/
Автор: Терещук Р.М. Белкин М.К. Белинский В.Т. Мазор Ю.Л.
Теги: электротехника радиоприемные устройства (радиоприемники) радиотехника справочник усилители радиоприемники эвм
ISBN: 5-11-000194-4
Год: 1988
Текст
М.КБЕЛКИН
В. Т. БЕЛИНСКИЙ
юл.МдЗОР
Р. М.ТЕРЕШYI<
о 11
по учебному
проекmuрованuю
ПРИЕМНО-
УСИЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОйСТВ
2 e издание,
переработанное
и дополненное
Под общей редакцией
доктора технических наук,
профессора М. К. БЕЛКИНА
rОЛОВН,ОЕ ИЗДАТЕЛЬСТВО
ИЗДАТЕльскоrо ОБЪЕДИНЕНИЯ
.ВЫЩА ШКОЛА.
1988
ББК 32.849я2
С74
УДК 62.1.396.62(075)
Рец
нзепт:
Д
['I Те,,(н. R8yt(, IfрОф. Н.. а: Чlt.
т Я к о в
Редакцня ЛИ'l'еptl't)tрБl ПО lШф:Щ:>!lfarmre 1f автоматике
Зав. р
да'Кцtreй r. Ф. Тl' о ф'и м ч у к
С74
СправочнИ'К по. учебному проектированию приемно
уси.
лительных . устр ойств / М. К. Белкин, В. Т. БелинскиЙ,
Ю. Л. Мазор, I Р. М. Терещук 1.
2-e изд.
К. : Выща Ш
.
rоловное изд
во, 1988.
472 с., 316 нл:
Библиоrр.: 129 наЗ8.
. ISBN 5
II
OOOI94
4
ВО втором издании справочиика рассмотрены вопросы разр.вБОТ
1I
структурных и принципиальных электрических схем прием но-усилите.,...
ных устройств разноrо назначениЯ: радиовещательных, связных и paДJl<?
..
локационных, работающих в различных днапазоиах волн.
Приведен схемный анализ, краткие теоретические сведения, мето.:
дика расчета и основные расчетные соотношения. Разработаны ПрИМ8-
ры и проrраммы расчета на ЭВМ.
ДЛЯ студентов радиотехнических специальностей, а также специа
листов по раз
тке.лр.и.
М!!о.:усилительной аппаратуры.
с 2402020000
092
I\\211(04)
88
ББК 32.84!Jп2
ISBN 5
II
000194
4
@ Издательское объединение
«Вища школа», 1982
@ ИздательсКое объеДИRение
«Выща школа», 1988.
с изменениями
,ПРЕДИСЛОВИЕ
Х Х VI 1 съезд .Коимунис-тичесноиnaРТfm (;Qпетскоrо Союза
-опре1(6'ЛИЛ УСКQрение СОll.иально-эк(])Иомltчес:коrо 'развития как
осиовиую задачу ОDeТСКОrО народа нв .бл.ижа.йшие roAbl.
В решеиии этой задачи боl'IЬШУЮ рм,ь призваив cblrpaTb
радиотехника, которая с 'каждым 'roAOМ все шире внедряется
буквальио 8,0 все отрасlllИ народноро хозяJrства.
ПОДI'отовка инженеров в области радиоэлектроники
.осуществляется ШИр1:lКОЙ ,сетью вузов и ФаКУII'ьтеТQВ. Каче-
ство подrотрвки 'специалистов в эвачитепьной мере опреде-
ляется наличием учебной и спр'авочной ли.терат'уры.
Для повышения эффективиости уч.ебноrо процесса сту-
дентов радиотехиических специальностей возиикла необхо-
димость в создани-и 'справочиика по учебному пiJOектироsа-
JlНЮ радиопри.емных ;иусилительиых устройств HOBoro ТИпа.
Справочник содержит небольшой объем. теоретических све-
Аений, иеобходимых для целеиаправлеиноrо использования
расчетиых формул и приводимых рекомеидаций. Осиовные
rлавы, посвящеНиые работе функциоиальиых узлов прием-
Ных и усилительиых устройств, являются мноrоплановыми.
Виачале приводятся общие сведения, затем следует схемиый
анализ работы функциональноrо узла иа качествеином уров-
не и краткие теоретические сведеиия, на базе которых стро-
ится осиовиые расчетные соотиошеиия, а также методика
и Проrраммы расчета иекоторых узлов приемио-усилитель-
иых устройств на ЭВМ.
Такая структура позволяеr читаТелю леrко найти и ис-
пмьзовать Нужиый материал в зависимости от задачи, ко-
торую он перед собой ставит:
озиакомление со схемой на качествеииом уровие;
краткая теоретическая проработка материала;
JIреектироваиие и расчет схемы.
Справочиик содержит... также rлавы, посвящеииые осо-
.бенностям разработки структурных и принципиальиых схем
н коиструкций приемиых устройств различноrо назначеиия:
свизиых, локациоииых и радиовещательиых.
Справочиик содержит расчет пр<;>ектируемых устройств
На ЭВМ, рекомеидации по проrраммированию расчета каска-
АОВ на ЭВМ и примеры проrрамм иа языке ФОРТРАН,
;)
а также материалы, необходнмые для расчета иадежности и
электрических допусков.
Использована современная элементная база раДИ09леJ{-
тронной аппаратуры II и 111 поколений, а также последние
достижения в области схемотехники и цифровой обработки
информацни.
Мноrолетний опыт руководства курсовым И дипломным
llроектированием на радиотехническом факультете Киев-
cKoro политехническоrо ииститута, а также оиыт проведения
научно-исследовательских и опытно-конструкторских работ
в вузах и ПрОМЫШЛеННОСТИ, позволяет полаrать, что пред-
лаrаемая- книrа будет полезной как студентам, так и разра-
ботчикам приемно-усилительной аппаратуры.
Во втором издании книrи уделено большое внимание тем
вопросам раДИ09лектроник'I', которые в последние rоды
получили преимущественное развитие. Это l4алошумищие
усилители СВЧ на биполярных и полевых транзисторах,
фильтры цифровые и на поверхностных акустических вол-
нах, схемы цифровых АРУ, АПЧ и сиитезаторов частоты,
проrраммы и примеры расчета на ЭВМ.
rлавы 1, 6, 7 и 14 написаны М. К. Белкиным, rлавы 3,
10, п. 4.4, цифровые фильтры в п. 5.3, а также все проrраммы
и примеры расчета иа ЭВМ В. Т, Белииским, rлавы 4
(за исключеиием п. 4.4), 5, 8, 9, 12 и 15 ю. Л, Мазором,
rлавы 2, 11, 13 r. М. Терещуком.
rлава 1
ОБЩИЕ СВЕДЕНИЯ 0& УСИЛИТЕЛЬНЫХ
И РАДИОПРИЕМНЫХ УС'fРОЙСТВАХ
1.1. Сиrналы, помехи и шумы .
\Си2налом называется 9лектрическое отображение сообщения, несущее
полезную информацию. Обычно 9ТО иапряжение или ток, один из парамет-
ров KOToporo (например, амплитуда, часТота, фаза) изменяется в зависимости
от характера сообщения.
Помехами называют любые воздействия, отличающиеся от полезных
сиrналов, поступающие на вход усилителя или радиоприемника (внешние
помехи) илн возникающие внутри этих устройств (внутренние помехи, шумы).
Помехи от мешающих станций проявляются в том, что при недостаточ-
иоЙ селективности радиопрнемников на выходе их помимо полезных сиrна.
лов появляются сиrналы из соседних (по частоте) каналов, эеркальноrо ка-
иала и частот, близкнх к промежуточной.
Атмосферные помехи вызываются различными явлениями, связанными
с атмосферным 9лектричеством, rлавным образом, rрозовой деятельиостью.
rрозовые разряды обладают широким спектром часто!, перекрывающим
длинноволновый, средневолновый и часть коротковолновоrо диапазоиа' ве-
щательных приемников.
Индустриальные (промышленные) помехи вызываются различными при-
борами и аппаратами, работа которых связана с искрообразованием. Их
спектр также перекрывает почти весь радиовещательный диапазои.
На рис. 1.1. показаны зависимости напряженности поли атмосферных
и индустриальных помех от частоты. По оси ординат отложена удельная на-
пряженность поля помех п в полосе 1 кrц. Э. д. с. помех вантеине Е л . п
определяется удельной напряжениостью поля, действующей высотой антен'
иы h д и шумовой полосой П Ш:
Е л . п == пhдУ П Ш ' (1.1)
Космические помехи представляют собой радиосиrналы с широким спек-
тром, приходящие из Космоса, в частности, от Солнца, и некоторых районов
rалактики. Эти сиrналы шумовоrо характера несут в себе полезную инфор-
мацию о Космосе и изучаются в радиоастрономии, но для связи и радиолока-
ции являются помехами.
Шумы атмосферы обусловлены флуктуационным характером поrлоще.
ния радиоволн в атмосфере Земли.
Шум обусловлен тепловым излучением Земли.
Н а рис. 1.2 показаны зависимости уровней космических шумов и шумов
атмосферы от частоты для разных уrлов наклона диаrраммы направленности
антенны. По оси ординат отложена шумовая температура в rрадусах Ke}Jb-
вина (К).
Все перечислениые помехи являются естественными, или неОр2анизо-
ванными. <::уществуют еще и ОР2анизованные помехи, создаваемые средствами
5
т,к
500
КОСl1uческuе ШIjI1Ы
ШIjI1Ы I атl10сферы
Еn,I1КВ/11
1,000
400
40
4
0,4
0,04-
0.01
10
5
0,1
10 100
t1Лi
1
0,1
s 10 j,{rц
Рис. 1.1. Зависимость удельио.l напряжен-
н()оти nW!Я виеПllШХ I10мех o"t частоты:
J средний уровень атмосферных помех
дием; 2 ночью; 3 сред!!н", уровень ИН-
ДУСТРИIIЛЬН",Х п"мех в ropOдax
Рнс. 1. 2. Зависимость космиЧеских ШУМОII
(кривые f и 2) н шумов IIТМОС феры (осталь-
ные кривые) от час'rоты; О уrол иаКJJона
Диаrраммы напра13ле!!ности антенны
радиопротиводействня противника с целью нарушения радиосвязи и радио-
локации.
Помимо приведенной классификации помех по происхождению можно
разделить помехи по характеру.
Детерминированные помехи, спектр которых оrраничен и сосредоточен
BOKpyr центральной частоты; такой характер имеют сиrналы от мешаЮЩИJII
станций.
Импульсные помехи, состоящие из отдельных импульсов или их беспоря-
дочной .последовательности, спектр которых определяется длительностью
импульсов и простИ'рается до нескольких десятков меr'аrерц; такой характер
имеют атмосферные и промышленные помехи.
r ладкие помехи, состоящие из хаотической последоВательиости весьма
коротких импульсов, спектр которых очень широк и простирается пример-
но до 101 rц, т. е. охватывает все диапазоны радиоволн; такой характер
имеют космические помехи, шумы атмосферы, Земли, а также внутренние
шумы усилителей ii приемников. Даже при отсутствии на входе усилителя
или приемника сиrнала на выходе образуютс напряжения, обусловленные
наводками, фоном от источников питаЮfЯ, собt!твенными шумами, возникаю-
щими в резисторах, aH'FeHHe, контурах и усилительных элементах.
Термичес"ие шумы возникают в любом активном сопротивлении, нахо-
дящемся при температуре Т, отличной от абсолютноrо нуля. Физической
причиной термических шумов SlВляется беспорядочное движение 9лектронов
в проводнике, вызывающее шумовую 9. д. С. или шумовой ток.
Каждое шумящее сопротивление может быть представлено в виде reHe-
ратора шумовоrо напряжения (рис. 1.3, а) либо в виде reHepaTopa шумовоrо
тока (рис. 1.3, б). Средний квадрат шумовоrо напряжения « )} или тока
«i » вычисляется по следующим формулам:
<и >==4kТRПш; <i > 4kТgПш, (1.2)
rде k == 1,39 . 10 23 Дж/rрад постоянная Больцмана; Т абсолютиая
температура, К; R и g == I/R сопротивление и ПРQВОДИМОСТЬ соответствен.
но; П Ш интеrральная, 9нерrетическая или шумовая полоса, в пределаJII
которой вычисляют или измеряют шумы.
6
'
LtL
l"ft
Cft
<i
::::;
а
о
Рнс. 1.3. Эквивалентная схема шумящеro
сопротивлен:ня reHepa.тopa наПрЯ>ij;еНИII
(а) н шумящей проводимостн (6)
Рнс. 1.4. Эквнвалентная схема шу-
мящеrо усиЛнтельиоrо элемеИТа
в общем случае шумовая полоса
П ш == S у2 (f)df,
О
(1.3)
rде у (1) нормированная амплитудно-частотная характеристика системы,
но для мноrокаскадных резонансных усилителей она практически не отли-
чается от полосы на уро.вне 0,7 максимума.
Обе схемы (рис. 1.3) совершенно равноправны. Однако схема reHepaтopa
напряжени удобнее, коrда нужно объединять несколько Источников шу'!а,
включенных последовательно, а схемы reHepaTopoB тока удобнее, KorAa нуж-
но объединять шумы нескольких параллельно ВКЛЮЧeRНЫХ ИСТОЧНИКQВ.
Шумы антен,н,ы обусловлены сопротивлеНl:Iем излучения r!] и сопротив-
лением потерь r П' Полное сопротивление
'А '=' r!] + r п.
Сопротивление Потерь определяет наприжение термическ.оrо шУма!
(иiA> == 4 kTo' пп ш == 4kTor А (1 'l'JA) П ш'
rде 'lJ.А == rr,/rA к. п. д. антенны; ТО температура, при которой нахо-
дится антенна (обычно ТО == 293 К, дЛЯ приближен.иых расчетов часто при-
нимают Т == 300 1<).
Сопротивление излучения определяет напряжение внешних шумов,
создаваемых шумами Космоса (r}J при температуре т к )' поrлощения в аТМ6-
сфере (r}J при температуре Т атм ) и тепловоrо излучения Земли (r1: при
температуре Т з }:
(и A> == 4kT А r АПш'
Полный шум антенной цепи [42]:
(и1> == 4kT А r А П ш'
(l.4)
rде Т А == ТО (1 'lA) + (Т к + Т атм + Т з ) '1 9квивалентная шумовая
температура антенны, т. е. температура, при которой находится сопротивле-
ние r A , шумящее 'I'8K, как шумит реальная антенна; ТО == 293 К; Т к и Т атм
MoryT быть определены из rрафиков на рнс. 1.2. Температура Тз зависит от
иаправления aHTeН1lЫ: она максимаJlьна для антенны, направленной на
Землю, и мала для антенны, направленной в зенит (порядка JOK).
Относительная шумовая температура показывает, во сколько раз ре-
альная антенна шумит больше, чем шумела бы 9та же антенн.а (т. 8". r при
7
комнатной температуре) без учета внешних шумов:
/А == Т А/ТО'
(1.5)'
Уровень шумов контура можно вычислять для последовательной шумо-
вой э. д. с., имеющейся в контуре, е ш . к , или для reHepaTopa ш'умовоrо тока,
включенноrо параллельно контуру, i ш . к .
(e .K>== 4kТоrkПш;(i .к>== 4kТ о О о .Рш,
rде 'к последовательное сопротивление потерь в контуре; 00.з == J/ R о . э
проводимость контура, величина, обратная эквивалентному сопротивлению
контура при рез онансе R о . э .
Напряжение шумов на контуре
2 2 '
(и ш . к > == (е ш . к > Q2 == 4kT оRо.эП ш'
rде Q добротность контура.
Обычно учитывают лишь шумы входноrо контура, так как оня усили-
ваются всем трактом приемника, тоrда как шумы друrих контуров усили-
,J3аются лишь частью приемника.
Собственные шумы активных элементов (АЭ) создаются термическими
фЛЮК1'уациими в активных сопротивлениях, а также флюктуациями токов
всех электродов активноrо элемента. Для количественной оценки шумо-
BbIX свойств активноrо элемеита в соответствии с эквивалентной шумовой
схемой (рис. 1.4) принимается допущение о том, что активный элемент явля-
ется и шумящим, а шум на выходе возникает в результате усиления ПОДво-
ДИМоrо к управляющему электроду шумовоrо напряжения и ш . вх , оздава-
eMoro двумя воображаемыми (фиктивными) rенераторами: reHepaTopoM
напряжения и ш и reHepaTopoм тока 1 шl1 (с внутренней проводимостью он),
Шум, возникающий иа выходе активноrо элемента, обусловлен не-
сколькими источииками (особенно у транзисторов). Для удобства расчетов
прииимают, что основная часть этих шумов возникает в эквив лентном шу-
мовом сопротивлепии, определяющем напряжение
(и > == 4kT Rшп ш. (1.6)
Остальная часть составляющих полноrо шума учитывает шумы, наве-
денные в цепи управляющеrо электрода активноrо элемента, а также тер-
мические шумы
(I ll> == 4kТ/ ш О н П ш,
(1. 7)
rде I ш == Т ш/То относительная шумовая' температура активноrо элемен-
та, показывающая, во сколько раз температура Т HarpeBa проводимости
ОН должна быть больше нормальной температуры То, чтобы reHepaтop тока
/шll создавал шумы, эквивалентные шумам, наведенным в цепи управляющеrо
електрода аКТИВноrо элемента.
Конкретные выражения для R ш , I ш и ОН зависят от типа аКТИВиоrо
элемента.
Шумы в биполярных транзисторах в диапазонах радиочастот имеют ряд
составolIЯЮЩИХ: дробовой шум коллекториоrо и эмиттерноrо переходов, 'ВОЗ-
никающий вследствие флюктуаций токов в этих лереходаХj шум распреде-
8
Рнс. 1.5. Эквивалентная шумовая схема ВУ с учетом шумов
первоrо транзнстора
ления, вызываемый флюктуациями процесса распределения эмиттерноrо тока
между базой и коллектором; термические шумы активиых сопротивлеинй
электродов, rлавным образом базы.
Первые два источника характеризуются шумовым сопротивлением R ш ,
для частот менее o,lf T :
R ш 20а/ э/52,
(1.8)
rде 5 == I У211 модуль крутизиы характеристики; а коэффициент уси-
ления транзистора по току в схеме с общей базой; /э средний ток эмиттера;
' т частота, на которой а уменьшается до 0,71 CBoero зиачения иа частоте
1000 rц.
Дробовой шум, шум распределения эмиттерноrо перехода и термиче-
ский шум базы характеризуются относительной шумовой темпера'fУРОЙ t ш
вход ой проводимости И при f «f T и малой величине входиой проводимости
. транзистора справедливо следующее выражение
t ш [20/ э (1 а) + rB(J)20I11/Oll. (1.9)
rде r B объемное сопротивление базы; (J) рабочая частота; АН и С н
входные проводимость и емкость транзистора.
у современных высокочастотных трянзисторов R ш порядка десятков ом,
а t ш I [831.
Полевые mранзисmоры обладают меньшим уровнем шумов, чем биполяр-
ные. Составляющими шума в полевых транзисторах с р-n переходом и
с МОЛ-структурой являются: термический шум в текопроводяшем канале
дробовой шум затвора; термический шум входной проводимости. Первый
источник шума характеризуется шумовым сопротивлением
R ш == (0,6... 0,75)/5, (1.10)
-<-.
rде 5 крутизна характеристики транзистора.
Дробовой шум затвора значительно меньше термическоrо шума входной
проводимости и поэтому практически ero МОЖjЮ не учитывать, т. е. I ш == 1.
Следовательно, вторым источником шума остаются лишь термические флюк-
/ туации входной проводимости, определяемые по формуле (1.7) при t ш == 1.
Все перечислениые источиики шумов и проводимости можно пересчи-
тать ко входу первоrо актИВноrо элемента и свести в одну эквивалеитную
шумовую схему входа приемника (рис. 1.5). Тоrда общее эквивалентиое на-
пряже ие шума определится следующим выражением:
(и E) == (U ) + (l i)/ (}: Oi)2 ==
== 4kТП [ R + tшОн + t лал + Ok ]
ш ш (ан +ОЛ + 0,,)2 '
{
(1.11)
9
rде 1 шi шумовые токи входной проводимости АЭ, а также антенны и кон-
тура, пересчнтанные ко входу АЭ; t A относительная шумовая температура
антенны (выражение (1.5)); t ш относительная шумовая температура вход-
ной проводимости 011 (выраженне (1.9»; ал и a проводнмости эквивалента
антенны и контура, пересчитанные ко входу АЭ, соответственно.
1.2. Назначение и классификация усилителей
и радиоприемников
Усилителем электрнческнх колебаннй называется УСТРОЙСТВО,повышаю-
щее их мощность от входа к выходу. Уснленне мощности обусловливается
действ нем усилител-ьных элементов, преобразующих энерrню источников
питания.
Усилители постоян,н,оео тока устройства, усиливающие электрнче-
скне колебания в полосе от нуля до ' в ' Все остальные усилителн являются
усилителями переменноrо тока.
Усилители низкой частоты устройства, уснлнвающне электрическне
колебания в пределах от ' н дО 'B' используются для усиления речн (300....
.. .3000 rn) и музыки (30 rn. ..30 Kru).
Видеоусилители (шнрокополосные усилителн) характернзуются широ-
кой полосой частот часто от нуля до десятков Merarepu. Такие усилители
использ.уются в телевндении, в радиолокации и друrих областях для уснле-
НИя импульсных снrналов.
Для перечисленных трех видов усилителей характерно соотношение
(fs , н ) > 'N средней частоты усиливаемых сиrналов. Такие усилители
принято называть апериодическими.
Селективные (нзбирательные, полосовые, резонансные) усилнтели
устройства для усиления высокочастотных сиrналов с сосредоточенным
спектром. Для ннх характерно соотиошенне (fB 'н) «/0' Такне усилители
широко применяются в раднопрнемннках, нзмерительной техннке, технике
связи.
Радиоприемным устройством (радиопрнемннком) называется устройст-
во, на вход KOToporo из антенны введен высокочастотный снrнал, модулиро-
ванный по какому-либо закону, а на выходе оконечное устройство, на ко-
ТOpO 1 выделяется напряженне, меняющееся по закону модуляции. Радио-
приемннки можно классифнцировать по разлнчным прнзнакам, например
по днапазону частот, по характеру модуляции принимаемых сиrналов, по
виду используемых усилительных элементов н т. д. Нанбольшее распростра-
нение получнла класснфнкацня по назначению. В этом случае их можно раз-
делить на следующие виды: профессиональные приемники связи, радиове-
щательные, теJlевизиониые, раднонавиrационные, радио- и rндролокацион-
ные. систем управления, радиометры.
1.3. Основные характеристики усилителей
Коэффициент усиления мощности Кр показывает, во сколько раз вы-
ходная мощность Р 2 на Наrрузке ZH больше входной мощности P 1 , подводн-
мой К усилителю (рис. 1.6)
Кр == P 2 /P 1 .
10
Коэффициент усиления напряжения Ка
показывает отношение выходното напряжения
и 2 к входному напряжению U 1 :
Ки == и 2 IU 1 . (1.12)
Коэффициент усиления тока К; отно-
шение выходноrо тока в наrрузке i 2 К вход-
ному току 11:
1;
Ij
....Pz
:::;.
ZH
K'i == i 2/ i l'
Поскольку В схеме усилителя я наrрузке имеются реактивности, выра-
жения для Ка и К; являются комплексными.
Коэффициенты усиления MorYT быть выражены в децибелах:
К РдБ == 10 Ig К р ; К uдБ 1== 20 Ig Ка; К iдБ == 20 IgKi.
Рис. 1.6. Структурная схема уси-
лителя (У) с нсточннком Н на-
rpY3Ko;j
Амплитудно-частотная характеристика (А Ч Х) усилителя К (f) пред-
ставляет собой зависимость модуля коэффициента усиления от частоты
(рис. 1.7); ' н и 'B rраничные частоты, на которых усилеиие уменьшается до
заданноrо уровня К Н и КВ (например, на 3 дБ). Интервал частот от ' н до ' в
называют полосой пропускания усилителя. Усиление на средней частоте Ко
называют номинальным коэффициентО!>1 усиления.
Частотные искажения обусловлены влиянием в усилительном тракте
реактивных элементов и проявляются в виде зависимости усиления от часто.
ты rармоническоrо сиrнала, вследствие чеrо форма сложноrо сиrнала изме-
няется. Количественно частотные искажения оценивают отношением коэф-
фициента усиления на среднеЙ частоте Ко к коэффициенту усиления на дан-
ной частоте К:
М == Ко/К.
Обычно наибольшие искажения возникают иа rраничных частотах по-
лосы пропускания: низшей ' н и высшей ' в (рис. 1.7). В этом случае
М Н == Ко/К н ; МВ == Ко/Кв'
Частотные искажения не наблюдаются, если А ЧХ параллельна оси
частот.
К{)эффициент частотных искажений часто выражают в д€цибелах
М дБ == 2{) Ig М.
В N-каскадном усилителе общий коэффициент частотных искажеиий
выражается через коэффициенты частотных искажеиий отдельных каскадов:
М).) == M 1 M 2 ... М N;
М),)ДБ == М tДБ + М 2дБ +... М NдБ .
Фазовые искажения так же, как и частотные, обусловлены наличием
в тракте усилителя реактивных элементов, из-за которых на разных частотах
сиrнала создаются разные фазовые сдвиrи. Фазо-частотная характеристика
(ФЧХ) усилителя ер (1) представляет собой зависимость от частоты фазовоrо
сдвиrа выходиоrо rармоническоrо колебания относительно входноrо (рис.
1.7). Фазовые искажения не наблюдаются, если фазовая характеристика ли.
нейна и проходит через начало коордииат ер (!) == tзf. Поэтому при оценке
Il
о
Рис. 1.7. Амплитудио-частотиая (1( т)
и Фазочастотиая (q> (т характеристики
усилителя
tr Ц''' .
о t t
!fL
f- , f
О
а
Рис. 1.8. Переходная h (1) и импульсиая
g (1) характеристики усилителя:
t з время задержки; lи время иа-
растаиия
фазовых искажений важны не абсолютные:значения фазовых сдвиrов, а от кл о-
неиие реальной ФЧХ от идеальной.
Переходной характеристикой усилителя h (t) называют зависимость
MrHOBeHHoro значения выходноrо напряжения и 2 и) от времени при скачко-
образном изменении входноrо напряжения и 1 (t) == 1 и) (рис. 1.8, а).
Им,пульсная характеристика усилителя g и) (весовая функция) преД-
ставляет собой реакцию усилителя на воздействие сиrнала вида дельта-
Фуикции (еднничноrо импульса) и 1 и) == 6 (t) (рис. 1.8, 6). Форма харак-
теристики определяется параметрами схемы и может иметь различный
характер, в частности, выбросы.
Частотная и импульсная характеристики связаны между собой преоб-
разованием Фурье:
k (<о) == S g (t) e i(j)1 dt,
о
а импульсная характеристика является производной от переходной
d
g (t) == dt l h (t»).
Амплитудная характеристика выражает зависимость амплитуды первой
rармоники выходноrо напряжения U 2 от амплитуды входноrо rармоническо-
ro напряжения U 1 . Эта зависимос'FЬ свидетельствует о появлении на выходе
дополнительных компонентов, отсутствующих в спектре входноrо сиrнала.
Нелииейные искажения обусловлены наличнем в тракте усилителя не-
линейных элементов (транзисторов, трансформаторов и дросселей с маrнито-
проводами) и приводят к отличию формы выходноrо сиrнала от входноrо,
даже при наличии на входе rармоническоrо сиrнала. Для количествениой
Оценки нелинейных искажений принят коэффициент rармоник (в процентах):
k r ==.. /- Pi/P 1 . 100,
V i 2
(1.13)
12
rде Р j электрическая мощность j-й rармоники на выходе усилнтеля.
Если сопротивление наrрузки примерно одинаково для всех rармоник.
k[' можно выразить через rармоники тока или напряжения
k r == [у /7/Al ] . 100.
(1.14)
Амплитудная характеристика не может быть полностью использована:
даже при и 1 == О U 2 =1= О из-за наличия наводок фона и шума. Рабочий уча.
сток амплитудной характеристики U 2rnin ... и 2mах определяет динамический
диапазон усилителя
Оу == 20 Ig (U2mах/U2шiп)'
который должен быть равен или больше дивамическоrо диапазона сиrнала.
Коэффициент ШУJ1а Ш определяет, во СКОЛЬКО раз отношение сиrнзл
/шум на входе усилителя больше этоrо отношения на выходе:
Ш == [РС/РШ]ВХ/[РС/РШ]ВЫХ' (1.15)
Формула (1.15) определяет интеrральный коэффициент шума, т. е. ко-
эффициент шума, усредненный в полосе частот прибора. Встречаются и др у-
rие определения коэффициента шума: дифференциальный, реальный, соrла-
сованный, стандартный [2,56].
Эквивалентное шумовое сопротивление Яш." также часто применяется для
характеристики шумовых свойств усилителей. Оно определяется по формуле
Я ш . э == (и .э)/4IiТоПш, (1. !6)
rде и ш . з приведенное ко входу обшее напряжение шумов от всех источ-
ников.
Оно может быть подсчитано по эквtJвалентной шумовой схеме транзисто-
ров или ламп (см. рис. 1.4) с уч.етом шума входных устройств.
Выходная мощность электрическая мошность, КОl0рая выделяется на
наrрузке усилителя при заданном k r .
Коэффициент полезноео действия (к. п. д.) отношение полезиой элек'
трической мощности, выделяемой на наrрузке усилителя, к мощности, пот-
ребляемой от источников питания РО:
"11 == Р 2 / РО.
Входная проводимость отношение входноrо тока к входному напря-
жению
.Увх == i1/U 1 .
Выходная проводимость ...!.. проводимость со стороны выхода при отклю-
ченном наrрузочном сопротивлении и закороченном источнике сиrнала
у ВЫХ == i 2/ И 2'
1.4. Основные характеристики радиоприемников
Чувствительностью приемника называется ero способность принимать
слабые сиrналы. Количественно чувствительность оц нивается минимальным
уровнем принимаемоrо сиrнала, при котором переданная информация вос-
производится с удовлетворительным качеством.
13
Чувствительность приемников метровых и более коротких волн в ре-
жиме сor'ласования
РАс == /lТоП ш (t А 1 + Ш пр ) у2,
(1.17 )
или в единицах напряжения
Е А == У V 4kT o r АПш (t А 1 Ш пр )'
(1.18)
тде у == У[Р с/Р Ш]ВЫХ коэффициент различимости, равный отношению сиrиа-
ла к шуму на выходе линейноrо тракта нриемника, т. е. lIа входе детектора,
зависит от вида модуляции; "А сопротивление антенны; П ш шумовая по-
лоса; То комнатная температура; t А относительная шумовая температура,
определяемая из (1.5); Ш пр коэффициент шума приемника (см. формулу
(1.15», определя-емый через коэффициенты шума отдельных элементов тракта-
та приемника
[ Шусч 1 Шсм 1
Ш пр == [ ВХ ШВУ + + +
К РВУ К РВУ К РУСЧ
Шупч 1 ]
+ + ... "" LвхШ ву
КрвуК русч К РСМ
Здесь L BX коэффициент потерь входноrо тракта (от антенны до входно-
ro устройства), величина, обратная коэффициенту передачи входноrо тракта
по мошносП1 (L Bx == I/К рвх ); К рвх == К рф К рзл ; К рф коэ:jJ:!JИциент передачи
мощности фидера (см. п. 2.3); К рэл коэффициент передачи элемеНТQВ входноrо
тракта; Шву, Ш УСЧ ' Ш см , Ш упч коЭ<t:фициенты шума входноrо устройства,
.усилителя сиrнальиой частоты (УСЧ), смесителя (СМ) и усилителя промеiКУ-
точной частоты (УПЧ), соответственно: К рву , К русч , К РСМ коэффициенты
силения по мошности входноrо устройства, каскадов УСЧ и смесителя, соот-
ветственно.
Коэффициент шума входноrо устройства Шву а учетом шумов nepBoro
АЭ (траизистора) можно получить, если разделить общее шумовое иапряже-
ние (1.11) на (u i> средний квадрат напряжения от внешнеrо источника
шума (аитенны). Однако при этом коэффициент шума, предназначеиный для
характеристики собственных шумов четырехполюсника, оказывается зави-
сящим от уровня шумов источника, характеризуемым относительной шумо-
вой температурой t A , которая может быть различной. Для устранения этой
иеоднозначности принимают 'А == 1, т. е. шум антенны приравнивается к шу-
му эквивалента антенны при Т "" 300 К. Таким образом
(и a) == 4kТt;..пшGд/(GА + a + G ll )2;
Шву == 1 +a /a А + 'шGн/G д + R ш (G л + a + G l1 )2/G A . (1.19)
При 'ш == 1 (для полевоrо транзистора) формула (1.19) упрощается:
Шву == 1 + a /oд + G l1 /G ;' + R ш (G л + a + а н )2/а;",
Эквивалентная шумовая температура приемника
Т ш.пр == (Ш пр 1) То,
(1.20)
14
или через шумовые температуры отдельных кас-
кадов
т ш.пр (L By 1) То + LвуТусч +
т шСМ
+ L BX +....
К РУСЧ
Рис. 1.9. 1( определению TaRreH-
циальиой чувствительностн
При измерениях с эквивалентом антенны принимается t А 1 и формулы
(1.17) и (1.18) принимают ВIIД:
РЛс k ТоПшШпру2;
Ел уV4kТо,лПшШпр. (1.21)
При у 1, например, для радиолокационных прием ников, т. е. при от-
иошении [Рс/Рш!вых 1 формула (1.21) выражает предельную или пороеовую
чувствительность.
При приеме импульсных сиrналов часто используется понятие танеен-
циальной чувствительности минимальной мощности сиrнала, при кото-
рой на экране осциллоrрафа наблюдается совпадение верхней rраницы по-
лоски шумов при отсутствии СВЧ сиrнала с нижней rраницей полоски шу-
мов при ero наличии (рис. 1.9). Танrенциальная чувствительность соответ-
ствует отношению [Рс/Рш!вых' равному 2,5, поэтому оиа ниже пороrовой
чувствительности примерно на 4 дБ.
Иноrда для характеристики чувствительности вводят меру шума
М (Ш 1) / (1 К;/),
rде Ш и К р коэффициенты шума и усиления мощиости четырехполюсника,
соответственно.
Селективностью называют свойство приемника выделять полезный сиr-
иал принимаемой станции из множества друrих, отличных по частоте. Коли-
чественно селективность оценивается по частотной характеристике высоко-
частотных каскадов отношением усиления на резонансной частоте Ко к уси-
лению К!!.[ при расстройке 111, соответствующей частоте помехи:
а!!.[ 20 Ig [КО/К!!.[!,
или отношением чувствительности приемника И 61 при расстройке 111 к чув-
ствительности HacTpoeHHoro приемника И о (рис. 1.10).
Различают селективность по соседнему и зеркальному каналам, а также
по каналу промежуточной частоты (ПЧ).
Селективность по соседнему каналу
ас.к 20 Ig [им/ио], (1.22)
rде 11{ расстройка несущей частоты соседней станции относительно {о'
С е л е к т и в н о с т ь поз е р к а л ь н О М У к а н а л у, отстояще-
му на две промежуточные частоты в сторону частоты rетерОДl-Iна,
(Jз.к 20 Ig [К О /К з .к] 20 Ig [И з . к /И О !' (1.23)
Селективность по промежуточной частоте
(Jпч 20 Ig [Ко/К пч ] 20 Ig [Ипч/И о !' (1.24)
15
..
.... .
ивк t
a K
и м
.Уа
f пч
f r
f э . к t
а
5
F/ F
IJ
F H F6 F
U пЧ
Рис. 1.10 Кривая селектнвностн прнемннка
Рис. 1.11. ОбраЗ0ванне крнвой верности прием.
иика:
а АЧХ высокочаСТОТllоrо тракта; б АЧХ НН3-
кочастотноrо тракта; в кривая верности
Формулы (1.22), (1.23) и (1.24) характеризуют односиrнальную селектив-
ность. В реальных условиях на приемник действует не один, а два или более
снrналов и вследствие н.елннейных эффектов реальная или эффективная
селективность будет меньше. При испытаннях измеряют двухсиrнальную
селективность, коrда на приемник воздействуют одновременно полезный
и мешающий сиrналы.
Селективность приемника часто характеризуют коэффициентом прямо-
уеОЛЬ!iосmи
k па П а / П,
rде Па полоса частот при ослаблении а, достиrающем заданной величи-
ны, например в 10 раз; П полоса пропускания при ослаблении на краях
на 3 дБ.
Частотные характеристики приемника MorYT определяться по высокой
ИЛИ низкой частоте. В последнем случае снимают сквозную характеристику
(кривую верности) зависимость Выходноrо напряжения приемника от час-
тоты модуляции входноrо сиrнала.
Частотные искажения определяют по кривой верности, которая факти-
ческп является произведением частотной характеристики приемника по вы.
СОкой частоте (рис. 1.11, а) и частотной характеристнки низкочастотноrо
тракта (рис. 1.11,6). Неравномерность усиления М пр в пределах полосы про-
пускания РН'''Р в определяется общим коэффициентом частотных искажении
М пр МВЧМ НЧ ,
rде МВ'! и М НЧ коэффнциенты частотных искажений высокочастотноrо
и низкочастотноrо трактов соответственно. М ВЧ определяет, в основном, об-
щую неравномерность на рв' а М НЧ на р н '
Переходной характеристикой приемника называют зависимость во вре-
мени напряження сиrнала на выходе при воздействии на ero вход единичн oro
,:качка. модулируемоrо параметра. Выбор параметра (амплитуды, частоты
или фазы) определяется примеияемым видом МОДуляции. Выходное напряже-
нис возпикает с задержкой и часто имеет выбросы,
16
,':1
ААlплитудная характеристика зависимость выходноrо напряжения
от э. д. с. в антенне (при амплитудной модуляции). При друrих видах моду-
ляцни от rлубины модуляции. Нелинейные искажения и динамический
диапазон определяются по тем же формулам, что и для усилителей.
Выходная мощность различается следующим образом: номинальнаЯ
!iaибольшая мощность, при которой нелинейпые искажения сиrнала не пре-
вышают заданной нормы, соответствует 100 % модуляции сиrнала; НОрl>taль-
ная мощность, составляющая 0,1 номинальной, соответствует rлубине моду-
ляции 30 %; стандартная мощность, равная 50 мВт (для радиовещательных
приемников).
Выходное напряжение напряжение, снимаемое с наrрузки последнеrо
(оконечноrо) каскада и подводимое к воспроизводящему пр.ибору. Для телеви-
зионных и радиолокационных прием ников задается именно выходное напря-
жение, а не мощность.
Диапазон рабочих радиочастот интервал частот, в пределах которо-
ro приемник при перестройке сохраняет свои основные параметры. Харак-
теризуется коэффициентом перекрытия прнемника
k пр {max/{min'
rде {шах и {шltl максимальная и минимальная частоты, принимаемые при-
емником.
В связных приемниках k пр > 100. Помимо диапазонных приемников
существуют приемники с фиксированной настройкой (телевизионн'ые, мар-
керные, некоторые типы радиолокационных).
Частотная точность разность между частотой настройки прнемника
{о и частотой принимаемоrо сиrнала {с. Характернзуется относительной рас-
стройкой:
({о {сШс tJ.f/fс.
Нестабильность настройки приемника во время работы под влиянием
дестабилизируюших факторов (изменение температуры, атмосферноrо дав-
ления, влажности) оценивается изменением частоты настройки или д{1 { за
определенный промежуток времени, например за сутки. У высококаче-
ственных профессиональных приемников суточная относительная неста-
бильность достиrает 10 8 ... 10 12.
Полоса nроnускания интервал частот, в пределах KOToporo при дан-
ной настройке приемника частотные искажения не превышают заданноrо
уровня. Полосы пропускания зависят от типа приемника и вида принимае-
'lfbfX сиrналов и MorYT принимать значения от нескольких десятков repn
для телеrрафных приемников до десятков Merarepn у радиолокационных
и телевизионных приемников.
В ТЗ на проектирование прием ников иноrда оrоваривают требования
к реrулировкам приемника, допустимому излучению rетеродина, максималь-
ной потребляемой мощности, виду источника питания, а также различные
конструктивные требования.
1.5. Структурные схемы приемн ков
\друктурная схема приемника в значительной мере определяетсн ero на-
значением .и видом модуляции сиrнала. В структурном отношении все суще-
ствующие приемники можно разделить на следующие виды: детекторные
17
о
Рнс. 1.12. Структурные схемы детектор-
ных приемников:
а без УЗЧ; б с УЗЧ
Рис. 1.13. Структурные схемы IIРИСМНИКОВ:
а прямоrо ус.нлення; б CBepxpereHepaTHB"
Horo типа
приемники без УЗЧ (рис. 1.12, а) и с УЗЧ (рис. 1.12,6); приемники прямоrо
усилеиия (рис. 1.13, а); сверхреrенеративные приемники (рис. 1.13, 6); су-
перrетерОДинные приемники с одинарным (рис. 1.14, а) или двойным преоб-
разоваиием частоты (рис. 1.14, б), а также типа инфрадин.
Простейший детекторный приемиик состоит из приемной антенны, явля-
ющейся неотъемлемой частью любоrо приемника, входиоrо устройства, де-
тектора и воспроизводящеrо прибора, которым обычно являются rоловные
телефоны. Такой приемник весьма ПрОСТ в схемном и коиструктивном отио-
шениях и' не требует источников питания единственным источником эиер-
rии здесь является энерrия сиrнала, накопленная в колебательном контуре
входноrо устройства. Однако такой приемник обладает низкими чувстви-
тельностью и селективностью, большим уровнем нелинейных искажений и ие
может быть использован Для приема на rромкоrоворитель. Поэтому такие
приемники в настоящее время почти не применяются.
Параметры приемника значительно улучшаioтся, если после детектора
включить УЗЧ или видеоусилитель (рис. 1.12, б). На рис. 1.13, а представ-
лена структурная схема приемника прямоzо усиления, отличающаяся от пре-
дыдущих наличием усилителя на частоте сиrнала. Такой усилитель значи-
тельно повышает чувствительность и селективность приемиика. Если в уси-
лительном каскаде ввести положительную обратную связь и сделать ее на-
столько значительной, что дополнительное напряжение суперизации перио-
дически будет приводить каскад в автоколебательный режим, получим сверх-
Рис. 1.14. Структурные схемы суперrетеродннных прнемников:
а с один" преобра:юваннем частоты; б с двойным прео6раЗ0ванием частоты
18
еенератор (рис. 1.13,6), обладающий весьма высокой чувствительностью, но
недостаточной стабильностью [4, 106]. .
В более совершевной схеме супереетеродинноео приемника (рис. 1.14, а)
е IlОМОЩЬЮ дополнительноrо местиоrо rетеродина в преобразователе проис-
ходит смещение спектра сиrнала в диапазон новых промежуточных частот,
Это преобразование должно быть линейным, т. е. не должно сопрdвождаться
искажениями оrибающей высокочастотноrо сиrнала. При этом условии ре-
зультат детектирования усиленноrо в УПЧ сиrиала будет таким же, как
и результат детектирования напряжения с выхода усилителя высокой часто-
ты в приемнике прямоrо усиления. Суперrетеродин обладает высокой чув-
ствительностью и селеКтивностью, поскольку усилеиие осуществляется еще
и иа промежуточной частоте.
Для повышения чувствительности и селективности приемника приме-
ияются двойные (рис. 1.14, б) или даже тройные преобразования частоты.
Ииоrда в радиостанциях подвижной связи, в радиолюбительских ра-
диостанцИЯХ, при беспоисковой настройке применяются суперrетеродинные
приемники типа инфрадин. В таких приемниках не нужеи перестраиваемый
преселектор (перестраивается только rетеродин) в этом их основное до-
стоинство. Вместо перестраиваемоrо преселектора применяются комбинации
фильтров верхних (ФВЧ) и нижних (ФНЧ) частот либо широкополосные
фильтры сосредоточенной селекции, включаемые ДО преобразователя в схеме
рис. 1.14, а. Поскольку входные каСj{ады TaKoro приемника широкополос-
ны, возникает опасиость переrрузки их активных элементов постороиними
сиrналами и помехами в этом основной недостаток приемников этоrо
типа. Переrрузку можно ослабить, прИ'МеняЯ в усилителях сиrнальной и
промежуточной частоты каскады с большим динамическим диапазоном.
Промежуточная частота выбирается выше максимальной частоты сиrнала,
а частота rетеродина еще выше. Поэтому rетеродин работает на достаточ-
но высоких частотах и должны быть предъявлены повышенные требования
к ero стабильности в этом второй недостаток такой схемы. Эти требоваиия
MorYT быть удовлетворены, если в качестве rетеродина используется СИН-
тезатор частоты с опорным кварцевым reHepaTopoM (см. rл. 7). Желательно
также использоваиие кварцевых фильтров в УПЧ. В приемниках этоrо
типа также возможно применение двойноrо преобразования частоты при
этом требования к фильтрам УПЧ снижаются.
rлава 2
ПРОЕКТИРОВАНИЕ СТРУКТУРНОЙ СХЕМЫ
ЛИНЕйноrо ТРАКТА ПРИЕМНИКА
1.1. Выбор (труктурнон схемы пнненноrо тракта
Структурные схемы радиоприемников описаиы в rл. 1. Для выбора
структуриой схемы лииейноrо тракта можно воспользоваться даииыми
табл. 2.1, rДе d эсч и d эпч эквивалеитиые затухаиия иаrруженных КОН-
туров тракта сиrнальиой частОТы (СЧ) и тракта ПЧ; {о частота настройки
19
20
..
с
:о:
::s:
:z:
::;;
..,
::s:
Q,
с
=
:о:
::s:
1-
<J
:.:
Q,
..,
1-
:о:
'"
Q,
'"
>:
'"
;;;
:z:
..
с
:z:
<J
Q
с-.;
<:!
;:j
"'(
I
:о
:;
о)
х
u
'10
о
'"
""
»
..
:.:
»
""
..
u
<t
'"
t!1
'"
'"
'"
'"
о
""
о)
..
о)
'"
""
о)
с
»
U
'"
'"
'"
'"
'"
..
'"
о.
о)
'"
о)
'"
х
о.
о)
'"
u
'"
'"
'"
о)
"=
'"
u
»
о
'"
'"
""
r::
",'"
&jS
..
0)5-
:;..
"':.:
""'"
"'о.
r::",
х
..
о)
'"
,;
'"
о.
о)
'"
о)
'"
о)
о.
CJ
'"
'"
,;
'"
5-
'"
о)
'"
о)
о.
'"
о)
'"
о::
"" о::
о:: ::о
..о :z:
": ""
'" :.:
:'! <J
::о>'
0::1::
::о о
g-
;J'
r::
"'tj(i')
о.
t:
ч--
О
'"
е..
:т
u
'"
с
.......
с5
c-i
о
ё-
;:r
u
'"
Q
ч--
........
О
о.
е..
5
'"
Q
ч--
........
"'.
е..
'"
u
о
'"
о
1::
о::
""
:'!
::о
..
1-
U
Q)
::1'
>.
о
u)
о
м
о
о о
:
е<) и:i
'::о
о
..
::о
о-
:.:
::о
1-
u
О
:t:
..о
":
о
""
>.
о
::;;
о::
о-
1::
1- ::о
:z: t;
Q) о
::s: :z:
::1'..
::s: ::о
-&1-
-&:.:
'" Q)
О":
:::s:;'
s
с
<
C'I u)
C'I' c-i'
и:i r--:
о
'""-: ---:
C'I u)
о о
о
о
о
о о
t.q :LC
C'I c-i е<) и:i
о
u)
о
о
о о о о
о о о о
C'I
о о о о
r:;<1 LC t.O
u)
о о о о
о о о о
о о о о
C'I
:
о о о о
о о о о
......... ........ C\J -ct"
'"
'"
с
<
..о
1-
U
О
:r:
.о
е;
Q)
1-
"'
'"
1-
U '"
:z:
'"
:z:
t:Q сц сц
:.: :.:
::;; ::;: ::;;
сц сц сц
чu::<:'
<q
""
:z:
c-i
C:!J
:.:
:'!
><
'"
;I:
'"
с
'"
s1
'"
о 1-
с.....се
:д I-
::;:
о. :: .
1- ::! ><
Q) Q) '"
:Е t:::{:Z::
":
'" о
:с ..
'"
:z:
'"
1
О
""
I
О
"
I
О
"'
I
О
о.
I
О
"'
о
l'
о
..
I
О
><
:д
'"
о
о.
1-
<1)
:'!
::
....
о::
'"
u
::
о::
'"
8
о
о-
о
><:
.::0
:д
'"
""
::;;
..о
:с
Q)
t:r
О
'"
""
:с
:с
Q)
..
1-
U
1={
Q)
о-
u
О
t::
'::о
О
а
..о
":
О
\о
..о
:с
Q)
t:r
О
о::
""
><
о
":
t:::
.::0
О
а
..о
":
О
[д
'"
со
а
о
о.
о
><:
.
":
""
:д
1-
О
\о
'"
Q.
:-=
:t:
.
..о
1-
U
О
:z:
..о
'"
::
\о
""
1-
U
..о
о:
Q)
'"
о
о-
:»
f
приемника; !пр промежуточная частота суперrетеродннноrо прнемника;
k п1о и k л1оо коэффициенты прямоуrольности кривой селективности
приемника при ослабленни в 10 и 100 раз соответственно. Эквивалентные
затухания KOIiTypOB можно ориентировочно определить по формуле d э ==
== qd оm1л ' rде q коэффициент шунтировання контуров активным элемен-
том; d o min минимально достижимое затухание ненаrруженных контуров.
Значения d o miп и q можно принять из табл. 2.6.
Значения ЧУВСТВИl'е,lЬНОСТИ приемников (табл. 2.1) соответствуют мини-
мальной осуществимой полосе пропускания. В приемниках прямоrо уснле-
ния с фиксированной настройкой в дециметровом и сантиметровом диапазо-
нах волн чувствительность можно значятельно повысить по сравнению со
значениями табл. 2.1, если использовать мноrорезонаторные селективные си-
стемы и малошумящие уснлители.
Поскольку в настоящее время радиоприемники выполняют, как прави-
ло, по суперrетеродинной схеме, в дальнейшем подробно рассматривается
методика расчета структурной схемы суперrетеродинноrо приемника [17,
83, 90].
2.2. Расчет необходимой полосы пропускания
Полоса пропускания линейноrо тракта, форма основных характеРНСIНК
(А ЧХ, ФЧХ) в пределах полосы частот принимаемоrо снrнала должны
удовлетворять требованиям допустимых искажений. Необходимая полоса
про пускания определяется реальной шнрнной спектра принимаемоrо сиrнала
I'J.F c , доплеровским смещением частоты сиrнала fl>.f д и запасом fl>.f зал , завися-
щим от нестабильностей частот принимаемоrо сиrнала и rетеродинов прием-
ника, поrрешностей в настройке отдельных контуров и Bcero приемника, т. е.
П == I'J.F е + 2f1>.f д + 1'J.f 3аЛ ' (2.1)
РеаЛl>ная ширина спектра снrнала зависит от вида пеРВИЧIlоrо сиrнала,
параметров модуляции и допустимых искажений (см. rл. 12. ..14). Доплеров-
ское смещение частоты сиrналов, принимаемых от подвижноrо передатчика,
I'J.fд==f е V / С ,
rде v радиальная скорость движеиия передатчика; с скорость распро-
странения радиоволн (с == 3 . 105 км/с); !е частота сиrнала.
Если сиrнал ретранслируется объектом, перемещающимся относитель-
но приемопередатчика,
I'J.f д == 2!e v / c ,
Запас по полосе l'J.!зал необходимо принимать для приемников, рассчи-
таНIIЫХ на беспоисковый и бесподстроечный прием. При прнеме с поиском
и подстройкой расхождение частот передатчика и приемника устраняется
оператором. Значение fI>.!зал выбирают в зависимости от назначения приемни-
ка, требований к степени автоматизации связи и устойчивости приема. Для
приемников с однократн ым преобразованием частоты
l'J.f зал == 2 У «\! е)2 + (бrfr)2 + (б в !I') 2 + (б лр ! лр)2, (2.2)
rде б е и б r относительные нестаБИЛЬНОСТI! несущей частоты сиrнала !«
и частоты rстеродина приеМlIика fr соответственно; б н относительная по-
2!
rрешность настройки приемника; б пр относительная поrрешность и нестабиль-
ность частоты настройки контуров тракта ПЧ f пр'
Для приемников с двойным преобразованием частоты и первым пере-
страиваемым rетеродином
!'J.f ззп == 2 У (беf е )2 + (6 r1 fп)2 + (б r2 fr2)2 + ( б н f п )2,
rде f п и fr2 частота первоrо и BToporo rетеродина, соответственно.
Если в приеМН'IIке с Двойиым преобр>азованием чlI'CТОТЫ Применен reHe.
ратор ОПОРНОЙ частоты, ПрИ верХнеЙ' настройке ne]1)Boro rетеродииа и раз-
HOCTWbIX nрео6разованиях частоты
!'J.f ззп == 2 У (беf е )2 + [(т1 т;) бопfапJ2,
rде т 1 If т 2 НОМера rapMOHHK опорното reHepaTopa, используемых для по-
лучения колебаний первоrо.и BToporo rетеродинов, соответственна; б ап
ОТносительиая нестабильность частоты f on опорноrо reHepaTopa.
Значение б е обычна задано, а Значение б r можно определить по табл.
2.2, rде меньшие значения относятся к rетеродинам. в которых приняты меры
повышения стабильности частоты (температурная стабилизация контура,
стабнлизация питающих напряжений). Следует учитывать, что транзистор.
ные однокаскаДиые rетеродины с кварцевой стабилизацией можно приме-
нять на частотах до 10 Mfn, миоrокаскадные с умножением частоты на
частотах да 10 ffn, rетеродины иа туннельных диодах на частотах 0,5...
Вид rетеродинз
Таблица 2.2. Относительная нестабильность частоты rетеродинов
В диа!'!з30НЗХ
ДВ, СВ, КВ
УКВ
На транзисторах
мноrодиапазонный однокаскадный с плав-
ной перестройкой
однодиапазонныi!. однокаскадный с плавной
перестройкой
однодиапазонный однОкаскадный без Пере-
стройки
переключаемый однокаскадный с кварцевой
стабилизацией
непереключаемый однокаскадный с квар-
цевой стабилизацией и одинарным терма-
статированием
непереключаемый мноrокаскадный с умно-
жением частоты и кварцевой стабилизацией
непереключаемый однокаскадный с квар-
цевой стабилизацией и двойным термо-
статнрованием
На туннельном диоде
На отражательном клистроне
Сннтезатор частоты с опорным кварцевым
reHepaTopoM
Синтезатор частоты с опорным молекуляр-
ным reHepaTopOM
22
lO з ... I(r4
I O 4 ... 1O 5
1O 5
1O 5
1O 6
lO---з '" 10...4
1O 8 ... 1O 7
I(r 7 ... I(r 8
1 o... ... 1O 6
3 . 1O 4... 10 5
2 . 1O 3... 10 6
10"'7 .., 10 8
I(r 10
100 rrll, на отражательных клистронах на частотах 3...50 rru. Оконча-
тельное решение о выборе rетеродина принимают пос,ле проверки чувстви-
тельности приемника.
Величина б н определяется, в основном, точностью настрой.кя контура
rетеродина механизмом настройки или поrрешностью установки частоты на-
стройки приемника по ero шкале (обычно б в == 0,003... 0,01). Если предпо-
лаrается настройка приемника оператором по принимаемому сиrналу, при-
ннмают б в == о.
Величина бпр зависит rлавным образом от температурноrо коэффициента
индуктивности катушек контуров тракта ПЧ (обычно бnp == 0,0003 ... 0,003).
Еслн необходнмая полоса прошускання линейноrо тракта су.щественио
больше реальной ширины спектра принимаемоrо сиrнала, окончательное
решение о выборе полосы пропускания принимают на последующих этапах
проектирования структурной схемы приемника. Уменьшая полосу пропус-
кания линейноrо тракта прнемннка, можно повысить чувствительность и се-
лективность при мника. Однако при этом повышаются требования к стабиль-
ностн частоты r теродинов. При проектировании сложных приемников, на-
пример профессиональных связных, это противоречие можно разрешить при
нспользовании синтезаторов частоты, а в более простых приемниках си-
стемы автоматической подстройки частоты (АПЧ).
Необходимая полоса пропускания линейноro тракта в приемнике с АПЧ
П == Fc + (2 tд + Мззп)/k'АПЧ'
rде k Апч коэффициент АПЧ.
Обычно для устойчивой работы системы АПЧ выбирают k Апч == 10... 20,
причем вер хняя rра.иица значений соответствует довольно сложным си-
стемам АПЧ.
При использовании фазовой автоматической подстройки частоты можно
принимать П"", АРс,
Необходимая полоса пропускания перестраиваемоrо тракта сч в диапа.
зонном приемнике без АПЧ
П сч == П + fB. с'
rде f в. с запас на неточность сопряжения настроек контуров тракта СЧ
н rетеродина, а в приемнике с АПЧ
П сч == Fc + 2 м д + 2бсfс + fH. с'
Полоса пропускания неперестраиваемоrо тракта СЧ выбирается равной
интервалу частот поддиапазона.
2.3. Определение структуры тракта сиrнапьной частоты
по требованиям к ЧУlJствитепьности
Расчет ДОПУСТИМОf'о коэффициента шума приемника
В диапазонах ДВ, СВ и КВ чувствительность приемников оrраничена
внешними помехами (промышленными и атмосферными) и собственными шу-
мами, причем обычно в диапазонах ДВ и СВ (а иноrда и КВ) уровень внешних
помех на входе приемника оказывается больше приведенноrо к входу уровня
23
шумов приемника даже без УСЧ. ПОСКОJ:I,КУ приемники пв, СВ, кв отно-
сительно узкополосны, в первом приближении можро счнтать, что внеш ние
помехи Iмеют такой же характер на выходе селектннной снстемы, как и соб.
ственные шумы. Р Этом случае для получення требуемой чувствительности
со входа внешней антенны Е Ар коэффициент шума приемника не должен
превышать значения
2 2
Ш ДОП == !(Е Ар/у)2 'Ii пhдП шJ/4kТ ОП ш ' А'
(2.3)
rде у минимально допустимое отношение среДНИХ квадратических значе.
иий напряжений сиrнала и помехи (С/П) на входе детектора; 'lin удельная
иапряженность поля внешних помех (см. п. 1.1); П Ш шумовая полоса
пропускания линейноrо тракта приеМНl!ка.
Значения у определяют в завнсимости от вида и параметров модуляции
сиrнала и минимально допустимоrо отношения С/П на выходе приемника (см.
rл. 12 14). При разработке структурной схемы приемника можно при-
нять П Ш 1,IП.
Если чувствительность задана напряженностью поля сиrнала 'Ii Ар
Ш доп == [('liAp/Y)2 'Ii ПшJ h;/4kТ О П Ш 'А- (2.4)
Очень часто чувствительность задают без учета виешних помех. В таких
случаях в (2.3) и (2.4) полаrают 'li п == О.
При большом уровне внешних помех второе слаrаемое в (2.з) и (2.4)
может оказаться больше, чем первое. В таком случае невозможно оБЕспечить
требуемую чувствительность при выбранной полосе пропускания линейноrо
тракта и необходимо уменьшать, еслн возможно, полосу пропускания, повы-
шая требования к стабильности частоты rетеродииов или применяя АПЧ
rетеродина.
В диапазонах метровых и более коротких воЛн для достижения требуе-
мой чувствительности
Ш доп КРФ[(РАр/kТоПшу2) tА + IJ.
(2.5)
Таблица 2.3. Пвrониое затухание ВОЛИОВОДов и коаксиальных кабелей
Вид волновода Нлн марка I Затухание, I Вид волновода ВЛВ марка /затухание,
кабеля дб/м кабеля дб/м
Медный посеребренный Кабель РК.75-4-15 на
прямоуrолЬноrо сечения частоте, MIЦ
в диапазоне волн, см: 100 0,1
0,2... 0,4 3,5... 7,0 1000 0,45
0,4 .., 0,8 1,2... 2,9 Кабель РК-75-7-12 на
О,Я '" 1,2 0,46... 1,2 частоте, Mfu
3,0... 4,2 0,09... 0,13 45 0,1
5,4...7,5 0,037 '" 0,046 1000 0,4
9,5... 14,0 0,015... 0,022 3000 1,1
Кабель PK-50-11-11 на Кабель РК-100-7-14 на
частоте, Mfu частоте, Mfu
100 0.06 45 0,05
1000 0,26 1000 0,3
3000 1,0
24
rде К рф коэффициеит передачи мощности фидерной лннией (волноводом),
соединяющей антенну с входом приемника; ' А относительная шумовая
температура антенны (см. п, 1.1,).
Коэффициент
К 10 с,ldф
рф ,
rде d ф общее ;Iатухание сиrнала в антенно-фидерном тракте, дБ.
Поrонное затухание в волноводах и кабелях можно определить по табл.
2.3. Каждое фланцевое соединение в волноводе вносит затухание 0,02...
0,04 дБ, вращающееся соединение 0,04...0,08 дБ, разъемное соедииение
коаксимальноrо кабеля 0,005...0,001 дБ. Значения у и П Ш определяют
так же, как и для диапазонов ДВ, СВ, КВ.
Для приемннков, работающих на частотзх более 1 rrll, влнянием внеш-
них помех обычно можно пренебречь и, следовательно, ПРИНffТЬ ' А == 1.
Выбор КП1ВНЫХ элементов и схем их включения
При выборе активных элементов для тракта СЧ необходимо учитывать
диапазон рабочих частот, требования по чувствительности, мноrосиrиаль-
ной селективности, ЭКОНОМН'IНОСТИ питания, надежности, rабаритным разме-
рам и массе. Диапазон рабочих частот определяет возможность примеиеиия
rранзисторов, которые позволяют выполнить остальные требования. При
высоких rребованнях к чувствительности целесообразно использовать мощ-
ные полевые транзисторы, отличающиеся сравнительно большой крутизной
проходной характеристики. Следует выбирать транзисторы с возможно
меньшим коэффициентом шума. Целесообразно также применять каскодные
схемы включения полевых транзисторов и rнбридные схемы, сочетающие по-
левые и биполярные транзисторы. Если, кроме Toro, предъявляются жест-
кие требования по мноrосиrнальной селективности, необходимо сопостав-
лять шумовые, усилительные и нелннейные параметры активных элемеитов
выбранной серии. Лучшими являются активные элементы, характеризую-
щиеся меньшими значеннями отношения сопротивления шума к входному
сопротивлениlO, относительной шумовой температуры или непосредственно
коэффнциента шума. По усилительным свойствам лучшими являются актив-
ные элементы с большнми значениями отношения крутизны к проходной
емкости S/С прох и отношения крутизны к сумме входной и выходной емко-
стей S/(C x+ С вых )' ПервыЙ параметр определяет максимальное устойчивое
усиление, второй широкополосность. Коэффициент усилени мощности
зависит от отношения S2/GBXGBblX' Лучшими по нелинейным параметрам яв-
ляются полевые транзисторы. Нелинейные параметры в справочниках не
приведены. Их можно определить путем измерений,
Следует отметить, что требования по указанным выше параметрам к ак-
тивному элементу для BToporo каскада приемника MorYT быть существенно
ниже, чем для первоrо. При достаточно малом коэффициенте шума и 60ЛЬ<
шом коэффнциенте усиления мощности первоrо каскада влияние BTOpOrQ
каскада иа общий коэффициент шума мало. Поскольку второй каскад лучш«
защищен от помех с большнми расстройками, требования к нелинеЙНЫli
свойствам также MorYT быть нИЖе.
25
Расчет параметров транзисторов на высоких частотах
в норматнвно-технической документацни обычно приводятся h-парамет-
ры 'траизнсторов при ВКЛЮчении с ОЭ или ОБ, измеренные на низких часто-
тах (270 или 1000 ru) при определеином токе коллектора, а также емкость
коллекториоrо перехода С к ' rраничная частота передачи тока при включенИи
с ОЭ f rp (или предельиая частота передачи тока при включении с ОБ f h2IБ ),
постоянная времени цепи обратиой связи т к (или сопротивление базы на
высокой частоте r ). При расчетах различных каскадов на транзисторах чаще
Bcero используются У параметры. Ниже приводится методика ориеитнровоч-
иоrо расчета У-параметров транзисторов на частотах ниже 500 мrц. Более
точные значения У-параметров можно получить, ИЗ!l1ерив параметры множе-
ства транзисторов и статистИчески обработав результаты этих измерений.
Полученные таким образом зависимости параметров некоторых транзисторов
от частоты и тока коллектора приведены в [83]. На частотах выше 500 Mru
более точные результаты расчетов каскадов на транзисторах получаются при
использовании S-параметров (рассеяния), измеренных на заДа иной частоте.
При включении транзистора с ОЭ У-параметры можно определить по
формулам
У'21Э == g21Э + jЬ 2lЭ == h 21э /(1 + h 21э ) h l1Б (1 + 'V )
fh 21э 'V s /(1 + h 21э ) h l1Б (1 + 'V );
. 2
У llэ == gl1Э + jы lэ == (1 + h2IЭ'Vrр'Vs)/h21эhllБ (1 + 'V s ) +
+ j (h2lЭ'Vrр 'Vs)/h2IэhllБ (1 + 'V );
'. 3
У 22Э == g22Э + /Ь 22Э == 2лfт к 'V s /h l1Б (1 + 'V s ) +
+ j f2nfC K + 2nfт к /h llБ (1 + 'V )];
'. 2
У I2э == g12Э + /Ьi2Э == 2nf"CK (h21Э'Vrр '11 s)/h21эhllБ (1 + 'VS)
. 2
j [2лfС к 2nf1:K (1 +h21Э'Vrр'Vs)/h21эhllБ (1 + 'Vs)]'
rде f частота; 'Vrp==tlf rp ; 'Vs==f/fs==fr'в/frрhllБ'
Модули У-параметров при ВКЛЮчении с 03 определяются по формулам
. V 2 2 2
I У 11э I == (J + h2IЭ'Vrр)/(1 + 'V s )/h 2 i:",h l !Б;
I У'12Э I "" 2nfC K ; I У"21Э I == h 2Iэ /(1 + h 21э ) h!lI; V 1 + " ;
I У"22Э I 2nfC K (1 + 3/ ),
rде коэффициент == 1 для сплавных транзисторов; == 2 для сплавно-
диффузионных и == 3 для мезатранзисторов.
Если значение f rp не задано, ero можно определить по формуле
f rp "" fh21Б (1 +h2Iэ)/h21Э'
I'де fh2JБ предельиая частота передачи тока при включении с ОБ.
Значение r можно определить по формуле
r == TI(6/CI(1
26
а значение h JlБ по формуле
,
h 11Б "" 26/I э + 'Б/ h 21Э'
rде 1 э ток эмиттера в миллиамперах.
Входную, выходную и проходную емкоСти транзистора можно вычисли ть
по формулам С 11Э == ы l/ /пf;; С 22Э == Ь 22э /2пf; С 12Э == ы 1э/ /л f ,' соответ-
ствеино.
При расчете необходимо учитывать, что h-параметры зависят от тока
коллектора. Так, h 21э прямо п.ропорционален, а h 116 обратно пропорuио-
нален току коллектора.
Если режим работы транзистора отличается от режима измерения h-
параметров, необходимо определить значения h 21э и h 1l6 для выбранноrо
тока коллектора.
Для вычисления У-параметров при включеннИ транзистора с ОБ можно
воспользоваться формулами:
У l1Б == У l1э + У 12э + У 21э + У 22э ;
У 21Б == (V 21э + У 22э );
У l2Б == (Y 12Э + У 22Э);
У 226 == У 22Э'
а при каскодном соединенин ОЭ-ОБ формулами:
УН == У llэ ; Уа == УI2ЭУ22Э/У21Э;
У 2 ! == У 21э ; У аа == УI2Э'
Выбор количества каскадов усиления
Если задана чувствительность с учетом внешних помех, целесообразно
вначале предположить, что первым каскадом после входноrо устройства
будет преобразователь частоты на транзисторах, и рассчитать коэффициент
шума приемника (см. п. 1.4), используя данные табл. 2.4. В этой таблиuе
Ш Т и Шис коэффиuиенты шума транзистора и ИС соответственно; У 21.
У 12 И У 22 прямая, обратная и выходная проводимости транзистора (В пре-
образователях частоты для промежуточной частоты); !СМ относительная
шумовая температура полупроводниковоrо днодноrо смесителя; [( пр
и К ВУ коэффиuиенты передачи мощности преобразователя частоты
и входноrо устройства соответственно; а отношение выбранноrо и опти-
мальноrо значении коэффиuиента связи между антенной uепью и входным
контуром приемника (для приемников с ненастроенной антенной можно при-
нять а == 0,5, с настроенной антенной а == 1); S крутизна ПРОХОДIiОЙ
характеристики; С сз и Сси емкоСти сток затвор и сток исток соот-
ветственно.
Далее uелесообразно провернть выполнение условия
2 2
'if:пhд 5 (4kТ о Ш'А)'
(2.6)
Если это условие выполняется, т. е. внешиие помеХИ значительно больше
собственных шумов, первым каскадом приемника после BxoAHoro устройства
может быть преобразователь частоты со смесителем я rетеродином на тран-
зисторах. При этом требования В отношении чувствительности MorYT быть
21
Таблица 2.4. Предельные характеристики первых каскадов приемников
Вид каскадов
Усилительный
на транзисторе
с общнм эмиттером
с общей базой
по каскодной схеме
на полевом транзисторе
с общим нстоком
С общим затвором
на туннельном диоде, реrенератив-
ный
на лампе беrущей волны
параметрический реrенеративный
с полуПРОВОдниковым днодом
без охлаждения
охлаждаемый жидким азотом
парамаrнитный
охлаждаемый жндким rелнем
Преобразовательный
на транзисторе с общнм Эмиттером
на транзисторе с общей базой
на полупроводниковом диоде
на туннеЛЬНО 1 диоде (ТД)
Усилительный или преобразователь,
ный на интеrральной схеме (ИС)
Одноконтурное Входное устройство
(
Диапазон
раБОЧНJ<
частот,
rrn
мннимально
ДОСТИЖJIМЫЙ
коэффицнент
шума
2Ш т
2Ш т
2Ш т
2Ш т
2Ш т
2..,5
5... 12
1,15... 1,5
1,08... 1,3
1,02 ... 1,05
4Ш т
4Ш т
t см/ к Рпр
5... 12
2Ш ис
1/ к РВУ
Максимально
даст ИI!, имый
коэффицисн, уси-
JlеШIЯ МОЩНОСТИ
0,15У 21Э/УI2Э
0,25У 21Э/У12Э
о,2У lЭ/(У 2Э +
+ У 12Э У 22Э
0,155/roС сз
О,258/roС си
30... 100
10...100
30...300
30... 300
50 ... 1000
0,07У 21Э/ У 12Э
О,09У 21Э/ У 22Э
0,1 ...0,2
10... 30
а (1 + а)
п ри,кечание. Меньшне значения коэффициента шума н большие значения
коэффициента усиления соответствуют миннмальным рабочим частотам.
<4
<4
<4
10
10
0,3... 10
1 ...30
1... 30
1." 30
1 ...50
<4
<4
1 ,.. 40
0,3... 10
<0,1
выполнеиы, а чувствительность приемника будет оrраничена внешними по-
мехами и рав.на по наприжению на входе для внешней антенны
ЕАр""<'!;пhg'VУ П ш ,
или по напряженности поля для ферритовой антенны
<'!;Ар"" <,!;п'VУ П ш '
Повышення чувствительности можно достичь лишь путем уменьшения
полосы пропускания линейноrо тракта или применении направленных
антенн.
Если условие (2.6) не выполняется, чувствительность приеминка будет
оrраничена как внешними помехами, так и собственными шумами и равна по
иапряжению на входе для внеш ней антенны
Е Ар == V(4kТ О Ш'А +<'!; h ) П ш 'V 2 ,
28
или по напряженности поля для ферритовой антенны
Ар == V (4kТ о Шr А + h ) п шу2/h;.
Повышения чувствительности можно достичь путем уменьшения полосы
пропускания линейноrо тракта или коэффициента шума приемиика, а также
путем применения направленных антенН.
.. 2
Если h Д < 4/lT ош r А и Ш..,; Ш ДОЬ' требуемая чувстви тельность прием-
2 2
иика может быть достиrнута без применения УСЧ. Если же пhд <4kТ о Шr А'
а Ш > Ш ДОП' необходимо выбрать преобразователь частоты с меньшим значе-
иием Шили применить УСУ. Не следует liрименять более двух каскадов
УСЧ, особенно в диапазонных приемниках.
В некоторых случаях для выполнения условия Ш < Ш ДОП может ока-
заться целесообразным уменьшение полосы пропускания линейноrо тракта,
если она больше реальной ширины спектра снrнала,
При разработке структурноЙ схемы тракта СЧ приемннков диапазона
СВЧ следует учитывать, что приемник существенно усложняется, если
УСЧ нельзя выполнить на транзисторах, В дециметровом диапазоне волн
из соображенв й стоимости и надежности лучше применить двухкаскадный
УСЧ на тран исторах, чем однокаскадный на ЛБВ, параметрич\;скИЙ или
иа туннельном диоде. В сантиметровом диапазоне целесообразность приме-
иения УСЧ следует рассматривать в следующем порядке: усилитель на ТРОЕ-
зисторе, на ЛБВ, на туннельном диоде, параметрический 'усилитель (;.3
охлаждения, параметрический усилитель с охлаждением, парамаrНИl ниН
усилитель.
Окончательное решение о выборе вида, схемы и количества каскад('в
тракта СЧ принимают лишь после выбора промежуточной частоты (если 01 а
ие задана) и проверки получения требуемой селективности.
2.4. Разделение диапазона рабочих частот
на поддиапазоны
Диапазои рабочих частот приемника разделяюТ на поддиапазоны, если
коэффициент перекрытия диапазона приемника больше коэффициента пере-
крытия диапазона применяемых резонансных систем с переменной настрой-
кой, а также если требуется получить более высокие и постоянные по диапа-
зону чувствительность и селективность, более плавиую настройку, большую
точность частоты настройки приемника, При этом необходимо учитывать,
что при увеличении числа поддиапазонов усложняется схема, конструкция
и эксплуатация приемника, возрастает ero объем и масса, уменьшается на-
дежность, удорожается производство, увеличивается время перестройки
приемника. Поэтому при делении диапазона рабочих частот на поддиапазо-
иы принимают компромиссное решение, учитывающее все требования, предъ-
являемые к приемнику.
известны три способа разделения диапазона рабочих частот на поддиа-
пазоие: 1) способ равных коэффициентов перекрытия поддиапазона; 2) спо-
соб равиых частотных интервалов; 3) комбинированный способ (нижиий уча-
сток общеrо диапазона разбивается по способу равных коэффициентов пере-
крытия поддиапазона, верхний по способу равных частотных интервалов).
2:)
При выборе способа разделения на поддиапазоны следует учитывать:
1) rруппу сложности приемника, ero назначение и условия эксплуатации;
2) диапазон рабочих частот и способ перестройки приемника в поддиапазо-
нах; 3) вид структурной схемы профессиональноrо прнемника, выбранной
исходя из требований к стабильности иастройки; 4) вид системы установки
и индикации частоты настройки. Знаиие rруппы сложности приемника необ-
ходимо для оценки комплекса требований к приемнику, в частности частот
ной точности, чувствительности и селективности и их постоянства в диапа-
зоне рабочих частот п,иемника, а также для оценки дОПустимости усложне-
иия схемы и коиструкции. Оценка днапазона рабочих частот ПрОБОДИ1\СЯ по
коэффициеиту перекрытия диапазона k д . пр == 10 mахlf о miп' rде 10 miп
И 10 mах минимальная и максимальна и рабочие частоты приемника. Если
значение k д . пр больше коэффициента перекрытия Дljапазона k A . р' выliiранной
резонансиой си еМhI (табл. 2.5), то разделеНие на llоддиапазоны иещЮеЖНО.
Количество поддиапазо,llОВ в профессlюналы,[мM приемнике следует выбрать ТеМ
большим, чем ВЬЩIе по частоте расположен диапазон рабочих часто;!, прием-
нИка.
Таблица 2.5. МаксимаJlьиые значения коеффициента перекрытия
диапазона k A . p резонаисных систем
Вид реЗ0наисиоi! системы
"д.р
Коитур С сосредоточенными параметрами, перестра-
иваеыый:
конденсатором переменной емкости
катушкой переменной Индуктивности
варикапом
транзистором реактивным
Коитур промежуточноrо типа (rибридный)
Четвертьволновой отрезок коаксиальной линии,
перестраиваемый:
закорачивающим плунжером
подстроечным конденсатором
Объемный резонатор, перестраиваемый:
введеиием подстраивающих дисков и штырей
перемещением подвижных стенок-плунжеров
механической деформацией стенок
2,5 ...3,0
1,4 ...3,0
2,3 '" 2,7
1,1 ...1,15
1,3 ...5,0
1,4 ...2.0
1,08. . . 1,1
1,05. ..2,0
1,1 ...1,8
1,03. . . 1,05
Лри разделении диапазона рабочих частот приемиика на поддиапазоиы
по способу равных коэффициентов поддиапазона k пд контуры тракта сч со-
держат минимальное число элемеитов, просты по схеме и конструкции. Для
сопряжения настроек контуров тракта СЧ и rетеродииа в коитуры reTepo-
дина приходится включать дополнительные элементы, что снижает стабиль-
иость частоты rетерОДИна. При разделении по способу равных частотных
интервалов I':1l пд резко возрастает число поддиапазонов, и, следовательно,
усложняются схема и конструкция приемника. ОДнако при таком способе
разделеиия леrче выполнить требования к точности установки частоты на
верхних поддиапазонах.
30
Разделение на nоддиаnаЗОНbl с nостОЯНilblМ коэффициентом nrрекрытия.
При разделении по этому способу коэффициенты перекрытия во всех под-
диапазонах одинаковы и не должны превышать, с одной строны, коэффициент
перекрытия контуров в данном диапазоне радиочастот и, с друrой стороны,
допустимое значение, при котором достиrается заданная точность установ-
ки частоты настройки приемника. Если считать. что расстояние по шкале
настройки между несушими частотами соседних каналов должно быть не
менее одноrо деления шкалы, то для c8Moro высокочастотноrо поддиапазона
допустимый коэффициент перекрытия
k пд . ДОП == 10 max (' о max М с. K 1 ш/ !':.lш),
rде f с. к минимальная рgзность между соседними каналами; 1111 длина
nткалы настройки приемник а; /J,lш расстояние между соседними делениями
шкалы.
Длина шкалы настройки составляет обычно 100...250 мм, расстояние
между соседними делениями шкал без оптических увеличительных систем
0,5...1 мм. Для проекционных оптическиус шкальных устройств расстояния
"'ежду соседними делениями MOrYT БЫТЬе !равны 0,003...0,1 мм (в зависимости
от степени увеличения и качества изrотовления).
Минимальное количество поддиапазонов с учетом запаса на краях 3 %
N пд "'" Ig (10 rnax/fO rniп) IgО,94k пД . ДОП'
Принимая ближайшее большее це,лое число, определяют для Hero расчет-
НЫЙ коэффициент перекрытия поддиапаЗ0на:
I N пд
k пд == 1,06 vlo rnax/f o rn\п
n вычисляют rраничные частотЬ, каждоrо ПОДДИ8пазона
f1 rn1п == O, 97 f o rn\п; /1 rnах == k дf1 rn1п;
f2rnin ==O, 94 f\ rnах; f 2rnax ==k дf2 rnfп;
. . . . . . . . . . .. . . . . . .
' n rniп == 0,94f(п l) rnах; f n rnах == 1,03f o rnах'
Разделецue на nоддиаnаЗОНbl с постоянным интервало},\ частот. При
разделении по этому способу частотные интервалы во всех поддиапазонах
равны и ие должны превышать значения, с{)ответствующеrо максимальному
реализуемому коэффициенту перекрытия поддиапазона:
/J,f пд . ДОП == (k пд . ДОП 1) 'о rniп'
Требования в отношении допустимой поrрешности установки частоты
настройки приемиика будут выполнены, если
t!f пд . ДОП =< !J.fс1ш/Мш.
Из двух рассчитанных значений Лf пд . дon выбирают меньшее !':.f пд и на-
ходят номинальные rраничные частоты поддиапааонов при разделении впри-
тык и фактические крайние частоты поддиапазонов для взаимноrо перекры-
тия
' Оl rn\п == fo m\п + (i 1) /j..f пд М";
' Оl rnах == 'о m\п + i/j..f пд +!':.' к'
31
rAe Д/Н И /':J.f K запасы по частоте в начале и коние поддиапазонов (номер", i).
которые принимают одинаковы,;и для начала и КОниа каждоrо поддиапазона
либо запас на коние диапазона выбирают несколько БОJ1ЫI1ИМ, чем в начале,
причем
М н + д/к == (0,03...0,05) М пд "
2.5. Определение структуры линенноrо тракта
по требованиям к селективности и полосе пропускания
Определение структуры линейноrо тракта по требованиям к селектив,
ности сводится к выбору селективных систем трактов СЧ и ПЧ, количества
преобразований частоты и номиналов промежуточных частот. При это", при-
ходится учитывать ряд факторов: преимущества и иедостатки различных:
вариантов преобразования частоты, требования получения необходимой по-
лосы пропускания тракта, селективности приемиика по соседнему, зеркаль-
ному и друrим побочным каналам приема, минимальноrо количества комби-
наuиониых каналов приема, фильтрации напряжения промежуточной час-
тоты после детектора, воспроизведения формы импульсноrо сиrнала при
детектировании, устойчивости характеристик приемника и др.
Соображения по выбору варианта преобразования частоты
в приемнике MorYT быть использ ваны различные варианты преобразо-
вания частоты: а) с переносом спектра принимаемоrо сиrнала в область
частот как ниже мииимальной, так и выше максимальной частоты диапазоиа
(поддиапазона) частот приемника; б) суммарное или разностное преобразо-
вание частоты; в) разностное преобразование при верхней или нижней настрой.
ке reтеродина.
При переносе спектра в область частот ниже минимальной частоты диа-
пазона резко упрощается схема приемника, поскольку уменьшается количе-
ство преобразоваиий частоты и КОличество усили'тельных каскадов по;;ле
nреобразователя. Одиако при этом труднее получить требуемое ОС.1абление
приема по зеркальиому каналу. Перенос спектра в область частот выше мак-
симальной частоты диапазона дает возможность резко увеличнть ослабл
ние приема по побочным каналам и уменьшить количество комбинациоиных:
каналов в диапазоие рабочих частот, что очень важно в профессиональных
приемниках связи. Однако в этом случае, как правило, увеличивается коли-
чество преобразований частоты и MorYT быть трудности при создании фильт-
ров в тракте первой промежуточной частоты.
Суммарное преобразование частоты дает возможность выбрать относи.
тельно низкую частоту первоrо rеТероднна и, следовательно, уменьшить аб-
солютиую нестабильность частоты. Вместе с тем возрастает число комбина-
uиоииых каналов приема и усложняется схема перестройки приемника, по-
скольку настройки преселектора и rетеродина должны изменяться различным
образом, Если используется разиостиое преобразование, то при верхней на.
стройке rетерОДИна происходит инверсия боковых полос спектра частот сиr-
нала. Это иеобходимо учитывать при последующей обработке сиrналов с не.
симметрнчным спектром, например одиополосноrо.
32
Соображения по выбору промежуточных частот
и количеству преобразований частоты
При выборе промежуточных частот необходимо учитывать следующееl
1. Промежуточные частоты должны находиться вне диапазона (под-
диапазо а) рабочих частот приемника и отстоять возможно дальше от ero
rраниц, поскольку при этом леrче получить требуемое ослабление по каналу
промежуточной частоты.
2. Номинальные значения промежуточных частот следует выбирать
возможно дальше от частот, на которых работают мощные радиостанции.
Осиовные частотные диапазоны, выделенные для радиовещательных станций
средневолновоrо и короrковолновоrо диапазонов, реrламентируются МККР.
З. При более высокой основной (последней) промежуточной частоте:
а) лучше фильтрация напряжения промежуточной частоты на выходе детек-
тора, причем практически достаточно, чтобы промежуточиая частота !пр
превышала в 5..,10 раз высшую частоту спектра первичноrо сиrнала; б) луч.
ше воспроизводится форма импульсных сиrналоз. и сохраняется их длитель-
ность, если !пр > (l0...20)/'t'H' rде Тн длитель ость caMoro KopoTKoro им.
пульса; в) более устойчиво работает система АПЧ прием ника.
4. При более высокой первой промежуточной частоте выше селектив-
иость по зеркальному каналу первоrо преобразования частоты и друrим
побочным KaHa.1JaM приема.
5. При более низкой промежуточной частоте приемника: а) можно полу-
чить более высокое устойчивое усиление на один каскад; б) меньше зависи-
мость усиления и полосы пропускания от разброса и изменения параметров
активных элементов; в) меньший коэффициент шума можно реализовать в
каскадах промежуточной частоты.
Для -радиовещательных и телевизионных приемников установлены стан.
дартные значения промежуточных частот. Для приемников друrих назначе-
ний целесообразно выбирать номинальные значения ПЧ такими, чтобы
было возможно применение нормализованных узлов и специализированной
аппаратуры для производственной реrулировки и контроля.
Необходимость в нескольких преобразованиях частоты возникает в сле.
дующих случаях:
1. При выборе структурной схемы приемника для получения требуе.
мой частотной точности, например в профессиональных приемниках (см.
rл. 13). В частности, два преобра.зования частоты неизбежны при выборе
одной из следующих структурных схем:
а) с однодиапазонным первым rетеродином при количестве поддиапа-
зонов более трех;
б) с кварцованным первым rетеr>одином и плавно перестраиваемым
вторым rетеродином;
в) с использованием принципа компенсации уходов частоты первоrо
и BToporo rетеродинов.
2. Для разрешения противоречий между требованиями селективности
по зеркальному и соседнему каналам, т. е. в случае, коrда условия для выбора
промежуточной частоты, определяемые при выборе селективных систем
трактов СЧ и ПЧ, являются противоречивыми, а усложнение этих трактов
по каким-либо соображениям нежелательно.
2 7.2З()
33
3. Для выполиения противоречивых требоваиий селективиости по со'
седнему каиалу и по побочиым комбииациониым каиалам приема (иапример,
в измерительных и профессиоиаш,ных в. зиых приемниках).
4. Для повышеиия устойчивости характеристик приемиика.
Ниже приводится методика выбора селективных систем приемиика
и промежуточных частот для получения требуемой полосы пропускаиия ли.
нейиоrо тракта и селективиости приемиика по соседиему и зеркальному ка-
налам.
Определение структуры тракта сиrнальной частоты
по требованиям к полосе пропускания и селективности
по зеркальному каналу
Селективная система тракта сиrиальиой частоты должиа удовлеТВОРЯ1'Ь
требоваииям к селективности по побочным каиалам первоrо преобразоваиия
частоты и частично селективИостИ по побочиым каналам BToporo преобразо-
ваиин частоты (в приемииках с двойиым преобразованием частоты), а также
улучшать миоrосиrиальиую селективиость приемиика. При расчете селек-
ТИВИой системы тракта СУ приним,ают виачале такую структуру ero, при
которой достиrается требуемая чувствительиость приемиика, и селективные
элементы в виде одииочиых контуров.
Выбор селективной систе,кы при заданной nро,кежуточной частоте. В при-
емииках с расстроеиной аитеиной можио на этапе расчета структурной схемы
прииять равенство эквивалентиых затухаиий иаrруженных коитуров тракта
СУ. При этом для выбора вида и колнчества селективных элемеитов тра кта
можио воспользоваться обобщеииыми кривыми селективности иа рис. 2.1.
Для выбраииоrо ослаблеиия иа краях полосы пропускаиия (Jсч по rpa.
фику иа рис. 2.1, а определяют зиачеиие обобщеииой расстройки Хсч для
краев полосы пропускания и вычисляют мииимально допустимое эквива-
q
1,8
1,6
1,
1,2
о
J
.5
10
5
20 JO 1,050.(
Рнс. 2.1. Обобщенныс КРllвые селектнвностн для малых (а) н большнх (6) расстроек:
1 ОДНlIочноrо контура; 2 ДПФ; 3 двух настроенных контуров;' 4 ДПФ н одиноч-
HOro контура; 5 трех настроенных контуров; б двух ДПФ; 7 ДПФ н двух настро-
енных контуров; 8 двух ДПФ н одиночноrо контура; 9 трех ДПФ; 10 ДПФ нри
11 V з и ОДIIНО'lRоrо KOHTYpu с d 1 2d э 2
34
лентное затухание наrруженных контуров тракта СЧ
d з пО=: Пс/Хп сч/о mln'
(2.7)
еде 10 mln минимальная частота поддиапазона.
Чаще Bcero ап сч о=: У2, в радиовещательных приемниках MorYT быть вы-
браны друrие значения (см. rл. 12). Эквивалентное затухание контуров трак-
та d э сч целесообразно выбрать равным d эп , если d зп :;;.. qd o mifl == d э min' rде
q коэффициент шунтирования контуров активными элементами; d o щiп ми-
иимально достижимое значение затухания ненаrруженных контуров.
Ориентировочные зиачения q и d o mln приведены в табл. 2.6. При d эп <
< d э miп принимают d э сч о=: d з mln'
Далее определяют обобщенную расстройку для зеркальноr'о канала
Х 3 . кО=: (fз. к/lо /о/lз. к)/d эсч ,
(2.8)
Таблица 2.6. Минимальные достижимые затухаиия контуров и значения
коэффициента .
ДиапаЗ0Н частот,
мrц
Затухание контур"
dOmin
Коэффициеит q
для полевых
транзисторов
для биполярных
транзисторов
0,1
0,1.. .0,2
0,2. ..0,4
0,4...0,6
0,6...1,0
1,0.. .5,0
5,0.. .30,0
30,0.. .300
300.. .1000
0,1.. .0,02
0,005.. .0,01
0,004.. .0,006
0,003.. .0,'004
0,003.. .0,004
0,004.. .0,005
0,005.. .0,006
0,006.. .0,01
0,0003.. .0,004
1
1
1
1
1
1
1,1
1,2
1,3
1,4...1,6
1,5.. .1,7
1,6...1,8
1,7...1,9
1,8...2,0
2,0...2,2
2,2...2.5
2,5...3,0
5. .. 10
п римечание. Меньшие значения q соответствуют меньшим значениям
частоты.
rде {3. К частота зеркальноrо каиала; {о частота настройки приемника.
При верхней настройке reтеродина 1з. К == {о + 21 пр' при нижней 1з. К ==
== {о 2{пр' rде {пр промежуточная частота. Если в ТЗ не oroBopeHa ча-
стота, на которой должно быть достиrнуто требуемое ослабление по зеркаль-
ному каналу а з . к Т3' в (2.8) подставляют значение максимальной частоты под-
lJ,иапазона.
По rрафикам (рис. 2.1, б) для выбранной селективной системы опреде-
ляют ослабление по зеркальному каналу а з . к , Если а з . к > а з . кТ3' выбран-
ная селективная сиСтема тракта СЧ позволяет получнть требуемую полосу
пропускания и селективность по зеркальному каналу. В противном случае
иеобходимо выбрать более сложную селективную систему и выполнить рас-
чет сначала. Следует помнить, что замена одиночных контуров на двухкон-
2-
35
турные полосовые фильтры (ДПФ) приводит К повышению коэффнциеита
шума приемника Ш. Наибольшее повышение Ш происходит при использО-
вании ДПФ во входном устройстве (ВУ).
В приемниках с настроенной антенной при равных затухаииях всех
ненаrружениых контуров тракта СЧ эквивалентиое затухание входноrо коИ-
тура значительно превышает (в два н более раз) эквивалентное затухание
остальных контуров d,сч. Значение d,сч можно выбрать. пренебреrая неко-
торым уменьшением Опсч, по методике, приведенной выше для случая рас-
строенной антенны.
Ослабление по зеркальному каналу при одноконтурном входном
устройстве следует определять по формуле
о О 5 N ,x N .+ 2N ' !( 1 + а2 )
3. к,..."" 3. К '
rде Х з . к обобщенная расстройка, вычисляемая по (2.8); N{ количе-
ство одиночных контуров; N 2 количество ДПФ с критическОЙ связью
между контурамн; а коэффициент рассоrласования антенно-фидерноrо
тракта и входа приемника.
При соrласованин по максимуму
(см. rл. 4), по максимуму коэффициента
а == 1.
В приемниках с фиксированной настройкой, в которых требуемая чув-
ствите ьность достиrается при одном каскаде УСЧ, при высоких требованиях
к селективности по зеркальному каналу и ослаблению на краях полосы про-
пусканИЯ можно применить одноконтурное входное устройство и ДПФ
в УСЧ. ДЛЯ улучшения прямоуrольностн результирующей кривой селек.
тивности выбирают параметр связи 1] == уз и эквивалентное затухание кон-
тура входноrо устройства d З1 равным удвоенному эквивалентному затуханию
контуров ДПФ d э2 , которое можно вычислить по (2.7). При этом зна ченне
х п сч определяют по rрафику на рис. 2.1, а.
Выбор селективной системы в случае, коада промежуточная частота не
задана. Для получения требуемой селективноСТИ по зеркальному каналу при
верхней настройке rетеродина и разностном преобразовании частоты первая
промежуточная частота должна удовлетвор ять условию
' пр 1 :;;.. / прl (д) == 0,5/0 10,5х з . кd з сч
1 + V 0,25Х: K d : сч+ l ],
отношения сиrнал шум а> I
передачи входноrо устройства
(2,9)
rде d зсч и 10 определяют как и при заданной промежуточной частоте, выбрав
вид и количество селективных элементов rpaKTa СЧ; Х з . к при расстроеи-
ной антенне по rрафикам (рис. 2.1, б) для требуемоrо ослабления по зеркаль-
иому каналу Оз.к Т3' а при настр оенной антенне по формуле
N,+ 2N 'V
х, к"'" О !1 + а 2 )/ 0 5N..
. 3. к IЗ '
Необходимо учитывать, что в приемниках с переменной настройкой ие-
желательно применять более пяти перестраиваемых контуров (в радиовеща-
rельных приемниках более трех), чтобы не усложнять конструкцию. Если
в дальнейшем при выборе номиналов промежуточных частот условие (2.9)
окажется неприемлемым, необходимо выбрать более сложную селектив.
36
ную снстему и определить новое условие
для выбора промежуточной частоты. Если
же усложненне селективной снстемы по
какнм-либо соображениям недопустимо,
следует рассМотреть вопрос о прнменении
двойноrо преобразовання частоты.
В прнемниках сантиметровых волн,
в которых требуемая чувствнтельность до-
стиrается без УСЧ, нецелесообразно с
целью сннжения промежуточной частоТЫ
НСПОЛЬЗОвать во входном устройстве по-
лосовой фильтр из N связанных окон-
туров, характеризующийся сравнительно
малым коэффициентом прямоуrольности
АЧХ. В прнемниках с УСЧ на ЛБВ такой
фильтр может быть включен на выходе
УСЧ. В этих случаях промежуточиую час-
тоту выбирают из условия
ч. G 10
40 GO .(
Рнс. 2.2. l.,бобщеииые кривые селек,
тнвностн полосовых фнльтров И3 N
связаиных контуров
'ПР1 :;;.. 'пр1(Д) 0,25х з . кdэ сч ,о, (2.10)
rде Х з . к Находят по rрафику (рис. 2.2).
Значения d эсч можно принимать в пределах 0,002...0,004.
Если в тракте СЧ приемника используется апериодическое входное
устройство и уСилнтель на Т Д, селективность по зеркальному каналу обес-
печивается одиночным КОнтуром с эквивалентным затуханием:
d эсч (1 а.) d эо ,
rде dЭО эквивалентное затухание резонаторов с учетом влияния источника
снrнала и наrрузки; а. коэффициент реrенерации усилителя (для режнма
больших усилений а. 0,8...0,9).
Условие выбора 'пр определяется формулой (2.10), rде Х К . 3 на ходится по
rрафнку на рис. 2.1, б.
Прн ИСПОЛЬЗОванин параметрнческоrо усилителя в формулу (2.10) сле-
дует ПОДставлять значенне d э сч, вычисленное по формуле
d эсч d эо (1 а.)/(I + dэо/d х ) ,
rде d эо и d x эквивалентные затухания сиrнальноrо и ХОЛОСтоrо КОнтуров
без учета реrенерации.
Если до преобразователя частоты включен только резонансный разряд-
ник, 'пр! определяют так же, как в случае одноконтурноrо входноrо устрой.
ства при d эсч 0,005...0,01.
Поскольку выбранное значение затухания dэсч может ОтличатьСЯ от
d э . п , необходимо вычнслить ослабление на rраницах полосы. Для этоrо по
выбранному значению d эсч вычнсляют обобщенную расстройку, соответ-
ствующую краям полосы пропускания тракта СЧ:
Хп сч П с/dэсчfо mln
37
и ПО rрафикам (рис. 2.1, а) находят наибольшее ослабление Оп СЧ' создавае.
мое эт им трактом.
Затем определяют 0606щенную расстройку для соседнеrо канала:
Х с . к Сч 2дfс. кХп СЧ/ П '
rде дf С . к расстройка для соседнеrо канала.
По rрафнку на (рнс. 2.1) находят мннимальное ослабленне соседнеrо ка.
нала в тракте СЧ. а с . к сч.
Выбор селективной системы тракта ПЧ
ОпРJделениз требовании к селективной системе. Селектнвная снстема
тракта ПЧ должна удовлетворять тре60ванням к полосе пропускання (с за-
данны\\ осла6лением на краях) н селектнвностн по соседнему каналу. Тре-
бовання к этой системе определяются тре60ваннями к прнемннку в целом
н завнсят от формы крнвой селектнвностн тракта СЧ. Допустнмое ослабле-
ние на краях полосы пропускання
. а п пч ап/ап сч'
а мннимальное требуемое осла6ленне по соседнему каналу
ас. к пч ас. к/ас. к сч'
rде а п и а с . к ослабленне на краях полосы пропускання и осла6ленне по
соседнему каналу для Bcero лннейноrо тракта прнемннка.
В прнемннках метровых н 60лее короткнх волн, а также в прнемннках
с очень узкнмн полосами пропускання (десятки нлн сотнн rерц) 06ычно по-
лоса пропускання тракта СЧ П с значнтельно шнре полосы пропускання
лннейноrо тракта П. Если Пс 3П' можно прннимать аппч==ап, ас.кпч
ас. к' В случаях, коrда значение а п не задано, пр инн мают а п == 1,4(3) дБ.
Соображения по выбору селективной системы. п'рн вы60ре селектнвной
снстемы тракта ПЧ не06ходимо учнтывать следующее. У снлнтелн ПЧ с одно-
контурны'ш каскадами, настроенными на одну частоту, характернзуются
простотой настройкн, хорошнмн переходной н фазовой характернстнкамн,
хорошей ста6нльностью АЧХ и ФЧХ прн нзмененнн параметров актнвных
элементов. Недостаткамн нх являются ннзкая прямоуrольность АЧХ н малое
предельное значенне пронзведення П КО, особе но при шнрокнх полосах про-
пускання. Такие уснлнтелн используются, еслн требуется не60льшое уснле-
нне (не более 103) прн невысокнх тре60ваннях к прямоуrольностн А Ч Х
(k п1со 5).
Уснлнтелн с двойкамн и троЙкамн взанмно расстроенных одноконтурных
каскадов прнменяют 06ычно только в шнрОj{ОПОЛОСНЫХ трактах ПЧ (П/f пр >
> 0,1) с 60ЛЬШНМ усилением (60льше 105) н относнтельно высокой прямо-
уrольностью А ЧХ (k n1oo > 2). 3тн уснлнтелн сложны в настройке н 60лее
чувствнтельны к нзмененню параметров актНвных элементов. Усилнтелн с
тройкамн взанмно расстроенных каскадов отличаются от уснлнтелей сдвой-
камн взаимно расстроенных каскадов лучшеЙ прямоуrольностью А 4Х н
60льшей широкополосностью.
38
Усилители с двухконтурными полосовыми фильтрами характеризуются
сравнительно высокой n рямоуrольностью (k n1co > 1,5) и хорошей стабиль-
ностью фl)РМЫ АуХ. l/ри увеличении связи между контурами ДПФ прямо-
уrольность АЧХ улучшается, однако при связи больше критической ухуд-
шается форма ФЧХ, усложияется настройка и усиливается зависимость
АЧХ и ФЧХ от' изменений параметров активных элементов. Коэффициент
усиления этих усилителей больше, чем усилителей с одноконтурными на-
строенными каскадами, но меньше, чем усилителей с одноконтурными вза-
имно расстроенными каскадами (при равных полосах пропускания).
Усилители с парами одиоконтурных и двухкоитурных каскадов, на-
строенных на одну частоту (смешанная схема), по своим показателям зани-
мают промежуточное положение между усилителями с- одноконтурными
настроенными каскадами и усилителями с ДПФ.
Наиболее высокая прямоуrольность А Ч Х достиrается в фильтрах со-
средоточенной селекции (ФСС) мноrозвенных LС-фильтрах, пьезокера-
мических, пьезоэлектрических, электромеханических фильтрах и фильтрах
на ПАВ.
Сопоставлять усилители с различными селективными системами из' LC-
контуров по коэффициентам прямоуrольности можно, используя данные
табл. 2.7 и 2.8.
Если требуется очень узкая полоса пропускания (десятки или сотни
rерц), применяют пьезоэлектрические фильтры, например кварцевые.
Выбор вида и количества селективных элементов при заданной nрОАежу-
точной частоте. В такой постановке возможны следующие варианты ра-
счета.
1. Заданы: полоса пропусканИя П при ослаблении на краях 3 :.f:: 0,2 дБ.
Требования по селективности не заданы. .
Выбрав вид и количество селективных элементов на основании приведен-
ных выше соображений, определяют по табл. 2.7 значение коэффициента
ф(N) и вычисляют эквивалентиое затухание контуров
d э пч == П-ф (N) f пр.
Если d э пч < d э miП' селективная система неосуществима, и следует вы-
брать друrую.
2. Заданы: полоса пропускания П, ослабление на ее краях а ппч , ослаб-
ление по соседнему каналу ас. кпч (или коэффициент прямоуrольност k па ).
В этом случае для выбора селективиой системы удобно воспользоваться rpa.
фиками (рис. 2.1). По rрафику (рис. 2.1, а) для заданноrо значения а п пч
и выбранной селективной системы определяют значение обобщенной расстрой-
ки для краев полосы пропускания Х[] пч и вычисляют необходимое эквива-
лентное затухание контуров тракта ПЧ:
d э пч == П /хп пч[ пр' (2.11)
Если d э пч < d э m!n' принимают d э пч == d э min. Затем вычисляют обоб-
щенную расстройку для соседнеrо канала
Хс. к пч == 26.[ с. к/dэ пчf пр (2.12)
и по rрафику (рис. 2.1, б) находят ослабление по соседнему каналу a . к пч,
которое достиrается при выбранной селективиой системе.
39
Таблица 2.7. Значения коэффициентов k п10 , k п100 , kп1000' Ф (N), е (N), qJ (N)
с
н
р
т
к
Вид с вязи, Число селективиых элементов N
расстрой- Коэффн,
Вид усилителя КИ, число циеит I ] I I I
I_С-коиту-
ров 1 2 3 4 5 6
С одноконтур- k п1о 10 4,8 3,8 3.4 3,2 3,1
ными каскада- k П100 100 15,5 8,9 6,9 6,0 5,5
ми, настроен- kп1000 1000 49 20 13 10 8,6
ными на одну
частоту ф(N) 1,0 1,56 1,96 2,3 2,58 2,86
. . e(N) 2,22 1,64 1,34 1,21 1,18 1,13
qJ (N) 1,0 2,41 7,55 28 117 545
С одноконтур- Критичес- k п10 3,2 2,2 1,94
ными взаимно кая рас- k п100 10,1 3,9 3,0
расстроен ными стройка kп1000 32 7,0 4,4
двойками каска-
дов ф(N) 0,71 0,88 0,98
е (N) 6,76 7,0 7,3
qJ (N) 1,0 2,41 7,5
Предель- k п10 2,32 1,67 1,54
ная рас- k п100 7,1 2,9 2,2
стройка kп1000 22 5,5 3,2
Ф (N) 0,32 0,48 0,55
e(N) 5,5 5,9 6,28
qJ (N) 0,55 - 0,64 0,93
одноконтур- Критичес- k п10 2,16 1,67
Ь\ми взаимно кая рас- k п100 4,64 2,5
асстроенными стройка kп1000 10,0 3,66
ройками кас-
адов ф(N) 0,5 0,58
qJ (N) 1,0 2,41
двухконтур- Критичес- k п1о 3,2 2,2 1;95 1,85 1,78 1,76
ыми каскада- кая связь k п1оо 10 4,0 3,0 2,7 2,5 2,4
и, настроенны- kп1000 32 7,0 4,0 3,6 3,2 3,0
и на одну ча-
ТОТУ ф(N) 0,71 0,88 0,99 1,07 1,14 1,2
е (N) 2.06 1,93 1,89 1,73 1,69 1,68
qJ (N) 1,42 3,1 7,77 21,1 61,3 187
Предель- k П10 2,32 1,67 1,54 1,48 1,45 1,43
ная связь k п100 7,1 2,9 2,2 2,0 1,85 1,8
kll1000 22 5,5 3,2 2,6 2,4 2,2
ф(N) 0,32 0,46 0,55 0,61 0,67 0,7
е (N) 2,02 1,71 1,7 1,69 1,67 1,5
qJ (N) 0,64 0,86 1,3 2,2 4,1 7,6
парами одно- Предель- k п1о 2,15 1,67 1,55
онтурных и ная связь k п1оо 4,64 2,5 2,2
вухконтурных в двух- kпlООО 10,0 3,67 2,87
аскадов контур-
ных кас- ф(N) 0,5 0,58 0,63
кадах qJ (N) 1,16 2,45 5,52
с
к
д
к
с
н
м
м
с
40
,
Таблица 2.8. Коэффициеиты прямоуrольности дчх k n100 и kn1000 ФСС
113 LC-KOHTYPOB
В
Число
S8eHbeB
0,1
0,2
0,6
0,3
0,4
0,5
2 6,7; 21 7,1; 22 7,9; 24 8,5; 26 9,7; 28 9,8; 31
3 2,9; 6,1 3,5; 7,4 4.2; 9 5,0; 10 5,2; 11 5,8; 13
4 2,2; 3,6 2,7; 4,5 3,3; 5,6 3,7; 6,4 4,0; 7,1 4,5; 8,3
5 1,9; 2,7 2,4; 3,5 2,8; 4,4 3,5; 5,0 3,6; 5,5 4,1; 6,6
6 1,7; 2,3 2,2; 3,1 2,7; 3,8 3,1; 4,3 3,3; 4,7 3,8; 5,5
Примечание. В == d o fо/П, rде d o затухание контуров ФСС; 'о средняя
частота полосы пропускания; П полоса пропускания при ослабленин на
Краях 3 дБ.
в случаях, коrда задан коэффициент прямоуrольности при ослаблении
в О' раз, в формулу (2.12) следует ПОДставлять значение расстройки:
дf с . к == 0,5k па П,
при которой селективная система должна обеспечивать ослабление О'с. к ПЧ ==
== 0'. Далее вычисляют обобщенную расстройку по формуле (2.12) и находят
ослаблен не по соседнему каналу, используя rрафик на рис. 2.1, б. Если
O' . к пч < О'с. к пч' необходимо выбрать более сложную селективную систему.
Если три ДПФ не позволяют получить требуемое ослабление по сосед-
нему каналу, выбирают большее количество и проверяют выполнение требо-
вания ослабления по соседнему ка-
налу по следующей методике:
1) определяют допустимое ослаб-
ление на краях полосы пропуска-
ния в одном ДПФ:
t:!r
О'т V О'п ПЧ; (2.13)
2) по rрафику (рис. 2.3) для О' т
11 выбранноrо значения параметра свя-
зи 11 '" 1 определяют обобщенную
расстройку х п пч и вычисляют мини-
мально допустимое эквивалентное за-
тухание контуров. d э ПЧ по (2.11);
если d э пч < d э min' принимают
d э пч == d э 1п;
3) вычисляют обобщенную рас-
стройку для соседнеrо канала по
(2.12) и по rрафнку (рис. 2.3) опре-
деляют ослабление по соседнему ка-
налу, которое обеспечивает один Рис. 2.3. Uооощеиные кривые селектив-
Д ПФ ности ДПФ при различиых значеииях пара-
о'с.к1; метра связи
6
5
2
103
5
2
102
50
20
10
5
2
О
0,2 0,5 t 2
5102050Х
41
4) определяют ослабление по соседнему каналу всей селективной систе-
мы тракта ПЧ O . к пч == o к l'
При O . к'ПЧ < Ос. К пч увеличивают значение 11 (в случаях, коrда
O . к ПЧ незначительно меньше Ос. к пч и 11 < 11 пред ) или количество ДПФ и
выполняют расчет сначала. Если количество ДПФ, необходимое для выполне-
иия требованиЙ ТЗ, оказывается по каким-либо соображениям Слишком боль-
шим, целесообразно применить Фсс. Данные некоторых серийно выпускаеМЫх
Фсс приведены в табл. 2.9 2.12. Количество звеньев N 3в Фсс из LC-
контуров можно определнть по табл. 2.8 для требуемоrо коэффициента прямо-
уrольности. Для этоrо необходимо вычислить значение коэффициента В ==
== fпр/Qк П 0,7' rде П 0,7 полоса пропускання Фсс по уровню 0,7; QK кон-
структивно выполнимая добротность контуров на частоте f ПР' Если N зв > 6,
необходимо выполнить РDCчет Фсс по методике rл. 5. Если коэффициент
прямоуrольнссти не задан, ero можно определить для заДанноrо ослаб.1ения
о == Ос. к пч по формуле
k Па == 2 fc. К/ П ,
Таблица 2.9. Основные параметры пьезокерамических фильтров
Селектив 3атухание Соrласующие сопро.
1'ивления, кОм, со
Средняя час. Полоса про. ность при В полосе стороиы
тата ПОЛОСЫ пускаиия на расстройке пропуска.
Тип ПРОПУСК3НИЯ, уровне 6 дБ, :1:.9 кrц, иня, дБ,
кrц кrц дБ, не ие более
менее источника I
сиrнала наrрузки
ПФIП-IМ 465 ,8 7...9,5 40 8 1,2 0,6
ПФIП-2 465 ,8 8,5.. .12,5 40 8 1,2 0,6
ПФШ-022 465:!: 2 10,5.. .14,5 26 9,5 2:!: 10% 2:!:10%
ПФIП-023 465:!: 2 8...11,5 40 9,5. 2:!: 10% 2:!: 10%
ПФШ-024 465:!: 2 8...11,5 35 9,5 2::t:1O% 2:!: 10%
ПФШ-025 465:!:2 8...11,5 30 9,5 2:!:10% 2::t:l0%
ПФIП-026 465:!: 2 7...10,5 26 9,5 2::t:1O% 2:!: 10%
ПФIП-027 465::t:2 8...11,5 35 9;5 2::t:1O% 2:!: 10%
ПФIП-041 465::t:2 4,6... 7,8 55 12 2:!: 10% 2::t:l0%
ПФIП-042 465::t:2 4,6...7,0 50 12 2:!: 10% 2::t:l0%
ПФIП-043 465::t:2 4,6...7,0 46 12 2::t:l0% 2::t:l0%
ПФШ-049а 1 0700:!: 100 150. ..200 10 0,33 0,33
ПФl П-049б 10700:!: 100 200...280 10 0,33 0,33
Примечания:
1. Неравномерность затухания в полосе пропускания фильтров ПФIП-049
не превышает 3 дБ, остальных фильтров не более 2 дБ.
2. Полоса пропускания фильтра ПФIП-049а на уровне 26 дБ не БOJJее
505 кrц, фильтра ПФIП-049б не более 585 кrц.
в некоторых случаях для выполнения жестких требований селективности
по соседнему каналу приходится сужать полосу пропускания тракта ПЧ дО
значений, близких к шириие спектра частот сиrнала, повышая требопання
к стабильности частоты rетеродинов и применяя АПЧ rетеродинов.
42
Таблица 2.10. Основиые параметры пьезоэлектрических фильтров
3атухание Соrласую.
Средняя час- Полоса про. I(оэффициет щие сопро.
тата ПоЛоСЫ пускания на пр ямоуrолЬ- в полосе 1'ивления При
Тип пропускания, YPOBHe 3 дБ, ности k п 1000' пропуска. на входе и меча.
кrц кrц ие более ния, дБ, выходе, ние
не бол ее кОм
ПФ2П-35 128 0,03 7,6 10 20
ПФ2П.36 128 0,15::!:0,02 7 14 5,6
ПФ2П.37 128 1,2::!:О,ОI 3 20 5,6
ПФ2П.174 100 О,05::!:0,01 6 18 0,5 1
ПФ2П.189 98.475 2,1...2,6 1,5 10
ПФ2П-190 101,525 2,1...2,6 1,5 10
ПФ2П-264-1 10000 11::!:3 8 6 5(0,25) 2
ПФ2П-264-2 10500 11::!:3 8 6 5(0,25) 2
ПФ2П-264-3 10500 11::!:3 8 6 150(400) 2
ПФ2П-266 465 О,9::!:0,07 9 10 5,6 1
ПФ2П-271 21900 50::!: 10 9,5
ПФ2П-276 10700 30 3 6 1,6 3
ПФ2П-293 5000 3,5 4,3 5 2,2
ПФ2П.325 10700 15 4 6 1,5 3
ПФ2П-379 10 700 18 3,6 6 1,5 3
ПФ2П-436 10 700 15 2,7 5 3,5 3
Примечания:
1. Полоса пропускання на уровне 1,5 дБ.
2. В скобках указано соrласующее сопротивленне на BЫXOД€.
3. Коэффицнент прямоуrольностн на уровне 80 дБ.
Предварительный выбор селективной системы в случаях, коада промежу.
точная частота не задана, Прн такой постановке возможны такне варнанты
расчета.
1. Заданы: полоса пропускання П, ослабление на ее кр:]ях 3 :.f:: 0,2 дБ
н коэффнцнент прямоуrольности k Па при ослабленнн о. В этом случае внд
н колнчество селектнвных элементов необходнмо выбрать, нспользуя данные
.табл. 2.7, так, чтобы коэффнцнент прямоуrольностн был не больше требуе-
Moro. Прн этом промежуточная чаСтота должна удовлетворять условню
!пр 2"": !пр 2 (д) == пф (N)/d э :niп'
(2.14)
rде Ф (N) коЭффнцнент, значення KOToporo прнведены в табл. 2.7; d эmiп
мнннмально осуществнмое затуханне контуров.
2. Заданы: полоса пропускання П, ослаблен не на ее краях ОП пч н ослаб-
ленне по соседнему каналу Ос.кпч' Для предварнтельно выбранной селектнв.
ной снстемы по rрафнку (рнс. 2.1, а) определяют значенне обобщенной рас-
стройкн для краев полосы пропускання Хп.пч и находят первое условне для
выбора промежуточной частотЫ:
!пр 2:> ! p 2 (д) == П /хп пчdэ min'
Затем для заданноrо значення Ос.к пч по rрафнку (рис. 2.1, б) находят
обобщенную расстройку для соседнеrо канала Хс.кпч н определяют второе
условне для выбора промежуточной частотЫ:
!пр 2"": !;р2 (д) == 2!!,!с. к/Хс. к пчdэ min'
43
= Q) М. м. <q <q <q
с:>." '" c-r ci
i:: '" м м м м
::c
Efij,, t::.:t::.: t::'t::'
@ .
I I I €:!- I c-rc-r I о о о
O;Qo
><
8=",;;1
о =
"
.."
"'''' БJ fj) 6i" 8 БJ
"
a о о о
/--. /--. /--. 00" о" о о
:r a:r c::r c::r ао м lQ
!:: /--. /--. ао lQ
.е-" :>i м
"'с:>. О о" о о о о о о о о о о о о о
о"
=
"',
.... .
"Ot:l
О с:>.!-о
",..
O I I I I , I I I I I , ф ф ф
Е-о ......I:( lQ "'" lQ
с:>.-н
"
"'''
u g-
...=
& Q)
::с о >. ао. /--..
:f O /--.. /--.. Ф I I I I
gl.8 м м
.e-:>i", "
Б.Gg::С
=o'"
'"
t:I
,"" lQ lQ ао
8. lQ lQ м
Ф. м м . . C'J. . о ф ао
= м о" ф о
..'" о о" о' о о о о :
,,'" .q, +1 tI +1 tI +1 tI tI tI +1 CD. c-i +1
о'" lQ lQ М М Ф
а: м м м м м м о еЮ ci
м м ...: lQ
i:: ci c-r
=
о..
Er$ lQ . lQ
lQ lQ О о.
G E о о о о
с:>."1': о" о' +1 +1 о +1 tI ,
() ::с\о :::t: I I tI , +1 +1 , I , I I
.. lQ lQ lQ
";;I5 м /--. Ф М М
E-o::col:( О о;- о;- о о о;- о
00 о ф ф о о ф о
Е-о o.::S:C'I':I lQ lQ lQ lQ
"ос:>.
....'"
::r"
ё
"о", Ю. Ю. Ю. Ю-
a ::1 о о I о' I I I I I I о
U'--' +1 +1 +1 tI +1 +1
'" »'"
"'''' о о \2 lQ lQ lQ
,,"о О О Ф Ф Ф
с:>.0с:>. lQ lQ "'" "'" "'" "'"
u"'"
lQ
М М М
С:О U ::r: ci c-r м м м м
F' м м м :i:: с:6 с:6 :i:: с:6 О. Ф Ф
?: 6 6 6 о о о о О ..6 ..6 \2
о о о о о о о О Ф Ф
'9 '9 '9 lQ '9 lQ '9 '9 u "'" "'"
"'" q q q с: с: с: с: t::: t::: u? u? u? <9
о
о о ф ф ф q q q q q q с: с: с: t:::
е е е -е -е -е -е -е -е -е -е -е -е
(1) (1)
(1) (1) (1) (1) (1)
'"
Q
Q,
...
.а
:s:
-&
><
:s:
..:
<.>
Q,I
,.
:s:
:t:
c;s
><
Q,I
::;
Q
Q,
...
..:
Q,I
">
о)
:а
Q,
...
Q,I
::;
c;s
Q,
c;s
с
:s:
'"
Q
:s:
<.>
Q
.....
.....
""
cj
;:j"
::!
":
\о
cj
....
44
0909(1)(1)(1)
о
Q,
...
,Q
:s:
-&
i2
:s:
:t:
Q,I
:r
i2
..:
'"
»
:s
о
:t:
<:
о
[;)
:t:
Q,I
:s:
s'
i2
;>.
'"
...
u
...
Q,I
'"
...
о
о
u
o:t
О
. . .
I
g;мф i2
I I ;а
:t: О
"'t>::t>::Q,
:a;;;
:t:<'<1<'<10
Q,I":..:c
=tUu
'" ;>';>':t:
'" С t:: ...
:;:оои
Q,Q,o.O
t:: t:: t:: :t:
,Q
>< :а :а <:
C\SUuO
О о j:.."
\0<:<:>'
0000
..: t:: t:: :S
и. t>::
<'<1<'<1""
C:O......t::
'" '"
. :r :r е--
......UU::r;:
... ... Q,I
'. о 0:>=
,Q,Q::r
:х: :t: '" :S:
Cj"''''-&
","''''-&
Q;)oocn
..". о.. о.. о
;>.,;>.,
t:>.
t::c-iм"':
(1)(1)
Средияя Коэффнциент Затухание Неравномер- Звтухвние
Полоса про. иость затухв- вне полосы
чвстотв про- прямоуrоль- 8 ПоЛОС€' пр ). чвстот
пусквния. пусквиия. иости k n 100' пусканиЯ, ния 8 полосе Пk п 100' дБ.
мrц Mru не ()олее дВ. не более пропускания,
дВ. не более не "",ен ее
10,7 0,38 1,5 20
140 40 20 0,1 40
168 12 1,2 14
225 6 10 0,3 60
287 6 10 70
300 40 6
306 40 1,35 17 0,6 60
328 3 2 5 0,5
920 30 - 1,6 34 50
Таблица 2.12, Основные параметры фильтров на ПАВ
Если f 2 (Д) < f p 2 (д), выбраиная селективная система позволяет вЫ!ЮJI:.
иять требования к полосе пропускания и селективности по соседнему каиалу.
В противном случае необходимо выбрать более сложн ую селективную систему.
Если даже при трех ДПФ f np 2 (д) > { p 2 (д), выбирают большее количество
ДПФ и проверяют выполнение требований по следующей методике;
1) определяют допустимое ослабление на краях полосы пропускания
в одном ДПФ по формуле (2.13);
2) по rрафику (рис. 2.3) для а пz и выбранноrо значения 1] <.1 опреде-
ляют обобщенную расстройку ХПI и находят первое условие для выбора про-
межуточной частоты
f пр 2 > f p 2 (д) == п /хпzd э rnln;
3) определяют требу Moe ослабление по соседнему каналу в одном ДПФ
/
ас. к 1 == V ас. к ПЧ;
4) по rрафику (рис. 2.3) для ас. к 1 определяют обобщенную расстройку
Х с . к 1 И иаходят второе условие для выбора промежуточной частоты:
f пр 2 <- f p 2 (д) == 2М с. к/Хс. к 1 d э rnln'
Если f p 2 (д) < f p 2 (д), выбранное количество ДПФ удовлетворяет тре-
бованиям. В противном случае увеличивают количество ДПФ или значение fJ
(при 1] < 1]пред) и выполняют расчет сначала. В случаях, коrда количест.
во ДПФ по каким-либо соображениям слишком велИКО, применяют ФСС. Ме-
тодика расчета ФСС приведена в rл. 5.
Расчет ослабления по промежуточной частоте
Ослабление помехи по промежуточНОЙ частоте апр зависит от вида, коли.
чества селективнЫХ элементОВ и затухания контуров в тракте СЧ, а также от
иомииальноrо значения промежуточной частоты. Значение ослаблеиия мож-
ио определить по rрафикам (рис. 2.1, 6), вычислив предварительно обобщен-
ную расстройку по формуле
Х пр == (f пр l/fo fo/f np 1)/d э СЧ'
45
rде 10 частота настройки приемника, для которой в ТЗ oroBopeHo требуе-
мое ослабление по промежуточной частоте,
Если эта частота ие указана, принимают такое значение 10' при котором
ослабление на частоте I пр1 будет иаИменъшим. Если выбрано лреобразование
частоты с переносом спектра частот прииимаемоrо сиrнала ниже минимальноЙ
частоты поддиапазона, следует прииять 10-== 10 mln С переносом выше макси.
мальной частоты поддиапазоиа 10 -== 10 mвх' Если по поддиапазонам и в пре-
делах поддиапазона значение 1 пр 1 изменяется, при переиосе спектра частот
вниз следует выбрать значение 10' при котором оТИошение ' пр 1/10 максималь-
но, а при переиосе спектра вверх значение 10' при котором 1 пр l/f о мини-
мально.
Для мноrодиапазонных приемников, в которых промежуточные частоты
изменяются при переходе с одноrо поддиапазоиа на друrой, подобные рас-
четы необходимо выполнять ДJIЯ каждой промежуточной частоты.
Если найдеиное ослабление (рис. 2.1, б) будет меньше iребуемоrо, сле-
дует выбрать более сложную селектиниую систему тракта СЧ и ВЫПОЛНИть
все расчеты сначала. В некоторых слуqаях, иапример, в радиовещательных
приемниках, дополнИтельное ослабление по промежуточной частоте полу-
чают, включая ДОполиительный режекториый фильтр, настроениый на про-
ыежуточную частоту, Режекторный фильтр с одИиочным колебательиым кон-
туром позвоЛяет получить дополнительиое ослабление по промежуточной
частоте в 20...25 раз, а при вКлючеиии ero в цепь обратиой связи в 30...
35 раз.
Окончательный выбор количества преобразований частоты
и промежуточных частот
Если в результате расчетон, проведеиных при определении структуры
лИнейноrо тракта по требованиям селективности по соседнему и зеркальному
каналам, окажется, что минимальио допустимое зиачение Первой ПЧ
I пр 1 (д) меньше максимально допустимоro значения второй ПЧ I пр 2 (Д), то по
этим требованиям приемник мОЖет быть вЫПОлнен с одним преобразованием
частоты. При этом номинальное значеиие ПЧ следует выбрать в интервале от
Iпр l (д) до 1 пр 2 (Д)' Если же по каким-либо соображениям необходимо ДВОЙ.
ное преобразование частоты, номинальные значения первой и второй ПЧ дол-
жиы быть выбраны так, чтобы это не противоречило остальным требованиям.
При 1 пр l (д) > 1 пр 2 (д) необходимо двойное преобра30вание частоты, если
нежелательно усложнеиие селективных систем линейноrо тракта. В этом слу-
чае 1I0мииальное значение первой ПЧ выбирают больше 1 пр l (Д), а второй ПЧ
Меньше 1 пр 2 (Д). Если же 1 пр 2 (д) лишь HeMHoro меньше 1 пр l (Д), двойноrо
преобразования частоты можно избежать, выбрав более сложную селективнуlO
систему тракта ПЧ или тракта СЧ. При этом придется выполнить сначала со-
ответствующне paCqeTbl, добиваясь выполнения условия ' пр 1 (д) -< ' пр 2 (Д).
В приемииках с двойным преобразованием частоты образуется специфиче
ский побочный канал приема на частоте I з . к2 -== 'с 2/пр 2' называемый зер-
кальным каналом BToporo преобразования частоты. Можно lJQказать, что ча-
46
\.
сто та {3. К 2')юсле BToporo преобразования становится равной {rp 2' Посколь-
ку обычно 2{ пр 2 « f С' хорошая фильтрация сиrнала с частотой f з. к 2 до пер-
Boro преобразователя частоты затруднительиа. Поэтому, требуемое ослабление
по зеркальному каналу BToporo преобразоваиия частоты необходимо получить
в тракте первой ПЧ. ДЛЯ этоrо тракта f з . к2 преобразуется в частоту {пр 1+
+ 2f пр 2' Следовательно, селективная система тракта первой ПЧ должна
ослаблять сиrналы с этой частотой в задаииое число раз.
2.6. Определение структуры линейноrо тракта
по требованиям к усилениlO
Выбор преобразователя частоты и детектора
Выбор преобразователя частоты. Требования, предъявляемые к преоб-
разователям частоты, определяются иазначеиием и rруппой сложности при-
емника. При выборе нелииейноrо элемеита для смесителя, схемы ero вклю-
чеиия и режима необходимо учитывать диапазои частот принимаемоrо сиr-
иала 11 требования в отношении коэффициента шума. Для некоторых прием-
ииков, например измерительных и профессиональных связных, иаиболее
важнЫМ является требование к линейиости амплитудной характеристики.
Это требование лучше Bcero выполияется при квадратичном характере про-
ходной характеристиКИ иелинейноrо элемента. Такую проходную характе-
ристику имеют полевые траизисторы. Режим транзистора следует выбирать
по характеристике крутизны, которая должна быть линейНОй на рабочем
участке.
В радиовещательных приемниках целесообразно выполнять преобразо-
ватели частоты на ИС, в приемииках саитиметровоrо диапазона ИСПОJIЬЗУЮТСЯ
смесители на полупроводниковых и туннельиых диодах, которые характери-
зуются наиболее низким коэффициеитом шума. При высоких требованиях
ослаблеиия на выходе. смесителя иеиспользуемых компоиентов преобразова.
ния (измерительные, профессиоиальные связные и друrие приемиики) приме-
няют балансные и кольцевые схемы преобразователей частоты (см. rл. 7),
в которых нелинейнымИ элементами являются полупроводниковые диоды.
Допустимое значение напряжения сиrнала на входе преобразователя
частоты, при котором нелинейные искажения не превосходят заданноrо уров-
ия, можно определить по формуле
и 8Х. ДОП и шDпр'
rде UШ напряжение собствеиных шумов, приведенное ко входу преобразо-
вателя; D n р динамический диапазои преобразователя.
Современные преобразователи частоты на биполярных транзисторах
имеют динамический диапазон до 50.. .60 дБ, на полевых до 90. ..100 дБ
и более, кольцевые и балансные иа полупроводниковых диодах до 120...
130 дБ. Бели нет данных о динамическом диапазоне преобразователя, при
ориентировочных расчетах структурных схем профессиоиальных приемНИКОВ
можно принимать допустимое напряжение сиrиала на входе первоrо смеси-
теля иа полевом транзисторе равным 200...500 мкВ, иа биполярноМ транзи-
сторе 30...40 мкВ, на входе BToporo смесителя 2...5 мВ и 300...400 мкВ, со-
ответствеино. Для радиовещательных приемников эти значения MorYT быть
47
превышены. На вход кольцевоrо преобразователя частоты на полупровод-
никовых диодах можно подавать напряжения сиrнала до 0,5 В. Однако для
уменьшения нелинейных искажений нужно стремиться к уменьшению уров-
ня сиrнала на входе преобразователя.
Выбор детектора В современных приемниках в качестве деТеКторОJil
непр рывных сиrналов с АМ и импульсных сиrналов в ОСНовном использу-
ются ПОЛУПРОВОДниковые диодные детекторы, работаюшие чаще Bcero в ли-
Нейном режиме. При расчете структурной схемы можно полаrать коэффи-
циент передачи диодноrо детектора равным 0,6.. .0,8. Напряжение сиrнала
на входе TaKoro детектора ДЛя обеспечения линейноrо режима должно быть
не менее 0,5...1 В, в зависимости от типа применяемоrо Диода. При расчете
радиовещательноrо приемника можно принимать напряжение на входе Де-
тектора 0,05...0,5 , в зависимости от rруппы сложности приемника.
Для детектирования сиrналов с АМ и ОБП используются балансные
и кольцевые детекторы на диодах, которые работают по тому же принципу,
что и преобразователи частоты. Напряжение сиrнала на входе таких детек-
торов должно быть не более 20. ..40 мВ, напряжение несущей частоты в сред-
них точках схемы должно составлять 1...2 В, коэффициент переда'!и дОЛжен
находиться в пределах 0,4...0,6.
В приемниках сиrналов с ЧМ дЛЯ демодуляции сиrналов применяют час-
тотные дискриминаторы (ЧД), дробный детектор (ДД) и детектор совпаде-
ний (45). Простой ЧД с взаимно расстроенными контурами используют
в приемникахчастотно-манипулированных сиrналов ЧТ и ДЧТ, в прием ни-
ках мноrоканальных спутниковых и тропосферных радиорелейных линнй
:вязи. При приеме непрерывных сиrналов с ЧМ используются ЧД со связан-
ными. одинаково настроенными контурами, ДД и детектор совпадений.
Крутизна характеристики ЧД со связанными контурами достиrает 10...
30 MB/Kru, ЩJобноrо детектора 4...6 MB/Krn. Частотному дискримина-
тору должен предшествовать оrраничитель амплитуды. Амплитуда напряже-
иия сиrнала на входе оrраничителя на биполярном транзисторе должна быть
не менее 0,5...1 В, в зависимости от типа транзистора. Напряжение на входе
транзистора ДД должно быть не менее 30...50 мВ.
При детектировании колебаний с ФМ Используются балансные и кольце-
вые фазовые детекторы на ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ диодах, отличающиеся малым
уровнем комбинационных колебаний на выходе. На вход таких детекторов
необходимо подавать напряжение сиrнала порядка 50...100 мВ. Коэффи-
циент передачи можно принять равным 0,5. В интеrральных схемах применя-
ют ключевой фазовый детектор (120).
Распределение усиления по трактам
При распределении усилении в тракте приемника необходимо учитывать
два противоречивых условия:
а) для умеиьшения коэффициента шума приемника следует стремиться
к увеличению усиления во входном устройстве и первых каскадах УСЧ;
б) для ПОВЫшения мноrосиrнальнпй селективности усиление первых
каскадов дплжн() быть небольшим, чтобы амплитуда сиrнала (полезноrо
и мешающеrо) не превышала диапазона линейности пеРВоrо, BToporo и т. Д.
каскадов до фильтра основной селекции в тракте последней ПЧ.
Усиление мощности в первом, втором и последующих каскадах должно
лишь несколько превышать минимально необходимое значеиие, при котором
коэффициент шума приемника за счет каждоrо последующеrо каскада воз-
растает примерно на 10 %. При этом с иебольшим запасом будет обеспечи-
ваться требуемая чувствительность приемиика, оrраниченная собствеиными
шумами.
Если в ТЗ oroBopeH требуемый динамический диапазон приемника, то
при ра<.:чете структурной схемы вначале распределяют усилеиие между трак-
тами СЧ, первой и друrих ПЧ, трактом ЗЧ, учитывая допустимые уровни на
входах каскадов, разrраничивающих эти тракты.
1. Усиление в тракте СЧ должно быть оrраничено и, если нужно, pery-
лироваться в зависимости от уровня сиrнала в антенне так, чтобы иапряже-
ние сиrнала на входе первоrо преобразователя частоты не превышало допу'
Стимоrо значеиия. Максимальный коэффициеит усиления тракта СЧ
К сч mвх == (5. .. ]0) v Шпр/Шусч'
rДе Шпр и Ш усч коэффициенты шума преобразователя частоты и УСЧ,
соответствеи но.
Если Динамический диапазон первоrо преобразователя частоты D пр]
меньше требуемоrо динамическоrо диапазона приемника D, иа входе прием-
ника должен быть установлен аттенюатор с максимальным ослаблением
Квт mвх == D/Dnp l'
В случаях, КоrДа зиачение D прl неизвестно, моЖно воспользоваться фор.
МУJЮЙ
Квт таХ == Ел рКусчD/Uвх. пр] (Д),
rде U ВХ. пр 1 (д) маКСимально допустимое напряжение на входе nepBoro пре-
образователя частоты; Е Ар чувствительность приемника.
Количество ступеией аттенюатора
N BT == Ig KaTmBx/lg Квт],
rде Кат] коэффицяент ослабления одной ступени аттенюатора. Часто при-
НИмают К ат1 == ] О.
2. Усиление в тракте первой ПЧ также должно быть оrраничено на-
столько, чтобы напряжение иа входе BToporo преобразователя частоты (сиr-
нала на частоте настройки и помехи, ослабленной предшествующими селек-
тивными системами) Не превышало допустимоrо значеии я U аХ. пр2 (Д) .
Максимальный коэффициент усиления тракта ПЧl
К пч 1 твх == U вх. пр. 2 (Д)/и ах пр. 1 (Д).
Практически К ПЧl обычно не превышает 20.
3. Усиление в тракте Второй (основной) ПЧ должно обеспечивать пплу-
чеиие на входе детектора или оrраничителя амплитуды напряжения, Доста-
'l"ОЧНОrо для работы' этих каскадов в выбранном режиме. Минимальное значе-
ние коэффициента УСИJIення тракта второй ПЧ
КПу' 2 шllJ == i aIJUBX. ,,/J/2ЕлрКсчКпч l'
49
rде k зап коэффициент запаса усиления в линейном тракте, необходимоrо
для компенсацни уменьшения усиления вследствие старения элементОв, из-
менения режимов питания и внешннх условий. Обычно принимают k зап ==
== 5...10, причем большие знаqення соответствуют приемннкам высокой чув-
ствительности.
4. Усиление в тракте после детектора должно обеспечивать нормальную
работу оконечноrо устройства. Если оконечное устройство управляется на-
пряжеинем, номинальное значение KOToporo И вых . Н задано, коэффициент уси-
ления тракта после детектора
К == k зап И ВЫХ. н/И еых. д'
rде Ивых. Д ВЫХОДIlое напряжение детектора; k зап коэффициент запаса,
выбираемый в пределах 2.. .5.
Если же к оконечному устройству необходимо подводить определенную
мощность, выбирают соответствующую схему оконечноrО каскада, тип актив-
иоrо элемеита и определяют необходимую амплитуду напряжени я И ВХ. 01< на
входе этоrо каскада. Необходимый коэффициент усиления от выхода детек-
тора до входа оконечноrо каскада
К == И ВХ . о"kзап/Иеых. Д'
Если в ТЗ не oroBopeH требуемый динамическнй диапазон приемннка,
усиление в тракте СЧ выбирают максимально возможным, которое может
быть достиrнуто при выбранной структуре тракта по требованиям чувстви-
тельности и селектнвности по зеркальному каналу (см. п. 2.3 и 2.5). В этом
случае необходнмое усиление тракта промежуточной части (от входа Первоrо
преобразователя частоты)
К пч miп == И ВХ . Дkзап/ЕлрКсч,
Для приемников с внутренней (встроенной) антенной значение Е Ар
определяют по формуле
Е Ар == $EAph A ,
rде $Е Ар чувствитеJIЬНОСТЬ приемника, заданная напряженностью поля; h A .
действующая высота антенны.
Если чувствительность приемннка задана мощностыо на входе приемника,
Е Ар == V 'АРЛр '
Выбор количества каскадов усиления
На этапе разработки структурной схемы приемника количество каска-
дОВ УСЧ опредеJIЯЮТ в процессе выбора структуры тракта СЧ по требова-
ииям ЧУВСТВИТеЛЬНОСТИ и селективности. Общий коэффицнент уснления трак-
та СЧ
NСЧ
К сч == КВУКУСЧ'
rде К ву коэффициент передачи входноrо устройства; К усч коэффициент
усиления каскада УСЧ; N сч чнсло каскадов УСЧ.
Коэффициеит передачи входноrо устройства приемников с фикснрован-
иой настройкой можно вычислять в первом приближении по формуле
К ВУ ",. 1 /f!d 3 СЧ'
50
Таблица 2.13. Значение коэффициента р. для входных устройств
Вид входноrо устройств"
J.1
Вид аКТИ8ноrо элемента
в УСЧ
Одноконтурное
То же
Двухконтурное при рапной доброт-
ности контуров
Волновод или коаксиальная линия
с затуханием d, дБ
Полевой транзнстор
Биполярный транзистор
Полевой транзистор
10
100
100+1']2)1']
100 (1 + 1']2) 1']
I/V I0 0 . ld
Биполярный транзистор
Здесь f..l коэффициент. определяемый по табл.' 2.13. rДС 1'] параметр
связи между контурами ДПФ.
КОЭффициент усиления каскада УСЧ можно принимать равным коэффн-
циенту устойчивоrо усиления КУСТ' который определяют по формулам, при-
веДенным в табл. 2.14.
ъ
Вид КаСКада усилителя
Схема включения АЗ
Таблица 2.14. Формулы для расчета Куст
Куст
На полевом транзисторе
С обшим НСТОком
С обшим затвором
С обшим эМИттером
С обшей базой
На биполярном транзисторе
Каскодный на полевом тран-
зисторе
f[a биполярном траНЗисторе
0,42 V 5 1 2 лf сСсз
О,I 5/2лfсСси
V O,21 V 21Э 111 V 12Э l
VO.25 i V 2IБ j/\ У 21в I
0,425
2лf с V C C3 (ССЗ+ СИЗ>
0,42 \ V 21Э I
VI У 12Э IIV I2э + V 22Э I
В приемниках с переменной настройкой коэффициент усиления тракта
СЧ нзменяется в пределах ПОДДllапазона и при переходе с одноrо поддиап -
зона на друrой. Характер Изменен и я К сч в пределах поддиапазона зависит
от схемы контуров и вида элемента перестройки. Необходимо вычислить
значения К ВУ и К усч для трех частот (крайних и средней) caMoro высокоча-
CTOcTHoro поддиапазона. затем определить минимальное значеНИе К сч . кото-
рое Используется в последуюших расчетах. Формулы для расчета К ву
и К УСЧ приведены в табл. 2.15. Значения Куст Аеобходимо рассчитывать
на максимальной частоте поддиапазона. если контуры перестраиваются кон-
денсаторами или варикапами, и на мииимальной при перестройке контуров
вариометрамн.
В приемниках с УСЧ на ЛБВ, туннельном или параметрическом диодах
максимально осушествимый коэффицнент усилення мошности в тракте СЧ
Кр СЧ == Кр фК р ByK УСЧ'
51
<о
111
'"
...
O:SI
Q
со
'"
...
;:.,
Q
...
Q
=
о=(
111
=
:r
=
8-
'"
=
..s
'"
=
'"
=
i2;
!»
tllCI;
i:1
='"
IO:
=...
>.
Q..s
!ё
i
gi
:
'" tII
ii;!
;,=
Q
CII
о:;
11(
:в
о:;
;:.,
J!
со
с..;
;:r
;s
00:
\Q
(..,
52
..
11:
О
'"
..
1:
..
'" '"
.....С)
g
..
..
о
..
u
..
::r
"
..
11
"Т;jf1>
.......
о
ci
f1> f1>
"т;j "т;j
....... ----
о
" о
о "
о
'"
J
f1>
"т;j
----
с")
о
ci
::!! '"
О с..
с.. ;>,
О '"
'" =
'" О
= 10:
О
'"
а;
о.
..
:!i
"
"
u
a
=а .а о..
8. g
t
,Q ",:>:
'8 :I:
:I:
О
0;><:
:s:
с;
:s:
g.E
;J.Ё.
t>:r-.
ci
v;
a 08
:I: :I::S:
,.Q '" с..
с; :s: с;
со f-ID::S;:
:: О
() ;>,:>:
"t:I:
:I: ct}
:s:!;;
'"
() ()
':s:
11)
:s:
:I:
::
с;
u
ot
..
Id
u
..
:.:
, 11)
с..о
;>':I:O
...."t'"
:I:Ofoo
O ()
t:c::: r;QD::S;:
О О
:I:a;
"t O ()
O:I:;'"
"Т;jf1>
.......
о
о"
f1>
"т;j
----
о
ci
"Т;jf1>
ot
"
-<с
.......
f1>
"т;j
ct
"'1:
-<с
.......
+
ot
1:
:::.
ф
о
о
о"
+
ot
"'1:
-<с
;:с
о
о
ci
ot
1:
-<с
f1>
"т;j
----
с")
о
о"
ct
1:
-<с
f1>
"т;j
----
о
о"
'"
с..
;>,
....
:I:
О
10:
.:s:
О
.:s:
8.g.
foo 11)
:I: :s:
с..
'"
() '"
':s:
о::!!
о
.:s: с..
8.g
foo
:I:
:I:
:I:
О
()
>g
,.Q
'"
t>:
'"
О
.::
О
:I:
foo
()
О
::!!.:s:
а; О
а; :I:
:I: :I:
lii
() ()
f1>
О
ci
"Т;jf1>
----
о
ci
'"
"т;j
----
с")
о
ci
'"
с..
;>,
....
:I:
О
'"
с..
;>,
....
:I:
О
.:s:
о
.а ::!!
о о
с..с..
tJ
'" ::!!
:I: О
:s:
с..
'"
() '"
ct
"
-<с
----
..
u
)"
00
ci
..
u
>.
'"'?t
"
-<с
----
00
ci
+
'"'?t
1:
-<с
.......
q
+
'-"
..
u
>.
L1)
о"
'-"
..
u
>-
L1)
ci
..
u
>.
ct
1:
-<с
.......
..
u
>.
q
'"
с...
;>,
foo
:I:
О
'"
с..
;>,
....
:I:
О
.:s:
о
. ::!!
00
с..с..
tJ
'" ::!!
:I: О
:s:
с..
'"
() '"
О а =а
_; 8-
00
c..foo
....
'IO
:I:"t
:I:
о
()
11)
с..
О
foo
()
:s:
'"
:I:
'"
с..
foo
'"
:I:
::!!
:Q
,.Q :I:
с; '" ::!!
11)00
.... :I: с..
:s: :I: ;>,
C;"tfoo
:I:O:I:
U О
>.>()IO:
о
о
со
00
)
а;
"t
О
::
"t
::!!
О
:I:
,.Q
С;
а;
:I:
:I:
;>,
foo
'"
:I:
.::
::
10:
u
11)
:r
:I:
с..
foo
а;
::!!
'"
с..
'"
с;
rде К рф . К рву и К русч каэффициенты усиления (передачи) Мощности
ВОЛНОВОДноrо (Фидерноrо) тракта, входноrо УСТРойства и каскада УСЧ, соот-
ветственно.
Выходное напряжение преобразователя частоты на полупроводниковом
ДИОДе
U вьпl . пр == VPAoK p счКр пр/gеых. ПР'
rде К рпр коэффициент передачн мощности преобразователя частоты;
gвых.пр активная составляюшая выходной проводимости преобразователя
частоты (обычно gвых.пр == 3 ... 4 мСм).
Активные элементы дЛЯ УПЧ выбирают в соответствии с рекомендация-
ми, изложеннымн в rл. 5. Если приемник ВЫполняется без УСЧ, следует учи-
тывать требования в отнощении коэффициента щума (см. п. 2.3).
Минимальная емкость контуров, необходимая для стабильности АЧХ
УПЧ при смене активных элементов
C Kmin == !J.Cfnp6 (N)/П,
rде !J.C средневероятностный разброс емкостей активных элементов;
6 (N) функция, зависяшая от вида селективиой системы (см. табл. 2.7);
П полоса пропускания УПЧ.
Единичный коэффициент усиления одноконтурных каскадов
Кед == S/2n ПС кm1п ;
двухконтурных каскадов
Кед == S/2nП J/ С К1 min C K2 min'
rде С к min' С К1 т1п и С К2 т1п минимальные значення емкости одиночноrо
контура, первоrо и BToporo контуров ДПФ, соответственно; S крутизна
проходной характеристики активноrо элемента.
Максимальный осуществимый коэффициент усиления одноrо каскада
на средней частоте полосы пропускания
ZY-
КО твх == К ед / <р (N),
rде <р (N) функция, зависящая от вида селектнвной системы (см.
табл. 2.7).
Количество каскадов N принимают из расчета селектнвной системы
(п. 2.5). При КО тах > Куст принимают Ко тах == Куст'
Коэффициент усиления (передачи) каскада с ФСС определяют после рас-
чета ФСС по методике, приведенной в rл. 5.
Общий коэффициент уснления тракта ПЧ
К пч == Кпрк ;;;1х'
rде К пр коэффициент передачи преобразователя частоты,
Если преобразователь частоты выполнен на таком же активном элементе,
\сак и каскады УПЧ, и ero наrрузкой является селектнвный элемент, приме-
53
няющнйся В УПЧ, коэффнцнент уснлеиия тракта ПЧ (преобразователь час.
тоты и УПЧ)
f(пч >::: o,25K тах'
Прн этом количество каскадов УПЧ N упч == N 1.
Если полученное зиачение К пч меиьше требуемоrо, увеличивают колнче.
ство каскадов. Чтобы не умеиьшать полосу пропускаиня тракта, целесооб-
разно прнменять апериодические нли широкополосиые селектнвные каска-
ДЫ, с помощью которых достнrается иеобходимое уснленне.
rлава з
ПРИМЕНЕНИЕ ЭВМ ПРИ ПРОЕКТИРОВАНИИ УЗЛОВ
ПРИЕМНО.УСИЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Целесообразность примеиення ЭВМ прн проектнроваинн как отдельных
узлов, так н приемно-уснлительиых устройств обусловлеиа двумя факторамн.
Прежде Bcero, для расчета подаВЛЯющеrо большннства узлов таких устройств
разработаны достаточио подробиые методнки формульиых расчетов, допус-
кающие нх изложение на алrорнтмнческом языке практнчески любоrо
уровня. С друrой стороны, в рЯде случаев требуется выбор HeKoToporo ва-
рианта параметров cxeMHoro решеиня, УДОВЛетворяющеrо определенному
крнтерию оптимальности, что реалнзуется с применеиием развнтых методов
оптнмизации целевых фуикций.
Ниже приведеиы иекоторые проrраммы расчета, орнеитированиые на
flрнменение в операционной системе ОС ДВК дЛЯ вычислительных коМплек-
сов, реализованиых на микро-ЭВМ «Электроиика-60» (или В системе РАФОС
дЛЯ мини-ЭВМ СМ-4 (74J). Характеристики проrрамм приведеиы в табл. 3.1.
Ввод нсходных данных в большинстве проrрамм осуществляется в диалоrо-
вом режиме с пульта оператора (клавиатуры ЭВМ). Спецнфика транслятора
с языка ФОРТРАН в ОС ДВК позволяет реализо!3ать такой режим достаточ-
но просто (в отличие от систем ОС или ДОС ЕС), прн этом обеспечивается
также вывод результатов на экран дисплея.
Вывод резулы'атов осуществляется также на накопитель на rнбком Mar.
иитном диске (в файл типа DA Т), либо на печатающее устройство по зап росу
проrраммы. Первый вариант является более предпочтительным, поскольку
при этом можно в любое время после работы проrраммы получить распечатку
результатов в иужном количестве экземпляров.
Во мноrих случаях весьма ииформативиым является представлеиие ре-
зультатов расчета в виде rрафиков. Последиие две проrраммы (точнее, под-
проrраммы типа SUBROUТlNE) обеспечивают построеине rрафнков на
экраие алфавитно-цифровоrо дисплея (иапрнмер, 15ИЭ) с помошью отдельиых
символов подпроrрамма GRAFP, а также на экране спецнальноrо rраq,и-
ческоrо дисплея МС 7401 подпроrрамма PLOT.
54
Проrрамма I
FIL ТЮ,
rлава 5
FIL TR2,
rлава 5
FSS,
rлава 5
AMPLIF.
rлава 6
SOP,
rлава 7
DOP,
rлава 15
REL,
rлава 15
GRAFP,
r лава 7
PLOT
Назначение nporpaMMbI
Таблица 3.1. Характеристики проrрамм
Ввод нсходных
данных
Синтез цифровоrо КИХ-фильтра
методом взвешивания. Тип
фильтра: с нечетным числом от-
водов (L== 1); с четным чяслом
отводов (L==2).
Тип окна:
прямоуrольное (M==I);
Хэмминrа (М==2);
Кайзера (М==3).
Синтез цифровоrо БИХ-фильтра
методом билинейноrо преобра-
зования. Используются коорди-
наты полюсов аналоrовоrо
НЧ -фильтра-прототипа
Синтез ФСС типа III4 по ха-
рактеристикам (Co(JCTBeHHoMY
затуханию и характеристическо-
му сопротивлению) элементар-
Horo звена
Расчет СВЧ-усилителя на поле-
вом транзисторе и микрополос-
ковой линии передачи по мат-
рице рассеяния транзистора
Расчет элементов контура reTe-
родина и кривой сопряжения
суперrетеродинноrо приеМlIика
Расчет допуска выходноrо па-
раметра узла приемно-усили-
тельноrо устроУ.ства
ОцеНК8 надежности узла (уст-
ройства, системы) по внезапным
отказам (расчет параметра по-
тока отказов л и среднеrо вре-
мени безотказной работы)
Вспомоrательная подпроrрамма
построения rрафика функции
на экране алфавитно-цифровоrо
дисплея
С пульта (кла-
виатуры) ЭВМ
/
То же
»
»
ПроrраММIIЫМ
способом с по-
мощью операто-
ра DA Т А
С пульта (кла-
виатуры) ЭВМ
С помощью ме-
ханязма фор-
мальных-факти-
ческих парамет-
ров
Вспомоrательная noAnporpaMMa Через именован-
построения rрафика функции ный общнй блок
на экране rрафИ'ltскоrо дисплея
Вывод результа-
тов
Экран дисплея,
rибкий маrнит-
ный диск
То же
»
If
На экран дис-
плея, печатаю-
щее устройство
На экран дис-
плея
На экран дис-
плея и печатаю-
щее устройство
На экран алфа-
витно-цифрово-
ro дисплея
На экран rpa-
фическоrо дис-
плея
55
Р::;; О:=-RАi1 FЗ ; . .
REAL KF(512),KFSS,L R,LKR
. COtI1 10t. / F ./ := 1 J F.2.. па
8УТЕ РР.. !C!
ПАТА PP/..1.I J .......
2 ] 1 T',JPE 1121 ввод ис: -::оДНt,I : ДАННЫХ:
АССЕРТ:.:.. r1 r'1А:<С 1r'1АЛЬНОЕ Ч К:;ЛО ЗВЕНЬЕВ..
Т/РЕ 111
АССЕРТ':.. F'ё1.' Р.' ПЕLF:::::< ЦЕНТРАЛЬНАЯ ЧАСТОТА.. ПОЛОСА..
ТУРЕ 112 РАССТРОйКА (СОСЕДНИй КАНАЛ),
. АССЕРТ':.. DPD.. ПЗ:<Т HEPA8Hor1EPHOCTb.. ЗАТУ:";АНИЕ,
Т'/РЕ 1 3 НАЧАЛЬНАЯ ДОБРОТНОСТЬ.
ACCEPT:t:, :]:;':1.. :. I ВОЛНОВОЕ С[lПРОТ '18ЛЕНИЕ
t..IRITE (7.' 1 :1З) t.ir'1.. F0.' р, DPD,.I1ELFS:<.. DSKT.. :]0.. t.J
П0= 1 . :а/сю
:: 1 =F0"'0. 5:.:Р
F2=:=3 +-0. 5:.:Р
FP=:=0"'0.5':P
:=S:-:::=F0 +- DEL.FSK
2 CAL:'" DSo::=:a.. IISF ё1.. DRSF0) РАСЧЕТ '-jИСЛА
C:ALL DЗ(FS;К.. DSFS:<.. DRSFS:() 38EHtlE8
СА:"':'" DS(FP.. D:3FP.' DRSFP)
=(D::;KT IiR:3FЗК tIIRSF0)/(DЗFSК DЗF0) tl
1 F ( . . G Т . ' i1 ) t =t t'1
IiFF0=N DSF0tDRЗF0
II:=FP=t. :t:DSFP +- IiRSFP
IiFSK=N DSFSK"'DRSFSK
IiЗК=DFS:< DFF:)
DP=DF:=P DFF0
1:= о: DPD DP) 3.. 4.. 4 ПР:J8ЕРКА ,IСЛЗ8ИЯ НЕРАВНО
3 F 1 =F 1 0. Э2:tiР i'1ЕРНОСТИ 8 ПОЛОСЕ
F2=F2 +-0. 02:.:Р
,БО ТО (2
IF(DЗ:<Т IiЗ:<) 6..5..5
П0=0. Э:Н10
Q0=1.0/П3
БО ТО 1
T'-iРЕ 114
4
5
ПРО8ЕР:<А ,..IСЛ:J8:,1Я ПОДА8ЛЕ
НИЯ СОСЕДНЕrо KAHAr
.
. ,
ВВОД ЧИСЛА ТОЧЕ!( АЧХ
ACCEPT:t:, . :::
IIELFSH=2. а: J)Е:"':::'З:<,"" 'iF
.jF = .jF t 1
:::: . =F э.... ПЕLF: ;:<
1 , = . F:t:;2
110 7 :<=1.' .jF
::'=F . +- DЕLFЗН: (1< 1 )
CALL DS(F,DSF,DRSF)
ПFF= j:tiIIЗF t ПРЗ:= Ii:=Fa
,J=:<: 2
I<F(....I....1 )=F
:<F(...J)=IIFF
СSW=7.9БЕ4 (FltF2)./(F1.F2 W)
сз =з. 1 :ЗЕ5: F 1,/ I P2: (F2....F 1 ) :': .IJ)
РАСЧЕТ АЧХ !fICC
7
РА:::'-1ЕТ ЭЛБ'1ЕНТО8
...r-....
...........
C:<R= :1. 5:':CSF.:
LЗЕ=7. 9БЕ4:t:(F2....F1 ):t:J.I.I.....(F1:.:F2)
L ::R=2. [1: L:;P
:<FSS=10.0 ( IiFF0/20.0)
t<IRПЕ (7.' 1 ЭЮ F1..F2..IiP,DS:<
WRITE (7..106) N,Q0
. IR I ТЕ (7.. 105) СЗ . I.. CS:;; .' C:<i; .. LЗR.. LKP.. к:=зз
WRITE (7,104 (KF(J),J=l!IN)
i.JRITE (3, l ЭЗ) 'H'1.. F :1.. Р.' IIPIi.. DЕLFЗ:<.' IiЗКТ, Q З.. .I.I
.,.lR I ТЕ -:: 3.' 10З) F 1.' F2.. ПР.' DЗК
56
!.'.I 1 ТЕ (3, 10б) . ..:]з
ЫR 1 ТЕ (З.. 1 Э5) C::; .I.I.. CSR.. CKR.. L-SR.. L:<R." :<FS :;
WRITE (3,104) (KF(J),J=1,IN)
:.!JRIТE (7,109) .
кЕАII (5.. 107) G C!
IF(C!Q. Е:]-. рр) G:) ТО 201
133 F:J :1AT(' 'H1=J, 12.. Т21.. J F Э=J, F7. 2.. J :<H2. 1 .. Т41'.. J Р=' "
F5.2,J K: ZJ/J DPD=J,F4.1,' DS',T21,J DELFSK=J,F5.2,
'KHZ',T41,' DSKT=',F4.1,' D8'/' Q0=',F5.1,T21,
J W=',Fб.з,J KOM J )' .
104 FOF. i1ATI " Ar1PL1T JIIE РЕS;РОNЗЕ J .....1::.::..
4() F(KHZ) I1(D8) )/(1X 4(F8.2 F7.(,1X»)
105 FORMAT(.I CS =J,F7.1,T21,J CSR=J,F7.1,T 1,J CKR=J,F7.1,
I PF 1 / J LSR=',F7.1,T21,J LKR=J,F7.1," MKH J , .
Т41,) KFSS=J,F5.3)
l b FDRMATC' N=',12,T21,' а0=',Р5.1)
1:37 FCtRr'1AHA1)
103 FORMAT(' F1=J,F7.2 ) KHZ J ,T21," F2=J,F7.2,J KH2 J /
I SEP=J, 7.2,J D8 J ,T21,' SESK=J,P7.2,J D8')
109 FOi':i'1;':iH:a:, . GCi ТО ЗТАr;::т? .':>
1 НЗ FORi'1AH:o:.. ' ! t1Ai ? .':>
111 FO :it1AT(:a:, .' Р3., Р.. ItEL.:= :;:< <:<Н2) ? ..)
112 F::iRt'1AH:o:, " IIPD, пз:<т CD8):' ')
113 FORMAT( ,J Q0, Ы(КОМ) ? J)
114 FORMATC:o:,' NF? ')
STO?
еш
З J8R:JIJТI ' Е DЗ(F.. D :;F.. IiRЗР)
COMMO / F /F1,F2,D0
F 12=[= 10:2
п:)дпроrРАt'1 '1А РАСЧЕТА
ПАРАi:1ЕТРО8 ЗЕ:ЕНА ФСС
F22=F2''::':2
FT2=:=: :t:2
А=2.0 F12ж(FТ2 F22)/FТ2/(F22 F12)+1.0
8= 2.0 F12 F22 Ii0/FT2/(F22 F12)
Б=::;:;!r,: т ( (А +-1 ) :t::.:2 +-S:tt:t:2)
Н=БС! Т':: (А 1 . э) :.::tt2 +-8:tt:.:2)
снпs= (Б +-H):':t1. 5
IiSF=З. :5::;;:':t.:ALO: (:::НItз +-З:) :Т (С:НПЗ:'::':2 1. э) )
:.1.1 ' -=2. }4t:F 1 :":=2>'. (F:t: (F 1 +-F2) :"ЗО Т (: +-Н) )
FI .\!=(ATAN( (А +-1. 3::0....8) +-АТА .j( CA 1. 0).,"8) ) ,). 5
П?::::F 1 =4. 343:"AL:)::;' ( ( 1 . ) +-1 . :З.:\! .jН2 +-2. 0/l\I ,.:::D::: (F 1 :...1) ) Э. 25)
П;';::::;[=2=4. 34З:.:АLСI::;' ( ( 1 . :) +-l,J j:Н2 +-2. (1:'::.,.I .j:.:C:)S (р 1 :.\1) ;. :.::). 25;'
DRSF=DRSF1+DRSF2
ET;jiт 'i
Е Ш
P :O:;'RAr,,! F 1 L T::;: 1
DIMEN:::ION X(128),H(512),HL(S12)
З 1 ...IТr:: РР.. с!с!
ПА Т А рр ..... .' Iyl .' /.
:="1=4. :::J.:ATA i( 1. ::::;.)
2 ) 1 ;.I.1 ; 1 ТЕ (7.. 1:] 1 ) ВВ :IД 1C::<::!ДH ,!::':: AAHi'1; I;:':::
ACa PT ,L ТИП ФИЛЬТРА
;..J: : I ТЕ ({.. 1 ;)2)
ACCEPT J 1 ТИП ОКНА
:.IЛ IТ::: (7..103)
КОЛИЧЕства ОТСЧЕТО8 ИМПУЛ : Ctй
и ЧАСТОТНJй ХАРАКТЕРЧСТИК,
',;:КИЛ,I СР':::ЗА ::P т::'TPA
АССЕРТ.:, ,'П.. jF
I.lJi : I Т:=: (7.. 1 f14)
АССЕРТ:.:" F 1, :=2
[2=( П 1 ).'2. э
57
58
"?
...
Мl::2. :Z\:t;P I :":=1
:...12::2. 0:t;P I :=2
' -jF2::FLОАн .jF):t;3. 5+0. 5
NТ2::FLОАТ< П) 0. 5+3. 5
IЮ 2 I;;::I.' NТ .
р:: I 1 E2
.' >( I)::(:.J2 :.J1)/PI
I:=CP.EQ;g.0) БО ТО 2
X(I)::(SIN(P W2) SIN(P Wl»/(P PI)
СОШ I 'I:JE
DF=2.0:t:PI.....NF
;O Т:] (S,4,з)..r1
:,IRIТE (7,105)
A::CEPTt;, 8
Z::1=:=:
:::A ...L I ' O(Z0)
110 б :<::I.. -П'
PAC'-IET КСОФФИЩ1ЕНТОВ
НМП:') ЛЬС:НОй t(APA:<TEP:-1СтИКИ
..
880Д ПАРАМЕТРА ОКНА
838БI/Н3АННЕ О:<:-Iщ.j КАйЗЕРА
4
P=i< 1 E2
АRБ::В SQRТ(I.0 (Р/Е2)Ж 2)
CALt.. I ' O(ARi >
tJ=Arт 5/Z3
>« К) =::-:;(:< ):t; .1,1
WRITE (7,106) "NТ,З,Ff,F2,(Х(К),К=l,NТ2)
1}.lRIT (З,106) ,iT,E:..:=1.'F;2! (> (:<),:<::1}NT2)
(;0 ТО 15
l iRIТE (7..1(15)
ACCEPTt...3 ! В80Д ПАРМ1ЕТРА' ОЮ"'А
DO 7 К=l.. t' T
D=2.а РIА Т (К (NТ+l)/2.з)
W=8f(1.0 8) COS(D)
>:: (:<) =::.:: (К) :.:1}.I ! 8ЭВЕШ 1ВАНИЕ O:<HOr'1 "(:: ММИ:1iА
;.IЛ IТЕ (7.' l: i?) , T..B.,r=1.,F2.' <;:':;<:{).,K=1.,NT2)
&Л;;:IТЕ (3.' UJ7') т..Э,Fl..F2.' (>':С:О,К::1, П2)
БО iO 15
WRITE (7,1а8) NT,F1,F1,'X(K),K=1,NT2)
WRITf:: <3.' 1 ]8) ;' T.' :=1.' F2.. С:<С<:).' :<=1.. T2)
GO Т::I (9.1';:;)":""
N:2=;'П.;-;;:: ! РАСЧЕТ A'-i ':: НЛЫРА Т 1ПА 2
DO 11 :<:=;1..1IF2
s:::в.0
п:} 10 ,J:: 1.. '12
S=StХ(J) СОS(DFЖ(К I) (N2 J+З.5»
j"1<:<: :;. =2. Э ::;
GO ТО 15
N3:: (NT 1 :;. /2 ! PAC'-IET А'.{:{ :P iJlbТPA ТНПА
Nl::0П+1)/2
по 13 К=l.. P2
8::;0.0
ЮО 12 ,J:: 1.' .jЗ
З+2. 1 >::(.j):tiCOS( (tjЗ .j+ 1 ) (:< 1 ):t;DF)
:-t(Ю::S!- ЮН )
D:J 17 K=1..NF2
HL(K)::10.0 A OGI0(H(K) 2)
СО П I .j:JE
:.,IRIТE (7..109) (:-tL(Ю..I<::I.. F2)
WRITE (3,109) (HL(K),K::l,NF2)
!!.IRIТE (7,111)
READ (5.. 1 НЭ) Q:]
IF(РР.ЕЭ.QQ) БО ТО 201
FORMAH :0:.. ' F I L TER Т'/РЕ (1/2) .? ')
FORr'jAH:a:, , :.Н ,ШOi.,1 ТУ?Е (REC: I, HAMr'1 2, :<AIS 3:;' ? ')
FORMAT( ..' NT, NF ? ')
1:)
' I
,:;
10
11
9
12
13
15
17
НН
102
163
104 FORMAT(x,' F1, F2 ?')
105 FORMAT( ,' PARAМETER 8 ? ')
106 FORMAH' KAISER FIL ТЕР tп=',13, 1:":, "l:::=', F5. 3,1::'::,
:.! ' F 1 =.' , ir7. 5, 1)(, , F2=" .' F7 . 5/ ( 1 > .. 6:= 1 З. ;;) )
107 FORMAT(' HAMMING F1:"" TER т=', в. 1 <'," Е:=', F5. З.' 1::(,
ж }Fl=J,F7.5,"1X,'F2=1,F7.5/(IX,SF10.S»
108 FORMATC F1R FLTER т=',1З,'F1='.,F7.5,
'F2=',F7.5/(lX,6F10.6»
1[19 :=ОкМАт< ' At1P:"" IТJJIiE RЕЗР:]t.IЗЕ., П8', / С ", 12F5. 1»
110 FCIRMAт<Al)
111 FORMAT( ,' GO ТО START ? ')
STOP
Еtш
?ROGRAM F1:""TR2
Ii1 1ЕtIЗ1Оt'l Р(49), Н:-1(49).' Н:.... (4::!)
8\JTE рр, :]:
IIАТА :=О::'....." ",).' /"
P1=4.0 ATAN(1.0)
;.i::<=49
II::'::=PI/(t ::<+-l )
T )PE 136
ACCEf'T:t:.. :<
IFC<) 7,9,:З
А:::З1:::.t.1 27 ТО ;1
GO Т:J 10
A:"S1Gtl 27 m t1
:::'0 ТО 19
АЗS1:z,t.1 19 Т:] ;'1
А:::ЗIЫI 24 ТО tl
T\JPE 1а7
ACCEPTt.., tIH.' Р;1Н1
110 11 :<= 1, t{:.::
ННС<)=:). 1
R=COS(P1 FM1N)/S1N(P1 :=MIN)
ПО 13 ,J= 1, t'IH
Т'/РЕ 1('1:::,....1
АССЕРТ:.:, ;:'::.' 1.,)
::< 1 =K >:: +-1 . )
:":2=P X 1. .э
",)1=R:.:'/
RР=З:;'RТ ( ( < 1 :02 +-'.,.'1 :02) ..... (::.:;2:02 +-'/ 1 :0,":) I
F 1 P=ATAtI2 ('/ 1., >::1 ) ATAt'12( '/1, <2:; .
A1= 2.0
81=2. Э:'-::::: Р:t:СОSI:..r;IР)
1
2
'SiJ8ROUТI t E ШО 00
1))=0. 5:t; <
Т=1.0Е :З
Е=1.0
ПЕ=1.0 .
ПО 1 1=1.,25
DE=DE l?/F:"":JAH 1)
SDE=DE:f. 2
E=E+-SDE
1F(E T SDE) 1,1,2
СШП П UЕ
(:=E
'RЕЛjRt
Е Ш
2,J 3
:::
9
1' '
11
РАСЧЕТ ФVНКЩ-1Н БЕССЕЛЯ
8З:)Д ПР iЗНА:<:,) П.1ПА '!i 1Л::.ТРА:
1 'НЧ, 1 'Е:Ч, 0 П'!i.
ввод Ч 'i:::ЛА БЛОi<:ОЭ i '-iАСТ:ЛЫ
СРЕ}А. ф8 1 -i
880Д КООРДИН Т ПОЛЮСА
РАСЧЕТ :'::О)'Ф Щk1ЕНТ::I:::
SkiJ<БАДРАтноrСi 5110i<r::i ::Ч
59
82=....F:P: :t:;2
I\'Pf:: 1 )f.1...J';41..81.,B2
WRITE (з..100) J..A1,S1,82
J:Ю 12 :<:=1.. ;1>:; ! РАСЧЕТ ЛАЧ::.( SЛ:]i<А БЧ
>::=K:"п;:,
c> =::::! :; (::<)
С2::.::=СClЗ (2" :1:Ф:;:'::)
2=4. З4 :':АL.Ci; ; ( ( " ]:4':C ':: i-A 1 ) :.::.:2..... ( 1 " 0 +-В.1 :4'::4':2 +-82:41;:4'::2'"
:t: 2" О:.:81: (З2""1" Э): С:Х;""2" 3: Э;;:::t:С ::::" )')
12 НН(К)=НН(К)+-:
13 CO IТI;I:JE
ТУРЕ 101!(HH(K),K=1..H )
WRITE (3,101) (HH(K) K=1,HX)
: ;) ТО '1. ( 19, 27)
19
T'/Pl: 1 :J?
АССЕРТ'Ф:.' t.K...' :=r;'li::'::' ! ЗЗСIД
R=SI (PI FMAX) CJS(PI FMAX)
'+iСЛ;Cj ::;ЛOf:::ОЗ ] ЧА:::ТОТbI
СРЕ:Эi:::' ФНЧ
ТЮ 14 i<=l..i.j>:;
14 НL(К)=0. Э
IЮ 105 -.1=1,,:'1:'"
Т'/РЕ. 1 Э'::.. ,-1
ACCEPT: .' >'::., Iy;
>::1 =i-::: >:: t 1 . :;:1
;'::;2= 1. " ; ; p:.:::,
8!:;ОД 1<C,O?A .iHAT ПОЛЮСА
PAC-iЕТ :<О)фф'.1L\i-iЕНТСБ
БИ;:ЪАДРАтноrо БЛQКFi нЧ
; T«X1 2 V1 2)/(X2 2+Yt 2j)
FIP=ATAN2(Y1,X1) ATAN2(""Yl,X2)
А1=2.0
в 1 =2 =r 0:..i P: :::03 (;= I ;::1::-
82= pr:'::$:;2
ТУРЕ 102.. ,.1. ;;1. ;:;1.. З:2
WRITE (3..102) J..A1..81..82
DO 15 :::=1.' J:\ ! РАСЧЕТ ЛА',{:: 5ЛО:.:::А :1'1
Х=:<:.:Н>::
c::<=co :: <;:<)
С2> =СОЗ (2. : 1:':;:' )
2=4" 34З:t.АLОG( (2. 0: C;<+-A1 ): : 2/( 1" 0i-81: : 2+-82:t::t:2""
:.: 2,,0 81 (82 1.a) CX""2,,0 82 C2X»)
15 HL.(K>=HL'(K) +-2
Н:.СШ-пН.j:Л::
ТУРЕ 10З!( L(К),К=1,NХ)
!...lRПЕ <3..103) (Н:"'(}О.' К=l.'[{\)
:::'0 ТО N.. (24.. 27>
24 DO 25 :<=1.. t ;:.:: РАСЧЕТ ЛАЧ:
25 PC{)=HLC{) i-HH(J<) ! ПОЛО:::О80rо Ф ,iлt:,ТРА
ТУРЕ 104..(P(K)..K=1..NX)
WRITE (3,104) (P(K)..K=1, X)
27 T'iPE 10Э
:;::EAII (5.. 1.Э5) ;)::')
IF (:?!: !. Еа. РР) БО ТО 200'
10Э i='O r.::r-1A н 1::<:.. ' 8:"'ОС::< HP '!.. 11.'3>::.' 'А1=' 1i--"4.1.'ЗК'
'81=J, 9.6..ЗХ,182=J,F9,,6)
101 FORt-1АН4;:::.' HPF At-1КП:JJ:Ii:: RЕЗРОiJ:3Е.. DЗ" /O: .. 13:=6. 1>;'
1О? FCi;; :-'1i Т( 1>::., J ЗLОСК LF .'.' 1 1., з (, ) А1=".' F4. 1.. з::{.
'81 ),F9.б,Зх,J82=J,F9,,6)
1(13 fCIR '!AH4::{. ':"'РР' At-1РL..IЛЛiЕ RЕSРШ.IЗЕ.. DЗ' /ОХ-. 10F;;:1»
104 FORt'1AT(4:X:." 8PF At1PL..IТlJDE F.:ЕЗРО 1SЕ.. П8' /(1К. 10:=6. 1;')
105 FORt'1AHA1)
1'21(: FORMAT Са:, , я.r 8[8E::<'f. ...PEF.:EQ;' C\.JТOFF ')
10::: FORr1AH:a:.. ' COt-1?LЕ>( ХР.. 'у'Р(' ,11, ') ''\
t109 :=ОR\o1АТ(:О:.. ' ба То START ? ,':-
SТOP
Etш
60
PR RAM At'1PL 1 i-
REAL 'MODC1.. t10DC2.. LG.. UI.. j:JDЗ21.. ЮD::;G'
REAL 1 МЗ.. t10DIt.. j:JDS 11.. MCiDS22.. 1<.. t10D::;
COMPLEX 8(2..2).' D.. zc.. DS.. С1, С2
COMPLEX GБ, :;Ф .' Z: .' Zt1, ZIt{. Z01JT
-8\/ТЕ РР.' Q:::!
DATA РР/' ),., /
P1=4. [1:I'ATA .I( 1. 0)
200 DO 1 ....1= 1..2 880Д ИС:::<ОДН I>:: дАННЫХ:
DO 1 1=1.' 2 t1::IД )лtl И ФАЗА (РАД.)
ТУРЕ 1Ы.. 1.. ,...1 )J1Et1EHTA 1ATPHЦЫ PACCE
ACCEPT:t:.. ЗМ.. Р1 : I ЯНИЯ ТРАНЭ 1СТ:)РА.. .
:.JRIТE (З.1 Э7) 1...J.S 1..i-1
S( I, J)=З 1:t:СЕ::.{р(:::r'1р'L::<:(0. 0.. F1):1
Т\'РЕ 102 I РАSОЧАЯ ЧАСТОТА (iiЦ) И
ACCEPT:ti.. Р.. z э I СОП?ОЛ18ЛЕНИЕ Л}.iНЖi (:)м)
ЫR1ТЕ О.. 103) Р.. 20
4 D=S( 1.. 1 ):ti:::;(2.' 2) з( 1.. :::):ti:::(2.. 1)
. . РАСЧЕТ КРНТЕРI1Я ,'СТОi1'-ii18:):::ТИ К
ЖIDD=D:f.:::ш.j...I::;( D)
1()BЫ 1=80.' 1):tiCONJ::;(S(1.. 1)
MODS22=S (2.. 2) :tiCO;IJ::; (3 (2..2) )
2С=З( 1.. 2):ti3(2.' 1)
Z=SC!RT ( ZC:t:CC)N.JG ( Z:::::' )
K=(1.0.MODD MODS11 MOD322)/(2.0:t:2)
1F(K.GE.1.0) БО ТО 15
Т)'РЕ Н)5
:.JRIТE (3.. 1[15)
::;0 Т::, 2 Э 1
С РАСЧЕТ КО)фФ}ЩИЕНТО::: ПЕРЕдАЧИ }i ::IТРА:+:ЕНfiЯ
15 DS=S(2,1)/S(1,2)
Gt1А=З:;!RТ (D5:tiC:) j...I::; (DS;' ;.
81=1.0.MOD311 MODS22 MODD
82= 1. :Н ЮDS22 t'ЮDЗ 11 t'ЮDIi
С1=З( 1.. 1) D:t:СШ'I....IЭ'(З(2.. 2»),
С2=5(2.. 2) D:tiСШ'J...IGС:;( 1,1»
МОК1:=С 1 :tiCO ....IG (С 1 ::о
t'ЮDС2=С2:tiCШ J::; (С2)
1F(81) 5.. б.. 6
G 1S=::;MA:ti (К .S:::!RT (}{:ti:ti2 1. : 1) )
GG=СОNJG(С1)Ж(Э1.SQRТ(81:ti12 4.0:tiМОDС1»
:ti /(2.0-MODC})
GO ТО 7 . '
G 1S=Gt1A:ti (1( SQRHK:H2 1. [1»
. ::;::;=СО ....IБ (С 1 )Ж (81 Зi;IРТ (81 Н2 4. 0:tit'ЮD::: 1') >-
/(2.0:tiMOItC1)
GМSL=4.З43:tiАLОG(GМS::О
ТУРЕ 1 Э41К' Ы'1:::.' Gt1S:""
ЫRIТЕ (3,1f14) К.. Gr*1З.. :3 1ЗL
IF(82) 8.. 9.. 9
::;t "'СШ.j...IG (С2):'; (:::2 .S:::!F:H 82:ti:ti2 4. 0жt'ЮDС2) )
:ti /(2.a MOBC2)
::;0 ТО 10
::; .I=СШ JG (С2) j: (82 З:::!RТ (82:ti:ti2 4. 0:tiMOItC2) )
:ti /(2.0:tiMODC2)
2Б=(1.0.::;Б)/(1.0 ЭБ)
Zt =( 1. 3.::; .1),( 1. 0 G .I)
ТУРЕ 109.. G: .. Б 4, z:;.. Z
lJRПЕ <3.. 109) Б::;.' ::;t . z::;. Z i
С РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТ:)8 СОiЛАС J:{IЩ i:": ЦЕПЕй
R: =REAL(ZG)
>(::;= A 1 t'1A::; (z::; )
5
?:
'"
7
8
9
10
61
RN=REAL ( 2 ;.
X ="'A 1 MA: (Z . )
IF(RG 1.0) 21,21,22
XSG=S: RT(R:;r:t:( 1. 0 R: ) ::. :
, 8SG=SQRT(RG (1.:2I RG;';'/RG
ПУРЕ=1
50 то' 23
G::;RfcREAL ( 1. З/СО .JG (ZБ :;,)
85=А 1 r1A::; ( 1 . :2I/:::O .j,J::; ( Z::; ;. )
8З: =S;QRТ(: : R:t:( 1. 0 : GF. ») з ;,
;:. З: = 1 . э.. ': : R:tJSС!RТ ( ;'G:;: :4I: ( 1 . 0 :;'GR) )
IT',JPE=2
Т\'РЕ 11 З.' I T'r'PE.. >- SG.. 8З:
:JJRITE (3..113) ITYPE.. ;'::S;:;"I' 8ЗG
LG=Z0 XSG/(2.0 PI.F)
C Z0 8SG/(2.0 PI.F)
Т"('РЕ 1::1;5, L.: .. CG
WRITE (3,.105) LG,.C:
IF(RN 1.:2I) 24,24,25
<S .j=::;: :;::H:;::;'j ( 1. ::H :;O) >;:.!
8З =S: RТ (F.: ' ).( 1. 0 F. N),) ./:;; .I
П'.,.'РЕ=1
GO ТСI 26
5NR=:;: EAL. ( 1 . 0.....:::) .J:j (2 ' ) ::-
8; =A П1Аь ( 1. )/::CN..J::; cz .o )
8SN=SQRT (ы.jR ( 1 . :21 ы.jR:;' ) 8 !
XЫ =l. 0/GNR:":3: RТCGNR:"( 1. ':H:; j:;:::;' ')
ПУРЕ=2 . . .
ТУРЕ 113.. Ir'iPE.. :х::з .j E:::;
:.oJRIТE (3, 113) П\'РЕ,,:'<З ,ЭSН
и =Z0:ti;X:S / (2 . 1 P 1 F)
CN=Z0 8SN/(2.0 PI F)
Т'.,.'РЕ 136.. :....п. с.!
ЫR!ТЕ ('3.' 1 16 ) :....;-1.. c .!
Т'....РЕ 111
АССЕРТ 1 э э, :;!:;!
IF(QQ.EQ.PP) и ТО 200
100 rORMAT(A1)
101 FORMAT( ,' SM(',11,',',11,'), FI(RAD)=':;'
102 FORMAT(:a:, F(:;HZ).,Z )(:J '1) ,1)
103 F"OF MAT( 1::{. ) F="' " Fб. З, ,1 ьН: 20=) .. ;=5.1.." or1";-
1 14 FORMAT (1 ::(, " :<:= ' .' :=;:- " 4,. з::::,. ":;r'1З=" ,;=:5" ':::.'
ЗХ,"GМS =),F6.1,) D8 J )
105 rORMAT ( 1 <,' . :::or ЛА::::)8АН '1Е НЕ80Э 10:+iНО')
1 6 FORMAT(lX,} L= ,F7.2,) NH С=},Р7.2," PF})
137 FORMAT(1X,' 5(',11,',',11,') MOD,ARG(RAD)='
:t: .,2:=8.4)
109 :=ORMAT( ly ." .. :::OMPL.E>:: : C;=".' 2:=:::. 4... .. : ::"" 2Fi3. 4'>
1::<..'" ::Or'1pL.E::-:: 2Б=) " 2:=:3.4.." Z =", 2F;::. 4)
111 F:JRr1AH:a:.. .' ::;:) ТС' START? ")
113 rOR:-1АН iX.. ' :: 1 R:;(1 IТ T',JPE ".. 11.. ' :х:=.' .' F8. 4.'
.. 8=',F8.4)
ЗТОР
E;.jD
2
2:5
201
62
21
22
23
24
,
.РRЗ:;RАМ SOP
DIMENSION DF(51) FS 51)
DI. 1Еt.jЫШi FF( 1.> 51 ).> :=D( 1.> 2)
REAL. L..LG
LOG 1 :::AL 1 рр :): !
DATA РР/' '-." /
201 Т\'РЕ 103
::: 8ВОД ИС ШДНЫ;< Дr:iННЫ:У.:: :<РАЙН iЕ '-iА[:ТОТМ
::: ДИАПАЭО:-iА.> ПР::Ф1Е:+: "'Т:N-iАЯ ЧАСТОТА
A:::CEPT , Fi1IN, FMA}(. FPR
Т\'РЕ 104
С :lAPA 1ETPi.! КЮДНОiО :<:JНП'РА
АССЕРТ:.:, С:Р.. L
С РАСЧЕТ ПАРАr'1ЕТРО8 С:ОПРЯ:+:ЕН '1Я НАСТРОЕК
F2=(FМАХ.FМIN)Ж0.5
R=s:;!:п<з. )) .....4. э
п::: 1=Fr'1A: " Ft'1I N
F 1 =:=2 ?HI:= 1
:=3=;=2 +- :fDF 1
Н:==IIF1.....5 з. :)
[:1=2. 53Е4.....(:= 1:0:2: ) <Р
A=I.0/.(:=1+-FPR) 2
[:2:;;;:2. 53E4.....(::=2: :4E2:t:L) c:P
8=1.0/(F2.F?R) 2
С3=2.5ЗЕ4/(FЗ 2 L) Р
С=1.0/(:=З+-FРR) 2
Т=(А З)/(8",:::)
t..: PA:::I-i Т ЭЛi::i'1ЕНТCi8 rЕТЕРОДИННОiО i< :IHT )PA
СG1=(С2 (Т С1.СЗ) С1 С3 (1.0.Т»/
(С1.Т СЗ С2 (1.0.Т»
БА=2.53Е4:-.;(:>Ю
LG=5А (СG1.Сl):-.;(СБ1.СЗ)/(СG1 2 (С3 С1»
:::::;2=2" 5зЕ4:t:А.....LБ...сБ 1:..:::1.....(:::51 i-Cl)
RITE (7,102) CP,L
WRITE (7,101).CG1,CG2,LG
С PAC:'-i:::Т :<РН8:)Й ::ОПРЯ\+;Е:Н 'iЯ НАСТРОЕ:<
IЮ 4 :<=1.. 51
FS(K)=FMIN+(K i) HF
СК=2.5ЗЕ4/(FS(К) 2 L) СР
FG=159.3/SQRT«CG2tCG1 CK/(CG1.CK) L3)
IiF(:<)=(FC; F :;(:<) FPR):t:1. вЕЗ
: ) I :; . ЭЕ3
4 CONTINUE
:=ПО:: 1.. 1 ) =:='II ( 1 2)
WRITE (7,100) (FS(K),DF(K),K=1,51)
PiPE 105
АС:СЕРТ 1 Jб, :;'!Q
If"(PP. '-iЕ. О::!) ; O Т:] 5
P :I ' T 1Э2."СР."L
PR 1 t. T 1 l1, ::::; 1." C: 2.. LБ
PRINT 1G0J(PS(K),DF(K),K=I,51)
5 ТУРЕ .107
нС::::Е?Т 1 Эб." :;!C
IF(PP. 'iE.: !C!) (]:) ТО S
CALL ::;p FP(FF..1.,,51..2;a.,FD..l)
ТУРЕ 108
АССЕР Т 1 :'-16.> 09
IF(PP.EQ.QQ) БО ТО 231
1 ) FC::; 1HH1:{.:Y" F<:KHZ) IiF(I<HZ) ')/(-' " 6Ы3.2»)
1 11 F::!F. r'1-i Т( 1 r ." .1 CPOSL. =.' ." F7. 1."" PF CPAR. =.' "F7. 1..
ж ; PF LБЕТ.=J,F7.1,} МКН})
63
102
l ЭЗ
134
105
1:.:1"
107
1:3:::
Fo:;, r'1;;H н{. '
F:J['<: 1AH:a:.. .'
FORMAT(:a:.. )
FCiRMAHX.. .'
FORMAT(A1)
F::IR 1AT(X.' '
FORMAH:o:., J
ЗТОР
Б"D
: : t=",:=7" 1, J PF 1 :::.I..:=7" 1.' .'
Fr ' 1 I ! Fr'1A:: :.. FPi .( r'1HZ) 7,1 ")
СР (PF), L.(r'1:<H> ? .1)
РRНП ? ('...../(:['<:) ..: '
r'1i<H'- )
DIAGR. ? (Y/CR) J)
БО то STAR ? CY/CR) ')
PROGRAM DOP
COMMON/RAN/11 12
RE Y21(10) Q(10) CK(10) R11(10),R22(10
REA:' K М1 (9), М2(9) :.o.I1 (3).' :.oJ2(3)..lJК(З)
REA:' MY MQ MC MR1 MR2 KCP M12 M22,M20
с ИС:х;ОдНЫЕ ДАННЫЕ для РАСЧЕТА .
DATA ЮУ/20. 0E 4/.. М'r'/З3. 0::: 3/ N/10/
DATA DQ/б.бб/ М /100.0/ NQ/10/
ЮАТА ЮС/33. 3/.. МС/Е100. 0/.. r.!c/ 10/ .
DATA DR1/1б7. 0/ MR1/2. 5ЕЗ/ "R1/10/
DATA DR2/2900i0/ МR2/43.5:::З/ NR2/10/
DATA lJ1/49.0 50.0,51.0/
DATA lJ2/:9; 0 10. 0 11.0/
DATA ЫK/99.0 100. 0.' 1 1. 3/ NM1/9/..NM2/9/
DATA ОМЕБА/2.Э2Е б/
С ПАР МЕТРЫ ДАТЧИКА PA8HOMERHO РАСПР:::ДЕЛ:::Н:"Н,I;>( '-tИСЕЛ
Т'у'РЕ 102
ACCEPTJi I1 12
:'=0
SN=0.0
SK=0.0
SK2=0.0
С ФОРМИРО8АНИЕ МАССИ808 8ходных'дАнны:={
DO 1 J=1..10
СА:':' GA:.JS.S({I\) MY.. ?21 (J»
СА:':'" GA:.JSS(DQ MQ Q(J»
СА:':' GA:.JSS(DC MC CK(J»
CALL БАtJSS(DR 1.' MR1.. R11 (,J»
СА:':'" GA:.JSS(DR2 MR2..R22(J»
CO iТ 1 NtJE
ТУРЕ 100 Y21 Q CK R11 R22
1.oJR1TE (3 100) Y21 Q..CK R11 R22
С НАБОР СТАТИСТИКИ 8Ы::-::ОДНОiО ПАРАr'1ЕТРА
юо .2 1=1 3
ЮО 2 ,J=1..3
N=<I 1)Ji3+-J
М 1 ( ")=!.oJl (1) / Ж (J)
12(Ю=!.д2( 1 )/ Ж(J).
2 CONT1N:.J:::
ЮО з 1C=1 rK=
P=1.0/(OMEGAJiCK(IC»
ЮО 3 IQ=l NQ
PQ=P:.:" ( H )
PQ::<:1=PGkR1 i (IЮ
ЮО 3 IR2=1, "R2
PQR2=PQ/R22(IR2)
YPQ=\)21 ( 1 R2) JiPQ
DO 3 1М1=1.' "tl1
M12=M1(IM1)JiJi2
YPQM1=YP::;:!:tiM12
PQR2Ml=1.0+-РQR2 М12
DO :з IM2=1 NM2
С4
M20=M2(IM2)
M22=:-'12:ё1:Н2
К=М2 3:t:'r'РСФl1'/ (рор 1 :t:r'122 +-р:J.R2r'11 )
S .I=S +-1 . 3
з:<=з:< +-:<
ЗI<2=S:<2 +-:<:t::t:2
3 ::::J ПI 'Ii.Л::
::: PAC'--fЕТ ' АРА:<ТЕР 1СТИ:< ?А:::СЕЯН:.-1Я
. :<сР=зК.....::: .
:{2:::Р=з:<2.....з .
ПК=1<2СР ;<:::P:..);:2
':; 1 : r.1A=:':;: I:;;:T о:: П:<)
Ii'::L ТА=3. ;Э:t:ы: r1А
TI/;:';:: 1 11. :<ср, riE TA.. зt
WRITE (3,101) KCP,DELTA,S
100 РОРМАТО::1Х,1Р5Б12.4)
1:С11 F:JRr1AH4>::,.' :<СР', Тl5.... IiEL ТА.', Т;29,.' З .I'./
..: 1>;,351;2.4)
1 32 :=ClPi'1i T (:а:.. I PAPA '1ETEPS 11.. 12 =.')
:::т ОР
::::.ш
SU8ROUTINE GAUSS(S,A,X)
:; ПОДПР;:tiРАr'1r'1А iЕНЕ? .iР;:IЭАНkiЯ iА>IС:::ОБ::::<ki;:':: 11 .1:::ЕЛ
C:JMMON/RA /11,12 .
; j= J. ;
KI 1 .J=1,12
з:с =:,:;',) +-:;::A;.j о:: 1 1, 12::0
сот 1 1:Jr.::
::<=(:::0';""б. а»)t.З+-А
RET:J:.'::I
Е}Ш
PROGRA 1 REL
Rt:AL. L. з, :<} , !<Е
З!'IJТЕ рр, G!:
ПАТА ;.:=р...../ 1/,1/
201 88=;3. Э
:з
.J=O
З0= 3 . Э
1=0
з= э. э
:.,.lPIТE (,7,101)
АССЕР Т ,KN,KE,L0,N
WRITE (7 103) K ,KE,L0..t
S=StKN KE L0W1E 7"
:!.lPITE (7, 1 ]4)
F.:EAII < 5, 1 Э5) C! !
IF(PP.NE.QQ) 50 ТО
З:::СIД ПАРАМС:ТРОЗ
)Л::}1ЕНТОБ ::::,,::::r'1Ы
!=: .!=, )Jl:::>'! HTtoi ?
1=1+-1
,-,-IPITE (7,111:;
А::::::::::=-1'.... 'lr'1 Зi:::::'Д Ч .jСЛА И0Д::..I ЛЕЙ
З:.I=':;:..ii"i
то= 1. (1/'3
::;э=з э +-:':;'1
WRITE '"7,106) I,NM,S,T0
"WRITE (6,106) IJ м,s!rэ
:IЛ IТЕ ('{.,lЭ7)
:; EAII (':" 1: 1 !) ;J; :!
IF (PP.NE.QQ) GO ТО 2
P: ::::- r'1::IД :..IЛИ ?
3 7.230
65
66
ЫRПЕ (7.112)
АССЕРТ:':.. Ш I ЗЗС!Д '--! jСЛА SK!; ',Т=:
зз=::;з +-:::0:.. Ш
1'0=1.0/:::0
.J=,J +-1
:...IP 1 ТЕ (7.. 1 ,ЭЭ) .J.. ш.. ':,>Э.> т0
:..JR ПЕ (б. 10:::) ,J. .Ш. З Э. 1'0
t..IR ПЕ 0::7.. 1 >}9)
READ (5,105) ad ВСЕ ;локи
IF (PP.NE.QQ) GO ТО
НН
НЕ
104
105
1З6
1'0= 1 . 0/;:::;
:.\IR 1 Т::: (7.. 11 (1) ::::::.. T>j
WRITE (6..110) SS,ТЙ
:..IRПi:: (7..113)
EAD (5.. 105) C C!
IF(PP.E: !.C!: !) : CI ТО 2 11
FORMA'T( ..! пАТА KN,1<E.,L0,}
FORMAT(} КN= ,F8.з,J KE=1,F8.3, L0=J,F8.З,' N=I,I5)
FORMAT( ,J D OF MODULE ? (У,/СР) )
:=-::IRr'IАТ <141 )
f::i :i1AT(" MOIt JLE . ;Jr'1BER!.' 14, ",. . r'1="" 12..
:. .'.,. L:)=",-..Еl '3.З...'.. T 3=".,Fl 1.1.'" Н-')
:=ORi'1AT(:a:, ." ;:} II CiF ItE!,)ICE ? (I,!,I/::: ) ..)
FORMAT(' DEUICE NUM8ER',I4,', ND=',I2,', L0=',ЕI0.З,
:.. '.. 1'0=" ,F10.1,' н.')
FOP 1AT(:a:.. J Е ' П CIF З\IЗТЕ:>1 ''7' I !'!'/C :) .. )
FCiR 1AT(" ;!iЗТi::i'1 )=.... Еl 3ж З.. 1 т::3='... F10. 1.'" н")
F::IRMAH:a:..' MOII!JLE = .'::-
FORr'1AT(:a:..' N ПЕ'...I!::Е = ')
FORNAH:a::. ' ! O ТО :::TAPT ' (',.'..'::::;:) , )
STOP
END
107
121:::
109
110
111
112
113
6
4
2
:3U8ROtJT 1 E БRА;=Р< r=.. L." r1.. ' " A "I.- :::::-С)
DIМЕNSIШ :=(L.' r1). AMO::L.. 2)
DIMENSION G1 (121).. ::;'U;:Ю
ПАТА G1/" +- ' .. "'.. '.> '.:"
).: .. )- ".' .' : .. 1 ,
ПО 1 1 = 1.' L.
IF(AM(I,1).NE.AM(I,2» ба ТО 2
Ar'10? 1>=F(I.> 1) .
AM(I..2)=F(I..1)
rю 4 J=1.. t1
IF(F(I..J).5T.AM(I,1» ба ТО Q
АМ( I? 1 )=F( 1.. ...1)
IF(F(I..J).LT.AM(I,2» GO ТО 4
АМ( 1.. 2)=F( 1.. ,..1)
CONTINUE
H=(AM(I,2) AM(I..1»/N
RITE (7..100) I..АМ(I,1),АМ(I,2)..н..б1(I)
i.,.lRПЕ (3..1210) 1.' At1( 1.. 1 ).' Ar'1( 1.. 2).. Н.. Ы (1)
АМ( 1.; 2>=:;
' \"= +-1
IF.:=0
DO 2 З :<= 1. ' '?
KM= ' "", K +-1
DO 1 Э ,..1= 1.. t'1
G(,..1) =с; 1 о:: 1 3)
IFCKC.EQ.0) 50 ТО 16
IF(IR.NE.0) БО ТО 14
.... "#
, "
.. ,
'/
, . '
1
50
10
2
з
3*
12
DO 12 J=1,M
G(J)=G1 (8)
1R=13
DO 15 ...J= 1 , М, 10
5(J)=G1 (9)
5(м)=:::'1 (9)
rю 18 1=1, L
DO 18 J=1,M
KT=(F(1,J) AM(1,1»/AM(1,2)t1
1F(KT. GТ. Ю KT=t .
1F(KT.EQ.KM) 5(J)=G1(1)
СШП 1 NJ..JE
KY=t Y :<
WR1TE (7,103) (G(J),J=1,M)
WR1TE (З,103) (G(J),J=1,M)
1R=Ii;': 1
:=ORMAT(1X,11,' TH FUNC, M1N=',G10.3,' МАхе',
510.3,' STEP=',G10.3,' GRA ',A1)
FORMAT(1X,13116)
FORMAH 1>=:, 83А1;'
RETURt
Еtш .
1 }
15
16
18
23
10;21
132
103
200
1
ЗUВRоиТI NE 'РL:Л
COMMON/DR/A(256),N
LOG1CAL 1 N1, t 2
1NTEGER X0,XK,Y0,YK,R1,R2
DATA N1/27/,N2/13/
АМ=А( 1)
DO 1 1=2,N ! ПОИСК МИНИМУМА НКЦИИ
1F(A(1).LT.AM) AM=A(1)
СШПШJЕ
1DA=A 1/10. . 0
A 1=1DA:4!10. 0
DA=1DA
Т'у'РЕ 10 Э, tН .' t 2
r\,1PE:f.!.'. )
Т\'РЕ:.:.. ' К'
TYPE:t:,'? l'
T')'PE , , З'
)<0=10
\'К=3:З0
DO 2 1=1,10
';'К=УК 30
'R1=DA (1 1;'
T'r'PE:.... .1 41 .' ::<0.. I.t:<
T'.,.ipE 103... Р 1
СОtп 1 t :'..IE
'..-'0=*21
<:.Э=29
rю 3 1=1.' б
ХК=( 1 1 ) 100 X0
TYPE , .' 4' , ::<К,. \'0
8=(1 1) 3.1
Т'..-'РЕ 131,8
СШП 1 t UE
Т\'РЕ)Е, '] 4>3 50 540 393'
''''':<:=390
\.'0=50
1; 1=40
ПЕРЕХОд 8 rРАФ ЧЕСКИй РЕЖИМ
nOArOTOB:<:A к Р ::ПЕ'
РАЗМЕТКА. ВЕРТИКАЛЬНОй ШКАЛЫ
РАЗ 1ЕТ:<А rОРИ30НТАЛЬНОй ШКАЛЫ
ПОСТРОЕНИЕ ОКНА
ИЗОБРАЖЕНИЕ СЕr и
67
t:'
.J
б
4
110 4 1=1..13
:;.::0=;:'::(:1+-5:':1
Т'.,.'рЕ:.... .. 4" .. >:::3.. \':':1
TYPE , 75}..x0,YK
: :::I -П 1 Ш:
)::0=*:1 -
-:::<=540
'1 J i<=5Э
ВЕРП1:<АЛ::,НЫЕ ЛИН 1 1
I rCiР 1Э::IНТАЛ::,:-К,IЕ Л;1Н;1i1
;1ЗОSРА:t:ЕНi..1Е Ф::.JН:<Цf1;1
;1:::n::IЛНЕн;.jE C::::i:'1EHTA
! :)'--!Н::ТКА ЭКРАНА ;1 80З8РАТ
rлава 4
ВХОДНЫЕ УстройСТВА
4.1. Общие сведения
Е А == hд
l!3ходным устройством (ВУ) называют часть радиоприемноrо устройс.тва,
связывающую антенно-фидерную систему со входом первоrо KaCKaД KOTO'
рым может быть усилитель сиrнальной частоты, преобразователь или детек-
тор. ВУ может быть представлено пассивным линейным четырехполюсником,
состоящим из одноrо или нескольких селективных элементов, настроенных
на фиксированные частоты или перестраиваемых в пределах заданноrо диа-
пазона частот.
Антенна (А),
ным reHepaTopOM
IЮ 5 1=1,10
103
101
102
103
\I:<= IJ:< +-з з
Т\'РЕ:":, .. 4" " >:: :J. '/:<
ТУРЕ:.:, .. 75,1 .1 ::-:::<.' 1./:<
СОЮ1 KJE
ПХ=500. 0/ .
)<0=4:,)
Y3=35a.0 A(1)/AM.300.0
T\JPE:_.' .. 4".' ::< э.. ')\З
К! б 1 =2.' .i
XK=X0tAINT«I 1).DX)
YK=350.0 A(I)/AM.3J0.J
T\JP :..,. .' 71 " .. ::- :<.I' 1/:<
С:jЮ 1 .ш:::
T'/PE:t:, .'::: l'
T'..JPE:t:," .......
Т\'Р;:: 1 Э:2, . 1, E
P-АtJSЕ 1
Т'/РЕ 1 :)3, . 1, N2
T'..JPE:.:.' ......
Tl.tPEJE, ..:<..
ТУРЕ:.:, 'J1'
Т\'РЕ:.:, 'З.'
Т\'РЕ:.:, , ....'
Т'уРЕ 132, Ш.. N2
fORt'1AH 1)(. Аl,' F '.. Аl)
FORMAT(1X..';',F4.1)
FORMAT(IX,A1,'H'iA1)
F ' J 1 " T ' 1 '.' ' I .'
I ' i-t '" .:".. ; '.1 .j..'
RE II.JR
E D
68
как линейная система, может быть заменена эквивалент-
(рис. 4.1)
(4.1)
с внутренним сопротивлением Z А r А +
+ jX А' rAe '<fj' напряженность поля в
месте приема; h д - действующая высота
А. Параметры Z А' h д и эквивалентные
схемы приемных антенн приведены в [6,
17, 18, 45, 83].
В зависимости от вида А входные устройства классифицируют как ВУ
при ненастроенной и настроенной А. Первые предназначены для работы с
различными А, внутреннее сопротивление которых комплексно, а парамет-
ры заранее неизвестны (вещательные приемники); вторые используются
в случае работы от А с известным активным внутренним сопротивлением
(профессиональная связь, СВЧ приемники). По диапазонам частот разли-
чают входные устройства ДВ, св, кв, MeTpoBoro диапазона, в которых ис-
пользуют контуры с сосредоточенными постоянными, и В У дециметровоrо,
сантиметровоrо, миллиметровоrо и децимиллиметровоrо диапазонов, в кото-
рых применяlOТСЯ коаксиальны", ПОJlOсковые, микрополосковые и полые ре-
зонаторы. По числу селектнвных элементов ВУ разделяlOТ на одноконтурные,
двухконтуриые, MHoroKOHTypHbIe; по способу связи колебательной системы
с А (фидером) и наrрузкой на В У с непосредственной, трансформаторной
(автотрансформатор ной), емкостной и комбинированной связью.
Требования, предъявляемые к ВУ, определяются назначением и rруппой
сложности приемника. Диапазон рабочих частот характеризуют коэффици'
ентом перекрытия k д fmах/fmiП' ву должно обладать достаточно высокой
селективностью, чтобы обеспечить заданное ослабление по зеркальному ка.
налу 0з.к и промежуточной частоте Опч, а также уменьшить возможность воз-
ни кновения комбинационных и перекреСТI!ЫХ помех, обусловленных нели.
нейностью первоrо усилительноrо элемента. При этом ослабление на rpa.
ницах полосы пропускания Л ВУ должно быть не более допустимоrо Оп<'
Оптз'
При возможности реализации в приемнике большоrо усиления ero
чувст ительность Е Ар Е др ' Iз оrраНl!чивается внутренними шумами, rлав
ным образом шумами ВУ с учетом приведенных к нему шумов первоrо актив
Horo элемента. Последние определяются коэффициентом шума ВУ ШВУ'
Резонансный коэффициент передачи В У
К ВУО ивыхо/Ед,
8!/
Рис. 4.1. О"общенная схема входиоrо
устроЙства
rде и ВЫХО выходное напряжеиие при настройке ВУ на частоту сиrнала,
при приеме на маrнитную антенну К ВУО == U выхО/ Е.
В СВЧ приемниках и приемниках низких rрупп сложиости стремятся
получить наибольшее значение К ВУО ' В приемниках средних и иысших rрупп
сложности следует стремиться к увеличению коэффициеита передачи ВУ
только в том случае, если при этом выполняются требования по селективно.
сти и реальной чувствительиости. При этом желательно обеспечить возмож,
но меньшее изменение коэффициента передачи ВУ (преселектора при иалн,
чии УСЧ) в диапазоне рабочих частот.
Возможные изменения парамеlрОВ А не должны вызывать изменения
полосы пропускания i) (Л ВУ ) и расстройки BxoAHoro контура относительно
69
друrих контуров преселектора f> (f аву)' более допустимых. Такая же устой-
чивость А ЧХ В у должна быть обеспечена относительно возможных измене-
ний параметров иаr рузки. По соображениям допустимоrо ухудшения чув-
ствительности к селективности обычно принимают
{) (fову)/П ЩI -< 0,5;
6 (П ву)jПву ..; 0,1 ... 0,3.
(4.2)
Полученные параметры схемных элементов ВУ должны быть конструк,
тивно реализуемы.
4.2. Схемы входных устройств
Типовые схемы ВУ приемников умеренно высоких частот приведены на
рис. 4.2. Собственная резонансн-ая частота колебательноrо контура может
изменяться плавно или дискретно. Плавная перестройка может быть осущест-
влена изменением емкости или индуктивности. По конструктивным со-
ображениям чаще применяют конденсатор переменной емкости С ис '
Широко применяется электронная наСl ройка с помощью варикапов.
При дискретной перестройке (профессиональные приемники) используют
маrазины емкостей или индуктивностей, переключение которых осуществля-
ется специальными схемами, например на repKoHax.
Подстроечный конденсатор С пс введен для компенсации разбросов емко-
сти элементов схемы. Связь колебательноrо контура с А осуществляют с по.
мощью элементов [ СВ , Ссв' с наrрузкой С СВ.и' Конденсаторы ер, ерА
являются разделительными. Различие схем ВУ на биполярных и полевых
транзисторах (рис. 4.2, а, б) заключается в связи колебательноrо контура
со входом первоrо прибора полевые транзисторы включают в контур пол-
ностью, биполярные транзисторы, имеющие большую входную проводимость,
св зывают с контуром частично. Селекция помехи с частотой, равной про-
А I CC
А
Н упр
о
70
....,
.t.пч
т
..J
о"
, эл
Eцcт
VI12
Рис. 4.2. Схемы входиых
устройств с иеиастроеииой
аитеииой
fu ' А l
С"ил
r м ь к
Т !., Ь К
С. С К
и.Е? С к
а t5 о
с, А 8 1::. /.:t: !,к А ЕВ С8
".q ЕЭ
Ь К 11 Ск
R!/ Cc8 L
к
с iJ е
Рнс. 4.3. Схемы связи колебвтельиоrо коитурв ВУ С аНТенной
межуточной, осуществляется с помощью последовательноrо контура L пч ,
С пч , R пч или параллельноrо коитура в цепи истока VT (рис, 4.2, 6).
Вариант схемы с электронной настройкой показан на рис. 4.2, в. В ка-
честве варикапа работает специальиый диод VD 1, емкость обратносмещенно-
ro р-п перехода KOToporo измеияется в заВИСИМОСТII от величины управляю-
щеrо напряжения. Достоинсrвами такой настройки являются: высокая ско-
рость перестройкн, отсутствие механических контактов в цепях контура,
устойчивость к климатическим и механическим воздействиям, простота реа.
лизации дистанционноrо управления, экономичность. Современные варика-
пы позволяют реализовать десятикратное изменение емкости контура. Вслед-
ствие использования иелинейной емкости следует считаться снелинейными
процессами при приеме сиrнала, а также с определенным снижением доб.
ротности контура.
Далее в целях упрощения элементы питания, реrулировки и фильтрации
по ПЧ опущены.
На рис. 4.3 показаны различные виды связи контура ВУ с А, в табл.
4.1 rрафики соответствующих им Зависимостей резонансноrо коэффици-
ента передачи ненаrруженноrо ВУ от частоты настройки К ВУО (f). Наиболее
распространена схема с трансформаториой связью (рис. 4.3, а), которая
может работать в режиме удлинения f А == 1/2л V LCBC А < f m 1n и уко-
рочения 'А> f max ' rде С А эквивален'тиая емкость А, f А собственная час.
тота антениоrо коитура. Первый из режимов предпочтительнее, так как при
этом иеравномериость зависимости К вуо (f) невелика.
В режиме большоrо удлинения f А« f min схеме свойственно постоянство _
K yo т, но коэффициент передачи при этом иесколько уменьшается. Для
умеиьшеиия влияния ан теин ой цепи на колебательиый контур примеияется
слабая связь k CB == 0,05.. .0,3. В отдельных случаях у длинеиие реализуют
за счет конденсатора С УДЛ '
Авто трансформаторную связь (рис. 4.3, 6) обычно применяют при рабо-
те от штыревых А. В отдельных случаях допускается полное включение
малоrабаритных А в контур.
Проще друrих схема с внешнеемкостной связью (рис. 4.3, в, 2; Ссв ==
== 5.. .30 пФ), которая позволяет получить достаточно большой коэффициент
передачи К вуо . Ее примеиеиие orp аиичивается значительиой неравномерио-
стью К вуо в диапазоне час тот и поэтому рекомендуется для приемникор
HeBbIcoKoro качества или при растянутых поддиапазонах, а также дЛЯ B
с индуктивной иастройкой.
71
Таблица 4.1. Зависимость КОЭффИЦИt'ита передачи ВУ
от вида связи коитура с антt'нной
Вид св язи а
коитура С аи- I б, в, 2 д
теииоil ' А <f min f А > f тах t
(РИС. 4.3)
Характер за- X8YO Л'Вfо t K;y°tL K8yo t .. K8YO
висимости
К ВУО ({о) не-
наrруженно-
ro ВУ 10\ fo I 10 fo fo
I
Схема с внутриемкостной связью ПОказана на рис. 4.3, д; емкость Сев
порядка тысячи пФ, Ry резистор утечки. Используется при А с малой
емкостью, например штыревых, для которых можно реализовать режнм
укорочения. В этом режиме схема обеспечивает постоянство коэффиниента
передачи в диапазоне рабочих частот. Для получения б6льшеrо постоянства
[(ВУ О (f) применяют укорачивающий конденсатор Сук'
На рис. 4.3, е показана схема с комбинированной связью. Блаrодаря
совместному действию обоих видов связи достиrается высокий коэффициент
.передачи при малой неравномерности Ктзуо (1), однако хуже ослабляется
зеркальная помеха на высОКОчастотном конце диапазона.
Для уменьшения влияния наrрузки, которое может приводить к уху д-
шению селективности, коэффнциента перекрытия и расстройке входноrо
контура, применяют частичное включение 'lJ и U выхlU к< 1. Для уменьше-
ния зависимостн резонансноrо коэффициента передачи от частоты Jlастройкн
К ВУО (f) "" K yo ({) П ио (f)
(4.3)
следует выбирать связи с А и наrрузкой либо малО завнсящими от частоты,
либо с противоположным характером зависимостей K yo ([) и П иО т.
Широко применяют трансформаторное (автотрансформаторное) включе-
ние наrрузки (рис. 4.4, а, б; табл. 4.2), которое отличается постоянством
ПиО (п. Недостатком является дополннтельный канал приема за счет пара-
Зитноrо контура L св . и СИ' Схема с внутри емкостной связью (рис. 4.4, в) бо-
лее помехоустойчива: свободна от паразитных настроек, коэффициент пере-
дачи по комбинационным помех ам убывает с ростом частоты. Прн высоких
требованиях к постоянству параметров выбирают комбинированную связь
.{олебательноrо контура с наrрузкой (рис. 4.4, е).
ctВ c'f:f '"
а о 8 а
РНС. 4.4. Схемы связи колебательиоr" контура ВУ С HarpY3KOJ'
72
Таблица 4.2. Зависимость коэффициента передаЧIi
ВУ от вида связи контура с наrрузкой
Вид СВЯЗИ контура с иаrрузкuй (рис 4.4) I
Характер заВИСИМGСТИ П н ({о)
Характер зависимости К ВУО ({о) при
работе от ФА
а, б I I
''' с I 'D ..
. '''
fo
Селективные свойства одноконтурноrо ВУ в первом приближении не за-
висят от вида связи контура с А и наrрузкой.
Двухконтурный полосовой фильтр на входе позволяет улучшить селек-
тивность при заданной полосе, применяется на ДВ и СВ (реже КВ) в профес-
сиональных и радиовещательных приемниках высших классов. Для обеспе-
чения постоянства полосы пропускания в диапазоне частот фильтра с пере-
стройкой емкостыо необходимо уменьшение связи между контурами с ростом
частоты настройки. Такая зависимость k CB (t) может быть достиrнута в схе-
мах с комбинированной связью (рис. 4.5). Частичное включение С св1 поз ВО-
JIяет получить приемлемые значения емкости связи. Использование двух-
КОН [урных и MHoroKoHTypHblX систем уменьшает коэффициент передачи ВУ
и увеличивает коэффициент шума.
Для получения пространственной селективности применяют ВУ с Mar-
ниrными (рамочными) А, обладающими направленными свойствами. ВУ
с рамочной А, используемой как катушка ИНДУКТИВНОСТИ контура, пока за но
на рис. 4.6, а. В радиовещательных приемниках широко применяют малоrа-
баритные ферритовые антенны (ФА) разновидность рамочных А с ферри
тозым сердечником высокой проницаемости, который является концентрато-
ром поля. Применение ФА позволяет реализовать внутреннюю А ДВ, СВ
(частично КВ) в достаточно малых rабаритных размерах. На рис. 4.6, б по-
казано ВУ, выполненное по комбиннрованной схеме; в режиме приема на
ФА внешняя А должна быть отключена, при включении последней ФА ис-
[J
iff
У"
lJHc. 4.5. Схемы входных устройств с ПОЛОСОВЫМ Фильтром
73
AL ФАТ
ФА
Сс8 :LK
У н C Y,
а 5 {J
с::
Рис. 4.6. Схемы ВХОДНЫХ устройств L Маrнитной антенной
/'с8 /'" йo
y..L Сд, {
I к I [ к
С пс СД2 Сне I
С К2
а Ь Рч' д Е
L. K
С"I С К 2 УН
iJ
Рис. 4.7. Схемы входных устройств иа КВ и УКВ диапаЗ0нах
пользуется как элемент контура. Недостаток схемы возможность противо-
фазноrо сложения.принимаемых сиrналов. На рис. 4.6, в приведена схема
ВУ приемника 1 класса с раздельным включением ферритовой и наружных
А, которая позволяет построить оба тракта оптимальным образом. В табл.
4.2 ПОказана зависимость КОЭффИциента передачи ВУ с ФА от частоты Иа-
стройки при различных видах связи с наrрузкой. Различие характера зави-
симостей К ВУО ({) и ПиО (/) обусловлено ростом действующей высоты ФА
с частотой. Схема с внутриемкостной связ;,ю позволяет получить лучшее по-
стоянство селективности и полосы пропускания по диапазоиу за счет Toro,
что по мере роста частоты вносимое в контур сопротивление потерь умень-
шается.
ДЛЯ ВУ коротких волн характерно применение растянутых и полурас-
тянутых диапазонов один из возможных способов умеиьшения коэффи-
циента перекрытия при помощи включения дополнительиых последователь-
Horo и параллельноrо коиденсаторов показан на рис. 4.7, а.
ВУ приемников метровых волн, как правило, работают иа одной фикси-
рованной частоте (в отиосительио узком диапазоне частот) при настроеиной
А. ДЛЯ обеспечения режима беrущей волны в фидере применяют ряд соrла-
сующих устройств: трансформаторы, автотрансформаторы, делители. По-
скольку ВУ не перестраивается, выбор вида связи с А особой роли ие иrрает.
Конструктивно коитуры ВУ представляют системы с сосредоточенными па-
раметрами; на вЫсших частотах MeTpoBoro диапазона находят применение
контуры переходноrо типа с высокой добротностыо И широким диапазоиом
перестройки.
74
Наиболее универсальная схема ВУ с трансформаторной связью пока-
зана на рис. 4.7, б. ДJIЯ устранения паразитной емкостной связи [ св L K ,
которая нарушает симметрию фидерной линии и искажает диаrрамму
направленности А, между катушками размещают электростатический
экран. Подобная схема для вещательных прием ников УКВ диапазона по-
казана на рис. 4.7, в. Вследствие малоrо коэффициента перекрытия и ши-
рокополосности здесь можно отказаться от перестройки контура и произво-
дить соrласование на центральной частоте.
Схема с двойной автотрансформатор ной связью (рис. 4.7, е) одна из
наиболее распространенных. Прнменяется на частотах до 300 Mrn при ис-
пользовании несимметричноrо фИдера. Схему с последовательным включе-
нием катушки индуктивности (двойной внутриемкостной связью), показан-
ную на рис. 4.7, д, применяют в тех случаях, коrда требуется повысить ре-
зонансную частоту ВУ.
4.3. Краткие теоретические сведения
Входные цепи с ненастроенной Открытой антенной
Схема одноконтурноео ВУ с комбинированной связью с А (рис. 4.3, е)
II трансформаторной связью с НQеруЗlCОЙ (рис. 4.4, а). Ее анализ позволяет
получить результаты в наиболее общем ВИде. Упростив стандартный экви-
валент А, получим эквивалентиую схему ВУ рнс. 4.8, а, rде емкость схемы
Ссх == С L + С мн + а нс , С L собственная емкость индуктивности LK' С мн
емкость монтажа.
Проводимость наrрузки в основном определяется входной проводимостью
силительноrо прибора
ун == ЩR н ) + jooC H .
Ее связь с контуром осуществлнется при помощи обобщенноrо трансфор-
матора наrрузки ТР Н с коэффициентом трансформации
n н == U вых/Ик == I Х св . н I /Р к ,
(4.4)
rде Хсв,н реактивное сопротивление связи с наrрузкой; Р К характеристи-
ческое сопротивление контура.
Переходя от reHepaTopa напряжения Е А к reHepaTopy тока 1 А == jooG АЕ А
и переС'lИтав сопротивление антенной цепи и наrрузки в контур
r Авн == 002М2 (, А + r CB)/Z ;
R H . BH == RH/n ; С н . вн == n a8'
(4.5)
ПОJlУЧИМ систему из двух связанных контуров (рис. 4.8, 6) перестраивае-
Moro и aHTeHHoro с частотой 00 А == 1 /У' L CB СА' Полаrая связь между КОНТУ-
75
ZA r 1
L
Е А 'А СА 'Св
С е 8
СеВ
:::}
IA
СА LcB
>о:
:::,
Рис. 4.8. Эквивалентные схемы входиоrо
устройства с комt5ииированной связью с
антеиной
!j
1 з С/(.Н
"-
'::з
д
рам и достаточно малой, приходим к эквивалентной схеме рис. 4.8, в с одним
колебательным контуром:
С к . и == С к + С и . вн ; С к == Сие + Ссх;
r к . э == r K + r А ви + r H . BH == r K + [оо2М2 (rл + r cB )/Zl +
+ оо2L n lRи], (4.6)
возбуждаемым частотно-зависимым reHepaTopoM тока
jООСАЕл ( Ссв )
/э== 2 1 , С А в 2 +m св ,
rде r к собственное сопротивление потерь колебательноrо контура; r К.Э
сопротивление потерь эквивалентноrо контура, нормированные величины
== ОО/ООА' m св == M/L K .
Отсюда коэффициент передачи ВУ
Ивых 00 С Аnи ( .. Ссв 2 ) Rо.э
KBY Е А 2 1 СА +mсв, Уl+х 2 '
(4.7)
rде х == Qэ [(00/000) (000/00)] обобщенная расстройка, эквивалентные доброт
насть и резонансное сопротивление наrруженноrо контура;
Qэ == PK/r к,э == 1 /OOoCKr K. == OOOLK/r к.з;
R о . з == Qэ Р К '
(4.8)
Из формул (4.6), (4.8) следует
Qэ == Q/[l + (OO2M2/Z ) (r А rCB) + n оRо/Rи]
(4.9)
rде Ro эквивалентное сопротивление ненаrруженноrо контура иа резо-
нансной частоте.
76
\
Добротность ненаrруженноrо контура прн eMKOCTHOft., настроЙке Q ==
oooLK/r к coпst, поскольку и характеристическое сопротивление и сопро-
тивление потерь линейно зависят от частоты.
Эквивалентная добротность Qэ в общем случае зависит от частоты, но
при достаточно малых связях цепи А и наrрузки с контуром можно принять
Qэ "" сопst, откуда R оэ QэоооLк ПРОПОРЦИОНi!ЛЬНО частоте настройки. Коэф-
фнциент передачи ВУ на резонансной частоте
( С СВ t 2 ) 2
К ВУО ООоС АпноRо.э С"О + m СВ 1(60 1),
А I
(4.10)
rде o ooolcoA; пио == I Х СВ.иО I /р к ' Из выражений (4.7), (4.10)
селективность ВУ
можно найти
К вуо ( С св 651 С А1 + mCB 2 1 10
аву == . х
К ву 6.! (Ссв62/Сд) + тсв65 1 I
п НО {
Х 1 + х2.
п н
(4.11)
При достаточно малых относительных расстройках
аву у 1 + х 2 == V 1 + (Qэ2М !fO)2.
(4.12)
Ослабление на краях полосы п ропускания
оп ВУ == Уl + (QP!fO)2.
(4.13)
Отношенне пHoln H == I Х св . ио t / I Х СВ.Н I для раЗличных видов связи кон-
тура с наrрузкой различно. Для трансформаторноrо включения
п но == k cB . H VLCB.H/L K ; пHolп H 10/1,
(4,14)
rде k CB . H == MCB.H/Y LcB.HL K .
Для катушек ИНДУКТИВIlОСТИ, выполненных с применением ферритовых
сrрдечников,
пно V LCB.H/L K == WCB.H/w K .
При автотрансформатор ной связи с наrрузкой (рис. 4.4, б)
пНО == V L к . и / LK k cB . H ,
rде под k cB . H понимают связь между наrруженной частью катушки и всей
катушкой.
Отношение nHoln H определяют из (4.14).
При емкостной связи с наrрузкой
пно == l/°05 C cB.H L K; пноlп н == 1110'
(4. 15)
77
Кв.9.
КвУО
а .f,4 ,-10
Диапазон hacтPDl1КU
11\
/ I \
t
I
А8У0!
J т / л
Схема одНOFCонтчрнОёО ВУ с трансфор;на-
торной связью с А (рис. 4.3, а) и На2РУ3ICОЙ
(рис. 4.4, а) анализируется как частный слу-
чай эквивалентной схемы рис. 4.8, а при отсут-
ствии конденсатора С св' Коэффициент пер"-
дачи напряжения входноrо устройства
К ВУ == ооС дmсвпнRо.э/(g2 1) У 1 + х 2 ,
.fo
при этом резонансный коэффиниент передачи
К вуо == ООоС дmсвпноRо.э/( g 1).
Часто последний записывают в Виде
.f Q
К вуо == {RCBV LKILcB /l1 + (fAllo)2]} Qэпно,
(4.16)
что позволяет выделить для сравнительноrо
анализа зависимости К вуо (/0) три СОМНО ..и-
теля, первый из которых опредедяется видом
аВЯЗII а А, последний видом связи G на-
rрузкой.
Зависи:.IOСТЬ Qэ от частоты В большинстве Gлучаев lIезначительна.
На рис. 4.9 показаны зависимости К вуо (f) для трех возмоЖных случаев
выбора собственной частоты ' д . Наиболее целесообразным режимом работы
является режим малоrо удлинения (рис. 4.9, 6):
Рнс. 4,9. Зависимость коэффи-
цнента передачи входиоrо уст-
рОйства с rрансформаторной
связью с аитенной от частоты
настройки
1 д == (0,6.. .0,7) 1 min'
(4.17)
Да'льнейшее приближение собственной частоты { д к нижней rранице диа-
паЗона приводит к большему непостоянству резонансноrо коэффициента
передачи. Для КВ диапазонов с малым коэффициентом перекрытия [6]
L CB == Х д/ООmiп == (20... 100)/1 min'
Селективность при производьно й расстройке
аву == [( 2 1)/( 2 I)Ulo/f) (пHolпH) У l + х2 ,
(4.18)
rде отношение пиоlп н находят из (4.14), (4.15).
Поскольку при зеркальной помехе х 2 1, для наименее блаrоприятноrо
случая настройки получим
иОmах + 2! пр)2
а вуз . к == 2 2
IOmBx f д
( lomax + 2/ пр
Х
f Оmах
допущении f пр to max
Q ( ' fошох + 2/ пр
аву 3.к Э .
{О mах
При
78
{ Оmах . п по Q х
{ Отах + 2! пр п н э
t Оmах )
{ Оmах + 21 пр .
(4.19)
'оmах )
{ Оmах + 2f np .
(4.20)
\\
Наибольшее ослабление на краях полосы пропусканlЩ (4.13)
'\
а п == У l + (Q)J/t Ош iп)2. .
(4.21)
Если aдaHЫ а вуз . к и ап, из (4.19) и (4.21) можно найти эквивалентную
доБРОП{Q ТЬ наrружеllноrо входноrо контура, необходимую для получения
заданноrо ослабления по зеркальному каналу и на краях полосы пропускания:
аву 3.К
Q..K ==
Qп>- Qэ>- Qз.к:
'Отах + 2/ пр п н . з . к
f Отах п НО
{ Отах + 2/iIР ' Отах
{О Пlах ' Отах + 2f пр
Qп == (fоmIП/П) J/ a1J 1 .
(4.22)
{5тах { .
иСтах + 2fпр)2 2/ '
(4,23)
(4.24)
Из полученных по двойному неравенству (4.22) зн'ачений эквивалентной
добротн()сти выбирают максимально возможную величину Qэmах'
Селективность 110 соседнему каналу иезначительна: определяется на
среднеЙ частоте диапазона из (4.12). Ослабление сиrналов с частотой, равной
промежуточной, находит н;! (4.18) в точках диапазона, наиболее близких
к нромежуточноЙ частоте.
При определении связи контура с антенной цепью и наrрузкой используют
не только режим соrласования, соответствующий максималъной передавае-
моЙ мощности, но и режим неполноrо соrласования, при котором обеспечи-
вают заданную селективность, ослабление на краях заданной полосы про-
пускания, расстроЙку колебательноrо контура цепью А и наrрузкой, мияи-
мум шумов.
Оптимальная связь контура с А (режим СOJ'ласования) определяется
условием
'Авн 'к.н,
(4.25)
rде сопротивление контура с учетом влияния наrрузки
'К.И == ,!{ + 'и.ВИ 'к + ш L п:о/Rн'
(4.26)
Оптимальная связь:
'J 2
Мор! == ZA'K. н/Шо (,д + 'св);
Y 2 2 Y
kCBopt Мер!! L!{L cB == (1 ША/Шо) QA/QH'
(4.27)
rде добротнссть наrруженноrо по выходу контура
QH ШоL!{/,к. Н == Q/(I + п oRo/RH)'
(4.28)
добротность антенной цепи QA == ШоL св /(, А + 'св),
Поскольку величина kClJopt зависит от частоты, обычно принимают ее
среднее значение. Более подробно режим соrласоваНIIЯ по мощности рассмотрен
ниже, в разделе ВУ с настроенной А. Отметим, что при этом имеет MiCTO
существенный пронrрыш в селективности.
79
Определение связи контура с А и наrрузочной цепями, исходя из тре-
бований селективности и ослабления на краях полосы пропускания, сводится
к определению связей, необходимых для получения эквивалент ной доб-
ротности Qэ. которая удовлетворяет двойному неравенству (4.22).
Коэффициент связи с А при п и == const
k CB (! == k CB ар! V (Qн/Qэ) 1. (4.29)
Рассмотрим соображения по выбору связи с наrрузкой. Прн малом тун-
тировании контура следует принимать п во == 1. Пр и этом QB == Q.
k CB (! == k CB орl V(Q/Qэ> 1.
в схемах, rде имеют место низкие входные сопротивлеиия R H . зиачи
тельиые величины С н и существенная нестабиль ность I1С н , I1R и полаrают
пво < 1. Коэффициент трансфор мации можно найт и из (4.28):
пНО == V[(Q/QH) 1] RH/R o . (4.30)
Отношение Q/QH == ПВУв/ПвУ находят, задаваясь допустимым ухудше-
нием добротности колебательноrо контура в результате наrрузки на сопро-
тивление R H (обычно принимают Q/QB == 1,2...2).
Возможен и друrой подход, при котором накладывают дополнительное
условие (4.25), обеспечивающее наибольший коэффициент передачи ВУ при
заданной селективности и полос е пропускания:
пНО == V[(Q/ 2Q э) 1] RH/R o . (4.31)
Такой подход может быть реализован при условии выполнения HepdBeH-
ства Q / 2Qэ > 1.
При приближенном расчете задают ухудшение селективности в резуль-
тате влияния антенной цепи не более 25 % :.
Qв/Qэ ==1,25. (4.32)
откуда k cB (! == O,5k opt '
Для КВ антенн вещательных радиоприемников со среднимн значениями
параметров
k CB (J <.0,5 J.I 'K. H'A !W O V LKL cB ::::: о,зIVQ .
Поскольку параметры ненастроенной А заранее не известны, ее связь
с контуром k CBd должна быть выбрана так, чтобы разброс этих параметров
относительно номинальных не приводил к расстройке колебательноrо кон.
тура более допустимой. Для эквивалентной схемы рис. 4.8, а возможные
разбросы А СА == СА min . . . с А тах приводят К уходу собственной частоты кон-
тура I1f KA /fo::::: O,5I1LK/LK' rде
I1L K == L BB тах L BB . ер == 0,5 (L BH тах L BB mln);
roL BB == ro2M2XA/Z ::::: w2M2/(roLcB l/wC A ).
Следовательно,
k cBd ,,;;: 2 V(S ax 1) (S i" 1) (!1f KA /tO) (1; ax 1; in) ,
(4.33)
(4.34)
(4.35)
rде
max == w max J.I LCBe A таХ' mjJl == UJ щi ,. J/ LctlC A min
80
rA
Е А
а
Рнс. 4.10. Эквивалевтные схемы
входиоrо устройства с BHelliHeeM-
Костной связью с антенной
fШ О "К
IlA С.
А. СК.Н . r K . 1f
е
СК.э
IJ
Исходя из Toro чтобы при любой расстройке принимаемый сиrнал оста-
вался в полосе пропускания входноrо контура, обычно принимают fI1f KA ..;;:
..;;: О,5П ву , откуда
fI1/ кАIf о ..;;: 1 ! 2Q э.
(4.36)
Для КВ антенн со средними значениями k cB (] O,8!YQ .
Произведенные расчеты дают значения k CB ..;;: 0,2; обычно выбор k cBa
является определяющим.
Схема одllОКОllтУРllО20 ВУ с вllеШllеемкостllОй связь/(} ( А (рис. 4.3, в) мо-
жет быть проанализирована как частный случай' эквивалентной схемы рис.
4.8, а при отсутствии трансформаторной связи (рис. 4.10, а). Коэффициент
передачи ВУ находят из обшеrо выражения (4.7) путем предельноrо перехода
L сБ ...... 00 (6...... 00), тсв == о:
KBy==WCCBI!HRo.)Y I+X2 , (4.37)
откуда резонансиый коэффициент передачи
2
К вуО == (J)OCCBI!HORo. э == OJоLкСсвQэnно,
При емкостной настройке контура изменения резонансноrо коэффициента
передачи весьма значительно
2 2 2
К ВУО тах! К ВУО min == f о max!f о min == k д '
При настройке с помощью вариометра Ro. э == Qз!OJ о С к .
К ВУО == QэиnоСсв!Ск == cOn5t.
Выражение для селективности при Щ1Оизвольной расстройке может быть
получено из (4.11):
аву == (lo!f) (nно!n н ) У l + х 2 , (4,38)
rде отношение nно/n н (4.14, 4.(5).
При определении ослабления по зеРК<JЛЬНОМУ каналу можно воспользова.
ться приближением
а == 10 тах Q ( fo тах + 2f np fo тах ) (4.39)
ву,," fОwах+2fпрflи.8." э ' Отах fОmах+2fпр'
81
Ослабление на краях полосы пропускания определяется (4.21).
Для получения выражения Qэ рассмотрим эквивалентную схему рис,
4.10, б, в которой сделан переход к reHepaTopy тока 1 А == jшС дЕ д, а натру-
зочная цепь R неи пересчитана в контур
2 2 2
'к. н =='к + (пншоLк/R н ),
Произведем ряд последовательных преобразований, показаний на рис.
4.10, в, е, д, в результате чеrо, пренебреrая высоким внутренним сопротив-
леиием reHepaTopa тока, приходим к схеме одиночноrо эквивалентноrо коле-
бательноrо контура
2
'А вн == 1/[ш о (С д вн + С к , н)2 R A ] == r A [С А ВН/(С А вв + С К . в)]2;
Qэ == Q/ /1 + (п Ro/RH) + [СА вв/(С А вв + С к . в)р rA/'K;
С к . э == С к . В + СА ВIJ == С к + п CIJ + СА ВII'
(4.40)
(4.41)
Для ненастроенных А часто приню'laЮТ Ссв« СА' при этом С д вв ::::: Сев'
Выбор емкости связи иеоднозначен. Исходя из условия соrласования,
емкость связи контура с А
Сев орl == С к . Н V 'K/'A ;
емкость связи, допустимая по заданной селеii:ТИВНОСТИ и ослаблению на краях
пОлосы пропускания
j f I rA/rK
Сев а == С к . в miп II (Q/Qэ) (Q/QH)
1]:
емкость связи, допустимая п о расcrроЙке входното контура цепь ю А,
С 2 V CAmaxCAmin I !'1f KA l c ..
ев <. С С . f к. в. m1П
Д тах Д m1П О
При малых разбросах С Amin ... С Дтах правая ЧIIСТЬ неравенства может не-
оrраниченно возрастать это зна'lИТ, что по соображениям расстройки
контура А может быть включена непосредственно.
Из двух рассчитанных значl'НИЙ емкости связи Сева И ССВД следует
принять меньшее.
Соображения по выбору степени связи контура с наrрузкой (п в ) не отли-
чаются от изложенных выше (4.30,4,31).
Схемы В Jl с двухкон.турн.ым полосовым фильтром (рис. 4.5). Резонансный
коэффициент передачи
К ВУО == K Byl 1]j(I + Т]2),
rде К ВУ1 резонансный коэффициент передачи одноконтурноrо ВУ с той же
степенью связи с А и наrрузкой, что и рассматриваемый полосовой фильтр;
т] == kсвQэ параметр связи,
k CB == k eB м + k CB с == M/V L K1 L K2 + Ilш V LК! LK2CCB2 ;
Qэ == V Qэl Qэ2 ; Qэl == Qlj(l + X B Ar A/r к1 Z ); Qэ2 == Q2/(1 + п OR02/ R н),
rде QI' Q2' R 02 парамеrры ненаi"руженноrо первоrо и BToporo контура со.
ответственно.
82
При выборе связи между контурами исходят из постоянства полосы про"
пускания фильтра ПФ в иапаЗ0не рабочих частот. Так, при 0,7 ..;;: 1] ..;;: 2
r.-;ожно ПОJIаrать пф == V21']fо/Qэ. откуда следует условие 1]fo == kCBfo== const,
т. е. степень связи между контурами должна падать с ростом частоты, что
реализуется в схемах на рис. 4.5.
Выра жение для селективности
V 2 2 пноХ св 1.2 (fо) А (fо)
аву== [1 X2+1]2XcBt.2(f)/XcB1.2(fo)J2+4x2 пнХсв1.2тАт 11'(1]),
rде в зависимости от степени связи между контурами
m ( 11 ) == {1 1 / 2 (1 + ч 2 ), при 1']";;: 1 1 ;
'у ., I 11. при 11 > ;
А (f) == Кву1/Qэпно,
Входные устройства с ферритовой антенной (ФА)
Эквивалентная схема ВУ с ФА, которая используется как индуктивность
входноrо контура, показана на рис. 4.11, а, rде LK' С L' 'к параметры ка-
тушки ФА, Е д == 'th д (4.1). Эту схему можио привестн к схеме с последова.
тельным резонаисным контуром (рис. 4.11, б) с параметрами:
2 2 2
'к. э == r к. н == r к + пB(J)oLK/R H ;
С к . э == С к . В == С сх + Сне + п CH; (4.42)
С сх == С L + Омв + С пс ;
Qэ == (J)oLK/'K. В == Q/(1 + п RoIRH)'
rде Q, Ro параметры иенаrруженноrо контура с ФА.
Коэффициент передачи ВУ
К вуо == и ВЫN.I't == и выхhдl Е д == Q,пноh д ' (4.43)
Зависимость К вуо от частоты настройки для различных видов связи кои-
тура с наrрузкой показана в табл. 4.2. Селективность
аву == (fo/f) (пBolп H ) 1/1 + Q; [(f/fo) (fo/f)],
(4.44)
чтО совпадает с выражением, полученным для ВУ с внешнеемкостной связью
(4.38).
Из (4.39) и (4.21) можно найтн эквивалентную добротность наrружен-
Horo входноrо контура, необходимую для получения заданноrо ОСJlабления
по зеркальному каналу и ослабления на краях полосы пропускания:
10 mir, V Q 'о тах + 2f np ( /0 тах + 2f np fo тах )
П ап 1 => э => аз к f f
., Отах О тах 'о тах + 2f пр, .
(4.4[,1
L t!.1f
Cнt:
'" С Н R H
L. K
С к . з
{]
5
Рис. 4.11. Эквивалентные схемы входиоrо устронства с маrНИТllоi! антенвой
83
с учеТО:\l непосредственноrо воздействия поля сиrна!Jа на обмотку
L CB . H [125]
иВУ === и:lf2) У l + х 2 /[1 (h A . CB/hA) (LK/M cB . в)], .
rде h A . св действующая высота катушки L CB ; М св . н взаимоиндуктивность
катушек L CB . в и L K "
Значение коэффициента п н , необходимое для ПОлучеиия требуемой экви-
валентной добротности,
пво === V[(Q;Qэ) 1] RH/R o "
ВУ с ненастроенной А подробно рассмотрены в работах [17, 45, 81,
83, 125].
Входные устройства с настроенной антенной
Схема одноконтурново ВУ с трансформаторной связью с А (рис. 4.7, б).
Эквивалентная схема показана на рис. 4.12, а. После пересчета сопротивле-
ния и емкости наrрузки в контур получим:
, к. В === 'к + w2L п /RB' С к . в === С к + Ссх + п:С и ,
rде С к емкость контура; Ссх === C L + С мв (рис. 4.12,6).
Схема составлена в предположении, что А соrласована
дачи (фидером) ,д === РФ' rде РФ волновое сопротивление
тивлеиие катушки связи, св мало по сравнению с РФ,
При работе с настроенной А обычно получают наибольшую передачу
мощности при заданной полосе пропускания (П, (Jп). Селективность, как
правило, незначИтельна. Режим беrущей волны в фидере обеспечивают cor ла-
сованием ero волновоrо сопротивления с входным сопротивлением приемника
2м2 Z2.
'А oo Opt'K. и/ К' }
2 2
wL CB w2MoptXK/ZK === О
с линией пере-
фидера, сопро-
(рис. 4.46)
на фиксированной частоте или на частоте w === ОО ср '
Paccor ласование кроме потери МОщности приводит к появлению повтор-
Horo сиrнала на входе приемника, что создает искажения при приеме телеви-
зионных сиrналов и мноrоканальных широкополосиых сообщений. Из (4.46)
можно получить выражение для оптимальноrо коэффициента связи:
k CB ор! === Mopt/V LK/L cB === J/ (QA + 1 /QA)/QB '
(4.47)
rде условная добротНОСТЬ антенной цепи QA === wL CB /' д, QH добротность
контура, наrруженноrо на выходе.
а
о
РИС. 4.12, Эквивалентвые схемы BxoABoro устройства с иастроеивой аитенвой
84
Зависимость (4.47) прив едена на рис.
4.13, откуда видно, что минимальиое зна-
чение ОПТИ:\lальноrо коэффициента связи,
при котором реализуется наиболее простая
конструкция входноrо трансформатора,
имеет место при QA == 1. При этом
k CB ор! min == V 2/QB ' L CB ор! == r А/О>'
Поскольку в режиме соrласования
r А ви == r к. в' эквивалентная добротность
контура
irt8. t
о
2
J
(}А
f
РИС. 4.13. Зависимость оптнмальио-
ro коэффициевта связи от доброт
вости настроеивой автеивой непи
откуда
Qэ == o>LK/(r к. н + r Д. вн) == o>L K /2r к. н == QB/ 2 ,
(4.48)
k CB ор! min == У l /Qэ .
Максимальный коэффиЦ'иент передачи, соответствующий оптимальной
связи, с учетом сделанных допущений
К ВУ тах == О,5п и V RoB/rA '
(4.49)
rде резонансн е сопротивление контура с учетом действия Наrрузки
R OB == Ro/(1 + п=Ro/R B ).
Связь с наrрузкой иаходят из (4.30), (4.48)
п в == У[(Q/2Qэ) 1] R B / Ro '
(4.50)
Подставив значение (4.50), получим выражение К ВУ тах при заданвой
эквивалентной добротности:
К ВУ та» == 0,5 У (1 2Qэ/Q) Rи/r д.'
(4.51)
Зависимость (4.51) представлена на рис. 4.14, а. Эквивалентную добротность
Qэ рассчитывают из условия обеспечения заданноrо ослабления на краях
полосы пропускания (4.24). Как видно из (4.51), при умеиьшении эквива.
лентной добротности контура коэффициент передачи возрастет. Это объяс-
КВ!!
К8!1тах
1 1
Q,5
О 10 20 RH/'A О O,S 1,5 Пн/hнорt
30 4О 1
О О
Рис. 4.14, Характе!>иствки входвых устройств с вастроеВВОI1 автеввой
85
няется тем, что при Qэ« Q собственными потерями в контуре можно Пре-
небречь и рассматривать ero как идеаJIЬНЫЙ трансформатор:
К ВУ тах тах == 0,5 V RB/'A ' (4.52)
Схемы одноконтурносо ВУ с автотрансформаторной связью с А (рис.
4.7, с), Условие соrласовання
2 2 2
'А == ПА optROB == пAopt R o/(1 + пHRo/R H ),
rде коэффицнент включения фидера в контур
ПА == и вх /и к == (L A + MA)/L K .
Оптимальные коэффициенты трансформации, которые обеспечивают
режнм соrласования при заданной неравноме рности А ЧХ
ПА == V, А/ 2 Qэ roL к ;
п н == V [(Q/2Qj) 1] RH/R o ; Q < ((lП) V a 1.
Общее выражение максимальноrо коэффициента передачи представлено
(4.49); максимальный коэффициент передачи при заданной эквивалентной
добротности (4.51); предельно достижимый коэффициент передачи
(4.52). Указанные выше выражения позволяют построить зависимости
к ву / К BYmax==qJ (пн/п н opt), приведенные на рис. 4.14, б, из которых следует,
что режим соrласования некритичен к изменению коэффициента передачи
вблнзи значения пн/пнор! == 1. Это объясняется тем, что изменеНие вносимо-
ro в контур сопротивления компенсируется изменением коэффициеита транс-
формации. В то же время полоса пропускания и селективность ИЗМеняются
существенно. ВУ с настроенной антенной подробно рассмотрены в работах
[17, 81, 83, 125].
Шумы входных устройств
Шумы ВУ с транзисторным каскадом при ненастроенной А. Чувстви-
тельность приемника, работающеrо от открытой А, может быть получена из
(I.21) при подстановке k == 1,39 . 10 23 Д ж/rрад и Т == 290 К.
ЕАр==I,25.10 10уV,дПшШпр, (4.53)
rде Ш пр коэффициент шума приемника; П Ш f'::j П шумовая полоса про-
пускания приемника, численно близкая к полосе на уровне 3 дБ; У
отношение сиrнал/помеха (по напряжению) на входе детектора. о/<
ДЛЯ АМ приемников у==увых/тдм, дЛЯ 4М ПрИем ников у== Увых/tnЧМВЧМ'
rде увых ОТНОшение сиrнал/помеха на выходе приемника, заданное в зависи-
МОсти от необходимоrо качества работы (например, для Вещательных приемни-
ков 20 дБ); тАМ rлубина амплитудной модуляции; тЧМ == I1f д/ I1f д тах;
I1f д девиация частоты, принятая при измерении чувствительности; I1f д тах
наибольшая допустимая девиация частоты; В ЧМ выиrрыш в помехоустойчи-
о/< Формулы для определения у д.1JЯ различных сиrналов приведены
в rл, 13.
86
[ 7 т
I .1.11l'/.ffll/П I
I
I V/I I
I
8 Б: L J
Рне. 4.15. ЭкаиваЛr'нтнап схеМа
BXOAHoru устроЙства
Рис. 4. t б. Усредненные характе.
ристикн КОЭффЮ<НСIIТ а шума аы.
сокочастотноrо транзистора
6
I 11 6/JMr"J\,.
I.90=1MA
E-Кo= 5B 20
03 , 1\
0,/11/,,1
o,J V
5...... k:Z....
i'"::
Шrр
8
4
2
о
. 0,1 0,3 0,61
3 б 10 JO Сп мСм
вости при переходе от АМ к 4М при флюктуационных помехах, rде индекс час-
тотной модуляции 'Рт == I д тах/ Р тах; F тах максимальная МОДУЛ11рующая
частота.
Допуская для прием ников умеренно высо ких час тот Ш пр ;::: Ш ВУ' ПОЛУЧИ J
Е др "'" 1,25. 10 10'l'VrдПШву' (4.54)
При работе от ФА чувствительность задают, как напряженность поля
(в В/м):
'iS'Ap"'" 1,25. 10 10уVrАПШJ3у/hд, (4.55)
rДе ШВУ коэффициент шума ВУ с первым транзисторОм.
При определении ШВУ воспользуемся эквивалентной схемой рис. 4.15,
к которой можно свести схему ВУ, rДе O и O:\ приведенные ко входу ак-
тивноrо элемента активные ПРОВОДllМОСТИ контура и А, В трансформиро-
ванная со стороны входа реактивная проводимость.
Для одноконтурноrо ВУ
ШВУ == (1 + O /OA) Ш тр == (1 + rCB/'pJ 0+ rK/rA вв) Ш тр '
(4.56)
rде Ш тр коэффиииеIfТ шума транзистора, который работает от reHepaTopa
с внутренней проводимостью 0r== о,; + O ; r CB сопротивление потерь катушки
связи.
Коэффициент шума первоrо транзистора зависит от ero параметрОВ, ре-
жима по постоянному току (напряжения на коллекторе Е ко , тока эмиттера
130)' вида каскада (усилительный или преобразовательный), рабочей частоты
10' а также от проводимости reHepaTopa 0r' Зависимость Ш тр от величины 0r
имеет минимум [125]:
Ор == Ор ар!' Ш тр == Ш тр min'
(4.57)
Зависимости Штр(Оr' 10) для rерманиевых высокочастотных транзисто-
ров приведены на рис. 4.16. В диапазоне 10 (0,1...0,2) 'а' rде 'a rранич-
ная частота транзистора по коэффициенту а, для определения Ш тр можно
использовать приближенные формулы:
Ш тр == 1 + Орr Б + p {2 1 : а [( + r Б ) 2 + 2r э ( + r Б )] + ( 1) ,;} ;
(4.58)
(4.59)
(4.60)
0r ар! == 1/'9 V (1 + rБ/ r э)2 + [atD (l а)] (o,5D + rБ/rэ);
Ш тр mln == 1 + [2D (l a)ja] [1 + (rБ + 1/0 р opt)!'9]'
87
ш /Ш тр ,iJ5
10
5
о
0,1 0,2 0,5, O 2 rA8H/rK
Рнс. 4.17. Характернстнк.
коэффнцневта шума входноrо
устройст ва
rде 'э == 25,6.10 З!Iэо сопротивление эмиттер-
Horo р.п перехода; 'Б сопротивление базовой
области транзистора; а коэффициент усиле-
ния по току в схеме с общей базой на низких
частотах; D == 1...5 дробовый коэффициент, за-
висящий от качества и технолоrии изrотовления
транзистора.
При работе транзистора в преобразователь-
ном режиме ero коэффициент шума существенно
возрастает по сравнению с режимом усиления
Ш тр . пр . == (1,5...2) Ш тр ' Минимизация шумов
транзистора условия (4.57) может быть
обеспечена за счет подбора связи контура с траli-
зистором:
п н . ш == VOKAiG r opt, (4.61)
rде ОкА == 1/(J)оL к QэА' QэА == (J)oL K /(, к +'А ьн) проводимость и эквивалентная
добротность контура, наrруженноrо цепью А.
Иной возможный путь уменьшения шумов ВУ оптимизация связи
между контуром и А. Как видно из выражения (4.56), уровень тумов падает
с увеличением отношения
2 2
, А вн/' к == Х св' A/ Z А' к ::::: (kCB/k CB ор t)2 Q /QH == сопst (kCB/k CB ор t)2 (4.62)
пропорционально квадрату коэффициента связи. Падение шумов ВУ при
величении k CB объясняется ухудшением добротности входноrо контура за
счет сопротивления, вносимоrо из цепи А.
rрафик зависимости (4.56), приведеНfIЫЙ на рис. 4.17, показывает, что
для минимизации шумов следует выбирать ('Авв/'к)ш == 5...10, или с уче-
IfОМ (4.62)
k св . ш == (2...3) k CB opl'
(4.63)
При таком увеличении связи ухудшается селективность и возrастает
влияние изменений параметров А на частоту настройки колебательноrо кон-
тура.
Разумный компромисс для приемников умеренно высоких частот имеет
место при 'Авв/,к..;;:0,25, откуда с учетом Q/Qи== 1,2...2
k CB (J Ш == (0,з ... 0,5) k CB opt; (4.54)
ОкА";;: 1,25/(J)oLKQ.
Шумы ВУ с настроенной антенной. Расчет шумов ВУ с настроенной
антенной отличается тем, что связь контура с А и наrрузкой выбирают из
двух условий соrласования по мощности и соrласования по минимуму
внутренних шумов, т. е. по максимуму ОТНОшения сиrнал/шум. Для наиболее
потребительной схемы с двойной автотрансформаторной связью (рис.
4.7, ) условие соrласования проводимостей наrруженноrо контура с прово-
димостью, виосимой на цепи А, и условие соrласования транзистора по ми-
нимуму шума (4.61) образуют систему уравнений
2 2
пАОА == ок + пнО в ;
2 2
(ОК + пАОА)/п в == 0r opt (4,65)
88
rде ОН == 1/ R H "'" Re (Ун) входная Проводимоеть транзистора; О А == 1/ РФ
проводимость А; ОК == I/Ro собственная проводимость контура при резо-
нансе.
Отсюда
коэффициенты включения
п н == Y20 K /(Or opt ОВ);
ПА == п н V (Or apt + Ов)/20 А'
rде Р к == l/w o C K == V LK/C K волновое сопротивление контура.
Поскольку система (4.64), (4.65) не определяет заданной неравномерно-
сти в пределах полосы пропускания, должна быть произведена дополнитель-
ная проверка на выполнение условия
(4.66)
(4.67)
(Jп <: Vl + (Qэ П /fо)2,
(4.68)
rдс эквивалентная добротность контура cor ласованноrо ВУ
2
Qэ == P K /2r A Вн == рф/2п д р к .
Коэффициент шума определяют по упрощенной формуле
Шву == (1 + п; o ) Ш тр '
Коэффициент шума ВУ с каскадом на ПОлевом транзисторе с р-п пере-
ходом в предположении, что током затвора можно пренебречь, а также для
транзнсторов со структурой МОП
Шву == 1 + O /O + (OB/O + R ш (О д + O + 0 )2 /O , (4.71)
rде O == ОК (рис. 4.15).
Тепловые шумы в токопроводящем канале характеризуются шумовым
сопротивлением, определяемым из (1.8).
Коэффициент шума полевых транзнсторов на СВЧ ниже, чем у бипо-
лярных.
Заметим, что формула (4.71) совпадает с выражением (1.19), если O ==
== Ов, т. е. если наrрузка определяется входной проводимостью транзистора.
(4.69)
(4.70)
4.4. Входные устройства приемников СВЧ диапазона
ВХодное устройство приемника СВ Ч диапазона (сантиметровых и мил-
лиметровых волн) связывает антенно-фидерное устройство с первым каска-
дом приемника малошумящим усилителем или смесителем. При этом во
избежание отражений СВЧ энерrин входное и выходное сопротивления ВУ
cor ласовываются с волновыми сопротивлениями присоединяемых линий
передачи. В зависимости от назначения и структурной схемы приемника
XOДHoe устройство ВЫполнять одновременно все Jшl!lв HCllBT8p"llI 14
80JIеду ЮЩ!I" функциii:
частотную селекцию принимаемых сиrналов;
защиту первоrо каскада от переrрузки и повреждения СВЧ колебаниями
на рабочих частотах;
уменьшение влияния изменения выходноrо импеданса антенно-фидер-
Horo устройства на стабильность характеристнк первоrо каскада.
89
v
Частотная селекиия сиrналов во входном устройстве осушеСТВJ1 яртrя
с помощью СВ Ч фИЛЬТР!) В зависимости от вида линии передачи различают
фильтры коаксиальные, волноводные, полосковые, микрополосковые, щеле-
Вые, а также комбинированные. При расчете фильтров широко используется
аппроксимаиия требуемых А ЧХ полиномами Чебышева, Баттерворта и др.
Фильтры выполняются из отрезков линий соответствующей длины, эквива.
лентных индуктивности, емкости или резоиансному контуру (паралелльному
либо последовательному).
l1ащита nepBoro каскада приемника от переrрузки СВЧ колебаниями
на рабочей частоте обычно необходим.!Jтолько в приемниках РЛС, на вход
которых всеrда просачивается Ч1jСТЬ мощности импульсноrо передатчика.
Эта мощность во мноrих случаях лежит в пределах от сотен ватт до единии
киловатт в импульсе и существенно превосходит допустимые уровни мощно-
сти для полупроводниковых СВЧ диодов, используемых в качестве смесите-
лей в большинстве приемников СВЧ. ДЛЯ защиты диодов от повреждения
во время работы передатчикаLпримеНЯjlfr'специальные устройства чаще
Bcero разрядники защиты приемника (РЗI]J и полупроводниковые оrрани-
чители СВЧ мощности (см. rл. 14).
При использовании в первом каскаде приемника реrенеративноrо мало-
шумящеrо усилителя СВЧ (например, параметрическоrо) нестабильность
ero характеристик определяется наряду С друrими факторами L!!зменением
импедаиса источника сиrнала (антенио-фидерноrо тракта), подкЛ!очеиноrо
ко входу усилителя. Для устранеиия этоrо влииния между антенно-фидер-
ным устройством и' входом :усилителя включают невзаимные ферритовые
устройства циркуляторы и вентили, выходной импеданс которых относи-
тельно постоя неи. Потери ферритовых IlИРКУЛЯТОРОВ и вентилей неОДlIна-
ковы в прямом И обратном направлениях..JРазрабатываются такие устрой-
ства в волноводном, полосковом или микрополосковом исполнении.
Наибольшее распространение в радиоприемной технике, блаrодаря хо-
рошим электрическнм параметрам, малым rабаритным размерам и массе и от-
носительной широкополосности, получили м'остовые У -циркуляторы как
в волноводном, так и в полосковом исполнении. Если в одном из плечей
raKoro циркулятора поместить соrласованную наrрузку, он превращается
в вентиль.
v
v
Фильтры СВЧ
в дециметровом диапазоне волн 10...100 см (300...3000 Mrn) применя-
ются концентрические (коаксиальные), двухпроводные инесимметричные
резонансные линии. Концентрические линии обычно замкнуты на конне,
а двухпроводные линии MorYT быт" как замкнутыми, так и разомкнутыми.
Несимметричные линии обычно разомкнуты на конце, причем для уменьше-
ния их длииы к концу подключается конденсатор.
Наиболее широко в качестве резонансных систем ВУ дециметровоrо ДИ,,'
пазона используются замкнутые на конце коаксиальные линии, посколы{
оии обеспечивают надежную экранировку от воздействия внешних элеКТf,с)-
маrнитных полей, обладают достаточной механической прочностью и CTfr-
бильностыо параметров.
90
. :te d% t 1
W o w, w2 Wo1t1 wo
'i 'i E2Z: zJ[ZlmE2Z: . A" -.t,ф
IL 711 т
'и ' TV LUL
r
а./ t5. f 8.! е
Рис. 4.18. Тополоrические и эквивалентные схемы 110ЛОСКОВЫХ фнльтров
L.
L
L
L
1 2 '.'
' 1." 1.,,+1
/,/
.,. // :i'
:i."' '/ ,
....
'" // ..
:;
i' '/
....
+ ""
31 ""......
.. 'l!
t5 ':i'
.:Iз ./"р 70 "о .fз .f
л,, Л"р ЛЛ
f/ з
а
Рнс. 4.19. Частотные характернстнкн н ТО-
полоrнческая схема полосковоrо фнльтра
на ОДИflаковых связанных линиях
в сантиметровом диапазоне волн широко используются фильтры СВЧ
на полосковых и МIlКРОПОЛОСКОВЫХ линиях как на коротких отрезках (рис.
4.18, а, б), так и на резонансиых отрезках линий (рис. 4.18, 6, 2).
Возможность создания фильтров на отрезках линий, иrрающих роль
реактивных элементов, основана на том, что отрезок линии длиной 1 < 11./4
эквивалентен индуктивности или емкости, если он соответственно коротко'
замкнут или разомкиут на конце. При длине 1 == 11./4 или 11./2 такой отрезок
эквивалеитен резоиаисному параллельиому или последовательному контуру
в зависимости от длины и rраничиых условий на коице.
Основными исходными данными при проектировании полосковоrо полос-
нопропускающеrо фильтра (ППФ) являются (рис. 4.19, а): средняя рабочая
частота 10; полоса пропуска ния П пр == 1 пр 1 пр' определяемая rраничными
частота ми 1 пр и 1 пр; затухание в полосе пропускания Ln (без учета актив-
ных потерь); полоса заrраждения П, == 13 ' З' определяемая rраничными
91
частотами f3 и f З; затухание на rраницах полосы заrраждения L з ; волновые
сопротивления подводящих линий W O '
В качестве прототипа используется Ф НЧ из п звеньев с сосредоточенны-
ми параметрами, при этом для равноволновой (чебышевекой) аппроксима-
ции число звеньев прототипа определяется из выраженни
п
arch V (L з 1)/(L п 1)
flrch (П з /П ор )
fl для максимальной плоской
Ig У(L з 1)/(L п 1 )
Ig(Пз/Ппр)
rде затухания L п R. [3 выражены в безразмерных единицах.
Полученное п окруrляют до ближайшеrо целоrо. Число звеньев проек-
rируемоrо ППФ должно быть на единицу больше (рис. 4.19,6).
Размеры звеньев микрополосковоrо фильтра находят с помощью rрафи-
ков рис. 4.20. Для этоrо вначале рассчитывают волновые сопротивления свя,
занных линией i-ro звена фнльтра при четном wg инечетном wgз видах воз-
буждения:
п
00 2.
W Ое == W О (I + A i + А (),
(i) 2
W oo == W o (1 A i + А{),
rде А{ == go/Y g{ Jgi; W o заданное волновое сопротивление подводящих
линий на входе и выходе фильтра; g{ 1' g{ обобщенные параметры прото-
типной схемы ФНЧ, за исключением крайних элементов go и gn+1' которые
рассчитывают по формулам
go == ЛП пр /2fо; gn+J == go/r,
rде r == th 2 [0,25 19 (cth 0,058L п )] при четном числе п чебышевскоrо прото.
типноrо ФНЧ; [п выражено в децибелах.
Во всех остальных случаях, == 1.
Откладывая теперь вычисленные значения волновых сопротивлений на
рис. 4.20, а так, чтобы они располаrались на одной вертикальной линии вы-
ше и ниже кривой s/h == 00 и в то же время на кривых с одинаковой величи-
ной отношения (s/h)i. определиют соответствующие такому расположению
значения (w/h)/ и (s/h){ всех звеньев фильтра. Используя эти данные по rpa-
фику (рис. 4.20, б), находят величину эффектнвной диэлектрическ()йпрони,
цаемости подложки 8 э / звеньев и рассчитывают длины отрезков
[10 == "'0/(4 У 8 э { ).
rде "'о длиНа волны в воздухе.
Полученные значения 1{ необходимо скорректировать на величину
/).[{, учитывающую влияние концевой емкости разомкнутоrо конца четверть-
волновоrо отрезка линии. Значении /),1{ определяют по rрафику рис. 4.20, 6.
после чеrо находят 1{ == 1'0 /).1,.
92
Weo
50
30
10
0,1
OW/;'
0,2 fJ,JfJ,4 fJ,6 1,О
а
Рис. 4.20. Зависимости параметров микрu-
ПОЛОСКОВЫХ ЛИНИЙ от относительной шири-
ны полоски
1,8 W/h
I
I
......... 1 I 111111
1....... ..j
v
Jzlft
0,4
fJ,J
0,2
О
0,1
0,3 8,50,71,0
8
5 7 W/ft
Потери рассеяния фильтра в середине полосы ПРОflускания приближенно
оцениваются по фОрМУJJе (дБ)
rz
[o",,4,34 L '
П пр QOi
{ 1
rде п число элементов прототип ной схемы ФНЧ (число полуволновых p -
аоиаторов ППФ); Qol собственная добротность i-ro резонатора фильтра.
Во мноrих случаях добротности резонаторов можно считать одинаковыми
Qol == Q о, тоrда
n
[о"" 4,34 П f\) L g{.
пр i 1
Добротность резонатора Qo определяется соотношением
Qo '=' 1'] Q п (1 + Qп tg б),
rде Qп собственная добротность микрополосковоrо резонатора, определя -
мая при учете только потерь проводимости
Qп == wW уё У (]f/6 ;
(J удельная проводимость пленочноrо проводника, См/м; f частота, rrn;
8 э == 0,5 [1 + 8 + (8 1)/У 1 + lOh/wj,
8 диэлектрическая проницаемость материала подложки; коэффициент 1']
учитывает снижение добротности из-за излучения с разомкнутоrо конца
линии:
( h ) I'S [ 8 э +1 (8э 1)2
1']'=' 1 5,04. 104
').. fI, :?8 э V 8 э
W "" 3,14 /ё (1 +w/h).
lп V +I ] ,
Y8 I W
93
Потери рассеяния на rраllицах ПОЛОСБJ пропускания (дБ)
L Orp == (2 ... 3) [о,
откуда суммарное затухание фильтра на rраницах полосы пропускания
L rp == [о + L Orp '
4.5. Методика расчета
Одноконтурное ВУ с трансформаторной связью с открытой А и авто-
трансформаторной связью с транзистором (рис. 4.21, а). Исходные данные:
диапазон рабочих частот f min {тах; полоса пропускания П при ослаблении
на краях не более (J ПТЗ; ослабление по зеркальному каналу не менее (Jк.зтз;
ослабление помех с частотой, равной промежуточной не менее Ипчтз;
ДОJIЖНО быть обеспечено ослабление комбинационной помехи типа f коме ==
== nf max + (n + 1) {ор при n == 2 по .дополнительному каналу приема; чувстви,
тельность приемника не более Е АрТЗ' Параметры А: r А' СА == С Аним::!: де А .
Параметры наi!рузки: тип и схема включения транзистора VT; входные про-
водимости У вх "" G 11 + jB I1 ; параметры транзистора: а, rБ' rэ. (э, G ropf '
коэффициент шума транзистора Ш тр ' элемеlны цепи питания Rl, R2. Конст-
рукторские данные: емкость конденсатора настройки Снс min ... Снс тах; выпол-
нимые параметры катушек индуктнвности QL' QCB' k CB . H ' k cB , C L ; емкость
монтажа С ми ' Обычно для приемников ДВ-КВ QL == 80 '" 120, QCB == 30 ...50,
C L + СЫН == (10...50) пФ, kCBmax == 0,95.
Порядок расчета: 1. Определяют параметры наrрузки R H == I/fG H + (I/R 1 )+
+ (l/R 2 )], С 1] == В ll /ю.
2. Находят приведенную емкость схемы, не изменяющуюся при перестройке
входноrо контура:
C x == Ссх + n Си == (С нс тах k Сис тiо)/(ki 1).
rде коэффициент перекрытия k д == f тах/! min'
Задаваясь n н == 0,1 ... 0,2 определяют емкость схемы С сх == C x n Си
и среднюю емкость подстроечноrо конденсатора Сос == С сх (С МН + C L ). Если
не выполняется условие С ос> 0,2 (С сх + Снс min)' следует задаться друrим
конденсатором переменной емкости.
3. Индуктивность контура [ к == 2,53 ' 1010 If in (С НС тах + C x), rде [ к
MKrH; С пФ; f Krn.
4. Конструктивная добротность контура QKOHCT == QLQC/(QL + Qc), rДе
Qc == I /tg ()с' С учетом потерь в монтаже, экранах и окружаю щих элементах
доВротность ненаrруженноrо контура Q == (0,8.:.0,9) QКOHCT'
iCPA
Iё, ;.
I
't' '-С8
IEA
L
уТ1
.Р",
":'
а
о
Е"ст
Рис. 4.21. Схеыы входиых устройств прнсмников уыеренио высокнх Частот
94
5. ИНДУ1{ТИВНОСТЬ катушки связи [ СВ == 2,53. 10]o/f СА' rде f A вычис'
ляют С помощью (4.17). Добротность uепи А определяют на средней частоте
поддиапазона QA == W Ocp LCB/(r А + 'СВ), rде 'СВ == WO cp I CB/0,9QCB'
6. Исходя из треtiований (Jз.ктз, П, (J птз' по двойному неравенству
(4.22...4.24) находят максимальную эквивалентную добротность Qэ. При
этом отношение nн.з.к/nно устанавливают из (4.] 4).
7. Связь с наrрузкой n нО ' необходимую для получения Qэ при наиболь-
шем коэффицие,нте передачи ВУ, определяют из (4.31), rде Ro ==w ocp [ к Q.
При невозможности обеспечить максимальный коэффициент передачи определе-
ние n нО производят по (4.30).
8. Добротность наrруженноrо по выходу контура QH находят по (4.28)
для w Ocp '
9. Оптимальную связь контура с А на средней частоте диапазона k CB ор!
устанавливают по (4.27).
] О. Связь контура с А k CBrJ ' необходимую для обеспечения (Jз.ктз, П,
(Jптз, вычисляют по (4.29).
] 1. Связь контура с А k CB !!. по допустимой расстройке Д СА определяют
по (4.35).
12. Из двух, рассчитанных по пп. 1 0 11, значений коэффициента связи
с А ПРИНИМaJОТ меньшее k CB '
13. В случае k CB == k CB !!. следует сделать перерасчет n но (4.30), положив
QH == Qэ [(kCB!!./kCBOPt)2 + ]].
14. Коэффициент шума транзистора Ш тр тlп устанавливают по (4.59), (4.60)
или определяют по характеристикам, аналоrичным рис. 4.]6. В случае OТCYT
ствия исходных данных коэффициент Ш тр определяют по справочной литера-
туре [44, 1041.
15. Коэффициент шума ВУ рассчитывают по (4.56), rде отношение
(, к/' Авн) определяют из выражения (4.62).
] 6. Проверку по чувствительности Е Ар <: Е АрТЗ производят С помощью
(4.54). В случае, если неравенство не выполняется, следует оптимизировать
ВУ по шумам. С этой целью следует оптимизировать по шумам связи контура
ВУ с А и наrрузкой, положив n н == n н . ш (4.6]) и k CB == k свrJш (4.63) или k CB ==
== k св . ш (4.64). При этом следует сделать проверку на выполнение требований
по ослаблению (Jзк:> (Jзктз (4.]9) и расстройке входноrо контура цепью А
k CB !!. <: k свcrш , В случае необходимости следует принимать компромиссное ре-
шение по требованиям селективности, стабильности настройки ВУ и чувстви-
тельности, оrраниченной внутренними шумами. Следует иметь в виду, что
кроме изменения связей контура ВУ с А и наrрузкой имеется возможность
заrрубления добротности Q либо с помощыо конструкторских мер, либо введе-
нием шунтирующеrо (R ш ) резистора Q' == Q/(l + Rо/R ш ).
17. Ослабление сиrналов с частотой, равной промежуточной. определяют
по (4.18). В случае (Jвупч < (Jпч.тз применяют дополнительный фильтр.
Элементы фильтра рассчитывают, задаваясь емкостью Спч (5...] О) С мн '
]8. Собственную частот у парази тноrо контура в базовой цепи транзистора
находят как f па р == I /2п V L С rде L == n 2 L / k 2 П р и этом П р ини.
СВ.И н' св. и Н К СВ.Н.
мают наибольшее конструктивно реализ уемое зна чение k CB . H ' Частота допол-
нительноrо канала приема f ДОП == f пар! V] k B.H .
19. Производят проверку на ослабление комбинационной помехи по до-
полнительному каналу приема. Положив n == 2, находят максимальную час-
тоту комбинационной помехи, для которой должно выполняться неравенство
fкомб тах <: f ДОП'
95
20. Резонансный коэффициент передачи для средней и rраничных частот
диапазона вычисляют по (4.16). При этом неравномерности коэффициента
усиления находят как KBYOmax/KBYOmin'
21. Рассчитывают емкости разделительных конденсаторов из условий
l/w min ерА « W min LCB' оо m1п ер » 1 УН 1.
Одноконтурное ВУ с двойной автотрансформаторной связью с настроен-
ной А и транзистором (рис. 3.21, б).
Исходные данные: рабочая частота '; полоса пропускаf:JИЯ П при не-
равномер ности А Ч Х не более а птз, чувствител ьность не более Е А Р ТЗ, се-
лективность по 3К не менее а з . к .тз, Параметры А (фидера): волновое со-
противление, А == Р ф' тип <j:идера несимметричный. Параметры наrруз-
ки см. исходные данные методики расчета схемы (рис. 4.21, а). Конструк-
торские данные.: реализуемые значения добротности ненаrруженноrо КОН-
тура Q, коэффициента связи k CB . H ' значения емкостей C L , С"н' Обычно для
УКВ Q == 100...150; C L + С мн == 5...10 пФ.
Порядок расчета: 1. Определяют параметры наrрузки R H == I/O H ==
=: 1/(011 + 1/ R э ), С н == В 1l /ш.
2. Для уменьшения влияния разбросов С н эквивалентную емкость на-
руженноrо контура устанавливают из неравенства С к . н :> (0,5...1) С к '
3. Находят индуктивность контура L K == 2,53 . I0 1О /! С к . н '
4. Определяют волновое сопротивление контура Р к == wL K .
5. Исходя из конструкторских данных, задаются значением добронlO-
сти ненаrруженноrо контура Q.
6. Оптимальную проводимость reHepaTopa, необходимую д,тя миними-
3JЦии шумов ВУ, 0ropt рассчитывают по (4.59) или характеристикам, анало-
'rичным рис. 4.16.
7. Коэффициент включения п н ВЫЧИСЛЯЮl по (4.66).
8. Коэффициент включения ПА устанавливают по (4.67).
9. Эквивалентную добротность ВУ Qэ находят по (4.69).
10. Проверку обеспечения требований по неравномерности ап ..; а птз
в пределах заданной полосы пропускания производят по (4.68). В случае
невыполнения условия (4.68) следует задаться меньшим значением добротно-
сти ненаrруженноrо контура Q' < Q и ПGВТОРIJТЬ расчет по пп. 7 9. «3аrруб-
ление) может быть осущеСТВJjено либо с помощью конструктивных мер, либо
введением шунтирующеrо резистора.
11. Емкость KOHTypHoro конденсатора определяют как С к == С к . н (C L +
+ С мн + п=с н ). В случае С к < О следует задаться большим значением емкости
наrруженноrо контура С'к.н> С к . н И повторить расчет по пп. З IO.
12. Проверку реальной чувствительности Е Ар "; Е Ар ТЗ производят С по-
мощью (4.54). При этом коэффнцнент шума шву определяют по (4.70).
13. Проверку селекти вности по зеркальному каналу аву 3.к :;;" а з . к ТЗ
осуществляют с помощью (4.20).
14. Коэффициент передачи ВУ вычисляют по (4.51).
15. Находят индуктивность катушки связи L СВ . И == п LK/k B.H'
16. Рассчитывают емкость разделительноrо конденсатора из условия
wСэ IУнl.
6
rлава 5
СЕЛЕКТИВНЫЕ УСИЛИТЕЛИ
5.1. Общие сведения
l,gелективными усилителями (СУ) называют каскады радиоприемника,
предназна енные для улучшения отношения сиrнал/помеха за счет повыше-
ния уровня сиrнала я осуществления частотной селекции, 9У, осуществля-
ющие усиление на частоте сиrнала, называют усилителями сиzнальноu часто-
ты (УСЧ); они размещаются непос(feдственно за входным стройство Кас-
кады суперrетеродинноrо приемника, усиливаюшие принимаемые сиrналы
на промежуточной частоте, называют усилителями промежутОЧНIJU частоты
(УПЧ); они располаrаются между преобразователем и детектором.
СУ состоят из активных элементов (АЭ), селективных элементов и эле-
ментов соrласования.
СУ классифииируют по следующим признакам; по виду применяемоrо
АЭ транзисторные дискретноrо исполнения (биполярные, полевые тран-
зисторы), на Ijнтеrральных схемах (ИС), на электронных лампах, на ЛБВ,
на туннельных и парамеТРllческих диодах; по виду настройки перестраи-
ваемые, с фиксированной настройкой; по виду схем АЭ однотранзисторные,
каскодные (на двух транзисторах), с дифференциальными каскадами, со-
стоящими из двух симметричных ПОЛОвин: по способу включения транзисто-
ров с общим эмиттером, с общей базой, с общим коллектором (соответствен-
но по способу включения электродов 'Jлектронных ламп и полевых тран-
зисторов); по способу связи АЭ с НаrрузКОЙ с непосредственной связью,
трансформаторной, автотрансформатор ной, емкостной.
По частотным диапазонам различают УСЧ ПРИЕ'мников умеренно высо,
ких частот (ДВ, СВ, КВ, УКВ), в которых обычно используют одинuчные
контуры с сосредоточенными постоянными, и приемников сверхвысоких час-
тот (дециметровых, сантиметровых, миллиметровых волн), в которых приме-
няют коаксиальные, полосковые, микрополосковые и объемные резонаторы.
УПЧ классифицируют по ширине полосы пропускания узкополосые
(П/fо ..;;;: 0,05) и широкополосые; по виду амплитудной характеристики
линейные и функциональные (чаще Bcero лоrарифмические); по виду фильт-
ров с LC-контурамн, с RС-цепями, с электроакустическими и цифровыми
фильтрами; по характеру распределения селективности в тракте на кас-
кады с распределенной селекцией и каскады с фильтрами сосредоточенной
селекции (ФСС). В свою очередь каскады с распределенной селекцией MorYT
быть реализованы с одиночными и двухконтурными LС-контурами и RC-ne-
пями; ФСС с LС-контурами подразделяются на фильтры, соrласованные по
характеристическому сопротивлению и фильтры Чебышева и Баттерворса;
электроакустические ФСС Подразделяются на электромеханические, пьезо-
электрические (кварцевые), пьезокерамические, пьезомеханические, а также
на поверхностных акустических волнах (ПАВ).
Требования, предъявляемые к УСЧ, по ряду параметров аналоrичны тре-
бованиям к ВУ: перекрытие диапазона рабочих частот kд k.цТЗ; обеспечение
совместно с В У частотной селективности помех зеркальной, промежуточной
v
4 7.230
97
частоты и коыбинационных помех:
<Jусч == <Jтз аву;
(5.1)
необходимый коэффициент уснления при заданном уровне внутренних шу-
M.Q».;
Ко == U вых OIU BX О > Ко тз' Ш <: Ш тз ,
установленная неравномерность А ЧХ в заданной полосе пропу скания
<Jп<:<Jп ТЗ при П==сопst.
(5.2)
(5.3)
При этом желательно возможно меньшее изменение общеrо коэффициен-
та передачи КвуКусч (w o ) в диапазоне рабочих частот, а также сопряжение
частоты настройки ВУ и УСЧ. Вследствие применения АЭ добавляются тре-
боваиия по допустимому уровню нелинейных искажений оrибающей
k r ,. < k r ,. тз' (5.4)
динамическому диапазону
D> D тз
и коэффициенту устойчивости усилителя
ky > ky тз'
(5.5)
(5.6)
rде последний определяется через отношение резонансных эквивалентных
сопротивлений входноrо контура
ky == RоэIR з,
R оз без учета влияния обратных связей; R э с учетом обратных связей
и при самой неблаrоприятной комбинации расстроек колебательных KOH
туров.
При проектировании УПЧ, реализующеrо основное усиление и селек-
тивность приемника, преДЪЯ1!ляемые требования значительно возрастаlOТ
11 отношении коэффициента усиления (5.2), частотных искажений в пределах
заданной полосы пропускания (5.3), устойчивости (5.6). Труднее обеспечить
допустимые нели нейные искажения (5.4) и ди намический диа пазон (5.5).
Взамен требований (5.1) вводится основное требование селективности по со-
седнему каналу Ос.к > Ос.кТЗ' Для обеспечения неравномерности А ЧХ
в пределах заданной полосы пропускания и селективности нормируют коэф-
фициент прямоуrольности k п <: k птз . Кроме перечисленных для обоих ви-
дОВ СУ требований необходимо обеспечить стабильность параметров усили-
теля при воздействии дестабилизирующих факторов в заданных условиях
производства и эксплуатации. ДЛЯ УПЧ специально оrоваривают техноло-
rичность настройки мноrокаскадноrо усилителя. Для усилителей импульс-
ных сиrналов задают допустимые искажения формы иыпульсов и параметры
переходных процессов.
98
5.2. Схемы селектнвных уснлнтелеlt
Усилители сиrнальной частоты
В усилителях сиrнальной частоты [17, 83, 87, 95, 111, 120, 125] в области
умеренно высоких частот среди схем с одним АЭ наибольшее распростране.
ние получили схемы с общим эмиттером Э (на биполярных транзисторах),
общим истоком ОИ (на полевых транзисторах) с автотрансформаторным
включением контура в цепь АЭ.
Схема с ОЭ (рис. 5. 1, а) позволяет получить наибольшее усиление мощ'
ности вследствие относительно большоrо входноrо сопротивления. В каче-
стве дискретноrо АЭ используют высокочастотные rерманиевые или крем-
ниевые транзисторы, последние более экономичны и стабильны при повы-
шенных рабочих температураJli. Напряжения на электродах транзистора
определяются сопротивлениями резисторов базовоrо делнтеля RБI' R Б2 ,
эмиттер ной цепочки R э , фильтра питания R ф , Конденсатор С э является бло-
кировочным, С Ф фильтровым, ер.....: разделительным. В схеме использо-
вана температурная стабилизация за счет отрицательной обратной связи по
постоянному току в цепи эмиттера. При переносе базовоrо делителя R Б1 ,
R Б2 из точки А в точку В вводится обратная связь по напряжению, эффек-
тивная при больших значениях R ф ' что приводит К существенной потере мощ-
ности и необходимости в источнике питания повышенноrо напряжения. Раз-
иовидность схемы без резистора R Б2 иноrда используют в простых приемни-
ках. В схеме приме ен вариант параллельноrо питания входной цепи тран-
зистора, при котором постоянная составляющая базовоrо тока не протекает
через контур, что повышает надежность работы усилителя. Вариант удобен
при разводке мноrодиапазонных схем, но приводит к потере мощности полез-
иоrо снrнала иа сопротивлении RБiRБ2/(RБ1 + R Б2 ), особенио существенной
в каскадах с повышенной температурной стабильностью, rде сопротнвления
резисторов базовоrо делителя малы. Вариант схемы с последовательным пи-
танием базовой цепи транзистора, свободный от указанноrо недостатка, по-
казан на рис. 5.3.
б
Рнс. 5.1. Схемы УСЧ с общим эмиттером (истоком)
4'"
99
С'!
Н.1]
L 1,2К
G
2ОО 7
.J
r
I
I
I
I
I
I
I
I
L
+Еn
4 I
5
Рис. 5.2. Схема УСЧ с ОЭ на интеrральной схеме
Селективным элементом УСЧ служит одиночный LC-KOHTYP, включаю-
щий подстраиваемую ка ушку индуктивности LK' конденсатор настройки
С нст (по конструкторским соображениям, как правило, ротор заземлен),
конденсатор подстройки С ПС ' MHoroKoHTYPHbIe (обычно двух контурные) си.
стемы в тракте сиrнальной частоты применяют при повышенных требованиях
к селективности. Особенностью СУ на биполярных транзисторах является
частичное включение колебательноrо контура, как ко ВХОДУ, так и к выходу
АЭ, что обусловлено большими значениями входных, выходных и проходных
проводимостей транзисторов. Выбор коэффициентов включения nl и n 2
производят по соображениям, связанным с получением заданноrо усиления,
устойчивости, селективности, неравномерности в заданной полосе пропуска-
ния, собственных шумов (в общем случае компромиссно).
При использовании полевых транзисторов наибольшее распространение
получила схема с общим истоком (рис. 5.1, б). Полевые транзисторы по
сравнению с биполярными позволяют получить большее усиление напряже-
ния и мощности, обладают более высоким входным и выходным сопротивле-
нием, малой проходной емкостью (обеспечивают устойчивую работу даже на
СВЧ), меньшим уровнем собственных шумов, обеспечивают малый уровень
н линейных и перекрестных искажений, более высокими быстродействием
и термостабильностыо. Назначение схемных элементов аналоrично рассмот-
ренному в предыдущей схеме. Резистор R и служит для создания напряжения
смещения на затворе и для термостабилизации тока стока; резистор R3
для подачи напряжения смещения затвора (сопротивления порядка МОм.).
Поскольку полевые транзисторы обладают высоким входным сопротивле-
нием, применяют полное включение контура в цепь затвора: полноrо вклю-
чения в цепь стока обычно не используют по соображениям устойчивости.
Интеrральные схемы по сравнению с аналоrичными устройствами, выпол-
ненными на дискрет ных элементах, значительно повышают эффективность
использования объема, надежность, экономичность. В настоящее время ши-
рокое распространение получили rибридные ИС, которые представляют со-
бой сочетание пленочных пассивных и навесных активных элементов.
Схема УСЧ сОЭ и автотрансформаторным включением контура, собран-
ная на однотранзисторной ИС DA1, представлена на рис. 5.2. ИС достаточ-
но универсальна предусмотрены различные варианты включения тран-
100
эистора, подключение блокировоч-
Horo конденсатора С э к контактам 4,
5, б позволяет в широких пределах
изменять крутизну проход ной харак.
теристики и входное сопротивле-
ние ИС.
На рис. 5.3 приведена схема
УСЧ с ОЭ и трансформаторным вклю-
чением контура в коллекторную
цепь транзистора, обладающая при-
мерно теми же качествами, что
и УСЧ рис. 5.1, а с автотрансфор-
маторным включением. Достоин-
ство схемы заключается в том, что напряжение питания не приложено
к контуру, вследствие чеrо повышается надежность ero работы. В такой
схеме леrче реализуется необходимая зависимость резонансноrо коэффи-
циента усиления от частоты настройки КО (1) в преде.1ах поддиапазона. Так,
если при двойном автотрансформаторном включении контура в цепь АЭ
'можно принять Qэ == сопst, КО == пSR оэ == пSQэ (J)OLK == сопst, то в схеме
рис, 5.3 характер зависимости Ко (п, как и во ВУ, опре деляется собственной
частотой коллекторноrо контура (J)K == IfY L CB (С 22 + Ссх)' rде емкость схемы
Ссх включает емкость монтажа, собственную емкость катушки связи и при
необходимости дополнительную емкость конденсатора С дол (см. rл. 4). Повы-
сить равномерность усиления в поддиапазоне можно также, применяя тран-
сформаторно-емкостную СВязь контура с выходом АЭ (конденсатор ССВ' пока-
занный на рис. 5.3 штриховой линией).
РаЗ.lIичные варианты связи контура с наrрузкой (трансформаторная,
автотрансформаторная, внутриемкостная, комбинированная), а также зави-
симости коэффициента трансформации от частоты настройки для различных
видов связи рассмотрены в rл. 4. Наrрузка ZH имеет, как.правило, активно-
емкостный характер.
На рис. 5.4, а приведена схема резистивноrо УСЧ, который используют
на диапазонах ДВ, СВ. С повышением частоты увелнчивается действие про-
водимостей, шунтирующих резистор R K (показаны штриховой линией),
в результате чеrо коэффициент усиления заметно падает. Для уменьшения
частотной зависимости коэффициента усиления выбирают значения R K ==
а
"'52
Eп
Рнс. 5.3. Схема УСЧ С ОЭ и трансФорма-
торным включением контура
{/Ох
RJ
Рис. 5.4. Схемы УСЧ с оэ:
а с реЗlJСТИВНОй. наrрузкой; б с параллелЬНЫ\1 питанием
о
101
Рис. 5. 5. Схема УСЧ с общей базой
{' С 2
,,/(
ZH
R",
оЕ п
Рис. 5.6. Схема УСЧ с 9JIектроиной
настройкой
VDI и дых
VDJ
VD4-
VD2 i1 p
Rill Ь" R n R э R n
С 5л
+Е п2
I
100...300 Ом. В отдельных случаях последовательно с R K включают
корректирующий дроссель.
На рис. 5.4, б приведена схема УСЧ с параллельным питанием стоковой
цепи транзистора. Сопротнвление Rc принимают существенно большим, чем
эквивалентное сопротивление контура; если при этом напряжение питания
транзистора оказывается недостаточным, вместо резистора Rc может быть
включен дроссель с индуктивностью HaMHoro выше L K . Поскольку напряже-
иие Ел не приложено к контуру, надежность ero работы повышается. Изме-
нение постоянноЙ составляющей CToKoBoro тока не приводит к расстройке
контура, которая может возннкнуть вследствие изменения эффективной Mar.
нитной проннцаемости сердечника катушки L K . Упрощается коммутация
мноrодиапазонных схем. Сниженне постоянной времени переходной цепи
уменьшает последействие импульсных помех. Недостаток схемы в дополни-
тельном шунтировании контура и большем потреблении мощности от нсточ-
ииков питания.
На частотах выше 30...40 мrц в УСЧ применяют схемы с ОБ (биполяр-
иые транзисторы), 03 (полевые .транзисторы). Одна из таких схем с ОБ при-
веде"а на рис. 5.5. Назначение схемных элементов не отличается от рассмот-
ренных выше. Контур усиЛителя полностью включается в выходную цепь
транзистора (n! == 1) и автотрансформаторно во входную цепь следующеrо
каскада (n 2 < 1). Основная особенность УСЧ с ОБ состоит в том, что вся
переменная составляющая Rоллекторноrо тока протекает по цепн предыду-
щеrо каскада через контур L K . BX ' С к . вх ' вследствие чеrо образуется сто-
процентная отрицательная обратная связь. Это существенно увеличивает
входную проводимость У вх . Б У 2 ! == S, что вызывает шуитирование вход-
иоrо контура L K . B 1/.' С к . вх и приводит К значительному повышению устойчи-
вости и снижению коэффициента шума. С друrой стороны, увеличение вход-
иой ПРОВОДЮlOсти привод;ит к существенному потреблению мощности снrнала
102
1
о
E"
lJA
r 1
I УТ2 Н К 75 ft
" rTt
v-
,
Еn2 1.
Рис. 5.7. Схемы каскодиых УСЧ
во входной цепи, в результате чеrо при одинаковом по сравнению с УСЧ с оэ
коэффициенте передачи напряжения КОВ Ко каскад с ОБ дает меньшее
усиление мощности К РВ < К р . Полученные выводы можно распространить
на схемы с 03 и ОС.
Схемы каскадов с ОК, ОС не применяlOТ из-за малоrо усиления и не-
устойчивой работы, вызванной положительной обратной связью.
На схеме рис. 5.6. показан УСЧ с электронной настройкой при помощи
варикапов VDl... VD4, емкость которых определяется управляющим на-
пряжением смешения U упр ' Варикапы включены встречно-последовательно
для уменьшения влияния нелинейности их характеристик.
Каскодной схемой (КС) называют схему, содержашую два каскада с не-
посредственным (цепочечным) подключением первоrо на вход BToporo без эле-
ментов связи. Лучшим по своим показателям является сочетание: ОЭ ОБ
(ОИ 03). КС находят широкое применение как УСЧ MeTpoBoro диапазона
в телевизионных, локационных и друrих специальных приемниках. Схемы
каскодных УСЧ приведены на рис. 5.7.
Питание транзисторов VT 1 и VT2 по постоянному току (рис. 5.7, а)
осуществляется последовательно, при этом требуется вдвое большее напря-
:03
жение источника питания. 3аменив транзисторы VT 1 и VT2 эквивалентным
транзистором, показанным штриховой линией, КС можно рассматривать
как один каскад, обладающий следующими свойства.ми:
алой внутренней обратной связью У 12КС == У 12 V 22/У 21, что при-
мерно на два ПОРЯДКlI ниже, чем. в УСЧ с ОЭ. О )lе'l.ив.а .'r..ЛрJ]У
Koro устойчивоrо коэФФИЦИ lI! _ 'усил без .и.:::. ' зо ия нейтр !!и,
защi . . . . ... .
. !f.9ЭффИЦИ I!.т. усиленllЯ.. наПРЯЖ !:!l:I.Я !3 .II._.JfО.:;)"ф фици енту l'З!E! и_и. I!?-
пряжеНИЯIJ.!()РО О . aCKa.д КОКС == К О2 == Ко;
коэффициент усиления мощности равен коэффициенту силения мощ-
ности первоrо каскада К р КС == К Р1 == йвх2/йвх1 » 1;
коэффициент шума равен коэффицненту шума первоrо каскада Ш КС ==
== Ш 1 + (Ш 2 1)/ К Р1 Ш 1 ;
выходная проводимость КС меньше выходной проводимости УСЧ ОЭ
У 22КС == Y12' что позволяет применить полное включение контура в цепь
коллектора VT2 и обеспечить большую селективность. Схема обладает вы-
соким входным сопротивлением.
Таким образом, КС позволяет сохранить преимущества УСЧ с ОБ, ис-
ключив ее недостатки. Полученный вывод можно распространить на КС
типа ОИ 03.
На рис. 5.7, б показан вариант КС с параллельным питанием двух кас-
кадов, при котором требуется меньшее дапряжение источника питания, пред-
ставляющий собой rибридную КС, выполненную на полевом (VT 1) и бипо-
лярном (VT2) транзисторах. Такое сочетание обеспечивает большое усиление
мощности и высокое входное сопротивление. На рис. 5.7, в показана КС
на двуцранзисторной ИС DA1.
В УСЧ, выполненных на ИС, широко примеияют дифференциальные
каскады (ДК). ДК (рис. 5.8, а) состоит из двух симметричных половин, каж-
дая из которых включает транзистор и коллекторный резистор. Элементы
VT1, VT2, R ю , R K2 образуют мостовую схему. При работе от дифферено
циальноrо входа и ВХ . Д на транзисторы VT1 и VT2 подают равные по ампли-
туде и противоположные по фазе сиrналы. При этом изменения токов и кол-
лекторных напряжений обоих транзисторов имеют противоположный харак-
тер, в результате чеrо на выходе ДК возникает разностное напряжение
и вых , При синфазной подаче и вх . с , которая может быть вызвана наводками,
нестабильностью питающих напряжений, изменением температуры среды
и т. д., токи транзисторов и потенциалы коллекторов изменяются одинаково
и при условии идеальной симметрии выходное напряжение ивы» == о.
Это свойство ,\озволяет обеспечить высокую помехоустойчивость, тем-
пературную стабильность, устойчивость к изменению питающих напряжений.
Малая паразитная обратная связь между выходом и входом позволяет исполь-
зовать ДК на частотах до 300 Mru без нейтрализации. дк не требует бло-
кировочных конденсаторов большой емкости и не усложняет технолоrию
изrотовления полупроводниковых Ис. ДК универсален в сочетании с необ-
ходимыми внешними элементами может выполнять функции усиления, детек-
тирования, преобразования частоты, оrраничения, реrулировку усиления,
коммутации и др. Использование дк DA1 в качестве усилителя при работе
,
104
-ВА
t/вx .Д Э
R5
{l
+Е п
Рис. 5.8. Схемы дифференциальных усили.
телей
с диффереНIlиаЛЬfIЫМ (симметричным) входрм и выходом пока за но на рис.
5.8, б. Как видно из рис. 5.8, в, ИС включает две симметричные половины
транзисторы VT1, VT2 и токостабилизирующий транзистор VT3, который
улучшает стабильность и подавление синфазной помехи. Резисторы Rэi'
R Э2 создают в каждом пле'!е схемы отрицательную обратную связь по току,
что улучшает стабильность и линейность амплитудной характеристики УСЧ.
На рис. 5.8, в показан пример использования ДК в качестве УСЧ с несиммет-
ричным входом, построенноrо по схеме ОК ОБ. В этом случае при подаче
синфазных сиrналов и вых + О, однако усиление синфазноrо сиrнала меньше,
чем парафазноrо. База одноrо из транзисторов заземляется, а сиrнал по.
дается на базу друrоrо. Соответственно выходной сиrнал снимают с коллек-
1'ора одноrо транзистора, а коллектор BToporo заземляют по переменному
току. Усилитель имеет высокие входные и выходные сопротивления и хорошо
сопряrается с внешними резонансными системами.
Способы повышения устойчивости УСЧ можно разделить на пассивные
и активные. Первые (основные) включают: целесообразный выбор высоко-
частотных АЭ с достаточно малой проходной проводимостью Уа: включение
АЭ с ОБ, rrрименение каскодныхсхем; уменьшение связи АЭ с контуром,
включение в коллекторные (стоковые) цепи АЭ антипаразитных резисторов
Ry == 50...200 Ом (см. рис. 5.1, а).
В качестве дополнительных MorYT быть использованы активные методы,
проиллюстрированные на рис. 5.9. На схеме (а) показана последовательная
нейтрализация внутренней связи с помощью цепочки RNC N , элементы которой
105
Uax n . LcB
CKLyJ
lJик
i/8ЫA
ивых
а
Llнк
8
Рис. 5.9. с..хемы УСЧ с нейтрализацней виутренней обратной связн
выбираются из условия У N=== У а . В приемниках высокой чувствительно-
сти (профессиональные, УКВ ЧМ вещания, телевидения) в первом каскаде
УСЧ применяют нейтрализаLЩЮ проходной емкости С 12 по мостовой схеме.
На рнс. 5.9, б, в показаны принципиальная и эквивалентная схемы TaKoro
вида.
Усилители промежутоЧной частоты
Усилители промежуточной частоты [17, 83, 87, 95,120, 125,111,77,45,
67, 100] представляют СУ с фиксированной настройкой, что позволяет реали-
зовать значительно более эффективиые селективные системы. В УПЧ с рас-
пределен'ной селекцией используют одноконтурные настроенные или вза-
имно расстр,оенные и двух контурные LС-каскады. При этом каждый каскад
вносит определениый вклад как в усиление сиrнала, так и в обеспечение
селективности. Такая структурная схема УПЧ целесообразна, коrда при
пониженных требованиях к селективности заданы относительно высокие тре-
бования по усилению, по конструкторским и технолоrическим соображе-
ниям, по эффективности реrулировки полосы пропускания, универсальности
и ряду друrих причин. В УПЧ с сосредоточенной селекцией функции селек-
тивности и усиления разделены между каскадами: усиление сиrнала дости-
rается широкополосными резонансными или апериодическими каскадами,
а селективность и полоса пропускания определяются фильтром сосредото- ,
ченной селекции, который включают на входе УПЧ. Последняя структурная
схема предпочтительнее по реальной помехоустойчивости, некритичиости
к изменеиию параметров АЭ и устойчивости.
В УПЧ применяют различные виды фильтров: с LС-контурами, RC-ne-
пями, с электроакустическими и цифровыми системами. В иастояшее время
LС-фильтры еще достаточно распространены б. аrодаря своей уииверсаль.
ности: возможности применеиия УПЧ с распределенной и сосредоточеиноЙ
селекцией, широкополосных (П/fо> 0,05) и узкополосных (П/fо <: 0,05)
селективных систем, возможности формирования необходимых АЧХ и ФЧХ,
широкому частотному диапазону, технолоrичности. Кроме Toro катушки
индуктивности являются единственным средством компенсации паразитных
емкостей и комплексноrо соrласования полных сопротивлений. Вместе с теы
LС-фильтры имеют принципиал'ьные недостаТКИ, связаниые с трудностями
перехода к планарным конструкциям и интеrрации. Так, катушки индуктив-
ности иа частотах ниже 50 мrц сеrодня не имеют эффективных конструктор-
ских решеиий в микроисполнении в связи с тем, что их добротности обрат-
нопропорциональны квадрату линейнь!х размеров. Технолоrия изrотовления
106
О)
r ;
............ .... . . . . . . !
.3.1:1.1:
. EE:J .... ......
c... ...., ....
: I ...
. .
'. I .
. I ПАВ :
I -..... :
104
10]
.bf..
!!.!i..
............r
....,
1[feL!.1
I
10 f .
10
1
0.01 0,1
L. J"....
I
Дf<.ф I
ЯС
. LC
.
1.0
10
100
j,нrq
Рис. 5.10. Области НСПОЛЬЗ0вания селективных устройств
LC-KOHTYPOB несовместима с технолоrией изrотовления ис. Частично устра-
нить эти недостатки позволяет использование на частотах 50...100 мrц LC-
фильтров с печатными (пленочными) катушками индуктивности, однако, им
свойственна низкая добротность.
В значительной мере указанных недостатков лишены рассмотренные
ниже активные RС-фильтры и электроакустические системы: пьезоэлектрон-
ные устройства (пьезоэлектрические фильтры, пьезокерамические фильтры,
фильтры на ПАВ) и электромеханические фильтры.
На рис. 5.1 О показаны области предпочтительноrо использования ос-
новных видов селективных устройств УПЧ [77], rде LC LС-фильтры;
LСПК фильтры с печатными катушками индуктивности; LC СРП LC-
структуры с распределенными параметрами, RC активные RС-фильтры;
ПЭФ пьезоэлектрические фильтры, ПКФ пьезокерамические фильтры;
ЭМФ электромеханические фильтры; ПАВ фильтры на ПАВ. Их
сравнительные характеристики позволяют, исходя из предъявляемых тре-
бований и возможности их обеспечения, выбрать необходимый вид фильт-
ра УПЧ.
Апериодический каскад на ИС, применяемый в УПЧ с разделением функ-
Ций усиления и селективности, пока за н на рис. 5.11, а.
Наиболее простыми в настройке и некритичными в эксплуатации явля-
ются УПЧ с одиночными LC-конmурамu, настроенными на одну частоту.
Вместе с тем такие усилители имеют наихудший коэффициент прямоуrоль-
ности, т. е. наихудшую селективность при заданной полосе пропускания ....:...
так, при числе каскадов N 4 коэффициент прямоуrольности k п10 >:::; 3.
Применяется как широкополосный усилитель при относительно невысоких
требованиях к селективности. Обладает малым предельным значением про-
изведения коэффициента усиления на полосу пропускания, вследствие чеrо
при необходимости получить относительно широкую полосу пропускания
(П> 5 мrц) усиление оказывается малым и УПЧ TaKoro типа не приме-
ияют. При увеличении числа каскадов для сохранения П сопst при за-
данной неравномерности А ЧХ следует уменьшать сопротивление шунти-
107
4
.JJA1
9
[J
JJA1
ивх [>
9
2 fC
8 и G +Е
0,01 FC
5
о
J
Рис. 5. 11. Схема апериодическоrо каскада
УПЧ,на интеrральной схеме
рующеrо резистора, что уменьшает
коэффициент усиления, поэтому не-
целесообразно увеличение числа кас-
кадов больше критическоrо N кр ==
==KI/4, rде К 1 1(оэффициеит усиле-
ния единичноrо каскада, полоса ко-
Toporo равна полосе ПQопускаиия
усилителя П.
Схемы LC-одноконтуРНЫХ УПЧ принципиально не отличаются от рас-
смотренных выше схем одноконтурных УСЧ. В качестве примера на рис.
5.11, б, в показана схема TaKoro усилителя, rде в качестве АЭ использована
четырехтранзисторная ИС. Увеличение числа транзисторов в ИС позволяет
поднять коэффициент устойчивоrо усиления при минимальном числе комп-
лектующих элементов. Характерной особенностью мноrотранзисторных ИС
является использован'ие непосредственных связей между каскадами и приме-
нение отрицательных обратных связей для повышения стабильности [111].
Активные RС-фильтры применяют в профессиональной РЭА в области
звуковых и умеренно высоких радиочастот До 1...5 Mrn. При малых рас-
стройках обеспечивают А 4Х, близкую к характеристикам одноконтурных
LС-каскадов. Основные достоинства активных RС-фильтров простота,
возможность реализации в микроминиатюрном исполнении на базе иите-
rральной технолоrии. Активные RС-фильтры позволяют в одном устройстве
совместить функции фильтрации и усиления. Кроме Toro, в настоящее время
они являются единственным классом электрических фильтров, имеющих
высокую селективность в диапазоне инфраиизких частот.
Схемы селективных RС-звеньев выделены на рис. 5.12, 5.13 штриховой
лии ией. На основе таких звеньев строятся фильтры нижних частот (ФНЧ),
фильтры верхних частот (ФВЧ), полосовые и режекторные фильтры (ПФ,
РФ). В ПФ и рф используют четырехполюсники, выделенные на рис. 5.12.
В пассивном виде эти звенья не обеспечивают необходимой селективности
и поэтому реализуются совместно с активными усилительными устройствами
с коэффициентом усиления К. Звено. ВЫДеленное на рис. 5.12, а, обладает
8
,
108
резоиаисиыми свойствами
и в ПФ включается в тракт
положительной обратной
связи (у цепь), а в РФ
в траю: отрицательной об-
ратной связи (ОС). Кроме
Toro, в активный ПФ дЛЯ
стабилизации работы схе-
мы введена отрицательная
ОС. Цепь, выделенная на
рис. 5.12, б (двойной Т-об-
разный мост) обладает ан-
тирезонансными свойствами
и в ПФ включается в тракт
отрицательной ос (
цепь), а в РФ в тракт
положительной ос. На рис.
5.13, а показаи активный
RС-фильтр со звеном нижних частот второто порядка, на рис. 5.13, б со
звеиом верхних частот BToporo порядка. В обоих фильтрах введена стабилизи-
рующая отрицательная ос. Для повышения селективности применяlOТ кас-
кадное включение таких устройств. Такое включение применяют также
для получения ПФ или РФ из ФНЧ и ФВЧ.
Еще один класс активных RС-фильтров может
еuраmоров. Идеальный rиратор описывается матрицей
1>
I
I
I
J
Рнс. 5.12.
Полосовые активные С.фRJJЬТРЫ
быть построен на базе
У-параметров
yr I о G 1
G О '
ero эквивалентиая схема с двумя rенераторами тока п риведена иа рис. 5.14, а.
Если на выходе rиратора включен двухполюсный элемент с сопротивлением
Z, то входное сопротивление наrруженноrо rиратора Z x == I/G 2 Z. ОТсюда
следует, что при наrрузке rи.ратора конденсатором С н входное сопротивление
схемы Z x == jroC/G2 совпадает с сопротивлением ИНДуктивноrо характера
т. е. селективную схему можно синтезировать без индуктивных элементов,
заменив их емкостным элементом и rи ратором.
Схема фильтра с rиратором, собранном на операционном усилителе,
приведена на рис. 5.14, б. Центральная частота фильтра может быть рассчи-
Rf
Щf 1 /'
1> {/вы,.
f I I 1(
{/вк I R21
: I
. L l
tl tf
инк
Рнс. 5.13. Актнвные С-фНJJьтры нижних н верхних частот
109
t 2
:lц f : f Z Oj:C;
1 а 2
C1
и вх .
RJ
/ 5
Рис. 5.14. rиратор
тана по формуле lu == 2л/R 1 С 1 при R 1 =-' R5' С 1 == С 2 . Добротность фильтра
можно реrулировать резистором Rз, ее величина определяется выражеиием
Q == [R 4 + (1 а) R з l/[2R 4 + (2 3а) . R3 R 2 ].
Недостатки RС-фильтров заключаются в трудности получения больших
добротностей Q:::::: У Ко /2 и хорошей стабильности характеристик. Схемы
активных RC-фи.1IЬТрОВ рассмотрены в работах [67,95,68, 117,64].
У П Ч с одиночными попарно расстроенными LC-КОнmу рами состоит из
четноrо числа каскадов, rде в каждой паре 101 == 10 6.Р, 102 == 10 + 6.Р,
П 1 == П 2 (рис. 5.15, а). Как видно из табл. 2.7, применение взаимной рас-
стройки контуров позволяет существенно повысить качество усилителя. Что-
бы показать это, вериемся к УПЧ с настроенными на одну частоту контурами
и заданной полосой пропускания П. Если, не изменяя добротности контуров,
ввести их взаимную расстройку, то ПОJIоса пропускания расширится. Для
Toro, чтобы вернуться к заданному значению полосы П, нужно увеличить
добротность контуров, что увеличивает крутизну склонов А ЧХ, т. е. улуч-
шает ее коэффициент прямоуrольности. Увеличение добротности контуров
также увеличивает эквивалентное сопротивление R о . э . В зависимости от
значения обобщенной расстройки
ХО == (26.Р /1 о) Qэ. (5.7)
Форма А ЧХ двухкаскадиоrо усилителя может быть ОДНОI'орбой (х о <: 1)
или двуrорбой при ХО > 1 см. рис. 5.15, б. Расстройка, при которой про-
вал А ЧХ достиrает заданной неравномерности ко/ Ктах == l/а п, называется "
предельной при этом имеет место наибольшее приближение частотной ха-
рактеристики к идеальному прямоуrольнику; такую форму характеристики
называют оптимальной (в табл. 2.7 принято ап == У2). Расстройка, при ко-
торой возникает уплощение А ЧХ, называется критической ХО кр == 1 та-
Ко
r =К/К тах
fo, fo (02
а
'о
О
f
f
Рис. 5.15. Характеристики УПЧ с одиночными попарио-расстроенными контурами
110
кую форму часто используют по тех-
нолоrическим соображениям, несмот-
ря на проиrРJ>IШ в коэффициенте
прямоуrольности относительно опти-
мальной. Достоинствами УПЧ с по-
парно расстроенными контурами яв-
ляются относительно хорошая пря-
моуrольность А Ч Х и большой коэф-
фициент усиления при заданной по- Е п
лосе про пускания, недостатком
Рис. 5.16, Схема УПЧ с двухконтурным по-
критичность К расстройке отдельных лосовым фильтром
каскадов.
Дальнейшее приближение А Ч Х к идеальнOl\\!У прямоуrольнику дает
переход к УПЧ с одиночными контурами, настроенными на три частоты:
fOl == 10 I1Р, 102 == 10 + I1Р, lоз == 10' При этом третий каскад частично
или полностью устраняет провал в АЧХ. УПЧ с тройками каскадов приме-
няют при обобщенной расстройке ХО :;;. уЗ" в широкополосных УПЧ. к не-
достаткам TaKoro усилителя следует отнести трудоемкость настройки и кри-
тичность к расстройке отдельных каскадов.
УПЧ с двухконтурным полосовым фильтром (ДПФ) в каждом каскаде
позволяет получить те же характеристики, что и УПЧ с расстроенными
двойками при вдвое меньшем количестве активных элементов (каскадов)
(см. табл. 2.7). Широко применяются как узкополосные УПЧ, построенные
по структурной схеме с распределенной селективностью. Схема УПЧ с ДПФ
и индуктнвной связью между контурами представлена на рис. 5.16. В зави-
симости от значения параметра связи
'Il == kсвQэ == (M/V L K1 L K2) Q
(5.8)
форма А ЧХ может быть одноrорбой при 'Il < 1, УПJIощенной при '1'} 1 или
двуrорбой при 'Il > 1 (рис. 5.15). Соображения по выбору параметра связи
YJ совпадают с соображениями по выбору обобщенной расстройки ХО: наибо-
лее предпочтительна предельная, по соображениям удобства технолоrии
часто используют критическую связь. На рис. 5.17 приведеиы различные
варианты связи между контурами: внешиеемкостная (а), внутриемкостная
(6). На рис. 5.17, в, е показаны фильтры с плавной и ступенчатой реrулиров-
кой полосы про пускания за счеl изменения связи между контурами. К до-
стоинствам УПЧ с ДПФ следует отнести хорошую прямоуrольность АЧХ,
большой коэффициент усиления при заданной полосе, меньшую чем в пре-
С:6
Рис. 5.17. Схемы двухкоитуриых полосовых фильтров
111
а
2,
о
JJП М С
2 "2
к
8
2
Рис. 5.18. Структурная схема и звеиья ФСС
дыдущем случае критичность к случайной расстройке контуров, удобство
реrулировки полосы про пускания.
УПЧ со смешанной схемой представляет собой сочетание усилителя
с ДПФ и каскада с одиночным контуром. Он совмещает преимущества УПЧ
с одиночными контурами, настроенными на три частоты, и малые искажения
АЧХ при случайной расстройке контура. Применяется как в широкополос-
ных, так и в узкополосных УПЧ.
Улучшение качества может быть получено путем перехода к полиноми-
льному фильтру сосредоточенной селекции (ФСС), LС-звенья KOToporo со-
rласованы по. характеристическому сопротивлению. Структурная схема ФСС
Показана на рис. 5.18, а, rде собственно фильтр представляет цепочку зве-
ньев, наСТ[1оеННых на среднюю частоту полосы про пускания 10 и соrласован-
ных по характеристическому сопротивлению р; АЭ 1 , АЭ 2 активные при-
боры с сопротивлениями R Bblx1 , R BX2 соответственно; С3 1 , С32 соrла:
сующие звенья с коэффициентами трансформации nI, n 2 .
При условии достаточно высокой добротности контуров
а 2У2/ 0 1П
(5.9) '-
может быть реализован выиrрыш в прямоуrольности АЧХ относительно рас-
смотренных выше селективных систем. Наибольшее распространение в ра-
диоприемных устройствах получили П-образные полосовые звенья (рис.
5.18, б) типа 1114 (рис. 5.18, в) или IП з (рис. 5.18, е). ФСС синтезируют либо
из звеньев с емкостной связью (1 П 4 ), либо из paBHoro числа звеньев 1 П З
и 1114' В первом варианте фильтр получается более простым в реализации,
но ero АЧХ оказывается несимметричной, что сказывается при больших
расстройках. Формирование трехзвенноrо ФСС показано на рис. 5.19. При
этом колебательные контуры стыкуемых звеньев соединяются параллельна
и число контуров фильтра уменьшается. Так, N-звенный фильтр содержит не
2N, а (N + 1) контуров, причем крайние контуры отличаются от остальных
в два раза большей индуктивностью и в два раза меньшей емкостью. Необхо-
димое число звеньев устанавливают в зависимости от требуемой полосы про-
lIускания, селективности и конструктивно реализуемой добротности конту-
ров. В бытовых радиоприемниках иаиболее употребительная 3- и 4- звенные
фильтры, в профессиональных число звеньев достиrает 8...10.
112
. АЗ! f зВено
п, С,
3:;Вено
АЭ2
Рис. 5.19. Схема 'ПЧ с фсс со звеньямн, соrласоваИllЫМН по характеристическо'lУ соп- .
ротнвлениlO
о
Eп
АЗf
r lпl
I
У 2 , и,х
I
I
I
I I
I
L J
Q,
АЭ2
r"' -'
1П2 !
I I
Стl Си!
! I
I с.=1. I
"Ни I
Ь от L .....J
о
С,
L
L
С О1
С о,
!J!
а
ffi А)
д
2
/6/
"-
. i>ис. 5.20. Схемы УПЧ с фильтрами Чебышева и' Баттерворса
Дал ьнейшее улучшение качества может быть получено при переходе
к полиномиальным системам сосредоточенной селекции с LС-фильтрами Че-
бышева и Баттерворса (рис. 5.20, а). Последние представляют цепочку
LC-KOHTYPO , настроенных на среднюю частоту полосы пропускания 10' у Ко-
торой оптимальные свойства фильтра достиrаются за счет трех степеней сво-
боды: выбора количества.(т), добротности (Q;) и связи контуров (kc"J. Отме-
тим, что в отличие от этоrо в Фсс, соrласоваНIIОМ по характеристическому
сопротивлеН!lЮ, заданные свойства Достиrались за счет подбора 'iИсла конту-
1/2 5 7-230
113
ров и связи между ними при произвольной В смысле (5.9) добротности. Под
оптимальными свойствами ФСС при приеме АМ сиrналов понимают макси-
мально достижимую при заданном наборе т, Q прямоуrольность характери-
стики селективности (ХС), а при приеме ЧМ сиrналов наибольшую JlИ-
нейность ФЧХ. ДЛЯ получения макснмальной прямоуrольности ХС нужно,
чтобы модуль селективности ИЗМeIlЯ ЛСЯ по закон у
а (х) VI + WT;" (х), (5.10)
rде Т m (х) полином Чебышева степени т от aprYMeHTa х; W волно-
вость, определяющая неравномерность ХС
an Y I+W, (5.11)
х обобщенная расстройка.
Характерная особенность ХС чебышевскоrо фильтра равноволно-
вость в пределах полосы пропускания П и монотонное нарастание затухания
1а ее пределами (рис. 5.20, 6). Условие реализации фидьтра Чебышева.
Q> fо/П sh [(11т) arsh (1 Ут)] siп (л/2т), (5.12)
rде Q минимально необходимая добротность контура.
В ряде случаев, например из-за невозможности реализации высоких зна-
чений добротности контуров, удовлетворяющих условию (5.12), а также
с целью уменьшения неравномерности ХС в пределах полосы пропускания
(5.11) или уменьшения нелинейности ФЧХ выбирают малые значения вол-
новости W. Такое решение является компромиссным, при котором «платой»
за перечисленные выше качества является ухудшение коэффициента прямо-
уrольности при том же количестве контуров. В предельном случае, коrДII
W --+ О получают максимально rладкую ХС характеристику Баттервор-
са, показанную на рис. 5.20, е.
а (х) }/I + Vx 2m . (5.13)
[де V параметр, определяющий неравномерность ХС на rранице полосы
пропускания
an Y I+V.
(5.14)
'-
Условие реализации полосовоrо фильтра Баттерворса существенно
мяrче (5.12)
2т!
Q> 10 }' V /П sin (л/2т).
(5.15)
При невозможности выполнить неравенство (5.15) следует вернуться
к ФСС, звенья KOToporo соrласоваНJ>1 по характеристическому сопротив-
лению.
Существенное повышение качества ФСС и сиижение трудоемкости pery-
лировочных работ может быть достиrнуто при использовании электроаку-
стических фильтров, структурная схема которых представлена на рис.
5.21, а, rде АКС акустическая система (резонаторы); ПРI преобразо-
ватель энерrии электрических сиrналов в энерrию упруrих колебаний (на
пьезоэлектрическом или маrнитострикционном эффекте); ПР2 обратный
преобразователь; СЗ соrласующие звенья. Осиовным преимуществом
электроакустических ФСС относительно LС-систем ивляется значительно бо-
лее высокая добротность акустических резонаторов, которая позволяет улуч.
114
s
R 62
q
II
СХ3 (J8щ
E!.
О 6',а5
к/Ко f
Jl
20
r.J o GJ I1 C.J
8
;} , О f J Jf,trrq
/1
Рис. 5.21. Схемы УПЧ с пьезоэлектрическим фильтром
шить коэффициент прямоуrольности и уменьшить потери в полосе пропус-
кания.
Для получения сравнительно узких полос пропускания, иачииая от де-
сятков и сотен [ц, используют пьезоэлектрические (кварцевые) фильтры
(П ЭФ) (рис. 5.21, б). Фильтрующее действие кварцевоrо резонатора, кото-
рый эквивалентен последовательному колебательному контуру с добротно-
стью 104.. .106, основано на резком уменьшении ero сопротивлеиия в области
резонансной частоты <00' Для нейтрализацин емкости кварцедержателя, шун-
тирующей кварц, фильтр выполняют по мостовой схеме (емкости Сl, С2, си),
сбалансированной на частоте подавления <ОП' АЧХ KBapneBoro фильтра при-
ведена на рис. 5.21, в. Переключатель S позволяет перевести каскад в режим
широкополосноrо усиления. Пьезоэлектрические фильтры работают на час-
тотах от сотен [ц до сотен мrц, обеспечивая k п100 0 до 1,5...2. Недостатком
кварцевых фильтров является их высокая стоимость, сравнительно большие
размеры, невысокая механическая прочность.
Следует выделить монолитные пьезоэлектрические фильтры (МПФ), ко-
торые представляют собой устройства, основанные на явлении «захвата»
энерrни в подэлектродной области частных резонаторов и акустической свя-
зи между ними. МПФ имеют следующие пре'имущества перед традиционными
кварцевыми фильтрами: в 5...10 меньше объем и масса, хорошая совмести-
мость с плоскими конструкциями НС, малые вносимые затухания и более
высокая стабильность, реализуются до 30 Mru иа основной частоте и до
200 Mr1.l на rармонических обертонах! лучшая надежность. ХС МПФ пока-
115
а
EK
20 О 204J,trП'
5
Рис. 5.22. Схемы УПЧ с пьеЗ0керамнческнм фильтром
эана на рис. 5.21, е. В табл. 2.9 и на рис. 5.10 приведены основные парамет-
ры пьезоэлектрических фильтров.
Перспективны для примеиения в радиоприемной аппаратуре малоrаба-
ритные, механически прочные и относительно дешевые полосовые фильтры,
выполненные на основе пьезокерамики (П к Ф). Такие резоиаторы имеют доброт-
ность порядка 103, набираются в п- и Т-образные звенья (рис. 5.22, а). Рабо-
тают на частотах от 100 Kru до 10 Mrn. Основные параметры ПКФ привеДfНЫ
в табл. 2.8 и рис. 5.10, хе ПКФ показана на рис. 5.22, б. По селеКТИВНОС1И
ПКФ уступают пьезоэлектрическим фильтрам, обладают более низкой "[ем-
пературной и временной стабильностью, больuшми потерями в полосе про-
пускания. В отличие от Фес, выполненных на LC-контурах, ПКФ не 06.1а-
дают монотонно возрастающей хе при больших расстройках. Это приводит
к тому, что при высокой селективности по соседнему каналу ПКФ не обес-
печивают достаточной фильтрации напряжения с частотой rетеродина и ком-
бинационных частот. Усиленное последующими широкополосными каска-
дами напряжение rетеродина детектируется и по цепи АРУ поступает на
реrулируемые каскады. Кроме Toro в детекторе имеет место эффект подавле-
ния слабоrо сиrнала сильиой помехой rетеродина. В результате снижается
усилеиие УПЧ и ухудшается работа АРУ. ДЛЯ устранения указанных недо-
статков следует в качестве еЗI использовать LC-KOHTYP. Малая критичиость
ПКФ к изменен.ию наrрузочных сопротивлений позволяет подключать их 6
к базе следующеrо каскада непосредственно (без еЗ2).
На рис. 5.23, а, б показана схема УПЧ с электромеханическим фильтром
(ЭМФ) и ero хе. ЭМФ состоит из цепочки пластинчатых, стержневых или
дисковых резонаторов Р, и связок С , между ними, которые возбуждаются
маrнитострикционными (реже пьезоэлектрическими) преобразователями пря-
Moro и обратноrо действия ПРI и ПР2. В отличие от пьезоэлектрических
и пьезокерамических фильтров, rде резонаторы работают как резонаторы-
преобразователи, здесь механические резонаторы конструктивно выделены.
Основные параметры ЭМФ приведены в табл. 2.10 и рис. 5.10. Преимущества
ЭМФ: малые размеры, малый k п , высокая стабильность при температурных
11 механинеских воздействиях, малая нераВlIомерность затухания в полосе
пропускания, монотонное наростание затухания при больших расстройках;
недостатки сложиость, высокая стоимость, оrраничение диапазона час-
тот единицами Mrn. Область применения ЭМФ профессиональные радио-
приемные устройства.
116
G',uб
60
40
20
а J 2 1 О t 2 &.1
If
O
8
Рис. 5.23. Схема УПЧ с электромеханичеСКIL\! Фильтром
На рис. 5.23, в показано звено nьезомеханическоео фильтра (ПМФ), ко-.
торый сочетает свойства ЭМФ и ПКФ. Звено состоит из двух дисков пьезоке-
рамических резонаторов Рl и Р2' связанных металлической ИЩ! диэлектри-
ческой связкой С, введение которой устраняет основной недостаток ПКФ
отсутствие монотонно иарастающеrо затухания в полосе задерживания.
В ПОСJ!еДНИе rоды ШНРОl<ое распространение получили пьезоэлектриче-
ские фильтры На поверхностных акустических 60лнах (ПАВ). ПАВ это
упруrие возмущения, распространяющиеся в тонком (порядка д.пины волны)
приповерхностно слое TBepAoro тела. Сточки зрения обработки сиrналов
ПАВ обладают двумя важными свойствами: очень малой скоростью распро.
странения (1...5 км/с, т. е. примерно на пять порядков НИЖе, чем электро-
маrнитные волны) и возможностью взаимодействия с планарными структу-
рами на поверхности ЗВУКО!Iровода. Первое свойство позволяет создавать
Фильтры на ПАВ в микроминиатюрном Исполнении в диапазоне частот от
единиц Mru до единиц rrп, при этом нижняя rраница определяется разме.
рами подложек, а верхняя ВОЗМОЖностями изrотовления преобразовате-
лей. Второе свойство позволяет простыми средствами сформировать ком-
плексную частотную характеристику. Кроме Toro, планарная конструкция
ФИ.1Jьтров на ПАВ делает их леrко сопряrаемыми с ИС.
В простейшем случае фильтр на ПАВ (рис. 5.24, а) имеет на пьезоэлек-
трической подложке два встречно-штыревых преобразователя (ВШП), один
из которых (ВШПI) преобразует за счет пьезоэффекта входной сиrнал в ПАВ,
второй (ВШП2) осуществляет обратное преобразование. На ВШП2, Имеющий
N 2 электродов, поступает акустический сиrнал S (/). При прохождении ПАВ
под i-M электродом на последнем из-за пьезоэффекта наводится заряд qi (1),
пропорциональный S (1). На шинах, соединяющих электроды ВШП, наводи-
мые заряды суммируются и выходной электрическиii снrнал имеет вид
N
U вых (1) == AiSi (/),
i==l
(5,16)
[де Si (1) сиrнал, принимаемый i-M электродом;
А! коэффициент, зависящий от материала подложки, rеометрии элек-
тродов, способа соединения электродов с шиной и т. д. Из (5.16) следует, что
II7
8ШП1
U:ll
- ПАВ
8ШП2
ffff!Ju;bl x
"' Lп
а
t o f
LtrO""f б
и86/Х
R ObIX
Рнс. 5.24. Общий внД фИJJьтра на ПАВ н ero АЧХ
выходной сиrнал представляет собой линейнуlO комбинацию входноrо, взя-
Toro в различные моменты времени с различными весовыми коэффициентами,
т. е. ВШП осуществляет цифровую фильтрацию, что позволяет непосредст-
венно связать структуру преобразователя с ero частотными свойствами. Так,
полоса пропускания преобразователя обратно пропорциональна ero протя-
женности в иаправлении распространения ПАВ. ФОрМа А ЧХ определяется
законом изменения перекрытия штырей, или аподизацией. Таким образом,
изменяя rеометрию планарной встречно-штыревой структуры, мы получаем
возможность формировать заданную А ЧХ.
Осиовные параметры фильтров на ПАВ приведены в табл. 2.12 и рис.
5.10; вид А ЧХ показан на рис. 5.24, б. Для фильтров на ПАВ характер-
ны широкий частотный диапазон до единиц rrll, большие пределы изменения
относительной полосы пропускання (от узкополосных 0,5 % до широкополо-
сных 30 %), высокая прямоуrольность АЧХ (k 1000 == 1,2...2,0), стабиль-.
насть параметров и отсутствие необходимости в реrулировке, что определя-
ется высокой повторяемостью фотолитоrрафическоrо процесса. Вместе с тем
по сравнению с LС-системами фильтры на ПАВ всеrда будут оставаться бо-
лее сложными структурами со мноrими побочными явлениями. В зависимо-
сти от конкретных значений входных и выходных параметров АЭ и ВШП при-
меняют их соединение через соrласующий трансформатор или непосредствеи-
иое соединение. Схема соrласования фильтра на ПАВ с АЭ приведена на.
рис. 5.24, в.
Область применения фильтров на ПАВ очень широка: локационные
приемники, в частности, соrласованные ЛЧМ-фильтры, телевизионные филь-
тры, фильтрация ЧМ сиrналов и др. Возможность управляемоrо изменения
условий распространения ПАВ с помощью планарных структур, располо-
женных между ВШПI и ВШП2, позволяет реализовать адаптивную филь-
трацию в мноrоканальных системах пространственно-временной обработки.
Фильтры на ПАВ рассмотрены в работах [43, 94, 115, 95].
Цифровые фильтры (ЦФ) это специализированные компьютеры,
в которых входной сиrнал преобразуется в выходной соответственио задан-
иому алrоритму вычислений [64, 15, 91]. ЦФ обладают рядом преимуществ
по сравнению с аналоrовыми. К ним относится универсальность, простота
,
118
Х(пТ) х(пТ) l/(пТ) ИпТ)
ди{кретизатор
[слажu{}ающuи )
фильтр l.r
"'НС. 0.2;) СI руктурная схема цифровоrо фильтра
формироваf'ИЯ А ЧХ, возможность оперативной перестройки фильтра в ходе
обработки, высокая временная, климатическая стабильность параметров,
отсутствие реактивных элементов, возможность реализации линейной ФЧХ.
MorYT быть достиrнуты высокие значения добротности, точности. Отсут,
ствует явление дрейфа, присущее аналоrовым фильтрам. Возрастают воз-
можности использования интсrральной технолоrии.
К недостаткам ЦФ относят появление шумов квантования; необходи-
мость преселекции; меньшее, чем в аналоrовых фильтрах, быстродействне;
сравнительно сложные схемные решения.
Классифицируют ЦФ по наличию или отсутствию обратной связи
(рекурсивные, нерекурсивныс); по порядку используемых звеиьев (l-ro,
2-ro порядка и выше); по способу соединения звеньев (последователь.
иые, параллельные); по частотным свойствам (ФНЧ, ФВЧ, полосовые, ре-
жекторные).
Теория ЦФ базируется на линейных разностных уравнениях с постоян-
ными коэффициентами (Z-преобразование, дискретная свертка). Используют
также алrоритм БПФ.
, ЦФ реализуются по такой же структурной схеме, как и друrие устрой-
ства цифровой обработки информации (рис. 5.25). Ниже рассматриваются
только собственно ЦФ (процессары), а такие узлы, как дискретизатор,
АЦП, ЦАП Ij сrлаживающий фильтр не затраrиваются, так как они не от-
личаются в ЦФ какими-либо особенностями.
5.3. Краткие теоретические сведения
Усилители с одиночными LС l<онтурами, настроенными
на одну частоту
Осиовные расчетные соотношения для усилителей с одиночным настро-
енным LC-KOHTYPOM (рис. 5.1. ..5.6, рис. 5.12) MorYT быть получены с помощью
анализа обобщенной эквивалентной схемы рис. 5.26, а, rде АЭI и АЭ2 пред-
ставлены упрощенной эквивалентной схемой в системе У-параметров: У 21
проводимость прямоrо действия, У 22 == I/R 22 + j(j}C 22 ; УН == I/R H +
+ j(j}C l1 ; У и == 1/ R и + j(j}C H ; r К' LK' С К ' Q == (j}OLK/r К' Ro == Q(j}OLK соб-
ственные параметры ненаrруженноrо контура. При однотипных АЭI и АЭ2
У и == Ун. Пересчитав параметры АЭI, АЭ2 параллельна контуру, подучим
эквивалентную схему рис. 5.26, б
R 22 ви== R22/п .
С 22 ви == C22n '
Пl == W 1 /W K ,
2
R H . ви== R H !n2;
2
Си. вн == С И П 2 ;
П 2 == W 2 /W K ,
откуда переходим к схеме с одиночным эквивалентным наrружеииым кон.
туром (рис. 5.26, в), rде эквивалентная емкость
С К . 9 == С к + С 22 ви + С н . в" == С к + niC 22 + n CH'
119
lJ,x
АЗ2
r
I IY(
L/( I
I
r/( I
I
I
L
а
С 221н
rJ
С Н
и,ых
Рис. 5.26. Эквивалентные схемы усилиrеля С ОДИВОЧf'ЫМ LC-KOBTYPOM
о
эквивалентные сопротивление потерь, добротность и резонансное сопротив-
ление
'2 l 2 ::.'
'к. Э 'к + '22 БВ + 'н. БН 'к+ (пlwuLK/R22) + (п<wuLK/R B ) ==
2 ,
=='к (1 + (п 1 R o /R 22 J + (п,Ro/RB)J;
Q, (j)oLKIT K ." == Q/(I + I1:R,,/R,.; + п Ro/RHj;
Ro. Э Q}fJO/'K == Ro/[ I + п Ro/R22 + п Ro/ RHJ.
(5.17)
(5.18)
Эквивалентное сопротивление контура на произвольной частоте
i Zo. э I == Ro. Э/V 1 .+ ;1:2 ,
rде обобщенная расстройка х == Qэ ((f /10) ({оп)] , дтс случак малых расстроек
x Qэ2!1f//о' Как следует из рис. 5.26,в,
U вых == I У 211 U вхпlп2Rо.э/V 1 + х 2 ,
откуда коэффициент усиленик
К == U вых/и вх == I1 1 п 2 1 У2: i Ro. э/ V 1 + х 2 , (5.19)
коэффициент усиления на резонансной частоте
. 2 i
Ко == I11п21 У21 I Ro. э == 1111121 У н i Ro/ 11 + (111RO/ R 22 ) + (п 2 R o /R H )]. (5.20)
Из формул (5.19), (5.20) можно найти селективность каскада
{J == к о/К == (1 У 21 10/\ У 21 I)}' I + х 2 , (5.21)
Селективность при малых расстройках
{J == у 1 + (2Q/'1f1fO)2, (5.22)
неравномерность АЧХ на rраницах полосы пропускания
{Jп == у 1 + (QэП /fо)2,
выражение ФЧХ
<р == arclg х.
120
(5.23)
Зависимость резонаисноrо коэффн-
циента усиления и эквнвалентной доб-
ротностн от частоты настройкн уснлн-
теля показана на рис. 5.27. На малых
частотах (f ..;;: f1), rде измененне пара-
метров АЭ (У21' R22' R B == R ll ) сравнн-
тельно невелнко, Q изменяется незначн-
тельно и рост Ко определяется ростом
волновоrо сопротнвлення (j)OLK' На бо-
лее высоких частотах (f> f1) перечнс-
ленные параметры АЭ уменьшаются,
увеличнвается шунтнрованне КОНТура, что прнводнт к снижению уснлнтель-
ных и селективных свойств уснлнтеля.
Для N-каскадноrо уснлителя справедливы следующне соотношения для
коэффнциента усиления, селектнвностн н коэффнцнента прямоуrольности;
К Е == (Ко/ У l + X 2 )N,
а Е ==( i Y2110 /i Y 21 1 )N,
1/ N / N ,
k n == Па/П == V (1' a 1)/( r' 2 1),
ко Qэ
10
Рнс. 5.27. 3ависимости реЗ0ваисноrо ко-
эффнцнента усилевня н эквивалевтной
добротности от частоты
rде Па н П полосы пропускання прн заданном ослабленин <J И на уровне
у 2'. 3начення k n 10' k nlOO ' kn1000 прнведены в табл. 2.7.
Оптимизация каскада по мощности позволяет передать макснмальную
мощность сиrнала от АЭl к АЭ2 прн заданной неравномерностн АЧХ в пре-
делах полосы пропускання П. К такой оптимнзацин прнбеrают в тех случаях,
коrда поrлощение мощностн наrрузкой становится существенным, напрнмер,
прн использованин биполярных транзисторов или ИС. Область применення
шнрокополосные каскады УПЧ с разделением функций селективностн н уси-
лення, УСЧ с непредъявленнымн требованиями по селективности и Относн-
тельно высокимн требованнямн по уснлению (СВЧ приемннкн). Рассмотрим
условня соrласования (рнс. 5.26)
2 2
00 + п 1 О 22 == п20ptOH' (5.24)
rде проводнмостн 00 == 1/ Ro; 022 == 1/ R 2 2 ; ОВ == 1/ RH' откуда
V 2 1/ 2
п 20pt == Оо/Он + п 1 0 22 /G O == " RH/R o + п 1 R H /R 22 . (5.25)
Подставнв (5.25) в (5.20) н (5.17), получнм выражения оптимальных зна
ченнй коэффнцнента уснлення н эквивален тной добротно стн
КО opt == i У21 1 V R 22 R н / 2 V R22/п Ro + 1; (5.26)
Qэ opt == Q/2 (п RoIR22 + 1). (5.27)
Как вндно нз (5.26), для увелнчення КО, н упрощения конструкцнн це-
лесообразно прннять п 1 == 1, еслн это допустнмо по соображени ям устойчи-
вости, стабнльностн параметров контура н перекрытию чаСТОтноrо днапа-
зона. Прн этом после ряда преобразований
КО ор! == i Y2110/2 УОн(Оо + 022)'
Qэ opt == Q/2 [Ro/ R 22 + 1].
6 7-230
121
При условии 00 « 022' что характерно для биполярных транзисторов,
KOopt==IY2110/2Y OH022' (5.30)
Формула (5.30) удобна при расчете структурных схем. Исходя из выра-
жения (5.27), можно рассчитать эквивалентную емкость контура
С к . э == Q /(j)oRo == n /ыoH22 (1 /2Qэ 1 /Q], (5.31)
rде Qэ == 10/ П, откуда параметры контура
2 2
С К == С К . э (П 1 С 22 П 2 optCH)'
L K == 2,53. 101°/I CK. э'
(5.32)
(5.33)
rде f кrц; С пФ; L MKrH. с учетом емкости схемы С сх == С мн + С [,
контурный конденсатор С ко == С к С сх ' Полученный результат (5.33) следует
сравнить с минимально реализуемой индуктивностью контура L!{ min' которая
в зависимости от частоты 1 приведена в табл. 5.1. Если L!{ < L!{ min' следует
принять
L K == L K min'
2
С к . э == 2,53 . 10 1 °/l o L K .
(5.34)
Таблица 5.1. Минимальные индуктивности контурных катушек
1, мrц I 0,1... 0,51 O, ...1,011...5 15...10 [10...20120 ..40 [40...100
L min , MKrH 11000...4001400...250[250.- 20 120... 10110...515.. 0,810,8...0,05
в случае .ОН 022 О, Пl == П 2 == 1 (АЭ с высокоомным входом И вы-
ходом, в частном случае каскад на полевом транзистоvе) контурную емкость
определяют из следующих соображений. С одной стороны следует уменьшать
С к ' поскольку при этом усилительные cBoiicTBa каскада улучшаются
К о == \ у 21 10Ro == SR o == SQ /ЫоС К.э'
с друrой стороны, эквивалентная емкость контура должна быть настоль-
ко большой, чтобы расстройка KOHrypa за счет разброса де нестабильных
емкостей С сх ' С 22 , С н не превышала допустимую
С к . э:;;" (1,5. . . 2) де Uо/ П ).
Кроме Toro, должна быть обеспечена необходимая устойчивость, что
рассмотрено ниже.
Обеспечение эквивалентной добротности KOH'rypa здесь достиrается либо
выбором контурной катушки с соответствующей добротностью, либо шун-
тированием контура дополнительным резистором
ОШ == I/R ш == ЫоС к . э (l!Qэ I/Q).
Расчет с позиций заданных селективности и неравном.ерности А Ч Х в пре-
делах полосы пропускания. проводят в узкополосных УСЧ И реже в УПЧ
122
{;о
L/(
AJ
С/( П2 Пf СК
r/( Ув... IY/ ин
{;r
а
qs IJfjqш
Рнс. 5.28. Эквивалентная Схема н АЧХ УСИJIнтеля с однночным LC-KOHTYPOM
с распределенной селекцией приемников низких rрупп сложности. Перво-
начально из двойноrо неравенства
Qэ ап :> Qэ :> Qэа {5.35)
определяют эквивалентную добротность Qэ, rде частные эквивалентные
добротности, необходимые для обеспечения заданных значений {J == {Jз.к ТЗ.
оп == {Jп, Т3
Qэа з . к == V О;.к Т3 1/(/з. кlfо 10/1з. к);
{Jэа п == (/0 miП/ П ) V a 1.
(5,36)
(5.37)
Эквивалентную добротность Qэ (5.35) при заданных параметрах нена-
rруженноrо кОнтура (Q, Ro) и параметрах наrрузки (R 22 . R H ) реализуют пу-
тем подбора коэффициентов соrласования пl. п 2 по формуле (5.17)
2 2
Q, == Q/(i + п]R o /R 22 + п 2 R o /R H ).
Рассмотрим два частных решения, которые обеспечивают дополнитель-
ное качество. Наложив оrраничение (5.24), которое обеспечивает оптимиза-
цию по мощности, сведем (5.17) к (5.27), откуда п 2 == п 20р1 ,
п 1 == V (R 22 / Ro) (Q/2Qэ 1). (5.38)
Как видно из (5.38), условие реализации этоrо решения Q/2Qэ> 1,
BT0!J0e частное решенне п 1 == 1 обеспечивает упрощение конструкции
контурной катушки индуктивности. При этом из выражения (5.17) слеДуёТ
п 2 ==V(Rи/R о ) (Q/Qэ R o /R 22 1).
(5.39)
Как видно из выражения (5.39), условие реализации этоrо решения
Q/Qэ> 1 + R o /R 22 .
Устойчивость каскада характеризуется степенью изменения усиления,
полосы пропускания, формы А ЧХ (Ф ЧХ) и друrих показателей; определяется
внутренней обратной связью АЭ через проводимость обратноrо действия У]2
(рис. 5.28, а). Рассмотрим представленную здесь эквивалентную схему
каскада, rде АЭ характеризуется матрицей У-параметров
[ . ] l Y 11 У 12 ]
У . . .
у 21 У 21
123
источник (reHepaTop) и lIаrруэка со входа и выхода АЭ
Or==Oo/п;== I/Roп ;
АН == oo/пi.
Как известно, входная проводимость четыреХПOJIюсника может
ставлена в виде
(5.40)
быть пред-
. . у 12'У 21 . .
YBx==Yll ' . ==У ll +ДУ вх ,
v 22 + v н
rде ДУвх приращение входной проводимости АЭ, обусловленное действием
обратной связи. Активная составляющая этой проводимости
Овх == 01] + дОвх,
rде
011 == Re (У 11)' дОвх == Re [ Y 12 У 21/(У 22 + У н)].
Запишем коэффициент устойчивости в виде
ky == (Or + ан + дОвхmа,,)/(Оr + 011)'
(5.41)
(5.42 )
характеризующем устойчивость усилителя в широком смысле [122], т. е.
определяющем, как степень удаленно.сти от самовозбуждения, так и сте-
пень искажеиия АЧХ (ФЧХ) под действием обратной связи, rде АО вх тах ==
== [дОвх (ОО)]тах' Как видно из (5.42) О ..,; ky ..,; 1, при отсутствии обратной
связи ky == 1, при самовозбуждении /ly == О. Исследование на экстремум
выражения (5.41) показывает
дОвхтах == i У 2111 У 12 1/2 (02'l + ан),
(5.43)
Подстановка (5.43) в (5.42) позволяет получить выражение
liy == 1 [\ У 12 \ \ У. д 1/2011022 (1 + А 1 ) (I + А 2 )], (5.44)
rде показатели связи входной и выходной цепи A; с reHepaTopoM и наrрузкой
A1==Or/G1I' А 2 ==Ов/ 0 22'
Приравнива я А 1 == А 2 == А ПО условию достижения максимальиоrо
усиления, получим
ky == 1 [ ! }? 121 \ У211 /20 н 0 22 (1 + А)2], (5.45)
откуда обобщенный показатель связи
А == 0r/011 == Он/022 (5.46)
может быть выражен чере з параметры АЭ и заданну ю устойчивость
А == V\ YHII Y211/[2G 11 0 22 (1 ky)] 1. (5.47)
Исходя из (5.40), (5.46), (5.47) 'по заданной устойчиво ти, параметрам
д.Э и ненаrруженноrо контура можно рассчитать необходимые коэффициенты'---
трансформации
пl == V G O /A0 21 1> п 2 == V O o /AO ll '
(5.48)
124
Рекомендуемые значения коэффициента устойчивости
{ 40,92 высокая устойчивость,
ky ==0,8...0,92 средняя устойчивость,
==0,7...0,8 низкая УСТОЙ'lИвость.
На рис. 5.28, б в качестве примера показаны А ЧХ одноконтурноrо усили-
теля К (!lf/05П) для Ф == arg [Y12 Y 21] == 900 для различных значений ky.
В заключение приведем выражение для устойчивоrо коэффициента усиления
каскада по напряжению
(5.49)
К ОУСТ == .. / 1 Y21 1 2 (1 ky)
V Y 12
(5.50 )
Усилители с одиночными попарно расстроенными LС l(онтурами
Область применения широкополосные и узкополосные УПЧ. Коэф-
фициент усиления двухкаскадноrо УПЧ (рис. 5.15, а) в предположении
R о . э / == R о . э2 == R о . э вычисляют по формуле
(п 1 п 2 I У 21 I Ro. э)2
К == К 1 К 2 ==
V (1 + х2 х2)2 + 4х2
о
2
Ко]
V(1 +x2 x2)2+4x2'
о
(5.51)
rде К 01 резонансный коэффициент усиления резонансноrо каскада; ХО
обобщенная расстройка контуров относительно средней частоты (5.7). Вслед-
ствие отмеченной выше бимодальности К (00) пользуются двумя видами
АЧХ: селективные свойства оценивают по характеристике у == I/(J == К/Ко,
неравномерность по характеристике 'у == I/(Jп == К/ Кmах' При малых рас-
стройках ХО < 1 А ЧХ одноrорбак с максимумом, расположенным на час-
тоте 10'
2
Ко == Кmах == К 01 /(1 + хо)2;
у == " == (1 + х2) / V (1 + х2 х2) 2 + 4х2
r о о
При критической расстройке ХО КР == 1 А ЧХ уплощается
Ко == Кmах == К 01 /2;
у == 'у == 2/V х4 + 4 .
(5.52)
(5.53)
(5.54)
(5.55)
При увеличении расстройки Хо> 1 АЧХ становится двуrорбой с про-
валом иа частоте 10 и с максимумами при расстройках
Х mаХ == :i: V Х: 1.
При подстаиовке Х == Х mаХ В формулу (5.51) получим
2
Кmах == К 01 /2х о ;
2 V 2
У==(Х+Х о )/ (l+xo x2)2+ 4x2;
'у == 2JC o / V (1 + Х: х2)2+4х2.
Из формулы (5.58) следует выражение для rлубины
ральной частоте (рис. 5.15).
'Уо == 2хо/(l + X .
(5,56)
(5.57)
(5.58)
проваJl.а на цент-
_ (5.59)
125
0.4
х О 2 3 4 5 6
х
О
Ряс. 5.29. АЧХ УПЧ с однночнымя попарно-расстроеннымн контурамн яля с дву"коятур-
яым ПОЛОСОВЫМ фнльтром
0,8
0,4
0,2
о
!
2
Рнс. 5.30. 3авнсямостн rлубяны провала АЧХ УПЧ
с одяночвымя попарно-расстроеннымя контурамн
(яля ДПФ) оТ обобщенной расстроЙКЯ (яля факто-
ра связн) н чясла каскадов
Трехкаскадный усилитель с одиночными LC KoHTypaM",
настроенными на три частоты
Коэффициент усиления
К == К lКОЗ/ V[(I + x х 2 )2 + 4х 2 ) (1 + х;),
rде Коз и хз резонансный коэффициент усиления и обобщенная расстрой-
ка каскада, HacTpoeHHoro на среднюю частоту 10'
При хо 1.75 суммарная АЧХ одноrорбая, а при хо > 1,75' трех-
rорбая. Ординаты всех максимумов равны при условии
Q31 == 0,5Qз2'
rде Qэl и Qэ2 соответственно эквивалентные добротности контуров, на-
строенных на частоты {о :i: ДР . При этом уравнение АЧХ
у == 2 (1 + x )/ Y [(1 + x х 2 )2 + 4x ll ) (4 + х 2 ).
откуда можно рассчитать величину пре-
дельной расстройки, необходимой для обес-
печения заданной неравномерности
хо пр == а п + V a 1. (5.60)
При переходе к N-каскадному уси-
лителю выражения (5.52)...(5.59) следует
возвести в степень N /2.
На рис. 5.29 приведены характери-
стики 'У (х), У (х), построенные для двух-
каскадноrо УПЧ при различных значениях хо по формулам (5.53), (5.55),
(5.57), (5.58). Зависимости 'Уо (х о , N) (5.59) показаны на рнс. 5.30. Значения
коэффициентов прямоуrольности k n ' k n . k n для различноrо числа
10 100 . 1000
каскадов при критической и предельной расстройках приведены в табл. 2.7.
126
Усилители с ДВУХI(ОНТУРНЫМИ полосовыми фильтрами
Эквивалентная схема усилителя с двухконтурным настроенным на
среднюю частоту полосовым фильтром (ДПФ) показана на рис. 5.31, rде
пересчет парамеТI'ОВ АЭ в контур (R 22BH , С 22ВВ ' R H . ВН' СII. вн) выполнен по
формулам, прив\:'деНflЫМ для схемы рис. 5.20, б. Полаrая контуры одинако-
выми lот 102 10' 'кl 'к2 'К' L K1 L к2 L K . С К1 С К2 С К ' получают
выражение коэффициента усиления каскада
к U вых Тj п lп 2 I У\! i Ro. 3 ЧКOl ,(5.61)
и ВХ У(1+ч2 х2)2+4х2 У(I+ч2 х2)2+4х2
rде х Qэ (2М с . КПО); Qэ У Qэ!Qэ2 ; Qэl Q/(l + п R,,/R2); QЭ2 Q/(l +
+ п Ro/RB); Ч kсвQэ; k CB M/L K ; ко! п т п 2 1 У22 /(0. э' Сравнение фор.
мул (5.51) и (5.61) показывает, что их знаменатели, определяющие частотные
свойства, полностью совпадают при условии замеНЬJ обобщенной расстройки хо
на фактор связи 1'). Это обстоятельство позволяет распространить выводы,
полученные для усилителя с одиночными попарно-расстроенными контурами
на усилитель с ДПФ. При малых связях Ч < 1 АЧХ одноrорбая с максиму-
мом, расположенным на частоте 10
Ко Кmах чК от /(1 + Т)2);
у у (1 + Ч 2 )/У (1 + t]2 х 2 )2 + 4х 2 .
(5.62)
(5.63)
При критической связи Ч КР 1 А ЧХ уплощается см. (5.55), Ко
== чК Dт /2. При увеличении связи более критической ч> 1 А ЧХ становится
двуrорбой с провалом на средней частоте 10 и с максимумами при расстрой-
ках
х mах :!: V1i2=l,
у (1 + ч 2 ) /V(1 + 112 х 2 )2 + 4х 2 ;
у 2t] У (1 + ч 2 х 2 )2 + 4х 2 ;
Ко чКот/(1 + ч 2 );
Уо 2ч/(1 + ч 2 );
Ч КР (J п + V a 1 .
(5.64 )
(5.65)
(5.66)
(5.67)
(5.68)
При переходе к N-каскадному усилнтелю выражения (5.62) ... (5.67) следует
возвести в степень N.
На рис. 5.29 приведены А Ч Х у (х), у (х), построенные для каскада ДПФ
при различных значениях фактора связи по формулам (5.63), (5.55), (5.64',
(5.65). Зависимости Уо (ч, N), построенные по (5.67), показаны на рис. 5.30;
п
Рнс. 5.31. ЭКВlIвалентная схеыа УПЧ с двухконтурныы"
поЛосовыыв фвльтраыв
127
значения коэффициентов прямоуrольности k п10 , k п 100' k п 1000 для различ-
Horo числа каскадов N при критической и предельиой связи приведены
в табл. 2.7.
Приведенные выше расчетные соотношения дЛЯ УПЧ с двух контурными
полосовыми фильтрами приrодны не только при индуктивной связи между
контурами, но также и при любом друrом виде связи. Например, при внешне-
емкостной связн 1} == Qэ k cB == QэСс/С, при внутреннеемкостной связи 1] ==
== QэС/Ссв,
Большое значение имеет выбор величины емкостей контуров. Для по-
вышения усиления емкости контуров желательно выбирать малыми, по-
скольку Ro == L/Cr. Однако при чрезмерном уменьшении С на форму А ЧХ
усилителя оказывают заметное влияние паразитные емкости, а также вре-
менная и температурная неС'Таб!1ЛЫIOСТЬ входных и выходных емкостей АЭ.
При выборе связи 1] чаще Bccro С1 ремятся ПОЛУЧIIТЬ оптимальность А Ч Х
усилителя (прова.1J, равный допустимому, обычно (Jп.тз== 3 дБ). В отдель-
ных случаях по технолоrическим соображениям ПРИНlIмают крнтическую
связь тj == 1. Если при указанных значениях фактора связи требуется на-
столько высокая добротность контуров, что ее трудно осуществить, задаются
ВЫПОЛНИ\lbIМ значеннем Q9 и определяют соответствующее значение 1].
Коэффициенты трансформации пl и п 2 в УПЧ с ДПФ определяют по со-
ображениям, анаJ!оrичным рассмотренным для одноконтурных усилителей.
Устойчивость УПЧ с ДПФ или с попарно расстроенными контурами выше,
чем в УПЧ, в котором контуры настроены на одну частоту, но ДJIЯ техниче-
ских расчетов, с некоторым запасом для оценки устойчивости УПЧ, поль-
зуются формулами (5.44) ... (5.50).
ФСС с LС звеньями, соrласованными
ПО характеристическому сопротивлению
Как показано в теории фильтров, все элементы звеньев ФСС (рис. 5.18)
однозначно выражаются через частоты среза (рис. 5.32) и характеристиче-
ское сопротивление фильтра
(01 == I/VLC (1 + 4C 1 /C);
(0 2 == I/VТC;
р == V Z I Z 2/(1 + ZI/ 4Z 2)'
Отсюда расчет ФСС сводится к определению частот среза, характеристи-
ческоrо сопротивления и числа звеньев, при которых фильтр обеспечивает
предъявляемые к нему требования.
Расчет производят rрафоаналитическим ме-
тодом с помОщью обобщенных характеристнк
ас.К1 (Х, 1]) рис. 5.33, а, rде ас.к1 селектив-
ность по соседнему каналу (С К), приходящаяся
на одн() звено фильтра; Х обобщенная рас-
стройка; 1] обобщенная добротность. Обобщен-
ная расстройка
б
РИС. 5.32. Упрощевввя АЧХ
идеализированиоrо звена
ФСС
128
(iJ
х == 2М с. кю 2 f 1)..
(5.69)
б ск .! ОдБ
15
О
{,О
0,8
0,6
0,'+
5
10
а
/{ер
0,8
0,6
0,4-
0,3
0,2 0,2
{,2 I,б 2 'тt
о
о 8
Рвс. 5.33. Обобщевные хараКтерВСТlIКВ ФСС
rде I1lс.к заданная абсолютная расстройка, соответствующая Сl(; 11' 12 .....,.
частоты среза. Разность частот среза определяют по формуле
{2 fl == П/V,
(5.70)
rде П заданная полоса пропускания; V переходный коэффициент.
Последний находят по rрафикам V (11', ат) рис. 5.33, б, rде обобщенная дпб-
ротность первоrо приближения
11' =: 2 (fo/ П) /QK;
(5.71)
129
10 средняя частота; QK конструктивная добротность KUHTypa; HepaBHO
мерность А Ч Х на rранице полосы пропуска ния, вносимая одннм звеиом,
а т == а пlN, (5.72)
а п заданная неравномерность фильтра в пределах полосы П; N
количество звеньев. Обобщенную добротность
11 == 2 I,от2 '1)JIQK
ассчитываlOТ через обобщенную добротность первоrо приближения
11 == 11'V.
(5.73)
(5.74)
От селективности а с . к1 может быть сделан переход к селективности
фильтра
ас. к. Ф == Na c . кl a,
(5.75)
rде a == 3...6 дБ поправка на ухудшение селективности вследствие' рас-'
соrласования фильтра с источником сиrнала и наrрузкой.
Величину характеРИСТИЧЕ'скоrо сопротивления выбирают по следующим
оrраничениям:
Р == I ... 100, РI < 100,
(5.76)
rде Р в кОм, 1 в Mrn. Величину Р целесообразно устанавливать равной выход-
ному сопротивлению предыдущеrо или входному сопротивлению последую-
щеrо АЭ.
Коэффициенты трансформации nepBoro и последнеrо контуров ФСС рас-
считывают по формулам
nl == { Y R 22 /P при P/R22 < 1;
I при P/R 22 :> 1,
n 2 == { У RH/P при P/RH < 1;
1 при PIR H :> 1,
(5.77)
(5.78)
rде R22' R H параметры АЭl и АЭ2 соответственно.
Параметры элементов внутренннх звеньев филь!ра (рис. 5.19, б)
С 1 == I Iр<оо , С == 2<Оl/Р<О2(<О2 (01);
L == Р (<02 (01)/2<01<02'
(5.79)
(5.80)
параметры элементов внешних звеньев
С 2 == О,5С n;С 22 , С З == 0,5С n:С н ,
L 1 == L 2 == 2L.
Коэффициент усиления касКада с ФСС определяют по формуле
Ко == О, 5n 1 n 21 У211 рk ф '
(5.81)
(5.82)
(5.83)
l'де I У211 крутизна АЭl; k ф поправочный коэффициент, который нахо-
дят по зависимостям k ф (11, N) рис. 5.33, в.
Для построения А ЧХ ФСС нужио выбрать иеобходимую обобщеиную
характеристику рис. 5.33, а и величины, отложенные по осн ординат, до-
множить на число звеньев N, а величины, отложенные по оси абсцисс, до-
множить на полу разность частот среза 0,5 (/2 11)'
130
При реализации ФСС необходима ТЩательиая экранировка контуров.
Поскольку форма А Ч Х зависит от отклонений параметров элементов звеньев
от расчетных, последние не должны превышать 5 %.
ФСС с LС фильтрами Чебышева и Баттерворса
Эквивалентная схема каскада с полиномиальным т-контурным фильт-
ра>! Чебышева (Баттерворса) представлена на рис. 5.20, а, rде проводимость
[енератора Y r == 0r + jwC r == 022 + jWC 22 , проводимость наrрузки ун ==
== ан + jw С н . Каждый из контуров с учетом элементов связи настроен на
СреДНЮЮ частоту полосы пропускания
{о == 1/2л: У LС 1э == 1/2л: У LС 2э == . . . == 1/2л: У LС тэ ,
С 1э == С 1 + п C22 + С 12 , С 2э == С 2 + С 12 + С 2З , С тЭ == С т +
+ п;С н + Cm I, т;
С 1э == С 2э == . . . == С тЭ == СВ'
rде коэффициент связи между контурами
k 12 == С 12 /С в ' k 2З == С 2з /С в ' km I, т == Cт I, т/Св'
(5.84)
(5.85)
(5.86)
(5.87)
Фильтры Чебышева m-ro порядка обладают следующими свойствами.
В пределах полосы пропускания для I L\w I ...:;: 1 значения нормированной
передаточиой функции I К (jL\w) i 2 == II(а (х) 12 колеблются в пределах
1/(1 + W) и 1." На интервале О ...:;: I L\w \ ...:;: I имеется т экстремальных то-
чек, в которых функция I К (jL\w) 12 достиrает максимальноrо (минималь-
Horo) зиачения по этой причине фильтры Чебышева называют равновол-
новыми. В качестве примера на рис. 5.34, а приведены зависимости
JK (jL\w) i 2 , определяемые выражением (5.10), на участке О ...:;: L\w ...:;: I дли
числа контуров 2 '" б. Второе свойство фильтров Чебышева состоит в том,
что при i L\w\ > I функция \ К (j L\w) 12 монотонно убывает и стремится к
нулю. Крутизна спада на высоких частотах составляет 20 дБ/декаду
(рис. 5.34, б, а п == 3 дБ).
IK(jL1 UJ)I,ДБ 20
1;.0
60
80
100
О 0,2 О'4.....М. !JUJ,paiJ/c 1201 2 4- 6 !JUJ,paiJ/c
а О
Рис. 5.34, Амплитудно-частотные характеристнкн Фнльтров Чебышева
131
Как указаио в п.5.2, для получеиия максимальиоjj прямоуrольиости
характеристики селективности (ХС) нужно, чтобы модуль селективности из-
менялся по закону (5.1 О)
(J (х) V 1 + WT (х),
rде полином Чебышева той степеии от apryMeHTa х
{ cos (т arccos х) при х < 1;
Tт(X)
ch (т arch х) при х> 1,
обобщеиная расстройка х ио/ П) 2/11/10; W вол новость ХС. Из приведен-
иых выражеиий следуют основные характеристики фСС: иеравиомериость
ХС в пределах заданной полосы пропускаиия П, при заданной вол новости
(5.11)
(5.88)
(Jп У I+W ,
иеобходимая волиовость при заДа иной неравномерности ХС в пределах по-
лосы пропускаиия П
w a 1,
(5.89)
селективиость по СК при заДаниом числе контуров и волиовости для случая
ас.к 1
ас. к == YW т т (Х с . к), (5.90)
число коитуров, необходимое для получення задаииой селективиости и не-
равномериости ХС в пределах полосы П (вол новости)
m';;iJ> Ig(2(Jc. K!YW)!lg(x c . к + V x . к 1). (5.91)
Отправляясь от известной вол новости W (5.89) и числа коитуров т
(5.91), можно произвести расчет полюсов передаточиой функции
Р/ sh siп [(л/2т) (2i 1») +
+ / ch cos [(л/2т) (2i 1»)
(5.92)
и иеобходимой добротиости (5.12)
Q';;iJ> ,о/п sh sin (л/2т) ,
(5.93)
rде
g (I/m) arsh (I!YW).
(5.94)
Для фИЛьтра Чебышева, как и для фильтра Баттерворса, передаточная
функция К (р) имеет одни только полюсы; ее числитель представляет собой
постоянную величину и не содержит нулей при коиечных значениях частоты.
Как следует из (5.92), полюсы фильтра Чебышева расположеиы на эллипсе
в левой полуплоскости р. Для рассматриваемых фильтров при т :;;" 3 для
получения оптимальиых характеристик необходима различная добротность
коитуров. При этом целесообразно принять
Q2 == Qз ... Qт Q < Ql'
(5.95)
rде
т
I/Ql (т 1)/Q р/.
/ 1
(5,96)
132
/K(j.dwj 12
f
0,8
0,5
0,4
0,2
О 1
i
2 AI.J,parJ/c
Рис. 5.35. Амплнтудно-частотные характернстнкн фИJJьтров Баттерворса
На базе известных полюсов Рl, р/, Рт И добротностей Ql' Q/, Qm может
быть выполнен синтез схемных элементов: контурных конденсаторов С 1 , С/,
С т , индуктивностей L и конденсаторов связи С 12 , С/, i+i' Cт I, т" rрафо-
аналитическая методика TaKoro расчета приведена в [45, 47].
Фильтры Баттерворса m-ro порядка обладают следующими свойствами.
Функции модуля передачи имеют максимальное значение при ДС:О =: О И мо-
нотонно убывают при \ дс:о : > о. При этом частота среза по уровню 3 дБ
равна 1 рад/с, крутизна спада АЧХ составляет 20 дБ на декаду (рис. 5.35).
Второе .свойство состоит в том, что первые (2т 1) производные А ЧХ
фильтров m-ro порядка равны нулю при дс:о == О. По этой причине фильтры
Баттерворса называют фильтрами с максимально плоской А Ч Х.
Как указано в п. 5.2, ХС фильтра Баттерворса может быть представлена
в виде (5.13):
о (х) == у 1 + Vx т,
rде параметр V определяет неравномерность ХС на rранице полосы пропуска-
ния. Из выражения (5.13) следуют основные характеристики ФСС: неравно-
мерность ХС в пределах заданной полосы П (5.24) при заданном пара метре V:
оп=:У I+V ,
значение параметра V при заданной неравномерности ХС в пределах полосы
пропускания П:
,
V==o I, (5.97)
селективность по СК при заданном числе контуров и параметре V для случая
Ос. к » 1
Ос. к == уУ x к' (5.98)
число контуров, необходимое для получения заданной селективности и не-
равномерности ХС в пределах полосы П (параметре v)
m 19 [(o . к 1) /V1/2 19 Х С . К' (5.99)
Отправляясь от известноrо числа контуров m (5.99) и параметра V
(5.97), можно произвести расчет полюсов передаточной функции
Р/ == v I/2т [ sin ('Л/2т) (2i 1) + j cos ('Л/2m) (2i 1))
(5.100)
133
и необходимой добротности (5.15):
Q:;;,. {о 211VV/п sin (л/2т).
Полюсы фильтра Баттерворса расположены на окружности в левой по-
луплоскости р. Как и для случая фильтра Чебышева, добротности контуров
полаrают нераВНЫ\fИ (5.94), (5.95). На базе известных полюсов Р1' Pt, Рт
И добротностей Q1' Qt, Qm может быть выполнен синтез схемных элементов
контурных индуктивностей, конденсаторов, конденсаторов связи [45, 47].
Коэффициент усиления каскада с фильтр ами Чебышева и Баттерворса
рассчитывают по формуле
Ко == п1 п 2 I у 21 1(1 /<00 С э) (Q1эQ2э . . . Qтэ) (k 12 k 2з . . . km I, т)' (5.101)
rде эквивалентные добротности контуров
Qlэ == Q,
2
Q2э == I/ЩQ2 + k 12 Q1),
2
Qзэ == 1/(I/Qз+ k 2з Q2)'
При фИЛьтрации ЧМ сиrналов кроме АЧХ рассматривают характери-
стику rрупповоrо времени Т rp (I1{) (XrB) (см. рис. 5.20, в), rде T rp ==
==dФ (x)/dx представляет крутизну фазочастотной характеристики Ф (х).
Непостоянство XrB T rp позволяет судить о линейности ФЧХ, которая
определяет нелинейные искажения ЧМ тракта. С целью оптимизации ФСС
XrB задают чебышевский характер; при этом полоса П rр ' В пределах кото-
рой оrраничивается неравномерность Х rB, должна быть не уже спектра
ЧМ сиrнала. При расчете ФСС ЧМ предъявляют требования по селектив-
Ности (а с . к , I1{ с.к)' Х rB (Т rp' П rp)' неравномерности А Ч Х в пределах по-
лосы пропускания (П, а п)' rрафо-аналитическая методика расчета т-кон.
TypHoro фильтра с оптимальной характеристикой rрупповоrо времени рас.
смотрена в работах [45, 63].
ФСС на пьезокерамических, пьезоэлектрических,
электромеханических фильтрах
Расчет УПЧ с ФСС на пьезокерамических, пьезоэлектрических (в том
числе на ПАВ), электромеханических и пьезомеханических фильтрах выпол,
ниется по сходной методике. Поскольку номинальные значения входных
и выходных характеристических сопротивлений перечисленных фильтров
сущсственно отличаются от входных и выходных сопротивлений АЭ, фильт-
ры включаются в УПЧ через соrласующие звенья. Рассмотрим эквивалент-
ную схему наиболее распространенноrо варианта TaKoro вклЮчения с широ-
кополосным соrласующим контуром (СК) на входе и соrласуlOЩИМ TpaHcq;op-
матором (СТ) на выходе фильтра (рис. 5.36).
АЭ2
I
R H С Н I
J
Рис. 5.36. ЭI\Вl1ввлентнвя Схемв ФСС с электроаКУСТН'IеСКI1МI1 Фl1JJьтраМI1
134
Расчет сводится к определению элементов cor ласующих звеньев С31
и С32, исходя из следующих предпосылок:
для оптимизации системы АЭl Ф АЭ2 по мощности должно быть
выполнено соrласование входных и выходных проводимостей фильтра
Оф. вх l/р вх , Оф. ВЫХ I/P BbIx С проводимостью наrруженн_оrо со стороны
АЭI СК (00' 022) и входной проводимостью АЭ2 (он):
2
(00 + 022)/п 1 Оф. вх' (5.102)
Оф. вых п:О н ;
выбранные значения связей АЭ с наrрузкой
А 2 О н/022 ('к + X B/PBX)/022C:OoLK (5.100)
должны обеспечивать устойчивую работу системы (см. (5.43...5.47»;
широкополосный СК не должен существенно влиять на АЧХ системы
для этоrо полосу пропускания наrруженноrо СК П С .!{ устанавливают намно-
[.о шире полосы фильтра ПФ
Л е . к == (4...5) ПФ' (5.104)
rде
Л е . К/ПК 1 + (R o /R 22 ) + (X B/PBX'K)'
(5.105)
Ro, П к , 'к параметры ненаrруженноrо контура.
При расчете вводят показатель связн фильтра с АЭI
== (5 + 1'])/(5 1']),
(5.106)
который выражают через обобщенную добротность
1'] == 2fо/(ПQк),
(5.107)
[де добротность ненаrруженноrо СК QK при необходимости подбирают за счет
введения шунтирующеrо резистора R ш
'к 'кО + р2 / R ш'
С помощью показателя СВЯ3И, на базе выражений (5.102)...(5.107) опре-
деляют индуктивность контурной катушки
L K 2R 22 /c:oO Ф 1),
коэффициенты трансформации
пi == -V 0,5 Ф + I )Р вх / R 22 . п 2 == V Rн/Р вых '
(5.108)
(5.109)
Индуктивности С32 рассчитывают исходя И3 допустимоrо шунтирования
фильтра и HarpY3KH,
L 2 == 3Р вых /С:О о , L H ЗR н/С:О о ,
Коэффициент усиления каскада нахо дят по формул е
Lф/20. ,/
Ко 10 : Y211 /r 20 22 О н Ф + 1),
(5.110)
(5.111)
rде Lф затухание, вносимое фильтром в полосе пропускания, в дБ (см,
табл. 2.8...2.10),
135
В электромеханических фильтрах в качестве соrласующих звеньев ис-
пользуют. контуры маrнитострикционных преобразователей; при этом
. I Lф/20.
Ко 0,5n J п 2 ! У21 11 РвхРвых . 10 ,
n] == 1:J! р вх О 22 , n 2 == 1/У рвых о н ,
Усилители импульсных сиrналов
Усилители импульсных радиосиrналов широко применяются в радиоло-
кацИИ И каналах связи. В таких усилителях наиболее сильно ПРОЯвляются
нестационарные процессы, вследствие которых искажаются как форма уси-
ливаемых ВЫСОкочастотных колебаний, так И форма оrибающей. Практиче'
ский интерес обычно представляет оценка искажений формы оrибающей. Для
определения формы оrибающей широко применяют метод С. и. Евтянова [::8J.
в линеЙных системах при воздействии сиrналов, оrибающая которых
и вх и) представляет собой медленно меняющуюся функцию по сравнению
с высокочастотным заполнением, оrибающую сиrнала на выходе описывают
соотношением
t
U 8ЫХ (t) == U 8Х (О) В (t) + 5 в (Т) и x (t Т) dT,
О
rде U вх (О) значение оrибающей входноrо сиrнала при t == О, В и) nepe-
ходная характеристика для оrибающих, представляющая собой времениую
диаrрамму амплитуды выходноrо напряжения, получениую при воздействии
иа усилитель колебания частоты <о единичной амплитуды
t
В (t) == h (О) + 5 g (t) e iw"( dT,
О
де h (О) значенне переходной характеристики усилителя при t == о;
r (t) импульсная характеристика усилителя. Переходная характеристика
представлена на рис. 5.37, по ней можно определить параметры переходноrо
проц'есса: время установления переХодноrо процесса { у , в течение KOToporo
ампЛитуда нарастает от О, I до 0,9 CBoero установившеrося значения; время
запаздывания t э , в течение KOToporo аМПЛИтуда достиrает половины cBoero
установнвшеrося значения; выброс О, представляющий ОтНосительное превы-
шение первоrо максимума амплитуды над ее
уста новившимся зна чением.
В N-каскадном селективном усилителе с оди-
ночными настроенными контурами при точной
настройке (<о ==(00) амплитудную переходную ха-
рактеристику описывают выражением
N 1
a I
В (t) == 1 e у (аупт/т!,
т O
8/!
1
0,9
Рнс. 5.37. Переход"ея харак-
l'ернстика УПЧ
136
t
rде ау == <оо/2Qэ, а время rРУПП(Jвоrо запаздывания
равно
t 3 "=:; 2Qэ N /<00'
0,4
0,8
1 2 3 4 5 $ ayt
0,4
о
о
J
(('!I t
Рис. 5.38. Переходная характернстнка РНС. 5.39. Переходная характеристика Упч
упч с однночнымн иастроеиными Конту- с ДПФ при Т) 1
рами
Амплитудные переходные характеристики усилителя с разным числом
!{аскадов показаны на рис. 5.38.
При расстройке (00 =F (00) в амплитудных переходных характеристиках
усилителя возникают осцилляции вслеДствие биений между вынужденными
и собственными колебаниями.
Амплиту ДНЫе переходные характеристики дву х- и четырехкаскадных
усилителей с ДПФ или с одиночными попарно-расстроенными контурами
при 00 == 000 описывают выражениями
. a I
В (t) == j [I e у (cos Тja/ + sin r;ayt/Тj)J.
iз (t) == {I е ayl ; (1 _ I t!; 2 ча/) cos Тjayt +
+ (1 + 1 J;2 + 1 1]2 1]а/) siп ayt J} .
Амплитудные переходные характеристики усилителя с ДПФ при тj == I
приведены на рис. 5.39.
Если на усилитель воздействует ПрЯМоуrольный радиоимпульс продол-
жительностыо t и с амплнтудой И вх т' то оrибающую выходноrо напряжения
определяют вычитанИем переходных характеристик для оrибающих СУ.
сдвинутых на время t H ,
i.; Вых (t) == [В (t) В (t tин и ВХ т'
в случае идеальноrо усилителя с прЯмоуrольной АЧХ и линейной ФЧХ
оrибающая выходноrо напряжения при ВОЗДействии прямоуrольноrо радио-
импульса
ИRхтК о [ . д!) . д!) ]
U ВЫх (t) == n 51 2' (t t з ) 51 "2 (t t з t и ) ,
[де д!) == 2nП.
При прохождении радиоимпульса КОЛОКОЛЬНОй формы Через усиЛитель
с rауссовой частотной характеристикой (УПЧ с настроенными контурами
при N :;;.. 3 ...4) форма радиоимпульса сохраняетси. но изменяются ero па-
аметры.
137
Полоса частот спеIстра выходноrо сиrнала определяется эффективной
шириной спектра входноrо сиrнала ДF вх и нолосой ПРОПУСIсания усилителя
П н . у
дF вых дF ВХ П н. y/V ДF х + П . у'
Амплитуда выходноrо импульса И вых . т пропорциональна амплитуде им-
пульса И вхт ' коэффициенту усиления упч и отношению ширины спектров
И вых т И вх тКО дF вых/ дF вк'
Полоса пропускания импульсноrо усилителя и время установления св я- .
заны приближенным соотношением
П и . /у 0,7...0,8.
Нз приведенных соотношений следует, что искажения формы оrибающей
импульсноrо сиrнала зависят от соотношения полосы пропускания импульс-
Horo усилителя и ширины спектра входноrо импульса. Если ширина спеIстра
входноrо импульса значительно меньше полосы пропускания усилителя
(tи »t y )' то, поскольку дF вых ;:::; дF вх' частотная характеристика усилителя
не оказывает существенноrо влИяния на форму оrибающей выходноrо напря-
жения. При этом амплитуда сиrнала на выходе не зависит от длительности
импульса Ивыхт КОИвхт' В случае дF вХ » П И . у(t и «t y ) оrибающая
выходноrо напряжения в основном определяется частотной характеристикой
импульсноrо усилителя дF вых П н . у' Ивых т U вх тКО (П и . у!дF вх )' Ис-
кажения формы оrибающей выходноrо импульса обычно считают допустимыми
при П и. у:;'" 2!t и .
Исходя из допустимоrо времени установления t y ...:;: t уТЗ можно рассчи-
тать необходимую полосу пропускания П н.у (0,7 ." O,8)!t y ' после чеrо
расчет импульсноrо усилителя не отличается от расчета усилителя непре-
рывных сиrналов.
Переходные процессы в селективных усилителях подробно рассмотрены
в работах [31, 87).
Цифровые фильтры
I На рис. 5.40 приведена схема нерекурсивноrо фильтра, построенная по
алrоритму
N
У (пТ) == h (iT) х (пТ iТ),
i O
(5.112)
являющемуся дискретной сверткой
импульсной характеристики фильтра.
h «) и сиrнала х «). Приняты сле-
дующие обозначения: х «) непре-
рывный входной сиrнал; х (пТ)
дискретизованный входной сиr-
нал; Т интервал дискретизации;
у (пТ) дискретизованный выход-
ной сиrнал; у «) непрерывиый
Рис. 5.40. Функциоиальная схем& иерекур-
СИВНО!'о цифровоrо фнльтра
138.
sн
а
у(лт)
Рнс. 5.41. Функцноналы!ые схемы рекурснвных цнфровых фильтров
ff
выходной сиrнал; h (iT) отсчеты импульсной характеристик и, на ко-
торые умножаются соответствующие отсчеты входноrо сиrнала; Z l
задерживающее устройство на время Т; SM накапливающий сумматор.
В реальных цифровых фильтрах задерЖИВающих цепей не применяют, а
используют запоминающие и управляющие устройства, ПОЗЕоляющие Выде-
лить отсчеты для реалнзации алrоритМа (5.112).
Число элементов нерекурсивноrо фильтра
N:=::1 (8... 11 ,5)/2ПфТ,
rде ПФ ширина переходной области фильтра (длительность среза АЧХ).
При относительно острых срезах АЧХ и малых Т зиачеиие N может
оказаться чрезмерно большим и фильтр выпоЛНяют по рекурсивным схемам.
На рис. 5.41, а показана исходная схема рекурсивноrо ЦФ, построенная
по алrоритму
L М
У (пТ) == Ь/х (пТ lТ) атУ (пT mТ),
1 0 т 1
(5.113)
rде а т , Ь[ вещественные цифровые коэффициенты разностных уравиеиий;
L и М целые числа.
Алrоритм (5.113) реализуется также в схеме с одним сумматором (рис '
5.41,6).
На рис. 5.42 показана каноническая функциональная схема ЦФ. В ней
цепи задержки одновременно участвуют в формировании и нулей, и полюсов.
В данной схеме реализуется алrоритм
М
F (пТ) == х (пТ) amF (пТ mТ»)
т 1
L
У (пТ) == b[F (пТ mТ).
1 0
139
А{пТ)
allf
al
Z f
b t
Рис. 5.42. Каноническая функциональная схема цифровоrо фильтра
На рис. 5.43 показана
функциональная схема ЦФ,
образованноrо параллельным
соединением цифровых звеньев
l-ro порядка, а на рис. 5.44
последовательная функцио-
нальная схема, состоящая из
звена l-ro порядка и звеньев
2-ro порядка (звенья более вы.
соких порядков практическоrо
применения не находя .
При проектированни ЦФ
первоочередной целью явля-
ется определение системной
функции Н (Z). По известной
Н (z) леrко определяются час-
тотные (АЧХ и ФЧХ) и вре-
менные (импульсная и переходная) характеристнки фильтра. Снстемная функ-
цИЯ ЦФ это отношение Z-преобразования выходноrо сиrнала к Z-преобра-
зованию входноrо сиrнала
SH
!/(пТ)
Рис. 5.43. Фуикциональная схема цифровоrо фильт-
ра с параллельным сое дииеиием цифровых звеньев
Х{пТ)
н (z) == Z {у (пT)}/Z {х (пТ)}.
SH
140
Рис. 5.44. Фуикциоиальиая схема цvфровоrо фильтра с последовательиым соеди"еНИt:м
цифровых звеи с ев
Эта функция аналоrична коэффициенту передачи аналоrовоrо фильтра
в операторном виде
.К (р) == у (р)/х (р).
Системная ФУНКЦИЯ может быть получена из разностноrо уравнения
ЦФ при замене переменных Z-преобразованием. Так, для нерекурсивноrо цф
N
Н (Z) L CiZ i
[ o
еистемная функция содержит только нули (Ci вещественный К09ффИ
цнент).
Для рекурсивноrо цф
L М
Н (Z) == ( bIZ l)/(1 + bтZ т).
l O т 1
Одним из наиболее простых и распространенных методов проектирова-
ния ЦФ является метод билинейноrо преобразования. Выбирается исход-
ный аналоrовый фильтр, так что заданной является функция К (р). Далее
производится замена переменной р на Z по формуле билинейноrо преобразо-
вания
р == (1 Z l)/(1 + Z l).
(5.114)
Полученная после преобразований функция является системной функ-
цией ЦФ.
Преобразование (5.114) сопоставляет Р-плоскость и Z-плоскость. Для
получения частотных характеристик нужно установить связь между коор-
дината 1И точек вдоль частотной оси р-плоскости ЮА для аналоrовоrо
фильтра и координатами точек, лежащих на единичной окружности Z-
плоскости 00/1 для ЦФ. Подставив в (5.114) р == jю А И Z == еjюТ. получим
соотношение, связывающее 00 А И Ю ц '
Ю А == tg (Ю ц Т/2),
rде 00 А == ю/ Jо безразмерная частота.
Рассмотрим методику расчета, ориентированную на применение ЭВМ,
которая позволяет свести к минимуму объем подrотовительных операций
и наиболее целесообразна при расчете фильтров высоких порядков. Пред-
положим, что синтезируемый ЦФ реализуется каскадным соединением рекур-
сивных блоков BToporo порядка, построенных по каионической форме (так
называемых биквадратных блоков), структура которых представлена на рис.
5,45. Системная функция биквадратноrо блока имеет вид
н (Z) == (а о + alZ l + a2Z 2)/(1 blZ l b2Z 2).
(5.115)
Полосовой ЦФ реализуется последовательным включением фильтров
нижних и верхних QaCTOT, причем порядок их соединения при реализации
фильтра в виде ПрОlраммы для ЭВМ может быть произвольным.
Расчет про изводят в следующем порядке. ПО заданным требованиям
к неравномерности А ЧХ фильтра в полосе пропускания и полосе задержива-
ния выбирают подходящий вид аппроксимации аналоrовоrо ФНЧ-прототипа.
Далее определяют минимальный порядок фильтра и при необходимости до-
141
полняют ero до 6лижайшеrо четноrо.
При расчете полосовоrо фильтра
снеодинаковыми требованнямн к
крутизне скатов А ЧХ со стороны ниж-
ннх И верхних частот находят от-
дельно порядок ФНЧ и ФВЧ. По
принятому внду аппроксимации и рас-
считанному порядку фильтра нахо-
Рис. 5.45. фувкuиональная CXOIa бн',вад дят значення полюсов снстемной
ратиоrо блока функцни, используя таблнцы полю-'
сов из какоrо-лнбо справочннка [68]. .
Для каждой пары комплексно-сопряженных полюсов аналоrовоrо фнльт-
ра-прототнпа Рх вычисляют соответствующие коордннаты полюсов биквад-
paTHoro блока ZП с помощью соотношеннй для билннейноrо преобразования
Zп1= (1 + kнчрх)/(I kнчрх) дЛЯ ФНЧ;
zп== (1 + рхjkвч)j(рх/kвч 1) для ФВЧ,
(5.116)
rде РХ== а + ;00 нормнрованный полюс прототипа; k нч === tg (Л! снч!f д); k вч ==
== tg (лf сВЧ!! д) коэффициенты деформации частотноrо масштаба при бнли-
нейном преобразовании; f с и f д частоты среза А ЧХ и дискретизацни соответ-
ственно. Из (5.116) определяют коэффициенты в обратных связях
Ь 1 == 2R.e (Zп), Ь 2 == I ZП 12. .-
В прямых связях приннмают: дЛЯ ФНЧ аl == 2; дЛЯ ФВЧ аl == 2;
а о == == 1 независимо от вида фнльтра.
Для расчета А ЧХ одноrо f)лока используют выраженне, получаемое из
(5.115) подстановкой Z == е/ЮТ
:Н ию) \ == (2 cos oot + а .)2/[1 + ь 2 . + ь 2 . + 2Ь . (Ь . 1) cos ооТ 2Ь . cos 2ооТ].
, 11 11 21 11 2t 21
Суммарная А Ч Х фильтра определяется как пронзведение А ЧХ отдель-
ных блоков
N
1 н иоот) 12 == П JH иоот) 1: .
i 1
rде N общее число блоков в фильтре.
Нормировка коэффициента передачи фильтра в полосе пропускания
к единице производится ВКЛlOчением перед фильтром нормирующеrо мно-
жителя
00 == I Н иоот) I x'
Приведенная в rл. 3 проrрамма FIL TR.1 реализует один нз методов син-
теза иерекурсивных фнльтров метод взвешнвания. Суть метода заклю-'
чается в следующем. Известно, что импульсная характеристика фнлыра
связана а ero частотной характеристнкой преобразованием Фурье
2л
h (п) == dn S н (е iю ) е/юпdоо, oo п 00.
о
142
Если Н (ei(J)) является частотной характеристикой идеальноrо фильтра
с rраничными частотами полосы пропуска ния F 1 и F 2, то
h (п) (sin 2'ЛF 2 /1 sin 2'ЛF 1 п)/'Лп, OQ п 00.
Если F 1 О, получаем идеальный ФНЧ, при F 2 == 0,5 идеальный
ФВЧ, при F 1 < F 2 < 0,5 идеальный ПФ.
ДЛЯ обеспечения физической реализуемости фильтра импульсную ха-
рактеристику h (п) усекаlOТ за M п М и модифицируют (взвеши-
вают окном) для уменьшения ошибки аппроксимации, т. е. обеспечения бо-
лее быстрой сходимости ряда
м
Н (е/ОО) == h (п) e j(J)n.
M
в проrрамме используется два вида окон: обобщенное окно Хэмминrа
{ 2'Лn N 1 N 1
W и (п) == а + (1 а) cos N' п ;
о при друrих п,
причем О а 1, и окно Кайзера
{ ( ,r / N 1 N 1
WK(п)== 10 J' 1 [2'Л/(N I)J2/0Ф), п ;
О при друrих п,
rде 10 (х) функция Весселя нулевоrо порядка, а > 1 константа,
определяющая компромисс между максимальным уровнем боковых лепе-
стков и шириной переходной полосы. Простое усечение h (п) эквивалентно
взвешиванню прямоуrольным окном.
Последним этапом синтеза фильтра является вЫчисление ero А ЧХ
и сравнение с требуемой. Для фильтра с нечетным числом отводов (фильтр
вида 1) выражение для Н (ej(J) приводится к виду
N 3
Н (,'"') , '.IN I)/' [ o 2h ( N;- I т) ос.< (оотl+ h ( N 2 ') ] .
Для фильтра с четным N (вида 2):
N
Н (,1.) с,. IN I)I' ( ' 2h (п),,,, [00 ({ п {)]) ,
rде о) 2'Лk/N" О k (N, 1), N, количество точек, в которых рас-
считывается АЧХ.
Следует отметить, что для paccMoTpeHHoro типа цифровых фильтров нет
явной зависимости между количеством отводов и параметрами А ЧХ (как,
например, для рекурсивных фильтров при расчете по аналоrовому фильтру-
прототипу).
143
5.4. Методика и при меры расчета
Одноконтурный диапазонный усилитель 'сиrнальной частоты
Исходные данные: диапазон рабочих частот t min . . . t mах' полоса про-
пускания П, неравномерность на rранице полосы не более а п , нuми-
нальное значение промежуточной частоты t пр' селективность по зеркаль-
ному каналу не менее а з . К' ослабление помехи с частотой, равной промежу-
точной не менее апч; резонансный коэффициент усиления не менее КО,
коэффициент устойчивости не менее k y ; параметры наrрузки R B , С,,; дан-
ные источника питания Е п . Конструкторские данные параметры конденса-.
тора настройки С ист min . . . С ист mах' реализуемые параметры катушек индук-
тивности, емкОСТЬ монтажа. Обычно для прием ников умеренно высоких частот
QL == 80. . .120, C L + С ми == (10. . . 50) пФ.
Порядок расчета: 1. Выбирают тип активноrо элемента см. п. 2.3, уста-
навливают [44, 104] параметры АЭ, необходимые для расчета, в том числе i .у 21 \,
l,y 11 1, R22' С 22 .
2. Выбирают схему УСЧ; устанавливают режим работы по постоянному
току (И БЭО , И кэо , 10' lэо); рассчитывают и выбирают элементы цепей питания
и стабилизацин режима R Б1 , R Б2 , R э , R ф см. н. 5.2, рекомендации по проеК-
тированию схем УСЧ, описание схемы рис. 5.1; п. 10.3. Да.%пейшиii порядок
расчета приведен применительно к схеме рис. 5.1, а.
3. Рассчитывают цепи фильтрации, блокировки, разделения
l/(J)mlпСф« R ф ' 1/(J)mi,,сэ« R э . (J)miпСр» \У11 i + I/R Б1 + I/R Б2 .
Резистор Ry введен для повышения устойчивости (порядка сотен ом).
4. В зависимости От необходимоrо коэффнциента перекрытия k A == t mахп шlп'
диапазона рабочих частот, требований к добротности и стабильности парамет-
ров контура, условий эксплуатации в качестве элемента настройки кон-
тура выбирают конденсатор переменной емкости (КПЕ) или варикап
см. табл. 2.5, п. 4.2. В диапазоне умеренно высоких частот при больших
коэффициентах перекрытия (k II 3) чаще используют КПЕ; в диапазоне
УКВ при коэффициенте перекрытия менее двух варикап. Дальнейший
порядок расчета приведен применительно к КПЕ.
5. Исходя из выраж ения для коэффициента перекр ытия
k A == V (С нст mах + Ссх)/(С нст min + ССХ)
находят Ссх емкость схемы, не изменяющуюся при эксплуатационной пере-
стройке частотЫ.
6. Исходя из выражения для емкости схемы
Ссх == п:С 22 + п:С 11 + С L + С ми + Спс'
иаходят среднюю емкость подстроечноrо конденсатора С пс ' При этом задаются
аначениями п 1 == 0,6. . . 0,8, п 2 == 0,1 . . . 0,2. Еслн не выполняется условир
С пс :> 0,2 (Ссх + С ист mlп) следует задаться друrим КПЕ.
7. Определяют индуктивность контура L K == 2,53 . 1010;f ln (С ист mах+Ссх),
8. Конструктивная добротность контура QKOHCT"" QL' С учетом потерь
в монтаже, экранах и окружающих предметах принимают добрqтность ненатру-
женноrо контура Q == (0,8. . .0,9) QKO"CT"
9. Эквивалентную добротность наrруженноrо контура находят из двой-
Horo неравенства (5.35), rде добротность Qn, необходимую для обеспечения
заданной неравномерности а п в пределах полосы П, определяют из выраже-
144
ния (5.37), а добротность, необходимую для обеспеt;ения заданной селеIПИБ-
ности по зеркальному каналу Оз.к из выражения (5.36). При этом полаrают
'О == {о mах' i 3. к == f о mах + 2/ ПР' в качестве эквивалентной добротности следует
принимать большие из допустимых значений.
10. Коэффициенты траисформации пl и п 2 находят, исходя из формулы
(5.17), rде R.o == Q O)OLK' Как следует из приведенноrо выражения, выбор пl
и п 2 неоднозначен. Первоначально следует опробовать частные решения
(5.38), (5.39). В случае, если оии не MorYT быть реализованы, следует задать-
ся одним из коэффициентов трансформации и рассчитать второй.
11. Проверку на устойчивость производят по формулам (5.45), (5.46),
(5.40). В случае получения коэффициента устойчивости ky меньше заданноrо,
следует произвести перерасчет коэффициентов трансформации по формулам
(5.48) с последующей проверкой выполнения условия двойноrо неравенства
(5.35), (5.17).
12. Определяют резонансный коэффициент усиления (5.20) на трех
частотах поддиапазоиа (средняя и rраничные частоты); при этом должно
удовлетворяться неравенство К ОmiП :;;" Ко. При невозможности подбора
значений п 1 , п 2 , удовлетворяющих требованиям пп. 10, 11, 12 следует перей-
ти к друrому типу АЭ или каскодной схеме.
13. По (5.21) на частоте, наиболее близкой к промежуточной, опреде-
Ляют ослабление помехи с частотой, равной промежуточной Опч'
Усилитель промежуточной частоты
с двухконтурным полосовым фильтром
Исходные данные: номинальное значение промежуточной частоты 'ПР;
полоса пропускания П; неравномерность в пределах полосы ие более ОП"2,;
расстройка, соответствующая спседнему каналу fc.K; селективность по
СК не менее ас. к "2,: резонансный КОЭффИIlиент усилеиия не менее КО "2,;
кОЭффициент устойчивости каскада не менее ky; параметры наrрузки каскада
R. H ; СИ' CH' данные источника пнтания Е п , реализуемые конструкторские
параметры. Обычно для !пр 465 Kfu принимают конструкторскую добротность
контура Q == 160. . .200, для {пр == 10,7 Mfu Q == 80. . . 120, макс"маЛЫJOе
значение КОЭф JИциента связи k CB == 0,9. . .0,95, емкости монтажа C L + С мн ==
== 5 . . . 20 пф.
Порядок расчета: 1. По результатам расчета структурной схемы прием-
ника устанавливают N число каскадов УПЧ с двух контурными полосо-
выми фильтрами (см. п. 2.5, число каскадов определяют по исходным данным
ОП, П, ас. к),
2. Рассчитывают характерис rпки, приведенные к одному каскаду
l!/
Ко == v К о "2,;
l! /
ОП==V ОП"2,;
l!/
Ос. к == V Ос. к 1: .
3. Выбирают тип АЗ; устанавливают параметры АЭ, необходимые для
расчета, в том числе i У 21 i, i Ун:, R. 22 , С 22 , C22; выбирают схему каскада
УПЧ см. п. 5.2, рекомендации по проектированиlO схем УПЧ; устанавли-
вают режим работы по постоянному току, рассчитывают и выбирают элемен_
ты цепей питания, стабилизации, фильтрации, бл кировки, разделения
см. пп. 1...3 предыдущеrо расчета. Дальнейшнй порядок .расчета прнведен
нрименительно к схеме рис. 5.16.
4. ПО характеристикам рис. 5.30 определяют значение '1'], соответствую_
щее заданной неравномерности в пределах полосы пропускання 1'0 == I/оп
при значении N, установленном в п. 1.
5. Исходя из (5.65), для установленноrо значения f] определяют обобщен-
иую расстройку ХП по уровню у == I/о п и отсюда необходимую эквива-
лентную добротность наrруженноrо контура Qэ == хпf пр / П .
145
б. ОпредеЛЯЮI обобщенную расстройку по СК Х С . к == Qэ2t!/ с. кlf пр и по
фuрмуле (5.64) рассчитывают селективность по СК ас. к == l/ус. к' Полученное
значение должно быть не менее ас. к' рассчитанноrо в п. 2. При неВЫПОЛllении
этоrо условия должен быть произведен перерасчет по пп. 4, 5, 6 при чиСле
каскадов N + 1.
7. В зависимости от значения промежуточной частоты по табл. 5.1 уста-
навливают МИНИМJЛЬНО реализуемую ИНДУКтивность контурной катушки
L K miп'
8. Определяют максимально допустимую эквивалентную емкость конт ура
2
С к . Э mах == 2,53 . 1010 If nрl к miп'
9. Находят минимальную эквивалентную емкость Контура С к . э min::;;" 2I'1СQэ,
С *J С *2
rAe приращение емкости контура 1'1 == п 1 1'1 22 + п 2 I'1С н ' При Этом задаются.
значениями п* == 0,5 . . . 0,8, ,{:-; 0,1 . . . 0,2.
I 2
10. Задаются эквивалентной еМI(('СТЬЮ контура
С к . э miп "" С к . э С к . э miJx'
11. Рассчитывают емкость ненаrруженноrо контура
С С *2 с *2 с
кО к. э (п, 22 + п 2 н)
конденсатора С к == С кО (С МП + C L ).
резонансное сопротивление ненаrруженноrо контура
и емкость KOHTypHoro
12. Определяют
Ro == Q/wпрС ко '
13. Исходя из
уравнений
Qэ1 == Q/ (1 + п R o /R 22 ),
Qэ2 == Q/(I + п Ro/R!I)' Qэ1 == Qэ2 == Qэ
определяют коэффициенты трансформации
пl == V(QjQэ 1) R22/Ro, п 2 == V(Q/Qэ 1) Rи/R о .
в случае" существенноrо различия между п 1 , п 2 и пj , п2 задаются пj == пl'
112 == п 2 и производят перерасчет по пп. 1I 13.
14. Определяют коэффициенты трансформации пlу и п 2у с позиций устой-
чивuсти (5.48), (5.47), 00 == I/Ro (п.12). В случае п i , 2 < п 1 , 2у принимают зна-
чения, рассчитанные по п. 13; в случае пl, 2 у < пl, 2 принимают значения, рас-
считанные по п. 14 при этом следует заrрубить добротности ненаrруженных
контуров с помощью шунтирующих резисторов R ш .
15. Рассчитывают резонансный коэффициент усиления Ко по формуле
(5.56), который должен быть не менее заданноrо. При невозможности подбо-.
ра значений пl и п 2 , одновременно удовлетворяющих требованиям пп. 13,
14, 15 следует перейти к друrому типу АЭ или каскодной схеме.
Усилитель промежуточной частоты с ФСС.
LС звенья KOToporo соrласованы
по характеристическому сопротивлению
Исходные данные: средняя (промежуточная) частота {о, полоса пропус-
кания П, неравномерность в пределах полосы а п , расстройка, соответствую-
щая соседнему каналу 1'1 { с. к' селективност:ь по ек ас. к' параметры усили-
тельноrо или преобразовательноrо АЭI IV 21 i, R22' С 22 или \V 2Iп . чi, R 22п . ч'
С 22п . ч' пара метры наrpузки RH' С н ' реализуемые конструкторские параметры.
146
Порядок расчета: 1. Выбирают актнвный элемент (см. п. 2.3).
2. Выбнрают схему ФСС (см. п. 5.2). Дальнейшнй расчет прнведен для
фнльтра со звеньямн III4 (см. рис. 5.19, 6).
3. Исходя из условия (5.9) задаются конструктивно реалнзуемой доб-
ротностью Ql( ::;;.. 3/ 0 !П,
4. Определяют об06щенную добротность первоrо прнблнжения '1']'
(5.71).
5. Задаются числом звеньев первоrо прнблнження. Обычно прнннмают
N' == 4. .
6. Определяют неравномерность АЧХ, вноснмую одннм звеном, а т
(5.72).
7. По rрафнкам рнс. 5.32, б в завнснмостн от ат н 11' находят переход-
ный коэффнцнент v. .
8. Определяют обобщенную добротность 11 (5.74).
9. Рассчитывают разность частот среза /2 /1 (5.70).
10. Находят обобщенную расстройку Х (5.69).
11. По обобщенным характеристикам рнс. 5.32, а в завнснмостн от Х,
11 определяют селектнвность по СК в расчете на одно звено а с . к1 .
12. По формуле (3.75) находят расчетное ослабленне ФСС по СК ас.к.ф.
13. Пронзводят сравненне полученноrо (ас.к.ф) и заданноrо (а с . к ) зна.
ченнй селектнвностн:
1 == ас.к расчет по пп. 1 ." 12 закончен, N == N',
ас. к. Ф < ас. к перерасчет по пп. 5 ... 12 при N >Nt
> ас. к перерасчет по пп. 5... 12 при N <N'.
14. Задаются велнчнной характернстнческоrо сопротивлення р (5.76).
Следует учитывать, что прн выборе высокнх значеннй р возникают трудностн
с реалнзацией С 1 см. (5.79).
15. Рассчнтывают КОЭффНIlИенты трансформации по формулам (5.77),
(5.78). Прн P!R 22 > 1 нли p!R H > 1 прнменяют шунтнрующие фнльтр рези-
стор ы
R ш1 == p/(l P!R 22 ), R ш2 == p/(l р!R я ).
При работе от преобразователя АЗ] вместо R 22 следует подставить R 22пч '
16. По формулам (5.79), (5.80) определяют параметры элементов внут-
ренннх звеньев, по формулам (5.81), (5.82) то же для внешннх звеньев.
В случае работы от преобразователя частоты АЗ] в выраженни (5.81) следует
подставнть С 22пч '
17. В зависнмостн от 11, N по rрафнкам рнс. 5.32, в определяют попра-
вочный коэффициент k ф '
18. По формуле (5.83) рассчитывают коэффнцнент усилення каскада
с ФСС. Прн работе от преобразовательноrо прнбора АЗ] в выраженне (5.83)
вместо ! У 21! следует подставнть I У 21 пч 1.
19. В завнснмости от обобщенной добротности 11 и чнсла звеньев N
с п()мощью табл. 2.7 определяют коэффнциент прямоуrольности k п .
Усилители промежуточной частоты с ФСС
на пьезоэлектрических, пьезокерамических,
электромеханических фильтрах
Исходные данные: см. исходные данные предыдущеrо расчета УПЧ с
ФСС.
Порядок расчета: 1. Выбнрают активный элемент (см. п. 2,3).
147
2. По исходным даннымfо, П. а п , IJ.f C . K ' а с . к по табл, 2.8,;.2.10 в соот-
ветствии с рекомендациями п. 5.2 выбирают тип фильтра и схему Фсс.
Дальнейший расчет выполнен применительно к эквивалентной схеме рис.
5.35.
3. ПО формуле (5.107) определяют обобщенную добротность '1'].
4. Рассчитывают показа1'ель связи фильтра с АЗ (5.106).
5. Находят коэффициенты трансформацин n 1 , n 2 (5.109).
6. Вычисляют индуктивности С31 L K (5.108), Ll==njLK'
7. Находят емкость KOHTypHoro конденсатора
С к == 2,53 . 10 10 /f5 L K С 22 С МИ :
8. Определяют иидуктивности катушек С32 L2' L и (5.110).
. 9. Коэффициент усилении каскада иа средней частоте рассчитывают по'
формуле (5.111).
ФСС с LС звеньями типа 1114. Проектирование на ЭВМ
Исходные даЮlые: средняя частота {О, полоса пропускания П, неравно-
мерность затухания в пределах полосы пропускаиия d пдоп ' расстройка со:
седиеrо канала IJ.{ С.К' затухания на частоте соседнеrо канала d с . к . тз ' собст-
венные затухание контуров фильтра d o . характеристическое сопротивление
фильтра W. максимально допустимое число звеньев фильтра N max '
Для расчета Фсс используется проrрамма, построенная по методике
[83]. Результатом работы проrраммы ивляется А ЧХ фильтра, количество зве-
ньев и требуемое собственное затухание контуров. величины емкостей связи.
емкости и индуктивности коитуров, коэффициент передачн фнльтра на сред-
ней частоте.
Пример распечатки результатов работы проrраммы FSS приводится
ниже.
М=l:Э
D?Ii= з.:) D8
:;! З=25 Э'. э
Fl= 457."60 :<Н2
ЗЕР= 2.96 DЗ
N= З
CSltl=
57.1
F0= 4б:i. 30 :<Н2
IIELFSK= 1 а. 0:а :<Н2
lJ= 6. 33::.1 :<O 1
r:-2= 472.40 :<HZ
ЗЕ3:<= 43.63 D8
СЮ=25:). О
с:;р= 345:3. 8
Р=10.3Э KHZ
DЗ:<Т=40.:3 D8
CKR= 1734.4 PF
L = 32. 7 :"'КК=
Ar'1PL. 1 T!JIIE F ЕЗРО ' ::;Е
:=(1<:-12) Ii';Ш::)
455. э:а 46.5
45б.63 28.3
45::::.2:':19.7
459. :З 1 ...... . '
451.*) 1'::-
4б3.0 j :1.3
454.б0 3.3
46;5. 2 ] - ]. 1
4б7. ::: 1 :а.7
4;59.43 2.0
4"71.;':;;3 5.3
472.;5':) ;5.Э
474.23 3:" 7
148
65. 4 r'1:<H
:<FЗЗ=0.356
F(I<HZ) D';D8) F(KHZ) I! .; DЗ ) F (:<HZ) J) .; щр
455. 40 4 ' 4 455. :З 1 3:3. :3 45;5. 2:) ..j. . 3
457. i0 23. 1 457. 43 17. 8 457. :::е'! 1." 2
о' .
45;3. ;50 .., .') 459. Й:с 5. <= 459. *3 4. 3
" . '-- .,
4;:'::1. 20 ... i:. 46[1. БЭ 2. 1 461 3:3 1
":. i:.
461 80 й 9 4б2. 2 Э а. 7 462. 6::::1 0. <=
..'
-Т;:" " *3 О. .') 463. в 1 э. 1 464. 2:3 0. 1
'--
455. ;]:3 ;J. :3 4;55. 40 э. ,71 465. :::[1 :J. Э
456. ;5:3 0. 2 4б7. 3;:::1 э. 3 4;57. 4;:::; о. 5
46:::. 2 Э Э. 9 4=53. 50 1 ... 469. йЙ 1 Е:'
. ,
4б9. :з э 2. 5 470. 2 ) з. .., 47Э. .:.,....;, 4. 1
"- ' I"
4"" 40 7 ; 471'. :::0 9. 472. 20 Р ..0
" .. . , ,:;.
4(. ,. ЭЭ 21 , 4(..::,. 4'С:1 '::'0:,. с. 473. :з э 31 з
474. ;:,>J 39. ::: 475. 0;) 43! 6
Цифровой фильтр
нижних частот
Исходные данные: по-
лоса пропускаемых частот
f == О ... 2 Krn; неравномер-
ность в полосе пропуска-
ния d 1 <= 3 дБ; затухание
при расстройке на окта- Рнс. 5.46. Функцноиальная схема цнфровоrо ФНЧ
ву (Vн.п == 2, ' == 4 кrц)
d 2 > 10 дБ; частота дискретизации ' д == 20Krn; АЧХ фильтра должна
быть монотонной.
Порядок расчета: Подходящим прототиiIОМ в аналоrовой области явля'
ется фильтр, аппроксимированный по Баттерворту. Найдем требуемую пере-
даточную функцию.
Критические частоты (J)щ Т == 21tfl Т == 2 . 11, . 2/20 == 0,211,; (J)Ц2Т;: 21tf 2 T
== 2. 11, . 4/20 == 0,411,.
СоотвеТСТВ.ующие частоты в аналоrовой области (5.94)
(J) А1 == tg ((J)щ Т 12) == tg (0,211,/2) == 0,3249;
(J) А2 ;: tg ((J)Ц2 Т /2) == tg (О,4щ2) == 0,7265.
Порядок фильтра
1/0,1 1 /
п:;;.. Ig 1 /0,5 1 2 Ig 2 "'" 2'
Передаточная функция фильтра имеет два полюса. При (J)A\ == 0,3249
Рl'2 == O,23 ::!:: j 0,23
К (р) == ( + Pl 2 + ) == О,1058/(р2 + О,46р 0,1058).
Р Рl) р Р2
Производим замену переменных соrласно (5.104) и после преобразований
получаем искомую системную функцию
Н (Z) == 0,0676 (1 + 2Z 1 + Z 2)/(1 1,4216Z 1 + O,4124Z 2).
Функциональная схема раССчитанноrо фильтра показана на рис. 5.46.
Цифровой рекурсивный полосовой фильтр.
Проектирование на ЭВМ
Исходные данные: неравномерность АЧХ в полосе пропускания е
2 дБ; затухание при расстройке на одну октаву от частот среза не менее
40 дБ; частоты среза 'В == 4 Krll, fи == 2 кrц; частота дискретизации ' д ==
== 10 Kru.
Порядок расчета: Определяем порядок фильтра-прототипа исходя из
равноволновой аппроксимации при е == 1 дБ. Получаем порядок п :;;.. 4,32,
дополняем до ближайшеrо четноrо п == 6, т. е. N == 3.
Относительные частоты среза f вчlf д == 0,2, fснч/f д == 0,4.
Координаты полюсов при п == 6 и е;: 1 дБ:
01'2 == O,0621 ::1: j 0,9934;
РЗ,4 == O,1698 ::1: j 0,7272;
Р"6 == O,2320 ::1: j 0,2661.
149
/H(jbl)/,t15
Рис. 5.47. АЧХ полосовоrо цифровоrо фильтра
Pac'leTbl выполняем с помощью про-
rpaMMbI FIL TR2. Исходными данными для
проrраммы являются:
1. Призн3I{ вида фильтра, задаваемый
значением параметра К (К 1 ФВЧ;
К 1 ФНЧ; К О ПФ).
2. Число блоков N (при расчете ПФ за-
дается отдельно дЛЯ ФВЧ и ФНЧ).
3. Относительные частоты среза f сЕЧ
И f сНЧ .
4. Координаты полюсов аналоrовоrо
фильтра-прототипа (при расчете ПФ повто-
ряются дважды в исходных данных дЛЯ
ФВЧ и ФНЧ). .
BLOCK HF l Al= 2.0 81= 0.575380
BLOCK HF 2 A1= 2.0 81= 0.044718
BL:JC:< HF 3 Аl = 2. э :з 1 = "'0. 814926
HPF Ar'1PLITUDE RЕSР:) . ЗЕ.. Ij8
lS7.1 120.9 99.5 84.2 72.2 62.2
2б.5 20.7 15.1 g.5 3.9 1 Q
30.5 29.8 30.0 30.4 30.7 30.7
29.8 29.8 30.0 30.1 30.3 30.5
30.7 30.б 30.4 .30.3 30.2 30.0
SLOCK LF 1 А1= 2.0 81=.1.557462
8LOC:< LF 2 А1= :2. :1 81= 1.168816
8LOCK LF 3 А1= 2.0 81= 0.100063
: PF A 1P:"" I TtJDE РЕSРCi . З:::.. IIЗ
13.7 13.8 13.8 13.8 13.8
14.1 14.2 14.3 14.3 14.4
14.7 14.7 14.7 14.6 14.6
13.8 13.7 13.8 14.1 14.4
1.3 1J.б 21.3 32.3 43.5 56.6
ЭР::: At PL I T!JIiE р.Е :;РО . З:::.. DB
143.4 107.1 85.8 70.4 58.4 48.4
12.4 6.5 0.8 4.8 10.5 16.4
45.2 44.5 44.7 45.1 45.3 45.2
43.5 43.6 43.8 44.2 44.8 45.2
32.0 20.0 . 9.1 1.7 13.4 C.c.
13.9
14.5
14.4
14.7
Б2= :1. ::;!::7З21
B ="' _1. 62959:3
82="'0.31:::692
53.6 4б.';Э 39.0 "'32. i;:.
8.0 14. 9 22.6 29. в
3('.5 3:;:1. 2 29.9 29. в
30.6 30.7 3 ).8 30. 7
29.9 29.8 29.8
82= 0. 92899,
82= 0.714717
82= э. 20З53 Э
13.9
14.6
14.3
14.5
14.0 14.0
14.б 14.7
14.1 14.0
14.9 13.9
94 . б 131 . 1
14.1
14.7
13.9
13.7
:"'72.7
39.7'
32. Э 25.0
29.4 37.3
44"'1 43.9
44>7 44.('
54.? 1(11.3
1:::.5
44.5
43.7
44.5
22.::'
44.:::
45.2
42. '::
На печать выводятся последовательно: номер, коэффициенты aj, b j , Ь 2
и лоrарифмическая АЧХ каждоrо блока в отдельности (49 точек для О <
< ооТ < n), а также суммарная ЛАЧХ фильтра. ЛАЧХ фильтра приведена
на рис. 5.47.
Максимальный коэффициент передачи фильтра в полосе пропускания
IH (j(j)T)l max 45,3 дБ.
Цифровой нерекурсивный полосовой фильтр,
Проектирование на ЭВМ
Исходные данные: rраничные частоты идеальноrо ПФ F 1 == 0,2, F 2
== 0,4, число отводов N 31, ширина переходной поло ы не более 0,1, по-
давление в полосе непропускания не хуже 40 дБ.
150
.
Порядок расчета: заданные требования можно обеспечить при использо-
вании 0I5Ha I(айзера с В == 3,384 [9IJ, I1Р == 2з 3 0,07. Распечатка ре-
зультатов расчета при использовании проrраммы FIL TR 1 приведена ииже.
f< j 1 з:::::;: F 1 L T P ю= 31 :::=3.3:::4 ::'"1 = э. 230:;:10 :=2='Э. 40000
0.000003 3.001733 0.010412 0.014198 0.004445 0.000a00
0.207415 0.039964 0.050724 0.а152б0 0.000000 0.326109
0.154239 0.238в20 0.114909 0.400000
i:i\O"IPLJ T:JIifZ P ':':';P:) SE.. 118
=r :i= : = l: = : = :i= :t= : = : = : = : =:f:i= I:;'
44.3 41.3 40.8 44.2 55.7 3б.1 2:::.б 2з.5 19.5 1б.3 13.5 11.2
-'9. 2 7. 5 б.:<" 4. ::: '" <:.. .:. ,::. 1 1. 4 1. Э. э. б 0. 3 0. 1
0.0 0.1 0.1 0.1 0.0 0.0 . .0 .1 .1 0.0 0.
0.0 '0.0 0.0 0.1 0.0 0.0 0. u.0 0.0 .1 0.1 0.
0.0 .d 0.0 0.1 0.1 0.1 0.0 0.1 0.3 J.б 1.0 1.4
2.0 2.8 ., 4.8 6. 7.5 9.2 11.2 13.б 1б.3 19.б 23.б
2в.8 3б.4 5б.1 44.в 41.7 42.7 46.9 59.9 5З.1 46.9 45.1 45.7
48.4 55.8 б2.З 50.7 47..1
rлава 6
МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
6.1. Общие сведения о малоwумящих усилителях (МШУ)
МШУ применяются для уменьшения шума и повышения чувствительно-
сти радиоприемноrо устройства. В настоящее время в качестве МШУ на СВЧ
применяются усилители на СВЧ-транзисторах, на ЛБВ, на туннельных дио-
дах, параметрические на полупроводниковых диодах, на джозефсоновских
переходах и молекулярные. В табл. 6.1 приведены основные параметры этих
типов усилителей. Наиболее важным параметром их является уровень шумов.
Наименее шумящими из существующих усилителей являются молеку
лярные, квантовые парамаrнитные усилители (I(ПУ.) их шумовая темпе-
ратура в сантиметровом диапазоне волн порядка 10 1(. Однако в КПУ необ-
ходимо охлаждение парамаrнитноrо вещества до температуры жидкоrо re-
лия (4 1() , что требует использования дороrих криоrенных установок, orpa-
ничивающих области применения этоrо вида усилителей.
В широком диапазоне частот, включая миллиметровые волиы, MorYT
быть использованы усилители на джозефсоновских переходах (У ДП), рабо-
таlf)щие при rелиевых температурах [9, 92]. Джозефсоновские переходы
с малой емкостью (точечные контакты, тонкопленочные мостики) MorYT ис-
пользоваться для параметрическоrо усиления слабых СВЧ-сиrналов, при-
чем накачкой может служить как внешний источник, так и собr-твенная
джозефсоновская rенерация перехода (самонакачка).
УДП применяют, rлавным образом, в радиоастрономии, но весьма эффек-
тивно использование джозефСОНОIJСКИХ переходоВ в качестве нелинейных
элементов в схем.ах смесителей миллиметровоrо диапазона (см. rл. 7). УДП
им ют наиболее высокий частотныЙ предел н, обладая шумовой температурой
15...501(, по шумам лишь HeMHoro уступают I(ПУ.
151
:
CC ...
i[
a
';;
CJ
:2
"
'"
'"
о
...
'"
:r
се
u
'"
CJ
CJ
'"
'"
:с
."
'"
1";
...
::
;;:
:о:
<)
>.
:о:
=-
о:
:;:
;..,
:3
с)
с:
'"
:;:
'"
:2i
:с
:с
'"
щ
'"
:а
:с
со
с)
:::
u
С
';'i
= о
Mu:I
'"
.
;s:::>::.CIC\I
Ю r-.....
:;;:-:U.........
Eg
0:)=
<i
>,;:"'.......
"'::'"1
2. 'g I:i
r- .
t:: и..а
.:;;: <11 f-
=::s
. .
'"
=
<11
B 1:i
»'"
"
...;
..с
(j
'"
\Q
(j
.....
'"
'-'
о
о:
о
t:
'"
..."
or..,
. c
'"
::r
'"
t;;
о:
=
CJ
»
с:
=
f-o
152
О
.,i
:а
:с
а
'"
.:.:
QJ
=
>.
<-.
.8
>.,
t::
::.:::
О
C'OI
""
'"
О
О
О
О
О
!:'2.
О
О
""
00
О
00
О
1Q
=-С;:-
O
tl
C'oIO
юС')
O
u:.. >:-.J
l!J c"i
: :
C'oIC'oI
са
О
1Q
1Q
'"
О
о
О
C'OI
О
!:'2.
О
1Q
1Q
О
Ф
о
C'OI
Ф
""
О
О
с')
Q
::!:.
t::
k(
>.,
О
1Q
1Q
о
C'OI
C'OI
1Q
с')
м
с
QJ
:а
;:;
QJ
'"
Щ
'"
с:
><
о
>.,
t::
t::
>.,
t::
t::
О
О
М
О
М
'"
О
ю
...
"l
::::
о
м
C'OI
00
фОО
юО
ФЬ
:3::::-
tI
м
О
11:)0
""М
М!::
{"--
C'OI 11:).
"О
o
О
11:)
М
О
QJ
:а
;:;
QJ
'"
Щ
'"
t=;
><
о
QJ
:с
О
Ф
О
11:)
о
<.о
О
C'OI
Q
О
....
t::
>.,
О
О
О
О
L1)
О
1Q
'='
со
1Q
О
QJ
;а
;:;
QJ
'"
Щ
'"
t=;
><
о
QJ
:с
....
t::
>.,
О
О
О
L1)
О
00
О
О
00
L1)
...
""
О
О
О
О
О
00
L1)
О
t\
.".
О
О
О
с<)
цs
...
Ф
о
C'OI
О
L1)
C'OI
О
QJ
.;а
;:;;
v
""
щ
'"
с:
><
о
....
t:д
>.,
k(
....
>.,
О
О
C'OI
О
L1)
C'OI
'"
О
t--
c-i
О
М
C'OI
о
00
r;r,t--
о L
ю
L1)
О
tl
СУ".) (О....
"О
О "
О
8С'о1
....сО.
'""""'е,
00
C'oIC'oI
CO
C
, с<)
Ф
Ф
t-- .
QJ
Qj
'"
щ
'"
с:
QJ
:с
О
О
О
М
t:д
щ
О
О
М
'"
:с
f-o
QJ
'"
Щ
'"
t:::
QJ
ь::
QJ
t=;
:с
u
>.
;:;
о
'о-
.
Ь
:s:
о-
t:::
'"
О '"
:зо! :с
" '-<
2,{J
о
'-<
'" о
; .
QJ О
'" ><
'" '"
:с '"
cf} :J::
'"
QJ О
:z о..
'" >,
с о
"i
'"'. ::f
;- v
'" u
6 g
о
О
C'OI
О
1Q
...
М
C'OI
C'OI,.
00
Оф
МО
ФЬ
'
О
O
О
:3
о
с
ОЮ
<.ОМ
ЮЮ
C'\J
QJ '"
gg со
О ;;:
\r" >-.
:3
::Q
:с о
'" о-
cf} >,
'"
;-
>,0
c;t::'
Ф
t-- Ф
r..6
О
О
х :с
'" о
'"
00 ;::;
.",
.....: g
о: &J
'"
;,: :s:
(j :g
'" '"
'" :с
"'-
I:::
L1)
C'OI
О
00
t:д
'"
:с
'"
с:
QJ
f-o
'"
с:
1':
u
>.,
Примерно такую же шумовую температуру имеют параметрические по-
лупроводниковые усилители (ППУ), если их охладнть до температуры жид.
Kore азота (72 К) или водорода (20 К), что связано е меl'lЬШИМИ технически-
ми трудностя:ми. Шумовая температура охлаждаемых ППУ пор!!дка 17...
20 К при водородном уровне и 50 К при азотном уровне, что позволяет эффек-
тивно их использовать в системах спутниковой св!!зи. Если охладить ППУ
до rелиевой температуры, можно получить практически такую же ШУМОВУЮ
температуру, как и В КПУ.
Неохлаждаемые ППУ работают без криоrенной аппаратуры в широком
диапазоие частот (0'3....50 rrn)' и позволяют получить сравнительно низкие
шумовые температуры 30... .300 К (в зависимости от частоты). Эти их до-
стоииства определили широкое использование ППУ в радиолокации, спут-
никовой связи и некоторых друrих областях радиотехники.
В последнее время ППУ начинают вытесняться усилителями на полевых
(УПТ) и биполярных (УБ Т) транзисторах. Особенно большое распростра-
нение получили в интеrральных схемах на СВЧ усилители на полевых тран-
зисторах с барьером Шоттки (ПТШ) на основе арсен ида rаллия. На частотах
до 3 rrn УБТ почти ие уступаioт по параметрам УПТ, но с повышением час-
тоты преимуществ.о на стороне полевых транзисторов. Особенностью ПТШ
является преимущественно тепловая природа ero шумов, поэтому охлаждение
Приводит к зиачительному уменьшению коэффициента шуМа. УПТ, охлаж-
денные до водородиой температуры, имеют почти такие же шумы, как УДП
и охлажденные ППУ, а в схемном и конструктивном отношеняях значитель-
но проще последних.
Несколько худшими чем ППУ и УПТ шумовыми свойствами обладают
усилители на туннельных диод,ах (УТ Д), которые в трехсантиметровом диа-
пазоне имеют шумовую температуру порядка 300 К. УТ Д используются,
rлавным образом, в сантиметровом диапазоне, хотя MorYT работать в диапа.
зоне от 0,25 до 20 rrn.
Более шумящими, но зато более широкополосными, являются усилители
на лампах беrущей волны (ЛБВ). В диапазоне от 0,25 до 100 rrn шумовые
температуры усилителей на ЛБВ лежат в пределах от 300 до 3000 К.
МШУ на ЛБВ являются нереrенеративными, электровакуумными,
электрон но-лучевыми усилителями, работающими в проходном режиме.
Усиление сиrиала в ЛБВ происходит блаrодаря взаимодействию замедлеи-
Horo электромаrнитноrо поля сиrнала и электронноrо ПУЧКа, для фокусиров-
ки KOToporo применяIOТСЯ соленоиды или постоянные маrниты (пакетирован-
ные ЛБВ). Усилители на ЛБВ являются наиболее широкополосными, так
как в них не используются резонаторные системы и их диапазон оrраничи,
вается лишь устройствами ввода и вывода энерrии [55, 93].
Основными достоинствами ЛБВ являются: широкополосность (в некото-
рых случаях до 120 %); высокая стабильность параметров (кроме фазовой
нестабильности); высокая устойчивость к переrрузкам СВЧ мощностью
(Р ср 0,2...3 Вт), что позволяет упростить схему защиты Входа приемника
в радиолокационной станции и, следовательно, уменьшить потери и шумы.
Основными недостатками ЛБВ можно считать: относительно высокий
(для МШУ) коэффициент ШУМа, в сантиметровом диапазоне равный 5.. .10 дБ
и лишь несколько меньший, чем у малошумящих смесителей; большие rаба-
ритные размеры, масс!! И потребляем!!я мощность, определяемые необходи-
7 7. 30
93
Тш,К
10"
5-10 З
3.tO З
2'tO З Шумы Центра
rалактuкu
10:
500
300
200
100
50
30
20
10
5
3
2
1
0,1 0,2 0,3 0,5 1
Ш,qБ
. 15
10
б
ч.
2
2 3
5
10
20 30 50 100
0,02
200300500
f,rrц
Рис. 6.1. Шумовые температуры и коэффициеиты шума различных типов МШУ в зависи-
мости ОТ частоты:
1 КПУ; 2 УДП; 3 ППУ охл. 20К; 4 УПТ охл. 20К; 5 ППУ охл. 78К; б ППУ
неохл.; 7 УТД; 8 УПТ неохл.; 9 УБ r неохл.; 10 ЛБВ; 11 смесители на ДБШ
мостью В соленоидах или постоянных маrнитах н высоковольтных выпря-
мителях от нескольких сот вольт (8 саитнметровом диапазоне) до 2...3 кВ
(в миллиметровом диапазоне).
Следовательно, применение ЛБВ целесообразно в тех случаях, коrда
необходимо максимальио возможиое перекрытие по частоте при отиосительно
высоком коэффициенте шума, больших rабаритах и массе и нет жестких тре-
боваиий к фазовой стабильиости и потребляемой мошиости.
Шумовые и усилительиые свойства МШУ в значительной степени зави-
сят от рабочей частоты (рис. 6.1).
КПУ, ППУ и УТ Д являются реrеиеративными усилителями двухпо-
люсноrо типа, у которых одии И те же клеммы Являются входными и выход-
ными. К резонатору, связанному с отрицательиым сопротивлением, посту-
пает волна сиrнала, пронсходит реrенерация, и отраженная усиленная волна
поступает в ту же ЛИНИIО, которая подводит сиrнал к резонатору.. Такие
двухполюсные реrенеративиые усилители подключаются к антенне и Har
рузке (входу приеминка) с помошью циркуляторов, которые обеспечивают
стабильиость параметров усилнтеля при изменении импеданса цепей источ-
иика и наrрузки, а также предотвращают реrене",ацию шумов иаrрузки,
Циркуляторы обеспечивают однонаправленное движеиие электромаrнитной
154
А
о
Рис. 6.2. Схемы включения реrеиеративных усилителей (РУ):
«на отражение» а; «на проход» б; А антенна; Ц циркулятор; Пр прнемннК;
СН соrласованная HarpY3Ka; В1 и В2 ферритовые вентили
волны и позволяют поэтому разделить прямую и отраженную волны. Сиrнал
из антенны А (рис. 6.2, а) поступает на вхоД циркулятора 1, усиливается
в реrенеративном усилителе РУ, подключаемом ко входу 2; отраженная вол-
на поступает от входа 2 ко входу 3, к которому подключается основной
суперrетеродинный приемник Пр. Отраженная от приемника (вследствие пло.
xoro соrласования) волна поrлощается соrласованной наrрузкой СН, под-
ключаемой ко входу 4. При хорошем соrласовании нет необходимости в чет.
вертом плече И можно оrраничиться трехплечным или У-циркулятором.
При !;.!еобходимости обеспечить более иадежную развязку вкЛЮчают несколь-
ко (два или три) циркулятора, образующие пятиплечный циркулятор
(см. п. 6.4).
В некоторых случаях можно реализовать реrенеративный усилитель и по
схеме четырехполюсника, коrда сиrнал подводится к резонатору По одной
линии, а отводится с помощью друrой линии (рис. 6.2, 6). Входной вентиль
ферритовый (Вl) служит для развязки МШУ и источника, а ВЫХОДной
(В2) для развязки МШУ от наrрузки.
6.2. Транзисторнь.е усилители на свч
Схемы ус л теле
Микрополосковые СВЧ-усилители УБТ и УПТ представляют собой
диэлектрическую плату, на которой нанесеи рисунок пассивной схемы и при-
паяны или Пр-иварены навесные элемеиты, в частности транзисторы.
Такие платы представляют собой отрезки линий микрополосковых (МПЛ),
щелевых (ЩЛ) или копланарных (КЛ) (см. rл. 14).
На рис. 6.3 показана схема двухкаскаДНоrо УБТ на МПЛ. Схема имеет
параллельную (R3) и последовательную (R2, R5) обратные связи, стабили-
зирующие параметры усилителей. Низкочастотные резисторы R 1...R5 вы-
полнены по единой технолоrии. Емкости С2 порядка 70 пФ представляют
собой проходные конденсаторы, соеДИНЯЮЩИе по СВЧ заземленную сторому
платы с ЛИцевой стороной через просверленные в керамике отверстия. Име-
ющиеся на входе и выходе фиrурные зазоры (Сl, С3) шириной 50 мкм И длн-
ной, равноР.: четверти длины волны н полосковой линии, развязывают цепи по
постоянному току. В такой схеме, за исключением транзисторов, нет навес-
ных элементов, что обусловливает ее высокую надежность [37].
На рис. 6.4 показаны ЭЛEfктрическая (6) и тополоrическая (а) схемы двух-
каскадноrо УБТ на IЦЛ. СВЧ транзисторы включеиы в месте присоедине-
ния к основной ЩЛ четвертьволновых щелевых закороченных резонаторов.
Напряжения смещения Подаются на металлизированные «островки», оrрани-
155
вхоа Cf
+Е n
Я4
+Е I1
Рис. 6.3. Электрическая (а) и тополоrИЧеская (6) схемы ДВУХКаскадноrо
усилитe.nя на ВТ и МПЛ
а
+128
5
Рис. 6.4. Траизисторный малошумящий УСИJJитe.nь иа ЩЛ:
а....... тополоrня, б....... схема по постоянному току
ченные от остальной металлизации вспомоrательными шл, которые в местах
пересечения с основной ШЛ закорочены по СВЧ с помощью конденсаторов.
Эмиттер BToporo транзистора расположен на «островке», который оrраничен
вспомоrательной ШЛ, равной половине длины волны в линии. В центре этой
вспомоrательной ШЛ, т. е. lt8 расстоянии четвер.:rи длины волны от места под-
ключени!! ее к основной щл, включен четвертьволновый щелевой коротко-
замкнутый шлейф, исключающий влияние этоrо «островка» на параметры
силителя, С обратной стороны диэлектрической подложки нанесены резисто-
156
с zз Lax VT С [/ [] С З
[,
з и
Вхоо lз Выход
С! С2
изи + а + иен
10 VT Выход
вхоа 5001'1
5001'1
l]
Xopпvc
О J( OpпfJC С2
Рис. 6.5. Электрическая (а) и тополоrическая (6) схемы одиоrо каскада усилителя иа по-
левом транзисторе и коплаиариой лииии передачи
ры смещення, связанные с «островкам н» смещення на лицевой стороне подлож-
ки прн помощн штырьков, проходящнх сквозь днэлектрнк.
Такой четырех каскадный усилнтель на транзнсторах 2Т3115А, выпол-
ненный на плате нз полнкора размером 48 Х 30 Х I мм с относительной
днэлектрнческой Проннцаемостью 9,8, имел в полосе частот 15% коэффи-
цнент передачн 16 дБ и коэффнцнент шума не более 6 дБ.
На рнс. 6.5 показаны электрнческая (а) н тополоrнческая (6) схемы одно-
каскадноrо УПТ на КЛ.
С появленнем двухзатворных полевых транзнсторов с барьером Шотткн
(ПТШ) Возннкла возможность создання уснлнтелей сиrнальной н промежу-
точной частоты с rлубокой АРУ. Напрнмер, двух каскадный уснлнтель на
ПТШ обеспечнвает в полосе 4...8 rru уснленне 20 дБ и rлубнну реrулиро-
вання 60 дБ прн нзмененнн напряження на втором затворе от + 1,0 дО
2,O В с сохранен нем равномерной АЧХ в полосе. Прн этом КСВ входа
н выхода меняются незначнтельно.
В табл. 6.2 прнведены основные данные некоторых бнполярных, а в табл.
6.3 полевых транзнсторов СВЧ [78].
Расчет транз сторных ус л телей СВЧ
Расчет уснлнтеля начинают с выбора транзистора, имеющеrо коэффнцнент
шума на 1...2 дБ ннже заданноrо для усилнтеля. Затем, задаваясь орнентиро-
вочно максимальным уснлением на заданной частоте (8... 12 дБ), определяют чнсло
каскадов усилителя и вычисляют реальный коэффициент передачи каскада, а
также 9лемfoНТЫ цепей соrласования. Предварительно вычнсляют нли нзмеряюr
элементы матрнцы рассеяния 8 iп транзнстора на рабочей частоте (в виде мо,
дуля н фазы лнбо в комплексной форме а + jb). Расчет "rранзисторных усили-
157
=-
=
,; :с
'"
" о..
'" ...
"
:S :f =
t G5' ос; G5' $" =
0'>. G5' <':) ID Е-<
р. $.: u
tC о
...:- ....... ci € € :с
.... ..... ::!.- .... .... <С_ Ef
C'I C'I' C'I <':) <':) c-i c-i <':) tC tC .... О
:;:
О
1::
t>:
=
,; ::1 ::1 :с
" t..... t..... CI)
'" t..... t..... r;
" =
:S tC u
:r " C'I :>.
= '" ::1 C'I- '"
U ,; t..... ц..... ::1 Е-<
:с
111 '" t..... = t..... CI)
Q '" о.. ц..... t..... ::1 =
"
g. 1:: t..... ::1
= Ф t..... =
'" " о.. <':)
u » t:: t.O
= ц..... .......
'" .. € <':) '"
= '" = tC ц..... О
'" " о.. :.:
'" ....-
о.. :f t:: Ф =
'" '" . о. ц..... ",.
.е- ф CI) CI) t:: CI) :;:
.е- iE iE iE = :>.
2 '" !s о.
:z: о t:: i3
о.. :.::: о о о '" о
о; tC f--o f--o <':) ф f--o .... '"
.. Е-<
Q :с
1:: CI)
= ё
\с)
=
CI) -&
2
:z: ,;
= " о
'" о: :.:
"" о ::1
CI) '" t..... ::1 ::1 t>:
::1 =
2 " ::1 t..... ::1 ::1 ::1 t..... t..... t..... :с
:z: '" t..... t..... t..... t..... t..... t..... CI)
111 '" ::1 t..... tC t..... t..... t..... t..... :>'
Q t..... <:'01 ::1 ::1 '"
= :S t..... <:'01. tC t..... t..... :с
u » C'I t..... t..... <':) <':) ::1 о)
с> s 11 c-i t.....
tC ::1 t..... CI)
.. <':) :а
c-i '" ц..... ц..... ц..... ц..... ц..... C'I t..... 00 ц..... ц.....
" c-i t..... c-i Ф. '"
<о '" ц..... = = = = = ц..... = = о
:f о.. О. о. о. о.. о. о. <':) t::
<::! '" = t:: t:: t:: 1:: t:: = t:: t:: =
::t' .е- о. о. ц..... '..... Е-<
.е- t:: 8 $' G3.: а3.: t:: G3.:
'" = ц..... = ..... :11
-.: о i.. ci о- :с
10 :.::: = о. \2- =
t:: t:: '"
<::! о. о. '"
f-, tC tC tC <С. <С. <С. tC tC t:: tC <С. t:: '"
...; ...; иi :.:
tC .... <':) tC tC .... .... .... tC «) :>.
><
'"
:.:
\о
о
:.:
u
.. CQ
о C'I C'I C'I
l <i: са .;
:3
'" <t: ..а <t: <t: r.Q CQ <':) <':) <':)
'" <:'01 <:'01 C'I C'I 00 00 00 <::!
" .... t.O <':) <':) <':)
:2! .... <':) <':) <':) <':) <':) f--o f--o f--o '"
'"
" с') f--o f--o f--o f--o f--o t..... t..... t..... 2
'" f--o t..... t..... ::.::: ::.::: ::.::: Е-<
f-o t..... t.O c-i c-i c-i C'I C'I C'I ",-О
..( r.Q ..( ..( r.Q cci' <i: <i: са <i: еЭ t::::ti
о; '"
:;; C'I C'I <:'01 .... <':) <':) f2 о'> о'> :>'
.... Ф 00 00 <':) <':) <':)
<':) <':) <':) <':) <':) <':) <':) <':) <':) <':) f--o f--o f--o ,=
f--o f--o f--o f--o f--o f--o f--o f--o f--o f--o о
C'I C'I C'I ::.::: ::.:: ::.:: :z:
158
Таблица б.3. Основные данные полевых транзисторов СВЧ
Тнп Тип
транзнстора прибора
Полевой, с од- 2П310А
ним затвором 2П310Б
То же
« 2П312А
« КП312А
« 2П312Б
« КП312Б
« АП325А-2
« АП321 А-2
« АП326А-2
Полевой, с дву- 2П350А
мя затворами КП350А
То же
« КП350В
Коэффнциент шума, дВ
Коэффицнент
усилення, дВ
5 . . . 6 при частоте 1 rru
5 . . . 7 при частоте 1 rru
1 . . .4 при частоте 400 Mru
то же
I . . . 6 при частоте 400 Mru
То же
2 при частоте 8 rru
3,5 при частоте «
4,5 при частоте 17 rru
4,8. . . 6 при частоте 400 Mru
1 3,7. . . 6 при частоте «
4,1 . . . 8 при частоте «
5 . . . 7 при час-
тоте 1 П'ц
2 при частоте
400 Mru
То же
«
«
4,5 при частоте
8 rru
3,5 при частоте
8 Пц
3 при частоте
17 Пц
f rp == 700 Mru
То же
«
телей СВ4 желательно проводить с m:пользованием эвм по методике, изло-
женной в п. 6.5 [69, 79, 127].
Для расчета транзисторных усилителей тр диционными методами часто
используют У-параметры транзисторов. Их можно определить через приво-
димые в справочниках h-параметры по формулам, приведенным в п. 2.3.
6.3. Параметрические полупровоДниковь.е усилители
Параметр ческ е Д OДЫ
Параметрическим усилителем называют такой, в котором под воздейст-
вием специальноrо reHepaTopa (накачки) с определенной частотой меняется
реактивный элемент емкость или индуктивность. В ППУ в качестве пере-
менной емкости обычно используется нелинейная емкость обратносмещен-
Horo р-п перехода полупроводниковоrо диода. В этих диодах между полупро-
водниками типа р и типа п создается слой, имеющий свойства диэлектрика,
а ширина этоrо сЛоя определяется величиной обратноrо смещения. Поэтому
емкость запертоrо р-п перехода зависит от приложенноrо к нему наПрЯЖения
и практически безынерционно меняется с частотой накачки (рис. 6.6).
Зависимость нелинейной емкости р-п перехода от приложенноrо напря'
жения определяется формулой
СП (и) == СП (О)Л1 + u/срк]п, (6.1)
rде СП (О) емкость диода при нулевом смещении; CPK контактная раз-
ность потенциалов, п == 2 для сварных диодов (со ступенчатым резким пере-
ходом) п == 3 для диФФузиоиных диодов (с плавным переходом). Для repMa-
ния СР/< 0,2...0,3 В, для арсенида rаллия СР/< >:::; 1...1,2 В.
Hi
Как видно из рис. 6.6, напряжеиие на р-п переходе равио и == и о +
+ U тн COS roHt, rде иo начальное смещение; U ти амплитуда, а roн
частота накачки. Под воздействием иапряжеиия накачки емкость перехода
становится переменной, но несинусоидальной, поскольку характеристика
Сп (и) нелинейна. Завнсимость Сп (и) можно разложить в ряд Фурье. Часто
пользуются не емкостью Сп (t), а ее обратной величиной 8 == I/С п (t), назы.
ваемой жесткостью или элластансом диода.
В режиме накачки синусоидальным током (при этом напряжение накач.
ки должно быть несинусоидальным) жесткость меняется по закону
8 (t) == 80 + 81 cos roHt == 80О + т cos roi), (6.2)
rде 80 == I/C o постоянная составляющая жесткости; СО Сп (и о ) по- .
стоянная составляющая емкости, примерно равная емкости при и == и о ,
81 первая rармоника жесткости, т == 81/80 ...:... коэффнuнент модуляuин .
жесткости.
Эквивалентная схема параметрическоrо Дliода (рис. 6.7) состоит из нели-
нейнОй емкости Сп' сопротивления растекания (потерь) Rs, индуктивности
вводов L B И емкости корпуса С к ' В современных диодах Rs == 1...5 Ом,
[ в == 0'2....2 Hr, С к == 0,1 ...0,4 пФ.
Шумовые характеристики и максимальная рабочая частота диода опре-
деляются ero постоянной времени 't (и о ) > == Сп (и о ) R,. В современных
диодах't < 10 12 с. В табл. 6.5 приведены параметры некоторых диодов из
rермания и арсенида rаллия.
Важным параметром диода является ero критическая частота, т. е. час-
тота TaKoro сиrнала, на которой отрицательное сопротивление, вносимое дио-
дом в контур, равно Rs, и поэтому одноконтуриый усилитель еще может уси-
ливать сиrнал
f Kp == m8 0 /4зtR s m/4зtR s С п (и о ), (6.3)
Если вместо Rs подставить R sз эквивалентное сопротивление потерь
диода с учетом потерь в элементах конструкuии ППУ (потерь в проводниках
и контактах, потерь на излуче-
ние), получим значение f кр . з ' Для
получения большоrо устойчивоrо
усиления и хороших характерис-
тик желательно работать на час-
тотах сиrнала в несколько раз
меньше критической, т. е. часто-
та сиrнала должна быть
Сп,пФ
итах
t и/ ол
Рис. 6.6. ВольтФарадная характернстика
параметрическоrо диода с резким перехо.
дом и изменение емкости СП (t) под влия-
ннем напряжения накачки Ин (1)
160
t
f 1 (0,2 ... 0,5) f кр.з'
C { !
Рис. 6.7. Эквивалентная
схема параметрическоrо
диода
'"
Q
:=
о(
I<!
:=
:о:
...
Q)
:r
:=
Q,
""
Q)
:s
'"
с
=
::r.. м м м м м м I
0:1"" О О о о о о о о о
u'"
.<
'"
Е
«" I
",0:1 о о о
"
.:
с>.,
;.:
"'" о о о о о о I
Е 0:1 ..;< ..;< ..;< м м м
и:>!
'"
""
с>.,
5. '81]:1 11':) 11':) 11':) 11':) 11':) з <о <о <о <о
" ;::,.
11':) 11':) 11':) 11':) 11':) 11':) ..;<
u 00. 00 00 00 00 <о 00 ..;< м <о
" о о о о о' о о о о о.
.: - м м м м м м
0:1
;: М <'l м м м <'l . C'I
О о о <:5 о о ...:
8-
0:1
"' З З З о З <о <о <о <о
о
«
;::,
11':) 11':)
00 00 00 00. <о <о
'" о о
....
'" . о. о
о
"' . 11':) 11':)
..;< ..;<
о о
.е-
" м <') м м м C'I
C'I C'I C'I C'I C'I <'l М. М М. <')
;: о о о о о о о О о о
'" 0:1 11':) 11':) 11':) 11':) 11':) о о о о о
""о
";::'
::: <о м <о
м. <о 11':) 11':)
" о о <:5 о о 11':) <о с')
. о о о
е-
"
о'> !:::
о 11':) м м м м
о о о о о о о о О о
$ р:) r.-.. q (l.J а с р:)
..;< .... .... ..;< .... 00 r--. r--. r--. r--.
bg о О о о о о ..;< .... .... ..;<
« .... .... .... .... .... .... <')
11':) 11':) 11':) 11':)
а а а а
'"
Q
С
:=
""
I<!
:!5
8-
""
Q)
;:
Q)
:!5
;:
;:
Q)
:!5
;:
'"
Q
:>::
...
С
.,..;
t:!
t:!
h
:.1
...
<.J
О
;:
Ef
о
:;;
t.:
'"
Ef
g
'"
>=(
'"
r:::
t.:
'"
=
<.J
.а
о::
;>.
r:::
:;;
:=
:=
t.:
'"
=
'"
:а
"'- .
:а
t5
"" =
:о: r:::
t.::;;
"" "':>::
<.J :;; О
.:>:: 8
g :O:
О(\)""
:о: <.J о
:>:: <.J "'-
= '" о
>=( "'-:о:
о t.:
'" '" '"
о :;;:0:
"'- :>:::>::
... r:::
о:: <.J t>::
о Е=':>::
r::: .. о '"
j:Q:=I=t
о . о =
=(1')
:.: (\) t.:
::! о:: '" '"
15 g.[;! G
r:::o&", ;>.
.а :;; 8
G '" I >=(
о :>:: >< о
1:5 ",;I:
t:: Е
cl. aJ 1:::( со
t.: G ::E
"'.а . 1:)
о:: "':О:
:о: o...
o: :>:: I
;:s = '" ><
;.: :о: '" '"
I g Е ::r
I u 0:1
;:;;:.: u
;:s & 1::0...
""-
t:::: ...: <'5 ..;:
161
Критическая Чi!стота у современных диодов лежит в пределах 25...200 rrц.
Важнейшим параметром параметрическоrо диода являетси ero динами-
ческая добротиость, равная отношению критической частоты диода в рабочем
режиме накачки с учетом потерь в конструкции усилителя к сиrнальной час-
тоте,
QA == ' кр . э/fl == m/2w с R. э С о .
(6.4)
В сантиметровом диапазоне QA 2...20, в миллиметровом QA 0,5 .., 3.
Рабочие режимы параметрических диодов в ППУ
Режим работы диода по постоянному смещеиию и уровню накачки необ-
ходимо выбрать так, чтобы обеспечить максимальиые значении т и 'кр, Такой .
режим имеет место при полном использовании левой части (а ииоrда правой,
при положительных значеИИЯJ!i иаприжения) вольтфарадной характеристики
диода, т. е. коrда максимальное значение напряжения на диоде И rnах прибли-
жается к максимальному допустимому Идоп' а минимальиое напряжение
близко к нулю (И rniп О) [55, 83].
Требуемое рабочее напряжение, обеспечивающее такой режим, рассчи-
тывают для диодов с п == 2 по формуле
И о == (3/8) И ДОП + (1/4) <р к CV 1 + и доп/<JJ к 1). (6.5)
Для диодов с п == 3 можно принять И о ==> И доп/2. Если предполаrается полное
использование диодов (т. е. И rnax == и доп; И rnin == О), то rлубину модулиu ии
и критическую частоту определяют для диодов с п == 2 по формулам
т == CVI + Идоп/<JJ к I)/(YI + и доп/<JJ к + 1 );
f == УI + Идоп/<JJк 1 УI + и доп/<JJ к 1
кр 8л. (И О ) У 1 + Ио/<JJк 8л. (О)
ДЛЯ диодов с п == 3 аналоrичные формулы:
т 1/2,5 (1 + 2<JJ к / И доп); (6.8)
' кр m/4л. (И О )' (6.9)
Величины С п ( И о ) и 't (И О ) == RsC n (И О ) при рабочем смещении рассчи-
тывают по формуле (6.10), если известны значении Сп и 't при любом друrоМ
смещении:
(6.6)
(6.7)
п
СП (И1)/С п (И 2 ) == V (<JJ K + И 2 )/(<JJ к +И 1 ).
(6.10)
Полаrая И 1 == И о , а И 2 == Идоп И умножая левую и правую части на
R., находим
't (И О ) == . (И доп)У(<JJк + И доп)/(<JJ к + Ио)'
(6.11)
Если предполаrается неполное использование вольтфарадовой характе-
ристики диода, коэффициент модуляции может определяться по rрафикам,
представленным на рис. 6.8. Здесь показаны зависимости коэффициентов
модуляции емкости (рис, 6.8, а) и жесткости (рис. 6.8, б) от параметра k ==
== И т /( И О + <Р к ) при накачке rармоническим током.
162
0,2 0," о, в lJ,# к
а
т
0,1,
о,з
0,2 0," 6 0,8 К
Рис. 6.8. Зависимости коэффициеита МОДУJfЯЦИИ емкосТи (а) и жесткости (6) ОТ параметра
k == ит/(и. + Фk)
J резкий переход, иакачка rармоннческим током; 2 резкий переход. иаКачка rapMo-
иическим напряжеиием; а плавиый переход. иакачка rармоиическим ТОl<ОМ; 4 плавиый
переход. иакачка rармоиическим иапряжеиием
Необходимую мощность накачки в режи-
ме rармоническоrо тока вычисляют по фор.
муле
р и == оо Сп (и о ) 't: (и о ) (и о + <JJ K )2 q , (6.12)
rде ОО в круrовая частота »акачки, q
коэффициент, определяемый по rрафику на
рнс. 6.9. Эта мощность рассеивается на сопро.
тивлении Rs. Однако в реальном ППУ имеются
дополнительные потери в проводниках и кон-
тактах, а также утечка мощности накачки
в тракт источника сиrнала. Поэтому мощность накачки, определяемую по
формуле (6.12), необходимо увеличить примерно в 1,5 раза при f H 10 rrn,
в 2 раза при f H == 10...50 rrn и в 2,5 раза при f H => 50 rru.
Таблица 6.6. Двух частотные параметрические усилители
5 10 15 20 25 30 l11/v"
Рис. 6.9, Зависимость коэффи-
циента q от U./фк для диодов С
резким (n == 2) и ПЛавиЫМ (n == 3)
переходами
н. I Тип
п/п усилителя
1. Реrенератив-
ный на час-
тоте сиrнала
2. Реrенератив-
НЫй уснли-
тель-преоб-
разователь
3. Одноконтур-
ный pereHe-
ративный
усилитель
4. HepereHepa-
тивный по-
вышающий
преобразова-
тель
Схема включеиия
Спектр
ff1J Вход Выход
f, SYl ft. f tl1\l 11\ I :
' )2
f l f2-=fи fl . ff f2 lи ' +
. Вход Выход.
fl LLrJGf2 Lfu
f -= f I ff 12 1м 12+
2 и 1 Вход Выход
r I
fl' LL5 f 2"'fl
. fl-l. 21f /M 1,12- lи f2+
. Вход Выход
t i r
fl Lt JGI2+
f -= f f j '. 12- ' м f2+
2+ .1+ М ;
163
Виды схем параметрических усилителей
Существует несколько разновидностей схем ППУ и режимов их работы.
Усиленный сиrнал можно получить, как на частоте входноrо колебания fc.
так и на любой комбинационной частоте f K == nf H :!: fc (п == 1,2...). В пер-
вом случае rоворят об усилении на частоте сиrнала, во втором об усиле-
. нии с преобразованием частоты. Частоты fc и f к выделяются соответствую-
щими контурами. В диапазоне СВЧ чаще Bcero используются двухконтурные
или двухчастотные системы, в которых выделяются частоты fc и f2 == fH:!:f c
(контур и частота накачки при этом не учитываются).
В табл. 6.6 приведены классификацня двухчастотных ППУ и схемы их
включения. Подавляемые частоты обозначены пунктиром. В табл. 6.7 пр иве- .
дены формулы для расчета основных параметров ППУ: усиления, полосы
и коэффициента шума. Обозначения проводимостей и сопротивлений диода
и контуров, фиrурирующие в табл. 6.7, соответствуют эквивалентным
схемам, показанным на рис. 6.10 6.12. Эквивалеитная схема двухконтурно-
ro реrенеративноrо уснлителя на частоте сиrнала может быть представлена
в виде параллельно включенных проводимостей (рис. 6.1 О, а) либо последо-
Таблица 6.7. Основные характеристики
"":
,,"'
Тип усилителя, обозна чеиия
\о
Усиленне мощностн прн
точной иастройке
1. Реreнеративный уснлитель на час-
тоте снrнала с циркулятором. Обо-
значения рис. 6.10
W 1 W 2 C 2
а== 1
(G r + О 1 " + о н ) О 2д
коэффициент реrенерации
2. Реrенеративный усилитель-преоб-
разователь
Обозначения рис. 6.11
2
W1W2C1
а==
(G r + О 1д ) (О Н + О 2д )
коэффициент реrенерации
3.
Одноконтурный реreнеративный
усилитель.
Обозначення рис. 6.10 без вто-
poro контура
4.
Нереrенератнвный повышающий
преобразователь
Обозначения рнс. 6.11,6.10, б
164
4 ( Gr )
(1 а)2 ,G r + G 1д
О 1 «О 1д ; О 2 « О 2д
4а! 2GrGи
(1 . a)2f1 (G r + О 1д ) юн + О 2д )
О 1 «О 1д ; О 2 « О 2д
4а ( Gr ) 2
(1 а)2 G r + О 1д ",.
",. 4 (1 1/Qд)2/(I a)2
4af2GrGH
(1 + a)2f1 (G r + О 1д ) (О Н + О 2д )
и
а
r2
f'ио. 6.10. Эквивалентная схеМа двухконтурноrо реrенеративноrо усилителя на час'Nте
сиrнала в параллельном (а) или последоватеЛ1,НОМ (6) вариантах
5
вательно включенных сопротивлений (рис. 6.10, б). Переход от одной схемы
к друrой может быть осуществлен с помощью формул пересчета:
01Д "" w C R 5; 02Д "" w C Rs;
01 "" w C1r1; 02 w C r2; (6.13)
О" "" wfCIR r ; ан "" w CIRH'
ППУ с учетом потерь
Коэффициент шума Ш
Полоса пропускания П по падеиию
усиления мощности в 2 раза
I
(1 а) (lJП 1 +а/П 2 )
при а-+l,
П 1 == (Or + 01Д + ои) п1/ 2пС о,
П 2 == 0 2д 1J. 2 /2пС о ,
п1, п 2 коэффициенты включения ди-
ода в первый и второй контуры со-
ответственно
(1 а)/(IJПI + I/П 2 )
при а....... 1,
П 1 == (Or + 01Д) п1/ 2пС о;
П 2 == (он + 02д) п 2 /2пС о
п1, п 2 коэффициенты включения ди-
ода в первый и второй контуры соот-
ветственно
(1 а) П 1 == (1 а) m 1 'l/2,
П 1 == (Or + G 1д + он) п1/ 2пС о,
п1 коэффициент включения диода
в контур
(1 +a)/ ( J_' )
I П 1 П 2
П 1 . П 2 И а для схемы N2 2
1 + [( 1 + O : ) ( 1 + ) 1] Х
Х (1 I/Кр)
К р усиление мощности; или через
Qд и х == '1/'2:
1 + (1 I/Kp)/(Q x + l/х)/
/(Q2 l/х)
2
1 + [(1 + O : )(I +Ю 1; Х
Х (1 I/Кр),
К р усиление мощности
1 + [2 (1 + d;) 1] (1 1 / К р)
К р усиление мощности (в однопо-
лосном режиме)
1 + ll + (1 + /Rs)2 ]
Qд динамическая добротность диода
lБS
фr. с;9 ,, ., t 2t' &++'G 9
Рис. 6.11. Эквивалентиая схема двухкоитуриоrо реrеиеративноrо усилителя-преобраЗ0ва.
теля
Рис. 6.12, ЭквиваЛеитиая схема двухкоитуриоrо ППУ с циркуля тором И цепью иакачки
Эквивалентная схема усилителя-
преобр азователя (рис. 6.11) от ли-
чается от рис. 6.10, а лишь тем, что
проводимость наrрузки подключается
не к первому контуру, а ко второму,
с KOToporo и снимается усиленный
сиrиал.
Если 11 равна 12 или отличается
от нее на интервал, меньший полосы
пропускания nepBoro контура, во
втором контуре нет необходимости,
так как обе частоты 11 и 12 == fи
11 MorYT быть выделены одним
коитуром. При этом возможны два
способа последующеrо использования сиrиала: выделение ero узкополосным
фильтром, например суперrетеродинным приемником, одной частоты 11 или
12 (ОДнополосный режим) либо выделение на контуре обеих частот .(двух-
полосный режим). Двухполосиый режим целесообразио использовать для
приема шумовых сиrиалов.
На рис. 6.12 пока заи а эквивалентная схема наиболее распространенно-
ro вариаита ППУ двухконтуриоrо реrеиеративноrо ППУ на частоте сиr-
иала с учетом цепи накачки в последовательном вариаите, rде Ц цирку-
лятор, К ero плечу 1 подключается источник сиrнала е с с внутренним со-
противлением Rr' к плечу 2 ППУ, к плечу 3 наrрузка R и , которой обыч-
ио является вход суперrетеродинноrо приемиика, к плечу 4 наrрузка R и ==
== w, поrлощающая отраженный от входа 3 сиrиал. Фс' Фх и фи фильтры,
ПРОllускающие только частоты 'с == 11' 'х == 12 И lи элементы Те и Т И реак-
тивные четырехполюсиики, включающие в себя реактивности диода, контура и.
1,G
\
'" x/r
\ " to......
'\ ......
"-
.... t--..
lppt
2,
2,0
1,2
0,8
O,
О
/ 2 J
5 G 7 8 9 Off
Рис. 6.13. Зависимость оптимальиоrо отио-
шенИЯ частоты сиrиала к холостой чаСТОте
от дииамической добротиости
166
Цепи связи с источннкам!! сиrнаЛа (ее' Rr) и накачки (Е нак . R иак ), Х Х ре-
активность холостоrо контура.
Эквнвалентная схема нереrенеративноrо повышаlOщеrо преобразователя
не отличается от схемы двухконтурнеrо реrенеративноrо усилителя-преоб-
разователя (рис. 6.12). '
Двухконтурный ППУ
в табл. 6.7 приведены основные формулы для расчета параметров ППУ
[55, 83] с учетом потерь в ДИОДе и контурах в общем случае. Параметrы двух-
KOHTypHoro ППУ MorYT быть оптимизованы для получеиия максимальноrо
значения произведения V Кр/:!;! или для получения минимальноrо КОЭффИllИ-
ента шума ш miп ' Последнее условие предпочтительнее. Для минимизации
коэффициента шума значения холостой частоты /20Р! и частоты накачки
/иор! должиы быть выбраны по следующим формулам:
/2opt == ЫХ ор !; (6.14)
/нор! == /1 (1 + 1/Х ор д; (6.15)
Хор! == (1 + У l + Q;) /Q;. (6.16)
На рис. 6.13 показан rрафик, рассчитанный по (6.16). При выполнении
условий (6.14)...(6.16) коэффициент шума без учета потерь в циркуля торе
будет равен:
ш miп == 1 + 2X op t (1 К р 1 )..
Реальный коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе
(6.17)
Ш р L 12 ш, . (6.18)
rде L12 потери в циркуляторе между плечами 1 и 2. Если Qд » 1, частота
/нор! может оказаться слишком высокой и трудно реализуемой. В этом слу-
чае следует взять /н максимально близкой к /HOpt; при этом Ш будет лишь
HeHaMHoro больше Ш miп ' так как кривая зависимости коэффициента шум а
от частоты накачки имеет тупой мииимум.
Полоса пропускания усилителя может быть определена по формуле из
таб.II. 6.7, если известны потери в источнике, наrрузке и вносимые диодом
в контуры. Полоса может быть также вычислена
IX
через динамические параметры диода по формуле
П == 2т (1 I/Qi X ) 4
пу Y 2 . (6.19)
К р (fKP!f2п2+/2/MKpп1) 48
сде Х == 11/12' п1 и п 2 коэффициенты включения
диода в контуры.
Усиление ППУ можио определить по форму-
лам табл. 6.6, однако для этоrо необходимо пред-
варительно вычислить коэффициеит реrенерацюi
и знать потери в контурах, источнике и диоде.
Коэффициеит реrенерации определяется по задан-
ному усилению
5 10 15 20 Кр,об
CG == (VKp 1)Ю/ К р + 1).
(6.20)
Рис. 6.14. Зависимость
необходимоrо коэффици-
ента реrеиерации от за.
даиноrо усиления
167
-1
ио 4
Рис. 6.15. Конструкция волноводноrо варианта одноконтурноrо ППУ
Связь между Gt и К р в дБ покаЗllна на рис. 6.14. Если потери не изве-
стны. можно воспользоваться друrой методикой определить, какой необ-
ходнм холодный КСВ ППУ для обеспечення заданноrо усиления при извест-
ных Qд и х по формуле [98, 114]:
КСВ == р == Rr/Rs == (Q x l)!а. (6.21)
КСВ измеряют на входе ППУ без циркулятора при выключенной накач-
Ке и настройке сиrнальноrо контура в резонанс.
ОДНОКОНТУРНЫЙ ППУ
Эквивалентная схеМIl одноконтурноrо ППУ совпадает е эквивалентной
схемой двухконтурноrо ППУ (рис. 6.11. 6.12) при условии изъятия ХОЛОсто-
ro контура, поскольку частоты f1 и f2 близки и обе выделяются сиrнальным
контуром. Такой усилитель обычно применяют в двухполосном, «радиомет-
рическом» режиме приема шумовых сиrналов, поступающих в усилитель на
частотах f1 и f2'
Необходимое значение холодноrо КСВ, обеспечивающее ааданное резо-
наНСНО,е усиление Кро. вычнсляют по -формуле
р"" VК;0 (Qд 1)/(V K po 1). (6,22)
Коэффициент шума в однополосном режиме вычисляется по формуле
табл. 6.7. в двухполосном режиме без учета потерь в циркуляторе можно
воспользоваться следующей формулой [831:
Ш == 1 + (Т д/Та)(К р 1)( к; 1)/К::Р щД 1). (6.23)
Коэффициент шума с учетом потерь в циркуляторе определяют по фор-
муле (6.18).
Полоса пропускания определяется по формулам табл. 6.7 или при боль-
шом усилеиии по формуле
П "" f1mп 1 (1 Q A 1)/2 .' К ро .
rде пl коэффяциент ВКЛЮ'lения емкости Диода в контур. Обычно в ОДно-
контурных усилителях п 1 ==о 0,3.. .0,7.
Конструкции одноконтурных ППУ проще, чем двухконтурных, так как
не содержат холостоrо контура.
КОНСТРУКЦИИ ППУ
ППУ 8ЫПОЛНнЮТСн В волноводном. коаксиально-волноводном, полоско-
вом или В МИкрополосковом вариантах.
Простейшнми в конструктивном отношении ЯВЛяются Одноконтурные
усилители. В волноводном варианте такой усилнтель представляет собой два
168
f,
I
lc/
рн
/
/п I
16 j _. .
а а п и6 U
Риа. 6.16. Конструкция
ВОЛново ДНО коакснальио-
то вариаита двухконтур-
иоrо ППУ
Рис. 6.17. Тополоrическая схема
микрополосковоrо двухкоитурно-
ro ППУ с ПослеДоваТельным
Включением Диода в линию
Рис. 6.18. BOJIbTaM-
п рная характеристи-
ка Т д, / n пиковый
ток
волновода (1 на частоту сиrнала и 2 на частоту накачки 'н) с общим
отверстием связи, в которое помещен параметрический диод 3 (рис. 6.15). На-
стройка в резонанс и соrласование активных сопротивлений производится
с помощью реактивных винтов, расположенных в ВОлноводе сиrнала 4
и иакачки 5. В волноводе сиrнала, кроме Toro, помещен фильтр низкой час-
тоты б, предотвращающий попадание мощности накачки в волновод сиrнала.
При этом настройка контура накачки не влияет на контур сипiала, посколь-
ку волновод накачки является запредельным дли частоты сиrнала. Постоян-
ное напряжение смещения и о попадает на диод через дроссельный фильтр.
Конструкции двух контурных ппу чаще Bcero выполняются в вол но.
водно-коаксиальном, полосковом или МИКРОполосковом вариантах. В пер-
вом случае вход и выход усилителя коаксиальный. В усилителе в диапа-
зоне частот порядка 5 rrn настройка контура осуществляется коаксиаль-
ным шлейфом 1, ВКЛючаемым за диодом 2. Фильтр нижних частот 3 вклю-
чается за шлейфом, поэтому перестройка шлейфа не влияет на параметры хо-
лостоrо контура (HacTpoeHHoro на разностную частоту) и фильтра накачки 4.
Контур холостой частоты оrраничен в коаксиале радиальной ловушкой 5
и фильтром низких частот, а в ВОЛноводе полосовым фильтром 4. На-
стройка контура осуществляется поршнем б. Мощность накачки поступает
по волноводу, запредельному для частоты сиrнала. Контур накачки оrрани-
чивается коаксиальным радиальным фильтром 7 и фильтром нижних час-
тот (рис. 6.16).
На рис. 6.17 показана тополоrическая схема микрополосковоrо двух-
KOHTypHoro ппу с последовательным включением диода в линию. Конден-
сатор / служит для разрыва линии по постоянному току (для цепи смещения
и о ) и KopoTKoro замыкания для токов СВЧ. Двухчетвертьволновый транс-
форматор 2 служит для подбора связи бескорпусноrо диода б с источником
сиrнала, т. е. для обеспечения «холодноrо» КСВ, необходимоrо для получе-
ния заданноrо усиления. При последовательном включении в микрополоско-
вую линию (мпл) один из ero выводов соединяют с заземленной пластиной
короткозамкнутым шлейфом 7, чтобы замкнуть цепь напряжения смеще-
ния. Для развязки цепи сиrнала от цепи смещения служат низкоомнЫй и вы-
СОКООмный отрезки мпл 3. Реактивный шлейф 4 служит для соrласования
входноrо импеданса цепи накачки с подводЯщей мпл. Полосовой фильтр
169
5 пропускает частоту накачки. Основными способами настройки холостоrо
и сиrнальноrо контуров являютсн подбор напряжения смещения на диоде
и подстройка частоты накачки для получения разностной частоты, равной
резонансной частоте холостоrо контура.
6.4. Усилители на туннельных диодах
Туннельные диоды
Туннельным называют диод, обладающий туннельным эффектом и вольт.
амперной характернстнкой с падающим участком (рис. 6.18). Отрицательная
проводнмость, образующаяся на падающем участке, позволяет реrенери-
ровать связанный с ней контур и использовать Т Д как активный элемент
в усилителях, преобразователях и маломощных reHepaTopax СВЧ, вплоть
до миллиметровоrо днапазона.
УТД отличаются экономнчностью, малыми rабаритами и массой, возмож-
ностью микроминиатюризацни, малыми шумами (см. табл. 6.1). На частотах выше
3 rrц ШУТ Д Bcero на 1....2 дБ меньше, чем у обычноrо смесителя, причем
малошумящие смесителн на ДБШ имеют такне же шумы, как УТД. УТД
не превосходит по шумовым свойствам транзнсторные уснлители и уступает
им по друrим параметрам. Недостатком УТД является наименьшая мощ-
ность насыщения (0,1 мкВт) и нанменьшая устойчивость к переrрузкам СВЧ
мощностью, заставляющая усложнять схему защиты входа прием ника.
Область применения УТД: приемникн прямоrо усиления, предваритель-
ное усиленне в суперrетеродине, широкополосное усиление и т. Д.
Т Д характеризуется следующими основными параметрами:
отрицательным сопротивлением на падающем участке характеристики
(при малых напряженнях), дифференциальным сопротивлением электронно-
дырочноrо перехода R п == du/di u/i; сопротивлением потерь днода Rs;
емкостью электронно-дырочноrо перехода Сп; собственной индуктивностью
корпуса днода н вводов L B ; емкостыо корпуса диода С к ; шумовой постоян-
ной днода N ш == q1оRп/2kТ 201 0 R п (10 ток в рабочей точке); . предель-
ной частотой, на которой действительная часть входноrо сопротивления об.
ращается в нуль (на частоте выше fП[J усиленне и rенерация невозможны, так
как активное сопротивление ДИода всеrда положительно):
L8
Rп
!пр == V Rn/Rs 1/2лR п С п ;
(6.24)
резонансной частотоiI, на которой обращается
в нуль реактивная составляющая входноrо со-
протнвления
Рис. 6.19. Эквивалентная
схема т Д
ro ==
д
(1 Lв/СпR )/LвСп,
а
Рис. 6.20. Схема ВКJJIOчеиия утд с двумя (а) и тремя (6) циркуляторами
170
ос
..о
tj
::r
::!
"'1
10
tj
Е-.
t:I <r.> <r.> <r.> <r.> '<1' '<1' '<1' '<1' '<1' ""
><
..
Е
., I , I I о о о о о о
о <r.> о <r.> '<1' с'?
::J' с-.1
u
Q,
:!i <r.>
О
r.D r.D ...i r.D r.D r.D 1'-- 1'-- 1'-- 00
'"
Q:;
о s; о
о
:!i 00
о I I I I I I
ё .
Q:; <r.> 1.() 1.() g
1'-- 1'-- 1'--
., <r.> <r.> <r.> 1.() iY5' G) iY5' iY5' iY5'
с'? с'? с'? с'?
:< о о о о о
" о о. о о о
"'
..
'-1 '<1' '<1' <r.> '<1'
o. с-.1 с-.1 0'1 с-.1 е: е: е: е: е: е:
о о о о. о.
:<
'-1
,
=- <r.> о <r.> о о
с-.1 с-.1 с'? ""
s; 00 <r.> о о
о- '<1'
s; <r.> о 1.() о
с-.1 с-.1 с'?
О О О
О О О
,
" о о О О О О О
ё ф ф ф ф s; s; s;
::>
о о о
1'-- 1'-- 1'--
5 с-.1. Ф. "". Ф 00
€1 с-.1 с'? с-.1 о' о
'"
ё
ф '<1'. oq, 00 r.D <r.> 1.() "" ""
о. о о о "" о о
о
--:
:!i <r.>_ <r.>. <r.>. <r.>. I.(). tq <r.>. tq I.().
ё с-.1
...
..
I'f
о
., <:>:: p::j <:>::
I'f I:Q "-- I:Q p::j Щ
'" с-.1 с-.1 с-.1 с-.1 '<1' '<1' "" "" '<1'
., s; О О О О О s; О О О
...
:s:: :s:: :s:: :s:: ::s :s:: :s:: :s:: :s:: :s::
=
Q
1<
:11
=
,Q
=:
u
=
=
»
'"
1<
:11
с-
о
'"
о
:о:
u
==
u
::ii
=
=
со
о.{
u
:!
=
=
Q
=
u
ci
o:i
'" о.{
о.{ о
о :=
IQ о.{
IQ ,Q
:а ,Q t
'" о,
== u
:= о ==
о.{ == g
'" IQ О
= := :::!
IQ '"
:.:: ::r
p::j
о
'" == u
I :=
I 1>:
.. '"
==
..... .. u
.. ,Q
.; .....:J =:
:>.
:.:: .; =
:= :::!
= u :=
»
<1) = 1>:
:= р.. '"
== о :::!
<1) :.::
:Е <1)
,Q '"
1>: IQ
р.. '" :=
u
= О <1)
'" u
== == u
IQ '"
I := р..
'"
'" 1>:
::::, » '"
о.{ :::!
== :=
:.::' = '"
I u
о »
'" =
о. о
.:= о о.{
:а :с
IQ .....:J о
о ==
:.:: ",' ,Q
:= =:
= о.{ '"
I о :::!
>< :=
<1)
'" &
..... '"
= :::!
...: ,Q I
'"
u ><
'" о ..
::! :.:: Е
:.:: :::! .,
tj <1)
'" I ::J'
'" rд
'" u
::! с..
1':>.
t:: c-i <"5
171
У современных ТД R п порядка 40. .100 Ом, Rs == 1,5... 7 Ом; СП ==
-= 0,2... 2 пФ; С к == 0,3...0,5 пФ; L B '" 0,05 ... 0,3 HrH; N ш == 1,4 для repMa-
ния и 2,4 для арсенида rаллия; 0,8 для антнмонида rаллия.
Основные параметры нескольких тнпов Т Д указаны в табл. 6.8. Экви-
валентная схема Т Д показана на рис. 6.19.
Схемы включения и основные соотношения УТ Д
УТД [79, 98] являются усилнтелямн pereHepaTHBHoro типа, поэтому их
включают в схему приемноrо тракта через один (рис. 6.2) или несколько
(рис. 6.20) циркуляторов. В последних случаях образуются уже четырех'
или пятиплечные циркуляторы, обеспечивающие лучшую развязку между
входом и выходом. Поскольку УТД является потенциально неустойчнвой
системой и может rенерировать на разлнчных частотах, в ero схему вводят
стабилизирующую цепь, состоящую нз резистора R CT н контура L CT Сет'
уменьшающеrо влиянне R CT на рабочей частоте. Вне полосы рабочих частот
R CT шунтирует контур и повышает устойчивость УТД. На рнс. 6.21 приве-
дена эквивалентная схема УТД с идеальным циркуля'roром, схемоЙ стаБИЛ\l-
зацни и настройкн усилнтеля.
Резонансный коэффициент уснления такой схемы может быть вычислен
по следующей формуле:
Кр == (Уо + О д )2/(уо О д )2,
(6.25)
rде Уо волновая проводимость линнн передачн, пересчитанная через со-
rласующий трансформатор усилителя к входным зажимам ТД и при соrла.
совании равная проводнмости контура О д == I/(Rп Rs).
Коэффициент усиления можно рассчитать н через а, == Giyo параметр
реrенерации
Кр == (1 + а,)2/(1 а,)2.
(6.26)
Зависимость К р от а, показана на рис. 6.14. Для получения устойчнвоrо
режима, как и в ППУ, нужно оrраничиваться значением а, == 0,7...0,8, по-
этому уст,ойчивое усиление возможно до 16...18 дБ.
Ширину полосы усиливаемых частот при К р » 1 вычисляют по формуле
п == Gд/ЛС н К р .
(6.27)
УТ Д имеют относительиую ширину усилнваемых частот порядка 6..7 %.
[6
y
С К Сп Rп
Rs
Рис. 6.21. эквивалеитиая схема УТД С
идеальиым циркулятором и цепями ста-
БИJJизации (R CT ' L CT ' Сст) и иастройки
(L и . си)
Рис. 6.22. К:оаксиальиая конст-
рукция У Т Д в дециметровом ди-
апаЗ0не
172
Для получения более широкой полосы в схему УТ Д необходимо включать
мрректирующие цепи.
Если известен коэффициеит реrенерации а, и п н полоса пропускания
наrруженноrо контура, можно вычислить полосу и по друrой формуле:
п== (I a,) п н '
(6.28)
Про изведение усиления на полосу в этом случае V крп п н ,
Коэффициент шума вычисляют по формуле
Ш == (1 + Nш)!(l Rs/Rп)[l (/0/l пр )2].
(6.29)
Для случая, коrда Rs« \ R п I и 10 ' кр ' формула упрощается: Ш miп ==
== 1+ N ш . Для rерманиевых диодов ш miп == 2,3 (3,6 дБ), для диодов из
антимонида rаллия ш miп == 1,85 (2,7 дБ). Однако в реальных схемах коэф-
фициент шума УТД увеличивается из-за потерь, вносимых циркулятором
и стабилизирующей цепью. Учет циркулятора производнтся по формуле
(6.18) и прибавляет к коэффициеuту шума 0,5...1 дБ. Учет цепи стабилиза-
ции при Rsll R п I « I дает следующую формулу:
Шст == ш (1 + Ост/Оо).
(6.30)
rде Ост == I/R cT , 00 проводимость наrруженноrо KO!-lТура. При Ост == 0,100
коэффициент шума увеличивается примерно еще на 0,5 дБ.
КОНСТРУКЦИИ УТ Д
Конструкция УТД определяется ero рабочим диапазоном частот. В де-
циметровом диапазоне применяются коаксиаJIьные и полосковые конструк-
ции. В качестве колебательноrо контура в УТД дециметровоrо диапазона
может использоваться четвертьволновый короткозамкнутый отрезок длин-
ной линии (рис. 6.22), в разрыв 1<оаксиала включается ТД (1), а вход 2 и вы-
ход 3 являются также коаксиалами, включаемыми на расстояниях, поДби-
раемых из условий соrласования с антенной и наrрузкой.
В усилителе полосковой конструкции (рис. 6.23) сиrнал вводится через
коаксиально-полосковый переход 1 и поступает в четвертьволновый транс-
форматор сопротивлений 2; туннельный диод 3 и резистор цепи стабилиза-
ции 4 подключаются к трансформатору на расстоянии "л/4. Смещение по-
дается через резистор 4; по высокой J
частоте цепь замыкается через блоки-
ровочный конденсатор 5. 5
2
6
Рис. 6. 3. Полосковая коиструкцня
УТ Д в сантиметровом диапаЗ0не
Рис, 6.24. ВОЛИОВОДная конструкция УТД
в саитиметровом диапазоие
173
E )z", E T J"
Тип 1 Тип 2
а о
Рис. 6.25. Типы соrласующих цепей
В УТ Д ВОЛНОВОДНОЙ конструкции (рис. 6.24) туннельный диод 1 разме-
щается в волноводе, подключаемом к циркулятору через плавный 2, или
ступенчатый переход, являющийся трансформатором сопротивлений. Сме-
щение на Т Д подается через разъем 3, а резистор 4 совместно с отрезком ли-
нии 5 длиной "л/4 образует стабилизирующую цепь. Поршень 6 служит для
подстройки индуктивности контура.
6.5. Методика и примеры расчета
Усилитель на полевом СВЧ транзисторе
Исходные данные: однокаскадный усилитель на полевом транзисторе
и микрополосковой линии передачи с волновым сопротивлением w == 50 ОМ.
коэффициент передачи не менее 12 дБ, коэффициент шума не более 3 дБ.
::>пределить реальный коэффициент передачи на частотах 4 и 8 rrll, а также
лементы цепей соrласования по входу и выходу.
Порядок расчета. По табл. 6.3 выбираем полевой транзистор типа
ДЛ325А-2. Экспериментально определяем параметры матрицы рассеяния на
aCTOTax 4 и 8 rrn.
На частоте 4 rrn:
811 == О,89ехр (- j 1,0140); 812 == 8,7. 10 3 ехр (j 0,9826);
821 == 2,3 ехр (j 2,2096); 822 == 0,8 ехр ( j 0,4660).
На частоте 8 rrn:
811 == 0,61 ехр ( j 2,5499); 812 == 1,4 . 10 2 ехр (j 0,5934);
821 == 2,5 ехр (f 1,1554); 822 == 0,64 ехр ( j 0,9983).
Выполняем расчет в следующем порядке [69, 79, 127]:
1. Вычисляем значение фактора стабильности
k == 1 + I Ь 12 I 81112 I 82212
2 I 812821 I '
rде Ь == 811822 821812 определитель матрицы З.
2. Анализируем значение k: при k < 1 соrласование транзистора с пас-
сивными наrрузками невозможно из-за самовозбуждения; при k :> 1 произ-
водится дальнейший расчет.
3. Вычислием вспомоrательные параметры:
В 1 == 1 + 1 811 12 1 822 12 I Ь 12;
B2==1+IS2212 1 Sl1I2 IDI2;
(;1 == 811 bs*; 62 == 822 DS* ,
22 11
rде символ" означает комплексное сопряжение.
174
4. Вычисляем коэффициент максимальноrо стабильноrо усиления
I 821 \ .r
0ms == 7"""'" (k:f: r k 2 1),
812
причем знак «+» перед радикалом при 81 < О И « » при Вl> О.
5. Вычисляем коэффициент отражеиия со строны reHepaTopa (по входу
транзистора)
r 6* B 1I VB: 4IG\12
1 1 21 С l 1 2
и со стор оны наrрузки (по выходу тра нзистора)
. .*8 2 :f: V82 41C212
r==c 2
2 2 21 62 12 '
rде знак «+» перед радикалом при Вl' В 2 < О И « » при Вl' В 2 > О.
6. Вычисляем импедансы reHepaTopbl и наrрузки
. ( 1 +r. 2 ) *
ZI,2== l fl"2 =='l.2+jx 1 ,2'
7. Рассчитываем элементы соrласующих цепей (относительные реактив-'
ные сопротивления и проводимости) двух разновидностей (рис. 6.25). При
'1,2 < I используем соrласующую цепь типа ри с. 6.25, а с параметрами
Xs .,2 ==.V '\,2 (1 '.,2) Х1,2;
b s \,2 == V 'l,2 (1 '1.2)/'1,2 '
при '1,2> 1 используем соrласующую цеп ь типа рис. 6.25, б с параметрами
Xs \,2 == (ljg1.2) V g,,2 (1 g..2 );
b s \,2 == (1/'1,2) V gl.2 (1 gl.2)'
rде
g1,2 == Re (I/Z 2); Ь 1 ,2 == 1т (I/Z .2);
I/Zi.2 == g1,2 + jb.. 2 .
8. Полученные значения Xs и b s используем для вычисления значений
индуктивности L и емкости С для KOHKpeTHoro значения рабочей частоты
и характеристическоrо сопротивления иаrрузки и reHepaTopa:
L == 1,59xsZo/fo; С == 1,59bslfoZo.
rде Zo Ом; f rru; L HrH; с пФ. Величины L н С реализуются
нерезонансными отрезками микрополосковой линии. .
9. Если известны элементы матрицы рассеяния 8 в диапазоне частот,
возможно вычисление коэффициента усиления усилителя О (00) с соrласующи-
ми цепями, наrруженными на Zo
0(00) == I 8 Z1 2 1 I I 1.2) (1 .I 2 I ) ,
11 r 1 s ll r 2 s 22 + Z"lr2D 12
rде r и r коэффицненты отражения соrласующих цепеЙ в линии с харак-
терастиqеским сопротивлением Zo, элементы которых рассчитаны в п. 7 и п. 8.
175
110СКОЛЬКУ расчет по приведенным формулам сопряжен С ТехническимИ
трудностями, ero целесообразно выполнить на ЭВМ. Соответствующая про-
rpaMMa приведена в rл. 3 (AMPLIF).
Ниже приводится распечатка результатов работы nporpaMMbl AMPLIF.
$(1,1) MOD,ARG(RAD)= 0.8900
З(2,1) t10D,ARG(R D)= 2.3030
;(1,2) t'1:JD..АRG(RАЮ= 0.0087
З( :,2) MOD,ARG(RAD)= 0.8000
р= 4.000 GHZ 20= 50.0 ОМ
:<= 1.9088 GM3= 74.79 GMSL= 18.7 D8
COMPLEX = 0.4386 0.7900 GN= 0.6920
COMPLEX ZG= 0.1955 1.6821 2N= 1.0934
CIRQUIT ТУРЕ 1 х= 2.0787 8= 2.0285
1.014 )
2..2096
0.9826
0.4660
0.4465
3.0351
L= 4.14 H :::=
CI ::)l.lIТ Т'/РЕ 2
'L.= 5.:31 H с=
4.04 рр
.:,= 2.918б
::1. :ЭЗ РР
8=
0.0150
$(1,1) MOD,ARG(RAD)= 0.6100
8(2,1) MOD,ARG(RAD)= 2.5000
$(1,2) MOD,ARG(RAD)= 0.0140
3(2,2) MOD,ARG(RAD)= 0.6300
р= 8.000 GHZ 20= 50.0 ОМ
::= 5.2152 GM3= 17.28 GMSL= 12.4 D8
СОМК::::Х: GG= 0. 5431 0. 3280 G j=' 0. 3294
COMPLEX ZG= 0.2401 0.2636 Z = 0.7475
CIRQUIT ТУРЕ 1 Х= 0.6907 В= 1.7792
L = 0. 69 jH С= 1 . 77 РР
СI ::)iЛТ Т'/РЕ 1 ':":= 1.9:334
= 1.89 NH с= 0.58 PF
2.5499
1.1554
0.5934
0.9983
0.5637
1.4690
.....
с'....
0.5812
Двухконтурный ППУ В трехсантиметровом диапазоне
Исходные данные: коэффициент шума не более 3,5 ДБ, резоиансный ко-
эффициент усиления не менее 16 дБ, полоса пропускания не менее 170 МrП;
частота 9,4 rrn. Конструкция микрополосковая.
Порядок расчета. 1. Определяем иеобходимые коэффициенты шума
и усилеиия с учетом потерь в циркуляторе. Выбираем микрополосковый фер-
ритовый У-циркулятор с волновым сопротивлением плеч W == 50 ОМ и по-
терями Lп 0,4 дБ. Тоrда коэффициеит шума должеи быть Ш '" 3,5 0,.4==
== 3,1 дБ, а резонансиый коэффициент усиления К р == 16+ 0,4 == 16,4 дБ
[83].
2. Выбираем параметрический диод. Поскольку требуется иизкий коэф-
фициеит шума и большое усиление, выбираем диод типа D5147D.
Выписываем из табл. 6.3 основные параметры диода: Сп (и) == Сп (О) ==.
== 0,47 пФ; 't (и) == 't ( 6) '" 0,45 пс; И доп < 6 В; <Р к == 1,2 В; п == 2; С к ==
== 0,3 пФ; L B == 0,2 иrн.
3. Рассчитываем необходимое иапряжение смещения по (6.5)
и о == (3/8) 6 + (1/4) 1,2 (Vl +6 (1,2 1) == 2,7 В.
4. Находим емкость при исходном смещении по (6.10)
Сп (и о ) == Сп(О) V <fJK/(<fJ K + и о ) == 0,47 V 1,2/(1,2+2,7) ==0,26 пФ.
.
5. Определяем постоянную времени при рабо чем смещениИ по (6.11)
't (и о ) ==0,45 V(I,2 +6)/(1,2 +2,7) == 0,61 пс.
176
6. Находим коэффипиеит модуляпии и критическую частоту диодов
(6.6) и (6.7)
т == СУI + 6/I,2 I)/(Jfl + 6/(1 ,2 + 1) == O ,4 ;
' кр == CVI + 6/1,2 1)/8л:.О,6I . 10 12-V1 + 2,7!I,2 == 52,5 rrn.
7. С учетом потерь в конструкции ППУ примем постоянную времеии
примерно в два раза больше (kc 2)
'&3 (и о ) == kc'& (и о ) "" 2.0,61"" 1,2 пс.
Тоrда эквивалеитное сопротивление потерь
R sэ == '&э (Ио)/С п (и о ) == 1,2/0,26 == 3,6 Ом.
Вычисляем по (6.4) динамическую добротность
Qд == fKp/kcfl == 52,5/2 . 9,4 == 2,8.
8. Определяем по (6.14)...(6.17) оптимальные частоты накачки и холо.
CToro контура, а также минимальн ый коэфф ипиент шума
Хор! == (1 + JI I + 2,82)/2,82 == 0,5;
f и ар! == 9,4 (1 + 1/0,5) == 28 rrn;
' 20р ! == 9,4/0,5 == 18,8 rrn;
Ш miп == 1 + 2.0,5 (1 1/45) "" 2 (3 дБ).
9. Проверяем реально достижимые значения '2' Для получения макси-
мальной полосы и упрощения конструкции в качестве холостоrо контура
используем последовательный контур, образованный емкостью СО и индук-
тивностью вводов L B . Частота этоrо контура
'20 == 1/2л: V LBC O == 1/6,28 -v 0,2 . 10 9 . 0,26 . 10 12 "" 22,2 rrn.
Следовательно, реальное значение х == 9,4/22,2 == 0,42 и частоты накачки
'Н == 'l (I + I/x) == 9,4 (I + 1/0,42) == 32 rrn.
При этом коэффициент шума должен определяться не по (6.17), а по
табл. 6.7.
ш == 1 + ( 1 J.. ) 2,82 . 0,5 + 1/0,5 "" 2 1 (3 1 Б ) .
45 2,82 1/0,5 " д
Как видим Ш Ш miп , поскольку Х HeHaMHoro отличается от Хор!' а зави-
СИмость Ш (х) имеет тупой минимум. При этом коэффициент шума оказался
равным заданному.
10. Определим ХОЛОДный КСВ, необходимый для получения заданноrо
усиления, по (6.22), вычислив предварительно по (6.20) коэффипиент pereHe-
рации или определив ero по рис. 6.10
а == (Jf.ffi 1)/(Jf.ffi + 1) == 0,72.
Поскольку а < 0,8, усилитель должен работать в устойчивом режиме
КСВ == (2,82 . 0,42 1)/0,72 == 3,1.
Следовательно, сопротивление источника сиrнала Rr' приведенное К за-
жимам нелинейной емкости,
Rr == 3,1 .4,6 == 14 Ом.
11. Определим полосу пропускания по (6.19), приняв п 1 == 0,2
и п 2 == 0,5,
2 . 0,42 (1 1/2,82 . 0,42)
П пУ == 1/ == 200 Mrn.
r 45 (52,5/22,22 . 0,5 + 22,2/9,4 . 52,5. 0,2)
177
12. Определим по (6.12) иеобходимую мощность накачки. Для этоrо
по рис. 6.9 находим для п == 2 и Uo!rpK == 2,7/1,2 == 2,25 зиачеиие q == 0,4.
Мощность, рассеиваемая в диоде,
Р и . д . == (2 . л: . 32 . 109)2 . 0,26 . 10 12 , 0,61 (2,7 + 1,2)2 Х
Х 0,4 == 37 мВт.
С учетом потерь в конструкции, принимая k п == 2, находим мощность на.
качки, которую необходимо подвести к ППУ:
р mах 2 . 37:::: 75 мВт.
Микрополосковый УТ Д в трехсантимеТРОВQМ диапазоне волн
Исходные данные: коэффициент шума не более 6 дБ; резонансный коэф-
фициент усиления не менее 16 дБ (включая потери в циркуляторе); полоса
пропускания не менее 40 Mrn. Использовать микрополосковый У-цирку-'
ЛЯтор С волновым сопротивлением W == 50 Ом и потер ми в прямом направ'
лении L п < 0,4 дБ.
Порядок расчета. 1. Уточняем техническое задание с учетом влияиия по- .
терь в циркуляторе на усиление и коэффициент шума. Для обеспечения ста-
бильности работы УТД применим пятиплечный циркулятор из трех У-цирку-
ляторов. Потери сиrнала в нем от антенны до входа УТ Д равны L == 2L п ==
== 0,8 дБ. Такое же ослабление испытывает и сиrнал, проходящий от УТД
к выходу. Следовательно, общее усиление, которое должен обеспечить УТД,
должно составить К р == 16 + 2 . 0,8 == 17,6 дБ.
Коэффициеит шума должен быть Ш < 6 0,8 == 5,2 дБ.
2. Вычислим коэффициент реrенерации, необходимый для обеспечеиия
задаиноrо усиления, по (6.20) или находим ero по rрафику рис, 6.14:
а == (У58 1)/(У58 + 1) == 0,76.
Это значение а обеспечивается подбором напряжения смешения на ТД
и связи диода с резонатором а < 0,8, что обеспечивает устойчивую работу
УТД.
3. По известному а и заданному волновому сопротивлеиию циркулятора
W определяем иеобходимую проводимость диода
Од == a/W o == 0,76/50 == 15,3 мСм.
Соответственно
R п R. == IЮ д == 66,5 Ом.
4. Подбираем в табл. 6.8 ТД, удовлетворяющий таким требованиям:
минимальные шумы, fпр :;.. (2,5...3) 'с' R п R" 66,5 Ом. Этим требова-
ниям удовлетв{)ряют диоды типа IИI04В...Д, обладающие следующими дан-
ными: f пр == 20...40 rrn, R п == 70 Ом, R. == 7 Ом, СП == 0,8 пФ, N ш ==
== 0,95 (предположительно, по сравнению с зарубежнымn аналоrами, напри-
мер MS-I512A или MS-1564A).
5. Вычисляем коэффициент шума по (6.29)
1 +0,95
Ш < (1 7;70) . [1 (9,4/20) 2) == 2,9 (4,6 дБ).
С учетом потерь, вносимых цепью стабилизации, принимая Ост /00 ==
== 0,1, коэффициент шума
Ш ст == Ш (1 + Ост /00) == 2,9 (1 + 0,1) == 3,2 (5 дБ).
Это значение укладывается в заданные требо!3ания.
p
6. Определяем полосу пропускания по (6.27), приняв СИ == 15 пФ,
П == 15,3 . 10 З/3,14 }/58 . 15 . 10 12 42 Mrn.
Полоса получилась больше заданной по техническому заданию.
rлава 7
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛН ЧАСТОТЫ
7.1. Общие сведения о преобразователях частоты
Преобразование частоты реалнзуется в смесителе-шестнполюснике, со-
держащем нелинейный элемент или элемент, периодически изменяющий однн
из СВОИJ!i параметров (рис. 7.1). В качестве таких элементов используются
полупроводниковые приборы транзисторы, варикапы, обычные, туннель-
ные и обращенные диоды. Если к смесителю подвестн сиrнал с частотой 'с
и напряжение от MecTHoro rетеродина с чаС10ТОЙ f r , на выходе появляются
токи с комбинационными частотами вида
' к == mf r :f: пf c '
rде m и n целые действительные числа. Обычно промежуточная частота
f пр == f r 'с (простое преобразование). На эту частоту настраивают фильт-
ры, включаемые на выходе смесителя (рис. 7.1). Если f пр == mfr::!: 'с (при
m =J= 1), преобразование называют сложным или комбинацнонным.
Часть приемника, содержащую смеситель, rетеродин и наrрузку для
сиrнала промежуточной частоты, называют преобразователем частоты. Ero
коэффициент передачи отнош ние выходноrо напряжения промежуточной
частоты U пр к напряжению входноrо сиrнала V c :
К пр == Uпр/U с '
Диодные преобразователи имеют коэффициеит передачи меньше едини-
цы, транзистор ные больше единицы. К пр должен быть максимальным и не
изменяться прн перестройке приемника, а частотные и нелинейные искаже-
ния, возникающие в процессе преобразоваНI!Я, не должны превышать допу-
стимых уровней. Для уменьшения i 'к
взаимной расстройки цепей сиrнала СмесuтСЛ6
(!lлро9деИОII
и rетеродина, повышения стабиль- ЛРОВОUUМОСЛl6)
ности частоты rетеродина и ослаб-
ления излучения колебаний reTepo-
дина антенной связь между цепями
сиrнала и rетеродина выбирается
слабой. Иноrда функции смесителя
и rетеродина выполняются одним
Рис. 7.1. ПреобраЗ0ватель частоты КаК
активным элементом. шестипOJJОСИИК
ZH
l/,
ФVЛ6ЛlР n'l
reh!epoilUH
179
7.2. Схемы прео6разоватепеji частотЫ
Преобразователи частоты на биполярных транзисторах
в транзисторном преобразователе частоты с отдельным rетеродином
сиrнал поступает на базу транзистора VT 1 (рис. 7.2), являющеrося смесите-
лем, а напряжение rетеродина вводится в цепь эмиттера через конденсатор
С4. rетеродин выполнен на транзисторе VT2 по схеме с трансформаторной
связью. В цепи коллектора VT 1 включен контур, настроенный на промежу-
точную частоту. Недостатком таких преобразователей являются склонность
к самовозбуждению на частотах, близких к промежуточной, и потребление
большой мощности от rетеродина.
При подаче напряжения rетеродина в цепь базы можно получить боль-
ший коэффициент усиления. Одна из таких схем показана на рис. 7.3. Напря-
жение rетеродина вводится на базу смесительноrо транзистора через конден-
сатор связи Сев' Недостатком преобразователей с отдельным rетеродином
является необходимость двух транзисторов и большеrо числа деталей.
Транзисторные преобразователи с совмещенным rетеродином находят
широкое применение в портативных, малоrабаритных и простых приемни-
ках. Два варианта схем таких преобразователей показаны на рис. 7.4.
В схеме 7.4, а на базу поступают одновременно напряжение с частотой сиr-
нала через катушку связи L2 и напряжение с частотой rетеродина через ка-
тушку Ll. (етеродин выполнен на этом же транзисторе по схеме с индуктив-
ной связью. В коллекторной цепи последовательно с коитуром rетеродиюi
включен контур, настроенный на промежуточную частоту. Он практически
не оказывает влияния на работу rетеродина, поскольку ero сопротивление
для частоты rетеродина незначительно. На рис. 7.4, б показана схема с сов-
мещениым rетеродином, отличающаяся от предыдущей тем, что иапряжение
rетеродина вводится не в цепь базы, а в цепЪ эмиттера. rетеродин выполнен
по трехточечной схеме.
ив
:fc
1
)- /
"Вы/оо
E/(
180
G
:r
EK
Рис. '7..2. Схема траизисториоrо преобразо-
вателя с подачей напряжеиия от отделJ,.-
Horo rетеродииа в цепь эмиттера
Рис. 7.3. Схема преобраЗ0вателя частоты
с подачей иапряжения в цепь базы
t;v
EK
Рис. 7.4. Схемы транзисторных преобраЗ0ватеnей с совмещенным rетеродином при подаче
иапряжеllИЯ сиrllала и rетеродина в цепь С)азы (а) н эмиттера (6)
Недостатком преобразователей с совмещенным rетеродином является
возможность модуляции напряжения rетерОДнна промежуточной частотой
и ее rаРМОi!икамн, что прнводит к появлению на выходе приемннков интер-
ференционных свистов. Друrим недостатком является плохая работа тран-
зисторов на частотах, близкнх к rраннчным.
Транзнсторные преобразователи частоты применяют на частотах до
300 Mru.
Преобразователи частоты на полевых транзисторах
в преобразователях на полевых транзисторах колебательный контур
входноrо устройства или УСЧ можно подключать непосредственно ко входу
транзистора (рис. 7.5), входная проводимость KOToporo весьма мала и не на-
rружает контур. Резистор Rl (рис. 7.5; а) служит для подачи смещения
в цепь затвора транзистора и напряжения отдельноrо rетерОДИна. Токи с час-
тотамн 'с И 'пр замыкаются накоротко вклю'!енной параллельно Rl выходной
цепью rетероднна, и поэтому на Rl выделяется только напряженне с часто-
той 'r' В процессе преобразовання на наrрузке, включенной в цепи стока
и настроенной на 'пр' выделяется напряжение промежуточной частоты.
В схеме преобразователя с совмещенным rетеродином (рис. 7,5, б) поле-
вой транзнстор, подобно биполярному, выполняет одновременно функции re.
теРодина и смесителя. Здесь rетероднн выполнен по трехточечной схеме. Це-
почка R ICI служит для подачи смещения в цепь затвора. Наrрузка для
промежуточной частоты (полосовой фильтр) включена в цепь стока.
'1
:.J
J пp =f /o и
Ee
/1
Рпс. 7.5: Схемы преобраЗ0вателей частоты на 'полевых траизисторах:
а с подачей напряжения от отдельноrо rетеродина в цепь затвора; 6 с совмещенным
rетеродином
181
nрео6разователи частоты на интеrральных микросхемаJt
и функциональных узлах
Балансный транзисторный nреобразователь в интеераЛЬНОJl исполнении
(ИС типа К2УС282). Основными особенностями преобразователя является
подавление колебаний с частотой rетерОДИна в выходных цепях и меньший,
чем у однотранзисторных преобразователей, коэффициент шума. Схема
преобразователя показана на рис. 7.6. Смеситель выполнен на транзисторах
VTl и VT2, образующих дифференциальный каскад. В общей эмиттер ной
цепи включен транзистор VT3, на котором выполнен rетеродии. Сиrиал по-
дается в контрфазах на базы, а rетеродии в фазе на эмиттеры транзисторов
VTl и VT2. Наrрузка, настроенная на промежуточную частоту, включается
между коллекторами. Условием отсутствия колебаний rетерОДИна на выход-
ной обмотке является симметрия схемы. При этом условии в цепи средней
точки отсутствуют токи сиrнала и промежуточной частоты, что устраияет
возможность затяrивания и срыва колебаний rетеродина. Траизистор VT3
создает в цепях базы дифференциальноrо усилителя rлубокую отрицательную
обратную связь, что практически устраняет напряжение rетеродина на ба-
зах, улучшает линейность смесителя и уменьшает паразитное излучен'ие
rетеродина.
П реобразователи на функциональных узлах пззс. 5 (1) 58 1 (ри'с.
7.7, а) и ПЗЗС5 (1) 99 1 (рис. 7.7, 6), к которым подключаются цепи сиr.-
r !
Рис. 7.6. ПреобраЗ0ватель частоты иа нитеrральной мнкросхеме ИС К2УС282
7fB)
8
8;roiJHoи Cиeнt1JI
СЗ
1 1 GfЮ 8коОнои С2/ и 5
ёетероаин R5
RJ
8
з(t)
а о 2
Рис. 7.7. Схемы преобраЗ0вателей частоты на фуикциональных узлах;
а П33С5 (1) 58-1; б П33С5 (1) 99.1
182
нала, rетеродина и наrрузки, широко применяются в современной радиопри-
емной аппаратуре. Подобные функциональные узлы выполняются как на
обычных деталях, так и в микромодульном варианте.
Преобразователи частоты на полупроводниковых диодах
Диодные преобразователи частоты выполняются по простым и сложным
схемам. Среди сложнЬ1Х наибольшее распространение получили балансные
и кольцеВые схемы.
В nростом. диодном. nреобразователе (рис. 7.8, а) источник сиrнала, re-
теродин, наrрузка и диод включены последовательно, поэтому настройки
контуров сиrнала и rетеродина оказываются взаимозависимыми. Друrими
недостатками простых преобразователей являются возможность излучения
энерrии rетеродина антенной приемника, возможность «захвата» частоты re-
теродина сиrналом, проходящим через цепь rетеродина, а также прохожде-
ние шумов rетеродина в наrрузку.
Балансный nреобразователь (рис. 7.8, б) лишен этих недостатков. Напря-
жение rетерОДИна подводится к диодам синфазно, поскольку подключено
к среднИм точкам контуров, а напряжение сиrнала контрфазно. Поэтому
в цепях диодов под воздействием напряжени'я rетерОДИна появляются токи
промежуточной частоты с фазами, сдвинутыми на 180 о. Поскольку схема
двухтактная, в контуре промежуточной частоты эти токи суммируются. Со-
ставляющие же токов с частотой rетерОДИна, поскольку они синфазны, не
создают падения напряжения ни на сиrнальном контуре, ни на выходном.
По этой же причине шумы rетерОДИна не создают на наrрузке шумовоrо
напряжения.
Кольцевой nреобразователь можно рассматривать как два балансных,
у которых выходные зажимы включены параллельно и контрфазно (рис.
7.8, в). Блаrодаря 'этому обстоятельству и соответствующему включению
диодов, на выходно:\! контуре отсутствуют напряжения с частотами сиrнала
и rетерОДИна. В ледствие разброса параметров диодов и трудностей, воз-
никающих при симметрировании схемы на высоких частотах, кольцевые пре-
образователи при меняют на умеренно высоких частотах. Преобразователи
на туннельных диодах имеют больший уровень шумов и меньший динамиче-
СКИй диапазон, чем преобразователи на ДБШ. В случаях, коrда эти обстоя-
тельства не имеют большоrо значения, можно выполнить на ТД не только сме-
ситель, но и rетеродин (рис. 7.9). Первый контур настроен на частоту сиrна-
па, второЙ на частоту rетерОДИна и третий на промежуточную частоту.
В зависимости от диапазона каждый контур может быть выполнен на катуш-
Еа
о
J
D@G
, @
5
ffi
о
Рис. 7.8. Схемы диодвых преобраЗ0вателей:
а просто,о; б балансноrо; 8 КОЛl>цевоrо
183
: Z:f r VJl.2
+
..,............
Сс8 +
Е, ..,............
G
+
EJ
Рис(7.9/ Схема преобра30вателя иа туи-
иельиых диодах
рис. 7.10. Схема емкостиоrо преобразо ва-
Теля
ках индуктивности и конденсаторах, отрезках длинных линий или волново-
дов и объемных резонаторах. RС-цепи служат для обеспечения режима r'e-
нерации ТД2 и смесительноrо режима ТДI.
ВО всех рассмотренных выше резuстuвНblХ преобразователях промежу-
точная частота обычно меньше частоты сиrнала, что необходимо для повы-
шения чувствительности и селективности приемника. Иноrда применяют
емкостной преобразователь частоты (рис. 7.1 О), который отличается от про-
cToro диодноrо преобразователя (рис. 7.8, а) включением варикапа вместо
обычноrо диода и наличием напряжения Во для обратноrо смещения р-n пере-
хода варикапа. В отличие от обычноrо диодноrо резистивноrо преобразова-
теля, в котором коэффициент передачи мощности меньше единицы, емкост-
ной преобразователь является усилителем мощности и, кроме Toro, имеет не-
большой уровень шума.
Значения Кр и Ш MorYT быть вычислены по формулам, приведенным
в табл. 6.5. Приближенные формулы (без учета потер !о в диоде) даlOТ более
простые выражения:
Кр fnp!fc: ш m1п 1 + 4fclfnp'
Как видно из этих формул, преимущества eMKocTHoro преобразователя
MorYT быть реализованы лишь при условии { пр » ' с ' т. е. в случае, коrда пре-
образователь является повышающим. Такие нереrенеративные повышающие
преобразователи (преобразователи вверх) фактически являются пар аметр и-
, чески ми усилителями (см. п. 6.3, а более подробно в [76,98,114]). Заметим,
что после повышения частоты в емкостном преобразователе, ее в дальнейшеМ
приходится понижать в резистивном преобразователе для последующеrо
усиления и повышения избирательности в обычном селективном УПЧ.
Диодные преобразователи в диапазонах СВЧ
На рис. 7.11. а представлена схема смесителя коаКСИ!lльноrо типа, при-
меняющеrося в 10-сантиметровом диапазоне. Сиrнал вводится в смеситель-
ную камеру из объемноrо резонатора, связанноrо с антенной или предва-
рительным каскадом УСЧ. Мощность rетеродина вводится через коаксиаль-
ный шлейф. Предусмотрена возможность реrулировки связи rетеродина со
смесителем. В цепь диода I!ключена наrрузка для промежуточной частоты
184
к !l8" Q ") О
с:
t5
Рис. 7.11. Схемы кристаЛлических смесите-
.пей в диапазоие СВЧ:
а ]o.;::;j 10 см; б ]o.;::;j 3 см
f
Рис. '7.12. Схема балаисиоrо смесиl'еля о
двумя делителями мощиости:
1 микрополосковый делитель мощиости
(длина каждоrо плеча '/../4):, 2 делитель
мощности иа балаисиой лииии; 3 переход
с C'iалаисиой лииии иа микрополосковую
ФН'I
l/n'l
и цепочка для подбора оптимальиоrо уrла отсечки, при котором достиrается
максимальяый коэффициент передачи'. Кроме Toro, 5 случа-е необходимости,
включается прибор постоянноrо тока, по которому можио суДИТ1lOo0 мощно-
сти rетерОДИна и исправности кристалла н rетеродина.
На рис. 7. 11, б показана схема смесителя волиоводноrо типа, используе-
Moro rлаВIIЫМ образом в 3-сантиметровом диапазоне. Мощность rетеродииа
вводится посредством штыря отражательноrо клистрона, который может
выдвиrаться в волновод в большей или меньшей степени. Настройка смеси-
тельной камеры осуществляется с помощью короткозамыкающеrо поршня.
Местонахождеиие диода определяет соrласование: поперечное перемещение
диода к одиой из боковых стенок меняет, rлавИЫМ образом, входную актив-
иую проводимость, тоrда как перемещение диода вверх или вииз вдоль оси
изменяет в основном реактивную составляющую проводимости.
Для ослабления шумов rетерОДИНII и получения высокой развязки в ши-
рокой полосе частот используются балансные схемы смесителей с rибрид-
иыми соединениями на различных типах передающих линий [80]. На рис.
7.12 показана схема балансноrо смесителя в интеrральн'JМ -исполненни.
В нем используется rибридное соединение балансной и микрополосковой
лИний. Напряжеиие rетероднна подается на диоды через делитель на баланс-
8 7.230
1.85
ФНЧ
fпp/ (fc>fr)
fc
!пpz (fc <]r)
ных передающих линиях. Сиrнал же подается через друrой делитель, изr0-
товленный на основе микрОПOJIосковых линий с высоким характеристическим
сопротивлением. В такОЙ схеме обеспечивается развязка между цепями reTe-
родина и сиrнала более 20 дБ в полосе в одну октаву,
Транзисторные преобразователи в диапазонах СВЧ
Конкуренцию диодным смесителям составляют смесители на/Двухзатвор-
иом полевом транзисторе с барьером Шоттки (ПТШ). Они обладают пример-
но на 10 дБ большим динамическим диапазоном по сравнению с балансным'
смесителем на диодах и выполняются на двух транзисторах. Первый (двух-
ватворный) обеспечивает усиление OCHoBHoro сиrнала и rетеродина, В'f.орой
(однозатворный) работает в режиме преобраЗОВаНИЯ. Такой смеситель на
частоте 4 rrn имеет усиление при преобразовании 15 дБ и Ш == 3 д
На двухзатворных ПТШ выполняются и схемы с подавлением зеркаль-
Horo канала. Входной сиrнал через квадратурный rибридный мост подается
на первые затворы (рис. 7.13). Сиrнал rетеродина синфазно подается на вто-
рые затворы. Квадратурный мост, работающий на промежуточной частоте,
обеспечивает дополнительный фазовый сдвиr 900 и компенсацию сиrнала
аеркальной частоты. На частоте 6 rrn такой смеситель на ПТШ с длиной
затвора 0,5 мкм обеспечивает подавление сиrнала зеркальной частоты на
20 дБ, усиление при преобразоваиии 10 дБ и коэффициент шума 2,5 дБ.
В миллиметровом диапазоне получены промышлениые образцы смесителей
с коэффициентом шума порядка 5...7 дБ. .
7.3. Краткие теоретические сведения
и основные расчетные соотношения
Эквивалентная схема и внутренние параметры преобразования
Преобразователь частоты (рис. 7.1) представляет собой нелинейный
шестиполюснИк. Посколькуиапряжение rетеродина HaMHoro больше вход-
Hpro и выходноrо напряжений U с и U пр шестиполюсник можно заменить
зквивалентным четырехполюсником, активная проводимость KOToporo ме-
няется с частОТОЙ rетеродина. В этом случае выходной ток будет зависеть
от всех напряжений
i BblX == t (U r , и с , Uп ).
186
.1 71:
::S't
805р
f]8xO+S,5/J
{Sлр s,5/J
t IлfJ.
J ин
/л/Sоiр
i IЛfI..
9н
О/пр
11
ь
Рис. 7.14. Эквивалеитиые схемы преобраЗ0вателя частоты:
а П-образная схема замещеиия; б упрощеииая схема (8 0 бр О, обратиое преобразо-
ваиие отсутствует)
Вид этой функциональной зависимости определяется статической харак-
теристикой управляемой проводимости. Поскольку все три напряжения явля-
ются rармоническими с частотами f r' 'с и ' пр ' выходной ток будет содержать
различные комбинационные частоты, которые MorYT быть выделены или по-
давлены селективными наrрузками.
Анализ показывает [31, 32], что при контуре, настроенном на частоту
сиrнала на входе, селективной наrрузке, настроенной на промежуточную
частоту на ВЫходе, и ПрОВi;>ДИМОСТИ, изменяющейся с частотой rетеродина, то-
ки на выходе и входе меняются с частотами ' пр и 'с и их комплексные амплн-
туды
i np ==SnpU с + GinpUnp'
i с == SобрUпр + авхаи с'
(7.1 )
(7.2)
rде Snp И G inp параметры прямоrо преобразования, а Sобр и а вхо пара-
метры обратноrо преобразования, ОПf1еделяемые ниже.
Эти уравнения описывают процессы, происходяшие в эквивалентной
схеме (рис. 7.14). Выражение (7.1) характеризует процесс прямоrо преобра-
зования. Обратное преобразование, особенно сильно проявляющееся в про-
стых диодных преобразователях, состоит в том, что в результате биений меж-
ду колебаниями промежуточной частоты, имеющимися на выходе, и reTepo-
дина возникает составляющая с частотой сиrнала, создающая напряжение
на входноЙ наrрузке. Это напряжение находится в контрфазе с исходным
напряжением и несколько уменьшает коэффициент преобразования.
Крутизна преобразования Snp представляет собой отношение амплитуды
выходноrо тока промежуточной частоты' [пр к амплитуде напряжения вход-
Horo сиrнала V c при закороченном выходе (V пр == О):
[пр I 1
Snp == u ' == '2 G kт ,
с Ипр О
(7.3)
rде G kт амплитуда к-й rармоники (чаще Bcero первой) зависимости управ-
ляемой проводимости от напряжения rетеродина.
Внутренняя проводимость преобраз?вания G inp равна отношению ам-
плитуды тока пром'ежутоЧноЙ частоты [пр к амплитуде напряжения этой
частоты t; пр при закороченном входе (и с == О)
[ p \
G iпр ==.......,....... == G io '
и пр u с О
(7.4)
187
Внутренний коэффицнент усиления Jl пр представляет собой отношенне
амплитуды напряжения промежуточноЙ частоты к амплнтуде напряжения
снrнала прн i пр == о:
(; пр I
I1 пр == и " == SпрRiпр'
с J пр о
rде R. == 0;---1 внутреннее сопротивление преобразователя.
!пр IПр
Из выражения (7.2) получаем параметры обратноrо преобразовании
крутизна обратноrо преобразования
ic j '
Sобр == t
И пр ис о /
входная внутренняя проводимость преобразования
io I
о iобр == Овх.о == I .
и с uпр о
Коэффициент Передачи,
входная и выходная проводимости преобразователя
Коэффицнент передачн прямоrо преобразования отношение выхоД-
Horo напряження промежуточной частоты И пр к входному и с
К пр == SпР/(Оiпр + gи). (7.5)
rде gи проводимость наrрузкн. Знак минус здесь обозначает фазовый сдвиr
между входным и выходным напряжением, равный n.
В транзисторных преобразователях обычно Оiпр «: gи И поэтому фор-
мула (7.5) упрощается. Например, для схемы транзисторноrо преобразова.
теля, наrрузкой KOToporo является полосовой фильтр с контурами, обладаю-
щимн сопротивлением R оэ , и коэффициентами включення со стороны коллек-
тора n к и базы nб (ри.с.. 7.2) при параметре связи 1], коэффнцнент передачи
преобразователя
К пр == SпрRоэnкnб1]f(l + 1:]2).
(7.6)
Если наrрузкой является ФСС с волновым сопротнвлением р и коэф-
фициентом передачн К Ф '
К пр == SпрnкnБРКФ' (7.7)
Заметим, что (7.5)...(7.7) отличаются от соответствующих формул для,
каскадов УПЧ лишь тем, что в них вместо параметров уснлення фиrурнруют
параметры преобразования.
Коэффициентом передачи обратноrо преобразования называют отноше-
ние напряжения частоты сиrнала к напряжению промежуточной частоты
К ебр "'" SОбр/(gс + авх,о),
rде gc проводимость источника сиrнала.
188
Входная проводимость пре06разовател!t
G вх . пр == а вхо SОбрSпр/(G iпр + gи).
Выходна я проводимость преобразователя
Gвых.пр == G iпр SОбрSпр/(G вхо + gc)'
Если обратное преобразование отсутствует,
G ВХ.пр == а вхо ; Gвых.пр == G iпр '
Шумы В преобразователях частоты
Источниками шума в преобразователях частоты являются шумы во
входной н выходной цепях, шумы rетеродина и шумы в иелинейном элементе
смесителя.
Коэффициент шума преобразователя на усилительных элемеитах
u 2
Шпр == 1 + ш.пр:в (7.8)
р шОКпр
2
rде Uш.пр средний квадрат напряжения соБС'l'венных шумов на выходе "ре-
образователя; р шО мощность шум а, поступающеrо на вход от источника
снrнала. Поскольку крутизна aKTHBHoro элемента (транзистора) в режиме
преобразования в несколько раз меньше, чем в режиме усиления, коэффи-
циент шума преобразователя Всеrда больше, чем усилнтеля (у транзнсторов
в 1,5... 2 раза).
Коэффициент шума днодноrо преобр зователя с учетом шумов reTepo-
дина вычнсляется как для пассивноrо четырехполюсника при соrласова-
нии на входе и выходе
Шпр == 'пр/К р ,
(7.9)
rде 'пр == t A + t r относнтельная шумовая температура преобразователя;
t A относнтельная шумовая температура смесительноrо диода; 'с состав-
ЛЯющая относительной шумовой температуры, учитывающая влняние reTe-
родина; К р коэффициент передачн преобразователя по мощности (в режи-
ме соrласовання К р == K p)' .
Относнтельная шумовая температура преобразователя отношение
полной мощностн шумов на выходе преобразователя к мощности тепловых
шумов, создаваемых только ero выходным сопротивлением при температуре
окружающей среды.
В днапазоне СВЧ шумы диода состоят из тепловых шумов объемноrо со-
противления диода н шумов, обусловленных флюктуацней протекаlOщеrо
через р-n переход тока 10' На рнс. 7.15 показаны типичные эксперименталь-
ные кривые зависимостей относительной шумовой температуры диода t A , K;
и коэффицнента шума смесителя Ш СМ (без учета шумов rетеродина) от тока
через днод 10' Для определения Шпр можно по rрафику рнс. 7.15 определить
зиаченне t A , к которому добавить t r == 1...3 н по формуле (7.9) вычислить
коэффнциент шума.
Как вндно из рис. 7.15, прн малых токах 10 падает усиление сиrнала, что
приводит к росту Ш см ; при больших токах Ш см также растет за счет увели-
чения ,д, Поэтому существует оптимальиое значение тока 10' при котором
189
V Ш
.F
о
Рис. 7.15. Зав"симость парамеlрОВ ди-
одиоrо смесителя от тока через диод
Рнс. 7.16. Оrибающая спектра шумов
rетеродива
коэффициент шума минимален. В саитиметровом диапазоне этот минимум
находится в предеJlах 8...10 дБ. Для уменьшения коэффициента шума мож-
но применять туннельные диоды, а также использовать балансные смесители,
у которых подавлены шумы rетеродина. Это особенно целесообразно в радио-
локационных приемниках, в которых в качестве rетеродина используются
активные элементы, обладающие высоким уровнем шумов.
Частотный спектр шумов rетеродина без учета резонансных свойств
объемноrо резонатора в диапазоие СВЧ равномерен примерно до частот
1012 [ц. с учетом резонатора спектр шумов формируется в соответствии с ero
резонансной характеристикой (рис. 7.16). Область шумов I отражает явление
паразитной модуляции напряжения rетеродина шумом. Но поскольку уро-
вень этих шумов на 70...100 дБ ниже уровня шумов rетеродина, с этими шу-
мами можно не считаться. Шумы из областей II и III, т. е. OCHO\!HOrO и зер-
кальноrо каналов, в результате биений с частотой rетеродина имеют часто-
ты, близкие к промежуточной, и поэтому попадают в канал УПЧ.
ДЛЯ ослабления шумов нужно либо применять резонаторы с высокой
добротностью, либо использовать балансные смесители. Как и в обычном
балансном смесителе, в волноводном варианте напряжение rетеродина по-
дается на диоды в фазе, а напряжение сиrнала в контрфазах. Преобразован-
ные шумовые токи в обоих смесителях протекают в фазе, поэтому в наrрузке
их действие компенсируется. Коэффициент шума балансноrо смесителя при-
мерно на 5...1 О дБ меньше, чем у однотактноrо смесителя.
При низкой промежуточной частоте сиrналы, и что особенно важно, шу-
мы из зеркальноrо канала недостаточно подавляются в преселекторе и по-
ступают на вход смесителя, повышая ero коэффциент шума Ш пр ' Для
уменьшения Ш пр можно применить преобразователь частоты с фазовым по-
i!авлением шумов из зеркальноrо канала, структурная схема KOToporo при-
ведена на рис. 7.17,
Напряжение сиrнала подводится к входам преобразователей П 1 и П 2
В фазе, а напряжение rетеродина со сдвиrом 11,/2, осуществляемым в фазо-
вращателях СР! и СР2' В фазоврашателях СР! и cp осушествляются дополни-
тельные фазовые сдвиrи, уже на промежуточной частоте, на 11,/2, после чеrо
эти напряжения суммируются в сумматоре . При этом, как показывает
анализ [76, 82], напряжения промежуточной частоты из OCHoBHoro канала,
имея одинаКОIJые фазы складываются и удваиваются, а напряжения проме-
жуточноЙ частоты из зеркальноrо канала будучи в контрфазах, уничтожа-
190
Рис. 7.17. Структурная схема преобра
З0вателя частоты с фаЗ0ВЫМ подаВ.,е.
нием шумов зеркальноrо KaHaJI3
Рис. 7.18. Шумовые температуры и ко.
эффициенты шума СБЧ-смесителей в
зависимости от частоты:
1 SJS-смесители; 2 смесители на
ДСШ; 3 смесители на джозефсонов-
СКIlХ переходах; 4 смесители на ох-
лажденных (20К) ДБШ; 5 смесителн
на неохлажденных ДБШ; 6 сМеснте-
ли на ТКД; 7 ППУ (неохлзжденный)
Тщ,К
104
5-10 J
з.ю]
2.10 J
10]
500
ЗОО
200
102
50
30
20
10
5
J
Шg5
15
б
10
б
4
2
4
0,2
0,1
0,04
10
102
10'
J,rrц
ются. Ослабление шумов зеркальноrо канала, при симметричности плеч,
составляет примерно 20 дБ. Особенно целесообразно применение таких схем
в диапазоне СВЧ, rде преселектор обладает небольшой селективностью [83].
в настоящее время на СВЧ применяют специальные схемы малошумя-
щих смесителей. Сравнительная характеристика шумов смесителей представ-
лена на рис. 7.18, rде для сравнения показаны и шумы неохлажденноrо
ППУ (кривая 7). Как видно из рисунка, шумовая температура смесителей
на ТКД на частотах сантиметровоrо диапазоиа порядка 500 К, а в милли-
метровом диапазоне значительно возрастает. Несколько меньшие шумовые
температуры имеют смесители на ДБШ (кривая 5), но если ДБШ охладить
ДО водородной температуры (кривая 4) или применить в качестве смесителей
джозефсоновские переходы, можно получит!> в миллиметровом диапазоне
шумовые температуры до 50 К, т. е. Toro же порядка, что у лучших образ-
цОВ ППУ.
Наиболее лучшие результаты дают смесители на диодах супер-Шоттки
(ДСШ), у которых один из электродов является полупроводником шумо-
вые температуры таких смесителей примерно 1 0...100 К. Наименее шумящи-
ми смесителями, имеющими шумовую температуру соизмеримую с мазерами,
являются, так называемые, SIS смесители (кривая 1). Переходы типа
сверхпроводник изолятор сверхпроводник (SI S) обладают квазичас-
тичной нелинейностью активноrо характера и поэтому MorYT успешно при-
меняться в смесителих миллиметровоrо и субмиллиметровоrо диапазонов
[52]. SIS смесители на частотах от 9 до 115 rru имеют шумовые температуры
от 10 до 100 К и потери преобразования 6...10 дБ.
191
7.4. rетероднны в прео6раэоватепях чвстоты
В высококачественных приемниках rетеродин выполняетси на отдель.
НИМ транзисторе, в приемниках более низких классов на общем активном
элементе. Для rетеродина может быть использована любая схема reHepaTopa
с самовозбуждением, но чаше друrих используется индуктивная трехточеч-
ная схема и схема с индуктивной обратной связью (рис. 7.4).
Для нормальной работы суперrетеродинноrо приемника необходимо,
чтобы при любой частоте настройки {с' частота rетеродина была на {пр выше,
т. е. {rH == {с + {пр' Это положение иллюстрируется на рис. 7.19, rде пока-
заны кривые: 1 измеиения частоты сиrнала при прямочастотном конден-
саторе, 2 необходимый закон изменения частоты rетеродина при измене-
нин емкости переменноrо конденсатора преселектора. В современных прием-
никах нспользуются схемы контуров входноrо устройства и rетеродина
с одннаковыми переменными конденсаторами. Однако коэффициенты пере-
крытяя поддиапазонов контуров преселектора и rетеродина должны быть
неодинаковыми (у rетеродина меньше). Это уменьшение перекрытия в re-
теродине для сопряжения ero настройки с настройкой входноrо контура мо-
жет быть достиrнуто с помошью конденсаторов Сl и С2 (рис. 7.20). При
этом точное сопряжение настроек достиrается лишь в трех точк'ах диапазона
по числу трех возможных подстроек в контуре rетеродина (Сl, С2, Lr).
Частоты точноrо сопряжения целесообразно выбирать посреди диапазо-
на и вблизи от крайних точек, но не равными {с rnin И {с rnax' чтобы умень-
шить поrрешность сопряжения. Абсолютная поrрешиость сопряжеиия опре-
деляется выражением
б{ == I { r { r.1I I == I {r {а {пр 1.
(7,10)
При этом нужно иметь в виду, что, поскольку фильтры УПЧ обладают
более осrрой А ЧХ, чем преселектор, а приемник настраивают по максимуму
напряжения на детекторе, т. е. на {пр == {r {с' расстроенными оказываются
контуры преселектора. Поэтому поrрешность сопряжения (7.10) опреде-
ляет фактически расстройку не rетеродина, а преселектора отиосительно
принимаемоrо сиrнала.
Расчет параметров контура rетерОДина и кривой сопряжения можно
вести несколькими способами [86, 87J. Однако эти расчеты представляют до-
вольно трудоемкую задачу, поэтому целесообразно выполнить их на ЭВМ.
Проrрамма расчета контура rетеродина и кривой сопряжения, в которую
о
192
РIIС, 7.19. I(ривая сопряжеиия настроек
преселектора и r етеродина
Рис. 7.20. Схема сопряжения коитуров пре-
селектора и rетеродина
. 00 С,
J,K .f;. C/f С р Lr С2 f,.
/ Л.
/ /
L.
с.'
о
с"пФ
/000
ВОО
соо
400
Сто)'=СОlJпФ
500лФ
fr.OОлФ
350ЛФ
JоолФ
250лФ
20IJлФ
15flпФ
200
1IJIJ
0,02 f1, 1J,0&1J,1 0,2 o, o,C1J,8 1J 2,0
п =Тпр /ТСР.
Рис. 7.21. rрафик для определення после.
довательной емкостн в контуре rетеродина
с 2 ,лФ
40
20
10
8
G
<о
2 I,/.;
С тt7х =СОlJtiф
500пФ "-
41J0пФ '--
350лФ
ЗОолФ
/
'/
,r,;
"-
,
250лФ
200лФ
i" 150лФ
111
1
g,02 0,01,0,060,1 0,2 0," 0,&0,81,0 Л;fлрl.frр
Рис. 7.22. [раФик для определения парал-
лельноil емкости в контуре rетеродииа
вводят исходные данные 'сrnах И 'crnin rраничные частоты сиrнальноrо
контура, 'пр промежуточная частота, СО параллельная емкость схемы
сиrнальноrо контура, L K индуктивность сиrнальноrо контура, приведена
в rл. 3 (SOPR). Проrрамма предусматривает выдачу значений Сl (последо.
вательноrо конденсатора), С2 (параллельноrо конденсатора), Lr индук-
тивности rетеродина, а также вычисление и построение кривой сопряжения
(см. пример расчета).
Если нет возможности использовать ЭВМ дЛЯ расчета сопряжения, мож-
но параметры контура rетеродина определять с помощью rрафиков, пр иве-
денных в [85J. В этом случае расчет ведется в следующем порядке:
1. Вычисляют отношение п == , np/f cp ' rде 'пр промежуточная частота;
, ср == 0,5 (f с rnах + 'с mln); 'ер , 'с rnах И ,с rnln средняя, максимальная и ми-
нимальная частота сиrнала соответственно.
2. По rрафикам (рис. 7.21) определяют емкость последовательноrо кон-
денсатора Сl для контура rетеродина данноrо диапазона. Параметром в этих
rрафиках является Сrnах максимальная емкость переменноrо конденса-
тора.
3. По rрафикамм (рис. 7.22) определяют емкость параллельноrо конден-
сатора С2.
4. По rрафику (рис. 7.23) определяют
нему индуктнвность контура rетеродина
контура).
Зная пара метры контуров сиr-
нала и rетеродина, можно вычислить
их резонансные частоты в несколь-
ких точках и П'JСТрОИl'ь кривую по-
rрешности сопряжения зависимос-
ти Ц, определяемой по (7.10), от час.
тоты.
В метровом диапазоне применя-
ют обычные схемы rетерОДИI!ОВ на вы-
коэффициент а. == L,) L, а по
(L индуктивность входноrо
о,
& ..........
"
2 "
'\
1
cr
0,8
о,
О,
IJ,
0,0.
{),02 D,tJl.D,OG 0,1 0,2 1),4 0,& п=:Елр//ср
РНС. 7.23. [рафик для определения индук-
тивности контура rетеродина
193
сокочастотных транзисторах. Колебательными элементамИ являются кон-
туры с сосредоточенными постоянными. В дециметровом диапазоне также
MorYT использоваться высокочастотные транзисторы, но колебательными
элементами служат обычно коаксиальные, полосковые и объемные резона-
торы.
В диапазонах сантиметровых и миллиметровых волн применяют reTepo-
дины на вакуумных (отражательные клистроны, ЛОВ) и твердотельных эле-
ментах (ЛПД, ТД, диоды [анна и др.). В настояшее время вакуумные
элементы практически вытеснены твердотельными, обладаюшими рядом пре-
имуществ, rлавными из которых являются малые rабариты и масса, эконо-
мичность питания. Параметры клистронов, ЛОВ, ЛПД, Т Д и диодов [анна
приведены в [35, 55, 83, 93J.
Цифровые синтезаторы частот (ЦСЧ)
Плавно перестраиваемые в широком диапазоне частот rетеродины, вы"
полненные на транзисторах и туннельных диодах, не MorYT обеспечить ста-
бильность частоты выше чем /3 == 10 3. Однако во мноrих случаях, в част-
ности в приемниках сиrналов с ОДНОПОJIОСНОЙ модуляцией и подавленной не-
сущей, требуется значительно более высокая стабильность частоты и точность
ее установки. Эта задача решается путем формирования дискретноrо множе-
ства частот, KorepeHTHbIx с частотой одноrо высокостабильноrо опорноrо ко-
лебания, в синтезаторе частоты. Такой rетеродин, с высокой стабильностью
(/3 < 1O 6) и возможностью дискретной перестройки частоты с шаrом, изме-
ряемым десятыми долями [ц, обладает мноrими друrими достоинствами:
быстрой перестройкой частоты, беспоисковым вхождением в связь, возмож-
ностью реализации в микроминиатюрном исполнении на базе твердых инте-
rральных и rибридных микросхем и т. д. При разработке rетеродинов
синтезаторов частот успешно используется цифровой метод формирования
и стабилизации сеток частот на основе элементов и узлов дискретной техннки.
На рис. 7.24 приведена упрошенная структурная схема ЦСЧ. Частота
опорноrо KBapneBoro reHepaTopa or понижается в цифровом делителе ЦДI
дО f оп и подается на фазовый детектор ФД. На друrой ero вход подводится
напряжение от управляемоrо reHepaTopa yr, частота KOToporo понижается
в цифровом делителе ЦД2 в К цд2 раз. Переменный коэффициент деления К цд2
определяется управляющим напряжением U УПР ' Выходное напряжение ФД
после. ФНЧ подается к управляюшему элементу УЭ, стабилизирующему
частоту yr.
На рис. 7.25 показана функциональная схема цифровоrо синтезатора
частот, выполненноrо по схеме непосредственноrо деления частоты управля-
eMoro reHepaTopa. rармоннческое колебание высокостабильноrо KBapneBoro
Рис. 7.24. УПРОЩЕнная структурная схема цнфровоrо сннтезатора частоты
194
ступени дискретности лежит в Преде-
лах от сотен [ц до десятков Krll, час-
тоту or необходимо понизить до ве-
личины шаrа перестройки, что и осу-
ществляется в делителе (Д2). После
деления последовательность видео-
импульсов поступает на один вход
сравнивающеrо устройства (СУ),
представлЯlOщеr.о собой импульсно-
фазовый детектор (И Ф д).
rармоническое колебанне управ-
ляемоrо reHepaTopa (Yr) с частотой
fyr в формирующем устройстве (ФУ)
также преобразовывается в последо-
вательность видеоимпульсов. Затем
частота fуrпонижается двумя делите-
лями: с постояниым коэффициеитом деления (Д) и с переменным коэффициен-
том деления (ДПКД) в Кт раз до значения fyr/ Кт == for. Эти видеоимпульсы
подаются на второй вход СУ, которое может быть выполнено на триrrере с раз-
дельным запуском. Выходиое напряжение СУ через фильтр нижних частот
(ФНЧ) поступает на управляющий элемеит (УЭ), например варикап, емкость
KOToporo является функцией подводимоrо к нему напряжения. УЭ подстраи.'
вает частоту yr до значения f yr == K 1 f or [29J.
На рис. 7.26 показан иной вариант реализации функциональной схемы
декадоrо синтезатора частоты бортовой коротковолновой радиостанции [51J.
Опорный кварцевый reHepaTop or rенерирует напряжение с частотой for ==
== 5 Mru. Далее в четырех делителях (Дl. ..Д4) эта частота понижается
в 500 раз, т. е. до 10 Krll. В reHepaTope rармоник rr это напряжение превра-
щается в несинусоидальное с боrатым спектром частот. Из Hero в 1 О полосо-
вых пьезокерамических фильтрах выделяются частоты fl ... 'l0' отстоящие
друr от друrа на 10 Krn. С помощью тройиоrо переключателя П любая из
этих опориых частот одновременно может быть подана на вход любоrо
из сместителей См 1, См2 и См3.
В качестве rетеродинноrо напряжения на второй вход этих смесителей
подается напряжение с частотой for/2. На выходе этих смесителей стоят по-
лосовые фильтры, выделяющие суммарные 10 частот. Следующее преобра-
зование частоты происходит в См4, куда подаются колебания опорной часто-
ты fз' В результате сложения этих колебаний с колебаниями каждой из 10
частот, образуется сиrнал суммарнэй частоты, который затем делится по
частоте в делителе Д6. На выходе этоrо делителя образуется сетка из 10 час-
тот, ио с более мелким шаrом I Krn.
опорноrо reHepaTopa (Or) с частотой
f or подается на формирующее уст-
ройство (ФУ2), rде оно преобразу-
ется в последовательность видеоим-
пульсов с той же частотой. Посколь-
ку обычно f or > 100 Krll, а ширина
13*
@
e:k
)l70r
Рис. 7.25. Структурная схема синтезатора
частоты
195
Рис. 7.26. Структурная схема сиитезатора частоты КБ-радиостанции
На следующей идентичной декаде колебании суммируютси в См5, на
выходе KOToporo получают 100 фиксированных частот с шаrом мелкой сетки,
равным 1 Krn. После следующеrо деления частоты в Д7 на 10, колебании
сетки частот подаютси на См6, rде и суммируются с 10 фиксированными час-
тотами. Теперь к каждой из 10 частот предыдущей декады добавляется еще
100 фиксированных частот и в результате на выходе См6 получается 1000
фиксированных частот в диапазоне 3100,0...3199,9 Krn с разносом частот
100 [ц.
7.5. Расчет прео6разоватепей частоты
Определение параметров преобразования
Параметры преобразования можно определить несколькими способами:
аналитическим, rрафоаналитическим, экспериментальным и на основании
Опытных усредненных данных.
Дли определения параметров преобразовании аналитическим способом
необходимо знать зависимости токов смесители от наприжения на ero элек-
тродах. Однако этот способ rромоздкий и ero использование затрудняется
вследствие сложности аналитических зависимостей дли токов транзисторов
и друrих нелинейных элементов. Поэтому обычно примениют rрафоаналити-
ческий способ, при котором используютси усредненные характеристики не-
линейных элементов. Основой метода ивлиетси rрафическое разложение пе-
риодических функций иа rармонические составлиющие. В частности, если
известна зависимость крутизны характеристики нелинейноrо элемента ОТ
196
Зиачение SI иаходится при напряжении И 1 == Ео
и mr; S2 при напряжении И 2 == Ео О,5И тr ;
Sз при иапряжеиии ИЗ == Ео; S4 при напряже-
иии И 4 == Ео + О, 5Ц тr; S5 при напряжении И 5 ==
== Ео + и mr' Зависимости S == У 21 от напряжения И БЭ или от иапряжения
rетеродииа при подаче ero в цепь базы определяются по сквозиым характе-
ристикам /к == \jJ (И БЭ )'
Аиалитнческий и rрафоаналитический способы дают результаты с точ-
иостью до 10...20 %. Если нужно получить большую точиость, следует' при-
меиить метод измерения У-параметров. Во миоrих случаях иа пра ктике мож-
но удовлетвориться меньшей точностью, и тоrда применяют усреднениые
опытные даниые. По этой методике параметры преобразования определяют
в зависимости от параметров при усилеиии по приближенным формулам.
Для биполяриых транзисторов:
приложеииоrо напряжения rетеродина, можио
определить амплитуду первой rармоиики кру-
тизны Smi, а затем и крутизну преобразоваиия
по (7.3).
Первую rармонику можио определить мето-
дами трех или пяти ординат. Для этоrо нужио
иа rрафике sи (рис. 7.27) выбрать начальное иа-
пряжение Ео, амплитуду иапряжения rетtродина
И mr и, определив котрольиые точки SI' "S5' рас-
считать крутизиу преобразоваиия
Snp==[(SI S5)+(S2 S4)J/6. (7.11)
Snp == I У 21 пр i == (0,4 .., 0,8) I У 21 1;
0inp -== а 22 пр == (0,5 ...0,8) I У 22 !;
Овх.пр == 011 пр == (0,5 ... 0,8) I YHI;
Sобр == I У 12 пр I == (0,2... 0,8) I У а 1.
$
U
Ur
t
Рис. 7.27. 1( определеиию
крутизны преобразования
(7.12)
rде Ун, Y 2i параметры транзисторов в режиме усилеиия иа частоте сиr.
иала 'с, У 22 И У а параметры транзистора в режиме усиления иа проме-
жуточной частоте.
Входиые и выходные емкости траизистора в преобразовательиом ре-
жиме почти ие изменяются по сравнению с их значеииями в усилительном
режиме. Подставляя значения параметров преобразоваиия, например, из
(7.12) в (7.5) ... (7.7), можно рассчитать значеиия коэффициеята преобразо.
ваиия, входиой и выходиой проводимости.
Для полевых транзисторов при оптимальном уrле отсечки 9()9, обеспечи-
вающем мииимальный коэффициеит шума, крутизиу преобраЗОl!аИИfl вычис-
ляют по формуле
Snp O,25S max '
(7.13)
rде Smax максимальное значение крутизны. Напряжеиие rетеродииа вы.
бирают в соответствии с принятым уrлом отсечки.
197
Выбор схемы и режима преобразователя частоты
в диапазонах умеренно высоких частот используют преобразователн на
транзнсторах. Предпочтительнее схемы с отдельными rетеродинами, посколь-
ку в них можно обеспечить оптимальный режим для транзисторов reTepo.
дина н преобразователя.
Напряжение rетеродина чаще Bcero выбирают в пределах 70...150MB.
Напряжение меньше 50 мВ можно подавать только в схеме с отдельным reTe-
родином при необходимости получения очень низких уровней нелинейных
искажений и интерференционных свистов. В схемах с совмешениым reTepo-
дином прн низких уровнях rетеродинноrо напряжения rенерация получается
неустойчнвой. В большинстве случаев оптимальными значеннями являются
амплитуда напряжения rетеродина U тr == 100 мВ н ток в рабочей точке /к==
== 0,5 мА, при которых обеспечнвается мннимальный коэффициент шума,
удовлетворительное усиление и приемлемый уровень нелинейных ИСЕаже.
ннй. Если перед преобразователем включен УСЧ, уровень шумов определя-
ется в основном каскадом УСЧ, и напряжение rетеродина можно увеличить
для повышения усиления до 150...200 мВ.
Выбор промежуточной частоты
в вещательных приемниках ' ПР выбнрается равной 465 Krn между диапа-
зонами длинных и средних волн. Высокую нзбирательность по соседнему
и зеркальному каналам можно получить только при двойном преобразова-
нии частоты. При этом первая промежуточная частота выбирается высокой..
что обеспечивает хорошую избирательность по зеркальному каналу. а вторую
промежуточную низкой. что обеспечивает хорошую избирательность по
соседнему каналу.
При двойном преобразовании частоты величины промежуточных частот
и частоты rетеродннов выбираются исходя из следуюших соображений. Для
предотвращения влияния комбинационных частот вида
2fci; f ci :!- f Ck ; 2f ci :l: f Ck ; fci:l: fck:l: f cq '
rде 'с частота сиrнала. первая промежуточная частота должна быть
' ПР1 > 3fcmax'
в некоторых случаях можно понизить ' пр !' но не меиее чем до 2f cmin '
Чтобы избавиться от влияния комбинаций вида
2f r :1: f ci; 2! r :1: 2f с! :1: f Ck; 2f r :1: f с! :1: f ck :1: f cq'
частоту первоrо rетеродина следует выбирать из условия
f r2 == f np1 + f с'
Для подавления зеркальной помехи вторую промежуточную частоту
целесообразно выбирать соrласно условию
f nP2 > (f с max f с m1n)/2.
Для нсключения мешающеrо действня rармоник BTopOro rетеродина ero
частоту следует выбирать из условия
f r ?> [(fr1 :1: 'с) + ' пр 1/ 2 ,
198
Эти условия особенно важно выполнить при проектировании rетеродин-
ных преобразователей спектра, так как их несоБЛlOдение может привести
к появлению на выходе ложных частот, которые не содержатся во входном
сиrнале,
Особенности расчета диодных преобразователей частоты
В простых диодных преобразователях (рис. 7, 8, а) все три источника
напряжения,u с , и с И и пр включены последовательно с диодом, поэтому схема
симметрична для входноrо и выходноrо напряжений, а параметры прямоrо
и обратноrо преобразования равны между собой; Snp == Sобр; G inp == G iобр .
Вольт-амперная характеристика диода в начальном рабочем участке хо.
рошо аппроксимируется экспоненциальной фуикцией
i == is (ехр аи 1),
rде is и а постоянные, определяемые экспериментально по характеристи-
кам. У COBpeMeHHЫ диодов is == 10 6 А дЛЯ ТКД (например, Д-405) и i s ==
== 10 13 А дЛЯ ДБШ (например, AAI13): а == 30 B 1 дЛЯ ТКД и а == 35 B 1
дЛЯ ДБШ.
Для крем.ниевых диодов амплитуда напряжения' rетеродина должна
быть около 0,6 В, дЛЯ rерманиевых 2 ... 3 В, дЛЯ диодов из арсенида rал-
лия 0,8 В при больших значениях возрастает обратный ток. При таких
напряжениях rетеродина параметры преобразования MorYT быть определе-
иы по следующим формулам: ",
Snp == i s aJ 1 (аи с );
G i пр == iSaJ o (aU r ); (7,14)
f1 n p == J 1 (aUr);Jo (аи с ),
rде Ur амплитуда напряжения rетеродина; J 1 (aU c ) и Jо(аUr) ФУНКЦИИ
Бесселя первоrо и нулевоrо порядка от apryMeHTa аи;,',
Коэффициент передачи номинальной мощности при соrласовании на входе
и выходе преобразователя
К Р нам == f1 p/ (1 + -v I f1 / . (7.15)
Значения f1 np и Крном"для разных значений aU r приведены на рис. 7.28.
Коэффициент передачи k pHOM характеризует потери энерrии на преоб-
разование частоты в смесителе
LCM == К;l ном == Р ВХ. ном / Р пр'
rде Р ВХ. нам номинальная мошность сиrнала на
входе, а Р пр мошность сиrнала промежуточ-
ной частоты. Потери преобразования (10 Ig L CM )
обычно составляют 3....7 дБ в сантиметровом
диапазоне и 5... 10 дБ в миллиметровом диапа-
зоне,
Обшие потери преобразования сиrнала в пре-
образователе L np определяются не только поте-
о
5 10 15 20 25 aVr
Рнс. 7.28. 3ависнмости f.Lnp
иКр ном ОТ параметра аU,
199
u
:!
=
'"
Q
=
...
Q
..
о.
(1) с') с') с') с') о I I <::> I
.. <::>. о
'"
еЕ- <::> <::> <::> <::> <::> <::> <::> <::> I <::>
и
",:2 Ю Ю Ю Ю Ю Ю
о.
Q,
;.
'"
е
",Е- <::> <::> <::> <::> <::> 8 <::> <::> I 8
"' ю ю ю ю З З
0.:2 Ю Ю Ю Ю с') с')
,;
Q,
:r:
Ю. Ю_ Ф- Ю Ю I ю.
u ci ......
<::> <::> g <::> о о ю !:е
:2 ф ф ф (j) ..;<
О' ю u!) ю ю ..;< ф со с')
. - I .
. . . .
;о , . .
'"
Q:' <::> 8 8 <::> <::> о 8
<::> о ..;<
с') с') с') с') ..;< ю
ю ю ю ю
r-: r-: . - (j) (j)
!:J
i3 I I I I I I I I
с:
щ
'"
ю ю ю ю
'" ".; ".; ф ф ф ф ф ".; .
С
...з
" ;:;:
о ;:;:
"''' ;:;: ;:;: ;:;: (j ;:;: :!i "f :!i u :!i
"'о: u u u u u (,)
со :i :!i
'" с') с') с') '" C'I '"
u
:а
о. 1:1
» а
; щ .. .. .. .. .. .. .. .. :::G
....» t::{ ....
'"
Е-
U
&j:'t щ .:( .д о« ф
щ о« о о«
....&1 C'I ;з ::.: с')
'" <::>
...... ;;;: u
о« :;:
. (1) (1) (1) о« о« < t::{. C'I
:r
1:0
Q
'"
Q
е=(
Q
::
е=(
:!
::
""
о:;:
u
foo
5
u
:Е
...
:i!
'С,
foo
u
:Е
.а
С,
.а
1:
....
t-.:
r;s
;:r
"1
10
<:1
Е-.
200
ю
о"
//
....
щ о:
е=( о:;:
Ю. е=(
","
11
:I' :а
t::C')
:>. .
.
=:
g- //
о: а
(,) щ
t::{
с.. о:
=: о:;:
[ 1:[
о <о
= :с
<о
о
8 g.
foo
foo
:с
g;j ,.Q
t:! !:J
=: о
т О
...;c:-i
рями на преобразованне в смеснтеле LCM' но н Qотерями, обусловленными
отраженнямн L oTP ' ответвленнем мощности:в канал rетеродина Lr н потерями
в КОНСтрукцни кристаллодержатеJlЯ L Kp :
L np == [СМ + L OTP + Lr + L KP ' (7.16)
Потери на отражение (в дБ) вычисляются по формуле
L OTP == 10 Ig [(КСВН + 1) /4KCBН]2, (7.17)
rДе КСВН коэффнциент стоячей волны по напряжению. При КСВН == 2
L OTP == 0,5 дБ. Вероятные значення Lr 11 L Kp равны 0,3...0,4 и 0,1...0,3 дБ
соответственно,
В качестве смесительных диодов прнменяют обычно точечноконтактные
ДНОДЫ (ТКД), обращенные диоды (ОД), являющиеся разновидностями тун-
нельных диодов, н диоды с барьером Шостки (ДБШ).
Параметры некоторых типов смеснтельных диодов прнведены в табл.
7.1, В настоящее время ТКД практнчески вытеснены более совершеннымн
ДБШ.
В настоящее время прнменяются смесители СНЧ на одном диоде, тран-
знсторные, балансные, Двойные балансные н смесители с подавлением зер-
кальноrо канала. В среднем коэффнцненты шума у смеснтелей составляют
5...6 дБ, а подавление зеркальноrо канала 20 дБ. Наиболее полно задача
подавления комбинационных частот и минимизацнн коэффнцнента шума
решается в двойном балансном смесителе с подавленнем зеркальноrо канала.
7.6. Методика и примеры расчета
Преобразователь частоты на транзисторе с ФСС
Исходные данные: 'пр == 465 Krll, п == ю Krll, п к == 0,7, пв == 0,15. Па-
раметры транзистора; g22 == 0,085 мСм; С"'2 == 15 пФ; I Y211 84 мСм; gll ==
== 1,4 мСм; С ll == 116 пФ. Параметры ФСl.; К Ф == 0,46, Р == 20 кОм.
Порядо1\. расчета: 1. Определяем крутизну преобразователя по формуле
(7.12)
Snp == (0,4.. .OJ8) I У 2l I S= 50 мСм.
2. Коэффициент усиления каскада по формуле (7.7):
Ко == 50 . 10 З . 0,7. 0,15 . 20' ЮЗ. 0,46 == 48.
3. Входная и выходная проводимостн преобразователя по формуле (7.7)
GBx.np==Gllnps=0,7.I,4S= 1 мСм;
а вых . пр == а .. пр S= 0,7 .0,085 S= 0,06 мСм.
Диодный преобразователь частоты
в трехсантиметровом диапазоне
Исходные данные: ,== 10 rrц, диод типа ДБШ ААI1IБ, аМПЛитуда
rетеродина 0,8 В, параметр а == 35 B l Ш УПЧ == 1,8.
Порядок расчета: 1. Определяем параметр аи == 35 . 0,8 == 28.
2. По rрафику (рис. 7.28) нли по формуле (7.14) находим f.t np == 0,95
н К РНОМ == 0,36.
201
3. Вычисляем общие потери в преобразователе:
потери в смесителе 'L CM == 10 Ig K == 4,8 дБ; потери на отражение
I OTP == 0,5 дБ (при КСВН == 2);
потери на ответвление мощности в канал rетеродина Lr == 0,4 дБ;
потери в конструкции кристаллодержателя L p == 0,3 дБ.
Общие потери в преобразователе:
L пр == LCM + L OTP + Lr + L KP == 6 дБ.
4. Определяем шумовые свойства преобразователя. Относительная шу-
мовая температура смесителя t CM == 2.
Коэффициент шума преобразователя с УПЧ
Ш == L пр (t CM + Ш УПЧ 1) == 4. (2 + 1,8 1) == 5,6 (7,5) дБ.
ср=
1 ..., 1:' ':,с:' 1
(....' i I L..
72. -4 Р:=
[lF(I<:--IZ)
2.1
'(20 З. :1 1KH
СРАх.=
[-'(К:--Iп
0. 15::: +-03
40.6 PF
[l::: <:<Н2)
1 . .
LGEТ.=
F(KHZ)
0. 16Е+-03
754.4 МКН
):IF ( KHZ )
1l 5:::
CPOSL...=
F(:<HZ)
0.15:::+-03
0.16Е+-03 0.41E 01 0.17Е+-03 O.57 0.17Е+-03 1.0
0.18Е+-03 1.4 0.18Е+-03 1.7 0.19Е+-03 1.9
0.20E 03 2.1 0.20Е+03 2.;2 0.21Е аз 2.3
0.21Е+-03 2.3 0. 22Е+-03 2.3 0.22:::+-33 2.2
0.23E 03 . 3.23Е+03 2.0 0.24E 03 1.9
0. 24Е+-03 1.7 0.25Е+-03 1.5 0. 26Е+-03. 1.3
0. 26Е+-03 1.1 0.27Е+-03 0.93 0.27Е+-03 0.71
0.28Е+-03 0.50 0.28Е+-03 0.28 0.29:::+-03 3.70E 01
0.29Е+-03 0.13 0.30Е+-03 0.33 0.30Е+-33 0.51
.0.31Е+-03 0.67 0.32Е+-03 0.82 0.32Е+-03 0.96
0. 33Е+-03 1.1 0. 33Е+-03 1.2 0. 34Е+-03 1.2
.:3.34Е+-03 1.3 0.35Е+-:}З 1.3 0.35Н03 1.2
0. 36Е+-03 1.2 0.37:::+-03 1.1 0.37Е+-03 0.99
'0.38Е+-03 0.85 0.38Е+-03 3.66 0.39Е+-33 0.44
.0.39Е+-03 3.18 0.40Е+-03 3.11 0.40Е+-03 0.45
. .41E+-03 0.82 0.41Е+-03 1.2 0.42:::+-03' 1.7
1 тн F:ЯК:, Ш = 2. 32 t1AX= 2. f 0 :;ТЕР= 0. 221 ::;RAF:" +-
! ! ! ! ! ,. !
+- ! ! ! ! !
!! !!!
!! !!!
!+-! ! НН! !
! I! Н +-Н !
'! !Н I +- !
! +-! +- I +- !
! 1 +-! +- !
! 1 +-+- I +- I
! . i . +- i i
! I 1 +- I +- I
! i i +- . +- i
! +- i ! +- i
! ! ! +- +- !
! +-! ! +- I
! +-! +- +-!
! ! +-! I
! +- I +- ! f.
.! +- I Н I! I
! +-+-+-+-+-+-+- ! I !
202
(
Параметры контура rетеродина
в длинноволновом вещательном диапазоне и кривая сопряжения
Исходные данные: ' еmах == 0,420 Mrll, f emitJ == 0,146 Mrll, f пр ==
0,465 Mru. Параметры снrнальноrо контура: Сек == 17,5 пФ, L ==
== 7200 MKr, емкость переменноrо конденсатора 3.. ..150 пФ.
Используя проrрамму, приведеllНУЮ в rл. 3 (SOP), вводим исходные
данные в ЭВМ н получаем следующие результаты для rетеродинноrо кон-
тура:
С поел == 72,4 пФ; С пар == 40,7 пФ; Lr == 754 MKr,
а также крнвую сопряження.
rлава 8
ДЕТЕКТОРЫ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВ.АННЫХ сиrн.АЛОВ
8.1. Общие сведения о детекторах.АМ сиrналов
Амплитудным детектором (Д) называют устройство, предназначенное
для получения выходноrо напряження, повторяющеrо закон амплнтудной
модуляции (АМ) входноrо сиrнала, т. е. выделення содержащейся в снrнале
ннформации. Эта операция может быть реализована либо при нспользованни
цепей с периодически изменяющимися параметрами (сннхронный Д), лнбо
путем применения нелинейных элементов. Последнее значительно проще и
поэтому детекторы с нелинейными элементами (НЭ) получили повсеместное
распространение (рис. 8,1 а).
На рис. 8.1, б показан модулированный входной сиrнал
и вх == И вх т siп шt == ИтО (1 + т siп Ш) siп шt.
Вследствие нелинейности Д входной и выходной токи в общем Виде
представляют сумму постоянной и rармонических составляющих
i Bx == I BX + I вх т1 siп (шt + 'Pj) + I вх т2 sin (2шt + 'Р2) + . . .: (8.1)
i вых == I PЫX + I вых т! siп (шt + rpj) + I ВЫХ т2 siп (2шt + rp2) + . . .
Постоянная составляющая выходноrо тока повторяет закон модуляции
входноrо сиrнала
I Bыx == I o + I Qm siп (Ш + Ч'),
который выделяется на наrрузке, являющейся фильтром нижних частот
(ФНЧ)
и BЫX == I РЫХ ZН == И o + И Qт siп (Ш + Ф) == и o + И ВЫХ (Q). (8.2)
Аналоrично может быть выделен и более сложный закон модуляции.
Требования, предъявляемые к амплитудному детектору. Верность вос-
произведения закона модуляции определяется формой детекторной характе-
ристики (ДХ), которая представляет зависимость выходноrо напряжения от
203
нз
'4х
2Ji/cJ l1 /1
&х
J
f
а
I I
" 6tN
I
:::j I I
Ь
...
t
Рис. 8.1. Обобщеииая схема амплитудноrо
детектора (а) и сиrнал иа входе и выходе
детектора (6)
2 3
-= {
t
Рис, 8.2. Детекториые характеристики
амплитуды входноrо сиrнала и вых (и вхт) (рис. 8.2). Нелинейные искаже.
ния оценивают с помощью коэффициента rармоник
V 2 2
kp == (U 2Qт + U ЗQт + . . ,)/U Qт ,
rде U Qт , U 2Qт , U ЗQт амплитуды rармоник частоты модуляции.
Эффективность детектирования оценивают величиной коэффициента пer е .
дачи, paBHoro крутизне дх
dU вых Аи вых
К Д == s ДХ == "" -ыт-------- '
ВХ т вх т
При детектировании немодулированноrо сиrнала К д == и oIитo' при
rармоиической модуляции К д == UQт/mU тo ' Желательно получить макси-
мальные значения К д ' но это требование не ЯВЛЯЕ:ТСЯ решающим при проек-
тировании .
Неравномерность амплитудно-частотной характеристики Д ОПрf!де-
ляется комплексностью наrрузки ZH и достиrает наибольшей величины на
верхией частоте модуляции F mах (рис. 8.3, а). Фазовые искажения вд оце-
иивают по нелинейности фазочастотной характеристики (рис. 8.3, 6). По-
скольку ухо не реllrирует на фазовые соотношения, для приемников ЗВУКQ.
вых проrрамм фазовые искажения не нормируются.
204
f'cm F тar F
О
&Ф С
%/2
0,5/1" _
tJ,1// m
(:
5
t
АД
Рис. В.;}. Характеристики АМ детектора
Влия:ние Д на последний каскад УПЧ учитывается входиой проводимо-
стью
у ВХ Д == Iвх т1/ и вх m == (I/R BX д) + jwC BX д.
Поскольку величина входной емкости незначительна и может быть компен-
сирована настройкой контура, полаrают
R Bx Д == 1/О вх д,." и ВХ m/IBx т1'
,На выходе Д имеется остаточное напряжение, обуСЛовленное ВЫСОКО-
частотными компонентами выходноrо тока. (В.l)
и"ых ВЧ == i вых ВЧ I ZИ I == [l Еы1x т1 siп (wt+rpl)+l ВЫХ т2 siп (2wt+rp2)+ ...) I ZH 1.
Это напряжение может переrружать У3Ч приеМ1iика и снижать устой-
чивость за счет возникновения обратных связей по промежуточной частоте,
Поэтому обычно задают коэффип.иент фильтрiщии k фд == U вх т/и ЕЫХ т1 ==
== 50...100, rде U вы1x т1 == Iвых т1 I ZH 1.
При детектировании радиоимпульсов ВЫходное напряжение искажается
(рис. В:3, в). Чтобы сохранить информап.ию.о времени прихода или длитель-
ности ИМпульсов необходимо
'уст'" 'уст ТЗ, 'сп'" 'сп ТЗ'
(В.3)
8.2. Схемы амплитудных детекторов
Наибольшее распространение получили простые и Экономичные диод-
ные детекторы, которые вносят минимальные нелинейные искажения при
максимальном динамическом диапазоне. Рассмотрим диодный детектор по-
следовательноrо типа (рис. В.4,а), rде Д . полупроводпиковый диод С обрат-
ным сопротивлением, R обр ; RH' С н наrрузка детектора; Rвхузч ВХОДНое
сопротивление У3Ч. ДЛЯ устранения постоянной составляющей выходноrо
напряжения (В.2) применяют разделительный конденсатор ер. Характерной
особенностью У3Ч на биполярных транзисторах является малая веЛИчина
R BX УЗЧ' составляющая единип.ы кОм. Для уменьшения нелинейных иска.
жений, вызванных различной наrрузкой Д по постоянному и переменному
току
RH == R H ; RH == RHR BX узч/(R н + R BX УЗЧ)
следует уменьшать различие между ними. Это определяет малое СОПрОТИВле-
ние R H , что в свою очередь снижает
R Bx Д RнRобр/(3Rн + 2R обр )' (В.4)
205
которое шунтирует последний контур УПЧ 11 не позволяет развить достаточ-
но большое напряжение и д' Последнее приводит к нелинейным искажениям,
вызванным работоЙ на нелинейном участке детекторной характеристики,
и зависимости параметров Д от температуры окружающей среды.
Тип диода выбирают по наибольшему произведению SR o6P ' rде S
крутизна вольт-амперной характеристики диода (ВАХ), и заданному диа-
пазону частот. Для увеличения коэффициента передачи Д нужно принимать
возможно большее значение RH' которое оrраничивается нормой частотных
и нелинейных искажений. При увеличении R H п'оследние возрастают вслед-
ствие увеличения различия между RH ' RH и роста инерционности наrруз-
ки. Обычно в транзисторныХ приемниках выбирают [122]
R H (2. . . 5) R BX УЗЧ' (8.5)
типовая величина R H составляет 10. .30 кОм. Выбор С н определяется требо-
ваниями к эффективности детектирования
CH 10 С д (8 6)
и фильтрап.ии высокочастотноrо напряжения
I/СО пр С н « R H ,
(8.7)
rде С Д емкость диода. При этом учитывают словия отсутствия частотных
искажений
R H « I/QmaxCH
(8.8)
и нелинейных искажений, ВЫЗI\анных инерцио нностью наrрузки
Qmax RHC H '" V 1 т ax/тmax.
Типовые величины Св порядка (5. ..10) . 103 пФ. Вследствие малоrо R вхд
детектор, как правило, включают в контур частично по трансформаторной
или автотрансформатор ной схеме п Д и ВХ / и к < 1. Связь с контуром вы-
бирают, учитывая требования по нелинейным искажениям, коэффициенту
передачи и допустимому снижению добротности. Емкость конденсатора
ер определяют, исходя из допустимых частотных искажений на нижних час-
тотах модуляции (единицы микрофарад). Схема рис. 8.4, а не обеспечивает
высокое качество детектирования и поэтому применяется в наиболее простых
приемниках.
Схема диодноео детектора с разделенной наrрузкой R H R H1 + R H2
(рис. 8.4, б) улучшает соrласование с низкоомным входом УЗЧ. Поскольку
последНИЙ шунтирует только часть наrрузки, MoryT быть увеличены RH и R BX Д
И снижены нелинейные искажения. Цепочка R H1 C H2 улучшает фильтрацию при-
мерио в СОпрRН1СН2 раз. Эти преимущества выражены тем сильнее, чем меньше
отношение R H2 /R H ; последнее оrраничивается снижением
К д "" КдRН2/(RН1 + R H2 ) "" (0,5. . . 0,9) К д '
(8.9)
rде Kд коэффициент передачи Д без деления наrрузки. Не инейные ис-
кажения, возникающие вследствие нелииейности ДХ, MorYT быть минимизи-
206
УПЧ (,J П д
rP\JJJ
V ЩL С8
От УПЧ V.D
1
(8
VJJ
)'
,
.1f6X УЗЧ
,.....
I
..
а
RHZ18X. УЗу
б
(j
Рис. 8.4. Схемы диодиоrо детектора
последовательиоrо типа
R Арч
1
EH
Рис. 8.5. Схема совмещевиоrо детектора АМ сиrиала и АРУ
рованы путем подбора оптнмальноrо смещення диода в прямом направлении
V Дн= и Дв.опт' которое реалнзуют в схеме рнс. 8.4, в, с помощью делителя
Rl' R lI1 + R и2 . Схема позволяет также стабнлнзнровать параметры д. Мож-
но показать, что сопротнвленне R вхД н коэффнцнент передачн К д определя.
ются суммой токов, протекающих через днод i дв + i o , rде iдв начальный
ток, заданный выбором рабочей точкн, io ток обратносмещенноrо р-n
перехода. Последннй нмеет существенные технолоrнческне разбросы и зна-
чительную завнснмость от температуры. Отсюда следует условне стабнлн-
зации
i дв » io тах' (8.10)
которое может быть достнrнуто, как путем подбора днода, так и за счет вве-
дения смещения диода в прямом направлении. Смещенне, необходимое для
минимизацни нелинейных искажений, в общем случае меньше Toro, которое
нужно задать для реалнзацни условия (8.10).
В большннстве случаев днодный детектор используют в качестве совме-
щенноrо Д сиrнала н АРУ (см. rл. 11), типовая схема KOToporo показана на
рис. 8.5. Начальное напряженне и дн подается с базовоrо делнтеля Rl' R APY '
R B . Постоянную составляющую выпрямленноrо напряження U o' пропор-
циональную уровню входноrо сиrнала, нспользуют в качестве управляю-
щеrо напряжения дЛЯ АРУ н оптической индикаIJ,НИ настройки (ИН). ДЛЯ
устранения ннзкочастотных компонентов выходноrо напряжения в цепи
правления вводят ФНЧ с большой постоянной_ времени RAPYC АРУ> Т тах "
RииС ин > Т тах' rде Т тах максимальный пернод модуляции.
207
Качество работы Д может
быть повышено за счет увелнче-
ния R BX УЗЧ' Прн этом 1fменьша-
ется разлнчне между RH н RH""
что позволяет увелнчнть сопро-
тивленне наrрузкн RH' получить
большее R вхд н развнть на входе
Д большую мощность, перейтн
к детеlCтнрованню в режнме силь-
ных снrналов, для KOToporo характерны малые нскаження, большнй коэф-
фнциент передачн н постоянство параметров. Повышенне входноrо сопро-
тивлення УЗЧ может быть реалнзовано за счет включення балластноrо
резнстора R б (рис. 8.4, 6), введення rлубокой отрицательной обратной свя-
эн в первый каскад УЗЧ, прнменення полевых транзнсторов.
На схеме рнс. 8.6 показан днодный детектор параллельноrо тнпа, кото-
рый прнменяют, коrда источннк снrнала находнтся под постоянным напря-
женнем нлн коrда постоянная составляющая выпрямленно.rо тока не должна
протекать через контур. Схема отличается тем, что НGТОЧННК снrнала, диод
н наrрузка включены параллельно. К наrрузке прнложено все высокочастот-
ное напряженне для ero фнльтрацнн требуется прнмененне дополнитель-
ной цепочкн RфС ф , Входное сопротнвленне параллельноrо детектора ннже,
чем последовательноrо R вхд
1 1 )
R BX Д пар == R BX дRн!(R вх Д + R H ,
rде R == RнRф/(R н + R ф )' Параллельны Д оБЫЧНQ НСПОЛЬЗУЮТ в схемах АРУ.
Прн работе Д на отноентельно низкой несущей частоте с шнрокой поло.
СОЙ модулнрующнх частот возннкают трудностн разделення спектров cHrHa-
ла и частот модуляцин (условня 8.7; 8.8). Для нх устранення нспользуют /
двухтактный Д (рнс. 8.7, а), в котором дноды работают поочередно. При этом
фильтрацня высокочастотных составляющнх улучшается за счет Toro, что
частота пульсацин удванвается, анечетные rapMoHHK'H токов i Д1 н i Д2 компен-
сируются. В результате последовательноrо включення днодов входное со-
протнвление детектора в четыре раза выше, чем воднотактном Д. Двухтакт-
ный Д Вдвое повышает усиление и точнее воспронзводнт оrнбающую cHrHa.
ла. Более качественная схема двухтактноrо Д на операцнонных уснлнтелях
D А 1, D А2 пр иведена на рнс. 8.7, б.
Детектор на туннельных днодах обеспечнвает эффектнвное детектиро-
вание сиrналов малых уровней. Для схемы ТД (рнс. 8.8) характерно прямое
т' C'"
Рис. 8.6. Схемы диодноrо детектора параллель-
Horo типа
От':lЛЧ
1.:1
,..12
а
Ri
R4 Rб
R2
Ир>
Рнс. 8.7. Схема двухтактноrо детектора
о
208
/{! Е"
,. ,
11
U r [о
СН NII. C8.t.8!1
а о' и
Рис. 8.8. Схема детектора иа туииельном диоде (а)и вольтампериая характеристика тд (6)
'
СI( LI(
[1/
VD2 w N1 VJJ2 ЫИ
R;( JlТ! """'"7
С Н 2 /{I( ущ С Н2 If2
[1/ tf
Q
Рис. 8.9. Схемы детекторов с удвоеиием выходиоrо иапряжеиия
смещение; выбирая рабочую точку А на восходящем или нисходящем участке
ВАХ, получают детектор нереrенеративноrо или реrенеративноrо типа. ПО-
следний обеспечивает одновременное усиление сиrнала за счет отрицательноrо
сопротивления, вносимоrо ТД в контур. Выбор рабочей точки определяется
исходным смещением Ео и уrлом наклона наrрузочной прямой а: ==
== arctg [1/(R и + 'тд)]' rде 'тд сопротивление потерь ТД.
На рис. 8.9, а показана схема Д с удвоением выходноrо напряжения
которую применяют в приемниках HeBbIcoKoro класса для увеличения коэф-
фициента передачи. В положительный полупериод входноrо напряжения
диод VD2 закрыт и конденсатор С и 1 заряжается через диод VDl до напря-
жения И вхт . В отрнцательный полупериод диод VD 1 закрыт, и конденсатор
С н ? по цепи С и1 ' VD2. заряжается до УДВоенноrо амплитудноrо значения
напряжения входноrо сиrнала.
Как показано выше, в качестве соrласующеrо звеиа Д с трактом УПЧ
обычно используют настроеиный LC-KOHTYP. Такая схема при всех преиму-
ществах (выделим высокий КОЭффИIlиент Передачи К д ) плохо сочетается
с интеrра.1JЬНОЙ технолоrией и существенно повышает трудоемкость изrотов-
лени я и настройки, поскольку содержит катушку индуктивности. На рис.
8.9, б показана схема детектора, не содержащая соrласующеrо контура, для
использования в ИlIтеrральных схемах УПЧ-Д. При этом высокое значение
К Д обеспечивают за счет применения способа удвоения. Для .схемы харак-
терно К д == 2J(д.' R вхД == R вхд /2, rде штрихами обозначены параметры
обычноrо диодпоrо Д. В наrрузке Д Отсутствует первая rармоника тока сиr-
нала, что повышает ero устойчивость. Для минимизации нелннейных иска-
жений схемы следует увеличивать Rи .
Схема Д на основе операционноrо усилителя с отрицательной обратной
связью также предназначена для использования в ИС (рис. 8.10, а). Опера-
ционный усилнтель с большнм КОЭффИIlиентом усиления Ко имеет два входа:
неинвертирующий, к которому подводится входной сиrнал И вх ' и инверти-
рующий, к которому подводится ча.сть выпрямленноrо напряжения Ии'
209
+Е п
ЬА1
I
I
I
I
r
I
I
En
I
....J
5
Рис. 8.10. Схемы детекторов на основе операцнонноrо уснлнтеля
В результате к диоду приложены усиленные входной сиrнал и выпрямлен-
ное напряженне, а также напряжение на наrрузке. Проведенный анализ по-
казывает, что Д с операцнонным усилителем позволяет уменьшить пороrо-
вое напряжение в Ко раз, т. е. выиrрать в динамическом диапазоне на 20 19
Ко ДБ. Такой р обеспечивает возможность работы на п следующий каскад
с низким входным сопротивлением при малых нелинеиных искажениях.
Вследствие уменьшения BHYTpeHHero сопротивления Д падают также и час-
тотные искажения. Реализацня описанной схемы на дифференциальном кас-
каде с эмиттерным повторителем показана на рис. 8.10, б, rде роль диода
иrрает VT5 [45, 76, 95].
Транзисторные детекторы (ТРД) позволяют по сравнению с диодными
получнть выиrрыш в коэффициенте передачи, работают при меньших уров-
нях входноrо сиrнала, а при использовании в качестве совмещенных дают /
усиленную АРУ. По своим качественным показателям ТР Д хуже днодных
из-за ннзких входных и выходных сопротивлений и значительных нелиней-
ных искажений. Широко применяются в ие, в переносных и малоrабарит-
ных приемниках.
Обычно используют схему с общим эмиттером, обеспечивающую макси-
мальный коэффициеит передачи при относительно высоком входном сопро-
тивлении. При этом может быть использована нелинейность базовой
i Б == t (И БЭ ) , И!(Э == const,
,
(8.11)
коллек тор но-базовой
i!( == ер (И БЭ )' И!(Э == сопst,
или эмиттер но-базовой характеристик
i Э == '" (И БЭ )' И!(Э == сопst
(8.12)
(8. I 3)
и соответственно получен эффект базовоrо, коллекторноrо или эмиттерноrо
детектирования.
На рис. 8.11, а показан распространенный коллекторный Д, совмещен-
ный с детектором АРУ. Малое входное сопротивление транзнстора обуслов-
210
[л
[п
От IJЛЧ
D
F
а
о
Рис. 8.11. Схемы транзисторных детекторов
ливает ero неполное включение в контур. Схема аналоrична схеме усилитель-
Horo каскада различие заключается в режиме транзистора по постоянно-
му току, который обеспечивает нелинейность (8.12), и характере наrрузки,
работающей как ФНЧ. Емкость блокировочных конденсаторов выбирают из
условий
lj Q miп С Б «R Б2 , ljQmiПСэ« R э .
Коэффициент rармоник коллекторноrо Д достиrает 5...10 %; для уменьше-
ния нелинейных искажений дополнительно используют нелинейность харак-
теристики (8.11) коллекторно-базовый д. Для этоrо резистор R Б2 дебло-
кируют по частотам модуляции l/w пр С Бл « R Б2 « I/QmахСБЛ, в результате
чеrо на нем выделяются низкочастотные компоненты 'базовоrо. тока. Посколь-
ку детекторные эффекты в коллекторной и базовой цепях транзистора по свое-
му влиянию на коллекторный ток противоположны, обратное базовое детек-
тирование уменьшает нелинейные искажения. Еще лучшие результаты дает
использование нелинейности характеристики (8.13) либо за счет введения
резистора R эос . либо за счет уменьшения с э :
l/w пр С э « R э « 1 /QmахСэ, (8.14)
Эмиттерный детектор (рис. 8.11, б) применяют, коrда нужно уменьшить
шунтирующее действие Д на последний контур УПЧ и обеспечить соrласова-
ние с IIИЗКООМНЫМ входом УЗЧ. Выбор параметров эмиттерной цепочки про-
изводят из условия (8.14). Эмиттерный детектор обеспечивает минимальные
для тр Д нелинейные искажения и отсутствие переrрузок по входному сиr-
палу. При переходе к коллекторно-базовому. коллекторно-эмиттерному
и эмиттерному детекторам коэффициент передачи падает.
Чувствительность тр Д можно значительио увеличить, используя cJ!:eMbI,
в которых в цепь коллектора последовательно с активной наrрузкой вклю-
чают контур яли дроссель. Усиленное напряжеиие детектируется в коллек-
торной цепи и создает дополнительное падение напряжения с частотой моду-
ляции. Недостатком схемы ЯВJJяется ее сложность и необходимость в при-
менении более высокочастотных транзисторов. Чувствительность Д также
может быть повышена за счет использования режима реrенерации по высо-
кой частоте.
211
yпrn'
llA 11
I
I
I
I
L
АР.У
Рис. 8.12. Схема транзисторноrо детектора на интеrральиой схеме
При ер транзисторноrо Д в интеrральном исполнении показан на
рис. 8.12, rде VT 1 эмиттерный Д; VT2 УПТ системы АРУ.
Импульсные детекторы (ИД). При обработке последовательности радио-
импульсов (рис. 8.13, а) различают задачи импульсноrо и пиковоrо детекти-
рования. В первой с помощью Д радиоимпульсов (ДРИ) требуется получить
видеоимпульсы (рис. 8.13, 6), которые несут информацию о продолжительно-
сти или временном положении. ДРИ должен воспроизвести оrибающую им-
пульса с искажениями не более заданных (8.3). Для этоrо постоянная време-
ни наrрузочной цепи
Т Н RHC H 't'и'
(8.15)
rде Т Н период несущеrо колебания; 't'и продолжительность импульса.
Пиковые Д, работающие в системах АРУ и АПЧ, воспроизводят закон из-
менения амплитуд последовательности радиоимпульсов (рис. 8.13, в). Эта
задача может быть решена методом однократноrо или двухкратноrо детекти- /
рования. В перв'ом варианте применяют пиковый Д радиоимпульсов (ПДРИ),
на выходе KOToporo сразу получают необходимое выходное напряжение. По-
стоянная времени ПДРИ должна быть увеличена на несколько порядков от-
носительно (8.15):
Т RиС н Т М'
(8.16)
rде Т период следования импульсов; Т м период модуляции. При двух-
кратном детектировании сиrнал преобразуется,с помощью ДРИ в видеоим-
пульсы, которые после прохождения видеоусилителя поступают на пиковый
Д видеоимпульсов (ПДВИ), ВЫДеляющий их оrибающую. Постоянную вре-
мени ПДВИустанавливают из двойноrо неравенства (8.16). Двухкратное
детектирование обеспечивает возможность дополнительноrо усиления
с помощью видеоусилителя, а также селекции видеоимпульсов. На рис.
8.13, е, д приведены rрафики. поясняющие работу ПДРИ и ПДВИ.
Наибольшее распространение получили диодные Д радиоимпульсов,
поскольку их малое внутреннее сопротивление позволяет уменьшить искаже-
ния формы видеоимпульсов. Типовая схема диодноrо ДРИ показана на
рис. 8.14, а, rДе R BXBY ' С вхВУ входные параметры видеоусилителя,
С ск :; С д + С мн емкость схемы. Схема устойчиво работает с импульсами
212
io
u,,r
Тн/2
11861% ДIlP# I .
и6 /X /1,48# ,
2t:1r
t
.
t
t
t
Рис. 8.13. Диаrраммы работы импульсиоrо детектора
F Ф
r 1 ,
От !/Л'{
J Чl--- J I I
сд I ,
CI( CHI/
[ к 1 cI т
I
1-
а
Eп
VlJ К. C
От ДРI1 С ф
R H I .
Н52
Рис. 8.14. Схемы импульсных детекторов
. JTP (; r=l i )
отУз J
а б
vD
ь
Рнс. 8.15. Схемы детекторов MrHoBeHHblx и средних значений
микросекундной длительности и частотами заполнения порядка десятков
мrц. Введение корректирующеrо дросселя L Kp последовательно с R H
уменьшает время установления на 40. ..50 %. Для подавления выходноrо
напряжения с частотой, близкоii к промежуточной, применяют заrрадитель-
ный фильтр L ф , С Lф' rДе С Lф представляет собственную емкость дросселя
L ф ,
Для схемы ПДРИ (рис. 8.4, б) характерно разделение наrрузки R H ==
== R H1 + R H2 . Это вызвано тем, что требуется получить б6льшую посrо ян -
ную времени цепи разряда конденсатора СИ при допустимом различии Harpy-
зок Д по постоянному и переменному току RH /RH 1. Условие (8.16)
следует уточнить:
10Т.os:;:RнRобрСн/(Rн+Rобр).os:;: Уl m 2 j Q Mт' (8.17)
что предъявляет высокие требования к обратному сопротивлению диодов.
ПДВИ обычно выполняют по схеме параллельноrо Д, на который пода-
ется напряжение с выхода видеоусилителя (рис. 8.14, 6). Заряд конденсатора
С н происходит через открытый диод VD и коллекторныЙ резистор видеоуси-
лителя 'зар == (Ri + R K ) Сн' разряд на сопротивление наrрузки и закрытый
диод 'разр"" RнRобрСн/(Rн + Rобр) »'t зар ' Выбор параметров схемы задает
пиковый режим детектирования при условии безынерционности по оrибающе й
(8.17).
Кроме Д, безынерционнЫх по оrибающей, в рпде специальных прило-
жений используют Д мrНОБеННЫХ значенпй (ДМ3), которые представляют I
собой безынерционные Д (рис. 8.15, а). Безынерционность достиrается
исключением емкости наrрузки. В качестве примера рассмотрена работа
идеализированноrо ДМ3 при детектировании узкополосноrо случайноrо про-
цесса. Как видно из рис. 8.16, а, б, постоянная состаВЛяющая выходноrо
напряжения не выделена и детектирование происходит с уrлом отсечки
е:о< 900. Для увеличения представительности процесса нередко применяЮт
схему двухтактноrо ДМЗ. Последовательность из и) используют для вЫДелt:-
ния необходимых признаков принимаемоrо случайноrо процесса (амплиту-
ды, фазы, продолжитеJIЬНОСТИ импульсов). В качестве TaKoro признака в трак-
тах обнаружения и измерительных трактах часто используют постоянную
составляющую из и) на интересующем нас интервале наблюдения Т (рис.
8.16, б). Д, вЫДеЛяющие постоянную составляющую, вызывают детектора-
ми средних зиачений (ДС3). Последние представляют собой совокупность
ДМЗ и интеrратора И (рис. 8.15, 6):
т
1 \ '
И4 (Т) == из (t) == Т . из (t) dt,
о
214
uit)
t
t
Uныx
Рис. 8.16. Днаrраммы работы детекторов мrновенных и средниХ значениll
t '
Одна из возможных реализацнй идеальноrо интеrратора коммутируемая
RС-цепочка, показана на рнс. 8.15, в. Интервал коммутации цепочки прини-
мают равным Т. При выборе RиС н » т частотные и переходные характери-
стики RС-цепочки и идеальноrо интеrратора совпадают с точностью до по-
стоянноrо множителя [7]. Существенное упрощение может быть получено
при переходе к некоммутируемой RС-цепочке, выходное напряженне которой
«отслеживает» постоянную составляющую с флюктуацнями (рнс. 8.16, в). При
увеличенни постоянной временн RHC H флюктуации уменьшаются, ио и вы-
ходное напряжение падает. При работе в режиме нзмереиия постоянную
времени цепочки по возможности увеличивают, прн режиме обнаруження вы-
бираюr оптимальной относительно длительностн сиrнала. Схема ДСЗ на
операционных усилнтелях DAl и DА-2...приведена на рис. 8.16, е.
Сннхронный детектор СД представляет собой частный случай преобразо-
вателя частоты, у KOToporo частота rетеродина установлена равной несущеЙ
частоте сиrнала; при этом их разностная (промежуточная) частота равна
нулю и поэтому фильтр промежуточной частоты заменен ФНЧ. При поступ-
ленин на вход смеснтеля АМ сиrнала
и сиrнала rетеродин
и с и) == и с (1 + т cos Щ) cos ((J)c t + СРС)
U r (t) == И r COS ((J)c t + CPr)
{ см == Аи с (t) U r (t) == АИ си r (1 + т cos Qt) cos ((J)c t + СРс) Х
Х cos ((J)ct + CPr) == 0,5АИ си r (1 + т cos Щ) cos (срс CPr) +
+ 0,5И си r (1 + т cos Щ) cos (2(J)c t + СРС + CPr)'
ФНЧ выделяет первый компонент {см' амплитуда KOToporo измеияется по
закону модуляцин. Максимум полезноrо сиrнала на выходе имеет место в
случае поДбора СРС == CPr' В СД, В отличне от обычноrо амплитудноrо Д,
отсутствует подавлеине слабоrо сиrиала снльной помехой, что объясняется
налнчием снльноro сиrнала rетеродина, синхронноrо с полезиым сиrналом.
215
Рис. 8.11. Структурная схема КОРРМИЦН'
OHHoro детектора
в корреляци ных детекторах детектирование производитси за счет пере-
миожения входноrо сиrнала caMoro на себя. Эти Д получили распростране-
ние сравнительно недавно, после появления ИС аналоrовых перемножителей.
Принцип работы TaKoro Д показан на рис. 8.17, rде сиrнал и 2 (t) являетси
квадратом Dходиоrо сиrнала
и 2 (t) == М [И 0(1 + т cos Ш) cos w c t]2 ==
... О,5М [И С (1 + т cos Qt)]2 (1 + cos 2w c t],
rде М масштабный коэффициент ИС АП. ФНЧ выделяет первый компо-
нент и 2 (t), а схема извлечения корня превраща'ет Д из квадратичноrо в ли-
иейный.
8.3. Краткие теоретические сведения
Общая теория детектирования
Постоянная составляющая (рис. 8.1, а), которая определяет полезный
эффект детектирования, зависит от входноrо и выходноrо напряжений, при-
ложенных к нелинейному !мементу. Полаrая систему безынерционной,
можио записать эту связь в виде характеристики выпрямления детектора
(Х ВД)
/вых ==Ip(Uвхm' иBЫX )"
При изменении амплитуды входноrо сиrнала (Аи вхт ) возникает прираще.
нпе постоянной составляющей выходноrо тока
д/ BЫX д/ BЫX
А/ BЫX d/ BЫX == dU ВХ m + ди dU BЫX '
ВХ т BЫX
(8.18)
При малых приращениях АИ вхm , соответствующих малой rлубине
ции т 1, частные производные MorYT быть приняты постоинными:
крутизна ХВД
модуля-
д/ BЫX I А/ BЫX I
Sд==
ди ВХ m tlU вх т и ВыХ .... сопst,
(8.19)
виутреннее сопротивление
диBЫX I tlИвых I
RIД== ,
д/ BЫX tl/ BЫX U ВХ т сопst,
(8.20)
внутренний коэффициеит передачи
iJU Bbl){ I АИ BЫX I
""д==
. ди ВХ m Аи вх m / BЫX сопst.
(8.21)
216
'f "'!',ти.,
а
1/ll1l
)
9А ф и. j
о
Рис. 8.18. ЭКВИВdлеитные схемы детектора
Так же, как параметры усилительиоrо прибора, статические характеристики
Д связаиы соотиошеиием S дR iД == f.t д' После подстановки (8.19), (8.20)
в (8.18)
м BЫX == Lд U ВХ m/(RiД + R H ).
При rармоническоii модулиции входиоrо сиrнала иBxт == иmот sin Qt:
lblm == f.tдmU mo/(RiД + i H ),
чему соответствует лииейиая эквивалентная схема рис. 8.18, а. Таким обра-
зом, д, иа который воздействует АМ сиrнал, может быть представлеи в виде
эквивалентиоrо rеиератора иапряжеиия Е э == f.t дти то с внутреиним сопро-
тивлеиием RiД' что позволяет свести к линейнОЙ задаче определеиие выход-
иоrо иапряжения
И Ыт == irJmi H == f.tдmuтоiн!(RiД + lH)
и коэффициента передачи Д
К д == Иыт!miJ то == f.tдiн/(RiД + ZH)'
Для типовой наrрузочиой цепи l!i и == I!RH + jQC H
К д == f.tд/ V (1 + RiД!R и )2 + (QC H RiД)2
I!еравномериость частотиой характеристики
м д == V l + (QCHRiДRH/(RiД + R H )]2,
(8.22)
фазовый уrол коэффициеита передачи
Ip == arctg Q RiДC H /(1 + RiД!R H ).
Эквивалентная схема справедлива с учетом допущеиия m 1 и ие отобра-
жает мrновениых зиачеиий поэтому с ее помощью иельзя ии объясиить
процесс детектироваиия, ни исследовать иелииейиые искажеиия. Эквива-
лентная схема, отражающаи влияиие Д на колебательиый коитур, показаиа
на рис. 8.18, б, rде коитур замеиен reHepaTopoM U r С внутреииим сопротив-
лением Rr-
Приведеииые выводы справедливы для любой схемы Д и любых ампли-
туд входноrо сиrнала. При расчете в общие выражеиия должиы быть подстав-
лены параметры KOHKpeTHoro Д s д, R щ ' f.tд' R вхд ' которые зависят не
9 7-230
2 7
только от типа схемы, но и от режима работы. Параметры Д MorYT быть най.
дены из ХВД (рис. 8.19, а) в соответствии с (8.19) ... (8.21). Эксперимен-
тально Х ВД MorYT быть сияты с помошью схемы рис. 8.19, б.
Диодн е детектирование слабых сиrналов
Для достаточно малых напряжений И вх < О,2В ВАХ полупроводнико-
Boro диода отображается экспонеитой (рис. 8.20)
i д == io [ехр (1' о и,Ц> 1],
rде io ток сильио обратно-смещеииоrо р-n перехода; 1'0 коэффициент,
величина KOToporo для точечных rерманиевых диодов колеблется в пре-
делах (27...80) I/B.
В цепь детектора в общем случае введено опорное напряжение
Ео == ERH/(R H + R 1 ).
При отсутствии входноrо сиrиала t < t 1 иа диоде устанавливаются на-
чальиые напряжеиия и ток И Дн' 1 Дн' которые можно определить как коор'
дииаты точки пересечеиия ВАХ диода и наrрузкн i Д == (Ео И Д)/ R H . Прн
поступлении сиrнала вследствие экспонеНЦ!lальности ВАХ площадь верх-
ней полуволны оказывается больше нижней. В результате увеличивается
постояиная составляющая тока диода !J.I == I 1 Дн Н на наrрузке воз-
никает приращенне постоянной составляющей
!J.И == И И Дн == M RH'
что и определяет эффект детектирования. В случае изменения амплитуды
входноrо сиrнала выходное напряжение повторяет этот закон
Q
l
И вых (Q) == !J.И (Q) == M (Q) R H . I
Представляя уравнение ВАХ
диода в общем случае
i д == ер (иД) == ер (И Дв + "'и)
I/
и полаrая приращение напряже-
ния на диоде "'и == ,t',И +
+ И т siп wt достаточно малым,.
находят постоянную составляю-
щую тока диода
I == Iдв+SИ +0,25S'И
$ #.9 CiK J
5
218
Рис. 8.19. Характе'рНСТНКН выпрямлевня детектора, схема нзмерення
.
Рис. 8.20. Диодиыll детектор в режиме слабых сиrналов
и амплитуду первой rармоники / тl == SU т, rде / Дн == ер (и Ди)' s == ер' (и Дн)'
S' == ер" (и ди),
Исходя из общей теории детектироваиия, определяют внутренние па-
раметры Д
Sд == ; == S'U m /2;
т
/.д/
RiД == 1/ ди == I/S;
f.tд == SдRiД == 0,5S'U m /S.
ero входное сопротивление
R BX Д == и т // т1 == I/S,
(8.23)
и коэффициент передачи
К д == f.tд;(l + RiД/R и ) "'" f.tд == 0,5S'U m /S.
(8.24)
Малая величина входиоrо сопротивлеиия (8.23) вызывает сильное шун-
тирование контура. Коэффициеит передачи К д пропорционален амплИтуде
входноrо сиrнала, т. е. при слабых сиrиалах К д « 1. Лииейная зависимость
К д от амплитуды сиrнала приводит к квадратичной детекторной характери-
стике (рис. 8.21, а)
и вых == mиток д == 0,5mS'U 0/S.
Коэффициент rармоник
k r "", Ugm2/Ugm "'" m/4,
т. е. при детектировании слабых сиrналов в общем случае вносятся значи-
тельные нелинейные искажения.
219
[ t,
' 2
' з
t
и/ хт
Rt д
12
/0
8
8
4
2
О ;: 4 S 8
О
KA' ЫX
{J
Рис. 8.21. Характеристики днодиоrо детектора, раCioтающеrо в режнме слабых сиrиалов
Принимая широко распространенное представление ВАХ диода экспо-
нентой, получим
I == io [ехр (уИ ) 10 (Ас) 1];
1 т1 == 2io ехр (уИ ) 11 (Ас),
(8.25)
rде обобщенная амплнтуда входноrо снrиала
Ас == уИ т . (8.26)
10 (Ас), /1 (Ас) модули модифицированиой фуикцин Весселя иулевоrо
н первоrо порядков. Примеиив рассмотренную выше методику, можно полу-
чить описание работы Д в виде rрафиков рис. ?21.. .8.23 [45]. На рис. 8.21, б
показана зависимость коэффициента передачи К д и входноrо сопротивлеиия,
приведенноrо к одному килоому сопротивления иаrрузки по постоянному
току, R хд == Rвхд/R н от обобщенной амплитуды входноrо сиrнала Ас
и обобщенноrо иапряжения смещения
Е == У (Ео иди + iоRи == уRи (1 Ди + io). (8.27)
При отсутствии прямоrо смещеиия диода Е == уRи iо,
Как видно из характеристик рис. 8.21, б, при Е < 2 входиое сопротивле-
иие Д с ростом амплитуды входноrо сиrнала падает, т. е. имеет место проти-
воположный характер зависимостей R вхД (Ас) и К д (А с), что можно исполь-
зовать для снижения виосимых иелииейных искажений. Уменьшение ампли-
туды входноrо сиrнала приводит к росту входноrо сопротивления Д, вслед-
ствие чеrо происходит перераспределеиие контуриоrо напряжения И r между
Rr и R вхД (рис. 8.18, 6), что компенсирует снижение усиления на участке
АО (рис. 8.21, а). При положительной полуволне наблюдается об(J'атное.
Таким образом, возбуждая Д reHepaTopoM тока, при условии Е < 2 можно
получить компенсацию нелинейности детекторной характеристики. Для
перехода к режиму reHepaTopa тока Rr »R вхД должна быть обеспечена
сильная связь между контуром и детекторной цепью
G r == I/Rr == О к . и/n1 == (О К + n:G 22 )/nh, (8.28)
220
11;-,% K r ,% А,=4
20 20
10
О 2 4 б 8 Е) О 2 4 8 Ез
а о
K r ,%
12 А,=8
8 8
4 1;
О 2 4 б 8 fз О 2 4
д с
Рис. 8.22. Характеристики для определеиня козффициеита rармоник AHOAHoro детекторэ
rде Окои проводимость коитура каскада УПЧ, наrруженноrо со стороны
АЭ (рис. 8.20). Как видно из (8.27), выбор необходимой величины Е может
быть обеспечен за счет выбора типа диода (io), сопротивления Rи и величи-
ны начальноrо тока 1 Дн'
Зависимости коэффициента rармоник при rлубине модуляции т 60 %
от обобщенноrо напряжения смещения эквивалеитноrо детектора k r (Е з )
для различиых значений обобщенной амплитуды входноrо сиrнала Ас и раз-
личных приведенных сопротивлений reHepaTopa
R v' (R r/R и )
(8.29)
приведены на рис. 8.22. При этом отношение сопротивлеиий наrрузки Д по
постоянному и. переменному току
v Rн /Rи", RHJ[RHR ВХ узч/(R н + R BX узч)].
Понятие эквивалентноrо детектора введено для удобства представле-
ния работы Д с различными значениями наrрузочных сопротивлений по по-
стоянному и переменному току v 0/= 1; эквивалентный детектор представляет
собой Д, дЛЯ KOToporo v 1. Переходные зависимости Е э (Е) дЛЯ различ-
иых значений Ас и v показаны иа рис. 8.23. Как видно из rрафиков рис. 8.22,
при заданном приведенном сопротивлении reHepaTopa существует оптималь-
ное значенне обобщенноrо напряжения смещения, при котором иелинейные
искажения Д минимальиы. Следует отметить еще одно свойство зависимо-
стей Kr (Е з , Rro Ас), которое может быть использовано для создания некри-
тичных схем при значениях Е 2 нелииейные искажеиия мало зависят
от сопротивления Источника.
221
Е [
16 16
12 12
8 8
4- 4
О 2 4 8 [э О 2 4- Е}
а
Е [
16 16
8 8
4- 4
О аО2 аО6 0.1
о 2 4- 6 8 Еэ о 2 4- 6 8 [}
t} z
Рнс. 8.23. Характернстнкн для определеиня обобщеииоrо иапряжеиия смещеиия AHoAHoro
детектора
Детектирование сильных сиrналов
В этом режиме ВАХ диода, обратным сопротивлением KOToporo можно
пренебречь, может быть аппроксимирована линейно-ломаной функцией
{ sид при ид>О.
{д
О при U Д <: О.
Аналоrичную аппроксимацию можно принять и для полупроводниково-
ro диода с конечным обратным сопротивлеиием (рис. 8.24), если реальный
прибор заменить параллельным соединением идеальноrо диода Дид с кру-
тизной S == Snp SоБР "" Sпр tg а. и сопротивления R обр == I/S 0бр == 1 /tg .
Примем аппроксимацию (8.30), полученные при этом результаты MorYT быть
распространены на Д с полупроводниковым диодом при условии зямены внут-
peHHero сопротивления вентиля Ri == I/S на эквивалентное
R 1э == RiRобр/(Ri + R обр ). (8.31)
Рассмотрим диаrрамму работы Д (рис. 8.25), rде входной сиrнал иВХ ==
и т cos oot поступает иа диод без потерь. Ток i Д предста ляет последо ва-
(8.30)
222
тельность импульсов с уrлом отсечки е,
определяемым из уравнения
cos 8 == и /ит' (8.32)
Ток диода может быть представлен ря-
дом Фурье для четной функции
i д == Su д == I +1 т1 cos(Ot +
+ 1т2 cos 2(Ot + . . . ,
'/
Дид/?"s
, I?о!р .
q . ...
jJ
Ifд
откуда постоянная состанляющая диод-
Horo тока
Рис. 8.24. Вольт-ампериые характерис.
тики диодов
е е
I == (l/n) S i Д «(Ot) d(Ot == (I/n) S S (и + U m cos (Ot) d(Ot ==
о о
== SU m (siп 8 8 cos 8)/11:,
амплитуда первой rармоники
е
I т1 == (2/n) S i д «(Ot) cos (Ot d(Ot == SU m (8 siп 8 cos 8)/11:.
О
После подстановки и == I Rи можно получить
tg 8 8 == n/SR H ,
(8.33)
откуда видно, что уrол отсечки не зависит от амплитуды входноrо сиrнала
и определяется только параметрами схемы. Для Д с полупроводниковым
диодом
tg 8 8 == nRi R обр / R и (Ri + Ro(ip)' (8.34)
Постоянство уrла отсечки определяет лннейность детекторной характери-
стики
U БЫХ == U == U m cos 8, (8.35)
т. е. высокое качество воспроизведения закона модуляции. Решение транс-
цендентноrо уравнения (8.33) приведено на рис. 8.26, rде для диодов с ко-
нечным обратным сопротивлением aprYMeHT SR H нужно увеличить в
!< И- !<-S/j, .
Q:,
11.4
G)f
C\J
2r
G)
Рис. 8.25. Диаrраммы работы диодноrо ДCTCKTOp при детеКтиРОБаиии немодулнроааиноrо
сильноrо сиrнала
223
к.
8,сро!
70
КА
j...- j..
......
5, /1/
....... 3/f,>ry
8
....... .......
./ V.....
5 О,
30
10
о
10 20JO 50 100 200ЗОО500.5Н"
О
.5К6.(Д )/д Il
500
"00
300 JO
200
100 0,5 20
50
40
30 10
20
i.----'" Уд
.5Нц
" ........ .
,
О О
10 20 ЗО 50 100 2О0JО050.о3/(/I
()
Рис. 8.26. Характеристики днодноrо детектора, работаlOщеrо 8 режиме СИЛЬИЫХ сиrиаЛ08
(1 + Ri/Rобр) раз. И характеристики рис, 8.26, а видно, что Д типовоrо
приемиика (SR и > 50) работает с малыми уrлами отсечки. При этом о::::::
:::::: V 3 :rt/SR и . Постоя ист во уrла отсечки позволяет сравиительио просто по-
строить расчет схемы, выразив пара метры детектироваиия через 8
6
Sд== ; == a fJ J(SU +SUmcosrot)drot]== : sin8; (8,36)
о
6
\ дl I д [ 1 r 1 :rt
R iд ==1 ди ==1 ди Л, (SUmcosrot+SU )dro == sO '
о
(8.37)
входиое сопротивлеиие Д
R BX Д == U m /l m1 == :rt/S (8 sin 8 cos 8),
(8.38)
коэффициент передачи
К д == и /ит == UQm/mU mo == cos в. (8.39)
с помощью характеристик 8 (SR H ) показатели (8.36) ... (8.39) можио выра-
зить непосредственио через параметры схемы. Как видио из рис. 8.26, с уве-
личением произведения SR и КОЭффИllиеит передачи Д н ero входное сопротив-
ление возрастают. Отсюда для повышеиия усилеиия Д и умеиьшения ero
шунтирующеrо действия величииа произведения SRи должна быть приията
максимальной. С помощью rрафиков рис. 8.26, б MoryT быть найдены виутреи-
ние параметры Д, иеобходимые для построеиия эквивалеитиой схемы и рас-
чета виосимых лииейиых искажеиий (8.22). Как было показаио выше, в режи-
ме сильиых сиrиалов ДХ лииейиа (8.35). ОдИаКо само поиятие сильиоrо сиr-
нала, для KOToporo справедлива линейио-ломаиая аппроксимация ВАХ,
должио быть уточнено. С этой целью рассмотрим область переrиба ВАХ,
которая достаточио точио описывается экспоиеитой. Использовав (8.25),
найдем
и == I RH == ioRH [ехр (I'и ) 10 (Ас) 1].
Решая это уравнение относительио и т , получим уравиение ДХ, rрафиче-
ское представлеиие которой для типовоrо Дllода (Д2В) показано на рис.
224
lJ.. u..,8
0.8 1
4+ Р",I11;I1 и l11 ,8
U лDр
,
О 1,0 и l11 ,8 ти"",
t1 5
Рис. 8.27. Детекториые характеристики диодиоrо детектора, работающеrо в режиме силь-
ных сиrиалов
ивх У т
УС
и т
ин
О О
U it . эп
t
Рис. 8.28. Диаrрамма работы диодиоrо детектора при амплитудио-модулироваииом входиом
сиrиале
8.27, а [31. Линеаризация ДХ при увеличении R и объисняется тем, что при
увеличении параметра sR и уrол отсечки тока О падает и соответственно
уменьшается область использования ВАХ. Малый же участок криволиней-
ной части ВАХ можно рассматривать как линейный. На типовой ДХ (рис.
8.27, б) можно выделить два основных участка: начальный нелинейный
(1) и выше пороrовоrо уровня и пор линейный (II). Отсюда минимально
допустимая амплитуда входноrо сиrнала
UmOmln >- ипор/(l mmax)'
(8.40)
Нелинейные искажения MorYT быть вызваны инеРЦИОIlНОСТЬЮ наrрузоч-
иой цепи "t'и == RиС и . При АМ входноrо сиrнала (рис. 8.28, а) и выполнении
условия
ди с dU m
di:>(F
(8.41 )
напряжение и (!) повторяет закон модуляции. При больших постоянных
времени < > "t' напряжение на наrрузке не успевае.т «следить» за измене-
ниями оrибающей и т (t), в результате чеrо возникают нелинейные искаже-
ния. Развернув выражения и с и и т внеравенстве (8.41) для наименее бла-
rоприятНоrо случая модуляции, получим условие отсутствия нелинейных
искажений
RиС и "" Vl m axlmmaxQmax "" 1,5,
(8.42)
Для схемы с разделенной наrрузкой
СИ == С и1 + СИ2R 2/(RИ1 + R и2 )2.
(8,43)
225
Нелинейные искажения, имеющие характер «отсечки по оrибающей»
(рис. 8.28, б), вызваны влиянием цепи ер, R Bx узч (рис. 8.4, а), элементы
которой определяют из неравенства
I/QminCp « R BX узч'
{8.44)
Искажения воз никают вследстви е Toro, что при быстром изменении ампли-
туды входноrо сиrнала на наrрузке R H возникает запирающее иапряжеиие
Ин зп == IразRн == [Ир/(R и + R Bx узч)] R H ,
вызванное разрядом конденсатора ер, иа котором выделяется постоянная
составляющая выпрямленноrо напряжеиия
Ир == И О "'" И т .
Условие отсутствия нелинейных искажений этоrо вида
R Bx узч :> mmахRи/(1 mmах) "'" (3 . . . 5) R H .
(8.45)
в случае с разделенной иаrруз кой это условие следует рассматрива ть приме-
нительно к R H2 .
Импульсные детекторы
Переходиые процессы в системе однокоитуриый каскад УПЧ детек-
тор радиоимпульсов (рис. 8.14, а) в режиме детектирования Сильных сиrнаJlОВ
показаны' на рис. 8.29 [31, 32]. При поступлении радиоимпульса начин ается
заряд емкости Си' в течеиие первых периодов входноrо колебания ДРИ ра-
ботает с уrлами отсечки, близкими к л/2 и соответственно низким входным
сопротивлением R вхД 2Ri. В последующие периоды напряжение на на-
rрузке нарастает, и уrол отсечки уменьшается до установившеrося значения
8 уст (см. (8.33), (8.34». При этом входное сопротивление увеличивается и
стремится к RвхДуст (8. 38); эквивалеитиая добротность контура нара-
U.' a
Uбх и x Uбых. ycm U
и . бых
8ых
't ycm .
";A
2Rj I
О
о
0 [
Рис. 8.29. Днаrраммы работы импульс-
Horo детектора
226
стает, соответственно уменьшается ero
полоса пропускания. В момент окои-
чания радиоимпульса t == '( н ' диод за-
пирается и начинается разряд кондеи-
сатора Си на резистор R H . Тип диода, па-
раметры иаrрузки RиС н и коэффициент
wt
t включения n д выбирают, исходя из ус-
ловия (8.15)
Т пр « RHC H . 3 « '( н '
.
t
допустимых искажений формы импульса
(8.3)
2
'( уст == 5С н . 3 (nдR о + 2R tэ ) COS 8 уст j(I +
t 2
+ n дRо/R вх Д уст) ..,;;: '( уст ТЗ, (8.46)
't сп == 2,3R и С н . э ..,;;: '( сп ТЗ,
а также требований по коэффици нту передачи каскада УПЧ ДРИ
Купч д == SупчRоnд cos 8устЮ + n1R o /R BX д УСТ)
и полосе пропускания оконечноro каскада УПЧ, наrруженноrо на Д,
(8.47)
2
П УПЧ == (1 + nдRо/R вх Д YCT)/2nR o C K ,
(8.48)
rде
Си. э == Си + С вх ВУ + Ссх == Си + С вх ВУ + (С д + С МИ );
Riз эквивалентное внутреннее сопротивление диода (8.31); SУПЧ крутизна
оконечноrо УПЧ, предполаrается полное включение контура со стороны АЭ
nl == 1.
Поскольку 't'YCT <: 't'сп, при расчетах часто исходят из допустимоrо времени
спада. Желательно выбирать диод с возможно меньшим значением Ri3" Умень-
шение R и и Си. э снижает времена 't'YCT И 't'cn' При необходимости допускают
исключение конденсатора Си' оrраничиваясь схемными емкостями Си. э ==
== Ссх + С вх ВУ' Следует учитывать, что с уменьшением отношений Rи/Rl
и Си. э/С д входное сопротивление R Bx Д УСТ И коэффициент передачи К Д па-
дают. Для увеличения последнеrо нужно возможно большую часть напря.
жения приложить к диоду, откуда
Си == 10С д (Ссх + С вх ВУ)'
Коэффициент передачи К д может быть рассчитан по rрафикам рис. 8.26.
Уменьшение коэффициента включения nд уменьшает время установления
(8.46) и коэффициент передачи Купч д (8.47). Ero уменьшение целесо-
образно до критическоrо значенин
nДкр == V2Riэ/Rоэ (1 2R 1э /R в х...Д УСТ)'
Выбор посrоянной времени разделительной цепи производят по сооб-
ражениям защиты от длительно действующей помехи
CpR BX ву"'" (1 " . 10) 't'и'
Анализ пнковоrо Д радиоимпульсов в режиме СИДьных сиrналов пока-
зывает, что осе формулы, полученные для Д непрерывных сиrналов, оетают-
ся в силе при условии замены в полученных выражениях сопротивления H/I-
rрузки R и эквивалентным сопротивлением R и . э == Rи/q, rде скважность
q == Т/'t'и' Отсюда для получения необходимых значений К д и R вхд при вы-
сокой скважности сопротивление наrрузки ПДРИ должно быть доведено до
единиц MeroM. При работе с полупроводниковыми диодами роль сопротивле-
ния наrрузки обычно иrрает ero обратное сопротивление, вследствие чеrо
выбор диода должен производиться по величнне R обр ' а также по допусти-
мому диапазону ero рабочих частот. Выбор параметров наrрузки производят,
исходя из (8.17). Для ПДРИ на полупроводниковых диодах по соображе.
ии ям стабильности обычно принимают R и == R обр '
15*
227
Деление наrрузки пронзводят по формулам
R и2 == R и (v 1) [1 + V 1 + 4vR BX ву/R и (v l)J1v;
R иl == R и R и2 .
rде отношение v == Rи /Rи ПРИНlIмают в пределах v == 1 . , . 1.2.
При расчете пиковоrо детектора видеоимпульсов (рис. 8.14, б) кроме па-
раметров входных видеоимпульсов (Т. 't'и) задают постоянные времени заряда
и разряда конденсатора наrрузки Си ('t'зар' 't'разр)' Выбор диода не отличается
от paccMoTpeHHoro дЛЯ ПДРИ. Емкость наrрузки находят по заданным парамет-
рам транзистора видеоусилителя Си == 't'зар/(Ri + R K ); сопротивление наrруз-
ки R H == 't'разр/С н , Если значение R H оказывается сравнимым с сопротив-
лением утечки, на входе ПДВИ включают эмиттерный повторитель и произ-
водят перерасчет
C "" 't'зар/(Ri + R вых э п ), R == 't'разр/С .
Коэффициент передачи ПДВИ ОП'РЕ'деляют по формуле
. ( 'tи ) ( 'tи )/ ( 'tи 't и )
К д == 't'разр 1 е 't зар 1 е 't разр т 1 е 't зар 't разр .
8.4. Методика расчета
ДИОДНрlЙ детектор непрерывных сильных сиrналов
Исход/iые данные: промежуточная частота !пр; диапазон МCJдулирующих
частот не менее F min .. . F mах; неравномерность АЧХ не более Мр mах'
Мр min; коэффициент модуляции не более т mах ; амплитуда напряжения не-
сущей частоты не менее V тО min: полоса пропускания наrруженноrо оконеч-
Horo каскада УПЧ не менее П упч ; коэффициент передачи Д не менее
!(дтз: коэффициент фильтрации напряжения промежуточной частоты не ме-
нее К ф дтз' Параметры источника и наrрузки: резонансное эквивалентное со-
противление ненаrруженноrо контура оконечиоrо каскада УПЧ Ro; контур-
ная емкость С К ; входное сопротивление и емкость У3Ч R BX узч, С вх узч,
схема рис. 8.4, б.
Порядок расчета: 1. Исходя из наибольшеrо произведения SR обр выби-
рают тип диода, для KOToporo устанавливают: крутизну ВАХ диода (внутрен-
нее сопротивление) S (Ri), обратное сопротивление R обр ' емкость С д'
2. Проверку на допустимость линейной аппроксимации производят по
(3.40). Обычно для полупроводниковых диодов принимают U пор == 0,25 В,
дЛЯ вакуумных 0.5 В. При отрицательном результате производят расчет
Д в режиме слабых сиrналов.
3. Сопротивление Rи находят, исходя из неравенства (8.45)
R и2 <: [(1/т mах ) 1) R BX узч'
4. Сопротивление R И1 вычисляют, исходя из допустимой потери чувст-
вите'льности, вызванной делением наrрузки (8.9).
R H1 == [(Кд/К д ) 1] R и2 .
Обычно в схемах вещательных приемников прннимают Кд/К'д == 0,5. ..0.9.
228
5. Сопротивление наrрузки R и == R H1 + R H2 .
6. Уrол отсечки определяют по rрафику 8 (SR H ) (рис. 8.26, а).
7. Входное сопротивление Д определяют по rрафику SR BX Д (SR и ) (рис.
8.26, а).
8. Коэффициент включени я рассчитывают, исходя из (8.48):
n д == V(2nПупчRоСк 1) R BX д/R о .
9. Приведенную емкость С;р допус.тимую по нелинейным искажениям,
устанавливают, исходя из нера венства ( 8.42),
C ",. V 1 m ах/mmахQmахRи.
10. Прнведенную eMI{OCTb С=, допустнмую по частотным искажениям,
находят, исходя из (8.22)
с: ",. (R и + RlД) V M mах I/Qmax R H R lД'
rде сопротивление RlД определяют по рис. 8.26, б.
11. Из двух рассчитанных по п. 9.10 значений приведенной емкости на-
rрузки принимают наименьшую (С н ). Проверку правильности выбора С н про-
изводят по (8.6).
12. Эквивалентную емкость С Н2 э == С и2 + С вх УЗЧ + С мн рассчитывают,
исходя из необходимой фильтрации С н2 э == (3 . . . 5)/OJ np R H1 .
13. Емкость С н2 вычисляют, как С Н2 == С н2 э (С ВХ УЗЧ + Сын), rДе ем-
кость монтажа обычно составляет 10. . . 20 пФ. Если оказывается, что С н2 <
< О, то конденсатор С н2 не ставят.
14. Емкость С н1 устанавливают, исходя из (8.43):
С н1 == С н CH2R 2/(R н1 + R H2 )2.
15. Емкость разделительноrо конденсатора находят из допустимых частот-
ных искажений на нижних частотах модуляци и (8.44)
V 2
ер I/QmiпRвх узч Мр min 1.
16. Коэффициент передачи
К д "" n д cos 8R H2 /(R H1 + R H2 ) К дтз '
17, Коэффицнент фильтрации
k фд == OJ пр С н2 (С Д + С н1 ) R н1/ С д k ф дтз'
ДИОДНЫЙ детектор непрерывных слабых сиrналов
Исходные данные: промежуточная частота !пр; диапазон модулирующих
частоТ не менее F min . . . F тах; неравномерность амплитудно-частотной ха-
рактеристики не более <J п , КОЭффИllиент МОДУ,lЯЦlIИ т == 60 %, коэффицие.нт
rармоник при т == 60 % не более К r ТЗ, напряжение на входе УЗЧ не
менее U ВХ. узч, ТЗ, U ВХ. пр;' амплитуда сиrнала на входе усилительноrо при-
бора VT. Характеристики reHepaTopa: параметры усилительноrо прибора У 12'
У21' 011' R 22 == 1/022; параметры иеиаrруженноrоконтура LK' С К ' Q, Ro; kCB
конструктивно реализуемый l<оэф:jJицпент связи между контурной катушкой
индуктивности и катушкой связи; П э полоса пропускания наrружениоrо ка-
скада УПЧj ky КОЭффlщиеит устойчивости каскада УПЧ, Параметры на-
229
rрузки те же, что в предыдущем примере; напряжение нсточннка опорноrо
смещения диода Е нст ; схема рнс. 8.20.
Порядок расчета: 1. Выбор типа днода производят так Же, как в преды-
дущем прнмере, устанавлнвают ВАХ и ее параметры i o , S и у.
2. Сопротнвление R1I находят по рекомендацнн (8.5).
3. Полоса пропускання нензrруженноrо контура П fn/Q.
4. Находят сопротивление reHepaTopa R r (8.28)
2 2
Rr пд!r(l/R о ) + (n 1 !R 22 )1.
rде коэффициент трансформации пl определяют по соображенням устойчи-
вости (5.47), (5.48), коэффнциент трасформации п д , как максимально воз-
можный по допустимому значению полосы наrруженноrо контура
2 2
П Э П [1 + п 1 (R o /R 22 ) + п д (Ro/R BX д)).
При этом ВХОДное сопротивление ДR вхД находят по rрафикам рис.
8.21, б, задаваясь обобщенным напряжением смещении Е' 2. Обычно дли
лучше['о приблнження к режнму reHepaTopa тока, необходнмоrо для ком'пен-
сации нелинейных искаженнй, ВОЗннкающих прн детектированин слабых
сиrналов, ПРИНИМIIЮТ п д == п д rnах 1.
5. Рассчи-тывают приведенное сопротивленне reHepaTopa
R == Rr/RH _ == Rr/RH'
6. Находят амплитуду снrнала на входе Д
и ВХ т == и ВХ пlpб тSпрБRопlпд/[1 + п (R o /R 22 ) + п1 (Ro/R BX д)).
7. Определяют обобщенную амплнтуду ВХОДноrо сиrнала
Ас уи вх т'
8. Исходя 113 допустимоrо коэффнциента rapMoHHK k rтз , приведенноrо
сопротивлении reHepaTopa R и обобщенной амплитуды ВХОДноrо сиrнала А
с'
по rрафl1кам рис. 8.22 устанавливают обобщенное напряжение смещення
эквивалентноrо детектора Е э .
9. Вычисляют сопротивление наrрузкн Д по переменному току
RH == RнRвхузч/(Rн + Rвхузч)
отношение v == RH /RH '
10. Исходя нз обобщенноrо напряжении смещення эквнвалентноrо Д,
отношении v, обобщенной амплнтуды входноrо снrнала Ас, по rрафикам
рис. 8.23 осуществляют переход к обобщенному напряжению смещения Е.
Еслн полученный результат существенно отличается от прннятоrо в п. 4
значения (Е' == 2), производят перерасчет по пп. 4...10, положив Е' Е.
11. Начальный ток днода 1 Дн' обеспечивающий заданную веЛИt!Ину
коэффициента rармоник, раССЧитывают, нсходя нз (8.27)
1 Дн == (E/yRH ) io.
12. По ВАХ диода (рис. 8.17), исходя из 1 Дн' устанавливают начальное
напряженне U ДВ'
13. Напряжение смещения, обеспечивающее необходимый начальный ток
1 Дн' вычнсляют по формуле Ео == U ДВ + 1 ДвRн'
14. Дополнительное сопротивление R 1 находят, как
R 1 == R H [(Еист/Е о ) 1).
230
15. Индуктнвность свизн находит, как L CB == п1LKlk B' rде k CB конст-
руктивно реалнзуемый коэффнцнент свизн между контурноЙ катушкой н ка-
тушкой свизн.
16. Емкость наrрузкн Си определяют по п. 1 I предыдущеrо прнм ра.
17. Емкость разделнтельноrо конденсатора ер рассчитывают по п. 15
предыдущeii методнки.
18. Определиют коэффнцнент передачн дeTe Topa К д в завнснмостн от
обобщенной амплнтуды входноrо снrнала Ас и обобщенноrо наприженни сме-
щенни Е (рнс. 8.21,6).
19. Прнняв стандартное значенне rлубнны модулицнн т == 0,3, рас-
счнтывают напряженне снrнала на входе УЗЧ
U ВХ УЗЧ == U Qт /V2 == 0,707 КДи ВХ т m .
Прн невыполненнн условни UвхУЗЧ:;;" UвхУЗЧТЗ следует выбрать
актнвные элементы схемы (VT, Д) с большей крутнзной и пронзвестн необ-
ходнмый перерасчет.
Коллекторный детектор
Расчет коллекторноrо детектора (рнс. 8.9, а, эмиттер VT заземлен) про-
нзводит в следующей последовательностн [83]:
1. В качестве АЭ выбнрают транзнстор Toro же типа, что н дли каска-
дОВ УПЧ. ,
2. Устанавлнвают сопротнвленне наrрузкн в коллекторной цепн ТРД
R K . И :;;.. (5 ... 10) R BX УЗЧ'
3. Емкость в цепн коллектора рассчитывают, 'нсходя нз допустнмой не-
рав номерностн А Ч Х
С к .. и < 106 V a I/QmахRи ,
rде сопротнвление наrрузкн ТР Д по переменному току Rи == R K . и R вз УЗЧI
R и . к + R Bx УЗЧ' Здесь'и ннже частоты, сопротнвлення и емкости выражены
в килоrерцах, килоомах , пнкофарах соответственно.
4. Находят входное сопротнвление и емкость ТР Д. При входных cHr-
палах порядка 0,1 В
R BX Д :::< 3,5R Bx f(l + 0,3 . 1O 12(J) / ;хRвхrб);
. СВХ Д :::< О,3С вх /(1 + 8,4 . 1()14(J) pC;xra),
rде R BX ' СВХ' r б параметры АЭ.
5. Коэффициент передачи ТРД К д :::< (3...4) I Y 211 Rи .
6. Устанавливают сопротнвление R б2 == (0,5 ... 1) кОм, рассчитывают R бl ==
== R б2 [(10...20) Ел 1}, rде Ел напряжение пнтании, В.
7. Емкость блокировочноrо конденсатора
С б :;;.. 5. 106/QmlпRб2'
Детектор радиоимпульсов
Расчет детектора радиоимпульсов (рис. 8.14, а) пронзводят в следующей
последовательности [83]:
1. В качестве нелинейноrо элемента обычно нспользуют rерманиевые
дноды. Следует выбирать диоды с меньшими ЗНllчениями R iэ , С Д (8.31).
231
2. Емкость конден,атора наrрузкн С н == 10 С Д С мн ' rДе емкость монтажа
прнннмают СМ!! == (3... 5) пФ.
3. Сопротнвленне наrРУЗКII рассчнтывают, исходя из заданноrо временн
. спада вндеонмпу льсов R в == 't с/23 С Д'
4. Проверяют неравенство RHC H l/fпр' прн невыполненин KOToporo па.
дает коэффнцнент передачн.
5. По rрафнкам (рнс. 8.26, а) определяют входное сопротнвленне R вхД
Н коэффнциент передачн ДРИ К Д '
6. По п. 8.3 выбнрают значенне коэффнцнента включення п Д:;;" п Д кр'
7. По формуле (8.46) вычнсляют время устаНОВJIення 1: уст ""' '"'УСТ тз.
8. При введеннн схемы коррекцнн (L Kp )' позволяющей поднять коэффн'
цнент передачн н сократнть время установлення:
увелнчивают сопротнвленне наrрузкн R H . к == 1,65 R H :
определяют корректнрующую нндуктнвность [ кр == Q R KCH' прн этом для
предупреждения большнх выбросов напряження вндеонмпульсов прнннмают QB ""
"'" 0,6;
по
rрафнку К д (SR H . к) (рнс. 8.26, а) определяют КОЭффНlщент передачн
ТРД.
9. Определяют нндуктнвность дросселя фнльтра напряження промежуточ-
ной частоты L ф == 1/4л2f С Lф' rде частота фнльтра f ф == (0,5...0,7) f пр' собст-
венная емкость дросселя С LФ == (2...5) пФ. Применеине дросселя дает ослаб.
ленне помехн с частотой, равной промежуточной
U пч == (С Lф + Свх ву)/С Lф '
10. Определяют емкость разделнтельноrо конденсатора
ер ""' 51: н mах/ R Bx ву,
rде '"'н mах макснмальная длнтельность прнннмаемых нмпульсных CHr-
налов.
rлава 9
ЧАСТОТНЫЕ И ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
9.1. Общие сведения
Шнрокое примененне частотно-модулированных снrналов (ЧМС) в со.
временных радиотехннческнх снстемах вызвано рядом пренмуществ ЧМС
по сравнению с снrналамн амплнтудной модуляцнн (АМС): лучшнм нсполь,
аованнем мощностн передатчнка, более высокой помехоустойчнвостью. Одна-
ко спектр снrнала прн ЧМ обычно значнтельно шнре, чем прн АМ, поэтому
ЧМС нспользуются в основном В УКВ н СВЧ днапазонах: для высококаче-
cTBeHHoro радновещання, для передачн снrналов звуковоrо сопровождення
в телевнденнн, в раднорелеЙнЬ!х н спутннковых лнннях связн.
Прн rармоннческой ЧМ с частотой Q == 2лF мrновенная частота
00 (t) == ООн'+ ДОО т cos Ш,
232
Рнс. 9.1. Структурная схема лрнемннка ЧМ снrналов
rде оон == 21[/ H несущая частота, L\oom == 21[L\lm девиация (наибольшее от-
клонение) частоты. Отсюда фаза
t
<р (t) == S 00 (t) dt == ООн t + L\;m sin Qt
о
и напряженне ЧМ сиrнала
и (t) == И т cos <р (t) == И т cos (ooi + 'Фт siп Ш),
(9.1)
L\oo
rде 'Фт == Q т нндекс модуляцни. Вынrрыш в помехоустойчивости
обусловлен тем, что при ЧМ амплитуда сиrнала не несет полезной информа-
ции и поэтому может быть введено оrраннченне по уровню. При этом воздей-
ствие помехи проявляется только в паразитной ЧМ сиrнала, которое ска-
зывается HaMHoro меньше, чем воздействие на амплитуду сиrиала в АМ при-
емиике. Вынrрыш в отношении сиrнал/помеха на выходе частотноrо детек-
тора (Чд) по сравнению с АМ детектором
В == (С/П)вых ЧМ/(С/П)ВЫХ АМ
при (С/П)ВХ чм == (С/П)ВХ АМ == const
при флуктуационных н импульсных помехах составляет
В Фл == УЗ'Фт, В ИМП == 2'Фт'
(9.2)
Структурная схема ЧМ приемника показана на рнс. 9. 1, rде ОА оrрани-
Читель амплитуды. ОА не является ПрИНЦИпнально необходимым элементом
ЧМ тракта он может быть исключен, если сделать ЧД не реаrирующнм
на амплитуду входноrо сиrнала. В остальном структурные схемы приемников
ЧМ сиrналов отличаются от схем приемников АМ сиrналов только парамет-
рами. Спектр ЧМ сиrнала может быть получен из (9.1); ero шнрнна теорети-
чески бесконечна, но если оrраиичить амплитуды спектральных ком-
понент [16]
L\F чм == { 2F (1 + 'Фт + -V;P;;;) при Иl:;;" O,OlU mo ,
2L\fm при И/:;;.. 0,1 Ито'
(9.3)
Как видно из (9.2), для повышения помехоустойчивости необходимо обес-
печить 'Фт » 1, т. е. использовать снrналы значнтельно более широкополос-
ные, чем при АМ. Сужен не полосы пропускания ЧМ тракта моЖет привести
к ВОЗНИКl!овенню не только частотных, но н нелннейных искаженнй, по-
скольку выходное напряжение ЧМ определяется мrновенной частотой сиr-
233
нала, которая в свою очередь зависит от ли-
нейиости фазовых характеристик селективных
каскадов.
rетеродины прием ников ЧМС работают
обычио на более высоких частотах, чем reTe-
родины прием ников АМС, и поэтому обладают
большей нестабильностью частоты. Для
уменьшени я нестабильности частоты reTepo-
дина, которая в приемннках ЧМС может быть
причиной возникновения АМ и увеличения
нелинейных искажений сиrнала, необходимо применять автоматическую
подстройку частоты rетероднна.
Оераничители амплитуды (ОА) состоят из нелинейных элементов (дио-
дов, транзисторов, ИС) и селективных цепей (колебательных контуров).
Основным требованием, предъявляемым к ним, является постоянство амп-
литуды выходноrо нацряжения при изменении амплитуды входноrо сиrнала
и вых ОА т == сопst, и вх ОА т var. (9.4)'
Непостоянство U вх ОА т может быть вызвано как воздействием помехи (пара-
зитная АМ), так и являться результатом про хождения ЧМ сиrиала через се-
лективный тракт (сопутствующая АМ). Качество работы ОА оценивают с по-
мощью амплитудной характеристики, представляющей зависимость ампли-
туды первой rармоники выходноrо напряження от амплитуды напряжения
на входе (рис. 9.2 1), а также коэффициентом ПОДавления амплитудпой
модуЛЯlIИИ qAМ == твх/твых. ост' rде твх, т в . ых . ост коэффициенты АМ вход-
IIQro и выходноrо напряжений соответственно. На рис. 9.2 приведена идеаль-
ная амплитудная характеристика (кривая 2) и выделен пороr оrраничения
U пор' ДЛfr высококачественноrо приема ЧМС необходимо q АМ == 20... 30 дБ.
Частотные детекторы (ЧД) предназначены для преобразования высо-
кочастотноrо напряжения, модулированноrо по частоте, в напряжение, нз-
lItpHf
,4е$1!то р щ
Uf/JH2
О
tJ6w J т
(/ лор
Рис. 9.2. Амплитудная характе-
ристика оrраничителя
UAfH
... р /\
'\J V
о"
(/6х.т
t
и.. I пвн
'IH tpl1
Цf/JN'
f
t
ц ",,2
иЬа !
o
..
t
Рис. 9.3. Структурная схема частотно-амп-
литудных ЧД (а), н временные диаrраммы
напряженнй на входе и выходе ее элемен-
. тов (6)
Рис. 9.4. Структурная схема частотно-фа.
зовых ЧД (а), и временные диаrраммы на_
пряженнй на входе н выходе ее элемен-
тов (6)
234
Рис. 9.5. Структуриая схема частотио-импульс- III{H
иых ЧД (а), и времеииые диаrраммы1 иапряже.
иий на входе и ВЫХоде ее элемеитов (6)
fJ
t
"ММ
tl""1111111
UO#
.
f
.
t
меняющееся по закону модулирующеrо сиrнала. Детектирование Ч1'vlС про-
изводится в два этапа: первоначальное преобразование ВИда модуляuии
(ПI3М) к виду, удобному для детектирования, затем собственно детектирова-
ние. По типу ПВМ частотные детекторы классифицируют на четыре rруппы:
частотно-амплитудные (рис. 9.3), частотно-фазовые (рис. 9.4), частотно-им-
пульсные (рис. 9.5), а также ЧД на базе фазовой автоподстройки частоты
(ФАПЧ). Широкое распространение получили частотно-амплитудные ЧД,
классификационная схема которых представлена на рис. 9.6. Из них следует
выделить дробные детекторы и частотные дискриминаторы, которые наибо-
лее часто применяются в бытовой РЭА. Две друrие rруппы позволяют полу-
чить достаточно высокое качество детектирования, но относительно сложнее
'IJ!
с ОСIIМ/'fетрllчноii
,l/Х
1{J1
"nстотно-
аМ.'IЛllт!lillше
I
l{астоЛ/ный
UIICKPIJMIJHOЛIOP
,l/lIl1Jl1Jеренl{lIаЛ6Н /е
Ч,I/
с СIJмметР(jllllои
,l/Х
,l/роtfный
ilemeKЛIOp
неСlIмнетРIJ'Iная
с,Кема
рис. 9.6. I(ласснФикациовная Схема частотно амплитудных ЧД
235
I{Д с 08IJHO'lHMM
россЛ/роенным Koнm!lPOM
If,l/ на illll/JlререНl{IIР!!fСЩ6'М
/(Онт!/ре
I{,I/ с аКЛ/1I8Н6/М
RC-rpIJльтрон
То же с КорректllР!llOII{Ш111
/{епЯМIJ
С MIJHOI{HbfMIJ
раССЛ/рОеННЫМII L[-конm!/раМII
Со C8JiJOHHblMII
нnстроеННЫМIJ LC-I((/НЛI!/раМII
На осн08е
МОНО/111ПlНОё0 ЛJI1J
СО с8яза;(НЬ/МIJ
НllстроеНН6/МЦ U'-I((JIfЛI!/РIlNII
На осн08е
маНО/1I1Л/НОi10 Л.J1l7
с "U.1(1f/!8vet/ЮЩVН
контурIJМ
с лtрlННtJЖtНllеl'f
'lД
'1tlCm(1mHIJ
(И.1о66/е
с fJ.I1.1Dс1l8llel1ющtli
NС цеlЮ"к()fj
fI1t11066/i/
!етектIJР
С f{It!.1IJсlllVll/lOщеti
/lЗ на ПАВ
Со слноiJ СIJ6лаt1енvti
Рис. 9.7. I(ласснфикацноннзя схема частотно-фаЗ0ВЫХ чд
(/6щ
,/,_..!!:..x.:J
/ '.!
/ \
\
"_... 2. U6 /x
," ,
пр
1",
Т'"
2
....
I \
I ,
t
t
ft
l1f т .'maz
Рис. 9.8. Статическая детекториая харак-
теристика ЧД
и требуют больших уровней входных сиrналов. В последнне rоды внедряются
в связи с тем, что в отличне от частотно-амплитудных ЧД хорошо соrласуют-
ся с интеrральной технолоrиеЙ. Классификационная схема частотно-фазовых
ЧД прнведена на рнс. 9.7.
Требования к техннческим показателям ЧД определяются нх назнаЧе-
нием. К числу основных требований относятся:
Верность воспроизведения закона модуляцнн, которая оценивается ко-
эффнцнентом нелинейных нскаженнй k r . Для современных ЧД эта величнна
не должна превышать 1... 2 %, В первом приблнжении малыЙ k r может
быть получен, если зависимость Ивых ЧД от частоты немодулированноrо сиr-
нала, называемая статнческой детекторной характеристнкой (СДХ), явля-
етСя линейной в областн !и + А!т тах (рнс. 9.8, кривая 1). Частота !п' соот-
ветствующая нулю СДХ, называется переходной частотой, полоса частот
между экстремальнымн точками раствором ПР' В нижней частн рис. 9.8
236
f
f
пр
rf
Рис. 9.9. Проходиая детекториая ка. Рнс. 9.10. Характеристики по-
рактеристика чд давлеиия АМ
представлен закон изменения частоты сиrнала fc при rармоничной модуля-
цин с частотой F в предположении f и == fo. Нелннейность СДХ в диапазоне
рабочих девиаций (ilfm '" ilf m тах) определяет существенные нелинейные ИСКа-
жения сиrнала (рис. 9.8, кривая 2).
Эффективность преобразования ЧД количественно определяется кру-
тизной СДХ в линейной области
S == I дИвых ЧД I ДИ вых О (9.5)
чд д! f п М .
Sчд пропорциональна уровню входноrо сиrнала кривая 3 на рис. 9.8 по-
строена для И вх 3 == 2И вх l' Для сравнения различных типов ЧД по этому
пара метру следует использовать крутизну нормированной СДХ
S д (И ВЫХ чд/И ВХ чд)
о чд д!
Эффективность преобразования оценивают также коэффициентом передачи
К чд == И ВЫХ . СТ/ИВХ == ИВЫХ. ст. т/У2ивх, rде И ВЫХ . ст' выходное напряже-
ние, соответствующее стандартной девиации входноrо сиrнала. Как следует
из рис. 9.8 (кривая 4), для достаточно малых девиациЙ S == const,
К чд == SчдДfт с/ У2И вх , (9.6)
На рис. 9.9, б показана ПРОХОДная детекторная характеристика, кото-
рую используют для экспериментальных исследований. Представляет зави-
симость ВЫХОДноrо переменноrо напряжения от частоты несущей частотно-
модулированноrо входноrо сиrнала при Д! т==сопst. Имеет характерную трех-
rорбуюформу, rде центральный максимум соответствует участку наибольшей
крутизны СДХ (рис. 9.9, а), провалы соответствуют ее переrибам, а боковые
максимумы, возникающие в результате детектирования на боковых спадах
СДХ участкам их наибольшей крутизны. позволяет оценить коэффициент
передачи. ослабление дополнительных настроек И ДН И неЛIlнейные искажения.
Дифференциальные УД в различной степ ени подавляют АМ ВХОДноrо
сиrнала. Эту способность оценивают с помощью остаточноrо nыходноrо на-
237
9'
eт eKтop
'PH AI1 АН
rJ
6
Рис. 9.11. ФаЗ0ВЫЙ детеКТОр
пряжения, обусловленноrо АМ. Зависимость этоrо напряжения от частоты
несущей амплитудно-модулированноrо входноrо сиrнала представляет
характеристика подавления АМ (ХПАМ, рис. 9.10). При этом под коэффи-
циентом подавления АМ понимают относительное подавление в наихудшей
точке в полосе
q."'M == И вых . СТ/ И вых АМ тах'
или среднее подавление в этой же полосе
11
qлм == И вых . СТ/ ( И вых АМ i)/п.
i 1
[де И вых АМ i отсчеты ХПАМ. взятые через равные частотные интервалы
1:11 i; п количество отсчетов; И вых. СТ стандартное выходное напряжение ЧМ
сиrнала.
Требования к неравномерности амплитудно-частотной характеристики,
величине фазовых искажений и фильтрацин высокочастотноrо напряжения
аналоrичны нзложенным в п. 8.1. Кроме Toro, в ЧД должны быть компен-
сированы частотные предыскажения, вводимые в ЧМ передатчик с целью
повышения помехоустойчивости. Для этоrо на выходе ЧД включают RC
цепь для ослабления высшнх звуковых частот с постоянной времени '[кп ==
== 50...75 мкс.
Для ЧД мноrоканальных радиорелейных линий связи и современных
высококачественных прнемников малая величина нелинейных искажений
является основным требованием. Для ЧД, применяемых в систеМi:1Х АПЧ.
важнепшим требованием является высокая крутизна СДХ в заданной полосе
частот.
!"разовые детекторы (ФД)' предназначены для получения напряжения,
\/ пропорциональноrо разности фаз сиrнал ивх I==И т\ cos (ш]! + ер])Lи опор-
Horo колебани ивХ2== И т2 cos (ю 2 ! + ер2)' ФД применяются в фазометр и-
ческих устройствах, системах фазовой АПЧ, дЛЯ детектирования сиrналов
фазовой модуляции и фазовой манипуляции, в коррелометрах. ФД является-
шестиполюсником (рис. 9.11, а), имеющим два входа и один выход
и вых == КОИ т] И т2 cos ер, (9.7)
rДе ер == (ш] ( 2 ) t + (ер] ер2)' в зависимости от соотношения частот
ю] и Ю 2 различают два режима: ю] == ф 2 , ер == ер] ер2 фазометрия и
ю] i= ф 2 , ер] == ер2' ер == (ш] ( 2 ) t системы автоподстройки.
Как видно из выражения (9.7), фд по существу так Жf', как и преобразо-
ватель частоты, является перемножителем. Их отличие состоит в том, что
238
у преобразователя выделенне ВЫХОДноrо снrнала осуществляется полосо-
вым фнльтром, а у ФД фнльтром ннжннх частот. Отсюда следует, что дЛЯ
ФД можно использовать все виды преобразователей частоты, рассмотренные
в rл. 7, прн условни замены в выходной цепи полосовоrо фнльтра на ФНЧ.
В качестве перемножителей снrllалов, так Же, как в преобразователях час-
тоты, MorYT быть использованы любые нелинейные н параметрнческие эле.
менты: дноды, транзнсторы, ИС (дифференцнальные каскады, ключевые
схемы, аналоrовые перемножнтели, операцнонные уснлители).
По типу перемножителей различают векторомерные ФД, ключевые
ФД, ФД на аналоrовых перемножнтелях. Первые нз ннх, в свою очередь, под-
разделяются на Диодные (однотактные, балансные, кольцевые) н на диффе-
ренциальных транзисторных каскадах.
Как видно из выраження (9.7), выходное напряжение ФД зависит как от
фазовоrо сдвнrа ер, так н от амплитуд входных снrналов U т1 Н U т2 TO есть,
по существу, детектор представляет собой амплитудно-фазовый детектор.
Для перехода к ФД требуется, как и в ЧД, прнмененне ОА. По способу orpa-
ничения амплнтуды разлнчают ФД с внешннм н внутренним оrраничением.
Структурная схема BeKTopoMepHoro ФД с внешннм ОА представлена на
рис. 9.11, б.
Основной характеристикой ФД является зависнмость и вых от разностн
фаз между снrналом и опорным напряженнем. Особенностью детекторной
характернстнки ФД является ее периоднчность (рнс. 9.11, в). К основным
параметрам фд относят крутизну ero детекторной характернстики Sфд ==
I дивых ФД I
== д и коэффнциент передачн напряження К фд == и вых т/ и тl'
ер тах
9.2. Схемы оrраннчнтепей, частотных н фазовых детекторов
Оrраничители амплитуды
Оrраннчнтель амплитуды на транзнсторе (рнс. 9.12) представляет селек-
тнвный усилнтель, отлнчающнйся поннженным напряжением на коллек,
торе. Выбором начальноrо базовоrо тока lб. н н уrла наклона начальной ди-
намической характернстики ctg == R э + R ф рабочую точку А устанавлн-
вают на семействе выходных характеристнк вблизи области насыщения
с учетом прнмерноrо равенства отрезков АВ и АС наrрузочной прямоЙ tg а ==
== п /Rоэ. Оrраннченне амплнтуды коллекторноrо тока происходит сверху
'l(
ODAacтb насыщено"
l
l'и
i6. t 1I
i 61 =i6."
' 61
i 6f =O
ЕI( lI к .,
о
11
Рис. 9.12. Траизисторный оrраиичитель амплитуды
239
От С,
!ln'l 'Р
O.:.:..J
Н.,
, CJI K q
Н.2
lK !l:
R
&
ы!
I C "
6
Рис. 9.13. Диодные оrраничителн амПЛИТУДЫ
за счет перехода в область насыщения я снязу в результате отсечкя но вход-
ноя цепи транзистора. Величина пороrовоrо напряженяя транзясторных
оrраничятелей И Х ОД ::;;.. (0,05...0,5) В.
ОА на диодах показан на рис. 9.13. До тех пор, пока напряжение на кон-
туре И кm ";;:: Е пор ' дяоды заперты и не шунтируют наrрузки усилителя. Коrда
амплятуда напряженяя на контуре превышает иапряженяе запирания, дяоды
открываются и через них протекают импульсы тока i Д == i дl + i Д2' Первая
rармоняка этоrо тока определяет входное сопротивление диодной схемы
R BX . Д == Икт/l дl т' шунтярующее контур. Эквивалентное сопротивленяе кон-
тура изменяется в противофазе с ДМ, т. е. происходят rПОДавленяе АМ вход-
Horo сиrнала. Анализ работы схемы показывает, что с увелячением проязведе-
ния S дR оэ , rде S Д крутязна БАХ диода, подавление АМ возрастает и
может достиrать 20 дБ [31]. Отличие динамяческоrо подавителя, представляю-
щеrо собой дяодный Д с изменяющямся входным сопротявлением, показанноrо
на рис. 9.13, в, состоит в том, что схема работает без напряженяя смеще-
ния. Такой режим дсстиrается за счет инерционности наrрузочной цепи RHC H »
» т ДМ mах' rде Т дм mах наибольший период дМ входноrо сиrнала. При
этом напряжение И н == const, в результате чеrо входное сопротивление детек-
торной цепочки изменяется в такт с АМ. Подавление АМ тем эффективнее,
чем больше отношение Rоэ/R вх д' Не следует смешивать ОА с оrраничителя.
ми MrHoBeHHblx значений, которые не содержат селективных элементов и обес-
пе'lИвают постоянство MrHoBeHHblx значений выходноrо напряжеиия,
240
Частотные детекторы
Амплитудно-частотные чд. Наиболее простым и и наименее качествен-
ными из них являются ЧД с асимметричной ДХ. Схема чд с одиночным рас-
строенным колебательным контуром не отличается от схем амплитуд.ных Д.
Преобразование вида модуляции показано на рис. 9.14, rде К (fc) резо-
нансная характеристика колебательноrо контура. Нелинейная зависи-
мость напряжения на контуре от частоты приводит к существенным нелиней-
ным искажениям, достиrающим по k r 10...20 %.
чд на дифференциальном каскаде. В основу ЧД рис. 9.15 положен кас-
код VT 1, VT2 с неравномерной А ЧХ. к коллектору VT2 подключен АД
с удвоением выходноrо напряжения. Детектор работает в области ультразву-
ковых частот. В этом же частотном диапазоне может быть использован ЧД
с активным RС-фильтром (рис. 9.16). Частотнозависимым элементом по-
прежнему является RС-цепочка, которая задает фазу управляющеrо сиrна-
ла на базе транзистора VT. Выходной ток транзистора подзаряжает конден-
сатор C g , с KOToporo снимают и вых (f). .
Чтобы улучшить форму детекторной характеристики, расширить ее
линейиый участок и сделать ее симметричной относительно отклонений час-
тоты от HeKoToporo начальноrо значения, применяют дифференциальные ЧД.
Частотный дискриминатор с взаимно расстроеННЫlf!U контурами. Два
варианта таких схем изображены
a рис. 9.17. Обе схемы можно
рассматривать как совокупность
двух одноконтурных ЧД, В одном
из которых контур настроен на
частоту fOl == f н ilf о, а в друrом
иа частоту f 02 == f н + ilf о. Так как
выпрямленные амплитудными де-
текторами напряжения включены
встречно, то и вых чд == к д1 и к1
к Д2 и к2' rде U к1 и U к2 напря-
жения на контурах. Для получе-
ния симметричной СДХ необходимо,
чтобы полосы пропускания контуров
были одинаковыми. При этом обоб-
щенные расстройки контуров равны
YPf 1J6ш
УР2 С!
Рис. 9.15. ЧД На дифференцирующем
каскаде
j(
{/ 81 -АI1I
"
":::>
f
Рис. 9.14. Диаrраммы работы ЧД с одиночиым
расстроенным КОИ туром
Hf
УТ
1J6bIX .
С2
lJo x
Рис. 9.10.. 4Д активным
RC ,фильтром
241
f 2 8;! 4 5х
Рис. 9.17. Частотиый дискримииатор с вза-
ИМНО расстроениыми коитурами
XOl == 2tlfоQ э1 lfОl == Х О2 == 2tlfоQ э2 ltв2 == ХО == 2tlfоQ э lfо' Поскольку любому зна-
чению девиации tlfm соответствует обобщенная расстройка Х т == 2tlfтQ э ltо, то
нап ряжения на выходе каждоrо из АД рав ны И вых 1 == И к1 КДl/
/Vl + (Х О l х т )2, И рых 2 == И к 2К д2 / Уl + (Х О2 х т )2. При К Д1 == К Д2 == К д
и равенстве И к1 == И к2' что достиrается при Qэ2 > Qэ1 неравенством характе-
ристических сопротивлений контуров Р2 < Pl, уравнение сдх
И ВЫХ == И к К д [l/УI + (х о х т )2 1 /У 1 + (х о + х т )2]. (9.8)
в этом выражении только последний сомножитель является функцией часто-
ты; ero принято называть обобщенной СДХ 'IjJ (х). rрафик этой функции
приведен на рис. 9.17, в. Поскольку 'IjJ (х) является нечетной симметричной
функцией от Х, то и ВЫХ не должно содержать четных rармоник. Для выбора
из семейства характеристик рис. 9. 17, в рабочей характеристики необходи-
мо использовать условие линейности центральной части 'IjJ (х), что достиrа-
ется при ХО == :1: У l,5 . Несмотря на то, что схемы рис. 9.17, а, б описаны
одним уравнением (9.8), следует иметь ввиду, что в схеме рис. 9.17, б резо-
нанс в контуре, образованном L K с емкостями монтажа, обусловливает неко-
торую асимметрию сдх. Последнее обстоятельств!! позволяет использовать
9ТОТ ЧДС только при малых относительных девиациях tlfm/ fи == 10 З ... 10 4.
При больших девиациях широко применяется система рис. 9.17, а. Однако
и она при значительных относительных девиациях (0,01...0,1) имеет асиммет'
ричную характеристику. В этом случае хорошие результаты дает применение
ЧДС с корректируюшими контурами (рис. 9.18). Последний представляет
собой ЧДС с взаимно расстроенными параллельными контурами, которые
зашунтированы последовательными. Частоты настройки последовательных
контуров совпадают с резонансными частотами параллельных контуров
противоположных плеч. Назна'lение последовательных контуров коррек-
тировать сдх ЧДС, выполненноrо по схеме рис. 9.17, а.
242
Rнf
Рис. 9.18. Частотный дискриминатор с корректирующими коитурами
fl{ 1]
'Р(х}
А 44
8 -$.' НВХУДI
0,2
, 1/8K УА]
С
tf
Рис. О f J
9.19. Частотный дискрнминатор с взаНМНО .z
связанными коитурами
Частотный дискриминатор со связанными контурами. Одна из наиболее
распространенных схем ЧДС (рис. 9. I 9, а) содержит преобразователь вида
модуляции, выполнеиный на транзисторе VT и фазосдвиrаюшем трансформа<
торе (ФСТ) с двумя связанными настроенными контурами, и два АМ детек-
тора на встречно включениых диодах VD 1 и VD2. Заменим диоды их вход-
Ными сопротивлениями R Bx Д1 И R BX Д2 (рис. 9.20, б). Векторная диаrрамма
Фст для случая, коrда частота входноrо сиrнала равна собственной частоте
контуров, приведена на рис. 9.20, а. Поскольку для сиrнала 'с === 10 контур
представляет активное сопротивление, ток 12 совпадает с э. д. С. Е 2 по фазе
и образует на обоих плечах индуктивности L 2 падения напряжения и 2/2 н
и;/2. Вследствие Т'Jro, что в цепочке формирования опорноrо напряжения
irooLApl»ll/rooCCBI, векторы и 1 и из можно считать синфазными. Выход-
ные напряжения Фст по модулю равны
i; 1 === i; з и 2/2; и 11 === из + и; /2,
243
1/з 1/,
I
1
.ff
Е 2
Iz.Q
"2=0
(J
rf
(/н
о
1/2
=1
2(/з
I/r
о
I/if
,11",
t
1,
Ez 8
"
,
,
'......и
...........
ит ...........
Рис. 9.20. К раССМотрению формирования детекториых характеристик диффереициальных
частотных детекторов
Для случая 'с > 10 векторная диаrрамма принимает вид, показанный на
рис. 9.20, б. Поскольку реактивное сопротивление ВТОРИЧ1l0rо контура ста-
новится индуктивным, между э. д. С. Е 2 И током 1 2 возннкает фазовый сдвиr
Ч'2 1= О, вследствие чеrо i И 1 1> 1 И 111. Если частота входноrо сиrнала умень-
шается, то характер неравенства изменяется рис. 9.20, в. Для нахождення
непрерывной зависимости выходных нанряжений ФСТ И 1 и Ин от расстройкн
частоты ill == fc 10 следует повторить описанное векторное построение доста-
точное КОличество раз в диапазоне частот (рис. 9.20. i!, д). Для перехода
к выпрямленным напряжениям И l и И 2 использована эквивалентная схема
рис. 9.21, rде высокочастотная часть заменена двумя эквивалентными reHe-
раторами напряжения И 1 И И 11' Каждый из диодов имеет свою цепь как
по высокой частоте, так н по постоянному току, т. е. детекторную систему
можно рассматривать как два отдельных диодных Д амплитудно-модулиро-
ванных сиrналов И I И И 11 послеДОВ11теЛЬ1.l0rо типа с равными и постоянными
yr лами Отсечки
V .
el==e2==e 3л;SдR и 1,2== const.
Отсюда следует, что зависимости И 1,2 (!1!) подобны И 1, Н (!1п
И 1 == И 1 cos в,
И 1 == Ин cos в,
244
(9.9)
HHf
и,
U6 /r
Н Н 2
V.D2
Рис. 9.21. Эквивалеитиая схема ча.
стотиоrо ДIlскримииатора
. Рис. 9.22. Частотиый дискримииатор иа осиове
моиолитиоrо ПЭФ
их правые ветви приведены на рис. 9.20, е. Вследствие встречноrо включе-
ния диодов СДХ имеет S-образиую форму
И вых '=' И 1 И.... 2 '=' (И 1 И 11) cos е '='nпрБSпрБl!оэ И вх Ф (х, 1)) cos е, (9.10)
rде
.1, ( ) Уl + (х + 1)/2)2 Уl + (x 1)/2)2
't' х, 1)
Y(I + 1)2 х 2 )2 + 4х 2
1) '=' kсвQэ, х'=' 2llfQэ/fо, Qэ '=' У QЭ1 Qэ2 ;
Qэ1'=' Qf(1 + п p15 (R o /R 22 ) + (R o /O,5R BX д)];
Qэ2'=' Q/[1 + (Ro/2RBX д) + (Rо/R ш )].
Недостатком схемы является неравномерная наrрузка контуров ФСТ,
которан при водит к асимметрии СДХ: вторичный контур наrружен последо-
вательным соединением R BX Д1 и R BX ДZ' а первичный их параллеo!lЬНЫМ
соединением и выходным сопротивлением оrраннчителя. Для выравнивания
эквивалентных добротностей контуров применяют шунтирование менее на-
rружеНlIоrо вторичноrо контура резистором R ш . rрафики обобщенных СДХ
дЛЯ различной связи между контурами 1) приведены на рис. 9.19, в.
Сравннвая ЧДС с одиночными взаимно расстроенными и связанными
настроенными контурами, следует отметить, что первые показывают несколь-
ко более высокие показатели; однако ВСJ1едствие большей сложности в на-
стройке и меньшей стабильности характеристик они применяются реже, чем
вторые.
На рис. 9.22 показан ЧД, выполненный на монолитном пьезоэлектриче-
ском фильтре ПЭФ. Области 2 и 3 фильтра, связанные с возбуждаюшими об-
ластями 1, настроены на частоты "Н == f и Ilt o и 'О2 == t и + Ilto аналоrично
тому, как это сделано в ЧД с одиночными расстроенными контурами. Напря-
жения с выхода этих областей фильтра И 1 и И П подаются каждый на свой
АД дальнейшая обработка не отличается от рассмотренной для схемы
рис. 9.17. Достоинством TaKoro ЧД является хорошее соrласование с ин-
теrральной технолоrией, отсутствне необходимости в реrулировке,стабиль-
ность параметров и возможность реализации достаточно большоrо коэффи-
циента передачи. Допустимый диапазон частоты несущей определяется
фнльтром и СОСlаВЮIет 0,5...20 Mrn.
(9.11)
245
а С р ,
<};q I
м
Рис. 9.23. Схема симметричиоrо дробноrо детектора
Ач ущ F 1f:: .
IJ..,
lIr СЗ I I ц, 8, fIIt
8,>82,
L,=1 2=f
(/и С4 К Н 2 rut
.. i ki: '
::::;
УР2 l 2
с Н
а I I (/2 81 wf
tf
Рис. 9.24. Эквивалентная схе.
ма выходных цепей дробноrо
детекто ра
Дробный детектор (ДД). Схема симметричноrо ДД (рис. 9.23) отличает-
ся большой постоянной времени наrрузочной цепи
т н == RнС и == (Я Н ] + я н2 ) С н > ТАМ (9.12)
и разделением цепей постоянноrо и переменноrо токов. Последнее достиrа-
ется за счет последоватеЛЫlOrо включения диодов VDl и VD2. Работа тн-
повоrо ФСТ и построение характеристик И 1 (ilt) и Ин (!J.f) несушественно
отличаются от рассмотренных на рис. 9.20 в дд используют ФСТ с соrла-
сующим понижающим трансформатором п з == У LjL з , что обусловлено малой
величиной сопротивления наrрузкн, необходимой для эффективноrо подавления
АМ. При этом вектор U з. синфазный U 1 , формируется на индуктивности L з ,
связь которой с L j близка к стопроцентной. Для перехода к выпрямленным
напряжениям И I н И 2 рассмотрена работа cofcTBeHHo детекторноЙ СИСТt'мы
рис. 9.24, rде ВЫСОКОЧilстотная часть замеНt'1I3 двумя эквивалентными reHe-
246
и!
У Е
и, и/! lI!. 11]
2 . Т
fP. и/ и,н> lI,х(}
Т
и[ lI" M ид /
lIи f !итии!
,
lI,к(} tJщ
а и, и! tJff
и, I!r lIи 'Р. lI; lI!r tJi! /
Т Л
иl J!i tJj ии и! lI"
Т 2 и'll
ии
и,ко и,к!
rf
, "
lI,ко и8кf
(J
Рис. 9.25. К рассмотреиию подавлеиия АМ в дробном детекторе
раторами U 1 и U lI' При равенстве напряжений U 1 и U 1I (ilt. == О) через об
диода протекает одна постоянная состаВЛяющая тока l , а опорное напря-
жение и O == l (R И1 -+ R и2 ) равномерно распределено между диодами и 1 '=
== и 2 == и o!2. При этом U вых == О, поскольку точки В и G эквипотенциальны.
Схема ДД построена таким образом, что каждый детектор ямеет свою
отдельную цепь по высокой частоте (V Dl АВР А, V D2 СН ВС) и в то же
время связан обшей цепью протекания постоянной составляющей Иj3СНGF А).
Поэтому прн расстройке ВХОДНоrо снrнала, коrда т == U1/U lI 4= 1, уrлы
отсечки тока и соответственно выпрямленные напряжения должны быть
неравными U 1 4= U 2' 81 4= 82 так, чтобы обеспечить в обоих диодах про-
текание одной и той же постоянной составляющей тока l 1 == l 2 == l . Как
видно из. рис. 9.24, б, при этом большему высокочастотному напряжению
соответствует большее смещение и меНЬШI!Й уroл отсечки U lI > Ui, и 2>и 1'
82 < 81 т. е. U 1,2 (ilt) в основном повторяют закон изменения высокочас-
тотных напряжений U 1, II (ilf) (рис. 9.20, д). Выходное напряжение можно
найти из рассмотрения цепи
U вых == и 1 (и /2) == и 1 (и 1 -+ и 2)/2 == 0,5 (и 1 и 2)' (9.13)
Как видно из построения 9.20, д, выполненноrо по (9.13), детекторная харак-
теристика ДД имеет S-образную форму при вдвое меньшей крутизне. Подав.
ление АМ в дд основано на использова нии эффекта переоrраничения, ко.
торый заКЛючается в том, что дннамическому прирашению уровня входноrо
сиrнала отвечает при ращение Вhlходноrо напряжения с обратным знаком
[70]. На рис. 9.25, а показана векторная днаrраММа ФСТ дЛЯ обшеrо СJJучая
247
fc .р 10' При увеличении амплитуды входноro сиrиала И вх1 > И вхО возрастает
базисный вектор иl и величины высокочастorных напряжений Ь 1 и V 11 , при-
ложенных к диодам. Поскольку при большой постоянной времени наrрузочн6й
цепи опорное напряжение остается постоянным, увеличиваются уrлы отсечек
61,2 == arccos (И I.2/ИI, Il)' падает входное сопротивление R BX1 ,2 == щs (61,2
siп 61, 2 cos 61, 2) и растет иаrрузка высокочастотных контуров. Эффект
переоrpаничения схеме в основиом сообшает дополнительная наrрузка BToporo
контура и связаииое С ией нарушение соотношений т == И1/И!I' Падение
рабочей добротности Qэ2 вызывает уменьшение модулей i 2 ,. Ь 2 /2, Й;/2,
а rлавное, фазовоrо сдвиrа между током и э. д. с. вторичноrо контура <Р2 <
< <Р2,О' что резко умеиьшает разницу между высокочастотными напряжениями
(И 1 И н) < (И 1 И Н)О и связанную с ней величину выходноrо напряжения
И вых == (И l И 2)/2. При rар.моническом изменении амплитуды входноrо
сиrнала напряжение И вых дм повторяет закон изменения оrибаюшей с обратной
фазой, Как следует из приведенноrо рассмотрения, переоrраничение- определя-
ется постоянством onopHoro напряжения, т. е. .тем, что диоды работают
в режиме И == сопst, 61,2 var, При дестабилизации onopHoro напряжени'я
отключение конденсатора Си) схема может рассматриваться как безинерци-
онная система, диоды которой работают в обычном режиме АМ детектора
61,2 == const, И var, rде выходное напряжение синфазно повторяет закон
изменения оrибаюшей (рис. 9.25, б). Разность фаз выходноrо напряжения,
обусловленная различным режимом работы диодов, может быть использована
в целях подавления АМ. Для этоrо схема должна быть поставлена в про-
межуточный режим работы, который может быть осуществлен включением
дополнительных резисторов R Д1 и R д2 ' не зашунтированных конденсатором
большой емкости Си
'\' == Rд/(R д + R H ). «(9.14)
Как видно из векториой диаrраммы рис. 9.14, в, для случая 'с == {о при
любой амплитуде входиоrо сиrнала И I == Ин, т. е. любой тип дифференци
альиоrо ЧД подавляет АМ на частоте точной надстройки. Для баланса схемы,
необходимоrо для симметричиости СДХ, и получеиия необходимой характе.
риствки подавления АМ (ХПАМ) резистор R д выполняют в виде двух под-
строечных резисторов R д == R д ] + R Д2 или одноrо постоянноrо и одноrо
подстроечноrо.
На рис. 9.26 показаиа более экономичная схема несимметричноrо ДД,
принцип работы которой не отличается от paccMoTpeHHoro выше. В качестве
АЭ может быть использована каскодная схема или ИС [7, 8].
Сравнение ХПАМ дЛЯ ЧДС и ДД рис. 9.10 показывает, что ЧДС подав-
ляет АМ только на центральной частоте, в то время как ДД обеспечивает по-
давление в полосе частот. Вследствие этоrо дЛЯ ЧДС требуется применение
дополнительноrо оrраничителя, в качестве KOToporo обычно используют ero
усилительный прибор. Входное напряжение последнеrо для эффективноrо
оrраничения на порядок больше входноrо сиrнала, необходимоrо дЛЯ ДД.
ДД обеспечивает подавление АМ порядка 20...30 дБ, необходимое для
радиовещания и телевидения. При более высоких требованиях система
248
С р
I ) f( flЗ/f
Рис. 9.26. Схема неснмметричноrо д юбиоrо детектора
DА1 ФД
Схема
соВпаiJeния
g:EEk3
,о 'с
б
и,
I
I
U2 t :
'f\ f\ А.
И <р V V t
UR I UR
ь wt
Z
wt
Рllс. 9.27. Частотио-фаЗ0ВЫЙ детектор с фаЗ0сдвнrающим коитуром и схемой совпадениЙ
ОА чдс преДПОЧ'l:итеЛьнее. Возможно также использование соче.тания
чдс и динам ческоrо подавителя.
Частотно-фазовые детекторы (чфд, рис. 9.4, рис. 9.7) получили широ-
кое распространение, пОскольку они хорошо соrласуются с интеrральной
технолоrией и просты в реrулировке. На рис. 9.27, а приведеиа структурная
схема чфд, выполненноrо на ис К 174УРЗ (DAI), rде в качестве фазосдвиrаю-
щей цепи использован фазосдвиrающий контур ФСК, а в качестве ФД схема
совпадений сс (квадратурный детектор). ИС D А 1 включает 8 каскадов
усилителей оrраничителей, после которых сиrнал и !: поступает на ФСК
и сс, первый из которых осуществляет ПВМ чм ФМ, вторая фазовое
детектирование. Из рассмотрения СС (рис. 9.27, б) следует, что [ок через иа-
10 7.230
' 49
.,x
а
о
Рис. 9.28. Частотно-фаЗ0ВЫЙ детектор с фаЗ0сдвиrающнм контуром И перемножнтелем
rрузку R протекает только в те моменты времени, коrда разность потенциа-
лов между базами транзисторов VT5, VТб (U 1 ) и VT 1, VT2 (И 2) одноrо и Toro
же знака. Сдпиr фаз напряжений и 1 и U 2 (ер) определяется частотой сиrнала,
поступающеrо на ФСК. Если 'с == 10' фазовый сдвиr составляет 900, при
чм в пределах линейноrо участка фазочастотной характеристики (рис.
9.27, в) изменения фазовоrо уrла повторяют закон частотной модуляции
ПрИХодящеrо сиrнала. Работа чд поясняется временными диаrраммами
рис. 9.27, е, из которых видно, что на выходе сс возникают прямоуrольные
импульсы И ц' ширина Ь и среднее значение И R которых определяются фазо-
вым сдвиrом. Выделение закона модуляции интеrрирование И R и) произ-
водят выходным ФНЧ.
На рис. 9.28 показаиы схемы чфд, выполнеllиоrо на ис К256ПСl (DA1),
с фазосдвиrающим контуром и аналоrовым перемножителем АП. В соответ-
ствии с принципом работы ЧФД здесь, как и в предыдущем случае, на вход
ФД нужно подать два сиrнала: один (U 1 ) непосредственно после оrраничи-
теля, второй (U 2 ) после дополнительной модуляции по фазе, которая должна
быть выполнена таким образом, чтобы ее добавочное отклонение было про-
порционально информационному параметру MrHoBeHH MY значению час-
тоты 'с (t). Отличие от ЧФД рис. 9.27 заключается в том, что в качестве ФД
использован АП. При этом выходное напряжение может быть представлеl'О
в ВИде
U вых == kU т1 U т2 [sin ер (t) siп (2ro c t + ер (t))].
(9.15)
ФНЧ на выходе ЧФД исключает вторую rармонику иесущей частоты.
Оба рассмотренных ЧФД получили распространеиие после появления ис
АП и ис сс. Кроме рассмотренных вариантов частотно-фазовых детекторов
применяются детекторы, rде в качестве фазосдвиrающих цепей используются
ие ФСК, а RС-цепи и линии задержки с различными способами их реали
зации (см. рис. 9.7).
Частотно-импульсные или имnульсно-счетные детекторы (чид). Прин-
цип работы ЧИД рассмотрен на рис. 9.5. Представляет собой частотный де-
тектор счетчиковоrо типа, выходное напряжение Koтoporo является функ-
цией числа импульсов, поступающих на вход в единицу времени. Структур-
ная схема ЧИД показана на рис. 9.29. После оrраничителя образуются
прямоуrольные импульсы, которые затем дифференцируются, опять orpa-
ничиваются и Преобразуются в счетные импульсы одинаковой формы и про-
250
11IlI"
JW),
..N\.I\.
/llItptpepfH'IIIQtnop
Рис. 9.29. Частотно-импульсный детектор
должительности. Их Подсчет
(интеrрирование) ныполняют
при помощи ФНЧ. Пример вы-
полнения ЧИД в вещательном
Приемнике Принеден в [7].
Структурная схема 'юс-
тотноео детектора на базе
ФАПЧ (ЧД-ФАПЧ) показана
на рис. 9.30. ФД сравнивает фазы входноrо напряжения и с
== и ЧМ и напряжения, создаваемоrо управляемым rетеродином U r . В зависи-
мости от разности фаз вырабатывается напряженне ошибки и ош , которое
фнльтруется в ФНЧ; усиливается УПТ и уПравляет частотой rетеродИна.
Если разность частот входноrо сиrнала и rетероднна ненелика, то частоты
СИНХРОНИзуЮтся, т. е. W r == w c . Покажем, что прн этом управляющее напря-
жение может быть использовано, как выходное напряжение ЧД. Пусть на
ФД поступают напряжения
и с == U те cos (Wct + <Ре) н U r == U mr COS (wrt + <Pr)'
Рис. 9.30. Частотный детектор на базе ФАПЧ
Поскольку ФД [представляет собой перемножитель, ero выходное напряжение
И т сИт r
и ФД вых == k'UcU r == k' 2 {cos [(w c + W r ) t + <Рс + <Pr] +
+ COS [(w c W r ) t + <Ре <Pr]}'
откуда на выходе ФНЧ
и ош == (k' /2) U тс И mr COS [(w c wr)t + <Ре <Pr]'
Выходной Сиrнал изменяет частоту rетеродина так, что она становится равной
частоте Сиrнала
W r == W r , 0+ k"U ynp == w c '
rде W r , О некоторое опорное значение частоты rетеродина, k' и k" посто-
янные коэффнциенты. Отсюда
U вых == U упр == сопst (w c W r , о),
что и требуется дЛЯ ЧД. Примеры выполнения ЧД ФАПЧ прнведены
в [45, 48].
Фазовые детекторы
Векторомерные ФД. Простейший фазовый детектор (дискриминатор)
однотактный ФД представлен на рнс. 9.31, а. Сходен снебалансным диодным
пре"образователем частоты (см. rл. 7), отличается только наrрузкой. Напрй-
251
u:J
U 6b1 . r
U z
6
а
Q
Я Н1
'I.pи:'
u,' ип
и[
:::;
R"z
с
д
rp
VJJf
и 6ых
R H1
о
е
Рис. 9.31. Векторомериые фазовые детекторы
жение сиrнала U 1 и опорное напряжеиие U 2 складываются в последователь-
ной цепи и подаются на АД. При этом амплитуда результирующеrо напря-
жения И зависит от фазовоrо уrла <р (рис. 9.31, 6).
Чтобы расширить лииейный участок детекторной характеристики
И вых (<р), сделать ее симметричной относительно HeKoToporo onopHoro значе-
ния применяют балансный фазовый детектор (БФД, рис. 9.31, в). Преобразо-
вание вида модуляции осуществляется в фСТ. Одно из входных напря-
жений и вх1 == И 1т cos (rolt + <Рl) подводят к диодам с помощью трансформа-
тора Трl, на выходе KOToporo образуются два противофазных иапряжения
с равной амплитудой и и [; '. Второе входное напряжеиие и вх2 == И 2т Х
Х cos (ro 2 t + <Р2) с помощью трансформатора Тр2 подводят к диодам с одина-
ковой фазой (И 2)' Выходные напряжения ФСТ представляют rеометрические
суммы, показанные на векторной диаrрамме рис. 9.31 е, разность амплитуд
которых завпСит от фазовоrо сдвиrа <р == (ro! ro 2 ) t + (<Р! <Р2)' Процесс
детектирования не отличается от описанноrо для ЧД. Полученное lIапряжение
и вых == (И 1 И 1 д cos е одноз начно определяется измеряемым фаЗLJВЫМ сдви-
rOM <р (9.7). Выходное напряжение БфД зависит от отношения аМIlЛИТУТ вход-
ных напряжений т == И lm/U 2т' При т == 1 (рис. 9.31, д) дос rиrается наибольшая
252
IJj
О
(Qf
fAJt
(AJf
fAJt
fAJt
fAJt
fAJt
fAJt
fAJt
Рис. 9.32. Ключевой ФаЗ0ВЫЙ детектор
линейность, при т =F 1 ее наибольшая крутизна Sфд тах' Рабочую точку
следует выбирать при начальной разности фаз, равной 'Лj2 при этом полу-
чают как наибольшую линейность, так и изменение знака выходноrо напряжения.
В случае т =F 1 величина маКСимальноrо значения выходноrо напряжения
U вых т зависит только от наименьшеrо входноrо напряжения: для получения
U вых т == const при изменении амплитуды одноrо из измеряемых сиrналов
следует принять меньший по амплитуде сиrнал в качестве опорноrо и обеспе-
чить ero постоянство. Соображения по выбору параметров АМ детекторов БФД
не отличаютси от рассмотренных в rл. 8. Входные сопротивления, приведенные
ко вторичным обмоткам трансформаторов Трl и Тр2, составляют R BX 1 R и ,
R BX 2 О,25R и . Исходя из этоrо, MorYT быть рассчитаны необходимые коэффи-
цИенты трансформации. Постоянную времени наrрузочной цепи выбирают
из условия обеспечения необходимоrо быстродействия, заданной фильтрации
по несущим частотам входных сиrналов и комбинационным частотам.
Кольцевой ФД (рис. 9.31, е) может рассматриваться как соединение
двух балансных, работающих на общую наrрузку. При этом выходное напря-
жение КОльцевоrо ФД в два раза меньше, чем у балансноrо. В то же время
в КОльцевом ФД вследствие применения диаrональных диодов VD2, VD4
компенсируются четные rармоники входных сиrналов, в результате чеrо по-
давляются нежелательные продукты нелинейноrо преобразования. Общими
недостатками рассмотренных схем являются малый коэффициент передачи
и малое входно"е сопротивление, сильно зависящее от величины и сиыметрич-
ности наrрузки.
Кроме диодных Вскторомерных ФД широкое распространение получили
ФД с усилительными АЭ. Принцип их действия основан на Использовании
усилительноrо прибора в ключевом режиме (отпирания и запирания), в свя,
зи С чем их называют ключевые ФД.
Частота коммутации АЭ должна совпадать с частотой входноrо сиrнала.
Если при этом орrанизовать работу схемы так, что напряжения и ВХ1 и и ВХ2
будут осуществлять только переключения цепи ПОСТОянноrо тока, то выход-
ное напряжеиие окажется независимым от амплитуды обоих этих напряже-
253
пий, то естЬ будет реализован Не
амплиту дно-фазовый, а фазовый де-
тектор, На рис. 9.32 показана схема
TaKoro ключевоrо ФД и приведены
временные диаrраммы, поясняющие
ero работу. Как видно из рис. 9.32, 6,
после интеrрирования импульсов на-
rрузочной цепи (I и) выходное напря-
жение детектора оказываетСЯ пропор-
циональным фазовому сдвиrу ер.
На рис. 9.33 показан ФД с ана-
лоrовым перемножителем, выполнен-.
ный на ИС К526ПСl (DA1). Рабо-
та схемы расСмотрена при анаЛИзе ЧФД-АП рис. 9.28, выражение выход-
Horo напряжения получено в формуле (9.15).
(/НЫХ
Рис. 9.33. Фазовый детектор с перемио-
Жеиием
Ел
9.3. Краткие теоретические сведения
Частотный дискриминатор
Основным требованием к ЧДС является линейность ДХ в рабочем диапа-
зоне изменения fc и). Для анализа Нелинейных искажений, возникающих
в ЧД, необходимо учитывать ряд явлений, связанных с прохождением ЧМС
через селективные цепи детекторов. К этим явлениям относятся как нестацИ-
онарные процессы в колебательных контурах при быстрых изменениях час-
ТотЫ сиrнала, так и фазовые сдвиrи, связанные с комплексным характером
сопротивлений ЧД. Учет этих явлений прнводит к необходимости рассмот-
рения динамическоrо режима работы ЧД.
Рассмотрим квазистационарный метод определения нелинейных искаже-
ний ЧМС, который является частным случаем более общеrо метода метода
мrновенной частоты [101]. Квазистационарный метоД основывается на пред-'
ставлении о медленном изменении частоты fc (t). Для анализа нелинейных
искажений уравнение СДХ представим рядом Маклорена
'IjJ (х) == ['IjJ (О)] + * ['IjJ' (О)] х +* ['ljJH (О)] х 2 + + ('IjJ'" (О)] х З +...
(9.16)
При модуляции rармоническим сиrналом из (9.16) можно получить формулы
для вычисления коэффициентов нелинейных искажений по второй и третьей
rармоникам
k r2 == и 22 /и 2 == 0,25 ['ljJH (0)/'IjJ (О)] х;
k rз == U З2 /U 2 == 0,04 ('IjJ'" (О)jф (О)] х 2 .
Для симметричной Ф (х) ЧДС с взаимно расстроенными контурами
рис. 9.17, в k r2 == О, так как Ф ( x) == Ф (+х). Однако в реальных схемах
из-за влияння дестабилизирующих факторов и технолоrическоrо разброса
пара метров симметрия СДХ нарушается, Что приво дит к появлеНию четНЫХ
rармоник и, следовательно, k r2 , который оказывается больше k rз . Для опре-
2[,-1
деления нелинейных искажений по второй rарМОНИКе найдем полный диф-
ференциал k r2 по Изменяющимся параметрам, нарушаюшим симметрию СДХ,
ak r2 ak r2 ak r2 ak r "
!'J.k r2 д !'J.Xo! + д !'J.X02 + дK !'J.K д1 + дK t:.K Д2'
ХО 1 Х0 2 Д1 Д2
который можно представить как
{ I !'J.КД1 !'J.КД2 1}
M r2 0,25 <Р! (хо) I !'J.XO! !'J.X 02 I + <Р2 (х о ) К Д1 К Д2 .
(9.17)
В этом СООТНОшении fJ'! (хо) и <Р2 (хо) представляют частные производные k r2
по изменяющимся параметрам, т. е. учитывают влияние нестаБИJlЬНОСТИ этих
параметров на !'J.k r2
<Р! (х о ) ХО (1 + x )2 (8x + 2хо) (2x + X 1) Х
Х (5x + 6x + 1)/хо (1 + x )2;
<Р2 (х о ) == (2x + X 1) /4х о (1 + x )2.
ИЗ (9.17) следует, что при равенстве I !'J.X O ! : == \ !'J.x o2 1 == I !'J.x o I
(9.18)
(9.19)
И / !'J.КД1 I ==
КД1
== I !'J.K Д2 \ == I t:.K Д I нелинейные искажения k r2 равны нулю, поскольку
К Д2 К Д
одинаковое увеличение или уменьшение параметров плеч ЧД не приводит
к асимметрии сдх.
В' предельном случае при различных знаках !'J.X o ! и !'J.x 02 ' !'J.K д1 и !'J.K Д2
получаем
!'J.k r2 == 0,5 r <Р! (х о ) !'J.x o + <Р2 (х о ) !'J. K : д ] Х т ,
(9.20)
откуда можно определить параметры элементов, при которых нелинейные
искажения из-за раз баланса чдс не Превзойдут заданную величину.
Аналоrичным образом учитывается влияНие разбаланса ЧД на нелиней-
ные искажения по третьей rармонике
М rз == <jJз (х о ) М о х;', (9.21)
rде
<jJз (хо) == 0,5 [( 4x ХО) /(1 + х )з 3хо (2x X 3) /(1 + Х:)4]. (9.22)
Отклонение ХО от номинальноrо значения зависит от изменения доброт-
ности контуров Qэ и относнтельной расстройки o == !'J.fo/f o
дХО дх о ( t:. Q э )
!'J.x o == д o !'J. o + дQэ !'J.Qэ == 2Qэ !'J. o + o r:r; . (9.23)
С помошью соотношеНий (9.17)... (9.23) были определены t:.k r2 и t:.k rз
для различных значений хо при часто встречаюшихся нестабильностях пара-
t:.Qэ М д
метров Q ==0,05; ==0,1; !'J. о==5.10 Зи х т ==О,I. Вычисленные
э 'д
значения приведены на rрафиках рис. 9.34, из которых видно, что !'J.k r2 »Ы"rЗ'
поэтому в расчетах t:.k rз можно Не учитывать.
[J5
В динамическом режиме проис ходит увеличение нелинеЙиых
по сравиению с квазистационарным режимом:
k r2 == kr2 2;
k rЗ == krЗВЗ'
искажений
(9.24)
(9.25)
rде 2' 3 коэффиuиенты, учитываlCшие это увеличение:
А. V 1 + 16 (4x 1)2 (1 + x ) 2 (2x 1) 2 x;;'\jJ;;;-2
1-' (9.26)
2 1 + (2x 1) (x + 1 ) 2 x;'\jJ;;;-2 + (3 + x )2 (1 + x ) 4 x n\jJт 4
1 + 4 (9 7x )2 (1 + x ) 2 (3 2x ) 2 х \jJ;;;-2
1 + (2х: 1) (X + 1) 2 х !\jJ;;;-2 + (3 x )2 (1 + x ) 4 x;'\jJ;;;-4
(9. 27)
3 == v
Как видно из (9.24) ... (9.27), иелииейиые искажения увеличиваются
с ростом девиации Х т , частоты модуляции F и существенным образом зависят
от обобщеиной расстройки Хо.
Частотные дискриминаторы, применяемые в цепях АПЧ, должны иметь
максимально возможиую крутизну СДХ при заданной полосе и воздействиях
дестабилизирующих факторов. В ЧДС со связанными контурами, как следует
из rрафиков рис. 9.19, в, максимумы \jJ (х) имеют место при Х таХ ==fJ==k CB Qэ ==
== 261т тах Qэ!fо' Полаrая раствор СДХ Пр == 2 f т тах' можио получить
Пр fJlо/Qэ, (9.28)
откуда с учетом (9.5) крутизна СДХ
Sчд == SПРБК дfJ 2 [ d\jJd X) 1x o / 'л СП р'
rде Sпрб крутизна характеристики усилительноrо прибора ЧДС,
[ d\jJ (х) 1 == 2fJ/(1 + fJ2) V 4 + fJ2 .
dx x O
Таким образом, Sчд при фиксированном растворе является функциеi1
fJ (Qэ). При fJ (Qэ).... 00 крутизиа ЧДС достиrает предельиоrо значеиия Sчд пред==
.d,f2. М r З. == 2SП Р БК д /'ЛСП р 2. Поскольку при 11 ==
% %
== 3. . .4, Sчд ==(0,7 . . . О,85)Sчд. пред' вы-
0,2
бор Qэ можно сделать с учетом (9.28)
Qэ:> (3. . .4) lо/П р ' (9.30)
Аиалоrичиое рассмотрение ЧДС с дву-
мя взаимио расстроенными контурами по-
казывает, что крутизиа СДХ определяется
выр ажеиием
Sчд == 2S ПРб К д x / 'Лсп v (1 + Х )З, (9.31)
°f
2
3:,
Рис. 9.34. 3ависимостн /j.k (х.. Q)
частотиоrо дискриминатора
5G
(9.29)
а SЧД' близкая к предельной, достиrается
при Хо == 2 ... 3. При этом добротность оп-
ределяют 110 формуле
Qэ :;;.. (2 . . . 3) {о/п р'
(9.32)
Важным фактором, определяющим эффективность работы АПЧ, является
симметричность СДХ. Как следует из изложенноrо ВЫше, необходимо обеспе-
чнть'равенство не только Х О1 и Х 02 , но И абсолютных расстроек контуров 6{01
и 6f 02 . Поэтому расчетные формулы для определения добротностей
Qэ1 == Qэ У {01/{02'
Qэ2 == Qэ Y {02/{01'
(9.33)
Прн выборе усилнтельноrо прибора следует учитывать необходимость
получения большой крутизны SпрВ В заданном диапазоне частот Одновремен-
но с большим R BbIX И малой С вых ' В режиме оrраничения ВЫХОДНое сопротив,
ление транзистора больше, чем в усилительном режиме RBbIx.orp == (1, 2...
.. .2,0) R BbIX ' В схемах ЧДС, в которых используют два усилительных
прибора, важно обеспечить равенство амплнтуд выходных токов.
При выборе диодов необходимо учитывать их емкости и частотные свой-
ства; диоды подбирают не только по прямым и обратным сопротивлениям, но
также и по идентичности вольтамперных характеристик. Выбор резисторов
и конденсаторов наrрузки диодов определяется соображениями, изложен-
ными в rл. 8.
Дробный детектор
Эквивалентная схема, в которой АМ-детекторы заменены их входными
сопротивлениями R ВХД1 и R вхд2 , показана на рис. 9.35, а. Выходные напря-
жения ФСТ
И 1 == ИЗ И 2 /2 == (I/nз) j(J)L/ 1 j(J)L 2 i 2 /2,
И Il == Из + И 2/2 == (1 /n з ) j(J)L 1 i 1 + j(J)L 2 i 2 /2,
rде коэффициент трансформации
nз == у L 1 /L з .
(9..11)
(9.35)
(9.36)
Пересчитаем R Bx дl и R BX Д2 В первичный и вторичный контуры R 1BH ==
== n;R BX ДlR Bx Д2/(R вх Д1 + R BX Д2)' R 2BH == R BX Д1 + R BX Д2 И перейдем
к схеме рис. 9.35, 6, rде r к1 и r к2 сопротивления потерь контуров. Применив
А
а
M €l9
С2
Hf6H Lt L2 Н 26Н
rl(f
tf С2
иM
l
tf
Рнс. 9.35. Эквнвалентные схемы входных цепей дробноrо детектора
257
теорему об эквивалентном reHepaT9pe напряжения {Р п пр Б S прБjttJL' 1 (; ВХ Н Пе'
ресчитав R 1 ви и R 2 ви В последовательные сопротивления '19' '29' приходим
К эквиваленТНОЙ схеме рис. 9.35, в, откуда можно найти токи /1' /2 И после
подстановки в (9.34), (9.35) выходные напряжения ФСТ и р и н , Выходное
напряжение дд может быть получено из выражения (9.13) при подстановке
U 1(2) U 1(11) cos 8[(2) (рис. 9.24, 6)
U вых 0,5 (и 1 cos 81 U н cos 82) О,5и н (т cos 81 cos 82)' (9.37)
Определение уrлов отсечки может быть произведено на основе решения
уравнений, описывающих собственно детеКТО)JНУЮ систему (рис. 9.24, а) из
двух последовательнО включенныХ диодов, каждый из которых имеет свою
отдельную цепь по высокой частоте и общую цепь протекания постоянной
составляющей
/ 1 / 2 / == SU 1(11) [sin 81(2) 81(2) cos 81(2)] /n, }
/ RH == и 1 + и 2 и I cos 81 + и н cos 82'
Решение системы трансцендентных уравненИй (9.38) приведено в [70].
в отличие от рассмотренных выше д, работающих в режиме сильных сиrна-
лов с постоянным уrлом отсеЧКИ, в нашем случае уrлы 81 и 82 определяются
как параметром а SRи/n, так и отношением высокочастотных напряжений
т== UI/U!!. Исходя из полученных выражений и!, U II , 81' 82' на базе (9.37)
после ряда преобразований можно получить выражение СДХ
(9.38)
U ВЫХ == (О,35ппрБЕSпрБRоU вх/пз) х
х V [4р; + (2х пз'l')2]/[(х2 'I')2 Р1Р2)2 + х 2 (Р1 + Р2)2] (т 1),
rде отноШенИЯ высокочастотных напряжений
m == V{8хпЗ'l')/[4р;+ (2х пз'l')2]J+I,
множитеЛИ наrрузки контуров, изменяющиеся в процессе АМ и ЧМ,
Р1 == '19/'К == 1 + R о /R 1ви 1 + 0,7R o /п; (Rt+ О,IR и ) (1 O,Im),
Р2 == '29/'К 1 + R о /R 2ви == 1 + 0,2Ro/(Rt + О,IR и ),
rДе SпрВ крутизна усилительноrо прибора ; '1') фактор связи; Е ко-
эффициент, определяющийся параметром а (рис. 9.36).
для расчета АРУ ЧМ приемника необходимо располаrать зависимостью
опорноrо напряжения и , развиваемоrо на наrрузке ДД, от частоты иесушей
входноrо сиrиала. Из рассмотрения эквивалентиой схемы рис.9.24, а следует
и == и 1 + и 2 == и! cos 81 + и н cos 82 и н (mcos 81 + cos 82)'
откуда после подстаиовок, аналоrичных рассмотреиным,
и == (О,7ппрБVSпрБRоU вх/пз) х
х V[4p;+ (2x 'l')пз)211[(х2 '1')2 Р1Р2)2 +х2 (Р1 + Р2)2] (т+ 1),
rде коэффициент v определяется параметром а (рис. 9.36).
25R
49
8
0,7
46
qs
(7,4
v --- r--
..... !-"'"
--:::::.. ".......
[
"" ......
....... 1-""
.... ""
.....
е
f
fJ,!
0,8
4J
0,2,
2
1 4
(О
20
10 40 O
(00 7
Рис. 9.36. ЗаВIiСИМОСТИ V. е (ц) дробноrо детектора
Использование статиче-
ских характеристик в расчетах
возможно с учетом поправки на
динамический режим. Попра-
вочная кривая, представляю- 4
щая зависимость коэффициента
расширения линейноrо участ-
ка статИческой СДХ kp (,2
== П л . ди/Пл. стат В функции
от полосы пропускания резо- 1
нансной системы, представлена 200
на рис. 9.37.
Исходя из формулы (9.6),
получим выражение для коэффициента пере дачи на центральной частоте
К ЧД == 0,32nпрБSпрБЕ f тстКкп1")/СкП2 V 4р: + n;У]2 (1")2 + Р!Р2)'
rде Ккп коэффициент передачи цепочки КОмпенсации предыскажений.
Коэффициеит передачи по постоянному току на центральной частоте можно
рассчитать, исходя из формулы (9.39)
K == и оiИвх 1,4nПРБSпрБvRо V4p; + n;1")2/ nз (1")2 + PIP2)'
Рассмотрим характеристики подавления АМ (рис. 9.38, а, 6), получен-
ные для типовых схем при различных значениях у == 0,03...1,0 [70]. Харак-
теристики MorYT быть разбиты по своим особенностям на три rруппы ХПАМ
1.. .3, 4 5 и б 7. Кривые 1...3 имеют четырехrорбый характер с двумя
центральными и двумя боковыми симметрическими максимумами. ХПАМ б,
7 имеют двуrорбый характер. Кривые 4, 5 являются переходными между Че-
тырех- и двуrорбой формами характеристики. Наилучшей с точки зрения
помехоустойчиво ти является кривая 4, которая имеет наибольший средниЙ
коэффициент подавления. Задача реrулировки СВОДится к тому, чтобы путем
подбора у выбрать нз Bcero ряда кривых оптимальную характеристику, ко-
торая обеспечивает наименьшие величины ивыхАМ; в возможно большей
полосе частот. Приведенные специфические формы кривых подавления и их
переходы аакономерны только для ДД,
kp
tG
400
$00
600
1000 n,ХЩ
Рис. 9.37. Поправочная характеристнка дробиоrо
дет ектора
2 iI
rрафоаналитическап методика
расчета ДД заключается в следую-
щем. Тип диода выбирают по наи-
большему произведению SR обр ' Ис-
ходя из требований по линеаризации
СДХ и подавлению АМ, должны
быть приняты наибольшие значении
волновых сопротивлений L 1 /C 1 ,
L 2 /C 2 и добротностей контуров, что
совпадает с условием получения наи-
большеrо усиления. В то же 13ремя
для хорошеrо подавления АМ Harpy.
зочная цепь R и должна быть до-
статочно низкоомной. В противном случае при rлубокой АМ «вниз» не мо-
жен быть получена необходимая «разrрузка» контуров, т. е. достаточно эффек-
тивное переоrраничение. Как видно из рис. 9.39, rде для каждоrо значения
R H отложены наибольшие возможные значения среДНеrо коэффициента по.
давления QcP' усиления К чд , ослабления по дополнительному и соседнему
каналам а дн . aCI(' которые MorYT быть получены в ТИПОвых схемах, выбор
сопротивления наrрузки должен производиться компромиссно иа основании
предъявляемых к схеме требований. Исходя из существующих норм, можно
рекомендовать дли приемников высших rруrпr сложности
R и == 10...20 кОм,
Рис. 9.38. Характеристики подавления АМ
в дРобном детекторе
20
.7М:
=0,08 ;J
I ,
f I
I \ П \
/ 'Ii I 11 ,
/. 0,04 " 2
I , I "
O,f//ebIim , \ J ....
Vо,рЛ 111ft .......
I l'
" )' l\j И
l/iш
мВ
10
10
О
О
а
0,2
0,4 ,Ц I1rq
0,4
{р
f/rp б. б: ио
/(qA
JO
,. 'АН; &/\, I
..... ...... f/&P
.. II ...
)'l У
'6 C J(
I I I
0,5
20
ОД-
10
0,f
10
20
"О
Н Н, 1( он
РНС. 9.39. Расчетиые характернстикн дроб.
Horo детектора
260
(/6Ot.t АН
1'18
{=
о
(9. 40
nJ
s
4
J
'Il
Рис. 9.40. Расчетные номоrраммы qcP (Па, "1)
пJ
'1
Рис. 9.41. Расчешые HOMorpaMMbl "r (п.. 111
'1
Рис. 9.42. Расчетные номоrраммы К чд (n.. '1)
п,
\
\
5,
5
,
\
45 \
4
J,5
J
"-
"
/(r=o,6' 0/0
" "
\qc = '8#5, "
2.5 , /(;= 0,8%
\qcp=27 5 ,. ......
......
"- ......
2 ....J(""!::.'! .- ......
, ...................
..... K"A=f, I ............
...../ .............. .............
.q5 f 1,5 2 2,5 ,] '1
РИI:. 1I,4 . СоаМ"ЩОl<lilJlО расч"т""" <lOMOrJjlIlMMbI
2
,J
Ij
Рис. 9.44. Расчетиые иомоrраммы '1' (n.. 1))
для приемников средних rрупп
R H == 20 ... 40 кОм.
(9.41)
Емкость Си выбирают по постоянной времени наrрузочной цепи
Си == -си/R н ,
(9.42)
которая определяется условием постоянства опорноrо напряжения U
в диапазоне звуковых частот
-си I/Fmln'
(9,43)
откуда Си == 1...1 О мкФ. Дальнейшее увеличение Си приводит к нежелатель-
иому эффекту «затяrивания» при настройке приемника.
Определение параметров ФСТ пз и 1] может быть произведено по сетча-
тым HOMorpaMMaM рис. 9.40...9.42. Последние построены для средних значе-
ний параметров типовых диодов и оптимальноrо значения наrрузки R и ==
== 15 ... 30 кОм; HOMorpaMMbl рис. 9.42 рассчитаны для приведеиной крутиз-
ны усилительноrо прибора S p == 1 мА/В для перехода к крутизне ре-
альноrо прибора отсчет, полученный по HOMorpaMMe, должен быть умиожен
на отношение SпРб/S Рб' Для каждоrо типа HOMorpaMM частные оптимумы
параметров ФСТ MorYT быть найдены как координаты областей с иаилуч-
шим значением соответствующеrо признака. На рис. 9.43 показано опреде-
ление общих оптимумов, выполиенно методом наложения сетчатых иомо-
rpaMM. В качестве исходных рассмотрены HOMorpaMMbl рис. 9.40, 9.41. Как
видно из рис. 9.43, необходимые качественные показатели MorYT быть полу-
чены при различиых сочетаниях пз и 1]. Для приемников высшей rруппы
263
сложности оптимальные значения параметров ФСТ равны пз == 3,5 '" 4,5;
1] == 1,2 .., 1,7, По нзвестным иеличинам пз и 1] определяют необходимый
коэффицнент дестабилизации (рнс. 9.44). Исходя из формулы (9,14) MorYT
быть рассчитаны велнчины дополнительных сопротивленнй
R д1 == R д2 == R и /2 [1 /1') 1].
(9.44)
9.4. Методика расчета
Частотный дискриминатор
с двумя взаимно расстроенными контурами
Исходные данные: схема рис. 9.17, а, б; промежуточная частОта при-
емиика равна переходной частоте СДХ 'о; максимальная деииация частоты
tlf т rnах; диапазон моДулирующнх частor F rnin ... F rnах; коэффицнент нелнней-
ных искажений при М т rnах не более k rтз ; крутнзна СДХ не менее Sчд тз'
Параметры оrраничителя на усилительном элемеН7е: крутизна характеристики
H частоте 'О Sпрб; выходное сопротивленне RBblx.orp; выхОдная емкость
CBblx.orp и ее разброс tlСвых.оrр' Параметры наrрузки ЧДС: входное сопро-
тивленне R Bx узч и входная емкость С вх узч' Конструкторские данные о ре-
ализуемых добрorностях катушек индуктивноетн Qкоистр' емкостях монтажа
СМИ и нестаоильностях параме:rров элементов I %С!. 1, I tlQ Э I ' I tl:: 1, tl60'
Порядок расчета: 1. Исходя из наибольшей величины SR обр выбирают
тип диодов VD 1 , VD2; их rраничные частоты должны значительно превышать
максимальную частоту чмс. Для выбранных диодов по справочным данным
[78] находят крутизну ВАХ S, емкость диода С Д и ее разбросы tlC д, обрат- .
ное сопротивление R обр '
2. Сопротивления наrрузки R B детекторов определяют по формуле (8.5).
3. Уrол отсечки е находят по rрафику рис. 8.26, а в зависимости от вели-
чнны SR И (1 + Rt/R обр )'
4. ПО rpафикам рис. 8.26 определяют входное сопрorивление R вхД '
5. ПО rрафикам рнс. 9.34 выбирают значения Хо и Qэ, при которых
Jk r2 '"' O,5k r тз'
6. Вычисляют коэффициенты a и з, учитывающие увеличение нелиней-
ных искажеинй в динамическом режиме, по (9.26) и (9.27), rде Х т ==
== (2М т rnахП о) Qэ.
7. Определяют величину частотной расстройки контуров Мо == Хоfо/2Qэ.
При этом должно выполняться условие tlfo:.> 3А! т rnаХ'
8. Рассчитывают k r2 и k rз по (9.20), (9.21), (9.24), (9.25), rде tlxo опре-
деляют по (9.23), 60 == Mo/fo. Проверяют отсутствие нелинейных искажений,
более допустимых k r2 '"' k r тз' k rз < k r2 . Если неравенства не выполняются,
расчет следует повторить с п. 5, положив
tlk r2 '"' k r тз/ v ( + :.
9. Определяют резонансные частоты контуров {01 == {о + Мо, 'о а == 'О Мо
и их эквивалентные добротности по (9.33). Проиэводят проверку получеиных
значений Qэ1 и Qэ2 на реалнзуемость по формулам
Qэ1 == Q/[I + п рб (Ro/Raa)VTl + Ro/RBX Д1 + R о /R ш1 ].
Qэ2 == Qf(1 + п рб (R o /R 22 )VT2 + R о /R вхд1 + R о /R ш2 ],
положнв Q == Qкоистр И варьируя величинами I!прб' Rшi' R ш2 ,
264
10. ОпrеделяlOТ миним алыlQ ДОПУСТIIМУIO емкос'\'[ , контуров
C min :> V [<Р1 (Хо»)2+ [<J!2 (Х о )Р Q:6mL\CQ;6m/2kr2'
rде <Р1 (х о ), <Р2 (х о ) рассчитано по (9.18) и (9.19), а 6 т == L\f m max/fo.
11. Определиют емкости конденсаторов колебательных контуров:
С К == C min + С мн + п рБСвых.оrр + С д '
12. Определяют крутизну сдх по формуле (9.29) и сравнивают с за-
данной Sчд тз. Если полученная величина окажется меньше требуемой,
то необходимо выбрать усилительный прибор с большим значением Sпрб'
13. Рассчитывают индуктивности контурных катушек
L 1 == 2,53 . 1010 /f 01 кrцСк.пф MKr;
L 2 == 2,53. 1010 /f 02 кrцСк.пф MKr.
(9.45)
Частотный дискриминатор
с двумя взаl1МНО связанными контурами
Исходные данные, параметры оrраничителя и наrрузки такие же, как
в предыдущем примере с учетом нестабильностей, обусловленных нестабиль-
ностью напряжений, приложенных к диодам VD1, VD2. Схема чдс приве-
дена на рис. 9.19.
Порядок расчета по п. 1 4 такой же, как и в предыдущем случае.
5. Выбирают значение 1], при котором имеет место наибольшая протя-
женность линейноrо участка сдх. Обычно это значение равно 2,1 (см. рис.
9.19, в). Добротность контуров определяют из условия правильноrо исполь-
зования линейноrо участка сдх Q <. 0,151]10/ L\lт.
6. Вычисляют коэффициент ;, учитывающий увеличеиие нелинейных
искажений в динамическом режиме,
V 1 + [1]2 (3 1]2) + 2 (1]2 1) (31]2 1))2 [x (1 + 1]2) ] (f)4 +
+ 41]2 1) + (1]2 + 0,1251]4) (1]2 1)] 2'Ф;;;2
2 == 1 + 4x (1 + 1]2) 2 'Ф;2 .
Коэффициент 3 вычислять не нужно, так как при 1] == 2,1 он всеrда зна-
чительно меньше 2'
7. Вычисляют допустимую величину нелинейных искажений k r2 ДОП ==
== k r ТЗ/ 2'
8. Определяют нелинейные искажения, обусловленные нестабильностями
напряжений, приложенных к диодам, и коэффициентов передачи диодов
[ L\Кд ]
k r2 == 0,5 <Р1 (1]) L\p + еР2 (1]) Х т ;
k rЗ == [1]2 (1]2 1) (1]2 + 8) 8 (f)4 + 3») x /16 (1 + f)2)2 (4 + f)2)2,
rде
<Р1 (1')) == 0,5 {(I/1]) [2 (1 '12)/(1 + 1]2)2 1) 1] (1 1]2)/2 (1 + 1]2)
(41] 1]3)/(4 + 1]2)2};
fJJ 2 (1]) == 0,25 {(I/1]) [1 2 (1 1]2) (1 + 0,251]2)11(1 + 1]2)2 ч/(4 + f)2)}.
9. Проверяют выполнение условия k r2 k rЗ .
265
10. Определяют максимально допустимое значени е добротности
Qmax '"' k r2 /[ <Р1 (1]) Др + <Ра (1]) :Д ] Sm'
По формулам (9.11) обеспечивают реализацию необходимой эквивалентной
добротности, положив Qэ == Qmax' Q == QKOBCTP И варьируя величинам коэффи-
циента включения п прб и шунтирующеrо сопрorивления R ш .
11. Определяют k CB между катушками Ll и L2 фазосдвиrающеrо тран-
сформатора k CB == 1]/Qmax.
12. Определяют минимальио допустимую емкость контура из условия
допустимоrо изменения 1]
C m1n LlС [1 + (1 Д1]1] )! (1 + 1] )j[1 (1 1] )/(1 + !J)],
rде
Д1] М св дQ
== +
1] k CB Q'
13. Определяют емкости конденсаторов колебательных контуров
С 1 == С mlп + С мн + CBblx.orp,
Са == C m1n + С мн +о,5С д '
14. Определяют индуктивности контурных катушек
L K == 2,53. 1010/1 кrцСк.пф, MKr,
rде под С к и L K понимают С 1 , Са и Ll' La CoorBeTcTBeHHO.
15. Емкость конденсатора связи выбирают из условия мИнимальноrо
падения напряжения сиrнала
Сев 5. 10 4 /l о R о . э .
16. Индуктивность дросселя выбирают из условия минимальноrо шун-
тирования первичноrо контура L др (20...40) L K .
17. Постоянная времени цепи компеисации предыскажений Т к . п == RK.nC K . n
прннимается равной 50...100 мкс. Здесь 1 /R к . п == I/R ф + I/R Bx УЗЧ; С к . п ==
== С Ф + СВХ УЗЧ' ДЛЯ уменьшения потерь в цепи компенсации принимают
R ф / R H 0,3.
18. Вычисляют крутизну сдх по формуле (9.29) и сравнивают
с заданной Sчд тз' Если получеиная величина окажется меньше. требуемой,
необходимо выбрать усилительиый прибор с большим Sпрб'
Частотный дискриминатор, применяющийся в системе АПЧ
Исходные данные: переходная частота сдх (промежуточная частота при-
емиика) f n ==' 10' раствор сдх Пр; максимальное отклонение частоты подстран-
BaeMoro reHepaTopa дf r крутизна сдх не менее Sчд ТЗ; допустимая неста-
I SЧД I допустимая нестабильность раствора
доп;
бильность Крутизны
I Р I . Параметры оrраничителя на усилительном элементе: крутизна ха-
D доп
рактеристики Sпрб; выходное сопротивление Rвых.оrр; выходная емкость
266
Свых.оrр' ПараМетры иаrрузки чдс: входное сопротивлеиие R Bx УЗЧ и вход-
ная емкОСть С ВХ УЗЧ; параметры фильтра R ф и С ф ' Коиструктивные даиные
о реализуемых добротностях катушек индуктивиости Qкоистр; емКОСТИ моитажа
I LlSпр \ I LlC I I LlQ 1 I LlКд I
С ми ; нестабильности параметров элементов Sпрl5 ' С ' "([' К д '
допустимый разброс емкости контура LlC.
Порядок расчета: 1. Выбор диодов, сопротивлений иаrрузки R и , уrлов
отсечки (j и входных сопротивлений R вхд производят, как в предыдущих
примерах.
2. Обобщениые параметры выбирают из условий максимальной крутиз-
ны СДХ хо == 2 ... 3.
3. Определяют мииимальиые допустимые значеиия емкостей колеба.
тельных контуров, при которых нестабильность крутизны и нестабильиость
полосы под влиянием дестабилизирующих факторов не превысят допустимых
значеиий, указанных в техиическом задании.
I LlПр I
Сmlпп:>2fоLlС/Пр ------тr-- ;
р ДОП
С m1п s!> 2 [Ф1 (х о ) + 1] LlC j[ I LlsSчд I
чд ДОП
I LlSпрб I I LlQ I I LlП р I I LlK Д 1]
2 Sпрб Ф2(ХО) Q Фз(Хо) Пр К д ,
rде
2 2 2
Фl (х о ) == (х р 2)/(1 + хо); Ф2 (х о ) == 3/(1 + хо);
2 2
ФЗ (хо) == (1 2х о )f(I + хо).
4. ИЗ двух полученных значеJ.IИЙ C min П И С m1п S выбирают большet'
и определяют емкОСТЬ контура
С к == С mlП + С ми + Свых.оrр + С д'
5. Определяют собственные резонансные частоты контуров
101 == 10 + Lll o , f02 == 10 Llfo, rде Lll o == (1,25...1,43) Llf r "
6. Добротности контуров определяют по формулам (9.33), rде Qэ == fo/2Llto.
7. Крутизну Sчд определяют по формуле (9.31). Если полученная по рас-
чету веЛИЧИна оказывается меньше требуемой Sчд ТЗ, необходимо выбрать
iYсилительный прибор с большим значением Sпрб и скорректировать значение
емкости контура.
Методика определения остальных параметров ЧД не отличается от ра-
иее рассмотренной.
Дробный детектор
Исходные данные: те же, что для сиrнальноrо частотноrо дискриминато-
ра. Дополнительно: подавление сиrналов с 30 % амплитудной модуляцией
относительно ЧМ сиrналов с девиацией 15 кrц в пределах полосы 1: 50 Kru
не хуже qлм ТЗ, Схема ДД см. рис. 9.23.
Порядок расчета: 1. Выбор типа диодов VD1, VD2 см. п. 1 расчета
частотноrо дискриминатора.
2. Сопротивлеиие иаrрузки R и == R и1 == R и2 в зависимости от rРУПП:'l
СЛОЖИОQТИ приемиик. определяют по рекомеидациям (9,40), (9.41) или по
867
rра-!Jику рис. 9.39. При этом с целью унеличеиия запасон по основным харак-
теристикам принимают qcP == qлм ТЗ.
3. Постояниую нремеии наrрузочной цепи иаходят, исходя из (9,43),
't H == 10/Р m !п,
4. Емкость С. рассчитынают по формуле (9.42).
5. Контурную емкость устананливают как мииимально возможную
С 2 == О,5С мн ,
6. Эквивалентную емкость
== С 2 + С мн + О,5С д'
7. Иидуктивность контуров L K == L K1 == L к2 определяют по (9.45).
8. В зависимости от rрупп сложности приемника ныделяют rруппу
требований Т3, которые в дальнейшем рассматринают как основные; Так,
дЛЯ ЧМ приемников средних rрупп сложности в качестве основных обычно
рассматривают требования по qcP' kr> К чд . Для приемников высших rрупп
сложности коэффициент передачи. как правило, не учитывают.
9. Параметры ФСТ пз 11 1] находят методом наложения сетчатых номо-
rpaMM оснонных характеристик аналоrичио тому. как это сделано на рис.
9.43. При этом в HOMorpaMMY подставляют характеристики с коэффициентом
передачи К чд ИОМ == К чд тзS рб/SпрбКкп' rде Ккп == R Bx узч/(R ф + R BX узч)'
определение R ф см. п. 17 расчета чаСтотноrо дискриминатора.
10. Дли выбранных параметров пз и 1] уточняют фактически полученные
значения характеристик: qcp. по сетчатой иомоrрамме рис. 9.40, k r
рис. 9.41, К чд по рис. 9.42.
11. Индуктннность соrласующей катушки рассчитынают, исходя из
2
формулы (9.36) L3 == L к /п з ,
12. Коэффициент снязи между катушками индуктивности L1 и L3 при-
нимают, как максимально возможный по конструктивным соображеНИЯlll
k CB == !lCB.max'
13. Добротиость ненаrруженноrо контура Q == 1]/k cB , При этом должна
быть обеспечена возможность конструктивной реализации полученноrо зна-
чения добротности Q '" Qкоист,
14. Эквивалентное резонансное сопротнвление ненаrруженноrо конту-
ра рассчитывают по формуле Ro == pQ == (j)oLKQ.
15. Коэффициент включ ения усилительноrо пр ибора н колебательный кон-
тур находят как п прб == V (0,3 '" 1 ,О) R BbIX . прб/ Ro'
16. Коэффициент дестабилизации у определяют по иомоrрамме рис.
9.44.
17.
18.
коитуров вычисляют как С к == С К1 == С К2 ==
Сопротивление резисторов Rдi' R Д2 устананлинают по (9.44).
Перечисленные ниже элементы рассчитывают следующим образом:
C 1 == С к (п рБСвых + С МН );
С з == С 4 == С 5 '" 5 . 105 /Р max R H1,2'
С Ф см. п. 17 расчета частотноrо дискриминатора.
Частотно фаЗО8ЫЙ детектор на ИС
Исходные данные: те же. что для дробноrо детектора. Схема частотно-
фаЗОlЗоrо ЧД с с фазосдвиrающим контуром и схемой совпадений на ИС
Ю 74,УР3 на рис. 9.27.
Порядок расчета: 1. Паспортные данные К174УР3:
Функциональное назначение усилен не и оrраничеиие сиrналов пром-
частоты, частотное детектиронание. преднарительиое усилеиие сиrнаJlОН эву-
'ювой частоты.
268
Напряжение источника питаиия 6B ::!:: 5 %.
Ток потребления не более 12 мА. Выходное напряжение звуковой час-
тоты при U ВХ == 0,5 м В и ""fm == 50 Mrn не менее 100 мВ.
Коэффициент подавления АМ не менее 40 дБ.
Входное напряжение при оrраничении не более 100 мкВ.
Коэффициент rармоник при U ВХ == 0,5 мВ, fc == 10,7 Mrn, Р мод
== 1 Krll, Мт == 50 Krn не более 2 %.
2. Собственная частота фазосдв иrающеrо кон тура
fo == 1/2л: V [ к (С к + С 1 /2).
Для уменьшения влияния входноrо сопротивления источника на контур при-
нимают С 1 /С К 0,05 ... 0,1. Отсюда fo 1/2л: V LKC K .
3. Для обеспечения стабильности фазочастотной характеристики кон-
тура задают С к С вхИС + С ми ' обычно на частотах порядка 10 Mrn при-
нимают С к == 250...500 пФ.
4. Максимально допустимую эквивалентную добротность ФСК нахо.
дят, исходя из ТЗ на нелинейные искажения,
Qэ тах '" Uo/""f m тах) V k r2 ,
5. Приближенное выражение для сопротивления шунтирующеrо рези-
стора
R ш RоJ[Q/Qэ I}.
Рекомендуемые значения шунтирующеrо сопротивления R ш == (1 ... 1,5) кОм.
rлава 10
АПЕРИОДИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
10.1. Общие сведения
В зависимости от характера усиливаемых сиrналов и назначения радио-
приемных устройств входящие в.их состав апериодические усилители можно
условно разделить на три rруппы: предварительные усилители, оконечные
усилителн и усилители импульсных сиrналов (широкополосные или видео-
усилители).
Предварительные усилители радиоприемных устройств предназначены
для повышениЯ интенсивности сиrнала, выделяемоrо детектором или звуко-
снимателем, и возбуждения оконечноrо каскада до уровня, при котором
в наrрузке выделяется требуемая J<олебательная мощность.
В тракте предварительноrо усиления обычно осуществляют также pery-
лировку тембра и rромКОСТИ. В вещательной радиоприемной аппаратуре
часто предварительные усилители выполняют на интеrральных микросхе-
мах, возбуждающих бестрансформаторные оконечные каскады. В дискрет-
ном исполнении в предварительных усилителях применяют каскады: рези-
стивно-емкостные, трансформаторные и а непосредственной связью.
Оконечные усилители вещательных радиоприf'МИЫХ устройств это
усилители мощности, работающие на низкоомную иаrрузку (.liинамическиt
rромкоrоворители).
s69
Усилители первых двух rрупп используются для усиления сиrналов
в диапазоне частот от f и == 30 ... 100 rц до ' в == 5 ... 15 кrц. в отличие от
них усилители импульсных сиеналов работают в существенно более широкой
полосе частот до ' в == 1 'Н 30 мrц и более, что обеспечивается как выбором
соответствующих транзисторов, так и введением в схему специальных кор-
ректирующих элементов.
10.2. Схемы апериодических усилителей
Принципиальные схемы резистивно-емкостньп усилителей на биполяриых
и Полевых транзисторах Показаны На рис. 10.1, 10.2.
Каскад с змиттерной (истоковой) наерузкой (рис. 10.3) является уси-
лителем с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению.
Этому каскаду присущи следующие особенности: относительно малая вход-
ная и большая выходная проводимости, меньшие чем в каскаде с коллекторной
наrрузкой частотные искажения на верхних частотах, синфазность выход-
Horo и входноrо напряжений, сравнительно малый коэффициент нелиней-
ных искажений, коэффициент усиления, меньший единицы. Каскад с эмит-
терной наrрузкой используют как входной каскад усилителя, как трансфор-
матор сопротивлений в междукаскадной связи, как оконечный каскад.
Фазоинверсные каскады это усилительные устройства, на выходе кото-
рых создаются два равных по аМПЛИтуде и противоположных по фазе напря-
жения и вых ] == иBЫX2' Предназначены такие каскады для возбуждения
двухтактных усилителей. Существует MHoro разновидностей фазоинверсных
каскадов, некоторые из них рассматриваются ниже.
Е
1+
Рис. 10.1. Резистивно-емкостиой УСилитель
иа биполярном транзисторе
Е
1.+
!/ВХ
5
Рва, 10.3, I(acKaA с 5миттерной (а) и исто-
коаой (6) наrрузкой
279
Е
1+
Рис. 10.2. Резистнвно.еМКОС'jНОЙ УСИ-
литель на полевом транзисторе
ис
N'
R2
Рис. 10.4. l(acKaA с разделенной
Наrрузкой
Il
Е
1+
Е
1.+
1
1/2
СI
+
Рнс. 10.5. Парафазиый каскад
РИС. 10.6. Травсформа торвый
каскад
В каскаде с разделенной НCl2рузкой (рис. 10.4) выходные напряжения
и вых1 и U вых2 снимаются с коллекторной и эмиттер ной наrрузок, что обеспе-
чивает требуемую противофазность. В каскаде образуется отрицательная о().
ратная связь по току для коллекторноrо выхода и по напряжению для эмит-
Te€HOro.
В парафазном каскаде (рис. 10.5) одно плечо работает в схеме ОЭ (VT 1)
и инвертирует входное напряжение, а второе плечо VT2 включено по схеме
ОБ, так что входное напряжение не инвертируется. Таким образом дости-
rается контрфазность выходных напряжений, а подбором элементов обеспе-
чиваетси также их равенство и вых1 == UBыx2' Второе плечо (VT2) возбуж-
дается сиrналом, выделяемым на резисторе R3. Напряженне на базу VT2
подается через конденсатор С1, емкость KOToporo должна быть достаточно
велика (Сl > 100 С 1l ).
Трансформаторный каскад это каскад, в котором для связи с после-
дующим каскадом или наrрузкой применен трансформатор (рис. 10.6). При-
менение трансформаторной связи при выборе соответствующеrо коэффициен-
та трансформации позволяет создать для усилительноrо элемента наивыrод-
нейшую наrрузку и получить на наrрузке наибольшее возможное напряжение
и мощность.
Резистивно-емкостные и трансформаторные каскады конструктивно
усложняются с понижением частоты возбуждающеrо сиrнала и становятся
практически неприrодными для усиления медлеННО меняющихся сиrналов
(нулевой частоты). Для усиления медленно меняющихси э. д. с. (токов) при-
меняют усилители с непосредственной связью (усилители постоянноrо то-
ка УПТ). В этих устройствах наrрузочное сопротивление (резистор) под-
ключено непосредственно к усилительному прибору, а нормальный режим
по постоянному току обеспечивается без разделительных конденсаторов.
Блаrодаря этому в области весьма низких частот, вплоть до нулевой, прак-
тически отсутствуют фазовые сдвиrи (СРВ == О) И частотные искажения
(Мв == 1).
Недостатком усилителей с непосредственной связью является сильная
зависимость координат рабочей точки от внешних воздействий, rлавным об-
разом от температуры. Эту нестабильность называют дрейфом нуля. Даже
при отсутствии входноrо сиrнала вследствие дрейфа выходное напряжение
(ток) меняется. Дрейф нуля существенно уменьшает динамический диапазон
2'?l
Рис. 10.7. Усилитель снепосредствеиной
связью
Рис. 10.!'1. УПТ с обратиой связью
Е
1..+
Uoщ
lJ
E
Рис. 10.8. Усилитель с потеициометрнче-
ской связью
Е
11-
[/J
...
Рис. 10.10. ПараФазиый УПТ
усилителя. Количественная оценка дрейфа Производится по ero уровню,
приведенному ко входу усилителя.
Простейшая схема УПТ с enocpeac11ZlJe oa связью между каскадами,
показана на рис. 10.7.
Несколько большее усиление дает JlПТ с nоте циометрической связью
(рис. 10.8), но для ero осуществления требуется дополнительный компенса-
ционный источник напряжения.
Стабильность режима УПТ существенно повышается, если обратной
связью по постоянному току охватить несколько каскадов. Вариант TaKoro
двухкаскадноrо УПТ показан на рис. 10.9.
Аналоrом парафазноrо резнстивно-емкостноrо каскада является УПТ,
выполненный по nараллеЛЬflОЙ мостовой схеме с несимметричным входом
(рис. 10.10). Каскад может работать и с симметричным входом для этоrо
достаточно на базу транзистора VT2 подать сиrнал, контрфазный по отно-
шению к сиrналу на базе транзистора VTl. Мостовая параллельная схема
используется практически во всех УПТ в интеrральном исполнении в каче-
стве входноrо каскада.
ОКОflеч ые усилители предназначены для обеспечения требуемой коле-
бательной мощности в наrрузке при дОПустимых искажениях сиrнала. Основ-
ными показателями оконечных усилителей считают; выходную колебатель-
ную мощность p , коэффициент rармоник k r , коэффициент полезноrо дей-
ствия 'I1 K . Оконечные усилители осуществляют по трансформаторной или
бестрансформаторной схемам, различая однотактные и двухтактнь,е кас-
кады.
Достоинством трансформаторных каскадов Является более высокий
к. п. д. и большая rибкость при соrласованнн АЭ с наrрузкой, недостатком
наличие rромоздкой и дороrой детали трансформатора. В бестрансформа-
торных каскадах леrче обеспечить высокие показатели (МИ' Мв' k r ), но ус-
:';;2
fJl
Рис. 10.11. Двухтактиый окоиечвый каскад
ложняется источник питания, снижается к. п. д. И затрудняется соrласова-
ние АЭ с наrрузкой.
Работа оконечных каскадов на транзисторах существенно зависит от ве-
личнны выходноrо сопротнвления источннка сиrнала Rc' Обычно Rc
(3 ... 10) R BX ' Показатели оконечных уснлительных каскадов в значи-
тельной мере зависят от коэффициента наrрузки а в == R K / Rt. В усилнтелях
на транзисторах примеНlIЮТ а в == 0,02 ... 0,15, получая максимальную ко-
лебательную мощность при близких к минимальным нелинейных искаже-
ниях.
Принципиальная схема однотактноео каскада показана на рис. 10.6.
Режим по постоянному току каскада выбирают по входным и выходным ха.
рактеристикам АЭ. Во избежание значительноrо снижения к. п. д. стабили-
зацию осуществляют только базовым резистором.
Однотактный каскад реализуют только в режиме класса А.
Принципиальная схема двухтактноео окопечноео каскада с трансфор-
матором показана на рис. 10.11. Для возбуждеиия каскада на базы транзи-
сторов (затворы ПТ) подают равные по уровню и контрфазньте напряжения.
Выходные токи равны t вых 1 == 1 выхО1 + {BЫX P { вых 2 == 1 вых 02 {Bыx 2' По-
. ляриость переменных напряжений на входах усилительных приборов периоди-
чески меняется, и соответственно изменяются знаки в приведенных равенствах.
Суммарный подмаrничивающий ток, протекающий по первичной обмотке вы-
ходноrо трансформатора, равен разности токов плеч {. == i BblX 1 i BblX 2' В
случае полной симметрии плеч 1 вых 01 == 1 вых 02 И is == {BЫX 1 + {Bыx 2' т. е,
суммарный подмаrничивающий ток содержит только переменную составляю-
щую, блнзкую по форме к входному напряжению.
Двухтактные каскады обладают рядом достоинств по сравнению с одно-
тактиыми той же мощности:
1. Эти каскады MorYT работать ие только в режиме А, ио также и в бо-
лее экономичиых режимах В и АВ. Повышенная экономнчность режимов
В и АВ обусловлена малыми значениями постояниой составляющеЙ токов
i ВЫХ1 и { вых2 ' особеино в паузах и при слабых сиrналах.
2. Суммарный подмаrничивающий ток симметричен (при симметрии
плеч) и, следовательно, не содержит четных rармоник, поэтому нелинейньте
искажения в двухтактном каскаде меньше, чем в однотактном при прочих
равных условнях.
3. В суммариом маrнитном потоке выходноrо трансформатора OTCYTC
вует постоянная составляющая (пои полной симметрии плеч), что ПОЗБО-
273
Рис. 10.12. Двухтактвый
бестравсФОрматорвый каскад
Ер
1+
Рис. 10.13. Двухтактвый бестравсформаторвый
каскад с ОДНИМ ИСТОЧНИКОМ питания
ляет уменьшить rабаритные размеры и облеrчить конструкцию трансфор-
матора.
4. В общем питающем проводе (а 6 на рис. 10.11) отсутствуют или
значительно подавлены нечетные rармоники, в том числе и основная, что
снижает требования к фильтрации питающих напряжений.
5. Сиrналы, действующие на плечи синфазно (фон, наводки), проявля-
ются значительно слабее, чем в однотактной схеме.
К недостаткам двухтактных каскадов относят более сложную сх ему Воз-
буждения и необходимость симметрирования плеч.
Принципиальная схема простейшеrо двухmакmноео песmрансформаmорно-
ео каскада, работающеrо в классе В, показана на рис. 10.12. Здесь примененыI
два идентичных по параметрам транзистора, но с разными типами проводи-
мости (р -n-р и n-р-n), включенные по схеме 03. В исходном режиме U вэо =0=
-== О И оба плеча практически закрыты. Входы включены параллельно и в за-
висимости от полярности входноrо напряжения транзисторы открываются
поочередно. Через наrрузку протекает разностный ток коллекторов iH iК1
i K2 , так что построение динамических и сквозной характеристик полностью
аналоrично построению, выполняемому для трансформаторноrо каскада, но
tI данном случае напряжение источника питания равно Е/2. Данному каска.
ду'присущи следующие недостатки: 1. Трудности с симметрированием плеч,
связанные с подбором мощных транзисторов разных структур с ИдеНТИЧНЫМИ
параметрами. 2. Необходимость применения источника питания с удвоен-
ным напряжением (сравнительно с трансформаторной схемой). 3. Появ-
ление искажений, называемых искажениями типа «ступеньки» (эти искаже-
ия обусловлены значительным искривлением сквозных характеристик при
малых уровнях возбуждающих сиrналов).
Перечисленные недостатки ПРОЯВЛЯlOтся меньше в усилителе, схема
KOToporo показана на рис. 10.13. Здесь мощные транзисторы однотипны
(VT4, VT.5) , что облеrчает их подбор с одинаl}ОВЫМИ параметрами. Возбуж-
дение их осуществляется фазоинверсным каскадом, выполненным на транзи-
сторах разных структур (VT2 и VT3). Сиrнал на базы фазоинверсноrо кас-
када поступает с выхода резистивно-емкостноrо каскада (VT 1). Диод VD 1
rррмостабилизирующий, он уменьшает зависимость тока покоя оконечных
14
IJ q
+128.
0,1 3,8к
Рнс. 10.14. Двухтактвый уснлнтель с возбуждающим каскадом на мнкросхеме К2УС372
транзисторов от температуры (вместо диода можно включить терморези-
стор). Ток покоя транзисторов с ростом температуры возрастает, что ком-
пенсируется уменьшением напряжения на диоде (примерно 2 мВ/rрад). Кас-
кад охвачен отрицательной обратной связью параллельной по напряжению
(R8), повышающей стабильность ero работы и уменьшающей Искажения.
Разделительный конденсатор С3 обычно большой емкости (сотни мкФ) за-
ряжен до напряжения Е/2 и служит источником питания транзистора VT5.
Резистор R4 включен для уменьшения искажений типа «ступенька», ero
сопротивление IIодбирается так, чтобы в исходном режиме иапряжение U ВЭО
транзисторов VT4 и VT5 отличалось от нуля и было близко к напряжению
отсечки и отс (см. рис. 10.21, б). Для транзисторов типа n-р-n U ВЭО > О,
а для транзисторов типа р-n-р U ВЭО < О. Расчет TaKoro усилителя ведут иа
одно плечо. Для возбуждения оконечных усилителей радиоприемных уст-
ройств MorYT быть использованы интеrральные микросхемы. Схема одноrо из
вариантов TaKoro решения показана на рис. 10.14. Предварительный усили-
тель осуществлен на микросхеме К2УС372. Между источником сиrнала и
микросхемой включен реrулятор тембра.
Усилители видеосuспалов (широкополосные). Широкополосные усили-
тели предназначены для усиления сиrналов сложной формы. При усилении
кратковременных импульсов А ЧХ должна быть относительно плоской в ши-
роком диапазоне частот ' в > (1,5 н' 2)/t и , а ФЧХ незначительно отличаться
от прямой, проходящей через начало коордИиат. Транзисторы широкопо-
лосных усилителей обычио высокочастотные, обеспечивающие большую
площадь усиления KofB.
В широкополосных усилителях часто применяют резистивно-емкостные
каскады с дополннтельными корректирующими элементами. При усилении
импульсов, однако, выбор начальноrо режима работы транзисторов и опре-
деление элементов каскада осуществляют не так, как в усилителях звуковых
колебаний. Корректирующие элементы компенсируют частотные и фазовые
искажения, вызванные в области верхних частот инерционностью транзисто-
ров и паразитными емкостями, а в области нижиих частот разделительны-
ми коиденсаторами.
Для компенсации низкочастотиых искажений в коллекторную (стоко-
вую) цепь вводят корректирующий RС-фильтр (Rк.фС к . ф ) со специально
275
и 6х
Е
.i.+
+
Е
o
J .
I/ных
п:
а
о
Рнс. 10.15. Схемы вндеоусилителей с ив-
дуктиввой (а), эмиттериой (6), последова-
тельиой (8) и сложиой (о) коррекцией
а
подобранными величинами элементов. Компенсация искажений в области
высших частот достиrается включением корректирующих индуктивностей
и введением отрицательной обратной связи (чаще Bcero за' счет частотной за-
висимости сопротивления эмиттер ной цепи).
Варианты схем каскадов усилителя видеочастоты приведены иа рис.
10.15. Элементы ВЫсокочастотной коррекции, сокращающие длительность
фронта ИМпульса, практически не влияlOТ иа работу каскада в области сред-
них и нижних частот. Элементы низкочастотной коррекции, уменьшающие
спад вершины Импульса, практически не сказываются на работе каскада
с области верхних частот. В Связи с этим можно рассматривать работу каСКа-
да раздельно на нижних и верхних частотах, что значительно упрощает
расчетные соотношеиия.
10.3. Краткие теоретические сведения
Резистивно емкостные каскады
Во мноrих случаях выходной цепью усилительноrо прибора является
четырехполюсник, который для большинства реальных схем можно обоб-
щить, представляя ero в ВИДе каскадноrо СоеДинения двух r-образных зве-
ньев. Учитывая обычно ВЫПолняемые неравенства УН » Уа, У 21 » Уа,
У 22 » У 12 , получают эквивалентную схему обобщенноrо каскада (рис.
10.16, а).
Коэффrщиент усиления обобщенноrо каскада
k == У 21 /{У 22 [(1 + ;: )(1 + ;: )+ ;: ]+ z (1 + ;: )+ i }' (10.1)
РеЗИСТИlЗно-емкостный каскад можно представить эквивалентной схемой
(рис. 10.16, б), 'мемеIIТЫ которой в звуковом диапазоне частот (пренебреrая
276
12
I6blX
24-
!;!
SiIC
а
.90
Рнс. 10.16. эквивалентиые схемы обоf5щенноrо (а) и резнстивно.емкоствоrо (6) каскадов
действием проходной проводимости и при условии т == '/ fs« 1) связаны
с параметрами транзистора упрощенными зависимостями:
а вых :::::: I/Rt :::::: g22;
С вых :::::: С к (1 + 80r );
а вх :::::: gl1;
С вх :::::: I/O)sr .
Сопоставляя обе эквивалентные схемы, определяют эквивалентные со-
противления
Zl ===0; Z2 == R K ; i з == lПО)С р ;
i4 === 1/(I/R Б + а вх + jO)C BX ) == 1/(ljR БE + jO)C BX )'
Подставляя найдениые значения в (10.1), произведя преобразования с уче"
том соотношений У'21 == 80/(1 + jm); У'22 == а вых + jO)C BblX ; Свх/С р <{., 1; Свых!
/С р <{., 1, получаем:
. Ко
К == (1 + jm) [1 + j (O)'t'K I/О)'t'Б) ]'
(10.2)
rlIe
Ко == 80RJ:,;
l/R'2, === I/R K + I/R Б + а вх + а вых ;
СО == Свх + С вых ' 'к == C o R'2,;
't'Б == С р ( R ы + 1 + ::xRJ == С р ( R ы + R J :::::: CpR K .
Из (10.2) получают уравнения А ЧХ К (0)) и ФЧХ ер (О)}
к (О) == Ко .
V(I + т 2 )[ 1 + (O)'t'K I/О)'t'Б)2] ,
т + 0)1 к I/О)'t'Б
m ( О) == arct" .
'1' "'1 т(О)'t'к I/О)'t'Б)
Сдвиr фаз между (;2 и и 1 , обусловленный транзистором (в схеме ОЭ
равный на средних частотах 1800) в соотношении (10.4) не отражен.
Коэффициеит частотных искажений в схеме
(10.3)
(10.4)
м == Ко/К == V(I + т 2 )[1 + (O)'t'K 1/0)'t'Б)2].
(10.5)
Фазовые сдвиrи и частотные искажения связаны соотиошением
(ЮS ер == k [1 т (Щк I/W'Б)]' (10.6)
'Л7
(},ык Rк
SqU,
.::
:::;
.5 о lf,
а 5
"и ""9 ".,, '''9 ,,,1]
8
Рнс. 10.17. Эквввалеllтиые схемы каскада для областв средннх (а), ннЖннх (6) н верхннх
(в) ча стот
Эквивалентные схемЬ! каскада для областей средних, иижиих и верхних
частот показаны на рис. 10.17, а в табл. 10.1 приведены основные расчетные
соотношения.
Таблица 10.1. Основные расчетные соотношения резистивно емкостноrо каскада
Парвметр Оl5ласть средннх Оl1iласть нижннх частот О(!)лвсть верхннх частот
чвстот (рнс. 10.17, а) (рнс. 10.17, 6) (рнс. 10.17. в)
Частота 0>0 == о>н« I/V 'К'В О>В I/V 'К'Б
1
V (l/O>S+'K) 'Б
Коэффициент 80 К К ==
Ко == 80R!; "'" H В
усиления gl1 Ко Ко
V 1 + (I/О>н'Б)2 V(I+m 2 ) (I+O> 'K)
Фазовые ер==О ерн == arctg 1 /О>н' Б ерв == arctg Х
СДDИrи т + о>в 'к
х
1 mо>в,к
Частотные Мо == 1 М н == VI + (I/O>H 'Б)2 М ==
в
искажения == V(1+m 2 ) (I+o>:, )
Постоянная 'Б "'" ер х 'к == CoR!;
времени ( RiR K )
Х R ы + Ri+RK "'"
"'" CpR K
Величины резисторов R э , Rl, R2 резистивно-емкостноrо каскада (рис.
10.1) определяются требуемым режимом по постоянному току (значениями
Е, И БЭО . И КЭО ' 10' lэо)
R э == (Е 10RK И КЭО )/ 1 эо;
R 1 == (E lэо R э)/1 1 ; (10.7)
R 2 == (И Бэо + lэо R э)/1 2 ;
1 2 ==/ 1 +/ Б ;
/эо == 10/(1..
278
Величиной тока 1] задаются(ll "'" 10)' Чем больше 11. тем .выше стаl'iиль.
иость и ниже к. п. д. каскада. Зная R э , R1' R 2 , определяют коэффициеит
стабильиости 8t
1 + R э lR 1 + R э /R 2
8t dlKldl Ko 1 + R э lR 1 + R э /R 2 сх '
(10.8)
Стабильиость тем выше, чем ближе 8t к еДИИИце (реальиые значеиия
8, 2... 4).
Емкость конденсатора в цепи эмиттера выбирают из СОотношеиия
С 80
э:? "
(J)H V М Э 1
(10.9)
rде М нэ коэффициент частотиых искажеиий в области иижиих частот,
обусловленный действием цепи СэR э .
Суммарный коэффициент частотных искажеиий, обусловлеиный дейст-
вием разделительной (ер) и эмиттерной (С э ) цепей, равен
М Н 1: МНМ ВЭ '
Выбор транзистора при расчете каскада производят в первую очередь
по заданному усилению. В тех случаях, коrДа основной наrрузкой резистив-
ио-емкостноrо каскада является входное сопротивление TaKoro же каскада,
ариrодиы транзисторы, для которых выполняется условие
80:? (1,2.. , 1,5) YK o g ll
(10.10)
или
в == 8 0 1g l1 :? (1,2 . . . 1,5) КО'
Усиление каскада в этом случае определяется только параметрами тран-
зистора, практически не зависит от элементов схемы и обычно составляет
Ко 20...30 дБ.
Очеиь важны при выборе траизистора ero частотные свойства. Желатель-
но, чтобы выполиялось условие
т == f Blt s <= 0,2.
(10.11)
В выбранном транзисторе напряжение на коллекторе не должно превы-
шать предельио допустимоrо значения. Если заданы условия работы с боль-
шими температурными перепадами, предпочтительнее кремниевые транзи-
сторы. Выбраниый транзистор должен работать в линейном режиме и не пере-
rружаться при максимальном уровне ВХОДиоrо сиrнала.
В тех случаях, коrда транзисторный каскад возбуждает усилитель,
выполненный на полевом транзисторе, или работает иа друrую высокоомную
наrрузку (R БE R K ), в приведенных в табл. 10,1 формулах следует считать
'Б"'" GрR ы ;
l1R1: "'" а вых + I/R K .
Чаще Bcero l1 а вых == RI »R K , R K "", (0,1 . . . 0,3) RI и для ориеитировоч-
иых расчетов npинимают R1: :::::: R K .
7;J
Для расчета каскада на полевом транзисторе приrодны формулы табл. 10.1
и (10.3. . . 10.6), в которых следует заменнть RI< на Rc, R Б на R з , 't!( на 'tc ==
== CoR , rде Со == С ВЫХ пт! + С ВХ ПТ2 + С МОНТ ' 't Б на 't з == С Р ( R3+ R: J "'"
"'" CpR3 и считать а вх == О И т === О.
При отсутствии конденсатора С Э (Си) возникает последовательная
отрицательная обратная связь по току, вследствие которой уменьшается
усиление, а входное и выходное сопротивления возрастают.
Для ориентировочной оценки приrодны соотношения;
Kol3 "'" Ко! (1 + Ко ;; ) ;
R BX 13 "'" R BX (1 + КоRэ/R};);
R BwX 13 "'" R вых (I + КоRэ/R ).
Для расчета каскада с эмиттерной наrрузкой (рис. 10.3), полаrая S == У 21
И считая проводимость наrрузкн равной Ун == I/R э + jwC o , получают следую-
щие соотношения;
rде
. иных К. S])R Э
Кэ У .
и 1 + k 11 sоR э + (1 + jw,э) (1 + jm) ,
вх
SоR э
К э == .
v (SoR., + 1 wт't э ) 2 + (W't'э + т)2 '
/ ( w'tэт ) 2+ / w't э + т 2 .
М э V 1 1 +SоR э \ 1 + SоR э ) ,
W'tэ+ т
fPэ == arctg I + S R ;
о Э wт'tэ
k iэ == К Э У н/ У ll;
У ВХ э ""'У11/О + К);
У вых э "'" У 21 [1 У 11 /(У + ус))'
k == S/V и , 'tэ == СоR э , т == f/f s '
(10.12)
(10.13)
Приведенные формулы применимы также для каскада, выполненноrо на
полевом транзисторе, если принять т == О, R э == R и .
Выбор транзистора и начальноrо режнма каскада с разделенной наrруз-
кой (рис. 10.(4) производится так же, как для резистивно-емкостноrо кас-
када. Для этоrо каскада
. и вых 1
К 1 == === KOl/[1 + j (w't B l/w't H »:
и с
. U вых 2
К 2 == == К О2 (1 + jW'tl)/(l + j (w't B 1/щн»),
()
280
rде К О1 и К 02 коэффициенты усиления на средней частоте по коллекторному
и эмиттерному выходам,
Ко! == g21 R 1:I(/(1 +g21эR1:Э); (10.14)
К 02 == g21э R 1:I(/(1 + g21э R 1:Э);
I/R1:1( "'" I/RI( + I/R HK ; I/R1:Э == I/R э + I/R иэ ; g21Э"'" gl1 + g21i
't B == СиR в , 't B == C o R1:I(/(1 + g21R1:Э); 'tl == С 11/g21Э'
Коэффициент асимметрии '1' == К 1 /К 2 1.
На средней частоте
'1'0 == g21R1:1/g21эR1:Э 1.
(10.15)
В большинстве случаев считают приемлемым '\'0 < 0,1.
Как видно из соотношений (10.14). данный каскад напряжения не усили-
вает (Ко < 1).
Применяя обозначения, аналоrичные принятым ранее, получают сле-
дующие выражения для кОЭффициентов передачи напряжения парафазноrо
каскада (рис. 10.5):
iJ .
1(1 == {;Х 1 == g21R1:1 [1 + g21э R э (1 + jW't 1 )]/{[I +
с
+ j (W't B1 l/w't H 1)] [1 + 2g 21э R э (1 + jw't 1 )]};
. Иных 2 g2]R};2 [g21Rэ (1 + jw't 1 )]
К 2 == ==
и с [1 + j (W't B2 I /w't и2 ) J [1 + 2g 21э R э (1 + j WT 1)] .
На средних частотах
К О1 ::::: g21 R 1:1 (1 + g21 R э)/(l + 2g 21э R э );
К 02 ::::: g21 R 1:'ig21э R э/(1 + 2g 21э R э );
'\'0 == К О1 /К 02 I == [R1:1 (1 + g21эRэ)/R1:2g21Rэ] 1.
(10.16)
При равенстве сопротивлений плеч R1:1 == R1:2' как видно из последней
формулы. полной симметрии не будет. Коэффициент асимметрии в этом случае
равен '\'0 == l/g 21 R э .
Для уменьшения '\'0 нужно увеличивать R э . но при этом уменьшается
усиленне.
Усилители с непосредственной связью
Элементы схемы УПТ (рис. 10.7) подбирают так, чтобы транзисторы ра-
ботали в линейном режиме. По характеристикам транзисторов выбирают
рабочие точки, т. е. напряжения и токи в исходном режиме И БЭО . 1 Бо .
И кэо . 10' Величины резисторов Rl. R2. R Э1 (первоrо каскада) вычисляют
по формулам (10.7). Начальные напряжения на базах BToporo и TpeTbero
каскадов определяют из равенств:
И БЭ02 == (ИЭКО1 + 1ЭОIRЭl) + 1Э02RЭ2;
И БЭ02 == (И ЭК02 + 1 Э02RЭ2) + 1 эозRэз.
11 7-230
281
Входное сопротивление и коэффициеит усиления каждоrо каскада вы-
числяют с учетом последовательной обратной связи:
Z21 R H
К == Zll (Z22 + R H ) "'" SORH;
Z12/3 == R э ;
R H == R K R Bx /3!(R K + RBX,y;
( ZI2/3K )
RBXI\ == Zl1 I + R-;- ;
к к
1\ I + ZI2I\K!R H .
Двух каскадный УПТ О обратной связью (см. рис. 10.9) рассчитывают
следующим образом. По характернстнкам транзисторов выбирают рабочие
точки и определяют начальные токи и напряжения: И БЭО ' I БО . Ик.эо, 10-
Уточняют значения параметров транзисторов gББ' gБк.. gКБ' gKK' Задаются
токами 11. 1з, 11\ (рис. 10.9), близкими по величине к току 10 (если увеличивать
указанные токи, стабильность возрастает, но уменьшается к. п. д. усилителя).
Вычисляют элементы схемы по формулам:
IЭО1 + 1/3
gЭ1 == .
Е Икэо 101!gю '
11 .
gl . .
E (/ЭОI + 1/3)!gЭI + И БЭО1
11 + I БО1
g2 == ;
И БЭО1 + (lЭОI + lf')/gЭI
101
gю == Е И КЭОJ (/ЭОI + l(з)/gЭI
102 + //3
g
К2 Е И КЭ02 (/Э02 + 1f')/gЭ2
11\
g/3 == (/02 + 1/3)/gК!2 101/gю И КЭО1 ·
rде /эо==/о!а.
Для определения параметров усилителя целесообразно представить ero
в виде мноrополюсника с числом полюсов п + 1 (в данном случае п == 5).
Приняв (п + I)-й узел общим, I-й входным, п-й выходным, получают
матрнчное уравнение
11 YII х 1\ U \\ == 11 i 11,
rде 11 У 11 матрица проводимостей между узлами схемы; 11 U 11 вектор узловых
напряжений; 11 i 11 вектор узловых токов, единственный ненулевой элемент
KOToporo есть i 1 == U cgc. По матрице проводимостей 1I У il находят соотношення
для определения основных технических показателей усилителя:
k ип/и] == L\ln/L\ll;
К и == Ьп/Ь с == YcA1п/ Y;
282
k i == in/i 1 == KV H /(J. y /11 11 ус):
У ВХ == i 1 /U 1 == J. Y /.&l1 Ус:
Увых == in/iJ H \YH O == J.y/L\nn IYH O'
и с==О и С==О
(10.17)
rде .1y определитель матрицы прОВОдимостей; .1ij Минор определи-
теля, полученноrо вычеркиванием i-й строки и j-ro столбца матрицы прово-
димостей. Матрица проводимостей соответствен'но обозначениям, принятым
на рис. 10.9, приобретает вид:
Узел 2 3 4 5
gББ1 +gl + gБЮ gБЭI О О
+g2
2 gКБI gкю +gББ2 + gКЭ1 gБЭ2 gБК2
+gю
3 gЭБl gэю gЭЭ1+ О g{3
+gЭ1 +g{3
4 О gЭБ2 О gЭЭ2+ gЭК2
+ gЭ2 + gз
5 О gКБ2 g{3 gЭК2 gKK2 +
+g(:l+gK2
Для определения .111 из приведенной матрицы вычеркивают первую строку
и первый столбец, а вычеркивая первую строку и пятый столбец, получают
.1. ln == .115'
В справочниках обычно при водят значения эквивалентных проводимо-
стей gББ' gБК' gКБ' gKK' Воспользовавшись неопределенной матрицей транзис'
тора, определяют остальные нужные для раСчета эКвивалентные проводимости:
gБЭ == gББ gБК; gЭБ == gББ + gКБ; gээ == gББ + gКБ
gБК + gKK; gэк == gKK gБК; gкэ == gКБ + gKK'
Дрейф нуля усилителей, показанных на рис. 10.7, 10.8, 10.9, очень ве-
лик и составляет для rерманиевых транзисторов 2...5 мВ/rрад. Существен-
Horo уменьшения дрейфа нуля достиrают в балансных (мостовых) каскадах
(единицы мкВ/rрад).
Расчет параллельной МОСтовой схемы УПТ с несимметричным входом
(рис. 10.10) начинают с выбора транзисторов, исходноrо режима и уточнения
параметров транзисторов. Для расчета основных технических показателей
можно применить формулы (10.J7). Матрица проводимостей в соотвеТСТВИII
с обозначениями, прииятыIии на рис. JO.IO, выrлядит так:
283
Узел 2 3 5
g1 +g2+ gБЮ gБЭ1 О О
+gББI +gc
2 gl(Б1 gl(Ю + gю g1(Э1 О О
3 gЭБ1 gэю gЭЭ1 + gЭЭ2 + gЭБ2 gэК2
+gэ
4 О О gБЭ'2 gББ2 + gБ1(2
+ g1 + g2
5 О О g1(Э2 gКБ2 gKK2 + gl(2 .
в данном случае:
К 1 == ИЮ == .112 ; К 2 == ИI(2 == .115 ;
И 1 L\ll И 1 .111
а вх == L\у/L\lI gc; а вых1 == L\у/L\22;
а ВЫХ2 == L\ y 1L\55'
Трансформаторные каскады
Считая, что проводимость У 12 В области звуковых частот мала, пренебре-
rая сопротивлением потерь в сердечнике трансформатора и полаrая, что ак-
тнвная составляющая входноrо СОпротивления следующеrо каскада включеиа
в наrрузку, получают эквнвалентную схему трансформаторноrо каскада, по-
казанную на рнс. 10.18.
На схеме прнняты следующНе обозначения: '1 аКтивное сопротнвление
первнчной обмотки трансформатора; L S1 индуктивность рассеяния первичной
обмоткн; L 1 нндуктивность первичной обмотки; L;2 == L s2 /п 2 нндуктнвность
рассеяння вторичной обмотки, пересчитанная в первичную, , == '2/ п2 актнв-
ное сопротнвленне вторнчной обмотки, пересчнтанное в neрвнчную; R == RH/п2
сопротивленне наrрузки, пересчитанное в первнчную обмотку; C == С 2 п 2 ем-
кость, состоящая нз распределенной емкостн вторичной обмотки трансформато-
ра и входной емкости следующеrо каскада, пересчитанная в первнчную обмот-
ку; и ыx == И вых/ n выходное напряженне, пересчитанное в первичную обмотку;
п == Ш 2 /Ш 1 коэффицнент трансформацнн; 'Ш1 и Ш 2 числа витков в обмотках
трансформатора.
Сопоставляя схемы, показаНные на рнс. 10.16, а и 10.18, устанавлнвают:
i 1 == '1 + /O)L S1 ; i 2 == jO)L 1 ;
i з == , + jO)L: 2 ; f/Z 4 == I/R + jO)C;.
r!
С81>1%
1.51
1.1
1.52
r'2
H
c'z
::s
Рис. 10.18. Эквивалентная схема трансформаториоrо каскада
284
а
"
"
Рис. 10.19. Эквивалеитиые схемы траисформаториоrо каскада для области средиих (а),
иижиих (6) и верхиих (о) Частот
Подставляя значения эквивалентных сопротивлений в (10.1), пронзводя
преобразования и упрощения, основанные на неравенствах ['51 L 1 1, roС иых Ri 1,
C , L 1 /'1, учитывая коэффициент трансформации, получают:
k R l !'Rjn L R ( '] ,
iB I ro s iи , )
1+ R и ro2LP2 + i roC 2 R iB + R и roL 1 1 + R:
rде R iB == R i +'1 + , ; R iи == R i + '1; L5 == L 51 + L;2'
Из соотношения (10.18) получают уравнения амплитудно-частотной
К (ro) и фазочастотной qJ (ro) характеристик трансформаторноrо каскада
(10,18)
к (ro) ==
SoRiп
f {( R ) 2 [ ' L R ( . )] 2 '
V (1 + т 2 ) 1 + R: B ro2LsC OJC RiB + иs roZ 1 1 + i }
(10.19)
qJ (ro) == arctg
, roLs R iи "
roC 2 R iB + R ' L (1 +'2IR и )
и ro 1
1 + RiBIR ro 2 Lp;
arctg т,
(10.20)
Коэффициент частотных искажений определяют из соотношения
, [ ] 2
V I( roL С' ) 2 roC RiB + s :{и (1 + k ) I
м == (1 + т 2 ) I s 2 + и 1 и .
R {в I + Riв/R и
I+ R .
и
(10.21)
Работа трансформаторноrо усилительноrо каскада раздельно по областям
средних, нижних и верхних частот отражена эквивалентными схемамн, при-
веденными на рис. 10.19, и расчетными соотношеннями, сведенными в табл.
10.2.
Качественные показатели трансформаторноrо каскада улучшаются при
увеличеНИИ постоянной времени 't и И уменьшении 't B . В области верхних час-
тот в каскаде возможно возникновение резонанса напряжений на круrовой
частоте
V r ' l + RiBIR
ro р L С' .
5 2
285
х ............... х
.... o..J"'l' '" .1 ..
Э
+ ..О::' э S.
.. ,.............. э ,.............. +
g
.. "
с) ;:!.. + tJ .. ..
" .. ,," ,'" -'"
". о::' O..J'" '"
.. 1'" о::' .. .. '" о::' о::'
" . ' '" .. ri:: .1 .. 1" о::'
,"т '" о::' ci + э ' '" .. + '" +
'" э , " ' " о::' ri:: -J
" . А tJ u" .. tJ I . .
c:>.S .. .. ri:: .. tJ ' "
" ri:: IQ! u о::' о::'
.. . .. t: э .. "'
с) э + э
.а'" I + 11
..с:>. I
'" C) .. bJ) + .. ..
1'{ ., 1" ....
'" " .....::::..... --..........--- <J 1" ""
:о: 8 ... ..............
<) х
'" I ............... х
:о: 11
Q 11 11 ..
...
Q .. ..
=: е-
%
1-0
'"
а.
Q
08-
<)
=:
'" .. ..
а. ..
1-0 о I;: I;:
со: !J I;: ::;, """
., ' со
= о::' ..
=: "'\О
+
.. " . Q '" bJ) +
3 ,"т э + +
'" .... ,'"
Q :Ео ' " <J ..
=: VJ tJ ...
s '" -J'"
'" '" t: '"
8 .аС) Э '" .... ci
..'" э O..J
Э- '"
.. е- 11
:21 "
=: \G 11 '"
1-0 О '" 1"
.. '"
:r
<)
'"
а.
..
:21
=:
'" ::;,
!i! ::;, о::'
<) g .......
с о::' '"
....... O..J
с) , " +
c-i " .... , '" ,'"
<:::) "'''' + о::' о::'
" . ..
...... ",т ri:: <: + с
'" cii 11
<3 O , " ' " . 11
;:j" ,, '" u
::! с:>.. ri:: ..J t: CI) о::' & '"
.ci с)с) .... 11'
.а'" O..J '"
<3 ..о. "- Э '"
е-. C)
"
"
\о
О 11
'"
э
=-=
...
1-0 =-=
с:>. :r: '" о::
.. Q) <:( g;
" =0;: <J
::е :r:
'" ::1'= Q) :r::r: :r:=
с:>. i :а 1-oQ)
'" О '" O o:::r:
1:: Оа>
1-0 О I-o 1-0:;:
<J '" :.:: иф
0=-=
::r ::.::: ео ::r 00..
!::'"
286
Вследствие резонансных явлений в аМПЛИТУдно-частотной характерисТtlке
каскада при ВЫПОлнении условия
O>pC;R CB + O>pLs/RH 11 2т
d== < 2+
I + RiB/R H У 1 +т2
ПОявляется подъем. Коэффициент частотных Искажений при максимуме уси-
лення определяется из СООтношения
Mf == d V (1 + т2) (1 ) .
Коэффициент полезноrо действия трансформатора равен
'l'J T == R /(ri + r; + R H ).
(10.22)
Величиной 'l'J T при расчетах задаются, руководствуясь следующими со-
ображениями. При малых значениях 'l'J T возрастают эксплуатационные рас-
ходы, но уменьшаются масса и rабаритные размеры траисформатора, при
больших уменьшаются потери энерrии, пОвышается коэффициент усиле-
ния каскада, но возрастают rабаритные размеры, масса и стоимость трансфор-
матора. В маломощной аппаратуре 'l'J T == 0,6 '" 0,8.
Наrрузочным сопротивлением транзистора по переменному току R K
является сопротивление R H . пересчитанное из вторичной обмотки в первич-
ную:
R H
R 1( == --т----- .
п 'l'J T
Расчетные соотношения (10. 18 10.22) и табл. 10.2 приrодны для транс-
форматорноrо каскада иа полевом транзисторе при m == О.
Оконечные усилители сиrналов звуковой частоты
Одноmакmный оконечный каскад. Наrрузочное сопротивление каскада
R H обычно иевелико (единицы, десятки ом), поэтому влиянием паразитных
емкостей можно пренебречь и пользоваться эквивалентными схемами, по-
казанными на рис. 10.19, Считая С; == О. Амплитуды rармоник каскадов на
транзисторах определяют методом пяти ординат по сквозной характеристике
[l( (и с ) при Rc == сопst (формулы 4.34, рис. 4.13 в [105J).
Для расчета электрическнх параметров выходиоrо трансформатора
оконечноrо каскада прнменимы формулы (10. 18 10.22) и приведенные
в табл. 10.2, в которых следует считать С 2 == О. В однотактиых каскадах при-
IIнмают rJ T == 0,6 н. 0,8.
После определения электрических данных трансформатора L1' Ls, п,
'1' '2 производят ero конструктивный расчет и вычисляют величину м аксн-
мальной индукцни в сердечнике 8rnах
В 1I P /MI
тах ,
O>HQC QMI (1 'l'J T )
(10.23)
287
N,'f
$, и, 82
I NH
'2 U SslJ,
Н/В
ICj
а
б
Рис. 10.20. ПреобраЗ0вание эквивалентн!)!! схемы двухтактиоrо ОКонечиоrо каскада
rде а == 2,64 . 105; qc сечение сердечника трансформатора, см!; lM1 сред-
няя длина витка первичной обмотки, см; qM1 чистое сечение меди первич-
ной обмотки, см 2 .
Величина Вmах' полученная в результате расчета, не должна превышать
значения, указанноrо в справочнике для выбранноrо материала сердечника.
Двухтактный оконечный каскад. Эквивалентную схему двухтактноrо
каскада получают, полаrая, что маrнитный поток, пронизывающий витки
вторИЧfJой обмотки выходноrо. трансформатора, обусловлен результирую-
щими ампервитками
aw s == O, 5W l (iвыхl i вых2) == O, 5W l (iЕых 1 + iвых 2) == O, 5W l i s.
Следовательно, схема, в которой по половине первичной обмотки выход-
Horo трансформатора протекает суммарный ток плеч, отражает процессы,
происходящие в двухтактном каскаде (рнс. 10.20, а). Объединяя два reHe-
ратора 81UI и 82UI в один 8SU1 Н два сопротивлення Ril и Ri2 В одно
R{s, получают эквивалентную схему, такую же, как для однотактноrо каскада
(рис. 10.20, б). 8s и R{S параметры условноrо АЭ, которым замещают ре-
аЛЬныt АЭ, включенные по двухтактной схеме. Если в пJlечах применены ЛЭ
<; одинаковыми параметрамн (8 и R{), то
в режиме А R iS O,5Ri; 8s == 28;
в режиме В R iS Ri; 8s 8;
в режиме АВ R iS == O,75Ri; 8s == 1,58.
Идентичность эквивалентных схем однотактноrо н двухтактноrо каска-
дов позволяет пользоваться общими расчетным н соотношениямн. Расчет тран-
сформатора удобнее вестн не на половину первичной обмотки (рис. 10. O, б),
а на всю обмотку, пользуясь понятиями BHYTpeHHero сопротнвления между
коллекторами (стоками) RiY.. == 4R is н сопротивления наrрузки между КО.1JЛек-
rорами (стоками) RH'Z == 4 R s'
В режиме А RH'Z == 2RI(' в режиме В Rи'Z == 4R K . Коэффициент трансфор-
мации на всю обмотку определяют нз соотношения
V Rи
п== W 2 /Wl == .
RHJ:'l'J T
(1 О. 24)
Величиной 'l'J T задаются, ориентируясь на следующие значения: 'l'J T == 0,6...
...0,7 при P <IBA, 'l'J T ==0,8...0,9 при P ==I...10 ВА''l'J т >О,9прн
p > 10ВА.
Активные соПротивления обмоток определяют по формулам: в классе А
'1 O,5R;, (1 'l'J T );
, 0,5R (1 'l'JT)/'l'J T ; (10.25)
288
в классе В
'1 <:::: O,3R (1 'l'J T );
'2 <:::: O,4R (I/'l'J T 1).
После определення электрнческнх параметров трансформатора (L, L5'
п, '1' '2) выполняют ero конструктнвный расчет н вычисляют максимальную
нндукцию Вmах в сердечннке по (10.23), подставляя а == 2,64 . 105 для ре-
жима А н а == 3,45 . 105 для режима В. Полученное значение Вmах должно
быть меньшим, чем допустнмое, указанное в справочннке для данноrо мате-
рнала.
Для rрафнческой частн расчета двухтактноrо каскада производят по-
строенне, позволяющее получнть семейство статнческих характеристик не-
KOToporo условноrо aKTHBHoro элемента с током is и параметрамн S S и R iS'
Постронв семейство статнческнх хзрактернстнк этоrо прибора, можно даль-
нейшне расчеты выполнять так же, как в однотактном каскаде.
Рассмотрнм построенне характеристик двухтактноrо каскада на тран-
зисторах, работающеrо в режнме А.
В соответствии с равенством is == i ю i K2 для получення MrHOBeHHoro
значення cYMMapHoro подмаrничивающеrо тока is нужно найти разность MrHo-
венных значений токов плеч в определенный момент времени, соответствую-
щий данному значенню И Б ' Ордннаты токов i ю и i K2 удобнее вычнтать,
еслн семейства характернстик i ю (и к ) н i K2 '(иК) расположнть так, как пока-
зано на рис. 10.21, а. Вычнтанне пронзводят, задаваясь пронзвольнымн значе-
RНЯМИ коллекторноrо напряжения н rруппируя попарно те характеристики из
семейств i ю (и к ) н !К2 (и к ), которые соответствуют напряжениям, подчнняю-
щнмся равенству:
(I О. 26)
И Б1 + И Б2 == 2И Бэо .
Семейство статнческнх характернстнк cYMMapHoro подмаrннчнвающеrо ток а .
is (иК)стат прн разных значеннях ИБ показано на рнс. 10.21, а пунктнр-
ными лнннямн.
Дннамнческая характеристнка is (и к ) при актнвной наrрузке является
прямой лннией, проходящей через рабочую точку под уrлом 'Ф, который опре-
деляется нз равенства
ctg 'Ф == 1 sт/ И Кт'
Из построення леrко определить по площадн заштрихованноrо треуrоль-
ника орнентнровочные значения колебательной мощности, отдаваемой обон-
мн транзнсторами
р <:::: 0,51 sтИКт'
На рис. 10.21, а показаны также динамнческие характеристнки частнчных
токов i ю (и к )ДНН' i K2 (и к ) ДНН' определяющие режим работы реальных транзнс-
торов, стоящнх в плечах каскада. Для построения этнх характеристик через
точки а, Ь, с, А, d, е, f проводят перпендикуляры до пересечения с соответ-
ствующими статическими характеристиками i ю (и к ) и i К2 (и к ), Так, в момент
времени, соответствуюший точке Ь (UБ == 0,28), коллекторные токи траНЗ!I-
сторов определяются ординатами Ь 1 и Ь 2 .
289
,
'$
U6,"' o,C8
o,2B
/J,IB
o,4
0,3
o,2
o. 1
{/Б'V",, о,38
o,5
o.18 и 2 IJ
o,2 '2
о.з
o,.;\
/J,5
1/52= o,G
i K2 (I/к)UUH
{]
'/(2
's
Соединяя плавной линией точки aI,
b I , CI, А 1 И а 2 , Ь 2 , С 2 , А 2 , получают ди-
намические характеристики частичных
токов.
Характеристики, построенные в коор-
динатах il( (ик), i s (ик), леrко перено-
сятся в координаты il( (U Б ), i s (U Б ) (рис.
10.21, б), Последними удобнее пользоваться при определении нелинейных
искажений и среднеrо значения тока, потребляемоrо от источника питания.
Динамическая характеристика по переменному току, проходящая под
уrлом 'Ф == arcctg R s' ие должна заходить в область токов, напряжений или
мощностей, превышающих предельные значения.
Опорные ординаты I Smax ' I S1 ' Iso, I s2 , I smiп находятся по динамиче-
ской Сквозной характеристике is (иC ) (рис. 10.21, в). При ПОЛной симметрии
плеч 1 s mах == I 8 mах' 181 == I 82' 180 == О четные rармоники исчезают.
Обычно k r определяют с учетом асимметрии плеч. С этой целью вводят коэф-
фициент асимметрии 8, учитывающий разброс параметров транзисторов, стоя-
щих в разных плечах двухтаКТНоrо каскада. В этом случае 1; mах== 18 mах Х
Х (1 + 8); 1;1 == 181 (1 + 8); 1;2 == 182 (1 8); l;mlП == 18 mln (1 8). С уче-
том приведенных равенств соотношения для определения k r (аналоrичные 4.34
в [105]) примут вид:
t::
iC
Рис, 10,21, l( расчету двухтактноrо каскада
и с
(}
1 8т1 == 2/3 (/8mах + 181);
18т2 == 0,5818 mах;
18т3 == (/8 щах 2181)/3;
1 8т4 == 8 (/8mах 4181)/6;
290
v zs + ZS + ZS
k == Sm2 Sm3 Sm4 100 Оl
r Z 70'
Sm1
Коэффициент асимметрии принимают равным е == 0,03 ... О, 1.
ИСХОДНОЙ величииой для выбора транзисторов Является заданиая коле-
бательная мощность в наrрузке Р и' Мощность, которую должеи обеспечить
оконечный каскад, определяют из условия: Р :;;.. Р /'111" Приrодность тран-
зистора в первую очередь определяют по треуrольнику мощности, впослед-
ствии выбор уточняется после вычисления Р к == РО Р == Р (I 'I1K)/'I1K'
Мощность рассеивания на одно плечо вЫчисляют по формулам:
в режиме А Р ю == UКЭОZ О ;
в режиме В Р ю == U эо/зt2Rк,
(10.27)
(10.28)
(10.29)
Если в каждое плечо двухтактноrо каскада требуется включить несколь-
ко транзисторов, соединениых параллельно, то R ИS и R iS умеиьшаются,
а токи и Р увеличиваются соответственно числу транзисторов в плече.
Усилители видеосиrналов (широкополосные)
Сиитезировать видеоусилитель можно по частотным либо времеиным
характеристикам. Для синтеза по частотиым характеристикам используют
метод Брауде. Математическое обосиование метода основано на разложении
выражений, описывающих А Ч Х н Ф Ч Х, в ряд Маклорена:
К (00) == К (О) + К' (О) 00 + К" (О) оо 2 /2! + К'" (О) 003/31 + ' ..; (10.30)
<р (00) == <р (О) + <р' (О) 00 + <р" (О) 002/21 + <р'" (О) 003/31 + .... (10.31)
АЧХ будет тем Лучше, чем больше число членов ряда (10.30), начиная со
BToporo, приравнять нулю. Для этоrо элементы схемы следует подобрать
так, чтобы ВЫполнялись условия:
К' (О) == d [К (00) ]/doo \Ы O == О;
К" (О) == d 2 [К (oo)]/doo 2 \Ы O == О
и т. д.
Условия получения оптимальной по Брауде АЧХ находят также из об-
щеrо выражения для модуля коэфф ициента усиления
V 1 + а1 оо2 + а 2 оо 4 -+ '"
К (00) == К (О) 1 + 61002 + 62004 + . ,. .
откуда следует, что А ЧХ тем Лучше, чем больше коэффициентов при 00 в рав-
ных степенях равны друr друrу:
а1 == 61. а 2 == 62
и т. д.
ФЧХ тем Лучше, чем большее число членов ряда (10.31), начиная с тре-
Tbero, равны нулю. Для этоrо должны выполняться условия:
<р'" (О) == d 3 [<р (00) J/dw 3 I(O O == о;
<pIV (О) == d 4 [<р (w)J/doo 4 :"' O == О
и т. д.
291
Корректирующие элемеиты, при, которых обеспечивается лучшая А ЧХ,
отлЯчаются от обеспечивающих лучшую ФЧХ.
Для инжеиерной реализации метода Брауде удобнее пользоваться отно.
сительным усилением к/ко, безразмерной частотой 1\ == ooCo/gK' rде СО == С 1 +
2 2
+ С 2 , и параметрами ХС == С 1 /С о , k 1 == L1gK/Co. k 2 == L2gK/Co, ..,. тl ==
== gl/gK' т 2 == g2/gK' .. " выражая через иих А ЧХ и ФЧХ каскада,
Траизисторные усилители видеочастоты с инду"тивноа "орре"цией чаще
Bcero выпоЛияют по простой схеме коррекции (рис. 10.15, а). Эквивалент-
иая схема каскада с простой коррекцией верхних частот показана иа рис.
10.22, rде ПРИНЯТЫ обозначения:
СО == С ВЫХ 1 + С ВХ 2 I/ООSfБ + SоfБСк;
gH == gBX 2 + I/R Б .
Коэффициент передачи напряжеиия
,
(10.3-2)
k == ЬВЫХ/ЬВХ == s/( gl + gH + joo СО + 1 + LgJ '
Для эффективной коррекции должиы выполняться неравенства:
gH »gK' gl« gK'
После преобразований и упрощеиий получают
k == So/gK (1 + jooLg к.)
1 + joo (Co/gK + l/oos) oo2LC o '
откуда
I / I + 1\ 2k 2
V 1 + 1\2 [(1 + а)2 2 1] + k:M
1\ [1 + а 2 + 1\ 2 k: k 1 ]
<р == arctg 1 + kll\ 2 a ' (10,34)
rде Ко == So/gK усиление иа средиих частотах; k 1 == Lg /Co коэффи-
циент коррекции; а==t/tк. коэффициент ииерционности АЭ; t== l/oos
постоянная времени транзистора; tK == Co/gK Постоянная времеии коллек-
торной цепи.
Оптимальной А ЧХ соответствует равеиство
к
Ко ==
(10.33)
2
k 1 == (1 + а)2 2k 1 .
К/КО
отсюда
D
k 1 == 1 + УI + (1 + а)2,
0,8
СО
!!
:::;
0,&
..... с коррекцuе,) 0,5
o, 5e3lroppeK"uU
О 0,5 "О
Р"с. 10.22. Эквивалентная СХеМа
каскада С простой KOPPCКl\H iI
Рис. 10.23. АЧХ каскада С простой кор-
рекцией
292
Для биполярных транзн торов а == 0,1 ... 0,5, k 1 == 0,5 ... 0,8. Для
полевых транзисторов а == о, k 1 == 0,41. Семейство АЧХ каскада с престой
коррекцией показано на рнс. 10.23.
В каскаде, схема KOToporo показана на рнс. 10.15, б, выокочастотнаяя
коррекцня обусловлена частотно-зависнмой обратной связью по эмиттер ной
цепи, создаваемой элементами R э и Сэ'
Коэффнциент усиления TaKoro каскада
. {; вых К ОЭ (1 + jооtэ)
К Э .....,......... I 2 ( , (10.35,)
и ВХ + joot}; 00 t + Т к ) tэ/Уэ
rде К Оэ == КО/УЭ коэффнциент усилення на средних частотах; уэ == 1 +
+ КоRэg}; фактор обратной связи на средннх частотах; g}; == gK + g
суммарная проводнмость коллекторной цепи; Т э == СэR э постоянная време-
ни корректирующей части эмнттерной цепн: "С}; t + "С к + tэ/уэ суммарная
постоянная времени. По сле преобразований и упрощений (10.35) пол учают:
К Э { 1 + OO2t (10.36)
у== 2tT'
оэ 1 + 002 [(t э + "С к )2 ;э к ) + 004 (Т э т к /уэ)2
Последнее выражение совпадает с (10.33), если принять коэффициент
коррекцнн
k 1 == Тэ/ТКУэ'
поэтому rрафики рис. 10.23 приrодны также н для каскада с эмиттер ной кор-
рекцией. Для каскада с последовательной коррекцией на полевом транзи-
сторе с изолированным затвором (рис. 10.15, в)
К/КО == 1/{1 1\2 (2k 1 x C 1) +
1
22 2 2 "2
+ 1\' [k1xc 2k 1 x C (1 хс)] + 1\ 6 k 1 xc (1 хс)} .
1\ [1 1\2k1Xc (1 ХС)
<р == arctg 1 1\2k '
l Х С
(10.37)
(10.38)
(Выражения справедливы, если выплняетсяя условие т == f B1f s « 1).
Данную схему характеризуют двумя параметрами k 1 и ХС' оптимальными
значениями которых, получениыми из уравнений
2k 1 x C I == о;
klX 2k1Xc (1 хС> == о,
(10,39)
(10.40)
являются Хс == 0,75 н К 1 == 0,67.
Величина ХС == С 2 /С О определяется, rлавным образом, междуэлектрод-
ными емкостями транзистора и, поскольку обеспечить равенство ХС == 0,75
затру днительно, рассматривают характеристикн схемы при значениях ХС'
близких к оптимальным. Соответствующие выбранному ХС значеиия k 1 на-
ходят по (10.35).
Амплитудно-частотные характеристики каскада (рнс. 10. 15, в), построен-
ные по (10.37) при указанных в табл. 10.3 величинах ХС и k 1 , показаны на
293
К/Ко
1,
48 8
4t 0,1,
О 0," 0,8 1,2 B LI 1
а
2
Ь
J
LI
Рис. 10.24, АЧХ каскаДа с ПОСJJеДовательной (а) н сложной (6) коррекцией
рис. 10,24, а. Как видно из кривых, при k 1 > 0,75 в А ЧХ проявляется зна-
чительный подъем. Для ero ослабления или устранения параллельно коррек-
ти рующей индуктивности включают резистор (R на рис. 10.15, в, показа-н.
ный пунктиром). При этом решении схема обладает тремя параметрами
и Широкополосность каскада возрастает. Оптимальные значения параметров;
Rc
ХС == 0,6; k 1 == 0,83; т 1 == R == 0,23.
На рис. 10.15, 2 показана схема каскада со сложной коррекпией, осу-
ществ//яемой двумя индуктивностями L 1 И L 2 (без резистора, показанноrо
нунктиром). Оптимальные значения параметров, обеспечивающие минималь.
ные частотные Искажения в данной схеме, равны: 1I:c == 0,59, k 1 == 0,14, /<2 ==
== 0,58. ВЫчисляя параметры, близкие к ОПТИмальным, получают значения,
сведенные в табл. 10.4. АЧХ каскада приведены на рис. 10.24, б.
Таблица /0.3. Значения корректирующих параметров
для схемы рис. 10.15, в
Хе I 0,8 0,75 0,67 0,6
k 1 J 0,625 0,67 0,75 0,83
Номер кривой на рис. 10,24, а/ 2 3 4
0,5
5
Таблица 10.4. Значения корректирующих параметров
ДJIЯ схемы рис. 10.15, 2
ХС I 0,7 0,65 0,6 0,55 0.5
k 1 I 0,06 0,1 0,14 0,17 0,2
I
k 2 I 0,6 0,59 0,53 0,57 0,56
Номер кривой на рис. 10.24, б I 2 3 4 5
в 'области flНЖНИХ частот коррекция искажений, вызванных раздели-
тельной цепью, осуществляется корректирующим фильтром R".ф С".ф.
294
Фильтр Rк.фС к . ф ,создает положительный фазовый сдвиr ВЫХОДноrо 'НапрЯ-
жения и повышает усиление на низких частотах. Коэффициент частотНЫХ
искажений и уrол сдвиrа фаз каскада с учетом разделительной цепи
СрR Б (СзR з ) И фИЛЬТР,а R K . фС к . Ф соответственно равны:
м ... f (RK,IR K . ф)2 + (qd H )2 ( 2 ) .
H V (1 + RKJRK. ф)2 + (qd H )2 1 + l/d H '
1 qd H
<РИ == arctg arctg RK/R K . Ф + (RK/R K . ф)2 + (qd H )2 ,
(10.41 )
(10.42)
rде
d и == ФнСБRн; q == С к . фR к . ф/СБR н ,
При q == 1 и R/ Rк.ф<' 0,1 ... 0,2 обеспечивается практически полная
фазовая компенсация (<РиЕ == О), но проявляется небольшая частотиая пере-
компенсация (подъем 'АЧХ в области нижиих частот до 5...7 %). С ростом
R к . ф перекомпенсация уменьшается, но требуется повышенное напряжение
питания усилительноrо прибора. ОБЫЧНО резистор корректирующеrо фильт.
ра выбирают из условия: R к . ф == (2 ... 10) R K .
При оценке низкочастотных искажений часто наряду с действием разде-
лительной цепи учитывают обратную связь, создаваемую элементами R Э и СЭ'
Частотные искажения и фазовые сдвиrи на нижних частотах, обуслов-
ленные эмиттер ной (ИСТОКОI30Й) цепью, соответственна равнЫ:
м V - 'I' + ф='t .
нЭ 2 . 2 '
1 + фн't Э
('I'Э 1) оон 't Э
<РиЭ == arctg 2 2
'l'э+фи't Э
Общие значения коэффициента частотныХ искажений и фазовоrо сдвиrа
на нижних частотах с учетом одновременноrо действия разде.1Jительной цепи,
эмиттерноЙ цепи и развязывающеrо фильтра соответственно равны: М н . общ
== Мн МнЭ' <Ри. общ == <РИ + <РнЭ'
Для расчета усилителя по временным (переходным) характеристикам
используют метод Лурье, сущность KOToporo заключается в следующем.
Переходная характеристика h (1) и коэффициент усиления в операторном
виде К (р) связаны символическим равенством:
(10.43)
(10.44)
h(t) K(p).
Коэффициент усиления К (р) описывается в общем виде рациональной
дробью
к (р) == а о + a1P + а2р2 + . . . + атрт == М (р)
Ь о + b1P + Ь 2р 2 + .., + ьпрп N (р)
при п > т, rде йl и bj постоянные коэффициенты.
Форма переходной характеристики в основном определяется полиномом
N (р) == О, называемым характеристическим уравнением (с помощью преоб-
разования Вышнеrрадскоrо уравнение К (р) и полином N (р) == о упроща-
ются).
295
11 В зависимости от значений коэффи-
2 циентов полинома N (р) корни урав-
нения N (р) == о MorYT быть: а) вещест-
0,8 венными и разными; б) вещественными
и равными; в) сопряженными комплекс-
ными разными и r) сопряженными
комплексными равными. Позиции а) и
б) соответствуют монотонному режи-
3 * .5 z'/ Co
му, при котором выбросов в переходной
Рис. 10.25. Псреходиые характеристики характеристике нет (время уста иов-
каскада с простой коррекцией
ления при равных корнях, в так назы-
ваемом критнческом режиме, меньше).
Позиции в) и r) чаще Bcero соответствуют колебательному режиму, при
котором в переходной характеристике имеется выброс. В оптимальной переход-
ной характеристике небольшой выброс (до 3 %) допускается. При таком реше-
нии время установления уменьшается (на 10...15 %) сравнительно с моно-
тонным критическим режимом. Корректирующие элемеиты схемы, при ко-
торых обеспечивается лучшая переходная характеристика, подбирают так,
чтобы корнн характеристИческоrо уравнеиия имели равные модули и одина-
ковую колебательность Ое == (f)i/Ui (отношение абсолютных значений МН/:IМыХ
составляющих комплексных корней (f)t к их веществеиным с.оставляющим ае).
При расчете схемы параметром О задаются (в пределах 0==0,5...2), находят
значения вещественных составляющих комплексных корией U == I/V l + 02
и величины коэффициентов ха рактерИстическоrо уравнения. По найденным
коэффициентам определяют параметры схемы и уравнеиие переходной харак-
теристики. В большинстве Случаев добиваются поЛучения такой характерис-
тики, в которой выброс не завнсит от числа каскадов усилителя.
Корректирующие элементы, обеспечИвающие оптимальную переходную
характеристику, ОТЛИчаются по веЛИчине от элементов, при которых оказы-
вается лучшей АЧХ или ФЧХ.
Переходные характеристики каскада с простой коррекцией при а == О
показаны на рис. 10.25, а в табл. 10.5 прИведены данные для расчета. Опти-
мальная ПерЕ'ходная характеристика поЛучается при коэффициенте кор-
рекции k} == 0.36 (коэффициенты коррекции при оптимальных АЧХ и ФЧХ
соответственно равны: k} == 0,41 и k} == 0,32). При k} == 0,36 выброс в пере-
ХОД ной харакrеристике составляет е == 1 %, а время установления t y ==
== 1,3 '1: к (в некорректированном каскаде t y == 2,2'1: к ), с учетом инерцион-
ностИ транзистора время установления возрастает и определяется по формуле:
t t y (1 + а).
Таблица 10.5. Данные для расчета простой схемы коррекции
k} О 0,25 0,35 0,41 0,5 0,6 0,8
е, % о о 1,05 3,1 6,7 11,3 22 30
ty/RKC O 2,2 1,45 1,3 1,2 1,1 0,96 0,9
296
В мноrокаскадных уснлителях время установления
t yn == t y Уп,
(10.45)
!I величина выброса е может возрастать, уменьшаться нли сохраняться не-
изменной. ВЫброс, величина KOToporo сохраняется нензменной независимо
от числа каскадов п, называют критическим. Данные Для расчета Сложной
схемы коррекцин, показанной на рис, 10.15,2, с учетом показанноrо пункти.
ром резистора R приведены в табл. 10.6. Работа этой схемы в областн малых
времен определяется четырьмя параметрами: х, k 1 , k 2 , тl == R/ R.
Переходная характеристика каскада с корр ктнрующим фильтром
R к . ф С к . ф В области больших времен описывается выражеIlием
1 е
h (t) == q RK/R K . Ф (ехр ( RKq /R K . ф) + (q RK/R K . Ф 1) е J,
(10,46)
rде е == t/СБR н , q == С к . фRк/СБR н ,
Таблица 10.6. Данные для' расчета сложной схемы коррекции
Хl
k 1
k 2
тl
е кр , %
ty/RKC O
0,344 0,122 0,511 0,00 4,3 0,93
0,35 0,122 0,514 0,02 4,1 0,95
0,4 0,126 0,536 0,152 3,6 1,04
0,437 0,13 0,554 0,239 3,4 1,07
0,45 0,132 0,56 0,268 3,3 1,08
0,5 0,14 0,58 0,362 2,8 1,09
0,55 0,146 0,61 0,43 2,3 1,10
0,6 0,148 0,65 0,473 1,9 1,12
0,65 0,146 0,72 0,500 1,6 1,15
0,7 0,142 0,836 0,52 1,3 1,18
0,75 0,132 1,028 0,534 1,1 1,21
При q > 1 в переходных характеристиках проявляется заметное запа-
дание, а при q < 1 появляется 1I0дъем. Обычно для получения оптнмальной
переходной характернстики в области больших времен принимают q == I
н R к . ф == (2 ... 10) R K .
10.4. Методика и пример расчета
Резистивно емкостный каскад на биполярном транзисторе
Порядок расчета: 1. ВЫбирают тип транзистора (10.10, 10.11).
2. Выбирают рабочую точку на характеристиках i K (и к ), i Б (ив> и опре-
деляют ее координаты U кэо , 10' U вэо , I Бо .
3. Уточняют параметры транзнстора в соответствии с рабочей точкой.
4. Строят динамнческую характеристику по постоянному току и по ее
наклону определяют R K .
5. Вычнсляют велнчины резисторов стабилизацнн режима (10.7).
6. ВЫЧИСЛЯЮТ 5/ (10.8).
7. ОпределяlOТ О вх (табл. 10.7).
297
Таблица 10.7. Формулы для определеиия входной и выходиой
проводимостей АЗ
Активвый
элемент
а вх
С ВХ
а вых С вых
Биполярный
транзистор
Полевой
транзистор
011 + С 12 К'
ООС 12 К"
(j)СсзК"
I /(j)s'B
gкэ + gK (1 + С к (1 + So'B)
+ SО'Б)
I/Rt Сси
С зи + С СЗ х
х (1 + К')
gl1 + т 2 /,в
011 == 1 + т2
g12 + тооОк С к + g12/(j)s
012 == 1 +т 2 ; С 12 == I +т 2
8. Определяют коэффициент усиления иа средниХ частотах (табл. 10.1).
9. Разделяют заданные на каскад частотные искажения между разде-
лительной (М Н ) и эммиттерной (М нэ) цепями.
10. Определяют величину емкости С!:, (табл. 10.1, формулы дЛЯ М Н И tБ)'
11. Вычисляют С вх ' С вых И СО == Сих + С вых (табл. 10.7).
12. Вычисляют МВ (табл. 10.1).
13. Строят амплитудно-частотную характеристику (10.3), при меняя
по оси частот лоrарифмический масштаб.
14. Строят фазочастотную характеристику (10.4) и том же масштабе
по оси частот. .
15. Определяют потребляемую каскадом мошность РО == Е (/0 + 11)'
Трансформаторный каскад предварительноrо усиления
Порядок расчета: 1. Выбирают тип траизистора (10.10), (10.11).
. 2. Выбирают положение рабочей точки на характеристиках i K (и к ),
lБ(U Б ) и устанавливают ее координаты U КЭО ' 10. U ЭБО ' l Бо .
3. Уточняют параметры транзистора в рабочей точке.
4. Строят динамическую характеристику по перемеиному току и по ее
наl{ЛОНУ определяют RK"
5. Определяют активное сопротивление обмоток трансформатора, при-
няв '1 == '2 И задаются значением 'I1 т (10.22).
6. Определяют коэффициент трансформации п == V R H /R K 'I1 T .
7. Определяют коэффициент усиления на средних частотах (табл. 10.2).
8. Распределяют частотные искажения на нижниХ частотах между транс.
форматором М н и эмиттер ной цепью М нЭ и определяют ТII и L 1 (табл. 10.2).
9. Вычисляют элементы стабилизации режима (10.7).
10. ОпределяIOТ величину емкости С Э (10.9).
11. Определяют величину индуктнвности рассеяния Ls (табл. 10.2).
12. Определяют мощность, потребляемую от источиика питания.
Двухтактный оконечный каскад
Исходные данные: Р Н ",' '11 к , Iz r , ' н ' ' в ' Мв' Мв' R H , Е.
Порядок расчета: 1. Выбирают тип транзисторов, схему и режим работы,
ориентируясь на заданные PH ' 'I1к и k r .
2. Выбирают рабочие точки на характеристиках i K (и к ) и i Б (UБ)' строят
треуrольиик мощности (рис. 10.21) и определяют ориентировочное значение
Р и Р к ,
298
3. Определяют МОЩИОСТЬ, рассеиваемую иа коллекторах (10.22),
(10.29).
4. По ерактериетикам i Б (и Б) определяют входиую проводимость кас-
када и ,уточияют ее зиачение, учитывая обратиую связь. Определяют веди-
чи ну требуемоrо тока возбуждения I твх'
5. Строят сквозиую характеристику каскада (рис, 10.21, в), задаваясь
зиачеиием Rc == (3 ... 10) R BX ' И методом пяти ординат определяют rapMo'
ники суммариоrо намаrничивающеrо тока и k r (10.24). Уточияют k r , учиты-
вая обратиую связь.
6. Определяют величину выходиой колебательной мощности Р ==
== О,5и к'т l Sml И мощиости В наrрузке Р И == Р '1 т '
7. Определяют мощиость возбуждеиия данноrо каскада PBX == 0,5 Х
2
Х 1т BxR BX '
8. Устаиовив по выбранному режиму работы Rи;r., зиая f и , ' в ' МИ' Мв'
определяют параметры трансформатора п1, '1, '2 (10.24), (10,25), (10.26) и
L 1 . L, (табл. 10.2 из формул МИ' t и , МВ' 't B ), При определении L 1 и L., зна-
чения R iB и R iИ прииимают с учетом обратной связи.
9. Выполняют коиструктивиыil расчет траисформатора и вычисляют
Вmах (10.23).
10. Если в каскаде применены элементы стабилиэапии режима, то, за-
даваясь током 11' определяют величины резисторов и коэффипиент иеста-
бильиости каскада (10.8).
11. Определяют мощность, потребляемую от Источника питания РО ==
== (2/ к ср + 11) Е и к. п. д. '1 к == PH /Po,
Видеоусилитель с простой коррекцией
Порядок расчета: 1, Выбирают транзистор, определяют рабочую точку.
1fТОЧНЯЮТ параметры 80' t. 'Б' СК" Q11'
2. Определяют СО (10.32).
3. Выбирают gK' ориеитируясь на величииу gK (5 . . . 10) g11'
2
4. Определяют tK == CO/g K , k 1 == LgK/C o и а == t/tK'
5. ПО заданиой <ОВ вычисляют d rp == <ОВ tK И по кривым рис. 10.17 нахо-
дят I/Мв == к/ко' (Если МВ окажется большим зданноrо, нужио увеличить gK
или применить более ШИрокополосный транзистор.)
6. Определяют коэффициент усиления на средних 'laCTOTax Ко == Sol!K
и корректирующую индуктивность L == Cok1/g .
Каскад с эмиттерной коррекцией
Порядок расчета; 1, Выбирают транзистор, определяют по характерис.
тикам рабочую точку и уточняют значения параметров So, -, g11, Ск" 'Б, СО.
2. Пользуясь rрафиками АЧХ (рис. 10.17), по задаииому значению МВ
выбирают величину а, определяют d rp и g;r. == drp/<OBCO'
3. Приняв Уэ == 1,5 . . . 3, определяют R э == (уэ 1)/80 и gK == g;r.
(1,1 . . . 1,3) g 11'
4. ВЫЧИСЛЯЮТ коэффициенты усиления Ко == 80/g;r. и К оэ == 8 0 /g;r.У э'
5. Определяют коэффициент коррекпии k 1 == 1 + Уl + (1 + а 2 )2 и кор-
ректирующую емкость С Э == k1Соуэ/gкR э .
299
Предварительный расчет усилителя низкочастотноrо тракта
радиоприемника и оконечноrо каскада
Дано: Р "'Н == 1 Вт; Е == 12 В; R и == 8 Ом; k r <: 3 %; t и == 150 rц; t B ==
== 12 кrц; М Н == МВ == 3 дБ; И тС == 0,2 В; Rc == 20 кОм.
Предусмотреть реrулировку тембра на низших. частотах ::!:: 1 О дБ, на
верхних частотах::!:: 10 дБ.
1. Определяем требуемый коэффициент усиления мощности Bcero тракта.
Колебательная мощность на входе усилителя
2
Р BX == И mc/4Rc == (0,2)2/4,2 . 104 == 0,5 мкВт;
Кр!. == Р I1/Р BX == 1/5. 10--7 == 2. 106 (63 дБ).
Учитывая затухание, вносимое реrулятором тембра (примерно 15...
...20дБ), усиление активных элементов должно составить К р !. 80 дБ.
2, Применим для оконечноrо каскада двухтактную бестрансформатор.
ную схему, работающую в режиме класса В. Транзисторы включим по
схеме ОК,
По заданным Р и' Е/2, t в выбираем транзисторы.
чить на наrрузочном сопротивлении напряжение
== y == 4В и ток l нт == Ииm/R в == 4/8 == 0,5 А.
Приrодны транзисторы П213Б без радиатора (Р В < 0,7 Вт; B min == 40;
' в == 5 Krn; И КЭ == 30 В). По известным Е/2 и R H производим построение ха-
рактеристик (рис. 10.26, а) и учитывая, что принято включение ОК, получим
следующие значения напряжений база земля ИБз. т' база эмиттер И БЭ т
и тока базы, при которых обеспечивается требуемая выходная мощность:
lБт",,12,5мА; И Бэт ""О,36 В; ИБзт==ИБЭт+Ивт==О,36+4"" 4,4 В.
Коэффиnиенты усиления и входное сопротивление оконечноrо каскада
составлиют:
Они должны обеспе-
И нт == У 2Р HRH ==
к == и нт/ И Бз т == 4/4,4 "" 0,9;
15
11
10
G
1,.5
'ч J
f '.f. =45мА
Zj,NA 20 10 15 1/к,8
t,f.,
0,2
а ив.'!,8 и отс 0,5 f //0,8
О
300
Рис. 10.26. Построение характеристик оковечноrо каскаАа (к примеру расчета)
К, == lнт/1Бт == 40;
Кр == КК. == 0,9. 40 == 36 (15 дБ);
И Бз т 4,4
. R BX == т------ == 12 5 . 10 3 == 350 Ом.
Бт '
3. Ориентируясь на значении И Б3т ' lБт оконечноrо каскада и заданные
Е, f в' выбираем транзисторы фазоинверсноrо каскада в примерно одинако-
выми пара метрами и разными типами проводимостей. Подходят транзисторы
МП41 (р-п-р) и МП37Б (п-р-п) (g21==40 мСим; gll == 1,2 мСим, ' в == 60 кrц).
Основной наrрузкой фазоинверсноrо каскада является входное сопротивле-
ние оконечноrо каскада. Выполнив построение, аналоrичное рис. 10.26, а,
определяем необходимые значении входных напряжений и тока:
lБт==0,4 мА; И БЭт ==0,05 В; И Бзт ==4,4+0,05==4,45 В.
Коэффициенты усиления и входное сопротивление фазоинверсноrо каскада:
К == 4,4/4,45 "" 0,98; К. == 12,5/0,4 == 31; К р == 30 (14 дБ);
R BX == И Б3 т /lБ т == 4,45/0,4 . 10 3 "" II кОм.
4. Для возбуждения фазоинверсноrо каскада применим обычный рези-
стивный каскад на транзисторе МП41. Наrрузочным сопротивлением дан-
Horo каскада ивляется параллельное соединение ero коллекторноrо рези-
стора и входноrо сопротивления фазоинверсноrо каскада. При нив R K ==
== 2 кОм, по характеристикам МП41 и известным Е и R B устанавливаем
значения входных тока, напряжения, сопротивления, а также коэффициен-
ты усиления данноrо каскада
lБ т"" 0,1 мА; Ив т"" 0,05 В; R BX == 0,05/0,1 . 1O 3 == 500 Ом;
К == 5/0,05 100; К. == 0,4/0,1 == 4; Кр == 400 (26 дБ),
5. ТаК как требуемое общее уси лени е не обеспечивается, необходим
еще один усилительный каскад. Выполним ero по резистивно-емкостной
схеме на транзисторе МП41. ДЛЯ уменьшения искажени й и увеличения вход-
Horo сопротивления данноrо каскада охватим весь усилительный тракт от-
рицательной обратной св!!зью последоваТ2Льной по напряжению rлубиной
F fj 3 ... 5. По характеристикам, известному напряжению источника пи-
тания и наrрузочному сопротивлению устанавливаем для данноrо каскада:
lБт"" 10 мкА; И Б3т == 17 мВ; R BX == 1,7 кОм;
К == g21 R K == 30 ' 0,5 == 3' К. == 0,1/0,01 == 10; К р == 30 (14 дБ).
Р/3 5 '
6. Чтобы скомпенсировать потерю мощности в pery ляторе тембра и обес-
печить ero соrласование с источником сиrнала, включим на вход усилителя
после реrулитора rромкости каскад с эмиттерноi! наrрузкой на транзисторе
МП41. Приняв R Э == 1 кОм, получнм
g21 R э 10,1
К == 1 + g21 R э 1 + 40, 1 == 0,98;
R == 1 + g21 R э == 1 + 40,1 == 34 О .
вх gll 1,2 к м'
R BX 34
К. == == == 34; Кр == 33 (15 дБ).
R э I
ЗОl
Рнс. 10.27. ПрннципиаJJьная схема УСВJJИТеля (к примеру расчета)
Ориентировочная принципиальная схема усилителя показана на рис.
10.27. Плечи фазоинверсноrо и оконечноrо каскадов образуются составны-
ми транзисторами, работающими как Повторители. Несмотря на то, что верх-
нее плечо отдает в наrрузку эмИттерный ток, а нижнее коллекторный,
блаrодаря rлубокой отрицательной обратной связи обеспечивается достаточ-
ная симметрия плеч.
Рассчитываем теперь оконечный каскад.
1. Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора П213В (10.28),
Рк. == (E/2)2/lt 2 RH == 62/3,142.8 == 0,46 Вт < Рк. доп == 0,7 Вт.
2. По рис. 10.26 определяем ИсходнЫе значения напряжения и тока
базы, ПрИ которых искажения центраJ!ЬНОЙ отсечки практически не прояв-
ЛЯются: U 5ЭО == 0,15 В, 150 == 0,5 А. Эти данные должны учитываться при
выборе ИСХОДноrо режима фазоинверсноrо каскада. Учитывать нужно также
то, что часть эмиттерноrо тока протекает по резистору R Б . Величину R Б
(R Б включены для повышения стабильности работы) определяют из условия
R Б == (15 , ., 10) U БЭ т/IБт
5.0,36
R Б == 12,5 . 10 3 == 150 Ом.
3. Фазоинверсный каскад включен по схеме ОК. Ero выходное сопро-
тивление (10.12)
R BblX == (1 + gl1RK)/g21 == (1 + 1,2. 10 3. 1,2 . )0 '3)/( 40 . 103) == 60 Ом.
с учетом шунтирующеrо действия R Б получим ВЫХОДное сопротивление
источника сиrнала
RBblxR c 60 . 150
Rc == R + R == 60 + 150 == 43 ОМ.
ВЫХ С
4. Ориентируясь на данные рис. 10.26, пользуясь формулой и с == U Б +
+ ir,Rc составляем таблицу дли построении сквозной характеристики i ==
== f (иc ) (в режиме класса В is == iK)'
302
Номер точки
2
3
4
6
U БЭ , В 0,15 0,30 0,35 I 0,40 0,50 0,52
,
I == i Б i Бо , мА О 2,4 3,9 I 5,4 9,4 10,4
ис", == U БЭ + i х Rc, В 0,15 0,43 0,57 0,69 1,0 1,1
1; == il( 11(0' мА О 150 220 I 290 460 500
По данным таблицы строим сквозную характеристику и определяем опор-
ные ординаты I mах == О,5А и I == 0,26 А (рис. 10.26, б).
Приняв е == 0,1, находим амплитудные значения rармонических состав-
ляющих (10.26)
'1(т1 == 2(/ max + I )/3 == 2 (0,5 + 0,26) 3 "'" 0,5 А;
11(m2 == 0,5eZ;max == 0,5,0,1 .0,5 == 0,025 А;
* *
11( m 3 == (/к mах 2/1 )/3 == (О ,5 0,52)/3 "'" 7мА;
I K m 4 == е (/к mах 4/1*)/6 == 0,1 (O,5 4.0,26)/6 == 9 мА.
Коэфф ициент rармоник каска да, выполненноrо по схеме ОЭ,
k r == V Ik т 2 + I т 3 + Ik т 4/ 1 1( т 1 == У 25 2 + 72 + 9 2/500 == 5,5 %.
РассчИтываемый каскад включен по схеме ОК, так что k r следует вычис-
лять с учетом местной обратной связи. В данном случае
F /3 э == 1 + и1( m/UБЭ m == 1 + 4/0,36 "'" 12;
k r э == k r /F/3 D == 5,5/12 "'" 0,5 %.
Коэффициент rармоник Bcero усилительноrо тракта существенно пре-
вышает полученную цифру и, как показывают расчеты, в самом неблаrоприят-
ном случае без учета межкаскадной обратной связи составляет 8 % (особенно
значителен k, в резисторном каскаде).
Учитывая межкаскадиуlO обратную связь, получим
it r /3 == kr/FfJ == 8/5 == 1,6 %.
6. Найдем величину резистора межкаскадной обратной связи Ro. с' задав.
шись величиной резистора R Э == 10 Ом. ИЗ соотношения !'\ == Rэ/(R э + Ro. с) ==
== (Р/3 I)/K};, rде К}; коэффициент усиления тракта без учета обратной
связи, получим
R == R э (k}; Р/3 1) 10 (1000 5 1)
о, с F /3 1 5 1 == 2,4 кОм.
7. Определим коэффициент частотных искажений. Распределив заданные
суммарные искажения по каскадам, полаrаем для оконечноrо каскада Ми ==
== МВ <' i, 12 (1 дБ). На верхних частотах искажения обусловлены, rлавным
образом. инерционностью транзистор ов П2 13Б ив == 5 кrц). Для схемы ОЭ
МВ == Vl + ивl!B)2 == Vl + (12/5)2 == 2,6.
Для схемы ОК (при ;) == 1)
1 + k B 1 + 4,25
MBOK MB I+Ko ==2,6 '+11 1,14( 1 дБ),
303
тде
Ко Ин m/lJб m 11; КВ Ко/Мв 11/2,6 == 4,25.
За счет действия межкаскадной обратной связи значение коэффициен-
та частотиых Искажений будет несколько меньшим.
На иижних частотах искажения окоиечноrо каскада обусловлены раз-
делительиой цепью СрR и . Величину разделительной емкости ер определим
из формулы для Ми (табл. 10.1)
ер l/w и R и V M; 1 106/2.3,14. 150Yl,142 1 500 мкФ.
8. Коэффициент полезноr'о действия окоиечноrо каскада
1J K O, 5I k m 1 R и/ Е1 о 0,5 .0,52 . 8/12. 0,16"", 0,52;
10"" Il(m l/п 0,5/3.14"", 0,16 А.
rлава 11
АВТОМАТИЧЕСКИЕ РЕrУлиРовки
11.1. Общие сведения об автоматическоji ПОДСТроjiке частоты
Назначение и пpиHци действия систем АПЧ. Системы АПЧ rетероди-
на приемиика применяют чаще Bcero для умеиьшения отклоиений промежу-
Точиой частоты от номинальноrо зиачеиия, обусловлеииых иестабильностью
частот передатчика и rетеродина. Примеиеиие таких систем целесообразно
лишь при больших нестабильностях частот передатчика и (или) rетеродина,
коrда полоса пропускания приемника, выбраниая с учетом этих нестабиль-
иостей, зиачительио шире оптимальной (выбраиной, исходя из требуемой
чувствительиости приемника и допустимоrо уровня искажений принимаемо-
ro сиrнала). АПЧ применяют также в фильтрах, следящих за сиrналами
с медлеино изменяющейся частотой или фазой, в демодуляторах сиrналов
с ЧМ и ФМ, дЛЯ синхронизации специальных rетеродинов в приемниках,
в которых используются KorepeHTHbIe методы приема.
Принцип действия систем АПЧ состоит в автоматическом измерении от-
клонения промежуточной частоты приемника от номинальноrо значения или
частоты подстраиваемоrо rетеродИна (ПП от HeKoToporo образцовоrо зна-
чеиия и подстройке rетеродина таким образом, чтобы указанное отклонение
не превышало HeKoToporo заданноrо Значения.
Классификация и структурные схемы систем АПЧ. На рис. 11.1, а
ариведена структуриая схема системы АПЧ, выполнениой по прииципу ста-
билизации ПЧ. Цепь обратной связи (ЦОС) состоит из измерительноrо эле-
мента (ИЭ) , ФНЧ, усилителя постоянноrо тока (УПТ) и управляющеrо эле-
мента (УЭ), подключенноrо к пr и изменяющеrо ero частоту в процессе под-
стройки. В ИЭ сравнивается ПЧ с частотой настройки образцовоrо колеба-
тельноrо коитура или частотой reHepaTopa образцовой частоты (rоч). Ре-
зультатом сравиеиия является сиrнал ошибки на выходе ИЭ. ФНЧ устраняет
из спектра частот сиrиала ошибки нежелательные составляющие, которые,
попадая иа вход УЭ, вызывают паразитную ЧМ колебания пr. Рассматри-
304
.{.
РНО. 1I.1. Структурные схемы систем АПЧ
ваемая система АПЧ осуществляет подстройку пr при отклонениях частоты
передаТ1fика и rетеродИна приемника.
При относительно высокой стабильности частоты передатчика, а также
при приеме пороrовых сиrналов при меняют системы АПЧ, выполненные по
принципу стабилизации частоты rетеродина (рис. 11.1, б). Колебания пr
и rоч подаются на вход ИЭ, измеряющеrо отклонение частоты пr от часто-
ты rоч или частоты настройки образцовоrо колебательноrо контура и вы-
рабатывающеrо соответствуiOЩИЙ сиrнал ошибки. '
По принципу действия иэ системы АПЧ разделяют на два вида: системы
частотной автоматической подстройки частоты (АПЧ) и фазовой автомати-
ческой подстройки частоты (ФАПЧ). В системах АПЧ в качестве ИЭ исполь-
зуется частотный дискриминатор, в системах ФАПЧ фазовый дискрими-
натор. ФАПЧ является примером астатической АПЧ, т. е. АПЧ, прн КОТОрОЙ-
установившаяся ошибка равна нулю при постоянном внешнем воздействии,
не превышающем HeKoToporo значения. Системы АПЧ, в которых при по-
стоянном внешнем воздействии имеется постоянная установившаяся ошиб-
Ка, зависящая от уровня воздействия, являются статическими.
Различают системы АПЧ с электронлыми и электромеханическими J1Э.
Достоинством систем АПЧ с электронным УЭ является их быстродействие,
а систем АПЧ с электромеханическими УЭ большой частотный диапазон
работы УЭ. Большая инерционность систем АПЧ с электромеханическим
УЭ оказывается полезной при приеме сиrналов в условиях rлубоких зами-
раний. Настройка приемника, в котором применена такая система АПЧ,
сохраняется даже при полном замирании сиrнала.
В зависимости от режима подстройки частоты rетеродина системы АПЧ
можно разделить на поисковые и беспоисковые. Первые перестранвают при-
емник в заданном диапазоне частот и после настройки на частоту сиrнала пере-
ходят в режим слежения (автоматической подстройки).
В зависимости от характера работы ИЭ системы АПЧ разделяют на си-
стемы непрерывноrо и импульсноrо действия. Первые осуществляют непре-
рывное слежение за частотой, вторые слежение дискретноrо характера.
Системы АПЧ приемников непрерывных сиrналов, как правило, являются
системами непрерывноrо действия. В приемниках импульсных сиrналов
системы АПЧ, работающие по принципу стабилизации ПЧ, являются систе-
мами импульсноrо действия, а снстемы АПЧ, работающие по принципу ста-
билизацИИ частоты rетеродИна как правило, системами непрерывноrо
действия, независимо от формы принимаемых сиrналов.
305
По быстродействию системы АПЧ делятся на быстрые (БАПЧ) и медлен.
ные (инерционные). К системам БАПЧ относятся системы АПЧ, в которых
время установления переходноrо процесса меньше длительности импульсных
сиrналов, к медленным АПЧ, в которых время установления во MHoro раз
больше времени установления переходноrо процесса в приемном тракте.
Если в качестве ПРИЗН,ака классификации принять наличие или отсут-
ствие в системе тех или иных состояний, можно назвать аналоrовой (непре-
рывной) систему, в которой отсутствует дискретизация. каких-либо парамет-
ров, координат и времени. В цифровых системах АПЧ осуществляется диск-
ретизация как по времени, так и по уровню (по всем к{)ординатам), а пере-
дача и обработка информации в цепи реrулирования только в цифровой
форме. Цифровые системы АПЧ оТличаются хорошими технолоrическими по-
Казателями, ВЫСОКОй надежностью, ВОЗМОЖностью сопряжения с цифровы-
ми ЭВМ, способностью решать новые задачи (длительное заПОминание частq-
ты, дробно-кратное преобразование частоты, стабилизация дискретноrо мно-
жества частот, оптимальная обработка импульсных сиrналов). .
Обобщенная структурная схема цифровой системы АПЧ может быть
получена из схемы на рис. 11.1, б путем Замены всех узлов цифровыми. Кро-
ме Toro, на входе системы обычно ставят формирующее устройство, с помо-
щью KOToporo форма входноrо сиrнала преобразуется к виду, удобному для
работы цифровоrо дискриминатора.
Показатели качества систем АПЧ. Ошибка слежения АПЧ tJ.f (/) опре-
деляется видом передаточной функции замкнутой цепи реrулирования (ЦР)
и законом изменения частоты входноrо сиrнала. Если отклонение частоты
ВХОДноrо сиrнала непостоянно во времени, ошибка слежения представляет
собой динамическую ошибку. В установившемся режиме систему АПЧ харак-
теризует установившаяся ошибка,
Коэффициент автоподстройки К АПЧ характеризует эффективность
АПЧ и представляет собой Отношение начальной расстройки (ошибки) tJ.f H
пr от номинальноrо значения частоты при выключенной АПЧ к остаточной
расстройке tJ.f ост при включенной АПЧ
К АПЧ == tJ.fи/tJ.f ост '
Полоса втяrивания представляет собой интервал отклонений промежу-
точной частоты от номинальноrо значения, при которых система АПЧ выпол-
няет эффективную подстройку, если предварительно она не находилась в ре-
жиме подстройки .
Полоса удержания интервал отклонений промежуточной частоты, при
которых выполняется эффективная подстройка, если предварительно систе-
ма АПЧ находилась в режиме подстройки.
Длительность переХОДноrо процесса в системе АПЧ характеризует ее
инерционные свойства и зависит от пара метров ФНЧ и усиления в ЦР.
Для системы АПЧ, применяемой в следящих фильтрах, ДОПОлнительны-
ми характеристиками являются: 1) ошпбка слежения за частотой входноrо
сиrнала,. обусловленная действием шумов; 2) полоса пропускания следящеrо
фильтра.
30б
11.2. Элементы цепи реrулирования системы АПЧ
Измерительные эле.менты. В системах АПЧ в качестве ИЭ используются
дифференциальные qaCTOTHbIe детекторы с настроенньвrи связанными или
взаимно расстроенными контурами, в том числе дробные детекторы, а в си-
стемах ФАПЧ фазовые детекторы (см. rл. 9). В радиолокационных прием-
нИках применяютсЯ и более сложные ИЭ.
Фильтры нижних частот в ЦР обычно предстаВляIOТ собой одиозвенные
(рис. 11.2) или мноrозвенные RC-цепочкИ. Структура ФНЧ и ero постоянная
времени определяют быстродействие и вид переходноrо процесса в системе
АПЧ. В некоторых случаях быстродействие системы АПЧ зависит также от
постоянных времени УПТ, УЭ и ИЭ. Полоса пропускаиия ФНЧ обычио со-
ставляет десятки или сотни rерц. В случае приема сиrналов с ЧМ быстродей-
ствие системы АПЧ должно быть таким, чтобы исключалась возможность де-
модуляциИ полезноrо сиrнала. Для этоrо постоянная времени ЦР должна
быть больше максимальноrо периода модулирующеrо сиrнала,
Постоянная времени ФНЧ по схеме на рис. 11.2, а
t'ф == RHRC/(R + R H ),
(11.1)
rде R H сопротивление наrрузки фильтра.
Коэффициент передаЧИ фильтра в устаиовившемся режиме
К ф == RH/(R H + R).
Если R H »R, то t'ф::::: RC; К ф ::::: 1.
Схема пропорционально-интеrрирующеrо фильтра, применяемоrо при
автоматическом слежении за частотой (АСЧ), показана на рис. 11.2, б. Для
лучшения динамических характеристик при АСЧ применяют также фильт-
ры снелинейнымИ элемента.ми [1231.
Усилитель постоянноrо тока при меняется в ЦР при необходимостИ по-
высить коэффициент автоподстройки и быстродействие АПЧ, а также коrда
напряжение на выходе ИЭ недостаточно для работы УЭ. Сведения об УПТ
приведены в rл. 10.
Управляющие элементы. Действие большинства УЭ осиованО на измене-
нии реаКтИВНОСТИ, вносИмой в контур пr. К УЭ предъявляются следующие
требования: 1) большое значение максимальной реrулируемой вносимой рас.
стройки и широкие пределы ее относительноrо изменения; 2) стабильность
вносимой расстройки; 3) линейность характеристики управления; 4) малая
инерционность; 5) малое потребление энерrиИ от пr (высокая добротность
вносимой реактивности); 6) малое потребление энерrИИ от источника 'управ'
ляющеrо напряжения. На практике некоторые из этих требований MorYT ока-
заться противоречивымИ.
К электронным УЭ относятСя транзИСТОРЫ, нелинейные конденсаторы
и катушКИ индуктивности, р-п переходы специальных полупроводниковых
диодов (варикапов). Они хорошо соrласуютсЯ
с остальными элементами ЦР. К электроме_
х анИfJеским относят УЭ, изменяющие частоту
rетеродина путем изменения параме1'ров ero
контура с помощью электромеханическоrо
привода. Термические УЭ MorYT применнться
( 11.2)
C L
о
о--р;;то
о
а
Рнс. 11.2. Схемы одвозвенных
RC-фИJJЬТрОВ нижних част от
307
для управления частотой клистронных
reHepaTopOB. Их действие основано на
тепловом изменении размеров резонато-
ра клистрона с помощью электрических
наrревателей,
у Э с BapUKana"IU. Действие УЭ с ва-
рикапами основано на испольЗовании
правляемой емкости р-п пере ходов,
которая зависит от приложенной pa
ности потенциалов. Подключая такой переход к контуру aBToreHepaTopa
и изменяя напряжение на этом переходе, можно управлять qастотой авто-
колебаний. Для устранения шунтирующеrо действия активной составляю-
щей сопротивления перехода ero смещают в обратном направлении. В этом
случае используется так называемая барьерная емкость, которая связана
с образованием потенциаЛЬНОI'О барьера между областями р и п. В качестве
управляемой емкости можно использовать также р-п переходы друrих при-
боров, например, транзисторов.
Схема УЭ с варикапом приведена на рис 11.3, а. К варикапу приложено
начальное запирающее напряжение и о , управляющее напряжение И у и пере-
мен ное высокочастотное напряжение. Чтобы переход оставался в запертом
состоянии, сумма амплитуды напряжения высокой частоты и управляющеrо
напряжения должна быть меньше напряжения И О .
Эквивалентная схема варикапа приведена на рис. 11.3, б, rде R,
сопротивление полупроводника, Ro обратное сопротивление р-п пере-
хода, Со; барьерная емкость, L B индуктивность выводов. Обычно индук-
тивностью выводов можно пренебречь. Сопротивление Rs порядка десяти
ом. В справочных данных варикапов приводятся зависимости относительной
барьерной емкости Сб/С б . ИОМ 01' запирающеrо напряжения и значение С б . НОМ
при заданном запирающем напряжении. Добротность варикапа
Q О)СБR /[Rо + R, (1 + 0)2C R )J.
f1r' =зJ
5
а
Рис. 11.3. Схема управнтеJJЯ с варика-
пом (а) и эквивалеитная схема варика-
па (6)
Поскольку С б зависит от напряжения, то и Q варикапа оказывается за-
висящим от приложенноrо к нему напряжения. Это может привести к изме-
нению амплитуды колебаний aBTorellepaTopa под действием управляющеrо
напряжения.
Барьерная емкость р-п перехода зависит также и от температуры. Для
повышения температурной стабильности емкости р-п перехода желательно
использовать режим с большими напряжениями запирания (более 2...3 В),
однако при этом емкость мала.
При значительной амплитуде выСокочастотноrо напряжения барьерная
емкость зависит от этоrо напряжения, поэтому вводится I10нятие средней
емкости р-п перехода.С повышением амплитуды напряжения средняя емкость
увеличивается. Чтобы повысить стабильность собственной частоты подстраи-
BaeMoro reHepaTopa, желательно выбирать такой режим работы варикапа,
при котором амплитуда напряжения высокой частоты минимальна.
Эквивалентная емкость, подключаемая параллельно контуру reTepo-
дина CO CTOpOHЫ варикапа,
рСб(И)
Св. э (И) 1 + [2njr R s С б (И)]2 '
308
(11.3)
rде C4j (И) емкость (барьерная) варикапа при данном постоянном напря-
жении на нем; р коэффициент включения варикапа в контур.
При расчете УЭ выбирают диапазон изменения емкости варикапа, опре-
деляют исходное смещение И О ' соответствующее примерно середине этоrо
диапазона, и максимальное 8начение управляющеrо напряжения И уmах '
Затем, принимая полную емкость контура rетеродина как C r . э == C r + Св. э
и используя выражение (11.3), рассчитывают зависимость изменения частоты
rетеродина l1fr от управляющеrо напряжения И у ' т. е. статическую характе-
ристику УЭ. ПО этой . характеристике определяют крутизну характеристики
УЭ SУЭ и максимальную расстройку rетеродина l1frmax'
Эквивалентное активное сопротивление варикапа, шунтирующее кон-
Т;УР rетеродина,
R B . Э (И) == IRo + 1/4п2fr.RoC (И)]/р2.
11.3. Анапоrовая система автоматическоji подсТроjiки частоты
Характеристика рееулирования. Процессы, протекающие в аналоrовой
системе АПЧ (рис. 11.1, а), отражает общая характеристика реrулирования,
представляющая собой зависимость отклонения частоты сиrнала после пре-
образователя частоты l1fпр от вызывающеrо ero отклонения частоты reTepo-
дина или Qринимаемоrо сиrнала. Отклонение преобразованной частоты от
номинальноrо значения ПЧ на д! пр вызывает действие АПЧ, приводящее
к изменению частоты rетеродина на l1fr' В результате подстройки отклонение
преобразованной частоты уменьшается на l1fr и становится равным l1fпр ==
==д, н д, r' rде l1fH сумма начальных отклонений частот rетеродина и сиrнала.
Величина д, r является функцией управляющеrо напряжения И у ' поступа-
ющеrо от частотноrо дискриминатора. В свою очередь, И у определяется абсо-
лютной велнчиной и знаком расстройки l1fпр' т. е. И у == (l1fпр)' Для постро-
ения характеристики реrулирования мо>кно воспольЗоваться уравнением
l1f H == М пр + 'ф I (М пр)l.
(11.4)
Характеристика реrулирования правильно спроектированной системы
АПЧ подобна изображенной на рис. 11.4. При увеличении l1fH растет и l1fпр'
но вначале значительно медленнее (в не-
сколько раз или даже i десятки .. раз);'ч'ем
вызвавшее ero изменение l1fH. Пря некотором
значении Д, н (точка а) начинает уменьшаться
напряжение на выходе частотноrо дискрими-
натора, что приводит к подстройке reTepo-
дина в направлении, противоположном не-
обходимому. В результате частота на выходе
преобразователя выходит далеко за пределы
полосы пропускания УПЧ. Система скачкооб-
разно переходит в новое состояние, при ко.
тором частота на выходе преобразователя
.1fnp
Рнс. 11.4. Характеристика pery-
JJнровання снстемы АПЧ
309
принимает значение, соответствующее отсутствию АПЧ (точка Ь). При даль-
нейшем увеJlИчеНИIJ Мв сохраняется равенство Д!пр Д!В' Подобным обра-
зом изменяется М пр при увеличении Д/ н в области отрицательных значений.
При уменьшении абсолютной величины Д! в частота сиrнала на выходе пре-
образователя приближается к номинальному значению ПЧ. При некотором
значении Д!н (точка с) на выходе чаСТотноrо дискриминатора появится напря-
женИе, и система скачкообразно перейдет в новое состоянИе (точка d). Об-
ласть начальных расстроек между точками а и а'. в которой система А ПЧ
удерживает частоту на выходе преобразоваrеля близкой к номинальному зна-
чению ПЧ, называется полосой удержания сИстемы АПЧ. Область началь-
ных расстроек между точка ми с и с', в которой при любых начальных усло-
виях устанавливается режим удержания, называется полоСой втяrивания
системы АПЧ.
Коэффициент автоnодстройкu. При небольших отклонениях частоты
сиrнала на выходе преобразователя от номинальноrо значения Соответствен.
но невелики напряжения и у , в этом случае можно Считать линейными ха-
рактеристики ЧД и УЭ, и формула (11.4) может быть представлена в вИде
МВ == М пр (1 + SчдSуэКуКф),
['де SЧД и SУЭ крутизны характеристик ЧД и УЭ соответственно; Ку
коэффициент усиления УПТ; К ф коэффициент Передачи ФНЧ.
Коэффициент автоподстройки
К ДПЧ 1 + SчдSуэКуКф.
(11.5)
ПереходNbltl процесс. Характер переходных процессов в системе элект-
ронной АПЧ зависит в основном от количества и параметров звеньев ФНЧ
(рис. 11.2). В случае малой постоянной времени ФНЧ может сказываться
также переходный процесс в ИЭ и УПЧ. При оДнозвенном ФНЧ (рис. 1I.2,а)
переХОДIIЫЙ ПрОIJ.есс апериодичен. Если начальная расстройка не выхоДИТ
за пределы, соответствующие линейным участкам статических характери-
стик ЧД и УЭ, то постоянная времени ОДнозвенноrо ФНЧ "lф должна
удовлетворять условию
"IФ"';: tycTK Апч/Jg 10 (1( ДПЧ 1), (11.6)
('де {УСТ время установления процессов в системе.
Если начальная расстройка превышает значения, соответствующие экстре-
мумам статической характеристики ЧД, должно выполняться условие [83]
'tlф..,;:tуст /[ х
V (КА"" l) ( )' 1
Х arctg 1 2 + Ig 10 ( ;'Э 1 )] , (11.7)
'1 / ( п МЭ ) ДПЧ В
V (КДПЧ 1) Мв 1
rДе П МЭ полоса частот между экстремумами характеристики ЧД; д/н
начальная paccTpoiIKa.
310
Устойчивость при измеflе иях уров я СШ ала. Электронная система
АПЧ может быть неустойчивой в условиях замираний или временных пре-
кращений передачи принимаемоrо сиrнала. В этих случаях уменьшается
или исчезает управляющее напряжеиие и изменяется частота rетеродина.
Если И у == О, то ,частота rетеродина принимает значение, которое соответ-
ствует отсутствию АПЧ. Если при этом частота будет такой, при которой рас-
стройка находится в пределах участка ad или a'd' (рис. 11.4), то после восста-
новления напряжения сиrнала на входе приемника настройка на сиrнал уже
не восстановится. Для возобновления приема необходимо подстроить прием-
ник вручную. Настройка восстанавливается автоматически при поисковой
АПЧ.
ДЛЯ повышения устойчивости системы электронной АПЧ при замира-
ннях сиrнала увеличивают постоянную времени ФНЧ 't ф ' Однако при
этом снижается чувствительность системы к сравнительно быстрым измене-
ниям частоты, В некоторых случаях применяют устройства, автоматически
изменяющие 't ф в зависимости от амплитуды напряжения принимаемоrо
сиrнала. При уменьшении амплитуды 't ф увеличивается и реrулирующее
напряжение в течение HeKoToporo времени уменьшается мало. Более устой-
.чивой к изменениям уровня принимаемоrо сиrнала является система АПЧ,
полоса втяrивания которой uлизка к полосе удержания.
11.4. Аналоrовая система фазовой автоматической
подстройки частоты
Лринцип ФАПЧ аналоrичен принципу АПЧ, однако в измерительном эле-
менте используется не частотный, а фазовый детектор, в котором сравнивают-
ся колебаиия стабилизируемоrо rетеродииа f, и reHepaTopa образцовой часто-
ты (rоч) f on (рис, 11.1, б) или сиrнала промежуточной частоты f np и напря-
жения rоч f on (рИi::. 11.1, а). При ФАПЧ устанавливается постоянство раз-
ности фаз, и, следовательно, равенство частот двух колебаний (fr == f on или
fnp== f on )' Если опорное колебание подвержено действию аддитивных помех,
между пr и ФД включают четырехполюсник обратной связи, чем достиrается
однонаправленность петли автореrулирования и резко ослабляется проник-
новение помех через ФД на выход, минуя ФНЧ. Система ФАПЧ может вы-
полнять различные функции. Если параметры образцовоrо колебания непо-
стоянны, снетема выполняет функции узкополосноrо фильтра, демодулято-
ра н следящеrо усилителя. Она выполняет функцию фнльтра и в том случае,
коrда параметры образцовоrо сиrнала постоянны, но на вход вместе с образцо-
вым сиrналом попадает аддитивная помеха. Систему ФАПЧ можно исполь-
зовать для построения нелинейноrо фильтра и демодулятора колебаний
с ЧМ и Ф,\1. При необходимостн восстановления несущей сиrналов с ЧМ
и Ф,\1 можно применить систему ФАПЧ с малой фазовой ошнбкой [123J.
Если требуется быстродействие, а также при значнтельных колебаниях
частоты образцовоrо сиrнала для уменьшения фазовой ошибки можно ис-
пользовать комбинированную систему (рис. 11.5) ФАПЧ и АПЧ. Слежение
за частотой входноrо сиrнала осуществляется сисТемой ФАПЧ rетерОДI1на
пr2. Параметры снстемы ФАПЧ выбираются так, чтобы получить lIIИНIIмаль-
311
Рве. 11.5. Структурвая схема ком-
бввяроваввой системы ФАП я АПЧ
Рве. 11.6. Характервстяка реrуJJЯ'
ровавяя сяетемы ФАПЧ
но возможные динамические и шумовые ошибки слежения. Частота колеба-
ний пr2 будет с ВЫСОКО'й точностью равна частоте входиоrо сиrнала, Узкая
шумовая полоса системы ФАПЧ позволяет получить большой выиrрыш
в отношении сиrнал/шум на выходе. Однако система ФАПЧ при малой шумо-
вой полосе характеризуется малыми полосами втяrивания и удержания, что
затрудияет поиск сиrнала и уменьшает надежиость слежения. Для разреше-
ния этоrо противоречия Дополнительно используется более rрубая система
АПЧ, которая осуществляет слежение за частотой входноrо сиrнала с неко-
торой ошибкой, но имеет достаточно большую полосу втяrивания. Максималь-
ная ошибка слежения системы АПЧ должна находиться в пределах полосы
удержания системы ФАПЧ.
. При изменении частоты образцовоrо сиrнала, поступающеrо на вход
системы, на входе управляющеrо элемента УЭI появляется управляющее
постоянное напряжение, вырабатываемое частотным дискриминатором иуле-
вых биений ЧД, пропорциональное по абсолютной величиие и одноименное
по знаку отклонения частоты образцовоrо сиrиала от частоты вспомоrатель-
Horo подстранваемоrо reHepaTopa ПП. Если пr 1 и пr2 идентичны, то полу-
ченное напряжение содержит информацию и о расстройке пr2 относи-
тельно образцовоrо сиrнала. Это напряжеиие используется для компенсации
начальной расстройки пr2. При условии линейности и равенства крутиз-
ны характеристик УЭI и УЭ2 дЛЯ компенсации расстройки пr2 достаточно
сложить в сумматоре напряжения с выходов ФНЧ и подавать ПОЛУ'lеннуlO
сумму на УЭ2. В этом случае система АПЧ уменьшает начальную рас-
стройку в системе ФАПЧ, облеrчая получение малой фазовой ошибки.
Характеристика реrулирования электронной системы ФАПЧ при малых
изменениях частоты, коrда статические характеристики УЭ и ФД можно
полаrать линейными, может быть представлена в ВИДе
drp/dt == ДЮ == дюв SУЭSФДКфК yrp,
rде SУЭ и SФД крутизна характеристик УЭ и ФД соответственно; К Ф
коэффициент передачн ФН; Ку коэффициент усиления каскада усиления
вЦОС.
Примерный Вид характеристики реrулирования системы ФАПЧ показан
иа рис. 11.6. При малых значениях начальной расстройки частота П1' равна
частоте ОР (режим удержания). При некотором значении начальной рас-
312
стройки (точка а или а') система ФАПЧ ВЫХОДит из режима удержания и
переходит в режим биений (точки Ь или Ь'), при котором среднее значение
частоты пr отличается от частоты or. Область начальных расстроек между
. Точками а и а' называется полосой удержания системы ФАПЧ, а область
начальных расстроек между точками с и с', в которой при любых начальных
fСЛОВИЯХ устанавливается режим удержания (слежения), полосой втяrи.
вания. Полоса удержания определяется разностью rраничных значений час-
тоты пr, соответствующих наибольшему и наименьшему напряжению
на УЭ.
В установившемся режиме при медленных изменениях частоты дости.
rается практически полная синхронизация пr колебаниями rОЧ (Д! =-
... Дf н )' в динамическом режиме, в условиях изменяющейся частоты, фазо-
вый сдвиr между колебаниями rоч и пr непостоянен (частоты reHepaTO-
ров не равны).
Переходный процесс 8 системе ФАПЧ. В момент Включения системы Час-
тоты пr и rоч обычно не равны и наблюдается режим биений. При этом
сиrнал пr модулируетси по частоте напряжением бнений. В sависимости
ОТ знака напряжения биений разность частот то повышается, то понижается.
В результате длительности положительных и отрицательных полуволи
напряжения биений получаются разными, и на выходе ФД образуется по-
Стоянная составляющая напряжения, которая вызывает нзменение частоты
биений относительно начальной расстройки. Если начальная расстройка не
выходит за пределы полосы втяrивания, то Постоянная составляющая сни-
жает частоту биений до нуля, и возникает режим удержания.
Переходный процесс будет апериодическим, если ВЫПOJlняется условие
КФАПЧ"ф < 0,25, rде К ФАПЧ == SуэSФдКфКу коэффициент усиления системы
ФАПЧ; "ф постоянная времени ФНЧ. В противном случае переходный про-
цесс будет колебательным.
Если ВЫПOJlняется условие
ТФКФАПЧ <: 0,06, (11.8)
время установления переходноrо процесса не зависит от "ф и равно 18ЗJ
t y == О,251п (Мн/Мк)/SУЭU/;/rnах' (11.9)
rде Д! н начальная разность частот сиrнала и rетеродина; Д! к конечная
разность этих частот (по истечении времени t y ); и уrnах максимальное значе-
ние управляющеrо напряжения на УЭ.
Полоса удержания и полоса втяzива ия системы ФАПЧ. При достаточ-
но сильном сиrнале на входе системы полоса удержания определяется значе-
нием И уrnах ' следовательно, максимальным значением напряжения на вы-
коде ФД, которое соответствует значениям уrла О и л, оrраничивающим
область устойчивой работы системы, и равна
ДР уд == 2SуэUуrnах'
Если характеристика ФД в пределах от о" до л линейна, то 2И уrnах
;:= 1tS ФД К ф К у ' При этом
tlF/;/A"" ЛSФДSУЭКФК/I'
(I1.1O)
313
12 7.230
Если же характеристика ФД близка
по форме к косинусоиде,
tlF уд 2К фАПЧ - (11.11)
При слабых сиrналах tlF уд ==
==UсSуэКфдКфКу' rде Uс напряже-
ние сиrнала на входе системы; К фд коэффициент передачи ФД.
Если выполняется условие (11.8), процесс втяrивания в режим удержа-
ния и нарушение этоrо р.еЖJlма происходят при одном значеиии расСтро йки,
следовательно, полоса втяrивания равна полосе удержания. В проти вном
случае полоса втяrивания tlF BT меньше полосы удержания и зависит 011
вида ФНЧ и ero параметров. Если 11 системе ФАПЧ содержатся узкополос-
ные фильтры, вносящие заметное запаздывание сиrнала, полоса втяrиваиия
оказывается еще меньше. Время запаздывания сиrнала в УПЧ можно опре.
делить по формуле
rде П полоса пропускания УПЧ; 1 з коэффициент, зависящий от вида
селективной системы УПЧ (рис. 11.7).
Полосу втяrивания системы ФАПЧ с ФНЧ в виде интеrрирующей RC-
цепочки. (рис. 11.2, а) можно определить с помощью rрафиков (рис. 11.8, а).
При 'tФКФАПЧ > 2 справедлива формула
tlF вт == (0,52 ... 0,68) V tlЕуд/'tФ' (11.13)
Здесь значение числовоro коэффициента определяется формой сиrна.
па на входе ФД. При сннусондальной форме он равен 0,52, при сильно orpa.
ииченной синусоиде 0,68.
J1Нт/2КФАЛ ДF,т/ 2К ФАНI/
JЗ
8
1,-+
O
$
7
9 п
4
о.
D,2
Ряс. 11.7. rрафики ДЛЯ расчета времеяи запаз-
дываИИJl сиrиаJJа в УПЧ с ре8ИЫМИ селектив.
ными снстемамя И3 n ко.нтуров:
1 одиночиые ковтуры, иастроен.ные на одяу
частоту; 2 одиночные коятуры, попарно-рас-
строеяяые отяосительно середивы полосы про-
пускаиия при крятической расстройке: 3.....
одиночные контуры. настроениые иа три часТQ-
ты при критической расстройке; 4 пары сяя.
заняых контуров при критической связи
t з == Уз/ П '
(11.12)
0.8
O,G
0,1.
0.2
о
425 45 0,75 1,/7
О
о
1.25 !,5К ФАl1v Чtp /7,1
Рве. 11.8. fрафики для определения lIO.IIосы втяrивания
314
Для увеличения полосы втяrивання применяют корректирующие фильт-
ры, например, пропорционально интеrрирующие (рис. 11.2,6). Полоса втя-
rивання системы ФАПЧ с пропорцнонально-интеrрирующнм фнльтром мо_
жет быть определена с помощью rрафНRОВ (рис. 11.8, б), если известны пара-
метры фнльтра и К ФАПЧ '
Полосу втяrивания следует выбнрать так, чтобы выполнялось условие
PBT>2MB' (11.14)
АмплитудНQ-ч.астот ая характеристика системы ФАПЧ позволяет опре-
делить равномерность передачи частот модуляции (при демодуляции сиrиаJIа
с ЧМ) и селективность системы. Она показывает завнсимость ОТиошеиия де-
виаций частоты подстраиваемоrо rетеродина и входноrо сиrнала от частоты
модулирующеrо снrцала или частоты бнений между несущей сиrнала и си-
нусоидальной помехой. АЧХ системы ФАПЧ зависит от уровня сиrнала.
По уровню 0,7 АЧХ определяют полосу пропускания системы.
В системе ФАПЧ без ФНЧ полоса пропускания П ФАПЧ равна полосе
удержання. Крутизна АЧХ за пределами полосы пропускания составляет
20 д8 на декаду, следовательио, система ФАПЧ эквиваЛентна по селектив-
ности одиночиому коитуру С такой же полосой пропускания.
АЧХ системы ФАПЧ с интеrрирующим фильтром зависит от постоянной
времени ФНЧ и уровня входноrо сиrиала. За нулевой уровеиь сиrиаЛ8 при-
иимают такое ero иапряжение и СО . при котором расстройка до rраницы по-
лосы удержання равна частоте среза ФНЧ. При и с == и СО полоса пропуска-
иия системы ФАПЧ равна полосе удержания. При уровне сиrнала более
О д8 полоса пропускания меньше полосы удержания, причем первая растет
пропорцнонально корню квадратному из уровня снrнала, вторая пропор-
ционально уровню сиrнала. Кроме Toro, А ЧХ им еет под ъем на rранице по-
посы проnyскания, максимум KOToporo Кrnах/КО == V и с/и со , Крутизна АЧХ на
частотах выше частоты среза составляет 40 д8 на декаду, т. е. равна крутиз-
ие А ЧХ ДПФ. Шумовая Полоса такой системы
П ш "",О,5К фАПЧ (11.15)
и, следовательно, пропорциональна полосе удержания, а не полосе пропуска-
ння, что является следствием Повышенноrо влияния шумов в области подъема
АЧХ. Поэтому помехоустойчивость системы такая же, иак и без ФНЧ, од-
иако селектнвность значительно выше.
АЧХ системы ФАПЧ с Пропорционально-интеrрнрующнм ФНЧ зависит
не только от постоянной времени ФНЧ и уровня сиrнала на входе, но и от
параметра т == R 2 /(R 1 + R 2 ) (рис. 11.2,6). Прн т == 0,1 подъем АЧХ на
высоких частотах модуляции значительно меньше, чем в системе с интеrри-
рующим ФНЧ, а при уровнях сиrнала +40 д8 и выше практически отсут-
ствует 175J. Полоса пропускаиия такой системы ФАПЧ ПФАпч==т Fуд, а
шумовая ПОl,Оса
П Ш ...0,5VКФАпч/'t1 2' (11.16)
rде 'tl 2 Постоянная времени ФНЧ (рис. 11.2, б и 1 I .8, 6). Шумовая по-
лоса может быть значительно уже полосы удержания, что позволяет достичь
высокой помехоустойчивости снстемы ФАПЧ.
315
Условие устойчивости системы ФАПЧ выполнение неравенства
К ФАПЧ < О. ДЛЯ выполнения этоrо условия знаки крутизны етатических
характеристик ФД и УЭ должны быть i!РОТИВОПОЛОЖНЫМИ. ХарактерноЙ
особенностью системы ФАПЧ является выполнение указанноrо условия
устойчивостн независимо от исходноrо состояния знаков крутизиы характе-
рнстики, Это обусловлено периоднчностьЮ статической характеристики ФД
н ее симметричностью относительно осн ординат.
Снстема ФАПЧ может быть неустойчивой, если в ней содержатся узко-
полосные фильтры, вносящие значительное запаздывание сиrнала. Так, си-
стема ФАПЧ Q однозвенными ФНЧ в внде интеrрирующей R,C -цепочкн
(см, рнс. 11.2, а) становится неустойчивой, если время запаздывания пре-
вышает [83]
arcctg V 0,5 ( УI + (8SуэUуrnах 't ф )2 I)
t 8. доп z% 't Ф . , (I 1 . 17)
VO,5 (у 1 + ( 8 SуэUуrnах'tф)2 I
rде и уrnах максимальное значение управляющеrо напряжения на УЭ.
В реальных снстемах ФАПЧ коэффициент усиления в ЦОС уменьша-
ется на высоких частотах вследствие влияния паразитных емкостей, что
эквивалентно включению в ЦОС дополнительной цепи R,nCni, Система ФАПЧ
с интеrрирующим ФНЧ устойчнва, если выполняется у ловие 'tni«
« 1/211,I1F уд' rде 't ni постоянная времени i-й паразитной R,С-цепи. Для
повышения устойчивости системы ФАПЧ следует применять усилители с
возможно более широкой полосой пропускания. Условие устойчивости
снстемы с пропорционально-интеrрнрующим ФНЧ [75]
L 't ni « т'tф + 1/(2пI1F уд)'
Ошибки слежения системы ФАПЧ. При быстрых изменениях частоты
Входноrо сиrнала появляется динамическая ошибка слежения. Если закон
изменения частоты близок к линейному со скоростью I1f', динамическая
ошибка
ilf днн == 11,l1f' / К ФАПЧ '
При малых уровнях входноrо сиrнала, за частотой
ляется слежение, проявляется дополнительная ошибка,
ствием шумов. Шумовая ошибка
I1fш == О,08П ш Р ш/ Р с,
(1 1.18)
KOToporo осуществ-
обусловленная дей-
(Il.I9)
rде Р ш/ р с отношение мощностей шума и сиrнала на входе системы,
Суммарная ошибка слежения
I1f == У ilf ня + I1f , (11,20)
Как следует из выражений (11,15), (11.16), (11.18), (11,19), суммарная
ошибка слежения может быть сведена к минимуму, если выбрать оптималь-
ную шумовую полосу пропускания (оптимальный коэффициент передачи
ЦОС), Оптимальная шумовая полоса пропускания при однозвенном RC.
фильтре в ЦОС
П шорt == .у12,5 (l1f')2 Рс/Ршt
(1 I .21)
316
а при пропорционально-интеrрирую щем фильтре
П ш opt == 11 1,56 (Д/')2 РС/РШ 2' (11.22)
Из выражений (I1.16) и (I1.22) следует, что Можно уменьшить шумо-
Вую Полосу пропускания системы, увеличивая постоянную времени 'tl 1I
и Получить необходимое значение К ФАПЧ '
11.5. Цнфровые снстемы автоматнчеСКОI4 nOACTpOI4KH частоты
Цифровые системы АПЧ (ЦАПЧ) позволяют длительное время удержи-
вать неизменной частоту не очень стабильноrо перестраиваемоrо reHepaTopa
в любой точке настройки. В приемниках ЦАПЧ rетерОДина может работать
независимо от наличия сиrнала, что позволяет применять ее в ДиапаЗоне КВ
при замираниях сиrнала.
Структурные схемы систем ЦАПЧ приведены на рис. 11.9. Система
ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией [46] (рис. 11.9, а) подстраивает rетеродик
к ближайшей частоте принятой сетки частот. Напряжение rетерОДина r посту-
пает на фJрмирователь прямоуrольных импульсов Ф, а ИМпульсы на один
из входов лоrическоrо элемента ЛЭ И. При иаличии на втором входе ЛЭ им-
пульса счета (измерения), поступающеrо из блока синхронизации БС, им-
пульсы из Ф проходят на вход счетчика Сч, который перед каждым импуль-
сом счета устанавливается в определенное, например, нулевое состояние.
Число импульсов N, поступающих на вход Сч за время счета t сч , Связано
с Состоянием Сч по окончании импульса счета и частотой rетеродина соотно-
шением
N"",tсчfr==аК+Ь,
rде а количество переполнений Сч за время t сч ; К модуль счета (коэф-
фициент деления частоты в Сч); Ь число, определяющее состояние Сч по
окончании импульса счета при условии предварительной установки в нуле-
вое состояние. При Ь "'" О f r == аК/t сч . Число Ь, представлеиное в парал-
а
5
ь
Рв.. 11.9. Структурные схемы цифровых систем АПЧ (а, б) н цяфровоrо преобраЗ0ватеJJJI
Частота напряжение (8)
817
JIельном двоичном коде, в конце импульса счета появляется на выход-
ной шине Сч. В этот момент компаратор кодов К сравннвает это число О
нулем. Если Ь =1= О, происходит заряд (или разряд) интеrратора И н соответ-
ствующая подстройка rетеродина. Ручная настройка (РН) rетеродииа осу-
ществляется введением в компаратор соответствующеrо числа при разомкну'
том кольце ЦАПЧ. Необходимые служебные интервалы (установки, счета,
подстройки) формируются в БС. ДЛЯ достижения высокой стабильности час-
тоты rетеродина необходима кварцевая стабилизация времени счета.
Система ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией по точности поддержания
частоты не уступает синтезатору частоты, но существенно проще ero. Для
создания такой системы в приемник с цифровым отсчетом частоты иастройки
необходимо ввести лншь компаратор и интеrратор. Системе ЦАПЧ с кварце.
вой стабилизацией свойственны и иекоторые недостатки. В кольце этой
ЦАПЧ нет средств установки частоты, поэтому в режиме настройки кольцо
должно быть разорвано. При быстрых изменениях дестаБИЛИЗИРУЮЩИJ!i
факторов (например, прн прохождении нмпульсиой помехи иа вход интеrра-
тора) возможно синжение точности иастройки, перестройка rетеродина на
соседнюю частоту сеткн.
В системе ЦАПЧ, не требующей применения KBapneBoro резонатора,
кольцо образоваио rетеродином r, формирователем прямоуrольных нмпуль-
сов Ф, цифровым преобразователем частота напряжение ЦПЧН, диффе-
ренциальиым усилителем (ДУ) и интеrрирующей цепью И (рис. 11.9,6). Вы-
ходиое напряжение ЦПЧН, пропорциоиальное частоте rетеродииа, поступает
на один из входов ДУ. На друrой ero вход поступает иапряжеиие от потен-
циометра настройки ИВ' которое можно рассматрнвать как опорное. Выход-
ное напряжение ДУ через интеrрирующую цепь И подводится к варикапу
контура rетеродина. При различин напряжений на входах ДУ на ero выходе
появляется сиrнал ошибки, который в зависимости от полярности заряжает
или разряжает конденсатор интеrрирующей цепи. Этот процесс продолжается
до тех пор, пока напряжение ошибки не станет равным нулю, чем и закон-
чится процесс точной установки частоты rетеродина. Таким образом, при
достаточной стабильности параметров ЦПЧН и ДУ и достаточном усилении
в кольце ЦАПЧ частота rетерОДИllа будет определяться опорным напряже-
нием на движке потенциометра настройки.
Один из варнантов построения ЦПЧН показан на рис. 1 I .9, в. Прямо-
уrольные импульсы с частотой rетеродина от формирователя поступают на
вход делителя частоты ДЧ в k раз и далее на дифференцирующую цепь ДЦ.
На выходе ДЦ образуются короткие импульсы с периодом повтореиия Т ==
== I/(f/Ю == K/f r , которые поступают иа вход S RS-триrrера непосред-
ственно, а на вход R через линию задержки лз. На выходе Qтриrrера обра-
зуются прямоуrольиые импульсы с тем же периодом Т и длительностью 't H ,
которая, как.ВИДНО нз временных диаrрамм (рис. 11.10, а), определяется со-
отношеннем
't и == 't з пТ,
(11.23)
rде 't з время задержки в лз; п == О, 1, 2, ... целая часть чнсла 't/T.
На выходе Q триrrера образуются инвертированные импульсы, которые
поступают на вход ннвертора DD2.1 с открытым коппекториым выходом.
318
На выходе DD2.1 и на выходе Q триrrера полярности импульсов совпа-
дают. В установившемся режиме напряжение на выходе интеrрирующей
цепи R2Cl И С == U(l)'tи/Т == U(l)'tHfr/K, rде И(1) напряжение лоrической 1,
определяющее амплитуду прямоуrольноrо импульса в цифровом устройстве.
С учетом (1 I .23) получается выражение
U с == И(1) ('tзf r/K п),
(11.24)
которое представляет зависимость выходноrо напряжения ЦПЧН от частоты
rетеродина (рис. 11.10, 6). Внутри каждоrо интервала, определяемоrо шаrом
перестройкн i1fп, выходное напряженне cTporo пропорцнонально {/ К и с из-
менением n линейный закон cTporo повторяется. Приняв в (11.24) И С == И(l)
при n == О, получим соотношение для шаrа перестройки i1fп == К/'tз и на
(1 1.24) найдем
И С == (fr/N n п) И(1)'
Таким образом, при 'выбранном 't з шаr перестройки полностью определя-
ется коэффициентом деления частрты 1(. Из (1 I .25) вндио, что U с' определяю-
щее в конечном счете f r' зависит от И(1)' которое,'в авою очередь, опреде-
ляется атабильностью напр яжения rrнтания и п Н иanр яжения насыщения
транзисторов в ИМС. Для уменьшеиия влняння ,тих факторов в ЦПЧН при-
менена компенсация изменений U(l)' ДЛЯ этоrо и с сравнивается с опорным
напряжеиием ин, с потенциометра иастройки R3, который включен между
ИСточником питания и выходом инвертора DD2.2. Ко входу DD2.2 постоянно
подведено и п (и (1)' поэтому ero выход всеrда находнтся в состоянии лоrиче-
т CKoro О (напряжение насыщения тран-
зистора). Следовательно, напряжение
ин может изменяться в пределах О
и 1. В этнх же пределах изменяется
и с при нзменении f r в пределах шаrа
перестройки. Таким образом, любое
изменение и п или температуры вызо-
вет одинаковые изменеиия и н И и с'
которые подводятся ко входам ДУ.
Поэтому сиrнал ошибки на выходе ДУ
ие появится.
sJ
I 1: <,
u, <[1(
n=O(T>'tj)
L2
L
t
R
QJ
R
.5J
Q
8
R
Q
(Il,23)
t
У С
fr.
tJ
Рис. 11.10: Времениые диаrраммы (а) и частотиая характерястика (6) ЦПЧН
319
( '
I
I
I
I
I
tJ
Рис. 11.11. Структурные схемы цифровых систем ФАПЧ
Частотная поrрешность данной системы ЦАПЧ определяется нестабиль-
ностью ЛЗ, триrrера, ДУ и устройства компенсации. Нестабильностью по-
тенциометра настройки можно пренебречь. Результирующнй температурный
коэффнциент частоты [46]
M r Тз+ Ттр ик+ иу М п
ТКЧ == == + . ...
f r Тз и(1) /1' '
rде Тз, TTP' иK Иу представляют иэменения времени эадержки. времени
переключения триrrера, нестабильности схемы компенсации и ДУ соответ-
ственно при изменении температуры на I ос.
Рассматриваемая система ЦАПЧ по стабильности частоты хуже системы
ЦАПЧ с кварцевой стабилизацией, однако позволяет уменьшить на порядок
ТКЧ по сравнению с системой параметрической стабилизацин частоты. Кроме
Toro, эта система содержит элемент настройки и обладает долrовремениой
памятью, поэтому позволяет применять фиксирова ные настройки.
Цифровые системы ФАПЧ (ЦФАПЧ) содержат в качестве иэмерительноrо
элемента (см. рис. 11. 1. б) цнфровой фаэовый детектор (ЦФД), в кот ором
сравниваются фаэы входноrо сиrнала, прошедшеrо череэ формирующее уст-
ройство (ФУ). и сиrнала подстраиваемоrо reHepaTopa (пr). Реэультатом
сравнения является кодовая комбинация (число), соответствующая раэно-
сти фаз в момент сравнения. Момент сравнения (дискретизацня по времени)
может определяться либо входным (образцовым) сиrналом, либо сиrналом
пr. Дискретизация по уровню осуществляется в ЦФД, поскольку ero выход-
ной сиrнал может принимать только дискретные значения, число KOTOpbIJli
конечно. Выходной сиrнал ЦФД обрабатывается по определенному алrорит-
му в цифровом ФНЧ н поступает в качестве управляющеrо на пr..
На практике применяются две модификации ЦФАПЧ: с так называемым
,устройством добавления вычитания УДВ (рис. 11.11, а) и с управляемым
кодом сннтезатором частоты УСЧ (рис. 11.11, б) [107]. Система с УДВ ие-
сколько проще системы с УСЧ, поэтому применяется чаще, хотя спектр ее
выходноrо напряжения содержит побочные частоты.
Цифровой детектор имеет в общем случае четыре входа и два выхода.
На один из входов А (рие. 11. I 1, а) поступает периодическая последова-
тельность коротких импульсов с частотой fоб == IIт 06 (рис. 11.12, а) на два
друrих входа (Вх Б и Вх В) две сдвннутые на 1800 одна относительно
друrой импульсные последовательности типа меандр с той же частотой /0fS'
820
15
13
е
()
BX.r е
ВЫХ.А
ЬЫХ:б t Ж
а t о ж t
Рис. 11.12. Времеиные диаrраммы циФровоrо фа Оl!оrо детектора (а) и устройства добав-
ления 8ычитаllйя (6)
Коrда времеииое положение импульсов на входе А совпадает с положительиой
фазой меандровой последовательности на входе В или иа входе В, выраба-
тывается строб ошибки длительностью Тстр' иачало KOToporo определlltтся:
временным положением импульса на входе А, а окончание С.I)езом поло-
жительной полуволны соответствующей меандровой последоjательиосtи.
Этот атроб заполняется вспомоrательной импульсной последов тельностью,
поступающей на вход r, с частотой ' в ' кореrентной частоте 'об' Э результате
за один строб вырабатывается отрезок последовательности вспомоrатель ыJCj
импульсов (Вых А), число которых является кодовой комбинацией, передаю-
щей фазовое рассоrласование. При этом иа втором выходе фазовоrо детеl()'О-
ра (Вых Б) сиrнал отсутстствует. В случае совпадения времеиноrо поло$е-
иия импульсов на Вх Х с положительной полуволной меандровой посл о-
вательности на Вх В сиrнал рассоrласования появляется на выходе Б. Чис-
ло импульсов на выходах'цФд зависит от соотношения между частотами 'об
И ' в и фазовоrо рассоrласования сравниваемых сиrналов. Появлеиие импуль-
сов на Вых А или Вых Б определяется знаком фазовоrо рассоrласования.
Цифровой фильтр нижних частот ЦФНЧ подобно обычному ФНЧ QfJY-
ществляет коррекцню передаточной функции, подчеркивая ниакие частбты
по сравнению с высокими, что достиrается усреднением отсчетов мrновеИИЬ'JI
значений входноrо сиrнала. Наибольшее применение нашли цифровые филь ,
ры, аналоrИчные интеrрирующему, пропорционально-интеrрирующему и
астатическому звеньям.
Цифровой подстраиваемый reHepaTop цпr можно реализовать раЗJ{ИЧ-
ными способами, В схеме (рис. 11.11, а) он состоит из опорноrо reHep/j,Topa
or, формирующеrо устройства ФУ2, УДВ и делителя чаСТот/it ДЧ. E a-
висимо от cxeMьt цпr ero частота зависит от значения кода, поотупаЮЩеrо
иа входы цифровоrо управляющеrо элемента ЦУЭ. В схеме роль ЦУЭ выпол-
ияет УДВ. В полностью цифровой системе ФАПЧ возможно лишь КОсtlен-
иое управление частотой цпr, осуществляемое измеиеиием фазы HeKoToporo
опорноrо колебания с помощью промежуточноrо преобразователя, иill ри-
мер УДВ, В системе ФАПЧ Q УСЧ (рио, 11.11, б) осуществляется прямое
821
дискретное управленне частотой пr
прн помощи устройства коммутации
дробно-кратноrо преобраэователя
t частоты опорноrо колебання.
Рассмотрнм работу ЦФАПЧ с
t УДВ при отсутстствни ЦФНЧ в цеПН
t реrулирования. Кроме Toro, примем
t f в == f об , что соответстствует ре-
лейнОЙ характеристике ЦФД. При
этом на управляющне входы УДВ
за .пернод реrулировання Т р == Т об
В зависимости от разности фаз сравниваемых сиrналов поступает
либо один нмпульс опережения (Вых А), либо один импульс отста-
вания (Вых Б). Кроме Toro, от ФУ2 на УДВ поступает периодическая
последовательность коротких импульсов с частотой or fo.r == I/Т O.r (рис.
11.12, б). Если на управляющих входах сиrнал коррекции отсутствует (си-
стема разомкнута), опорная последовательность импульсов без изменений
проходит на выход УДВ. Если же имеется сиrнал добавления «+» (или вы-
читания « »), в опорную последовательность врезается (рис. 11.12, е) или
вырезается из нее (рис. 11.12, е) импульс коррекции. Добавление (или вы-
читание) одноrо импульса к последовательности опорных импульсов равно-
сильно изменению фазы or на +2л или 2л. Для уменьшения скачков фазы
после УДВ применяют делитель частоты (ДЧ) в k раз, умеиьшающий эти
скачки в k раз. Поэтому частота or должна быть в k раз больше частоты вы-
ходноrо сиrнала ДЧ f п == I/Т п . При этом сдвиr по фазе выходноrо сиrнала
(рис. 11.12, в) за счет одноrо импульса коррекции на входе У ДВ равен :!: !p ==
== 2л/k. Соответственно временной сдвиr T == To.r (рис. 11.12; д, ж). Если
же на управляющий вход УДВ поступает ие одиночный нмпульс, а перио-
дическая последовательность импульсов коррекции одноrо знака (<<+»
или « ») с частотой f об == I/Т об , на выходе ДЧ частота сиrнала изменя-
ется.
На рис. 11.13 приведены временные диаrраммы, поясняющие работу
замкнутой ЦФАПЧ без ЦФНЧ при fоб* f п . Первые два импульса образцо-
вой последовательности на Вх А ЦФД совпадают с положительной полу-
волной меаидровой последовательности на Вх Б. При этом сиrнал коррекции
появляется на соответстствующем выходе ЦФД (Вых А), что приводит к до-
бавлению в опорную последовательность одноrо импульса коррекции за
период реrулирования (Вых УДВ). Момент появления TpeTbero импульса
образцовой последовательности совпадает с положительнОЙ полуволной ме-
алдровой импульсной последовательности на Вх В ЦФД, в результате чеrо
сиrнал коррекции появляется на Вых Б. ЦФД, и из опорной последовательно-
сти вырезается соответственно один нмпульс за период реrулирования. Да-
лее процесс добавления вычитания повторяется. Заметим, что при добав-
лении импульса период меандровой последовательности уменьшается, а при
вычитании увеличивается. С течением времени в системе, как правило,
устанавлквается режим, при котором средняя частота выходных колебаний
равна частоте образцовоrо сиrнала, а их MrHoBeHHbIe частоты MorYT отличатЪо
f
Рис. 11.13. Времеииые днаrраммы цифровой
системы ФАПЧ с У ДВ
322
ся. В этом проявляется одио из отличительных свойств такой системы по
сравнению с аналоrовой системой ФАПЧ.
В системе ЦФАПЧ с управляемым кодом синтезатором частоты (рис.
11.11, б) процессы проще, чем в системе с УДВ. В ЦФД вырабатывается код
(например, число импульсов в стробе), который передает разность фаз посту.
пающих сиrналов образцовоrо и пr. После фильтрации (обработки по опре- '
деленному алrоритму) в ЦФНЧ этот сиrнал управляет устройством, пере.
КЛючающим частоту сннтезатор а скачком, соответствующим выходному сиr-
налу ЦФНЧ.
Прнмеры практнчеокой реалиаации ЦФАПЧ приведеиы в [107].
Н.6. Общие сведения об ввтомвтическС)Й
реrупировке усипения
Назначение и nринциn действия системы автоматической рееулировки
усиления (АРУ). АРУ применяется для расширенин динамическоrо диапа-
зона приемника и поддержания в задаиных пределах выходноrо напряжения.
Прн этом устраняются переrрузки в KaCKaД&){ pH прнеме сильиых сиrналов
и, таким образом, предотвращается появленне недопустнмых иелинейиых нс-
кажений н достиrается нормальная работа оконечных устройств приемников.
Принцип действия системы АРУ состонт в автоматическом изменении
коэффициентов уснления (передачи) отдельных каскадов приемника при из-
меиенин уровня прннимаемоrо сиrнала. Система АРУ должна содержать
реrулируемые каскады усиления или делители иапряжения и цепь реrули-
рования ЦР (рис. 11.14). Цепь реrулирования вырабатывает управляющее
напряжение, воздействующее на реrулируемые элементы усилительноro
тракта. Обычно ЦР содержит выпрямитель (амплитудный детектор АД)
и ФНЧ, а при повышеННЫJli требованиях к системе АРУ дополнительно
усилитель перед АД или после ФНЧ.
ОСНО8ные nараметрц и характеристики систем АРУ. Эффективность
АРУ оценивают двумя величинами, выраженными в децибелах: отношением
напряжений сиrнала на входе приемника
D Bx == 20 Ig (и ВХ maxlUBX min)
(11.26)
и соответствующим отношением напряжений сиrнала на выходе тракта, ох-
ваченноrо реrулировкой,
D вых == 20 Ig (и ВЫХ mахlUвых mln) « D BX ' (11.27)
Напряжение Uвхmiп обычно больше напряжения, соответствующеrо но-
минальной чувствительности приемника, а D Bx не больше динамическоro
Рис. 11.14. Структурные схемы систем АРУ
32з
Дll8пазона амплитуд прием ника. Зиачения Dax и D ablx MOrYT быть определе-
ны по амплитудной характеристике прнемника или измерены непосредс
веино [18, 24, 27].
Мерой эффективности АРУ может служить также дифференциальный па-
раметр амплитудной характеристики (АХ) л. диф == dDах/dDаых I1Dвх/I1Dвых,
rде конечные приращения выражены в децибелах. Если АХ линейна в преде-
лах от U ах тiп до U ах тах' то л.д ф == DBx/Dablx == const.
Инерционность снстемы АРУ обычно оценнвают постоянной времени ТАРУ
системы АРУ. Если ФНЧ системы АРУ представляет собой, как обычно,
однозвенный RС-фильтр, ТАРУ == тф/(I + 11), rде Тф постоянная времени
фНЧ; 11 параметр, зависящий от входноrо сиrнала и параметров системы
АРУ.
Классификация и структурные схемы систем АРУ. В завнсимости от
способа функциональной взаимосвязи реrулируемых каскадов приемника
и источника управляющеrо напряжения различают три основные системы
АРУ: системы с обратным (рис. 11.14, а), прямым (рис. 11.14, б) и смешаиным
реrулированием. В системе с обратным реrулированнем управляющее на-
пряжение определяется уровнем напряжения сиrнала на выходе. Такая си-
стема АРУ является наиболее простой и позволяет получить амплитудную
характеристику приемника, близкую к идеальной. В системе АРУ с прямым
реrулированием управляющее напряжение определяется напряжением сиr-
нала на входе и, следовательно, может быть сравнительно большим. При
возрастании сиrнала на входе наступает перереrулировка, т. е. при даль-
нейшем возрастании напряжения сиrнала на входе выходное напряжение
уменьшается. При такой системе АРУ необходнм дополннтельныи' усилитель
с достаточно большим коэффициентом усилення. Прямое реrулированне мож-
но прнменять в снстеме со смешанным реrулированием (рис. 11.14, в), при-
чем основная роль возлаrается на обратное реrулирование.
При проrраммной АРУ (рис. 11.14, 2) реrулирующее напряжение соз-
дается проrраммным устройством ПУ, задающиМ определенный закон изме-
нения во времени уснления в тракте приемника. Такая АРУ используется,
еслн заранее известен закон изменення уровня сиrнала на входе приемника.
Примером: такои реrулнровки может быть временная АРУ (ВАРУ), осуще-
ствляемая в радиолокационных приемниках (rл. 14).
Различают АРУ незадержанные и задержанные. При незадержанной
АРУ реrулирующеевоздействие проявляется при любом уровне сиrнала на
Входе, что является недостатком. При задержанной АРУ реrулирующее воз-
действие начинает проявляться, если напряжение сиrнала на входе приемни- .
Ка достиrает HeKoToporo уровня, соответствующеrо обычно чувствительности
прием ника. Такая АРУ применяется наиболее широко.
Снстема АРУ с шумоподавлением резко, снижает усиление.в тракте при-
емника, если сиrнал отсутствует.
Ключевая АРУ характеризуется хорошей эффективностью и помехо-
устойчивостью и применяется при непрерывных сиrналах, а также при им-
пульсных сиrналах, если время прихода очередноrо импульса заранее изве-
стно. Снrнал подается на электронный ключ (Кл) (рис. 11.15), а затем на .вход
импульсноrо детектора (ИД). ФНЧ выделяет постоянную составляющую
324
продетвктированных импульсов, кото-
рая после усиления (или непосредст-
венно) используется как управляющее
напряжение.
По инерционным свойствам СИСТемы Рис. 11.15. СТРУктурная схема ключе-
АРУ разделяют на быстродействующие вой АРУ
И инерционные. Системы АРУ приемни-
ков непрерывных сиrналов являются инерционными. Степень инерционности
зависит от ожидаемой скорости Изменения уровня сиrнала на вХоде а также
от вида и частоты модуляцни. Быстродействующая АРУ (ВАРУ) исполь-
зуется в приемннках ИМПУЛЬСНЫJli сиrналов (rл. 14).
Сиотемы АРУ MorYT быть однопетлевыми (рис. 11.14, а и б) и мноrопе'f':.
левыми. Мноrопетлевые системы ПОзволяют получить предельно высоко.
быатродействне в системе БАРУ (rл. 14), высокую стабильность выходното
напряжения (рис. 11.14, в), реrулнрование усиления в большом ДИН8..МЮlеа-
ком диапазоне инерционной системой и в малом быстродеЙСТВУ,JQЩeА_
(двух петлевая система).
Разлнчают системы АРУ с непрерывным и дискретным действием. В си-
стемах АРУ с непрерывным действием изменение коэффициента усиления
осуществляется плавно, в системах АРУ дискретноrо действия по ступеи-
чатому закону, т. е. коэффициент усиления может принимать определенные
дискретиые значения. Система АРУ дискретноrо действия (цифровая) содер-
жит лоrнческое устройство, формирующее кодовые сиrналы, коrда уровень
выходноrо сиrнала усилителя выходит за установленные пределы. Кодовые
сиrналы 'используются для коммутации управляемых делителей напряжения,
включенных в реrулируе ые усилителн. Такие системы АРУ, вЫполняемые
с применерием лоrических элементов в виде ИС, характеризуются ВЫсокой
стабильностью параметров в широком диапазоне температур, позволяIOТ
достичь идентичности характеристик в мноrоканальных усилителях, тех-
нолоrичны в производстве. К их иеДостаткам относятся невозможность pery-
лировки установленных пределов выходноrо напряжения усилителя, нали-
чие помех на выходе усилителя, обусловленных коммутацией деЛИТелей на-
пряжения. В некоторых приемниках применяют комбинированную систему
АРУ непрерывноrо и дискретноrо действия.
В приемниках Импульсных сиrналов упраВЛЯющее напряжение может
быть как непрерывным (инерционные импульсные системы АРУ), так и им-
пульсным (системы ВАРУ). В некоторых специальных приемниках исполь-
ауют систему шумовой АРУ (ШАРУ), т. е. систему АРУ по шумам, которая
при Отсутствии сиrнала поддержнвает посТОянный уровень шума на выходе
приемника. Управляющее напряжение в системе ШАРУ образуется из на-
пряжения шума на ВЫходе. Чтобы устранить влияние полезноrо сиrнала иа
работу системы ШАРУ, в паузах между поступлением сиrналов цепь реrули-
. рования стробируют, причем в моменты времени, коrда сиrнал заведомо
ОТсутствует.
Наиболее широкое примененне находит инерционная сИстема АРУ обрат-
иоrо реrулирования с з.адержкой, которая рассматривается в дальнейшем.
Иные системы АРУ рассмотрены в rл. 14.
Выпрямители системы АРУ. В системах АРУ непрерывноrо действия
в 'качестве выпрямителя наиболее широко Используются диодные и транаи.
825
сторные амплитудные детекторы (см. rл. 9). Пocrояниое напряжение иа вы-
ltoAe выпрямителя системы АРУ должно быть ПРОПОРЦИОН8JfЬНЫМ значению
Toro параметра сиrнала, который в процессе передачи информации остается
иеизменным. Так, при приеме сиrналов с АМ оно должно быть пропорцио-
нальным амплитуде напряжения несущей частоты, при' приеме сиrиалов
с ИМ среднему значению амплитуды импульсов, при приеме телевизион-
ных снrналов амплитуде импульсов синхронизации. Возможные при де-
тектировании нелинейные искажения модулирующеrо сиrиала не имеют.
8иачеиия.
В системах АРУ импульсноrо действия используютси различные вари-
анты ид. Эффективность АРУ зависит, в частности, от схемы и параметров
ИД. Если используется безынерIJ,ИОИНЫЙ ИД, напряжение иа выходе ФНЧ
оказываетСЯ малым. При больших скважностях импульсов применяют пи-
иовые детекторы со сбросом, выходиое напряжение которых практически
равно амплитуде пред.ыдущеrо импульса. Если используется инерциоииый
детектор, то применеиие ФНЧ иеобязательно.
Чтобы установить определенный пороr срабатываиия системы АРУ.
чаще Bcero вводят постоянное запирающее напряжение на диод детектора
системы АРУ. В детекторах транзисторных приемников часто применяюl'
кремниевые диоды, резко открывющиесяя при напряжеииях +0,4 ... 0,6 В.
В некоторых случаях подают ПОQТоянное запирающее иапряжение на одии
из рerулируемых каскадов усилителя,
ФНЧ системы АРУ служит для фильтрации напряжения ПЧ и состав-
ляющих сиrнала с частотами модуляции. Этот фильтр устраняет обратную
связь по пром уточиой частоте и демодулицию сиrнала в реrулируемом
усилителе. Обычно ФНЧ выполняют по схеме однозвениоrо RС-фильтра
(рис. 11.2, а).
Инерционные свойства ФНЧ в большинстве случаев определяют пове-
дение непрерывной системы АРУ в дииамическом режиме. Остальиые эле-
меиты системы АРУ можно считать безыиерционными. Однако в HeKOТOpbl.xi
случаях иеобходимо учитывать инерционность детектора системы АРУ
и УПТ, который вводится в ЦР, если иеобходимо усилить управляющее на-
прижение.
Н.7. Реrупируемые усипители
РеrУ.lIируемым усилителем (РУ) называют каскады лииейной части
приемника, охвачеиные цепью рerулироваиия. В состав РУ MorYT входить
также каскады с постоянным усилением и элементы междукаскадных связей
с реrулируемыми коэффициентами передачи (реrулируемые делители напря-
жения) .
Требования к реrулируемым усилителям: 1) максимальная rлубина ре-
rулировки коэффициента усиления должна быть не менее D ру== D Bx QBblX;
2) иеливейиые искажения сиrнала не должны превышать допустимых; 3)
изменения А ЧХ и ФЧХ, возникающие при реrулировке, не должны пр евы-
шать допустимы;; 4) изменеиия коэффициента шума РУ Прli реrулировке не
должны превышать допустимых. Остальные требования таltие же, как для
нереrулнруемых уснлителей.
Реrулируемыми иаскадами являются обычно каскады УПЧ и УСЧ.
Число рerулируемых каскадов зависит от требуемой эффективности АРУ.
326
Если требуетси rлубокая реrулировка усилеиия (D py > 40 дЕ), примеие-
ние одноrо реrулируемоrо каскада не рекомеидуется. Использование TaKoro
каскада иа входе РУ может привести к ухудшению шумовых СВОйств РУ.
Реrулировка усиления в одиом из последиих каскадов также нежелательиа,
а ииоrда и иедопустима, поскольку при больших уровиях сиrиала на входе
реrулируемоrо и предыдущих каскадов трудио избежать больших иелиней-
ных искажений. Поэтому, как правило, реrулируют усиление каскадов,
усиливающих сиrиалы сравиительно малоrо уровия и имеющих селектив-
иую наrрузку. В простых приемниках с ФСС часто реrулируют усилеиие
апериодическнх каскадов УПЧ, а также преобразователя частоты. Если
чувствнтельиость приемника оrраиичена собствеиными шумами, реrулиров-
ку усилеиия УСЧ выполияют с дополиительиой задержкой. В этом случае
при слабых сиrиалах в УСЧ сохраияется режим мииимальноro коэффициеи
та шума, а усиление реrулируется только в УПЧ. Уровень шума, обусловлен-
нЫй в основном шумами первых каскадов, умеиьшается с ростом сиrнала
на входе.
Способы реrулироваиия усиления можио разделить на две rруппы: 1)
реrулировка путем измеиения режима работы АЭ по постоянному току (<<ре-
жимиая» реrулировка); 2) реrулировка путем измеиеиия rлубины отрицатель-
ной обратной связи (ООС) в усилительном каскаде. Режимная реrулировка
осуществляется более просто и используется иа всех диапазоиах частот. Ре-
rулировка путем изменеиия rлубииы ООС осуществляется при П<JМОЩИ до-
полиительных управляемых ПОЛУПРОВОДииковых приборов, которые рабо-
тают как элементы с перемениыми параметрами или управляемые резнсторы,
лииейные для сиrнала. Этот способ реrулнровки уснлеиия позволяет сии-
зить уровень нелинейных искажеиий снrиала. Однако применение ero на
высоких частотах оrраничено вследствие возможиоrо влияния паразнтной
положительной обратной связн. Иноrда реrулирование усиления в одном
каскаде осуществляется двумя методами. Так, включение управляемоrо ре-
зистора в эмиттерную цепь каскада позволяет измеиять одновременно ток
эмиттера, влияющий на крутизну проходной характеристики, и rлубииу
ООС по перемеииому току.
Коэффициент усилеиня резисторных каскадов реrулируют обычно из-
менеиием крутизны АЭ. Если усилитель выполнеи иа ВТ, то каскад, следую-
щий за реrулируемым резисторным, должеи быть нереrулируемым. В про-
тивном случае усиление первоrо каскада будет изменяться незначительио,
поскольку одновремеино с измеиением крутизны ero траизистора будет ИЗме-
няться входиая проводимость следующеrо каскада.
Коэффициеит усилеиия селективных каскадов реrулируют IJ8зличиыии
способами. Если каскад выполиен иа ВТ и реrулироваиие усилеиия осуще-
ствляется путем изменения крутизны траизистора, следует применять тран-
зисторы, которые обладают в исходиом режиме достаточио высокой rранич-
иой частотой t rp' поскольку на частотах, близких к rраиичной, зависимость
S (I Ко) проявляется слабее.
Реrулируемые каскады иа ВТ общеrо применения характеризуются от-
носительно малой амплитудой входных сиrналов, при к{)торой в каскаде иа-
ступают значительные нелинейиые искажения, есЛи снижение усиления до-
Стиrается путем уменьшения тока эмнттера. Поэтому были разработаны спе-
8 7
циализированные транзнсторы, характеризующиеся удлиненной реrулиро-
вочной характеристикой (УРХ) и предназначенные для работы в РУ. На
вход каскада с.таким транзистором можно подавать сиrналы (при сниже-
нив усиления на 20 ... 30 д5) с амплитудой до 150 мВ (при коэффициенте
rармоник около 5 %), что на порядок больше, чем в РУ на транзисторах об'
щеrо применения. Однако РУ на транзисторах с УРХ характернзуются
сравнительно большими перекрестными искажениями при максимальном
усилении. Внешние проводимости таких каскадов сравнительно велики и
при реrулировке изменяются.
Высокочастотные 5Т УРХ типов fT328 и fT346 специально разрабо-
таны для высокочастотных РУ. Усиление каскадов, выполненных на этих
5Т, уменьшается при увеличении тока эмиттера. Основной особенностью 5Т
с УРХ является резкое уменьшение предельной частоты усиления f rp при
увеличении тока эмиттера (коллектора) и, как следствие этоrо, уменьшение
комплексной крутизны на высоких частотах (порядка t rp)' Действительная
составляющая крутизны при этом может возрастать. Указанная зависимость
S (1 ко) проявляется при сравнительно небольших значениях тока эмиттера
/э (2...4 мА). При увеличении напряжения на коллекторе кривые зависи-
мости f rp (1 э) смещаются в область больших токов и больших значений t rp'
Выходная проводимость 5Т с УРХ определяется не только емкостью кол-
лектора С К ' но также активным сопротивлением коллекторноrо перехода 'К'
которое резко уменьшается при увеличении тока эмиттера и уменьшении
напряжения на коллекторе. Так, при напряжении на коллекторе I В и из-
менении тока эмиттера от 2 до 10 мА сопротивление 'к транзистора fT346
изменяется от 100 кОм до 200...300 ОМ [84J. Диапазон реrулировки усиления
вависит от схемы каскада и режима транзистора и может достиrать 40...
...46 д5 на каскад. При этом мощность, потребляемая из цепи управления,
ие превышает единиц милливатт.
Применение 5Т с УРХ наиболее целесообразно в реrулируемых входных
каскадах УСЧ и УПЧ на частотах, на которых проявляется зависимость
f rp (1 э) (например, в селекторах каналов телевизионных приемников, блоках
УКВ радиовещательных приемников). При этом необходимо учитывать спе-
цифический характер зависимости нелинейных искаженнй от ряда парамет.
ров (тока эмиттера, напряжения на коллекторе, частоты). Характер зависи-
мости коэффициента перекрестных искажений от тока эмиттера при малых
значениях тока такой же, как и у обычных транзисторов (с увеличением тока
коэффициент перекрестных искажений уменьшается). При токах эмиттера
более 2...3 мА наблюдается максимум коэффициента перекрестных искажений, ,.
положение KOToporo зависит от иапряжения на коллекторе и частоты усили-
BaeMoro сиrнала.
Изменение тока коллектора 5Т в процессе АРУ достиrается подачей
iYправляющеrо напряжения И у в цепь базы. Поскольку изменение режима
5Т по постоянному току приводит К изменению почти всех ero параметров
(в частности, активных и реактивных составляющих входной и выходной
проводнмостей), то зависимость коэффициента усиления каскада от И у опре-
деляется не только свойствами транзистора, но также и параметрами друrИJII
IiIлементов каскада, В процессе АРУ изменяются эквивалентная резонансная
328
проводимость контура, полоса пропускания и смещается резонансная кри-
вая по оси частот. В каскадах с ДПФ возможно измеиение формы резо-
наисной кривой. Поэтому для увеличения rлубииы реrулировки' уси-
леиия необходимо ослаблять связь реrулируемых транзисторов с конту-
рами.
В каскадах на ПТ для реrулировки усиления используют зависимость
крутизны стоко-затворной характеристики от иапряжения на затворе. Эта
зависимость близка к линейной. В отличие от ВТ полевые практически не
потребляют мощность от источника управляющеrо напряжения. Входная
и выходиая проводимости ПТ в области насыщения практически не зависят
от напряжеиия между затвором и истоком. Следовательно, коэффициеит уси-
ления каскада на ПТ пропорциоиален крутизне стоко-затвориой характери.
стики.
Реrулировка усилеиня каскада на ПТ может быть обратной и прямой.
При обратной реrулировке, коrда транзистор запирается с целью ;умеиьше-
иия усиления, для получения большей чувствительиости реrулировки иеоб-
одимо, чтобы сопротивление наrрузки каскада было MHoro меньше виутрен-
Hero сопротивлення транзистора или, по крайией мере, равно ему при мак-
симальном усилении,.поекольку при запирании транзистора ;увеличивается
ero внутрениее сопротивление. НеобходИмо также, чтобы сопротивление
источника сиrиала было MHoro меиьше входноrо сопротивления каскада или,
по крайией мере, раВНО ему при ,макснмальном усилении.
Прямая реrулировка усилеиия осуществляется путем перехода из рабо-
чей областИ в омическую за счет повышения тока при одиовременном сни-
жении напряжения на стоке или только за счет снижения напряжеиия на
стоке. Недостаток прямой реrулировки значительное измеиеиие выход-
ной проводимости транзистора.
. Схемы реrулируемых усилителей на транзисторах показаны на рис.
11,16. В'схеме на рис. 11.16, а управляющее напряжение И у подается в цепь
базы через фильтр АРУ RфСф..в усилителе по Схеме иа рио. 11.16, б оба
траизистора связаны по постояииому току общим резистором в цепи емитте-
ров. Режим транзисторов устаиавливают так, чтобы при И у == о крутизна
их проходной характеристики была максимальной. При поступлении отри-
цательноrо иапряжения И у уменьшаются крутизна характеристики и 9МИТ-
терный ток транзистора УТ2. В результате изменяется напряжение на базе
транзистора УТ 1, и ero эмиттерный ток увеличивается, а крутизиа характе-
ристики уменьшается.
Особенностью схем РУ на ВТ о УРХ является полное включение цепи
базы к коитуру на входе через коиденсатор с малой емкостью (десятки пико-
фарад). Этот конденсатор увеличивает сопротивлеиие источнИка сИrиала
и снижает влияиие на контур изменяющейся' при реrулировке входной про-
водимости транзистора.
На ряс. 11.16,в приведена схема каскодиоrо РУ. Входиая проводнмость
и входная емкость транзистора УТ1, включениоrо по схеме ОЭ и работаю-
щеrо в режиме KopoTKoro замыкаиия иа выходе, иа высоких частотах слабо
зависят от тока коллектора 1 КО' Траизистор УТ2, включенный с общей ба-
вой, находится в режиме, близком к холостому ходу. иа входе, Ero выходиая
проводимость почти не зависит от 1 ко'
829
НФ
8
1
8
iJ
е
С",
ж
J
Рис. 11.16. Схемы реrУJJируемых у<:и.лителей
Для компенсации изменений ВХQДНОЙ и выходной проводимостей тран-
зисторов используют дополнительные нелинейные элементы, проводимость
KQTOPbIX изменяется в противоположном направлении. В схеме на рис.
11.16, i! в качестве TaKoro элемеита примеиеи полупроводниковый днод, про-
водимость KOToporo зависит от постоянноrо тока,протекающеro через Hero.
примерно так же, как входная проводнмость транзистора. В процессе pery-
лировки прн уменьшении 1 fCO ток диода увеличивается. Поскольку проводи-
мость И емкость oTKpыroro Диода обычно больше, чем составляющие вход-
ной проводимости транзистора, диод подключают к частн витков катушки
связи. Коэффициент включения диода, ero тип и начальное смещение на ием
подбирают так, чтобы получить иаилучшую компенсацию. Уровень напряже-
ния сиrнала на ДИОДе должен быть достаточно малым. чтобы эффект детекти-
рования практически ие влиял на режим работы каскада. Лучшие резуль-
таты можно получить, если использовать для компенсации изменений вход_
ной проводимости дополнительный транзистор. Различные варианты схем
с компенсирующими нелинейнымн элементами описаны в [581.
Схемы РУ на интеrра.!IЬИЫХ микроуэлах показаны на ряс. 11.16, д и
11.16, е. В каскодном усилителе (рис. 11.16, д) ДЛЯ реrулирования уси-
пения с.пужит дополнительный транзистор УТ3. При подаче отрицательноrо
управляющеrо напряжеиия И у ток этоrо транзистора растет, а ток траН8И-
330
стора УТ2 и, следовательно, усиление
каскада ;умеиьшаются. В РУ по схеме
иа рис. 11.16, е иаrрузко!! эмиттерио-
ro повторителя на траизисторе УТl
являются цепь коллектора транзистора
УТ2 и входиая проводимость каскада
иа транзисторе УТ8, включеииоrо с
ОБ. Усиление реrулвруется изменением
тока коллектора транзистора УТ2 под
действием управляющеrо иапряжеиия
и , подаваемоrо на ero базу.
На рис. 11.16, ж1 и 11.16, э покаэаны схемы РУна однозатворном и двух-
еатворном ПТ соответственио. Реrулировка \Усиления осуществляется пу-
тем изменения смещения на затворе и, следовательио, тока траизистора,
причем в двухзатворном транзисторе применяется прямая реrулировка
(см, выше) (49]. Реryлироваиие \усилеиия путем измеиения rлубины ООС
используется в схеме на рис. 11.16, и, I:'де в каЧ8СТве управляемоrо резистора
применеи полевой траизистор (канал сток-исток). Особенность даииоrо ре-
жима управления сопротивлеиием каиала отсутствие постояииоrо на-
пряжения на стоке. Сопротивление управляемоrо резистора является
лИнейным при достаточно малой амплитуде перемениоrо напряжения.
Схема РУ с комбинироваииой реrу'лировкой усиления показана на рис,
11.17. При подаче положИтельнаro управляющеrо напряжеиия U'i ;умень-
шается ток коллектора 1 Ко и усиление BTOpOro каскада. Отрицательиое на-
пряжение иа коллекторе УТ2 повышается, а запираЮщее напряжение иа ДИоде
;уменьшается. При некотором значенИИ управляющеrо иапряжения диод
открывается и шунтирует контур первоrо каскада. Усиление этоrо каскада
будет прн этом уменьшаться, а полоса пропускания расширяться.
Реrулировочная характеристика РУ представляет собой зависимость
коэффнциента усиления РУ от управляющеrо напряжения и у . Вид этой
карактерисТFIКFI определяется числом реrулнруемых и нереrулируемых кас-
кадов, .охваченных цепью реrулирования, и способом реryлировки усилеиия.
В общем случае реrулировочиая характеристика (РХ)
[
Рис. 11.17. С){еМfI УСИJJитеJJЯ с комбини-
роваиноil АРУ
т n
К (И у ) == П К! П Кl (и у ) ,
1 1 i l
(11,28)
rде т число иереrулируемых, п реrулируемых каскадов.
Отношение максимальиоrо значеиия коэффициента усиления Kmax (при
U у == О) к минимальному K m1n (при U у == U max) называют rлубиной реrули.
ровки. Необходимая rлубина реrулировки, Б.
ан == 20 Ig (Kmax/Kmln) » Dmax Dmln' (11.29)
Для определения РХ и rлубииы реrулировки необходимо зиать аависи-
мости коэффициентов усиления каскадов от параметров их элемеитов и зави-
симости параметров АЭ от управляющеrо напряжения.
Каскады усиления на БТ характерИЗУЮТСff сложными соотиошениями
между коэффициентом усиления, параметрами траизисторов и ;управляющим
напряжеиием U'Z, поэтому РХ ие может быть выражена простой аналитиче'
331
ской зависимостью. Для упрощения вычислений при определении РХ или
rлубины реrулировки каскадов на ВТ пренебреrают такими второстепенными
фаkторами, как декомпенсация внутренней обратной связи в процессе pery-
лировки, некоторое нарушение нейтрализации, Изменение усиления, обус-
ловленное сдвиrом частоты настройки каскада. В этом случае зависимостr
коэффициента усиления каскада от тока коллектора / КО определяется зави-
симостью активных составляющих входной евх И выходной евы)( ПРОВОДИМООтей
и модуля комплексной крутизны i У211 от I Ko '
При малых токах коллектора (l КО <: 5 мА) зависимость I У 21 I (/ КО) можно
представить а виде
I Уз! (q) I :::t$ i У 21 1 q/Y 1 + ( 2 тcf)2 't" axq9 ,
(11.30)
rде q... 1 Kol/ КО max; f средняя ч'астота полосы пропускания каскада; 't"max
постояииая времени цепи коллектора в исходном режиме; / КО max ток
коллектора в исходном режиме.
Для .зависимостей gfjx (l КО) и евых (l КО) Можно ИСПОЛЬЗовать приближен-
ные соотношения, ПОСКОЛьку евх И е&ых оказывают существенно меньшее
влияние иа коэффициент усилеиия, чем величииа I У211. При условии {« f s
можно принять gBX "'" qgBX max' евых == qgвых max'
Если в процессе реrулировки усилеиия иапряжение на коллекторе не
становится меньшим 2В, то ero изменение мало:в.лияет иа I у 21 i и gBX' Не-
сколько больше изменяется прово)J.имость [/вых' убывая Q возрастанием на-
пряжения на коллекторе.
Коэффициент усиления одноконтурноro усилителя.
Ко (q) .... п 1 п 2 I 1'21 (q) I/(go + q[/BH max)' (11.81)
rде [/й резонансная проводимость контураl [/вн max ВИОQимая прово-
димость в исходном режиме.
Если последующий каскад нереrулируемый, то
. ,
Ко (q) .... п1 п в I У21 (q) 1/([/0 + [/виО + qg&и) , (11.82)
,
rде [/виО виосимая проводИмоать, не Иэменяющаяся при реrулировке; g H
вносимая перемениая проводимоать при /1<0 "'" / КО max'
Коэффициеит усиления каскада с ДПФ
Ко (q)... пl п 21 У21 (q) I р/А, (11.83)
rде А... k C & [1 + (d o + qd ви max)2/k Bl; k CB коэффициент авяаи между конту-
рами ДПФ.
если последующий каскад ие реrулируется,
А k "2
"'" св [1 + (d o + d BH ) (d o + qd BH max)/kcBJ,
rде d и d;и ОТИоСЯтся к контуру, связанному с реrулируемым транзистором.
332
I
I iE
u,M
IxIJ
Рис. 11.18. Обобщенная схеМа пИТа-
нии БИПОJJярноrо транзнстора
,[,
Е
Рис. 11.19. ПОС1l!0ение сквозиой ХА.
рактерис'ftiКн [ко (И у )
'40
о
иl
Построение rрафика зависимости /1(0 (И у ) для обобщенной схемы питания
транзистора (рис. 11.18) показано на рис. 11.19. При друrих вариантах схемы
питания. которые получаются удалением или замыканием накоротко отдеЛЬНЫJQ
резисторов. построение rрафика зависимости /1(0 (и у) упрощается. Для по-
строения этой зависимости вначале строят динамическую характеристику во
входных координатах i Б (и БЭ)' Откладывая от этой характеристики по rори-
зонтали отрезки, равные /l(oR4' получают зависимОСть i Б (и Б ). Далее опреде-
ляют ток, потребляемый от источника управляющеro напряжения И у базовым
делителем. i дел U Б (Rl + R 2 )/R 1 R 2 . ток через цепь обратной связи ic ==
== i1(R 5 /R 1 ii строит по точкам кривую cYMMapHoro тока ir, == i Б + ic + i дел '
Откладывая по rоризонтали от кривой i Б (и Б ) отрезки. равные iyjRy, строят
характеристику i Б (и у ). Нулевое значение И у соответствует току базы /Бн'
Далее определяют значения /1(0 для каждоrо значения / Б (по динамической
характеристике в выходных координатах) и строят зависимость /1(0 (и у ), На
рис. 11.19 показано построение только двух точек и O, и;) и (/I(и' О).
При Иу==О в цепИ управления протекает ток /у. н== UБн/Rу' обуслов-
ленный действием источника питания Е п . Если напряжение И у отпирает эмит-
терный переход, то вызванный им ток /),,/ у течет в направлении, противопо-
ложном направлению тока /у. И и результирующий ток /у получается меньше,
чем /),,/ у' Очевидно. что U у == /)"и БО /),,/ yRy. rде /)"и БО == U БО U Бн; /),,/ у ..
== / у + /у. н М Б + Ml(oR5/Rl + /)"U БО (R 1 + R 2 )/R 1 R 2 .
Форма РХ реrулируемоrо каскада с ОЭ сильно зависит от сопротивленИя
в цепи эмнттера. Она изменяется от линейной при больших сопротивлениях
(более 400 ом) до экспоненциальной при малых. Это сопротивление в боль-
шой степенИ определяет и чувствительность реrулировки усиления. Высо-
кую чувствительность реrулировки (характерную для каскадов с малым со-
противлением в цепи эмиттера) при высокой. стабильности РХ можно по'
333
лучить для реrулируемых каскадов на основе дифференциальной пары тран-
висторов (рис. 11.16, д и 11.16, е). Каскадный усилитель (рис. 11.16, в) имеет
РХ, аналоrичную РХ каскада с 03.
При использовании транвисторов с УРХ форма РХ каскада зависит от
общеrо сопротивления постоянному току цепИ эмиттер-коллектор. Крутив"
на РХ растет при увеличении сопротивления в цепи коллектора или умень'
шении сопротивления в цепИ эмиттера. При каскодном включении OK 03
транзисторов с УРХ форма РХ может быть близкой к экспоненциальной,
что способствует выполнению системы АРУ, постоянная времени которой
слабо зависит от уровня сиrнала на входе [49].
Реrулировочные характеристики каскадов на полевых транзнсторах
в общем случае зависят не только от тнпа транзистора, но и от схемы каскада,
а также от BHYTpeHHero сопротивления источника сиrнала и наrрузки.
В частности, при определенных условиях РХ может быть практнчески линей.
ной при работе транзистора как в рабочей, так н в омической области стоко,
вых характеристик. Коэффициент усиления реrулируемоrо каскада К ==
== SR H !(1 + Rи/R вх ) (1 + RH!R i ), rде S крутизна проходной характеристики;
R H сопротивление наrрузки; R Bx входное сопротивление каскада; R и
сопротивление источника сиrнала; Ri внутреннее сопротивление транзиСтора.
Если R H « R i и R и « R Bx , коэффициент усиления изменяется по тому же за-
кону, что и крутизна. В рабочей обласm для транвистора с обеднением ка.
нала
rде [сО ток стока при
ние затвор-исток.
Влияние реzулировки на показатели качества каскадов. В процессе ре-
rулировки усиления Изменяются и друrие показатели KaCKa)l,OB, что, как
правило, нежелательно. При уменьшении [кО сдвиrается частота настройки
каскада в сторону высоких частот, что обусловлено изменением входной и вы-
ходной емкостей транзистора. Для приближенной оценки можно принять,
ЧТО эти емкости пропорциональны [КО. Если задано допустимое относИтель"
ное ивмененИе частоты настройки (l1f1fо)доп, то в усилителе с одиночными
контурами должно Выполняться условие
2 2
(п2CBblxrnax +пl C Bxrnax) (1 q)!2Собщ (l1f!fо)доп. (11.35)
rде Свх rnax И С вых rnax емкости транзистора при q == [ко![ кО rnax == 1; Собщ
общая емкость эквивалентноrо контура.
Если один из транзисторов нереrулируемый, то соответствующее
слаrаемое следует исключИть из числителя (11.35). В двухконтурном каскаде
смещение средней частоты полосы пропускания будет прнмерно Вдвое меньше.
При реrулировке усиления изменяется также полоса пропускания кас.
Када. Если задано допустимое отиосительное изменение полосы пропуска-
ния (I1П/ П)ДОП' то в одноконтурных каскадах должно выполняться условие
gBH rnax (1 q)/(go + gBB rnax) (I1П IП)доп'
rде g вн rnax максимальное зн ачение вносимой проводимости.
2/со ( Изи )
S== I ,
И ОТС И ОТС
И зи == о; и ОТС напряжение
(11.34)
отсечки; И зи напряже-
334
В ДПФ изменяются не только полоса пропускания и ее средняя частота,
но и форма частотиой характернстики. В ИСХОДном режиме целесообразно
выбирать критическую связь. В этом СЛУ':lае при сильных снrналах резонаис-
ная кривая становится двухrорбой. Полоса пропускания Изменяется незиа-
чнтельно, так как эквивалентное затухани.е d э в процессе реrулировки умеиь.
шается, а параметр сВЯзИ 'Il == kсв/d э увеличивается. Прн этом следует orpa-
ничить затухание, вносимое транзнсторами, что особенно важно в случае,
коrда один из контуров ДПФ связан о нереrулируемым транзистором.
В широкополосных УПЧ на сравнительно высоких частотах (20...
,..100 Mru) значительную часть емкости С оlSщ составляют собственные емкости
транзисторов. Путем подбора элементов можно достичь отиосительноrо по-
стоянства полосы пропускання при реrулировке усиления, поскольку из-
менення С общ и gBx по-разному влияют на полосу пропускания.
Для уменьшения l1f1f и I1П / п можно применить компенсацИЮ измене-
ний проводимостей транзистора (рис. 11.16, е). Изменения частотной харак-
теристики уменьшаются при использовании каскодной схемы (рис. 11,16, в).
При реrулировке усиления изменяется уровень иелинейных и перекрест-
ных искажений. В случае реrулировки изменением /кО наиболее иеблаrо-
приятным в смысле искаженнй является режим малых токов, поскольку
011 соответствует большим амплитудам сиrиала на входе. При /кО < 0,2 ...
,.. 0,3 мА аМПЛИтуда напряжеиия несущей частоты на базе транзистора
(в милливольтах) ие должна превышать д опустим оrо значения [58]:
U Б т доп == 6 Yk r . доп/ т ,
rде k r . доп допустимое значение коэффициента rармоник в процентах; т
rлубина АМ.
Допустимая амплитуда мешающеrо сиrнала на базе реrулируемоrо тран-
8истора (в милливольтах) при заданном значенИИ коэффициента перекрест-
иых искажений k nep ' % [58]'
U Б т доп == 3,6 Y k nep '
Даже при больших допустимых значениях k r и k nep значение U Бт не
должно превышать 20...25 мВ. В противном случае при малых значения)!!
/кО транзнстор может перейти в режим детектировання, при котором /кО
возрастает о увеличением U Бт . В этом случае эффективность АРУ умень-
шится.
11.8. Реrупируемые депитепи напряжения
r-образный делитель напряжения, показанный на рис. 11.20, а, явля-
ется простейшим. Коэффициент передачи (КП) делителя
К дел == U 2 /E e == lf[1 + (i c + i 1 ) (i 2 + i н )/i 2 i и l,
rде Ее ЭДС источника сиrнала; ic пересчитанное ко входу делителя вы-
одиое сопротивление источника сиrиала; i и входное сопротивлеиие после-
дующеrо каскада (наrрузки); i 1 и i 2 последовательное и параллельиое со-
противления делителя соответственно.
335
. 1 1,
ZH
41з
Рис. 11.20. Принципиальиые схемы реrУJJИ.
руемых ДеJJнтелей напряженна
.....
11
t5
rлубина реrулировки зависит от относительноrо изменеиИя нели ней.
ных сопротивлений. Наибольшие изменения велИчИны I i I наблюдаются
1/ тех неЛИнейных элементов (НЭ), сопротивление которых практически ак-
тивИое. В этом случае rлубина реrулировки
К дел max 1 + (R c + R 1 max) (gH + g2 lI1ах)
о' ::r:::::J: ) .
К дел mln 1 + (R c + R 1 mln) (gи + g2 mlп
в режиме максимальной передачи делитель не должен вносИть значитель.
иоrо затухания, поэтому на практике обычно выбирают
R 1 mln «Rc. g2 mlп« gи.
в режиме минимальной передачи выбирают
R 1 max »R c ' g2 max » gи.
При этом
К дел max 1/(1 + Rсg и ); К дел mlп R 2 miп/ R 1 max
и
cr ... R 1 max/R2 mln (1 + Rс/R и ).
Для повышения rлубины реrулировки необходимо увеличивать предельные
значеиия R 1 max и g2 max' а минимальные значения R 1 min И g2 m.ln уменьшать.
Эти противоречивые требования можно выполнить только при достаточно
больших относительных изменениях Рl == R 1 max/R1 miп И Р2 == g2 max/ g 2 mln'
Один из НЭ можно заменить линейным постоянным резистором или ис.
ключИть. В последнем случае элементами r-образноrо делителя служат со-
противления Rc или R и . Для схемы с последовательным НЭ
К дел max == 1 f[I + (g2 + gи) (R 1 min + Rc)],
cr Pl/[I + Rc R 1 mln + I/(g + gи) R 1 min]'
а для схемы с параллельным НЭ
К дел max == I![ 1 + (R 1 + Rc) (gи + g2 min)]'
cr Р2f[1 + gи/g2 mln + 1/(R 1 + Rc) g2 minJ.
rлубииа реrулировки в делителях с одним НЭ получается меньше, чем
относительное изменение Rl или g2' Наибольшая rлубина реrулировки (прв
зада иных R дел max И р) получается, если в делителе с последовательным НЗ
336
выбрать R 1 mln »Rc, а в делителе с параллельиым НЭ g2 min» gи. Чем
ближе К дел max к единице, тем сильнее уменьшается максимальиая rлубииа
реrулировки
O'mall'" р (1 К дел max)'
Если НЭ характеризуется большим зиачением р (порядка 10 ...1()8).
rлубина реrулировки получается больше, чем в каскадах с реrулировкоА
усиления изменением режима пИтания.
Наименьшие иелииейные искажения виосит делитель с параллельиым
НЭ, в котором при сильиых сиrналах почти все иапряжение выделяется иа
линейных резисторах Rl и Ro' Нелииейные искажеиия в реrулируемых де-
лителях иапряжения подробно рассмотреиы в работах [101. 102J.
Мостовыв делители напряжения (рис. 11.20, б) характеризуются очеиь
большими изменениями К дел при одном-двух НЭ, сопротивлеиие которых
измеияется сравнительно мало. В таких делителях иаходят примеиеиие ие-
лИнейные кондеисаторы илИ катушки индуктивности. При чисто активиых
сопротивлеииях моста максимальиый кп получается, если R -+ О .
К дел max "" 1/(1 + R з /R 1 + Rs/R и ).
Еще один максимум. получается при R -+00. Для повышеиия К дел max
CJlедует уменьшать отношения R з /R 1 и Rз/R н , по&тому желательио, чтобы
наrрузкой делителя являлся каскад с высоким входным сопротивлеиием. :Если
R и »R з . то зависимость кп делителя от сопротивления реryлируемоrо плеча
имеет вид
К дел (R 2 ) "'" 1/(1 + R 2 /R 4 ) 1/(1 + R 1 /R з ).
При иекотором зиачении R == RIR41 R з кп обращается в иуль, а затем
сиова возрастает (по абсолютной величине). Фаза ВЫХОДноrо иапряжеиия
при этом измеияется на 180 Q . Практически модуль К- дел всеrда отличается
от иуля вследствие разбаланса моста по реактивной составляющей. Одиако.
иетрудио получить О' == 40 ... 60 дБ.
п- и Т-образные делители напряжения применяют в тех случаях, коrда
предъявляются повышенные требования в отношении как диапазона реrули.
ровки, так и стабильности АЧХ и ФЧХ в процессе реrулировки кп. Ана-
литИческое исследование таких делителей в общем виде затрудиительно, По-
этому оптимальные значенИя параметров элементов делителя определяют
эксперимеитальио.
П рактuческие схемы ре;;улируемых делителей напряжения показаны на
рис. 11.21 и 11.22 [49]. Двухступенчатый делитель из r-образных звеиьев
(рис. 11.21, а) характеризуется rлубиной реrулировки КП дО 50 дБ при
токе диодов типа Д311 дО 3 мА, если наrрузкой делителя является эмиттер-
ный повторитель. Чувствительность реrулировки значительио выше при
малых токах диодов (доли миллиампера). В первом звене НЭ состоит ИЗ двух
диодов со встречным включением по переменному току (для сиижения ие-
лИнейиых искажений). П-образный делитель иапряжения иа p-i-п диодаJl!
(рис. 11.21, б) применяется в одном из селекторов. каиалов тел,визиониоrо
приемника. При максимальном КП управляющее напряжение равно + 12 В.
Ток транзистора при этом равеи около 5 мА и протекает через диод VD2
З37
En
I
а
eJf,5K
B
н
Рис. 11.21. Практическне схемы реrУJJнруемых делнтелей наnряження На nОJJУnроводннкОо
вых .циодах
о
g,x I
Еп
Рис. 11.22. Практнческая схеМа perYJJHpyeMoro делнтеля наnряження На полевых транЗНС.
торах
и резистор R5; дифференциальиое сопротивление диода мало. На резисторе
R5 создается напряжение +9 В, приложенное к диодам VDl и VD3. Эти
диоды заперты, поскольку сдруrоl! стороны на них подано лишь +7.В. При
снижении управляющеrо напряжения до +2 В ток VD2 уменьшается, а ди-
оды VDl и VD3 открываются, их сопротивлеиие уменьшается. При этом КП
сиижается на 35 дБ. Внешиие проводимости делителя мало измеияютс!' при
реrулировке.
На рис. 11.22 приведена схема r-обраэноrо делителя иапряжения на ПТ.
В качестве НЭ используется каиал сток-исток. rлубина реrулировки КП
достиrает 70 дБ на частотах до нескольких Merarepn. Одиако до 40 дБ РХ
делителя практическн линейна.
11.9. Основные свойства системы АРУ
обратиorо рerупировання
_ Система АРУ обратиоrо реrулироваиия представляет собой иелииейиую
систему автоматическоrо реrулирования. Процессы в такой системе описы-
ваются нелИнейиым ДИфференциальным уравнением. Решение этоrо урав-
иения окааы:вается rромоздкИм и сложным, однако оно существенио упро.
щается при лииейиоl! и экспонеициальной аппроксимации реrулировочной
atврактеристики. Близкая к линейиой РХ свойственна реrулируемым кас-
кадам на полевых транзисторах, мостовым и некоторым потеициометричl'-
ским реrуляторам. Каскадам на лампах и биполяриых транзисторах, а так-
338
и6ыХ
о
и!lO \
<>
::s
+
<s. 1 "
;::,.
!J
иех
Рис. 11.23. Лннейная аппроксима. Рис. 11.24. rраФики амплнтудиых каракТео
цня реrУJJНРОВОЧНОЙ характернсти- ристик усилитеJJей с АРУ
кн
же мноrим потенциометрическим реrуляторам свойственны РХ, близкие
к экспоненциальным.
При линейной аппроксимации РХ изменяющийся в Процессе АРУ коэф-
фнциент усиления (передачн)
К == К иач (1 U>z/U'fo),
rде К иач коэффициент усиления РУ при управляющем
и >z0 значение И у' при котором К обращается в иуль.
В реальных схемах rлубина реrулировки оrраничена, поэтому К. не бы-
вает равным нулю. Рабочий участок характеристики К (U у ) расположен
выше оси напряжений (рис. 11.23). Сверху он оrраничен наибольшим уси-
лением (K max :> К иач )'
Амплитудная характеристика устройств с АРУ. Амплитуда выходноrо
напряжения усилнтеля с линейной РХ (11.36)
U вых == К (U вх ) U вх
(11.36)
напряжении U II == о;
при И вх -+00 асимптотнчески стремится к И уО{Ко. с при незадержанной АРУ
и к Еа + Uуо/Ко. с прн задержанной АРУ. ЗДесь Ко. с == КуКдетКФ стати-
ческий коэффициент передачи цепи обратной связи; Ку коэффициент уси-
ления усилителя АРУ; К дет коэффициент передачи детектора АРУ; к. ф
коэффициент передачи фильтра АРУ; Е з напряжение задержки АРУ.
В реальных системах при больших входиых сиrналах амплитудные ха-
рактеристики также проходят весьма полоrо, приближаясь к указанным зна-
ченням, до тех пор, пока не возникнут значительнЫе нелИнейные Искажения
или переrрузки какнх-либо элементов РУ или цепи обратной связи, либо
пока не приостановится уменьшение К (U у )' После этоrо крутизна амплитуд-
ной характеристики резко возрастает (рис. 11.24), либо достиrается постоян-
ство за счет оrраничения сиrнала. В диапазоне И вых mln <= И вы" <= И вых max
выходное напряжение изменяется по закону
И вых == И вхКнач (1 + Ко. с Е з/ U уо)/(1 + КначК о . Р ВХ/ U уо)'
Переходный процесс в системе АРУ. При Изменении любоrо параметра
РУ и цепи обратной связи в устройствах с АРУ вознИкает переходный про-
цесс, по окончании KOToporo устанавливаются статическИе значения реrули-
339
руемых величинИ вых и К. Переходный процесс может иметь колебательный
lCapaKTep, если неправильно выбрано количество звеньев ФНЧ и их пара-
метры. В этом случае невозможен нормальный прием сиrналов.
Наиболее широко применяются системы АРУ nepBoro порядка, в кото-
рых имеется только один элемент с постоянной времени, значительно превы-
шающей постоянные временн остальных элементов. Обычно таким элемен-
том является однозвениый Ф НЧ включенный на выходе безынерционноrо
детектора системы АРУ. Переходиый процесс системы АРУ nepBoro порядка
моиотонный.
Если задана длительность переходноrо процесса в системе APYt APY при
перепаде амплитуд Dn, то максимальио допустимое значение постоянной вре-
мени цепи АРУ можио выбрать из условия
't"ф ..;;: 0,45t АРУ (1 + К и . о. с), (11.37)
rде К и . о. с ... И BXSpXKO. C коэффициеит интенсивности обратиой связи; Spx
крутизиа РХ; Ко. с коэффициеит передачи цепи обрати ой связи; И вх ампли-
туда входиоrо сиrнала.
Коэффициент К и . о. с соответствует заданиому значеиию перепада Dn....
... и ВХ. П/ И вх m1n амплитуд сиrнала относительно минимальной амплитуды
И ВХ min' при которой начинает работать система АРУ и Do =а О. Значение К и . о. с
находят путем расчета, если известна аналитическая зависимость К и . о. с (И вх)'
или из rрафика зависимости К и . о. с (И ВХ)' который леrко построить, используя
rрафик РХ.
Искажения модулирующеrо сиrиала в приемиике с АРУ. При слишком
малой постоя иной времеии возникают частотиые, фазовые и нелииейные ис-
кажеиия модулирующеrо сиrнала в приемниках сиrиалов сАМ. Уровеиь
этих искажеиий зависит от иапряжения сиrиала иа входе.
Минимально допустимое значение постоянной времеии ФНЧ 't"ф опреде-
лиется иеравеиством
't"ф:> К и . О. с mах/ 2лF min Рп,
rде Рп представляет с обой наимеиьшее из чисел
Рl == V 1 (твых/твх) 2 ; Р2 == k r ; РЗ == tg <р.
Здесь твых/твх допустимое измеиеиие rлубины модуляции; k r допусти-
мое значение коэффициента rармоиик; <р допустимое зиачеиие фазовоrо сдвиrа.
Значеиия k r , <р, твых/твх задают на мииимальиой частоте модулирующеrо си-
rиала F min' Максимальиое зиачение К и . о. с определяют из rрафика зависимости
К и . о. с (Ив!'.),
(11,38)
11.10. Методика расчета систем АПЧ и АРУ
Электронная система ДПЧ rетеродина
суперrетеродинноrо приемника непрерывных сиrналов
ИсходНblе даlUlbl.е: максимальные значеиия измеиеиий частот сиrнала!J.f о тах
И rетеродииа Д! r тах (или дисперсии' случайных измеиеиий частот сиrнала a
и rетеродина а;), допустимая остаточная ошибка системы АПЧ !J.f o . Д' макси-
340
мально допустимое значение длительиости переходноro процесса 'уст. Д при
изменении частоты сиrиала скачком иа t!fи. Кроме Toro, при расчете использу-
ются даниые. получеииые при проектировании приемиика, в частиости, крутизна
статической характеристики УЭ 8 уэ , полоса пропускаиия УПЧ П УПЧ и
напряжение сиrнала на ero выходе U ПЧ ' В ходе расчета системы АПЧ доJj l!ы
быть определены параметры системы и отдельных ее узлов (УПЧ, ЧД, ФНЧ,
УПТ).
Порядок расчета: 1. Определяют начальную ра тройку. Если маКСИ q'
ные значения Д, с тах И д, r тах имеют ПРОТИВОПOJtожные знаки и реrулярiый
характер. то при разностиом преобрааоваиии частоты
t!f и '" I t!fc тах 1 + I t!fr тах 1.
Если известиы дисперсии СЛУ'Jайи 1' измеиений частот сиrиала и re.,..
родииа, то за иачальиую расстройку можио прииять
t!f и >=< l,б -v о: + o .
2. Находят требуемый коэффициеит автоподстройки
К ЛПЧ == t!fH/t!f o . д'
.. 3. Выбирают УЭ и режим ero РQботЬ! ТаК, чтобы получить диаПIlJВ f .
электронной реrулировки ltacToTbI rетерОДина f r тax f r т1п:;;" 2t!f и . ОпреДeJIЯЮ
крутизиу статической ха рак те риатики УЭ S VЭ'
"4. Определяют требуемое зиачеиие крутизиы статической характери-
стики ЧД системы АПЧ
8 чдт с2 (К АПЧ l)f8 уэ К ф ,
rде К ф коэффициеит передачи ФНЧ (см. п. 11.2).
5. Рассчитывают ЧД так, чтобы получить максимальиую крутизну ero ста-
тической характеристики 8 чд тах' При атом выбирают амплитуду тока кол-
лектора траизистора / Кт "'" 0,5/ иас' rде / "ао ток иасыщения транзистора.
6. Определяют полосу втяrивания систеМы АПЧ при SЧД == 8 чд тах
3
ДР вт == k 1 у' 4/Кт8уэКдdэ m1пfчд/Ск. '
rде k 1 == 0,8 ДЛЯ ЧД на двух связаННЫJi контурах и k 1 == 0,9 дЛЯ ЧД иа рас-
строеииых контурах; d э т1п минимальио достижимое затухание наrружеННЫJl
контуров ЧД; f чд чаСТОта настройки ЧД; К д коэффициент передачи диод-
иых детекторов ЧД (см. rл, 9); С к емкость контуров ЧД. Зиачеиие d э пti
можно вычислить по формуле d э mln '"'" d o + (g22Э + 1 /Я ВХ . д)/2лfчдСк, rде
d o затухание ненаrруженных кои туров ; g22Э выходная ПрОВОДИМQСТЬ тран-
ЗИстора ЧД, включенноrо а общим эмиттером; Я вх . Д входное сопротивление
Диодных детекторов ЧД.
7. Если др вт :;;.. 2Д' н' определяют максимальную крутизну характеристики
ЧД по формуле [83]
8 чд тах "'" k 2 / к.т К д/ft д С l(d mln'
rде k 2 == 0,14 дЛЯ ЧД на двух связаниых ко.итура]l: и k 2 == 0,24 дЛЯ ЧД 113
расстроенных контурах. Если 8 чд тах :;;.. 8 чд т' В системе АПЧ не примеliJпo1'
УПТ. Если 8 чд тах < 8 чд т' примеияют УПТ е коэффициеитом усиления
К упr 8чдт/8чд так'
341
8. Если I!.F вт < 2Af н' рассчитыэютт ЧД так, чтобы получить не макси-
мальную крутизну ero характеристнки, а достаточную полосу частот между
экстремумами характеристикн [83]
П м . э == k3 (I:J.Р вт . т)3/Кiкm S уЭ'
rде k3 == 0,46 дЛЯ ЧД на связанных контурах н k3 == О ,25 для ЧД на расстро-
енных контурах; t1F BT . т == 2t1fи требуемая полоса втяrивания системы АПЧ.
9. Определяют крутизну статнческой характеристики ЧД
Sчд == ki[ктКд/f дСкd .
rде d э "'" П м . эlfчд'
10. Вычисляют требуемый коэффициент усиления УПТ
К УПТ z= SЧДт/SЧД'
11. Находят требуемое напряжение сиrнала ПЧ на входе ЧД И чдт ==
z= [Кт I у 219 1. rде I у 21Э I модуль прямой взаимной проводимости транзистора,
включениоrо с общим эмиттером, на частоте настройки ЧД. Если И ЧДт больше.
чем напряжение на выходе OCHoBHoro УПЧ приемника И пч . то перед ЧД
используют дополиительный УПЧ с козффициентом усиления Купч==Ичдт/Ипч,
Для стабнлиsации крутизны статической характеристики ЧД при измеиении
уровня входноrо сиrнала транзисторы ЧД вспользуют в режиме оrраничения.
Для этоro выбирают коэффициент усиления дополнительиоrо УПЧ в два-три
раза больше расчетноrо. Чтобы АЧХ УПЧ слабо влияла на полосу втяrивания
системы АПЧ, следует выбирать полосу пропускания УПЧ большей необходи-
мой полосы втяrивания.
12. Выбнрают постоянную времени ФНЧ так. чтобы длнтельность пере-
ХОДноrо процесс а не превышала заданноrо значеиия t y и достиrалась устой-
чивость системы АПЧ (с запасом). Если снстема АПЧ должна работать при
малых уровнях сиrнала. то постоянную нремеии ФНЧ выбирают. учитывая
также требования в отиошенни допустимых флюктуаций ПЧ. ДЛЯ оценки
ВJlняния запаздывания сиrнала в тракте ПЧ на устойчивость системы АПЧ
определяют время эапаЗДЫRaНИЯ 'l:з == У/ П УПЧ ' rде У з коэффнциент, зна-
чения KOToporo находят по rрафику, приведеиному иа рис. 11.7. П упч
полоса пропускания УПЧ.
Минимально допустимое значеиие постоя иной временн ФНЧ, при кото-
ром достиrается устойчивая работа системы АПЧ, определяют по формуле
'l:ф. т1п == 2 (К Апч 1) '[з/л.
Максимально допустимое значенне постояиной времени ФНЧ, при котором
длительность переходиоrо процесса t,YCT не превышает допустнмой (,уст. д' опре-
деляют по формуле (11.6) или (11.7). Если окажется 'l:Ф. min> 'l:ф. тах' то
можно выбрать постоянную времени ФНЧ, равную 'l:ф. mзх ; при этом необходимо
расшнрить полосу пропускания УПЧ так, чтобы выполнялось условие устойчи-
вости системы АПЧ, т. е. П упч :> 1'з'1:3' rде '1:3 == Л.ф. твх/ 2 (К Апч 1).
При мер. Заданы: Ми == 2 мrц; Мо. д == 0.2 Mrn; fчд == 30 Mfu; t yCT . д ==
== 0,5 мкс. Определяем К Апч == 2/0.2 == 10. Пусть К Ф == 0,8; Sуэ == 2 Mru/B.
Вычисляем sчдт == (10 1)/2 . 0,8 z= 5,63 B/Mfn. Пусть ЧД иа двух связанных
контурах выполнен на транзисторе, у KOToporo [аве""" 10 мА, g22Э == 10 мкСм,
'У 21э l == 40 мСм. Принимаем [к.т. == 4 мА. Пусть в результате расчета ЧД
шшучено К д == 0,6; R BX . д=-5 кОм; Ск. == 50 пф. Принимая d o == 0,01, найдем
d э т1п == 0,01 + (lO i + 1/5 103)/6,3. 30 . 106 . 50 . 10 1i == 0,03; t1F вт ==
== 0.8 -v 4.4. 10 3 , 2. 108 . 0,6.0,03.30. 106/50' lа 12 == 7 Мfц > 2t1fll ==
342
== 4 Мfц, Определяем Sчдrnaх == 0,14.4. 10 З. 0,6/302.1012 . 50 .10 12'O,032:D
=- 8,3 В/Мfц > 5,63 Мfц, поэтому УПТ не иужен. Находим U ЧДТ "= 4. 10 З/40Х
Х 10 З == 0,1 В. Пусть П1?ПЧ == 5 мrц, причем УПЧ содержит две расстроеи-
ные тройки коитуров. Из rрафика (рис. 11 ,7) находим 'I'з == 1,2. Вычисляем
't з == 1,2/5 == 0,24 мкс; 't"ф. mlп -== 2 (1 О 1) О,24/л =z 1,3В мкс; 1'ф. rnaх == 0,5 Х
Х 10 З . 10/lg 10 (10 1) == 2,5 мкс. Прииимаем 't"ф == 2 МКС.
Электронная система фдпч rетеродина
суперrетеродинноrо приемника непрерывных сиrналов
Исходные данные: как и иа разработку системы АПЧ, кроме допустимой
остаточной ошибки, которая для системы ФАПЧ равна нулю.
Порядок расчета. 1. Определяют иачальиую расстройку так же, как и для
системы АПЧ, и принимают др вт > 2tJ.f H .
2. Выбирают УЭ и режим ero работы так, чтобы получить диапазои 8лектрои-
иой реrулировки частоты rетеродина f r твх f r mln > 2AtH. Определяют 1!:ру-
'I'изну статической характеристики УЭ S},''Э и U у тах'
3. Вычисляют полосу удержаиия системы АР уд по (11.10) или (11 .11).
Должио выnолияться условиа дp д > др вт , В противном случае иеобходимо
выбрать друrой УЭ или умеиьшить Д, н' примеиив дополннтельно систему АПЧ
(см. рис. 11.5).
4. Задаются соп r отнвлением ФНЧ (рис. 11.2, а) и определяют коэффициеит
передачи ФНЧ К Ф ( 1.2). .
5. Выбирают ФД (см. п. 9,2) и определяют максииальное иапряжеиие на
ero выходе U ФД тах' Еслн примеиеи балаисиый ФД, то целесообразио выбрать
амплитуду сиrиала иа ero входе и с порядка нескольких вольт, а амплитуду
опориоrо иапряжения (иапряжеиия rетеродииа) U оп « U с' Практически доста-
точио, чтобы И оп == (0,2. . _ 0,3) И с ' При этом максимальиое иапряжеиие ка
выходе Ф Д U ФД тах == К ди оп' rде К д коэффициеит передачи диодных детек-
торов ФД (см. п. В.3).
6. Определяют иеобходимый коэффициеит усиления усилителя в ЦР Ку ==
== U у тах/и ФД mахКФ' Ес.1JИ Ку < 1, усилитель не иужеи.
7. Определяют 't"ф из условия (11.8) н вычисляют t ll по формуле (11,9).
При этом получается большая полоса втяrивания др вт == АР уд' одиако зиаче-
ние 't"ф может оказаться соизмеримым с постояниыми времеин друrих элемеитов
ЦР и система ФАПЧ будет иеустойчивой. В таких случаях выбирают др..,
лишь иесколько больше требуемой. Если зиачение t y больше допустимоrо t y , доп'
иеобходимо пересмотреть требования к системе ФАПЧ.
В. Если принято др вт < tJ.F уд' выбирают 't"ф из условия устойчивости систе-
мы ФАПЧ. ДЛЯ этоrо определяют время запаздывания СИrнала в УПЧ t s по
формуле (11.12), вычисляют отношение tJ.Fвт/2КФАПЧ и произведеиие tзКФАПЧ'
По rрафику иа рис. 11.В, а иаходят пронзведеиие КфАпч't"ф и вычисляют "ф_
9. Вычисляют t з . доп по формуле (11.17). Если t s > t s . доп' система ФАПЧ
Иеустойчива. В этом случае увеличивают полосу пропускаиия УПЧ, чтобы умеиь-
шить t з , и определяют новое значеиие 't"ф'
10. Если tJ.F BT/tJ.F уд < 0,5, значеине 't"ф можно определить по формуле
't"ф == O,215tJ.F yA /(tJ.F BT )2. В этом случае (у == 2тф ln (tJ.fH/tJ.f K ). Если t y < t y . доп'
проверяют устойчивость системы, 1'. е. выполнение условия t з < t s . доп' Если
же t/{ > (/{. доп' в системе не удается реализовать требуемые параметры.
348
Система АРУ HenpepbIBHoro действия
И cxoalibl.e даlUlbl.е: пределы изменения напряжения сиrнала на входе
приемника. допустимые пределы изменения напряжения сиrнала на выходе.
1< роме Toro, MorYT быть заданы быстродействие 'Системы. уровень вносимых
перекрестных и иелинейных искажений модулирующеrо сиrнала, допусти-
мые измеиения АЧХ,РУ и др, На этапе разработки структурной схемы при-
емника выбирают способ реrулировки усиления, число реrулируемых кас-
кадов и делителей напряжения. Подробный расчет системы АРУ выпол.
няют после элеКтрическоrо расчета РУ в начальном режиме.
Порядок расчета: 1. Выбирают число реrулируемых каскадов, учиты-
вая, что один каскад позволяет получить rлубину реrулировки от 15 до
25 дБ (в зависимости от требований к стабильности ero показателей). При
этом во избежание значителЫlЫХ нелинейных искажений напряжение сиr-
нала на входе каскадов не должно превышать значение порядка 10 мВ. Если
имеющихся в приемнике каскадов УСЧ и УПЧ иедостаточно для получения
вадаиной rлубины реrулировки, то можно дополнительно применить реrули-
руемые делители напряжения (см. п. 11,8).
2. Выбирают предельные значения тока коллектора [1(0 mlп И [1(0 тах'
учитывая, что для повышения эффективности реrулирования иеобходимо изме-
нять [ко в широких пределах, а для улучшения остальных показателей эти
прёделы следует оrраничивать. Можно считать, что допустимое значение
[1(0 тах в высокочастотных транзисторах малой мощности ие превышает
3...5 мА. Часто выбирают [1(Отах == 1... 2 мА, Ток [1(Omin в окоиечных кас-
Кадах УПЧ должен быть ие меньше 0,25... 0,3 мА, а в остальных каскадах
ДОДетеКторноrо тракта ие менее 0,1 .., 0,2 мА, Приведеиные значения явля-
ются ориентировочными и зависят от коикретных условий. Обычио а ==
-== [ко mln/ [1(0 тах :;;.. 0,05.
3. Определяют коэффициенты qmln для каждоrо транзистора.
4. На основании результатов расчета РУ с помощью формул (1I.30
11.34) определяют максимальное и минимальное зиачения произведения
коэффицнентов усиления всех реrулируемых каскадов.
5. Вычисляют rлубину реrулировки по формуле а == 20 Ig (К таХ / K m1n ) .
Учитывая разброс параметров транзисторов и поrрешности расчета, умень-
шают полученное значение на 2...4 дБ. Если получеflное значение а будет
меньше а и . рассчитанноrо по фОР lуле (11.29), необходнмо увеличить число
реrулируемых каскадов, если это возможно, или уменьшить q (в допустимых
пределах). Если и это ие дает желаемоrо результата, то следует применить
дополнительное шунтирование (рис. 11.17) или отказаться от реrулировки
нзменением режима и применить реrулируемые делители напряжения
(п. 11.8).
6. При расчете динамическоrо режима системы АРУ необходимо опре-
ДeJIИТЬ постояииую времеии фильтра АРУ 't'ф (см. п. 11.9) и уточнить зиаче-
иие Ко.с и число реrулируемых каскадов, учнтывая требования к переход-
ному процессу и допустимые искажения МОДулирующеrо сиrнала (п. 11.9).
7. Если в приемном устройстве с АРУ необходимо одиовременно сохра-
ннть с высокой точностью закон модуляции и получить малое время устаиов-
ления переходцых процессов, то одиовременно должны выполняться условия
(11.38) и (11.37). В противном случае необходимо скорректировать расчет
стационарноrо режима, изменив исходные условия, или применить в систе-
ме АРУ более Сложный ФНЧ, иапример, двухзвенный. Методика расчета ди-
намическоrо режима системы АРУ с двухзвенным ФНЧ приведена в [83].
344
rлава 12
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫХ ПРИЕМНИКОВ
11.1. Выбор тнпа структурной схемы
Бытовые радиоприемиые устройства, приемиики, тюиеры, радиолы, Mar.
нитолы и друrие устройства (в дальнейшем радиовещательиые приемиики)
предназиачеиы для приема проrрамм звуковоrо радиовещаиия в диапазоиаJli
длиииых (148,.. 285 Kfn), средних (525... 1607 Kfn), коротких (3'95....
12,1 Mfn) волн с амплитудиой модуляцией и в диапазоие ультракоротких
воли (65,8 '" 74; 100.... 108 Mfn) с частотиой МОДуляцией, в том числе прие-
ма стереофоиических передач [25].
Тюиеры (обычио стереотюнеры УКВ) представляют собой иастроечиые
радиопрнемиые устройства. Предиазиачеиы для приема стереофоиических
н моиофоиических проrрамм радиовещательиых станций с использоваиием
стереотелефоиов или друrой бытовой радиоэлектроииой аппаратуры, имеющей
высококачествеиный стереофоиический УЗЧ с акустической системой.
По электрическим, электроакустическим параметрам и комплексу !iKC-
плуатациоииых удобств стациоиариые и переиосиые приемиики разделяют
иа четыре rруппы сложиости (О высшую, 1, 2, 3; [28]), автомобильиые ра-
диовещательиые приемиики иа три rруппы (1, 2, 3; [23]), кроме Toro, выде-
ляют малоrабаритные (кармаииые, сувенириые, миииатюриые) приемиики,
Требования к акустическим системам изложеиы в [26]. Мех аиические и кли-
матические требоваиия к приемиикам изложеиы в [19], требоваиия по иа.
дежиости в [20], требоваиия безопасиости в [21], методы электрических из-
мереиий в [18J.
Совремеииые радиовещательиые приемиики АМ и ЧМ сиrиалов в боль-
шиистве случаев строят по суперrетеродиниой схеме. Исключеине составляют
миииатюриые переиосные приемиики, предиазиачеииые для приема мест-
ных станций. Для траизисториых приемииков средиих rрупп сложиости
обычио примеияют частичио комбииированиую структуриую схему с полиым
разделеиием АМ и ЧМ трактов иа частоте сиrиала и комбииироваииым ис-
пользоваиием усилительных приборов по обоим трактам, иачииая со смеси-
теля или УПЧ (рис. 12.1). Полиостью комбинироваииая схема ие использу-
ется, поскольку вызывает зиачительиое усложиеиие коммутации и реrули-
ровки, а также сиижает устойчивость. Систему полиостью раздельиых трак-
тов (до УЗЧ) примеияют в приемииках высших классов и в приемииках,
построенных иа интеrральиых схемах (рис. 12.2).
11.1. Расчет попосы пропускання пннейноrо тракта прнемннка
Расчет полосы пропускаиия лииейиоrо тракта приемиика про изводят
по формулам (2.1), (2.2), полаrая i1fд == О.
При амплнтудиой модуляции ширииа спектра определяется высшей
частотой модуляции i1Fo == 2Р тах [28]. При частотной модуляции спектр
существеиио шнре
АРо "" 2Р тах (1 + Фm + V Фт )'
(12.1 )
345
137-230
ЧМтр. В!/
:А .
.
!//(В /i.llfЖ
gсч
А
, СмеСlJтель
, ,
r e,!, epoiJlJH
,
Е
fI
/ /
L .
fl'ёfl/lllрО!КfJ ПОЛОСЫ .
!/П 'I' АМ
блок /(С/18
,
E}/J2, ,
IiaGтpoiUf(J К8р, 'РfI .sN
S ' 4
.sf 2
1
AM
тракт 8У
.
УС/{
.
ЛреоОраJОВrUnм"
Рис.. 12_1. Структур!Ia!Я схема радио,*,ща-.
УКВ БЛОК: ВМ варикопная матрица; ДПФ д&ухконтурный ПОJJОСОВОЙ Фнльтр; К
роАкв; ПН nлaВна>1 иастройка. БЛОК УПЧ-Д: ФСС Фильтр Cf)ср д()...оченноJl селек-
сующнй усилнтель звуковой частоты; БШН бесшумная настройка; ФД ФаЗ0ВЫЙ диск:
Фильтр ультракоротковолновых и телевизиоиных сиrвалов; ДКС ДlЮдныJI кольцевой
тель поднесущей; ФКС формирователь коммутирующих снrналов; КСС коммутатор
усилнтельно-корректирующнй каскад; БСИ блок стереоннднкацни; ЛК левый канал:
монофоиическое звучанне; РБ реrулятор баланса; РТ реrулятор тембра; pr pery.
тельиая обратная связь. УСИЛИТЕЛЬ МОЩНОСТИ: ИП ННДикатор переrрузки, БЗП
каскад. I(МПТ комплемеитв'рная пара мощных транзнсторов. БЛОК ИН. БШН: ИН
РС pereHepaTop батарей. н ата.
t'т,p,f()t!,;ro",p
!lCIIAIIl1"A6 I'fIJЩНOQтIl
=6'
22/J,f271J
(ff...f5) 8
теJJъноrо .приемника l.й rруппы сложности:
контур; Д детектор; УПТ уснлнтель ПОСТОЯfШОro тuкa; ФИ фnКСИРОfffi1lная наст-
ции; Др. Д дробныЙ детектор; ФСТ фазосдвнrающиЙ трансформатор; СУ3Ч соrла-
римниатор. БЛОК КСДВ: КВР кqrpотковолновыЙ р.аСТlUIутыЙ поддиапаЗ0Н; Ф ТВ УКВ
смеситель. СТЕРЕОДЕКОДЕР (с. временным разделеннем каналов): ВПН Восстановн-
стереофоннческоrо сиrнала; ФПНЧ фильтр подавлення надтональных частот; УКК
flК: правыЙ канал. ПРЕДВАРИТЕЛЬН Ы!l УЗЧ: Ст-стерео; ПС Псевдостерео; М
лятор rромкости; БПС блок псевдостерсо; БС блок соrласоваиня; ООС отрица-
"лок защнты от переrРУЗ0К, ДУС дифференциальныЙ УСИJIнтель, ПОК предоконечныli
ННДикатор настроЙки; КЛ КJIюч; Тр триrrер. БЛОК ПИТАНИЯ; С стаБИJIнзатор;
билизатор; КМП компаратор
"'(.О о
!:'
"'''' о
:!f-<'"'
" ;]!
:э I u
S ,.
/:1::2
a:>'
",..
"' I
Q
-="'
8.R ...
'"' II'Q
:",g{
!oi !
::; Q",
g =;l:Q
iI! :r::>'
ci:i'
u I!:::
:r:
r:: '
} I i
"" ":>'
1:! "
!i .. 18:>,"
"":::
} ;
..I ::;:
2\!:"" '
"'( о 1iJ'''II''>O
}
'"' -&""
T
f-<
.. iЗ
:l r: r ""
i I
"" \:: i
, Ii ,f-,
:::; = :>.
"s . } : j
k:
",.
. g.:
"'
r:1. :е..:>'
r:o"
8i u>
lii:xiiZ
.. 11
JI'Q :
< ' t йii
.. !:
111
I:@
I'Q
}
'i;!
J I
i
:
;:::
{
i
;;}
i'<
s
I '
т
А ВУ I1p oopaJ08ah1e.lfb
,..л.., ,
!/ЛЧ
'1..
,
(
f
l.!Lастроuка.../
ДВ,СВ
!l3Ч
Рис. 12.3. Структуриая схема раДиовещательноrо прнемннка 4-0Й rруппы сложности:
К..... контур; дпф двух контурный Фнльтр; р резисторнаq HarpY3Ka; р! реrулятор
rромкости; VTJ... VT4 КТЗI5; VD Д9В; DAJ Ю74УН4
rде 'Ф т == д! т тах/ Р тах иидекс частотной модуляции (максимальиая девиа-
ция частоты в УКВ ЧМ вещаиии Д! т тах == 50 Кfц). Неточиость иастройки
по оптическому ИНДИКатору определяется уплощеииой частью резоиаисиой
характеристики приемиика: при иастройке по мииимуму искажеиий иеточность
б и существенио умеиьшается. Нестабильность передатчика б с « б r и поэтому
обычио ие учитывается. Рассчитаииую по формуле (2.2) величииу t1.f зап следуе'l1
умиожить на отиошеиие kзн/kАПЧ' rде коэффициеит зиачимости k 3H == 0,1.., 0,5
показывает, какую часть возможной нестабильиости иужно учитывать при
проектировании приемиика: при этом предполаrают, что остальная иестабиль-
ность устраняется слушателем. Значения коэффициеита автоподстройки частоты
прииимают равиыми К АПЧ == 2 '" 3.
В приемниках высших rрупп сложиости в АМ тракте вводят перемеииую
полосу пропускаиия; при этом требования высокой селективиости обеспечи-
вают иа узкой полосе, а требоваиия по неравиомериости частотиой характе.
ристики тракта иа широкой. При определении узкой полосы пропускаиия
прииимают П узк == 2Р miп' rде полоса звуковых частот, которая обеспечивает
Мииимально иеобходимое качество воспроизведеиия F т!п == (2 ... 2,5) кrц.
Неравиомериость частотиой характеристики лииейиоrо тракта прием-
иика в пределах устаиовлеииой полосы частот П
а п (а п прк + а п узч) (а ПА + а пд ), (12.2)
rде ап прк задаииая неравиомериость частотиой хар'актеристики прием-
ника (по звуковому давлеиию); а пузч , а пд , а ПА иеравиомериость час-
тотной характеристики в области верхиих звуковых УЗЧ. детектора и аку-
стической системы. Для приемииков средиих и высших rрупп сложиости
а пузч == (4...6) дБ. Коэффициеит а ПА может быть иайдеи по усредиеииой
частотиой характеристике акустической системы: для высококачествеииых
rромкоrоворителей иеравиомериость достиrает 6...8 дБ. Коэффициеит час-
тотиых искажеиий типовоrо детектора а пд == 1 ... 2 дБ.
К иеравиомериости частотиой характеристики лииейиоrо тракта ЧМ
тракта предъявляют более жесткие требоваиия а п (3 ... 6) дБ. Это обус-
349
;ловлено тем, что существенная неравномерность G п сопровождается неравно-
мерностью фазовой характеристики, которая приводит к возникновеН\iЮ не-
линейных искажений.
12.3. Выбор активных эnементов
Выбор типа усилительных и преобразовательных элементов производят
по методике, приведенной в п. 2.3.
В трактах УПЧ-АМ, УПЧ ЧМ, в предоконечных и оконечных каскадах
УЗЧ следует применять бнполярные транзисторы, так как они обеспечивают
более высокий коэффициент передачи. В то же время во иходных каскадах
СЧ и ЗЧ в приемниках высоких rpynn сложности, а также в автомобильных
приемниках, к которым предъявляются высокие требования по помехозащи- .
щеиности, целесообразно использование полевых транзисторов, имеЮЩИ!li
такие преимущества, как малый коэффициент шумов, высокое входное сопро-
тивление. квадратичность ВАХ.
В последние rоды в радиовещательных приемниках широко применяют
интеrральные микросхемы как универсальноrо назначения, так и специально
разработанные для радиовещательной аппаратуры (серии 1(157,1(174, К224,
1(237, 1(548, 1(553). Выбор типа интеrральной схемы производят по ее функ-
циональному назначению, электрическим параметрам (крутизне ВАХ, час-
тотным характеристикам, входным и выходным сопротивлениям, напряжению
питания) и эксплуатационным данным.
Применение rибридных ИС ПОзволяет сократить до минимума количе-
ство АЭ, уменьшить трудоемкость монтажных и настроечных работ, rабари-
ты и материалоемкость изделия, обеспечивает уиифнкацню схемотехниче-
ских решений и повышенную ремонтоприrодность.
Применение ПОJ1УПРОВОДНИКОВЬJХ ИС, кроме Toro, позволяет с)'ществен-
но повысить качество и надежность приемников за счет использования спе-
циальных схем, которые MorYT быть реализованы только на базе интеrраль-
иой технолоrии например, схем с большнм количеством АЭ, обратныJCI
Таблица 12.1. Осиовные типы транзисторов, диодов и интеrральных схем,
примеияемых в радиовещательных приемииках
Тип элемента
Каскад Тракт I
Траызисторы 11 диоды ИнтеrpаlIьные схемы
Усилители АМ КП303, 1(П307 К174ХА2, К237ХАl
сиrнальной К Т339, КТ361. КТ368 К2ЖА371, К1НТ591
частоты КТ313, КТ315 A244D
rrзl3, rT322
ЧМ КЛзоз, КП307 К237ХА5, К2ЖА375
КТ315, КТ368,
rT313, rT328
350
Продолже uе табл. 12.1
Тнп элемента
Каскад Тракт Транзисторы и диоды I
Интеrральные схемы
Преобразо- АМ КПЗ0З, КП307, КI57XAIA, КI74XA2.
атели час- KT3I5, KT3I6, КТ326 K237XAI,
тоты (сме- КТ339, 368, К2ЖА242, К2ЖА37! ,
сители) П309, r 322, КIHT59I, А244О
кольцевой смеситель
Д9В, Д20
ЧМ КП307, К237ХА5,
КТ339, КТ368АМ, К2ЖА242, К2ЖА375.
П3I3, П328 КIHT591
..
rетеродины АМ КП303 КI57XAIA, Кl74XA2,
KT3I5, КТ316, КТ326, К237ХА1,
КТ339, KT36I, КТ368, К2ЖА242, К2ЖА371,
П309, П322 А244О
,
ЧМ КТ339 К237ХА5,
П322 К2ЖА242, К2ЖА: 75,
КIHT59I
fсилители АМ КП303 КI74XA2 , К237ХА2,
9р межуточ- KT3I5, KT3I6, КТ326, К2УС242,
нои чаСТОТЬj КТ339, KT36I, КТ368, А244О
П309, П322
т'
ЧМ KT31q, КТ316, КТ326, Кl74YP3, Ю74ХА6,
КТ339, КТ359, КТ368, КI74ПСI,
[Т322 К2УС242, К2УС375,
К2ЖА242,
Ю I8YН2A, К237УР5,
I ЮНТ591, A28IВ
. .
Детекторы АМ Д9В, Д9 (Б, [, Е, Ж), KI74XA2, К237ХА2,
Дl8, Д20 К2ЖА372, КIHT591
КТ315, КТ361
ЧМ Д2, Д9, Дl8, Д20, Кl74YP3, КI74XA6.
КД503, КД514, КД52I, К2УС242
[Д507, r Д508
351
"'1.
Тип элемента
Каскад Тракт I ИнтеrраJJьиые схемы
Транзнсторы и дноды
Усилители Каскады КПl03 КI57YД2, К237УН2,
зв ковой предвари- к:Т315, КТ361 , КI 74ХА2, КI74YН7,
частоты тельноrо КТ31О2, КТ31О7, КI74YH4,
усиления КТ502, КТ503 К553УДIА, К553У Д2,
КI УС744А, К2УС245,
К2УС371, К2УС372
Предконеч- К Т209, КI74YH4, КI74YH7,
ные и вы- КТ315, КТ316, КТ361, ЮУС744А
ходные кас. КТ503, КТ601, КТ603,
кады К т 626, КТ 805, КТ807,
КТ808, КТ814, КТ815,
КТ816, КТ817, КТ837
rI402, rT404,
rT703, rH05
Стабилизаторы 7П2А.С, 7П3А-С К2ПП241
напряжения КТ315, КС433
П'JOдолже uе mабл.12.1
связей, дифференциальиых и балансных схем, резервирования. Предостав-
ляется возможиость расширить потребительские удобства, введеиие кото-
pblJCI было бы невозможио из-за сложности при дискретиом исполиении.
Рекомеидованные к примеиению типы активных элемеитов приведеиы
в табл. 12.1, их параметры и характеристики в [44, 104].
12.4. Расчет коэффициента усиления
линеl4ноrо тракта приемника
Расчету коэффициеита усиления линейноrо тракта приемника предше-
ствует расчет допустимоrо коэффициента шума приемника (п. 2.3), целью ко-
Toporo является уточнение выбора типа первоrо АЭ. При этом исходят из
требоваиий реальной чувствительности Е Ар == Е АрТЗ' зиачения 'l'ВХ рассчиты-
вают по материалам 13 rл., принимая дЛЯ АМ снrнала т == 0,3; 'l'вых == 20 дБ,
МЯ ЧМ сиrналов девиации частоты 15 Krll, 'l'вых == 26 дБ. Приближениаи
методика выбора первоrо АЭ по шумам приведеиа в четвертой rлаВе. Задаваясь
Q'ипом АЭ (Штр) , проверяют выполнение требованнй по реальной чувствитель-
ности Е Ар < Е Ар ТЗ, rде Е Ар определяют по формулам (4.54), (4.55), Шву
#<$ (1,5... 2) Ш тр '
Коэффициент усиления линейноrо тракта приемника (до детектора)
/(л.т == и д/Е А' (12.3)
rде и д иапряжение промежуточной частоты, иеобходимое для нормальиой
P TЫ детектора. Чувствительиость со входа приемника опредеЛЯЮТt хак
851"
Е А == Е А тз/аЕ' rде Е А Тз норма чувствительности;, а Е .... 3 ... 5 коэффи-
циент запаса.
Прн этом возможно неравенство Е А < Е Ар' что обеспечивает дополни-
тельную возможнооть приема большоrо колнчества радиос!танЦИЙ с отноше-
нием сиrнал помеха 'l'вых « 'l'вых тз. Величнна И д в АМ тракте опре-
деляетоя тнпом диода, допустнмыми нелннейными искажениями, схемой
автоматнческой реrулнровки усиления. Табл. 12.2 построена прнменител,ьно
и типовой ахеме диодноrо детектора. Под величиной И д в ЧМ тракте ri6ни-
мают напряжение, приложенное ко входу АЭ преобразователя вида модуля-
ции. Если АМ ИJjИ ЧМ детектор входнт в состав ие, под величиной Ид по-
нимают напряжение на входе ИG. Напряжение Ид определяется схемой час-
TOTHoro детектора, типом диодов, требованиями к подавлению паразитной
амплитудной модуляции и допуатимыми нелннейными искажениями. Как рид-
но из табл. 12.2, входной уровень, необходимый для работы дробноrо детек-
тора" на один два порядка ниже, чем у чаатотноrо дискрнминатора, что
и обусловнло ero повсеместное пр именение.
Таблица 12.2. Минимальио-допустимые напряжеиия иа входе амплитудноrо
и частотноrо детекторов И д, мВ
АМ детектор ЧМ детектор
полупроводииковых ПРllбор .1 . ..
rруппа ив ив ИС..
СJJОЖНОСТИ I ..
riриемникh ив ПОЛУП РQ -/ дробиыjt чвстотныj! I ив схеме
водииковыx ив ИС' дискрИМliнцtо
диодвх Детектор с оrРВИИЧИТ'l!лtм совпвдМ'II/t
Высшая 5QO ,.. 1000 30... 100 (I '" 2) . 103
1,2 IOО '" 500 1,5 10...30 500... 1060 0,05
3,4*** 50.,.200 10
*ис типа К2ЖА375 включает четырехкаскадный УП Ч, детектор основ-
HorO канала и детектор АРУ.
**ис типа К174УР3 включает восьмикаскадный уСилитель оrpаничитель,
миттерный повторитель, частотный детектор на схеМе совпадениА и предварн-
fельный У3Ч.
***В табл. 12.2; 12.4; 12.5 четвертая rруппа СЛО)i{НОСТИ ПРИ,еI!lНИКОВ введена
словно под ней следует понимать rруппу малоrабаритных tф.tемникоil.
12.5. Проектнроваине тракта СНfиапьиоji чвстоты
Oc oв ыe требоеа ия, предъявляемые к тракту сиrнальной частоты: Диа-
пазон рабочих частот f Оmlп ... f Отах' селективность по зеркальному каналу
О'з.к' селективность по помехе а частотой, равной промежуточной О'пч. нерав-
номерность А ЧХ О' П СЧ в пределах заданной полосы пропускания П, реальная
G лективность, реальная чувствительность Е Ар (коэффициент шума приемника
IJI прк )' ос:лаб,ление излучения rетеродина, И СМ максимально допустимое fI.апря-
1RеJЩе Сl!rJ!вльн'ой Частоты на ВJ{оде смесителя [7, 8, 23, 28],
p{tq'l,Qm c/11-рg. !1IурНОа cxe.nw тракта СЧ прОиэводяt п'/) методике, и&ло-
жен ной в rл. 2. При TOM разбивку на ПОДДиапазоны прои водяt ToJlbKO на
85
КВ, тде наибольшая члот:ность распределения станций, и наиболее сильно
выраженный МИКР::J:!JJННЫЙ э:р:рскт. В отличие от друrих диапазоиов, на
КВ радиостанции размещаются па отдельных участках 3,95... 4,0; 4,75...
4,995; 5,005... 5,05; 5,95...6,2; 7,1...7,3; 9,5...9,775; 11,7...11,975 мrц.
При расчете растянутых поддиапазонов принимают КОЭффИЦИeRТ запаса
по пер крытию равным 0,5...1 %.
В качестве антенн используют наружные антенны (на всех диапазонах),
а также внутренние; на ДВ, СВ (реже на КВ) ферритовые (маrнитные),
на КВ штыревыз телескопические, на УКВ петлевые вибраторы н шты-
ревые телескопич ские.
В качестве устройства пастройки на ДВ, СВ, КВ (АМ тракт) по кон-
QТрУКТОрСКИМ И экономнческим соображениям используют конденсатор пере-
менной емкости (обычно 5.. .280 пФ в переносных и 10 ... 430 пФ в стацио-
иарных моделях). В автом{)бильных приемниках, как правило, применяют
ферровариометры, которые обеспечивают более высокую надеЖНGСТЪ в усло-
виях сильных вибраций. На УКВ-ЧМ диапазоне используют вариапные
матрнцы KBC 111 А, реже малоrабаритны-е конденсаторы переменной емко-
сти (2 ... 16 пФ). Обычно при использовании варикапов кроме основной На-
стройки предусматривают возможность фиксированной настройки. В послед-
ние rоды начинается примеиеиие варикапных матриц (АВС-120) также на
)l.иапазонах ДВ, СВ, КВ. Вторая область примепения варикапов системы
АПЧ.
Стандартные значения промежуточных частот для радиовещательноrо
приема составляют 465 ::1:: 2 Kfn; 1,84::1:: 0,008 Mfn; 10,7::1:: 0,1 Mrn. Как'
правило, применяется одно преобразование частоты: в тракте АМ f пр ==
== 465 Kfll, в ЧМ трак:те f пр == 10,7 МТц. В приемниках высшей rруппы
сложности в отдельных случаях используют двойное преобразование;
в тракте ЧМ f ПР1 ==10,7 Мfц, f ПР2 == 465 Kfn, в тракте АМ на КВ f ПР1 ==
== 1,84 Mrll, f ПР2 == 465 Kfu.
Ослабление на rраницах п{)лосы пропу кания может быть н.айдено, исхо-
)l.я из общей неравномерности линейноrо тракта
апсч == ал аппч,
(12.4)
которая в свою очередь определяется по формуле (12.2). Поскольку резонан-
сная система тракта ПЧ HaMHoro сложнее, чем тракта СЧ, она может обеспе-
чить значительно лучшую прямоуrольность а П пч/а п сч <{ 1, откуда для ве-
щательных приемников можно принять а л пч == 3 '" 6 дБ.
Максимально допустимый по нелинейным искажениям смесители коэф-
фициент передачи тракта СЧ находят так
К сч rnax == U см/Е А'
ТДе БА СМ. формулу (12.3). Величииу и СМ определяют по методике п. 2.6,
ДJl1iI смесителей вещательных приемников на биполярных траНЗИ6ТОРВ'" и ИС
и см == (10 ... 1000) мкВ: для к{)льц вых диодных ОМ@СИNлd И емеоителей
на полевых транзисторах 9ТВ норма может быть rrвеЛИЧeIlа иа несколько по-
рядков.
854
Таблица 12.3. Коэффициенты передачи иаскаДО8
радиовещательных ориемников на биполярных траизисторах
и полупроводннковых диодах
I кас- /
Тракт кад
Тнп каскада
(селектнвиой снстемы)
КоэФФицнеит передачи
ДВ. СВ
I<B
УКВ
....
сч ВУ Одиночный резонансный контур 0,05..,0,5
Двухконтурный полосовой 0,05... 0,1
фильтр
усч Одиночный резонансный контур 5...30 3... 10 2...5
Апериодический резисторный 2...5
АМ тракт ЧМ тракт
пч упч* Одиночный резонансный контур 20...80 10...40
Двухконтурный полосовой 10...50 5... 20
фильтр
ФИ,1ЬТР сосредоточенной селек- 3... 15 2..,5
цИИ (N == 3)
Пьезокерамический фильтр 5... 10
Апериодический резисторный 5...10
Детектор Диодный последовательноrо 0,3...0,8
типа
Дробный детектор I ... 2
* Для перехода к преобразователъному каскаду коэффициент передачи УПЧ
соответствующеrо типа должен быть уменьшен в 3. . . 4 раза
Ориентировочные значения коэффициентов передачи каскадов трак:та
сч приведены в табл. 12.3.
ыбор структурной схемы тракта сч производят по результатам про из-
веденноrо расчета и по рекомендациям второй, четвертой и пятой rлав в об-
щем случае для каждоrо диапазона в отдельности. ТИrIОRЫе решения тракта
сч приемнико1i!. АМ сиrналов. принятые В промышленной аппаратуре, при-
ведены в табл. 12.4. св.язь .8J[одноro контура с антенной в приемниках внс-
шей второй rрупп сложности, как правило, трансформ:ато.рная, в моделях
третьей, четвертой rрупп сл,ожности емкостаа.. РежекторlliЫЙ филь.тр про-
межуточной частоты испOJIЬЗУЮТ в прие-мниЮlХ: высшей, первой и второй
rрупп сложности. Кроме наружной антенны на ДВ, св I1рпменяется ферри-
товая антенна; во приемн.нках низших и средних rpупл IЮCJre.цняя работает
как катушка индуктивности входиоrо контура, в моделях высшей и первой
rрупп по раздельной схеме. При расчете отдеЛЬН'0rо каима с ферритовой
антенной принимают минимально возможную полосу пропус:кания Пузк ==
== 4 '" 5 Kfu.
усч н АМ тракте обычно используют по схеме с общим эмиттером, ре-
же по каскадной схеме. Применение усч улучшает чувствительность
примерно на порядок без сннжения общей устойчивости приемника. За с"м
3БА
rаблица
12.4, Типовые структуриые схемы тракта СЧ радиовещательиых
приемииков, прииятые в промышлеиной аппаратуре
Входвое устройство
rpynna I
СJJОЖИОСТИ
приемиика ДВ, СВ КВ
УКВ
Усилитель сиrиальной частоты
I селективиая система
Тип Аэ
ДВ, СВ КВ УКВ
ДПФ Р к к
Высшая К К ПТ, БПТ Р Р
к к к К+К
ИС РИС РИС
К К
Р К
1 ДПФ К к ПТ, БПТ Р Р к
к ДПФ к к
ИС РИС РИС
К К
К ПТ, БПТ Р Р к
к к
2 К К
НК ИС РИС РИС
К К К
К БПТ К К К
3 К К Р Р
НК ИС РИС РИС К
4 К К ИС РИС РИС
Принятые обозначения: БПТ биополярный транзистор; ПТ полевой
транзистор; ИС интеrральная схема; К перестраиваемый колебательный
контур; НК неперестраиваемый контур; ДПФ перестраиваемый двухкон-
турный полосовой фильтр; Р резисторllЫй каскад; РИС резисторный
каскад ИС
дополнительноrо усиления полезноrо сиrнала До OCHoBHoro источника шума
(преобразователя) получают выиrрыш в реальной чувствительности до
полутора раз. Поскольку добавляется еще один реrулируемый каскад, уве-
личивается эффективность АРУ. При этом в отдельных случаях для защиты
УСЧ от переrрузок при меняют управляемый ДИОДНЫй делитель (см. rл. 11).
За счет уменьшения помех перекрестной модуляции и побочных каналов
приема улучшается реальная селективность.
Иная ситуация наблюдается при проектировании УКВ ЧМ тракта,
rде длина волны колебаний rетеродина соизмерима с протяженностью антен-
иы. Для ослабления излучения rетеродина необходимо уменьшить ero связь
с аитенной, что достнrается введением резонансноrо перестраиваемоrо УСЧ
во всех rруппах приемников, а для rрупп высшей сложности и двух УСЧ.
Широко применяется схемз-' включения транзистора УСЧ с общей базой,
а в высококлассных приемниках по каскодной схеме. Часто использую'])
полевые транзисторы, включеиные по схеме с общим истоком, которые обес-
356
печивают Ш == 2 ... 5 дБ на частотах порядка 100 Mru и коэффициент пере.
крестных искажений на 40 дБ меньше, чем на биполярных траизиаторах.
Так же, как в АМ тракте, введение УСЧ улучшает реальную чувствитель-
ность, селективность, стабильность rетеродина. Вследствие малоrо коэффи-
циента перекрытия УКВ диапазона входное УСТройство проектируют как
неперестраиваемый широкополосный контур с поЛосой пропускания несколь-
ко большей, чем диапазон принимаемых частот. В приемниках высшей rpyn-
пы ВУ выполняют узкополосным и перестраиваемым. Для предотвращении
переrрузок параллельно контуру УСЧ вводят оrраничительные ДIlОДЫ.
Кроме Toro в приемниках высших rрупп сложности примениют замкиутую
систему АРУ; смеситель детектор АРУ УПТ первый УСЧ. В СВя-
зи с большим разносом сиrнальных и промежуточных частот режекторный
фильтр для ослабления помех с частотой, равной промежуточной, не ПрИМе-
няется. Вследствие работы в СВЧ диапазоне УКВ блок приемника (ВУ,
УСЧ, преобразователь) выполняют как конструктивно выделениый узел.
Типовые структурные схемы УСЧ промышленных приемников раЗЛl!ч-
ных rpynn сложности показаны на рис. 12.1, 12.2, 12.3.
12.6. Проектнрованне тракта промежуточноji частоты
Oc oв ыe требова ия, предъявляемые к тракту промежуточной чаототы:
8начения промежуточных частот f пр АМ == 465 Krll, f пр чм ... 10,7 Mru (при
двойном преобразовании частоты в приемниках высших rpynn сложности
fпр1 АМ "" 1 ,84 Mrn, f пр2 АМ == 465 Krn, f пр1 чм == 1 0,7 Mrn, f пр2 чм ==
""" 465 kfn), селективиость по соседнему каналу а с . к ==а с _ к ТЗ а с . к сч', не
равномерность А ЧХ а п пч == а п а п сч в пределах заданной полосы пропу-
скания П (коэффициент прямоуrольности k п ), резонансный коэффициеит пере-
дачи К пчо == Котз/Ксчо при заданной устойчивости k y ' автоматическая pery-
лировка усиления (И вх mах/Ивх mln == const, Ивых mахlивых т!п -< const), ко8ф-
фициент rармоник k r . Требование к трактам АМ и ЧМ сиrналов определяют
раздельно, исходя из rOCT и параметров аналоrов [7, 8,23, 25, 28J,
Расчет cтP!l"т!lP oa схемы производят по меТОдике, изложенной во вто-
рой rлаве. При этом фильтр преобразовательноrо каскада ВКЛЮЧЕ.ют в селек-
тивную систему тракта ПЧ.
Перед началом расчета выбирают систему построения тракта, В УПЧ
с распределенной селективностью каждый каскад (обычно ДЛФ) вносит
определенный вклад как в усиление сиrнала, так и в селективность. В VrJч
с разделением функций требуемая селективность осуществляется в преоб-
разовательной ступени с помощью ФСС, а усиление последующими кас-
кадами апериодическими или широкополосными. Такая сиотема иМеет
ряд преимуществ: позволяет улучшить реальную селективность, ПОСКоЛЬку
фильтрация помех осуществляется в первом каскаде; уменьшает влияние
разброса параметров и шунтирующеrо дейатвия усилительных приборов,
так как средние звенья ФСС слабо с ними связаны; повышает устойчивость
1'ракта ЛЧ за ачет чередования резонансны и апериодических каскаДов.
Поокольку ОСновиая селектиЙность ооуществляется в преобраsовател -
пой ступени, селеКтивноать ПОQледующи){ каскадов при расчете атруктурноЙ
a 1
схемы не учитывается. Систему с распределенной селективиостью целесооб-
разно применять в ЧМ тракте приемников высшнх rрупп сложиостя, rде
для получения малых нелинейных искаженнй должна быть обеспечеиа вы-
сокая линейиость фазовых характеристик УПЧ, а для получеиия большоro
усиления, необходимоrо для эффективиоrо подавления АМ, требуется боль-
Шое число каскадов.
При проектировании УПЧ с переменной полосой пропускания Пу.п" П ш.п
расчет производят в том же порядке для каждой полосы в отдельности, по-
лаrая
П у .п==2F miп , ас.к.у.п==ас.кпч' апу.п::;;..а ппч ,
Пш.п == П, а с . к . ш . п == 20 .,. 26 дБ, а п ш.п == а п пч'
Обычно реrулировка полосы пропускания вводится в двух каскадах
УПЧ с тем, чтобы обеспечить достаточно хорошую симметрию АЧХ. В при-
емниках высших rрупп сложностн формируют три полосы пропускания (уз-
кую, среднюю, широкую) или применяют плавную реrулировку. При этом
реrулировка полосы пропускания УПЧ сопровождается изменением частоты
среза ФНЧ (обычно aKTHBHoro RС-фильтра), включенноrо на выходе АМ
детектора.
При распределении усиления следует учитывать воЗможность возиикно-
вения нелинейных искажений оrибающей АМ сиrналов в последних каскадах
тракта УПЧ. ДЛЯ их предупреждения напряжение несущей на входе каска-
да [125J:
и тах "';0,05V k r /m,
откуда для принятых норм и тах ...; (10 ... 20) мВ. Исходя из ЭТоrо, послед-
ний каскад УПЧ АМ целесообразно выполняТь широкополосным однокон-
турным.
Ориеитировочные значения коэффициентов передачи различноrо тнпа
каскадов тракта ПЧ приведены в табл. 12.3.
В приемниках высших rpynn сложности для получения ВЫСОКОй селек-
тивности как по соседнему, так н по зеркальному каналу в отдельных моде-
лях применяют двойное преобразование частоты, При этом селективность
по 3К обеспечивают в первой ступени f ПР1 f np2 ' а основную селективиость
по еК во ВТорой.
Выбор сmР!l"m!lР ОЙ схемы mрахmа ПЧ производят по результатам вы-
полненноrо расчета и рекомендациям, изложенным во второй и пятой rлавах.
Типовые решения, принятые в промышленной аппаратуре, приведеиы в табл.
12.5. В качестве смесителей используют биполярные или полевые транзи'
сторы, дЛЯ АМ тракта также кольцевые смесители на полупроводниковых
диодах (см. rл. 7). Последние обеспечивают минимальное прохождение ком-
бинационных частот в тракт ПЧ. Количество каскадов тракта ПЧ (не считая
преобразователя и дробноrо детектора) составляют: УПЧ-АМ 2...4 кас-
када, УПЧ-ЧМ 3...4 каскада. В качестве ФСС часто используют LС-фильт-
ры типа Ш 4 , состоящие нз П-образных звеньев (п == 3 ...4), или пьеэокерами-
ческие фильтры, соrласованные с активными sлементами при помощи одиноч.
ЙЫх резонансных контуров [7, 8J.
358
Таблица 12.6. Типовые структурные схемы тракта ПЧ рlI)l.иовещателъиых
приемннков, прииятые в промышленной аппаратуре
111' АМ тракт ЧМ тракт
о=-
11;"
u= Се.пективиая система Селективная
о. система
",<:
<:0: Тип I Тип
с:...", АЭ npеобра- I УПЧ Аэ пр еобра- I
>.,,:< УПЧ-1
0.00: 80ватель оконеч- 30ватель УПЧ
",,"'О: иые
Выс- ПТ, Фсс-з, 4 1\ К
шая БПТ ПКФ К Р
ФСС-4,5 К
ДПФ ФСС-4,5, R:
К ДПФ ПТ, ДПФ ДПФ
ДПФ,К БПТ К ПКФ, 1\, Р
ДКС К ФСС-З, 4 1\ К ФСС-4, 5, Р
ИС ПКФ РИС К! ИС
РИС, ДПФ ДПФ, РИС
I ПТ, Фсс-з, 4 1\ 1\ ПТ, К ПI\Ф, 1\, Р
БПТ К Фсс-з, 4 К БПТ К ФСС-4, 5, 1\
ДКС К ФСС-З,4 К ПТ, К
БПТ
ИС ПI\Ф РИС РИС,I\ ИС ПКФ, 1\, РИС
2 БПТ Фсс-а, 4 К К БПТ Фсс-з, 4 1\
К Фсс-з, 4 К ДПФ ДПФ
ДПФ К
ДКС К ФСС-З, 4 !(
""'1"'....
ИС ПI\Ф К РИС ИС К Фсс-з, 4, Рис
ПI\Ф РИС Рис Фсс-з, 4 РИС
К Л!(Ф, К, РИС
. '
3 БПТ ПI\Ф К К БПТ ДПФ Фсс-з, Р
П!(Ф Р Р, К ДПФ ДПФ
ДПФ ДПФ К К К
К Фсс-з, Р
ИС Фсс-з К К ИС К gпФ
ПI\Ф РИС РИС К !(Ф
4 БПТ Фсс-з К К
ПКФ Р К
ДПФ Р К
ДПФ !( К
ИС Фсс-з РИС К .....
Фсс-з РИС РИС
Принятые обозначення: '!( одиночный колебательный коитур; ДПФ
двухконтурный полосовой фильтр; Р резпсторный каскад УПЧ, РИС
реЗPIсторный ИС; ФСС фильтр сосредоточенной селекцин (цифра указывает
число звеиьев); ДКС ДИОДный кольцевой смеситель; БПТ БИПОJIЯрНЫЙ
транзистор, ПТ полевой транзистор. Ие ИRтеrральиая схема, ПКф.....
пьезо-керамический фильтр,
359
r - """"1
11М
6,5MI" l..i2
i
I
e
'0
tf
Рис. 12.4. Схемы комбииироваиных УСИJIителеll ПЧ АМ ЧМ сиrиалов:
а... УПЧ без измеиения схемы ВКJJючеиия транзистора; б УПЧ с изменением схемы
ВКJJючеиия траизистора
ДЛЯ УПЧ характерно комбинированное использование усилительных
8лементов в трактах АМ и ЧМ сиrналов. На рис. 12.4, а показана схема ком-
бинированноrо ДПФ, работающеrо без коммутации вследствие большоrо
разноса промежуточных частот контуров обоих каналов. Последовательное
включение индуктивностей L B' L B в базовой цепи возможно за счет малоrо
числа витков :в отводах. На рис. 12.4, б показана схема комбинированноrо
УПЧ, работающая в АМ тракте как усилитель с ОЭ, в ЧМ тракте как
силитель с ОБ. Значительные резервы по силению позволяют ввести частич-
ное включение АЭ, уменьшающее влияние разбросов их параметров. К TOM
же рез льтат приводит меньшение усиления за счет увеличения емкости
KOHT pOB. Устойчивость работы повышается при введении отрицательной об-
ратной связи по высокой частоте (обычно незашунтированный резистор R э
при схеме с ОЭ). Облеrчение режима работы силительных приборов повы-
шает экономичность и иадежность эксплуатации. В приемниках высших
rр пп сложности избыток усиления используют для Toro, чтобы существен-
но лучшить работ системы АРУ и поднять чувствительность. В то же вре-
мя по соображениям стойчивости число каскадов УПЧ не должно превы-
шать пяти. Если при этом не может быть получена необходимая чувствитель-
ность, следует перейти к схеме с двойным преобразованием частоты.
В транзисторных приемниках высших и средних rрупп сложности ста-
бильность работы преобразователя достиrается применением схемы reTepo-
дина на отдельном триоде со стабилизацией питания. Для ослабления частот-
ной зависимости коэффициента передачи преобразователя К пр следует при-
нимать частоту rетеродина выше частоты сиrнала. Для увеличения К пр
напряжение rетеродина иа входе смесителя должно составлять (0,1 ... 0,2) В.
ДЛЯ меньшения излучения rетеродина на УКВ диапазоне преобразование
целесообразио ос ществлять на второй rармонике rетеродина.
В УКВ-ЧМ тракте, как правило, применяют АПЧ, что обусловлено от-
носительно высоким зиачеиием частоты rетерОДина, а также наличием прав'
ляющеrо иапряжения иа выходе дифференциальиоrо частотиоrо детектора.
860
в приемниках высших rрупп сложиости АПЧ применяют и на КВ диапа-
зонах.
В АМ тракте применяют автоматическую реrулировку усиления (в од-
ном двух каскадах УПЧ), в ЧМ тракте систему АРУ и оrраничения.
Последняя дает большую устойчивость, так как не связана с введением об-
ратной связи. Наиболее часто используемый способ АРУ реrулиро1Jка по
току эмиттера, реже эстафетные схемы и схемы с пассивными реrулято-
рами (см. rл. 11). В приемниках высших rрупп сложности примеияют УПТ
как по каналу АРУ, так и по каналу АПЧ. Оrраничение достиrается либо
специальным режимом работы транзисторов, либо применением диодных
оrраничителей в УКВ блоке и последних каскадах УПЧ.
ДЛЯ сохранения высокой чувствительности приемника при rлубоком
разряде батарей питание блока УКВ, УСЧ, УПЧ осуществляют стабилизи-
рованным напряжением. Типовые решения структурной схемы УПЧ промыш-
ленных приемников показаны на рнс. 12. 1 12.3.
12.7. Расчет детекторов. Стереодекодеры
Выходное напряжение детектора И вых д' образующееся при подаче иа
ero вход напряжения Ид (табл. 12.2), должно соответствовать стандартной
выходной мощности приемника и требованиям rOCT. Полаrая силитель
звуковой частоты лннейной системой, найдем
И вых Д == ЕзчаЕН/V РН/РСТ f
rде Е зч чувствительность У3Ч, а Ен == 1, 2...1,3 коэффициент запаса по
силению. Исходя из этоrо, можно определнть требования к коэффициенту
передачи амплитудноrо н частотноrо детектора
К ДАМ :> И вых . д/И Д т, К Д ЧМ:> И вых д/Ид,
В приемниках средних rрупп сложности в АМ тракте обычно исполь'
зуют ДИодный детектор последовательноrо типа а разделенной наrРУЗКОЙj
при применении ис транзисторный детектор (rл. 8).
В качестве детектора АРУ нспользуют детектор OCHoBHoro канала,
в приемниках высших rрупп сложности применяют отдельный детектор,
обычно параллельноrо типа.
В качестве ЧМ детектора употребляют схемы дробных детекторов на
транзисторах и диодах, ис и диодах, а также схему частотноrо детектора
с фазосдвиrающим контуром на ис; реже используют импульсно-счетные
ЧД (rл. 9). Выходы АМ и ЧМ детекторов (в частностн, в ис) часто соrласуют
со входом У3Ч через эмиттерный повторитель, расположенный непосредствен-
но в блоке ПЧД. Ориентировочные значения коэффициента передачи для наи-
более распространенных схем детекторов приведены в табл. 12.3.
Для приема УКВ ЧМ стереопроrрамм в отечественном радиовещании
принята система полярной модуляции (ПМ) [48, 57]. Принцип ее работы за-
ключается в том, что сиrнал поднесушей частоты ' ПН == 31,25 Kru модули-
руетси по аМПЛИтуде двумя сиrналами звуковой частоты, поступаюшими от
стереофонических каналов А н В. При этом полярномодулированный сиr.
иал (рис. 12.5, а) образуется путем сложения верхних полупериодов напря-
361
t
а
А+В I A B 111 A B 1
Fn fпн fa 1м jпH+FfJ f
б
Рис. 12.5. ПOJlЯРНО-МОДУJJИ!юванное коле-
бание:
а временное предстаВJIение; б спект-
ральное представление
жения поднесущей частоты, модули-
рованных сиrналом А (Р А)' и НИЖИИ:I
полупериодов, модулированиых сиr-
налом В (Р в), Уравнение ПМ кояе-
бання может быть представлено в
виде
и (t) == (И А +ив>+ (И А
И в) sin 2п{ пн t , (12.5)
rде при синусоидальных модулирую-
щих сиrналах
И А == И т (1 +тА тп 2лF A t );
ИВ == И т ( I + тBsin 2лF sf).
Из уравнения (12.5) видно, что ПМ колебание можно представить состоящим
из двух частей. Первая тональиая. которая содержит сумму сиrналов
А + В. Вторая часть надтональное колебание, представляет собой АМ
колебанн поднесущей частоты, модулированное разностью сиrналов A В.
Спектр ПОЛЯРНQlIIодулированноrо сиrнала представлен на рис. 12.5, б. Этим
сиrналом осуществляется частотная модуляция напряжения несущей в диа-
пазоне УКВ, в котором может быть достиrнуто наиболее высокое качество
приема.
Для повышения помехоустойчивости при УКВ стереофоническом ве-
щании вводят частичное подавление поднесущей частоты (рис. 12.5, б),
что должно быть компенсировано в приемной части тракта. Для выделения
исходных звуковых сиrналов после ЧМ детектора достаточно ввести декодер,
в простейшем случае полярный детектор (рис. 12.6, а), включающий два
детектора различной полярности. Как видно нз спектра полярномодулиро-
BaHHoro сиrнала, система удовлетворяет требованию совместимости. Основ-
иое преимущества системы с полярной модуляцией в том, что ширина спект'
ра сиrнала увеличивается незначнтельио: ширина полосы ПfIOпускания
!I/И,
KaHaJl А
.!:IJ",
KaНOJ 8
а
(A-В)S/nr.J""t
17М
cиeJIQJI
5
А
8
и
и
6
.;
Рис. 12.6. Стереодекодеры;
а 11 полярным ДeTeKTOPOM б cymmapho-разнОСТНОI'О lI'ипа; 8.... Q 8peMelDlblM Pliji8.l1Co
ннем каиалов
362
УКВ.ЧМ тракта П == 140...180 кТд, при этом раствор СДХ чаСfотноrо де-
тектора Пр :> 400 Kfn.
Для сннжения нелинeitных искажений в Qбл.асти верхних звуковых час-
тот. возникающих при полярном детектировании, используют более слож-
ные декор;еры: суммарно-разностный декодер и декодер с временным разде-
лением сиrналов А и В. ПРИ!щип работы которых похазан на рис. 12..6, б. в,
соответственио. Кроме разделения сиrналов А и В в блоке стереодекодера
обычно выполняются функции восстановления поднесушей. фильтрация
надтональных частот, коррекция А ЧХ, автоматическое переключение
режима работы стереодекодера «монО}> «стерео», индикация НfiЛИЧИЯ
стереопроrраммы. реrУЛИРО1!ка стереобазы1. Структурная схема стереоде-
коде ра с временным разделением каналов приведена на рис. 12. 1.
12.8. Проек1'ffPOВанне тракта звуковом частоты
Выбор типа и числа rрОМКОl'Oворителей производят, исходя пз их техни,
ческих характерисrnк 17, 8. 261: номинальной мощности P rp ' СТ811дартноrо
звуковоrо давления 'l'rp.c1" диапазона воспроизводшnlХ частот F rp min'" F rp mах' .
при заданной неравномерности а п rp' И параметров приемника [28]: средиеrо
звуковоrо давленllЯ 'Ф ер' перавНОl\reрНОc:rи А ЧХ акустической спстемы в задан-
HoM диапазоне звуковых частот F min '" F mах:
а п АС == ОП прк+О-п УНЧ (fJ п + а пд ).
Первоначально определив электрическую номинальную мощность приемника
Р Н :> 0.1 ('Рср/'Фrр.ст)2.
выбирают rромкоrоворители так. чтобы обеспечить выполнение слеДУЮЩИ]!j
неравенств:
P rp :> 2Р н ,
аЛrp""аПАС' Frpmin<Fmin' Frpmax :>Fmax'
(12.6)
(12.7)
Для улучшения качества звучания следует повышать номинальную выход-
ную мошность; значения Р н' принятые в современных моделях приемников
составляют: в переносных 2 3-й rруппы сложности 0,1....0.5 Вт, первой
н высшей rруппы 0,75...2 Вт; в стационарных 2 З-й rруппы сложио-
сти 0,5...3 Вт, первой и высшей rруппы 2...50 Вт; автомобильнык
до 2 Вт. Нижний предел мощности Р rp переносных прнемников в настоящее
время составляет {),25 Вт. Условия (12.6), (12.7) можно рассматривать как
необходимые, но недостаточные, поскольку акустические свойства приеМflИ-
ка определяются также сопряжением и раСПOJlOжеиием rромкоrоворителей.
акустикой футляра и рядом друrих факторов. Существенное улучшение ка-
чеатва воспроизведения низких частот и более равиомерную характеристи,
ку в ооласти средних частот можио получить путем применения двух фрон-
та.lIЬНЫХ rромкоrоворителей (рис_ 12.7, а). T8KOit вариант нс!'юльзуется в
атационарных приемниках. Эффективность ВОСПРО'ИЗ'Ведения высших зву-
ковых частот определяется в основном качеством rромкоroворителей. Малую
неравномерность IJПАС достиrslOТ также nyreм введения раздельных rрупп
363
/111'
Рис. 12.7. СJJожные акусmческне системы;
а с двумя фронтаJJЬНЫМИ ШИРОКОПОJJОСНЫМН rромкоroворнтелЯМRI б с двумя раздели-
тельныМн ФИЛЬТРамн; в с ОIl,НИМ разделитеJJЬИЫМ фИJJЬТРОМ; в cHcT\lMa объемноrо зву-
чаиия; Hr, Bf, шr низкочастотиые, высокочаСтотные, ШНРОКОПОJJосilые rpoMKo,oBop1t-
ТIIJ!И
r
I KOIll1l1 А ')v
МОНО
п!l
Рнс. 12.8. Стереофоинческая' система:
QY J1peABapHT "',HI>lj\ УС!JJJИТель; УМ УС!IJIитеJJЬ мощнс;> ти; Br, Н!:' высокочастот"ые,
Ои!iкочастотиые rромкоroворнтели; pr, РТ. РБ реrУJJЙТОРЫ rромкости, тембра. баJJIIИС8
rромкоrоворителей (низких, средних и высоких звуковых частот), каждая
из которых воспроизводит свою часть звуковоrо диапазона (рис. 12.7, б! в).
Основной принцип работы системы объемноrо звучания заключается
в расширении диаrраммы направленности акустическоrо излучения на выс-
ших частотах путем специальноrо пространственноrо расположения rpoMKQo
rоворителей (рис. 12.7, 8). Это позволяет устранить точечный характер аву-
чаиия.
Стереофоническая система, состоящая из двух полностью раздеЛЬНЫJl
идентичных широкополосных траКТОВ, показана на рис. 12.8. При достаточ-
ном разнесении акустических arperaToB удается получить естествеииое зву-
чаиие музыкальных проrрамм, выделить отдельные инструменты и rолоса
ис:шолнителей. Конструкции а выносной акустической системой создают ие-
удобства в эксплуатации, особенно в переносном варианте приемиика. В свя-
зи с этим в настоящее время разработаны модели приемников с акустичеСКИ-
ми системами, размещенными в одном футляре небольших размеров. Стерео-
!/ффект достиrается специальным расположением и фазированием rpoMKo-
rоворителей оБОИJl каналов (матричные акустические системы), а так:ще аа
счет специальноrо подбора амплитудно и фазочастотиых характерйtтик
левоrо и правоrо каналов УЗЧ.
Определение типа и количества /(ас/(а{)ов JlВЧ;' Тип и схему ВКЛЮЧ JlИЯ
при боров ОКонечноrо каскада выбирают в основном из словнй полуq; н
864
заданной выходной номннальной мошностн и BbICOKoro кпд при допусти-
мых нелинейных и частотных искажениях.
Выходной каскад переносных приемннков с автономным питанием сле-
дует выполнять двухтактным в режнме В вне завнсимости от класса аппара-
туры, так как это сушественно повышает к. п. д. (до 75 %) и уменьшает
расход питання. Примененне мошных выходных приборов В приемннках выс-
ших rрупп сложности ПОЗволяет применить двухтактную схему последова-
тельноrо типа без выходноrо трансформатора, которая обеспечнвает даль-
н йшее повышенне к. п. д. И устойчнвостн, расшнрение А чх, уменьшеНИQ
коэффицнента rармоник и фона. Применение бестрансформаторной схемы
в приемниках низшнх rрупп сложностн оrраничивается малым усилением.
Транзисторы для выходноrо каскада, работаюшеrо в режиме В, следует
выбирать, исходя из условий:
Uк.э"'; (0,3... 0,4) Uк.э ДОП;
Р ДОП:> (0,з...0,5) Р н иДОП 20)/идоп [ ср max)'
rде Uк.ЭДОП' Р ДОП допустимые напряженне и мошность рассеяиия на
К1ллекторе при нормальной температуре; [ ДОП нанбольшая допустимая
температура р-п перехода; {ер max наибольшая температура среды в ос.
Коэф:ри:циент передачи узч по мощности рассчитывают по формуле
К р зч == РН/Р ВХ зчаос>
rде Р вхзч == Е чавх минимальная величнна мощности на входе усили-
теля (Р == 1000 [ц), которая обеспечивает получение номинальной выходной
мошности; аос == 10 ... 100 коэффициент запаса, учнтывающий введение
обратной связи, тембровые реrулировкн н разбросы параметров усилителя.
Выбрав тип транзистора предварнтельноrо усилителя в соответствии с мето-
дикой, изложенной в п. 12.3, определяют чнсло каскадов
N зч == Ig К р зч/Ig К р зч i'
Коэффнцнент усилення по мошности каскада узч, включая и выходной
каскад
Кр зч i "'" В2,
rде В минимальное значенне статнческоrо коэффициента усиления по току
в схеме с обшнм эмиттером. Коэффициент усиления мощности выходноrо Кас-
када 30...100, остальных каскадов с 03 30...300.
Выбор структурных схем УЗЧ производят по результатам проведенноrо
расчета. Для приемников высших rрупп сложности характерно применение
сложной отрицательной обратной связи с обшей rлубиной не менее 12...14 дБ,
Iлавная реrулировка тембра, раздельная для низких и высоких звуковых
,частот, примененне антифоновых схем. Тонкомпенсацня реrулятора rpoM-
кости при увеличенин выходноrо уровня на 40 дБ обеспечивает дополнитель-
ный подъем на низших звуковых частотах не менее 10...12 дБ. В отдельных
моделях применяют выделенный темброблок, в котором производят соrла-
сование с виешними источниками (проиrрыватель, маrнитофон запись,
маrиитофон воспронзведение), усиление сиrналов после детектора и внеш-
них источников, а также реrулировку rромкости, тембров низких и высоких
365
r
I
I
I
I
I
I
I
t
L
] КО/ЮЛ
СЧ
В'!
] КОНOJI
нч
Рис. 12.9. Снетема объемноrо звучання с двухканальным УНЧ:
Pf реrУJJЯТОР сромкостн; ПУ предварнтельный уснлнтель; УМ уснлитеJJЬ мощиосml
РТ реrулятор тембра
звуковых частот, стереобаланса. Акустическая система объемноrо звучания
отличается разделением полосы звуковых частот на два или три канала,
что позволяет сушественно уменьшить переrрузки и интермодуляционные
искажения. Частоту разделения обычно выбирают в области 1...3 Kfn. Ши-
рокая полоса прозрачностн до 18...20 Kfn позволяет воспроизвести ультра-
звуковые частоты, которые сами по себе не слышны, но в сумме с друrими
составляющими создают в нелинеЙном слуховом аппарате человека комбина-
ционные частоты. Последние сушествеино обоrашают звучание, воссоздают
ero тонкую структуру.
Значительно лучшее Качество объемноro звучания, в частности меньшие
интермодуляционные искажения, MorYT быть получены в схеме двухканаль-
иоrо УЗЧ, rде полоса частот 'разделена не на выходе, а на входе усилителя
(рис. 12.9). Такая система дает возможность простой и эффективной реrули-
ровки тембра. Так как основная МОшность 3BYKoBoro спектра лежит в обла-
стн иизких частот, канал НЧ имеет двухтактный выход. Для снижения
нелинейиых искажений принимают ряд сnецнальных мер: использование уль-
тралинейной схемы выходноrо каскада, бестрансформаторной схемы фазоин-
BepcHoro каскада, двухтактной схемы на разнополярных транзисторах, об-
разуюших комплементарную пару. Для высококачественноrо усилителя обя-
зателен запас неискаженной мошности Р вых rnах :> (2 .., 3) Р и' В приемии-
ках универсальноrо питания оконечный каскад, являюшийся основным по-
требителем энерrии, правильно использовать в двух режимах: автономном
с малон н сетевом с повышенной выходиой мошностью. Повышение выходной
мошности может достиrаться как форсированием режимов работы транзисто-
ров, так и добавлением оконечноrо' каскада. В отдельных моделях усилители.
мощности выносят в акустические системы. rромкоroворители, как правило,
дублируют телефоиным (стереотелефонным) выходом.
Для воспронзведения стереофонических rраммофонных или маrнито-
фонных записей, а также для приема стереофонических радиопередач иеоб-
ходим высококачествеиный (см. выше) двухканальный стереоусилитель зву-
ковой частоты (рис. 12.8). Усилитель имеет сдвоеиные реrулнровки rpoMKo-
сти н тембра, а также сnециальиую реrулировку баланса (РЕ), позволяющую
уравнивать rромкости обоих каналов. К стереофоническим УЗЧ предъяв-
ляют ряд специальных требоваиий: переходное затухание между каиалами не
меиее 30 дЕ, рассоrласованне частотных характеристик не более ::!::3 дЕ,
иеидеитичность фазовых характеристик не более 20 Q . При переходе от стерео-
366
фоинческоrо варнанта к моиофоннческому нспользуют оба оконечных КаС-
Када. В отдельных случаях прнменяют биофоинческне процессоры, предна-
зиачениые для расширеиня электрнческнм путем стереобазы воспронзво-
димых стереофонических проrрамм, а также для биофоннческой обработкн
стереоснrиалов.
Структурные схемы УЗЧ траизисториых приеминков разлнчных rрупп
СЛожностн рассмотрены иа рнс. 12.1 12.3.
12.9. Эксплуатационные удобства
Устройства индикации
в качестве индикаторов иастройкн используют стреЛОЧf{ые, мнннатюр-
иые вакуумиые накальные, rазоразрядные н светоднодные ННДНКаторы. Шн-
роко прнмеияют стрелочиые ИИДИКаторы мнннатюрные микроампермет-
ры, которые электрическн хорошо соrласуются с аиалоrовыми схемами при-
емииков, позволяют создать простые коиструкторскне решения с миоrочнслен-
ными варнаитамн виешнеrо оформлеиня. Использоваине нндНкаторов с циф-
ровымн устройствамн затруднено прнмеиеиием дополинтельиоrо звеиа
цифроаналоrовоrо преобразователя. Светоднодиые ННДНКаторы нспользуют
как в виде днскретиых светодиодов, так н в виде иабора светодиодов (матрнц).
По яркости н размеру изображеиия уступают друrнм типам Ниднкаторов, ио
по току потреблення, инзкнм рабочим иапряжеииям, долrовечности, надеж-
ности, малой ииерционностн ие нмеют себе равиых. Питаются током любой
формы. Шнроко примеияются в прнемииках с автономиым ПНтаннем. rазо-
разрядные нидикаторы большоrо распростраиеиия ие получнли, поскольку
Плохо соrласуются с иизковольтиой элемеитной базой. В отдельных моделях
использовались иидиюiторы типа светяшеrосй столба нзменяемой длниы.
Перечисленные индикаторы работают от специальных электроиных схем
(детекторов, фильтров, усилителей, оrраничнтелей, соrласуюшнх касКа-
дов, TpHrrepoB, электрониых ключей, лоrических схем и пороrовых ус-
тройств, реле, переключателей, исполиИте.1JЬНЫХ устройств), управляюшее
напряжерие иа которые поступает от последних каскадов УПЧ, детекториоrо
каскада [7, 8]. В приемннках Высших rрупп сложности для формирова-
ння управляюшеrо напряжения используют отдельные узкополосиые УПЧ,
детекторы, частотные дИскриминаторы точной иастройкн.
Накальные, светодиодные и стрелочиые приборы используют также
в качестве ННДНКаторов стереобаланса (установленне одииаковой выходной
мошности левоrо и npaBoro каналов УЗЧ), индикаторов фнксироваииой иа.
стройки (нидикация включения поддиапазона с фиксироваиной иастрой-
кой), иаличия стереопередачн (ИИДИКация иалнчия иапряжеиня поднесушей
частоты), а также контроля разряда батарей (установление превышення за-
даиноrо пороrа см. структурные схемы рис. 12.1, 12.2).
Блоки фиксированных настроек
Предиазначеиы для беспоисковой (фикснроваиной) настройки на ряд
предварительно выбраииых радновешательиых стаицнй. Примеияются
в приемннках средних rрупп сложности иа УКВ диапазоне (3...5 фиксиро-
ваиных иастроек), в приемНиках ВЫсших rрупп на УКВ, СВ, КВ см.
367
рис. 12. 1, 12.2. Конструктнвно выполняются отдельным блоком, включаю-
щем набор контуров ВУ, УСЧ, rетероднна, элементы коммутацин, управле-
ния н индикацнн (обычно светодиоды). Настройку на частоту работающей
радностанции пронзводят прн помощн варнкапов, прн этом управляющее
напряжение Е == 20 В получают от специальноrо переключателя напряже-
ння (LC reHepaTop, выпрямнтель, стабнлнзатор). Установку управляющеrо
напряження пронзводят ннднвндуальнымн переменными резисторамн блока.
Устройства подавления помех
Устройство бесшумной настройкн (БШН) на всех днапазонах предна-
значено для подавлення шумов н помех в отсутствие сиrналов радиовеща-
тельных Qтанцнй прн перестройке, а т-акже для подавления дополннтельных
настроек в днапазоне УКВ (см. rл. 9). Сущность БШН состонт в том, что при
настройке приемника на станцню с точностью, соответствующей ширине поло-
сы пропускання селектнвиой снстемы БШН, с выхода УПЧ БШН поступает
управляющнй сиrнал, который прн помощн TpHrrepa закрывает электронные
ключи, через которые полезный снrнал поступает на вход УЗЧ (рис. 12.1).
Возможны и друrне схемы съема управляющеrо напряжения и шунтирова-
ния входа УЗЧ в нсходном состоянин. Кроме БШН в отдельных моделях
применяют спецнальные замыкатели, которые устраняют треск, возникаю-
щнй при переключенни диапазонов.
При работе от мощной местной станции нспользуют режнм «Местный
прием» (МП), прн котором воздействне помех уменьшают за счет «заrрубле-
ння» чувствительностн прнемннка в структурной схеме рнс. 12. I это реа-
лизовано при помощи шунтировання УСЧ. Возможны и друrие способы ухуд-
шення чувствнтельностн: примененне управляемоrо входноrо делителя, вве-
дение отрнцательной обратной связн н др.
Кроме фильтрацнн помех с частотой, равной промежуточной, на входе
приемннка предусматривают фнльтр, подавляющнй мешающне приему
в диапазоне КВ снrналы телевнзнонных станцнй н УКВ вещання.
В прнемниках высшнх rрупп сложностн на днапазоне УКВ ЧМ MorYT
быть нспользованы подавнтелн флуктуационных н нмпульсных помех. Прин-
цип работы последних [15] заключается в том, что помеха выключается на
интервале временн, коrда она подавляет прннимаемый снrнал. Искажения,
вызванные прерываннем снrнала, сказываются меньше, чем нскажения.
вызванные воздействием помехн. Прн этом искажения прерывання мотут
быть ослаблены введеннем цепн, запоминающей значения сиrнала, предше-
ствующее перерыву. Подавнтели флуктуацнонных помех (шумоподавители)
[7,8] представляют собой активный ФНЧ, включенный на выходе частотиоrо
детектора, ширнна полосы пропускання KOToporo автоматически реrули-
руется в зависнмости от мощности принимаемой станцни.
Устройства защиты
Прнменяются в оконечных каскадах У3Ч с целью их защит от переrре-
ва, KopoTKoro замыкания наrруз и, {I. также предотвращеНiJSi: р боты о*оиеч-
HQro каскада в режиме насыщення. Представляют собой &.IIеКТРОНilые схемы.
раБОТ8ющие иа f,оtроЙства ИН.I(ИК8ЦИН и 9лектроиные ключИ (см. cTpykTYP'
ную схему рио, 12.1).
868
12.10. Перспективные направпения
проектирования радиовещательных приемников
Одним ИЗ основных направленнй развития современной бытовой прием-
ной аппаратуры является ее миннатюризация, которая позволяет реЗ,IJ}lЗО-
вать нарастающую сложность стационарных приемников ВЫСОКИJli tj)упп
сложности и является базой для широкой номенклатуры моделей а авт6ном-
ным питанием автомобильных, переносных, миниатюрных. ТраНЗИСТ9РИ-
зация позволнла выиrрать в плотностн монтажа примерно на порядок. Пере-
ход к интеrральным схемам позволяет выиrрать в плотности еще на пор.я Аок,
а также упростить аппаратуру за счет уменьшения номенклатуры ком/Тлек-
тующих изделий. При этом улучшаются качественные показатели ПРИQ)\ШИ-
ков, повышается надежность, сннжается потребление Slиерrии, трудоем-
кость, материалоемкость, rабариты. Дальнейшая реализация ВОЗМОЖНОQтей
интеrральной технолоrии связана с полным переходом к ИС полупроводни-
KOBoro типа с высокой степенью интеrрации, что позволяет существенно
усилить отмеченные выше пренмущества, поднять рентабельность, а также
обеспечить ряд потребительских удобств, невозможных на базе дискретной
техники.
Для дальнейшеrо повышения качества звучания и ero приближения
к качеству первичных датчиков (маrнитная и rрамзапиаь) вводят укв-чм
тракт и существенно увеличивают выходную номинальную мощность во всех
типах приемников, включая переносные и автомобильные. При этом в клас-
Сной стационарной аппаратуре выходную МОЩНОСТь электрическоrо тракта
!Увеличивают до десятков Вт при k r == 0,1...0,5 %, в приемниках с автоиом-
ными источниками насколько позволяет энерrоемкость существующих
источников питания (в дальнейшем в приемниках 3-й rpYnnbl сложиости
Р rp rnin== 1 Вт). Разработаны и освоены производством выносные широко-
полосные акустические системы с номинальной мощностью до 50 Вт и поло-
сой воспроизведения 20...30 ru ... 20.. .30 Krll, а также малоrабаритные за-
крытые акустические системы с объемом 5...10 л. Перспективны разработки
последних плоскоrо типа с настенным (аналоrично картинам) расположе-
нием.
Важнейшим направлением улучшения качества звучаиия является ши-
рокое внедрение стереофоническоrо укв-чм тракта в модели как выаlI1Их,
так и средних rрупп сложности. Новым этапом должен явиться переход 01'
двухканальноrо к четырех канальному (квадрофоническому) воспроизведе-
нию. При этом под квадрофонией понимают не просто четырехканальйую
стереофонию, а такую ее разно идность, коrда акустические системы «oJ!:PY-
жают» слушателя. Система квадрофоническоrо радиовещания может бtIть
реализована на базе принятой у нас системы с полярной модуляцией. Возмож-
но также использование более простых квазиквадрофонических систем, в ко-
торых стереофонический сиrнал в тракте узч преобразовывается в четsрех-
канальный.
Наряду с повышением качества звучания большое внимание уд ел ll ЮТ
повышению помехоустойчивости приема. С этой целью допускают существен-
ное усложнение схем приемников высшнх rрупп сложности. Вводят Сп4ЦИ-
альные схемы помехозащнты в условнях ВОздействия сильных ИМПУЛЬСI'IЫ1l
nOMeJli, схемы шумоподавлення в чм тракте, СИQтемы усиленной АРУ и dtpa..
869
ничения. Реальную селективность и разрешающую способность повышают
аа счет двойноrо преобразовання, применения системы внутреннИХ антенн
с пространственной селективностью, схем кольцевых смесителей, сложных
фильтров сосредоточенной селекции, а также за счет повышения линейности
сквозноrо тракта, в частности применения полевыiC транзисторов в первых
каскадах УСЧ и У3Ч [45, 77].
Важное место займут фильтры, способные формировать селективны!!
свойства без применення катушек индуктивности, мноrофункцнональные
ИС универсальноrо применения, которые позволяют без изменения своей
структуры видоизменять функции и характеристики трактов за счет моди-
фикации элементов внешней цепи. Про изойдет замена части аналоrовых схем
цифровыми, которые лучше соrласуются с ннтеrральной технолоrией. Реа.
лизация таких структур явится важныМ шаrом на пути к созданию монолит.
иоrо радиоприемноrо устройства.
Следует выделить вопросы повышения эксплуатационных удобств ра-
диоаппаратуры. С этой целью значительно увеличнвают число растянутых
и обзорных диапазонов, вводят блок предварительной настройкИ с фнксиро-
ванными частотами, положение «местный прием». Улучшаются системы ин.
дикацнн настройки cTepeonporpaMM, стереобаланса, переrрузок. Происхо-
дит переход к ииднкаторам следующеrо поколения, которые позволяют по-
требителю получить полную визуальную информацию о приннмаемом сиr-
нале, необходимую для правильной эксплуатации аппаратуры. Все более
изощренными становятся автоматнческие системы: бесшумная и беспоиско-
вая настройка, автоматическая надстройка частоты на всех диапазонах,
автоматнческая реrулировка полосы пропускания. В приемниках высших
rрупп сложности применяют дистанционное ультразвуl<овое управление.
С переходом на новую элементную базу (синтезаторы частоты, большне инте-
rральные схемы, микропроцессоры, цифровые индикаторы на жидких крис-
таллах и люминофорах, оптроны, лоrические схемы, варикапные матрицы
и др.) следует ожидать появления систем с высокостабильной дискретной
настройкой и цифровой индикацней. Уже используемая сейчас на УКВ
диапазоне электронная настройка будет вводиться и на друrих днапазонах.
Механические переключатели уступают место бесконтактным (сенсорная
коммутация). Предполаrается разработка системы автоматическоrо выбора
проrрамм в зависимостн от времени суток с запоминанием частот приема
и беcnоисковой настройкой, а также обеспечение возможности автоматиче.
cKoro управления всем комплексом приемно-усилительной радиоэлектрон-
ной аппаратуры по проrрамме, составленной потребителем, в том числе
и записн передач в ero отсутствие.
Для внешнеrо вида радиовешательных приемников характерно прибли-
жение к профессиональным прнборам: строrие. лаконнчные, несколько вы-
тянутые формы, крупные шкалы, эрrономнчески оправданное расположе-
ние элементов управления.
Для cOBpeMeHHoro уровня развития радиоприемной техники характерна
широкая номенклатура типов аппаратуры, в частности появление межклас-
сных приемников. В последние rоды значительно вырос выпуск автомо-
бильных приемников, II:OTOpble изrотавливают для автомобильно-переносноrо
и только автомобнльноrо режимов работы. Для них характерно широкое внед-
рение интеrральных схем, епециальные меры, обеспечиваЮЩИIiI повышенную
870
помехозащищенность по цепям зажиrання и стабильность приема в различ.
ных условнях эксплуатацнн (в том числе улучшенное подавление амплитуд-
ной модуляцнн в ЧМ тракте н усиленная АРУ). В Связн с увеличеннем ско-
рости двнження целесообразно повышение номннальной выходной мощности
до 4...6 Вт.
Одна нз важных задач, стоящнх перед конструкторами переносных ра-
дноприемннков сннженне мощностн, потребляемой от автономных источ-
ннков пнтання. Весьма перспективно в качестве дополнительных нсточии-
ков пнтання прнмененне фотопреобразователей солнечной энерrии
солнечных батарей. Расчеты показывают, что при буферном режнме нх нс-
пользовання при средне-статнстнческой освещенности на территорни ссср
в весенне-летннй пернод однн комплект батарей может прослужить в 5...10
раз больше.
Характернымн особенностямн отлнчаются мнннатюрные прнемники.
Поскольку они предназначены для прнема только местных станций, нх струк-
турная схема должна быть предельно упрощена. Это определяет прнменение
схемы прямоrо усилення и сводит число резонансных контуров к одио-
му. Выполненные на базе Пленочной технолоrнн, этн прнемникн достнrают
объема 10...20 см 3 . С переходом на твердые схемы нх объем может .быть дове-
ден до объема наручных часов н такне аппараты, по-внднмому, получат по-
всеместное применение как информационные приемники.
rлава 13
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОПРИЕМНИКОВ
ПРОФЕССИОНАЛЬНОЙ СВЯЗИ
13.1. КлаССbl радиоизлучении
Радиопрнемннкн профессиональной связн в завнснмости от внда прини-
маемых сообщеннй класснфнцируют как прнемникн телефонной, телеrраф-
ной н фототелеrрафной (факсимиле) связи, а в завнсимости от вида модуля-
цин сиrнала прнемннкн непрерывных снrналов сАМ, ЧМ, ФМ, прнемни-
кн снrналов с амплнтудной, частотной н фазовой маннпуляцией и прнемники
импульсных снrналов с ШИМ, ВИМ н КИМ. По назначению и протяжеино-
стн лнннй связн разлнчают прнемннкн для маrистральной радиосвязи (на
большие расстояння), универсальные и прнемннки для связи на средние
н малые расстояния. В зависнмости от режнма работы радиолнннн прием-
ннкн MorYT быть одноканальнымн и мноrоканальнымн.
Класс нзлучення совокупность характернстнк нзлучения, обозначеи-
ная стандартнымн условнымн снмволамн н содержащая характернстики
ВИда модуляцнн, модулнрующеrо снrнала н внда передаваемой информацнн,
а также (прн необходнмостн), любые дополнительиые характеристнкн. В со-
ответствнн с рекомендацней МККР 507 реrламентом радиосвязн установ-
лено, что Каждый класс раднонзлучення обозиачается тремя обязательными
символами н двумя дополнительнымн. Первый символ обозначает первую обя-
зательную характеристику излучення вид модуляции основной несущей
811
Таблица 13.1. Обозначения видов модуляции основной иесущей
радиоизлучения
Вид МОДУJJЯЦИИ основной несущей
Символ
Модуляция отсутствует
Амплитудная модуляция,' две боковые полосы чаетот
одна боковая полоса частот, полная несущая
одна боковая полоса частот, ослабленная несущая
одна боковая полоса частот, подавленная несущая
независимые боковые полосы частот
остаточная боковая полоса частот (одна из боковых полос час-
тично подавлена)
Частотная модуляцня
Фазовая модуляция
Амплитудная и уrловая модуляция
Импульсная модуляция
излучение последовательности немодулированных импульсов
излучение последовательности импульсов модулированных по
амплитуде
модулированных по ширине (длительности)
модулированных по положению (фазе)
несущая модулируется по уrлу
является комбинацней вышеуказанных методов или образу.
ется друrими способами
Виды, не указанные выше, при которых нзлучение состоит из
основной несущей, модулируемой двумя или более методами
Прочие виды модуляции
N
А
Н
R
J
В
С
F
G
D
Р
К
L
М
Q
v
w
х
Таблица 13.2. Обозначения характера сиrиалов, модулирующих основную
несущую радиоизлучения
Характер сиrнаJJа
СИМВОJJ
Модулирующий сиrнал отсутствует
Один канал
квантованной или цифровой информации
без применения модулирующей поднесущей
с применением модулирующей поднесущей
аналоrовой информации
Два илн более каналов
квантованной нли цифровой информации
аналоrовой информации
Один или несколько каналов для квантовой или цифровой
информации вместе с одннм или несколькими каналами для
аналоrовой информации
Прочне сиrналы
о
I
2
3
7
8
9
Х
(табл. 13.1), второй символ характер сиrнала, модулирующеrо основную
несущую (табл. 13.2), третий символ вид передаваемой информации
(табл. 13.3) [39}. При необходимости повысить точность определения класса
излучения в ero обозначение вводятся дополнительные символы. Четвер'
тый символ обозначает дополнительную характеристику сиrнала (табл.
372
Таблица 13.з. Обозначення ВИда передаваемой ниФо мацви радионзлучеllИJl
Вид ииФормации
СИIlIlOJl
N
Никакой информации не передается
Телеrрафия
прием на слух
прием автоматический
Факсимиле
Данные телеметрии, телеуправления и др.
Телефония (ВКлючая звуковое радиовещание)
ТелеВизионное изобраJКение
Комбинации указанных видов
Прочие виды
Таблица 13.4. Обозначения дополннтельных характернстнк СИrналов
раднонзлучения
ДОПОJJнитеJJьная характеристикв сиrиалв
Сии во.а
Двухпозиционный КОД С поСЫлками
различными по числу и (или) Длительностн
одинаковыми по числу и длительностн
без коррекции ошибок
с коррекцией ошибок
Четырехпозициониый код, в котором каждая' позиция Пред-
ставлиет собой посылку сиrнала (один бит или более)
Мноrопозиционный код, в котором
каждая позиция представляет собой посылку сиrналq,
каждая позиция или комбинация позиций ttредсtавляет со.
бой знак
Звук радиовещательноrо качества
монофонический
стерео- или квадрофонический
Звук коммерческоrо качества
с использованием частотной инверсин или расщепления
полосы
с раздельными ЧМ сиrналами для управлеиня уровнем де.
модулированноrо сиrнала
друrие катеrории
Монохроматическое
Цветное
КомБИflации вышеуказанных случаев
Прочие случаи, не указанные выше
"
в
ь
,
F
I
н
t
N
l'
13.4), пятый символ характер уплотнення (разделения) еиrналов в Миоrо-
канальных сНСтемах: N уплотнение отсутствует; '.... частотное; r
временное; С .KOДOBoe; W комбинация частотноrо и BpeMeHH6ro; Х
прочие виды. В некоторых случаях символьное обоSЩiitе ие класса нзлуче-
ния дополняется кодовым обозначеннем неоБХОАнмоА ШИРИНЫ полосы 118.111'-
ч'ёння 1189J.
,
l1римеры оБОnВЧ6Ш1l СiИ'М1ЮJI'}.ИGЙ 'Части клвссов излучеRИЙ 1) для сте-
реофоническоrо Р'll,,-И'О13-ещвmпr с Ч:М Р8ЕНР; 2) для коммерческой теле-
фонии с устройством для засекречивания АЗЕКN; 3) для четырехка-
нальной (два канала телефонных и два телеrрафных.) систем AМ. A9 WWX
4) для радиорелейной системы с временным разделением каналов с ФИМ
M7EJT.
'3.1. Структурные схемы лнне ноrо тракта
професснонаDItШоIХ прнемнИf(ОВ
Профессиональные приемники выполняют по суперrетеродншrой схем'е.
В БОJJыпинстве приемников используют двойное :преобразование частоты.
ОсновоЙ для выбора вида структурной схемы профессиональното прием-
НИJ{а являются требования к стабильности частоты настройки: Учитываются
также требования к уровню шумов rетеродинов и друrие требования. Раз"
личные варианты суперrетеродинов различаются между собой в частности
ПОСТр 'Н!fем схемы формирования rетеродинирующих напряжений, которая в
значительной мере влияет на построение линейнarо Tp.aKT<J приемиик..з {н..з КОЛ*'
чество преобразований частоты, промежуточные частоты, способ разделения ди-
апа!Ю!'!'В /!абочих частот на поддиаnaзоны). При выборе структурной схемы следует
учитъшать. что неС'l'ltбилЫi-ОСТЬ пастрпйки приемника и, Следовательно, частотная
ТОЧНОСl ь радиолиний определяется в основном rетеро.динами, причем наиболь-
шая нестабильность вносится, как п:раВИЛ0, при первом преобразованин
частоты.
Суперrеreроднн <: МНОrQДиcmаэонным первым rетеродиноМ
Структурная схема линейноrо тракта при'Веде1fа на рис. 13.1. Первый
rетерод.ин плавно переС'I"р'а'Иваетея'В пределах каждоrо поддиапазона частот.
Сравнительно большая нестабильность частотЫ rетеродина (табл. 2.2) обус-
ловлена влиянием переключателей поддиап.азонов. Схем.а на рис. 13.1 иа-
ходит ЩJИменение только в простейших профессиональных приемниках. Диа-
пазон р.абочих частот обычно разделяют на поддиапазоны способом р.авных
коэффициентов перекрытия (rл. 2). .Еслн ж.е этим способом разделить диап-а-
зон п естройки rетеродина, стабильность ero частоты несколько повышается,
поскольку элемен:rы ro:rrряжения 0HTyp01! включаютСя в контурах тракта
СЧ. ИН'Оrда предусматривают коррекцию частоты rетеродина по внутрение-
му кварцевому калибратору.
fлр2
Рис. 18.1. ТРУКТУРl!ая схема суперrетеродина а мноrодиапаЗ0ИИЫМ первым тетероАКВОМ
814
Суперrетеродин с однодиапазоtlным первым rе'еродином
и УМНОЖИl'елем частоты
Структурная схема ЛJшейноrо тракта TaKoro суперrетеродина. O'Fлкчается
от схемы на рис. 13.1 наличием Умножителя частоты первоrо rетеродина.
который плавно перестраивается в опредеденном диапаЗоне частот. rармоии-
ки Первоrо reTepOД1iHIt IfСПОЛЪ3УЮТC1f в качестве rетеродпнирующнх напря-
жений в раЗЛИЧНЫJl! поддиапазонах, причем Используется верхняя и нижняя
наСтройка rетерОДИна. Поскольку при такоЙ схеме число элементов и Контак-
тов в контуре rетеродИна значИтельно ум-еньшается. стабильность частоты
существенно улучшается (табл. 2.2). По такой схеме выполняют профессио-
иальные приемники 2 и 3-ro классов.
Суперrетеродин с однодиапазонным первым
rетеродином и reHepaTopoM подставок
Схема линейнOfО тракта суперrетеродина G reHepaтopoM Подставок: при-
ведена на рис. 13.2. ИRТервал перестройки reHepaTopa плавиоrо диапазоиа
(rпд) выбирают равным интервалу час'JОТ в поддиапазонах, на которые
разделяют диапазон ПрИНИмаемых ч:астот. При помощИ преобраЗОhИИJl
частоты в смесителе См3 диапазон частot rпд переНОСИ1'СJI в ПОДДиаП2lЗОИ.
иеобходимый для преобразования частоты в смесителе CMI. Частота колеба-
иий reHepaтopa подставок (rП) стабилизируется кварцем. НестаБИЛЬИОGТЬ
иастройки тзкоrо прнемника определяется нестабильностью rпд, которая
может быть доведена до зиачений ПОрЯДКа 10'. Еслн выбрать достаточно
низкие частоты rпд, можно достичь малой нестабильности настроЙ ки при-
емника.
Суперrетеродин с фиксированным первым
и перестраиsаемым вторым rетеродином
в таком приемнике первый rетеродин может быть стабилизирован KBa
цем, причем возможны два варианта TaKoro rетеродИна: 1) в каждом поддиа-
пазоне подКлючается соответствующнй кварцевый резонатор; 2) один квар-
цевый резонатор используется в опорном reHepaTope, а необходимые reTep()-
динирующие напряжения получаются путем умножения и деления частоты
этоrо reHepaTopa. Второй вариант обеспечивает более высокую стабиль-
Рис. 13.2. Структуриая схеМа суперrетероднна с QднодиалазоlUlЫм. первым rетepoдIiИOll а
rеиератором подставок
371
7 1
UoiJilиoпO.1OII6I
Рис. 18.3. Структурная схема суперrетеродина с ФИКСI1рованным первым и интеРПОJJЯЦИ.
онным вторым rетерОДI1НОМ
ность, поскольку В схеме опорноrо reHepaTopa нет коммутирующих элемен-
тов.
При изменении частотЫ настройКИ приемника изменяется частота вто-
poro rетеродина и первая промежуточная частота. Целесообразио при пере
стройке приемника в любом поддиапазоне изменять первую ПЧ в одиом И том
же иитервале. Для этоrо переносят одинаковые интервалы диапазоиа прини-
маемых частот в один и тот же интервал измеиения первой ПЧ путем СО от'
ветствующеrо выбора значений частоты первоrо rетеродина. Второе преоб-
разоваиие частоты позволяет перейти к постоянной второй ПЧ.
Второй rетеродин может быть однодиапазоинЫМ непереключаемым, по-
9ТОМУ стабильиость ero частотЫ может быть донедеиа до значеиий порядка
10 !i. Эта стабильиость практически определяет стабильность частоты настрой-
ки приемника. ПО рассмотреНfЮЙ структурной схеме выполняют професси-
()нальные приемиики 2-ro, а также I-ro классов с дискретной настройкой при
использовании в качестве колебаний BToporo rетеродина сетки высокоста-
О;JЛЬИЫХ дискретных частот, стабилизированных от единоrо для приемника
r иератора опорной частоты (rоч).
Суперrетеродин с фиксированным первым и интерполяционным
(плавным или дискретным) вторым rетеродином
Структурная схема линейноrо тракта TaKoro приемника приведена на
рис. 13.3. При приеме сиrналов в плавном диапазоне в качестве BToporo re'
теродииа испо ьзуют rпд, а при приеме на дискретных частотах блок
опориых частот (БОЧ) с селектором (Сел). В первом случае можно достичь
пестабильиости частоты rетеродина 10 , во втором 10 6 И менее. В такой
схеме целесообразно использовать монокварцевую стабилизацию частоты
от едииоrо для приемника rоч При необходимости можно использовать оди-
иариое или двойное термостатирование. От этоrо reHepaTopa путем умноже-
иия или деления частоты получают rетеродинирующие напряжеиИя для
первоrо преобразоваиия частотЫ. Схему на рис. 13.3 используют в приемни-
ках l-ro и 2-ro классов.
Суперrетеродин с мноrодиапазонным первыМ rетеродиноМ
и блоком опорных частот
Первым rетеродииом является автоrеиератор rl (рис. 13.4) с параметри-
4ecRОЙ стабилизацией частоты, перестраиваемый в широком диапазоне чао.
'ЮТ. разделеииом иа поддиапазоны, Стабильность erO частоты ие превышаеl'
376
:f a2 = f O'I
Рнс. 13.4. Структурная схема суперrетеродина с мноrодиапазонным первым rетеродином
н БJJОКОМ опорных частот
10 4. Колебание BToporo rетерОДИНа образуется в смесителе См3, на входы
KOToporo поступают колебания первоrо rетеродина и ВЫСокостабильные ко-
лебания, формируемые в блоке опорных частот БОЧ. Задаюшим reHepaTo-
ром БОЧ является кварцевый, обычно с двойным термостатированием. Ста'
бильность ero частоты достиrает 10 7. В БОЧ формируется сетка частот.
Колебания BToporo rетеродИна подаются через узко ПОЛОСНЫй Кварцевый
фильтр УКФ на смеситель См2. Снстема АПЧ первоrо rетеродИна уменьшает
уходы ero частоты. Если в процессе работы частота первоrо rетеродина ОТ-
клонится от номиналыюrо значения, соответственно нзменится частота вто-
poro rетеродИна. В результате вторая промежуточная частота останется
неизменной. Точность настройки приемника, выполненноrо по схеме На
рис. 13.4, соответствует нормам на приемники 2-ro н l-ro классов.
Наиболее высокую стабильность настройки приемника можно получить,
используя в качестве rетеродинов декадный синтезатор частоты. В этом слу-
чае приемник настраивается на ряд дискретных частот с Шаrом 100, 10 или
1 [ц (см. rл, 7). Если применить все известные способы стабилнзации часто-
ты опорноrо кварцевоrо reHepaTopa деКадноrо синтезатора частоты, в част-
ности двойное термостатирование, можно достичь стабильности настройки
приемника 1 0 8...1 o 9.
Ниже рассмотрены особенности проектирования приемников в зависи-
мости от вИда прИНИмаемых сиrналов.
13.3. Прнемннкн непрерывных двухпопосных CHrHanOB С АМ
Непрерывные сиrналы с АМ используются чаше Bcero для передачи теле-
фонных сообщений на частотах до 30 мrц. в приемниках, предназначенных
для приема такнх сиrналов, модулятором является амплитудный детектор,
за которым следует УЗЧ. Как правило, в приемнике применяют АРУ н прн
необходимости АПЧ. ДЛЯ ослабления влияния замираний при приеме в диа-
пазоне КВ применяют сдвоенный прием [97].
При проектировании линейноrо тракта приемника (rл. 2) следует опре-
делять ширину спектра частот прннимаемоrо сиrнала по формуле
др с == 2Р тах'
rде F тах максимальная частота спектра передаваемоrо сообшения. Для
телефонных сиrналов F тах == 3000 [ц (по нормам МККР), однако в некото-
рых случаях может потребоваться передача более выСоких частот.
14 7.230
377
Минимально необходимое значение отношення сиrнал/помеха на вход!:
приемника
1'ВХ =: 1'ВЫХ V ( + m ах)П узч/m ахП ш'
(13.1)
rде 1'ВЫХ заданное отношение сиrнал/помеха на выходе приемникаi k отно-
шение макснмальноrо н среднеrо квадратическоrо значений напряження сооб-
щения (пнк-фактор); mmах максимальный К09ффициент модуляции; П узч ""
"" 1,1 F mах полоса пропускания У3Ч; П ш шумовая полоса пропускания
линейноrо тракта. Для телефонных cиrналов можно принимать k n с: 3, 'I'ВЫХ со:
== 3 ... 10 (в зависимости от требуемоro качества связи).
Формула (13.1) справедлива при 'I'ВХ » 1.
Схему амплитудноrо детектора следует выбирать, руководствуясь ре-
комендациями rл. 8. При разработке'структурной схемы У3Ч вначале выби-
рают схему и транзисторы выходноrо каскада так, чтобы получить требуемую
номинальную мощность Р иом или напряжение U НОМ ".. -V р НОМRИ на наrpузке
с 88данным сопротивлеиием R и . Наrрузкой выходиоrо каскада профессиоиаль с
ноro приемника 'часто является ПрОБОдная линия с волновым сопротивлением
600 ми 1500 Ом, аРном""'" 50... 100 мВт.
При р ИОIII 50 мВт целесообраэио применять одиотактиые выходные
к.сК..... Тип траизистора выбирают таК, чтобы выполнялись условия
Р к доп => 2PHOM/'l'JTP ; (13.2)
Uк.э доn => 3Ек,
rAe Р Кдоп максимальио допустимая мощность рассеивания на коллекторе;
'l'J Tp к. п, д. выходноrо трансформатора (ДЛЯ маломощных трансформаторов
'I1тp == 0,6...0,8); K == 0,8...0,9 коэффициент использования коллектор-
lIoro напряженИЯ; UКЭдоп максимальио допустимое напряжение на кол'
лекторе; Е к напряжение источника питаиия.
При .р НОМ == IЮ.. .200 мВт применяют двухтактные выходные каскады
на маломощных транзисторах в режиме класса АВ. При выборе типов тран-
зисторов должно выполняться условие
Р К доп:;;" Риом/'l'Jтр k,
и условие (13.2).
При Р НОМ > 200 мВт используют двухтактные каскады на транзисто-
рах средней или большой мощности в режиме класса АВ или В. Тип транзи .
сторов, работающих в режиме класса В, нужно выбрать так, чтобы выполня.
лись условие (13.2) и условие
Р к доп => 0,7 PHOM/'l'JTP k'
Необходимый коэффнциент уснления мощности У3Ч
К р У3Ч == PHOMRBX узч k зап/ U ;ыхД'
rAe R BX узч входное сопротнвление У3Ч; U ВЫJl! Д иапряжение на выходе
детектора при rлубине модуляцнн т с: 1 (rл. 8); k эап коэффициент запаса,
учитывающий разброс параметров и старение активных элементов тракта.
378
Далее определяют необх димое количество каскадов предварительноrо
wсиления, учитывая, что выходной каскад позволsrет получить усиление мощ.
ности порядка 3...100, а предварительные каскады по схеме с общим эмит.
..ером 30...300 в зависимости от типов и экземпляров транзисторов.
13.4. Прнемннкн непрерывных CHrHanOB cr ЧМ
Применение ЧМ позволяет повысить использование мощности передат-
чика и помехоустойчивооть приема, улучшить качественные показатели пер"
дачи, в частности, расширйть динамический диапазон передаваемой проrрам.
мы и диапазон передаваемых частот. Наиболее ПОЛная реализация этих пре.
имуществ ЧМ достиrается при больших индексах модуляции ('Фт ... Afm/ F тах»
» 1). Так, в радиовещании 'Рт 3,3, при передаче звуковоrо сопровождения
в телевидении 'Рт == 5. Однако при этом спектр сиrнала занимает настолько
широкую ПОЛосу частот, что практическое осуществление передачи возмож.
но только В диапазоне УКВ.
Если отношение сиrнал/помеха на входе приемиика 'I'ВХ »1, применение
ЧМ дает выиrрыш в отношении сиrнал/помеха на выходе приемника в 'Фт
раз при синусоидальной, в УЗфт раз при флуктуационной и в 2'1'т раз при
импульсной помехе. При 'Увх == 1 применение ЧМ не дает выиrрыша.
Непрерывные сиrналы о ЧМ используют, в чаотности, для передачи теле-
фонных сиrналов (излучение FЗЕ) в радиолиниях иа чаатотах выше 30 мrц
и неподвижных изображений (факсимиле, излучение FЗС) в диапазоне КВ.
Непрерывные сиrналы с ЧМ используют, в частности, для передачи те-
лефонных сиrналов в радиолиниях на частотах свыше 30 Mru и неподвиж-
ных изображений (фототелеrрафная связь) в диапазоне КВ. В приемниках
таких сиrналов демодулятором служит частотный детектор. за которым сле-
дует У3Ч. ДЛЯ устранения паразитной АМ перед ЧД применяют оrраничи-
тель амплитуд.
При проектировании линейноrо тракта приемника иепрерывных сиrна-
лов с ЧМ ширину спектра частот следует Оr.Jреде,1ЯТЬ по формуле (12.1):
IJ.Р с == 2Р тах (1 + 'Рт + у 'Рт )'
rде 'Рт == IJ.f т/ F тах максимальное значение индекса модуляции; IJ.f т мак-
симальное значение девиации частоты; F тах максимальная чаСтота спектра
hринимаемоrо сообщения.
Для снижения уровня нелинейных искажений необходимо обеспечить
линейность ФЧХ линейноrо тракта, применяя в УПЧ простые селективные
системь! (одноконтурные фильтры и ДПФ со связью между контурами меньше
критической), а также ФСС с оптимальной характеристикой rРУППОБоrо вре-
мени [45J. Рекомендуется выбирать параметр связи между контурами ДПФ
'I'J == 0,7. Нелинейные искажения уменьшаются при расширении полосы про-
пускания тракта.
Минимально необходимое отнош ение сиrна л/помеха на входе приемника
'Увх == 'l'выхkпVПузч/ П ш/УЗ'l'т' (13.3)
rде k n отношение максимальноrо и средиеro квадратическоrо значений иапря-
жения сообщения; П УЗЧ -;::< 1,IFтаJ!i nолоса пропускания У3Ч; П Ш шумо-
14.
379
Таблица 13.5. Нормы на основные электрические параметры приемников
радиостанций с уrловой (частотной или фазовой) модуляцией сухопутной
и морской подвижной службы (rOCT 12252 77 и rOCT 22580 77)
Параметры
4
Нормы по типам
2
3
в днапазонах частот 330 и
450 мrц
симплексный режим
дуплексный режим
ПJнрина полосы пропускания
(кfц) при разносе частот
между соседними каналами
25 кrц
50 кrц
Уровень нзлученнй reTepo-
динов, иВт
Селектнвность по соседнему не менее 75 (85)
каналу, дБ
Селективность по побочным
каналам, дБ
Интермодуляционная селек-
тивность, дБ
Эффективность работы шу- не более 40
моподавителя, дБ
Коэффициент нелинейных ис-
кажений, %
Отклонение А ЧХ от харак-
теристики с послекоррекцией
6 дБ /октаву при работе на
телефон, дБ
Уровень фона, дБ
Защншенность по цепям пи-
тания и управления, дБ
Чувствительность при отно-
шении снrнал/шум 12 дБ,
мкВ в днапазонах частот
40 и 160 мrц
симплексный режим
дуплексный режим
не более I ,2
не более 1,7 (1,5)
не более 1,7
не более 2,4 (2,1)
не менее 14,5 (14)
не менее 29
Не более 20
не менее 60 (65)
не менее 80
не менее 70
не менее 70
не менее 60
не менее
не более зо
не более 20
не более 7
не более 10
не более 15
не более +2
не более =!:3
3
не более 40
не менее 80 (85)
не более 35
п римеча ия:
1. К тнпу 1 относятся радиостанции с мошностью несушей передатчика
30...50 Вт, к типу 2 радиостанции сухопутной службы с мошностью несущей
передатчика 5.. .15 Вт и морской службы с мошностью 8. ..25 Вт, к типу 3
с мошностью несушей передатчнка 0,5...2 Вт, к тнпу 4 с мошностью не бо-
лее 0,3 Вт.
2. Нормы на чувствительность приемников морской подвижной службы
относятся к днапазонам частот 160 и 450 Мfц.
3. В скобках приведены нормы на параметры приемников морской по-
движной службы.
380
вая ПQЛОса пропускання лннейноrо тракта. Если значение У вых не задано, для
телефонных сиrнаJJОВ можно принимать Увых == 3...10. Формула (13.3) спра-
ведлнва прн У вх ::;;" 10дБ.
Повышенне помехоустойчнвостн приема сиrналов с ЧМ можно получнть,
применяя в прнемнике демодуляторы с обратной Связью по чаСтоте НЛИ
следяшие фнльтры (rл. 11). Прн этом можно уменьшить полосу пропуска-
ния прнемника в 'Ф т раз по сравнению с обычным прнемннком снrналов
с ЧМ. Если при этоМ'Фrn » 1, отношенне сиrнал/помеха на выходе прнемннка
увеличнвается в 'Ф т раз при импульсных и в V'Ф т раз при флуктуационных
помехах. Особенно эффектнвным является применение синхронно-фазовых
детекторов.
Нормы на основные электрнческне параметры прием ников радНостанцнй
с уrловой (частотной или фазовой) модуляцней сухопутной и морской подвнж-
ной службы приведены в та6.1. 13.5.
ПриеМНИI<И фототелеrрафной СВЯЗИ
Фототелеrрафиая связь осушествляется на маrистральных радноли-
ннях. Прн Втом В приемнике используется обшнй лннейный тракт, полоса
пропускания KOToporo составляет 6...8 кrц. Для борьбы с rлубокнми зами-
раниями сиrнала н влиянием мноrолучевоrо распространения радиоволн
применяют сдвоенный радиоприем [97]'.
Структурная схема частноrо тракта для приема фототелеrрафных cHrHa-
лов (излучение FЗС) приведеН2I на рис. 13.5. Оrраничнтель амПЛИТУД ОА
устраняет нежелательную АМ. На выходе частотноrо детектора ЧД обра-
вуется сиrнал передаваемоrо изображения, который через переключатель
П н ФНЧ Подводится к модулятору М. В модуляторе снrнал нзображения
модулирует по амплнтуде колебанне с частотой 4 кrц, поступаюшее от reHe-
Ратора r. в УЗЧ модулнрованное колебание уснливается и поступает в ли-
нНю, соединяюшую приемннк с фототелеrрафным аппаратом. Прн девиации
частоты 1500 rц ФНЧ достаточно эффектнвно ослабляет помехн, образуюшие-
ся в результате бнений между мноrолучевыми волнамн, KOTopbie вследствне
ЧМ отлНчаются по частоте. При девиацнн частоты 500 rц ФНЧ работает
недостаточно эффективно. В этом случае для борьбы с помехамн можно ис-
ПОльзовать СДвоенный прием, при котором с помошью обшей АРУ выбнрают
приемннк с меньшим уровнем бнений и паразнтной АМ на выходе линейноrо
тракта. К выходам этоrо тракта обоих прнемннков подключают дополнн-
тельные усилнтели н амплнтудные детекторы АД, на выходах которых обра-
вуются НИЗкочастотные напряжения, блнзкне по форме к'оrибаюшнм напря-
рис. 13.5. Тракт ДJJЯ приема фототеJJеrрафиых сиrиаJJОВ
381
женнй бн ннй на входах Ад1 н АД2. Дифферендиальный амплитудный де-
тектор ДАД служит для получении наП,ряження, пропорциональноrо разно-
сти уровней напряжений на ero входах. Напряжение с выхода ДАД управ.
ляет переключателем П, который подключает к ФНЧ выход ЧД Toro прием-
ника, в тракте которото паразитная АМ меньше. Перекрестные цепи АРУ
в трактах АД У усилюraют разность напряжений на ВХ0дах ДАД.
В каскаде вычитания КВ образуется разность среДНИХ значений напря.
жений на вЫ'Ходах ЧДl и qД2, которая поступает на управитель снстемы
АПЧ rетеродина одноrо из приемннков. Таким образом этот приемннк ПОД,
страивается Ш}Д частоту .црутаr0 ведуще:ро). ЭтИ'М 'обеспечнвается приблизи-
тельное равенство 'Частот принимаeмыx сиrиалО'В на выходах JI1IHei{HЫ'X Tpa'К
тов, и, следовательно, равенство средниХ значений напряжений на BЫXOДa
ЧДl н ЧД2, что неоuходпмCJ для Уc:I'раНeffИЯ случайных пе ключеннй прием.
ник('}в.
Фототелеrрафный сиrнал содержит спектр модулирующих частот с rpa.
ничными значениями
F т1n == N {60; F тах == LN j120d min ,
rде N скорость передачи в CTpOKa1!i в минуту; L длина 1:rpоки, ММI
d min размер ниименьшей тrередаваемой детали '(примерffO p1IвньПi: шири1r&
растр-элемента), мм.
13.5. Прне.минкн непрерывных ОДКOIIOnocных сМПtaП01l сАМ
Особенности однополосной радиосвязи. Применение одноп.олосных CHr-
налОВ без несущей (класс излучения JЗЕ) или с ОCJlабленяо.й яесущей(R,ЗЕ)
позволяет повыснть излучаемую передатчиком мощность в боковых .l1Ф.JJосаJ!i
при заданной установоч.иой мощности и практически вдвое YMeHl> шить ши-
рину спектра сиrнала. Полезный э.неprетически.йэффект n.ри .переходе от
обычной АМ к передаче одной боковой ПО.lIосы (ОБЩ .возрастает 11 8 раз при
нензменной установочной мощности .передатчнка. Если .нет .замирани-й с.иr-
налов в радиолиниН, это соотношение СОХРllняет.ся .u .на c o,pORe приема,
несмотря fl3 уменьшенне полосы цриемника, в два раза. Пр.н прнеме обеИlll
ПО.lIОС возрастает в два раза МОЩнОсть шумов приемннка и ВО .столько же рllЗ
.напряжение сиrналQВ от двух баковых .полос. В УС.lIовиих ззмираннй селек-
THBHoro характера, кa,rда измененяе .clJeкTp bHыx со.стлвляющих пронсхо-
дит не синхронн.О, качество приема сообщения, .передаваеМOl'(j) .при памощи
сиrналов ОБП, существеНН0 выше, чем при .приеме дву.ХfIОЛDСiшrо сиrнала
g АМ. професси.она.lIьвые .приемиики проектируют также для -связи по д1fYМ
независимым ПОлосам частот (класс излучения ВЗЕ).
Качество пр'иема сиrналов ОВП значительно УХУДШается прн нepa1leH-
стве частот несущей п.р.и .передаllе в .приеме. Для раЗООрЧИflОСТИ речн '6ткло-
нение частоты несущем к(!)лебаннящ)и nplleмe не далжно п.ревышать НЮ... ;
150 rll, для высокorо K3'teCTBa воспронзведении речи не -бал.ее 20 rд. :ере-
бfleмyю точ;ность частоты несущеrо колебания в приемн.нкеоl:iьrчно Мli>1J[,HO
получить, ПiPимени,в .ФАПЧ rетерОДНна. Если в Kaqec.rne rе'Fеp.GДИНОВ исполь-
зовать синтезаторы частоты, можно вести прием ситwш.aв :Q полностью по-
давленной несущей.
ЗВ2
Рис. 13.6. Структуриая схема приемиика сиrнаJJОВ ОВП 1: остатком несущей
При детектировании сиrналов ОВП :еносятая иелинейные ИСКllжеIlИЯ,
wровепь которых умеиьшаетая при повышении иапряжеиия l:liOУЩiЙ ЧЦ191:Ы
на входе детектора. Если напряжеиие нееущей ЧIIСТОты ин во MHOro раз боль-
ше напряжения боковой полоаы UО,ПI козффициент rармониlt k'I'
0,25 Uб.нIU н ,
Структурные схемы nриемнико(/ 'il8нало(/ ОВП. На ри.. 18.& ПpilВfд_иа
одна из схем приемника сиrналов ОЗn с остатком напряжеН)tЯ иеоущei!: Чji,с-
тоты (ОН). Кроме линейноrо тракта (1 двойным nреобразоваиием чаСТ9JfI
и фильтром боковой полосы ФI3П приеМllИК содержит канал выделеНИ1f l1.
каналы АРУ и АПЧ и r6HepaTop несущей частоты rH. Канал выделения ОН
состоит из узкополосноrо фильтра OGTaTKa напряжения несуще.й Ч!ltТоты
ФОН и усилителя оотатка напряжения несущей частоты УОН. Цепь реrули-
рования АРУ содержит амплитудный детектор АД и ФНЧ. !3J,Jnрямленное
напряжение, пропорциональное напряжению ОН, через ФНЧ ПОС'1'ynает
на управляемые каскады УСЧ н УПЧ 1.
АПЧ первоrо rетеродина [1 позволяет получить постоянство второй
ПЧ. Напряжение ОН с частотоЙ f OH подводится к смеснтелю См3 вместе
с напряжением низкой частоты F от reHepaTopa rз. На выходе С;м3 выделя-
ется напряжение суммарной частоты f' f OH + F, которое вместе с напря-
жением reHepaTopa несущей частоты [Н подается н.а смесител ь См4, НII вы-
oдe этоrо смесителя выделяетсЯ напряжение разностной частоты f" == f'
f rH F + I1f, rде l1! f OH f rH расстройка rH относительно ОН.
Напряжение с частотой f" проходит через оrраничитель амплитуды ОА н воз-
действует на частотНЫЙ детектор ЧД, настроенный на частоту r. Напряжение
с ВЫХОДа ЧД через ФН4 поступает на управляющий элемен'I' УЭ, изменяю.
щий частоту rl. При fOH r:: f rH выходное напряжение ЧД равио нулю
Если f OH =F ftH' управляющее напряжение а выхода ЧД, пропорцпоltальное
значению 11-f, будет так изменять частоту r1, чтобы частота t ОН приблизилась
к частоте f rH .
Структуриая схема чаатотноrо тракта приема сиrналов ОБП (В3Е, J3 Е,
R.3E) cDBpeMeHHoro професаиональиоrо приемника приведена на рис. 13.7.
Предусмотрена возможность приема сиrналов с ОСтатКОМ несущей (ОН) н без
несущей (БН). На вход частноrо тракта поступает сиrнал от общеrо линейноrо
раКта (ОЛТ). Частный тракт содержит фильтры остатка наrrряжеНЮf несу-
щей частоты ФОН, BepxHeil ФВ. БП и нижней ФНБП боковых полос. При
3tt8
r От 0111
8щ'Otl1
8щоt1
Рис. 13.7. Струк'!уриая схема тракта приема сиrнаJJОВ ОБП приемннка маrистраJJЬНОЙ ра-
диосвязи
приеме сиrнала с ОН (АЗА) на демодуляторы Д сиrналов боковых полос по-
ступает напряжение reHepaTopa несущей частоты [Н. Частота [Н подстраи-
вается по частоте ОН при помощи системы ФАПЧ. тракт которой содержнт
фазовый детектор ФД. ФНЧ и управляющий элемент УЭ. Для уменьшення
влияния помех полоса пропускания ФОН должна быть возможно более уз-
кой. При прнеме сиrнала БН (АЗJ) на демодуляторы подается напряжение от
высокостабнльноrо опорноrо reHepaTopa or. например. синтезатора частоты.
В этом режиме стабильность частоты передатчика и настройки приемннка
в диапазоне КВ должна быть не хуже 10 1. ДЛЯ АРУ прнходится использо-
вать выпрямленное напряжение однополосноrо сиrнала. Поэтому постоян-
ная времени фильтра АРУ должна быть порядка 10 с для устранення скачков
усиления в пау1lах. Однако при этом система АРУ становится нечувствитель-
ной К быстрым замираниям. После продолжнтельных пауз появляются скач-
ки rромкости.
РtJЭработка структурной схемы приемников сuсналов ОБП. Миннмаль-
но допустимое значение отношения снrнал/пом еха на входе
'l'вх == 'У вых VПузч/ П ш ... Увых'
При ра.в;иотелефонной связи можно прнннмать 'У вых == 2..,3. Полосы пропу.
скания фильтров боковых полос (рис. 13.8)
П ФБП == Fmax F min + 2f1J.'pJJ'
rде F т1п и F тах мииимальная и максимальная частоты спектра передавае..
Moro сообщения; fIJ.'рл частотная неточность радиоЛИННИ.
rраничные частоты ФВБП и ФНБП
,в. CS min == 'пр + F min М рЛ' ,в. б тах == !пр + Fmax + М рл :
!Н. б min == 'пр F тах М рll ; !н. б тах == !пр F min + М рл '
rде !пр номннальиое значение последней промежутОчной частоты.
ДЯII обеспечения достаточно малых переходных искажений составляю-
щне соседней БП ДОлжны быть ослаблены на б м . cs . п :> 60 дБ за пределами
полосы мешания (рис. 13.8)
П lol . CS. П == П ФВП + 2l1F ф ,
..ё8!
rде p ф == 2 (Р т/п М рл) полоса
расфнльтровкн.
Прн этом коэффнцнент прямо-
уrольности фнльтра по уровню
О'м. б n
k n (а) == П м. б. пщ ФБП == I +
+4 (F min МРJJ)/ПФБП'
ПО значенням П ФБП iI k n (а) мож-
но подобрать нлн закаЗать фнльтр.
Кроме Toro, требовання к фильтру
мОжно задать в виде ОТНосительной
ПОлосы пропускання
Fтin Fmin r
rjp"y
P/lC. 13.8. Взаимное расположеНl'е характе.
Ристик селективностн фильтров боковых
ПОЛОС и остатка иесущей
VФБП"'" П ФБп/f ср
н крутизны скатов характернстики селектнвноати
SCK == О'м. б. п/дР ф,
rде f ср средняя частота полосы пропускання фильтра.
Полосу пропускання ФОН П ОН (рнс. 13.8) следует выбнрать, учнтывая
нестабнльность настроек передатчнка и прнемника, а также нзменення час-
тоты вследствне эффекта Допплера. Обычно прн связи между неподвнжными
объектами и АПЧ П ОН == 40...60 rц. Полоса мешания ФОН
П М. О. И == 2Р т/п 2 fpJJ'
Подавленне снrнала за пределамн полосы мешання 6 м . 0 . н обычно долж.
но быть не менее 60 дБ. Основные параметры, по которым выбнрают нлн за.
казывают ФОН:
k n (а) == П м . о. н/ПОН;
VФОН == Понlf пр ;
SCK == 2а м . о. н/ (П м . о. н П ОН )'
При расчете усилення тракта БП коэффнцнент передачн ФБП можно
принять равным О, I ...0,2. Напряженне на Входе демодулятора снrнала
ОБП, который в профессиональных прнемннках выполняют по кольцевой
схеме (rл. 7), выбнрают в пределах 20...40 мВ, а напряженне ОН на входе
ФД, ВЫполненноrо по кольцевой нли балансной cxeMe, в пределах 50...
100 мВ. АМПЛнтуда местной несущей, подводнмой к кольцевому детектору,
должна быть не менее I В.
Тракт УЗЧ разрабатывают так же, как для прнемннков двухполосных
снrналов с АМ (п. 13.2).
Нормы на основные параметры прнемннков радностанцнй низовой КВ
раднотелефонной связн с ОБП (JЗЕ) приведены в [ОСТ 13260 67, а для
прнемннков радностанцнй с однополосной модуляцией сухопутной подвиж-
ной службы в табл. 13..2.
385
Таблица 13.6. Нормы на основные э. ектрические параметры приемников
радиостанций с однополосиой модуляцией сухопутиой подвижной службы
(rOCT 22579 77)
Параметры
Чувствительность при отношенин
сиrнал/шум 12 дБ, э. д. с., мкВ
Селективность по соседнему кана-
лу, дБ
Селективность по побочным кана-
лам, дБ
Интермоду ляционная селектив-
ность, дБ
Действие автоматической реrули.
ровки усиления
изменение напряжения сиrнала
на входе при нзменении напря-
ения выходноrо сиrнала на
6 дБ
Уровень фона, дБ
Коэффициент нелинейных искаже-
IЩЙ, %
Защищенность по цепям питания
н управления, дБ
Неравномерность А ЧХ при работе
на телефон, дБ
Уровень излученнй rетеродннов,
нВт
Нормы по типам
2 3
не более 1,2
не менее 70 не менее 60
не менее 70 не менее 60
не менее 60 не менее 50
не менее 70 не менее 60
не более 40
не более 7
не более зо
не более 10
не менее 80
не более 6
не более 1,5
Примечание. К типу 1 относятся радиостанции с пиковой мощностью
переда тчика 30...100 Вт, к типу 2 радиостанции с пиковой мощностью пере-
датчика 5...15 Вт, к типу 3 c пиковой мощностью передатчика 0,5...2 Вт.
13.6. Прнемннкн непрерывных снrналов с ФМ
Тракт прнема непрерывных сиrналов с ФМ (рнс. 13.9) содержит оrрани-
читель амплитуд ОА, демодулятор Д и систему ФАПЧ. Демодулятор состонт
из фазовоrо детектора ФДI и reHepaTOpa опорной частоты rоч. Частота и
фаза колебания rОЧ должна
Рис. 13.9. Структуриая схема трак.
Та приема непреl'ЫВНЫХ сиrнаJJОВ с
ФМ
386
совпадать с частотой и фазой несущеrо коле-
бания на выходе ОА. Это дости ается при
помощи системы ФАПЧ, состоящей из фа- .
зовоrо детектора ФД2, ФНЧ и управляю-
щеrо элемента УЭ, ФНЧ устраняет состав'
ляющие напряжения на выходе ФД2, об-
условленные модуляцией принимаемоrо
сиrнала, и пропускает составляющие, появ-
ляющиеся при несовпадении фаз колеба-
ний rОЧ и несущей сиrнала.
Приемники сиrналов с ФМ должны
нметь высокостабильиые rетеродины и на-
чальную подстройку последней ПЧ с по-
мощью перестройкв последнеrо rerepo-
дина под частоту rоч. Система АРУ должна уменьшать изменение на-
пряжения сиrнала на входе ОА, что необходимо для устойчивой работы
ФДI и ФД2. Для уменьшения фазовых искажений в ОЛТ целесообразно
использовать однокоитурные каскады или каскады с ДПФ при критической
связи.
При определении необходимой полосы пропускания ОЛТ следует учи-
тывать ширину спектра сиrнаJIa
t<J.F c /)mфFтах == 2t<J.fт. тах'
rДе т ф индека фазовой модуляции; дf ттах максимальное значение де-
виации частоты, которое соответствует максимальной частоте модуляции,
Минимальное требуемое отношени е сиrнал/ помеха на входе приемника
V BX vвыхk п VПунч/Пш/mф,
Прн радиотелефонной связи V ВЫХ должно составлять 2...4.
13.7. Прнемннкн дискретных сиrнапов
с амппнтудной маннпупяцней
Сиrналы с амплитудной манипуляцией находят наибольшее применение
на радиолиниях оперативной телеrрафной связи (амплитудная телеrрафия
А Т) со слуховым приемом. При этом передача осуществляется ручным теле-
rрафным ключом с использованием HepaBHoMepHoro телеrрафноrо кода Мор-
зе. Буквы, цифры и знаки передаются в виде различных комбинаций корот-
ких (точки) и длинных (тире) посылок тока. Длинные посылки по длительно-
сти равны трем коротким, паузы между буквами трем и меж,а;у еловами
пяти коротким. Длительность элементарной посылки связана со QКОРОСТЬЮ
передачи. Скорость, при которой передается одна элементариая посылка
в секунду, равна I Бод,
Слуховой прием характеризуется высокой помехоустойчивостью, обу
ловленной ВЫСОКОй разрешающей способностью слуховоrо аппарата челове-
ка, и простотой аппаратуры. Он используется также при вспомоrательной
(вхождение в связь, контроль) и резервной связи. Прием Сиrналов А Т с ре-
rистрацией воаможен как с использованием при передаче неравномерносо
кода Морзе и записью посылок на ленте, так и с использованием равномер-
Horo кода Бодо, при котором знаки передаются комбинациями пяти
посылок и пауз, и буквопечатающей аппаратуры. В первом I2лучае име-
ется возможность исправления ошибок при чтении и расшифровке записи на
ленте, во втором случае нет необходнмости расшифровывать запись. Автома-
тичеСкая передача и реrистрирующий прием позволяют вести обмен ннфор-
мацией с большими скоростями (до сотен слов в минуту).
На приемном конце радиолинии сиrнал демодулируется и поступает
в оконечное устройство. Под воздействием помех, условий распространения
радиоволн, процессов в аппаратуре принятая кодовая комбинация искажа-
ется. Несмотря ка ЭТО, она должна быть расшифрована оконечныМ устройст-
вом. Режим работы окоиечноrо устройства может быть синхронным или асин-
хронным. В синхронном режиме работы, коrда используются, как правило,
равномерные КОАЫ, смена элемеНТОВ кода происходит лишь В фиксированные
381
моменты времени, что позволяет использовать при приеме такто вую синхро-
низацию.
Обработка сиrнала в оконечиом устройстве осуществляется методом уко-
pO'leHHOrO контакта или интеrральным методом. Первый основан на исполь-
ЗQваиии центральной части прнн ятой посылки, которая наиболее устойчива
и наимеиее подвержена воздействию помех. При втором методе Сиrнал инте-
rрируется на временных интервалах между каждыми двумя соседними так-
товыми импульсами. Напряжение в конце каждоrо TaKoro интервала сравни-
вается с заранее установлениыми Пороrовыми уровнями. В результате опре-
деляется значеиие передававшейся элементарной посылки. Интеrральный
метод позволяет также ослабить проявление искажений типа дробления им-
пульсов. При достаточно точной синхронизации возможны лишь ошибки,
проявляющиеся как изменение полярности посылок. Число принятых посы-
лок равно числу переданных.
При асинхронном режиме работы оконечноrо устройства ero действие
основывается на измерении длите,1ЬНОСТИ каждоrо элементарноrо сиrнала
и нахождении по определенному алrоритму значения переданной посылки.
Такие оконечные устройства чувствительны к искажениям типа дробления.
При АТ используются излучения двух классов АIА н А2А. При излу-
чении АIА (амплитудная манипуляция) посылкам кода соответствует излу-
чение серии колебаний, а паузам отсутствие излучения. При излучении
А2А (тональная манипуляция) во время посылок колебания передатчика м-о-
дулируются по амплитуде с тональной частотой 800...1000 rц.
Тракт приема на слух при излучении А 1А
Прием на слух при излучении АIА возможен методами тональной моду.
ляции, rетеродИнноrо детектирования и дополнИтель Horo преобразования
частоты. Для приема методом тональной модуляции приемник должен содер-
жать тональный reHepaTop частоты F m == 800...1000 rц. Колебания этоrо
reHepaTopa используются дЛЯ АМ в одном из каскадов последнеrо УПЧ
(тонмодулятора), который должен работать В нелинейном режиме. На выходе
этоrо каскада образуется колебание вида А2А, которое демодулируется
амплитудным детектором. Полоса пропускания после тонмодулятора (ДО де-
тектора) должна быть выбрана относительно широкой с учетом ширины спект-
ра аиrнала
!1Fc == 2 (F m + аF маи ),
(13.1)
rде F MaH чаСтота манипуляции (табл. 13.3); а коэффициент, соответ-
ствующнй количеству передаваемых по каналу связи rармоник частоты F m
(обычн,) при приеме на слух а =z 3).
После детектора включают полосовой фильтр, настроенный на частоту
F т , с полосой пропускания
Пнч==2Fман+!1Fт' (13.2) ,
rде !1F m предПолаrаемый диапазон изменения частоты тона.
Достоинство метода тоиальной модуляции постояиство тоиа при час-
тотной нестабильности радиолиняи, недостаток низкая помехоустойчи-
вость приема (по сравнению с друrими методами приема на слух).
888
Таблица 13.7. Основиые даиные телеrрафных каиалов
О
т
т
т
П
б
Основная ПOJIоса частот.
скорость пере- частота необходимая ДJJЯ
Вид передачи неискажеииоrо приема,
дачи манипу- ТЦ
ЛЯЦИН,
rц АТ \ I ДЧТ
чт
"
Ручным ключом с использова- 24 СЛОВ/"lИн 10 30 1030 3030
нием кода Морзе
Трансмиттером (по системе 500 слов/мин 200 600 1600 3600
Крида) (375 Бод)
днократным старт-стопным 50 Бод 25 75 1075 3075
елетайпом СТ А.2М
рехкратным радиотелетайпом 152 Бод 76 230 1230 3230
РТ-I
ри помоши MHoroKpaTHoro 300 Бод 150 450 1450 3450
уквопечатаюшеrо аппарата
При приеме методом rетеродинноrо детектирования иа амплитудный
детектор приемника Подают два напряжения: сиrнал промежуточной час-
тоты с амплитудной манипуляцией от ОЛТ и напряжение специальноrо (те-
леrрафноrо) rетеродина с частотой fТлr> отличающейся от промежуточной
на частоту тона Р т == 800... 1200 rц, т. е. f TJJr == f пр ::!:: Р т . При детектирова-
нии биений двух близких частот f пр и f TJJr образуется КОJIебание о разностной
частотой F т' После детектора вкшочают полосовой фильтр, настроенный на
частоrу Р т с полосой пропускания, определяемой по формуле (13.2). Чтобы
форма оrибаюшей биений была ближе к синусоидальной, амплитуда напряже-
ния от телеrрафноro rетеродина И mr должна удовлетворять условию
И mr 2DU тпр'
rде D допустимое изменение уровня сиrнала на выходе тракта ПЧ при
включенной системе АР У; U тпр наименьшая амплитуда напряжения
ПЧ на входе детектора. Обычно D == 2 ...3.
Достоинством метода rетеродинноrо детектирования является простота,
возможность сужения полосы в тракте ПЧ и УЗЧ дО 200...300 rll, леrкость
реrулировки частоты тона. Недостаток сравнительно большие искажения
тона за счет отклонений формы оrибаюшей биений от синусоидальной.
Для приема методом дополнительноrо преобразования частоты в прием-
нике устанавливают специальный (телеrрафный) смеситель и rетеродин. На
вход смесителя подают колебания частоты f пр от ОЛТ и частоты f тлr ::
== f пр ::!:: Р т от rетеродина. Напряжение разностной частоты Р т ПОСле пре-
образователя подводится к УЗЧ, содержашему полосовой фильтр, настроеи-
ный на частоту Р т , с полосой пропускания, определяемой по формуле (13.2).
Этот метод характеризуется всеми достоинствами rетеродИнноrо детектиро-
вания и позволяет получать чистый тон. Ero недостаток усложнение
приемника за счет введения специальноrо преобразователя частоты и нали-
чие зеркальноrо телеrрафноrо канала. Поэтому в тракте основной ПЧ долж-
иы применяться узкополосные фильтры с высокой прямоуrольностью АЧХ.
389
Полосу пропускания ОЯТ при приеме излучения АIА рассчитывают
JSteответствии 'С lJекоменда:n:иЯ1\fИ ТЛ. 2и 'с учетомши'ри"Иы 'спеК'l'р-а 'CI!.rи-аJИI
tJ.F а == 2аР маи'
Тракт приема на слух при излучении А2А
Прием сиrналов вида А2А на слух осуществляется в тракте, аналоrич-
ном тракту приема телефонных сиrналов с АМ (АЗЕ). Полоса пропускания
Jlинейноrо "ракта опреДeJIяется в соответствии с рекомендациями rл. 2 и
о учетом ширины спектра сиrнала (13,1), а полоса пропускания УЗЧ по
(1з.2). Недостаток iToro вида приема сравнительно икз.кая помехоустой-
чивость, что обrсловлено широкими полосами пропускания до и после де-
тектора.
МИНИМ3JlЬНО необх(щимое отиошение сиrнал/помеха на входе прием-
ник.
'УВХ == О,7i'вых V 2П зч/ П ш.
Если 'ЗJI..ие 'УВЫХ 'ие -задано, можно принимать для СЛУХОВDrо приема
"вых ""' 0,7... '1.
Тракт реrистрирующеrо приема
Приемнин реrистр.арующеrо приема должяы вырабатывать посылки
постояннorо тока, необходимые для работы телеrрафноrо аппарата в режиме
пр,иема, или тональные посылки постоянной амплитудЫ и частоты в случаях,
кorда телеrрафиый аппарат удален от приемника и соеДИRяется Q ним про-
водной ЛИНИ.ей. Такие приемники обычно используются на линиях маrист-
ральной радиосвязи на коротких волнах. .
Линейный тракт приемника реrистрирующеrо приема телеrрафныХ' сиr-
налов с амплитудной манипуляцией может быть выполнен по структурным
схемам, приведенным в п. 13.1. При приеме излучения А l'В сиrнал с выхода
линейноrо тракта подают на оrраничитель амплитуд, ослабляющий импульс-
ные помехи, и далее иа вход амплитудноrо детектора АД. На выходе АД об-
разуются посылки постоянноrо тока. После АД включают пороrовое устрой-
ство, которое уменьшает воздейстствие шумов в паузах между посылками.
Оптимальное напряжение nopora равно примерно половине амплитуды при-
нимаемоrо сиrнала. При замираниях сиrнала затруднена ручная реrулиров-
ка nopora, поэтому используют устройство автоматичесхой реrулировки
пороrа АРП. ДЛЯ устранения воздействия шумов во времябольшихпереры-
вов в передаче сиrналов необходимо включать устройство автоматическоrо
запирания приемника в паузах. После АРП посылки nостоянноrо тока уси-
ливаются и оrраничиваются в усилителе-оrраннчиreле. При ЭТОМiYлучшается
форма телеrрафиоrо сиrнала. Если требуется передача телеrрафяаrо сиr-
нала по проводной линии, посылки nостоянноrо тока преобразуют в ТDнмани"
'Пуляторе в импульсы перемениоrо тока звуковой чаСТ0ТЫ .(900.. .4000 rn)"
которые можно передавать методом частотиоrо уплотнеиия по проводной
Л'ИН'ИИ на значительиые расстояния от приемника, например, на центр2.ЛЬНЫЙ
телеrраф.
890
Ширину- спектра Ч'астот пря Р"6rистрирующем приеме следует определять
по формуле АРе..... 1/'t' ИЛiИ', !ТрИ обработке I\!иrнала по методу укороченноrо
контакта (см. выше) по формуле АРа ... (3 .. 5), rде 1:' длительность
8лементарной посылки.
Минимальное отношение сиrнал/помеха на входе приемника при приеме
ДИс ретных сиrна,лов с амплитудной ман .ипуляцие й
"Вх.... О,7увых V 2 П вых/ П ш,
rдe П ВЫХ пол{)аа пропуекаи.н.я тракта ПОGле АД; П Ш I"умовая полоса Пр0--
пускания линейноrо тракта, причем П вых "'" 0,5/т или, при использовании мето-
да укорочениоrо контакта П ВЫХ "'" (1,5... 2,5) /Т. Если значение "ВЫХ не зада.
но, принимают для пишущ rо приема.l'выJf. == 2... 5" Д,1Iя буквопечатающеrо при-
ема l' ВБlХ' ... 3 ... 10.
13.&. Прнемннки днскреТНIIIJf сиrиапов
с частотной маннпуляцнен'
Дискретные СIirналы. с частотн-ок маНИПУ.lIЯЦ/iей используются на ма'
rистрэ.льных коротковолновых линиях связи МЯ буквопечатающеrо обм.ена
информацией.. При. передаче. ИШ!ОЛhЗую-т ра.вномерный пятизначный код.
КаЖДI>IЙ знак (буква или цифра) пер.едаеТQЯ комбивацией пяти элвментарных
посылок (положительных или отрицательных) одинаковой амплитуды и дли-
тельности. При чаат,отноii маНИIlУЛЯЦИИ пвреД<lТЧНК излучает колебания не.
. прерывно. В момеиты перехода от положительных ПО<lЫЛОК к отрицате.lIЬИЫМ
измвняется чл.СТОТ8 ИЗ.lIу,'bli.емоrо кол-е6ания.. При. частотной телеrрафия ЧТ
п,ередач.а ведется I1!)}И помощи колебаIiИЙ двух часто;r /+. и / (излучение F1B)
при двойной частот.ИОЙ те.lliеrрафии ДЧТ использ,у.ю,тся четыр.е частоты (И$ЛУ'
IJ:ение F7B), соотве;rствующие четырем комбинациям сиrналов в д.ВУХ каналах
связи (та.бл. 13..8)" В каЖiДЫЙ: момент времени ПJi!редатчик излучает коле.cl.а-
иие Т0ЛЬКО одной частоты. Иэлучаемыii сиrнал характеризуется скорост,ью
манипуляции В В бодах (l1а0Л,. 13.7), отклоиением (с!Двиrом) частоты при ма,-
нипуляции А/маи и индексом манипуляции 'рм'3н'" А/маи/В'
Струютурnые' схемт приемпиков сиапалад' ЧТ и дчт (рио. 13.10) аод'р-
жат все элементы системы: ПIОУО (широ.
кая полоса оrраничятель узкая по.
ласа оrр-ан.ичитель):, ПОВВ0ляющей павы.
сить помехоустоЙчивость. приема при воз-
действии импульсных помех'. Ш-ирокопо-
лоснаЯ' чаеть приемника- включает в себя
все юrскады общеrо лииеitноrо тракта ОЛТ.
Полоса пропуска'ния этой части Прlf-емни-
ка должиа быть возможио более широкой,
чтобы не увелич.!'вать длительность им-
пульсиой помехи и, следовательио, интер-
Ba:JI Ifор'ажения сиrнал.а помехой. Однако
ДUl-я повышеиия помехоустойчивости при
фл-укту.ациоииых помеха'Х' полоса пр опус.
Табл.ица 18.8. Комбинации
СИl'Н8.lIОD яри ДЧТ
I<:виаJJЫ
ЧВQ.ТоЧ'ы
1-й
2-jI
'1
"'1.
frlfc
/4
+
+
t
...
-+-
Примечание:
знак « » означает отрица-
тельную посылку; «+» поло-
ЖlIтельную.
.!
Рис. 13.10. Структурная схема тракта приема сиrналов ЧТ и дчт
кания должна быть возможно более узкой (оrраничивается шириной спект-
ра сиrнала). На практике принимают компромиссное решение, выбирая по'-
лосу пропускания до первоrо оrраничителя амплитуды в три четыре
раза шире полосы после оrраничителя, которая должна быть возможно бо-
лее узкой.
Первый оrраничитель:амплитуды ОАI уменьшает амплнтуду импульсных
ЦQMex до уровня полезноrо сиrнала и выравнивает уровни сиrнала на разных
частотах. В этом оrраничителе, являющемся нелинейным каскадом, сосредо-
точенная помеха взаимодействует с сиrналом. В результате при большом
уровне помехи уменьшается уровень полезноrо сиrнала, явление блокиро-
нания и отношение сиrнал/помеха. При нестабильном уровне помехи изме-
вяется уровень сиrнала.
Узкополосная часть приемноrо тракта состоит из проходноrо фильтра
ПФ с высокой прямоуrольностью АЧХ и дополнительноrо усилителя У.
В ПФ кратковременные и оrраниченные в ОАI импульсы помехи растяrива-
ются, их амплитуда становится меньше амплитуды более длительноrо сиr-
нала. Сосредоточенные помехи, лежащие вне полосы ПФ, подавляются и не
проходят на вход ОА2. Обычно в качестве ПФ используют кварцевые фильт-
ры. Дополнительный усилитель У повышает уровень сиrнала выше пороrа
ОА2 в случаях блокирования ero в ОА 1.
Оrраничитель ОА2 позволяет получить постоянный уровень сиrналов
при воздействии сосредоточенных помех на входе ОА 1 и выровнять амплиту-
ды положительных и отрицательных посылок. Этим облеrчаетсЯ работа око-
нечных телеrрафных устройств. В демодуляторе Д частотно-манипулирован-
ные сиrналы преобразуются в положительные и отрицательные телеrрафные
импульсы, которые поступают к усилителю-оrраничителю или формирующе-
му УСТрОЙСТВУ ФУ. В ФУ восстанавливается форма импульсов перед пода-
чей их на тонманипулятор ТМ (см. п. 13.6).
Демодулятор приемника сиrналов ЧТ (Fl В) может быть выполнен по
любой схеме ЧД (rл. 9), однако чаще Bcero применяют так называемый филь-
тровый ЧД (рис. 13.11, а), ПОСКОЛЬКУ частота сиrнала может принимать
только два значения. Фильтровый ЧД отличается от ЧД с взаимно-расстроен-
ными контурами тем, что вместо одиночных контуров в нем применены раз-
делительные фильтры с высокой прямоуrольностью АЧХ, чем достиrается
дополнительное повышение селективности приемника. Если приемник пред-
назначен для приема сиrналов с различными частотными сдвиrами, целесо-
образно использовать ЧД с взаимно-расстроенными контурами низкой доб-
ротиости, которыЙ отличается линейной детекторной характеристикой в ши-
роких пределах.
На рис. 13.11 приведена схема демодулятора для приема сиrналов ДЧТ
F7B). Демодулятор содержит разделительные фильтры, настроенные на
частоты 11' 12' Iз и 14 (табл. 13.8) сиrнала ДЧТ, и аМПЛИТУДНЫе детекторы, на-
rрузки которых соединены так, что образуют две схемы вычитания. На выхо-
,
392
Bxoil
M l
а
5
Рис. 13.11. Схемы деМОДУJJЯТОРОВ сиrнаJJОВ ЧТ (а) и дчт (6)
дах схем вычитания образуются телеrрафные посылки соответствующих ка-
налов связи.
Помехоустойчивость приема сиrналов ЧТ и ДЧТ можно повысить, при-
менив коrерентныЙ детектор, к которому подводится сиrнал и напряжение
MecTHoro rетеродина, синфазное с несущей сиrнала.
Особенности проектирования трактов обработки СU2налов ЧТ и ДЧТ.
Полосу пропускания разделительных фильтров определяют по формуле
П р.Ф == I1Fc + 2!1f рл ,
rде I1Fc ширина спектра сиrнала; I1fpJJ частотная точность радиолинии
(rл. 2). Ширина сиектра сиrнала при реrистрации телеrрафных сиrналов
методом укороченноrо контакта I1F с == 3В, интеrральным методом I1F с ==
== (0,2 ... 0,4) В, rде В скорость телеrрафирования в бодах (табл. 13.8).
Чтобы переменные BpeMeHHble преобладания не превышали допустимых зна-
чений, должно выполняться условие
П р . ф :;".4 В. (13.4)
Однако значение П р . Ф не должно быть больше разноса частот манипу-
ЛЯЦИИ, т. е.
п р.Ф < F /:,.. (1з.5)
Если условия (13.4) и (13.5) противоречат одно друrому, необходимо
применить линейный ЧД с взаимно-расстроенными контурами малой доб-
ротности.
Полоса пропускания проходноrо фильтра при приеме сиrналов ЧТ
П ПФ == F /:,. + п р.Ф,
при приеме сиrналов ДЧТ
ППФ == 3Р /:,. + п р.Ф.
Полосу пропускания дополнительноrо усилителя после проходноrо
фильтра выбирают в несколько раз больше полосы пропускания этоrо фильт-
ра, а полосу пропускания широкополосноrо тракта из указанных выше усло-
вий, если требуется прием при импульсных помехах.
Минимально допустимое значение отношения сиrнал/помеха на выходе
тракта для приема сиrliалов ЧТ при HeKorepeHT HoM детекторе
У вых чт == V21п (1/ 2р ош),
893
rде 11 0ш заданная веРQЯТНОСТЬ ошибки приема IiIлементарной посылки. Для
приема сиrналов ДЧТ с вероятностью ошибки Р ош ... 10 2 требуется 'l'вых дчп"'"
== 3, с ВЕ'роятностью ошибки Р'ош'" 10 3 'l'вых дчп "'" 3,74, 8 Р ош '" IO";'
'l'вых дчп ... 4,35-
Минимально допустимое значение отношения I;:иrнал/пюмех.а на. B:l.QJI,e
приеМНltка сиrналов ЧТ и дчт
'I'..х ... 'l'вых aВj v;rp А,
rде а.... ... Ii валучае оdра60ТltИ принятых сиrна-лев методом у'ко-р'очен-
Horo коитакта; а'" I при обработке lНтеrральным методом.
При определении допу,СТИМОFО. значения коэффициента. Шума приемника
(rJJ. 2) <zледует принимать значение шумовой полосы Пропускания про-
ЖодноrО' фильтра.
Коэффициент усиления широкополосноrо тракта дО ОАI
К ш . Т "'" 2Uо.1kзап/Е А'
rAe ио. ! nopor оrраииченпя (Ио. 1 "'" О, I ... 0,2 Б); Е А чуветВИ'Те'льиость
!JрllеМНИК81 R э8п коэффициент запаса (k зэп "'" 10...20),
R'Оlффициент усиления узкополосноrо тракта дО ОА2 в предположеиии,
что сосредоточенная помеха на вхО'де ОАI может превышать сиrнал в 100 раз
К у . Т "'= (40D-... 000) И0. 2 /и0. 1 К0. 1 ,
r,lte' ио.2 ПОрт' отр'З'ниченюr (И0. 2 == 0,2... 0,4 В); К0. 1 коэффициент уси-
ления OAf fl('o.l" 4 .., 5). .
.!(ОЭФФIIЦIfW1Т' усил ия Доп.Оlll'Нителыrorо уси.лителя
К д . у '"" к.у.т/К пф ,
rде. кпф коэффициент передачи проходноrо фильтра (К пф == 0,1... 0,3).
fЭ 9. Приемники дискретных сиrналов
с фазовой манипуляцией
Сшшалы с фазово.й манилуляцдей. находят применение 11. телеrрафной
раддоевязи. Извес'tны два вида СВЯЗIi С использованием таких сиrналов: фа.
зовая телеrрафия ФТ и относительно-фазовая телеrрафия ОФТ. При ФТ
фаза изл.учаеМОFа колебания иЗМ,еняется иа 180° при. переJЮД о'П си-rнала на.
жатия к сиrналу отжатия и наоборот. Для оп.ределения в процессе приема
начальной фазы сиrиала неоБХодимо в приемнике создавать KorepeHTHbIe
колебания. Известны мноrочисленные способы выделеиия KorepeHТlforo ко-
лебания из сиrнала. Однако все онп не' ДЗ-ЮТ ВОЗМожности различать колеба-
иия с начальными фа ами 0° и 180°. Поэтому возможны случаи так. называе-
мой «обратной работы» (при передаче нажатия приемник фикспрует отжатие
и наоборот). Для устранеиия этоrо иедостатка можно, н.алрим.ер. ЩlИменять.
специальные коды. Однако при этом в СИFнал вводи.тся изБЫТQчная инфо'р-
мация, что снижает эффективность связи. Недостаток ФТ УСТ.flаня.е.тся в си-
стеме ОФТ.
Приемники сиrиалов ФТ отличаются большей помехоустойчивостью,
чем приемники сиrналов АТ и ЧТо Это оБУСЛОВЛIeI(О тем, что спектр сиrнала
3м
Рнс. 13.12. Orруктурная схема а8токорреJИщнонноrе приеМНИК8 сиrН8ЛQВ .0ФТ
I
ФТ в два раза уже, чем сиrнала ЧТ, а амплитуДЫ боковых ООСТllВЛЯIФщltJli
апектра в два раза больше, чем при АТ. Кроме "юrо., при ФТ ФслаБЛЯIG!lIСЯ
помехи, не совпадающие по фазе с сиrналами нажатия .и .отжатия. В резу.м.-
тате выиrрыш по мощности при переходе от ЧТ.к ФТ .состаВ.lIяет Aв.avaaa,
при переходе от А Т к ФТ четыре раз.а..
При ОФТ элементарным носителем iИнформаnI;ИИ является разнаст.. фаз
между соседними посылками. В случае бинарной СИС'l'емы ОФТ фаза может
принимать значения 0° и 180°. При передаче нажатия фаза не 'И3.М'еняется.
при передаче отжатия изменяется на 180°. Первый элемент (в начале сеанса
связи) не несет информации и служит :цля отсчеU'а фазы в следуоощем эле-
менте.
CтpYKmypl:/.bl.e схемы приемников сиеналов ОФТ. В настоящее время
в трактах приема сиrналов ОФТ реализуют методы сравнения фаз (авто кор-
реляциоиный прием) или сравнения полярност.ей (коrерентный прием). При
приеме по методу сравнения фаз непосредственно 'Ср-ав'mиваются фа3'ВI 'Коле-
баний соседних посылок. Структурная схема такото 'тр'э:кта rrp1fВ'e:zteнa 11'&
рис. 13.12. Сиrнал от общеrо линейноrо тр'8'КТЗ 'алТ поступает 1'I'a urраничи-
тель амплитуды ОА и далее на вход электронноrо коммутатора ЭК. На вхо-
ды интеrрирующих фильтров ИФI и ИФ2 сиrналы поступают через ЭК,
поочередно на время посылки Т (cTporo в rраницах элементарных посылок).
После пе.реключеиия скrна.ла ШI второйИФв пе.рвом продолжаются свобод-
ные колебания в теченне времени Т, после Ilero они rасятся при помощи
стройства rашения yr, управляе.моrо импульсами из блока СИНХрОНИЗ1ЩИИ
БС. Фильтры ИФI и ИФ2 поочередно выполняют фуикl!.ИИ синхрони.о!'о
rетеродина. Одновременно с rашением колебаний.в ИФl или ИФ2 открыва-
ются усилители-фазовращатели УI или У2, и при помощи ф1tзовоrо детекто-
ра ФД сравниваются фазы принимае.мой и задержанной в ИФ по!ШЛок.
На выходе ФД образуются импульсы, полярность которых з.ависит от рllЗ-
ности фаз (0° или 180°) в соседних посылках. Этн импульсы поступают на
формирователь телеrрафных посылок ФТП, на входе Koтoporo \ получается
исходный телеrрафный сиrнал.
Метод сравнения фаз сравнительно прост, 'од-нако дает меньшую ПОМ€J('Q-
устойчивость приема, чем при ИСПОЛЬЗ0в'ании сиrналов .ФТ. [1ри приеме по
методу сраВ'Нения полярностей вначале сиrнал детектируетс!! в mиrxронном
детекторе, а затем сраВIOIвается данная лосыл'к-а 'С n'Р ДЫд'Ущей. СО'0тветС'Р-
вующая структурная схема .ТIриведена на .рис .J3..1,3, rде ОА оrр:з'н,ичитеIЛЬ
амплитуды; ФД фазовый детектор; cr синхронный rетеродин; И
интеrратор; ру разрядное устройство; УI и У2 усилители положи-
395
8 86/лJtJ
Рис. 13.13. Структурн"я схема приемник" сиrиалов ОФТ с коrерентиы детектором
5
+ +
6
7
8
r
Рис. 13.14. Эпюры напряжений в приемнике
рис. 13.13
Puш
ш"2
1{J J
I{J #
1 1,5 2 2,5 16ых
Рис. 13.15. rрафнк зависимостей ве-
роятности Рот от 'l'вых
тельиых и отрицательных импульсов; Тl и Т2 триrrеры; БС блок
еиихроиизации; дц диффереицирующая цепочка; Tcr тракт синхро-
иизации rетеродина. Исходиый телеrрафиый сиrиал и эпюры напряжеиий
в различных точках тракта показаиы иа рис. 13.14. Принципы построения
Tcr описаны в [83, 97]. В приемнике сочетается сиихронное детектироваиие
и иитеrральиый метод приема (оптимальная фильтрация). Такой приемник
позволяет достиrнуть потенциальиую помехоустойчивость.
Особенности проеlCтирования приемниlCов сианалов ОФТ. При расчете
полосы пропускаиия приемника (r л. 2) ширииу спектра частот Сllrнала
определяют по формуле
tJ.F c == 1,5 В,
rде В скорость передачи в бодах (табл. 13.7).
Минимальио допустимое зиачение отношения сиrнал/помеха на выходе
приемника можно определить в зависимости от задаииой вероятиости ошиб-
ки приема элемеитарной посылки рот по rрафику иа рис. 13.15, rде кривая
ОФТ кr относится К приемнику с коrереитиым детектором; кривая ОФТвк-
к автокорреляциоииому приемиику.
396
13.10. Приемники MHoroKaHanbHblX сиrнапов
с частотным уппотнением
Мноrоканальный сиrнал с частотным уплотнением представляет собой несу-
щее ц.олебанне, модулированное по амплитуде, частоте или фазе несколькимн
колебаниями различных поднесущих частот, которые, в свою очередь, моду-
лированы по амплитуде (с ОБП или с двумя БП и несущей), частоте или фазе
сиrналами сообщений (речи). Мноrоканальные сиrналы обозначаlOТ двумя
rруппами букв. Первая rруппа соответствует виду модуляции поднесущих,
вторая виду модуляции несущих.
Приемник мноrоканальноrо сиrнала содержит общий линейный тракт
ОЛТ, демодулятор несущей ДН, разделительные фильтры каналов Ф, ка-
нальные усилители (КУ), демодуляторы поднесущих ДПН и УНЧ (рис.
13.16). Перед ДН может быть оrраничитель амплитуды ОА, ослабляющий
импульсные помехи, а при приеме сиrналов с ЧМ и ФМ и rладкие помехи.
ДН преобразует мноrоканальный сиrнал ПЧ в сумму канальных сиrналов
(поднесущих, модулированных сообщениями). ДПН преобразует каналь-
ные сиrналы в сиrналы сообщений, которые после усиления в УНЧ посту'
пают на выходы прИЕ!мника.
При использовании ЧМ и ФМ поднесущих после фильтров включают до-
полнительные оrраничители амплитуды. При приеме сиrналов с АМ несущей
рекомендуется в качестве ДН использовать полупроводниковые днодные
детекторы и подавать на их вход сиrналы с амплитудой 0,5...1 В. Система
АРУ приемника должна поддерживать уровень сиrнала на входе последнеrо
каскада УПЧ таким, чтобы нелинейные искажения в линейном тракте были
достаточно малыми. Для уменьшения взаимных помех в каналах коэффи-
циенты усиления их в линейном тракте должны отличаться возможно мень-
ше. При приеме сиrналов с АМ уровень оrраничения в оrраничителях должен
быть выше наибольшей амплитуды сиrналов на их входах.
При расчете необходимоrо коэффициента усиления КУ следует учиты-
вать коэффициент передачи напряжения в разделительном фильтре. Еслн
сиrнал имеет поднесущие с АМ или ОБП, нелинейные искажения в КУ долж-
НЫ быть малы. При усилении поднесущИХ с ФМ или ЧМ КУ должен вносить
мэлые фазовые искажения.
.' Полосу пропускания КУ следует выбир.ать равной шириие спектра
канальноrо сиrнала, т. е. Пк. у . == !!t.F KC ' Частотный разнос между поднесу-
щими должен быть равен
!!t.f ПН >= !!t.F KC + !!t.f защ '
rде !!t.f защ защитный ннтервал
между соседними каналами, не-
обходимый для их разделения.
В приемниках сиrналов с
однополосно-модулированной не-
сущей рекомендуется в качестве
демодулятора использовать детек-
тор иа полупроводниковом диоде.
Амплитуду напряжения сиrнала
ПЧ на ero входе можно при-
Рис. 13,16. Структуриая схема приемиика МнО-
rокаиальноrо сиrнала с частотНЫМ уплотнением
397
нимать равной 0,04...0,00 В, а амплитуду напряжения rетеродина несу-
щей 0,5...1 В. Канал выделении остатка несущей и систему АПЧ reTepo-
дина проектируют соrласно указаниям п. 13.5.
В приемниках сиrналов с ЧМ несущей в качестве ДН следует нсполь-
зовать ЧД со связанными контурами, перед которым должен быть включеи
оrраничитель амплитуды. Амплитуду сиrнала ПЧ на входе ДИОДноrо orpa-
иичителя можно принять равной 0,25...0,5 В. ДЛЯ уменьшения фазовых
искажений в УПЧ следует использовать OДHoKoHTypнъre каскады или
двухконтурные каскады со слабо!!: связью между контурами.
Минимально допустимое значение отношения сиrнал!nомеха на входе
приемнИка
" НХ == I'ныхk V Пунч/П т С '
rде k п отношение максимальноrо и среднеrо квадратнческоrо значений
иапряжения мноrоканальноrо сиrнала; с коэффициент, зависящий от ви-
дов модуляции (табл. 13.9). При разработке структурной схемы приемника
можно принять зиачение k п равным числу каналов.
Пlирина спектра мноrоканальноrо сиrнала определяется по формулам
табл. 13.9 [831.
Таблица 13.9. Формулы для расчета ширины спектра миоrоканаJlЪИЫХ
сиrналов И коэффициента С
Вид сиrН8.Па
АРе
ОБП-ОБП
АМ-ОБП
ФМ-ОБП
ЧМ-ОБП
ДМ-АМ
ФМ-АМ
ЧМ-АМ
ОБП-АМ
ОБП-4М
АМ-ЧМ
ФМ-ЧМ
ЧМ-ЧМ
n к (Р тах + !J.f 38Щ)
n к (2Р та ». + !J.fзащ)
п к (2Р mахтфмк + ! защ)
п к (2Fmахmчмк + !J.f защ )
2n к (2Р тах + !J.fзащ)
2n к (2Р mахmфмк + !J.f защ)
2п к (2Р mахmчмк + !J.f защ )
2n к (Ртах + !J.f защ )
2n к (Ртах + !J.f защ ) mчм
2п к m чм (2 F тах + !J.f 3ЗЩ)
2lix m чм (2Р mв,.tnФМк + !J.f защ)
2п к m чм (2Р mахmчмк + !J.f защ)
1
1/3
o,5т MK
1 ,5m MK
1/9
2
m Ф Мк/ 6
2
о,5m ч мк
1/3'
0,5 !J.f Л
2 2
0,125 !J.fmlf K
О,25тфМк !J.f Jfк
О, 75mчм f /f
ПРUAlечшше. n к чисJЮ каналов; F тах максимальная частота спектра,
сообщения, передаваемоrо по одному. каналу; !J.f защ защитный ИН'fei}В8Л
между спектрами канальных сиrналов; т чм и M коэффнциеиты частотной
.и фазовой модуляции несущей; mчмк и MK коэффициенты частотной
и фазовой модуляции поднесущей k-ro канала; f к поднесущая k.ro канала;
!J.f т максимальное отклоиенне частоты несущей.
39в
13.11. Приемники мнorоканальных сиrналов
,
с временным уплотнением
При временном уплотнении каналов радиосвязи время передачи делится
на тактовые периоды, в течение которых поочередно передают по одному радио-
импульсу каждоrо канала (или по одной кодовой комбинации импульсов) и
имнульс синхронизации. Радиоимпульсы образуют путем манипуляции несу-
щеrо колебания:модулированными видеоимпульсами. Различают видеоимпуль-
сы е амплнтудно-импульсной АИМ, широтно-импульсной ШИМ, временно- или
фазово-импульсной ВИМ или ФИМ, кодово-импульсной КИМ i дельта-моду-
ляцией ДМ. Сиrналы, передаваемые радиоимпульсами, обозначают двумя rруп-
пами букв. Первая rpynna означает вид модуляции видеоимпульсов, вто-
рая ВИД модуляции несущеrо колебания, например, ШИМ-АМ, КИМ-ФМ и т. д.
Приемник мноrоканальных сиrналов с временным уплотнением должен
преобразовывать радиоимпульсы в видеоимпульсы, разделять видеоимпуль-
сы каналов связи и преобразовывать видеоимпульсы каждоrо канала, сле-
дующие с тактовой частотой, в сиrнал сообщения. На рис. 13.17 приведена
одна из структурных схем TaKoro приемника. Оrраничитель амплитуды ОА,
следующий после ОЛТ, при приеме сиrналов с АИМ -АМ ослабляет импульс-
ные помехи, а при приеме остальных видов сиrналов служит также для борь-
бы с rладкимИ помехами. Демодулятор радиоимпульсов ДРИ преобраз;ует
радиоимпульсы ПЧ (в том числе и радиоимпульсы синхронизации) в видео-
импульсы. Вид демодулятора определяется видом модуляции несущеro ко-
лебания. Более длинные импульсы синхронизации отделяются с помощью
интеrратора И и noporoBoro стройства ПУ и запус.кают мультивибратор
МВ1. Срезом импульса МВI запускается МВ2, и так продолжается до
срабатывания последнеrо МВ. Импульсом каждоrо мультивибратора откры-
вается соответствующий каскад совпадения КС на время приема импульса
(или кодовой комбинации импульсов) данноrо канала. После срабатывания
последиеrо МВ поступает следующий импульс синхронизации и процесс по-
вторяется. Демодуляторы Дl, Д2...Д преобраsуют последовательность им-
пульсов в каждом канале в сиrналы сообщений. Вид демодулятора соответ-
ствует виду модуляции видеоимпульсов.
Для повышения помехоустойчивостИ приема мноrоканальноrо сиrнала
с временным уплотнением помехоустойчивость канала синхроимпульсов
должна быть выше, чем у каналов сообщений. Для этоrо можно увеличивать
эиерrию синхроимпульсов или заме-
нять их кодовыми комбинациями им-
пульсов. Для уменьшения подавления
еинхроимпульсов помехами и влияния
их нестабильности можио использовать
инерционную сиихронизацию [83J.
Демодуляmоры модулuрованных ви-
деоuмnульсов. Для демодуляции видео-
нмпульсов с АИМ при малой скваж-
иоети можно использовать ФНЧ с rpa-
ничной частотой Р в ' удовлетворяющей
iYсловию
Р н /2> р в >- р тах '
(13,6)
Рис. 13.17. <;труктурная скеМа приемни-
Ка мноrОКаН'8J]ьноrо сиrиала с времен-
ным уплотненнем
399
1/6x
1/0
t
1/6
1/ 8щ t J
. пппп
t
lIe
.
t
.,
Рис. 13.18. Эпюры напряжений н,
входе и выходе двухстороннеrо or-
раннчителя
Рнс. 13.111. Эпюры напряженнй при преоБРа30"
ванни снrналов с БИМ в снrналы с illИМ
rде р н частота следования импульсов; /fMax максимальная частота
спектра сиrнала сообщения. При большой скважности целесообразно подать
видеоимпульсы на ПИКОвый детектор.
Для демодуляции видеоимпульсов с ШИМ можно использовать ФНЧ
с rраничной частотой Р в ' удовлетворяющей условию (13.6). Для ослаблеиия
помех во время приема импульсов и в паузах нужно использовать двусторон-
ний оrраничитель ДО, который включают после ДРИ (рис. 13.17). На рис.
13.18 приведены эпюры напряжений на входе И вх и выходе Ивых ДО, иллю-
стрирующие ослабление помех. Можно использовать также электронное ре-
ле, срабатывающее во время прохождения сиrнала через заданный уровень
И пор ' который следует выбирать равным половине амплитуды видеоимпуль-
сов (на участке наибольшей крутизны фронта и среза). В этом случае дей-
ствие помех будет наименьшим.
Для демодуляции сиrналов с ВИМ их преобразуют в сиrналы с ШИМ
(иноrда в сиrналы с АИМ). Способ преобразования показан на рис. 13.19.
С помощью селектора, управляемоrо импульсами И б из канала синхрони-
зации, видеоимпульсы данноrо канала связи ИВ выделяются из общей после-
довательности видеоимпульсов И а . Фронтом выделенных видеоимпульсов
ИВ запускается триrrер, а срезом селекторных импульсов И 6 триrrер воз-
вращается в исходиое положение. Получающиеся на выходе триrrера им-
пульсы И r модулированы по ширине, которая линейно связана с положе-
нием импульсов с ВИМ, последующая демодуляция полученноrо сиrнала
с ШИМ при помощи ФНЧ позволяет получить напряжение, пропорциональ-
ное сдвиrу импульсов с ВИМ.
Демодуляция сиrналов с КИМ выполняется путем преобразования их
в сиrналы с АИМ. Простейшая схема демодулятора приведена на рис.
13.20, а. Импульсы кодовой комбинации, поступающие от селектора данноrо
канала через электронный ключ ЭК, накапливаются в форме заряда на кои-
денсаторе С. Постояниая времени цепочки RC подбирается так, чтобы за
период следования импульсов (рис. 13.20, б) напряжение на конденсаторе'
уменьшалось вдвое. При этом в конце п-значной кодовой комбинации напря-
жеиие на конденсаторе
п
ивых == I1И щ/2п {,
( l
(13.7)
4QO
lfвx
lIвx
lIвщ
и, :
Рис. 13.20.. Схема демодулятора сиrналов с КИМ (а) н эпюры напряжений в демодулято.
ре (6)
,
rде ДИ приращение напряжения на конденсаторе при заряде -:т одноrо
импульса; Щ == О или I коэффициенты, отражающие отсутствие или
наличие импульса в i-й позиции при ни маемой кодовой комбинации. Сумма
в выражении (13.7) указывает номер уровня сиrнала сообщения, соответ-
ствующий двоичному числу а п ... а 2 аl'
В конце приема кодовой комбинации из п импульсов селектор канала
открывает считывающее устройство СУ и подает остаточное напряженне
И вых с конденсатора на вход демодулятора сиrиалов с АИМ. После этоrо
конденсатор С закорачивается до приема следующей кодовой комбинации
данноrо канала,
13.12. Приемники маrистральной КВ радиосвязи
Маrистральные линии КВ радиосвязи действуют между rосударствамн,
крупнымн rородами, промышленными районами. Они характеризуются
большой протяженностью, значительной наrрузкой, высокоЙ аппаратурной
надежностью н достоверностью передачи сообщений. Источниками и потре-
бителями информации, передаваемой по таким линиям, MorYT быть теле-
rрафная станциЯ, телефонная станцИЯ, радиовещательная аппаратная, вы.
числительный центр. В этих случаях приемники маrистральной КВ связн
эксплуатируются на узлах радиосвязи. Кроме Toro они MorYT использоваться
для связи с отдельными кораблями, самолетами, районами стихийных
t"едствий.
На маrистральных линиях КВ радиосвязи используются различные вн-
ды (классы) излучений (п. 13.1). Наиболее широко используются однополос-
ные сиrналы (см. п. 13.5), При этом приемники выполняют двух- или четырех-
канальными. Расположение ОДнополосных спектров при мноrоканальной
работе показано на рис. 13.21. Для внутрисоюзных линиЙ радиосвязи при-
нята полоса пропускания канала тональнОЙ частоты 300...3400 rц, для меж-
дународных линий в соответствии с рекомендациями МККР 250 ...
3000 rц, в некоторых случаях 100...6000 rn. Все приемники в соответст-
вии с рекомендациямИ МККР при одноканальной работе (излучения Н3Е,
RЗЕ, JЗЕ, JЗС, J7B, R78) должны использовать верхнюю бqковую полосу час-
тот А 1 . При этом полоса канала В 1 является резервной. При трехканальной
работе должны использоваться полосы Аl' А 2 Н Bl' КаждыЙ однополосиый
канал может использоваться для уплотнения мноrократными телеrрафными
или факсимильными сиrналами.
401
Рис. , . 1. Расположе/fие о,циополосных
спектроа Шlrиалов !Три мноrоКанальИОЙ
рабdТе
Технические требования и норм,ы на электрические парам,етры прием,ни-
ков м,аёистральной радиОС81iзи rектометровоrо-декам.етровоrо диапазонов
волн приведены в rOCT 1466З 8З [27]. Приемники l-ro и 2-ro классов долж-
ны иметь синтезаторы частоты l-ro класса по rOCT 19896 7 4 и систему ди-
стаиционноrо управления, приемники З-rо класса синтеЗilТОР частоты
2-ro класса или плавную (квазиплавиую) перестройку частоты. Приемники
а плавной Пересrройкой должны работать в диапазоне частот 1,5...30 мrц,
с ШIскретной перестройкой в диапазоне частот 1,5... (30 Р<;.) Mrn,
Шаr сетки частот F с используемоrо синтезатора 100 rll, допускается 10
и 1000 rn, Отклонение частоты иастройки приемника от установленноrо aHa
чения должио соответствовать требоваииям rOCT 19896 74 и rOCT
25960 8З. Приемники I-ro класса должны nринима,ть высокоч.аетотные из-
лучеиия классов AIA, А2А, J2B, АЗЕ, В3Н, JЗЕ, ИЗЕ, .RЗЕ. А3С, .R8C,
J3C, В7В, J7B, .R7B, B9W, FIB, F3E, F3C, F7C, CIВ, приемники 2.ro
класса излучения классов AIA, АЗЕ, .R3E, В3Е, Н3Е, J3E, F1B, F7C,
приемники 3-ro класса излучения классов АIА и АЗЕ. Приемники все)!!
классов предназначаются для работы а несимметричным антенным фидером
с волновым сопротивлением 75 (50) ОМ и симметричным фидером с волновым
сопротивлеиием 200 ОМ при КСВ не более 3. Электрическое питаиие прием-
ников должно осуществляться от однофазной сети перемеииоrо тока напря-
жением 220 В и частотой 50 или 60 ru.
Нормы на электрические параметры прием ников приведены в табл.
IЗ..I0. Постояниая времени цепи заряда системы АРУ в пределах реrулиро-
вания относительно скачка уровня входноrо сиrнала 20 дБ должна быть
в пределах от 0,1 до 100 мс, цеПИ разряда (переключаемая не менее чем дву-
мя ступенями) от 0,1 до 10 с. Нормы на параметры, определяющие каче-
ство приема излучений Fl В и F7C, приводятся в rOCT 14662 8З ['2'2]'.
Приемники I -ro и 2-ro классов должны иметь следующие выходы и вхо-
ды: 1) выходы сиrнала последней промежуточной частоты и местной несущеЙi
2.) выход опорной частоты (для использования при сдвоенном приеме) с на- .
пряжением не менее З50 мВ на наrрузке 75 ОМ или не менее 280 мВ на на-
rрузке 50 ом; З) выходы на симметричные линии (600+60) ом для
телефонных сиrналов по одному четырем каналам; 4) выходы на'
симметРИЧRые линиИ а напряжением :i 20 В на наrрузке 1000 :i 100 Ом
или :!: 60 В на наrрузке 3000:1: 300 ОМ для телеrрафных сиrналов
по одному двумя каналам при скорости телеrрафирования 250 Бод;
5) иесимметричные выходы с напряжением + 10 в и O,6 В на наrрузке
4500:1: 450 ОМ для электронной реrистрирующей аппаратуры по одному
двум каналам при скорости телеrрафирования до 1200 Бод; 6) выходы'
для дистанционноrо управления; 7) выходы для подключения rоловных теле-
фонов; 8) вход опорной ча.стоты для синхронизации приемника от внешнеrо
источника с напряжением ие менее 200 мВ на наrрузке 75 ОМ или 150 м В
на наrрузке 50 ом; 9) аитенный вход 75 ОМ или 50 ОМ или 200 ОМ (через
симметрирующий трансформатор).
402
Таблица 18.10. Нормы на осиовиые lIараметры стациоиариых приемииков
маrистральной радиосвязи reктомeтtЮII6'f&-.цекаметроIlOl'О ltnаЭОНf)В IIf)JI1I
Параметpьt
Нормы по классам
Коэффициент шума, дБ, не более
при одноконтурном входе
при входе с полосовым фильтром
Селективность по зеркальному каналу, дБ,
не менее
Селективность по каналу промежуточной
частоты, дБ, не менее
Селективность по друrим побочным каналам,
дБ, не менее
Уровень блокирующей помехи, дБ. мкВ,
при отстройке помехи относительно сиrнала
на =!:20 мrц, не менее
Уровень внеполосных помех, образующих
еоставляющие взаимной модуляции 3-ro по-
рядка, дБ . мкВ, не менее
Диапазон АРУ при изменении выходноrо
уровня на 6 дБ, дБ, не менее
Диапазон ручиой реrулировки усиления, дБ,
не менее
Время перестройкн, с, ,ие более
Ширина полосы частот ОднOllOЛQCНоrо теле-
фонноrо канала, Тц
HepaBHoмepHOC'Fb АЧХ, дЕ, не ,более
для каналов с шириной полосы пропус-
кания 250...3000 rц и 300...3400 rц
100...6000 rц
Номинальный уровень выходноrо сиrнала,
дБ . мВт
Ывксимальный уровень выходноrо сиrнала,
дБ . мВт
Ослабление составляющих взаимной моду-
ляции внутри полосы пропускания, дБ, не
меиее
Коэффициент rармоник, %, ие более
Среднее квадратичное значение паразитноrо
отклонения фазы, не более
Линейные переходные искажения, дБ, не
более
Нелинейные переходные искажения, дБ, не
более
Сдвиr частот при приеме
излучения iFl В, rn
дополинтельно, rц
Сдвиr между смежными частотамн при прие-
ме излучения F7B, rц
дополнительно, rц
Сдвиr фаз при приеме излучения G 1 В
Скорость телеrрафирования, Бод
дополнительно, Бод
2 3
10 12
15 17
90 70
10080
80 60
94 80
80 70
100 80
80 74
0,()5.; 0,5; I 15
250...3000
300. ..3400
100...6000
3 3
6 6
О О
10 Н)
40 30
20 100
60 56
50 50
200, 400, 500
85, 1'25, 170,340,
1000
200. 400, 50D
250 и 1000
О.. .1800
50, 100, 200
75, 150, 300, 500,
600, 1200
15
20
60
60
60
60
60
60
54
10
403
Продолжение табл. 13.10
Параметры
2 3
Нормы по классам
Краевые искажения, вносимые приемником,
%. Не более при приеме излучения FIB дЛЯ
индексов манипуляции
0,5.. .1,5
1,5...2,5
более 2,5
при приеме излучения F7B в синхронном
режиме для индексов мани пу ляции
1,3...2
более 2
при приеме излучения F7B в асинхронном
режиме
при приеме излучения Gl В
='= 10
='=7
=,=5
:t: 15
:!: 10
:!: 25
:!: 10 I
Примечание. Методы измерения параметров приведены в [27J.
Допускаемые отклонения уровней выходных телеrрафных сиrналов
приемника для буквопечатающей и электронной реrистрирующей аппара-
туры должны соответствовать требованиям rOCT 14662 83.
Качество приема широкополосных телефонных сиrналов и мноrоканальных
сиrналов определяется ие только АЧХ, но и ФЧХ или ее производной, назы-
ваемой rрупповым временем замедления rвз. Требования к форме А ЧХ
и характеристики rВЗ установлены rOCT 14663 83 только для однополос-
ных каналов приемников l-ro класса [27J.
Структурная схема маrистральноrо приемника любоrо класса содер-
жит тракт обработки сиrнала, системы стабилизации частоты, управления,
контроля и питания. Тракт обработки сиrнала делят на rлавный (rруппо.
вой) и индивидуальные тракты, Тракт rрупповоrо сиrнала выделяет, усили-
вает и преобразует спектр сиrнала, зависящий от вида принимаемоrо излу-
чения. ОН состоит из трактов сиrнальной частоты и промежуточных частот.
Выделение индивидуальноrо сиrнала из MHoroKpaTHoro и ero демодуляция
осуществляется в индивидуальных трактах, к выходам которых Подключа-
ются соответствующие реrистрирующие устройства.
Структурная схема rлавноrо тракта приемник а rТП определяется,
rлавным образом, требованиями к частотной точности, которая складывает-
ся из поrрешностей установки частот настройки передатчика и приемника
и их нестабильности в Процессе работы. Норма на стабильность частоты на-
стройки приемника является ОСНОвой для выбора схемы формирования reTe-
родинирующих напряжений (п. 13.1). Структурная схема индивидуальных
трактов определяется видами принимаемых излучеиий.
rлава 14
ПРОЕКТИРОВАНИЕ РАДИОЛОКАЦИОННЫХ ПРИЕМНИКОВ
14.1. Особенности и структурная схема
радиолокационных приемников
Радиолокационные приемники работают в диапазоне СВЧ и обладают
некоторыми особенностями. rлавной из них является использовани общей
с передатчиком антенны, что вызывает необходимость в специальном антен-
ном переключателе и устройстве защиты входа прием ника. Такой антенный
переключатель АП подключает антенну к передатчи ку П (рис. 14. I) на время
излучения зондирующеrо мощноrо импульса. При этом затухание между
антенной и входным устройством приемника становится очень большим,
а вход приемника закорачивается. Однако, поскольку закорачивание входа
не является полным, а затухание между входом и антенной не бесконечио,
часть мощности передатчика просачивается в приемник, что нежелательно.
При излучении импульса передатчика просачивающаяся на вход приемника
мощность не должна превышать нескольких мВт.
По окончании зондирующеrо импульса АП отключает антенну от пере-
датчика и подключает ко входу приемника.(.!!ройдя через входное устрой-
ство ВУ, усиленный в МШУ сиrиал поступает в фильтр, ослабляющий шумы
зеркальноrо канала ФЗК, а из Hero в смеситель сИrнала Смl. Исключе-
ние шумов зеркальноrо канала позволяет уменьшить коэффициент шума иа
3 дЕ по сравнению со схемой без ФЗ К. Из смесителя сиrнал поступает на
УПЧ, а затем на детектор Дет, видеоусилитель ВУ и индИКатор.
В нижней части схемы показан канал АПЧ, В отличие от обычноrо прием-
ника, rде на вход канала АПЧ подается сиrнал с выхода УПЧ, здесь использу-
ется двухканальная схема. Поскольку в основном канале сиrнал МОжет быть
весьма слабым (на уровне помех), при котором система АПЧ работает неиа-
дежно, в локационном приемнике в качестве управляющеrо используется
сиrнал от передатчика, так как ero частота почти не отличается (некоторое
отличие при работе с движущимИся целями определяется эффектом Доппле-
ра) от частоты отраженноrо сиrнала. Сиrнал от передатчика ослабляется де-
лителем мощности ДМ (примерно на 50...80 дЕ) и поступает в смеситель АПЧ
См2, схема и конструкция KOToporo не отличается от смесителя сиrиала
Смl. Далее следует однокаскадный УПЧ, частотный детектор ЧД и управи-
к цнiJiJlШ/l10Р#
рнс, 14,1. Структурная схема локацнонноrо прнемннка простых снrналов
405
тель У. Выходное напряжение управителя изменяет частоту rетеродина r
так, что разностная частота поддерживается равной частоте настройки кон-
туров в УПЧ. Делитель Дел. распределяет мощность rетерОДИна между
смесителями СмI и См2.
Для повышения устойчивости работы смесителей АПЧ в уОЛовиях пара-
зитных просачиваний снrнзпов передатчика в реальных системах иноrда
снrнал от передатчика уменьшают в дм настолько, чтобы он стал reTepo-
дннирующим, а сиrнал от rетеродина r уменьшают в Дел так, чтобы для
См2 ои стал сиrнальным.
Схемы реальных локационных приемников MorYT несколько отлИчаться
от представленной на рис. 14.1, иапример, при использовании сложных CHr-
налов, при моноимпульсном методе работы и в некоторых друrих случаях.
14.2. Антенные переlCПlOllатепи и устройства защиты
npиемника
Схемы антенной коммутации
Антенный переключатель АП н устройство защиты приемника (УЗП)
MorYT быть полностью илн частично объединены в одной конструкцин.
Наибольшее распростраиеиие получнли следующие схемы АП: ответ.
вительная (ОАП рис, 14.2). балансная (ВАП рис. 14.3; 14.4), ферри.
товая (ФАП рис. 14.5, 14.6).
Действие схемы ОАП основано на использовании rазоразрядных при.
боров СВЧ резонансных разрядников в качестве переключающих эле.
меитов. В одном из вариаитов этой схемы, последовательио-параллельной
(рис. 14.2, а), в линию связи от передатчика П к антенне А вКлючается после.
довательно разрядник блокировки передатчика РЕП. На расстоянии 'Л/2 от
РЕП делается отвод линии к приемнику Пр, причем на отрезке IJ4 от места
отвода устанавливается разрядник защиты приемника РЗП. При излучении
зондирующеrо импульса оба разрядника пробиваются и представляют собой
примерно короткие замыкания. Поэтому мощность передатчика почти без
потерь проходит в антенну, а вход приемника оказывается закороченным
РЗП. Таким обра30М, РЗП выполняет функции УЗП, а РЕП функции
АП. По окончании зондирующеrо
импульса разрядники racHYT, антен-
на отключается от передатчика и
подключается к приемнику , куда
и поступает отраженный сиrнал.
При этом мощность отраженноrо сиr-
нала практически не поrлощается
линией передатчика, так как ее
входное сопротивлеиие в месте от-
ветвления равно бесконечности.
На рис, 14.2, б представлен дру_
roй вариант схемы ОАП, параллель-
вый. При излучении передатчиком
зондирующеrо ИМПульса, пробива-
Рис. 14.2. Ответв"тельная схема aHTeHHorO
переключателя (ОАI1j ются оба раЗрЯДНИКа, показанные
406
Аllтенна
2
HOi!'p!/JKO
"
Ре
....r-----<>
УJЛ приемник
P I1l /1
DерtUflтllшl .4 .;}
fJО.llfоиоtllШ/J
мост (1)
l' J
Dl'!Jl'К.IIЮllотt.ll61f6/l' fJO.IIfOIJOtJlfblIl
J./Jl'AleJfIOIl (173) мост (2)
Рис. 14.3. Балансная схема aHTeHHOrO переКJJючателя (БАП)
Щ#f
1 l7эt 3
{1
,f/ 032 /
Р"
ро
--311"
1 0!J1 J
5
1
Рис. 14.5. Схема ферритовorо 8И-
TeHHoro переКJJю1Jателя (ФАП)
Рис. 14,4. БАП на щелевых мостах:
а режим передачи; б режим прнема
H '
1
5
б
7
Рнс. 14.6. ФАП с фазовым цнркулятором
на схеме, Поскольку оба онИ находятся на расстоянии 'A/4 от волно-
вода (л длина волны в волноводе), в месте их присоединения к
линии (точки а а и б б) входное сопротивление оказывается равным
бескоиечности и поэтому электромаrнитная энерrия беспрепятственно про-
;ходит из передатчика в антенну А. По окончанни зонднрующеrо импульса
оба разрядиика racHYT. При этом в точках а а оказывается короткое за-
мыкание, поскольку к иим присоединяется полуволновоi!: короткозамкну-
ты!!: отрезок ЛИНIffI. В точках в в входное сопротивление равиое бесконеч-
иости, так как между короткозамкнутымИ точками а а и точками в 11
имеетси отрезок длнной Л/4. При таких условиях принятый антенной сиrнал
беспрепятственно проходит иЗ' антенны к приемнику Пр.
4f17
Схемам ОАЛ свойственны существенные недостатки: оrраниченная ши-
рокополосность (t:J.f/f == 4..,5 %), необходимость использования двух ти
п()в разрядников, большие потери в РБП, большой кевн до возникновения
разряда на начальном участке зондирующеrо имп ульса и др. Поэтому
в новых разработках радиолокационных приемников сантиметровоrо
и миллиметровоrо диапазона целесообразно применять схемы БАП или ФАП.
Схема БАП (рис. 14.3) реализуется на двух ОДИнаковых Волноводных
мостах и двух одинаковых переключательных элементах, включенных меж-
ду мостами [55J. Действие схемы основано на балансе амплитуд и фаз СВЧ
колебаний, распространяющихся в двух волноводных каналах схемы.
При подаче мощности передатчика к плечу 1, она делится пополам с от.
носительным сдвиrом фаз ч' и поступает к пеrеключательным элементам
ПЭ. Входное сопротивление последних под воздейстрием зондирующеrо ИМ-
пульса становится близким к нулю, ПОЭl0МУ почти вся мощность передатчика
отражается от них и возвращается в плечи 1 и 2 моста 1. Относительный
сдвиr фаз этих отраженных колебаний определяется как ИСХОДной величи-
ной сдвИrа ф, так и разностью расстояний от моста до переключающих эле-
ментов, в качестве которых используются rазоразрядники, полупроводнико-
вые диоды или их сочетания, Можно эту разность расстояний выбрать так,
чтобы при обратном распространении мощностей Р пе/2 через мост 1 из плеч
l' и 2' обеспечивал ась синфазность их колебаний в плече 2 и противо-
фазиость в плече 1. Тоrда обе отраженные волны просуммируются в плече
2 и поступят из Hero в антенну без заметных потерь.
Небольшая часть мощности передатчика просачнвается через переклю-
чательные элементы в плечи 3 и 4 моста 2, но расстояния от переключающих
элементов до этих плеч и в мосте 2 поДбираются так, чтобы на выходе ero
в плечах 4 колебания были синфазными, а в плече 3 противофазными.
Суммарная просачивающаяся Мощность Р просЕ поrлотится соrласованной
наrрузкой, а к приеll1НИКУ, подключенному к ПJlечу 3, будут подведены лишь
небольшая мощность Р просl.' обусловленная неидеальным балансом aMfi-
литуд и фаз в плече. Эта мощность ослабляется еще УЗП, ВКЛючаемым меж-
ду плечом 3 и входом приемника.
При приеме сиrиала из антенны Ре колебания делятся в мосте 1 попо-
лам с соответствующим фазовым сдвИrом, проходят через переКЛlOчающие
элементы без сущ ственноrо ослабления и поступают на мост 2, rде склады-
ваются на выходе плеча 3 и поступают в приемник.
Мосты, используемые в БАП, MorYT быть различной конструкцни: T
образные, кольцевые 11 щелевые. Наибольшее распространение, блаrодаря
своей компактности и симметричности, получили БАП иа щелевых мостах
со Связью ПО узкой стенке (рис. 14.4). Такая схема состоит из двух мостов
ЩМ-I и ЩМ-2 с отверстиями связи по узкой стенке и двумя переключатель-
иыми элементами ПЭI и ПЭ2. Если щелевой мост симметричен и ero свойства
и характеристики одинаковы со стороны любоrо плеча, то мощность, подан-
иая в одно из Плеч, распределяется поровну между двумя противополож-
иыми плечами со сдвиrом в 900, и тоrда суммарные и разностные мощности
образуются в соответствии с описанным выше механизмом прохождения ко.
лебаиий, обозиаченным иа рис. 14.4 отдельио для режима излучения и ре.
жима приема, Лорядок расчета БАЛ изложен в [55, 831'.
408
Действие ферритовоrо АП основаио на невзаимных свойствах четырех-
плечноrо ферритовоrо циркулятора (см. rл. 6). К плечу 1 (рис. 14.5) под-
ключается передатчик, а к плечу 2 антенна, поэтому мощность передат-
чика передается полностью через плечо 2 в антенну. Однако, ввиду ненде-
аЛьноrо соrласования передатчика с антенно-фндерным трактом, часть мощ-
ности отразится от антенны (Р а) и попадает на ВХОД прнемника, подключае-'
Moro к плечу 3. Туда же поступнт мощность утечки, проникающая из плеча
1 через циркулятор непосредственно на плечо 3, вследствие неидеальной раз-
вязки между плечами. Эта мощность РУТ ослабляется УЗП, включаемым
на входе приемника, частично Проникает в приемник, а частично отражается
от входа приемника, направляется в плечо 4, rде и поrлощается соrласован-
ной наrрузкой. В интервалах между зондирующими импульсами сиrналы,
отраженные от цели Ре' улавливаются антенной, поступают в плечо 3 на
УЗП и ВХОД приемника почти без всякоrо ослабления. Ферритовый цирку-
лятор ВЫполняет также функции вентилей, обеспечивающих развязку пере-
датчика от влияния изменения импеданса антенно-фидерноrо тракта, а этоrо
последнеrо от УЗП с приемником.
Большое распространение получила схема ФАП с фазовым циркулято-
ром, основанная на использовании невзаимных свойств ферритовоrо фазо-
вращателя, помещенноrо в поперечное маrнитное поле: вносимый им фазо-
вый сдвиr меняется по велИчине при изменении направления распростране-
ния СВЧ колебаний на противоположные [551. Схема ФАП состоит из цирку-
лятора, ферритовоrо фазовращателя, cBepHYToro Т-моста и щелевоrо моста
(рис. 14.6). В параллельных плечах Т-моста фазы колебаний одинаковы,
если они возбуждаются со стороны плеча 2, и противоположны при возбуж.
дении колебаний со стороны плеча 4. При одновременном подведении равных
мощностей к параллельным плечам Т-моста с одинаковыми или противопо-
ложными фазами, онн суммируются соответственно в плечах 2 или 4. По-
скольку ферритовые пластины фазовращателей находятся в поперечном
маrнитиом поле, они в зависимости от направления распространения коле-
баний вносят фазовый сдвиr 900 или О. Поэтому схема движения колебаний
в циркуляторе рис. 14.6 будет соответствовать рис. 14.5.
Переключающие элементы антенных переключателей
Наибольшее распространение в качестве переключающих элементов
получили резонансные разрядники, ПОлупроводниковые ДИодные выключа-
тели и оrраничители, быстродействующие ферритовые переключатели.
Резонансные разрядники представляют собой комбинацию резонатора
и rазовоrо разрядника. Резонатор заполняется rазом, чаще Bcero смесью па-
ров воды с aproHoM или водородом, при низком давлении и rерметнчески
закупоривается. Под воздействнем СВЧ электрическоrо поля BbIcOKoro уров-
ия (т. е. при поступлении зондирующеrо импульса передатчика) Возникает
rазовый разряд, в результате KOToporo входное сопротивление разряднИКа
стаиовится весьма малым, что препятствует прохождению через Hero мощ'
ности СВЧ. По окончании импульса разрядник racHeT и дЛЯ СВЧ поля низ-
Koro уровня он представляет собой обычный резонатор или фильтр из не-
скольких резоиансных структур. Разрядники защиты приемника РЗП делят-
ся на широкополосные и узкополосныв, Широкополосные РЗП обладают
15 7-230
409
рядом достонн.ств перед узкополоснымн, что упрощает настройку npHeMHoro
тракта и делает их применение преддочтительнее_ Широкополосный РЗП со-
стоит нз волнов щноrо полосовоrо фнлыра с четвертьволновыми связями и
образуется четырьмя резонансными элементами: двумя резонансными проме-
жутка ми и двумя вакуумноrерметич.ными резонанснымн окнами связи.
Для уменьшения пороrовоrо уровия мощности аажиrания в РЗП ис-
пользуется вспомоrательный тлеюший разряд, создаваемый электродом
поджиrа, на который подается постоянное напряжение. Действуюший не-
прерывно тлеющий разряд создает первоначальную концентрацию свобод-
ных электронов в rазе, облеrчаюшую ионизацию при меньших напряжен-
ностях поля СВЧ. Время установления разряда порядка t y >:::> 10 в с. Про-
сачивающаяся в течение этоrо времени через разрядник Эllерrия СВЧ коле-
баний, называемая энерrией пика (W n ), является важным параметром раз-
рядника. После начала разряда просачиваюшаяся мошность уменьша-
ется до Рпл И В дальнейшем обусловлена лишь падением напряжения
в дуrе СВЧ разряда. В табл. 14.1 представлены основные параметры
широкополосных РЗП нескольких типов. К друrим параметрам РЗП вы-
cOKoro уровня относятся пороrовые значения мошности, при которой про-
исходИт зажиrание Р ааж ' И максимальное значение мошности, которое
можно подвести к РЗП РП. К параметрам низкоrо уровня относятся
потери приема L np ' КСВН и относительная полоса !::..f/fo в %.
Для облеrчения поджиrа в РЗП применяют не обычные, а управляемые
разрядиики. Для этой цели на специальный поджиrающий электрод пода-
ется видеоимпульс с некоторым опережением по отношению к зоидирующе-
му импульсу, так что коrда поступает мошность передатчика, в РЗП уже
успевает сформнроваться разряд_ При этом затухаиие, выносимое разряд-
ником, составляет 100 дВ, а просачивающаяся мошность незначительна (ме-
нее I мВт).
Предварительными РЗП называют разрядники, включенные перед оС-
новными РЗП, или для зашиты малошумяшеrо усилИтеля на ЛБВ, не предъ-
ивляюшеrо таких высоких требований к просачиваюшейся мощиостИ, как
устройства на полупроводниковых диодах: УТД, ППУ и смесители. Их уст-
ройство проше, чем у рассмотренных выше РЗП. Сдвоенные РЗП, напротив,
включаются в тех случаях, коrда предъявляются повышенные требования
к зашнте входа приемника их W пиР пл меньше, чем у обычных РЗП.
Диодные nереключающие элементы применяю'FСЯ в современных прием-
никах чаше, чем РЗП. Их преимушествами по сравнению с РЗП являются:
миниатюрность, долrовечность, быстродействие, возможность создания са-
моуправляемых устройств оrраничителей. Уступают они РЗП пока тоJl.ь-
ко по величине максимальной мошности Р ". Полупроводниковые выключа-
телн и оrраничители представляют собой СВ Ч элементы с встроенными в. НИJII
полупроводниковыми диодами, открытыми при малой мощности сиrнала
и практически запертыми при большой мощности сиrнала СВЧ.
В переключательнbIX диодах ИСПОJIЬЗУЮТСЯ полупроводниковые СТРУК.
туры типа р-n или р- i-n из кремния или rермания [55]. Параметры несколь-
ких типов переключательны И оrраИИ'1ительных ИОJ{ОВ преАставд,шн
в табл. 14.2.
410
j
...
1<:
::а
...
о
Q,
foo
CI)
;:;!
:о:
..
..
:о:
:Е
:о:
1<:
::а
...
о
со
..
Q)
;:;!
:о:
foo
:z:
'"
и
...
=:
:z:
о:{
Q,
'"
'"
с..
>(
::а
:z:
..
о
=
о
Q,
:::
3
::а
Q,
foo
...
:Е
'"
Q,
'"
t::
,:.;: ':!I
:;s ::а
'" :r: :r:
<- :r: :r:
'" .. .=: '"
;1; ':!:: II!I ...
"1: ::а 2- ::а о
с :r: :r: с..
" i;! :s: :r: :s:
"1: :r: t>: :х:
о -5 Q) о ::: Q)
'" g 1Е " foo \о
;:;! '-' ;:;! foo
О О О .. О О О '" Q)
r::: Е--< i::G' Е--< r::: i::G' Е--< ::r: ::r:
- " с.;а с <о
*'" :.: '"" 10 10 с':) С 10
:s
"
:а
'"
.а '"
'"
'" с с
:s - ..
'" a с $ с с LQ с':)
" 1'-. <о
:.: Q., IE С С
'" С
:s с.;а
,;,
'"
"'''' 10 - 2
с'" . <- '"" с.;а
"'''' "'" с
>''' C!) с' с с' с; с с' с о с с
'" с':) 10
с'"
<-",
"
О
u .. .. .. '" '"
:а с
со ;1;.. .. .. ..
с 5s с с I с с I
:а "' с 8 с 5s
'" Q.," :s с.;а с") 10 :?5 с
,. с
"
:; с.;а
'"
'"
t3
. .. с с с с с':) с С С С
,, 10 с с с 10')
Q., :.: с':) с.;а
о ::r:
<- 10. ф.. 1'-0, С q <О, 1'-;, с.;а ф.. <О.
о U c'i с.;а c'i
"'..
"'", <.
:а'" . "l 1'-;, с q 10. <о 1'-.
",О ""1: c'i с.;а с' с'
..'"
">'
:s
'"
'"
'" s: с.;а <х> с':) с':) с.;а <х> с':) с <х>
t:: <1':""
с 10. о'> 10 '"' 10. 10
:s C'<I о c с.;а' с с.;а'
"
о ос> cv; "l ос> '"" cv; tD:. ..; '" 1fi
«
о с' с'
r:::
r<)
'" .. о..
:.: ..
'" .. Q)
'" r::: ::а
"1:
'" r<) :r:
Q, ,Q
" о.. "
1 Q) Q)
/foo
::а :::
:r: с..
:z: '"
Q) ...
t:! о 00(
... '"
r<) 00( с..
о.. u i::
....
....
<:!
::t'
::!
-:
'о
<:!
f..,
15*
r::
-<
"
'"
'"
..
(J
с
..
..
"
..
с
'"
'"
Q,
..
9
:>.
..
..
"
..
"
..
..
о.
Q.
<>
'"
=
--'"
&
;1;>'
"1: Z
'" "о.
" Z 8
'"
9 ":а
:1:: a.
!i
:::
"",
о. "",
t:: !:::
. ..
. .
*
411
-< о о
С")
:>1 О О I о о 10 О О О
.j. d d о о 10 s: с.;а О О О
... ....
с.;а
---: с.;а <=> о <.о о о о о о о
00 10 О О
и
:.: 10
:>1 О 8 с.;а I "'" с.;а о о о
о о о о
"' о. cs cs о. о. cs о. "'" s: 1'-.
и
:.: С'-!
:>1 I I I I I I о
cs о. <.о <.о <.о
g! »
а
\о
'" ...
:I:
u I I 10. "'" I 10. 10.
'" О о. 10 с.;а с.;а
с:.
Q,
... 10
I I I <YJ ::: I I I
c'i с.;а
Q,
... * *
>Q * *
:.: 10 10 10. I I <YJ 10 О
с.;а с.;а с.;а 1'-. :!:
;, о 8 о о.
Q, о
о. CS
'"
'"
'" t:I
'" t.., О О О О 55 о 10 О О
:>1 О
t.., ::: 10 10 1'-. :з <YJ 10
'" ;:. ""
:I: l l l
о'> о'> :з g о о о I I I
о о
с.;а 10
10
-е 10 10 <YJ. <.о ""
с о. с; .... cr:" с; с; .:[ c:i
, : I I
t,j lLi IN "'" cv5 <N
о CS о с. о о. о с," о.
:13
ti I;t , ,
,
» . . 1
с:. Q. .
... * t * * . 1
и r:t r: liIt 't liIt ...!. ..1. ..!.,
с t: it .1:
111
f-<
...
&
о
:о:
о:{
::а
:Z:
"Q
..
111
..
:о:
:о:
а
Q,
....
о
:о:
:Z:
"Q
..
111
..
'"
s!
111
Q,
111
С
::а
Q,
..
111
:Е
'"
Q,
'"
с
c-i
....
[
tj
f..,
412
<i>
;:;!
u
о
....
о
:::1
t>::
о..
t::
О
...
...:
'"
........
;:.
:.:
......
<J.
:z:
:z:
:х:
Q)
о..
Q)
;:;!
'"
:z:
:<:
о..
t::
Q)
:z:
:х:
Q)
t:f
Q)
;:;!
u
:Z:
...
'"
, о..
'8
I
'"
:::J
:а
...
u
О
:с
S
о
;:;!
::r
В ;:;!
. :ZI
....» i:
:х: . . [
Q" '"
о.. . о о
()
Ю . Q) !\!.
:Z: ,g
:s:: ч..... ..а ctt
.. :z: .. с::а.
:о: :z: ':O:
t>:::Z::z:CIo
t>:: g; С
:Z: Q) :z: '"
H "'!
в- :о: !:'о
I 5. о:!:
с..с*:
t>:
:z:
:с
:i
:Z:
;
!!iJ
u
Диодные СВЧ оrраничители
ОДНИМ из недостатков диодных выключателей является Отсутствие в ни)(i
ващиты от несинхронных сиrналов. Этоrо дефекта лишены диодные оrрани-
чители, которые не требуют внешних управляюшнх напряжений и сраба-
тывают от поступающей на ннх мощностн СВЧ колебаний. Оrраничительные
диоды занимают промежуточное положение между р-п и p-i-п структурами,
их импеданс, начнная с уровня примерно 1 мВт, называемоrо noporoM orpa-
ничения, быстро уменьшается с увеличением мошности и при Р ..;;: 10 Вт
представляет собой сопротивление порядка 1 Ом [83]. Такой оrраничнтель-
ный диод встраИвается в отрезок волновода непосредственно или через вол-
новодно-коаксиальный отрезок и образует резонансный волноводный orpa-
ничитель. Иноrда применяют разрядннки'оrраничнтели, которые представ-
лиют собой синтез РЗП н оrраннчительноrо днода. Сначала включается пред-
варительный разрядннк с конусамн, но без электродВ,: поджНrа. Затем сле-
дует оrраничитель, улучшаюший основные параметры РЗП. Такая комби-
нация позволяет уменьшить t B и повысИть долrовечность разрядНИка.
I1рнмер реализацНИ такой схемы показан на рис. 14.7. Циркулитор Цl
осушествляет связь антенны с передатчиком и приемником, циркулятор Ц2
обеспечивает передачу энерrии в МШУ реrенеративноrо типа (УТД или
ППУ) и отраженноrо сиrнала в наrрузку Н, напрнмер, смеснтель супер-
rетеродинноrо прнемника. После разряднИка РЗП включается резонансный
оrраничитель VD на диоде типа IА501 И, который дает ДОПолнительное ос-
lIабленне падающей мощностн еше примерно на 20 дБ. Совместное действие
РЗП и .оrраничителя предохраняют туннельные нли параметрические дноды
от выrорання за счет просачИваlOщейся мошности передаТЧИка, которая
может достиrать сотен мВт.
Такие схемы зашитных устройств называют пассивными, поскольку
в ннх резкое увеличение проводимостн диода н отражение падающей' мош.
ности к нсточнику происходнт
только за счет автоматнческоrо
смешення рабочей точки прн вы-
прямлении СВЧ-колебаний. В ак_
тивных защитных устройствах
p-i-n диодные ослабители рабо-
тают в ключевом режиме за счет
использования имп ульсов тока,
вырабатываемых специальной схе-
мой управления. Простейшая та-
кая схема состоит из видеодетек-
тора СВЧ VD1, который детек-
тирует сиrнал P 1 , создавая прн
этом ток, переводяший p-i-п диод-
ный ключ VD2 в состоянне высо,
Koro запирания (рис. 14.8, а).
Для повышения эффективности
и быстродействня схему можно
дополнить вндеоусилителем ВУ,
TpHrrepoM ТР и ТОковым ключом
Рис. 14.1. Электрическая схема высоКоЧастот-
ной Части локациоииоrо приемника с РЗП и пас-
сивиым защитным устройством на диоде 1А501И
413
Y I
а
о
Рш:. 14.11. Сх.емы. аК ИВНЫХ заЩIПIOblХ УСТРDЙeтв Geз ус.илител,е.., " це.,,, Уfl1!aВJlеU'IIИ (/1)
и с усилителем и ТоКоВЫМ формирователем В цепи управления (6)
ТК (pIllC. 14.8, 6}, вырабатывающим импульс обраТRоrо напряже-
ния, поступающий от И-СТОЧ1'IJIКЗ формирующеrо наrrряжения f1l8J.
14.3. Особенности проектирования
отдеnьныx каскадов покационных npиемЮtКOв
ЛИНИ'И переДАЧИ, входные ус.ройс.ва и УС4
Все ОСIЮl!ные схемы тракта СВЧ в радиолокационных приемниках стро-
ятся иа элементах лини-й передачИ. Таковы устройства защиты входа прием-
ника, рассмотренные выше, входные цепи, J\oПllУ и смесИтеЮf. До недавнеrо
BpeMeHl'I в этих устройствах Пспользовались отрезки коаксиальных и волио-
водных лпний. 311'reм большинство микроэлеКТРОНfIЫХ YCTpoifcTB СВЧ строи-
JЮCЬ па основе МПКfIOполосковых ЛИН!fЙ- передачи (МПЛ). Наряду с МПЛ на-
)[ОДят шнrюкое прпменение щелевые (1ДЛ) и копланарные (КЛ) линпи пере-
дачи, а также линии переда'flf на маrнитостатических волнах (МСВ) и2}.
Микроnолосковые линии передачи (рис. 14.9, а) ВЫnОЛlIЯЮТСЯ !fa керами-
чесппх rrодлО'жках методами фотолитоrрафии и широко применяются на
СВЧ вплоть ]1;0 миллиметровоro диапазона. Их ДОСТО!fнстваМ!f являются
простота, малые размеры поперечноrо сеченпя, технолоrичность, леrкость
включения твердотелых ЭJlеменуов, низкая себестоимость. Осиовными их
недостатками являются высокие потери на BepXIf!fX частотах, наличие пзлу-
чения на неодиородностях и малый интервал достижимых хаl7актеристиче-
скнх сопротивлений (от 30 до 90 Ом).,
IЦелеlIbtе лин:uи (рис. 14.9, б} в значительной мере лишены этих недостат-
ков, но и в них имеет место излучение, оrраИИЧ!fВающее их исп<rnъзование.
Для уменьшения излучения ЩЛ часто помещают в экран закрытые щеле-
вые лииии. На частотах свыше 10...20 rrn закрытые ЩЛ успешно KOН'КYpН'
руют С МПЛ.
Коnланарflые лиltии передачи (рис. 14.', в) явлsrются линиями квазл-
OTKpblToro типа и обладают меньшими потерsrми на Ffзлучеяие, чем МПЛ
5
// /J1 //
// // //
//
8
е
1/
а
t5
Рис. 14.!t, Лииии передачи для интеrр.a.J1Ы1ЫХ схем СЕЧ:
а микрополасковые, 6 щелевые. 8 коплавариые. е иа маrИI/ТQстаТИ'lеСКIIХ волнахl
'.... МПЛ: 2... поДJlОжка. ММ, 3, 1> ИИХРОllIOllые пленки; 4 пленки жиr; 5 подлож-
ка из r rr жеnезои'ЕТРНевый rpaвaT, rllJlJЮl'адолИRИевыll rра,иат
j
414
11 ЩЛ. КЛ допускают простое послеДQвательное И паралЛeJlЬН-Ge включ.eшrе
ЗICТИВНЫХ элементов liI лииию.
Лшши передачи на м ниmrJCml!JJmических воJUЮХ ОСJЮJ!'IIИlI .ИЗ 'Р'8слрост-
РllиешlИ Me;цJlalHOIX дисперсионжых СIПuювых волн СВЧ дНааЗЭОIi.а !I фe+Jро_
маrнитных материалах с иизкими потерями, например, желеЗ'ОXnрИeJIОМ
rf>.8HHTe (ЖИf') на IЮA./l.Qжке из rал.лийrцолиниевоrо rрЗИЗ'l'а (rTr) рмс.
14.9, 2. ДОСХОИИС'fВQМ линий на МСВ является возможность обработки .Il1l'Фор-
мации, he-rroсредстве.ннО на несУЩИХ частотах (прнмерно 1.. .20 rrц). без
преобразоваиия их в диапазон лромежуточнbLX частот порядка деся'l'ПJВ
или сотен Mrn. При этом нсключаютси искажения, вносимые смеоителем,
и ускоряется процесс принятия решения операторов ИА'И аВТОмнтичесКllМ
устройством, ЛОСКО.lIьку обработка информацИИ ведется в реальном мас-
штабе времени.
lвxoДHыe устройства радиолокацнонных приемннко'уотлжч.аюТ'C'j[ QТ ана-
лоrнчных устройств друrих приемников в диапазоне СВЧ, рассмотренных
в п. 3.4,!д.алнчием устройств зашиты входа приемника от переrрузки при
излучении 80ндируюшеrо импульса передатчнка. Они состоят из одноrо
контура или фильтра СВЧ и включаются между АЛ и МШU Иноrда вход-
ное устройство конструктивно объединяется с АЛ и является ero частью.
В приемниках без МШУ входное устройство и смеситель составляют в кон-
структнвном отношенни единый высокочастотный блок.
В диапазоне метровых волн (на частотах до 20'0 Mfu) прнменяются вход-
ные устройства с сосредоточенными параметрами . В дециметровом диапа-
зоне используются уже не обычные индуктивности, а отрезки ДВУХПРОВОДRых
или коаксиальных линий. В сантиметровом н мнллиметровом диапазонах
в качестве резонансных контуров используются объемные резонаторы, от-
резки волноводных., микрополосковых или друrих линий передачи, рассмот-
ренных выше.
Поскольку входное устройство. проектируется с учетом необходимос-
тн зашиты входа прнемннка от просачиваюшейся через АП мошности
CBoero передатчнка, в иеrо включаются разрядники и оrраничительные
,
дnоды. ,
УЗп, :а;кл;юч.а.емое между ФАП и МШУ, Быби.рае!fСЯ FЮ табл. {4.1, Если
на выходе УЗП п.рос.ачнвающая.ся энерrия яика и импульсная М'ФШНОСТЬ ,жр.е-
вышаlOТ допустимые значения для параметрнческоrо нли смеСНТeJlЫ;lQОО Д<ldQ.
да, следует l1РЮlIeiflИТЬ дополнитель,иН!й -о.rр.аничитм.ьный ДИ'О,ц. выБМjI)аемый
1'1'0 та5л. 14.2, либо совмещеиный Рllзря;цник-оrраничи'J'ель, J!мбира.емьн4: п'О
табл. 4.8 в {83).
Требуемая ,цля з.аЩИТЫ и.риемиика изоляция -от передатчика должна со-
ставлять не менее ба. ..80 дБ. а суммарная энерrил, просач.иваюшаяся через
аашнтное устройство, не должна превышать 10 Дж.
В мжкроп олосковом исполненни зашита приемнип 1!Ыполняется в виде
перестра1fваемоrо СВЧ фильтра на диоде. Такой оrраничитель может быть
построен как с внешним управлени-ем, так и без Hero.
НекоторН!е схемы УСТрОЙСПJ зашиты входа приемника на волноводных
и МИКРОПОЛОСКО.ВЫХ лиииях были р.ассмотрены выше.
На рис. Н_ H показана то,иолоrия IiIхо.дпоrоу.qтроlkтва с оrраНИ"'И'J'eлем
мощности, построенным н:! ЩЛ [37J. Ди'О ы VDl, VD3, VD5 {)!['раннЧи-
'tельные тнпа p-l-n (2А522). Диоды VD2 и VD4 смеснтельные, тнпа ДБШ
415
(2АI16). Расс'Юяния между диодами выбираются
порядка одной восьмой длины волны в лuнии. Дио-
дЫ VD 1, VD3, VD5 служат для закорачивания
ЩЛ, а диоды VD2 и VD4 для подачи автосме-
шения на закорачиваюшие диоды, что понижает по-
por срабатывания оrраничителя. Металлизирован-
ный «островок» связан а остальной металлизацией
платы с помошью конденсаторов Сl и С2. Такой or-
раничитель имеет в полосе частот шириной 40 %
потери проходяшеrо сиrнала 0,3 дБ и затухание не
менее 30 дБ. Широкополосность оrраничителя
объясняется отсутствием в ero конструкции резо..
нансных развязываюших элементов.
trIосле входных устройств включают устройство
для подавления зеркальноrо канала, в качестве ко-
Toporo используют полосно-пропускаюший фильтр на связанных ЛИНИЯJli
или иа жиr.резонаторах. Такие фильтры ослабляют помехи, в част'
ности шумы, из зеркальноrо канала 20...30 дБ. Применение этих
фильтров, а также специальных схем смесителей с фазовым подавле-
нием шумов из аеркальноrо канала позволяет снизить коэффициент
шума на 1,5...2 дl?J и довести ero до 4...6 дБ, что обеспечивает высокую
ЧУВСТВНТiЛЬНОСТЬ приемника и без УСЧ порядка 10 12...10 lЗ Вт, Если
требуется более высокая чувствительность (IO 14 и выше), следует в качестве
УСЧ примеиить один из видов МШУ, описанных в rл. 6. При ЭТОМ нужио
стремиться использовать транзисторные усилители, как наиболее простые
и обеспечиваюшие достаточно высокую чувствительиость. Для получения'
рекордиых результатов целесообразно применять ППУ, охлажда€1I:ые до
азотной ли водородной температуры.
'/
f '}. >JIJ ?45'
.
Рис. 14.10. Тополоrия or-
раиичитмя мощиости на
щелевоii лииии
Смесители радиолокационных приеМНИКО8
в современных локационных приемниках сантиметровоrо диапазона
применяются смесители на контурах с фиксированной настройкой, 'выпол'
ненных в виде коаксиальных, волноводных, микрополосковых или друrих
конструкций.
При относительно мало шумяшем rетеродине можно применять r;xeMy не-
балансноrо смесителя и вводить мошность rетеродина через направленный
ответвитель. В 9тоМ случае (рис. 14.1 I) смеситель состоит из направленноrо
J
ri(f ' r,
t Pr6X Pc!lI1l
r- l
I К ':Jпч 1'"
I Lf '
I L2 L ф L ф L ф , ....."
I
I С ОII J.l С ф С ф Сфl
IIRooIIII
L ...J
F ис. 14. 11. Схема ши рокополосиоrо иебалансиоrо смесителя с направлеииым ответвителем:
1 направленный ответвитель; 2 соrласованиая иаrрузка; 3 смесительная камера; L..
L. входиой автотраисформатор; L ф ' сф Фильтр; jA.A прибор для изменення тока
кристалла
416
РО r .,
O I К!JЛЧ,
I I
р" VП21 I '
I I
\) , С Т R . I
I Оп Ос
L .....J
r ....,
I С оп L ф ёф
I I Ro I СфI I
L J
Рис. 14.12. Схема балаисиоrо смесителя с
однотактным выходом н последовательным
включением диодов по постояииому току
J
вхоа
щеНОIlО
Вхоо
еетероаино
б J \
'f'ir
5д cA
J L'
выхоа ЛЧ 6 в
Рис. 14.13. Широкополосиый смесителе_
СВЧ иа комбииациях лииий передачи
ответвителя, на входы KOToporo подключаются нсточники снrнала н reTepo.
дина, а к выходу ero присоединяется смесительная камера. В приемниках на
миллиметровых волнах применяют только волноводные КОНСтрукции смеси-
тельных камер.
В РЛС шнроко применяются схемы балансных смесителей с щелевыми
Т-образными и кольцевыми мостами. Большое распространение получила
схема с щелевым мостом, последовательным включением диодов по постоян-
ному току (рис. 14.12) и параллельным по переменному току. Поскольку
диоды включены последовательно, то достаточно иметь цепь контроля ПОСl0-
янноrо тока. С друrой стороны, параллельное включение ДИОДов по проме-
жуточной частоте позволяет использовать однотактный выход и несиммет-
ричный УПЧ.
В схеме балансноrо преобразователя с двойным тройником диоды вклю-
чаются синфазно относительно колебаний rетеродина и противофазно отно-
сительно сиrнала. УПЧ должен при этом иметь двухтактный вход, но уже
в первом каскаде осуществляется переход коднотактному несимметричному
усилителю с помощью трансформатора.
Как отмечалось в rл. 7, в диапазоне СВЧ целесообразно ИСПользование
смесителей в интеrральном исполнении на rибридных соединениях различ-
ных типов передающих линий. На рис. 14.13 приведен вариант одной из
возможных реализаций смесителей на основе комбинаций микрополоско-
вой, щелевой и компланарной линий
передач [36]_ Переход 1 связывает
входную микрополосковую линию со
шелевой, в которую с помощью
тр ансформатора 2 последовательно
включены смесительные диоды. С дру-
rой стороны эти диоды включены
параллельно в компланарную линию,
которая связана переходом 1 с воз.
душной линией (выход промежуточ-
ной частоты) и микрополосковой ли-
нией (вход rетеродина). Шлейфы 3
и б являются заrраждающим фильт-
ром для идущеrо от входа Б сиr-
нала СВЧ.
Рис. 14.14. Схема двойиоrо балаисиоrо сме-
сителя с ФаЗ0ВЫМ подавлеиием сиrиала зер_
кальной частоты
417
РIfС. 14.15. Схема смесителя с фазовым подаDЛеиием sеркаль-
Horo канала на СВЧ
Такой смеситель на двух ДБШ
типа АА112А, изrотовленный на пла.
. J+
те плошадью 48 Х 30 мм из керами-
ки поликор с относительной диэлек-
трической проницаемостью 9,8, имел
коэффициент шума 11 дБ (при
Ш упч == 4 дБ) и развязку между цепями rетеродина и сиrнала около 36 дБ.
llL ля уменьшения шумов, попадаюшиХ в смеситель из зеркальноrо кана-
Ла, целесообразно применять схемы с двумя балансными ,смесителями и квад.
ратурными делителями и сумматорами, в которых происходит фазовое по-
давление сиrнала зеркальной частот [80, 83J. В одном из вариантов такой
схемы (рис. 14.14) принимаемый сиrнал подается в фазе иа два балансных
смесителя БСI и БС2. Колебания rетеродина подводят к этим смесителям со
сдвиrом на 900, который осушествляется в квадратурном делителе КД.
Выходные сиrналы смесителей по промежуточной частоте I Л . С . == Ir 1 с
будут также сдвинуты на 900, но в квадратурном сумматоре КС это'!' сдвиr
компенсируется и выходные сиrналы по промежуточной частоте будут уже
синфазны. В то же время для напряжения промежуточиой частоты от зер-
кальноrо сиrиала Iп.з == Ir 13 знак разности частот будет противополо-
жеи знаку разиости I л . с и поэтому составляюшие с частотой I л . з на выходе
I\С подавляются. Вариант реализации такой схемы показаи иа рис. 14.15 [83].
Схема типа рис. 14.15 обеспечивает подавление сиr'иала зеркальиой час.
тоты порядка 20 дБ. Если требуется большее подавление, можио применить
фильтровой сш>соб, ко.торый вместе с входным фильтром дает подавление до
40 дБ. В схеме балансноrо смесителя, показаниой на рнс. 14.16. подавлеииа
зеркальной частоты на 15...20 дБ достиrается за счет режекториоrо фильтра
и 20...25 дБ блаrодзря дополнительному полосовому фильтру на входе
смесителя. Такая схема, кроме Toro, обеспечивает подавление комбинациои-
Рис. 14.16. Тополоrическая схема бl1ланСо
иоrо смесителя на МПЛ с фИJIьтровым спо.
собом подавления аеркальноro каиала:
1 трехдецибельный ответвитель иа четы-
рех связанных линиях (мост Ленжа); 2
режекторный фИJIьтр зе!>кальиоrо канала;'
3 соrласующий фИJIьтр чет"ертьволио-
вый трансформатор; 4 параллельный
шлейФ; 5 закоротка шлейфа; б ФНЧ;,
VD ДБШ типа ЗА112
4JB
ных чаeroт' не менее чем на 20 дБ, шумов rетеродина за счет баЛ8НСlЮСТН схе-
мы на 20 дБ, при потерях преобразования 5,8 дБ в полосе рабочнх частот
около 5 rru [118]. .
rетеродJ.4НЫ раднопокацнонных прнемников
в локационных приемниках применяются вакуумные (отражательные
клистроны, ЛОВ) и тверд.отельные rетеродИllЫ (ЛПД, тд. диоды [анна
н др.). В настояшее время более распространены вакуумные rетеродины,. но
они постепенно вытесняются твердотельными, обладаюшими рядом преиму'
шеств.
ОтражатеЛЬflые клистРОflЫ ЯВЛяются наиболее распространенными re-
теродинами сантиметровых и миЛЛиметровых воли. Поскольку онн уже дав-
но ИЗвеСТНЫ и описаны во мноrих изданиях, ниже схемы и конструкции кли,
строна не описываются, а отмечаются лишь некоторые их особенности,' В диа-
пазоне волн 'л. < 5 см клистроны имеют внутренний резонатор и волно.водный
вывод, позволяющий подключать клистрон к входному фланцу смесителя.
Изменение частоты в широком диапазоне осушествляется механической иере-
стройкой резонатора (tlf раб /f r . cp == 3...15 %), а в узком диапазоне, в пре-
делах каждой зоны, путем электронной перестройки нзменения шшря-
жения на отражателе (tlf эл == 20...150 мrщ. Крутизна электронной Ilере-
стройки обычно лежит в преде,1ах 0,3...15 MrwB. Выходиап мощность
клистронов порядка нескольких десятков милливатт. Температурный козф-
фициент стабильности частоты. (ТКЧ) от десятых долей до нескольких
меrаrерц/rрад.
Лампы обратн,ой волн,.bl (ЛОВ типа О). Основным достоинством и пре-
имуществом ЛОВ по сравнению с друrими типами rетеродинов является
широкий диапазон электронной настройки (tlfэл/f ср == 20 ...60 %), достиrае-
мый простым ИЗменением упраВляющеrо напряжения, без мехаиической пере-
стройки. Для фокусировки электронноrо пучка применяются системы Mar-
нитной или электростатической фокусировки. В последнем случае ЛОВ по.
лучается значительно меньших rабаритов и массы. Выходная мощность ЛОВ
порядка неско.лькиХ! десятков милливатт, однако эта мошность иено-
стоянна при изменении управляющеrо напряжеиия и перепад МОШИОСТIf
Рвых тах/ Рвых min может достиrать 10 дБ. Крутизна электронной на.
стро.йки. Sэл составляет 5...50 Mru/B, но и эта крутизна неПОCТDнина, ее раз-
брос со авлsrет несколько дБ. Уровень амплитудных шумов ЛОВ на час-
тотах сдвиrа 5...30 м[ц TaKOro же ПОjJЯДка, ка,к у клистронов, а ЧМ шумы
ВЫше, чем у клистронов.
В последние rоды получили развитие полупроводниковые rетеродпны,
прэдставтrю:цие комбинацию из реоонатора и полупроводниковоrо при{50ра.
В дециметровом и сантиметровом Диапазонах волн применяются СЕЧ тран-
зисторы и ТД. Обычно после СВЧ транзистора, работающеrо в режиме re-
нерации, включаю'l' варакторный: УМНОЖИ1'ель частоты, в котором использу-
ются пар аметр ические диоды, подобиые тем, что используются в ПУ, но рас-
считанные на большую мощность. Умножитель состоит из нескольких варак-
торных цепочек и позволяет получить в саитиметровом диапазоие мощность
419
порядка десятков и сотен милливатт, после мощноrо задающеrо транзистор-
Horo reHepaTopa, работающеrо в дециметровом и метровом диапазонах. Одна-
К9 такой rетеродин сложен в конструктивном и схемном отношениях и ШИро-
Koro развития не получил. Не получили широкоrо распространения и reTe-
родины на ТД, ввиду небольшой rенерируемой мощности, в 'особенности
в саНТИCl!етровом диапазоне. Наиб9лее перспективными являются rетероди-
ны на JШД и диодах raHHa (Дп.
в конструктивном отношении еенератор на Л П Д представляет собой
объемный резонатор, с одной стороны связанный с ЛПД, а с друrой с наrруз-
кой, т. е. с волноводом, через который мощность rетеродина поступает в сме-
сительную камеру. Механическая перестройка резонатора позволяет пере-
страивать частоту rенерации примерно до 10 %, а изменение тока через
диод на доли процента, т. е. незначительно (крутизна электронной пере-
стройки до нескольких меrаrерц на миллиампер). При электронной пере-
стройке существенно меняется выходная мощность.
Мощность, rенерируемая ЛПД в сантиметровом диапазоне, 10...
500 мВт, В миллиметровом диапазоне до 50...100 мВт. ЛПД потребляют
от источника сравнительно небольшую мощность: и о == 20 ... 100 В, 10 """
== 10... 50 мА. rабариты и масса reHepaTopa на ЛПД также незначи-
тельны.
Одним из существенных недостатков ЛПД является ero высокий уро.
вень шумов, обусловленный влиянием процессов ударНОЙ Ионизации. Спек-
тральная плотность шумов ЛПД примерно на 20. ..дБ больше, чем у отража-
тельНоrо клистрона. Поэтому для уменьшения коэффициента шума смеси.
телей с ЛПД необходимо применять балансную схему, включать фильтры
против зеркальной частоты и узкополосный резонатор, настроенный на час-
тоту rетеродина, подзвляющий шумы на сиrнальной и зеркальной частотах,
В диодах raHHa при определенном напряжении возникает отрицательная
дифференциальная проводимость полупроводниковоrо материала, вызва
ная переходом электронов под действием электрическоrо поля из одноrо
энерrетическоrо минимума в зоне проводимости, в котором подвижиость
электронов велика, в друrой, rде их подвижность значительно меньше. В от-
личие от друrих типов диодов СВЧ, структура днода raHHa не содержит
р-п перехода и представляет собой тонкую пластинку. из арсенида rаллия
п-типа, на обе поверхности которой нанесены выпрямляющие металличе-
ские контакты. Таким образом, процесс преобразования энерrии пdстоян-
Horo тока в колебания СВЧ происходит не в тонком р-n переходе, а во всем
объеме полупроводника. По этой причине диод raHHa иноrда называют дио-
дом с объемным эффектом, частота колебаний определяется толщиной пла-
стины и резонатором.
К диодам с объемным эффектом относятся также диоды с оrраниченным
накоплением объемноrо заряда (ОНОЗ), обладающие несколько иным меха.
низмом возникновения колебаний и большей мощностью.
В конструктивном отношении reHepaTopbI на диодах raHHa не отличают-
ся от reHepaTopoB с ЛПД. Аналоrичным образом осуществляется также ме-
ханическая и электрическая перестройка частоты колебаний.
При выборе Toro или иноrо типа активноrо прибора для rетеродина
можно руководствоваться аначениями относительной нестабильности прибо-
420
Таблица 14.8. Относнтельные нестабильностн частоты rетеродннов
бf r
Тип активноrо при бора rетеродина
f r < 4 [[ц
f r >4Пц
Транзистор
Отражательный клистрон
Диод rаииа
J!авиино-пролетный диод
Туииельиый диод
10 2...10 3
1 0 3...1 0 6
4.10 3.. .10 4
1 0 3.. .10 4
10 3.. .10 6
10 3... 10 6
4.10 2...10 3
10 2... 10 3
1O 3... 10 5
ров, приведенных в табл. 14.3, которая дополняет данные табл. 2.2 для неко-
торых участков диапазона СВЧ.
В тех случаях, коrда требуется особо высокая стабильность частоты re-
теродина, а зиачительное усложнение схемы не имеет решаlOщеrо значения,
целесообразно в качестве rетеродина применять цифровые синтезаторы час-
тоты [11,29,51]. На рис. 14.17 по казаны структурные схемы цифровых син-
тезаторов СВЧ. В схеме рис. 14.17, а с одним rетеродинированием, которую
следует применять в узкодиапазонном синтезаторе, fq опорные частоты,
поступающие из reHepaTopa опорных частот (rоч). Последний представляет
собой довольно сложное устройство; он включает в себя один опорный квар-
цевый [енератор и систему форми рова ни я опор ных частот. Она состоит из
нескольких умножителей и делителей частоты, [енераторов rармоник, фор-
мирователей импульсов, фильтров и усилителей. На выходе rоч форми-
руется необходимое число колебаний опорных частот с заданными пара-
метрами.
Перестраиваемый полосовой фнльтр ПФ выбирает одну частоту !Qi,
которая подается на смеситель См одновременно с напряжением ВЫХОДИой
частоты fol. В результате процесса преобразования образуется новая проме-
жуточная частота 'прн' которая после усиления в Упч поступает на делн-
тели. Первый делитель с фиксированным коэффициентом деления в С раз
ДФКД, и второй с переменным коэффициентом деления в V раз ДПКД.
На выходе ДПКД получается вторая промежуточиая частота ' пр 2i' кото-'
рая в фазовом детекторе ФД сравнивается с опорной частотой f qnp 2' Сиrнал
ошибки после фильтра нижних частот ФНЧ и усилителя постоянноrо тока
Рис. 14.17. Структурные схемы цифровоrо сиитеззтора СВЧ:
а..". с одним rетеРОДинированием; б с двойным rетеродинированием
421
УПТ управляет частотой управляемоrо rеиератора yr. Таким образом, час-
тота иа выходе синтезатора 10' с помощью петли ФАПЧ, привязывается
к опорным частотам, которые и определяют ее стабильность.
Схема рис. 14.17, б работает аиалоrичным образом, но в ией имеет место
двойное rетеродинирование, что делает ее более широкополосной и поэтому
предпочтительной [11, 51]. В качестве yr в настоящее время вместо отража-
тельных клистронов чаще примеияют более надежные, менее rабаритные
и значительно более экономичные полупроводниковые rеператоры на лпд
и Дf. [енераторы на Дf имеют обычно Рвых i::::! 10 мВт. крутвзну пере-
стройки S == 30 ... 50 Мfц/В, относительную нестабильность частоты по-
рядка х2 . 10 3. В результате действия ФАПЧ в схеме синтезатора отно-
сительная поrрешность частоты на выходе понижается на 3...4 порядка.
Поскольку система ФАПЧ относительно частоты является астатической си-
стемой автореrулирования первоrо порядка, она не вносит ошибок по час-
тоте и, поэтому, относительная поrрешность частоты на выходе устройства
равна относительной поrрешности эталона час.тоты в fОЧ. Если, например,
в качестве эталона используется прецизионный кварцевый резонатор на
10 мrц, относительная поrрешность получается порядка ::!::I . 10 7.
Для развязки цепей reHepaTopa и наrрузки на выходе синтезатора обыч-
но включают ферритовый вентиль ФВ. Синтезаторы частоты подобноrо типа
можно использовать в сантиметровом диапазоне. Расчет нескольких вари-
антов синтезаторов СВ Ч приведен в [1 Н.
Усилители промежуточной частоты
Усилители промежуточной частоты в локационных приемниках обла-
дают рядом особенностей. Поскольку на радио- и видеочастотах не может
быть получено большоrо усиления, основное усиление в приемниках СВЧ
осуществляется на промежуточной частоте. Коэффициент усиления УПЧ
может достиrать (100... 120) дБ (10. .... 106). J,IaK как в приемниках СВЧ
обычно усиливаются сиrналы с широким спектром (например, узкие импуль-
сы), частотные характеристики УПЧ должны быть достаточно широкополос- .
ными. В отличие от вещательных и связных приемников, rде полоса УПЧ по.
рядка нескольких кfц, в приемииках СВЧ полоса УПЧ равна нескольким
Мfц. Это обусловливает хорошее воспроизведение формы сиrнала, т. е. хо-
рошие переходные характеристики. Однако при широкополосных контурах
падает усиление на один каскад и поэтому для Toro, чтобы получи ь общее
усилеиие большим, ПРИХОДИТСЯ, включать большое число каскадов. Эти кас.
кады MorYT быть сrруппированы различным образом или, иначе rоворя, мо.
rYT быть сформированы усилители раЗ.!IИчноrо ти (см. rл. 5).
В последние rоды и в локационных приемниках получили распростране.
ние УПЧ с ФСС, в которых разделены функции избирательности и усиления..
Избирательность обеспечивается ФСС, а усиление каскадами с аперио.
дической наrрузкой, иноrда выполняемыми по каскодной схеме на микро-
схемах. На рис. 14.'18 приведены два варианта ФСС, используемых в УПЧ
локационных приемников. Вариант а имеет полосу 4 Мfц при I пр == 34 мrц,
избирательность 30 дБ и потери 3...4 дБ. Вариант б обладает полосой
10 мrц при I пр == 46 Мfц, избирательности 30 дБ и потерях 3 дБ. Оба
4
ВшoQ lJKO/J
/2
JJ
т зз
/
Рис. 14.18. ФСС. испo.nьзуемые в локационных приемннках
ФСС должны быть СО стороны входа
и выхода наrружены на 75 Ом.
На рис. 14.19 ПОКllsаиа схема
каскадноrо УПЧ иа микросхеме
2УС282, включаемоrо после ФСС.
Транзисторы VT 1 и VT2 соединены
по каскодной схеме. В цепи эмит-
тера VTl включеиа коррективирую-
щая емкость С к ' Резисторы Я2 Яб
. служат для задания рабочеrо режи-
ма VT 1 и ero температурной стабили-
зации. Транзистор VT8 является
детектором радиосиrналов и усили-
телем видеосиrналов, а также буфе-
р ом межд у линией С у мми р ования Рис. 14.19. Схема УПЧ На микросхеме
2УС282
(ЯН' С н ) и каскадом усиления радио-
сиrналов VT2. Цепочка ЯС служит для выбора оптимальноrо режима
детектироваиия траизистора на переходе эмиттер база.
В локационных приемниках УПЧ часто состоит из двух блоков, соеди-
няемых между собой коаксиальным кабелем: предварительноrо усилителя
(ПУПЧ), состоящеrо из небольшоrо числа каскадов (2...4), и OCHoBHoro или
rлавноrо усилителя (rУпч), обеспечивающеrо основное усилеиие. Предвари-
тельный усилитель обычно размещается в непосредственной близости от сме-
сителя, особенно в тех приемниках, rде нет УСЧ. В этом последнем случае
ПУПЧ обязательно выполняется малошумящим, например по каскадной
схеме, поскольку ero коэффициеит шума существенным образом влияет на
общий. коэффициент шума приемника.
rлавный усилитель размещается в нескольких метрах от предваритель-
Horo, вместе с основным комплектом аппаратуры. Все, или почти все, Кас-
кады rупч охватываются различными схемами автоматической реrулиров-
ки усиления (АРУ). Иноrда применяются лоrарифмические усилители, у кото-
рых зависимость выходноrо напряжения от входноrо носит лоrарифмический
характер. В таких усилителях диапазон изменения выходных напряжений
меньше, чем в обычных при одном и том же перепаде входных иапряжений.
Амплитудные детекторы и видеоусилители
в локационных приемниках для выделения оrибающей радиоимпульса
используются аМПЛИТУДНые линейные нмпульсные детекторы. Схемы и осо-
бенности процессов в таких детекторах рассмотрены в rл. 8. Здесь же отме-
423
ТИМ, что в детекторах, используемых в локационных приемниках, обычно
между наrрузкой детектора и входом транзисторноrо видеоусилителя вклю-
чается фильтр LC, настраиваемый на частоту, равную прнмерно 0,7 f пр ' Этот
фильтр уменьшает высокочастотные пульсацни выходноrо напряження при-
мерно до 15.....20 дБ и улучшает форму нмпульса. Коэффицнент передачи
детектора порядка 0,6.. .0,9, входное сопротивление 1....5 кОм, динамиче-
ский днапазон 60...70 дБ.
Днодные детекторы в локационных прнемниках применяют на частотах
до 300.. .400 мrц. В днапазоне частот до 100 Mru: можно нспользовать тран-
знсторные детекторы любой их схем, описанных в rл. 8.
После детектора видеоимпульсы подлежат уснлению в видеоусилителих,
схемы которых рассмотрены в rл. 10. Полоса частот ВУ определяется дли-
тельностью импульса и назначеиием прнемника. Видеоусилители строятся
как на дискретных элементах, так н иа интеrральных микросхемах, напри-
мер серий К118, К228. Универсальные ИМС серий К198, К224, К235 осуще-
ствляют определенные функции в трактах промежуточной, видео- и ИИЗКОй
частот.
Схемы автоматической реrулировки усиления
Уровень сиrнала на входе локационноrо приемника из-за нзменения
iYсловий распространения радиоволн, изменения рассТОЯНИЯ'ДО цели и коле-
баний эффективной площади цели может колебаться в значительных преде-
лах, до 80...100 дБ, В то же время динамический днапазон оконечных уст-
ройств (индикаторов, исполнительных механизмов и др.) обычно не пре-
вышает 10.... I 4 дБ. Поэтому для обеспечения иормальной работы выходных
устройств необходимо значительно сжать динамический диапазон входных
снrналов. Использование обычных схем ручной и автоматической реrулиро-
вок усиления, описанных в rл. 11, в локационных приемниках оказывается
неэффективным ввиду их инерцнонности. Основную роль в локацнонных при-
емниках нrрают быстродействующая автоматическая реrулировка (БАРУ)
и временная автоматнческая реrулировка усиления (ВАРУ).
ВАРУ, которую нноrда называют МАРУ (мrновенной автоматической
реrулировкой уснления), должна обеспечивать практически безынерционное
резкое снижение чувствительности приемника при появлении на ero входе
сильной помехи. Такими помехами являются сиrналы, отраженные от обла-
ков, морской поверхности, rop, крупных зданий и друrих так называемых
местных предметов. Эти помехи переrружают приемник, приводят к насы-
щеиию ero усилнтельные прнборы, в результате чеrо полезные сиrналы те-
ряются и не появляются на выходе приемника. Еслн же рабочие точки на
характеристиках ламп или транзисторов быстро сдвинуть влево, то слабые
сиrналы ие будут забиты сильными помехами. Этот сдвиr осуществляется
с помощью схем, состоящих из детекторов и катодных или эмиттерных
повторителей, либо усилителей постояниоrо тока, охватывающих однн кас-
кад. Инерционность схемы БАРУ не должна превышать (2...10) 't", rде 't"
длительность импульса станции. Для повышения эффективности схемы мож-
ио применить два или большее число такнх колец (рнс, 14,20), однако объ-
424
В.(о"
Рис. 14.20. Структурная схеМа тракта УПЧ. охваченноrо БАРУ
VJJf
R8
Рнс. 14.21. Принципиальная схеМа каскада УПЧ с БАРУ
единять одной цепью несколько каскадов УПЧ не рекомендуется в целях
сохранения устойчивости усилителя.
На рис. 14.21 приведена принципиальная схема каскада УПЧ на тран-
зисторе VTl, охваченноrо БАРУ. Напряжеиие с выхода усилителя дете!,ти-
руется диодом БАРУ VDl, после чеrо подается на инвертирующий вход
операционноrо усилителя ОУ. На диод VDl через делитель Rб R8 ПОДается
напряжение задержки. Постоянная времени БАРУ определяется фильтром
ЯС. Диод VD2 служит для быстрой разрядки конденсатора Сl с целью
быстроrо восстановления чувствительности приемника ПОсле окончания дей-
ствия помехи. Положительное напряжение с ВЫХОда ОУ че рез фильтр с ма-
лой ПОСТОЯННОй времени RIС ф поступает на базу транзистора, уменьшая ero
коэффициент усиления. Делитель Я4Я5 компенсирует задержку, создавае-
мую цепью RБR8 на инвертирующем входе ОУ, а сопротивление резистора
обратной связи Я2 определяет коэффициент усиления ОУ.
{)ри проектировании схемы БАРУ важно правильно выбрать постоян-
ную времени Т БАРУ ' При малой Т БАРУ будут дифференцироваться полезные
сиrналы, а при большой Т БАРУ схема Переходит в инерционную АРУ (ИАРУ),
которая часто используется в импульсных РЛС, работающих в режиме сопро-
вождения цели. На вход ИАРУ подают
стробированные импульсы, отраженные
от объектов, за которыми следит РЛС
(риа. 14.22). Импульсы с пиковоrо детек-
тора Д, в цепь KOToporo включено на-
пряжение задержки, после усиления
в УПТ подается на ФНЧ/ постоянная Рис. 14.22. Структурная схема ИАРУ
425
L..r
Вщоil ВАР-У
1
9П
л.
J'-
'1.I"
2
Рис. 14.23. Структурная схема формнровання импульсов ВАРУ
времени KOToporo выбирается порядка периода следовання синхроимпульсов.
С ФНЧ управляющее напряжение подается в реrулнруемый уснлнтель РУ.
В локацнонных прнемннках шнроко прнменяются также безынерцн-
онные системы рe.rулнровки, основанные на использовании схем с нелиней-
ной амплнтудной характер нети кой. Наиболее распространенной является
схема уснлнтеля с лоrарифмической амплитудной характернстикой (ЛАХ).
Усилнтели, обладающие ЛАХ, позволяют расшнрнть дннамнческнй днапа-
зон прнемннка без потерь в пороrовом снrнале, как это нмеет место во всех
схемах АРУ с задержкой.
ВАРУ, которую иноrда называют РЧВ (реrулнровка чуствнтельностн
во временн), служит той же целн, что и БАРУ, т. е. предотвращению пере-
rрузкн приемника при отражениях от местных предметов, но прннцнп деп'
ствня ее друrой. Как нзвестно, интенсивность еиrнала, отраженноrо от цели
на входе прнемннка, обратно пропорцнональна четвертой степени расстоя-
ния. Поэтому в течение пернода повторення чувствительность приемника
должна возрастать от миннмума до максимума пропорцнонально четвертой
степени временн. Такой закон реалнзовать трудно, поэтому в схемах ВАРУ
обычно оrраннчиваются экспоненцнальным, илн блнзкнм к нему законом.
На рис. 14.23 показана одна нз возможных структурных схем формиро-
вання нмпульсов ВАРУ. ДЛЯ ее запуска на вход 1 поступает нмпульс, опе-
режающнй зонднрующнй, а на вход 2 нмпульс, совпадающНЙ с зондиру-
ющнм. Первый импульс днфференцируется н поступает на счетный вход триr-
repa 2ТК181; второй нмпульс, после дифференцнровання, поступает на нн-
вертор 2Т301 Е, а затем также на TpHrrep. Триrrер запускается н обрывает.
ся отрицательными проднфференцнрованнымн нмпульсамн. С одноrо из вы.
ходов триrrера через эмиттерный повторитель 2УЭ181 положительный нм,
пульс поступает на выход, rде суммируется с экспоненцнальным импульсом.
Этот последний формируется в интеrрирующей цепн и передается через
эмнттерный повторитель I КТОI 18 на выход. Размах импульса реrулнруется
подачей отрнцательноrо напряження в этот канал. Длительность экспоиенци-
альиой части реrулируется нзменением сопротивлення интеrрирующей цепи.
На РНС. 14.24 представлена принципиальная схема аттенюатора и ре-
rулируемоrо каскада УПЧ. ДЛЯ получения требуемой rлубнны реrулиров-
ки усилення 40...50 дБ в реrулируемом УПЧ примеиеио сочетаиие диодноrо
аттенюатора и реrулируемоrо каскада на транзисторах микросхемы
:lYCI4282. Днодный аттенюатор на частоте f пр позволяет получить rлубину
реrулировкн коэффнцнента передачн до 30 дБ, но вносит дополнительное
ослабление сиrнала. Реrулируемый каскад на микросхеме позволяет полу-
чить rлубнну реrулировки 15. ..20 дБ и одновременно компенсировать по-
терю снrнала в диодном аттеиюаторе.
426
J1МЛ!/J!6t' ВАР!! IIОЛРЯЖl'lше рр!:!
Рис. 14.24. Схема реrулируемоrо каскада УПЧ
При подаче на ДИОДЫ VDl и VD2 отрицательноrо напряжения VDl
открыт, а VD2 закрыт и сиrнал поступает через конденсатор са на вход реrули-
pyeMoro каскада. Коrда на диодах VDl и VD2 начнет пОявляться положи-
тельное напряжение (импульс ВАРУ или из схемы ручной реrулировки
СИ.1ения РРУ), диод VDl будет запираться, а VD2 открываться, закора-
чивая сиrнал через С2 на корпус. После реrулируемоrо УПЧ стоит буфер-
ный каскад. Поскольку в процессе реrулировки изменяется выходное
сопротивление реrулируемоrо усилнтеля, это может привести к изменению
АЧХ ФСС, наrружающеrо э от усилитель.
Рассмотренные выше схемы БАРУ, ИАРУ и ВАРУ, как правило, дей.
ствуют по промежуточной частоте. В последнее время в локационных прием-
НИках получили распростран ние схемы АРУ по несущей частоте (АРУН).
Малошумящие усилители на СВЧ-транзисторах и туннельных или парамет-
рических диодах имеют динамический диапазон порядка 20...30 дБ. Схемы
АРУН позволяют расширить дИнамический диапазон МШУ за счет Эквива-
лентноrо расширения линейноrо участка амплитудной характеристики до
60...70 дБ, а также предотвращают энерrетическую переrрузку активноrо
прибора МШУ.
ДЛЯ осуществления аналоrовой схемы АРУН в усилительный тракт
включают один (рис. 14.25, а) или два (рис. 14.25, б) электрически управля-
BbixoiJ
и о!
Рис. 14.25. Структурные схемы аналоrовых АРУН с одним (а) и двумя ЭУА (6)
427
Рис. ПРИИl.I,Ипиальиая схема АРУН приеминка в саитиметровом диапазоие
Рис. 14.27. Структуриая снма аНалоrовых АРУН с охватом обрати ой связью только ка.
иала сиrиальиой частоты
емых аттенюатора ЭУ А. Управляющее напряжение снимается после детек-
тора Д и через фильтр Ф поступает в схему сравнения се, rде сопоставляется
с опорным напряжением и о , определяющнм уровень срабатывания схемы
АРУ с задержкой. Усиленное в усилителе постоянноrо тока УПТ управля-
ющее напряжение подается в ЭУ А. Недостатком схем АРУН является не-
которое увеличение коэффициента шума в соответствии с формулой:
Ш 2 == LоШ 1 ,
rде Lo начальные потер н в ЭУА; Ш 1 коэффнциент шума приемника
без ЭУ А на входе УеЧ; Ш 2 коэффициент шума приемника с ЭУ А.
Вариант технической реализации схемы АРУН в соответствии со струк-
турной схемой рис. 14.25, б показаа на рис. 14.26. Волноводн bI/i: ЭУ A I на
p-i-п диодах расширяет динамический диапазон усилителя на биполярных
транзисторах УБТ на 30 дБ, ЭУА 2 еще на 40 дБ, так что в результате
динамический диапазон приемника с МШУ на входе расширяется на 70 дБ
(118].
Если необходимо высокое быстродействие пр и защите локационн oro
приемника от воздействия импульсных помех большоrо уровня и длительно'
сти, целесообразно использовать структурные схемы аналоrовых АРУН с
охватом обратной связью только канала сиrнальной частоты (рис. 14.27). В
этом случае управляющий сиrнал снимается с направленноrо ответвителя НО
и после амплитудноrо детектора Д и фильтра Ф с малой постоянной времени
поступает в широкополосную схему сравнения се, усиливается в усилителе
мощности УМ и подается в ЭУ А на управляемых диодах Q р.n переходами,
обла.llающими большим быстродействием, чем p-i-п диоды.
428
Рис. 14.28. Структурные схемы релейно.шаrовых АРУН.
Помимо аналоrовых схем АРУ в локационных приемниках используются
системы АРУ с дикретизацией сиrиала управления внутри кольца реr'у ЛИ -
рования (рис. 14.28). Такие системы называют релейно-шаrовыми АРУН
[118]. Дискретиое представление информации о реrулируемом сиrнале позво-
ляет использовать возможности цифровой вычислительной техники для опти-
мальной обработки сиrнала управления и обеспечения заданноrо закона
управления в системе. Эти возможности реализуются в nporpaMMe управляю-
щей ЭВМ, на вход которой подается сиrнал после аналоrо-цифровоrо преоб-
разователя АЦП. Выходной сиrнал ЭВМ, после цифро-аналоrовоrо преобра-
зования в ЦАП, подается в аналоrовый ЭУА (рис. 14.28, а).
Структурная схема релейно-шаrовой АРУН с дискретным ЭУ А, ревер-
сИвным счетчиком и дешифратором РС приведена на рис. 14.28, б. Реrули-
рующий сиrнал после детектора Д и фильтра нижних частот подается на вход
релейиой схемы сравнения СС. Эта схема вырабатывает сиrиал, принимающий
значение и+ при и> Х о и и при U < ХО' в первом случае открывается сум-
МИрующий вход реверсивиоrо счетчика РС дЛЯ тактовых импульсов reHepa-
тора rТИ. При этом накопление счетчика возрастает и дешифратор
вырабатывает ступенчатый сиrнал управления, изменяющий коэффициент
затухания ЭУА дО уровня, пока появится и при U < Хо. Тоrда счетчик
начнет снижать накопление, пока не восстановится и> Ха и т. д.
Схема автоматической подстройки частоты
В rл. II описана одноканальная схема АПЧ, которая применяется, на-
пример, в профессиональных приемниках. Использование такой схемы в ло-
кационных приеМНИIfах нецелесообразно, поскольку отраженный сиrнал
лишь HeHaMHoro превосходит уровень шумов, а при таких условиях схемы
АПЧ работают ненадежно. Поэтому в локационных приемниках целесооб-
разно использовать двухканальную схему, в которой управляющий сиrнал
поступает ие с выхода УПЧ, а иепосредственио от передатчика, после дели-
теля мощности (рис. 14.1). Преобразователь канала АПЧ ничем не отличается
от преобразователя в канале усиления сиrнала. Поскольку на смеситель
АПЧ нельзя подать очень сильный сиrнал, приходится после Hero включить
429
еще УПЧ. Далее следует ч-асW'Мtы-й детектор,
отличаЮЩIliЙ<:Я 0'1' обычноrо, .lШIШ>. тем, что
импу.ды:.нDе наllР.Rжение ДОJI.ЖНО, успевать на-
растать при расстройке на ero выходе за вре-
мя изл'уч.ения зондирующ о' импульса. Суще-
ствеll.Rа, ОТ.JIичают.ся 0'1' сбыч./tЫJf лишь схемы
управителей. Управитель может бытъ выпол-
нен в виде УПТ (с.ледящаR c.xeMat либо как
ищуIЦaJ1 схема Q пило.образнЫ1\I ыапряжеиием,
подаваемым на отражате.л1Y кл,истрона или
варикаrt, с автоматиЧ'еС'КОЙ оста!IIОВКОЙ ero в
нужный момент.
Следящие сИстемы ДПЧ используются
в случаях, коrда скорость измененИя проме-
жуточной частоты меньше с..корости сраба-
тыванИя АПЧ, т. е. коrда не ожидается быст-
рых liзм.енен.ий частоты маrнет.роиа или клист-
рона. Управителем в такИХ системах служи1'
усилитель нос.тоянноrо тока, на вход KOTfi>pO-
ro подаются импульсы с частотноrо детектора
(ри<!. 14.29, Q), а BыxoдJioe напряжение пода
ется на BapHKa .
КРИRая сиrиала ошибки при Meд,1leHHOM изменении часто.ТЫ входнсrо
I:иrиала нмеет вид рис. 14.29, а. Но если напряженне подается не постоя иное,
а импульси{)е.. выхоДИое напряжение: будет иметь вид рис. 14.29,6.. Следова-
тельно, при отклонении fnp от номинала на выходе час.тотн{)rо детектора об-
разует.СЯ иМ'пулъсиое н:алрижени.е. Дл1l. тото, чтобы в. интервале между им-
пул.ьсам:и. qaCТOTa rетерО;!l.ииа ке претерпев.ала сущес.1'венвых И'зменений, по.
стоянная в,ремеии. каrрузкн диодоа дискримина'rора долЖШI быть в не-
скол.ько раз. больше' пер.иода следования' импульсов, т. е. детектор должен
быть П.ИК ВЫМ.
Весьма 9ффективиыми IfВЛЯЮТСЯ схемы п.ифровых АПЧ, КO'I'opыe н.аха-
дят все более ШНрQКо& п.рименеfJМJe.
На рис. 14.30 иаказана )fпрощеииая прииципиальная схема АПЧ пока-
циониоl'О приемник.а. Импульсный частотныH дискримииатор на транзнсторе
а
. и в6IX
t5
Рис. 14.29. К работе СJlсДЯЩеН
схемы АnЧ локациониоrо прием-
ника:
(1 .... s крнаая дискримин.а.тораt
б.... импульсы иа выходе дискри-
миватора
..
A:f
4З()
Рис. 14.30, Принцнпнальная схема ЧАn локационноrо приемника с видеОУСИJJнтелем Ii ии-
KQВыM детектором
Uф.ll
lf1
f1
5
'Рис. 14.31. Схема ФД. основанная на npичципе совпадення сиrнВ'лов
lI фд
Ll фд
tp
Рис. 14.32. Схема цифровоrD ФД с g.s-.трнrrером
VT1, контурах L1Сl и L2C3 и диодах VDl и VD2 сов'дает 'На 'lfarp0/'3KBx
RЗС5 и R4C6 импульсное иапряжение .вИда рис. 14.29, б. После усиления
в двухканальном видеоусилителе на траизисторах VT2 и VT3 видеоимпульсы
поступают на п-иковый детектор (диоды .vD3, VD4, рез-исторы 1<'9, lUO и KIi)Jl-
денсаторЪ1 С7. С9), Напряжение с тrKOBoro детектора через Ф'НЧ (Rl1,
CJO) подается яа Истоковый ПОВТО,ритель (траRЗИСТОР VT4), а затем на
правитель.
В последнее время в каналах АПЧ локационных приемников успешно
используются системы ФАПЧ, в частности, цифровые. Как отмечалось в rл.
l1,особенносты0 .схемы ФАПЧ является ИСПОЛЬЗQвание в качестве различи-
!l'eJIЯ не ЧД, а ФД, сравиивающеrо .колебания стабилизируемой и опорной
частот. Остальные элементы схемы ФАПЧ не отлИчаются от своих аналоrов
в схемах ЧАЛ,
На рис. 14:31 приведена схема ФД, основанная 'на П 1IНЦJfПе совпадения
сиТ'налов. Сиrналы промежуточной fп и опор'Нои 'О частот П0дают'в УСИтI-
тели-оrранИчители УОI и У02, а затем на схему совпадений И. После ФFIЧ
П{)JJучают ВЫХDдиое иапряжение .U Фд., зависимость .Ko:ro.p.oro от уr-ла сдвиrа
фаз между 'НМ'П'Улъса'Ми пО'Казана Еа }J'Нc. 14,31, б.
На рис. 14.32, а показана схема .цифровоrо ФД с RS-триrreром [77].
Сиrналы с частотамИ fп и fo поступают на входы формирователей импульсов
ФИI и ФИ2, вырабатывающих короткие импулъсыв моменты времени, Коrда
входные напряжения переходят через нуль из отрицательной .облас'FИ в поло-
жительную (или наоборот рис. 14.29). Триrrер Т заrryскается по вхо-
дам R и S н вырабатывает прямоуrОЛhные импульсы, длИтел.ЬИQс:rь .которых
иропорционаЛЫtа раанос,ти фаз входныхеИrиалов. Поэтому выделяемая ФНЧ
постояпиlI'Я 'состаВЛ1lющая импульсов 'J'р1Бrrера дeT линейно зависеть 'ОТ
ер иа fЧастке 0...2 1t '(рис. 14.32,6). ЦИфрOl!ЪJе ФД, применяемые i! схемах
АПЧ, имеют высокую стабильность л леrко сопряrаются с цифровыми уст-
ройствами обработки .сиrнаЛQВ.
43.1
14.4. Порядок расчета раднопокацнонноrо прнемннка
Исходные данные для расчета приемника должны быть получены в ре-
зультате эскизноrо проектировання радиолокационной станции, Такими
Ц анными являются: рабочая частота fo, длительность импульса 't'.и, время
установления фронта импульса t y ' частота следования импульсов Р н ' предель-
ная или танrенциальная чувствительность приемника Р пр И импульсная мощ-
ность передатчика Р н (определяются из уравнения дальности), просачивающа.
яся мощность передатчика Р п' отношение l' С/Ш на выходе линейноrо тракта
приемника (коэффициент различимости), необходимое значение выходноrо на-
пряжения.
Порядок расчета:
1. Расчет целесообразно начинать с выбора необходимой полосы про-
пускания приемника. Полосу можно выбирать по формуле (2.1):
П == ДР с + 2!J.f д + !J.f зап ,
rде !J.F c == ширина спектра принимаемоrо сиrнала; !J.f д допплеровское
смещение частоты при работе с движущимися объектами; !J.f зап запас.
по полосе, определяющийся нестабильностью передатчика и rетеродина,
неточностью настроек, вычисляемый по (2.2). !J.F c для радиолокаторов
дальнеrо обнаружения, rде необходима максимальная чувствительность,
выбирается из условия
!J.F с == а/,н,
(14.1)
rде а коэффициент, зависящий от выбранноrо типа квазиоптимальноrо
фильтра (для прямоуrольноrо а == 1,37, для rayccoBoro а 0,72, для расче-
тов можно принять а 1). Для радиолокаторов с автоматическим сопровож-
дением целей, rде необходима повышенная точность определения координат,
др с выбирается из условия
!J.F 9 == (0,6.. .O,8)/t y ' (14.2)
Если в приемнике используется АПЧ, полосу можно выбирать по
п== !J.F c + (2!J.f A + !J.fзап)/КАПЧ' (14.3)
rде !J.F c определяется длительностью И,мпульса и обычно равна нескольким
Mru; !J.f зап определяется, rлавным образом, нестабильностями передатчика
и rетеродина приемника (в сантиметровом диапазоне примерно 10...12 Mrn);
!J.f A определяется относительной скоростью цели; КАПЧ коэффициент авто-
подстройки, порядка 30...35. Поэтому полоса, определяемая по формуле
(14.3), получается чаще Bcero от 2 до 10 Mrn, в зависимости ОТ типа локатора.
2. Определяем допустимый коэффициент шума приемника по (2.5)
Ш доп"';: К РФ [(Р пр/kТоП ш I':Х) t А + 1],
rде К Рф коэффициеит передачи мощности фидера; П ш """ 1,1 П шумовая
полоса; I'ВХ""" I'ВЫХ; t А относительная шумовая температура, определяемая
по (1.5) и рис. 1.2.
3. Принимаем решение о типе структурной схемы приемннка. Если
расчет по (2.5) дает значение 15...17 дБ, можно строить приемник без УСЧ,
с кристаллическим смесителем на входе. Если необходимый коэффициент
шума порядка 5...6 дБ и ниже, следует применить структурную схему с ма-
лошумящим усилителем на входе. Соображения по выбору Toro или иноrо
типа МШУ приводились в rл. 6.
В целях уменьшения общеrо коэффициента шума приемника рекомен-
дуется применение балансных смесителей и включение фильтра, HaCTpoeH
I
i32
Horo иа частоту зеркальиоrо каиала, исключающеrо шумы зеркальиоrо
канала.
4. Определив из (1.24) э. д. с. в антенне, иаходят необходимое общее уси-
ление напряжения K'jJ == И вых/ Е А'
При вычислении Е А можно принять R A == 75 Ом. Тоrда при реальных 8наче-
ниях П, Ш И и ВЫХ "" 20 В получаем Е А порядка 10 мкВ, а K'jJ::::::: 2 . 10Q или
. свыше 120 дБ. Распределяем необходимое усилие между каскадами:
K'jJ == КтрКвхКусчКсмКупчКдКву,
(14.4)
rде К коэффициенты усиления (передачи) соответственно тракта от аитеи-
ны до входа приемника, входноrо устройства, Усч, смесителя, УПЧ, детек-
тора и видеоусилителя. Если усиление каскадов выражено в децибелах
К'в, то
Д """,
К'jJдБ == К тр + К вх + К усч + КСМ + К упч + К д + К вч '
Поскольку в антенном тракте, смесИтеле и детекторе получаем ослабление
свыше 20 дБ,в усилительном тракте необходимо получить усиление порядка
140 дБ. Это усиление распределяется между УСЧ, УПЧ и видеоусилителем.
Усиление МШУ порядка 20 дБ, видеоусилители при усилении свыше
20. ..30 дБ работают неустойчиво, поэтому основное усиление, порядка
100 дБ, необходимо обеспечить в УПЧ.
5. Задавшись коэффициентами усиления отдельных каскадов по мощ-
ности К р! И зная общий коэффициент шума Ш'jJ, распределяют требования
к коэффициентам шума отдельных каскадов по (1.25) или к шумовой темпе-
ратуре по (1.26).
6. Сформулировав требования к отдельным каскадам по усилению, шумам
и поrоне, приступают к проектированию блока СВЧ, смесителя, reHepaтopa
и УПЧ в соответствии с рекомендациями п. 14.3; 14.5 14. 7,
rлава 15
НАДЕЖНОСТЬ РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ
15.1. Показатепн надежностн
Надежиостью называют свойство устройства (элемента или системы)
выполнять задаННЫе фУНКцИИ, которое определяется безотказностью в ра-
боте и ремонтоприrодностью. Под безотказностью устройства понимают
свойство непрерывно сохранять работоспособность (соответствие осиовиым
требованиям технИческой документации) в заданных условиях эксплуата-
ции в течение заданноrо интервала времени (наработки). Так, для вещатель-
иых радиоприемников в качестве основных требований приняты реальная
чувствительиость, селективность по соседнему каналу, коэффициент rapMo-
иик, уровень фона и люфт .bpraHoB настройки. Нарушеиие работоспособно-
стИ называют отказом. Под ремонтопрИrодностью понимают приспособлеи-
иость к предупрежденИЮ, обнаружению и устранению отказов путем прове-
дения профилактическоrо обслуживания и ремонта. Более узкое понятие
восстанавлИваемость свойство устройства восстанаВЛИвать свою работо-
способность после возникновения отказа.
Отказы подразделяют на внезапные и постепенные. Первые возникают
в результате мrновеиноrо изменеНИjl параметров устройства, иапример, об-
433
р
w
о
о
'Рис.. IlS.Il. ФуИНЩIШ H-I\JIiI'Ж-
НОСТИ и ИИРАБQТКИ уст,роitстви
ДО отказа
Рис. L$.2. 3аiIИIСИМQСТЬ ЯЯQТНОСТИ
распределения наработки устройства
до отказа от времеии рltботы
рывов, коротких замыканий, пробоев, мехаНИческих повреждений. Постепеи-
ныв отказы характеризуются постепенным изменением одноrо или несколь-
ких пврамет-ров, при котором послеДЕ:1I,е выходит з.в ДО.fIIуетимые пр.е.целы (до-
пуски). Определяются процессами 9лектрИ'ЧесКОro и мехаНР1'Ч6СКоrо старе-
НИЯ и износа (снижеиие крутизны приборов, ухудшение ИЗОЛЯЦИИ), а также
внешними Б0iдействиямН. Кроме Toro, надежность изделия определяется
ero серийноспособностью устойчивостью к влияиию rЧ XJиэ в.одствеН1IЫХ
поrpешиоC'reЙ. Отказы, ВОЗНИКНО13еиие которых не связано с пр'едшествую-
щими отказами, называют иезавИсимыми, а оБУСЛОБленные ими зависи-
мыми. По своим проявления-м отказЫ делятся на явные и неявные, по ха-
рахтеру проивлеНIiЯ на устойчивые и самоуст.раняющиеся. Поскольку
отказы и ВОССТSНОБлеиие работоспособиости являются СЛУЧ<ilЙНЫМИ события-
МИ в том смысле, что место и :время их возникновения иеJIIОЗМОЖ1fО fIроrнози-
ровать точно, надежиость количественно оцеиивается вероятностными ха-
рактеристиками.
Под вероятностью безотказной работы (ВБР) элемента р (() или системы
Ре (() понимают вероятность Toro, что в пределах заданиой наработки (при
определе:иш,IХ условиях эк.сПJlуатадии не произойдет ни одноr.о отказа
р (() === Р (Т :;;.. t),
rде Т время от начала работы до первоrо отказа. Одеику ВБР на интерва-
ле t можно найти а.постери,орно но результатам испытаний достаточио боль-
ШОI'O кол.ичества уcrроЙс..в (.практически не менее десятков)
р* (t) === [N o п (t))/ N о,
rде N o количество УСТ)i)ОЙСТВ, поставле.нных на испытания; n и) коли-
чссnю ует (}йств, которые отказали на иитервале времени t. Точность опре-
делеиия возр.ве.sет с увеличением количестна N.,,; при ero существенном на-
рacnиии ;величина р* {t) СХОДИТСЯ по вероятности к своему ИСТИНRОМУ зиаче-
нию f1 (t). Для ФУИКЦIIИ надежностИ р (t) (рис. 15.1) очe.IШдны следующие
СООТilОшeJil;ИЯ:
р(О) == 1; О ...;: Р и) ...;: 1; Р (t + 1'1f) ...;: р (1)1 р (1:\:» == о.
BepOJl.mHO&mb оmказа стро.йства (ВО) q и) вероятность Toro, что
отказ при определеииых условиях эксплуатации произойдет через время,
не преllыwающее заданной наработки
q (t) === Q (у' < ').
4
ч
А.ееп
t
л
lЛ
л
t,
t z
о
а
5
Рнс. 'О .3. 3ависнмость Интенснвностн ОТКаЗОВ ОТ времени работы
ПОСКОЛЬКУ безотказность и отказ образуют полную rруппу событий
q и) == 1 р и); q* и) == n (t)/N o .
Зависимость q (t) лриведена на рис. 15.1. По определению ВО эта фунlЩИЯ
представляe'l' собой вероятность Toro, что случайная веЛИЧИJdа Т не превы-
шаe'l' заданноrо значеиия t, т, е. q ([) функция распределения наработки
устройства до отказа.
Если функция q и) дифференцируема, то безотказность можно хараК-
теризовать также плотностью распределения наработки устройства до от-
каза (ПР н)
o и) == dq и) == dp (t) .
а! dt
(15.1)
откуда после интеrрирования
t
q (t) == I 0 (t) df, Р (t) == f 0 (t) dt.
о t
Оценку ПРН находят, как количество отказов за единицу времени, отнесен-
ное к колИчеству устройств, первоначально поставленных на испытания.
0* (ti) == п (Mi)/MiNo,
rде М ! стандартный интервал времени; п (8t t ) количество устройств,
которые отказали на интервале МI (рис, 15.2).
Интенсивность отказов (НО) л (t) условная плотиоC'lЬ вероятности
возникновения отказов устройства, определяемая для рассматриваемоrо
момента времени при условии Toro. что до этоrо момента отказы не возникали.
Оценка НО может быть получена, как
л* (ti) == п (MI)/8t i N,
rде N количество устройств, работоспособных к началу рассматривае-
Moro интервала времени. Типовая зависимость А и). постр.оенная по rисто-
rpaMMaM ИО. показана на рис. 15.3, На ней можно выделить три харак тер-
ных учаСТКа. Участок 1 отвечает приработке аппаратуры и имеет повышен-
ную ИО вследствие скрытых технолоrИческих дефектов, недоброкачест ен-
ных матерналов. брака производства контроля. транспорта. хранеНПff. По
мере тр-енировки (выжиrания дефектов) НО снижается. Период приработки
обычно составляет Ot 1 == (0,001 ... 0,1) t 1 t 2 ; с увеличением ответственно ти
РЭА он возрастает от едиииц до сотен часов. Как правило, следует избеrать
интенсификации И'риработочиоrо периода, поскольку 9ТО МОЖе1> вуществен-
но СНИЗИТЬ ресурс РЭА.
435
Участок 11 является рабочим, rде отказы возникают внезапно под влия-
нием мноrих случайных факторов, связанных со скрытыми внутренними де-
фектами, непредвиденными концентрациями внешних наrрузок и внутрен-
них напряжений, нарушениями режимов, ошибками оператора. Вследствие
перечисленных причин предупрежденИе таких отказов не представляется
возможным. а их появление равновероятно во времени
и2 ! ,)I!J.t
л'п == /'0 == const; /"'0 == /"'i/(t 2 tl)/M. (13.2)
{ 1
Участок 111 определяется отказами, вызванными процессамн износа
н старения. По своей природе они представляют частный случай постепениых
отказов. При износе происходит частичное разрушение материалов, при ста-
рении изменение их внутренних физико-химических свойств. Последнне
имеют, как правило, необратимый характер. Завершение 111 участка (вместе
с ним и эксплуатации аппаратуры) происходит в точке t з , коrда интенсив-
ность отказов достиrает максимально допустимоrо значения /"'ДОП'
Рассматривая характеристики рис. 15.3, можно указать два важных'
правила надежности:
перноду нормальной эксплуатации (tlt 2 ) должна предшествовать пред-
варительная тренировка аппаратуры;
в конце периода нормальной эксплуатации (2) вне зависимостИ от состо-
инии устройства необходимо провести ero профилактическую замену.
3ависнмость между ио и ПРН
Л,(t):::::: п(Мi) == п(Mi) == .
MN MNop (t) Р и)
ио и ВБР может быть получена из выражения (15.3)
(15.3)
Зависимость между
подстановкой (15,1)
t
Р и) == ехр [ л, (t) dtJ .
о
Средняя наработка до отказа (С НО) Тср математическое ожидание нара-
ботки устройства до первоrо отказа
(15.4)
00
т ср == tro (t) dt.
о
Пронзводя подстановку ПРН (15.1), можно выразить СНО через ВБР
00
Тср == I tp (t) 1: + р (t) dt == Р (t) dt.
о о
ОТКуда следует, что СНО равна площади, оrраниченной функцией надежно-
сти р и). Оценку СНО находят по
(15.5)
N.
T p == tt/No,
i l
(15.6)
rде (, наработка до первоrо отказа i-ro устройства, С помощью этоrо по-
кааателя оценивают надежность невосстанавливаемых устройств. К ero пре-
436
имуществам следует отнестИ наrлядность, к недостаткам неудобство пря-
Moro определения. Для сравнительной оценки разнотипных систе СНО
дополняют еще одним показателем дисперсией средией наработки дО ОТ-
каза
00
а r 2
ат == J t 2 (j) и) dt Тер'
о
Наработка на отказ То среднее значеЮlе наработки восстанавливае-
Moro изделия между отказами. Оценка наработки иа отказ проИзводится по
п
Tt == te/ n ,
e 1
rде 'е время работы между (l 1) и i-M отказами; n количество отказов
за время Испытания. Полученный результат следует осредиить по М устрой-
ствам
м пj М
ТIt == tii/ n"
j 1 i 1 j 1
rде пl колИчество отказов j-ro устройства.
rарантийная наработка наработка изделия, до завершения которой
изrотовитель rарантирует и обеспечивает ВыполненИе определенных требо-
ваний к изделию, при условии соблюдения потреБИтелем правил эксплуа-
тации.
Вероятность восстановления в заданное время вероятность Toro,
что время восстановления работоспособности устройства в заданных усло-
вИях не превысит заданноrо
Р в (.) == р (Т ...;: т),
Аналоrично соответствующим показателям безотказности устанавливают:
вероятность невосстановления
qB (т) == Q (Т> т) == I Р в (т),
плотность распределения времени восстановления
dP B (т)
ЮВ (т) == '
интенсивность восстановления
1-" (1:) == юв (т)/[ I Р в (т)I,
среднее время восстановл{ния
00 м п в / М
ТВ == S qB(T) dT ти / nBj'
о / 1 [ 1 I I
Тотовность G и) вероятность сохранения работоспособности в произ"
вольно выбранный момент времени с учетом как безотказностИ, так и ВОС-
станавляваемостИ, Коэффициент rотовностИ устаИоВИвшееся значеияе
фуикции rотовности
k.. == G (t) ос Тср/(Т ср + Т aJ
431
КаК видна нз выражения коэффициента rотовности, снижение среднеrо вре.
мени васстанавления ТВ' т. е. улучшение ремонтопрИrоДИОСТИ изделия,
эффективное средство повышения надежности в широкам смЫСле [61,' 127].
Срок службы изделия календарная продолжительность эксплуатации
изделия вплоть до момента возникновении ero предельноrо состояния. Раз-
личают срокн службы до aepBaro Кllпитальноrа ремонта. между капитальны'
ми ремонтами, до списа ния и средний срок службы изделия.
15.2. Надежность по внезапным эксппуатацнонным отказам
Надежность по внезапным экеплуатацИонным отказам (Л- О == const) рас.
считывают для периода нормальной эксплуатации (рис. 15.3). коrда прнра.
батка устройства уже закончилась, а Износовые отказы и старение еще не
наступили. Для сложной разнотPlI'IНОЙ аппаратуры ИО системы можно счи-
тать постоянной также и на участке износа.
Основные расчетные соотношения
В основу расчета положен принцип определения показателей надеж-
ности системы по характеристикам наДежности комплектующих э.лементов,
что позволяет вести расчет в процес.се нроектирования аппаратуры. состоя-
щей из известных элементов и узлов. Уточним полученные выражения пока-
аателей надежности элементов р и), q и), (J) (Т), Тер' ТО С учетом постоянства
ИО (15.2). Формула дЛЯ ВБР (15.4) принимает вид
t
р (t) == ехр [ S л- (t) dt] == ехр ( Л-оt).
о
(15.7)
Эта зависимость (рис. 15.4, а) известна под названнем экспоненциальноrа
закона надежности. Под aprYMeHToM t понимают не календарное время, а тот
интервал, для KOToporo рассчитывается надежность. В предположенин Л- О ==
== сопst ВБР за одинаковые интервалы времени t не зависит от Toro, как
выбрана начальная точка отсчета этоrо интервала. Функцня распределения
наработки и ПРН (рис. 15.4, б, в) также имеют экспоненциальный характер
q и) == 1 р и) == 1 ехр ( Л-оt),
(J) и) == л- и) [J и) == Л- О ехр ( Л-оt).
СНО можно найти подстановкон (15.7) в (15.5)
""
Тер == S ехр ( Л-Оt) dt == I/Л- о .
о
(15:8)
PI qf
- q632
о,З6IJ I
О О
тер t 7i: p t
а 5
W
.\0
О,З58А. о
О Т, t
срв
Рис, 15.4. Экспоиенциальиый закон надежности
щ
При постоянной интенсивности отказов СНО представляет собой некоторую
словную характеристику надежности, которую можно определить экспе-
риментально по (15.6) только при том условии, что в процессе Нспытания
обеспечивается профилактическая замена изделий, исключаюшая из носовые
отказы. С учетом выражения (15.8) экспоненциальный закон надежности мож-
ио представить в виде
Р (t) == ехр ( [/Т ср ),
отсюда следует, что ВВР на интервале времени, равном CH ,
Р (t == Т ер) == 0,37.
При экспоненциальном законе надежности наработка на отказ
ТО == Тер == IjJ,o'
При определении надежности системы через Известные показателн на-
дежности ее элементов вводят два допущения: отказы элементов статистИче-
ски независимы; отказ любоrо элемента приводит к отказу системы. ,
По аналоrии с электрическими цепямн такую систему в теории надежно-
сти называют последовательной. При 9Том можно Использовать теорему
умножения вероятностеif
N
Ре (t) == П Pi и),
[ I
rде Pi (t) ВБР i-ro элемента; N количество комплектующих элементов.
Подставив выражение (15.7) и сrруппировав равнонадежные элементы, получим
т
Pe(t)""'exp( t '}.,o/N/) , (15.9)
/ 1
rде 'Ло, ио j-й rруппы; Nj количест,во элемеитов j-й rруппы; т количе-
ство равнонадежиых rрупп.
Надежиость системы Иноrда оценивают по ИО системы
Ре и) == ехр ( '}.,e t ).
Сравиивая выражения (15.9) и (15.10), получим
(15.10)
т
Ае == '}.,o/N j .
1-=1
откуда можно рассчитать СНО (наработку на отказ) системы
, т
Тер. е == Т ос == 1 J '}.,OjN/.
t::1
(15.11)
Способы повышения надежности
по внезапным эксплуатационным откаэам
Анализ выражений (15.9), (I 5. I 1) показывает, что для повышения надеж-
ности по внезапным эксплуатационным отказам следует упрощать систему
и повышать качество ее элементов. ПрОС'fота конструкторских решений яв-
l1яется залоrом надежности, ИО можно снизить также за счет разrрузки ре-
439
жима рис. 15.3, б. Следует помнить, что в результате принятых допущеиий
нельзя оценить качество структуры системы (схему и конструкцию). В этом
смысле лучшие результаты дает укрупненная схема расчета, коrда в каче-
стве элементов рассматривают блоки с известными л-характеристиками.
Увеличение надежности РЭА обеспечиваю'! выбором наиболее надежных
схемных решений на всех конструкторских уровнях. При этом подразуме-
вается использование наиболее надежных типовых схем из ряда известн.ых
и аиалоrичных по назначению. Повышению надежности способствует унифи-
кация и стандартизация разрабатываемой аппаратуры, позволяющая при
минимальном числе типов элементов реализовать заданные функции РЭА.
Оптимальный выбор схемных и конструкторских решений должен преду-
предить возникновение электрических, механических, тепловых, маrнитных
и прочих переrрузок, которые в значительной мере определяют внезапные
отказы. Так, сиижение тепловой наrрузки Bcero на 20 % увеличивает надеж-
иость РЭА в среднем вдвое.
Общепризианным и перспективным направлением коиструирования яв'
ляется мнкроминuатюризация с примененнем интеrральных мнкросх.ем
(ИМС) и больших интеrральных схем (БИС) [50,128]. Выиrрыш в надежности
образуется за счет сокращения числа элементов и соединений между ними,
отсутствия доступа к внутренним элементам, уменьшения массы I! объема
и следующих отсюда лучшей rерметизации и устойчивости к ударным и виб-
рациоиным переrрузкам, а также вследствие Toro, что технолоrический про-
цесс сводится к малому числу тнповых операций, хорошо поддающихся
контролю. Современные ИМС характеризуются интенсивностью отказов
примерио на два порядка ниже, чем дискретные полупроводниковые приборы
(л == 10 8 ... 10 7 I/ч). По существующнм проrнозам интенсивность отказов
мИкросхем в ближайшие rоды может быть снижена еще иа 2 З порядка.
Современные методы защиты ИМС от внешних воздействий позволяют исполь-
зовать РЭА, созданную на их основе, при самых тяжелых климатических,
удариых, вибрационных, тепловых, радиационных и прочих наrрузках.
Аппаратура становится компактной, расход материалов уменьшается в сот-
ни раз, появляется возможность в оrраниченных объемах размещать слож-
ные комплексы сравнительно небольшой массы и энерrопотребления. В на-
стоящее Время плотность размещения rибридных ИМС составляет около
!QI CM 3 и полупроводниковых евыше 104 CM 3. Дальнейшее ее увеличение
является решающим фактором повышения надежности ИМС, которая воз-
растает пропорционально степени интеrрации. В T(J же время плотность
современной РЭА на ИМС порядка 102 CM 3, что определяется тем, что ИМG
соетавляют небольшую часть объема изделия. Уменьшение этоrо разрыва
и. соответствующее повышение надежности может быть достиrнуто за счет
сокращения числа межблочных и межсхемных соединений и нх совершенст'
вования.
Следует подчеркнуть, что при создании высоконадежной аппаратуры
ставится комплексная задача: заложить выеокий уровень надежности при
llроектировании, максимально сохранить ero при производстве (технолоrи-
ческая проработка изделия, высокий уровень автоматизации, 9ффективный
rеХИИческий контроль), поддерживать в период эксплуатации (соблюдение
правил эксплуатации, транспортирования, кранения, четкая орrаииэацня
профилактических и ремонтиых рабо .
С4О
В случае, если перечисленные выше способы не позвОляют получить
необходимый уровень надежности, следует вводить резервирование при-
менение дополнительных элементов или устройств, работающих при отказах
основных [61, 128). Такая избыточность хорошо реализуется при переходе
к большим иитеrралbflыM схемам.
15.3. Надежность по нзносовым отказам
Расчет надежности по отказам, вызванным процессами электрическоrо
и механическоrо износа и старения (в дальнейшем из носовые отказы), позво-
ляет определить характеристики надежности по заданной наработке. а так-
же правильно установить сроки профилактики. Рассмотрение оrраничеио
невосстанавливаемыми системами.
Основные расчетные соотношения
Поскольку процессы старения имеют характер массовых явлений. то
есть определяются большим числом факторов, на основании центральиой
предельной теоремы в качестве распределения случайной величины вре-
мени безотказной работы (наработки) принимают rayccoВCKoe распределе-
ние. При этом ПР Н (рис. 15.5, а) по ИЗ носовым отказам
(ои (t) == (I/у21tа и ) ехр [ (! Тер. иР/2а ).
(15.13)
rде t наработка; Т ср . и СНО по износовым отказам; а и среднеквадрати-
ческое отклоиеиие наработки от cBoero среднеrо значения Т ср.и' В случае, коrда
не выдерживается условие Т ср . и ан, используют усечениое rayccoBcKoe рас-
пределение [61, 128].
N.
T p. и == tпi/N о .
( 1
rде t иl наработка l-ro устройства с учетом только износовых отказов;
N o количество п<!ставлеиных иа испытание устройств. СКО характери.
зует степень одиородности устройств относительно на работки
(15.14)
... fN.
а: == V t. (t Hi Tcp. иР/(N о 1),
(15.15)
qи Р И
I 1,0
БНf РИ.iJoп
o,s o,s
о о
t, 7i:p.и I 7i:р.и t
5 I t проф
7i:р.If Jбlf
а 6
Рис, 15.5. Нормальный закон надежностн
16 7-230
441
т. е. чем'меиьше СI\О, тем rу.ще rруnпиров'ка отказов по времепи'относитель-
во среднетоТ ер . н (рис. 15.5, а, r-де О'Н1 < 0'i.2). Фуикция,распредекении. или
ВО на заданном' интервале времеии
qH (t) == Ф (Z),
(15.16)
rДе нормнрованная и центрированная случайная велнчина
Z =:z (t- Тер. и)fа й ,
табулнроваиный интеrрал вероятностей (интеrрал Лапласа)
z z
Ф (Z) == ;23i s e Z.'/2 dZ == 0,5+ ;23i s e Z./2 dZ.
п
(15.17)
Значение функцни Ф (Z) можно определить по [11 о, 12п. при расчетах
по фо!)мулам (15.14) ... (15.18) следует учитывать правило знаков Ф ( Z) ==
== 1 Ф(Z). ВБР по износовым отказам можно найти из выражения (15.16)
Р н (t); 1 q-и и) == 1 Ф (Z). (15.18)
rрафики заВ-ИСИМОQтей ОО И Щ. qи (t), Р и (t) для rayccoBcKoro (нормальноrо),
закона распределення, построенные по формулам (15.13), (15.16), (l5.1 \;
приведены на рис. 15'.5. Их' сравиеиие с соответствующими зависимостями
для экспоненциальноrо закона надежностн (рис. 15.4), который описывает
внезапные эксплуатационнЫе отказы, показывает существенные отличия.
Так, в случае нормальиоrо закона распределеиия отказы rрулпируются по
временн BOKpyr среднеrо значения Тер. и,.вследствие чеrо безотказная работа
возможна на достаточно большом интервале времеии, в теченне KOToporo
ВО повышается чрезвычайно медленно (ot 1 ). Однако, как только наработка
достнrает среднеrо значения, функция qH и) резко наростает и к моменту
Тер, и.возникает приблнзительно половина всех отказов. Крутизна зависи-
мостеЙ qи и) и Р и и) определяется значением дисперсин '0':, которая в свою
очередь за.висит от чнстоты ИQХОДН.ЫХ ма'l'ерlf ШОВ. разброса, их параметров.
оборудования, эффективности техническоrо. контроля, общей техиолоrической
культуры предприятия. Чем меньше дисперсия a ,. тем ,больший срок служ
бы устройства и тем более резко выделен. участок износа. В отличие от этоrо
при экспоненцнальном распределеннн ВО начинает наростать сразу после
начала работы и примерно 63 % отказов возникает раньше времени Т ер'
Поэтому надежную работу здесь можно получить лншь для отрезка време-
ни, значительно меньшеrо, чем Тер' Значительный разрыв
Тер Тер. н (15.19)
определиется тем, что Тер это время работы аппаратуры в режиме иде-
а.1JЬНОЙ профнлактики, коrда отказы возннкают только вследствие слу-
чайных ПрНЧJlН. Так, если Тер. и для элементов обычно оrраничивается ты-
сячами или десятками тысяч часов, то Тер может достиrать миллионов ча-
сов, что прнближается к абсолютной надежности.
Р'ассматривая профилактику обслужнвания аппаратуры, следует ясно
представлять, какой выиrрыш в надежности можеТ быть получен прн замене
442
л
(J)
\
}k;i
j
'
.-<
I""'" ............
''ср.и
7т ср.и
t
Рис. 15.6. Зависимость частоты нзносовых откаЗ0В от наработки
элемента до Toro, как он деЙствительно откажет вследствие износа. Для
этоrо рассмотрим зависимость частоты износовых отказов от .наработки для
партии элементов с параметрами Т ср . в и а и , которые были поставлены на
длительный проrон. В ходе испытания производил ась замена только отка-
завших элементов (рис. 15.6). Как видно из rрафика, отказы BToporo поколе-
ния имеют меньшую ПРН (большую дисперсию). Это объясняется тем, что
элементы BToporo поколения вводятся в работу не одновременно. Еще боль-
ше э:rот фактор проявляется на износах TpeTbero поколения, rде начинается
перекрытие распределений. Процесс установления заканчивается через
время
т уст T p. и/3аи,
после чеrо ИО становится практически ПОСТОЯIiНОЙ
Л уст I/T cp . и const.
Из неравенства (I 5. 19) следует
Луи » 1..0'
т. е. ИО существенно возрастает по Ср'авненню с системой, в которой прово-
дится правильная профилактическая замена элементов н вследствие этоrо
отсутствуют износовые отказы.
С целью повышения эффективности профилактиqескнх замен следует
выдерживать принцип равнопрочностиилн кра1'ности сроков службы со-
ставляющих элементов. Для этоrо компоненты разбивают на rруппы с при-
мерно одинаковым сроком службы, при этом число образованных rрупп сле-
.дует миН'имнзировать.
Определим ВБР снстемы по износовым отказам через известные харак-
теристики надежности ее элементов. Принимая прежние допущения н. при-
менив теорему умножения веро тностей, с учетом (15.18) получим после rруп-
пироВ'ки элементов по признаку равной надежности по износовым отказам
т в
Ри. с == n [1 Ф (Zk)}N и . k.
k 1
rде нормированная наработка для элементов k-й равнонадежной rруппы
Zk (! Т ср. и. k) /a H . k >
N и . k колнчество равноиадежных элементов в k-й rруппе, т и количество
rрупп равноиадежных элементов, Т ср . и. k' аи. k параметры элементов k"jj
rруппы. rруппнровка элементов по нзносовым и внезапным эксплуатаЦИОННЫ 1
(15.20)
16*
443
отказам в общем случае не совпадает (т =1= ти). Если не имеется априорlJЫХ
данных по ИЗНОСОВblМ отказам элеыентов, характеристики Тер. и. k и ан. k можно
получить экспериментально (15.14), (15.15).
Для ИЗНОСОВblХ отказов нсходные допущения о независимости отказов
и последовательности включения элементов по надежности значительно менее
справедлнвы, чем для внезапных отказов. 'Поэтому часто расчет надежности
по ИЗНОСОВblМ отказам сводят копределени ю допусков на параметры элемеитов,
при которых определяющие характеристнки систеМbI остаются в задаННblХ
пределах. Такой подход рассмотрен в п. 15.5.
15.4. Надежность с учетом внезаПНblХ ЭI(сппуатаЦНОННblХ
н ИЗНОСОВblХ отказов
В общем случае внезапные н НЗНОСОВblе откаЗbl возникают одновременио.
Полаrая эти откаЗbl незаВИСИМblМИ, на основании теоремы об умножении
вероятностей можно записать
Р'2, и) == р (t) Р И (t),
(15.21)
откуда после подстановкн (15.7), (15.18) получим Вblражение дЛЯ ВБР эле
мента с учетом внезаПНblХ эксплуатаЦИОННblХ и ИЗIiОСОВЫХ отказов
Р'2, (t) == ехр ( !'оО {I ф [и Т ер. н)/аиJ}.
(15.22)
Формула (15.22) справедлнва, как для участка нормальной работы аппара-
туры (/1' /2' рис. 15.3, а), rде преобладают внезаПНblе эксплуатационные от-
казы, так и для участка износа t > t 2 , rде более веРОЯТНbI износовые отка-
вы. Участок приработки при этом не УЧИТblвается, так как обычно устройства
проходят предварительную треннровку. rрафическое представление выра-
жения (15.22) приведено на рис. '15.7, откуда видно, что до момента времени
/' ВБР отображается экспонентой; позднее опредеJlЯЮЩИМИ становятся ИЗ но-
совые откаЗbl Рн (t). Надежность систеМbI с учетом обоих типон отказов мож-
ио определить также на основании формулы (15.21), откуда после подстанов-
ки (15.12), (15.20)
т тв
Р'2,с и) == Ре (t) Р и . с (t) == ехр ( t 'ЛjNi) П. [1 Ф (Zk)]NИk. (15.23)
i 1 !,' I
р
t
о
t
о
Рис. 15.7. Функция иадежностн ЗJlемента
при СОLыести(,м дсliствии I.:незапных п I;ЗНQ.
СОВЫХ отказоlf,
Рис. 15.11. Фуикции иадежности систеыы при
СОВМесТНОМ ДСЙСТВШl висзапных и И3ИОССВ1JХ
О1К8ЗОВ
444
На рис. 15.8 представлено выражение (15.23), исходя из KOToporo мож-
но оценить влияние внезапных эксплуатационных и износовых отказов на
надежность элемента и достаточно сложной системы.
15.5. Электрические допуски
Оценка электрических допусков по существу представляет расчет Надеж-
ности по ПОСтепенным (эксплуатационным) отказам, вызванных воздеЙСтвием
дестабилизирующих факторов, износом (старепнем) и производственным раз-
бросом параметров. ВслеДСТвие Toro, что для постепенны х отказов исход-
ные допущения о взаимной независимости отказов элементов и послеДова-
тельности включения элементов по надежности, принятые при расчете
надежности по внезапным отказам, значительно менее справедливы, рассмот-
ренная выше меТОДИка расчета надежности в общем случае оказывается не-
приемлемой. Поэтому расчет надежности по постепенным отказам сводят
к расчету допусков на параметры элементов, при которых работоспособ-
ность системы в течение заданноrо интервала времеии, в заданных условиях
эксплуатации обеспечивается с вероятностью не менее, чем
рп (t) == Робщ (t)/p и), (15.24)
rде Робщ (t) общая норма надежности, заданная на устройство; р (t) . ВБР
по внезапным эксплуатационным отказам.
Основные расчетные соотношения
Введем оСновные понятия и определения. Выходной (определяющий)
пара.иетр систе.иы А основной параметр, определяющий работоспособ-
иость и.зделия,
А == Ip (аl' '" , а (, ... , а n ). (15.25)
rде Ip --:-- символ произвольной функцйональной зависимости; йl пара-
метр i-ro элемента системы.
Но.ииналыюе значение пара.иетра системы (элемеита) Аcj (а/о) основное
значение параметра, указанное в технической документации, определяемое
исходя из функциональноrо назначения устройства, которое служит началом
отсчета отклонений.
Действительное значение. пара.иетра А (щ) значение параметра,
установленное измерением с ДGПУСТИМОЙ поrрешностью.
Отклон.u/ие (поzpешность) разность между действительиым
и иоминальным значением параметра. Включает реrулярную (систематиче-
скую) компоненту М (i\A), которая теоретнчески может быть устранеиа,
и случайную компоненту (i\A), которая может быть сделана сколь уrодно
малой, ио принципиально неустранима
i\A == М (i\A) + (i\A).
Исходя из этоrо, последняя рассмотрена более подробно. Различают абсо-
лютное i\A (i\щ) и Относительное i\A/ А. (i\a./a)j отклонение параметров.
Допуск О (i\A), О (i\Uj) , О (i\A/A), О (i\a/a)l предельно допустимое от-
клонение параметра, oroBopeHHoe в' технической документации. При превышс-
НИИ допуска выходиым параметром устройство теряет работоспособность.
В заВИСИМОСТ!I от причии, вызывающих ОТК,lОнения napaMeTpoll, различают
445
температурн.ые допуски D T (АА/А), допуски на влажность D ВlI (АА/А), изиоо
D H (АА/А), пронзводствеНliые ДОflУС1W D пр (АА/А). АнЗJlorичио поrреШКОСТЯМ
допускн включают реrулярную (средину поля допусков) и случайную (половину
поля допусков) компоненту
D (АА /А) == М (АА/А) ::!;. () (AAlA).
Суммарный эксплуатационный допуск устройсты получают раздельным
суммироваиием по реrуляриым н случайным компонеитам всех ТИПОВ .!\Опус-
ков. В предположении ВЗ'аИмонеЗ8ВИСИМОСТИ переЧИслениы)[ отклонеиий
D ( A!A) == е lМ пр еЛА/А) + М Т (АА/А) + Мел (АА/А) + М Н (А А/А) +
+ V б р (М/А) + о;' (М/А) + o (АА/А) + o (АА/А), (15.26)
rде е коэффициент запаса на отклонение параметров под ВОЗДеЙСТВИеМ
дестабилизнрующнх факторов, не учтеlfНЫ){ при расчете, такИХ как механи-
ческие воздейСТВИЯ, пыль, радиация:, атмосферное lIzвление 1'1 др. На основа-
нии [113] принимают 8 == I,ro ... 1,20.
Исходя ИЗ вышепрнведеиноrо, может быть уточнено определение на-
ДежИОСТН по постепенным отказам, как вероятность Toro, что на заданном
интервале времени t в заданных условиях эксплуатацин деЙСТВИтельное зна. .
ченне выходноrо параметра останется В пределах поля допусков
Рп (t) == Р [i АА/А !..,;;; \ D (М/А) 1]. (15.27)
Вероятность Р П (t) называют rарантированной наДеЖНОСТЬЮ.
Уравнение поrрешностей системы
Рассмотрим задачу определения поrрешности (отклонення) выходноrо
параметра снстемы через заданные отклонения параметров ее элементов.
Пусть выходной параметр СИСтемы определяется РИlIОМ параметров компл,к'
тующих элемеитов (15.25), откуда с учетом сделаиных определеиий
А а + АА == ер (аl0 + Аа 1 , ... . а,о + Ащ, . . . , апо + Аа 1l ).
Допустнм, что отклоненнЯ параметров от номинальных зиачений достаточио
м аJl ы
.1А/Ао « 1, /j,аi!й{О<r. 1,
вследствне чеrо при представленни приращения выходноrо параметра рядом
Тэйлора МОЖНО оrраннчитьси членамн первоrо порядка малости
11
АА/А == дер (Щ, '" iэa i' ., . , а1l) Ааё'
{==1
Осуществив перехо,ц к относнтельным приращениям. что ПОЗВОляет склады-
вать отклонення различных размерностей, можно получить уравиеине по.
rрешностей СИСтемы
n
/j,A/A == дер (а 1 ,
i 1
ер (аl'
. . . t ai,
.. ... , а n )
( l\ )t"
.. . .. t aj,
дО[
. . . а 1l )
ut
446
Обозначим коэффициент влияНИя i-ro элемента
k дер (al' '" , ai, а n )
В! дщ ер (a l .
откуда
n
l1A/A "'= kBt (l1a;a)t.
i==J
щ
, aiJ ... , а n )'
(15.28)
(15.29)
Полученные уравнения (15.28), (15.29) являются ИСХОДНЫМИ для расчета
эксплуатационных допусков всех перечисленных типов. Как видно из фор-
мулы (15.29), коэффициент влИяния k Bi определяет степень ВЛИяния поrреш-
ности параметра i-ro элемента на поrрешность выхадноrо параметра Изде.
лИя. Для ero расче1'а необходим алrоритм работы устройства (15.25).
Экспериментальное определение коэффициентов влияния производят по
формуле
k Bi := [(l1A/A)/(l1alaM,\aJ o
l1aj == l1al' '" . l1al I' l1a i + 1 , '" , l1a n , полученной из уравнения поrреш-
ностей (15.29). При этом задают достаточно малое приращение i-ro параметра
при номинальном значении всех остальных и фиксируют соответствующее ему
изменение выходноrо параметра.
Способы повышения надежности по постепенным отказам
Как видно из выражений (15.27), (15.29), повышение надежности по по-
степенным отказам сводится к уменьшению отклонений ВЫХОДноrо параметра
системы l1A/ А, что может быть достиrнуто дВумя способами. Первый из них
не отличается от способа повышения надежиости по внезапным ЭКСплуата-
циониым отказам и -заключается в улучшении качества элементов, т. е.
в уменьшении отклонениЙ параметров, элементов (l1a/ ak Второй предпол а-
raeT уменьшение коэффициентов влИяния k Bi , т. е. улучшение качества отра-
ботки схемы на некритичность свойства устройства сохранять значение
выходноrо параметра в заданных пределах при существенном изменениИ па-
раметров комплектующих элементов.
Экспериментальна отработка некритичности схемы (rраничные испы-
тания) заКЛЮ'lается в выборе оптимальных значений параметров элементов
схемы с позицИй ее некритичности. Для Про-
ведения rраничных испытаний выбирают вы-
ходной (определяющий) параметр схемы, на-
пример, для rеиератора стабильность час-
тоты или амплитуды, для триrrера пере-
ход из одноrо ПОЛожения устойчивоrо равно-
весия в друrое при нормированном воздейст-
вии. Далее снИмают диаrраммы rраничных
испытаиий' (рис. 15.9), которые определяют
область УСТойчивой работы (показана штри-
ковкой) в зависимости от изменения испыты-
BaeMoro пара метра Щ под воздействием i-ro
дестабилизирующеrо фактора Ф, (например
напряжения питаиия, температуры. влаж-
а(
IS'
.о
ФJ
Рис. 15.9. Днаrрамма rраиичных
испытаннА
447
ности, старения). Из диаrраммы следует выбор оптимальноrо значе-
ния а ц ор!' который обеспечивает нормальное функционирование схе-
мы в наиболее широком диапазоне изменений j-ro дестабилизирующеrо
фактора. Выбор оптимальноrо значения i-ro параметра производят иало-
жением диаrрамм rраничных испытаний по всем дестабилизирующим факто-
рам a i optEaijopt. Описанный эксперимеит может быть заменен моделирова-
нием на ЭВМ по алrоритму работы устройства (15.25).
Рассмотрим ряд схемных решений, обеспечивающих некритичность.
Прежде Bcero отметиМ, что мноrофуикциональные схемы более критичны
к изменеиию параметров, чем схемы однофункциональные, поскольку пара-
метры элементов в таких схемах выбирают не оптимально, а компромиссио,
исходя из различных, а зачастую и противоречивых требований, которые
необходимы для выполнения отдельных функций.
Существенные результаты дает применение Схем с автореrулированием
и примеиением отрицательных обратных связей, таких как схемы АРУ,
АПЧ, автореrулирование выходной мощности, которые рассмот.рены в rл.
1 1. Во миоrих из них выиrрыш в стабильности обеспечивается за счет Toro,
что устойчивость схемы определяется пассивными линейными цепями, зна-
чительно более устойчивыми к воздействию дестабилизирующих факторов
по сравнению с активными нелинейными элементами (транзисторами, дио'.
дами, интеrральными схемами). В качестве примера рассмотрим стабилиза-
цию коэффициента передачи усилителя с отрицательной обратной связью
Ко. с == К/(1 + ВК),
(15.30)
rде К коэффициент передачи усилителя без обратной связи; В rлуби-
на обратной связи. Преобразовав выражение (15.30), получим
Ко. с == 1/(I/К + В),
откуда видно, что при усл()вии 1/ К « В величина коэффициента переда-
чи задается величиной В, которая определяется отношением параметров пас-
сивных элементов (например, резисторов) и может быть сделана достаточно
стабильиой.
Некритичность может обеспечиваться за счет введения оrраничения
параметров например, схемы оrраничения амплитуды при помощи orpa-
ничительных диодов, базовоrо детектирования, изменяющеrося эквива.
лентноrо затухания контура (rл. 9). .
Некритичность может обеспечиваться также за счет специальных устой-
чивых методов обработки информации, например, модуляционная схема
взамен усилителя постоянноrо тока, подверженноrо дрейфу нуля. Важно
отметить, что дискретные устройства с двоичным кодом значительно устой-
чивее аналоrовых средств обработки информации к воздействию постепенн'ых
отказов. Объясияется это тем, что дискретные устройства с двоичиым кодом
имеют только два устойчивых состояния, которые леrче стабилизировать отно-
сительно внешних воздействий, чем аналоrовую аппаратуру, rде необходи-
мо обеспечить устойчивость заданной характеристики.
В заключение рассмотрим вопрос об общем подходе к проектироваиию
надежных радиоэлектронных устройств, как с учетом внезапных, так и по.
ст пенных отказов. Поскольку постепенные и внезапиые эксплуатациоииые
448
отказы имеют различную природу , их можно рzссматривать, как независи-
мые, откуда общая надежность устройства
Робщ и) == р (t) Рп (t).
(15.31)
Как отмечалось в п. 15.2, для повышения надежности по внезапным экс-
плуатационным отказам следует по возможности сокращать число элементов
системы. В то же время для повышения надежности по постепенным Отказам
иужно применять некритичные схемы, для которых требуется введение опре-
деленной избыточности элементов (цепи автоматическоrо реrулирования, об-
ратной связи и т. д.). Общий подход заключается в максимизации общей на-
дежности (15.31), а не надежности по отдельным видам отказов.
Производственные допуски
Производственные допуски, установленные техническими условиями па
изделие, оrраничивают поле рассеивания параметров, вызванное производ-
ственными поrрешностями, при нормальных условиях эксплуатации изде-
лия. Поскольку произвuдств(;нные поrрешности определяются значительным
числом взаимонезависимых факторов, таких как отклонение от номинальных
данных инструмента, оборудования, аппаратуры, исходных материалов,
условий работы, а также ошибкамн изrотовления и контроля, в большинстве
случаев принимают rауссовский закон распределения случайных величин:
параметров (отклонений параметров) элементов и систем. Возможные откло-
нения от этоrо закона будут рассмотрены отдельно. На рис. 15.10 показаиа
плотн ость вероятности отклонения (поrрешности) параметра
f ( A) == [I/Jl2'Л: (J ( A)] ехр { [ A.......M ( A)p/2и2 ( A)}.
rде среднее значение отклонения
м (М) == I A f ( A) d ( A),
СКО отклонения
.......00
00
а 2 ( A) == S {М М ( A)p f ( A) d (l1A).
Оценки числовых характеристик
MorYT быть получены эксперимен-
тально
N
М'" ( A) == l1Ai/N, (15.32)
/ 1
а'" (l1A) ==
=<" I f [ Ai M"'( A)J2/(N 1),
V ( 1
(15.зЗ)
rде отклонение от номинальноrо
значения A/ == А, А/о.
f (ДА)
((А)
';t
.\::)
l
$.
о .1А
Ао А
Рис. 15.10. Распрсделенне плотиости _ероят-
иости ОТКЛоНсння параметра
449
Полученные выражения справедливы для относительных поrр шностей
( A/A), а также поrрешностей параметров элементов й{, ( a/a){.
Определение допуска системы через задаиные допуски ее элемеитов про-
изводится на базе уравнения поrрешностей. Реrулярные компонеиты (среди-
ны полей допусков), складываются алrебраически
N
М ( A/A) == k Bi М ( a/a){.
i 1
Среднее значение поля допусков выходноrо параметра также реrулярная
в лнчина: возможна компенсация нестабильности отдельных составляющих.
Случайную компоненту допуска выходноrо параметра для случайиых и не-
ззвисимых отклонений пара:llетров элементов суммируют с учетом теоремы
о дисперсии суммы независимых случа йных величин
а ( A/A) == 1 / k ifJ2 ( a/a){.
i 1
Введем следующие обозначения; относительные рассеяния выходиоrо пара-
метра н пара:llетров элементов, связывающие СКО с половиной поля допуска
"'1) == а ( A/A)/6 ( A/A),
Лi == а ( a/aЫ6 ( a/a)i,
коэффициенты рассеяния выходноrо параметра ипар метров элементов
!l p 1) == "'}J/}'З'
k pi == "'J"'з'
rде "'з относительное эталонное рассеяние rayccoBcKoro распределения.
В качестве эталонноrо рассеяния, показанноrо на рис. t5.10, принято такое
рассеяние
"'э == а ( A/A)/6 ( A/A) == а ( а/а)i/б ( a/a)i,
при котором вероятность Toro, что случайное отклонение находится в преде-
лах поля ДОllуска :!:: 6 ( A), составляет
р [М ( A) 6 ( A) ..;;: A ..;;: М ( A) + 6 ( A)] == 0,9973.
с учетом принятых обозначений
6 ( A/A) == (l/k p1J )V I k;i k ;il\2 (ila/a)i,
откуда общий допуск
r "
D (Мl/А) == М ( A/A) :!: (l/k p 1)V ' I kBikpi62 ( a/a);
(15.34)
(15.35)
н предельные значения выходноrо параметра
А == Ао:!:: D ( A/A) Ао.
Для эталонноrо рассеяния отклонеиий выходноrо параметра половина поля
ДОПУСКОВ
r "
б( А/А) == / k: iij2{ilaMt.
I i 1
450
для эталонноrо рассеяння отклоненнй выходноrо параметра н парзметров
элементов
б ( A/ А) == 1 / f k:;б 2 ( a/a)l.
V ;",,1
Случайную компоненту допуска выходноrо параметра дтr спуча'Йных и' зави-
симых отклонений параметров элементов. находят на основаннн теореМЫ о дис-
перснн суммы случайных велнчин, связанных корреляцнонной завнсимостью,
n
б ( A/A) == [ '\'" k:ik iб2 ( a/aH +
рЕ i..J
i 1
+ 2 L 'ijkвikРikвjkрjб ( a/a)i б ( a/a) i Т/ 2 ,
j<i
rде 'ij коэффициент корреляцин между случайными ОТКЛОНениями пара-
метров элементов ( a!a); и ( a!a)i' который в заВИСНМОQТИ от степени корре-
ляционной связи между этими отклоненнямн ИЗМеняется в пределах 1
.,;: , li .,;: 1. Здесь по i суммируются все независимые н КОJ.1релятивно завнси-
мые отклонения, а по i пары поrрешностей, связанные функциональной
или коррелятивной зависнмостью, которая ()Пределsrется коэффицнентом
корреляции 'n' Значения коэффнциента, корреляцнн Находят на основанин
паспортных данных, или определяют экспериментально
'ij == [1/0' (L\a i ) а ( ai)] \ \ [Дщ м ( a;)] [ aj М ( a j)] Х
"о
Х f ( ai' aj) d( ai) d ( ai)'
, == [I/a* ( a) 0'* ( aj)] [ a; М* ( a;)]H aj) М* ( aj)] Pii'
; j
rде f ( ai' ai) двумерная ПЛОТ1l0СТЬ вероятности раcrrределения отклонений
параметров элементов; Рп вероятность сочетаний параметров ai' ai'
Расчет допусков' выходноrо параметра по температуре D T ( A/A), влаж.
НОСТН D вл ( A/A) и старению D и ( A/A) производится по сходной методнке
[30, 113].
Методика и примеры расчета.
Расчет надежности по внезапным эксплуатационным отказам
Прнблнженный расчет надежностн выполняют на этапе техническоrо
проектнровання по формулам (15.9) н (15.11). Прн проектировании бытовой
радиовещательной аппаратуры обычно прИннМают t == 1000 ч. Нормът на-
дежности (наработка на отказ в ч) составляют для нзделИй i О (высшей), 1,2,
3, 4 rруппы сложностн соответственно: приемникн стационарные 2400,
2800, 3750, 4000, 4800; приемники переносные 2000, 2400, 3400, 4000,
4000; стереорадиолы 1700, 1800, 2000, 2400, 3400; стереомаrнитолы пере-
носные и автомобильные 1400, 1500, 1800, 2000; приемники автомобиль-
ные 1 3 rруппы сложностн 2400, 3750, 4500; тюнеры всеволновые 0 2
451
rруппы 2200, 3000, 3750; усилители звуковой частоты O I rруппы
3000, 3400.
Значения л-характеристик основных ЭЛементов приведеиы в таб.lJ. 15.1,
более подробные данные приведены 11 [110, 128J.
Таблица "15./. ИнтеНСИВНОСl'И отказов основных 9лектрорадиоэлемеитоn
ИздеJIне
Тип
Интенснвностн
отказов
ЛоIО ' l/ч
ИнтеrраЛЫIЫе мик- rибридные 0,05...0,1
росхемы полупроводниковые 0,01.. .0,03
Транзисторы Низкочастотные кремниевые 3,0... 4,0
Низкочастотные rерманиевые 4,6
Высокочастотные кремниевые 1,7
Высокочастотные rермаииевые 2,6
Микромодульные 1,0
Микроволновые 9,7
Дноды Выпрямители точечные 0,7... 2,0
Выпрямители полосковые 5,0
Выпрямители микрополосковые 0,7
Стабилитроны, варикапы 5,0
Микромоду льиые 4,2...4,5
Коиденсаторы Слюдяиые, керамические 1,2. ..1,4
стеклянные 1,6
бумажные, ПJIеночные 1,8.. .2,0
ЭлеКТРОЛИl'ически 2,2.. .2,4
Р<:зисторы Непроволочные 0,25, ..0,5 ВТ 0,4. ..0,8
Непроволочные 1,0.. .2,0 Вт 1,0. .. 2,0
Проволочные 0,5...5,0 Вт 1,0. ..3,0
Моточиые изделия Трансформаторы сиrнаЛЬНЫе 0,1...2,1
Трансформаторы питания 3,0
Дроссели 1,0
Катушки индуктивности 0,5
Источники питания Аккумуляторы 0,3...19
Батареи 5,0...300
Электровакуумные Тиратроны 2,5...15
приборы Лампы неоиовые 0,02.. .1,5
Лампы накаливания 0.1...1,2
ЭЛТ 1,0. ..3,0
452
Продолжение табл. /5./
и зделне
Тин
Интенсивности
откаЗ0В
Л Q 1 o . l/ч
КоммутаЦИОIJ ные
элементы и соеди-
нители
Пайка rЮС 40
Печатная fцастинз
Разъем (на один контакт)
ПереКJ!ючатель на один контакт
rнезда (на один штырек)
Тумблер (на один контакт)
Предохранители ПJlавкие
0,01
0,1
0.05
0,25. ..0,5
O,OI...O,()2
0,015... 1;1
0,5
При уточненном расчете надежности обычно учитывают влияние усло-
вий эксплуатации, температуры и элеКТРИ4ескоrо режима. Расчет произво-
дят 110
т
Ре и) == ехр ( kл лjN j ),
j 1
л j == J.'o/f- "
k л == /IЛIkЛ2kлз,
rде л j ио элементов j-й равнонадежной rруппы при эксплуатации в задан-
ных условиях; ЛО j то же, но при эксплуатации в номинальном режиме;
а j поправочный коэффициент ио /-й I Р уппы, учитывающий влияние темпс-
ратуры окружающей среды и электрическуlO наrрузку элемеита. ПопраВО11!!ыii
коэффициент k л :;;,. I учитывает условия эксплуатации РЭА: k Л1 воздействие
механических факторов (вибрации, ударные иаrрузки), k Л2 воздеЙC'Jвие
климатических факторов (температура, влаЖflOСТЬ), k лз условия работы ри
понижеljИОМ а:rмосферн()м давленяи. Значения лопр!!вочноrо КОэффИlJ:Иента а
в зависимости от температуры и ко;;ффициента наrрузки k и приведены IJ
табл. 15.2. При этом под коэфФициентом наrрузки понимают отиошение рабочеЙ
Иаrрузки по определяющему apaMeTpy' П, которая дёйствует на элемент,
к ero номинальной наrрузке, установленной нормативно-технической докумен-
тацией k H == Праб/Пиом, Более подробные данные приведены в [110, i28J.
Ниже приводятся определяющие параметры П и рекомендованные значения
коэффициентов наrрузки k H для наиболее употребительных элементов: резис-
торы мощность рассеяния, k и <: 0,6; конденсаторы напряжение, приложен-
ное к конденсатору, k и :: 0,3. . .0,7; диоды выпрямленный ток, обратное
напряжение, k H == 0,7 . , .0,8; траизисторы иапряжение, ток, мощность
рассеяния на коллекторе,. k и == 0,5 . . . 0,8. Если один и тот же ЭJiемент
ха;:-зктеризуется различными значениями коэффициента наrрузки, то ПрИI!И-
мается величииа k H тn' Температуру окружающей среды и коэффициент
наrрузки можно определять экспериментально (на этапе испытаний Опытноrо
образца и далее) или путем расчетов. Значения поправочных коэффициентов
k лJ , k л2 , k лз приведены в табл. 15.3, 15.4, 15.5.
Расчет надежности. на ЭВМ может быть выполнен по проrраММе REL,
приведенной в rл. 3, которая составлена на основании приведенной выше
методики.
Ниже приводится распечатка результатов оценки с помощью проrрам-
мы REL надежности системы из треХ устройств (блоков), причем в первом
блоке II;меетея 8 модулей (четырех типов), во втором и третьем по 9 (трех
типов), в третьем 20 (четырех типов). Наработка на отказ всей СИ"ТfН>I
порядка 1000 часов.
(15.12)
4БЗ
Непр оволочные 20 0,20 0,42 0,60 0,72 1,0
40 0,33 0,60 0,94 1,11 1,71
60 0,47 0,82 1,43 1,70 2,81
100 0,78 1,32 2,77 3,60 6,70
Резисторы
Проволочные 20 0,02 0,10 0,34 0,51 1,00
40 0,06 0,19 0,53 0,69 1,29
60 0,10 0,30 0,73 0,95 1,91
100 0,18 0,52 1,33 2,00 5,00
Бумажные 20 0,06 0,10 0,23
Керамические 40 0,07 0,13 0,35
Слюдяные неrермети- 60 0,10 0,20 0,62
зированные 100 0,17 0,43 1,46
Слюдяные rерметич- 20 0,28 0,49
ные 40 0,34 0,54
60 0,46 0,75
100 1,30 4,50
Конденсато-
ры Металлобумажные 20 0,28 0,49 0,80
Стеклянные 40 0,34 0,54 1,10
Пленочные 60 0,46 0,75 2,00
100 1,30 4,50 5,00
Электролитические 20 0,40 0,65
с алюминиевым анодом 40 0,64 1,24
60 1,80 2,30
100 9,0 18,0
rерманиевые 20 0,15 0,39 0,62 0,74
40 0,23 0,51 0,76 0,91
60 0,53 1,13 1.75 2,13
Диоды
Кремниевые. 20 0,77 0,81 0,85 0,88
40 0,92 0,97 1,04 1,07
60 1,04 1,16 1,3() 1,39
r ер ман иев ые 20 0,23 0,42 0,70 0,73
40 0,32 0,66 1,04 1,22
60 0,52 1,10 1,65 1,90
Транзисторы
Кремииевые 20 0,16 0,35 0,52 0,63
40 0,17 0,40 0,59 0,72
60 0,19 0,50 0,71 0,85
I
Траисформаторы 20 0,10 0,30 0,60 1,00
Моточные 40 0,20 1,20 1,80 3,00
изделия 60 0,40 2,50 4,10 8,60
70 0,60 4,20 7,20 14,00
Таблица 15.2. Поправочные коэффициенты Qt для но
I I Коэффицненты наrрузки k и
Т, ос 0,2 I 0,5 I 0,7 I 0.8 I 1,0
Тип
Иаделие
404
MCiII!JLE 'J!J:V18ER 1, }J '1= 1.' L 3= э. *X E 04., Т0= 25000.3' Н
MOKIL;:: t' !Jr'1Э::: 2.' Nr1= 1.' L:::i= Э.632Е 04, 'Т0= 15:322. f:: Н
i"IOKILE jШ'IБЕR Jr'1= 1, L.0= 0.:301E \)4., Т0=' 124:34.4
..' Н
'1:ЛI'Л.Е t'l;Jr'1ЭЕr-; 4.' Ji'1= 5.. L[1= ). 165Е :Ч.' Т0=' бf15 3б . 1 Н
ПЕ!.)IСЕ N:Jr1E:ER 1, 'Ш= 1.' L2I= 1. 2ббЕ :аз.' Т0::: 3762.2 Н
i'1OJ.i:J:"'::: t' !Ji'18ER 1, t. r'l= с.... L 3= \). 12:?E 04, Т0= 7:3125.0 Н
'ЮIJ:JLЕ 't' JNЗЕR .;- r r'1= 4.' L.2= э. 14;5Е ,)4.. Т0= ,68493. 1 Н
,
'1Ci:O;JL..E ' Jr1БЕR ''::'.'. ;4i'1= . .' L3= 0. 2:::5Е 04.' т э= 35 Э87 ." 7 Н
()::; !) 1 СЕ t iJJ"'iЭЕR 2.' -ш= 2, t э= ::::1. 17;3::: 'п.. тiэ= 5899.7" Н
i'1JKILE . jrr'IЗЕR 1.' iJr'l= -, L:]= ?1. 4::'>:1Е Э4.. Т:;:1':: 23:309.5 н
"':".'
ЮКlLЕ N!Jr'1BER . : Ji'1= :2.. L:?i:::: 0. 35БЕ Э4.. т э= 2:3 З89. 9
':::'.' Н
i/IOKILE ;. iJИ :;:ЕR ":'.' ' i'l= 4.' ..L З= э . 1З5Е \)4, Т0= 74074. 1 Н
;"iOIiLILE N Ji1BER 4, Ж1=12, L.a= 0. 255 ''''[14.'. Т0= 39215. { Н
Ш-::l)IСЕ r. ;Jr'1E:E : ''::',' 'Ш= .' ! (=t... э. 515Е 0З.' т э= 1941 .0 Н
....... ,
З",!ЗТEi'1 L Э= 0. 112Е ;:'\2 Н.1= 392." Н
Таблица /5.3. Поправочные коэффициенты k Л1
kЛ1
УСЛ0ВИЯ эксплуатацнн
РЭА при вибрации при ударных прн суммарных
воздействиях ВОЗДействиях
Лабораторные 1,00 1,00 1,00
Стационарные 1,04 1,03 1,07
Автомобильиые 1,35 1,08 1,46
Железнодорожные 1,40 1,10 1,54
Корабельные 1,30 1,05 1,37
Самолетные 1,46 1,13 1,65
Таблица 15.4. Поправочиые коэффи- Таблица 15,5, Поправочиые
циенты k},,2 коэффициенты li?;3
Влажность, I Температура, k).2 Высота, км kJ.,З
% ос
60...70 20.. .40 1,0 0...1 1,0
1...3 1,1
90.. .98 20. ..25 2,0 3...8 1,2
90...98 30.. .40 2,5 8...I 5 1,3
15...30 1,4
Расцет надежности по износовым отказам
Рассмотрим методику определеиия сроков профилактическо'Й замеиы
элементов, исходя из допустимоrо снижения надежности по ИЗНОСОВNМ от-
казам. Сначала рассчитаем ВБР элемеита для периода эксплуатации t е:
== Тер. и 3а н
Ри (Т ср.и 3а и ) == 1 Ф (Z),
rде
Z == (t Тер. и)/а и == 3.
ПО таблицам фуикций (Z) определяем
Z == (t 3/а н ) == 0,9986.
455
Эта норма обычно ДОПУСтима для простых систем, откуда следует «Пра-
вило трех сиrм»
t лроф == Тер. и 30 и ,
В общем сл учае, исходя из Конкреl ных условий, задаются доп.устимым зна-
чеНием надежности Элемеита [Р и (t)]дол, а потом по формуле (15.18) нахо-
дят значение функции Лапласа
Ф (Z допi == 1 [PH(t): ДОП
и соотвеТСТвующее ей НОрмированное время, из KOToporo следует (15.17)
неоБХОдимое время профилактической замены
t лроф == Z долин + Тер. н'
Расчет допусков
При расчете электрических допусков обычно предполаrают известными:
прИнципиальную Схему устройства, алrоритм ero работы (15. 25);
номинальныIe значения параметров элементов и ВЫХОДноrо параметра;
условия ЭКСПлуатацин устройства, режим работы ero элементов.
При расчете электрических ДОПусков возможны два варианта задача
анализа и задача синтеза. Задача анализа сводится к расчету CYMMapHoro до-
пуска на выходной параметр УСТройства по заданным допускам параметров ero
элементов. Задача синтеза заключается в выборе типов Элементов и отыска-
нию доПусков на их параметры по заданиыIM дОПускам на выходной параметр
УСТРОЙства и эксплуатационным условиям. Эта задача слоЖнее ЗаДачи ана-
лиза, поскольку в Отличие от нее, здесь нет ОДнозначноrо решения и требует-
ся вариантная проработка. В обоих случаях допуск ВЫХОДноrо параметра
находят двойным СУММированием по типам допусков Производства, теМпе-
ратуры, влажности и старения (15.26), а также по п элементам системы.
ЕСJIИ расчет надежности по иЗносовым ОТказам выполнен по МеТОДИке, ИЗло-
женной в разделе 15.3, в выражении (15.26) оПускают слаrаемые Ми ( A/ А),
б ( AlA).
Поскольку перечисленные типы допусков рассчитЫвают по СХОДНОЙ ме-
ТОДИКе, оrраничим раССмотрение расчетом Производственных допусков, т. е.
расчетом допусков УСТройств, работающих в иормальных условиях эксплуа-
тации.
Полаrая Элементы системы изделиями MaccoBoro Производства, rДе дей-
ствие субъективных и ДОМИНирующих факторов сrлажено, примем, что СИСте-
матичеСкие ОТКЛонения параметров ОТСУтствуют и распределения пара-
метров симметричны, т. е. средины Полей допусков параметров элементов
совпадают с их номинальными значениями
D (tJ.a/a)i == ::!:: б ( a /a)i.
Примем также, что ОТКЛонения параметров элементов взаимоиезависимы.
Решение задачи анализа допусков производят в следующем ПорЯдке.
1. Находят rарантированную надежность УСтройства вероятность
тoro, что на заданном интервале времени, при нормальных условиях эксплу-
атации деЙСтвительное Значение выходноrо параметра останется в пределах
поля допусков (15.24)
рл (t) == Робщ и)/р (t).
J::слн расчет надежности по Износовым Отказам ВЫПолнен по методике, изло-
женной в п. 15.3,
Р л (t) :: Робщ (t)/p (t) Р и (t).
2. По табл. 15.6 находят величииу, обратную К9 9 ффициеиту рассеяиия
ВЫХОДноrо параметра.
456
Таблица 15.6. Зависимость коэффициента рассеяния пара метра
от rарантированной надежности
!
Р П (t) 0,70 0,75 0,80 0,135 0,90 0,95 0,96 0,97 0,98
l/k pE 0,347 0,383 0,427 0,480 0,548 0,653 0,683 0,725 0,775
Р П (t) 0,99 0,9973 0,999 0,9995 0,9999 0,99995 0,9999:; 0,999999
l/k pE 0,857 1,000 1,100 1,167 1,300 1,330 1.47J 1,630
3. Коэ,f>фициенты рассеяния элементов k p ; находят для станда ртното
значения rарантированной надежности, равното 0,9973 [96, 113].
Для резисторов н конденсаторов высоких классов точностн (включая
::5 %) принимают k p ( == 1. Распределения параметров резисторов и конден-
саторов низших классов точности обычно отличаются от rayccoBcKoro из-за
выборки элементов повышенной точности из общих партий с более широкими
допусками. Исходя из этоrо, для деталей второто класса точности принимаюr
k,J/' == 1,3; для третьето класса k p ( == 2,1.
Для распределений параметров транзисторов характерны разбросы
большие, чем разбросы пассивных элементов. Поэтому следует ориентиро'
ваться на предельиые значения коэффициентов рассеяния, которые состав-
ляют k p ( == 2,2.
При определении коэффициента рассеяния по экспериментально полу-
ченным распределеиням следует прииимать следующие значения kp(: .rayc-
совское распределение 1; равиовероятное распределение 1,73; распре-
деление Максвелла 1,14; распределение Симпсона' 1,22; аНТНМОДальные
распределения (из отрезков прямых 2,1; rаус(ювскоrо типа 2,3; по за-
кону арксинуса 2,1); при смешивании нескольких партий значення мож-
но найти в [113].
4. Коэффициенты влияния рассчитывают по формуле (15.28).
5. Допуск выходното параметра может быть найдеи из выра жения
D ( A/A) ==::!:; 6 ( A/A) :Z:(I//lp:E) V I k;ik {62 ( a/a){.
При решении задачи синтеза ИСХОДят из заданноrо допуска ВЫХОДното
параметра D ( AI А)тз н используют метод последовательиых приближеиий.
1. Расчет rарантированиой надежности Рп (t), коэффициентов рассеяния
ВЫХОДноrо параметра k pE и параметров элементов Rp{' коэффициентов 81ИЯНИЯ
k B { производят так же, как и в задаче анализа.
2. Выбирают типы элементов, которые удовлетворяют схемным, конст-
руктивиым и эксплуатационным требованиям' на ус.тройство.
3. Устанавливают допуски параметров элементов. Прн этом нсходят
нз аиализа КОЭФФициентов влияния: для элемеитов с меньшимн значеннямн
коэффициентов k B { прииимают более ннзкие (экоиомичиые) классы точ-
Ностн,
4. Производят расчет допусков выходното параметра (15.36) и сравнн,
вают ero с задаиным. В случае невыполнеиия условия
I D ( A/A) 1< I D ( А/АтЗ>1 (15.37)
уточняют выбор допусков, а при необходимости н тнпов элементов, в иаправ-
леннн повышения класса точности с тем, чтобы обеспечнть ВЫполнение нера-
венства (15.37).
457
Расчет допусков па ЭВМ целесообразно пром:ци"ь. при помоши
прямой подстановки массивов случайных значений пара метров элементов
{ан, .... a jM } в выражение (15.25) с последующим расчетом доПуска б(LlА)
по массиву определяющеrо пара метра !Аl. .. . . A N }. Этот метод более универ-
сален. точен, не требует rромоздких расчетов коэффициентов Влияния и
априорной информации по коэффициентам рассеяния.
При.ltер. Рассмотрим предлаrаемую методику на примере расчета допу-
ска коэффициента усиления резонансноrо каскада с двойиым автотрансфор-
маторным включением активных элементов (АЭ) см. схему рис. 5. 1.
V R пlп2У21 ( 5 .
ko == пl п 2 21 Оэ == 2 2 . 1 .38)
. (ffioCK/Q) + (пl/ R 22 ) + (п2/ R ll )
rДе пl == W l/ W к' п 2 == W 2/W к коэффициенты включения; W к число Витков
контура; У 21 крутизна АЭ; R оэ эквивалентное активное СОпротивление
контура. наrруженноro входным и выходным сопротивлениями АЭ R ll и R 22 .
Q добротность ненаrруженноrо контура; С к эквивалентная емкость кон-
тура. Расчет выполняют в следующей последовательности:
находят массивы параметров элементов пl. п 2 . У 21 , Q. С к ' R ll . R 22 . При
этом полаrают, что параметры изделий MaccoBoro производства имеют raycCOB-
ское распределение
М (aj) == а ; иом' О (ilщ) == б (ilщ)/3 == о (ai).
Для формирования массива нормально распределенных псевдослучай.
ных чисел используют МУЛЬтипликативный метод с последующим преобразо-
ванием;
ПРОИЗВQДЯТ подстановку указаиных Массивов в формулу (15.38) и Для
всех сочетаний параметров элементов рассчитывают массив определяющеrо
параметра K oJ , .... KON' ИСХОДЯ из центральной предельной теоремы. при
достаточно большом числе элементов распределение определяющеrо пара-
метра можно полаrать ra уссовским;
по массиву {К О1 . . . . . K oN } рассчитывают средние М (Ко), М (K ) и средне-
квадратическое отКлонение
02 (Ко) == м (K ) [М (К о )]2;
в зависимости от rарантированной надежности Р П определяют коэффициент
относительно рассеяния и допуск определяющеrо параметра б (ilK o ) == б (Ко) ==
== 1,,1) (рп) О (Ко). Для стандартной rарантированной надежности РП == 0.9973.
1) (Kf!l == 30 (Ко).
llроrршша DOP. составленная по указанной методике. приведена в rл. 3.
Ниже приведен результат расчета для входных данных [о == 456 кrц. W 1 ==
==50:!:: 1. W 2 == IO:!::1, W K ==+100:!::I, R ll ==2,5.10 3 0M:!::20%. R 22 ==
=='43,5. 103 Ом::!:: 20 %. У 21 == 30 . 1O 3'Сим:!:: 20 %. С к == 1O 9 Ф:!:: 10 %. Q ==
== 100:!:: Щ%.
.2. 7б13::: 02.
. 3. 2646Е 2
99.01
9'9.39
984.5
947.5
2558.
2567.
4. 4933Е +-04'
3.6512Е+-04
кср
19.9i
2.9341E 02
3.3783E 02
103.4
93.46
З.1422Е 02
2.8306E 02
107.5
114.0
10:-32.
994.6
2560.
2418.
4. 3848Е+-04
4. 0588Е+-04
St4
0.8100ЕнЭ5
3.0997E 02
3.143ЗЕ 02
99.73
107.7
1044.
969.3
2571.
2567.
4.2380Е+-04
4. 2938Е+-04
2.94З4::: 02
2.995БЕ 02
105.9
97.25
1033.
1031.
2982.
1058.
927.6
2:338.
2220.
4. 1875Е+-04
4.4615:::+-04
DELTA
5.719
' 5:З6 .
4. 6586Е+-04
4. 2591Е+-04
ПРЕДМЕТНЫй УКАЗАТЕЛЬ
Автоматическая реrулировка усиле-
ния 323
324
амплитудная характеристика
, методика расчета 344
, принцип действия 323
, структурные схемы 323
, эффективность 325
Автоматическая подстройка частоты
304
классификация 305
коэффициент автоподстройки
306
, методика расчета 340
, управляюшие элементы 12
, характеристики реrулирова-
ния 312
, электронная 343
Активный элемент (АЭ) 8, 25, 350
Акустические системы вещательных
приемников 363
стереозвучания 364
Амплитуд но-частотная характеристика
(АЧХ) 11
Антенна приемная 68
ферритовая 74
Антеиные переключатели 406
Безотказность рабо.ты 434
Варикап 70
Восстанавливаемость 437
Входная проводимость усилителя 1;:1
aKTIiBHoro элемента 26
Входное устройство с автотрансфор-
маторной связью с антеиной 71
- с емкостной связью 71,81
с двухконтурным полосовым
фильтром 74
, методика расчета 94
. с настроеиной антенной и транс-
форматориой связью 84
с ненастроенной антенной 75
приемщrков СВЧ 89
с ферритовой аитенной 83
Высота антенны действующая 5, 68
Выходная мощность усилителя 13,289
ПРОВОДI!МОСТЬ усилителя 13, 124
преобразователя частоты IS9
rетеродины в преобразователях часто-
ты 192, 421
Девиация частоты 233
Делители напряжения реrулируемые
335
,показатели качества 337
схемы 336
ДeTeKT pы амплИтудные ДИОДНЫе по-
следовательноrо типа 207
параллельноrо типа 208
иilшульсных сиrналов 213
. совмешенные с детектором АРУ 207
с разделенной наrрузкой 208
транзисторные 21 I
ФМ сиrналов 252
ЧМ сиrналов 241
Динзмический диапазои 13
Диоды полупроводниковые 205
туннельные 169, 171
. Допуски производственные 449
I!Зliосовые 441
на jjлажность 446
температурные 447
3атуха!Jие волноводов 24
. коаксиальных кабелей 24
контуров 35
ИНДliкаторы настройки 348
Интеrральные схемы 105, 182, 249
Искажения нелинейные 12, 98, 204
частотные 11, 120, 205
фазовые 11, 120, 204
Каскад резистивно-емкостнбй 276
, методика расчета 279
краткие теоретические сведе-
ния 276
,эквивалентная схеМа 278
с разде. енной наrрузкой 270
трансформаторный 284
, ЭКВИlзалентная схема 278
, краткие теоретические сведения
285
, методика расчета 286
с эмиттер ной наrрузкой 280
оконечный однотактный 270
двухтактный 273
, методика расчета 289
459 .
, построение характеристик 290
, эквивалентная схема 288
Кас/(адная схема 103
Комбинированные детекторы АМ-ЧМ
си/'налов 361
УПЧ АМ ЧМ сиrналов 360
Компенсация не.1JннеЙных искажениЙ
221
Коэффициент влияния 447
rармоник 12, 98, 204
перекрытия диапазона 30, 69
передачи входноrо устройства 73, 77
детектОра АМ снrналов 204
преобразователя частоты 188
ЧМ детектора 237
фазовоrо детектора 239
полезноrо действия усилителя 13
прямоуrольности 40, 98, 128
связи входноrо кОнтура с антенной
77
шума 13, 28
входноrо устройства 89
приемника 14
преобразователя 189
транзистора 158, 159
Кривая верности 16
Надежиость работы 433
,вероятность безотказной работы
434
, вероятность восстановления
437
, отказа 434
, интенсивность отказов 435
по внезапным Отказам 438
по ИЗ носовым отказам 441
, средняя наработка на Отказ 437
,электрические допуска 445
Нестабнльность частоты rетеродина
22, 421
Нормы на параметры приемннков сиr-
валов с ОБП 386
с уrловой модуляцией
380
Оrраничители амплнтуды на транзис-
торах 239
- , амплитудная характеристика 240
, коэффициент подавления АМ
237
на диодах 240
ОднопОлосная радиосвязь 382
Относительная шумовая температура
9, 152
Параметрическне диоды 161
усилнтелн 152, 159
двухконтурные 165, 167
, конструкцин 168
одноконтурные 168
, расчет 176
, тнпы схем 164
460
Параметры детектирования 216
преобразования 197
Полоса втяrивання 314
оптимальная 125
пропускания приемника, расчет 17,
345
удержания 313
Помехи радиоприему 5
атмосферные 6
rладкие 6, 7, 9
детерминированные 6
импульсные 6
нндустриальные (промышленные) 6
космическне 6
Преобразователи частоты 179
в диапазонах СВЧ 184
,краткие теоретические сведения
186 ..
На биполярных транзисторах 180
на интеrральных микросхемах
182
на полевых транзисторах 181
на полупроводниковых диодах
183
, обшие сведения 179
, примеры расчета 201, 203
Приемпик прямоrо усиления 18
суперrетеродинноrо типа 19
Приемники автомобильные 345
радиовешательные 345
, акустические системы 364
,выбор активных элементов 350
,расчет линейноrо тракта 352
, структурные схемы 348
, тракт звуковой частоты 363
радиолокациониые 405
,APY, БАРУ, ВАРУ 424
АПЧ 429
, rетеродины 419
, 1I0РЯДОК расчета 432
, смесители 416
, структурная схема 405
,устройства защиты входа при-
ем ника (У3П) 406
Проrраммы расчетов на ЭВМ 55
проектирование узлов ПУУ на ЭВМ
54
Промежуточная частота, выбор 33,
357, 198
Расстройка входноrо устройства цепью
антенны 30
обобшенная 77, 120, 126
Режим детектирования сильных cHr-
налов 216, 222
слабых сиrналов 218
Резонансные разрядники 409
Ремонтоприrодность 440
Селектнвность по зеркальному каналу
15
по промежуточной чаСТОте 15
по соседнему каналу 15, 38
Селективные усилители импульсных
сиrналов 136
промежуточной частоты 119, 125.
128
с двухконтурным полосовым
фильтром 127, 145
с пьезоэлектрическим фильтром
134, 147
с пьезокерамическим фильтром
134, 147
с фильтром сосредоточенной
селекции 129, 134
с фильтром на
ных акустических волнах
с цифровыми
118, 149
с электромеханн!!еским
фильтром 134
Синтезаторы частоты цифровые 194
Смеситель балаисный 183, 185
Сопряжение контуров rетеродина и
преселектора 192
, проrрамма расчета на ЭВМ 202
Стандартн ая мощность 17
поверхност-
118
фильтрами
Транзисторные усилители на СВЧ 155
расчет 174
, схемы 156, 157
Усилители молекулярные 151, 152
малошумящие 152
на джозефсоновских переходах 151,
152
на туннельных диодах 152, 172
предварительные 269
видеосиrналов 291
с индуктнвной коррекцией 292
СО сложной коррекцией 294
, методика расчета 296
Окоиечные 287
методика расчета 287
, эквивалентиая схема 288
постояниоro тока (УПТ) 272
Усилители реrулируемые 326
,классификация 327
,реrулировочные характеристики
332
,способы реrулирования усиле-
ния 331
, схемы 330
УстОйЧивость усилителей с обратной
связью 282
селективных усилнтелей 125
Фазовая автоматнческая ПОДСтройка
Частоты 3 I I
, измерительные элементы
308
, методика расчета 314
,назначение 305
, ошибки слежения 314 316
, переходный процесс зiз
,принцип действия 311
,у(!Тойчивость 316
, характеристика реrулиро-
вания 312
Фазовый детектор 252, 253
Фильтр СВЧ 90, 418, 138
микрополосковый 91
Фильтр сосредоточениой селекции,
проrрамма расчета на ЭВМ
цифровой (ЦФ) 149
нерекурсивный 150
рекурсивный 149
, методика расчета 148
, проrрамма расчета 150
Цифровые синтезаторы частоты 194
, структурные схемы 195, 196
Частота несущая 233
Частотная точность 17
Частотиый детектор с расстроениым
контуром 241
дискриминатор 245
дробный несимметричиый 249
симметричный 246
Чувствительность приемиика 15
Шумы антенны 7
внутренние 6
входных устройств 86
в биполярных транзисторах 8
в ПОлевых транзисторах 9
в преобразователях частоты 190
Земли 5
контуров 8
активных элементов 8
Шумовая полоса 7
температура относительная 8
Эквивалентная схема ВХОДНОrо уст-
ройства 76, 81
детектора 217
дискриминатора 245
резонансная проводимость коитура
121
Эквивалентное резонансиое сопротив-
ление контура 77, 120
шумовое сопротивление 9
СПИСОК РЕКОМЕНДУЕМОJil ЛИТЕРАТУРЫ
1. Алексее/I Ю. П. Современная техника радиовещ тельноrо приема.
М.: Связь, 1975. 168 с.
2. Айнбиндер И. М. Шумы радиоприемников. М.: Связь, 1974. 328 с.
3. Арсланов М. З., Рябков В. Ф. Радиоприемные ус'rройства. М.: Сов.
радио, 1972. 390,с.
4. Белкин М. К. Све.рхреrен.еративный радиоприем. К.: TexHiKa, 1968.
202 с.
5 ' Белкин М. К. Проек.тарование пра-емно,усил1ИТ.елъных устройств.
К.: TexHiKa, 1970. 412 с.
6. Белкин М. К. К расчету входных цепей вещательыы,х приемников на
коротких волнах 11 РадиотеХJlика. 1953. 8, N2 I . С. 55 63.
7. СправоЧftиf\. по бытовой приеМНО-УСНJIнтельной раДJlоаппаратуре: Пере-
носные и автомобильные радиоприемники, кассетные м-а.rнитолы 1 Ссет.
И. Ф. Белов, В. И. Белов. М.: Радио и связь, 1984. 356 с.
8. Бытовая приемно-усилительная радиоаппаратура: Стационарные. радио-
лы, тюнеры, маrнитолы. стереокомплексы, электрофоны, усилители
звуковой частоты: Справочник i Сост. И. Ф. Белов, В. И. БеJfОВ.
М.: Радио и связь, 1985. 528 с.
9. Воллернер Н. Ф. Расчет частотно-фазовоrо детектора 1 Изв. вузов СССР.
Радиоэлектроника. 1987. N2 8. С. 80 81.
10. Помехоустойчивость типовоrо Tp;a Ta оонаружекия сиrнаJЮВ I
Н. r. fаткин, В. А. fераJlИН., М. И. Карновский, л. r. КрасныЙ.
К.: TexHiKa, 1971. 20.3 с.
11. rалин А. С.. Диапаз.онио-ква.рцевая стабилизация: СВЧ. М.: Связь,
I 976. 256 с.
12. rвоздев В. Л., Хитров С. С. Линии передачи для ияrerральнЬi'Х схем
СЫЧ 11 Зарубеж. р'аДJlоэлектроника. 1982. N2 S. С. 52 55.
13. rоловин О. В. Профессиоиальные радиоприемные устройства декаметро-
Boro диапазона. М.: Радио и связь, 1985. 288 с.
14. Fолд Б., Рейдер ч. Ц,ифровая обработка сиrиалов. М.: Сов. радио,
1973. 367.
15. rольденбере Л. М. Цифровые фильтры. М.: Сов. радио, 1973. 160 с.
16. Fоноровский И. С. Радиотехнические цепи и сиrна:лы. М.: Сов. радио,
1977. 608 с.
17. rоршелев В. Д., Краснrщветоеа З. r:, Федорцов Б. Ф. Основы проекти,
рования радиоприемникон. л.: Энерrия, 1977. 384 с.
18. rOCT 98783 79. Аппаратура рз-диовещательиая БЫтовая'. Методы элек-
трических высокочастотных измерений. Введ. 01.0 1.77.
19. rOCT 11478 83. Аппаратура р'адиоэл-ектронная бытовая. Нормы меха-
нических If климатических воздействий.
20. rOCT 21317 84. Аппаратура радиовещательная, звуковоспроизводя-
щая и звукоусилительная бытовая. Нормы и методы испытаний на без-
отказнОсть.
21. rOCT 12.2.006 83ССБТ. Аппаратура радиоэлектронная бытовая. Тре-
бования безопасности и методы испытаний.
22. rOCT 14662 83. Аппаратура приемо.передающая каналов телеrрафной
радиосвязи, Основные параметры, общие технические требования и 'e-
тоды измерения приемо-передающеrо TpaKTa. Взамен rOCT 14662 75.
462
23. [ОСТ 17692 30. Приемники радиовещательные автомоБИЛЬные. Об-
щие Тi::хничеСКНt:: УСJIOВИЯ.
24. [ОС1 2:2579 77. Радиuстанцнн с ОДНUIIОЛОСНОЙ модуляцией СУХОпутной
подвижнuм службы. Типы, основные параметры. технические требова-
ния и методы измерениЙ. Взамен [ОСТ 13260 67. в части раДИОСтан-
ций ДJJЯ нодвижноЙ службы с мощностью O,5 100 Вт.
25. rост 186ЗЗ 80. Систеыа стереофоннческоrо раднuвещания. Основные
параметры. Взамен I'OCT 18633 73.
26. (ОСТ 23262 Ю. CJ,CTCMUI акустнческие. Общие технические условия.
Взамен [ОСТ 23262 78.
27. 1'ОСТ 14663 8З. Устройства приемные маrнстральной радиосвязи [ек-
сометровоrо-декаметровоrо днапазона волн. Основные параметры, тех-
нические требования и методы измерений. Взамен [ОСТ 14663
76.
28. rOCT 5651 82. Устройства радноприемные бытовые. Общие техниче-
ские условия. Взамен I'ОСТ 5651 76, [ОСТ 20842 75.
29. rуберн,аторов О. Н., Соколов Ю. Н. Цнфровые синтезаторы Частот ра-
диотехнических систем. М.: Энерrня, 1973. 176 с.
30. Расчет электрических допусков в радноэлектронной аппаратуре 1
В. П. [усев, А. В. Фомнн, [. М. l\унявский И др.; Под ред. В. П. ryce.
ва, А. В. Фомина. М.: Сов. радио, 1963. 367 с.
31. rymKUlt Л. С., Лебедев В. Л., Сифоров В. И. Радиопрнемные устройства.
М.: Сов. радио, 1961. 703 с.
32. rуткин, Л. С. Преобразование сверхвысоких частот и детектирование.
М.: rосэнерrонздат, 1953. 415 с.
33. Демидович Б. П., Марон, И. А. Основы вычислительной математики.
4-е изд. испр. М.: Наука, 1970. 682 с.
34. Дмитриев А. В. Функциональные уснлители с большим диапазоном.
Основы теории и проектировання 1 Под ред. В. М. Волкова. М.: Сов,
радио, 1976.. 343 с.
35. Диоды u тиристоры 1 Под ред. А. А. Чернышева. М.: Энерrия, 1980.
176 с.
36. Широкополосн,ый смеситель СВ Ч на комбинациях линий передачи 1 .
ю. [. Ефремов, А. Ф. Невrасимый, Е. Т. Скорик, в. r. Шермаревнч 11
Изв. вузов СССР. РаДllоэлектроника. 1978. 21, И2 8. С. 91 94.
37. ПриJ.tенен,ие комбинаций линнй передачи в микроэлектронных ВХОДИЫХ
устройствах 1 ю. [. Ефремов, А. Ф. Невrасимый, Е. Т. Скорик,
в. r. Шермаревич 11 Изв. вузов СССР. РадиоэлеI<Троника. 1980. 23,
N2 89. С. 92 94.
38. Евтян,ов С. 11. Переходные процессы в приеМНО-УСИЛl1тельных cxeыax.
М.: Связьиздат, 1948. 210 с.
39. Ееоров Е. Н. Новая система обозначений раднонзлученнй 11 Электро-
связь. 1981. N2 12. С. 55 58_
40. Екuмов В. Д., Павлов ,к. М. Радиоприемные устройства. М.: Связь,
I 975. 480 с.
41. ЕКИМ08 В. Д., Павлов К. М. Проектированиерадиоприемных УСТРОI!:СТВ.
М.: Связь, 1968. 503 с.
42. Защита от радиопомех 1 М. В. Максимов, М. П. Вобиев, Б. Х. Кривиц-
'КИЙ И дp. М.: Сов. радио, 1976. 496 с.
43. Нн,:nееральн,ш пьезоэлектрические устройства фильтрации и обработки
сиrналов 1 Под ред. Б. ф, Высоцкоrо, В. В_ Дмитриева. М.: Радио
и связь, 1985. 175 с.
44. Ин,теё,fJальн,ые микросхемы; Справочник 1 Под ред. В. В. Тарабрина
М.: ЭнеРt"оатомиздат, 1985. 528 с.
45. Калихман, С. r., Левин, Я. М. Радиоприемники на ПОЛУПРОВОДНИКОВЫХ
приборах. М.: Связь, 1979. 552 с.
46. Калихман, С. r.. Шехтман, Б. И. !lнфровая схеМОтехника в радиове-
щательных приемниках. М.: Радио и связь, 1982. 104 с.
47. КlJеан, С. С. Теория и расчет фильтров для установок дальией связи.
М.: Связьиздат, 1950. 234 с.
46Э
48.
49.
50.
51.
52.
53.
54.
55.
56.
57.
58.
59.
60.
61.
62.
63.
Кононович Л. М. Радиовещательный УКВ прием. М.: Энерrия, 1977.
192 с.
Кривицкий Б. Х., Салтыков Е. Н. Снстемы автоматической реrулировки
уснления. М.: Радио и связь, 1982. 192 с.
Конструирование и расчет БfИС, МИкросборок н аппаратуры на нх
основе I Под ред. Б. Ф. BblcollKoro. .м.: Радно н связь, 1981. 214 с.
Качан В. К., Сокол В. В., ТеСО6ский В. В. Средства связи пассажнрских
самолетов. К.: Вища шк. fоловное нзд-во, 1975. 232 с.
Кошелец В. П., Овсянников r. А. Криоrенные СВЧ-устройства 1/ За-
рубеж. радиоэлектроника. 1983. .N 6. С. 4 15.
Кукарин С. В. Электронные СВЧ приборы. М.: Радно н связь, 1981.
272 с.
Капланов М. Р., Левин В. А. Автоматнческая подстройка частоты. М:
I'осэнерrоиздат, 1962. 320 с.
Клич С. М. Проектнрование СВЧ устройств раднолокационных прием-
HHKOB. М.: Сов. радио, 1973. 320 с.
Крейнzель Н. Л. Шумовые параметры раднопрнемных устройств.
Л.: Энерrня, 1969. 168 с.
КОНОНО6ич Л. М. Современные радновешательные приемннки. М.: Радио
и связь. 1986. 320 с.
Крисилов Ю. Д. Автоматическая реrулировка и стабнлизация усилення
транзисторных cxeM. М.: Сов. радио, 1972. 272 с.
Крылов r. М., См.ирнов r. А. Транзисторные усилнтели с автоматИче-
ской реrулировкой уснления. .м.: Энерrня, 1967. 167 с.
Краткий справочник конструктора радиоэлектронной аппаратуры /
Под ред. Р. [. Варламова. М.: Сов. радио, 1972. 855. с
Левин Б. Р. Теория надежности радиотехнических CHCTeM. М.: Сов.
радно, 1978. 263 с.
Лурье О. Б. Усилители видеочастоты. М. Сов. радно, 1961. 676 с.
Левитан r. И., Востряков О. И. Сннтез полнномнальных полосовых
фильтров с чебышевс!{ой характеристикой избирательности 11 Электро-
связь. 196 I. М 2. С. 60 69.
Л"м. r. Аналоrовые н цнфровые; фнльтры. М.: Мнр, 1982. 592 с.
Лихарев В. А. Цифровые методы н устройства в раднолокацнн. М.:
Сов. радио, 1973. 320 с.
Лихарев К. К. Физнческие основы криоэлектроники 11 Зарубеж. радио-
электроннка. 1983. .N'2 5. С. 4 15.
Маслеников В. В., Сиротин А. П. Избнрательные RС-уснлители. М.:
Энерrня, 1980. 217 с.
Маклюков М. Л. Инженерный сннтез RС-фнльтров ннзких н инфраниз-
кнх частот. М.: Энерrия. 185 с.
Микроэлектронные устройства СВЧ 1 н. Т. Бова, Ю. [. Ефремов,
В. В. Коннн И дp. К: TexHiKa, 1984. 184 с.
Мазор т. Л. Дробные детекторы радиопрнемных устройств. К: Тех-
HiKa, 1967. 192 с.
МU2Улин И. Н., Чаповский М. З. Уснлнтельные устройства на тран-
зисторах. К.: TexHiKa, 1974. 428 с.
Мовшович М. Е. Полупроводниковые преобразователи частоты. Л.:
Энерrня, 1978. 264 с.
Основы проектироваиия микроэлектронной аппаратуры 1 Под ред.
Б. Ф. BblcollKoro. М.: Сов. радио, 1977. 35 с.
Операционная снстема СМ ЭВМ РАФОС: Справочник 1 Л. И. Валикова,
r. В. Внrдорчнк, А. Ю. Воробьев, А. А. Лукин; Под ред. В. П. Семика.
М.: Финансы н статнстика, 1984. 207 с.
Поляков В. И. Характеристнки ЧМ детекторов с ФАПЧ IIРадио.
1978. .N'g 9. С. 37 39.
Палшков В.В. Радиоприемные устройства. М.: Радно н связь, 1984.
392 с.
Проектирование радиолокационных приемных устройств 1 Под ред.
М. А. Соколова. М.: Высш. шк., 1984. 335 с.
64.
65.
66.
67.
68.
69.
70.
71.
72.
73.
74.
75.
76.
77.
464
78. Полупроводниковые приборы. Транзисторы: Справочник / Под общ ред
Н. н. rорюнова. М.: ::JнерrоатоJ\tиздат, 1985. 904 с. "
79. Полупроводниковые входные устройства СВУ. Т. 1. Общие Вопросы тео-
рии. Туннельные и транз!,сторные усил тели и детекторы СВЧ / Под
ред. В. С. ЭТкина. М.: Сов. радно, 197b. 272 с.
80. Петров r. В., Седлецкий В. Б. Интеrральные схемы ДИОДных смесителей
СВУ диапазона 1/ Зарубеж. электрон. техника. .J\I'2 19. 1975.
С. 3 38.
81. ПерЦОВ С. В., ШУЦКОЙ К. А. Входные цепи радиоприемников. М.:
Энерrия, 1973. 256 с. .
82. Полосковые платы и узлы / Под ред. Е. П. Котова, В. д. Каплуна.
М.: Сов. радио, 1979. 247 с.
83. П роектирование радиоприемных уСтройств / Под ред. А. П. Сиверса.
М.: Сов. радио, 1976. 488 с.
84. П ринципы и методы реrулировки усиления в транзисторных усилите.
лях / r. м. Крылов, r. А. Смирнов, А. П. Волкоедов и дp. М.: Энер'
rия, 1974. 256 с.
85. Радиовещательный прием: Справочник радиолюбитеJIЯ-конструктора/
Под ред. Р. М. Малинина. М.: Энерrия, 1973. 408 с.
86. Радиоприемные устройства / Под ред. А. r. Зюко. М.: Связь, 1975.
399 с.
87. Радиоприемные устройства / Под ред. В. И. Сифорова. М.: Сов.
оадио, 1974. 560 с.
88. Радиоприемные схемы на ПОЛУПрОВодниковых приборах / Под ред.
Р. А. Валитова, А. М. Куликовскоrо. М.: Сов. радио, 1968. 384'с.
89. Радиоприемные устройства / Под ред. Н. В. Боброва. М.: Сов. радВО,
1971. 495 с.
90. Расчет радиоприемников / / н. В. Бобров, [. В. Максимов, В. И. Ми-
чурин, Д. П. Николаев. /11.: МО СССР, 1971. 496 с.
91. Рабинер Д., rоулд Б. Теория и .применение цифровой обработки сиrна-
лов. М.: Мир, 1978. 848 с.
92. Радзиховский В. Н., rYU},UH В.П., Крутько А. П. Параметрическое уси-
ление с саМОнакачкой на Пленочном джозефсоновском микромостике 11
Электрон. техника. Сер. 1, Электроника CBY. 1977. Вып. 12. С.
35 37 .
93. Руденко В. М., Х аляпинД. Б., М а2нишевский В. Р. М алошумящие вход-
ные цепи СВУ приемных устройств. М.: Связь, 1971. 279 с.
94. Речицкий В. .П.РаДИОкомпоненты на поверхностных акустических вол-
Hax. М.: Радио и связь, 1984. 112 с.
95. Радиоприемные устройства / Под ред. Л. r. Барулина.......: М.: Радио
и связь, 1984. 272 с.
96. Расчет электрических допусков радиоэлектронной аппаратуры I Под
ред. В. П. ryceBa, А. В. Фомина. М.: Сов. радио, 1963. 367 с.
97. Сартасов Н. А., Едвабный В. М., rридин В. В.Коротковолновые маrист-
ральные радиоприемные устройства. М.: Связь, 1971. 288 с.
98. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах / Под ред. И. В. Май-
CKoro, Б. В. CecTpopellKoro. М.: Сов. радио, 1969. 579 с.
99. Си20рский В. П., Петренко А. И. Основы теории электронных cxeM.
2-е изд. К.: Виша шк., 1971. 568 с.
100.. Симонов Ю. Л. Усилители промежуточной частоты. М.: Сов. радио,
1973. 381 с.
101. Симонтов И. М., Троицкий Б. С. Нелннейные искажения в демодуля-
торах ЧМ колебаний // Методы помехоустойчивоrо приема ЧМ и ФМ.
М., 1970. 239 с.
102. Справочник раДИОJ1юбителя-конструктора. 3-е изд. М.: Радио и
связь, 1983. 560 c. (Массовая бибмотека; Вып. 1043).
103. Сборник задач по теории надежности / Под ред. А. М. Половко, И. М. Ма-
ликова. М.: Сов. радио, 1972. 407 с.
104. Справочник по ПОлуяроводниковым диодам, 'транзисторам и интеrраль-
ным схемам / Под ред. Н. Н. rорюнова. М.: Энерrия, 1976. 744 с.
465
105. Сnравочн,ик по учебному проектированию приемно-усилительных CT.
ройств / М. К. Белкин, В. Т. Белинский, Ю. Л. Мазор, Р. М. Терещук;
Под ред. М. К. Белкина. *..: Вища шк, rоловное нзд-во, 1982.
447 с.
106. Сверхре2ен,ераторы / М. К. Белкин, r. И. Кравченко, Ю. r. Скоробу.
тов, Б. А. Стрюков; Под ред. М. К. Белкина. М.: Радио и связь,
1983. 248 с.
107. Системы фазовой автоподстройки частоты с элементами дискретизации /
Под ред. В. В. Шахrильдяна. М.: Связь, 1979. 224 с.
108. Полуnроводн,иковые приемно-усилительные устройства: Справ. радио-
любителя/Сост. Р. М. Терещук и дp. K.: Наук. думка, 1981.
670 с.
109. Тартаковский r. П. Динамика систем автоматичес'кой реrулнровки
усилеиия. М.: rосэнерrоиздат, 1957. 191 с.
110. Теория надежности радиоэлектронных систем в примерах и задачах I
Под ред. r. В. Дружинина М.: Энерrия, 1976. 448 с.
111. J/точкин. r. В. Интеrральные и мноrотранзисторные каскады избира-
тельных усилителей. М.: Энерrия, 1978. 79 с.
112. Сnравочн,ик по элементам волноводной техники / Сост. А. Я. Фельд-
штейн и дp. М.: Сов. радио, 1987. 659 с.
113. ФОМИН А. В., Борисов В. В., Чермошен,ский В. В. Допуски в РЭА.
М.: Сов. радио, 1972. 128 с.
114. Филатов К. В. Введение в инженерную теорию параметрическоrо уси-
ления. М.: Сов. радно, 1971. 175 с.
115. Фрадкин, С. Л. Основы теории и расчета радиолокационных приемни-
KOB. М.: Машиностроение, 1969. 199 с.
116. Фильтры на поверхностных акустических волнах: Пер. с анrл.
Под ред. r. Меттьюза.- М.: Радио и связь, 1981. 472 с.
117. Хьюлсман, Л. П. Теория н расчет актнвных RС-цепей. М.: Связь,
!9.73. 240 с.
118. Автоматические устройства СВЧ: СпраБОЧИИК / В. Т. Царенко,
В. В. Имшенецкий, М. М. Борисов. К.: TexHiKa, 1983. 152 с.
119. Цыкин, r. с. Электронные усилители. 3-е изд., доп. М.: Связь,
1965. 511 с.
120. Чистяков Н. Я., CuiJopoB В. М. Радиоприемные устройства. М.:
Связь, 1974. 408 с.
121. Чистяков Н. И. Радиоприемные устройства. М.: Сов. радио, 1978.
150 с.
122. Шапиро д. Н. Основы теории и расчета усилителей высокой частоты
на транзисторах. М.: Радио и связь, 1962. 280 с.
123. ШаХ2ильдян, В. В., Ляховкин А. А. Фазовая автоподстройка частоты.
М.: Связь, 1966. 334 с.
124. Широков А, М. Надежно.сть радиоэлектронных устройств. М.: Высш.
шк., 1972. 272 с.
125. Шапиро Д. Н. Расчет каскадов транзисторных радиоприемников.
Л.: Энерrия, 1968. 351 с.
126. Эткин В. С,. rершен,зон, Е. М. Параметрические системы на полупро-
водниковых диодах. М.: Сов. радио, 1964. 351 с.
127. Южаков В. В. Перспективы применения СВЧ полевых траНЗИСТОРОJl
в фазированных антенных решетках // Зарубеж. радиоэлектроника.
1983. N2 2. С. 27 31.
128. f[ншин, А. А. Теоретические основы конструирования, техиолоrии
и надежности ЭВА. М.: Радио и связь, I 983. 307 с,
129. Ян,ке Е., Эмде ф,. Леш Ф. Специальные функции. М,: Физматrиз,
1962. 342 с.
оrЛАВЛЕНИЕ
Предисло.вие 3
r лава 1. Общие сведения об усилительиых и радиоприемных устройствах 5
1.1. Сиrналы, по.мехи и шумы '. 5
1.2. Назначение и классификация усилителей и радиоприемникав 10
1.3. Осно.вные характеристики усилителей 10
1.4. Осно.вные характеристики радио.приемнико.в 13
1.5. Структурные схемы приемникав . 17
rлавQ 2. Проектирование структурной схемы линейноrо тракта приемника 19
2.\. Выбо.р структурно.й схемы линейно.rо. тракта 19
2.2. Расчет нео.бхо.димо.й паласы пропускакия 21
2.3. Определекие структуры тракта сИrкально.й частаты по. требованиям
к чувствительно.сти . . . .. .... 23
Расчет до.пустимо.rо. ко.эффициента шума приемника 23
Выбо.р активных элементав и схем их включения , 25
Выбо.р каскадов усилеиия. " 27
2.4. Разделение диапазо.на рабачих частат на по.ддиапазо.ны . . 29
2.5. ОПределение структуры линейно.rо. тракта по. требаваниям к селек-
тивно.сти и паласе про.пускания..... . . . . . . . 32
Со.о.бражения по. выбо.ру варианта прео.бразо.вания частаты 32
Со.о.бражение по. выбо.ру про.межуто.чных частат и ко.личеству
преобразо.ваний частаты 33
Определение структуры тракта сиrнально.й частаты по. требаваниям
к паласе про.пускания и селективи-ости по. зеркально.му каналу 34
Выбор селективно.й системы тракта ПЧ . . 38
Расчет о.слабления по про.ме-жуточно.й частате 45
Око.нчательный выбо.р ко.личества прео.бразоsаний частоты и про-
межутачных частат 46
2.6. Определение структуры линейнt>rQ тракта п.о требованиям 11 уси-
лению . . . . . . . . . . . . . 47
Выбо.р пре.образо.вателя част.отЫ и детектора 47
Распределение усиления по. трактам . 48
Выбо.р ко.личества каскадав усиления 50
Тлава 3. Применеиие ЭВМ при, проектировании узлов приемно-усилиreльных
устройств . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. 54
r лава 4. Входные устройства.
4.1. Общие сведения . . . .
4.2. Схемы вхо.дных устро.йств
4.3. Краткие теоретические сведения . . .
Вхо.дные цепи с ненастро.енно.й о.ткрыто.й антеннай
68
68
70
75
. 75
467
Входные УСlройстВа с феРРИ10воii антенной [ФА)
Входиые устройства с иастроеиной антеииой
Шумы входиых устройств . .
4,4. Входиые устройства приемников СВЧ диапазоиа
Фильтры СВЧ
4.5. Методика расчета
83
84
86
89
90
94
r лава 5. Селективные усилители .
97
5.1.
5.2.
5.3.
Общие сведения . . . . . . 97
Схемы ср.пр ;тивных усилителей 99
Усилители снrнальной частоты . 99
Усилители промежуточной частоты 106
Краткие теоретические сведения . . . 119
УсилИтели с одиночными LС-контурами, настроениыми на одиу
частоту. . . . , . . . . . . . . . . . . . . . . 119
Усилители с Одииочнымн попаfiИо.расстроенными LС-коитурами 125
Трехкаскадиый усилитель с одиночными LC- коитурами, настроен-
нымИ на три Частоты . . . . . . . . . . . 126
Усилители с двухконтуриыми полосовыми фильтрамн '" 127
ФСС с LС-звеньями, соrласоваиными по характеристическому со-
противлению ......... . 128
ФСС с LС-фильтрами Чебышева и Ваттерворса. . . . . . . . 131
ФСС иа пьезокерамических, пьезоэлектрических, электромехаииче-
ских фильтрах . . . . . . 13'4
Усилители импульсиых сиrналов 136
Цифровые фильтры .... 138
Методика и примеры расчета . . . . . . . . . . 144
Одиокоитуриый диапазоииый усилитель сиrиальиой частоты . . 144
УсилИтель промежуточиой частотЫ с двухкоитуриым полосовым
фнльтром . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 145
УсилИтель промежуточной частоты с ФСС, LС-звенья KOToporo со-
rласованы по характеристическому сопротивлеиию . . . . . 146
Усилители промежуточиой частоты с ФСС иа пьезоэлектрических,
пьезокерамических электромеханических фИльтрах . . 147
ФСС с LC звеиьямИ типа IIl4' проектироваиие иа ЭВМ 148
Цифровой фильтр иижних частот. . . . . . . 149
Цифровой рекурсивный полосовой фИЛЬТJ). Проектирование на
ЭВМ ................. ., 149
Цифровой нерекурсивиый полосовой фильтр. Проектирование на ЭВМ 150
5.4.
r лава б. Ммошумя щие усилители СВЧ. . . . . . . . . . .
6,1. Общие сведения о малошумящнх усилителях (МШУ) .
6.2. Транзисторные усилители на СВЧ .
Схемы усилителей . . . . . . . . . . ..
6.3. Параметрические полупроводниковые усилители.
ПарамеТРН(lеские диоды . . . . . . . .
Рабочие режимы параметрИческих днодов в ППУ
Виды cx параметрических усилителей
Двухкоитуриый ППУ
Одиокоитуриый ППУ
Коиструкции ППУ . .
6.4. Усилители иа туинельиых ДИодах
Туниельные дИоды .........
Схемы включеиия и основные СООтношенИя УТ Д
Конструкции 'TД, . . .
6.5. Методи ;а и примеры расчета . . . .
Усилитель иа полевом С ВЧ транзисторе
Двухкоитурный ППУ в трехсантиметровом диапазоне
Микрополос овый УТД В трехсаитиметровом диапазоне волн
151
1,51
155
155
159
159
162
164
167
168
168
170
170
172
173
174
174
. 176
178
468
Общн е сведения в преобразователях частоты 179
Схемы преобразователей частоты 180
Преобразователн частоты на бнполярных транзнсторах 180
Преобразователи частоты на полевых транзИсторах ..,. 181
Преобразователн частоты на ннтеrральных мнкросхемах н функ-
цнональных узлах. . . . . . . . . . . . . . 182
Преобразователн частоты на полупроводнИковых ДНодах . 183
ДНодные преобразователи в диапазонах СВ Ч. ...... 184
Транзнсторные преобразователи в диапазонах СВ Ч . . . . . 186
Краткие теоретнческне сведения н ОСновные расчетные СОотношення 186
Эквивалентная Схема н внутренние параметры преобразовани я . 186
Коэффнцнеит передачн, входная и выходная ПрОВОДНМостн преоб-
разователя
rетероднны в преобразователях частоты
Цнфровые сннтезаторы частот (ЦСЧ)
Расчет преобразователей частоты.
Определение параметров преобразования . . . .
Выбор схемы н режнма преобразователя частоты..
Выбор промежуточной частоты . . .
Особенностн расчета диодных преобразователей частоты
Методнка н прнмеры расчета . . . . . . .
Преобразователь частоты на транзнсторе с ФСС . .
Диодный преобразователь частоты в трехсантнметровом днапазоне
Параметры контура rетеродНна в ДЛНННОВолновом вещательиом
днапазоне н крнвая сопряжения .
rлава 7. ПреобраЗ0ватели частоты. . . . . . . . .
7,1.
7.2.
7.3.
7.4.
7.5,
7.6.
rлава 8, Детекторы амплитудно-модулнроваиных снrналов
8,1. Общие сведення о детекторах АМ снrналов
8.2. Схемы амплитудных детекторов
8.3. Краткне теоретнческне сведения
Общая теорня детектнровання
. Днодиое детектИрование слабых СИrналов
Детектнрование СИльных сиrналов
Импульсные детекторы
8,4. МетодИkа расчета .
ДНодный детектор непрерывных СНльных снrналов
Днодный детектор непрерывных слабых снrналов
Коллекторный детектор
Детектор радиоимпульсов
r лава 9. Частотные н фазовые детекторы
. .
179
188
192
194
196
196
198
198
. 199
201
201
201
203
203
203
205
. 216
. 216
. 218
222
226
. 228
228
229
231
231
232
9.1. Общне сведения. " .. 232
9.2. Схемы оrраничителей, частотных н фазовых детекторов 239
Оrраннчнтелн амплнтуды 239
ЧаСтотные детекторы . . 241
Фазовые детекторы 251
9..3. Краткие теоретическне сведения 254
Частотный ДНСlSримннатор 254
ДробныЙ детектор 257
9.4. Методика расчета. . 264
Частотный днскрнмннатор с двумя взаимно' расстроеннымн кон-
турами 264
ЧастотныЙ дНСкрнмннатор с двумя взанмно связаннымн конrурами 265
Частотный дНсКрнминатор, п рнменяющнйся в системе АПЧ .. 266
Дробный детектор . . .. . 267
Частотно-фазовый детектор на ИС 268
469
rлава 10. Апериодические усилители.
10.1. Общие сведения . . . . . .
10.2. Схемы апериодических усилителей
10.3. Краткие теоретические сведения
Резистивно-емкостные каскады . .
Усилители с непосредственной связью
Трансформаторные каскады
Оконечные усилители сиrналов звуковой частоты
Усилители видеосиrналов (широкополосные)
10.4. Методика и пример расчета . . . . . . . . . .
Резистивно-емкостный каскад на биполярном транзисторе
Трансформаторный каскад предварительноrо УСИJ1ения
Двухтактный оконечный каскад . .
Видеоусилитель с простой коррекцией
Каскад с эмиттерной коррекцией
Предварительный расчет усилителя низкочастотноrо тракта радиопри-
емника и оконечноrо каскада 300
r лава 11. Автоматические реrулировки .
11.1. Общие сведения 06 автоматической подстройке частоты .
11.2. Элементы цепи реrулирования системы АПЧ . . . .
11.3. Аналоrовая система автоматической подстройки частоты. . . .
11.4. Аналоrовая система фазовой автоматической подстройки частоты
11.5. Цифровые системы автоматической подстройки частоты. .
11.6. Общие сведения об автоматической реrулировке усиления.
11.7. Реrулируемые усилители. . . . .
11.8. Реrулируемые делители напряжения . . . . . . .
11.9. Основные свойства системы АРУ обратноrо реrулирования .
11.10. Методика расчета систем АПЧ и АРУ. . . . . . . . . .
Электронная система АПЧ rетеродина суперrетеродинноrо прием-
ника непрерывных сиrналов. . . .-
Электронная система ФАПЧ rетеродина суперrетеродинноrо при-
емника непрерывных сиrналов. . .
Система АРУ непрерывноrо действия .
['лава 12. ПроектирОВl!ние радиовещательных приемииков
12.1. Выбор типа структурной схемы . . . . . . . . .
12.2. Расчет полосы пропускания линейиоrо тракта приемника
12.3. Выбор активных элементов . . . . . . . . . . . .
12.4. Расчет коэффициента усиления линейноrо тракта приемника.
12.5. Проектирование тракта сиrнальной частоты . .
12.6. Проектирование тракта промежуточной частоты
12.7. Расчет детекторов. Стереодекодеры
12.8. Проектирование тракта звуковой частоты
12.9. Эксплуатационные удобства . .
Устройства индикации . . .
Блоки фиксированных настроек
Устройства подавления помех .
Устройства защиты . . . . . . . . .
12.10. Перспективные направления проектирования раД1iовещательных
приемников
269
200
270
276
276
281
284
'287
291
297
297
298.
298
299
299
.'
304
. 304
307
309
31I
317
323
326
335
338
340
340
343
344
345
345
, 345
350
352
353
357
361
363
367
367
367
368
68
369
r лава 13. ПроеХТИРО8Эние раЦИOllриемииков професснональной С8ИЗИ . . 371
13.1. Классы раДиоизлуqений '. . . . . . , . . . . . . . . 371
13.2. Структурные схемы линейноrо тракта профессиональных прием-
ников . .. . . . . . . . . . . . . . . . .. 374
Суперrетеродин с мноrодиапазоиным первым rетеродином. 374
Супсрrетеродин с однодиапазонным первым rетеродином и умно-
жителем частоты . 375
470
Суперrетеродин с одноД1fапазонным первым rетеродииом и reHe-
ратором подставок .
Суперrетеродин с фиксироваиным первым и перестраиваемым вторым
rетеродином .
Суперrетеродин с фикси.рованным первым и иитерполяционl\ыM
(rлавиым или дискретиым) вторым rетеродином .
Суперrетеродии с мноrоДИ.алазояным первым rетеродином и блоком
опорных частот . ,
13.3. Приемники непреРЫВНЫJli дв.уХПО.lIосных сиrналов с АМ .
13.4. Приемники непре.рывных сиrналов с ЧМ. . . ,
Приемники фототелеrрафной связи
Прнемники непрерывных однополосиых сиrналов с АМ
Лриемники иепрерывных сиrналов с ФМ
Приемннки дискретных сиrналов с амплитудной манипуляцией
Тракт приема на слух при излучении АIА. . . . . . .
Тракт приема на слух при излучении А2А
Тракт реrистрирующеrо приема.
13.8. Приемники дискретных сиrналов с частотной манипуляцией
13.9. Приемники дискретных сиrналов с фазовой манипуляцией. .
13.10. Приемники мноrоканальных сиrналов с частотным уплотне нием
13 11. Приемиики мноrоканальпых сиrналов с временным уплотнением
Ic .12. Приемники маrистральной КВ радиосвязи.
[лава 14. Проектироваиие радиолокациоииых приемииков . . . . . . . .
.14.1. Особениости и структурная схема радиолокационных приемников
14.2. Антенные переключатели и устройства защиты приемника
Схемы антенной коммутации . '"
ПереключаlOщие элементы антенных переключателей
Диодиые СВЧ-оrраничители
14.3. Особенности проектирования отдельных каскадоВ локациониых
прием нИков .
Л rнии передачи, входные устройства и УСЧ
Смесители радиолокационных приемников
rетеродины радиолокациониых приемников
Усилители промежуточной частоты . .
АМПЛИтудные детекторы и видеоусилите.1JИ
Схемы автоматической реrулировки усиления
Схема автоматической подстройки частоты
14.4. Порядок расчета радиолокационноrо приемника
13.5.
13.6.
13.7.
rлава 15. Надежиость радиоэлектроииой аппаратуры. .
15.1. Показатели надежности . . . .. .".
15.2. Надежность по внезапным эксплуатационным отказам.
Основные расчетные соотношения. .
Способы повышения надежностн по внезапным !ilксплуатациоиным
отказам . .
15.3. Надежность по износовым отказам
Осиовиые расчетные соотношения
15.4. Надежность с учетом внезапных эксплуатациоиных и износовых
отказов . . . . . .
15.5. Электрические допуски .
Осиовиые pac'ieTHbIe соотношения.
Уравиеиие поrрешностей системы . . . . .
Способы повышения. на:дежности по постеп еин ым отказам
Производствеииые допуски
Методика и при меры расчета. Расчет надежиости по
эксплуатационным отказам.
Расчет допусков
Предметный указатель
Список рекомеlIдуемой литературы .
виезапным
. 451
. 456
459
. 462
375
375
376
376
377
. 379
381
382
386
, 387
. 388
. 390
. 390
. 391
, 394
397
399
401
405
405
406
. 406
409
413
414
414
416
, 419
420
. 423
424
429
432
433
433
438
438
439
441
441
444
, 445
445
446
447
449
Справоч ое изда ие
Белкии Марк Коистантииови'l
Белинский Виталий Тадеушевич
Мазор Юрий Львович
I Терещук Ромуальд Михайлович I
СПРАВОЧНИК
ПО УЧЕБНОМУ ПРОЕКТИРОВАНИЮ
ПРИЕ'МНО-УСИЛИ.ТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
Редактор Л. Н. Чмиль
Переплет художника Н. П. CeM.e e KO
Художесrвеиный редактор С. П. Духленко
Техничесиий редактор Л. Ф. Волкова
Корректор И. П. Берус "
ИВ М. 10213
Сдано в набор 27.06.86. Подписаво в печать
29.12.87. ВФ 26683. Формат 60Х90/ 16 . Бум. тип. Н. 2.
rарнитура литературная. Высокая печать. Печ. л.
29,5. КР.-отт. 29.75. Уч.-изд. л. 35,19. Тираж
30000 экз. Изд. М. 7698. Зак. 7-230. Цеиа 2 Р.
rоловное издательство издательскоrо объедиие-
ння «Выща школа., 252054, КИев-54. ул. rоrолев-
ска я, 7
Киижиая фабрика имени М. В. Фрунзе, 310057,
ХаРЬКОВ-57, ул. Донец-3ахаржевскоrо, 6/8.