/
Автор: Ченакин А.В. Горевой А.В.
Теги: электротехника общая радиотехника радиотехника радиоэлектроника свч сигналы
ISBN: 978-5-9912-0918-2
Год: 2021
Текст
А.В. Ченакин, А.В. Горевой
РАДИОЧАСТОТНЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
ПРАКТИЧЕСКОЕ
ПОСТРОЕНИЕ
СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ
СВЧ-ДИАПАЗОНА
А.В. Ченакин, А.В. Горевой
РАДИОЧАСТОТНЫЕ
КОМПОНЕНТЫ
о--------------о
ПРАКТИЧЕСКОЕ
ПОСТРОЕНИЕ
СИНТЕЗАТОРОВ ЧАСТОТ
СВЧ-ДИАПАЗОНА
Москва
Горячая линия - Телеком
2021
УДК 621.372.632
ББК 32.84
4-43
Рецензенты: доктор техн, наук, профессор НИУ МЭИ, почетный
работник высшего образования РФ Н. Н. Удалову доктор техн, наук,
профессор кафедры конструирования узлов и деталей радиоэлек-
тронной аппаратуры (КУДР) ФГБОУ ВО «ТУСУР», г.н.с. ЦКП
«Импульс», г.н.с. НИИ СЭС ТУ СУР Н. Д Малютин
Ченакин А. В., Горевой А. В.
4-43 Практическое построение синтезаторов частот СВЧ-диапазона. -
М.: Горячая линия - Телеком, 2021. - 280 с.: ил.
ISBN 978-5-9912-0918-2.
Изложены методы построения синтезаторов частот СВЧ-
диапазона. Дано определение синтезатора частот, приведены его ос-
новные параметры и характеристики. Рассмотрены основные методы
синтеза частоты и составные части синтезаторов частот, в том числе
автогенераторы различных типов. Приведены различные архитек-
турные решения для повышения качества генерации сигналов. Киша
проиллюстрирована многочисленными примерами, направленными
на интуитивное понимание природы эффектов генерации и синтеза
СВЧ и их использование на практике. Описан поэтапный процесс
разработки синтезатора частот на примере однокольцевой системы
ФАПЧ. Приведены детальные блок-схемы ряда синтезаторов частот.
Рассмотрены вопросы расширения их функциональных возможно-
стей. Кратко описаны методы измерения основных характеристик,
принципы и особенности их реализации.
Книга может быть полезна инженерам любого уровня подго-
товки в качестве руководства по разработке и измерениям в области
генерации сигналов и синтеза частот, а также исследователям, тех-
ническим консультантам, аспирантам и студентам соответствующих
радиотехнических специальностей.
ББК 32.84
ISBN 978-5-9912-0918-2 А. В. Ченакин, А. В. Горевой, 2021
© Издательство «Горячая линия - Телеком», 2021
Предисловие
Синтезатор частот является ключевым элементом прак-
тически любой системы связи, измерения и контроля. Тех-
ника синтеза частот постоянно совершенствуется. В данной
книге приводится обзор как многократно испытанных, так и
новых идей и решений. Авторы старались по возможности ми-
нимизировать использование математических выкладок, при-
меняя их там, где это необходимо для строгого изложения
материала. При этом использованы элементы теории цепей
и сигналов, радиоавтоматики, статистической радиотехники,
что требует от читателя соответствующего уровня подготов-
ки. Для более глубокого понимания предмета обсуждения ре-
комендуется обращаться к источникам, список которых при-
веден в конце каждой главы. Кроме того, приведенный ма-
териал можно использовать выборочно. Книга проиллюстри-
рована многочисленными примерами, направленными на ин-
туитивное понимание природы эффектов генерации и синтеза
СВЧ и их использование на практике.
Книга содержит восемь глав. В первой главе дано опреде-
ление синтезатора частот, а также его основных параметров и
характеристик. Отмечается, что функциональные возможно-
сти радиоэлектронных систем СВЧ-диапазона в большой сте-
пени зависят от характеристик используемых'синтезаторов,
которые в свою очередь определяются их архитектурой. Рас-
смотрены основные методы синтеза частоты: прямой аналого-
вый, прямой цифровой и косвенный, включая их достоинства
и недостатки.
Во второй главе подробно рассмотрены основные блоки
синтезаторов частот, в том числе автогенераторы и их резо-
нансные системы, умножители и делители частоты, смесите-
ли, фазовые и частотно-фазовые детекторы. Особое внимание
уделено механизму формирования и способам снижения спек-
тра фазовых шумов автогенератора.
4
Предисловие
В третьей главе приведены примеры рабочих конструк-
ций автогенераторов, включая схемы и фотографии. В ней
рассмотрены основные типы автогенераторов: на кварцевых,
ПАВ, керамических, диэлектрических, ЖИГ-резонаторах, а
также генераторы с комбинированной стабилизацией частоты.
В четвертой главе на многочисленных примерах проил-
люстрированы особенности и недостатки основного в насто-
ящее время метода синтеза — косвенного с фазовой автопод-
стройкой частоты. Приведен ряд решений, позволяющих
улучшить характеристики синтезатора частот, включая
«дробный» синтез, многокольцевые схемы, однократное и
многократное преобразование и умножение в кольце ФАПЧ.
В пятой главе на примере простейшего однокольцевого
синтезатора частот дана пошаговая инструкция по его разра-
ботке. Построена и уточнена блок-схема, разработаны элек-
трическая принципиальная схема и печатная плата устройст-
ва, проведен расчет основных характеристик. Рассмотрены
варианты конструкции и подходы к отладке собранного уст-
ройства. Приведены результаты тестйрования.
В шестой главе приведены детальные блок-схемы ряда
синтезаторов частот различного назначения, часть из которых
может быть объединена в высококачественную систему широ-
кополосного синтеза частот. Описаны принципы их функци-
онирования и приведены результаты тестирования.
В седьмой главе рассмотрены вопросы расширения функ-
циональных возможностей синтезаторов частот в виде внедре-
ния различных видов модуляции, расширения диапазона ра-
бочих частот, фильтрации гармоник, регулировки выходной
мощности, сканирования по частоте. Уделено внимание осо-
бенностям синхронизации с внешним опорным сигналом.
В восьмой главе кратко описаны методы измерения основ-
ных характеристик синтезаторов частот, принципы и особен-
ности их реализации. В числе прочих рассмотрены принципы
измерения частоты и мощности сигнала, а также спектраль-
ных характеристик, включая кросскорреляционный метод из-
мерения фазовых шумов.
Книга может быть полезна для инженеров любого уровня
подготовки в качестве руководства по разработке и измерени-
Предисловие
5
ям в области генерации сигналов и синтеза частот, а также
для исследователей, технических консультантов и студентов
соответствующих радиотехнических специальностей в каче-
стве пособия, освещающего основные особенности, принципы
работы и методы характеризации генераторов сигналов и син-
тезаторов частот СВЧ-диапазона.
Авторы выражают искреннюю признательность В.Н. Ко-
чемасову (ООО «Радиокомп»), В.Ю. Парамоновой (АО «НПФ
«Микран»), А.С. Загороднему (АО «НПФ «Микран»),
Н.Н. Удалову (НИУ МЭИ), Н.Д. Малютину (ТУСУР), А.Р. Са-
фину (НИУ МЭИ), В.И. Козлову за полезные замечания, ре-
цензирование и помощь в подготовке книги к изданию.
1 Частотный синтез
Синтезатор частот (СЧ) является ключевым элементом
практически любой системы связи, измерения и контроля.
Функциональные возможности радиоэлектронных систем
СВЧ-диапазона в большой степени зависят от характеристик
используемых синтезаторов, которые в свою очередь опреде-
ляются их архитектурой. Вопросам формирования стабиль-
ных колебаний ВЧ- и СВЧ-диапазона посвящен ряд отече-
ственной [1.1-1.30] и зарубежной литературы [1.31-1.45]. Зна-
чительный пласт составляют работы, связанные с фазовой
автоподстройкой частоты [1.8-1.13, 1.19, 1.34-1.38, 1.40-1.43],
а также посвященные автогенераторам и их свойствам [1.17,
1.18, 1.20-1.25] и резонаторам как основным компонентам,
определяющим качество колебаний [1.26-1.28]. В данной гла-
ве приведено определение синтезатора частот, рассмотрены
его ключевые характеристики, а также основные схемы по-
строения.
1.1. Определение синтезатора частот
Синтезатор частот — это устройство, которое преобразует
один или несколько входных сигналов определённых частот,
. -
Синтезатор
частот
fou /вых
Рис. 1.1. К определению синтезатора частот
8
Глава 1
называемых опорными, в выходной сигнал другой частоты из
некоторого множества, называемого сеткой частот. Конкрет-
ное значение выходной частоты определяется внешней (как
правило, цифровой) командой. Синтезатор может быть пред-
ставлен в виде черного ящика, содержащего различные ком-
поненты, необходимые для выполнения требуемой функции
синтеза частот, как показано на рис. 1.1.
1.2. Ключевые характеристики
синтезаторов частот
При проектировании современных СЧ нужно учитывать
ряд требований, которые определяют его характеристики, в
частности частотно-временные, спектральные и амплитудные.
1.2.1. Частотно-временные характеристики
Частотный диапазон
Частотный диапазон определяется минимальной /мин и
максимальной LaKe рабочими частотами синтезатора (см.
рис. 1.1). При этом полоса частот выходного сигнала может
варьироваться от нескольких процентов (узкополосные синте-
заторы) до нескольких октав и декад (широкополосные синте-
заторы). Также СЧ могут быть использованы для генерации
сигнала с единственной фиксированной частотой.
Разрешение'по частоте
Разрешение по частоте, или частотный шаг (т. е. шаг сет-
ки частот), определяется как разница между двумя соседни-
ми частотами А/, генерируемыми синтезатором. Сетка частот
(как и разрядность команды) имеет конечное количество то-
чек (хотя и не обязательно равномерное их распределение).
Неравномерность может быть обусловлена архитектурными
особенностями СЧ и в некоторых случаях может значительно
упростить построение синтезатора. Современные устройства
СВЧ требуют хорошего разрешения по частоте. Так, напри-
мер, малый шаг (менее 1 Гц) используется в измерительных
инструментах, таких как лабораторное генераторы сигналов.
Точность установки частоты
Точность установки частоты определяется максимальным
отклонением частоты выходного сигнала синтезатора от ча-
Частотный синтез
9
стоты, на которую он был запрограммирован. Обычно точ-
ность установки частоты определяется опорным генератором:
точностью калибровки частоты, ее долговременной и темпе-
ратурной нестабильностью.
Время установки частоты
Время установки частоты (или время перестройки) опре-
деляется как время перехода с одной частоты на другую At =
— t2 - ti с заданной точностью А/, как показано на рис. 1.2.
В обиходе также используют термин «скорость перестройки»,
подразумевая под этим, как быстро синтезатор может быть
перестроен с одной частоты на другую. Время, требуемое
для перестройки, является критическим параметром, так как
оно обычно не может быть использовано для обработки сигна-
ла. Новые поколения сканирующих радиосистем, как прави-
ло, имеют большую мгновенную полосу обработки, а значит,
время обработки одной частотной точки уже сравнимо или на-
много меньше времени перестройки системы между соседни-
ми точками. В свою очередь это значит, что время перестрой-
ки нужно снижать (иногда — на порядки). Даже традицион-
но «медленные» измерительные приборы требуют увеличения
скорости перестройки для быстрого сканирования требуемого
частотного диапазона.
Рис. 1.2. Определение времени установки частоты
1.2.2. Спектральные характеристики
Гармонические искажения
Под гармоническими искажениями понимаются отклоне-
ния формы сигнала от синусоидальной, проявляющиеся в ви-
де дополнительных спектральных составляющих кратных ча-
стот (гармоник), как показано на рис. 1.3. Уровень конкрет-
10
Глава 1
ной гармоники определяется как разница в логарифмическом
масштабе (отношение в натуральном) мощности данной гар-
моники и мощности основного колебания (первой гармоники)
и измеряется в дБн (децибел относительно несущего колеба-
ния). Обычно при оценке гармонических искажений ограни-
чиваются разницей в логарифмическом масштабе мощностей
самой интенсивной высшей и первой гармоник. Как правило,
данный вид искажений не является критическим, так как ука-
занные спектральные продукты находятся на значительном
удалении от основного сигнала и могут быть легко отфиль-
трованы. Уровень -30 дБн является вполне допустимым для
многих систем СВЧ, хотя некоторые применения (например,
измерительные) требуют снижения уровня гармоник до зна-
чительно меньших величин.
Р, дБм 4
АР, дБн
/о 2/о З/о f
Рис. 1.3. Гармонические искажения
Субгармонические искажения
Под субгармониками понимаются побочные спектральные
составляющие вида nf/m, где пит — целые числа. Харак-
терным примером появления субгармоник является умноже-
ние частоты, как проиллюстрировано на примере удвоения
сигнала частотой /0 (рис. 1.4). На выходе удвоителя будут
присутствовать полезный сигнал с частотой 2/о> его гармони-
ка на частоте 4/0> а также субгармоники на частотах /0 и 3/Ь
(выходные сигналы выше 4/0 не показаны). Другой пример
приведен на рис. 1.5, являющийся характерным для синтеза-
торов на основе фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ). В
таких схемах выходной сигнал генератора, управляемого на-
пряжением (ГУН), обычно делится делителем частоты и по-
ступает на вход фазового детектора. Часть сигнала с выхода
делителя может отразиться и попасть обратно на выход ГУН в
Частотный синтез
11
Рис. 1.4. Субгармонические искажения на выходе удвоителя
частоты
Рис. 1.5. Субгармонические искажения в синтезаторе на основе
ФАПЧ
виде субгармоник вследствие недостаточной развязки выхода
ГУН и делителя частоты.
Негармонические искажения
Негармонические искажения проявляются в виде отдель-
ных побочных спектральных составляющих (ПСС), не связан-
ных гармонически с генерируемым сигналом (рис. 1.6). Ме-
стоположение и уровень этих составляющих определяются ар-
хитектурой конкретного синтезатора. Во многих случаях эти
продукты лежат в непосредственной близости от несущей и
могут попадать в полосу пропускания фильтра промежуточ-
ной частоты приёмного устройства, давая ложные отклики
на его выходе. Таким образом, в системах связи негармониче-
ские искажения могут ограничивать способность приемного
устройства выделять, а затем и обрабатывать принимаемый
сигнал. Поэтому уровень ПСС минимизируется и, как прави-
ло, не превышает -60 дБн, хотя в ряде случаев его необходимо
снижать до -80 дБн и ниже. Это приводит к усложнению схе-
мы построения СЧ, так как оптимизация данного параметра
непосредственно связана с другими характеристиками, в част-
ности частотным разрешением, фазовым шумом и скоростью
перестройки.
12
Глава 1
Р, дБм^
Рис. 1.6. Определение негармонических искажений
Амплитудный и фазовый шум
Фазовый шум — один из основных параметров сигнала
синтезатора частот, который является мерой нестабильности
частоты и фазы генерируемого сигнала; как проиллюстриро-
вано на рис. 1.7. Во временной области фазовый шум прояв-
ляется в виде «размазывания» (флуктуации) сигнала в неко-
торой области вокруг идеальной синусоидальной формы. В
частотной области это приводит к появлению составляющих
непрерывного спектра по обе стороны от несущего колебания.
wb
Рис. 1.7. Амплитудные (вверху) и фазовые (внизу) изменения
сигнала
Аналогично возможны изменения и амплитуды сигнала,
характеризующиеся амплитудным шумом. На практике ам-
плитудный шум легко подавляется в схемах ограничения ам-
плитуды сигнала. Фазовый шум обы^йо представляет гораздо
ббльшую проблему, например, в цифровых приемных устрой-
ствах, так как может исказить созвездие квадратурной ампли-
тудной модуляции и повысить коэффициент битовых ошибок,
Частотный синтез
13
ограничив скорость передачи информации. В спектральном
представлении сигнал с фазовым шумом выглядит как ос-
новная дискретная составляющая на частоте генерации вы-
сокого уровня и сплошной симметричный спектр по бокам от
основной составляющей (рис. 1.8, верхний график). Обычно
соотношение уровней боковых компонент к основной состав-
ляет десятки децибел. Тем не менее слабый полезный сигнал
(рис. 1.8, нижний график) может быть замаскирован сильным
шумом, как это бывает в радиолокации. Достаточно сильное
отражение от местных предметов или объектов с большой эф-
фективной поверхностью рассеяния может замаскировать от-
ражение от малоразмерных целей.
Отстройка от несущей, МГц
Рис^ 1.8. Фазовый шум может замаскировать принимаемый
сигнал
В синтезаторах фазовый шум определяется опорным сиг-
налом, а также схемой построения (архитектурой) синтезато-
ра. В СЧ, где применяется фазовая автоподстройка частоты,
шумы на дальних отстройках зависят также от используемого
высокочастотного стабилизируемого генератора. Для опреде-
ления фазового шума предположим, что на выходе идеаль-
ного СЧ имеется синусоидальный сигнал с амплитудой Ао,
частотой cjo = 2тг/о и амплитудными a(t) и фазовыми
флуктуациями:
s(^) = (Ао + ф)) sin(^0Z +
(1-1)
14
Глава 1
Пренебрегая амплитудным шумом, выражение (1.1) при-
водится к виду
s(t) = Ао sin(cj0£ + ^(0)- С1-2)
Как фазовые флуктуации проявляются в выходном спек-
тре сигнала? Для ответа на этот вопрос предположим, что
является синусоидальным сигналом частотой кото-
рый модулирует выходной сигнал синтезатора (например, мо-
дулируя управляющий вход ГУН) и может быть представлен
в виде
= AmsincuTOt. (1.3)
В этом случае выходной сигнал синтезатора описывается сле-
дующим образом:
s(t) = Aosin(cuot +AmsincumZ). (1.4)
После несложных преобразований получаем
s[t) = Ao(smcuof cos(Am sincvW) + ms^0^sin(Ani sin^mf)).
(1-5)
Принимая во внимание малость Ат, выходной сигнал
приводится к следующему виду:
s(Z) « Ao(sinu>ot 4- Ат cosu^ sintd™/), (1.6)
или
s(t) « A0sinccJ0£ +
Ao Am
2
sin(cj0£ + umt) +
—-—sm(cuot -umt).
(1.7)
Выражение (1.7) имеет три синусоидальных компоненты с
частотами шо-ш™ и Таким образом, спектр сигна-
ла будет содержать две побочные компоненты, отстоящие от
основного тона на fm, как показано на рис. 1.9. Здесь в спек-
тре сигнала присутствуют две компоненты, расположенные на
отстройке 11,6 МГц от несущей и имеют уровень -76 дБн.
Это типичный спектр сигнала, модулированного по ча-
стоте сигналом с частотой fm. Очевидно, что, если частота
fm не является постоянной, а изменяется случайным обра-
зом, побочные составляющие в спектре сигнала будут также
случайно распределены по обе стороны от основного тона, как
Частотный синтез
15
Отстройка от несущей, МГц
Рис. 1.9. Выходной сигнал, содержащий побочные
составляющие
показано на рис. 1.10. Также очевидно, что наибольшая мощ-
ность сигнала будет сосредоточена в небольшой окрестности
основного тона (где наибольшая вероятность обнаружить по-
лезный сигнал) и убывает по мере отстройки от центральной
частоты сигнала. Фазовый шум можно определить как разни-
цу в логарифмическом масштабе уровней мощности основного
колебания и шума (в определенной полосе частот, например
1 Гц) на некотором удалении (частотной отстройке) от основ-
ного колебания.
Рис. 1.10. Определение фазового шума
Данные рассуждения подводят нас к определению спек-
тральной плотности мощности (СПМ) фазового шума в виде
отношения мощности шума в полосе 1 Гц на определённой
частотной отстройке Л/ к полной мощности сигнала Ро» что
16
Глава 1
может быть записано в виде
ЗД = (1 8)
\ 1 о /
. Следовательно, фазовый шум выражается в дБн/Гц на
различных отстройках от центральной частоты основного сиг-
нала и приводится в виде таблицы или графика.
1.2.3. Амплитудные характеристики
Выходная мощность
Необходимый уровень выходного сигнала может варьи-
роваться в широких пределах в зависимости от конкретного
применения. Обычно синтезатор используют в качестве гете-
родина в различных устройствах частотного преобразования.
В этом случае типичный уровень от 10 до 17 дБм является до-
статочным, хотя некоторые применения требуют более высо-
кой мощности сигнала. В простейших синтезаторах выходная
мощность может изменяться в широких пределах в зависи-
мости от выходной частоты и температуры, как показано на
рис. 1.11. В синтезаторах контрольно-измерительной аппара-
туры применяют автоматическую регулировку мощности, что
позволяет стабилизировать уровень выходного сигнала с за-
данной точностью.
Рис. 1.11. Зависимость выходной мощности СЧ от частоты при
разных температурах
1.2.4. Дополнительные требования
к синтезаторам частот
Применение синтезаторов частой в современном оборудо-
вании требует снижения их массогабаритных показателей и
энергопотребления, что достигается использованием микро-
схем с высокой степенью интеграции и малой потребляемой
Частотный синтез
17
мощностью. В некоторых применениях предъявляются спе-
цифические требования, такие как повышенная устойчивость
к механическим нагрузкам и изменению напряжения питания,
возможность работы в широком диапазоне температур, герме-
тичность конструкции и т. д. Стоимость синтезатора также яв-
ляется важной характеристикой, определяющей область при-
менения той или иной архитектуры синтезатора частот. Улуч-
шение технических характеристик при одновременном сниже-
нии массогабаритных и стоимостных показателей является со-
временной тенденцией развития СЧ, как схематически проил-
люстрировано на рис. 1.12.
Рис. 1.12. Основные характеристики синтезаторов частот
В целом синтезаторы частот (как и многие другие прибо-
ры) требуют постоянного улучшения технических характери-
стик, расширения функциональных возможностей, снижения
габаритов, энергопотребления и конечной стоимости. Ниже
рассматриваются различные архитектуры и особенности по-
строения СЧ.
1.3. Основные схемы построения
Традиционно синтезаторы подразделяют на две основные
группы (рис. 1.13), основанные на прямом и косвенном мето-
дах синтеза частот [1.2]. В свою очередь, практическая реа-
лизация СЧ может быть выполнена с помощью аналоговых и
цифровых методов. Однако, как правило, используются ком-
бинированные (гибридные) решения, в которых используют
как аналоговые, так и цифровые элементы.
18
Глава 1
Рис. 1.13. Классификация синтезаторов частот
1.3.1. Прямой аналоговый синтез
Прямые аналоговые синтезаторы (direct analog) реализу-
ются путем преобразования сигналов опорных частот с их по-
следующей фильтрацией, как показано на рис. 1.14 [1.1-1.8,
1.44, 1.45]. В свою очередь, опорные частоты могут быть полу-
чены на основе низкочастотных (кварцевые, ПАВ) или высо-
кочастотных (диэлектрический, волноводный и др.) генера-
торов посредством умножения, деления или преобразования
частот.
Рис. 1.14. К концепции прямого аналогового синтезатора
Главным преимуществом прямых аналоговых синтезато-
ров является чрезвычайно высокая скорость переключения
Частотный синтез
19
частоты, лежащая в микро- или даже наносекундном диа-
пазоне. Еще одно преимущество основано на использовании
компонентов с исключительно малым уровнем собственных
шумов по сравнению с источниками опорных частот. То есть
шумы аналогового синтезатора определяются в основном шу-
мами используемых опорных источников и могут быть весьма
низкими.
Основной недостаток указанной топологии — ограничен-
ные диапазон и разрешение по частоте. Количество гене-
рируемых сигналов можно увеличить, введя большее число
опорных частот и смесительных каскадов, как показано на
рис. 1.15. Однако такой подход требует большего числа ком-
понентов и, следовательно, усложняет систему.
Еще одна серьезная проблема — множество побочных
спектральных составляющих, которые генерируют смеситель-
ные каскады. ПСС должны быть тщательно отфильтрова-
ны, что предъявляет серьезные требования к разработке ча-
стотного плана синтезатора. Необходимо также обеспечить
требуемую развязку между каналами переключаемых филь-
тров.
Другая схема построения прямого аналогового синтезато-
ра представлена на рис. 1.16. Здесь частотное разрешение мо-
жет быть улучшено посредством последовательного включе-
ния делительно-смесительных каскадов. Данная схема транс-
формирует входной сигнал опорной частоты fa в выходной
сигнал другой частоты, рассчитываемой по формуле
Аых = /о + ^ + • • • + -^ = $2 (1-9)
г=0
где N — коэффициент деления частоты в каждом каскаде.
Требуемое частотное разрешение реализуется путем соот-
ветствующего выбора опорных частот и количества делитель-
но-смесительных каскадов. В принципе коэффициент деления
может быть произвольным. Однако на практике используют
N = 10, что приводит формулу расчета выходной частоты к
следующему виду:
f..~ = f«+4+ ’ <110)
В\ В2 В3 Ву
Л1 Аг А3 Ах
Рис. 1.15. Увеличение числа генерируемых частот прямого аналогового синтезатора
Частотный синтез
21
/о
Рис. 1.16. Уменьшение частотного шага путем последователь-
ного каскадирования делительно-смесительных каскадов
Частоты fi обычно определяются общей опорной частотой
/о и могут быть получены, используя генератор гармоник, как
показано на рис. 1.17. Генерируемые гармоники /0, 2/о> З/о,
..., 9/0 могут быть представлены в виде
Л = Д/о.
(1-11)
где Aj — целое число между 1 и 9. Тогда (1.10) приводится
к виду
/вых - /о (А) + ~ + • • + “^г) • С1’12)
Рис. 1.17. Гармоники генерируются из общей опорной частоты
22
Глава 1
Коэффициенты А; в данной формуле указывают, какая
гармоника использована в соответствующем каскаде. Отме-
тим, что некоторые каскады могут отсутствовать (зашунти-
рованы), что соответствует /, = 0 и Лг = 0. Таким обра-
зом, выходная частота синтезатора может быть представлена
в^ удобном децимальном виде путем выбора соответствующих
коэффициентов Aj.
Другой перспективный подход основан на концепции по-
следовательного расширения полосы синтезируемых частот
[1.46]. Структура синтезатора состоит из последовательного
соединения ячеек, содержащих делитель с переменным коэф-
фициентом деления (ДПКД), смеситель и полосовой фильтр
(или набор переключаемых полосовых фильтров), как показа-
но на рис. 1.18. При преобразовании для расширения полосы
рабочих частот используются несколько значений промежу-
точной частоты на выходе ДПКД. Полоса входного сигнала
и коэффициенты деления выбираются таким образом, чтобы
обеспечить условие А/2, т > А/j при непрерывном перекры-
тии частоты. Таким образом, происходит последовательное
расширение полосы частот до требуемого значения.
Рис. 1.18. Последовательное расширение полосы
синтезируемых частот
В целом существует немало различных схем прямого ана-
логового синтеза, однако все они, как правило, требуют боль-
шого числа компонентов для обеспечения малого частотного
шага и широкого диапазона частот'.*Таким образом, хотя ана-
логовые синтезаторы и предлагают исключительно высокую
скорость перестройки и малые шумы, их использование огра-
ничено из-за довольно высоких стоимостных характеристик.
Частотный синтез
23
1.3.2. Прямой цифровой синтез
В отличие от традиционных аналоговых решений, циф-
ровые вычислительные синтезаторы (ЦВС или DDS — direct
digital synthesizers) используют цифровую обработку для кон-
струирования требуемой формы выходного сигнала из входно-
го тактового сигнала [1.1-1.4, 1.33, 1.47]. Простейший цифро-
вой синтезатор может быть построен на сдвиговом регистре
(или счетчике) и цифроаналоговом преобразователе (ЦАП),
выполненном, например, на резистивной матрице, как пока-
зано на рис. 1.19. Резисторы ЦАП выбраны таким спосо-
бом, чтобы сформировать ступенчато изменяющийся выход-
ной сигнал, форма которого приближена к синусоидальной.
Выходной конденсатор сглаживает ступеньки, выполняя роль
фильтра нижних частот (ФНЧ).
Рис. 1.19. Простейший цифровой синтезатор
Эта схема позволяет понять принцип конструирования си-
нусоидальной формы сигнала, частота которого в данном слу-
чае определяется тактовой частотой сигнала, поступающего
на вход сдвигового регистра. На практике для изменения ча-
стоты с требуемым частотным шагом используют более слож-
ную схему — фазовый аккумулятор, который выполнен на ос-
нове накапливающего сумматора и в упрощённом виде пред-
ставлен на рис. 1.20.
В этой схеме выходная частота задается с помощью 7V-
разрядного управляющего кода приращения фазы (фазовый
инкремент), который предварительно записывается во вход-
ной регистр частоты и поступает на вход сумматора. При
24
Глава 1
Рис. 1.20. Фазовый аккумулятор
каждом тактовом импульсе фазовый инкремент прибавляет-
ся к предыдущему значению, записываемому в выходном ре-
гистре фазы, что соответствует приращению значения фазы
генерируемого сигнала. Таким образом, выходной код фазо-
вого аккумулятора представляет собой код мгновенной фазы
выходного сигнала, который нарастает с каждым тактовым
импульсом. Процесс повторяется до тех пор, пока не произой-
дёт переполнение регистра фазы. Данный процесс можно гра-
фически изобразить как перемещение точки по окружности с
некоторым дискретным шагом, равным приращению фазы
(рис. 1.21). Очевидно, что время полного поворота зависит от
длины фазового аккумулятора и величины фазового инкре-
мента.
Рис. 1.21. Приращение значения фазового аккумулятора как
перемещение точки по окружности с некоторым дискретным
шагом
Так, для аккумулятора с регистрами длиной N битов и
наименьшего инкремента, равного единице, работа фазового
аккумулятора не отличается от работы обычного двоичного
счетчика, т. е. переполнение аккумулятора произойдёт за 2Л
тактовых импульсов, что соответствует одному периоду гене-
рируемого сигнала. При этом происходит обнуление аккуму-
лятора и процесс повторяется. Наименьшая генерируемая ча-
Частотный синтез
25
стота и частотный шаг будут определяться длиной фазового
аккумулятора:
______ /такт
мин — •
(1-13)
Например, для /такт = 100 МГц и N = 32 минимальное
разрешение по частоте составляет примерно 0,023 Гц. Очевид-
но, что этот параметр может быть улучшен путем увеличения
длины фазового аккумулятора. Также очевидно, что при ис-
пользовании большего инкремента фазовый аккумулятор
будет обнуляться быстрее, а выходная частота возрастет до
/ВЫХ = Д^. (1.14)
Следует отметить, что данное выражение определяет
усредненное значение частоты, так как фазовый аккумулятор
изменяет свое значение только по фронту (или спаду) такто-
вого импульса. Например, при N = 3 и = 2 /вых = /таКт/4,
а фазовый аккумулятор будет генерировать импульс перепол-
нения по приходу каждого четвертого тактового импульса,
как показано в табл. 1.1.
Таблица 1.1
Работа фазового аккумулятора
при N — 3 и Д99 = 2
Таблица 1.2
Работа фазового аккумулятора
при N = 3 и = 3
Значение аккумулятора Импульс переполнения
ООО (0) 1
010 (2) 0
100 (4) 0
110 (6) 0
000 (0) 1
010 (2) 0
100 (4) 0
110 (6) 0
000 (0) 1
Значение аккумулятора Импульс переполнения
000 (0) 1
011 (3) 0
110 (6) . 0
001 (1) 1
100 (4) 0
111 (7) 0
010 (2) 1
101 (5) 0
000 (0) 1
Совсем другая ситуация будет при N = 3 и = 3. В иде-
альном случае импульс переполнения должен генерироваться
каждые 8/3 = 2,6666... периода тактового сигнала. Однако в
26
Глава 1
реальности импульсы переполнения генерируются по приходу
либо второго, либо третьего тактового импульса, как показано
в табл. 1.2. Таким образом, среднее значение частоты соответ-
ствует расчетному, однако периодичность сигнала нарушена,
что выражается в появлении побочных спектральных состав-
ляющих выходного сигнала в частотной области.
Ситуацию можно исправить, введя программируемую за-
держку на выходе аккумулятора, как показано на рис. 1.22.
Величина задержки устанавливается кодом фазового аккуму-
лятора (кодом фазы). Очевидно, что точность положения им-
пульса переполнения (а следовательно, и уровень ПСС) бу-
дет определяться дискретностью линии задержки [1.48]. Ре-
ализация цифровой линии задержки с малой дискретностью
является непростой задачей. Поэтому на практике исполь-
зуется аналоговая реконструкция выходного сигнала с помо-
щью цифроаналогового преобразователя и фильтра нижних
частот, как показано на рис. 1.23. Отсчеты синуса для ЦАП
(вычислительная таблица) записывается в постоянное запо-
минающее устройство (ПЗУ), адрес которого задается фазо-
вым аккумулятором. Таким образом, вычислительная табли-
ца служит для преобразования мгновенного кода фазового ак-
кумулятора в код, соответствующий цифровым отсчетам си-
нусоидальной функции. А далее генерируется собственно си-
нусоидальный сигнал с помощью ЦАП и ФНЧ. Так как сину-
соидальная функция обладает центральной симметрией отно-
сительно нуля и осевой симметрией относительно тг/2, в таб-
лице достаточно хранить данные только одной четверти пе-
риода синусоиды, что позволяет значительно сократить объ-
ём памяти ПЗУ. Для дальнейшего уменьшения объема ПЗУ
можно использовать лишь некоторое количество старших раз-
рядов кода фазы. Отбрасывание младших разрядов приво-
дит к возникновению ошибки в представлении фазы и, как
следствие, появлению ПСС в спектре выходного сигнала. Су-
ществует ряд методов уменьшения влияния погрешности ко-
ды фазы (добавлении псевдослучайного шума, аппроксима-
ция рядами Тейлора и др.). Также очевидно, что точность ап-
проксимации синусоидальной функции (или ее перехода через
ноль, т. е. поддержание частоты с требуемой точностью) бу-
Частотный синтез
27
дут зависеть от разрешения ЦАП и его нелинейности. Обычно
разрядность кода фазы на несколько битов превышает разряд-
ность ЦАП, который на практике является элементом, внося-
щим наибольшую погрешность при формировании выходного
сигнала.
Помимо ПСС, фазовый шум является важной характери-
стикой выходного сигнала ЦВС. С точки зрения фазовых шу-
мов ЦВС ведет себя как делитель частоты тактового сигнала,
улучшая фазовый шум по закону 201g?/, где N — отношение
частоты тактового и выходного сигналов. На практике это
улучшение ограничено внутренними шумами ЦВС.
Скорость перестройки ЦВС ограничена цифровым интер-
фейсом, но является весьма высокой и сопоставимой с ана-
логовыми схемами. Цифровые вычислительные синтезаторы
также обеспечивают довольно малый уровень фазовых шу-
мов. Однако основным достоинством ЦВС является исклю-
чительно высокое разрешение по частоте (единицы герц, мил-
лигерц и даже микрогерц), определяемое длиной фазового
аккумулятора. Главные недостатки — ограниченный сверху
частотный диапазон и относительно большие искажения сиг-
нала. В то время как нижняя граница рабочего диапазона
частот ЦВС близка к нулю герц, его верхняя граница опреде-
ляется тактовой частотой: /макс = Аакт/2. Реконструкция вы-
ходного сигнала невозможна без фильтрации «изображений»
выходного сигнала, возникающим благодаря импульсной при-
роде цифровых сигналов, что на практике ограничивает вы-
ходную частоту ЦВС на уровне 0,4/такт. Возможно использо-
вание «изображений» на более высоких частотах, однако это
приводит к резкому ухудшению качества (уровня ПСС) вы-
ходного сигнала.
Для увеличения выходной частоты используют парал-
лельную (многоканальную) структуру фазового аккумулято-
ра и высокоскоростные ЦАП, что позволяет сформировать
выходной сигнал непосредственно в СВЧ-диапазоне. Даль-
нейшее улучшение характеристик возможно перемежающим-
ся включением (чередованием, или интерливом, interleave)
двух и более ЦАП, как показано на рис. 1.24.
Другая серьезная проблема — высокое содержание побоч-
Рис. 1.22. Фазовый аккумулятор с программируемой задержкой
Рис. 1.23. Цифровой вычислительный синтезатор
Рис. 1.24. Многоканальная структура ЦВС с чередованием ЦАП
Частотный синтез
ю
30
Глава 1
ных спектральных составляющих (в первую очередь из-за
ошибок квантования и преобразования в ЦАП). С этой точки
зрения цифровой синтезатор ведет себя как частотный смеси-
тель, генерирующий побочные составляющие на комбинаци-
онных частотах ±mfBbIX ±nfтлкт. Как правило, искажения бо-
л$е низкого порядка имеют наиболее высокую амплитуду, тем
не менее искажения довольно высокого порядка также прихо-
дится учитывать при разработке частотного плана конкретно-
го синтезатора. Амплитуда побочных спектральных состав-
ляющих увеличивается с увеличением тактовой частоты, что
также ограничивает диапазон генерируемых частот. Практи-
ческие значения верхней границы диапазона распространен-
ных интегральных схем ЦВС обычно находятся в районе от
нескольких сотен мегагерц до нескольких гигагерц при уровне
побочных спектральных составляющих -70...50 дБн. ЦВС
также широко применяют в более сложных прямых аналого-
вых синтезаторах, а также в синтезаторах на основе ФАПЧ
для обеспечения требуемого разрешения по частоте, несмотря
на характерно высокое энергопотребление.
1.3.3. Косвенный синтез
Косвенный синтез подразумевает генерацию сигнала не-
посредственно в СВЧ-диапазоне с помощью дополнительного
генератора, частота которого определяется частотой опорно-
го генератора с помощью фазовой автоподстройки частоты
[1.9-1.13, 1.34-1.43]. Типичный однокольцевой синтезатор с
ФАПЧ включает в себя перестраиваемый генератор, управ-
ляемый напряжением, сигнал которого после требуемого де-
ления по частоте доставляется ко входу фазового детектора
(ФД), как показано на рис. 1.25.
Рис. 1.25. Синтезатор на основе ФАПЧ
Частотный синтез
31
Другой вход фазового детектора подключен к источнику
опорного сигнала, частота которого после необходимого де-
ления приводится к частоте, равной требуемому частотному
шагу. Фазовый детектор сравнивает фазы сигналов на обо-
их входах и генерирует сигнал ошибки, который после филь-
трации и усиления (при необходимости) подстраивает частоту
ГУН к значению
/вых — N /фд, (1.15)
где /фд — частота сигнала на входе фазового детектора; N —
коэффициент деления частоты в обратной связи кольца
ФАПЧ.
Главными преимуществами схем на основе ФАПЧ явля-
ются более низкий уровень ПСС, обусловленный эффектив-
ными фильтрующими свойствами ФАПЧ, и значительно
меньшая сложность устройства по сравнению с прямыми ана-
логовыми синтезаторами. Основной недостаток — большее
время перестройки (из-за инерционности системы автопод-
стройки) и значительно более высокий уровень фазового шу-
ма по сравнению с аналоговыми схемами.
Расчет спектра фазовых шумов основывается на теории
автоматического регулирования. В простейшей ФАПЧ выде-
ляют три источника шума: опорный и управляемый генерато-
ры и ФД. Остальные дополнительные источники шумов могут
быть приведены к указанным трем. Соответственно, спектр
фазовых шумов выходного сигнала равен сумме этих трех ис-
точников шумов с учетом соответствующего влияния замкну-
того кольца ФАПЧ на каждый из них [1.35]:
5ВЫХ(/) = 5;ув(/) + sm + %(/), (1.16)
где
*$гун(/) — *^гун(/) 1 1 + А'к(/) ; (1-17)
з'АП = МЛ 1+ ВД) 2 ; (1-18)
%(Л = М(Л A'K(/)AV 1 + Ак(/) 2 (1.19)
32
Глава 1
^ryu(f) и ^гУн(/) “ приведенная к выходу и исходная СПМ
фазового шума стабилизированного генератора соответст-
венно;
< ^оп(/) и ^оп(/) ~ приведенная к выходу и исходная СПМ
фазового шума опорного генератора соответственно;
* 5фд(/) и 5'фд(/) — приведенная к выходу и исходная СПМ
фазового шума, вносимого ФД соответственно;
АГК(/) “ коэффициент передачи разомкнутого кольца
ФАПЧ, определяемый следующей формулой:
Кк(/) = ададнч(/)> (1'20)
где К-Р — крутизна дискриминационной характеристики ФД;
Kv — крутизна перестроечной характеристики стабили-
зируемого генератора;
/<нч(У) “ комплексный коэффициент передачи фильтра
сигнала ФД;
N — коэффициент деления частоты в обратной связи
ФАПЧ.
Как правило, фильтр сигнала ФД имеет пропорциональ-
но-интегрирующие свойства:
л'"-<Л = “ + 2^7- (L21)
где а и b — некоторые коэффициенты, определяемые, исходя
из полосы пропускания кольца ФАПЧ и его устойчивости.
По отношению к опорному генератору и ФД кольцо
ФАПЧ работает как умножитель частоты и узкополосный
фильтр. По отношению к управляемому генератору — как
фильтр верхних частот (рис. 1.26):
^ун(/)^0;
(1-22)
/->0
Son(/)/Z^Q;
5фД(/)д>5фд(/);
Частотный синтез
33
Рис. 1.26. Фазовые шумы в синтезаторе с ФАПЧ
Таким образом, в пределах полосы пропускания кольца
ФАПЧ наблюдаются суммарные шумы ФД и опорного сигна-
ла (а также частотного делителя), а за ее пределами — только
шумы управляемого генератора (а также шумовые добавки от
фильтра и усилителя в канале управления частотой ГУН).
Оптимальная полоса пропускания кольца ФА.ПЧ
с точки зрения минимума мощности шумов — это точка ра-
венства суммы шумов ФД и опорного сигнала, приведенных
к частоте ГУН, и фазового шума сигнала ГУН. Обычно точ-
ка равенства приходится на горизонтальный участок харак-
теристики фазового шума ФД, и не составляет труда найти
отстройку, где характеристика фазового шума ГУН имеет та-
кое же значение (рис. 1.27). Из рис. 1.27 видно, что, когда
установленная полоса пропускания кольца BW отличается от
В1УОПТ, дисперсия фазы (площадь под кривой спектра фазо-
вых шумов) растет.
Наибольшее распространение в последнее время получи-
ли системы цифровой ФАПЧ с частотно-фазовыми детектора-
ми (ЧФД) с токовыми ключами. Их принципы функциониро-
вания подробнее рассматриваются в главах 2 и 4. Несмотря на
импульсный характер и соответствующую временную дискре-
тизацию, к ним применяется все тот же линейный подход. В
[1.35] даны границы применимости линеаризованной матема-
тической модели ФАПЧ в виде ограничения на максимальную
полосу пропускания кольца на уровне 10 % от частоты срав-
34
Глава 1
Рис. 1.27. К определению оптимальной полосы пропускания
кольца ФАПЧ
нения ЧФД (/чфд)- Причем при полосах пропускания коль-
ца до 0,02/чфд влияния дискретизации на устойчивость коль-
ца не наблюдается. При полосе пропускания, равной 0,1/чфд,
уже заметны расхождения в форме частотных характеристик
и повышенном выбросе шумов на частотной границе кольца.
Известно, что при дискретизации появляется дополни-
тельный фазовый набег и искажения вида sinx/rr. Тогда кру-
тизну дискриминационной характеристики в первом прибли-
жении следует выражать [1.36] в виде
КМ) = А'^ехр (-ДГ-Ц SinW4< (1.23)
\ /чфд/ 7Г./7/чфд
относя дополнительные множители: к ЧФД, обусловливающе-
му факт дискретизации. При полосе пропускания кольца,
равном 0,25/чфд, устойчивость системы труднореализуема и к
тому же начинают проявляться сильные импульсные помехи
Частотный синтез
35
от работы ЧФД. Дальнейшее расширение полосы пропускания
теряет всякий смысл. Выбор режимов работы ЧФД и полосы
пропускания кольца и расчет элементов в симуляторах нужно
делать с осторожностью, так как не все производители мик-
росхем ФАПЧ учитывают этот эффект в своих программных
продуктах.
Заметим, что простейшие однокольцевые схемы с ФАПЧ
применяются в системах с относительно невысокими требова-
ниями к качеству генерируемого сигнала. Основные характе-
ристики СЧ на основе ФАПЧ можно значительно улучшить,
используя различные методы, как это будет рассмотрено в
главе 4.
Литература к главе 1
1.1. Шапиро Д.Н., Пайн А.А. Основы теории синтеза ча-
стот. — М.: Радио и связь, 1981. — 264 с.
1.2. Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проек-
тирование. Пер. с англ, под ред. А.С. Галина. — М.: Связь,
1979. — 384 с.
1.3. Левин В. А. Стабилизация дискретного множества ча-
стот. — М.: Энергия, 1970. — 328 с.
1.4. Шахтарин Б.И. и др. Синтезаторы частот: ’Учебное
пособие. — М.: Горячая линия — Телеком, 2007. — 128 с.
1.5. Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в тех-
нике радиосвязи. — М.: Радио и связь, 1991. — 264 с.
1.6. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ-сигналов
и их компоненты: учебное пособие. — М.: Издательский дом
МЭИ, 2010. - 320 с.
1.7. Чистяков Н.И. Декадные синтезаторы. — М.: Связь,
1969. - 56 с.
1.8. Галин А.С. Диапазонно-кварцевая стабилизация
СВЧ. - М.: Связь, 1976. - 255 с.
1.9. Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой
автоподстройки частоты. — М.: Связь, 1972. — 448 с.
1.10. Зарецкий М.М., Мовшович М.Е. Синтезаторы частот
с кольцом автоподстройки частоты. — М.: Энергия, 1974. —
256 с.
36
Глава 1
1.11. Григорьев В.В. и др. Импульсные системы фазовой
автоподстройки частоты. — Л.: Энергоатомиздат, Ленингр. от-
деление, 1982. — 88 с.
t 1.12. Левин В.А., Малиновский В.Н., Романов С.К. Синте-
заторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки
частоты. — М.: Радио и связь, 1989. — 232 с.
1.13. Романов С.К., Тихомиров Н.М., Леньшин А.В. Си-
стемы импульсно-фазовой автоподстройки в устройствах син-
теза и стабилизации частот. — М.: Радио и связь, 2010. — 328 с.
1.14. Бесекерский В.А. Цифровые автоматические систе-
мы. — М.: Наука, 1976. — 576 с.
1.15. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сиг-
налами. — М.: Радио и связь, 1985. — 384 с.
1.16. Губернаторов О.И., Соколов Ю.Н. Цифровые син-
тезаторы частот радиотехнических систем. — М.: Энергия,
1973. - 175 с.
1.17. Дьяконов В.П. Генерация и генераторы сигналов. —
М.: ДМК Пресс, 2009. - 384 с.
1.18. Романюк В.А. Автогенераторы. — М.: МИЭТ, 1980. —
79 с.
1.19. Романюк В.А. Синтезаторы частот на основе автоге-
нераторов с ФАПЧ: Уч. пособие. — М.: МИЭТ, 2005. — 100 с.
1.20. Александров А. И. Генераторы высокостабильных
колебаний. — М.: Связь, 1967. — 144 с.
1.21. Малахов А.Н. Флуктуации в автоколебательных си-
стемах. — М.: Наука, 1967. — 662 с.
1.22. Царапкин Д.П. Генераторы СВЧ на диодах Ганна. —
М.: Радио и связь, 1982. — 112 с.
1.23. Алексеев О.В. и др. Генераторы высоких и сверхвы-
соких частот: Уч. пособие. — М.: Высшая школа, 2003. — 326 с.
1.24. Жалуд В., Кулешов В.Н. Шумы в полупроводнико-
вых устройствах. — М.: Сов. радио, 1977. — 416 с.
1.25. Андрушко Л.М., Бурмистенко В.М. Электронные и
квантовые приборы СВЧ. — М: СЯзязь, 1974. — 192 с.
1.26. Григорьев А.Д., Янкевич В.Б. Резонаторы и резона-
торные замедляющие системы СВЧ. Численные методы рас-
чета и проектирования. — М: Радио и связь, 1984. — 248 с.
Частотный синтез
37
1.27. Добромыслов В.С. Резонансные СВЧ устройства. —
М.: Изд-во МЭИ, 1995. — 124 с.
1.28. Ильченко М.Е. и др. Диэлектрические резонаторы. —
М: Связь, 1989. — 328 с.
1.29. Бова Н.Т. и др. Микроэлектронные устройства
СВЧ. — К: Техника, 1984. — 184 с.
1.30. Ефремов Ю.Г. и др. Проектирование интегральных
устройств СВЧ: Справочник. — К: Техника, 1990. — 159 с.
1.31. Chenakin A. Frequency Synthesizers: Concept to Prod-
uct. — MA: Artech House, 2010.
1.32. Kroupa V.F. Frequency Synthesis: Theory, Design and
Applications. — New York: Willey, 1973.
1.33. Kroupa V.F. (ed.) Direct Digital Frequency Synthesiz-
ers. — New York: IEEE Press, 1999.
1.34. Gardner F.M. Phaselock Techniques, 3rd ed. — NJ: Wi-
ley, 2005.
1.35. Banerjee D. PLL Performance, Simulation and Design,
4th ed. — Indianapolis: Dog Ear Publishing, 2006.
1.36. Egan W.F. Frequency Synthesis by Phase Lock, 2nd
ed. - NJ: Wiley, 1999.
1.37. Best R.E. Phase-Locked Loops: Theory, Design, and Ap-
plications. — New York: McGraw-Hill, 1984.
1.38. Rohde U.L. Digital PLL Frequency Synthesizers: Theory
and Design. — NJ: Prentice-Hall, 1983.
1.39. Rohde U.L. Microwave and Wireless Synthesizers: The-
ory and Design. — NJ: Wiley, 1997.
1.40. Klapper J. and Frankie J.T. Phased-Locked and Frequ-
ency-Feedback Systems — New York: Academic Press, 1972.
1.41. Crawford J.A. Frequency Synthesizer Design
Handbook. — MA: Artech House, 1994.
1.42. Crawford J.A. Advanced Phase-Lock Techniques. —
MA: Artech House, 2008.
1.43. Kroupa V.F. Phase Lock Loops and Frequency Synthe-
sis. — New York: Willey, 2003.
1.44. Reinhardt V., et al. A Short Survey of Frequency Syn-
thesizer Techniques // Proc. 40th Annual Symposium on Fre-
quency Control, 1986. P. 355-365.
38
Глава 1
1.45. Galani Z. and Campbell R.A. An Overview of Frequency
Synthesizers for Radars // IEEE Transactions on Microwave The-
ory and Techniques. 1991. Vol. 39, No. 5. P. 782-790.
1.46. Баринов Д.А., Коломейцев В.А., Посадский B.H. Ши-
рокополосный синтезатор частот с быстрой перестройкой и
высокой чистотой спектра // Электронная техника. Сер. 1,
СВЧ-техника. 2012. Вып. 3(514). С. 50-58.
1.47. Кочемасов В.Н. и др. Цифровые вычислительные
синтезаторы — применение в системах синтеза частот и сиг-
налов // Электроника: Наука, Технология, Бизнес. 2014. К2 8.
С. 171-178.
1.48. Baronti F., et al. Picosecond-Accuracy Digital-to-Time
Converter for Phase-Interpolation DDS // Proc. 35th Annual Pre-
cise Time and Time Interval Meeting, 2003. P. 347-358.
2 Компоненты синтезаторов частот
2.1. Автогенераторы
Автогенератор (АГ) представляет собой устройство, пре-
образующее энергию источника питания постоянного тока в
энергию колебаний выходного сигнала [2.1-2.14]. В русско-
язычной литературе по электронике термин «генератор» охва-
тывает два принципиально разных объекта — собственно ав-
тогенератор и генератор как измерительный прибор. Так как
термин «автогенератор» в инженерной среде встречается
сравнительно редко, далее будем использовать его аббреви-
атуру АГ или упрощенный и более распространённый термин
«генератор». В данной части рассмотрены общая структурная
схема АГ, критерии возникновения и установления колебаний,
формирование спектра колебаний, шумовые характеристики
выходного сигнала, выбор резонансной системы и связи с ре-
зонатором, а также различные способы снижения фазовых
шумов.
2.1.1. Критерии возникновения и установления
колебаний
Любой генератор — это система с положительной обрат-
ной связью (рис. 2.1), включающая активный элемент (уси-
литель), компенсирующий потери мощности в генераторном
кольце, и цепь обратной связи, влияющая на параметры ге-
нерируемого сигнала, в частности частоту и уровень фазовых
шумов. Основные условия возникновения генерации — это
баланс амплитуд и баланс фаз [2.15], а именно:
• общий фазовый сдвиг в кольце АГ на частоте колебаний
должен быть кратен 2тг;
40
Г л а в a 2
w Рис. 2.1. Обобщенная блок-схема АГ
• коэффициент передачи в кольце АГ на частоте колебаний
не должен быть меньше единицы.
Классификация генераторов определяется типом цепи об-
ратной связи, в качестве которой может выступать резонатор-
ный элемент (резонатор) или линия задержки. Возникнове-
ние колебаний с линией задержки (в идеале пропускающей
неограниченный диапазон частот) наводит на мысль, что оно
вовсе на связано с частотно-селективными свойствами эле-
мента обратной связи, как это может показаться на первый
взгляд. Колебания возникают из-за начального воздействия
переходных процессов или собственных шумов, существую-
щих в компонентах АГ Благодаря эффекту насыщения уси-
лителя (или в общем случае нелинейным, ограничительным
свойствам активного элемента или же кольца обратной связи)
происходит стабилизация амплитуды выходного сигнала. При
вхождении в режим насыщения коэффициент усиления гене-
раторного кольца снижается до единицы — усилитель ком-
пенсирует потери мощности в цепи обратной связи. Таким
образом, для практической реализации АГ должны быть вы-
полнены два требования:
• для возбуждения автоколебаний необходимо, чтобы в
компонентах АГ имелись источники собственных шумов
и соблюдались условия баланса амплитуд и фаз;
• для выхода в установившийся режим требуется нелиней-
ный механизм в виде ограничения амплитуды колебаний.
2.1.2. Формирование спектра колебаний
Как может показаться на первый взгляд, выходной сиг-
нал «идеального» АГ в спектральной области должен пред-
ставлять спектральную линию бесконечно тонкой ширины.
В действительности же измерения показывают симметричную
Компоненты синтезаторов частот
41
«игольчатую» форму определенной ширины с быстрым спа-
данием мощности по мере удаления от центральной частоты.
Следует отметить, что ширина спектральной кривой намного
меньше полосы пропускания резонатора (т. е. не совпадает с
колоколообразной формой АЧХ резонатора), а на дальних от-
стройках спектр сигнала переходит в горизонтальную линию
теплового шума. Тепловой шум с выхода усилителя прохо-
дит через цепь обратной связи и, благодаря приобретенным
фазовым искажениям, складывается с исходным с различны-
ми фазовыми соотношениями. В точке баланса фаз сложе-
ние происходит синфазно, а по мере удаления от нее условие
синфазности нарушается, что ведет к быстрому уменьшению
уровня шумов. Проходя циклически по генераторному коль-
цу, исходный тепловой шум формирует узкополосный шумо-
вой процесс — уже знакомый гармонический сигнал с ампли-
тудными и фазовыми шумами (см. рис. 1.10).
Изменение частоты генерации 6fQ при малом дополни-
тельном фазовом сдвиге 6^ в кольце АГ равно [2.14]
8 ц)
4ar§w)'
где /3(/) — фаза коэффициента передачи цепи обратной связи
(рис. 2.2) как функция отстройки от частоты генерации, а ее
производная по отстройке — это групповое время задержки
(ГВЗ), в случае резонатора равное -2Q/fQ.
Рис. 2.2. ФЧХ цепи обратной связи
Если фазовый сдвиг — функция времени, то
(2.2)
42
Глава 2
Переходя в частотную область, получим
= • (2-3)
* Спектр фазового шума сигнала с частотой /0 связан
со спектром частотного шума через множитель I//2. Тогда
= . (2.4)
Если источник фазовых сдвигов — активный элемент, то
) — это спектр фазового шума, вносимого им при прохож-
дении сигнала. Если источник фазовых сдвигов — случайные
блуждания частоты резонанса, то спектр фазовых сдвигов бу-
дет связан со спектром случайных блужданий Sp(f) через
I//2, а спектр фазового шума выходного сигнала
ЗД) = М/)(2^)2 р (2-5)
Формула (2.4) применима для относительно медленных
фазовых сдвигов в пределах частот меньше fo/2Q. При вы-
ходе за этот предел крутизна ФЧХ уменьшается до нуля, но
дальнейшего снижения фазового шума выходного сигнала не
происходит, так как замкнутая обратная связь просто переда-
ет фазовые сдвиги на выход без изменений. Тогда обобщение
(2.4) будет следующим:
= W)
2Q/7 +
2 1
+1
- /2 = Л)ЛЗ
(2.6)
а выражение в скобках принимает смысл коэффициента пе-
редачи шумов замкнутого кольца АГ по отношению к шумам
активного элемента.
Рассмотрим подробнее спектр фазовых шумов вно-
симых активным элементом. Относительный уровень тепло-
вого шума в согласованном тракте
W)=p- (2.7)
С in
где к — постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура;
Fin — мощность сигнала в тракте.
Компоненты синтезаторов частот
43
При прохождении через гипотетически нешумящий согла-
сованный усилитель с коэффициентом усиления по мощности
G уровень сигнала и шума возрастает, но их соотношение со-
храняется:
^^in ^out *in
Если усилитель характеризуется коэффициентом
N, то (2.8) приводится к виду
GNkT GNkT NkT
^ToU) = - = -p---= -p— =
1 in rout 2 in
out
(2-8)
шума
(2-9)
Выражения (2.7)-(2.9) описывают относительные спект-
ральные плотности мощности полного шума в тракте и на
выходе усилителя. Для перехода к амплитудной и фазовой
составляющим шума прибегают к несложному преобразова-
нию в виде суммы двух некоррелированных шумов одинако-
вой интенсивности:
Ci ( £\ О ( £\ ।
~ J -г
(о inA
vu л
где Sa(f) — спектр амплитудной составляющей, по опреде-
лению амплитудной модуляции, удовлетворяющей условию
Sa(h + 5f) = ЗДо-<7);
S^(/) ~ спектр фазовой составляющей, по определению
фазовой модуляции, удовлетворяющей условию S^(fo 4- Sf) =
= -^(/о - Sf).
Так как интенсивность амплитудной и фазовой составля-
ющих одинакова и они между собой не коррелируют, то
Sa{f} = SM = ^-. (2.11)
Применяя (2.11) к (2.9), получим
МЛ = (2-12)
Преобразование низкочастотных фликкер-шумов на не-
линейностях активного элемента дает избыточный вносимый
фликкер-шум, переходящий в широкополосный в некоторой
44
Глава 2
точке Д. Тогда (2.12) приводится к виду
(2.13)
(2-14)
w)=^04).
^in у J /
а Подставляя (2.13) в (2.7) и вводя частотную границу шу-
мов случайных блужданий частоты Д, получим один из ва-
риантов известной формулы Лисона [2.16-2.19]:
^ = ^(1 + 7Х1 + £) (1 + 7>
Согласно приведенному выражению, зависимость спек-
тральной плотности мощности шума АГ от частоты отстройки
f в общем виде можно аппроксимировать кусочно-линейной
функцией, как показано на рис. 2.3 (в логарифмическом мас-
Рис. 2.3. Обобщенная зависимость фазового шума АГ от
частоты отстройки
Однако при попытках применить данную формулу на
практике возникает ряд вопросов. Во-первых, коэффициент
шума активного прибора в классическом понимании - это ма-
лосигнальный параметр, представляющий собой отношение
интенсивности теплового шума, приведенного ко входу актив-
ного прибора, к интенсивности теплового шума согласован-
ного тракта. Совпадает ли он с коэффициентом, определяю-
щим остаточную шумовую компоненту при больших уровнях
сигнала? Практика показывает, что нет; как правило, «эф-
фективный» коэффициент шума N превосходит свой класси-
ческий аналог, что увеличивает онТибку оценки спектра. Во-
вторых, фликкерная граница /1 в подавляющем случаев неиз-
вестна (не регламентируется производителями активных при-
боров) и к тому же может резко возрастать при росте степени
Компоненты синтезаторов частот 45
насыщения активного прибора. Также следует отметить, что
пользуются упрощенной формой записи, включающей (кроме
постоянной составляющей) только члены второго и третьего
порядков. В этом случае график спектра фазовых шумов вы-
глядит, как показано на рис. 2.4. Штриховой линией показана
эволюция характеристики фазового шума при наращивании
добротности и снижении границы фликкер-шума fi.
Рис. 2.4. Упрощенная характеристика фазового шума АГ
Возможен и другой подход к оценке фазового шума гене-
ратора. Сейчас специализированные анализаторы источников
сигналов, измеряющие спектральные характеристики шумов
сигналов СВЧ, способны измерять фазовые шумы, вносимые
цепями СВЧ в линейном режиме и в режиме насыщения. Это
важная функция для оценки спектральной картины гармо-
нических сигналов на выходе различных цепей. Часто за-
пас по усилению в генераторном кольце выбирается равным
3 дБ. Значит, в установившемся режиме активный прибор бу-
дет находиться в 3 дБ насыщении. Создав соответствующие
условия, можно измерить вносимый фазовый шум усилителя
S^(f), СПМ которого описывается вариантом формулы (2.13):
^(/) = ао + у, (2.15)
где а0 — уровень широкополосного фазового шума, равный
NkT/2P\n\ ai — коэффициент при составляющей фликкер-
шума.
Исходя из (2.7) спектр фазовых шумов, вносимых актив-
ным прибором, претерпевает излом в точке fo/2Q и левая
часть дополнительно наклоняется на 20 дБ/дек, как это про-
иллюстрировано на рис. 2.5.
46
Глава 2
Рис. 2.5. Формирование спектра фазовых шумов сигнала из
спектра шумов, вносимых активным прибором
2.1.3. Методы снижения фазовых шумов
График на рис. 2.4 дает упрощенное, но тем не менее
очень полезное представление о поведении фазового шума, а
также некоторые идеи о способах его уменьшения. Очевидно,
фазовый шум может быть снижен путём уменьшения гранич-
ной частоты фликкер-шума f i, а также полуширины полосы
резонатора fo/2Q. Граничная фликкерная частота зависит в
основном от типа активного прибора и его режима работы,
а полуширина полосы определяется добротностью резонатора
и степенью связи с ним.
Стремление максимизировать нагруженную добротность
резонатора и приблизить ее к собственной выглядит логич-
ным решением, исходя из рис. 2.3. Однако следует учесть,
что повышение нагруженной добротности резонатора возмож-
но за счет ослабления связи с ним и роста потерь мощности на
передачу через него. Таким образом, снижается мощность на
входе активного элемента в (2.14) и уровень фазового шума
не снижается, а растет. С другой стороны, снижение потерь
мощности в резонаторе повышает мощность на входе актив-
ного элемента и снижает уровень широкополосного фазового
шума, но действует негативно на нагруженную добротность.
Можно предположить, что существует некоторый оптимум
связи с резонатором, при котором достигается условный мини-
мум фазового шума, когда нагруженная добротность умерен-
но высокая, а потери умеренно низкие. В [2.12] обосновыва-
ется выбор суммарной связи с. резонатором, равной критиче-
ской, что обеспечивает нагруженную добротность величиной в
половину собственной. При этом двухпортовый или однопор-
товый способ включения резонатора различаются лишь тем,
Компоненты синтезаторов частот
47
что в первом случае сумма коэффициентов связи «слева» и
«справа» должна быть равной единице, а во втором — связь
с резонатором должна быть критической - «единичной». Ко-
эффициент передачи L резонатора на резонансной частоте с
коэффициентами связи /3BXi /Звых вычисляется следующим об-
разом [2.20]:
। Рвх । Рвых Рвх+рвых —1 v
При симметричной связи потери энергии при передаче че-
рез резонатор будут 0,5, что соответствует б дБ в логарифми-
ческом масштабе. Следует отметить, что такой случай связи с
резонатором — скорее исключение, так как коэффициент уси-
ления должен быть 9... 12 дБ с учетом запаса по усилению
и на потери мощности в узлах фильтрации и отвода части
сигнала в нагрузку. Чаще в распоряжении разработчика ока-
зываются усилители с большим коэффициентом усиления и
связь приходится делать несимметричной. Коэффициент /Звх
увеличивают почти до единицы, a /Звых снижают (не лишен
смысла и обратный вариант) согласно соотношению (2.16).
Если отойти от условия суммарной критической связи и
попытаться получить нужный коэффициент потерь при сим-
метричной связи ее общим снижением, увеличив таким об-
разом нагруженную добротность, то пострадает «коэффици-
ент шума» активного прибора и эффект от роста добротности
нивелируется. Так или иначе нагруженная добротность вы-
держивается на уровне половины собственной и наибольший
эффект достигается за счет использования высокодобротного
резонатора.
Несмотря на то что в генераторах могут использовать-
ся различные активные приборы, например электровакуум-
ные, диоды Ганна, лавинно-пролетные диоды и др., наиболее
распространены биполярные и полевые транзисторы. Самые
распространенные на сегодняшний день транзисторы, исполь-
зуемые в генераторах СВЧ, — это кремниевые (Si), арсенид-
галлиевые (GaAs) и кремний-германиевые (SiGe). Кремние-
вые биполярные транзисторы доминируют в АГ с частотами
до 20 ГГц благодаря исключительно низким уровням флик-
48
Глава 2
кер-шумов. Арсенид-галлиевые полевые транзисторы и тран-
зисторы с высокой подвижностью электронов (НЕМТ) мо-
гут работать в генераторах с частотами колебаний, превы-
шающими 100 ГГц [2.14, 2.23]. К сожалению, их фликкер-
ные граничные частоты значительно выше, чем у кремниевых
брполярных транзисторов, что ограничивает их применение
при проектировании малошумящих генераторов. На практи-
ке выйти в диапазон миллиметровых волн можно, используя
низкочастотный АГ на кремниевом биполярном транзисторе
с последующим умножением частоты. Фазовые шумы в та-
кой структуре обычно меньше, чем у генераторов на GaAs-
транзисторах, работающих непосредственно в миллиметровом
диапазоне. Другая многообещающая технология, в которой
сочетаются хорошие шумовые характеристики с высокими ча-
стотами колебаний, базируется на использовании биполярных
SiGe-транзисторов.
Использование активных приборов с низким уровнем
фликкер-шумов и применение высокодобротных резонато-
ров — это эффективные и широко используемые способы
уменьшения фазовых шумов АГ. С другой стороны, умозри-
тельно, кривую фазового шума можно сдвинуть вниз, как по-
казано на рис. 2.6, за счет увеличения отношения мощности
сигнала к СПМ теплового шума. На практике это может быть
достигнуто увеличением мощности на входе резонатора или
уменьшением коэффициента шума активного прибора.
Рис. 2.6. Иллюстрация способа уменьшения фазового шума
за счёт увеличения мощности сигнала
Однако практика показывает, что минимизация коэффи-
циента шума возможна для приборов, выполненных по
Компоненты синтезаторов частот
49
НЕМТ-технологии (или аналогичным) с характерно высоки-
ми границами фликкер-шума. Повышение мощности на вхо-
де резонатора означает применение усилителя с повышенной
выходной мощностью при условии сохранения коэффициента
усиления, что также приводит к повышению коэффициента
шума и фликкер-шума и — в конечном итоге — фазовых шу-
мов генератора.
Рассмотрим некоторые структурные способы снижения
фазовых шумов. Линеаризация активного прибора являет-
ся одним из методов, помогающих предотвратить рост фазо-
вых шумов АГ. Простейший способ избежать (а точнее, осла-
бить) влияние механизма ограничения в активном приборе —
использование иных ограничивающих механизмов, вносящих
меньшие шумы (варианты в виде ограничителей и автомати-
ческой регулировки усиления (АРУ), как это проиллюстри-
ровано на рис. 2.7).
Рис. 2.7. Различные реализации ограничивающих механизмов
Ограничитель может располагаться до или носле актив-
ного элемента, устанавливая его выходной сигнал ниже уров-
ня, при котором проявляется насыщение активного прибора..
Например, снижение фазового шума в области малых отстро-^
ек на 15 дБ было получено с использованием диодного ограни-
чителя в генераторе с диэлектрическим резонатором, работа-
ющем на частоте 10,3 ГГц [2.21]. Такого же результата можно
достичь с помощью схемы АРУ, в которой детектируются ко-
лебания на выходе активного прибора и с помощью управляе-
мого электронного аттенюатора (АТТ) устанавливается общее
усиление в кольце обратной связи АГ [22]. Высокочастотные
50
Глава 2
колебания с выхода усилителя можно передать на его вход и
без детектирования с помощью отрицательной обратной свя-
зи, которая может быть реализована в различных формах, от
^уровня локальной обратной связи в отдельном транзисторном
каскаде [2.23, 2.24] до более сложных решений [2.25].
i Линеаризовать характеристики активных приборов мож-
но так же, используя схемы усилителей с прямой (feedforward)
связью. В таком усилителе (рис. 2.8) используются две це-
пи компенсации, чтобы получить сигнал ошибки, вызванной
нелинейностью основного усилителя, и затем (после усиле-
ния во вспомогательном усилителе) вычесть его из выходно-
го сигнала основного усилителя. При надлежащей точности
балансировки амплитудных и фазовых характеристик мож-
но убрать нежелательные искажения, которые возникают в
основном усилителе. Этот подход широко используется для
подавления интермодуляционных искажений, но он также мо-
жет успешно применяться и для уменьшения шумов. Уровень
подавления фазовых шумов в основном ограничивается пре-
«OTiaurTi гпглттттглл'гптх aи лтт л ттгптгл тт гЬ □ о* ГПТТТТТТТТТТТ-.ТО оттэтто-
XLXXVXJtX X О XXXVJV X ЖХ 4>CXJ ХСХХХ VzCX IXXVXXX*/ XJKX X J XI ХЖХХХЖХ IIIJJIV OX1U. IV
ния подавления составляют от 15 до 40 дБ. Возможно даль-
нейшее усовершенствование этого метода путем применения
более сложных схем регулировки баланса.
Рис. 2.8. Автогенератор на основе усилителя с прямой связью
Другой интересный метод (рис. 2.9) основан на использо-
вании схемы с переносом -частоты усиления [2.12, 2.26].
В этой схеме активный прибор работает на более низкой ча-
стоте по сравнению с выходной частотой АГ. Таким образом, в
этой схеме можно использовать кремниевые биполярные тран-
Компоненты синтезаторов частот
51
Рис. 2.9. Блок-схема автогенератора с переносом частоты
усиления
зисторы с низкими уровнями фликкер-шумов для генериро-
вания выходных колебаний с частотами, превышающими их
максимальные частоты генерации. Шум внешнего гетеродина
может быть подавлен (в определенной степени, конечно) под-
бором запаздывания фазы гетеродинного колебания на входе
повышающего преобразователя частоты.
Существует структура с дополнительной обратной свя-
зью в генераторном кольце, существенно снижающей фазо-
вый шум выходного сигнала [2.27]. В совокупности с основ-
ной положительной обратной связью, включающей резонатор,
решение с дополнительной стабилизирующей цепью получи-
ла название комбинированной стабилизации сигнала (КСС).
Первое описание такого решения дано в [2.28], а выигрыш по
уровню фазового шума составил 20... 25 дБ. Схема генера-
тора приведена на рис. 2.10. В более поздних конструкциях
подавление шумов производилось посредством управляемого
фазовращателя в основном кольце АГ.
В [2.29] рассматривается структура со стабилизирующим
некоторый генератор кольцом автоматической подстройки ча-
стоты (АПЧ), реализованной на высокодобротном резонаторе.
Упрощенный вариант схемы показан на рис. 2.11.
Введение МШУ в канал отраженного от резонатора сиг-
нала позволяет существенно увеличить чувствительность си-
стемы АПЧ и реализовать минимум фазовых шумов, как по-
казано на рис. 2.12 [2.30].
СПМ фазовых шумов стабилизируемого генератора при
52
Глава 2
Рис. 2.11. Схема стабилизации частоты ГУН высокодобротным
резонатором
замкнутой АПЧ рассчитывается согласно формуле (2.4) [2.31]:
где 5гун(/) — собственная СПМ фазовых шумов ГУН;
KL(f) ~~ коэффициент передачи разомкнутой АПЧ, опре-
деляемый по формуле
Я£(/) = (1-Вг(/))^^7^упт(/), (2.18)
где — крутизна дискриминационной характеристики фа-
зового детектора;
Kv — крутизна регулировочной характеристики стабили-
зируемого генератора;
7<упт(/) — коэффициент передачи цепи усилителя посто-
янного тока (УПТ) и ФНЧ;
Компоненты синтезаторов частот
53
Рис. 2.12. Схема генератора, стабилизированного внешним
резонатором через АПЧ с МШУ
Br(f) — коэффициент передачи устройства выделения от-
раженной волны с подключенным к одному плечу резонато-
ром, вычисляемый по формуле
l + CSjf£
(2.19)
где CS — подавление несущей — величина, обратная коэффи-
циенту отражения от резонатора;
= (2-20)
I рвх
где /Звх — величина связи с резонатором, практически равная
единице, обеспечивающая максимум величины GS;
Qo — собственная добротность резонатора;
й'мшуСУ) ~ СПМ вносимого МШУ фазового шума, вычис-
ляемая по формуле (2.15).
Параметр ai в (2.15) значительно варьируется в зависи-
мости от технологии, и считается, что минимальные значения
на уровне 10~12 соответствуют биполярной технологии [2.27].
Параметр а0, характеризующий широкополосный вносимый
фазовый шум, вычисляется, исходя из (2.13), (2.15). Более
полная шумовая модель системы приводится в [2.27], где учи-
тывается амплитудно-фазовое преобразование в смесителе и
54
Глава 2
рассматриваются различные варианты отбора мощности на
выход. Данный способ эффективно работает в одночастот-
ных генераторах, так как требует фазовой и амплитудной ба-
лансировки АПЧ, и способен дать существенный выигрыш по
шумам даже в случае резонаторов с невысокой добротностью.
При высокой добротности резонаторов (например, сапфиро-
вых) данное решение позволяет получить исключительно низ-
кие фазовые шумы АГ [2.32].
В пределах работы петли АПЧ и при бесконечно малом
коэффициенте отражения от резонатора спектр фазовых шу-
мов выходного сигнала системы упрощенно рассчитывается
по следующей формуле:
(2.21)
\/Чо/
где a — коэффициент потерь мощности при выделении отра-
женной от резонатора волны;
Р — мощность сигнала на выходе усилителя мощности.
Выражение (2.21) представляет собой упрощенную фор-
мулу Айсона для отстроек не выше по/уовины полосы пропус-
кания резонатора. Коэффициент шума и входная энергетика
системы обеспечиваются разными независимыми узлами. Это
тот случай, когда умозрительная картина снижения шумов за
счет увеличения мощности сигнала на выходе активного эле-
мента становится реальной.
Рассмотрим случай, когда в дискриминаторе использован
диэлектрический резонатор на частоту 4 ГГц с Qo = 8000, от-
раженная волна выделяется квадратурным делителем мощно-
сти с суммарными потерями 8 дБ и приходит на МШУ с ко-
эффициентом шума около 2 дБ, а мощность входного сигнала
0,5 Вт. Расчетный уровень СПМ фазовых шумов сигнала на
отстройке 10 кГц от несущей можно оценить в -154 дБн/Гц —
в сравнении с высокочастотными кварцевыми термостатиро-
ванными генераторами, имеющими приведенный фазовый
шум к частоте 4 ГГц в пределах -148...145 дБн/Гц на той
же отстройке. Таким образом,'^рассмотренный случай можно
воспринимать в качестве одного из примеров использования
в перспективных разработках синтезаторов частот в качестве
источника опорного сигнала.
Компоненты синтезаторов частот
55
Нетрудно показать из (2.17), что по мере роста величины
CS растет уровень вносимого теплового шума МШУ, а частот-
ная граница вносимого фликкер-шума фазы смещается влево.
При бесконечно большом CS МШУ вносит только тепловой
фазовый шум с равномерным распределением по частоте, а
спектр фазовых шумов АГ определяется формулой (2.21). На
практике получение и поддержание СS на уровне 30... 40 дБ
обеспечивается умеренной юстировкой связи и механической
стабильностью геометрии резонансной системы. Повышение
CS сопряжено с высокой чувствительностью к небольшим пе-
ремещениям элементов связи и механические манипуляции
уже не применяются. Дальнейшее наращивание СS выполня-
ется внешней структурой, называемой СВЧ-интерферометром
(по аналогии с оптикой), как показано на рис. 2.13 [2.25].
Рис. 2.13. Схема стабилизированного АГ
с СВЧ-интерферометром
В схеме на рис. 2.13 реализуется подавление несущей до
60... 80 дБ в два этапа: первичное стабильное подавление на
30... 40 дБ путем настройки связи с резонатором, а затем «вы-
читанием» части падающей волны из отраженной перед пода-
чей на МШУ Настройка фазовых и амплитудных соотноше-
ний между падающей и отраженной волной перед их вычита-
нием выполняется с высокой точностью в электронных цепях
56
Глава 2
Рис. 2.14. Схема АГ с комбинированной стабилизацией сигнала
фазовращателей и аттенюаторов в плече падающей волны ин-
терферометра. Существует решение, когда резонатор исполь-
зуется и в качестве элемента положительной обратной связи
АГ, и в качестве элемента дискриминатора — с комбиниро-
ванной стабилизацией сигнала (рис. 2.14). В пределах поло-
сы пропускания петли АПЧ фазовый шум выходного сигнала
обоих АГ (см. рис. 2.13 и 2.14) одинаков.
Обобщая изложенное, приведем следующие ключевые
принципы проектирования малошумящих генераторов СВЧ:
• уменьшение полуширины полосы кольца обратной связи
АГ за счёт использования высокодобротного резонатора,
оптимизации цепей связи и фазовой балансировки кольца;
• минимизация границы фликкер-шума за счет применения
биполярного или гетеробиполярного активного элемента;
• увеличение отношения сигнал-тепловой шум за счет под-
бора активного прибора с низким коэффициентом шума
и высокой выходной мощностью;
• предотвращение значительного увеличения шума актив-
ного прибора путём оптимизации запаса усиления и (по
возможности) его линеаризации.
2.1.4. Резонаторы СВЧ **
Частотно-задающий резонатор оказывает значительное
влияние на фазовые шумы и перестроечные характеристи-
ки АГ. В современных генераторах СВЧ применяют резона-
Компоненты синтезаторов частот
57
торы, работающие на разных частотах и изготовленные по
различным технологиям с электромагнитными, электроаку-
стическими и электрооптическими колебательными система-
ми [2.33-2.37]. Для сравнения резонаторов различных типов
удобно пользоваться произведением резонансной частоты на
собственную добротность Q f, также называемым «потенциа-
лом» резонатора [2.27]. Уделим немного внимания этому па-
раметру и пользе от его использования при выборе подхода к
получению желаемой частоты и фазовых шумов. Иногда раз-
работчик может оказаться перед дилеммой — построить ГУН
на нужную частоту, испытав серьезные трудности с поиском
активного элемента и резонатора, или получить частоту в два
раза ниже, а потом удвоить ее умножителем. Ниже будет по-
казано, что умножение частоты увеличивает уровень фазовых
шумов пропорционально квадрату коэффициента умножения.
Отсюда следует естественный вывод — частоту нужно генери-
ровать сразу. С помощью потенциала резонатора и формулы
Лисона покажем, что это не так и иногда выгоднее «подни-
маться» с низких частот.
Потенциал резонатора — частотно-зависимая характери-
стика с достаточно плоской и широкой вершиной. Ширина
вершины может достигать декады [2.38]. Получить-эту ха-
рактеристику можно, изучив документацию на ряд резонато-
ров, выполненных по одной технологии, но на разные частоты.
Можно заметить, что по мере снижения резонансной частоты
добротность практически точно воспроизводит обратно про-
порциональный рост. На меньших частотах рост прекращает-
ся, а на больших — падение добротности ускоряется (исклю-
чение составляют ЖИГ-резонаторы). Там, где добротность
обратно пропорциональна резонансной частоте, потенциал ре-
зонаторов постоянен, а в прилегающих областях снижается.
Если применить это свойство потенциала в формуле Лисона,
то можно заметить, что снижение частоты генерации вызыва-
ет мультипликативный эффект в виде ускоренного смещения
границы fo/2Q в области меньших отстроек. Снижение ча-
стоты генерации в два раза повышает добротность тоже в два
раза, а фазовый шум до указанной границы падает по плотно-
сти мощности в 16 раз — на 12 дБ (!). Удвоение частоты гене-
58
Глава 2
0,01 ГГц 0,1 ГГц 1 ГГц 10 ГГц 100 ГГц
Рис. 2.15. Классификация резонаторов по частоте
и добротности [2.37]
ратора позволяет достичь прирост фазового шума на б дБ и
итоговый выигрыш окажется равным б дБ. В диапазоне СВЧ
(формально, выше 300 МГц), где fo/2Q не бывает ниже десят-
ков килогерц, такой прием может быть очень выгодным. В
диапазоне ВЧ (в случае кварцевых резонаторов) этот подход
вызывает обратный эффект, так как из-за больших доброт-
ностей и низких частот проявляется широкополосный фазо-
вый шум постоянного уровня, практически не зависящего от
отстройки и выбранной частоты несущей. На рис. 2.15 при-
ведены границы применимости по частоте и добротности для
резонаторов различных типов [2.37].
Колебательный контур
Самым широко распространенным типом резонатора яв-
ляется простой колебательный контур на LC-элементах. Он
имеет простейшую конструкцию, наименьшую стоимость и
способен работать до сотен гигагерц [2.39]. Однако доброт-
ность колебательного контура самая низкая по сравнению с
другими типами резонаторов. Данный тип резонатора легко
трансформируется в перестраиваемый по частоте путем пол-
ной или частичной замены емкости варикапами. Перестройка
частоты выполняется напряжением, а генератор становится
Компоненты синтезаторов частот
59
Рис. 2.16. Кварцевый резонатор
управляемым напряжением (ГУН). Диапазон перестройки та-
ких генераторов может достигать октавы.
Кварцевый резонатор
Еще один распространенный тип резонатора (рис. 2.16) —
кварцевый, принцип работы которого основан на пьезоэффек-
те [2.38], т. е. преобразовании электрических колебаний в ме-
ханические и обратно.
Благодаря своей высокой температурной и долговремен-
ной стабильности частоты, данный тип прочно удерживает
позиции эффективного резонатора для построения опорных
генераторов и стандартов частоты. По уровню стабильности
частоты кварцевые генераторы условно разделяются в поряд-
ке ее роста на тактовые (самый дешевый вариант без термо-
стабилизации и коррекции частоты), перестраиваемые (или
кварцевые ГУН — есть возможность относительно широкой
подстройки частоты), термокомпенсированные и термостати-
рованные. Уровень стабильности частоты и добротность ре-
зонатора определяются ориентацией кристаллографических
осей относительно граней резонаторной пластины, так назы-
ваемым типом среза. Существует множество различных ти-
пов срезов (рис. 2.17); самыми распространенными являются
АТ- и SC-срезы [2.40].
Срез АТ выполняется в плоскости, повернутой вокруг оси
X на угол 35° 15'. Срез SC выполняется в плоскости поверну-
той относительно плоскости среза АТ на угол 22° вокруг оси
Z. Срез АТ относится к классу срезов однократного поворо-
та (singly rotated), срез SC — двукратного поворота (doubly
60
Глава 2
Рис. 2.17. Ориентация срезов АТ и SC относительно
кристаллографических осей кварца
rotated). Срез типа АТ имеет температурно-частотную харак-
теристику (ТЧХ) в виде, похожем на кубическую параболу с
перегибом в точке 25 °C, как показано на рис. 2.18. Угловое от-
клонение среза от номинального 35° 15' на несколько угловых
минут приводит к увеличению наклона ТЧХ или появлению
двух экстремумов [2.41].
Другой распространенный тип резонаторов — с SC-срезом
(stress-compensated) применяется в термостатированных гене-
раторах. Форма ТЧХ у таких резонаторов та же, что и у
АТ, но со смещенным перегибом в область высоких темпера-
тур так, что локальный максимум ТЧХ попадает в область
80. ..90 °C, на которую настраивается термостат. Такие ре-
зонаторы отличаются повышенной долговременной стабиль-
ностью. В отличие от АТ-среза, срез SC имеет паразитные
(существенно нестабильные по частоте при изменении темпе-
Компоненты синтезаторов частот
61
Рис. 2.18. Семейство ТЧХ среза АТ
Рис. 2.19. Спектр мод кварцевого резонатора с SC-срезом %
ратуры) моды А и В с активностью, превышающей рабочую
моду С, как показано на рис. 2.19 (уровни нормированы к наи-
более активной моде В1, буква обозначает тип моды, цифра —
номер гармоники). Наличие таких мод требует применения
дополнительных схемотехнических решений для их подавле-
ния.
62
Глава 2
По мере роста резонансной частоты размеры кварцевого
элемента уменьшаются, соответственно, ухудшаются доброт-
ность и долговременная стабильность частоты. Обойти этот
эффект позволяет работа на нечетных механических гармо-
никах [2.41]. В современных доступных изделиях часто при-
меняются резонаторы, работающие на третьей или пятой ме-
ханических гармониках обоих срезов.
Для кварцевых резонаторов характерно наличие собст-
венного шума и амплитудно-фазового преобразования, выра-
жающегося в изменении резонансной частоты в зависимости
от уровня рассеиваемой в нем мощности [2.42]. Наличие соб-
ственных шумов порой приводит к существенному разбросу
шумовых характеристик генераторов одинаковой конструк-
ции. На сегодняшний день доступны кварцевые генераторы
с уровнем фазовых шумов на отстройке 10 кГц от несущей
100 МГц менее -180 дБн/Гц [2.43]. Температурная нестабиль-
ность нетермостатированных кварцевых генераторов достига-
ет уровня 10 7, а термостатированных — на два-три порядка
меньше. Долговременная нестабильность частоты, выражае-
мая старением резонатора и остальных элементов генератора,
достигает 10“8 для термостатированных и 10“7 для нетермо-
статированных генераторов. Частоты кварцевых генераторов
на практике редко превосходят 200 МГц.
Резонатор на поверхностных акустических волнах
Еще один резонатор, работающий на пьезоэффекте, — ре-
зонатор на поверхностных акустических волнах (ПАВ). В от-
личие от кварцевых, частоты ПАВ-резонаторов достигают
единиц гигагерц, но добротности ниже на один-два поряд-
ка. Аналогично кварцевым, частота ПАВ-резонаторов термо-
зависима. ТЧХ описывается параболой с максимумом в точке
25 °C и квадратичным коэффициентом около -0,032-10“6/К2.
Существуют также резонаторы на квази-ПАВ (в зарубежной
литературе — surface transverse waves, STW) с повышенной
добротностью. На фоне существенной термочувствительно-
сти долговременные изменения частоты из-за старения резо-
натора на уровне (3 ... 10) • 10~6 практически незаметны. Ана-
логично кварцевым, ПАВ-резонаторы обладают собственным
шумом и амплитудно-фазовой конверсией. Характерный уро-
Компоненты синтезаторов частот
63
вень фазовых шумов генераторов с такими резонаторами со-
ставляет -140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц от несущей 1 ГГц
при перестройке частоты достаточной для ее стабилизации
ФАПЧ [2.44].
Резонаторы на отрезках длинных линий
На практике такие резонаторы встречаются в виде мик-
рополосковых или коаксиальных линий. Отрезки могут быть
короткозамкнутыми на конце (электрическая длина линии в
четыре раза меньше резонансной длины волны) или иметь хо-
лостой ход (электрическая длина линии в два раза меньше
резонансной длины волны). Переход с четвертьволнового на
полуволновый отрезок позволяет удлинить резонатор при той
же резонансной частоте (когда входное сопротивление макси-
мально) и немного поднять его добротность. Если четверть-
волновый резонатор на некоторой частоте уже похож на ку-
бик (его добротность стремительно снижается), то переход на
полуволновый резонатор позволяет немного раздвинуть гра-
ницы применимости для данного сечения (переход на меньшее
сечение ведет к потере добротности).
Микрополосковые резонаторы могут быть выполнены в
производственном цикле изготовления печатной платы или
подложки и потому очень дешевы. Коаксиальные резонаторы
СВЧ выполняются с заполнением керамикой, реализуя макси-
мальную добротность в несколько сотен. Конструктивно они
выглядят как параллелепипеды (реже — цилиндры) со сквоз-
ным отверстием, проходящим через меньшие грани. Внешние
грани (кроме меньших) и отверстие покрываются серебром
(рис. 2.20).
Рис. 2.20. Внешний вид керамического коаксиального
резонатора
64
Глава 2
Современные возможности изготовления керамических
материалов позволяют варьировать их диэлектрическую про-
ницаемость и ее температурный коэффициент. В первом слу-
чае это позволяет экономить занимаемый резонатором объ-
ем, а во втором — делать его термокомпенсированным. Рабо-
чие частоты резонаторов превосходят 5 ГГц и ограничивают-
ся технологическими возможностями для изготовления мини-
мального сечения линии, позволяющего избежать появления
паразитных мод [2.45]. Характерный уровень фазовых шумов
генераторов с такими резонаторами составляет -110 дБн/Гц
на отстройке 10 кГц от несущей 3,5 ГГц при минимальной
перестройке частоты около 20... 60 МГц.
Объемные резонаторы
Среди резонаторов данного типа хорошо известны объ-
емные металлические (параллелепипед или цилиндр), диско-
вые керамические и дисковые диэлектрические, использую-
щие эффект «шепчущей галереи». В основном это резонато-
ры сантиметрового-миллиметрового диапазона длин волн, так
как их размеры сравнимы с длиной волны. В коммерческих
приложениях чаще встречаются дисковые керамические резо-
наторы (ДР) — например, в приемных конверторах спутнико-
вого телевидения (рис. 2.21). Традиционно это единственный
дешевый тип резонаторов на частоты в десятки гигагерц и к
тому же с умеренно высокой добротностью [2.20]. Типичное
значение добротности для большинства используемых мате-
риалов — порядка 10000 на частоте 10 ГГц. Однако, чтобы
реализовать добротность резонатора, нужно поместить его в
экран с размерами в три-пять раз превышающее его собствен-
ные [2.46], что приводит к появлению паразитных мод и необ-
ходимости их подавления. Типичный уровень фазовых шумов
генераторов на таких резонаторах составляет -130 дБн/Гц на
отстройке 100 кГц от несущей 10 ГГц.
Объемные металлические резонаторы наиболее громозд-
ки и применяются чаще в исследовательских целях [2.47] в
силу высоких требований к качеству обработки поверхностей,
существенно влияющего на добротность. Типичным приме-
ром такого резонатора является заполненная воздухом метал-
лическая полость, которая ограничивает электромагнитную
Компоненты синтезаторов частот
65
Рис. 2.21. Керамические дисковые резонаторы
энергию внутри экранированного объема. Такой объемный
резонатор можно рассматривать как короткий волновод, за-
крытый с обоих концов металлическими стенками. Резонанс
будет наблюдаться на частотах, для которых вдоль волновода
укладывается целое число полуволн. Полость обычно пред-
ставляет собой цилиндр из температурно-стабильного мате-
риала (например, инвара — сплава марки 36Н из 36 % никеля
и 64 % железа или суперинвара — сплава марки 32НКД из
32 % никеля, 4 % кобальта и 64 % железа), внутренние стенки
которого покрыты слоем металла с высокой проводимостью
и тщательно отполированы, чтобы уменьшить поверхностное
сопротивление Так как диэлектрические потери и потери на
излучение при этом отсутствуют (точнее, являются малыми
в сравнении с другими потерями), достижимая добротность в
основном ограничена потерями в металлических стенках и мо-
жет быть очень высокой (десятки тысяч). Несмотря на высо-
кую достижимую добротность и большую допустимую рассеи-
ваемую мощность, размеры таких резонаторов ограничивают
их применение в устройствах генерирования сигналов.
Значительно более высокие добротности имеют сапфиро-
вые резонаторы [2.48-2.51]. Такой резонатор (рис. 2.22) пред-
ставляет собой диск из бесцветного монокристалла сапфира
А120з (лейкосапфир). Этот материал характеризуется исклю-
чительно низкими диэлектрическими потерями в диапазоне
СВЧ. Типичная добротность сапфирового резонатора, работа-
ющего на ТЕ-моде (как ДР), составляет 40000... 50000. Что-
бы удержать электромагнитную энергию внутри резонатора
и, следовательно, уменьшить влияние внешних элементов, ис-
пользуются моды типа «шепчущая галерея». В сочетании с
эффектом полного внутреннего отражения от боковой поверх-
ности диска это приводит к получению добротности 100... 200
66
Глава 2
Рис. 2.22. Внешний вид сапфирового резонатора
тысяч на частоте 10 ГГц при комнатной температуре. При
охлаждении до криогенных температур добротность растет
на два порядка и более. Однако данные резонаторы чувстви-
тельны к температуре; из-за линейного расширения чувстви-
тельность частоты к ее изменениям составляет десятки кГц/К
[2.27]. Необходимость термостабилизации, большие размеры
и сложность подгонки размеров для получения нужной резо-
нансной частоты существенно ограничивает их массовое при-
менение. Достижимый уровень фазовых шумов генераторов
на основе сапфирового резонатора (без применения КСС) на
отстройке 10 кГц от несущей 10 ГГц составляет -150 дБн/Гц
[2.52]. При использовании КСС с интерферометром фазовые
шумы достигали -162 дБн/Гц на отстройке 1 кГц от несущей
9 ГГц [2.53].
Резонатрры на эффекте ферромагнитного резонанса
Главный недостаток резонаторов, описанных выше, — их
ограниченный диапазон перестройки. Изменять частоту в не-
больших пределах можно, используя в кольце АГ различные
элементы с электронной перестройкой, например фазовраща-
тель или варикап, емкость которого зависит от приложенного
управляющего напряжения. Однако любая перестройка резо-
натора (необходимая, например, для фазовой синхронизации
АГ) снижает его добротность. Резонаторы из железоиттриево-
го граната (ЖИГ-резонаторы) используются, когда требуются
одновременно и высокая добротность, и широкий диапазон пе-
рестройки [2.54-2.60]. Работа ЖИГ-резонаторов основана на
явлении ферромагнитного резонанса в монокристаллах фер-
рита — железоиттриевого граната, имеющих малые потери на
СВЧ. Резонансная частота шарообразного ЖИГ-резонатора
прямо пропорциональна приложенному магнитному полю и
Компоненты синтезаторов частот
67
определяется следующим соотношением:
f = 1Н, (2.22)
где 7 = 2,8 МГц/Э — гиромагнитное отношение — констан-
та, которая не зависит от размеров ЖИГ-резонатора; Н —
напряженность магнитного поля.
Конструктивно ЖИГ-резонатор представляет собой не-
большой шар диаметром 0,2... 0,7 мм (рис. 2.23), который по-
мещается в магнитное поле, например, между полюсами по-
стоянного магнита или электромагнита. Связь с резонатором
осуществляется с помощью петель связи, например, как пока-
зано на рис. 2.24. На нерезонансных частотах ЖИГ-резонатор
ведет себя как обычный диэлектрик, при этом связь между
петлями минимальна. При резонансе обеспечивается силь-
ная связь между петлями, а приведенная структура может
быть использована в качестве полосно-пропускающего филь-
тра. На практике при проектировании ЖИГ-фильтров ис-
пользуют большее количество резонаторов, включенных по-
следовательно и помещенных в общее магнитное поле.
Магнитопровод
Рис. 2.23. ЖИГ-резонатор, помещенный между полюсами
электромагнита
Вход
Рис. 2.24. Конструкция ЖИГ-фильтра
68
Глава 2
Рис. 2.25. Однопортовый ЖИГ-резонатор
В ЖИГ-генераторах обычно используют однопортовый
резонатор (т. е. с одной петлей связи), как это проиллюстри-
ровано на рис. 2.25. Поскольку магнитное поле создается
электромагнитом, т. е. протекающим через катушку током, то
соответствующий генератор является генератором, управля-
емым током (ГУТ). На практике термин ГУТ не имеет ши-
рокого применения. Вместо него применяется термин ЖИГ-
генератор. Диапазон частот практического использования
ЖИГ-резонаторов — от 3 до 50 ГГц, т. е. такой же, как у кера-
мических дисковых резонаторов. Более низкие рабочие часто-
ты (несколько сотен МГц) можно получить с помощью специ-
альных примесей, что, однако, приводит к уменьшению доб-
ротности. Верхняя граница в основном ограничена насыщени-
ем материала электромагнита и неприемлемо большим энер-
гопотреблением при генерации магнитного поля необходимой
напряженности. Характерный уровень фазовых шумов гене-
раторов на ЖИГ-резонаторах составляет -130... 120 дБн/Гц
на отстройке 100 кГц от несущей 20 ГГц при перестройке,
близкой к декадной [2.54].
Линии задержки
Как было показано выше, возникновение генерации требу-
ет только выполнения условий баланса амплитуд и фаз. Фор-
ма АЧХ резонатора имеет в данном случае вторичное значе-
ние, она вовсе и не обязана иметь частотно избирательные
свойства, так как не влияет на картину фазовых шумов гене-
ратора. Последняя больше зависит от крутизны ФЧХ в точке
баланса фаз, которую можно обеспечить простой линией за-
держки. Особенность линии задержки — квазиэквидистант-
Компоненты синтезаторов частот
69
ный спектр нулей ФЧХ с шагом, связанным с электрической
длиной линии [2.61]. Соответственно, снижение фазовых шу-
мов требует удлинения линии, а значит, сгущения спектра ну-
лей ФЧХ и усложнения системы фильтрации мод генератора.
К тому же удлинение линии ведет к росту потерь мощности
в ней и существенное снижение фазовых шумов вряд ли по-
лучится.
Интересный способ обхода избыточных потерь мощности
в линии задержки СВЧ — замена ее на оптическую, нашед-
ший применение в оптоэлектронном генераторе (ОЭГ), кото-
рый способен генерировать колебания в диапазоне СВЧ [2.62-
2.64]. ОЭГ является по сути генератором с переносом частоты
усиления. Электрооптическое преобразование в нем происхо-
дит с помощью лазерного излучения, которое проходит через
модулятор и оптическую линию задержки и затем преобра-
зуется в электрическую энергию фотодетектором (рис. 2.26).
Электрический сигнал на выходе фотодетектора усиливается,
фильтруется и подаётся обратно на вход модулятора, замыкая
кольцо обратной связи АГ. Поскольку волоконно-оптические
линии имеют исключительно малые потери (менее 1 дБ/км),
это позволяет получить достаточно низкие фазовые шумы до
-150... 140 дБн/Гц на отстройке 10 кГц от несущей 10 ГГц
[2.32]. Дальнейшие усовершенствования (уменьшение разме-
ров) возможны с помощью применения микрооптического ре-
зонатора, в котором используется режим «шепчущей галереи»
внутри сферы из плавленого кварца [2.65].
Рис. 2.26. Структурная схема ОЭГ с линией задержки
Автогенератор — один из важнейших элементов синтеза-
тора частот, определяющих качество спектра выходного сиг-
нала, а также влияющий на его архитектуру. Критерии воз-
никновения и установления колебаний, формирование спек-
тра фазовых шумов выходного сигнала хорошо изучены и опи-
70
Глава 2
саны во многих источниках. Выше были приведены выдерж-
ки, необходимые для понимания подходов к анализу основных
характеристик АГ и способам их улучшения. Ключевую роль
в спектре сигнала АГ играет резонатор, во-многом определяя
его фазовую стабильность. В настоящее время у разработ-
чиков есть широкий набор резонаторов различных типов для
построения АГ под соответствующую задачу, а также набор
специфических решений, позволяющих максимизировать эф-
фект от применения высокодобротного резонатора.
2.2. Умножители частот
Умножитель частоты — важный компонент, используе-
мый в построении синтезаторов частот и предназначенный
для увеличения в целое число раз частоты подводимых к нему
периодических электрических колебаний. Отношение частот
колебаний на выходе и входе умножителя называется коэффи-
циентом умножения частоты. Помимо коэффициента умно-
жения работа умножителей характеризуется полосой рабочих
частот, потерями преобразования или коэффициентом переда-
чи по мощности (т. е. отношению мощности сигнала умножен-
ной частоты к мощности подводимого сигнала), максимально
достижимой выходной мощностью, неравномерностью выход-
ной мощности в диапазоне частот, а также вносимыми фазо-
выми шумами.
2.2.1. Диодные умножители
Диодные умножители характеризуются рядом положи-
тельных характеристик (простота конструкции, низкие соб-
ственные шумы, способность работать на очень высоких ча-
стотах), что обусловливает широкое применение таких уст-
ройств. Простейший однодиодный умножитель содержит ди-
од, а также цепи согласования и фильтрации по входу и вы-
ходу. Диод может быть включен как последовательно, так и
параллельно (рис. 2.27).
Работа диодного умножителя основана на свойстве нели-
нейности вольт-амперной характеристики (ВАХ) диода, кото-
рая может быть представлена в виде
/(?’) = — /о "Ь + ^2'^2 + ^’3 + • •. + W’r?, (2.23)
п
Компоненты синтезаторов частот
71
Рис. 2.27. Обобщенные блок-схемы диодного умножителя:
с последовательным (вверху) и параллельным включением
(внизу) диода
где I — ток черед диод; v — напряжение, приложенное к ди-
оду; ij — коэффициенты, в степенном ряде разложения ВАХ
диода.
Если к диоду приложено синусоидальное напряжение
' (7) — Vo -г Vzcos(ccf), ток, протекающий через пего, можно
представить в виде
1(f) = Л) 4-7] cos(^t)4-72 cos(2^Z)4-7,3 cos(3cu’f)4-.. . + In cos(ncut).
(2.24)
Таким образом, форма сигнала на выходе умножителя ча-
стоты претерпевает искажения, как показано на рис. 2.28. Ток
в нагрузке будет содержать компоненты, частоты которых
кратны частоте подводимого сигнала; для выделения нуж-
ной гармоники требуется дополнительная фильтрация. Мощ-
ность сигнала, подведенная к умножителю, частично теряется
в диоде, согласующих цепях и фильтрах. Поэтому коэффици-
ент передачи по мощности диодных умножителей меньше еди-
ницы. Обычно стремятся получить максимальные выходную
мощность и коэффициент передачи, т. е. добиться режима, оп-
тимального по энергетическим показателям. Оптимальное
преобразование мощности источника колебаний обеспечива-
ется соответствующим согласованием полного сопротивления
диода с источником мощности на входе и нагрузкой на выхо-
де соответственно.
72
Глава 2
Рис. 2.28. Искажение формы сигнала на ВАХ диода
Для оценки свойств сигнала на выходе умножителя рас-
смотрим напряжение на нагрузке VBbIX, равное произведению
ее сопротивления на ток, текущий через диод:
Кых = У knv;ix = kYVm + fc2VB2x + feC + ... + knV*. (2.25)
п
При малых амплитудах напряжения положительная
ветвь ВАХ аппроксимируется с высокой точностью членом
второго порядка. Предположим, что на вход умножителя по-
дается синусоидальный сигнал, модулированный по фазе:
VBX - Ao sin(cj(A + Am sin wmi), (2.26)
где wm — круговая частота модулирующего сигнала, тогда
Кых = —2“^[1 - cos(2w0i + 2.4,,, sinwTOf)]. (2.27)
Предполагая, что постоянная составляющая отфильтро-
вывается разделительным конденсатором, приходим к выво-
ду, что на выходе умножителя присутствует основной сигнал
2cj0) но при этом модулированный с той же частотой модуля-
ции шт. Таким образом, спектр удвоенного по частоте сигнала
будет содержать боковые составляющие, отстоящие на том же
расстоянии ivm от основного тона. Также заметим, что ампли-
туда боковых составляющих удваивается, что соответствует
увеличению на б дБ по мощности (в логарифмическом мае-
Компоненты синтезаторов частот
73
штабе) относительно основного тона, как упрощенно показано
на рис. 2.29. В общем случае для сигнала, модулированного по
фазе, ее девиация умножается на коэффициент умножения N,
а частота модуляции fm остается неизменной. Следователь-
но, уровень ПСС реального сигнала на выходе умножителя
будет расти пропорционально коэффициенту умножения, т. е.
умножаться на N по напряжению или же на Лг2 по мощно-
сти. В логарифмическом масштабе это соответствует добавке
201g?/ дБ. Аналогичные рассуждения верны и для фазовых
шумов: при прохождении умножителя фазовые шумы сигна-
ла будут увеличиваться на 201g?/ дБ.
Рис. 2.29. Увеличение ПСС сигнала после удвоения
При проектировании синтезаторов по-
лезно запомнить основные (округленные)
значения 201gN (табл. 2.1), что позволя-
ет быстро оценить значения фазовых шу-
мов при прохождении различных элемен-
тов СЧ. Следует отметить, что добавка
201g N присуща самому процессу умнрже-
ния фазомодулированного сигнала и не за-
висит от технологии выполнения умножи-
Таблица 2.1
Округленные
значения 201g N
N 201g Л'
2 6
3 ' 10
5 14
10 20
теля. Помимо этой добавки умножитель может вносить до-'
полнительные шумы, называемые собственными шумами
умножителя частот.
Другой разновидностью диодных умножителей частоты
являются варакторные умножители, главным рабочим эле-
ментом которых является варикап (варактор) — обратносме-
щенный полупроводниковый диод, который используется как
74
Глава 2
нелинейная емкость, которая может быть также представле-
на в виде
С(у) = с0 + cic + c2v2 + c3v3 + ... + cnvn. (2.28)
Умножение частоты происходит за счет искажения фор-
мы сигнала на нелинейно зависящей от напряжения емкости
варактора и последующего выделения нужной гармонической
составляющей. Коэффициент умножения зависит от доброт-
ности диода, мощности подводимого сигнала и степени нели-
нейности вольт-фарадной характеристики (ВФХ). Достоин-
ством варакторных умножителей является относительно вы-
сокий КПД и низкие шумы; к недостаткам относят узкополос-
ность и сложность настройки схемы.
В отличие от варакторных диодов, работающих на отри-
цательной ветви ВАХ, в диодах с накоплением заряда (ДНЗ)
в полной мере используются и положительная, и отрицатель-
ная ветви [2.66, 2.67]. Особенность умножения на ДНЗ состо-
ит в том, что за время положительного и части отрицатель-
ного полупериодов входного сигнала происходит накопление
неосновных носителей заряда в полупроводнике. После че-
го за очень короткое время носители заряда рассасываются,
образуя большой импульс обратного тока, и обратное сопро-
тивление диода восстанавливается. Таким образом, напряже-
ние на нагрузке имеет форму короткого импульса, повторя-
ющегося с каждым периодом входного сигнала, что может
быть использовано для генерации гармоник высокого поряд-
ка. Это свойство также позволяет применять ДНЗ для гене-
рации большого количества гармоник — «гребенки» в схемах
формирования сетки частот СЧ, как показано на рис. 2.30.
Недостатком умножителей на ДНЗ является относительная
узкополосность, а также высокая чувствительность к уровню
входного сигнала.
Другой способ генерации гармоник высокой кратности
или формирования «гребенки» заключается в использовании
умножителя на нелинейной лийии передачи (NLTL). Такой
умножитель представляет собой высокоомную линию пере-
дачи, нагруженную варакторными диодами, как показано на
рис. 2.31. На низких частотах роль отрезков линии переда-
Компоненты синтезаторов частот
75
Рис. 2.30. Генерация гармоник с помощью умножителя на ДНЗ
чи могут играть индуктивности (рис. 2.32). Принцип работы
умножителя базируется на том, что фазовая скорость сигнала
вдоль такой линии будет зависеть от его напряжения. Мож-
но сказать, что часть входного импульсного сигнала с боль-
шим напряжением будет «догонять» часть сигнала с меньшим
напряжением, что соответствует сжатию входного импульса,
т. е. формированию короткого выходного импульса с большим
содержанием гармоник высокой кратности. К достоинствам
данного метода можно отнести возможность работы в относи-
тельно широкой полосе входных частот и меньшую чувстви-
тельность к уровню входного сигнала по сравнению с умно-
жителями на А НЗ
Рис. 2.32. Нелинейная линия передачи с использованием
индуктивностей
2.2.2. Балансный удвоитель
Схемы на рис. 2.27 представляют собой однополупериод-
ные выпрямители, принцип работы которых таков, что диод
открыт в течение одной половины периода, пропуская на вы-
ход положительную или отрицательную (при обратном вклю-
76
Глава 2
чении диода) полуволну. При этом кроме постоянной состав-
ляющей на выходе присутствует составляющая входной ча-
стоты относительно высокого уровня. Двухполупериодные
выпрямители эффективно подавляют составляющую входной
частоты (и нечетные гармоники) на выходе за счет двух ди-
одов, открывающихся в противофазе (рис. 2.33). Это обес-
печивается трансформатором на входе или на выходе, инвер-
тирующем напряжение в одном из плеч. На положительной
полуволне открыт верхний и закрыт нижний диод. На отри-
цательной полуволне закрыт верхний и открыт нижний диод.
За счет инверсии напряжения в нижнем плече отрицатель-
ная полуволна превращается в положительную со сдвигом в
полпериода относительно входной положительной полувол-
ны. При суммировании напряжений плеч образуется сигнал
с пульсациями в два раза чаще, чем у входного (рис. 2.34).
Рис. 2.33. Двухполупериодный выпрямитель
с трансформатором
t
Рис. 2.34. Форма напряжения на входе и выходе
двухполупериодного выпрямителя
Компоненты синтезаторов частот
77
Анализ схемы [2.68] показывает, что при идентичных па-
раметрах диодов нечетные гармоники входного сигнала не ге-
нерируются. Однако на практике всегда имеет место раз-
брос параметров диодов (даже подобранных в пары по ВАХ и
В ФХ), что приводит к появлению в спектре нечетных гармо-
ник, как правило, подавленных на 15...40 дБ относительно
второй гармоники, как показано на рис. 2.35. Также может
быть использована мостовая схема (рис. 2.36), сбалансирован-
ная по входу и выходу.
/о 2/о З/о 5/о 6/0
Рис. 2.35. Спектр сигнала после удвоения частоты
Рис. 2.36. Удвоитель частоты на основе мостового
выпрямителя
В приведенных схемах удвоителей могут применяться ди-
оды различных типов (кремниевые, германиевые или арсенид-
галлиевые, в том числе диоды с барьером Шоттки, и др.).
Параметры этих диодов будут определять частотные и мощ-
ностные свойства удвоителя. Полоса рабочих частот удвои-
теля в значительной степени определяется трансформатором.
Наибольшая полоса достигается при использовании широко-
полосных симметрирующих трансформаторов с ферритовы-
ми сердечниками. Однако для них характерны ограничение
по максимальной рабочей частоте около 6...8 ГГц, а также
нелинейные искажения из-за насыщения материала сердеч-
ника. Для удвоения частоты сигналов с высокой мощностью
78
Глава 2
Рис. 2.37. Узкополосный удвоитель частоты на дискретных LC-
элементах
предпочтительнее использовать трансформаторы на дискрет-
ных реактивных элементах (рис. 2.37).
На более высоких частотах могут применятся аналоги
трансформаторов на распределенных элементах (линиях пе-
редачи) для создания требуемого фазового сдвига в 180°, как,
например, показано на рис. 2.38 [2.69]. В настоящее время
умножители частот широко доступны в виде законченных мо-
дулей (рис. 2.39), а также интегральных схем от единиц мега-
герц вплоть до частот СВЧ-диапазона, что значительно упро-
щает задачу разработки синтезаторов частот.
II
А/4 @/0 н-^1.
X/2@2f0
Выход
Рис. 2.39. Умножитель в
виде законченного модуля
Рис. 2.38. Удвоитель с ис-
пользованием линий передачи
2.2.3. Утроитель на антипараллельной диодной
паре
Утроение частоты может быть достигнуто путем симмет-
ричного ограничения входного сигнала диодным ограничите-
лем. Схематически утроитель содержит входные и выходные
цепи согласования и фильтрации, а также пару антипарал-
лельно включенных диодов (рис. 2.40). Принцип работы схе-
мы состоит в симметричном ограничении амплитуды входного
Компоненты синтезаторов частот
79
сигнала диодной парой, как показано на рис. 2.41. При доста-
точно больших амплитудах входного напряжения ВАХ диода
аппроксимируется кусочно-линейной зависимостью с точкой
пересечения горизонтального и линейного участков на уровне
барьерного потенциала, который может варьироваться от О В
(для диодов с барьером Шоттки) до 1,1... 1,3 В. Диоды про-
водят, когда входное напряжение превышает барьерный по-
тенциал, таким образом обрезая вершину входной волны, а
форма напряжения в линии стремится к меандру. При иден-
тичных параметрах диодов в утроителе частоты четные гар-
моники входного сигнала отсутствуют [2.68]. Однако на прак-
тике всегда имеет место разброс параметров диодов, что при-
водит к появлению частично подавленных четных компонент.
Следует также отметить довольно высокий уровень сигнала
входной частоты на выходе утроителя, обычно требующего
фильтрации. На практике схема с антипараллельными диода-
ми используется не только как утроитель, но и для генерации
нечетных гармоник более высокого порядка.
Рис. 2.40. Утроитель частоты на антипараллельной диодной
паре
2.2.4. Другие способы генерации гармоник
Аналогично диодным, умножители могут быть выполне-
ны на транзисторах — как на биполярных, так и полевых.
Классический пример — однополупериодный умножитель, в
котором транзистор работает в режиме класса С. Такой умно-
житель обеспечивает коэффициент преобразования больше
единицы. Мощность полезной гармоники зависит от угла от-
сечки тока коллектора и оптимизируется подбором постоян-
ного напряжения смещения. Также могут быть применены
балансные схемы [2.69], например, как показано на рис. 2.42.
80
Глава 2
Рис. 2.41. Ограничение напряжения диодной парой
Выход
Рис. 2.42. Балансный удвоитель частоты на полевых
транзисторах
К недостаткам транзисторных умножителей следует отнести
высокий уровень шумов в сравнении с диодными аналогами.
Следует отметить, что любой элемент, обладающий нели-
нейными свойствами, может быть использован для генерации
гармоник. Интересный пример — использование катушки ин-
дуктивности с ферритовым сердечником [2.70]. Плотность
магнитного поля катушки индуктивности зависит от величи-
ны протекающего тока. Изменение тока наводит на индук-
тивности напряжение
= + (2.29)
где F — активное сопротивлений катушки; i(t) — ток, протека-
ющий через катушку; dX/dt — скорость изменения плотности
магнитного потока.
Пренебрегая первым слагаемым, приходим к выводу, что
Компоненты синтезаторов частот
81
напряжение, наведенное на индуктивности, пропорционально
скорости изменения магнитного потока:
V(Z) « (2.30)
При токах выше тока насыщения ферромагнитного сер-
дечника наведенное напряжение падает до нуля. Таким об-
разом, входной синусоидальный сигнал достаточно большой
амплитуды периодически будет вводить сердечник в режим
насыщения, в результате чего наведенное напряжение будет
иметь форму коротких импульсов, содержащих гармоники
входного сигнала высших порядков.
Еще один пример — использование цифровых делителей.
Обычно выходной сигнал цифрового делителя имеет прямо-
угольную форму (или близкую к ней со спектром, обогащен-
ным гармониками высших порядков). При скважности выход-
ного сигнала 2 (делитель частоты на 2) четные гармоники бу-
дут значительно подавлены; типичный спектр такого сигнала
показан на рис. 2.43. Интересно отметить, что по отношению
ко входному сигналу с частотой выходной сигнал будет со-
держать компоненты вида 3/0/2, 5/о/2 и т. д. Таким образом,
такой цифровой делитель позволяет реализовать дробные ко-
эффициенты умножения, что может быть полезно в некото-
рых применениях.
------L-----1—I—।----------►
fo/2 f0 3/о/2 2/0 5/о/2 3/0 f .
Рис. 2.43. Спектр сигнала на выходе делителя частоты на 2
Существует ряд цифровых схем, позволяющих сформи-
ровать короткий импульс, например, на основе элемента «ис-
ключающее ИЛИ» и линии задержки [2.71]. Входной сиг-
нал поступает на входы логического элемента с небольшим
временным сдвигом т, обеспечиваемый линией задержки, что
позволяет сформировать короткие импульсы на выходе, как
это проиллюстрировано на рис. 2.44. В частотной области схе-
ма позволяет сформировать «гребенку» выходных сигналов
82
Глава 2
подобно умножителю на ДНЗ. К достоинствам схемы следует
отнести относительно широкую полосу рабочих частот и мень-
ший уровень сигнала на входе в сравнении с умножителями на
ДНЗ. К недостаткам цифровых умножителей следует отнести
более высокие собственные шумы в сравнении с пассивными
диодными умножителями.
Рис. J.44. Ч-'ОрмириьапИс КОрОТКИХ ИМПуЛЬСОВ HS ЛОГИЧРОКОМ
элементе
2.3. Делители частот
Делитель частоты выполняет функцию, противополож-
ную умножителю, — формирует выходной сигнал, частота
которого в V раз меньше частоты входного сигнала. Поми-
мо коэффициента деления важными параметрами являются
полоса рабочих частот, выходная мощность, неравномерность
выходной'мощности в диапазоне частот, а также вносимые
фазовые шумы. В отличие от умножителя, девиация фазы
выходного сигнала уменьшается в Л7 раз, а частота модуля-
ции fm остается неизменной. Уровень боковых составляю-
щих фазомодулированного сигнала на выходе делителя будет
уменьшаться в .V2 раз в единицах мощности, или на 201gAr
в логарифмическом масштабе. Например, после деления ча-
стоты на два ПСС фазомодулированного сигнала уменьшатся
на 6 дБ. Аналогично фазовые шумы после деления сигнала
также будут уменьшаться на 201g V до некоторого конечного
значения, обусловленного собственными шумами делителя.
2.3.1. Цифровые делители
Цифровые делители (или счетчики) на логических эле-
ментах получили наибольшее распространение в синтезе ча-
uioi [2 72] Простейший делитель на 2 может быть выполнен
Компоненты синтезаторов частот 83
на базе счетных триггеров, в частности D-триггере (рис. 2.45).
Допустим, что в исходном состоянии на прямом выходе триг-
гера Q присутствует сигнал, соответствующий логическому
«О», а на инверсном — «1». Так как инверсный выход триг-
гера соединен с его D-входом, на D-входе также присутствует
«1». При подаче входного импульсного сигнала на счетный
(тактовый) вход триггера С единица переписывается в триг-
гер, но на выходе еще не появляется. При смене входного
сигнала на «О», на прямом выходе появляется «1», а инверс-
ном, соответственно, «О». Далее «О» на входе D записываются
в триггер, но не появятся на выходе до тех пор, пока входной
сигнал опять не перейдет в нулевое состояние. Цикл повто-
ряется, а на выходе Q будем иметь сигнал, соответствующий
делению частоты входного сигнала на 2
D С <2 -О
dUUUUlX
е_П_ги 1_
Рис. 2.45. Делитель частоты на 2 на основе D-триггера
Если необходимо еще уменьшить частоту, то сигнал с вы-
хода первого триггера можно подать на вход следующего
(рис. 2.46) и разделить ее еще в 2 раза и т. д., в общем слу-
чае реализовав коэффициент деления 2м, где М — количе-
ство триггеров. Если требуются другие коэффициенты деле-
ния (не кратные 2), необходимо предусмотреть сброс схемы в
первоначальное состояние после отсчета требуемого числа им-
пульсов входного сигнала. Данная операция осуществляется
добавлением в схему дополнительных логических элементов.
Рис. 2.46. Делитель частоты на 2Л/ на основе цепочки
D-триггеров
84
Глава 2
Счетчики и делители подразделяются на асинхронные и
синхронные. Асинхронные счетчики имеют последователь-
ную синхронизацию, т. е. каждый последующий разрядный
триггер синхронизируется выходными импульсами триггера
предыдущего разряда, как было показано выше. У синхрон-
ных счетчиков все разрядные триггеры синхронизируются па-
раллельно одними и теми же синхроимпульсами. Например,
на рис. 2.47 приведен синхронный делитель на 3. Работу схе-
мы проще проанализировать, составив таблицу состояний сиг-
налов в точках Qi (прямой выход первого триггера), (пря-
мой выход второго триггера или выход делителя), Di (вход
первого триггера) и D2 (вход второго триггера). Заметим, что
Di = Q2, a D2 снимается с инверсного выхода логического эле-
мента «ИЛИ», на входах которого присутствуют сигналы Qi
и Q2. Допустим, что в начальном состоянии оба выхода триг-
геров находятся в нулевом состоянии, как указано в первой
строке табл. 2.2. По спаду тактового (синхронизирующего)
импульса на входе схемы значения Qi и Q2 и, соответственно,
Di и D2 примут значения, указанные во второй строке табли-
цы и т. д. Заметим, что сменив три различных состояния, схе-
ма возвращается в начальное состояние, таким образом, вы-
полняя функцию деления на 3. Может возникнуть вопрос,
как бы функционировала схема, если в начальном состоянии
(например, при включении) выходы Qi и Q2 равнялись бы
единице? Очевидно, что значения Di и D2 равнялись бы «1»
и «О» соответственно, а при следующем тактовом импульсе
схема перешла бы в состояние, соответствующее третьей стро-
ке таблицы, т. е. схема перешла бы в режим деления на 3, как
описано выше.
Рис. 2.47. Синхронный делитель частоты на 3
Технология изготовления делителей частоты определяе1:
их частотные характеристики и энергопотребление. Приме
Компоненты синтезаторов частот
85
Таблица 2.2
Состояния делителя частоты на 3
Qi Q2 Dr D2
0 0 1 0 0 1 0 0 0 1 0 0 1 0 0 1
Рис. 2.48. Высокочастотный ПК
нение биполярной эмиттерно-связанной логики (ЭСЛ) позво-
ляет достигать рабочих частот в десятки ГГц. Платой за это
является повышенное энергопотребление за счет высоких то-
ков покоя дифференциальных каскадов логических элемен-
тов. Технология КМОП характеризуется практически нуле-
выми токами покоя, а основная часть энергопотребления при-
ходится на динамическую составляющую за счет переключе-
ния состояний элементов. По мере роста рабочей частоты
энергопотребление растет, но в целом остается ниже, чем энер-
гопотребление эмиттерно-связанной логики. Однако рабочие
частоты КМОП-схем ограничиваются сотнями мегагерц. По-
этому вопрос разработки программируемых делителей часто-
ты с большими коэффициентами деления на десятки гига-
герц решается комбинированием технологий в виде БиКМОП
и специальной схемотехники в виде двухмодульного програм-
мируемого делителя частоты (рис. 2.48). Входная часть состо-
ит из переключаемых ЭСЛ-делителей на Р или Р+1 (предде-
лителей — ПД) с последующим делением частоты на КМОП-
счетчиках.
86
Глава 2
Тактовые входы счетчиков А и В подключены к выходу
ПД, который вначале работает в режиме деления на Р 4- 1 до
тех пор, пока счетчик А не отсчитает А импульсов и переклю-
чит ПД в режим деления на Р. Общее число импульсов-на
входе ПД, позволяющее достичь это состояние, соответствен-
но1, будет равно (Р 4- 1)А. Затем счетчик В отсчитывает еще
В - А импульсов, что соответствует Р(В - А) импульсов на
входе ПД. После этого ПД и оба счетчика переходят в пер-
воначальное состояние и процесс повторяется. Общее число
импульсов, подсчитанное за полный цикл работы, будет равно
N = (Р 4- 1)А + Р(В - А) = РВ 4- А. (2.31)
Заметим, что коэффициенты деления в данной схеме име-
ют определенные ограничения. Во-первых, значение А долж-
но быть меньше или равно В, так как в противном случае
счетчик В сбросит ПД и оба счетчика в начальное состояние
до того, как счетчик А переключит коэффициент деления ПД,
т. е. ПД будет все время оставаться ь режиме деления на Р + 1.
Кроме того, значение А должно перекрывать диапазон значе-
ний от 0 до Р - 1 для обеспечения полного перекрытия (без
пробелов) суммарного коэффициента деления. Таким обра-
зом, заключаем, что Амин = О, Вмин = Амакс = Р - 1, а мини-
мально возможный коэффициент деления такого составного
дпкд
Л^мин = РРмин + Амин = Р(Р - 1). (2.32)
В настоящее время выпускается достаточно большое ко-
личество микросхем синхронных счетчиков, которые можно
использовать в качестве делителей частоты как с постоянным,
так и с переменным (программируемым) коэффициентом де-
ления (ДПКД).
2.3.2. Аналоговые делители
Аналоговый делитель частоты по сути представляет со-
бой автогенератор, генерирующий^сигнал на частоте, равной
одной из субгармоник входного сигнала. Одним из примеров
аналогового делителя является параметрический делитель на
элементе с отрицательным сопротивлением [2.70]. Таким эле-
ментом может служить варактор, вносящий отрицательное
Компоненты синтезаторов частот
87
динамическое сопротивление во внешний резонаторный кон-
тур. Концептуальная схема такого делителя содержит вход-
ные и выходные цепи согласования, развязки и фильтрации,
а также варакторный диод, как показано на рис. 2.49. Если
сопротивление потерь в диоде и цепях согласования меньше
модуля его динамического сопротивления, то диод возбужда-
ется на частоте субгармоники подводимого сигнала, таким об-
разом, выполняя функцию деления частоты. Величина отри-
цательного сопротивления зависит от напряжения смещения
на диоде и уровня подводимого сигнала. Достоинством па-
раметрического делителя являются низкие собственные фа-
зовые шумы, недостатком — относительно узкая рабочая по-
лоса частот и высокая чувствительность к уровню входного
сигнала.
Рис. 2.49. Параметрический делитель частоты на варакторном
Диоде
Другое решение — регенеративный делитель частоты на
основе смесителя (рис. 2.50). Регенеративный делитель фор-
мирует замкнутую систему с переносом частоты, которая мо-
жет возбуждаться при определенных соотношениях частот, а
именно, частота генерации должна быть равна половине ча-
стоты на входе делителя. При этом сигнал входной частоты /0
преобразуется с сигналом выходной частоты /0/2, а на выходе
смесителя формируются частоты fQ/2 и 3/о/2. Частота 3/0/2
подавляется фильтром нижних частот, таким образом, фор-
мируя сигнал на выходе с частотой /о/2. Полагая, что условия
самовозбуждения (баланс амплитуд и фаз) соблюдены, такая
схема генерирует сигнал с частотой /вх/2, выполняя, таким
образом, функцию деления на 2.
Другие (более высокие) коэффициенты деления возмож-
ны при введении умножителя в цепь обратной связи, как это
88
Глава 2
Рис. 2.50. Регенеративный делитель на 2
концептуально показано на рис. 2.51. Следует заметить, что
условие баланса фаз выполняется в относительно узком диа-
пазоне частот, т. е. данная схема является узкополосной и тре-
бует определенной настройки. Достоинством регенеративного
делителя являются весьма низкие собственные фазовые шу-
мы, что обусловливает его использование в схемах формиро-
вания опорного сигнала (обычно на одной фиксированной ча-
стоте) с очень низкими фазовыми шумами.
Рис. 2.51. Регенеративный делитель частоты на N
2.4. Смесители
Смеситель выполняет функцию переноса частоты, напри-
мер преобразЬвание входного СВЧ-сигнала на более низкую
промежуточною частоту (ПЧ) с помощью дополнительного
сигнала гетеродина или же преобразование низкочастотного
сигнала ПЧ на высокую частоту. Смеситель является исклю-
чительно важным элементом в синтезаторах частот и исполь-
зуется как в прямом аналоговом синтезе, так и в схемах ФАПЧ
с переносом частоты.
2.4.1. Принцип работы и параметры смесителей
Преобразование частот возможно на нелинейном элемен-
те, например диоде [2.73]. Обобщенная схема простейшего ди-
одного смесителя (рис. 2.52) содержит собственно сам диод, а
также цепи согласования, развязки и фильтрации по входам
СВЧ, гетеродина и выходу ПЧ.
Аналогично случаю умножителя частоты, ограничимся
квадратичной аппроксимацией ВАХ диода, а напряжение на
Компоненты синтезаторов частот
89
Рис. 2.52. Обобщенная схема смесителя на диоде
нем представим суммой напряжений сигнала СВЧ Ас =
= Acsinu>cf и гетеродина Аг = Arsincurt Напряжение на
нагрузке пропорционально току диода. Тогда (с точностью
до сопротивления нагрузки) напряжение на нагрузке можно
представить так:
Кь,х(0 = Ас + Аг + (Ас + А, )2 = 2АСА, + Ас + А,. + А2 + А2 =
— Ас Аг [cos(cjc — cjr)Z — cos(cl/c Au?r)/] 4- Ac A Ar A A2 A A2. (2.33)
Последние четыре слагаемых дают побочные высокоча-
стотные компоненты и постоянную составляющую, исключа-
емые фильтрацией. Таким образом, на выходе ПЧ будут при-
сутствовать спектральные компоненты, соответствующие
сумме и разнице частот сигналов СВЧ и гетеродина (т. е. сме-
ситель линейно смещает частоту входного сигнала, сохраняя
форму его спектра без изменений). Таким образом, все спек-
тральные составляющие в окрестности несущей СВЧ сохра-
няют свое положение и относительный уровень. 'Наращивая
порядок аппроксимирующего полинома, приходим к заключе-
нию, что сигнал ПЧ содержит также комбинационные состав-
ляющие, описываемые следующим образом:
/вых = ±nfc ± mfr, (2.34)
где m и п — целые числа.
Величина подавления комбинационных составляющих яв-
ляется важным параметром, который зависит от характера
нелинейности смесителя, а также особенностей схемы постро-
ения (например, в балансных схемах некоторые комбинаци-
90
Глава 2
онные частоты могут быть частично подавлены) и режима
работы. Можно показать, что кратность частоты сигнала
или гетеродина, определяющих частоту комбинационной со-
ставляющей определяет поведение ее уровня при изменении
уровня соответствующего сигнала. Обычно режим работы
смесителя таков, что мощность гетеродина намного превос-
ходит мощность сигнала СВЧ и неизменна. Тогда измене-
ния мощности комбинационных составляющих определяют-
ся только изменениями мощности сигнала СВЧ. На частотах
±/с ± ш/г изменение уровня сигнала СВЧ вызывает такое же
изменение уровня комбинационной составляющей, на часто-
тах ±2fc±mfr — квадратичное и т. д. Первое свойство исполь-
зуется при преобразовании на гармониках гетеродина, второе
свойство — при оптимизации подавления комбинационных со-
ставляющих в полосе сигнала ПЧ путем подбора режима ра-
боты смесителя Отдельные случаи, когда п = 1. т = 0 и
п = 0, т = 1 характеризуют изолирующие свойства выхода
смесителя относительно входов СВЧ и гетеродина.
В гипотетически идеальном случае т и п равны единице,
а выходная частота смесителя определяется как
Лых = Л±/с. (2.35)
Таким образом, при преобразовании «вверх» (когда часто-
та входного Сигнала много меньше частоты гетеродина) иде-
альный смеситель создает два сигнала на выходе, отстоящих
от частоты гетеродина на величину промежуточной частоты
(рис. 2.53). Спектр составляющей разностной частоты являет-
ся зеркальным отражением спектра составляющей суммарной
частоты относительно частоты гетеродина. Дополнительная
фильтрация необходима для выделения нужной составляю-
щей. Аналогично при преобразовании «вниз» одинаковое зна-
чение ПЧ может быть получено двумя разными способами,
когда частота входного сигнала отстоит от частоты сигнала
гетеродина на величину ПЧ, располагаясь зеркально либо сле-
ва, либо справа от частоты гетередина. Таким образом, при
использовании смесителя в приемных устройствах возможен
прием сигнала одновременно по двум разным каналам, на-
зываемым «зеркальными». Для подавления нежелательного
Компоненты синтезаторов частот 91
зеркального канала (или боковой полосы) необходим фильтр
на входе смесителя. Существуют также схемы смесителей с
подавлением зеркального канала фазовыми методами.
/пч /г-/пч /г /Г+/пч f
Рис. 2.53. Перенос сигнала ПЧ в смесителе
Потери преобразования смесителя определяются как от-
ношение выходной мощности сигнала ПЧ к входной мощно-
сти сигнала СВЧ (или, соответственно, мощности выходного
сигнала СВЧ к входной мощности сигнала ПЧ в схемах пре-
образования «вверх», т. е. повышения частоты) и обычно вы-
ражаются в децибелах:
Lc = 101g^. (2.36)
Заметим, что существуют схемы активных смесителей
(например, транзисторных), где сигнал на выходе может пре-
вышать сигнал на входе, и данное соотношение будет пред-
ставлять коэффициент усиления. Коэффициент шума смеси-
теля определяется классическим способом:
Mu — 101g /вх с^вх ш-, (2.37)
* вых.с / * вых .ш
где Рвх.с и Рвых.с ~ входная и выходная мощности полезного
сигнала; Рвх.ш и Рвых.ш — входная и выходная мощности шума.
Коэффициент шума пассивного диодного смесителя обыч-
но численно равен величине обратной потерям преобразова-
ния. Однако в общем случае они могут отличаться.
К другим важным характеристикам смесителей относят
полосу рабочих частот, требуемую мощность гетеродина, ди-
намический диапазон или степень нелинейности, характери-
зующийся такими параметрами как Р-1Дб (мощность, соот-
ветствующая сжатию коэффициента передачи на 1 дБ) и 1Р3
(точка пересечения интермодуляционных компонентов 3-го
порядка двухтонового сигнала).
92
Глава 2
Как было показано выше, в отличие от умножителей и
делителей частоты, смеситель осуществляет перенос спектра
входного фазомодулированного сигнала (ПСС, фазовые шу-
мы) без изменений, как это проиллюстрировано на рис. 2.54
при прохождении фазомодулированного сигнала через гипо-
тетическую цепочку умножитель-смеситель-делитель. Здесь
предполагается, что гетеродин не вносит ПСС и фазовые шу-
мы. В противном случае шумы входного сигнала и сигнала
гетеродина складываются (при условии, что шумы не корре-
лированы). Например, если на входе смесителя присутству-
ют одинаковые по мощности шумы, складывая их значения в
логарифмическом масштабе, получаем увеличение шумов на
3 дБ (по отношению к входному сигналу) на выходе смесите-
ля. Если же шумы на сигнальном входе и входе гетеродина
происходят из одного источника (коррелированы), то смеси-
тель фактически работает в качестве умножителя сигнала.
Рис. 2.54. Прохождении фазомодулированного сигнала через
цепочку умножитель-смеситель-делитель
2.4.2. Балансные смесители
Простейший однодиодный смеситель, рассмотренный вы-
ше, требует тщательного согласования и не обеспечивает зна-
чительную развязку между портами. Он практически вышел
из употребления. Более распространенные решения включа-
ют балансные схемы, которые позволяют относительно просто
реализовать требуемую развязку, а также подавление неко-
торых комбинационных составляющих. Различают баланс-
ные (БС), двойные балансные (ДБС) и тройные балансные
(ТБС) схемы смесителей, которое включают соответственно
один или несколько балансирующих элементов (трансформа-
торов или балунов). В качестве примера на рис. 2.55 показана
схема простейшего балансного смесителя на двух диодах и
трансформаторах.
Компоненты синтезаторов частот
93
Вход
гетеродина
Рис. 2.55. Балансный смеситель
Как и в случае с однодиодным смесителем, ограничим-
ся квадратичной аппроксимацией ВАХ диодов. Тогда токи в
верхней и нижней первичных полуобмотках выходного транс-
форматора можно представить следующим образом [2.15,
2.72]:
(2.38)
(2.39)
Напряжение на выходе ПЧ пропорционально разности то-
ков (2.38) и (2.39). Тогда с точностью до сопротивления на-
грузки ПЧ
KmxW = K(t) - = AcAr + Ac. (2.40)
При увеличении порядка аппроксимации можно показать,
что балансный смеситель эффективно подавляет четные гар-
моники входных сигналов и комбинационные составляющие
четных порядков, а также эффективно изолирует выход ПЧ
от входа гетеродина, а также входы гетеродина и сигнала
СВЧ. Подавление сигнала СВЧ на выходе ПЧ ВС не обес-
печивает.
Добиться эффективной изоляции выхода ПЧ от входов
сигнала и гетеродина, а также повысить линейность ампли-
тудной характеристики позволяет двойной балансный (коль-
цевой) смеситель. Его схема приведена на рис. 2.56.
94
Глава 2
Рис. 2.56. Двойной балансный смеситель
Вход
гетеродина
Ток, утекающий в выход ПЧ, — это разница токов во вто-
ричных полуобмотках входного трансформатора. Ток в верх-
ней полуобмотке — это разница токов левой пары диодов, в
нижней — правой пары, которые равны соответственно:
1 2
'А _ А
2 ” ~2
А _ А
~2 2
Ш = 4
А
2
1 2
А
2
А - А А
2
(2.41)
МО = V + У
Г А Л
А А \
т + т)
А,- Д
2 + 2
(2.42)
Вычитая (2.42) из (2.41), получим только удвоенное про-
изведение напряжений сигнала СВЧ и гетеродина. Неслож-
ные выкладки приводят к простому выводу, что ДБС по срав-
нению с ВС еще и эффективно изолирует выход ПЧ и вход
СВЧ. По аналогии с (2.33) на выходе ПЧ будут присутствовать
исключительно компоненты суммарной и разностной частот,
а ДБС будет работать как перемножитель напряжений сигна-
ла СВЧ и гетеродина. На практике степень подавления этих
сигналов определяется степенью идентичности характеристик
используемых диодов, а также степенью сбалансированности
трансформаторов. Кроме того, использование четверки дио-
дов позволяет получить более линейные характеристики сме-
сителя, хотя и требует сигнала гетеродина большей мощности.
Аналогично умножителям и делителям частоты выпуска-
ется большое число смесителей в виде интегральных сборок и
микросхем. Например, на рис. 2.57 показан двойной баланс-
Компоненты синтезаторов частот
95
ный смеситель ADE-1H компании Mini-Circuits, работающий
в диапазоне частот 0,5... 500 МГц.
Рис. 2.57. Двойной балансный смеситель в виде микросборки
2.4.3. Смесители на гармониках гетеродина
В частотном синтезе часто требуется преобразование не
на основной частоте, а на гармониках гетеродина. В принципе
простейший однодиодный смеситель по определению выпол-
няет эту функцию. Однако такое решение не является эф-
фективным, потери преобразования растут пропорционально
квадрату номера гармоники гетеродина (или быстрее). Инте-
ресное решение связано с использованием антипараллельной
диодной пары, как показано на рис. 2.58. Сигнал гетеродина
открывает соответствующий диод во время положительного, а
затем отрицательного полупериода колебания. В итоге диод-
ная пара открывается два раза за период, таким образом, фак-
тически работая на второй гармонике гетеродина. Схема име-
ет относительно низкие потери преобразования (9... 12 дБ)
Рис. 2.58. Смеситель на антипараллельной диодной паре
96
Глава 2
и хорошее подавление второй гармоники гетеродина при ис-
пользовании диодной сборки с близкими характеристиками
отдельных диодов.
а Другое решение — использование умножителя на диоде с
накоплением заряда. Существуют интегральные микросхемы
с встроенными ДНЗ и смесительными диодами (рис. 2.59), ко-
торые позволяют осуществить эффективное преобразование
на высших гармониках гетеродина.
Вход
гетеродина
Вход СВЧ/
Выход ПЧ
Рис. 2.59. Схема гармоникового смесителя с использованием
умножителя на ДНЗ
2.4.4. Смесители с подавлением зеркального
канала
Как было указано выше, в смесителях при преобразова-
нии «вверх» создаются два сигнала (боковые полосы), часто-
ты которых зеркально расположены относительно частоты
сигнала гетеродина. Одну из боковых полос можно пода-
вить фазовымц методами, используя квадратурный смеситель
с подавлением зеркального канала, показанный на рис. 2.60.
Квадратурный смеситель включает в себя два ДБС, квадра-
турные мосты (выполненные, например, на мостах Ланге) по
входам ПЧ и гетеродина, а также сумматор преобразованных
сигналов.
Выход СВЧ
Рис. 2.60. Преобразование «вверх» с подавлением зеркального
канала
Компоненты синтезаторов частот
97
Допустим, что на входы подаются сигналы ПЧ Апч =
= An4sincun4£ и гетеродина Аг = Arsinu>rt Верхний смеси-
тель выполнит их перемножение без изменений, а нижний —
после сдвига фаз обоих сигналов на 90°. Тогда напряжения
на выходах отдельных смесителей определяются как [2.15]:
Квч1(0 = -4Г sincjrf • Апч sincjn4£ =
А А
= —пч [cos(cjr - Сс?пч)£ - cos(cjr 4- сипч)^]; (2.43)
Квч2(£) = Аг COSCJrf • Апч COSCJnn^ =
А А
= ”Ч [C0S(Ct;r - ^пч)^ + cos(cjr + c<Jn4)t]. (2.44)
Суммируя данные сигналы, получаем на выходе схемы
Кых — 4^вч1 Н“ ^свч2 — АгАПч COS(c<Jr Со’пч)^. (2.45)
Поменяем местами плечи моста на входе ПЧ:
Квч1(0 = Аг sincjrt • An4coswn4t =
A А
_/irAn4f^6< , , V i , I , . Wb /О
-- 2 [kJ-L-L-LV^I “ll'ij* । I
Квч2(^) = Ar cosa?rt • Апч sincuriH^ =
A A
= 2 г2 пч [- sin(cjr - cjn4)f + sin(cjr + cjn4)f]. (2.47)
После суммирования получим
^вых — ^свч! “Ь Vcb42 — АгАпч sin(cjr -|- а?пч)£. (2.48)
Также можно показать, что описанный эффект сохранит-
ся, если менять местами плечи моста по входу гетеродина.
Таким образом, на выходе схемы всегда присутствует толь-
ко одна боковая полоса, вторая полностью подавлена. Какая
конкретно — определяется выбранными плечами квадратур-
ных мостов, куда подаются сигналы гетеродина и ПЧ. Сигнал
гетеродина также отсутствует. На практике величина подав-
ления зеркального канала ограничивается точностью балан-
сировки схемы. Например, разбалансировка каналов смесите-
ля по амплитуде на 1 дБ и фазе 10° приводит к ограничению
уровня подавления до 20 дБ. Также будет присутствовать не
полностью подавленный сигнал гетеродина.
Схема на рис. 2.60 или ее вариант на рис. 2.61 может ис-
пользоваться при преобразовании частоты вниз с подавлени-
98
Глава 2
ем зеркального канала приема. Выбор верхней или нижней
боковой выполняется переключением выходных плеч квад-
ратурного моста по выходу ПЧ или входных плеч по входу
С^Ч. Такое решение позволяет снизить требования к каче-
ству или полностью исключить входной преселектор прием-
ного устройства.
Рис. 2.61. Преобразование «вниз» с подавлением зеркального
канала
Рис. 2.62. Квадратурный смеситель с делителями частоты
гетеродина
Расположение квадратурных мостов не влияет на функ-
ционирование смесителя и болыпё*зависит от удобства и стои-
мости реализации. Например, низкочастотные квадратурные
мосты — достаточно объемные элементы, а на СВЧ они могут
быть выполнены в интегральном виде в составе интегральной
Компоненты синтезаторов частот
99
схемы смесителя. Иногда квадратурный мост по входу гете-
родина заменяется парой делителей частоты на 2 с фазовым
сдвигом выходных сигналов в половину периода на входе де-
лителей (что соответствует сдвигу на четверть периода на их
выходе) (рис. 2.62). Преобразование частоты происходит на
половине частоты гетеродина.
2.5. Фазовые детекторы
Фазовый детектор (ФД) осуществляет преобразование
разности фаз двух колебаний в напряжение, которое может
быть использовано для управления частотой ГУН в синтеза-
торах с фазовой автоподстройкой частоты. Фазовый детектор
является исключительно важным компонентом, в значитель-
ной мере определяющим характеристики синтезаторов частот
на основе ФАПЧ, такие как полоса захвата частоты, уровень
побочных спектральных составляющих и фазовых шумов в
спектре выходного сигнала.
2.5.1. Аналоговые фазовые детекторы
Обратимся к схеме на рис. 2.52 и выражению (2.33). Вы-
ходное напряжение содержит высокочастотные компоненты
входного сигнала и гетеродина (далее — опорный), их гармо-
ники, постоянную составляющую за счет выпрямления напря-
жений входного сигнала и гетеродина на квадратичной ВАХ,
а также составляющие в виде косинусов разности и суммы
фаз входного и опорного сигнала:
Кых(0 =
= Лс Лоп [cos(wc -шоп )t- cos(wc + Шоп )t ]+Ас+А,п+А2С 4- А%„. (2.49)
Если один из сигналов (опорный, например) сдвинуть по
фазе на 90°, отбросить высокочастотные составляющие и вве-
сти фазовое рассогласование небольшой величины бср, то
(2.49) сводится к виду
А2 А2
VBbix(t) = ЛЛп sin(((jc - Cjon)t + д» 4- —(2.50)
Приравнивая частоты сигнала и гетеродина и заменяя
sin&£> на получим
А2 А2
Кь.х(/) = Лслопд> + + -f. (2.51)
100
Глава 2
При постоянстве амплитуд сигнала и гетеродина выход
смесителя линейно воспроизводит изменения фазовых соотно-
шений между сигналами на своих входах путем перемножения
входных сигналов — детектирует разность фаз входных сигна-
лов, добавляя постоянное смещение. Один недостаток такой
схемы очевиден — изменения амплитуд входных сигналов вли-
яют на результат детектирования. А значит, вместе с фазо-
вым одиночный диод выполняет и амплитудное детектирова-
ние, не разделяя эти составляющие входных сигналов. Второй
недостаток заключается в необходимости калибровки и ком-
пенсации постоянного смещения в процессе детектирования.
От указанных недостатков свободен балансный ФД, изобра-
женный на рис. 2.63.
Рис. 2.63. Балансный ФД
Сопротивления конденсаторов малы для входного и опор-
ного сигналов и превосходят сопротивления нагрузки плеч
ФД на постоянном токе. Принцип работы балансного ФД
аналогичен балансному смесителю на рис. 2.55 и описывается
формулой (2.40) с той лишь разницей, что наличие конден-
саторов позволяет эффективно изолировать выход от обоих
входов.
На примере балансного ФД рассмотрим эффект подав-
ления амплитудного шума входных сигналов. Относитель-
ный разброс тока через диод, обусловленный разбросом ВАХ
и дисбалансом трансформатора, обозначим через А и введем
множитель 1 + Л для суммы амплитуд Ас и Аоп, например, в
(2.38). Вычислим разницу токов плеч ФД и отбросим высоко-
Компоненты синтезаторов частот
101
частотные составляющие и составляющие при втором поряд-
ке А. Тогда напряжение на выходе ФД
/ Д2 Д2 \
Кых(0 = KW - KG) = (1 + + А + -f1 ).
(2.52)
Видно, что влияние флуктуаций амплитуд входных сиг-
налов подавляется не полностью. Наилучшее подавление ам-
плитудных флуктуаций входных сигналов в аналоговых ФД
достигает около 30 дБ. Теоретически идеальное перемножение
входных сигналов реализует кольцевой ФД, изображенный на
рис. 2.56. Его преимущество заключается в максимально воз-
можном качестве детектирования и эффективном подавлении
паразитных компонент. В некотором смысле кольцевой ФД
максимально эффективно перекачивает энергию входных сиг-
налов в напряжение разности фаз. Обычно ФД (как и смеси-
тель) работает в режиме большой постоянной мощности опор-
ного сигнала. Дискриминационная характеристика кольцево-
го ФД представляет собой синусоиду с амплитудой, равной ам-
плитуде сигнала ПЧ, когда ФД работает в режиме смесителя.
Крутизна дискриминационной характеристики (производная
по разности фаз) при синусоидальной форме равна ее ампли-
туде. Амплитуда сигнала ПЧ — это отношение амплитуды
входного сигнала к потерям преобразования. Таким образом,
крутизна дискриминационной характеристики определяется и
обеспечивается достаточно просто.
Поскольку кольцевой ФД имеет синусоидальную дискри-
минационную характеристику, то выходной сигнал ФД при
большой разнице входных частот будет синусоидальным с раз-
ностной частотой. Для работы системы ФАПЧ с неотъемле-
мым ФНЧ в канале управления частотой стабилизируемого
генератора необходимо, чтобы разница частот была в преде-
лах полосы пропускания ФНЧ. Таким образом, диапазон за-
хвата частоты ФАПЧ с кольцевым ФД принципиально и су-
щественно ограничен. Кроме того, частотные характеристики
системы ФАПЧ оказываются связаны с мощностями сигналов
на входах ФД, подверженным влиянию температуры. В целом
применение аналоговых ФД сопряжено с технической сложно-
стью установки и поддержания энергетических режимов и со-
102
Глава 2
отношения частот на их входах. С другой стороны, для анало-
говых ФД характерен минимальный избыточный шум, чаще
относящийся к активному ФНЧ на операционных усилителях
сигнала управления частотой стабилизируемого генератора.
Смеситель, работающий на гармониках, также может
быть использован в качестве фазового детектора. Как было
указано выше, существуют интегральные микросхемы с встро-
енными ДНЗ и смесительными диодами, которые позволяют
осуществить эффективное преобразование на высших гармо-
никах гетеродина, таким образом избегая использования де-
лителей частот в петле ФАПЧ. К недостатком ФД на гармони-
ковом смесителе следует отнести сложность в проектировании
и настройке схемы. Кроме того, следует учитывать преобра-
зование шумов на гармониках гетеродина (как это проиллю-
стрировано на рис. 2.64), а также рост потерь преобразования
при увеличении номера гармоники гетеродина, что приводит
к общему росту шумов ФД относительно балансных смесите-
лей, работающих на первой гармонике.
Рис. 2.64. Преобразование шумов в гармониковом фазовом
детекторе
2.5.2. Импульсно-фазовый детектор типа
« выборка-хранение»
Одним из недостатков рассмотренных выше аналоговых
ФД является наличие нежелательных компонент относитель-
но высокого уровня с частотами, равными и кратными ча-
стоте сравнения. Для их снижёйия на выходе ФД исполь-
зуют фильтр нижних частот, что может привести к суще-
ственному ухудшению динамических характеристик ФАПЧ.
Отмеченный недостаток в значительной мере устраняется в
Компоненты синтезаторов частот
103
схеме импульсно-фазового детектора (ИФД) типа «выборка-
хранение». Принцип действия такого устройства проиллю-
стрирован на рис. 2.65. ИФД по сути представляет собой
переключатель, коммутируемый импульсами, синхронизиру-
емыми с сигналом ГУН. ИФД также включает генератор пи-
лообразного напряжения (ГПН), частота которого, в свою оче-
редь, синхронизируется импульсами опорной частоты (входы
ИФД могут быть поменяны местами). Выборки пилообразно-
го напряжения «запоминаются» конденсатором С и формиру-
ют выходное напряжение ФД, которое, таким образом, будет
пропорционально разности фаз на входах ФД. Форма харак-
теристики детектирования повторяет форму напряжения на
аналоговом входе, и в данном примере она пилообразная в
пределах 2тг.
Сигнальный вход
Рис. 2.65. Принцип действия ИФД «выборка-хранение»
2.5.3. Цифровые фазовые детекторы
Цифровые фазовые детекторы строятся на основе цифро-
вых логических элементов, например «исключающее ИЛИ»,
триггеров и т. д. Работа фазового детектора на основе элемен-
та «исключающее ИЛИ» во многом схожа работе ФД на ос-
нове кольцевого ФД, показанного на рис. 2.56. Предположим,
104
Глава 2
что на опорный и сигнальные входы кольцевого ФД мы по-
даем последовательности прямоугольных импульсов большой
амплитуды (достаточной для работы диодов в ключевом ре-
жиме). При этом выходное напряжение Рфд будет положи-
тельным, когда напряжения на входах Von и Vc одновременно
лйбо положительные, либо отрицательные. В противном слу-
чае (когда напряжения на входах имеют разную полярность)
Рфд будет отрицательным. В табл. 2.3 приведены состояния
кольцевого ФД, работающего в ключевом режиме. Заметим,
что данная таблица состояний совпадает с таблицей состоя-
ний элемента «исключающее ИЛИ-HE» (полагая, что отрица-
тельная полярность соответствует логическому нулю, а поло-
жительная — логической единице, как показано в табл. 2.4).
Таблица 2.3
Состояния кольцевого ФД
Таблица 2.4
Состояния элемента
«исключающее ИЛИ-НЕ»
Von Vc ^Фд
+ + + 1 - 1 4- Ф
j Вход 1 Вход 2 Выход
0 0 1
0 1 0
1 0 0
1 1 1
Следовательно, следует ожидать, что элемент «исключа-
ющее ИЛИ» может выполнять функцию фазового детектора,
что иллюстрируется на рис. 2.66. На входах А и В схемы дей-
ствуют импульсы, форма которых — меандр. На прямом и ин-
версном выходах схемы С и D образуются импульсы, скваж-
ность которых зависит от временного взаимного расположе-
ния импульсов на входах. После низкочастотной фильтра-
ции (например, с помощью RC-цепочки) выделяются усред-
ненные постоянные составляющие выходных импульсов Vc и
Vj, в результате чего формируется четная положительная тре-
угольная дискриминационная характеристика с максимумом
напряжения, соответствующим логической единице при фа-
зовом сдвиге, равном тг. Схема, отличается высокой линейно-
стью дискриминационной характеристики. Заметим, что ча-
стота следования импульсов на выходе схемы в два раза выше
Компоненты синтезаторов частот
105
частоты импульсов на её входах, что облегчает их фильтра-
цию. Отсюда же и ограничение по фазовому рассогласованию
в 7г. Если форма импульсов на одном из входов отличается от
меандра, то возникает первая гармоника частоты сравнения,
величина которой зависит от степени отклонения формы от
меандра. Как было указано выше, работа схемы во многом
аналогична работе кольцевого ФД.
А | | | | | | | | | | | |
*иптъгтгтлп_л
Рис. 2.66. ФД на основе элемента «исключающее ИЛИ»
Замена «исключающего ИЛИ» на RS-триггер даст прак-
тически ту же картину на выходе элемента с той лишь раз-
ницей, что протяженность линейного участка дискриминаци-
онной характеристики возрастет вдвое — до 2тг, а частота им-
пульсов на выходе будет равна входной частоте. Также воз-
можно построение ФД на других типах триггеров, в частности
на JK-триггере [2.73].
2.5.4. Частотно-фазовые детекторы
Недостатком фазовых детекторов, описанных выше, яв-
ляется ограниченный диапазон захвата частоты. Если часто-
ты сигналов на входах ФД значительно отличаются, необхо-
дим механизм (частотный детектор), который изменяет часто-
ту ГУН до равенства сравниваемых частот, а далее происходит
захват и удержание частоты с помощью фазового детектора.
Функции частотного и фазового детекторов совмещаются в
частотно-фазовом детекторе (ЧФД), одна из реализаций кото-
рого приведена на рис. 2.67. Цифровая часть схемы ЧФД со-
держит два D-триггера, тактируемых соответственно импуль-
сами с опорной и сигнальной частотами, и логический элемент
«И», осуществляющий сброс триггеров. Выходы триггеров
106
Глава 2
формируют информацию о разности частот на их входах. Вы-
ходы триггеров обычно объединяют с помощью операционно-
го усилителя, формирующего фильтр ФАПЧ, или использу-
ют для коммутации источников тока на полевых или КМОП-
транзисторах (схема с токовыми ключами, charge pump), как
показано на рис. 2.68.
Рис. 2.67. Частотно-фазовый детектор
При больших разностях частот на входах, когда на один
импульс на одном входе приходится несколько импульсов на
другом (область 1 на рис. 2.68), ЧФД находится почти все
время в одном состоянии, выдавая длинный импульс тока в
фильтр канала управления частотой генератора, затягиваю-
щий его частоту в непосредственную близость к опорной. Ко-
гда частоты близки, то на входах присутствуют по одному
импульсу (область 2) и ЧФД выдает уже короткие импуль-
сы тока длительностью, равной временному рассогласованию
между входными импульсами, подстраивая частоту стабили-
зируемого генератора. Когда частоты на входах уравнивают-
ся (область 3), ток в канал управления частотой не подается.
В зависимости от временного положения импульсов на входе
ЧФД становится либо источником, либо потребителем тока
для фильтра в канале управление стабилизируемым генера-
тором.
Дискриминационная характеристика ЧФД является непе-
риодической нечетной функцией, как показано на рис. 2.69.
При частотной ошибке в петле ФАПЧ ЧФД работает как ча-
Компоненты синтезаторов частот
107
Рис. 2.68. Схема ЧФД с токовыми ключами
стотный детектор с прямоугольной (релейной) характеристи-
кой. Поэтому в системе ФАПЧ с ЧФД полоса захвата прак-
тически бесконечна.
Рис. 2.69. Дискриминационная характеристика ЧФД
Наряду с несомненными достоинствами рассмотренный
ЧФД имеет существенный недостаток, известный под терми-
ном «мёртвая зона». Суть этого явления связана с тем, что
в момент синхронизма, т. е. при равенстве входных колебаний
по частоте и фазе, на управляющих входах ключей действу-
ют очень короткие импульсы, поглощаемые затворными ем-
108
Глава 2
костями и не открывающие транзисторы. Крутизна дискри-
минационной характеристики падает до нуля, и петля ФАПЧ
оказывается в неопределённом (т. е. разомкнутом) состоянии.
Рабочая точка ЧФД флуктуирует вокруг нулевого значения
фазы, что приводит к значительному повышению уровня шу-
ма на выходе ФАПЧ. В этом случае дискриминационная ха-
рактеристика фазового детектирования приобретает вид, по-
казанный на рис. 2.70.
Рис. 2.70. Дискриминационная характеристика реального ЧФД
Для устранения неопределенности на выходе элемента
«И» вводится линия задержки. Дискриминационная характе-
ристика приобретает вид на рис. 2.71. Петля ФАПЧ сохраня-
ет свою работоспособность, но платой за это становится уме-
ренное повышение энергопотребления и шума, генерируемого
ключами.
Рис. 2.71. Дискриминационная характеристика ЧФД
с задержкой сброса триггеров
Для повышения точности приведения частоты в полосу
захвата фазового детектора мотйго использовать частотный
детектор типа «квадрокоррелятор» [2.74], принцип действия
которого представлен на рис. 2.72. Входные сигналы преобра-
зуются по частоте, и сигнал разностной частоты с выхода од-
Компоненты синтезаторов частот
109
ного из смесителей дифференцируется, обеспечивая пропор-
циональность между разностной частотой и амплитудой сиг-
нала. Дифференцированный сигнал синхронно детектирует-
ся таким образом, что выходной сигнал имеет амплитуду и
полярность, соответствующие разнице и взаимному располо-
жению частот входных сигналов.
Рис. 2.72. Частотный детектор типа «квадрокоррелятор»
Возможен также цифровой вариант схемы, показанный на
рис 2-73 Как и аналоговый вариант, цифровой квадрокорре-
лятор служит для измерения частотного рассогласования в
системе ФАПЧ, чтобы, имея эту информацию, привести ча-
стоту ГУН в область её захвата фазовым детектором. На ри-
сунке также приведены импульсные диаграммы на выходах
делителей частоты для случая, когда частота сигнала-ниже
опорной частоты. Форма импульсов представлена в виде ме-
андров, при этом начало диаграмм Vr и VCl относящихся соот-
ветственно к делителям R и N, соответствует сдвигу фаз 180°
(хотя сдвиг может быть любым). Цифровой квадрокорреля-
тор работает по принципу сравнения временных положений
опорных импульсов Vr и их задержанных копий, .записывае-
мых в регистры на D-триггерах в моменты поступления сиг-
нальных тактирующих импульсов. Когда опорная и сигналь-
ная частоты равны, тактовый сигнальный импульс попадает
в одну и ту же точку опорных импульсов. Поэтому состояния
А2 и В2 от одного такта к следующему такту не меняются. Ес-
ли же частоты не равны, то тактовые импульсы попадают в
разные точки опорных импульсов. Если наблюдать движение
импульсов с течением времени, то можно заметить, что ниж-
ний уровень опорных импульсов продвигается быстрее ниж-
него уровня сигнальных импульсов, что соответствует случаю
110
Глава 2
Рис. 2.73. Цифровой квадрокоррелятор
fr fr. В этом случае значения А2 и В2 меняются от такта
к такту следующим образом: [1 Л], [0,1], [0,0],... (т. е. сумма
логических уровней с течением времени убывает). Если же
fr < fCl то последовательность значений Л2 и В2 меняется
на обратную: [0,0], [0,1], [1 Л],... (сумма логических уровней
возрастает). Таким образом, различие в порядке последова-
тельностей говорит об отношении частот: какая из них выше,
а какая ниже. Выходы триггеров подключаются к детектор-
ной цепи (на рисунке не показана). В ней при переходе часто-
ты сигнала к неравенству fr > fc срабатывает мультивибра-
тор, генерирующий импульсы фиксированной длительности.
Постоянная составляющая этих импульсов выделяется филь-
тром нижних частот. Аналогично, если возникает неравенство
fr < fc, то срабатывает второй мультивибратор, также гене-
рирующий импульсы фиксированной длительности, из кото-
рых выделяется постоянная составляющая. Названные посто-
янные составляющие взаимно вычитаются, в результате чего
образуется напряжение, показывающее знак и величину рас-
стройки частоты ГУН по отношению к опорной частоте.
Компоненты синтезаторов частот
111
2.5.5. Интегральные микросхемы ФАПЧ
Фазовый детектор может быть интегрирован с другими
элементами ФАПЧ в виде интегральной микросхемы, как это
проиллюстрировано на рис. 2.74 на примере ADF4106, вы-
пускаемой компанией Analog Devices. Микросхема содержит
ЧФД с токовыми ключами, делители частоты опорного и ста-
билизируемого сигнала, индикатор захвата, а также другие
элементы, позволяющие реализовать однокольцевую ФАПЧ.
Делитель частоты опорного сигнала представляет собой
14-разрядный счетчик, коэффициент деления которого может
быть запрограммирован от 1 до 16383. Делитель приводит
опорную частоту (которая может находиться в диапазоне от
20 до 300 МГц для синусоидального входного сигнала) к необ-
ходимой величине, соответствующей частоте сравнения фазо-
вого детектора и частотному шагу ФАПЧ. Более низкие вход-
ные частоты требуют прямоугольной формы сигнала.
В качестве делителя частоты стабилизируемого генерато-
ра используется ДПКД на основе двухмодульного ПД с про-
граммируемыми коэффициентами деления 8/9, 16/17, 32/33
или 64/65. ПД работает совместно с низкочастотными дели-
телями А (6-разрядный счетчик) и В (13-разрядный счетчик),
образуя высокочастотный ДПКД, минимальный и максималь-
ный коэффициенты деления которого приведены в табл. 2.5.
Диапазон рабочих частот ДПКД для синусоидального сигна-
ла составляет 0,5...6 ГГц, нижняя рабочая частота может
быть уменьшена при использовании сигнала прямоугольной
формы. При выборе коэффициента деления ПД следует об-
ратить внимание, что максимальная рабочая частота счетчи-
ков А и В не превышает 325 МГц. Выходы ДПКД и делителя
опорного сигнала подключены к ЧФД, максимальная частота
сравнения которого составляет 104 МГц. Положительный или
отрицательный наклон дискриминационной характеристики,
величина тока и задержка сброса триггеров ЧФД (для устра-
нения эффекта «мертвой зоны») также могут программиро-
ваться. Программирование осуществляется с помощью трех-
проводного интерфейса SPI с конфигурируемым выходом об-
щего применения. Помимо этого, микросхема ADF4106 вклю-
чает в себя индикатор захвата частоты, который может рабо-
CE AGNC DGNO
Рис. 2.74. Интегральная микросхема ФАПЧ
Компоненты синтезаторов частот
113
Таблица 2.5
Коэффициенты деления ДПКД
Коэффициент деления ПД Коэффициент деления ДПКД
Мин. Макс.
8/9 56 65591
16/17 240 131119
32/33 992 262175
64/65 4032 524287
тать в аналоговом или цифровом режиме. Фотография отла-
дочной платы микросхемы ADF4106 приведена на рис. 2.75.
Рис. 2.75. Отладочная плата микросхемы ADF4106
В настоящее время существует разнообразное количество
интегральных схем для построения СЧ, которые включают в
себя элементы целочисленной и дробной ФАПЧ, ЦВС и др.,
что в значительной мере упрощает построение синтезаторов
частот на основе ФАПЧ.
114
Глава 2
Литература к главе 2
2.1. Дьяконов В.П. Генерация и генераторы сигналов. —
М.: ДМК Пресс, 2009. — 384 с.
*2.2. Романюк В.А. Автогенераторы. — М.: МИЭТ, 1980.
79 с.
'2.3. Романюк В.А. Синтезаторы частот на основе автоге-
нераторов с ФАПЧ: Уч. пособие. — М.: МИЭТ, 2005. — 100 с.
2.4. Александров А. И. Генераторы высокостабильных ко-
лебаний. — М.: Связь, 1967. — 144 с.
2.5. Малахов А.Н. Флуктуации в автоколебательных си-
стемах. — М.: Наука, 1967. — 662 с.
2.6. Царапкин Д.П. Генераторы СВЧ на диодах Ганна. —
М.: Радио и связь, 1982. — 112 с.
2.7. Алексеев О.В. и др. Генераторы высоких и сверхвысо-
ких частот: Уч. пособие. — М.: Высшая школа, 2003. — 326 с.
2.8. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ-сигналов
и их компоненты: учебное пособие. — М.: Издательский дом
МЭИ, 2010. - 320 с.
2.9. Жалуд В., Кулешов В.Н. Шумы в полупроводнико-
вых устройствах. — М.: Сов. радио, 1977. — 416 с.
2.10. Евтянов С.И., Кулешов В.Н. Флуктуации в автоге-
нераторах // Радиотехника и электроника. 1961. Т. 6, № 4.
С. 496-505.
2.11. Глазов Г.Н., Горевой А.В. Методы измерений на СВЧ:
Т 2. Управляемые генераторы СВЧ. Книга 2. — Томск: Крас-
ное знамя, 2015. — 520 с.
2.12. Everard J. Fundamentals of RF Circuit Design with Low
Noise Oscillators. — NJ: Wiley, 2001.
2.13. Rohde U.L., et al. The Design of Modern Microwave
Oscillators for Wireless Applications. Theory and Optimization. —
NJ: Wiley, 2005.
2.14. Rubiola E. Phase Noise and Frequency Stability in Os-
cillators. — Cambridge University Press, 2009.
2.15. Гоноровский И.С. Радиотехнические цепи и сигна-
лы. — М.: Радио и связь, 1986. — 512 с.
2.16. Leeson D. A Simple Model of Feedback Oscillator Noise
Spectrum // IEEE Proceedings. 1966. Vol. 54, No. 2. P. 329-332.
Компоненты синтезаторов частот
115
2.17. Parker Е. Characteristics and Sources of Phase Noise
in Stable Oscillators // IEEE Int. Frequency Control Symposium
Proceedings, 1987. P. 99-110.
2.18. Parzen B. Clarification and a Generalized Restatement
of Leeson’s Oscillator Noise Model // IEEE Int. Frequency Con-
trol Symposium Proceedings, 1998. P. 348-351.
2.19. Nallatamby J., et al. Extension of the Leeson Formula
to Phase Noise Calculation in Transistor Oscillators with Com-
plex Tanks // IEEE Transactions on Microwave Theory and Tech-
niques. 2003. Vol. 51, No. 3. P. 690-696.
2.20. Ильченко M.E., Кудинов E.B. Ферритовые и диэлек-
трические резонаторы СВЧ. — Киев: Издательство Киевского
университета, 1973. — 175 с.
2.21. Darwish A., et al. A New Phase Noise Reduction Tech-
nique for MMIC Oscillators // IEEE Microwave and Millimeter-
Wave Monolithic Circuits Symposium Digest. 1992. P. 171-174.
2.22. Driscoll M. Low-noise Microwave Signal Generation Us-
ing Bulk- and Surface-Acoustic-Wave Resonators // IEEE Trans-
actions on Ultrasonics, Ferroelectrics and Frequency Control.
1988. Vol. 35, No. 3. P. 426-434.
2.23. Kuleshov V. and Boldyreva T. 1/f AM and PM Noise in
Bipolar Transistor Amplifiers: Sources, Ways of Influence,.Tech-
niques of Reduction // IEEE International Frequency Control
Symposium Proceedings. 1997. P. 446-455.
2.24. Rohde U. and Poddar A. Noise Minimization Techniques
for RF and MW Signal Sources // Microwave Journal. 2007. Vol.
50, No. 9. P. 136-162.
2.25. McNeilage C., et al. A Review of Sapphire .Whispering
Gallery-mode Oscillators Including Technical Progress and Fu-
ture Potential of the Technology // IEEE International Frequency
Control Symposium Proceedings, 2004. P. 210-218.
2.26. Everard J. A Review of Low Noise Oscillator Theory
and Design // IEEE International Frequency Control Symposium
Proceedings, 1997. P. 909-918.
2.27. Царапкин Д.П. Методы генерирования СВЧ колеба-
ний с минимальным уровнем фазовых шумов // Диссертация
на соискание ученой степени доктора технических наук. —
Москва, 2004.
116
Глава 2
2.28. Galani Z., et al. Analysis and Design of a Single-resona-
tor GaAs FET Oscillator with Noise Degeneration // IEEE Trans-
actions on Microwave Theory and Techniques. 1984. Vol. 32, No.
12.-P. 1556-1565.
2.29. Dick G.J. and Saunders J. Measurement and Analysis
of a Microwave Oscillator Stabilized by a Sapphire Dielectric Ring
Resonator for Ultra-low Noise // IEEE Transactions on Ultrason-
ics, Ferroelectrics and Frequency Control. 1990. Vol. 37, No. 9.
P. 339-346.
2.30. Tsarapkin D.P. and Shtin N.A. Performance limits of mi-
crowave oscillators with combined stabilization // 16th European
Frequency and Time Forum Proceedings, St.-Petersburg, March
2002.
2.31. Gorevoy A.V. A Low Noise Oscillator Based on a Con-
ventional Dielectric Resonator // Microwave Journal. 2013. № 11.
P. 84-94.
2,32. Howe D. and Hati A. Low-noise X-band Oscillators and
Amplifier Technologies: Comparison and Status //in IEEE Inter-
national Frequency Control Symposium Proc., Vancouver, Cana-
da, 2005. P. 481-487.
2.33. Григорьев А.Д., Янкевич В.Б. Резонаторы и резона-
торные замедляющие системы СВЧ. Численные методы рас-
чета и проектйрования. — М: Радио и связь, 1984. — 248 с.
2.34. Добромыслов В.С. Резонансные СВЧ устройства. —
М.: Изд-во МЭИ, 1995. — 124 с.
2.35. Kajfez D. and Guillon Р. Dielectric Resonators. — MA:
Artech House, 1986.
2.36. Helszajn J. YIG Resonators and Filters. — New York:
Wiley, 1985.
2.37. Горевой А. Выбор генераторов для построения ма-
лошумящих СВЧ-синтезаторов // Компоненты и технологии.
2012. № 6. С. 12-17.
2.38. Альтшуллер Г.Б. и др. Кварцевые генераторы: спра-
вочное пособие. — М.: Радио и связь, 1984. — 232 с.
2.39. Huang Р.-С. et. al. А 11.4 GHz VCO in 0.13^m CMOS
Technology // IEEE International Solid-State Circuits Conference
Digest, 2005. P. 404-406.
Компоненты синтезаторов частот
117
2.40. Ballato A. Doubly Rotated Thickness Mode Plate Vi-
brations // Academic Press. 1977. Vol. 13. P. 115-181.
2.41. Альтшуллер Г.Б. Кварцевая стабилизация частоты. —
М.: Связь, 1974. - 272 с.
2.42. Rubiola Е. and Giordano V. On the 1/f Frequency Noise
in Ultra-Stable Quartz Oscillators // IEEE Transactions on Ultra-
sonics, Ferroelectrics and Frequency Control. 2007. Vol. 54, No.
1. P. 15-22.
2.43. Boroditsky R. and Gomez J. Testing Phase Noise of Ul-
tra Low Phase Noise OCXO - Challenges and Solutions // White
Paper — NEL Frequency Controls, www.nelfc.com.
2.44. Montress G., et. al. Extremely Low Phase Noise SAW
Resonators and Oscillators: Design and Performance // IEEE
Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics and Frequency
Control. 1988. Vol. 35, No 6. P. 657-667.
2.45. Вольман В.И., Пименов Ю.В. Техническая электро-
динамика. — М.: Связь, 1971. — 487 с.
2.46. Tanski W. Development of a Low Noise L-Band Dielec-
tric Resonator Oscillator // IEEE International Frequency Con-
trol Symposium Digest, 1994. P. 472-477.
2.47. Sen Gupta A., et al. High Spectral Purity Microwave
Oscillator: Design Using Conventional Air-Dielectric Cayity //
IEEE Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics and Frequency
Control. 2004. Vol. 51, No. 10. P. 1225-1231.
2.48. Брагинский В.Б., Митрофанов В.П. Стабилизация
частоты генераторов механическими резонаторами из моно-
кристаллов сапфира // Вестник Московского Университета.
Серия 3: Физика и Астрономия. 1978. № 4. С. 45751.
2.49. Добромыслов В.С., Калиничев В.И., Крюков А.В.
Расчёт спектра собственных колебаний экранированных ди-
электрических резонаторов // Изв. вузов. Сер. Радиофизика.
1990. Т. 33, № 9. С. 1068-1076.
2.50. Батищева и др. Лейкосапфир — материал для вы-
сокодобротных диэлектрических резонаторов // Электронная
техника. Сер. Электроника СВЧ. 1982. № 8. С. 63-64.
2.51. Царапкин Д.П., Иванов Е.Н., Мухтаров И.Н. Высо-
кодобротные дисковые диэлектрические резонаторы // Радио-
техника и электроника. 1983. Т. 28, № 8. С. 1658-1659.
118
Глава 2
2.52. Бельчиков С., Дзисяк А. Современный задающий ге-
нератор X-диапазона со сверхнизким уровнем СПМ ФШ //
Компоненты и технологии. 2018. № 7. С. 78-82.
* 2.53. Ivanov Е and Tobar М. Low Phase-Noise Microwave Os-
cillators with Interferometric Signal Processing // IEEE Transac-
tions on Microwave Theory and Technics. 2006. Vol. 54. P. 3284-
3294.
2.54. Кувшинов В., Майстренко А. ЖИГ-генераторы и
синтезаторы частот компании Micro Lambda Wireless // Ком-
поненты и Технологии. 2015. № 9. Р. 34-38.
2.55. Carter Р. Magnetically-tunable Microwave Filters Using
Single-crystal Yttrium-Iron-Garnet Resonators // IRE Transac-
tions on Microwave Theory and Techniques. 1961. Vol. 9, No. 3.
P. 252-260.
2.56. Heyboer T. and Emery F. YIG-tuned GaAs FET Oscil-
lators // IEEE MTT-S International Microwave Symposium Di-
gest. 1976. P. 48-50.
2.57. Trew R. Design Theory for Broadband YIG-tuned FET
Oscillators // IEEE Transactions on Microwave Theory and Tech-
niques. 1979. Vol. 27, No. 1. P. 8-14.
2.58. Papp J. An 8 to 18 GHz YIG-tuned FET Oscillator //
IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. 1980.
Vol. 28, No. 7' P. 762-767.
2.59. Khanna A.P.S. and Buenrostro J. 2 to 22 GHz Low
Phase Noise Silicon Bipolar YIG-tuned Oscillator Using Compos-
ite Feedback // IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest.
1992. Vol. HI, P. 1297-1299.
2.60. Zensius D., Draher M. and Osbrink N. Device and Con-
struction Refinements Yield First 33 to 50 GHz GaAs FET YTO
// Microwave Journal. 1986. Vol. 29, No. 6. P. 153-159.
2.61. Капранов M.B., Кулешов B.H., Уткин Г.М. Теория
колебаний в радиотехнике. — М.: Наука, 1984. — 320 с.
2.62. Yao S. and Maleki L. Opto-Electronic Oscillator and Its
Applications // IEEE Internationa^ Topical Meeting on Micro-
wave Photonics Digest, 1996. P. 265-268.
2.63. Kaba M., et al. Improving Thermal Stability of Opto-
electronic Oscillators // IEEE Microwave Magazine. 2006. Vol. 7,
No. 4. P. 38-47.
Компоненты синтезаторов частот
119
2.64. Кулешов В.Н. Оптоэлектронные СВЧ-генераторы с
рекордно низкими фазовыми шумами. // Электронные ком-
поненты. 2009. № 8. С. 75.
2.65. Ilchenko V. Optical Microsphere Resonators and Laser
Frequency Stabilization // Lasers and Electro-Optics Society An-
nual Meeting Proceedings, 1997. P. 94-95.
2.66. Щитов A.M., Киреев В.С. Широкодиапазонный пе-
рестраиваемый умножитель частоты на ДНЗ в диапазоне 2-
18 ГГц // Техника средств связи, серия РИТ. 1979. № 6. С. 49-
57.
2.67. Щитов А.М. Диодные умножители частоты // Ра-
диоизмерения и электроника. 2001. № 9. С. 41-46.
2.68. Faber М., Chramiec J. and Adamski М. Microwave and
Millimeter-wave Diode Frequency Multipliers. — MA: Artech
House, 1995.
2.69. Maas S. The RF and Microwave Circuit Design Cook-
book. — MA: Artech House, 1998.
2.70. Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проек-
тирование. Пер. с англ, под ред. А.С. Галина — М • Связь.
1979. - 384 с.
2.71. Puglia К. Process MW Signals with High-speed Logic
// Microwaves & RF. 2011. P. 72-77.
2.72. Horowitz P. and Hill W. The Art of Electronics, 2nd
ed. — NY: Cambridge University Press, 1989.
2.73. Gardner F. Phaselock Techniques, 3rd ed. — NJ: Wiley,
2005.
2.74. Egan W. Frequency Synthesis by Phase Lock, 2nd ed.. —
NJ: Wiley, 1999.
3 Практические примеры
построения автогенераторов
Как было сказано выше, АГ — система с положительной
обратной связью, включающая элемент обратной связи с кру-
тым наклоном ФЧХ (резонатор) и элемент, компенсирующий
потери в ней (усилитель). Кольцо АГ может быть явно выра-
женным, как это бывает в случаях, когда активный элемент
является классическим усилителем-четырехполюсником, ко
входу и выходу которого подключается пассивный четырехпо-
люсник в виде совокупности резонатора и устройства отвода
части мощности колебания в нагрузку. В таком случае гово-
рят о схеме АГ с параллельной обратной связью. Существу-
ют схемы без явно выраженного кольца, когда и усилитель,
и резонатор являются двухполюсниками. В таких случаях
говорят о последовательной обратной связи, или об АГ с от-
рицательным входным сопротивлением активного элемента,
что по сути одно и то же. Явных преимуществ одного ти-
па схем перед другим не обнаруживается, а выбор в пользу
конкретной реализации чаще делается на основе требуемых
характеристик и доступных компонентов. Ниже приведены
примеры конструкций АГ с использованием различных типов
резонаторов.
3.1. Кварцевые генераторы
Кварцевый генератор — это отправная точка синтезато-
ра частот, определяющая характеристики долговременной и
кратковременной частотной и фазовой стабильности выходно-
го сигнала. В его основе лежит кварцевый резонатор одного
из двух типов среза: АТ или SC, в том числе работающий на
механических гармониках. Традиционно самые распростра-
ненные частоты опорных генераторов в синтезе частот — это
10 и 100 МГц Частота 10 МГц — это стандарт синхронизации
122
Глава 3
приборов и систем, 100 МГц — собственно отправная точка в
реализации низкого уровня фазовых шумов в диапазоне от-
строек 1 кГц... 1 МГц при построении синтезаторов частот.
♦ Для генерирования 10 МГц сигнала чаще используется
как первая (срезы АТ и SC), так и третья (срез SC) меха-
нические гармоники. В конструировании таких генераторов
есть своя специфика в виде тщательной проработки системы
термостабилизации, описание которой выходит за рамки дан-
ной книги. Частота 100 МГц генерируется практически ис-
ключительно гармониковыми резонаторами обоих срезов, и
для реализации такого режима работы резонатора прибегают
к специфической схемотехнике, описанной ниже.
Простейший вариант построения опорного генератора
100 МГц с умеренно высокой фазовой стабильностью — квар-
цевый ГУН с АТ-срезом. Предполагается, что такой генератор
будет стабилизирован относительно термокомпенсированного
генератора 10 МГц посредством ФАПЧ. В этом случае от ге-
нератора 100 МГц требуется лишь компенсация своих темпе-
ратурных дрейфов и старения резонатора путем перестройки
частоты с небольшим запасом. Ярким примером такого ГУН
является схема на рис. 3.1.
Здесь используется схема с параллельной обратной свя-
зью, где активным элементом является логический инвертор.
Подавление генерации на первой механической гармонике осу-
ществляется фазовым методом [3.1] с помощью параллельно-
го колебательного контура, настроенного по частоте между
первой и третьей гармониками резонатора. Перестройка ча-
стоты осуществляется варикапами, полностью включенными
в контур. Встречное включение варикапов — частое реше-
ние, позволяющее подавить нелинейные искажения сигнала в
цепи обратной связи и предотвратить появление избыточного
шума в выходном сигнале.
Достижимая перестройка частоты в такой схеме состав-
ляет 20... 40 ppm в одну сторону от номинала, что дает су-
щественный запас при типичной температурной нестабильно-
сти резонансной частоты 10... 15 ppm в одну сторону в диа-
пазоне температур от -40 до 4-85 °C. Достижимый уровень
фазовых шумов составляет -165 дБн/Гц на отстройке 10 кГц
Практические примеры построения автогенераторов
123
Рис. 3.1. Схема и фото кварцевого ГУН
от несущей и -110 дБн/Гц (и ниже) на отстройке 100 Гц
(рис. 3.2).
Сравнимые шумовые и перестроечные характеристики ге-
нератора достигаются и на пятой механической гармонике на
частоте 175 МГц. Замена инвертора на каскад на биполярном
транзисторе при резонаторе 50 МГц с первой механической
гармоникой позволяет реализовать перестройку частоты по-
чти 100 ppm при уровне фазовых шумов минус 130 дБн/Гц на
отстройке 100 Гц от несущей, что сравнимо со многими недо-
рогими термостатированными кварцевыми генераторами.
Для среза SC подобный подход характерен при работе на
механических гармониках с той лишь разницей, что требует-
ся обеспечивать улучшенную селекцию полезной моды С на
фоне более активной моды В. В этом случае прибегают к ам-
плитудной селекции мод, вводя дополнительный низкодоброт-
ный фильтр в обратную связь генератора, как это показано на
рис. 3.3. В основе генератора лежит схема с отрицательным
входным сопротивлением (например, схема Колпитца).
124
Глава 3
Рис. 3.2. СПМ фазового шума кварцевого ГУН 100 МГц
Рис. 3.3. Схема и фото генераторной части
термостатированного генератора
Сам резонатор (или вся генераторная часть полностью)
подогреваются до температуры локального максимума ТЧХ
резонатора (80.. .90 °C) для обеспечения максимальной тем-
пературной стабильности частоты. Существенное влияние на
стабильность частоты оказывает конструкция камеры термо-
стата, включая взаимное расположение резонатора и нагре-
вателей. Важно обеспечить равномерное температурное поле
вокруг самого резонатора.
Существенный эффект в виде кардинального снижения
фазового шума генератора заключается в использовании узко-
полосной фильтрации выходного сигнала. Уровень добротно-
сти кварцевых резонаторов таков, что полоса пропускания од-
норезонаторного фильтра составляет единицы килогерц, что
позволяет снижать фазовый шум сигнала на 10... 20 дБ на от-
Практические примеры построения автогенераторов 125
стройках 10 кГц и выше. Наиболее экономичный, компактный
и удобный вариант — это использовать сам резодатор и в каче-
стве элемента обратной связи АГ, и в качестве узкополосного
фильтра, подключая к его «холодному» порту буферный уси-
литель. Такое решение успешно применено в АГ на рис. 3.3.
Так удалось достичь гарантированного уровня фазового шума
-182... 180 дБн/Гц и ниже на отстройке 10 кГц от несущей
(рис. 3.4). Это достигается в том числе за счет работы вы-
ходного буферного каскада в режиме источника напряжения
(с нулевым сопротивлением и, соответственно, не согласован-
ным) и преодоления фундаментального ограничения в виде
теплового шума согласованного тракта -174 дБм/Гц.
Рис. 3.4. СПМ фазового шума термостатированного генератора
100 МГц
3.2. Умножение частоты
термостатированных АГ
Использование термостатированного АГ с фазовым шу-
мом, изображенным на рис. 3.4, в качестве опорного для коль-
ца ФАПЧ с частотно-фазовым детектором сопряжено с поте-
рей практически всех шумовых преимуществ по причине вы-
сокого избыточного шума ЧФД. В синтезаторах частот высо-
кого класса применяют предварительное умножение частоты
126
Глава 3
опорного генератора. Например, комбинация термостатиро-
ванного АГ, описанного выше, с диодным упятерителем ча-
стоты на антипараллельной диодной паре, фильтром на ПАВ
и однокаскадным транзисторным усилителем (рис. 3.5) позво-
ляет реализовать уровень фазовых шумов ниже -165 дБн/Гц
на отстройке 10 кГц от несущей 500 МГц при выходном уровне
сигнала 18 дБм (рис. 3.6).
ТС АГ
Рис. 3.5. Схема умножения частоты АГ 100 МГц
Рис. 3.6. СПМ фазового шума сигнала КГ, умноженного до
500 МГц
Входная цепь умножителя частоты служит для согласова-
ния входного сопротивления диодов и ограничивает обратное
проникновение гармоник в АГ ЮОТМГц. Выходная цепь рабо-
тает как ФВЧ, подавляя низшие.гармоники 100 МГц. Приве-
денный ко входу умножителя уровень остаточного фазового
шума на отстройках 100 кГц и выше составляет -184 дБн/Гц.
Практические примеры построения автогенераторов
127
Рис. 3.7. СПМ фазового шума сигнала КГ, умноженного до
1000 МГц
Аналогичных результатов можно достичь при каскадном
умножении частоты на 2 и на 5 с помощью мостового удвои-
теля частоты и упятерителя на антипараллельной паре. На
рис. 3.7 приведена характеристика СПМ фазового шума на
частоте 1000 МГц. Видно, что приведенный ко входу уровень
остаточного фазового шума составляет -182...-180 дБн/Гц —
близкую величину к реализуемой в упятерителе, описанном
выше.
Некоторые варикапы обнаруживают свойства ДНЗ. Так,
например, BBY52-02W Infineon позволяют получать крат-
ность умножения до 25 (а в некоторых экспериментах и до
35) с умеренной выходной мощностью при входных частотах
около 200 МГц и мощности около 20 дБм (рис. 3.8). Измере-
ния фазового шума гармоник на нескольких частотах от 1 до
3,5 ГГц показали приведенный ко входу умножителя уровень
остаточных фазовых шумов около -175... 173 дБн/Гц. Близ-
кие результаты по шумам, но при гораздо меньшей кратности,
показывают умножители частоты на биполярных транзисто-
рах в режиме класса С с индуктивной нагрузкой.
128
Глава 3
О 1 2 3.4 5 6
Частота, ГГц
Рис. 3.8. Генерация гармоник 200 МГц с помощью варикапов
в режиме ДНЗ
3.3. Генератор на ПАВ-резонаторе
Генератор на ПАВ-резонаторе может использоваться в со-
ставном опорном источнике [3.2] благодаря относительно низ-
кому шуму на отстройках выше 10 кГц. Возможны вариан-
ты с промежуточной фильтрацией шумов умноженного по ча-
стоте высокочастотного кварцевого генератора или с привяз-
кой генератора к низкочастотному термостабильному генера-
тору 10 МГц. Такое решение использовано в [3.3], где ПАВ-
генератор 868 МГц стабилизирован термокомпенсированным
генератором 10 МГц и выступает в качестве опорного в систе-
ме синтеза частот с малым шагом перестройки.
Однопортовые ПАВ-резонаторы могут успешно приме-
няться в схемах АГ с отрицательным входным сопротивлени-
ем, как показано на рис. 3.9. Перестройка частоты в пределах
300... 500 ppm обеспечивается варикапом — это в 1,5... 2 ра-
за больше температурного дрейфа резонансной частоты ПАВ-
резонатора. Компенсация влияния статической емкости ре-
зонатора осуществляется параллельной катушкой индуктив-
ности, а резистор подавляет паразитную генерацию на ней.
Типичный уровень фазовых шумов такого генератора состав-
ляет -140. ..-135 дБн/Гц на отстройке 10 кГц от несущей
(рис. 3.10). Это немного выше шумов кварцевого ГУН, при-
Практические примеры построения автогенераторов
129
Рис. 3.9. Схема и фото ПАВ-генератора
Отстройка от несущей, Гц
Рис. 3.10. СПМ фазового шума ПАВ-генератора на частоте
868 МГц
130
Глава 3
веденных к этой же частоте. В диапазоне отстроек 20 кГц...
... 1 МГц проявляется ограничение по чувствительности изме-
рителя. Оценка уровня фазовых шумов на отстройке 100 кГц
составляет -165 дБн/Гц.
3.4. Генератор на коаксиальном
керамическом резонаторе
Генераторы на коаксиальных резонаторах — еще один тип
с умеренно низким уровнем фазовых шумов, подходящих для
одночастотных малошумящих источников, в том числе фик-
сированных гетеродинов второго и третьего преобразования
частоты в радиоприемных трактах. Генератор строится на ре-
зонаторе прямоугольного или квадратного сечения, позволя-
ющего использовать типовые технологические операции мон-
тажа на печатную плату. Сам резонатор может быть коротко-
замкнутым (четвертьволновым) или разомкнутым (полувол-
новым) отрезком линии. Добротность полуволнового отрезка
немного больше, так же как и занимаемое место. Поэтому на
низких частотах положительный эффект от применения полу-
волнового резонатора вызывает сомнения. На высоких часто-
тах, когда резонатор значительно укорачивается и его длина
становится сравнимой с размерами поперечного сечения, доб-
ротность стремительно снижается. Здесь возможны вариан-
ты в виде перехода на меньшее сечение с характерно меньшей
добротностью или на полуволновый резонатор практически
без потери добротности. Второй вариант активно использует-
ся в генераторах на коаксиальных резонаторах до 6 ГГц, схема
и фото которого показаны на рис. 3.11.
В основе АГ лежит известная схема Колпитца. Связь с
резонатором осуществляется конденсаторами малой емкости
(около 0,1 пФ). Применение дискретных компонентов стан-
дартных типоразмеров в качестве элементов связи ограничи-
вает частотный диапазон серийных изделий на уровне 4 ГГц.
В остальном сама архитектура и применяемые элементы поз-
воляют генерировать более высокие частоты. Коаксиальные
резонаторы позволяют относительно простую механическую
подстройку частоты путем подтачивания одного из торцов.
Для четвертьволнового резонатора подтачивание короткоза-
мкнутого торца с одного угла снижает резонансную частоту,
Практические примеры построения автогенераторов
131
Рис. 3.11. Схема и фото АГ с коаксиальным керамическим
резонатором
а с открытого торца — повышает. У полуволнового резона-
тора — всегда повышает для обоих торцов. Уровень фазо-
вых шумов таких генераторов составляет менее -145 дБн/Гц
на отстройке 100 кГц от несущей 2,5 ГГц (рис. 3.12) и ме-
нее -140 дБн/Гц на той же отстройке от несущей 3,5 ГГц.
Типичный относительный диапазон перестройки составляет
0,5... 1 %.
Как показали эксперименты, генератор чувствителен к
качеству материала конденсаторов в емкостном делителе [3.4].'
Чтобы избежать высокого избыточного шума, рекомендуется
применять конденсаторы из термокомпенсированной керами-
ки, предназначенные исключительно для приложений СВЧ.
В АГ на ПАВ и кварцевых резонаторах такой эффект не был
замечен.
Схема АГ показывает хорошую масштабируемость по
крайней мере в пределах 0,7... 4 ГГц. То есть достаточно по-
132
Глава 3
Рис. 3.12. СПМ фазового шума АГ с коаксиальным
резонатором на частоте 2,2 ГГц
добрать номиналы и размеры резонатора для одной частоты,
а затем линейно масштабировать их на другую частоту и по-
лучать эквивалентные шумовые и перестроечные характери-
стики.
3.5. Генератор на диэлектрическом
резонаторе
Дисковые керамические резонаторы (ДР) являются самы-
ми высокодобротными из доступных СВЧ-резонаторов на ча-
стоты в десятки гигагерц. Уровень добротности ДР таков,
что они могут с успехом использоваться в составных опор-
ных источниках, заменяя собой промежуточные звенья в виде
ПАВ-генераторов. Другими словами, генератор на ДР сразу
может стабилизироваться относительно умноженного по ча-
стоте кварцевого генератора с помощью ФАПЧ.
Следует отметить, что для полной реализации шумовых
возможностей генератора на ДР резонатор необходимо поме-
щать в камеру размерами в три-пять раз больше его диаметра.
Таким образом существенно снижается потери на излучение,
а также потери на сопротивлении стенок камеры. Полировать
и покрывать стенки камеры серебром не обязательно. Основ-
ной проблемой генераторов на ДР является высокая чувстви-
Практические примеры построения автогенераторов
133
тельность к вибрациям и акустическому шуму из-за достаточ-
но больших габаритов резонансной системы. Проблема усу-
губляется тем, что крепление ДР должно выполняться вы-
сокодобротными диэлектрическими элементами и с высокой
жесткостью. Один из самых доступных материалов — фто-
ропласт (политетрафторэтилен, PTFE) — мягкий и с харак-
терно высокой термочувствительностью. Его использование
не оказывает существенного влияния на добротность. Связь
с резонатором осуществляется отрезком микрополосковой ли-
нии, штырем или петлей, создаваемое поле которой согласо-
вано с полем требуемой моды. Обычно элемент связи лежит в
плоскости ниже торца ДР и смещен относительно его центра.
В большинстве случаев ДР располагается на небольшой
подставке над подложкой СВЧ. Схема АГ может быть и с
параллельной, и с последовательной обратной связью. На
рис. 3.13 приведены схема и фото АГ 2,4 ГГц с ДР с отрица-
тельным входным сопротивлением, где связь осуществлялась
Рис. 3.13. Схема и фото генератора на ДР
134
Глава 3
Из-за относительно высокой добротности генератор на ДР
имеет скромные возможности перестройки частоты — менее
0,1 %. Компенсация температурных дрейфов частоты реали-
зуется посредством подбора состава материала ДР для тре-
буемого ТКЧ. СПМ фазового шума АГ с ДР приведена на
рис. 3.14. В диапазоне отстроек 20 кГц... 1 МГц проявляется
ограничение по чувствительности измерителя. Оценка уров-
ня фазовых шумов на отстройке 100 кГц составляет
-165 дБн/Гц.
Рис. 3.14. СПМ фазового шума АГ с ДР 2,4 ГГц
З.б. Генератор с комбинированной
стабилизацией частоты
Рассмотрим возможности АГ с КСС [3.5]. Математиче-
ская модель системы приведена в п. 2.1.3. В АГ использован
ДР, настроенный на 4 ГГц с добротностью 8000. ДР входит
в состав дискриминатора, стабилизирующего ГУН на коакси-
альном керамическом резонаторе (рис. 3.15).
Мощность входного сигнала ^дискриминатора 28 дБм.
Связь с резонатором настроена на обеспечение коэффициен-
та отражения (1/CS) -44 дБ. Отраженная волна выделяет-
ся квадратурным делителем мощности с суммарными поте-
рями 8 дБ и с уровнем -24 дБм приходит на МШУ с ко-
Практические примеры построения автогенераторов
135
Рис. 3.15. Схема АГ, стабилизированного АПЧ с ДР
Рис. 3.16. Фото АГ, стабилизированного КСС с ДР
эффициентом усиления около 17 дБ и коэффициентом шума
около 2 дБ. Расчетный уровень фазового шума сигнала на от-
стройке 10 кГц от несущей можно оценить по формуле (2.21)
как -154 дБн/Гц. На рис. 3.16 показан внешний вид АГ на
136
Глава 3
Рис. 3.17. Расчетные спектры фазовых шумов АГ
на 4 ГГц
Рис. 3.18. Спектр фазового шума, вносимого МШУ
Практические примеры построения автогенераторов
137
Рис. 3.19. Результаты измерений фазовых шумов АГ на
частоте 4 ГГц
КР с комбинированной системой стабилизации с внешним ДР.
Связь с ДР выполняется штырем, введенным в камеру с об-
ратной стороны печатной платы.
Расчетные спектры фазовых шумов АГ на коаксиальном
резонаторе без стабилизации и со стабилизацией с различны-
ми значениями CS приведены на рис. 3.17. На рис. 3.18 при-
веден спектр фазовых шумов, вносимых МШУ, из которого
получен параметр фликкер-шума, необходимый для расчета
полной картины фазовых шумов системы. На рис. 3.19 при-
ведены расчетный спектр фазовых шумов, а также спектр
фазовых шумов умноженного по частоте кварцевого генера-
тора.
Таким образом, АГ со стабилизирующим ДР может стать .
альтернативой умноженному по частоте кварцевому генера-
тору при условии снижения чувствительности к вибрации и
акустическому шуму.
3.7. Широкополосные ГУН
Октавные ГУН часто применяются в сверхширокополос-
ных синтезаторах частот, в которых частотный диапазон ГУН
138
Глава 3
масштабируется делителями или умножителями частоты.
Для построения таких ГУН требуется только выполнение
условия перекрытия варикапов по емкости не менее четырех.
Сам резонатор ГУН — это колебательный контур, состоящий
из катушки индуктивности и пары или двух параллельных
пар встречно включенных варикапов. Для работы в диапа-
зоне 1.. .2 ГГц индуктивность резонатора должна быть око-
ло 2 нГн. Для работы в диапазоне 2.. .4 ГГц — уже около
1 нГн. Повышение частотного диапазона, а значит, снижение
индуктивности резонатора имеет технологические ограниче-
ния для дискретных компонентов. Минимальный номинал,
доступный для современных катушек составляет 0,6... 1 нГн,
к которому следует добавить паразитные составляющие пая-
ных соединений и контактных площадок. Таким образом, на
частотах выше 3 ГГц вынужденно применяются короткие от-
резки микрополосковых линий низкого волнового сопротивле-
ния. Тем не менее частотные пределы широкополосных ГУН
на дискретных элементах составляют около 8 ГГц. Выше по
частоте уже используются монолитные интегральные схемы.
На рис. 3.20 приведена схема и фото ГУН 1... 2 ГГц с габари-
тами печатной платы 7,5 х 7,5 мм [З.б].
Рис. 3.20. Схема и фото ГУН 1... 2 ГГц
Практические примеры построения автогенераторов 139
В основе ГУН лежит схема с отрицательным входным со-
противлением, но транзистор включен по схеме с общей ба-
зой. Это позволяет исключить лишние элементы с паразит-
ными составляющими между транзистором и резонатором,
способные повлиять на работоспособность и характеристики
ГУН. В конструкции ГУН применены компоненты типораз-
мера 0402. Индуктивность контура 1,8 нГн. Перекрытие ча-
стотного диапазона выполняется напряжением от 1,5 до 18 В
при умеренно низком для данного типа ГУН уровне фазовых
шумов -120 дБн/Гц на отстройке 100 кГц от несущей во всем
диапазоне рабочих частот.
Активное развитие микросхем ФАПЧ с высокой степенью
интеграции элементов, в том числе ГУН и выходных делите-
лей частоты, работающих на десятках гигагерц ставит под со-
мнение целесообразность разработок ГУН на дискретных эле-
ментах. ГУН на более высокие частоты выполняются в виде
монолитных интегральных схем, где все элементы, включая
резонатор, выполняются в едином технологическом процессе
производства микросхемы (рис. 3.21).
Рис. 3.21. ГУН 10.. .20 ГГц
3.8. Генератор на ЖИГ-резонаторе
Генераторы на ЖИГ-резонаторах уникальны тем, что со-
храняют достаточно низкий уровень фазовых шумов при по-
чти декадной перестройке частоты. Для поддержания эффек-
та ферромагнитного резонанса в ЖИГ-резонаторе необходимо
достаточно сильное магнитное поле. Это влечет за собой необ-
140
Глава 3
ходимость в достаточно крупном электромагните, занимаю-
щем подавляющее большинство объема и энергопотребления
генератора, а также существенное ограничение по скорости пе-
рестройки частоты генератора из-за большой индуктивности
обмотки. Связь транзистора АГ с резонатором выполняется
Проволочной или ленточной петлей, охватывающей (но не ка-
сающейся) резонатор и располагающейся в плоскости парал-
лельной оси электромагнита. Таким образом, взаимного вли-
яния АГ и электромагнита практически нет. Схема АГ анало-
гична схеме октавного ГУН на рис. 3.20 с той лишь разницей,
что колебательный контур заменяется на ЖИГ-резонатор с
магнитной связью вместо гальванической. На рис. 3.22 при-
ведено фото ЖИГ-генератора диапазона 3... 10 ГГц.
Рис. 3.22. Фото ЖИГ-генератора
Для частичной термокомпенсации резонатор специ-
альным образом ориентируется во внешнем поле [3.7]. По-
вышение температурной стабильности частоты выполняется
позисторным нагревателем, тепло от которого передается на
резонатор через керамический держатель. Практика показы-
вает, что в отсутствие нагревателя начальной стабильности
частоты достаточно для ее удержания системой ФАПЧ син-
тезатора. Поэтому из описанного генератора нагреватель ис-
ключен.
Из-за большой индуктивности катушки электромагнита
ЖИГ-генератор существенно инерционен. Для повышения
динамических характеристик й получения возможности ста-
билизировать генератор системой ФАПЧ с достаточно широ-
кой полосой пропускания используют систему с двумя катуш-
ками. Основная катушка электромагнита производит грубую
Практические примеры построения автогенераторов
141
настройку частоты генерации, а дополнительная (малой ин-
дуктивности) — точную подстройку и компенсацию быстрых
колебаний фазы и частоты АГ. Обе катушки располагаются
соосно. Материал сердечника электромагнита — пермаллой
марок 45Н или 50Н (45 и 50 % никеля, остальное — желе-
зо). К необходимости строить схему управления основной ка-
тушкой добавляется введение раздельного управления малой
катушкой. Тем не менее преимущество ЖИГ-генераторов в
виде низкого фазового шума менее -125 дБн/Гц на отстройке
100 кГц от несущей до 20 ГГц часто делает его единственным
решением для генерации сигналов в широкополосных мало-
шумящих синтезаторах частот с ФАПЧ.
Литература к главе 3
3.1. Альтшуллер Г.Б. и др. Кварцевые генераторы: спра-
вочное пособие. — М.: Радио и связь, 1984. — 232 с.
3.2. Chenakin A. Frequency Synthesizer: From Concept to
Product. - MA: Artech House, 2011.
3.3. Горевой А.В. Генераторы сигналов PLG06/12/20. Ч. 2
// Компоненты и технологии. 2019. № 10. С. 130-133.
3.4. Андронов Е.В., Горевой А.В. Генератор 2,2 ГГц с уль-
транизким фазовым шумом на керамическом коаксиальном
резонаторе // Обмен опытом в области создания РЭС. Мате-
риалы конференции, 2010. С. 15-19.
3.5. Gorevoy A.V. A low noise oscillator based on a conven-
tional dielectric resonator // Microwave Journal. 2013. No. 11.
P. 84-94.
3.6. Андронов E.B., Горевой А.В. Генератор диапазона 1-
2 ГГц с резонатором на сосредоточенных элементах для октав-
ных синтезаторов частот // Обмен опытом в области создания
РЭС. Материалы конференции, 2010. С. 24-29.
3.7. Helszajn J. YIG Resonators and Filters. — New York:
Wiley, 1985.
4 Архитектурные решения
Для обеспечения высоких характеристик современных си-
стем связи, измерительного оборудования и других электрон-
ных систем синтезатор частот как основной блок многих элек-
тронных устройств должен удовлетворять определенным тре-
бованиям, наиболее важными из которых являются: низкие
фазовые шумы и ПСС, высокие скорость переключения ча-
стоты и частотное разрешение. Также важны низкое энер-
гопотребление, малые размеры и вес, небольшая стоимость.
Поэтому главной задачей для разработчиков таких систем яв-
ляется поиск путей для максимально возможного выполнения
этих требований.
В данной главе основное внимание будет уделено ФАПЧ
с частотно-фазовым детектором в силу ряда преимуществ по-
следнего перед смесителем или логическим элементом в ка-
честве фазового детектора. Среди них — теоретически бес-
конечная полоса захвата частоты, возможность интеграции
большинства элементов системы (делителей частоты, ГУН,
индикатора захвата, ЧФД и т. п.) в единую интегральную схе-
му. Благодаря этому ФАПЧ с ЧФД занимает позицию систе-
мообразующего метода синтеза. Основной недостаток такой
ФАПЧ — избыточный шум ЧФД, существенно превышающий
по интенсивности шум опорного генератора. Одна из основ-
ных задач, решаемых при построении синтезатора частот, со-
стоит в минимизации влияния ЧФД на шумовую картину пу-
тем естественного усложнения архитектуры. В данной главе
рассматриваются различные архитектурные решения, приме-
нимые при построении синтезаторов частот на основе ФАПЧ
[4.1-4.35].
144
Глава 4
4.1. ФАПЧ с целочисленным
коэффициентом деления
Рассмотрим простейшую однокольцевую схему ФАПЧ
(см. рис. 1.25) с программируемым делителем частоты, коэф-
фициент которого равен целому числу N. Как было рассмот-
рено в первой главе, главными преимуществами такой схемы
являются простота конструкции и более низкий уровень ПСС,
обусловленный эффективным использованием фильтрующих
свойств кольца ФАПЧ. Однако простейшая целочисленная од-
нокольцевая ФАПЧ имеет существенные недостатки, а имен-
но: относительно большое время перестройки и значительно
более высокий уровень фазового шума по сравнению с ана-
логовыми СЧ. Допустим, что нам требуется сформировать
сигнал в районе 10 ГГц с шагом 1 МГц (что соответствует
частоте сравнения ЧФД). При этом коэффициент деления в
кольце ФАПЧ должен быть равен 10000, что соответствует
увеличению фазового шума, вносимого ЧФД и приведенного
к выходу, на 80 дБ (фактически ФАПЧ выполняет функцию
умножителя частоты).
В состоянии захвата ЧФД не должен генерировать ни-
каких импульсов на выходе. Однако присутствие флуктуа-
ций в элементах ЧФД приводит к появлению коротких шумо-
вых импульсов, проходящих через канал управления частотой
(рис. 4.1).
Рис. 4.1. Сигнал на выходе ЧФД в состоянии захвата частоты
Средняя интенсивность шума на выходе ЧФД оказыва-
ется пропорциональной частоте сравнения, крутизне его дис-
криминационной характеристики',*а также качеству ЧФД, обу-
словленному технологией его изготовления. Шум ЧФД пере-
считывается в более удобный в расчетах вносимый фазовый
шум путем нормировки относительно его крутизны. Таким
Архитектурные решения
145
образом, вносимый ЧФД фазовый шум оказывается зависим
только от частоты сравнения и технологии его изготовления.
Если потребуется уменьшить шаг перестройки (частоту
сравнения) в 10 раз, то коэффициент деления вырастет в 10
раз, дополнительно увеличивая шум ЧФД на 20 дБ при при-
ведении его к выходу системы, а уровень шума самого ЧФД
снизится на 10 дБ. Итоговое изменение шума, обусловленного
ЧФД, составит рост на 10 дБ (вместо 20 дБ, предполагаемых
на первый взгляд). И наоборот, повышение частоты сравне-
ния в 10 раз улучшает уровень приведенного шума ЧФД на
выходе на 10 дБ. Как показывает практика, на больших от-
стройках уровень шума опорного сигнала существенно ниже
шума, вносимого ЧФД, и повышение частоты сравнения прак-
тически всегда благоприятно сказывается на шумовой кар-
тине выходного сигнала ФАПЧ. Кроме того, увеличение ча-
стоты сравнения позволяет расширить полосу пропускания
фильтра ФАПЧ, что приводит к соответствующему уменьше-
нию времени перестройки (или к большему подавлению ПСС
при сохранении полосы пропускания фильтра ФАПЧ). Таким
образом, увеличение частоты сравнения ЧФД или уменьше-
ние коэффициента деления в кольце ФАПЧ (тем или иным
способом) приведет к улучшению практически всех характе-
ристик СЧ.
4.2. ФАПЧ с дробным коэффициентом
деления
В простейшей целочисленной ФАПЧ, рассмотренной вы-
ше, предполагалось использование целочисленных коэффи-
циентов деления. Например, если нам нужно синтезировать
несколько частот в районе 10 ГГц с шагом 1 МГц, частота
фазового детектора также должна равняться 1 МГц, а коэф-
фициенты деления будут порядка 10000 (10001, 10002, 10003 и
т. д.). Заметим, что те же частоты можно получить, исполь-
зуя более высокую частоту сравнения (например, 10 МГц), ес-
ли использовать дробные коэффициенты деления, а именно:
1000+0/10, 1000+1/10, 1000+2/10 и т.д. Это позволяет умень-
шить коэффициенты деления в кольце ФАПЧ примерно в 10
раз. Таким образом снижается уровень фазового шума, ста-
146
Глава 4
ловится возможным расширить полосу пропускания кольца и
снизить время перестройки частоты.
Но как реализовать дробные коэффициенты деления? В
общем случае это возможно, переключая выходы делителей с
разными коэффициентами деления (как это упрощенно пока-
зано‘на рис. 4.2) Подсчитаем количество импульсов на выходе
такого составного делителя за какой-то определенный проме-
жуток времени, например 1 с. Предположим, что входная
частота, тактирующая делители, равна 60 МГц, а каждый де-
литель формирует выходные импульсы в течение 0,5 с. То
есть сигнал сначала делится на 2, формируя 30 млн/2 — 15
млн импульсов в течение первых 0,5 с. Затем подключает-
ся второй делитель, который формирует 30 млн/3 = 10 млн
импульсов в течение следующих 0,5 с. Таким образом, на вы-
ходе составного делителя формируются 25 млн импульсов в
течение 1 с, что при усреднении соответствует делению вход-
ной частоты на 2,4. Другие дробные коэффициенты деления
могут быть получены, изменяя соотношение времени включе-
ния целочисленных делителей.
Рис. 4.2. Концепция получения дробного коэффициента
деления
Дробный делитель может быть реализован в виде моди-
фикации двухмодульного предделителя, рассмотренного в
разд. 2.3. Делитель частоты ГУН (рис. 4.3) переключается
под управлением двух счетчиков между состояниями, соот-
ветствующими коэффициентам деления N и N 4- 1. Один из
счетчиков имеет программируемый интервал счета М, не пре-
восходящий интервал второго фиксированного счетчика 2А.
В течение первых Л/ импульсов на выходе делитель ча-
стоты ГУН работает в режиме деления частоты на N + 1. По
окончании счета счетчик М переводит делитель в режим деле-
ния частоты на N и удерживает его в этом состоянии в течение
Архитектурные решения
147
Рис. 4.3. Дробный делитель на счетчиках в кольце ФАПЧ
последующих 2Л — М импульсов. По окончании счета счет-
чик 2А сбрасывает счетчик М в исходное состояние. За весь
цикл счета 2Л импульсов фиксированным счетчиком на вход
делителя частоты придет M(N 4-1) + (2А - M)N = 2Л N + М.
Средний коэффициент деления частоты будет равен
М
N = N+^. (4.1)
Разрешение по частоте соответствует единичному измене-
нию М и равно fon/2K. Например, для 10-битного фиксиро-
ванного счетчика и опорной частоты 10 МГц разрешение по
частоте будет составлять около 9,766 кГц.
В общем случае суть дробного деления частоты заключа-
ется в изменении целочисленного коэффициента деления по
определённой программе. Обычно это изменение состоит из
чередования двух коэффициентов N и N + 1. Можно заме-
тить, что при любых значениях дробной части система на-
ходится в обоих состояниях значительное время, напоминая
систему с двухпозиционной частотной манипуляцией. Если
смена коэффициентов деления происходит быстрее, чем по-
стоянная времени кольца ФАПЧ, то система находится на ча-
148
Глава 4
стоте, описываемой формулой
Аых = /чфд(^Т + ^^), (4.2)
где INT — целая часть коэффициента деления частоты;
FRAC — числитель дробной части коэффициента деле-
ния частоты;
MOD — знаменатель дробной части коэффициента деле-
ния частоты.
По мере наращивания MOD переключения коэффициен-
тов деления случаются все реже, кольцо перестает эффек-
тивно сглаживать скачки выходной частоты, обусловленные
переключением коэффициента деления, и спектр насыщается
ПСС на отстройках кратных /чфд/MOD. Заметим, что каж-
дый скачок частоты строго определен во времени, поэтому его
можно в некоторой степени скомпенсировать, сформировав
противофазный корректирующий сигнал для канала управ-
ления частотой ГУН с помощью ЦАП. Однако полностью по-
давить скачок напряжения таким способом весьма затрудни-
тельно. Эффективным решением является переключение ко-
эффициентов деления с каждым тактом частоты сравнения с
одновременным расширением пределов его изменения — Де-
модуляция. При этом помехи от переключения делителя ча-
стоты сдвигаются в область более высоких частот, где они
эффективно подавляются кольцом ФАПЧ. Порядок Де-моду-
лятора в современных кольцах ФАПЧ варьируется от 1 до 4.
Пример Де-модулятора третьего порядка приведен на рис. 4.4
[4.36].
Рис. 4.4. Ле-модулятор третьего порядка
Архитектурные решения
149
Модулятор представляет собой цепочку из трех интегра-
торов и сумматоров их битов переноса, управляющих коэф-
фициентом деления частоты в обратной связи ФАПЧ через
приращение AN. На вход системы подаются два числа (FRA С
и MOD), определяющие дробную часть коэффициента деле-
ния и уже описанные выше, и число, определяющее через на-
чальное состояние модулятора сдвиг фазы выходного сигнала
(Phase). Каждый интегратор состоит из сумматора по моду-
лю MOD с формированием бита переноса и задержки на один
такт. Состояния значащих выходов в текущий момент време-
ни описываются следующим образом (индекс «-1» означает
предыдущий такт):
Yl — FRAC &modY1^
Y2 — У1-1 Вд/od K2-i;
УЗ — У2_1 Фд/od УЗ-i;
Cl^yi-yi-!);
С2 = 0(У2-У2_1); (4.3)
СЗ = 6»(УЗ-УЗ г);
51 = С2 + С3-С3_1;
AN = C1 + Sl-Sl_r,
Т = +
где ®mod~ оператор суммирования по модулю MOD; 0(х) —
функция Хэвисайда; Т — накопленное приращение коэффи-
циента деления — нормированная фаза.
Начальное состояние системы: У10 = Phase, У20 = У30 —
= СТ0 = С20 - С30 = Sl0 = AN0 = То = 0? На рис. 4.5
приведена диаграмма накопленного приращения коэффици-
ента деления и линия тренда для случая FRAC = 7, MOD
= 16, Phase = 5. Линия тренда показывает нормированный
дрейф фазы выходного сигнала, обусловленный смещением
частоты за счет работы модулятора. Крутизна наклона ли-
нии тренда равна 7/16, а начальное смещение — 5/16. Таким
образом, изменяя Phase в пределах 0.. .MOD - 1, можно по-
лучить сдвиг фазы выходного сигнала до 360° с дискретно-
стью 360° / MOD. Частота переключений коэффициента деле-
ния остается высокой независимо от конфигурации дробной
150
Глава 4
Рис. 4.5. Диаграмма накопленного приращения коэффициента
деления
части, и помехи от этого процесса эффективно подавляются
кольцом ФАПЧ.
Платой за внедрение блока модуляции становятся повы-
шение энергопотребления и избыточный шум сумми-
рующийся с шумом ЧФД и описываемый следующим образом
[4.37]:
2 / / г \ \ 2(т-1)
= . (4.4)
° ./чфд \ \ J чфд / /
где т — порядок модулятора.
Спектр 5дх(/) “ периодическая функция с максимума-
ми, следующими с интервалом /чфд, начиная с первого в точ-
ке /чфд/2. Нули спектра располагаются с интервалом /чфд.
По мере наращивания порядка интенсивность шума на малых
отстройках снижается ценой существенного роста интенсив-
ности в максимумах. Начиная с четвертого, положительный
эффект от повышения порядка практически отсутствует.
Несмотря на повышение сложности, энергопотребления и
избыточный шум модулятора, системы ФАПЧ с дробными ко-
эффициентами деления получили широкое распространение
и успешно соперничают с целочисленными по качеству спек-
тра. Существенный недостаток таких ФАПЧ заключается в
специфических «граничных» ПСС из-за помех от биений гар-
Архитектурные решения
151
моник частоты сравнения и выходной частоты (так называе-
мые integer boundary spurs — IBS). Области, где локализуются
эти составляющие, находятся в окрестностях частот, кратных
частоте сравнения. Избыточный шум ЧФД, приведенный к
выходу системы, хоть и снижается по сравнению с целочислен-
ным случаем, но все же на больших отстройках значительно
превосходит шум сигнала опорной частоты.
4.3. Переменная опорная частота
Эффективное подавление граничных ПСС может быть
выполнено небольшим изменением опорной частоты. Для это-
го могут применяться переключаемые опорные генераторы
[4.38] или синтезатор опорных частот: с ФАПЧ (рис. 4.6),
ЦВС или прямой аналоговый.
Рис. 4.6. Каскадирование колец ФАПЧ
Каскадирование колец ФАПЧ позволяет использовать од-
нотипные узлы, что, с одной стороны, удобно. С другой сто-
роны, уровень вносимых системой фазовых шумов (от обоих
ЧФД) в пределах полосы пропускания выходного кольца вы-
растет на 3 дБ. Приведенный к выходу фазовый шум ЧФД
опорного кольца будет таким же, как у основного и сложит-
ся с ним. Фазовый шум опорного генератора после приве-
дения к выходу останется таким же, как и в однокольцевом
случае. Фазовый шум ГУН опорного кольца будет подав-
лен выходным кольцом. Таким образом, синтезатор опорных
частот должен обеспечивать заведомо лучшую фазовую ста-
бильность, приведенную к выходной частоте системы, чем ос-
новной синтезатор. Если оба кольца реализуют одинаковую
наилучшую фазовую стабильность, то во избежание роста фа-
зовых шумов на выходе следует использовать другие подходы
в виде ЦВС и прямого аналогового синтеза.
152
Глава 4
Можно показать, что приращение частоты на выходе
дробного делителя определяется как
д f _____ (л Б)
J INT2 MOD' k ' 7
Для дробного деления может использоваться делитель
частоты, уже встроенный в микросхему ФАПЧ, а остальные
блоки — для последующей стабилизации частоты ГУН (так
называемый режим с «перевернутым» делителем частоты
ГУН), как показано на рис. 4.7.
Рис. 4.7. Синтез опорной частоты с переворотом дробного
делителя
Для примера возьмем I NT min = 23, MOD = 225, /оп =
= 1 ГГц и получим А/ = 0,056 Гц, в то время как та же мик-
росхема в типовом включении реализует шаг 1,3 Гц, т. е. в
INT раз больше. Кольцо переносит приращения частоты вы-
ходного сигнала дробного делителя на частоту ГУН, сохраняя
разрешение по частоте на том же уровне. Таким образом по-
лучается экономичный во многих отношениях аналог ЦВС,
позволяющий эффективно снижать шаг перестройки по ча-
стоте и подавлять граничные ПСС [4.39, 4.40]. Существенное
ограничение такого подхода заключается в диапазоне пере-
стройки частоты, ограниченном*6озможностями входа опор-
ной частоты микросхемы ФАПЧ, обычно не превосходящими
нескольких сотен мегагерц. Поэтому его область применения
ограничивается только узкополосными синтезаторами, в том
числе опорной частоты для широкополосных колец ФАПЧ.
Архитектурные решения
153
4.4. Использование цифрового
вычислительного синтезатора
Использование ЦВС — весьма эффективное решение для
получения малого частотного шага при сохранении высокой
частоты сравнения ЧФД. ЦВС может выполнять функцию пе-
рестраиваемого опорного генератора (рис. 4.8) или включать-
ся непосредственно в кольцо ФАПЧ, как показано на рис. 4.9
(при этом ЦВС фактически играет роль дробного делителя
частоты). Современные микросхемы ЦВС имеют расширяе-
мую разрядность аккумулятора с 48 до 96 битов, обеспечи-
вающую шаг перестройки меньше 10“18 Гц. Таким образом,
выходное кольцо может иметь как дробный, так и целочис-
ленный делитель частоты.
Рис. 4.8. Использование ЦВС в качестве опорного синтезатора
Рис. 4.9. Включение ЦВС в кольцо ФАПЧ
Несмотря на очевидные достоинства, ЦВС присущи и су-
щественные недостатки, включая высокое энергопотребление
и наличие ПСС (в виде биений гармоник тактового и выходно-
го сигнала). Относительное расположение и уровень ПСС су-
щественно меняются при изменении выходной частоты. В це-
лом по мере роста выходной частоты их уровень растет. Сле-
дует отметить, что при заданном допустимом уровне ПСС
можно подобрать «окна прозрачности», где биения минималь-
ны. Тем не менее проблема ПСС остается актуальной, так как
154
Глава 4
в обеих схемах на рис. 4.8 и 4.9 кольцо ФАПЧ действует как
умножитель частоты выходного сигнала ЦВС, существенно
повышая его побочные составляющие. Это повышение можно
исключить, выводя ЦВС из кольца ФАПЧ, как показано на
рис 4.10. При этом обычно используют смеситель с подавле-
нием зеркального канала, чтобы исключить неопределенность
при установлении частоты СЧ. Тем не менее уровень ПСС,
вносимый цифровым вычислительным синтезатором, остает-
ся относительно высоким.
Рис. 4.10. Выведение ЦВС из кольца ФАПЧ
Существует большое количество аппаратных и программ-
ных решений, направленных на улучшение спектрального со-
става ЦВС [4.34]. Аппаратные методы обычно основаны на
переносе сигнала цифрового синтезатора вверх по частоте и
его последующем делении (рис. 4.11), что позволяет умень-
шить амплитуду нежелательных спектральных продуктов на
20 lgМ (присущее процессу деления частоты). К сожалению,
при этом также уменьшается диапазон генерируемых частот
на выходе синтезатора, для расширения которого приходится
увеличивать число частот гетеродина и фильтров (рис. 4.12) —
подобно тому, как это делается в прямых аналоговых СЧ. За-
метим, что М может иметь разные значения (т. е. в качестве
делителя выступает ДПКД),-чтб* позволяет дополнительно
расширить диапазон частот данной схемы.
Программные методы основываются на том, что место-
положение побочных спектральных составляющих частотно-
го спектра ЦВС является функцией его входной (тактовой)
Архитектурные решения
155
Рис. 4.11. Уменьшение ПСС цифрового синтезатора
Рис. 4.12. Расширение частотного диапазона ЦВС
и выходной частот. Таким образом, для каждой конкретной
выходной частоты синтезатора ПСС могут быть сдвинуты по
частоте и в дальнейшем отфильтрованы путем изменения так-
товой частоты. Следует отметить, что программный метод
работает достаточно эффективно для подавления ПСС отно-
сительно малого порядка. ПСС более высоких порядков име-
ют меньший уровень и практически равномерно и с высокой
плотностью распределены по частоте. Поэтому программным
методом удается отфильтровать помехи только до определен-
ного уровня; при этом дальнейшее снижение возможно путём
комбинирования аппаратных и программных методов.
4.5. Смеситель в кольце ФАПЧ
Основные характеристики синтезатора можно значитель-
но улучшить, введя частотное преобразование (смеситель) в
цепь обратной связи (рис. 4.13). При этом выходной сиг-
нал СЧ переносится вниз по частоте, что позволяет значи-
тельно уменьшить коэффициент деления цепи обратной свя-
зи. Это снизит фазовый шум, вносимый ЧФД, т. е. миними-
зирует (вплоть до пренебрежимого) влияние самого мощного
156
Глава 4
Рис. 4.13. Использование преобразования частоты в кольце
ФАПЧ
Рис. 4.14. Формирование частоты гетеродина из опорного
сигнала
источника шуада в кольце на общую картину фазового шума.
Опорный сигнал смесителя генерируется с помощью допол-
нительной петли ФАПЧ (многокольцевые схемы) или умно-
жителя частоты (рис. 4.14). Интересным решением являет-
ся применение гармонического смесителя, который использу-
ет многочисленные гармоники опорного сигнала, генерируе-
мые встроенным в смеситель ДНЗ (см. рис. 2.59). Гармониче-
ский смеситель позволяет значительно упростить конструк-
цию синтезатора. Однако следует отметить повышенные шу-
мы схемы (как было проиллюстрировано выше на рис. 2.64), а
также исключительно высокую чувствительность данного ти-
па смесителя к параметрам отдельных элементов схемы, оп-
тимизация которых — далеко нетривиальная задача.
Следует отметить, что сигнал гетеродина и его гармони-
ки могут проникать на выход синтезатора из-за недостаточ-
ной развязки входов гетеродина и сигнала смесителя. В этом
Архитектурные решения
157
случае в канал ответвления сигнала ГУН для преобразова-
ния частоты вводят направленные ответвители и усилители
с аттенюаторами.
Введение преобразования частоты в обратной связи
ФАПЧ приводит к появлению особой точки в диапазоне за-
хвата частоты ЧФД. Изначально бесконечный, он становится
ограниченным сверху или снизу в зависимости от выбранного
соотношения частот ГУН и опорного сигнала смесителя. В со-
ответствии со свойствами системы изменение частоты ГУН
вызывает противодействующую (стабилизирующую) реакцию
ЧФД. При положительном наклоне регулировочной характе-
ристики ГУН положительный сдвиг его частоты вызывает от-
рицательный сдвиг напряжения управления и наоборот. Где
бы ни находилась частота ГУН в момент включения системы
или замыкания обратной связи, обратная связь обеспечит ее
приведение в целевую точку.
Введем преобразование частоты и параметры кольца вы-
берем так, чтобы частота ГУН была выше опорной частоты
на входе смесителя. Система в условиях установившегося за-
хвата сохраняет свое поведение: положительное изменение
частоты ГУН вызывает положительное изменение ПЧ и от-
рицательное изменение напряжения управления. Начальное
положение частоты ГУН в момент замыкания обратной связи
становится критичным параметром.
Предположим, что начальная частота ГУН совпадает с
опорной частотой смесителя. Тогда ПЧ равна нулю, а обрат-
ная связь ответит на нее повышением напряжения управле-
ния, приведя частоту ГУН и ПЧ в целевую точку Узахв- Сдви-
нем начальную частоту ГУН ниже опорной, но выше зеркаль-
ной. ПЧ будет все еще ниже целевого значения, и обратная
связь будет реагировать повышением напряжения управле-
ния, частота ПЧ в процессе перестройки пройдет через ноль
и остановится на целевом значении. Допустим, начальная ча-
стота ГУН оказалась ниже зеркальной частоты смесителя.
ПЧ будет выше целевого значения, и обратная связь отве-
тит снижением напряжения управления, что еще сильнее сни-
зит частоту ГУН и повысит ПЧ. Произойдет срыв системы в
неконтролируемое состояние. Система будет вести себя анало-
158
Глава 4
Рис. 4.15. Характер реакции кольца ФАПЧ с преобразованием
частоты при различных начальных положения частоты ГУН
гично в случае работы ГУН на частоте ниже опорной частоты
смесителя (рис. 4.15).
Задача выведения частоты ГУН в окрестность целевой
для обеспечения захвата при замыкании обратной связи ре-
шается предустановкой с помощью ЦАП (рис. 4.16). Это, в
свою очередь, требует исключительно высокой линейности (и
повторяемости) перестроечной характеристики ГУН в рабо-
чем температурном диапазоне, а также ее точной калибровки
для компенсации температурного дрейфа данной зависимо-
сти. В связи ц этим предустановка с помощью ЦАП применя-
ется в основном при использовании ЖИГ-генераторов.
Рис. 4.16. Предустановка частоты ГУН с помощью ЦАП
Архитектурные решения
159
Более надежным решением является предварительная на-
стройка с помощью дополнительной однокольцевой ФАПЧ без
преобразования частоты (рис. 4.17). Вход управления ГУН
кратковременно подключается к схеме предустановки, а за-
тем — к основному кольцу.
Рис. 4.17. Предустановка частоты ГУН с помощью
дополнительного кольца
Существует множество микросхем синтезаторов с ФАПЧ,
сочетающим в себе уже почти все ее элементы, за исключе-
нием опорного генератора и элементов петлевого фильтра.
Следует отметить, что во многих серийно выпускаемых ин-
тегральных схемах ФАПЧ со встроенным ГУН не предусмот-
рено введение смесителя (т. е. выход ГУН соединен со входом
делителя на 7V, который в свою очередь подключается ко вхо-
ду фазового детектора). Поэтому микросхему можно исполь-
зовать либо в качестве полноценного синтезатора с ФАПЧ и
качеством спектра «как есть», либо в качестве комбинации
ГУН и программируемого делителя частоты, а малошумящую
обработку сигнала ГУН проводить внешними цепями. Такая
патовая ситуация — лишь кажущаяся, если изменить подход
к формированию опорного сигнала петли ФАПЧ. Покажем,
как это реализуется. Изменим способ формирования частоты
сравнения /чфд на деление частоты fabiX/N, как показано на
рис. 4.18 [4.41]. Таким образом, система ФАПЧ смещает сама
160
Глава 4
себя относительно опорной частоты на входе смесителя. Тогда
/вых - (4-6)
Рис. 4.18. Упрощенная структура ФАПЧ с автосмещением
Для анализа схемы воспользуемся теорией автоматиче-
ского регулирования и запишем основной — общий для всех
выражений передаточных характеристик в замкнутой петле —
знаменатель К(р):
А'(р) = 1 + K^KvKm(p)~ ± (4.7)
р 1V
где К^р — крутизна характеристики ЧФД;
Kv — крутизна регулировочной характеристики ГУН;
А"нч(р) — передаточная характеристика фильтра в канале
управления частотой ГУН.
Устойчивое удержание частоты возможно как при поло-
жительном, так и отрицательном наклоне характеристики
ЧФД, соответствующим прибавлению или вычитанию 1/N.
Физически это означает, что частота ГУН будет выше (при
вычитании) или ниже (при прибавлении) опорной частоты.
Если N достаточно велико, то последним слагаемым в (4.7)
можно пренебречь, а систему рассматривать аналогично ис-
ходной — с преобразованием частоты в обратной связи (а не
с делением!). Все подходы к анализу устойчивости, расчетам
спектральных характеристик, переходных процессов сохраня-
ются.
Архитектурные решения
161
Интересное решение (рис. 4.19), названное «self-offset
loop», приведено в [4.42]. Легко показать, что выходная ча-
стота в данной схеме определяется следующим образом:
А В
fB^ = Nfon-—-, (4.8)
А ± £>
а сама схема представляет одну из реализаций дробного ко-
эффициента деления в кольце ФАПЧ.
Рис. 4.19. Реализация дробного коэффициента деления с
помощью смесителя
ч 4.6. Многокольцевые схемы
Простейшая схема с однократным преобразованием часто-
ты в кольце ФАПЧ при использовании фиксированной часто-
ты гетеродина является эффективным решением, однако ис-
пользуемым в относительно узком диапазоне частот. Действи-
тельно, расширение выходного диапазона частот приводит к
повышению ПЧ на выходе смесителя, что требует повыше-
ния коэффициента деления в кольце ФАПЧ. Одним из ре-
шений, направленных на уменьшение коэффициента деления,
является использование перестраиваемой частоты гетеродина,
которая может быть получена с помощью дополнительного
кольца, как проиллюстрировано на рис. 4.20. Предположим,
что нам нужно синтезировать частоты в окрестности 10 ГГц
(например, от 9 до 10 ГГц) с частотным шагом 1 МГц. В этом
случае нижнее по схеме кольцо ФАПЧ обеспечивает требуемое
перекрытие с частотным шагом 100 МГц (варьируя коэффи-
циенты деления от 90 до 100), обеспечивая сигнал гетеродина
162
Глава 4
Рис. 4.20. Синтезатор частот с двумя кольцами ФАПЧ
Рис. 4.21. Многокольцевой синтезатор частот
Архитектурные решения
163
для верхнего кольца. В свою очередь верхнее кольцо рабо-
тает с преобразованием частоты, «заполняя» промежутки с
шагом 1 МГц. При этом максимальный коэффициент деле-
ния для верхнего кольца также не превышает 100. Очевидно,
уровень фазовых шумов в пределах полосы пропускания верх-
него кольца будет определяться нижним кольцом, в котором
коэффициент деления составляет всего 100 вместо 10000, как
у однокольцевой схемы. Таким образом, рассмотренная схема
позволяет получить на 20 дБ меньший уровень фазового шу-
ма в пределах полосы пропускания выходного кольца. Умень-
шить шаг перестройки (или расширить рабочий диапазон ча-
стот) позволяет каскадирование нескольких колец (рис. 4.21).
Основной недостаток такого подхода — относительная слож-
ность схемы при построении широкополосных синтезаторов
частот.
4.7. Многократное преобразование
частоты в кольце ФАПЧ
Коэффициент деления в однокольцевом синтезаторе ча-
стот можно значительно уменьшить (вплоть до единицы, пол-
ностью исключив делитель частот) путем многократного по-
следовательного преобразования частоты [4.43], как показано
на рис. 4.22. Схема отличается относительной простотой, од-
нако требует формирования нескольких сигналов гетеродина.
Кроме того, так как отношение частот на сигнальном входе
и входе гетеродина каждого смесителя относительно невели-
ко, возникает проблема фильтрации побочных продуктов пре-
образования смесителей. Данная проблема решается путем
формирования сигналов гетеродинов и ЧФД из одного общего
высокочастотного опорного сигнала с помощью его последо-
вательного деления (рис. 4.23).
Заметим, что в качестве сигналов гетеродинов могут быть
также использованы гармоники, а вышеуказанная схема в об-
щем виде будет выглядеть, как показано на рис. 4.24 (форми-
рование гармоник показано введением дополнительных умно-
жителей). Остановимся подробней на данной схеме. Предпо-
ложим, что переключатель сигнала частоты сравнения ЧФД
находится в левом положении, а ГУН предварительно уста-
164
Глава 4
Рис. 4.22. Многократное преобразование в кольце ФАПЧ
Рис. 4.23. Формирования сигналов гетеродинов
новлен на нужную частоту, так что происходит захват ча-
стоты в кольце с многократным преобразованием частоты.
Нетрудно показать, что выходная частота синтезатора будет
определяться следующим образом:
/вых - /о(Р1Р2 • • • ВгСг ± • • Di_1Ci_1 ± ...
...±DiD2C2±DiCi ±1). (4.9)
Так как коэффициенты деления D и умножения С — це-
лые числа, то коэффициент при частоте сравнения ЧФД тоже
целое число (7V), которое можно запрограммировать в допол-
нительный делитель частоты, осуществляющий предустанов-
ку частоты ГУН.
Таким образом, необходимая частота может быть пред-
установлена с помощью дополнительного простейшего кольца
ФАПЧ с программируемым целочисленным коэффициентом
деления N. При этом алгоритм работы СЧ будет выглядеть
Архитектурные решения
165
Рис. 4.24= Обобщенная блок-схема с многократным
преобразованием частоты
следующим образом.
• переключатель находится в правом положении (рис. 4.24);
• исходя из выходной частоты, определяется /0 и коэффи-
циент деления N верхнего кольца;
• происходит начальный захват (предустановка) частоты;
• коэффициенты деления D и умножения С нижнего коль-
ца устанавливаются согласно (4.9);
• переключатель переводится в левое положение;
• происходит «перезахват» частоты в нижнем кольце
ФАПЧ.
Следует отметить, что выходная частота при перезахвате
не изменяется, таким образом переходные процессы миними-
зируется. При этом коэффициент деления в нижнем кольце
ФАПЧ равен единице (т. е. деление отсутствует).
Покажем также, что продукты преобразования смесите-
лей в данной схеме не оказывают негативного влияния на
спектр выходного сигнала. В общем виде частоты продук-
тов преобразования высшего порядка определяются согласно
166
Глава 4
выражению
/вых = ±n/c ± mfr, (4.10)
которое для г-го смесителя может быть записано в виде
Л - ±nf0N ± mfoD^ • • • БгСг. (4.11)
Так как коэффициенты деления D и умножения С — це-
лые числа, то выражение (4.11) можно записать следующим
образом:
fi = kf0, (4.12)
где к — целое число.
Таким образом, продукты преобразования любого смеси-
теля на рис. 4.24 являются гармониками частоты сравнения
ЧФД и могут быть легко отфильтрованы фильтром ФАПЧ.
Суммируя вышесказанное, приведенная схема обладает рядом
достоинств, а именно:
• предустановка частоты с абсолютной точностью с помо-
щью простейшей однокольцевой ФАПЧ;
• минимальные время перезахвата и скачки фазы при пе-
резахвате частоты;
• отсутствие деления в основном кольце ФАПЧ;
• высокая чистота выходного спектра сигнала благодаря
эффективному подавлению продуктов преобразования
смесителей (которые соответствуют гармоникам частоты
сравнения ЧФД).
Точная предустановка частоты позволяет исключить пе-
реключатель колец и разделить функции предустановки и пе-
резахвата частоты, как это упрощенно проиллюстрировано на
рис. 4.25. При этом верхнее по схеме кольцо устанавливает
выходную частоту, а нижнее (настроенное на ту же частоту)
подавляет шумы с помощью дополнительного фазовращате-
ля ФВ [4.44].
Заметим, что минимальный частотный шаг в рассмотрен-
ных выше схемах равен /0. Для уменьшения частотного шага
следует использовать перестраиваемый опорный сигнал, ко-
торый может быть сформирован дополнительным узкополос-
ным кольцом ФАПЧ или с помощью прямого аналогового син-
теза [4.45]. При этом диапазон перестройки опорного сигнала
Архитектурные решения
167
Рис. 4.25. Использование фазовращателя для подавления
шумов
минимален (равен /0), что значительно упрощает построение
синтезатора. Также отметим, что, хотя обобщенная схема на
рис. 4.25 выглядит относительно сложной, на практике доста-
точно двух каскадов преобразования для получения октавного
перекрытия. В целом данная схема является весьма перспек-
тивной для построения широкополосных синтезаторов частот
с малым временем перестройки и высоким качеством спектра
выходного сигнала.
4.8. Умножитель в кольце ФАПЧ
Коэффициент деления в кольце ФАПЧ — важная харак-
теристика, которая определяет степень роста фазового шума
и ПСС, вносимых ЧФД, при пересчете к выходной частоте
ГУН. Снижение коэффициента деления (или сведение его к
единице, т. е. исключение делителя из кольца ФАПЧ) — один
из основных методов улучшения характеристик синтезатора
частот. Можно заметить, что с математической точки зрения
возможны три случая:
N > 1 —• фазовые шумы, вносимые ЧФД, растут;
N = 1 — фазовые шумы, вносимые ЧФД, не изменяются;
168
Глава 4
N < 1 — фазовые шумы, вносимые ЧФД, снижаются.
Последний случай может вызвать вопрос о его физиче-
ской реализации, ведь здесь необходим компонент с характе-
ристиками, обратными делению. Легко догадаться, что та-
кими характеристиками обладает умножитель частот, а воз-
можная физическая реализация — введение умножителя в
кольцо ФАПЧ. Простая замена делителя частоты на умножи-
тель в кольце ФАПЧ, очевидно, не имеет физического смыс-
ла. Наибольший эффект достигается при комбинировании
умножения и преобразования частоты в кольце. В общем слу-
чае умножитель может быть включен в любой точке кольца
ФАПЧ (рис. 4.26). При этом шумы всех компонентов, стоя-
щих слева от умножителя, будут снижаться.
Рис. 4.26. Использование умножителя в кольце ФАПЧ
4.9. Выбор перестраиваемого генератора
Исторически в инструментальных синтезаторах с ФАПЧ
использовались ЖИГ-генераторы, в которых сочетаются ши-
рокая полоса перестройки и низкий уровень фазовых шумов
[4.39]. Кроме этого, ЖИГ-генераторы имеют линейные, хо-
рошо воспроизводимые перестроечные характеристики, что
упрощает предварительную установку частот в многокольце-
вых синтезаторах. Благодаря этим уникальным свойствам
технические решения, основанные на использовании ЖИГ-
генераторов, широко используется при разработке генерато-
ров сигналов для контрольно-измерительной аппаратуры.
Недостатками таких решений являются высокое энерго-
потребление, большие габариты и относительно высокая це-
Архитектурные решения
169
на. Самый же серьезный недостаток, свойственный ЖИГ-
технологии, — низкая скорость перестройки (порядка милли-
секунд), объясняющаяся большой индуктивностью катушки
электромагнита, которая обеспечивает управление частотой.
Хотя многие существующие системы все еще успешно работа-
ют с такими временами переключения, в новейших системах
допустимые времена переключения измеряются микросекун-
дами, но при соизмеримых прочих характеристиках (фазовые
шумы, ПСС и т. д.). Очевидно, что проектирование синтеза-
тора частот под такие задачи и сопутствующий поиск компро-
миссных решений связаны с определенными трудностями.
Альтернатива ЖИГ-генераторам — генераторы, управля-
емые напряжением. В отличие от ЖИГ-генераторов, они пе-
рестраиваются гораздо быстрее — можно без труда достичь
времени переключения порядка микросекунд. Габариты,
энергопотребление и стоимость ГУН значительно меньше по
сравнению с ЖИГ-генераторами, однако шумовые характери-
стики у них гораздо хуже, что может ограничить использова-
ние ГУН в высококачественных синтезаторах. Поэтому сфор-
мировалось общепринятое представление о том, что на ба-
зе ГУН невозможно создать синтезаторы, обладающие столь
же низкими уровнями фазовых шумов, как в аналогичных
устройствах с ЖИГ-генераторами.
Существует ли способ уменьшения шумов ГУН до уровня,
при котором его можно было бы использовать вместо ЖИГ-
генератора? Сравним поведение фазовых шумов двух гипоте-
тических генераторов (ЖИГ и ГУН), в которых используются
одинаковые активные приборы. При очень больших отстрой-
ках оба генератора должны иметь одинаковые минимальные
уровни шума, определяемые отношением СПМ теплового шу-
ма активного прибора к мощности высокочастотного колеба-.
ния. При приближении к несущей фазовые шумы в обоих
генераторах начинают расти со скоростью 20 дБ/декада. Как
было рассмотрено в главе 2, точка перехода к области тако-
го роста в каждом генераторе определяется добротностью ис-
пользуемого резонатора. В области самых малых отстроек
доминируют фликкер-шумы, а СПМ фазовых шумов с умень-
шением отстроек возрастает со скоростью 30 дБ/декада. Из
170
Глава 4
рис. 4.27 видно, что уровень фазовых шумов ГУН значитель-
но выше, чем у ЖИГ-генератора, из-за разницы добротностей
используемых резонаторов.
Рис. 4.27. Сравнение собственных фазовых шумов ГУН и
ЖИГ-генераторов
Рассмотрим поведение фазового шума синтезатора частот
с ФАПЧ при замене одного типа генератора на другой. Пред-
положим, что уровень фазовых шумов в пределах полосы про-
пускания кольца постоянен, а фазовый шум опорного гене-
ратора проявляется на пренебрежимо малых отстройках от
несущей (рис. 4.28). Оптимальные полосы пропускания для
ГУН и ЖИГ существенно отличаются (на порядок и больше).
Рис. 4.28. Шумовые характеристики основных элементов
ФАПЧ
В значительной области отстроек кривая фазовых шу-
мов в схеме с ГУН много выше,’*чем в схеме с ЖИГ-гене-
ратором. Разница в фазовых шумах между синтезатором на
ЖИГ-генераторе и синтезатором на ГУН определяется вкла-
дами собственных шумов ФАПЧ и собственного шума ГУН
Архитектурные решения
171
(заштрихованная область на рис. 4.29). Очевидно, что умень-
шение собственных шумов ФАПЧ с одновременным расшире-
нием ее полосы пропускания позволит уменьшить эту разницу,
приблизив синтезатор с ГУН по шумовым характеристикам к
синтезатору с ЖИГ-генератором.
Рис. 4.29. Расширение полосы фильтра ФАПЧ
Можно ли в синтезаторе с ГУН достичь таких же ха-
рактеристик, как в синтезаторе с ЖИГ-генератором? Есть
ли какие-то функциональные ограничения, препятствующие
этому? Подойдем к решению этой задачи с другой стороны.
Предположив, что имеется идеальная, не вносящая собствен-
ных шумов, схема ФАПЧ, можно получить на ее выходе шум
опорного генератора, увеличенный на 201g?/, где N — коэф-
фициент деления частоты в ФАПЧ. Таким образом, фазовый
шум на выходе ограничен только шумом используемого ис-
точника опорного колебания, вклад которого становится до-
минирующим. Коммерчески доступные кварцевые генерато-
ры с частотой 100 МГц имеют уровни фазовых шумов от -180
до -170 дБн/Гц при отстройке 10 кГц. После идеального
умножения частоты до выходной величины 10 ГГц получают-
ся уровни фазовых шумов от -140 до -130 дБн/Гц, которые
близки или даже ниже, чем у лучших ЖИГ-генераторов при
тех же значениях частот.
Таким образом, на практике ограничения по уровню шу-
мов определяются главным образом собственными шумовыми
характеристиками ФАПЧ или, другими словами, конкретной
архитектурой синтезатора частоты. Ключевые принципы, ко-
торыми следует руководствоваться при разработке малошу-
мящих и имеющих малое время переключения синтезаторов
172
Глава 4
с ФАПЧ, в которых используются ГУН, можно сформулиро-
вать следующим образом:
• использовать источники опорной частоты с предельно
* низкими фазовыми шумами;
• уменьшать собственные шумы ФАПЧ;
• расширять полосу пропускания кольца ФАПЧ.
4.10. Индикация захвата частоты
Индикация захвата частоты — основная диагностическая
функция системы ФАПЧ, позволяющая судить о правильной
работе синтезатора в целом. Простейший способ контроля за-
хвата частоты реализуется через контроль состояния напря-
жения управления ГУН, которое должно быть в некоторых
пределах. Он реализуется двумя компараторами с програм-
мируемыми порогами и логической схемой перемножения. Су-
щественный недостаток — отсутствие адекватной индикации,
когда петля теряет устойчивость или выход ЧФД попадает в
третье состояние (из-за нулей на входе триггеров) и напряже-
ние фильтра медленно свободно дрейфует, пока не разрядятся
конденсаторы.
Второй вариант, более точный, сводится к использованию
операции «исключающее ИЛИ-HE» над выходами триггеров
ЧФД (рис. 4.30). В состоянии захвата выход логического эле-
мента обнуляется на короткий промежуток времени (или не
обнуляется вообще), а в отсутствие захвата на выходе при-
сутствует последовательность импульсов разной длительно-
сти. Сглаживание выходного напряжения и последующий
контроль среднего уровня на компараторе позволяет судить
о состоянии захвата. Существенный недостаток — необходи-
Рис. 4.30. Структура аналогового индикатора захвата
Архитектурные решения 173
мость подбора порога компаратора и параметров сглаживаю-
щего фильтра в зависимости от частоты сравнения.
Третий вариант — простая цифровая обработка выхода
«исключающее ИЛИ-HE» из предыдущего варианта, как по-
казано на рис. 4.31 [4.46]. Суть работы заключается в сче-
те моментов времени, когда оба импульса приходят на входы
ЧФД одновременно и с небольшим временным рассогласова-
нием. Если это событие повторяется требуемое количество
раз, то принимается решение о факте захвата частоты. Коли-
чество событий для принятия решения программируется па-
раметром CNT. Существенный недостаток такого индикатора
проявляется при частой перестройке частоты с небольшими
приращениями (режим сканирования или качания частоты).
В этом режиме временное рассогласование импульсов на вы-
ходах ЧФД столь незначительное, что схема не реагирует на
него должным образом (в отличие от предыдущей на рис. 4.30)
и ошибочно продолжает показывать состояние захвата часто-
ты. Оба варианта индикаторов захвата на рис. 4.30 и 4.31
часто реализуются в одной микросхеме с их мультиплексиро-
ванием на общий контрольный выход.
CNT
Рис. 4.31. Структура цифрового индикатора захвата
Литература к главе 4
4.1. Шапиро Д.Н., Пайн А.А. Основы теории синтеза ча-
стот. — М.: Радио и связь, 1981. - 264 с.
4.2. Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проек-
тирование. Пер. с англ, под ред. А.С. Галина. — М.: Связь,
1979. - 384 с.
174
Глава 4
4.3. Левин В.А. Стабилизация дискретного множества ча-
стот. — М.: Энергия, 1970. — 328 с.
4.4. Шахтарин Б.И. и др. Синтезаторы частот: Учебное
пособие. — М.: Горячая линия — Телеком, 2007. — 128 с’
4.5. Рыжков А.В., Попов В.Н. Синтезаторы частот в тех-
нике радиосвязи. — М.: Радио и связь, 1991. — 264 с.
4.6. Белов Л.А. Устройства формирования СВЧ-сигналов
и их компоненты: учебное пособие. — М.: Издательский дом
МЭИ, 2010. - 320 с.
4.7. Чистяков Н.И. Декадные синтезаторы. — М.: Связь,
1969. — 56 с.
4.8. Галин А.С. Диапазонно-кварцевая стабилизация
СВЧ. - М.: Связь, 1976. - 255 с.
4.9. Шахгильдян В.В., Ляховкин А.А. Системы фазовой
автоподстройки частоты. — М.: Связь, 1972. — 448 с.
4.10. Зарецкий М.М., Мовшович М.Е. Синтезаторы частот
с кольцом автоподстройки частоты. — М.: Энергия, 1974. —
256 с.
4.11. Григорьев В.В. и др. Импульсные системы фазовой
автоподстройки частоты. — Л.: Энергоатомиздат, Ленингр. от-
деление, 1982. — 88 с.
4.12. Левин В.А., Малиновский В.Н., Романов С.К. Синте-
заторы частот с системой импульсно-фазовой автоподстройки
частоты. — М.: Радио и связь, 1989. — 232 с.
4.13. Романов С.К., Тихомиров Н.М., Леньшин А.В. Си-
стемы импульсно-фазовой автоподстройки в устройствах син-
теза и стабилизации частот. — М.: Радио и связь, 2010. — 328 с.
4.14. Бесекерский В.А. Цифровые автоматические систе-
мы. — М.: Наука, 1976. — 576 с.
4.15. Варакин Л.Е. Системы связи с шумоподобными сиг-
налами. — М.: Радио и связь, 1985. —- 384 с.
4.16. Губернаторов О.И., Соколов Ю.Н. Цифровые син-
тезаторы частот радиотехнических систем. — М.: Энергия,
1973. - 175 с. >
4.17. Дьяконов В.П. Генерация и генераторы сигналов. —
М.: ДМК Пресс, 2009. - 384 с.
4.18. Романюк В.А. Синтезаторы частот на основе автоге-
нераторов с ФАПЧ: Уч. пособие. — М.: МИЭТ, 2005. — 100 с.
Архитектурные решения
175
4.19. Глазов Г.Н., Горевой А.В. Методы измерений на
СВЧ: Т. 2. Управляемые генераторы СВЧ. Книга 2. — Томск:
Красное знамя, 2015. — 520 с.
4.20. Chenakin A. Frequency Synthesizers: Concept to Prod-
uct. — MA: Artech House, 2010.
4.21. Kroupa V.F. Frequency Synthesis: Theory, Design and
Applications. — NJ: Willey, 1973.
4.22. Kroupa V.F. Phase Lock Loops and Frequency Synthe-
sis. — NJ: Willey, 2003.
4.23. Gardner F.M. Phaselock Techniques, 3rd edition. — NJ:
Wiley, 2005.
4.24. Egan W.F. Phase-Lock Basics, 2nd edition. — NJ: Wiley,
2007.
4.25. Egan W.F. Frequency Synthesis by Phase Lock, 2nd
edition. — NJ: Wiley, 1999.
4.26. Best R.E. Phase-Locked Loops: Theory, Design, and Ap-
plications. — New York: McGraw-Hill, 1984.
4.27. Rohde U.L. Digital PLL Frequency Synthesizers: Theory
and Design. — NJ: Prentice-Hall, 1983.
4.28. Rohde U.L. Microwave and Wireless Synthesizers: The-
ory and Design. — NJ: Wiley, 1997.
4.29. Klapper J., Frankie J.T. Phased-Locked and Frequency-
Feedback Systems. — New York: Academic Press, 1972.
4.30. Crawford J.A. Frequency Synthesizer Design
Handbook. — MA: Artech House, 1994.
4.31. Crawford J.A. Advanced Phase-Lock Techniques, MA:
Artech House, 2008.
4.32. Ченакин А. Частотный синтез: текущие решения и
новые тенденции // Электроника: Наука, Технология, Бизнес.
2008. № 1. С. 92-97.
4.33. Кузменков А.С., Поляков А.Е., Стрыгин Л.В. Об-
зорный анализ современных архитектур синтезаторов частот
с ФАПЧ // Труды МФТИ. Радиотехника и телекоммуника-
ции. 2013. Т. 5, № 3. С. 121-133.
4.34. Chenakin A. Frequency Synthesis: Current Status and
Future Projections // Microwave Journal, April 2017. P. 22-36.
4.35. Banerjee D. PLL Performance, Simulation and Design,
4th ed. — Indianapolis: Dog Ear Publishing, 2006.
176
Глава 4
4.36. Keliu S., et al. A Comparative Study of Digital LA Mod-
ulators for Fractional-N Synthesis // International Conference on
Electronics, Circuits and Systems Proceedings, 2001. P. 1391-
1394.
4.37. Osmany S. et. al. Phase Noise and Jitter Modeling for
Practional-N PLLs // Advances in Radioscience. 2007. No. 5.
P. 313-320.
4.38. Скоторенко И.В. Синтезатор частот. Патент на изоб-
ретение № 2458461. Российская федерация, 14.06.2011.
4.39. Горевой А.В. Генераторы сигналов PLG06/12/20. Ч. 2
// Компоненты и технологии. 2019. № 10. С. 130-133.
4.40. Горевой А.В. Синтезатор частот. Патент на изобре-
тение К2 2523188. Российская федерация, 09.04.2013.
4.41. Горевой А.В. Синтезатор частот. Патент на полезную
модель № 184346. Российская Федерация, 25.06.2019.
4.42. Sadowski В. A Self-offset Phase-locked Loop // Mi-
crowave Journal. April 2008. P. 116-124.
4.43. Chenakin A. Low Phase Noise PLL Synthesizer. US
Patent No. 7,701,299, April 2010.
4.44. Chenakin A, System and Method of Noise Correcting
PLL Frequency Synthesizers //US Patent No. 9,793,904, October
2017.
4.45. Chenakin A., Nediyanchath S., Fast Switching, Low
Phase Noise Frequency Synthesizer // US Patent No. 9,628,066,
April 2017.
4.46. Шахтарин Б.И. и др. Анализ индикатора захвата
фазовой автоподстройки с частотно-фазовым детектором //
Вестник МГТУ им. Баумана. Серия «Приборостроение». 2014.
№ 5. С. 69-76.
5 Проектирование синтезаторов
частот
Разработка любого синтезатора частот включает в себя
комплекс технических решений, направленных на обеспече-
ние таких характеристик, как диапазон выходных частот, шаг
и скорость перестройки по частоте, уровень фазовых шумов
и побочных спектральных составляющих, уровень выходной
мощности, энергопотребление, габариты, вес и т. д. Процесс
разработки синтезатора в каждом случае начинается с ана-
лиза технического задания (ТЗ). Исходя из этого, выбира-
ют метод синтеза и компоненты, позволяющие удовлетворить
требования в рамках выбранного метода [5.1]. В данной гла-
ве рассмотрено поэтапное проектирование простейшего одно-
кольцевого целочисленного СЧ на базе интегральной схемы
ADF4106, а именно:
• анализируются требования, изложенные в техническом
задании;
• анализируется имеющаяся на данном этапе элементная
база, из которой выбираются необходимые компоненты
для реализации устройства;
♦ создается блок-схема устройства;
• выполняется математическое моделирование найденного
решения;
• разрабатывается принципиальная электрическая схема
устройства;
• разрабатывается печатная плата и корпус устройства;
• разрабатывается алгоритм работы устройства и програм-
мное обеспечение;
• проводится сборка и отладка устройства;
• проводится тестирование устройства и анализ получен-
ных результатов;
• создается необходимая техническая документация.
178
Глава 5
5.1. Анализ технического задания
Техническое задание — это документ, определяющий тех-
нические характеристики разрабатываемого устройства. ТЗ
для синтезатора частот как составной части сложной радио-
технической системы прямо или косвенно воспроизводит
часть требований к самой системе. Требования к системе
обычно становятся результатом анализа текущего уровня до-
ступных решений и попыток экстраполировать его на несколь-
ко лет вперед. ТЗ может формироваться как внешним заказ-
чиком, так и внутри самой команды разработчиков и часто в
процессе разработки претерпевает изменения и согласования.
Предположим, нам требуется разработать СЧ со следующими
характеристиками.
Требования к синтезатору частот
Диапазон рабочих частот, ГГц.................... 5 .5,5
Шаг сетки частот, МГц............................... 1
Время перестройки частоты, мс, не более............. 1
Выходная мощность, дБм, не менее ................... 7
Уровень ПСС, дБн, не более.................. . 60
Уровень гармоник, дБн, не более.................... 30
Фазовые шумы, дБн/Гц, не более, на отстройке от
несущей:
10 кГц ..'...................................... -80
100 кГц......................................... -90
Внешняя опорная частота, МГц...................... 100
Мощность сигнала опорной частоты, дБм, не менее. 5
Анализ требований показывает, что приведенные характе-
ристики могут быть реализованы с помощью однокольцевой
целочисленной ФАПЧ. В частности, возможно использование
ИС ADF4106, которая включает в себя основные компонен-
ты ФАПЧ и способна обеспечить требуемые характеристики
(следует отметить, что существуют более современные микро-
схемы со встроенным ГУН; данная микросхема была выбрана,
чтобы в полной мере продемонстрировать все этапы проекти-
рования СЧ). В качестве ГУН.используем ИС HMC430LP4,
которая обеспечивает требуемое перекрытие по частоте при
напряжении управления в пределах 1,5. . 7,5 В (рис. 5.1). На-
Проектирование синтезаторов частот
179
Напряжение управления, В
Рис. 5.1. Перестроечная характеристика ГУН HMC430LP4
пряжение питания ГУН — 3 В, уровень выходного сигнала
2 дБм.
5.2. Выбор структурной схемы
и элементной базы
В первом приближении блок-схема проектируемого СЧ
может выглядеть, как проиллюстрировано на рис. 5.2. За-
метим, что ГУН не обеспечивает требуемый уровень сигна-
ла, поэтому требуется введение дополнительного усилителя,
например НМС476МР86. Делитель мощности сигнала ГУН
может быть выполнен резистивным с типичными потерями
6 дБ на передачу в каждое выходное плечо. Также заметим,
что выходное напряжение ЧФД ниже, чем это требуется для
перестройки ГУН. Следовательно, необходимо введение опе-
рационного усилителя (ОУ) в цепь управления частотой ГУН
(например, AD820). В итоге получаем более детальную блок:
схему, как показано на рис. 5.3. Данная блок-схема содер-
жит всю информацию (включая частоты и уровни сигнала
в различных точках блок-схемы, напряжения питания и по-
требляемый ток отдельных компонентов и др.), необходимую
для понимания функционирования устройства, а также после-
дующего проектирования его принципиальной электрической
схемы.
180
Глава 5
Рис. 5.2. Упрощенная блок-схема СЧ
Рассмотрим функционирование ИС ADF4106. Так как
шаг сетки частот равен 1 МГц, коэффициент деления опор-
ной частоты будет равен 100. При этом коэффициент деления
частоты ГУН будет варьироваться между значениями 5000 и
5500. Заметим, что согласно спецификации ИС ADF4106 мак-
симальная частота на выходе предделителя не должна превы-
шать 325 МГц. Таким образом-, коэффициент деления пред-
делителя Р (см. раздел 2.3 и рис. 2.48) должен быть равен 32
(5500/32 = 171,875 < 325 МГц). Даже если частота ГУН равна
ее максимально возможному значению 5,7 ГГц (при напряже-
Проектирование синтезаторов частот
181
нии 10 В на входе управления частотой ГУН), частота на вы-
ходе предделителя не превысит 325 МГц. Также необходимо
проверить, что ИС обеспечивает непрерывное перекрытие при
выбранном коэффициенте деления предделителя. В нашем
случае минимальный коэффициент деления равен 32x31 =
= 992, что гарантирует работу на нижней рабочей частоте
5 ГГц. Таким образом, ИС ADF4106 работает в пределах,
указанных в ее спецификации.
Оценим достижимые фазовые шумы СЧ и необходимую
полосу фильтра ФАПЧ. Согласно спецификации ADF4106
(рис. 5.4) уровень фазовых шумов, вносимых ЧФД, на ча-
стоте сравнения 1 МГц составляет -159 дБн/Гц. Указанный
уровень шумов соответствует значению -84 дБн/Гц при пере-
счете к выходной частоте 5,5 ГГц (201g5500 « 75 дБ). Так как
собственные шумы ГУН на отстройке 10 кГц несколько ху-
же (рис. 5.5), полосу пропускания ФАПЧ следует установить
немного выше 10 кГц (например, 20 кГц). При этом шумы
на отстройке 100 кГц будут определятся собственными шума-
ми ГУН. Таким образом, начальная оценка показывает, что
требуемые фазовые шумы обеспечиваются указанными ком-
понентами.
Рис. 5.4. Шумы ЧФД интегральной схемы ADF4106
Продолжим работу над уточнением блок-схемы. Заме-
тим, что выходная мощность сигнала может оказаться недо-
статочной из-за дополнительных потерь в выходном разъеме
и СВЧ-трассах печатной платы. Даная проблема может быть
решена заменой резистивного делителя мощности на направ-
ленный ответвитель, так как для ИС ADF4106 требуется уро-
182
Глава 5
Рис. 5.5. Собственные шумы ГУН HMC430LP4
ПСС -30 дБм
Рис. 5.6. Использование направленного ответвителя
вень сигнала -10 дБм. Кроме того, направленный ответ-
витель позволяет уменьшить уровень помех, генерируемых
предделителем ИС ADF4106 и распространяющихся в направ-
лении от входа ИС, и, следовательно, уменьшить уровень не-
которых ПСС. Направленный ответвитель следует поместить
не на входе, а на выходе усилителя, как проиллюстрировано
на рис. 5.6, так как относительный уровень таких ПСС будет
Проектирование синтезаторов частот
183
ниже из-за повышения мощности сигнала при прохождении
через усилитель. Направленный ответвитель может быть вы-
полнен в виде элемента рисунка печатной платы СЧ. Даль-
нейшее уменьшение ПСС, генерируемых ADF4106, возможно
с применением ФВЧ, например HFCN-4600+, выпускаемого
компанией Mini-Circuits (рис. 5.7). Фильтр имеет небольшие
потери в рабочем диапазоне частот, обеспечивая существенное
затухание на частотах ниже 4,6 ГГц.
Рис. 5.7. Использование ФВЧ
Рис. 5.8. Амплитудно-частотная характеристика ФНЧ LFCN- .
6700-1-
Использование направленного ответвителя позволяет уве-
личить уровень сигнала на входе усилителя, который теперь
работает в режиме ограничения. Аттенюатор на входе уси-
лителя позволяет установить необходимый уровень сигнала
для оптимальной работы усилителя. Для снижения уровня
00
4^
ADF4106
ЗВ 10 мА
Рис. 5.9. Окончательная блок-схема СЧ
to
to
to
Ol
Проектирование синтезаторов частот
185
гармоник используется ФНЧ на выходе усилителя, например
LFCN-67004- компании Mini-Circuits. Измеренный модуль ко-
эффициента передачи в рабочем диапазоне частот приведен
на рис. 5.8. Измерения подтверждают, что указанный ФНЧ
позволяет обеспечить уровень гармоник не выше допустимо-
го (с большим запасом) при том, что сам ГУН имеет уровень
высших гармоник не более -15 дБн. В итоге окончательная
блок-схема приводится к виду, показанному на рис. 5.9.
5.3. Программное моделирование
устройства
Следует отметить, что производители интегральных схем
ФАПЧ, как правило, предлагают для своих продуктов про-
граммное обеспечение для синтеза и моделирования фильтра
ФАПЧ и расчета основных характеристик (фазовые шумы,
время переключения частоты и др.). Так, компания Analog
Devices предлагает программный пакет ADIsimPLL, который
значительно упрощает синтез и моделирование фильтра
ФАПЧ (рис. 5.10). При этом моделирование фактически сво-
дится к выбору схемы фильтра и вводу желаемых характе-
ристик СЧ. Программа автоматически рассчитывает номина-
лы элементов для заданной топологии фильтра и производит
расчет всех основных характеристик. Выходные данные пред-
ставлены в графическом виде, удобном для пользователя.
Покажем, как рассчитать фильтр сигнала управления
ГУН, не прибегая к продолжительному вводу параметров
кольца в ADIsimPLL. Ограничимся простейшим случаем, ко-
гда фильтр реализует только пропорционально интегрирую-
щие свойства, т. е. состоит из последовательного соединения
резистора В и конденсатора С. Полоса пропускания кольца •
BW=K^’s' (5Л>'
где Kv — крутизна перестроечной характеристики ГУН;
К. — крутизна дискриминационной характеристики
ЧФД;
N — коэффициент деления частоты в обратной связи
ФАПЧ.
00
О)
m ADkimPLL 5КЮ]
?»le tdft View. Recalc Took Libranes Sinks Window/ Help
D И ' IP . in?
Рис. 5.10. Интерфейс программы ADIsimPLL
o>
to
to
tn
Проектирование синтезаторов частот
187
Тогда
2kN • BW
(5-2)
Частоту, до которой цепь должна проявлять интегрирую-
щие свойства, выберем в три раза меньше BW с точки зрения
устойчивости системы, тогда
2vBW-R'
(5-3)
Для подавления помех и шумов от ЧФД и опорного гене-
ратора за пределами BW введем дополнительные элементы:
фильтрующий конденсатор образующий ФНЧ совместно
с R с частотой среза в три раза большей BW, и Л2С,2-звено
между интегратором и входом управления частотой ГУН с
частотой среза примерно на порядок большей BW. Тогда
G = (5.4)
У
/?2С2-звено не должно оказывать значительного влияния
на пропорционально интегрирующее звено и работу цепи RC\,
а значит, его активное сопротивление должно быть примерно
в три раза больше /?, а С2 — в девять раз меньше Ci. Когда
используется усилитель на ОУ в неинвертирующем включе-
нии для согласования уровней напряжения фильтра и входа
управления частотой ГУН, в(5.1)и(5.2) следует ввести допол-
нительный множитель при Kv в виде коэффициента усиления
ОУ Рис. 5.11 суммирует все вышесказанное. Описанный под-
ход дает приемлемую ошибку по частотам среза в пределах
10... 20 % при запасе по фазе около 50° и хорошо согласуется
с вычислениями в ADIsimPLL или аналогичном программном
обеспечении.
ЧФД
•—•—
Q = C/9 =т=
R = 2kNBW/(K/^
C=3>/(2nBWR) }
R.= 3R
----►ГУН
С2 = С1/9
Рис. 5.11. К расчету элементов пассивного фильтра ФАПЧ
188
Глава 5
5.4. Разработка принципиальной
электрической схемы
Следующим этапом проектирования СЧ является разра-
ботка принципиальной электрической схемы. Существует
большое число программных пакетов для разработки элек-
трических схем; в данном примере использовалась програм-
ма OrCAD. Принципиальная электрическая схема устройст-
ва разрабатывается на основе блок-схемы с добавлением всех
необходимых деталей (компонентов) согласно их специфика-
циям. На практике этот процесс итеративный, возможны не-
которые изменения (уточнения) блок-схемы и (в отдельных
случаях) технического задания.
Упрощенная электрическая схема (служащая отправной
точкой), соответствующая разработанной выше блок-схеме,
приведена на рис. 5.12.
Сигнал СВЧ генерируется ГУН HMC430LP4, усиливает-
ся усилителем НМС476МР86 и далее через ФНЧ LFCN-6700+
поступает на выходной разъем синтезатора. Аттенюатор А-
0402WA-C-02dB с ослаблением 2 дБ помещен между ГУН и
усилителем. Часть выходного сигнала через направленный
ответвитель и ФВЧ HFCN-4600+ поступает на соответствую-
щий вход интегральной схемы ФАПЧ ADF4106. Опорный сиг-
нал поступает на другой вход ИС ADF4106, которая обеспечи-
вает функцию деления опорного и СВЧ-сигналов, а также вы-
деление их разности фаз с помощью частотно-фазового детек-
тора. ЧФД содержит программируемые токовые ключи, поз-
воляющие подстраивать крутизну дискриминационной харак-
теристики и компенсировать отклонения крутизны перестро-
ечной характеристики ГУН от номинальной, поддерживая та-
ким образом требуемую полосу пропускания кольца ФАПЧ.
Базовый ток задается резистором R1. Глубина регулировки
крутизны ЧФД равна 16 с дискретностью (0,3125 х 5100/R1,
мА). Выход ЧФД подключен к фильтру ФАПЧ, выполненно-
му на элементах С2, СЗ и R2. Далее сигнал усиливается в
три раза операционным усилитеХ^м AD820 в неинвертирую-
щем включении до уровня, необходимого для управления ча-
стотой ГУН. ИС ADF4106 также содержит индикатор захвата
частоты, сигнал которого поступает на разъем J3. К данному
Рис. 5.12. Упрощенная электрическая принципиальная схема СЧ
[роектирование синтезаторов частот
190
Глава 5
разъему также подключены линии управления ИС ADF4106
и цепи питания.
Следует отметить, что данная схема требует некоторых
доработок. Прежде всего выход интегральной схемы ГУН
содержит разделительный конденсатор, следовательно, кон-
денсатор СИ может быть исключен. Аналогично, С4 также
может быть исключен, так как в ФВЧ HFCN-4600+ уже инте-
грирован соответствующий элемент. Далее заметим, что вход
опорной частоты ИС ADF4106 выполнен по КМОП-техноло-
гии и имеет высокое входное сопротивление. Для согласо-
вания с 50-омным источником следует добавить соответству-
ющий резистор (50 Ом) с разделительными конденсаторами,
как показано на рис. 5.13.
+3V
0 OluF
SMA 0 01UP 0 01-dF
1
™ REF IN
49 9 .
ADF4106BCPZ
8 ~ ~ 6
12 A7DD ' 16 4
13 ; CLK DVDD ; I/ *
14 ’ DATA DVDD 18 *
- -- - ' IE VP
5 . 19
4 RF SNA RSET ;
) RF INB 15
9 MUXOUT ,
10 : DGND 11
♦—-yH DGND CE
?2dF * 8 AGND 20
-zpr ♦- - AGND Cp , 1
* i CASE CPGND ।
Рис. 5.13. Вход сигнала опорной частоты
Операционный усилитель в неинвертирующем включении
масштабирует выходное напряжение ЧФД 0,5...2,5 В в на-
пряжение 1,5... 7,5 В, необходимое для управления ГУН. За-
метим, что согласно спецификации ИС ADF4106 имеет повы-
шенные ПСС в районе 0,75 В .(рис. 5.14). На первый взгляд,
следует изменить коэффициент усиления ОУ и установить его
равным 1,5. Однако в этом случае выход ЧФД будет находит-
Проектирование синтезаторов частот
191
Напряжение ЧФД, В
Рис. 5.14. Зависимость ПСС от напряжения на выходе ЧФД
ADF4106
ся в пределах 1 и 5 В, имея выбросы ПСС в районе 4,3 и 5 В.
Другими словами, ЧФД имеет повышенный уровень ПСС, ко-
гда его выход близок к О В или напряжению питания. Чтобы
обойти эту проблему, используют активный интегратор на ОУ
с инвертирующим включением (данная схема также доступна
в программе ADIsimPLL), как показано на рис. 5.15. Соот-
ветствие элементов пассивного и активного интеграторов на
рис. 5.12 и 5.15 приведено в табл. 5.1.
Таблица 5.1
Соответствие элементов пассивного
и активного интеграторов
Рисунок
5.12 5.15
С2 С2
R2 R5
Обозначение СЗ СЗ
позиции R5 R6
С5 С6
* С4
* R2
Проектирование синтезаторов частот
193
Конденсатор С4 снижает коэффициент усиления ОУ на
высоких частотах, повышая степень подавления спектраль-
ных компонент от ЧФД и опорного генератора за пределами
полосы пропускания кольца. Работа цепей R2, С2 на рис. 5.12
и 5.15 аналогична. Напряжение на инвертирующем входе ОУ
и выходе ЧФД в состоянии захвата задается и фильтруется
цепью R3, R4, С5 на неинвертирующем входе. При захвате
ФАПЧ оба входа ОУ должны иметь одинаковый потенциал.
Таким образом, если опорное напряжение задано на уровне
2,5 В, выход ОУ будет также иметь 2,5 В, что соответствует
оптимальной работе ЧФД с точки зрения минимизации ПСС.
Заметим, что данная схема включения вносит инверсию вы-
ходного сигнала ЧФД, что компенсируется соответствующим
программированием его полярности.
Выбор ОУ является очень важным фактором при проек-
тировании фильтра ФАПЧ, так как его шумы модулируют ча-
стоту ГУН и приводят к появлению дополнительного фазово-
го шума в его спектре. С этой точки зрения AD8675 является
предпочтительной альтернативой. Выход ОУ подключается
к управляющему входу ГУН через цепочку R6, Сб. Данная
цепочка образует ФНЧ, который вносит дополнительное по-
давление шумов ОУ и является частью фильтра ФАПЧ. За-
метим, что резистор R6 в свою очередь вносит дополнитель-
ные шумы в цепь управления частотой ГУН. Спектральная
плотность шумового напряжения vn на резисторе описывает-
ся следующей формулой:
vn — V 4kTR, (5-5)
%
где R — сопротивление резистора; к — постоянная Больцмана;
Т — абсолютная температура.
СПМ фазового шума S(f), наведенного шумом напряже-
ния на R6,
ЭД=(^)\ (5.6)
где Кv — крутизна перестроечной характеристики ГУН; / —
частота отстройки.
Формулу (5.6) можно использовать и для расчета СПМ
фазового шума, наведенного шумом ОУ, для чего в качестве
194
Глава 5
vn следует подставить спектральную плотность шумового на-
пряжения каскада с ОУ, приведенную к его выходу. В нашем
случае крутизна перестроечной характеристики ГУН состав-
ляет 70 МГц/B. После несложных вычислений приходим к
выводу, что шумы резистора R6 с сопротивлением 1 кОм пере-
считываются к фазовым шумам -100 дБн/Гц на выходе ГУН
на отстройке 20 кГц. Очевидно, ими можно пренебречь (так
же как и влиянием ОУ, уровень шума которого ниже, чем у
R6).
Обратим внимание на цепи питания. В нашем случае
планируется использовать три напряжения питания: 4-3, 4-5
и 4-10 В, подаваемые на разъем J3., Для предотвращения
проникновения ПСС по цепям питания уместно применить
LC-фильтры с использованием высокочастотных поглощаю-
щих дросселей (bead), например BLM18H компании Murata
(рис. 5.16).
+3V
А
Рис. 5.16. Фильтрация помех в цепях питания
Рис. 5.17. Окончательная принципиальная электрическая схема СЧ
Проектирование синтезаторов частот 195
196
Глава 5
Рис. 5.18. Моделирование фазовых шумов СЧ
Рис. 5.19. Моделирование переходного процесса
Также следует добавить резисторы в трехпроводной
(CLK, DATA, LE) интерфейс управления интегральной схе-
мой и линию индикатора захвата Ф&ПЧ (MUXOUT), для га-
шения выбросов напряжения и корректного программирова-
ния микросхемы. В итоге мы приходим к принципиальной
электрической схеме СЧ, показанной на рис. 5.17. Модифици-
Проектирование синтезаторов частот 197
рованный фильтр ФАПЧ моделируется в ADIsimPLL. Резуль-
таты моделирования приведены на рис. 5.18 (фазовые шумы)
и рис. 5.19 (время перестройки). Согласно моделированию,
полоса пропускания ФАПЧ составляет 20 кГц, фазовые шу-
мы оцениваются на уровне -82 и -94 дБн/Гц на отстройках
10 и 100 кГц, соответственно, время перестройки частоты —
около 400 микросекунд, что удовлетворяет требованиям тех-
нического задания.
5.5. Разработка печатной платы и корпуса
В настоящее время наиболее распространенной техноло-
гией монтажа при сборке синтезаторов частот СВЧ-диапазона
является пайка корпусированных компонентов поверхностно-
го монтажа на печатную плату. Печатная плата представляет
собой пластину из диэлектрика, на поверхности (или в объ-
еме) которой сформированы электропроводящие цепи элек-
тронной схемы. В зависимости от количества электропрово-
дящих слоёв печатные платы подразделяют на однослойные
(имеется только один токопроводящий слой на одной из сто-
рон платы), двуслойные (токопроводящие слои сформирова-
ны на обеих сторонах платы) и многослойные (токопроводя-
щий слои также сформированы во внутренних слоях диэлек-
трика путем склеивания нескольких однослойных или дву-
слойных плат). Отдельные токопроводящие участки такой
многослойной платы соединяются металлизированными пере-
ходными отверстиями, которые могут быть как сквозными,
так и «слепыми» (рис. 5.20), что позволяет уплотнить компо-
новку компонентов для сложных плат.
Металлизированные отверстия
198
Глава 5
Каждый проводящий слой обычно предназначается для
выполнения своей заданной функции. Например, для платы,
показанной на рис. 5.20, возможно следующее распределение:
1 — линии передач и электронные компоненты СВЧ, 2 — зем-
ля, 3 — сигналы управления, 4,5 — трассы цепей питания, 6 —
земля. Следует отметить, что слой 2 (находящийся внутри
объема платы) несет функции заземления для СВЧ-сигналов
(в отличие от слоя б, являющегося общей землей для низко-
частотных цепей и цепей питания). Поэтому все компоненты
на поверхностном слое, требующие заземления по СВЧ, со-
единяются со вторым слоем короткими (для уменьшения па-
разитной индуктивности) металлизированными отверстиями
(или серией отверстий). В некоторых случаях индуктивно-
сти металлизированных отверстий приходится учитывать при
расчете определенных узлов СВЧ. Такие отверстия могут так-
же служить для экранировки сигнальных цепей в поперечной
плоскости платы.
Существует большое число программных продуктов для
трассировки печатных плат. Здесь следует помнить, что на
низких частотах различные электронные устройства реализу-
ются простым соединением компонентов (резисторов, конден-
саторов, активных приборов и т. д.). При этом геометриче-
ские размеры таких компонентов (а также связывающих их
проводников), как правило, не играют особой роли, так как
электрические и магнитные поля локализованы соответствен-
но в пределах этих компонентов. Однако с ростом частоты
приходится учитывать физические размеры как отдельных
компонентов, так и связывающих их проводников. В СВЧ-
диапазоне проводники рассматриваются как «длинные ли-
нии» с распределенными параметрами [5.2]. Линия передачи
СВЧ определяется как устройство, ограничивающее область
распространения электромагнитных колебаний и направляю-
щее поток сверхвысокочастотной электромагнитной энергии
в заданном направлении. Другими словами, «длинная ли-
ния» — это линия передачи, продольный размер (длина) кото-
рой превышает (либо сравнима) .длину волны, распространя-
ющейся в ней, а поперечные размеры (расстояние между про-
водниками, образующими линию) значительно меньше. О бра-
Проектирование синтезаторов частот
199
Копланарный
волновод
Симметричная полосковая
линия
pzzzzzzzzzzzzzi
vzzzzzzzzzzzzzzl
Щелевая линия
Рис. 5.21. Поверхностные линии передач
Заземленный копланарный
волновод
тим лишь внимание на такую важную характеристику линий
передач, как «волновое сопротивление», которое определяет-
ся как отношение напряжения падающей волны к току этой
волны в линии передачи. Если сопротивление нагрузки равно
волновому сопротивлению, то любой источник будет видеть
то же самое сопротивление, независимо от длины линии. Та-
ким образом, длина линии будет влиять только на задержку
сигнала.
Стандарт волнового сопротивления линий 50 Ом является
компромиссом между минимальным затуханием в воздушной
коаксиальной линии (при волновом сопротивлении 77 Ом) и
максимальной передаваемой мощностью в отсутствие пробоя
(30 Ом). Хотя значительная часть радиоэлектронных схем
оперирует с малыми мощностями, при их разработке исполь-
зуется привязка к сопротивлению тракта 50 Ом. Существуют
различные виды линий передач — от волноводных до более
распространенных в настоящее время полосковых. К послед-
ним относятся микрополосковые линии, у которых диэлектри-
ческая пластина (подложка) имеет большую относительную
диэлектрическую проницаемость и малые потери. Вслед-
ствие этого геометрические размеры топологических элемен-
тов, выполненных на основе таких линий, уменьшаются в ^/^7
раз. Однако основным преимуществом полосковых линий яв-
ляется то, что они могут быть «напечатаны» на диэлектри-
200
i^TXLINE 2001 - Microstrip - X
Microstrip | Strtpline | CPW j CPW Ground) Round Coaxial! Slothne ' Coupled MS Line \ Coupled S topline I
Material Parameters
Dielectric j Alumina
Dielectric Constant |9.8
Loss T angent [6 0005
Conductor s Silver
Conductivity 0 14E 7
I
MWWWWWW
Electrical Characteristics
Impedance [50 [ohm< yj
Frequency [lO (GHz yj
Electrical Length [66 [deg yl
Propagation Constant p0897 |deg/m yj
Effective Diet Const [б 6202
Loss [25.664 |dB/m у J
Physical Characteristic
Physical Length (L) [2912 9
Width (W) j96 873
Height (H) Г1£Ю~”
Thickness |T) [l
Рис. 5.22. Расчет различных линий передачи
to
to
to
си
Проектирование синтезаторов частот
201
ческой подложке фотолитографическим способом. В каче-
стве диэлектрической подложки печатной платы на низких
частотах (обычно до 3 ГГц) широко используется материал
FR4, на более высоких частотах применяют специальные ма-
териалы, имеющие малые потери и хорошую повторяемость
характеристик в СВЧ-диапазоне (например, R04003 компа-
нии Rogers). Существует множество различных поверхност-
ных (т. е. которые могут быть напечатаны) видов линий пере-
дач, приведенных на рис. 5.21. Волновое сопротивление опре-
деляется геометрическими размерами проводников, а также
диэлектрической проницаемостью и толщиной подложки, на
которой эти проводники напечатаны. Существует большое
число программ, которые способны рассчитать волновое со-
противление линии по геометрическим размерам, так и наобо-
рот, рассчитать геометрические размеры линии по заданному
волновому сопротивлению. Одна из таких программ — AWR
TXLine, позволяющая быстро производить необходимые рас-
четы (рис. 5.22).
Рис. 5.23. Включение СВЧ-разъема в линию передачи СВЧ
Обычно компоненты СВЧ соединяются на плате с помо-
щью микрополосковых линий. Однако другие виды линий
передач также находят применение в том или ином случае.
Например, на рис. 5.23 показан разъем СВЧ, впаянный в за-
земленный копланарный волновод. Также следует учитывать
переход (согласование) с одного вида линии передач на дру-
гую и эффект отражения (т. е. рассогласование) при вклю-
чении сосредоточенных элементов (резисторы, конденсаторы
202
Глава 5
и др.). Кроме того, возможно создание различных пассив-
ных компонентов (направленные ответвители, делители мощ-
ности, фильтры и т.д.) непосредственно на диэлектрической
подложке. В качестве примера на рис. 5.24 приведен эскиз на-
правленного ответвителя, который может быть напечатан на
диэлектрической подложке и объединен с другими топологи-
ческими элементами устройства. Применение, комбинирова-
ние и согласование линий передач, сосредоточенных и распре-
деленных элементов является искусством разработчика уст-
ройств СВЧ-диапазона, в частности синтезаторов частот.
Вход
й
у
Ответвление
Выход
* Рис. 5.24. Направленный ответвитель
В нашем случае печатная плата разрабатывалась в про-
граммном пакете Altium. Разработанная печатная плата по-
казана на рис. 5.25. Проводники и компоненты СВЧ (напри-
мер, направленный ответвитель) напечатаны на поверхности
платы (здесь используется материал Rogers R04003). Цепи
питания напечатаны на внутренних слоях платы, где исполь-
зуется материал FR4 (в дополнение повышающий жесткость
печатной платы).
В общем случае для защиты чувствительных компонен-
тов СЧ от внешних воздействий, печатные платы помещают в
металлический корпус, например, как показано на рис. 5.26.
Требования, которым должна удовлетворять конструкция
корпуса, также включают в себя поддержание чистоты и ста-
бильности среды внутри корпуса (т. е. герметизация той или
Проектирование синтезаторов частот
203
Рис. 5.25. Печатная плата однокольцевого СЧ
Рис. 5.26. Печатные платы, помещенные в металлический
корпус
иной степени), надежность и удобство крепления электронной
системы, отвод тепла, экранирование самого СЧ, а также его
отдельных узлов и др. Герметизация корпуса осуществляет-
ся различными способами, например с помощью различных
эластичных колец-уплотнителей, клеевых соединений, свар-
ки, как это иллюстрируется на рис. 5.27. На рис. 5.28 пока-
заны печатные платы (например, плата СВЧ и плата управ-
ления), установленные в соответствующие выемки в корпу-
204
Глава 5
Клей
Рис. 5.27. Герметизация электронного модуля
Рис. 5.28. Соединение печатных плат внутри корпуса
Рис. 5.29. Проходные фильтры
се, что обеспечивает высокую степень развязки между ними.
Межплатные соединения осуществляются с помощью помехо-
подавляющих проходных LC-фильтров (рис. 5.29) с высоким
подавлением на СВЧ. Часто применяется конструкция под на-
званием «сэндвич», где плата зажимается между двумя ча-
Проектирование синтезаторов частот
205
стями корпуса, как показано на рис. 5.30. Такая конструкция
позволяет экранировать не только верхнюю и нижнюю сторо-
ны платы, но и отдельные узлы на ее поверхности. Более
подробно вопросы конструирования электронных устройств
освещены в [5.3].
Рис. 5.30. Конструкция «сэндвич»
5.6. Управление синтезатором
Одним из этапов проектирования СЧ является разработка
алгоритма работы и соответствующего программного обеспе-
чения. Обычно модуль управления СЧ включает микропро-
цессор или программируемую логическую интегральную схе-
му (ПЛИС, FPGA), которая обеспечивает управление компо-
нентами СЧ в соответствии с внешними командами. В нашем
случае управление СЧ осуществлялось с внешнего компью-
тера с помощью демонстрационной программы, предлагаемой
компанией Analog Devices для тестирования ИС ADF4106. Ин-
терфейс программы показан на рис. 5.31.
5.7. Сборка и отладка устройства
Для сборки платы синтезатора частот создается сбороч-
ный чертеж, карта эскизов или их аналог, в том числе в элек-
тронном виде (рис. 5.32), спецификация, перечень элементов
или просто список компонентов. Компоненты могут монтиро-
ваться вручную или с помощью автоматического оборудова-
ния. Собранная плата СЧ показана на рис. 5.33.
Обычно собранная плата нуждается в отладке [5.4]. Про-
цесс начинается с визуального осмотра и выявления дефек-
тов монтажа. Далее подключаются необходимые источники
питания, проверяются напряжения в контрольных точках и
потребляемый ток устройства. Также полезно проверить ре-
жимы работы (например, потребляемый ток) отдельных ком-
206
Глава 5
Рис. 5.31. Интерфейс программы управления СЧ
Проектирование синтезаторов частот
207
Рис. 5.32. Сборочный эскиз
Рис. 5.33. Собранная плата
понентов, например усилителя, как это проиллюстрировано
на рис. 5.34.
Далее подключаются опорный сигнал, устройство управ-
ления синтезатором и программируется его выходная частота
и другие параметры:
• коэффициент деления сигнального делителя: N = 5,250
(А = 2, В = 164, Р = 32, N = РВ + А);
208
Глава 5
Рис. 5.34. Проверка потребляемого тока усилителя
• коэффициент деления опорного делителя: R = 100;
• выходной ток ЧФД: 2,5 мА;
• полярность ЧФД: Negative;
• выход MUXOUT: Digital lock detect.
Данные параметры устанавливают выходную частоту СЧ
в середине его рабочего диапазона. Другие частоты устанав-
ливаются соответствующим программированием делителя ча-
стоты ГУН. Выходной ток ЧФД подбирается для установле-
ния требуемой полосы пропускания кольца ФАПЧ (20 кГц).
Захват частоты контролируется на выходе MUXOUT. Кон-
троль установки частоты проверяется подключением часто-
томера или анализатора спектра к выходному разъему СЧ.
В случае отсутствия захвата проводится детальная провер-
ка и необходимая подстройка фйльтра ФАПЧ (проверяются
величины компонентов фильтра, а также их соединение, от-
сутствие коротких замыканий, режимы работы интегральных
схем и т. д.).
Проектирование синтезаторов частот
209
Далее проверяется уровень мощности на выходе СЧ, кото-
рый должен быть не менее 9 дБм. В случае меньшего уровня
или отсутствия сигнала проверяется выход ГУН и следующего
за ним усилителя. Здесь удобно пользоваться высокочастот-
ном пробником, например, проверяя уровень сигнала на входе
и выходе усилителя. Отсутствие или слабый сигнал на выхо-
де усилителя говорит о его неработоспособности (рис. 5.35).
На СВЧ следует уделять повышенное внимание заземлению
пробника. Для более достоверных результатов можно впа-
ять кабель в разрыв сигнальной линии, при этом экран ка-
беля припаивается на «землю» в непосредственной близости
от точки съема сигнала СВЧ. В отдельных случаях следует
предусмотреть установку миниатюрных разъемов СВЧ, как
показано на рис. 5.36.
Рис. 5.35. Проверка работоспособности усилителя
Рис. 5.36. Миниатюрные разъемы СВЧ
Как правило, наибольшие трудности доставляют кратко-
временные изменения режимов работы устройства, которые
могут быть вызваны плохими контактами и т. п. Также необхо-
димо проверить работоспособность устройства в рабочем ин-
210
Глава 5
тервале температур, что иногда позволяет выявить дополни-
тельные дефекты.
5.8. Тестирование и анализ полученных
результатов
Процесс отладки СЧ завершает его тестирование и про-
верка необходимых характеристик на соответствие техниче-
скому заданию, включая:
• точности установки частоты в некоторых контрольных
точках;
• шаг сетки частот;
• уровень выходного сигнала в рабочем диапазоне частот;
• время перестройки (при различных комбинациях началь-
ной и конечной частот);
• уровень гармоник в некоторых контрольных точках;
• уровень ПСС на различных частотах и отстройках (ино-
гда частота изменяется по случайному закону);
• фазовые шумы в некоторых контрольных точках;
• потребляемый ток.
Некоторые результаты измерений разработанного синте-
затора, в частности уровень гармоник (рис. 5.37), ПСС
(рис. 5.38) и фазовые шумы (рис. 5.39), приведены ниже. Ана-
лиз полученных результатов показывает, что технические ха-
рактеристики разработанного синтезатора удовлетворяют тре-
бованиям технического задания. Завершает процесс про-
Мощность, дБм
3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13
Частота, ГГц
Рис. 5.37. Уровень гармоник на частоте 5 ГГц
Проектирование синтезаторов частот
211
Рис. 5.38. Спектр сигнала на центральной частоте рабочего
диапазона
Рис. 5.39. Фазовые шумы на частоте 5,25 ГГц
ектирования разработка технической документации, необхо-
димой для последующего производства устройства^
Литература к главе 5
5.1. Chenakin A. Frequency Synthesizer: From Concept to
Product. — MA: Artech House, 2011.
5.2. Баскаков С.И. Радиотехнические цепи и сигналы. —
М.: Высшая школа, 2000. — 462 с.
5.3. Гелль П.П., Иванов-Есипович Н.К. Конструирование
и микроминиатюризация радиоэлектронной аппаратуры. —
Л.: Энергоатомиздат, Ленинградское отделение, 1984. — 536 с.
5.4. Kelly В. How to Debug a PLL Frequency Synthesizer //
RF Design. February 2004. P. 50-60.
6 Примеры построения различных
синтезаторов частот
В данной главе рассмотрены практические примеры по-
строения различных синтезаторов частот, в том числе с преоб-
разованием частоты в кольце ФАПЧ, с использованием ЦВС,
а также с многократным преобразованием частоты [6.1, 6.2].
Приводятся анализ технического задания и выбор элементной
базы, детальные блок-схемы устройств, а также результаты
тестирования.
6.1. Синтезатор высокочастотного
опорного сигнала
Требуется разработать СЧ на фиксированную частоту
(для тактирования ЦВС) со следующими характеристиками.
Требования к синтезатору частот
Выходная частота, МГц............................ 800
Выходная мощность, дБм, не менее................... 9
Уровень ПСС, дБн, не более.......................-100
Уровень гармоник, дБн, не более.................. -30
Уровень субгармоник, дБн, не более............... -80
Фазовые шумы, дБн/Гц, не более, на отстройке от несу-
щей:
1 кГц..........................................-135
10 кГц ........................................-145
100 кГц .......................................-150
1 МГц..........................................-150
Внешняя опорная частота, МГц...................... 10
Мощность сигнала опорной частоты, дБм, не менее.. 5
Анализ технического задания показывает, что требуемые
ПСС и фазовые шумы могут быть обеспечены умножением
термостатированного кварцевого генератора на 100 МГц, в ка-
214
Глава 6
Рис. 6.1. Результаты тестирования термостатированного
кварцевого генератора МУЗ 17
честве которого был выбран генератор MV317 компании «Мо-
рион». Результаты тестирования образца такого генератора
приведены на рис. 6.1.
Очевидно, что при идеальном умножении на 8 (добавка
201g У =18 дБ) требуемые фазовые шумы будут обеспечены.
Также очевидно, что обеспечить данные шумы использовани-
ем простейшей однокольцевой ФАПЧ будет затруднительно.
Следовательно, необходимо применить умножение с помощью
пассивных умножителей частот, имеющие малые собственные
шумы. В данном конкретном случае удобно применить цепоч-
ку из трех последовательно включенных удвоителей (с соот-
ветствующими элементами усиления и фильтрации). Привяз-
ка к частоте внешнего опорного сигнала может быть осуществ-
лена с помощью узкополосной ФАПЧ. Детальная блок-схема
устройства приведена на рис. 6.2.
Устройство функционирует следующим образом. Кварце-
вый генератор генерирует сигнал на частоте 100 МГц с низ-
кими шумами, который последовательно умножается цепоч-
кой из трех пассивных удвоителей АМК-2-13+ компании Mini-
Circuits. Потери в удвоителях компенсируются усилителями
SBB3089Z компании Qorvo. Фильтрация субгармоник осу-
ществляется LC-фильтром на 200 МГц и ПАВ-фильтром
ТА0415А на 800 МГц, выпускаемым компанией Tai-SAW.
Фильтрация на 400 МГц не требуется в виду достаточного
Примеры построения различных синтезаторов частот
215
BAT54S
10 МГц
Опвх- -8 дБ
MC12080DG
5 В 40,5 мА
Рис. 6.2. Блок схема высокочастотного опорного генератора
216
Глава 6
подавления субгармоник в соответствующем удвоителе и ис-
ключительно узкой полосы пропускания фильтра ТА0415А.
На выходе СЧ присутствует ФНЧ LFCN-800+ компании Mini-
Circuits для гарантированного высокого подавления гармо-
ник, производимых выходным усилителем.
Сигнал с выхода ФНЧ делится по мощности квадратур-
ным мостом QCN-13D+ (Mini-Circuits) между выходом систе-
мы и каналом обратной связи для повышения их изоляции
(по аналогии с применением направленного ответвителя) и по-
ступает на вход делителя частоты кольца ФАПЧ MC12080DG
компании On Semiconductor. Фильтр ТА0415А в цепи обрат-
ной связи кольца ФАПЧ служит, чтобы предотвратить про-
никновение продуктов деления обратно на вход СЧ. Делитель
делит частоту сигнала на 80, приводя его к частоте сравнения
ЧФД 10 МГц. На другой вход ЧФД сигнал поступает с опор-
ного входа, который защищен ограничителем, собранным на
диодах BAT54S (On Semiconductor). Полосовой LC-фильтр на
частоту 10 МГц служит для подавления возможных паразит-
ных сигналов на входе устройства.
Сигнал ЧФД масштабируется ОУ LM6211MF и поступает
на управляющий вход кварцевого генератора, замыкая таким
образом кольцо ФАПЧ. Полоса фильтра ФАПЧ (15 Гц) выбра-
на в точке пересечения собственных шумов КГ MV317 и шу-
мов внешнего опорного генератора, пересчитанных к 100 МГц.
Цепи индикации захвата не показаны. Также следует отме-
тить, что устройство может работать автономно (без привязки
к внешнему сигналу частотой 10 МГц). В этом случае следует
предусмотреть калибровку КГ с помощью дополнительного
ЦАП.
Результаты измерения фазовых шумов собранного уст-
ройства приведены на рис. 6.3. Выбросы на отдельных часто-
тах обусловлены влиянием внешних помех (в частности, от
радиостанций) при проведении измерений. Анализ получен-
ных результатов показывает, что требования ТЗ по фазовым
шумам выдержаны с большим запасом. Измеренные выход-
ная мощность, уровень гармоник, субгармоник и ПСС также
удовлетворяют требованиям технического задания.
Примеры построения различных синтезаторов частот 217
Рис. 6.3. Фазовые шумы СЧ на частоте 800 МГц
6.2. Однокольцевой перестраиваемый СЧ
с преобразованием частоты и ЦВС
Требуется разработать узкополосной СЧ с малым шагом
перестройки и следующими характеристиками.
Требования к синтезатору частот
Диапазон рабочих частот, МГц................... 3216...3280
Шаг сетки частот, Гц, не более.................... 0,001
Время перестройки, мкс, не более.................... 150
Выходная мощность, дБм, не менее..................... 14
Уровень гармоник, дБн, не более..................... -12
Уровень ПСС, дБн, не более.......................... -80
Фазовые шумы, дБн/Гц, не более, на отстройке от
несущей:
1 кГц............................................ -123
10 кГц ......................................... -133
100 кГц ......................................... -133
1 МГц............................................ -133
Внешняя опорная частота, МГц........................ 800
Мощность сигнала опорной частоты, дБм, не ме-
нее .................................................... 9
Анализ технического задания указывает на исключитель-
но малый шаг перестройки частоты, что требует использова-
218
-6 дБ
ТА0415А
KSX2-442+
ТА0638А
QCN-13D+
SBB3089
5 В 42 мА
SBB3089
5 В 42 мА
Оп вх- -3 дБ
10 дБм
О=16дБ
Рг=15 дБм
О=16дБ
Р]=15 дБм
-2 дБ ТА0638А HMPS-2822 DEA203600BT -8 дБ 5 В 42 мА DEA203600BT -10 дБ
ADF4002
SBB3089
3280 О=16дБ 3280 3280
Pi=15 дБм
SBB3089 ADCLK905BCPZ 3,3 В 5 мА
016 дБ
Р1=15 дБм
CRO3250A
5 В 19 мА QCN-34+
О дБм
SBB3089
5 В 42 мА Выход
15 дБм
AD9912
ТА0415А 1,8 В, 3,3 В ADT1-1WT+ 80 МГц
Рис. 6.4. Блок схема СЧ с преобразованием частоты и ЦВС
О дБм
G= 16 дБ 3280
Pi = 15 дБм
3216...
&
to
to
съ
Примеры построения различных синтезаторов частот
219
Рис. 6.5. Перестроечная характеристика ГУН
ния ЦВС. В то же время достаточно узкий диапазон частот,
низкие фазовые шумы и ПСС указывают на применение пре-
образования в кольце ФАПЧ. Детальная блок-схема устрой-
ства приведена на рис. 6.4.
Устройство функционирует следующим образом. ГУН на
керамическом резонаторе CRO3250A компании Z-Communica-
tions генерирует сигнал в диапазоне частот 3216.. .3280 МГц
с уровнем около 3 дБм. Перестроечная характеристика гене-
ратора показана на рис. 6.5.
Сигнал с выхода ГУН делится по мощности квадратур-
ным мостом QCN-344- (Mini-Circuits) между выходным бу-
ферным усилителем SBB3089Z и каналом обратной связи.
Усилитель и аттенюаторы в канале обратной связи между вхо-
дом смесителя и выходом делителя мощности обеспечивают
высокую развязку, препятствуя проникновению сигнала гете-
родина на выход СЧ. Для обеспечения допустимого уровня
гармоник (-12 дБн) ФНЧ на выходе не требуется.
Для стабилизации частоты ГУН используется ФАПЧ с
преобразованием частоты. Заметим, что при использовании
частоты гетеродина 3200 МГц предварительная предустанов-
ка частоты ГУН не требуется, так как она не попадает на зер-
кальную частоту смесителя (см. рис. 6.5). Здесь использует-
ся смеситель на антипараллельной диодной паре HMPS-2822,
работающий на второй гармонике гетеродина. Частота гете-
родина (1600 МГц) формируется удвоением опорной частоты
220
Глава 6
800 МГц, которая формируется в СЧ, рассмотренном вп. 6.1.
Коэффициент деления в кольце ФАПЧ равен единице.
Входной опорный сигнал с частотой 800 МГц также ис-
пользуется для тактирования ЦВС AD9912 компании Analog
Devices. Выходная частота ЦВС устанавливается в преде-
лах 16... 80 МГц, что не превосходит 10 % тактовой частоты
ЦВС. При таком соотношении частот ПСС на выходе ЦВС
будут обеспечиваться на уровне не более -80 дБн. Учиты-
вая, что кольцо ФАПЧ не имеет умножительных свойств (так
как коэффициент деления равен единице), можно сделать вы-
вод, что требуемый уровень ПСС будет обеспечен. Сигнал с
выхода ЦВС подается на опорный вход интегральной схемы
ФАПЧ ADF4002. Данная ИС имеет те же функции, что и рас-
смотренная выше ADF4106 (встроенные делители частоты и
ЧФД, подстройка выходного тока и полярности ЧФД и др.),
однако применяется для работы на более низких частотах.
Моделирование фильтра ФАПЧ проводилось в ADIsimPLL.
Так как данная программа не поддерживает расчет схем с
преобразованием частоты, частота ГУН была условно взята
16. ..80 МГц, чтобы исключить делитель из кольца ФАПЧ
при ее моделировании. Полоса пропускания фильтра выбра-
на около 1 МГц, что обеспечивает необходимое время пере-
стройки.
Рис. 6.6. Фазовые шумы СЧ на частоте
3220 МГц
Примеры построения различных синтезаторов частот 221
Измеренные фазовые шумы СЧ приведены на рис. 6.6;
требования ТЗ выдержаны с большим запасом. Измеренные
выходная мощность, время перестройки, уровень гармоник и
ПСС также удовлетворяют требованиям технического зада-
ния.
б.З. Широкополосный синтезатор частот
с многократным преобразованием
Требуется разработать широкополосный СЧ с малым ша-
гом перестройки и следующими характеристиками.
Требования к синтезатору частот
Диапазон рабочих частот, МГц................ 800... 20000
Шаг сетки частот, Гц, не более.................... 0,01
Время перестройки, мкс, не более................... 200
Выходная мощность, дБм, не менее.................... 17
Уровень гармоник, дБн, не более.................... -15
Уровень ПСС, дБн, не более......................... -60
Фазовые шумы, дБн/Гц, не более, на отстройке
от несущей 10 ГГц:
1 кГц........................................... -110
10 кГц.......................................... -118
100 кГц ......................................... 118
1 МГц........................................... -120
Внешняя опорная частота, МГц................ 3216.. .3280
Шаг опорной частоты, Гц, не более................ 0,001
Мощность сигнала опорной частоты, дБм, не ме-
нее .......................................... . 14
Анализ технического задания указывает, что СЧ может
быть построен по схеме многократного преобразования часто-
ты в кольце ФАПЧ. Детальная блок-схема устройства приве-
дена на рис. 6.7 и 6.8.
Устройство функционирует следующим образом. Исполь-
зуется опорная частота с малым шагом перестройки (3216...
... 3280 МГц, 0,001 Гц), которая формируется в СЧ, рассмот-
ренном в п. 6.2. Это наводит на мысль о применении схемы
с многократным преобразованием частоты. В данном случае
используются два преобразования частоты. В каждом преоб-
222
Глава 6
NBB300 HMC565LC5
5 В 50 мА SIM-153LH+ 3 Ч R S3 мА
-6400 ОНдБ -6400 10400 G=20 дБ 10400
-8000 Р1=И ДБм -8000 Р]=9дБм
-9600 -9600
-18 дБм
MAR-6SM+
LFCN-800+ 5 В 16 мА
750
750 в=20дБ 750
Pj-З дБм
-8дБ
-50
ADF4002
0 дБм
чфд ◄—
-50
ADG1433YCP7
25 В
-4 дБм
-50
750
50 МГц
-6 дБм
-50
-6 дБм
АТТ
-14 дБм
-50
AD9515BCPZ
3,3 В 130 мА
-16дБ
-12 дБм
ТА1446А
-12 дБм
-600
-13 дБ
BGS12AL7-6 '14дБм
______ -150
150 МГц 750
BGS12 AL7-6 MAR-6SM+
3,3 В 0,1 мА 5 В 16 мА
5 дБм
-14 дБ
-200
-400
-600
-800
-50
0 = 20 дБ ADL5350ACPZ
Pj-ЗдБм 3.3 В 17 мА
АТТ
ADF4108
АТТ
3 дБм
-50
______ -200
MAR-6SM+
50 МГц~800 5 В 16 мА
G=21 дБ
Р,=ЗдБм
—6 дБм
ADF5001BCPq ADF5000BCPZ
3,3 В 30 мА
0 дБм
5 В 0,4 мА 3,3 В 30 мА
-7 дБм
-50
1300.
2600
5200.
10400
10400 .
20800
АТТ
HMC565LC5
33 В 53 мА
8 дБм
-8 дБ
1-10 дБм'
-----— ATT
-2 дБм
10400
20800
\J 10400
С-18дБ 20800 10400
Р,=9дБм 20800
OPA211IDRGT HMC733LC4B
25В4мА 5В70мА
CMD240P4
5 В 80 мА
2 -5 В 0,6 мА
20800 20800 С=15дБ
Р!=21дБм
Выход
14 17 дБм
10400 20800
Рис. 6.7. Блок схема широкополосного СЧ с многократным
преобразованием частоты
разователе задействованы четыре частоты гетеродина, как по-
казано на рис. 6.7 (на рисунке условно показаны округленные
значения частот). Схема позволяет сформировать базовый
сигнал в диапазоне частот 10,4. ..20,8 ГГц. Для предвари-
тельной установки частоты используется целочисленная од-
нокольцевая ФАПЧ на базе ИС ADF4108, затем СЧ переклю-
чается на ФАПЧ с многократным преобразованием частоты
на базе ИС ADF4002.
Примеры построения различных синтезаторов частот
223
Рис. 6.8. Блок-схема расширения диапазона, усиления’и
фильтрации
Низкие частоты получаются последовательным бинар-
ным делением (см. рис. 6.8). Такие делители частот харак-
теризуются низким уровнем второй гармоники, что упрощает
схему фильтрации гармоник (ФНЧ используются для подав-
ления третьей гармоники на выходе делителей). Аттенюато-
ры на выходе делителей служат для выравнивания уровней
выходной мощности сигнала в разных поддиапазонах. Для
дальнейшего расширения диапазона частот вниз можно нара-
щивать количество каскадов деления. Стоит отметить, что
синтезаторы частот, описанные выше могут работать вместе,
как показано на рис. 6.9.
Измеренные фазовые шумы СЧ на частотах 1, 5, 10 и
20 ГГц приведены на рис. 6.10. Переходные процессы проил-
люстрированы на рис. 6.11 (видны предварительная настрой-
224
Глава 6
3216... 10400... 800...
Рис. 6.9. Обобщенная блок-схема построения широкополосного
СЧ
СПМ фазового шума, дБн/Гц
-50
-60
-70
-80
-90
-100
-110
-120
-130
-140
-150
-160
10 100 1к Юк ЮОк IM ЮМ Ю0М
Отстройка от несущей, Гц
Рис. 6.10. Фазовые шумы СЧ
Примеры построения различных синтезаторов частот
225
Мощность, дБм к 1 1 _ О о о о о о
5 -2,5 С > 2 ,5 5
Отстройка от несущей. МГц
Отстройка от несущей, кГц
Рис. 6.12. Спектр выходного сигнала на частоте
9,987654321 ГГц
226
Глава 6
ка и перезахват частоты). Измеренные выходная мощность,
время перестройки, уровень гармоник также удовлетворяют
требованиям технического задания. Спектр выходного сигна-
ла для разных полос обзора приведен на рис. 6.12.
6.4. Синтезатор высокочастотных
опорных сигналов
Для тактирования высокоскоростных цифровых интег-
ральных схем, а также для второго и третьего преобразований
частоты в высокоизбирательных сканирующих приемниках,
требуются одночастотные источники с высокой или умеренно
высокой фазовой стабильностью. Задача построения такого
источника значительно усложняется в условиях крайне огра-
ниченного энергоресурса и пространства. Приведем требова-
ния к одному из таких устройств (табл. 6.1).
Таблица 6.1
Требования к синтезатору частот
Характеристика Выход 1 Выход 2
Выходная частота, МГц 3500 1000
Выходная мощность, дБм, не менее 15 0
Уровень ПСС, дБн, не более 70
Уровень гармоник, дБн, не более 30
Уровень субгармоник, дБн, не более 80
Фазовые шумы, дБн/Гц, не более, на отстройке
от несущей:
1 кГц -115 -125
10 кГц -125 -130
100 кГц -128 -150
1 МГц -150 -165
Напряжение питания, В 6
Ток потребления, мА, не более 250
Внешняя опорная частота, МГц 100
Мощность сигнала опорной частоты, дБдо, не менее t
Анализ технического задания показывает, что СЧ может
быть построен по схеме с преобразованием частоты в кольце
Примеры построения различных синтезаторов частот
227
ФАПЧ. Учитывая кратность опорной и выходных частот, до-
полнительные сигналы для преобразования частоты ГУН мо-
гут быть получены умножением опорной частоты. Детальная
блок-схема устройства приведена на рис. 6.13.
MAX2695EWS
3,3 В 4 мА SIM-43+ IMA3C3500S40F20
IMA3C3400S40F20
ТА 1083А
900
С=20дБ SIM-43+
Рис. 6.13. Блок-схема синтезатора опорных сигналов
Система работает следующим образом. Сигнал опорной
частоты после подавления гармоник ФНЧ LFCR-105-Ь (Mini-
Circuits), усиления по мощности усилителем SBB4089Z (Qor-
vo) и ответвления части мощности на опорные входы ФАПЧ
подается на генератор (умножитель) гармоник на варикапах
BBY52-02W (Infineon). Из выходного сигнала умножителя
выделяются 9-я и 34-я гармоники в каналах синтеза 1000 и
3500 МГц фильтрами ТА1083А (Tai-SAW) и IMA3C3400S40F20
(INNO Microwave) соответственно. После предварительного
усиления с помощью усилителей МАХ2695 (Maxim Integrated)
и BGB741L7 (Infineon) сигналы подаются на соответствующие
входы смесителей SIM-43+ (Mini-Circuits). Сигналы 1000 и
228
Глава 6
Отстройка от несущей, Гц
Рис. 6.14. Фазовые шумы СЧ
3500 МГц генерируются ГУН на ПАВ и коаксиальном резона-
торе, соответственно (конструкции данных генераторов были
описаны в главе 2).
Выходной сигнал ГУН 3500 МГц усиливается по мощно-
сти усилителем НМС788А (Analog Devices) и после ответв-
ления части мощности ответвителем DC2337J5010 (Anaren) и
фильтрации гармоник полосовым фильтром 3600ВР14М0600
(Johanson Technology) подается на выход 1. Ответвленный
сигнал 3500 МГц после фильтрации узкополосным фильтром
IMA3C3500S40F20 (INNO Microwave), обеспечивающим подав-
ление паразитного просачивания сигнала 3400 МГц через сме-
ситель, подается на вход гетеродина смесителя. Выход ПЧ
100 МГц смесителя подается на вход ИС ADF4002.
Выходной сигнал ГУН 1000 МГц после деления мощности
квадратурным мостом QCN-12+ (Mini-Circuits) и фильтрации
ПСС и гармоник фильтром 803-RF-1003.0M-A (Oscilent) по-
дается на выход 2. Со второго выхода квадратурного моста
сигнал подается на вход гетеродина смесителя SIM-43+. Сиг-
Примеры построения различных синтезаторов частот 229
нал ПЧ подается на вход ИС ADF4002. Оба канала синте-
за 1000 и 3500 МГц во многом аналогичны по используемым
компонентам и режимам работы, что позволяет одновремен-
ное параллельное программирование ИС ФАПЧ ADF4002. На
рис. 6.14 приведены спектры фазовых шумов обоих сигналов,
подтверждающие выполнение требований к фазовой стабиль-
ности. Остальные требования к синтезатору также удовлетво-
рены. Следует отметить, что при умеренно высокой фазовой
стабильности выходных сигналом система отличается малым
энергопотреблением и габаритами.
Литература к главе 6
6.1. Chenakin A. Frequency Synthesizer: From Concept to
Product. — MA: Artech House, 2011.
6.2. Chenakin A. From a Russian Source — Oscillator and
Synthesizer Developments in Russia // Microwave Journal. May
2013. P. 27-46.
7 Расширение функциональных
возможностей синтезаторов
частот
Основная функция СЧ — сформировать сигнал нужной
частоты с требуемыми временными и спектральными характе-
ристиками. Другими дополнительными требованиями могут
являться синхронизация частоты с внешним опорным сигна-
лом, качание частоты и переключение по списку частот, ста-
билизация и контроль уровня сигнала, а также модуляция. В
данной главе рассматриваются указанные аспекты расшире-
ния функциональных возможностей СЧ, включая различные
способы расширения рабочего диапазона частот и фильтра-
ции гармоник
7.1. Синхронизация опорного сигнала
Работа сложных многоэлементных радиоэлектронных си-
стем, включающих в себя различные компоненты и приборы,
часто реализуется в едином частотном масштабе за счет при-
вязки всех составных частей к единому локальному эталону
частоты и времени. Это позволяет синхронно передавать и
принимать данные на большие расстояния, адекватно прини-
мать и обрабатывать сигналы СВЧ — носители информации и
т. п. Часто в качестве эталонной используется частота 10 МГц,
генерируемая кварцевым термостатированным (иногда двой-
ным термостатированным), атомными рубидиевым и цезие-
вым или другим более стабильным генератором [7.1-7.3].
Работа атомного эталона частоты основана на фундамен-
тальных физических принципах, а именно на излучении опре-
деленной частоты, возникающего при переходе между энерге-
тическими уровнями атома:
232
Глава 7
где ДЕ — энергия перехода между уровнями атома; h — по-
стоянная Планка.
Международная система единиц СИ определяет одну се-
кунду как 9192 631770 периодов электромагнитного излуче-
ния, возникающего при переходе между двумя сверхтонки-
ми уровнями основного состояния атома Цезия-133. Согласно
этому определению, атом Цезия-133 применяется в первичных
эталонах времени и частоты. В настоящее время цезиевые ге-
нераторы доступны в миниатюрном корпусе, который может
быть установлен непосредственно на плату (рис. 7.1). Также
широко распространены рубидиевые генераторы (рис. 7.2), яв-
ляющиеся вторичными эталонами.
Рис. 7.1. Миниатюрный цезиевый генератор
Рис. 7.2. Рубидиевый генератор
Обычно к эталонной частоте приказывается каждый при-
бор посредством узкополосной ФАПЧ, управляющей его соб-
ственным опорным генератором. Для этого предусмотрен
вход сигнала внешней опорной частоты. Источником эталон-
ной частоты может быть один из приборов с самым точным и
Расширение функциональных возможностей СЧ
233
стабильным опорным генератором или специально использу-
емый для этого источник, включающий в себя прецизионный
генератор и систему распределения его сигнала между мно-
гими выходами, к которым в свою очередь подключаются все
приборы системы.
Для привязки к кварцевому эталону используется кольцо
ФАПЧ с полосой пропускания в единицы-десятки герц. Бо-
лее стабильные рубидиевый и цезиевый стандарты частоты
характеризуются повышенным уровнем фазового шума на от-
стройках выше 1 Гц, и для привязки к ним полосу пропус-
кания кольца приходится снижать на один-два порядка, что
влечет за собой естественное увеличение номиналов и разме-
ров элементов фильтра. Для примера емкость интегрирую-
щего конденсатора фильтра ФАПЧ для полосы пропускания
0,01 Гц составляет порядка нескольких миллифарад. В связи
с этим часто применяют цифровую ФАПЧ, где все элементы
реализованы в микропроцессоре в виде цифрового алгоритма
подстройки частоты.
Другое решение связано с использованием сигналов гло-
бальных навигационных спутниковых систем (ГНСС) ГЛО-
НАСС, GPS (global positioning system) и т.п. На рынке до-
ступны малогабаритные приемники ГНСС многих производи-
телей, формирующие, кроме всего прочего, сигналы секунд-
ных меток. Они, в свою очередь, формируются из сигналов
цезиевых генераторов на борту космических аппаратов. Для
экономии места фазовая привязка к секундным меткам вы-
полняется цифровой ФАПЧ на микроконтроллере, выделяю-
щем временное рассогласование между импульсамй секунд-
ных меток и импульсами поделенной до 1 Гц частоты кварце-
вого генератора, подстраиваемого микроконтроллером через
ЦАП (рис. 7.3).
Таким образом удается повысить точность и стабильность
частотной шкалы системы почти до «цезиевого» уровня. Ис-
пользование ФАПЧ для привязки к единому эталону очень
удобно во многих отношениях, но обладает одним существен-
ным недостатком, заметным в многоканальных системах.
Ошибка фазовой синхронизации при замкнутом кольце, обу-
словленная фазовыми нестабильностями опорного и стабили-
234
Глава 7
Рис. 7.3. Привязка к сигналу секундных меток
зируемого генераторов, выражается через передаточную ха-
рактеристику ошибки [7.4]:
1
(7.2)
W) =-------------------р
1 + ^.Кнч(/)-
где — крутизна дискриминационной характеристики ФД;
Kv — крутизна перестроечной характеристики стабили-
зируемого генератора;
— комплексный коэффициент передачи фильтра
сигнала управления частотой стабилизируемого генератора;
N — коэффициент деления частоты в обратной связи
ФАПЧ.
Как правило, фильтр сигнала ФД имеет пропорциональ-
но-интегрирующие свойства:
(7-3)
^(П-а + ^у,
где а и b — некоторые коэффициенты, определяемые, исхо-
дя из полосы пропускания кольца ФАПЧ и его устойчивости.
Для удобства ограничимся большими временами наблюдения,
когда ошибку можно считать установившейся, тогда фильтр
управления можно считать интегратором, а (7.2) упростить
до вида
К ( f л ~ (27ГЯ)2 ~ (2?ГЯ)2
'U} ~ bK^Ku/N ^bBW/a ’
(7-4)
где BW — полоса пропускания кольца ФАПЧ; b/a — гранич-
ная частота интегрирования, которую можно выразить как
qBW} a < 1.
Расширение функциональных возможностей СЧ
235
(7-5)
Если внешнее воздействие представляет из себя ступеньку
(простой сдвиг фазы со спектром вида A(2ivjf )-1) или линей-
ное изменение (ступенчатый сдвиг частоты со спектром вида
AfZ'ivjf )~2), то динамическая ошибка равна нулю:
- °;
aBW2 2тгjf мо
2М7 о
aBW2 (2irjfy JJ f^o
Это естественное поведение системы ФАПЧ, называемое
астатизмом [7.4] и выражающееся в абсолютной точности при-
ведения частоты и фазы выходного сигнала к параметрам
опорного сигнала. Если воздействие представляет собой ли-
нейное изменение частоты со спектром вида A(27rjf)“3, то
ошибка будет А/aBW2. При более сложном воздействии
ошибка, очевидно, будет стремиться к бесконечности.
Таким образом, система ФАПЧ может сохранять захват
частоты (или его подобие), когда опорная или стабилизиру-
емая частоты подвергаются ступенчатым или линейным из-
менениям. Причем при линейном изменении ошибку можно
уменьшить расширением полосы пропускания кольца.
Обращаясь к описанию спектра фазовых шумов/ можно
прийти к выводу, что характерные участки спектра могут
быть сведены к одному из указанных выше типов дестабили-
зирующих воздействий. В свою очередь, можно заметить, что
наибольший отрицательный эффект имеют случайные блуж-
дания частоты, температурные и долговременные дрейфы ча-
стоты за счет старения элементов генераторов, вызывающие
случайные и систематические фазовые ошибки синхрониза-
ции. На рис. 7.4 приведены результаты измерений минималь-
ного шага перестройки частоты синтезатора частот путем вы-
деления сигнала биений двух синхронизированных по опорно-
му сигналу устройств, отстоящих друг от друга на один шаг
0,005 Гц (период биений 200 с) на частоте 15 ГГц.
В процессе измерений дважды резко снижалась темпера-
тура примерно на пять градусов на полторы минуты через 400
секунд после начала измерений с последующим медленным
нарастанием. Эффект в виде дрейфа фазы сигнала проявил-
236
Глава 7
Рис. 7.4. Влияние температуры на фазовую синхронизацию
ся спустя 30 секунд после начала воздействия. Видно, что
при температурном равновесии осциллограмма имеет период
близкий к 200 секундам, в то время как при резких измене-
ниях температуры появляются эффекты «смазывания» из-за
динамических ошибок синхронизации.
Единственным эффективным способом кардинально по-
высить синхронизм синтезаторов частот является использова-
ние общего опорного источника с последующим умножением
частоты без применения ФАПЧ, т. е. прямой синтез частоты.
Расширение полосы пропускания кольца ФАПЧ следует рас-
сматривать в качестве промежуточного решения, имеющего
практические пределы на уровне 10... 100 Гц с характерными
фазовыми ошибками на уровне нескольких градусов на ча-
стотах около 10 ГГц.
7.2. Сканирование по частоте
Часто требуется изменение частоты СЧ в определенных
пределах по линейному закону (качание частоты или скани-
рование по частоте). Эта функция необходима для широкопо-
лосных измерительных приборов с час’готным сканированием:
анализаторов спектра и анализаторов цепей. Режим сканиро-
вания определяется тремя параметрами: начальной и конеч-
ной частотами и временем сканирования. Возможен вариант
Расширение функциональных возможностей СЧ
237
с заданием центральной частоты и полосы сканирования вме-
сто начальной и конечной точек. Само сканирование может
быть непрерывным и ступенчатым (рис. 7.5). При ступенча-
том сканировании вводится количество точек или частотный
шаг, а вместо времени сканирования может использоваться
время удержания одной точки.
Рис. 7.5. Непрерывное и ступенчатое сканирование
Непрерывное сканирование выполняется путем монотон-
ного изменения напряжения управления генератором, требу-
ющего размыкания кольца ФАПЧ (или его отсутствия), с по-
мощью генератора пилообразного напряжения или ЦАП
(рис. 7.6). Для этого режима необходима линейность, стабиль-
ность и повторяемость перестроечной характеристики генера-
тора, что больше характерно для ЖИГ-генераторов. Тем не
менее абсолютная точность частоты при сканировании прак-
тически нереализуема из-за естественных температурных
дрейфов перестроечной характеристики и отсутствия стаби-
лизации частоты. Непрерывное сканирование подходит для
приборов со слабой частотной избирательностью' (или без
нее): скалярных анализаторов цепей и анализаторов спек-
тра при сканировании в широких полосах, когда дискретность
отображения по оси частот намного превосходит частотную
ошибку сканирования.
Ступенчатое сканирование реализуется пошаговым цик-
лическим измерением выходной частоты синтезатора. Благо-
даря захвату частоты на каждом шаге достигается высокая
точность ее установки, необходимая для векторных анализа-
торов цепей и анализаторов спектра при малых диапазонах
сканирования. Для ступенчатого сканирования характерны
238
Глава 7
Рис. 7.6. Реализация непрерывного сканирования
временные потери, связанные с переходными процессами при
установлении новой частоты, в течение которых измерения
проводить невозможно. Допустим, мы проводим измерения
на 401 частотной точке с временем установления каждой точ-
ки. равным 25 мс и характерным для СЧ на основе ЖИГ-
генераторов. Один цикл измерения займет не менее 10 се-
кунд, что неприемлемо для потоковых автоматизированных
измерений, например, интегральных схем. Если использовать
прибор со временем установления 100 мкс, то один цикл из-
мерений уменьшается до 40 мс.
Возможен режим сканирования по списку, когда синтеза-
тор перестраивается по заранее определенному списку частот.
В обоих режимах мЪменты перехода между частотными точ-
ками определяются сигналом синхронизации, приходящим в
виде команды по шине управления или в виде импульса по ли-
нии синхронизации. Если диапазон или список сканирования
известен заранее, то описанный режим удобнее простой пото-
чечной установки синтезатора на частоты соответствующими
командами. В этом случае в памяти управляющего контрол-
лера формируется и хранится таблица параметров, определя-
ющих выходные частоты СЧ и загружаемых в микросхемы в
момент прихода сигнала синхронизации. Таким образом ис-
ключается значительное время на прием и обработку команд
(включающую расчеты). **
Сканирование по частоте или по списку на программном
уровне реализуются одинаково — в виде таблиц коэффици-
ентов. Однако, в отличие от сканирования по частоте, ска-
Расширение функциональных возможностей СЧ
239
нирование по списку позволяет большую гибкость, так как в
этом режиме можно реализовать одновременное переключе-
ние частоты и мощности. С другой стороны, программирова-
ние сканирования по списку требует передачи всего множества
точек, занимающего больше времени, чем передача четырех
параметров, определяющих сканирование по частоте.
7.3. Регулировка и стабилизация
мощности
Регулировка и стабилизация выходной мощности часто
выполняется с помощью аналоговых плавных или цифровых
ступенчатых аттенюаторов, а также регулируемых усилите-
лей посредством цепей управления режимом усилительных
каскадов. В простейшем случае регулировка мощности и ее
выравнивание по диапазону частот выполняется с помощью
ЦАП и аттенюатора (рис. 7.7), управляемых с помощью мик-
роконтроллера, хранящего калибровочную таблицу кодов, со-
ответствующих заданному уровню мощности на характерных
частотах (на остальных частотах применяется интерполяция
значений кода ЦАП). Глубина регулировки определяется диа-
пазоном доступных ослаблений аттенюатора. Введение тер-
модатчика позволяет реализовать температурную компенса-
цию изменений уровня мощности, обусловленных вариациями
выходной мощности ГУН, усиления усилителей и потерь в пе-
реключателях, умножителях частот, фильтрах и т. п. Время
установления мощности определяется быстродействием ЦАП
и аттенюатора и наилучшим образом подходит для синтеза-
торов с максимальной скоростью переключения. Недостатком
такого подхода является неконтролируемое снижение точно-
сти установки мощности на рассогласованной нагрузке в силу
отсутствия обратной связи, а также температурной нестабиль-
ности элементов выходного тракта СЧ.
Более точная установка уровня сигнала возможна с помо-
щью обратной связи в виде направленного ответвителя и де-
тектора мощности, выход которого сравнивается с эталонным
напряжением (формируемым ЦАП), а сигнал ошибки подает-
ся на управляемый аттенюатор (рис. 7.8). Такой прием назы-
вается автоматической регулировкой мощности (АРМ) и поз-
240
Глава 7
Рис. 7.7. Управление мощностью посредством аттенюатора и
ЦАП
Рис. 7.8. Кольцо АРМ
воляет нивелировать отклонения мощности при рассогласова-
нии, а также улучшить температурную стабильность. Прин-
ципы калибровки и температурной компенсации остаются те-
ми же.
Введение цепей управления мощностью позволяет реали-
зовать функцию сканирования по мощности (плавного или
ступенчатого), необходимую для характеризации Pi, 1Р3 и т. п.
в нелинейных устройствах типа транзисторов, усилителей,
смесителей и др. Цепи регулировки мощности также могут
использоваться для выключения мощности (максимального
ее подавления) с защитной целью, в том числе для бланки-
рования мощности (blanking) при сканировании. Повышение
степени подавления мощности достигается введением пере-
ключателя в канал СВЧ и отключением усилителя (рис. 7.9)
в целях экономии потребления энергии. Заметим, что система
Расширение функциональных возможностей СЧ
241
• Выкл.
Рис. 7.9. Отключение мощности СВЧ
синтеза частоты должна оставаться включенной во избежание
задержки установления частоты при включении соответству-
ющих цепей СЧ.
7.4. Модуляция
В системах СВЧ применяются различные виды модуля-
ции: амплитудная (в том числе импульсная), угловая (ча-
стотная и фазовая) и векторная. Модуляторы могут быть
как отдельными устройствами, так и встроенными в синте-
затор частот для повышения функциональных возможностей
и круга его приложений [7.5-7.9].
7.4.1. Амплитудная модуляция
Исторически амплитудная модуляция (AM) была первым
способом передачи информации посредством высоких частот.
Она реализуется изменением уровня выходного сигнала в со-
ответствии с модулирующим сигналом. В простейшем слу-
чае в качестве амплитудного модулятора используется атте-
нюатор в канале выходного сигнала — тот же, что исполь-
зуется для регулировки и стабилизации выходной мощности
(рис. 7.10). Очевидно, при амплитудной модуляции появляет-
ся естественное ограничение по диапазону установки бредней
мощности (примерно, на б дБ сверху и снизу), необходимое
для исключения искажений формы колебания за счет эффек-
та насыщения выходного усилителя или аттенюатора. Эф-
фекты нелинейности канала модуляции ограничивают макси-
мальную глубину AM. Для специфических приложений необ-
ходима не линейная, а логарифмическая AM (так называемая
глубокая AM), например, для имитации излучения вращаю-
щихся антенн.
Аналогично, AM может быть реализована введением мо-
дулирующего сигнала в кольцо АРМ (рис. 7.11). Такой подход
242
Глава 7
Рис. 7.10. Реализация AM
Рис. 7.11. Реализация AM в кольце АРМ
позволяет получить лучшую линейность и стабильность ха-
рактеристик, но глубина модуляции ограничивается динами-
ческим диапазоном системы АРМ, определяемым детектором.
Кроме того, диапазон модулирующих частот ограничивается
полосой пропускания кольца АРМ.
7.4.2. Импульсная модуляция
Импульсная модуляция (ИМ) — одна из простейших
форм. Она реализуется периодическим включением и вы-
ключением выхода СЧ в соответствии с модулирующими им-
пульсами. Таким образом, на выходе присутствует последова-
тельность радиоимпульсов с огибающей7*подобной модулиру-
ющим импульсам. Важные параметры радиоимпульсов — ми-
нимальная длительность, времена нарастания и спада, выброс
вершины, а также величина подавления мощности в паузе.
Расширение функциональных возможностей СЧ
243
Типичные реализуемые минимальные длительности и време-
на нарастания радиоимпульсов составляют единицы-десятки
наносекунд, подавление мощности в паузе не менее 80 дБ. Оче-
видное на первый взгляд решение в виде описанной выше AM
с подачей на вход импульсного сигнала не подходит. При-
чиной тому — существенные ограничения в виде быстродей-
ствия канала AM и максимального подавления модулятора
на уровне около 30 дБ.
На практике ИМ реализуется одним или несколькими
быстродействующими переключателями СВЧ или аттенюато-
рами [7.9]. Возможен вариант с переключателями в системе
фильтров выходного сигнала с целью снижения потерь мощ-
ности в канале СВЧ-сигнала (рис. 7.12).
Рис. 7.12. Реализация ИМ с помощью переключателей
фильтров выходного сигнала
Для импульсных модуляторов характерно просачивание
модулирующего импульсного видеосигнала в канал СВЧ. Для
его подавления используют ФВЧ, вынужденно ограничиваю-
щий диапазон выходных частот синтезатора снизу (рис. 7.13).
Чтобы этого избежать, канал импульсного модулятора
разделяют на две части. В низкочастотной части использу-
ют модулятор с пониженными временами нарастания и спада
244
Глава 7
Рис. 7.13. Снижение просачивания видеосигнала на выход
и соответствующим минимальным просачиванием видеосиг-
нала. Затягивание фронтов радиоимпульсов в данном случае
некритично, так как в любом случае последующая фильтра-
ция гармоник посредством ФНЧ приводит к тем же послед-
ствиям. В высокочастотной части используют высокоскорост-
ной модулятор с ФВЧ.
7.4.3. Угловая модуляция
Угловая модуляция — одна из форм аналоговой модуля-
ции, выражающаяся в соответствующем изменении мгновен-
ной фазы выходного сигнала. Она может реализовываться че-
рез изменение частоты сигнала и называться частотой модулл-
цией (ЧМ) или через фазовый сдвиг сигнала и называться фа-
зовой (ФМ). Различие между частотно- и фазо-модулирован-
ным сигналом можно заметить по характеру поведения боко-
вых полос: при ФМ уровень боковой полосы постоянен при
изменении модулирующей частоты, в то время как при ЧМ
он спадает со скоростью 20 дБ/дек по мере ее роста.
Простейшая реализация ЧМ — подача модулирующего
сигнала на вхбд ГУН, стабилизированного кольцом ФАПЧ
(рис. 7.14). В данном случае мы получим ограничение по диа-
пазону модулирующих частот снизу на уровне частоты среза
замкнутого кольца из-за его стабилизирующих свойств. Мож-
но немного снизить нижнюю границу введением линейных
предыскажений ценой ограничений на максимальную девиа-
цию частоты [7.10] или снижением частоты среза кольца це-
ной ухудшения шумовых характеристик выходного сигнала.
Такое решение называется широкополосной ЧМ.
Решение, называемое узкополосной ЧМ, заключается в
подаче модулирующего сигнала на опорный генератор
(рис. 7.15). Изменения опорной частоты будут пропорцио-
нально транслироваться на частоту ГУН. Здесь диапазон мо-
дулирующих частот ограничен сверху частотой среза замкну-
того кольца (и ее нужно увеличивать), а девиация — обычно
Расширение функциональных возможностей СЧ
245
ЧМ
Рис. 7.14. Реализация широкополосной ЧМ
Рис, 7-15- Реализация узкополосной ЧМ
малым диапазоном перестройки опорного генератора. Одна-
ко умножительные свойства кольца ФАПЧ позволяют увели-
чивать максимальную девиацию ЧМ по мере роста выходной
частоты. С другой стороны, она оказывается существенно за-
висимой от выходной частоты и при ее изменениях необходимо
корректировать амплитуду модулирующего сигнала для под-
держания постоянства девиации [7.10]. Комбинируя оба типа
модуляции, можно добиться существенного расширения диа-
пазона модулирующих частот.
Увеличение максимальной девиации узкополосной ЧМ
возможно с помощью фазовращателя в канале опорного сиг-
нала ФАПЧ (рис. 7.16). При гармонической ФМ девиация
выходной частоты растет по мере роста модулирующей ча-
стоты. Этот эффект можно использовать при формировании
ЧМ, которая реализуется линейным искажением модулирую-
щего сигнала ФНЧ первого порядка с частотой среза, не пре-
вышающей минимальную модулирующую частоту [7.10].
Еще одно решение заключается в манипуляции коэффи-
циентом деления в обратной связи кольца или регистром ча-
стоты ЦВС. Для этого модулирующий сигнал предварительно
оцифровывается АЦП (рис. 7.17). При таком подходе возмож-
но достижение экстремально высокой максимальной девиации
246
Глава 7
Рис. 7.16. Реализация узкополосной угловой модуляции с
помощью фазовращателя
частоты при тех же известных ограничениях на максималь-
ную модулирующую частоту.
Рис. 7.17. Реализация ЧМ посредством перестройки частоты
опорного ЦВС
7.4.4. Векторная модуляция
Передача цифровой информации, в том числе на высоких
скоростях, реализуется с использованием векторной модуля-
ции. В данном случае удобно пользоваться представлением
сигнала на комплексной плоскости в виде вектора определен-
ной длины, повернутого на определенный угол относительно
координатных осей. Сама система координат вращается про-
тив часовой стрелки с частотой несущего колебания. Вектор
может описываться не только модулем и фазой, но и своими
проекциями на координатные оси — квадратурными состав-
ляющими (рис. 7.18).
В данном случае амплитудная модуляция выражается в
периодическом удлинении и укорочении вектора, а угловая —
в качании из стороны в сторону. Цифровая векторная мо-
дуляция описывается скачкообразными поворотами (фазовая
Расширение функциональных возможностей СЧ
247
Рис. 7.18. Представление сигнала на комплексной плоскости
манипуляция) или поворотами и изменениями длины (квадра-
турная амплитудная манипуляция, КАМ) между заданными
положениями. Поскольку длина и положение вектора опреде-
ляется всего лишь амплитудами двух квадратурных составля-
ющих, то модуляция (называемая квадратурной) может реа-
лизовываться квадратурным модулятором [7.8].
Качество модуляции оценивается по степени подавления
зеркальной составляющей и паразитного просачивания сиг-
нала гетеродина. Для этого на входы модулятора подают-
ся сигналы одинаковой амплитуды и частоты со сдвигом фа-
зы 90°, что соответствует вращению вектора с той же часто-
той в одном из двух направлений. В спектральной области
это выглядит как смещение несущей в сторону с сохранени-
ем всех спектральных характеристик. В реальности наряду
с основной составляющей смещенной частоты присутствуют
слабые составляющие входной и зеркальной частот. Зеркаль-
ная составляющая устраняется подстройкой фазовых и ам-
плитудных соотношений между модулирующими сигналами,
а входная частота — постоянным смещением диодов смеси-
телей (рис. 7.19). Трудность заключается в том, что такая
балансировка модулятора должна быть устойчивой к измене-
ниям температуры и частоты входного сигнала, что обычно
влечет за собой длительный процесс калибровки системы и
большие объемы калибровочных таблиц. Типичный уровень
подавления зеркальной составляющей и сигнала гетеродина
для широкополосных приложений составляет не менее 40 дБ.
248
Глава 7
Рис. 7.19. Схема и калибровка векторного модулятора
Рис. 7.20. Расширение диапазона частот сигнала с векторной
модуляцией
Достижение больших значений является нетривиальной за-
дачей.
Одно из решений по формированию векторной модуляции
с высоким подавлением нежелательных спектральных ком-
понент заключается в переносе частоты относительно низко-
частотного сигнала с помощью перестраиваемого гетеродина
(рис. 7.20).
Очевидно, получить качественную векторную модуляцию
в узкой полосе и на низкой частоте гораздо проще, но пла-
той за такое решение становится усложнение преобразовате-
ля частоты. Он должен обеспечивать необходимое подавление
своих зеркальных каналов и сигнала гетеродина при его ши-
рокополосной перестройке. Это можно сделать, например, с
помощью ЖИГ-фильтра (рис. 7.21) с характерно высоким по-
давлением за пределами своей полосы пропускания, но с низ-
кой скоростью перестройки центральной частоты и относи-
тельной узкополосностью (десятки мегагерц). Альтернативой
является набор переключаемых фильтров — скоростное и бо-
лее широкополосное решение, но более сложное в реализации.
Расширение функциональных возможностей СЧ
249
Рис. 7.21. ЖИГ-фильтр с широким диапазоном перестройки
7.5. Расширение рабочего диапазона
частот
В панорамных измерительных приборах и сканирующих
приемниках необходимо иметь широкую перестройку часто-
ты гетеродина или зондирующего сигнала. Многооктавная
перестройка легко реализуется с помощью ЖИГ-генераторов,
но из-за большой инерционности их применение становится
все более ограниченным. ГУН позволяют перестройку часто-
ты на порядки быстрее, но максимум чуть больше, чем на
октаву. Использование нескольких ГУН с перекрывающими-
ся диапазонами частот позволяет значительно расширить об-
щую полосу перестройки синтезатора частот (рис. 7.22). Этот
прием часто используется в интегральных схемах ФАПЧ со
встроенными ГУН. ГУН на дискретных LC-резонаторах име-
ют один из самых высоких уровней фазовых шумов. Его сни-
жение связано со снижением диапазона перестройки часто-
ты. Вынужденным решением в широкополосных микросхе-
мах ФАПЧ становится использование набора ГУН с переклю-
чаемыми конденсаторами резонатора.
Для расширения в области частот выше достижимых пря-
мым генерированием применяют умножители частоты. Са-
мый часто используемый и наиболее просто реализуемый тип
умножителя — это удвоитель. Он хорошо сочетается с ок-
тавным генератором, реализуя общую четырехкратную пе-
рестройку частоты без разрывов (рис. 7.23). При субоктав-
ной (например, полуторакратной) перестройке частоты ГУН
применяют комбинацию из удвоителя и утроителя частоты
(рис. 7.24), реализуя общую перестройку частоты чуть боль-
ше октавы также без разрывов.
250
Глава 7
Рис. 7.22. Набор переключаемых ГУН
1...2 ГГц -- 2...4 ГГц 1...4 ГГц
1...2 ГГц
Рис. 7.23. Расширение диапазона частот с использованием
удвоителя
Рис. 7.24. Комбинирование умножителей частоты с разными
коэффициентами умножения для сверхоктавной перестройки
В силу особенностей процесса умножения частоты уро-
вень фазовых шумов и ПСС сигнала растет на б дБ на каж-
дое удвоение. Кроме того, умножение частоты на практике
приводит к появлению субгармонических составляющих, ко-
торые обычно подавляются полосовыми фильтрами. При ок-
тавной перестройке входной частоты на выходе используют
набор из трех или более переключаемых фильтров (рис. 7.25,
слева). Для повышения подавления субгармоник вместо на-
бора фильтров используют набор удвоителей с фильтрами (и
иногда с усилителями), как показано на рис. 7.25, справа.
Расширение диапазона частот вниз реализуется делением
частоты ГУН. При этом снижаются фазовые шумы и ПСС сиг-
Расширение функциональных возможностей СЧ
251
Рис. 7.25. Фильтрация гармоник в удвоителе частоты
нала (на 6 дБ на каждое деление частоты на 2) и, в отличие от
умножения частоты, не появляются побочные спектральные
продукты в виде субгармоник. Деление частоты выполняет-
ся цифровыми ИС, из-за чего выходной сигнал имеет форму,
близкую к импульсной с высоким уровнем высших гармоник,
которые требуют фильтрации. Наряду с хорошим сочетанием
с октавными ГУН, для бинарных делителей частоты харак-
терен низкий уровень четных гармоник. В таком случае для
достижения приемлемого подавления высших гармоник (да-
же при октавной перестройке) достаточно одиночного ФНЧ
(рис. 7.26). При субоктавной перестройке входной частоты,
аналогично умножителям, используют комбинацию делите-
лей частоты с разными коэффициентами деления (рис. 7.27).
Основной
тон 2-я гарм. 3-я гарм.
Рис. 7.26. Фильтрации гармоник бинарного делителя частоты
Деление частоты имеет практические пределы в виде
ограничений на допустимые габариты ФНЧ. На высоких ча-
стотах ФНЧ обычно реализуются непосредственно на печат-
ной плате устройства. Также широко распространены ФНЧ в
виде корпусированных компонентов для поверхностного мон-
тажа (рис. 7.28).
252
Глава 7
Рис. 7.27. Комбинирование делителей частоты с разными
коэффициентами деления для расширения диапазона частот
Рис. 7.28. ФНЧ, выполненный в виде компонента для
поверхностного монтажа
По мере снижения выходной частоты делителя приходит-
ся переходить с топологических на дискретные LC-фильтры с
постепенно увеличивающимися номиналами и размерами ка-
тушек индуктивности. Примерная граница применимости де-
ления частоты в синтезаторах составляет десятки мегагерц.
Здесь также удобно применение ЦВС в качестве делителя ча-
стоты. При задании регистра частоты ЦВС в виде 2Л, соот-
ношение входных и выходных частот будет таким же, как при
бинарном делении, а форма — синусоидальной с характерно
низкими гармониками и — что самое важное — без ПСС в виде
биений гармоник входной и выходной частот.
Еще одно решение — преобразование частоты вниз
(рис. 7.29). Сам смеситель способен обеспечить приемлемый
уровень гармоник сигнала ПЧ не выше -30 дБн даже при
многодекадной ее перестройке. Подавление паразитных про-
сачиваний входных сигналов смесителя легко обеспечивается
Рис. 7.29. Преобразование частоты для расширения диапазона
частот вниз
Расширение функциональных возможностей СЧ
253
ФНЧ. Еще одно достоинство такого подхода — перенос AM и
векторной модуляции без искажений, а угловой — без сниже-
ния максимальной девиации (в отличие от деления). Недоста-
ток — транслирование фазовых шумов входных сигналов на
выход, часто приводящее к скачкообразному росту фазовых
шумов выходного сигнала при переходе в «нижний» диапазон.
7.6. Фильтрация гармоник
Гармоники достаточно отдалены от основного сигнала и
их подавление обычно не вызывает существенных трудностей
по сравнению с ПСС. В приложениях, чувствительных к гар-
моническому составу сигналов (например, измерений пара-
метров смесителей, векторная модуляция или демодуляция),
их подавление требует особого внимания. При октавной пере-
стройке частоты одиночного ФНЧ недостаточно, так как верх-
няя частота диапазона совпадает с частотой второй гармоники
сигнала на нижней частоте (рис. 7.30). В таком случае в низ-
кочастотной части диапазона сигнал будет характеризовать-
ся повышенным уровнем гармоник. При сверхоктавной пере-
стройке проблема фильтрации гармоник усугубляется. Эф-
фективно решить ее позволяет ЖИГ-фильтр, но с некоторы-
ми ограничениями в виде инерционности перестройки и огра-
ничений на входную мощность из-за насыщения материала
резонатора на уровне около 10... 17 дБм [7.11].
Рис. 7.30. Проблема фильтрации гармоник при октавной
перестройке
Перестраиваемые варакторные фильтры дешевле и позво-
ляют более быструю, но не более, чем октавную, перестройку
центральной частоты. Для таких фильтров характерны вы-
сокие потери и нелинейные искажения, ограничивающие их
применимость низкими частотами и мощностями.
254
Глава 7
Рис. 7.31. Варианты переключаемых ФНЧ
Рис. 7.32. Способы повышения максимальной мощности путем
переноса усилителей в каналы ФНЧ
Расширение функциональных возможностей СЧ
255
Наибольшее распространение получили решения с пере-
ключаемыми ФНЧ (рис. 7.31). Нижняя схема наиболее пред-
почтительна, так как в ней минимизируются потери мощности
в верхней части диапазона. Минимально достижимый уро-
вень гармоник зависит не только от подавления ФНЧ, но и от
изолирующих свойств переключателей. Возможны варианты
с переключаемыми усилителями и фильтрами, подобранны-
ми под каждый диапазон (рис. 7.32). Такие решения позво-
лят повысить максимальный уровень выходной мощности на
величину потерь во входных переключателях.
Литература к главе 7
7.1. Манассевич В. Синтезаторы частот. Теория и проек-
тирование. Пер. с англ, под ред. А.С. Галина. — М.: Связь,
1979. - 384 с.
7.2. Vanier J. and Audoin С. The Quantum Physics of Atomic
Frequency Standards. — Bristol, UK: Adam Hilger, 1989.
7.3. Hellwig H. Time and Frequency Applications // IEEE
Transactions on Ultrasonics, Ferroelectrics, and Frequency Con-
trol. 1993. Vol. 40. P. 538-543.
7.4. Коновалов Г.Ф. Радиоавтоматика. — M: Высшая шко-
ла, 1990. — 335 с.
7.5. Coombs Jr. Electronic Instrument Handbook, 3rd ed. —
New York: McGraw-Hill, 1999.
7.6. Terman F.E. Electronic and Radio Engineering. — New
York: McGraw-Hill, 1955.
7.7. Gardner F.M. Phaselock Techniques, 3rd ed. — New York:
John Wiley & Sons, 2005.
7.8. Crawford J.A. Advanced Phase-Lock Techniques, Nor-
wood // RF Design, February 2003. P. 40-47.
7.9. Горевой А.В. Генераторы сигналов PLG06/12/20. Ч. 2
// Компоненты и технологии. 2019. № 10. С. 130-133.
7.10. Андронов Е.В., Горевой А.В. Угловая модуляция в
синтезаторах СВЧ с ФАПЧ // Доклады ТУСУР. 2009. Ч. 1.
С. 30-35.
7.11. Helszajn J. YIG Resonators and Filters. — New York:
Wiley, 1985.
8 Методы измерения характеристик
синтезаторов частот
Тестирование и отладка синтезатора частот сопровожда-
ется значительным объемом измерений различных его пара-
метров и характеристик, таких как частота (точность ее уста-
новки, шаг перестройки, стабильность), мощность (аналогич-
но — точность, шаг и стабильность), характер переходных
процессов и время установления частоты и мощности, спек-
тральные характеристики в виде гармоник, субгармоник,
ПСС и фазовых шумов и т. п. Как правило, измерения пара-
метров определенных групп проводят с помощью соответству-
ющих специализированным приборов. В данной главе рас-
смотрены методы измерений, их особенности и ограничения.
8.1. Измерение частоты
Уровень выходной мощности и диапазон частот — это пер-
вые два параметра в списке характеристик СЧ. Требования
к частоте сигнала задаются в виде диапазона, шага, точно-
сти установки, температурной и долговременной стабильно-
сти. Для измерения большинства указанных параметров до-
статочно анализатора спектра или частотомера.
Измерение частоты выполняется методом счета периодов
сигнала в единицу времени прибором, называемым частото-
мером (рис. 8.1).
Код
А Интервал
________счета
Временная
база
Рис к.1. Структура простейшего частотомера
258
Глава 8
Простейший частотомер — это счетчик импульсов на ин-
тервале времени, определяемом внутренним опорным генера-
тором (временной базой). Точность измерения частоты опре-
деляется временной базой и младшим разрядом счетчика (раз-
решением частотомера). Поскольку счетчик считает количе-
ство импульсов в течение интервала измерения, определяя
среднюю частоту входного сигнала, эффект угловой модуля-
ции (в том числе за счет фазовых шумов) сглаживается тем
больше, чем больше интервал счета и чем больше частота мо-
дуляции.
Обычно счет импульсов выполняется КМОП-счетчиками
с характерным частотным ограничением на уровне сотен МГц.
Расширение диапазона входных частот выполняется дополни-
тельными узлами в виде деления (рис. 8.2, слева) или преоб-
разования (рис. 8.2, справа) частоты.
Рис. 8.2. Способы расширения диапазона рабочих частот
частотомера
Деление частоты проще, однако оно не сохраняет разре-
шение на высоких частотах. Действительно, одному периоду
выходного сигнала делителя частоты с коэффициентом деле-
ния N соответствуют N входных периодов. Это ограничение
обходят с помощью преобразователя частоты входного сигна-
ла. Преобразование может выполняться на гармониках ге-
теродина, привязанного к временной базе частотомера. Ана-
логичную функцию выполняет анализатор спектра с опцией
счетчика частоты. Действительно, архитектура анализатора
спектра во многом аналогична частотомеру с той лишь разни-
цей, что сигнал промежуточной частоты подвергается оциф-
ровке с последующей математической*обработкой (например,
в виде счета нулей оцифрованного сигнала в единицу време-
ни или измерение его периода в периодах тактового сигнала
АЦП — так называемый метод обратного счета).
Методы измерения характеристик синтезаторов частот 259
В конечном счете точность измерения частоты определя-
ется точностью опорного генератора, который в рабочих сред-
ствах измерения — внутренний кварцевый (в том числе тер-
мостатированный или с двойным термостатированным), а в
прецизионных измерениях — внешний рубидиевый, цезиевый
или другой стандарт частоты.
8.2. Измерение мощности
Требования к выходной мощности описываются ее номи-
нальным уровнем и диапазоном перестройки, допустимыми
пределами отклонения от номинального значения, частотной
неравномерностью, температурными изменениями, долговре-
менной стабильностью. Измерение мощности проводится по-
средством нелинейного преобразования (детектирования) пе-
ременного сигнала СВЧ в постоянное напряжение. Затем это
напряжение оцифровывается, усредняется и пересчитывается
в соответствующее значение мощности с учетом детекторной
характеристики преобразователя, ее частотной неравномерно-
сти и коэффициента отражения от детектора (рис. 8.3).
Мощность
СВЧ
Приемный
преобразователь
Измерительное
устройство
Отсчетное
устройство
Рис. 8.3. Обобщенная структура измерителя мощности
Самые распространенные типы детекторов — это терми-
сторные, термопарные и диодные. Термисторные детекторы
преобразуют энергию СВЧ в тепловую, влияющую в свою
очередь на сопротивление термочувствительного резистивно-
го элемента, включенного в плечо резистивного моста,
(рис. 8.4, слева). Термопарные детекторы используют эффект.
Зеебека, заключающийся в появлении разности потенциалов
на концах проводника, составленного из двух разнородных
металлов, при нагреве одного из них (рис. 8.4, в середине).
Нагрев, очевидно, обеспечивается преобразованием энергии
измеряемого сигнала СВЧ в тепло. Диодные детекторы ис-
пользуют нелинейные свойства вольт-амперной характеристи-
ки диода, позволяющие преобразовывать мощность СВЧ в по-
260
Глава 8
Рис. 8.4. Типы детекторов мощности СВЧ
стоянный ток пропорциональной величины с последующим
преобразованием его в напряжение (рис. 8.4, справа).
Диодные детекторы характеризуются наибольшим диа-
пазоном измеряемых мощностей и минимальным временем
реакции на изменение входной мощности, но обладают наи-
меньшей линейностью детекторной характеристики, проявля-
ющейся выше -20 дБм. Для термопарных детекторов ха-
рактерна высокая линейность, большой диапазон измеряемых
мощностей и повышенное время реакции. Термисторные де-
текторы обладают наименьшим диапазоном измеряемых мощ-
ностей, медленной реакцией и высокой линейностью. Основ-
ное их достоинство — стабильность и, как следствие, возмож-
ность их использования для передачи единицы мощности в
системе эталонов.
Наибольшее распространение в качестве рабочих средств
измерений получили измерители мощности с диодами Шотт-
ки, благодаря указанным выше достоинствам, а также малому
барьерному потенциалу, позволяющему детектировать мощ-
ности от -70... -60 дБм до 20 дБм (рис. 8.5). Малое время ре-
акции и широкий диапазон измеряемых мощностей диодных
детекторов позволяет измерять импульсную мощность, в том
числе у сигналов цифровой связи с большими пик-факторами
[8-1].
В области малых напряжений ВАХ диода имеет квадра-
тичный характер, что позволяет реализовать адекватное из-
мерение мощности сигнала (обычно не превосходящей
-20 дБм), в том числе с модуляцией.- ПсТмере роста напряже-
ния ВАХ приобретает линейный характер и детектирование
получается линейным по отношению к амплитуде. В этом
случае можно говорить об относительно качественном измере-
Методы измерения характеристик синтезаторов частот
261
Рис. 8.5. Детекторная характеристика диодного детектора
нии мощности только гармонического непрерывного сигнала
без модуляции.
Задача компенсации влияния температуры и частотной
неравномерности детекторной характеристики, в том числе
обусловленной спадом ее крутизны на высоких частотах из-за
влияния барьерной емкости диода, успешно решается вычис-
лительными возможностями микроконтроллера или сигналь-
ного процессора в измерительном блоке. Диапазон рабочих
частот диодных детекторов превосходит 110 ГГц.
Задачи повышения линейности детекторной характери-
стики и расширения диапазона измеряемых мощностей успеш-
но решаются математической линеаризацией, последователь-
ным включением нескольких диодов или добавлением канала
детектирования с аттенюатором, предназначенным* для рабо-
ты с высокой линейностью на повышенных входных мощно-
стях (рис. 8.6).
Как показывает практика, основной вклад в погрешность
измерения мощности вносит рассогласование детектора и из-
меряемого источника [8.1]. Из-за отражения части мощности
от несогласованного детектора результат детектирования сни-
жается (рис. 8.7). Это компенсируется калибровкой коэффи-
циента отражения с последующей коррекцией результатов.
Стоит отметить, что калибровка коэффициента отраже-
ния повышает точность в условиях измерений источника с
262
Глава 8
Мощность
СВЧ
ATT
Мощность
—.жж-й
Мощность, дБм
Рис. 8.6. Способы и результат расширения диапазона
измеряемых мощностей
Плоскость
входа
Мощность
Рис. 8.7. Влияние рассогласования на результат измерения
мощности
высокой степенью согласованности на 50 Ом. При рассогла-
сованном источнике учет калибровки может иметь обратный
эффект. Если изначально рассогласованные на 50 Ом источ-
ник и измеритель мощности оказываются согласованными от-
носительно друг друга, то результат детектирования будет
идеально соответствовать полной мощности источника, а учет
калибровки, наоборот, введет дополнительную погрешность.
Время реакции детектора определяется цепью из резисто-
ра, преобразующего ток диода в напряжение детектирования,
Методы измерения характеристик синтезаторов частот 263
и конденсатора, подавляющего высокочастотную составляю-
щую выпрямленного напряжения, а также колебания мощно-
сти, обусловленные амплитудной модуляцией. Таким обра-
зом, минимальная частота входного сигнала ограничивается
полосой фильтрующей цепи. Необходимость измерения сиг-
налов с быстрыми изменениями мощности (в том числе с им-
пульсной модуляцией) требует меньшего времени реакции, а
значит, большей полосы частот фильтрующей цепи. В свою
очередь, это влечет за собой повышение минимальной изме-
ряемой частоты. В целом погрешность измерения мощности
диодным измерителем составляет 5... 20 %.
8.3. Измерение параметров переходных
процессов
Оценка характера и скорости установления частоты, фа-
зы и мощности сигнала при их перестройке или модуляции
необходима для контроля выполнения требований к СЧ или
его отладки. Методы оценки параметров переходных процес-
сов аналогичны методам оценки качества модуляции с той
лишь разницей, что иногда требуют большей полосы пропус-
кания анализатора.
Простейший способ измерения времени установления
мощности — использование диодного детектора с максималь-
но быстродействующей цепью фильтрации выпрямленного то-
ка и широкополосного осциллографа (рис. 8.8). Такое реше-
ние позволяет измерять наносекундные времена установления
мощности, в том числе в режиме импульсной модуляции. По-
стобработка выхода детектора позволяет анализировать пара-
метры амплитудной модуляции.
ZBX 50 Ом
Рис. 8.8. Диодный детектор и измерение времени
установления мощности
Схожим способом можно измерить время установления
частоты и фазы, если на вход осциллографа подать выход сме-
сителя, выделяющего разность фаз между измеряемым СЧ и
264
Глава 8
дополнительным гетеродином. При этом частота гетеродина
должна быть равна целевой. В этом случае выходное напря-
жение смесителя покажет процесс установления фазы с точ-
ностью до постоянной составляющей (рис. 8.9). Во избежание
дополнительных ошибок рекомендуется в качестве гетеродина
использовать такой же синтезатор частот с привязкой обоих
устройств к общему опорному генератору. Этот же подход
позволяет анализировать параметры угловой модуляции, но с
малыми девиациями и обязательным поддержанием разности
фаз между сигналом и гетеродином, равной 90°.
Рис. 8.9. Измерение времени установления частоты СЧ
Большую гибкость в измерениях переходных процессов
мощности, частоты и фазы (в том числе одновременных) обес-
печивают современные анализаторы спектра. В них применя-
ется оцифровка сигнала ПЧ с последующей обработкой в виде
выделения квадратурных составляющих, огибающей и фазы
входного сигнала, расчета их временных диаграмм, спектра и
т.п. (рис. 8.10). Полоса обработки достигает сотен мегагерц,
позволяя измерять переходные процессы с высокими времен-
ным разрешением и скоростью.
Рис. 8.10. Принцип измерения переходных процессов
анализатором спектра
Методы измерения характеристик синтезаторов частот 265
В случаях, когда необходимо оценить качество переход-
ного процесса частоты, изменяющейся в очень широких пре-
делах (октава, декада или больше), применяется деление ча-
стоты до значений в десятки мегагерц с последующим ее из-
мерением. Такие ситуации нередки в случаях, когда отлажи-
вают сверхширокополосный синтезатор частоты и пытаются
выявить неисправности, связанные с некорректной работой
микросхем или некорректным их программированием, а так-
же оптимизировать фильтр управления ГУН и режим работы
ЧФД для ускорения перестройки. Характерная потеря в раз-
решении по частоте из-за деления в данном случае является
приемлемой, так как она пренебрежимо мала относительно
масштабов изменения частоты.
8.4. Измерение спектральных
характеристик
К спектральным характеристикам относятся уровни гар-
моник, субгармоник, ПСС и фазового шума выходного сиг-
нала. Для их измерения используется анализатор спектра.
Первые три характеристики измеряются аналогично — расче-
том отношения (или разницы уровней, выраженных в дБм)
мощностей измеряемой спектральной составляющей и. несу-
щей (рис. 8.11). При этом необходимо учитывать затухание
в соединительном тракте между тестируемым устройством и
анализатором спектра. Такой подход позволяет сравнитель-
но быстро измерять уровни спектральных составляющих до
-80... -60 дБн. ПСС меньших уровней могут маскироваться
тепловыми шумами анализатора, и для их измерения требу-
ется снижение полосы анализа, а значит, большее время для
Рис. 8.11. Определение уровня гармоник, субгармоник и ПСС
266
Глава 8
Похожим образом измеряется уровень шумов сигнала
(рис. 8.12). В отличие от предыдущих трех характеристик,
при измерениях шумов применяется нормировка, приводящая
результаты измерений к стандартной полосе 1 Гц путем вычи-
тания 101g RBW (RBW — разрешение анализатора по часто-
те). Следует отметить, что такой подход в общем случае за-
ключается в измерениях спектра шумов сигнала как функции
отстройки от несущей, без разделения на фазовую и ампли-
тудную составляющую. Адекватная интерпретация результа-
тов возможна только с априорной информацией о соотноше-
ниях амплитудного и фазового шума сигнала. Фазовый шум
часто считают доминирующим.
Рис. 8.12. Измерение шумов сигнала
Корректнее следовало бы обозначать уровень фазового
шума в дБрад/Гц (дБ относительно 1 радиана), но при малых
значениях девиации* фазы спектры в дБрад/Гц и дВн/Гц от-
личаются ровно на 3 дБ, что облегчает измерение. Это харак-
терно для подавляющего большинства синтезаторов частот и
диапазона измеряемых отстроек. Здесь следует отметить один
немаловажный аспект измерений шумов с помощью анализа-
тора — стабильность частоты сигнала. Результаты измере-
ний можно считать корректными, если на интервале измере-
ний частота сигнала находится в пределах полосы разрешения
анализатора по частоте. Косвенно это можно отследить по
форме спектра на центральной частоте в виде выраженного
колоколообразного пика (рис. 8.13, вверху). Если спектр сиг-
нала сильно «размазан» в окрестности Антральной частоты
(рис. 8.13, внизу), то соответствующее существенное измене-
ние фазы сигнала за интервал измерения приведет к некор-
ректным результатам измерения. Здесь следует использовать
Методы измерения характеристик синтезаторов частот
267
-2500 -1250 0 1250 2500
Отстройка от несущей, Гц
Рис. 8.13. Влияние стабильности частоты на измерения
фазовых шумов
более специфический подход к характеризации фазовой ста-
бильности сигнала, описанный ниже.
8.5. Характеризация амплитудной,
фазовой и частотной стабильности
Фазовая (или частотная) стабильность сигнала традици-
онно привлекает основное внимание разработчиков из-за ши-
рокого распространения угловой и цифровых видов модуля-
ции и соответствующего влияния стабильности на'качество
связи. Две основные меры фазовой стабильности сигнала —
это девиация Аллана (и ее модификации) и спектр фазовых
шумов [8.2]. Обе меры связаны друг с другом:
^4=^. (8.1)
где о-у(т) — девиация Аллана; fh — граничная частота ин-
тегрирования (полоса пропускания измерителя); т — интер-
вал наблюдения за частотой; /о — несущая частота сигнала;
6’1/,(/) — СПМ фазового шума сигнала.
268
Глава 8
Выражение (8.1) применимо при условии, что основная
энергия фазового шума сосредоточена до отстройки fhi а сред-
неквадратическое отклонение фазы, обусловленное более вы-
сокочастотными составляющими, намного меньше 1 рад [8.3].
Девиация Аллана — это среднеквадратическая разница отно-
сительной средней частоты, взятой через интервал усредне-
ния:
где
.2(т) = -/ ( № ~ \
у[) 2\( /о /о)/’
= f(t + tv)dtv.
т Jo
(8-2)
(8-3)
Выражение (8.2) может использоваться при измерении с
помощью частотомера — в самом простейшем случае. Недо-
статок такого решения заключается в естественной прерыви-
стой работе частотомера. Закончив цикл измерения, ему нуж-
но некоторое время на снятие показаний и сброс счетчиков в
исходное состояние, что приводит к ошибкам измерения. Из-
бавиться от этого позволяет непрерывное слежение за часто-
той или фазой сигнала. Благодаря цифровой обработке сиг-
нала в анализаторе спектра появляется возможность выделе-
ния фазы измеряемого сигнала, ее накопления и обработки
в виде компенсации систематического смещения частоты, по-
давления эффектов* угловой модуляции, а также расчета де-
виации Аллана:
4тг/опто \/N - 2п
где то — период взятия отсчета фазы (период тактирования
АЦП); N — длина выборки; т — выборка отсчетов фазы, по-
лученная после компенсации частотного смещения и спрям-
ления через 2т.
Следует отметить, что, аналогично измерениям фазового
шума, чувствительность измерения девиЗции Аллана ограни-
чивается стабильностью интервалов взятия отсчетов частоты
или фазы — стабильностью временной базы измерителя. Так-
же отметим, что девиация Аллана применяется для оценки
Методы измерения характеристик синтезаторов частот
269
стабильности фазы и частоты на больших интервалах вре-
мени.
Аналогичный подход можно применить для анализа дол-
говременной стабильности амплитуды сигнала:
<Ы(™о) = ---Д-т-::-;-
2AnVN-‘2n
TV—2n—1
~ ^Cli+n 4“ О-г)2, (8*5)
г—О
где А — средняя амплитуда выборки; (ц — накопленная ам-
плитудная ошибка,
<4 = - ^). (8-6)
k=0
Для анализа фазовой и амплитудной стабильности сиг-
нала в области малых времен используются спектры ампли-
тудных и фазовых шумов. Для их расчета используются все
те же выборки амплитуды и фазы. Такой подход позволяет
раздельно измерять амплитудные и фазовые шумы сигнала,
в том числе с существенным частотным дрейфом на интерва-
ле измерения. Результат расчета спектра фазовых шумов в
таком случае дает размерность дВрад/Гц и легко интерпре-
тируется в случаях, когда имеет положительные значения, а
при отрицательных значениях совпадает (за вычетом 3 дБ) с
привычным спектром в размерности дВн/Гц.
У анализатора спектра есть существенное ограничение в
чувствительности измерений из-за собственных шумов, обу-
словленных шумами внутренних гетеродинов, особенно про-
являющихся в «нижнем» диапазоне входных частот (пример-
но ниже 3 ГГц). Из-за особенностей архитектуры анализато-
ров спектра (рис. 8.14) в «нижнем» диапазоне обычно приме-
няется трехкратное преобразование с использованием относи-
тельно высокой частоты. В отличие от «верхнего» диапазона
с двукратным преобразованием частоты и уровнем фазовых
шумов гетеродинов, снижающимся по мере снижения анали-
зируемой частоты, здесь присутствует источник шума посто-
янной интенсивности во всем «нижнем» диапазоне. Поэтому
анализатор спектра — не лучший выбор для измерения фазо-
вых шумов сигналов на частотах в сотни мегагерц.
270
Глава 8
Канал верхнего диапазона
>3 ГГц
Канал нижнего диапазона
Рис. 8.14. Обобщенная архитектура анализатора спектра
Повысить чувствительность измерения фазовых шумов
на низких частотах позволяет фазовое детектирование с ав-
топодстройкой частоты гетеродина (рис. 8.15). Таким обра-
зом, диапазон частот измеряемых сигналов ограничивается
возможностями фазового детектора В качестве фазового де-
тектора часто используется смеситель, а расширение диапа-
зона частот выполняется с применением набора переключа-
емых смесителей (фазовых детекторов) или с предваритель-
ным преобразованием частоты с дополнительным гетероди-
ном. При введении преобразования частоты подход к опреде-
лению чувствительности системы практически не меняется.
Рис. 8.15. Измерение фазового шума с помощью кольца ФАПЧ
Если при детектировании используется квадратурный
смеситель, то синфазный выход автоматически обеспечивает
информацию об амплитудных шума»*входного сигнала. Тем
не менее, аналогично анализатору спектра, ограничение по
чувствительности в виде фазовых шумов гетеродина сохраня-
ется, а также проявляется влияние конверсии амплитудного
Методы измерения характеристик синтезаторов частот 271
шума в фазовый в виде провалов в измеренном спектре фа-
зового шума [8.4]. Влияние кольца ФАПЧ на результат из-
мерения спектра на отстройках ниже его полосы пропускания
может быть скомпенсировано математической частотной кор-
рекцией на величину его АЧХ.
Наиболее перспективный метод измерения амплитудных
и фазовых шумов, позволяющий существенно ослабить влия-
ние собственных шумов измерителя, — добавление второго ка-
нала с последующей параллельной оцифровкой выходов фа-
зовых детекторов и расчетом взаимного спектра между ка-
налами (так называемый кросскорреляционный метод), как
показано на рис. 8.16.
Рис. 8.16. Архитектура двухканального измерителя фазовых
шумов
Кросскорреляционные измерения — это попытка обнару-
жить схожее поведение достаточно зашумленных выходов не-
зависимых каналов путем вычисления взаимных ковариаци-
онных функций или взаимных спектральных характеристик
каналов. Причем их независимость играет важную роль, так
как взаимные ковариационные и спектральные характеристи-
ки независимых процессов равны нулю.
272
Глава 8
Пусть имеются два независимых канала синхронного
квадратурного детектирования. Для простоты выкладок при-
мем, что преобразование входного шума в каналах одинаково:
= + </)); (87)
i72(f) = ^G)+e(t)),
где Ui и U2 — напряжения на выходах соответствующих фа-
зовых детекторов; — крутизна дискриминационной харак-
теристики фазового детектора; — фазовый шум входно-
го сигнала; — фазовый шум гетеродина первого канала;
£(t) — фазовый шум гетеродина второго канала.
По определению, взаимный спектр мощности двух кана-
лов
М/) = /<2(ЗД) + ^(/))(S;(/) + %*(/)). (8.8)
Учитывая, что все три процесса ^(t), V’(t) и не корре-
лированы и их взаимные спектры равны кулю, то
512(/) = К2!5'Х/)!2- (8.9)
Таким образом, взаимный спектр двух каналов при нали-
чии общего входного сигнала всегда действительный и поло-
жительный и совпадает со спектром мощности входного сиг-
нала. Поскольку каналы имеют общий вход, естественно
предположить наличие перекрестной связи между ними. Эта
связь возникает из-за конечных развязок между входами де-
текторов (гетеродина и сигнала), усилителей входного сигна-
ла и устройства разделения мощности входного сигнала меж-
ду каналами. Предполагая, что перекрестная связь взаимна,
выразим ее величину параметром a — величиной подавления
сигнала гетеродина одного канала при попадании его на вход
детектора другого канала:
S12(/) = ^(^(/) + ^(/) + aS5(/))(S;(/) + S|(/) + aS;(/)) =
= A2 |S^(/)|2 + aA2|S,?(/)|2 + aA2|Se(/)|2. (8.10)
Выражение (8.10) определяет один из пределов чувстви-
тельности двухканальной системы. ЕщёЪдин предел чувстви-
тельности определяется тепловым шумом устройства разделе-
ния мощности входного сигнала. По мере приближения абсо-
лютного уровня фазового шума выходного сигнала к тепло-
Методы измерения характеристик синтезаторов частот 273
вому шуму согласованного тракта результат измерения мо-
жет ограничиться уровнем немного большим, чем отноше-
ние теплового шума к мощности несущей, когда использует-
ся резистивный делитель мощности типа «звезда», или испы-
тать существенный провал в десятки децибел, когда исполь-
зуется резистивный делитель мощности типа «треугольник»
или Вилкинсона [8.5]. Влияние обоих типов делителей мо-
жет быть снижено помещением их в криостат. Оба описан-
ных эффекта обусловлены присутствием общего для обоих
каналов источника нежелательного шума в виде резистора
со стороны измеряемого источника (для «звезды») или со-
единяющего выходные плечи делителя (для «треугольника»).
Следует отметить, что в диапазоне СВЧ чаще проявляется
ограничение по чувствительности, обусловленное внутренни-
ми шумами каналов в виде шумов гетеродинов, в то время
как на высоких частотах (в области рабочих частот кварце-
вых генераторов) чаще сталкиваются с «тепловыми» преде-
лами.
Выражения (8.9) и (8.10) соответствуют бесконечному
времени измерения спектров. Покажем, как влияет ограниче-
ние времени наблюдения на результат измерения. Взаимная
ковариационная функция случайных процессов в каналах при
ограниченном интервале наблюдения равна
К2 / гт fT
KAB(f) = [J + r)dt + J + r)dt +
+ [ + т) dt + [ + r)dt\
J-T J-T J
= + ^(r)), (8.11)
а преобразование Фурье от нее даст взаимный спектр мощно-
сти между каналами. Первое слагаемое в скобках — четная
функция, дающая после преобразования положительный дей-
ствительный спектр. Остальные три слагаемые — нечетные и
не нечетные случайные функции, дающие после преобразова-
ния как действительные (с обоими знаками отсчетов), так и
мнимые составляющие спектров. Дисперсия этих функций,
очевидно, обратно пропорциональна длине интервала наблю-
274
Глава 8
дения, так как в пределе она должна быть нулевой в силу
взаимной независимости каналов.
Рассмотрим два предельных случая, когда мощность
входного шума намного превосходит мощности шумов каж-
дого канала и, наоборот, — мощности шумов каналов превос-
ходят мощность шума входного сигнала. В первом случае по-
следними тремя слагаемыми в скобках (8.11) можно прене-
бречь, получив оценку спектра шумов входного сигнала как
в случае бесконечно долгого наблюдения. Во втором случае
пренебрегаем первыми тремя слагаемыми и видим, что оцен-
ка спектра определяется случайной (из-за укороченного вре-
мени наблюдения) взаимной ковариационной функцией кана-
лов, дающей действительный и мнимый спектры одинаковой
интенсивности, намного превосходящей спектр шумов входно-
го сигнала. Этот эффект можно наблюдать на специализиро-
ванных приборах — анализаторах источников сигнала, изме-
ряющих и отображающих взятые по модулю действительный
и мнимый взаимные спектры каналов в логарифмическом мас-
штабе. Соотношение между этими спектрами можно исполь-
зовать как индикатор качества измерений. Там, где мнимый
спектр намного ниже действительного (рис. 8.17), последний
можно использовать в качестве достоверной оценки, если на-
оборот — необходимо увеличить время накопления выборок
или количество усреднений [8.6]. Так называемое увеличение
количества корреляций дает тот же эффект в виде подавле-
ния мнимого спектра на 5 дБ на каждую декаду усреднений.
Привычное отображение спектра в логарифмическом мас-
штабе отстроек оказывает положительный эффект на чув-
ствительность на дальних отстройках. Для комфортного
отображения достаточно постоянного разрешения не в нату-
ральном, а логарифмическом масштабе частот. Значит, раз-
решение по частоте по мере роста отстройки можно снижать,
усредняя спектральные компоненты в окрестности соответ-
ствующей точки отображения. Это приводит к улучшению
чувствительности по мере роста отстройки со скоростью
5 дБ/дек, что можно заметить по необычному поведению мни-
мого спектра, напоминающему спектр суммы шумов входно-
го сигнала и гетеродинов с некоторым смещением и дополни-
Методы измерения характеристик синтезаторов частот
275
Рис. 8.17. Результат измерения спектра фазового шума
тельным наклоном 5 дБ/дек. Практика показывает, что йри
минимальной измеряемой отстройке 1 Гц (время накопления
отсчетов около 2 с) шумы гетеродинов на отстройке 10 кГц
будут подавлены примерно на 12... 15 дБ. Можно увеличить
время накопления на порядок, замедлив процесс измерения и
получив выигрыш по подавлению, равный 17... 20 дБ. Уско-
рение измерения путем снижения времени накопления на по-
рядок будет иметь обратный эффект в виде сниженного по-
давления шумов системы до 7... 10 дБ при минимальной из-
меряемой отстройке уже 10 Гц. Таким образом, фазовые шу-
мы практически любого современного источника могут быть
достаточно быстро измерены с использованием двухканаль-
ной системы с гетеродинами такого же уровня, а при более
долгих измерениях — с относительно зашумленным гетероди-
нами. Другими словами, двухканальный измеритель предо-
ставляет теоретическую возможность измерения спектров фа-
зовых шумов любого уровня ценой затрачиваемого времени.
276
Глава 8
Современные системы позволяют примерно за секунду изме-
рять уровень фазовых шумов менее -140 дБн/Гц на отстройке
10 кГц от несущей 10 ГГц.
Литература к главе 8
8.1. Fundamentals of RF and Microwave Power Measure-
ments. Keysight Technologies. Application Note 1449-1/2/3/4,
July 2014.
8.2. Rubiola E. Phase Noise and Frequency Stability in Os-
cillators. — Cambridge University Press, 2009.
8.3. Characterization of Frequency and Phase Noise, Report
580, International Radio Consultative Committee, 1986. P. 142-
150.
8.4. Nelson C.W., Hati A. and Howe D.A. A Collapse of the
Cross-spectral Function in Phase Noise Metrology // Review of
Scientific Instruments. 2014. Vol. 85, No. 2.
8.5. Hati A., Nelson C.W. and Howe D.A. Cross-spectrum
Measurement of Thermal-noise Limited Oscillators // Review of
Scientific Instruments. 2016. Vol. 87, No 3.
8.6. Gorevoy A.V., Lirnik A.V. Measurement of the Spectrum
of Phase Noise of Harmonic Ultrahigh-Frequency Signals by the
Cross-Spectrum Method // Measurement Techniques. 2017. Vol.
60 No. 9. P. 939-944.
Оглавление
Предисловие........................................... 3
1. Частотный синтез................................... 7
1.1. Определение синтезатора частот................ 7
1.2. Ключевые характеристики синтезаторов частот .. 8
1.2.1. Частотно-временные характеристики........ 8
1.2.2. Спектральные характеристики.............. 9
1.2.3. Амплитудные характеристики.............. 16
1.2.4. Дополнительные требования к синтезаторам
частот......................................... 16
1.3. Основные схемы построения.................... 17
1.3.1. Прямой аналоговый синтез................ 18
1.3.2. Прямой цифровой синтез................. 23
1.3.3. Косвенный синтез........................ 30
Литература к главе 1........................... 35
2. Компоненты синтезаторов частот.................... 39
2.1. Автогенераторы............................... 39
2.1.1. Критерии возникновения и установления коле-
баний .....................................• 39
2.1.2. Формирование спектра колебаний.......... 40
2.1.3. Методы снижения фазовых шумов........... 46
2.1.4. Резонаторы СВЧ.......................... 56
2.2. Умножители частот............................ 70
2.2.1. Диодные умножители...................... 70
2.2.2. Балансный удвоитель............*........ 75
2.2.3. Утроитель на антипараллельной диодной паре 78
2.2.4. Другие способы генерации гармоник....... 79
2.3. Делители частот.............................. 82
2.3.1. Цифровые делители....................... 82
2.3.2. Аналоговые делители..................... 86
2.4. Смесители.................................... 88
2.4.1. Принцип работы и параметры смесителей. 88
2.4.2. Балансные смесители..................... 92
2.4.3. Смесители на гармониках гетеродина...... 95
2.4.4. Смесители с подавлением зеркального канала 96
278
Оглавление
2.5. Фазовые детекторы........................ 99
2.5.1. Аналоговые фазовые детекторы....... 99
2.5.2. Импульсно-фазовый детектор типа «выборка-
хранение» ............................... 102
2.5.3. Цифровые фазовые детекторы........ 103
2.5.4. Частотно-фазовые детекторы........ 105
2.5.5. Интегральные микросхемы ФАПЧ...... 111
Литература к главе 2..................... 114
3. Практические примеры построения автогенера-
торов .......................................... 121
3.1. Кварцевые генераторы................... 121
3.2. Умножение частоты термостатированных АГ. 125
3.3. Генератор на ПАВ-резонаторе............ 128
3.4. Генератор на коаксиальном керамическом резона-
торе ........................................ 130
3.5. Генератор на диэлектрическом резонаторе. 132
3.6. Генератор с комбинированной стабилизацией ча-
стоты ....................................... 134
3.7. Широкополосные ГУН...................... 137
3.8. Генератор на ЖИГ-резонаторе..... ... 139
Литература к главе 3..................... 141
4. Архитектурные решения....................... 143
4.1. ФАПЧ с целочисленным коэффициентом деления 144
4.2. ФАПЧ с дробным коэффициентом деления..... 145
4.3. Переменная опорная частота.............. 151
4.4. Использование цифрового вычислительного синте-
затора ...................................... 153
4.5. Смеситель в кольце ФАПЧ................ 155
4.6. Многокольцевые схемы................... 161
4.7. Многократное преобразование частоты в кольце
ФАПЧ ........................................ 163
4.8. Умножитель в кольце ФАПЧ................ 167
4.9. Выбор перестраиваемого генератора....... 168
4.10. Индикация захвата частоты.............. 172
Литература к главе 4.................... 173
5. Проектирование синтезаторов частот.......... 177
5.1. Анализ технического задания............. 178
5.2. Выбор структурной схемы и элементной базы .... 179
Оглавление 279
5.3. Программное моделирование устройства..... 185
5.4. Разработка принципиальной электрической схемы 188
5.5. Разработка печатной платы и корпуса...... 197
5.6. Управление синтезатором.................. 205
5.7. Сборка и отладка устройства.............. 205
5.8. Тестирование и анализ полученных результатов .. 210
Литература к главе 5...................... 211
6. Примеры построения различных синтезаторов
частот.......................................... 213
6.1. Синтезатор высокочастотного опорного сигнала .. 213
6.2. Однокольцевой перестраиваемый СЧ с преобразо-
ванием частоты и ЦВС...................... 217
6.3. Широкополосный синтезатор частот с многократ-
ным преобразованием ......................... 221
6.4. Синтезатор высокочастотных опорных сигналов.. 226
Литература к главе 6...................... 229
7. Расширение функциональных возможностей
синтезаторов частот............................. 231
7.1. Синхронизация опорного сигнала........... 231
7.2. Сканирование по частоте.................. 236
7.3. Регулировка и стабилизация мощности...... 239
7.4. Модуляция..................................' 241
7.4.1. Амплитудная модуляция.............. 241
7.4.2. Импульсная модуляция............... 242
7.4.3. Угловая модуляция.................. 244
7.4.4. Векторная модуляция................ 246
7.5. Расширение рабочего диапазона частот..... 249
7.6. Фильтрация гармоник..................'... 253
Литература к главе 7...................... 255
8. Методы измерения характеристик синтезаторов
частот.......................................... 257
8.1. Измерение частоты....................... 257
8.2. Измерение мощности...................... 259
8.3. Измерение параметров переходных процессов. 263
8.4. Измерение спектральных характеристик.... 265
8.5. Характеризация амплитудной, фазовой и частот-
ной стабильности............................. 267
Литература к главе 8...................... 276
Адрес издахельсхва в Инхернех WWW.TECHBOOK.Rl’
Научное издание
Ченакин Александр Виальевич, Горевой Андрей Викторович
Практическое построение синтезаторов частот СВЧ-диапазона
Монография
Редактор Ю. Н. Чернышов
Компьютерная верстка Ю. Н. Чернышова
Обложка художника О. Г. Карповой
Подписано в печан^ 15.03.2021. Форма! 60x88^16. Усл. иеч. л 17.5. Изд. А'0 210918.
Печать цифровая. Тираж 500 экз. (1-й завод 100 экз.)
ООО «Научно-хехническое издаюльшво «Горячая линия Телеком»
Ченакин Александр Виальевич
Кандидат технических наук, директор по науке
компании «Anritsu», США.
Области профессиональных интересов: генера-
торы и синтезаторы частот, контрольно-изме-
рительные приборы СВЧ-диапазона.
Автор и разработчик ряда синтезаторов
частот, признанных продуктами года по версии
журналов Microwave Journal uMicrowaves&RF. Лауре-
ат премии ARMSS Society (2009 г.) за разработку
высокоскоростных синтезаторов частот СВЧ-
диапазона.
Автор более чем 50 публикаций, в том числе
шести патентов и одной монографии.
Горевой Андрей Викторович
Кандидат технических наук, ведущий инженер
департамента информационно-измерительных
систем АО НПФ «Микран».
Области профессиональных интересов: эконо-
мичные генераторы и синтезаторы частот с
высокой фазовой стабильностью, измерение фазо-
вой стабильности сигналов СВЧ и смежные темы.
Автор ряда продуктов с нетривиальными
решениями генерации и синтеза частоты.
Автор или соавтор более чем 40 публикаций,
в том числе шести патентов и одной монографии.
Изложены методы построения синтезаторов частот СВЧ-диапазона.
Дано определение синтезатора частот, приведены его основные
параметры и характеристики. Рассмотрены основные методы синтеза
частоты и составные части синтезаторов частот, в том числе автогенера-
торы различных типов. Приведены различные архитектурные решения
для повышения качества генерации сигналов. Книга проиллюстриро-
вана многочисленными примерами, направленными на интуитивное
понимание природы эффектов генерации и синтеза СВЧ и их использо-
вание на практике. Описан поэтапный процесс разработки синтезатора
частот на примере однокольцевой системы ФАПЧ. Приведены детальные
блок-схемы ряда синтезаторов частот. Рассмотрены вопросы расширения
их функциональных возможностей. Кратко описаны методы измерения
основных характеристик, принципы и особенности их реализации.
Сайт издательства:
www.techbook.ru