ПРОБЛЕМЫ НАУКИ
И ТЕХНИЧЕСКОГО ПРОГРЕССА
В. И. ГВОЗДЕВ, Е. И. НЕФЁДОВ
ОБЪЕМНЫЕ
ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
СВЧ—ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА
АНАЛОГОВОЙ И ЦИФРОВОЙ
РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
ш
МОСКВА «НАУКА»
ГЛАВНАЯ РЕДАКЦИЯ
ФИЗИКО-МАТЕМАТИЧЕСКОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1987

ББК 22.33
Г25
УДК 537(023)
Рецензент
доктор физико-математических наук Б. М. Бодотовский
Гвоздев В. И., Нефёдов Е. И.
Г 25 Объемные интегральные схемы
СВЧ—элементная база аналоговой и цифровой
радиоэлектроники.— М.: Наука. Гл. ред. физ.-мат. лит.,
1987.— 112 с, ил.— (Пробл. науки и техн.
прогресса)
40 коп., 15000 экз.
Изложены новые идеи разработки базовых элементов
функциональных устройств на основе интегральных схем, открывающих
большие возможности для улучшения массогабаритиых,
радиационных и других параметров современной радиоэлектронной аппаратуры
СВЧ диапазона, развития систем цифровой обработки информации,
перспективы создания элементной базы для сверхбыстродействующих
ЭЦВМ.
Для научно-технических работников различных отраслей
промышленности, занимающихся проблемами радиоэлектроники,
вычислительной техники, интегральной технологии в приборостроении.
© Издательство «Наука».
Главная редакция
физико-математической
литературы, 1987

ПРЕДИСЛОВИЕ
Там, где прежде были границы
науки, там теперь ее центр.
J Г. К- Лихтенберг 1)
Современные радиофизика, радиоэлектроника (РЭ) и в
целом системы для обработки больших массивов информации
неуклонно следуют по пути изучения и освоения все более
коротковолновых диапазонов электромагнитных волн, а
также волн другой природы: акустоэлектронных, магнито-
статических и др. [1]. В последнее десятилетие весьма
интенсивно исследуются и технически осваиваются
диапазоны коротких волн — сантиметровых, миллиметровых,
субмиллиметровых и световых. Эффективность научного и
технического освоения и использования в народном хозяйстве
и в прикладных проблемах достижений радиофизики и
радиоэлектроники существенно зависит от состояния и
возможностей элементной базы: источников и приемников
излучения, канализирующих, излучающих и колебательных
систем и других компонентов аппаратуры. Особое значение
приобретают новые методы построения устройств СВЧ,
основанные на планарных [2,5J интегральных схемах
(ИС) или (и) объемных интегральных схемах (ОИС) [3, 4].
ОИС СВЧ являются в настоящее время высшим этапом
развития идей интегральной технологии в
приборостроении. В ОИС СВЧ структурах радиосигнал обрабатывается
не только в плоскости схемы (планарные ИС), но и «по
вертикали» (ОИС). Использование трехмерной конструкции
расположения базовых элементов (БЭ) и обработка сигнала
во всем объеме открывают, с одной стороны, широкие
возможности улучшения электродинамических, массогабарит-
ных, климатических, радиационных и других параметров
радиофизической, радиоэлектронной, вычислительной
аппаратуры (например, только использование трехмерной
конструкции расположения микропроцессоров в ЭЦВМ
позволило увеличить быстродействие на порядок), но, с
другой — требуют интенсивной разработки новых
адекватных физических- и математических моделей БЭ, создания
г) Лихтенберг Г. К. Афоризмы.— М.: Наука, 1965.—344 с.

эйхЬективных вычислительных методов анализа и синтеза
их электродинамических свойств. При этом адекватные
модели должны. быть достаточно точными
(электродинамический уровень'строгости) и позволять определять параметры
за допустимое для автоматизированной системы
проектирования время (для систем обработки информации это —
функционирование в реальном масштабе времени).
Требование высокой точности модели является определяющим.
Идеологическую основу ОИС СВЧ составляет принцип
конструкционного соответствия [3, 4], согласно которому
ОИС есть такой метод построения СВЧ модуля, когда в
модуль логически могут быть включены БЭ, разработанные
не только специально для ОИС, но и используемые в пла-
нарных ИС, «традиционной» технике СВЧ и др.
Диалектика развития радиоэлектроники привела к созданию ОИС
СВЧ, а это в свою очередь требует не только и, возможно,
не столько эффективных вычислительных алгоритмов
анализа и синтеза базовых элементов, но и (а это, может быть,
самое главное) глубокого понимания существа физических
процессов, происходящих в данном конкретном устройстве.
Лишь когда такие ясность и понимание достигнуты, можно
приступать к разработке адекватных вычислительных
алгоритмов. Построенные на такой основе алгоритмы и
программы для автоматизированного проектирования устройств
СВЧ, как правило, оказываются оптимальными и с чисто
вычислительной точки зрения.
Другим основным положением ОИС СВЧ является
принцип: каждому базовому элементу — оптимальную для него
линию передачи (принцип оптимальности базового
элемента). Дело в том, что к настоящему времени предложено,
разработано и применяется большое число (более 120) типов
линий передачи (ЛП), однако свои функциональные
«обязанности» данный базовый элемент в полной мере выполнит,
если он будет создан на основе «подходящей» для него
линии передачи. Анализ известных конструкций БЭ
подтверждает такое положение. Созданные на основе ОИС
модули СВЧ РЭА имеют массогабаритные параметры на один —
три порядка лучшие (!), нежели СВЧ модули на основе
сочетания металлических волноводов и планарных ИС.
В определенной мере сказанное относится к широко
разрабатываемым и используемым в физике и технике
диэлектрическим ИС и ОИС (интегральная оптика), а также к
устройствам на основе световодов.
Продвижение научных исследований и техническое
освоение диапазона миллиметровых, субмиллиметровых и

оптических волн явяяются одной из основных тенденций
развития современной радиоэлектроники, и поэтому
разработка элементной базы объемного типа для этих
диапазонов представляет первостепенную научно-техническую
задачу.
Мы уже отмечали, что одним из важнейших направлений
современного научно-технического прогресса является
создание сверхбыстродействующих систем обработки
информации. При этом предпочтительным представляется
направление, ориентирующееся на создание систем обработки и
ЭЦВМ на основе применения СВЧ колебаний и аппаратуры,
разработанной на ОИС СВЧ. Многие базовые элементы уже
созданы. В особенности это относится к устройствам pea'
лизации многих пересекающихся без электрического
контакта проводников. На основе использования ОИС такая
проблема решена при создании диаграммообразующих мат
риц (ДОМ) антенн СВЧ. Имеются определенные
возможности прямого перенесения этих идей и конструкций на
элементарные ячейки ЭЦВМ.
Намеченные вопросы обсуждаются как с
общеметодологической точки зрения (дедуктивный подход, полная
система уравнений электродинамики, сходимость
вычислительных алгоритмов и др.), так и с технической точки зрения
(классификация линий передачи, базовых элементов,
антенных устройств, колебательных структур и т. п.; их
технические и конструктивно-технологические данные и др.).
Кроме того, обсуждаются новые идеи и принципы
реализации распределенных колебательных, селективных,
излучающих и т. п. структур, обладающих рядом уникальных
электродинамических характеристик. Так, например,
открытые резонансные структуры на поверхностных типах
колебаний, реализующие уникально редкий спектр
собственных частот [6], микрополосковые излучающие структуры
[7] и др. Даются практические рекомендации по
использованию указанных структур.
Изложение завершается кратким обзором по методам
измерения ОИС СВЧ с точки зрения использования их в
системе автоматизированного проектирования. Также
рассмотрены возможности гибкого автоматизированного
производства радиоаппаратуры на основе ОИС.
В течение многих десятилетий в РЭ безраздельно
«господствовали» гармонические функции и сигналы. Переход
к цифровым системам обработки информации требует
пересмотра многих представлений «традиционного» подхода к
соотношению аналоговой и цифровой записи сигналов [8].
5

Понимая неизбежность этого процесса, авторы постарались
отразить в книге основные черты «негармонического»
подхода к явлениям радиотехники.
Издание рассчитано на широкий круг читателей,
интересующихся идеями, методами, устройствами РЭА и их
использованием в диапазонах коротких волн •—
сантиметровых, миллиметровых, субмиллиметровых и световых.
Большее внимание традиционно уделено электромагнитным
волнам, однако упоминаются, быть может, недостаточно
настойчиво, волны акустические и магнитостатические: они
обладают поистине уникальными возможностями по степени
миниатюризации базовых элементов, но изучение и
освоение этих волн — дело будущего. Книга будет полезной
специалистам вычислительной математики и физики, а также
других областей науки и техники. Может быть
рекомендована студентам старших курсов и аспирантам
соответствующих специальностей, которым в той или иной степени
придется заниматься проблемами радиофизики,
радиоэлектроники, вычислительной техники.
Известно, что предисловие пишется для того, чтобы
попытаться уговорить возможного читателя заглянуть в
предлагаемую ему книгу. Это тем более важно, что еще Лихтен-
берг отметил: «К числу величайших открытий, к которым
пришел за последнее время человеческий ум, бесспорно
принадлежит, по моему мнению, искусство судить о книгах,
не прочитав их». В какой мере эта мысль относится к
нашей работе — судить читателю, на благосклонный суд
которого авторы ее и представляют. Но при этом необходимо
помнить слова X. Ф. Хармута: «Хорошая теория
развивается со временем. Можно повлиять на скорость ее развития,
но нельзя предопределить ее будущее. Правильные теории
выживают, ошибочные погибают. Помощь гибели
.обреченного не делает чести, содействие успеху приносит
славу; стремление к созиданию и совершенствованию движет
прогресс науки» [8].
В заключение нам хотелось бы выразить благодарность
О. Ф. Антуфьеву, Е. В. Армейскому, Б. В. Бункину,
Ю. Б. Кобзареву, Л. Н. Литвиненко, А. Н. Тихонову и
И. Г. Шрамкову за поддержку работ по объемным
интегральным схемам СВЧ.

Введение
ОСНОВНЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ
СОВРЕМЕННОЙ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
...Кто не понимает ничего, кроме химии,
тот и ее понимает недостаточно.
Г. К. Лихтенберг
В последние годы радиоэлектроника и вычислительная
техника достигли грандиозных успехов, которым они в
значительной степени обязаны интегральным схемам. Сами
ИС, и в особенности ИС СВЧ, — а именно ими мы и будем
заниматься в этой книге — возникли в результате
серьезных достижений в целом ряде наук (физика, химия,
технология, математика и мн. др.). ИС явились, как теперь
очевидно, своеобразной «реакцией» на неумолимые и все
ужесточающиеся требования практики по снижению массо-
габаритных параметров РЭА и ЭВМ, повышению
надежности и информационной емкости радиоканала, повышению
быстродействия систем обработки информации и мн. др.
ОИС СВЧ в определенной мере являются логическим и
закономерным этапом этого общего развития. Ниже мы очень
коротко отметим основные тенденции развития РЭ и
покажем место ОИС СВЧ в общей картине развития науки.
К настоящему времени сформировались и могут быть,
разумеется, в значительной степени условно названы
основные тенденции развития РЭ. Условно потому, что
существует некоторая «расплывчатость» границ между
отдельными тенденциями; на самом деле они представляют
некоторые главные результаты эволюционного развития РЭ,
во многих аспектах «перекрываются» и дополняют друг
друга, способствуя тем самым общему развитию идей и
принципов радиоэлектроники.
Изучение и техническое освоение новых, все более
коротковолновых диапазонов электромагнитных волн. Известные
успехи радиофизики и РЭ последних двух-трех
десятилетий — освоение коротковолновой части сантиметрового
диапазона, а также миллиметровых, субмиллиметровых и
оптических диапазонов — свидетельствуют о стабильности
данного направления РЭ. Определенный интерес
представляет также освоение диапазона сверхдлинных
электромагнитных волн. Эти два направления являют картину

диалектического единства развития как РЭ, так и науки
в целом.
Уменьшение длины волны связано, прежде всего, с
необходимостью резкого увеличения скорости передачи
информации (емкости канала связи). Известно, что скорость
передачи информации пропорциональна полосе частот Асо
радиосигнала. Обычным требованием к радиосигналу
является малость отношения ширины полосы Асо к некоторой
средней частоте радиосигнала: Асо/соср<^1. Оно основано на
необходимости обеспечения минимального влияния
дисперсии канала связи на радиосигнал, увеличения
разрешающей способности РЭА, ее избирательных свойств и др.
Повышение разрешающей способности радиолокационных,
радиоастрономических и т. п. систем определяется шириной
диаграммы направленности антенны, которая
пропорциональна отношению "KID, где Я- — длина волны, D — размер
апертуры антенны. Таким образом, уменьшение длины
рабочей волны Я- ведет к повышению разрешающей
способности РЭА. Это же уменьшение позволяет применять более
помехоустойчивые, чем амплитудная, виды модуляции,
например угловую, при которой из аддитивной смеси
радиосигнала a\t) и помехи p(t) легко выделить радиосигнал.
Интересным примером использования коротких длин
волн для передачи больших объемов информации являются
волоконно-оптические линии связи (световоды). В
настоящее время эксплуатируются линии протяженностью в
несколько сотен километров (при длине переприемного
участка 30—40 км); проектируются и строятся линии на
несколько тысяч километров. Потери составляют величину
порядка единиц децибел на километр. Кроме передачи
информации на большие расстояния световоды находят
широкое применение в системах так называемой внутри-
объектной связи (производство, самолеты, корабли,
медицинская аппаратура и т. п.), способствуя существенному
увеличению пропускной способности канала связи,
снижению веса и стоимости линий связи, экономии металла
и мн. др. Не исключено, что волоконно-оптические линии
и элементы (призмы, линзы и т. п.) найдут применение
в вычислительной технике.
Другими приложениями РЭ коротких волн является
исследование свойств вещества, оценки влияния
электромагнитных излучений на ход химических и биологических
реакций и др. Здесь интересной и перспективной
представляется идея о возможном электромагнитном механизме
передачи определенной части генетической информации.

При этом, как известно, должен быть передан огромный
объем информации (около 4 млрд. бит), а это вряд ли
возможно сделать с помощью относительно «тихоходных»
химических процессов.
Повышение уровня мощности излучения. Эта тенденция
развития современной РЭ хорошо просматривается, хотя
и не является очевидной. В самом деле, увеличение
дальности радиотрасс в радиосвязи, радиолокации, навигации
и т. п. действительно требует на первый взгляд
непрерывного увеличения мощности радиопередающих устройств.
Еще в большей степени представляется обоснованной
необходимость увеличения мощности в промышленных
аппаратах, предназначенных для высокочастотного (или СВЧ)
нагрева, сушки, плавления, сварки, резки и т. д. В
последнее время появляются сведения о грандиозных программах
по космической энергетике, термоядерному синтезу и др.,
в которых предлагается использовать чрезвычайно большие
мощности СВЧ.
Вместе с тем известно, что если относительно малые
уровни СВЧ излучения не представляют опасности или даже
оказывают благоприятное влияние на живые организмы
(медицинская РЭА, «УВЧ-нагрев», лечение опухолей и
др.), то большие уровни являются вредными (причем,
возможно, и на уровне генофонда человека). Естественно
возникает вопрос: «правомерна» ли с самых общих позиций
тенденция к увеличению СВЧ мощности? Очевидно, что
однозначно ответить на этот вопрос пока затруднительно, ибо
далеко еще не все аспекты проблемы нашли свое решение.
Наряду с этим природа дает примеры чрезвычайно
рационального использования малых и сверхмалых (по нашим
сегодняшним представлениям) уровней мощности для
передачи больших объемов информации [1, с, 29]. Даже те
умеренные и вполне допустимые (по теперешним нормам) уровни
СВЧ облучения, с которыми мы имеем дело в повседневной
жизни, на много порядков превышают уровень мощности,
на котором обмениваются информацией живые организмы.
Вероятно, уже в не очень отдаленном будущем
взаимодействие РЭ и бионики откроет путь человечеству для
использования новых принципов и каналов передачи информации.
Установление фундаментальных пределов (ФЛ)
радиоэлектроники. Как это ни покажется странным, но, несмотря
на то что со дня открытия радио великим русским ученым
А. С. Поповым прошло более 90 лет, только в самые
последние годы РЭ становится наукой в строгом смысле этого
понятия. Этому способствует установление ФП для боль-

шинства разделов РЭ. ФП определяют предельно
достижимые (в некоторых случаях допустимые) параметры РЭА,
каналов связи, распространения радиоволны,
радиосигналов, управляющих (модулирующих) сигналов, теории
кодирования и т. д.
В настоящее время под ФП нередко понимают
некоторый предел, за которым начинается лавинообразный,
например экспоненциальный, рост (уменьшение) какого-либо
качественного показателя РЭА. Так, к примеру, стремление
к увеличению разрешающих способностей антенных
устройств для радиоастрономии приводит к увеличению
диаметров зеркал, что сильно повышает стоимостные и
эксплуатационные затраты [1]. Имеется другая возможность
повышения разрешающей способности — уменьшение X.
Однако и этот путь достаточно быстро приводит к техноло-
гическо-финансовому пределу — экспоненциальному росту
затрат на надлежащее качество выполнения поверхности
зеркала. Ясно, что неоднородности (шероховатости,
например) поверхности А/ должны быть малыми по сравнению с
X: AZA<cl. Очевидно, что уже в миллиметровом диапазоне
при размерах зеркала в несколько десятков метров этому
требованию нелегко удовлетворить.
Одним из наиболее ранних примеров ФП является, по-
видимому, теория потенциальной помехоустойчивости,
развитая В. А. Котельниковым.
Установление ФП знаменует переход к качественно
новому уровню РЭ, позволяющему наряду со всем прочим
составить отчетливые представления и понимание того, что
могут дать народному хозяйству современная РЭ, ее
элементная база, теория информации, антенные устройства,
учение об электромагнитной совместимости, оптическая
связь и мн. др.
Важно отметить, что с общеметодологической точки
зрения установление ФП в радиоэлектронике, как, впрочем,
и в любой другой области науки, требует самого широкого
привлечения всего комплекса знаний современной науки.
При этом используются общие физические законы, не
являющиеся прерогативной РЭ (например, законы сохранения,
экономические, социальные, экологические и т. д.).
- В этом плане объемные интегральные структуры (и, в
частности, ОИС СВЧ) также устанавливают некие
локальные ФП по минимально возможным объемам РЭА, ЭЦВМ,
АВМ и т. д. Использование новых принципов обработки
информации (например, устройства на акустических и (или)
магнитостатических волнах (колебаниях)) расширяет воз-

можности РЭА, т. е. происходит «переоценка» локальных
ФП. Так, например, переход к магнитостатическим
колебаниям позволяет на несколько порядков уменьшить размеры
БЭ. Однако такой переход целесообразен, когда
большинство базовых элементов РЭА смогут функционировать на этом
принципе. В противном случае потребуется большое число
преобразователей электромагнитных колебаний в магнито-
статические и наоборот.
Переход к интегральной технологии. Прикладные
аспекты РЭ — повышение надежности РЭА, ЭЦВМ,
экономические, производственные и некоторые другие
соображения — выдвигают и обусловливают ряд требований к РЭ:
минимальные габариты и масса, максимальная надежность,
предельно возможный коэффициент полезного действия
(в самом широком смысле этого понятия), минимальные
экономические затраты и т. д. Даже такое поверхностное
перечисление показывает, что эти требования являются в
принципе противоречивыми. По-видимому, наиболее
рациональным (во есяком случае в настоящее время) является
переход к интегральной технологии производства РЭА.
При рассмотрении данного круга вопросов важно
отметить, что переход к интегральной технологии и ИС
явился не только отображением практических потребностей, но
целиком и полностью соответствует диалектической
концепции развития РЭ. В самом деле, первые радиоаппараты
имели «естественный» плоскостной монтаж и были в основном
устройствами стационарного типа. Но уже первые попытки
размещения радиоустройств на движущихся объектах
(конные экипажи, автомобили, пароходы и т. д.)
потребовали решения задач экономии объема, уменьшения массы
РЭА, источников питания и пр. Еще более жесткие
требования на надежность и массогабаритные параметры РЭА
выдвинула авиационная, а затем и ракетно-космическая
техника. Аналогичные изменения (правда, значительно позднее)
претерпела и техника ЭЦВМ и АВМ. Действительно,
проблемы повышения быстродействия и надежности ЭЦВМ
привели к настоятельной необходимости избавиться от
чрезмерно большого числа соединительных проводников.
Примерно та же задача стоит и в самолетостроении: заменить
кабели РЭА и систем управления, например, на волоконно-
оптические линии. Это дает заметную экономию массы и
габаритов, повышает надежность (скажем, за счет
резервирования) и т. д.
Усилия, направленные на реализацию минимальных мас-
согабаритных параметров РЭА и ЭЦВМ, привели к созда-
п

нию низкочастотных (НЧ) микросхем (в основном на
кремнии). Они позволили на несколько порядков увеличить
быстродействие ЭЦВМ и их ресурсы, надежность и т. п.
Диалектика развития ЭВМ проявляется еще в одном
интересном и весьма примечательном плане. Дело в том,
что частота переключения современных элементов
микросхем НЧ достигает порядка 1 ГГц. В самом недалеком
будущем планируются частоты порядка 10 ГГц; оценки
показывают, что это не предел и возможны существенно большие
частоты: 100 ГГц и даже 300—500 ГГц. А это уже
миллиметровый диапазон! И таким образом, мы снова возвращаемся
к «бедам» ИС СВЧ: минимальные габариты БЭ ограничены
величинами порядка длины волны. Необходимы новые идеи
физического и конструктивно-технологического характера,
которые позволили бы реализовать дальнейшее уменьшение
габаритов и веса РЭА и ЭВМ.
В области идей физического плана сейчас интенсивно
разрабатываются устройства на поверхностных
акустических волнах (с предельными частотами порядка 1 ГГц)
и устройства на магнитостатических волнах (с частотами
выше 1 ГГц). В дальнейшем мы очень коротко коснемся
структур с магнитостатическими волнами (колебаниями).
В плане конструктивном была выдвинута идея ОИССВЧ,
которая сейчас получила техническое развитие и которая
в равной мере пригодна для структур с электромагнитными,
акустическими и магнитостатическими волнами.
Автоматизированное проектирование РЭА. Переход к
интегральной технологии, ИС НЧ и СВЧ потребовал
прежде всего разработки и реализации новых принципов
проектирования РЭА. На первый план выдвинулась
необходимость самого широкого использования ЭВМ и, главным
образом, гибридных комплексов ЭВМ: ЭЦВМ и АВМ.
Оказалось, что только мощные гибридные комплексы в
состоянии решать современные задачи проектирования ИС. Так
родилась и теперь бурно развивается новая область научно-
технического прогресса — автоматизированное
проектирование РЭА. Нужно отметить, что автоматизированное
проектирование (или машинное, как его иногда называют) в
последние годы широко применяется и в других областях
науки и техники. Обстоятельные исследования проводятся
в области автоматизации физического эксперимента,
отдельные стороны которого иногда поддаются формализации и
могут осуществляться по наперед заданной программе.
Устраивая обратную связь, можно автоматически проводить
измерения и достаточно оперативно влиять на ход экспери-

мента. Аналогичными устройствами снабжаются и РЭА
различного назначения. Например, подбор оптимального
режима электронных приборов большой мощности, их
перестройка но диапазону при наиболее выгодных
энергетических показателях и многое другое осуществляются
автоматизированными системами контроля и управления (с
использованием ЭЦВМ и АВМ).
Переход к автоматизированному проектированию РЭА
потребовал пересмотра и создания адекватных моделей БЭ,
из которых компонуется данная РЭА. При этом на первый
план выдвигается требование адекватности модели
реальному БЭ. Если раньше удовлетворительной считалась
точность 10—20 % (и даже хуже), что в значительной степени
определялось возможностью механической подстройки
некоторых элементов РЭА и подгонки их под необходимые
параметры (после изготовления устройства), то ИС (и тем
более ОИС), по существу, не позволяют этого делать (за
исключением, может быть, некоторых активных элементов,
расположенных, как правило, на выносной панели). В силу
сказанного обстоятельства резко повышаются требования к
точности модели БЭ, которые возросли на один-два порядка.
Последнее обуславливает необходимость перехода в
проектировании БЭ к моделям на электродинамическом уровне
строгости. В особенности это сказывается на БЭ,
предназначенных для РЭА в высокочастотной части сантиметрового
диапазона и более коротковолновых участках
электромагнитного спектра. Из потребностей практики появилось и
теперь интенсивно развивается новое научное
направление —■ электродинамические основы автоматизированного
проектирования ИС и ОИС. В свою очередь для
эффективного решения задач автоматизированного проектирования
СВЧ модулей РЭА требуется парк ЭЦВМ и АВМ с
существенно большими ресурсами, создание новых
вычислительных методов и алгоритмов и гибридных (ЭЦВМ+АВМ)
вычислительных комплексов.
В этом процессе наглядно проявляется диалектическое
единство метода и объекта исследования: для более точного
описания модели необходимо использование эффективных
вычислительных алгоритмов, а их создание в свою очередь
требует глубокого знания физической стороны дела. Только
на основе четкой физической картины явления можно
построить достаточно эффективный вычислительный
алгоритм.
Переход к системам цифровой обработки информации.
Техническая база современной радиоэлектроники позво-
14

ляет в принципе спроектировать и построить РЭА с любыми
наперед заданными характеристиками (не выходящими,
разумеется, за рамки фундаментальных пределов РЭ).
Однако при этом зачастую не удается удовлетворить многим
требованиям по массогабаритным параметрам,
технологическим, конструктивным и экономическим показателям и
мн. др. Обычно создание уникальной РЭА требует
применения прецизионной и дорогой элементной базы, разработки
новых технологических и конструктивных принципов, что
экономически далеко не всегда оправдано. Это
обстоятельство представляется тем более важным, что в теории
системного подхода доказано, что система, состоящая из
оптимальных частей, в целом не оптимальна. Поэтому возник интерес
к проблеме получения качественно новых характеристик
РЭА и ЭВМ с применением «старой» элементной базы 1).
Выход был найден в переходе к радиосистемам с цифровой
обработкой информации, когда система оперирует не с
аналоговым (непрерывным) управляющим сигналом, а его
«изображением» в виде некоторых импульсов. При этом
возможно кодирование исходного сигнала по уровню,
длительности импульса или комбинированное кодирование (по
уровню и длительности). Большинство систем обработки
информации в настоящее время функционирует по
аналоговому принципу. Однако, по оценкам зарубежных
экспертов, в ближайшие 5—10 лет ожидается перевод примерно
80—90 % РЭА на цифровой принцип обработки информации.
Очевидно, что будущее за органичным сочетанием
аналоговых и дискретных подходов к обработке все возрастающих
объемов информации.
Особое значение придается поиску и применению
радиосигналов с наперед заданным законом дискретной
пространственно-временной модуляции и адекватных способов
их пространственно-временной обработки с применением
гибридных комплексов ЭЦВМ и АВМ. Одним из
эффективных способов оптимального описания дискретных
управляющих сигналов является использование ■ R-функций и
алгебры логики. В ближайшем будущем на этом пути
можно ожидать интересных результатов в теории цифровой
обработки сигналов, распознавании образов и др.
1) Здесь стоит отметить еще раз важное обстоятельство, спс
собствующее широкому использованию ОИС-СВЧ. Дело в том, что
применение ОИС СВЧ не требует создания новой технологии и
новое качество (массогабаритные параметры, устойчивость и
другие положительные свойства ОИС СВЧ) получается на «старой»
технологической основе.
14

Глобальные системы связи и информации. Единая
автоматизированная система связи (ЕАСС). Наличие
огромного числа средств электро- и радиосвязи,
предназначенных в конечном счете для передачи управляющего сигнала
s(t), постепенно приводило к идее композиционного
объединения разных средств п отдельные системы. И это стало
своеобразной тенденцией современной РЭ. Так были
созданы большие радиорелейные линии (РРЛ) связи, общая
длина которых составляет десятки тысяч киломегров. В
значительной степени реализованы связь и телевидение через
искусственные спутники Земли. Бурными темпами идет
подготовка к созданию волоконно-оптических (световодных)
линий связи. Имеется развитая система электросвязи по
кабельным линиям (в том числе с высокочастотным
уплотнением) и др. Потребителю в общем совершенно безразлично,
по какому из каналов связи приходит к нему сигнал. Его
интересует своевременность получения информации, ее
достоверность и высокое качество. Была выдвинута идея
создания ЕАСС, в которой различные системы связи были бы
объединены под общим «руководством» центральной и
региональных систем ЭЦВМ и АВМ. Система управления
ЕАСС осуществляет выбор оптимального пути сигнала
с учетом загруженности системы, индекса приоритета
абонентов и многих других обстоятельств.
Другим примером глобальной целенаправленной
системы связи и оповещения может, служить международная
служба КОСПАС (космическая система поиска аварийных
судов и самолетов).
Проникновение идей и методов РЭ в самые
разнообразные отрасли человеческой жизни и деятельности. В наше
время трудно представить себе какую-нибудь область
науки или техники, в которой с непременным успехом не
использовались бы идеи и методы РЭ. Наиболее заметные
открытия последних десятилетий в космонавтике, астрономии,
химии, биологии, медицине и многих других отраслях
связаны с применением РЭ. В свою очередь потребности
развития этих наук ставят перед РЭ новые задачи и проблемы,
способствуя тем самым дальнейшему прогрессу РЭ.

Глава I
ФИЗИЧЕСКИЕ И МАТЕМАТИЧЕСКИЕ
МОДЕЛИ ОИС СВЧ
Сомнение должно быть не более, чем
бдительность, иначе оно может стать
опасным.
Г. К- Лихтенберг
В этой главе кратко излагаются фундаментальные
основы электродинамики СВЧ, которыми в строгой
постановке являются уравнения Максвелла с соответствующими
дополнительными условиями, определяющими геометрию и
физику базового элемента ОИС СВЧ.
§1.1. Система уравнений электродинамики
В соответствии с основными воззрениями современной
классической макроскопической электродинамики
электромагнитное поле в каждый момент времени характеризуется
напряженностью электрического Е (г, f) и магнитного// (г, t)
полей, электрическим смещением D(r, t) и магнитной
индукцией В {г, t). Эти величины являются векторными и
связаны между собой системой дифференциальных
уравнений Максвелла:
. „ 1 dD 4л . ...
rot//-TaT=— ■/• W
div D = 4пр, (2)
rot^ + if=°- О)
div# = 0. (4)
Система уравнений (1)—(4) записана в классической
гауссовой системе единиц, и с означает скорость света в вакууме,
равную приблизительно 3-Ю10 см/с. Справа в уравнениях
(1), (2) записаны токи/ и заряды р (точнее, плотности токов
и зарядов), являющиеся источниками электромагнитного
поля. При этом важно помнить, что первичные источники
J и р вовсе не обязательно имеют электромагнитную (а,
например, механическую, химическую и т. п.) природу.
Если среда, в которой рассматривается поле Е„Н, является
макроскопически неподвижной, то плотности тока и заряда

связаны уравнением непрерывности (закон сохранения
электрического заряда)
dp/dt + divj = 0, (5)
являющимся непосредственным следствием уравнений (1),
(2).
Система уравнений Максвелла (1)—(4) должна быть
дополнена системой материальных уравнений,
определяющих связи между D, В и Е,Н и учитывающих
«интегральное» действие реальной среды на электромагнитное поле.
Для характеристики данной конкретной среды вводятся
понятия диэлектрической в и магнитной р. проницаемости,
а также удельной проводимости среды о, и тогда
материальные уравнения в простейшем случае могут быть записаны
так:
D = eE, B = \xH, J = gE. (6)
Последнее равенство в (6) представляет собой закон Ома в
дифференциальной форме.
Система уравнений Максвелла (1) —(4) при рассмотрении
реальных задач проектирования должна быть дополнена
рядом условий, учитывающих особенности задачи,
конструкцию элемента, свойства среды, расположение и
особенности источников поля и т. п. Введение этих условий
означает принятие ряда идеализации, разумных упрощений,
которые облегчают получение результата в данном «нулевом»
приближении. Это особенно важно в ОИС СВЧ в силу
принципиальной трехмерности их конструкции, возможности
ухода излучения в стороны от тракта обработки сигнала
(из-за открытости как собственно волновода, так и БЭ) и
мн. др. На следующем этапе решения, если результаты
первого этапа по каким-то соображениям (например,
недостаточная точность математической модели БЭ нулевого
приближения и др.) не удовлетворяют условиям
проектирования, необходимо ввести уточнения в постановку задачи и
продолжить решение.
В ИС, ОИС широкое применение получила импедансная
трактовка краевых задач. Пусть имеется некоторая
область (объем) V, ограниченная произвольной (замкнутой
или незамкнутой) поверхностью 5. В качестве 5 можно
выбрать, например, сферу, внутри которой расположены
объекты дифракции, источники электромагнитных
(звуковых или иных) колебаний и т. п. Если обозначить через Ех и
Нх тангенциальные компоненты полного поля Е и И на
1*7

поверхности S, то можно ввести понятие импеданса
поверхности как отношения компонент Ez и Ях:
E% = WH%, (7)
где W — оператор импеданса. Если решение полной
проблемы дифракции для области V известно, то отношение (7)
однозначно определяет импеданс W. Однако обычно
ситуация иная, а именно необходимо определить поля Е%, Нх
на поверхности S и затем «продолжить» их в область V или
на внешнюю к V безграничную область V^.
В общем случае импеданс, определяемый (7),
представляет собою некоторый интегродифференциальный оператор.
Если известна полная система собственных функций Ek,
Hk оператора Лапласа для поверхности 5 (по «угловым
координатам»), то поля Ех, Ят можно разложить по этой
системе функций:
е%=2 ёпЕп - н%=2 g„Hn.
п п
Смысл введения оператора импеданса W состоит в
возможности написания для него различных форм
вариационных принципов, доказательства их стационарности и т. д.
Таким образом, вместо отыскания полей Ет, Й% на S можно
сформулировать и решать задачу нахождения импеданса
W. Разумеется, по существу, данная процедура есть
перенесение трудностей из одного места в другое, однако (если
при транспортировке ничего не потеряно) это позволяет
воспользоваться априорной информацией о характере
искомого решения,- искать решение, «близкое» в каком-то смысле
к искомому, и использовать его в качестве пробного
решения.
§ 1.2. Несинусоидальные волны
За последние двадцать лет в РЭ возникло и теперь
энергично развивается большое научно-техническое
направление, связанное с использованием несинусоидальных
волн (колебаний) [8]. Правда, следует отметить, что еще в
XIX веке в электрической связи широко применялись
импульсные сигналы s(f). Возврат к импульсным сигналам
произошел в 40-х годах нашего века в основном в связи с
проблемами радиолокации, а позднее — ЭЦВМ.
Использование преобразования Фурье в принципе
позволяет с любой степенью точности описать, например, еди-

личный скачок (функцию Хевисайда; рис. 1.1 а),
прямоугольный импульс (рис. 1.1 б), являющийся наложением
двух единичных скачков разного знака, сдвинутых на
время Т, и т. п. Однако хуже всего обстоит дело с описанием
собственно скачка — процесса перехода системы из одного
состояния (например, 0 на рис. 1.1 а при /<0) в другое (1 на
С
а
1
0
5
г
Г t
1 J
/ = /
1=2
i=2
r~Ln_
1_П_Г
Рис. 1.1
рис. 1.1а при £3:0). Аппарат фурье-преобразования для
точного описания этого процесса требует учета весьма
большого числа гармонических составляющих (явление
Гиббса), что, с одной стороны, представляет определенные
вычислительные затруднения (например, в силу
неизбежных вычислительных погрешностей, связанных хотя бы с
ограниченностью разрядной сетки ЭЦВМ и неточностью
задания амплитуд гармонических компонент sf((o)
восстанавливаемого сигнала s(f), известных, скажем, из
эксперимента, и т. п.). С другой стороны, использование
бесконечного спектра для описания скачка вызывает некоторые
затруднения в объяснении этого эффекта и приводит к мысли
о необходимости поиска более адекватного аппарата для

описания процессов типа показанных на рис. 1.1 а, б. Еще
более сложным для гармонического подхода представляется
анализ 6-образных процессов, получаемых, например,
дифференцированием скачков, изображенных на рис. 1.1 а, б
(рис. 1.1 в, г). Для 6-импульса s(co)==l, т. е. его спектр
состоит из бесконечного набора гармонических компонент
с одинаковой амплитудой.
Практически беспредельное в течение многих
десятилетий «господство» гармонических сигналов в РЭ было
возможным прежде всего в силу удобства их применения
к анализу достаточно простых ситуаций, математической
обоснованности (система гармонических функций полна и
ортогональна) и определенной инерции мышления, отражением
которой является, по-видимому, пословица «от добра добра
не ищут».
Во многих практических случаях было достаточно
приближенного описания импульсного процесса, когда,
например, область перехода (скачок) — фронт нарастания
(спадания) импульса — была много меньше длительности
импульса Т. Имеются и другие примеры, для которых
спектральное описание является удовлетворительным.
Однако по мере увеличения объемов обрабатываемой
информации наметилась тенденция уменьшения длительности
импульса Т и увеличения крутизны его фронтов, что с
неизбежностью привело к пониманию неадекватности процесса
и его описания (использование чрезмерно большого числа
гармоник; строго говоря, ряд Фурье в точке пересечения
нуля сигналом расходится).
Оказалось, что существуют другие возможности для
описания импульсных сигналов: функции Хаара, Уолша,
Радемахера, R-функции и др. В последнее время наибольшее
распространение получили функции Уолша. На рис. 1.1 д, е
приведены некоторые примеры гармонических функций
(левая колонка) и функций Уолша (правая).
Применение системы функций Уолша в РЭ для анализа
импульсных (финитных, равных тождественно нулю вне
некоторого интервала t£ [к, t2]) сигналов с математической
точки зрения является обоснованным. Эта система функций
{f(i, n)\, полна и ортогональна на конечном интервале:
т— 1
Zifti, k)f(j, k) = &i/- Разложение некоторой функции
/г=0
F (k) в ряд по ортогональной системе {f(i, k)} имеет вид
пг-1
F(k)=%a(i)f(i, k), (8)
20

а коэффициенты разложения a{i) находятся так:
т— 1
a(i)=^F{k)f{i,k). (9)
*=о
При этом определение a(i) по (9) является точным, а его
определение в виде интеграла
a(i)=\F(t)f(t, i)dt (10)
«i
является приближенным.
Однако удобство, математическая обоснованность и
«естественность» функций Уолша явились, разумеется, не
единственными причинами их столь широкого применения
в современной цифровой РЭ. Как обычно, главным
обстоятельством «за» их использование послужили те новые
возможности, которые были реализованы в РЭА исключительно
благодаря свойствам функций Уолша. Отметим здесь
наиболее яркие из этих результатов.
Прежде всего сюда, несомненно, относится реализация
фильтров для пространственно-временной обработки
сигналов. Дело в том, что традиционные и весьма детально
разработанные теория и техника фильтров для временных
сигналов не могут быть непосредственно использованы для
анализа и синтеза пространственных фильтров.
Пространственно-временные структуры необходимы в телевизионных
системах с импульсно-кодовой модуляцией, широко
применяемой в системах спутниковой связи, с. также в системах
кабельного телевидения [8]. Фильтры для
пространственно-временной обработки сигналов (равно как и диаграм-
мообразующие матрицы) представляют собою весьма
сложные трехмерные структуры с большим числом
пересекающихся (без электрического контакта) проводников, а
именно реализация таких структур на ОИС принципах наиболее
желательна и ведет к существенному выигрышу в массогаба-
ритных параметрах.
Необходимость обработки больших массивов информации
в реальном масштабе времени привела к созданию систем
обработки на частоте несущей радиосигнала a{t) без
предварительного его преобразования в управляющий сигнал
s(t). Такие системы могут функционировать только при
реализации высокопроизводительных РЭА с цифровой
обработкой информации. Развиваются системы однородных
вычислительных сред как средства аппаратной реализации
устройств цифровой обработки радиосигналов a (t). При этом
21

желательно конструктивное объединение фазированной
антенной решетки (ФАР) с системой цифровой обработки и
формирования сложных радиосигналов. Таким образом,
возникает сложное единое устройство пространственно-
временной обработки, по существу, цифровая ФАР.
Удивительно своевременно подоспела к этому времени адекватная
конструктивно-технологическая база — в виде ОИС СВЧ.
Одновременное и целенаправленное применение
принципов и техники ОИС и цифровой обработки сигналов
разрешает говорить о реальном создании однородных
вычислительных сред, позволяющих комплексно решать широкий
круг вопросов, связанных с построением адаптивных
структур в радиолокации, оптике, гидролокации, радиосвязи
и т. п. При этом естественным образом учитываются
шумовые (санкционированные или (и) несанкционированные)
помехи.
Радиоэлектронные системы на основе несинусоидальных
волн имеют по современным прогнозам большое будущее.
И хотя прогнозирование, как и любая экстраполяция,
зачастую оказывается несостоятельным, тем не менее успехи
РЭА на несинусоидальных волнах в радиолокации и
радиосвязи говорят о многом. В частности, было неоднократно
показано, что для несинусоидальных волн оптимальным
является частотный диапазон приблизительно от 1 до 10 ГГц
(например, всепогодные радиолокационные станции (РЛС)
с высокой разрешающей способностью, РЛС для
интроскопии земных недр, воздушной разведки состояния ледяных
покровов и мн. др.). Однако, как следует из ранее
приведенных оценок, именно в этом частотном диапазоне ОИС
СВЧ (на основе металло-диэлектрических конструкций)
наиболее ярко проявляют свои преимущества. Мы еще раз
обращаем внимание читателя на это интересное
обстоятельство.
§ 1.3. Электродинамическое моделирование ОИС
Построение системы автоматизированного
проектирования (САПР) ОИС СВЧ априори предполагает наличие:
во-первых, ясного и четкого понимания характера
физических явлений как при возбуждении отдельного элемента,
так и связи между отдельными базовыми элементами;
во-вторых, необходим достаточно разработанный,
адекватный и эффективный математический аппарат, дающий
возможность с достаточной (гарантированной) для практики
автоматизированного проектирования точностью описать
22

(например, в терминах 5-матрицы) базовые элементы ОИС.
. высокая степень адекватности математической модели и
реального БЭ может быть обеспечена только при условии
знания матрицы рассеяния на электродинамическом уровне
строгости. В равной мере это относится и к проблеме
взаимосвязи (санкционированной или паразитной) между
отдельными БЭ данной ОИС. Таким образом, САПР может
рассматриваться как некая адаптационная (обучающаяся)
структура, включающая в себя самые современные данные
по анализу матриц рассеяния базовых элементов
(библиотека неоднородностей) и взаимодействию (в общем случае
многомодовому) между ними. Система взаимосвязи между
БЭ должна «уметь» решать задачу синтеза, т. е.
обеспечивать оптимальное (в электродинамическом и
конструктивном плане) соединение элементов в функциональные узлы
при непременном учете требований по физической и
конструктивно-технологической реализуемости параметров ОИС
СВЧ.
ОИС СВЧ представляют собой весьма сложные
дифракционные структуры, и поэтому анализ даже простого
функционального узла (состоящего, к примеру, из трех — пяти
функциональных БЭ) представляет подчас непреодолимую
даже для самых современных ЭЦВМ задачу. Выход состоит
в предварительном разбиении (декомпозиции) схемы на
ряд составных элементов. Обычно это неоднородности ОИС,
каждая из которых несет определенную функциональную
нагрузку (поворот линии, межэтажпый переход, Т-соеди-
нение, обрыв проводника и т. д.). В свою очередь
сложные элементы также могут быть расчленены на ряд более
простых составных частей, состоящих из отрезков
объемных ЛП.
По определению ОИС СВЧ представляет собою
совокупность токонесущих проводников, пространственно
расположенных в слоях диэлектрика1). Сочетание проводников
образует различные типы линий передачи, число которых к
настоящему времени превышает сотню. По геометрии
поперечного сечения и электромагнитным свойствам линии
х) В более коротковолновой области, например при длинах воли
около 1—2 мм, металлические проводники заменяются
диэлектрическими волноводами или некими аналогичными образованиями.
При этом металлические слои длинноволновых ОИС заменяются на
воздушные (или условно воздушные) прослойки так, чтобы
обеспечить отсутствие несанкционированных связей между отдельными
этажами ОИС.

передачи можно разделить на три большие группы (на рис.
1.2, слева простейшие из представителей этих групп
выделены штриховыми линиями).
К первой группе относятся полосковые линии,
функционирующие в основном на поперечных (Т-волны) или
квазипоперечных волнах (область / на рис. 1.2). Наиболее общим
примером такой линии является симметричная полосковая
линия (СПЛ) с проводниками ограниченной ширины (СПЛО).
Эта линия замечательна тем, что при увеличении
поперечных размеров среднего проводника до бесконечности она
п
.щ
JJ1
МодельМ
а х
Рис. 1.2
переходит в несимметричную полосковую линию (НПЛ),
а при исключении его — в двухпроводную ленточную линию
(ЛЛ). Кроме этого, существуют различные промежуточные
вариантвг СПЛО. Например, выбрав ширину крайних
проводников намного большей ширины среднего
проводника, получим модель известной СПЛ. Разнесение проводников
таких линий в слоях диэлектрика позволяет решать задачи
о передаче СВЧ энергии в вертикальном направлении *).
Ко второй группе относятся симметричные щелевые
линии (СЩЛ) с проводниками, расположенными в
плоскости слоя диэлектрика (область // на рис. 1.2).
Для этих линий характерно присутствие продольной
составляющей компоненты электромагнитного поля. В ОИС
данный класс линий необходим для реализации
пространственных связей (в основном межэтажных) и параллельного
включения полупроводниковых (активных и пассивных)
приборов.
*) Роль соединительных узлов между этажами ОИС могут
выполнять оптические или квазиоптические элементы (см.,
например, [11]).

К третьей группе относятся несимметричные линии
передачи, имеющие, как правило, сложную структуру
электромагнитного поля (гибридные волны). Ключевая структура
Б виде несимметричной щелевой линии (НЩЛ) показана
на рис. 1.2 (область //У). Для НЩЛ характерно
расположение токонесущих проводников в разных слоях
диэлектрика, что позволяет не только реализовывать
пространственные связи с другими типами линии, но и организовывать
активные полупроводниковые структуры сосредоточенного
и (или) распределенного характера.
Совокупность линий, относящихся к трем указанным
группам (рис. 1.2, слева), образует основу для создания
элементной базы ОИС СВЧ. В одном СВЧ модуле на ОИС,
по-видимому, нецелесообразно использовать комбинацию
большого числа типов линий. На практике наибольшее
распространение получили три типа волн (Т-, Н-, Е-волны);
поэтому для их передачи и трансформации обычно
достаточно использовать не более трех — пяти типов ЛП в одном
устройстве. Чрезмерное увеличение числа ЛП, как правило,
не приводит к улучшению электрических характеристик
модуля, а сложность технологических операций при
изготовлении возрастает. По тем же соображениям
нецелесообразно значительно увеличивать число связанных (или
могущих оказаться связанными) слоев диэлектриков в одном
модуле. В этом случае имеются ограничения по критериям
физического характера — возникновение паразитных
типов волн *) (поверхностные и объемные волны) в слоях
диэлектрика — и технологического — многослойная
топология проводников (проблемы точности совмещения
фотошаблонов и реализация гальванических элементов связи) 2).
Задачи, связанные с созданием САПР ОИС СВЧ,
требуют достаточно полного и строгого математического
моделирования (модель ЛП), основанного на рассмотрении трех-
*) В особенности такая опасность возникает, когда БЭ
изначально предназначен для функционирования на одном из высших
типов колебаний. Такой режим в целом ряде случаев является
выгодным. Так, например, на высших типах получаются более высокая
добротность (открытые резонаторы) и меньшие погонные потери
(микрополосковые ЛП); с их помощью можно расширить полосу
микрополосковых антенн и мн. др. [6, 7].
2) Применение в ОИС СВЧ межслойных гальванических
элементов связи является вынужденным и определяется в большей части
случаев недостаточно высоким технологическим уровнем
изготовления ИС и ОИС. В перспективе ОИС СВЧ будут реализованы с
полностью безгальваническими связями, что даст возможность
разработчику проектировать, в частности, миниатюрные системы для
сверхбыстродействующей обработки информации . на СВЧ.
25

мерных электродинамических структур, переход к которым
показан на рис. 1.2 стрелкой. Построение математических
моделей, адекватных исходным физическим задачам,
обычно представляет весьма трудную задачу. Строгий анализ
дисперсионных свойств основной волны в сложных
направляющих структурах оказывается непростым даже для ЛП,
относящихся к первой группе (основной тип волны — ква-
зи-Т-волна). Поэтому для практических целей в
проектировании ОИС СВЧ необходимо обращаться к модельным
представлениям, использующим различные приближенные
граничные условия. В связи с этим необходимо подбирать
и способы формализации задачи.
Наибольший интерес представляет метод Олинера,
первоначально предложенный в 50-х годах и
усовершенствованный позднее [2]. Этот метод позволяет при наличии
ряда предположений (одноволновый режим ЛП) и
определенных ограничений при его использовании (например, не
учитывать излучающие (вытекающие) волны) получать
приемлемые для практики результаты [2—4]. Физическую
основу эвристического подхода Олинера составляет
предположение о том, что энергия рабочей волны (квази-Т-волны
или волны другого типа) сконцентрирована в небольшой
окрестности токонесущего проводника (регулярной ЛП)
или вблизи неоднородности (базового элемента).
Предполагается, что распределение полей в поперечном сечении
регулярной ЛП мало изменится,'если на некотором
расстоянии слева и справа от токонесущего проводника поместить
идеальные магнитные стенки.
Рассмотрим более общий подход к задачам
моделирования квазиоткрытой структуры, приведенной на рис. 1.2
в центре. В зависимости от геометрической формы контуров
3\—Jj?s в структуре могут существовать поперечная волна
и продольные волны Н-, Е-типа; электродинамический
расчет характеристик даже регулярных структур с такими
волнами весьма непрост. Однако качественное
распределение полей в линии, как правило, довольно несложно
определяется, например, из статической задачи (d/dt=0). Эти
знания позволяют в какой-то мере определять соответствие
полей для известных волноведущих линий, параметры
которых описываются строгими аналитическими выражениями
(переход к таким структурам показан на рис. 1.2 стрелками).
Исходя из этого, можно найти неизвестные параметры
исследуемой линии с помощью следующих соотношений:
^1 = ^8, 6эф==еэф! ^отс== Аотс > V*U
26

где индекс 1 относится к исследуемой структуре, а индекс
2 —• к известной. Смысл написанных соотношений нетрудно
установить из простых физических рассуждений. Если в
структуре распространяются плоские волны (для этого
достаточно, чтобы поперечное ее сечение было связанным:
£?$¥£>) t то Для моделирования достаточно использовать
первое выражение, как это было сделано А. Олинером для
бездисперсиой СПЛ. В случае наличия слабой дисперсии
(квази-Т-волна, например, в НПЛ) необходимо совместно
решать первые два уравнения (Е. И. Нефёдов, А. Т. Фиал-
ковский, 1980 [2]). В дисперсионных структурах, имеющих
частоту отсечки (необходимое условие существования
продольных волн Е- и Н-типов), при моделировании совместно
рассматриваются все три условия (11) [4].
Учитывая, что типов используемых линий достаточно
много, их удобно разделить на две группы по физическому
признаку: ЛП с поперечными волнами (Т- и квази-Т-вол-
нами) и с волнами, имеющими продольную составляющую
(Н- и Е-волнами) 1). Системы с поперечными волнами
моделируются коаксиальным (рис. 1.2, /) либо прямоугольным
(рис. 1.2, 2) многосвязанным в общем случае волноводом.
В случае прямоугольного волновода (ПВ) узкие стенки его
Модели — магнитные, а широкие — электрические.
Продольные LE- и LH-волны моделируются круглым (рис. 1.2,
3) либо прямоугольным (рис. 1.2, 4) волноводом. Для
перечисленных волноведущих ЛП известны (или могут быть
найдены, например, численными методами) строгие
электродинамические решения. Используются и другие типы
волноведущих линий с известными решениями. Приведем
некоторые примеры моделирования регулярных ЛП,
наиболее широко используемых в ОИС СВЧ.
СПЛ. Магнитные стенки в модели линии показаны
вертикальными штриховыми линиями, а расстояние между ними
равно сспл (рис. 1.3 а). Если увеличить ширину
токонесущей полоски до пересечения ее магнитными стенками,
получим вместо СПЛ два ПВ (с поперечными сечениями асплХ
Xd, где d — толщина диэлектрической подложки), у
которых горизонтальные стенки являются идеально
электрическими, а вертикальные — идеально магнитными. В каждом
из этих ПВ возможно распространение Т-волны: электри-
г) В целом ряде случаев, особенно в структурах с кусочно-одно-
ч родным заполнением поперечного сечения диэлектриком, удобнее
использовать продольные типы волн: продольно-электрические
(LE) и (или) продольно-магнитные (LH) волны.
27

ческое поле перпендикулярно горизонтальным стенкам
волновода, а магнитное — вертикальным, а стало быть,
граничные условия на стенках удовлетворяются.
J/иния передачи
I I
Модель
\? s/ '' '/ '' \'Л
'•* * * * '*(
"*■ '"Г
!;*ТТ'Я
|-с g°"^j
и
itaT
| ^ "НПЛ
■ч
I**,
5Е
■ 0НЩЛ
мм
i чз
t*-
ж
Рис. 1.3
Итак, в эквивалентном СПЛ прямоугольном волноводе
может распространяться Т-волна. Для установления более
полной эквивалентности ЛП и волновода необходимо, кро-

ще того, чтобы длина волны, волновое сопротивление и
фазовые скорости были бы в них одинаковы (это же в равной
степени относится и к ЛП других типов, между которыми
устанавливается соответствие в указанном смысле).
НПЛ. Применение метода Олинера к БЭ, выполненным
на основе НПЛ (рис. 1.3 б), требует некоторой его
модификации, а именно перехода к двумерной модели с установкой
виртуальных магнитных стенок в местах, определяемых
строгой теорией ключевой структуры и заменой реальной
диэлектрической проницаемости е подложки на ее
эффективное значение 8эф.
КД. Для моделирования копланарной линии (КЛ)
(рис. 1.3 в) в качестве прототипа можно выбрать
коаксиальный волновод (KB). Для этого достаточно придать
полубесконечным слоям металла цилиндрическую форму, а узкий
токонесущий проводник преобразовать в центральный
проводник КВ. Структура поля при этом исказится
незначительно. Пренебрежение малой составляющей
продольного магнитного поля (HX~^>HZ) внесет погрешность в расчет.
На практике эта погрешность составляет не более 10 %.
СЩЛ. В этом случае идеальные электрические стенки
перпендикулярны полубесконечным слоям металла и
расположены по разные стороны щели, а магнитные стенки —
параллельно (рис. 1.3 г). Введение магнитных стенок
возможно при незначительном изменении фазовой скорости и
волнового сопротивления открытой СЩЛ. Кроме этого,
основная волна открытой СЩЛ не имеет нижней частоты
отсечки, присущей волнам высших типов либо волнам
в закрытых структурах.
Одной из первых моделей СЩЛ является ее вариант на
полубесконечном магнитодиэлектрическом пространстве.
При очень узкой ширине щели замедление основной волны
определяется величиною т]сщл = ^Асщл = VV (е + l)/([x+1),
гдеЯсщл — длина волны в СЩЛ. Если [А=1,то т]сщл=
=К(е+1)/2.
Учитывая, что диэлектрическая подложка (имеющая
конечную толщину d) влияет на распределение поля в СЩЛ,
выбор расстояния между электрическими стенками
усложняется: &сщл=а(е) d. Как показали экспериментальные
исследования, наилучшие результаты получаются при а(е)=2
для материалов с 8=10—16 и стандартной толщиной d=
=0,5—2 мм на частотах до 12 ГГц.
НЩЛ. Несколько сложнее моделировать НЩЛ,
обладающую довольно сложной картиной электромагнитного

поля. Отличительной особенностью НЩЛ является ее
«среднее» положение между НПЛ и СЩЛ. Так, при
перекрытии слоев металла (рис. 1.3 д) она близка по свойствам к
НПЛ, а при их разнесении (рис. 1.3 ё) — к СЩЛ.
На практике для НЩЛ используются те же подложки,
что и для СЩЛ (d=0,5—2 мм). При этом представляет
интерес случай НЩЛ, у которой края образующих НЩЛ
металлических плоскостей находятся друг против друга.
Оказывается, что замедление основной волны НЩЛ в
этом случае примерно такое же, как и у СЩЛ на подложке
полубесконечной толщины: т)нщл = К(е+ 1)/2. Это дало
возможность получить широкий класс электродинамических
структур для волн преимущественно миллиметрового и
субмиллиметрового диапазонов (В. И. Гвоздев, Е. И.
Нефёдов, Т. Ю. Черникова, 1985), основанных на сочетании
волновода поверхностных волн (например,
неограниченного диэлектрического листа) с реберным (гребневым)
волноводом (рис. 1.3 ж). При этом фиксация поляризации
рабочей волны осуществляется гребнями (гребнем), а
направляющие свойства — волноводом поверхностных волн. На основе
реберно-диэлектрического волновода может быть построена
элементная "база ОИС миллиметрового и
субмиллиметрового диапазонов. Моделирование регулярного
реберно-диэлектрического волновода выполняется по обычной схеме.
Рассмотренный подход к моделированию регулярных
ЛП хотя и является приближенным (для СПЛ точность
составляет около одного процента, для НПЛ — единицы
процентов, для НЩЛ, СЩЛ и КЛ — до десяти процентов),
но позволяет единообразным способом рассматривать
практически все типы линий передачи, используемых в ОИС
СВЧ. А это открывает путь к четкому пониманию существа
физических явлений и, как следствие, ведет к возможности
автоматизированного проектирования объемных БЭ,
выполненных на комбинации различных типов ЛП. Более
сложным является исследование санкционированных и
несанкционированных неоднородностей в разнотипных и
однотипных ЛП. В следующей .главе будут рассмотрены
соответствующие структуры.

ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ОИС СВЧ
...Нам следовало бы стремиться
познавать факты, а не мнения, и,
напротив, находить место этим фактам в
системе наших мнений...
Г. К- Лихтснберг
§ 2.1. Объемные неоднородности
Развитие ОИС СВЧ потребовало разработки и внедрения
новых классов линий передачи (ЛП). Основной характерной
чертой ОИС является комбинированное включение
разнотипных ЛП, что позволяет реализовать объемные
неоднородности (или БЭ) с заданными конструктивными и
электродинамическими характеристиками. Неоднородности в ОИС
можно условно разделить на две группы: так называемые
переходы между различными типами ЛП (межслойные
переходы) и Т-соединения, плечи которых выполнены на разных
ЛП, расположенных на разных этажах ОИС СВЧ..
Кроме этого, в ОИС СВЧ в силу принципа
конструкционного соответствия используется большинство неоднород-
ностей планарных ИС. Они расположены либо в Е-плоскости
(СПЛ, НПЛ и КЛ), либо в Н-плоскости (СЩЛ и НЩЛ).
Планарные неоднородности на СПЛ и НПЛ исследованы
довольно подробно, однако неоднородности на СЩЛ, НЩЛ
и КЛ изучены пока мало. Еще менее исследованы объемные
неоднородности, составляющие элементную базу ОИС.
Рассмотрены в основном лишь межслойные соединения между
разнотипными ЛП. К этим соединениям относятся
резонансные переходы, построенные на магнитной связи щелевого
резонатора с ЛП, шлейфные переходы, использующие
выравнивание потенциалов на проводниках соединяемых
линий, и межслойные переходы с гальванической связью х).
х) Гальванические перемычки сложны в технологическом
отношении при изготовлении устройств на ОИС. Поэтому они
используются в современных ОИС СВЧ крайне редко. Предполагается
здесь и в дальнейшем изложении, что эквивалентом перемычки
(режим короткого замыкания) служит разомкнутый
четвертьволновый отрезок ЛП. Таким образом, исключаются гальванические
соединения между этажами ОИС, а выравнивание потенциалов
между проводниками соединяемых ЛП осуществляется разомкнутыми
Шлейфами.

Более сложны неоднородности в виде Т-соединений, которые
являются ключевыми структурами для ОИС СВЧ.
Вопросы их детального моделирования до настоящего времени
практически не затрагивались. Основной класс неоднород-
ностей в виде межслойных соединений довольно подробно
описан в [4]. Однако при анализе их волновых матриц
рассеяния не учитывались неоднородности в области
соединения. Ниже будут рассмотрены наиболее типичные
неоднородности ОИС СВЧ. Основным при рассмотрении является
использованный в § 1.3 метод моделирования.
Соединение НПЛ. Топологическая схема соединения
двух НПЛ (J, 2), расположенных по разные стороны слоя
Рис. 2.1
диэлектрика толщиной d, приведена на рис. 2.1 а, где
диэлектрик показан оптически прозрачным; мы будем
предполагать и в дальнейшем оптическую прозрачность
диэлектрических слоев ОИС. Токонесущие проводники НПЛ
скачком переходят в полубесконечные слои металла. Причем
перекрытые края металла образуют ИЩЛ, которые на чет-

вертьволновой длине от проводника НПЛ закорочены (КЗ)
металлическими перемычками (на рисунке они показаны
штриховыми линиями), а при полуволновой длине —
разомкнуты (перемычки не нужны). Согласно избранному
методу моделирования, вблизи токонесущих проводников
вводятся идеальные магнитные стенки, а плоскости
токонесущих проводников продляются электрическими стенками.
Таким образом, получим известную волноводную
модель — Х-соединение (рис. 2.1 б)1). В этой структуре два
противоположных плеча (соответствующих НЩЛ)
закорочены на четвертьволновой длине.
Для полученной волноводной модели нетрудно
построить ее эквивалентную схему; она приведена на рис. 2.1 в.
В ней отрезки с распределенными параметрами
описываются входными сопротивлениями, а неоднородности малого
порядка, включающие в себя свойства скачка ширины, изгиб
и пересечение волноводов, можно в первом приближении
представить в виде сосредоточенных элементов емкостного
и индуктивного характера, выражения для которых
имеются в [2]. Здесь и далее на рис. 2.2—2.4 эквивалентные
сосредоточенные элементы выражаются через значения
сопротивления X либо проводимости Y. Знак перед ними
указывает на физическое определение элемента; например,
положительный знак перед сопротивлением соответствует
сосредоточенной индуктивности, а отрицательный —
емкости. Для проводимости наоборот.
На рис. 2.1 г приведены расчетная (сплошная) и
экспериментальная (штриховая) частотные характеристики
рассмотренного соединения.
Соединение НПЛ с СЩЛ. Токонесущий проводник НПЛ
расположен над слоем диэлектрика; в слое металла (снизу)
вырезана НЩЛ (рис. 2.2 а). За областью пересечения НПЛ
заканчивается разомкнутый четвертьволновым шлейфом,
а НЩЛ— закороченным четвертьволновым шлейфом. При
ортогональном расположении НПЛ и СЩЛ данное
соединение обеспечивает максимальную связь ЛП по магнитному
полю.
Устанавливая электрические и магнитные стенки вблизи
токонесущих проводников, получаем волноводную модель
(рис. 2.2 б). Она представляет собой более сложное, чем
на рис. 2.1 б, Х-соединение волноводов в Е- и Н-плоскостях:
узкая стенка одного волновода имеет общее основание с
х) Здесь и далее на рисунках заштрихованные стороны
волновода соответствуют магнитным стенкам, а незаштрихованные —
электрическим.

широкой стенкой другого волновода. За областью
пересечения волновод, соответствующий СЩЛ, на
четвертьволновой длине закорочен, а волновод, соответствующий НПЛ,
разомкнут.
Анализ волноводной модели показывает, что связь по
магнитному полю в области соединения полная, а связь
Рис. 2.2
по электрическому полю отсутствует (индуктивный
характер соединения). Для компенсации индуктивности
необходимо ввести дополнительную неоднородность емкостного
типа. В данном случае в области соединения можно
установить емкостную диафрагму шириной, равной ширине СЩЛ.
Это подтверждается результатом сравнения теоретических
и экспериментальных данных модели и прототипа.
Эквивалентная схема, представленная на рис. 2.2 в,
достаточно хорошо описывает волноводную модель, где
волновые сопротивления разомкнутого и закороченного
34

отрезков пересчитываются во входные сопротивления, а
параметры емкостных и индуктивных элементов
определяются из [4].
На рис. 2.2 г приведены расчетные (сплошная кривая) и
экспериментальные (штриховая) частотные характеристики
коэффициента отражения межслойного соединения 50-ом-
ных НПЛ и СЩЛ.
Соединение НПЛ с КЛ. Еще более сложным является
соединение НПЛ с КЛ, расположенными ортогонально по
fl i 1 1 .
0,8 1,0 1,2 f/f„.
В г
Рис. 2.3
разные стороны слоя диэлектрика. В простейшем случае,
показанном на рис. 2.3, токонесущие проводники соединены
гальванической перемычкой х) через отверстие в слое
диэлектрика (на рис. 2.3 а она показана штриховой линией).
За областью пересечения К Л заканчивается шлейфом,
вырезанным в слое металла. Данный шлейф необходим также
для подстройки (согласования) соединения; как правило,
его длина / значительно меньше четверти длины волны.
Исходя из используемого принципа моделирования,
построим модель коаксиально-волноводного соединения
(рис. 2.36). При этом КЛ преобразуется в коаксиальный,
*■) См. примечание на с. 31.

а НПЛ—в прямоугольный волновод. Закрытая модель
перехода НГОЪ^КЛ имеет вид известного коаксиально-волно-
■ водного перехода. В области соединения широкой стенки
волновода с внешним проводником коаксиального волновода
введена емкостная диафрагма D для компенсации
индуктивности гальванической перемычки между токонесущими
проводниками.
Для полученной коаксиально-волноводной модели
нетрудно составить эквивалентную схему (рис. 2.3 в), в
которой шлейф описывается входным сопротивлением, а
параметры емкостных и индуктивных элементов известны [4].
На рис. 2.3 г приведены расчетные (сплошная кривая)
и экспериментальные (штриховая) частотные
характеристики коэффициента отражения соединения 50-омных НПЛ
и КЛ.
Объемные тройники. Распределение СВЧ энергии в
вертикальной плоскости ОИС осуществляется с помощью
объемных Т-соединений, входными и выходными плечами
которых являются разнотипные ЛП. Причем все плечи
могут быть расположены либо на одной стороне слоя
диэлектрика, либо по разные его стороны, а в общем случае —
даже в разных слоях диэлектрика. Связь между' ЛП
осуществляется по магнитному или по электрическому полю, а
иногда с помощью металлических перемычек через слой
диэлектрика г).
Рассмотрим некоторые варианты объемных Т-соединений
(объемные тройники).
Объемный тройник на СИЛ и НПЛ является в некоторой
степени ключевой структурой ОИС СВЧ. На рис. 2.4 а
показан пример тройника, у которого входное плечо 3
выполнено в среднем слое на СПЛ, а выходные плечи 1,2 —
в крайних слоях на НПЛ. Токонесущие проводники всех
линий скачком переходят в слои металла, расположенные
навстречу друг другу. На рис. 2.4 а показан случай, когда
края слоев металла, образующих НЩЛ, находятся друг
против друга.
В области соединения рёбра металлических экранов
создают НЩЛ. Для подавления поперечных волн Н-типа
НЩЛ четвертьволновой длины закорочены. Выходные плечи
НПЛ имеют общий слой металла, выполняющего в ОИС
функции электромагнитного экрана.
Введение в поперечные плоскости магнитных стенок
(они заштрихованы на рис. 2.4 б) дает закрытую волновод-
1) См. примечание на с. 31.
36

ную модель тройника, который в простейшем случае
является прямоугольным волноводом, разделенным бесконечно
тонкой металлической пластиной по узкой стенке
(металлическая пластина параллельна широкой стенке волновода).
Между входным волноводом 3 и точкой включения
металлической пластины расположены закороченные волноводные
Рис. 2.4
отрезки, соответствующие шлейфам на НЩЛ (рис. 2.4 б).
Волноводный тройник имеет симметрию относительно
выходных плеч, что значительно упрощает построение
эквивалентной схемы и методику расчета, поскольку в этом
случае эквивалентная схема симметричной половины тройника
(рис. 2.4 в) полностью совпадает с эквивалентной схемой
рис. 2.1 в.
На рис. 2.4 г приведены расчетные частотные
характеристики коэффициента отражения (сплошные линии) и
37

результаты эксперимента (штриховые линии) для волновых
сопротивлений линий: рНпл=2рСпл, Рсщл=Рспл (макет
делителя выполнен из материала ФЛАН-10 толщиной 1 мм).
Из приведенных результатов видно, что на частоте /0=
=0,5 ГГц реактивности не влияют на частотную
характеристику делителя (кривые /). При увеличении центральной
частоты до 12 ГГц наблюдается смещение частотной
характеристики (кривые 2). Это связано с влиянием частотнозави-
симых реактивных параметров неоднородностей делителя,
/| i i i i
0,6 0,8 1 /,2 0
В г
Рис. 2.5
поэтому для коррекции частоты необходимо в
пропорциональном соотношении изменять длины шлейфов на НЩЛ.
Таким образом, приближенное электродинамическое
моделирование объемного тройника в определенном
частотном диапазоне достаточно хорошо соответствует данным
опыта.
Синфазный и противофазный объемные тройники на
СЩЛ и НПЛ. Расположением выходных плеч тройника е
различных слоях диэлектрика по разные стороны слоя
металла можно распределять сигналы с разной фазой.
Сигналы в выходных плечах являются синфазными при
расположении НПЛ симметрично относительно СЩЛ (рис. 2.5 а)

и противофазными при расположении НПЛ навстречу друг
• ДРУГУ (Рис- 2-5 б). Входное плечо 3 на СЩЛ вырезано в
слое металла ортогонально НПЛ. Плечи тройника за об-
частью пересечения заканчиваются на НПЛ 1 и 2
разомкнутыми, а на СЩЛ 3 короткозамкнутыми четвертьволновыми
шлейфами.
Переход к закрытой волноводной модели тройника
осуществляется с помощью введения электрических и
магнитных стенок (рис. 2.5 в). Волноводный тройник получается
на комбинированном соединении волноводов по узким и
широким стенкам. Магнитную связь между волноводами
создают короткозамкнутый и разомкнутые волноводные
шлейфы.
Для построения эквивалентной схемы разобьем волно-
водную структуру объемного тройника на четыре
простейших узла: тройник в Н-плоскости с полной связью, тройник
в Е-плоскости с щелевой связью, скачки ширины и высоты
волноводов. Из них по обычным правилам нетрудно
составить эквивалентную схему объемного тройника в целом.
Учитывая симметрию тройника относительно плоскости
СЩЛ, его эквивалентная схема будет состоять из двух
схем, приведенных на рис. 2.2 е.
На рис. 2.5 г приведены частотные характеристики
(расчет—сплошные линии, эксперимент — штриховые)
коэффициента отражения входного плеча делителя мощности на
центральной частоте f0=12 ГГц. Наблюдается смещение
частотной характеристики, связанное с влиянием неодно-
родностей (кривые 1). Данное смещение можно
скорректировать путем соответствующего укорочения длин шлейфов
НПЛ либо СЩЛ (кривые 2), так как модуль коэффициента
отражения при этом изменяется незначительно.
Удовлетворительное совпадение результатов измерений с расчетом
указывает на правильность выбора эквивалентных схем и
реактивных параметров неоднородностей данных типов
делителей мощности ОИС СВЧ (по крайней мере в
диапазоне частот порядка 10—-15 ГГц).
Объемный тройник с входным плечом на НПЛ.
Практически все известные типы ЛП имеют переходы на НПЛ. Это
связано прежде всего с наибольшей распространенностью
НПЛ. Здесь мы коротко рассмотрим основные виды
объемных Т-соединений, представленные на рис. 2.6.
Токонесущий проводник НПЛ / гальванически связан
с верхним краем экрана НЩЛ 2. Нижний край 3
расположен с противоположной стороны слоя диэлектрика и
является экраном НПЛ (рис, 2.6 а). При введении поперечных

магнитных стенок полосковое Т-соединение переходит в
закрытую модель простейшего волноводного тройника (на
рис. 2.6 а справа).
Т-соединение с переходом на СЩЛ, расположенную в
металлическом слое 4, реализуется с помощью
четвертьволнового разомкнутого шлейфа на НПЛ / (рис. 2.6 б). Такая
Топология Модель
структура уже описывалась; на рис. 2.2 а показан переход
к ее волноводной модели. В этой модели достаточно
заменить короткое замыкание СЩЛ на согласованное
сопротивление, чтобы перейти к волноводной модели рис. 2.6 б.
Несколько необычным является Т-соединение НПЛ с
КЛ (рис. 2.6 в), поскольку в КЛ необходимо возбуждать
четную волну (потенциалы на слоях металла равны).
Выравнивание потенциалов достигается гальванической пере-
40

«дхчкой. Для перехода к закрытой модели введем вблизи
проводника НПЛ магнитные стенки, а вблизи КЛ
электрические стенки. Получим, таким образом, волноводно-коак-
сяальный тройник, симметричный относительно выходных
плеч. Эквивалентная схема половины тройника приведена
на рис. 2.3, в, в которой необходимо исключить емкость
с проводимостью У2.
Топология Модель
Рис. 2.7
Т-соединения с входным плечом на СЩЛ (1 на рис. 2.7 а).
Наиболее простым является Т-соединение с переходом на
НЩЛ (2), в котором плоскости магнитных стенок в модели
совпадают (рис. 2.7 а).
Переход в Т-соединении СЩЛ^±НПЛ осуществляется с
помощью четвертьволнового короткозамкнутого пглейфа
СЩЛ (рис. 2.7, б). Его волноводная модель и эквивалентная
схема аналогичны приведенным на рис. 2.2 б, в.

Объемное Т-соединение КЛ^НЩЛ осуществляется с
помощью четвертьволнового разомкнутого шлейфа НПЛ,
который создает в области соединения режим короткого
замыкания (рис. 2.7 в). Электрические и магнитные стенки,
введенные вблизи токонесущих проводников, формируют
Т-соединение в виде закрытого коаксйально-волноводного
тройника. Эквивалентная схема тройника аналогична
схеме, представленной на рис. 2.3 в.
Таким образом, анализ объемных неоднородностей
показывает, что для первого этапа проектирования (оценочный
этап проектирования, где не требуются высокие точности)
достаточно воспользоваться волноводными и коаксиальными
моделями, пригодными для дальнейшего определения
волновых матриц рассеяния этого класса базовых элементов
ОИС СВЧ. Рассмотренные модели интересны по крайней
мере с двух точек зрения. Во-первых, они позволяют
создать достаточно прозрачные представления о физической-
стороне дела; в результате получаются наглядные
эквивалентные схемы, помогающие проектировщику и конструкто
ру принять обоснованное решение конструктивного плана.
Во-вторых, декомпозиционный подход, лежащий в основе
этого эвристического анализа, подсказывает пути
дальнейшего улучшения электродинамических параметров данного
базового элемента.
§ 2.2. Гибридные схемы
Практически в каждой радиотехнической системе
используются мостовые схемы для обработки
информационного сигнала. В своей основе гибридное мостовое устройство
является направленным ответвителем (НО), использующим
принцип сопряженных плеч для получения на двух
выходных плечах взаимно развязанных сигналов с равными
амплитудами. Естественно, что первые миниатюрные НО были
спроектированы и построены в виде планарных ИС. Среди
них наиболее широко распространены кольцевые мосты
длиной 3 %/2, НО с лицевой и боковой связями и другие с
типичными для них недостатками — узкой полосой частот
и большими габаритами.
ОИС СВЧ в целом решают основные задачи построения
гибридных функциональных узлов СВЧ и в значительной
степени снимают перечисленные недостатки планарных ИС.
Объемные мостовые устройства проще всего
классифицировать по принципу работы. Они разделяются на два основных

типа: синфазно-противофазные и квадратурные НО.
Рассмотрим их более подробно.
Гибридные кольцевые мосты. Они выполняются на
отрезке ЛП, свернутой в кольцо с периметром, равным пк12,
п=\, 2, 3, . . . Схемы подключения входных (1, 2) и
выходных (3, 4) плеч моста приведены на рис. 2.8. Главной
функцией гибридного кольца является деление (сложение)
мощности в выходных каналах. Характерная особенность
данного устройства заключается в его направленных свойст-
иах. Если сигнал подается в плечо /, то возбуждаются
выходные плечи 3 я4 с равными амплитудами сигнала, а в плечо 2
г ■ а
Рис. 2.8 )
мощность сигнала не попадает, поскольку к этому плечу
сигналы подходят с противоположными значениями фаз.
То же действие будет наблюдаться при возбуждении
входного плеча 2. Выходные плечи также развязаны,
поскольку сигналы после прохождения участков кольца имеют
сдвиг фазы 180°. Таким образом, гибридное кольцо обладает
свойствами деления мощности и направленностью.
Классическое гибридное кольцо с /г=3 (рис. 2.8 а)
Довольно громоздко. Его размеры можно значительно
уменьшить с помощью замены отрезка длиной к фазовращателем,
сдвигающим фазу Дф сигнала на ту же величину, что и
отрезок линии длиной X, т. е. Аф=д (рис. 2.8 б). В этом^слу-
чае полоса рабочих частот гибридного кольца будет
определяться рабочей полосой фазовращателя. Поэтому до
80-х годов основное внимание разработчиков было направ-

лено на создание сверхширокополосных фазовращателей.
Но, как это часто бывает, оказалось, что наиболее простым
решением является исключение фазовращателя и поручение
его роли специально сконструированному Т-соединению
одного из входных плеч с ЛП кольца. Это показано на
эквивалентной схеме рис. 2.8 в. Для практической реализации
кольца этого типа необходимо использовать в области
включения входных плеч объемные синфазные и противофазные
Т-соединения, рассмотренные в § 2.1.
Симметрия гибридного кольца относительно входных
плеч создает предпосылки для деления мощности и высокой
Рис. 2.9
направленности практически в октавной и более полосе
частот. Ограничение при этом создают паразитные типы
волн (поверхностные или объемные), возникающие на
неоднородностях включения плеч.
На рис. 2.8 г, д показаны две схемы гибридных колец
с периметром, равным Х/2 (/г=1), и «магического»
Т-соединения. Они будут рассмотрены ниже.
Реализация объемной топологии гибридного кольца
длиной К (п=2) на ОИС приведена на рис. 2.9 а. Кольцо
с плечами /—4 выполнено из двух секций 5 и 6,
расположенных на внешних сторонах слоев диэлектриков 7 и 8,
разделенных общим слоем металла 9. В этой конструкции
использованы два объемных Т-соединения СЩЛ^±НПЛ, которые
в области включения входных плеч имеют четвертьволновые
шлейфы на НПЛ (10—10'") и на СЩЛ (//). При
противофазном возбуждении (плечо 2) шлейфы 10", 10"' на НПЛ
направлены навстречу друг другу, а при синфазном возбуждении
(плечо /) шлейфы 10 и 10' совпадают по направлению. Вы-

ходные плечи 3 и 4 (выполненные на НПЛ) подключены к
середине каждой секции 5 и 6. Входные плечи можно
выполнить на СИЛ, для этого достаточно использовать другого
типа объемные неоднородности 12, 13, а в одну из секций
включить полуволновый отрезок 14 (рис. 2.9 б).
Особенностью конструкции является возможность смежного
расположения выходных плеч, что очень важно (см. далее)
при построении активных цифровых систем и коммутации
цифровых каналов связи.
Объем гибридного кольца можно уменьшить, взяв его
периметр равным %/2 (п=1). Эквивалентная схема кольца
%/2 показана на рис. 2.8 г. При этом одно входное плечо
4& 4&
а 5
Рис, 2.10
(1) необходимо включить последовательно, а другое (2) —
параллельно. Выходные плечи 3 и 4 включены параллельно
по разные стороны от входного плеча 2. Принцип работы
гибридного кольца сохраняется, однако развязка выходных
плеч будет обеспечиваться в более узкой полосе частот.
Одна из многих возможных объемных топологий
полуволнового гибридного кольца приведена на рис. 2.10 о.
Кольцо выполнено на НЩЛ, образованной перекрытием
краев металлического диска 5 (нанесенного на верхнюю
сторону слоя диэлектрика 6) и круговым отверстием 7
(вырезанным в металлическом слое 8). Входы 1 и 2
расположены по разные стороны от диска 5 и кольца 7; плечи /, 2
выполнены на НПЛ иСЩЛ соответственно. В области
включения входного плеча 2 на СЩЛ подсоединены симметрично
выходные плечи 3, 4 гибридного кольца на НПЛ.
Данное гибридное кольцо по энергетическим
соотношениям выгодно использовать во входных цепях приемников,
поскольку близкое расположение выходных плеч 3, 4
относительно входного плеча 2 исключает потери при
делении мощности, а оптимальный выбор волновых сопротивле-
45

ний плеч 3, 4 (условие согласования) позволяет
реализовать минимальное отражение сигнала в полосе рабочих
частот до нескольких октав.
Весьма интересной представляется конструкция синфаз-
но-противофазного моста («магическое» Т-соединение),
которая получается путем сближения отрезков
четвертьволновых секций кольца (рис. 2.10 а) до возникновения
электромагнитной связи между ними, как это показано на
эквивалентной схеме рис. 2.8 д. При этом габаритные параметры
устройства уменьшаются по сравнению с гибридным
кольцом, а схемотехническая топология упрощается (рис. 2.106),
поскольку прямолинейные отрезки технологически
сделать намного' проще. Таким образом, гибридное кольцо
вырождается в четвертьволновый шлейф 9 на связанных
НЩЛ, но принцип работы при этом полностью
сохраняется. В связанных по электромагнитному полю НЩЛ
возникают четные и нечетные типы колебаний, которые
эквивалентны синфазным и противофазным волнам в гибридном
кольце. Разница их фазовых скоростей несколько
уменьшает развязку между выходными плечами 3 и 4. Влияние
их на развязку входных плеч / и 2 отсутствует, поскольку
в этом случае возбуждается только один четный тип
колебаний.
Рассмотренные синфазно-противофазные мостовые
устройства имеют следующие основные физические свойства
без учета потерь в ЛП:
— на любой частоте при идеальном согласовании
существует идеальное деление мощности;
— если отраженная волна изменяется с равной
пульсацией, то коэффициент деления мощности имеет одинаковую
неравномерность;
— при выполнении симметрии сохраняются частотно
независимые свойства: развязка между входными плечами
стремится к бесконечности, а фазовый сдвиг сигнала в
выходных плечах обеспечивается в 180°.
Необходимо отметить, что использование комбинаций
различных типов ЛП, расположенных на разных этажах
ОИС, значительно расширяет возможности создания
элементной базы ОИС СВЧ.
Шлейфные направленные ответвители. Они широко
используются как составная часть в устройствах четырех-
позиционной фазовой манипуляции для кодирования и
(или) декодирования цифровых сигналов либо в
аналоговых устройствах в качестве самостоятельного
функционального узла (фазовращатель, делитель мощности, датчик-
46

контроля мощности и т. д.). Значительный интерес к этому
классу БЭ связан с возможностью формирования в
выходных плечах сдвига фазы в 90°; поэтому они называются
квадратурными НО.
Основные типы эквивалентных схем квадратурных НО
приведены на рис. 2.11 а — в. На примере этих трех схем
показано последовательное их видоизменение (переход к
шлейфам на связанных ЛП) в соответствии с развитием
техники СВЧ. Первые НО выполнялись на
четвертьволновых шлейфах, разнесенных на расстояние в четверть длины
волны (рис. 2.11 а). С ростом числа шлейфов увеличивается
полоса рабочих частот, но при этом волновое сопротивление
i=£>
^°~"*
«=*>«__
ф
-<г
'Я/4 ^
, —*
—С
о 4 4°-
Рис. 2.11
крайних шлейфов оказывается достаточно большим (более
100 Ом), а средних — малым (менее 30 Ом). Поэтому при
числе шлейфов более трех практически нельзя реализовать
в пленарных ИС узкие проводники (их ширина достигает
единиц микрометров) крайних шлейфов.
ОИС СВЧ позволяют достаточно просто обойти эти
трудности. Так, используя свойства различных типов ЛП, можно
высокоомные шлейфы выполнить на НЩЛ. В этом случае
высокоомные шлейфы просты при их технологической
реализации на НЩЛ, а низкоомные шлейфы — на НПЛ.
Топология шлейфного НО построена следующим образом
(рис. 2.12 а). Проводники входных (1, 2) и выходных (3, 4)
плеч на НПЛ скачком переходят в слой металла 5, а слои
металла 6 и 7, расположенные на противоположной стороне
диэлектрического слоя 8, скачком переходят в проводники
9 к 10 четвертьволновых отрезков НПЛ, которые в свою
очередь соединены между собой средним шлейфом на
НПЛ.
Принцип работы НО следующий. При возбуждении
входного плеча / (либо 2) сигнал попадает в выходные плечи
3 и 4 со сдвигом фазы на 90°. Развязка (направленность)
между выходными (входными) плечами достигается за счет
разности соединяемых электрических длин на 180°.

При выборе определенных волновых сопротивлений
четвертьволновых шлейфов (число шлейфов кратно
нечетному числу) НО реализует уникальное свойство соединения
пересекающихся ЛП с высокой степенью развязки.
Последнее обстоятельство представляется весьма важным при
коммутации активных элементов, объединении логических
ячеек систем обработки информации в ОИС и т. д. В режиме
развязки сигнал из плеча 1 полностью переходит в плечо 4,
а из плеча 2 — в плечо 3, поскольку подаваемый сигнал
Рис. 2.12
в плечо / синфазно делится между шлейфами на сигналы,
приходящие в плечи 2 и 3 в противофазах.
Применение НО в устройствах фазовой обработки
сигнала требует постоянства сдвига фазы на 90° в весьма
широкой полосе частот (октава и более). Для достижения этой
цели достаточно исключить четвертьволновые отрезки
между шлейфами. Это реализовано на эквивалентной схеме
рис. 2.11 б. Для сохранения основного физического
свойства — направленности — необходимо средний шлейф
включить в ЛП последовательно. Топология соответствующего
НО приведена на рис. 2.12 б. Его входные (1, 2) и выходные
(3, 4) плечи выполнены на НЩЛ, образованной слоями
металла 5—7, расположенными по разные стороны слоя
диэлектрика 8. Слои металла 6 и 7 соединены между собой
двумя шлейфами 9 и 10 на НПЛ, а в слое металла 5
симметрично под шлейфами 9 и 10 вырезана СЩЛ //.
Направленность, равенство деления мощности и сдвиг
фазы сигнала на 90° сохраняются в широкой полосе частот
/о

пРй условии выполнения равных электрических длин
шлейфов 9, 11- Однако поскольку используемые ЛП (НПЛ и
ОДЛ) имеют дисперсионные характеристики, то условие
равенства длин шлейфов 9, 11 выдерживается практически
по октавной полосы частот.
Интерес разработчиков, как правило, в значительной
степени направлен на достижение предельно возможных
минимальных габаритов БЭ [4]. Наиболее простой путь
состоит в уменьшении числа шлейфов. Может показаться
несколько необычным с конструктивной точки зрения
выполнение шлейфов в виде отрезка связанных ЛП, но это
естественно по физическим соображениям. Действительно,
поскольку на четвертьволновом отрезке связанных ЛП
(рис. 2.12 е) возникают четные и нечетные волны
(синфазный и противофазный типы колебаний), равенство их
фазовых скоростей позволяет создать условия для получения
максимальной направленности и постоянства сдвига фаз
сигналов на 90°. Эквивалентная схема данного НО
представлена на рис. 2.11 в.
Конструктивная реализация НО со связанными ЛП в
объемном исполнении приведена на рис. 2.12 в. Входные
(/, 2) и выходные (3, 4) плечи на НПЛ расположены на
внешних сторонах слоев диэлектрика 5, разделенных слоем
металла 6. Четвертьволновая область связи образована по-
лосковыми проводниками 7 и 8, расположенными друг под
другом, с поперечными размерами, несколько большими,
чем размеры проводников НПЛ. В области включения плеч
/—4 полосковые проводники 7, 8 имеют скосы под углом
45°, что позволяет снизить коэффициент отражения сигнала
практически до нуля. В слое металла 6 симметрично
относительно полосковых проводников 7 и 8 вырезана диафрагма
9 с поперечным размером четвертьволновой длины.
Середины противоположных сторон диафрагмы в продольном
направлении под полосковыми проводниками соединены узким
проводником 10. Поперечный размер узкого проводника
10 на порядок меньше размера полосковых проводников
7 и 8. Проводники 7, 8 и 10 в области связи образуют СПЛ
ограниченной ширины.
Принцип работы НО основан на возбуждении в СПЛ
ограниченной ширины четного и нечетного типа колебаний.
При этом четный тип колебаний имеет структуру поля,
близкую к структуре поля СПЛ, а нечетный тип — НПЛ.
При возбуждении плеча / (или 2) сигналы с равными
амплитудами и сдвигом фазы на 90° распределяются в плечи
3 и 4. Ширина диафрагмы выбирается из соображений

подавления паразитных типов поверхностных и объемных
волн, возникающих в поперечном направлении
продольной оси НО.
Описанные объемные квадратурные НО отличаются от
«традиционных» планарных конструкций возможностью
получения более сильной связи в широкой полосе частот и
отсутствием характерных дополнительных узлов,
выполненных в виде навесных перемычек и сосредоточенных
элементов. Это дает возможность, согласно принципу
конструкционного соответствия, широко использовать данный класс
устройств в ОИС исполнении в СВЧ модулях РЭА и систем
сверхбыстрой обработки информации на СВЧ.
§ 2.3. Фильтрующие объемные структуры
Фильтрующие устройства являются одними из наиболее
распространенных базовых элементов РЭА. Основное
свойство фильтра — это способность избирательно пропускать
(или не пропускать) волны в некоторой ограниченной или
полуограниченной полосе частот. Кроме того, фильтрующие
устройства выполняют функции согласования сигнала с
внешним каналом связи — полезный сигнал выделяется из
аддитивно-мультипликативных смесей сигналов и шумов.
Эти качества фильтра широко используются в цифровой и
аналоговой аппаратуре. Особенно большое число фильтров
требуется в цифровых системах (например, радиорелейной,
спутниковой, радионавигационной и др.). Проблемы
проектирования и реализации высококачественных
многоканальных систем сверхбыстрой передачи, приема и обработки
больших объемов информации резко повышают требования
к амплитудным и фазовым частотным характеристикам
(АЧХ и ФЧХ) радиотехнических трактов.
Простейшей моделью полосового фильтра является
традиционный для физики колебательный контур (рис. 2.13 а)
на сосредоточенных элементах L и С; в коротковолновой
области аналогом контура является объемный резонатор.
Частотная характеристика одиночного резонатора обычно
не удовлетворяет требованиям практики по избирательности
(малая крутизна скатов АЧХ, малый линейный участок
ФЧХ и др.).
Улучшение избирательных свойств фильтра
достигается с помощью связанных колебательных систем,
содержащих два или более резонаторов (рис. 2.13 б, в).
Результирующие характеристики системы связанных резонаторов
зависят от их собственных резонансных частот и коэффици-

еНТа связи Кт„ между ними, которые имеют
множественен характер: они могут быть связаны по электрическому
либо магнитному полю, связь может быть комбинированной
(сосредоточенного и распределенного характера) и т. д.
р общем случае Ктп представляет собой комплексную
величину.
Варьируя модулем и фазой коэффициента связи Ктп
и частотами используемых контуров, можно в широких
пределах менять вид АЧХ и ФЧХ. При этом АЧХ и ФЧХ
LUi Шг
/
Is'
К 13
N.
\
Г
Pi
к1г^
рг
\
\
Л«.
.'
\
р3
к -*■■
кзц
р*
i
к*5
л
А*_ -'
Рис. 2.13
аппроксимируются с помощью различных классов
функций. Наиболее распространенными и используемыми
являются функции Гаусса (1), Баттерворта (2), Чебышева (3),
Золотарева (4), Кауэра (5), которые приведены на рис. 2.14.
Обычно связь осуществляется только между соседними
резонаторами, как, например, в схеме рис. 2.13 б. Большими
возможностями обладают фильтрующие структуры, в
которых используются кроме связи между ссседними
резонаторами дополнительные связи через резонатор (например,
резонатор Pi с резонатором Р2 имеют связь /(12— рис. 2.13в).
Обходной канал связи, минуя резонатор />2.
характеризуется коэффициентом связи Ki3, минуя два резонатора Р2
и Р3 — коэффициентом связи Ки и т. д.). Чаще всего в
фильтрах на планарных ИС легко реализуется связь между
двумя соседними резонаторами (К,-, i+1). Более сложная
связь «через резонатор» осуществляется с помощью
двухсторонней топологии с применением в одном фильтре не-

скольких типов ЛП. Полная связь всех резонаторов между
собой может быть достигнута только в ОИС СВЧ.
Физическая модель объемного фильтра в простейшем
случае (одномодовые и (или) одночастотные колебания в каждом
резонаторе) является трехмерной. В элементарной
кубической модели фильтра каждая вершина представляет собой
элементарный резонатор (например, контур — рис. 2.13 а).
В целом модель представляет собой
электродинамическую структуру пространственно связанных резонаторов,
при этом могут учитываться кроме связи основных видов
L,&5
fo f
Рис. 2.14
(основные типы колебаний) и связи между высшими типами
колебаний. Несколько упрощенно можно представить
физическую модель в виде трехмерных коэффициентов связи
(рис. 2.15 а), описываемых матрицей связи, в которой
диагональные элементы матрицы соответствуют коэффициентам
связи между соседними резонаторами, а недиагональные
элементы описывают связь через резонаторы.
Проведем анализ связей в обобщенном фильтре в
соответствии с рассматриваемой трехмерной моделью. Как уже
было сказано, фильтры с последовательной связью между
резонаторами реализуются на одном типе ЛП (СПЛ, НПЛ,
ПВ, KB, запредельный ПВ с диэлектрическими
резонаторами и т. д.). В этом случае трехмерная модель фильтра
сводится к одномерной цепочке резонаторов со связями одной
физической природы: магнитной либо электрической

/рис. 2.15 б). Введение дополнительной связи «через
резонатор» сводит физическую модель фильтра к двумерной
структуре (рис. 2.15в). Причем дополнительные связи могут быть
магнитными и (или) электрическими (стрелки направлены в
одну сторону — связь, например, магнитная, а в
противоположные стороны — магнитная и электрическая). На
рисунке вид связи указывается направлением стрелки.
Двумерные фильтры, так называемые квазиэллиптические,
имеют сложную конструкцию в случае применения двух-
модовых резонаторов на объемных волноводах круглого
либо прямоугольного сечения. Ниже мы рассмотрим три
более простые конструкции полосового фильтра с одно-,
двух- и трехмерными связями,
выполненные на ОИС.
Типичные одномерные
распределенные связи реализованы
в объемном фильтре с
последовательно расположенными
резонаторами на разных этажах
ОИС (рис. 2.16 а). Здесь
используются два крайних
резонатора 1 и 2 на
четвертьволновых отрезках СПЛ, которые
с одного конца закорочены, а с
другого разомкнуты. Между
ними расположен полуволновый
резонатор 3 на разомкнутом
отрезке НПЛ.
Применение двумерных свя- Рис. 2.15
зей использовано в объемном
фильтре, изображенном на рис. 2.16 б. Фильтр
представляет собой набор полуволновых резонаторов (закороченные
отрезки / и 2 на СЩЛ и разомкнутый отрезок 3 на СПЛ),
расположенных в слоях диэлектрика 4—7. Резонаторы
работают на различных типах колебаний (СПЛ — квази-Т-
волна, СЩЛ — квази-Н-волна). Связь между резонаторами
осуществляется по магнитному полю, ее значение
регулируется путем вращения резонаторов друг относительно
друга. Выводы энергии 5 и 9 выполнены на НПЛ, которые
связаны по магнитному полю с крайними резонаторами 1
и|2. Экспериментальная АЧХ рассмотренного фильтра
приведена на рис. 2.16 г (кривая 1). Видно, что с левой стороны
АЧХ в полосе заграждения имеется полюс, который
указывает на существование в фильтре дополнительной связи
по магнитному полю через резонатор.

Объемный фильтр с трехмерными связями показан на
рис. 2.16 е. Он выполнен из трех полуволновых
резонаторов на закороченных отрезках НЩЛ. Поскольку
резонаторы имеют распределенную связь, в НЩЛ существуют
два типа колебаний: четный и нечетный. Таким образом,
в фильтре осуществляются последовательная связь по
магнитному полю соседних резонаторов и дополнительные связи
по двум поперечным координатам через резонаторы.
Необходимо отметить, что разница между фазовыми скоростями
четного и нечетного типов волн в резонаторах позволяет
формировать многополюсные АЧХ как в полосе пропускания,
так и в полосе заграждения. Это наглядно подтверждается

кспериментальной АЧХ объемного фильтра, приведенной
э рис. 2.16 г (кривая 2). Полюса в полосе заграждения,
сположенные СПрава и слева АЧХ, указывают на
возможность ее аппроксимации эллиптической"функцией (рис. 2.14,
кривая 5).
Ранее было отмечено, что одним из существенных
достижений в РЭ является применение нестационарных
сигналов. Они нашли множественное использование в практике.
Одним из наиболее ярких примеров является построение
фильтров для пространственно-временной обработки
сигнала [8]. Такие структуры были не под силу РЭ
гармонических колебаний. На рис. 2.17 а показана одна из возможных
Выходы
Выходы
1'А ^,2'
Входы
Входы
Рис. 2.17
реализаций фильтра для пространственно-временной
обработки цифровых сигналов. Простейшая схема представляет
собой структуру с четырьмя входами (1—4) и четырьмя
выходами (Г—4'). Цифровые сигналы в виде положительных
и отрицательных единичных напряжений (±1 В) подаются
на входы, которые по определенной схеме связаны с
выходами. Принцип действия схемы основан на быстром
преобразовании Уолша, а сама многоканальная фильтрующая
схема предназначена для коммутации входных и выходных
терминалов при одновременной логической обработке
цифровых сигналов. Первые же попытки конструктивного
выполнения пространственно-временного фильтра привели к
трехмерной технологии [8], а это означает, что пути
эффективной реализации такого класса фильтров ведут к ОИС.
В физической модели объемного фильтра достаточно
включить дополнительные входы и выходы и воспользоваться
двумя видами связи (магнитная и электрическая связь,
которая соответствует в аналоге положительному и
отрицательному единичному напряжению), чтобы получить модель
пространственно-временного фильтра (рис. 2.17 6).
П5

8 2.4. Акустические и магнитостатические волны
в ОИС
В недалеком прошлом практически вся обработка
информации, передаваемой по СВЧ каналам, велась на
низкой частоте (звуковой частоте, или видеочастоте, как ее
иногда называют). Поэтому требовалось предварительное
преобразование СВЧ сигнала в низкочастотный. В этом
диапазоне существует, интенсивно развивается и
совершенствуется элементная база на поверхностных акустических
волнах (ПАВ) (от десятка мегагерц до единиц гигагерц).
В настоящее время также интенсивно разрабатываются
устройства на магнитостатических волнах (МСВ). На МСВ
можно сделать практически все те функциональные
устройства, что и на ПАВ. БЭ на МСВ функционируют на
частотах от 1 ГГц и вплоть до частот миллиметрового диапазона.
Ниже мы коротко рассмотрим объемные устройства на
ПАВ и МСВ.
Основные положения теории электростатики и
магнитостатики. Если поля и источники не зависят от времени
(d/dt^zO) и нет движения зарядов (/=ip=0), то система
дифференциальных уравнений Максвелла (1)—(4) распадается
на две независимые системы уравнений:
rot£ = 0, rotV7 = 0,
div# = 4jTp, div# = 0, (12)
D = eE, B = [iH.
Левая колонка формул в (12) определяет соотношения для
электростатики, а правая — для магнитостатики; поля
Е, Н через потенциалы А, ц> определяются так: Е=—grad ф,
\у,Н=хоЦА; сами потенциалы А, ф — из уравнений
Пуассона
V*q> = —p/8, VM = — и/, (13)
а для тех точек пространства, в которых J, p отсутствуют —
из уравнений Лапласа: V2cp=0, VM=0.
Важнейшим понятием электростатики является понятие
емкости С, которая характеризует, например, уединенный
проводник как «аккумулятор» заряда q: C=q/q>, где ф —
потенциал проводника. В случае двух проводников говорят
о конденсаторе, емкость которого С=д/Лф определяет
разность потенциалов проводников.
Для решения уравнений (12), (13) разработан мощный
аналитический и численный аппарат; эти решения
зачастую используют в качестве нулевого приближения при рас-
5fi

смотрении динамического случая — существенно более
сложных волновых уравнений:
_2К. д*Е _ ,
V2£-8pJ-^ = 8VP+pJ^
VH - - <14>
Это приближение дает хорошие результаты в
длинноволновой области r/h^l.
Уравнения магнитостатики (правая колонка в (12)) в
изотропной, намагниченной до насыщения среде имеют
интересное решение, которое называется (может быть, не
очень привычно) магнитостатическими волнами (МСВ).
Они характерны тем, что их волновое число представляет
собой весьма большую величину (примерно 102—105), а
стало быть, длина волны очень мала. Таким образом, МСВ,
имеющие, конечно же, электромагнитную природу,
напоминают квазиоптический случай {kf^>\; см., например,
[2, 4, 10, 11]), когда длина волны много меньше размеров
объекта дифракции. Однако резонансные элементы
(фильтры, резонаторы, согласующие устройства и т. п.) с
распределенными параметрами имеют размеры порядка "к, и
использование МСВ представляет уникальную возможность
создания элементов с размерами порядка единиц или
десятков микрометров. К настоящему времени уже создан
ряд базовых элементов РЭА (линии зядержки, фильтры
и т. д.) на МСВ, однако говорить о повсеместном внедрении
резонансных и волноведущих структур на МСВ еще рано.
Очевидно, что подавляющее преимущество
функциональных устройств на МСВ в силу их малых массогабаритных
параметров в полной мере проявится, когда по крайней мере
большинство базовых элементов РЭА, работающих на
частотах свыше 1 ГГц, будут выполнены на этом принципе. На
пути внедрения структур с МСВ имеются большие
сложности в основном технологического характера.
Поверхностные акустические волны. Они представляют
собой медленные акустоэлектронные волны в пьезоматериа-
лах. Фазовые скорости распространения электромагнитной
волны и ПАВ сильно отличаются друг от друга (^0~Ю5^пав
для ниобата лития и кварца). Такое соотношение длин
волн позволяет миниатюризировать устройства цифровой
радиоэлектроники (трансверсальные фильтры, линии
задержки, шумоподавители, активные элементы с
распределенными параметрами и т. д.).

К сожалению, устройства на ПАВ имеют
фундаментальный частотный предел, связанный с реализацией сверх-
узких проводников и зазоров. Например, на частоте 1 ГГц
необходимы размеры порядка 0,3 мкм. Этот предел можно
сдвинуть в сторону более коротких волн за счет применения
тонких пьезопленок с улучшенными характеристиками.
Такие пленки разрабатываются на базе материалов из окиси
цинка.
Немаловажным параметром устройств на ПАВ
являются потери, поскольку в целом они определяют КПД
системы. В пьезоподложках существует направление, по
которому энергий распространяется с минимальными потерями.

Акустические
волны
Электромагнитные
волны
Рис. 2.18
Но выбор волноведущих каналов (информационного излуче
ния) по подложке не всегда совпадает с этим направлением,
что приводит к возникновению потерь. Кроме этих потерь
существуют примерно в два раза большие погонные потери,
которые составляют для ниобата лития на длине 1 см при
частоте 100 МГц 0,7 дБ, а при частоте 1 ГГц 7 дБ.
Трудности реализации функциональных узлов на ПАВ
связаны с выполнением условия согласования
(преобразования электромагнитной волны в ПАВ). Для этого
применяются периодические структуры штыревых
преобразователей 1 (рис. 2.18), которые формируют пучок ПАВ.
Ширина штырей и зазор между ними составляют величину
порядка четверти длины волны, а высота штырей достигает
(50—100) ЯПАВ. Чтобы пучок ПАВ не рассыпался при
транспортировке на большие расстояния, используются
устройства, канализирующие акустическую энергию
(акустические волноводы). Простейший акустический волновод
реализуется путем введения продольной неоднородности на
поверхности пьезоподложки. Практически волновод
создается нанесением тонких пленок из алюминия, золота либо
диэлектрика на подложку, например, из ниобата лития.

Элемент возбуждения акустического волновода
выполняли часто в виде сектора 2, максимальная ширина которого
равна высоте апертуры излучателя / (штыревой
преобразователь). Возбуждающий сектор 2 расположен в ближней
зоне излучателя ПАВ. Сектор 2 переходит в узкую пленку
3 (ширина (3- -4) Я,ПАВ). Наличие возможности канализации
гтДВ значительно упрощает реализацию функциональных
узлов.
В качестве примера рассмотрим устройство и принцип
действия квадратурного НО (рис. 2.18), являющегося одним
из БЭ на ПАВ. Две узкие пленки За 4 расположены
параллельно друг другу на расстоянии четверти длины
акустической волны, образуя участок связанных линий передачи
длиной 20 ^пав- Развязанное относительно входа 9 плечо 5
нагружено на акустическую нагрузку 6, выполненную из
материала, хорошо поглощающего механические
колебания (например, резины). В выходные плечи 7 и 8 НО
поступают сигналы равной амплитуды и сдвигом фазы на 90°.
Вернемся к более сложному вопросу — возбуждению
штыревого преобразователя ПАВ электромагнитной волной
(рис. 2.18). Минимальные потери преобразователь имеет
при возбуждении СВЧ сигналов на соседних штырях со
сдвигом фазы Дф=180°. Кроме этого, входное
сопротивление преобразователя, как правило, отличается от волнового
сопротивления подводящей линии передачи, что требует
введения согласующих элементов. Из практики разработки
согласующих устройств известно, что использование
трансформаторов на отрезках НПЛ неэффективно из-за их
неравномерной частотной зависимости.
Для выполнения условия согласования более
целесообразно использовать устройства балансного типа на ОИС
(Михайлов В. М., Юрьев Б. С, 1982). Простейшая
топология устройства балансного согласования (УБС) приведена
на рис. 2.19 а. В нем используется 3-децибельное
«магическое» Т-соединение 1. Это оправдано по следующим
причинам: оно обладает широкой полосою рабочих частот,
сдвигом фазы сигналов иа 180° в выходных плечах 2 и 3,
что является необходимым условием возбуждения
штыревого преобразователя 4, и высоким уровнем развязки между
Штырями преобразователя по электромагнитому полю.
Принцип работы УБС следующий. Сигнал,
подаваемый в плечо 5 (на СЩЛ) противофазно делится между
плечами 2 и 3, которые гальванически соединены со встречно
направленными штырями преобразователя 4. В случае
разбаланса схемы (нарушение симметрии при технологи-

ческом изготовлении, сборке или в силу иных причин)
отраженный сигнал поглощается в согласованной нагрузке
6 R Сборка УБС с преобразователем ПАВ технологически
проста, поскольку толщина пьезоподложки соизмерима с
толщиной токонесущих проводников НПЛ. Как показано
на рис. 2.19 а, пьезоподложка (она отмечена двойной
штриховой линией) размещается между разомкнутыми концами
выходных плеч 2 и 3 УБС, которые гальванически
соединены с основаниями встречно направленных штырей
преобразователя 4. Достоинством объемного УБС является
/^
/у**
5/л§
*^Q2-;.:V-.
шшш
ШШШй
гж=лу
WW
W
Рис. 2.19
большая полоса рабочих частот по сравнению с планарными
ИС. К недостаткам можно отнести двунаправленное
излучение преобразователя ПАВ, возникающее из-за симметрии
расположения периодической структуры штырей.
От этого недостатка можно избавиться, если применить
3-штыревой преобразователь со следующими видами
возбуждения: «земля», я/2, О (рис. 2.19 б). Принцип работы
однонаправленного преобразователя аналогичен
телевизионной антенне бегущей волны со следующей структурой:
директор, вибратор, резонатор,— в которой
осуществляется переотражение сигнала.
Однонаправленный преобразователь ПАВ также легко
включается в УБС. Для этого достаточно использовать
квдратурный шлейфный НО, рассмотренный в § 2.2. На
рис. 2.19 б представлена объемная топология УБС. На
верхней стороне подложки 1 выполнен отрезок 2 НПЛ
четвертьволновой длины, свернутый в разомкнутое кольцо. По
разные стороны одного конца разомкнутой НПЛ включены
контактная шина 3 штыревого преобразователя с фазой я/2
и балансное сопротивление 4 R6, а к другому концу под-

ключены входная НПЛ 5 и контактная шина 6 с
нулевым сдвигом фазы сигнала. Пьезоподложка расположена
щеЖДУ разомкнутыми концами НПЛ, которые образуют
контактные площадки 7 и 8. При сборке УБС контактные
площаДки и шины со сдвигом фазы 0 и я/2 гальванически
соединены поверхностной пайкой, «земляная» шина 9
преобразователя соединена со слоем металла, а балансное
сопротивление R(, включено через разомкнутый шлейф 10
четвертьволновой длины.
Анализ устройств на ПАВ показал, что достаточно
хорошее согласование акустических волн с
электромагнитными достигается объемными УБС, что подтверждается
электромагнитной природой ПАВ.
Магнитостатические волны. Как было отмечено выше,
ПАВ практически достигли фундаментальных пределов по
частотному диапазону. Этот предел можно значительно
сдвинуть в сторону миллиметровых волн, если перейти от
медленных акустоэлектронных волн к медленным волнам
магнитной природы — магнитостатическими волнами (МСВ)
(иногда их называют спиновыми волнами). Для этого
используется эпитаксиально выращенный слой железо-ит-
триевого граната (ЖИГ) на подложке из галлий-гадолиние-
вого граната (ГГГ). В зависимости от направления
приложенного постоянного внешнего магнитного поля в слое
ЖИГ будут возникать различного типа медленные волны
(объемные и поверхностные). Скорость распространения
волны зависит от внешнего магнитного поля, что дает
возможность изменять «электрическим» образом свойства БЭ
и управлять таким образом характеристиками системы.
В настоящее время МСВ широко используются в
устройствах обработки сигнала в диапазоне частот от 1 до 20 ГГц
при ширине полосы от 0,5 до 1 ГГц. Особенно очевидна
перспективность применения МСВ в цифровых системах.
Например, с их помощью реализованы устройства памяти с
петлей накопления сигнала, в которую входят линия
задержки и шумоподавитель на МСВ. Время задержки сигнала
регулируется изменением постоянного магнитного поля.
Канализация МСВ осуществляется либо по всей ширине
пленки, либо по ограниченному (в поперечном
направлении) участку пленки — волноводу МСВ. Простейшей
моделью волновода МСВ является так называемый
экранированный волновод МСВ, выполненный из магнитодиэлектри-
ческого материала с ограниченным поперечным сечением,
расположенным между плоскопараллельными слоями
Металла.

Одним из наиболее важных элементов устройств на МСВ
является устройство возбуждения — по существу,
преобразователь электромагнитной волны в МСВ. В литературе
описано достаточно много типов преобразователей, но
наиболее эффективным среди них, по-видимому, является
преобразователь на встречно
расположенных штырях. Причем
ггг для наиболее оптимального
согласования сдвиг фазы вход-
жиг ного сигнала между соседними
штырями должен составлять
180°, что указывает на ана-
3 логию с преобразователями
ПАВ. Поэтому можно
воспользоваться УБС объемного
типа, который приведен,
например, на рис. 2.19 а.
Рис. 2.20 УБС электромагнитной
волны, распространяющейся в
СЩЛ 1, с преобразователем МСВ показано на рис. 2.20.
«Магическое» Т-соединение 2 выполнено на диэлектрической
подложке из А1203. Его выходные плечи 3 и 4 соединены с
основаниями 5 и 6 встречно направленных штырей
преобразователя. Сверху на штырях расположена подложка из ГГГ
с нанесенной пленкой из ЖИГ. Сигнал, подаваемый в СЩЛ,
в противофазе возбуждает штыревой преобразователь,
который в свою очередь излучает МСВ. Магнитная система в
данном устройстве выполняется в виде слоев из
ферромагнитного материала (например, самарий-кобальта),
расположенных на внешних сторонах объемной структуры.
Как видно из рассмотренного примера, а число их можно
было увеличить, устройства на МСВ представляют некий
широкий класс структур первостепенной практической
важности, которые попадают под «юрисдикцию» ОИС СВЧ.
Использование многослойных пленок из ЖИГ позволит
существенно расширить функциональные возможности ОИС
СВЧ и повысить универсальность их применения.
§ 2.5. Невзаимные объемные элементы
Широкое применение в системах обработки информации
находят невзаимные элементы (циркуляторы, вентили,
переключатели, нагрузки и т. д.), которые занимают важное
место в элементной базе ОИС СВЧ. В начале главы мы
подробно обсуждали НО, имеющий великолепную способность

пропускать СВЧ энергию в прямом направлении и
обеспечивающий при этом развязку в обратном направлении.
Диалогичными свойствами обладает также циркулятор,
который является невзаимным устройством,
обеспечивающим одностороннее прохождение СВЧ сигнала. Это
достигается с помощью кольцевого либо дискового резонатора с
ферритовым заполнением, сильно нагруженного на входное
и выходные плечи. При введении в поперечном
направлении относительно плоскости резонатора внешнего
однородного магнитного поля возникнет анизотропия магнитной
проницаемости ферритового слоя, т. е. фазовые скорости
распространения волны в разных направлениях будут
отличаться. Подбирая таким образом место включения плеч и
значение магнитного поля, можно добиться максимального
прохождения сигнала с входа на выход. Отраженная же
волна с выхода циркулятора будет распространяться в
другом направлении, создавая тем самым развязку между
выходом и входом. Это функциональное свойство позволяет
использовать невзаимные циркуляторы во входных цепях
приемно-передающих устройств, а также в усилителях и
генераторах отражающего типа. Как будет показано ниже,
циркулятор может выполнять много разных функций в
зависимости от вида его подключения в схему. При
изменении направления подмагничивающего магнитного поля
циркулятор может выполнять роль переключателя. В ОИС
СВЧ циркуляторы осуществляют дополнительную
функцию — однонаправленную передачу СВЧ энергии на
разные этажи слоев диэлектрика (передача СВЧ сигнала в
вертикальной плоскости). Этим свойством планарные
циркуляторы не обладают.
В последние годы были предложены и разработаны
циркуляторы с реализацией плеч на НПЛ и СЩЛ (Оглоб-
лин Д. И., Шелухин С. А., 1983). Если обратиться к
полуволновому гибридному кольцу (§ 2.2, рис. 2.10 а), входное
плечо / которого выполнено на СЩЛ, а выходные плечи —■
на НПЛ, то увидим, что характеристики гибридного кольца
не изменятся при разнесении выходных плеч на НПЛ по
разные стороны СЩЛ. Это свойство подсказывает идею
реализации объемного циркулятора (рис. 2.21 а). Для этого
плечи циркулятора /—3 разнесены под углами 120° в
магнитодиэлектрических слоях 4 и 5, на внешних сторонах
Которых симметрично расположены два металлических
Диска 6 и 7. К каждому из дисков 6, 7 подключено по одному
выходному плечу, выполненному на НПЛ, 8 и 9. Магнито-
Диэлектрические слои 4 и 5 разделены слоем металла 10,

в котором вырезана СЩЛ 11, свернутая в кольцо. ВнещНй{.
диаметр кольца // равен диаметру металлических дисков
б и 7. Узкий проводник входного плеча 1 (выполненного щ
КЛ 12) гальванически соединен с внутренним диском ;з
кольца, а два широких проводника — с металлическими
дисками 6 и 7. Во внутреннем диске 13 кольца прорезаны
щели 14. Внешнее постоянное магнитное поле Я0 направ.
лено перпендикулярно плоскости дисков 6, 7 циркулятора и
придает ферромагнитным слоям 4,5 анизотропные свойства.
Н 2 "% 2
а 5
Рис. 2.21
Принцип работы объемного циркулятора аналогичен
принципу действия планарного циркулятора. Отличием
является возбуждение дискового резонатора с помощью КЛ.
Щели 14, вырезанные в диске 13 кольца, используются в
длинноволновой части СВЧ диапазона, поскольку они
позволяют уменьшить длину периметра диска. В циркуляторах
миллиметрового диапазона необходимость выполнения
щелей отпадает.
Большой набор рассмотренных объемных неоднороднос-
тей и Т-соединений позволяет проектировать объемные цир-
куляторы для различных назначений. Например, при
необходимости реализации плеча в среднем сечении
циркулятора на СЩЛ достаточно выполнить объемные элементы
связи в плечах НПЛ на полуволновых закороченных
отрезках 15 СЩЛ (рис. 2.21 б), а плечо КЛ заменить на СЩЛ
(16), переходящую также в отрезок связи СЩЛ (17)
четвертьволновой длины. В этом циркуляторе полностью от-

тВуюттальванические соединения через ферромагнитные
^-а что является отличительной особенностью ОИС.
cJI Магнитная система объемных циркуляторов выполнена
йпе слоев из магнитного материала (например, самарий-
3 бальт), которые составляют внешние этажи ОИС СВЧ.
^ эквивалентная схема объемного циркулятора приведена
рис. 2.22 а. Плечи циркулятора расположены в
плоскостях (t+1, i, i—1), разделенных слоями магнитодиэлект-
пИка. Штриховой линией условно показана объемная связь
по электромагнитному полю через слои магнитодиэлектри-
а Стрелкой указано направление циркуляции сигнала
между плечами — по существу, направление внешнего под-
лагничивающего поля. На рис. 2.22 а показано, что сигнал
/+/
ft
i-f
из плеча г'-й плоскости попадает в плечо t+1-й плоскости,
а из плеча i+1-й плоскости в плечо i—1-й плоскости и т. д.
В обратном направлении плечи циркулятора развязаны.
Каскадное включение циркуляторов через слои
диэлектрика при включении в одно плечо каждого циркулятора
согласованной нагрузки позволяет реализовать вентиль с
высокой степенью развязки (рис. 2.22 б).
При необходимости распределения мощности по этажам
ОИС (объемный делитель мощности) достаточно между
каскадами циркуляторов, набранными в вертикальной
плоскости, включить отрезки ЛП, образующих объемную связь
по электромагнитному полю и соединяющих соседние цир-
куляторы с выхода на вход, как показано на рис. 2.22 в.
Для развязки выходных плеч по отраженному сигналу,
распространяющемуся в обратном направлении, в плечо,
расположенное между ними, включены согласованные
нагрузки (рис. 2.226, в).
Рассмотренные эквивалентные схемы включения
объемных циркуляторов подтверждает их
многофункциональность. Возможность перераспределения СВЧ энергии в
разные этажи ОИС расширила применение объемных
циркуляторов и ввела их в семейство базовых элементов ОИС
СВЧ.

Глава III
РЕАЛИЗАЦИЯ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫХ СИСТЕМ
ОБРАБОТКИ СВЧ СИГНАЛА НА ОИС
...Не следует чрезмерно расчленять, слищ.
ком абстрагировать. Самые рафинированные
люди, полагаю я, сделали меньше всего
открытий...
Г. К. Лихтенбере
Современная РЭ характеризуется широким внедрением
в аналоговую и цифровую РЭА новых идей. Это наглядно
просматривается в ОИС СВЧ, поскольку в них сочетаются
новейшие достижения технологии и принципов построения
РЭ систем. ОИС СВЧ уже не требуют рекламы, так как они
эффективно продемонстрировали возможность реализации
практически всех функциональных нагрузок в сложной
РЭА.
ОИС СВЧ благодаря своей миниатюрности уже нашли
известное применение в фазированных антенных системах
для формирования и управления сигналом. Такие системы
получили название «диаграммообразующие матрицы»
(ДОМ); они будут рассмотрены ниже.
Особая роль в ОИС СВЧ отводится преобразованию
спектра сигнала при изменении формы представления
информации из одного вида в другой («информационное»
преобразование) либо переносу энергии из одной части спектра
в другую («энергетическое» преобразование). При
информационном преобразовании спектра основным требованием
является максимальное сохранение первоначальной
информации и, как правило, обеспечение при этом наименьшей
энергоемкости, т. е. получение минимальной ширины
преобразованного спектра при наименьших искажениях
исходной информации. При энергетическом преобразовании
основным требованием является обеспечение максимального
переноса энергии в заданные участки спектра, т. е.
интересуются прежде всего получением высокого КПД.
Преобразование сигнала осуществляется модулятором.
Под действием модулирующего сигнала (содержащего
исходную информацию) происходит изменение физических
свойств среды, в которой распространяются
электромагнитные колебания несущей частоты, осуществляя
взаимодействие и перераспределение энергий модулирующего сигнала
и сигнала несущей частоты. В ОИС СВЧ наибольшее рас-
66

постранение получили модуляторы с пассивной волноведу-
1!^й средой (объемные ЛП различного типа), в которую
ключены сосредоточенные активные элементы
(транзисторы или диоды).
В последние десятилетия- наметилось новое направление
в применении модуляции для энергетического преобразова-
нИя спектра (источника СВЧ энергии). В объемном
балансном модуляторе происходит генерация, как правило, четной
гармоники несущей частоты, на которой осуществляется
преобразование спектра модулирующего сигнала, что
позволяет осуществлять перенос энергии сигнала на верхние
боковые частоты. Это применение важно в том отношении,
что позволяет создавать источники СВЧ колебаний.
Специалисты считают, что стоимость источника СВЧ колебаний
средней мощности намного превышает стоимость источника
колебаний той же мощности, но вдвое меньшей частоты при
практически одинаковых габаритных размерах.
Известно, что радиорелейные устройства,
предназначенные для аналоговой обработки сигнала, с технической
точки зрения плохо приспособлены для обработки
высокоскоростных цифровых сигналов. Это ограничение снимается
при реализации достаточно широких полос пропускания
[14], что возможно достичь в системах, построенных по
принципу ОИС СВЧ. Развитие цифрового кодирования
основано на принципе модуляции, которая позволяет
осуществлять дискретизацию сигнала по частоте, амплитуде
или фазе. Модуляция путем манипуляции фазы, согласно
теореме Найквиста — Котельникова, является наиболее
удобной для передачи двоичной информации (2- либо 4-пози-
ционная фазовая манипуляция). Декодирование
(расшифровка) цифрового сигнала осуществляется демодулятором
(например, синхронным детектором). С его помощью
определяется фазовый сдвиг несущих двух следующих друг за
другом двоичных символов. Применение элементной базы
ОИС оправдано и в РЭ системах, построенных для
обработки несинусоидальных сигналов (например, сигнал с
амплитудным распределением в виде функций Уолша), а также в
Цифровых системах, работающих без несущей.
Ниже рассмотрены некоторые многофункциональные
базовые элементы на ОИС и приведены результаты их
экспериментальной отработки. Теоретический анализ этих
устройств весьма сложен и на первоначальном этапе может
быть выполнен, например, на уровне эквивалентных схем,
Как это неоднократно подчеркивалось ранее. Задача же
структурного синтеза еще ждет своего решения, а пока

создание сложных многофункциональных устройств на ОИС
является прерогативой очень высококвалифицированных
разработчиков, своего рода искусством — синтезом
электродинамики, конструирования и технологии.
Основанием для изучения свойств и возможностей
аналоговых й цифровых систем на ОИС СВЧ является
убеждение, что,, Чем сильнее объект исследования отличается от
привычного, тем выше шансы получить нетривиальные
результаты, такие, как уменьшение габаритов на порядок и
более, увеличение полосы частот и быстродействия.
i
§ 3.1. Объемные многоканальные устройства
Многоканальные системы находят все большее
применение в Связи с развитием радиолокации и радиосвязи и в
системах сверхбыстрой обработки цифровых сигналов в
реальном масштабе времени. Аппаратура в этом случае
насыщена большим числом элементов управления
сигналом (излучатели, линии задержки, активные элементы,
фазовращатели и мн. др.). Для их коммутации необходимы
многоканальные устройства, обладающие минимальными
габаритами и решающие проблемы пересечения ЛП с высокой
степенью развязки. Условие минимальности габаритов
объясняется тем, что в настоящее время в традиционной
аппаратуре вес и габариты коммутирующих линий
превышают и иногда весьма существенно вес и габариты блоков
управления и источников питания.
Одним из эффективных путей создания многоканальных
устройств с приемлемыми массогабаритными параметрами
и удовлетворительной развязкой между СВЧ каналами
является их реализация на ОИС. В этом случае
осуществляются передача энергии и обработка информации по трем
координатам, создавая тем самым наиболее высокую
плотность заполнения объема функциональной средой. В этом
разделе мы рассмотрим два вида коммутации
функциональных узлов; разветвление ЛП типа «дерево» (один вход и
большое число выходов) и система ДОМ (большое число
входов и выходов). Эти устройства могут применяться как для
коммутации аналоговых, так и цифровых сигналов
(например, несинусоидальных сигналов прямоугольной формы).
Многоканальный делитель мощности. Наиболее простым
многоканальным делителем является разветвленная
структура типа «дерево», схема которой приведена на рис. 3.1 а.
Архитектура делителя основана на подборе межслойных
связей между коммутирующими ЛП. В структурной схеме

разветвленного типа сплошными линиями показаны
условно токонесущие проводник»', расположенные в плоскости
диэлектрика, а штриховыми — электромагнитная связь
меЖДУ проводниками, расположенными на различных
этажах ОИС. Данная конструкция выполняется из набора
двухканальных синфазных делителей мощности объемного
и планарного типов. С внешней стороны кривой ABCD,
показанной на схеме рис. 3.1 а, расположены объемные
делители мощности (объемные Т-соединения, приведенные
на рис. 2.4), а с внутренней — планарные делители
мощности (проводники ЛП, образующие вход и выходы, выполнены
в одной плоскости). Таким образом, крайние делители
выполняют функции вертикального, а внутренние —
горизонтального распределения СВЧ мощности. Если внимательно
проследить за развитием каналов, то видно, что скорость
роста числа выходных каналов больше скорости
увеличения числа слоев диэлектрика. Это подтверждает
эффективность использования ОИС СВЧ. Общий вид
многоканального делителя мощности представлен на рис. 3.1 б. На
внешние боковые плоскости объемного делителя нанесены
слои металла. Выходы экранированы друг от друга слоями
металла.
69

На рис. 3.1 в приведена конструкция разветвленного
делителя мощности (поперечное сечение по продольной
оси). Входное и выходные плечи выполнены на СПЛ, а
коммутирующие линии — на НПЛ.
Матрица Баттлера. В антенных структурах СВЧ
широко используются диаграммообразующие матрицы
Баттлера, представляющие собой многоканальные делители с М
входными и N выходными каналами. Таким образом,
общая размерность матриц есть MxN. Главной проблемой
5
Рис. 3.2
при построении многоканальной матрицы является
достижение высоких значений развязки (около 30 дБ) между
выходными (входными) плечами, поскольку необходимо
реализовать многочисленные пересечения коммутирующих ЛП.
Это наглядно видно из эквивалентной схемы (рис. 3.2 а), где
связь между ЛП осуществляется только через направленные
ответвители.
Свойство высокой развязки между входными (выходны-
•ми) плечами и возможность реализации большого их числа
в малом объеме позволяют использовать многоканальную
матрицу в ЭЦВМ (матричная обработка цифрового сигнала)
для соединения вентилей, элементов памяти и других БЭ.
Это позволит также обеспечить высокое качество
параллельного и последовательного включения процессоров и
конвейерную организацию данных в высокоскоростных
системах обработки сигналов. *
70

Многоканальные матрицы Баттлера, выполненные в пла-
рарном виде и, как правило, на одном типе полосковой ли-
нйИ, являются неудачными конструкциями, поскольку
традиционно решают проблему пересекающихся
проводников посредством навесных перемычек, отрезков
соединительных коаксиальных кабелей, а также полосковых устройств,
реализующих функцию пересечения на основе связанных
линий. Все это приводит к ухудшению электрических
характеристик (рассогласование входов, перекрестная связь
каналов, фазовые разбалансы и пр.), увеличению массога-
баритных параметров, снижению надежности системы в
целом и ограничивает пути повышения рабочей частоты. В
значительной мере эти недостатки и ограничения снимаются
при выполнении разветвленных СВЧ систем в виде ОИС.
Применение объемных НО, рассмотренных в г л'." II,
позволяет сформировать топологию таким образом, что
пересекающиеся ЛП (входы 1—4 и выходы 5—8)
расположены в разных слоях диэлектрика 9, 10 и экранированы
общим слоем металла 11 (рис. 3.2 б). При этом
распределенная связь между ЛП осуществляется через диафрагмы,
вырезанные в слое металла 11. Электрические длины
отрезков 12—14, соединяющие НО, выбираются из заданных
требований на распределение фазы сигнала в выходных
плечах. Развязка выходных плеч при данной топологии
составляет 26 дБ в октавной полосе частот.
Схема Пейджа. Простейший радиолокатор включает
в себя четыре излучающие антенны и приемопередатчик,
состоящий из суммарно-разностной диаграммообразующей
матрицы, построенной по схеме Пейджа (рис. 3.3 а), и блока
обработки суммарных и разностных сигналов, содержащего
схемы сравнения на фазовых манипуляторах. Радиолокатор
может работать на излучающих импульсах с
использованием синусоидальной несущей либо без нее. Принцип
работы локатора основан на сравнении излучаемого и
отраженного от цели сигналов до приведения к нулю их
временных разностей по амплитуде и фазе. Достоинством
данного подхода является возможность работы в режиме
моноимпульсной радиолокации (гармонический сигнал) и
радиолокации без использования синусоидальной несущей
(негармонический сигнал). Отметим, что радиолокатор на
несинусоидальной несущей способен передавать примерно
на два порядка больше информации. Это видно из
следующего примера.
Приняв верхнюю граничную частоту за единицу, в
случае синусоидальной несущей мы ограничиваем полосу час-
71

тот сигнала до 0,1, в то время как без синусоидальной несу,
щей полоса расширяется до 0,9. Это различие дает улучше-
ние разрешающей способности обнаружения цели на два
порядка, т. е. появляется возможность распознавания более
сложных целей.
В устройствах цифровой обработки информации
суммарно-разностная матрица может быть использована в
схеме сравнения импульсных сигналов.
Схема Пейджа построена на кольцевых мостах (рис. 3.3 а).
Она позволяет реализовать синфазно-противофазное
деление СВЧ сигнала. Для нормальной работы данного
устройства необходимо удовлетворить жестким требованиям
на разбаланс фаз (не более 5°) и амплитуд (не более 0,3 дБ).
Кроме этого должна быть исключена перекрестная связь
каналов (развязка более 30 дБ) в пересекающихся ЛП,
коммутирующих мостовые устройства между собой. До
настоящего времени реализация моноимпульсных суммарно-
разностных схем с такими параметрами была возможна
только на волноводных ЛП, что приводило к неоправданно
большим габаритам и весу, сложности изготовления, выср-
кой себестоимости и т. д.
На рис. 3.3 б приведена топология матрицы Пейджа с
минимальным размером 4X4. При ее построении использу-
72

фт'сяЧетыре кольцевых моста длиной X (Л, В, С и D), ком-
мутирующие четыре входных плеча (7—4) с четырьмя
выходными (5—8). В гибридных кольцах мостов выполнены
фазовращатели на 180° из полуволновых отрезков на НПЛ.
Два из гибридных колец (С и D) реализованы на НПЛ с
общим слоем металла 10, а два других (А я В) — в виде ОИС
(см. гл. II). Входные плечи (1—4) на НПЛ расположены на
внешних сторонах слоев диэлектрика 9, а выходные (5—8)
на СПЛ — в среднем слое металла 10. Из рис. 3.3 ясно,
что реализация схемы Пейджа в виде ОИС позволяет
избежать пересечений коммутируемых ЛП.Кроме этого, в
топологии геометрические размеры ЛП, расположенных с
внешних сторон ОИС, полностью совпадают, создавая тем
самым симметрию по электрическим длинам относительно-
среднего слоя металла (это важно с точки зрения
удовлетворения жестким требованиям к фазовым соотношениям).
Такая конструкция многоканальной матрицы имеет
удобное расположение входных и выходных плеч.
Рассмотренная многоканальная матрица Пейджа в
полосе частот до 20 % имеет следующие характеристики:
коэффициент стоячей волны на входах и выходах менее 1,1;.
деление мощности в каждый выходной канал (6 + 0,5) дБ;
развязка входных плеч более 35 дБ, а выходных плеч более
50 дБ; неравномерность фазы сигнала на выходных плечах
менее 1° при сохранении разницы сдвига фазы 0 и 180°..
Отметим еще одно существенное достоинство суммарно-
разностного многоканального делителя мощности на ОИС.
Описанная матрица не содержит в своей конструкции
элементов, препятствующих получению таких же хороших,
электрических характеристик при реализации данной
структуры в более коротковолновой части СВЧ диапазона, а
также позволяет обеспечить максимально простую схему
сопряжения с микрополосковой антенной системой, один из
вариантов которой приведен на рис. 3.3 е. Необходимо при
этом помнить, что поперечные размеры используемых ЛП
выбираются из условия одномодового режима
распространения волны.
На примере многоканальных матриц ярко
демонстрируются возможности ОИС для решения не только задач
миниатюризации, но и физических проблем коммутации
пересекающихся ЛП с высокой степенью развязки между ними.
В заключение отметим, что по сравнению с
существующей планарной и тем более волноводной реализацией ди-
аграммообразующих матриц антенно-фидерной системы
значительно сокращаются габаритные размеры и вес (более-
73-

чем на два порядка) при одновременном улучшении
частотных характеристик. Кроме этого, существенно сокращена
металлоемкость, включая драгоценные металлы (золото,
платина и др.), и улучшена технологичность конструкции.
Естественно, что полный экономический эффект за счет
значительного сокращения габаритов и веса бортовой и
особенно космической аппаратуры трудно переоценить.
§ 3.2. Усилительные структуры на ОИС
Задачи построения аналоговой и цифровой РЭА
выдвигают широкий комплекс проблем, связанных с созданием
активных элементов (АЭ) на полупроводниковых структурах
СВЧ. В относительно низкочастотном диапазоне (до единиц
гигагерц) АЭ реализуются на транзисторах
(сосредоточенные АЭ), а в оптическом диапазоне — на квантовых
генераторах и усилителях (распределенные АЭ). Сантиметровый
и миллиметровый диапазоны оказались «неудобными» для
полупроводниковых АЭ, т. е. сосредоточенные АЭ требуют
малых размеров активных зон (барьер Шоттки),
достигающих единиц микрометра и менее, а распределенные АЭ
имеют низкий коэффициент усиления.
В последние годы при создании АЭ предпочтение
отдается монолитным схемам, выполненным на основе GaAs.
Эти схемы являются законченным функциональным узлом
(например, усилитель), изготовленным в едином
технологическом процессе, и представляют собой многослойную
структуру, в которой размеры АЭ, согласующих устройств
и коммутирующих цепей намного меньше длины волны.
Поэтому монолитные функциональные узлы можно отнести
к классу сосредоточенных АЭ и использовать их в ОИС
СВЧ как «навесные» (встроенные) элементы. По возможности
АЭ в ОИС выносятся на отдельную панель.
Успех научно-технического прогресса связан не в
последнюю очередь с созданием элементно-технологической
<5азы сверхбыстродействующих систем обработки
информации. Если проанализировать достижения в разработках
АЭ СВЧ последних лет, то можно выделить два взаимно
дополняющих друг друга направления: совершенствование
•транзисторных систем на основе кремниевой и (или) арсе-
нид-галлиевой технологии и разработка объемных АЭ
с распределенными параметрами на базе комбинированного
.включения ЛП и полупроводниковых структур.
В области технологии изготовления транзисторных систем
■ведутся интенсивные разработки. Многие из них достигли
74

реликолепных результатов. Например, разработаны
базовые матричные кристаллы со степенью интеграции 300
элементов на кристалл и средней временной задержкой
информационного сигнала до 184 пс. Основным АЭ матричного
кристалла является полевой транзистор, изготовленный на
основе GaAs, работающий в режиме вентиля с временем
задержки сигнала 15,4 пс при мощности потребления
5,4 мВт/вентиль. Сегодняшний день характерен внедрением
К/МОП-технологии, на основе которой, как утверждают
зарубежные специалисты, к 90-м годам будут
изготавливаться матричные кристаллы со степенью' интеграции
ДО4—10? вентиль/см2 при мощности потребления 20 Вт и
частоте переключения порядка 1 ГГц.
Возможно увеличение быстродействия транзисторных
АЭ на основе применения технологии новых
полупроводниковых материалов (например, антимонида индия). К этой
цели можно подойти с точки зрения повышения подвижности
носителей путем улучшения кристаллической решетки арсе-
нида галлия. Это реально в ОИС, где на разных этажах
между слоями чистого GaAs расположены слои соединения
GaAs с А1 (многослойные «суперрешетки»). При этом между
этажами вводятся управляющие электроды, что в целом
создает вертикально расположенные МОП-транзисторы.
Но при этом необходимо учитывать, что с ростом частоты
(быетродействия) в таких структурах могут возникать мно-
гомодовые режимы (волны высших типов), которые
приведут к возникновению в активной зоне локальных
транзисторных эффектов, вызывающих нежелательное
«защелкивание схемы».
Больших успехов в этой области достигли сотрудники
фирмы «Bell», создавшие транзистор с временем
переключения до 10 пс (при комнатной температуре) и потребляемой
мощностью 1,03 мВт на ячейку. В слоистой структуре
использовался сверхтонкий слой (10 нм) GaAs, расположенный
над чуть более толстым слоем (30 нм) селективно
легированного AlGaAs. Была создана резкая граница между двумя
слоями, что позволило отделить примеси в слое AlGaAs
от свободных электронов, притягиваемых тонким слоем
GaAs. Ширина затвора в такой структуре составляет всего
лишь 0,35 мкм. После получения уникальных выходных
характеристик объемной структуры исследователями было
отмечено, что они вплотную приблизились к истинному
физическому (фундаментальному) пределу.
Подтверждением целесообразности применения идей ОИС
в вычислительной технике является работа Дж. Симонса,
75

где, в частности, сказано: «Исследования с целью
разработки трехмерных микросхем имеют большое значение. Будут
прилагаться усилия к выращиванию кремниевых слоев
(до шести слоев) в структурах, с тем чтобы одна микросхема
могла объединить в себе измерительную, вычислительную
и управляющую секции, а также память без ранее
неизбежного увеличения размеров устройства... Кремниевая
технология, сочетающая низкое энергопотребление с высоким
быстродействием, позволила создать
супермикрокомпьютер (настоящее произведение искусства) с 200-наносекунд-
ным рабочим циклом» [15].
На примере балансного усилителя рассмотрим
архитектуру построения объемного модуля. На рис. 3.4 а
показана эквивалентная схема усилителя, состоящего из двух
квадратурных НО 1, 2 и двух транзисторных цепочек 3, 4У
включенных параллельно через НО. Одни плечи НО
образуют вход 5 и выход 6 уеилителя, два других нагружены на
согласованные нагрузки R6 7, 8. В планарном изготовлении
такая схема не обладает способностью к необходимому
ослаблению шумов из-за существования поверхностных типов
волн, возникающих на неоднородностях, которые создают
непосредственную связь (достаточно малую, но
соизмеримую с шумами) между транзисторными цепочками. Этот
недостаток исключается, если использовать на входе и выходе
усилителя объемные НО 1 и 2 (рис. 3.4 б). В этом случае
транзисторные цепочки 3 и 4 (на рис. 3.4 б они приведены в
упрощенном виде), разделенные слоем металла 9, будут
полностью развязаны по поверхностным волнам. Экспери-
76

Рис. 3.5
дентальные исследования балансного усилителя на ОИС
подтверждают возможность дополнительного подавления
шумов —до 20 дБ.
Как уже было отмечено, перспективным направлением
являются АЭ с распределенными параметрами. К
настоящему времени по активным распределенным структурам
опубликованы сотни книг, монографий и статей. Нет
никакой возможности хотя бы
коротко упомянуть здесь об
этом большом направлении и
полученных на этом пути
результатах. Поэтому мы
рассмотрим одну из интересных
объемных распределенных
структур АЭ, в которой
использованы последние
достижения в области МСВ
(рис. 3.5).
Объемный АЭ построен на
основе СЩЛ / и 2,
симметрично расположенных по разные стороны полупроводникового
слоя 3. Сверху и снизу на СЩЛ наложены слои ГГГ 4, 5
с эпитаксиально выращенными на них слоями ЖИГ 6, 7.
На боковые поверхности слоев нанесены слои металла 8, 9,
расстояние между которыми равно половине длины волны.
Для создания напряженности электрического поля в
активной зоне 10 на слои металла 8, 9 подается разность
потенциала, а для возбуждения медленных МСВ формируются
постоянные магнитные поля Н0 равной напряженности,
направленные навстречу друг другу со смещением в
вертикальной плоскости (магнитная система на рис. 3.5 не
показана). Работа объемного АЭ основана на принципе
синхронизма медленной МСВ с потоком положительных и (или)
отрицательных зарядов в активной зоне 10.
Рассмотренные примеры наглядно показывают
перспективность использования ОИС СВЧ и АЭ. Вместе с тем
большое внимание уделяется развитию монолитных
полупроводниковых ИС, которые, как уже говорилось, в
длинноволновом диапазоне СВЧ являются сосредоточенными
элементами, а в коротковолновом (миллиметровый и
субмиллиметровый диапазоны) они по своей сути представляют
распределенную структуру (ее размеры соизмеримы с длиной волны)
и полностью отвечают определению ОИС СВЧ. Поэтому
эффективный выигрыш по качеству и габаритам
проектируемой РЭА в промежуточном частотном диапазоне (санти-

метровом) возможен при умелом использовании
монолитных схем в качестве дополнения к ОИС СВЧ, поскольку
для изготовления ОИС достаточно применять широко внед-
ренную в производство толстопленочную и (или) тонкопле-
ночную технологию.
Работы по созданию АЭ привели, с одной стороны, к раз-
витию современной науки — биологической инженерии,
т. е. управление процессами рождения биоклеток, с
другой — к более глубокому пониманию передачи и обмена
информацией в биологических структурах (мозг — нервная
система — биологические раздражители). Построены
простейшие модели биологических АЭ (нейроны), связанные
посредством активных ЛП (нервные волокна), на основе
которых показана электромагнитная природа
распространяющихся негармонических сигналов [16]. Эти
исследования подсказывают пути построения элементной базы
аналого-цифровой аппаратуры. Например, существует мнение
зарубежных ученых, что для создания процессора с
быстродействием около 2-Ю9 операций в секунду потребуется
множество арифметических устройств, действующих
параллельно по аналогии с колонкообразными структурами коры
головного мозга. При этом уже обоснованно высказываются
предположения о новых методах литографии, которые
станут настолько точными, что можно будет создавать
транзисторные структуры, соизмеримые с молекулой биоклетки.
Подобная микросхема «с шириной линии менее 0,5 мкм
способна самопроизвольно реорганизовать свои функции. Одна
такая микросхема сможет удовлетворить потребности
целой физической лаборатории или образовать
автоматизированную систему, подключенную к нейронной системе
человека» [15].
. Разработки новых сверхминиатюрных микросхем
привели к созданию первых биочипов, возможности которых
позволяют сделать предположения о будущем
радиоэлектроники: «Трехмерная белковая решетка даст возможность
получать трехмерные интегральные схемы повышенного
быстродействия, уменьшенного энергопотребления со
сверхминиатюризацией, которая сможет обеспечить миллионы
миллиардов элементов в кубическом сантиметре» [15].
^ *§ 3.3. Устройства^управления СВЧ сигналами
Электромагнитная волна характеризуется тремя
параметрами: амплитудой, фазой и частотой. Обработка СВЧ
сигнала предполагает возможность управления этими пара-

утрами по наперед заданному или вырабатываемому в
процессе функционирования данной системы алгоритму.
Используемые до самого последнего времени полосковые
управляющие устройства имеют недостатки: узкая полоса
рабочих частот, неудовлетворительная степень развязки
между коммутирующими каналами, технологическая
сложность сборки управляющих диодов с цепями питания,
большие габариты и др. Эти недостатки в значительной мере
снимаются при проектировании СВЧ модулей РЭА на ОИС.
Сейчас уже можно ввести некую «рабочую» классификацию
цепей управления по типам используемых ЛП. Так, для
включения управляющих диодов более всего, по-видимому,
подходит СЩЛ, для реализации выводов энергии —
полосковые ЛП, для выполнения цепей управления — KB и т. п.
Сверхширокополосные управляющие устройства
эффективно реализуются с помощью кольцевых мостов (§ 2.2),
в плечи которых включаются управляющие диоды. Схема
включения диодов (последовательно либо параллельно)
и их число определяются выбором вида функциональной
обработки сигнала. Управляющие устройства в
коммутирующих цепях воздействуют на амплитуду сигнала
(выключатели и ограничители мощности), фазу (манипуляторы)
и частоту (устройства смещения частоты и модуляторы).
Все эти устройства позволяют осуществлять не только
аналоговую, но и цифровую обработку сигнала.
Рассмотрим каждое устройство в отдельности, обращая
при этом внимание на быстродействие схем и полосу рабочих
частот.
Устройства управления амплитудой. К данному классу
устройств относятся ограничители, выключатели,
аттенюаторы, корректоры и многие другие устройства,
осуществляющие управление амплитудой сигнала. Рассмотрим два
устройства, связанных с ограничением амплитуды
(уменьшение мощности сигнала либо его полное выключение).
Принцип работы этих устройств основан на частичном либо
полном отражении сигнала от гибридного кольцевого моста
с управляющими диодами.
Топология устройства управления амплитудой с
последовательно включенными диодами показана на рис. 3.6 а.
Гибридный мост выполнен на НПЛ, свернутой в кольцо 1
с периметром 3 %/2. Диаметрально противоположные
точки кольца соединены с НПЛ 2 и СЩЛ 3 (находится под
подложкой). На рис. 3.6 а показан пример соединения СЩЛ
и НПЛ с помощью объемного Т-соединения 4. СЩЛ
заканчивается во внутренней области кольца закороченным

четвертьволновым шлейфом 5. Линия кольца / имеет два
разрыва, в область которых включены последовательно
диоды 6 и 7 на полуволновой длине 8 друг от друга. Питание
диодов осуществляется с помощью фильтров нижних
частот 9 и 10. Чтобы не нарушить условие согласования, высо-
коомные отрезки фильтра нижних частот соединяются с
линией кольца симметрично относительно входа и выхода
устройства.
Габариты конструкции можно уменьшить, если кольцо
выполнить на СЩЛ длиной к/2 (рис. 3.6 б). В этом случае
Рис. 3.6
для управления амплитудой сигнала достаточно включить
один диод. Причем цепь питания диодов значительно
упростится, так как функции фильтра нижних частот выполняет
слой металла 11, расположенный на внутреннем участке
кольца 1, и высокоомный проводник 10, соединяющий его
с источником питания.
Опишем очень коротко принцип работы этих устройств.
При возбуждений, например, входного плеча на НПЛ 2
сигналы синфазно распространяются по периметру
кольца 1. В случае короткого замыкания диодов 6, 7 (рис. 3.6 а)
либо холостого хода (рис. 3.6 б) оба сигнала полностью
отражаются от выходного плеча 4. Смена режима работы
диодов (холостой ход — рис. 3.6 а либо короткое
замыкание — рис. 3.6 б) создает условия для полного
прохождения сигнала с входа 2 via выход 3.
Экспериментальные исследования в сантиметровом
диапазоне показали, что прямые потери при полном
прохождении сигнала составляют в октавнои полосе частот менее
1,1 дБ при развязке плеч в режиме «выключено» более 30 дБ.
Быстродействие устройства управления'амплитудой,
изображенного на рис. 3.6 б, более чем в два раза больше, чем
устройства на рис. 3.6 а. Подробные экспериментальные

исследования временных характеристик (быстродействия)
приведены в следующих разделах.
Устройства управления фазой. Из предыдущего
рассмотрения ясно, что оптимальным является гибридное
кольцо, выполненное на СЩЛ и позволяющее технологически
просто встраивать управляющие диоды. Поэтому данный
ТйП гибридного кольца целесообразно использовать также
й в фазовых манипуляторах.
Рассмотрим фазовый манипулятор с дискретным
изменением фазы сигнала на Аф=180°, топология которого
приведена на рис. 3.7 а. Гибридное кольцо 1 с периметром
Рис. 3.7
3 "KI2 и входным плечом 2 на СЩЛ выполнено на одной
стороне, а выходное плечо 3 на НПЛ —■ на другой стороне
подложки 4. Причем НПЛ заканчивается четвертьволновым
разомкнутым шлейфом 5, расположенным на нижней
стороне подложки под кольцом 1. Диоды включены
параллельно в СЩЛ кольца 1 на полуволновом расстоянии друг от
друга.
На рис. 3.76 представлены зависимости прямых потерь
(1) и фазового сдвига (2) в манипуляторе от тока через диоды.
Видно, что состояния фазы сигнала 0 и 180° на выходе
манипулятора практически достигаются при минимальных
токах через диоды 0,01 мА. При этом время переключения
диодов составляет менее 2 не. Анализ прямых потерь в
переходном процессе показывает, что в отсутствие
управляющего тока плечи фазового манипулятора развязаны
(потери достигают 35 дБ), а при токах свыше 2 мА потери

менее 1 дБ. Таким образом, электрические характеристики
манипулятора имеют ярко выраженный релейный
характер. Прямые потери в октавной полосе частот составляют
менее 1,5 дБ при Ксти&1,5.
Фазовый манипулятор с дискретным изменением фазы
сигнала на Дср=90° имеет несколько более сложную
топологию (рис. 3.8). Устройство представляет собой объемный
Рис. 3.8
четырехэтажный модуль со следующей структурой: два
металлических слоя /, 7, слои диэлектрика 2, 4, 6, на
границах 3, 5 расположены проводники СПЛ. В крайних слоях
металла /, 7 зеркально-симметрично вырезаны СЩЛ,
образующие своей конфигурацией по два кольца с
полуволновыми периметрами, ближайшие стороны которых соединены
отрезком СЩЛ длиной много меньше "KIA. Слои металла
внутри колец, расположенных симметрично друг под
другом, имеют равные потенциалы.
Между слоями диэлектрика в плоскостях 3 и 5
расположены токонесущие проводники СПЛ, формирующие
многосекционный квадратурный направленный ответвитель 10
с лицевой связью. Одно из плеч ответвителя является
входом несущего сигнала, а развязанное относительно него

плечо нагружено на согласованную Нагрузку RH. Два других
плеча ответвителя связаны переходами 11 и 12 НПЛ^СЩЛ
с противоположными точками колец на СЩЛ. Соединение
выхода с коротким отрезком СЩЛ осуществляется
аналогичным переходом 13.
Представленный объемный модуль используется в
качестве широкополосного четырехфазного манипулятора с
изменением фазы сигнала на 90° (0—90—180—270°). При
этом необходимо, чтобы управляющий сигнал также был
дискретным, а его амплитуда имела два фиксированных
значения. Наличие двух входов управляющих сигналов
обеспечивает четыре возможных фазовых состояния. При
равенстве нулю всех управляющих сигналов, включая
напряжение смещения, подаваемое на диоды, манипулятор
имеет пятое состояние — развязка между входом и выходом
при этом свыше 30 дБ.
Остановимся на описании работы четырехфазного
манипулятора (эквивалентная схема приведена на рис. 3.8 а).
На входы Рд и Pq {Pa—Pq-\-Pq) подаются импульсные
напряжения с постоянной амплитудой +1 В (рис. 3.8 б).
На выходе манипулятора получаются дискретные значения
фазы сигнала с Дср=90° при соответствующем выборе
полярности напряжений на входе, приведенных ниже:
<р, град- 0 90 180 270
и'а, в -fi +i -1 -I
и'в, в +i -1 -I +i
Результаты экспериментальных исследований показали,
что в полосе частот 2—5 ГГц относительный сдвиг фазы
сигнала меняется в пределах 78—97°, 170—184° и 260—
290° при соответствующем изменении амплитуд — 0,4—
2,2 дБ, —1—2 дБ и —1—2,3 дБ. При быстродействии
фазового манипулятора для двухполярного импульса с
длительностью переднего фронта 2 не время задержки
переключения манипулятора составляет около 0,3 не.
В заключение необходимо отметить, что простота и
технологичность рассмотренных фазовых манипуляторов в
совокупности с высокими электрическими характеристиками
открывает широкие перспективы использования ОИС в
различных устройствах фазовой обработки сигналов вплоть
до миллиметрового диапазона волн.
Устройства управления частотой. К этому классу можно
отнести устройства сдвига частоты, модуляторы,
синтезаторы и т. д. При внимательном рассмотрении конструкции
83

четырехфазного манипулятора (рис. 3.8 б) видно, что ег
можно использовать в качестве устройства сдвига частоту0
в основе работы которого используется принцип амплитуд'
ной балансной модуляции, обеспечивающей подавление
несущей частоты, и квадратурного сдвига фазы модулирую,
щих сигналов для подавления одной боковой частоты.
Сигнал Ра несущей частоты подается на вход
направленного ответвителя 10, одно из плеч которого нагружено на
U,BE
40
30
20
4»-JC ^ajtJG
'lu~Q
согласованную нагрузку Rn, и далее со сдвигом в 90°
поступает на входы кольцевых мостов 11 и 12. На эти же
входы подаются сигналы Р& и Pq с разностью фаз 90°. Частота
Q этого сигнала соответствует сдвигу несущей частоты со.
Промодулированные сигналы в кольцевых мостах
суммируются на выходном плече устройства Ра+а. Причем
колебания одной боковой частоты (например, верхней боковой
Lm+q) поступают в выходное плечо синфазно, а другой
боковой (нижней Lw_q) — противофазно. Используемый
на выходе переход СПЛ^СЩЛ 13 возбуждается только
синфазными колебаниями (§ 2.1), а противофазные
колебания от него переотражаются в кольцевые мосты и
участвуют в дальнейшем процессе преобразования несущей
частоты.
Устройство сдвига, реализующее данный принцип
преобразования частоты, является нелинейным; поэтому
выходной спектр содержит не только нужную боковую

ясТоту, но и боковые частоты высших порядков: co+nQ,
^l, 2, • • ■ Как правило, схемотехническое решение
обеспечивает подавление несущей (со) и четных боковых (гг=2,
д 6, • • •) частот кольцевым мостом на уровне свыше 30 дБ.
Поэтому наибольший интерес представляют ближайшие
боковые частоты третьего порядка (La±nQ).
Исследование устройства сдвига частоты проводилось
«а частоте синусоидального сигнала й=1 МГц и мощности
входного сигнала Ра=1 мВт. На рис. 3.9 приведены
выходные характеристики потерь преобразования сигналов
относительно уровня несущей частоты. Видно, что в полосе
частот f/f0—1,8—4,2 потери преобразования для верхней
боковой частоты составляют менее 7 дБ. Подавление
несущей частоты L(0>30 дБ (сплошная кривая), для нижней
боковой Lffl-Q>20 дБ (штриховая кривая). Боковые
частоты третьего порядка £ш±з£2>28дБ (пунктирная и штрих-
пунктирная кривые), а более высокого порядка имеют
подавление свыше 40 дБ. Из анализа приведенных данных
видно, что равномерное поведение кривых по потерям
преобразования частоты указывает на отсутствие резонансов
в устройстве сдвига частоты. Таким образом,
преобразование сигнала в рассмотренном устройстве является
однополосным. При этом существенно отсутствие каких-либо
полосовых фильтров, что значительно упрощает технологию
производства однополосных модуляторов.
Объемный модуль однополосного устройства управления
сигналом (рис. 3.8 б) в общем случае может выполнять еще
целый ряд различных функций. Рассмотрим их более
подробно, взяв за основу схему входов и выхода, показанную
на рис. 3.8 а.
Амплитудная модуляция. Как уже отмечалось, при
подаче на входы сигнала гетеродина Ра и модулирующего
сигнала низкой частоты Pq (co^Q) с выхода получим ампли-
тудно-модулированный сигнал с7БЬК= (KUq /п) cos (со—Q) t
с подавлением несущей и верхней боковой полосой (К —
коэффициент передачи сигнала).
Удвоение частоты. При необходимости удвоения частоты
достаточно вход модулирующего сигнала синфазно
соединить с входом гетеродина (Ра=Ра). Выходное напряжение
^BHx=iVconst4-0,5 KU2 cos 2 cot при этом имеет
составляющую удвоенной частоты и постоянную составляющую,
которую можно устранить путем включения блокирующего
конденсатора на выходе устройства.
Смеситель частоты. Для применения устройства в
качестве смесителя частоты необходимо подать в плечо РЕЫХ
R5

модулирующий сигнал с частотой, близкой к частоте
сигнала гетеродина (юдай). При этом выходным будет плечо PQ
Процесс смешения частот аналогичен процессу реализации
балансной модуляции (УБЫХ=0,5 UqU(0 cos (со—Q)t.
Детектор AM. Детектирование AM сигнала можно
осуществить путем его подачи в плечо Ра; на вход Pq при
этом следует подать смодулированный сигнал с частотой,
равной частоте несущего сигнала со. В данном случае
детектирование является синхронным из-за совпадения
частоты подаваемых сигналов. На выходе амплитудного
детектора, выделяется огибающая модулированного сигнала
иьък—0,5 КU.^Uq cos Qt, содержащая полезную
информацию.
Фазовый детектор. На основе той же схемы довольно
просто реализовать фазовый детектор. При этом на один
вход Яш следует подать фазомодулированный сигнал, а на
вход Pq — опорный сигнал с той же частотой (со=й), ио
со сдвигом фазы на величину ср. На выходе будем иметь
постоянное напряжение, которое пропорционально
косинусу мгновенного значения фазы фазомодулированного
напряжения сУБЫХ=0,5 £/& £/<„ cos ср.
Частотный детектор. Эта же схема позволяет
осуществить процесс частотного детектирования. Для этого в плечо
Ра нужно включить ограничитель амплитуды, который
преобразует гармонические входные сигналы в
квазипрямоугольные импульсы. Напряжение на выходе
частотного детектора есть сУвых= (2 /(Уя2) sin Дер» (2 KQ№) A///;
здесь Дср=2 QA///, Q —• добротность. Оно изменяется в такт
с модулирующим напряжением, которое пропорционально
отклонению частоты А///.
Таким образом, рассмотренная схема устройства
управления сигналами в объемном исполнении выполняет целый
набор функциональных нагрузок. При этом для
перестройки достаточно, не затрагивая самой конструкции узла,
менять лишь форму сигналов, подаваемых на входы и
выходы устройства.
Проведенный анализ схемы управления показал, что
выходные напряжения сигнала пропорциональны сумме
либо произведению напряжений входных сигналов. Это
дает возможность использования устройств управления на
ОИС в цифровой аппаратуре для выполнения
математических операций умножения и возведения в степень, деления,
извлечения корня и определения среднеквадратичного
значения.

Глава IV
ГИБКОЕ АВТОМАТИЗИРОВАННОЕ ПРОИЗВОДСТВО
РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ АППАРАТУРЫ НА ОИС СВЧ
Люди заблуждаются, когда полагают,
что все новое объясняется модой. Нет,
за этим скрывается нечто более
основательное.
Г. К. Лихпенберг
В этой главе рассказывается о новой форме организации
производства — гибких производственных системах с
широким использованием средств вычислительной техники.
Обсуждаются составные части гибкого автоматизированного
производства (ГАП), включающие в себя: систему
автоматизированного проектирования (САПР), робототехнические
средства и контрольные датчики. Анализируются
особенности систем управления гибким производством РЭА на
ОИС СВЧ.
§ 4.1. Основные принципы
гибкого автоматизированного производства
Научно-технический прогресс во многом определяется
скоростью перестройки производственных мощностей при
изменении номенклатуры РЭА, их рабочих частот и т. д.
в условиях мелкосерийного и массового изготовления РЭА
различного типа. Известно, что элементная база (ЭБ) (БИС
и СБИС в низкочастотном и ЛП с активными приборами в
высокочастотном диапазонах), система
автоматизированного проектирования, технологические линии,
механическая обработка, сборка изделий и пр. зависят от рабочей
частоты. Одной из основных тенденций РЭ является, как
отмечалось ранее, увеличение рабочей частоты. При
изменении частоты хотя бы на один порядок радикально
изменяются все циклы производства. Период перестройки
производства по выпуску РЭА на более высокие частоты
является болезненным и составляет несколько лет (для
среднего производства от 1 до 3 лет).
В низкочастотном диапазоне (до 1 ГГц) в какой-то мере
эта задача успешно решается при производстве цифровой

аппаратуры благодаря всемерной унификации ЭБ с
широкой номенклатурой изделий. Сложнее обстоит дело с
аналоговой схемотехникой, и вопрос увеличения рабочей частоты
практически не решен при переходе к СВЧ диапазону
(свыше 1 ГГц). Причиной этого является увеличение сложности
проектных конструкций и технологических решений РЭД
на более высоких частотах (или изменение диапазона
рабочих частот, характерных, например, для РЭ иесинусоидаль-
ных колебаний), проявляющееся при перестройке
производства в связи с изменением номенклатуры. Степень
увеличения относительных затрат на перестройку производства
РЭА СВЧ при росте частоты можно сравнить с поведением
функции exp (F"), где F — частота, отнесенная к 1 ГГц,
п — условный порядковый номер частотного диапазона.
Поскольку в настоящее время наблюдается тенденция
смещения рабочих частот РЭА в диапазон СВЧ, то задача
разработки и построения гибкого автоматизированного
производства РЭА СВЧ является чрезвычайно актуальной.
В то же время реализация ГАП на существующей ЭБ
крайне затруднена. Появление нового направления —
объемные интегральные схемы СВЧ (ОИС СВЧ) — позволяет
реализовать такую ЭБ, в рамках которой жизнеспособность
ГАП представляется возможной и целесообразной. Это
обусловлено следующими причинами [4J:
— принципиальная возможность разработки типовой
ЭБ в диапазоне свыше 1 ГГц;
—- единообразие технологического процесса
(возможность массового производства ЭБ);
— многофункциональность (даже возможность введения
функциональной избыточности по аналогии с цифровыми
ИС), что приводит к резкому сокращению номенклатуры
изделий;
— микроминиатюризация (до известной степени
предельно возможных габаритов), позволяющая резко
расширить диапазон рабочих частот (октава и выше).
Как известно, камнем преткновения традиционных
способов компоновки РЭА СВЧ является наличие большого
числа (сотни и больше) разъемов и переходов между узлами
ЭБ и блоками аппаратуры. Проблема практически снимается
при использовании ОИС, где устройства соединения
выполняются в виде сверхширокополосных балочных выводов.
Это позволяет оформлять ЭБ многофункциональными ОИС,
образующими законченную конструкцию. Задачи
компоновки и техпроцесса сборки при этом сведутся к разработке
типовых приемов, допускающих возможность практически

полной формализации описания технологических этапов
что создает предпосылки для их роботизации. Это
обстоятельство создает условия для алгоритмизации и
разработки программного обеспечения не только для
встроенных микропроцессоров, но и для ЭЦВМ общего
назначения.
Реализация такого подхода заставляет пересмотреть
взгляды на применение САПР в общей структуре ГАП.
Очевидно, что применение САПР целесообразно на нижнем
уровне ГАП —■ разработке ЭБ, а проектирование РЭА в
целом должно быть основано на системном подходе. Таким
образом, для целей ГАП необходима разработка САПР
на верхнем уровне (системное проектирование),
обеспечивающем взаимосвязь с роботизированными
производственными циклами. По сути дела, в основе ГАП находится
централизованный управляющий вычислительный комплекс,
осуществляющий информационную взаимосвязь между
основными структурными составляющими (складское хозяйство,
производственные мощности, система пооперационного и
выходного контроля и т. д.), управление механическими
связями (общими и (или) индивидуальными) и
производственными процессами [9].
Рассмотрим структуру и задачи автоматизированного
проектирования различных уровней в плане их
использования для целей организации ГАП. Техническое задание
в первую очередь обрабатывается на верхнем системном
уровне автоматизированного проектирования,
результатом которого является выработка технического задания
на ЭБ в нижний уровень — САПР, формирование набора
директив для управляющего вычислительного комплекса
и выдача задания подсистеме документирования. САПР
анализирует полученное техническое задание, определяет
наличие существующей ЭБ, а в случае ее отсутствия
разрабатывает на основе ОИС. Таким образом, САПР
выносится за пределы ГАП и отвечает за наличие ЭБ
необходимой номенклатуры в складском хозяйстве.
Резюмируя изложенное, можно сказать об
эффективности применения ОИС в качестве ЭБ современной РЭА
СВЧ, изготовление которой снимет большинство
традиционных трудностей производства, т. е. позволит перейти
к ГАП. В принципе общая структура ГАП довольно сложна
(по-видимому, по этому поводу будет написано еще много
книг и статей), но мы рассмотрим ниже только три
составные части ГАП: САПР, роботизацию и методы
контроля.

§ 4.2. Принципиальные основы подхода
к системе автоматизированного проектирования
аналого-цифровых ОИС СВЧ
Общие соображения. Построение любой системы
автоматизированного проектирования (САПР) и, в частности,
САПР ОИС СВЧ, априори предполагает наличие,
во-первых, достаточно разработанного, адекватного и
эффективного математического аппарата, дающего возможность с
достаточной (и гарантированной) для практики САПР
точностью описать (например, в терминах S-матрицы) базовый
элемент (БЭ) ОИС. Во-вторых, необходимо ясное и четкое
понимание характера физических явлений как при
возбуждении отдельного БЭ, так и связи между отдельным БЭ
схемы. Высокая степень адекватности математической
модели и реального БЭ может быть обеспечена только при
условии знания матрицы рассеяния БЭ на
электродинамическом уровне строгости 1). В равной мере это относится и
к проблеме взаимосвязи (санкционированной или
паразитной) между отдельными БЭ данного РЭА. Таким образом,
САПР может рассматриваться как некоторая структура,
включающая в себя все самые современные данные по
анализу матриц рассеяния БЭ (библиотека БЭ) и
взаимодействию (в общем случае многомодовому) между ними.
Система взаимосвязи между БЭ должна «уметь» решать
задачу синтеза, т. е. обеспечивать оптимальное (в
электродинамическом и конструктивном планах) соединение БЭ
в функциональные узлы при непременном учете требований
по физической и конструктивно-технологической
реализуемости параметров каждого БЭ. Нередко получение наперед
заданных электродинамических параметров (при некоторых
ограничительных условиях, таких, как, например,
конечное число элементов фильтра, согласующего
трансформатора и т. п.) оказывается возможным только при выполнении
некоторых «сверхтребований» технологического,
конструктивного, экономического и подобного им характера.
При этом следует помнить, что допустимы и такие
постановки задач синтеза, когда не требуется единственность
решения, удовлетворяющего поставленным условиям. Это
позволяет проводить отбор решений с помощью
дополнительных условий предпочтительности (приоритета).
х) Разумеется, б ряде случаев (длинноволновый диапазон,
например) можно ограничиться и данными статических и
квазистатических моделей. Однако всегда следует иметь в виду
ограниченность таких моделей.

Вместе с тем нельзя не отметить, что решение обратных
задач электродинамики и задач синтеза
электродинамических структур в основном опирается и ориентируется на
высокоэффективные алгоритмы численного (аналого-дис-
кретного) решения прямых задач (задач анализа). Поэтому
при разработке программ и алгоритмов для САПР особое
внимание должно уделяться вопросам адекватности,
точности расчета матрицы рассеяния и (или) импеданса,
удобству алгоритмизации и т. д. Теория дифракции волн
элементами ОИС СВЧ пока пользуется «стандартным» набором
идей, методов и алгоритмов, нашедших широкое применение
при анализе линий и устройств ИС СВЧ. Строго говоря,
развитые методы далеко не всегда удовлетворяют
потребности практики САПР: иногда это происходит по
принципиальным соображениям ограниченности метода или
модели (например, из-за невозможности продвижения в
более коротковолновый диапазон), иногда ■— по
«техническим» причинам (неудовлетворение требованиям
реализуемости, необходимости чрезмерных машинных ресурсов
и Др.).
Одним из наиболее серьезных требований к теории
дифракции, которые предъявляет САПР, является высокая
точность расчета матрицы рассеяния и, как следствие,
необходимая адекватность модели не только отдельного БЭ,
но целого функционального узла РЭА. Дело в том, что с
наперед заданной точностью должен быть рассчитан весь
функционально-конструктивный узел (например,
отдельный блок ОИС), состоящий из многих БЭ. Таким образом, в
САПР фигурирует некоторая интегральная точность, что,
естественно, означает высокие требования к точности модели
каждого БЭ. Кроме того, модель БЭ должна учитывать
возможные технологические, температурные, радиационные
и др. разбросы параметров ОИС. В целом вопросы
функционально-вероятностного аспекта теории САПР
представляют первостепенный практический интерес, и в этом
направлении предстоит еще очень много сделать.
Сказанное выше свидетельствует о необходимости
привлечения преимущественно строгих методов математической
теории дифракции для создания моделей БЭ. Разумеется,
нет нужды применять сложные и «дорогостоящие»
электродинамические модели для ИС и ОИС, предназначенных для
функционирования в РЭА достаточно длинноволновых
диапазонов, где более простые и «дешевые» статические и
(или) квазистатические модели дают приемлемые для
практики точности (см., например, [2, § 2.4, с. 120]), где приво-
01

дятся результаты сопряжения квазистатического и
высокочастотного асимптотического приближений в теории НПЛ).
Однако применение строгих подходов необходимо по ряду
причин. Во-первых, они являются единственно пригодными
в так называемой резонансной области частот и размеров,
в которой неприменимы ни квазистатические (c/A-Cl, a —.
характерный геометрический размер БЭ или его отдельных
частей), ни асимптотические (й/А,^>1) методы. Во-вторых,
зачастую только строгий подход позволяет вскрыть и
понять «тонкую» структуру физического явления.
Характерным примером в этом плане является строгая теория НПЛ
[2, гл. 21. При этом уже одно применение строгого подхода
к решению ключевой (полубесконечной) задачи приводит к
глубоким и фундаментальным математическим и
физическим результатам. Одним из них является, например, разная
по знаку реакция края (емкостная или индуктивная)
ключевой для НПЛ структуры в зависимости от угла падения
волны на ее край.
Вместе с тем естественно, что строгие подходы всегда
значительно более трудоемки, и в ряде случаев для САПР
можно использовать, как мы уже отмечали, статические,
квазистатические или асимптотические методы и модели.
Принцип декомпозиции. ИС и тем более ОИС СВЧ
представляют собой весьма сложные объекты дифракции.
Поэтому анализ даже достаточно простого функционального
узла (состоящего, к примеру, из трех — пяти
функциональных или базовых элементов) представляет подчас
непреодолимую даже для самых современных ЭЦВМ задачу. Выход
состоит в предварительном разбиении (декомпозиции)
схемы на ряд составных элементов. Обычно это БЭ ОИС,
каждый из которых несет определенную функциональную
нагрузку (поворот линии, межэтажный переход, полосовой
фильтр, смеситель, автогенератор и т. п.). В свою очередь
сложные БЭ также могут быть расчленены на ряд более
простых составных элементов и т. п.
В общую функциональную схему (и конструкцию) БЭ
объединяются системой соединительных каналов, роль
которых в ОИС выполняют линии связи самого разного типа:
полосковые, щелевые, волноводные, диэлектрические, а
также всевозможные их комбинации. Дальнейшее развитие
принципа ОИС конструирования РЭА, несомненно,
приведет к появлению новых типов линий. С общей точки зрения
любое радиотехническое устройство обработки информации
может рассматриваться как некоторый преобразователь и
трансформатор [17]. Учитывая, что в ОИС СВЧ наперед
92

принимаются все меры для исключения паразитной связи
между БЭ (например, за счет поля излучения), можно
сказать, что ОИС есть волноводный трансформатор. Волновод-
ный трансформатор представляет собой некоторую
структуру со многими входами и выходами. Для его описания в
терминах матрицы рассеяния 5 выделим в приходящих
(уходящих) к (от) трансформатору линиях передачи
некоторые входные сечения Qa, а=1, 2, . . ., р. Пусть поле в
поперечном сечении Qa разложено по полной системе ортонор-
мированных функций {Е, Н):
Еа V) — JL) ап (одСп (а) (г)> "а (г) — Zi"n <a)"n i
п=1
п=1
(15)
Если среда внутри волноводного трансформатора линейна
и источники поля отсутствуют, то векторы
(1). ^2(1)>
2(D>
., к
21 (2) > а2 (2) >
<2)> ^2(2)>
■■■).
■•)
связаны линейной однородной зависимостью
a^Zb, b = Ya. (16)
Квадратные матрицы Z и Y называют матрицей
сопротивлений и матрицей проводимостей. Они имеют следующий
вид:
"Zii ZiZ
Z21 Z22
z=
■Zp\ Zpz
%ip~\
°2p
-pp
(17)
причем каждая клетка ZaP — бесконечная матрица:
Zaft =
yafi „aft
''21 ^-22
(18)
a, P=l, 2, . . ., p. Матрица проводимостей Y имеет
совершенно аналогичную конструкцию.
Для перехода от матриц Z, Y к матрице рассеяния S
представим поле в каждом сечении Qa в виде суперпозиции
прямых (помечены знаком плюс) и обратных (знак минус)
собственных волн (вместо общих разложений вида (15))
93

линии:
t.a — Zj \pn (a.)L*n («) ~r~ Cn Ico^n (a>)>
nll + (19)
tla, == Zj \fn (ul"n lay ~T Cn ia)"n <«>)•
Из (15) и (19) непосредственно вытекает
а = с+ + с~, Ъ^с+—с~. (20)
Амплитуды прямых (с+) и обратных (с~) волн связаны
линейным однородным соотношением
c~=Sc+, (21)
в котором S обозначает матрицу рассеяния, которая
позволяет по заданным амплитудам падающих (приходящих)
волн (с+) определить амплитуды всех отраженных
(уходящих) волн (с~).
Построение матрицы рассеяния S (равно как и матриц Z,
Y) для некоторого функционально-конструктивного узла
ОИС либо всего устройства в целом по набору известных
матриц рассеяния (сопротивлений, проводимости) БЭ
производится по правилам линейной алгебры, широко
используемой в теории радиотехнических цепей. Однако здесь есть
ряд тонкостей, которые мы обсудим в следующем пункте.
Матрица рассеяния функционально-конструктивного
узла РЭА. Итак, электродинамический (или более
простые — квазистатический, квазиоптический и др.) анализ
позволяет получить модель БЭ в виде его матрицы
рассеяния S (или матриц Z, Y). Нахождение общей матрицы 5
для некоторым образом выделенного из всей схемы РЭА
функционально-конструктивного узла проводится по
достаточно хорошо разработанным методам и алгоритмам.
Условно их можно разделить на четыре группы:
алгебраический, топологический, теоретико-множественный и
комбинированный методы.
Группа алгебраических методов основана на
предварительном представлении информации о БЭ в виде матриц
(S, Z, Y или др.) типа (17), (18) и дальнейшем их
«сворачивании» в общую матрицу. Алгебраические методы являются
наиболее формализованным аппаратом САПР.
В группе топологических методов в качестве основного
понятия используется граф схемы или матрицы.
Топологический подход позволяет достаточно просто и наглядно
отобразить связи между переменными и параметрами моде-

дируемого устройства. Другой его особенностью является
отсутствие промежуточных аналитических преобразований.
Группа теоретико-множественных методов основывается
на отображении модели БЭ или функционального узла
частично-упорядоченными множествами цифровых индексов,
изоморфных элементов исходной модели, а также на
строгой последовательности операций над этими множествами.
Каждый из перечисленных методов обладает
определенными достоинствами и недостатками. Так, к примеру, ал-
гебраичный подход достаточно прост, имеет четкую
физическую интерпретацию и т. д. Однако при оперировании
с матрицами высоких порядков сказывается их
громоздкость, потеря точности (при обращении матриц с
неточным знанием их элементов) и т. п. Предпочтительными в
этом отношении оказываются топологические методы: они
позволяют получить искомую матрицу непосредственно по
графу (без дополнительных аналитических преобразований).
Вместе с тем перечисленные процедуры обладают и
некоторым общим дефектом, состоящим в необходимости хранения
в оперативной памяти ЭЦВМ матриц большого порядка.
Поэтому в ряде случаев желательно пользоваться
комбинированным подходом, композиционно включающим в себя
различные группы методов. На сегодняшний день
разработан численно-аналитический метод макромоделирования
больших систем уравнений, позволяющий очень эффективно
решать задачи параметрической оптимизации объектов
проектирования (Борисов Н. И., Шрамков И. Г., 1984).
Следует отметить также, что в рамка:: каждого из
перечисленных подходов можно выделить прямые методы и
методы эквивалентных преобразований. При этом прямой
подход означает непосредственное определение S, Z, Y
по некоторой модели БЭ или функционального узла. В ряде
случаев целесообразно ввести некоторый дополнительный
этап проектирования — упростить (насколько это допустимо
и возможно) исходную-модель. И тогда такой подход можно
отнести к группе методов эквивалентных преобразований.
Рассматривая вопросы развития САПР, отметим, что
на уровне проектирования функциональных узлов
(существующие СВЧ САПР ориентированы и применимы именно к
таким задачам, а не к задачам системного проектирования)
учет влияния элементов друг на друга в НЧ диапазоне
решался на уровне уравнений Кирхгофа. При этом
пользователь САПР имеет возможность получать информацию о
интересующих его параметрах схемы (токов и напряжений
в любом узле и (или) ветви) практически на любом этапе

анализа и синтеза. Исторически сложилось так, что
исследования в области СВЧ САПР начались несколько позже.
Это привело к тому, что СВЧ САПР «унаследовали»
архитектуру и (по большей части) основные идеи НЧ САПР.
Последствием такого подхода явилось стремление описывать
БЭ такими функциями, которые могут быть определены
через амплитудные значения прямых и отраженных волн
и (или) токи и напряжения.
Переход к ОИС требует знания структуры и числовых
характеристик электромагнитного поля внутри устройства
в качестве основного информативного параметра. Таким
образом, в САПР ОИС СВЧ на первый план выдвигается
«полевой» принцип, что предъявляет вполне определенные
требования к математическому обеспечению и техническим
средствам таких САПР. Главными из них являются:
— прикладное математическое обеспечение (решение
задач трехмерного моделирования) должно давать
возможность расчета электромагнитного поля в любой точке
внутри рассматриваемой объемной схемы;
— технические средства (графический дисплей) должны
обеспечивать возможность графического изображения не
только топологического рисунка ОИС СВЧ, но и силовых
линий электромагнитного поля.
Выполнение первого условия потребует, очевидно,
наличия либо ЭВМ с весьма большими вычислительными
ресурсами по части производительности и оперативной
памяти, либо комплекса ЭВМ (с относительно малыми
вычислительными ресурсами — мини-ЭВМ и микро-ЭВМ) и
центрального процессора, осуществляющего диспетчерские
функции.
Выполнение же второго требования означает наличие
графического трехкоординатного дисплея с цветным
изображением для одновременного представления как
трехмерной топологии схемы, так и графического изображения
полей (при необходимости и (или) их особенностей).
Дополнительным основным требованием к
математическому обеспечению САПР ОИС СВЧ, определяющим
жизнеспособность и популярность среди пользователей, является
«дружелюбие» по отношению к ним. Выполнение этого
требования означает наличие развитого обеспечения:
лингвистического, организационного, системного и др.
Структура САПР и режимы ее функционирования. К
настоящему времени реализовано несколько САПР ИС СВЧ.
Две из них были описаны в [2, § 1.3] (там же даны
соответствующие ссылки). Здесь мы не будем повторять эти сведе-

ния подробно, а сформулируем только основные принципы
САПР уровня структуры с параметрическим синтезом
качества. К сожалению, работы по структурному синтезу
находятся еще на начальной стадии становления.
Структура системы САПР ОИС СВЧ (на уровне
параметрического синтеза БЭ и функционального узла) ничем не
отличается от структур САПР для ИС СВЧ или гибридных
ИС СВЧ. Наиболее сложный и ответственный этап
проектирования РЭА — компоновка модуля — производится
проектировщиком на предварительной стадии создания эскиза
РЭА на основании личного и коллективного опыта, общих
условий размещения СВЧ модуля в радиокомплексе,
характера требований ТЗ по обеспечению массогабаритных,
температурных, влажностных, ударных и других характеристик;
при этом должны быть взаимно увязаны принципиально
радиоэлектронные, конструктивные, технологические и
эксплуатационные особенности данного РЭА. После этапа
предварительной компоновки СВЧ модуля, определения
набора необходимого числа БЭ и их характеристик
вступает в действие САПР, осуществляющая полный или
квазиполный параметрический синтез модуля по необходимому
числу показателей и возможным (необходимым) пределам
их изменений. Общая эффективность модуля СВЧ, равно
как и всего РЭА в целом, оценивается целевой функцией
<£ = /(*!, х2, ..., xn) = f(X), (22)
где элементы xt множества X являются частными целевыми
функциями, определяющими количественные и (или)
качественные параметры РЭА в соответствии с ТЗ на
проектирование, производство и особенности эксплуатации
(например, связанные с задачами электромагнитной совместимости
проектируемого РЭА со всем радиоэлектронным
комплексом и т. д.).
Перечислим некоторые из таких параметров: массога-
баритные данные, энергопотребление, диапазон частот,
быстродействие, чувствительность, коэффициент усиления,
полоса пропускания, степень подавления сигнала (помехи)
в полосе непропускаиия, дальность действия, точность,
безотказность, долговечность, ремонтопригодность,
сохраняемость, прочность (вибрационная, ударная и др.),
влагостойкость, унификация, обеспечение кондуктивной
передачи теплоты и конвективного теплообмена, радиационная
стойкость и баростойкость, технологичность,
безопасность, экономичность и т. д. Разумеется, оптимизация РЭА
по перечисленным типам показателей должна учитывать

наличие фундаментальных пределов радиоэлектроники
(см. Введение), ограниченность машинных ресурсов, наличие
программного обеспечения САПР и мн. др., т. е. как
частные целевые функции f{X), так и целевая функция <§ в (22)
должны иметь соответствующие ограничения. Следует
отметить, что и выбор модели целевой функции &, и задание
независимых или квазинезависимых элементов xt
оптимизации суть достаточно сложная задача, при решении
которой необходимо включать в модель не все возможные
параметры РЭА, а лишь некоррелирующие или мало
коррелирующие друг с другом. При этом зачастую пользуются
некоторыми ицтегральными (или обобщенными)
параметрами, объединяющими в одну группу показателей однородные
параметры с установлением «веса» каждого из них. Это
позволяет в ряде случаев существенно уменьшить необходимые
машинные ресурсы. Для решения задачи максимизации
(минимизации) целевой функции (22) разработано и с
успехом применяется в радиоэлектронике большое число
различных методов оптимизации.
Исходя из изложенного, можно сформулировать
следующие основные принципы, которые должны быть положены
в основу САПР ОИС СВЧ:
1. Простота доступа к системе для пользователя на всех
этапах проектирования и производства с возможностью
поэтапного эффективного контроля результатов.
2. Способности компиляции сложных функциональных
узлов РЭА на основе элементарных БЭ, составляющих
библиотеку (архив) САПР.
3. Гибкость и незамкнутость САПР, что позволяет
применять ее для оперативного решения большого класса
задач (в частности, построения матриц рассения новых типов
БЭ на основе компиляции по данным их составных частей),
а также способность к (во всяком случае, аддитивному)
пополнению библиотеки фундаментальных БЭ, в том числе
и экспериментальными данными.
4. Возможность диалога САПР с пользователем на всех
этапах проектирования и производства.
5. Работа САПР в различных режимах, как, например,
«справочника», «накопителя» и др.
6. Способность производить статистический анализ
функциональных узлов и всего модуля (учет влияния разброса
электрических, геометрических и других параметров на
интегральные характеристики).
7. Удобство и оперативность выхода к аналоговым
структурам (АВМ).
?8

Итак, последовательность прохождения задачи
разработки ОИС СВЧ в САПР и назначение основных ее частей
представляются следующими. Разработчик, пользуясь
проблемно-ориентированными языками, составляет задание; оно
обрабатывается одним из трансляторов (выбор транслятора
зависит от задания), который выдает управляющую
информацию для мониторной системы. Мониторная система
организует весь вычислительный процесс, формируя
требующийся по заданию комплекс программных и технических
подсистем. САПР оперирует с комплексом библиотек,
обслуживающих все программные подсистемы на различных
этапах проектирования. Программные подсистемы
предназначены для решения задач многовариантного анализа
(изменение параметров задает разработчик), оптимизации
(изменение параметров задается автоматически для
нахождения экстремума целевой функции из библиотеки целевых
функций, входящей в комплекс библиотек), линейного
анализа в частотной (гармоническое возбуждение) и временной
областях (переходные процессы при воздействии
негармоническим сигналом), анализа влияния допусков и т. д.
Отметим, что исследования по созданию программных
подсистем анализа ОИС СВЧ с сосредоточенными,
полусосредоточенными и распределенными нелинейностями еще
далеки от завершения. Информационная связь между
комплексом библиотек и программными подсистемами
осуществляется через информационные поля, которые имеют обычно
списочную структуру. Дисплеи предназначены для
оперативного диалога с ЭВМ на алфавитно-цифровом и
графическом уровнях. Диалог на графическом уровне в задачах
разработки ОИС СВЧ требуется на этапе, например,
системного проектирования, когда необходимо оперативно
■изменять структуру проектируемой ОИС с автоматическим
(без вмешательства пользователя [9]) изменением
структуры и параметров ее математической модели. Другие
терминалы предназначены в основном для получения текстовых
и графических документов, необходимых для
технологической подготовки производства и (может быть)
управления им.
§ 4.3. Использование робототехники
в^производстве РЭА на ОИС
Роль роботов в системе ГАП аналого-цифровой РЭА,
несомненно, высока, поскольку в этом случае появляется
возможность практически полного исключения участия
99

человека в выполнении малопроизводительных и
монотонных операций. Особенно перспективной областью
применения роботов (механических манипуляторов) являются
производства, требующие особых санитарно-гигиенических
условий в производственных помещениях (вакуумная
гигиена).
Производственный цикл изготовления РЭА включает в
себя основные участки: складские хозяйства, конвейерную
линию сборки, транспортные линии и отдел технического
контроля. На каждом участке цикла требуется выполнение
определенного вида механических работ, связанных с
отбором ЭБ РЭА на складе, транспортировкой их на
конвейерную линию и дальнейшей сборкой. С конвейерной линии
готовая аппаратура транспортируется на участок контроля
выходных параметров РЭА, а затем на склад готовой
продукции. Выполнение всех этих работ в принципе должно
осуществляться роботехническими средствами
(механические манипуляторы, роботы-тележки, роботы-кладовщики
и пр.).
Основная часть используемых в настоящее время
роботов относится к поколению программно-управляемых. Для
их успешного функционирования интенсивно
разрабатываются органы связи с внешней средой (органы зрения,
чувства, адаптации и т. д.), присущие человеку.
Поскольку виды выполняемых операций в системе ГАП
разнообразны, иногда противоположны по характеру, то роботам
должна быть присуща, с одной стороны, специализация, а
с другой — универсальность. Нет сомнения, что в будущем
роботы станут более универсальными, гибкими в
производственном отношении, а также будут обладать некоторой
долей интеллекта, необходимой и достаточной для выполнения
заданных им функций. Это возможно с созданием
совершенных человеко-машинных интерфейсов. Примером этому
является робот, разработанный американскими учеными
(1982 г.), который собирает с помощью механических
пальцев, камеры-глаза и компьютера-мозга кубик Рубика менее
чем за четыре минуты [15]. Такие роботы на сегодняшний
день являются идеальными для сборки РЭА СВЧ на ОИС.
В целом элементная база, выполненная на основе ОИС,
создает предпосылки для применения механических
манипуляторов (роботов) в основных технологических операциях.
Это связано со следующими достоинствами ОИС:
— законченные узлы ЭБ имеют в основном форму
параллелепипеда, что позволяет унифицировать и форму рабочих
органов манипуляторов;
100

— расположение выводов энергии на гранях упрощает
и позволяет формализовать технологию сборки;
— локализация электромагнитных полей внутри ЭБ
упрощает процедуру пооперационного контроля;
— конструктивное выполнение ОИС в виде многослойной
структуры позволяет вводить дополнительные металло-ди-
электрические слои, что дает возможность подстраивать
ЭБ в процессе сборки при высокой технологичности
и т. д.
Реализация перечисленных достоинств ОИС СВЧ для
целей ГАП потребует в настоящее время и, очевидно, в
ближайшем будущем применения в некоторой степени
иерархического подхода как в вопросах построения самих
роботов, так и в системе взаимодействия и управления ими. Это
требование обусловлено в основном стоимостными
показателями. К низшему уровню можно отнести роботы (со
встроенным микропроцессорным управлением, осуществляемым
с помощью «жесткой» программы), предназначенные для
выполнения чисто механических действий
(транспортировка, погрузка-разгрузка и подобные им простые работы).
На среднем уровне будут находится роботы, выполняющие
сложные механические действия, сочетающиеся с
несложными функциональными операциями. Здесь управляющий
микропроцессор должен обладать возможностью частичной
адаптации своего программного обеспечения по командам
центрального процессора. Роботы высшего уровня должны
обладать хотя бы частичным интеллектом, т. е.
возможностью анализировать ситуацию и принимать решения при
сохранении за центральным процессором приоритета
принятия окончательного решения [9].
Качество информационной взаимосвязи между
роботами, выполняющими отдельные технологические операции,
естественно, определяется качеством первичной информации
о параметрах технологического процесса, непосредственно
влияющих на электрические характеристики изготовляемой
схемы. Отсюда вытекает значимость, во-первых, точностных
характеристик контрольных датчиков (этот вопрос
рассматривается в § 4.4) и, во-вторых, эффективностью
организации системы обратной связи от технологического процесса
к центральному процессору посредством соответствующего
программного и технического обеспечения. В будущем,
конечно, значимость роботов в системе ГАП отпадет,
поскольку их действия, обмен информацией между ними и т. д.
сольются в единое целое роботизированного
завода-изготовителя [9].
101

§ 4.4. Контрольные датчики в системе ГАП
Источником информации на основных этапах
изготовления РЭА на базе ОИС СВЧ являются контрольные датчики
со средствами преобразования аналоговой измерительной
информации в цифровой код (по существу, это
измерительные преобразователи). Номенклатура датчиков в ГАП РЭА
определяется ее функциональными особенностями. Это и
входной, и пооперационный, и выходной контроль ЭБ,
законченных функциональных узлов и аппаратуры в целом.
Рассмотрим некоторые типичные датчики, которые
найдут применение.в системе ГАП.
При создании миниатюрных БЭ измерительных
преобразователей необходимо широко использовать принципы
проектирования ОИС СВЧ, причем выводы энергии
преобразователей должны быть согласованы со стандартными
измерительными трактами L).
Следует отметить, что надежность СВЧ модулей на этапе
сборки и регулировки во многом определяется качеством
пооперационного контроля БЭ и функциональных узлов.
Пооперационный контроль позволяет своевременно
обнаружить отклонение выходных параметров от заданных и,
если возможно, скорректировать его соответствующей
регулировкой либо снять с дальнейшего монтажа бракованный
узел.
Несмотря на простоту конструкции и технологического
процесса изготовления ИС СВЧ, надежность при их
использовании в многофункциональных ОИС должна быть
исключительно высокой, что обуславливает весьма жесткие
требования на конструктивно-электрические характеристики
ОИС. Особенности технологии изготовления ОИС СВЧ
делают пооперационный контроль и измерение их
электрических характеристик на базе существующего
измерительного оборудования (коакскально-волноводные
измерительные тракты) практически невозможным. В результате этого
бракованные узлы обнаруживаются только в конце
технологического цикла сборки СВЧ модуля при проверке его
интегральных характеристик в отделе технического
контроля, что существенно снижает выход годных изделий.
г) Существует большая многолетняя и весьма, к сожалению,
устойчивая проблема согласования новой «иестандартной» РЭА со
стандартной измерительной аппаратурой. Она во многом
определяется ведомственной разобщенностью создателей РЭА и
измерительной техники.
102

Учитывая высокие темпы развития ОЙС СВЧ и переход
к их массовому производству, необходимо:
— увеличивать быстродействие контрольных датчиков,
связанное с их механическим подключением к сборочному
узлу на технологической линии;
— использовать простые по конструкции
широкополосные переходы на миниатюрные ЛП, имеющие высокую
повторяемость параметров при многократном переключении;
Рис. 4.1
— более широко применять неразрушающие методы
контроля;
— повышать точность измерений с использованием
микропроцессоров;
— автоматизировать процесс измерения, обработки и
регистрации данных (А. Н. Тихонов, 1980).
Ниже предлагаются пути реализации перечисленных
требований к измерительным преобразователям,
использующим физико-технические свойства ОИС СВЧ, и
рассматриваются некоторые типичные датчики, которые
перспективны для применения в системе ГАП.
Многозондовый датчик для измерения комплексных
сопротивлений. Конструкция измерительного датчика
комплексных сопротивлений показана на рис. 4.1. Основы
датчика составляют: диэлектрическая подложка /, на одной
стороне которой расположен узкий проводник НПЛ 2,
а с другой стороны подложки, в экранном слое 3
(перпендикулярно НПЛ), выполнены четыре измерительных зонда
А, В, С, D влвиде закороченных с одной стороны СЩЛ на
расстоянии / друг от друга, равном 1/8 средней длины волны
103

в НПЛ. Измерительный датчик изготавливается из
материала той же толщины, что и измеряемая СВЧ ИС.
Подсоединение измеряемой ИС к датчику производится с помощью
гальванических прижимов либо за счет встроенного датчика
в ИС для контроля частотных характеристик на всех этапах
(операциях) технологической сборки.
Особенности работы измерительного датчика состоят в
следующем. Отрезок НПЛ 2 с одной стороны подключается
к генератору СВЧ колебаний, а с другой нагружается иа
измеряемую комплексную нагрузку, между которыми в
НПЛ возникает стоячая волна.
В СЩЛ ответвляется небольшая часть мощности,
распространяющейся по НПЛ. Поперечное магнитное поле
НПЛ совпадает по направлению с магнитным полем СЩЛ,
причем амплитуда сигнала, проходящего по СЩЛ,
пропорциональна суммарной амплитуде падающей и отраженной
от исследуемой нагрузки волн в соответствующей точке
НПЛ. Коэффициент связи между НПЛ и СЩЛ зависит от
расстояния х0 между центром НПЛ и короткозамкнутым
концом СЩЛ, а также волнового сопротивления СЩЛ.
Мощность волны, возбуждаемой в СЩЛ, через переключатели
на pin-диодах 4—13 подается на общую квадратичную
детекторную секцию 14. Применение переключателей исключает
проблему подбора идентичных по характеристикам
детекторов, что существенно повышает точность датчика.
Экспресс-метод контроля диэлектрических проницаемос-
тей подложек. Для обеспечения высокой надежности СВЧ
модуля в ряде случаев необходим 100-процентный
браковочный контроль подложек по диэлектрической проницаемости.
В этом случае желательно применять неразрушающий
метод контроля. Среди всех известных способов наибольшее
распространение на практике получил резонансный метод с
использованием кольцевого резонатора на НПЛ (рис. 4.2).
Кольцевой резонатор 1 выполнен на верхней стороне
подложки 2, а в слое металла 3 вырезаны входная 4 и
выходная 5 СЩЛ. Возбуждение резонатора осуществляется
по магнитному полю (индуктивное возбуждение).
Исследуемый образец 6 накладывается на поверхность резонатора,
перекрывая его полностью.
Принцип работы контрольного датчика следующий.
Сигнал, подаваемый от генератора через резонатор,
попадает на детектор, с помощью которого фиксируется
резонансная частота. При внесении на поверхность резонатора
диэлектрической подложки наблюдается смещение
резонансной частоты. Поскольку проницаемость среды пропор-

циональна квадрату частоты [4], диэлектрическая
проницаемость исследуемого материала определяется через
смещение резонансной частоты.
Рассмотренный датчик простив изготовлении и
эксплуатации; особенно он эффективен при отслеживании «полей»
допусков на стадии входного контроля.
Датчик контроля поверхностных электромагнитных
волн. Реализация функциональных узлов на
поверхностных акустических волнах (ПАВ) и магнитостатических
волнах (МСВ) возможна только на подложках (пленках)
Рис. 4.2
с определенными физическими свойствами. Стоимость
подложек (например, ниобата лития для ПАВ или железо-
иттриевого граната для МСВ) с топологией
функционального узла довольно высока. Поэтому одной из важных задач
при изготовлении ОИС СВЧ является входной контроль
пьезоподложек или ферромагнитных пленок, эпитаксиально
выращенных на галлий-гадолиниевом гранате. Этот
контроль осуществляется через экспериментальные измерения
амплитуды и частоты поверхностных волн.
Конструкция датчика приведена на рис. 4.3. Его
основание выполнено на диэлектрической подложке 1, на верхней
стороне которой расположены два полубесконечных слоя
металла 2 и 3, разйесенных на расстояние, соответствующее
исключению взаимодействия входной и выходной ЛП по
электромагнитному полю. В слоях металла соосно вырезаны
щели 4 и 5 со скачком по ширине, причём узкими щелями
являются СЩЛ входа 6 и выхода 7, а на широких участках
щелей выполнены встречно-штыревые преобразователи 8

и 9. На поверхность встречно-штыревых преобразователей
накладывается пьезокристалл 10.
При возбуждении входного плеча 6 электромагнитная
волна преобразуется в ПАВ пьезоподложки, а в выходном
преобразователе будет наблюдаться обратное явление.
Таким образом, без пьезоподложки сигнал на детекторе
будет отсутствовать; при ее введении на выходе можно
получить амплитудно-частотную характеристику этого узла.
По измеренной амплитуде сигнала на резонансной частоте
определяются прямые потери ПАВ в пьезоподложке.
Рис. 4.3
Аналогичные измерения на этом же датчике (не меняя
размеров в топологическом рисунке) можно проводить для
МСВ. При этом достаточно на поверхность
встречно-штыревых преобразователей наложить ферромагнитную
подложку. Отличием при измерении ПАВ и МСВ будет
увеличение резонансной частоты (эта разница примерно
соответствует одному порядку).
Датчик дискретизации частотного масштаба. Проблемы
обнаружения сигнала и измерения его частоты в широком
диапазоне издавна решались разработчиками при
проектировании панорамных приемников, анализаторов спектра,
панорамных измерителей частотных характеристик СВЧ
цепей и т. д. Наиболее остро здесь стоят задачи определения
мгновенных значений частоты. Известно много способов
решения такого рода задач, например метод
перестраиваемого резонансного волномера, феррорезонансные методы,
Ш6

масштабный метод с использованием линий задержки и
некоторые другие. Остановимся более подробно на масштабном
методе, позволяющем довольно просто преобразовывать
СВЧ сигнал в низкочастотный и осуществлять дальнейшее
преобразование в цифровой код, получая таким образом
формирования частотного масштаба в виде б-импульсов.
В настоящее время не решены в полной мере вопросы по
реализации измерительных преобразователей масштабных
частотных меток в сантиметровом диапазоне длин волн.
Это связано в первую очередь с трудностью изготовления
линий с большим временем задержки (Ю-6—Ю-5 с) и
Рис. 4.4
малыми потерями. Последние два параметра связаны между
собой — для достижения указанных времен задержки
требуются десятки метров ЛП, которые имеют собственные
потери. Использование линий задержки на ПАВ ограничено
верхним частотным пределом (единицы ГГц).
Последние достижения по исследованию медленных МСВ
в ферромагнитных материалах показали перспективность
реализации в сантиметровом диапазоне линий задержки на
галлий-гадолиниевом гранате (ГГГ) с эпитоксиально
выращенным слоем железо-иттриевого граната (ЖИГ).
Внешнее магнитное поле имеет касательное направление
относительно поверхности слоев.
Линия задержки на МСВ отвечает требованиям,
необходимым для ее использования в схемах формирования
масштабных частотных меток. Реализация схемы приведена
на рис. 4.4. В схеме используется смеситель на гибридном
кольцевом мосте, рассмотренном в гл. III, два входа
которых соединены через линию задержки на MGB, причем ее
возбуждение осуществляется в плоскости А — А
-отрезками ПЛ.
Принцип работы измерительного преобразователя,
построенного в виде многослойной ОИС (ГГГ — ЖИГ — про-

водники НПЛ — диэлектрик — металл с СЩЛ —
низкочастотный блок цифровой обработки сигнала), следующий.
При подаче свипируемого СВЧ сигнала, частота которого,
изменяется например, по линейному закону, половина
мощности через Т-соединение на СЩЛ^НПЛ поступает на
вход смесителя частоты, а другая половина — на линию
задержки, в которой при касательном подмагничивании
возбуждается медленная МСВ. Выходное плечо линии
задержки непосредственно включено через межслойный переход
НПЛ;= :СЩЛ в смеситель. Внутренняя металлизация кольца
не имеет гальванического контакта с токоведущими
проводниками подводящих линий передачи, что позволяет
использовать ее в виде контактной площадки для подключения
источника питания смесительных диодов и съема сигнала
промежуточной частоты (ПЧ) для передачи в блок
обработки частотных меток, который является дополнительным
крайним слоем ОИС.
Таким образом, в смеситель попадают два сигнала,
задержанные друг относительно друга на время т. В
большинстве практических случаев период изменения частоты
генератора значительно больше, чем время задержки
сигнала в линии. Поэтому можно с достаточной степенью точности
принять частоты задержанного и незадержанного сигналов
равными. Относительное же изменение фазы сигналов при
их суммировании в смесителе приведет к появлению биений
с периодом Т на выходе смесительных диодов. Изменение
частоты генератора за период биений определяется как
\1Т. Далее полученный низкочастотный сигнал с помощью
блока обработки на логических схемах (последний этаж
ОИС) преобразуется в цифровой код. Применение
микропроцессоров значительно упрощает схему измерения и
существенно сокращает время измерения значения
мгновенной частоты. Однако основным его назначением остается
пооперационный контроль частотных характеристик ЭБ
при их сборке в ОИС СВЧ.
В заключение необходимо отметить, что применение
новых принципов построения ЭБ измерительных
преобразователей на основе ОИС СВЧ позволило существенно
сократить габариты, а главное — улучшить электрофизические
параметры, уменьшить погрешность измерений и т. д.
ОИС СВЧ в сочетании с микропроцессорами открывают
поистине революционные возможности в проектировании
и создании измерительных преобразователей.

ВМЕСТО ЗАКЛЮЧЕНИЯ
Уже из того краткого перечня принципов, идей,
результатов и перспектив ОИССВЧ, который могла вместить наша
небольшая книжка, видно, сколь много еще нужно (и
можно!) сделать для реализации огромных возможностей
изложенного метода проектирования и построения СВЧ
модулей аналоговой и цифровой РЭА.
Разумеется, авторы и их коллеги из состава большого
неформального коллектива, в течении нескольких лет
активно работающие над проблемой ОИС СВЧ, ни на минуту не
видят в этом научном направлении панацею от всех «бед»
современной радиоэлектроники. Имеется много других
интереснейших возможностей в решении глобальной
проблемы сверхбыстрой обработки информации структурами
(видимо, все же в принципе своем объемными) с
минимальными габаритами и весом. Прежде всего здесь хотелось бы
отметить оптоэлектронику, в которой речь идет о приборах
и элементах, имеющих исчезающие малые размеры. Так,
один кремниевый кристалл площадью 20 мм2 вмещает до
10е транзисторов, объединенных по заданной схеме. На
пороге эра субмикронной технологии, которая способна,
как утверждают специалисты, существенно уменьшить
габариты (даже непривычно говорить о габаритах, когда
размер элемента порядка 1 мкм!), а стало быть, и скорость
выполнения элементарных операций над цифровыми
сигналами. Известно, что время переключения транзисторов на
кремнии составляет миллиардные доли секунды, а на арсе-
ниде галлия (да еще с охлаждением до температур жидкого
азота) уменьшение времени срабатывания ожидается еще
на один-два порядка.

ЗАИНТЕРЕСОВАННОМУ ЧИТАТЕЛЮ — СПИСОК
РЕКОМЕНДУЕМОЙ ЛИТЕРАТУРЫ
1. Нефёдов Е. И. Радиоэлектроника наших дней.— М.: Наука,
1986.—192 с.
2. Нефёдов Е. И., Фиалковский А. Т. Полосковые линии
передачи.— М.: Наука, 1980.— 312 с.
3. Электродинамические основы автоматизированного
проектирования интегральных схем СВЧ/ Под ред. Е. И. Нефёдова.— М.:
Изд. ИРЭ АН СССР, 1981. 226 с.
4. Гвоздев В.И., Нефёдов Е. И. Объемные интегральные схемы
СВЧ. — М.: Наука, 1985.
5. Зарипов И. Ф., Горбатов С. А. Элементы теории нелинейных
электромагнитных систем с распределенными параметрами.— М.:
Наука, 1979.—255 с.
6. Нефёдов Е. И. Открытые коаксиальные резонансные
структуры.— М.: Наука, 1982.— 220 с.
7. Панченко Б. А., Нефёдов Е. И. Микрополосковые антенны.—
М.: Радио и связь, 1986.—145 с.
8. Хармут X. Ф. Несинусоидальные волны в радиолокации и
радиосвязи / Пер. с англ.— М.: Радио и связь, 1985.— 373 с.
9. Михайлов Б. М., Нерода Б.]Ц., Кузнецов М.Н. Гибкие
автоматические производства.—М.: Знание, 1985.— 64 с.
10. Нефёдов Е. И., Фиалковский А. Т. Асимптотическая теория
дифракции электромагнитных волн на конечных структурах.—
М.: Наука, 1972.— 204 с.
11. Нефёдов Е. И. Дифракция электромагнитных волн на
диэлектрических структурах.— М.: Наука, 1979.—272 с.
12. Нефёдов Е. И., Сивое А. Н. Электродинамика периодических
структур.— М.: Наука, 1977.— 208 с.
13. Курушин Е. П., Нефёдов Е. И. Электродинамика
анизотропных волноведущих структур.— М.: Наука, 1983.— 223 с.
14. Матье М. Радиорелейные системы передачи.— М.: Радио и
связь, 1982.— 280 с.
15. Симоне Дж. ЭВМ пятого поколения: компьютеры 90-х
годов.— М.: Финансы и статистика, 1985.—- 173 с.
• 16. Скотт Э. Волны в активных и нелинейных средах в
приложении к электронике.— М.: Сов. радио, 1977.— 368 с.
17. Автоматизированное проектирование устройств СВЧ/ Под
ред. В. В. Никольского.— М.: Радио и связь, 1982.— 272 с.
18. Оптоэлектронная обработка информации.—
Радиоэлектроника и связь, 1986, № 1.— М.: Знание, 1986.— 64 с.
19. Гвоздев В. И., Гуляев Ю. В., Нефёдов Е. И. О возможности
использования принципов объемных интегральных схем СВЧ при
создании сверхбыстродействующих ЦЭВМ.— Доклады АН СССР,
1986, т. 290, № 2, с. 343—345.

ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие 3
В в еден и е. ОСНОВНЫЕ ТЕНДЕНЦИИ РАЗВИТИЯ
СОВРЕМЕННОЙ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ 7
Глава I. ФИЗИЧЕСКИЕ И МАТЕМАТИЧЕСКИЕ
МОДЕЛИ ОИС СВЧ 16
§ 1.1. Система уравнений электродинамики 16
§ 1.2. Несинусоидальные волны 18
§ 1.3. Электродинамическое моделирование
ОИС 22
Глава II. ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА ОИС СВЧ 31
§2.1. Объемные неоднородности 31
§ 2.2. Гибридные схемы 42
§ 2.3. Фильтрующие объемные структуры . . 50
§ 2.4. Акустические и магнитостатические
волны в ОИС 56
§ 2.5. Невзаимные объемные элементы .... 62
Глава III. РЕАЛИЗАЦИЯ АНАЛОГО-ЦИФРОВЫХ
СИСТЕМ ОБРАБОТКИ СВЧ СИГНАЛА НА
ОИС 66
§3.1. Объемные многоканальные устройства 68
§ 3.2. Усилительные структуры на ОИС . . 74
§ 3.3. Устройства управления СВЧ сигналами 78
Глава IV. ГИБКОЕ АВТОМАТИЗИРОВАННОЕ
ПРОИЗВОДСТВО РАДИОЭЛЕКТРОННОЙ
АППАРАТУРЫ НА ОИС СВЧ 87
§4.1. Основные принципы гибкого
автоматизированного производства 87
§ 4.2. Принципиальные основы подхода к
системе автоматизированного
проектирования аналого-цифровых ОИС СВЧ ... 90
§ 4.3. Использование робототехники в
производстве РЭА на ОИС 99
§ 4.4. Контрольные датчики в системе ГАП 102
Вместо заключения 109
Заинтересованному читателю — список рекомендуемой
литературы ПО

Василий Иванович Гвоздев
Евгений Иванович Нефёдов
ОБЪЕМНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ
СБЧ —ЭЛЕМЕНТНАЯ БАЗА АНАЛОГОВОЙ
И ЦИФРОВОЙ РАДИОЭЛЕКТРОНИКИ
Серия «Проблемы науки и технического прогресса»
Редактор Н. А. Михалина
Художественный редактор Т. И. Кольчснко
Технический редактор В. И. Кондакова
Корректор Н. Б. Румянцева
ИБ № 32393
Сдано в набор 11.12.86. Подписано к печати 07.05.87.
Т-12292. Формат 84x108/32. Бумага тип. № 1.
Гарнитура литературная. Печать высокая.
Усл. печ. л. 5,88. Усл. кр.-от. 6,3.
Уч.-изд. л. 6,17. Тираж 15 000 экз.
Згказ № 3478. Цена 40 коп.
Ордена Трудового Красного Знамени
издательство «Наука»
Главная редакция
физико-математической литературы
117071 Москва В-71, Ленинский проспект, 15
Ордена Октябрьской Революции и ордена
Трудового Красного Знамени МПО «Первая Образцовая
типография» имени А. А. Жданова Союзполиграф-
проиа при Государственном комитете СССР по
делам издательств, полиграфии и книжной
торговля
113054 Москва М-54, Валовая, 28
Отпечатано во 2-й типографии издательства «Наука».
121099 Москва Г-99, Шубинский пер., 6.
Заказ 441.