I
московский
АВИАЦИОННЫЙ

А. Л. КОНДРАТЬЕВ

Н. П. МИХАЙЛОВ

ГЕНЕРАТОРНЫЕ КАСКАДЫ
С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ

МОДУЛЯЦИЕЙ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ
ПО ВЫСШЕМУ ОБРАЗОВАНИЮ

МОСКОВСКИЙ ГОСУДАРСТВЕННЫЙ АВИАЦИОННЫЙ ИНСТИТУТ
(технический университет)

А.Л. КОНДРАТЬЕВ Н.П. МИХАЙЛОВ

ГЕНЕРАТОРНЫЕ КАСКАДЫ
С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

Учебное пособие

Утверждено
на заседании редсовета
II октября 1993 г.

им. с. Орджоникидзе

библиотека 11
университет	я

Маи	£

Москва
Издательство МАИ
1994
Кондратьев А.Л., Михайлов Н.П. Генераторные каскады с частотной
С фазовой модуляцией: Учеб, пособие. - М.: Изд-во МАИ, 1994. -
40 с.: ил.

Приводятся структурные схемы радиопередающих устройств с час
тотной и фазовой модуляцией, а также электрические схемы генера-
торных каскадов, позволяющих осуществить эти виды модуляции, и ме-
тодики расчета их параметров.

Пособие предназначено для студентов радиотехнических специаль-
ностей.

Рецензенты: В.А. Романюк, С.0. Плотницкий

Тем. план 1994, поз. 92

Кондратьев Александр Леонидович

Михайлов Николай Павлович

ГЕНЕРАТОРНЫЕ КАСКАДЫ

С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ

МОДУЛЯЦИЕЙ

Редактор Р.Н. Фурсова

Техн, редактор Е.А. Смирнова

Подписано в печать 22.г>4.94

Бум. офсетная. Формат 60x84 I/I6. Печать офсетная

Усл. печ. л.2,32 • Уч.-изд. л. 2,50. Тираж 500

Зак. 2120/ 834. С 73. Отпускная цена для оеализации в МАИ 9^ руб.

Типография издательства МАИ

I2587T, Москва, Волоколамское шоссе, 4

* I

ise« J-703S.	(с) Московский авиационный институт, 1994
ПРЕДИСЛОВИЕ

Даются основные сведения о радиопередаю-
щих устройствах с частотной и фазовой модуляци-
ей (ЧМ и ФМ). Рассматриваются структурные схемы
радиопередающих устройств с ЧМ и ФМ, а также
электрические схемы, позволяющие осуществить эти
виды модуляции в генераторных каскадах передат-
чиков. Приводятся расчеты параметров частотной
модуляции в транзисторных автогенераторах, в том
числе автогенераторах с кварцем. Даются расчеты
фазового модулятора на перестраиваемом контуре
и фазового манипулятора с умножением частоты.

Пособие предназначено для курсового проек-
тирования по дисциплине "Радиопередающие уст-
ройства".
I.	СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РАДИОПЕРЕДАЮЩИХ УСТРОЙСТВ
С ЧАСТОТНОЙ И ФАЗОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

1.1.	Структурные схемы радиопередающих устройств
с частотной модуляцией

В различных радиотехнических системах широко применяют час-
тотную модуляцию (ЧМ) [I, 2].

Колебание uit} с амплитудой V , модулированное по частоте,
можно представить в виде

и (t) - Vcos Ф(Л) ;

= c0ot + (fit} +(pD ,

(Vit) »	- wD +	;

ClZ	(M'

Щ,- средняя частота колебаний при отсутствии модулирующего сигна-
ла; <Ре- постоянная фаза; 4ги~ коэффициент, связывающий изменение
частоты ла?(/) с напряжением модулирующего сигнала «$( Д) ; S2 - час-
тота модулирующего сигнала.

Частотная модуляция может осуществляться прямым и косвенным
методом. При прямом методе изменение частоты Л ад£) производится
с помощью частотной модуляции в задающем генераторе радиопередаю-
щего устройства (РПУ).

При косвенном методе ЧМ в РПУ производится модуляция фазы ко-
лебаний (fit) с помощью фазового модулятора. При этом

.

at

и для получения соотношения Л W(£) =	необходимо производить

изменение фазы (fth по закону

</>(£) = J .

Обеспечение последнего соотношения производится с помощью интегри
рупцей цепи, включаемой в тракт модулирующего сигнала.
Рис. I.I



Рис. 1.4
Пример структурной схемы РПУ при прямом методе частотной мо-
дуляции изображен на рис. I.I.

Для стабилизации средней частоты в схеме использована авто-
матическая подстройка частоты (АПЧ). Чтобы АПЧ не влияла на час-
тотную модуляцию, на выходе АПЧ включается фильтр низких час-
тот (ФНЧ), пропускающий лишь весьма низкочастотные сигналы, соот-
ветствующие отклонению частоты задающего генератора из-за медлен-
но меняющихся дестабилизирующих частоту факторов, в частности,
случайных отклонений параметров частотного модулятора.

Полоса пропускания частот ФНЧ должна быть меньше минимальной
частоты спектра модулирующих сигналов. При этом система АПЧ не бу-
дет влиять на полезную частотную модуляцию.

Для стабилизации средней частоты в РПУ может быть использо-
ван кварцевый автогенератор. При этом в схеме передатчика
(рис. 1.2) может быть использован второй автогенератор, частота
которого модулируется. Если средняя частота второго генератора
много меньше частоты кварцевого, то стабильность средней частоты
передатчика может быть близка к стабильности кварцевого генератора.

Можно осуществлять частотную модуляцию и непосредственно квар-
цевого автогенератора, как это показано на структурной схеме
рис. 1.3. В такой схеме стабильность средней частоты передатчика
будет достаточно высокой за счет кварцевого автогенератора, однако
девиация его частоты при ЧМ будет меньше, чем в автогенераторе
с той же средней частотой, но без кварца.

Пример структурной схемы РПУ с косвенным методом ЧМ изображен
на рис. 1.4. В схеме предусмотрена интегрирующая цепь в тракте мо-
дулирующего сигнала, о которой говорилось. При таком методе ЧМ ис-
пользуется фазовый модулятор, который стоит в тракте передатчика
за задающим генератором и не воздействует на задающий генератор.
При этом в задающем генераторе может быть применен кварц для стаби-
лизации средней частоты.

1.2.	Структурные схемы радиопередающих устройств
с фазовой модуляцией

Во многих современных радиосистемах применяется фазовая моду-
ляция (ФМ). ФМ используется для передачи закодированных сообщений
в связных радиотелеграфных и телеметрических РПУ, а также для ежа
тия импульсов в радиолокационных системах [4, 14-19].
На вход модулятора
(рис. 1.5) подаются гармо-
нический сигнал
= Vgx cos aHt с постоянной
амплитудой и часто-
той СОН и модулирующее на-
пряжение Е„Ф . Сигнал на

выходе модулятора имеет	рис j $

вид ийых(1)= Ugi№-cos[b)Ht<

+ ф(1)] , а его фаза изменяется под воздействием модулирующего на-
пряжения как Ф(Ь =	+ % , где k - коэффициент пропорциональ-

ности, являющийся крутизной модуляционной характеристики (MX) фа-
зового модулятора; начальная фаза колебаний. Фазовая модуля-
ция неизбежно сопровождается паразитной амплитудной модуляци-
ей (ПАМ), т.е. VgtnL зависит от времени. В идеальном модуляторе

= const . Подмодулятор обеспечивает необходимый уровень модули-
рующего сигнала на модуляторе.

Различают фазовые модуляторы отражательного и проходного ви-
дов Г 13, 17 J, В первом случае по закону модуляции должна меняться
фаза коэффициента отражения Г , а изменение модуля Г х растеризу-
ет ПАМ модулятора. Во втором - модуляция осуществляется путем изме-
нения фазы коэффициента передачи , а изменение его модуля опреде-
ляет ПАМ. В свою очередь, фазовые модуляторы каждого вида делятся
на линейные (ЛФМ), или плавные, и дискретные (ДФМ), или по-другому
фазовые манипуляторы. В ЛФМ при модуляции гармоническим сигналом
En(t) = U^cosQt частотой 5? индексом модуляции называют величину^ =
= kVM, при ДФМ индекс равен половине изменения фазы при переклю-
чении из одного положения в другое.

При проектировании РПУ с ФМ неизбежно возникает вопрос о мес-
те модулятора в структурной схеме, которое определяется типом ис-
пользуемого фазового модулятора, диапазоном частот и выходной мощ-
ностью передатчика. Известны четыре наиболее распространенные
структурные схемы РПУ с ФМ (рис. 1.6). Схема на рис. 1.6,а имеет
то несомненное достоинство, что в ней отсутствуют искажения в трак-
те за модулятором. Однако здесь требуемая мощность на выходе моду-
лятора велика (это выходная мощность РПУ).
cosf(.D1t<i,)t+q,(Q]

Рис. 1.6

Таким образом, схемы на рис. 1.6,б...г с энергетической точки
зрения предпочтительнее. Кроме того, схема на рис. 1.6,в имеет
в сечении I-I индекс модуляции в тъ раз меньший требуемого индекса
на выходе РПУ, следовательно, выполнить ФМ с заданной нелинейностью
MX проще. Общим недостатком вышеприведенных схем являются искажения
сигнала в тракте за модулятором, обусловленные ограниченной полосой
пропускания и нелинейностью каскадов усиления, преобразования или
умножения частоты, включенных после модулятора. Место фазового мо-
дулятора в общей структурной схеме радиопередатчика во многом опре-
деляется его типом. В настоящей работе рассматриваются следующие
типы фазовых модуляторов: фазовый модулятор на перестраиваемом
контуре (ФМПК), фазовый манипулятор на умножителе частоты (ФМУЧ).
Проектирование фазового манипулятора коммутационного типа (ФМКТ)
и фазового модулятора на варакторном диоде (ФМВД) рассмотрены
в [II, 13].

В ФМПК управление фазой выходных колебаний осуществляется
за счет перестройки колебательного контура усилительного каскада.
Поскольку в пределах полосы пропускания колебательного контура
диапазон изменения фазы выходных колебаний ограничивается 90°, то
для получения больших изменений фазы в передатчике за ФМПК стоит
один или несколько умножительных каскадов. Типовая структурная
схема передатчика с ФМПК изображена на рис. 1.6,в. Передатчики,
построенные по схеме рис. 1.6,в, используются, как правило, на
частотах не выше (0,7 - I) ГГц. Следует отметить, что в РПУ с ФМПК
между задающим генератором и фазовым модулятором также могут рас-
полагаться умножители частоты.

На частотах выше (0,7 - I) ГГц ФМ в РПУ чаще всего осуществля-
ется при помощи ФМУЧ, ФМКТ и ФМВД, включаемых, как правило, в око-
нечных каскадах РПУ. Поскольку ФМУЧ, ФМКТ и ФМВД для получения 180°
сдвига фазы не требуют последующего умножения частоты, то место фа-
зового модулятора в структурной схеме РПУ определяется соотношением
рабочей мощности фазового модулятора (7^,) и выходной мощности пе-
редатчика (). Если фазовый модулятор может обеспечить заданный
уровень выходной мощности Рв6(Х , то целесообразно ставить его в ка-
честве выходного каскада (рис. 1.6,а). При этом ФМ сигнал будет
с минимальными искажениями. Если РфП < Pgbn, то между выходом РПУ
и фазовым модулятором необходимо располагать усилительные каска-
ды (рис. 1.6,6).

При построении структурной схемы передатчика с ФМУЧ необходимо
иметь в виду, что в ФМУЧ осуществляется изменение фазы только
на 180° при одновременном умножении частоты в четное число раз.
Поэтому число умножительных каскадов между ФМУЧ и выходом передат-
чика определяется общим обязательно нечетным коэффициентом умноже-
ния, равным отношению частоты выходных колебаний передатчика в вы-
ходной частоте ФМУЧ.
2.	ЕМКОСТНАЯ ТРЕХТОЧЕЧНАЯ СХЕМА АВТОГЕНЕРАТОРА
С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

2.1.	Основные соотношения

Широкое применение в РПУ нашли емкостные трехточечные схемы
как при бескварцевой, так и при кварцевой стабилизации часто-
ты [31.

Рис. 2.1

На рис. 2.1 приведена емкостная трех-
точечная схема (по переменному току) с до-
с' с"
полнительной емкостью С = / }- . Ем-
кость позволяет уменьшить общую емкость
колебательного контура, а следовательно, при

заданной частоте увеличить индуктивность L3 ,
что повышает добротность колебательного кон-
тура автогенератора. Разделение емкости С3

на две последовательно соединенные емкос-
ти С3 и Сй служит для подключения схемы
управления частотой.

Емкость контура С в схеме рис. 2.1 определяется как последо-
вательное соединение емкостей и может быть представ-
лено в виде

г _ ____________С*Сг _____________С" (2 1)

. Обычно частотная модуляция автогенератора производится
с помощью варикапа.

При частотной модуляции варикап работает в режиме заперто-
го р-jv перехода. Достоинством частотной модуляции с помощью вари-
капа являются простота схемы управления частотой, малые габарит-
ные размеры, малая мощность источника модулирующего напряжения [2].

В режиме запертого fl-tv перехода емкость варикапа Cg зависит
от напряжения модулирующего сигнала следующим образом [5]:

z	ZZ-c")

где Cg0~ средняя емкость варикапа, соответствующая -Ц,; Ц, постоян
ное напряжение смещения на переходе; f - показатель степени, зави-
сящий от технологии изготовления варикапа (для большинства варика-
пов = 1/2).

ТО
Допустим, что

us - Vs cos st

(2.3)

где S? - частота модулирующего сигнала.

Представим Cg (2.2)ов виде степенного ряда nous/uc, ограничи-
ваясь в дальнейшем тремя первыми членами:

С£ ~ сеА*~Т ие

'О

лр г г + с

(2.4)

(2.5)

UCJ ’

Рис. 2.2

Наличие членов со степенями при выше первой приводит к нели-
нейным искажениям при частотной модуляции.

В степенном ряде (2.4) и при дальнейшем анализе будет прене-
брегать членами с в степени выше
второй, так как параметры автогенаратора
с ЧМ будут выбираться такими, чтобы в со-
ответствующих рядах по степеням Wg/wc
величина этих членов заметно убывала
с увеличением степени При опреде-
лении нелинейных искажений будут исполь-
зоваться лишь члены с jcisilutl во второй
степени.

Рассмотрим случай, когда варикап
с емкостью Cg соединен с колебательным

контуром автогенаратора согласно схеме рис. 2.2 ( Cg -	+ дС().

При этом емкость С3 может быть представлена в виде

= ^зо +	= ?зе + ^ft>+	“ ^3 +л^в >	(2.6)

С *	(2.7)

Для обеспечения необходимой линейности изменения частоты при
изменении емкости С” =С”' +itg , последняя должна быть достаточно
малой по сравнению с другими емкостями ( £/з	колебательного

контура в схеме рис. 2.1.

Учитывая это, подставим (2.6), (2.5) в (2.1), представим С
в виде ряда по степеням «д/м, и пренебрежем членами с 'ССл1и-е в сте-
пени выше второй. В результате выражение для С. будет иметь вид



(2.8)
где

W* 3 J

2 [£<(. Cz + Сз) + С^Сз £>«
С&(-з J

£/ f ?г + Сц ) + С5

^з

(2.9)

(2.10)

(2. II)

(2.12)

Резонансная частота колебательного контура, состоящего из
индуктивности Lj и емкости С =С° + д£ , может быть представлена
в виде

f-	I* ЖЬ,глз>

zxfl^cj' '	<гл41

Относительное изменение частоты с учетом (2.9) при пре-
небрежении членами, имеющими	Б степени выше второй, будет

выглядеть следующим образом:

Л/ = 4_ Се„4.,т Usi _ Г	,

A Z с; Щ I Ч'

. ФкГ*. з ( Се, Г, V1 (	(2.15)

< н с; J J t J ’

где <Zy и Zg определяются (2. II), (2.12).

Подставим в (2.15) выражение для ^яиз (2.3):

й _ 1 Г	, Qe + з_ f

zcl + гс; M co- )

(2.16)

(2.17)

(2.18)

Согласно (2.16) относительная девиация частоты при ЧМ, соответствую-
щая линейной зависимости отклонения частоты otZ^ , будет определять
ся соотношением

(2.19)
Коэффициент нелинейных искажений kf приближенно можно оце-
нить по уровню второй гармоники в (2.16), которая является наи-
большей из всех высших гармоник

(2-20)
6 fl Мъ

к.г»

Полученные основные соотношения (2.19), (2.20), (2.21) для
рассмотренной емкостной трехточечной схемы автогенератора с час-
тотной модуляцией позволяют произвести ее расчет.

2.2.	Расчет емкостной трехточечной схемы транзисторного
автогенератора с частотной модуляцией

Схема автогенератора с частотной модуляцией изображена
на рис. 2.3. Колебательная система автогенератора с подключением
варикапа соответствует рис. 2.2. На варикап подается постоянное
напряжение и„ через потенциометр и модулируюпее напряжение
дроссель служит для развязки высокочастотных цепей и цепи мо-
дуляции.

Рис. 2.3

Исходными данными для расчета емкостной трехточечной схемы
транзисторного автогенератора с ЧМ являются следующие величины:
средняя частота колебаний ; мощность в нагрузке автогенерато-
ра Рн , допустимый коэффициент нелинейных искажений .
Требуется рассчитать режим работы автогенератора, параметры
колебательного контура, относительную девиацию частоты 4^7^,
напряжения, подаваемые на частотный модулятор, цепи его питания.

Первоначально производится расчет режима автогенератора,
определение параметров колебательного контура С1гСг>13 и общей
емкости С3в в цепи между базой и коллектором транзистора
(рис. 2.2). Расчет производится по методикам, имеющимся в ([31,
с. 128-137). Емкости С'3 и (рис. 2.2) рассчитываются исходя из
значения Сгс и средней емкости варикапа Cfo .

При выборе варикапа необходимо, чтобы его добротность на час-
тоте fD была бы достаточно высокой. Пределы изменения емкости ва-
рикапа определяются соотношением

,	(2.22)

Рис. 2.4

гf/

на определяется из соотношения

где unf)0E - пробивное напряже-
ние р-п перехода варикапа
(рис. 2.4).

Для максимального измене-
ния емкости варикапа величи-
ну целесообразно выбирать
из соотношения

uo~^npef/2. (2-23)
При этом соответственно опреде-
ляется емкость варикапа, соот-
ветствующая и-р.

Рассмотрим следующие слу-
чам соотношений и :

а)	если Cg0 -	, то в схе

ме рис. 2.2 исключаются^' и С3р‘

б)	если	, то в схе-

ме исключается , а величи-

г -Г -г С •
Ь3о & >

в)	если Cgo>CSo, то в схеме исключается
ся из соотношения

Г %
CgD+c'3

(2.24)

а определяет-

есь)


Для обеспечения малого емкость должна быть достаточно
малой по сравнению с емкостями	и С3 (случай в)).

Если рассчитанные значения этих емкостей не удовлетворяют
указанному условию, то надо изменить параметры, задаваемые при
расчете С1г	• Так,„например, в методике расчета параметров

колебательного контура автогенератора ([3], с. 128-137) величина
емкости С % задается. Задавшись новым значением Сг, надо снова рас-
считать C3,£3o,L3 и ^'(случай в)), добиваясь удовлетворения того,
чтобы емкость 1" = С"+Се была бы достаточно малой по сравнению
«3	30 ь

с указанными выше емкостями. При этом также может быть выбран ва-
рикап с другим значением ,

После определения параметров колебательного контура (рис.2.2)
и выбора варикапа рассчитываются амплитуды высокочастотного и мо-
дулирующего напряжений и V& на варикапе.

Величина находится из соотношения

Vu - Y

где kg = Со / С3 коэффициент включения варикапа в колебательный
контур; l)t - амплитуда высокочастотного напряжения между коллекто-
ром и эмиттером транзистора автогенератора.

Величина V*3 известна из расчета режима автогенератора, коэффи-
циент kg определяется по значениям С* и = 1/(2£^)	.

Согласно (2.22), (2.23) и рис. 2.4 можно записать

		(2.27)
откуда	vB «	- va ,	(2.28)
Чем больше ,	тем больше	
Можно рассчитать	= ZL из соотношения 5? тпах	
	itnax.^ ^проБ^ ~ Vti> *	(2.29)
а затем определить	и - klf	(2.30)
	Si	St тал у	
где k- коэффициент	запаса, величина которого выбирается	меньше еди-

ницы.

Относительная девиация частоты определяется согласно (2.19).
Таким образом, определяются величины «^(2.23), Va (2.26).
Величина?^ определяется согласно (2.20), (2.21) при = krUm •
Если значение не задано в исходных данных, то Ия и опре-
деляется по формулам (2.29), (2.30), (2.20), (2.21). Величина
относительной девиации частоты Д$д/ определяется соотношением
л/д _ -А 2	(п 31)

Если значение не задано, тол^д//в определяется по форму-
ле (2.19). Значения jB, и рассчитываются согласно соотношени-
ям (2.18), (2.19), а величины оСу и <£я, входящие в них, соглас-
но (2.10), (2. II). Значения емкостей, определяющие <£, и </г, вычис-
ляются с учетом соотношений, приведенных выше для случаев а),
б), в).

Расчет резистивного делителя в цепи смещения варикапа
проводится исходя из формул [10]

	- “° • <г-32)
И3 + 7?/,	« 	,	(2.33)  ^па-Х С&О

где - напряжение источника питания варикапа; О - максималь-

ная частота спектра модулирующего сигнала.

Условие (2.33) вводится исходя из того, чтобы нагрузка источ-
ника модулирующего сигнала была постоянной в полосе модулирующих

частот.

Дроссель L6jt3 и блокировочная емкость С^3 рассчитываются
исходя иэ того, чтобы Lfys представлял собой достаточно большое со-
противление для токов высокой частоты и малое для токов модулирую-
щих частот, а емкость 3 представляла бы весьма малое сопротивле-
ние для токов модулирующих частот.

Порядок расчета схемы транзисторного автогенератора с ЧМ по
заданным значениям средней частоты колебаний , мощности в нагруз-
ке автогенератора Рн и допустимого коэффициента нелинейных искаже-
ний ^Звп-

I.	Рассчитывается режим работы автогенератора по заданным зна-
чениям и Рн .

2.	Рассчитываются емкости	и индуктивность 13 по за-

данному значению f0.
3.	Рассчитываются емкости в цепи между базой и коллектором
транзистора с учетом соотношений приведенных выше для случаев а),
б), в).

4.	Рассчитываются значения «С, (2. II) и <£z (2.12).

5.	Рассчитываются рачения уву(2.17) и Д,(2.18).

6.	Рассчитываются величины «р(2.23), VK (2.26),Zfc (при за-
данном ^f=^rden ) (2.20), (2.21).

7.	Рассчитывается относительная девиация частоты A-fj/fp
(2.32) в соответствии с заданным значением -

8.	Рассчитывается резистивный делитель с сопротивлениями %3 ,
^(2.32), (2.33).

3.	КВАРЦЕВЫЕ АВТОГЕНЕРАТОРЫ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

3.1.	Схемы кварцевых автогенераторов с частотной
модуляцией. Основные соотношения

Кварцевые автогенераторы чаще всего строят по трехточечным
схемам. Основное применение нашла емкостная трехточечная схема как
наиболее надежная и стабильная. Кварцевый резонатор (кварц) может
быть включен в этой схеме либо в качестве эквивалентной индуктив-
ности между базой и коллектором транзистора (рис. 3.1), либо в це-
пи обратной связи (рис. 3.2 и 3.3). Частота колебаний в кварцевых
автогенераторах определяется кварцем. Поэтому для осуществления
частотной модуляции в кварцевых автогенераторах варикап присоединя-
ют к кварцу. Рассмотрим эквивалентную схему кварцевого резонатора,
к которому последовательно присоединена емкость варикапа Cg
(рис. 3.4), г С&,	- динамические эквивалентные параметры кварца,

соответствующие пьезоэффекту; Со - статическая емкость кварца.
Рис. 3.4

Частота последовательного резонанса квар-
ца Д определяется параметрами L^, С& :

Д =—L-—. .	(3.D

Колебательная система (рис. 3.4), включающая^,
будет иметь частоту последовательного резонан-
са f , определяемую формулой [8]

 <3-2’

При наличии

на варикапе только напряжения смещения ис



(3.3)

При появлении на варикапе дополнительно к ие напряжения
% ~ С + &

и частота J становится равной

• «•«>

Подставим iCg из (2.5) в (3.4), разложим полученное выражение
в ряд по степеням ив и определим относительное изменение час-
тоты Af/j"*, пренебрегая членами ряда с ^/-Ц, в степени выше вто-
рой:

Г_________	_

fK “ Z(Co + Cg0^Cj(C^Cg0) ио

Ш	*____C^L______J

^со^Ск)(Се^\ \^J- (3‘5)

Частота колебаний в автогенераторах с кварцем в цепи обратной
связи (схемы рис. 3.2 и 3.3) будет близка к частоте последователь
ного резонанса кварца Д. а при включении варикапа близкой к час-
тоте последовательного резонанса цепи (рис. 3.4). Это объясняется
тем, что для передачи сигнала по цепи обратной связи, достаточного
для самовозбуждения автогенератора, сопротивление этой цепи должно
быть малым, что будет обеспечиваться на частотах близких к последо-
вательному резонансу цепи (рис. 3.4).
Поэтому относительное изменение частоты д///к (3.5) с доста-
точной степенью точности будет определять относительное изменение
частоты автоколебаний в схемах автогенераторов (рис. 3.2, 3.3).

Частота колебаний в автогенераторе с кварцем, включенным
между базой и коллекторам тразистора (рис. 3.1), соответствует
узкой области между частотами параллельного и последовательного
резонансов кварца. При подключении варикапа последовательно
с кварцем будет изменяться частота последовательного резонанса
этой цепи, а следовательно, и частота автоколебаний. С помощью
индуктивности £ , включаемой последовательно с кварцем, можно
обеспечить возбуждение автоколебаний, частота которых близка
к частоте последовательного резонанса кварца [7].

Необходимо отметить, что использование кварца в автогенерато-
ре увеличивает стабильность средней частоты при частотной модуля-
ции, но так как у кварца статическая емкость много больше ем-
кости , то относительное изменение частоты 4//к (3 5) будет ма-
лым.

Рассмотрим л//{*, считая модулирующее напряжение us гармони-
ческим (2.3). Подставляя иа из формулы (2.3) в (3.5), получаем

 (3-6>

СкСеоГ ,

(3.7)

а> _ _ / _____________________

2 8 +

WWW.

.(3.8)

Т+1-------------l' t-C—

Относительная девиация частоты будет определяться формулой

Afg а' Уя

«о •

(3.9)

Значение коэффициента нелинейных искажений определяется формулами

(3.10)

(3.II)

Полученные соотношения позволяют произвести расчет схем квар-
цевых автогенераторов с частотной модуляцией. Рассмотрим расчет ЧМ
автогенератора с кварцем, включенным между базой и коллектором
транзистора.
3.2.	Расчет частотно-модулированного транзисторного
авто енератора с кварцем, включенным
между базой и коллектором

частотно-моАудируемого

Принципиальная электрическая схема

Рис. 3.5

транзисторного авто-
генератора с кварцем,
включенным между базой
и коллектором, приве-
дена на рис. 3.5.

Исходными данными
для расчета транзистор-
ного кварцевого авто-
генератора с ЧМ являют-
ся следующие величины:
средняя частота авто-
колебаний (которую при-
ближенно можно считать
равной частоте ,
мощность в нагрузке
автогенератора , до-
пустимый коэффициент

нелинейных искажений .

Требуется так же, как и при расчете автогенератора в разд.2.2,
рассчитать режим работы кварцевого автогенератора, параметры коле-
бательного контура, относительную девиацию частоты ifg/, напряже-
ния, подаваемые на частотный модулятор, цепи его питания.

Расчет режима автогенератора в основном совпадает с расчетом
режима автогенератора, ука анного в разд. 2.2. Методика расчета ре-
жима и параметров колебательного контура изложены в ([3 , с. 168-
173 . Параметры кварца выбираются с учетом указанных рекомендаций
([3], с. 159-160; [8], с. 14-16). В частности, определяются Ск и Св
Затем производится выбор варикапа в соответствии со сказанным
в разд. 2.2. При этом определяется Unflat /2 и Г&, .

Амплитуда модулирующего напряжения , подаваемого на варикап,
определяется по формуле

где и 6^ определяются формулами (3.7), (3.8).
Величина коэффициента нелинейных искажений 4tj,gon считается
заданной.

Из расчета режима кварцевого автогенератора известна амплиту-
да высокочастотного тока, протекающего через кварц

Определим напряжение, возникающее на емкости варикапа за
счет протекания тока

Амплитуды Us и Vu должны удовлетворять соотношению

+ (ЗЛ4)

Если условие (3.14) не выполняется, надо подключить параллель-
но к емкости варикапа дополнительную емкость Cgg так, чтобы полу-
ченное значение

f& +	>

будучи подставлено в (3.13) вместо CgB , привело бы к получению
нового значения 1^,, обеспечивающего выполнение условия (3.14)
с некоторым запасом. Значение емкости Cg0 надо также подставить
вместо Cg0 во все соответствующие формулы этого параграфа, где фи-
гурирует £gg . При этом изменятся значения^ (3.7) и Д (3.8), вхо-
дящие в формулу ('3.12), и значение^. После определения нового
значения надо проверить выполнение условия (3.14) для новых зна-
чений 17^ и Va .

По известным значениям В' В' можно определить вел чину
у* J геол

A	\ •k	Т5)

А

Если значение kpfa, не задано, то kF и 4 А/определяются
по формулам (2.29), (2.30), (3.10), (3.II), (3.9).

Расчет цепей питания варикапа проводится аналогично расчету,
указанному в разд. 2.2.

Порядок расчета схемы транзисторного кварцевого автогенерато-
ра с ЧМ заданным значением средней частоты колебаний (частоты квар-
ца ), мощности в нагрузке автогенератора и допустимого коэффи-
циента нелинейных искажений -

I.	Рассчитывается режим работы автогенератора по заданным зна-
чениям А и Рн .
2.	Рассчитываются параметры колебательного контура по задан-
ному значению .

3.	Рассчитываются значения $ (3.7) и (3.8).

4.	Рассчитываются значения Ц, (2.23),	(3.13),?^ (при за-
данном k =	) (3.12).

5.	Рассчитывается относительная девиация частоты 4^/^(3.15)
в соответствии с заданным, 'kFjlin .

6.	Рассчитываются цепи питания варикапа.

При проектировании рассмотренных схем транзисторных автогене-
раторов с ЧМ может оказаться, что рассчитанная, исходя из допусти-
мого значения коэффициента нелинейных искажений kF/)en относитель-
ная девиация частоты, будет меньше требуемой. В этом случае воз-
можно допустить болыцую нелинейность зависимости относительного
изменения частоты автогенератора от модулирующего напряжения ,
а нелинейные искажения скомпенсировать специальным устройством
в тракте модулирующего напряжения. Характеристика нелинейности та-
кого корректирующего устройства должна быть обратной нелинейности
зависимости относительного изменения частоты от [ 3].

Можно также увеличить относительную девиацию частоты на выхо-
де радиопередающего устройства путем использования умножителей
частоты. Для этого с помощью умножителя частоты средняя частота
колебаний и девиация частоты автогенератора увеличиваются в раз,
а затем эти колебания и колебания другого автогенератора с часто-
той большей средней частоты первого автогенератора в АД У раз пода-
ются на смеситель, на выходе которого выделяется разностная часто-
та обоих колебаний. В результате средняя частота на выходе РПУ
остается равной средней частоте автогенератора с ЧМ, а относитель-
ная девиация частоты увеличивается в Л раз.

4.	ФАЗОВЫЙ МОДУЛЯТОР НА ПЕРЕСТРАИВАЕМОМ КОНТУРЕ

4.1.	Принцип действия и электрические схемы

Сдвиг фазы (/> между напряжением на параллельном колебательном
контуре и током возбуждения, а также модуль полного сопротивления
параллельного колебательного контура!21 при малой расстройке опре-
деляются соотношениями [4]

<f« arctyQ (£ * j) i	(4.1)
(4.2)

/о /

где Q - нагруженная добротность колебательного контура; р - харак-
теристическое сопротивление; J* - частота возбуждавших колебаний;

J - резонансная частота контура.

Из (4.1) следует, что при неизменной частоте возбуждавших ко-
лебаний изменение резонансной частоты контура приводит к измене-
нию фазы колебаний . Таким образом, с помощью колебательного
контура при плавной его расстройке осуществляется фазовая модуля-
ция, а при .дискретной расстройке - фазовая манипуляция.

Если резонансная частота контура принимает два значения ,
и JB2 , причем , a то согласно (4.1) сдвиг фазы коле-
баний на контуре Лф при переключении с на /вг будет определять-
ся соотношением

.	(4.3)

Из соотношения (4.3) следует, что сдвиг фазы Л(f тем больше,
чем сильнее fc1 и £ог отличаются от рабочей частоты J . Однако, как
следует из (4 2), при значительной расстройке контура, падает на-
пряжение на нем, что требует значительного последующего усиления.
Чтобы при фазовой модуляции не появилась паразитная амплитудная
модуляция, необходимо резонансные частоты контура выбирать из усло-
вия равенства сопротивлений контура на этих частотах:

। ZO -izgyl,	<4.4>

которое с учетом (4.2) принимает следующий вид:

J = V fDt L ' 	(4.5)

С учетом (4.5) выражение (4.3) имеЪт вид

ДЦ> = Zarttq Q -------•	(4-6)

JO1 Т '

Таким образом при известных рабочей частоте, добротности Z?
и сдвиге фазы Д<р соотношения (4.5) и (4.6) позволяют определить
значения резонансных частот и Jn2 , переключение которых позво-
ляет осуществить ФМ без дополнительной ПАМ.
Известны две основные схемы ФМПК: ключевая и с электрически
перестраиваемым контуром, например, варикапом, изображенные
на рис. 4.1, 4.2. Оба фазовых модулятора по существу представляют
собой транзисторные усилители мощности с перестраиваемым контуром.

Рис. 4.1

ц2

Рис. 4.2

В схеме ФМПК на рис. 4.1 перестройка резонансной частоты ко-
лебательного контура L1, С4 осуществляется конденсатором С5, под-
ключаемым к контуру с помощью электронного ключа на транзисторе.
Параметры колебательного контура Li,C4 выбираются таким образом,
чтобы при разомкнутом состоянии электронного ключа резонансная час-
тота контура J02 > J , а ПРИ подключении конденсатора С5 к контуру
его резонансная частота понижается до значения /w < J.
24
Сопротивление электронного ключа в замкнутом состоянии долж-
но быть значительно меньше сопротивления конденсатора С5 , а в ра-
зомкнутом состоянии - значительно больше. В этом случае

Г ------- 7	----г , f =-------/ г ,

01 гл Шсч +	гл V Ll-ui

где К3к - коэффициент включения емкости С5 и электронного ключа
в контур.

ФМПК, выполненный по схеме рис. 4.1, отличается высокой ста-
бильностью фазового сдвига. Однако плавная регулировка фазового
сдвига в таком фазовом модуляторе невозможна, а возможна только
дискретная перестройка фазового сдвига путем подключения к колеба-
тельному контуру дополнительных конденсаторов. Это значительно
усложняет схему, снижает надежность и увеличивает габариты фазово-
го модулятора.

От этих недостатков свободен ФМПК, приведенный на рис. 4.2,
в котором заданный фазовый сдвиг обеспечивается необходимым изме-
нением емкости варикапа 03 под действием приложенного к нему на-
пряжения. В этом случае резонансные частоты определяются как

£ _ _ £ = ________________________________________

01 2л*!+	’ °г гл У 14 (СЦ* К* Свг) ’

где - коэффициент включения варикапа; С&1 С&г- емкости варикапа,
соответственно, при минимальном и максимальном напряжении смещения
на нем, подаваемых от подмодулятора.

В схемах на рис. 4.1 и 4.2 Ct, С6,С7, С8 - разделительные кон-
денсаторы; С2,СЗ- блокировочные конденсаторы; LZ, L3 - блокировочные
дроссели; В/-R6- резисторы, обеспечивающие режимы работы транзисто-
ра и варикапа.

ФМПК по схемам рис. 4.1, 4.2 не позволяют осуществить фазовую
модуляцию с и (/>>90°. Поэтому, если требуется получить сдвиг фа-
зы z</> >90°, но без применения умножения частоты, то необходимо при-
менить либо последовательное соединение нескольких рассмотренных
ФМПК, либо в одном каскаде использовать последовательное соедине-
ние двух (прид<^<150°) или трех (при A(f >150°) перестраиваемых ко-
лебательных контуров [7].
4.2.	Расчет фазового модулятора на перестраиваемом контуре

Расчет ФМПК, выполненного по схемам рис. 4.1, 4.2, начинает-
ся с энергетического расчета режима работы активного прибора
(транзистора). Расчет ведется на граничный режим по изложенным
методикам [5] для рабочих частот транзистора меньше (200-300) МГц
и в [3] для частот выше 300 МГц. Транзистор в ФМПК работает на
расстроенный контур, поэтому для обеспечения оптимального энерге-
тического режима работы активного прибора в ФМПК предварительно
рассчитанное значение амплитуды возбуждения необходимо увеличить
на 10-20%. После расчета режима работы транзистора становятся из-
вестными следующие параметры, необходимые для дальнейшего расчета
элементов схемы ФМПК: Явых~ сопротивление ВЧ цепи, подключенной
к коллектору транзистора; VK1- амплитуда ВЧ колебаний на коллекто-
ре; f - рабочая частота.

По этим данным и заданному сдвигу фаз д</> осуществляется рас-
чет элементов схемы в следующем порядке:

I.	Предварительно выбирают для ФМПК по схеме рис. 4.I тран-
зистор в электронном ключе, а для ФМПК по схеме рис. 4.2 - вари-
кап. Транзистор выбирают из условия обеспечения заданного времени
переключения фазы и условия отсутствия пробоя при запертом состоя-
нии:	где Vm- напряжение источника питания;

~ допустимое напряжение на коллекторе транзистора в ключе.
Варикап выбирают из условия малых потерь на рабочей частоте, кото-
рое может быть записано как [tnaxl[ > Ю, где максимальная
частота варикапа. Другим условием выбора варикапа является отсутст-
вие пробоя: ^npos *	•

2.	Задают значения характеристического сопротивления , доб-
ротность ненагруженного контура усилителя 0© и КПД колебательного
контура в следующих пределах: 30 Ом^у 50 Ом; QB = 100-150;	=

= 0,8-0,9.

3.	Определяют коэффициент включения коллектора транзистора
усилителя в колебательный контур

* V (4-&)

4.	Рассчитывают нижнюю частоту расстройки контура

Г - Г Г/	1 •

J
5.	Рассчитывают верхнюю частоту расстройки контура

6.	Рассчитывают индуктивность колебательного-контура

Li

7.	Определяют суммарные емкости колебательного контура
в двух состояниях фазы:

[	___—---------- • Г =. ________i._____ 

« L1 (2Я{а,)г	’ хг

8.	Вычисляют амплитуду переменного напряжения на контуре

^конт =	

Далее для ФМПК по схеме рис. 4.1 расчет ведется по пп. 9-12,
а для ФМПК по схеме рис. 4.2 - по пп. 13-19.

9.	Задают значение емкости конденсатора С5 из условия

» CS » Се„х ,

где Cgb/X - выходная емкость транзисторного ключа; S - граничная
крутизна транзистора в ключе.

10.	Определяют емкость конденсатора в колебательном контуре
[Р/ =	~ ^К1 Свык,/ ( С5 - Свьи)

II.	Рассчитывают коэффициент включения ключа в контур

12.	Проверяют условие, при котором отсутствует пробой транзис-
тора в ключе	VM i 1Гкэдоп .

Если это условие не выполняется, необходимо либо задаться боль-
шим значением С5, либо выбрать транзистор с большим значением V

13.	Задают коэффициент включения варикапа Кв в колебательный
контур: 0,5 >КВ >0.

14.	Рассчитывают минимальное напряжение смещения на варикапе

=	' ^КОНТ 

15.	Определяют емкость варикапа СВ1 , соответствующую минималь-
ному напряжению смещения^ , либо графически по известной зависи-
мости CB(V) , либо аналитически по формуле СВ1 = Сп(Уп/ > гдеГ„-
емкость варикапа при напряжении Vn , указанная в паспорте; ф - сте-
пень нелинейности емкости варикапа (1/2 или 1/3).
16.	Вычисляют емкость колебательного контура

17.	Рассчитывают емкость варикапа при максимальном напряже-
нии смещения:	-С^)/К.

18.	Определяют максимальное напряжение смещения либо графи-
чески, либо аналитически из выражения

у = и (С /с

ив2 п 1 п ' вг >

19.	Проверяют условие отсутствия пробоя варикапа

иш *	< V„w ,

где VnpDB - допустимое пробивное напряжение варикапа, указываемое
в его паспорте.

Если данное условие не выполняется, надо либо уменьшить коэф-
фициент включения варикапа, либо выбрать варикап с большим значе-
нием vnp„e .

5.	ФАЗОВЫЙ МАНИПУЛЯТОР С УМНОЖЕНИЕМ ЧАСТОТЫ
НА ВСТРЕЧНОВКЛЮЧЕННЫХ ДИОДАХ С НЕЛИНЕЙНОЙ ЕМКОСТЬЮ

5.1.	Принцип действия и основные соотношения

В ФМУЧ используется свойство спектра колебаний на выходе не-
линейного элемента: в спектре колебаний тока или напряжения фазы
четных гармоник у нелинейных элементов, расположенных по отношению
один к другому встречно, различаются на 180° LlT-ИП. Возможны два
вида встречного соединения диодов: встречно-параллельное
(рис. 5.1,а) и встречно-последовательное (рис. 5.1,6). Рассмотрим
встречное соединение варакторов, у которых емкость p-tt перехода,
в общем случае, меняется от напряжения и по закону

>	(5.1)

где Л - параметр, характеризующий размеры кристалла; - контакт-
ная разность потенциалов; 'f- параметр, характеризующий нелиней-
ность вольт-фарадной характеристики варактора (1/2 или 1/3).
Пусть к варактору VI 1 в схеме на рис. 5.1,а приложено напря-
жение и,= VOl + v , тогда к варактору VDZ приложено напряжение «г =
= где VO1, VBi~ постоянные напряжения смещения; V- перемен-
ное напряжение. Можно показать, что в этом случае суммарный ток is
через два встречно-параллельных диода равен сумме токов, протекаю-
щих через каждый из них, и определяется выражением

\ACn(Voi^Cn^V^\dt	(Д,+ ?„)] dt •" (5'2)

Из (5.2) следует, что знак коэффициента при зависит от
соотношения постоянных напряжений VO1 и lfoi . Если VOj < Vog , знак
коэффициента отрицательный, при VOI>V02- знак коэффициента положи-
тельный. Поскольку в разложении (5.2) произведение обусловли-
вает появление четной (например, второй) гармоники тока, то из это-
го следует, что фаза четной гармоники в спектре суммарного тока
двух встречно-параллельных варакторов изменяется на 180° при изме-
нении соотношения напряжений V01 и Vol [21].

Аналогичное явление наблюдается и при встречно-последователь-
ном соединении варакторов. Можно показать, что в этом случае изме-
нение соотношений постоянных напряжений на них обусловливает изме-
нение фаз четных гармоник напряжения на 180°.

Поскольку в РПУ дециметрового и сантиметрового диапазона
в умножителях частоты используются диоды с накоплением заряда
(ДНЗ), рассмотрим подробнее свойства ФМУЧ на основе ДНЗ.

Па рис. 5.2 представлено встречно-параллельное соединение двух
ДНЗ КД и КД , где Von - постоянное опорное напряжение;	- зна-

копеременное управляющее напряжение.
Рис. 5.2

Если воспользоваться кусочно-ломаной
аппроксимацией вольт кулоновых характерис-
тик ДНЗ [21] и пренебречь влиянием пере-
ходных процессов, обусловленных переключе-
нием ДНЗ из открытого состояния в запер-
тое и наоборот, то, полагая диоды одинако-
выми, можно заменить два встречно-парал-
лельных ДНЗ на один эквивалентный.
Вольт-кулоновая характеристика емкости С(и)
эквивалентного ДНЗ может быть представле-

на в виде

-ивп
(^/2С

где и- мгновенное напряжение
Сопротивление потерь Ипот

при c^-2.U0nC

при -2VonC^q,^ZVont ,

при Ц>у2И0ПС

на емкости	- заряд на

, последовательно соединенное

(5.3)

ней.

с C(ti)

у эквивалентного ДНЗ, выражается при этом соотношением

Ks при

0,52$ ПРИ

-2UmC^2VonC

(5.4)

где A»f= I/2 -Jj^C — сопротивление потерь ДНЗ; С - емкость ДОЗ;
£___~ максимальная частота диода.

Jrnax

Эти параметры указываются в паспорте диода. Заряд на С(и)

можно представить в форме [21]

= q,4( co$ti)t - a>s6) + q,n sin nut - 2VonC ,	(5.5)

где	амплитуды колебаний заряда с частотами со и nil) соответст-

венно; -п - коэффициент умножения; 6 - угол отсечки заряда.

Соотношения (5.3)-(5.5) графически изображены на рис. 5.3,
где сплошной линией показаны формы колебаний при Vyn < 0, а пунк-
тирной линией - при Vynp > 0.

Нетрудно видеть, что при изменении полярности tJynp отсекается
то положительная, то отрицательная полуволна колебаний заряда.
Этим и обусловливается изменение фазы четных гармоник на 180°.
5.2.	Электрические схемы фазовых манипуляторов

Как следует из предыдущего раздела, изменение положения дио-
дов в схеме или переход рабочей точки с характеристики одного дио-
да на характеристику встречно-включенного диода обусловливает изме-
нение фазы четной гармоники на 180°. Отмеченные особенности управ-
ления фазой четной гармоники позволяют реализовать ряд схем ФМУЧ,
различающихся способом управления [20].

Первый способ заключается в том, что при помощи ВЧ ключей, на-
пример на p-i-n диодах, осуществляется переключение то одного, то
другого канала, в каждом из которых располагаются диоды с нелиней-
ной емкостью, различающиеся встречным расположением р-п переходов.
Две возможные схемы ФМУЧ, реализующие данный способ управления, по-
капаны на рис. 5.4, 5.5. В схеме на рис. 5.4 при помощи ВЧ ключей
осуществляется поочередное прохождение ВЧ сигнала либо по первому,
либо по второму каналу, в каждом из которых располагаются умножите
ли частоты, различающиеся встречным включением диодов. Каждый умно-
житель частоты содержит помимо диода собственные фильтрующие и со
гласующие цепи.

Рис. 5.4

Рис. 5.5

Аналогично работает ФМУЧ по схеме на рис. 5.5, в котором при
помощи ВЧ ключей осуществляется поочередное подключение к входным
и выходным фильтрующим и согласующим цепям одного из двух диодов,
присоединенных к корпусу разноименными электродами.

Схема на рис. 5.5 проще, чем схема на рис. 5.4. Однако нали-
чие отдельных согласующих устройств для каждого из диодов в двух-
32
канальном ФМУЧ позволяет в нем скомпенсировать влияние разброса
параметров диодов на точность установки дискрета фазы. ФМУЧ с клю-
чевым способом управления обладают повышенной стабильностью фазо-
вого сдвига, но наличие потерь в ВЧ ключах приводит к снижению
коэффициента передачи таких фазовых манипуляторов.

По второму способу управление фазой осуществляется изменени-
ем полярности постоянного напряжения на встречно-включенных дио-
лах. Этот способ представляется наиболее перспективным, так как
на его основе могут быть созданы ФМУЧ, характеризующиеся схемной
и конструктивной простотой и высоким быстродействием.

VD2

Рис. 5.6

Рис. 5.7

Две схемы ФМУЧ, реализующие цанный способ управления фазой,
изображены на рис. 5.6, 5.7. В схеме на рис. 5.6 используется
встречно-последовательное соединение диодов, а в схеме на рис.5.7 -
встречно-параллельное. Назначение блокировочных элементов в обеих
схемах — разделить цепи питания и высокочастотные цепи. В схеме
на рис. 5.6 при подаче на диоды положительного напряжения от уст-
ройства управления диод VD, отпирается, а диод УИг запирается,
и умножение осуществляется на нелинейной емкости этого диода.
При отрицательном напряжении смещения диод VDe открыт, а за-
перт и умножение осуществляется на нелинейной емкости этого диода.
Так как диоды О, и VDg различаются встречным расположением рп пе-
реходов, то смена полярности управляющего напряжения влечет за
собой изменение фазы выходных колебаний на 180°.

Индуктивности L4,L2 в схеме на рис. 5;7, образуют с емкостя-
ми диодов VDf и V]]g при определенном значении управляющего напряже-
ния последовательный колебательный контур, настроенный в резонанс
на входную частоту. Управление фазой выходных колебаний в таком
ФМУЧ осуществляется следующим образом. В одном из состояний к дио
дам приложено положительное напряже ие, при этом диод заперт,
а открыт. Йипедане диода VDZ много меньше сопротивления индук-
тивности L2, а резонансная частота колебательного контура Li, VHf
совпадает со входной частотой. При этом импеданс цепи с диодом О,
становится много меньше импеданса цепи с диодом VJ)4 , и преобразова
ние мощности входной частоты практически будет осуществляться на
диоде . В другом состоянии прикладывается управляющее напряже-
ние отрицательной величины. При этом диод VD, открыт, а диод Ог
заперт, контур 12, VDS настроен в резонанс, и преобразование осу-
ществляется на диоде VDa . Поскольку варакторы различаются встреч-
ным расположением друг относительно друга, то фазы выходных колеба
ний при четном коэффициенте умножения отличаются в этих двух со-
стояниях на 180°.
В диапазоне СВЧ индуктивности в схеме на рис. 5.7 могут быть
заменены дополнительными отрезками линий l5)	, соединяющих диоды

с основной линией (рис. 5.8). Параметры дополнительных отрезков
линий (длина 4 и волновое сопротивление ZB ) выбираются из условий
развязки работающего диода от неработающего и согласования.

Длина дополнительных отрезков линий 4 , соединяющих диоды
с основной линией, выбирается из следующих соображений. На основ-
ной частоте входное сопротивление того дополнительного отрезка
с диодом, на котором осуществляется преобразование частоты, должно
быть минимальным, чтобы обеспечить максимальное отведение мощности
именно к этому диоду. Для этого длина отрезка должна быть близка
к Лех /4, где Лех - длина волны входных колебаний. На выходной час-
тоте входное сопротивление другого дополнительного отрезка с дио-
дом, на котором в данный момент не осуществляется преобразование
частоты, должно быть наибольшим, чтобы обеспечить минимальные по-
тери выходной мощности в неработающем диоде. Поскольку сопротивле-
ние диода на выходной частоте при положительном напряжении смеще-
ния мало, то это условие будет выполняться при

где п- коэффициент умножения, k = 0,1,2_____- любое целое число.

Учитывая необходимость одновременности выполнения этих двух
условий, получим выражение для выбора k и, следовательно, длины
2k+4 .
дополнительного отрезка———<1.Из этого соотношения следует, что
для п= 2*k = 0, а 4 =Agx /8; для п- 4$k = I, а 4 = ЗЛ& /16. Чем
больше коэффициент умножения, тем лучше выполняются условия развяз-
ки диодов по входной и выходной частоте, но тем в большей степени
начинает сказываться точность определения импеданса самих диодов
и параметров дополнительных отрезков линий.

Волновое сопротивление дополнительного отрезка при выбранной
его длине подбирется таким, чтобы обеспечить на входной частоте
чисто активный характер входного сопротивления отрезка с диодом,
на котором осуществляется преобразование. В неработающем состоянии,
когда р-п переход открыт, диод может быть представлен одним сопро-
тивлением потерь (без учета параметров корпуса). В работающем
состоянии, когда на диоде осуществляется преобразование частоты,
импеданс диода может быть определен, например, по методикам, изло-
женным в [II, 12].
10. Рассчитываем полное сопротивление Д13 на выходной час-
тоте

7	=	+ ; г

А вых А Вых J Л вых х

г _ -л	у __________/ G

Л вых Двх > лД8ых	Я '

Далее выбираем схему ФМУЧ (например, аналогичной рис. 5.8)
и рассчитываем ее элементы согласно методике [II, 12].

ЛИТЕРАТУРА

I.	Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ
/ Под ред. О.В. Алексеева ~ И.: Радио и связь, 1987.

2.	Радиопередающие устройства / Под ред. М.В. Благовещенско-
го, Г.М. Уткина. - М.: Радио и связь, 1982.

3.	Проектирование радиопередающих устройств СВЧ / Под ред.
Г.М. Уткина. - М.: Сов. радио, 1979.

4.	Радиопередающие устройства / Под ред. О.А. Челнокова. -
М.: Радио и связь, 1982.

5.	Управление радиочастотными колебаниями генераторов / Под
ред. Р. А. Грановской. - М.: МАИ, 1987.

6.	Проектирование радиопередающих устройств / Под ред.

В.В. Шахгильдяна. - М.: Связь, 1976.

7.	Радиопередающие устройства / Под ред. В.В. Шахгильдяна. -
М.: Связь, 1980.

8.	Полонский А.Ф. .Медведев В. А., Я к у -
бец-Якубчик Л.Л. Транзисторные автогенераторы метровых
волн, стабилизированные на механических гармониках кварца. - М.:
Связь, 1969.

9.	Б е л о в Л.А. Устройства формирования сигналов со стабиль-
ными параметрами модуляции / Сб. научных трудов. - М.: Изд-во МЭИ,
№ 200. 1989.

10.	Петров Б.Е., Р о м а н ю к В.А. Радиопередающие устройства
на полупроводниковых приборах. - М.: Высшая школа, 1989.

II.	Антенны и устройства СВЧ / Под ред. Д.И. Воскресенского.

М.: Радио и связь, 1982. Гл. 18.

12.	Макаро ва Л.В., Шкаликов В.Н. Проектирование
умножителей частоты на диодах с нелинейной емкостью перехода.
Куйбышев: КУАИ, 1981.
ТЗ. Бова Н.Т.,Стукало Г.А.,Хромов В.А. Управ-
ляющие устройства СВЧ. - Киев: Техника, 1973.

14.	Со колинский В.Г. ,1Иейнкман В.Н. Частот-
ные и фазовые манипулятор.!. - М.: Радио и связь, 1982.

15.	В а к м а н Д.Е. Сложные сигналы и принцип неоднород-
ности в радиолокации. - М.: Сов. радио, 1965.

16.	Радиопередающие устройства / Шумилин М.С., Головин О.В.,
Севальнев В.П., Шевцов Э.А. - М.: Высшая школа, 1980.

17.	Верещагин Е.М. .Никитенко Ю.Г. Частот-
ная и фазовая модуляция в технике связи. - М.: Связь, 1974.

18.	Пат. Японии, НКИ 98(5) Д22, I» 36801, 1971.

19.	Пат. Японии, НКИ 98(5) Д22, № 36802, 1971.

20.	Шкаликов В.Н. Радиотехника. 1976. Т. 31. № I.—
С. 73-75.

21.	Каганов В.И. Транзисторные радиопередатчики. - М.:
Энергия, 1970.
ОГЛАВЛЕНИЕ

Предисловие .............................................. 3

I.	Структурные схемы радиопередающих устройств
с частотной и фазовой угловой модуляцией ...................... 4

I.I.	Структурные схемы радиопередающих устройств
с частотной модуляцией ........................................ 4

1.2.	Структурные схемы радиопередающих устройств
с фазовой модуляцией ...»...................................... 6

2.	Емкостная трехточечная схема автогенератора
с частотной модуляцией ....................................... 10

2.1.	Основные соотношения ........................... 10

2.2.	Расчет емкостной трехточечной схемы транзис-
торного автогенератора с частотной модуляцией ................ 13

3.	Кварцевые автогенераторы с частотной модуляцией . 17

3.I.	Схемы кварцевых автогенераторов с частотной
модуляцией. Основные соотношения ............................. 17

3.2.	Расчет частотно-модулированного транзистор-
ного	автогенератора с кварцем, включенным

между базой и коллектором .................................... 20

4.	Фазовый модулятор на перестраиваемом контуре .... 22

4.I.	Принцип действия и электрические схемы ......... 22

4.2.	Расчет фазового модулятора на перестраиваемом
контуре 	 26

5.	Фазовый манипулятор с умножением частоты на
встречновключенных диодах с нелинейной емкостью .............. 28

5.I.	Принцип действия и основные соотношения ........ 28

5.2.	Электрические схемы фазовых манипуляторов ...... 31

5.3.	Расчет фазового манипулятора с умножением
частоты	 36

Литература............................................... 38