Текст
                    В. И. Гвоздев
Е. И. Нефёдов


В. И. ГВОЗДЕВ Е. И. НЕФЁДОВ Объемные интегральные схемы СВЧ ш МОСКьА «НАУКА» ГЛАВНАЯ РЕДАКЦИЯ ФИЗИКО-МАТЕМАТИЧЕСКОЙ ЛИТЕРАТУРЫ 1985
ББК 22.33 Г25 УДК 621.37 Гвоздев В. И., Нефёдов Е. II. Объемные интегральные схемы СВЧ.— М.: Наука. Главная редакция физико-математической литературы, 1985.— 256 с, ил. В книге дано систематическое изложение теории и примене- применений объемных интегральных схем (ОИС) СВЧ. Показана логич- логичность и закономерность перевода СВЧ модулей радиоэлектронной аппаратуры на ОИС, представляющие качественно новый этап развития радиоэлектроники. Основное внимание уделено описа- описанию физических процессов, созданию удобных и наглядных экви- эквивалентных схем, методам расчета матриц рассеяния базовых эле- элементов ОИС, используемых в системах автоматизированного про- проектирования ОИС СВЧ. Для научных работников и инженеров-проектировщиков СБЧ техники, радиофизиков, специалистов по вычислительной матема- математике и электродинамике, а также аспирантов и студентов старших курсов и радиофизических и радиотехнических специальностей. Табл. 12. Ил. 180. Библиогр. 400 назв. Рецензент доктор физико-математических наук Б. М. Болотовскии 1704040000-122 053@2)-85 104-85 ©Издательство «Наука». Главная редакция физико-математической литературы, 1985 Предисловие Современный этап научно-технической революции характе- характеризуется широким применением идей, методов и устройств радио- радиоэлектроники (РЭ). Большая насыщенность сфер науки и производ- производства радиоэлектронной аппаратурой (РЭА) с неизбежностью при- приводит к настоятельной необходимости, с одной стороны, повышения емкости канала связи (скорости передачи информации) при вы- выполнении жестких требований по электромагнитной совместимости различных РЭА, а с другой — к принятию мер по снижению габа- габаритов и массы РЭА. В настоящее время все большее количество РЭА СВЧ производится на основе широкого использования интег- интегральных схем (ИС). Традиционное развитие радиоэлектроники идет по пути непрерывного продвижения в область все более коротких волн. При этом зачастую изучение и техническое освоение новых диапазонов происходят практически одновременно. На сегодня РЭА, предназначенная для работы (на уровнях умеренной мощности) в диапазонах коротких сантиметровых, миллиметровых и субмилли- субмиллиметровых волн, постепенно и с каждым годом все более интенсивно ориентируется на использование средств и методов ИС. Подавляющее большинство современных ИС СВЧ как у нас, так п за рубежом выполняется в виде планарных одпослойных кон- конструкций, что приводит в ряде случаев к неоправданно большим габаритам РЭА. Поэтому необходим, во-первых, широкий поиск тех- ническпх решений, позволяющих получить качественно новые ха- характеристики РЭА, в которой используется не только набор «тра- «традиционных» базовых элементов (БЭ), но и новых устройств и новых БЭ. Во-вторых, необходим интенсивный поиск новых (или относительно новых — использование известных в новом качестве) физических эффектов, которые бы дали в руки исследователя; а затеи п инженера-проектировщика принципиально новые возможности для реализации оптимальной по конструкции и электрическим парамет- параметрам РЭА. Рассмотрению этих двух направлений и посвящена пред- предлагаемая книга. Одним из возможных и эффективных путей построения малога- малогабаритных узлов РЭА СВЧ является применение в них объемных (многослойных) ИС (ОИС). Суть дела состоит в следующем. К на- настоящему времени в мире предложено, исследовано и практически используется большое число типов регулярных и нерегулярных ли- линий передачи (ЛП): волноводные, коаксиальные, полосковые, ко- 1*
планарные, щелевые и многие другие. На их основе строятся БЭ разного типа. Обычно в каждом БЭ применяется один тип ЛП. При этом выбор типа базовой ЛП определяется как электродинамиче- электродинамическими, так и конструктивно-технологическими соображениями п расчетами. Очевидно, что каждый из типов ЛП обладает комплексом определенных преимуществ и недостатков, а поэтому для построе- построения оптимального по всем параметрам БЭ необходимо подобрать наиболее подходящий ему тип ЛП. Очевидно также, что СВЧ мо- модуль (функциональный узел) будет оптимальным по набору раз- разнородных параметров (электрических, массогабаритных, механиче- механических, климатических и т. п.) не только в том случае, когда каждый из составляющих его БЭ выполнен на том типе ЛП, которая обес- обеспечивает его наилучшие конструктивно-электрические параметры, но и когда согласование всех БЭ в СВЧ модуле производится опти- оптимальным образом. Техническая реализация ндеп «каждому БЭ — оптимальный тип ЛП» при общем планарном принципе построения СВЧ модуля РЭА не представляется возможной, так как в этом случае СВЧ модуль содержал бы чрезмерно большое число переходов между БЭ (выпол- (выполненными на разнородных ЛП), равное по порядку величины числу БЭ модуля. При этом сам принцип планарной технологии оказался бы невыполненным, СВЧ модуль получился бы весьма растянутым и пр. И наконец, планарные конструкции неудобны для размещения в них активных и невзаимных элементов, реализации пересекающих- пересекающихся (без электрического контакта) проводников и многое другое. На смену планарпым конструкциям начинают приходить объем- объемные ИС (ОИС), позволяющие разрешить ряд проблем принципиаль- принципиального плана, которые были либо не под силу пленарным ИС, либо могли быть там реализованы с большими конструктпвло-техяологи- ческими сложностями. В конструкциях РЭА, построенных на основе принципа ОИС, обычно во «внутреннем» объеме схемы размещаются пассивные БЭ (электрически связанные между собой п по этажам — в плоскостях и (или) по вертикали) обработки СВЧ сигнала; актив- активные элементы — вблизи боковых стенок. Такой подход к общей компоновке СВЧ модуля существенно упрощает систему охлаждения РЭА, настройку некоторых БЭ, которые пока не удается «вогнать в параметры» на уровне проектирования, замену активных элемен- элементов и многое другое. Серьезным преимуществом принципа ОИС является резкое уменьшение габаритов и массы РЭА по сравнению с плапарными конструкциями. В реализованных устройствах этот выигрыш составляет 1 — 3 порядка. Предлагаемая впиманию читателя книга является первой в оте- отечественной и мировой литературе попыткой показать логичность, непротиворечивость и закономерность перевода СВЧ модулей РЭА на ОИС. В ней в рамках единого подхода как в расчетно-теоретиче- ском, так и в конструктивно-технологическом планах рассматрива- рассматривается элементная база ОИС СВЧ и общие принципы проектирования (преимущественно пассивных) узлов РЭА. К настоящему времени 4 теория планарных ИС (во всяком случае, пассивных) разработана достаточно подробно, выяснены физические принципы работы ЛП и БЭ, их проектирование до определенной степени автоматизировано [1, 2]. При разработке плана книги авторы видели свою задачу в том, чтобы, прежде всего, опираясь на накопленный опыт проекти- проектирования ИС СВЧ, отобрать из практически безбрежного океана сведений ло ИС СВЧ все «подходящее» для ОИС. Оказалось, что необходимы и новые классы устройств, специфических для ОИС; необходимы их физические и математические модели, удобные для целей автоматизированного проектирования. Такие модели были разработаны и в большинстве своем проверены опытными измере- измерениями на макетах соответствующих БЭ. Мы не будем здесь обсуждать содержание книги; о нем можно составить представление по достаточно подробному оглавлению. От- Отметим только, что материал кпиги можно условно разделить на три части, В первой из них приводятся результаты по широкому классу миниатюрных ЛП. В обзор алгоритмов, формул и результатов вклю- включены наиболее «удобные» формы, представляющие двоякий инте- интерес: для выяснения физической картины явлений и для систем ав- автоматизированного проектирования ОИС. Представлены картины по- полей основных волн полосковых ЛП; приведены данные по высшим типам волн, а также по основным параметрам ЛП: эффективная диэлектрическая проницаемость, характеристическое сопротивленце (на основном типе), потери и пр. Особое внимание уделено несим- несимметричной щелевой линии (НЩЛ), которая составляет конструктив- конструктивную основу многих БЭ ОИС. В книге представлено достаточно пол- полное электродинамическое исследование НЩЛ и некоторых ее моди- модификаций. Вторая часть книги является основной как по объему, так и по смысловому содержанию. В ней сосредоточены сведения по элект- электродинамическим, конструктивным и схемным вопросам. Учитывая общую направленность книги, авторы старались дать максимум све- денпй, необходимых проектировщикам СВЧ РЭА па ОИС. На ос- основе общего, в основе своей эвристического, подхода — обобщенного метода Олинера [1] — рассматриваются основные классы БЭ ОИС. В целом ряде случаев применяются квазистатические методы, метод эквивалентных схем и т. д. Пока не создан общий метод анализа БЭ ИС и ОИС различного типа на электродинамическом уровне строгости. И поэтому приходится к каждой задаче подбирать аде- адекватный математический аппарат. Достаточно общим подходом яв- является метод частичных областей (применительно, в частности, к областям с некоординатными границами), развиваемый несколь- несколькими группами исследователей у нас и за рубежом. Интересные возможности для ИС и особенно ОИС СВЧ представ- представляют устройства на акустических (примерно до частот порядка 1 ГГц) и магнитостатических (свыше 1 ГГц) волнах. Учитывая общую тенденцию книги — высокие частоты — и наличие большого 5
числа монографий по акусто-электрическии волнам и колебаниям, мы здесь остановимся только на некоторых устройствах на иагнито- статических волнах (МСВ). Для анализа применяется единый ва- вариационный подход, равно пригодный как для электромагнитных, так и мапштостатических волн. Третья часть книги содержит рассмотрение некоторых приме- применений it реализаций ОИС СВЧ. Кинга рассчитана на широкий круг читателей, интересующихся теорией и техникой СВЧ. Прежде всего она адресована научным работникам и инженерам-проектировщикам РЭА новых диапазонов электромагнитных воли. Специалисты по математической теории дифракции и вычислительной электродинамике найдут здесь боль- большое число проблем, которые ждут своего решения. Как любое новое научное направление, ОИС СВЧ привлекут, как надеются авторы, внимание молодых научных работников, аспирантов и студеитов радиофизических и радиотехнических специальностей. ОИС СВЧ представляют качественно новый этап в развитии радиоэлектроники. К настоящему времени имеется ряд практиче- практических реализаций СВЧ модулей РЭА па ОИС, убедительно свидетель- свидетельствующих об их больших возможностях и перспективах. Уже сейчас результаты первых реализаций СВЧ модулей РЭА на ОИС привлекают пристальное внимание специалистов. Принцип ОИС СВЧ, методы их анализа и синтеза (параметрического и струк- структурного), проблемы построения электродинамических основ автома- автоматизированного проектирования РЭА на ОИС были предметом рас- рассмотрения на ряде представительных конференций. Авторы благо- благодарны руководству и участникам этих конференций за внимание и ценные конструктивные предложения. В заключение авторы выражают глубокую признательность О. Ф. Антуфьеву, Н. А. Арманду. Е. В. Армейскому п Ю. В. Гуляе- Гуляеву за поддержку работ по ОИС СВЧ. В. Гвоздев, Е. Нефёдов Введение В этом небольшом разделе излагаются некоторые общие соображения о целесообразности, логичности, непротиворечивости и закономерности пере- перехода в проектировании и конструировании СВЧ модулей РЭА на объемные интегральные схемы (ОИС). Предварительно рассматриваются основные тен- тенденции развития современной радиоэлектроники, и на этом фоне определяется роль и место ОИС СВЧ в РЭА. Дается определение ОИС СВЧ. Вводится важное понятие о принципе конструкционного соответствия. Приводится классифика- классификация регулярных линий передачи, находящих использование в ОИС. Описыва- Описывается гипотетическая схема РЭА СВЧ на ОИС. § В.1. Интегральные структуры СВЧ и перспективы миниатюризации РЭА 1. Основные тенденции развития современной радиоэлектро- радиоэлектроники. Интегральные схемы в радиоэлектронике возникли в результате прогресса большого числа смежных наук (физики, химии, матема- математики и др.) и явились своеобразной реакцией на неумолимые тре- требования практики по снижению массогабаритных параметров РЭА, повышению надежности и информационной емкости радиоканала. Интересно посмотреть на роль и место ИС в общем ходе историче- исторического развития радиоэлектроники. К настоящему времени сформиро- сформировались и могут быть, разумеется, в значительной степени условно выделены основные тенденции РЭ. Эта условность понимается авторами, как некоторая «расплывчатость» границ между от- отдельными тенденциями; на самом деле, они представляют неко- некоторые главные результаты эволгоционпого развития РЭ, во многих аспектах «перекрываются» друг с другом, дополняют друг друга, способствуя тем самым общему развитию идей и принципов радио- радиоэлектроники. Ниже мы коротко перечислим эти основные тенденции. Изучение и техническое освоение новых, все более коротковолно- коротковолновых диапазонов электромагнитных (а в последние годы также аку- акустических и магнитостатических) волн. Большие успехи последних двух десятилетий — освоение коротковолновой части сантиметрового диапазона, а также миллиметровых, субмиллиметровых и оптиче- оптических диапазонов — свидетельствуют о стабильности данного направ- направления РЭ. Определенный интерес представляет также освоение диа- диапазона сверхдлинных электромагнитых воли. Эти два направления
являют картину диалектического единства развития как РЭ, так и науки в целом. Укорочение длины волны связано, прежде всего, с необходи- необходимостью резкого увеличения скорости передачи информации (емкости канала связи). Известно, что скорость передачи информации про- пропорциональна полосе частот Д<о радиосигнала. Обычным требова- требованием к радиоканалу является малость отношения полосы А со к некоторой средней частоте радиосигнала: Асо/со < 1. Оно основано на обеспечении минимального влияния дисперсии канала связи на радиосигнал, увеличении разрешающей способности РЭА, ее изби- избирательных свойств н др. Повышение разрешающей способности радиолокационных, радиоастрономических и т. п. систем определя- определяется шириной диаграммы направленности антенны, которая про- пропорциональна отношению K/D, где X — длина волны, D — размер апертуры антенны. Таким образом, уменьшение длины рабочей вол- волны % ведет к повышению разрешающей способности РЭА. Интересным примером использования коротких длин волн для передачи больших объемов информации являются волокониоопти- ческие липпи связи (см., например, [3—7]). В настоящее время эксплуатируются линии протяженностью в несколько сот километ- километров (прп длине переприемного участка в 30—40 км). Потери со- составляют величину порядка нескольких децибел на километр. Кроме передачи радиосигналов па большие расстояния, волоконные свето- световоды находят самое широкое применение в системах так называе- называемой внутрпобъектной связи (производство, самолеты, корабли, ме- медицинская аппаратура и т. п.), способствуя существенному уве- увеличению пропускной способности канала связи, снижению массы и стоимости линий связи, экономии металла и многому другому. Не исключено, что лпшш световодпой связп найдут широкое при- применение в вычислительной техпике. Другими приложениями РЭ коротких волн являются исследова- исследование свойств вещества, оценки влияния электромагнитных излучений на ход химических и биологических реакций п др. Повышение уровня мощности излучения. Эта тенденция совре- современной РЭ хорошо просматривается, хотя и не является очевидной и. может быть, необходимой. В самом деле, увеличение дальности радиотрасс в радиосвязи, радиолокации, навигации и т. п. действи- действительно требует, на первый взгляд, непрерывного увеличения мощ- мощности радиопередающих устройств. Еще в большей степени пред- представляется обоснованной необходимость увеличения мощности в промышленных аппаратах, предназначенных для высокочастотного (или СВЧ) нагрева, сушки, плавления, сварки, резки и т. д. В по- последнее время появляются сведения о грандиозных программах по космической энергетике, термоядерному синтезу и др. [8], в ко- которых предполагается использовать чрезвычайно большие мощно- мощности СВЧ [9]. Вместе с тем известно, что если относительно малые уровни мощ- мощности СВЧ излучения не представляют опасности или даже оказы- 8 вают благотворное влияние на живые организмы (медицинская РЭА: «УВЧ-нагрев», лечение опухолей и др.)» т0 большие уровни мощ- мощности излучения являются вредными. Естественно возникает вопрос: «правомерна» ли с самых общих позиций тенденция к увеличению СВЧ мощности? Очевидно, что однозначно ответить на этот вопрос пока затруднительно, ибо далеко еще не все аспекты проблемы нашли свое решепие1). Наряду с этим природа дает примеры чрез- чрезвычайно рационального использования малых и сверхмалых (по нашим сегодняшним представлениям) уровней мощности для пере- передачи больших объемов информации2). Даже те умеренные и вполне допустимые (по теперешним нормам) уровни СВЧ облучения, с ко- которыми мы имеем дело в повседневной жизни, на много порядков превышают уровень мощности, на которых обмениваются информа- информацией живые организмы. Вероятно, уже в не очень отдаленном бу- будущем взаимодействие РЭ и бионики откроет путь человечеству для использования новых принципов и каналов передачи инфор- информации. Установление фундаментальных пределов (ФП) радиоэлектро- радиоэлектроники. Как это ни покажется, может быть, странным, но, несмотря на то, что со дня открытия радио великим русским ученым А. С. По- Поповым прошло 90 лет, только в самые последние годы РЭ становится наукой в строгом смысле этого слова. Этому способствует установ- установление ФП для большинства разделов РЭ. ФП определяют предельно достижимые (в некоторых случаях допустимые) параметры РЭА, каналов связи, распространения радиоволн, радиосигналов, управ- управляющих (модулирующих) сигналов, теории кодирования и т. д. (см., например, [11]). Одним из наиболее ранних, по-видимому, примеров установления ФП является теория потенциальной помехо- помехоустойчивости, развитая В. А. Котельниковьш [12]. Установление ФП знаменует переход к качественно новому уровню РЭ, позволяющему, наряду со всем прочим, составить от- отчетливое представление и попимание того, что может дать народно- народному хозяйству современная РЭ, ее элементная база, теория информа- информации, антенные устройства, учение об электромагнитной совмести- совместимости, оптическая связь и многое другое. Важно отметить, что с общеметодологической точки зрения ус- установление ФП радиоэлектроники, как, впрочем, и любой другой области знаний, требует самого широкого привлечения всего комп- *) В частности, проблема космических электростанций при всей своей при- рдекательности не является в настоящее время бесспорной хотя бы с экологи- экологической точки зрения. Например, существует мнение, что «не следует форсиро- форсировать реализацию проектов снабжения энергией из космоса земных объектов, пока не изучена физика взаимодействия мощных потоков энергии с атмос- атмосферой» [10J. 2) Возможно, что и передача генетической информации происходит ско- скорее на электромагнитной основе, чем на химической. В пользу гипотезы об электромагнитной природе передачи свидетельствует тот огромный объем ин- информации, который вряд ли может быть обеспечен относительно «тихоходны- «тихоходными» химическими реакциями. 9
лекса знаний современной науки. При этом используются общие физические законы, не являющиеся прерогативой РЭ (например, законы сохранения, экономические, социальные, экологические и т.д.). В этом плане объемные интегральные структуры (и, в частности, ОИС СВЧ) также устанавливают некие локальные ФП по мини- минимально возможным объемам РЭА, ЦВМ, АВМ и т. д. Использо- Использование новых принципов обработки информации (например, уст- устройств на акустических и (или) магиитостатических волнах) рас- расширяет возможности РЭА, т. е. происходит «переоценка» локальных ФП. Так, например, переход к магнитостатическим колебаниям позволяет на несколько порядков уменьшить размеры базового эле- элемента. Однако такой переход целесообразен, когда большинство ба- базовых элементов РЭА смогут функционировать па этом принципе. В противном случае потребуется большое число преобразователей электромагнитных колебаний в магнитостатические и наоборот. Переход к интегральной технологии. Прикладные аспекты РЭ, повышение надежности РЭА, ЦВМ, экономические, производствен- производственные и ряд других соображений выдвигают и обусловливают ряд требований к РЭ — минимальные габариты и масса, максимальная надежность, предельно возможный к. п. д. (в самом широком смысле этого понятия), минимальные экономические затраты и т, д. Даже такое поверхностное перечисление показывает, что эти требования являются в принципе противоречивыми. По-видимому, наиболее ра- рациональным (во всяком случае, в настоящее время) является пере- переход к интегральной технологии производства РЭА. При рассмотрении данного круга вопросов важно отметить, что переход к интегральной технологии и ИС явился не только отобра- отображением практических потребностей, по целиком п полностью соот- соответствует диалектической концепции развития РЭ. В самом деле, первые радиоаппараты имели «естественный» плоскостной монтаж и были в основном устройствами стационарного типа. Но уже пер- первые попытки размещения радиоустройств на движущихся объектах (конные экипажи, автомобили, пароходы и т. д.) потребовали ре- решения задач экономии объема, уменьшения массы РЭА, источников питания п пр. Еще большие и жесткие требования на надежность, массогабаритные параметры РЭА выдвинула авиационная, а затем и ракетно-космическая техника. Аналогичные изменения, правда значительно позднее, претерпела и техника ЦВМ и АВМ. Дей- Действительно, проблемы повышения быстродействия и надежности ЦВМ привели к настоятельной необходимости избавиться от чрез- чрезмерно большого числа соединительных проводников. Примерно та же задача стоит и в самолетостроении: заменить кабели РЭА и систем управления, например, на волокошюоптические линии. Это дает заметную экономию массы, габаритов, а также повышает на- надежность (скажем, за счет резервирования) и т. д. Усилия, направленные на реализацию минимальных массогаба- ритных параметров РЭА и ЦВМ, привели к созданию низкочастот- ю ных (НЧ) микросхем (в основном на кремнии). Они позволили на несколько порядков увеличить быстродействие ЦВМ, их ресур- ресурсы, надежность и т. п. Создание нескольких поколений ЭВМ при- привело к существенным изменениям в системе учета, распределения, управления производством it обществом. Эти успехи в свою очередь стимулировали работы по улучшению и совершенствованию ЭВМ, привели к созданию их комплексов, в которых используются одно- одновременно и ЦВМ и АВМ. Диалектика развития ЭВМ проявляется еще в одном интересном плане. Дело в том, что скорости переключения современных элемен- элементов микросхем НЧ достигают порядка 1 ГГц. В самом недалеком будущем планируются скорости порядка 10 ГГц; оценки показыва- показывают, что это — не предел и возможны существенно большие скорости: 100 ГГц и даже 300—500 ГГц. А это уже миллиметровый диапазон! И таким образом, мы снова возвращаемся к «бедам» ИС СВЧ: ми- минимальные габариты БЭ ограничены величинами порядка длины волны. Необходимы новые идеи физического и конструктивно-техно- конструктивно-технологического планов, которые позволили бы реализовать дальнейшее уменьшение габаритов и массы РЭА и ЭВМ. В области идей физического плана сейчас интенсивно разраба- разрабатываются устройства на поверхностных акустических волнах (с пре- предельными частотами порядка 1 ГГц) и устройства на магнитостати- ческих волнах (частоты свыше 1 ГГц). В § 1.6 мы очень корот- коротко коснемся структур с магнитостатическимп волнами (коле- (колебаниями). В плане конструктивном была выдвинута п интенсивно разви- развивается идея технической реализации ОИС СВЧ. Первоначальным итогам этих исследований посвящена наша книга. Автоматизированное проектирование (ЛП) РЭА. Переход к ип- тегральной технологии и ИС НЧ и СВЧ потребовал прежде всего разработки и реализации новых принципов проектирования РЭА. На первый план выдвинулась необходимость самого широкого ис- использования ЭВМ и, главное, гибридных комплексов ЭВМ: ЦВМ и АВМ. Оказалось, что только мощные гибридные комплексы в состоянии решать современные задачи проектирования ИС. Так ро- родилась и теперь бурно развивается область научно-технического прогресса — автоматизированное проектирование РЭА. Нужно отме- отметить, что автоматизированное (или машинное, как его иногда назы- называют) проектирование в последние годы широко применяется и в других областях науки и техники. Обстоятельные исследования проводятся в области автоматизации физического эксперимента, отдельные стороны которого иногда поддаются формализации и мо- могут проводиться по наперед заданной программе. Устраивая обрат- обратную связь, можно автоматически проводить измерения и достаточно оперативно влиять на ход эксперимента. Аналогичными устройства- устройствами снабжаются и РЭА различного назначения. Например, подбор оптимального режима электронных приборов большой мощности, их перестройка по диапазону при наиболее выгодных энергетических И
показателях и многое другое осуществляются автоматизированными системами контроля и управления. Переход к автоматизированному проектированию РЭА потребо- потребовал пересмотра и создания адекватных моделей БЭ, из которых компонуется данный РЭА. При этом на первый план выдвигается требование адекватности модели реальному БЭ. Если раньше удов- удовлетворительной считалась погрешность 10—20% (и даже хуже), что в значительной степени определялось возможностью механиче- механической подстройки некоторых элементов РЭА и подгонки их под не- необходимые параметры, то ИС (и тем более ОИС) по существу не позволяют этого делать (за исключением, может быть, некоторых активных элементов, расположенных, как правило, на выносной панели). В силу сказанного обстоятельства резко повышаются тре- требования к точности моделп БЭ, которая возросла на 1 — 2 порядка. Последнее обусловливает переход к моделям на электродинамиче- электродинамическом уровне строгости. В особенности это сказывается на БЭ, пред- предназначенных для РЭА в высокочастотной части сантиметрового диапазона п более коротковолновых участках электромагнитного спектра. Из потребностей практики появилось новое научное на- направление — электродипампческие осповы автоматизированного про- проектирования ИС и ОИС [1, 2]. В свою очередь для эффективного решения задач автоматизированного проектирования ОИС СВЧ тре- требуют парка ЦЭВМ п АЭВМ с существенно большими ресурсами, создания новых вычислительных методов и алгоритмов п гибридных (ЦЭВМ + АЭВМ) вычислительных комплексов. В этом процессе наглядно проявляется диалектическое единство метода п объекта исследования: для более точного описания модели необходимо использование эффективных вычислительных алгорит- алгоритмов, а их создание в свою очередь требует глубокого знания физи- физической стороны дела. На основе четкой физической картины явле- явления можно построить более эффективный вычислительный алгоритм. Переход к системам цифровой обработки информации. Техниче- Техническая база современной радиоэлектроники позволяет в принципе спроектировать и построить РЭА с любыми паперед заданными характеристиками (не выходящими, разумеется, за рамки фунда- фундаментальных пределов радиоэлектроники). Однако при этом зачастую не удается удовлетворить многим требованиям по массогабаритньш параметрам, технологическим, конструктивным и экономическим показателям и многое другое. Обычно создание уникальной РЭА требует применепия прецизионной и дорогой элементной базы, раз- разработки новых технологических и конструктивных припципов, что экономически далеко не всегда оправдано. Это обстоятельство пред- представляется тем более важным, что в современной теории системного подхода к автоматизированному проектированию доказано, что «си- «система, состоящая из оптимальных частей, в целом не оптимальпа» [13]. Поэтому возник интерес к проблеме получения качественно новых характеристик РЭА с применением «старой» элементной базы. Выход был найден в переходе к радиосистемам с цифровой обработ- 12 кой информации, когда РЭА оперирует не с аналоговым (непрерыв- (непрерывным) управляющим сигналом, а с его «изображением)) в виде не- некоторых импульсов. При этом возможно кодирование исходного сигнала по уровню, длительности импульса или комбинированное кодирование (по уровню и длительности). Большинство РЭА в настоящее время функционирует по аналоговому принципу. Однако по оценкам зарубежных экспертов в ближайшие 5—10 лет ожида- ожидается перевод примерно 90% РЭА на цифровой принцип обработки информации. Очевидно, что будущее за органичным сочетанием аналоговых и дискретных подходов к обработке все возрастающих объемов информации. Особое значение придается поиску и применению радиосигналов с наперед заданными законом дискретпой пространственно-времен- пространственно-временной модуляции и адекватных способов их пространственно-времен- пространственно-временной обработки с применением гибридных комплексов ЦЭВМ и АЭВМ. Одним из эффективных способов оптимального описания дискретных управляющих сигпалов является использование Я-функ- цпй и алгебры логики. В ближайшем будущем на этом пути можно ожидать интересных результатов к теории цифровой обработки сиг- сигналов, распознавании образов и др. Проникновение идей и методов радиоэлектроники в самые раз- разнообразные отрасли человеческой жизни и деятельности. В наше время трудно представить себе какую-нибудь область науки или техники, в которых с непременным успехом не использовались бы пдеп и методы РЭ. Наиболее заметпые открытия последних десяти- десятилетий в астрономии, химии, биологии, медицине п многих других отраслях связаны с применением радиоэлектроники. В свою очередь потребности развитая этих наук ставят перед РЭ новые задачи и проблемы, способствуя тем самым дальнейшему прогрессу РЭ. Рассмотренные основные тенденции современной радиоэлектро- радиоэлектроники отражают взгляд авторов, и, возможно, изложенный материал может быть дополнен и расширен. Нам хотелось показать роль и место ОИС СВЧ в общих проблемах современной радиоэлектрони- радиоэлектроники — пауке больших возможностей и перспектив. 2. Общие соображения о переходе к ОИС СВЧ. Одним из наи- наиболее важных требований, предъявляемых к современной радио- радиоэлектронной аппаратуре, является необходимость обеспечения ми- минимально возможных массогабаритных параметров, повышения на- надежности п снижения себестоимости за счет внедрения автоматизи- автоматизированного проектирования и единой технологии производства РЭА. Существенный прогресс в минимизации габаритов и веса СВЧ мо- модулей РЭА был достигнут при использовании интегральной техно- технологии [1, 2, 15—17]. Подавляющее большинство современных ин- интегральных схем СВЧ выполняется в виде планарных конструкций, что приводит в ряде случаев к неоправданно большим габаритам РЭА [2, 17]. Это же относится, хотя может быть и в меньшей сте- степени, к радиофизпческой аппаратуре. К настоящему времени на- накоплен определенный опыт в проектировании и реализации много- 13
слойных пли объемных, ИС (ОИС) СВЧ, позволяющих существенно (на 1 — 2 порядка) снизить массогабаритные параметры РЭА [2, 14]. Выше мы уже отмечали, что к настоящему времени пред- предложено, исследовано и реализовано па практике большое число типов регулярных линий передачи (ЛП) и, в частности, полосковых ЛП (ПЛП), на основе которых строится элементная база ИС СВЧ: резонаторы, фильтры, направленные ответвители, делители (сумма- (сумматоры) мощности, излучающие элементы и многое другое (гл. 3—6). Каждый из типов ПЛП обладает определенными преимуществами и недостатками, и поэтому для реализации оптимальной конструк- конструкции данного базового элемента (БЭ) необходимо подбирать «подхо- «подходящий» (базовый) для него тип ЛП. Однако уже само по себе многообразие типов полосковых ЛП свидетельствует о том, что ни один из существующих типов ЛП не позволяет" полностью решить задачи по созданию пассивных (а тем более активных) элементов п функциональных узлов ИС СВЧ. Исследования последних лет сви- свидетельствуют, что конкурентоспособными и наиболее перспектив- перспективными являются устройства, в которых используются одновременно несколько типов ЛП [2, 14—16]. Основные классы регулярных ПЛП, находящих широкое при- применение в ИС и ОИС, представлены на сводном рис. В.1. Здесь приведены модификации симметричной (а) и несимметричной (б) по- полосковых линий передачи, симметричной (в) и несимметричной (г) щелевых и коштаиарной (д) линий передачи, а также диэлектриче- диэлектрических (е) и //-волноводов (ж). Перечисленные лшшп можно разде- разделить на два класса: одиночные A—4 (а), 1—10 (б), 1—3, 5, 6 (в), 1—3 (г), 1 (д, е) i, 2 (ж)) и связанные E—12 (а), 11—18 (б), 4 (в), 4—6 (г), 2—6 E), 11 (е), 3, 4 (ж)) линии передачи. Очевидно, что СВЧ модуль (функциональный узел) будет оп- оптимальным по набору всех разнородных параметров (электрических, массогабаритных, мехаппческих, температурных и т. п.), если каж- каждый из БЭ, входящих в его состав, выполнен на том типе ЛП, кото- которая обеспечивает наилучшие конструктивно-электрические характе- характеристики всех БЭ. Реализация такой идеи построения РЭА для планарной конструк- конструкции СВЧ не представляется возможной, поскольку в этом случае необходимо было бы включить в состав модуля большое число пе- переходов (практически по порядку величины равное числу БЭ в уз- узле) ЛП разного типа (да и сама планарность при этом утрачива- утрачивается). У планарного принципа конструирования ИС СВЧ имеется и еще один существенный недостаток. Он связан с необходимостью преодоления серьезных трудностей при размещении активных эле- элементов и задачами их охлаждения, термостатирования, а также с реализацией пересекающихся (без электрического контакта) про- проводников (в особенности при построении диаграммообразующих матриц) и многое другое. Для примера укажем, что в устройствах с боковой связью необходимые размеры зазоров составляют едини- единицы микрометров, а в устройствах с лицевой связью — десятки микро- 14 метров (фильтры, направленные ответвители и др.); в местах пере- пересечения проводников необходимы навесные перемычки (особенно много их, например, в диаграммообразующих матрицах); в фазо- вращающих устройствах, имеющих механические скрутки проводни- проводников, нужно сверлить отверстия в подложке и т. д. Очевидно, что О) Симметричные полоскоВые линии ч \ \ J V 'Y 7 7 1 s i t { i i ffi 2 Г ' 1^ '„ ' к A L F Г $ 10 &) Несимметричные полоскобше линии 11 \ и л г 1 L J Г 3 I 10 11 15 16 17 В) Симметричные щ?пебые линии С г)Несиммвтричнь>9 щелевые линии Копланаоные линии j t 2 Ъ 4 е) Диэлектрические волноводы 5 i I t т ТЕЕЧ JZL^. j J П П ) 5 J^TTT 5 Л7 kjH-волноводы 11 Рис. В.1. Линии передачи для ОИС СВЧ в -^^-Л 12 \ ^=-\ \=^у щт i \ ¦ " ¦¦ ¦¦ Л 6 12 18 -^Н 15
эти технологические трудности возникают из-за необходимости иметь в одном устройстве как идеально развязанные по электро- электромагнитному полю, так и сильно связанные проводники и БЭ [16]1). На смену плапарпым конструкциям ИС СВЧ начинают прихо- приходить ОИС СВЧ, позволяющие разрешить ряд проблем принципиаль- принципиального характера, которые были либо не под силу планарным ИС, либо могли быть там реализованы при преодолении серьезных кон- конструктивно-технологических сложностей [2]. Переход к ОИС СВЧ в РЭА является логичным для развития радиоэлектроники в целом. На самом деле первые радиостанции были с «естественным» плоскостным монтажом (на сравнительно длинноволновом участке спектра). Далее, по мере укорочения дли- длины волны и необходимости создания мобильных радиоустройств в коротковолновом диапазоне отмечается переход к «элементарному» объемному монтажу. На следующем этапе появляются планарные низкочастотные ИС, которые за относительно короткое время пре- превращаются в объемные низкочастотные ИС, известные теперь под названием больших ИС (БИС). Реализация идеи миниатюризации РЭА в диапазонах дециметро- дециметровых, сантиметровых и миллиметровых волн привела к созданию ИС СВЧ. И наконец, в самое последнее время можно ожидать пе- перехода к РЭА СВЧ, в которых нпзкочастотные части будут выпол- выполняться на БИС и СБИС (разумеется, там, где это возможно по соображениям, например, допустимого уровня сигнала и др.), а СВЧ узлы — на ОИС. Логичность и непротиворечивость перехода РЭА СВЧ на ОИС в какой-то мере косвенно подтверждается еще и тем, что хотя конт структивная реализация ОИС СВЧ и требует разработки целого ряда новых ЛП и БЭ, но вместе с тем при создании РЭА на ОИС широко используется также весь арсенал методов «традиционной» техники СВЧ. Прежде всего в ОИС непосредственно или после некоторой модернизации применяется фактически весь набор ПЛП и БЭ планарной конструкции [1, 2, 16—17] и БЭ на основе закры- закрытых волноводов. С ОИС СВЧ хорошо согласуются устройства на участках запредельных закрытых волноводов, весьма способствовав- способствовавшие в последние годы решению задач миниатюризации СВЧ моду- модулей РЭА [16]. Практически все устройства этого класса могут быть включены в структуру ОИС, увеличивая тем самым возможности дальнейшего улучшения массогабаритных параметров РЭА. В последнее время все большее распространение получают уст- устройства с использованием высококачественных магнитодиэлектриков [111—115]. Наибольшее распространение получили различные резо- резонансные структуры на диэлектриках [116—121, 389, 390, 398—400]. *) Для реализации сильной связи предлагаются различные обобщения ПЛП, нарушающие планарность ИС [НО]. Особой «беды» для ОИС такие структуры не представляют, однако принцип ОИС дает более удобные конст- конструкции с сильной связью. Хорошим примером является несимметричная ще- щелевая линия (см., например, [1, 80], а также § 1.5). 16 Появляются сообщения, что в новых конструкциях микрополосковых диэлектрических резонаторов добротность в диапазоне 25 ГГц со- составляет величину порядка 12 000 [123]. Выборки в слоях диэлект- диэлектрика дают возможность удобной конструктивной реализации ОИС СВЧ с включением диэлектрических резонаторов и их дифракционно связанных систем, балланспых сопротпвлений, электрически управ- управляемых шлейфов и многое другое [393—396]. На ОИС наиболее удобно реализуются структуры с пересекаю- пересекающимися проводниками н осуществляется выход на микрополосковые антенны и антенные решетки [2, 4, 116—120]. Одной нз наиболее острых проблем ИС СВЧ является проблема нелинейных и активных БЭ. Гибридпость конструктивных решений современных ИС СВЧ связана с практическим отсутствием возмож- возможности реализации СВЧ узлов РЭА с пассивными нелинейными п активными БЭ в едином технологическом цикле. Однако в этом направлении ведется интенсивный поиск, позволяющий ожидать уже в ближайшие голы решения конструктивно-технологических проблем РЭА на базе ОИС СВЧ [121]. А пока принцип ОИС дает возможность конструктивно выносить активные БЭ на некоторую общую панель, представляющую собой крайние слои диэлектрика, что обеспечивает удобство охлаждения, экранировки, развязки БЭ, замены, подстройки и т. д. Послойная технология ОИС СВЧ дает возможность встраивать в схему нелинейные элементы привычным для ИС способом. И наконец, ОИС СВЧ допускают удобное согласование с БИС и СБИС, на которых выполняются низкочастотные узлы и блоки РЭА. Проведенное краткое рассмотрение возможностей принципа ОИС действительно свидетельствует о логичности и непротиворечивости идеи перехода РЭА СВЧ па ОИС, утверждая тем самым, что ОИС являются синтезом достижений современной интегральной техноло- технологии в радиоэлектронике, позволяющим приступить к разработке принципов оптимального проектирования и конструирования РЭА. На проблему перехода в конструировании СВЧ модулей РЭА на ОИС интересно посмотреть и с более общих позиций развития нау- науки. В этом плане представляется поучительным вспомнить о так называемом боровскои принципе соответствия. Согласно этому прин- принципу новая физическая теория должна быть наиболее общей (для данного времени, разумеется) и включать в себя «старые», менее общие теории в качестве некоторых частных случаев. Аналогичная картина наблюдается и при переходе к объемным принципам конструирования: в ОИС СВЧ используются практически все известные ранее типы линий передач, планарные БЭ, широко развитая элементная база волноводных устройств, диэлектрических структур и т. п. При этом, разумеется, имеются и непрерывно со- создаются целые классы новых, присущих только ОИС передающих линий и БЭ. В этом отношении принцип ОИС может быть назван принципом конструкционного соответствия. 2 в. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 17
Трехмерность структуры РЭА на ОИС и ее отдельных функци- функциональных узлов (и даже БЭ) стимулирует разработчика на самое широкое использование критериев целесообразности и красоты, при- ОЛШКан ТеМ СаМЫМ процедуру КОМПОНОВКИ L ал п прицелу уааул- ного архитектурного ансамбля (из стандартных БЭ). В этом отно- отношении проектирование ОИС СВЧ является искусством в гораздо большей степени, нежели проектирование планарных ИС (см., на- например," [122]). В заключение этого раздела приведем определение ОИС СВЧ, от- отвечающее, на наш взгляд, современному положению. ОИС представляет собой СВЧ модуль, выполненный на комби- комбинации разнотипных регулярных и нерегулярных волноведущих ли- линий, пространственно расположенных в слоях диэлектрика и соеди- соединенных между собой емкостной, индуктивной, гальванической или электромагнитной связями. 3. Некоторые предварительные общие результаты. Сейчас еще трудно оценить все те преимущества, которые таит в себе переход к ОИС СВЧ для РЭА. Однако весьма важным представляются уже те предварительные результаты, к которым можно прийти на се- сегодняшнем уровне развития ОИС СВЧ. Отметим здесь два результа- результата. Во-первых, выигрыш в габаритах СВЧ модуля на ОИС по срав- сравнению с планарной конструкцией составляет величину порядка 102. В функциональных СВЧ узлах РЭА со многими пересекающимися проводниками (диаграммообразующие матрицы Баттлера, Бласса, переключающие матрицы и пр.) выигрыш составляет величину по- порядка свыше 102. Во-вторых, следует отметить также существенное влияние выбо- выбора типа ЛИ на габариты СВЧ узлов РЭА; па рис. В.2 приведена Рис. В.2. Зависимость объема ОИС СВЧ от числа слоев диэлектрика: I __ объем, нормированный к объему СВЧ схемы на СПЛ; 2— на НПЛ оценка зависимости относительных объемов ОИС, выполненных на основе СПЛ и НПЛ, от числа слоев диэлектрика в ОИС. Получен- Полученные данные убедительно свидетельствуют, во-первых, в пользу ОИС с достаточно большим (п = 5—7) числом слоев и, во-вторых, СПЛ оказывается более выгодной по сравнению с НПЛ. Очевидно же- желательно п необходимо провести подобное сравнение и с другими типами ЛП. Для пояснения общих соображений, приведенных в предыдущем разделе, рассмотрим сначала некую конструктивную модель ОИС СВЧ, в которой одновременно применяется несколько типов ЛП. 18 На рис. В.З, а показано схематическое сечение гипотетической ОИС, в которой использованы следующие типы линий: 1 — СПЛ (образо- (образована проводником, расположенным между металлизированными слоями двух подложек); 2 — воздушная СПЛ с подвешенным пе- печатным проводником (она получена путем полной выборки верхнего слоя диэлектрика и частичной — нижнего слоя), экраном для кото- которой служат металлизированные соседние слои; 3 — прямоугольный: волновод (ПВ) (выполняется путем полной выборки одного или нескольких соседних слоев, стенки которых образуются металлиза- циями близлежащих слоев и торцов выборки подложек). Другие r i Рис. В.З. Гипотетическая ОИС СВЧ: а) структура расположения липий и ан- антенн, обозначенных цифрами; б) мсжслойшле переходы типы ЛП, такие как НПЛ D), СЩЛ E), НЩЛ F), КЛ G) и щелевые антенны (?), формируются аналогичным образом. Связь между ЛП в ОИС выполняется с помощью межслойных гальванических переходов (сквозь толщу подложки) или переходов с электромагнитной связью без нарушения целостности подложек. Необходимая комбинация типов линий в ОИС определяется совокуп- совокупностью требований к электрическим и конструктивно-технологиче- конструктивно-технологическим параметрам СВЧ модуля (степенью избирательности фильтров, широкополосностью, необходимой развязкой элементов и каналов, наличием навесных элементов и др.). «Нетрадиционный» способ передачи СВЧ мощности в направле- направлении, перпендикулярном плоскости подложек, приведен на рпс. В.З, б, где этот тракт представлен схематически (цифрами обозначены типы ЛП). Линии, расположенные в разных слоях, соединены пере- переходами различного типа. При этом использованы переходы волно- воднополоскового типа (А и В) с полуволновыми закороченными резонаторами на СЩЛ и переход шлейфного типа с НПЛ на НЩЛ (С). Таким образом, в ОИС СВЧ в принципе применимы все типы ЛП широко используемых на практике систем и устройств СВЧ, которые являются линиями закрытого, квазизакрытого или открыто- 2* 19
го типов. При этом расстояние от токонесущих проводников до «горизонтальных» экранов кратно толщине подложки ОИС. При проектировании желательно, чтобы это расстояние не превышало толщины одного слоя. Увеличепие расстояния связано с дополни- дополнительными выборками в соседних слоях, что ограничивает возмож- возможности размещения в них БЭ ИС, повышает несанкционированный переход на высшие типы волн (колебаний) и пр. Имеется ряд конкретных устройств, выполненных по принципу ОИС. Такпм является, например, супергетеродинный приемник [15]. Практическая реализация принципа конструкционного соответ- соответствия для СВЧ модулей радиоэлектронной аппаратуры, включая антенно-фидерные устройства (АФУ), требует единообразного под- подхода ко всему комплексу РЭА. Последние годы большое внимание уделяется оптимальному конструированию АФУ РЭА, которые во многом определяют качественные характеристики РЭА. Одним из главных элементов АФУ являются диаграммообразующие матрицы (ДОМ), формирующие диаграмму направленности многолучевых антенных систем, к которым в современных условиях предъявляются весьма жесткие и подчас противоречивые требования по электриче- электрическим характеристикам, надежности, массогабаритным, конструктив- конструктивным и другим параметрам. В особенности это относится к РЭА аэрокосмической техники, где нередко предельные возможности РЭА определяются техническим уровнем реализации АФУ. ДОМ являются весьма сложными и громоздкими устройствами, содер- содержащими большое число пересекающихся без электромагнитной свя- связи (развязки свыше 30—40 дБ) линий передачи, коммутирующих базовые элементы, число которых в одной многолучевой антенной решетке достигает десятков тысяч. Традиционное решение пробле- проблемы пересекающихся ЛП посредством навесных перемычек, отрезков соединительных кабелей, а также полосовых устройств, реализую- реализующих функции пересечения в интегральных схемах, приводят к рез- резкому увеличению массогабаритиых параметров, снижению надеж- надежности системы в целом и ограничивает пути повышения рабочей частоты. Эти ограничения в значительной мере снимаются при выполне- выполнении ДОМ и всего АФУ СВЧ в виде модуля на многослойных, объем- объемных, интегральных схемах (ОИС) СВЧ. Рассмотрим основные при- причины, обусловливающие целесообразность и перспективность разра- разработки модулей СВЧ РЭА на ОИС. Применение ОИС дает возмож- возможность: Получить минимальные массогабаритные параметры по сравне- сравнению со всеми известными конструкциями СВЧ. В качестве количе- количественной оценки степени минимизации габаритов (п соответственно веса) можно выбрать коэффициент включающий в себя объем модуля V и его поверхность S. Расчеты по A) показывают преимущества ОИС СВЧ по сравнению с пла- 20 7.0 Lor нарной и этажерочной конструкциями на ИС. Расчет проводился для диэлектрических слоев, выполненных па стандартных подлож- подложках размером 60 X 48 X 1 мм. При уменьшении поверхности под- подложек (это необходимо при увеличении частоты) оптимальный объ- объем модуля достигается при меньшем числе слоев. Это связано с тем, что оптимальная форма модуля — кубическая (К =>¦ 0,7, рис. В.4). При сведении формы модуля к сферической поверхности достигается максимальное значепие: /?=> 1. Использовать различные типы ЛП, пространственно расположен- расположенные в слоях диэлектрика, и обеспечить реализацию оптимальных многослойных связей (сосредото- (сосредоточенных, полусосредоточенных п распределенных), открывая тем самым новые направления в ав- автоматизированном проектирова- проектировании — архитектонике ОИС СВЧ. Осуществить коммутацию ба- базовых элементов взаимно пересе- пересекающимися ЛП с высокой сте- степенью развязки по электромагнит- электромагнитному полю, ибо они расположены в различных слоях диэлектрика; эта проблема является одной пз серьезных для архитектоники ОИС. Не разрабатывать принци- принципиально новую или специальную технологию изготовления ОИС. В настоящее время для ОИС ис- используются толстопленочные (частоты до 10 ГГц) либо тонкопле- тонкопленочные (частоты свыше 10 ГГц) методы технологии, разработанные и реализованные для планарных ИС СВЧ. Вместе с тем, хотя в соответствии с припципом конструкционного соответствия в ОИС автоматически включается практически весь арсенал теории п техники СВЧ и планарных ИС СВЧ, все же для широкого внедрения принципа ОИС необходима не только модерни- модернизация имеющейся элементной базы, но и разработка принципиально новых базовых элементов. § В.2. Принципиальные основы подхода к автоматизированному проектированию ОИС СВЧ 1. Общие соображения. Построение любой системы автома- автоматизированного проектирования (АП) и, в частности, системы АП ОИС СВЧ, априори предполагает наличие, во-первых, достаточно разработанного, адекватного п эффективного математического ап- аппарата, дающего возможность с достаточной (и гарантированной) для практики АП точностью описать (например, в терминах ?-мат- рпцы) базовый элемент ОИС. Во-вторых, необходимо ясное и четкое 21 Рис. В.4. Зависимость коэффициента оптимизации ПС СВЧ от числа слоев
понимание характера физических явлений как при возбуждении отдельного БЭ, так и связи между отдельными БЭ схемы. Высокая степень адекватности математической модели и реального БЭ может быть обеспечена только при условии знания матрицы рассеяния БЭ на электродинамическом уровне строгости1). В равной мере это относится и к проблеме взаимосвязи (санкционированной или паразитной) между отдельными БЭ данного РЭА. Таким образом, система АП может рассматриваться как некоторая структура, вклю- включающая в себя все самые современные данные по анализу матриц рассеяния БЭ (библиотека БЭ) и взаимодействию (в общем случае многоходовому) между ними. Система взаимосвязи между БЭ долж- должна «уметь» решать задачу синтеза, т. е. обеспечивать оптимальное (в электродинамическом и конструктивном плане) соединение БЭ в функциональные узлы при непременном учете требований по физической и конструкторско-технологической реализуемости пара- параметров каждого БЭ. Нередко получение наперед заданных электро- электродинамических параметров (при некоторых ограничительных усло- условиях, таких как, например, конечное число элементов фильтра, согласующего трансформатора и т. п.) оказывается возможным только при выполнении некоторых «сверхтребований» технологиче- технологического, конструктивного, экономического и т. п. характера. При этом следует помнить, что допустимы и такие постановки задач синтеза, когда не требуется единственность решения, удовлетворяющего по- поставленным условиям. Это позволяет проводить отбор решений с помощью дополнительных условий предпочтительности (приоритета) (см., например, [1], § 1.1). Вместе с тем нельзя не отметить, что решение обратных задач электродинамики и задач синтеза электродинамических структур основывается и ориентируется на высокоэффективные алгоритмы численного (аналогово-дискретного) решения прямых задач (задач анализа). Поэтому при разработке программ и алгоритмов для си- систем АП особое внимание должно уделяться вопросам адекватности, точности расчета матрицы рассеяния и (или) импеданса, удобству алгоритмизации и т. д. Теория дифракции волн элементами ОИС СВЧ пока пользуется «стандартным» набором идей, методов и ал- алгоритмов, нашедших широкое применение при анализе линий, ус- устройств и ИС СВЧ. Строго говоря, развитые методы далеко не всег- всегда удовлетворяют потребности практики АП: иногда это происходит по принципиальным соображениям ограниченности метода или мо- модели (например, из-за невозможности продвижения в более ко- коротковолновый диапазон и др.), иногда — по «техническим» при- причинам (неудовлетворение требованиям реализуемости, необходимо- необходимости чрезмерных машинных ресурсов и др.). Одним из наиболее серьезных требований к теории дифракции, *) Разумеется, в ряде случаев (длинноволновый диапазон, например) мо- можно использовать данные статических и квазистатических моделей. Однако всегда следует иметь в виду их ограниченность. 22 которые предъявляет система АП, является высокая точность рас- расчета матрицы рассеяния и, как следствие, необходимая адекватность модели п не только отдельного БЭ, но целого функционального узла РЭА. Дело в том, что с наперед заданной точностью должен быть рассчитан весь функционально-конструктивный узел (например, отдельный блок ОИС), состоящий из многих БЭ. Таким образом, в системе АП фигурирует некоторая интегральная точность, что, естественно, означает высокие требования к точности модели каж- каждого БЭ. Кроме того, модель БЭ должна учитывать возможные технологические, температурные, радиационные и другие разбросы параметров ОИС. В целом, вопросы функционально-вероятностного аспекта теории систем АП представляют первостепенный практиче- практический интерес и в этом направлении предстоит еще очень много сде- сделать. Некоторые первоначальные сведения содержатся в работе [124]. Сказанное выше свидетельствует о необходимости привлечения преимущественно строгих методов математической теории дифрак- дифракции для создания моделей БЭ. Разумеется, нет нужды применять сложные и «дорогостоящие) электродинамические модели для ИС и OPIC, предназначенных для функционирования в РЭА достаточно длинноволновых диапазонов, где более простые и «дешевые» стати- статические и (или) квазистатические модели дают приемлемые для практики точпостн (см., например, [1], § 2.4, с. 120, где приводятся результаты сопряжения квазистатнческого и высокочастотного асимптотического приближений э теории ИПЛ). Однако применение строгих подходов необходимо по ряду причин. Во-первых, они яв- являются единственно пригодными в так называемой резонансной области частот и размеров, в которой неприменимы ни квазпстати- ческие (а/% < 1, а — характерный геометрический размер БЭ или его отдельных частей), ни асимптотические (яА>1) методы. Во- вторых, зачастую только строгий подход позволяет вскрыть и по- попять «тонкую» структуру физического явления. Характерным при- примером в этом плане является строгая теория НПЛ ([1], гл. 2). При этом уже одно применение строгого подхода к решению клю- ключевой (полубесконечной)* задачи приводит к глубоким и фундамен- фундаментальным математическим и физическим результатам. Одним из них является, например, разная по зпаку реакция (емкостная или ин- индуктивная) края ключевой для НПЛ структуры в зависимости от угла падения волны на ее край (очень коротко об этих результатах написано в гл. 1 и 2). Вместе с тем естественно, что строгие подходы всегда существен- существенно более трудоемки и в ряде случаев для системы АП можно ис- использовать, как мы уже отмечали, статические, квазистатические [1, 125—133] или асимптотические [1, 134—139] методы п модели [140, 141]. В книге такие модели будут использованы довольно часто. 2. Принцип декомпозиции. ИС и тем более ОИС СВЧ представ- представляют собой весьма сложные объекты дифракции. Поэтому анализ 23
даже достаточно простого функционального узла (состоящего, к при- примеру, из 3—5 функциональных или базовых элементов) представ- представляет подчас непреодолимую даже для самых современных ЦВМ задачу. Выход состоят в предварительном разбиении (декомпозиции) схемы на ряд составных элементов. Обычно это БЭ ОИС, каждый из которых несет определенную функциональную нагрузку (поворот линии, межэтажный переход, полосовой фильтр, смеситель, автоге- автогенератор и т. п.). В свою очередь сложные БЭ также могут быть расчленены на ряд более простых составных элементов и т. п. Мы не приводим эдесь специального примера на декомпозицию схемы по БЭ; в последующих разделах книги читатель без труда обнару- обнаружит большое множество таких примеров. Более детальный анализ принципов декомпозиции РЭА дан в [150]. Там, в частности, РЭА рассматривается как сложное структурное образование, насчитыва- насчитывающее пять структурных уровней. В общую функциональную схему (и конструкцию) БЭ объеди- объединяются системой соединительных каналов, роль которых в ОИС выполняют линии связи самого разного типа (рис. В.1): полосковые, щелевые, волноводные, диэлектрические, а также всевозможные их комбинации; дальнейшее развитие принципа ОИС конструирования РЭА, несомненно, приведет к появлению новых типов линий. С об- обшей точки зрения, любое радиотехническое устройство обработки информации может рассматриваться как некоторый преобразователь н трансформатор. Учитывая, что е OIIC СВЧ наперед принимаются все меры для исключения паразитной связи между БЭ (например, за счет поля излучения), можно сказать, что ОИС есть волноводный трансформатор (см., к примеру, [142], с. 466 и далее). Волновод- Волноводный трансформатор представляет собой некоторую структуру со многими входами и выходами. Для его описания в терминах матри- матрицы рассеяния S выделим в приходящих (уходящих) к (от) транс- трансформатору линиях передачи некоторые входные сечения Qa, a — = 1, 2, ..., р. Пусть поле в поперечном сечении Qa разложено па полной системе ортонормированных функций {Е, ГО: оо со Е«(Г) = 2 an(a)En{a)(r), П=1 Ha (г) = 2 bn(a)Hn(a)(r). П=1 (В.2 Л) Если среда внутри волноводпого трансформатора линейна и ис- источники поля отсутствуют, то векторы Я — @1A)! #2AI -.., fllB)j 02B), ..-)» Ь ^ (&i(i), 02AI •¦ ч &1<2), 02B) • • •) связаны линейной однородной зависимостью: а = Zb, Ь = Уа. (В.2.2) Квадратные матрицы Z и У называются соответственно матрицей 24 I сопротивлений и матрицей проводпмостей. Они имеют вид :ii 2i2 •" Zip '21 ^22 ' Л27> 'pi ZP2 •" Zpp причем каждая клетка Z"? — бесконечная матрица: -ар 12 (B.2.3) (B.2.4) a, fj = 1, 2, ..., p. Матрица проводпмостей У имеет совершенно ана- аналогичную конструкцию. Для перехода от матриц Z, У к матрице рассеяния S представим поле в каждом сечении Qa в впде суперпозиции прямых (помечены знаком «+») и обратных ( —) собственных волн (вместо общих раз- разложений вида A)) линии а: Ea = n=l (В.2.5) На = 71=1 Из A) и E) непосредственно следует, что а = с+ + с~, Ъ = с+ - с. (В.2.6) Амплитуды прямых (с+) и обратных(с~) волн связаны линейным однородным соотношением: (В.2.7) в котором S обозначает матрицу рассеяния, позволяющую по за- заданным амплитудам падающих (приходящих) волн (с+) определить амплитуды всех отраженных (уходящих) волн (с). Построение матрицы рассеяния S (равно как п матриц Z, У) для некоторого функционально-конструктивного узла ОИС либо всего устройства в целом по набору известных матриц рассеяния (сопротивлений, проводимости) БЭ производится по правилам ли- линейной алгебры, широко используемой в теории радиотехнических цепей [1, 17, 143, 144]. Однако здесь есть ряд тонкостей, которые мы обсудим в следующем пункте. 3. Матрица рассеяния функционально-конструктивного узла РЭА. Таким образом, электродинамический (или более простые — ква- квазистатический, квазиоптпческий и др.) анализ позволяет получить 25
модель БЭ в виде его матрицы рассеяния S (или матриц Z, У). Нахождение общей матрицы S для некоторым образом выделенного из всей схемы РЭА функционально-конструктивного узла проводит- проводится по достаточно хорошо разработанным методам и алгоритмам. Методы условно можно разделить на четыре группы: алгебраиче- алгебраический, топологический, теоретико-множественный и комбиниро- комбинированный. Группа алгебраических методов основана на предварительном представлении информации о БЭ в виде матриц E, Z, Y или дру- другого) типа C), D) [1, 16, 17, 145—149] и дальнейшем их «свора- «сворачивании» в общую матрицу. Алгебраические методы являются наи- наиболее формализованным аппаратом АП. В группе топологических методов в качестве основного понятия используется граф схемы или матрицы (см., например, [145]). То- Топологический подход позволяет достаточно просто и наглядно ото- отобразить связи между переменными и параметрами моделируемого устройства. Другой его особенностью является отсутствие проме- промежуточных аналитических преобразований. Группа теоретико-множественных методов основывается на ото- отображении модели БЭ или функционального узла частично упорядо- упорядоченными множествами цифровых индексов, изоморфных элементам исходной модели, а также на строгой последовательности операций пад этими множествами [148]. Каждый из перечисленных методов обладает определенными до- достоинствами п недостатками. Так, к примеру, алгебраический под- подход достаточно прост, имеет четкую физическую интерпретацию и т. д. Однако при оперировании с матрицами высоких порядков ска- сказывается их громоздкость, потеря точности (при обращении матриц с неточным знанием их элементов) и т, п. Предпочтительными в этом отношении оказываются топологические методы: они позво- позволяют получить искомую матрицу непосредственно по графу (без дополнительных аналитических преобразований). Вместе с тем пе- перечисленные процедуры обладают и некоторым общим дефектом, состоящем в необходимости хранения в оперативной памяти ЦВМ матриц большого порядка. Поэтому в ряде случаев желательно пользоваться комбинированным подходом, композиционно включаю- включающим в себя различные группы методов. Следует отметить также, что в рамках каждого из перечислен- перечисленных подходов можно выделить прямые методы и методы эквивалент- эквивалентных преобразований. При этом прямой подход означает непосред- непосредственное определение 5, Z, Y по некоторой модели БЭ или функци- функционального узла. В ряде случаев целесообразно ввести некоторый дополнительный этап проектирования: упростить (насколько это допустимо и возможно) исходную модель. И тогда такой подход можно отнести к группе методов эквивалентных преобразований. 4. Структура системы АП и режимы ее функционирова ния. К настоящему времени реализовано несколько систем АП ИС СВЧ. Две из них были описаны в [1], § 1.3 (там же даны соответствую- 26 щие ссылки). Здесь мы не будем повторять эти сведения подробно, а сформулируем только основные принципы системы АП уровня структуры с параметрическим синтезом качества. К сожалению, работы по структурному синтезу находятся еще па начальной ста- стадии своего становления. Структура системы АП ОИС СВЧ (на уровне параметрического синтеза БЭ и функционального узла) ничем не отличается от струк- структур АП для ИС СВЧ или гибридных ИС СВЧ. Наиболее сложный и ответственный этап проектирования РЭА — компоновка модуля — производится проектировщиком на предварительной стадии созда- создания эскиза РЭА на основании личного и коллективного опыта, об- общих условий размещения СВЧ модуля в радиокомплексе, характера требований ТЗ по обеспечению массогабаритных, температурных, влажностных, ударных и других характеристик; при этом должны быть взаимно увязаны радиоэлектронные, конструктивные, техноло- технологические и эксплуатационные особенности данного РЭА. После эта- этапа предварительной компоновки СВЧ модуля, определения набора необходимого числа БЭ и их характеристик вступает в действие система АП, осуществляющая полный или квазиполный параметри- параметрический синтез модуля по необходимому числу показателей и воз- возможных (необходимых) пределов пх изменений. Общая эффектив- эффективность модуля СВЧ, равно как и всего РЭА в целом, оценивается целевой функцией (В.2.8) где элементы хг множества X являются частными целевыми функ- функциями, определяющими количественные и (или) качественные па- параметры РЭА в соответствии с ТЗ на проектирование, производство и особенности эксплуатации (например, связанные с задачами электромагнитной совместимости проектируемого РЭА со всем ра- радиоэлектронным комплексом и т. д.). Перечислим некоторые из та- таких показателей: массогабаритпые данные, энергопотребление, диа- диапазон частот, быстродействие, чувствительность, коэффициент уси- усиления, полоса пропускания, степень подавления сигнала (помехи) в полосе непропускания, дальность действия, точность, безотказ- безотказность, долговечность, ремонтопригодность, сохраняемость, проч- прочность (вибрационная, ударная и др.)? влагостойкость, унификация, обеспечение кондуктивной передачи тепла и конвективного тепло- теплообмена, радиационная стойкость и баростойкость, технологичность, безопасность, экономичность и т. д. [150]. Разумеется, оптимизация РЭА по перечисленным типам показателей должна учитывать на- наличие фундаментальных пределов радиоэлектроники (§ В.1), огра- ограниченность машинных ресурсов, наличие программного обеспечения системы АП и многое другое, т. е. как частные целевые функции #,-, так и целевая функция $ в (8) должны иметь соответствующие ограничения. Следует отметить, что и выбор модели целевой функ- функции & и задание независимых или квазинезависимых параметров оптимизации — достаточно сложная задача, при решении 27
которой необходимо включать в модель не все возможные парамет- параметры РЭА, а лишь некоррелированные пли малокоррелированпые друг с другом. При этом зачастую пользуются некоторыми интегральны- интегральными (или обобщенными) параметрами, объединяющими в одну груп- группу показатели однородных параметров с установлением «веса» каж- каждого из них. Это позволяет в ряде случаев существенно уменьшить потребные машинные ресурсы. Для решения задачи максимизации (минимизации) целевой функции (8) разработано п с успехом применяется в радиоэлектро- радиоэлектронике большое число различных методов оптимизации. Сведения о некоторых из них содержатся в работах [151 — 153]; более полные постановки задач и рассмотрение методов оптимизации можно най- найти, например, в [154—156]. Исходя из изложенного, можно сформулировать следующие ос- основные принципы, которые должны быть положены в основу систе- системы АП ОИС СВЧ: 1. Простота доступа к системе для оператора на всех этапах проектирования и производства с возможностью поэтапного эффек- эффективного контроля результатов. 2. Способность компиляции сложных функциональных узлов РЭА на основе элементарных БЭ, составляющих библиотеку (архив). 3. Гибкость и незамкнутость системы АП, что позволяет приме- применять ее для оперативного решения большого класса задач (в частно- частности, построения матриц рассеяния новых типов БЭ на основе ком- компиляции по данным их составных частей), а также способность к (во всяком случае аддитивному) пополнению библиотеки фунда- фундаментальных БЭ в том числе и экспериментальными данными. 4. Возможность диалога системы АП с оператором на всех эта- этапах проектирования п производства. 5. Работа системы АП в различных режимах, как, например, «справочника», «накопителя», «АП» и др. 6. Способность производить статистический анализ функциональ- функциональных узлов и всего модуля (учет влияния разброса электрических, геометрических п других параметров на интегральные характери- характеристики). 7. Удобство и оперативность выхода к аналоговым структурам. Основными составными частями системы АП являются: 1. Библиотека (архив) БЭ. 2. Библиотека (архив) вспомогательных алгоритмов, включаю- включающая в себя алгоритмы матричной алгебры, набор программ опти- оптимизации и многое другое. 3. Программа-транслятор для оперативного моделирования всех типов ЛП, встречающихся в ОИС СВЧ. 4. Программа-транслятор для автоматизированного изготовления фотооригиналов, конструктивной и технологической документации. Разумеется, при реализации конкретной системы АП возникают и решаются комплексы различных вопросов. Обсуждение их важна и интересно, но оно не укладывается в рамки нашей книги. ГЛАВА 1 Линии передачи для ОИС СВЧ В настоящей главе приводятся результаты по широкому классу ми- миниатюрных линий передачи, составляющих основу построения базовых элемен- элементов и линий связи между базовыми элементами ОИС СВЧ. С одной стороны, этот материал носит обзорный характер п включает алгоритмы расчетов п формулы, «удобные» для систем автоматизированного проектирования. С дру- другой, стороны, мы старались дать возможно более полное физическое толкова- толкование приводимым результатам. § 1.1. Симметричная полосковая линия 1. Определение. Схема. Конструкция. Основные характери- характеристики. Симметричная полосковая линия (СПЛ) представляет собой тонкую металлическую полоску конечной ширины w, расположен- расположенную между двумя параллельными металлическими пластинами на одинаковом расстоянии от каждой пз них (рис. 1.1). Зазор между Г~~^~Л полоской и заземленными пласти- пластинами по конструктивным сообра- соображениям (жесткость крепления, ус- устойчивость по отношению к виб- вибрациям и т. п.) и с целью сокра- сокращения размеров СВЧ микросхем заполняется твердым магнитоди- электриком (б > 1, ^1>1) с доста- нЛ ч Е см Рис. 1.1. Симметричная полосковая линия (структура поля Г-волны) точно высоким значением показателя преломления Уг\х. СПЛ явля- является исторически первым типом полосковой ЛП. Долгое время ос- основным ее недостатком считались большие омические и диэлектриче- диэлектрические потери (малая добротность), однако за последние годы удалось резко снизить потери в металле я диэлектрике за счет новой техно- технологии изготовления материалов, и поэтому роль СПЛ в ИС СВЧ вновь возрастает. С другой сторопы, СПЛ является, по существу, главным типом линпи в ОИС СВЧ — по своей конструкции ОИС СВЧ «ближе» всего к СПЛ. Основным типом волны, распространяющейся вдоль СПЛ, явля- является поперечная электромагнитная Г-волна1), фазовая скорость 1) Ранее она называлась ТЕМ-воппон. Кое-где по традиции это обозна- обозначение еще сохраняется. Мы будем придерживаться рекомендаций [20].
которой равна vit, = с/Уе, A.1.1) где с — скорость света в вакууме, е — относительная диэлектриче- диэлектрическая проницаемость однородного материала, полностью заполняю- заполняющего поперечное сечение СПЛ. Волновое сопротивление СПЛ для основного типа волны до- довольно точно определяется методом конформных отображений [18]: г = C0л/П)К'(к)/К(к), I = sch (nw/4d), A.1.2) где w — ширина полоски, d — толщина диэлектрика, К' (%) — = К[ A — РI/2] — полные эллиптические интегралы первого рода, отношение которых с точностью до пятого знака представляется через асимптотические формулы Гильберта [19]: [<l/2)lg{2 К (к) + к + ?/4А][|Л + а- У* *е=@,707;1), (л/2) A + Р/4) [2 A + X-V4) lg (А/к) - Р/4], ; 0,707), A.1.3) 2. Учет реальных размеров СПЛ. Выражение B) справедливо для случая бесконечно топкой полоски СПЛ. Учет конечной толщи- толщины t токонесущей полоски приближенно проделан в [21]. В частно- частности, для определения волнового сопротивления СПЛ с точностью порядка одного процента можно пользоваться соотношением [19] 7 — 5^L 1 — t/2d M , ,. w эф 2d в котором отношение wa$/2d определяется так {wild, w/Bd— г) > 0,35, M;/2d-@,35 — w/2dJ(l + wlBd — г) > 0,05. A.1.5) Величина Cf обозначает краевую емкость, не зависящую от шири- ширины полоски СПЛ: = 21п(тгщ 1 i — гтт In 1 - t/2df A.1.6) При проектировании СПЛ и ее оптимизации с помощью ЭВМ необходимо решать обратную задачу об определении геометрических размеров по заданным электрическим параметрам. Решая совместно D) и E), определим геометрические размеры СПЛ, исходя из заданного значения волнового сопро!ивления. При Zo < 120 Ом для 30 отношения wild получается формула Ю у 2d~ ЗОя Td л A.1.7) При 120 Ом нужно пользоваться другим соотношением: 0,85J-XF*/d+l)-0,1225]1/2, A.1.8) где Zo = ZVe A + 2,3?/2d) — нормированное волновое сопротивление для воздушной СПЛ, Cf вычисляется по формуле F). Погрешность выражений G) и (8) составляет величину порядка 1%. 3. Потери в СПЛ. Общие потери а в СПЛ могут быть разделены на две составляющие: потери в проводнике ам и диэлектрике осд. В силу их относительной малости для суммарных потерь выполняет- выполняется, аддитивное соотношение а = ам + ад. A.1.9) Потери в проводнике, связанные с проникновением магнитного потока в каждую пз проводящих поверхностей, вычисляются из соотношения [22] a.-com A.1.10) где Яж — поверхностное сопротивленце проводника, а оператор б/б? — варьирование волнового сопротивления ZQ по соответствую- соответствующим размерам СПЛ. Подставляя D) —F) в A0), получим В), A.1.11) где 2w 2d- 0, 0,35 1 2d+t In 1 л 2d — t Z0<120Om, w/2d f —t + 5,85rf- 32,4 ?], Zo> 120 Ом. Потери в диэлектрике зависят от тангенса угла диэлектрических потерь (tg6) используемого материала и приближенно могут быть определены так: aH = B7,3VeAo)tg6. A.1.12) Некоторые сравнительные данные о полных потерях в СПЛ, выпол- 31
пенной на подложках из полистирола, кварца и окиси алюминия (полпкора), в зависимости от волнового сопротивления приведены на рис. 1.2. 1,0f 4 2 10 ~1 10 -2 -——" Рис. 1.2. Зависимость полных потерь в СПЛ от волнового сопротивления: сплошная кривая — / — 1 ГГц, штрихо- штриховая — / = 9 ГГц, штрихпуиктирпая — Нога:.7шрол~1'^"'"'\ _--: / = 25 ГГц; поликор — 8 = 9,7, tg б — __ — r^F^Z^ = 2 - Ю-4; кварц— е = 3,8, tg б = = 1-10~*, полистирол — е = 2,53, tgo" = = 5-10 го На практике важное значение имеет величина погонной доброт- добротности СПЛ. Ее значение определяется в соответствии с A0) — A2) для полных потерь следующим образом: 97 Ч ~|/р~ / Кп Лр \ Q - , уг ( 1 - ^ SL]. A.1.13) 4. Максимальная рабочая частота /гр СПЛ. Она определяется возможностью возникновения поперечных (волноводных) Я-волн низшего порядка. Для /гр, выраженной в гигагерцах, в [6] получена следующая формула: /гР = l5[dl/s(w/d + n/2)]~\ A.1.14) где d и w даны в сантиметрах. Исходя из A4) необходимо выбирать компромиссную толщину диэлектрика, при которой минимально снижается добротность СПЛ и сохраняется высокая частота отсечки для распространения //-волны. Для примера на рис. 1.3 приведены расчетные кривые, полученные для ди- диэлектрического материала из окиси алюминия [23]. Для подавления паразитной //-волны используются конст- конструктивные меры: гальваниче- гальваническое соединение металлически- металлическими штырями слоев металла вблизи проводника либо выпол- Id,см 10 10 -2 О 15 Г.ГГи Рис. 1.3. Частотная зависимость доб- добротности СПЛ от толщины диэлект- диэлектрика для Z = 50 Ом пение узких продольных щелей в проводнике СПЛ. § 1.2. Несимметричная полосковая линия 1. Определение, Конструкция. Поле основной волны. Не- симметричпая полосковая линия (НПЛ) (иногда ее называют микрополосковой линией) выполняется нанесением слоя металла бесконечной ширины1) с одной стороны подложки и проводника конечной ширины — с другой стороны (рис. 1.4, а). Основным -----¦ Рис. 1.4. Несимметричная полосковая линия: а), б) поперечный и продольный вид; в) распределение продольных токов; г) структура токов; д, е) структура полей поверхностных волн в НПЛ (низшим) типом волны, распространяющейся в НПЛ, является квази-Г-волна, структура полей которой схематически показана на рис. 1.4, а, б. Продольное распределение тока в узком проводнике описывается экспоненциальной либо логарифмической функцией, в слое метал- металла — колоколообразной функцией вида /z[l + (x/dJ]~l (рис. 1.4, в). *) Иногда в литературе встречается понятие «слой металлизации», отра- отражающее в какой-то мере технологическую сторону дела. Мы будем пользовать- пользоваться более распространенным понятием «слой металла», предполагая его, если не оговорено противное, бесконечно тонким и обладающим идеальной про- проводимостью. 3 В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 33
Общее распределение тока в проводниках НПЛ приведено на рис. 1.4, г. Структура полей поверхностных волн дана па рис. iAd,e. Несмотря на внешнюю простоту конструкции, НПЛ по своим электродинамическим характеристикам существенно отличается от СПЛ. Основное отличие состоит в том, что НПЛ представляет собой открытую электродинамическую структуру, и построение ее теории оказалось связанным с целым рядом сложнейших проблем математи- математической теории дифракции и вычислительной электродинамики. Здесь мы приведем только основные данные этой теории, отсылая чита- читателя за подробностями к материалам книг [1, 24]. Вместе с тем для целого ряда приложений и использования НПЛ в ОИС достаточно длинноволновых диапазонов оказываются весьма полезными различ- различные приближенные результаты. Поэтому вначале мы приведем свод- сводку результатов по квазистатической теории НПЛ, а потом уже перейдем к электродинамическому приближению, в котором отме- отметим основные принципиальные моменты теории. 2. Квазистатическое приближение. В этом случае \Н±\ > 1#ц|, l?j_l ^ 1-Ец! и волновое сопротивление рассчитывается с довольно низкой погрешностью (порядка ±1%) для параметров подложки: е < 16 и геометрических размеров в области 0,05 < w/d< 20 [25]. Волновое сопротивление НПЛ для широких проводников (w/d> 1) равно Z = 120ле7ф1/а[-| + 1,393 + 0,667 In (^ + 1,444)]" \ A.2.1) для узких проводников (w/d<-1) A.2.2) Формулы A), B) справедливы для бесконечно топкого проводника, а эффективная диэлектрическая проницаемость, входящая в них, определяется так: 2еэф = е + 1 + (е-1)/Я, A.2.3) где (A + I2d/U>)l/2, W/d> 1,; ~ 1[A + I2d/w)~in + 0,04A — wldf\~\ w/d < 1. Для проектирования ИС и ОИС СВЧ схем желательно иметь за- зависимости геометрических размеров от волнового сопротивления Z и диэлектрической проницаемости е подложки. Это нетрудно сде- сделать, пользуясь формулами A) — C) и записав их в виде = 64{l-[l,0455-@,0512-60n/Zj/8^)J1/2}, w/d = 2 [ exp - {exp(z /еэф/3о) - 8J1/2j, A.2.4) A.2.5) 34 где значение еэф аппроксимируется выражением е~ф = 0,2775 + 0,722е. A.2.6); Формулы D) — F) дают максимальную погрешность 4% при зна- значениях ZeE; 250) Ом и 8 < 16. Для значений Ze < 800 Ом по- погрешность не превышает 2%. Если же проведенную процедуру по- вторить еще раз, произведя при этом замену еЭф на еэф, то погреш- погрешность уменьшается до 0,5%. 3. Учет реальных особенностей конструкции и материала про- проводника. При конструировании ИС на НПЛ часто оказывается, что характеристики физической цепи значительно отличаются от теоре- теоретических даппых. Это объясняется наличием таких факторов, как конечная толщина проводников, потери на нагревание проводников и диэлектрика, излучение и пр. Поэтому при проектировании ИС следует учитывать влияние перечисленных факторов. Краевые поля в НПЛ, образованные за счет конечной толщины Т — t/d проводников, влияют па эффективную ширину проводников и-Эф следующим образом [26]: для гомогенных (однородных) подложек - w Г1 + ? In [ 1 + cth VI, Id /J для гетерогенЕгых (многослойных) подложек \ 1 + ? (\ + ' ) In = и> A.2.7) . A.2.8) Без учета свойств материала подложки [27] выражения G) и (8) будут иметь более простой вид: Ш/яе) (In B/Т) + 1), w/d > 1/2 > 27\ ;)AпD/Г) + 1), w/d < 1/2 < 2Т. (lt^> Формулы G) — (9) получены для подложек с диэлектрической про- проницаемостью б ^ 128 и размеров проводника НПЛ w/d ^[0 fit', 100]. Затухание в НПЛ определяется формулой [26] а = 52,17 nc/QJiTZ* A.2.10) где с — скорость света, Qo — собственная добротность НПЛ, вклю- включающая в себя потери в металлическом слое (обусловленные теп- тепловым действием тока), в диэлектрических слоях и на излучение. Величина, обратная общей добротности, является аддитивной по отношению к обратным значениям частных добротностей ее со- составляющих: Q^1 = фи1 + ^д*1 + (?и 1- Рассмотрим собственную добротность для каждого случая. Добротность НПЛ, «подвешенной» в воздухе (диэлектрическая проницаемость подложки е = 1), согласно [28], равна QM = jtZofw/c^Rs, A.2.11) 3* 35
где R$ = 1/аД — поверхностное сопротивление скан-слоя А (а — удельная проводимость металла), f — коэффициент, учитывающий распределение тока в НПЛ [26]: f = exp{-l,2(Z/120HH-7}. A.2.12) При необходимости можно учесть зависимость поверхностного со- сопротивления от величины шероховатости проводников: A.2.13) где б — среднеквадратичная шероховатость поверхности. Добротность диэлектрического слоя НПЛ @я определяется доб- добротностью подложки Qn и воздушного пространства над полоской которая практически весьма велика (Qm^Qu)'* }-'. A.2.14) A.2.15) = [A - ?)+?«*]<[A - q)/Q.}+ Коэффициент заполнения НПЛ диэлектриком [28] равен q = 0,5[A + lOd/w)'0'555 + 1]. Потери на излучение практически не учитываются, поскольку они проявляются при большой толщине проводника (превышающей толщину шести скшьслоев) и? кроме того, от них можно избавиться путем экранирования НПЛ. Добротность излучения Qa при этом стремится к бесконечности. Более простые выражения для расчета затухания в НПЛ, в ко- которых не учитываются распределение тока в проводнике, неодно- неоднородность материалов подложки и коэффициент заполнения диэлект- диэлектрика, можно найти в [27]. 4. Электродинамическое приближение. Основное отличие НПЛ от СПЛ состоит в том, что основная волна НПЛ (Г-волна) обладает «волноводным характером», т. е. имеет достаточно заметную дис- дисперсию. Это обстоятельство особенно сказывается при проектирова- проектировании и реализации разнообразных резонансных структур типа, на- например, полосовых фильтров (гл. 5). Продольное волновое число h обладает спектром собственных значений, состоящим из двух множеств: а) конечное множество дискретных собственных значений, соот- соответствующих конечному числу волн различных типов, включающее основной тип волны («дискретный» спектр); б) последовательность собственных значений, соответствующих полю излучения («непрерывный» спектр). Дискретные волны не являются чисто волнами Е- или //-типов, а представляют собой гибридные волны. Поэтому для их определе- определения необходимо решать уравнение Гельмгольца для продольных составляющих поля: я„ я„ = 0, A.2.16) 36 где Ч w>oeo, , d\. В плоскости у = 0 продольные составляющие поля должны удовлетворять следующим граничным условиям: Е2(х, у = 0, z) = 0, dHz(x, y = 0, z)/dy = O. A.2.17); На границе подложка — пространство тангенциальные составля- составляющие поля должны быть непрерывны: ?,а1 = АХ2) ¦" zl " 22 ~ /ас, A.2.18) ?,2i = /SZ2, Л1Х\ //х2 ~ /2, где индекс 1 относится к области у > <2, а индекс 2 — к области подложки, т. е. уе [0, d]. Полосковый проводник заменяется неиз- неизвестным эквивалентным распределением тока, равным \x\>w,2. После применения комплексного преобразования Фурье к A6) и перехода от действительной переменной х к комплексной перемен- переменной /г, необходимо удовлетворить условиям A7), A8). Для полоскового проводника граничные условия можно запи- записать следующим образом (Ы ^ w/2): Ez(x, y = d, z) = 0, dHz(x, y = d, z)/dy = O. A.2.20)' Эти условия, применимые только для действительных значений переменной х, приводят к интегральному уравнению, связывающе- связывающему функции распределения токов 12(х) и /*(#), для каждого соб- собственного значения продольного волнового числа h; J #1=Л (A) e~ihxdh f ^2г/, (A) e-iterfA _ — 00 со по - J K2XIX (h) e-ihxdh J tflz/, (h) e~ihxdh = 0, A.2.21) — CO — CO где функции Ix(h) и Iz(h) есть комплексные преобразования Фурье неизвестных составляющих тока 1Х (х) и Iz (x). Полное решение B1) дает бесконечное число возможных дискретных типов волн, но на каждой данной частоте существует только конечное число волн различных типов. Для решения B1) существует несколько методов, выбор кото- которых определяется необходимой точностью расчета. Так, если необ- необходимо рассмотреть только основной тип гибридной волны, то можно использовать метод спектрального разложения [29]. Расчет, 37
проведепный в [30] для четырех высших типов воли, основывается на предположениях, что поперечная составляющая тока 1х(х) пре- пренебрежимо мала и заряд в полосковом проводнике распределен согласно функции Максвелла. Тогда применение комплексного пре- преобразования Фурье приводит к тому, что функции распределения тока Iz(oc), соответствующие высшим типам волн, описываются функциями Бесселя первого рода. Еще более точное решение B1) получают там, где составляющие тока после применения комплекс- комплексного преобразования Фурье представляются полиномами либо Ле- жандра [31], либо Чебышева [32]. Таким образом, поскольку в НПЛ распространяется ие чистая Г-волна, то волновое сопротивление линии и эффективная диэлект- диэлектрическая проницаемость подложки изменяются с изменением ча- частоты. Существует несколько возможных путей учета дисперсии в НПЛ. Так, в результате решения интегральных уравнепий B1) получено, что дисперсия приводит к изменению значения постоян- постоянной распространения основного типа волны по следующему зако- ну [33]: h/k - hT/k0) hrffa A.2.22) где fir — постоянная распространения, полученная в Г-приближении. Дисперсия при этом учитывается путем изменения эффективной диэле!.трической проницаемости подложки [34, 35] (ср. [18]): еЗФ(/)=е-[е-е9ф(О)][1+ />(/)]-'. A.2.23) Здесь (и = w/d) Р (/) = PtP2[ @,1844 + Р3Р4) 10/d/c]1-"", A.2.24) Рг = 0,27488 + [0,6315 +0,523/A + 0,157 jd/c)™] и - — 0,065683 е-8,7513^ Р2 = 0,33622 [1- ехр{—0,03442в}], Р3 = 0,0363 ехр{- 4,6и} [1 — ехр{— (/d/3,87 с)*-"}], Pi = 1 + 2,751 [1 — ехр{- (е/15,916)8}]. Волновое сопротивление Z зависит от частоты и может быть записано так: Z(/)"Z(O)^(o)-ili^GJJ • A-2'25) Расчет по формулам B2) —B5) дает хорошее совпадение с экспе- экспериментальными данными для подложек с диэлектрической прони- проницаемостью е^[1; 20]. Другие параметры имеют следующие значе- значения: и е=[0,1; 100], й/Хо^[О; 0,13]. Формулы B2) —B4) дают 38 удовлетворительные результаты до частот миллиметрового диапазо- диапазона (порядка 60 ГГц) [35]. 5. Дисперсия в НПЛ с широким проводником. Расчет диспер- дисперсионных характеристик НПЛ с широким проводником (и>5) и экраном, расположенным над плоскостью проводника на расстоя- расстоянии 5d, проведен в работе [36]. НПЛ выполнена на подложке (е = = 9,8) толщины d = 0,635 мм. На рис. 1.5 представлены дисперси- дисперсионные кривые для различного типа гибридных волн и проведена область собственных значений, дд ъ соответствующих полю излуче- излучения. На основании результатов, полученных в [1, 29—32, 36], можно сделать следующие вы- выводы. Для основного типа вол- волны ЕН0 собственное значение продольного волнового числа существует, начиная с нуле- рпс. 1.5. Дисперсионные характеристики вой частоты. Для каждой волны экранированпой НПЛ высшего типа есть своя ниж- нижняя частота среза, отличная от нуля, которая возрастает с уве- увеличением порядка волны. На частотах, лежащих ниже частоты среза для данного типа волны, последняя в НПЛ не распространя- распространяется, поскольку возбуждающаяся в линии энергия, соответствующая данному типу волны, не распространяется вдоль линии, а излуча- излучается в пространство [30]. На частотах, больших частоты среза, вол- волны высших типов распространяются в НПЛ с фазовыми скоростя- Д1и большими, чем фазовые скорости всех волн более низкого типа на данной частоте. С ростом частоты фазовая скорость имеет ниж- нижний предел, численная величина которого равна фазовой скорости в диэлектрике подложки. На рис. 1.6 представлено распределение продольной составляю- составляющей тока гибридных волн ЕНт (т=-0, 1, 2, ...) по ширине про- проводника. Сравнение кривых рис. 1.5 и 1.6 показывает, что гибрид- гибридные волны имеют распределение поперечной составляющей тока в виде стоячей волны. 6. Сравнение НПД и прямоугольного волновода. Электромагнит- Электромагнитное поле НПЛ сосредоточено в основном в области под токонесу- токонесущим проводником (см., например, рис. 1.4, а). С ростом частоты поле все более концентрируется в этой области. Указанное обстоя- обстоятельство дает повод сравнить свойства НПЛ и прямоугольного вол- волновода (ПВ) [37]. Строго говоря, продольное волновое число h в НПЛ с идеально проводящими проводниками и идеальным ди- диэлектрическим заполнением есть комплексная величина: h = h' + + ih". Наличие мнимой части у h (h") связапо с дифракционным излучением волны из линии. На графиках, представленных на рис. 1.7, показано поведение нормированного продольного волнового числа h'/k0 и h"/k0 (k0 — волновое число в воздухе) в зависимости 39
от w и d для основной волны НПЛ [37]. Здесь же нанесены значе- значения продольного волнового числа прямоугольного волновода с попе- поперечным сечением а X Ь. Наличие дифракциопных потерь в НПЛ ¦ х \ и 1 4 - -ъ \ У Ряс. 1.6. Распределение продольных токов в проводнике НПЛ для Г-т #i3-, Язо-воли (а) и Н%г, Я4(г» #ео-воли (б) приводит к существованию волны в закритической области (в пря- прямоугольном волноводе с идеальными стенками распространение в этой области отсутствует: й' = 0). На рис. 1.8 показана зависи- зависимость волнового сопротивления НПЛ от Ы. Здесь же представлены соответствующие кривые для прямоугольного волновода. Рис. 1.7. Сравнение затухания одинаковых по высоте НПЛ и ПВ. Левые части кривых от- относятся к затуханию мнимой части продольного волнового числа kw/2 7. Учет анизотропных свойств подложки. Нужно отметить, что учет анизотропных свойств тел, вводимых в направляющие или ре- резонансные структуры, делает возможным реализацию устройств с весьма интересными характеристиками (невзаимность, направлен- направленность и пр.). Вместе с тем анализ свойств структур с анизотропны- 40 ! ми включениями весьма сложен (см., например, [38, 39]). Во всех приведенных выше формулах предполагалось, что материал под- подложки изотропеп. На самом же деле практически все применяемые современные материалы подложек ИС СВЧ обладают ярко выра- выраженной анизотропией свойств. Так, например, для сапфировых подложек е*х = e2Z = 9,4; е^ = 11,6 [40]. Метод анализа НПЛ (в статическом приближении) с анизотроп- анизотропной подложкой состоит в том, что вся исследуемая структура в по- поперечном сечении разбивается на треугольные элементы, причем по 100 Рис. 1.8. Сравнение волновых сопротивлений разных по вы- высоте НПЛ и ПВ 0,75 kd мере удаления от полоски НПЛ площадь треугольных элементов возрастает по логарифмическому закону [41]. После определения всех элементов и узлов потенциальная функция внутри каждого элемента интерполируется функционалом вида X = -х J [ dV. A.2.26) Потенциальная функция ф должна удовлетворять уравнению Лапласа V (еУф) = 0, где е = 'ух A.2.27) На следующем шаге в результате минимизации функционала полу- получается система линейных уравнений Ш1.||ф11 = 0, A.2.28J где 11X11 — симметричная матрица, элементы которой зависят от уз- узловых координат, а !1<рП — матрица узловых потепциалов. Затем си- система уравнений B8) модифицируется так, чтобы выполнялись граничные условия на границах металл — свободное пространство (D = Z>2n, где D — электрическое смещение), что приводит к виду \\K\\ - 11ФН = IIFII. A.2.29); Решая систему уравнений B9), получаем узловые потенциалы Ф, которые определяют потенциальную функцию F. Зная потенциаль- 41
ную функцию, определяем электрическое поле около проводников и распределение зарядов в проводнике, по которым можпо найти ос- основные параметры НПЛ. Данный метод позволяет анализировать не только НПЛ, расположенную на анизотропной подложке, по и ли- линию, расположенную на многослойной (гетерогенной) подложке. Более простой квазистатический метод учета анизотропии под- подложек, но имеющий и более узкую область применимости, основан на отображении некоторой области Rz плоскости z = x+iy в об- область Rw плоскости w = u + iv, при котором функция отображения и задается в виде [41] и = и(х, у), v = v(x, у). A.2.30) При таком отображении потенциал точки (х, г/), принадлежащей области Rz, равен потенциалу точки (и, v) области Rw и, кроме того, электростатическая энергия системы остается постоянной. Если функцию отображения выбрать так, чтобы матрица ди 'дх duldx м ди/'ду dvldy A.2.31) A.2.32) то тензор диэлектрической проницаемости Не2н диэлектрика, нахо- находящегося в области Rz, трансформируется в тензор удовлетворяла условию ШII • где 8w=Vdetll8zll. A.2.33) Согласно C3) НПЛ, расположенная на анизотропной подложке с тензором диэлектрической проницаемости = 8 хх ху еух еъу о о о о 'ZZ A.2.34) эквивалентна НПЛ, расположенной на изотропной подложке с от- относительной диэлектрической проницаемостью экв A.2.35) и эффективной толщиной Лэкв лт/~ 71 Z It U/ 1 Ore' C<uu A.2.36). При этом ширина проводника эквивалентной НПЛ остается неиз- , менной: w9KB=sw. Формулы C5) и C6) можно широко использо- использовать при расчете волнового сопротивления и эффективной диэлект- диэлектрической проницаемости. Данный метод дает погрешность, не пре- превышающую 3% при wld— 10, и погрешность менее 1% при w/d = .=0,1, т, е. он позволяет получить достаточно высокую точность при относительно простых расчетных формулах. ¦42 При использовании НПЛ в ОИС СВЧ необходимо учитывать все типы воли, возникающих как в поперечном, так и продольном на- направлениях. Особенно это важно при сборке модуля СВЧ, где мо- могут возбуждаться паразитные типы колебаний (объемные и по- поверхностные) на границах раздела: воздух — диэлектрик — металл. Наиболее опасной из паразитных колебаний является поверхностная волна, методике расчета которой посвящен следующий пункт. 8. Поверхностные волны в НПЛ. Волны поверхностного типа возникают на границе поверхности диэлектрических слоев НПЛ. Существование поверхностных волн электрического Ет0 (рис. 1.4,3) и магнитного Нто (рис. 1.4, е) типов обусловлено их связью с попе- поперечной волной Г-типа в НПЛ. Действительно, фазовая скорость Г-волны лежит в области vjc ^ [У8эф; 1], а фазовая скорость по- поверхностной волны с увеличением частоты уменьшается, причем оба типа волны не имеют отсечки. Йри больших частотах между волнами возникает синхронная связь, условием которой является равенство фазовых скоростей Г-волны и поверхностных волн. В данном случае в НПЛ па верх- верхних граничных частотах эти условия выполняются, что приводит к возбуждению паразитных поверхностных волн и, как следствие, к нежелательным связям между элементами схемы или к паразит- паразитным резонансным явлениям, возникающим за счет отражений от корпуса СВЧ модуля, краев подложки и пр. Дисперсионное уравнение поверхностной волны, распространяю- распространяющейся в диэлектрическом слое, нанесенном на бескопечно широкой идеально проводящей поверхности, имеет вид: для ?-типа е Xе = 2nd]/rs — для #-типа arct .-¦(¦ - е0Ёф)), ~8энф arctg (- /(еэнф - A.2.37) A.2.38) Максимальная синхронная связь волн Ет0 и Т (HmQ и Т) дости- достигается при равенстве эффективных диэлектрических проницаемостей среды для этих волн (равенство фазовых скоростей): A.2.39) ^эф — ^эф — эф, где еэф — эффективная проницаемость НПЛ, определяемая из выра- выражения C), Подставляя условия C9) в C7) и C8), получим значения гра- граничной длины волны, при которых возникают электрические по- поверхностные волны: = 2nd /(е-1)(Я-1)/2Д arctg (e V(R + A.2.40) 43
и магнитные поверхностные волны: Я* = 2nd У (г — 1) (Д — 1)/2R arctg"!(— V(R + i)/(R - 1) )- A.2.41) Из выражений D0) и D1) видно, что с увеличением ширины проводника НПЛ граничная длина волны возрастает. На практике НПЛ обычно выполняется на подложках с высоким значением ди- диэлектрической проницаемости, поэтому знаменатель в выражениях для Ягр стремится к я/2. Использовав данное условие, получим с до- достаточно высокой «инженерной» точностью простые выражения: для НПЛ с широким проводником граничная длина волны равна Ягр = 2,82йУе(Д-1)/# A.2.42) ч гр и узким проводником — Ягр = 2,82йГ1Г. A-2.43); Формулы D2) и D3) справедливы для квази-Г-волны. Вместе с тем известно, что в НПЛ существуют гибридные волны (п. 4), поэтому необходимо учитывать их дисперсионные характеристики в сочетании с уравнениями D0) и D1). Расчет излучающих волн проведен в работе [36], где показано (рис. 1.5), что они не имеют нижней частоты отсечки. При низких частотах поверхностная волна слабо связана с подложкой и по мере увеличения частоты энергия волны все более концентрируется в подложке, что приводит к умень- уменьшению фазовой скорости (увеличению излучаемой энергии с НПЛ). Зависимость излучаемой мощности от волнового сопротивления НПЛ получена в [42]: P"*/P0=F(p)/120n*t A.2.44) где F(p) = p sinp -2 sin2 (p/2) + (sin Экспериментальные исследования показали, что излучение по- поверхностных волн возникает при толщине подложки d/XQ > 0,09 для 8^2,3 и й/Я0>0,03 для е ~ 10 [43]. Результаты этих эксперимен- экспериментальных исследований с погрешностью до 2% совпадают с расчет- расчетными данными по формуле D4). 9. Варианты НПЛ для ОИС СВЧ. Для формирования элемент- элементной базы ОИС СВЧ необходимо иметь набор НПЛ с проводниками, расположенными в комбинации между различными слоями диэлект- диэлектриков. Некоторые варианты наиболее удачных конструкций ЛП, имеющие практическое значение в проектировании ИС и ОИС, рас- рассмотрены в обзоре [44] (рис. 1.9). Результаты расчетов и экспериментальные данные мы не при- приводим из-за ограниченного объема книги; дадим только некоторые литературные сноски, которые позволят читателю при необходимо- необходимости найти нужные данные. НПЛ с внешним слоем диэлектрика 44 (рис. 1.9, а, г), выполняющего функции защиты схемы от климати- климатических и радиационных воздействий, достаточно подробно рассмот- рассмотрена в [45—48]. «Подвешенная» НПЛ (рис. 1.9,6), отличающаяся высоким значением собственной добротности (малые потери),— [33]. Проводники НПЛ, связанные по электромагнитному полю (ли- (лицевая связь —рис. 1.9, в и боковая связь — рис. 1.9, д),— [49, 50]. В* ' с / /' / • 1 ь /1 s /> -, 'S '. . 0 '¦ д) •г, 3) Рис. 1.9. Наиболее распространенные варианты НПЛ Модифицированные НПЛ (рис. 1.9, е, ж, з), позволяющие строить БЭ и СВЧ модули РЭА,— [51—53]. В дальнейшем мы неоднократно обратимся к вопросам использования разных типов ЛП в ОИС СВЧ (в духе принципа конструкционного соответствия). § 1.3. Симметричная щелевая линия 1. Определение. Принцип действия. Волноводная модель СЩЛ. Симметричная щелевая линия (СЩЛ) [54] представляет со- собой узкую щель, вырезанную в бесконечной металлической плоско- плоскости, расположенной на одной из сторон плоскопараллельного маг- нитодиэлектрического слоя, образующего подложку СЩЛ (рис. 1.10, а). Линии электрического поля (при е > 1) концентри- концентрируются в подложке, а магнитного поля — имеют вид эллипсов, пере- переходящих в кривые типа «седло» (рис. 1.10,6), образуя таким обра- образом основную волну СЩЛ, напоминающую конструкцию поля вол- волны типа Ню прямоугольного волновода. Распределение тока в слое на металлических полуплоскостях (рис. 1.10, в, г) — экспонен- экспоненциальное. Необходимо отметить, что к настоящему времени не существует достаточно точной теории открытой СЩЛ1) (см., например, [1] §§ 2.5, 2.6). Во всяком случае до сих пор нет еще такого отчетли- отчетливого физического понимания принципа работы СЩЛ, которое ха- характерно, например, для НПЛ (§ 1.2). Сказанное относится и к другим щелевым структурам, таким, как несимметричная щеле- щелевая линия (НЩЛ) (§ 1.4) и др. Здесь, в соответствии с задачами ') Попытки построения строгой теории щелевых структур предпринима- предпринимаются и сейчас (см.. например, [57, 302]). 45
нашей книги, мы приведем некоторые приближенные соотношения, поясняющие, с одной стороны, физику работы СЩЛ, а с другой —¦ пригодные для использования в системах автоматизированного проектирования. Для расчета параметров СЩЛ необходимо знать основные ком- компоненты электрического и магнитного полей. При w/X < 1 напря- напряжение между кромками бесконечно протяженной регулярной щели х Рис. 1.10. Симметричная щелевая линия: а), б) структура электромагнитного ноля; в), г) распределение продольных и полных токов; д), е) волноводная модель СЩЛ можно заменить эквивалентным линейным магнитным током. При этом продольная составляющая магнитного поля для любой точки пространства вне щели записывается в виде уходящей волны [55]: A.3.1) k2 = y! + kl A.3.2) где Hn (t) — функция Ханкеля первого рода тг-го порядка, уг = 46 •= /2лЛ — продольное волновое число, к0 = 2лА0 — волновое число для воздуха, Я = Х(УУгэф — длина волны в СЩЛ, еоф — эффективная диэлектрическая проницаемость СЩЛ. Поперечные составляющие поля СЩЛ в цилиндрических коор- координатах определяются из уравнений Максвелла с помощью A) сле- следующим образом: к 2 дг = 41- ф=^-_2 = -120л Н[1} (кг), -1/2 Л? (кг). A.3.3) A.3.4) А- дг \ Используя свойства функции Ханкеля [56] и условие \HZ/Hr\ = = 1, определим расстояние гкр от плоскости щели до места нахож- нахождения области круговой поляризации: 1 (^гкр)/ (Лгкр) = V 1 — (А Ко) . A*0.0) Из формул A) и C) следует, что выражение E) при г=^°° стре- стремится к единице. Поэтому на некотором расстоянии от щели элект- электромагнитная волна имеет эллиптическую поляризацию (близкую, впрочем, к круговой). Напряжение в произвольной точке слоя металла, нормированное на напряжение в щели, определяется следующей формулой: Vr/V0^(K/2)kr\H^(kr) A.3.6) При расчетах эффективной диэлектрической проницаемости и волнового сопротивления СЩЛ часто используется модель линии с электрическими и магнитными стенками (рис. 1.10, д,е); это по- позволяет с известной степенью точности представить СЩЛ в виде прямоугольного волновода и решать задачу в прямоугольных коор- координатах. Волноводные модели, изображенные на рис. 1.10, д, е, пред- предполагают распространение волны без потерь в продольном направ- направлении СЩЛ. Введение электрических стенок на расстоянии а, равном поло- половине длины волны (Ех = 0), и магнитных стенок симметрично осе- осевой линии щели на достаточно большом расстоянии Ъ (Нп = 0) не искажают в СЩЛ компоненты поля. В результате из первоначаль- первоначальной структуры (рис. 1.10, а) мы выделили участок, который можно рассматривать как прямоугольный волновод с емкостной диафраг- диафрагмой, размещенной на диэлектрической подложке (рис. 1.10,3). В подобной структуре полный спектр волн, удовлетворяющих гра- граничным условиям, состоит из волн Hi 2п для п ^ 0 и Ei 2п для п> 1. Волны Ню и все высшие типы волн в волноводе без диэлектри- диэлектрика не распространяются, поскольку величина а меньше половины длины волны в воздухе. В диэлектрике распространяются волны Hi0, а распространение высших типов волн зависит от ширины вол- волновода а. 47
При условии «поперечного резонанса» полей сумма реактивных проводимостей в плоскости диафрагмы должна быть равной нулю: Вх = Вя + Вв. A.3.7) Здесь Вя — реактивная проводимость в плоскости диафрагмы (х = 0) со стороны подложки толщины d, Вв — со стороны воздуха. Для получения решения уравнения G) введем независимую пере- переменную р = 'ко/2а. При этом необходимо выполнить условия а=Х/2 n n = >.„/>. ттяип.ттяютттир пттпрдрднть ДЛИНУ В^ДЕЫ И ЧЭСТОТУ в ЗЭ,- висимости от параметров СЩЛ. Формула суммарной проводимости в плоскости диафрагмы [55] для электрической стенки (z = ±b/2) имеет вид = (а/2Ь) {— v + и tg [я du/ap — + A/2) 2 [^(l — Fn1) + Л/„] sin2(nnb)/n (лтгбJ) A.3.8) 71=1,2,3,... J и для магнитной стенки (х — + A/2) 2 [^ A - Рп1) + Л*«] sin2 (лтг6)/тг (лтгбJ], A.3.9) 71=1/2,3/2,5/2,... J где = 120л, б = Для действительных Fnl имеем значения Мп = [е th rn - p2F^ cth H - и где m rn = 2nndFnlb г + cth (Fnl/eFn), gn = 2nndFnlb~1 + th{FnFni). Для мнимых Fnl имеем значения Л/п = [е tg rn - / | Fnl |2 ctg ^ где r'n - 2ятгй | Fnl | b-1 + ctg (| F gn = 2лтгй | Fnl | b-1 + tg (Fn | Fnl f1). Волновое сопротивление СЩЛ определяется из уравнения энер- энергетического баланса следующим образом [55]: A.3.10); Vp /()() A.3.11) 48 f1 Д (г\Вх) = (цВх)р=р —(f|Bz)p=p находится из (8) при фиксирован- фиксированных значениях е, d, w, b, а и для двух значений /?, взятых в ок- окрестности р = Я0А, при котором y\Bz = 0. Результаты расчета (8) и A0) для эффективной диэлектриче- диэлектрической проницаемости и волнового сопротивления открытой СЩЛ ап- аппроксимированы с точностью до 2% в [58] следующими выраже- выражениями (9,6 ^ е ^ 20): для 0,2 ^ w/d < 1 = 0,987 - 0,483 Ig e+(w/d) @,111 - 0,0022е)- -@,121 + O,O94Wd-O,OO32e)lg(WO Z = 113,19 -53,55 Ige + + l,25(w/d) A14,59 -51,88Ig e)+ 20(w/d- 0,2) (l-w/d)~ - [10,25 - 51g e +(w/d) B,1 - 1,42Ig e)- 100dA0]2 X X [0,15 + 0,23Ig e + (w/d) B,07Ig e - 0,79)]; A.3.13) для 002 = 0,923 - 0,448 Ig е + 0,2w/d - -@,29u;/d + 0,017)IgA00dAo), A.3.14) Z = 72,62 - 35,19 Ig e + 50(d/w) (w/d - 0,02)X X(w/d-0, 1)+IgA00a;/d) D4,28-19,58Ige)- - [0,32 Ig e- 0,11 +(w/d) A,07 Ig e + 1,44)] X X [11,4- 6,07 Ige - lOOdAo]1. A.3.15) Необходимо отметить, что волновое сопротивление в СЩЛ опре- определяется неоднозначно, аналогично определению в теории закрытых волноводов. При выводе формулы A0) использовано «энергетиче- «энергетическое» определение сопротивления. Структура же поля СЩЛ такова, что волновое сопротивление можно определить как отношение мак- максимального напряжения в щели к току, текущему в продольном направлении по металлическим полуплоскостям: Z=V/L A.3.16) Аналитическое выражение для волнового сопротивления СЩЛ в соответствии с A6) получено в работе [59]: Z = 296,1V^{A- ) [In - 1/4) + In A.3.17) где In ^ = 0,5772 — постоянная Эйлера. Формула A7) дает заниженные результаты по сравнению с фор- формулами A3) и A5) примерно на 30% и лучше соответствует дей- действительности в коротковолновой части сантиметрового и милли- миллиметрового диапазонов волн. В дециметровом и длинноволновой части сантиметрового диапазонов методика Кона [55] дает более точное совпадение с экспериментом. в. И. Гвоздев, Б. И. Нефёдов 49
Существует более точный и достаточпо хорошо разработанный метод частичных областей [60, 61]. Он также неоднократпо исполь- использовался для расчета параметров экранированной СЩЛ с учетом толщины t токонесущих проводников [62—65], а также других по- лосковых линий [62—67]. Недостатком метода частичных областей является большое время счета на ЭВМ, увеличивающееся с услож- усложнением структуры линии передачи. Поэтому этот метод, возможно, более пригоден для проведения исследования физических свойств и изучения линий сложных поперечных сечений, показанных на рис. 1.11. Анализ СЩЛ с проводниками конечной толщины (рис. 1.11, а), но симметрично помещенной в экране прямоугольного сечения а X Ь, проведен в работе [62]. Волновое сопротивление при этом рас- рассчитывалось по формуле A6). На рис. 1.12, а приведены дисперсионные кривые волнового со- сопротивления и длины волны в СЩЛ с достаточно удаленными стен- стенками экрана, полученные в [62], а также результаты, рассчитанные Sf fir 6) b. о 11 \ ¦ ¦ у/У/ Ж I w *~J Ш - b г) д) Рис. 1.11. Наиболее распространенные варианты СЩЛ: а) подвешенная СЩЛ; б) многослойная подвешенная СЩЛ; в) СЩЛ типа «сэндвич»; г) экранирован- экранированная СЩЛ с проводниками конечной толщины; д) СЩЛ, симметрично располо- расположенная в экране в [68] по формулам (8)—(Ю). Из анализа кривых видно, что вол- волновые сопротивления, полученные в [59], являются заниженными относительно сопротивлений, полученных из выражений A0), и ре- результаты совпадают с данными формулы A7). Расчетные значения длины волны в СЩЛ совпадают с данными работ [25, 26], что ука- указывает на правильность выбранных моделей для данного случая. Влияние толщины металлических полуплоскостей на частотные характеристики волнового сопротивления и длины волпы в СЩЛ 50 показано на рис. 1.12, б. При этом экраны были удалены достаточно далеко. Для узких щелей, как видно из кривых рис. 1.12,6, необхо- необходимо учитывать толщину металлических полуплоскостей. Для срав- сравнения па рис. 1.12, б приведена кривая волнового сопротивления СЩЛ при нулевой толщипе проводников [68]. 2. Многослойная подвешенная СЩЛ. По сравнению с обычной СЩЛ при той же ширипе щели дапный вариант СЩЛ (рис. 1.11,6) обладает пониженным волновым сопротивлением. Подвешенная СЩЛ на двухслойной диэлектрической подложке, в которой верх- верхний (непосредственно примыкающий к металлу) диэлектрический 0,02 0,03 0,0U 0905 cf/K0 о о,8 %г 1,6 Рис. 1.12. Зависимость длины волны (три верхние кривые) и волнового со- сопротивления от толщины слоя диэлектрика в подвешенной экранированной СЩЛ: а) с нулевой толщиной проводников (сплошные кривые — расчет по A.3.10), штриховые — по A.3.16)); б) с конечной толщиной проводников (штриховая кривая — расчет по A.3.10)); е = 9,6, а\Ъ = 2, bjd\ = 2, d/b = 0,1 слой имеет меньшую диэлектрическую проницаемость (?i<e2), чем более удаленный слой, может использоваться в миллиметровом диапазоне. Подвешенная СЩЛ имеет преимущества — малую длину волны и большую степень сосредоточения электромагнитных полей внутри диэлектрика, что приводит к уменьшению потерь. Впервые неэкранированная двухслойная СЩЛ была проанализи- проанализирована в работах [69t 70]; там же приведены ее дисперсионные характеристики. Расчет экранированной двухслойной СЩЛ проводится аналогич- аналогично [55], но при этом формула для суммарной проводимости имеет вид [70] = аЪ~г {— v cth (vkd3) + щХ 4* u2U! 1tg(nd2u2/ap — ctgvu21ctgvkh2)}]}
~1{1D + 1)/2-/>2]1пB/л6) + + A/2) 2 1*>2[1 — Fn1cthBnnFnd3b~1)]+ Mn] x ' «=1,2.3.... X 8т2(л7гб)/7г(лтгбJЬ A.3.18) Для действительных значений Fni и Fn2 имеем n] [I + {bllanf^Fnt-ul A.3.19) где rn = 2nnFnldib~1 + th {z^FniFn + cth {z^FmFni cthBnnFndJ)~1))]} gn = 2nnFnld1b~1 + cth [Fn2F~t cth Результаты расчета длины волны по формуле A8) и волнового сопротивления по формуле A6) приведены на рис. 1.13, а. Влияние О 0,000 0,100 0,150 (d^djAo^'o 0,050 0,100 0,150 dA0 а) 6) Рис. 1.13. Зависимость длины волны (сплошные линии) и волнового сопротив- сопротивления (штриховые) от толщины слоя диэлектрика в подвешенной многослой- многослойной СЩЛ: а) с удаленным экраном, (di + <й)/Ь = 0,1; б) с близкорасположен- близкорасположенным экраном, wl(d\ + d2) = 0,25; гг = 2,55, е2 = 2,62, d\ — 3,2 мм, dz — 5,0 мм, dz = dt, a/b = 2,0 высоты экрана на основные характеристики СЩЛ показано на рис. 1.13, б. С увеличением частоты все большая часть поля сосре- сосредоточивается (концентрируется) в диэлектрическом слое и влияние экрана уменьшается. Это и видно из рис. 1.13, б. 52 3. СЩЛ типа «сэндвич». Она представляет собой обычную СЩЛ, покрытую с двух сторон диэлектриком; схема ее приведена на рис. 1.11, в [71]. Дисперсионные характеристики неэкранированной Структуры типа «СаидьИч» анализировались В [/<?, /oj. Для ОИС СВЧ более важными являются, как мы уже неодно- неоднократно подчеркивали, экранированные структуры.^ Приведем некото- некоторые результаты расчета по ним. Так, суммарная проводимость экра- экранированной СЩЛ, расположенной между подложками диэлектрика, определяется следующим образом [70]: r\Bz = (a/2b) [uxtg [ndxujap — ctg (шГ1 ctg vkod3)] + + u2 tg [nd2u2/ap — ctg (ш^ ctg vA0d4)]} + + P'1 {[(«I + e2)/2 - p2] In B/яб) + + A/2) 2 (Mm + Mn2) sin2 (nnS)/n(nnbJ}r - A.3.20) «=1,2,3,... где для действительных Fnl и Fn2 имеем Mni = [гг th r%- p2F2H cth gni] [1 + (Ь/гал)8]^1 - u\% gni = 2nndiFnib~1 + th[(Fni/Fn)cthBnnFndib''1)l rni = 2nndiFnib-1 + cth [(Fm/BiFn) cth BnnFndib~1)]. A.3.21) Дисперсионные характеристики, рассчитанные для длины волны B0) и волнового сопротивления A6), приведены на рис. 1.14, а, 150 0,32 0,01 040U 0,06 d/X0 Рис. 1.14. Зависимость длины волны (сплошные линии) и волнового сопротив- сопротивления (штриховые) в СЩЛ типа «сэндвич»: а) с удаленным экраном, d/b = — 0,1; б) с близкорасположенным экраном, w/d = 0,1; 61^62 = 9,6, йъ = dAt a/b = 2,0 53
а влияние экрана—на рис. 1.14,6. Полученные результаты доволь- довольно хорошо совпадают с данными работы [74]. 4. Экранированная СЩЛ. Этот вариант СЩЛ (рис. 1.11, г) представляет особый интерес, так как он наиболее просто вписыва- вписывается в структуры на ОИС. Это объясняется возможностью ее ис- использования в крайних слоях ОИС для параллельного включения в нее полупроводниковых приборов. Такое включение диодов упро- упрощает настройку модуля и дает возможность практического решения задач теплоотвода, что в настоящее время является насущной проблемой. Для физического понимания структуры электромагнитного поля различных типов волн в СЩЛ и распределения токов в проводни- проводниках воспользуемся численным расчетом по методу частичных обла- областей. Разбиваем поперечное сечение СЩЛ на частичные области (рис. 1.11, г), в которых продольные компоненты векторов Герца, удовлетворяющие уравнению Гельмгольца и очевидным граничным условиям на проводниках, представимы в виде разложений по си- системам собственных функций этих областей [75]: оо 2 m—l COS (amx) sin [(zimfw2) (y — b3)] exp {— ihz}, {SHI) Пи = 2 Bm]o№mx)cosl(jim/w2)(y— Ь3)]ехр{— ihz}, m^O ICOSJ {oo 2 [Cmsinam(x — a) + C^cosam(z — a)]sin[(nm/«;2) (y — m=l oo — b3)] + 2 CksinftnkfwJix—a^sina^iy— Ь3)}ехр{— ihz}, k=i 1°° S [Z>mcosam(z — a) + Z>msinoim(z— a)]cos[(jt/ra/M;2)(y — m=0 (?) Dkcos[{nk/wi)(x--a1)]cosa(i?)(y--b3)}exip{--ihz}J A.3.22) со П23 = 2 B*m cos am {x — a3) cos [(nm/w2) {y — b3)] exp {— ihz}r ¦m=o 00 =• 2 -&)] X X sin [(пк/w^ (x— a3)] exp{— ihz}€ «k7; (У - b) + ^ sin 47) (y - b)] X X cos [(лА/и?!) (х — at)] exp {— ihz}% G) 54 где am= i/'"(o2e1|i — h2 — (nm/w2J, ' ai2) = h2 — (nk/wA2, д m i1|i h (nm/w2), ai = У(о%и ak = l/(o2e3fx—h2—(nkjw^f\ диэлектрическая проницаемость в обла- областях /, //, ///—8Ь в областях /F, V, VI— е2, в области VII— е3, Лм; = а2 — a,, w2 = bz — Ь2, 2а = ^i + а2, 2& = bt + Ь2; /», А; = 0, 1, 2, ... Hit ' 6J Рис. 1.15. Распределение электромагнитного поля в экранированной много- многослойной СЩЛ для волн четного (а, 6) и нечетного (в, г) типов: сплошные ли- линии — электрическое полет штриховые — магнитное поле Векторы Герца в областях IV, F, VII получаются из соответ- €твующих векторов в областях /. //, /// заменами 8t =^ е2, Ь$ =>¦ О, Выражая тангенциальные к границам «сшивания» компоненты полей через векторы Герца и используя свойство ортогональности на этих границах собственных функций частичных областей, обра- образуем систему линейных однородных алгебраических уравнений от- относительно неизвестных амплитудных коэффициентов в разложени- разложениях полей. При выбранном разбиении на частичные области оказы- оказывается возможным выразить все неизвестные амплитудные коэффи- 55
циенты через коэффициенты разложения полей в области VII и получить систему уравнений относительно коэффициентов Ah,Akj detlUII = A.3.22а) Система уравнений B2а) неоднократно исследовалась на сходи- сходимость, устойчивость и т. д. [50, 57, 59, 60, 67, 88, 112, 218]. Пока- Показано, в частности, что учет особенностей на ребрах структуры позво- позволяет существенно увеличить скорость сходимости решения к точ- точному значению. На основе эвристической аппроксимации данных в отмеченных выше работах, а также некоторых других [81, 92, 189], на рис. .1.15 показаны структуры полей нескольких первых ти- типов волн в экранированной многослойной СЩЛ; масштаб по верти- вертикальной оси несколько увеличен для удобства рассмотрения. Знание картины распределения полей позволяет разработчику ОИС СВЧ уверепио конструировать устройства, обеспечивать согласованное включение БЭ, а также активных элементов и элементов, управляе- управляемых проходящей СВЧ мощностью (параметрические элементы, ог- ограничители мощности, преобразователи частоты и пр.). По известному распределению электромагнитного поля в прост- пространстве СЩЛ можно определить волновые сопротивления для каж- каждого типа волны. Результаты расчета волновых сопротивлений и длины волны для основных типов колебаний представлепы на рис. 1.16 [32]. Здесь сплошные линии — четный тип колебаний, штриховые — нечетный. Впервые приближенная модель СЩЛ на основе прямоугольного волновода, частично заполненного диэлектриком, была построена в работах [76—79]. Расчет ее основных характеристик в общем слу- случае можно осуществлять численным методом с помощью уравне- уравнений B2). Для основной же волны .//-типа из интегральных уравне- уравнений с использованием преобразований Швингера можно получить простое дисперсионное уравнение для структуры, приведенной на рис. 1.11,5: A.3.23) где I = —In sin (nw/2a), b — dt + d2. При достаточно узкой щели (w<b) выражение B3) переходит в известную формулу A.3.24) при размерах щели, равной ширине волновода, B3) также перехо- переходит в известное соотношение (й/?0J = 56 A.3.25); Рис. 1.16. Частотные характеристики волнового сопротивления и длины волны в СЩЛ с проводником конечной толщины для переменных ширины (а) и вы- высоты (б) экрана и переменной ширины щели (в) V 20 50 Ь/а Рис. 1.17. Зависимость волнового сопротивления и длины волны в экраниро- экранированной СЩЛ, однородно заполненной диэлектриком, от ее геометрических размеров 57
что указывает на правильность рассуждений при выводе выра- выражения B3). На рис. 1.17 приведены расчетные кривые волнового сопротив- сопротивления и длины волны в экранированной СЩЛ, однородно заполнен- заполненной диэлектриком и расположенной симметрично в сечении экрана [79], причем дисперсионные кривые с графической точностью сов- совпадают с результатами расчета по B3). § 1.4. Несимметричная щелевая линия 1. Определение. Особенности. Несимметричная щелевая ли- линия (НЩЛ) образуется металлическими полуплоскостями, нанесен- нанесенными в разных слоях плоскопараллельных диэлектрических подло- подложек. В зависимости от взаимного расположения полуплоскостей 6) Рис. 1.18. Несимметричная щелевая линия: а), б) структура электромагнитно- электромагнитного поля; в), г) распределение продольных токов; д) распределение полных токов относительно друг друга возможны различные модификации НЩЛ: линия с перекрытием либо линия без перекрытия (рис. 1.18, а, б), а также с нулевым перекрытием, когда края полуплоскостей нахо- находятся друг против друга. Необходимо отметить, что в НЩЛ отсутствует конструкторско- технологическая особенность, связанная с реализацией узких про- 58 I J I I I I водпиков и щелей. Это позволяет выполнять НЩЛ с практически любой величиной волновых сопротивлений. Ограничения наклады- накладываются наличием излучения энергии (открытая НЩЛ) со стороны больших волновых сопротивлений (большое расстояние между полу- полуплоскостями) , а со стороны малых — возможностью возникновения волн волноводного типа и поверхностных волн, механизм возбужде- возбуждения которых был описан выше (§ 1.2, п. 8). Кроме того, НЩЛ обладает большой широкополоспостью и простотой конструктивной реализации БЭ на ее основе в комбинации с НПЛ и СЩЛ, что во многом упрощает включение в нее (последовательно или параллель- параллельно) полупроводниковых приборов [80]. Большой интерес к исследованию НЩЛ диктуется и вопросами методологического плана. Дело в том, что большинство более слож- сложных конструкций ЛП для ОИС СВЧ содержат НЩЛ как некоторый част- частный элемент (для примера на рис. 1.19 различные варианты НЩЛ выделе- выделены штриховыми прямоугольниками; см. также рис. В.1, г). Поэтому представляется логичным сначала детальное изучение НЩЛ и только затем более сложных ЛП. Однако до настоящего времени НЩЛ теоре- теоретически исследована лишь в так на- называемой реберной модели, исполь- используемой в квазипланарных устройст- устройствах миллиметрового диапазона [81, Рис. 1>19. Обобщенная направлю 82]. В ней существенное влияние на ющая структура для ОИС СВЧ процессы передачи электромагнит- электромагнитной энергии оказывают стенки стандартного волновода, в ?-плос- кость которого помещена диэлектрическая подложка с нанесенными на нее слоями металла. С точки зрения технологии производства ОИС и функциональных возможностей схемы монтаж диэлектриче- диэлектрических и металлических слоев следует производить в корпусе с более широким диапазоном отношений его размеров. Ниже, учитывая фундаментальное значение НЩЛ для ОИС СВЧ и отсутствие ее электродинамической теории, мы несколько более подробно, чем это было сделано для других типов ПЛП, изложим результаты теорети- теоретических и экспериментальных исследований НЩЛ. 2. Интегральные уравнения для НЩЛ. Собственные волны *). НЩЛ представляет собой волноведущую структуру, токонесущие проводники которой (в простейшем случае это полуплоскости) расположены в слоях диэлектрика в разных плоскостях (рис. 1.19). Наше рассмотрение мы начнем со случая экранированной модели ОИС, представляющей собой прямоугольный экран, заполненный J а ') Пункты 2—4 напнсаны авторами совместпо с Г. А. Кузаевым, которому принадлежат изложенные здесь результаты численных исследований [200]. 59
плоскопараллельными слоями диэлектрика одинаковой толщины. Некоторые части границ раздела слоев диэлектрика металлизирова- металлизированы — на них нанесены металлические слои с исчезающе малой толщиной и обладающие идеальной проводимостью. Для начала рас- рассмотрим алгоритм вывода интегральных уравнений для направляю- направляющей структуры общего типа (рис. 1.19), а затем осуществим пере- переход к собственно НЩЛ. Общая методика получения интегральных уравнений относитель- относительно магнитных или электрических токов содержит два этапа: 1) вы- выражение неизвестных коэффициентов в фурье-представлении и 2) разложение полей в слоях в ряды по фурье-трансформантам то- токов на их границах и подстановка этих коэффициентов в неисполь- неиспользованные на первом этапе уравнения граничных условий. В случае ОИС первый этап целесообразно проводить отдельно для каждого слоя (поблочно удовлетворяя системе граничных условий [38, 83]), однако и это само по себе не гарантирует простоту записи искомых коэффициентов. С целью дальнейшего упрощения формы записи интегральных уравнений используем тот факт, что каждый слой диэлектрика с нанесенными на его поверхность слоями металла можно представить в виде волноводного трансформатора. Решение задачи о возбуждении такого трансформатора заключается в пооче- поочередном наложении условий короткого замыкания или холостого хо- хода на его входы и выражении неизвестных коэффициентов через соответствующие электрические или магнитные токи на границах. Повторяя эту операцию для каждого слоя, подставим найденные коэффициенты в оставшиеся граничные условия, не использованные на первом этапе, и тем самым получим интегральные уравнения от- относительно магнитных или электрических токов [63, 84]: A.4.1) где НУ(д:, х')П, HZ(x, х')\\ — тензорные функции Грина, }(х)—век- }(х)—вектор магнитных токов, i(x)—вектор электрических токов, а —раз- —размер основания экрана. Рассмотрим интегральные уравнения относительно магнитных токов A). Их эквивалентная функциональная форма имеет вид liyll.il/ll = A.4.2) Здесь 11/11, 11/11 — матрицы-столбцы фурье-трансформант магнитных и электрических токов соответственно: — х J п , J п , . . . |, A.4.3) A.4.4) где п — 1, 2, ..., N — 1; 11У11 — клеточно-диагональная матрица 60 проводимостей: Yt A.4.3а) В C) матричная клетка ИУ*Н (размерностью 4X4) является матри цей проводимостей соответствующего диэлектрического слоя. Эле менты ее суть ч g12 = - ctg (к'Г^Уп -г) + к~(п) ctg Dn)J/n )], sin  #23 ~ #13» #31 — #13' #32 ~ #23? ~ #14» #42 — #24) #43 = #34» = ik,1 [k~ хПхХкУГ1] ctg D"Vn) - tg (fti, iB+1 ?44= Элементы giU g12, g22, ?2i являются общими для матриц ПУПН и а ^зз, ^34, ^43, ?u — общими для матриц II У„Н и II Yn+i\l В вы- вышеприведенных формулах использовались следующие обозначения: к0 = оз/с — волновое число в вакууме, п — номер диэлектриче- диэлектрического слоя, if — постоянная распространения вдоль продольной оси 2, к9 — постоянная распространения вдоль оси х, kv — постоянная распространения вдоль оси у: ку=у к1гп — у2—к Xt 61
еп — диэлектрическая проницаемость /г-го слоя диэлектрика, %п — 7 2 2 = ло8п — V — поперечное волновое число, уп — толщина /г-го слоя диэлектрика. Таким образом, вывод интегральных уравнений относительно магнитных токов для модели ОИС СВЧ НЩЛ сводится к формаль- формальному составлению матрицы проводимости (За) из клеток HYJI, элементы которых имеют простую аналитическую форму. 3. Алгебраизация системы интегральных уравнений. Дисперси- Дисперсионное уравнение. Полученная система интегральных уравнений A) является достаточно общей. Из нее непосредственно следует систе- система интегральных уравнений четвертого порядка для НЩЛ. В этом случае матрицей проводимости будет служить одна клетка IIYJI при подстановке в нее размеров диэлектрических слоев и их про- ницаемостей. Для алгебраизации системы интегральных уравнений воспользуемся методом Галеркииа. Существенным моментом этого подхода является проблема выбора системы базисных функций. Как уже отмечалось выше, поверхностные токи в НЩЛ из-за ди- дифракционных эффектов должны иметь весьма сложный вид, дале- далекий от классического степенного распределения A—х2)~1/2, типич- типичного, например, для узкой СЩЛ [1]. По этой причине крайне трудно подобрать удачный базис. Однако из теории приближения функций известно, что в подобной ситуации хорошие результаты дают кусочно-определенные полиномы, которыми легче аппрокси- аппроксимировать сильно осциллирующие зависимости [85]. Вопросам применения кусочно-определенных функций для ис- исследования интегральных уравнений электродинамики посвящено сравнительно ограниченное число работ (в отличие от метода ко- конечных элементов для дифференциальных уравнений) [86]. Поэтому многие важные вопросы (сходимость метода, обусловленность си- систем линейных алгебраических уравнений (СЛАУ) в зависимости от вида базисных функций и способа разбиения) остаются плохо изученными и представляют значительный самостоятельный интерес. Ниже мы коспемся некоторых этих моментов. Итак, разобьем поверхность диэлектрика от края металлического слоя до экрана на Nn (w=l, 2) отрезков-элементов. В качестве базисной функции для поперечного магнитного тока (продольное электрическое поле) возьмем, например, линейный интерполирую- интерполирующий многочлен [85] г .(fc) _ iVn-l (ft) A.4.5) f {x — Xi)hi \ x^ i+i ~ x) K+i, x e (x4, s4+1), A,4.6) 0, x ^ (^i-i, ^i-ы), где a* —неизвестные коэффициенты, равные значению магнит- 62 иого тока в 1-м узле, hi — шаг разбиения. В F) учтено, что в двух крайних узлах (на экране и ребре) ток удовлетворяет нулевым граничным условиям. В пределах малого отрезка между продольным и поперечным магнитными токами в квазистатическом приближении (Аой*<?1)( имеется связь, вытекающая из уравнений Максвелла: U{x)~dJx(x)/dx. A.4.7) Удовлетворение базисными функциями условия G) улучшает схо- сходимость и повышает устойчивость алгоритма [67]. Поэтому базис для продольного магнитного тока в данном случае выберем в клас- классе кусочно-постоянных функций: Nn A.4.8) где Ьг — неизвестные коэффициенты, равные значению магнитного тока в центре /-го отрезка, П (*) - X [0, A.4.9) Далее, используя стандартную процедуру Галеркина для интеграль- интегральных уравнений, получим однородную СЛАУ относительно неизвест- y y (п) г.(п) вых коэффициентов сц ,Ьг : A-4Л0) Здесь IIЛII — матрица, полученная в результате применения к A) метода Галеркина, Условие совместности для СЛАУ A0) позволяет получить дисперсионное соотношение для НЩЛ: det 11-411 = A.4.11) На рис. 1.20 изображены некоторые результаты исследования полученного дисперсионного уравнения A1): зависимость замедле- замедления kofk от параметра 5, отражающего изменение расстояния от экрана до металлического ребра. Параметр s имеет отрицательный знак в случае разнесенных ребер металла и положительный — для НЩЛ с перекрытыми слоями металла. Кривая 1 описывает зависимость замедления основной волны от 5. При разнесении ребер металла (s<0) замедление ко/к стре- стремится к замедлению основной волны Н^ трехслойного волновода (штриховая горизонтальная линия). С другой стороны, увеличение степени перекрытия (s>0) приводит к тому, что волна в НЩЛ приобретает все больше свойств волны #Oi, распространяющейся в прямоугольном волноводе, высота которого равна толщине ди- диэлектрической подложки. В исследуемой модели существуют и рас- 63
пространяющиеся высшие типы волн (кривые 2—6), параметры и структура которых стремятся в пределе (s=> 1) к соответствующим параметрам волн #ozm (т = 2, 3, ...) прямоугольного волновода с размерами поиеречного сечения а X уг. Это означает, что, напри- например, вторая волна в области перекрытия имеет на металле две ва- вариации электрического тока, третья — три и т. д. Таким образом, ,t \ -: ** -S2', i * Uk Ik s<0 Рис. 1.20. Зависимость дисперсии основной и высших типов волн от перехлес- перехлеста слоев металла в НЩЛ: сплошные кривые — расчет, точки — эксперимент; Хо = 6 см, Ыко = 2, дДо = 1, уг/Хо — 0,0168, е2 = 10, е4 = е3 = 1, п = 10, М = 40 классификацию волн в НЩЛ можно проводить аналогично класси- классификации волн в несимметричной полосковой линии [1]. Разнесение ребер металла сопровождается .переходом в режим отсечки боль- большинства высших волн полоскового типа, а замедление второй вол- волны близко к замедлению распространяющейся волны 2?2*0 трех- трехслойного волновода (четное возбуждение). Дальнейшее увеличение (s < 0) сопровождается выходом из режима отсечки волны, природа которой аналогична природе высшей волны СЩЛ (кривая 7) [87]. На этом же рисунке приведены и экспериментальные данные (точки), полученные резонансным методом для НЩЛ, свернутой в кольцо и возбуждаемой с помощью несимметричной полосковой линии [200]. Исследование алгоритма показало ухудшение его сходимости в области значений параметра Ы ^ 0, что объясняется сильным ди- дифракционным взаимодействием ребер металла. Используя неравно- неравномерное разбиение поверхности слоя диэлектрика от ребра до экрана, удалось существенно улучшить сходимость алгоритма (табл. 1.1). 64 Значительное влияние на затраты машинного времени оказывает число учтенных гармоник М в элементах матрицы СЛАУ A0). В нашем случае вследствие выбранного базиса эти элементы имеют Таблица 1.1 (Я0/Я)Л:0 (равномерное раз- разбиение) (ЯоА)&о (неравномерное раз- разбиение) 1 1 Ю ,93933 ,73377 1 1 11 ,5933 ,72987 1 1 12 ,8058 ,72976 1 1 13 ,771 ,72974 асимптотику т 3. Поэтому изменение основной волны слабо зави- зависит от М начиная с М = 40 -г- 50 (табл. 1.2). Таблица 1.2 м (ЛД)*0 40 1,50873 80 1,51602 120 1,51731 160 1,51743 Дальнейшее улучшение сходимости алгоритма связано с учетом особенности на ребре, использованием полиномов старших степеней и т. д. 4. Структура поля в НЩЛ. Расчет полей в волноведущих струк- структурах представляет более сложную задачу, чем нахождение соб- собственных чисел (п. 3). Это связано с тем, что система интеграль- интегральных уравнений A) является некорректной, вследствие чего в A0) матрица ИЛИ в некоторых случаях плохо обусловлена. В настоящее время отсутствует универсальный метод борьбы с этим явлением [88, 89]. Поэтому чаще всего прибегают к подбору базиса, обладаю- обладающего, например, свойством минимальности [85], выбору метода ре- решения СЛАУ, а также, где возможно, устранению плохой обуслов- обусловленности формы записи элементов матрицы IIЛ И и т. д. Итак, рассмотрим однородную СЛАУ A0). Для решения ее один из неизвестных коэффициентов приравняем, например, к еди- единице и соответствующий столбец вынесем в правую часть. Будем иметь прямоугольную систему линейных алгебраических уравнений: Ш\ -Пх\\ = \\С\\. A.4.12); Здесь НхО матрица-столбец неизвестных коэффициентов, 11511 — пря- прямоугольная матрица, ПСИ — свободные члены. Учитывая некоррект- некорректность поставленной задачи, будем искать такое решение, которое минимизирует квадрат невязки A2). Это приводит к необходимости В. И. Гвоздев, Е. И, Нефёдов 65
решения следующей СЛАУ [88, 89}: Ш1Т\\В\\ • Ibli = \\В\\ТЮ\. A.4.13) Однако учитывая, что обусловленность A3) значительно хуже обусловленности A2), будем решать A2) методом сингулярного разложении матрицы ИДИ. Преимущество такого подхода состоит в возможности находить решения, минимизирующие квадрат невяз- невязки, без использования плохо обусловленной системы A3). Кроме того, в отличие от метода Гаусса, в процессе решения не меняются спектральные свойства матрицы IIfill, т. е. не ухудшается ее исход- исходная обусловленность [90, 91]. Результаты расчета распределения полей в НЩЛ изображены на рис. 1.21. Видно, что наличие некомпланарно расположенных а а; -1V Рис. 1.21. Распределение плотности продольного ]г и поперечного jx магнитных токов в НЩЛ при s/Xq = 0,168, п = 12. Стрелками отмечены координаты ребер ребер в случае разнесенных слоев металла существенно влияет на распределение магнитного тока на поверхности диэлектрика. Уста- Установлено, что вблизи ребер существуют некоторые колебания маг- магнитного тока, имеющие, по-видимому, дифракционную природу, вследствие чего существует хорошая обусловленность матрицы IIБ И, а ее элементы, представляющие собой тригонометрические ряды, имеют асимптотику /w~3, поэтому решение 11x11 для основной волны практически не зависит от предела суммирования М, начиная с М = 40 -ь 60. Проведенные эксперименты по исследованию сходимости алго- алгоритма по полю показали, что влияние ошибок округления начинает 66 сказываться лишь при порядках решаемой СЛАУ Лг ^ 50 -г- 52. Это связано в основном с возрастанием погрешностей счета тригономет- тригонометрических функций малого аргумента, пропорционального шагу сет- сетки, и возрастанием числа обусловленности СЛАУ (монотонным с увеличением порядка N). Таким образом, машинные эксперименты по исследованию соб- собственных волн в НЩЛ показали перспективность использования кусочно-определенных функций, обеспечивающих хорошую сходи- сходимость алгоритма и его устойчивость. Дальнейшее улучшение свойств решения возможно за счет использования полиномов старших сте- степеней, учетом особенности на ребре и т. д. Реализованная программа анализа собственных волн НЩЛ яв- является основой для разработки алгоритмов проектирования пер- перспективных элементов ОИС СВЧ. . 5. Экспериментальные исследования НЩЛ. На первом этапе проектирования н конструирования элементов ОИС желательно иметь простую и наглядную в физическом плане модель НЩЛ. Этого можпо достпчь, например, математической обработкой экспе- экспериментальных данных и разработкой полуэмпирической модели НЩЛ. Ниже и излагается такая модель открытой НЩЛ [1]. В результате аппроксимации достаточно большого числа экспе- экспериментальных данных для эффективной диэлектрической проницае- проницаемости НЩЛ была получена следующая формула [80]: евф = A/4)е[3 + Л((и;/й-д)/2(е-1))], A.4.14) где q= (w/d) B — е)+ е(е — 1)/4. Волновое сопротивление НЩЛ рассчитывалось методом конформных отображений для ограничен- ограниченной ширины проводников, а полученные результаты сравнивались с экспериментальными данными. В результате аппроксимации по- получена следующая зависимость: ^ (l20ji/}'2e)K'(k)/K(k), A.4.15) где к — 0,515 + 0,5th{w/d — 0,75). Сравнение приведенных данных для ееA, 16) и <2 = 0,5; 1; 2 мм, рассчитанных по формулам A4) и A5), с экспериментальными в указанном сравнительно низкоча- низкочастотном диапазоне дает максимальную погрешность порядка 8% при s < 0 и до 1 % при s > 0. На рис. 1.22 приведены экспериментальные данные (точки) по изучению НЩЛ, выполненной на подложке из поликора (е = 9,8). Измерения проводились в длинноволновой области сантиметрового диапазона; результаты расчета по формулам A4) и A5) представ- представлены кривой 1. Для сравнения на этом же рисунке приведены ре- результаты расчета НПЛ (кривая 2) и СЩЛ (кривая 3). Анализ приведенных на рис". 1.22 результатов показывает, что НЩЛ обладает рядом интересных свойств. Во-первых, в случае пе- перехлеста проводников (s>0) волновое сопротивление НЩЛ прак- практически совпадает с НПЛ. Полное количественное совпадение на- 5* 67
блюдается при величине перекрытия порядка полуволны и более. Это позволяет при расчетах НЩЛ использовать теорию, развитую в [1]. В случае недохлеста проводников (s < 0) НЩЛ по своим Z.Qm 0 -я Рис. 1.22. Зависимость эффективной диэлектрической проницаемости (а) и вол- волнового сопротивления (б) от геометрических размеров НЩЛ: 1 — расчет по A.4.14), A.4.15); 2, 3 — расчет для НПЛ и СЩЛ по A.2.23) —A.2.25) и A.3.14), A.3.15); точки — эксперимент -етная дол на d Рис. 1.23. Зависимость дисперсии четных и не- нечетных типов волн от перехлеста слоев метал- металла в усложненной НЩЛ; ко — 9,6 см, аД0 — 0,5, 6До = 2, Ei = ?5 = 1, 83 = 2,32, ?2 = 64 = Ю -L.0 S.CM характеристикам в некоторой степени «похожа» на СЩЛ. Из срав- сравнения кривых видно, что в НЩЛ отсутствуют конструкторско-тех- нологические особенности, связанные с реализацией узких провод- 68 ников и щелей, что позволяет выполнять НЩЛ с практически любой величиной волновых сопротивлений. 6. Модификации НЩЛ. Таким образом, действительно структуру для ОИС СВЧ (рис. 1.19) можно представить в виде набора НЩЛ. Рассмотрим некоторые из них. На рис. 1.20 показаны две НЩЛ, зеркально расположенные относительно друг друга в слоях диэлект- диэлектрика. Расчет такой линии также сводится к решению уравнений A) — D), однако наличие в ней симметрии позволяет свести задачу исследования ее к расчету собственных чисел четных и нечетных волн относительно плоскости симметрии, куда поочередно вводятся условия магнитной или электрической стенки. На рис. 1.23 приведены зависимости замедления двух волн от параметра s, отражающего изменения расстояния от ребра до эк- экрана, для нескольких значений толщины слоев диэлектрика. Изме- Изменение их размеров по-разному сказывается на поведении замедле- замедления четных и нечетных типов волн. В случае четных волн для се- семейства кривых Хо/Х имеет место узел в точке перегиба кривых E = 0), являющейся точкой перехода физическпх свойств волны щелевого типа Hiy) к волне полосковой Е{у) при концентраций энер- энергии в крайних слоях диэлектрика. В отличие от четных воля се- семейство кривых для нечетных волн не обладает узлом; это указы- указывает на то, что структура поля Е{у) в целом не изменяется от параметра s. Энергия нечетной волны в основном сосредоточена Рис. 1.24. Зависимость эффективной диэлектрической проницаемости от длины волны для четного (сплош- (сплошная кривая) и нечетного (штрихо- (штриховая) колебаний в связанных НЩЛ; в = 9,6, bid = 8, di/d = 2, wjd = 2, w2ld = 3, aid = 10 0 / / 1J 1 I ' T IS ^- - с 1С b 0,02 0,0b j,06 0,0~ rf/A в среднем слое, вследствие чего наблюдается слабая зависимость замедления от толщины диэлектрика при s => a. Можно выделить другую структуру ОИС — это две связанные между собой НЩЛ с плоскостью симметрии, перпендикулярной поверхности слоя диэлектрика (рис. 1.24). Такая структура линии неоднократно исследовалась многими авторами [92—94]. На рис. 1.24 представлены расчетные дисперсионные кривые связан- связанных НЩЛ. Видно, что в данной структуре существует два типа волн, 69
имеющих характер НПЛ (четная волна) и СЩЛ (нечетная волна). При узких зазорах между НЩЛ (wjw^ < 1) можно независимо использовать в расчетах величины замедления четных и нечетных волн дисперсионные уравнения для экранированных НПЛ и СЩЛ. § 1.5. Копланарная линия передачи 1. Определение. Картины полей. Квазистатическое прибли- приближение. Копланарная линия (КЛ) передачи относится к линиям квазиоткрытого типа, в которой распространяются волны квази-Г и Я типа. Токонесущие проводники КЛ образованы узким про- проводником и двумя полубесконечными слоями металла, расположен- расположенными на одной стороне диэлектрической подложки. Структуры ;'"¦"•-¦¦''¦;¦' '•:¦'!>:•"'-•• '•."•¦^¦¦-v" .'-"'!¦'.-'•!•¦'.'>'¦•'• Рис. 1.25. Копланарная линия. Структура электромагнитного поля а) четной и б) нечетной волны; распределение в), г) продольных и д), е) полных токов электромагнитных полей в КЛ для четного типа волн приведены на рис. 1.25, а, для нечетного — на рис. 1.25,6. Распределение поля в зазоре между узким проводником и полубесконечпыми с слоями металла папомпнает распределение поля в СЩЛ. Распределение продольных токов в поперечном сечении КЛ представлено на 70 рис. 1.25, в, г, а распределение токов на проводящих слоях — ни рис. 1.25, д, е. Анализ КЛ, выполненной на пзотроппой подложке, проведен в работах [44, 95—97]. Рассмотрим более общий случай КЛ на анизотропной подложке, реализованной на одноосном кристалле, тензор диэлектрической проницаемости которого имеет вид диаго- диагональной матрицы [98, 99]: о о С II Cj о о A.5.1) Наиболее часто применяется симметричная относительно плоскости х = 0 конструкция КЛ. Поле в КЛ можно представить в виде суммы четного и нечетного решений, соответствующих размеще- размещению в плоскости симметрии yOz магнитной или электрической сте- стенок, и рассматривать только область х ^ 0. Поперечные поля в областях без диэлектрика (г/>0, y<—d)y с диэлектриком @ > у > —d) представим следующими интегралами Фурье [98]: 2 {V\j) {а; у) i, (а; х) 1 L i = (гк/У2яА) exp {—ia,x}t i2 = i, X i i-i,Xflf Z = l, 2; /=1,2, 3; 1„, iz где h — постоянная распространения в направлении 2, x, единичные векторы, индексы 1 = 1, 2 представляют Е волны — 0) и Н волны (Еу == 0) соответственно. Напряжения У| и токи /j волн в каждой области можно связать с напряжением'и током в плоскости щели (у = 0) путем «сшивания» полей на границе у = — d: F|j) (а, у) = If (a; y\O)tt (а), Функции Грина T(i и ниями: о; j/10)= е~йо", а; г/10) = JNT а, у) = У?> (а; у 10) % (а). A.5.3) определяются следующими выраже- выраже(а; у \ 0) + d)] -, (у A.5.4) а; г/10) = - T[3) (а; у 10) = N [kt(y + d)} + , Y\3) (а; г/1 0) = (У 71
где N — ch ktd sh В свою очередь напряжение в плоскости щели можно выразить через поперечное электрическое поле: У, (a)- J f;(cf,3;')E(x', 2')Л A.5.5) Для каждой области электромагнитные поля определяются путем подстановки выражения C) в B). В квазистатическом приближении достаточно определить ем- емкость КЛ на единицу длины. Распределение зарядов на проводни- проводниках в плоскости у = 0 можно получить с помощью уравнения не- непрерывности: A.5.6) Здесь ток в проводнике определяется из выражения Цх) =iy X {Н,A)(+ 0)-Н(,2)(-0)}. A.5.7) Подставляя B) и G) в F), получим для случая <о =*- 0 и h=>0 выражение, определяющее распределение зарядов оо Ь = \ \ F(a)cos(ax)sin(ax')Ex(x')dx'da, A.5.8) о о. в котором функция F(a) может быть представлена так: 1 + Y^T^l th ( VE±/E\\ da) n 1 + A.5.9) Полный погонный заряд Q в КЛ определяется так: оо Ь Q = G (а; х | ж') ?ж (х') dx'da, A.5.10) где функция Грина имеет вид A.5.11) Выражение A0) является базовым для определения величины погонной емкости КЛ. Домножив A0) на Ех(х) и проведя интег- интегрирование по области щели (х^(а1 Ь)), получим разность потен- 72 циалов между узким проводником и металлической полуплоскостью; ъ A.5.12) Таким образом, емкость КЛ определяется из A0) и A2) так: b boo С= -L — j j §Ex(x)G{a;x\x')Ex(x')dadxdx' j Ex(x) dx а а о -2 A.5.13) Расчет емкости осуществляется вариационным методом с по- помощью метода Ритца. При этом поле в щели полагается равным + 2 [2 (х - s)/w] {I - [2 (х - s)/w]* *ri;\ A.5.14) где w = b — a, 2s = a+b, Tk(z) —полиномы Чебышева первого ро- рода, Ah — варьируемые параметры. Отметим, что первый член в A4) соответствует распределению поля в КЛ без диэлектрика, а осталь- остальные члены введены специально для расчета КЛ на диэлектрической подложке. Более точная аппроксимация получается при подста- подстановке A4) в A3) при выполнении условия дС1дАк = {\ к = 1, 2, ..., N. A.5.15) Для изотропной подложки (е = ех = ?ц) выражение A3) сво- сводится к известной формуле, полученной методом конформных ото- отображений [100]: , A.5.16J ) к' -A - /с2I'2. Результаты расчета емкости КЛ на единицу длины в отсутствие диэлектрической подложки представлены в табл. 1.3, из которой Таблица 1.3 а/Ь 0,2 0,4 0,6 0,8 N 0 1,7273 2,2093 2,7646 3,5820 1 1,6547 2,1840 2,7566 3,5804 С, пФ 1,6529 2,1838 2,7566 2,5804 видно, что для больших значений отношения а/Ь достаточно учи- учитывать только один член N = 0 в A4), а члены более высокого порядка необходимо учитывать при меньших значениях a/Ь, ковда возрастает степень взаимодействия между узкими щелевыми зазо- зазорами в КЛ. 73
2. Электродинамическое приближение в теории КЛ. Метод Га- Галеркина. Численные результаты. В электродинамическом прибли- приближении анализ дисперсионных характеристик КЛ может быть ос- основан на рассмотрении связанных СЩЛ [98], предложенном в [101]. Воспроизведем здесь результаты [98]. Воспользовавшись условием непрерывности полей F) в плоскости у = 0 и подставляя его в интегральное выражение для магнитного поля B), получим ин- интегральное уравнение для поля в щели (с неизвестной постоянной распространения). Применение к этому выражению процедуры Га- леркнна приводит к системе линейных алгебраических уравнений относительно искомой постоянной распространения h. На первом шаге реализации процедуры Галеркина неизвестные поля в щели Ь*(ж) и Ех(х) удобно представить в виде разложения по известным оазисным функциям ftk(x) и /(я) = 2 N A.5.17) где axk и azh — неизвестные коэффициенты. Подставим разложения A7) в интегральное уравнение B) и применим метод Галеркина. После интегрирования по х и х' по- получим систему линейных однородных уравнепий относительно не- неизвестных axh и агк, которая в матричном виде записывается так: (h) !| = 0, A.5Л8) где WG(h)II — квадратная матрица (Nx + ЛГ,)'-порядка; о* и аг — коэффициенты матрицы неизвестных ахк и a2ft соответственно. Из A8) непосредственно следует дисперсионное уравнение для опреде- определения постоянной распространения h основной волны КЛ: Для численных расчетов решающее значение имеет выбор ба- базисных функций, которые, согласно [95], имеют вид - [2(х - где Th(t,) и Ffe(g) —полиномы Чебышева первого и второго рода. Отметим, что при таком выборе базисных функций учитывается краевой эффект поля в КЛ. В табл. 1.4 приведены результаты расчета длины волны XJh в 1U1 для четного и нечетного типов волн (ех = 9,4, е„ = 11,6, d« *=1 мм, w*=*l мм, / = 25 ГГц), а также результаты для 'случая бесконечно удаленных друг от друга щелевых зазоров (ajw => оо). Из приведенных в таблице данных видно, что для любого значения отношения a/w скорость сходимости решения зависит от числа базисных функций. Однако, как и в квазистатическом случае, ско- 74 рость сходимости больше для больших значений a/w. Следователь- Следовательно, чем меньше расстояние между щелями в КЛ, тем большее число базисных функций необходимо учитывать. На рис. 1.26 представлены дисперсионные характеристики КЛ, выполненной на анизотропной подложке из сапфира, для четного Таблица 1*4 a/w 0,25 1,00 оо 1 1 2 3 1 1 2 3 1 2 3 0 0 2 3 0 1 2 3 1 2 3 четный тип волны 2,4045 2,4488 2,4018 2,4015 2,3994 2,4071 2,4004 2,4004 нечетный тип волны 2,4847 2,6039 2,4817 2,4789 2,4737 2,4805 2,4744 2,4742 2,3461 2,3457 2,3457 и нечетного типов колебаний, а также данные, полученные в ква- квазистатическом приближении. Из анализа кривых видно, что ре- результаты по формуле A6) дают погрешность не более 3 % на ча- частоте 10 ГГц [98]. Кроме низшей волны в КЛ возникает поверхностная волна ?-типа, не имеющая нижней частоты отсечки. Дисперсионная ха- характеристика этой волны также приведена на рис. 1.26 (кривая 5). Рис. 1.26. Зависимость длины волны четного A)% нечетного B) типа и по- поверхностной волны ?-типа C)\ e_l= 9,4, 8ц = 11,6, b/а = 5, d = 1 мм; штрихо- штриховая кривая — расчет по [95]; штрих- пунктирная — расчет в квазистатиче- квазистатическом приближении по A.5.13). 1Л «=с=Л 10 20 Г,ГГц Поверхностную волну, которая является медленной, необходим^ учитывать при конструировании СВЧ устройств, либо находить пути для ее подавления: например, уменьшать толщину подложки, 75
/ \ ! I / Рис. 1.27. Распределение электромагнитного поля в экранированной КД для волн первых трех типов: а) Г-волна; б), в) //-волны вводить экранирующие стенки и т. д. И если введение таких до- дополнительных элементов нарушает саму идею планарности «тра- «традиционных» ИС СВЧ, то для ОИС СВЧ указанные включения яв- являются естественными элементами конструкции и способствуют по- повышению качественных показателей ОИС СВЧ. 3, Экранированные КД. Для более глубокого понимания физики явлений в КЛ необходимо ясно представлять структуру электро- электромагнитного поля как основной волны, так и волн высших типов* Решение этой задачи может быть получено методом частичных областей, описанным в § 1.3, п. 4, при учете симметрии попереч- поперечного сечения КЛ и задании соответствующих граничных условии типа «электрической» или «магнитной» стенок в плоскостях я — О и^аКН)/2 [7]) На рис. 1.27 приведено качественное поведение полей магнит- магнитных волн первых трех типов. Для удобства рассмотрения области / и 3 растянуты по вертикальной координате: область 1 — в три раза, а область 3 — ъ четыре раза. Точное знание полей в КЛ пред- представляет очень важную в практическом плане проблему. Данные рис. 1.27 получены эвристической аппроксимацией результатов ра- работ [75] и ряда других [50, 60, 74]. 4. Модификации экранированных КЛ. Как уже не раз упоми- упоминалось, экранированные линии наиболее удобно вписываются в ОИС СВЧ. Поэтому для расширения функциональных свойств КЛ были пзучены различные их модификации, представленные на рис. 1.28. Среди них практический интерес представляют КЛ с асиммет- асимметрично расположенными относительно экрана проводниками, пара- параметры которых приведены в [101, 102]. Используя свойства кру- круговой поляризации магнитной волны в КЛ, можно изготавливать е. /f ss // ,, в) д) Рис. 1.28. Экранированные копланарные линии: а) подвешенная, б) с лице- лицевой связью; в) — д) с ферромагнитными структурами невзаимные отрезки регулярных линий путем частичного заполне- заполнения слоя диэлектрика ферромагнетиком (рис. 1.28, в—д [103J)- В работах [101—103] приведены примеры реализации СВЧ узлов с комбинированным включением магнитодиэлектрических подложек. !) При определении полей в работе допущен ряд ошибок, связанных о учетом поведения полей у ребер и оценками сходимости решения к точному, поэтому структуры полей в [75] могут быть приняты как весьма прибли- приближенные. 77
Необходимо отметить копланарные структуры с токонесущими проводниками, расположенными симметрично по разные сторопы подложки [104] (рис. 1.28,6), на основе которых можно проек- проектировать мостовые устройства. Об этом мы подробпо поговорим в гл. 4. Использование КЛ различных модификаций существенно уве- увеличивает функциональные возможности включения полупроводни- полупроводниковых приборов и устройств согласования в ОИС СВЧ. § 1.6. Линии передачи магнитостатических волн 1. Общие соображения. Материалы. Вариационный метод. Бы- Быстрый прогресс технологии изготовления тонких пленок из ферро- ферромагнитных материалов с малыми потерями позволяет говорить о возможности реализации ОИС СВЧ на основе элементов на маг- магнитостатических волнах (МСВ). Типичным материалом магнито- диэлектрического слоя в этом случае является эпитаксиально выра- выращенный слой железо-иттрлевого граната (ЖИГ) на подложке из гадолишш-галлиевого граната (ГГГ) [105]. При включении постоянного магнитного поля в ферромагнитном слое возникает прецессия электронов, спиновые векторы которых параллельны и расположены вдоль направления приложенно- приложенного магнитного поля (рис. 1.29, а). Локальное возмущение, вы- эванное высокочастотным магнитным полем, совпадающим с век- вектором магнитного поля прецессирующего электрона, распростра- распространяется по пленке ЖИГ (рис. 1.29,6). Распространение возмущения Рис. 1.29. Принцип возбуждения МСВ. Ферромагнитная пленка: а) в постоян- постоянном магнитном поле, б) в постоянном и высокочастотном магнитных полях аналогично колебанию струны. Увеличение внешнего магнитного поля более жестко выстраивает спиновые моменты электронов, что приводит к увеличению частоты преобразуемого внешнего СВЧ сиг- сигнала. Малая скорость распространения МСВ, высокая степень дис- дисперсии, а также существенная зависимость параметров элементов ст направления и величины постоянного поля подмагничивания Но создают необходимые предпосылки для конструирования различных функциональных элементов ИС СВЧ: узкополосных фильтров, ли- линий задержки, конвольверов и др. [106, 107, 380—388]. Появля- Появляются также сведения о возможности создания усилителей на ос- основе слоистых структур феррит — полупроводник, способных по 78 ГГГ жиг Выходной сигнал НИ/! Входной Рис. 1,30. Структура линии передачи на МСВ, возбуждаемой НПЛ крайней мере компенсировать затухание сигнала при возбуждении МСВ и обратном преобразовании МСВ в электромагнитную волну, а та^же потери в ферритовой пленке [108]. Применение МСВ яв- является новым, перспективным направлением функциональной элек- электроники СВЧ, позволяющим создавать ОИС на основе слоистых структур, содержащих ферритовые, полупроводниковые и диэлек- диэлектрические пленки. При этом элементы, формирующие необходимое распределение поля #0, могут выполняться в виде полосок из фер- ферромагнитного материала, например пермаллоя [109], что обеспе- обеспечивает конструктивную совместимость магнитной системы с ОИС. В зависимости от ориентации внешнего магнитного поля в плен- пленке ЖИГ возникают три типа волн: прямая объемная (ПОВ), об- обратная объемная (ООВ) и поверхностная волны. ПОВ распростра- распространяется, когда магнитное поле приложено в направлении оси у перпендикулярно слою ЖИГ. Она распространяется в слое ЖИГ и имеет иормалытую дисперсию, при которой задержка сигнала возрастает с частотой. ООВ с убывающей зависимостью задерж- задержки сигнала от частоты возбужда- возбуждается при направлении внешнего магнитного поля вдоль оси z. При направлении поля вдоль оси х возникают поверхностные волны на границе слоя ЖИГ и внеш- внешнего пространства. Наиболее простым преобразователем магнитного поля в МСВ является НПЛ, на поверхность ьиторои нанесена слоистая струк- структура ЖИГ-ГГГ (рис. 1.30). Знание полного спектра волы, существующих в линии на маг- магнитной подложке, включая МСВ, исключительно важно с точки зрения изучения взаимодействия электромагнитных волн с магни- тостатическими колебаниями ферритовой пленки или взаимодей- взаимодействия МСВ с электронами в слоистых феррит-полупроводниковых структурах [157]. Известно, что прямое взаимодействие электромаг- электромагнитных волн со спиновыми запрещено законами сохранения им- импульса, и непосредственная связь электромагнитного поля с кри- кристаллом происходит лишь благодаря МСВ [38, 64]. Проведем анализ дисперсии в экранированной НПЛ на фер- ферромагнитной подложке (рис. 1.31, а), намагниченной касательно и поперечно по отношению к направлению распространения энергии. Для электромагнитных волн и МСВ развит единообразный подход: в обоих случаях задача сводится к интегральным уравнениям Фред- гольма 1-го рода и их собственные значения находятся прибли- приближенно из эквивалентного вариационного принципа [158]. Если для электромагнитных волн такой подход является привычным [63], то для МСВ — задача в виде интегрального уравнения и соответ- соответствующего ему вариационного принципа сформулирована в [158, 79
159], по-видимому, впервые (см. также [38, 64, 160]). Такая поста- постановка приводит к наиболее общему алгоритму, позволяющему учесть влияние на спектр колебаний экрана, токопроводящей по- полоски и, самое главное, конечных размеров ферромагнетика. Ясно, что влияние этих факторов особенно сильно в области значений к, близких к ко1/е, а именно в этой области необходим деталь- детальный анализ спектров колеба- колебаний. При больших значениях к> h0 (h0 — некоторая услов- -Г7ГГц\— 7 -1 ная граница, приблизительно равная 10 мм) часто можно использовать простые модели, в которых подложка считается неограниченной или ограничен- ограниченной лишь одной поверхностью [157]. 2. Электромагнитные волны. Задача распространения волн в рассматриваемой структуре рис. 1.31, а может быть сведе- сведена к векторному интегрально- интегральному соотношению, эквивалент- эквивалентному исходной краевой задаче для уравнений Максвелла [159]: и. = $\\G(z,z')\\Ix(z')dz'r 0,2 0,4 OS б) A.6.1) Рис. 1.31. Экранированная НПЛ на маг- где ET(z) — касательное к гра- нитодиэлектрической подложке, распо- d электрическое по- положенной на широкой стенке экрана т лл тт n^v плт. (а); ее дисперсионные характеристи- ле? l*\z) —вектор поверхност- ки (б) ного тока на полоске z е [wu wz]i У~&\ HG(z, z) II — тензор Грина, правила построения которого имеются в [1]. Приравнивая Ех = 0 на полоске z e [wu w2], получим векторное интегральное уравнение Фредгольма 1-го рода, нахождение собственных значений которого может быть проведено либо методом Галеркина [63], либо введением эквивалентной вариационной формулировки [64, 158], и задача в этом случае сводится к процедуре Ритца для неко- некоторого квадратичного функционала. Последний подход обладает определенной привлекательностью, -ибо позволяет находить двух- двухсторонние оценки для к. Кроме того, при простейшей аппрокси- аппроксимации тока на полоске одним членом, учитывающим только про- продольную составляющую тока, вариационная формулировка приво- приводит к замкнутому дисперсионному соотношению. 80 В частности, для уравнения A) с учетом равенства Ех — 0 на токопроводящей полоске удобным оказывается функционал, Z AТ, к) = j j It (z) i| G (z, z) || IT (z') dz dz, A.6.2) wi представляющий собой вариационно устойчивое выражение. При малых вариациях 6It из B) следует, что 8к = 0. Доказательство этого утверждения проводится путем непосредственного варьиро- варьирования B) и использования свойства симметрии тензора Грина: Gy = Gj;, i, 7 = 1, 2, которая имеет место при выборе касательного поперечного намагничивания пластины. При других направлениях намагничивания следует вводить в рассмотрение сопряженную структуру [158]. При подстановке в B) аппроксимирующей век- векторной функции lz(z) получаются уравнения, из условия совме- совместимости которых непосредственно находятся постоянные распро- распространения волн к. 3. Магнитостатическне волны. При больших значениях волно- волнового числа к задача сводится к решению уравнения A.6.3) в котором — тензор магнитной проницаемости ферромагнетика, ip — скаляр- скалярный магнитный потенциал. Уравнение C) следует решать вместе с граничными условиями Htl = Нт2, z е [0, wsl z е [w2j a\ y = d, In0, B1>2J = 0, ze=[0, a], z ~ 0, a, je[0, 6], y-0, 6, A.6.4) [n°, Hxl - Ht2] = 1T, z € [wu w2], y = d, где индексы 1, 2 означают области воздух, феррит соответственно. Выражая индукцию магнитного поля В через напряженность Н и используя D), можно вместо C) записать эквивалентное ему интегральное уравнение Фредгольма 1-го рода r= J GM(Z, z')I*(.z')dz', где функция Грина имеет вид COS COSKmZ. m A.6.6) Здесь xm «з лт/а, A2 = \i\kl ctg gy (b — d) + gy (^ky ctg kyd + \x2k)t + Km = 0, \ххк2 + ix^l + ^m = 0. 6 В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 81
В отличие от предыдущей динамической задачи, система волн в рассматриваемом случае распадается на две подсистемы, свя- связанные с продольным I*(z) и поперечным Iz(z) токами. Будем рассматривать первую из них, так как пмешю эти волны возбуж- возбуждаются основной волной НПЛ [160]. Именно для этой подсистемы -0,8 ~О,б -ОА "О, Z о ол 0,6 к,мм~1 Рис. 1.32. Экранированная НПЛ на магнитодиэлектрической подложке, подве- подвешенной в экране (а); ее дисперсионные характеристики (б) записано E), где By(z) — нормальная составляющая индукции магнитного поля прц у = а и By(z) = 0 при z^(wt, w2). Введем квадратичный функционал 2 ZM GЯ, ft) - J J GM (z, z') Ix (z) Ix (z') dz dz', A.6.7) представляющий собой вариационно устойчивое выражение для по- постоянной распространения к. Выберем в качестве пробной функ- функции Ix = const и подставим ее в E). При этом получается прибли- приближенное дисперсионное уравнение оо х = 0. A.6.8) При т*=0 соответственно Ai = 0. С ростом т члены ряда убыва- убывают, как пъ\ так что для вычисления можно ограничиться конечным числом членов m<N в (8). Кроме того, в коротковолновом при- 82 ближении k(w2 — wt)> 1 можно учитывать лишь одно слагаемое (8), откуда получаем Д4 = 0. Нетрудно заметить, что последнее равенство совпадает с дис- дисперсионным уравнением для МСВ в безгранично широкой ферри- товой пластине между двумя проводящими поверхностями. В этом приближении независимо от числа вариаций поля Н вдоль у урав- уравнение Д* = 0 имеет лишь один корень со — о± = [оH(оH +Ом)]172, где ©о = ^//о, ©м = 4я^о — резонансные частоты. Этому решению соответствует участок 2 на рис. 1.31, б. Кроме того, при со = со0+ «„ имеет место поверхностная МСВ (участок 5). Как видно из рис. 1.31,6, участки кривых 1 в области со ^ @, со0 + сом) плавно переходят в ветви 2 и 5, так что большие значения постоянных распространения волн в линии, обычно объясняемые в этой области частот возрастанием эффективной магнитной проницаемости под- подложки, связаны на самом деле с возбуждением МСВ (участок 2 соответствует объемным волнам, участок 3 — поверхностной МСВ, распространяющейся вдоль границы феррит — металл). Таким об- образом, в области частот со ^ @, <о±) дисперсионная кривая имеет одну ветвь, плавно переходящую в пределе к> к0 в объемную МСВ. В области со^(со±, соо+сом) имеется еще одна ветвь, плавно переходящая в ветвь для поверхностных МСВ, а при о > со0 + сом — третья ветвь, которая при возрастании частоты плавно приближа- приближается к дисперсионной кривой экранированной НПЛ (штриховая кривая). Структура является, таким образом, взаимной. Рассмотрим НПЛ, выполненную на магнитодиэлектрической под- подложке, подвешенной в прямоугольном экране (рис. 1.32, а). Дис- Дисперсионные кривые, представ- представленные на рпс. 1.32, б, каче- качественно похожи на дисперсион- дисперсионные кривые рис. 1.31,6, рас- рассчитанные для структуры рис. 1.31, а, и соответствуют тем же типам волн. Однако пз- за наличия зазора между под- подложкой и экраном (i/<=[0, yt]) система, оказывается, обладает невзаимными свойствами. В ча- частности, поверхностная МСВ при со^соо+сом является одно- однонаправленной. В обратном на- направлении вдоль границы фер- феррит — воздух распространяется волна, существующая лишь в области частот сое (соо, coo + coM/2). Из анализа рис. 1.32,6 следует, что в области частот со^(со±, со0 + + сом/2) возможно однонаправленное распространение волны, что подтверждается результатами работы [161]. Этот эффект можно использовать для создания невзаимных устройств и, в частности, для невзаимного возбуждения магнитоупругих колебаний. 83 Рис. 1.33. Объемная структура на МСВ со слоями: 7, 5 — металл; 2, 4 — ди- диэлектрик; 3 — феррит
4. Потери в устройствах на МСВ [162J. Хотя МСВ имеют ма- малые потери, но все же их необходимо учитывать, например, при построении фильтрующих СВЧ-устройств. Линия передачи на МСВ представляет собой объемную структуру типа металл — диэлек- диэлектрик — феррит— диэлектрик — металл (МДФДМ) (рис. 1.33), пол- полное исследование которой возможно только с привлечением арсе- арсенала средств электродинамики. При наличии потерь уравнение движения магнитного момента М = Мо + mexp[z((otf — кг)] во внешнем поле напряженностью Н = = Н0 + hexp[?((о? — кг)] записывается следующим образом: A.6.9) где а — безразмерный коэффициент, учитывающий потери, f — ги- гиромагнитное отношение. Решением уравнения (9) являются для комплексных составля- составляющих тензоры магнитной проницаемости jii и и2: |АХ = ц1 + ф1«1 + AQH[1 — Q2(l — a)] — а)} Здесь А « [ A - Q2J + 4аО*]-\ Q = со/со,,, Введем магнитостатический потенциал ф так, что h = Vtf; при этом потенциал i|L в области феррита будет удовлетворять урав- уравнению Уокера A.6.11); = 0 п вне его — уравнению Лапласа дг^п/дхг + д2$п/ду2 + d^Jdz2 = О, п = 1, 2. A.6.12) Решая совместно уравнения (И), A2) при выполнении условий на границах раздела слоев, получим дисперсионное уравнение для случая кг «0, ку — действительная, а кх = кх + ikx— комплексная величина, так как потери рассматриваем только в направлении распространения волн: %hk't±tbk'l+ \1{ ± ц2 A ± ik'/к') (th k't — th к'I) + \i\ - |ij(l ± ik"/k') = 0. A.6.13) Здесь знак «+» соответствует прямой волне, знак «—»—обратной, 84 В отсутствие потерь ([Ях = p-i, М-2 — Иг^ ^2 — М-2т к' = к, к" == 0) дисперсионное уравнение A3) значительно упрощается: th kt th Ы + |ii (th W + th ftf) clh Ы ± ± |i2 (th to — th Ы) + ц1 — y\ = 0. A.6.14) Для симметричной объемной структуры (t = l) выражение A4) еще более упрощается и решается в явном виде относительно. Q. Для волн, распространяющихся в положительном направлении оси г/, получаем . . A.6.15) 1 + th2 kt + 2 th kt cth kd . Рассмотрим влияние потерь на характеристики распространения поверхностной МСВ. На рис. 1.34 приведены результаты решения уравнения A5) для фазовой постоян- ной в двух случаях: t/d= 1 и t/d=> «\ С ростом яотерь граничные частоты поверхностных МСВ сдвигаются, а ха- характер дисперсии фазовой постоянной деформируется. В отсутствие металли- металлических экранов (t/d=^oo) потери влия- влияют на дисперсию значительно сильнее, чем при наличии экранов (t/d=l). В первом случае с ростом потерь рез- резко расширяется полоса пропускания и сильно изменяется дисперсия струк- структуры, особенно при малых k'd. Во вто- ром случае с ростом потерь полоса пропускания просто сдвигается в сто- сторону меньших частот, характер диспер- дисперсии при этом не меняется. С дальней- дальнейшим приближением металлических эк- экранов к структуре феррита влияние потерь на фазовые постоянные МСВ становится еще менее значительным. Из анализа уравнения A3) следует, что объемные МСВ харак- характеризуются меньшими потерями и более широкой полосой рабочих частот по сравнению с поверхностными МСВ. Результаты эксперимента подтверждают работоспособность МСВ от 27 до 41 ГГц при изменении внешнего магнитного поля от 9 до 13,5 кЭ [161]. 5. Волноводы МСВ. Применение волноводов МСВ в ОИС СВЧ является новым направлением и требует более внимательного ис- исследования физических свойств сложных структур на МСВ. Ак- Актуальность этого направления обусловлена конечными поперечны* ми размерами волноводов МСВ. Реальные устройства ОИС на МСВ, как правило, имеют на поперечном сечении неоднородности иной 85 О 1 2 3 Рис. 1.34. Влияние потерь на характеристики распростране- распространения (фазовые постоянные) по- поверхностных МСВ
физической природы, в частности неоднородное распределение внутреннего эффективного поля подмагничивания Но [163—166]. На сегодняшний день наиболее перспективными являются вол- волноводы МСВ, имеющие слоистые структуры типа МДФДМ или ФДМ с ограниченными поперечными размерами ферритовых слоев [163—166], в которых используется специальный профиль постоян- постоянного поля подмагничивания [167, 168]. Это позволяет синтезиро- синтезировать устройства на МСВ по заданным характеристикам и упро- упрощает настройку. Экспериментальные исследования волновода МСВ с ферритовой пластиной конечных размеров, проводимые в ряде работ [164— 166], показали существенное отличие дисперсионных кривых по сравнению с неограниченными структурами. В этих же работах приведены результаты расчета в приближении магнитной [164— 166] и электрической [169] стенок на краях ферромагнитной пла- пластины. Подробный электродинамический анализ распространения МСВ в волноведущих структурах конечной ширины (без привлечения понятия «магнитная» стенка) с разными типами подмагничивания (вертикальное и поперечное по отношению к направлению распро- распространения волны) проведен в [380, 386—388]. г ГЛАВА 2 Моделирование и расчет регулярных полосковых линии и неоднородностей в них В этой главе будут рассмотрены основные типы неоднородностей (ба- (базовых элементов), встречающихся в полосковых линиях передачи и составля- составляющих, по существу, элементную базу ОИС СВЧ. На материале предыдущей главы читатель мог убедиться, что только строгий подход позволяет понять фи- физическое содержание задачи и построить адекватную модель, например, ре- регулярной линии передачи. Там же было показано, что, получив на основе строгой постановки задачи ясную физическую картину явлении, для практиче- практических потребностей можно удовлетвориться некоторыми приближенными ре- результатами, особенно, если при этом удается получить оценку степени прибли- приближения'). Гораздо более сложный объект исследования представляют неоднород- неоднородности в полосковых ЛП и тем более в базовых элементах ОИС СВЧ, в кото- которых электродинамические структуры представляют собой принципиально трех- трехмерные образовании. Разумеется, и НПЛ есть трехмерная структура, однако после приведения ее к эквивалентным парметрам (па основании строгого ана- лпза (гл. 1)) с нею можно обращаться как с двумерной структурой. В еще большей степени это относится к СПЛ и другим волноведущим структурам ОИС СВЧ (рис. В.1). Однако и при наличии верхнего экрана ЛП ОИС оказы- оказываются открытыми в поперечных направлениях и любая неоднородность вы- вызывает излучение в этих поперечных направлениях. Таким образом, возможно более правильно отнести ЛП в ОИС к классу квазизакрытых ЛП. В этой главе мы остановимся на общем эвристическом методе моделирования как регуляр- регулярных, так и нерегулярных полосковых структур — методе Олинера. Он позво- позволяет на основе физических рассуждений свести открытую или квазиоткрытую структуру к закрытой и воспользоваться для последней развитым мощным аппаратом и результатами анализа закрытых структур. § 2.1. Метод Олинера и модели некоторых линий 1. Метод Олинера. Долгое время развитый в 50-х годах А. Олинером [170] подход к анализу полосковых структур оставался практически единственным методом, с помощью которого удавалось 1) Известное развитие в системах автоматизированного проектирования И С СВЧ получила процедура аппроксимации данных численного анализа с по- помощью, например, ортогональных полиномов. При этом в систему проектиро- проектирования ИС включается не собственно программа расчета матрицы рассеяния данного БЭ, а аппроксимированные данные строгого или квазистрогого числен- численного анализа. Использование аппроксимированных формул или процедур су- существенно сокращает время счета матрицы рассеяния в процессе проектиро- проектирования ИС; в особенности это относится к задачам оптимизации параметров ИС, учета технологического разброса размеров ИС и др. 87
получить приемлемые физические результаты. Строшй подход по- потребовал бы решения трехмерных векторных задач для областей со сложными границами и при отсутствии в общем случае каких-либо явно выделяемых малых параметров. Поэтому такая строгая по- постановка задачи даже для наиболее мощных современных ЦЭВМ представляется нецелесообразной. Вместе с тем метод Олинера по-» зволяет при наличии ряда ограничений (одноволновый режим ли- линии или неоднородности*), наличие решения модельной задачи и др.) и определенной осторожности при его использовании полу- получать приемлемые для практики результаты. С его помощью в [1] был рассмотрен широкий класс неоднородностей в симметричных и несимметричных полосковых структурах. Мы здесь не будем, разумеется, воспроизводить результаты [1], а лишь коротко оста- остановимся на существе метода Олинера и его обобщении на открытые линии, так как и при анализе БЭ ОИС СВЧ он может оказаться полезным. Физическую основу эвристического подхода Олинера составляет предположение о том, что энергия рабочей волны ПЛП (напри- (например, квази-Г-волна) сконцентрирована в небольшой окрестности токонесущего проводника (для регулярной линии) или вблизи не- неоднородности (для нерегулярной ПЛ). Пусть распределение энер- энергии в поперечном сеченпп лииии известно. Предположим, что рас- распределение полей в поперечном сечении линии мало изменится, если на некогором расстоянии слева и справа от токонесущего проводника поместить идеальные электрические пли магнитные стенки. Рассмотрим, для примера, СИЛ, представленную на рис. В.1, где магнитные стенки вводятся в вертикальные плоскости: расстояние между стенками составляет величину D. Теперь, если увеличить ширину токонесущей полоски до пересечения ее с маг- магнитными стенками, мы получим взамен СПЛ два прямоугольных волновода (с поперечными сечениями D X d/2), у которых гори- горизонтальные стенки являются идеально электрическими, а верти- вертикальные — идеально магнитными. В каждом из этих прямоугольных волноводов возможно распространение квази-Г-волны, так как к горизонтальным стенкам перпендикулярпо электрическое поле этой волны, а к вертикальным — магнитное поле, и, таким образом, гра- граничные условия удовлетворяются. Итак, в эквивалентном СПЛ прямоугольном волноводе может распространяться квази-Г-волна. Для установления эквивалентно- эквивалентности линии и волновода необходимо также, чтобы длина волны,, волновое сопротивление2) и фазовые скорости были однаковы в СПЛ (это же в равной степени относится и к линиям других ти- ') Строго говоря, требование одноволновости структуры для примене- применения метода Олинера не является обязательным, и ого можно в некоторых слу- случаях обойти, пользуясь, например, двух- или многоволновыми моделями ПЛП или БЭ. Однако при этом следует соблюдать известную осторожность. 2) См. с. 49 (после A.3.15.)). 88 пов, между которыми устанавливается соответствие в указанном смысле) и ее прототипе. Волновое сопротивление СПЛ имеет вид Z9=*3QnK'(k)/K(k), k = th(nw/2d). B.1.1) Общее волновое сопротивление двух параллельно соединенных пря- прямоугольных волноводов есть B.1.2) Здесь под волновым сопротивлением понимается отношение напря- напряжения в линии к току. Сравнивая A) и B), получаем искомую ширину волновода D в виде B.1.3) где К, К' — полные эллиптические гштегралы. Применение метода Олинера к БЭ, выполненным на основе НПЛ, требует некоторой его модификации, а именно перехода к двумерной модели с установкой виртуальных магнитных стенок в местах, определяемых строгой теорией ключевой структуры (гл. 1), и заменой реальной диэлектрической проницаемости е подложки на ее эффективное значение е*Ф =(с/Рфу, B.1.4) где с — скорость света в вакууме, a i?0 — фазовая скорость квази- Г-волны в НПЛ. Магнитные стенки размещаются на расстоянии D друг от друга, определяемом C), однако модуль к для НПЛ оп- определяется не из A), а является корнем трансцендентного урав- уравнения ??[arcsin(Y 1~р2/к), к] - ?F[arcsin (Г 1 - рУк), к] = ла/2^, B.1.5) в котором р2 = Е/К, 2а — ширина токонесущей полоски. Равенство D) означает одинаковость фазовых скоростей в мо- модели и прототипе, а C) — равенство волновых сопротивлений. Обычно элементы матрицы рассеяния БЭ сильно зависят от ско- скорости волны возбуждения, и поэтому условие D) должно непре- непременно выполняться во избежание неадекватности описания БЭ его моделью. Более подробные сведения по обобщенному методу Олинера и данные конкретных расчетов читатель найдет в книге [1, гл. 3, 4]. 2. Модели некоторых полосковых линий передачи. К настояще- настоящему времени создана развитая система программ для определения параметров регулярных ПЛП либо непосредственно, либо после соответствующей аппроксимации численных результатов (см. так- также примечание на с. 87). В некоторых случаях (дециметровый и длинноволновая часть сантиметрового диапазонов) можно восполь- воспользоваться также аналитическими результатами, полученными в ква- квазистатическом приближении. Приведем некоторые данные по раз- разным типам ЛП, используемым в ОИС СВЧ. 89
Симметричная щелевая линия (СЩЛ) и прямоугольный волно- волновод (ПВ). Воспользовавшись условием A) и формулами волновых сопротивлений СЩЛ A.3.17) и ПВ ([171], с. 56, ф-ла E.11))t получим 29бДеэф /1-(Х/2аJ/A - еэ2ф) [in (k.d/i) У$Ф ~ 1 + ^ у] = Ь/а. B.1.6) Здесь а и Ъ обозначают ширину и высоту волновода. Равенство фазовых скоростей основных волн в СЩЛ и ПВ в соответствии с B) дает соотношение 2епв = есщл + 1, B.1.7) в котором епв- сщл обозначают диэлектрические проницаемости ПВ и СЩЛ соответственно. В случае высоклх значений волнового сопротивления СЩЛ (Z>100 Ом) в G) справа нужно подставить дисперсионное урав- уравнение A.3.12). Удовлетворение условию отсечки в СЩЛ (евф = 0) приводит к соотношению lg E0d/a) = [0,987 - 0,483 lg есщл + (w/d) @,111 - 0,0022есщл) ] X X [0,121 + 0,034 (w/d) - 0,0032есщл]-1. B.1.8) Приведенные выражения F) — (8) позволяют моделировать СЩЛ и ПВ. А именно, определяют связь между геометрическими размерами СЩЛ и ПВ. Несимметричная полосковая линия (НПЛ). В соответствии с теорией дифракции волны плоскопараллельного волновода при ко- косом набегании ее на край ключевой структуры (гл. 1, § 1.2) из- известен коэффициент отражения, точнее, фаза коэффициента отра- отражения. Это дает возможность использовать в качестве модели НПЛ прямоугольный волновод с магнитными боковыми стенками. При этом расстояние D между ними удовлетворяет трансцендентному соотношению C) ([1], гл. 2). В квазистатяческом приближении для D получается простое аналитическое соотношение B.1.9) При анализе БЭ, выполненных на основе НПЛ, большое зна- значение имеет удовлетворение условию D), означающему равенство фазовых скоростей в НПЛ и модели. При этом для енпл в квазы- статическом приближении получается B.1.10) Указанная процедура учета условия равенства фазовых скоростей модели и ярототипа была развита впервые, по-видимому, в [1] и получила название модифицированного метода Олинера. 90 Копланарная линия (КЛ). КЛ представляет собой симметрич- симметричную (относительно вертикальной плоскости — см. рис. В.1) струк- структуру, и волны в ней можно отнести к двум классам: четные и не- нечетные (см. рис. 1.26). Наиболее просто анализируется низший четный тип волны. Действительно, если толщина диэлектрика мно- много больше поперечных размеров КЛ, то поперечная структура по- поля в КЛ напоминает структуру поля основной волны коаксиаль- коаксиального волновода (KB). Поэтому можно в качестве нулевого при- приближения к прототипу КЛ с низшей четной волной выбрать КБ (на основной волне). Используя условия равенства волновых со- сопротивлений и фазовых скоростей в модели и прототипе, получим ln(Di/D2)=nK'(k)/K(k).i B.1.11) 2екв = екл + 1. . B.1.12) Здесь k = Wi/w2; Dtt2 обозначают внешний и внутренний диаметры KB, a wt и и\ — ширина узкого проводника ц расстояние между широкими проводниками в КЛ. Соотношения A1), A2) по заданным геометрическим разме- размерам wu юг и екл КЛ дают возможность определить параметры КВ. Более сложным является моделирование КЛ на нечетном типе волны. При этом следует учесть, что структура первого нечетного типа волны КЛ напоминает структуру волны Ни KB, а также учесть наличие отсечки (т. е. уравнять критические длины волн в модели и прототипе). Аналогичные рассуждения позволяют провести эвристическое физическое моделирование и других ЛП, применяемых в ИС и ОИС СВЧ. § 2.2. Неоднородности в ОИС СВЧ 1. Классификация неоднородностей ОИС СВЧ. Планарные, ИС СВЧ, как мы уже отмечали, состоят из набора неоднородностей (БЭ), выполненных преимущественно на каком-то одном типе ПЛП. Это естественно, поскольку переход к другим типам линий сложен и допускается только в ¦ исключительных случаях. Так, например, в схеме на НПЛ неизбежен переход к СЩЛ для реали- реализации невзаимных устройств (необходима структура поля с про- продольной компонентой магнитного поля). При этом переход с од- одного типа линии на другой лишает, как правило, ИС ее планар- ности, увеличивает технологические сложности реализации и т. п. В то же самое время ОИС позволяют осуществлять переходы наи- наиболее естественным образом (гл. 3); в равной мере это относится и к другим БЭ ОИС. Возникновение идеи ОИС и практические ме- меры по созданию модулей РЭА па ОИС привели к появлению боль- большого числа БЭ нового типа, теоретическое исследование и пара- параметрический синтез которых подчас еще ждут своего .решения. В этом параграфе приводятся данные по БЭ разпого типа; при 91
этом предпочаение отдается аналитическим результатам, получен- ным по большей частн в статическом и квазистатпческом прибли- приближениях (ср. [1], гл. 3, 4; а также [172, 173] и более точные при- приближения [1, 175—177]). Для удобства изложения здесь введена некоторая условная классификация БЭ. Они разбиты на три группы: неоднородности в Я-плоскости (это преимущественно БЭ на основе СПЛ, НПЛ), неоднородности в ^-плоскости (СЩЛ, НЩЛ) п неоднородно- неоднородности в КЛ. К настоящему времени наиболее полно изучены неоднородности в ЛП закрытого типа: прежде всего, это волноводы, а также ко- коаксиальные и ПЛП. Гораздо в меньшей степени рассмотрены не- неоднородности в квазиоткрытых полосковых структурах [1, 2, 60, 178], причем наименее исследованными оказались неоднородности типа известного воляоводного трансформатора (например, Х- п Т-соеднненпя), у которого плечи выполнены на различных ти- типах ЛП. 2. Неоднородности в Н -плоскости. Под БЭ этого класса пони- понимаются полосковые структуры, токонесущие проводники которых располагаются в плоскости, перпендикулярной вектору Е. Наибо- Наиболее типичными представителями этого класса БЭ являются устрой- устройства на основе СПЛ и НПЛ: открытый конец ЛП, разрыв токо- , м , Т Рис. 2.1. Топология от- открытого конца полоско- вой линии (а); эквива- эквивалентные схемы F, в) 5) т б) несущего проводника, отверстие, изгиб (излом), скачок ширины проводника и др. Приведем данные по некоторым из них. Открытый конец ПЛП. Этот тип неоднородности (рис. 2.1, а) встречается практически во всех БЭ, используемых в ИС и ОИСг разомкнутый или частично разомкнутый конец токонесущего про- проводника. В квазистатическом приближении открытый конец пред- представляет собой некоторую эквивалентную емкость (рис. 2.1,6), вы- вызывающую так называемое «удлинение» А/ проводника (рис. 2.1, в), которое определяется как l B.2.1) где I = 2d In 2/л, к => 2лА. В высокочастотном (квазпоптическом) приближении реакция открытого конца может быть не емкостной, а индуктивной, и тогда «удлинение» &1 меняет знак и превраща- превращается в эквивалентное «укорочение» ПЛ. Использование открытого края структуры позволяет реализо- реализовать два класса БЭ: резонаторы (излучение мало) и излучающие элементы (см., например, [179]). Природа этого явления («выте- 92 кающие» волны), разумеется, едина, однако с вытеканием энергии из открытого конца всегда следует считаться. Так, например, эф- эффективное несанкционированное возбуждение поверхностной волны (в структуре металлическое основание - диэлектрическая^ подлож- подложка) может быть причиной заметных паразитных связей между отдельными БЭ, паразитным излучением в ненужную сторону (в излучающих структурах) и т. и. Это приводит к необходимости разнесения БЭ на «безопасное» расстояние, что ведет к увели- v r> гтзгт ътлтпгттсг- тта пгрпя ттпттжрние спасает вве- чению гаоаииииь Ьи j. i«v^jr-x«, ~v, „1,«„« пение дополнительных поглощающих экранов, металлических сте- стенок, штырей и пр. При проектировании необходимо учитывать Излучение ПоВерхносшная волна 1000 -/6/1 30 20 1П ^- - 72 Ом \ \ i 10 100 6) 100 Г9ГГц Рис. 2.2. Вид сбоку разомкнутого конца НПЛ (а); частотная водимости излучения (б) is. проводимости поверхностной волны конца линии птТ^_Зо открытою долю излучаемой и преобразуемой в поверхностные волны энергии. На эквивалентной схеме рис. 2.1,6 отмеченное вытекание энергии учитывается введением входной проводимости G, для приближен- приближенного учета которой можно воспользоваться результатами [1]. Ко- 93
эффициент отражения от открытого конца НПЛ имеет зид B.2.2) или (/4fcdln2)/n. B*2-3) Согласно C) входная проводимость G определяется так: С = A-Г)/A -I- Г). B.2.4) Приведенные аналитические результаты можно использовать при первоначальных прикидочных оценках. Более строгие резуль- результаты получены, например, в [180] (см. также [2, 181]; в этих ра- работах дап обзор литературы и результатов по другим многочислен- многочисленным источникам). На рис. 2.2 приведены данные по входной про- проводимости G [180]; из них видно, что энергия излучения GH откры- открытым концом увеличивается по мере роста частоты и уменьшения диэлектрической проницаемости подложки. На низких частотах превалирует поле излучения, а на высоких — энергия излучения i 2s i v /, w Ц \тг I i а) чо) Рис. 2.3. Разрыв в полосковой линии (а); эквивалентная схема (б) GH оказывается сравнимой, с энергией поверхностной волны Ga (см. также [179]). Вытекающие волны не имеют нижней частоты отсечки, что необходимо учитывать при проектировании высоко- высокодобротных резонансных и излучающих БЭ ОИС. Разрыв в токонесущем проводнике ПЛ. В том же квазистати- квазистатическом приближении плоскопараллельиый разрыв (рис. 2.3, а) можно представить в виде «аддитивного» положения независимых друг от друга емкостей BCi открытых концов, емкости собственно разрыва Вы и параллельно последней — проводимости G излуче- излучения (рис. 2.3,6). Для величин J2C1( 2 в этом приближении имеют место оценки [23]: Вех = [1 + *cictg(p5)] [ctg(ps)-ДсЛ, B.2.5) 2+Sci)ctg(pS)] X X 1 - В С1, B.2.6) 94 г где XB'Cl = — d In ch (ns/2d), ХВ'С7. « — d In cth (ns/2d), p = 2n/X. В формулах E), F) и в дальнейших выражениях проводимости нормированы на волновое сопротивление входной линии. Излуче- Излучение здесь не учтено. Круглое отверстие в середине токонесущего проводника. От- Отверстия (и в том числе круглые) в проводнике ПЛП (рис, 2.4, а) широко используются в практике ИС для параллельного включе- включения сосредоточенных активных элементов, для задач согласования 8, 'Ч о) '2 Рис. 2.4. Круглое отверстие в проводнике (а); эквивалентная схема (б) БЭ и др. Значения реакгивностей эквивалентной схемы (рис. 2.4, б) в зависимости от размера отверстия определяются следующим об- образом [23]: Вс = [1 + Z?c ctg(pr)] [ctg(pr) - Be]'1, B.2.7) 2BL = [1 + 2B'L ctg (pr)] [ctg (pr) - 2B'L] - Bc. B-2.8) Здесь b'l = — 3u;3$d/8pr3, в'с = DZ?L)~\ w^ — эффективная шири- ширина проводника. Излучение из отверстия во внешнее пространство в G), (8) не учтено. Симметричный скачок ширины проводника. Такие элементы в ИС СВЧ находят самое разнообразное применение в согласующих трансформаторах, фильтрах, соединительных элементах и т. п. (рис. 2.5, а). В квазистатическом приближении эквивалентная схе- схема имеет вид, представленный на рис. 2.5, б. При составлении ее учитывалось, что выступ перехода от широкой части проводника к узкой имеет индуктивный характер (BL) [23]: BL я Bы;ЭфА) 1псозес(лы4$/2ы>эф), B.2.9) где мЭф и гаЭф обозначают эффективную ширину соответствующего проводника (рис. 2.5, а). Неоднородность частично открытого конца проводника имеет емкостную проводимость Вс. Эффективное удли- 95
пение AZ выступов проводника и входная проводимость излуче- излучения G его концов определяются с помощью A), D). Прямоугольный изгиб (излом) проводника. На практике широ- широко используются изломы под разными углами [1]. Однако наиболее частый случай — излом под прямым углом (рис. 2.6, а). При со- ставлениии эквивалентной схемы прямоугольного излома - w г a) j б) г Рис. 2.5. Скачок ширины проводника (а); эквивалентная схема (б) (рис. 2.6, б) учитывалось, что внешние стороны проводника в об- области изгиба представляют индуктивную проводимость BL, а пло- площадь изгиба — емкостную Вс. Их значения суть [23] B.2.10); B.2.11) Вс = ,0725 - 0,159 ( В случае больших зпачений коэффициента отражения от рас- рассмотренной неоднородности в области изгиба будет сильное излу- излучение; при этом входная проводимость G и коэффициент отраже- отражения Г определяются соотношениями B), D). Рис. 2,6. Прямоугольный изгиб проводника (а); эквивалентная схема (б) Минимальное отражение (Ксти ^ 1,04) в прямоугольном изгибе проводника достигается при выборе топологии со срезом по диа- диагонали внешней стороны изгиба проводника (на рис. 2.6, а срез показан пунктирной линией; см. [1]). Т-образное разветвление проводника. Этот тип неоднородности является ключевым для целого ряда БЭ ОИС (делители мощности, мостовые устройства, элементы полосовых фильтров и др.) (рис. 2.7, а). Эквивалентная схема представлена на рис. 2.7, б. В ней учтено: излучение во внешнее пространство (входная про- проводимость G), идеальная трансформация сопротивлений A : п) и реактивный (емкостная Вс и индуктивная BL проводимости) ха- 96 рактер (рис. 2.7,6). Анализ эквивалентной схемы (рис. 2.7,6) проведен в [176]. Входная проводимость излучения рассчитывается по D), а остальные параметры эквивалентной схемы суть ,785^ B.2.12) ДЛЯ BL ^ - (Вс/2) + пТ2 {(В/2) + для м;*ф/м?оф>0,5 BL =*— Здесь пЛ = п В = In cosec [In 2 + + C/2) B.2.13) + 0,5 cos1 Соотношения A2), A3) дают возможность рассчитывать частот- частотные характеристики коэффициентов волновой матрицы рассеяния [1, 174]. Следует отмстить, что исследованию Т-образиых соединений по- посвящено большое количество работ [182—186], в которых показано, б) г) Рис. 2.7. Т-соединение проводников (а); эквивалентная схема -F); прямоуголь- прямоугольный (в) и треугольный (г) согласующие профили что при наилучших согласованиях Т-соединение имеет выражен- выраженный емкостный характер. Для получения минимальных коэффи- коэффициентов отражения (Ксти =>¦ 1) необходимо изменить профиль Т- соединения, например, путем удаления в области соединения про- 7 В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 97
водников металла прямоугольной или треугольной формы (рис. 2.7, в, г). При формировании профиля Т-соедипепия пеобходимо учиты- учитывать условия согласования (см., например, [187]) 2BL + Bc = 0, Z2 = 2Zl. B.2.14); Использование условия A4) позволяет в принципе подобрать та- такие профили Т-образных соединений, в которых удается практи- практически полностью скомпенсировать емкостную проводимость в оп- определенном диапазоне частот. На рис. 2.8 для сравнения приведе- приведены частотные характеристики шлейфа на Т-соединении с учетом Г,ГГц . О Г,ГГц Рис. 2.8. Частотные характеристики коэффициентов волновой матрицы рассея- рассеяния Т-соедпнения шлейфа без согласования (штриховые кривые) и с пря- прямоугольным согласующим профилем (сплошные): крестики — результаты экс- эксперимента емкостной компенсации в виде прямоугольного выреза (кривая 1), и без него (кривая 2) [188]. Видно, что использование вырезов позволяет резко увеличить полосу рабочих частот. Подробные чис- численные результаты содержатся в [1]. 3. Неоднородности в ^-плоскости. Выше неоднократно подчер- подчеркивалось, что щелевые направляющие структуры типа СЩЛ и НЩЛ представляют фундаментальную основу создания БЭ ОИС СВЧ. Для неоднородностей этого класса характерно, что они рас- располагаются в ^-плоскости, т. е. в плоскости, перпендикулярной вектору Н, и являются в значительной степени порождением ОИС принципа конструирования СВЧ модулей РЭА. Естественно, что эти структуры изучены гораздо менее подробно, чем рассмотрен- рассмотренные в п. 2. Наиболее полно, по-видимому, исследован скачок ши- ширины СЩЛ [189, 190]. Классификация неоднородностей на СЩЛ (а также в копланарной линии (см. п. 2.2.4)) проведена в [191]. Ниже на основе модифицированного метода Олинера с использо- использованием прототипов из [174] в квазистатическом приближении пред- представлены эквивалентные схемы ряда типичных неоднородностей на СЩЛ. Закороченный и разомкнутый отрезки СЩЛ. Неоднородности такого вида довольно часто встречаются в фильтрах, направлен- направленных ответвитолях и других БЭ. Рассмотрим закороченный отрелок СЩЛ (рис. 2.9); его эквивалентная схема состоит из ипдуктивпой Рис. 2.9. Закороченный конец сим- симметричной щелевой липни (а); эк^ вивалентная схема (б). В) проводимости BL и активной проводимости G, значения которых приближенно определяются, согласно [174], так: BL = Уо « 0,156 Я/6, С/Уо « 0,285 Я/6 при Я/6 « 1, B.2.15) где 6 = F(w, d) — размер ПВ, определяемый из B.1.6). Разомкнутый конец лпннн пмеет емкостной характер (рис. 2.10), значение реактивной проводимости которого приближенно опреде- определяется так: B.2.16) где е — 2,718, -( = 1.181, а пзлучепле с открытого конца СЩЛ равно G/Y, « пЬ/Х. B.2.17) Результаты экспериментальных исследований (гл. 3) показы- показывают, что на излучение волны с разомкнутого конца во внешнее S) Рис. 2.10. Обрыв СЩЛ на край полубесконечного металла (о) и на край вы- вырезанного диска в металле (б); эквивалентная схема (в) иространство и возбуждение им поверхностных волн сильное влия- влияние оказывает форма экрана за пределами СЩЛ. Для подавления излучения СЩЛ заканчивают разомкнутым кругом, вырезанным в слое металла (рис. 2.10,6). Радиус R выбирают из условия, чтобы круг пе имел индуктивного характера (R =>¦ 0) и излучение было минимально возможным. При Я => °° схема рис. 2.10,6 переходит в схему рис. 2.10, а. 7* 99
Перемычка в СЩЛ, перпендикулярная краям щели. Наиболее часто этот тип неоднородности встречается при реализации поло- полосовых фильтров (торцевая связь полуволновых резонаторов через перемычку [192]), шлейфпых направленных ответвлений и пр. (рис. 2.11, а). Эквивалентная схема перемычки в СЩЛ показана Рнс. 2.11. Перемычка в СЩЛ (а) п эквивалентная схема (б); смещение осей СЩЛ в металле (в) на рис. 2.11, б. В данном случае перемычка замыкает края зазо- зазоров щели, имеющих преобладание индуктивной проводимости. Ин- Индуктивная и емкостная проводимости рассчитываются следующим образом [174]: BL -(Вс/2) = {а 121) К - (nlj2kQf - -E/8)(п//2Л0L-2(л//2Х0L(*1-2*0^Д3)в], B.2.18) Вс = (а/Х) (nJ/a)![l + 0,5(nJ/A,0O(Si-3/4)], B.2.19): где *, = 1пDа/л/)"- 2, s1 = lnDG/nZ)-5/2-(ll/2)(V2aJ, a — F{w, d, е) — ширина ПВ, определяемая из ушвнения B.1-6), п\1 а) о) Рис. 2.12. Скачок ширины щели в СЩЛ (а); эквивалентная схема (б) Более точные результаты по расчету электрических характери- характеристик перемычки в зависимости от ее ширины I и смещения осей 1С входной и выходной линий (рис. 2.11, в) приведены в [192]. Скачок ширины СЩЛ. Симметричный скачок ширины СЩЛ реализуется при формировании фильтров нижних частот, устройств согласования и пр. Из анализа топологии скачка (рис. 2.12, а) вид- 100 но, что он осуществляет трансформацию волновых проводимостей (идеальный трансформатор УУ^УУг), а в его реактивных компо- компонентах преобладает емкостный характер (BC^>BL); проводимость Вс равна [174] fic/yi«B6A)[ln(e/4a) + (aV2) + 0,5(Z/A,J(l-a2L], a< 1, B.2.20); Bc/Yl^Bb/K) F/2J[21nF/2)/(l - б)+ 1 + + A7/16) (ЬАJ], б<1, B.2.21) 1де а= Формулы B0), B1) являются приближенными. Более точный расчет этой неоднородности проведен в [190]. При этом рассмат- рассматривалась экранированная СЩЛ (на частотах до 30 ГГц), На рис. 2.13 представлены зависимости коэффициента трансформации Рис. 2.13. Частотная зависимость ко. эффициента трансформации A) и проводимости B) при постоянной ге- геометрии скачка ширины щели СЩЛ: сплошная кривая — открытая; штри- штриховая — экранированная СЩЛ; е = = 2,22, d = 0,254 мм, а X Ь = 7,1 X X 3,56 мм f.i-Гц (Х= и2°0. и емкостной проводимости от геометрии скачка зазора. Для сравнения приведены случаи для скачка в открытой и экра- экранированной СЩЛ. При небольших значениях ширины СЩЛ влия- влияние экрана практически не сказывается. При расчете двойного скачка ширины щели в СЩЛ необходимо учитывать индуктивную проводимость, образующуюся на ее длине (рис. 2.14, а). Частотные характеристики проводимостей в зависимо- зависимости от геометрии скачка приведены на рис. 2.14, б. Очевидно, что, выбирая продольный размер расширенного участка щели кратным четверти длины волны, мы получим резонансный элемент. На та- такой неоднородности можно построить фильтры нижних частот и другие БЭ ОИС. Поворот СЩЛ на произвольный угол. Симметричное соединение (под произвольным углом) двух одинаковых СЩЛ показаио на рис. 2.15, а, а его эквивалентная схема — на рис. 2.15, б. Параметры 101
эквивалентной схемы суть Вс = B6/*,)№[- A/2) A - в/я)] - ? (-1/2)}, B.2.22) 5x. = (Ay2n6)ctg(9/2), B.2.23) где Ч1" E) = d(ln?;!)/d?;— логарифмическая производная от %. ¦ п - вп/у, Из B2), B3) непосредственно следует, что в этой неоднород- неоднородности преобладает индуктивная проводимость, которая значитель- значительно увеличивает коэффициент отражения. Уменьшение отражения Рис. 2.15. Излом СЩЛ (а); эквивалентная схема (б) достигается компенсацией индуктивности излома путем изменения его профиля. Минимальные значения отражения достигаются при металлизации участка ijk в изгибе (рис. 2.15, а; ср. [1]). Т-соединение СЩЛ. Рассмотрим симметричное Т-соединение СЩЛ (рис. 2.16,а). Эквивалентная схема, построенная согласно [174], приведена на рис. 2.16, б. Параметры эквивалентной схе- схемы при произвольных утлах 0! и Э2 между входным ж выходным 102 плечами равны [193]: ВС1г = BЬ/'А){Щ- A/2) A - 92/я)]- Ч1" (-1/2)} X [- A/2) A - в|/п)] - 2W (-1/2)}-1, B.2.24а); B.2.25а): B.2.26а): BC2Z = Bb/K)V?[~(l/2) A - 92/п)] - ^ (-1/2)}. B.2.27а): В случае Gt = 02 = л/2 и разложения логарифмической производной Рис. 2.16. Т-соединение СЩЛ (а); эквивалент- иая схема (б) У (?) в ряд получим более простые выражения для параметров эквивалентной схемы: B.2.246): B.2.256): B.2.26б| B.2.276) BCIZ = B&2/A)[arctg a + а1пA + а2I/2], где А, = -Bа/я){1 + [E + а2)/4A + а2)] X X ехр {- B/a)arctgcc + A/9)[4/A + а2)+ [E + а2)/A + а2J]} X X ехр {— D/а) arctg а} ехр {— B/а) arctg а}, Аг = — Ai + 2а arctg а + B/а) arctg а + + 2 In [A + а2)/4а] - [яA + а2)/3а], Из этих выражений видно, что значения реактивных проводимо- стей Bcl, BLI, BL2, Bcl одного порядка (в предыдущих случаях ре- реактивные сопротивления имели разный порядок). Следствием этого является возможное появление резонансов различных последова- 103
азомкнуты кц валентная схема (б) тельных и параллельных цепочек. Поэтому ход кривых модулей и фаз коэффициентов отражения и прохождения в данном случае будет более сложным, чем ранее (ср. [1]). 4. Неоднородности в копланарной линии. ИС СВЧ полиостью на КЛ практически пе встречаются. Однако КЛ находят самое широкое применение в схемах коммутации, одновременного парал- параллельного и (или) последо- последовательного включения ак- активных элементов, в схе- zgc мах полосковых антенн и др. На основе КЛ может быть реализован практи- практически весь тот набор БЭ, п) uj что и на других типах Рис. 2.17. Разомкнутый конец КЛ (а); экви- ПЛП I194]' Однако по- поскольку геометрия КЛ «сложнее», чем, скажем, i _ НПЛ, то и число БЭ на ^ I ' Л ее основе существенно == ? больше, нежели на дру- ^ у гих типах ПЛП. Рассмот- Рассмотрим основные неоднород- S) ности в КЛ. Рис. 2.18. Разомкнутый конец КЛ с удаленным Разомкнутый конец слоем металла (а); эквивалентная схема (б) КЛ. Эквивалентная схема разомкнутого конца КЛ (рис. 2.17, а) показана на рис. 2.17, б. Открытый конец КЛ пред- представляет собой емкостную проводимость [174] 5c/Y0=DD1A)ln(ZJ/ZI){(nI'i/4ZJ) + 1n[(ZJ-ZI)//t]}, B.2.28) где Dl/Dz=F(wu wz, г, d)— размеры КЛ из B.1.11) и B.1.12), h — расстояние от оборванного центрального проводника до зако- закороченного торца крайних проводников. При размыкапии крайних проводников (рис. 2.18) открытый ко- конец КЛ будет излучать во внешнее пространство. Емкость при этом изменится и добавится проводимость излучения. Их параметры определяются так [174]: Bc/Y0 = 8(Dk + D2) [E [2 G/Yo = 2 [я2 (D\ - /?1)Д2]2 [In Dt)] - 1], B.2.29) B.2.30) где E(t,) —полный эллиптический интеграл второго рода. Скачок ширины проводника. Б КЛ можно осуществить скачок ширины центрального (рис. 2.19, а), либо двух крайних (рпс. 2.19,6) проводников. Эквивалентная схема этих неоднород- ностей представлена на рис. 2.19, в. Емкостная проводимость скач- 104 ка центрального проводника определяется следующим образом [174]j Yt/Y1 = К (DjDa) K(D'jD't) [*' (DjDt) K' {D'JD't)Y\' B.2.31) B.2.32); B.2.33)] , - l)~\ - J - l] - BJY, = BMiA)" (б/2J[4 InB/6)/A - б)-Ь Здесь Ai = (D'JDJ In (DJDJ (D2/D[ - lJ[ln (DjD' Л -(Ji2/Yi) UZVV>0 (Л2/Л1 - 1) ['о (X) #0 (-xP - ^o (X) JoixD'jD^fiUDjD, - IJ (Jl (%)/Jl (x - DХ/^о) (sin [n(Ds - D'x)/b0] [(D2 - J^/ft,,]-1]3), где а = 1 — б = (d2 — -Di)bo> bo = Dz — Du у — постоянная рас-* пространения, % — первый корень уравнения ШП,Ш-ШЪШх)-0, l = DJDu B.2.34): В случае скачка ширины крайних проводников емкостная про- проводимость определяется соответственно формулами C1) — C1)', X в) Рис. 2.19. Скачок ширины проводника КЛ (а, б); эквивалентная схема (в) но при этом а= 1 — 8 ={D2—Di)/b0 и необходимо заменить coot* ношения DjDx, ?» D2lD1, DJD1 на обратные им и fi на fz coot-" ветственно. Эквивалентные схемы различных типов неоднородностей в КЛ. Рассмотренные выше неоднородности позволяют в какой-то мере классифицировать наиболее часто встречающиеся структуры и их эквивалентные схемы. Знание последних помогает разработчикам СВЧ схем анализировать волновые матрицы рассеяния ОИС в целом. Топология неоднородностей КЛ и соответствующие им экви-> валентные схемы даны на рис. 2.20. Узкие проводники и навесные перемычки в неоднородностях описываются эквивалентной индук-< тивной проводимостью, а зазоры — емкостной проводимостью [190, 105
191, 194]. Потери на излучепие во внешнее пространство представ- представлены в виде активной проводимости. 5. Т-соединения различных типов линий в ОИС СВЧ. Выше было отмечено, что чаще всего в ОИС встречаются комбинации различных типов линий. В области их стыковки возникают Т-сое- Т-соединения, построенные на одновре- одновременном включении последователь- последовательных и параллельных отрезков раз- различных типов ПЛП. Точность расче- расчета определяется правильным выбо- выбором эквивалентной схемы. В настоя- настоящем разделе мы ограничимся анали- анализом физических свойств некоторых типов Т-соединений и их топологий на основании эквивалентных схем. Т-соединения с входным плечом на НПЛ. В Т-соединениях, пред- представленных на рис. 2.21, а — 2.23, я, осуществляется синфазное возбуж- возбуждение сигнала в выходных плечах. Рассмотрим в отдельности каждое соединение. Наиболее простое соединение НПЛ с двумя НЩЛ имеет классиче- классический вид параллельного включения всех плеч (эквивалентная схема по- показана на рис. 2.21,6). Коэффици- Коэффициент отражения со стороны НПЛ от- отличается от нуля только за счет дисперсионных свойств волнового сопротивления НЩЛ. Поэтому, учи- учитывая, что дисперсионные характе- характеристики НПЛ и НЩЛ при Z< < 50 Ом имеют приблизительно оди- одинаковый характер, Ксти Т-соедине- Т-соединения в полосе частот октавы практи- практически меньше 1,1. При повышенных значениях вол- волнового сопротивления НЩЛ необхо- необходимо компенсировать индуктивность, возникающую в области соединения проводника НПЛ со слоем металла в НЩЛ. Это можно сделать путем создания плавного перехода про- проводника в металл или скачка ширины проводника (рис. 2.21, в, г соответственно). Более сложное Т-соедпнение осуществляется с выходом на СЩЛ, в котором для выравнивания потенциалов необходимо ввести четвертьволновый разомкнутый отрезок НПЛ (рис. 2.22) либо галь- 106 Рнс. 2.20. Топология неоднородно- стей в КЛ (а); эквивалентные схемы (б) ваннчески закоротить НПЛ на противоположный слой металла СИЛ в точке А (рис. 2.22,а). Сопротивление, включенное параллельно в соединяемые линии, состоит из входного сопротивления рагзом- кнутого шлейфа и индуктивного сопротивления проводника в об- области пересечения СЩЛ и НПЛ: Z = Zm ctg g + imL, B.2.35); гДе g*= (а + Щ1Ш — электрическая длина шлейфа, L — индуктив- индуктивность проводника, расположенного в области щели. НЩЛ НПЛ Рис. 2.21. Т-соедпненпе НПЛ =^ НЩЛ (а); эквивалентная схема (б); плавное (в) и скачкообразное (г) соединения НПЛ Рис. 2.22. Включение НПЛ в СЩЛ (а); эквивалентные схемы (б, в) НПЛ Рис. 2.23. Включение НПЛ в КЛ (а); эквивалентная схема (б) Сложная ситуация создается в Т-соединении с выходными пле- плечами на КЛ. В зависимости от конструкции включения НПЛ в КЛ могут возбуждаться четный и нечетный типы волн. При вклю- включении за точкой пересечения НПЛ с КЛ четвертьволнового разомк- разомкнутого отрезка токи, возникающие на краях двух полубесконечных слоев металла КЛ, будут иметь противоположные направления 107
(нечетный тип возбуждения). Эквивалентное сопротивление дан- данного перехода (рис. 2.23, б) определяется по C5). Непосредственное гальваническое соединение проводпика с уз- узким проводником КЛ через отверстие в подложке позволяет вы- выровнять потенциалы на полубесконечных слоях металла КЛ (чет- (четный тип возбуждения). При этом последовательно включенное со- сопротивление Вш в эквивалентной схеме (рис. 2.23, б) стремится к нулю. Т-соединение с входным плечом на СЩЛ. Существует большое разнообразие Т-соединений СЩЛ со всеми типами ПЛП, а также нщл_ Рис. 2.24. Включение СЩЛ в НЩЛ (а); эквивалентная схема (б) НПЛ сщл. Рис. 2.25. Т-соединение СЩЛ ^ НПЛ с помощью закороченного четвертьвол- четвертьволнового шлейфа (а) и разомкнутого конца СПЛ (б); эквивалентная схема (в) СЩЛ Рис. 2.26. Т-соединенис СЩЛ ^ НПЛ со слабой связью (а); эквивалентная схема (б) другими ЛП, которые применяются в СБЧ технике. Рассмотрим наиболее часто встречающиеся в практике ОИС СВЧ соединения. Так как в СЩЛ низшая волна — это волна Я-типа, то возбуждение выходных плеч осуществляется противофазно @, л). Выходные плечи при этом могут быть расположены как в плоскости СЩЛ, так и с противоположной стороны подложки. 108 Принцип работы Т-соединения СЩЛ с НЩЛ (рис. 2.24, а) ана- аналогичен тройнику, расположенному в ^-плоскости (рис. 2.24, б). В данном соединении выходные плечи образованы двумя мсталлн- ческнлш плоскостями (заштрихованы), образующими СЩЛ, и но- лубесконечной металлической плоскостью (показана точками) с противоположной стороны подложки. При работе на ПЛП с вы- высоким сопротивлением (Z > 50 Ом) коэффициент отражения прак- практически минимален {Ксти=*-1), что объясняется совпадением ха- характера структуры ноля соединяемых линий. В настоящее время широко используются Т-соединения с вы- выходными НПЛ (рис. 2.25, а). Для создания полной связи СЩЛ за точкой пересечения с НПЛ заканчивается четвертьволновым за- закороченным шлейфом, эквивалентная схема которого приведена на рнс. 2.25, в. Входное сопротивление шлейфа равпо .Z = -Zathg, g = (a + i$)L. B.2.36) Видно, что полоса рабочих частот Т-соедипепия ограничена ча- частотной характеристикой шлейфа. Для увеличения полосы частот шлейф выполняют в виде круга, вырезанного в слое металла (рнс. 2.25,6). При этом входная проводимость (рис. 2.25, в) в оп- ределенпом диапазоне практически не будет зависеть от частоты. Довольно часто в устройствах контроля мощности, излучающих элементах и др. в Т-соединении необходимо осуществить слабую связь между выходными и вход- входными плечами. Топология трой- тройника со слабой связью соединяе- соединяемых линий приведена на рис. 2.26, а. В этом случае использует- используется связь по магнитному полю (ин- (индуктивная связь). На эквивалент- эквивалентной схеме (рис. 2.26, б) она пока- показана в виде идеального трансфор- трансформатора A : пг). Определяя с помощью леммы Лоренца амплитуды волн, воз- возбуждаемых в СЩЛ, по уравнению энергетического баланса найдем коэффициент связи [194, 195], равный дь 30 25 20 15 1П - j W 'III, Г,-и ///С" ж I I I о 8 12 Iff ха,мм Рис. 2.27. Частотные характеристики коэффициента связи в Т-соединении СЩЛ =^= НПЛ: сплошные кривые — расчет; штриховая — эксперимент 4Z, СЩЛ Г sin [kcn J 14 :щл (* - *,)] dx B.2.37) Результаты расчета по C7) приведены на рис. 2.27. Видно, что коэффициент связи слабо зависит от частоты. Кроме того, на опре- 109
деленных расстояниях х0 « 3d для диэлектрической проницаемости е ~ 10 ж 50-омных соединяемых линий коэффициент связи от ча- частоты пе зависит. Экспериментальная проверка подтверждает по- полученные расчетные кривые [195]. При выполнении Т-соединения с выходпыми плечами на КЛ за областью пересечения с СЩЛ необходимо включать четверть- четвертьволновый закороченный шлейф (рис. 2.28, а). Увеличения рабочих частот Т-соедипения можно достигнуть путем замены шлейфа па круг, вырезанный в слое металла (рис. 2.28,6). Подавление волн СЩЛ 5) 5) Рис. 2.28. Т-соединение СЩЛ =^= КЛ с помощью четвертьволнового закорочен- закороченного шлейфа (а) или круга, вырезанного в слое металла (б); эквивалентная схема (в) СЩЛ Рис. 2.29. Включение КЛ в СЩЛ (а); эквивалентная схема (б) высших типов (в особенности волны нечетного типа в КЛ) дости- достигается гальваническим соединением навесной перемычкой в точ- точке А крайних проводников КЛ. Эквивалентная схема, приведенная на рис. 2.28, в, аналогична схеме рис. 2.25, а. Поэтому расчет рас- рассмотренного тройника на КЛ можно проводить по C6). Т-соединение с входным плечом на КЛ. Тройники с входным, плечом на КЛ по принципу работы , аналогичны Т-соединениям с плечами на НПЛ: возбуждение выходных плеч осуществляется синфазно. Кроме того, при разработке этого БЭ необходимо учиты- учитывать, что любая простейшая неоднородность, в том числе и микро- микронеоднородности (например, возникающие при технологическом из- изготовлении ИС), приводит к нежелательному возбуждению волны нечетного типа. Поэтому в область Т-соединения необходимо вво- вводить металлическую перемычку, соединяющую края двух полубес- полубесконечных слоев металла КЛ. Топология и эквивалентная схема тройника с выходом на СЩЛ приведены на рис. 2.29. Полоса рабочих частот данного Т-соедине- 110 пия в некоторой степени ограничена большим различием диспер- дисперсионных характеристик КЛ и СЩЛ. Это ограничение является принципиальным, и поэтому для обеспечения частотного диапазона свыше октавы необходимо либо подсогласовывать тройник, либо пересчитывать его топологию. При выполнении выходных плеч на НЩЛ вводится дополни- дополнительный разомкнутый четвертьволновый отрезок НПЛ (рис. 2.30, а); эквивалентная схема показана на рис. 2.30, б. Входное сопротивле- сопротивление шлейфа (рис. 2.30, в) определяется е помощью C5). Для клк A 1 / z2 z? / / z,, / г / / НЩЛ ffj в) Рис. 2.30. Т-соединение КЛ =^= НЩЛ (а); эквивалентные схемы (б, в) В) Рис. 2.31. Т-соединение КЛ =^= НПЛ (а, б); эквивалентная схема (в) увеличения полосы частот проводник НПЛ необходимо закоротить в точке А на край металлической полуплоскости (образующей НЩЛ) сквозь толщу диэлектрического слоя. С помощью четвертьволпового закороченного отрезка КЛ вы- выполняется тройнпк с выходными НПЛ (рис. 2.31, а). Входное со- сопротивление отрезка рассчитывается по C6), что и учтено в эк- эквивалентной схеме (рис. 2.31, б). В последнем варианте тройника (рис. 2.31, б) навеспую перемычку можно исключить путем непо- непосредственного замыкания узких проводников КЛ п НПЛ через слой диэлектрика (рис. 2.31,6). При этом несколько увеличива- увеличивается полоса рабочих частот перехода. 6. Некоторые примеры тройников для ОИС СВЧ. До сих пор мы рассматривали Т-соединепия с выходными плечами, располо- расположенными в одной плоскости. Ниже будет рассмотрен ряд приме- примеров объемных тройников с входными и выходными плечами, рас- расположенными в различных слоях ОИС СВЧ. 111
На рис. 2.32, а показан тройник на НПЛ, в котором выходные плечи расположены по разные стороны слоев диэлектрика [196]. Проводник и металлический экран входного плеча, выполненного на слое диэлектрика удвоенной толщины, скачком переходят в проводники СПЛ, которые заканчиваются переходом над общим a) 6) Рис. 2.32. Объемное Т-соедипение на НПЛ (а); эквивалентная схема (б) Рис. 2.33. Объемные Т-соединения на СПЛ с проводниками в разных слоях диэлектрика (а); эквивалентная схема (б) слоем металла в проводники выходных НПЛ. Длина СПЛ выби- выбирается из условия, чтобы не возбуждались объемные поперечные волны Д-типа меж'ду краями слоев металла. Для расчета тройника целесообразно использовать эквивалент- эквивалентную схему (рис. 2.32,6), построенную на идеальных трансфор- трансформаторах. Край общего слоя металла образует емкостное сопротив- сопротивление , = 0,25ctg[(dA)ln2], B.2.38); в котором сопротивления Z, входной НПЛ и СПЛ равны. Выраже- Выражение C8) получено методом моделирования [174]. 112 Рассмотренный тройник обладает существенным недостатком: ярко выражеппой частотной зависимостью. Для исключения дан- данного недостатка, обязанного емкостной проводимости, можно вы- полнпть входпое пличо па СПЛ (рис. 2.33, а). В этом случае слои металла СПЛ плавно переходят в проводники НПЛ, а проводник СПЛ — в слой металла ННЛ, причем слой металла выходных плеч является общим для НПЛ. Благодаря плавному переходу между СПЛ и НПЛ отсутствует емкостной эффект между краями метал* ла, но при этом может возникать объемная поперечная волна #-ти-> па. Для ее подавления плавный переход выполняется в виде по- полуокружностей, вырезанных в слоях металла и гальванически за-» короченных через слои диэлектрика, образующие четвертьволновые закороченные шлейфы. Коэффициенты волновой матрицы рассея- рассеяния тройника имеют вид B.2.39J B.2.40)! B.2.41 X B.2.42); где i/p = RBi(l + Ri)— iRiCtgd, Ri = 2p3/p1, Rm = pm/2pu Pi = p2, Рз, Рщ — волновые сопротивления НПЛ, СПЛ и шлейфов на НЩЛ соответственно. Большой интерес представляет тройник, выполненный комбина- комбинацией НПЛ с СЩЛ (рис. 2.34). В этом случае СЩЛ вырезана в слое металла, расположенного между двумя слоями диэлектрика. На внешних сторонах диэлектрических слоев ОИС перпендикуляр- перпендикулярно СЩЛ расположены проводники НПЛ. За точкой пересечения трех линий СЩЛ заканчивается закороченным, а НПЛ — разомк- разомкнутыми четвертьволновыми шлейфами. Замечательной особенностью рассмотренного тройника является возможность синфазного (рис. 2.34, а) и противофазного (рис. 2.34, г) возбуждения выходных плеч на НПЛ. Например, при расположении выходных плеч по разные стороны СЩЛ (эк- (эквивалентные схемы приведены на рис. 2.34, д, е) входной сигнал противофазно распространяется по НПЛ. Синфазное возбужденна выходных плеч достигается при расположении НПЛ по одну сто- сторону относительно входной СЩЛ; эквивалентные схемы приведе- приведены на рис. 2.34, б, в. Расчет частотных характеристик волновых матриц рассеяния синфазного (S+) и противофазного (S~) трой- тройников проводится в зависимости от типа возбуждения по Т* или П-образным эквивалентным схемам, представленным на рис. 2.34, в,е: Л I = КД + 2УД 1 + Z-Ущ^уЩ ±М, B.2.43) V2/L, Za - YmR1)/L1 В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов ИЗ-
где zn = -ma = (Za-i)/2(Za p, = p2> p3j рщ> pa — волповые сопротивления НПЛ, СЩЛ, шлейфов на СЩЛ и НПЛ. В заключение этой главы еще раз отметим, что представленные здесь результаты имеют в основном приближенпый, квазистатиче- квазистатический характер. По мере повышения рабочих частот, перехода на в) Рис. 2.34. Объемные Т-соединения СЩЛ =^ НПЛ с синфазным (а) и противо- противофазным (г) делением мощности; эквивалентные схемы (о, в, а, е) выгодный (для некоторых БЭ ОИС) режим работы на высших типах волн (колебаний) и т. п. необходимо исследовать матрицы рассеяния БЭ ОИС на электродинамическом уровне строгости. Уже простое рассмотрение геометрических форм продемонстрированных здесь БЭ показывает, что предстоит еще очень большая работа по моделированию, расчету и автоматизированному проектированию СВЧ модулей РЗЛ па ОИС. 114 ГЛАВА 3 Переходы между различными типами направляющих структур ОИС СВЧ В предыдущих главах были рассмотрены основные классы направо ляющих (волноведущих) структур и БЭ на их основе, применяемых в СВЧ модулях РЭА на ОИС. Главная отличительная особенность ОИС (по сравнению с планарными ИС СВЧ) состоит в их многослойности. Выше отмечалось, что именно многослойность, трехмерность конструкции ОИС позволяет наиболее естественным образом использовать весь объем модуля для оптимального раз- размещения составляющих его БЭ, причем в русле идей принципа конструкцж- ойного соответствия БЭ могут быть выполнены на любых известных из техни- техники СВЧ типах направляющих структур, а также новых, характерных только для ОИС типах линий. В этом плане при реализации ОИС СВЧ возникает од- одна из интересных задач техники СВЧ, сводящаяся к обеспечению связи меж- между различными типами линий передачи не только в плоскости слоя (этажа) ОИС, но и в перпендикулярном («вертикальном», межслойном) направлении. Необходимость осуществления межэтажных переходов привела к новому, ха- характерному, по-видимому, только для ОИС СВЧ классу переходов для связи однотипных линий, расположенных на разных этажах ОИС. ОИС отличаются от пленарных ИС сильно развитой системой межслойных переходов, которые не только не «уродуют» собственно схему, но позволяют, кроме того, осущест- осуществить с помощью переходов ряд дополнительных функций (фазовращатели, развязки по постоянному току, согласующие цепи, полосовые фильтры и др.). К настоящему времени предложено и реализовано большое число перехо- переходов, которые можно классифицировать, например, по обеспечиваемой ими по- полосе рабочих частот; тогда переходы составят три следующие группы уст- устройств: — сверхширокополосные (полоса до нескольких октав — это, обычно, пере- переходы с непосредственным гальваническим контактом), — широкополосные (полоса частот до октавы; это чаще всего так на- называемые шлейфные переходы), — узкополосные (полоса частот в единицы процентов — это обычно класс резонансных переходов, относящийся, как правило, к классу переходов ще- щелевого типа). Возможны, разумеется, и другие классификации переходов, например по классам соединяемых линий передачи и др. Поскольку переходы соединяют разные типы линий с разной поперечной структурой полей, то переход дол- должен выполнять задачу преобразования волны, обеспечивающего максимально возможный коэффициент передачи в требуемой полосе рабочих частот. В этой главе будут рассмотрены основные классы переходов, используемых в ОИС СВЧ. Здесь же приводятся результаты квазистатического приближения для матрицы рассеяния. Электродинамическая теория большей части пере- переходных устройств еще ждет своего решения.
§ 31. Сверхширокополосные переходы —переходы с непосредственным гальваническим контактом К этому классу переходных устройств относится большое число элементов; часть из них показана на рис. 3.1 *). Проводни- Проводники соединяемых линий имеют непосредственный гальванический нпл нпл спл Рис, 3.1. Переходы с непосредственным гальваническим контактом на коакси- коаксиальный (а — в) и -прямоугольный (г — ж, и) волноводы; межслойные перехо- переходы (з, к — м) контакт, что наряду с одинаковой структурой полей соединяемых линий обеспечивает высокую пшрокополосность данного класса !) Число известных переходов с гальваническим контактом весьма велико. Однако их реализация в ОИС СВЧ не всегда технологична; поэтому на рис. 3.1 показаны только подходящие для ОИС типы переходов. «6 переходных устройств. Рассмотрим коротко наиболее характерные типы этих БЭ. Переход от коаксиального волновода (KB) к НПЛ (KB =^= НПЛ; рис. 3.1, а; см., например, [197 — 200]) известен со времен возник- возникновения интегральной схемотехники СВЧ. Широкое распростране- распространение данный переход получил из-за совпадения-структуры поля в KB и НПЛ. Кроме того, отсутствие дисцерсии в KB практически позволяет сочленять линии в широкой полосе частот при Кст и мень- меньше 1,1, Ограничение максимальной частоты такого перехода опре- определяется, опасностью возбуждения высших типов волн в KB, в то время как слабая дисперсия НПЛ практически не влцяет на его характеристики. Наилучшие параметры имеет переход при толщине подложки НПЛ, равной внешнему радиусу KB, и ширине провод- проводника НПЛ, несколько большей, диаметра внутреннего проводника КВ. Надежный электрический контакт с проводником НПЛ обеспе- обеспечивается удлинением внутреннего проводника КВ. При осуществлении перехода на СПЛ достаточно сверху на НПЛ внести слой диэлектрика, металлизированного с внешней сто- стороны, а слой металла гальванически соединить с внешним провод- проводником KB [200]. В переходе КБ =^= КЛ (рис. 3.1, б) соединение происходит ана- аналогичным образом [201]. Гальванический же контакт внешнего проводника KB с широкими проводниками КЛ осуществляется с помощью металлических перемычек. При этом они должны быть расположены как можно ближе к краям зазоров КЛ, расстояние между которыми равно диаметру внешнего проводника КВ. Рас- Рассмотренные переходы работают в диапазоне от дуля до частот воз- возникновения высших типов волн в соединяемых линиях (НПЛ, KB и КЛ). Проводимости, возникающие в области гальванического контакта соединяемых проводников, влияют на характеристики перехода. ч Поэтому удлиненную часть внутреннего проводника КЛ и металлические перемычки выполняют в виде контактных ле- лепестков. Для возбуждения СЩЛ усдешно используется переход с ортого- ортогональным расположением KB д СЩЛ (рис. 3.1, в) [202]. Это выз- вызвано тем, что структура полей в соединяемых линиях различная (в KB — Г-волна, а в СЩЛ — Я-волны). В этом переходе внешний проводник KB гальванически соединен с краем одной стороны СЩЛ, а внутренний —с другой. За областью соединения СЩЛ разомкнута. Профиль удлиненной части внутреннего провод- проводника KB в области щели повторяет изгиб радиуса г линии элект- электрического поля. В этом случае коэффициент трансформации волны [202] п - (я/2) | ксгН? (ксг) где кс — ik (еэФ -1) 'и\ к - 2яА. C.1.1) 117
Наилучшее согласование достигается при выполнении условия j — Z2n 2, C.1.2): к. era где Z,hZ2 — волновые сопротивления соединяемых линий. Разомкнутый конец СЩЛ (с целью уменьшения потерь на излу- излучение) выполняется в виде круга радиуса /?, вырезанного в слое металла. Данная структура теоретически не рассматривалась. Были проведены экспериментальные исследования по оценке влияния радиуса R на коэффициент отражения перехода (рис. 3.2). При этом выдерживалось условие согласования B). Эксперимент проводился на подложках тол* щины 2 мм с s —10. Данные рис. 3.2 показывают, что для наилучшего согласования в об-* ласти нижних частот необходи- необходимо увеличивать R. Аналогичным способом мож- можно осуществить переход с НПЛ О 6 8 R,mm круга в переходе КБ^СЩЛ (рис. 3.1, в) для разных частот Рис. 3.2. Зависимость коэффициента сто- «а СЩЛ, часто использующий-* ячей волны от радиуса вырезанного ся в ОИС СВЧ. Для этого до* статочно вместо KB внести до- дополнительный слой диэлектри- диэлектрика с НПЛ, проводник которой через отверстие в диэлектрике соединен металлической перемычкой с противоположным краем щели [203]. Переход от прямоугольного волновода (ПВ) к НПЛ «ножевого» типа (рис. 3.1, г) осуществляет трансформацию Я-волны в Т-волну и наоборот [204, 205]. Учитывая необходимость сложного преобразо- преобразования типов волн, в переходе используется каскадное соединение трех типов линий. ПВ соединен с помощью плавного или ступен- ступенчатого перехода с П-образным волноводом, имеющим волновое сопротивление, равное сопротивлению НПЛ. Ширина выступа П-об- разного волновода равна ширине проводника НПЛ, а воздушный зазор — толщине подложки НПЛ. Край выступа гальванически со- соединен металлической перемычкой с проводником НПЛ. Рассмотренные переходы наиболее целесообразно использовать при экспериментальной отработке модулей ОИС СВЧ в связи с необходимостью их подключения к стандартным измерительным волноводно-коаксиальным трактам. В ОИС СВЧ самое широкое применение находят частично или полностью экранированные линии, для которых удобной моделью служит ПВ. На рис. 3.1, д—ж приведены некоторые примеры сочленения ПВ с различными типами ПЛП. Основу этих переходов составляет плавный чебышевский переход от ПВ к НПЛ, СЩЛ или НЩЛ [206, 207]. Наиболее сложна конструкция перехода от ПВ к экранированной НПЛ (рис. 3.1, д; [206]). Края проводника 118 и слоя металла образуют профиль радиуса R. Область перехода имеет длину L, приблизительно равную длине волны в НПЛ. На рис. 3.3 приведена частотная зависимость прямых потерь данного перехода в миллиметровом диапазоне волн. Перейдем к рассмотрению межслойных переходов, характерных для ОИС СВЧ. Одними из первых переходов этого класса возникли межслойные соединения за счет металлических перемычек через отверстия в слоях диэлектрика (рис. 3.1, з). При компоновке мно- многослойных схем на СПЛ используются переходы между СПЛ, в ко- которых проводники и слои металла соседних этажей схемы гальва- гальванически соединены ленточными проводниками [208]. Коэффициент стоячей волны при этом полу- получается меньше 1,15 в санти- сантиметровом диапазоне. Оригинальным является пе- рехЬд НПЛ =^= ПВ, заполненный диэлектриком (рис. 3.1, и). Во-первых, он открывает ши- аи ы $8 гггц рокие возможности примене- Рпс 3.3. Частотная зависимость коэф- ния ПВ в ОИС СВЧ, а ,во-вто- фициеита передачи в переходе НПЛ — рых — позволяет реализовать =^ ПВ (рис. 3.1, д) частотно-избирательные эле- элементы и узлы. Переход НПЛ ^ ПВ выполняется в слое диэлектри- диэлектрика, имеющего общий металлический экран с одной стороны и с дру- другой — проводник НПЛ, скачком переходящий в металлическую стенку ПВ [209]. Боковые стенки ПВ металлизированы. В случае большой разницы волновых сопротивлений между НПЛ и ПВ вклю- включается плавный либо ступенчатый переход на НПЛ [210]. Волновая матрица рассеяния рассматриваемого перехода на электродинамическом уровне строгости получена в [210]. Основным электрическим параметром перехода является частота отсечки /с = с/2аУеГ C.1.3) На рис. 3.4 приведены расчетные и экспериментальные частотные характеристики перехода, имеющего следующие параметры: шири- ширина ПВ а = 25 мм, толщина слоя диэлектрика и высота ПВ d = b => = 16 мм, длина ПВ / = 43,9 мм, диэлектрическая проницаемость е = 2,32. Как видно из рис. 3.4, переход является широкополосным, но для совпадения расчетных кривых с экспериментальными дан- данными необходимо учитывать краевой эффект открытого конца ПВ Х4ф = I + AZ). Экспериментально получено, что эффективное удли- удлинение AZ = 3 мм и не зависит от длины ПВ. Замечательным свойством ОИС СВЧ, как мы уже говорили, является послойное расположение преимущественно НПЛ и СПЛ. Соединение этих линий без металлических перемычек впервые было предложено в [211]. Недостатком данного перехода являются боль* шие габариты, связанные с необходимостью плавного изменения ширины проводников. На рис. 3.1, к показана более простая йЬнст- 119
рукция перехода между двумя НПЛ, токонесущие проводники ко- которых расположены по разные стороны слоя диэлектрика. В этой конструкции область плавногб изменения проводников заменяется отрезком СПЛ с проводниками ограниченной ширины [211]. Мини- Минимальная длина отрезка СПЛ выбирается из условия отсутствия воз- возбуждения поперечной Я-волны, возникающей между краями слоев 7 Г,ГГц Рис. 3.4 Частотная зависимость коэффициента передачи в переходе НПЛ ^ ^ ПВ, заполненном диэлектриком (рис. 3.1, и); сплошная кривая — для пе- перехода с учетом краевой емкости открытого конца волновода; штриховая-» без учета краевой емкости; кружки — эксперимент металла. В случае большой разницы волновых сопротивлений соединяемых НПЛ отрезок СПЛ с проводниками ограниченной шп- рины (наряду с функциями элемента связи перехода) является четвертьволновым трансформатором. Экспериментальные исследова- исследования перехода между НПЛ с равными волновыми сопротивлениями показали, что в полосе частот 1—10 ГГц переход имеет коэффи- коэффициент отражения KCTu^i,2, а прямые потери — менее 0,2 дБ. При необходимости соединения НПЛ с СПЛ достаточно на один из проводников НПЛ наложить слой диэлектрика, металлизирован- металлизированного с внешней стороны (рис. 3.1, л). Для выравнивания потен- потенциалов в образованной СПЛ и для подавления в ней объемных волн, возникающих в поперечном направлении, слои металла галь- гальванически соединены между собой металлическими перемычками через отверстия в диэлектрических слоях, которые одновременно являются крепежными соединениями ОИС СВЧ. Аналогичным образом формируется переход между послойно расположенными СПЛ (рис. 3.1, м) [211]. § 3.2. Широкополосные шлейфные переходы В ОИС СВЧ также используются и менее широкополосные (полоса рабочих частот до октавы) так называемые шлейфные переходы, в которых выравнивание потенциалов в проводниках соединяемых линий осуществляется с помощью четвертьволновых шлейфов. Разбмкнутые либо короткозамкнутые шлейфы могут вклю- включаться в области перехода последовательно или (и) параллельно в 120 UJ зависимости от типов соединяемых линий. Ниже рассмотрен ряд конкретных примеров переходов шлейфного типа. Межслойный переход НПЛ ^ СЩЛ (табл. 3.1, п. 1) был пред- предложен и широко применялся в плаиарпых ИС в 70-х годах [212— 214]. Необходимо отдать должное данному БЭ из-за простоты его конструкции, а самое, пожалуй, главное — он дал большой толчок развитию нового направления проектирования СВЧ схем на комби- комбинированных линиях передачи. В переходе НПЛ =^ СЩЛ использована связь по магнитному полю. Этот переход представляет собой две взаимно перпендикуляр- перпендикулярные линии, пересекающиеся в пучностях магнитных по- полей. За точкой пересечения СЩЛ заканчивается чет- четвертьволновым короткозамк- нутым шлейфом, а НПЛ— четвертьволновым разомкну- разомкнутым шлейфом (табл. 3.1, п. 1). Частотные характе- характеристики Ксти перехода при- приведены на рис. 3.5. Потери в переходе составляют менее 0,2 дБ [213]. С использованием того же принципа построен меж- межслойный переход КЛ ^ КЛ (табл. 3.1, п. 2; [215]). Уз- Узкие проводники КЛ переходят в проводники СПЛ одинаковой ши- ширины. В области обрыва слоев металла КЛ проводники СПЛ закан- заканчиваются четвертьволновыми разомкнутыми шлейфами на НПЛ, которые выравнивают потенциалы соединяемых линий и одновре- одновременно инвертируют фазу сигнала на 180°. Длина отрезка СПЛ вы- выбирается из условия предотвращения возникновения на краях ме- металла изучающей волны Я-типа. Особенностью перехода КЛ ^ КЛ является развязка соединяемых линий по постоянному току. . В рассмотренном переходе НЩЛ, образованная краями металла, не должна возбуждаться. В принципе НЩЛ можно использовать в качестве согласующего четвертьволнового шлейфа. Этот тип пе- перехода рассмотрен в [216], где проанализированы также переходы КЛ^КЛ и НПЛ-НПЛ (табл. 3.1, пп. 3 и 6), построенные на четвертьволновых короткозамкнутых шлейфах СЩЛ, и переходы СЩЛ *= СЩЛ и КЛ=^КЛ {табл. 3.1, пп. 3 и 4) — на четвертьвол- четвертьволновых разомкнутых шлейфах. Причем в переходах, приведенных в пп. 3—5, шлейфы включены последовательно, а в п. 6 — парал- параллельно. Частотные характеристики переходов КЛ ^ КЛ и НПЛ =^ =^= НПЛ (табл. 3.1, пп. 2 и 6) также приведены на рис. 3.5. Параллельное включение четвертьволнового, короткозамкнутого шлейфа на СЩЛ использовалось в переходе КЛ =^ СЩЛ (табл. 3.1, Рпс. 3.5. Частотная зависимость коэффици- коэффициента стоячей волны шленфовых перехо- переходов: сплошные кривые — расчет; О, X* Л — эксперимент 121
Название перехода НПЛ ^ СЩЛ Эскиз топологии Эквивалентная схема 1\п Р м —¦ ., ^: <Z '•'//• 1 1 1 1 .......-л-. ;;ei J 1 1 Таблица 3.1 Матрица рассеяния Six -= -S22 = (П*- 1)/(В2 + 1), и = cos р — ctg g • sin p, 01/3] ch ул?л + (Zi + Zл) sh 7л г„, [ (Zx/Zu - Zu) sh ул1л - 2ZlCh Zn cth Yn^n + 2л/?, ' ап + фщ -уд i= ал + грл л]/р, Z = СЩЛ ^ СЩЛ 1 1 1 1 г 1 I 1 1 См. п. 3 z = КЛ =±: НПЛ НПЛ =i НПЛ ,—- \Р \р См. п. 6 Z == Zm cth ^щ WP со КЛ ^ СЩЛ ' и р р См. п. 3
п. 7, [201]). Необходимо отметить, что во всех рассмотренных пере- переходах отсутствуют навесные перемычки (кроме перехода КЛ =^= КЛ: табл. 3.1, п. 3) ц не требуется монтажных работ при настройке. Технологичность и простота конструкции шлейфовых переходов даст возможность использовать их вплоть до миллиметрового диа- диапазона. В правой колонке табл. 3.1 приведены элементы матриц рассеяния рассмотренных переходов шлейфного типа. Они получе- получены на основе эквивалентных схем, приведенных там же. В квази^ статическом приближении результаты расчета удовлетворительно согласуются с экспериментальными данными. В заключение приведем сводку обозначений, примененных в табл. 3.1: Smn — коэффициенты волновой матрицы рассеяния, d — толщина подложки, е — диэлектрическая проницаемость подложки, е?ф — эффективная диэлектрическая проницаемость СЩЛ, Zn, ?Щт Ъл — волновые сопротивления, нормированные на сопротивление со- соединяемых лннпй р, ап, ащ, ал, ?}п, рщ, ?*л — постоянные затухаппя и фазовые постоянные в линиях, /п, /щ, h — геометрические длины шлейфов на НПЛ и СЩЛ, L — индуктивность соединяемых отрез- отрезков, / — текущая частота. § 3.3. Узкополосные резонансные переходы щелевого типа 1. Назначение, конструкции, принцип действия щелевых переходов. Необходимость обеспечения межслойпых (межэтажных) связей в ОИС СВЧ привела к широкому использованию щелевых переходов, когда две или несколько линий передачи связаны через резонанспую щель [218 — 222]. Щелевые переходы обеспечивают герметичность соединения ОИС СВЧ, а также развязку по постоян- постоянному току с внешними цепями, что защищает цепи смещения и полупроводниковые приборы от внешних электрических помех. В табл. 3.2 приведен ряд конкретных примеров переходов. Ще- Щелевые переходы представляют собой две линии передачи, соединен- соединенные полуволновым щелевым резонатором, прорезанным в общем слое металла и расположенным в пучностях магнитных полей свя- связываемых линий. Связь линий • осуществляется за счет составляю- составляющих магнитных полей, направленных вдоль щелевого резонатора. Проводники СПЛ и НПЛ лежат поперек щели симметрично отно- относительно ее концов и заканчиваются бесконтактным короткозамы- кателем, в качестве которого обычно служит четвертьволновый разомкнутый шлейф. В переходах НПЛ ^ПВи СПЛ ^ ПВ (табл. 3.2, пп. 1 и 2) ще- щелевой резонатор расположен на широкой стенке вблизи коротко- замкпутого торца волновода [223] либо в торце волновода посере- посередине между его широкими стенками [197, 219]. В переходах НПЛ ^ KB и СПЛ ^ KB (табл. 3.2, пп. 3 и 4) ре- резонансная щель свернута в полукольцо и расположена в коротко- замкнутом торце KB симметрично между внутренним и внешним проводниками [224]. Наиболее простые конструкции имеют меж- 124 Таблица 3.2 Название пере- перехода Эскиз конструкции Нагруженная добротность перехода нпл ^ пв ехр (— 2nd/l СПЛ =± ПВ (lp/2aJ]1/a cos2 (ягр/2а)/15д3 X X exp(— НПЛ =± KB *1 = a Vя + + 2щ1р/[30л4Да In (D/d)] + СПЛ^КВ +DZm/5jiZ4)exp(— НПЛ— СПЛ i-l — X — 2nd/lp) 6 НПЛ ^ НПЛ 125
Окончание табл. 3.2 7 Название пере- перевода спл — спл Эскиз конструкции ф Нагруженная добротность перехода + (8Zm/5nZ4) exp (~ 2nd/Zp) слойные переходы НПЛ ^ СПЛ, НПЛ ^ НПЛ ж СПЛ ^ СПЛ [(пп. 5, 6 и 7), в которых проводники соединяемых линий располо- расположены относительно щелевого резонатора зеркально друг другу [217, 218, 225]. 2. Расчет щелевого перехода [226]. Щелевой переход с элемен- элементами согласования Yi и У2 в соединяемых линиях I и II и его экви- эквивалентная схема представлены на рис. 3.6. В данной схеме переход -*-Ь* *-4 I Zr Jtl Л Л. в & Рис. 3.6. Щелевой переход между двумя линиями передачи (а); эквивалент- эквивалентная схема (б) разбивается »на простейшие участки волновые матрицы передачи и рассеяния которых известны [227]. Матрица рассеяния согласо- согласованных линий, связанных щелевым резонатором, имеет вид .а. 1-а, 1—а. 1—а. а 1 C.3.1) Здесь а = -4/A — ix)—коэффициент связи щелевого резонатора с согласованной линией передачи (влияние второй линии передачи не учитывается); А = Q0/QBa — параметр связи, Q9 и (?вн — собствен- собственная и внешняя добротности щелевого резонатора, 2@в (/ — /«)//»— нормированная расстройка частоты. 126 Вычисляя общую матрицу щелевого перехода с согласующей проводимостью Y в одной из линий передачи, как произведение «частичных» матриц передачи G\ — TG) отдельных участков пере- перехода (рис. 3.6, б), и переходя к общей матрице рассеяния, пайдем коэффициенты передачи SiZ и отражения 5И со стороны плеча, в ко- котором расположена согласующая проводимость: - <{B - Yl) B а х <1 + аг A + Г12Ф1) + а2 A + е""*) - [Гг B + У,)] X ^d+r^—.d +^)]>1 C.3.2) S12 = {2B + y^^Hl + Г^)A + Г12Ф2)} X - У1 B + УJ-1 - а2 ( + C.3.3) Здесь 0i — электрическая длина отрезка линии между плоскостью щелевого резонатора и проводимостью У4; ф4 и ф2 — электрические длины короткозамкнутых шлейфов, которыми заканчиваются ли- линии за резонатором. Параметр связи щелевого резонатора (имеющего косинусоидаль- ное распределение поля) с волной низшего типа линии определя- определяется следующим образом. С помощью леммы Лоренца находим амплитуды волн, возбуждаемые щелевым резонатором в линии пере- передачи [39, 228]. Подставляя полученные результаты в уравнение энергетического баланса, найдем параметры связи щелевого резо- резонатора с ПВ: X cos2 rc(Zp/2a) A5ЛЫГ1 [1 - (Zp/aJ p2 с КЛ: А2 « (H?щг2/30я4Д2 In (D с НПЛ: Л = C.3.4) C.3.5) C.3.6) с СПЛ: АА = 4Q0Zm exp (— 2nd l^1]/bnZi. C.3.7) Здесь (?о =* п/аХщ — собственная добротность, Zp — длина щелевого резонатора, определенная без учета дисперсии СЩЛ и потерь в ко- роткозамыкающих перемычках на концах щели. Выражения D) — G) найдены в предположении, что ширина щели много меньше длины волны и проводники линий передачи не влияют на параметры щелевого резонатора. Распределение танген- тангенциальной составляющей магнитного поля на границе экранирую- экранирующего слоя НПЛ аппроксимировано колоколообразной функцией Н =* 127
INS CO Таблица Линии передачи, с которы- которыми связан щелевой резона- резонатор Схема перехода Входное сопротивление перехода Согласованная линия (экранированный резо- резонатор) + 2a = 1 + 2Л/A - *x), где ZBI = pBx/po i Линия, коротко замкну- замкнутая на расстоянии ф за резонатором (экраниро- (экранированный резонатор) Л i tgф + 2a = i tgKp + 2Л/A — i%) 1 1 Две согласованные ли- лиI где am = нии Две линии, коротко- замкнутые непосред- непосредственно за резонатором 1 P ox = 2ain, где aiH = Две линии, коротко- замкнутые за резонато- резонатором (линия I замкнута непосредственно за ре- резонатором, линия II — на расстоянии фи за резонатором) где хРож упвп = cos2 Ф„; = I/2 sIn 2Ф П 4 о CO и со Ю И со Две линии, коротко- замкнутые за резонато- резонатором (линия I замкнута на расстоянии ф1 за ре- резонатором, линия II — непосредственно за ре- резонатором) 1 Poi i tg ф!т гда ctiH = 2Лц) ,Две линии, коротко- замкнутые на расстоя- расстояниях ф! и фи за резо- резонатором 1 Poz_ * P, 01 ?ж 2am + * ig фь где <цп = Агя/{1 Ai/(l + 2Лц cos2<pn); (х+2Лп sin39ii)/(l 8 Две линии, коротко- замкнутые на расстоя- расстояниях ф! и фи за резо- резонатором. Линия II со- содержит шунтирующую проводимость Y в пло- плоскости резонатора = 2а 1н «in = = (X = 1' пвн II 01 IN5 СО 9 Две линии, коротко- замкнутые на расстоя- расстояниях ф! и фи за резо- резонатором. Линия I со- содержит шунтирующую проводимость Yi на расстоянии Gi до резо- резонатора, линия II — шунтирующую прово- проводимость Y и В1 с = Yi вх + A + iZi вх tg 8i)/(Zi в, + i tg О:); вх с = 5^i + Vi «х о при 8i = 0, где Fi вх == 1/Zi IP, вх определен в п. 5)
3. Согласование перехода. Щелевые переходы являются электри- электрически несимметричными (коэффициенты связи щелевого резонатора .с различными линиями не одинаковы) и поэтому коэффициент от- отражения всегда отличен от пуля. Минимизация его вызывает за- затруднения, в связи с громоздкостью выражения B). Более ком- компактные и физически наглядные формулы могут быть получены при переходе к входным сопротивлениям ZBX. Результирующие выраже- выражения для входного сопротивления перехода, нормированного к волно- волновому сопротивлению линии, для различных схем включения резо- резонатора приведены в табл. 3.3. Согласование перехода достигается при комплексном сопряже- сопряжении входных сопротивлений линии и перехода, а для резонатора без потерь — при комплексном сопряжении приведенных к резо- резонатору входных сопротивлений линий. Параметры связи щелевого резонатора, как правило, не равны, как и в переходах НПЛ ^= СПЛ с разными волновыми сопротивлениями. Необходимое для согласо- согласования перехода симметрирование связей может быть достигнуто при равенстве параметров связи большему или меньшему значению параметра связи для обеих линий перехода. В первом случае поло- полоса пропускания перехода, определяемая нагруженной добротпостью резонатора, является более широкой. Ниже рассматривается этот, чаще встречающийся в практике случай. Переход с известным входным сопротивлением ZBX может быть согласован по любой известной методике (например, [227]). При согласовании перехода с помощью емкостной проводимости Уь включенной вблизи резонатора в линию с меньшим значением па- параметра связи, местоположение и значение проводимости удобно определять с помощью круговой диаграммы проводимостей. При этом частотные характеристики перехода определяются с помощью B), C), а входная проводимость перехода в линии с меньшим значением параметра связи в соответствии с п. 8 табл. 3.3 имеет вид 24псозаф„) [АА\ + A + + A + 2AU 2A 1, C.3.8) где I У, „I >1 при Ai<An. Ширина полосы по уровню модуля коэффициента отражения Г для наиболее простого перехода между одинаковыми линиями, замкнутыми непосредственно за щелевым резонатором, при отсут- отсутствии элементов согласования определяется так: 2А///0 = A/<?0){[|Г|2A + 4ЛJ ~ 1]/A — 1Г|2>1/2 C.3.9) или 2Д///0« 1П/A- 1П2)<?ВН при Q0>QBH. Ширина полосы более сложных переходов определяется по ре- результатам расчета частотных характеристик (8). Для повышения устойчивости к механическим воздействиям согласование перехода целесообразно осуществлять не со стороны 130 волновода согласующими винтами, а со стороны НПЛ четвертьвол- четвертьволновыми ступенчатыми трансформаторами, методика синтеза кото- которых по частотным характеристикам согласуемого устройства из- известна [227]. 4. Синтез перехода [224]. Щелевые переходы имеют полосовую характеристику пропускания и могут быть использованы Для по- подавления внеполосных сигналов на входе и выходе ОИС СВЧ. Од- Однако глубина подавления сигналов и ширина полосы пропускания, обеспечиваемые переходами, невелики, поскольку электрическая схема перехода представляет собой однозвенный фильтр, резонатор которого сильно связан с ЛП. Более глубокое подавление внепо- внеполосных сигналов и более широкая полоса пропускания (при необхо- необходимости) достигаются в системах, где щелевой резонатор является одним из звеньев многозвенного полосового фильтра. Крутизну склонов частотной характеристики и полосу пропускания перехода при этом можно существенно увеличить. Многозвенные фильтры — переходы рассчитываются по извест- известным методикам [227], в которых нагруженная добротность щелевого резонатора определяется через параметр связи п собственную доб- добротность: Q*/Q* = \+At + At. C.3.10) Выражения для нагруженной добротности различных тппов переходов без элементов согласования, полученные путем подста- подстановки D)— A7) в A0), приведены в табл. 3.2. Таким образом, включая вблизи щелевого резонатора согласую- согласующие устройства, мы получаем конструкцию многозвенного полосо- полосового фильтра — перехода. Согласующими устройствами могут быть в ПВ четвертьволновые ступенчатые волноводы либо согласующие емкостные винты, в KB — диафрагмы либо емкостные диэлектри- диэлектрические шайбы, которые одновременно выполняют роль крепежных соединений центрального и внешнего проводников, в СПЛ и НПЛ — четвертьволновые либо несинхронные шлейфные трансформаторы, методика расчета которых рассмотрена ниже. Как известно, синтез, например, с помощью аппроксимации ча- частотной характеристики функцией Чебышева, не учитывает потери в переходе. Оценку потерь в линиях передачи, используемых в переходе, можно получить путем подстановки в уравнение энерге- энергетического баланса п л с2 С2 коэффициентов матрицы рассеяния B), C). Результат таков: Р = A - Г4'1'1 + U [1 - r'Vl + (v/2)(l - + v4«(l-r*Tlll)[(l-e C.3.11) 9* 131
Рис. 3.7. Частотная зависимость коэффициента передачи щелевого перехода НПЛ =^ ПВ: сплошная кривая — расчет; точки — экспе- эксперимент; е — 9,8, НПЛ — 50-омнаи, ПВ — 10 X 23 мм Рис 3.8. Частотная зависимость коэффициента стоячей волны щелевого пере- перехода НПЛ ^± KB: сплошные кривые — расчет; О, •, А — эксперимент; е = 9,8, НПЛ — 50-омная, KB — 4,34 X Ю мм где v^AJAz — коэффициент электрической симметрии щелевого перехода. В случае, если потери в короткозамыкателях малы (y,Zi — ч2к => -^ А\ __ /Л Л \ „„,,„„-, — -. —г- til 'ill i | i i ii i hi км i mi i-u к i-t i/iii \/ P = A/[l + 2A(l+v)]\ C.3.12) Последнее соотношение определяет потери в щелевом резонаторе перехода. 5. Частотные характеристики переходов. Были сконструированы и обследованы переходы от НПЛ E0 Ом) к ПВ A0X23 мм) и НПЛ E0 Ом). Щелевые резонаторы размером 1X11,8 мм выпол- выполнялись на диэлектрической подложке толщины 1 мм из материала СТ-10 (е = 9,8—10). Измеренные потери в СЩЛ составили 0,1 — 0,15 дБ/см. Длина щелевого резонатора в переходе СПЛ =^= ПВ под влиянием широких стенок при высоте ПВ 2 мм превышала расчет- расчетное значение: Zp = 1,35Ящ/2. НПЛ за щелевым резонатором закан- заканчивался четвертьволновыми разомкнутыми шлейфами, продолжаю- продолжающими основную линию. Переход НПЛ =^ ПВ согласован со стороны ПВ четвертьволно- четвертьволновым трансформатором. Экспериментальная и расчетная C) характе- характеристики затухания этого перехода практически совпадают (рис. 3.7). Минимальные потери па передачу мощности сигнала составляют 0,26 дБ. Из рис. 3.7 видно, что частотную характеристику шлейф- ного перехода с элементами согласования действительпо можно аппроксимировать функцией Чебышева. Аналогичные характеристики имеют переход НПЛ =^ KB, согла- согласованный со стороны KB диэлектрической шайбой, выполняемой из полистирола. Частотные характеристики коэффициента отражения приведены на круговой диаграмме (рис. 3.8). В случае отсутствия согласующей шайбы минимальное Кст v перехода на резонансной частоте составляет 1,35 (кривая 2), а при согласовании перехода полоса частот по уровню Яети = 1,35 составляет 8% (кривая 1). Частотные характеристики рассчитывались по формулам, приведен- приведенным в табл. 3.3, п. 8. Переход между 50-омными НПЛ представляет собой конструк- конструктивно и электрически симметричную двухслойную структуру, кото- которая не требует дополнительных элементов согласования. Это под- подтверждается частотной характеристикой КСти перехода (рис. 3.9), расчетные значения B) которой близки к экспериментальным ре- результатам. На примере перехода НПЛ ^ ПВ рассмотрим влияние разомк- разомкнутого шлейфа и высоты волновода. В данном случае используется ПВ размера 1,0X23 мм, имеющий плавный переход. При высоте волновода, равной 2 мм, минимальные потери в переходах достигаются при длине шлейфа I — тгЯ/4, где п — == 1, 3, 5, ... (длина шлейфа отсчитывается от края щели). При четных значениях п переход практически полностью отражает СВЧ мощность (рис. 3.10). 133
к, ctU 1.8 V*- 9 О 10,25 10,00 9J5 9,5 _ V \ 4 7 i 9,5 10 1GJ5 QJ2.5 0,5 0J5 l/X 6 8 Ь,мм 0,25 0,5 Рис. 3.9. Частотная зависимость коэффициента стоячей волны ще- щелевого перехода между 50-омнымя НПЛ: сплошная кривая — расчет; точки — эксперимент Рис. 3.10. Зависимость коэффициен- коэффициента передачи щелевого перехода НПЛ ^ ПВ от длины разомкнутого шлейфа НПЛ, расположенной за ще- щелевым резонатором: сплошная кри- кривая — расчет; точки — эксперимент Рис. 3.11. Зависимость коэффициента стоячей волны на резонансной часто- частоте щелевого перехода НПЛ =^ПВ от высоты волновода при размере ши- широкой стенки 23 мм: сплошная кри- кривая — расчет; точки — эксперимент \ •\ J а • / / / \ Рис. 3.12. Зависимость ухода резонансной час- частоты в щелевом переходе НПЛ =^= ПВ от длины разомкнутого шлейфа НПЛ: сплошная кри- кривая — расчет; точки — эксперимент 1/Х На рис. 3.11 представлена зависимость влияния высоты ПВ в области включения щелевого резонатора от Кст и со стороны ПВ; видно, что эта зависимость является линейной. Важным фактором в переходе является частотная подстройка. Для этой цели лучше всего использовать разомкнутый шлейф на НПЛ, при изменении длины которого резонансная частота перехода будет изменяться по синусоидальному закону (рис. 3.12). На прак- практике электрическая длина шлейфа регулируется путем нанесения на поверхность проводника шлейфа небольшой диэлектрической пластины. Данная регулировка в принципе осуществляет, кроме настройки частоты, согласование перехода. § 3.4. БЭ согласования ОИС СВЧ 1. Краткое введение в проблему. По существу любое радио- радиоэлектронное устройство представляет собой последовательно-парал- последовательно-параллельное соедипеыие (объединение) некоторых элементов, узлов, функциональных частей и т. д. Радиосигнал и управляющий сигнал должны пройти по своим цепям без потерь информации и энергии. Последнее возможно, если все радиоцепи взаимно согласованы и между различными БЭ нет несанкционированных (паразитных) структурой РЭА связей. В предыдущей главе и первых параграфах этой главы вопросы согласования неявно затрагивались. Например, полосовой фильтр должен обеспечить необходимую полосу частот при минимальных (допустимых) потерях в полосе прозрачности и максимальных в полосе запирания (непрозрачности) [229]. Теория и техника согласующих (в общем комплексное сопротивление) устройств, их анализа и параметрического синтеза на уровне экви- эквивалентных схем и теории электрических цепей разработаны доста- достаточно подробно [144, 230—233]. Если эквивалентная схема состав- составлена на электродинамическом уровне строгости (учет типа волны, геометрии, преобразования типов волн, взаимодействия отдельных элементов, например ступенек трансформатора, и т. д.), то хорошо развитая теория анализа и параметрического синтеза позволяет с достаточной для практики степенью точности строить соответствую- соответствующие согласующие переходы. Наиболее полно и детально эта техника развита для закрытых направляющих структур (KB, ПВ, Ш-, П-, Н-образные волноводы и т. д.), а также ПЛП, функционирующих на одном типе волны в области справедливости статического и квазистатического приближений [230]. Существует большое число типов и классов согласующих уст- устройств (например, плавные, ступенчатые, несинхронные, шлейф- ные, сверхширокополосные, широкополосные, узкополосные и мно- многие другие). В ИС и ОИС СВЧ наибольшее применение получили ступенчато-шлейфные структуры: согласование действительной части комплексного сопротивления нагрузки (входного сопротив- сопротивления следующего каскада) производится ступенчатым трансфор- трансформатором, а компенсация реактивной его части — шлейфом (подбо- 135
ром длины и места его включения в подводящую ЛП). В специаль- специальных случаях (например, микрополосковых антенных структурах [1] и др.) применяются плавные согласующие трансформаторы и элементарные излучающие элементы. В сравнительно узкополосной РЭА широко применяются несинхронные, шлейфные и т. п. согла- согласующие и подстраивающие элементы. Примеры этих простейших устройств представлены на рис. ЗЛЗ; топологии приведенных БЭ соответствуют таким ПЛП, как СПл и 'О вт i i 1 1 1т 1 :::Г -УЛ ,"¦¦•"¦ i—'l Н 13 1 1 8) Рис. 3.13. Устройства согласования (топология и эквивалентная схема): а) не- несинхронный, б) шлейфный трансформаторы; в), г) согласование диэлектри- диэлектриком, внесенным па поверхность проводппка полоскового щлейфа НПЛ, однако приведенные эквивалентные схемы (после соответст- соответствующего пересчета параметров) пригодны для любого типа JIIL 2. Несинхронный трансформатор. Этот БЭ представляет собой отрезок линии длины ZT с волновым сопротивлением ZT, включенный в основную линию с сопротивлением Zo на расстоянии ZH от комп- комплексной нагрузки ZH=R + iX (рис. 3.13, а). Используя известные формулы теории цепей [233], получим геометрические размеры 136 несинхронного трансформатора: kJB = arctg {(-Ad - Сь + [(Ad krh = arctg {(~Ad + Сь + [(Ad Сь — Ci62 — c2bu Bd ==¦ btd2 — b Ac = fliC2 — a2cu Cd = ci = Сь)г 1 - 4AcBd]i/2)/2Ae}, Аь = а^2 — C.4.1) C.4.2) (R — Zn) c2 = Zq(RZq — Z «i = ZqZt (Zq — R), d2 =я —XZoZT. Формулы A), B) применимы при выполнении следующих условий: CbJ>4AbCd, (Ad-CbJ>4AcBd. C.4.3) Эти условия используются для выбора сопротивления ZT; при этом необходимо следпть, чтобы его значение не выходило за пределы конструкционно-технологической реализуемости. Рассмотрим некоторые частные случаи применения формул A), B). При согласовании с нагрузкой на резонансной частоте размеры трансформатора таковы: C.4.4) /2. C.4.5) Выбор ZT осуществляется из следующих условий: если R ^ Z o, то |/ /?Z0. На практике часто используется несинхронный транс- трансформатор в виде четвертьволнового трансформатора (ZT = Y-flZ0, /т^ЯтМ, ZH = 0), частотные характеристики которого определяются из B). 3. Шлейфный трансформатор. Широкое применение в схемах согласования находит шлейфный трансформатор (рис. 3.13, б), представляющий собой отрезок короткозамкнутой или разомкнутой линии длины 1Ш и волновым сопротивлением Zm, включенный на расстоянии 1И от нагрузки ZH = R + iX. Входные проводимости шлейфа и отрезка трансформатора с на- нагрузкой связаны следующим условием: Уо^Ут+Уш, из которого по известным формулам [232] нетрудно получить соотношения для геометрических размеров шлейфного трансформатора kjm = arctg {(-Ad + Cb + [(Ad - CbJ- 44c5d]1/2)/2 kj, = arctg {(~Ad - Cb + [(Ad + CbJ - 4AbCd]l/2) /2A , C.4.6) C.4.7) где Ab, Ac, Ad, Cb, Cd, Bd определены формулами A), B); осталь- остальные величины суть: аг = Z%Z^ а2 = 0, Ьг =XZ0Zm, b2 = Zm(Z*— RZ0\ R у с, - XZ0ZT, c2 - - Zm (RZ, - d2 - При 137
использовании короткозамкпутого шлейфа, например в СЩЛ, необходимо провести в (В) замену arctg 6 ^ arcctg 9. Условия при- применимости формул F), G) (физическая и технологическая реали- реализуемость топологий) соответствуют случаю несинхронного транс- трансформатора. Примеры применения соотношений F), G) рассмотрим на ряде случаев, часто встречающихся в практике проектирования устройств согласования ОИС СВЧ: 1. При активной нагрузке (Х = 0) кт1т = arctg {(Zm/20ZT) [(Zo - R){Z% -RZ0)/R]1/2), C.4.8) WT = arctg {R (Zo - R)iZ\ - RZQ)}1/2. C.4.9) Сопротивление трансформатора ZT выбирается из условия: если R ^ Zo, то ZT =g YZqR\ волновое сопротивление Zm шлейфа для простоты конструкции обычно выбирают равным Zo. 2. При чисто реактивной нагрузке (R = 0 и Z0 = Zui = ZT): кш1ш = arctg (X/Zo), C.4.10) kTlT = arctg (-X/2Zo). C.4.11) 3. При комплексной нагрузке (ZH = R + tX) и выборе волнового сопротивления трансформатора ZT = 1/ZOR: кш1ш = arctg (XZm/flZ0), C.4.12) WT = arctg {(Z07? - Я2 - X2)/2XVZ^>. C.4.13) 4. Подстройка шлейфов согласующих трансформаторов. Наибо- Наиболее просто подстройка осуществляется путем нанесения на поверх- поверхность проводника линии пластины диэлектрика (рис. 3.13, в, г). В этом случае входная проводимость зависит от длины области, перекрываемой пластиной, и диэлектрической проницаемости пла- пластины. Необходимость такой подстройки связана с технологической погрешностью изготовления, отсутствием точных расчетов сложных неоднородностей схемы и пр. (см., однако, [24], где рассмотрена задача о прохождении поверхностной волны через переднюю грань диэлектрического препятствия). Рассмотрим последовательное (рис. 3.13, в) и параллельное (рис. 3.13, г) включения шлейфов с подстраиваемым диэлектриком. Входная проводимость разомкнутых шлейфов: Увх = A/ZO) {Zt + Z2 ctg (k2h) tg (kji)} X X(Zttg (kJi)-Zzctg (к21г)}-1. C.4.14) Из A4) видно, что, изменяя длину /2, можно добиться опти- оптимальной входной проводимости шлейфа; при этом необходимое удлинение шлейфа равно кхМ = \kAli + h)~ arctg(ZtУвх) I. ' C.4.15) 138 ГЛАВА 4 Гибридные мостовые устройства ОИС СВЧ В своей основе гибридное мостовое устройство является направлен- направленным ответвителем (НО), использующим принцип сопряженных плеч для по- получения на двух выходных плечах взаимно развязанных сигналов с равными амплитудами. Гибридные мостовые схемы широко применяются в сложных многофункциональяых устройствах. Естественно, что первые варианты НО были спроектированы и построены на коаксиальном и прямоугольном волново- волноводах, которые использовались в технике СВЧ как основные направляющие структуры в годы становления радиолокации. Позже, по мере внедрения в практику новых типов ЛП, начались исследования и реализация мостовых устройств и НО на других типах ЛП [234—237], а также интенсивно разраба- разрабатывались принципы их автоматизированного проектирования [238]. Применение в НО новых типов ЛП значительно расширило их возможно- возможности. Однако наиболее существенные результаты были получены при приме- применении к НО и гибридным устройствам в целом ОИС принципа: использование в одном устройстве комбинации нескольких типов ЛП. Это позволило заметно увеличить полосу рабочих частот и уменьшить потери, а также значительно расширить функционально-конструктивные возможности мостовых устройств. В этой главе рассматривается несколько типов мостовых структур, явля- являющихся БЭ ОИС СВЧ. Их основу составляют комбинации ЛП разных типов, расположенных в слоисто-однородной среде. По-видимому, балансный дели- делитель (сумматор) мощности является наиболее простым типом гибридного уст- устройства; с него мы и начнем изложение. § 4.1. Балансные делители (сумматоры) мощности 1. Общие соображения. Балансным делителям мощности (БДМ), выполненным на полосковых ЛП, посвящено достаточна большое число работ (см., например, [143, 239]). Анализ результа- результатов этих работ показывает, что БДМ, выполненный на одном типе ЛП, не удовлетворяет требованиям миниатюризации СВЧ модулей РЭА. В особенности это заметно в многоканальных системах [240— 246], когда на первый план выдвигаются задачи реализации много- многочисленных пересечений, коммутирующих ЛП с необходимой высо- высокой степенью развязки между ними [247]. Использование принципа ОИС в значительной мере облегчает решение этой задачи — при- применение многослойной комбинации ЛП разного типа позволяет существенно улучшить массогабаритные параметры СВЧ модуля. Наиболее разработаны методы анализа и синтеза БДМ с после- последовательно включенными плечами [248—251], представляющими 139
Таблица 4.1 Эквивалентные схемы варианты топологии Б VZ j/' НПЛ собой шестиполюсники. При расчете шестиполюсников, обладающих симметрией, широко используется метод зеркальных отображений, который позволяет применить декомпозиционное рассечение шести- полЮсника по оси симметрии на два отображающих друг друга четырехполюсника. Далее исследуются два режима: синфазное возбуждение, когда соединительные пары полюсов разомкнуты, и противофазное возбуждение — при короткозамкнутых парах сое- соединительных полюсов. Полученные четырехполюсники довольно просто описываются матрицами передачи каскадно включенных не- однородностей. В двух последующих пунктах будут рассмотрены кольцевые БДМ и БДМ на связанных ЛП. 2. Кольцевые БДМ [252]. Здесь рассматривается класс БЭ ОИС, выполняющих функции синфазного деления мощности СВЧ, опти- оптимальность которых по электрическим (амплитудно-фазовым частот- 140 ным) и конструкторско-технологическим (соединение с внешними цепями, включение полупроводниковых приборов, точность изго- изготовления топологии и пр.) параметрам определяется правильным выбором комбинаций ЛП. В табл. 4.1 приведен ряд конструкций кольцевых БДМ, в основе которых лежит использование полувол- полуволнового отрезка линии рк, свернутого в кольцо, на НЩЛ (вариант топологии А) либо на СЩЛ (вариант топологии Б). В диаметраль- диаметрально противоположные точки кольца параллельно включены (синфаз- (синфазное деление сигнала) входное плечо р4 на НПЛ (п. Л-1, А-2) или КЛ (п. ВА, Б-2) и балансное сопротивление Дб с четвертьволновым закороченным шлейфом на СЩЛ. С целью увеличения полосы частот шлейф выполнен в виде отверстия в слое металла. Для про- противофазного деления сигнала осуществляется последовательное включение плеч. При этом входное плечо выполняется на СЩЛ, а балансное сопротивление включается непосредственно в ЛП (п. 4-3, Л-4, JS-3, Б-4). В устройствах ОИС довольно часто требуется деление мощности с минимальными потерями, что достигается включением выходных плеч вблизи входного плеча (табл. 4.1, вариант КБДМ1). В случае конструктивной необходимости выполнения ЛП на одной стороне подложки выходные плечи можно включить в областп балансного сопротивления R5 (вариант КБДМП). Все многообразие возможных конструкций кольцевых БДМ но- нового твла можно свести к четырем эквивалентным схемам (табл. 4.1 V Ввиду симметрии эквивалентных схем относительно выходных плеч можно воспользоваться, как мы уже отмечали, методом зеркального отображения. Матрица рассеяния синфазного кольцевого БДМ такова: 11 21 31 12 22 13 S 23 D.1.1) /2, 2S23 = 2532 = S&+ - S+"; Здесь с с °11 — ^22 ? °12 — °21 — °13 — ^31 == S^ и S^ — коэффициенты матрицы рассеяния эквивалентного четырехполюсника, работающего при синфазном и противофазном способе возбуждения. Матрица рассеяния кольцевого БДМ с противофазным делением сигнала имеет вид — 5 11 31 ^12 ^13 _ р о 22 °23 ^32 ~ ^33 D.1.2) 141
где S n = *321 = О13 = *331 = V Знаки «+» и «—» перед коэффициентами отражения указывают на тип включения входного плеча: при параллельном включении знак «+», а при последовательном — знак «—». Из-за широкой известности метода зеркальных отображений [248, 250] опустим процедуру получения матриц Н?11++ и IISIi+~ и приведем окончательные выражения для коэффициентов матрицы рассеяния шестиполюсного кольцевого БДМ для варианта I табл. 4.1: Sn = - R2)ctg e ±i{R2R3 - = [-(R3-R2)ctgQ+ i{R2R3- [ctg Q-i(R%- R , D.1.3) S33 = [±(R3-R2)ctgQ±i{R2R3-l)]/M. Здесь M = (R2 + R3)ctgQ + i(R2R3+l), N = ctgQ + i(Ri + R2); Ri = 2Д6/рк, Ri = р2/рк, Дз = Pi/2pH при синфазном делении сигнала; Ri = 2Дб/рк, Д2 = р2/рк, Дз = Pi/рк при противофазном. Для варианта II табл. 4.1: sn = [+ (Д2 - fit)ctg e =f t (д4д2 - i)]/2c + + [±ctgQ±i(R3-R2)]/2D, S^ = [(ft - ^i)ctg Э + «(ДА - 1)]/2C + + [ctg Э + i(R3 - ft)]/2D, D.1.4) Su = il/2R2R3/(D sin 9), 533 = [± ctg 6 =F г(Д3 - ft)]//?. Здесь C=-(fli + ft) ctge + Д4 =» Дб/2рк, Д2 = р2/рк при синфазном делении сигнала; Д4 =» рк/2Дб, Д2 = рк/р2, Дз = 2рн/р4 при противофазном; 20 — электрическая длина периметра кольца; верхний знак соответствует делению сигнала синфазно, нижний — противофазно. На резонансной частоте (в = л/2) БДМ согласован (Sn — S22 = ~S33 = 0) и имеет максимальную развязку выходных плеч E2з = 0) при выполнении следующих условий: 142 Для варианта I: Д2Д8 = 1, Д! = Д2; D.1.5) для схем п. 1: рк= 2р:р2, Дб = 2р2; п. 3: 2рк = pip2, 2Дб = р2* Для варианта II: ftfl,-!, Д2=Д3; D.1.6) для схем п. 2: 2pj = р2, р2Дб = 2рк; п. 4: pj = 2р2, 2р2Дб = Рк- При расположении выходных плеч вблизи балансного сопротив- сопротивления можно получить частотно-независимое согласование входного 0.5 0J5 0.3 0J5 1,0 1,15 f/*n 1,5 to ^'cru \. ^ctUI ^ctU3 /' 0?5 0,75 1,25 а) 0.5 Рис. 4.1. Частотные характеристики кольцевых балансных делителей мощности с выходными плечами, расположенными вблизи балансного сопротивления (а) и вблизи входного плеча (б): сплошная кривая — расчет при выполнений условия согласования D.1J), штрихпунктирная — при pi = р2 = ро и р* =- — У2р0, штриховая — эксперимент плеча и деление мощности между выходными плечами из усло- условия E): Д1-Д2 = Дз = 1; D.1.7) для схем п. 1: 2р4 = р2, рк = р2, Дб=32р2; п. 3: р4 = 2р2, р2 = рк, 2Дб == р2. Для остальных схем БДМ (табл. 4.1, вариант II) при выполнении условия согласования F) коэффициенты волновой матрицы рас- рассеяния D) являются частотно-зависимыми. Результаты расчета 143
частотных характеристик КБДМ, согласно C), представлены на рис. 4.1, а, а согласно D),—на рис. 4.1, б. КБДМ с выходными плечами, расположенными вблизи баланс- балансного сопротивления, имеет частотно-независимое деление мощности в коэффициента отражения при выполнении условия согласования G). Развязка выходных плеч при этом носит выраженный резо- резонансный характер (на рис. 4.1 показано сплошной линией). Вы- Выполнение же условия согласования Pi = р2 = Ро и pK = V2p0, получен- полученного из F), уменьшает полосу рабочих частот (на рис. 4.1 показа- показано штрихпунктирной линией). При расположении выходных плеч вблизи входного плеча КБДМ условие согласования F) меняется; результаты расчета по- показаны на рис. 4.1, б сплошными линиями. Необходимо отметить, что, не меняя волновых сопротивлений плеч КБДМ, можно, соглас- согласно условию F), варьировать балансным сопротивлением и сопро- сопротивлением линии кольца при сохранении частотных характеристик. Частотные характеристики кольцевого БДМ с синфазным деле- делением сигнала полностью совпадают с характеристиками БДМ с противофазным делением сигнала для обоих вариантов топологии, приведенных в табл. 4.1. Разность фаз сигнала на выходных пле- плечах (Аф = 0 и п) сохраняется во всем частотном диапазоне. Проверка расчетных данных проводилась на экспериментальных макетах (топологии приведены в табл. 4.1), выполненных на под- подложках из материала ФЛАН толщины 1 мм с диэлектрической про- проницаемостью е = 10. Соединение макетов БДМ с измерительным трактом осуществлялось с помощью коаксиально-полосковых и ко- аксиально-щелевых переходов, имеющих коэффициенты отражения менее 1,15 в рабочей полосе частот. Для исключения влияния волн высших типов и поверхностных волн, образующихся на Т-образных неоднородностях в КБДМ, измерения проводились в длинноволно- длинноволновой части сантиметрового диапазона. Экспериментальные частотные характеристики КБДМ (табл. 4.1, п. АЛ) с волновыми сопротивлениями линий передачи (pi ==25 Ом, р2 = 50 Ом, Рк^бО Ом, R6 = 100 Ом), полученными из условия G), приведены штриховыми линиями на рис. 4.1, а, а для макета (п. Б-3) с сопротивлениями линий передачи (pi — 100 Ом, р2 = = 50 Ом, р„=100 Ом, Дб^ЮО Ом), полученными из условия F),—на рис. 4.1, б (штриховые линии). Сравнение расчетных и экспериментальных данных указывает на удовлетворительное их совпадение, что говорит о правильности выбора расчетных эквива- эквивалентных схем КБДМ. Расположение входного и выходных плеч по разные стороны подложки позволяет использовать синфазные и противофазные КБДМ в качестве БЭ ОИС СВЧ. 3. БДМ на связанных линиях. Перспективными в ОИС СВЧ являются БДМ с токонесущими проводниками, расположенными в разных слоях диэлектрика (рис. 4.2, а). Входное плечо БДМ вы- выполнено на СПЛ, четвертьволновая область связи — на СПЛ с про- 144 водниками ограниченной ширины, а выходные плечи — на НПЛ с общим слоем металла1). Проводник и слои металла СПЛ входного плеча скачком переходят в проводники одинаковой ширины СПЛ области связи. Причем крайние проводники, расположенные по внешним сторонам слоев диэлектрика, заканчиваются проводниками НПЛ выходных плеч, а средний проводник скачком переходит в общий слой металла НПЛ. Через отверстия в слоях диэлектрика и металла проводники НПЛ соединены балансным сопротивлением Дб- Рис. 42. Балансный делшель мощности на связанпых линиях (а); частотные характеристики {•'>): сплошные кривые — расчет, штриховые — эксперимент Принцип работы делителя да связанных линиях аналогичен принципу действия кольцевого БДМ, но он обладает и рядом пре- преимуществ: уменьшенными габаритами и улучшенными электриче- электрическими частотными характеристиками. Последнее обусловлено от- отсутствием дополнительной связи между выходными плечами в об- области включения балансного сопротивления, а также отсутствием набега фазы через сопротивление. Рассмотренный БДМ имеет симметрию,-что позволяет восполь- воспользоваться в расчетах методом зеркального отображения. Путем вве- введения между слоями диэлектрика электрической и магнитной плос- плоскости получим четырехполюсники, работающие в режимах четного и нечетного возбуждения. Далее, воспользуемся формулами A) и получим коэффициенты волновой матрицы рассеяния БДМ: D.1.8) ') Здесь и далее на рисунках цифрами 1—4 обозначены входные и выход- выходные' плечи устройств. Ю В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 145
где р = ЗГчс1К0ч+Ц1 + 2Г^, e.Ifn = /r/^ e^11, re = 2Z0//?6, Ys и У» — волновые проводимости четных и нечетных типов волн в СПЛ с проводниками ограниченной ширины. Если средний проводник имеет большие поперечные размеры относительно крайних (wcp ^ Зи?кр), то нечетный тип колебаний вырождается. Принцип работы в этом случае аналогичен принципу действия кольцевого БДМ. Отличде заключается только в располо- расположении секций кольца в разных слоях диэлектрика. Волновая мат- матрица рассеяния (8) для данного БДМ сводится к известной [248]: ), D.1.9) Ь[У ctg6+* (I - где /?- Этот результат, видимо, правилен, так как средний проводник области связи в некоторой степени является общим слоем металла НПЛ четвертьволновых секций. Рассмотренный вариант БДМ был реализован па диэлектриче- диэлектрических подложках из материала ФЛАН-10 с входным и выходными плечами на 50-омных линиях. Размеры проводников в четвертьвол- четвертьволновой области выбраны одинаковой ширины. Соединение провод- проводников выходных плеч осуществляется через слой диэлектрика 100- омным балансным сопротивлением. В результате измерений полу- получены частотные характеристики, практически совпадающие с характеристиками кольцевого БДМ (рис. 4.2, б). Рассмотренный вариант БДМ во многом упрощает решение задач проектирования ОИС СВЧ, имеющих многоканальное деление сигнала в различные слои диэлектрика. § 4.2. Кольцевые мосты 1. Общие соображения. Кольцевые мосты давно привлекают разработчиков простотой конструктивного выполнения топологии и возможностью получения высокой точности синфазно-противофаз- ного деления мощности СВЧ сигнала [253—256]. Кольцевой мост выполняется на СПЛ или НПЛ, свернутых в кольцо с периметром ЗА/2 (рис. 4.3, а). Из эквивалентной схемы кольца (рис. 4.3, б) видно, что плечи включены параллельно на расстояниях Я/4 друг от друга, а одна из секций кольца имеет длину ЗА/4. Учитывая, что кольцевой мост ЗА/2 имеет большие габариты и недостаточно широкую полосу рабочих частот, мы не будем оста- останавливаться на его подробном теоретическом анализе, который приведен во многих работах [253—258]. Некоторый интерес для дальнейшего представляет лишь волновая матрица рассеяния, 146 учитывающая потери в ЛП [259]: Sn = alYt/p, Si% = - iY Sl3 = - iY2 [al BY1 + Y2) где /> = 2aZBYi + Y2)+ 1. Выражения ЗА/4 Yt) D.2.1) Su = - alYlYJp, A) получены для случая о) Рис. 4.3. Кольцевой мост длины ЗЯ/2 (а); эквивалентная схема (б) Если внимательно рассмотреть эквивалентную схему, то уви- увидим, что в одной из секций кольца существует отрезок полуволно- полуволновой длины. Данный отрезок, по сути дела, является 180-градусным фазовращателем. 2. Гибридный кольцевой мост с обращением фазы. Этот тип кольцевого моста выполняется путем замены полуволнового отрезка на сосредоточенный фазовращатель 0, п [260—264], эквивалентная Рис. 4.4. Эквивалентная схема кольцевого моста длины Я со 180-градуспым фазовращателем в одной из секций кольца (а) и непосредственно в одном из плеч (б) схема которого приведена на рис. 4.4. Реализация таких фазовра- фазовращателей на НПЛ или СПЛ не очень проста. Это связано с техно- технологией изготовления (сверление отверстий в слое диэлектрика, пай- пайка токонесущих проводников и пр.). Более простую конструкцию имеет гибридное кольцо с фазо- фазовращателем Шифмана [260], выполненным на четвертьволновом 10* 147
отрезке связанных ЛП. Однако проблема частотной независимости фазовращателя здесь не решена, равно как не решена и проблема широкополосности в гибридном кольце с фазовращателем на свя- связанных ЛП [264, 265]. Широкополосное гибридное кольцо хорошо реализуется при использовании в одной секции кольца механически скрученной на 180° СПЛ [261, 262]. В этом случае слой диэлектрика имеет от- отверстие, в котором проводники ограниченной ширины СПЛ соеди- соединяют проводники СПЛ со слоями металла. Такой фазовращатель можно использовать в диапазоне от сотен мегагерц до десятков гигагерц. Фазовращатель с механической скруткой проводников можно выполнить (как это сделано, например, в [266]) с помощью соче- сочетания гальванического перехода НПЛ ^ НПЛ и шлейфного перехода НПЛ — НПЛ (см. гл. 3). В этом гибридном кольце проводник НПЛ переходит с одной стороны слоя диэлектрика на другую, а затем с помощью металлических перемычек возвращается на начальную поверхность (рис. 4.5, а). При этом осуществляется поворот фазы сигнала на 180°. Учитывая широкополосные свойства используемых переходов, полоса рабочих частот гибридного кольца составляет более октавы. Наиболее эффективно можно построить фазовращатели на шлейфных переходах между различными типами ЛП. Например, на комбинации СЩЛ и КЛ, переброс фазы в которых осуществля- осуществляется металлическими перемычками [267]. В каком-то смысле пере- перемычки все же ограничивают применение фазовращателей из-за технологической сложности изготовления. На рис. 4.5, б приведено гибридное кольцо, выполненное в нескольких слоях диэлектрика (эквивалентная схема этого кольца представлена на рис. 4.4, б). Одно входное плечо моста выполнено на СПЛ, а другое — на СЩЛ, расположенной между слоями диэлектрика. Две секции кольца между входными плечами выполнены на НПЛ, проводники которых расположены на внешних сторонах слоев диэлектрика и соединены со слоями металла СПЛ, а общий слой металла НПЛ — с проводни- проводником СПЛ. Секции кольца в области соединения с плечом на СЩЛ заканчиваются четвертьволновыми разомкнутыми шлейфами, а СЩЛ — четвертьволновым короткозамкнутым шлейфом внутри кольца. В середину секций кольца включены "выходные плечи на НПЛ. Полученное гибридное кольцо, помимо широкополосности, имеет уникальное свойство — входные плечи расположены рядом. Во всех же известных мостах между выходными плечами располо- расположено входное плечо. Благодаря смежному расположению входных и выходных плеч довольно просто (это мы покажем ниже) реа- реализуются диаграммообразующие схемы, в которых решается задача пересечения коммутирующих линий с высокой степенью развязки. Аналогичное гибридное кольцо можно выполнить в одном слое диэлектрика с расположением НПЛ и СЩЛ по разные стороны слоя 148 диэлектрика (рис. 4.5, в). Но при этом теряется уникальное физи- физическое свойство смежности выходных плеч. Методы расчета гибридных кольцевых мостов, включая задачи анализа и синтеза, достаточно хорошо разработаны [268—27dJ. Мы рассмотрим наиболее общую схему гибридного кольца (рис. 4.4), в которой учитываются паразитные типы волн, возникающие в Q) >"м' 2 h Z о— ¦ Я X с 8 1 3 в в 1 .4 . о1 „ д) Рис 4 5. Синфазнс-противофазные кольцевые мосты длины %: а) фазовраща- фазовращатель в одной из секций кольца; 6)—г) в области включения плеча (штрихсь выми линиями показано гальваническое соединение проводников Л11 через слои диэлектрика); д) общая эквивалентная схема 149
неоднородностях Т-соединения плеч с гибридным кольцом [274]. Паразитными волнами могут быть волны поверхностного типа, не имеющие нижней частоты отсечки, и объемные, которые зависят от толщины слоев диэлектрика. В эквивалентной схеме направлен- направленное излучение Т-соединений в гибридном кольце учитывается путем введения дополнительных отрезков линий передачи (штриховые линии) паразитных волн, распространяющихся между диаметраль- диаметрально противоположными плечами кольца. В силу симметрии схемы относительно оси YY' можно (ана- (аналогично [248]) применить метод зеркальных отображений и свести задачу анализа к расчету четырехполюсников, работающих в ре- режиме четного и нечетного видов возбуждения. Элементы волновых матриц передачи этих четырехполюсников равны [274]: I ^21 > + С) + Z2 (А + 1) ± AC]!2ACZ, D.2.2) _ \ = i[Z2 (BD +l)±BD- iZ? (В ± D)]/2BDZ, 21 где А = iZKz'a/Z0(Z Ktgd'n + Zn), В = iZKZ'u/Z0(ZK+ Z'n tg6n), C= iZKZn/Z0(ZKtgB"a + Zn), D = /ZKZ;7Z 2ЭП и 2ЭП — электрические длины отрезков ЛП, соединяющих Z' гж" г__ - _ ,-7 п и Zn— волновые сопротивле- сопротивления поверхностных волн в этих линиях. Элементы волновой матрицы рассеяния определяются с помощью подстановки B) в формулы перехода S D.2.3) Из анализа волновой матрицы рассеяния следует, что при воз- возбуждении одного из входных плеч на два выходных плеча посту- поступают синфазные либо противофазные сигналы с равными амплиту- амплитудами, а развязка противоположных плеч определяется энергией возбуждаемых паразитных типов волн. В реальных устройствах выходные плечи кольцевых мостов, как правило, нагружены на согласованные нагрузки, поэтому Т-соеди- нения выходных плеч практически не излучают, т. е. волновые сопротивления Zu стремятся к бесконечности. При этом элементы волновой матрицы рассеяния гибридного кольца с учетом возбуж- возбуждения поверхностных волн только на входных плечах упрощаются: AZ(i- Z2) + tZ% (A + Z) -Z2)- iZ2 (В - Z) 12 D.2.4) 150 2M ± 2N ' где \Nl = -?i~-*K1-*'?''>\Bi±l?'~\B-Zl- Идеальная развязка между противоположными плечами кольца (Su = 0) получается при выполнении условия 1 ; = о, D.2.5) из которого видно, что высокая направленность гибридного кольца возможна при выборе наикратчайшего расстояния между диамет- диаметрально противоположными плечами /и = Я/4. В случае выполнения условия E) волновая матрица рассеяния преобразуется в известную матрицу [275]: D.2.0) 513 = S» = -[Z(cth2 al-i)l/2]/p, где p = cih2al+2Zcthal + Z2/2+l, а функция (cth2 al-1I/2 определена на комплексной плоскости с разрезами от точек ±1 до бесконечности. При отсутствии потерь в линиях передачи волповая матрица рассеяния гибридного кольца упрощается [248]: D.2.7) = 513 = 2YA+ tg2e)/;P, где р = 4У A - tg2 в) + *[2A + ЗУ2) tg Э - У2A + tg4 6)/tg в]. Согласно F) можно оценить потери, вносимые ЛП кольца. элементы волновой матрицы рас- расВ случае малых потерь сеяния имеют вид 5„ = (Z2 - 2)/DaZZ + Z2 + 2), 5,t = 0. D.2.8) Из сравнения выражений A) и (8) видно, что потери в гибридном кольце с обращением фазы меньше, чем в . кольце с перимет- периметром ЗА/2. В приведенных расчетах предполагалась частотная независи- независимость фазовращателя. При учете длины шлейфов фазовращателя в гибридном кольце (рис. 4.5, б, в) коэффициенты волновой матрицы рассеяния имеют вид Slt\ k± + l±-m±-n± |5181 VI -t-' D.2.9) 151
где элементы матриц Иг К" V М~ N' суть К+ = 1R,R2 (cos Э + iyx sin Э), L+ Л/+ - УДг/Й! (i sin Э + yt cos Э), N sin Э, = cos Q/I/R2R1, K- - ffi2[ffl3 cos Э + ?ZMV7^sin 9 + L- = (i sin Э + ZM cos Э) HRZ/R2, V% /Л", [ZMY гsin Э + ZM cos 9)], sin 9) + = {/Уш /fi3sinB + [ZMym cos 9) ZM = — fctg 92, 7Ш = -г ctg 6i, # 1 = Рк/2рь Д2 = р3/рк, Дз == Рн/2р2. При заменах четвертьволновых шлейфов, разомкнутых на НПЛ, металлическими перемычками, а короткозамкнутого шлейфа на СЩЛ — кругом, вырезанным в слое металла (рис. 4.5, г), волновая матрица рассеяния сведется к известному выражению G). Свойства гибридного кольца можно определить из условия уни- унитарности матрицы рассеяния (закон энергетического баланса) в котором Si2 = Si3 из усло'вия симметрии кольца, Su =*- 0 благодаря малой дисперсии фазовращателя. Учитывая эти обстоятельства, получим 5?х + Sa12 [2 + (Su/SV2y] = 1. D.2.10) Выражение A0) показывает, что на любой частоте при идеальном согласовании существует идеальное деление мощности; если отра- отраженная волна изменяется с равной пульсацией, то коэффициент деления мощности имеет одинаковую неравномерность. Полученные теоретические результаты проверялись эксперимен- экспериментально на макетах гибридного кольца с обращением фазы. Макеты были изготовлены на диэлектрических подложках толщины 1 мм из поликора F = 9,8) и ФЛАН-10 (е = 10). Для обоих материалов получены частотные характеристики гибридного кольца в полторы октавы со следующими параметрами: коэффициент стоячей волны менее 1,2; деление мощности C±0,2) дБ; фазы сигнала 0 и 180° от частоты не зависят, а изменение среды в полосе частот намного меньше погрешности измерения используемых приборов; развязка противоположных плеч свыше 30 дБ [266], а при учете условия E)—до 40 дБ [268]. В многослойной же структуре (рис. 4.5, б) развязки плеч гибридного кольца достигают значений более 40 дБ. 152 В рассмотренных мостах плечи были включены в кольцо после- последовательно. Применением комбинации последовательного и парал- параллельного включения плеч можно значительно снизить габариты гибридного кольца. 3, Полуволновое гибридное кольцо [276, 277, 80]. Практически важным является вопрос о миниатюризации кольцевых мостов при одновременном упрощении их конструкции. Эти возможности доста- достаточно просто реализуются, как мы уже отмечали, при использова- использовании ОИС принципа конструирования модуля СВЧ. Ниже рассматриваются полуволновые кольца, выполненные на комбинации нескольких ЛП: НПЛ, КЛ, СЩЛ и НЩЛ. Соединение перечисленных ЛП с помощью широкополосных переходов, рас- рассмотренных в гл. 3, позволяет качественно по-новому подойти 'К проектированию и построению кольцевых мостов. ;пл СЩЛ нпл % / А» / II НПЛ СШ.Л нпл НПЛ г л л НПЛ ЬулччУ ff* -\СШ,Л КЛ ацл t) Рис. 4.6. Кольцевые мосты длины Я/2 на НЩЛ (а, г) и СЩЛ (б, в, д, е) В гибридных кольцах, конструкции которых приведены на рис. 4.6, используются НЩЛ (рис. 4.6, а, г) и СЩЛ (рис. 4.6, б, в, 3, е). Входное плечо и два выходных плеча, выполненные на од- одном типе ЛП, расположены в диаметрально противоположных точ- точках кольца, причем в точке включения выходных плеч расположено входное плечо, выполненное на другом типе ЛП. Гибридные кольца рис. 4.6, а, в, г, е имеют двустороннюю то- топологию, т. е. одно из входных плеч расположено на противопо- противоположной стороне слоя диэлектрика, а в кольцах рис. 4.6, б, д все токонесущие проводники находятся на одной стороне слоя диэлект- диэлектрика, что во многом упрощает технологию изготовления и на- настройку. Выравнивание потенциалов в области соединения кольца с КЛ (рис. 4.6, б, д) осуществляется навесными перемычками, а с НПЛ (рис. 4.6, в, е) — штырями через отверстия в слое диэлектрика. Данные неоднородности имеют индуктивный характер, что в значи- значительной мере ограничивает верхний предел рабочих частот. Гибрид- 153
ные кольца рис. 4.6, а, г, выполненные без навесных элементов, могут применяться вплоть до миллиметрового диапазона. Поясним принцип действия рассматриваемого класса устройств па примере гибридного кольца с параллельно включенными вход- входными плечами (рис. 4.6, а); остальные кольцевые мосты работают на том же припципе. При возбуждении СЩЛ входного плеча сигналы противофазио возбуждают НПЛ выходных плеч, а при возбуждении противопо- противоположно расположенной НПЛ — сипфазно, причем из-за равенства длин секций кольца фазовые соотношения—@, п) и деление мощ- мощности на выходных плечах сохраняются в весьма широкой полосе частот. Вследствие симметрии кольца относительно выходных плеч развязка между входными плечами практически бесконечна. Полу- Полученные при эксперименте значения развязки больше 40 дБ. Электродинамический анализ гибридного кольца представляет весьма сложную задачу математической теории дифракции из-за отсутствия точных физических и математических моделей Т-соеди- нений между различными типами ЛП. Учитывая это и возможный диапазон (сантиметровый), проведем анализ эквивалентных схеи а) Рис. 4.7. Эквивалентные схемы кольцевых мостов с параллельно (а) и после- последовательно (б) включенными выходными плечами гибридного кольца с параллельным (рис. 4.7, а) и последователь- последовательным (рис. 4.7, б) включением выходных плеч с помощью аппарата теории цепей с применением метода отображения. В результате расчета получим волновую матрицу передачи гибридного кольца (рис. 4.7, а): т т л аа л ah ba ? ЬЬ элементы которой суть аа D.2.11) Л± ch g ± Af sh g ±B ±B AJ ch g ± A+ sh g + В ± где 154 f = /рз/Pl P5 B± = g ± (Tp,p4/pe sh g), D± = aVpa/p4 ± Vp*/p2, =¦ Ур3/р2 ± (р*/рв) Vp2/p3, В /^i/(pe th gh a = to1 * ch g, Используя формулы перехода от волновой матрицы передачи гибридного кольца A1) к волновой матрице рассеяния, получим ее коэффициенты (без учета потерь в линиях) в виде D.2.12) ^*-22 зЗ 11 44, 3 ~ ^»Ьз2 ==i *^11 Т" О44, 5ц ==• У2Д,Д2/[ (Д.Лж + 1) cos 9 + i (Д, + Д2) sin 9], Su = 0, где Z = i/?2clg9, /?1 = р/2р1, /?2 — р2/р = р3/р, Дз = р4/2р2, 29 — элект- электрическая длина периметра кольца, р = р3 = рб- На резонансной частоте (9 = я/2) гибридное кольцо согласовано (Sn — S2z ~ S33 = 544 ~ 0) и имеет максимальную развязку выходных плеч E2з = 0) при выполнении условия fli=-fl, = fl,=*l. D.2.13) Условие A3) определяет большое число решений, что позволяет в широком диапазоне выбирать волновые сопротивления плеч. Это свойство дает возможность разработчику ОИС СВЧ проектировать гибридные кольца в сочетании с пассивными цепями и активными элементами, минуя согласующие устройства. Волновая матрица рассеяния -при выполнении условия согласо- согласования A3) имеет довольно простой вид: ti = - C + г2У2 tg в) -1, S33 = C+;8y2tg9-8tg29)-\ = 2 A + *V2 tg 9) C + 8Г tg в - 8 tg2 Э) D.2.14) 24 g( g) При расчете гибридного кольца с последовательно включенными выходными плечами достаточно в приведенных соотношениях для волновой матрицы рассеяния заменить характеристические сопро- сопротивления р на проводимости у и изменить знаки перед мнимыми частями. На рис. 4.8 приведены рассчитанные по A4) частотные харак- характеристики (сплошные кривые) переходного ослабления (С^п = ~201g(l/5mn) при гпФп) и коэффициента стоячей волны (KCTV — = A — \Smn\)/(l + \Smn\) при m = w), а также результаты экспери- экспериментальных измерений в сантиметровом диапазоне (штриховые кривые). Удовлетворительное совпадение экспериментальных дан- данных с расчетными свидетельствует о правильности выбора эквива- 155
лентной схемы гибридного кольца. Результаты экспериментальных исследований остальных кольцевых мостов, представленных на рис. 4.6, практически совпадают с данными, приведенными на рис. 4.8. 10 0,1 0,2 ОЩЪ С\Ч- Аг/Г0 О aj Рис. 4.8. Частотные характеристики кольцевого моста длины А/2: сплошные кривые — расчет, штриховые — эксперимент Для анализа влияния разброса волновых сопротивлений в ги- гибридном кольце выразим на резонансной частоте (9 = л/2) коэф- коэффициенты волновой матрицы рассеяния A2) через коэффициенты отражения от входных и выходных плеч: D.2.15) \N-M\]-\ из = и передачи: С а = Си = 10 lg [ (М + 1) 72Л/], D.2.16) l)/\MN+ где М = р72р!р2 = pV2pips, N = pJ2p2, P = p5 = pe. Переходное ос- ослабление (коэффициент передачи) Сшп и коэффициент отражения Ксг ип сильно зависят от степени согласования гибридного кольца, о которой можно судить по обобщенным параметрам М и N. Из A5) и A6) видно, что параметры кольца имеют симметричную за- зависимость от значений М и N, расчетные кривые которых приведе- приведены на рис. 4.9, а (случай Л/ = iV = 1 соответствует идеальному со- согласованию гибридного кольца). Получен также набор расчетных кривых для значений С23 и KcrU2 в зависимости от обобщенного параметра М при различных N (рис. 4.9,6). Так как эти зависи- зависимости имеют симметричный характер относительно М и N, то при 156 I 1 >( 0,5 0,75 M(N) анализе кривых рис. 4.9, б можно фиксировать параметр N и брать в качестве переменной AL При невыполнении условия согласования переходное ослабление п КСтц увеличиваются, а развязка между выходными плечами С>3 уменьшается. Из рис. 4.9 можно легко определить допуски на волновые сопротивления при заданном «по- «поле» допуска на выходные харак- характеристики гибридного кольца. В табл. 4.2 приведены рабочие характеристики гибридного коль- кольца, соответствующие октавной по- полосе частот для двух случаев со- согласования. Из нее видно, что вы- выбор волнового сопротивления, рав- равного У2р0, является наилучшим для создания балансных схем вслед- вследствие обеспечения почти одинако- одинакового согласования и деления мощ- мощности в диапазоне частот. В том случае, когда требуются мини- минимальные потери на отражение (например, для слабого сигнала с аптенпы, поступающего па ба- балансный смеситель), наилучшим будет второе условие согласования. На практике, например, в диа- граммообразующих устройствах довольно часто требуется нерав- неравное деление мощности. В этом слу- случае волновая матрица рассеяния согласованного гибридного кольца на центральной частоте имеет вид 0 — im — i 0 M(N) Рис. 4.9. Зависимость влияния раз- разброса нормированных волновых со- сопротивлений на коэффициенты пе- передачи и отражения в кольцевом мосте -1/3 - im — i 0 0 0 1 0 0 m — 1 m 0 D.2.17) где яг2 = р5/рб. Анализ матрицы A7) показывает, что деление мощ- мощности пропорционально отношению волновых сопротивлений секций гибридного кольца. Для увеличения ширины полосы частот можно к каждому плечу гибридного кольца подсоединить одинаковые взаимные двухполюс- двухполюсники (рис. 4.10,а), состоящие из каскадно соединенных единичных элементов, сопротивление которых выбирается так, чтобы в рабочей полосе частот Кст v устройства наименее отклонялся от единицы при чебышевской аппроксимации [260, 279]. Выше отмечалось, что сипфазное возбуждение боковых плеч гибридного кольца приводит к разбиению эквивалентной схемы кольца на два не связанных четырехполосника четвертьволновой длины с волновым сопротивлением Zt каждый, имеющих характе- 157
ристики, по согласованию аналогичные характеристикам гибридного кольца. При подключении справа и слева к четырехполоснику согласующих трансформаторов получим ступенчатый переход Таблица 4.2 Pi P2 Условие согласования Ps ~~ i 3 "~ ri) r4r ~* 1/2 p = Рз = 2p, = 2p4 = p с 1 1 ,41 ,o С 1 1 ,и ,08 ,59 ст t/4 1,5 1,75 с12, ДБ 3,14 3,01 ДБ 15 17 ДБ 3,18 3,36 (рис. 4.10,6), описываемый волновой матрицей передачи, элементы которой суть ), г, * = 1, 2, ..., D.2.18) где s — переменная Ричардса, Pik — полиномы от s с вещественными коэффициентами, степень которых равна числу единичных элемен- элементов п в схеме. При отсутствии потерь четырехполюсник (рис. 4.10, а) является симметричным, обратимым и реактивным. Его волновая матрица Рис. 4.10. Кольцевой мост с четвертьволновыми согласующими отрезками (а); эквивалентная схема (б); частотные характеристики (в) передачи при чебышевской аппроксимации функции Кст и в рабочей полосе частот выглядит следующим образом: Q (#) - Р (- «) D.2.19) где ^(e) = 6Afn(e/ct), б = (К- 1)У4К, а = tg(n/(F+ 1)), /^ — коэф- коэффициент перекрытия диапазона по частоте, К — максимальный Кст и в рабочей полосе частот, M(t,) — полином, который определяется 158 по рекуррентным формулам [271]: Полиномы определяются из соотношений Для определения элементов четырехполосника (рис. 4.10,6) по волновой матрице передачи A9) при заданных параметрах щ К, F воспользуемся обычной методикой, т. е. будем домножать матрицу A9) слева на матрицу, обратную матрице передачи единичного элемента, следя, чтобы степень элементов получающейся матрицы снижалась на единицу. При этом получаются уравнения, степень Таблица 4.3 F 1,08 2,00 3,00 1,17 3,00 3,50 1,38 3,50 4,50 К 1,05 1,10 1,20 Я. 1,414 0,969 0,677 1,414 0,888 0,599 1,414 0,778 0,504 г2 0.808 0,606 0,756 0,544 0,677 0,465 z3 0,885 0,737 0,711 п 1 3 5 1 3 5 1 3 5 которых не выше второй, позволяющие находить значения волно- волновых сопротивлений элементов схемы. Результаты расчета сведены в табл. 4.3, где приведены данные по исходному гибридному кольцу Я/2 (тг=1), частотная характеристика которого рассчитана по A4) и приведена на рис. 4.10, в. На этом рисунке представлены кривые частотной зависимости Кст и от числа согласующих элементов на плечах гибридного кольца. Видно, что с увеличением числа согласу- согласующих четвертьволновых трансформаторов рабочая полоса частот растет. Рассмотренное гибридное кольцо выгодно использовать в деци- дециметровой и длинноволновой части сантиметрового диапазона волн, где наиболее существенную роль играют габариты, а по частотным свойствам оно не уступает всем известным кольцевым мостам. При переходе в область миллиметровых волн в гибридное кольцо доста- достаточно включить симметрично два полуволновых отрезка, образуя таким образом периметр ЗЯ/2. 159
4. Гибридное кольцо периметра ЗЯ/2. На рис. 4.11,6 приведена конструкция гибридного кольца на НЩЛ. Входные плечи НПЛ и СЩЛ включены в диаметрально противоположные точки кольца и расположены по разные стороны слоя диэлектрика; выходные плечи на НПЛ включены в кольцо на расстояниях половина длины волны от СЩЛ и четверть длины волны от НПЛ. НПЛ СЩЛ НПЛ НПЛ СЩ -СЩЛ НПЛ сщл НПЛ в) СЩЛ КЛ СЩЛ НПЛ сщл д) Рис. 4.11. Кольцевые мосты длины 'ЗА/2 на НЩЛ (б, г) и СЩЛ (а, в, д, е) Электрические характеристики и принцип работы аналогичны гибридному кольцу полуволновой длины (рис. 4.6). Используя та- такие же принципы расчета, получим следующую волновую матрицу рассеяния: Sn = laZKZ3 - cos 0 4- i[(ZK - Z3)sin 0 - cZ3]}/A, 514 = {bZ2Z3 - cos 29 4- i[ (Z2 - Z3) sia 20 - dZ3]}/5, : D.2.20) Z3 — cos 0 + i [(Z3 — ZK) sin 0 + cZ3]}/2A q= =F {bZ2Z3 — cos 20 -b i l(Z3 — Z2) sin 29 — dZ3]}/2Bf i3 = l/2ZKZ3/A, Y2Z2Z3/S, 0, где В = bZzZ3 + cos 20 4- i[ (Z2 4- Z3) sin 20 a =* cos 0 - tg 20 sin 0, b = cos 20 + ctg 0 sin 26, с = tg 20 cos 0, d = ctg 0 cos 20, ZK = ри/2р1, /?2 = p4/2p2, R3 = р3/рк = p2/pK. При выполнении условия согласования (ZK = Z2 = Z3) коэффи- 160 циенты матрицы B0) сведутся к более простому виду: Stl = [(a/2)- cos 0 - 1(сП2)УА', Skk - {b - cos 20 4- i [ (sin 26 4- d) /П])/В\ - [(a/2) - cos 0 4- i (c/ Y2)]i2A> qp _ cos 20 — * [(sin 20 + d)I /2]}/25', где Представленные на рис. 4.6 конструкции полуволЕювых гибридных колец довольно просто сводятся путем симметричного добавления полуволновых отрезков в кольцо (рис. 4.11), получая, таким обра- образом, периметр Зк/2. Расчет их осуществляется с помощью формул B0) и B1), а синтез полностью соответствует методике, приведен- приведенной выше. 5. «Магические» Т-еоединения. Многие годы внимание ученых и инженеров привлекали спифазно-противофазные «магические» Т-соединения, обладающие широкой полосой рабочих: частот (до октавы) и минимальными размерами по сравнению с известными кольцевыми мостами. Волноводные и коаксиальные конструкции в целом громоздки, но были сделаны попытки сочетать их с планар- ными линиями. Наибольший успех в этом направлении получен, по-видимому, в работах [280, 282]. Конструкция «магического» Т-со- Т-соединения с некоторой натяжкой может быть отнесена к ОИС с достаточно хорошими электрическими характеристиками. К сожа- сожалению, реализация этой конструкции сложна и последняя эффектив- эффективно работает только в метровом и дециметровом диапазонах волю Более интересные конструкции предложены в [282], где использу- используется сочетание НПЛ и СЩЛ, расположенных в разных слоях ди- диэлектрика (рис. 4.12, б, е). Развитие данного подхода к проектирова- проектированию «магических» Т-соединенпй получено в [283]. На рис. 4.12 представлены конструкция «магических» Т-соеди- нений, выполненных на комбинации НПЛ, КЛ, СЩЛ и НЩЛ. В основу этих устройств входит необходимое условие включения четвертьволнового шлейфа в область соединения четырех плеч, расположенных ортогонально. «Магические» Т-соединения, показанные на рис. 4.12, а — г, можно представить в виде эквивалентных схем с короткозамкнутым четвертьволновым шлейфом (рис. 4.13, а), а на рис. 4.12, д-~з — разомкнутым (рис. 4.13,6). Расчет таких схем проводился методом направленных графов, но он не описывает достаточно просто все коэффициенты волновой матрицы рассеяния. При внимательном И В. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 161
рассмотрении экниналентпой схемы нндно, что в случае отсутстния в области шлейфа нечетных типон ноли (на практике это ныпол- няется благодаря услонию: поперечные размеры СЩЛ намного меньше размерон НПЛ) она полностью сонпадает с экниналентной О) НЩЛ б) НПЛ 8) СЩЛ Z) СЩЛ % НПЛ б) НПЛ 1 \ ¦;.- 1 -мл ii [ 1 1 г, 1 _L у- ¦ Hill. Л 4 СЩЛ НПЛ НПЛ 'U1 СЩЛ Г НПЛ1 СЩЛ НПЛ ж) СЩЛ кл \:-/А lip-- ьЩЛ стл ¦ " '[; ¦ ¦¦ ¦'¦'."'¦.'¦¦¦¦¦¦¦' СЩЛ кл ш СЩЛ СЩЛ 3) НЩЛ СЩЛ К Л h i-,'/; Рис. 4.12. «Магические^ Т-соединения со шлейфами на СЩЛ (а — г),КЛ E, ж), ж НПЛ (е, а) схемой, приведенной на рис. 4.7 для гибридного кольца полуволно- полуволновой длины. Поэтому воспользуемся условием согласования A3) и / л о С—~ ' —\ ? / / г 1 Рис. 4.13. Эквивалентные схемы «магического» Т-соединения с параллельно (а) ж последовательно (б) включенными выходными плечами получим из выражения для волновой матрицы рассеяния A4) коэф- коэффициенты отражения от плеч «магического» Т-соединения: 1)(У9 + 8tg20- I)"*, D.2.22> U9 + 1) (У9 + 80 tg2 0 + 64 tg4 0 - I)  и передачи: 10lg@,25 cos2 6 + 2), 10 lg @,25 tg 6 + 2), D.2.23) 162 Как показали экспериментальные исследования, полученные ам- амплитудные и фазовые частотные характеристики довольно близко сониадают с характеристиками гибридного кольца полунолновой длины (рис. 4.8). Это указывает на правильность подхода к методам расчета «магических» Т-соединений. § 4.3. Шлейфный направленный ответвитель 1. Общие соображения. Кнадратурные гибридные устрой- устройства (шлейфные направленные отнетнители (ШНО)) н технике СВЧ используются достаточно даяно (см., например, [284—290]). Обычно ШНО предстанляет собой структуру, реализонанную за счет соединения двух ЛП с помощью днух и более шлейфон, причем их длина и расстояние между ними берутся ранными четнерти дли- длины нолны. Недостатком такого рода устройстн янляется трудность технологической реализации крайних шлейфон ШНО при унеличе- нии полосы рабочих частот [ 248]. Однако наряду с этим недостат- недостатком ШНО обладает весьма полезным качестном, заключающимся в смежном расположении ныходных плеч. Это обстоятельство по- позволяет решить многие проблемы при проектировании на осноне ШНО преобразонателей частоты, где требуется сумммронание пре- образонанных сигналон. 1,25 f/% Рис. 4.14. Шлейфный направленный ответвитель (а); частотные характеристи- характеристики (б): сплошные кривые — с числом шлейфов, равным 3; штриховые — 4 Отмеченный выше недостаток ШНО (трудность реализации крайних шлейфон) можно исключить, используя при этом ОИС принцип построения СВЧ модуля. При этом нысокоомные крайние шлейфы (р > 120 Ом) можно реализонать на НЩЛ, а нвзкоомные (р<50 Ом) —на НПЛ [291] (рис. 4.14,а). Выполнение крайних шлейфов на НЩЛ позноляет реализонать ШНО с числом шлейфов больше трех. 11* 163
2. Анализ ШНО. Полный электродинамический анализ ШНО является весьма сложным, и поэтому здесь мы снова воспользуемся методом эквивалентных схем. Проведем расчет ШНО, основываясь на методе зеркальных отооражепни: заменим восьмиполюсник дву- двумя парами- простейших четырехполюсников, соответствующих чет- четному и нечетному внду возбуждения. Известный вид матриц пере- передачи четырехполюсников позволяет непосредственно перейти к вол- волновой матрице рассеяния четырехшлейфного НО [292]: Sn = n YI + Y\Y\ - Y\ X (Yl - YI l - 2УХУ4) Х 512 = i2 12 YI Y\Yl - Y\ + YlYl + 2Y1Y3) R, -Yi- Y\Y\ - 2УХУ4) X D.3.1) Sla = la 5]4 = ]4 - i2Y\ {Y\ -Y\- Y\Y\ -Yl 4У2 {YlY3 - Y,Yl + Y.Yi) R, \IR = (Yl - Y$ - yfy§ - У \Y\ Y\Y\ 2У,У3) R, 3 Y3J где ( — Y%Y9— Y^Ylf. Выражения A) дают коэффициенты ?# для цен- центральной частоты диапазона. Полная волновая матрица рассеяния ШНО имеет громоздкий вид п поэтому здесь не приводится. Ре- Результаты численного расчета согласованных трех и четырех- ШНО [80] показаны на рпс. 4.14,6. Из сравнения кривых видно, что при увеличении числа шлейфов полоса рабочих частот заметно растет. Иная конструкция ШНО предложена в работе [237]; при этом расстояния между четвертьволновыми шлейфами (НПЛ п СЩЛ) равны нулю (рис. 4.15,а). Достаточно детальный анализ работы такого устройства проведен в [293, 294]. Для исключения излучения с торцов разомкнутого шлейфа на СЩЛ используются дополнитель- дополнительные шлейфы в виде круга, вырезанного в слое металла [295]. Для исключения нежелательных типов колебаний шлейф на НПЛ раз- разделен на два шлейфа, огибающих СЩЛ (рпс. 4.15,6); таким обра- образом, образуется порядок включения шлейфов на НПЛ последова- последовательно, на СЩЛ — параллельно и НПЛ — последовательно. Эквива- Эквивалентная схема ШНО представлена на рис. 4.16, б. Поясним принцип работы ШНО (рис. 4.16, б). При возбужде- возбуждении, например, плеча 1 сигнал распространяется в плечо 3 и в четвертьволновые шлейфы. В плечо 2 сигналы приходят в фазе и соответственно возбуждают его с амплитудой, равной амплитуде волны возбуждения в плече 31 а в плечо 4 — в протпвофазе. Сле- Следовательно, плечо 4 оказывается развязанным относительно плеча 1. Разность пути прохождения сигнала в плечи 2 и 3 составляет я/2, что удовлетворяет условию квадратурности ШНО. Для широкого использования ШНО в ОИС необходим набор устройств с входными плечами, выполненными на разных типах 164 ЛП, расположенных в различных слоях диэлектрика. Рассмотрим новый класс широкополосных ШНО [296]. Конструкция ШНО на СЩЛ, приведенная на рис. 4.15, в, выполнена на четвертьволновых A 2- I III XJ I г) / 3 r-!" ':"-'.¦'-.''::'-¦-¦: Hi ti\ w ':'.'¦''.'¦'¦¦'¦/¦:-i d) 3) Рис. 4.15. Шлейфные направленные ответвители с плечами на НПЛ (а, б), СЩЛ (в, о, е, ж), КЛ (г) п НЩЛ (а): 1 — НПЛ; 2 — СЩЛ; 3 — НЩЛ; 4 — КЛ; о — шлейф; 6 — гальваническая перемычка шлейфах в последовательности НПЛ — СЩЛ — НПЛ. Для создания в точке включения НПЛ режима короткого замыкания за СЩЛ включены четвертьволновые разомкнутые шлейфы на НПЛ. J. • » \ Рис. 4.16. Эквивалентная схема шлейфного направления ответвителя (а) и от- ответвителя с дополнительными четвертьволновыми шлейфами (б) ШНО с токонесущими проводниками, расположенными на одной стороне подложки, реализуются на КЛ. Крайние шлейфы выпол- выполняются также на КЛ, а средний — на СЩЛ с короткозамыкателями в виде круга, вырезанного в слое металла (рис. 4.15,г). 165
Реализация нескольких вариантов ШНО по эквивалентной схеме рис. 4.16, а показана на рис. 4.15, d — з. В конструкциях ШНО с входными плечами на СЩЛ (рис. 4.15,5), па СЩЛ, расположен- расположенных по разные стороны подложки (рис. 4.15, е), на комбинации СЩЛ и НЩЛ (рис. 4.15, ж) крайние шлейфы на НПЛ соединяются между собой и слоем металла входных плеч с помощью металличе- металлической перемычки через отверстие в толще подложки. Перемычки вносят в схему ШНО индуктивную проводимость п поэтому умень- уменьшают полосу рабочих частот, но влияние ее меньше, чем про- проводимости короткозамыкателей в устройствах, приведенных на рис. 4.15, б — г. Наиболее полно соответствует эквивалентной схеме рис. 4.16, а ШНО на НЩЛ (рис. 4.15, а) со структурой шлейфов типа НПЛ— СЩЛ — НПЛ. К входным плечам ШНО могут подключаться согла- согласующие цепи и активные элементы с любой стороны подложки. Последнее обстоятельство важно при построешш ОИС СВЧ. Отсут- Отсутствие навесных перемычек п короткозамыкателей позволяет исполь- использовать данное устройство в весьма обширной частотной области (вплоть до миллиметрового диапазона волн). Аналитический расчет волновой матрицы рассеяния проведем для эквивалентной схемы (рис. 4.16,а), используя при этом метод зеркального отображения. Коэффициенты матрицы рассеяния (без учета потерь в ЛП) на резонансной частоте имеют вид [296]: S1% = - i2(Y1 + У2) A 4- 2УХУ2 + У?Ь,- 3 = i2Yt(i-2Y1Yt-Yl)p, где l/p = 4(Yl + Yt)* + (l-2YlYt-Y\I, 7, = р/р^ 72 = р„/р2 - нормированные проводимости крайних и средних шлейфов. Согласование ШНО (?и = 0) и развязка противоположных плеч (Su = 0) определяются из B): У2 = A-YD/2Y,. D.3.3) Условие равного деления мощности между плечами 2 и 3: \Si2\ — = I5i3l имеет вид у.-О + уО/г^-Уо. D.3.4) Решая совместно систему уравнений C) и D), получим необходи- необходимые для реализации 3-децибельных ШНО значения проводимостей четвертьволновых шлейфов: Yt^n-l, У2 = 1. D.3.5) При выполнении условия C), воспользовавшись методом зер- зеркального отображения, получим коэффициенты волновой матрицы 166 рассеяния в зависимости от электрической длины шлейфов 29: где l/p = 2(Y, + y2)tg9-H(tg2e-l). Анализ выражений F) по- позволяет заключить, что согласование входных плеч, развязка про- противоположных плеч и разность фаз сигналов в выходных плечах не зависят от частоты (Ксти = 1, d4 ^ °°, ArgE13/5i2) = л/2). В ряде случаев реализовать топологию ШНО по эквивалентной схеме рис. 4.16, а не удается. Поэтому для обеспечения режима холостого хода в точке включения последовательного четвертьвол- четвертьволнового шлейфа используется короткозамыкатель (рис. 4.16,6) с входной проводимостью !вд D.3.7)' где Ук и 9К — нормированная проводимость и электрическая длина короткозамыкателя. Коэффициенты волновой матрицы рассеяния данной эквивалентной схемы определяются так: 21 12 гр-\--\- ~ гр-\ ' л 11 Ml D.3.8) где T{j и Tij , г, j = I, 2— коэффициенты волновой матрицы нередачи для четных и нечетных типов колебаний: Т++ = [2 (Ух + У2 + У^вх) tg 0 - - i (I - tg2 0 + 2УВХ)] A/2) (У, tg 9 - iYm)~\ Т + + _ 1 21 — D.3.9) - 2УХУВХ tg 9] A/2) (Y2 tg 0 - iYn)-\ 7\Г = [2 (Y, + У 2 + УхУвх) tg 9 + + i (tg2 9 - 1 + 2УВХ tg29)] A/2) [(У2 + гУвх tg 9) tg 9], Tti~ = [i A + tg2 6) - - 2УХУВХ tg 9] A/2) \(Y% + гУвх tg 0) tg 9]. Коэффициенты волновой матрицы рассеяния (8) имеют наглядно выраженную частотную зависимость по сравнению с коэффициен- коэффициентами в форме F). На резонансной частоте (Y^^O) выражения (8) и F) полностью совпадают. 3. Численные результаты. Эксперимент. Численные расчеты частотных характеристик ШНО были проведены при следующих допущениях: дисперсией и изменением характеристической прово- 1S7
димостп НПЛ, НЩЛ и СЩЛ пренебрегаем; трансформация типов волн при переходе с одного типа ЛП на другой осуществляется без потерь. Это оправдано тем, что экспериментальные исследования проводились в длинноволновой часты сантиметрового диапазона, где справедливо квазистатическое приближение, а волны высших ти- типов на неоднородностях в виде включения разнотипных ЛП не возникают. .1 л fVfl /'о Рже. 417. Частотные характеристики шлейфного направленного ответвителя; а) коэффициентов стоячей волны; б), в) коэффициентов передачи; г) сдвига фазы между выходными плечами: сплошные кривые — расчет; точкж — экспе- эксперимент по схеме рис. 4.16, а; штриховые кривые — по схеме рис. 416, б Результаты численного расчета частотной характеристики коэф- коэффициента стоячей волны (рис. 4.17,а), деления мощности (рис. 4.17, б), развязки противоположных плеч (рис. 4.17, в) и разности фаз сигналов в выходных плечах (рис. 4.17, г) приведены согласно F) и (8). Сплошные кривые I соответствуют значениям по F), а кривые II— (8), причем в расчетах кривой II выбирались нараметры короткозамыкателя наихудшими по частотным характе- характеристикам (yK=y2)i т. е. четвертьволновый короткозамыкатель яв- является продолжением ШНО (рис. 4.15, в). Кривая I описывает наилучшие частотные характеристики ШНО. (рис. 4.15, а). Таким образом, приведенные на рис. 4.15 ШНО имеют частотные характе- 168 ристики, не выходящие за пределы заштрихованной области меж- между кривыми I и II. Результаты расчета были проверены экспериментально па дей- действующих макетах ШНО с диэлектрической проницаемостью под- подложки е = 9,8 и ее толщиной 0,5 мм. Входные плечи выполнены на 50-омных лпнпях; измерения проводились в длинноволновой части сантиметрового диапазона. Штриховые кривые на рис. 4.17 соответствуют типам ШНО, топологии которых приведены на рис. 4.15, б, г. Видно, что выполнение короткозамыкателя в виде круга, геометрические размеры которого представлены в гл. 2, по- позволяют значительно расширить полосу рабочих частот. Сравнение результатов расчета (кривые I) с эксперименталь- экспериментальными данными (на графиках они показаны штриховыми линиями)' для макета ШНО (рис. 4.15, а) указывает на их практическое совпадение, что свидетельствует о правильности выбора расчетной эквивалентной схемы. Результаты экспериментальных данных, по- полученных на макетах ШНО, имеющих металлические перемычки через отверстия в подложках (рис. 4.15,9 — ж), в данном диапазоне частот совпадают с частотными характеристиками для макета, при- приведенного на рис. 4.15,з. Следует заметить, что упомянутые теоретические результаты безусловно идеализированы, так как получены в предположении, что электрические длины параллельно и последовательно включен- включенных шлейфов равны в широком диапазоне частот: е1 = е2, D.3.Ю); а их нормированные волновые проводимости удовлетворяют усло- условию согласования l-2YlY1-Yi = 0. D.3.11); Степень приближения параметров ШНО к идеальным определяется точностью выполнения условий A0), A1) в частотном диапазоне. Учитывая, что шлейфы выполняются на разных типах линий, ус- условие A0) физически не реализуемо из-за отличия типов распро- распространяющихся волн, имеющих различную дисперсию. Условие A1) также трудно выполнить из-за присутствия конструкторско-техно- логических допусков на поперечные размеры линий при изготовле- изготовлении ШНО. Поэтому при проектировании представляет интерес зна- знание влияния ошибок в реализации 0i, 02, Yu 72 на выходные ха- характеристики ШНО. Полный учет ошибок всех параметров пред- представляет сложную многопараметрическую задачу, а полученные результаты нелегко изобразить наглядно. Обратимся к последовательности расчета ШНО и вспомним, что на первом этапе условие A0) предполагается выполненным, а ве- величины 7| и 72 выбираются, исходя из условия A1) и обеспечения требуемой величины переходного ослабления. Точность реализации полученных величин 74 и 72 определяется методикой расчета раз- размеров ЛП по заданному волновому сопротивлению и возможностями 169
совремеппой технологии изготовления. Воспользуемся коэффици- коэффициентами матрицы рассеяния B) и построим в координатах YY и У2 семейство кривых постоянных значений Кст и и переходного ослаб- ослабления Ci2 (рис. 4.18, а — штриховой лшшей выделены кривые KCTU = i и С12 = 3 дБ). Точки пересечения кривых С12 = const с ли- линией идеального согласования КС1 и = 1 позволяют определить зна- значения Yt и У2, необходимые для реализации согласованного ШНО с заданным переходным ослаблением. Это же семейство кривых К, стТТ 0,2 У, о 0.1 0.2 Z\SrBo\k Рис. 4.18. Зависилюсть коэффпцпентов стоячей волны и передачи от волновых проводимостей шлейфов (а) и их электрических длин (б) определяет поле допусков волновых проводимостей при заданном разбросе выходпых характеристик. Например, заштрихованная об- область является полем допусков для Yt и У2 при требовании обес- обеспечения ЯСТ1г<1,1 иС12 = C±1) дБ. Полученные из расчета (рис. 4.18, а) волновые проводимости шлейфов определяют (кроме их геометрических размеров) эффек- эффективные диэлектрические проницаемости, которые оказываются не- неравными. Поэтому условие A0) нарушается. Многочисленные рас- расчеты показали, что ухудшение характеристик НО связано с нера- неравенством электрических длин шлейфов. Особенно это сказывается на величинах согласования и развязки ШНО, показанных на рис. 4.18, б. Следует отметить, что наблюдается смещение централь- центральной частоты переходного ослабления. Это объясняется выполнением условия 9i = 92 = л/2 на различных частотах Д и /2; поэтому цент- центральная частота примерно равна их среднему арифметическому значению B/0 = /i + /2). Из вышесказанного следует, что трудности, связанные с выпол- выполнением условия A1), будут устранены после разработки строгих электродинамических методов расчета волновых сопротивлений ли- линий и совершенствования технологии изготовления. Для выполне- выполнения же условия A0), связывающего различные структуры электро- 170 магнитных волн в используемых ЛП, необходимо вводить дополни- дополнительные меры по выравниванию электрических длин шлейфов. Наиболее простым является метод увеличения геометрической длины электрически более короткого шлейфа [294] либо введение в конструкцию ШНО компенсирующих проводимостей в виде шлей- шлейфов [297—301], методика расчета которых изложена в гл. 2. Для конструкций ШНО, приведенных на рис. 4.15,9,3, целесо- целесообразно использовать геометрическое удлинение шлейфа на СЩЛ путем выполнения линии меапдром, «змейкой» и пр. В остальных же конструкциях можно шунтировать места включения шлейфов в выходные линии проводимостями емкостного типа (разомкнутый шлейф длины I < Я/4). Таким образом, для каждой конкретной конструкции ШНО с учетом особенностей включения линий пере- передачи друг с другом необходимо выбирать наиболее удобный вид согласования, используя при этом результаты расчета, приведенные на рис. 4.18. § 4.4. Квадратурные направленные ответвителп 1. Общие соображения. НО, имеющие сдвиг фазы сигнала на выходных плечах 90°, в одиомодовом приближении обладают идеальной направленностью в неограниченном диапазоне частот и полосой постоянного переходного затухания, близкой к октаве [302, 303]. Благодаря таким особенностям конструкции НО используется в ОИС СВЧ. Известные до сих пор НО [304—309] с боковой, лицевой и смешанного типа распределенными связями имеют существенный конструктивно-технологический недостаток, заключающийся в не- необходимости выполнения узких зазоров между проводниками (еди- (единицы микрометров). Этот недостаток в какой-то мере снимается введением навесных перемычек (ответвитель Ланге [310, 311]) пли дополнительных слоев диэлектрика [312], либо использованием КЛ, СЩЛ и пр. [313—315]. Предложены НО с проводниками сложной конфигурации, расположенными в различных слоях диэлектрика [316]. Анализ существующего парка НО показал, что наиболее эф- эффективными являются НО на ОИС [317—321], в области связи которых можно использовать кроме одномодового режима и много- модовые [322]. 2. НО с распределенной связью. Анализу и проектированию НО с распределенной связью между четвертьволновыми проводниками, расположенными в различных слоях диэлектрика, посвящено доста- достаточно много работ [316—323]. Рассмотрим наиболее интересные (в плане практического использования) конструкции НО, являю- являющихся БЭ ОИС СВЧ. В табл. 4.4 приведены геометрические раз- размеры поперечного сечения области связи, коэффициент передачи С во вторичную ЛП, разница фазовых скоростей для четного п не- нечетного типов волн, эффективная диэлектрическая проницаемость для этих волн из расчета, что толщина слоя диэлектрика d = 171
Таблица 44 Эскиз Размеры, мм С, ЦБ s = 0,08 w = 0,45 6,8 10' s = 0,08 w = 0,82 5,5 8 6,65 ¦н Топология НО сверху 5,42 6,61 5,55 s = 0,08 w = 0,65 s = 0,08 4,4 6,3 25 6,79 4,6 s = 0,137 w = 0,15 A = 0,9 2,2 12 s w A 0,9 0,08 0,95 04 1,3 21 4,33 4,06 4,75 5,05 4,52 *-—h* wx = 0,72 w2 = 0,82 21 4,2 6,46 6,98 6,8 снизу 1 172 = 0,65 мм, е = 9,85, и топологии проводников сверху и снизу отно- относительно слоя диэлектрика. В приведенных конструкциях НО дости- достигается сильпая связь, но проблема реализации узких зазоров все же остается. Несколько проще выполняется НО с четвертьволновой областью связи на СПЛ с проводниками ограниченной ширины [324], исполь- использовавшихся ранее в многослойных БДМ. В этом случае входные и выходные плечи на НПЛ расположены по разные стороны общего слоя металла, в котором вырезана квадратная диафрагма (рис/ 4.19,а). Симметрично под проводниками НПЛ противополож- противоположные стороны диафрагмы соединены проводником, образующим чет- четвертьволновую область связи на СПЛ. Id 22 20 ¦74 a) Рис, 4.19. Направленный ответвитель (а); частотные характеристики (б): сплошные кривые — расчет; штрихпунктирные — эксперимент для I = А/4; штриховые — для I ->¦ оо Таким образом, НО выполнен на многослойной ОИС: металл — диэлектрик — металл — диэлектрик — металл, в которой отсутству- отсутствуют узкие зазоры, а связь регулируется поперечными размерами СПЛ. Ширина диафрагмы выбирается из соображений подавления паразитных типов волн, возникающих в поперечном направлении. Экспериментальные и расчетные частотные характеристики НО, изображенного на рис. 4.19, а, приведены на рис. 4.19,6. Макет НО был выполнен на двухслойном диэлектрике из материала ФЛАН-10 (е — 10) толщины 2 мм. Ширина диафрагмы равна Я/4, а отноше- отношение ширины среднего проводника СПЛ относительно ширины край- 173
них примерно равно 0,1. Из приведенных частотных характеристик видно, что в случае больших размеров диафрагмы (/>Я/4) направ- направленность резко ухудшается, но при этом регистрируются (электри- (электрическим измерительным зондом) поверхностные волны, распростра- распространяющиеся в направлении, перпендикулярном оси симметрии НО. В рассмотренном НО отсутствуют узкие зазоры, навесные пере- перемычки и пр., что значительно упрощает его конструкцию. Эта лишний раз наглядно показывает широкие возможности ОИС СВЧ, О 1С 20 V H 1 2 3 U Г,ГГц Рис. 4.20. Экспериментальные частотные характеристики коэффициентов пере- передачи направленного ответвителя с квазисосредоточенной связью при располо- расположении НПЛ и СЩЛ под углом 0=6° 3. НО на сосредоточенных элементах. НО этого типа применя- применяются давно. Они были предложены и исследованы Бете на прямо- прямоугольных волноводах, связанных через отверстие в стенках волно- волноводов и расположенных под некоторым углом относительно друг друга; НО получили дальнейшее развитие в [325]. Эта же идеология реализована в конструкциях НО на СПЛ, узкие проводники кото- которых расположены под углом и симметрично/,между слоями металла 174 {326, 327]. Данный НО имеет связь (8,34 ±0,3) дБ в диапазоне от 1 до 14 ГГц. Используя принцип Бете, можно построить НО на комбинации СЩЛ и НПЛ, расположенных по разные стороны слоя диэлектрика (рис. 4.20). В дециметровом и длинноволновой части сантиметро- сантиметрового диапазонов проведены экспериментальные измерения направ- направленности 50-омных линий, выполненных на подложке из поликора. Результаты эксперимента аппроксимируются следующим выраже- выражением: Ь = arcsin (//27,273), позволяющим определить угол между НПЛ и СЩЛ, прп котором существует наибольшая направленность. Частотные характеристики НО, приведенные на рис. 4.20, имеют по направленности резонансный характер; с увеличением частоты деление мощности в выходные плечи имеет равномерный характер. § 4.5. Связь двух полоековых линий с переменными параметрами и критическим сечением1) 1. Общие соображения. По мере продвижения РЭА в ко- коротковолновую часть миллиметрового и субмпллпметрового диапа- диапазонов все более возрастает доля БЭ в ОИС СВЧ, которые в каче- качестве ЛП используют диэлектрические волноводы, а в качестве резо- резонаторов — отрезки диэлектрических волноводов, дискп и другие устройства, а также ПЛП с широкими токонесущими полосками, в которых возможно существование высших типов волн. Прп этих условиях особое внимание следует уделять возможному улучшению массогабаритных показателей БЭ ОИС СВЧ. Здесь мы обсудим один такой путь на примере распределенного направленного ответ- ответвителя (НО). Принцип действия обычно применяемых НО основан на явлении биения двух волн в регулярной системе из идентичных или разных линий, длина которой выбирается таким образом, чтобы происходи- происходила перекачка энергии волны из одной линии в другую. При этом, как известно, НО оказывается длинным и узкополосным. В настоя- настоящем разделе предлагается и обсуждается другая физическая идея создания НО, применимая для таких типов волн, которые могут распространяться в ЛП только при достаточной их ширине, и ли- лишенная отмеченных двух недостатков. Первый волновод следует делать сужающимся, так чтобы вол- волна, которую нужно ответвить, могла распространяться только до критического сечения. Вблизи первого волновода расположен вто- второй, расширяющийся (рис. 4.21). Его положение относительно первого волновода и его форма выбраны таким образом, чтобы вол- волна, дойдя до критического сечения первого волновода, перешла во второй. х) Этот параграф написан Б. 3. Каценеленбаумом и Е. И. Нефёдовым. 175
Ниже на простой модели изложены некоторые соображения, по- поясняющие принцип действия такого избирательного (но типу волн) НО. 2. Физические свойства волн. Напомним свойства первой нечет- нечетной волны в регулярной диэлектрической пластинке, которая вы- выбрана нами в качестве модели открытой линии. Переход к другим 5 ЬТ Рис. 4.21. Направленный ответвитель с неоднородной связью: а) схема связи двух нерегулярных линий с критическими сечениями уединенных линий в од* ной плоскости сечения; б) в разных плоскостях сечения; в) зависимость гео- геометрических размеров уединенных линий от расстояния между ними ЛП не вносит каких-либо принципиальных затруднений. Итак, поле первой нечетной волны есть U = A sin(xy)e-ihz, \y\< а/2, и = Ве**", Ы>а/2, где т2 = к2е — /г2, %2 = kz — h\ е > 1 — диэлектрическая проницае- проницаемость пластинки. Пусть U = HX; те же физические результаты со- сохранятся и для второй поляризации. Поверхностные волны (х2 < О, &2>0) существуют только при kail г — 1>л; при меньших а волна этого типа не существует, точнее, может распространяться только в качестве вытекающей. Поэтому, делая такой волновод сужающим- сужающимся, т. е. переходя к толщине а, меньшей чем л/т, T = fcVe —1, мы 176 D.5.1); «вытесняем» поле этой волны во вне. Первая волна другой сим- симметрии (U ~ cos ту) не имеет критической частоты, т. е. вытесня- вытесняется при уменьшении частоты значительно слабее. 3. Анализ связанных лшпш. Рассмотрим, далее, свойства пер- первых волн в регулярном составном волноводе (так называемом вол- волноводе сравнения; рис. 4.21), состоящем пз двух волноводов ши- ширины яп i, разделенных воздушным промежутком ширины А. Мы не будем выписывать общее громоздкое трансцендентное уравнение для волнового числа поверхпостных волн в этом волноводе, а огра- ограничимся нахождением связи между а, Ь и А, при которой данная частота к является критической. Для одного волновода (А = 0) эта связь е.сть ах = я. При критической частоте % = 0 и поле U в воздушном зазоре между пластинками и вне волновода удовлетворяет уравнению Лапласа. Вне волновода оно постоянно (не зависит от у), так как второе решение уравнения Лапласа (линейное по у) при у -> °° неограниченно возрастает. Поле в зазоре при % = 0 имеет вид U = = С + Dy. В диэлектрических пластинках поле является суперпо- суперпозицией функций sin ту и cos %y. Записывая, как обычно, граничные условия на четырех границах раздела диэлектрик— воздух и исклю- исключая коэффициенты, получим искомое уравнение, связывающее к с геометрическими параметрами регулярного волновода: О 111 I \U- —р 'J sin та sin ib = л-yi i D.5.2) Если а = Ь или отношение alb есть целое число, то существует решение такое же, как для изолированных друг от друга пласти- пластинок: sin та = 0, sin тЬ = 0. Если эти уравнения совместны, то пла- пластинки на критической частоте оказываются развязанными; поле в зазоре А не содержит, линейного члена, т. е. имеет такой же вид, как вне одной пластинки на критической частоте. Нас будет инте- интересовать решение, соответствующее меньшим а и Ъ: а + Ъ < я/т. Если уравнения sin та = 0, sin xb = 0 несовместны, то критиче- критическая частота находится из B) и, как мы сейчас увидим, этому соответствует меньшая толщина а + Ъ составного волновода. Иссле- Исследуем это уравнение, находя в плоскости та, хЬ линию тА = const (считая, как п всюду ниже, тА фиксированным). Кривые тА = const имеют вид, изображенный на рис. 4.21, в. При А = 0, т. е. для волновода ширины а +, Ь, критические усло- условия, разумеется, есть просто х(а-\~Ь)—п (мы рассматриваем низ- низшие волны; для следующих волн т(а + Ь)=я?г, ?г = 2, 3, ...). Чем больше А, тем меньше могут быть а и Ь. Для сколько угодно ма- малых та и хЬ существует такое тА, что для составного волновода с этими а, Ъ и А заданная частота является критической (для этого типа волны). Можно проверить, что при увеличении любого из трех параметров а, Ь или А возникает волновод, вдоль которого идет поверхностная волна, т. е. уравнение для h имеет решение 12 в, И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 177
i% > 0. Мы проверим это в частном случае а — Ь, для которого это уравнение приведено и подробно исследовано в [24, уравнение D.5.11)]. В наших обозначениях это уравпеипе имеет вид При х = 0 из C) следует X sin ха + cos (та) • ехр (гхД/2) = 0. D.5.3) D.5.4) т. е. то же, что и B) при а=*Ъ. При увеличении А от значения, даваемого этой формулой, на малую величину 6Д величина i% стано- становится равной IX = бДт2/2е [е + (Дт/2J/е]. D.5.5) Соответственно при увеличении а на некоторую малую величину 6а i% = 6ат2/е. D.5.6) Таким образом, точки, расположенные выше кривой Д = const па рис. 4.21, в, соответствуют значениям ха- и тб, при которых составной волновод сравнения с таким тД поддерживает поверх- поверхностную волну. Та часть области, в которой хЪ < л, соответствует толщпнам нижнего волновода, при которых он не ведет волну. Все дальнейшее построение основано на свойстве составного волновода вести волну при условиях, когда каждый волновод не- несимметричную волну не ведет. Волна составного волновода в каждом из двух волноводов пред- представляет собой суперпозицию волн этого отдельного волновода. Полное математическое описание процесса перекачки между тремя каналами (верхний волновод — составной волновод — нижний волновод) может быть произведено в терминах метода поперечных сечений, примененного к составному волноводу. В этом методе условия возбуждения выступают в качестве граничных условий для системы обыкновенных дифференциальных уравнений. Рассмотрим в заключение возможные расположения верхнего и нижнего волноводов. Вертикальные штриховые линии на рис. 4.21, а, б проведены в местах критических сечений уединенных верхнего и нижнего волноводов (Д =>¦ °°), т. е. при ха = я и хЬ = я. В случае, представленном на рис. 4.21, б, схема последователь- последовательной связи трех каналов (a=>a + b=>b) выражена наиболее отчет- отчетливо на рис. 4.21, в; связь верхнего и нижнего волноводов вызывает появление еще одной волны — следующей волны составного волно- волновода, которая затем может породить нежелательную (третью) вол- волну в нижнем волноводе. На рис. 4.21, в показано возможное изменение величин а и Ь как функций z при фиксированном Д, например при Д = 2/т. Каж- Каждая точка этой кривой изображает некоторое сечение z = const составного волновода. 178 ГЛАВА 5 Объемные многослойные фильтры СВЧ Эта глава посвящена рассмотрению особенностей объемных фильтру- фильтрующих структур для OPIC СВЧ. Известно, что фильтры, наряду с резонансными структурами, являются одним из основных функциональных БЭ при обработ^ ке радиосигнала в РЭА. К настоящему времени созданы фильтры, перекрыва- перекрывающие весь используемый на практике диапазон СВЧ. По мере роста требова- требований к РЭА по дальности, достоверности, чувствительности, избирательности^ помехозащищенности и т. д. естественно возрастают требования к фильтрую- фильтрующим структурам СВЧ: уменьшение потерь, увеличение крутизны скатов ча- частотной характеристики, линейности фазовой характеристики и обеспечение равномерной характеристики группового времени задержки, снижение уров- уровня внеполосного приема и равномерности частотной характеристики в полосе непрозрачности, снижение массогабаритных параметров, повышение надеж- пости и упрощение технологии производства и др. Перечисленные основные требования к фильтрующим структурам обычно в одинаковой мере являются и жесткимп, и противоречивыми. Современная теория анализа и синтеза фильтров (во всяком случае по их прототипам — низкочастотным эквивалентным схемам) является достаточно хорошо разработанной [1, 16, 328]. Вместе с тем освоение миллиметрового и субмиллимегрового диапазонов волн настоятельно требует создания электроди- электродинамической теории резонансных и фильтрующих устройств СВЧ. Здесь еще предстоит много сделать. В особенности последнее замечание относится к фильтрам для ОИС СВЧ, представляющим собой принципиально трехмерные электродинамические структуры. Здесь мы ограничимся описанием основных типов фильтров для ОИС СВЧТ их анализом (синтезом) на уровне прототипов и приведем некоторые экспе- экспериментальные данные1). § 5.1. Особенности фильтров для ОИС. Габаритный индекс Отмеченные выше основные требования к фильтрующим устройствам являются во многом противоречивыми. Наиболее су- существенное из противоречий состоит в необходимости получения ]) Хочется отметить, что между свойствами квазисогласованных фильт- фильтров и усилителей с отрицательным сопротивлением имеется глубокая физи- физическая аналогия (впервые более полно рассмотренная в [379]), а именно ар- аргумент коэффициента отрая;енпя немипимально-фазовой пассивной цепи сов- совпадает с фазовой характеристикой некоторого отражательного усилителя с отрицательным сопротивлением. Это обстоятельство позволяет упростить про- процедуру расчета фазовых характеристик усилителей и помогает решению зада- задачи синтеза усилителей с отрицательным сопротивлением [379]. 12* 179
мипимальпо возможных габаритов при обеспечении минимума по- потерь. Физическая реализация идеального фильтра (с учетом стати- статистических свойств радиосигнала и помех), очевидно, невозможна, п поэтому речь может идти о разумном приближении реального фильтра к его идеальным характеристикам. На практике пользу- пользуются понятием габаритного индекса (см., например, [329]) G = btvu связывающего среднюю величину потерь bL в одном резонаторе фильтра, отнесенную к 1-процентной полосе пропускания фильтра, и его средний объем vu Очевидно, что в оценку объема фильтра необходимо включать также вспомогательные устройства (экраны, магниты, термостаты, усилители СВЧ, выводы (вводы) энергии и пр.), обеспечивающие оптимальные конструкторско-технологиче- ские параметры и нормальное функционирование фильтра в соста- составе СВЧ модуля РЭА. На практике применяется громадное разнообразие тппов п клас- классов фильтрующих устройств. Среди них наиболее миниатюрными являются, по-видимому, фильтры на диэлектрических резонаторах (с. 181), удобно согласующихся с диэлектрическими п(или) поло- сковымп (рис. В.1) ЛП. Для обычных фильтров на диэлектриче- диэлектрических резонаторах характерным является значение габаритного индекса в пределах от 3 до 10 дБ • см3. Полосовые фильтрующие устройства СВЧ на ОПС позволяют снизить габаритный индекс до значения 2,1 дБ ¦ см3. Это объясняется тем, что с увеличением числа резонаторов объем фильтра увеличивается за счет роста числа слоев диэлектрика, но при этом объем корпуса и выводов энергии сохраняется. При достаточно тонких слоях диэлектрика (d < 0,5 мм) объем фильтра в целом не изменяется, однако в пла- нарных структурах это не выполняется. При проектировании фильтров (их синтезе) широкое распро- распространение получил метод прототипных схем, в основе которого лежит построение адекватной / модели фильтра и ее реализация (определение параметров модели) по табулированным значениям параметров элементов прототипнбй схемы [328, 16]. Такой подход хорошо разработан, и мы не будем задерживать на нем внимание читателя. Ограничимся только следующим замечанием, касающимся особенностей подхода к реализации фильтров СВЧ на ОИС. Для строгого синтеза фильтров на ОИС, по нашему мнению, целесооб- целесообразно задаваться функцией, описывающей частотную характери- характеристику фильтра, зависящую от нескольких параметров (например, крутизпы скатов, полосы частот, потерь и пр.). Затем по заданной частотной характеристике необходимо восстановить трехмерную структуру потребного для реализации фильтра электромагнитного поля. Далее, учитывая уже достаточно полные знания о регуляр- регулярных ЛП на электродинамическом уровне строгости, выбрать необ- необходимый тип ЛП (например, структура поля Г-волны — СПЛ, Я-волны — СЩЛ и т. д.). Отсюда следует, что для построения 180 е. ;® фильтров на ОИС достаточно использовать в одном фильтре не более трех типов ЛП — это вытекает из условия существования трех основпых видов волн в ЛП (Т-, Н- и ?"-волпы; возможно использовапне и продольных типов воли LE, LM и др.)- Реализация фильтров в свете высказанного замечания о их синтезе на ОИС влечет за 'собой резкое увеличение сложности алгоритмизации расчета (решение временных задач для трехмер- трехмерного пространства) и увеличению на несколько порядков потреб- потребного объема памяти ЭВМ и машинного времени, что недоступно в настоящее время инженерам-проектировщикам СВЧ систем. Ниже мы рассмотрим несколько вариантов построения много- многослойных объемных резонаторов на магнитодиэлектрических и по- лосковых ЛП. § 5.2. Диэлектрические резонаторы Диэлектрические резонаторы (ДР) в основе своей являются объемными структурами. Характерная картина электромагнитного поля дискового ДР в экране приведена на рис. 5.1, а. В данном случае основным типом колебаний резонатора является колебание Н(пт. Распределение составляю- составляющих электрического и магннтно- го полей показано на рис. 5.1, б [330]. Достоинством ДР являются ма- малые габарпты и потери при до- достаточно высоком значении ди- диэлектрической проницаемости (е > 1). К недостаткам следует от- отнести необходимость экранировки резонатора, что увеличивает массо- габаритные параметры, и чувстви- чувствительность к колебаниям темпера- температуры окружающей среды. Влияние температурных факторов в неко- некоторой степени снимается путем комбинированного применения ма- материалов с добавками, имеющими различные температурные коэф- коэффициенты расширения [331, 332]. Для цилпндрическбго ДРс тор- торцевыми поверхностями, покрыты- покрытыми металлом, аппроксимированное выражение для резонансной частоты (в герцах) имеет вид [333] /0 = C66/ЯУё)A + 0,17(Я/йJI/2, E.2.1)] где D — диаметр цилиндра (в миллиметрах). Резонансная частота 181 / \ A6L •в Рис. 5.1. Экранированный диэлектри- диэлектрический резонатор: а) структура электромагнитного поля; б) распре- распределение составляющих электрическо- электрического и магнитного полей
изменяется нри удалении слоев металла [334]: /0 = 24/я/>Уе. E.2.2) Выражения A), B) получены при выполнении условия малости высоты диэлектрической шайбы: <2<Я0/Уе. Диэлектрические резонаторы в ОИС СВЧ реализуются путем выборки материала слоя или введения ДР в данный этаж схемы. При этом предпочтение отдается многослойным конструкциям ком- комбинированного вида [335]. Известно много способов возбуждения ДР, выполненных в виде цилиндра или шайбы, среди которых для ОИС СВЧ, по-видимому, более удобным является использование Г Рпс. 5.2. Способы возбуждений диэлектрического резонатора: а) СПЛ, распо- ложеппой вблизи резонат°Ра; 6) НПЛ, расположенной по периметру торца резонатора; в) СЩЛ, направленной вдоль радиуса торца резонатора НПЛ, расположенной вблизи ДР [336, 337] (рис. 5.2, а), либо по параметру торца шайбы [334, 338] (рис. 5.2, б). В качестве возбуж- возбуждающей ЛП применяется также СЩЛ, вырезанная, например, в металлизированном торце шайбы (рис. 5.2, в). Электродинамические методы расчета добротности ДР, коэффи- коэффициентов связи для различного вида возбуждения и примеры по- построения на их основе структуры фильтров приведены в [330—340]. § 5.3. Полосковые резонаторы Многослойные резонаторы СВЧ на ОИС во многом опира- опираются на существующую технику полосковых резонансных струк- структур. В самом деле пх основу составляют прямолинейные четверть- четвертьволновые и полуволновые отрезки ЛП, для которых достаточно исследованы теоретические и экспериментальные вопросы [341 — 345]. Широко применяются и более сложные дисковые и кольце- кольцевые резонаторы, выполненные на самых разных типах ЛП; ряд из примеров рассмотрен в [1, 65, 132, 346—350]. Приведем некоторые примеры существующих типов резонаторов, выполненных в виде прямолинейных отрезков ЛП, которые имеют разомкнутые или закороченные концы (рис. 5.3). Среди них— полуволновые короткозамкнутые резонансные отрезки ЛП на СЩЛ, СПЛ и НПЛ, КЛ (рис. 5.3, а—в), разомкнутые отрезки на СПЛ и НПЛ, НЩЛ, КЛ (рис. 5.3, г—е) и четвертьволновые отрезки на СПЛ и НПЛ, СЩЛ, КЛ, НЩЛ, которые с одного конца закоро- закорочены, а с другого — разомкнуты (ж—к). На рис. 5.3 представлен 182 Копотко- пмкнцты;? <и (Л/2) Г-агимкнуные отрезки (A/?J •'?./%) Ж> К-, 3J Рис. 5.3. Типы прямолинейных резонаторов далеко не полный перечень прямолинейных резонаторов на поло- полосковых регулярных ЛП. Методика расчета прямолинейных резона- резонаторов приведена в гл. 2. § 5.4. Фильтры на ОИС СВЧ Здесь будут рассмотрены объемные фильтры, в которых токонесущие проводники прямолинейных резонаторов выполнены на слоях (или цз слоев) металла ОИС СВЧ. Сначала мы обратим- обратимся к простейшим типам фильтров на связанных ЛП, выбирая при этом эквивалентную схему на сочетании разомкнутых полуволновых и четвертьволновых закороченных отрезков, предложенную в [345]. Синтез таких фильтров довольно простой, если применять аппрок- аппроксимирующие функции Чебышева или гладкие функции. В кон- конструкции фильтра естественно реализуются закороченные и разомк- разомкнутые отрезки без навесных перемычек (рис. 5.4, а) [351]. Вход и выход фильтра выполнены на НПЛ, что позволяет просто их вы- выстраивать в различные ИС и ОИС СВЧ, используя при этом «ба- «балочные» выводы. Схема фильтра такова, что при подаче сигнала на закороченный отрезок четвертьволновой длины входной линии через элемент связи (четвертьволновый отрезок закорочен с одной стороны и разомкнут — с другой) происходит возбуждение полу- полуволнового разомкнутого резонатора на НПЛ, расположенного в сред- среднем слое схемы. Для примера показана симметричная относительно среднего слоя конструкция; при этом вывод энергии сигнала по- построен аналогичным образом. Рассмотренный вариант фильтра на ОИС (рис. 5.4, а) имеет незначительный выигрыш по габаритному индексу (G«2,8 дБ *см3) по сравнению с планарными фильтрами на НПЛ. Несомненным кон- 183
структивным достоинством этого типа фильтра является передача фильтрованного СВЧ сигнала с минимальными потерями в различ- различные слои диэлектрика (разные этажи ОИС СВЧ). Значительное уменьшение потерь связано с ликвидацией потерь па излучение. О 0,2 .7,4 Ai/fff г) Рис. 5.4. Объемные полосовые фильтры СВЧ: а) на связанных ЛП с комби- комбинацией закороченных и разомкнутых резонаторов; б) на связанных НЩЛ; в) с квазисосредоточенными элементами связи; г) частотные характеристики трехрезонаторных фильтров. Кривая 1 соответствует фильтру б), а кри- кривая 2-е) Уже на этом простейшем примере фильтра на ОИС легко просмат- просматриваются главные черты принципа конструкционного соответствия, а именно — практически все планарные конструкции фильтров мо- могут быть включены в ОИС СВЧ. С нашей точки зрения, целесообразнее применять фильтры, имеющие эллиптическую амплитудно-частотную характеристику, которая обладает нулевыми особенностями коэффициента передачи в полосе заграждения. Такая функция реализуется в фильтре, где возможно возбуждение двух ортогональных колебаний в объеме од- 184 ного резонатора [352]. Это позволяет осуществить одновременную связь по электрическому и магнитному полям между ближайшими и крайними резонаторами. Для этой цели можно использовать по- полуволновые разомкнутые отрезки на НЩЛ, расположенные друг над другом (рис. 5.4, б). Многорезонаторный фильтр выполняется путем многослойного набора диэлектрических подложек, на разные стороны которых на- нанесены слои металла НЩЛ. Между подложками расположены ди- диэлектрические слои с низким значением е. Связь между резонато- резонаторами экспоненциально уменьшается при увеличении толщины слоя диэлектржка. Возбуждение входного (выходного) полуволнового разомкнутого резонатора осуществляется СЩЛ, включенной в его середину, а ко- роткозамкнутого резонатора — НПЛ. На рис. 5.4, б показан трех- резонаюрный фильтр на разомкнутых резонаторах. Близлежащие резонаторы имеют зеркальную симметрию. Промежуточный слой между резонаторами выполнен: из материала с е = 2,32 толщины 0,2 мм. НЩЛ нанесены на диэлектрические подложки из материала с е = 10. Входной и выходной резонаторы фильтра возбуждаются 50-омными СЩЛ. Экспериментальная амплитудно-частотная харак- характеристика является эллиптической (рис. 5.4, г, кривая 1). Интересными возможностями обладает конструкция многорезо- наторпого фнльтра (рис. 5.4, в) на чередующейся комбинации по- луволповых отрезков СЩЛ (закороченной) и СПЛ (разомкнутой). Резонаторы на СЩЛ и СПЛ расположены в соседних слоях ди- диэлектрика и имеют между собой связь квазисосредоточенного ха- характера. При ортогональном расположении осей (ф = 0) связь между резонаторами максимальна (# = 1), а при параллельном (ф = 90*) — минимальна (К = 0). Величину связи можно также менять путем смещения ортогональных осей резонаторов относи- относительно друг друга, при этом электрическая длина между резонато- резонаторами равна 8. Существование двух видов связи между резонаторами увеличивает возможности предварительной механической настройки фильтра (при его исследовании и экспериментальной отработке). Поскольку рассмотренные типы фильтров используются в ОИС, выходные плечи их выполнены на НПЛ, которые за областью пере- пересечения с крайними резонаторами заканчиваются разомкнутыми четвертьволновыми шлейфами на НПЛ. Выходные плечи могут иметь вывод энергии балочного типа на НПЛ, что позволяет ши- широко использовать фильтр и в планарных ИС СВЧ. Для проведения синтеза полосового фильтра на ОИС (рпс. 5.4, в) по известным методикам (например, аппроксимации по функциям Кауэра, Чебышева и др.) необходимо иметь сведения о зависимости коэффициента связи от геометрии расположения резонаторов. В даншж случае связь резонаторов осуществляется по магнитному полю в вертикальной плоскости относительно плоско- плоскости резонаторов. Электродинамический анализ в этом случае пред- представляет весьма сложную задачу математической теории дифракции 185
СПЛ u из-за отсутствия физических и математических трехмерных моделей ОИС СВЧ. Учитывая это, а также возможный диапазон примене- применения (сантиметровый), были проведены экспериментальные исследо- исследования по определению коэффициента связи при следующих усло- условиях: в резонаторах, ширина которых намного меньше длины, воз- возбуждаются волны низшего типа (в СПЛ и НПЛ Г-волны, а в СЩЛ Я-волны); толщина слоев диэлектрика выбирается таким образом, чтобы не возбуждались паразитные объемные волны. Прн повороте оси резонаторов относительно их центра (8 = 0) коэффициент связи изменяется но косинусоидальному закону (рис. 5.5). При смещении взаимно перпендикулярных резонаторов (ф — 0) этот закон практически сохраняется, а при расположении одного резонатора вблизи кон- конца другого и за его пределами у? коэффициент связи изменяется по экспоненциальному закону. Для*достоверности экспери- эксперимента измерения проводились двумя способами: методами ко- коэффициента отражения (данные приведены на рис. 5.5 кружка- кружками) и коэффициента передачи (треугольниками). Был также проведен синтез многослойного объемного фильтра, основан- основанный на аппроксимации функ- функции Чебышева, на следующие основные характеристики: отно- У9" ептельная полоса пропускания п ^ г „ v v 5%, а полоса заграждения 15%, Рис. 5.о. Зависимость коэффициента затухание в полосе птюпуска- связи от геометрического расположи зат>хание » полосе пропуска ния резонаторов: <р — поворот; G — сме- Н11Я около ^ дЬ, а в полосе за- щение резонаторов относительно друг граждения превышает 30 дБ. ДРУга На основании расчетных данных был изготовлен трехре- зонаториый фильтр со следующей структурой: 50-омные плечи на НИЛ; в слоях диэлектрика расположены три резонатора на СЩЛ — СПЛ — СЩЛ под углами друг относительно друга ф4 = ф4 = 83°, ф2= = Фз ~ 81°, 6 = 0. Слои диэлектрика толщины 1 мм выполнены из материала ФЛАН-10 се = 9,8. Склеивание слоев диэлектрика осуще- осуществлялось следующим образом. Плоскости подложек с двухсторонней и односторонней металлизацией смачивались химически чистым то- толуолом до размягчения поверхности диэлектрика, собирались в па- пакет и сушились под прессом. Характеристики трехрезонаторного объемного фильтра, получен- полученные экспериментально, приведены на рис. 5.4, г (кривая 2). Видно, что потери в полосе пропускания составляют менее 1,8 дБ, а в по- полосе заграждения — более 26 дБ. Экспериментальные результаты 186 7.2- и /о V.CM удовлетворительно совпадают с заданной аппроксимацией Чебыше- Чебышева. Искажение крутизны кривой одного из скатов объясняется, по-видимому, дополнительной связью первого и последнего резона- резонаторов но магнитному полю (индуктивная связь), что указывает па существование квазиэллиптической амплитудно-частотной характе- характеристики фильтра. Для выравнивания частотной характеристики в полосе заграждения достаточно пространствепно разнести в фильт- фильтре области связи. Достоинством рассмотренного фильтра (рис. 5.4, в) является отсутствие в полосе заграждения паразитного спектра. Ближайший паразитный резонанс (со стороны верхних частот) наблюдается при / = 3/0. Рассмотренные примеры показывают, что объемные фильтры имеют явные преимущества перед планарными фильтрами не толь- только по частотным характеристикам, но и по массогабаритным пара- параметрам. На рис. 5.6 приведены зависимости габаритов фильтра на ОИС от числа п используе- используемых резонаторов при следую- следующих параметрах: Ко = 10 см, 2А/// = 0,05, е = 9,8, й = 1 мм (штриховые кривые относят- относятся к многослойным объемным фильтрам, выполненным: 1 — в корпусе, 2 — без корпуса). Видно, что с увеличением числа резонаторов п (числа слоев диэлектрика) объем фильтра увеличивается незна- Рис- 5-6- Зависимость объема фильтра читрттьио и чаттсстт только от от числа п Резонаторов: 1 — экраниро- чительно ^и зависит только от вашшй объемный фильтр; 2-неэкра- суммарной толщины объемно- нированный; 3 — экранированный го диэлектрика. На этом же фильтр на НПЛ; 4 — фильтр на СПЛ рисунке при тех же условиях приведены зависимости объемов известных фильтров с рас- распределенной боковой связью на НПЛ (кривая 3), выполнен- выполненной в корпусе, и на СПЛ (кривая 4). Сравнение кривых показы- показывает наглядное преимущество фильтров на ОИС. Наиболее конку- конкурентоспособными являются фильтры на СПЛ, но у них возраста- возрастание объема происходит за счет увеличения рабочей площади схемы, а это, как известно, приводит к возникновению паразитных типов волн, устройства подавления которых в свою очередь увеличивают массогабаритные параметры и усложняют процедуру настройки. Таким образом, фильтры, удовлетворяющие требованиям совре- современной РЭА СВЧ, целесообразно изготавливать на ОИС. Послойное расположение резонаторов фильтра резко уменьшает габариты и увеличивает надежность фильтров. Чувствительность объемных фильтров к температурным воздействиям намного ниже по сравне- сравнению с диэлектрическими фильтрами на запредельных волноводах и примерно равна чувствительности фильтров на планарных ИС СВЧ. 187
ГЛАВА 6 СВЧ устройства на ОИС Современная РЭА одновременно использует большое число СВЧ ка- каналов (десятки и даже сотни). Сюда относятся самые разнообразные радио- радиосистемы: радиорелейные линии, спутниковая связь, радпотелеметрические си- системы п многое другое. Одним из основных требований по обеспечению нор- нормального функционирования этой РЭА является обеспечение выполнения до- достаточно жестких условий по электромагнитной совместимости радиоканалов СВЧ. Первичная обработка и разделение радиосигналов СВЧ по каналам про- производится в СВЧ модуле, который является одним из важных многофункцио- многофункциональных БЭ ПС СВЧ. Планарная конструкция такого БЭ имеет весьма боль- большие габариты и массу, обладает слабой степенью экранировки от взаимного влияния каналов (а ее увеличение непосредственно сказывается на росте га- габаритов массы), относительно большими потерями и пр. Отмеченные обстоя- обстоятельства приводят к необходимости отыскания новых путей к улучшению электродинамических и конструктивно-технологических параметров многока- многоканальных СВЧ устройств. Развитая к настоящему времени элементная база ОИС СВЧ позволяет ре- реализовать многоканальные делители (сумматоры) мощности, преобразователи частоты, фазовые манипуляторы, и многое другое. Таким образом, создание многоканальных структур СВЧ явилось «пробой пера» на пути широкого внед- внедрения ОИС принципа в РЭА. При этом приходится решать много проблем разного плана, одной из важнейших среди которых является проблема опти- оптимальной архитектоники ОИС. В нее входит большое число взаимосвязанных и зачастую (или, возможно, как правило) противоречивых задач: обеспечение минимальных габаритов и массы БЭ, согласование отдельных БЭ с помощью- минимального числа возможно коротких соединительных (плоскостных и (или) межэтажных) устройств, обеспечение минимальных потерь, необходимой сте- степени развязки между каналами (коммутационными ЛП), подавление паразит- паразитных воли (колебаний) и пр. В настоящей главе рассмотрены некоторые многофункциональные БЭ на ОИС и приведены результаты их экспериментальной отработки. Теоретиче- Теоретический анализ этих устройств весьма сложен и может быть выполнен, например, на уровне эквивалентных схем, как это неоднократно делалось в предыдущих главах. Задача структурного синтеза еще ждет своего решения и создание сложных многофункциональных устройств на ОИС является прерогативой очень высококвалифицированных разработчиков, своего рода искусством — син- синтезом электродинамики, конструкции и технологии. 188 § 6.1. Многоканальные делители мощности 1. Типы многоканальных делителей мощности. Среди ил вестиых типов многоканальных делителей мощности (МДМ) боль- большое распространение получили делители, канализирующие СВЧ мощность в виде некоторой разветвляющей структуры. Интересной, но и более сложной является схема МДМ, выполненная на 3-деци- бельных ответвителях (матрицы Баттлера, Бласса, схемы Пейджа [353] и др.). Сложность создания таких схем заключается в необ- необходимости коммутации пересекающихся (без электрического кон- контакта) ЛП (число пересечений растет с увеличением числа выход- выходных каналов). В данном параграфе мы рассмотрим эти два класса многоканальных устройств. 2. Многоканальные делители (сумматоры) мощности с разветв- разветвленной структурой. МДМ этого класса обычно формируются из каскадно включенных двухканальпых делителей. За основу элемент- элементной базы делителя можно выбрать кольцевой мост, выполнепный У / // ¦ Рис. 6.1. Четырехк анальные балансные делители мощности: а) синфазные; б) противофазные. Металл на одной стороне подложки показан штрихами, на другой — точками на НЩЛ. Этот выбор определяется тем, что. с НЩЛ довольно про- просто в конструктивном плане согласуются СЩЛ и НПЛ. Комбинации соединения этих линий дают возможность построить синфазные и противофазные МДМ. Синфазный МДМ (рис. 6.1, а) представляет собой кольцевой мост, входное и выходные плечи которого выполнены на НПЛ и параллельно включены в НЩЛ. Между выходными плечами во внутреннюю сторону кольца включен четвертьволновый закорочен- закороченный шлейф на СЩЛ с балансным сопротивлением Яб- Сопротивле- Сопротивление, выполненное на адгезионном резистивном подслое, позволяет развязать выходные плечи между собой. Каскадное включение 189
кольцевых мостов через отрезки линий равной длины формирует МДМ с одинаковыми фазами СВЧ сигнала на выходных плечах. Противофазпый МДМ (рис. 6.1, б) строится аналогичным образом, но при этом входное и выходные плечи выполнены па СЩЛ. Как известно, тройник на СЩЛ и НЩЛ делит СВЧ сигнал в противо- фазе. Поэтому в выходных плечах МДМ сигналы СВЧ сдвинуты по фазе на 180°. Развязка выходных плеч осуществляется с по- помощью балансного сопротивления, включенного через четвертьвол- четвертьволновый разомкнутый шлейф, расположенный на противоположной стороне подложки. Рассмотренные выше варианты МДМ осуществляют деление СВЧ сигнала в плоскости слоя диэлектрика (в одном этаже ОИС). Использование принципа ОИС построения СВЧ модуля позволяет распределять СВЧ мощность в плоскости, перпендикулярной пло- плоскости слоев диэлектрика (межслойное деление). Для этого целе- целесообразно воспользоваться тройником (гл. 2), в котором входное плечо выполнено на СПЛ, а выходные плечи — на НПЛ; при этом плечи разделяются общим слоем металла. Для построения МДМ Рг, р.. 1 Ll ' ¦ ¦ -*— ю Рис. 6.2. Четырехканальный делитель мощности с распределением энергии в плоскости, перпендикулярной слоям диэлектрика: а) общий вид; б) вид с боку; 01, 02 и 6з — электрические длины СПЛ, СПЛ с проводниками ограниченной ширины и НПЛ на ОИС необходимо использовать многослойный переход между НПЛ и СПЛ (гл. 3). Таким образом, комбинируя БЭ ОИС (объем- (объемные тройники и многослойные переходы в виде их каскадного сое- диненжя), получим объемный МДМ, приведенный на рис. 6.2. Для выравнивания потенциалов в СПЛ и подавления паразитных типов волн и волн высших типов слои металла СПЛ гальванически соеди- соединены металлическими перемычками через слои диэлектрика. Пере- Перемычки одновременно являются крепежными соединениями ОИС МДМ. Подавление поперечных волн, возникающих в НЩЛ, обра- образованных краями металла, осуществляется путем металлизации торцевых стенок слоев диэлектрика. Как видно из рис. 6.2, выход- выходные плечи МДМ выполнены на СПЛ, соединение их с внешними цепями можно осуществлять соосными гальваническими перехода- переходами, например на КВ. В сантиметровом диапазоне были экспери- 190 ментально исследованы четырехканальные делители мощности. При этом получены следующие характеристики (в октавной полосе частот): неравномерность деления мощности составляет менее 0,4 дБ при К„и< J,25 [80]. Рассмотренные отдельно две конструкции МДМ (деление мощ- мощности в параллельной и вертикальной плоскостях слоя диэлектри- диэлектрика) можно в некоторой степени объединить. В данном случае МДМ будет иметь топологию, приведенную на рис. 6.3, а. Входное плечо Ро выполнено на СПЛ, проводник которой закорочен, а слои ме- металла переходят в проводники двух таких линий, расположенных друг под другом. При этом используются переходы шлейфного р f: ;!Ui ^p i _ c* 12 я Рис. 6.3. Делитель мощности: а) многослойная топология; б) эквивалент- эквивалентная схема многоканального делителя; в) зависимость числа выходных каналов М от числа слоев диэлектрика п типа. При делении мощности на четыре канала проводники двух СПЛ закорачиваются, а их слои металла переходят в проводники двух СПЛ и двух НПЛ. С увеличением числа каналов делителя мощности процедура размещения проводников в слоях диэлектрика повторяется. Для более удобного подключения внешних трактов и более компактного расположения проводников выходные плечи можно разносить друг относительно друга в плоскости диэлектри- диэлектрика. Таким образом, деление мощности СВЧ сигнала осуществляется в параллельных п перпендикулярных плоскостях слоя диэлектрика, что позволяет получить существенный выигрыш по габаритам и соответственно массе данной ОИС. Электрогерметичность многока- многоканального делителя мощности на ОИС достигается путем металли- 191
зации торцов диэлектрических слоев, за исключением участков вхо- входа Л, и выходов Ри Р2, Р3, Pt. Получившаяся многослойная кон- конструкция является полностью экранированной и достаточно проч- прочной, поэтому может применяться без дополнительного корпуса. Сборка в пакет выполняется послойной пайкой или другими спо- способами, которые требуют дополнительной технологической прора- проработки. Влагозащита при зтом осуществляется компаундом. Выходы СВЧ выполняются либо разъемом на малогабаритные кабели, либо в виде балочных выводов. Преимущества выполненного модуля очевидны: габариты суще- существенно (в десятки раз) уменьшены по сравнению с известными решениями; все типы ЛП изготовлены единым технологическим процессом; конструкция практически не содержит лишнего метал- металла, за исключением полосковых проводников, формирующих ЛП. На рис. 6.3, б приведена эквивалентная схема МДМ, на которой сплошными линиями условно показаны токонесущие проводники, расположенные в плоскости слоя диэлектрика, а штриховыми ли- линиями — связь между проводниками в различных плоскостях. В данном устройстве наиболее выгодно делить мощность в верти- вертикальной плоскости для проводников, расположенных до области, ограниченной кривой ABCD (штрихпунктирная линия). За этой областью распределение энергии довольно просто осуществляется синфазными тройниками на СПЛ. Опепка зависимости числа выходных каналов МДМ. построен- построенного по схеме рис. 6.3, а, от числа слоев диэлектрика (рис. 6.3, в) показала, что объем МДМ при увеличении числа каналов стремит- стремится к некоторому предельному значению, а в планарном исполнении эта зависимость практически линейна. Данный результат указыва- указывает на широкие возможности ОИС по миниатюризации СВЧ устройств и получении предельно достижимых массогабаритных харак- характеристик. Возможен другой способ построения МДМ, основанный на при- применении шлейфных НО. Принцип работы и методика расчета НО были изложены в гл. 4. Рассмотренные шлейфные НО обладают высокой степенью развязки плеч и достаточной «устойчивостью» фазовых характеристик. Эти обстоятельства делают их весьма при- привлекательными для использования при построении МДМ в ОИС исполнении. В качестве примера рассмотрим МДМ на четыре канала с вы- выходными плечами на НЩЛ? расположенными в разных слоях ди- диэлектрика (рис. 6.4). Основу МДМ составляют два шлейфных НО (разумеется, возможно построение МДМ и на основе других типов НО). Входные плечи обоих НО возбуждаются СВЧ сигналами, по- попадающими с делителя мощности, построенного на объемном Г-тройнике в виде комбинации СПЛ и НЩЛ. Две части входного сигнала с одинаковыми амплитудами и протовоположными фазами распространяются по НЩЛ (узкие стрелки), которые являются входными плечами шлейфного НО. Выходные плечи 5'—3' и 6—6е 192 г нагружены на согласованные нагрузки, а остальные: 2'—2\ 4—4', 5—5' и 7—7\ выполненные на НЩЛ, являются выходными плеча- плечами МДМ (широкие стрелки). Результаты экспериментального ис- исследования данного типа i МДМ практически совпадают по частот- частотным характеристикам с данными, представленными на рис. 4.15 для амплитудных и фазовых характеристик НО. Особенностью описанного МДМ является полное отсутствие на- навесных перемычек. Это дает возможность существенно расширить верхний интервал рабочих частот МДМ на ОИС и делает рассмот- рассмотренную схему МДМ весьма при- привлекательной с конструктивно- технологической точки зрения. 3. Диаграммообразующие уст- устройства. В антенных структурах СВЧ пгироко используются диа- диаграммообразующие матрицы, пред- представляющие собой МДМ с чис- числом входных и выходных кана- каналов, равным MXN. На практике зачастую используются устройст- устройства с М = N. Для различных типов матриц имеется существенный недостаток, связанный с необхо- необходимостью введения переходов для развязки пересекающихся ЛП. Это довольно четко видно на эквивалентной схеме Пейджа (рис. 6.5, а). Данная схема по- построена на кольцевых мостах, по- I Рис. 6.4. Четырехканальный делитель мощности на шлейфных направлен* ных ответвителях зволяющих реализовать синфазно-противофазное деление СВЧ сигнала. Схема Пейджа широко используется в радиолокации для питания элементов антенных решеток и моноимпульсных антенн [353J. Поэтому на ее примере целесообразно продемонстри- продемонстрировать возможности OPIC для решения не только задач миниатю- миниатюризации, но и физических проблем коммутации пересекающихся ЛП с высокой степенью развязки между ними [317, 390]. На рис. 6.5,6 приведена топология матрицы 4X4. При ее по- построении используются четыре кольцевых моста (длины X) с фа- зоопрокидывающим устройством (фазовращатель @, я)); при этом два из этих мостов выполнены на НПЛ с общим слоем металла, а два других — в виде ОИС (гл. 4). Фазоопрокидывающее устрой- устройство представляет собой широкополосный фазовращатель Шифмана [260]. Входные плечи выполнены на НПЛ, расположенных на внеш- внешних сторонах слоев диэлектрика, а выходные плечи — на СПЛ в среднем слое ОИС. Как видно из рис. 6.5,6, реализация схемы Пейджа в виде ОИС позволяет избежать пересечений коммутируе- коммутируемых линий. Кроме этого, такая конструкция полностью симметрич- 13 в. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов
на относительно среднего слоя металла (что важно с точки зрения удовлетворения жестким требованиям к фазовым соотношениям) и имеет удобное расположение входных и выходных плеч. Экспериментальные исследования частотных характеристик про- проводились в сантиметровом диапазоне. Диаграммообразующая мат- матрица была выполнена на слоях диэлектрика толщины 1 мм каждый с е = 10. При этом каждый слой с нанесенной на него схемой раз- размещался на стандартной подложке размером 60 X 48 мм. Такая Рис. 6.5. Диаграммообразующая матрица: а) эквивалентная схема Пейджа; б) многослойная топология; в) объемный модуль с антеннами: 1—4 — входы, 5—8 — выходы сигнала конструкция оказывается работоспособной вплоть до коротковолно- коротковолновой части дециметрового диапазона. Диаграммообразующая матрица Пейджа имеет следующие параметры в полосе частот 10%: коэф- коэффициент стоячей волны каждого плеча менее 1,2, неравномерность деления мощности 0,2 дБ, развязка плеч не хуже 30 дБ. Полоса рабочих частот, как правило, зависит в основном от широкополосности 180-градусного фазовращателя в кольцевом мо- мосте и может быть значительно расширена применением, например, фазовращателей на связанных линиях передачи либо с механиче- механической скруткой проводников. Особенностью рассмотренной диаграммообразующей матрицы на ОИС является полное отсутствие навесных перемычек, что дает возможность существенно увеличить верхний предел рабочих ча- частот (до миллиметрового диапазона) и делает схему Пейджа весь- весьма привлекательной с конструкторско-технологической точки зрения. На рис. 6.5, в приведена модульная реализация ОИС Пейджа, запитывающая четыре полосковых антенны. Развязка между антен- антеннами составляет свыше 30 дБ. Для увеличения эффективной пло- 194 щади антенны выполнены не на поверхности грани, что казалось бы более естественным, а вынесены за пределы ОИС. Это в какой-то мере дополнительно увеличивает развязку и уменьшает взаимное влияние полей в ближней зоне. При увеличении числа запитывае- мых антенн в приемно-передающем модуле принципы построения ОИС сохраняются [317, 390]. § 6.2. Фазовые манипуляторы Лавинообразный рост перерабатываемой в РЭА информа- информации ставит проблемы повышения скорости обработки сигнала в цифровых системах передачи (до сотни мегабит и выше) при сохранении требований к достоверности принятого сообщения. За- Задачи этого класса эффективно решаются методами, использующими двукратную фазовую манипуляцию сигнала. Ключевым функцио- функциональным узлом устройств, реализующим эти методы, являются фа- фазовые манипуляторы (ФМ) с дискретным уровнем фаз 0 и л. Известные миниатюрные ФМ, построенные на принципах ОИС с использованием «магических» Т-соединений [354], имеют ограни- ограничения по полосе рабочих частот из-за необходимости параллельпого включения диодов с помощью четвертьволновых разомкнутых шлей- шлейфов на НПЛ. Этот недостаток отсутствует в ФМ [355] (рис. 6.6, а), выполненном на кольцевом мосте (гл. 4, § 4.2). Использование СЩЛ позволяет осуществлять параллельное включение диодов, ми- минуя дополнительные устройства согласования. ФМ представляет собой замкнутый отрезок СЩЛ, выполненный в виде кольца (длины Я/2), к которому диаметрально противопо- противоположно подключена входная СЩЛ и выходная НПЛ (рис. 6.6, а). Принципиальным отличием такой схемы от традиционных является то, что 180-градусный фазовых! сдвиг обеспечивается в Т-соедине- нии СЩЛ и является частотно-независимым. Эта цепь представ- представляет собой отрезок СЩЛ длины Я/4, закороченный на конце импе- импедансом открытого диода. Ширина полосы рабочих частот в таком устройстве не превышает октавы. Рассмотренный ФМ, выполненный на поликоровой подложке толщины 1 мм с использованием GaAs диодов Шоттки, в полосе частот 1,6—2,8 ГГц имеет следующие экспериментальные характе- характеристики: величина, подавления несущей — более 30 дБ, потери пре- преобразования на одну боковую — менее 7 дБ, паразитная амплитуд- амплитудная модуляция — не более 0,3 дБ, неравномерность амплитудно- частотных характеристик — менее 2 дБ. В эксперименте в качестве модулирующего сигнала использовался сигнал меандрового типа с частотой 10 МГц. Для подачи сигнала на вход СЩЛ использовал- использовался специальный переход СЩЛ =^= НЩЛ, имеющий полосу рабочих частот от 1 до 4 ГГц при KCJ v < 1,5. Сужение полосы в реальном модуляторе связано с повышенным сопротивлением потерь диода, которое приводит к снижению доб- добротности четвертьволнового шлейфа. Это влияние можно несколько 13* 195
ослабить, применив в конструкции ФМ гибридный кольцевой мост с периметром 2!к/2 (рис. 4.3). Последнее позволяет включить два дополнительных диода (рис. 6.6, б), благодаря чему практически вдвое увеличивается динамический диапазон ФМ. На рис. 6.6, г представлены зависимости прямых потерь и фа- фазового сдвига в ФМ, изображенном на рис. 6.6, б, от тока через 'mi'.'Г'¦¦::?. а) i^ii-2з№;¦-'¦¦. -¦¦¦ а) ш т. <р, град 1,А5 О Рис. 6.6. Фазовый манипулятор: а) с двумя диодами; б) с четырьмя диодами; е) с внутренним полуволповым шлейфом; г) зависимость фазы сигнала A) и развязки плеч B) от тока, подаваемого на диоды; д) частотные характери- характеристики прямых потерь в зависимости от внутреннего сопротивления диода диоды. Видно, что состояние фазы сигнала 0 и л на выходе ФМ практически достигается при токах через диоды около 0,01 мА. При этом время переключения диодов составляет менее 2 не. Ана- Анализ прямых потерь в переходном процессе показал, что при отсут- 196 ствии управляющего тока плечи ФМ развязаны (потери достигают 35 дБ), а при токах свыше 2 мА—-потери менее 1 дБ. Таким об- образом, электрические характеристики ФМ имеют ярко выраженный релейный характер. Полоса рабочих частот рассмотренного ФМ составляет октаву. Имеются определенные возможности существен- существенно расширить полосы рабочих частот подобных ФМ нутем модифи- модификации их схем к виду, показанному на рис. 6.6, в. Для этого внутрь кольца, образованного СЩЛ, дополнительно вводится четверть- четвертьволновый отрезок СЩЛ (с высоким волновым сопротивлением), соединяющий две противоположные стороны кольца. В местах сое- соединения этого отрезка с кольцом в замкнутую СЩЛ последователь- последовательно включены два диода. С применением САПР ГИС СВЧ [356] такая структура ФМ была промоделирована и оптимизирована с целью достижения мак- максимальной полосы рабочих частот. При этом волновое сопротивле- сопротивление замкнутой СЩЛ составило 50 Ом, а введенного отрезка СЩЛ — 80 Ом. На рис. 6.6, д приведены расчетные характеристики прямых потерь оптимизированного ФМ для различных значений внутренне- внутреннего сопротивления диода (барьерная емкость диода предполагалась равной 0,1 пФ). Полученные результаты показывают, что модифи- модифицированная схема ФМ при сохранении всех электрических пара- параметров обладает большей полосой рабочих частот: от 1 до 4 ГГц. Для сравнения на рис. 6.6, д приведена расчетная характеристика (штриховая кривая) прямых потерь для ФМ, показанпого на рис. 6.6, а. Кроме того, введение отрезка СЩЛ внутрь кольца при- приводит к дополнительному (около 20 дБ) подавлению поверхностной волны, возбуждаемой в Т-соединении СЩЛ и уменьшающей раз- развязку между входом и выходом. Необходимо отметить, что простота и технологичность рассмот- рассмотренных ФМ в совокупности с хорошими электрическими характе- характеристиками открывает широкие перспективы использования ОИС в различных устройствах фазовой обработки сигналов вплоть до миллиметрового диапазона. § 6.3. Широкополосные модуляторы 1. Общие соображения. В настоящее время можно выделить два направления развития систем связи и измерительной техники: все более широкое применение цифровых методов обработки сигна- сигналов в СВЧ диапазоне и увеличение широконолосности при исполь- использовании традиционных аналоговых методов обработки сигналов. При реализации этих направлений возникла проблема создания широкополосных балансных модуляторов (БМ) [357]. Весьма пер- перспективными являются БМ, выполненные на основе «магических» Т-соединений и их модификаций, в которых используются комби- комбинации миниатюрных ЛП различного типа [358]. Однако повышен- повышенные требования к конструкционно-технологическим допускам при изготовлении, обусловленные весьма малыми линейными размерами 197
I Ш Рис. 6.7. Балансный модулятор Т-соединений и сложностью установки полупроводниковых диодов, являются серьезным ограничением их применимости. Методике расчета модулятора посвящено достаточно много ра- работ [355—358]. Однако частотные характеристики СВЧ модулято- модуляторов на практике зачастую имеют неудовлетворительные параметры. В частности, не обеспечивается достаточное подавление несущей и одной из боковых частот в октавной полосе. Это связано, с одной стороны, с частотным ограничением требуемых фазовых характеристик, применяемых гибрид- гибридных мостовых устройств, а с другой стороны — нетехнологичностью изготовления. Большие возможности для проектирования балансных модуляторов открываются при ис- использовании гибридных устройств, построен- построенных на ОИС СВЧ (гл. 4). 2. Балансный модулятор. Он состоит из под- подложки и платы подмодулятора, поэтажно расположенных в общем корпусе. Такая ком- компоновка не только позволяет существенно улуч- улучшить массогабаритные показатели устройства, но и обеспечивает минимальную длину соединительной ЛП, а следовательно, и малые паразитные индуктивность и емкость соединения выходного каска- каскада подмодулятора с диодами, что особенно важно при реализации высокоскоростных модуляторов [359]. На подложке БМ, эскиз которого приведен на рис. 6.7, выпол- выполнены кольцевые мосты и шлейфный переход СЩЛ =^= НПЛ. В КМ непосредственно в СЩЛ кольца включены два диода на расстоя- расстояниях 0,25 X от входа сигнала I, образованного НПЛ, заканчиваю- заканчивающейся за СЩЛ кольца четвертьволновым разомкнутым шлейфом. Диаметрально противоположная точка кольца соединена четверть- четвертьволновым отрезком СЩЛ с переходом на НПЛ, являющуюся вы- выходом сигнала III. В переходе, за местом пересечения линий пе- передачи, НПЛ заканчивается четвертьволновым разомкнутым шлей- шлейфом, а СЩЛ — размыкателем, представляющим собой круг с уда- удаленным слоем металла. Вход II модулирующего сигнала образован KB, расположенным перпендикулярно плоскости подложки, цент- центральный проводник которой соединен с центром внутренней части кольцевого моста, а внешний — с корпусом устройства. Таким образом, в БМ вход несущей I и выход промодулирован- ного сигнала III выполнены на НПЛ, что обеспечивает подключе- подключение унифицированных переходов. Плечи I и III взаимозаменяемы, т. е. возможна подача несущей в плечо III, а съем выходного сиг- сигнала с плеча I. Особенностью описанного БМ является отсутствие фильтров в цепи модулирующего сигнала. Развязка между плечами I и II обусловлена экспоненциальным затуханием поля в ЩЛ в попереч- поперечном направлении. Экспериментально измеренная (на частоте не- несущей) развязка между плечами I и II составила более 30 дБ, 198 а между плечами II и III - более 40 дБ. Цепь подачи модулиру- модулирующего сигнала достаточно широкополосна; так, потери от входа II До точки включения лиопэ- тч^рттиыр "я ™ял—~- Ая ^^- составили менее 1,7 дБ. Заметим, что при повышении несущей частоты широкополосность цепи подачи модулирующего сигнала Рис. 6.8. Частотные характеристики балансного модулятора: а) прямых по- потерь L и коэффициента стоячей волны Ксг и', б) потерь преобразования La±a и подавления несущей частоты Ьш увеличивается, так как уменьшаются линейные размеры, а следо- следовательно, и величины паразитных элементов цепи. Для экспериментальных исследований четверки диодов Шоттки предварительно отбирались по следующим параметрам: разброс емко- емкостей диодов, измеренных на часто- частоте 50 МГц, не превышал 0,05 пФ, а разброс прямых падений напря- напряжения при смещении постоянным током 1 мА был не более 0,03 В. Исследования модуляторов про- проводились в сантиметровом диапа- диапазоне. Статические характеристи- характеристики БМ (Q = 0) были измерены панорамным методом. Ошибка при измерении затухания составила =ьО,6 дБ, а при измерении Кс? v — dr0,3. Динамические характеристи- характеристики (Q = l—30 МГц) измерялись с помощью анализатора спектра С4-27 и генератора стандартных сигналов с точностью ±0,5 дБ. В октавной полосе частот на- начальные потери БМ составляют ?<1,5 дБ при KcrU входа и выхода менее 2 (рис. 6.8, а). Резуль- Результаты получены при мощности несущей частоты Р«> = 0,5 мВт при напряжении модулирующего сигнала UQ = 0,85 В. 199 -/2h -16 -20 Рис. 6.9. Зависимость входной мощ- мощности Рт± а от мощности несущей частоты Ра
Динамические частотные характеристики этого БМ приведены на рис. 6.8, б. Видно, что в октавной полосе частот подавление не- несущей частоты на выходе БМ La > 25 дБ, а потери преобразования в одну боковую Lc,>±q ^ 8,5 дБ. Увеличение потерь преобразования на краях рабочего частотного диапазона обусловлено частотной за- зависимостью шлейфных переходов СЩЛ =^= НПЛ, используемых в БМ. A А SMZ -<— Рис. 6.10. Эквивалентная схема однополосного модулятора. Векторами показа- показаны фазовые соотношения сигналов, а цифрами в кружках — соответствие их балансным модуляторам Большой интерес представляет исследование линейности ампли- амплитудной характеристики БМ (рис. 6.9). Из графика видно, что не- нелинейный характер кривой начинается при мощности несущей ча- частоты свыше 16 дБмВт (кривая получена при фиксированной частоте несущей). 3. Однополосный модулятор. Эквивалентная схема однополосного БМ (рис. 6.10) состоит из двух балансных модуляторов (БМ1 и БМ2), синфазного делителя мощности (ДМ), и квадратурного на- направленного ответвителя (НО). Рассмотрим работу однополосного БМ, полагая при этом ДМ, БМ и НО идеальными, соединенными между собой ЛП нулевой длины, а сигнал несущей со и модулирующий сигнал Q — синусои- синусоидальными. При модуляции несущей частоты модулирующим сиг- сигналом возникает множество комбинационных частот и их гармоник. Однако принципиальное значение имеют верхняя боковая частота со + Q и нижняя боковая частота со — Й. Ограничимся рассмотрени- рассмотрением лишь этих частотных составляющих на выходах БМ. Модулятор работает следующим образом. На вход I поступает сигнал несущей частоты со. Модулирующие сигналы с частотой Q с равными амплитудами и фазовым сдвигом — л/2 относительно друг друга подаются на входы II и III. Равенство амплитуд и фа- фазовый сдвиг модулирующих сигналов обеспечивается подмодулято- ром (на рис. 6.10 не показан). Начальные фазы сигналов на вхо- 200 дах I и II условно примем за нулевые. Сигнал несущей частоты через ДМ с равными амплитудами и фазами поступает на входы А и А' БМ1 и БМ2 соответственно. На выходах БМ в точках В и В' появляются частотные составляющие нижней боковой (на рис. 6.10 показаны сплошным вектором, цифра в кружке указывает номер БМ, в котором образовалась данная частотная составляющая) и верхней боковой (показаны штриховым вектором). Известно, что фазы нижней (а) и верхней (|5) боковых частот, образующихся при амплитудной модуляции синусоидальным сигналом, определяются выражениями [360] где 0, 7 — текущие значения фазы несущей и модулирующей частот. На векторной диаграмме (рис. 6.10) видно, что в выходном пле- плече IV НО составляющие нижней боковой частоты, приходящие из БМ1 и БМ2 синфазно, суммируются, а составляющие верхней бо- боковой частоты, приходящие противофазно, вычитаются. В плече V НО, напротив, суммируются составляющие верхней боковой часто- частоты и вычитаются составляющие нижней боковой частоты. Таким образом, на выходе IV модулятора происходит подавление верхней, а на выходе V —нижней боковых частот. Порядок распределения боковых частот по выходам можно изменить на противоположный, если поменять чередование фаз на входах II и III. Границы широкополосностп однополосного БМ определяются возможностью обеспечения заданных амплитудных и фазовых соот- соотношений между сигналами. Проведенный анализ влияния разбалан- сировки (отклонение амплитудных и фазовых соотношений от идеальных) на характеристики модулятора показал, что требования к величине разбалансировки совпадают с аналогичными требова- требованиями для смесителей с фазовым подавлением зеркального канала [361]. Так, например, для подавления одной боковой частоты отно- относительно другой на выходе однополосного БМ на 15 дБ при отсут- отсутствии амплитудной разбалансировки необходимо обеспечить мини- минимальную фазовую разбалансировку не хуже 20,2°. Соответствующий изложенным требованиям модулятор выполня- выполняется на структуре: металл — диэлектрик — металл — диэлектрик — металл (рис. 6.11). Слои металла являются тонкопленочными про- проводниками ЛП. Сплошными линиями показаны токонесущие про- проводники, расположенные в среднем слое, а штрихпунктирными и штриховыми -— в крайних слоях. Для наглядности представления структуры послойного расположения ЛП на рис. 6.11 приведено несколько поперечных сечений модулятора. Входным устройством модулятора является 3-децибельный квад- квадратурный НО, четвертьволновая область связи которого выполнена на СПЛ с проводниками ограниченной ширины. Развязанное плечо относительно Ра нагружено на согласованную нагрузку RH, а два выходных плеча, расположенные по внешним сторонам слоев ди- 201
электрика, соединены со входами кольцевых мостов четвертьволно- четвертьволновыми разомкнутыми отрезками НПЛ. Мосты выполнены на СЩЛ свернутой в кольцо периметра ЗАУ2. На четвертьволновых расстоя- расстояниях от входа в СЩЛ включены параллельно по два диода Шоттки с ^ противоположной полярностью в каждое кольцо. Входы Pq и Pq модулирующего сигнала выполнены на коаксиальных линиях, внутренние проводники которых соединены с центрами кольцевых мостов. 6-6 г~г d-d Рис. 6.11. Топология одзополосного модулятора на двухслойном диэлектрике. Слева и справа показапы поперечные сечепня конструкции; сплошные кривые соответствуют СЩЛ, а штриховые и штрихпунктирные — НПЛ, расположен- расположенным на внешних сторонах слоев диэлектрика Сумматор мощности (СМ) выходного устройства модулятора выполнен на «магическом» Т-соединении, состоящем из двух вход- входных плеч на СЩЛ, соединенных с выходом кольцевого моста, и двух выходных плеч на НПЛ и СЩЛ. В области соединения плеч СМ включен четвертьволновый шлейф, представляющий собой ком- комбинацию СЩЛ и НПЛ. Следует отметить, что рассмотренная конструкция балансного модулятора отличается высокой технологичностью, так как все его элементы (за исключением полупроводниковых диодов) выполнены в пленочном исполнении и не требуют дополнительных монтажных работ. Несколько слов о принципе действия однополосного модулятора. На вход Ре, подается сигнал несущей частоты со, который делится в НО между разными слоями диэлектрика со сдвигом фазы 180° и поступает на входы кольцевых мостов. Модулирующие сигналы с равными амплитудами подаются на входы гп и Pq с фазовым сдвигом 90°. Промодулпрованные на диодах сигналы верхней и нижней боковых частот (со + Й, со —Й) попадают на входы синфаз- но-противофазного сумматора мощности с одного моста в фазе, а с другого — в противофазе. Мощности сигналов P<*-q и Рш+0 раз- 202 деляются в выходных плечах модулятора: одна боковая частота в НПЛ, а другая — СЩЛ. При необходимости использования только одной боковой часто- частоты одно из выходных плеч модулятора нагружается на согласован- согласованную нагрузку. На практике удобно включать согласованную нагруз- нагрузку в СЩЛ, а НПЛ использовать как выходное плечо модулятора. На выходе НПЛ боковую частоту можно менять путем изменения фазы модулирующего сигнала на входах Pq и Pq. В том случае, если требуется вывести одновременно обе боко- боковые частоты на две НПЛ, то входом модулятора может быть НПЛ СМ, а выходами — плечи НО (на рис. 6.11 этот случай показан контурными стрелками). Описанный выше модулятор исследовался в длинноволновой части сантиметрового диапазона. Макет был выполнен на диэлект- диэлектрических подложках из материала ФЛАН-10 толщины 1 мм. В мо- модуляторе использовались диоды типа КА117БР-6, предварительно сгруппированные в четверки. Разброс емкости диодов в четверке, Рис. 6.12. Частотные характеристики потерь преобразования ?m-q п подав- подавления несущей La (крестики) и верхней боковой частоты ?ш+о (кружки). Сплошные линии соответ- соответствуют модулятору с плечом Pa+Qi нагруженным на согласованную на- нагрузку, а пунктирные — на реактив- реактивную нагрузку, выполненную метал- металлической перемычкой в СЩЛ 1Л f/f0 измеренной на частоте 50 МГц при нулевом смещении, не превы- превышал ±0,05 пФ, а разброс прямого падения напряжения при сме- смещении постоянным током не превышал ±0,03 В. Частотные харак- характеристики потерь преобразования входного сигнала в нижнюю бо- боковую частоту (?M_Q), подавление несущей частоты (?ш) и верхней боковой частоты (LM+Q) приведены на рис. 6.12. При измерениях на входы модулятора подавалась мощность несущей частоты Ро) = 1 мВт и амплитуда синусоидального сигнала мо = 0,85 В. Из рис. 6.12 видно, что в октавной полосе частот потери пре- преобразования в нижнюю боковую частоту лежат в пределах от 8 до 10 дБ. Подавление несущей частоты в этом диапазоне относительно нижней боковой частоты составляет 23—30 дБ, а относительно верх- верхней боковой частоты — 18—23 дБ. При изменении на входах Pq и Pq модулятора фазы моду- модулирующего сигнала частота входного сигнала преобразуется в верх- 203
нюю боковую частоту с параметрами потерь преобразования, по- подавления несущей и нижней боковой частоты, практически совпадающими с частотными характеристиками, представленными на рис. 6.12. При использовании однополосного БМ в узком частотном диа- диапазоне возможно некоторое уменьшение потерь преобразования пу- путем включения на незадействованный выход реактивной нагрузки, подобно смесителям с отражением зеркальной частоты [362]. При этом, теоретически, потери преобразования должны уменьшиться на 3 дБ, однако на практике улучшение составляет 1,5 -5- 2 дБ вслед- вследствие неидеальности реактивной нагрузки и наличия потерь в сое- соединительных ЛП (рис. 6.12). Этот вариант однополосного БМ просто реализуется, если в качестве входа несущей ис- использовать .Рш, а выходное пле- плечо Рш-q на СЩЛ закоротить. Установка закорачивающей пе- перемычки в соответствующем месте СЩЛ позволяет обеспе- Рис. 6.13. Топология однополосного мо- модулятора на однослойном диэлектрике чить фазу отраженного сигна- сигнала, необходимую для миними- минимизации потерь преобразования на рабочих частотах. При этом достигается эффект автосогласова- автосогласования входа одподолосного БМ [363] вследствие поглощения переот- переотраженного сигнала согласованной нагрузкой, включенной в развя- развязанное плечо НО. Можно значительно увеличить полосу рабочих частот (до не- нескольких октав) и уменьшить потери преобразования путем неко- некоторой модификации сумматора мощности, исключая до нулевой длины соединительных отрезков ЛП п уменьшая периметр кольце- кольцевого моста до Х/2. Пример этого показан на рис. 6.13. В данном случае «магическое» Т-соединение сумматора мощности со стороны СЩЛ закорочено, а принцип работы данного модулятора анало- аналогичен рассмотренному одноголосному БМ с реактивной нагрузкой. При этом практически полностью отсутствуют резонансные элемен- элементы, что значительно увеличивает полосу рабочих частот. Исполь- Использование в качестве входного плеча НО с лицевой связью, выпол- выполненного в следующем слое диэлектрика (на рис. 6.13 не показан), позволило получить потери преобразования порядка 5—6 дБ в по- полосе частот более октавы. Таким образом, предложенный подход к проектированию СВЧ модуляторов на ОИС дает возможность в октавной полосе частот получать высокие электрические характеристики, а технологичность изготовления упрощает реализацию и делает возможным его при- применение вплоть до миллиметрового диапазона. 4. Однополосный модулятор с повышенными динамическими ха- характеристиками. Рассмотрим однополосный модулятор, состоящий 204 из двух двойных БМ. Повышение динамических характеристик д<ь стирается увеличением числа диодов с барьером Шоттки (две четверки). Одиополосыый модулятор представляет собой объемный модуль со следующей структурой слоев: металл i, диэлектрик 2, проводни- проводники СПЛ 3, диэлектрик 4, проводники СПЛ 5, диэлектрик ?, ме- металл 7 (рис. 6.14, а). В крайних металлизированных слоях с зер- зеркальной симметрией вырезаны СЩЛ, образующие своей конфигу- конфигурацией по два кольца с полуволновыми периметрами, ближайшие стороны которых соединены отрезком СЩЛ длиной много меньше 1,0 1,6 1,1 2,8 Рис. 6.14. Объемный модуль однополосного модулятора (а); частотные харак- характеристики потерь преобразования (б); зависимость выходных мощностей от входного спектра (со ± Q, со ± 3Q) сигналов (в) Х/4. Внутренние металлизации колец, расположенных симметрично друг под другом, гальванически связаны металлическими перемыч- перемычками через толщу слоев диэлектрика. Эти перемычки выполняют несколько функций: выравнивают потенциалы внутренних металли- металлизации кольца; усиливают механическое соединение слоев струк- структуры; подавляют паразитные типы волн, возникающие на неодно- родностях СПЛ. Расположение перемычек в общем случае произ- 205
вольное, но с увеличением частоты желательно ее расположить вблизи включения четверок диодов 8, 9. Между слоями диэлектрика расположены токонесущие провод- проводники СПЛ 3, 5, формирующие миогосекциоиный квадратурный гиб- гибридный направленный ответвитель 10 с лицевой связью. Одно из плеч ответвителя является входом несущего сигнала, а развязан- развязанное относительно него плечо нагружено на согласованную нагруз- нагрузку. Два других плеча ответвителя связаны переходами 11, 12 с про- противоположными точками колец на СЩЛ. Переходы СПЛ ^ СЩЛ реализуются с помощью четвертьволнового разомкнутого шлейфа, выполненного в виде сектора под углом 60°. Для увеличения по- полосы частот перехода сектор за СЩЛ можно гальванически зако- закоротить на крайние слои металла, но этот путь несколько усложнит технологию изготовления модулятора. Аналогичным переходом 13 осуществляется соединение выхода промодулированного сигнала с коротким отрезком СЩЛ. В области соединения колец отрезками СЩЛ включены пара 8 и 9 четверок диодов. Диоды в каждой четверке электрически соеди- соединены по «кольцевой» схеме. Отличительной особенностью конструкции является возможность компактного выполнения переходов СПЛ ^ СЩЛ и пятысекционно- го направленного ответвителя в области включения диодов. Это до- достигается благодаря большому различию укорочения длины волны в СПЛ относительно СЩЛ, Для исключения влияния внешних воздействий и уменьшения потерь, связанных с излучением во внешнее пространство, объем- объемный модулятор выполняется в герметическом корпусе. На боковых сторонах корпуса расположены вход основного сигнала и выход промодулированного сигнала, а в основании — входы модулирующе- модулирующего сигнала. Входы и выход модулятора выполнены на герметичных коаксиально-полосковых переходах. При внимательном рассмотрении конструкции видно, что СЩЛ колец, расположенных с зеркальной симметрией друг под другом на внешних слоях металлизации, с парами диодов образуют двойной БМ. Однополосный же модулятор, состоящий из двух двойных БМТ имеет наглядную эквивалентную схему, в которой отрезки СЩЛ и переходы СЩЛ ^ СПЛ представлены в виде идеальных синфазных и противофазных трансформаторов. В основе работы модулятора используется принцип амплитудной балансной модуляции, обеспе- обеспечивающей подавление несущей частоты, и квадратурной модуляции для подавления одной боковой частоты. Сигнал несущей частоты La подается на вход направленного ответвителя и далее со сдвигом фазы я/2 поступает на входы двой- двойного БМ. На эти же входы подаются модулирующие сигналы Pq и Pq со сдвигом фазы л/2, Промодулированные сигналы в ДБМ сум- суммируются на выходном устройстве 13 модулятора. Причем колебания одной боковой частоты (например, верхней боковой La+Q) поступа- поступают в выходное плечо сипфазно, а другой боковой (нижней La-Q) — 206 противофазно. Используемый на выходе переход СПЛ ^- СЩЛ воз- возбуждается только синфазными колебаниями, а противофазные ко- колебания в пем переотражаются в ДБМ и участвуют в дальнейшем процессе преобразования несущей частоты. Модулятор, реализующий данный принцип преобразования ча- частоты, является нелинейным, поэтому выходной спектр содержит не только нужную боковую частоту, но и боковые частоты высших порядков. Как правило, подавление несущей и четных боковых ча- частот обеспечивается ДБМ на уровн*е свыше 20 дБ. Наибольший интерес представляют боковые частоты третьего порядка (?ш±за), которые возникают из-за неидентичности параметров диодов, неточ- неточности совмещения послойной топологии и т. д. Рассмотренный однополосный модулятор можно использовать в качестве широкополосного четырехфазного манипулятора с дис- дискретом л/2 @ —л/2 —л — Зл/2). При этом необходимо, чтобы моду- модулирующий сигнал был дискретным, а его амплитуда должна иметь два фиксированных значения. Наличие двух входов для модулиру- модулирующего сигнала обеспечивает четыре возможных фазовых состояния. Необходимо отметить, что при равенстве нулю всех управляющих сигналов, включая напряжение смещения, подаваемое на диоды, манипулятор имеет пятое состояние — развязка между входом и вы- выходом свыше 30 дБ, что объясняется особенностью конструктивного выполнения ДБМ. Расчет топологии одпополосного модулятора проводился путем расчленения его на отдельные узлы. В основе расчета применялись методы теории цепей для анализа узла в целом с привлечением электродинамических методов анализа регулярных отрезков СПЛ и НЩЛ [1]. При этом использовались результаты расчета волновых матриц рассеяния направленного ответвителя, кольцевого моста на СЩЛ и переходов СПЛ ^ СЩЛ. Диэлектрические слои в объемной структуре модулятора выпол- выполнены следующим образом: крайние слои из материала ФЛАН-10 (е = 10) толщины 1 мм, а средний слой из фторопласта, армирован- армированного стекловолокном (е = 3,54), толщины 0,12 мм. Толщина слоев металла не превышает 35 мкм. При сборке плоскости слоев диэлект- диэлектриков с двухсторонней и односторонней металлизацией смачивались химически чистым толуолом до размягчения поверхности диэлект- диэлектрика, собирались в пакет и сушились под прессом. Этим практи- практически удалось исключить воздушные зазоры, возникающие в пло- плоскости токонесущих проводников между слоями диэлектрика. В модуляторе использованы четверки диодов с барьером Шоттки, предварительно отобранные по следующим параметрам: разброс ем- емкостей диодов, измеренных на частоте 50 МГц, при нулевом сме- смещении не превышал 0,05 пФ, а разброс прямых падений напряже- напряжения при смещении постоянным током 1 мА был не более 0,03 В. Экспериментальные исследования характеристик однополосного модулятора проводились при частоте синусоидального модулирую- модулирующего сигнала Q = 1 МГц и мощности входного сигнала Ра = 1 мВт 207
(О дБмВт). На рис. 6.14, б приведены выходные характеристики потерь преобразования сигналов относительно уровня несущей ча- частоты. Видно, что при полосе частот 1,8—4,2 ГГц потери преобра- преобразования в верхнюю боковую частоту составляют менее 7 дБ. По- Подавление несущей частоты La > 30 дБ и нижней боковой — La~Q > > 20 дБ. Боковые частоты третьего порядка ?ш±за>28 дБ, а более высокого порядка имеют подавление свыше 40 дБ. Из анализа кривых рис. 6.14, б видно, что модулятор имеет полосу рабочих частот свыше октавы, а равномерное поведение кривой по потерям преобразования частоты указывает на отсутствие резонансов в устройстве. Коэффициент стоячей волны по напряжению состав- составляет в полосе частот менее 1,5. Таблица 6.1 Напряжение на входе, В "й Дискрет фазы, град 0 +1 +1 90 +1 —1 180 — 1 ? 270 —1 + 1 Большой интерес представляют зависимости входной мощности несущего сигнала от выходной мощности промодулированного сиг- сигнала с точки зрения оценки к. п. д., повышения уровня мощности, выбора оптимальной рабочей области и т. д. На рис. 6.14, в при- приведены динамические характеристики для следующих частот: про- модулированной (?ш+о — верхняя боковая), несущей (?ы), нижней боковой (?ш_а) и боковых третьего порядка (?ш±3а). Нелинейный участок кривой уровня верхней боковой частоты начинается при входной мощности свыше 22,5 дБ • мВт (точка компрессии — 1 дБ). На несущей и боковых частотах ярко выражен нелинейный харак- характер кривых, но их мощность имеет более высокий порядок малости, и поэтому они не вносят принципиального изменения в работу мо- модулятора. Для исследования модулятора в режиме четырехфаэного мани- манипулятора на входы Р и Pq подавались импульсные напряжения иа с постоянной амплитудой ±1 В (рис. 6.15, а). Выполнение дискрета фазы Аф = 90° на выходе манипулятора осуществлялось при соответствующем выборе полярности напряжений, приведенных в табл. 6.1. Частотные характеристики разности фаз и амплитуд относитель- относительно пулевой фазы выходного сигнала для различных состояний ма- манипулятора приведены на круговой диаграмме (рис. 6.15,6). В по- полосе частот 2—5 ГГц относительный сдвиг фазы сигнала меняется в пределах G8—97°), A70—184°) и B60—290°) при соответству- 208 ющем изменении амплитуд (—0,4—2,2 дБ), (—1—2 дБ) и (—1— 2,3 дБ). Оценка быстродействия фазового манипулятора была проведена на ДБМ. Осциллограмма двухполярного управляющего импульса с длительностью переднего фронта т = 2нс приведена на рис. 6.15, а, на этом же рисунке показана соответствующая ей осциллограмма промодулированного выходного сигнала. Переход высокочастотного сигнала из фазового состояния 0° в 180° происходит при нулевом значении управляющего напряжения. Задержка времени переклю- переключения манипулятора составляет т3 ~ 0,3 не. 160° 270 б) Рис. 6.15. Характеристика четырехфазного манипулятора: а) сигнал на входе; 6) промодулйрованный сигнал на выходе модулятора; в) зависимость измене- изменения дискрета фазы сигнала на круговой диаграмме проводимости Полученные экспериментальные результаты подтверждают воз- возможности использования рассмотренного объемного модуля в ана- аналоговом режиме однополосного модулятора и в дискретном режиме четырехфазного манипулятора. Коротко оценивая результаты проведенных экспериментальных исследований однополосного модулятора, можно сказать, что создан- созданные к настоящему времени принципы проектирования ОИС СВЧ позволяют реализовывать многофункциональные, широкополосные, компактные и технологичные цифровые устройства. Полученные полосы рабочих частот свыше октавы позволяют унифицировать модулятор и фазовый манипулятор. Приведенные исследования не- нелинейных режимов работы модулятора показывают возможности повышения энергетических и динамических характеристик. Конструктивная и технологическая простота изготовления моду- модулятора на ОИС, отсутствие навесных перемычек и малые габариты резко снижают стоимость модуля в целом и открывают пути его использования в коротковолновой части СВЧ диапазона. 14 в. И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов 209
§ 6.4. Приемно-передающпе модули Последние достижения в области малошумящих пленарных диодов на арссппде галлия и созданных на их основе гетеродинных генераторов сделали возможным развитие комплексных узлов при- емшьпередающих устройств СВЧ на ОИС. Применение ОИС СВЧ позволяет по-новому подойти к вопросам проектирования и реали- реализации приемных устройств сантиметрового и миллиметрового диа- диапазонов. Ключом к успешному созданию миниатюрных приемных моделей ±ш UIivj является логичное сочетание полупроводниковых приборов с пассивными БЭ в многослойных структурах. При этом возникают проблемы конструктивно-технологического порядка Выход ПЧ 3 . У '/ ,s .'/¦ 's .',1 '/ 1>/ /, S/ /, /S '/ // 10 ,,/ ,. , V // /, S/ // sy S/ ** ', //I // SS ,/ SS S, /, S, /, // ,, I ""¦¦"•'' ¦ . '."..- ¦¦.¦¦"¦¦•¦¦¦ ¦'...'.] •*" " " У " * О /s // ss T/sl / vl".?.-.V-:--v'V-: ¦•¦-•-:'¦!-/--::¦:': "-'-'Л '/ '/ /s f />*,'/¦ 's // -у V /¦»¦ б) 5 /5 Н1012 Выход ПЧ Рис. 6.16. Модуль супергетеродинного приемника: а) эквивалентная схема; б) объемная топология (склеивание слоев диэлектрика, совмещение многослойной тополо- топологии, размещение активных элементов и пр.). Рассмотрим пример построения модуля супергетеродинного при- приемника, иллюстрирующий оптимальный путь миниатюризации. Ра- Разумеется, наибольший интерес представляет его реализация в виде объемного модуля. Первые шаги в этом направлении были сдела- сделаны, по-видимому, при проектировании супергетеродинного прием- приемника [15], схема которого представлена на рис. 6.16. Здесь показана упрощенная схема — топология входной части приемника (рис. 6.16, а) и реализация ее в виде ОИС (рис. 6.16,6). Входной 210 фильтр 1 сигнального тракта и выходной фильтр 10 (волноводпый резонатор) умножителя выполнены на воздушной СПЛ и отрезке ПВ соответственно. Это сделано с целью повышения избиратель- избирательности и повторяемости при изготовлении. Сигнальный вход соеди- соединен через фильтр 1 и отрезок НПЛ 2 с преобразователем частоты 3, а гетеродинный вход при помощи СЩЛ 12 и полуволнового щеле- щелевого резонатора 11 связан с волноводным резонатором 10. Смеси- Смесительные диоды 5 встроены между одним из проводников НЩЛ и первым емкостным элементом фильтра нижних частот 4. Выход ПЧ осуществлен через изолированное отверстие в экране. Входной фильтр 6 умножителя выполнен на СПЛ, которая в области включения умножительного диода 7 переходит в НПЛ 8. Выходной фильтр 10 умножителя связан с отрезком СПЛ S, согла- согласующим выходной импеданс диода 7 через резонансный полуволно- вый отрезок закороченной СЩЛ 9. С целью удобного доступа к активным элементам 5 (для на- настройки и замены в случае выхо- выхода из строя) окна в крайних сло- слоях запаяны отрезками фольги 13. Внешние поверхности ОИС метал- металлизированы, за исключением уча- участков «вход С» и «вход Г». Полу- Получившийся объемный модуль явля- является достаточно прочным и пол- полностью экранированным, поэтому может применяться без дополни- дополнительного корпуса. Влагозащита при этом осуществляется путем обволакивания модуля компаун- компаундом. Выходы СВЧ выполняются либо разъемом на малогабаритные кабели, либо в виде балочных выводов. В качестве следующего приме- примера ОИС отметим приемно-переда- Рис. 6.17. Модуль маяка-отвотчика. ющий миниатюрный модуль [364], Слои диэлектрика показаны прозрач- работающий на 26 ГГц. В этой ньши конструкции максимально исполь- используются различные типы ЛП и частично сделана попытка простран- пространственного расположения БЭ, включая в них низкочастотные схемы управления, питания и пр. .Ближе всего к построению ОИС СВЧ, согласно приведенному во введении определению, подошли в [365], где описан разработан- разработанный объемный модуль маяка-ответчика. Данный модуль представ- представляет собой законченную осекорпусную конструкцию, состоящую из нескольких слоев (рис. 6.17). Соединение ортогональных сторон 14 211
прямоугольных антенн 1 с входными и выходными плечами 2 уд- удвоителей частоты осуществляется с помощью гальванических пе- переходов через отверстия в слоях диэлектрика и металлизации S. Выполнение в среднем слое ОИС топологии двух независимых уд- воителей*частоты 4Ч содержащих цепи фильтрации и полупроводни- полупроводниковые приборы, решает задачу защиты схемы от климатических и механических воздействий, а также от электромагнитных помех. Расположение антенны на противоположных гранях ОИС позволяет получить диаграмму направленности, осуществляющую круговой обзор в трехмерном пространстве. Работа маяка-ответчика обеспечи- обеспечивается при мощности принимаемого сигнала выше 0,01 мВт при отсутствии источников питания. Положительные свойства маяка-ответчика [365] (малая масса и объем, высокая степень надежности) свидетельствуют о перспектив- перспективности применения ОИС в разработках РЭА СВЧ. ГЛАВА 7 Применение ОИС СВЧ в измерительной технике Освоение новых диапазонов электромагнитных колебаний, реализация развитого здесь принципа ОИС, а также исследование электродинамических свойств регулярных ЛИ и БЭ на их основе требуют очень точных (прецизион- (прецизионных) измерительных приборов. Имеющийся к настоящему времени измери- измерительный парк стандартной аппаратуры с выводами СВЧ энергии на коаксиаль- коаксиальном или прямоугольном волноводах далеко не всегда удовлетворяет современ- современным требованиям. Поэтому весьма актуальным является вопрос о подключении исследуемых ИС и ОИС СВЧ к измерительному тракту на стандартных ИВ и КВ. При этом переходной узел должен обладать минимально возможным ко- коэффициентом отражения в заданном частотном диапазоне. Желательно также свести число сложных переходов до необходимого минимума либо, по возмож- возможности, вообще их исключить. Наиболее простой выход из данного положения на первый взгляд пред- представляется в переводе измерительной базы на ПЛ. Однако и здесь имеются определенные трудности по реализации больших волновых сопротивлений, ча- частотно-избирательных узлов и т. д. Для решения поставленных задач по созда- созданию миниатюрных БЭ измерительного тракта необходимо широко использо- использовать принципы проектирования ОИС СВЧ. Переход от волноводно-коаксиаль- ных устройств к ОИС СВЧ является логичным завершением развития измери- измерительной радиофизической и радиоэлектронной аппаратуры. Следует отметить, что надежность СВЧ модулей на этапе сборки и ре- регулировки во многом определяется качеством пооперационного контроля БЭ и функциональных узлов. Пооперационный контроль позволяет своевременно обнаружить отклонение выходных параметров от заданных и, если возможно, скорректировать его соответствующей регулировкой либо снять с дальнейшего монтажа бракованный узел. Несмотря на простоту конструкции и технологического процесса изготов- изготовления ИС СВЧ, надежность при их использовании в многофункциональных ОИС должна быть исключительно высокой, что обусловливает весьма жесткие требования на конструктивно-электрические характеристики ОИС. Особенности технологии изготовления ОИС СВЧ делают пооперационный контроль и изме- измерение их электрических характеристик практически невозможными на базе существующего измерительного оборудования. В результате этого бракован- бракованные узлы обнаруживаются только в конце технологического цикла сборки СВЧ модуля, при его проверке в отделе технического контроля, что существенно снижает выход годных изделий. Учитывая высокие темпы развития ОИС СВЧ и переход к их массовому производству, необходимо: 213
увеличивать быстродействие измерительной аппаратуры, связаппое с ме- механическим подключением исследуемого узла; заменять простые но конструкции широкополосные переходы па миниа^ тюрные ЛП, имеющие высокую повторяемость параметров при мпогократном переключении; более широко применять неразрушающие методы контроля; повышать точность измерений с использованием микропроцессоров; автоматизировать процесс измерения, обработки и регистрации данных. В этой главе предлагаются пути реализации перечисленных требований к измерительным трактам с использованием физико-технических свойств ОИС СВЧ. § 7.1. Многозондовый датчик для измерения комплексных сопротивлений 1. Методы измерений. Общие соображения. При разработке и производстве модулей ОИС СВЧ возникает необходимость иссле- исследования электрических характеристик как модуля в целом, так и отдельных его элементов. Использование для таких исследований стандартной измерительной аппаратуры оказалось невозможным. Отсутствует также возможность измерения отдельных функцио- функциональных элементов устройства без разрушения самого устройства, а при измерении устройства в целом не удается реализовать тре- требуемую точность измерений (по KC7U^10% и фазе ^±10°) из-за сильных искажений в распределении электромагнитного поля, соз- создаваемых переходами с микроминиатюрных линий передачи на стандартные коаксиальные и волноводные тракты [366]. В этой связи представляет интерес метод измерений комплекс- комплексных сопротивлений СВЧ микросхем, позволяющий избежать коак- сиально-полосковых переходов на НПЛ [367]. Однако этот метод имеет ряд серьезных недостатков, ограничивающих область его при- применения: узкую полосу рабочих частот и невысокую точность изме- измерений, обусловленные невозможностью точного * учета изменений электрических длин между измерительными зондами при изменении частоты сигнала, резонансным характером связи измерительного зонда и исследуемой линии, использованием традиционной для мно- гозондовых систем осциллографической индикации, дающей хоро- хорошую наглядность, но невысокую точность отсчета результатов изме- измерений, существенное искажение истинной картины электромагнит- электромагнитного поля в исследуемой линии широкими измерительными зон- зондами, выполненными на НПЛ. Известен также метод исследования структуры поля СВЧ мик- микросхем с помощью фотоуправляемых полупроводниковых пластин [368]. Такой метод относится к неразрушающим, однако имеет су- существенный недостаток: необходимо иметь в исследуемых ЛП боль- большие мощности (порядка сотен ватт), что для измерительной техни- техники нецелесообразно. 214 Учитывая, однако, что в настоящий момент большинство науч- научно-исследовательских организаций располагает значительным пар- парком вполне современного и качественного измерительного оборудо- оборудования и проводит успешные исследования по использованию его в комплексе с малыми ЭВМ [368, 369], цена которых постепенно снижается, выгодно использовать более перспективный многозондо- многозондовый метод. В данном параграфе рассматриваются зонды на СЩЛ, которые вполне отвечают требованиям электромагнитной совместимости с НПЛ. Использование СЩЛ в многозондовом методе позволяет при значительном упрощении конструкции измерительного датчика по- получить достаточно широкую полосу рабочих частот (более октавы) при одновременном увеличении точности измерений. Такой подход дает возможность при минимальных экономических затратах уже сейчас значительно повысить точность и комплексно автоматизиро- автоматизировать1 многие виды измерений СВЧ схем. нагруькь От saHspzrzpi /% / А Рис. 7.1. Датчик для измерения полных комплексных сопротивлений Необходимо также отметить, что рассматриваемая конструкция измерительного датчика может быть использована в составе изме- измерительного прибора со встроенным специализированным процессо- процессором, создание которого является одной пз основных тенденций раз- развития измерительной техники. 2. Конструкция измерительного датчика комплексных сопротив- сопротивлений ИС СВЧ. Основы датчика (рис. 7.1) составляют: диэлектри- диэлектрическая подложка 2, на одной стороне которой расположен узкий проводник НПЛ 2, а с другой стороны подложки, в экранном слое 5, перпендикулярно НПЛ выполнены четыре измерительных зонда А, В, С, D в виде закороченных с одной стороны СЩЛ на расстоянии Z, равном 1/8 средней длины волны в НПЛ [370]. Измерительный 215
С.Д6 датчик изготавливается из материала той же толщины d, что и из- измеряемая СВЧ ИС. Подсоединение измеряемой ИС к датчику про- производится с помощью гальванических прижимов. Особенности работы измерительного датчика состоят в следую- следующем. Отрезок НПЛ 2 с одной стороны подключается к генератору СВЧ колебаний, а с другой — нагружается на измеряемую комп- комплексную нагрузку, между которыми в НПЛ возникает стоячая волна. В СЩЛ ответвляется небольшая часть мощности, распространя- распространяющейся по НПЛ. Поперечное магнитное поле НПЛ совпадает по направлению с магнитным полем СЩЛ, причем амплитуда сигнала, распрост- распространяющегося по СЩЛ, пропорциональ- пропорциональна суммарной амплитуде падающей и отраженной от исследуемой нагрузки волны в соответствующей точке НПЛ. Коэффициент связи между НПЛ и СЩЛ зависит от расстояния xQ между центром НПЛ и короткозамкнутым концом СЩЛ, а также от волнового сопротивления СЩЛ. Мощность волны, возбуждаемой в СЩЛ, через переклю- переключатели на pin-диодах 4—13 подается Рис. 7.2. Частотная завися- да общую квадратичную детекторную мость коэффициента связи от rPKITWin и поперечных размеров СЩЛ: ^п^иш ¦**' оттттт сплошные кривые — расчет, Расчет коэффициента связи СЩЛ точки — эксперимент с НПЛ осуществляется с помощью вы- выражения B.3.1), которое позволяет по заданному коэффициенту связи определить геометрию расположе- расположения зондов. На рис. 7.2 приведены экспериментальные и расчетные зависимости ширины СЩЛ от частоты и коэффициента связи. Видно, что при уменьшении поперечных размеров СЩЛ снижается частот- частотная зависимость зонда, что указывает на возможность увеличения точности измерения в широком частотном диапазоне из-за локали- локализации геометрии измерительного датчика практически в точку. 3. Метод измерения. Погрешности. После квадратичного детек- детектирования сигналов, снимаемых с зондов Л, 5, С и D измеритель- измерительного датчика (рис. 7.1) при условии стабилизации мощности СВЧ генератора, получаются напряжения, которые описываются следую- следующими выражениями: = Кв[1 и'с = KG[l Г|2 + 21Г | cos (Ф + 6W)], Г\* + 2\T\cos(y + Ш)Ъ Г\* + 2\Г\сов(<р + 2Ы% |2 + 2|r|cosq>], где 1Г|, ф — модуль амплитуды и фаза коэффициента отражения, 216 I = Х/8 — расстояние между измерительными зондами, КА, Кв, Кс<, KD — коэффициенты пропорциональности амплитуды волны в зави- зависимости от напряжения в детекторе. Допуская, что КА = Кв = KD = Kc, т. е. все четыре зонда и де- детекторы идентичны по всем параметрам, из A) получаем G.1.2) cos(q>-r-2&/), = l + HT + 2|r|cosq>. Решая систему уравнений B) относительно |Г| и ф, находим !П2 =>[иА + uD-uB- uc + 4(wB + wc-2)sin2kl]/8sin2 W, G.1.3) <p = arccos[(wD-l-ir|2)/2lrl]. G.1.4); По найденным |Г| и ф определяются комплексное сопротивле- сопротивление и Кст и нагрузки: G.1.5I G.1.6) где Z — комплексное сопротивление нагрузки, Zo — волновое со- сопротивление НПЛ, Г= |Г| ехр(ир)— коэффициент отражения на- нагрузки. Однако высказанное выше допущение об идентичности всех параметров измерительных зондов и характеристик детекторов реа- реализовать очень сложно. Если технологически выполнить четыре одинаковых зонда не представляет больших сложностей, то подо- подобрать четыре детектора с одинаковыми характеристиками практи- практически невозможно. Если даже перед измерением выровнять харак- характеристики детекторов по чувствительности (например, с помощью входных потенциометров усилителей), то и в этом случае не уда- удается добиться желаемых результатов из-за нестабильности характе- характеристик детекторов во времени, различных частотных и вольт-ам- вольт-амперных характеристик. Поэтому в измерительном датчике исполь- используется один детектор, который последовательно переключается с од- одного зонда на другой с помощью 4-канального переключателя " на pin-диодах. При этом при подключении к детектору (например, зонда А) нужно подать напряжение смещения на pin-диоды. Ана- Аналогично происходит подключение к детектору других зондов (рис. 7.1). Применение переключателя на pin-диодах позволяет существен- существенно повысить точность измерений при незначительном усложнении конструкции. В простейшем случае переключатель представляет собой несколько pin-диодов, включенных на расстоянии 1/4 сред- средней длины волны в СЩЛ. 217
мальС ГслГ^ТиТоИдоГмоТеГбЯы'°ЛЬШОЙ ^^ Прт "»"- ный и П711 r ^ииД°в может быть применеп метод, предложен- Г™ половогоТиГТр7коКТТоГйаНИЯ ЛеЖ8Т ИМеСТНЫе 72] Р- ^;;ГУГниГРЬ1ТМ-НеОбХОДИМуЮ РаЗВЯЗК^ В заданнПойТ: т™!5ИМеНеНИе пеРеключателя исключает проблему подбора иден- ТТ::нТТЬПд\т:иРкГРИСТИКаМ ДеТеКТ°Р0В' ЧТ° ^ЩесТУвенн; ZIZZ и ffi?a™t "огРешностей метода проводился по формулам C), DV peinLoM nT К°НеЧНОе "V*^en*e заменялось полным Диффе- Дифференциалом. Для погрешности модуля коэффициента отражения 1АГ/Г1 « Idr/П = -sin(kw)/Jew}+ 21 cos2 (kl)\Ak\/(\r\ 2klAl\cos(kl)/(\r\ sinkl)- G.1.7) где Ак = А/2лУеэф/с — погрешность определения волнового числа из-за неточности измерения частоты генератора А/; А1 — погреш- погрешность в расстоянии между зондами, с — скорость света. Первое слагаемое в формуле G) определяет погрешность моду- модуля коэффициента отражения, обусловленную конечной шириной зонда w. При всех выводах полагалось, что зонд бесконечно тон- тонкий, а фактически он имеет конечную ширину w. Это ведет к ошибке в определении напряжения на зонде. Так, при выводе формулы A) фигурирует напряжение, взятое в центре реальной щели, а при измерении получаем напряжение, равное среднему интегральному значению по ширине щели. Если Я/2 > w, то эта погрешность мала и ее можно не учитывать. Частота генератора может быть определена только с какой-то погрешностью А/, и это ведет к погрешности модуля коэффициента отражения, учитываемой вторым слагаемым формулы G). При сов- современных методах установления частоты она может быть опреде- определена с погрешностью, не превышающей ±0,05%. Для А/= 0,05% в диапазоне частот 1,5—3 ГГц относительная погрешность в моду- модуле коэффициента отражения не превышает 1% при |Г|мин = 0,1. Третье слагаемое формулы G) — это погрешность, обусловлен- обусловленная разным расстоянием между зондами А1. Эта погрешность име- имеет технологический характер и при Д?= 100 мкм не превы- превышает 3%. Таким образом, определяющими в G) являются второе и третье слагаемые, а их суммарная погрешность не превышает 4% в ок- тавном диапазоне частот. Помимо погрешностей, указанных в G), имеются также следу- следующие погрешности: 218 погрешность, обусловленная взаимным влиянием зопдов, опреде- определяется тем, что зонды, расположенные на расстоянии I, влияют друг на друга, но известно, что плотность тока СЩЛ резко спадает с расстоянием от края щели. Поэтому для случая l*> w взаимное влияние зондов.практически незначительно и эту погрешность мож- можно не учитывать; погрешность из-за неидентичности зондов, которая намного меньше погрешностей, даваемых G), но о которой необходимо знать, определяется следующими причинами. Во-первых, неодина- неодинаковым в силу технологической погрешности изготовления расстоя- расстоянием х0 между НПЛ и концами зондов. Во-вторых, технологиче- технологической погрешностью в ширине зондов Aw. Это ведет к разным ко- коэффициентам связи между НПЛ и зондами и, следовательно, к по- погрешности в модуле коэффициента отражения; погрешность из-за переключателя на pin-диодах, которая опре- определяется как неполной развязкой детектора и зондов в закрытом положении переключателя, так и разбросом в ослаблении сигнала, проходящего по зондам в открытом состоянии. Поскольку датчик ориентирован на цифровую обработку сиг- сигнала, две последние погрешности в модуле коэффициента отраже- отражения могут быть легко определены при калибровке датчика и учте- учтены при измерениях. Для фазы и Хст v погрешность определяется следующими вы- выражениями: Дфюах=|±015агссо8[1-A+1Г|)|ДГ/Г|], |АХст[;/Хст[;1=2|ДГ|/A-|Г|2). G.1.8) G.1.9I В диапазоне частот 1,5—3 ГГц погрешность по фазе не превы- превышает ±9° и Кст и < 4% при I Г|макс = 0,6. Таким образом, анализ теоретического значения погрешностей показывает высокую точность датчика в октавном диапазоне частот. 4. Экспериментальные исследования измерительного датчика. Для определения влияния СЩЛ на НПЛ, коэффициента связи НПЛ и СЩЛ исследовался переключатель на pin-диодах, а также изме- измерялись Кст и и фаза калиброванных нагрузок датчиком. Эксперименты проводились в диапазоне частот 1,5-^3 ГГц на макете датчика, показанного на рис. 7.1. Сопротивление НПЛ и СЩЛ составляло 50 Ом. При измерениях использовался переход с СЩЛ на коаксиальный тракт, описанный в гл. 3, ЙГСТ и которого в октавном диапазоне частот <1,4. Макет датчика изготовлен из материала с е = 10 и d — 2 мм. При исследовании влияния СЩЛ на НПЛ было получено, что Км и и фаза нагрузки при наличии СЩЛ и расстоянии между НПЛ и СЩЛ хо = 0 отличаются не более чем на 5% от значений Ксг v и фазы в отсутствие СЩЛ. При уменьшении связи, т. е. при увеличении расстояния х0, влияние СЩЛ уменьшается. 219
Результаты исследования коэффициента связи НПЛ и СЩЛ от расстояния х0 и ширины щели w представлены на рис. 2.27 и 7.2. Видно, что экспериментальные данные хорошо согласуются с теоретическими значениями коэффициента связи. При этом ошибка не превосходит 2,5 дБ. Зависимость коэффициента связи от частоты в октавном диапазоне частот практически отсутствует. При исследовании переключателя было получено, что развязка между зондами А, В, С к D составляет 16 дБ в октавном диапа- диапазоне частот. В результате измерений Кст и и фазы известных на- нагрузок датчиком было получено, что погрешность по KCt и состав- составляет меньше 4,7%, а по фазе — меньше ±8,2°. Теоретические значения погрешностей, определяемые согласно G) — (9), дают хорошую оценку экспериментальным погрешно- погрешностям; при этом погрешность не превышает 5%. § 7.2. Экспресс-метод контроля диэлектрических проницаемостей подложек ОИС СВЧ 1. Метод. Основные соотношения. Для обеспечения высокой надежности СВЧ модуля в ряде случаев необходим 100-процентный браковочный контроль подложек по диэлектрической проницаемо- проницаемости (ДП). Известные методы измерения [373, 374] позволяют с До- Достаточной точностью определять ДП, но для 100-процентного конт- контроля подложек они непригодны. Разработан неразрушающий метод измерения ДП листовых ма- материалов [375]. Однако анализ расчетных формул этого метода по- показывает, что область его применения огра- ограничивается условием, по которому толщина контролируемых пла- пластин должна быть мно- много меньше длины вол- волны, на которой произ- производятся измерения. Это не позволяет проводить измерения ДП матери- материалов в сантиметровом Рис. 7.3. Устройство для измерения диэлектриче- диапазоне волн. ской проницаемости подложек В настоящем разде- разделе рассматривается не- неразрушающий экспресс-метод контроля ДП материалов в СВЧ диа- диапазоне, основанный на изменении резонансной частоты кольцевого резонатора на НПЛ при внесении в его поле исследуемого материа- материала. На рис. 7.3'показана схема устройства для контроля ДП пред- предлагаемым экспресс-методом. Расчет рассматриваемой схемы основы- основывается на известных соотношениях теории полосковых структур [1]. 220 Эффективная ДП НПЛ резонатора без вносимого диэлектрика определяется, с одной стороны, из условия резонанса е^ф = (п %JnDcv)\ G.2.1) где п = 1, 2, 3,...— число волн в резонаторе, Dcv — средний диаметр резонатора; а с другой стороны,— по формуле A.2.3). Из выраже- выражений A) и A.2.3) непосредственно следует соотношение для расче- расчета ДП подложки резонатора: E=(nXQ/nDcvJ[2M/(M+l)]-(M-l)/(M + l), G.2.2) где М = У1 + \2d/w. Последнее соотношение справедливо для слу- случая нулевой толщины проводников НПЛ. Когда на поверхность резонатора помещается, исследуемый ма- материал, ДП которого необходимо измерить, резонансная частота смещается. При этом значение эффективной ДП двухслойной ли- линии передачи может быть вычислено из условий резонанса на но- новой длине волны X = Xt: G.2.3) G.2.4) или, если известны значения е и е*, то 2еэф = — гх) /М. Последняя формула справедлива для случая бесконечной толщины В исследуемого материала. Подставив в D) выражения B) и C) и заменив резонансные длины волн Хй и Xi на соответствующие резонансные частоты /0 и /i, получаем аналитическую зависимость, связывающую ДП иссле- исследуемого материала с резонансными частотами устройства: G.2.5) На практике формулу E) можно использовать для образцов конечной толщины вследствие экспоненциального затухания элек- электромагнитной волны в направлении, перпендикулярном подложке. Минимальная толщина образца должна отвечать практически пол- полному затуханию электромагнитной волны. Как показано в [375], это имеет место при условии, что толщина образца превышает тол- толщину подложки не менее чем в пять раз. Экспериментально была проверена справедливость указанного соотношения для подложек из поликора (е = 9,6), сополимеров ПКТ-3 (е = 3), ПКТ-5 (е = 5). Токоведущие проводники были «утоплены» в подложку так, чтобы воздушный зазор между образцом и подложкой практически отсут- отсутствовал. Толщины подложек составляли 0,5; 1; 1,5; 2 мм. Изменение резонансной частоты в зависимости от отношения толщины образца и подложки H/d показано на рис. 7.4. Здесь / — резонапсная частота устройства при данном отношении H/d. Вели- Величина /со определялась экстраполяцией H/d => °° и соответствовала 221
случаю бесконечной толщины исследуемого диэлектрика. Как вид- видно из рис. 7.4, для всех изученных материалов при всех исследуе- исследуемых толщинах подложек наблюдается один и тот же характер зависимости, причем при Hid > 5 смещенная резонансная частота достигает практически предельного значения. Таким образом, вы- выражение E) можно использовать для определения ДП образцов, толщина которых отвечает условию Hid > 5. Если же условие H/d>5 не выполняется, то в E) необходи- необходимо ввести поправочный коэффициент 2? = /«>//о, учитывающий не- неполное смещение резонансной ча- частоты /i вследствие конечной тол- толщины образца. Коэффициент В находится из кривой рис. 7.4 по известному отношению Hid. С учетом поправки выражение E) превращается в 5 H/d Рис. 7.4. Зависимость ухода частоты от высоты измеряемой подложки (•, О, X соответствуют г = 3; 5; 9,6) G.2.6)' Процесс определения ДП со- состоит в измерении резонансной частоты /о кольцевого резонатора, вычислении ДП подложки по фор- формуле C), измерении резонансной частоты Д устройства при поме- помещении на поверхность резонатора образца исследуемого материала и вычислении ДП этого материала из E) или F). Исследование резонансных частот проводится на панорамном измерителе коэффициентов передачи и отражения в 10-сантиметровом диапазоне волн. Погрешность измерения частоты волномером составляла 0,2%. 2. Погрешность измерения и область применимости метода. Бы- Было изучено влияние размера воздушного зазора, образующегося между исследуемым материалом и подложкой резонатора за счет конечной толщины проводников НПЛ, на погрешность определения ДП по формуле E) для образца и подложки из поликора. На рис. 7.5 приведена полученная зависимость погрешности измерения ДП от размера воздушного зазора (толщины проводника) для об- образцов, отвечающих условию H/d>5, Непосредственный вывод, который может быть сделан _из анализа полученной зависимости, заключается в том, что для обеспечения высокой точности измере- измерений проводники микронолоскового резонатора необходимо «утапли- «утапливать» в материал подложки. Изложенные выше экспериментальные результаты получены для образцов и подложек, состоящих из одного и того же материа- материала и имеющих поэтому близкие значения ДП. Было проведено экспериментальное определение погрешности измерения ДП с помощью предложенного метода при использова- 222 нии образцов с ДП, отличающимися от ДП подложки. Для этого было изготовлено три резонатора с ДП подложек, равными 3; 5 и 9,6. С помощью этих резонаторов произведены измерения ДП об- образцов из материалов с различными хорошо известными ДП (фто- (фторопласт, кварц, поликор и др.). Погрешность определялась по раз- разности измеренных и табличных значений ДП материалов. Минимальная погрешность наблю- наблюдалась для случая, когда отноше- отношение гх/г незначительно отличалось от единицы. Как при ех<е, так и при гх > е погрешность изме- измерения возрастает. Это происходит, по-видимому, в результате воз- возникновения волн высших типов в образце, который можно рассмат- рассматривать как диэлектрический резо- резонатор. В области гх> е при 0,2 < *^H/d< 1 в образце возникает ос- основной Я-тип колебаний [24, 376, 377]. В связи с тем, что выражение F) получено в приближении ква- зи-Г-волн и не учитывает вые- 0,3 0,2 0,1 О ///'/ —1 '/у '/< А f 1 i • i 10 20 40 t,MKM Рис. 7.5. Зависимость погрешности измерения диэлектрической прони- проницаемости от толщины проводника НПЛ шпх типов колебаний, использо- использование его при определении ДП для случаев, когда гх/г значительно отличается от единицы, приводит к понвлению заметной погрешности. При использовании образцов и подложек с близкими значения- значениями ДП, как это следует из рис. 7.6, может быть достигнута доста- достаточно высокая точность измерения. 0,07 0,06 0,05 Рис. 7.6. Зависимость погрешности измерения диэлектрической прони- проницаемости от отношения гх\г при Hid > 5. 0,02 п Q \ ! - i" - • *¦" ¦¦ \ r = \ \ A, = J • *' f/ . // J T 0,5 1,25 В целях упрощения устройство для определения ДП может быть изготовлено на одной из тех подложек, которые подвергаются кон- контролю. В этом случае H/d~ 1 и расчет е ведется по F). Ввиду простоты измерительной процедуры данный метод харак- характеризуется достаточно высокой производительностью. Для исполь- 223
зования описанного метода в целях измерения ДП различных ма- материалов необходимо изготовить набор резонаторов с равномерно отличающимися друг от друга ДП подложек. При рассмотрении погрешностей данного метода оценена по- погрешность, вызываемая влиянием элементов связи на электриче- электрическую длину резонатора. Изменение электрической длины резонатора с измеряемым ма- материалом и без него онределяется из условия резонанса 20 + I = 2яп G.2.7) где Э и Эо — электрическая длина резонатора с измеряемым мате- материалом и без него, | — изменение электрической длины резонатора за счет влияния элементов связи [378]. Экспериментально было установлено, что указанная погрепь" ность для резонатора с диэлектриком и без него одинакова (§ ~ |0) и может быть учтена как постоянная поправка к выражению F). Погрешность, обусловленная влиянием элементов связи, быстро убывает с увеличением номера резонанса, и при корректном выбо- выборе размеров резонатора поправкой на эту погрешность можно пре- пренебречь. § 7.3. Устройство дискретизации частотного масштаба Проблемы обнаружения сигнала и измерения его частоты в широком диапазоне издавна решались разработчиками при проекти- проектировании панорамных приемников, анализаторов спектра, панорамных измерителей частотных характеристик СВЧ цепей и т. д. Наиболее остро здесь стоят задачи определения мгновенных значений часто- частоты. Известно достаточно много способов решения такого рода задач (например, метод перестраиваемого резонансного волномера, фер- рорезонансные методы, масштабный метод с использованием линии задержки и некоторые другие). Остановимся более подробно на по- последнем методе, позволяющем довольно просто преобразовывать СВЧ сигнал в низкочастотный и осуществлять дальнейшее преоб- преобразование в цифровой код, получая, таким образом, метод форми- формирования частотного масштаба. В настоящее время не решены в полной мере вопросы по реа- реализации измерительных устройств масштабных частотных меток в сантиметровом диапазоне длин волн. Это связано в первую оче- очередь с трудностью изготовления линий с большим временем задер- задержки A0~6 — 10~5 с) и малыми потерями. Последние два параметра связаны между собой — для достижения указанных времен за- задержки требуются десятки метров коаксиального кабеля, который имеет собственные потери. Использование линий задержки на поверхностных акустиче- акустических волнах ограничено верхним частотным пределом (единицы гигагерц). 224 Последние достижения по исследованию медленных магпитоста- тических воли (МСВ) в ферромагнитных материалах показали пер- перспективность реализации в сантиметровом диапазоне линий за- задержки на галлий-гадолииневом гранате с эпитаксиально выращен- выращенным слоем железо-иттриевого граната. Внешнее магнитное поле имеет касательное направление относительно поверхности слоев. Линия задержки на поверхностных спиновых волнах пол- полностью отвечает требованиям, необходимым для ее использования в схемах формирования масштабных частотных меток. Реализация схемы приведена на рис. 7.7. В схеме используется смеситель на гибридном кольцевом мосте, рассмотренном в гл. 6. А-А п игчал блок обработки сизнала Постоянное магнитное /голе ггг б) Гл<\ 7.7. Объемный модуль измерителя частоты: а) вид сверху; б) сечение Принцип работы пзмерптелыюго модуля, построенного в виде многослойной ОИС (галлий-гадолиниевый гранат — железо-иттрие- вый гранат — проводники НПЛ — диэлектрик — металл с СЩЛ — низкочастотный блок цифровой обработки сигнала), следующий. При подаче свипируемого СВЧ сигнала, изменяющегося, например, но линейному закону, одна половина мощности через Т-соединеиие на СЩЛ =^= НПЛ поступает на вход смесителя частоты, а другая — па линию задержки, в которой при касательном подмагничивании возбуждается медленная МСВ. Выходное плечо линии задержки непосредственно включено через межслойный переход НПЛ =^= ^ СЩЛ в смеситель. Внутренняя металлизация кольца не имеет гальванического контакта с токоведущими проводниками подводя- подводящих линий передачи, что позволяет использовать ее в виде кон- контактной площадки для подключения источника питания смеситель- смесительных диодов и съема сигнала для передачи в блок обработки частотных меток, который является дополнительным крайним сло- слоем ОИС. Таким образом, в смеситель попадают два сигнала, задержан- задержанные друг относительно друга на время т. В большинстве практиче- практических случаев период изменения частоты генератора значительно больше, чем время задержки сигнала в линии. Поэтому можно с достаточной степенью точности принять частоты задержанного и незадержанного сигналов равными. Относительное же изменение фазы сигналов при их суммировании в смесителе приведет к появ- появлению биений с периодом Т на выходе смесительных диодов. Изме- 15 В, И. Гвоздев, Е. И. Нефёдов ' 225
нение частоты генератора за период биений определяется как 1/Т. Далее, полученный низкочастотный сигнал с помощью блока обра- обработки на логических схемах (последний этаж ОИС) преобразуется в цифровой код. Применение микропроцессоров значительно упро- упрощает схему измерения и время измерения значения мгновенной частоты. Рассмотренный измерительный модуль на ОИС СВЧ мо- может широко использоваться для дискретизации частотного масшта- масштаба в приемных и измерительных свип-панорамах, а также в радио- радиорелейных системах передачи для дифференциальной демодуляции цифрового сигнала в СВЧ диапазоне. В заключение необходимо отметить, что применение новых принципов построения БЭ измерительной аппаратуры на основе ОИС СВЧ позволило существенно сократить габариты аппаратуры, а главное — улучшить электрофизические параметры, уменьшить погрешность измерений и, в некоторых случаях, расширить функ- функциональные возможности устройств. Наилучшим подтверждением этих выводов являются рассмотренные в данной главе устройства. ОИС СВЧ в сочетании с микропроцессорами открывают поисти- поистине революционные возможности в проектировании измерительной аппаратуры. Реализовать эти возможности — значит подняться на новую ступень в повышении эффективности труда, экономном ис- использовании материальных ресурсов и т. д. Для решения этих за- задач, внедрения их в производство и использования в народном хозяйстве должны быть объединены усилия специализирующихся в данном направлении ученых, инженеров, конструкторов и тех- технологов. Заключение Теперь никто не оспаривает утверждения, что будущее радио- радиоэлектроники принадлежит интегральным структурам и интеграль- интегральному принципу подхода к их проектированию и технической реа- реализации. Так уж сложилось, что развитие радиоэлектроники с пер- первых, ее шагов шло в сторону освоения все более коротковолновых диапазонов. И в то же самое времся радиоаппаратура «старых» ча- частотных диапазонов, обновляясь не только за счет введения новой технологии, материалов и пр., но ц за счет новых принципов по- построения, использования новых методов обработки информации и т. п., совершенствовалась, приобретая новые качественные свой- свойства. Таким образом, длинноволновый диапазон в каждый истори- исторический период развития радиоэлектроники был своеобразным поли- полигоном для отработки новых принципов проектирования и конструирования радиоаппаратуры. Естественно, что постепенно эти успехи переносились и в более коротковолновые диапазоны. Наиболее революционным шагом явилось, по-видимому, возник- возникновение и техническое освоение радиоэлектронных элементов и функциональных узлов низких частот на ИС. В то же время каза- казалось, что реализация аналогичных идей для устройств СВЧ диапа- диапазона с их характерной чертой — размеры электродинамических структур соизмеримы с длиной волны рабочего колебания — вряд ли возможна (или целесообразна). Тем не менее переход к ИС СВЧ планарного типа произошел достаточно быстро. Теперь на очереди логическое продолжение и развитие принципа интеграции от плоскости к объему. В нашей книге были представлены соответ- соответствующие рассуждения, обоснования и конкретные предложения по элементной базе ОИС СВЧ. Большое внимание было уделено обоснованию логичности, непротиворечивости, естественности и за- закономерности такого перехода. Главное, как нам представляется, состоит в увязывании логики такого перехода к ОИС с диалектиче- диалектическими: законами развития радиоэлектроники. Размышления в этом направлении привели к возможности выдвижения и обоснования важнейшего для ОИС СВЧ принципа конструкционного соответст- соответствия, являющегося философской основой подхода к созданию основ проектирования и реализации РЭА СВЧ на ОИС. Кратко оценивая результаты проведенных исследований, раз- разработок и внедрения ОИС в РЭА СВЧ, можно сказать, что к на- настоящему времени созданы общие принципы подхода к конструи- 227 15*
рованию СВЧ модулей РЭЛ на ОИС, разработаны основы элементной базы и показаны существенные преимущества перед планарным принципом проектирования как по массогабаритпым, так и по целому ряду других качественных параметров. Уже в са- самом начале работ по ОИС было выяснено, что освоение элемент- элементной базы потребует новых типов линий передачи и БЭ на их основе. Был предложен и реализован широкий класс регулярных линий и устройств нового типа, характерных именно для ОИС. Вместе с тем целый ряд устройств на планарных ИС, а также уст- устройств на волноводных, коаксиальных, диэлектрических, квазиоп- квазиоптических и других направляющих структурах оказался подходя- подходящим для их непосредственного (или после некоторой модерниза- модернизации) использования в ОИС СВЧ. Наряду с этими первыми работами «конструкционного» плана ставились и решались задачи автоматизированного проектирования ОИС. Дело в том, что электродинамические структуры, используе- используемые в ОИС, по своей конструкции оказались столь же разнообраз- разнообразными, сколь и разнородными. Это привело к определенным слож- сложностям при создании и описании моделей ЛИ и БЭ. Более подроб- подробно из нового класса направляющих структур была исследована пока только НЩЛ и ряд ее модификаций. Многие другие структу- структуры ждут своей очереди. Еще более сложные задачи возникают при отыскании матриц рассеяния БЭ. Ситуацию здесь определяет в первую очередь трехмерность самой структуры ОИС, наличие санкционированных или несанкционированных (паразитных) свя- связей между отдельными БЭ как одного, так и разных этажей ОИС, разнородность электромагнитных полей сочленяемых структур и многое другое. В нашей работе нельзя было уделить сколько-ни- сколько-нибудь серьезного внимания вопросам адекватности математических и физических моделей, методам их анализа и программного обес- обеспечения системы автоматизированного проектирования. Поэтому, как, очевидно, отметил внимательный читатель, упор был сделан на использование простейших физических и математических моде- моделей и методов, хотя некоторые БЭ и ЛП могут быть описаны и более строго, и более точно. Нам хотелось в этом плане выдержать некоторый общий средний уровепь строгости. Простейшие модели, основанные на применении статических или квазистатических при- приближений и аппроксимаций, обладают хорошей наглядностью (вви- (ввиду их прагматически полезной простоты), позволяют составить достаточно ясную общую картину физических явлений и процессов как в самом БЭ, так и в элементах связи между ними. Глубокое понимание физики явлений всегда в свою очередь с несомненно- несомненностью способствует пониманию путей и способов создания более полной адекватной модели и численных методов ее получения. Существенным обстоятельством представляется отсутствие или недостаточная развитость математического аппарата анализа (син- (синтеза) БЭ ОИС, адекватного уровню развития существующих тех- технических решений, а в ряде случаев и реализаций БЭ. Переход 228 в коротковолновую часть сантиметрового, а тем более в миллимет- миллиметровый и более высокочастотные диапазоны требует знания матри- матрицы рассеяния БЭ на электродинамическом уровне строгости. И де- дело здесь не в создании некоего общего математического аппарата1), в равной степени пригодного для анализа всех типов БЭ, а в оты- отыскании для каждого БЭ наиболее подходящего для него метода описания. Здесь предстоит сделать еще очень много, с тем чтобы реализовать те заманчивые перспективы, которые предоставляет радиоконструкторам принцип ОИС создания СВЧ радиоэлектрон- радиоэлектронной и радиофизической аппаратуры. 1) В принципе такой аппарат известен. Это различные разностные мето- методы, метод конечных элементов, метод моментов и многие другие. Однако при- применение их к сложным задачам рассеяния представляет нереализуемую даже для самых современных ЦЭВМ задачу.
Список литературы 1. Нефёдов Е. И., Фиалковский А. Т. Полосковые линии передачи: Электро- Электродинамические основы автоматизированного проектирования интегральных схем СВЧ.— М.: Наука, 1980. 2. Электродинамические основы автоматизированного проектирования инте- интегральных схем СВЧ/Под ред. Е. И. Нефёдова.—М.: Изд. ИРЭ АН СССР, 4981. 3. Маркузе Д. Оптические волноводы: Пер. с англ./Под ред. В. В. Шовчеп- ко.— М.: Мир, 1074. 4. Введение в интегральную оптику: Пер. с англ./Под ред. Т. А. Шмаонова.— М.: Мир. 1977. 5. Унгер Х.—Г. Пленарные и волоконные оптические волноводы: Пер. с англ./Под ред. В. В. Шевчепко.— М.: Мир, 19S0. 6. Содха М. С, Гхатак А. К. Неоднородные оптические волноводы: Пер. с англ./Под ред. В. А. Киселева.— М.: Связь, 1030. 7. Колесников П. М. Теория неоднородных световодов и резонаторов.— Минск: Наука и техника. 4082. 8. Ванне В. А., Лопухин В. Ж, Саввин В. Л. Проблемы солнечных кослшче- ских электростанций.— УФН, 1977, т. 423, № 4. с. 633—655. 9. Гиротрон: Сб. науч. тр./Под ред. А. В. Гапонова-Грехова.— Горький: Изд. ИПФ АН СССР, 1981. 10. Мишин В. Земные программы космонавтики.— Коммунист, 1983, № 6 A232), с. 80—90. И. Фундаментальные пределы в радиоэлектронике и смежных областях.— ТИПЭР, 1981, т. 69, № 2, с. 3—174. 12. Котельников В. А. Теория потенциальной помехоустойчивости.— М.: Гос- энергопздат, 1956. 13. Кузьмин Б. И. Проблемы теории систем связи.—М.: Знание, 1980.— (Сер. Радиоэлектроника и связь, № 8.) 14. Гвоздев В. Л., Нефёдов Е. И. О некоторых возможностях объемных ин- интегральных структур СВЧ.— ДАН СССР, 1982, 267, № 2, с. 360-363. 15. Гвоздев В. И., Нефёдов Е. И. Объемные многослойные структуры — новый этап в миниатюризации СВЧ модулей.—В ки.: [2], с. 17—23. 16. Справочник по элементам полосковой техпики/Под ред. А. Л. Фельдштей- на.— М.: Связь, 1979. 17. Справочник по расчету и конструированию СВЧ полосковых устройств/ Под ред. В. И. Вольмапа.— М.: Радио и связь, 1082. 18. Cohn S. В. Characteristic impedance of shielded strip transmission line.— IRE Trans. MTT, 1954, v. 2, № 7, p. 52-55. 19. Ганстон М- А. Р. Справочник по волновым сопротивлениям фидерных ли- линий СВЧ.—М.: Связь, 1976. 20. ГОСТ 18238—72. Линии передачи сверхвысоких частот: Термины и опреде- определения. 21. Cohn S. В. Problems in strip transmission lines.— IRE Trans. MTT, 1955, v. 3, № 3, p. 119—126. 22. Waldron R. A. Theory of stripline cavity for measurement of dielectric cons- constants and gyromagnetic resonance line-widths.— IEEE Trans. MTTT 1964, v. 12, № 2, p. 123-131. 230 23 24 25 26 27 28. 29. 30 31. 32. 33. 34. 35. 36. 37. 38. 39. 40. 41. 42. 43. 44. 45. 46. Bahl /., Garg R. De.^ingners guide to stripline cricuits.— Microwaves, 1978, № 1, p. 90-96. Нефёдов E. If. Дифрлкпия плектромапштпых волп на диэлектрических структурах.— AI.: Наука, J979. Pannell R. Л/., Jervis В. W. Two simple methods for the measurement of the dielectric permittivity of low-loss microstrip substrates.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 4, p. 383—388. Hammerstadt E., Jensen O. Accurate models for microstrip computer-aided design.—In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 4980, p. 407—409. Gondek J. Tho possibilities of producing thick film microwave stripline reso- resonators with du Point (the USA) compositions operating with in the band 4—8 GHz.— In: Proc. 29-th Electronic Components Conf., 1979, p. 407—420. . Owens R. P. Accurate analitic determination of quasistatic microstrip line parameters.— Rad. a. Electron. Engs, 1976, № 46, p. 134—143. . Itoh Т., Mittra R. Spectral-domain approach for calculating the dispersion characteristics of microstrip lines.— IEEE Trans. MTT, 1973, v. 21, № 7, p. 496—499. ., Van de Capelle A. R., Luypaert P. /., Lenken K. U. A computer analysis of the disrete mode cpectrum open microstrip transmission lines.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1978, p. 413—415. . Knester E. F., Chang D. С Some recent theoretical studien open microstrip.— In: Proc. IEEE Int. .Microwave Symp., 197/9, p. 325—328. . Заргаио Г. Ф.. Лерер А. М.. Л.чпии В. 77., Синявский Г. П. Линии переда- передачи сложных сечений.— Ростов п/Д.: Пзд-во Ростовск. ун-та, 1984. . Yamashita E. ct a!. An approximate dispersion formula of microstrip lines for computer aided design of microwave integrated circuits.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1979. p. 159. Gelsiuzer И*. J. Dispersion of parallel-coupled microslrjp,— IEEE Trans. MTT, 1973. v. 2!. Л13. p. Ill Kirsching M., Jensen R. JL Accurate model for effective dielectric constant of microstrip with validity up to millimeter-wave frequencies.— Electron. Lett., 1982. v. IS. Л!» 0. p. 272—273. Ermert If. Guiding and characteristics of planar waveguides.— IEEE Trans. МОЛ, 1979. v. 3, № 2. p. 59-62. Зайцев С. В., Фиалковский А. Т. Краевые эффекты в полосковых структу- структурах при произвольном угле скольжения волны.— Изв. вузов: Радиофиз.— 1981, т. 24, № 9, с. 1152—1158. Курушин Е. П., Нефёдов Е. И. Электродинамика анизотропных волнове- дущих структур.— М.: Наука. 1082. Курушин Е. Я.. Нефёдов Е. И., Фиалковский А. Т. Дифракция электромаг- электромагнитных вол» па анизотропных структурах.— М.: Наука, 1974. Homo M. Calculating of quasi-static characteristics of microstrip on anisotro- pic substrate using mapping method,— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1980. p. 450—452. El Said M.i Ahmed A. A. Microstrip analysis on anisotropic and inhoraoge- neous substrate with tho finite element method.— In: Proc. IEEE Int. Micro- Microwave Symp., 1980, p. 465—467. Wood C., Hall P. S.f James J. R. Radiation conductance of open-circuit low dielectric constant microstrip.— Electron. Lett., v. 14, № 4, p. 121—123. Denlinger E. J. Losses of microstrip lines.— IEEE Trans. MTT, 1980, v. 28, № 6, p. 513—522. Гвоздев В. //., Хитрое С. С. Линии передачи для интегральных схем СВЧ.— Зарубежная радио:)лрктрол.. 1982, № 5. с. 86—107. Гвоздев В. II., Мслппченко Н. Е., Чсрнушенко А. М. Конструкции и тех- техника СВЧ: Лаб. работы «Исследование микрополосковых согласующих уст- устройств».— М.: Рекрипт МИЭМ. 1981. Гвоздев В. И., Пожидаев Е. Д., Саенко В. С, Тютчев А. П. Влияние низ- коэнергетнческого хк'ктронпого излучения на электропроводность радио- радиоматериалов.— Электронная промышленность, 1982. № 2. с. 39. 231
47. Farrar A,, Adams A. T. Multilayer microstrip transmission lines.— IEEE Trans. MTT, 1974, v. 22, № 10, p. 889—891. 48. II art wig С. P., Masse D., Pace! R. A. Frequency dependent of microstrip.— In: Proc. 1FKK Int. Microwave Symp., HNW. p. MO—110. 49. Bahl I. J.} Bhartia P. Characteristics of inhoinogcneons broadside-coupled striplines.— IEEE Trans. MTT, 1980, v. 28, № 6, p. 529—535; 1982, v. 30, № 5, p. 679-687. 50. Гальченко Н. А., Михалевский В. С, Синявский Г. 77, Волноводы сложных сечепнй и полосковые лшши.—Ростов н/Д.: Изд-во Ростовск. ун-та, 1978. 51. Scichse К., Sawicki A. New microstrip transmission lines for microwave in- integrated circuits.— In: IEEE Proc. Int. Microwave Symp., 1979, p. 468—470. 52. Sherbiny A. M. A. Exact analysis of shielded microstrip lines and bilateral finlines.—In: Proc. IEEE Int Microwave Symp., 1980, p. 459—463. 53. Koul S. K,, Bhat B. Characteristic impedance of microstrip-liiie for millimeter wave applications.—Arch. Elektrisch. Ubertrag., 1981, Bd 35, № 6, S. 253— 258. 54. Cohn S. B. Slot line.—Pat. USA № 3.753.167, HKU 333-73R. 1972. 55. Cohn S. B. Slot line on a dielectric substrate.— IEEE Trans. MTT, J969, v. 17, Да 10, p. 768—778. 50. Градштейн И. С, Рыжик II. M. Таблицы интегралов, сумм, рядов и произ- произведений.— М.: Физматгиз, 1963. ,ri7. Шестопалов Ю. В. О численном методе расчета собственных значений за- задач распространения колебаний в щелевых линиях.— В кн.: [2], с. 135. 58. Garg R,, Gupta К. С. Expression for wavelength and impedance of a slotljne.— IEEE Trans. MTT, 1976. v. 24. № 8. p. 532—533. .. Просвирнип С. Л. Волновое сопротивление щелевой л шиш.— Радиотехп. и электрон., 1975, т. 20, № 4, с. 820—822. Г.0. Веселое Г. 7/. Докл. дне—М.: МВТУ. 1971. Ml. Кисунъко Г. В, Электродинамика полых систем.—Л.: II.:л. Воешюп Крас- Краснознаменной академии связи. 1949. 62. Siegl J. Phasenkonstante und Wellenwiderstand einer S'chlitzleitung mit rech- teckigem Schirm und endlicher Metallisierunsdicke,— Frequenz, 1977, Bd 31, № 7, S. 216—220. 63. Никольский В. В. Вариационные методы для внутренних задач электроди- электродинамики.— М.: Наука, 1967. 64. Гуляев Ю. В., Курушин Е. П., Нефёдов Е. И. Вариационный метод расчета волноведущих структур с электромагнитными и магнитостатическими вол- волнами.—ДАН СССР, 1981, т. 257, № 1, с. 67—70. 65. Нефёдов Е. И. Открытые коаксиальные резонансные структуры.—М.: На- Наука, 4982. 66. Веселое Г. И., Платонов Н. И. Анализ экранированной МПЛ с учетом особенностей поведения поля на ребрах полоскового проводника.— В кн.: Сб. науч. тр. по проблемам микроэлектроники.— М.: Изд. МИЭТ, 1976 (СВЧ измерительная техника, вып. 32, с. 3—26). 67. Веселое Г. Л., Платонов Н. И., Слесарев Е. С. Об учете особенностей элект- электромагнитных полей в методе частичных областей.— Радиотехника, 1980, 35, № 5, с. 27—31. 68. Mariani E. A., Heinzmann С. P., Agrios J. P., Cohn S. В. Slot line characte- characteristics.—IEEE Trans. MTT, 1969, v. 17, № 12, p. 1091—1096. 69. Samardzija N.4 Itoh T. Double-layered slot-line for millimeter-wave integrated circuits.— IEEE Trans. MTT, 1976, v. 24, № 11, p. 827-^831. 70. Simons R. Suspended slot line using double zayer dielectric— IEEE Trans. MTT, 1984, v. 29, № 10, p. 1102—1107. 71. Shin Ya-C. Cutoff frequencies in the lines calculated with a two-dimentional TLM-programm.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Synip., 1980, p. 261—263. 72. Cohn S. B. Sandwich slotrline.— IEEE Trans. MTT, 1971, v. 19, № 9, p. 773— 774. 73. Solbach K. Millimeter-wave dielectric image detector-circuit employing etched slot structure.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 9, p. 953—957. 232 74 75. 70. 77. 78. 79. 80. 61. 82. SX 84. 85. 86. 87. 88. 89. 90. 91. 92. 93. 91 95. 96. 97. . Конструктивно-технологические методы миниатюризации высокочастотной аппаратуры.—М.: Изд. РТ1Г АИ СССР, 1982. Аржанов С. /У., Тимофеев Е. П. Структура поля собственных волн в экра- экранирован кых щелевых и коплапариых линиях.— Изв. вузов; Радиоэлект- Радиоэлектрон., HKS3. т. 20, Л« 8, с. 59. Saad A. M. A*., Schunemann К. A simple method for analysing fin-line stru- structures.— IEEE Trans. MTT, 4978, v. 26, № ю, р. J002—1007. Meier P. J. Integrated fin-line millimeter components.— IEEE Trans. MTT, 4974, v. 22, № 12, p. 1209—1216. Gopinach A. Losses in coplanar waveguides.— IEEE Trans. MTT, 1962, v. 30, № 7, p. 1101—1104. Lagerlof R. Ridged waveguide for planar microwave circuits.— IEEE Trans. MTT, 1973, v. 21, № 7, p. 499—501. Гвоздев В. И. Применение несимметричной щелевой линии в микросхе- микросхемах СВЧ.—Радиотехн. и электрон., 1982, т. 27, № 11, с. 2110—2416. Hofmann H. Anwendung von Galerkin's Method zur Berechnung von feld- thooretischen Eigenwertproblem am Beispiel planar Wellenleiter.— Wiss. Ber AEG-Telefunken, 4978, Bd 51, № 2—3, S. 161—166. Лерер A. Af., Михалевский Б. С, Цветковская С. М. Расчет параметров од- одного типа волноводно-щелевом линии.— Изв. вузов: Радиоэлектрон., 1981, т. 24, № 10, с. 46—52. Кузаев Г. Л., Курушип Е. Я., Негаиов В. А, Численный анализ щелевой линии.— Изв. вузов: Радиофиз., 1981, т. 23, № 8, с. 4041—1042. Машковцев Б. Л/., Цибизов К. //., Емелин Б. Ф. Теория волноводов.— Л.: Наука, 4966. Марчук Г, И. Методы вычислительной математики.— М.: Наука, 19S0. Harrington R. F. Field computation by moment methods,—N. Y.: McMillan Co., 1966. Фёдоров A. #., Левина II. II.. Хаметова Н. А. Некоторые результаты чис- численного исследования щелевой и полосково-щелевой лннпп.— Радиотехн. и электрон., 1983, т. 28, № 7, с, 1284—1292. Веселое Г. //., Темпов В. М. О решении СЛАУ в задачах электродинами- электродинамики при использовании метода частичных областей.— В кн.: Микроэлектрон- Микроэлектронные радиотехнические устройства и техника СВЧ/Под ред. Г. И. Весе- лова.— М.: Изд. МИЭТ, 1980, с. 420—132. Веселое Г. П., Темное В. М., Солдаткин В. Ю. Численные исследования регулязирующих операторов для анализа микрополосковых устройств.— В кн.: Микроэлектронные радиотехнические устройства обработки инфор- информации и техника СВЧ/Под ред. Г. И. Веселова,— М.: Изд. МИЭТ, 1981, с. 58—75. Форсайт Дж„ Малькольм Д/., Моулер К. Машинные методы математиче- математических вычислений.— М.: Мир, 1980. Беклемишев Д. В. Дополнительные главы линейной алгебры.— М.: Нау- Наука, 1983. Schumacher W. AVellentypen und Feldverteilung auf unsymmetrischen pla- planar Leitungen mit inhomogenen Dielektricum.— Arch. Elektrisch. Ubertrag., 1980, Bd 34, № 11, S. 445—453. Micrshekar /)., Davies J. B. Accurate analysis of coupled strip-finline struc- structure for phase constant, characteristic impedance, dielectric and conductor Josses.—IEEE Trans. MTT, 4982, v. 30, № 6, p. 906—910. Sachse K., Sawicki A. Waveguide treatment of the suspended microstrip line with tunning septunis using the spectral domain approach and finite-element method.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1980, p. 468—470. Knorr J. В., Kuchler K.-D. Analysis of coupled slot and coplanar strip on die- dielectric substrate.— IEEE Trans. MTT, 4975, v. 23, № 7, p. 541—548. Kitazawa Т., Hayashi У., Suzuki M. A coplanar waveguide with metall-coa- ting.— IEEE Trans. MTT, 4976, v. 24, № 9, p. 604—608. Sinons R. iV., Arora R. K. Coupled slot line field components.—IEEE Trans. MTT, 1982, v. 30, № 7, p. Ш4—1099. 233
98. Kitaszava Т., Hayashi У. Coupled slot on an anisolropic sapphire substrate.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 10, p. 1035—1040. 99. Kllaszawa Т., Hayashi Y. QuasisLatic characteristics of coplanar waveguide on a sapphire substrate with its optical axis inclined.— IEEE Trans. MTT, 1982, v. 3U, № 0T i». 920-922. 100. Wen С P. Copianar waveguide: A surface ship transmission line suitable for nonreciprocal gyromagnetic device applications.—IEEE Trans. MTT, 1969, v. 17, № 11, p. 1087—1090. 101. Schmidt L. P., Itoh 7\, Hofmann H. Characteristics of unilateral fin-line structures with arbitrarily located slots.— IEEE Trans. MTT. 1981, v. 29, № 4, p. 352-355. 102. Houdart M. Coplanar lines: applications to broadband microwave integrated circuits.— In. Proc. 6-th Europ. Microwave Coni'.T 1976, p. 49—56. 103. Naito У., Yamanaka Y. New nonreciprocal devices in a coplanar waveguide,— In: Proc. IEEE Int. Microwave symp., 1980, p. 235—237. 104. Hatsuda T. Relaxation method computation of coplanar-type strip lines cha- characteristics.—Rev. Elect. Coramun. Lab., 1972, v. 20, № 9—10, p. 825—835. 105. Адам Д. Д., Даииел М. Р., Шродер К. Д. Применение устройств на магни- тостатических волнах — один из путей микроминиатюризации СВЧ при- приборов.— Электроника, 1980, № 11, с. 36—44. 100. Иикитов В. А., Пинитов С, А. Исследование и разработка устройств на магнптостатических волнах.— Зарубежная радиоэлектрои., 1981, № 12, с. 41—56. 107. Sethares J. С. Magnetastalic wave devices and applications.— J. Appl. Phys., 1982, v. 53, № 3, p. 2646. 108. Гвоздев В. //., Нефедов Е, IL, Хитрое С. С. Объемные интегральные схе- схемы СВЧ.— Зарубежная радиоэлектрон., 1983, JV° 1, с. 27—40. 109. Стальмахов В. С, Игнатьев А. А.г Куликов М. II. Исследование возбуж- возбуждения магнитостатичеекпх волн на частотах 30—40 ГГц.— Радиотехн. и электрон., 1981, т. 20, Да 11. с. 2381-2381). 110. Шлее В. /*., Ефименко А. В., Воронин М. Я. Рельефные связанные МПЛ.— Радиотехн. и электрон., 1983, т. 28, № б, с. 1064—1071. 111. Вамберский М. В., Абрамов В. П., Казанцев В. И. Конструирование фер- ритовых развязывающих приборов СВЧ.— М.: Радио и связь, 1982. 112. Никольский, В. В., Никольская Т. И. Декомпозиционный подход к задачам электродинамики.— М.; Наука, 1983. ИЗ. Проектирование и применение РЭУ па диэлектрических волноводах и ре- резонаторах: Тез. докл. и сообщ. Всесоюз. науч.-техн. конф.— Саратов: Изд-во Саратовск. ун-та, 1983. 114. Алексейчик Л. В., Бродуленко И. И., Геворкян В. М. и др. Состояние и перспективы применения миниатюрных диэлектрических резонаторов в радиоэлектронике: Обзоры по электронной технике.— М.: Изд. ЦНИИ «Электроника», 1982 (Электроника СВЧ, вып. 13 (832)). 115. Паламарчук И. В. Электрическая перестройка СВЧ резонаторов: Обзоры по электронной технике.—М.: Изд. ЦНИИ «Электроника», 1982 (Электро- (Электроника СВЧ, вып. 7 (888)). 116. Расчет и проектирование полосковых антенн: Тез. докл. Республ. науч- техн. конф.— Свердловск: Изд. Уральск, политехп. ип-та, 1982. 117. Коваленко Ю. Ф., Нефёдов Е. И. Микрополосковые антенны СВЧ диапа- диапазона.—В кн.: [2], с. 129—134. 118. Нефёдов Е. И., Панченко В. А. Микрополосковые аптепны: Расчет, про- проектирование, перспективы использования.— В кн. [116], с. 3—5. 119. Полосковые платы и узлы/Под ред. Е. П. Котова и В. Д. Каплуна.—М.: Сов. радио, 1979. 120. Малютин И. И. Матричные параметры неодинаковых связанных ПЛ с не- неоднородным диэлектриком.— Радиотехн. и электрон., 1976, т. 21, № 12, с. 2473—2478. 121. Макеева Г. С, Любченко В. Е., Нефёдов Е. И. Активные устройства СВЧ диапазона с распределенными параметрами: Обзор.— Радиотехн. и элект- электрон., 1982, т. 27, № 9, с. 1665—1682. 234 122, 123. 124. 120. 126. 127, 128. 129. 130. 131. 132. 133. 134. 135. 136. 137. 13S. 139. 140. 141. 142. 143. 144. 145. 146. 147. 148. 149. 150. 151. Фейнберг Е. Л. Кибернетика, логика, искусство.— М.: Радио и связь, 1981. Цибизов К. Н., Борисов С. А. Устройства СВЧ на основе диэлектрических резонаторов.— Зарубежная радиоэлектрон., 1982, № 11, с. 24—38. Бушминский И. /7., Морозов Г. В. Конструирование и технология пленоч- ?гых СВЧ микросхем.— М.: Сов. радио, 1978. Стреттон Д. А. Теория электромагнетизма.— М.; Л.: Гостехиздат, 1948. Гринберг Г. А. Избранные вопросы математической теории электрических и магнитных явлений.— М.; Л.: Изд-во АИ СССР, 1948. Смайт В. Электростатика и электродинамика.— М.: ИЛ, 1954. Говорков В. А. Электрические и магнитные поля.— М.; Л.: Госэнергоиздат, 1960. Бухгольц Г. Расчет электрических и магнитных полей.— М.: ИЛ, 1961. Коппенфельс В., Штальман Ф. Практика конформных отображений.— М.: ИЛ, 1963. Фильчаков П. Ф. Численные и графические методы прикладной матема- математики.— Киев: Наукова думка, 1970; Приближенные методы конформных отображений.— Киев: Наукова думка, 1964. Нефёдов Е, И., Сивое А. Н. Электродинамика периодических структур.— М.: Наука, 1977. Расчет электрических цепей и электромагнитных полей на ЭВМ/Александ- ЭВМ/Александрова М. Г., Беляпин А. Н., Брюкнер В. и др.; Под ред. Л. В. Данилова и Е. С. Филиппова.— М.: Радио и связь, 1983. Каценеленбаум Б. 3. Высокочастотная электродинамика.— М.: Наука, 1966. Вайнштейн Л. А. Теория дифракции и метод факторизации.— М.; Сов. ра- радио, 1966. Нефёдов Е. //., Фиалковский А. Т* Асимптотическая теория дифракции электромагнитных волн на конечных структурах.— М.: Наука, 1972. Боровиков В, Л., Кинбер Б. Е. Геометрическая теория дифракции.— М.: Связь, 1978. Лаке Б., Баттон К. Сверхвысокочастотные ферриты и ферромагнетики,— М.: Мир, 1965. Кравцов Ю. А., Орлов Ю. И. Геометрическая оптика неоднородных сред.— М.: Наука, 1980. Миттра Р., Ли С. Аналитические методы теории волноводов.— М.: Мир, 1974. Вычислительные методы в электродинамике: Пер. с англ./Под ред. Э. Л. Бурнштейна.— ДО.: Мир, 1977. Никольский В. В. Электродинамика и распространение радиоволн.— М.: Наука, 1973. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на полосковых линиях.— М.: Сов. радио, 1972. Маттей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ, согласующие цепи н цепи связи.— М.: Связь, 1971, т. 1; 1972, т. 2. Силаев М. А.ч Брянцев С. Ф. Приложение матриц и графов к анализу СВЧ устройств.— М.: Сов. радио, 1970. Коган И. Л., Машковцев Б. М., Цибизов /Г. Н. Сложные волноводные систе- системы.— Л.: Судпромгиз, 1963. Заикин Б. М.ч Конин В. В., Платонова Ж. И. Циклический алгоритм рас- расчета параметров рассеяния произвольного соединения многополюсников СВЧ.— В кн.: Новые разработки приборов СВЧ и их применение в науке и промышленности.— Киев: Знание, 1974, с. 18—23. Abele Г. A. Uber die Streumatrix allgemein Zusammengeschalter Mehrpole.— Arch. Elektrisch. Ubertr., I960, Bd 14, № 6, S. 161—168. Бутакова С. В. Метод исследования сложных волноводных систем с одной или несколькими областями связи.— В кн.: Антенны.— М.: Связь, 1969, № 5, с. 140—154. Базовый принцип конструирования РЭА/Парфёнов Е. М., Афанасен- ко В. Ф., Владимиров В. И. н др.— М.: Радио и связь, 1981. Кураев А. А. Теория и оптимизация электронных приборов.— Минск: На- Наука и техника, 1979. 235
152. Кураев А. А., Ковалев И. С, Колосов С. В. Численные методы оптимиза- оптимизации в задачах электроники СВЧ.— Мпцск: Наука и техника, 3975. j 53. Карапет ян А. Л/. Автоматизация оптимального конструирования ЭВМ.— М.: Сов. радио, 1973. 154. Поитрягиц Л. С, Болтянский В. Г., Гамкрелш)зе Р. В. и Ор. Математиче- Математическая теория оптимальных процессов.— М.: Физматгиз, 1961. 155. Романовский И. В. Алгоритмы решения экстремальных задач.—М.: Нау- Наука, 1977. 150. Численные методы условной оптимизации: Пер. с англ./Иод ред. А. А. Пет- Петрова.— М.: Мир, 1977. 157. Гуляев Ю. В., Зильберман П. Е.-~ Радиотехп. и электрон., 1978, т. 23, № 5, с. 908—917. 158. Курушин Е. П., Неганов В. А. Применение метода Ритца для расчета многослойных гиротропных структур с диссипативньши потерями.— Ра- диотехн. и электрон., 1980, т. 25, № 7, с. 1330—1337. 159. Глущенко А. Г., Курушин Е. П. Полосковая линия на произвольно намаг- намагниченной феррито-диэлектрической подложке.— Радиотехн. и электрон., 1977, т. 22, № 10, с. 2074—2081. 160. Глущенко А. Г., Курушин Е. П., Негаиов В. А., Нефёдов Е. //., Санта- лов Н. П. Алгоритмизация задач распространения волн в микрополоско- вых структурах с гиромагнитными слоями.— Радиотехи. и электроп., 1980, т 25 № 5 с. 930 939. 161. Talisa S. Я., Bolle D. М. Performance characteristics of magnetoplasmon ba- based submillimetcr wave nonreciprocal devices.— In: Proc. IEEE MTT-S Int. Microwave Symp., 1981, p. 287—289. 162. Веселое Г. if., Темное В. M. Метод частичных областей для задач с не- коордипатньши границами.—Радиотехника, 1982, т. 37, №8, с. 71—74. 163. Беспятых Ю. П., Зубков В. И., Тарасенко В. В. Распространение поверх- поверхностных МСВ в ферромагнитной пластине.— ЖТФ, 1980т т. 50, № 1, с. 140. 104. Новиков Г. Л/., Борисов С. А., Лазерсои Е. 3. и Ор. Прямые МСВ в сло- слоистой структуре металл — диэлектрик — феррит — диэлектрик — металл.— ЖТФ, 1982, т. 52, № 7, с. 1434. 165. Новиков Г. Л/., Борисов С. А., Дубовицкий С. А. и др. Исследование дис- дисперсионных характеристик МСВ в составных структурах феррит — ди^ электрик — металл.—Радиотехн. и электрон., 1983, 28, № 1, с. 121. 166 O'Keffe Т. W., Patterson R. W. Magnetostatic surface-wave propagation m finity samples.-J. Appl. Phys., 1978, v. 49, № 9, p. 488G. 167. Tsutsumi M. A new technique for MW delay line.—IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 6, p. 583. _ i 168 Yashiro K., Ohkava S. Guided magnetostatic waves of the YIG-plate magne- tiqed nonuniformly.—IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 7, p. 745. 169 Auld B. A., Mehta К. В. Magnetostatic waves in a transversaly magnetiqed rectangular rod.-J. Appl. Phys., 1967, v. 38, № 8, p. 4081. 170 Oliner A. A. Equivalent circuits for discontinuities m balanced strip trans- transmission line.— IRE Trans. MTT, 1956, v. 3, № 3, p. 134—143. 171. Конструкции СВЧ устройств и экранов: Под ред. А. М. Чернушенко.—М.: Радио и связь, 1983. 172. Нефёдов Е. Я., Санталов Н. П., Фиалковский А. Т. Модифицированный метод Олинера и расчет базовых элементов на основе несимметричной по- лосковой линии.—В кн.: [2], с. 102—118. 173 Altschuler H. М., Oliner A. A. Discontinuities in the center conductor of summetric strip transmission line.— IEEE Trans. MTT, I960, v. 8, № 5, p. 328-339.. n т A _ _ _ 174. Справочник по волноводам: Пер. с англ./Под ред. Я. Н. Фельда.—М.: Ьов. радио, 1952. 175 Garg R. Bahl I. Microstrip discontinuities.—Int. J. Electron., 1978, v. 45, № 1, p. 81-87. „ 176. Гвоздев В. И., Неганов В. А. Применение преобразовании Швингера для расчета дисперсии симметричной щелевой линии.— Изв. вузов: Радиофнз., 1984, т. 27, № 2, с. 266. 236 177 173. 171). 180. 181. 182. 183. 184. 185. 186. 187. 188. 189. 190. 191. 192. 193. 194. 195. 196. 197. 198. 199. 200. . Gupta С, Gopinath A. Equivalent circuit capacitance of microstrip step change in width.— IKKK Trans. MTT, 1977, v. 25, № If), p. 819—822. Автоматизированное проектирование устройств СВЧ/Под ред. В. В. Ни- Никольского.— М.: Радио и связь, 1982. Нефёдов Е. //., Данченко Б. А. Полосковые антенны.—М.: Радио и связь, 11)85. James J. R., Wilson G. J. Microstrip antennas and arrays. Pt. 1. Fundamental action and limitations.—IEEE Trans. MOA, 1977, v. 1, № 5, p. 165—174. Панченко Б. А. Функции Грина уравнений Максвелла для областей, ча- частично заполненных диэлектриком.— В кн.: Проблемы повышения эффек- эффективности и качества радиотехнических систем.-- Свердловск: Изд. Уральск, политехи, ии-та, 1979, с. 29—35. Vogel R. W. Effects of the T-junction discontinuity on the design of microst- microstrip direction couplers.— IEEE Trans. MTT, 1973, v. 21, № 3, p. 145—146. Wolff /., Menzel W. A universal method to calculate the dinamical proper- properties of microstrip discontinuities.— In: Proc. 5-th Europ. Microwave Conf. 1975, p. 203-267. Hammerstad E. O. Equation for microstrip circuit design.— In: Proc. 5-th Europ. Microwave Conf., 1975, p. 268—272'. Шестая Г. Н. Расчет неодпородттостей полосковых лпшш.—Изв. вузов: Ра- Радиоэлектрон., 1979, 22, № И, с. 35—39. Anders P., Arndt F. Microstrip discontinuiti capacitances and inductances for doubl steps, mitered bends with arbitrary angle, and asymmetric right- aagle bends.— IEEE Trans. MTT, 1980. v. 28, № 11, p. 1213—1217. Айзенберг Э. В., Гусейнов Р. В., Юиусов С. К. Расчет схем СВЧ с митфо- полосковыми Т-соединенпямп, учитывающий конструкторско-технологнче- екие погрешности.—Электронная техника: Электроника СВЧ, 1979, вып. 5. Kompa G. Reduced coupling aperture of microstrip stubs provides new as- aspects in stub filter design,—In: Proc. (Mb Europ. Microwave Symp., 1976 p. 39—43. Iloefer W. J. #., Ros A. Fin-line parameters calculated the TLM-method.—In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1979. p. 341—343. Hennery H., Schtinemman K. Computer-aided design of fin-line detectors, modulators and switches.—Arch. Elektrisch. Ubertrag., 1982, Bd 36, № 2, S. 49-56. Jansen R. II. Probleme des Entwurfs und der Messtechnik von planaren Schaltungen.— NTZ, 1981, Bd 34, № 8, S. 524—530. Saad A. M. K., Schiinemman A. A simple method for analyzing fin-line struc- structures.—IEEE Trans. MTT,. 1978, v. 26, № 12, p. 1002—1006. Hennary Я., Knochel R., Schunemman K. Wideband branchline couplers in fin-line technology.— Arch. Electrisch. Ubertrag., 1983, Bd 37, № 1/2. S. 40—46. Houdard M. Coplanar lines: application to broadband microwave integrated circuits.— In: Proc. 6-th Europ. Microwave Conf., 1976, p. 49—53. Бальсевиц А. С, Гвоздев В. И., Горбань А. В. и др. Датчик с щелевыми зондами для измерения комплексных сопротивлений СВЧ микросхем.— Электронная техника: Электроника СВЧ, 1981, вып. 11, с. 67. Laughlin G. J. Wideband microwave power divider,— Pat. USA, № 3.715.689 cl. ИО1 P 5/12, 1972. Буданов В. Я., Ильин А. Я., Черненко Е. П. и др. Измерительные переход- переходные устройства для СВЧ интегральных схем.— Электронная техника: Элек- Электроника СВЧ, 1975, вып. 2, с. 77—80. England E. H. A. A coaxial to microstrip transmission.—IEEE Trans. MTT, 1976, v. 24, № 1, p. 47-48. Вендик И. Б., Барский И. В., Степанян А. Л. Коаксиально-микрополоско- вые переходы в трехсантиметровом диапазоне: Межвузовск. сб. науч. тр. Ереванск политехи, ин-та «Радиотехника и электроника», 1976, вып. 2, с. 44—47. Гвоздев В. Я., Кузаев Г. А., Нефёдов Е. И. НЩЛ.— Радиотехн. и электрон., 1985, т. 30, № 6, с. 1050—1057. 237
201. Антенны и устройства СВЧ/Под ред. Д. И. Воскресенского.— М.: Радио и связь, 1981. 202. Knorr J. Slot line transmission.— IEEE Trans. MTT, 1974, v. 22, № 22, p. 548-554. 203. G. Dameme. Adaptation entre ime lique a fente et une lique microbande.— Pat. Frans., № 2.254.889, jcL HOI P 5/08, 1978. 204. Покусай В. В., Сапрыкин И. И. Волноводно-полосковый переход на несим- несимметричную полосковую линию.— Вестн. Харьковск. ун-та: Радиофиз. и электрон., 1975, т. 130, вып. 4, с. 69—71. 205. Saul D. Millimeter waveguide to microstrip transmission.— Pat. USA, № 3.969.691, cl. 333—9, 1976. 206. Shielded microstrip aids V-band receiver designs.—Microwaves, 1982, N° 3, p. 77—82. 207. Иванченко Д. Д., Колчин Я. Я. Расчет и исследование плавного перехода с прямоугольного волновода на щелевую линию.— Вестн. Харьковск. ун- унта: Радиофиз. и электрон., 1979, 180, вып. 2, с. 59—61. 208. Лычагин Я. Я., Воробьевский Е. М. Миниатюризация СВЧ узлов на базе полосковых печатных плат.— Обмен опытом в радиопромышленности, 1974, № 10, с. 34—38. 209. Котра G. About the frequency-dependent characteristics of a microstrip-wa- veguide transition.—Arch. Electrisch. Ubertrag., 1981, Bd 35, JVs 2, S. 69—71. 210. Lave da L. J. Microstrip to waveguide adapter.—Pat. USA, Л° 3.932.823, cl. HOlP/lft 1976. 211. Гвоздев В. //., Макарова Е. В., Меланченко Н. Е. Широкополосные перехо- переходы между ыикрополосковьши и колосковыми линиями передачи: Тез. докл. Всесогоз. пауч.-техн. конф. «Теория и практика конструирования и обес- обеспечения надежности и качества РЭА».— М.: Знание, 1978, с. 53. 212. Cohn S. В. Slot-line an alternative transmission medium for integrated cir- circuits.— IEEE Trans. MTT-G, 1968, Да 6, p. 104—109. 213. Schiek В.. Kohler J. An improved rnicrostrip-to-niicroslot transition.— IEEE Trans. MTT, 1976, v. 24. № 4, p. 231—233. 214. Podcameni A., Coimbra M. L. Slotline-microstrip transition on iso/anisotropic substrate: a more accurate design.—Electron. Lett., 1980, v. 16, № 9, p. 780— 781. 2\Ъ. Гвоздев В. Л., Меланченко Н. Е., Чернушенко А. М. Широкополосный пе- переход между копланарными линиями передачи.— В кн.: Миниатюризация СВЧ устройств.—Рязань: Изд. РРТИ, 1978, с. 38—44. 216. Гвоздев В. Я., Калина В. Г, Шлейфовые переходы между миниатюрными линиями передачи с пленочными проводниками.— Электронная техника: Электроника СВЧГ 1979, вып. 6, с. 37—43. 217. Phelan Я. R. Microsptrip to microstrip transition.—Pat. USA, № 3.771.075, cl. HOI P 5/16, 1973. 218. Темное В. М. Расчет экранированных полосковых линий, связанных че- через щель.— Радиотехн. и электрон., 1975, т. 20, № 7, с. 1502—1504. 219. Rao J. S., Joshi К. К, Das В. N. Analysis of small aperture coupling between rechtangular waveguide and microstrip line.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 2, p. 150—154. 220. Kumar M., Das B. N. Aperture coupled stripline coupler.— Electron. Lett, 1978, v. 14, JMS 7, p. 216—217. 221. Rao J. S., Das B. N. Impedance characterises of transverse slot in the ground plane of a stripline.— Proc. IEE, 1978, v. 125, № 1, p. 29—30. 222. Вова Я. Т., Малюга В. Ф., Омелянюк Л. В. Исследование микрополоскового перехода с щелевым резонатором связи.— Изв. вузов: Радиоэлектрон., 1981, т. 24, № 5, с. 89—91. 223. Гвоздев В, Л., Диков Ю. А., Давыдов Н. М. и др. Оптимизация герметич- герметичного, фильтрующего вол ново дно-микро пол оскового перехода с помощью ЭВМ.— В кн.: Автоматизация проектирования РЭА на промышленных предприятиях.— Киев: Знание, 1976, с. 15—16. 224. В. Л. Гвоздев. Синтез устройства вывода энергии микрополоскового СВЧ модуля на коаксиальную линию.— В кн.: Автоматизация проектирования 238 225 220 227 228 220. 230, 231 232 13 23? 234. 235. 236. 237. 238. 240. 241. 242. 243. 244. 245. 24В. 247. 24S. 249. 250. 251. 252. РЭА на промышленных предприятиях.— Запорожье: Изд. Запорожск. ма- шиностр. ин-та, 1977, с. 34—35. . Гвоздев В. //., Меланченко Н. Е., Чернушенко А. М. Исследованяе частот- пых характеристик щелевых переходов.— М.: Изд. МИЭМ, 1979. . Гвоздев В. //., Калина В. Г. Расчет герметичных щелевых соединений мик- роиолосковых СВЧ схем с внешними цепями.— Электронная техника: Электроника СВЧ, 1979, вып. 10, с. 28—36. . Фильтры и цепи СВЧ/Пер. с англ. Л. В. Алексеева и др.—М.: Связь, 1976. . Вешнипова И. Е., Евстронов Г. А. Теория согласованных щелевых излу- излучателей.— Радиотехн. и электрон., 1965, т. И, № 7, с. 1181—1189. Фано Р. М. Теоретические ограничения полосы согласования произволь- произвольных импедансов.— М.: Сов. радио, 1965. Вай Кайченъ. Теория и проектирование широкополосных согласующих це- цепей.— М.: Связь, 1979. Будурис Ж., Шеневъе Л. Цепи сверхвысоких частот.— М.: Сов. радио, 1979. Смит Ф. Круговые диаграммы в радиоэлектронике.— М.: Связь, 1976, 180 с. Гвоздев В. Л., Меланченко Н. Е.ч Чернушенко А. М. Исследование микро- полосковых согласующих устройств.— Учеб. пос. по курсу «Конструкции и техника СВЧ».—М.: Изд. МИЭМ, 1981. Cohn S. В. Wide-band 3-dB hybrid couplers.—IEEE Trans. MTT, 1963, v. 11, № 7, p. 254-258. Lange J. Interdigitated stripline quadrature hybrid.— IEEE Trans. MTT, 1969, v. 17, № 12, p. 1150—1151. Levy R. Analysis and synthesic of waveguide multiaperture directional coup- couplers.—IEEE Trans. MTT, 1968, v. 16, № 2, p. 116. De Ronde F. C. A new class of microstrip directional couplers.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1970, p. 134—185. Мещанов В. Я., Фелъдштейн А. Л. Автоматизированное проектирование направленных ответвнтелеп СВЧ.— М.: Связь. 1980. Колосковые линии и устройства СВЧ/Под ред. В. М. Седых.— Харьков: Ви- Вита школа, 1974. Устройства сложения и распределения мощностей высокочастотных ко- колебаний/Под ред. 3. И. Моделя.— М.: Сов. радио, 1980. Kumar M. Dual-gate FET phase shifter.—RCA Rev., 1980, v. 42, ¦№ 12, p. 596—616. Wilkinson E. J. An N-way hybrid power diwider.— IRE Trans. MTT, 1960, v. 8, № 1, p. 116—118. Бова Я. Т., Конин В. В. Анализ АЧХ и ФЧХ делителей мощности СВЧ.— Изв. вузов: Радиоэлектрон. 1980, т. 23, № 2, с. 80—85. Bert А. С, Kaminsky Z)., Kantorowicz G. Progress in GaAs FET power com- combining with the traveling-wave combiner amplifier.— Microwave J., 1981, № 7, p. 69-73. Saleh A. A. M. Planar multiport quadrature-like power dividers/Combiners.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 4, p. 332—337. Ekinge R. B. A new method of synthesizing matched broad-band TEM-mode three-ports.— IEEE Trans. MTT, 1971, v. 19, № 1, p. 81—88. Сазонов Д. 71/., Гридин А. Я., Мишустин Б. А. Устройства СВЧ.— М.: Выс- Высшая школа, 1981. Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. К расчету симметричных восьмиполюсни- восьмиполюсников.— Электросвязь, 1968, № 10, с. 63—67. Шауро Г, C.j Глазков Г. Я. Широкополосность характеристик кольцевых и шлейфных делителей и сумматоров СВЧ-моЩности с трансформацией со- сопротивлений.—Электронная техника: Электроника СВЧ, 1979, вып. 2, с. 19—25. Рид Г., Уилер Д. Метод исследования симметричных цепей с четырьмя выводами.—Вопр. радиолок. техн., 1957, т. 39, № 3. Балъсевич А, С, Гвоздев В. Л., Литвиненко М. Ю., Чернушенко А. М. О новом классе делителей мощности А ФУ СВЧ.—В кн.: [116], с. 69. Балъсевич А. С, Гвоздев В. Л. Синфазные и противофазные балансные де- делители мощности.— Радиотехника, 1984, т. 39, № 2, с. 67. 239
253. 251 255. 256. 257. 258. 259. 260. 261. 262. 263. 264. 205. 206. 267. 268. 269. 270. 271. 272. 273. 274. 275. 276. 277. 240 Developments in hybrid circuits/Ed, by A. Matsumoto.— Monograph Series of the Research Institute of Applied Electricity, 1973, № 21, p. 15i. Воробьевский Е. M., Гвоздев В. И., Литвиненко М. Ю. и др. Широкополое- пые балансные модуляторы СВЧ.— Электронпая техника: Элкетроника СВЧ, 19S4, вын. 9, с. В— Ш. Саркисян Н. С, Усик В. Я., Макогон Н. Л. Расчет параметров гибридных кольцевых мостов СВЧ с учетом активных потерь.— Техника средств свя- связи: Общетехническая, 1980, вып. 4, с. 68. Ситнянский Б. Д. Кольцевые направленные ответвители.— Изв. вузов: Радиоэлектрон., 1981, т. 24, № 5, с. 76—78. Вамберский М. В., Абрамов В. П., Шел у хин С. А. Элементы и узлы СВЧ интегральных схем.—Учеб. пособие.—М.: Изд. МВТУ, 1976. Конструирование и расчет полосковых устройств/Под ред. И. С. Ковале- Ковалева.—М.: Сов. радио, 1974. Малорацпий Л. Г. Кольцевые мосты с потерями.— Вопр. радиоэлектрон.: Общетехническая, 1970, вып. 5. Гвоздев В. И. Миниатюрные гибридные устройства СВЧ.— Зарубежная радиоэлектрон., 1981, № И, с. 35—47. Fisher R. Е. Broad-band twisted-wire quadrature hybrids.— IEEE Trans. MTT, 1973, v. 21, № 5, p. 353—359.^ Rubin D., Saul D. Mm wave MICs use low value dielectric substrate.—Mic- substrate.—Microwave 3., 1976, v. 19, № 11, p. 35—39. Tippet J. C, Speciale R. A. A rigorous technique for measuring the scatte- scattering matrix of a multiport device with a 2-port network analyzer,— IEEE Trans. MTT, 1982, v. 30, № 5, p. 661—666. Seckelmann R. A wideband stripline hybrid ring.— IEEE Trans. MTT, 1968, v. 16, № 6, p. 361—363. Холодилов II. H. Широкополосные СВЧ мосты.— Вопр. радиоэлектрон.: Ра- диоизмеритсльнаи техника, 1970, вып. 2, с. 37—47. Гвоздев В. //., Клюев А. П., Чернушепко А. М. Широкополосный микроно- лосковый гибридный кольцевой мост.— Электронная техника: Электроника СВЧ, 1980, вып. 6, с. 97—99. АС № 855799 (СССР). Кольцевой ответвитель/А. А. Маловичко, В. Ю. Лей- кии, 1981, БИ, № 30. Rehnmark S. Wide-band balanced microwave hybrids.— IEEE Trans. MTT, 1977, v. 25, № 10, p. 825—830. Чупрое И. И. Анализ мостовых симметричных восьмиполюсников.— Элект- Электросвязь, 1971, № 6, с. 63—66. Сомов А. #., Сошников А. Я., Харитонова Г. С. Малогабаритные распреде- распределительные устройства на гибридных кольцах,— Тр. НИИрадио, 1978, вып. 4. с. 33—39. Коган Б. Л. Синтез широкополосных балансных устройств, содержащих гибридное кольцо с обращением фазы.—Изв. вузов: Радиоэлектрон., 1978, т. 21, № 8, с. 75—80. Шлее В. Р. Анализ синфазно-противофазных направленных ответвителей с трансформацией сопротивления.— Изв. вузов: Радиоэлектрон., 1981, т. 24, № 9, с. 82-84. Иванов С. #., Йлясов Ю. 77. Синтез гибридных соединений.— Электросвязь, 1968, № 9, с. 61—67. Гвоздев В. Я., Буданов В. Я., Литвиненко М. Ю. Миниатюрпые гибрид- гибридные кольцевые устройства.— Электронная техника: Электроника СВЧ, 1981, выл. 2, с. 10—13. Коган Б. Л. Синтез широкополосной схемы Пейджа.— Изв. вузов: Радио- Радиоэлектрон., 1979, т. 22, № 11, с. 81—86. Гвоздев В. Я., Канониди К. X., Хитрое С. С, Чернушенко А. М. Гибрид- Гибридный полуволновый кольцевой мост.— Электронная техника: Электроника СВЧ, 1981, вып. 10, с. 30. Гвоздев В. И., Литвиненко М. Ю., Нефёдов Е. Я. Кольцевые мосты на миниатюрных линиях передачи,— Радиотехника, 1982, т. 37, № 7, с. 83— 86. J 1 t * 278. 279. 280, 281. 282. 283. 284. 285. 286. 287. С ' 288. 289. 290. 291. 292. 293. 294. 295. 296. 297. 298. 299. 300. 301. Durkin M. F. 35 —GHz active aperture.—In: Proc. IEEE MTT-S Int. Micro- Microwave Symp, 1981, p. 425- 427. Гвоздев В. Я., Капониди К. А\, Хитрое С. С, Черпушепко А. М. Анализ и синтоа лолуволнового кольцевого моста.— Изв. вузов: Радиоэлектрон.,- 1983, т. 26, № 1, с. 47—51. Barabas U. On an ultrabroad-band hybrid tec.—IEEE Trans. MTT, 1979, v. 27, № 1, p. 58—64. Sutherland A. 7)., Ziel A. Some pitfalls in millimeter-wave noise measure- measurements utilising a gross-correlations receiver,— IEEE Trans. MTT, 1982, v. 30, № 5, p. 715—718. Oilman H. G., Pelner TV., Torgow N. Slot line-microstrip hybrid,— Pat. USA, № 3.946.339, cl. 333—9, 1970. Гвоздев В. И., Юрьев Б. В., Канониди К. X. Мостовые полосковые устрой- устройства.— Радиотехника, 1983, т. 38, № 8, с. 76. Роп С. У. Hybrid-ring directional coupler for arbitrary power divisions.— IRE Trans. MTT, 1961, v. 9, № 4, p. 529—535. Leigkton W. #., Milnes A. G. Junction reactance and dimensional tolerance effect of X-band 3-dB directional couplers.— IEEE Trans. MTT, 1971, v. 10, № 10, p. 818—824. Vogel R. W. Effects the T-junction discontinuity on the design of microstrip directional couplers.— IEEE Trans. MTT, 1073, v. 2J, № 3. p. 145—146. Токарский П. Л. Элементы волновой матрицы передачи двухшлейфпого направленного ответвителя.— Реснубл. межвод. науч.-техн. сб. «Радиотех- «Радиотехника»), 1978. выл. 4/1, с. 77—78. Chadha Л., Gupta К. С. Computer-aidecl analysis of stripline circuits inclu- including discontinuity reactance effects.— J. Inst. Electron, a. Telecomm. Engrs, 1981», v. 26: № 6. p. 290—292. Kirroea Л. В., Курбюмов О. Л., Пяткипа Л. В. Фазовые характеристики СВЧ мог тов.— Изв. вузов: Радиоэлектроп.. 1979. т. 22. № 2, с. 94—96. Rosen ].. Rhodes D. Computer optimized nniltiple-bransli-line couplers.— RCA Rev., 1980. v. 42, № 12, p. 706—726. Гвоздев В. Я., Макарова Е. В., Чернушенко А. М. Микрополосковый на- направленный ответвитель со шлейфами на щелевых линиях передачи.— Тез. докл. Всосоюз. пауч.-техп. коиф. «Теория и практика конструирова- конструирования и обеспечения надежности и качества РЭА».— М.: Знание, 1978, с. 52— 53. Бальсевич А. С, Гвоздев В. //., .Макарова Е. /?,, Меланченко Н. Е. Шлейф- шлй направленный ответвителЕ>, выполненный на комбинации несиммет- несимметричной щелевой и микрополосковой линий передачи.— Электронная тех- техника: Электроника СВЧ, 1981. вып. 11, с. 68. Garcia J. A. A wide-band quadrature hybrid coupler.— IEEE Trans. MTT, 1971, v. 19, № 5, p. 660—661. Бабичев Р. Л\, Иванов В. И. Широкополосные направленные ответвители на связапных мпкрополосково-щелевых линиях.— Электронная техника: Электропика СВЧ, 1977, выи. 8, с. 114—116. Sckiek В. Hybrid branchline couplers. A useful new glass of directional coup- couplers.— IEEE Trans. MTT, 1974, v. 22. № 10, p. 864—869. Гвоздев В. If., Макарова Е. В., Нефёдов Е. И. Направленные ответвители для объемных интегральных структур СВЧ.— Микроэлектроника, 1983, т. 12, вып. 2, с. 163—170. Schiek В., Kohler J. Impoving the isolation of 3-dB couplers microstrip-slot- line technique.—IEEE Trans, MTT. 1978, v. 2G, № 1, p. 5—7. Vogel R. Microstvip-slotline directional couplers and filters.— Wiss. Z. Til, Ilmenau, 1980, Bd 26, № 5, S. 141 — 152. Vogel R. Microstrip-slotline components for microwave IC's,—Microwave J., 1980, № 5. p. 83—110. Hoffmann R. K., Siegl L Microstrip-slot coupler design,— IEEE Trans. MTT? 1982, v. 30, № 8, p. 1205—1216. Ogawa H., liirota 7\, Aikawa M. Trans. Inst. Electron, a. Commun. Engs. Jap.> 1982. v. B65, № 7, p. 882—889. 16 в. И, Гвоздев, Е, И. Нефёдов 241
302. 303. 31 И. 305. 306. 307. 303. 309. 310. 311. 312. 313. oio. 316. 317. 318. 319. 320. 321. 322. 323. 32 i. 325. 326. 327. 328. 242 Литвиненко Л. Я., Просвирник С. Л. Спектральные операторы рассеявия в задачах дифракции.—Киев: Наукова думка, 1981 Сосунов В. А.. Шибаев А. Л. Направленные ответвптелн сверхвысоких ча- частот.—Саратов: Приволжск. книжное изд-во, 1%4. Biethan G., benching H. Hybrid conception for MIC's on GaAs substrates.— In: Proc. Europ. Alierowavc Conf., 1У73 p. АЛ4.4. Rao B, R, Effect of loss and frequency dispersion on the performance of mic- rostrip directional couplers and coupled line filters. — IEEE Trans MTT 1974 v. 22, № 1, p. 747-750. Эренбург Г. J/., Евдокимов Д. Л. О потерях: в мостовых ответвителях на связанных микронолоековьтх линиях.— Вопр. радиоэлектрон.: Технология производства и оборудование, 1980, вып. 3, с. 32—30. Шлее В. Р., Воронин М. Я. Эквивалентные схемы п анализ направленных ответвителей— Изв. вузов: Радиоэлектрон., 19S0, т. 23, № И, с. 8—13. Горбачев А. //., Мякиш ев Б. Я. Ступенчатые направленные ответвители класса 1 на связанных линиях с потерями.—Радиотехника, 1982, т. 37, № 6, с. 78-80. Следков В. А. Синтез направленных ответвителей с фиксированной раз- разностью фаз выходпых сигналов.— В кн.: Антенны, 1082, Л° 30, с. 148—155. Osmani R. М. Synthesis of Lange couplers.— IEEE Trans. MTT 1981 v 29 № 2, p. JOS—170. ' ' ' Johnson //. C, Gazit Y. A Ku-band continuonsky variable phase/amplitude control module.—RCA Rev., 1981, v. 42, № 12, p. 617—632. Cristal E. G. \onsyrnmetrieal coupled lines of reentrant gross section.— IEEE Trans. MTT, 1967, v. 15, Л* 9, p. 329-53U. Натхин //. //., Бабичев P. Л*., Иванов В. Н. и др. Увеличение направлен- направленности ответвителей на коллаиариых волноводах си слабой связью.— Элект- Электронная техника: Электроника СВЧ, 1981, выл. 4Т с. 6G—67. TischerF. 3. Integrated circuitry for millimeter waves.—In: Proc. Europ. Mic- Microwave Couf.. 1У/3, p. A.bVi. Бычков С. О., Мушкив U. П., Можении Б. Б. Направленные ответвители на конланарных линиях передачи.— Тр. НИНрадио, 1978, вып. 2, с. 63—66. Shibata И., Minakawa 6\, Terakado Д.—Trans. Inst. Electron, a. Commua. Engs. Jap., 1982, v. A102, № 3, p. 149—154. Балъсевич А. С, Гвоздев В. 1L, Нефёдов Е. И. Принципы реализации ди- аграммообразующих матриц СВЧ.—ДАН СССР, 198Г>. т. 282, № 1, с. 201. Гвоздев В. П., Смирнов С. В., Макаров В. К. Проектирование СВЧ уст- устройств с квазираспределеныыми связями. Техника средств связи; Техни- Техника радиосвязи, 1984, вып. 3, с. 21—25. Шварцман А. М. Расчет микрополосковых ответвителей со щелью в ниж- нижнем экране.— Техника средств связи: Радиоизмерительная теэника, 1979, вып. 3, с. 60—66. Воробъевский, Е. М., Гвоздев В. И.ч Литвиненко М. Ю. Широкополосный балансный модулятор.— Электросвязь, 1984, № 6. с. 26—30. Шапошников А. А. Широкополосные трехдецибельиые микрополосковые направленные ответвители.—Электронная техника: Электроника СВЧ, 1980, вып. 4, с. 60—65. АС № 849343 (СССР). Направленный ответвитель/Д. И. Воскресенский, А. Б. Орлов. 1981, БИ, № 64. Houdart M. Coupled-line directional couplers for MIC— In: Proc. 8-th Europ. Microwave Conf., 1978, p. 287—289. AC № 970518 (СССР). Направленный ответвитель/В. И. Гвоздев, Е. В. Ма- Макарова, Н. Е. Меланченко, М. В. Весник, 1982, БИ, № 40. Марков Г. Т., Чаплин А. Ф. Возбуждение электромагнитных волн.— М.; Л.: Энергия, 1967. Старр А. Т. Радиотехника и радиолокация.— М.: Сов. радио, 1960. Saulich G. A new approach in the computation of ultrahigh degree equal- ripple polynomials for 90°-coupler synthesis.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 2, p. 132-135. Заалъ Р. Справочник по расчету фильтров.—М.: Радио и связь, 1983. 329. Осипенков В. М., Прохорова Н. #., Фелъдштейн А. Л, Вопросы унифика- унификации узкополосных фильтров СВЧ.— Вопр. радиоэлектрон.: Общетехниче- Общетехническая, 1973, вып. 3, с. 55—59. 330. Guillon P., Balaband 3. P., Garault У. TMc.iP tubular and cylindrical dielectric resonator mode.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1981, p. 163—!!>*?. 331. Mahiev 3. R. Millimeter wavelength passive components.— Microwave J.T 1976, v. 19, № 11, p. 40—42. 332. Балыко А. К., Беляков С. В., Гвоздев В. Л. Программа для параметриче- параметрического анализа устойчивости амплитудно-частотной характеристики много- резонаторного режекторного фильтра: Тез. докл. Всесоюз. науч.-техн. конф. «Проблемы теории чувствительности электронных и электромеханических систем».— М.: Знание, 1978, с. 85. 333. Deutsch /., Lange К. Bestimmung der dielektrischen Eigenschaften von Sub- straten fiir Mikrowellen-Streifenleitungen.— Frequenz, 1981, Bd 35, № 8T S. 220-223. 334. Bonetti R., Atia T. E. Design of cylindrical dielectric resonators in inhomoge- neous media.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 4, p. 323-326. 335. Delaballe /., Guillon P., Garault Y. Local complex permittivity measurement . of MIC substrates.- Arch. Elektrisch. Ubertrag., 1981, Bd 35, № 2, S. 80—S3. 336. Day W. R. Dielectric resonators of microstrip circuit elements.— In: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1980, p. 24—2?. 337. Guillon P., Mekerta 5., Garault Y. A dielectric resonator bandstop filter,—Iu: Proc. IEEE Int. Microwave Symp., 1981, p. 170—173. 338. Bonetti R. Л., Atia A. E. Analysis of microstrip circuits coupled to dielectric resonators.— IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 12, p. 1333-1337. 339. Plourde /.. Ren С L. Application of dielectric resonators in microwave com- components.- IEEE Trans. MTT, 1981, v. 29, № 8, p. 754-770. 340. Atia A. E., Bonetti R. R. Generalized dielectric resonator filters.—Comsat. Techn. Rev., 1981, v. 11, № 2, p. 321—342. 341. Зелях Э. В., Фелъдштейн А. Л., Явич Л. Р. и др. Исследование автотранс- автотрансформатора типа длинной линии.— Радиотехника, 1982, т. 37, № 5, с. 22— 26; 1983, т. 38, № 8, с. 3—8. 342. Варфоломеев И. Я., Хренов Ю. IL, Писенко А. А. и др. Методы оптимиза- оптимизации частотной характеристики микрополосковых фильтров шлейфного ти- типа.— Электронная техника: Микроэлектронные устройства, 1981, вып. 1, с. 15—24. 343. Bornemann 5., Vahldieck R., Arndt F. Optimized low-insertion-loss millimet- millimetre-wave fin-line and metal insert filters.— Rad. a. Electron. Engs, 1982, v. 52, № 11/12, p. 513—521. 344. Аристархов Г. М., Вершинин Ю. П. Особенности фильтров на микрополо- микрополосковых линиях с неравномерными электромагнитными связями.— Элект- Электронная техника: Микроэлектронные устройства, 1980, вып. 3, с. 20—24. 345. Flemming M. A. Compact microstrip bandpass filter using both X/2 and Х/Л resonatots.—Electron. Lett, 1980, v. 16, № 24, p. 915—916. 346. Owens R. P. Curvature effect in microstrip ring resonators.— Electron. Lett., 1976, v. 12, № 14, p. 356—357. 347. Sharma A. K., Bhat B. Influence of a shielding on the capacitance of microst- microstrip disk and ring structures.— Arch. Elektrisch. Ubertrag., 1980, Bd 34, № 1, S. 41—44. 348. Sharma A. K., Bhat B. Spectral domian analysis of elleptic microstrip disk resonators.- IEEE Trans MTT, 1980, v. 28, № 6, p. 573. 349. Helszajn /., Lyon R. W. Approximate determination of effective dielectric constant of microstrip disc resonstors.— Electron. Lett., 1981, v. 17, № 1? p. 46—48. 350. Sharma A. K., Hoefer W. 3. R. Spectral domain analysis of a hexagonal mic- microstrip resonator.— IEEE Trans. MTT, 1982, v. 30, № 5, p. 825—828. 351. Гвоздев В. И., Кузаев Г. А., Нефёдов Е. И. Фильтрующие устройства в многослойных АФУ СВЧ.—В кн.: [116], с. 72—76. 352. Бергер М. Н. Двумодовые волноводные фильтры.— Зарубежная радиоэлект- радиоэлектрон., 1983, № 1, С. 3—26. 16* 243
353. 354. 353. 350. 357. 358. 359. 360. 361. 362. 363. 364. 365 306, 368. 369. 370. 371. 372. 373. 374. 375. 376. 377. 378. 244 Леонов А. И., Фомиче в К. И. Моиоимиульсная радиолокация.— М.: Сов. радио, 1970. Diode-controlled phase shifters.—Pat. England, № 1576861, cl. HKU II1W, 1980. Hall ford B. /?. 10U milliwatt output пр-converter using four Shottky diodes.— In: MTT —S Intern. Microwave Symp.T 1978, p. 492—494. Ребров С. И., Зайцев С. Л., Королев А. II. и д-р. Система автоматизирован- автоматизированного проектирования гибридных схем СВЧ.— Электронная промышлен- промышленность, 1979, № 7, с. 48—51. Бова Н. Т., Стукало П. А., Храмов В. А. Управляющие устройства СВЧ.— Киев: Техника, 1973. Yamotomo У. Design PSK modulators for multigigabit rates.—Microwaves, 1980, № 8, p. 53—56. Garver R. V., Мак Т. M. Filters for high-speed diode modulators and demo- demodulators.— IEEE Trans. MTT, 1967, v. 15, № 7, p. 390—397. Гоноровский И. С. Радиотехнические цени и сигналы.— М.: Сов. радио, 1963. Лосе М, Фазовое подавление паразитного зеркального канала в приемни- приемниках СВЧ.— Электроника, 1965, № 14, с. 22—28. . Hallford В. R. Low conversion loss X-band mixer.—Microwave J,, 1978, № 4, p. 53—59. . Gerst C. W.j Pacioreh L. J. Stripling microwave integrated circuits.— Micro- Microwave J., 1969. № 5, p. 43—52. Haglhara E,. Ogawa II., ImaiN., Akalhe M. A 26-GHz miniaturized МГС trans- transmitter/receiver.— IEEE Trans. MTT, 1982, v. 30, № 3, p. 235—242. Bouthinon M., Gavan /., Zadworny F. Passive microwave transposes frequen- frequency donbier for detecting the avalanche victims.— In: Proc. 10-th Europ. Mic- Microwave Conf., 1980, p. 579—583. Акипичева А. С. Измерение характеристик микросхем СВЧ. Обзоры по электронной технике.— М.: Изд. ЦТ1ПП «Электропика», 1970, выи. С, с. 164. Гвоздев В. //., Диков Ю. В., Чернушепко А. М. Микрополосконый многозон- довый датчик для контроля частотных и фазовых характеристик.— В кн.: Электромагнитная совместимость и устройства СВЧ.— Киев: Зпание, 1977, с. 28—29. Колпаков II. Ф. Электронная аппаратура на линии с ЭВМ в физическом эксперименте,—М-: Атомиздат, 1974. Соучек В. Мини-ЭВМ в системах обработки информации.— М.: Мир, 1976. Шестопалов В. 77., Кириленко А. А., Масалов С. А. Матричные уравнения типа свертки в теории дифракции.— Киев, Наукова думка, 1984. Fisher R. E. Broadbarding microwave diode swithes.— IEEE Trans. MTT, 1965, v. 13, № 5, p. 706. СВЧ устройства на полупроводниковых диодах: Проектирование и расчет /Под ред. И. В. Мальковского и Б. В. Сеет pope ц кого.— М.: Сов. радио, 1969. Каплун В. Д., Плотин А. Д., Саламатип В. В. Некоторые методы изме- измерения диэлектрической проницаемости оснований полосковых печатных плат.— Вопр. радиоэлектрон.: Техпология производства и оборудования, 1975, вып. 3, с. 42. Troughton P. Measurement techniques in microstrip.— Electron. Lett., 1965, v. 5, № 2, p. 194. Itoh T. A. New method for measuring properties of dielectric materials using a microstrip cavity.— IEEE Trans. MTT, 1974, v. 22, № 5, p. 572—576. Jamashita E. Varitional method for the analysis of microstrip-like trans^ mission lines.— IEEE Trans. MTT, 1968, v. 16, № 8, p. 529—535. Гвоздев В. #., Нефедов Е. И., Чернушенко А. М. Проектирование интег- интегральных схем СВЧ на объемных многослойных структурах.— В кн.: Про- Проблемы интегральной электроники СВЧ.— Л.: Изд. ЛЭТИ, 1984, с. 158. Лупуляк В. В., Кононов А. Д., Хижа Г. С. Экспериментальное исследова- исследование эффективной диэлектрической проницаемости микрополосковых ли- линий передачи на керамических подложках.— Электронная техника: Элект- Электроника СВЧ, 1978, вып. 5, с. 49—51. **79. Кобзарев Г. Ю. О фазовых характеристиках отражательных усилителей СВЧ с отрицательным сопротивлением.— Раднотехп. п электрон., 19(>8, т. \'.\, № I, с. I41 — ИЗ. Формулы для аргументов отражения пассивных цепей минимально- и пемииималыю-фазовых типов.— Там же, 1968, т. 13, № 3, с. ГИГ)—ГИ7. 380. Васильев И. В. Дисперсионные свойства волноводов МСВ.— Канд. дисс, М.: Ill»;) АН СССР. 1085. 381. Вашковский А. В., Зубков В. И., Кузнецов П. И. и др. Линия задержки на светочувствительной плаиарпой структуре феррит-полупроводник.— Письма в ЖТФ, 1978. т. 4, №' 20, с. 1231. 382. Вашковский А. В., Зубков В. И., Царукян Т. Л/. Исследование явления свертки на объемных МСВ в структуре феррит-полупроводник.— Радио- техн. и электрон., 1979, т. 24, № 1, с; 146. 383. Вашковский А. В., Герус С. В., Дикштейн 11. Е., Тарасенко В. В. Возбуж- Возбуждение поверхностных МСВ в ферромагнитной пластине.— ЖТФ, 1979, т. 49, № 3, с. 628. 384. Вашковский А. В., Зубков В. И., Килъдишев В. Н. и др. Смешение СВЧ сигналов в структуре феррит-полупроводник.— Радиотехн. и электрон., . 1979, т. 24, № 5, с. 1031. 385. Борисов С. А., Вашковский А. В.у Новиков Г. М. и др. Исследование по- поверхностных МСВ в пленках ЖИГ.—ФТТ, 198!, т. 23. с. 1209. 386. Васильев И. В., Нефёдов Е. II. Математическое моделирование волновод- ных структур МСВ.—В кн.: "VII Intern, conf. on microwave ferrite", Smo- lenice, CSSR, Sept. 17—22, 1984, p. 41. 387. Васильев И. В., Макеева Г. С. Распространение МСВ в металлизированной ферритовой структуре конечных размеров.— Радпотехп. и электрон., 1984, т. 29, № 3, с. 419. 388. Васильев И. В. Спектр собственных волн магнптостатического волповода со ступенчато-неоднородным подмагннчпванием.— Раднотехп. и электрон., 1984, т. 29. N2 Г», с. '.-ЮЗ. 389. Конин Е. К., Нефёдов Е. П. Краевые эффекты и теория микрополосковых прямоугольных излучателей и резонаторов.— В кн.: «Расчет и проектиро- проектирование полосковых антенн».— Свердловск: Изд. Уральск политехи, ин-та, 1985, с. 13. 390 .Балъсевич А. С, Гвоздев В. И., Нефёдов Е. И. Электродинамическое мо- моделирование многоканальных систем СВЧ в объемном интегралыюм ис- исполнении.— В кн.: «Расчет и проектирование полосковых антенн».— Сверд- Свердловск: Изд. Уральск, политехнич. ин-та. 1985, с. 17. 391. Хармут X. Теория ссквентного анализа: основы н применения.— М.: Мир, 1980: Несинусоидальные волны в радиолокации и радиосвязи.— М.: Радио и связь, 1985. 392. Егоров Ю. В. Частично заполпепные прямоугольные волноводы.— М.: Сов. радио, 1967. 393. Чуа Л. О., Лин Я.— М. Машинный анализ электронных схем: алгоритмы и вычислительные методы.— М.: Энергия, 1980. 394. Моделирование и оптимизация на ЭВМ радиоэлектронных устройств/ Э. М. Бенемсоп, М. Р. Елистратов, Л. К. Ильин и др.— М.: Радио и связь, 1981. 395. Кац Б. Л/., Мещанов В. Я., Фелъдштайн А. Л. Оптимальный синтез уст- устройств СВЧ с Т-волиами.— М.: Радио и связь, 1984. 396. Фильтры на поверхностных акустических волнах: Расчет, техпология и применение/Пер, с англ. Под ред. Г. Мэттьюза.— М.: Радио и связь, 1981. 397. Скотт Э. Волны в активных и нелинейных средах в приложении к элект- электронике.— М.: Сов. радио, 1977. 398. Измерения на миллиметровых и субмиллиметровых волнах: методы и тех- техника/А. Р. Валитов, С. Ф. Дюбко, Б. И. Макаренко и др.—М,: Радио и связь, 1984. 399. Пространственно-временная обработка сигналов/Я. И. Кремер, В. М. Пет- Петров, В. А. Понькин и др.— М.: Радио и связь, 1984. 400. Мошиц Г., Хори П. Проектирование активных фильтров.— М.: Мир, 1984. 245
ПРЕДМЕТНЫЙ УКАЗАТЕЛЬ Автогенератор 24 Автомобиль 10 Автосогласования эффект 204 Адгезия 189 Алгебра линейная 25, 28 — логики 13 Алгебраический метод 26 Алгоритм вычислительный 5, 12, 22, 26—29, 60, 63, 67, 80 Алгоритма обусловленность 64 — сходимость 04, П6 Алюминия окись 31, 32 Анализ квазнстатическпй (см. модель квазистатнческая) — параметрический 6 — статический (см. модель статическая? — электродинамический (см. модель электродинамическая) Аналоговая ВМ 10. 11, 28 Антенна 8, 9, 17, 19, 20, 104, 157, 193, 195, 212 — микрополсековая 17, 104, 135, 194 — моноимпульснап iP" — щелевая 19 Антенны апертура 194 — площадь эффективная 194 Аппаратура радиофизическая 6, 13, 213, 229 ^/т — радиоэлектронная 3—14, 16—18, 20, 22—28. 91, 98, 114, 115, 135. 136, 139, 180, 187, 188, 195. 212, 213, 227, 229 Аппроксимация чебышевская (см. Че- быптева полином (функция), чебышев- ский переход) Архитектоника ОНС СВЧ 21, 188 Асимптотический метод (см, модель асимптотиче екая) Астрономия 13 Атмосфера 9 База элементная 4, 9, 12, 21, 44, 87 Баланса энергетического закон (урав- (уравнение) 48, 109, 127, 131 Баростойкость 27 Баттлера матрица 18, 189 Безопасность 27 Безотказность 10, 27 Бесселя функция 38 Бет* принцип 174, 175 Библиотека элементов базовых 22, . 28 Биология 9, 13 Бионика 9 Бласса матрица 18, 189 Бора принцип соответствия 17 Вариационный метод 6, 78—80 Влагозащита 4, 27, 192, 211 Влияние взаимное 188, 194, 219 Возбуждение нечетное 64, 108, 145, 150 — противофазное 106, 108, ИЗ, 140, 141, 154, 164 246 Возбуждение синфазное 106, НО, 140, 141, 157, 164 — четное 64, 145, 150 Воздействие климатическое 45, 206, 212 — механическое 45, 130, 206, 212 — радиационное 45, 206 — температурное 206 Волн биения 175, 225 — дифракция 22, 90 — трансформация 101, 169, 170 волловодная (см. волна ТЕ(П), волна ТМ(Е)) Волна высшего типа 20, 43, 47, 64, 77, ПО, 114, 117, 1G8, 175, 223 — вытекающая 92—94, 176 — гибридная 37, 39 — замедленная (см. волна поверхност- поверхностная) — квази-Т 33, 36, 39, 43, 44, 70, 88, 223 — магнитогтатическая 5—7, 10, 11, 78— 86, 225, 226 — нечетная 68—70, 74, 75, 90, 107, ПО, 145, 1G2, 167. 171, 176 — обратная 25, 84, 79 — объемная 83, 112, 120 — паразитная 32, 43, 149, 150, 173, 186, 187, 188, 205 — поверхностная 33, 34, 43, 44, 58, 75, 79, 83, 85, 93, 94, 99, 138, 144, 150, 176, 224 — прямая 25, 84 — собственная 25, 36, 67 — спиновая 79, 225 — стоячая 39, 119 — Т(ТЕМ) 29, 43, 76, 117, 118, 180, 181, 186 — ТЕ(П) 32. 36, 43. 47, 63, 64. 69—71, 76, 91, 108, 112, 113, 117, 120, 121, 180, 181, 186, 223 — ТМ(Е) 36. 43, 47, 69, 71, 75, 181 — четная 68—70, 74, 75, 90, 107, 145, 167, 171 — электромагнитная 6, 7, 170 Волновод 3, 17, 18, 24, 49, 59, 92, 131, 161, 214, 228 — диэлектрический 14, 15, 17, 24, 175, 228 — запредельный 16 — коаксиальный 3, 91. 92, 116—П8, 124, 131, 135, 139, 161, 190, 198, 202, 213, . 214, 224, 228 — магнитостатических волн 78—86 — многослойный 64 — плоскопараллельный 90 — П-образный 118, 135 —' прямоугольный 19, 39, 40, 45, 47, 50, 59, 63. 64. 88—90, 100, 116—119, 125, 131, 134, 135, 174. 214 — Н-типа 14, 15. 135 — сравнения 177. 178 — Ш-образный 135 Волномер 224 Волны стоячей коэффициент 169, 207, 208 Нывод балочный 183, 192, 211 Гилсркипа метод U2, 63, 74, 80 Гаусса mu'1'од иь Гельшольца уравнение 30, 54 Генератор 1УУ, ^li>, 2'lh — гетеродинный :П0 Герметичность 191, 200 Герца вектор 54, 55 Гильберта формулы асимптотические 30 Гранат гадолиний-галлиевый (ГГГ) 78, 7U, 225 — железо-иттриевьш (ЖИГ) 78, 79, 225 Граф матрицы 20 — схелы 26 Графов направленных метод 161 Грина Функция 71, 72, 81 тензорная 6l>, 81 Дальность действия 27, 179 Датчик многозондовый 214—220 Декомпозиции принцип 23—z5, 140, 207 Делитель (сумматор) мощности 9(i, 114, iJU— 146, lbb, 2U4 балансный 139—146 кольцевой 140—144 многоканальный 195—198 на связанных линиях 144—146 противофазный 141. 142, 144, 146 синфазный 141, 142, 144, 146, 200 Детектор 213—217 Диапазон дециметровый 16, 49, 159, 161, 175, 194 — метровый 161 — миллиметровый 3, 7, 11, 12, 16, 39, 41), 59, 119, 124, 154, 159, 166, 175, 179, 194, 197, 204, 210, 229 — оптический 7 — сантиметровый 3, 7, 16, 49, 67, 119, 144, 154, 155, 159, 168, 169, 175, 186, 190, 194, 199, 210, 220, 224, 225, 229 — сверхдлинноволновый 7 — субмиллиметровый 3, 7, 175, 179 Диафрагма 47, 48, 131, 173, 174 Диод полупроводниковый 195, 196, 19U, 199, 202, 203, 206, 207, 211, 218, 219 Дисперсия 36, 38, 39, 50, 51, 53, 56, 58, 62—64, 69, 74, 80, 82, 83, 85, 86, 106, 111, 117, 127, 152, 167, 169 Дифракции математической теория 6, °1' 23 34 89 185 Добротность 29, 32, 35, 36, 45, 126, 127, 130, 131, 182, 195 — нагруженная 130, 131 Долговечность 27 Допуски технологические (см. парамет- параметры технологические) Достоверность 179 Емкость погонная 72, 73 — эквивалентная 92 Заграждения полоса 179, 186 Задание техническое 27 Задача анализа 22, 139, 179 — динамическая 82 — ключевая 23 — краевая 80 — максимизации 28 — минимизации 28 — модельная 88 — некорректная 65 Задача обратная 22 — синтеза (см. синтез параметриче- параметрический, синтез структурный) Задержки время 179 — линия 78, 224, 225 Замедление E3, 151 Замыкания короткого режим (см. усло- условия замыкания короткого) Заряд погонный 72 Затраты экономические 10, 12, 27 Затухание (см. потер») Зонд измерительный 174, 214, 216, 217, 219 Идея: «Каждому базовому элементу — оптимальный тип линии передачи» 4 Избирательность 119, 179 Излом линии (проводника) (см. линии поворот) Излучение 8, 24, 39, 43, 93—96, 99, 104, 150, 187, 206 Измерений автоматизация 213 — погрешности 213—Z2\S Измеритель панорамный 222, 224 Импульса сохранения закон 79 Индекс габаритный 17У, Ibti, 183, 187 — цифровой llij Интеграл эллиптический 3U, 89, 104 Информация 3, В, 9, 135, 195, 1'Л — генетическая 9 — цифровая 26, 12, 197 Информации обработка 10, 13, 24, 195, 227 — теория 9 Канал зеркальный 2ul Kayypd функции ioD Квазшштическни метод (см. модель асимптотическая) Квазистатическнй метод (см. модель квазистатическая) Кварц 31, 32, 223 Код цифровой 224, 226 Кодирование 13 Кодирования теория 9 Колебания акустические (см. волна акустическая) — магнитоупругие 83 — электрические 10 Кольцо гибридное 150 периметром 3^/2 147, 151, 160, 161 — полуволновое 147, 153—160, 162 Комбинированный метод 26 Компаунд 192, 211 Компиляция 28 Комплекс вычислительный 11—13 — гибридный 11—13 Кона метод 49 Конвольвер 78 Конечных элементов метод 62 Конструирование объемное (см. схема интегральная объемная СВЧ) Конструкция планарная (см. схема ин- интегральная планарная) Контроль пооперационный 213 — этажерочнын 21 Координаты прямоугольные 47 — цилиндрические 47 Края реакция емкостная (см. проводи- проводимость емкостная) индуктивная (см. проводимость индуктивная) Кремний 11 Кристалл одноосный 71 Критерий целесообразности 18 247
Ланге ответвитель 171 Лапласа уравнение 41, 84, 177 .Лежандра полином ий Линии конец отьрытын 92—04, 99, 1U4, на, liy — отрезок УУ, 1(Ш, 111, 120, 121, 141, 182, Ж ¦— передачи салианные 177, 183 — поворот 24, 9J, Уо, 1U1 Линий аолосковых моделирование 87— 114 • пересечение (см. матрица диаг- раммообразующая./ Линия водоконнооптическая 8 — диэлектрическая (см. волновод дн- элеьтрическин; — коаксиальная (см. волновод коакси- коаксиальный) — копланарная 3, 14, 15, 19, 24, 70—78, У1, 98, 104, 107, НО, Hi, 121, 148, 153, 102, 171, 182 экранированная 77 — микрополосковая (см. линия полос- ковая несимметричная) — передачи (см. также волновод) 3—5, 14 — полосковая 3, 14, 24, 50, 87—114, 220 несимметричная J5—10, 23, 33—45, 59, 04, 68, 70, 7У, ВО, 83, 87, ЬУ, 90, 91, 03, 104, 106, 107, 109, 111 —ИЗ, 117— 121, 131, 132, 134, 135, 140, 145, 147, 151, 153, 154, 160—1П^, 164, lliti, 168, 175, 182, 183, 186, 187, 189, 195, 198, 202, 203, 211, 214, 219, 220, 222 • симметричная 15, 18, 19, 29—32, 34—45, 87, 88, 107. 112 113, 117, 119— 121, 124, 131, 140,141, 144, 147, 171,173, 171, 180, 182, I8fi, 191—103, 201. 205 — радиорелейная 188, 226 — щелевая 3, U, 15. 2i. 62. 140 — — модифицированная UN—70 — — несимметричная 5, 14, 15, 19, 58— 70, 98, 106, 109, 111, 113, 14U, 141, 152, 153, 1G6, 168, 185, 189, 190, 192, 193, 211 симметричная 19, 45—59, 68, 70, 74, 90, 91, 98, 99, 101, 106, 107—109, 111, 117, 124, 138, И0, 141, 148, 153, 154, 160—162, 164—166, 171, 173, 175, 180, 182, 185—187, 189, 190, 195, 197, 198, 202—206, 215, 217, 219, 220, 225 ¦ подвешенная 51 «сэндвич>> 53, 54 экранированная 51, 54—58, 101, 118 Лоренца лемма 109, 127 Магнит 180 Максвелла уравнения 47, 63, 80 — функция 38 Манипулятор фазовый 188, 195—197, 209 Математика вычислительная 2, 7 Матрица адмитанса 25 — диаграммообразующая 14, 15, 17, 148, 157, 189, 193—195 — импеданса 25 — квадратная 74 — передачи 126, 127, 150, 154, 156, 159, 162, 164, 168 — переключающая 18 — потенциалов узловых 41 — проводимости 24—26 СО—62 — рассеяния 2, 21—28, 87, 89, 97, 98, 105, 113, 115, 119, 124, 126, 127, 131, 141, 143, 145, 146, Н7, 150—153, 155—157, 160—162, 164, 166, 167, 170 •— симметричная 41 — сопротивлений 24—26 248 Масштаба частотного дискретизация (см. устройство дискретизации мас- масштаба частотного) Мэнк-ответчик 211 Меандр 171, 195 Медицина 13 Метод (см. сштн'тствующее название) — резонансный (J4 Микропроцессор 214, 22t> Многочлен линейный интерполирующий 87 Моделирования метод 112 Модель адекватная 12, 21—23, 87, 180 — асимптотическая 23, 83, 92 — волноводная 45, 47 — квазпоитическая 25 — квазистатнческая 5, 22, 23, 25, 34, 42, 63, 70, 75. 89, 90, 92, 94, 95, 98, 114, 115, 124, 125, 135, 168. 228 — математическая 5, 21, 22, 154, 186, 228 — полуэмнирпческая 67 — реберная 59 — статическая 22, 23, 25 92. 135, 228 — физическая 5, 21, 22, 154, 186, 228 — эвристическая 87 — окраиированная 45, 50, 59 — электродинамическая 5, 12, 22, 23 2Г>, 34. .16—45. 74—77. 84. I 14, 115, 'М9 C5. 16';, 170. 179, 180, JS2. 185, 228 ' Модуль прпемно-передающий 195, 210— 212 — СВЧ 4, 6, 7, U. 16. 18—20, 27, 43, 45, 54. 75. ОХ 98. 114. 115, 139, 163, 188, 205, 21 1, 213. 220. 228 Модулятор 195. 198, 200. 201, 209 — балансный ИO—200. 202 — высокочастотный 209 — однополосный 200—209 — широкополосны!] 197—209 Молутштгт !03. f 98. 201 — э\шл!1т\ лнчгт 2'н; — одноголосная 200 — пространственно-временная 13, 197 Момент магнитный 84 Мост кольпевоя 146—103, 190, 193—195, 198, 2(Г_> 225 гибридный 100, 198, 225 с обращением фазы 147—1:'>3 Нагрев высокочастотный 9 Нагрузка активная 138, 193 — комплексная 131», 138 — реактивная J36. 138, 204 — согласованная 203, 219 Надежность 7, 10, 20, 179, 187, 212, 213 Направленности диаграмма 8, 20, 212 Невязки минимизация 65, 66 Непрерывности уравнение 72 Область резонансная 23 Обработка пространственно-временная (см. модуляция пространственно-вре- пространственно-временная) Образов распознавания 13 Объем фильтра (см. индекс габаритный) Ограничитель мощности 56 Олинера метод обобщенный 5, 87—91, 98 Оптимизации метод 28 Опухолей лечение 9 Ослабление переходное 169, 170 (см. также матрица передачи) Ответвитель направленный 15, 9§, 100, 139, 193, 203, 206 квадратурный 171—175, 200, 201, 206 с распределенной связью 175—178 на сосредоточенных элементах 174, 175 шлейфный 100, 163—171, 192 Отверстие в проводнике линии 92, 95, 141, 145 — в подложке 108, 118, 120, 145, 147, 148, 153, 166, 109, 211, 212 Отношение гиромагнитное 83, Ь\ Отображений зеркальных метод 140— 142, 145, 150, 154, 164, 166 — конформных метод 30, 07, 73 Отображения функция 42 Отражения коэффициент 90, 93, 94, 96, 97, 102, 104, 106, 109, 120, 130, 134, 142, 144, 156, 1G2, 213, 210—210 Отрезок линии закороченный 10i>, 111, 114, 121, 128, 141, 161, 169, 183 полуволновый 197 разомкнутый 113, 120, 123, 134, 148, 164. 183, 190, 195 четвертьволновый 114, 121, 141, 147, 152, 161, 171, 198 Отсечки частота 39, 64, 119 Охлаждение 4, 14, 17 Оценка двухсторонняя 80 Ошибка округления 67 Панель выписная 12, 17 Параметры интегральные 28 — климатические 4, 27, 187 — конструктивные 12, 19, 20. 22, 188 — массогабаритные 4, 7, 12, 11, 16, 20, 27, 139, 175, 179—181, 18&, 191, 192, 198, 226, 228 — механические 4, 14. 27, 187, 205 — радиационные 4, 2:i — температурные* *, 14, 23, 27. 181, 187 — технологические 4, 12, 19, 22. 23, 87, 138, 188. 204 — ударные 27, 192 — физические 22, 2215 -- экономические 12, 19, 22 — эксплуатационные 27 — электрические 4, 12, 14, 10. 20 22, 29, Л0, 204, 226 — электродинамические (см. также мо- модель электродинамическая) 22, 34, 188 Пейджа схема 189, 193, Ш Передачи коэффициент (см. также мат- матрица передачи) 115, 120, 171, 184 Переключатель многоканальный 139, 220 Пгремычка в линии 15, 19, 20. 100, ill, 117—120, 148. 166, 169, 203. 205. 209 навесная 105, 124, 153, 171, 183, 193, 194, 203, 204 Переход 4, 14, 19, 95, 108, 115—138, 213, 214 — волноводно-коаксмальный 21.3 — волноводно-полосковып 19, 118 — гальванический J9, 32. JOB—108, 115, 118, 119, 148, 190, 205. 206, 212 — ГФ^ НПЛ 124, 125. 132, 134 — КЛ ^ КЛ. 121, 122, 124 — КЛ ^ШТЛ 123 121 — КЛ ^СЩЛ ЮВ, 123. 124 — коаксналыю-полосковыл 117, 124, 144, 214 — коаксиально-тцелевой 144 — между линиями передачи 106, 112, 118 — межэтаишый (межслойный) 24, 112, 115. 116, 110. 124. 188 — НПЛ ^ ИПЛ 121, 125. 126, 148 — НПЛ т± СПЯ 130 — НПЛ ^ СЩЛ 118, 122, 124, 198, 200, 225 — ПВ^НПЛ 116, 118. 119, 124, 125, 132. 134 — ПВ ^ СПЛ 124. 125. 134 — плавный 106. ИЗ, 118, 119, 134 — резонансный 115 Переход сверхширокополосный 115—120 — СПЛ ^ СИЛ 125, 120, 206 — СПЛ ^ СЩЛ 206, 207 — ступенчатый 110, 118, 119, 135 — СЩЛ ^ШЦЛ 108, 10У, 121, 105, 206 *— СЩЛ ^СЩЛ 121, 122, 206 — с электромагнитной связью 19 — узкополосный 115, 124—135 — широкополосный 115, 119, 120—124, Ш, 153, 214 — шлейфнып 19, 115, 120—124, 135, 148 — щелевой Но, 124—135 Перехода характеристика частотная НУ—121, 130, 132, 133—135, 174 эллиптическая 184, 185, 187 Пермаллой 79 Пленарный принцип конструирования (см. схема интегральная пленарная) Пластина фотоуправляемая 214 Пленка диэлектрическая 79 (см. также слой диэлектрический) — полупроводниковая 79 — ферритовая 78, 79 — феррит-полупроводниковая 78 Подложка анизотропная 40—42, 71, 74, 75 — диэлектрпчегкая 21 44, 47, 58, 59 63, 70, 73, Уи — магнитол ^электрическая 45, 77, S3 — многослойная 21. 35, 42, 51 — однородная 35, 71 — сапфировая 41, 75 Подмагиичивангтя поле 78—86 эффективное 80 Подход системный 12 — эвристический 5. 87 (см. также мо- лель эвристическая) Полпкор 32. 1O, 152. 175. 223 ir-viiuo?! кусочно-определенный (>2 — ортогональный S7 Полистирол 31, 32, 134 Поляризация круговая 47, 77 — эллиптическая 47 Помеха 124. 212 Помехоустойчивости теория потенциаль- потенциальная 9 Помехоустойчивость (помехозащищен- (помехозащищенность) 9.179 Потенциал магнитостатический 84 — узловой 41 Потенциалов выравнивание 106, 108, 120, 121, 153, 205 — разность 72, 73, 179 Потери 121. 131, 134, 139, 147, 151, 155, 166, 168, 180, 184, 187, 188, 195, 196, 197, 200, 224 — дифракционные 5, 40 — на излучение 5, 35, 36, 51. 106, 184 (см. также излучение) — омические (тепловые) 5, 8, 29, 31, 35, 3G, 51, 85, 131 Поток магнитный 31 Предпочтительности (приоритета) усло- условия 22 Преобразователь 4. 10. 2'i, 115 Приближение квазистатическое (см. мо- модель квазистатическая) — оптическое 25 — статическое (см. модель статическая) — электродинамическое (см. модель электродинамическая) Пымпр полупроводниковый 54, 59, 124, 210. 212 — электронный 11 Прием внеполоснып 179 — ^упергстеродинный 20, 210 Проводимостей диаграмма 130, 134 Проводимость активная 99, 106 — волновая 170 249
Проводимость входная 93, 94, 96, 137, 138 — емкостная 05, 06, 08—101, 104, 105, 113, 130, 171 — излучения 97, 104 — индуктивная 06, 100, 105, 1G6 — реактивная 48 — суммарная 48, 51, 53 Программа-транслятор 28 Проектирование автоматизированное (машинное) 2, 5, 11, 12, 21—28, 29, 46, 87, 114, 139, .197, 209, 213, 228 Производная логарифмическая 102, 103 Проницаемости диэлектрической тен- тензор 42 — магнитный тензор 84 Проницаемость диэлектрическая эффек- эффективная 5, 34, 38, 43, 47, 49, 67—69, 89, 124, 170, 171, 2lf — магнитная эффективная 83 Пропускания полоса 27, 85, 130, 135, 139, 180. 186 Радиоастрономия 8 Радиолокация 8, 139, 193 Радионавигация 8 Радиосигнал 8, 9, 13, 135, 188 Радиофизика 2, 6 (см. также аппаратура радиофизическая) Радиоэлектроника 2, 3, 6—9, 12, 13, 227 (см. также аппаратура радиоэлектрон- радиоэлектронная) Радиоэлектроники пределы фундамен- фундаментальные 9, 10, 12 — тенденции развития 7—13 Газвмяка 115, 124, 139, 142, 148, 152, 155, 166. 167, 188, 192—194, 201, 218 — идеальная 151 — по электромагнитному полю 21 Разложение сингулярное 66 Разложения спектрального метод 37 Разрыв проводника в линии 92—95 Распространении постоянная 62, 71, 74. 82, 105 Расширения температурного коэффици- коэффициент 181 Реакция биологическая 8 — края 23, 35, 74 — химическая 8 Резонанс поперечный 48 Резонатор 92, -185 — волноводныи 211 — дисковый 175. 181. 182 — диэлектрический 17. 175, 180—182 187 —.кольцевой 175. 182, 220—222 — полпгковый 92. 182. 183 — полуволновый 100, \9Л — щелевой 124, 126, 127, 129—131, 134, 135, 211 этфаннрованиый 128, 129 Ремонтопригодность 17 Ресурс машинный 'ЦЭВМ) 27, 28 Решетка антенная 17 Ритпа метод 73 80 Ричардса переменная 158 Л-фунншп Сем. алгеПрп логики) Ряд тригонометрический 67 Световод (см. линия волоконпооптиче- СгчЭЯ/ Связи канал 3, 8, 9, 188 •— канала емкость 3, 8 • пропускная способность 8 ~~, ВДаметр (коэффициент) Ю9 НО 126, 130, 131, 182, 185, 186, 216, 219, 250 Связи элемент 183, 223, 224 Свявь боковая 14, 45, 17i — гальваническая (см. переход гальва- гальванический) — емкостная 18 — индуктивная 18, 109 — лицевая 14, 45, 77, 171, 204, 20G — обратная И — оптическая 9 — паразитная 43, 93, 135 — полусосредоточенная 21 — распределенная 21 171 — сильная 16, 109, 173 — синхронная 43 — сосредоточенная 21 — спутниковая 188 — электромагнитная 18, 45, 121 Сечение критическое 175—178 Сечений поперечных метод 178 Сигнал аналоговый 13 — дискретный 13 — СВЧ 184, 188, 190, 192, 224 — управляющий 9, 13, 135 — цифровой 197, 225, 226 Сигнала подавления степень 27, 131 Синтез параметрический 6. 22, 26, 27, 01, 131 — 135, 139. 149, 161. 179, 180, 228 — структурный 6, 22, 26, 27, 188, 228 — термоядерный 8 Система аналоговая 13, 197 — многоканальная 139, 189—195 — обработки сигнала цифрового 197, 219 Скачок ширины проводника 92, 95, 98, 104—106, 119. 145 — — щели 100—102 Скорость Фазовая 29, 43. 88, 89—01 Слой диэлектрический 18—21, 35, 36, 43, 45, 52. 60—62. 69, 111, 112, 148, 171, 175. 180. Ш 192, 204 — МйГНИТНЫП 4Г> — металла 33, 35, 47, 59, 60, 66, 1Ю6, ИЗ, 182 Смеситель 24, 201, 225 Совместимость электромагнитная 3, 9, 27, 188 Соединение гальваническое (см. переход гальванический) Соответствия конструкционного принцип 7, 17, 20, 45, 115, 184, 227 Сополимер 221 Сопротивление балансное 17, 140, 141, 143. 144, 189, 190 — волновое 30—32. 34, 38, 42. 47—50, 52, 53, 57—59, 67. 88—91, 106, 109, ИЗ, 114. 118, 120, 130, 136, 137, 144, 157, 169, 197 — входное Ю7, Ш9, НО — индуктивное 107 — поверхностное 31, 36 — характеристическое 5 Социология 10 Спектр дискретный 36 — непрерывный 36 — собственных чисел (значений) 36 Спектпа анализатор 190. 224 Способность разрешающая 8 Среза частота (см. отсечки частота) Статический метод (см, модель стати- статическая) Стенка магнитная 46—48, 69, 71, 77, 86, 88, 89 — электрическая 46—48, 69, 71, 77, 86, 80 Структура взаимная 83 — ключевая 89, 00 — невзанмная 83 — сопряженная 81 Суммдтор мощности (см. делитель мощ- мощности) J Схема балансная 139—146, 198—200 — гипотетическая 7, 19 —¦ диаграммообразующая (см. матрица диагра-ммообразующая) — интегральная 3—5, 11 — 14, 16, 20—23, 26, 29, 34, 77, 78, 91, 92, 95, 103, ПО большая (БИС) 16 гибридная 26 объемная СВЧ 2—7, 10, 12—16, 28, 29, 34, 43, 53, 54, 59, 60, 62, 67, 69, 77, 78, 85, 87—80, 91, 92, 94, 98, 100, 106, 108, 111, 113, 114—116, 118—120, 124, 131, 135, 138, 140, 141, 155, 1.61, 163, 164, 166, 171, 173, 175, 178—229 ¦ сверхбольшая (СБИС) 16 — интегральная пленарная 3, 4, 13, 14, 16, 18, 20, 91, 115, 120, 161, 183, 187, 192, 197, 227, 228 — коммутации 104 — логическая 226 — мостовая 78, 96, 146—162 гибридная 139—178 — прототип 179, 180 — эквивалентная 2, 95—106, 110—113, 124, 126, 135, 136, 140, 141, 144, 147, 148, 150, 155, 161, 162, 165—167, 169, 179. 1S3, 188 192, 200, 210 Теоретико-множественный метод 26 Тепла передача кондуктивная 27 Теплообмен конвекционный 27 Теплоотвод 27. 54 Техника авиационная 10, 20 — АЭВМ 10 — вычислительная 8 — измерительная 118, 144, 197, 199, 213—226 — ракетно-космическая 10, 20 — СВЧ 6, 1С, 108, 115, 139, 163 — ЦЭВМ 10 Термостат 180 Термостатирование 14 Технология интегральная 10, 13, 17, 21 — толстопленочная 21 — тонкопленочиая 21 Т-образиое разветвление проводников 96 Ток магиитиын 46, 60, 62, 63, 66 — поверхностный 62. 80 — поперечный 70, 82 — продольный 70, 80, 82 — электрический 46, 60, 64 Толуол 186, 207 Топологический метод 26 Точность интегральная 23, 215 Трансформатор волноводиый 24, 60, 92 — идеальный 96, 101, 109, 112 — несинхронный 135—138 — согласующий 22, 95. 135. 136. 158, 206 — ступенчатый 130, 131, 135, 136, 158 — четвертьволновый ' 120, 131, 134, 137 (пм. также линии отрезок) — шлейфный 131, 135, 137, 138 (см. так- также шлейф) Тройник 100—113, 190, 192 Т-соединение 92, 97, 98, 102 103, 106— ПО, 144. 150, 154, 195, 197, 198. 225 — «магическое» 161—163, 195, 197, 202 Удлинение (укорочение) эквивалентное 92, 95, 96, 138, 171 Узел функциональный 22—28, 135, 213 Умножитель частоты 211, 212 Уокера уравнение 84 Уравнение дисперсионное 43, 62, 82—85, 89, 177 — интегральное 37, 38, 59, 60, 62, 65, 74 Уравнений линейных система 41, 62, 63, 65, 74 обусловленность 62, 65, 66 Уравнения интегрального алгебраиэация 62—05 Усиления коэффициент 27 Усилитель 78, 179, 180 Условия граничные 37, 41, 47, 54, 60, 63, 177 — (режим) замыкания короткого 60, 165 — на ребре 65, 67, 77 — (режим) холостого хода 60, 167 Устройство днаграммообразующее (см. матрица днаграммообразующая) — дискретизации масштаба частотного 224—226 — квазипланарное 59 — многоканальное 188 (см. также дели- делители мощности многоканальные) — мостовое (см. схема мостовая) — невзаимное 40, 91 — радиопередающее 8 — симметрирующее 130, 134 136 — согласующее 95, 100, 130, 131, 134— 136, 138, 195 — цифровое 209 Фазовращатель 15, 115, 147—149, 151, 152, 193, 194 — на связанных линиях 149, 194 — с механической скруткой проводни- проводников 15, 148, 194 Фазоиивертор 121, 193 Феррит 83, 86 Физика 7, 9, 10 Фильтр идеальный 35 — СВЧ 14, 19, 22, 84, 95, 96, 99, 131, 170—187 па OIIC 113, 131, 183—1S7 нижних частот 100, 101, 211 объемный многослойный 115, 179— 187 полосовой 24, 36, 100, 115, 131, 135, 218 узкополосный 78 Фильтра характеристика эллиптическая (см. перехода характеристика частот- частотная эллиптическая) ФЛАН 144, 146, 152, 173, 186, 203 Фольга 211 Формула рекуррентная 159 Фредгольма уравнение интегральное 79—81 Фторопласт 223 Фундаментальные пределы (см. радио- радиоэлектроники пределы фундаменталь- фундаментальные) Функций ортонормированных система 24 Функционал квадратичный 80, 82 Функционала минимизация 41 Функция базисная 54, 62, 63, 74, 75 — кусочно-определенная 62, 67 — логарифмическая 33. 41 — потенциальная 41, 42 — пробная 82 — целевая 27, 28 Фурье интеграл 71 — преобразование 3", 38, 60 — трансформанта 60 Ханкеля функция 46, 47 Химия 7, 9, 13 Х-соединение 92 Цепь пассивная (см. элемент базовый) — радиотехническая 135 251
Цепь СВЧ 224 (см. также схема интег- интегральная, схема объемная СВЧ, схема интегральная нланарнал) ¦— симметрирующая (см. устройство симметризации) — смещении 124 — согласующая 115 — электрическая 135, 136 ЦВМ 10, 11, 24, 26, 30, 50, 88, 181, 215 Частичных областей метод 5, 50, 54, 77 Частота зеркальная (см. канал зеркаль- зеркальный) — критическая 177 — мгновенная 224, 226 — резонансная 83, 181, 182. 221, 222 Частоты преобразователь 188 Чебышева полином (функция) 38, 73, 74, 131, 134, 183, 185 — 187 Чебышевский переход 118, 131, 157, 158, 183 Число волновое 37, 39, 47, 61 Чувствительность 27, 179, 181, 187, 217 Шайба диэлектрическая 131, 134, 182 ГГТвингера преобразование 56 Шифмана фазовращатель 147, 193 Шлейф 107, 111, 112, Ц4 134 *51 16° 191, 198, 200 ' — ВЫСОКООМНЫЙ 163 — короткозампнутыи 10П—111 114 1*>0 лпл '"" 'л~ 138, 141, 161', 166 — низкоомный 163 — разомкнутый 113, 118 120 135, HS, 161. 164, 171, 183 ' — управляемый электрически четвертьволновый 1 ПО. Ц4. 124, 141, 1 195, 1П8 Шоттки диод 124, 133- 190, 195 17. 138 12f>. 12 8, 152, 101, 1G4—1п8, 195, 199, 202, 205, 207 Щель в линии 124 — продольная 32 Оилера постоянная 49 Эквивалентных схем метод 5, 164 (см, также схема эквивалентная) Экология 9, 10 Экономика (см. затраты онономические) Экран 17, 5И—52, 57, 03 80, 83. 85, 112, 188, 192, 211 — поглощающий 93 Эксперимент машинный 67 — физический 67—69 Эксперимента физического автоматиза- автоматизация 11 Экспресс-метод контроля проницаемости диэлектрической 220—224 Экстраполяция 21 Эле ктрогерметичность 191 Электродинамика вычислительная 2, б, 34, 188 (см. также модель электроди- электродинамическая) Электродинамический метод (подход) (см. модель электродинамическая) Электроника функциональная 79 Электронов прецессия 78 Электростанция космическая 9 Элемент активный 4, 12, 14, 17 95, 104, 155, 210, 211 — Пазовый 3—5. 10—14, Hi—18, 20—29, 45, 87—90. 93. 98, 99, 104, 110 114, 115, 121, 135, 136. 139, 144, 171, 175, 179, 188, 228 — излучающий 92, 94, 109, 136 (см. также излучение) •— изоморфный 26 — навесной (см. перемычка в линии) — невзаимный 4, 17 •— нелинейный 17 — параметрический 56 — пассивный 4, 5, 17, 155 — связи (см. переход) Элементов базовых библиотека 28 Энергетика космическая 8, 9 (см. также электростанция космическая) Энергии сохранения закон 10, 152 (см. также баланса энергетического закон) Энергопотребление 27 Эффект краевой 23, 35, 74 Оглавление ?? Предисловие Введение § В.1. Интегральные структуры СВЧ и перспективы миниатю- миниатюризации РЭА 1. Основные тенденции развития современной радиоэлект- радиоэлектроники G). 2. Общио соображения о переходе к ОИС СВЧ A3). 3. Некоторые предварительные общие резуль- результаты A8). § В.2. Приципиальные основы подхода к автоматизированному проектированию ОИС СВЧ 1. Общие соображения B1). 2. Принцип декомпозиции B3). 3. Матрица рассеяпня функцпопальпо-конструктив- ного узла РЭА B5). 4. Структура системы АП и режимы ее функционирования B6). Глава 1. Линии передачи для ОИС СВЧ § 1.1. Симметричная полосковая линия 1. Определение. Схема. Конструкция. Основные характе- характеристики B9). 2. Учет реальных размеров СПЛ C0). 3. Потери в СПЛ C1). 4. Максимальная рабочая частота /гР СПЛ C2). § 1.2. Несимметричная полосковая линия 1. Определение. Конструкция. Поле основной волны C3). 2. Квазистатическое приближение C4). 3. Учет реальных особенностей конструкции и материала проводника C5). 4. Электродинамическое приближение C6). 5. Дисперсия в НПЛ с широким проводником C9). 6. Сравнение НПЛ и прямоугольного волновода C9). 7. Учет анизотропных свойств подложки D0). 8. Поверхностные волны в НПЛ D3). 9. Варианты НПЛ для ОИС СВЧ D4). § 1.3. Симметричная щелевая линия 1. Определение. Принцип действия. Волноводная модель СЩЛ D5). 2. Многослойная подвешенная СЩЛ E1). 3. СЩЛ типа «сэндвич» E3). 4. Экранированная СЩЛ E4). § 1.4. Несимметричная щелевая линия 1 Определение. Особенности E8). 2. Интегральные урав- уравнения для НЩЛ. Собственные волны E9). 3. Алгебраи- зация системы интегральных уравнений. Дисперсионное уравнение F2). 4. Структура поля в ПЩЛ F5). 5. Экс- Экспериментальные исследования НЩЛ F7). 6. Модифика- Модификации НЩЛ F9). § 1.5. Копланарная линия передачи ; 1. Определение. Картины полей. Квазистатическое при- приближение G0). 2. Электродинамическое приближение в 3 7 21 29 29 33 45 58 70 253
теории КЛ. Метод Галеркина. Численные результаты G4). 3. Экранированные КЛ G7). 4. Модификации экраниро- экранированных КЛ G7). § 1.6. Линии передачи магпитостатических волн . 1. Общие соображения. Материалы. Впрнлцнотшын метод G8). 2. Электромагнитные волны (80). 3. Мапштостати- ческие волны (81). 4. Потери в устройствах на МСВ (84). 5. Волноводы МСВ (85). Глава 2. Моделирование п расчет регулярных полосковых линий и не- одиородиостей в них § 2.1. Метод Олинера и модели некоторых лшшй . 1. Метод Олинера (87). 2. Модели некоторых полосковых линий передачи (89). § 2.2. Неоднородности в ОИС СВЧ 1. Классификация неоднородностей ОИС СВЧ (91). 2. Не- Неоднородности в //"-плоскости (92). 3. Неоднородности в ^-плоскости (98). 4. Неоднородности в копланарной ли- линии A04). 5. Т-соедцненпя различных типов линий в ОИС СВЧ A06). 6. Некоторые примеры тройников для ОИС СВЧ A11). Глава 3. Переходы между различными типами направляющих струк- структур ОИС СВЧ § 3.1. Сверхширокополоспыс переходы — переходы с непосредст- непосредственным гальваническим контактом § 3.2. Широкополосные шлепфные переходы § 3.3. Узкополойшо резонансные переходы щелевого типа 1. Назначение, конструкции, принцип действия щелевых переходов A24). 2. Расчет щелевого перехода A26). 3. Со- Согласование перехода A30). 4 Синтез перехода A31). 5. Ча- Частотные характеристики переходов A33). § 3.4. БЭ согласования ОИС СВЧ . . . . . . . . 1. Краткое введение в проблему A35). 2. Несинхронный трансформатор A36). 3. Шлейфный трансформатор A37). 4. Подстройка шлейфов согласующих трансформато- трансформаторов A38). Глава 4. Гибридные мостовые устройства ОИС СВЧ , * * , § 4.1. Балапсные делители (сумматоры) мощности .... 1. Общие соображения A39). 2. Кольцевые БДМ A40). 3. БДМ па связанных линиях A44). § 4.2. Кольцевые мосты 1. Общие соображения A46). 2. Гибридный кольцевой мост с обращением фазы A47). 3. Полуволновое гибрид- гибридное кольцо A53). 4. Гибридное кольцо периметра ЗЛ/2 : A60). 5. «Магические» Т-соединения A61). § 4.3. Шленфиыд направленный ответвитель 1. Общие соображения A63). 2. Анализ ШНО A64). 3. Чи- Численные результаты. Эксперимент A67). § 4.4. Квадратурные направленные ответвители .... 1. Общие соображения A71). 2. НО с распределенной связью A71). 3. НО на сосредоточенных элементах A74). § 4.5. Связь двух полосковых линий с переменными парамет- параметрами и критическим сечением 1. Общие соображения A75). 2. Физические свойства волв A76). 3. Анализ связанных липий A77). 254 78 87 87 91 115 116 120 124 135 Глава 5. Объемные многослойные фильтры СВЧ 170 § 5.1. Особенности фильтров для ОИС. Габаритный лндекс . 179 § 5.2. Диэлектрические резонаторы 181 § 5.3. Полосковые резонаторы 182 § 5.4. Фильтры на ОИС СВЧ 183 Глава 6. СВЧ устройства на ОИС 188 § 6.1. Многоканальные делители мощности 189 1. Типы многоканальных делителей мощности A89). 2. Многоканальные делители (сумматоры) мощности с разветвленной структурой A89). 3. Диаграммообразугощие устройства A93). ~ § 6.2. Фазовые манипуляторы 195 § G.3. Широкополосные модуляторы 197 1. Общие соображения A97). 2. Балансный модулятор A98). 3. Однополосный модулятор B00). 4. Одпополосный модулятор с повышенными динамическими характеристи- характеристиками B04). § 6.4. Прпемтю-передаютт^р модули 210 Глава 7. Применение ОИС СВЧ в измерительной технике . . . 215 § 7.1. Миогозопдовый датчик для измерения комплексных со- сопротивлений 214 1. Методы измерений. Общие соображения B14). 2. Кон- Конструкция измерительного датчика комплексных сопро- сопротивлений НС СВЧ /215). 3. Метод измерения. Погрешно- Погрешности Blfi). 4. Яксперпмепталъпые ттгледовятшя измери- измерительного датчик? B19). § 7.2. Экспресс-метол i-v-птроля диэлектрических прошитаемо- стей подложек ОИС СВЧ . . * ....... 220 1. Метод. Основные соотношения B20). 2. Погрешность нзмерешш и область применимости метода B22). § 7.3. Устройство дискретизации частотного масштаба . . . 224 Заключение 227 Список литературы 230 Предметный указатель 246 139 139 146 163 171 175
Василий Иванович Гвоздев Евгений Иванович Нефёдов ОБЪЕМНЫЕ ИНТЕГРАЛЬНЫЕ СХЕМЫ СВЧ Редактор II. А, Михалгта Художественный редактор Т. II. Колъчепко Технический редактор Е. В. Морозова . Корректоры О. А. Сигал, Т. С. Вайсберг ИБ № 12326 Сдано в набор 21.12.84. Подписано к печати 07,08.85. T-16G90, Формат 6()x90'/i6. Бумага тип. Лв 2. Гарнитура обыкновенная. Печать высокая. Усл. печ. л. 16. Усл. кр,- отт. 16. Уч.-изд. л. 18,27. Тираж 3550 экз. Заказ № 535. Цена 3 р. 10 к. Ордена Трудового Красного Знамени издательство «Наука» Главная редакция физико-математической литературы 117071 Москва В-71, Ленинский проспект, 15 4-я типография издательства «Наука» 630077 г. Новосибирск 77, Станиславского, 25