ПАВ. В последнем случае
вариация величиной АЦ и весовыми коэффициентами невозможна, в
отличие от линий задержки на регистрах или на приборах с зарядовой
связью.
Таким образом, достоинствами ЦФ в сравнении с аналоговым
являются:
- пригодность для полной интеграции,
- лучшая стабильность характеристик,
- удобство и простота изменения АЧХ и ФЧХ,
- отсутствие реактивных элементов, особенно моточных изделий.
К недостаткам ЦФ можно отнести:
- пока еще сравнительно невысокое быстродействие элементной
базы, ограничивающее применение ЦФ на высоких частотах,
- выходной сигнал всегда содержит ошибку в преобразовании
входного сигнала за счет шумов квантования и ограниченного объема
памяти ЦФ.
6
Заметим, что все три операции - задержка, умножение, суммирование, -
необходимые для реализации модели ЦФ могут быть осуществлены на
элементах цифровой техники (например, все они присутствуют в
обычном калькуляторе).
8.5. Цифровая демодуляция аналоговых сигналов
Примеры цифровой демодуляции дискретных сигналов были
рассмотрены в п. 6.
В п. 8.3 изложен вариант аналогово-цифрового преобразования
для последующей цифровой обработки (демодуляции), называемый
обработкой мгновенных значений или обработкой вещественного
сигнала.
Есть еще один способ цифровой обработки, включая
демодуляцию, называемый обработкой комплексного сигнала. Суть его
сводится к тому, что из аналогового сигнала u(t) образуются две
квадратурные (ортогональные) составляющие, рис. 8.8, в сумме дающие
так называемый комплексный сигнал. Смесители выполняют функцию
перемножителей колебаний u(t) = U(t)cos[toct + cp(t)] и Uo cos toot (или -Uo
sintOot) во временной области.
Фильтры нижних частот на выходе каждого из перемножителей
пропускают колебания с разностной частотой, подавляя суммарную. На
выходах формируются две квадратурные составляющие комплексного
сигнала, подлежащего обработке:
uB«x(t)=c(t)+js(t)=U(t){cos[(®c- to0)t+ <p(t)]+jsin[(toc- too)t+ <p(t)]}
Для цифровой демодуляции косинусоидальная c(t) и
синусоидальная s(t) составляющие должны быть подвергнуты
аналогово-цифровому преобразованию (АЦП). На выходах АЦП
образуются цифровые квантованные отсчеты сигналов c(iAt;i) и s(iAtfl).
Для демодуляции аналоговых амплитудно-модулированных
колебаний <p(t) можно считать независящим от времени, а алгоритм
извлечения огибающей можно записать в виде (как модуля комплексной
амплитуды):
U(iAQ= 7c2(i Atg) + S2(iAtg).
6
Рис. 8.8. К пояснению цифровой демодуляции сигнала АЗЕ
После цифро-аналогового преобразователя с ФНЧ на выходе
последнего и дополнительного усиления демодулированный сигнал
поступает в оконечное устройство.
Возможность цифровой демодуляции еще не означает ее
целесообразность. Традиционный амплитудный демодулятор,
состоящий из диода, резистора и конденсатора, содержат во много раз
меньше элементов чем цифровой и намного дешевле.
Аналогично из математической модели можно синтезировать
схему цифровой демодуляции аналоговых сигналов с угловой
модуляцией. Так, из выражения для мгновенной фазы колебания
<p(t)=arctg [ s(t) /c(t) ]
и для мгновенной частоты
1 d<g(t) 1 c(t)S'(t>-s(t)c,(t)
' 2л- dt 2Я- c2(t) + s2(t)
после перехода к квантованному сигналу
1 S(iAtg)C[(i-1)&tg]-C(iAtg)S[(i-1)atg]
f(i Atg)=-----------------------------------------
Ш Atg[C2(iAtg)+ S2(i Atg)]
получим схему цифровой демодуляции сигналов F3E. рис. 8.9.
7
Если значительную часть узлов цифровой части приемника можно
сделать общей для обработки разных сигналов, то цифровая
демодуляция (вместо простейшей аналоговой) будет оправданной.
Рис, 8.9. Схема цифрового демодулятора сигналов F3E
8.6. Заключение. Тенденции развития техники радиоприема
Прежде чем сформулировать упомянутые тенденции, напомним
обобщающие сведения, связанные с особенностями радиосвязи в
сравнении с другими видами радиосвязи. В отличие от других видов
электросвязи в радиосвязи целенаправленно управлять свойствами
линии связи (среды распространения радиоволн) не представляется
возможным. В силу ее общедоступности на входе приемника кроме
принимаемого сигнала всегда присутствуют помехи случайной природы
со случайным уровнем, сосредоточенностью по спектру и т.д.
От соотношения сигнал/помеха на входе приемника зависит
качество приема сигнала.
В данном пособии основное внимание уделено борьбе с
сосредоточенными по спектру помехами, реализуемой методами
частотной одно- и многочастотной избирательности. Это - не случайно,
поскольку радиочастотный ресурс объективно ограничен, а излучения в
выделенных службам радиосвязи частотных полосах являются
основным фактором, определяющим качество принимаемых сообщений,
7
и потому методы частотной избирательности применяются в
радиоприемниках практически любого назначения.
Помехи больших уровней ослабляются на входе приемника
устройством защиты, регулируемым аттенюатором, режекторными
фильтрами, а также избирательной системой входной цепи.
В зависимости от свойств непреднамеренных радиопомех
последние классифицируются на сосредоточенные по спектру,
сосредоточенные по времени (импульсные), флуктуационные,
мультипликативные и т.д. Их рассмотрение является предметом теории
электромашиной совместимости (ЭМС) технических (нс только
радиоэлектронных !) средств [9]. Борьба с преднамеренными помехами
относится к теории помехозащиты и рассматривается специальными
дисциплинами.
Меящу сигналом и помехами имеются определенные
различия:
- различное расположение сигнала и помехи на частотной оси;
различны занимаемые ими полосы частот;
- различны их уровни;
- различие фаз сигнала и помехи;
- могут отличаться направления прихода радиоволн сигнала и
помехи;
- сигнал и помеха могут иметь различную поляризацию волн в пункте
приема;
- время появления сигнала и помех могут не совпадать;
- могут отличаться статистические характеристики сигнала и помех.
Используя эти различия, можно сформулировать основные
направления (способы, приемы) ослабления влияния помех на
качество приема сигналов:
- варьирование величиной рабочей (несущей) частоты, выбирая для
данных условий наиболее приемлемую по величине затухания энергии
на трассе связи или по величине помех; находит широкое применение в
частотно-адаптивных системах радиосвязи [9];
- изменение величины излучаемой мощности передатчика на рабочей
частоте;
- правильный выбор типа передающей и приемной антенн с наиболее
приемлемыми свойствами как в горизонтальной так и в вертикальной
плоскостях, а также целесообразного вида поляризации волн;
18
пространственное и поляризационное ослабление помех технически
наиболее просто реализуется в 7 ... 12 диапазонах волн;
- изменение класса излучений, каждому из которых соответствует
своя помехозащищенность применительно к данному виду помех;
организационные меры: нормирование на низком уровне
индустриальных помех, удаление приемников в зону с малым уровнем
индустриальных помех (на приемные радиоцентры), вынос излучающих
средств за пределы узлов связи, разнесенный прием и др.; эти меры
частично рассматриваются в [9];
- частичная компенсация некоторых помех на входе приемника,
приводящая к улучшению отношения сигнал/помеха на его выходе;
компенсаторы мощных помех рассматриваются, в частности, в [9]:
- уменьшение собственных внутренних шумов (коэффициента шума)
приемника;
- улучшение всех видов избирательности приемника, вытекающее из
различий сигнала и помехи (односигнальной, многосигнальной и т.д.);
- применение аппаратуры быстродействия и медленнодействия;
- использование «тонкой» обработки смеси сигнала и помехи с
учетом их статистических свойств; обоснование этих методов
рассматривается в теории электросвязи;
- применение корректирующего кодирования с целью обнаружения и
исправления ошибок при приеме сигналов.
Разнесенный прием (синоним- многократно разнесенный прием)
- радиоприем, при котором используется совокупность многих
приемников с общим выходом, но различными входами, принимающими
различные варианты входного сигнала, образующиеся в силу различных
условий распространения; приемники образуют совокупность
(посредством многих общих компонентов) для осуществления между
вариантами входного сигнала сочетания или выбора так, чтобы
выходной сигнал был по возможности независимым от условий
распространения (например, прием посредством разнесенных антенн,
прием посредством разнесенных частот, прием посредством разнесенной
поляризации). Подробнее методы разнесенного приема рассмотрены в
[91-
Примечание. К числу технических мер по снижению восприимчивости
радиоприемных устройств к помехам относятся также экранирование узлов,
8
1
заземление, ослабление электромагнитных связей между токонесущими
проводниками, установка фильтров в цепях питания и управления и др.
Из изложенного следует, что среди множества способов борьбы с
помехами нет наилучшего. Поэтому развитие техники радиоприема
идет в направлении комплексного использования ряда способов.
Следует при этом иметь в виду физические ограничения каждого из них.
Комплексное решение упомянутой задачи требует усложнения
аппаратуры и дополнительных затрат.
Показателями развития техники радиоприема являются основные
характеристики современных и перспективных радиоприемных
устройств магистральной радиосвязи.
Приемники существенно различаются количеством видов
принимаемых сигналов (классов излучений). Приемники стран
западного зарубежья строятся по так называемому базовому принципу:
Они комплектуются общим трактом приема и блоками частных трактов
приема только основных видов принимаемых сигналов. Блоки приема
других видов сигналов устанавливаются по отдельным соглашениям с
заказчиком (рис. 8.10). Подобный подход дает выигрыш в потребляемой
мощности, массе и габаритах. Сокращение времени перестройки
достигается за счет применения микропроцессорной техники.
Можно сформулировать следующие основные направления
совершенствования техники радиоприема. /
1. Улучшение одно- и многосигнальной избирательности по /
блокированию и интермодуляционным помехам:
путем использования дополнительных (съемных) входных
избирательных цепей в различных участках рабочего диапазона частот и
условиях применения приемников;
- применение новых (специально разрабатываемых) усилительных и
преобразовательных электронных элементов с высокой линейностью
проходных характеристик;
применение адаптивного аттенюатора, управляемого по
соотношению сигнал/помеха;
- снижением уровня побочных составляющих в спектре колебаний
гетеродинов;
применением инфрадинного приема для улучшения
избирательности по побочным каналам приема;
- расширение динамического диапазона смесителей частоты.
1
19
Рис. 8.10. Блочно-модульное построение радиоприемника
2. С течением времени и ростом числа РЭС не предвидится
улучшения электромагнитной обстановки, поэтому будет нарастать
актуальность повышения помехоустойчивости, в частности:
применением обработки сигналов методами, близкими к
оптимальным;
- использованием любых решений, способствующих уменьшению
искажений, вносимых узлами приемника;
- применением универсальных модемов с предшествующей цифровой
обработкой сигналов, благодаря чему снижается объем и стоимость
аппаратуры, замедляется ее моральное старение;
- совершенствованием алгоритмов адаптации к условиям радиосвязи
(в адаптивных комплексах).
3. Улучшение сервисных качеств и ремонтопригодности путем:
- применения модульной конструкции отдельных трактов и узлов
приемника,
- автоматического управления и контроля работоспособности с
помощью новейших микропроцессорных комплектов из БИС,
- применение тестовых программ для диагностики.
4. Повышение надежности, уменьшение потребляемой мощности и
массогабаритных показателей, улучшение технологичности.
19
120
Решению этих задач способствует применение цифровых
устройств обработки сигналов (цифровых фильтров, демодуляторов,
синтезаторов частот, систем управления приемником и т.д. на основе
микропроцессорной техники). Для управления и контроля как
профессиональных, так и бытовых приемников используются
микропроцесоры. При модернизации подобных приемных усгройств
может оказаться достаточным лишь модифицировать программное
обеспечение микропроцессора.
Вопросы для самоконтроля
1. Аргументируйте, почему цифровые схемы обработки сигналов
находят нарастающее применение.
2. С какой целью в цифровом приемнике предусматривается аналоговая
часть? Ответ аргументируйте.
3. Каково назначение цифро-аналогового преобразователя в приемнике?
Каковы особенности его функционирования при преобразовании
радиосигнала в сравнении с низкочастотным?
4. Поясните идею синтеза модели цифрового фильтра.
5. Докажите возможность демодуляции аналоговых сигналов с помощью
цифровой элементной базы.
6. Каковы тенденции развития техники радиоприема?
ПРИЛОЖЕНИЕ А. Термины и определения
Блокирование в радиоприемнике - изменение уровня сигнала (или
отношения сигнал/шум) на выходе радиоприемника при действии
радиопомехи, частота которой не совпадает с частотами основного и
побочного каналов приема радиоприемника
Входная цепь радиоприемника - электрическая цепь,
осуществляющая передачу радиочастотного сигнала от антенно-
фидерного устройства радиоприемника к усилителю радиочастотного
сигнала или к смесителю радиоприемника
Гетеродин - генератор гармонических колебаний, используемый для
преобразования частоты в радиоприемнике
Демодулятор - это нелинейный элемент, обеспечивает
преобразование радиосигнала в электрический сигнал, параметры
которого отображают изменение модулированных в передатчике
параметров несущего колебания
Динамический диапазон радиоприемника - отношение
максимальной мощности входного сигнала в полосе пропускания
приемника к пороговой чувствительности радиоприемника или
отношение уровня мешающего колебания в побочном канале при
заданных виде и величине нелинейных переходов из побочного канала в
основной к чувствительности радиоприемника по основному каналу
Зеркальный канал приема — дополнительный (побочный) канал
приема, отличающийся от частоты настройки радиоприемника на
значение, равное удвоенному значению промежуточной частоты;
располагается на частотной оси симметрично относительно частоты
настройки гетеродина
Односигнальная избирательность радиоприемника - частотная
избирательность радиоприемника, определяемая отношением уровня
сигнала на заданной частоте к его заданному уровню на частоте
настройки при неизменном уровне сигнала на выходе радиоприемника и
измеряемая посредством одного входного сигнала с уровнем, не
вызывающим нелинейных эффектов в тракте приема
Коэффициент перекрестных искажений в радиоприемнике -
отношение уровня спектральных составляющих сигнала, возникших в
результате перекрестных искажений в радиоприемнике, к уровню
120
сигнала на выходе радиоприемника при заданных параметрах
радиопомехи и сигнала
Коэффициент прямоугольности фильтра - отношение ширины
полосы пропускания фильтра по одному заданному уровню (D2) к
ширине полосы пропускания по другому заданному уровню (Dj)
Несущая частота — среднее значение полосы частот принимаемого
сигнала или частота, генерируемая при отсутствии модуляции
Номинальная величина — величина, значение которой
устанавливается в нормативно-технической документации; не является
измеряемой
Паразитная мощность излучения радиоприемника - мощность
колебаний, излучаемых антенной, цепями питания и от корпуса
радиоприем ника
Перекрестные искажения в радиоприемнике - изменение
структуры спектра сигнала на выходе приемника при действии сигнала и
модулированной радиопомехи, частота которой не совладает с
частотами основного и побочных каналов приема радиоприемника
Полоса пропускания радиоприемника - полоса частот, на границах
которой коэффициент усиления радиоприемника от входа до
демодулятора уменьшается по отношению к наибольшей величине в
установленное число раз (например, на 3 дБ)
Рабочая частота — несущая частота сигнала, на которую
настраивается радиоприемник
Радиоприемник прямого усиления - радиоприемник, в котором
осуществляется усиление радиочастотного сигнала до демодулятора без
преобразования частоты
Смеситель частот - электрическая цепь, создающая спектр
комбинационных частот при подаче на нее двух или более сигналов
разных частот
Супергетеродинный радиоприемник - радиоприемник, в котором
осуществляется преобразование частоты радиочастотного сигнала
Эквивалент антенны - устройство (электрическая цепь),
имитирующее антенну
ПРИЛОЖЕНИЕ Б. Гармонический анализ колебаний на выходе
нелинейного элемента
Пусть на входе нелинейного элемента действует сумма двух
гармонических колебаний
UBX(t) = Е1 cos(o)|t + (pi) + E2cos(a)2t + Фг),
а характеристика нелинейного элемента описывается отрезком
степенного ряда (для определенности - полиномом четвертой степени)
UBblx(t) = a, UBX + а2 U2 вх + а3 U3 вх + а4 U4 вх + ....
Подстановка первого соотношения в данное (с использованием
формул кратных дуг) приводит (после группирования составляющих с
одинаковыми частотами, включая постоянную составляющую) к
выражению
U«,lx(t) = 0,5а2(Е2, + Е22) + (3/8)а4(Е4, + Е42 + ДЕ2^) +
+ (aiEi + 0,75а3Е3| + 1,5а3Е1Е22 + ... ) cos(co1t + фО + (1)
+ (а,Ег + 0,75а3Е32 + 1,5а3Е21Ег + ...) cos(co2t + Фг) +
+ 0,5(a2E2i + a4E4j + За4Е2]Е2г + ... ) cos2(<B]t + ф|) +
+ 0,5(а3Е22 + a4E42 + 3a4E2jE22 + — ) cos2(ci>2t + Ф2) +
+ (0,25a3E3! + ...)cos3(o>it + ф|) + (0,25а3Е3г+ ...)cos3(<»2t + Ф2) +
+ (0,125a4E41 + ...)cos4(o)|t + ф|) + (0,125a4E42 + ...)cos4(co2t + Ф2) +
+ (a3E|E2 + 0,75a4E2|E22 + 0,5 a4EiE32 + ...) cos[(coi+ 0)2)1 + (ф] + фг)] +
+ (a2EiE2 + 0,75а4Е2!Е22 + 0,5 a4EjE32 + ...) cos[(®2 -(O])t + (ф2 - ф4)] + +
(0,75a3E|E22 + ...) cos[(2coi+ со2)1 + (2ф1 + фг)] +
+ (0,75a3E2!E2 + ...) cos[(coi+ 2co2)t + (ф| + 2ф3)] +
+ (0,75a3EjE22 + ...) cos[(2o>2 - (Bi)t + (2ф2 - Ф1)] +
+ (0,75a3E2|E2 + ...) cos[(2coTr сог)1 + (2ф3. фг)] +
+ (0,5a4E3jE2 + ...) cos[(3coi + co2)t + (Зф1 + Фг)] +
+ (0,5a4EIE32 + ...) cos[(a>t+ 3a>2)t + (ф» + Зфг)] +
+ (0,5a4E3jE2 + ...) cos[(3cor а>г)1 + (Зф।. фг)] +
+ (0,5a4EiE32 + ...) cos[(3o)2 ®i)t + (Зфг - Ф1)] +
СОКРАЩЕНИЯ
АРУ - автоматическая регулировка усиления
ЛЧП - аналоговая часть приемника (с цифровой обработкой сигналов)
АЧХ - амплитудно-частотная характеристика
БИС - большая интегральная схема
ГВЗ - групповое время замедления
ДПКД - делитель с переменным коэффициентом деления
ДКПЕ - дискретный конденсатор переменной емкости
ИМС - интегральная микросхема
НЭ- нелинейный элемент
ООС - о грицательная обратная связь
ОПС - однополосный радиосигнал
ОТП - общий тракт приема
ПЛФ - противолокационный фильтр
ППРЧ - программно-перестраиваемые радиочастоты
ПС - пилот-сигнал
ПЧ - промежуточная частота
РРУ - ручная регулировка усиления
РУ - регулировка усиления
РТКС - радиотелекоммуникационная система
СГ - супергетеродинный
ТЗЧ - тракт звуковой частоты
УДК - устройство дискретизации и квантования
УПТ - усилитель постоянного тока
УПФ - узкополосный фильтр
УПЧ - усилитель промежуточной частоты
УРЧ - усилитель радиочастоты
ФАПЧ - фазовая автоподстройка частоты
ФГС - фильтр группового сигнала
ФНЧ - фильтр нижних частот
ФЧХ - фазочастотная характеристика
ЧАПЧ - частотная автоподстройка частоты
ЧТП - частный тракт приема
ЦАП - цифроаналоговый преобразователь
ЦЧП - цифровая часть приемника (с цифровой обработкой сигналов)
ЦФ - цифровой фильтр
ПЕРЕЧЕНЬ ИСПОЛЬЗОВАННОЙ И РЕКОМЕНДОВАННОЙ
ЛИТЕРАТУРЫ
1. Богданович Б.М., Окулич Н.И. Радиоприемные устройства. -Минск:
Вышейшая школа, 1991.
2. Брагин А.С. Радиотелекоммуникационные системы. Часть 1. Тракты
радиопередачи. -К.: НТУУ «КПП», 2005. -244с.
3. Брагин А.С. Технологии наземной радиосвязи. -К.: НТУУ «КПП»,
2004.-374с.
4. Брагин А.С. Основы управления использованием радиочастотного
ресурса. -К.: НТУУ «КИИ», 2003. -374с.
5. Брагин А.С. Техника декаметровой радиосвязи. -К.: НТУУ «КПИ»,
2003.
6. Буга Н.Н., Чистяков Н.И. Радиоприемные устройства. Учебник для
вузов. /Под ред. Н.И.Чистякова. -М.: Радио и связь, 1986.
7. I оловин О.В. Радиоприемные устройства. Учебник для техникумов. —
М.: Горячая линия-Телеком, 2002. -384с.
8. Горшелев В.Д., Краснодверова З.Г., Федорцов Б.Ф. Основы
проектирования радиоприемников.-Л.: Энергия, 1977.
9. Зайверт Л. Ваше время - в ваших руках. -М.: «Экономика», 1990.
10. Кудисов И.Н.. Челышев В.Д. КВ радиоприемные устройства
четвертого поколения. -Л.: ВАС, 1989.
11. Побережский Е.С. Цифровые радиоприемные устройства. -М.: Радио
и связь, 1987.
12. Радиоприемные устройства. Проектирование на ИМС. -М.: Радио и
связь, 1989.
13. Радиоприемные устройства. /Под ред. Н.Н.Фомина. -М.: Радио и
связь, 1996. -512с.
14. Цифровые радиоприемные системы. /Под ред. М.И.Жоздинского.
-М.: Радио и связь, 1990.
122