Многоканальные частотно-разделительные устройства и их применение - Алексеев О.В., Грошев Г.А., Чавка Г.Г.

Автор: Алексеев О.В. Грошев Г.А. Чавка Г.Г.

Теги: электротехника общая радиотехника радиотехника радиоэлектроника радиосвязь телекоммуникации электрические цепи

Год: 1981

Похожие

Проектирование радиопередающих устройств с применением ЭВМ: Учебное пособие для вузов

Автоматизация проектирования радиоэлектронных средств

Фильтры СВЧ на диэлектрических резонаторах

Твердотельные устройства СВЧ в технике связи

Текст

ББК:32.841
4 447
УДК 621.372.62
Алексеев О. В., Грошев Г. А., Чавка Г. Г. I
А47 Многоканальные частотно-разделительные устрой
ства и их применение. — Радио и связь, 1981. — 136 с,|
ил. |
50 к. I
Рассмотрены основы теории и проектирования многоканальных ч,с
тотно-разделительных устройств (ЧРУ), называемых также мультиплекД
рами. Изложены принципы построения и расчета основных элементйь
входящих в состав ЧРУ (фильтры, мостовые делители мощности). Paada
ботаны методы синтеза ЧРУ различных типов по заданным частотнж
свойствам на элементах с сосредоточенными и распределенными парамет
рами. Некоторые их этих методов базируются на оптимизации парамет.
ров ЧРУ с помощью ЭВМ.
Приведены конкретные примеры применения ЧРУ в различных радий
технических устройствах и системах.
Рассчитана на радиоинженеров, занимающихся разработкой и проек
тированием современных радиоэлектронных систем, работающих в облао!
радиотехники и теории электрических цепей.
30404—016
А----------- 75—81
045(01)—81
2402020000
ББК 32.8'
6Ф2.1
I В& Ч. Г & В»
РЕЦЕНЗЕНТЫ: А. Е. ЗНАМЕНСКИЙ, Ю. Л. ХОТУНЦЕВ
© Издательство «Радио и связь», 1981
ВВЕДЕНИЕ
Многоканальные радиоэлектронные устройства и системы с
эстетным разделением каналов находят широкое применение*
\ожно привести большое число примеров подобных систем и уст-
зйств. Среди них: радиотехнические комплексы связи, локации
навигации, включающие несколько радиопередатчиков и радио-
риемников, работающих на одну антенну на разных частотах;
многопрограммные телевизионные центры, состоящие из совокуп-
ности передатчиков изображения и звука с общей антенной си-
стемой; специальные широкополосные устройства (усилители, со-
ласующие цепи), в которых широкая полоса достигается путем
пожения эффектов сравнительно узкополосных компонентов; ус-
-ройства разделения совокупности сигналов (или широкополосно-
о сигнала) на неперекрывающиеся по спектрам составляющие
I многие другие.
Одними из важнейших элементов подобных систем являются
югоканальные частотно-разделительные устройства (ЧРУ), на-
ътваемые также мультиплексерами. Эти устройства обеспечива-
ет разделение (или суммирование) частотных каналов и устра-
нение взаимодействия между ними (развязку).
В опубликованной литературе имеется много работ о ЧРУ, од-
нако, это разрозненные статьи, авторские свидетельства и патенты,
посвященные конкретным практическим реализациям и рассмотре-
нию частных вопросов их анализа и расчета.
Многие важнейшие стороны теории и расчета ЧРУ разработа-
ны недостаточно. Среди них вопросы проектирования Ч^У на
злементах с сосредоточенными постоянными, ЧРУ со смежными
широкополосными каналами, вопросы обеспечения частотно-неза-
висимого согласования ЧРУ по всем входам и другие.
В настоящей книге, посвященной многоканальным ЧРУ, сде-
лана попытка систематизированчо, с единых позиций рассмотреть
вопросы теории, проектирования и расчета ЧРУ и их составных
элементов для различных применений и диапазонов частот.
Книга базируется на современном аппарате теории многопо-
люсных электрических цепей и расчета и проектирования их с
помощью ЭВМ.
В книге рассмотрены ЧРУ на сосредоточенных элементах и
полосковых линиях, а также принципы построения и синтеза
ЧРУ с использованием невзаимных элементов (циркуляторов).
| & приложениях к книге приведены схемы и таблицы нормирован-
ных значений элементов двух- и многоканальных ЧРУ.
Авторы считают своим приятным долгом выразить благодар-
ность канд. техн, наук А. Е. Знаменскому и докт. физ.-мат. наук
I • Л. Хотунцеву, сделавшим ряд полезных замечаний при ре-
цензировании рукописи.
Все замечания и пожелания просьба направлять по адресу:
*гЛ000, Москва, Чистопрудный б., 2, издательство «Радио и связь».
3
ОБЩИЕ СВОЙСТВА И ХАРАКТЕРИСТИКИ
МНОГОКАНАЛЬНЫХ ЧАСТОТНО-
РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
1.1. Разделение и суммирование частотных каналов
посредством многополюсных устройств
Многоканальные радиоэлектронные системы с частотным раз-
делением в качестве важных элементов содержат устройства, вы-
полняюш.ие функции разделения (селекции) и суммирования (уп-
лотнения) частотных каналов.
При суммировании частотных каналов необходимо высокочас-
тотные сигналы N источников (генераторов), работающих в раз!
личных, обычно неперекрывающихся частотных диапазонах, на-
править в общую нагрузку. При этом, однако, выдвигается ряд
дополнительных требований, к числу которых относятся: устра-
нение взаимного влияния (развязка) источников, отсутствие по-
терь мощности при суммировании, обеспечение вполне определен-
ного входного сопротивления (например, согласованного) систе-
мы суммирования для каждого источника и др.
Решение задачи суммирования в общем случае может быть
выполнено с помощью многополюсной схемы No, к зажимам ко-
торой подключаются источники Я2 ..., HN; нагрузка /н
(рис. 1.1а).
Рис. 1.1. Схема суммирования частотных каналов:
а — обобщенная; б — с выделением балансных сопротивле-
ний
Выполнение требования развязки (устранения взаимного
влияния источников) может быть весьма просто достигнуто прт-и
менением в схеме многополюсника Ао электронных приборов
4
транзисторов, ламп). Так, если на входах многополюсника вклю-
г1ть эмиттерные повторители, то независимо от характера соеди-
нения их нагрузок связь между источниками практически будет
Отсутствовать. Однако при больших мощностях и высоких час-
отах электронные приборы в схемах ЧРУ не используются. По-
<тс>му в дальнейшем ограничимся рассмотрением лишь пассив-
ных устройств.
Передача сигналов от всех источников в нагрузку должна про-
исходить без потерь энергии. Это требование выполняется, если,
например, многополюсник No не содержит диссипативных эле-
ментов (резисторов), а все реактивные элементы (катушки, кон-
денсаторы, трансформаторы и др.) идеальны. Однако отсутствие
диссипативных элементов не является необходимым условием
для того, чтобы сигналы передавались в нагрузку без потерь. В
схеме многополюсника No часто используются резисторы, назы-
ваемые балансными, для обеспечения развязки источников, но
при этом схема построена так, что в рабочем режиме в этих
резисторах мощность не выделяется или имеет значительно мень-
шую величину, чем мощность в полезной нагрузке. В подобных
случаях, с точки зрения удобства анализа, оказывается целесооб-
разным балансные резисторы выделить из многополюсника No и
представить схему рис. 1.1а в виде рис 1.16. Поскольку все рези-
сторы вынесены из многополюсника No то, следовательно, много-
полюсник N-g на рис. 1.16 является многополюсником без потерь,
т. е. может содержать только лишь идеальные трансформаторы,
индуктивности, конденсаторы, отрезки линий и другие реактивные
элементы. Будем в дальнейшем называть такие многополюсники
реактивными, имея, однако, в виду, что они могут содержать
трансформаторы. Преимущество представления многополюсника
в виде рис. 1.16 заключается в том, что многополюсник Д^р явля-
ется реактивным (или трансформаторным), что значительно об-
легчает анализ. Кроме того, рассеивание и распределение мощнос-
ти при таком представлении находится под «контролем» разра-
ботчика, так как все диссипативные элементы выделены в отдель-
ные цепи.
Многополюсники No и Np на рис. 1.1. могут быть взаимными
(обратимыми) или невзаимными. В последнем случае они дол-
жны содержать невзаимные элементы, такие, как циркуляторы,
гираторы и др. Однако практическая реализация циркуляторов
и гираторов при большой мощности, высоких частотах и широ-
ких полосах — сложная задача. Поэтому в большинстве случаев
приходится иметь дело со взаимными многополюсниками.
Задача частотного разделения каналов (рис. 1.2) заключает-
ся в том, чтобы направить сигнал источника И\ в одну из нагру-
зок ZHp Z„2, ZHyv в зависимости от частоты (диапазона час-
тот). Частотные диапазоны, в которых сигнал поступает в одну
Из нагрузок, обычно не перекрываются. Отметим, что задача час-
тотного разделения каналов взаимна задаче суммирования. Учи-
тывая это, будем в дальнейшем рассматривать главным образом
5
ЧРУ, предназначенные для суммирования. Однако эти же Чи
путем замены источников нагрузками и нагрузок источника^,
(т. е. изменением направления передачи сигналов) могут бь|,
использованы и для разделения.
а)
Рис. 1.2. Схема разделения частотных каналов: I
а — обобщенная; б — с выделением балансных сопротивле-
ний
1.2. Матрицы рассеяния и иммитансов частотно-разделительнЛ
устройств
ЭКВИВАЛЕНТНЫЕ СХЕМЫ ИСТОЧНИКА И НАГРУЗКИ
Многополюсные ЧРУ подобно другим схемам могут описывать-
ся различными системами параметров. Обычно используюжя
параметры рассеяния и иммитанса (сопротивления или прово-
димости) . Выбор системы параметров определяется, главным
образом, соображениями простоты анализа и зависит от типа
ЧРУ, характера возбуждающих источников и нагрузок.
Эквивалентная схема источников, которая охватывает прак^и
чески все важные случаи, имеет вид, изображенный на рис. 1.3с
Она содержит генератор ЭДС Е (тока /) с внутренним сопротиь
лением гв (проводимость gB) и реактивный четырехполюсник бе
потерь Мри.

II)
б)
Рис. 1.3. Эквивалентные схемы источника (а) и нагруз-
6
эквивалентная схема нагрузки всегда может быть представ-
[6, 9] в виде реактивного четырехполюсника Лгр.и, нагру-
,цног° на активное сопротивление (рис. 1.36). Для удобст-
ь анализа реактивные четырехполюсники эквивалентных схем
‘грузок и источников обычно относятся к многополюсникам Np
на рис. 1.16 и 1.26. Это позволяет считать, что возбуждаю-
ще источники представляют собой идеальные генераторы тока
^ДС) с внутренними проводимостями (сопротивлениями) или
,3 таковых( гв=0, gB = 0), а нагрузки многополюсников Np и
_активные сопротивления (резисторы).
дТРИЦЫ РАССЕЯНИЯ И ДИССИПАЦИИ
Если источники содержат активные внутренние сопротивления
гв= l/gB¥=0), для описания ЧРУ удобно использовать матрицы
ассеяния. В этом случае в качестве переменных, описывающих
^стояние многополюсника, используются не токи Д и напряже-
на Uh, а прямые (U+k) и обратные волны, которые опре-
еляются следующим образом:
+ Uk + rBhIh . jj-_Uk — rBkIk
к о Т /ГТ ’ k от /ГТ
(1-1)
де k — номер, входа многополюсника; Uh и Ik — напряжение на
-м входе (см. рис. 1.16 и 1.26); 'Гвь=1/£вь— внутреннее сопро-
нвление источника, возбуждающего &-й вход.
Если речь идет о тех парах зажимов многополюсников N$ и
'р (см. рис. 1.16 и 1.26), к которым подключаются нагрузки, то
। (1.1) вместо rBh используются сопротивления этих нагру-
ок Rah.
Отметим, что U+h и U~k являются нормированными перемен-
ами состояния многополюсника, имеющими размерность У Вт.
входные напряжения и токи многополюсника связаны с U+h и
11 U~k согласно (1-1) следующими соотношениями: 1Д =
‘ ih= i/V7^(u+h-u-k).
[Если амплитуды возбуждающих многополюсник генераторов
V4. А«А A Itl Д А Д у U V» U V 1 Ч А\> 11/к 1U 11 А V» 11 A W 11 II А VI1 V U 1 V V и
|ЦС заданы, то напряжение прямой волны определяется по фор-
1НУле U+h = Ekl% У rBh- Для нагрузочных пар зажимов 17+fe=0.
I Поведение ЧРУ по отношению к генераторным входам (к ко-
$°рым подключены источники) описывается матрицей рассеяния
2 многополюсника Ух (рис. 1.1) таким образом, что
(1.2)
Це
— векторы (матрицы-столбцы) об-
_и$
7
ратных и
ка Ns .
sn
S21
прямых волн на N генераторных входах многополк>
Ss =
®12 • • • SiN
S22 • • • S2K
Матрица Ss многополюсника Ns характеризует поведение
py только по отношению к генераторным входам, но непосред-
1 пенно не отражает передачу мощности сигналов в нагрузку,
'иобы восполнить этот недостаток, рассматривают матрицу рас-
яция Sp многополюсника Np (см. рис. 1.16 и 1.26). Эту матри-
' v обычно записывают в блочном виде:
Ss nn SL п n м
.Sii, i MTvSn, и MM
(1.6).
5p <N+M> —
Подстрочные индексы матриц-блоков указывают их порядок. Как
-----------< ------------ равен матрице рассеяния
(1-7)
(1.8)
_ sm SN2 • • • sNN _
S e является квадратной матрицей порядка NXN.
Если многополюсник Ns —обратимый (взаимный), то '^дно, первый диагональный блок
и матрица Ss —симметричная. Учитывая, что это наибол^ многополюсника Ns . Второй диагональный блок Sn,n представ-
распространенный на практике случай, будем в дальнейшем ц, 1Яет собой матрицу рассеяния многополюсника 7VP по отношению
лагать, что матрицы рассеяния симметричны, так как Ss=Ss (
последнем соотношении знак ~ означает операцию транспониро
вания).
Представляет интерес матрица диссипации De , связаннаяI,
матрицей рассеяния соотношением
De =1 — Se Se, (1.3
где Se* — матрица эрмитово-сопряженная [8] по отношению i
S е (знак * означает операцию комплексного сопряжения все
элементов Se); 1 —единичная квадратная матрица.
Матрица De позволяет определить суммарную мощность Рх
рассеиваемую в многополюснике Ns [51]. С учетом принято
нормировки (rBfc=l Ом) имеем
/3z = L!+'d1 иД (1.4)
Важной характеристикой матрицы De является ее ранг [8], ко
торый связан с числом резисторов в схеме многополюсника. В те
ории синтеза многополюсника [10, 13, 51] широко используются! ц>1 иммитансов
следующие фундаментальные положения, доказанные в [51]'
Оказывается, что если в схеме многополюсника содержится $
резисторов, то ранг De не превышает М. С другой стороны, ecJ
ранг De равен М, то многополюсник Ns всегда может 61'rb
представлен в виде реактивного многополюсника Np, нагруженн
го на М резисторов. Если М = 0, то многополюсник Ns являете
реактивным многополюсником. Для него Ds =0, и в соответствь
с (1.3) матрица рассеяния унитарна, т. е.
S^S2=1. (И
Приведенные положения тесно ассоциируются с использова11
ной нами моделью ЧРУ, приведенной на рис. 1.16. Если требуй
ся получить ранг матрицы Ds, равный К, то на рис. 1.16 следж
принять М как минимум равным К. Обычно принимают
хотя, в принципе, М может быть больше К. Поскольку маКс
мальный ранг Ds равен ее порядку N, то максимальное коли4
ство резисторов Ri—RM на рис. 1.16 обычно нецелесообразно Д
лать больше N.
‘ правым (нагрузочным) М парам зажимов при условии, что ге-
нераторные входы 1—N нагружены только на внутренние сопро-
тивления источников. Прямоугольная (при N=£M) матрица
$! описывает передачу сигналов от N генераторных входов к
нагрузочным выходам. Для обратимых ЧРУ
Ss = Sx, Sj, n=Sn, It
SlI,II = SII, n, Sp = Sp.
Поскольку 7VP— реактивный многополюсник, Dp = 0, и матрица Sp
унитарна, т. е.
SpSp=l, S2S24-Sn> j SIIt т = 1
Si Si, и + SH> ] Sn> n = 0,
Pn, iiSii, ii-j-Si. nSI( n = 1.
Если в качестве источников используются генераторы тока
(для них g‘n=0, гЕ = оо), то ЧРУ удобно описывать матрицами им-
педансов (сопротивлений). Для многополюсника Ns эта матрица
|N е связывает векторы входных токов и напряжений многополюс-
ника Ns (см. рис. 1.16):
k = (1.9)
гДе Uft, Ift — векторы (матрицы-столбцы) напряжений и токов на
рходе многополюсника Ns
Важной характеристикой многополюсника является вещест-
Венная часть матрицы Zs :
Re (zn) Re (г12)... Re (z^v)
Re (z21) Re (z22)... Re (z2N)
1^4 =
_Re (гм) Re (zN2)... Re (zNN) _
9
8
Zp (W-l-M) (ЛН-Л4) =
(1.1ц
Матрица ReZs является аналогом матрицы диссипации Ds’
имеет с ней много общих свойств. В частности, мощность, pacV(
иваемая в TVs, определяется равенством, аналогичным (1.4) [Я|
Рх = I* ReZs Ift. (1L
Ранг ReZs связан с количеством резисторов в схеме много^
люсника так же, Как и для матрицы Du,
Для оценки передаточных свойств ЧРУ необходимо рассмд(
ривать матрицу импедансов многополюсника 7VP, которую такЦ
удобно представить в блочном виде:
Zl, I NnA, II NM
.Zu, I MN^n, II M M .
В отличие от случая матриц рассеяния, первый диагональны!
блок Zij матрицы Zp не равен матрице импедансов Zs многоп!
люсника Ms. Однако между блоками матрицы Zp и матрице»
Z s имеется связь, которую можно легко установить, зная значе
ния сопротивлений нагрузок Ri, R2, ...» Rm [9], [51].
Если многополюсник Ms возбуждается генераторами ЭДС
для описания ЧРУ обычно используется матрица адмиттанса,
(проводимостей) Ys. Между матрицами Z2, ReZs и YJ
Re Y 2 существует дуальная аналогия.
1.3. Частотная и структурная развязка в ЧРУ
Как указывалось выше, одним из важнейших
предъявляемых к ЧРУ, является требование развязки между ис]
точниками. Это означает, что на каждой частоте сигнал любого)
данного источника не должен передаваться ни на один из дру-
гих генераторных входов, а только в рабочие нагрузки. Рассмот-
рим условия, которым должен удовлетворять многополюсник N
для обеспечения развязки. Я
Очевидно, что для многополюсника с идеальной развязкой
матрицы Ss и Zs, а следовательно, Ds и ReZ2 должны быть
диагональными. Если требуется, чтобы все генераторы были со-
гласованными, т. е. входные сопротивления многополюсников по
всем генераторным входам были активными и равными внутрен-
ним сопротивлениям соответствующих источников, то при этом
S s = 0, Z2=l (оба равенства подразумевают нормировку сопрс
тивлений источников). В соответствии с (1.3) матрица Ds Е
этом случае будет равна единичной диагональной матрице. Сле'
довательно, ее ранг равен N, и многополюсник TVs должен СО'
держать как минимум N нагрузочных резисторов. Таким образов
для обеспечения развязки всех генераторных входов можно пе
строить ЧРУ в виде реактивного многополюсника 7VP, нагружей'
ного на N сопротивлений (на рис. 1.16 при этом следует приняТь
M=N). Одним из сопротивлений будет рабочая нагрузка, а ос
тальные сопротивления — балансные.
10
Развязка для рассмотренного решения, которую наг
l^pt/ктррной развязкой, теоретически может быть идеальной
Квисимой от частоты. Требуемые частотно-селективные свойства
| ‘ 10гополюсника при этом обеспечиваются специальными схема-
rL многополюсника Мр.
Г Частотно-разделительные устройства со структурной развяз-
кой находят широкое применение на практике. Однако структур-
каЯ развязка, требующая в схеме ЧРУ как минимум М резисто-
ров, не является единственно возможной.
* рассмотрим ЧРУ, у которого имеется лишь один резистор,
Ьоль которого выполняет рабочая нагрузка. При этом в схеме
рве. 1.16 все сопротивления, кроме Ri, отсутствуют и 7И=1. В со-
ответствии с приведенными выше положениями ранг диагональ-
ных матриц Ds и ReZs такого ЧРУ должен равняться единице.
Следовательно, если какой-то из элементов диагональных матриц
" и ReZs отличен от нуля, то все остальные обязательно дол-
Ены быть нулевыми. При неперекрывающихся диапазонах час-
ц, в которых работают источники, это условие теоретически мо-
еть быть выполнено.
Действительно, пусть f-му источнику соответствует полоса
\fi, причем полосы Л/г- при различных i не перекрываются и не
являются смежными. Последнее означает, что между полосами
имеются достаточно большие «защитные» частотные интервалы.
Теоретически при бесконечном числе элементов в схеме ЧРУ воз-
можно получение таких частотных зависимостей диагональных
элементов матриц Ds и ReZs, что каждый из них имеет требу-
требований!емое, отличное от нуля, значение лишь в своей полосе Л/г и ра-
1 . __ _____г?___ Ы г, «ЛГТГ» 1 А Л ГТ ПГТ-
вен нулю в полосе
работы других источников. На рис. 1.4а при-
.Re(za)
1.4. Идеализиро-
ванные частотные ха-
рактеристики ЧРУ при
Смежных (а) и
Нежных (б) каналах
ВеДен пример идеализированных частотных зависимостей диаго-
ВаДьных элементов Re(za) и da матриц ReZ2 и D s для такого
^Учая. Примеры соответствуют постоянной мощности, отдавае-
в своей полосе каждым источником. При этом предполага-
11
ется, что для изображенных зависимостей du источник# предст]
ляют собой генераторы с конечным значением внутренних соц]
тивлений, а для Refz^) —идеальные генераторы тока.
Рассмотренную разновидность ЧРУ с одним резистором ц!
вем ЧРУ с частотной развязкой. Отметим, что идеальная parJl
ка для них теоретически возможна лишь для бесконечного hL]
элементов. Однако практические характеристики увеличен]
числа элементов можно делать сколь угодно близкими к теоре]
ческим.
Рассмотрим теперь особый случай ЧРУ с частотной развяж
со смежными частотными каналами. В этом случае пары чаЛ Ь-ляется
пых полос имеют общую частоту стыковки, т. е. полосы каса»
друг друга. Рассмотрим одну из пар соприкасающихся пот
(рис. 1.46). Практически частоты стыковки выливаются в чаете
ный интервал А/Ст, который будем называть в дальнейшем /il.i
сой стыковки. Как видно из рис. 1.46, в полосе стыковки ReB
и Re(2f+i, i+i) (или du и di+i,i+i) отличны от нуля, что при ди!
нальных матрицах противоречит условию равенства ранга cj ин
це. Следовательно, в полосе стыковки принципиально не может) бы
достигнута идеальная развязка и Re(z<, г-н) =Re(zi+i,i) (или di,,-и
= di+lii) отличны от нуля.
Поскольку ранги ReZ^ и при частотной развязке (А4=!
равны единице, любой минор второго и более высокого порящ
должен равняться нулю [8]. Следовательно.
Re (?ii) Re (zi+l, i+l) = Re2 (г/, i+l)> ^i+l, i+l — t-_pp (fl
Последние соотношения позволяют оценивать ухудшение ра.!вя
ки в полосе стыковки полос для ЧРУ с частотной развязкой и
смежных (или перекрывающихся) полосах частот каналов. I
в соответствии с (1.12) и рис. 1.46 при смежных полосах на ча
тоте стыковки Re(zu) = Re(zi+i,i+i) и Re(zi>i+l)=R(zu). О
довательно, на частоте стыковки /СТг полностью отсутству
--------— , / СТг UVvlIlVCl DIV <7 1 kz у 1 Щ IO)
развязка, и источники работают так же, как и при параллель» рогополюсника 1У£. При возбуждении генераторами
их соединении.
Достоинством ЧРУ с частотной развязкой является их отн^
тельная простота. Поэтому при наличии «защитных» интервД
между частотными каналами они могут быть пре шочтителж
ЧРУ со структурной развязкой. Однако при смежных каналахИ
не могут обеспечить высокой степени развязки в полосах
ковки.
Возможны варианты ЧРУ с комбинированной структур но-Ф'
тотной развязкой. В этом случае число нагрузочных резистор'
обычно лежит в пределах 1 <M<jN, и для отдельных комбинат
каналов имеет место частотная развязка, а для других — стр
турная.
1.4. Основные параметры и характеристики ЧРУ
При проектировании ЧРУ их свойства задаются системой параметров Л
рактеристик. Эта система охватывает:
1. Количество частотных каналов N.
12
суммирования N равняется количеству источников сигналов, а в
В Разделения - количеству нагрузок.
у'1ае/ Уичные частоты каналов и ширину их частотных полос.
2. * Ра<олее распространенном случае каждому Аму каналу соответствует
В Нпоса с граничными частотами fui и fBi и шириной = (см.
F 1а П>п Можно рассматривать также ширину защитных полос между канала-
inc. I-4)- (см. рис. 1.4а). В случае смежных каналов Aft, i+i =
I" & ’еохняя и нитйдяя граничные частоты соседних каналов равны частоте
КО, з в Щ i=_^Hi+1=^T { (см. рис. 1.46). Для оценки частотного интервала, в
рыко эстетные характеристики перекрываются, можно ввести полосу стыков-
Г ЛР тчможны случаи, когда Ай канал имеет не одну полосу, а несколько, т. е.
многополосовым [47]. В этом случае каждый канал характеризуется
--------------------------- _ ----------- ----- которых определяется ко-
оценить передачу мощно-
)
(см. рис.
(ЫЗ)
_ VI Я граничными частотами, а несколькими, число
Ечеством полос в канале.
3 Амплитудно- и фазо-частотные характеристики передачи от каждого ис-
Цечника к нагрузке.
Г Амплитудно-частотные характеристики позволяют
L от источника к нагрузке. Для коэффициента передачи мощности RPi Аго
[сточника при нормировке нагрузочных сопротивлений (Ri = l Ом) (-
। т, |2 I I 12
|р,= Re“ Refl/j/J) '
В идеальном случае /СР{=1. Однако даже в отсутствие потерь в реактивных
элементах ЧРУ за счет потерь мощности в балансных сопротивлениях Rs—Rm и
неидеальности развязки между источниками Rpi<l. Наряду с коэффициентами
передачи мощности Rpi передаточные свойства могут характеризоваться други-
ми передаточными функциями, например: Ки1 = 6к+1/£Л, Kn — lN+i/Ii, Yi =
[=lN+i/Ui, Zi=VN+l/Ii, Sf = t7K+i/t7+i=2t/N+i/([7i+Zi). Амплитудно-частотные
характеристики при этом задаются квадратом модулей этих функций, а фазо-
частотные-— зависимостью их фазы от частоты.
I 4. Характеристики развязки между каналами.
Они должны оценивать степень связи между генераторными входами ЧРУ.
В качестве этих характеристик используются передаточные функции многополюс-
ника в той или иной системе параметров. Для случая источников с актив-
ными внутренними сопротивлениями для оценки степени развязки Аго и k-ro ис-
точников используются недиагональные элементы Sik матрицы рассеяния Sj
г тока и ЭДС развязку
добно оценивать отношениями Zik/~]/zuZkk и yiklVуиУнк элементов матриц
и Y2 соответственно. Обычно развязка задается в децибелах для наихудшего
случая.
5. Характеристики входного сопротивления.
L бедное сопротивление ЧРУ для каждого источника представляет интерес с
с 1\КИ 3Рения Режима его работы и мощности, отдаваемой в ЧРУ. В идеальном
личи-4 ВХОАНОе сопротивление активно и не зависит от частоты. Для оценки ве-
IhwiT,JIbl вх°Дн°го сопротивления в реальных условиях удобно использовать коэф-
фициент отражения pBXi или КБВ:
kex I J гв i ________ tzrr___________1 I Pbx i I _ 1 1 I
где s Zbx г "RГв f il 1 1 +1 Pbx i I 1 + ISti.l
g11 Диагональный элемент матрицы рассеяния S2 многополюсника .
вать диагоСТ°ЧНИКИ ЯВЛЯ1ОТСя генераторами тока или ЭДС, можно рассматри-
ти Ре(г-.) НаЛЬНЫе элементы zu и у и матриц Z2 и Y 2 и их вещественные час-
В ппопр характеризующие мощность, отдаваемую источниками.
Ид-еализипсеССе пРоектнР°вания (синтеза) ЧРУ характеристики, заданные в виде
Ся апцр, иных зависимостей, например изображенных на рис. 1.4, приходит-
мировать некоторыми физически реализуемыми функциями [6, 13].
13
2
ПРИНЦИПЫ РЕАЛИЗАЦИИ И ПРОЕКТИРОВАН
ДВУХКАНАЛЬНЫХ ЧРУ (ДИПЛЕКСЕРОВ)
НА СОСРЕДОТОЧЕННЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
2.1. Общие замечания
Частным случаем рассматриваемых устройств являются д1
канальные ЧРУ, которые называются диплексерами. Они урной.
пользуются не только как самостоятельные устройства в сисл
мах с двумя частотными каналами, но и как базовые элемен"
для построения ЧРУ с любым числом каналов. Известно неско,,
ко вариантов реализации диплексеров, которые существенной
личаются друг от друга.
Простейшим вариантом реализации является диплексер, пос
.... --—— j------- ' ~ '
В;с1шнй на' рис. 2Ла. Передаточные характеристики первого
роенный на базе двух фильтров (рис. 2.1а). Каждый из фильгвц
формирует частотную характеристику своего канала, обеспечива
прохождение сигналов от источника в нагрузку в полосе пропу
rvQWTxo тх г.опг>гтогл., —~.- — ------- в n0JI0Ce задержива
полосу соседнего
формирует частотную характеристику своего канала, обеспечива
скания и развязку источника от соседнего
ния, которая должна включать рабочую
нала.
5)
а)
Рис. 2.1. Диплексеры фильтрового типа:
а — суммирование частотных каналов; б — разделение частотных ка-
налов
При расчете частотных характеристик диплексеров на пара!
лельно соединенных фильтрах следует учитывать, что выходе
фильтров взаимно шунтируют друг друга. Это очень усложнив
синтез диплексера, поскольку частотные характеристики каждИ
из каналов будут отличаться от характеристик фильтров, pafj
тающих по отдельности на сопротивление нагрузки Rn. С oco6i|
ми трудностями связан учет взаимного шунтирующего влияв1!
фильтров при большом числе каналов.
14
последовательном соединении фильтров мешающее дей-
ПРП днего канала носит дуальный характер — нагрузка может
BlieCчаться» от данного канала за счет резкого возрастания вы-
сопротивления соседнего канала.
Дл°азываетсй, что отмеченные трудности могут быть преодоле-
особым выбором структуры и характеристик отдельных эле-
ЖТОВ диплексеров.
Ниже рассмотрены принципы реализации диплексеров раз-
ti о типа. При этрм диплексеры фильтрового типа (на допол-
Сшх и псевдодопоХняющих фильтрах) относятся к устройст-
пм с частотной развязкой, а кольцевые и балансные — со струк-
ка
2 2. Диплексеры фильтрового типа
Структура диплексеров фильтрового типа имеет вид, изобра-
« 1 _ ГТ------------------------ ------и
[торого каналов при соответствующей нормировке могут быть
представлены в виде
L = £/r/(/i)-=2/„/£,; sM = UT/l^=2/H/£i. (2.1)
[.Рассмотрим схему, изображенную на рис. 2.16, обратную схе-
е на рис. 2.1а, заменив нагрузку /?н на генератор Е с внутрен-
ним сопротивлением £н и устранив генераторы Е\ и £2. Такое
Преобразование схемы соответствует переходу от устройства ----
мирования каналов к устройству разделения.
В силу взаимности передаточные характеристики каналов
рис. 2.1а и 2.16 одинаковы:
Раз 2 IKIEi = s31 -- 21у/Е, s23 = 2 Ia!E% — s32 = 2 I<JE.
Нетрудно привести полученные выражения к виду
I - 2/1 2Г12 1 2Г12 2
И^З — =----12Л_ =----
: + 1 23 Увх+1
сум-
схем
(2.2)
1де Yi2,i = /i/l7BX, У12>2=72/Пвх — передаточные проводимости
вого и второго фильтров, представляющие собой отношения^
1 а выходе к напряжению на входе фильтров; Ув* —*
Водимость параллельного соединения фильтров (см. рис. . )
ров, '
’ и ииЩС!
Рексеров отличаются от передаточных пров
рильтров. Однако если выполняется условие К
₽23=У19о. bl-,,.. ----- ----” 1 --------
пер-
г ~ ~---.------ ТОКОВ
1одимХОДе К напРяжению на входе фильтров; Увх — входная про-
В 1(СТь параллельного соединения фильтров (см. рис. 2.1).
|ров 1раЖения (2.2) учитывают взаимное шунтирование фильт-
лексео' ЧТ° В °^щем случае передаточные характеристики дип-
[фильто В °Дличаются от передаточных проводимостей самих
^2з==У °В т ДНако если вып°лняется условие Увх=1, то «1з=У12,ь
тики Т 1аким образом, при Увх=1 передаточные характерис-
Ф«льтров1ЛсеКСера 513 и S23 несмотРя на взаимное шунтирование
Фильтров 5£впадак)т с передаточными проводимостями самих
У Очевидно, что условие Увх=1 можно записать в виде
I ад==УИ1 + Умг=1 (2.3J
15
или
Re(VM) = Re(yMI) + Re(yili2)=l, 1
Jm (Увх) = Jm (Увх х) + Jm (Увх 2) = 0, (2
где Увх1, УВХ2 — входные проводимости первого л второго ф^
тров (см. рис. 2.16).
Проводимости, удовлетворяющие (2.3), к
ющими [6]. Поскольку Ф1 и Ф2 представля
люсники без потерь, в соответствии с
Re (Щ,) = | Щ, J2, Re (Щ2) = | У12. J*.
Подставляя (2.6) в (2.4), получим
нп частотным видом развязки. Так, для частоты сты-
IcJIOB‘i512| = | У12.11 |У12,2| =0,5. На частотах, где |У12,2|«1, уро-
|К1развязки можно оценивать величиной |si3| = | У12>1|, т. е. по
1г>муле
L/—- 101g |У12,1F; (2-8)
гваются допоАИ Используя услС^ие (1.8) унитарности матрицы рассеяния
собой четыре!!» ,гоПолюсника Nz без сопротивления 7?н (т. е. при представле-
ДарлингтонаМ т Nx в виде Реа'к?'ивного шестиполюсника 2VP аналогично
Г 1 16), моЖНО ПОЛУ¥ИТЬ следующие выражения для характери-
(2-W к входного сопротивления рассматриваемого диплексера:
-- * I- |2AJcJ2 =
теоремой Дарлингтона Б
(2.9)
Если один из фильтров, например
рактеристику |У12,1|2, изображенную
фильтр в соответствии с (2.7) додже
Ф1, полосовой и имеет х
на рис. 2.2а, ~
(2.7) должен быть
1^12.2^
ТО ВТоЬо
заграждающим (р,
/ У2,1 ।

^ации
рактеристики дипЛкс^
ров:
а — полосовые и загИ
дающие; б — нижних
верхних частот
f81 fcTi 'н2
V
жекторным). Учитывая, что в большинстве случаев рабочая пЯ
са второго канала должна лежать либо только слева, либо толь
ко справа от рабочей полосы первого канала, Ф\ можно сделат
либо в виде фильтра нижних частот (ФНЧ), если рабочие часто
ты второго канала выше, чем первого, либо в виде фильтра верх
них частот (ФВЧ), если рабочие частоты второго канала ниж
чем первого. Второй фильтр Ф2 при этом будет соответствен!:
либо ФВЧ, либо ФНЧ. На рис. 2.26 для одного из этих случае
приведены характеристики | У12.112 и | У12,2|2- Полосы каналов м
гут быть смежными, при этом на частоте стыковки | У12 1|и
= | У12,2|2=0,5.
L 1-|У12.1Г1 1 12.2 1 1-12.11,
Lt2|2=lS22|2= 1 lSjl2|2 1 S23^2 =
= 1-|У12,1 |2 I ^12,2 I2 I ^12,2 |2-
I Характеристики |s13|2 и |s23|2 аппроксимируются физически
|уществимыми рациональными функциями. Так, при аппрокси-
мации Баттерворта (рис. 2.3а)
lS\,|2 = |yi2.1|2=l/(l+^).
L |2_|у 12 ’
_Р23 I — I 1 12,2 I
•де x=f/fcr — нормированная частота; /ст — частота стыковки
?НЧ и ФВЧ (см. рис. 2.16); п — порядок аппроксимации, равный
(ислу реактивных элементов каждого из фильтров.
^п-2
12.1Г = ^2П/(1+Х2П)’ ’
------q частота; /ст
)фНЧ и ФВЧ (см. рис. 2.16); п-
(2.Ю)
Оценим развязку, обеспечиваемую фильтровым диплексеро"
Поскольку диплексер содержит лишь один нагрузочный резисте!
он относится к классу устройств с частотной развязкой. ЭлемеН
матрицы рассеяния si2, характеризующий развязку, может бьГ
найден с помощью рис. 2.1п, если замкнуть накоротко генератс
£2:
s12 = UilVt = -2LjE1 = 2 /н Y^JE, = 2 У12Л У12.2/(УМ +1) =
= v V
1 12.1 1 12,2’
Таким образом, на тех частотах, на которых У12д или У12>2 ран^
нулю, Si2 = 0. Даже при близких к идеальным характеристик
Р12,1|2 и | У12>2|2 (см. рис. 2.2а, б) в полосе стыковки Si2=#0, <!
Рис. 2.3. Диплексер при ап-
проксимации Баттерворта:
а — частотные характеристи-
ки диплексера; б — фильтр
нижних частот; в — схема
диплексера
I Особенностью аппроксимации Р входные проводимо -
ФНЧ и ФВЧ не только имеют дополня!о путем преобразо-
|ти’ но и могут быть получены один^ из дру
|вания частоты типа ФНЧ—ФВЧ: х I 17
I
04 7 С 9 О й
?\Li' Ukir
16
важной особенностью чебышевской аппроксимации является
£то характеристика и элементы схемы ФВЧ не могут быть
Гчены из ФНЧ преобразованием частоты вида х'=1/х. Поэто-
коотношения между элементами схем ФНЧ и ФВЧ, которые
— п при аппроксимации Баттерворта (см. рис. 2.3в), в
^£^вЛ^СТ»
Нормированные значения элементов диплексера фильтра
типа при аппроксимации Баттерворта приведены в пргдЯ]
нии 1 для сост = 2зт/ст= 1 рад/с и гв=1 Ом. Необходимо otrX
что ФНЧ со стороны нагрузки 7?н на рис. 1.1а доджны обязан
но начинаться с индуктивности, поскольку толь о в этом Л
можно обеспечить выполнение условий (2.3).
Имея это в виду, в схемах фильтров на ри/. 2.1 и 2.3 вв!
«метки» 1 и 2. Структура ФНЧ будет иметь вид, изображен
на рис. 2.36. Реальные значения элементов фильтров для за^
ных гв и сост определяются путем денормгфовки по формула-
O/i = С^/(/'Е сост), 7?н = Тв.
Фильтр верхних частот второго канала также представ,
собой лестничную схему, элементы и характеристики ко>.
можно получить из ФНЧ преобразованием частоты х'= 1Д
соответствии с этим для получения схемы ФВЧ необходимо ка
дый элемент ФНЧ заменить дуадьным, имеющим нормирована
значение, обратное нормированному значению исходного I
мента (рис. 2.3е).
Недостатком аппроксимации Баттерворта является относит?,
но малая крутизна скатов характеристик |Pi2,i|2 и | yJ2,2|2 и к
следствие этого, широкая полоса стыковки, в которой развя?
между источниками будет недостаточной. Лучшие результаты и
ет аппроксимация Чебышева, которую можно использовать к
для ФНЧ, так и для ФВЧ. При аппроксимации по Чебышеву,
рактеристики ФНЧ имеем
|5/12.112=1/(1+е27’Цх)), (2.1
|Т12,212= 1-1Г1Ь11’ = & 7\ fx)/(l + е2 Г? W), (2.1
где Тп(х) — полином Чебышева первого рода и-го порядка; f
неравномерность частотной характеристики |У12,1|2; х=ы/ь
(ов — граничная частота ФНЧ (рис. 2.4а).
Частотные характеристики ФНЧ и ФВЧ для этого случая пр
ведены на рис. 2.4 Интересной особенностью четного п являет
то, что при (о=0, | У12.212¥=0, следовательно, входная провой
мость ФВЧ отлична от нуля. Это означает, что схема ФВЧ не!»1
жет иметь такую же структуру, как на рис. 2.3в, для которой П
со = 0, | У12,2|2=0.
Если аппроксимировать по Чебышеву характеристику ФЕ
то частотные зависимости |У12,1|2 и | У12,г|2 будут иметь вид, И"'
браженный на рис. 2.4е.
Таким образом, при аппроксимации вида (2.12) характерна
ки диплексера в полосе пропускания ФНЧ имеют равноволновт’
характер, а в полосе пропускания ФВЧ — монотонный (маК0
мально j —
(Кауэра) [4, 29], то
ческим фильтром, будет иметь всплески затухания в полосе И
держивания, и характеристики можно сделать равноволновымй
полосе пропускания как для ФНЧ, так и для ФВЧ (рис. 2-^'
18
место при
ед-
О
Ц? &СТ
а)
L*. 2.4. Аппроксимация характеристик
к аппроксимация Чебышева характеристик ФНЧ нечетного
|рактеристик ФВЧ (в), 2 — аппроксимация Золотарева (г)
инном случае несправедливы. Это значительно затрудняет про-
ектирование таких диплексеров.
[I Если не требовать точного выполнения равенства (2.3), то
|ожно синтезировать диплексер с чебышевской аппроксимацией
вункции передачи. Расчет таких схем рассмотрен в следующем
рр а графе.
I 9интез Диплексера на дополняющих фильтрах при чебышев-
г°и аппроксимации заключается в синтезе ФНЧ на основе таб-
•ai пРИЛ0Жения 2. Далее известными методами необходимо син-
L, Р°вать ФВЧ по заданному второму выражению формулы
унк „ ачения нулей и полюсов соответствующих передаточных
аченИИ“ пРиведены в работе [32]. Для определения структуры и
tie мИИ Элем„ент°в необходимо провести все расчеты, предписан-
Входной°ДИК0Й синтеза фильтра по заданной вещественной части
плоский). Если испольчлрятг tv ЦтгИ пР°в°Димости [9, 13]. При расчетах следует иметь в ви-
) [4, 29], то ФНЧ называемый п ксимацию ЗолотарЙКе-].с. частота стыковки (ост характеристик ФНЧ и ФВЧ, соот-
Ншпыгппм Пхгпот пгпппгкы Q ЭТ0М случае эллиптКотой фкшя । ^12>112= I ^12,212==0,5, не совпадает с граничной час-
ятлгуяныя п ™ппгр-^Частота с Е ИЛИ °11 (см. рис. 2.4). Поэтому, если задана
Ги (о. □ Тыковки (ост, сперва для данных е2 и п необходимо най-
" ГН И \тУ1ггл пл™,, л лтттт
-----(Т)ЧЦ
фильтровых диплексеров.
(а) и четного (б) порядков.
'в, а уже потом синтезировать ФНЧ.
19
Синтезированные диплексеры с использованием ФНЧ
можно при необходимости полосовым преобразованием -
приводить к диплексерам на основе параллельного соед^
полосового и заграждающего фильтров, приближая при эт<Т
рактеристики к изображенным на рис. 2.2,а.
Отметим еще раз, что рассмотренные выше диплексеры
раллельном соединении ФНЧ и ФВЧ с дополняющими входр
проводимостями можно использовать в соответствии с пд
пом взаимности как для суммирования, так и для раздел
частотных каналов.
Пример 1. Рассчитаем диплексер на дополняющих фильтрах с харак-
ками Баттерворта для обеспечения совместной работы двух радиоперед„
на общую нагрузку /?н = 50 Ом в диапазонах частот для 1-го передатчика
—/в1=(1,5—5) МГц, для 2-го fB2—/в2=(16—25) МГц при уровне раз^
хуже А——10 lg|si3| =20 дБ. 1
Вначале определим частоту стыковки диплексера fCT= У /'в1|н2= КМ
= 8,95 МГц. При этом нормированное значение частоты fB2 равно xB2=fB$
= 16/8,95=1,79. По заданному уровню развязки находим |$i3|2=0,01 и iio
муле (2.10) рассчитываем ™
1g
/1 = 0,5 — — — о, гг*.
lg хн2 lg 1,79
Принимаем п=4. Из таблицы П.1.1 выписываем нормированные значения
ментов ФНЧ:
GJ = 0,3827; L'2=1,Q824; С' = 1,5772; £4= 1,5307. j
По формулам (2.11) и рис. П.1.1 определяем значения элементов диплек
Для ФНЧ:
1
«1з I2 ’/ 1g 99 |
-1—------ = 0,5—-----=3,94.
1g *н2 lg 1,79
_=4. Из таблицы П.1.1 выписываем нормированные значения
0,3827________
х 2л/вгв ~ 6,28-8,95-106-50 = 136 пф;
г , гв 1,0824-50
£2 = £2 ~——- = о — = 0,963 мкГн;
2 2л/в 6,28-8,95-Ю6
С3 = 561 пФ; £4 = 1,362 мкГн.
Для ФВЧ:
г в 1 гв 50 V
1 ~ с' 2л/в = 0,3827.6,28-8,95-106 = 2 ’ 24 МКГН’
1 1 1 1
св =-------------=------------------------= 329 пф
2 £' 2л/вгв 1,0824.6,28.8,95-106-50
£д = 0,564 мкГн; С® = 232 пФ. I
2.3. Фильтровые диплексеры на псевдодополняющих фильЯ
Особенностью диплексера фильтрового типа с использовЗ1
ем дополняющих фильтров является точное равенство едив
суммы передаточных проводимостей фильтров [формула (21
Следовательно, минимальная величина передаточной проводи!1
20
се пропускания одного из фильтров связана с макси-~
в п(?Л°БСЛичиной передаточной проводимости в полосе задер-
!1ьН°П пЯ другого фильтра (см. рис. 2.4а) соотношением
|/+|Г1г.,|^=Ь (2.14)
я (2.14) и (2.9), легко получить связь между неравно-
^польз} передаточной характеристики в одном из каналов
|рьоСТЬ{1 величиной развязки между каналами |si2|2™ax в по-
13 "^пропускания при условии, что сумма частотных характерис-
."строго постоянна:
, 12 [ Sx3 |^(7г (1 I S1S '
р wax
X пис 2.5 изображен график, построенный в соответствии
(пмулой (2.15) для случая, когда величины входящие в
= КЫГ2= гЦпражены в децибелах. Можно заметить, что
- — " - номерности, например, в 1 /Л у—..........
to часто бывает недостаточным в прак-
Гческих случаях. При выборе уровня
Ьзвязки в полосах пропускания доста-
ечно высоким, например 20 дБ, получа-
ется неоправданно малая величина нерав-
номерности передаточной характеристики
порядка 0,05 дБ), что приводит к боль-
иой ширине области стыковки. Если же
Истановить независимо требуемый высо-
Кий уровень развязки при достаточной
неравномерности характеристики в поло-
не пропускания, то сумма частотных ха-
рактеристик не будет точно постоянной.
Пепи, при последовательном или парал-
лельном соединении которых входной им-
1 фитане (т. е. сопротивление или проводимость) близок (но не равен
Тождественно) к единице, называются псевдодополняющими. Та-
рим образом, условия (2.4) и (2.5) для псевдодополняющих фильт-
(2.15)
------т с
I, входящие в нее,
mw --------... при заданной не-
1 дБ, уровень развязки всего 8 дБ,
9
18
12
6
2
2
О 1
Рис. 2.5. График уровня
развязки диплексера
фильтрового типа
Ров выполняются приближенно.
па рис. 2.6 показаны частотные характеристики проводимости
рсредачи и затухания псевдодополняющих фильтров при аппрок-
I мации Чебышева и Золотарева для случая ФНЧ и ФВЧ.
ног еактивная составляющая входной проводимости параллель-
1Рабо Сое^ИНСНия псевдодополняющих фильтров близка к нулю. В
Пр в 1-61] показано, что эта реактивная составляющая имеет
ирово°РСЖИМО малЬ1е значения, если частотные характеристики
наклоД11МОСТИ пеРсдачи пересекаются на уровне 0,5, причем углы
влетво 3 хаРактсРистик к оси частот одинаковы. Эти условия удо-
Частот^ЯЮТСЯ’ если ФИЛЬТРЫ получены один из другого путем
лов (0 ИОгс> ПР образования относительно частоты стыковки кана-
Ров Сст п°А°бно тому, как это имеет место при синтезе диплексе-
Батте 1Спользованием дополняющих фильтров при аппроксимации
Рта. Так как значение проводимости передачи в полосе
21
задерживания фильтров обычно значительно меньше измени
величины проводимости передачи в полосе пропускания, то
ная суммарная проводимость приближенно совпадает с вели<Я
передаточной проводимости в каждой из полос ч J
(рис. 2.6 а, в). ™

1
1+Ег>
0,5\

шст н
а)
3
ДУ
о
As -
мм
0,5
Jff аст ин
6)
А
---ZtoJ-X !

одимости ФНЧ диплексера для различного уровня не-
li пР0Бности и Порядка фильтров. Частота на рис. П.2.2 норми-
|15цомер граничной частоте сов фильтров на уровне неравномер-
|]зана KTOTHOg характеристики. По кривым рис. П.2.2 можно по-
1стИ чачаСТОтные зависимости входной проводимости ФВЧ, а
Г,О11Я - ммарной входной проводимости диплексера, оценить сте-
I Я<е омпенсации реактивных составляющих, передачу мощности
е ,Ь К всованного источника и величину КБВ на входе диплексе-
т фивые такого расчета для случая п=3, ДУ=2 дБ приведе-
ня рис. П.2.3.
Г Поноса стыковки диплексера (Оа —(Оа связана с уровнем раз-
1 11 как показано на рис. 2.66. Для заданной полосы стыковки,
Репины развязки ЛДдБ] и неравномерности е порядок фильт-
ГЛ определяется по формулам (2.8), (2.12).
I На рис. 2.7 показана схема диплексера на псевдодополняю-
|их фильтрах при аппроксимации Золотарева. Как и в случае
Ьбышевской аппроксимации, соответствующие элементы ФНЧ и
fgq обратны друг Другу по величине. Нормированные к ист =
pl и гв=1 значения элементов диплексеров приведены в табл.
1.3.1-П.З.З [62]; этих же таблицах указаны также нормиро-
[анные значения частот среза ФНЧ (ов и полюсов затухания для
1азличного уровня гаранти-
Еюванного затухания в поло-
се задерживания, определя-
ощего развязку между ка-
fl алами. Связь ж /Г ~
Лем развязки и величиной
Волосы стыка
даже. 2.6г.
г
г„=1
= /
ФВЧ
5) Б)
Рис. 2.6. Характеристики диплексеров на псевдодополняющих фильтрах:
а, б — аппроксимация Чебышева; в, г — аппроксимация Золотарева
При чебышевской аппроксимации структура этих фильтр
подобна структуре дополняющих фильтров при аппроксимаи'
Баттерворта (см. рис. 2.Зе). При этом следует отметить, что э.
менты ФНЧ и ФВЧ должны быть нормированы относитель
частоты стыковки сост. Значения элементов диплексера на чеб
шевских фильтрах для различного порядка фильтров п и нерЛ
номерности частотной характеристики е можно определить 1
табл. П.2.1—П.2.5, где величины элементов нормированы
рис. 2.3е) к сост=1 и гв=1. Нормированные элементы ФВЧ обр^1
ны соответствующим нормированным значениям элементов ФЬ
Связь между граничной частотой ФНЧ сов и частотой стыков^
(Ост, соответствующей | Уыд |2==0,5, при чебышевской аппроксиЫ3
ции (2.12) выражается равенством
сост = сов
между уров-
показана на
2 41-
//rj
Рис. 2.7. Схема диплексе-
ра на псевдодополняю-
щих фильтрах при ап-
проксимации Золотарева
Значение частоты среза
. „ х при чебышевской и золотарев-
| Ои аппРоксимациях определяется выражением
* = ®>в. (2.17)
|ада^° ЭТ011 Же Ф°РмУле можно вычислить частоту нормировки для
। О1НЫХ гРаничных частот полос пропускания диплексера.
перед НИМ величинУ неравномерности частотной характеристики
У1( -s^l И Мощности- Так как для псевдодополняющих фильтров
НеРатоп ПСРедача мощности в каждом из каналов при работе ге-
элемент °В С активнь1м внутренним сопротивлением определяется
8иДу ТоЯМИ МатРицы рассеяния Si3 и s23 по формулам (2.2). В
функци™! уТ° ^вх изменявтся почти пропорционально каждой из
Мнение4 - 12:112 и 1^12-212 в соответствующих полосах частот, из-
fl элементов матрицы рассеяния значительно меньше. Дей-
23
arch 1/eJ. (2.Я
Соответствующие нормированные значения сов также приведет!
в таблицах приложения 2. Реальные значения элементов диплЛ
сера вычисляются по формулам (2.11). I
На рис. П.2.2 приложения приведены также реальные части
ные характеристики вещественной и мнимой составляющих в%°!
22

F
ствительно, величина УБХ определяет модуль коэффициента
жения в точке 2 схем рис. 2.1 я и б, которое в меньшей сте^
чем проводимость передачи при Увх=1, влияет на величину
даваемой мощности
—15зз|2« I
Так, если неравномерность характеристики передачи ' у
составляет 1 дБ, то при питании от идеального источника на* оче1>и
жения неравномерность передачи мощности тоже 1 дБ. В то Д»в веР
мя как при питании от источника с внутренним сопротивл^,
гв=1 КБВ на входе диплексера составит величину 0,8, коэфЯ
ент отражения 0,111 и неравномерность характеристики мбц
ти — 1,2%, т. е. 0,06 дБ.
На величину неравномерности характеристики передо
мощности существенное влияние оказывает уровень сопротив,
ния нагрузки. Если выбрать iRH=rB=l, то минимальное значеЛ1?в
КБВ в точке 2 (см. рис. 2.1) будет (см. рис. 2.6)
KBBmin = | У12,1 = Re (Укх)т1п = GBx mint 11
и неравномерность характеристики передаваемой мощности
ставит
составляет 1 дБ, то при питании от идеального источника
AP = |s4o |2 = Л—GBX”?fo..
\ 1 4" GBX min
ГДе АУ 1 Gnxmin
мости передачи.
Если считать АР в децибелах,
так:
11номерности характеристики передачи мощности для диплек-
Г на псевдодополняющих фильтрах от неравномерности функ-
rf', проводимости передачи. Можно убедиться, что величина
Кьсаций мощности существенно меньше пульсаций функции
Еводимости передачи (см. рис. П.2.3). функции
Ч Очевидно, что в случае использования дополняющих филь-
неравномерность передачи мощности совпадает с неравно-
мерностью функции проводимости передачи. Следовательно при-
менение псевдодополняющих фильтров в диплексерах позволяет
олучить существенно более равномерные частотные характеои-
ики передачи мощности F 1
Ки большей развязке ме-
ду генераторами и мень- °
i полосе стыковки ка-
1&1ЛОВ. Все это необходи-
мо учитывать при каскад-
ом соединении фильтро-
;ых диплексеров для по-
троения устройств с
тт п ттгчтэ
>1
($
А У У
2 — ДУ ) ’
— неравномерность характеристики провод
то формула (2.19) выгляр
(21
AP=101g---------= 101g .(2~АГ)2
& 1 —АР & 4 — 4АУ
Если же выбрать оптимальный
грузки, равный R}
КБВ станет KBBmin=y~GBxmin, что соответствует неравномерн
сти характеристики передаваемой мощности
Д Л>ПТ ~
уровень сопротивления к
’н.опт= 1/V^RefyBxjmin, то минимальная величи
1 Убвх min
1 Ч~ УбБХП11П
Легко убедиться, что при ’ " .....
ции проводимости передачи (2.12) величина соответствую#’
пульсаций 1
2
2
АУ = —
1 -Не2
АР — / V1 + е2 — 1
Опт----------------
Большим числом каналов.
Рис. 2.8. Неравномер-
ность передачи мощ-
ности диплексеров на
псевдодополняющих
фильтрах
о
Oft\
DJ
0,2
0,1
дБ
0,5
как и в случае диплексеров на допол-
1 + /I—^АУ ____
чебышевской аппроксимации ФгЛначение
(2.12) величина споткртотга/юи*
; ДР=------£----
(2 -р е2)2
2 _______
1 Для ^н.опТ = У 1 + е2.
для 7?н = гъ = 1,
Следует отметить, что
яющих фильтрах, на частоте стыковки принципиально отсутст-
вует развязка между генераторами: максимальная величина ко-
эффициента передачи мощности от одного генератора к другому
•юстигает 0,25.
Ж . Пример 2. Рассчитаем диплексер на псевдодополняющих фильтрах для сле-
В'; (9—11Хс?ан1,1?х: граничные частоты каналов (fHi—fEi) = (1,5—4) МГц, (fH2—|вг) =
JJp МГц; уровни сопротивлений гв=|Дн = 75 Ом; величина развязки А =
--------------------------------------- л п—п 1 пК Рмпплнпм пясчет
аппроксимаций Чебышева и Золотарева.
1 пределяем частоту стыка fCT = К/в1/н2= 1/4-9=6 МГц и нормированное
/н2 9
I 1 нижней частоты 2-го канала хн2= = 1,5. По рис. 2.8 для задан-
ров д^номерности АР определяем неравномерность функции передачи фильт-
л°Жений р ДБ- Выбираем значение АУ=1 дБ, для которого в таблицах при-
cjiv приведены нормированные значения элементов диплексеров. В
I Для"36 па входе диплексера равен 0,8.
АУ из <ь СлУЧая чебышевской аппроксимации по известным величинам А, хвг,
Ж 5. По / (2 8), (2-12), (2.21) или по рис. 4.03.4 работы {19] находим п=
вУю чаетг абЛ' Б.2.3 выписываем нормированные величины элементов и гранич-
Г6^1,377? ФНЧ: С,‘ = 1,Ю27; £'2=1,4944; С'3 = 2,0746; L'4=l,6895; С'5=2,0973;
гИПлекСеп ’ ®в = 0,977. По формулам (2.11) и рис. П.2.1 определяем элементы
11^742 Для ФНЧ: Ci=391 пФ; L2=2,98 мкГн; С3=734 пФ; £4 = 3,37 мкГ,
^°,9б м*рн;. ^6=2,75 мкГ. Для ФВЧ: £»! = !,81 мкГ; Св2 = 237 пФ; £в3 =
п, С”4 = 210 пФ, £в5 = 0,95 мкГн; Себ = 257 пФ. Граничные частоты
/о 2(1 ~ ДК неравномерность передачи по мощности АР — 0,1 дБ. Выполним расчет
аППООКС.ИМЯттый ы .4Л.ПОТЯDPR3.
(2.^
1/1 + е2 + 1
На рис. 2.8 приведены графики, построенные по формуй,
(2.19), (2.20) и (2.21), выражающие в децибелах изменение 111
24
25
фильтров равны: f,B = (oBfCT = 0,977-6=5,86 МГц; f'B=fcr/<>>B = &/QA,
= 6,14 МГц.
Для случая аппроксимации Золотарева по известным величинам А и xJ
бираем п=4 и по табл. П.3.1 находим: C'i = 0,5188; С'г=0,3532; Ь'г—Л
С'3= 1,4763; £4= 1,6736; (ов = 0,954. Значения элементов диплексера находш
формулам (2.11) и рис. П.3.1. Для ФНЧ: Ci = 184 пФ; Сг=125 пФ;
= 2,25 мкГн; С3 = 533 пФ; £4 = 3,33 мкГн. Для ФВЧ: LBi = 3,84 мкГн;
=5,65 мкГн; Св2 = 314 пФ; Гв3=1,35 мкГн; Св4=212 пФ. Граничные час-#
фильтров: f'B = (i)BfCT = O,954-6=5,72 МГц; /,'н=/ст/(ов =

2.4. Кольцевые диплексеры I
Основным недостатком диплексеров фильтрового типа явля^
ся, как указывалось выше, отсутствие развязки между генерал
рами в полосе стыковки частотных каналов. Кроме того, при^
боте диплексеров в режиме суммирования частотных кангри
(см. рис. 2.1g) отсутствует согласование источников со в^о_а'
1, 2 в полосе задерживания фильтров, которое во многих слУц
ях бывает желательным или необходимым.
От указанных недостатков в значительной мере свободна о
ма диплексера кольцевого типа (рис. 2.9) [46]. Кольцевой ди
лексер содержит четыре четырехполюсника и трансформатор Т
который изменяет фазу сигнала на 180°.
б)
кольцевого диплексч
Рис. 2.9. Структурная схема (а) и характеристики (б) . ____
(в Nt должно быть: t/22IV, t/i2IV, */nIV, в Ns' yzim, t/12111, Уиш)
Цепи М и 7V3 имеют структуру и характеристики ФНЧ, Nt ‘
— ФВЧ, причем характеристики ФНЧ и ФВЧ стыкуются W
ш=(Ост на уровне 0,5 (рис. 2.96). Одна из нагрузок (напри^.
/?н1) может быть полезной, а вторая (Янг) — балансной. В об#
ти нижних частот ((о<соСт) в нагрузку поступает мощность от г
нератора £ь в области верхних частот — от £2.
Развязка в полосах пропускания фильтров осуществляется L
же, как и в фильтровых диплексерах. В переходной области
26
Нть каждого источника делится между нагрузками. В этом слу-
токи от одного источника к другому проходят по двум путям-
и Ж А/з (Рис- 2-9а) и взаимно компенсируются. Тем самым
^ествляется развязка между источниками. Для компенсации
Ч.атго, необходимо вполне определенным образом выбрать па’
метры четырехполюсников и использовать трансформатор То
Параметры фильтров кольцевого диплексера могут быть выб-
0,954 6,28 ^ullj ы таким образом, что входное сопротивление схемы со стооо
i генераторов и нагрузок будет постоянно, как в рабочих попо
Г фильтров, так и в переходной области. Следовательно коль-
г,ые диплексеры могут обеспечить согласование и развязку ге-
Ьаторов на всей оси частот, т. е. являются устройствами со
Ьуктурнои развязкой. J 1 и
I Определим элементы матриц рассеяния и проводимости коль
кого диплексера. Матрица проводимости исследуемого восьми
|люсника в общем случае у восьми-
А1
О
О
Аг
У\1
У12
^12
^12
Аз
О
У12 '
У121
О
А4
I «/12
_«/£
k Д1, A2, A3, A4 — собственные проводимости
кемы рис. 2.9g; у\2 — проводимости передачи отдельных
ехполюспиков.
В свою очередь, условия развязки между узлами 1 и 2,
семы рис. 2.9а выражаются соотношениями
I» < </Д4; у\2sjy/Д, = у'"/Ь2,
)торые могут быть приведены к виду
.и _________ .
— =1/Мз ^12
'12 А! Д4 ’ щ
#12
#ледние формулы выражают связь между отношениями
Ии НЫх проводимостей накрест лежащих четырехполюсников,
лям 1Нами остальных a-параметров четырехполюсников и значе-
Нп„0К0Нечных резисторов
армированная
|ад™ии развязки
S13
S23
S33
0
2
Aj А3
Аг А4
узлов /, 2, 3, 4
четы-
(2.23)
(2.24)
пере-
3 и 4
Де
sll
о
S13
~S14
su =
0
^22
S23
S24
матрица рассеяния кольцевого ЧРУ с учетом
(2.23) имеет вид:
S14
S24
0
S44 _
''bMjS S22
(2.25)
ТВ2 ^2
2 1,
27
S33
2 1,
S13
S23
s44 — —
РН2 А4 6
2 1,
S14—
А, б ~\/гвв
Н1 ^3
_____2^12
Д1 Да 6 Д/гВ1 РН1
2#12
г-----------’ $24
А2 ^3 т ГВ2 Ен1
б = 1 - (У12 У^+у" ^)//Д1Д2Д3Д4.
Так как генераторы развязаны между собой, то при работе
ного из них (например, Ei) потенциал противолежащего уз
равен нулю. Соединив узел 2 с «землей», получаем схему]
Сраженную на рис. 2.10а. Таким образом, задача построения
цевого диплексера сводится к расчету пары схем: iTVi,
a)
Sc полюсами входной проводимости шунтирующего
[аюШие дта особенность работы кольцевого диплексера
^ЛТиспользовать звестные табличные данные для эле-
1воляет в прИ TOg или иной аппроксимации. Для син-
з ФИЛвого диплексера необходимо выполнить аппроксима-
;°лы1е^ передачи цепи типа схемы, показанной на рис. 2.96,
'уНпХизовать ее в виде требуемой структуры.
м Р кольцевого диплексера существенно упрощается при
НТе3 попущениях: а) все четырехполюсники схемы рис. 2.9а
тричны: У""=У"^ Уш»=Ут^ У^=У"^ б) все
К" ые нормированные сопротивления равны: гв1=гв2 = Ет =
1^1- в) накрест лежащие четырехполюсники одинаковы,
pS ’ „Шц, у\2 = УШ12, Упп=У1Уп, ^ITi2 = ^TVi2; г) характерис-
I прпедачи мощности от каждого генератора в одну из нагру-
Г обратны по частоте: PHi (со) =Рн2(1/со) (см. рис. 2.96), где
Ip д) частотные характеристики передачи мощности кана-
Гпересекаются на уровне 0,5 (см. рис. 2.96).
[Можно убедиться, что при выполнении этих условий собствен-
ен проводимости узлов равны между собой: Д1 = Д2=Д3=-А4=
L^in + ^II11 = A, а у — параметры соседних четырехполюсников
^злетворяют соотношению
(р) = «/}{ (1/р), P1I2(P) = P}J(1/P),
; р — комплексная частота.
[Следовательно, частотная характеристика собственной прово-
|мости каждого из узлов 1—4 схемы рис. 2.9а геометрически сим-
трична соотносительно частоты стыка:
(2.26)

Рис. 2.10. Эквивалентная схема кольцевого диплексера (а) и пара псевдод 1 1
няющих фильтров (б)
и TV4, 7?н2, Рш22, соединенных параллельно, функции переда^
торых имеют вид, показанный на рис. 2.96. В качестве такр
тырехполюсников могут быть взяты дополняющие или псев
полняющие фильтры. Входное сопротивление параллельного
динения псевдодополняющих фильтров определяется неравд011
ностью частотных характеристик проводимостей передачи в®'1'
го из составляющих фильтров (см. рис. 2.10а).
Отметим, что структура схемы рис. 2.10 имеет существу11
особенность по сравнению с обычной парой псевдодополн#
фильтров. Каждый канал схемы (см. рис. 2.10а) образов#
ним из четырехполюсников исходного кольцевого диплексе!
входной проводимостью соседнего. Нагрузки кольцевого рИ
сера поэтому оказываются зашунтированными реактивными!^
полюсниками, проводимость которых равна входной провор
ти соседнего четырехполюсника. Вследствие этого даже пЖ
пользовании в кольцевом диплексере четырехполюсников
номиального вида функция проводимости передачи каЖД°в.
каналов (см. рис. 2.10а) имеет нули на оси вещественных
28
[Таким образом, число независимых //-параметров, описываю-
IX кольцевой диплексер, снижается с 12 в общем случае до
[х- Элементы матрицы рассеяния (2.25) в этом случае прини-
ют вид
" S22 = S33 (Р) = S44 (р) =
А О
1,
2f/}2 (р)
Д6
sa1(P)=s23(l/p)=s14(l/p)
Р=Над+(й)2]/д2.
t/ Apizz-»
зка ген ПРовеРить, что при выполнении условий а, б и в раз-
[ [фоомРаТ°РОВ осУЩествляется тождественно на всей оси час-
<2-23)]- При этом //-параметры фильтров связаны
I^Словие И’ КаК показано на Рис- 2.106.
пв„в„.Идаального согласования диплексера по каждому
ш °дит к выражению
(2.27)
29
При выполнении последнего условия фильтры (см. рис. >
должны быть дополняющими, и для описания кольцевого L
ОППП ТТГ\Г>'Т О'ТГХТТЛГГ ТЭ П О ТУ п ГЛ TTTXTJ 11-Т1 К/ТП’ТП ГГ Я ГГН Т/Г Л/Т РТТ В* 1.1
сера достаточен всего один ^-параметр, например, у1\2-
Если фильтры (см. рис. 2.106) являются псевдодопольц
ми, то условие (2.27) выполняется приближенно. В этом с
задача синтеза кольцевого диплексера заключается в аппр'
мации и реализации функции проводимости передачи вида‘
= + 4 (P) + ^ii U/P)].
Последнее слагаемое в знаменателе этой формулы учитЬ)
шунтирующее действие соседнего фильтра.
Вопросы синтеза фильтров кольцевых диплексеров путем
мизации на ЭВМ изложены в § 3.2.
Выше была рассмотрена схема кольцевого диплексера, об
ванная параллельным соединением четырехполюсников, всл5
вие чего входы и выходы диплексера являются несимметрич.!
(см. рис. 2.9). В то же время встречаются случаи, когда необ\ обозначение МДМ
нической реализации МДМ и в качестве примера при-
"юсЫ ' х вОСЬмиполюсный гибридный трансформатор, который
Н Л111 (менение на относительно низких частотах. На рис.
;оДйТ пр ена каноническая схема восьмиполюсного МДМ, ко-
io прЙВоИт из двух трехобмоточных трансформаторов. Точки

^22
д
1 Ц
1^2
I
мдм
А
в)
6)
трансформатора; б — эквивалентная
(L)
1212- Мостовые делители мощности:
обобщенная схема многополюсного
мо иметь симметричный вход или выход диплексера. В этом ст
надо использовать смешанное соединение четырехполюсн]
когда входы их, например, соединены параллельно, а выход
последовательно. Одна из таких схем описана в работе [37
Рис. 2.11.
кольцевого
Модифик:
диплексера
приведена на рис. 2.11. Благодаря использованию фазоинв?
рующего трансформатора один выход диплексера можно
нить симметричным, а другой — несимметричным.
ЮМ с обмотками условно указывают -положительную поляр-
:ть ЭДС, а /п, /12, ^21, ^22 — количества витков обмоток, норми-
(анные к числу витков обмоток, образующих выходы 3 и 4.
[в соответствии с принятой терминологией будем в дальнейшем
бывать входные и выходные пары зажимов МДМ—плечами.
Отметим, что МДМ относится к классу проходных многополюс-
ков, поскольку все его пары зажимов разделяются на две груп-
I входные пары и выходные пары.
Токи и напряжения на входах и выходах МДМ связаны соот-
рениями:
ц,1
к.’
2.5. Балансные диплексеры
Балансные диплексеры подобно кольцевым относятся кВ
устройств со структурной развязкой. Теоретически они об*1
вают идеальные развязку и согласование во всей полосе ч»'
содержат два резистора, один из которых — рабочая нагрУ 1
второй — балансный.
^11 ^12
. ^21 4г.
_ . . д ж _ является ортогональной:
I ’ и поэтому может быть представлена в виде
I cos а —sin а'
[sin а cos а ’
Т
1
где Т =
4.
2.
L. J L Л J
Для МД матрица трансформации Т
МОСТОВЫЕ ДЕЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ
Одним из основных элементов балансных диплексеров
мостовой делитель (сумматор) мощности (МДМ), назыР'
также гибридным звеном (трансформатором) или трехд^’1 <
ным направленным ответвителем. Отложим до следующей»'
30 i
Moci ественное число, меньшее 2л.
ВходнысИ Д’еЛИТелЬ мощности делит i
Дность
]дксера-
• О fl
о 0 •
----_----- мощность, поступающую
плечи 1 или 2 между выходными плечами 3 и 4. Если
елится поровну, то а=л/4 и cos а—sin а—1/)Л2. В
находят применение главным образом именно такие
и (1.7), нетрудно показать, что матрица рас-
как восьмиполюсника равна
(2.29)
31
*4
И ,
Таким образом, при нагрузке плеч 3 и 4 на единичные сопр0?
ния плечи 1 и 2 оказываются идеально развязанными и со
ванными. Будем в дальнейшем называть такие проходные Г
полюсники развязанно-согласованными. 1
Учитывая, что при а=л/4, 1411 = 14г| = 1411 = 14г|,
соединить обмотки /21 и /22, сделав из них одну обмотку,
ставить МДМ в виде эквивалентной схемы рис. 2.126.
Изображенные на рис. 2Л2а и б схемные реализации МД1
являются единственно возможными. Существует большое ра3‘
разие реализаций, некоторые из которых будут рассмотри
следующих главах. Однако все они в идеальном случае д01
обладать матрицей рассеяния вида (2.29). Имея это в виду
дем в дальнейшем изображать МДМ в виде восьмиполюс
представленного на рис. 2.12в.
Интересно, что если рассматриваемые МДМ возбуждай,
стороны плеча 1 (рис. 126), то напряжения на плечах 3 и 4
фазны. При возбуждении МДМ со стороны плеча 2, напряг
на плечах 3 и 4 протпвофазны. Благодаря этому <
изображенные на рис. 2.11, называют синфазно-противофаг
мостовыми делителями.
вХОД»ыМ
-I и выходным плечам):
Ssll M,S! =
}звестн0
гениями
Sj и
Si 21
Si 12
Si 22.
Sn =
Sn п Sn 12 ;
_Sn2i Sn22
[51], что блочные матрицы Ss, Si и Sn связаны
соотно-
(1—S„ nSI22) 1 Sn 11 Si 21,
__ St 19 (1 — SH 11 Sl 22 1 S” 12 ’
r'Csn21 (1—SI22SH11)-1 S12'>
'* = Sn22+S‘>21<,— S' 22S” ")1S' 22S” 12’
„WM приведенные соотношения и найдем матрицу
1СЯ°я mi огополюсника (см. рис. 2.13), учитывая, что матрицы
мПМ имеют вид (2.29), а матрица Spl2 восьмиполюсника Nw
свойствЯ 1°*ст бЫТЬ п₽едставлена в виде
(2.301
рассея-
МАТРИЦА РАССЕЯНИЯ БАЛАНСНОГО ДИПЛЕКСЕРА
Балансный диплексер состоит из двух МДМ и двух реактш
четырехполюсников MPi и Мр2, соединенных в соответствии с
2.13. Выполним сперва формализованный анализ балансного
лексера и найдем матрицу рассеяния реактивного восьми зорь
ка Мр, представляющего собой каскадное соединение трех пр:
ных реактивных восьмиполюсников: МДМЬ Мр]2 и МДМ2. В<
полюсник Mpi2 состоит из двух реактивных четырехполюс/
Атр1 и Мр2 (рис. 2.13). Чтобы на первом этапе не связывать
рацию входов рис. 2.12 и рис. 2.13, будем использовать для
2.13 римские цифры.
Рр 12 ’
sii
0
S21
о
о
s11
о
сП
41
S12
0
S22
о
0 "
s11
42
0
s11
й22_
ъ-р
Vpi2
11
мдм1
1 Npl
X ^рг
мдм2
J
L.

((2.3Ц
$пп, $ni2, sn2i, sn22 — параметры рассеяний
етырехполюсников MPi и Мр2.
Применяя дважды матричные выражения (2.30), находим блоч-
ные матрицы
S _т Г
f₽n — 11
где S1!!, SZ12, sI21, ST22 И
Sp21 — Т2
Рис. 2.13. Структурная схема балансного
диплексера
Рис. 2.14. Каскадное I
нение многополюсников
Рассмотрим общее каскадное соединение двух проходит
гополюсников (рис. 2.14). Матрицы рассеяния рсзультирУ1^'
составляющих проходных многополюсников Ms, Mi и А'п •
быть представлены в блочном виде таким образом, что диа1Т
ные блоки будут соответствовать левым и правым группами
32
41
о
‘1,
о
Sp:
О’
сП
4i J
0 “
сП
4i
S —т
°р12— *1
Ti, Sp22 — T2
о
’ s|2
о
0 1-
т
сП 2’
4г J
0 1-
т
’I 2*
и22.
sn
d1Q
s11
•Эрп
е Ti и Т2 — матрицы трансформации МДМ1 и МДМ2,
1аЛАНСНЫЕ диплексеры на фазовых фильтрах
(2.32>
Дам . Ре(эУем, чтобы диплексер был согласованным по всем вхо-
8Р22 е- чтобы диагональные элементы блочных матриц Spn и
1,аях.Р Нялись нулю. Это требование удовлетворяется в двух слу-
ВаРианте sIii = sIIii = sI22=sII22=0. При этом Spll =
СиМмет ^Сли выбрать одинаковые, но включенные зеркально-
2-]Сз РИЧНо МДМ (Т1 = Т2), что всегда удобно из практических
3$
соображений, то при взаимных четырехполюсниках и a=nJ
1 S12~bS12 S12 S12
S12^~S12
s _ s —_____
ар12 —ЭР21— 2
(2
сП__с!
12 й12
Таким образом, в рассматриваемом случае четырехполюС1}
Api и Np2 должны иметь постоянные активные входные сопр0
ления при нагрузке на единичные активные резисторы. Поскол-
sIn = sI122—snii=5n22=0 и оба четырехполюсника не имеют
терь, должны выполняться равенства
1^1 = 1 5Й| = |4 | = | = ^ = e-Js!5 = e-‘ (2.s
Четырехполюсники, обладающие подобными свойствами и ц
роко применяемые на практике, получили название фазЬ
звеньев (ФЗ) или контуров [1, 15]. Они при согласованной Hai р
ке не изменяют во всей полосе частот амплитуды гармоничес:
сигналов, а изменяют лишь их фазу по закону, задаваем^
функцией <р(ш).
Для цепей с сосредоточенными параметрами коэффициент
редачи ФЗ задается соотношением [9, 13] Si2=V(—ico)/!^
где V(ico) — полином Гурвица от ico.
Для экспоненциального представления Si2=e_i4)(t0) фазов-
функция определяется выражением
ср (со) =2arctg{Jm[I/(ico)]/Re[V(i(o)]}.
Фазовые звенья реализуются либо в виде скрещенных урав
вешенных схем, либо в виде неуравновешенных схем с исполь
ванием взаимной индукции. На рис. 2.15 представлены ура гно1
шейные и неуравновешенные схемы ФЗ l-ro и 2-го
м
порядков (д.;
0,5Са 1
*L
~"3b
6)
Рис. 2.15. Уравновешенные схемы фазовых контуров первого
*L
L=0,5La i 1^1=0,51^
6)

L=O,5(La + LgVr
М=0,5(Ьа-Lf)
г) .1
(п) и второго
порядков и неуравновешенные схемы первого (в) и второго (а) порядков
которых полином Гурвица V(ico) имеет соответственно первую
вторую степени). Фазовые звенья высоких порядков образу!0'
щутем каскадного соединения звеньев 1-го и 2-го порядков. I
Пара фазовых звеньев, которая используется в схеме Afjr
сера рис. 2.13, образует так называемую фазоразностную Д
(фазовый фильтр). С ее помощью можно обеспечить разлИ1Г
частотные характеристики разности фаз <pi2(co) =<pi (со)—
сигналов, проходящих верхнее и нижнее ФЗ.
Для получения требуемых свойств рассматриваемого дипл^'
•ра необходимо, чтобы в полосе /щ—fni работы первого исто’й*
-34
дал только в полезную нагрузку и не попадал в ба-
ЬгнаЛ поГ1агг)узку. Следовательно, элемент (1,1) матрицы SPi2
РщснУ10 ^Дуться в этой полосе частот единице. Это будет в том
1;Л#еН Р3 пи sIi2 = sIIi2, т- е- Фазы Ф1(ы) и ф2(со) одинаковы и
Гучае- 'с £ полосе работы второго источника fH2—fB2, которую
тать более высокочастотной, должен равняться единице
КудеМ c4Jo 1) матрицы Spi2. Это будет в том случае, если в данной
Цемент . - (fl2=(p1—<р2 = jt. Таким образом, идеализированная
Ьолосе ч^тная характеристика cpi2(w) должна иметь вид, изобра-
фазоча5 сплошной линией на рис. 2.16. Эту характеристику можно
ГеННЬ1гпмировать с помощью функции
аппрок -- - --
/ ч о I irr Jm [V! (i со)]
L («) = *₽>(и)_фг (И) ~ 2 1 8 Re [ V, (i <0)1
Jm [У2 б Ю)1 1.
Larctg Re|v2(iW)] ।
ep реальной фазочастотной характеристики приведен на
h И 2 16 пунктиром. Вопросы аппроксимации фазоразностных ха-
рактеристик и синтеза фазоразностных цепей рассмотрены в [1, 15].
Р Мы рассмотрели случай, когда МДМ включены зеркально-
симметрично по отношению друг к другу. Если включить МДМ
^72
Частотные харак-
фазоразностных
Рис. 2.16.
теристики
цепей
одинаково, то поменяются местами полез-
ная и балансная нагрузки.
Рассмотренный вариант балансного
диплексера основан на фазовой селекции.
Физически его работа сводится к тому,
что сигнал от источника делится поровну
между выходными плечами МДМ1 и за
счет создания фазоразностной цепью оп-
ределенной разности фаз в требуемых ча-
стотных диапазонах обеспечивается сло-
жение сигналов обоих источников в об-
щей нагрузке. Диплексер оказывается развязанно-согласованным'
осьмиполюсником (плечи I и II, III и IV взаимно развязаны). По-
ом^ нумерацию входов на рис. 2.13 можно сделать такой же, как
Нарис. 2.12б.
Балансные диплексеры на дуальных фильтрах
р„
ра. р СМотРим другой вариант реализации балансного диплексе-
скРоем выражения (2.32) для блочных матриц Spli, Sp22 и
И*2 УЧет°м равенства Ti = T2:
2 ( иг т х . , ...»
sk)
'S22 + SJ|)(S'| — S'2)
2
2
(2.35)
35
1 ( S12 s”) ( 2 si2) 1 I
2 L(sK-sy(sii2+^)j’ !
Для обеспечения идеального согласования всех плеч и разв
какой-либо пары плеч можно не только принять sIn=sI22=«ii
=$П22 = 0, НО И ПОЛОЖИТЬ $ТЦ + §Пц = 0, SI22 + SII22 = 0 И Я
= SII12 = S12.
Тогда блочные матрицы примут вид
0 su
-su 0
Spl2 — $р21
Spll —
s
°p22 —
О S22
So о 0
.й22
г четырехполюсников одинаковы: sIi2==sII12. Оба четырех-
^ьНЬ1Х^ МОГУТ быть симметричными (sIu=.SI22» «SII11=SII22) ИЛИ
;еТРИЧНЫМИ (^Ц =—ST22, $П11=—Sn22) [26].
)Нтисимм аеТСЯ> что в рассматриваемом случае для придания
' ^ка3 2 17 свойств диплексера достаточно использовать в ка-
•хсме Р гЫр’ехполюсников дуальные схемы реактивных фильтров,
стве 1 естественно одинаковые полосы пропускания и задержи-
!меЮ^т^оскольКу используемые фильтры не имеют потерь, для
^^справедливы формулы
fjtkl. И!1=РЙ1. ЦЬГ=1-Ц!.Г И1М-И>Т-
Tl=|sy, P!ll=l^l. РУ2=1~Р1.12- |SH|2=1-|S!!|2-
11 лосе прозрачности фильтров |si2|^l, |sn| = |х22| ~0, и сиг-.
И Iго _^прт.ртвии с (2.36) с первого плеча диплексера будет по-
O'
S12.
S12
О
где Sn=Snn = —S1!!, S22 = SIT22 = —ST22-
Таким образом, в рассматриваемой реализации развязаннг
оказываются плечи I и IV, II и III. Поэтому для дальнейших
дладок удобно перенумеровать входы так, чтобы развязаннг
«оказались плечи, находящиеся по одну сторону восьмиполюснп
Такая перенумерация входов соответствует преобразованию L
.лексера из схемы рис. 2.13 в схему рис. 2.17 и замене места
4 — s —
°pl2 — °p21 —
соответствии с (2.36) с первого плеча диплексера будет по-
Вл в только в нагрузочное плечо 3. В полосе задерживания
Супьтров |si2|~0, |$11| = |$22| ~ 1, И сигнал со второго плеча по-
Гпает только в нагрузочное плечо 3. Таким образом, полоса про-
Кчности фильтров должна включать рабочую полосу первого
Источника, а полоса задерживания — рабочую полосу второго ис-
точника. Фильтры могут быть ФНЧ, ФВЧ, полосовыми или за-
граждающими. Идеализированные зависимости |su| = |s22| и
]$12| для случая ФНЧ -представлены на рис. 2.18.
некоторых строк и столбцов матрицы Sp. После такой заме
«блочные матрицы многополюсника Ур (рис. 2.17) примут вид
Рис. 2.17. Балансный диг
лексер на дуальны
фильтрах и синфазны
МДМ
Рис. 2.18. Идеальные
частотные характеристи-
ки балансного диплексе-
ра
Рис. 2.19. Балансный диплексер на одинако-
вых фильтрах и квадратурных МДМ
собой четырехполю1
Условия S1!! — »
Установим, что должны представлять
*ки VPi и УР2 в рассматриваемом случае.
s122=—srI22, sIi2=sTIi2 выполняются, если схемы четырехполЮ-
ков дуальны. На рис. П.4.1 приведен пример схем дуальных И
рехполюсников: дуальный четырехполюсник получается из
ного заменой продольной (последовательной) ветви на поперек
(параллельную) с тем же нормированным значением самого
-мента, но с обратным знаком реактивного сопротивления. Н
что входные сопротивления таких четырехполюсников при
ке их на единичные активные сопротивления (рис. П.4.1)
взаимно обратными: ZBxi = УВх2= 1/ZBX2- Следовательно, s
(ZbxI—l)/(^Bxl+ 1) =='—(^вх2—1) / (2вх2+ 1) =—S11!!. АнЗЛ0^ (
л122=—sn22- Нетрудно доказать, что коэффициенты -пеРег
36
Фильтры, используемые в рассмотренном диплексере, предпо-
лагают нагрузку с обоих концов единичными сопротивлениями,
этому методика их синтеза по заданной функции передачи s12
пПрИЧается от методики синтеза фильтров, используемых в фильт-
лм "х и кольцевых диплексерах. В литературе [4, 19, 23, 29, 32]
л ТСя таблицы, которые позволяют определить нормированные
Г] Фильтров для различных видов аппроксимации. В табл.
Эдем пРиведены нормированные к соСт=|1 и /? = 1 значения
ШеВс ЛТ,013 паРы Дуальных ФНЧ балансного диплексера при чебы-
Иерав°и аппроксимации для различного порядка фильтров п и
пРило}^еРНо,с,ги частотной характеристики. Значения элементов
311аЧенщНИЯ получены из таблиц работы [4] перенормировкой
тов фоцэлементов к соСт=1. Приведенные в [29] значения элемен-
Тельнп , пРи аппроксимации Золотарева необходимо предвари-
° Пронормировать к <о„=1.
37
Физически работу балансного диплексера можно пояснит!
помощью рис. 2.17 следующим образом. Сигнал, подаваемьж
плечо 1, делится поровну МДМ1 между его выходными плеЛ
В полосе прозрачности дуальных фильтров Ф и ДФ сигналы
ходят ко входам МДМ2 с одинаковыми фазами и складывают/
плече 3, не попадая при этом в силу свойств мостовых делив?
мощности в плечо 2. В полосе задерживания фильтров спг.д
отражаются Ф и ДФ и приобретают в силу равенства
противоположные фазы. Вновь попадая на выходные плечи МД\,
отраженные сигналы будут складываться в плече 4, не попав*
силу противофазности в плечо 1.
д!атрица
трансформации квадратурного МДМ имеет вид
БАЛАНСНЫЕ ДИПЛЕКСЕРЫ НА ОДИНАКОВЫХ ФИЛЬТРАХ
I - 1 ' 2 J 0 T
S= * — »<Po(*)
I 0 e J
L онструкции мостовых делителей мощности на элемен-
звестН1 оеделенными постоянными (см. § 3.3 и 3.4), которые
I4 с либо специальных фазоразностных цепей обладают
_ Кивами квадратурных МДМ.
В 1рис1С эчение отметим, что диплексеры согласно схемам рис.
В 1за 2.19 так же, как и рис. 2.13, являются развязанно-со-
Н 11 многополюсниками. Это весьма важно для синтеза
t оканальных ЧРУ на базе диплексеров.
К°счег балансных диплексеров заключается в выборе типа
Итпов или фазоразностных цепей (см. приложение 4 и [1, 4,
!ь денормировке табулированных значений элементов и опреде-
> им параметров мостовых делителей мощности. Вопросы расче-
Возможен другой вариант реализации диплексера, который г
своим свойствам близок к варианту рис. 2.17, но требует hchoJ
зования не дуальных, а одинаковых фильтров. В таком вариа^
реализации (рис. 2.19) фильтры Ф абсолютно идентичны. Одна
каскадно с фильтрами включены пары фазовых звеньев Ф3{
и Ф32—Ф3{. Коэффициенты передачи каскадного соединения тре
звеньев Ф3\, Ф и Ф32 для обоих каналов одинаковы. Поэтому pat
сматриваемый диплексер в полосе прозрачности фильтров буде
работать так же, как и диплексер рис. 2.17, и обеспечивать вь
ление мощности в нагрузке плеча 3.
Пары звеньев Ф31 и Ф32 образуют фазоразностную цепь, i
торая выполняется так, что в полосе задерживания фильтров (и,
ее требуемой части) разница фаз ф12(со) равнялась бы л/2. В по,
се задерживания отраженные от входа фильтров сигналы на ь
ходных плечах МДМ оказываются, как и в схеме рис. 2.17, проги
вофазными, несмотря на то, что фазы коэффициентов отражени
от идентичных фильтров одинаковы. Противофазность обеспечь
Д! Е широкополосных МДМ рассмотрены в § 3.2.
3.
ПРОЕКТИРОВАНИЕ ЭЛЕМЕНТОВ ЧРУ
СО СТРУКТУРНОЙ РАЗВЯЗКОЙ
,1. Синтез фильтров кольцевого диплексера с помощью ЭВМ
Рассмотрим вопросы расчета элементов фильтров кольцевого
иплексера (см. рис. 2.9а), у которого фильтры и N2 — ФНЧ,
М и JV4 — ФВЧ. Принципы реализации кольцевых диплексеров
или изложены в предыдущей главе. Было показано, что задача
рнтеза кольцевого диплексера заключается в аппроксимации и
ется тем, что сигналы от входных плеч МДМ! дважды претерпев^ слизан™ X диплексе^ в н
ют фазовый сдвиг л/2, обеспечиваемый фазоразностной Ц*Н Ея что^ *„УНКЦИИ проводимости передачи вида (2.28). Учиты-
ФЗ, и Ф32. Вариант реализации рис. 2.19 вообще говоря, «•> eaX™Hv"a₽aMeTPbI Реактивного четырехполюсника являются
наличия двух дополнительных фазоразностных цепей сложней >увкцци Ункциями комплексной переменной р, о' Щи Д
рианта рис. 2.17. Однако если использовать в схеме рис. 2.19 ет [46] п₽ов°Ди“Ости передачи для схемы (см. рис. 2.106) бу-
синфазно-противофазные МДМ, а так называемые квадратур^'
[5, 18], то необходимость в фазоразностных цепях отпадает,
схема рис. 2.19 из-за идентичности используемых фильтров мо
оказаться предпочтительней схемы рис. 2.17. Квадратурные мос
вые делители мощности отличаются от синфазно-противофа31
тем, что при возбуждении одного из входных плеч напряжения
выходных плечах сдвинуты по фазе на 90° или, как говорят,
дятся в квадратуре. Одна из возможных реализаций квадро
ных мостов на элементах с сосредоточенными постоянными
ставляет собой комбинацию синфазно-противофазного МДМч
зоразностной цепи, т. е. представляет собой совокупность 9Jie^1
тов, обведенных на рис. 2.19 штриховой линией и обозначен
КМДМ.
38
т
Ч i=
р «
1=1
(3.1)
Мр)==
ь п ^+4“
1+Д П—П
£=1 Р8+-— £=1
bi
b2j Р2 + ^
Т p^+bi
39
где bit Ci — нули или полюса функций ^-параметров; kx 1
постоянные множители; тип — число нулей или полюсов.
Схемы используемых четырехполюсников (см. рис. 2.9а) Г
•иметь как полиномиальный, так и неполиномиальный вид, г
всплесками затухания на конечных частотах. В первом Ж
справедливо тождество
кций полиномом Баттерворта 2-го порядка обе половины
Lx $ ь] являются дополняющими цепями, и кольцевой диплек-
той схедьно согласован по каждому входу (рис. 3.16). Нормиро-
ер 1!,й щчения элементов схемы (рис._3.1а) (при гв=/?н=1,
в этом случае равны: L'=2C'=]/2.
т
П(р2 + с|)=1.
и функция передачи имеет нули (Ьг) в полосе задержива
фильтра, обусловленные только шунтирующим действием Со‘’
него фильтра. В случае неполиномиальных фильтров к этЖ
лям добавляются собственные нули передачи (с^.
Выражение (3.1) описывает схемы кольцевых диплексеров
ставленных из фильтров произвольного порядка. В связи со
цифическим характером функции передачи У13(р), обусловлен
шунтирующим действием фильтров, использовать .классиче(
методы аппроксимации не удается. Поэтому задача аппрокс.
ции решается с помощью численных методов оптимизации
ЭВМ. Реализация схем проводится классическими методами
найденной функции передачи.
Определив квадрат модуля выражения (3.1) и используя ус
вие | У1з(0) |2= 1, получим
т
п
— СО2

И ГЦ1/0?
со2) а2 —

2 п
+ <о’П«1(1М?
Так как четырехполюсники в кольцевом диплексере по I
выходу соединены параллельно, то при использовании
а}
3.1. Схема кольцевого диплексера при п=1 (а) и его частотные характе-
истики (б)
Схема кольцевого диплексера с трехэлементными четырехпо-
посниками изображена на рис. 3.2а. Функция проводимости пере-
„ачи в .этом случае определяется выражением
2р2г;с; + 1
и
лестничного типа число ветвей в них должно быть нечетным, *
пи должны начинаться и оканчиваться продольной ветвью. В L
чае, когда число элементов отдельных четырехполюсников неВ1
ко, задача аппроксимации существенно упрощается и решена
можно провести аналитически.
Рассмотрим решение задачи синтеза кольцевого диплом-.
когда отдельные четырехполюсники содержат по одному, 110
или по пять реактивных элементов. —
Так, если каждый четырехполюсник содержит по одному
тивному элементу, получаем схему, изображенную на ри,с',
Легко показать, что при использовании аппроксимации пере^
з(п)=
р6 4- ар5 4- 6р4 -f- ср* 4- Ьр* 4- ар 4- 1
>де а=2Л'1; b=2+L'iC'2 + 2L'2C'2; c=4L'24-L'21C'2; L\, L'2, C'u
-2 — элементы фильтров диплексера (рис. 3.2а), связанные со-
•тношением: L'lC'l = L'2C'2= 1.
Необходимо подобрать два независимых параметра с целью
олучения требуемой зависимости квадрата модуля функции пе-
КияИ °Т частоты- Один из параметров определяем из урав-
У1з|%..-,= 1/2, (3.4)
^Ж^ающего условие передачи половинной мощности на частоте
;ачц а)ст==1. В качестве второго параметра выбираем нуль пере-
ЧеРез который выражаем коэффициенты функции (3.3) и
11111 схемы:
V' 2/ (<о§—1),
^1 = -!
Г1 wrT’
!">4vLP"c- 3.26
(з.з):
b—1/к>о -Г 2 ( о>о 4-1). с
; £'=_1_ = _L
С2 2 <о2
пп0 приведены частотные характеристики квадрата
Ирх ^’ВоДимости передачи для двух значений со0, соответст-
павномерности 2 дБ и практически нулевой. В увели-
— CL ( COq 4“ 1/^о),
40
41
ченном масштабе показаны характеристики в области пода^
что указывает на степень фильтрации. Для этих значений цу^Р
редачи рассчитаны нормированные (гв=^н=1 и соСт = 1) Д'1
ны элементов кольцевого диплексера: при соо= 1,2045
1'2=0,541; при «0=1,1832 L\= 1,768, L'2=0,631.
Рис. 3.3. Принципиальны!
мы фильтров для колы
диплексера при п=5
Рис. 3.2. Схема кольцевого
плексера при п=3 (с) и
частотные характеристики

При синтезе устройства с пятиэлементными четырехполюс
ками (рис. 3.3) функция передачи зависит от двух независь
параметров — положения двух нулей передачи. Третий пара1
определяется при решении уравнения (3.4). Функция провод
сти передачи принимает вид
' 2 „2 ‘ (р2 + 4) (р2+4)
______________ю01 ю02 _______________________
Р10+«1 Р°+^2 Р8+а3 Р7 + at Рв + а5 р*> -ф а4 р4+а3 р3+а2 Р^а^
где
V 2
= т~2 ,4/^2 ту» «3 = «1 (а + ₽),
( °>01 1М °02 — и
«б = «1(2 + а₽), а = 0)2,4—
<°01
y=i/[%2i 4(42-41)].
42
Ь °0г) + Ю02 °01]»
'02) О +°01+foUl)+C002 °01]’
кольцевого диплексера определяются по формулам
/2 ©да (<»?!-!)( ©02-1)
Lv[2““ "
‘;еМе№ :
1
’1 Q02 ~~ °01
1 =—-— с'=—
z 2 • г ' 9
с' Ч ш02 £з
I ПИС lipMCCAcnci AjvdiciviD опа
ппеделах которой функция | У13|
i HPeS____ п. ППОД R .Т7ППТТПП
.3. \
ю02 । |
'3 \ ю01 )
3.4 приведена область значений независимых параметров,
_____ " ’ .J2 не уклоняется от уровня еди-
более чем на 50% • В пределах зоны найдены две линии, со-
угвующие двум типам частотной характеристики: 1) одина-
Рис. 3.4. Область нулей передачи кольцевого диплексера при п=5
ые отклонения в одну сторону от уровня единицы, 2) эквива-
ИесЫе отклонения в разные стороны от уровня единицы. Точка
ной y Чения линий соответствует нулевой неравномерности частот-
РическРаКТеРи'стики- Пунктирными линиями обозначены концент-
НеРавнпС °бЛаСТИ значений нулей передачи, в пределах которых
40, 50о^МеРность характеристики не превышает 5, 10, 15, 20, 30,
На рир q с
в°в; слег из°оражены частотные характеристики обоих ти-
^еМенТц-\егТ °™етить, что по сравнению с диплексером из трех-
С До 2о/1Х четь1Рехполюсников переходная область сократилась
О г
НеРав*/°СТи нормированных значений элементов диплексера
'ет Фильтг)МеРНОСТИ характеристики приведены на рис. 3-6. Рас-
Ров кольцевого диплексера сводится, таким образом,
43
только к денормировке значений элементов. Для точки цЛ
неравномерности g>oi= 1,0678, 1002= 1,7280, C'i=0,6369, 7
= 0,5258, С'3=0,5155.
Рис. 3.5. Частотные характеристики кольцевого диплексера при п=5;
а — характеристики типа 1 на рис. 3.4; б — характеристики типа 2 на рис.

При синтезе кольцевых диплексеров, содержащих более сл
ные четырехполюсники, приводилась аппроксимация общей фу!
ции (3.2) на ЭВМ [21, 31]. При этом рассчитывалась частот
Рис. 3.6. Зависимости нормированных значений элементов кольцевого дип
ра при и=5 от неравномерности характеристики типа 1 (а) и типа
характеристика в полосах пропускания и задерживания; особ
мечалось значение функции в точке стыковки частотных каН;‘
Вычислялись функции ошибки в трех областях и формир°ва‘
целевая функция [49]
^=Р1Л + Р2^2 + РЗ^З,
где pi, р2, р3 — весовые коэффициенты соответственно в I
пропускания, задерживания и стыка.
44
пычислении функции ошибки в полосах пропускания ис-
ИПРЙ ись два критерия аппроксимации частотной характери-
лользов
квазичебышевский
f Фг ~Ь
|1/Л
м
Л
lz=i J
б) среднеквадратический
k
1=1
I гр. — значение квадрата модуля функции проводимости пере-
Лг,и-гМ=^ах (фг+1/фг—2); k — число точек частоты в полосе
дЗЧИ»
пропускания.
г В полосе задерживания использовались эти же критерии,, но
значения срг стремились к нулевому уровню:
I или
т !
S| Ф»
max (pf
F^
т
В точке стыка функция ошибки вычислялась по формуле
fS=(2<fcl+-2—гУ,
где <рст — квадрат модуля функции проводимости передачи на ча-
стоте стыка.
При оптимизации на ЭВМ отыскивался минимум составленной
Целевой функции (3.5). Решение проводилось по методу сопряжен-
ных градиентов с кубической интерполяцией при линейном поиске
пространстве нулей и полюсов //-параметров отдельных четырех-
полюсников. Структурная схема программы оптимизации приве-
W а в § 4.2. Полный текст программы опубликован в статье [49].
К |б3|ЦИя схемы диплексеров проведена классическими метода-
р ’9] •
езУльтаты синтеза кольцевых диплексеров, взятые из [49],
с однЛ^Чая полиномиальных составляющих фильтров и фильтров
прилЛ? Или Двумя собственными нулями передачи приведены в
став *ении 5- Там изображены схемы четырехполюсников, со-
нУлей Ю1Цих кольцевой диплексер, указаны значения оптимальных
Иые З и полюсов //-параметров, а также приведены нормирован-
КакаЧеНИЯ элементов диплексера (юСт='1, гв=^?н=1)-
^Ра30вУказь1вал°сь в § 2.4, кольцевые диплексеры могут быть
ны и смешанным соединением четырехполюсников. На
45
рис. 3.7 приведена схема, опубликованная в [37], содержащая <Ж
рехполюсники из двух реактивных элементов. Легко убедцт
что из-за смешанного соединения четырехполюсников лсстщЛг
«структуры число ветвей в них должно быть четным.
Расчет фильтров кольцевого диплексера с четным числом э,
ментов в четырехполюсниках может быть проведен аналог^ I
рассмотренным выше случаям: необходимо при подключении
точника, например, ко входу 1 заземлить вход 2 и аппроксимцг, I
вать функции передачи образованной тем самым пары псевдг
полняющих фильтров. При питании диплексеров с входов 3 ил^' I
необходимо противолежащие входы (соответственно резист;
/?н или 7?б) разомкнуть. При этом аппроксимации подлежит фу
ция входного сопротивлер
пары последовательно соед
ненных псевдодополняющй;(
фильтров.
Важный конструктивны!:
элемент кольцевых диплею
ров — широкополосный Tpai
форматор. При этом необход
мо отметить, что при реализа!
ции его в виде обмоточной]
трансформатора более удобп]
включение его в ту часть колы
цевого диплексера, где стоит!
фильтр нижних частот. В эт
случае индуктивность рассеяния трансформатора может быть уч-
тена в первой продольной индуктивности ФНЧ, а реактивное сопро-
тивление индуктивности намагничивания должно существенно пре
восходить оконечное сопротивление.
При синтезе кольцевых диплексеров с полосовыми частотны
характеристиками идеальный трансформатор может быть у-стр
пен путем преобразования Нортона с использованием индукти1-
ностей в продольных и поперечных ветвях фильтров. Поскольк.'
коэффициент трансформации Лтр=— 1, реализация трансформат
ра сводится к двум индуктивно-связанным катушкам индуктивно-
сти с коэффициентом связи, меньшим единицы.
Расчет кольцевых диплексеров с нечетным числом элемент
заключается в выборе схемы фильтров и денормировки таблк
ных значений элементов диплексера (приложение 5) по форму’
(2.11). Формулы для расчета широкополосного фазоинвертИрУ
шего трансформатора приведены ниже.
Пример 3. Рассчитаем кольцевой диплексер по следующим данным:
полосы частот fHi—/в1 = 1,5—6 МГц; fB2—fB2=8—15 МГц; нагрузка
—75 Ом. Так как в кольцевом диплексере практически обеспечивается ДоН°с
высокий уровень развязки между генераторами, то выбор граничных На
фильтров диплексера сделаем по фукции передачи мощности (см. рис. П-бЖи
Найдем частоту стыковки диплексера /Ст= 1^(в^н2= ^6-8=6,94 ?
Следовательно, величина нормированной граничной частоты ФНЧ равна
= f В 1/f С Т = 6/6,94=0,865.
‘46
Рис. 3.7. Схема кольцевого диплексе-
ра на фильтрах четного порядка
< аблиде приложения 5 для найденного значения <ов выбираем диплек-
для которого (ов = 0,90, и выписываем нормированные значения
I р с £74 (7'2= Подавление гармоник 23 дБ. Выполнив денормировку [по
’ . (2.11)], определяем реальные значения элементов схемы кольцевого
1рЫРаЯра (см. Рис- 3-2с>: £1=2>71 мкГн, Ci=193 пФ, £г=0,94 мкГн, (?2=
ЬбОК”*- \
I щирокополосные мостовые делители мощности
р осмотрим вопросы построения широкополосных мостовых де-
мощности (МДМ) составных элементов балансных
нппексеров.
Д Материалы данного параграфа применимы также для реали-
[I 1 широкополосных трансформаторов, обеспечивающих ПОБО-
ИЩ фазы сигнала на 180° в кольцевых диплексерах.
В зависимости от используемого диапазона частот могут быть
пользованы следующие устройства для реализации МДМ: широ-
кополосные обмоточные трансформаторы (на относительно низких
।частотах); отрезки кабелей, намотанные на ферритовый сердеч-
I 11К; полосковые и кабельные линии (в области СВЧ).
Как указывалось в § 2.5, в зависимости от соотношения фаз
сигналов на плечах МДМ разделяют на синфазно-противофазные
и квадратурные. В основной части данного параграфа изложение
будет относиться к синфазно-противофазным МДМ, только две
последние схемы на СВЧ являются квадратурными мостами. Зна-г
чительная часть материалов параграфа написана по результатам
исследований МДМ, изложенных в [5, 18, 34].
МОСТОВЫЕ ДЕЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА ОБМОТОЧНЫХ
ТРАНСФОРМАТОРАХ
I На рис. 3.8 показан упрощенный вариант гибридного транс-
форматора, изображенного на рис. 2.126, полученный при непо-
средственном подключении резисторов в выходных плечах 3 и 4..
рис. 3.8 также указано соотношение всех нагрузочных рези-
Е9Р°В> соответствующих ортогональной матрице трансформации
J ДМ. Матрица рассеяния такого МДМ имеет вид (2.29):
s =
i
V2
~0
О
1
0
0
1
— 1
I
1
0
0
1 "
— 1
0
0
(3.61
I в —
Й:ли°ЗМ°Жна ДРУгая реализация обобщенной схемы рис. 2.12а,
ФорМа°Мепять концами обмотку верхнего трехобмоточного транс-
Резист’0^3’ сохранив при этом схему подключения нагрузочного
0°^а [34]. Соединив эквипотенциальные точки и устранив лиш-
нУю I, Юткн трансформаторов, получаем схему, изображен-
^°РМаг ^Ис' 3-9а. Эта схема содержит два двухобмоточных транст
Ру 2% ‘>а’ первичные обмотки которых подсоединены к резисто-
’ Вторичные включены последовательно. Легко убедиться,
47
что при устранении в этой схеме нижнего трансформатора J
чаем вариант МДМ, изображенный на рис. 3.96. Как и на рис’'
соотношение нагрузочных сопротивлений схемы (см. рис. 3 (
соответствует матрице рассеяния s с ортогональной матръ'
трансформации Т (3.6).
Рис. 3.8. Принципиаль-
ная схема гибридного
трансформатора
Рис. 3.9. Мостовые делители мощности на
обмоточных трансформаторах:
а — на двух; б — на одном
Таким образом, схемы МДМ (см. рис. 3.8, 3.9) имеют идеаль-
ные характеристики развязанно-согласованных делителей (сумма-
торов) мощности [формула (3.6)], необходимые для применен!
в балансных диплексерах. Учет паразитных параметров реальнь:
трансформаторов и вопросы расчета их рассмотрены в книге [34]
МОСТОВЫЕ ДЕЛИТЕЛИ МОЩНОСТИ НА КАБЕЛЯХ
На частотах, измеряемых десятками мегагерц, схемы мостовы.
устройств целесообразно выполнять на отрезках кабелей, нам
тайных на ферритовый сердечник. Если же геометрическая длин
кабеля мала, то ферритовые кольца могут быть надеты на отре-
зок кабеля. Расчет конструкции кабельных МДМ приведен
{34, §8.2].
На рис. 3.10 изображены три схемы МДМ на кабелях, а та*
же приведены общий вид и частотные характеристики элемент
матрицы рассеяния. Кабельные МДМ образованы различным с
единением кабельных трансформаторов. Две жирные линии, оДн‘]
из которых обозначает жилу, а вторая — оплетку кабеля, окр
жены кольцом, указывающим на наличие ферритового серДбЧТ!
на. Если конец и начало оплетки какого-либо кабеля являю
эквипотенциальными, то ферритовый сердечник не требуется-u
Характеристики, приведенные на рис. 3.10, описывают свой
ва МДМ на низких и высоких частотах. Так как обычно кабТ
ные МДМ работают в широкой полосе частот, превышают611 ,
сколько октав, то анализ частотных свойств их можно провод
раздельно для области низких и .верхних частот [34].
Изменение свойств МДМ в области высоких частот обусло * ।
но фазовым сдвигом в кабелях, в связи с чем мостовые свой-
48
..щаются; изменяется в общем случае согласование вход-—
i 11а^1ХоДНЫХ плеч, а также передачи сигналов МДМ. Частот-
11 , цтеристики элементов матрицы рассеяния, а также общий
тя указанных схем МДМ при оптимальном значении вол-
—А е6 противления ка>белей приведены в правой части рис. 3.10.
'.’эвог° j в качестве независимой переменной на графиках исполь-
э1|пектрическая длина линий 9.
И
[Ые
•яД'
.гется
оо
оо\х-р
ftX\0 о
х-ро о
1 "
0,8-
0,6
0,4-
0,2-
hoS
1
0,8
0,6
0,4
0,2
(f, 0 IP О
0
'ftfl'^O
firft\0<*
loci
Ipl
2
0 1
3 4 62
1
a)
IT
Ifil
0 30 60 SO 120 150 0
3
О O'fez'/ti
0-h.ifl ft
y02-fi\oi-a
1
0,8
06
0,4
0,2
2R £
V-
2 _
2R
S=
Iftl
loci
3 4 92 ,
4
6)
2R
№
1
0,6
0,6
0,2
0с4\{Ъ ft
^0\ftft
ft fi\0 д,
ft-ft\a 0
Ш
, 0 30 60 90 120 150 О'
4^
Осс\р р
об o\p-fl
О
fi-R\OcC

О 1 2
S = ^'^2?
'/11'^0 0
fi-Ji\0-2d
R
R
s =
1
R
R/2
1 -
0,6-
06Y
0,4
0,2
0,4 -
0,2-
1
0,8
0,6 -
IPl
6) 0 30 60 SO 120 150 О'
Ifll
IcCl
° Z 2 3 4 52
^с. о .
fyjj $3() Qg . <•
СХеМц i (~Д1е ВиДы и частотные характеристики элементов матрицы рассея-
' )• схемы 2 (б), схемы 3 (в) кабельных МДМ
49
В области низких частот работа кабельных МДМ orpajJT"
ется конечной величиной индуктивности тех оплеток, которЛ1-^
ют на концах различные потенциалы. В этом случае м0(.
свойства схем также нарушаются. В условных изображения г
белей в качестве оплетки удобней брать тот «провод» лицц^
торый имеет одну или две заземленные дочки. Если ни од{’
точек линии не заземлена (как в схеме 3, рис. 3.10), то в кач 9
оплетки (или жилы) кабеля можно брать любой из проводу
нии. Ферритовые сердечники, условно изображенные на Сх
МДМ, используются для увеличения величины индуктивное?]
летки кабеля. Частотные характеристики, показывающие
нение на низких частотах элементов матрицы рассеяния от иде.
кого вида (3.6) для всех схем, приведены в левой части рис
В качестве аргумента использована нормированная частота (
—<£>L/R, где L — индуктивность оплетки кабеля; R — сопроп
ние нагрузки.
Наличие одинаковых между собой, а также нулевых значе
элементов матрицы МДМ характеризует общие свойства мс
вых устройств на отрезках кабелей. Рассмотрим частотные хн
теристики, описывающие работу каждой из схем рис. 3.10 в об
сти низких и верхних частот. Отметим, что нумерация входш
выходных плеч МДМ соответствует рис. 2.12в.
Для схемы 1 характерна при некоторых условиях идеаль
частотно-независимая развязка входных 1—2 и выходных
плеч. В области высоких частот, кроме того, при оптпмальн
волновом сопротивлении кабеля p — Rl/~2 осуществляется иде<
ное согласование плеч МДМ. Коэффициенты передачи по на ,
жению со входов на выходы устройства при этом определяю;
выражениями [34]
0=l/(]/2 + itg6), y = psec0.
Можно отметить различный характер поведения частотных '
рактеристик 1₽1 и |т| (см. рис. 3.10); эти характеристики VJ
к идеальным (пунктир) только в двух областях частот (при (Н
и 0=180°). В области около 0=90° мощность двух источи’
поступает только в одно выходное плечо.
Формулы (3.7) характеризуют передачу мощности МДМ в
жиме деления при подключении генератора к любому плечу
мы; при сложении мощности двух генераторов надо прссум*’1
вать соответствующие элементы матрицы рассеяния. Так, ДлЯ х
чая сложения мощности синфазных генераторов, подключен^1
плечам 1 и 2, нормированное напряжение в плечах 3 и 4 бу^
^з = Р + Т, У4 = У—₽•
Следовательно, для выбранного подключения генераторов
ка плеча 3 является полезной, а плеча 4 — балансной. ВР*
тивофазном питании плеч 1 и 2 нагрузка плеча 4 является
ной, а 3 — балансной.
50
6)
что p обоих кабелей одинаково). Там же (рис. 3.11в) показано из-
менение нормированной мощности в полезной Рп и балансной Рб
нагрузках при сложении мощности генераторов [формула (3.8)].
Согласование плеч в режиме сложения мощности также можно
оценить по элементам матрицы рассеяния с помощью формул,
аналогичных (3.8). Можно отметить, что при изменении р согла-
сование плеч значительно ухудшается, однако коэффициенты пе-
редачи МДМ почти не меняются. Из-за различного характера по-
Уеиия частотных характеристик передачи в плечи 5 и 4 нерав-
ЬвачеРН°СТЬ хаРактеристики мощности в режиме сложения (Рн)
И?ИТельпо меньше, чем в режиме деления (№и). Задаваясь не-
ма,1ь мерностью этих характеристик, можно определить макси-
электрическую длину кабелей МДМ.
Оласти нижних частот конечная величина индуктивности .
с,,МметИ (подключенной параллельно плечам 1 и 4} нарушает
10 схемы. Вследствие этого развязка плеч ухудшается;
‘^Ие час т'ся и характеристики передачи устройства. Соответствую-
1 4&_^Г11Ь1е зависимости приведены на рис. 3.12, где
ft - с —
А » й12~------—,
Г' , с 4 -р бу
А ’ s23 = —.
А У2 ’
4 += 4
А У 2 ’ 14 А У 2 ’
c . 4 + 2^
24 А У2 '
S13 —
51
„ _у + у2 С — У С _ 5у + у2
s’3 Г~ • 31- д ' s«---------Ь~
Д = !/2 + 6^ + 4, z/=l/iQ.
Если подключить такие индуктивности к плечам 2 и 3, С11
рия схемы восстановится; в этом случае плечи 1—2 тг 9
идеально-развязанными, однако неравномерность
’ ст,
согласовл
передачи плеч МДМ несколько возрастет (пунктирная линия
рис. 3.12). Эти характеристики и соответствующая им мат;
рассеяния на низких частотах приведены для схемы 1 рис. 3.'
(условно обозначено Едоб), где
a = 3/(3+i2Q), 0 = iQK2/(3 + i2Q).
По этим зависимостям, задаваясь неравномерностью частот,
характеристик, можно определить минимальное значение иш.
тивности оплетки кабеля нижней частоты рабочего диапазона-
Схема 2 МДМ образована двумя отрезками кабелей, входы
торых подсоединены к резистору 2Д, а выходы — последовав
но. Эта схема является кабельной реализацией соответствую’
схемы на трансформаторах (см. рис. 3.9а). По своим свойств
схема 2 в области верхних частот противоположна схеме К
ма 2 обеспечивает идеальное согласование плеч и передачу
ности на этих частотах, однако развязка плеч (в отличие от Ч
мы 1) резко ухудшается с ростом частоты. В этом случае
=[2ctg0 (1—jctg0)]/[2—2ctg20 + i3ctg0].
Так как |3= 1/1^2, то передача мощности в режиме сл°*1
также частотно-независимая. При отклонении волнового ' ...i
тивления кабелей от оптимального, т. е. от р= 1, все хаРаК(‘
стики схемы искажаются. Подобные зависимости привеДей
рис. 3.13, где А1-2 характеризуют уровни развязки reHepaT;^
дБ. Можно отметить, что чувствительность изменения пара v
схемы 2 выше, чем при соответствующем изменении р ДлЯ ^ |!
1. Частотные характеристики КСВ и Ки для случая cJ1
52
й можно также получить по элементам матрицы рассея-
iUfcl.
' бласти нижних частот схема 2 характеризуется идеальным
°1ванием плеча 1, а также частотно-независимой передачей
у _ ------------------- ° и Это обусловлено тем, что в
0 oL
Со^сг °ГИ ОТ плеча 1 в плечи 3
^0С
Рис. 3.13. Частотные характе-
ристики схемы 2 МДМ в обла-
сти верхних частот
режиме деления мощности со входа 1 оба конца соответствующей
паразитной индуктивности оплетки кабеля оказываются заземлен-
ными. При питании МДМ со стороны других плеч частотные
свойства на низких частотах определяются элементами матрицы
Рассеяния:
a=5l/[2(l+i2Q)]f p = iQ/2/(l+i2Q). (3.9)
ие°рЖно °™етить, что в области низких частот заданные неравно-
вности частотных характеристик реализуются при значительно
Г ших значениях паразитной индуктивности оплетки кабеля.
нуме*елш 3 Рис- З-Ю выполнена на одном отрезке кабеля, где
cooij?ац,ия Зажимов и соотношение нагрузочных сопротивлений
Иые ^Тствуют матрице рассеяния идеального МДМ (3.6). Частот-
оптим/акгеРистики в области высоких частот для этой схемы при
Е льном значении р=Д приведены на рис. 3.10, где:
И*'"—2 sin 6 _1/9“ 2(1 + cos 6) — i sin 0
n 3cose + 5 , P~ r 3cos0+5 ’
ь^тся11 “Чательным свойством схемы 3 на высоких частотах яв-
Рря К')Т Факт> что плечи 1 и 2 идеально-согласованные, в то
плечи 3 и 4 идеально развязаны между собой, причем
53.
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
I
развязка плеч 1 и 2, так же как и согласование плеч 3 и 4
деляется одним элементом а матрицы рассеяния. Ухудшен^4
вязки плеч 1 и 2 с ростом частоты такое же, как и в схеме 2
редача мощности в схеме 3 не идеальна, .как в схеме 2,
имеет меньшую частотную зависимость, чем в схеме 1. На
3.14 приведены частотные характеристики КСВ, /(и и Д1_2 Пр 1
менении волнового сопротивления кабеля [34]. Отмечаем,
чувствительность характеристик при этом меньше, чем у схеь^
В режиме сложения мощности характеристики КСВ и переда1
мощности могут быть также получены по элементам матрицы !
На низких частотах плечо 3 оказывается идеально-согласованнъ
и развязанным относительно плеча 4\ передача мощности в плеч
1 и 2 также частотно-независимая (см. рис. 3.40, характерней
слева). Остальные элементы матрицы рассеяния определяю^
формулами
а= 1/[2 (1 + i4Q)], p = i2Ql/'2 [14-i 4Q]. (З.Г
Сравнив (3.9) и (3.10), отмечаем, что для заданной неравном*
ности индуктивность оплетки кабеля в схеме 3 может быть вЖ
меньше, чем в схеме 2.
Таким образом, данные рис. 3.10—3.14 позволяют уставов111
и сравнить общие свойства трех схем кабельных МДМ, оцен11‘
максимальную электрическую длину отрезков кабеля и S
мальную индуктивность его оплетки.
Следует отметить, что все приведенные схемы МДМ в иДеа‘
ном случае являются устройствами «нулевой электрической А
ны»; чем меньше рабочая частота, тем ближе частотные хаРа^
ристики к идеальным. С другой стороны, при малой электрич^'.
длине кабеля величину индуктивности его оплетки можно Ув I
Б4
^пользованием ферритов. Тем самым достигается широкое-
Ь1тие частотного диапазона, превышающее несколько октав.
{1ерс оТрезке кабеля может быть реализован и широкополосный
| , орматор для кольцевого диплексера, обеспечивающий ча-
^зависимый поворот фазы на 180°; схема такого устройст-
с^^ображена на рис. 3.15а. На высоких частотах не существует
о ! 2 з а
315. Кабельный трансформатор для кольцевого диплексера:
схема включения; б — частотная характеристика
рис.
а —
Граничений работы трансформатора за счет фазового набега в
линии- Необходимо только включить во вторую половину кольце-
вого диплексера такой же отрезок кабеля без инверсии фазы. На
низких частотах индуктивность оплетки кабеля шунтирует око-
нечные резисторы, поэтому характеристика передачи начинает па-
дать. По графику на рис. 3.146 легко оценить неравномерность
характеристики передачи в зависимости от нормированной вели-
чины индуктивности Q.
РЕАЛИЗАЦИЯ МОСТОВОГО ДЕЛИТЕЛЯ МОЩНОСТИ НА СВЧ
Возвращаясь к реализациям МДМ, рассмотрим вопросы по-
строения их на СВЧ. На рис. 3.16—3.19 приведены условные изо-
бражения и частотные характеристики ряда СВЧ мостовых дели-
телей мощности. Отличительной особенностью этих устройств яв-
ляется то, что все они имеют характеристики, близкие к идеаль-
ным, не в области нулевой электрической длины, как это имело
место в рассмотренных выше схемах МДМ, а около точки 0 = 90°.
ИЭт°му, хотя в абсолютном выражении допустимые рабочие по-
|2СЫ схем табл. 3.1 и рис. 3.16'—3.18 приблизительно одинаковы,
Ге ~РЬ1ТИе частотного диапазона в СВЧ МДМ значительно мень-
1ак, для схем, изображенных на рис. 3.16—3.18, относитель-
W Раб°чая полоса частот составляет десятки процентов, в то
бьа Как Для МДМ (см. рис. 3.10) перекрытие частот может
| и Несколько десятков.
Разме ^Ис’ 3.16а изображена схема гибридного кольца >[5, 18]г
Ные 1 которого определяются электрической длиной 0. Частот-
Сеяци‘1раКтеРистики абсолютных значений элементов матрицы рас-
Чд ’ Доказывающие согласование, развязку и передачу мощно-
ПИТании 'со ст,ороны плеча 1 для оптимального нормиро-
[ СопРотивления линии р = }^2, изображены на рис. 3.166.
55
I
Можно отметить, что рабочий частотный диапазон определи
в основном ухудшением развязки между входными плечами.
трическая длина кольца на центральной частоте диапазона J
на Зя. Нумерация плеч МДМ, как и на рис. 3.17—3.4 9, соотЛа&
вует приведенной па рис. 2.12в.
О.)
Рис. 3.16. Схема включения гибридного кольца (а) и его частотные характер
тики (б)
Возможен вариант укороченного гибридного кольца (рис. ЗЛ7)
где € — половина электрической длины МДМ. Частотные зависи
мости модулей элементов матрицы рассеяния для оптимально
нормированного значения р= ]Л2 приведены на рис. 3.176. Вид
но, что МДМ в виде укороченного кольца обладает почти идеаль
Рис. 3.17. Схема включения укороченного гибридного кольца (а) и его часТ°
ные характеристики (б)
ными характеристиками коэффициента передачи по мощности
лучшими согласованием и развязкой плеч в области 0 = 90°, ч|Ж
гибридного кольца; однако согласование и развязка плеч та
значительно ухудшаются при изменении частоты относится
резонансной 0==jt/2. Некоторое расширение рабочего част<^И
диапазона происходит при каскадном включении нескол
звеньев типа рис. 3.17 [18].
56
I сМотренные схемы кольцевых МДМ относятся к синфазно-
I фазным мостовым устройствам СВЧ диапазона. Так, при
пР°Т11очении генератора к входному плечу 1 (см. рис. 3.16) напря-
X* на выходных плечах 3 и 4 равны и синфазны и соответствен-
питании со стороны плеча 2 равны и противофазны.
но Усмотрим схемы квадратурных СВЧ МДМ, в которых на-
I [ 1ния в выходных плечах отличаются по фазе на л/2. На рис.
пРя?1< пиведено условное изображение МДМ на связанных линиях
ЭД*
Рис. 3.18. Схема включения МДМ на связанных линиях (а) и его частотные ха-
рактеристики (б)
(в полосковом варианте); параметры риг характеризуют волно-
вое сопротивление и коэффициент связи линий; 0 — электрическая
длина. Матрица рассеяния МДМ на связанных линиях имеет вид
(в одномодовом приближении) '[18]
~0 Oip у"
S=
Р У;6 О
л pio о
В Р— l/(cos 0-|-i psin 0), y = irsin 0/(cos0-J-ipsin0).
1ей^НЬ1е плечи МДМ идеально-согласованные и развязанные на
» °си частот; абсолютные значения коэффициентов передачи
Чожнп₽“ению для р=р<Ц-г2=1//2 приведены на рис. 3.186.
°™етить, что по сравнению с МДМ в виде укороченного
®СеИ Оси
“'-‘V'lWl, OUCUJIIVI ПО1С О 11 Cl IVliri/1 1ДТ
*’ожав"Р’?ению для p==]/l+r2=J/r2 приведены
L.o”r
ту устройство (см. рис. 3.18) имеет
Са Час ЩиР°коп°лосность, только поло-
се у ''т в этом случае определяется
пеРност Шением развязки, а неравно-
ь я сп 3 характеристики передачи.
5°каза11аВ11ения на Рис- 3.186 пунктиром
]ЛеДач1 ХаРактеристика коэффициента
OjlblJa мПо Напряжению для гибридного
I 'см-рис. 3.166).
б'

R
—*2
R
V—
Рис. 3.19. Схема МДМ в ви-
де квадратного моста
Р
57
На рис. 3.19 изображена схема другого МДМ квадрату^
типа, так называемого двухшлейфного направленного ответь
ля или квадратного моста. Там же указаны волновые сопрот^1
ния отрезков линий; электрическая длина всех линий раВ{} J1;.
Полный анализ частотных свойств МДМ в виде квадратного9
ста приведен в [18]. На рис. 3.166 пунктиром изображена 0
из кривых, характеризующая развязку входных плеч. Можно^'
метить, что широкополосность квадратного моста такая же, к '
гибридного кольца.
Сравнив графики рис. 3.16—3.18, отмечаем, что МДМ в В]
укороченного кольца и на связанных линиях более широкопол
ны, чем МДМ в виде гибридного кольца и квадратного моста. '
даваясь величиной неравномерности частотных характерис,
можно оценить величину рабочей полосы для каждой из npi
денных схем. Заметим, что все рассмотренные СВЧ устройст
кроме МДМ на связанных линиях, могут быть реализованы
помощью отрезков коаксиальных кабелей.
Таким образом, описанные в настоящем параграфе моего,
делители мощности могут быть использованы при построении (
лансных диплексеров от самых низких частот до СВЧ диапазон;
Расчет МДМ сводится к выбору его схемы и определению эле г
рических параметров по приведенным в настоящей главе форк .
лам и графикам. Конструктивный расчет обмоточных и кабельньц
широкополосных трансформаторов выполняется по методике,
ложенной в [34].
Пример 4. В качестве примера рассчитаем балансный диплексер по тем а»
данным, что и кольцевой диплексер (§ 3.1): рабочие полосы частот /Hi—U=
= 1,5—6,0 МГц; fH2—[в2=8—15 МГц; нагрузка /?н=/?в=75 Ом; неравному
ность частотной характеристики передачи мощности 1 дБ. Проведем расчет
лансного диплексера на синфазных МДМ и дуальных фильтрах (см. рис. 2.17
Частота стыка, как в примере § 3.1, равна fCT = K/Wh2= V6,0-8,0==
= 6,94 МГц; нормированная граничная частота ФНЧ <Вв=/в1//ст=0,865. г
табл. П.4.4 выбираем фильтр с п=3, для которого <ов = 0,9133, и выписыв^
нормированные значения £'1 = 2,2156; С'2—1,0884.
Для реализации синфазного МДМ используем схему 1 с идеальной ра3
кой (см. рис. 3.10); при этом будем считать, что плечи МДМ уровня сопро'
ления 2Д подключены к внешним зажимам балансного диплексера, а плечи УР
Рис. 3.20. Схема балансного диплексера
58
паре дуальных фильтров (см. рис. 2.17). В этом случае получаем схе-
сера, изображенную на рис. 3.20. Так как задано 2/?=75 Ом, то де-
КцЫпе.А элементов фильтров надо вести относительно R= 37,5 Ом; волновое
LiHF' 1 ]lie кабеля при этом равно р= Д/22?=106 Ом; принимаем р =
оОт1,<3'. Выполнив денормировку, получаем значения элементов фильтров,
<00 на рис. 3 20, где L — в микрогенри; С — в пикофарадах.
Lafli»1’’0 нЬикам табл. 3.1 определяем электрическую длину 0 и нормирован-
J f]o * q для заданной величины элемента матрицы рассеяния (3 = 0,63,
о чаС ошей неравномерности 1 дБ; получаем 0 = 25°; Q = 2,6. Следователь-
т®етС Б'пическая длина кабеля (для верхней граничной частоты МДМ) 1=
25
о =------------=1,4 м. Индуктивность оплетки кабеля £ = -------— =
ЬГ2(МГЦ) 1,2-15 2лДи
2.6-Зд5 =
= 10,4 мкГн. Расчет конструкции МДМ по найденным величинам р,
быть проведен по работе [34].
£ )йОЖе
ОСНОВЫ СИНТЕЗА МНОГОКАНАЛЬНЫХ
ЧАСТОТНО-РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫХ УСТРОЙСТВ
L1. Синтез многоканальных ЧРУ фильтрового типа
(ля генераторов с активными выходными сопротивлениями
Синтез многоканальных ЧРУ во многом зависит от характера
выходных сопротивлений (проводимостей) возбуждающих источ-
ников напряжения (тока). Наиболее распространенным представ-
ится случай активных (вещественных) выходных сопротивле-
ний (проводимостей) источников, для которого путем обеспечения
лвдасования отдельных функциональных элементов ЧРУ удается
"вести задачу синтеза ЧРУ к более простым задачам синтеза от-
ельных его элементов.
и1иКАНАЛЬНЫЕ ЧРУ НА ДИПЛЕКСЕРАХ ФИЛЬТРОВОГО ТИПА
л качестве укрупненной элементной базы при синтезе ЧРУ
трового типа могут быть использованы рассмотренные в гл. 2
1я|°Ших!жЬ1 ФИЛЬТР'ОВОГ'° типа на дополняющих или псевдодопол-
ИцХ Фильтрах нижних и верхних частот. При этом А-каналь-
л * М°Жет быть образован путем каскадного включения
По Пг,ексеров с различными частотами стыковки. Теоретиче-
?н°гокаН°е согла,с°вание каждого диплексера и соответственно
я'"^1по1ального ЧРУ можно осуществить только благодаря при-
г 5orjl лополпяющих фильтров. Если допустимо незначительное
• ;ев^°Доп°ВаНие входного плеча ЧРУ, то можно использовать
виющие фильтры, что приведет к упрощению структу-
т’ заданной полосы стыковки каналов и развязки меж-
к0МбцаЗОВа?ии многоканального ЧРУ возможно большое
авиаций (Ln) соединений отдельных диплексеров, кото-
59
рое в общем случае для заданного У определяется по рекур
ной формуле LN= 2 LkLn-k, где Li = l. Так, для W=3
Д=1
|НЫ 2, для 7V=4 уже 5, 2V=6— 42 комбинации. В качестве ъ
страции на рис. 44 показаны все возможные варианты соелп^ J1'
Рис. 4.1. Разновидности струк-
тур четырехканального ЧРУ на
диплексерах фильтрового типа
диплексеров для четырехканалыюго ЧРУ. Для упрощения грг?
ческого изображения структуры ЧРУ каждый диплексер предо
лен в виде шестиполюсника, незаштрихованная часть которого
ответствует ФНЧ, а заштрихованная — ФВЧ. Значение чао
стыковки /стг каждого диплексера обозначено на незаштрихо"
ной части, и выполняется условие /'ст1<С|/ст2</стз<---<^^''’
Частотные характеристики диплексеров, входящих в состав
рехканального ЧРУ, схематично изображены на рис. 4.2 и 4-^
этим рисункам можно установить соответствие между УРС
развязки As и рабочими полосами каждого канала АД.
Рис. 4.2. ЧаС' .
характеристик
дачи по *цеГ >
диплексеров у
канального
и ПРСУ1
При синтезе TV-канального ЧРУ на диплексерах перед ц.
ровщиком возникает задача выбора оптимальной структуР у
Решение этой задачи во многом определяется тРе
предъявляемыми к ЧРУ, и параметрами используемых Д I
I ыяйб°лее важными факторами при этом выступают потери
омерность частотной характеристики в каждом канале,
„довлено тем, что в различных вариантах соединений дип-
L °L. в сигнал, соответствующий определенному каналу, прохо-
АСеР°пИчное число фильтров и соответственно претерпевает раз-
IrPa3J
Рис. 4.3. Частотные характеристики затухания четырехканального ЧРУ
Вное затухание. Поскольку обычно стремятся к тому, чтобы по-
К и неравномерность характеристики в каждом канале ЧРУ
гвечали заданным требованиям, необходимо выбирать с учетом
г0Терь в фильтрах диплексеров соответствующую структуру. В ча-
стном случае, когда потери в фильтрах примерно одинаковые и
требуется обеспечить одинаковые потери в каждом канале ЧРУ,
нлболее оптимальной представляется структура ЧРУ, симметрич-
ная относительно горизонтальной оси (см. рис. 4.1в).
На выбор схем ЧРУ (см. рис. 4.1) оказывает влияние также
цебование получения наименьшей неравномерности характери-
к частотных каналов.
Во всех несимметричных схемах ЧРУ (см. рис. 4.1) все диплек-
'‘?ы (кроме одного) подсоединены одним выходом к нагрузке, а
^упш ко входу последующего диплексера. Поэтому, если заданы
риаковые нагрузочные сопротивления, диплексеры должны
№ рассчитаны на уровень нагрузочных сопротивлений R, что
является оптимальным для диплексера на псевдодополняющих
FbTPax (.см. § 2.3). В этом случае неравномерность передачи
^ности для одного диплексера оценивается формулой (2.19) и
Диплексеров с одинаковой неравномерностью частотных ха-
I РИстик в «худшем» из каналов равна
I" 10^-1) igP-Anr (41)
Lsr_ 4--4ЛГ '
I1 проп неравномерность частотной характеристики нормирован-
I Н(? Димости передачи одного диплексера. В остальных кана-
Р"ччиаВ/мМе??ость частотной характеристики меньше, так как
1!°Чепн ' в формуле (4.1) заменяется числом каскадно
? ;;аИада1Х Диплексеров, формирующих частотную характеристи-
ке ИрДч Же
Г1Ри .q используется симметричная схема ЧРУ (см. рис. 4.1в),
Никовых нагрузках R входные сопротивления диплексе-
k 61
ров одного уровня мощности равны между 'собой. Следовал
величина сопротивления нагрузки для диплексеров предЯЧ
группы может быть выбрана оптимальной с точки зрения п •
кия одинаковой наименьшей неравномерности частотной
ристики в каждом частотном канале. В этом случае 'Величий
равномерности характеристики одного диплексера оценц^
формулой (2.20). Так как число групп диплексеров одного у9
мощности &=log2N, то неравномерность частотной характер 1
ки мощности в каждом канале (в децибелах)
ДРк = 10logsN 1g <1+Т1-ДГ)г._
4^1 — ДУ
На рис. 4.4 приведены кривые неравномерности частотных
рактеристик мощности, найденной по д--------- ‘л 14
I р =75 Ом с неравномерностью характеристики передачи мощности в
>(| канале 0,1 дБ; уровень развязки между нагрузками Д=25 дБ.
я из заданной неравномерности по рис. 4.4 для симметричной схемы
Г <оЛных сопротивлениях гв=7?н (тонкие линии) находим п=4 (табли-
I pH кения 3 рассчитаны для ДГ=1 дБ). Далее по табл. П.3.1 для задан-
। ПР1!/10пя развязки выбираем диплексер со следующими данными: юв = 0,964;
|оУР?о55; 0'1 = 0,279; С'2=0,784; L'2=0,775; С'3= 1,3844; Г4 = 1,6766. Опре-
ЬИ’ астоты стыка каналов (см. рис. 4.3): Ди= 1/fBifB2= К4-6 = 4,9 МГц;
9-13=10,82 МГц; fCT3= У fB3fH4= V 18-26 = 21,7 МГц.
./значения нормированной граничной частоты для каждого диплексера
&tlcJ/C/FHi = 1,22; QA2=fcT2/fH2= 1.204; Раз = Гстз/Гпз= 1,206 и убеждаемся,
^'Ленные величины не меньше величины для выбранного диплексера (см.
нДз2) Если для заданной i-той полосы стыка то необходимо по
1с убрать большее п и по таблицам приложения 3 выбрать другой ди-
с большим п и меньшей величиной Qa- Денормировав значения эле-
Ьму лЖдого диплексера, получаем схему четырехканального ЧРУ, изобра-
на Рис- 4-5, где величины L — в микрогенри, С — в пикофарадах.
О5 Up.
2
1>Б
1,2
0,6
0,4
неравномерности передачи
ЧРУ на диплексерах
О 0,5 /
1,5 2 2,5 ЛУ,дБ
формулам (4.1) (пунк
ные линии) и (4.2) (Сп.
шные жирные лини/
зависимости от числа
налов N и неравном^
сти проводимости перс
чи одного диплексе
Видно, что использова*
оптимальных уровней
противлений в симметр,;
ной схеме позволяет пол
чить существенно ме
шую неравномернс
чем для одинаковых i
грузок в несимметрич I
схемах. Так, при
= 3 дБ и N—8 неравс
мерность характерней
в каждом канале симы*
ричной схемы составу
0,4 дБ, что почти в 9
меньше, чем для неС
метричных схем. Г
4,09 1,89
140

600 =т= =т=
258 560
1,84 0,85
1
271 =р 4= 54
1П 253
1,41
0,8
1,76
0,92
\75
135 ±
58
0,4
0,42
~76
726
। Рис. 4.5. Схема четырехканального ЧРУ
ппппых схем. *1и гЛ»а.1н01ЦИМ нелостатком многоканальных ЧРУ, образованных кас-
5*л лппрдедитьт 1< включением элементарных диплексеров, является относи-
Sh «И R’ громоздкость их структуры, а также необходимость ре-
К -р 3аДачи согласования для всех точек соединения диплексе-
Как диплексеры состоят из параллельно соединенных
структур, то невозможно осуществить произвольную
J °, в Ма^Ию Уровня сопротивления в каждом канале. Кроме
.> Цепей °Т0рых построении многополюс-
,.,Т'»дцм^н связи многоканальных усилителей [39], возникает не-
СТь включения в структуру ЧРУ входных или выходных
^АчЧихЭЛектР°ЫНЬ1х приборов. Очевидно, что с помощью ФВЧ,
Hj/16 бе3 5 стРУктуру каждого диплексера, выполнить это требо-
и т. д хНснользования дополнительных цепей (фазовых конту-
*' Не представляется возможным.
Рис. 4.4. Кривые
многоканального
фильтрового типа
же неравномерность характеристики проводимости передачи
диплексера по заданной неравномерности ЧРУ в каждом част°
канале.
Тонкими сплошными линиями на рис. 4.4 показана сум1'' ?
неравномерность частотной характеристики в каждом канале- ,
для симметричной схемы рис. 4.1в выбрать одинаковые в j
сопротивления, равные единице. Видно, что и в этом сЛУч^цИ
метричная схема обеспечивает существенно меньшую неРаУ
ность частотной характеристики.
Пример 5. Рассчитаем четырехканальное ЧРУ на диплексерах Ф до--
типа при аппроксимации Золотарева для работы генератора в Ра^°/<гц ь
Д/, = 1,5-4 МГц, Af2=6—9 МГц, Д/З=13—18 МГц, Д/4=26—32 М*
62 1
63
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ ЧРУ НА ПАРАЛЛЕЛЬНО СОЕДИНЕННЫХ
ПОЛОСОВЫХ ФИЛЬТРАХ
Е
Рис. 4.6. А-канальное ЧРУ, обра-
зованное параллельным включени-
ем полосовых фильтров с цепью
компенсации

Многоканальные ЧРУ, образованные параллельным
нием полосовых фильтров (рис. 4.6), свободны от указанны Ч
ше недостатков. Кроме того, благодаря усложнению стру ,
каждого фильтра, появляется возможность использования
разования Нортона [22, 33] для трансформации сопротив/'
Синтез многоканальных щ
может быть проведен двум
тодами. В первом случае дл 1
строения М-канальной часто 1
характеристики использую^
полосовых фильтров одинако^
порядка с одинаковыми полосЕ
пропускания (см. рис. 4.6), г
считанные, как и в случае фи!.
ровых диплексеров, для раб(>
с нагрузкой только на одном
це (см. приложения 2 и 3),
бочие полосы каждого филь
таковы, что частотные харак
ристики пересекаются на ypoi
половинной мощности. В каче
ве иллюстрации на рис. 4.7 при
дены нормированные частотн...
также характеристики веществе
входных проводимостей фильтр
характеристики затухания, а
ных и мнимых составляющих _____ х ,, ,
и суммарной входной проводимости для четырехканального
с одинаковыми полосами пропускания каналов (Aqj = 0,4), норм
рованными к частоте стыковки первых двух каналов (cocti^I
на чебышевских фильтрах второго порядка (п=2) с неравноме
ностью характеристик передачи ДУ=1 дБ. По рис. 4.7а мо»Ч
установить соответствие между уровнем развязки 'М
=—10 IgRe УВХг(/нг) и граничными частотами каналов.
При стыковке частотных характеристик КеУВХг (со) на ур°‘ I
0,5 обеспечиваются наилучшие условия компенсации РеаК1ин
составляющих входных проводимостей каждого фильтра. ЧА I
из-за различного наклона частотных характеристик пе%угЧ
мощности соседних фильтров в точке стыковки и влияния ДР J
фильтров компенсация реактивных составляющих входной
димости выполняется неточно (рис. 4.7в); в этом случае
димо включить в точке соединения полосовых фильтров
альный компенсирующий двухполюсник с проводимостью
рис. 4.6), обеспечивающий постоянство входного соПР°ТДч^
многоканального ЧРУ в суммарной полосе частот. В ь3о^
простых компенсирующих двухполюсников можно исП^тель^.
обычный параллельный контур, либо LC-цепи с дополн
полюсом проводимости Ук на частоте, лежащей выШе
64
65
граничной частоты ЧРУ (рис. 4.8). Параметры этих цепей
определить из условия наилучшего приближения к нулю су^?5’1'
ной реактивной проводимости ЛгпУ'вх (со) (см. рис. 4.7в). При
шении этой задачи могут быть использованы методы пара^Л^
ческой оптимизации с помощью ЭЦВМ [44].
Рис. 4.8. Простейшие компенсирующие двухполюсники второго (о) и третье
(6) порядков
В табл. П.6.1 и П.6.2 приведены параметры компенсирующи
двухполюсников (см. рис. 4.8), полученные в результате оптими-
зации, для разного числа каналов ЧРУ, полос пропускания каш-
лов (Лю), нормированных к частоте стыковки первых двух кана
лов (юСт1), и для порядка чебышевских фильтров п=2 и нераь
номерности их характеристик ДУ=1 дБ. Один из вариантов рас
чета из этих таблиц (и=2, Дю = 0,4) и представлен на рис. 4.7
Рассмотрим особенности расчета многоканальных ЧРУ на г
лосовых фильтрах. Поскольку в этих ЧРУ используются фи^
ры одинакового порядка с одинаковыми полосами пропуска!
то, в отличие от методики расчета диплексеров, считаются заД“
ными частоты стыка fCT отдельных каналов (см. рис. 4.7б). с
чала по заданным значениям ДУ и п определяем нормирован
значения граничной полосы частот юв и элементов фНЧ-прот^
па по табл. П.2.1—П.2.5 для чебышевской оптимизации или I
табл. П.3.1—П.3.3 для аппроксимации Золотарева. Затем н
дим резонансные частоты foi настройки каждого фильтра:
fo I = V/ст г fст. i-и,
и на основе полосового преобразования частоты и денорМ5Ф р
получаем расчетные значения элементов полосовых Ф
ЧРУ и граничные частоты фильтров по уровню неравномеР^
передачи мощности. При этом величину развязки меЖДУ
ми оцениваем в соответствии с рис. 4.76 по формулам 3J
(2.12) для чебышевской аппроксимации или по табл-
П.3.3 для аппроксимации Золотарева.
66
I поимер 6. В качестве примера рассчитаем трехканальное ЧРУ для работы
I операторов в суммарной полосе частот (см. рис. 4.76) /ст.н/ст.в = 6—
1е* мГн с использованием чебышевских фильтров 2-го порядка с неравномер-
ен ' 1 дБ; величина нагрузки 75 Ом, внутреннее сопротивление генераторов
Гпм
о()0 У ,ачала определяем величину полосы каждого канала (на уровне стыка ха-
[ рИстик): Aifi—(/ст.в—fCT.H)/3=(18—6)/3 = 4 МГц. Вычисляем значение от-
равной полосы, нормированной к fCTi (см. рис. 4.7):
К\==4/(6+4) =0,4. Находим резонансные частоты каждого
~|/(ГТ0 = 7,84 МГц; f02 = fCT,fCT2= У 10-14= 11,83
= У 14-18=15,9 МГц. По табл. П.2.3 для п=.2 имеем:
Д(0—Af i/(f ст.нФ
канала: foi =
МГц;
ГГ 1Л77т2рст.в= У 14-18=15,9 МГц. По табл. П.2.3 для л=.2 имеем: сов =
йГв"13; СЧ ='1,1092, Ь'г= 1,2124, /?н.опт = 0,8913. Из табл. П.6.1 для N=3, п =
Д(о’=О,4 выписываем нормированные значения элементов компенсирующе-
л! ухполюсника: Г'ь —1,085; 67'^ = 0,851. Выполнив денормировку элементов и
f троив полосовые фильтры на основе ФНЧ-прототипов, применив прсобразова-
J°c Нортона для изменения импеданса с учетом /?н.опт, получаем схему, изо-
Еаженну10 на рис. 4.9, где указаны L — в микрогенри; С — в пикофарадах. По-
Рис. 4.9. Схема трехкавального ЧРУ
Зная Яр0Пускания каждого фильтра равны Д/\ = Д/\а>в = 4-0,8213 = 3,29 МГц.
гы к резопанспые частоты и полосу пропускания, легко найти граничные часто-
р1-* '[ого фильтра:
|НЧ72±/(Д/;/2)2 + й|. (4.4).
3-1Я171‘ГО ФильтРа: 6,36—9,65 МГц, для 2-ГО—10,3—13,6 МГц, для
По ' МГц-
ср ПТОромУ мет°ДУ синтез многоканального ЧРУ проводится
’^е дЛДпального компенсирующего двухполюсника. В этом слу-
аНалЬная частотная характеристика образуется парал-
соединением N—2 полосовых фильтров, в общем слу-
4 ^личного порядка и с различными полосами пропускания
а ‘ Остальные два канала образуются соответственно
ДигрИ ,Нижних и верхних частот, как это было при построе-
L^bTpj' 1ексеР°в на псевдодополняющих фильтрах (см. § 2.3),
нижних и верхних частот также выполняют и роль ком-
67
пенсирующего двухполюсника, обеспечивающего постояц
входного сопротивления многоканального ЧРУ в общей точк^0
всей оси частот [50]. е
Принцип построения ЧРУ заключается в следующем, р
преобразователь ФВЧ из пары псевдодополняющих фильт^11
Рис. 4.10. Схема (fl) и
частотные характеристи-
ки (б) ЧРУ на основ»
ФНЧ, полосовых филь1
ров и ФВЧ
Рис. 4.11. Зависимости
параметра F от е дл?
расчета ^/-канального
ЧРУ
(см. рис. 2.6) в полосовой с той же неравномерностью, то крутй^
на характеристики в области стыка возрастет. Следователь -
условие компенсации мнимой составляющей нарушается и схе
в общей точке не будет согласована. Если уменьшить нерав
мерность характеристики или число элементов полосового 0.
ра, то условие компенсации можно восстановить. На этом и ° 0
вана методика расчета параллельного соединения полосе
фильтра (ПФ) и ФНЧ (рис. 4.106). о одЛ-
Из условий стыковки вещественных частей входной
мости ФНЧ и ПФ на половинном уровне и равенства нака со
характеристик в точке стыка для чебышевской аппроксимаИ 01>
ставлено уравнение, связывающее неравномерности и П°Р
। фильтров с положением полосы частот (см. рис. 4.106):
F (Ъ. е1) = F («о, 8о) [(«ст— 1)/(«ст + 1)],
где F—n]fl—г2! У1—0)2,
68
соответственно число контуров в ПФ и элементов в ФНЧ;
Iнеравномерности частотных характеристик ПФ и ФНЧ;
1Частота стыка (см. рис. 4.106); сов — частота полосы про-
нормированная к частоте, соответствующей половинной
ГщостИ-
афические зависимости параметра F, вычисленные по фор-
I М (4-5), (4-6), приведены на рис. 4.11.
И) расчет многоканального ЧРУ, как и в первом случае, начина-
1ГС определения частот а>ст< и сооь Далее рассматриваются пер-
L пар3 ФНЧ и соседний по частоте ПФ. По заданной неравно-
Ецости ФНЧ определяется значение параметра Во, по формуле
вычисляется /д и снова по кривым рис. 4.11 определяется
Лномерность характеристики ПФ для того или иного числа
Кментов. По этим же кривым можно найти полосу частот для
[данных неравномерностей и количества элементов. Для выбран-
tv фильтров нормированные значения элементов можно найти
[таблицам П.2.1—П.2.5.
। Установлено [50], что при построении такой пары фильтров
фрЧ-уПФ максимальное значение суммарной реактивной состав-
ляющей Вю равно максимальному значению Во для ФНЧ (см.
рис. 4.106). Следовательно, систему фильтров ФНЧф-ПФ можно
vO стороны общего зажима заменить одним ФНЧ и к нему снова
применить указанную методику. Таким образом, можно подсоеди-
нять полосовые фильтры один за другим, соответственно выбирая
«х неравномерность, и синтезировать многоканальное ЧРУ, со-
стоящее из произвольного числа ПФ. Суммарная реактивная со-
ставляющая может быть скомпенсирована с помощью ФВЧ обыч-
ным способом.
На рис. 4.12 приведены результаты расчета для четырехка-
“ального ЧРУ, состоящего из фильтров с одинаковой неравно-
мерностью, перекрытие частот в каждом из каналов примерно 1,7.
I xanavi; ^’ Частотные
I Ной ИСТИКИ вход-
I МцоГг, проводимости
банального ЧРУ
,гметить, что
ь По ° ХоР°шая.
ЗЛОЖенНОЙ
d ХавпЬ1Х ФНЧ и
Нть ’ ^еристик;
I рт = оо.
пары параллельно
методике можно строить
ФВЧ с различной неравномерностью частот-
для этого необходимо в формуле (4.5) поло-
69
а решение ее может быть выполнено с помощью ЭЦВМ на
Гре методов машинной оптимизации параметров синтезируе-
ТцрУ [11, 41]. При этом рекомендуется следующая процеду-
^рцтеза [40, 41]: задание числа и порядка фильтров и опреде-
е соответствующих аппроксимирующих функций Rez^-; вы-
я начального приближения и оптимизация параметров ЧРУ с
-Р jp наилучшего приближения аппроксимирующих функций
j . к идеализированным (см. рис. 4.14); определение значений
IеЦентов ЧРУ по оптимизированным параметрам (реализация),
^начала определим особенности, которые накладывает приня-
|L структурная схема ЧРУ на его передаточные свойства и
икипи С этой целью проанализируем выражение для пе-
да*-""77 — -- 4—в нагрузку:
дЧ-1 = ^12 i /(^22 г + 4 г)> (4.7)
где Zi2i> 222i — элементы матрицы Z i-ro фильтра;
4.2. Синтез многоканальных ЧРУ фильтрового типа
для генераторов с емкостными выходными проводимостям
Частотно-разделительные устройства фильтрового типа,
тающие в смежных каналах и возбуждаемые источниками
с емкостными входными проводимостями, могут быть исполи-
ны в устройствах многоканальной связи, а также в качестве^6
гополюсных цепей связи специальных типов широкополосных -
лителей мощности [39]. Структурная схема рассматривав
ЧРУ в общем случае содержит N реактивных полосовых ф{
ров Ф1—Фдг, параллельно включенных на одном из концов на
шую нагрузку (рис. 4.13). Выходные емкостные проводим/ ™ /I,™////, "г—--rj —
J J I ^очного импеданса ЧРУ co входа t-го фильтра в
L.
Рис. 4.13. Структурная схема ЧР
фильтрового типа для генераторов с
костными проводимостями
cm
Рис. 4.14. Идеализированные частот!,
характеристики ЧРУ со смежными ка«2
лами
V *
-22 i + / , (z22 i/Z22 s)
-сопротивление нагрузки t-ro фильтра с учетом шунтирующего
действия остальных фильтров. Подставляя в (4.7)
для/ш и вводя нормировку (jRh= 1 Ом), получим
z12 I
ч, ,\'+1 =--------------------------
выражение
(4.8)
а /1—IN включены в состав филь
ЧРУ (см. рис. 4.13) подобна Н (4.8) следует,
s=l
s=pi
, ?, что нули передаточного импеданса ___
еляются не только нулями передаточного Zi2t и полюсами вы-
“Дного z22) импедансов t-ro фильтра, но и нулями выходных им-
|ЕДансов z22s остальных фильтров (s#=i).
_Г .* к J JL 1V1. у XAJT l/AXl N “|-1 (соответственно и
1 го ФильтРа на конечных частотах определяются только
_выходных импедансов z22S остальных фильтров. Для этого
||' Рассматривать только фильтры с параллельными контура-
ПаРэллельных ветвях и последовательными контурами в по-
ательных ветвях, учитывая, что все многообразие фильт-
ь^почечной структуры, удовлетворяющих принятому ограни-
I Указ-МО5К^т быть сведено с помощью преобразований Нортона
йарЛННС)й разновидности. Выбираем фильтры, начинающиеся
ветви, чтобы имелась возможность учесть в
,1% ( фильтров емкостные иммитансы подключаемых источ-
1^Ллс, Л1°чении фильтров нечетного порядка п их оконечные
К^^Нньц11116 КОНТУРЫ образуют один общий контур ЛКСК, под*
Чод параллельно нагрузке (рис. 4.156). В общем случае
всех фильтров должны быть включены идеальные
/ 71
возбуждающих источников тока Ц
ров. Хотя структурная схема ЧГ1 v~... г—. ----, . —
что рассмотрена в предыдущем разделе, методика его синт *
принципиально отлична от рассмотренной выше. Это обусловь]
отсутствием в ЧРУ активных сопротивлении на входах 1 — ------- т----r__
фильтров, что приводит к значительному шунтирующему Ограничимся случаем, когда нули Z
вию фильтров друг на друга. В этом случае ранг ма’грп^с n t iyi;
многополюсника /Ух равен 1 и выполняется У г„
Rez,HRezi+i(z+i = Re2Zi;?+i, что говорит о взаимодействии и
ков тока в полосах стыковки смежных каналов. При эт
можна только частотная развязка между входами ЧРУ- с
Задача синтеза ЧРУ фильтрового типа для генератор
костными выходными проводимостями заключается в опр’
элементов фильтров заданной структуры, при которых 1 R
характеристики вещественных частей входных нмпедан /1П
цепи TVs, определяющие мощности, отдаваемые нСТО^аЛи
нагрузку, наилучшим образом приближались бы к 11,ТаВле1
ванным частотным характеристикам (рис. 4.14), прсДс
в трапецеидальной форме с заданным уровнем стыковк
но £=0,5). пуТеМ
Поставленная задача может быть решена только j
смотрения цепи А/s в целом с учетом влияния фпльП
70
^г, JV+1
оп-
75
с'
Х“Г
C't3~T С«
N(n1)
трансформаторы, которые позволяют обеспечить заданны
вень Reiz.ii в полосе пропускания Z-го канала или заданное-
ние емкости Си. В реальных конструкциях ЧРУ эти трансу
торы можно устранить преобразованиями Нортона.
^2 ^12 % Чп
К,'-1
PfJZ
JNZ

&32 ^12
-ггт II—лг"~

LNn

4{1ая свойства отдельных фильтров, определим передаточные
; тБа TV-канального ЧРУ с фильтрами порядка п. Для этого
Гг-гавим Zi,A’+i из (4.8) в несколько иной форме:
?12 г/ г22 г
lx1" ’
N 1
I yv==S---------суммарная выходная проводимость
[,'.е s—i 222s
Г сТороны нагрузки (см. рис. 4.11), определяемая на
I Мнений (4.9), (4.10) в следующем виде:
rj.qeTHoe
n—1
Р П (р2 + «2 s k )
k=l
п
#22 S П (р2 + ®sj)
Nn-1
П (Р2 + О)2)
fe=l_______
~N п
П П (pH ©*,)
КП)
фильтров
основании
(4-12)
я-нечетное
п
N (п—1)4-1
П (р2+«у
61 II
Рис. 4.15. Схемы ЧРУ фильтрового типа для фильтров четного (а) и нечетно:
(б) порядков

При известной структуре и порядке фильтров однозначно оп-
ределяется характер изменения его импедансов, число их нулей?|
полюсов:
и-четное
#22 i П (р2 +
1 = nJ-1 ’
Р П (р2 + 0)2 t. k )
fe=l
/2-нечетное
#22 i Р П (р2 +
г22 i = —- -
---—----
n-1----Щп-l ’
I S=‘ #22S P П (P2 + «Sy) ₽ P П П (P2 + “У
j=l S=1 /=1
гце p— масштабный коэффициент.
Подставляя в (4.11) соответствующие значения ^221, и У2
из (4.9), (4.10) и (4.12), (4.13), получим общие выражения для
"•ередаточного импеданса со входа i-ro фильтра в нагрузку:
р — четное
(4.13)
7 _ #12 i Р'1-1
П (₽2+<^(
k=l
(If
N п
а1 р'1 П П (р2 + со|у)
_______5—1 7=1
“‘•Hi =----
Il r-i Мг—i
П (р2+(ofy)+р р п (р2+«1)
н" -ное
k=\
П (₽2+I»)
/г=1
где Н22г, //12г — масштабные
та.
72
7 __ #12 i Pf
<12 1 —-------------
n
П (ра+
fe=l
множители; р — комплексна#
40е
N
п
П(р2 + о)2;)
S=1 J=1
1
f ____________
I *<«-!)+! N n_x
11 (p2 -у ©у _|_ p p п n (p2+wy
S=1 7=1
aiPn
'2ilП22г’•
IЗам^Я °T комплексной частоты p к вещественной частоте
ены /7=10, а также используя соотношение Rez,ii=
73
= IZ,,л’+il2, находим искомые выражения для вещественноАИ
входного импеданса TV-канального ЧРУ со стороны f-го вход
и-четное
Re^ii— N п
П П Р— Р'
w2” П Пр- p)2
______3=1 (s=/=i) j—1_______________
Nn—1
-n («>”-<
h=l
n-нечетное
«р2” Г1 Пр-(02sy)2
Rez • = _____________________________________
11 JV(n—1)+1 TV n— 1
П P — W^)2 + P2 со2П П P — “У2
(4.15’
k=l S=1 J=l
Анализируя полученные выражения, можно сделать
щие выводы: 1) нули сод и полюса coSj проводимости У2
данном 0 полностью определяют характер поведения
Rez.ji от частоты; 2) нули функции Rez<i, определяемой
_ ____
следу. ,|
при за-]
Функция
----------------, _, J _ со сторс-1
ны входа i-го фильтра, на конечных частотах cosj обусловлены по-1
тальных фильтров); 3) знаменатели Rez.a для
ЧРУ одинаковы.
Учитывая, что нули Z221 *-го фильтра на конечных частота ,
располагаются в полосе пропускания Pro канала, можно утверж-
дать, что нули Re Zu Pro канала будут находиться в полосах пр
пускания всех остальных каналов, а также в нуле и бесконечн
сти. Частотные зависимости Rez^ при принятых ограничен!’0
будут иметь вид, показанный для N—3, п=4 на рис. 4.16. Чис-
люсами проводимости Ух (нулями выходных импедансов гг2« о*
~ любого канал!
Рис. 4.16. Частотные
ЧРУ для N = 3, п — 4
зависимости вещественных частей
ВХОДНЫХ ,1МП
кана-22
- вЫр2^
наити аналитичсслх!- ь I
любой комбинацией филь г
(s=£i) в полосе пропускания
J-ГО
нулей всех Rezss
п для п — четного и п—1 для п — нечетного.
Аналогичным путем можно найти аналитические
для Rez^ А-канального ЧРУ с —____________t___ :~~А 1
ного порядка.
74
I проблема аппроксимации в рассматриваемой задаче синтеза
| 1 Заданном числе каналов ЧРУ и порядке фильтров сводится
if11 „еделению значений параметров Ух (cosj, сод, р) проводимости,
1011 которых частотные характеристики Re г™ (со) наилучшим об-
iV । приближаются к идеализированным характеристикам
И0(<о) (см. рис. 4.14).
Рвение этой задачи целесообразно выполнить на основе ме-
| * параметрической оптимизации на ЭЦВМ. При этом в ка-
Ь1 ’е оптимизируемых функций выступают N частотных харак-
jcTiin ReZti(co). Целесообразно для каждой из них ввести
К1(ццю ошибки Лг, характеризующую отклонение ReZiJco) от
_ лизированной характеристики ReZiio(co). Из отдельных функ-
р. р может быть составлена и минимизируемая целевая функ-
F Как показали вычисления [41], наиболее простым и эффек-
' „ным критерием оптимизации для рассматриваемой задачи яв-
ГтсЯ целевая функция вида
IN N ki
V Fi = Vj 0 Wl2’
f! i=i 1 j=i
где — общее число частот уравнения (coj) для ч’-ro канала; pj—
совой коэффициент.
| Оптимизация в пространстве параметров Ух по сравнению с
1тпмпзацией в пространстве параметров элементов ЧРУ облада-
ет следующими достоинствами: 1) при вычислении целевой функ-
ии, минуя этап анализа, можно воспользоваться выражениями
мя Rez.ii из (4.14), (4.15), которые универсальны для любого
шела каналов и порядка фильтров; 2) при выборе начального
ближения для оптимизируемых параметров имеется возмож-
использовать свойство чередования на оси частот нулей и
Вкгов проводимости Ух . Так, для определения начального при-
Жения при заданных А, и и граничных частотах каналов рас-
|)лагасм равномерно в полосе пропускания каждого канала со-
тствующие полюса Y% (нули Rez^), а между ними нули .
V этом учитываем, что в полосе пропускания i-го канала
^Ны находиться те полюсы Ух , которые обусловлены нулями
1акое задание начального приближения дает возможность
И Ить на начальном этапе оптимизации характеристики Rez^,
К л°Жепные на заданных частотах (рис. 4.17, пунктирные ли-
°птимизации параметров А-канальных ЧРУ с фильтрами
Е’Реащ010 порядка п составлена на языке АЛГОЛ-60 програм-
।Р ЛнзУющая один из эффективных методов поиска экстрему-
°ДиФицированный метод сопряженных градиентов в соче-
на С1 Методом наискорейшего спуска [41]. На рис. 4.18 приве-
’Т„ ^КтУрная схема программы оптимизации, где обозначено
I р ^еРации: Vj — вектор-столбец оптимизируемых парамет-
с’.' i+Afj; Avj=TmiSj — вектор-столбец приращений этих
75
параметров; Sj — вектор, определяющий
tmj — длина шага при линейном поиске;
целевой функции.
направление
Vfs=—s, —
rpaS
Рис. 4.17. Частотные ха
рактеристики ЧРУ до
оптимизации (штрихо-
вые линии) и после оп-
тимизации (сплошные)
(У=2; п=4; Д(о = 0,4)
Направление вектора спуска на /-й итерации в соответствии с
методом сопряженных градиентов связано с положением вектора
спуска на предыдущей — /—1-й итерации:
где у/-! = | v Fj |2/| V ^>-1 Is-
Для повышения эффективности этого метода на некоторых
итерациях, начиная с /=1 и через Q-f-1, где Q — число опти
зируемых параметров, осуществляется спуск в направлении аня
градиента, как это предполагается в методе наискорейшего с
ка —VFj. „н0.
Значение вычисляется в результате одномерного (лине*
го) поиска в направлении вектора Sj и использования интерпс
ционного полинома третьего порядка. лер*]
Останов в программе предусмотрен по заданному числу и
ций Limit и заданной точности е. одн^е
В процессе вычислений выводятся на печать все иС ду
данные, графики ReZii(co), коэффициенты а2го
тем нормирования характеристик Rez^i к единице) и знач
левой функции и оптимизируемых параметров соответстве
начального приближения и конечного этапа оптимизаций^^* j
На основе указанной программы оптимизации с
ЭЦВМ найдены значения параметров, близкие к опТИ\ц I
для ЧРУ с фильтрами одинакового порядка и следую^
76 j
I трами: N, n=2, 3, 4; £ = 0,5; Ao = 0,2; 0,25; 0,3; 0,35; 0,4, где
полоса пропускания канала, нормированная к частоте сты-
Т^и (WcT1) первых двух каналов. При этом полагалось, что по-
Г°гь1 пропускания каналов одинаковые. Результаты оптимизации
Гивены в работе [40].
№
п
F-lf.

Вычисление
г. градиента
J целевой, функции
Да
Нет

Линейный поиск
по SJc кубичной Р :
интерполяцией
Вычисление
новых значений
параметров
F;
ре.
Да
♦ .. —
блок вычисления
целевой
функции
Да
Нет
Нет
i —7
\встанов. |
Рим

Печать опти-
мизированных
параметров
и гра/риков
пет
Да
4-18- Структурная схема программы оптимизации параметров ЧРУ
I В
МааЧестве иллюстрации эффективности использования мето-
Рис^?06 оп™изации в предполагаемой процедуре синтеза
для некоторых случаев приведены частотные харак-
Ьрам У ^еггг((£>), соответствующие оптимизированным пара-
де Лцн Сплошные линии) и начальному приближению (штрихо-
г1) ц П,)> а также расположение на оси частот нулей (крести-
°люсов (точки) проводимости Уг, которое соответствует
77
оптимизированным параметрам. Неравномерность всех оптим 1
рованных частотных характеристик Rez^(co) не превышает
Далее- рассмотрим особенности заключительного этапа +
за, связанного с реализацией. Для определения значений элЯ?1^
тов ЧРУ по оптимизированным параметрам необходимо пЛ*611'
рителыю реализовать суммарную выходную проводимосК^ВЛ'
обычными методами в виде второй формы Фостера [6]. Н;1Ч
этапе для п — нечетного сразу же определяются значения! ГОр,!
ментов контура LKC^.
Следующим шагом является представление z22i кажл
фильтра в виде дробно-рациональной функции по степ<|щ^ОГо
При этом значения полиномиальных коэффициентов Z221 [ Мог^' I
быть однозначно определены по значениям полюсов Ух и 1пем/Т
тов второй формы Фостера, относящихся к i-му фильтру.’
По найденному выражению Z22i определяем значения элементе
исходной цепочечной структуры i-го фильтра, пользуясь общей МеВ
тодикой синтеза четырехполюсных схем цепочечной структуру
[6].
Частотно-разделительные устройства, синтезированные по ука.
занной методике, позволяют реализовать оптимизированные час-
тотные характеристики ReZii(co) с точностью до постоянного мно-
жителя. Для приведения всех частотных характеристик Rez<f(w)
к единичному уровню служат идеальные трансформаторы, вклю-
ченные на входах фильтров (см. рис. 4.15).
Значения коэффициентов трансформации определяются следую-
щим образом: ki = a.io/aiP, где ащ, счр — масштабные множители,
полученные на этапе оптимизации и реализации.
Множитель агр находится исходя из значений элементов синте-
зированного t-го фильтра. Поскольку aip характеризует поведение
функции Rez^ при со->оо, то его значение определяется значениями
индуктивностей в последовательных ветвях и емкостей в парал-
лельных ветвях i-го фильтра. Так, для п=2 агр= 1/СиД-2, Для
3 cz^p— и т. д.
По вышеизложенной процедуре составлена для ЭЦВМ на язы-
ке АЛГОЛ-60 программа реализации ЧРУ по оптимизированным
параметрам [40]. С помощью этой программы были синтезиров2
ны ЧРУ, для которых найдены оптимальные параметры. Значени
элементов ЧРУ, нормированные к частоте стыковки соСт пе^
двух каналов и к сопротивлению нагрузки Дн, приведены в та0‘
цах приложения 7. В этих таблицах также указаны уровень
ковки g, неравномерность худшей характеристики канала a J °
затухание характеристики Rez^ для второй гармоники нижнем г (
ничной частоты канала bi (дБ) и коэффициенты трансфера
ki. Денормализация элементов производится обычным способе
формулам (2.11). по;1(
Пример 7. Определить элементы диплексера (А1 = 2) для суммарп011 ^аца-
каналов в 13 МГц (/Н=Ю МГц, /в —23 МГц) при полосе кажД01 ° ggp 6
Д/ = 6,5 МГц, сопротивлении нагрузки /?н = 75 Ом и уровне Rezn 5 * *М*
Сначала находим частоту стыковки каналов fC4i = fu~\-Af = 10+6,5 = ’
78
I п(Рованную полосу пропускания канала lAwH = Af/fcTi = 6,5/16,5 = 0,394. Вы-
LoP+.i вариант, соответствующий Да> = 0,4, для которого нормированные зна-
элементов приведены в табл. П.7.2. Пользуясь формулами (2.11), опреде-
(б11 реальные значения элементов. Находим коэффициент трансформации, обес-
^0+ дощий заданный уровень вещественных частей входных сопротивлений ди-
L. т— 1/Rezii/RH= У 900/75 — 3,465. Учитываем коэффициенты ki при-
й сопротивлений к одинаковому единичному уровню (см. табл. П.7.2) и
р£ Оделяем результирующие коэффи-
Ретрансформации в схеме дип-
!,7 63
0+ .bI трансформации в схеме дип-
«Ppai (см. рис. 4.15): т'i—mki —
4б5,1,0267 = 3,557; т\ = mk2 =
Щ о 465 0,9916 = 3,436. С ПОМОЩЬЮ ддд
I ” ,рбразования Нортона устраняем —-»
[Реформаторы и приводим схему
|Ра 4.156 к окончательной схеме
pU 4'9’ 0-
1,25

4.19. Схема двухканального
ЧРУ
1,98 ?Б
d=55
0,51
4.3. Синтез многоканальных ЧРУ со структурной развязкой
Рассмотренные выше многополюсные ЧРУ осуществляют под-
* ключение совокупности генераторов только к одной нагрузке (в
режиме сложения частотных каналов). Если же в качестве базис-
ного элемента использовать восьмиполюсное ЧРУ (балансного
или кольцевого типа), обеспечивающее подсоединение двух гене-
раторов к двум нагрузкам, то возможно построение многоканаль-
ны ЧРУ, имеющих число выходов, равное числу источников
[ этом реализуется многополюсное ЧРУ со струк-
рабочпй диапазон частот
1Г<У, HIVltPJLL
(рис. 4.20а). При
тУрной развязкой. В этом случае весь
ЧРУ
w+/
R2N
а)
П7Л

61 .
Рис- 4.20. Многоканальные ЧРУ со структурной развязкой:
° схема включения; б — частотные характеристики
|мДСТавляет собой множество неперекрывающихся (в том числ^
гн^НЬ1х) поддиапазонов [45, 48]. Каждый генератор подключает-
данном поддиапазоне частот лишь к одной из нагрузок, при-
| *Рй переходе с одного поддиапазона на другой происходит из-
79
менение нагрузки, с которой связан генератор. Таким образ0
каждом выходе многоканального ЧРУ получается произвол41’ Ц
заданный порядок чередования входов по частоте. ЧастотнА^й
рактеристики парциальных коэффициентов передачи (от отд?6 ^9.
го входа к отдельному выходу) носят многополосовой j
(рис. 4.206).
Обычно требуется, чтобы генераторы были развязаны
собой, согласованы и вся их мощность во всей рабочей полисе^'
тот передавалась бы без потерь в заданные нагрузки. ПоэтЖ,4^-
кие многоканальные ЧРУ должны быть реактивными и разв~ "
но-согласованными.
В § 1.1 было показано, что свойства таких многополlx-
описываются " “ Гг"’1
Oaw
$П. lNN
s=
унитарной матрицей [51]
Si.Haw
Qnn
V
aR
1%
w 4
,зв>йав.
l°cHUS|:i8
H.16)
i j
-1 0..............................0 0~
0 1..............................о о
о 0 su (ij) ... s12 (ij) ... 0 0
0 0 s21 (ij) ... s22 (ij) ... 0 0
0 0..............................0 1_
k I
0..............................0 0"
0 1..............................0 0
0 0 . . .0 . . .1 . . . 0 0
0 0 . . .1 . . .0 . . . о о
(4-18)
(4.19)
где унитарная подматрица Sijj л,хЛ,характеризует связь генера-
ных входов с М нагрузками. Подматрица может быть
ставлена в виде так называемой матрицы коммутации М, обобще,
ный элемент которой т,ц состоит из совокупности номеров под
пазонов, в которых генератор, соответствующий данному i-MV
столбцу, должен быть подключен к нагрузке, соответствующей i-й
[о О....................0 1J
I Первая матрица (4.18) описывает идеализированное восьмипо-
Ьюснос ЧРУ, подсоединенное к /-му и /-му входам и выходам мно-
[юполюсника 27У-го порядка (рис. 4.21g). Сплошные линии восьмш
строке [45, 48].
Например, матрица коммутации
Г1,3 2 4 1
1,3 2 j
4
§1, Пдгдг с/э М
4
2
1.3J
(4.17)
указывает на то, что первый генератор и первая нагрузка соедине-
ны в 1-м и 3-м поддиапазонах, первый генератор соединен со
рой нагрузкой в 4-м поддиапазоне и т. д.
Каждый элемент матрицы М по существу представляет усД1
ную запись частотной зависимости модуля соответствующего эле
мента подматрицы Так, для смежных поддиапазонов
3, 4 элементы первой строки выражения (4.17) в зависимости
частоты ю имеют вид, показанный на рис. 4.206.
Характерной особенностью матрицы коммутации является
что номера поддиапазонов в каждой строке и каждом столбце
писываются не более одного раза. Это означает, что в за'Ц^11цой
поддиапазоне частот только один генератор подсоединен к Д а.
нагрузке, и только одна нагрузка подключается к данному г
тору. бхоДйМ°
Для синтеза многоканального ЧРУ вида рис. 4.20# не?ина у1111”
разложить заданную унитарную субматрицу Sijn7V><7V (4.16)
тарные матричные сомножители [45], в качестве которых
выбрать матрицы вида
80
синтеза многоканального ЧРУ:
4.21. Базовые многополюсники для _
кюс ОСНове кольцевого диплексера; б — перекрестие входов в базовом много-
I
кЛ1°сника обозначают прохождение сигналов, частота которых ни-
К ^стоты f, пунктирные линии — путь сигналов с частотами вы-
ЧРу ХоРошим приближением к идеальному восьмиполюсному
является устройство кольцевого типа (см. § 2.4, 3.1). В соот-
ь Вии с принятой символикой матрица коммутации идеального
Ч Полюсного ЧРУ имеет вид
Ь k, ^4-1, Л+2
Чт + 1’^+2 1,2......k-’
характеристики элементов которой изображены на
(4.20)
81
Вторая матрица (4.19) описывает перекрестное соединен^
входов и выходов (см. рис. 4.216).
Доказано [8], что любая унитарная подматрица Si)H (4 I
жет быть представлена произведением сомножителей вида Jr М
^И^астотами разделения (1—1, 2, 3). Так, матрицу Ш можно разложить
л’ сомножителя.
МЛ. Л
1,2,3 4 ’
4 1,2,3
31 Г 1 2,3,4
Д[2,3,4 1 .
;оМЫЙ многополюсник принимает вид, изображенный на рис. 4.23.
G)
№1
(|%|
Рис. 4.22. Идеал
рованные характере,
тики базового вод ми-
полюсника диплексе-
ра
(4.19) для различных комбинаций i и /. __г______ «
нального ЧРУ может быть представлена в виде каскадного
нения многополюсников вида рис. 4.21.
Процесс разложения подматрицы Si,n заключается в n”ncpt.
ном умножении ее на множители, эрмитово-сопряженные мат
ным сомножителям вида (4.18) с целью обращения в нуль элег
тов какой-либо строки, кроме диагональной, которая будет равн
единице в силу унитарности исходной матрицы. |
В полученной матрице единичный элемент свидетельствует I
прямом соединении зажимов в схеме многополюсника, поэтом} для
дальнейшего синтеза можно рассматривать матрицу, порядок кото-
рой на единицу меньше. Процесс разложения матрицы продолжа-
ется до тех пор, пока порядок оставшейся матрицы не станет рак
ным двум, что соответствует непосредственно одному идеальном;
восьмиполюсному ЧРУ (диплексеру).
Правило умножения в принятой символике матриц коммутаций
состоит в том, что результат умножения двух элементов матрш
содержит только цифры, имеющиеся в обоих элементах. ОчевШ-1
ность этого правила вытекает из рис. 4.22, так как отсутствуют11 1
номерам поддиапазонов соответствуют нулевые значения элем611,
тов Siji. Единичным элементам матрицы Si,n соответствуют
менты матрицы коммутации, содержащие все номера рабочих пС’|
диапазонов.
/ При этом схема мН0Г(.
-J соедJ
пэочерел
л 23. Пример реализации многоканального ЧРУ со структурной развязкой
глсдует отметить, что процедура синтеза неоднозначна, так как можно на-
ныделенис нулевых элементов в любой из строк исходной матрицы и в лю-
порядке. Схемные реализации в этом случае будут различны.
5.
ЧАСТОТНО-РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫЕ УСТРОЙСТВА
НА ЭЛЕМЕНТАХ С РАСПРЕДЕЛЕННЫМИ
ПОСТОЯННЫМИ
Пример 8. Процедуру синтеза проиллюстрируем
мутации (4.17). Разложение матрицы (4.17) начнем с
мер, элементов первой строки, начиная с правого:
на примере матрицу
обращения в нуль
1,3 2 4 - 1, 2, 3,
4 1,3 2 0
. 2 4 1,3. 0
'1,3 2,4 0 ' '1,3 2,4
4 1 2,3 2,4 1,3
.2 3 1,4 . о 0
В
4 0 0 '
1,2 3,4
3,4 1,2.
0 '
0
1,2,3,4,
’1,3 2,4
4
. 2 ;
'1,2,3,4
0
0
1
3
о '
2,3 ,
1,4.
) О
О
1,4 2,3
2,3
1,4J
д[[зУс1 1
результате получены три матричных сомножителя. Первый Реа щоР1’’
помощью ЧРУ с частотой /г, разделяющей 1, 2 и 3, 4-й поддиапазону неОб'
третий сомножители реализуются путем каскадного соединения 41 У
82
\1. Фильтры с распределенными постоянными
I Современные методы расчета фильтров СВЧ базируются в основном на ме-
ах точного синтеза цепей с сосредоточенными параметрами [3, 18, 19, 28,
В При этом вначале синтезируется фильтр-прототип на элементах с сосредо-
Внными параметрами (обычно ФНЧ или ФВЧ), далее путем использования
Венского частотного преобразования (преобразования Ричардса) получают
гУкт)ру фильтра с распределенными параметрами. В дальнейшем ее можно
Ввести к более удобному виду путем применения эквивалентных преобразова-
Например, тождеств Куроды).
I ^опросы синтеза фильтров для ЧРУ на элементах с сосредоточенными по-
Т’1Нь>ми были рассмотрены в гл. 2; поэтому остановимся более подробно на
В енении частотного преобразования Ричардса, тождеств Куроды, а также
методов получения оптимальной конфигурации фильтров с распределен-
q Постоянными.
аетотное преобразование Ричардса
Kilg-^-^ilgO, (5-1)
и “°
•|цОв. ИСтинпая частота; о0 — частота, для которой все линии имеют четверть-
оза'0 Длину, позволяет заменить реактивные элементы L и С отрезками ко-
L минутых и разомкнутых линий без потерь с одинаковой электрической
Чрц лев
I "р/=—, где I — длина отрезка; (3— модуль постоянной распростра-
I”. 2<в0
Т
5.1 дает соответствие между параметрами сосредоточенных и рас-
1Ь1Х элементов, основанное на преобразовании Ричардса. Переход от
83
Та6-И1.1
Соответствие между параметрами сосредоточенных и распределенных
основанное на преобразовании Ричардса
Название параметра Параметры сосредоточеннь /х элементов Парамётр^^' распределен^ элементов
Частотная переменна я со
Комплексная оастотнаи переменная • «S' =ju>
Индуктивность 5/, Z—jcoL=S'li o 1 q_ZOL | Z0L= j^7OL=SZOL
Емкость < j =Z7 Y=JcoC=sC 'll? J? >? О О II
Активное сопротивление ]/? Z=K
Функции цепа Yfx(S> lzlx(s)l2 zSk W ; Ylx(p lzl2^l
ФНЧ-прототипа на сосредоточенных элементах к фильтру с распределенн1
постоянными выполненный в соответствии с (5.1), иллюстрирует рис. 5. • .
Z0Lj = Lj, Y0Ci = Ci. Полученный в результате такого преобразования ФпЛЕ
распределенными постоянными будет иметь частотную характеристику аТ j
менной Q, аналогичную частотной характеристике фильтра-прототипа. Реа'
же частотная характеристика от частотной переменной со будет иметь пер^ х3.|
ческий характер с периодом 2соо и повторять в этом интервале частотну^..
рактеристику фильтра-прототипа в определенном масштабе (рис. 5.2)- ~ к’й б
использования в качестве фильтра-прототипа ФВЧ частотные характерист
дут обратны тем, что приведены на рис. 5.2. 0 рас)Г
На основе преобразования Ричардса возможен простой метод точно ай
та фильтров с распределенными параметрами. По заданной частотной оТ1 j
ристике от го получаем соответствующую частотную характеристику ^днрУ
от Q, т. е. вычисляем частоту среза фильтра-прототипа. Затем сй фцзИ
фильтр-прототип, реализующий желаемую характеристику от й, а даЛтКозам1'‘
ски реализуем СВЧ фильтр, заменяя индуктивности и емкости корот
тыми и разомкнутыми отрезками линий.
84
I сМотря на то что вышеописанным метод синтеза весьма прост, на нракти-
чаСто невозможно физически осуществить, поскольку между реальными
। Г а ми линий при близком их расположении имеет место электромагнитная
д”1'существенно искажающая характеристики реализованного фильтра. Обес-
требуемую степень изоляции между элементами фильтра можно путем
5)
Ы!
5.1- Использование преобразования Ричардса:
’’ исходный фильтр-прототип; б — полученный в
ртЛЬТР
результате преобразования
цепи (так называемых единич-
преобразований (тождеств Ку-
Едения добавочных распределенных элементов
t элементов) и использования эквивалентных
щы) [3, 28, 63].
Рис. 5.2. Частотные ха-
рактеристики фильтра-
прототипа (а) и фильтра
с распределенными по-
стоянными (б)
а) 5)
Единичный элемент (ЕЭ) — это отрезок линии передачи без потерь с волно-
им сопротивлением Zo или волновой проводимостью Уо (рис. 5.3).
Рис. 5.3. Единичный эле-
мент
атРица передачи ЕЭ имеет следующий вид:
1
Zos
V 5
М___
S
- % О
1
. Частотная переменная из (5.1).
Чт-J ^ение в структуру фильтра ЕЭ не искажает амплитудно-частотную ха-
г6Ига ТИКУ фильтра, а приводит лишь к появлению дополнительного фазового
Чт° в некоторых случаях необходимо учитывать.
pie в !11валентные преобразования Куроды (тождества Куроды), представлен-
^еъ ‘бл. 5.2, позволяют при введении ЕЭ преобразовывать структуру и па-
1 Фильтра с целью получения более практической схемы. При реализации
85
Та6л«ч<
Эквивалентные преобразования Куроды
этих преобразований индуктивности L и емкости С заменяются короткозаь^^
тыми и разомкнутыми отрезками линий длиной I с волновым сопротивл
Zol = L и волновой проводимостью YOc = C.
В качестве иллюстрации вышеописанной методики синтеза Фильтр° дОсь ''
рассмотрим пример расчета заграждающего фильтра с максимально не-
характеристикой передачи по Баттерворту (рис. 5.4а) [63]. Частота СР
ходного ФНЧ-прототипа может быть определена как Qc = tg(
учитывая, что в рассматриваемом примере wc=2/3w0, Qc = tg(rt/3):== р
86
выбран порядок ФНЧ-прототипа п=3 исходя из обеспечения требуе-
. скатов или неравномерности частотной характеристики.
Тированные значения элементов ФНЧ-прототипа для йс = 1 приведены
’ ' ^г—2-, L3=\. Для обеспечения требуемой для расче-
1
ПУсТЬ
АрУтИЗНЬ1
г 1 nNlKpOBarnio1'-' onanvnrizi
^19] и Равны: М=1. С2 — 2; L3=\. Для обеспечения
/
я
I Ьс- 5.4. Расчет заграждающего фильтра:
ы~>КСЛаемая характеристика; б — схема ФНЧ-прототипа; в — введение единич-
ку элементов; г — физическая реализация фильтра по пункту в; д — схема
j'LrPa после применения тождеств Куроды IV типа; е — физическая реа-
। ₽Ция фильтра по пункту д
Г3 = l/’V ел.
с V 3 необходимо в фильтре-прототипе значения всех индуктивностей и
Дтей разделить на V 3. При этом выбрана структура ФНЧ-прототипа, ко-
Ьем Имеет вид, представленный на рис. 5.46. Для получения практической
йл.Ь1 Введем единичные элементы с Z0=l между реактивными элементами
ФцэУРа'Прототипа и оконечными нагрузками (рис. 5.4в). При этом возможная
Фид >с«ая реализация фильтра показана на рис. 5.4г. Если применить к схеме
(Рис‘ 5.4в) тождества Куроды IV типа (см. табл. 5.2), то получим
?Ская У’ с°ДеРжащую только емкости и единичные элементы (рис. 5.46), физи-
Реализация которой представлена на рис. 5.4е. Конструкции фильтров
Ч из отрезков линий передачи четвертьволновой длины на частоте <0о,
ветствует преобразованию (5.1).
87
Если применить преобразования Куроды другого типа, то можно
другие варианты физической реализации синтезируемого фильтра. Это п'0’'1Ьц
можность выбирать более приемлемую конструкцию фильтра.
Описанный выше метод синтеза широко используется для точного
многих типов СВЧ фильтров, хотя имеет определенные недостатки: 1) Не
зуются фильтрующие свойства ЕЭ, т. е. ЕЭ является избыточным; 2) в ИсПо-/
кой характеристике фильтра, преобразованного по Ричардсу, имеются |
ные полосы пропускания и задерживания, близко примыкающие к основч
тоте, на которой отрезки линий имеют четвертьволновую длину. °
Учесть фильтрующие свойства ЕЭ можно путем использования рац
ных функций Чебышева для аппроксимации характеристик прототипа с Е^°1!аМ
Для устранения паразитных полос пропускания фильтра СВЧ на сора3^ ]
отрезках линий обычно используются дополнительные фильтры, которые
существенно меньшие размеры, пропорциональные их рабочей длине волны
ладают, как правило, более низкой избирательностью.
В работах [3, 14, 18, 19, 59] для расчета фильтров СВЧ используютс
же приближенные методы синтеза на основе фильтров-прототипов на соспе Ta!i’
ченных элементах. Эти методы основаны на замене элементов L, С или₽ Дот°'
схемы прототипа элементами с распределенными параметрами на отрезках^1
ночных или связанных линий передачи. При этом параметры цепей с расГ
ленными постоянными определяются путем уравнивания реактивных сопроТв
ний элементов L, С прототипа и отрезков линий или матриц передачи (прово '6
мости, сопротивления) частей схем прототипа и фильтра на отрезках линии 7
редачи на средней рабочей частоте или граничных частотах фильтра. Такой пол
ход к синтезу, очевидно, применим для относительно узкополосных фильтров
Для расчета некоторых видов фильтров СВЧ используют также в качесп в
прототипов ступенчатые переходы [18, 19].
5.2. Синтез ЧРУ фильтрового типа с распределенными
постоянными на основе результатов синтеза ЧРУ
на сосредоточенных элементах
МНОГОПОЛЮСНЫЕ ЧРУ ДЛЯ ГЕНЕРАТОРОВ С АКТИВНЫМ
ВЫХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
В этом случае может быть использован метод точного синтеза, основанный
на преобразовании Ричардса, поскольку все L и С элементы ЧРУ-прототипа мо-
гут быть заменены элементами с распределенными параметрами (отрезками ра
зомкнутых или короткозамкнутых отрезков соразмерных линий) [61—-63]-
Пример 9. В качестве иллюстрации приведем пример синтеза диплексера
псевдодополняющих фильтрах. Пусть в качестве прототипа выбран диплексер
сосредоточенных элементах с чебышевскими характеристиками передачи ф
ров с йп=1 дБ, п=2 и Qct = 1 (рис. 5.5). Нормированные значения элем
диплексера-прототипа взяты из табл. П.2.1.
Рис. 5.5. Схема диплексера-прототипа на
его частотные характеристики (б)
88
, И
х
псевдодополняющих фильтр
синтеза диплексера на отрезках соразмерных линии передачи введем в
^ диплексера-прототипа единичные элементы и перерисуем схему (рис. 5.6а).
(МУ bbie единичные элементы позволяют устранить нежелательное взаимодей-
гА.-еЖДУ элементами фильтра (L=l,21; 0=1,11) и получить более удоб-
1}1е „актическую реализацию диплексера в СВЧ диапазоне. Применение тож-
>0 Куроды I типа (см. табл. 5.2) приводит к схеме рис. 5.66. Более удоб-
iT15риант реализации ФНЧ, содержащий единичные элементы с одинаковы-
1
1

I Диплексер фильтрового типа на отрезках линий одинаковой длины:
ведение единичных элементов; б — схема диплексера после применения
Куроды I типа; в — схема диплексера после применения тождеств Ку-
Ejfif типа» г — физическая реализация диплексера в коаксиально-полосковом
4 4° 1НОВЬ1МН сопротивлениями Z0=l, можно получить, если индуктивность
»1Ич7 "Рсдставить в виде последовательного соединения двух индуктивностей
0,527 и 0,683 и применить тождество Куроды IV типа к единичному
С ^о==О,474 и индуктивности с Л = 0,527 (рис. 5.6в). Далее, заменяя
Ь1МкСсСтствии с преобразованием Ричардса индуктивности короткозамкнутыми,
НЮ Раз°мкнутыми отрезками одинаковой длины, можем получить физиче-
роцц-vЛизацию Диплексера с распределенными постоянными (рис. 5.6г). Вся
ая конструкция диплексера выполнена в коаксиально-полосковом ис-
I и располагается между двумя экранирующими плоскостями.
89
Рис. 5.7. Частотные
рактеристики переп*2'
фильтров диплексера 4,1
отрезках линий одИНа*а
вой длины
Расчетные частотные характеристики передачи фильтров синтезип 1
диплексера, приведенные на рис. 5.7, имеют повторяющийся характер ^°Ва1д.
ми стыковки (оСт, которые определяются в соответствии с (5.1) ИзС 4aci ''
QCT = tg(jti(oCT/2«o) = 1, где coo — частота, на которой отрезки линий щ
вертьволновую длину. МС10т
lY,?? Н6
1
0,8
0,5
На основе рассмотренного примера можно рекомендовать следующи”
ритм синтеза ЧРУ фильтрового типа с распределенными постоянными ДлИ
раторов с активными входными сопротивлениями (проводимостями): Я
1) по заданным граничным частотам каналов (частотам стыковки)
ветствии с преобразованием Ричардса (5.1) определяется частота
ЧРУ-прототипа;
соот
CTbIKOBKj
2) осуществляется синтез ЧРУ-прототипа на основе таблиц нормирова!
значений фильтров, приведенных в приложениях 1, 2;
3) используя преобразование Ричардса и тождества Куроды, выполняв
переход к ЧРУ с распределенными параметрами.
МНОГОПОЛЮСНЫЕ ЧРУ ДЛЯ ГЕНЕРАТОРОВ С ЕМКОСТНЫМ
ВЫХОДНЫМ СОПРОТИВЛЕНИЕМ
При синтезе ЧРУ фильтрового типа для генераторов с емкостными выход
ными проводимостями необходимо учесть, что на входе каждого фильтра долж
на содержаться сосредоточенная емкость (выходная емкость генератора). Это ус-
ловие определяет специфику синтеза таких ЧРУ в СВЧ диапазоне. В этом слу-
чае воспользоваться методом точного синтеза на основе преобразования Ричард
са можно лишь на первом этапе решения задачи, а далее необходимо заменил
отрезок разомкнутой линии на входе фильтра сосредоточенной емкостью. Такая
замена будет эквивалентна лишь на одной частоте (например, средней частоте
канала), поэтому характеристики реального ЧРУ будут лишь приближенно ош
сывать исходную частотную характеристику, полученную в результате пре°бр
зования Ричардса.
Возможен другой приближенный метод синтеза, при котором реализации
ких ЧРУ может быть выполнена на основе сосредоточенных емкостей и 1 ,
пределенных элементов в виде отрезков связанных линий передачи, замкну
или разомкнутых на конце [44]. Сущность этого метода, названного мСТ 0.
эквивалентных схем, заключается в замене части схемы исходного фильтра-
тотипа на сосредоточенных элементах структурами с распределенными пос ,
ными [63]. Указанная замена осуществляется путем уравнивания матРнчн0 д'
водимостей соответствующих эквивалентных схем на одной частоте (°бы
средней частоте полосы пропускания). знач11
При использовании метода приближенного синтеза следует ожиДаТ^.0
тельного искажения частотных характеристик Rez'ii(ci)) преобразованн ^1(|
по сравнению с прототипом, поскольку суммарная полоса ЧРУ обычному
Поэтому рекомендуется следующая процедура синтеза [44]: 1) синтез таг
тотипа с сосредоточенными элементами на основе результатов § 4.2 1реде-1е’.
П.7.1—П.7.6); 2) определение начального приближения для ЧРУ с P;1 £
ными и сосредоточенными постоянными на основе метода приближении^!
за; 3) оптимизация параметров преобразованного ЧРУ с помощью * фОр
приближения его частотных характеристик Rez'ii(w) к трапецеидальн gp>
заданным уровнем стыковки (оптимизация в пространстве элемен
90
L12
аМ-
гене
iMCp Ю. Рассмотрим отдельные этапы предлагаемой методики синтеза на
0Р‘ диплексера (А = 2), порядок фильтров которого и = 2 (см. § 4.2).
кРсодная схема диплексера с сосредоточенными элементами представлена на
7 где ki — коэффициент трансформации, обеспечивающий заданный уро-
>ественной части входного импеданса Rcz^ по t-му входу диплексера.
L??

5)
а)
Рис. 5.8. Схемы прототипа фильтрового диплексера:
а — исходная; б — после преобразования Нортона
льзуя преобразование Нортона, приведем эту схему к виду, показанному на
5.86. Заменим индуктивные схемы, выделенные на рис. 5.86 пунктиром, эк-
дентными распределенными структурами, например связанными коротко-
„нугыми штырями. В результате замены получим схему, изображенную на
. 5.9а. Аналогичным образом можно перейти к ЧРУ с отрезками коротко-
му гых или разомкнутых (как согласно, так и встречно включенных) связан-
штырей. Любую из указанных распределенных структур можно охарактери-
ать П-образной эквивалентной схемой (рис. 5.96), собственные проводимости
С/2
c12
1
(1)
7
200
(1)
c'.
Диплексеры на элементах с
Peg -
7/ ~T~l2)
-1-Voe
6)
распределенными и сосредоточенными по-
^аеа,111зация на связанных короткозамкнутых штырях; б — эквивалентная
и ^12< которой определяются характеристическими проводимостями Уоо
Chi и их электрической длиной 0. Например, для короткозамкнутых
г Ютырей (рис. 5.9а) эта связь устанавливается следующими соотноше-
^1г Ctg , Y2j •— i y2i etg 0j, Y 12j — i У121
91
I ользуя выражения (5.2) и полагая RH=1, вещественную часть входного
га преобразованного ЧРУ со стороны i-ro входа можно записать в сле-
Н виДе:
гДе yri—У1оег> ^21=^2 06 1» f
У12 г = 00 г ое г)/2 = (У2 оо i ^2 О е г)/2,
Уюог; Угоог; УюеЦ Угоег •—характеристические проводимости 1-го и 2-г
при синфазном и противофазном возбуждении. 0 iutL) I
При определении начального приближения для значений элементов п
ванного ЧРУ целесообразно сохранить величины емкостей неизменнык?е°бРа I
ственные проводимости эквивалентной схемы определять на основе МетИ’ а СоД
валентных схем, т. е. путем уравнивания на средней частоте канала Т°^а эКг
ний проводимостей П-образных эквивалентных схем исходного (рис. S 3Нац‘1
образованного (рис. 5.96) ЧРУ.
При этом получим уравнения вида l/(coOiLii) =*/nctg 0i; из котпп
заданном 10г- определяются проводимости П-образной эквивалентной сх ПР
мещения системы связанных штырей и далее характеристические прово^14 5
штырей. 0диМос?1
На рис. 5.10 приведены расчетные частотные характеристики Rez' - г
образованного таким образом диплексера для 0 = 30°, 45° и 60°, а
теристики Rezii(o)) диплексера-прототипа (пунктир) для N—2 и нормипоХар •
гская длина штырей опрсд^
|2
_1
B2.
' N
1 + У, I 1 /Z22 sl
Re2/i N
k=\
B*
- N
20s/5s)
(5.3)
(5.4)
2
2

k=\ (k^=i)
n /
+ sk
JV X Т2
.. П
fe=l (fc#s) J_
L3 выражения (5.3) видно: для того чтобы нули Rez'ss(s^i), лежащие в
е пропускания i-ro канала, совпадали с соответствующими нулями Rezss
Прототипа, необходимо выполнение условия
I =0,
— частота j-ro нуля всех Rezss(s#=i) в полосе пропускания i-ro канала
Ь НУ«1Я 222г) •
[Если дополнительно наложить требование, чтобы на частотах нулей значе-
iRez'ii совпадало с трансформированным значением Rez^ прототипа, то по-
1.1 еще одно уравнение:
L.= ±l/]/ReZ/i (СО/;) . (5.5)
Таким образом, проводимости эквивалентной П-образной схемы преобразо-
wo ЧРУ могут быть найдены из совместного решения системы уравнений
(5.4) и (5.5).
Поскольку для п — 2 имеем два нуля z22i в полосе пропускания i-ro канала,
Д^я каждого канала можно составить систему из четырех уравнений. Однако
яодаря тому что эквивалентная схема распределенных структур содержит
г° три проводимости, совместными могут быть только три уравнения указан-
В качестве иллюстрации вышеописанного метода перехода на рис. 5.11 при-
Рис. 5.10. Частотные
характеристики ЧРУ,
полученные на основе
метода эквивалент-
ных схем (У—2; п=
= 2; k = 3; Дсо =
= 0,4)
нте и на рис. 5.10. Сравнение рис. 5.10 и 5.11 показывает,
? несколько лучшее начальное приближение, хотя опре-
Rez',
0,5
Рисунок 5.10 показывает, что имеет место довольно значительное иск Р качестве иллюстрации вышеописанного метода перехода на рис. 5.11 при-
характеристик преобразованного дйплексера, особенно при больших 0;- Эти J Вы частотные характеристики исходного и преобразованного диплексеров для
кажения обусловлены приближенностью метода, поскольку эквивалентный J Же параметров, что и
ход осуществлялся для каждого фильтра в отдельности без учета шунтиру10 1 8,°рой алгоритм дает
влияния фильтров друг на друга.
В этой связи целесообразно рассмотреть метод приближенного перехо
ЧРУ-прототипа к ЧРУ с распределенными и сосредоточенными постоянным
котором бы нули ReZii, расположенные в полосах пропускания соответст у
каналов, в преобразованном и исходном ЧРУ совпадали. .
Для этого воспользуемся выражениями для выходного иммитанса г-г •'
ра и коэффициента передачи по напряжению от зажимов нагрузки ко в
фильтра:
1 / г22 г = (^г/Bj) , Kjj 1 / Bi,
где для п=2 (см. рис. 5.96)
Л/ = соС;.1(1+У2г/У12/)-1Дг
С'п
^12
J/j Частотные ха-
' >’ХЧРУ’ полу‘
Ч'гЛс» Ом УРавни*
Д/= г1г + У2г-+У1г y2f/r12b
L । i<aCtl i
i ^12 i Cj2
Bi = 1 4
12i
93
92
деление параметров в этом случае более громоздко. В обоих случаях
характеристики Rez',j(«) имеют дополнительные нули на частотах гжЛ^
k— 1, 2, 3, ... (сйдн на рис. 5.10 и 5.11). ’
Отличительной особенностью этапа оптимизации параметров преобп
го мультиплексера, в качестве которых выступают частотно-независим 3°Ба. '
димости уц, y2i, Ут и сосредоточенные емкости С'ц и Ci2, является*6 ПР
конструктивных ограничений, накладываемых на предельные значени
ных проводимостей. Границы области допустимых значений этих и
стей будут определяться разновидностью связанных штырей и могут б
дены для плоских штырей на основе результатов работы [191 я п blTf
лых —— работы .[53]. ДЛя
Для иллюстрации эффективности рассмотренного метода синтеза
5.12 приведены оптимизированные кривые для диплексера на короткоз1
«РУ.
Рис. 5.12. Оптимизиро-
ванные частотные харак-
теристики ЧРУ (У=2-
п=2; /г = 3; 0 = 45°)
6 = 45°. Начальное прибли,
согласных штырях, электрическая длина
ние определялось по первому алгоритму _ „
рактеристики Rez',, показаны пунктиром. Оптимизация параметров диплексеру
осуществлялась с помощью ЭЦВМ на основе программы оптимизации, реи. и
зующей модифицированный метод сопряженных градиентов в сочетании с .1
нейным поиском на основе кубической интерполяции (см. § 4.2).
Значения оптимизированных параметров, нормированных к сопротивле I
нагрузки |/?н и частоте стыковки каналов (ост, а также значения целевой Ф' *
ции на нулевой и 38 иттерациях приведены в табл. 5.3. Денормализаши
метров ЧРУ по заданным значениям Рк и «Ст осуществляется по Ф°РЧ
Ук i — Ук н i /Вн > 6?г7г = С\-д.н (1 /wct -^н) •
осмотренная методика синтеза, основанная па оптимизации параметров
яоз0°ляет по заданным частотным свойствам определить параметры эле-
L 11 tfpy и может быть рекомендована для синтеза ЧРУ с произвольным
р® каналов и порядком фильтров.
I ^ольцевые диплексеры с распределенными постоянными
LaccM°TPHM вопросы реализации кольцевых диплексеров на СВЧ. Как
Р.палось в § 3.1, 4.3 кольцевые диплексеры имеют постоянное входное и
rLoe сопротивления по каждому из плеч, что дает возможность соединять
В(цогополюсные цепи для работы с произвольным числом нагрузок и гене-
[',8. Это свойство кольцевых диплексеров выгодно отличает их от других
Сух устройств и имеет особенно большое значение при реализации ЧРУ
|Ч Кроме того, отсутствие в кольцевых диплексерах резонансных элемен-
обеспечивает большую широкополосность их, недостижимую при ра-
' других ЧРУ.
Pg качестве прототипа при реализации на СВЧ используются схемы коль-
I диплексеров, синтез которых описан в § 3.1. Нормированные значения
ILtob этих схем приведены в приложении 5.
Наиболее удобным является построение кольцевого диплексера на СВЧ в
сковом исполнении. В этом случае индуктивные элементы и поперечные
рСтн кольцевого диплексера реализуются в виде чередующихся полосковых
и с высоким и низким волновым сопротивлением. Последовательные емко-
Гвыполняются в виде наложения центральных проводников симметричной
1сковой линии [19]. Методика
Ьета длины и волнового сопро-
С1ия полосковых линий, соот-
! дующих различным элемен-
прототипа, приведена в рабо-
.[3, 14, 18, И9].
Пример 11. Рассмотрим по-
ение кольцевого диплексера в

l2
Сг
Ci
Таблица!
Результаты оптимизации параметров мультиплексеров, содержащих элеме
распределенными постоянными
7V=2; /г = 2; £ = 0,5; До = 0,4; а=15%
Условие
аппроксимации
Начальное
приближение
Номер канала Уц У 21 y12i
1 0,3518 0,1914 0,1568
2 0,3483 0,3667 0,1458
0,4181
0,3847
После
оптимизации
1
2
0,4007
0,3088
С?
&
ТТТТЛ
С,
Ci
I
^Н2
которых _________
и соответствующие ему частотные |восковом варианте на примере
гы прототипа, содержащей по-
вальные фильтры 3-го поряд-
им. § 3.2). Схема прототипа
сражена на рис. 3.2.
На рис. 5.13 показан эскиз
левого диплексера на симмет-
ах полосковых линиях. Конст-
!авные размеры элементов ди-
. еРа приведены в табл. 5.4.
В проведен для частоты сты-
' Гц и сопротивления на-
В“и = 50 Ом. В таблице обо-
L • 0 — волновое сопротивле-
К?овой
Г^-'Юго проводника; Z — длина соответствующего отрезка линии передачи.
I ‘ bI элементов прототипа нормированы к RH=1 и <оСт= 1 рад/с
Таблица 5.4

С<
W///W///WM
^ZZZZZZZZZZZZZ
фук-
^мснт прототипа

Рис. 5.13. Кольцевой диплексер с распре-
деленными постоянными
0,1640
0,3222
0,1832
0,1369
0,8915
0,3360
0,3655
0,3619
0,8825
0,3296
I,49
0,^
Г>Ьб9
Г.541
К
р.
, Ом W, мм 1, мм
80 0,3 19,3
40 1,5 9,2
— 2,0 4,1
20 4,3 4,8
95
94
Устройство (рис. 5.13) реализовано на подложке толщиной 1
рической проницаемостью е=9,56.
Фазоинвертирующий трансформатор реализуется в виде двух
полосковых линий; геометрические размеры трансформатора выби
гласно методике, изложенной в § 3.3. Поворот фазы сигналов на ^а1°тси
в узкой переходной области стыка частотных каналов, однако пепо гРеб,
ности сигналов трансформатор должен обеспечить во всем рабочем ачУ '
частот диплексера. Оценив индуктивность печатных проводников
трансформатор, и границы эквивалентности между схемой на соспе Ра;
элементах и полосковых линиях, получаем общую рабочую полосу
около 0,3—3 ГГц. Отрезок линии длиной /0 (см. рис. 5.13) включ ^СтР°чг
указывалось в § 3.3, для компенсации фазового набега, вносимого^051,
матором типа длинной линии. тРаИсл,
Конструкции типа, изображенного рис. 5.13, могут быть реализов
других частотах, если получающиеся размеры устройства удовлетво^111
ставленным требованиям.
5.4. Направленные фильтры
Специфичными ЧРУ СВЧ диапазона являются направленные лНл
которых сочетаются свойства полосового фильтра и направленного ответ Ы
Направленный фильтр представляет собой восьмиполюсное устройство TVBI1'
рого в определенном диапазоне частот при нагрузке каждого из плеч У *
волновое сопротивление одно плечо остается нсвозбужденным (развяза?
а частотные характеристики связи входного плеча с двумя другими щ»
имеют такой же вид, как и у пары дополняющих полосового и заграждаю
фильтров (рис. 5.14). При подведении мощности к плечу 1 она частично П(
дается в плечо 2 с ослаблением, соответствующим характеристике поло
фильтра. Оставшаяся часть мощности передается в плечо 3, и ее ослабле
соответствует характеристике дополняющего заграждающего фильтра. В
альном случае мощность не передается в плечо 4 и не отражается от плеч;
Рис. 5.14. Схема (а) и частотные характеристики затухания (б) направлен!
фильтра
На рис. 5.15 приведены полосковые конструкции направленных Фи5ЬТ
рассмотренные в работах [19, 27]. В направленном фильтре, показанное
рис. 5.15п, используется кольцевой резонатор бегущей волны, периметр
го по средней линии равен длине волны Хо, соответствующей средней
fo полосы. Резонатор связан с полосковыми линиями с помощью четвер
новых направленных ответвителей на связанных линиях. с
Для. анализа свойств такого направленного фильтра можно пР^кТр
его эквивалентную схему в виде, показанном на рис. 5.16, где р]О
ская длина отрезков, соединяющих направленные ответвители HOi 11 х
Матрица рассеяния каждого направленного ответвителя на свя
нпях в идеальном-случае может быть представлена в следующем в
$н о —
0 Д/1 —/г2 i k 0
Vi- k2 0 0 i k
1 k 0 0 V i — k2
0 i k f 1 — k2 0
96
число характеризующее величину связи между линиями. В случае трех-
! беЛьного НО k=\/ /2.
ГтогД3’ пользуясь результатами работы [5], можно найти матрицу рассея-
I ,г1правЛСНН0Г0 фильтра без потерь:
ГО 0-
а 010 ₽
Гора ' (5-С)
0 ₽« о __
^e-,<p о г_________ 1_е-12(Р
* '1— (1 — A2)e“i2(P 1 J __ (1 _ £2) е—i 2<р ’ (5>7)
Из условия унитарности матрицы (5.6) следует равенство | а |2+| ₽12= 1,
горое указывает на то, что частотные характеристики передачи (или затуха-
й) от зажимов 1—2 и 1—3, 2—1 и 2—4, 3—1 и 3—4, 4—2 и 4—3 будут по-
Ьно дополняющими.
L^Ph (условие резонанса) а=±1; [3 = 0, где знак плюс соответст-
нечетно му, а минус — /г-четному. Это означает, что при длине отрезков
I. Св ЯЧГТП О ТГАТТТ Vt-V Т-ТЛЛ. TI Т—DTItTV *0*1 _ /О ПЛП И «ГЛТТТ ТТПОТ'Т 170 ГТТТГЧТТг-» / гтгч
L снизывающих НО. и НОг, равных /гХ0/2, вся мощность из плеча 1 по-
в плечо 2 и не поступает в остальные плечи. Рисунок 5.15а соответ-
% случаю, когда п—\. Зависимости |а|2 от <р приведены на рис. 5.17 для
1р х значений k. В соответствии с (5.7) они имеют повторяющийся харак-
I Периодом л.
163
97
Рабочая полоса НФ по уровню 3 дБ зависит от
лена из граничных значений <р, на которых |а|2=0,5.
1 Г
<ргр = “ arc cos 1
I.
2(1 — A2) J
Необходимо отметить, что матрица (5.6) получена в
сти направленных ответвителей и отсутствия потерь
этих факторов частотные характеристики |<х]2 и |0|2
ведет к уменьшению рабочей полосы частот.
k и может бытк
0,,р^

l/y/7,1
7
2
1^
J О
\но2''
Рис. 5.16. Эквивалент-
ная схема направлен-
ного фильтра с коль-
цевым резонатором
' cbI порядка 1—3%- Относительная полоса пропускания на уровне 3 дБ для
р1° направленных фильтров и электрические длины резонаторов определяют-
Дсо 2
Г ^дующими соотношениями: =------------w20C2ZZ0, 2<р=л—2®oCZo> 2<р/=2л—
(5I i/”2woOZ0, где С — емкость зазора связи между резонаторами и линией пе-
1 Z, Zo — волновые сопротивления линии передачи и резонаторов.
^размеры линий с волновыми сопротивлениями Z и Zo, а также размеры
Г-'Х’т Лттггчт лгтгчп ТТЛ ТТПТГ» т Z4 гтг\ и ГГхтттТ пгчп ДлттттГЧП ГЧ О fx Amt т IT И О "1 ТТ ТТ CJ ИЗ"*
К^йкИ резонаторов на частоту обычно применяются медные настроечные впн-
г иди диэлектрические вставки.
г При построении многоканального ЧРУ направленные фильтры, настроен-
на частоту своего канала, могут быть включены в общую линию переда-
Ьпоследовательно друг за другом (рис. 5.18). В [60] описывается полоско-
Г конструкция 18-канального ЧРУ, построенного, таким образом, на основе
кайленных фильтров с кольцевыми
Г-пойство работает в диапазоне от 0,3
Fr .чп мгп
предположении Иде
в резонаторе с aJlbUo i -г- — - ---------- -г --
видоизменяются ч УЧеТом 1 _оРов могут быть определены с помощью графиков работы [19]. Для
’ Пп». I ВгЧ пРЧПИЙТПППП ня иягтлтх/ пНктимп ПППМРИЯЮТСЯ МРПИЫР НЯГТПОРЧНЫР
пРи-
О,Б
/7,2-
90'
7 гм
У
Рис. 5.17. Частотные харак-
теристики направленного
фильтра с кольцевым резо-
натором
Крядка 30 МГц.
резонаторами. Частотно-разделительное
до 2
ГГц с полосой пропускания кана-
Многоканальное ЧРУ на
Схематическое изображе-
Рис. 5.19.
ние циркуляторов:
а — n-плечий циркулятор; б — трех-
плечий циркулятор
fuc 5.18.
оправленных фильтрах
(5.9)
1 Необходимо
Г« для суммиров
OCKn.TTkRv nwu а
) отметить, что направленные фильтры могут быть использованы
для суммирования мощности генераторов, работающих на разных частотах,
юскольку они являются взаимными устройствами.
В [19] дается выражение для нагруженной добротности направленного
фильтра без учета потерь в направленных ответвителях:
al
г----- ~ Т
п Ji Y1 — k2 е
=
1 — (1— k2)e 2
где а — погонное затухание в линиях передачи резонатора; Z=n%0— полная
длина периметра резонатора. При этом затухание при резонансе
1 — (1 _ e~al
С12 (/о) = 20 1g-----~ 2--------
k2e 2
Уравнения (5.9) и (5.10) могут быть непосредственно получены и из матриц^
(5.6) при замене tep на a//2+i<p. полос"
Из (5.9) следует, что с уменьшением k и увеличением п рабочая
частот сужается. Полоса пропускания направленного фильтра с кольцев м0.
зонатором определяется в основном добротностью кольцевого резонатора
жет быть достигнута на практике до 10%. Н11Я ра-
Для получения большего внеполосного затухания, а также расшир’ нат<г
бочей полосы частот может быть использовано несколько кольцевых Р
ров, связанных друг с другом (см. рис. 5.156). В работе [19] привод йс-
тодика расчета многорезонаторных направленных фильтров, основанн t0Tj
пользовании результатов точного синтеза низкочастотных фильтро
пов. сковые
В направленных фильтрах, изображенных на рис. 5.15в и г, поЛ° от
зонаторы связаны с линиями передачи в двух точках, отстоящих Д1усТиКИ
га на нечетное число четвертей длины волны Хо. Частотные характер й,ле
ких направленных фильтров свойственны однорезонаторному фильтру
98
(5.Ю)
Р-5. । (евзаимные частотно-разделительные устройства
В качестве основных элементов невзаимных ЧРУ используются невзаимные
••югополюсные устройства — циркуляторы [12, 16]. Циркулятор представляет
,'М согласованное невзаимное, в общем случае 2/г-полюсное устройство (рис.
i?Q)> где п — число плеч циркулятора, обладающее в идеальном случае сле-
дящими свойствами. При подаче сигнала в плечо 1, он проходит только в
Г ‘° 2, из плеча 2 только в плечо 3 и т. д. в последовательности . ..
Направление передачи сигнала (циркуляции) показано на схематиче-
изображении циркулятора стрелкой (рис. 5.19).
L В соответствии с
| я °Ра имеет
О
О
1
О
L В сс
р ора
ГО
I 1
L о
о
О
0
О
1
вид
о
о
о
о
определением матрица рассеяния идеального n-плеча цир-
. 0
. О
. о
. о
1“
о
о
о
(5.11)
L L0
рог-
ООО ...10
пЛькУ все плечи циркулятора согласованы и отсутствует связь между не-
'ИМИ плечами и соседними плечами в направлении, обратном направле-
ЧиРкуляции сигнала. Матрица (5.11) является несимметричной, поскольку
99
циркулятор — певзаимное устройство, и унитарной, поскольку в идеал
чае потери в циркуляторе отсутствуют. 1
п-плечий циркулятор может быть реализован на основе
плечих У-циркуляторов (рис. 5.196).
Описание конструкций У-циркуляторов приведено в [12].
Невзанмные ЧРУ могут быть построен^
нове циркуляторов и фильтров, определеннь' 11а ,jt
зом соединенных между собой. При этом в °бРа
взаимности циркуляторов принципы реализацНе'
разделения и сложения частотных каналов от СХеМ
ся друг от друга. Л1рЬют.
Простейшим невзаимным ЧРУ для раздел
два капала (невзаимным диплексером) Мож Ния и?
жить схема, представленная на рис. 5.20. ппет СлУ-
предполагается, что к плечу 1 подключен гене ЭТ0!*
а к плечам 2 и 3— согласованные нагрузки пРаТоР.
даче на вход (плечо /) сигнала, он попадает ц?И П°’
фильтра Фо При этом составляющие сигнала п
ложенные в полосе пропускания фильтра, проходят через фильтр и поступ^0'
в плечо 2, расположенное вне полосы пропускания фильтра, отражаются от Э1°т
входа и поступают через циркулятор в плечо 3.
Матрица рассеяния невзаимного диплексера имеет вид
1]
0 |,
Рис. 5.20. Схема не-
взаимного диплексе-
ра
О
О
S = |
₽1 oj
«1
1ьном
•соединений
I r&I'N большая граничная частота фильтров должна соответствовать фильт-
j большим номером. Если применяются полосовые или заграждающие
(с то порядок выделения каналов может быть произвольным.
'«V.
>v ТО ПОрЛДиП DDlA^ivnn/1 ------------- - г
’у то'рие унитарности матрицы рассеяния, записанное для элементов 1-го
.гг-гяпяиливяет связь между передаточными свойствами п-плечего не-
|>1СГО
устанавливает связь между передаточными
ЧРУ с входного плеча к выходным:
| п—3
1,2 4-1 «1 ₽212 +1 а1 «2 ₽312 4- • • 4- П «/< ₽п_2
|! k=i
2
4“ IП ak\ — 1»
In—2

|2
(5.13)
(5.12)
где ttj — коэффициент отражения на входе фильтра; .(31 — коэффициент переда-
чи фильтра.
Из условия унитарности матрицы (5.12) следует | a, 12+i|ip1|2= 1, что сов-
падает с аналогичным условием для матрицы рассеяния фильтра.
Таким образом, частотные характеристики передачи невзаимного диплексе-
ра являются дополняющими, и генератор, подключенный к плечу 1, оказыва-
ется идеально-согласованным. На рис. 5.21 приведены частотные характеристи-
ки невзаимного диплексера для случая, когда в качестве фильтра Ф\ исполь-
зуется фильтр нижних частот (а) или полосовой (б).
невзаимпого диплексера при использовании
Рис. 5.21. Частотные характеристики
ФНЧ (а) или ПФ (б)
I pfc — элементы матрицы рассеяния фильтров.
''еКак и в случае невзаимного диплексера, генератор, подключенный ко вхо-
I/ многоканального певзаимного ЧРУ, является идеально согласованным. По-
нес обусловливается тем, что сигнал, отраженный от входов всех фильтров
И5''рис. 5.22), поглощается балансной на-
И^кой, подключенной ко входу п. Извест- П~1 К+!
И^схем’ы, в которых к /г-ому входу также
Исключен фильтр. В этом случае обеспечи-
BL-я селективные свойства по п-ому вхо-
И; однако генератор, подсоединенный к
v 1 ЧРУ, оказывается рассогласован-
Степень рассогласования генератора
Ж тех или иных частотах определяется ко-
Кфиниентом отражения каждого фильтра.
' Схема рис. 5.22 может быть использо-
И||Ш для сложения мощностей отдельных
ераторов, работающих на разных часто-
Для этого необходимо подключить ге-
-"аторы к плечам 14- (л—И), а общую на-
Кузку — к плечу п. Связь между частотны-
Ин характеристиками передачи от генера-
Кр<>в в общую нагрузку для этой схемы
Нежно установить, использовав условие
Ипп арности матрицы рассеяния многока-
пьного невзаимного ЧРУ. Легко пока-
Я'-'Ч что для схемы рис. 5.22 можно обеспе-
В'ч лишь частотную развязку между гене-
вторами, выбрав соответствующим образом
В этой схеме рассогласование на выходах генераторов определяется коэф-
Я«’Шептом отражения соответствующего фильтра.
ЯН а практике часто в плечо 1 вместо генератора подключают согласованное
Д‘Р°тивление, выполняющее роль балансного, и используют схему рис. 5.22
^сложения мощностей только п—2 генераторов. В этом случае при рассо-
^вании с полезной нагрузкой мощность волны, отраженной от плеча п, бу-
г: Поглощаться в балансном сопротивлении.
Представляет интерес схема, в которой обеспечивается развязка между ге-
»аг°рами теоретически на всех частотах (рис. 5.23). Матрица рассеяния та-
f схемы имеет вид
5.22. Многоканальное ЧРУ
на основе М-плечего циркуля-
тора
Рис.
частотные характеристики фильт-
Многоканальные невзаимные ЧРУ могут быть построены путем с°а^брз-
ния невзаимных диплексеров (см. рис. 5.20) по схемам, аналогичным
женным на рис. 4.1. явЛЯетсЯ
Другим вариантом реализации многоканального невзаимного Чгс к
схема с использованием многоплечего циркулятора (рис. 5.22), в кС4нЬ1е н?'
плечу 1 подключается генератор, а к остальным плечам — согласов F
грузки. При подаче сигнала на вход /, он поступает на вход фильтр вЬ1дсЛя'
ли частота сигнала расположена в полосе пропускания Ф1, то цоСтУп1
ется на выходе 2. В противном случае он отражается от входа 01 фцль
ет на вход фильтра Ф2 и т. д. Поэтому при использовании в качес
~0
О
О
О
1
О
О
О
₽1
о
о
0_
(5.14)
100
II
ka с
tn- V1’ “1 *• —о» -------- -- — — - -
кц. ТСя идеально-согласованными и развязанными. В зависимости от
*>0я —------D. D. пгтттг, пчаот- nt_ nnnpQunu ИЯ1----------
следует, что генераторы Hi и И3, подключенные к плечам 1 и 3, ока-
_______________ ж ” ----------- — вида
одно из сопротивлений R2, Rt выполняет роль полезной нагрузки дру-
балансной. В этом смысле схема рис. 5.23а имеет такие же свойства, что
I балансного и кольцевого диплексеров, рассмотренные в гл. 2.
101
На рис. 5.236 приведена аналогичная схема для осложнения Мо
трех генераторов. Для обеспечения частотно-независимой развязки межл °СД
раторами вместо У-циркулятора между фильтрами Ф1 и Ф2 включен Ге*г
лятор [12] с дополнительным балансным сопротивлением. В этом слуи^'
Му МОЖНО пяссмятпивять кяк обпязпряиичт гпрлиириирм nnw
рис. 5.23а.
мощностей
рассматривать как образованную соединением
Аналогичным образом могут быть образованы
произвольного числа
усилитель первого типа — УРП представляет собой совокуп-
У усилительных каналов, связанных с общим входом и на-
‘^ой ^канальными ЧРУ (рис. 6.1). Роль канальных усилите-
могут выполнять отдельные усилительные элементы УЭ (лам-
ДВУХ схем“с с*е,
схемы для <
Г транзисторы), однокаскадные и многокаскадные усилители.
}.чеМ частотные характе-
’‘‘г1]Ки каналов непрерывно
Ькрывают заданный диа-
щп /н—/в таким образом,
г на каждой частоте уси-
Lal0T лишь один канал (за
Печением областей пере-
Гг11Я частотных характе-
Lhk каналов) (рис. 6.2).
LfoTHo - разделительные
Тройства (ЧРУ! и ЧРУ2)
Гкат соответственно для
Деления диапазона ча-
k входного сигнала на
Сжные полосы частот и
ймирования выходных сигналов усилительных каналов в об-
нагрузке.
Благодаря сравнительно узкой полосе пропускания отдельного
вала по сравнению с общей полосой многоканальные усилители
вышеЕм^Грас7е^ Ч ^вкости имеют следующие очевидные достоинства: возможность
генераторов.
(а) и трех (б) гене
Рис. 5.23. Невзаимные схемы сложения мощностей двух ( '
раторов с частотно-независимой развязкой между генераторами

ЧРУ2
ЧРУ1
-
Рис. 6.1. Функциональная схема многока-
нального усилителя (УРП)
6
к 6.2. Частотные ха-
Ьеристики отдельных
алов УРП
CTN 'О '
Д^Учения высоких энергетических показателей канальных усили-
вшей и соответственно усилителя в целом; возможность фильтра-
1!“И высших гармоник без применения дополнительных фильтров,
рольку полосы пропускания отдельных каналов можно выбрать
И^Ыие октавы; возможность раздельной корректировки результи-
-------------------г----г------t.. , , i
учением усиления отдельных каналов; упрощение настройки не-
И^-Дственно усилительной части устройства.
^-] показано, что энергетические показатели УРП при чис-
- Опо Ваалов N=3, 4 выше в среднем в 1,2—1,5 раза соответствую-
° Указателей широкополосных усилителей мощности с распре-
ЦДIn 1ннм усилением [21 при том же числе ламп и той же полосе
1 ® с i'Wr-
_ арг,-.:отрГ1т особсндости применения ЧРУ з многоканальных
"тМ Телях’ котоРые обусловлены различным характером входных
,Itb „пте-’в к'ХоДных сопротивлений канальных усилителей. Если в качест-
ГИ^альных усилителей используются усилители с распред ел ен-
I Усилением [2], имеющие практически постоянные и вещест-
103
ПРИМЕНЕНИЕ ЧАСТОТНО-РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫХ
УСТРОЙСТВ
6.1. Применение ЧРУ в специальных типах
широкополосных усилителей
В настоящее время в технике радиопередающих устройств --------- —гг~.....г—... ---
ходят применение широкополосные усилители мощности в каЧ^ И'^Чей частотной характеристики для разных участков диапазона
ве Промежуточных И ВЫХОДНЫХ каскадов широкодиапазонных 1 rvrnonKtiwY vswannn- чпппшрппр нягтппйки ир-
датчиков [17, 24, 34]. Такие усилители не требуют перестро ^Шфедственно усилительной части устройства.
что существенно сокращает время перехода с одной рабочей ч ив [39J показано, что энергетические показатели УРП при чис-
ты на другую и упрощает автоматизацию передатчика. Кр°
го, они могут быть использованы и для усиления весьма шиР
лосных сигналов, коротких импульсов и т. п.
На основе многополюсных ЧРУ могут быть построены нд**г }[3
полосные усилители мощности, обладающие по сравнению Усмотрим особенности применения ЧРУ в
вестными целым рядом положительных свойств. К таким У уСц-
лям относятся многоканальные или усилители с РазДель1сйдяв-
лением полос (УРП) и так называемые «оптимальные» У
[17, 39].
102
венные в полосе частот входные и выходные сопротивления
качестве ЧРУ1 и ЧРУ2 можно использовать все виды ЧРУ ’ т° в
назначенных для работы от источников с активными выходи^'
сопротивлениями, т. е. ЧРУ фильтрового, балансного или кольт/^
го типа.
На практике обычно в качестве канальных усилителей исп
зуют отдельные активные элементы или каскадные усилители Ль'
входной и выходной цепи, имеющие существенную реактивную ^ез
ставляющую входной или выходной проводимости, обусловлен/0'
входной или выходной емкостью активного элемента. В этом f/10
чае реализацию многополюсников связи Ns и N д (см. рис
можно выполнить двумя путями: 1) на основе ЧРУ, предназнач
ных для работы от источников с активным входным сопротив/"
кием, и дополнительных фильтров, обеспечивающих согласован6
ЧРУ с УЭ; 2) на основе ЧРУ фильтрового типа, предназначен^
для работы от источников с емкостной выходной проводимость
(см. § 4.2). j
На рис. 6.3 приведена в качестве примера схема двухканального
УРП, построенная по первому принципу с использованием в каче-
стве ЧРУ диплексеров балансного типа с синфазно-противофазны-
I'
Uffx1
*н

Рис. 6.3. Двухканальный УРП на основе диплексеров балансного типа
ми мостами М и дуальными фильтрами Ф и ДФ. Схема
ного УРП, реализованная по второму пути на основе ЧРУ Ф с
рового типа, показана на рис. 6.4. Если в первой схеме (сМо?кено
6.3) формирование частотных характеристик каналов возл с
на фильтры Ф1 и Ф2, а не на диплексер, то во втором случа^0?ке-
6.4) ЧРУ выполняют одновременно задачи формирования и
ния частотных характеристик отдельных каналов. Причем
рис. 6.4 используются ЧРУ фильтрового типа (TTV"r ' п
ное параллельным соединением полосовых фильтров, нач7^ 0(
на сопротивления R\—Rn (см. § 4.1). Это дает возможно
104
?11ть возбуждение УРП от источника с активным выходным со-
ставлением и в то же время при четном порядке полосовых
пЬтров включить в состав этих фильтров входные емкости УЭ.
|!‘для обеспечения равномерной амплитудно-частотной характе-
,стйки УРП по схеме рис. 6.3 в заданной полосе частот при рав-
г
£
Рис. 6.4. N-канальный УРП на основе ЧРУ фильтрового' типа
мерных частотных характеристиках отдельных каналов (фильт-
‘ ов Ф'.г и ФО необходимо, чтобы в полосе стыковки амплитудно-
Кастотные характеристики отдельных каналов несколько перекры-
вались, а фазочастотные характеристики отличались на ±л [39]..
ля обеспечения выполнения второго условия целесообразно в од-
ом из каналов включить регулируемый фазовращатель (ФВ на
ис. 6.3). Для приближения неравномерности амплитудно-частот-
1°и характеристики УРП к характеристикам канальных усилите-
и для уменьшения потерь мощности в балансном сопротивле-
нии необходимо, чтобы фильтры Ф и ДФ имели малую неравно-
фность в полосе частот канала, на передачу которого они рассчи-
Нц
Н Расчет фильтров Ф\ и Ф.г-, Ф и ДФ можно провести на основе
^Ультатов работ [4, 19, 29], а также с помощью таблиц прило-
йий 1—4, считая, что фильтры Ф'л, Ф и ДФ нагружены с обеих
на активные сопротивления, а фильтры Ф.1 — только с од-
стороны.
^^Для обеспечения равномерной амплитудно-частотной характе-
(PliC' УРП по схеме рис. 6.4 необходимо, чтобы частотные зави-
<т/е'Ж7,с' и вещественных частей входной проводимости фильтров
в сдеМ&\ Не? и входного сопротивления ЧРУ2 по каждому входу
ов. иг *; были равномерны в полосе соответствующего i-ro канала
(ЧРУ1);° y?I<eriTlbI..К)Ь1к°вались на уровне половинной мощности (т. е. на уровне
ьтров, нал ’ Как это показано на рис. 4.2. При этом токи УЭ смежных ка-
105
налов в полосах стыковки, где между ними имеется взаимо
вие, должны быть синфазны. Последнее условие выполняется
в качестве фильтров Ф\ используются фильтры четного По’ есЛц
n'=4k, где k=l, 2, 3 ... При использовании фильтров четног^9
рядка n'=2(2k—1) требуется включать в некоторые из ка °
дополнительные фазовращатели на [39]. Можно показатНа,,10в
взаимодействие УЭ в таком УРП не накладывает ограничена’ Чт°
возможность получения высоких энергетических показателей v
во всей рабочей полосе частот и позволяет улучшить исполь
ние площади усиления каждого канала.
Расчет ЧРУ фильтрового типа, используемых в УРП (см
6.4), можно выполнить на основе результатов § 4.1 для ЧР\/Ис-
§ 4.2 — для ЧРУ2.
Реализация «оптимальных» широкополосных усилителей
ности, теоретически реализующих максимальное значение вых^
ной мощности, которую можно получить от N взаимодействуют?'
УЭ с емкостными выходными сопротивлениями, также предпода* *
гает использование ЧРУ в качестве многополюсных цепей связи
УЭ [17]. На рис. 6.5 приведена функциональная схема такого уСи.
Рис. 6.5. Функциональная схема «оптимального» ШПУ
75
\0н
о
75
ЖЖ
О)
лителя для N=2 [35]. В этой схеме в качестве выходной
используется многообмоточный трансформатор Тр и ЧРУ Ф J да
вого типа. Входная цепь Nд строится аналогичным образt _ qaC.
счет разделения общей полосы частот усилителя на сме эТйХ кг •
тотные каналы и соответствующей фазировки .токов оТ> пр11'
налах имеет место взаимодействие УЭ во всей полосе ча вйеци-'
водящее к увеличению выходной мощности в N раз по эТОм
со сложением мощностей УЭ без их взаимодействия- и> чтг 11
ЧРУ в «оптимальном» усилителе выполняет те же ФУНК
в многоканальном усилителе. мног°0'
Вследствие сложности реализации широкополосных тЫ в
точных трансформаторов, а также в силу специфики Р йТеЛ1
ласти стыковки частотных каналов «оптимальные» У
нашли пока еще широкого практического применения.
106
|л Применение ЧРУ для обеспечения работьхкомплекса
^средств на одну антенну
/Многоканальные ЧРУ могут быть широко использованы для ра-
L комплекса радиопередатчиков или радиоприемников на об-
'•0 антенну.
Наиболее удобным для радиопередатчиков декаметровых волн
пЯется ЧРУ, построенное на базе кольцевых устройств (см. § 4.3).
'1Ьцевые ЧРУ обладают постоянным активным входным и вы-
дцым сопротивлениями по каждому входу и выходу. Благодаря
|Му, их можно легко соединять в произвольные сложные схемы
L обеспечения требуемых характеристик передачи.
На рис. 6.6 представлены схема
L характеристики напряжений
1а входе (пунктирные ли-
«и) кольцевого ЧРУ, содер-
|щсго полиномиальные
Кльтры 3-го порядка для
Ешчных КБВ нагрузки.
~ что не-
характери-
передачи близка к ну-
Входное сопротивление
номинальной нагрузке
на
гцв
— IT
-0,6
1
О,Б
-о,г
о,2
Р
и экспериментальные частот-
нагрузках (сплошные линии)
\КБВ=О,1
-Oft {
КБВ=0,5 \\ J I
КОВ =0,1
КБВ-1
/ хКБв=о,1
/ \
/ КБ В-0,5_________и
-------р
10 15 во 25 f,МГц,
.КБВ=0,1 \
--------------*—4
\ /
Р и, в
г0,8\
-0,6\ \
I ЦоЖ1 о отметить,
I авгомерность
I Т к
I 1Ю.
I при
7/
1
0,0
\ \ КББ=1 /
\.КБВ=0,5 I/
- \-'1
-0,2 КБВ=0,1\ I
———*—1-----
КБВ = 0,1
КБВ = 1
0,2
О
10 15 20 25 Б,МГц
G)
говорит о почти идеальном согласова-
Г“с- 6.6. Схема (а) и экспе-
риментальные характеристи-
я кольцевого диплексера
(б) И Р„>
^Н0М (в)
*е почти постоянно, что----------------- ^„1а^ва-
«сточника со входом кольцевого ЧРУ. Напряжение развязки
1{. очно мало и достигает в области частот стыка максимума,
° — 35 дБ по отношению к напряжению на нагрузке.
оапРяжение на нагрузке равно половине ЭДС источника; это
1Т О том, что КПД кольцевого ЧРУ близок к единице.
107
Входное сопротивление реальных антенн комплексно и изм
ется в значительных пределах в диапазоне частот. В связи с
интересны входные и передаточные частотные характерцЛ111^
кольцевых ЧРУ при работе на рассогласованную нагрузку
рис. 6.6 приведены соответствующие характеристики при КБй
грузки, равном 0,5 и 0,1 для (//?н>Дном и /?н<^ном). Неравном^'
ность характеристик выходного напряжения остается по-прежн Р'
нулевой, снижается только его уровень в соответствии с форму^У
Лг=Ртах(1—|Рн|2), где |/9н| — МОДУЛЬ Коэффициента отражри°{1
нагрузки.
Частотные характеристики входного напряжения показывай
что величина КБВ на входе ЧРУ (отношение UBXmin к (7В т?
точно равна КБВ нагрузки. Благодаря тому что входные и выхо
ные сопротивления кольцевого ЧРУ постоянны в диапазоне часто**
никакого добавочного рассогласования, которое имеет место nJ’
работе обычных четырехполюсных фильтров, устройство не вно!
«сит. Это важное преимущество кольцевых ЧРУ, отличающих его
<от обычных четырехполюсных фильтров. Известно, что при вклю-
чении обычных фильтров на рассогласованную нагрузку, КБВ ня
входе фильтра резко падает (становится меньше КБВ нагрузки)
.и частотная характеристика передачи фильтра становится сильно
Неравномерной.
Свойство кольцевого ЧРУ не изменять КБВ нагрузки позволя-
ет считать, что оно ведет себя как обычный кабель без потерь. По-
добное устройство от кабеля отличают только селективные свойст-
ва, «переключающие» мощность работающего генератора при из-
мёМении частоты с одной нагрузки на другую. При этом со сторо-
ны входа кольцевого ЧРУ генератор «ощущает» неизменный КБВ,
соответствующий той нагрузке, куда поступает в данный момент
мощность генератора.
Можно определить длину кабеля, которому «эквивалентно»
кольцевое ЧРУ на тех или иных частотах. Для этого необходимо
вычислить комплексное входное сопротивление кольцевого ЧРУ
при рассогласованной нагрузке и затем по круговой диаграмме
Вольперта — Смита определить длину кабеля. Указанные вычисле-
ния были проведены для двух схем кольцевых ЧРУ, содержат’
полиномиальные фильтры 3-го и 5-го порядков. Рассчитанные 1
висимости от нормированной частоты (сост= 1 рад/с) графики
бражены на рис. 6.7. На этом же рисунке пунктиром показаНв на.
менение электрической длины обычного кабеля, совпадающей р
чальной части с «длиной» кольцевого ЧРУ. Можно отметить,
значительной части нижнечастотного диапазона геометричес
Бивалентная длина устройства постоянна. Затем она расте , п за-
ласти характеристики верхних частот достигает максиму а оМ,
тем снова снижается к первоначальной величине. Та1^м эЯВива-
при работе на рассогласованную нагрузку кольцевое есКаЯ
лентно кабелю переменной длины. Та основная геоме дли’’3
«длина» кольцевого ЧРУ, к которой стремится перемени л&нЬ1х
в области низких и высоких частот для ЧРУ на полин
:Ю8
[льтрах, может быть определена по эмпирической формуле: 1=
50n/fcn, где п — порядок полиномиального фильтра; /ст — часто-
стыка, МГц.
Пользуясь графиками типа показанных на рис. 6.7, можно для
(реальной антенны) по круговой диаграм-
ой нагрузки
и,в
\ 6.7. Частотные зави-
ости эквивалентной
1ины» кольцевых дип-
сопротивление кольцевого ЧРУ. При кас-
ме определить входное
кадном соединении кольцевых ЧРУ последовательно вычисляются
входные сопротивления отдельных ЧРУ и затем входное сопротив-
ление всего многоканального устройства.
Структурная схема такого соединения кольцевых ЧРУ изобра-
жена на рис. 6.8. Антенна подключается к одному из выходов сум-
мирующего ЧРУ; к остальным выходам кольцевых схем подклю-
чаются балансные сопротивления, или другие нагрузки. Частотные
зависимости коэффициента передачи в эти нагрузки могут быть
°пределены по результатам § 4.3. Величина КБВ на входах много-
канального ЧРУ (см. рис. 6.8) равна собственному КБВ антенны.
Передатчики между собой развязаны, поэтому рассогласование,
возникающее в одном из каналов, не изменяет характеристик пере-
дачи в других частотных каналах.
Таким образом, многоканальные ЧРУ на кольцевых диплексе-
рах могут быть использованы при работе группы радиопередатчи-
ков на общую антенну.
Для обеспечения совместной работы передатчиков на общую
^мтенну в диапазонах метровых и дециметровых волн обычно ис-
°льзуют балансные ЧРУ или направленные фильтры на элемен-
3х с распределенными постоянными. Примерами подобного рода
г°мплексов являются телевизионные радиостанции и многопро-
Раммные ЧМ вещательные станции УКВ диапазона.
В телевизионных радиостанциях передатчики изображения
звукового сопровождения, несущие частоты которых разнесены J1
6,5 МГц, должны работать на общую антенну. Для этого в отечес
венных станциях используется ЧРУ балансного типа (в специад/
ной литературе [24] названные УВЧ разделительными фильтр/
От передат- От передат-
чика. изо В- чина здук.
ранения сопр.
ми), устройство которого ППтГ
роппттп тто гчттг* О ТТ-
разделительное устройство
стоит из двух коаксиальнц
квадратных мостов,
ненных каскадно в
а и а'.
часто называется двойным
квадратным мостом.) В точ-
ках соединения мостов а и а'
подключены по два одинаковых
отрезка коаксиальных линий
разомкнутых на концах. Общая
длина обоих отрезков выбира-
ется равной половине длины
ведено на рис. 6.9. Частотно'
-J со-
X
с°еди-
точках
(1акое соединение
К антенн в
к баланс нами
сопротидлепит
Рис. 6.9. Частотно-разделительное
устройство для телевизионного ра-
диопередатчика

волны передатчика звука —
Хзв/2, а длина правого отрез-
ка — четверти длины волны пе-
редатчика изображения Хиз/4.
Таким образом, входное сопротивление обоих отрезков в точках
а—а' будет близким к нулю на частоте передатчика изображения,
так как правый отрезок эквивалентен последовательному колеба-
тельному контуру с резонансной частотой, равной частоте передат-
чика изображения f113. Левый отрезок также эквивалентен последо-
вательному колебательному контуру. Поскольку общая длина обо-
их отрезков выбрана равной Хзв/2, то входное сопротивление соеди-
ненных впараллель отрезков в точках а—а' на частоте передатчи-
ка звука будет стремиться к бесконечности. Иными словами, два
последовательных контура, включенных впараллель, будут обеспе
чивать параллельный резонанс на частоте передатчика звука.
Каждый из квадратных мостов представляет собой квадратур-
ный мостовой делитель мощности (КМДМ), причем в отсутствие
отрезков линий в точках а и а' плечи I, II и III, IV развязаны.
Частотно-разделительное устройство работает следующим °бР3
зом. Сигнал передатчика изображения не попадает непосредствен
но в антенну, а делится поровну между плечами левого квадрат
го моста, соответствующими точкам а и а'. Так как для сигнал^
частотой передатчика изображения точки а и а' оказываются 3
роченными на оболочку коаксиальных линий, сигналы полно _
отражаются от точек а и а' и возвращаются к передатчику из це-
жения (плечо I) и антенне (плечо II). Из-за фазовых соот и а'
ний, свойственных КМДМ, сигналы, отраженные от точек до-
будут взаимно компенсироваться в плече передатчика I и с тСт-
ваться в плече антенны II. Сигнал передатчика звука беспр
ПО
Iецно пройдет из плеч правого квадратного моста в плечи левого
г.раДРатного моста, поскольку отрезки линий, включенные в точки,
I п а', имеют бесконечно большие сопротивления для сигналов с
Густотой передатчика звука. Снова, в силу свойственных КМДМ
казовых сдвигов, сигналы передатчика звука будут компенсиро-
ваться в плече передатчика изображения и складываться в плече
| лтенны.
Нетрудно убедиться, что такое ЧРУ является конкретной реа-
)[ пзацией балансного ЧРУ с квадратурными мостами и одинаковы-
ми фильтрами, рассмотренного в § 2.5 (см. рис. 2.19). Аналогично
устроены ЧРУ в многопрограммных ЧМ вещательных станциях
метрового диапазона [24].
Применение ЧРУ для обеспечения совместной работы передат-
чиков и приемников на общую антенну рассмотрено также в рабо-
тах [2(h 42].
g,3. Применение фазовых и частотных коммутаторов
в радиоцентрах связи
Во многих областях радиоэлектроники, в частности при по-
строении радиоцентров связи, часто возникает задача коммутации
мощности некоторого высокочастотного электронного генератора в
несколько нагрузок. Подобная задача обычно решается путем ис-
пользования механических или электронных коммутаторов. Приме-
нение электронных коммутаторов для больших уровней мощности
при высокой частоте и широких полосах связано с большими рас-
ходами электрической энергии и значительными потерями комму-
тируемой мощности. Применение механических коммутаторов
ограничивает возможность быстрой коммутации и связано со срав-
нительно низкой надежностью системы.
Решение сформулированной задачи возможно путем использо-
ванпя вместо одного генератора некоторой их совокупности (соот-
ветственно меньшей мощности) и многополюсника без потерь, объ-
Вриняющего совокупность генераторов и сопротивления нагрузки.
F принципе, генераторы могут быть разной номинальной мощно-
рп Однако с практической точки зрения удобно выбирать одина-
J-вые генераторы, фазой или частотой выходных токов и напряже-
ний которых можно управлять. Задача управления фазой или час-
той может быть решена изменением фазы или частоты сигналов,
г3буждающих генераторы. Поскольку мощность сигналов, управ-
ляющих генераторами, можно путем использования усилителей
грать сколь угодно малой, то управление фазой этих возбуждаю-
сигналов коммутацией или плавной перестройкой некоторых
.-Пей должно производиться на малом уровне мощности и может
LlTb просто решено механическими или электронными устройства-
L Схемы, обеспечивающие выделение мощности в одном или не-
°льких нагрузках при изменении фазы и частоты возбуждающих
111
генераторов, назовем соответственно фазовыми и частотными к
мутаторами. Ь1“
Показано [38, 45, 48], что фазовые и частотные коммутащ
могут быть построены на базе развязанно-согласованных много
люсников; при этом фазовые коммутаторы реализуются на схем
типа восьмиполюсных мостовых делителей мощности (§ 2.5,
а частотные коммутаторы — на кольцевых или балансных дипде
серах. При этом, как указывалось в § 4.3, кольцевые диплексеь
позволяют реализовать частотные характеристики, существен^
более близкие к идеальным, чем балансные.
Синтез частотных коммутаторов был описан в § 4.3. Реализация
фазовых коммутаторов может быть проведена по подобной мето
дике в базисе гибридных трансформаторов (обмоточных или ка-
бельных) [34].
Рассмотрим использование кольцевых диплексеров при построе-
нии многополюсных частотных коммутаторов. Важной характерис-
тикой частотного коммутатора является величина развязки между
передатчиками, определяющая селективность каналов. При исполь-
зовании кольцевых диплексеров уровень селективности может быть
существенно повышен при каскадном включении кольцевых ди-
плексеров. Так как входные сопротивления всех плеч кольцевого
диплексера постоянны и резистивны, то добавочных отражений в
точке соединения диплексеров не возникает, что имеет место при
каскадном соединении обычных четырехполюсных фильтров. Со-
единяя каскадно кольцевые диплексеры с одинаковыми частотами
стыка, можно получить значительный уровень селекции, так как
общая величина затухания равна сумме затуханий каждого дип-
каскадное соединение двух
86 г U
W-
30 -
20-
10 -
о'—

частота-
лексера. Так, на рис. 6.10а изображено

^СП1
а) V
Рис. 6.10. Каскадное включение кольцевых диплексеров с одинаковыми
ми стыка:
а —схема соединения; б —частотная характеристика затухания
кольцевых диплексеров при использовании их в «четырехполюсно^
варианте. Приведенные на рис. 6.106 экспериментальные ^ь1ва1от»
характеристики затухания такого составного фильтра по одцо-
что величины затухания просто суммируются при переходе^ по^а'
го диплексера к следующему. Характеристика Ё1 на рис. • часТот-
зывает, что генератор остается согласованным на всей с дРу-
На рис. 6.11а изображена схема частотного коммута Р f3
мя входами. Три кольцевых диплексера с частотами сты
112
^спечивают работу двух генераторов с двумя нагрузками в четы-
Lx чередующихся полосах частот. Частотные характеристики пе-
Гдачи частотного коммутатора при работе на согласованные на-
Гузки (Rni = RK2=\p) изображены на рис. 6.116. Характеристика
[одного напряжения UEX показывает, что генераторы согласованы
Г^стотным коммутатором на всей оси частот.
Рис. 6.11. Схема (а) и частотные характеристики четырехканального частотного
коммутатора для двух радиопередатчиков и антенн при работе на согласован-
ные (б) и рассогласованную (в) нагрузки
енераторы и нагрузки (см. рис. 6.11а) являются развязанны-
ми между собой. Поэтому если одна из нагрузок не равна согласо-
ванной, каждый генератор будет рассогласован лишь на тех часто-
тах, где он подсоединяется к рассогласованной нагрузке. В осталь-
I вых полосах частот генератор остается согласованным. Так, на
рис. 6.11<з изображены частотные характеристики, соответствующие
первому генератору Еь для случая, когда /?н1 = 0,2р. Видно, что
снижение мощности в нагрузке и рост неравномерности входного
напряжения происходит как раз в тех полосах частот, где генера-
IToP Ei подсоединяется к рассогласованной нагрузке, причем сниже-
ние мощности и рост неравномерности входного напряжения точно
соответствуют величине КБВ = 0,2. В других полосах частот харак-
1ерпстики остались без изменения.
Подобное свойство частотных коммутаторов на кольцевых ди-
плексерах позволяет использовать их при работе радиоцентров свя-
11 на антенны в широкой полосе частот.
I возможно совместное использование фазовых и частотных
/^мутаторов. При этом фазовые коммутаторы служат для повы-
шения мощности сигнала данной частоты, а частотные коммутато-
р1 ~ для осуществления одновременной многоканальной работы
^Апоцентра связи.
L а рис. 6.12 приведен пример структурной схемы радиопере-
L 10Щего центра с фазовыми и частотными коммутаторами для
^Н'ая восьми усилительных блоков. Усилительные блоки попар-
°бъединены с помощью четырех мостовых устройств М, обра-
113
зующих первую группу. Каждое мостовое устройство имеет
выхода. Первые выходы мостов первой группы подсоединены
тырехканальному ЧРУ, подключенному к антенне Дь Частотн '
разделительное устройство может быть построено по принцип
изложенному в § 6.2. ПУ>
Вторые выходы мостов этой группы подключены попарно
двум мостовым устройствам второй группы (см. рис. 6.12). Первь^
выходы мостов второй группы подсоединены к двухканальном6
Рис. 6.12. Структурная схема
многокальной усилительной системы
ЧРУ, нагруженному антенной Дг- Вторые выходы мостов второе
группы объединены мостовым устройством Ah, один выход кото-
рого подключен к антенне Дз, а второй — к балансной нагрузке Re-
Таким образом, если принять мощность каждого усилительного
блока за единицу, то на выходах мостов Пой группы выделяется
удвоенная мощность, на выходе мостов 2-ой группы — учетверен
ная, а на выходе моста Мх (в антенне Дз) выделяется мощность
в 8 раз превышающая мощность одного усилительного блока.
Если мощность выделяется на вторых выходах мостов каН^ь_
группы, то сигнал поступает в соответствующее ЧРУ; следова
но, в антенне Д1 можно реализовать четыре канала удвое „
мощности каждый, а в антенне Дг — два канала учетвер
мощности. моста
Переключение мощности в тот или иной выход каждого
осуществляется изменением фазы сигналов, усиливаемых ка чаС,
блоком. Изменение фазировки сигналов возбуждения, а так ьНой
тотное разделение каналов выполняется с помощью с„пеЦь1ХоДя°*’
схемы возбуждения, построенной зеркально описанной в
114
схеме (см. рис. 6.12). Схема содержит также два ЧРУ (на четыр{
И два канала) и три группы мостов, образующих многополюсник
фазовый коммутатор. Очевидно, эти мосты работают в режиме де-
ления мощности.
Схема многополюсной широкополосной усилительной системь
работает следующим образом.
При возбуждении первого входа схемы четырьмя различными
частотами в соответствии с рабочими полосами четырехканальногс
ЧРУ сигналы поступают на первые входы мостовых устройств 1-ок
группы и возбуждают 8 усилительных блоков. При этом каждые
сигнал одной частоты усиливается двумя блоками и выделяется
на соответствующих первых выходах мостов 1-ой группы. После
прохождения ЧРУ сигналы четырех частот излучаются антеннок
Л-
При возбуждении второго входа схемы (рис. 6.13) двумя раз-
личными частотами в соответствии с рабочими полосами двухка-
нального ЧРУ сигналы поступают на первые входы мостовых уст-
ройств 2-ой группы и возбуждают усилительные блоки, причем сиг-
нал каждой частоты поступает на 4 блока. После объединения сиг-
налов мостами второй группы мощность по-
ступает на входы двухканального ЧРУ и из-
лучается антенной Л2.
При возбуждении 3-го входа сигналом
одной частоты входная мощность делится
между всеми усилительными блоками и по-
сле усиления объединяется всеми мостами
и выделяется в антенне Дз.
Таким образом, схема (см. рис. 6.12)
имеет три режима работы: при возбуждении
первого входа — четыре частотных канала
удвоенной мощности, при возбуждении вто-
рого входа — два канала учетверенной мощ-
ности, при возбуждении третьего входа — режим суммарной мощ-
ности (8 единиц). Необходимые фазовые соотношения сигналов на
входах усилительных блоков устанавливаются автоматически из-за
зеркального соответствия входного и выходного многополюсников
Усилительной системы.
Идеальные частотные характеристики многоканальной усили-
тельной системы изображены на рис. 6.13. Там же условно показа-
ло соотношение уровней мощности при возбуждении каждого вхо-
системы.
Таким образом, в широкополосной усилительной системе (см.
Hie. 6.12) реализуется совместная работа фазовых и частотных
Коммутаторов, обеспечивая несколько режимов работы в широкой
Колосе частот.
fa
Pffux
8 —
6 -
\ —
2 -V

Pa
Рис. 6.13. Идеализиро-
ванные частотные харак-
теристики многоканаль-
ной усилительной систе-
мы
Г15
5 ПРИЛОЖЕНИЕ 1
Нормированные к гв=1 и ®ст=1 рад/с значения элементов фильтрового диплексера при аппроксимации Баттерворта
Четное
Рис. П.1. Частотные ха-
рактеристики и схемы ди-
плексеров на фильтрах
четного (а) и нечетного
(б) порядков
Таблица П.1
п о L2 сз L4 cs L6 C7 L8 C9 L10
1 1,0000 — — — . —
2 0,7071 1,4142 — — — — —
3 0,5000 1,3333 1,5000 — — —
4 0,3827 1,0824 1,5772 1,5307 — —
5 0,3090 0,8944 1,3820 1,6944 1,5451 - -
6 0,2588 0,7579 1,2016 1,5529 1,7593 1,5529 - -
7 0,2225 0,6560 1,0550 1,3972 1,6588 1,7988 1,5576
8 0,1951 0,5776 0,9370 1,2588 1,5283 1,7287 1,8246 1,5607
9 0,1736 0,5155 0,8414 1,1408 1,4037 1,6202 1,7772 1,8424 1,5628
10 0,1564 0,4654 0,7626 1,0406 1,2921 1,5100 1,6869 1,8121 1,8555 1,5643
п Ll С2 L3 С4 l5 с6 L7
Нечетное
Нормированные к гв = 1 и <оСт=1 рад/с значения элементов фильтрового диплексера при аппроксимации Чебышева
Рис. П.2.1. Схемы диплексеров на фильтрах четного (а) и нечетного (б) порядков и их частотные характеристики (в)
Таблица П.2.1
|ДУ=0,25 дБ; АР=0,0025 дБ; 8=0,2434; /?Е.опт = 1,0294 (для и — нечетного); 1/?н.опт = 0,9714 (для п — четного)
Четные
n ci l2 C3 L4 CS L6 C7 L8 C2 L10
1 0,2434 1,0000 - - — —
2 0,6257 0,8896 1,3583 1 — — — — — — —
3 0,7981 0,8166 1,5284 1,5347 — — —• — — — ——
4 0,8930 0,7717 1,4798 1,7893 1,4561 — — — — — —
5 0,9185 0,7525 1,4739 1,8226 1,7823 1,5764 — — — — —
6 0,9422 0,7613 1,4719 1,8331 1,8197 1,9217 1,5064 — — — —
7 0,9569 0,7560 1,4629 1,8261 1,8235 1,9663 1,8284 1,6013 .— — —
8 0,9667 0,7524 1,4567 1,8203 1,8218 1,9756 1,8747 1,9453 1,5151 —• —
9 0 9736 0,7500 1,4523 1,8157 1,8191 1,9770 1,8863 1,9966 1,8413 1,6072 —
10 0,9786 0,7482 1,4491 1,8121 1,8165 1,9762 1,8895 2,0107 1,8910 1,9538 1,5190
n ®B L1 C2 L3 C4 l5 ce l7 C8 l9 —
Нечетные
Таблица П.2.2
PUC. 11.Z.Z. частотные характернее [ки веществе Чебышева ннои (СИЛОН второго (а), шые) и Мни третьего (б), — нечетного;’ 3 W 0,8 42 а и и, и ч*- г)
AY—0,5 дБ; АРОпт = 0,005 дБ; е=0,3493; 7?н.опт = 1,0592 (для п 0
и/?н.опт = 0,9441 (для п — четного) Четное ниховые) составляющих входной проводимости фильтров при аппроксимации
ертого (в) и пятого (г) порядков:
— 1 - ДУ=2 дБ; 2 — ДУ = 1 дБ; 3 — ДУ=0,5 дБ; 4 — ДУ=0,25 дБ
п «в С1 L2 с3 ч . 4 С7 С9 Чо
1 0,3493 1,0000 — О —
2 0,7195 0,9748 1,3068 — — — — —
3 0,8565 0,9318 1,5179 1,5720 — — — — — —
4 0,9148 0,9130 1,5212 1,8888 1,4361 — — — — — —
5 0,9440 0,9035 1,5138 1,9218 1,7400 — — — — —
6 0,9605 0,8982 1,5078 1,9254 1,7804 1,6301 — — — —
7 0,9707 0,8947 1,5035 1,9237 1,7894 1,9800 1,4619 — — — —
8 . 0,9775 0,8926 1,5003 1,9181 1,7911 2,0305 1,7773 1,6463 — —
9 0,9821 0,8911 1,4982 1,9199 1,7911 2,0440 1,8248 2,0021 1,4710 в— —
10 0,9855 0,8900 1,4965 1,9183 J.7904 2,0482 1,8384 2,0571 1,7891 1,6533 •—
1 2,0494 II 1,8432 2,0732 1,8385 2,0107 1,4753
- С4 L
п «в Ll С2 L3 1 L- св ь7 Ч
Нечетное '5 6 —S
И 8 111
Рис. П.2.3. Частотные характеристики диплексера: вещественной (а) и мнимой
(б) составляющих входной проводимости, мощности (в) и КБВ (г)
Т а б л и ц а П.2.3
ЛУ=1,0 дБ; АРОпт=0,01 дБ; е=0,5088; <Rh.опт = 1,1220 (для п— нечетного);
л/?н.опт=0,8913 (для п — четного)
Четное
п “в С'1 4 сз L4 С5 c'l Ls Cq L10
1 0,5088 1,0000 .— —
2 0,8213 1,1092 1,2124 — — — — — — •—
3 0,9133 1,1078 1,4597 1,6520 — — — — — -— —
4 0,9497 1,1051 1,4875 2,0105 1,3496 — — — — •—- -—
5 0,9672 1,1036 1,4931 2,0614 1,6447 1,7217 — — —- •—
6 0,9770 1,1027 1,4944 2,0746 1,6895 2,0973 1,3774 — —
7 0,9831 1,1018 1,4947 2,0789 1,7024 2,1557 1,6773 1,7412 — —
8 9 0,9870 0,9897 1,1016 1,1012 1,4946 1,4944 2,0808 2,0815 1,7072 1,7094 2,1736 2,1807 1,7246 1,7392 2,1198 2,1798 1,3872 1,6881 1,7497 1,3917
10 0,9917 1,1010 1,4941 2,0818 1,7103 2,1840 1,7451 2,1986 1,7360 2,1288
п “в L1 С2 L3 l5 ce L7 C8 4
Нечетное
120
Таблица П.2.4
у^2\ кБ, |ДРопт=0,055 дБ; е= 0,7648; Rh.опт =1,2589 (для п — - нечетного);
,коПТ^ 0,7943 (для п — четного)
еТное'
п “в 4 С3 С5 L в С7 l8 С9 L10
1 0,7648 1,0000 — — — — — — — — —
2 0,9310 1,3368 1,0490 — — — — — — — —
3 0,9682 1,3998 1,3158 1,8798 — — — — — — —
4 0,9819 1,4219 1,3635 2,2577 1,1943 — — —“ — — —
5 0,9883 1,4322 1,3801 2,3321 1,4639 1,9229 — — — — —
6 0,9919 1,4378 1,3878 2,3575 1,5097 2,3495 1,2237 — — — —
7 0,9940 1,4414 1,3919 2,3692 1,5250 2,4207 1,4925 1,9495 — — —
8 0,9954 1,4432 1,3945 2,3754 1,5321 2,4444 1,5368 2,3755 1.2341 — —
9 0,9964 1,4447 1,3961 2,3792 1,5359 2,4551 1,5551 2,4474 1,5013 1,9623 —
10 0,9971 1,4458 1,3972 2,3817 1,5381 2,4609 1,5581 2,4678 1,5464 2,3863 1,2389
п “в L1 С2 ч С4 l5 с6 Ч 4 Ls
Учетное *7=3 дБ; AJPom — 0,13 дБ; е= 0,9976; Таблица П.2.5 !/?н.опт= 1,4125 (для п — нечетного);
№.опт~ =0,7080 (для г — четного)
Четное
п “в Ч сз Ч с5 4 с'1 С9 L10
1 0,9976 1,0000 — — — —
2 0,9994 1,5515 0,9114 — — — — — —
3 0,9997 1,6748 1,1742 2,0307 — — — — — —
4 0,9998 1,7198 1,2294 2,5276 1,0580 — — — — — —
5 0,9999 1,7411 1,2502 2,6230 1,3016 2,4493 в — — — —
6 0,9999 1,7523 1,2607 2,6580 1,3456 2,6311 1,0877 — — —►
7 1,0000 1,7591 1,2666 2,6750 1,3614 2,7141 1,3282 2,1827 — —
8 1,0000 1,7638 1,2701 2,6852 1,3690 2,7436 1,3687 2,6618 1,0982 —
9 1,0000 1,7670 1,2726 2,6916 1,3732 2,7577 1,3827 2,7414 1,3380 2,1970 —
Ю 1,0000 1,7692 1,2744 2,6958 1,3761 2,7656 1.3893 2,7683 1,3774 2,6753 1,1032
п “в Ч С2 L3 С4 l5 ^6 Ч С8 4 —
^Четное
121
приложение s
Нормированные к гв=1 и юст=1 рад/с значения элементов фильтровог.
диплексера при аппроксимации Золотарева (Кауэра)
Рис. П.3.1. Схема диплексера
ДУ=1 дБ; Wj='l/ VL'jC'j, j=2, 4, 6, 8, при Рн=1,0, ДР = 0,06 дБ; при Ри опт=
= 1,122, ДР=0,01 дБ
Таблица П.3.1
п=4
«в С1 С2 ь2 с3 L4 СО g А, ДБ
0,948 0,6623 0,1722 1,3627 1,5496 1,6670 2,0641 1,8975 47
0,950 0,6215 0,2197 1,2945 1,5276 1,6691 1,8753 1,7280 43
0,952 0,5741 0,2785 1,2167 1,5032 1,6714 1,7178 1,5873 39
0,954 0,5188 0,3532 1,1279 1,4763 1,6736 1,5843 1,4687 35
0,957 0,4536 0,4511 1,0264 1,4471 1,6757 1,4696 1,3677 32
0,961 0,3755 0,5855 0,9100 1,4161 1,6771 1,3700 1,2807 29
0,964 0,2793 0,7843 0,7753 1,3844 1,6766 1,2824 1,2055 26
0,969 0,1551 1,1155 0,6178 1,3553 1,6716 1,2046 1,1401 22
122
co
со’
с
<м
sf
S
ч
ю
123 1
Нормированные к /?=1 и соСт=1 рад/с значения элементов ФНЧ 4
балансного диплексера при аппроксимации Чебышева
Рис. П.4.1. Схемы фильтров балансного диплексера, начинающихся с пос пр
тельной (а) и параллельной (б) ветви Дова-
Рис. П.4.2. Частотные ха-
рактеристики диплексера
Таблица П.4.1
Да=0,1 дБ (е=0,1526)
п “в L1 С2 Ь5
1 0,1526 2,0000
3 0,7198 1,4332 1,5941 — — — 1
5 0,8811 1,3015 1,5562 2,2414 — —
7 0,9362 1,2616 1,5197 2,2395 1,6805 .—
9 0,9606 1,2447 1,5017 2,2221 1,6830 2,2959
л <0 с1' Ь2 сз ч С5
Таблица П.4.2
Да=0,25 дБ (е=0,2434)
л “в Ll С2 L3 С4 L5
1 0,2434 2,0000 —
3 0,7981 1,6669 1,4363 — —- •—
5 0,9185 1,5050 1,4441 2,4050 -— -—
7 0,9569 1,5119 1,4170 2,4532 1,5350
9 0,9736 1,5000 1,4075 2,4445 1,5407
п “в 4 сз *'4
124
Таблица П.4.3
^0,6 дБ (б=0,3493)
п <°в L1 С2 L3 С4 L5
1 0,3493 2,0000
3 0,8565 1,8637 1,2804 — — —
5 0,9440 I,8070 1,3025 2,6915 —
7 0,9707 1,7896 1,2961 2,7177 1,3848 —
9 0,9821 1,7826 1,2921 2,7164 1,3922 2,7735
п “в С1 L2 сз L4 С5
Таблица П.4.4
1=1 дБ (6=0,5088)
П “в 1*1 С2 L3 с4 L5
1 0,5088 2,0000 ,
3 0,9133 2,2156 1,0884 — — —
5 0,9672 2,2073 1,1281 3,1026 — —
7 0,9831 2,2039 1,1306 3,1468 1,1937 —
9 0,9897 2,2024 1,1308 3,1539 1,2021 3,2076
•
п (0 в С1 L2 сз L4 С5

Таблица П.4.5
^=2 дБ (6=0,7648)
п “в L1 сг С4 L5
1 0,7648 2,0000
3 0,9682 2,7996 0,8600 — — —
5 0,9883 2,8644 0,9091 3,8273 — —
7 0,9940 2,8822 0,9175 3,9007 0,9594 —►
9 0,9964 2,8894 0,9204 3,9197 0,9678 3,9740
п юв С1 Ь2 сз L4 С5
125
прило^ЕН{!ё
Нормированные к i/?=l и <оСт=1 рад/с значения элементов
кольцевого диплексера
Рис. П.5. Структура, частотные характеристики и схемы фильтров кольПевО
диплексера
126
Таблица П.5.1
п “в Я2 Дз £1 Ь2 С2 L3 сз L4 с\
<•— 0,900 23 23 1,574 — 1,832 — — — —
4 0,920 28 28 — 1,500 0,070 1,702 — — — —
к 0,980 23 59 — 1,570 — 1,902 1,959 — — ——
У а 0,999 34 40 1,547 1,404 1,068 0,670 —
7 0,999 52 80 1,597 11 * 1,802 2,011 — — 1,911
8 1 ',000 46 48 75 1,630 — 1,902 1,113 — 1,844 0,475
ПРИЛОЖЕНИЕ 6
Нормированные к гв=1 и о)Ст=1 рад/с значения элементов
компенсирующих двухполюсников для мультиплексеров на полосовых
псевдодополняющих фильтрах
Таблица П.6.1
Двухполюсник L'kC'k.
2; йп=1 дБ
а ;
Д<о 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4
L'h с\ 2V = 2 1,8731 0,5679 2,3152 0,4541 1,6910 0,6410 1,387 0,814 1,1459 1,0433
TV = 3
L'h 1,7408 1,6248 1,3727 1,270 1,0850
C'k O'5058 0,5287 0,6449 0,708 0,8509
/V = 4
L'k 1,5493 1,6127 1,2659 1,147 1,0143
С h 0,5127 0,4857 0,5896 0,657 0,7460
Таб лица П.6.2
1. Двухполюсник L'iC'iL'z.
‘=2; оп = 1 дБ
Дсо 0,2 0,25 0,3 0,35 0,4
N = 2
L'i 0,3781 0,5448 0,5368 0,7933 0,9327
С'1 2,6314 1,7637 1,8678 1,3005 1,1129
L' Z 0,2552 0,5641 0,2545 0,4235 0,4167
7V = 3
L'i 0,6031 0,7799 0,6722 0,8677 1,1330
1,3479 1,0440 1,2153 0,8557 0,7841
L'z 0,4846 0,4561 0,2279 0,4068 0,2614

L'i 0,6344 0,7503 0,8046 0,9697 1,0721
C'i 1,1397 0,8978 0,8570 0,6536 0,6066
ч L'z 0,3878 0,4068 0,1843 0,2795 0,2166
127
приложение Нормированные к 1/?и=1 и (оСт=1 рад/с значения элементов ЧРУ фильтрового типа для генераторов с емкостными проводимостями •г „ n п г. Таблицам?, * Таблица П.7.4 ^3; n=2; g=0,5
араметр Aa>=0,4 ; a=15% A(0=0,35 ; a=14,9% A(O=0,2 ; a=l&%.
jv—z; n=z, g=u,D .2 • 7% ’ i 1 2 3 1 2 3 1 2 3
Параметр Ato=0,4 ; a=6% Ato=0,35 ; o=9% A(0=0,3 ; <2=9% A(o=0,25 ; a=7 % A(D==t bi (дБ) 13,7 37,6 27,8 48,2 56,3 49,0 75,5 44,7 30,2
ki 1,0837 0,9871 1,1772 1,1123 0,9915 1,2386 1,1777 0,9719 1,2012
i 11 2 | 1 | 2 1 1 2 | 1 1 2
bi, дБ 15,6 20,5 20,7 23,7 35,7 26,6 33,1 29,5 34,7 32,8 C it L'il C'i2 L 1*2 4,3711 0,3928 0,9087 2,4195 3,9950 0,1799 0,1769 4,0085 5,2129 0,0752 0,2231 1,4731 5,2415 0,3039 0,7458 2,6449 4,3517 0,1707 0,1652 4,4722 6,2299 0,0684 0,2249 1,6013 10.1163 0,1257 0,3746 3,8764 7,2620 0,1147 0,1034 8,0769 9,0573 0,0630 0,2761 1,5553
ki 1,0822 1,1506 1,0970 1,1587 1,1169 1,1711 1,1485 1,1981 1,1798 1 . 1,2194
ts S* м* M 4,3169 0,4018 0,8367 2,5535 4,5443 0,1503 0,3434 1,6254 5,3191 0,3006 0,7535 2,5804 5,6582 0,1263 0,3363 1,7794 6,7061 0,2209 0,6732 2,6431 7,0936 0,1050 0,3305 1,9136 8,6330 0,1600 0,6093 2,7090 9,0827 0,0854 0,3275 2,0219 12,121 0,1059 0,5178 2,8927 12,406 0,0653 0,3262 2,1320
T а б л и ц а П.7.5 =3; n=3; 5=0,5
Л=2; n=3; 5=0,5 Таблица П.7.2
Параметр A®=0,4 c=12% Aw=0,35 ; a=13%
Параметр A(0=0,4 ; 0=8% Ao)=0,35 ; a=10% A(o=0,3 ; a=8% Ao)=0,25 ; a=l 0% A(o=0,2 • o=13%’ i ' J 1 2 3 1 2 1 3
bi (ДБ) 15,0 27,3 35,5 28,4 31,3 38,4
i 1 2 1 2 1 2 1 2 1 2 ki 0,9991 1,0250 0,9748 1,0217 1,0201 0,9788
bi (дБ) 15,0 23,4 28,6 | 30,6 25,5 34,7 31,7 39,8 40,1 46,0
L ia 3,6047 0,4780 0,4785 3,5562 4,0317 0,1758 0,1938 3,6600 3,1485 0,1214 0,1149 3,3147 4,0668 0,4044 0,4274 3,7907 4,6418 0,1585 0,1697 4,3589 3,8142 0,1095 0,1093 3,8258
ki 11,0267 0,9915 0,9852| 1,0047 1,0114 0,9784 1,0077 0,9763 1,0063 0,9637
CL'‘l L 12 3,7551 0,4561 0,4920 3,5088 3,2466 0,2086 0,2056 3,2649 4,1769 0,3825 0,3819 4,1250 3,8660 0,18304 0,32318 3,6211 5,1264 0,2846 0,1646 4,5827 4,2504 0,1738 0,1646 4,4579 6,0524 0,2254 0,2457 5,5825 6,1173 0,1515 0,1438 5,3329 7,5801 0,1684 0,1832 6,9722 6,4143 0,1265 0,1216 6,6370
[b'k 0,7071 1,2893 0,7714 1,2104
C'k L'k 0,8451 1,4266 1,0000 1,0750 1,0541 1,0496 1,2649 0,8277 1,5812 0,6355
Таблица П.7.3 W=2; n=4; £=0,5
Параметр A(£)=0,4 ; a=6,7% A®=0,35 ; a=8,9% А<о=0,3 ; a=9,0% Дсо=0,25 ; a=7,3%
i 1 2 1 1 2 1 2 1 2
bi (дБ) 33,6 49,6 52,5 1 54,9 73,4 60,4 67,6 65Л_
ki 1,0911 1,1646 1,1269|1,1981 1,1463 1,2053 1,0951 1,2521
f'f1 P 12 is L 13 C P'i4 4,6285 0,3623 0,4421 3,8463 5,2627 0,3381 1,0050 2,3142 5,2066 0,1363 0,2101 3,3572 5,4629 0,1244 0,3848 1,3783 5,6428 0,2745 0,3761 4,1538 6,2855 0,2590 0,8565 2,4310 6,3277 0,1164 0,2033 3,6015 6,7525 0,1051 0,3326 1,4633 6,7938 0,2115 0,3137 4,6356 7,4081 0,2050 0,8335 2,4146 7,4484 0,1027 0,1831 4,1536 7,8758 0,0937 0,3647 1,6037 7,9320 0,1675 0,2346 5,7646 8,4752 0,1670 0,8100 2,4525 8,7770 0 0900 0,1675 4 6955 9*4093 (К 0815 0 3467 1,7
П родолжение
< А«=е,з ; c=i2% Aoo=O,25 ; a=12% A®=0,2 ; a=l 0%
2 3 1 2 3 1 2 2
28,9 35,1 41,0 42,3 40,2 44,9 36,4 46,1 49,8
l.0075_ 1,0170 0,9810 0,9823 1,0028 0,9558 1,0081 1,0326 0,9786
l’9322 .2993 Г.3251 .5271 5,1994 0,1473 0,1520 5,0441 4,3520 0,1072 0,1053 4,4007 5,5167 0,2497 0,2373 5,7626 6,2022 0,1287 0,1312 6,0881 5,0950 0,1021 0,0956 5,4123 7,1275 0,1802 0,1911 5,7224 7,8748 0,1056 0,1115 7,4786 6,4495 0,0903 0,0871 6,6559
0,8943 1,0078 1,0260 0,8637 1,2804 0,6961
(129
128
Продолжение табл. П.7.6 ЛГ = 4; п = 3; £ = 0,5 | Асо=0,2 ; а=11% СО | 49,4 | 52,7 | 1,0078 1 0,9805 7,8579 7,1801 0,0756 0,0618 0,0785 0,0633 7,5892 6,9312 0,9205 0,8645
сч 43,3 1,0118 —' Tf СО Ь. СМ СО С> СМ СО О О СМ оо —< —< со NCCN
42,6 | | 0,9757 СО СО 00 СО СО СП ст> тг Г- СО Г~- г7 о о~
Параметр I Ди=0,25 ; а=8,4% СО см (дБ) | 30,5 | 37,6 | 45,0 | 49,1 ki | 1,0104 | 1,0104 | 1,0060 | 0,9845 сп оо со см СО М" СО oicto-i со о о ю ю о о ю> СП о со см
tJ- ь~ со ст> О СП о- оо г- см о оо — со о о со
6,1978 6,2925 0,2180 0,1268 | 0,2541 0,1306 5,4367 6,1364 г- о о"—
81 81 ”,7 «,Э с\ L'fe
Список литературы
Авраменко В. Л., Галямичев Ю. П., Ланнэ А. А. Электрические линии за-
держки и фазовращатели. М.: Связь, 1973.
Алексеев О. В. Усилители мощности с распределенным усилением. М.—Л.:
Энергия, 1968.
лексеев Л. В., Знаменский А. Е., Лоткова Е. Д. Электрические фильтры
метрового и дециметрового диапазонов. М.: Связь, 1976.
<льбац М. Е. Справочник по расчету фильтров и линий задержки. М.: Гос-
энергоиздат, 1963.
Альтман Дж. Устройства сверхвысоких частот. М.: Мир, 1968.
Балабанян Н. Синтез электрических цепей. М.—Л.: Госэнергоиздат, 1961.
Боде Г. Теория цепей и проектирование усилителей с обратной связью. М.:
ИЛ, 1948.
Гантмахер Ф. Р. Теория матриц. М.: Наука, 1966.
Гиллемин Э. А. Синтез пассивных цепей. М.: Связь, 1970.
Калахан Д. А. Современный синтез цепей. М.: Энергия, 1966.
Калахан Д. А. Методы машинного расчета электронных схем. М.: Мир, 1970.
Кардовский С. Б., Шахгеданов В. Н. Ферритовые циркуляторы и вентили.
М.: Сов. радио, 1970.
Карни Ш. Теория цепей. Анализ и синтез. М.: Связь, 1973.
Конструирование и расчет полосковых устройств/Под ред. проф. К. С. Кова-
лева. М.: Сов. радио, 1974.
Ланнэ А. А. Оптимальный синтез линейных электрических цепей. М.: Связь,
1978.
Лакс Б., Баттон К. Дж. Сверхвысокочастотные ферриты и ферромагнетики.
М.: Мир, 1965.
Лондон С. Е. Широкополосные радиопередающие устройства. М.: Энергия,
1970.
Малорацкий Л. Г., Явич Л. Р. Проектирование и расчет СВЧ элементов на
полосковых линиях. М.: Сов. радио, 1972,.
Митей Д. Л., Янг Л., Джонс Е. М. Т. Фильтры СВЧ. Согласующие цепи и
связи. М.: Связь, Т. I, 1971, 440 с., Т. 2, 1972. 496 с.
Модель А. М. Фильтры СВЧ в радиорелейных системах. М.: Связь, 1967.
Полак Э. Численные методы оптимизации. М.: Мир, 1974.
Пшесмыцкий О. Проектирование электрических лестничных фильтров. М.:
Связь, 1968.
Расчет фильтров с учетом потерь: Пер. с нем. Г. Ф. Литвиненко/Под ред.
К А. Сильвинской. М.: Связь, 1972.
^временное радиопередающее оборудование для радио- и телевизионного
Пищания на УКВ/Под ред. А. И. Лебедева-Карманова. М.: Связьиздат, 1963.
Современная теория фильтров и их применение: Пер. с англ./Под. ред. Г. Те-
реша и С. Митра. М.: Мир, 1977.
Фельдштейн А. Л., Явич Л. Р. Синтез четырехполюсников и восьмиполюсни-
ков на СВЧ. М.: Связь, 1971.
^ельдштейн А. Л., Явич Л. Р., Смирнов В. П. Справочник по элементам
ь°лноводной техники. М.: Сов. радио, 1967.
131
28.
29.
30.
31.
32.
33.
34.
35.
36.
37.
38.
39.
40.
41.
42.
’ nes. — IEEE Trans., 1964, v. MTT-12, N 7, p. 428—439.
к Pat. № 1219999 (ФРГ).
,5. Hoile J. Mehrfachsenderweiche fiir fiinf 10 kW-VKW-Rundfunksender im Fre-
Horton М. С., Wenzel R. J. General theory and design of optimum quarter-
wave ТЕМ filters. — IEEE Trans., 1965, v. MTT-13, N 5, p. 316—327.
eg. Niiding E. Eine breitbandige Frequenzweiche zur Ausnutzung einer Anten-
Алексеевя nenanlage fiir zwei Richtfunkbereiche. — Techn. Mitt. AEG-Telefunken, 59,
1969, N 3—4, s. 184—186.
'9- Pregla R. Mikrowellenfilter aus verkoppelten Leitungen und Konzentrirten
(СССР). Частотный разветвитель. Мокрик А. М., Москви Kapazitaten. — AEG, 1969, N 12, s.
_______ _ „0. Weiz W. В., Adams D. K. Wideband Multiplexers using directional Filters. —
Microwaves, 1969, N 5, p. 44—50.
[. Wenzel R. J. Application of Exact Synthesis Methods to Multichannel Filters
Design. — IEEE Trans., 1965, v. MTT-13, N 1, p. 5—15.
Wenzel R. J. Wideband high-selectivity diplexers utilizing digital elliptic
filters. — IEEE Trans., 1967, v. MTT-15, N 12, p. 669—680.
Wenzel R J. The Modern Network Theory Approach to Microwave Filter
Design. — IEEE Trans., 1968, v. EMC-10, N 2, p. 196—209.
Фильтры и цепи СВЧ: Пер. с англ. Л. В. Алексеева, А. Е. Знямот, r-t +„п с г- г- , j • „ „ «• j • , , , . ,, , , ,
В. С. Полякова. М.: Связь, 1976. dHaMeHcKorofl. Cnstall ^^G^Coupled^ circular ^ylindncaj rods^between parallel ground pla-
Ханзел Г. Справочник по расчету фильтров. М.: Сов. радио, 1974
Херреро Д., Уиллонер Г. Синтез фильтров. М.: Сов. радио, 1971.
Химмельблау Д. Прикладное нелинейное программирование. М.: Мир, 197с quenzbereich von 87 bis 108 MHz. «Frequenz», 1965, N 3, s. 89—96.
Христиан Э., Эйзенман E. Таблицы и графики по расчету фильтров, м .’,6. Pat. № 3453638 (США).
Связь, 1975. Hnrtftn м г d * " ' " ...
Черне X. И. Индуктивные связи и трансформации в электрических Фип^т
М.: Связьиздат, 1962. * ьтРах
Широкополосные радиопередающие устройства/Под ред. О. В.
М.: Связь, 1978.
А. с. 321913 (СССР). Широкополосный усилитель. Алексеев О. В.
А. с. 236575
тин Л. А.
А. с. 449431 (СССР). Широкополосное частотно-разделительное устпойстп
Полевой В. В., Чавка Г. Г. F ГБ
Алексеев О. В. Многополюсные фазовые коммутаторы мощности высокой
частоты. — В кн.: Техника радиопередающих устройств. Л.: ЛЭТИ 197 о
вып. 139, с. 16—22.
Алексеев О. В., Грошев Г. А. Широкополосные усилители мощности с раз
дельным усилением в смежных полосах диапазона. — Радиотехника 19, i
№ 5, с,. 73—78.
Алексеев О В., Грошев Г. А. Синтез одного класса многополюсных частот
но-разделительных фильтров. — Электросвязь, 1973, № 3, с. 60—65.
Алексеев О. В., Грошев Г. А. Синтез мультиплексеров на основе машиннс
оптимизации. — Вопросы радиоэлектроники. Сер. Техника радиосвязи, 1974
вып. 2, с. 76—87.
Белоусов С. П., Кузнецов В. Д., Казанский Л. С. Одновременная работ;
двух мощных КВ передатчиков на общую антенну. — Электросвязь, 1974
№ 6, с. 60—63.
73—78.
О В., Грошев Г. А. Синтез одного класса многополюсных частот
43. Грошев Г. А. Фильтрация высших гармоник в многоканальных усилителях
мощности. — Известия ВУЗов СССР. Радиоэлектроника, 1976, № 7, с. 71—75
44. Грошев Г. А., Кузнецов И. Р. Синтез частотно-разделительных многополюс
ников с распределенными и сосредоточенными постоянными. — Извести»
ВУЗов СССР. Радиоэлектроника, 1974, № 7, с. 37—42.
45. Обрсвец В. В. Синтез частотно-разделительных многополюсников развязан
но-согласованного типа. — В кн.: Вопросы машинного проектирования совре
менных радиопередатчиков. Л.: ЛЭТИ, 1976, вып. 197, с. 23—30.
46. Обровец В. В., Чавка Г. Г. Проектирование кольцевых частотно-разделитель
ных устройств с помощью ЭВМ. — Известия ВУЗов СССР. Радиотехника
1978, № 6, с. 114—118.
47. Чавка Г. Г. Многополосовое преобразование частоты. — Известия В о
СССР. Радиоэлектроника, 1968, № 12, с. 1315—1318.
48. Чавка Г. Г. Синтез многополюсных частотно-разделительных устройств^
В кн.: Техника радиопередающих устройств. Л.: ЛЭТИ, 1974, вь
с. 22—33. 11
49 Чавка Г. Г., Обровец В. В. Программа оптимизации на ЭВМ________^у^Ц]97(5
гастотно-разделительных устройств. Деп. рукопись. НИИЭР, №
50. Чавка Г. Г. К параллельной работе полосовых фильтров в СМ®^?1Х 7
сах частот. — Известия ВУЗов СССР. Радиоэлектроника. 1
с. 133—134. I
51. Newcomb R. W. Linear Multiport Synthesis. N.-Y.: McGraw Hill, 19 n(joll
52. Skwirzynski J. K. Design Theory and Data for Electrical Filters
D. van Noctrand Company Ltd, 1965.
132
53. Кольцевые диплексеры с распределенными постоянными
54. Направленные фильтры..........................
5 5. Невзаимные частотно-разделительные устройства
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение ............................................................
Глава 1. Общие свойства и характеристики многоканальных частот-
но-разделительных устройств .........................................
1.1. Разделение и суммирование частотных каналов посредством многопо-
люсных устройств ....................................................
1.2. Матрицы рассеяния и иммитансов частотно-разделительных устройств
1.3. Частотная и структурная развязка в ЧРУ..........................
1.4. Основные параметры и характеристики ЧРУ.........................
Глава 2. Принципы реализации и проектирование двухканальных ЧРУ
(диплексеров) на сосредоточенных элементах . . . .
2.1. Общие замечания......................................
2.2. Диплексеры фильтрового типа...................................
2.3. Фильтровые диплексеры на псевдодополняющих фильтрах ....
2.4. Кольцевые диплексеры...................................... .
2.5. Балансные диплексеры..........................................
Глава 3. Проектирование элементов ЧРУ со структурной развязкой .
3.1. Синтез фильтров кольцевого диплексера с помощью ЭВМ
3.2. Широкополосные мостовые делители мощности.....................
Стр.
95
96
99
Глава 6. Применение частотно-разделительных устройств .... 102
61. Применение ЧРУ в специальных типах широкополосных усилителей . 102
Стр. 5.2. Применение ЧРУ для обеспечения работы комплекса радиосредств на
одну антенну............................................................. 107
3 5 3. Применение фазовых и частотных коммутаторов в радиоцентрах
связи • 111
Приложение 1........................................................ 116
4 Приложение 2 . ц?
I Приложение 3......................................................... ^2
4 |риложение 4........................................................ .124
6 Приложение 5......................................................... 126
Приложение 6........................................................ ^27
12 Приложение 7.................................................
Список литературы .................................................. jgj
14
14
15
20
26
30
39
39
47
Глава 4. Основы синтеза многоканальных частотно-разделительных
устройств ..........................................................
4.1. Синтез многоканальных ЧРУ фильтрового типа для генераторов с ак-
тивными выходными сопротивлениями................................
4.2. Синтез многоканальных ЧРУ фильтрового типа для генераторов с ем-
костными выходными проводимостями......................................уд
4.3. Синтез многоканальных ЧРУ со структурной развязкой .
Глава 5. Частотно-разделительные устройства на элементах с распре gg
деленными постоянными.......................................•
83
5.1. Фильтры с распределенными постоянными...................* ' *
5.2. Синтез ЧРУ фильтрового типа с распределенными постоянными на . gg
нове результатов синтеза ЧРУ на сосредоточенных элементах
134
Олег Васильевич Алексеев,
Георгий Александрович Грошев,
Геннадий Георгиевич Чавка
МНОГОКАНАЛЬНЫЕ ЧАСТОТНО-РАЗДЕЛИТЕЛЬНЫЕ
УСТРОЙСТВА И ИХ ПРИМЕНЕНИЕ
Редактор Л. И. Венгренюк
Обложка художника С. А. Белоусова
Художественный редактор А. А. Данилин
Техн, редактор Г. И. Колосова
Корректор Т. Г. Захарова
ИБ № 831
Сдано в набор 12.08 80 г
T-lfi4fiR л Подп. в печ. 21.10.80 г.
ормат 60x90), Бумага тип. № I Гарнитура литературная
: z°rусл- nev
и Зак- № 163 Цена 50 к.
—Дательство «Радио и связь». Москва 101000, Чистопрудный бульвар, Д- 2
Москваа^000,3ул^еКироваа/да40° ” Связь* Госкомиздата СССР