/
Текст
Н.Н. Буга'
А. И. Фалько
Н. И,Чистяков
РАДИОПРИЕМНЫЕ
УСТРОЙСТВА
общей редакцией Н. И Чистякова
Допущено
Министерством высшего и среднего специального образования СССР в качестве учебника для студентов вузов, обучающихся по специальности «Радиосвязь и радиовещание»
Москва
[? «Радио и связь»
1986
ББК 32.849 Б 90
УДК 621.397.62(075)
Буга Н. Н. и др. Радиоприемные устройства: Учебник Б90 для вузов/Н. Н Буга, А И. Фалько, Н И. Чистяков, Под ред Н. И. Чистякова. — М.- Радио и связь, 1986. — 320 с.: ил
Изложены принципы построения н теоретические основы работы приемных устройств, проектирования радиоприемной аппаратуры и се основных узлов. Рассмотрены пути совершенствования приемных устройств, в 1едрения современной алеыентной базы и цифровых устройств, микропроцессоров, устройств автоматизации и адаптации.
Для студентов вузов связи.
2402020000—16]
046(01)-86
90-86
ББК 32 849
Рецензенты: кафедра радиоприемных устройств
Одесского электротехнического института связи нм А С Попова; доктор техн. наук. проф. Б. М. Богданович
Редакция литературы по радиотехнике
449641
Б
Учебник
НИКОЛАЙ НИКИТИЧ БУГА АНАТОЛИЙ ИВАНОВИЧ ФАЛЬКО НИКОЛАИ ИОСАФОВИЧ ЧИСТЯКОВ
РАДИОПРИЕМНЫЕ УСТРОЙСТВА
Заведующий редакцией В. Л. Стерлигов Редвктоп Э. М. Горелик Переплет художнике Ю В Архангельского Художественный редактор Т. В Бусарове Технический редактор И Л Ткаченко Корректор Т В Дземидович ИБ Л 740
Сдано и набор 22.01.86 Подписано п печать 14.05.86
Т-09318 Формат 60X 90/, Бумаги кн жури. Мт 2 Гарнитура литературная
Печать высокая Уел. печ. л. 20,0 Усл. кр.-отт 20,0 Уч. нэд. л. 21,7| Тгрант 30 000 экз. Изд. № 20626 Зак № 12 Цепа 1 р.
Издательство «Радио н связь». 101 00 Москва, Почтамт, в/я 693
Московская типография 5 ВГО «Союзу- еткадат» Л01000 Москве ул Кирова д. 40
© Издательство «Радио й Свйзьв, 1966
ПРЕДИСЛОВИЕ
Предлагаемый учебник содержит материал по курсу «Радиоприемные устройства», общему для всех студентов, обучающихся в вузах по специальности «Радиосвязь и радиовещание» В соответствии с действующим учебным планом этой специальности для студентов, готовящихся работать по окончании института в области техники радиоприема, дополнительно предусмотрен курс углубленной подготовки такого же объема, посвященный проектированию и эксплуатации радиоприемных устройств По этой причине данный общий курс содержит преимущественно изложение фундаментальных принципов радиоприема и теоретических основ синтеза приемной аппаратуры без детализации конструктивных, решений многих ее узлов н цепей
План учебника согласован с действующей программой учебного курса. Авторы усилили, в частности, по сравнению с учебниками и пособиями, изданными при их участии ранее, системный подход к радиоприемному устройству. Поэтому значительное внимание уделено влиянию на структуру и характеристики приемной аппаратуры назначения и свойств радиосистемы в целом, особенностей распространения радиоволн, а также взаимодействия частей приемного тракта в условиях адаптации к условиям приема. С учетом проявляющихся тенденций большее место уделено схемотехническим решениям, характерным для интегрального исполнения узлов приемников, цифровым устройствам и, в частности, электронной настройке, применениям синтезаторов частот, микропроцессоров и др.
При изложении теоретических вопросов в основном используются сведения, изучаемые студентами в предшествующих и смежных учебных курсах, в особенности из общей теории передачи сигналов, систем радиосвязи и радиовещания
В учебнике нашел отражение опыт работы кафедр радиоприемных устройств Ленинградского, Московского и Новосибирского институтов связи
Материал учебника распределен между авторами следующим образом: Н Н Буга написал введение, гл. 1 (кроме § 1.7) и 7, §9.5; 10.9; А. И. Фалько — § 1.7 гл 2, 3 (кроме § 24 и § 3 13), 5, а также § 8 4, 8.11, 9.6 и 9.7; Н И Чистяков — §2 4, 3 13 гл. 4, 6, 8 (кроме § 8 4, 8 11), 9 (кроме § 9 5—9 7), 10 (кроме § 10.9), заключение
Авторы и издательство будут благодарны за все замечания и пожелания, которые могут способствовать совершенствованию курса радиоприемных устройств Их следует направлять по адресу 101000, г. Москва, Почтамт, а/я 693, издательство «Радио и связь».
3
ВВЕДЕНИЕ
Важнейшим функциональным элементом радиотехнических систем является радиоприемное устройство, способное воспринимать слабые радиосигналы и преобразовывать их к виду, обеспечивающему использование содержащейся в них информации. В состав радиоприемного устройства входят собственно радиоприемник (в дальнейшем просто приемник), антенна и оконечное устройство. Антенна восприиимает энергию электромагнитного поля и преобразует ее в радиочастотное напряжение. Приемник выделяет из спектра входных колебаний полезные сигналы; усиливает их за счет энергии местного источника питания; осуществляет обработку, ослабляя действие помех, присутствующих во входном колебании; детектирует радиочастотные сигналы, формируя колебания, соответствующие передаваемому сообщению. В оконечном устройстве энергия выделяемых сигналов используется для получения требуемого выходного эффекта — звукового (громкоговоритель или телефон), визуального (кинескоп), механического (телеграфный аппарат) и т. д. Оконечное устройство может быть совмещено с приемником или представлять собой отдельное устрой-’ ство
Задачей курса радиоприемных устройств является изучение физических основ приема сигналов на фоне радиопомех (в даль-► нейшем просто помеха), принципов построения приемников различного назначения и их основных функциональных элементов, теории и основ расчета их параметров. При этом учитывается, I что из предшествующих и параллельно читаемых дисциплин сту-
дентам известны математические модели и свойства сигналов и помех; методы анализа линейных и нелинейных электрических цепей и каналов связи с постоянными и изменяющимися параметрами; теория и свойства антенно-фидерных устройств; процессы распространения радиоволн, принципы усиления, генерирования и обработки электрических колебаний, модуляции, детектирования, преобразования частоты, ограничения амплитуды и др., а также основные положения теории электромагнитной совместимо- сти радиотехнических систем и устройств; принципы интегрально-
4
го исполнения узлов радиотехнических устройств, применения микропроцессоров.
Структура приемника и его основные функции определяются условиями приема сигналов. От антенны на вход приемника поступает смесь сигнала и помех. Помехи могут создаваться посторонними радиостанциями, промышленными источниками, электромагнитными процессами в атмосфере, космическими излучениями, тепловым излучением Земли; по интенсивности они могут в антенне во много раз превышать принимаемые сигналы Сами сигналы могут претерпевать амплитудные и фазовые искажения из-за изменений условий распространения радиоволн Приемник должен обладать способностью отделять полезные сигналы от помех по признакам, присущим сигналам Это свойство называется селективностью или избирательностью}
Различают следующие виды селективности:
частотная. Реализуется с помощью частотно-селективных цепей. Поскольку принято государственное и международное регулирование распределения частот между службами радиосвязи и радиосистемами, входящими в каждую службу, частотной селективностью должны обладать все радиоприемные устройства;
пространственная. Реализуется с помощью направленных ан-
тенн;
поляризационная Реализуется с помощью антенн, принимающих волны с определенной поляризацией;
амплитудная Используется главным образом при приеме импульсных сигналов с помощью пороговых цепей — амплитудных селекторов;
временная. Реализуется отпиранием приемника на время, со-
ответствующее ожидаемому поступлению полезного сигнала; по форме сигнала, например по его кодовой структуре.
Соответственно изложенному структурная схема приемника может быть представлена в виде рис. В 1, где детектор Д разделяет весь приемный тракт на две части: тракт радиочастоты (ТРЧ) и последовательный тракт частот модуляции (ТЧМ), В ТРЧ осуществляются частотная селекция и усиление; здесь возможно также преобразование частоты, амплитудная и временная селекция, специальные преобразования сигналов для уменьшения искажающего влияния помех. В ТЧМ осуществляется последетекторная обработка сигналов: усиление и дополнительные преобразования их для ослабления действия помех, например интегрирование, а также декодирование и разделение сообщений в многоканальных линиях связи. В последнем случае приемник (рис. В 2 содержит общий тракт, образованный ТРЧ, детектором Д и ТЧМ в виде
группового усилителя частот модуляции (ГУЧМ). Далее следуют устройства разделения каналов (УРК), демодуляторы (ДМ) и усилители частот модуляции (УЧМ).
5
ДМ, УЧМ,
Рис. В 2
Классификацию приемников можно проводить по различным признакам, определяющим их технике эксплуатационные характеристики.
По функциональному назначению приемники делят па профессиональные и вещательные (бытовые). К профессиональным относят приемники связные (магистральной, радиорелейной, зоновой, местной связи и др.), радиоастрономические, радиолокационные, радионавигационные и т. п. Вещательные приемники обеспечивают прием программ звукового и телевизионного вещания Это самые массовые радиотехнические устройства; ежегодный выпуск их в мире составляет десятки миллионов.
Приемники различают также по виду сигналов, например, по виду модуляции (AM ЧМ и др.)
По диапазону частот в соответствии с существующей классификацией длин волн или частот электромагнитных колебаний различают приемники диапазонов НЧ, СЧ, ВЧ, ОВЧ, УВЧ, СВЧ и др.; имеются также «всеволновые» приемники, обеспечивающие прием в нескольких диапазонах частот.
Звуковое вещание осуществляется в СССР в диапазонах ДВ (километровые и iектометровые волны), СВ (гектометровые волны), КВ (декаметровые волны), УКВ (метровые волны) и ДМВ; при этом в диапазонах ДВ, СВ и КВ используется амплитудная модуляция (AM) с шагом сетки рабочих частот порядка 10 кГц, а на УКВ для моно- и стереофонического вещания — широкополосная частотная модуляция (ЧМ) с шагом сетки рабочих частот 250 кГц. Телевизионное вещание осуществляется в диапазонах частот 48,5 .. 100 и 174... 230 МГц. при этом в канале изображения используется AM с частично подавленной боковой полосой частот, а в канале звукового сопровождения — ЧМ
По роду принимаемой информации приемники разделяют на радиотелефонные, радиотелеграфные, фототелеграфные -(прием неподвижных изображений), телевизионные (прием подвижных изображений) и Др.; существуют универсальные приемники, принимающие информацию нескольких видов.
По месту установки приемники делят на стационарные, переносные, автомобильные, бортовые (судовые, самолетные, космических аппаратов) и др. По способу управления и коммутации различают приемники с ручным дистанционным и автоматическим управлением По виду питания приемники могут быть сетевые, батарейные или универсального питания.
Приоритет в создании приемника, положившего начало развитию радио как области техники, принадлежит А. С Попову, продемонстрировавшему 7 мая 1895 г. свой первый приемник, вскоре примененный для практических целей, вначале в качестве грозоотметчика, а затем и для радиосвязи.
Интенсивное развитие сетей радиосвязи в нашей стране началось после Великой Октябрьской социалистической революции. О большом народнохозяйственном и социальном значении радио свидетельствуют декреты Советского Правительства. Первым из них был декрет от 19 июля 1918 г. «О централизации радиотехнического дела», открывший дорогу плановой радиофикации страны.
В 1922 г. был организован Государственный электротехнический трест заводов слабого тока, что стало началом строительства отечественной радиопромышленности. В 1923 г. была создана Центральная радиолаборатория (ЦРЛ), ставшая первым научно-исследовательским центром страны в области радиотехники. В составе ЦРЛ имелся отдел радиоприемников Вскоре начался серийный выпуск вещательных приемников Дальнейшее совершенствование приемников связано с освоением в 1930—1933 гг. новых типов электронных ламп.
С целью развития радиодела 28 июля 1924 г. постановлением Советского Правительства были разрешены частные приемные радиостанции, что положило начало широкой радиофикации страны.
Наряду с радиовещанием в эти годы происходило быстрое развитие радиосвязи между промышленными и культурными центрами страны и с другими государствами. Было организовано производство профессиональных радиоприемников.
Во второй половине 40 х гг. были разработаны новые типы электронных приборов и методы построения приемников СВЧ
В 50-е гг. начался новый этап развития радиоприема на основе полупроводниковой электроники. Использование транзисторов позволило обеспечить выпуск портативных приемников, прочно вошедших в быт.
Достижения и тенденции техники радиоприема в последние годы обусловлены взаимосвязанными процессами развития интегральной микроэлектроники, внедрения методов и средств цифровой обработки сигналов и вычислительной техники и дальнейшего -освоения микроволновых диапазонов Цифровые интегральные модули средней и большой степени интеграции обеспечивают повышение технических и эргономических показателей приемников
Внедрение микропроцессоров позволяет автоматизировать радиоприемные устройства; реализовать эффективные методы обработки сигналов, анализ помеховой обстановки с использованием результатов для адаптивного регулирования приемника и др. Все это расширяет функциональные возможности приемников, упрощает технологию изготовления, обеспечивает удобство эксплуатации
Развитие и i>() e 11. спутниковой связи привело к еонсрикчкт-вонаитно приемников СВЧ, в частности к внедрению малошумя щих квантовых н параметрических усилителей, Последние десяти .имин характеризуются освоением миллиметровых воли и волн он I'iccKoi о диапазона.
Сегодня одной из важнейших задач является обеспечение о. 1ск1 ром.-и и и гнои совмес гнмости радиотехнических средств |'-).Х\С) . Особенно остро эта проблема проявляется в системах р,- । носия '.и п радиовещания дека ме i ропот о диапазона. Интспсив-юс использование СВЧ приводит к тому, что усложняется радио loin. и в лом папа зоне частот
Обеспечение »ЛАС пре Uio.i.ii аст борьбу с помехами как в их л тиках, так и в приемниках. Поэтому большое место в теории ра (.неприемных устройств занимают методы снижения уровня помех в прием! икс, оценки помехоуслойчпностн приемника, ком leiic.-iHiiit помех в приемнике, оптимальной обработки сигналов
И Т. Д.
Глава 1 ТЕХ! 1ИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
И СТРУКТУРА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ
I 1 РАДИОПРИЕМНОЕ УСТРОЙСТВО КАК ЧАСТЬ СЛОЖНОЙ СИСТЕМЫ
Радиоприемное устройство обладает свойствами, присущими подсистемам сложных систем оно взаимодействует с другими элементами системы, в состав которой входит, и с окружающей средой, имеет иерархическую структуру и функционирует в случайных условиях.
Элементами радиотехнической системы кроме приемника являются радиопередатчик корреспондента, антенный коммутатор, дш । акционный пульт управления оператора, индикаторные и регистрирующие устройства, управляющий компьютер, контрольно-измерительная аппаратура, источники питания и др. Взаимодействие приемника с другими элементами системы и со средой, через которую в место приема приходят радиосигналы, проявляется в восприятии полезных сигналов, мешающих воздействий, создаваемых элементами системы (внутрисистемные помехи), а также излучений внешних источников, не входящих в состав данной системы (внесистемные непреднамеренные и преднамеренные помехи), л воздействии информационных выходов приемника на оператора и па устройства автоматического управления, а также в обратном воздействии зтих устройств и оператора на информационные и ojiepi ei нческпе входы приемника.
Иерархичность структуры приемника проявляется в том, что отдельные функциональные блоки являются управляющими для одних блоков и управляемыми для других, т. с. находятся в отношениях соподчиненностп. Наиболее отчетливо это проявляется в приемниках, имеющих различные цепи автоматического регулирования и управления.
( тохаепшпоеть поведения приемника выражается в том, что прием полезных сигналов всегда происходит прп априорной недостаточности сведений о свойствах помех. Поэтому идентификация сигнала имеет вероятностный характер, а сам акт решения может представлять собой последовательность частных результатов обработки сигналов (например, в приемниках адаптивных систем радиосвязи с помехоустойчивым кодированием сигналов)
Радиоприемное устройство как подсистема описывается совокупностями внешних и внутренних параметров. Внешние парамет-
9
ры характеризуют взаимодействие устройства с другими элементами радиотехнической системы и со средой, а внутренние параметры характеризуют структуру, функционирование, динамические и конструктивные связи блоков устройства между собой. Внешние параметры описывают технические характеристики приемника с позиций заказчика или потребителя, а внутренние — с точки зрения разработчика.
Внешними параметрами приемника являются диапазон частот» вид принимаемых сигналов, чувствительность, восприимчивость к помехам, интенсивность собственных нежелательных излучений, селективность, помехоустойчивость, верность воспроизведения сообщений, точность установки и поддержания частоты настройки, мощность п форма выходных сигналов, конструктивно-эксплуатационные характеристики (устойчивость показателей, эргономичность, надежность, ремонтопригодность, энергопотребление, мобильность, габариты, масса, стоимость и др.) К внутренним параметрам приемника относятся число и границы частотных поддиа пазонов, динамический диапазон, полоса пропускания частот, коэффициент усиления и др.
Как на внешние, так и на внутренние параметры накладываются ограничения, учитываемые при решении оптимизационной задачи синтеза устройства.
Если при задавших условиях применения радиоприемного устройства м неизменных значениях всех остальных параметров улучшение качества аботы устройства S связано с уменьшением или увеличением некоторого внешнего параметра k, то этот параметр ’Можно рассматривать как показатель качества устройства.
Различают скалярный и векторный синтез. При скалярном синтезе устройство S характеризуется единственным числом — показателем fe(S). Таким показателем может быть, например, стоимость С: при неизменных остальных показателях устройство Si лучше устройства Ss, если С!<С2.
При векторном синтезе учитывается, что сложное устройство обладает несколькими взаимосвязанными показателями. Оптимизацию такого устройства следует производить по группе показателей качества, образующих вектор качества К= |fei,.... feral Это означает, что качество устройства характеризуется не одним числом k, как при скалярном синтезе, а упорядоченным набором iu nt чисел Если при скалярном синтезе показатель качества k позволяет однозначно сравнивать устройства S, и S2, то сравнение по вектору качества К в ряде случаев невозможно без использования дополнительных критериев предпочтения, так как К (Si) и K2(S2) могут оказаться иелосредстпя;но несравнимыми.
Проиллюстрируем это положение примером. При сравнении S, и S2 считается, что 5| лучше Ss, если каждый из показателей качества fe<(Si), i=il.т,
устройства St не хуже (не больше), чем для S2 Пусть теперь два приемника характеризуются векторами качества К|=|3; 15| и К2=|3; 20] Тогда можно утверждать, что приемник S; безусловно лучше приемника S3 Поэтому выполнение указанного условия сравнения показателей качества называют безусловным критерием предаочтен-ия. Если, однако, Ki=|3, 16]. а (^=(5; 111, то приемники векторно несравнимы и исходя из нх целевого назначения необходимо 16
ввести условный критерий предпочтения. Для приемников различного типа ус ловные критерии могут быть весьма разнообразными Например, можно считать, что лучшим является вектор качества K=|fei.Лт[, для которого взве-
шенная сумма aik, + ... +amkn частных показателей качества минимальна.
В заключение заметим, что если за счет оптимального проектирования удастся снизить стоимость вещательного приемника всего на 10%, то, учитывая массовый выпуск таких приемников, экономия в масштабе страны составит десятки миллионов рублей и более.
1.2. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ
Структурные схемы приемников различаются построением тракта радиочастоты ТРЧ, в котором может осуществляться прямое усиление входных сигналов и усиление их с преобразованием частоты.
В приемниках прямого усиления (рис. 1) ТРЧ содержит входную цепь ВЦ и усилитель поступающего из антенны радиосигнала — так называемый указатель радиочастоты УРЧ. В этом случае все резонансные цепи настроены на частоту принимаемого радиосигнала (радиочастоту), на которой и осуществляется усиление. Входная цепь обеспечивает предварительную частотную селекцию до ^первого каскада УРЧ, а сам УРЧ — основную частотную селекцию и до-детекторное усиление сигналов. Резонансные контуры ВЦ и УРЧ перестраиваются в пределах нужного диапазона рабочих частот. Так как обычно необходимы высокие селективность и усиление (коэффициент усиления по напряжению УРЧ может быть порядка 10е... 107), то может потребоваться несколько усилительных каскадов и резонансных контуров. Из-за конструктивной сложности реализации перестройки число контуров редко превышает 3... 4. При этом усиление па радиочастоте fc может оказаться неустойчивым, а селективность недостаточной, так как полоса пропускания П колебательного контура с добротностью Q связана с его резонансной частотой fo~fc соотношением 77=/o/Q. При переменной настройке селективность и коэффициент усиления изменяются (с увеличением [с полоса П расширяется и, следовательно, селективность уменьшается).
Рис, 1Л
И
Для уменьшения числа усилительных каскадов и упрощения конструкции в ТРЧ приемников прямого усиления в прошлом широко использовали регенеративные и суперрегенеративные усилители В приемнике с регенеративным усилителем за счет положительной обратной связи в резонансный контур вносится отрицательное сопротивление, частично компенсирующее потери в нем, что увеличивает коэффициент усиления Однако такие приемники обладают невысокой устойчивостью, так как работают в режиме, близком к самовозбуждению При этом возможно проникновение генерируемых колебаний в антенну, а их излучение ведет к усилению помех другим приемникам, что 'крайне нежелательно с точки зрения ЭМС.
В суперрегенеративном приемнике положительная обратная связь с УРЧ периодически изменяется с некоторой вспомогательной частотой, значительно превышающей частоту модуляции сигнала. При этом в течение части периода вносимое сопротивление становится отрицательным и в колебательном контуре самовозбу-ждаются колебания. Амплитуды этих колебаний превышают амплитуду принимаемых сигналов в 104 раз и более. Интенсивность их пропорциональна действующим на колебательный контур принимаемым сигналам, т е генерируемые колебания в сущности являются усиленными сигналами. Суперрегенеративному приемнику, как и регенеративному, свойственны искажения сигналов и интенсивные паразитные излучения, что не отвечает требованиям ЭМС.
Наибольшее распространение получили супергетеродинные приемники. В них (рис. 1 2,а) сигналы частоты fc преобразуются в преобразователе частоты ПЧ, состоящем из местного автогенератора — гетеродина Г и смесителя частот См, в колебания фиксированной промежуточной частоты fnp, на которой и осуществляют-
Рис.
12
ся основное усиление и частотная селекция. Поэтому додетектор-ный тракт^ состоит из двух частей — ТРЧ в составе которого ВЦ и УРЧ, и тракт промежуточной частоты (ТПЧ), включающий ПЧ и усилитель,промежуточной частоты (УПЧ)
Из теории нелинейных электрических цепей известно, что преобразователь частоты основан на применении нелинейного элемента, но преобразователь изменяет только частоту сигнала, не влияя на форму модулирующей функции, т. е. действует в отношении принимаемого сигнала как линейная параметрическая цепь.
При подаче на входы преобразователя сигнала с частотой f0 и от гетеродина с частотой fr на выходе его получают колебания с комбинационными частотами afc+Pfr, где аир равны ±1, ±2, ... Резонансная цепь на выходе преобразователя настроена на частоту /пР, представляющую собой разность (разностное преобразование) или сумму (суммарное преобразование) частот fc и /г (в отдельных случаях 2fr, 3/г и т. д.) При разностном преобразо вании fnp-fc—fr или fnp=fr—fc При a=l, ₽=—1 имеет место «нижняя» настройка гетеродина, когда frCfc, а при а=—1, Р= = 1 —«верхняя» настройка, когда fr>fc. В обоих случаях частоту fr можно выбрать так, чтобы fnp была ниже границы диапазона рабочих частот (fnp<fc mln)-
Иногда частоту преобразуют с переносом спектра сигнала вверх, когда fnP>fcmax Это возможно как при разностном, так и при суммарном преобразовании. Супергетеродинный приемник в этом случае называют инфрадином. Однако высокую промежуточную частоту обычно приходится затем понижать в другом преобразователе, т е. в инфрадине применяется неоднократное преобразование частоты.
Если сигналы принимаются в некотором диапазоне частот fc, то для сохранения постоянства частоты fn₽ должна соответственно изменяться частота fr. Это достигается путем сопряжения настройки входной цепи, резонансной цепи усилителя радиочастоты и гетеродина с помощью единого органа управления
Преобразование переменной частоты принимаемых сигналов fc в постоянную промежуточную частоту fnp обеспечивает супергетеродинным приемникам ряд преимуществ:
резонансные цепи тракта промежуточной частоты не нужно перестраивать, что упрощает их конструкцию; благодаря постоянству коэффициента усиления ослабляется зависимость общего коэффициента усиления приемника от частоты настройки
при преобразовании частоты с переносом спектра сигнала вниз паразитные емкостные и индуктивные обратные связи проявляются слабее; это -позволяет увеличить коэффициент усиления без ухудшения устойчивости,
использование пониженной частоты fnp позволяет сузить полосу пропускания без усложнения конструкции резонансных цепей.
Из сказанного вытекают функциональные различия резонансных цепей радио- и промежуточной частоты:
13
цепи радиочастоты имеют в большинстве случаев относительно широкую полосу пропускания, в пределах которой помимо спектров радиосигнала могут оказаться помехи соседних каналов. Эти цепи осуще твляют предварительную селекцию, поэтому часть приемника, содержащую ВЦ и УРЧ, называют преселект -ром;
цепи промежуточной частоты имеют полосу пропускания, соответствующую ширине спектра сигнала, и подавляют помехи за пределами этого спектра.
Преобразование частоты обусловливает особенности супергетеродинного приема, которые проявляются прежде всего в образовании побочных каналов приема, влиянии нестабильности частоты гетеродина на настройку, возможности излучения колебаний гетеродина через прие лную антенну.
Полоса пропускания приемника, в которой находится спектр сигнала, образуе основной канал прие а. Частотные полосы, которые примыкают к основному частотному каналу и могут быть заняты спектрами госторонних сигналов, образуют соседние каналы приема Однако колебания промежуточной частоты могут формироваться не только в результате преобразования сигнала в соответствии с формулой afc+₽fr=fnp» но и в результате действия помехи с частотой f„ в соответствии с формулой =fnp, где tn, п равны 0; ±1; ±2; ...
Попав в полосу пропускания тракта промежуточной частоты, эти помехи накладываются па принимаемый сигнал и искажают его. Полосы частот, в пределах которых образуются ложные сигналы, называются побочными каналами приема. Наибольшую опасность представляют зеркальный канал и канал прямого прохождения (на промежуточной частоте). Если, например, основное преобразование частоты fnp=fr—fc («=—1, 0=1), то возможно побочное преобразование при т=1 и и =—1, т. е. /пр=/п—/г. Такой канал приема помехи fn=f3.K называется зеркальным. Если основной канал 1 риема /о расположен ниже частоты /г на значение /гр, то частота зеркального канала fs расположена симметричн* выше на значение / Р; если же f0=fr+fnp, то fs=/r—fnp.
Если частота помехи равна частоте fnp, на которую настроен тракт промежуточной частоты (fn=fnP), и помеха не будет подавлена в преселекторе, то она, как и помеха зеркального канала, проникнет в тр кт промежуточной частоты и будет усилена. Этот случай (т=1 и л = 0) соответствует побочному каналу на промежуточной часто ге.
Существуют также побочные каналы приема, связанные с де! ствием гармоник гетеродина (частоты 2/г, 3fr ).
Требования вы окой селективности по соседнему и зеркальному каналам не едко вынужд ют применять в приемнике несквль-ко (два или три) последовательных преобразований частоты, для чего соответственно используются несколько преобразователей (рис 1.2,6). Каждый преобразователь имеет свою преобразоран-ную частоту колебаний, приводимую в последнем преобразовате-14
ле к основной промежуточной частоте. В тракте основной промежуточной .частоты обычно реализуется требуемая селективность по соседнему каналу и основная доля необходимого усиления. Все гетеродины преобразователей частоты охватываются системой стабилизации частоты Она необходима, так как изменение частоты гетеродина вызывает соответствующее отклонение преобразованной частоты от номинального значения [пч.п. Пусть номинальная частота гетеродина изменилась на Д/>. Тогда /пр=/г—fc™ = (fr.n !-Afr)—fc—/пчн+Д/г. При высокой частоте гетеродина отклонение frp от ном нального значения fn4H, на которое настроены селективные цепи тракта промежуточной частоты, может быть значительным; оно в., ечет уменьшение коэффициента усиления тракта, т е ухудшение чувствительности приемника. Смещение спектра сигнала относительно полосы пропускания ведет к искажениям принимаемых сообщений. Наконец, вместо полезного сигнала в полосу пропускания УПЧ может попасть помеха.
1.3. ДИАПАЗОН РАБОЧИХ ЧАСТОТ
Диапазоном рабочих частот называется полоса, в пределах которой может перестраиваться приемник При плавной перестройке диапазон задается граничными частотами [о min • foma*. Относительная ширина диапазона оценивается коэффициентом перекрытия
^д fotnex/fonilo-
Для обеспечения большого при простоте настройки и сохранении качественных показателей приема диапазон разбивают на поддиапазоны с коэффициентами перекрытия
&ид i = (/ил uinX'Vпл и !u)i«
Значение Хглд ограничено в первую очередь конструктивными возможностями настроечных переменных конденсаторов, у которых максимальная Стах и минимальная Cmin емкости находятся обычно в соотношении Стах« (25 .. 50)Ст!п. При этом
— k^max/^mln ~ 5 . 7.
С учетом добавления к Сгат паразитной емкости цепи и особенностей назначения приемника принимают (2 ..3), причем fenA, как правило тем меньше, чем выше рабочие частоты и требуемое качество приема.
Для разбивки диапазона на М поддиапазонов применяют способ равных коэффициентов АцД, или способ равных частотных интервалов для всех поддиапазонов В первом случае Anxf=const и Ад=йипд, откуда
Vf я
/овоах'/о mln.
15
Число поддиапазонов Ar“lgWlgAnA. Нетрудно убедиться, что интервал частот N-ro поддиапазона
А/пД N = Д /ши ^пд~' ,
где Д/Пд| — ширина 1-го поддиапазона, т. е. с увеличением номера поддиапазона N ширина поддиапазона растет.
Во втором случае А/пд,= const, но коэффициенты Апдг различны:
kajiN= 1 + Д/ид/[/о mJn + (W—О Д /пд1* т. е. с ростом W уменьшается Апд г
1.4. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ
ПРИЕМА РАДИОСИГНАЛОВ
Радиосигналы, приходящие в приемную антенну, искажены из-за сложного характера распространения радиоволн, а также из-за наложения радиопомех естественного и искусственного происхождения.
Среда распространения может содержать неоднородности, которые вызывают поглощение и рассеяние энергии сигналов, многолучевое распространение, доплеровский сдвиг частоты и изменение поляризации волн. В результате возникают замирания, искажения формы сигнала, межсимвольная интерференция. Эти помехи характеризуются случайными изменениями комплексной передаточной функции среды распространения и называются мультипликативными. Эффекты, проявляющиеся в задержке лучей и доплеровском сдвиге частоты, особенно характерны для радиолиний с дальним тропосферным и ионосферным распространением радиоволн.
Линия радиосвязи может рассматриваться как нестационарная линейная система со случайными параметрами. Пусть передавался сигнал x(i) =Jt(t)X Xexp(j<o/), цде Х(/) — комплексная опивающая. Принимаемый сигнал, отраженный элементарными отражателями, заключенными объеме рассеяния характеризуется соотношением
й(0== S щХ(/—Д/ОехрП^ + Дш,) (/ —Д/г)]. i
где |л( = рг(Д/г, Д<о()—ком глексный коэффициент передачи. Тогда свойства среды распространения можно описать передаточной функцией Я(ш, /), вычисляемой как реакция на сигнал вида х(/) ™ехр(]ю/):
Н (/. /) = У}рг exp [ j (/Д «г—Д/гю—Д/f Дсог)1-
Функция Й(ы, /) представляет собой комплексный нестационарный процесс, и для полной характеристики мультипликативных помех необходимо знать многомерное распределение их вероятностей
Электромагнитные колебания, суммирующиеся с полезным сигналом, образуют аддитивные помехи. В зависимости от того, 16
входит источник мешающего излучения в состав данной системы связи или нет, различают внутри- и внесистемные помехи.
К естественным помехам относятся атмосферные помехи, шумы теплового излучения Земли, космические шумы. Атмосферные помехи создаются грозовыми разрядами, заряженными частицами (снег, капли, песчинки), воздействующими на приемную антенну.
К искусственным помехам относятся непреднамеренные и индустриальные помехи, а также специально организованные помехи. Непреднамеренные помехи создают сторонние радиопередатчики, сигналы которых могут попасть в основной или побочный канал приема, а также гетеродины близко расположенных приемников. Индустриальные помехи создаются промышленным, медицинским, транспортным оборудованием и др
Источниками внутренних помех являются электронные приборы и электрические цепи приемника и связанных с ним устройств.
Способность приемника противостоять действию помех характеризует его помехоустойчивость. Помехи могут попадать в основной канал приема (внутриканальные помехи) или находиться вне его (внеканальные помехи). Внеканальные помехи ослабляются с помощью частотной селекции. Подавление внутриканальных помех, смешанных со спектральными составляющими сигнала, — более трудная задача, и для ее решения используется различие спектральных, статистических и других характеристик сигнала и помех. Для этого применяют помехоустойчивые виды модуляции, корректирующие коды и специальные способы обработки сигналов в приемнике
Для количественной оценки помехоустойчивости используются вероятностный, энергетический и артикуляционный критерии.
Вероятностный критерий удобен для дискретных сигналов при определении средней «вероятности искажения элементарного сигнала
m
р= 2
p(xi)—априорная вероятность i-го сигнала; pj—вероятность искажения сигнала, т-~объем алфавита сигналов. Если pj = p<j=const, что, в частно-соответствует двоичным симметричным каналам с частотной или фазовой
где /-го стн, манипуляцией то р=р«. Величина р0 является функцией превышения сигнала
над помехой Это превышение определятот либо как
где Эе—Энергия сигнала; van—спектральная плотюсть мощности помехи, либо при помехе в виде гауссовского шума как
Л> = РС/РШ,
где Рв, Рщ—средние мощности сигнала н флуктуационных шумов. Зависимость Ро(Л’) среды тикой
определяется видом модуляции сигналов способом приема и свойствами распространения радиоволн, а ее график называется характерис-помехоустойчивости Величина р0 «е дает полного представления о поме-Г~; - । it
Ь -<Ч I
I’ ..A i
44964.1
4v-
«устойчивости. Вероятности искажения сообщения и ошибочного декодирования кодовой комбинации рк зависят от свойств помех и способа декодирования. Для телеграфных кашлов допускается pi, = 1Ю-Э... Ю-4, в системах передачи данных обычно рк^10~8. При поэлементлоы приеме с вероятностью ошибочного приема символа р0 р«=1—(1—р0}\ где k — число символов в кодовой комбинации.
Для -оценки помехоустойчивости приема аналоговых сигналов удобен энергетический критерий — отпотейте мощностей или эффективных напряжений сигнала к помехи па выходе приемника при заданном отношении сигиал-шум на входе Однако он не полно характеризует прохождение сигналов и помех через-приемный тракт. Артикуляционный критерий качества телефонных каналов — разборчивость речи.
I 5. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА
Чувствительность приемника характеризует его способность принимать слабые сигналы. Количественно чувствительность оценивают минимальной ЭДС модулированного сигнала Um в эквиваленте приемной антенны или минимальной напряженностью ноля Ем; минимальной мощностью сигнала Рдо на входе приемника. Первый случай характерен для приемников НЧ—ОВЧ, работающих с открытой антенной: Ем используется для оценки чувствительности при применении магнитных и штыревых антенн; второй случай характерен преимущественно для приемников УВЧ и СВЧ.
В качестве эквивалента антенны применяют двухполюсники с усредненными параметрами, близкими к вероятным параметрам реальной антенны. На рис. 1.3,а показан эквивалент открытой антенны вещательных приемников НЧ—ВЧ, где /?| = 50 Ом, Лё — =320 Ом, С! = 125 пФ, С2 = 400 пФ, £ = 20 мкГ. На НЧ—СЧ из-за малости реактивного сопротивления XL можно использовать упрощенную схему (рис. 1.3,6), а на ВЧ из-за большого XL и малых Хс, и Хс, эквивалент содержит только сопротивление Ко = —+ (рис. 1.3,s) Эквивалентом антенны в виде полуволнового вибратора служит резистор с сопротивлением 75 Ом
Различают чувствительность, ограниченную усилением, реальную и пороговую чувствительности приемника. Чувствительность, ограниченная усилением, характерна для приемников со сравнительно малым усилением, принимающих сильные сигналы, т. е. в условиях, когда помехи мало влияют на прием. Она определяется при данной мощности на выходе приемника. Для приемников аналоговых сигналов (например, звукового радиовещания) различают номинальную и нормальную выходную мощность Номиналь-
Рис. 1 3
18
ная мощность Рсн есть наибольшая мощность, соответствующая 100%-й глубине модуляции входного сигнала при нелинейных искажениях не выше заданной нормы. Нормальная мощность Рср соответствует 30%-й глубине модуляции входного сигнала и состав пнет ]0% ОТ Рс.н.
Реальная чувствительность приемника учитывает влияние собственных его шумов и определяется минимальным уровнем сигнала на входе при заданных уровне сигнала и его превышении над шумом на выходе Л2»ых. Пороговая чувствительность определяется уровнем входного сигнала при Л2#ых=1.
Следовательно, чувствительность приемника зависит от его коэффициента усиления /С, уровня собственных шумов (Уш.лл» приведенных ко входу антенны, и требуемого превышения Л2ВЫх. Рассмотрим влияние этих факторов на чувствительность прием ника AM сигналов, подключенного к эквиваленту открытой антенны. Коэффициент усиления приемника
К ~ Ас’ (11)
где т — коэффициент модуляции сигнала; — эффективное напряжение несущей частоты сигнала в эквиваленте антенны Обозначим через UMm напряжение С/Л.с, необходимое для создания на выходе приемника напряжения С%вых- Тогда
^АОМ = ^с.вых/т (12)
Следовательно, чувствительность, ограниченная усилением, с ростом К повышается (Удом уменьшается).
Для определения реальной чувствительности 1/дор(Ю необходимо определить, как влияет К на уровень шумов на выходе Ь'швих. Реальный шумящий приемник, подключенный к шумящему эквиваленту антенны (рис. 1.4,а), заменим нешумяшим приемником с генератором собственных шумов С/iu..p, приведенных к его входу, который вместе с генератором шумов эквивалента антенны (7Шэл образует генератор суммарного шумового напряжения С^ш.лц. приведенного к эквиваленту антенны (рис. 1.4,6), с эффективным напряжением в полосе пропускания приемника
Рис. 1.4
10
ш А£ ТО С им! иш.Ад =" При заданном в эквиваленте обеспе-
ления Ккр. При Х<Ккр ^вых^ш.вых и реальная
ЕсЛИ С^ш.вых = KtAu учетом (1.1) = Uс.вых/гяУш.вых-ЛвыХ = ( £А/СА11) ВЫХ антенны необходимо чить превышение сигнала Лд = = Г/А0/{7ш.л1 Отсюда реальная чувствительность
иАПр>Лл*/ш.Лх- ИЗ)
Если на рис. 1.5 нанести зависимости (1.2) и (1.3), то точка О их пересечения соответствует критическому коэффициенту уси-усиление мало, С'ло>ЛаС/ц1.л2 , (ЛВЫх> чувствительность t/лор ограничена усилением, т. е. совпадает с UMlt. При К>Ккр и, если
Um=Uami, то С/с.вых<йвых^ш.вых, что не соответствует определе
нию понятия реальной чувствительности. Чтобы обеспечить равенство (7с.вых=Ляых1/ш.ВЫ1<, надо увеличить UM до значения Ла(/ш.А£. Это означает, что реальная чувствительность не зависит от Л и определяется собственными шумами приемника. С увеличением К выше Лк₽ напряжение t/с.вых растет, как и а Ляых сохраняется постоянным.
При заданной реальной чувствительности Um3 р целесообразно проектировать приемник так чтобы С/лоэ.р=^з.ш<7с.а1/ш.ах. где £э.ш«1 ... 2 — коэффициент запаса по шумам.
В процессе эксплуатации приемника возможно уменьшение
коэффициента усиления, когда Uaop окажется ниже заданного. Чтобы избежать этого, обеспечивают запас по усилению. Расчетный коэффициент усиления Kp=£3.y^mln, где ёз.у>1 —коэффициент запаса. Для предотвращения перегрузки оконечного каскада следует с помощьк^ ручной регулировки установить значение /Ср близким к Ккр.
Чувствительность приемника зависит от частоты настройки. При этом номинальная реальная чувствительность соответствует наибольшему значению UMP.
Для вещательных приемников в зависимости от класса качества значения номин.т.'тьной реальной чувствительности в диапазонах НЧ и СЧ лежат в пределах 50... 300 мкВ; в диапаоане ВЧ — 50... 200 мкВ; в диапазонах. ОВЧ и УВЧ—3...30 мкВ, для профессиональных слуховых приемников телеграфных сигналов диапазона ВЧ — до 0,1 мкВ, для телевизионных приемников — 200 ...500 мкВ
I 6. ВОСПРИИМЧИВОСТЬ ПРИЕМНИКА
К ВНЕШНИМ ВОЗДЕЙСТВИЯМ
Под восприимчивостью приемника нанимают его реакцию на помехи действующие через автенну и другие входы Внешнее помехи могут изменять уело-20
Вия приема, но не влияют на способность приемника принимать слабые сигналы в их отсутствие. Восприимчивость характеризуют мощностью, плотностью потока мощности напряженностью электрического или магнитного поля помех Пре оценке восприимчивости « помехам, действующим по цепям . итания, управления и коммутац 1и, учитывают напряжение так и частоту помех
Высокая восприимчивость элементов приемников к помехам может вызывать изменение режима работы и уменьшение отношения сигнал помеха Суждение о восприимчивости аппаратуры может быть субъективным (например по качеству воспроизведения телефонных сигналов оцениваемому оператором) и и объективным (например, по числу искаженных посылок при телеграфном приеме).
Элементы приемника, обладая восприимчивостью к помехам, могут и сами являться источниками помех. Резисторы восприимчивы к помехам, вызывающим изменение их сопротивления из-за высокочастотного нагрева и наводящим паразитную ЭД С (особенно пле.чочьые и проволочные резисторы спиральной конструкции). Одновременно резисторы создают тепловые шумы, которые могут сказываться в малошумящих усилителях. Катушки создают паразитные электромагнитные поля и одновременно восприимчивы к помехам. Конденсаторы восприимчивы к радиоактивному, световому рентгеновскому облучениям вызывающим ионизацию диэлектрика
Проводники с током создают электрические и магнитные поля, действующие на другие элементы приемника, и одновременно восприимчивы к внешним полям. Полупроводниковые приборы генерируют шумы и одновременно воспр им-чипы к электромагнитным помехам, гамма-лучам и пр. Маломощные транзисторы « диоды с малой емкостью перехода (доли пикофарады способны ло лощить энергию электромагнитных полей, что может вывести их из строя
Восприимчивость электромеханических переключателей к электромагнитным помехам, кроме интенсивных помех вызывающих пробой емкости контактного промежутка, обычно мала. Дефекты штепсельных разъемов могут вызывать перегрев контактов, искрение, образование дуги и, следовательно, появление помех.
Между блоками приемника возможны взаимодействия различной природы, вызывающие 'Вредные эффекты Взаимодействие через магнитное поле является наиболее частой причиной появления помех, источниками 'которых могут быть, например, м оговитковые катушки и формиров ели импульсов тока с крутыми фронтами. Воздействие через электрическое поле проявляется в виде ЭДС помехи наводимой из-за емкостей межд; электрическими цепями. Радиочастотное излучение I озмикает между с единит ельнымн проводниками и другими конструкционными элементами приемника и окружающих объектов Контактно-потенциальное взаюмодействие металлических конструкций проявляется в изменении сопротивления контактов, дуговых -разрядах <и разрушении контактов из-за гальванической и электроли ичеюкой коррозии Световое излучение возникает при использовании различных фотоэлектрических материалов, изменяющих свою проводимость или создающих иапряжеиие в зависимости от светового потока.
Все эти эффекты могут ухудшать показатели приемника и для их ослабления принимаются соответствующие меры.
21
1.7. ВНУТРЕННИЕ ШУМЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ
Тепловые шумы. Любая цепь, имеющая омическое сопротивление, является источником теплового шума. Средний квадрат -ЭДС шума в полосе пропускания устройства определяется формулой Найквиста
AkTIlR, (1.4)
где А=1,38-10-гз Дж/град— постоянная Больцмана; Т — абсолютная температура цепи; произведение kT характеризует интенсивность тепловых флуктуаций в полосе 1 Гц при сопротивлении 1 Ом, П— полоса частот, в пределах которой измеряется ЭДС шумов, R — активное сопротивление цепи. Шумы связаны только -с активным сопротивлением, поскольку они создаются тепловыми флуктуациями электронов Реактивные составляющие обусловлены магнитными и электрическими полями, в которых флуктуации электронов отсутствуют
Для анализа шумы цепей представляют эквивалентными генераторами шумовых ЭДС Еш (рис. 1 6,а) или токов (рис. 1.6,6)
tm-V4kTJlG, (15)
где G — активная составляющая проводимости цепи.
Источником шумов в колебательном контуре является сопротивление потерь г. Напряжение шумов иа параллельном контуре в Q раз больше ЭДС (Q — добротность контура, величина, обратная затуханию d). Поэтому с учетом (1.5)
ишц ~QEm=Q VlkTUr = V^kTUR., (1.6)
При комнатной температуре 7= То = 293 К VREljS, где UWK измерено в микровольтах, R — в килоомах, а П — в килогерцах. Здесь Rc, — Q2r — резонансное сопротивление параллельного контура Шумы можно представить также эквивалентным генератором тока (1.5) с проводимостью Go^l/Ro-
Шумы антенны. В приемной антенне действуют тепловые шумы, связанные с сопротивлением потерь антенны, и шумы, возникающие вследствие приема излучений космоса, атмосферы и Земли. Роль тепловых шумов антенны незначительна, а средний квадрат ЭДС шума от внешних излучений удобно оценивать соотношением вида (14):
Дша = 4ЛТага/7, (1.7)
где Tk=t\T — шумовая температура антенны, определяемая как эквивалентная температура, при которой тепловые шумы сопротивления Гд такие же, как и действительные шумы антенны. Удоб но рассматривать Т;, как сумму составляющих: Га = Гн+Г0ТМ-1-Гэ. Здесь Гн, Гятк и Гз — значения шумовой температуры, обусловленные соответственно попадающими в антенну космическими шума-52
R X
Рис. i.e
Рис 1 7
ми, а также влиянием атмосферы и Земли. Кроме того, ГА зависит от диапазона частот, от диаграммы направленности антенны и ее ориентации.
Шумы усилительных приборов. Из курса электрон! ых приборов известно, что источниками внутренних шумов биполярных транзисторов являются: тепловые флуктуации носителей зарядов в базе, эмиттере и коллекторе флуктуации эмиттерпого и коллекторного токов (дробовые шумы); флуктуации перераспределения тока эмиттера между электродами Для оценки шумовых свойств транзисторов вводятся шумовые параметры: шумовое сопротивление
г, ~ е ^213*8 __________
*“ ~ 2kT |Г21(« “ |Уир
(1.8^
и относительная шумовая температура входной проводимости
Gx = [20iB (I—W + re^C2J. (1 9)
Ubx
Здесь е — заряд электрона; Иц»—коэффициент усиления транзистора по току при включении с общей базой; »8— постоянный ток эмиттера; го — сопротивление базы; со — угловая рабочая частота; У21, Сах, CLX — параметры транзистора. Шумовые свойства транзистора зависят от режима его питания и от частоты. Шумовое сопротивление составляет десятки ом, а относительная шумовая температура входной проводимости редко превышает единицу
Эквивалентную шумовую схему транзистора с генераторами-шумового тока и напряжения, вынесенными на вход усилительного прибора, можно представить в виде рис. 1 7. Генератор ЭДС шумов
U^VAkTU^ (110)
отображает дробовые шумы и шумы токораспределения коллекторного тока. Генератор шумового тока
4..»х = Г4АТ« G„x 11 (1 11)
учитывает тепловые, дробовые шумы и шумы токораспределения в цепи базы. В (1.11) Tex=Gx7’—шумовая температура входной проводимости. Схема на рис. 1 7 справедлива для всех способов включения усилительного прибора (ОЭ, ОБ, ОК); различаются только параметры (1 8) и (1.9).
В полевых транзисторах наблюдаются тепловые шумы в токопроводящем канале, дробовые шумы затвора и тепловые шумы входной проводимости.
23’-
Тепловые шумы в токопроводящем каивле характеризуются шумовым сопротивлением
= (0,6..0,76) /S, (1.12)
где S—крутизна характеристики.
Дробовый шум затвора энечительво меньше теплового шума входной проводимости, в его обычно не учитывают. Относительная шумовая температура входной проводимосп Gvx полевого транзистора
1вх I • (1 13)
Эквивалентная шумовая схема полевого транзистора совпадает с рис. 4.7, где Уш и /ш.вт определяются выражениями (1.10) и (1.II) «учетом (1.12) и '(1.13). Такая же схема и у электронной лампы У трехэлектродной лампы, например, /?m = (2.,.3)/s к 1<г,х<5.
Коэффициент шума. Источник сигнала, используемый при испытании приемника, является и источником шума, характеризуемого выражением (1.4) .или (1.5) Максимальную мощность источник отдает в согласованную нагрузку; это номинальная мощность
РВЯом=^/4/?и-/^/46и. (1.14)
В соответствии с (1.4), (15), (1.14) номинальная мощность шумов источника не зависит от сопротивления источника:
(1.15)
Прн отсутствии согласования мощность шумов от источника
Ph.il- ИОМ = ’П Р П' 0-16)
Здесь т] = Р/Рном — коэффициент рассогласования.
Для оценки шумовых свойств источника сигнала используют •отношение средней мощности сигнала к средней мощности шумов Б четырехполюснике, через который проходит сигнал от источника, отношение сигнал-шум ухудшается вследствие добавления собственных шумов четырехполюсника. Шумовые свойства четырехполюсника характеризуется коэффициентом шума, который показывает, во сколько раз уменьшается отношение сигнал-шум на выходе по сравнению с отношением сигнал-шум на входе:
Р IP Р
Щ __ С и' Ш я —- 111 № ZJ .уЧ
Р IP К Р ’ V • /
ССЫх' ШВЫХ 'р 1ИЛ
где Кр—Рс.яых/Рс и — коэффициент передачи по мощности. Произведение КрРш.к представляет собой мощность шумов на выходе от источника сигнала. Отсюда видно, что коэффициент шума определяется отношением полной мощности выходных шумов к ее части, создающейся за счет шумов от источника сигнала. Поэтому (1.17) можно записать так:
Р V I р р
[U = Гдг-И ~ Ш сп(1 = 1 I Ul-соб / j [g\
Рщ и Кр РшцКр
24
где Р1В.СО0 — мощность собственных шумов на выходе четырехполюсника.
Понятием коэффициента шума можно пользоваться лишь для линейного устройства, в приемнике — это тракт до детектора. Коэффициент шума пассивного четырехполюсника (например, антенного фидера) при согласовании его с источником сигнала и нагрузкой определяется коэффициентом передачи по мощности
Ш-=МКр. (119)
При потерях в пассивной цепи Л'Р<1, Ш>\.
Для сравнения шумов с сигналом на выходе удобно относить все шумы ко входу, полагая, что сам приемник не шумит, а лишь усиливает входные шумы. Из (1.18) шумы четырехполюсника, отнесенные ко входу,
Рш.вх = Рш.соб/Кр = (Ш - 1) Рш.и (1.20)
или с учетом (1.16)
Рш.вт = (Ш-1)пкТП. (1.21)
Найдем коэффициент шума линейного тракта из последовательно соединенных четырехполюсников, например усилителей, (рис. 1 8) Каждый четырехполюсник характеризуется коэффициентом передачи по мощности Кр{ и коэффициентом шума Ш{. Предположим, что коэффициенты рассогласования ip, т)2, ...» на стыках четырехполюсников известны Согласно (1 17)
(£ РШ8ЫХЛ (1.22)
где Рш.и.ВЫх==/эш.иКрЛр, ... — мощность шумов от источника
сигнала. С учетом (1.16)
Ршпаы^ъкТПКР,КР,К - (1.23>
Мощность шумов первого четырехполюсника на выходе в соответствии с (1.21)
Рш.вых,= (^1-1)т11 1гТПКР,КР,КР, ... (1.24)
Шумы каждого последующего четырехполюсника усиливаются всеми каскадами, кроме предыдущих. Поэтому аналогично. (1.23)
^iu.bnx, = (^2—1) Ч2 kT П Кр, КР, KPt ... ,
Рш.ых, = (Шз-1)’Ъ*7,/7Кр.КлЛ₽. (1.25>
Рис. 1.8
25.
Подставляя (1.23)—(1.25)' в (1 22), получаем
= + + + (1.26)
’ll КР, 41 Кр, Кр,
Наряду с коэффициентом шума широко используется понятие шумовой температуры
Гш = (Ш-1)Т, (127)
которая характеризует собственные шумы четырехполюсника, пересчитанные ко входу. Эта величина является тепловым эквива лентом собственных шумов четырехполюсника и показывает, на сколько градусов должен быть нагрет эквивалент антенны, чтобы вызванные им шумы на выходе равнялись собственным шумам Понятие шумовой температуры удобно применять к малошумящим усилителям, коэффициент шума которых близок к единице. На-лример, при Ш=1,1 из (1.27) имеем Т9»ЗО К. Согласно (1.26) м (I 27) шумовая температура многокаскадного устройства
у» Гр
о- у 1 4г ‘ in» , Чэ ‘ ш, ।
Ш 41 /Ср, ’ 41 Kpy Kpt '
Коэффициент шума и шумовая температура устройства определяются свойствами главным образом первых четырехполюсников. Влияние последующих каскадов тем меньше, чем больше усиление по мощности предшествующих. Чтобы коэффициент шума был .мал, необходимо первые каскады выполнять малошумящими и с большими коэффициентами передачи по мощности.
Шумовая чувствительность радиоприемного устройства Эта величина характеризуется минимально необходимой мощностью или ЭДС сигнала в антенне, при которой на выходе линейного тракта приемника обеспечивается заданное отношение сигнал-шум-
^вых= ^с.аых ^швых- (1-28)
При этом учитываются шумы антенны (1.7), фидера и собственно приемника В режиме согласования мощность шумов антенны, передаваемая на вход фидера, определит-я н соответствии с (1.7) и (114) как Рш.а— ТлП. Обозначим коэффициент передачи фидера через Крф, тогда па входе приемника мощность шумов антенны будет Рш.кКрф. Мощность шумов фидера на входе в режиме согласования с учетом (1 19), (1.20), (1 15)
Ршф =кТП (Шф-1) КРф— kT П (1 -КРф). (1.29)
Здесь Шф=1/КГф — коэффициент шума фидера. Если Ш — коэффициент шума приемника, то мощность собственных шумов приемника, приведенная к его входу, определяется (1.21), а суммарная мощность иа выходе линейного тракта с коэффициентом не редачи по мощности Кр при г[—1
Рш вых ~ (РШ А Крф 4" Рщ-ф 4" Рщ пр) Кр ~ kT 1 (4а — *) +
4-/Д] Кр . (1.30)
зв
Здесь /л=Га/? относительная шумовая температура антенны.
Для обеспечения заданного качества приема мощность сигнала на выходе тракта в соответствии с (1 28) должна быть равна Л.вых^выхЛи вых Поэтому мощность сигнала в антенне, характе ризующая чувствительность приемника, согласно (1 30)
Г*сЛ = Рс.вых/Арф ~ kT П 9вых ' (^?/^Рф“1"?А О-
Соответственно ЭДС сигнала в антенне, которая соответствует шумовой чувствительности,
ЕА = ^4kTrAII(Ш/Крф4 <Л-1).
I 8 ЧАСТОТНАЯ СЕЛЕКТИВНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА
В отличие от помехоустойчивости и чувствительности селективность нельзя оценить одним числом, так как из-за наличия электронных приборов с нелинейными характеристиками эффекты, вызванные одновременным прохождением сигналов и помех, могут отличаться от тех, какие имели бы место при раздельном их приеме К наиболее опасным нелинейным эффектам относятся блокирование, перекрестные помехи и интермодуляция
Блокирование проявляется в уменьшении амплитуды сигнала на выходе усилителя при действии интенсивной помехи: в результате усиливается в зияние шумов. Перекрестные помехи выражаются в переносе модуляции помехи на принимаемый сигнал. Интермодуляция представляет собой процесс образования помех с комбинационными частотами, близкими к частоте сигнала, вслед ствие действия на нелинейный элемент двух или нескольких интенсивных помех с разными частотами.
Наибольшую трудность представляет ослабление помех в соседних на частоте каналах приема, поэтому в первую очередь учитывают селективность по соседним каналам
При простейшем односигнальном методе оценки селективность описывается частотной характеристикой приемника при подаче на его вход одного гармонического сигнала малого уровня, не вызывающего нелинейных эффектов. Коэффициент усиления тракта радиочастоты К зависит от частоты f и при f=fo достигает максимального значения Ко- Величина а=Хо/К характеризует ослабление помехи. Зависимость о(/) представляет собой характеристику селективности (рис. 1 9) На графике по оси абсцисс откладывают частоту f или расстройку Af=f—fo, а по оси ординат — о в относительных единицах или в децибелах одв=20 lg(Ko/A)]-Вместо о можно использовать относительное усиление К/7Со=1/о-
Идеальной с точки зрения селективности является прямоугольная частотная характеристика, для которой омв— 0 в пределах полосы пропускания и а->со за ее пределами. У реальных устройств в волосе пропускания о#=0 и непостоянно. Влияние дестабилизирующих факторов иногда требует некоторого расширения полосы
27
пропускания по сравнению с шириной спектра сигнала. Это ухудшает селективность, поэтому большое значение имеет обеспечение частотной стабильности приемника. Однако при попадании в полосу пропускания сильных помех вместе с сигналом целесообразно, напротив, некоторое сужение полосы пропускания и » изменение формы частотной характеристики. Ухудшение качества воспроизведения принимаемой информации из-за ограничения спектра сигнала оказывается при этом менее существенным, чем улучшение качества воспроизведения, благодаря меньшему влиянию помех. По этим причинам в приемниках иногда предусматривают регулировку полосы пропускания, т. е переменную селективность.
Обычно полосу пропускания П измеряют на уровне о=3 дБ (К1Ко = 0,7). Полоса П017 соответствует участку частот, где ко эффициент усиления К^О,7Ко, а середина его — частоте настройки f0. Иногда полосу пропускания измеряют на уровне о=6 дБ
Степень близости реальной характеристики к идеальной оценивают либо ко- 1 »ффи тентом прямоугольное™ ее на уровне у, либо средней крутизной скатов 5ЧЖ, либо относительным ослаблением оЛ при заданной расстройке Д/о от частоты f0.
Коэффициент прямоугольное™ характеристики
r*v = Z7o.7//7v-
где nv >-/7с.т — полоса яропускания приемника на уровне у<0,7. Обратная величина 6 = представляв' собой коэффициент расширения полосы пропускания на уровне у относительно уровня 0,7 Селективность тем выше чем ру ближе к единице.
Равенство значений pv различных приемников на заданном уровне у еще не позволяет утверждать, что одинаковы их селективные свойства. На рис. 1.10 у приемников 1 и 2 одинаковы но на уровне Vi<Yo P(I>V1 и, сле-
довательно, у приемника 1 харатстерястика ближе к прямоугольной, чем у при-28
вияих! 2; при Va>Vo «праведл»»о обратное утверждение Поэтому попользуют Зфутизну оката частотной характеристики
s'«-lb=hi "3,)
измеряемую в децибелах на 1 кГц. Обычно выбирают <ц=3 дБ, т е. 5чж=(о— —3)/Д/|, где Д/i соответствует расстройке относительно границы полосы пропускания. Из (1 31) следует, что для одной и той же частотной характеристики аначения S4X при различных расстройках различны
Нередко вместо и S4X указывают ослабление ал при некоторой расстройке Д/jj в обе стороны относительно частоты f0. Так, при испытаниях вещательных приемников диапазонов НЧ—ВЧ часто принимают Д)о=9 кГц, что соответствует ширине выделяемого частотного канала Тогда частоты /д±9 кГц будут несущими частотами соседних каналов, а соответствующие нм значения од будут характеризовать селективность по соседнему каналу.
Супергетеродинный приемник помимо селективности по соседнему каналу характеризуется селективностью по побочным каналам, которая оценивается ослаблением помех на частоте зеркального канала (оэ к) и канала на промежуточной частоте оПч (см. § 1.2). Значения о».к и оп.ч определяются селективностью преселектора.
Для более точной оценки влияния помех определяется много-сигнальиая селективность учитывающая нелинейные эффекты при одновременном действии сигнала и интенсивных помех. Рав-личают несколько типов многосигнальной селективности; основные из них — двух- и трехсигнальная селективность
При оценке двухсигнальной селективности на вход приемника через эквивалент антенны от генераторов Гс и Гп одновременно подают модулированные напряжения сигнала С/дс и помехи С/д.п-Вначале устанавливают частоту сигнала fc=fo=const; параметры модуляции сигнала и помехи (для приемников AM Fc.ti—f'n.u— =400 или 1000 Гц; тс—пгп = 0,3) и при Г7дс=сопа1 и выключенном Гп фиксируют напряжение на выходе приемника 1/слы%=const; затем при включенном Гп и fn=var регулируют L/а.п так, чтебы обеспечить превышение сигнала йВых = С(/с/^п)«ых> необходимое для заданного качества приема сигналов. Соответствующее значение Uh.n принимают за допустимое 6/д.пд = Зависимость £/а.п.д/^л.с от частоты /п или расстройки Afn = “=|/п—fo| при данном йвых дает представление о селективности приемника.
При оценке трехсигнальной селективности на вход приемника подают колебания от генераторов Гс. Гт и ГП2, имитирующие сигнал с частотой fc и помехи с частотами fm и fns. Частота fni выбирается выше или ниже fc=fo и соответствует частоте соседнего канала, a fna=2fni—fc. Вследствие нелинейности тракта радиочастоты образуются колебания с комбинационной частотой 2fc—f„t, близкой к /с, поэтому помеха не может быть отфильтрована в последующих каскадах.
29
1.9 УЧЕТ ВЛИЯНИЯ
СТАТИСТИЧЕСКИХ ХАРАКТЕРИСТИК ПОМЕХ НА ПАРАМЕТРЫ РАДИОПРИЕМНИКА
Для оценки нелинейных эффектов следует .учитывать вероятностные характеристики помех.
Представим тракт радиочастоты в виде входной цепи ВЦ с частотной характеристикой К(1) и электронного прибора ЭП с порогом нелинейности Uo (рис. 1.11). Помеху на входе ВЦ обозначим через x(t), а на входе ЭП — через г(Ц. Помехи характеризуются двумерным законом распределения w(x, f), и для оценки .дероят гости нелинейных эффектов на выходе ТРЧ надо перейти к рас: ределе; ию w(z, f)=<p[w{x, f); /((/)]
Если действуют одновременно JV независимых помех, то для перехода в нелинейный режим достаточно, чтобы мгновенное значение любой помехи было z>Un. Вероятность этого события
Pw(z>f/(1)=pf(z>t7o)1>
где вероятность работы ЭП в нелинейном режиме при действии одиночной помехи
во ео
Pi (z > ц„) — У j w (z, f) dzdf •
CZ» —
(1.32>
Случайные величи: ы х и f можно считать независимыми и представить распределение и>(х, /) в виде w(x, /) =щ(х)ш (/), что упрощает расчеты.
Для мгновенных значений мультипликативных помех в диапазоне 10 .
4000 МГн удобно пользоваться распределением Накатами:
w (х) =
2ттх2т 1
Г (т) Qm
тх3 Я
где 'параметр т^0,5 характеризует различные законы распределения1 Г2=*’ При /п=0,5 имеет место нормальный закон, при т=1 — рэлеевский. Распределение помех по оси частот удовлетворите 1ьно аппроксимируется Г-распределе-нием
а/ (/) = -Р”+> е“а
Г(а-|-1)
где параметры а <и Р зависят от f Так, при (=10 МГц максимум распределения имеет место при а»»2 и [3~0,25.
Заменяя пределы интегрирования в (1.32) конечными значениями, соответствующими полосе пропускания ТРЧ, и задавая форму характеристики ВЦ, закон распределения помех и ти i ЭП, можно оценить влияние структуры и параметров тракта на селективность.
Рис. til
30
1.10 ДИНАМИЧЕСКИЙ ДИАПАЗОН РАДИОПРИЕМНИКА
Изменение амплитуд сигналов и помех в реальных условиях может достигать 80 дБ и более При увеличении амплитуд возникает перегрузка ТРЧ, сопровождающаяся искажениями сигналов. Отношение максимально допустимого напряжения входного сигнала L/д.д к чувствительности приемника Им характеризует его динамический диапазон Д=20^(С/а.д/^ао). Для вещательных приемников Д=40.. 60 дБ, для магистральных Д=60... 80 дБ. Чтобы расширить динамический диапазон, используют электронные приборы с большим линейным участком вольт-амперной характеристики и автоматическую регулировку усиления
1.11 . ВЕРНОСТЬ ВОСПРОИЗВЕДЕНИЯ СООБЩЕНИИ
Верность воспроизведения сообщений — это способность приемника в отсутствие помех воспроизводить на выходе с заданной точностью закон модуляции входных сигналов. Количественно верность оценивают изменением формы выходного сигнала по отношению к модулирующей функции, т. е. искажениями. Для оценки искажений используют два метода: спектральный и непосредственного сравнения. Спектральный метод основан на сравнении спектров выходного колебания и модулирующего напряжения входного сигнала При этом различают линейные и нелинейнье искажения.
Линейные искажения обусловлены инерционностью элементов приемного тракта и не сопровождаются появлением в спектре новых составляющих; они не зависят от входного сигнала и глубины модуляции. Искажения могут быть амплитудными и фазовыми; первые проявляются в изменении соотношения амплитуд спектральных составляющих, вторые — в неравенстве времен запаздывания этих составляющих.
Амплитудные искажения оценивают коэффициентом неравномерности характеристики верности воспроизведения по напряжению или звуковому давлению. Характеристика верности по напряжению представляет собой зависимость напряжения на выходе приемника Ис.вых от частоты модуляции Ем входного сигнала при неизменных частоте настройки, амплитуде и глубине модуляции входного сигнала; обычно нормируют к выходному напряжению Uc.bw<m при FM=400 или 1000 Гц:
Хн= 20 1g {/с.вых/^с.оых.м-
Типичная характеристика верности показана на рис. 1.12,и, где FM Н1 FM.B — нижняя и верхняя частоты модуляции. Идеальная характеристика верности имеет вид прямой на уровне 0 дБ. Реальная характеристика имеет спады на нижних и верхних звуковых частотах и подъем на средних частотах. Спад на нижних
31
Рис. 1.12
частотах вызывается межкаскадными разделительными конденсаторами или трансформаторами. Спад на верхних частотах вызывается элементами трактов частот модуляции и радиочастоты. В тракте частот модуляции сказывается главным образом шунтирующее действие входных и выходных емкостей электронных приборов и емкости монтажа; в тракте радиочастоты основную роль играет ограниченность полосы пропускания.
Неравномерность характеристики верности по напряжению оценивается величиной ДХн==Хнтах—ХИП1|П в децибелах. Часто считается допустимым значение дБ.
Рассмотренная характеристика не учитывает амплитудных искажений, вносимых оконечным устройством, поэтому для оценки качества вещательных приемников используется характеристика верности по звуковому давлению от громкоговорителя. Она представляет собой зависимость звукового давления Рэв от частоты модуляции F„ входного сигнала при дайной настройке приемника, отсутствии перегрузок его каскадов и фиксированном расстоянии (1 м) до точки измерения. При этом Рзв обычно нормируют к звуковому давлению Рэвм при FM=400 или 1000 Гц:
Ха = 10 1g Рзв/Раи-М-
Типичный вид характеристики верности показан на рис. 1.12,6. Многочисленные пики обусловлены резонансами диффузора громкоговорителя. Неравномерность характеристики Гм.и ... Fh.d оценивается величиной &Хд=Хлт&х—Хлт1„. Для вещательных приемников допустимое значение ДХд^ 14 .. 18 дБ
Для оценки фазовых искажений используют характеристику 1 руппового запаздывания Фазовые сдвиги Д<р на частотах / в пределах полосы пропускания приемника измеряют при FM = const, после чего вычисляют групповое время запаздывания тэ = т—Д<р/2лГм. Мерой фазовых искажений служит разность ДХф=татах—Тзтщ.
Нелинейные искажения сопровождаются появлением в спектре выходного колебания приемника новых составляющих; они зави сят от уровня входного сигнала и глубины его модуляции. Иска жения оценивают коэффициентом гармоник
At=
32
Рис. 113
Для оценки искажений
или коэффициентом нелинейных искажений
ЛИи=^(i/a + l/s + +1^8 + Ч" ).
где Ut — эффективные значения соответствующих гармонических составляющих частоты модуляции Очевидно, что kK» — =Ar/Kl+A2r и при Лг^0,1 можно считать
При слуховом приеме сигналов существенны лишь амплитудные и нелинейные искажения небольшие фазовые искажения не ощущаются. При визуальном приеме, особенно телевизионном, важны и амплитудные, и фазовые искажени;
при визуальном приеме форму выходного напряжения непосредственно наблюдают на экране осциллографа; при этом в качестве модулирующей функции обычно берут скачок напряжения. Характер выходного напряжения показан на рис. 1.13, где величина 1Л.вых нормирована относительно установившегося значения 1/с.у-CKopoert. нарастания фронта оценивается временем тн, запаздывание момента достижения значения 0,5Uc.v —времени та, а интенсивность затухающих колебаний — относительным размером выбросов Д1 = 1/с.</Сгс.у. Время тэ определяется в основном крутизной скатов частотной характеристики; чем больше S4x, тем больше ts. Само по себе запаздывание не является признаком искажений сообщений, но нестабильность т3 может привести к отрицательным последствиям, например, в аппаратуре, использующей разность времени прихода сигналов по различным путям
Время тн определяется полосой пропускания приемника По,?: Тн=а1/П0,7. В телевизорах увеличение т„ приводит к размазыванию контуров изображений.
Выброс определяется формой частотной характеристики При идеальной прямоугольной характеристике теоретически рассчитанные выбросы составляют Д *=9%, &s=5% и Д3=3%. В телевизионных приемниках первый выброс лря Д1 5% не опасен, но л.ри больших его значениях восприятие изображения нарушается; второй выброс вызывает двоение изображения, «поэтому необходимо,, чтобы AjsS2%. В радиолокационных приемниках большие выбросы могут вызвать появление ложных целей на экране индикатора
1.12 РЕГУЛИРОВКИ В РАДИОПРИЕМНИКЕ
Кроме органов настройки на рабочую частоту, в приемниках применяют ручные и автоматические регулировки
регулировку усиления, предотвращающую перегрузки и обеспечивающую нормальный режим работы оконечного устройства, регулировку полосы пропускания, позволяющую ослабить помехи из соседних каналов приема, 2-12 - «
автоматическую подстройку гетеродина;
управление ориентировкой антенны или коммутацию антенны с различными диаграммами направленности,
коммутацию антенн с различной поляризацией.
Устройства автоматического регулирования позволяют осуществлять бесшумную настройку на рабочую частоту путем набора на пульте управления кода частоты или номера фиксированной настройки; восстановление предшествующей настройки после перехода на новую частоту; сохранение при включении приемника частоты настройки и режимов работы, соответствующих моменту его выключения, кодированный ввод в оперативное запоминающее устройство фиксированных частот с последующим выводом их после длительного хранения; управление пространственной ориентацией магнитной антенны, переключение режима приема, например, моно-стерео-квадрафонии и др.; беспроводное дистанционное управление бытовой аппаратурой (приемник, проигрыватель, магнитофон, телевизор, и др ) с отображением на дисплее электронного пульта управления всей оперативной информации и пр
Большим числом регулировок обладают приемники на радио-центрах, где используются данные частотно-диспетчерской службы, а также результаты оперативного анализа помеховой обстановки для адаптивного регулирования параметров приемника и системы в целом Для этого такие приемники содержат микрокомпьютеры.
1 13 конструктивно-эксплуатационные ХАРАКТЕРИСТИКИ РАДИОПРИЕМНИКА
Эти характеристики включают стабильность параметров и показателей, эргономичность надежность, ремонтопригодность, энергетическую экономичность, массо-габаритные показатели, стоимость, мобильность и др.
Стабильность харак еризуется способностью пр|Иеммика сохранять в процессе эксплуатации основные параметры в допустимых пределах при колебаниях напряжения питания, температуры, влажности и давленая воздуха, при механическом, радиоактивном и химическом воздействии и пр. Особое значение придается точности установки я поддержания частоты настройки и стабильности коэффициента усиления.
Точность установки частоты характеризуется погрешностью Afy, с которой приемник может быть настроен на заданную частоту в отсутствие сигнала Установка и отсчет частоты осуществляются с помощью электронных цифровых индикаторов либо шкал, которые по конструктивному выполнению могут быть открытыми ’(наблюдается вся шкала) и закрытыми (наблюдению доступен участок шкалы); визирными без увеличения масштаба и оптическими (с линзовым иля проекционным увеличением масштаба) и др. Шкалы могут быть непрерывными и дискретными
При плавкой настройке и непрерывной шкале важное значение имеет ее линейный размер I. Частотная плотность шкалы характеризуется коэффициентом плотности ka, который вычисляется в килогерцах на 1 мм:
34
Здесь Д/Вд —ширина поддиапазона в пределах которого ведется настройка по шкале; т)—коэффициент линейного увеличения оптической системы (т]ЭИ); Ая.ш—коэффициент неравномерности нанесения делений «а шкале (обычно ш=а>1,03 ... 1,1). Значение kn связано с Д/у соотношением Лп=АвД(у, где kB — коэффициент остроты зрения оператора, определяемый при нормальных условиях наблюдения шкалы на расстоянии 25 см и угле зрения 1 угл минута (обычно Ая=»б... 10). Отсюда'
= ^з1! А /у/^Н.ш-
Следовательно, ширина (поддиапазона должна быть тем меньше, а число поддиапазонов в (приемнике тем больше, чем меньше линейные размеры шкалы и точность установки частоты
При фиксированных дискретных частотах частота настройки устанавливается с помощью цифровых индикаторов, и значение Д/у определяется стабильностью колебаний опорного кварцевого генератора Разбиение па поддиапазоны проводится с учетом перекрытия по частоте с помощью выбранного элемента настройки Магистральные приемники декаметровых волн имеют шаг сетки частот 10 или 100 Гц при времени установки частоты 0,2 . 1,2 с.
Часто принимают, что допустимая ошибка настройки не должна превышать Д^=1(0,1 ... 0,3) П. Она определяется относительной нестабильностью гетеродина в/т Д/o/f г. и так как /г” (о. то 6Ь=Д)0/к Для связных и .вещательных приемников СВ и ДВ требуемая стабиль гость обеспечивается параметрической стабилизацией (6f<,n= Ю~2). На более высоких частотах применяют кварцевую стабилизацию без термостатироваиия и с термостатированном (в/0= 10~4... )0-в); в приемниках 'Магистральной связи, содержащих синтезаторы частот, суточная нестабильность частоты составляет 10 7... 10_а.
Требова (ия к постоянству коэффициента усиления вещательных приемников не очень жестки. При проектировании полный коэффициент усиления К выбирают с запасом (в 1,5...2 раза больше расчетного). Излишек усиления устраняют автоматической и ручной регулировками В приемниках специального назначения (измерителях напряженности поля, помех н пр.) требуется высокая стабильность усиления, которая достигается применением отрицательной обратной связи, (периодической калибровки по испытательным сигналам стабилизации питания и др.
Под эргономичностью приемника понимают совокуп юсть его свойств, обеспечивающих динамическое взаимодействие с человеком оператором в заданных условиях эксплуатации. Эргономичность оценивают показателями, характеризующими влияние <на качество функционирования приемника таких факторов, как зрительное восприятие оператором рабочих панелей (яркость освещения, цветность шкал, световой контраст, поле зрения и др), слуховое 'Восприятие (интенсивность и естественность звучания, маскировка звуковых сигналов акустическим фоном помещения), тактклыюе восприятие (усилия, прикладываемые оператором к органам управления), двигательная согласованность управления (непосредственное и дистанционное управление, число и тип органов управления скорость и точность их установки и др); условия пользования устройством (диапазон рабочих температур и влажности воздуха, удобство рабочего места)
Надежность характеризуется механической и электрической прочностью приемника. Для магистральных приемников средняя наработка на отказ составляет тысяча часов в диапазоне температур —(10 ... +'50° С.
2* 35
Ремонтопригодноеть оценивается удобством доступа к отдельным блокам н элементам для проверки исправности ремонта или замены
Эиергетнчеокая экономичность приемника определяется потребляемой им мощностью. Она зависит от ила электронных приборов и оконечного устройства
Питание вещательных преемников осуществляется либо от местных источников, либо от сети переменного тока; питание магистральных «приемников, как •правило от сети переменного тока.
Маосю-габаритные показателя зависят от назначения ифнеиника и его класса Магистральные преемники II и III классов в зависимости от элементной базы имеют размеры 15..90 дм* н массу 40...60 кг а приемники I класса— 30... ...720 дм* и 15 ...370 кг.
Обеспечить оптимальность всех показателей не удается, так как некоторые из них противоречивы Так, применение многоконтурных входных цепей сопровождается снижением чувствительности приемника. Поэтому при проектировании ищут компромиссное решение соответствующее условию локальной оптимизации.
Г л а в а 2 ВХОДНЫЕ ЦЕПИ
РАДИОПРИЕМНИКОВ
2.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ХАРАКТЕРИСТИКИ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
Входные цепи предназначены для передачи сигнала из антенны в последующие цепи и предварительного подавления помех Входная цепь обычно представляет собо“ пассивный четырехполюсник, содержащий одно илн несколько частотно-селективных звеньев (в частности, резонансных контуров), выделяющих принимаемый сигнал. Наиболее распространены одноконтурные входные цепи Двухконтурные и многоконтурные цепи применяются лишь при специальных требованиях к селективности
На рис. 2 1 приведены схемы с трансформаторной связью кон тура £кСк с антенной, на рис. 2.2—с емкостной связью, а па рис. 2.3 — с автотрансформаторной.
Рис 2 1
36
Входной контур подключают к следующему за ним каскаду полностью или частично в зависимости от входного сопротивления этого каскада. Биполярный транзистор, имеющий малое входное сопротивление, обычно подключается частично. При использова нии полевых транзисторов возможно полное включение.
На рис. 2 4 приведена схема двухконтурной входной цепи Здесь связь первого контура с антенной — трансформаторная Связь между контурами — внутр! емкостная через конденсатор Ссв1 и внешнеемкостная через ССВ2- Двухконтурная цепь позволяет получить более близкую к прямоугольной частотную характеристику, т. е. повысить селективность
Основными характеристиками входных цепей являются:
коэффициент передачи, т. е. отношение напряжения сигнала на входе следующего каскада Uux к ЭДС в антенне Ед, а в случае магнитной (ферритовой) антенны — к напряженности поля
сигнала,
полоса пропускания — ширина области частот с допустимой неравномерностью коэффициента передачи;
селективность, характеризующая уменьшение коэффициента
передачи при заданной расстройке К по сравнению с его значе-
нием при резонансе Ко, т. е. о=Ко/К. Входная цепь вместе с УРЧ обеспечивает селективность приемника по побочным каналам приема и общую предварительную фильтрацию помех;
перекрытие заданного диапазона частот Если приемник не рассчитан на дискретную настройку, то должна обеспечиваться настройка на любую
Рис 2 4
частоту заданного диапазона, причем коэффициент передачи, полоса пропускания и селективность не должны существенно изменяться;
постоянство параметров входной цепи при изменении параметров антенны и входного сопротивления первого каскада приемника. Это важно при ненастроенных антеннах, которые вносят во входную цепь потери, что приводит к расширению полосы пропускания, ухудшению селективности и изменению настройки входной цепи.
2 2 ЭКВИВАЛЕНТЫ ПРИЕМНЫХ АНТЕНН
Приемную антенну можно представить в виде эквивалентного генератора ЭДС £А или тока /А (рис 2.5). Полное сопротивление генератора ЭДС в общем случае содержит активную и реактивную составляющие, т. е 2а=га+М'а (см. например, рис. 1.3), ЭДС генератора Ёл.=гс1гл, где вс — напряженность электрической составляющей поля сигнала в месте приема, кл— действующая высота или длина антенны
Параметры генератора тока определяются выражением
/а = ^/4 = ^а^а. (2 1)
где ?л—1/2лв-бл+] В а—комплексная проводимость антенны,
Ga = 'a/|^aI2. ^A=-xA/|ZAp. (2.2)
Сопротивление ненастроенной антенны ZA зависит от частоты сложным образом, так как антенна представляет собой цепь с распределенными параметрами. Если размеры антенны невелики по сравнению с длиной волны, то эквивалент ее может быть представлен в виде последовательной цепи из индуктивности £А, емкости Са и сопротивления /?А (рис. 2.6,о). В диапазонах СЧ и НЧ (oLaCI/coCa, поэтому индуктивностью можно пренебречь.
Рис. 2.6
88
Тогда эквивалент антенны будет содержать только СА и Ra (рис. 2,6,6). В диапазоне ВЧ (декаметровые волны) сопротивление ненастроенных антенн может иметь как емкостный, так и индуктивный характер.
В диапазоне метровых (ОВЧ) и более коротких волн обычно используют антенны, настроенные на среднюю частоту диапазона, на которой антенна обладает сопротивлением Ra- Если оно равно волновому сопротивлению фидера рА, то антенна присоединяется к фидеру непосредственно, в других же случаях — через согласующее устройство. При этом антенна вместе с фидером эквивалентна генератору ЭДС Ед с сопротивлением рл или генератору тока /Л—£л/рл с проводимостью GA = l/pA.
« В микроволновых1 диапазонах вместо ЭДС или тока можно рассматривать номинальную мощность сигнала в антенне, так как при наличии трансформирующих элементов напряжение и ток изменяются, а мощность остается постоянной. Номинальная мощность пропорциональна действующей площади антенны 5Д:
__ 8^
Ряом“ 120^ 3дТ,Л’
’ где т]А — КПД антенны при согласованной нагрузке.
2.3. СПОСОБЫ ПЕРЕКРЫТИЯ
ДИАПАЗОНА ЧАСТОТ
Плавно настраивать контуры в заданном диапазоне частот можно, изменяя индуктивность или емкость либо одновременно и то, и другое. Рассмотрим первый случай при постоянной емкости. Выразим параметры контура через его емкость:
р - 1 /о0 Ск, dK = г/р = г<оо Ск.
Здесь р — характеристическое сопротивление, dK — затухание.
' Вследствие поверхностного эффекта в проводах катушки и диэлектрических потерь г растет приблизительно пропорционально частоте. При этом затухание dK пропорционально квадрату частоты, а полоса пропускания и резонансная проводи-
мость контура бо=£?к/р=а)оСк</к пропорциональны кубу частоты.
} Следовательно, при настройке контура переменной индуктивностью его параметры резко изменяются до диапазону, что нежелательно.
При настройке конденсатором переменной емкости параметры контура можно выразить через индуктивность:
Р = (й0^-к» ~ г/р~ г/й)о LK.
По-прежнему считая г пропорциональным частоте, видим, что затухание, а следовательно, и добротность контура (QK=l/dK) не зависят от частоты. Полоса пропускания и эквивалентное резонанс-
1 Метровые м более короткие волны.
39
- ное сопротивление контура /?0= 1/Go=wo/-kGk пропорциональны частоте. Следовательно, настройка емкостью сопровождается менее резкими изменениями свойств контура, поэтому в относительно широком диапазоне частот контуры обычно настраивают изменением емкости. Настройка индуктивностью, например перемещением магнитного сердечника катушки, используется в узких диапазоиах, а также в случаях, когда настройка конденсатором переменной емкости нежелательна по конструктивным соображениям, например, в автомобильных приемниках, работающих в условиях сильной вибрации
При настройке емкостью коэффициент перекрытия диапазона
Ад= — 1/ствх _
/mln ' Cniin
Как правило, Ад^3.
Диапазон разбивают на поддиапазоны. Переход с одного поддиапазона иа другой осуществляют переключением катушек Если плавная настройка ведется изменением индуктивности, то от одного поддиапазона к другому переходят переключением конденсаторов
Если диапазон разбит на одинаковые поддиапазоны (с постоянным частотным интервалом, рис. 2.7), у них одинакова и разность граничных частот: fimax—fimin=A^=const. Коэффициент перекрытия поддиапазонов
t Zimax f I min ~i~ Д /пд i । Д/пл
"пд— 7 . 1 -г ,
il mln /imln J I mln
уменьшается при переходе к верхним поддиапазонам (см. также § 1.3) Для этого в контуры включают добавочные конденсаторы Cj и С2 (рис. 2 8), уменьшающие влияние емкости Ск на частоту настройки Достоинством такого разбиения на поддиапазоны яв ляется одинаковая плотность настройки (число станций на деление шкалы) во всех поддиапазонах
При разбиении на поддиапазоны с одинаковым коэффициентом перекрытия требуется меньшее число поддиапазонов, чем в предыдущем случае При этом ширина каждого поддиапазона
Д /пд ~ fl mai fI mln = ^пд f I mln f I mln = (^пД ) fl mln
растет с увеличением частоты fimin, следовательно, увеличивается и плотность настройки
Рис. 2.8
Рис. 2 7
-40
2 4. ЭЛЕКТРОННАЯ НАСТРОЙКА
В течение полувека основным органом плавной настройки резонансных цепей оставался конденсатор переменной емкости с механическим перемещением подвижных пластин (ротора) относительно неподвижных (статора); он широко применяется и сейчас, но в .большей части приемников его заменил варактор — по лупроводниковый диод, емкость которого регулируется изменением приложенного постоянного напряжения. Главные преимущества варакторов — простота автоматического и дистанционного управления настройкой, малые размеры, механическая надежность.
Два варианта включения варакторов в колебательный контур с ручной настройкой показаны на рис. 2 9. В обоих случаях ре гулирующее напряжение поступает от стабилизированного источника через делитель напряжения со скользящим контактом Поскольку такие делители недостаточно надежны из-за износа контактов и малой механической прочности, применяют электронные источники регулирующего напряжения, например счетчик импульсов, подводимых от импульсного генератора.
Резистор 7? нужен для уменьшения шунтирующего действия на резонансный контур цепи управления настройкой.
Зависимость емкости варактора от напряжения проявляется не только в отношении управляющего постоянного напряжения, но и в отношении радиочастотных переменных напряжений, поэтому включение не может приводить к нелинейным преобразованиям помех и сигналов (см § 1.10), ухудшающим селективность. Ослабить нелинейные эффекты можно тем же общепринятым способом, который позволяет, например, уменьшать нелинейные искажения в усилителях применением балансных («двухтактных») цепей. В данном случае эта цель достигается встречным включением двух варакторов по схеме на рис. 2.9,6
Переключение поддиапазонов в прошлом осуществлялось с помощью переключателей со скользящими контактами, например, по схеме на рис. 2.10,а. Однако такие переключатели из-за их ненадежности всегда были одной из главных причин выхода приемников из строя
Недостаток грасомотрениого способа состоит также в сложности автоматического и дистанционного управления переключением Частичное преодоление этой трудности обеспечивает замена переключателя рядом электромагнитных реле, каждое из которых при подаче тока в его обмотку замыкает цепь одной ив ка-
Рж. 2 9
41
Рис. 2.10
тушек Быстродействующие реле, наиболее подходящие для этой цели, вьвкл-яяются с миниатюрными герметическими контактами (они называются -«герконами»). Тонкие контактные -пластинки нэ ферромагнитного материала при подаче управляющего тока /)Жр в обмотку притягиваются друг к другу и замыкают цепь (рис. 2.10.6) ,В стеклянном корпусе контакта—вакуум; этим обеспечивается надежность, стаби ьность и долговечность реле.
Просты и надежны электронные ключи, в качестве которых служат коммутационные диоды. Схема их включения применительно к рассматриваемому случаю дана на рис. 2.10,в. Но сопротивление диода входит в резонансный контур, и увеличивает его затухание. Следует иметь в виду также, что при сильных помехах нелинейность электронных ключей может неблагоприятно влиять на селективность приемника
Из изложенного видно, что переключение поддиапазонов более сложная задача, чем электронная настройка. В этом одна из причин, по которым конструкторы радиоаппаратуры стараются обойтись вообще без переключения поддиапазонов. Следует отметить также, что диодные переключатели могут достаточно мало изменять затухание резонансных контуров, если коммутируются не катушки, а контуры в целом, например, так, как это показано на рис. 2 10,г.
Если первая промежуточная частота супергетеродинного приемника выбрана выше максимальной частоты диапазона приемника, то подавление помех побочных каналов приема упрощается, так как нх частоты (зеркальная и промежуточная) находятся за пределами диапазона. В этом случае можно ограничиться включением в качестве преселектора широкополосного фильтра нижних частот с частотой среза выше верхней частоты диапазона, но ниже промежуточной частоты При этом отпадает необходимость в перестройке преселектора, а следовательно, и в переключателе поддиапазонов Можно обойтись без переключений и в гетеродине, если в качестве его применить синтезатор частот.
Подавление помех дополнительных зеркальных каналов на
42
входах последующих преобразователей частоты в таком приемнике— инфрадине упрощается, так как'частоты этих каналов постоянны.
При широкополосном преселекторе возможно, однако, ухудшение многосигнальной селективности в случае попадания в его полосу пропускания помех от расположенных поблизости от места приема мощных передающих радиостанций. Поэтому на входе профессиональных инфрадинных приемников включают фильтры, ослабляющие такие помехи Но эти фильтры обычно не перестраиваются и благодаря этому имеют упрощенную конструкцию.
2.5. АНАЛИЗ ОДНОКОНТУРНОЙ ВХОДНОЙ ЦЕПИ
Одноконтурные входные цепи различаются главным образом способами связи колебательного контура с антенной и с последующим каскадом приемника. Общие соотношения, характеризующие одноконтурные входные цепи на дайной частоте, не зависят от видов связи контура. Рассмотрим свойства входных цепей с помощью эквивалентной схемы на рис. 2.11. Здесь цепь антенны представлена генератором тока /Л=£л/Л\ с проводимостями бл и ВА, которые в общем случае включают в себя параметры элементов связи антенны с контуром гЛ=га1 г+гсв; Хл=хант-4-хсв; гаНт и Хант — сопротивление потерь и реактивное сопротивление собственно антенны; гсв и хсв— параметры элементов связи антенны или фидера с контуром
Вход последующего каскада приемника представлен проводимостью ^вх— GBX i-j Ввх.
На схеме показано автотрансформаторное подключение контура к антенной цепи и ко входу последующего каскада с коэффициентами включения
т^и^и и n — U^jV. (2.3)
Здесь т — коэффициент включения со стороны антенны; п — коэффициент включения в направлении последующих цепей приемника.
При неполном включении в контур вносятся трансформированные ток Г^т1к и проводимости
G;«^Ga; G;x«n2GBX; (24)
ВА Вм ж п2 В№ (2.5)
Рис. 2.1!
43
|д*
flex
___£
Рис. 2.12
Поэтому эквивалентную схему на рис. 2.11 можно преобразовать к виду, показанному на рис. 2.12.
С учетом (2 5) -реактивная составляющая проводимости контура
А = ® 1/©£а + та ВА + «а (26J
На основании (2.6) входная цепь имеет эквивалентные емкость С и индуктивность L, зависящие от параметров антенны и последующей цепи, пересчитанных в контур.
Резистивная составляющая проводимости в соответствии с (2-4)
GB = l/R3 = Go + т2 GA + п? GM, (2.7)
где Go = dK/p~dxi£>oC — собственная проводимость потерь контура. С учетом (2.6) и (2.7) эквивалентная схема имеет вид рис. 2.13. Напряжение на контуре по закону Ома
U=l'A/YB = m ?A/YB , (2.8)
где полная проводимость эквивалентного контура
?, = Ge+j<BC+-Jr-GB Г1 + 1^(-2-_^»)1 = G,(1+J6) J <о L ! GB\Wo и / J
Здесь £ = — (—----——---------обобщенная расстройка, y = f/fc.—
—fclf- При малых расстройках у=2Д///0, где Д/=/—f0; fo = = 1/2лрЛLC, Результирующее затухание контура
= Р GB = р (604-m2 6А+«а G„).
С учетом (2 3) из (2.8) получим напряжение на входе последующей цепи:
. . тп I mnl Rs
Um = п U = —---— ----------—
6В(1 + Ш 1 + J5
Отсюда комплексный коэффициент передачи
(2 9)
^'вх __ Rg
Ёл 2а(‘ + П)
(2.Ю)
Полученное выражение определяет амплитудно- и фазочастотную характеристики входной цепи (АЧХ и ФЧХ).
Рис 2.13
Модуль коэффициента передачи
K = wiJ?b/|2a|/T+F\
(2.11)
На частоте резонанса (g = 0)
Л jn«₽5_ _ ------------тп--------- (2
l*Ao |2A0|(G0+m«GA + rt’GB1)
где |2до| = К/г2ло+*2ао — модуль сопротивления антенной цепи на частоте резонанса входного контура. Из (2 11) и (2.12) получим уравнение частотной характеристики цепи:
о= - 44 /1~р (2.13)
* Ко
При больших расстройках (£>>!)
(2 13) приобретает вид
(2.14)
При малых расстройках, пренебрегая зависимостью Za от частоты, получаем
= J-= •./*1+ , (2.15)
К У V \/»4»
что совпадает с уравнением частотной характеристики одиночного контура. Из (2 15) можно определить полосу пропускания входной цепи при заданной неравномерности у: /7„=fod»Vr l/ys—1.
В частном случае при у=0,707 n0,7~fod3. ФЧХ входной цепи определяется соотношением
Ч> = arctg В + arctg (хА гА) (2 16)
Из (2.12) видно, что тип оказывают на коэффициент передачи двоякое влияние Если уменьшать т, то уменьшается числитель (2 12), но одновременно контур меньше шунтируется проводимостью антенной цепи Од, что учитывается т2 в знаменателе. Аналогично влияние коэффициента п. Обозначим
__ О» Go -J- nfl Ga -J- n® GBj( (2 17) GB____________________________________________Go
Тогда согласно (2.12)
K0=mn/[ZAO| DG0. . (2.18)’
Рассмотрим условие максимума Ko при заданном полном затухании контура 4Э, т. е. будем полагать D=const Из (2.17) найдем
(D i- t) 6е — пд Свх. За
(2 19)
46
и подставим в (2.18)
(D— 1) G0-n» G,
r (2.20)
°л
Исследуя (2.20) на экстремум приравниванием нулю производной dKafdn, находим, что /Со имеет максимум при
попт
После подстановки (2.21) в (2.19) получаем
^опт
Из (2.18) с учетом (2.21) и (2.22) максимальный коэффициент передачи при заданном dB равен к - '
"'Отах ~_____
0—1 Go
— 1 Go
2 Оа '
(2.21)
(2.22)
(2.23)
* Овх ’
Из (2.21), (2.22) видно, что коэффициент передачи максимален при одинаковом шунтировании контура как со стороны цепи антенны, так и со стороны последующего каскада, т. е. когда m2 GA=п2 6ЭХ = (D— 1) Go/2.
При работе с настроенными антеннами стараются согласовать цепь антенны со входом приемника. Условие согласования предполагает равенство проводимости, вносимой из антенны в контур собственной проводимости контура с учетом влияния входа последующего каскада:
mBGA = G0+n2GBX. (2 24)
Из (2.24) необходимый для согласования коэффициент включения
тс = K(G0 + «®GbX)/Ga. (2.25)
Резонансный коэффициент передачи в режиме согласования найдем из (2.12) с учетом (2.24), (2.25) и (2.2):
К>о= ----НН-----= Л ' .........~ • (2 26)
2mc|ZAjGA гА(0о + л*Овх)
При произвольном т из (2.12) с учетом (2.24) — (2.26) найдем
К0~К0й2а/(1 + а*), (2.27)
где a=mlmc — относительный коэффициент связи. Из зависимости Ло/Кос от а на рис. 2.14,а видно, что при отклонении связи от оптимальной в два раза коэффициент передачи уменьшается только на 20%.
Коэффициент передачи входной цепи при согласовании, как следует из (2.26), зависит от коэффициента л подключения конту-46
о
ра к последующему каскаду. Коэффициент п найдем из условия получения заданного результирующего затухания контура
4, - р 6В -- р (Go+/Д4 Ga + n2 G„) = d (1 + as). (2.28)
где
d = p (Go + r? Gn) = d„ + n2 p G x, (2.29)
— затухание контура с учетом вносимого затухания со стороны последующего каскада.
Зависимость (2.28) djd от а представлена на рис. 2.14,6. При увеличении связи контура с антенной затухание быстро возрастает и селективность уменьшается. При согласовании (d=l) результирующее затухание
de = 2d=2(dK4-nB pGBX), (2 30)
откуда
л0 =
da—2dB 2Pgbx
-l/D—2 Go . У 2 GBX
(231)
где D = da/dK — коэффициент шунтирования, определяющий допустимое увеличение результирующего затухания по сравнению с конструктивным.
Подставляя (2 31) в (2.25) и (2 26), получаем _____________ <
т° ~ % ’ (2-32)
Кп- V У7^^- (2М1
Из (2.33) нетрудно видеть, что контур надо стремиться выполнить с возможно меньшим собственным затуханием. Если ^>2, имеем Ксе=0,5 ]/1/гаОБх При этом из (2 30), пренебрегая du, находим d3f&2napGaX. Этот случай имеет место при входных каскадах на биполярных транзисторах
47
При использовании полевого транзистора обычно в
этом случае затухание контура не зависит от л, т. е.
поэтому берут и=1. При этом из (2.26)
к 1 _t
° “ 2 V 'А ’
При высоких требованиях к селективности целесообразно уменьшать связь с антенной При а=0,5, как видно из (2 28), затухание нз-за влияния антенны увеличивается только на 25%, При этом как следует из (2.27), коэффициент передачи уменьшается на 20%. Но при работе с настроенными антеннами и использовании фидерных линий большой длины рассогласование нежелательно, так как могут .появиться многократные отражения сигнала, вызывающие искажения принимаемых сообщений.
2.6 ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИ РАБОТЕ С НЕНАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ
Ненастроенные антенны широко используют в приемниках диапазонов НЧ, СЧ и ВЧ Поскольку ненастроенные антенны имеют комплексное сопротивление, они вносят во входной контур потери и расстройку. Расстройка различна для различных антенн, поэтому не может быть скомпенсирована при заводской регулировке приемника. Если связь с антенной выбрать слабой из условия допустимой расстройки контура, то обеспечивается возможность работы от разных антенн, имеющих большой разброс параметров. При слабой связи из антенны в контур вносится затухание не более 10 .20% от собственного, что позволяет сохранить селективные свойства входной цепи Коэффициент передачи входной цепи при слабой связи получается малым Это допускается, так как внешние радиопомехи в рассматриваемых диапазонах волн значительно превышают внутренние шумы приемника.
В рассматриваемых приемниках входным электронным прибором обычно является биполярный или полевой транзистор. Как уже отмечалось, полевой транзистор подключается к контуру входной цепи непосредственно (л=1). Подключение биполярных транзисторов делают частичным, чтобы не утратить селективные свойства контура вследствие малого входного сопротивления транзистора
Плавную настройку внутри поддиапазона выполняют с помощью конденсатора переменной емкости или варактора Ск. Полная емкость контура С=Ск4-л2Свх4-Св, где Св—емкость монтажа.
Резонансный коэффициент передачи входной цепи (2.12) зависит от резонансного сопротивления контура /?» и проводимости 1/|2ао|. Антенная цепь имеет собственную резонансную частоту, которая зависит от параметров антенны и элементов связи со входным контуром. Зависимость 1/|2Д0| от частоты соответствует частотной характеристике антенной цепи. От того, будет ли соб-48
ственная частота антенной цепи выше верхней или ниже нижней граничной частоты поддиапазона, зависит изменение коэффициента передачи входной цепи.
Рассмотрим входную цепь с трансформаторной связью В этом случае (рис. 2.1)
(2.34)
Подставляя (2.34) и из (212), найдем резонансный
коэффициент передачи
Ko = o>oMnQ8/|ZAO|. (2 35)
Если пренебречь потерями антенной цепи по сравнению с реактансом, то
«А
®0
где LA = £aHT4-LCB, ь>а=1/УгЬаСа — собственная угловая частота антенной цепи.
После подстановки (2.36) в (2.35) получим
г, _ Я MQ»
АО
©и С
(2.36)
F " Л nQ, |1—>2ol
(2 37)
La [ I — Шд/^с
где k-M/УЬАЬу,.
Из (2.37) видно, что изменение коэффициента
дет различным в зависимости от wa/coo. Рассмотрим возможные случаи.
1. Собственная частота антенной цепи превышает верхнюю частоту поддиапазона, т. е. )а>Ап«х (рис. 2.15,а). В таком режиме коэффициент передачи резко возрастает с частотой, потому что с увеличением частоты одновременно увеличивается “wo^-kQs и 1/|Zao| вследствие приближения частоты настройки входного контура к резонансной частоте антенной цепи При /®A>/’max ИЗ (2 37) получаем
Ко W k\'' Lk/La (®с/®а) п Qe-
передачи бу-
(2.38)
Рис. 2.1в
Рис. 2.15
сА|"“*4'
49
Если л=const И Q»~ const то Ко = <^-const
Неравномерность коэффициента передачи по поддиапазону
2
Н е— max — К*0 max — £2 V , 2 "Д'
Aomin toOmln
(2 39)
(2 40)
2. Собственная частота антенной цепи ниже минимальной частоты поддиапазона fA<fmin (рис. 2.15,6). Коэффициент передачи меняется при этом не так резко, как в предыдущем случае, так как при уходе от собственной частоты антенной цепи 1/|2Ао| уменьшается, a R3 увеличивается, что частично компенсирует убывание 1/|2А0|.
При f* 2 3 *A<f2min ИЗ (2 37) следует
Ко« kVLjL[nQe.
Если п — const и Q=const, то Л'с a? const.
(241)
(2 42)
Условия, при которых получены формулы (2.39) и (2.42), ха-, рактерны для приемников на полевых транзисторах. В случае биполярных транзисторов Q3 зависит от частоты из-за вносимого затухания n2pGBX. Если п не зависит от частоты, то добротность <2э падает с увеличением частоты, поэтому Ко в (241) уменьшается с ростом частоты.
В цепи с внутренней емкостной связью контура с усилителем (рис. 2.16)
С 1 const
П CS --= -----------=* -----.
Ct wU«ci “о
Если подставить (2 43) в (2 38), то видно, что Ко не зависит от wo и пропорционален Q3. Если пренебречь затуханием вносимым из антенной цепи, то
4“dK + nspGBX=dK4
(2 44)
ю0 ^1
С увеличением частоты добротность увеличивается. Это способствует сохранению неизменной селективности в поддиапазоне.
Селективность при больших расстройках найдем из (2.14) с учетом (2.36):
4
Ы2
1
—---1 1——
2 “ 2
/ “о
При малых расстройках воспользуемся (2.15).
3 Собственная частота антенной цепи находится в рабочем
диапазоне частот приемника fmin<fA<jpm«x. При этом коэффнци-
50
ент передачи сильно зависит от частоты, поэтому такой режим обычно не используется
В случае входной цепи с внешней емкостной связью входной контур соединен с антенной через конденсатор Ср (рис. 2 2). Чтобы параметры антеииы мало влияли на настройку контура, емкость Ср должна быть малой, поэтому и общая емкость последовательной цепи из Сант и Су также должна быть малой Обозначив CA=CSHTCP/(Ca„+Cp). Реактивное сопротивление 1/оэСа много больше, чем coLa и га, которыми пренебрегаем При этих допущениях
|ZA0| « 1/<о0СА. (2.45)
Подставляя в (2.12), Rs=voLKQ!>, ш=1 и |2Ло| из (2.45), получаем
(2.46)
Если п=const и Q, = const, то
Ко = cog-const. (2.47)
Неравномерность по поддиапазону вычисляется по (2.40) Квадратичная зависимость в (2.46), (2 47) объясняется тем, что с увеличением частоты одновременно увеличиваются 1/)ZAO| = =©оСа и 7?з-
Если применять внутреннюю емкостную связь контура с последующим каскадом (рис 2 17,а), то в соответствии с (2.43) получим
*o“(CA/QQe,
где Q9=l/d3 определяется соотношением (2 44),
В случае внутренней емкостной связи с антенной (рис. 2.17,6) антенна и вход последующего каскада подключены к контуру через делитель, образованный Сса и СХ — СК+С9Х. При этом Ссв^>Сх, чтобы связь с антенной была слабой. Результирующая емкость контура С—C£CZ9/(CS +Ссв). Коэффициенты включения
— тт' • - • * t 1 —------т—----—а
Сев 4~ Ссв Ссв С£ <оо LK С£
Рис. 2.17
61
Пренебрегая резистивностью антенны, найдем
(2 49)
где а)д= I/V^LaCa—собственная угловая частота антенной цепи. Из (2 12) с учетом (248) и (2.49) получим
Если w2a»<i)2o, то Ко— (Ca/Ccb)Q». При Qs = const Ко не зависит от частоты, т е условие ш2л^>ш2о выполняется при малых размерах антенны или при малой Ср. Цепь по схеме на рис. 2.17,а рекомендуют использовать при малых входных сопротивлениях последующего каскада, когда п<£1, а цепь на рис. 2 17 6 — при больших /?вк, когда допустимо ntvl.
Селективность при больших расстройках найдем по формуле (214) с учетом (2.48) и (2.49):
В случае рамочной антенны (рис. 2.18) ЭДС £А зависит от угла а между плоскостью рамки и направлением прихода сигнала:
Еа= Е a ecos а,
где £Ао=8сйд — ЭДС сигнала, приходящего в направлении плоскости рамки. Действующая высота антенны зависит от площади рамки SP и числа витков NB: /1д=2л£р./УвД, где X — длина волны
Коэффициент передачи входной цепи с рамочной антенной определяется выражением (2.35), где |2А0| =г2д+ (ш£2)2, f-х =£₽Ч“ + £св-
Для уменьшения размеров рамки применяют сердечник из феррита, увеличивающий ЭДС сигнала благодаря концентрации магнитного потока. Действующая высота магнитной антенны
Лд = 2 л Sp ря ф/k,
где рд— магнитная проницаемость сердечника; ф— коэффициент, определяемый формой катушки и ее положением на сердечнике.
Рис. 2 10
Ряс. 2.18
52
Антенная катушка используется и в качестве индуктивности входного контура (рис. 2.19). Коэффициент передачи входной цепи можно найти из (2.12), подставив т=1 и |2до| =nQ3.
В приемниках с ферритовой антенной чувствительность принято выражать в единицах напряженности поля сигнала (микровольтах на 1 м): 4z=Eh!hA.
Коэффициент передачи входной цепи по полю Кое =^ях/ес= = nQshn.
Когда нужно обеспечить высокую селективность и одновременно хорошую равномерность коэффициента передачи в полосе пропускания, во входной цепи применяют полосовой фильтр В радиовещательных приемниках ДВ и СВ этот фильтр часто двухконтурный.
Перестройка фильтра сопровождается изменением коэффициента передачи и полосы пропускания Чтобы эти показатели менялись не слишком резко, выбирают такой способ связи между контурами, при котором с увеличением частоты коэффициент связи уменьшается, благодаря чему полоса пропускания остается почти неизменной. Для этого используют комбинированную связь между контурами: внутреннюю и внешнюю емкостную либо внутреннюю емкостную и трансформаторную На рис. 2.4 внутренняя емкостная связь создается конденсатором Ссв1, а внешняя — емкостью С*си2
Связь первого контура фильтра с антенной выполняют так же, как в одноконтурных цепях Для определения резонансного коэффициента передачи входной цепи надо в формулах (i2di2), (2.37), (246) заменить Qa на резонансный коэффициент передачи фильтра Например, для двухконтурной входной цепи из (2.12) получим
к. - е_.
IZ„„| i + P
Для цепи по схеме иа рис 2.4
к _ ы nQo Р
К £А п—> + ₽* ’
где р=Асв/<1о— нормированный коэффициент связи контуров фильтра.
При настройке на разные частоты он меняется и влияет на изменение коэффициента передачи входной цени по диапазону
2.7 ВХОДНЫЕ ЦЕПИ ПРИ РАБОТЕ
С НАСТРОЕННЫМИ АНТЕННАМИ
Настроенные антенны применяют в микроволновых диапазонах, в которых размеры антенны сравнимы с длиной волны, а также при профессиональном приеме на декаметровых волнах, например на магистральных линиях радиосвязи В этих случаях предъявляют высокие требования к чувствительности приемника,
63
которая ограничена собственными шумами приемника, поэтому важно обеспечить наилучшую передачу сигнала от антенны ко входу усилителя радиочастоты. Максимальный коэффициент передачи получается при согласовании антенны с фидером и фидера со входом приемника При этом в фидере имеет место режим бегущей волны, что необходимо также для устранения искажений сигнала, вызванных отражениями при большой длине фидера. Типичная эквивалентная схема входной цепи, работающей с согласованной фидерной линией, показана на рис. 2.11 Согласование фидера со входом приемника и получение заданного результирующего затухания достигается выбором коэффициентов трансформации псогл и яко™ по формулам (2.31), (2.32) Резонансный коэффициент передачи при согласовании определяется соотношением (2.33), а при отсутствии согласования — соотношением (2 27). Резонансные свойства входной цепи описываются формулами (2.13)—(2.15).
Настроенные антенны имеют широкую полосу пропускания, поэтому можно не учитывать изменения полного сопротивления антенны при расстройках.
Рассматриваемый режим входных цепей удобно характеризовать коэффициентом использования номинальной мощности
Кр-Р/Р^. (2.50)
где
(2.51)'
— мощность фактически развиваемая на входе следующего каскада;
РНом = ^/4гЛ . (2 52)
— номинальная мощность антенно-фидерной системы.
Подставляя (2.51) и (2.52) в (2.50), получаем простое соотношение между коэффициентом использования номинальной мощности и коэффициентом передачи напряжения:
KP=4K2GBXrA. (2.53)
Максимум Кр совпадает с максимумом Ко- На основании (2.53), (2 27) и (2 33) получим
Кр = 0=2-1 (2 54)
р D \ I + а’)
Отсюда видно, что коэффициент использования номинальной мощности характеризует степень несогласованности фидера со входом приемника и потери во входной цепи. При отсутствии собственных потерь входного контура (JK~0 или D^>2) и при полном согласовании (а=1) К₽=1, в остальных случаях КР<1.
При о=1 коэффициент Кр— (Ь—2)ID характеризует потерн входной цепи Величина D^dslde. определяется требованием к селективности и полосе пропускания входной цепи.
54
При D^>2 коэффициент Кр= характеризует рассогла
сование.
Возможны различные виды согласующей связи фидера со входом приемника автотрансформаторная, трансформаторная, с емкостным делителем. Прн использовании экранированного фидера они практически равноценны.
Автотрансформаторная связь (рис. 2 3) используется при коаксиальном кабеле. Согласование достигается выбором коэффициента включения т—(£]+Л!|)/£к, где Li — индуктивность части контурной катушки между точками подключения антенного фидера. М, — взаимонндуктивность между точками подключения фидера и всеми витками катушки.
Эквивалентная схема рассматриваемой цепи совпадает со схемой на рис. 2.11. Для нее справедливы выводы § 2.4 с учетом соотношений гд=рА, *л~0, |2до|=рл, GA=l/pA.
Трансформаторная связь (рис. 2.20) применяется как при симметричном, так и при несимметричном фидере В первом случае такая связь позволяет сделать вход приемника симметричным что необходимо для устранения антенного эффекта неэкра-нкрованного фидера Для этого применяют электростатический экран между катушкой связи и контурной катушкой (рис. 2.20,а), а также специальную конструкцию фидера. При наличии экрана связь между катушками обеспечивается только взаимоиндуктивностыо М Токи, наводимые электромагнитным полем непосредственно в проводах фидера, при этом замыкаются в катушке связи и взаимно компенсируются Без электростатического экрана емкость между катушками связи и контура (рис. 2.20,6) может нарушить компенсацию этих токов, т. е проявится антенный эффект
Эта цепь отличается от предыдущей способом связи контура с фидером Коэффициент трансформации
т = М!LK = kVLCB/LHf (2.55)
где k-M/У L^Lс» — коэффициент связи. Чтобы найти коэффициент связи Ас, необходимый для согласования, решим (2.57) относительно А и подставим тс из (2 25);
1/-0+- °вг . (256)
Рис 2 20
55
<<Q л ( Из (2.29)
Go + naG.« = —:~-V- (2б7>
Р
из (2 2) получим
I гло12 Ра + (“о
(2.58)
<3 учетом (2.57) и (2 58) выражение (2.56) примет вид
kc =* Vd У Г-Ц- + (2.59)
V «О ^-СВ Рд
Конструктивно выполнимый Ас не превышает 0,5... 0,6, поэтому надо так выбрать Есл, чтобы согласование достигалось при возможно меньшем значении Ас- Для определения условия минимума Ас решим уравнение dkc/dLCB=O. В результате получим
^св = Ра/®»- (2.60)
После подстановки LCB из (2 60) в (2.59) найдем минимальный согласующий коэффициент связи:
Acmln~V2d=/£. (2.611
Обычно согласования добиваются на средней частоте поддиапазона. По краям поддиапазона связь мало отличается от оптимальной и коэффициент передачи близок к максимальному.
Цепь с емкостным делителем (рис. 2 21) используется при не симметричном фидере. Контур образован индуктивностью Ек и емкостью
С = С^{С^ + CSi) + Сд,
где Ci 2 = С2+СВх; Сь— межвитковая емкость катушки LK.
В этой цепи, где Ct и С2 соединены последовательно, результирующая емкость меньше, чем в контурах, где емкости включены параллельно и суммируются Коэффициенты включения
т-—»--------------<1, f1-—<1,
Ci Cl + Csr C2£ Cl + C2S
при этом m-j-n—1, поэтому если m выбрано из условия согласования, ТО П—1— Шсогл. -
Достоинством цепи является возможность использования на более высоких частотах благодаря уменьшению емкости контура С. 1
66
2.8 ОСОБЕННОСТИ КОНСТРУКЦИЙ ВХОДНЫХ ЦЕПЕЙ
РАЗЛИЧНЫХ ДИАПАЗОНОВ ВОЛН
Колебательные контуры с сосредоточенными параметрами применяются на метровых и более длинных волнах и отчасти на дециметровых волнах. При данных L и С контур имеет резонансную частоту fa = \/2nYLC. При изменении L и С на AL и АС
. Д£ . ДС . &L ДС .-Цч-—+—+——)
(2 62)
При малых относительных изменениях &L/L и ДС/С, разлагая (2.62) в степенной ряд и ограничиваясь учетом величин первого порядка малости, получаем
(2'63)
Отклонение резонансной частоты от начального значения Д/'=Г—Го, поэтому из (2 63) можно оценить нестабильность на-стр Йки
+-А£_. (2 64)
/„ 2L 2С
В дециметровом диапазоне ноли применяют коак< иальные и полосковые резонаторы, представляющие собой отрезки линий. Достоинством таких резонаторов является высокая добротность, стабильность, жесткость конструкции
Обычно потери, вносимые в резонансную линию, намного превосходят ее собственные потери, поэтому можно считать ее идеальной, без потерь. Как известно нз теории электрических цепей, входная проводимость короткозамкнутой линии без потерь
у,- -LctgS^ ' Рл А
где I — длина линии, Л — длина волны, рл — волновое сопротив-тивление. Короткозамкнутая линия длиной 7 = ^/4 подобна параллельному колебательному контуру. Если свободный конец линии подключается к цепи, имеющей входную проводимость Увх^бвх-!-+j соСЕх, то для получения резонанса на заданной частоте необходимо выполнение условия
— ctg 2л —- — <в0 Свх
Рл М
Отсюда необходимая длина резонансной линии
/« =
-zrarctg
1____
Рл Свх
Резонансную линию в относительно узкой полосе частот (в полосе пропускания и прилегающих полосах частот) можно за-
менить эквивалентным колебательным контуром Для этого потребуем равенства производных
f \ , (2.65)
\ Зш /<1У=ш0 \ да> /о)=<1)(
где = 6Bx"FJ ь>Свх- ctg к , Ук= jbx4~J tijC— —прово
р Л tot
димость контура, эквивалентного линии.
Из (2.65) емкость эквивалентного контура
£1 I Q I ____\
2 \ вх Iodo рл sin» (2л /1(/?.„)/’
Затухание, вносимое в линию со стороны последующей цепи при полном включении, d— GBX/woC.
Связь линии с антенным фидером может быть автотрансформаторной (рис. 2.22 а), трансформаторной (рис. 2.22,6) или емк>-стной (рис. 2.22,в) Подобным образом выполняются входные цепи с полосковыми линиями (рис. 2 22,г).
Настройку резонансных линий можно проводить изменением емкости или действующей длины /к. Для отрезков линии справедливы характеристики, полученные в § 24 и 2.6.
Б сантиметровом и миллиметровом диапазонах волн входная цепь обычно состоит из волноводного тракта, отдельные участки ко торого представляют собой объемные резонаторы. Они образуются замкнутой металлической оболочкой, во внутренней полости которой возбуждается поле с помощью отверстия в стенке (рис. 2.23,а), петли (рис. 2.23,6) или штыря (рис. 223,в). Достоинства объемных резонаторов — высокая добротность, стабильность, удобные размеры, почти идеальная экранировка.
Объемный резонатор может служить трансформирующим элементом В этом случае, как и для широко используемых на СВЧ отрезков полосковых линий, справедливы эквивалентная схема входной цепи на рис. 2 11 и количественные соотношения, приведенные в § 2 4 и 2 6.
Рис. 2.22
68
Рве. 2 28
г л а в a 3 УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ
3.1. НАЗНАЧЕНИЕ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ УСИЛИТЕЛЕЙ РАДИОСИГНАЛОВ
Усиление модулированных несущих колебаний — радиосигналов в приемнике осуществляется до преобразования частоты, т. е на радиочастоте, и после преобразователя — на промежуточной частоте. Входные каскады должны иметь малый коэффициент шума, большое входное сопротивление, высокую линейность усиления, поэтому их часто выполняют на полевых транзисторах На СВЧ применяют усилители на полевых и биполярных транзисторах, на туннельных диодах, параметрические и квантовые.
И в усилителях радиочастоты (УРЧ), и в усилителях промежуточной частоты (УПЧ) вместе с усилением обеспечивается частотная селективность. Для этого усилители содержат резонансные цепи: колебательные контуры, фильтры из связанных контуров и др Усилители, АЧХ которых благодаря фильтрам близка к прямоугольной, называют полосовыми. Усилители радиочастоты с переменной настройкой чаще всего выполняют одноконтурными.
К числу основных параметров и свойств усилителей относятся резонансный коэффициент усиления; селективность; коэффициент шума, искажения сигнала и устойчивость, т. е способность усилителя сохранять в процессе эксплуатации основные свойства и характеристики.
3.2. СХЕМЫ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ НА НЕВЗАИМНЫХ ЭЛЕМЕНТАХ
В усилителях радиосигналов применяют в основном два вари-, анта включения усилительного прибора: с общим эмиттером и с общей базой в каскадах на биполярных транзисторах; с общим истоком и с общим затвором в каскадах на полевых транзисторах; с общим катодом и общей сеткой в ламповых каскадах
Усилители с общим эмиттером (истоком, катодом) в диапазо-* нах метровых и более длинных волн позволяют получить наибольшее усиление мощности. Усилители с общей базой (затвором, сеткой) отличаются большей устойчивостью против самовозбуждения, поэтому часто используются в дециметровом и сантиметровом диапазонах волн. Принципы построения и анализа резонансных усилителей идентичны для различных типов усилительных приборов н вариантов их включения
На рис. 3.1 приведена схема усилителя на полевом транзисторе с общим истоком В цепь стока включен колебательный контур ^к, Ск. Контур настраивается конденсатором Ск. В усилителе применено последовательное питание стока через фильтр 7?3, Са и кату-
1 Б9
Рис 3 1
шку индуктивности. Поскольку Сзв50... 100 раз превышает максимальную емкость Ск,то резонансная частота определяется LK и Ск На этой частоте коэффициент усиления максималеи. Уменьшение его на частотах, отличающихся от резонансной, определяет селективные свойства усилителя
Напряжение смещения на затворе определяется падением напряжения от тока истока на Емкость С2 устраняет отрицательную обратную связь по переменному току. Конденсатор Ci — разделительный. Резистор J?, служит для передачи напряжения смещения на затвор.
На рис. 3.1 показано автотрансформаторное подключение контура к истоку транзистора, используемое для повышения устойчивости усилителя В каскадах на биполярных транзисторах частичное (трансформаторное или автотрансформаторное) подклю чеиие контура к усилительным приборам используется не только для повышения устойчивости, но и для уменьшения шунтирования контура сравнительно малыми входными и выходными сопротивлениями транзисторов. В качестве примера на рис. 3,2 приведена схема усилителя с двойной автотрансформаторной связью контура LK, Ск с транзисторами через отводы с коэффициентами включения т и п. Напряжение питания на коллектор подано через фильтр С2 и часть витков катушки Li. Режим по постоянному току и температурную стабилизацию обеспечивают с помощью резисторов Ri, Яз. Емкость Ct устраняет отрицательную обратную связь по переменному току. Разделительный конденсатор С3
Рис 3 2
60
Рис 3 3
предотвращает попадание питающего напряжения коллектора в цепь базы.
В усилителе по схеме на рис. 3.3 контур трансформаторно связан с коллектором транзистора данного каскада и автотранс-форматорно со входом следующего.
Усилители промежуточной частоты обеспечивают основное усиление и селективность по соседнему каналу. Их важная особенность — то, что обычно они настраиваются на фиксированную частоту Коэффициент усиления УПЧ, как правило, значителен— порядка 10*,.. 10е.
3.3 ОБЩИЙ АНАЛИЗ
РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
В режиме малых сигналов усилительный прибор (транзистор, интегральный модуль, лампу) можно представить активным линейным четырехполюсником типа показанного на рис. 3 4. В системе У-параметров уравнения четырехполюсника имеют вид
/1 = уи и,+у12 с/2, 4=уы иг+Ум (3 1)
Распространенная модель усилительного прибора показана на рис 3.5.
Для дальнейшего анализа следует учесть зависимость параметров от частоты В ограниченной полосе частот У-параметры можно представить в виде
Уп + j<oCn; — yis«jGu4-jcoC]a; 1
Ум й*|Уи1 ~ sj + JwC2i J
Здесь
1^*11 -$/И 4-(3.3)
— угловая частота, на которой крутизна Уц уменьшается в V 2 раза;
Фи " “arctg ((o/(os) = —arctg ©тм, (3.4)
где Tit = 1/шд.
61
Рис 3 4 Рис 36
Полная эквивалентная схема усилителя содержит источник сигнала и нагрузку (рис. 3.6), причем
(3.5)
/2 = -Ua Yz, (3.6)
где
Ух = Ух/m2 = (У„ + л’ Уя)/л»а (3.7)
— суммарная проводимость контура и нагрузки, пересчитанная к выходу четырехполюсника. В (36) знак минус появляется вследствие того, что падение напряжения на нагрузке в точках 22 от тока /2 противоположно напряжению Уч- Коэффициенты включения
m=lW n=UjU. (3.8)
Коэффициент усиления каскада с учетом (3 8)
_ t/вых ' Ув п Uf ^2 gjj cz.x Ui m 1>1
Отношение £72/tA найдем из второго уравнения четырехполюсника (3.1), подставив в него /2 (3.6): —t72]?"£ = ]?'2iGi-|-i;'22G2. Отсюда
=----. (3.10)
1/1 ^22 +
После подстановки (3.10) в (3 9)
к=-- й<31|> т *22-}- Г 2
Учитывая (3 7), можно записать (3.11) в виде
К = tnn.Yu _ mnYiiRi /3 12)
Ke 1+16 ’
где
Ув . Уе+та Ум = Ук + т« Уи+ л« Уи ~ (1 + К) (3 13)
— полная эквивалентная проводимость контура В (3 13)
Ge 1 /Re = Gq+m2 Gas+na GB (3.14)
62
— эквивалентная резонансная проводимость контура,
Е==-^-= —!—(—------— —обобщенная расстройка
dg d9 \ а>о ю /
Сопоставляя (3.12) с (2,10) видим, что они отличаются только знаком и значением проводимостей: в (3.12) вместо 1/|2А| входит У21- Поэтому выводы, сделанные при анализе входных цепей на основании выражения (2 10), могут быть распространены и на усилители.
Модуль коэффициента усиления из (3.12).
К= mn |УИ| Яв/ГПТ2. (3.15)
Положив g=0, определим резонансный коэффициент усиления
= тп | Ktl „| = тп |У#10 |/(С0 + /и® Gss + n® G„). (3.16)
Найдем оптимальные значения т и"п, при которых Ко будет максимальным при заданном полном затухании d9. Если D=d0/dK= = Ga/G0, то с учетом (3.14)
GB = DG0 = m«GM+n«GB+G0 (3.17)
При этом согласно (3.16)
K0-mn|ril0|/DGo. (3.18)
Из (3.17) вычислим т и, подставив его в (3,18), получим Г n l^rtcl 1 / —1) Ос—«8Сн Л<>=- DQa [ ' См Коэффициент усиления максимален при Поп» у 2 Оа Из (3 17) с учетом (3.20) т —1 Оо ^оот= У 2 Подставив (3 20) и (3.21) в (3.18), найдем К — —^»хо1 /1 1 \ 2'0 дах 1 1 " ). 21^ОВ GM \ & (3.19) (3.20) (3.21) (3.22)
Из (3 20) и (3.21) видим, что коэффициент усиления максимален при одинаковом шунтировании контура со стороны выхода усилительного элемента и со стороны нагрузки, т. е. при m®Gjj — =n2O,,= (D—l)Go/2. При малом собственном затухании контура, т. е при Л^>1, усиление достигает предельного значения
^0 пред e I^S1 ol/2V"GHGjj.
Если собственное затухание контура близко к полному затуханию, выбранному из условия получения требуемой селективности, т, е. сравнительно велико, то коэффициент усиления получается малым,
63
так как при D-*-! К<г->0. Отсюда ясно, что контур надо стремиться выполнить с возможно меньшим собственным затуханием
Из (3.15) и (3.16) получим
-Л“- = J- в — /Т+Т2. (3.23)
К V |Йа1|
При малых расстройках можно пренебречь изменением Kji | Тогда из (3 23) имеем — = т/ 14~( У- Отсюда находим по-V У \Мв /
лосу пропускания усилителя при заданной неравномерности:
При у=0,707 T7o,7=fa)d».
Фазовая характеристика с учетом (3 4) описывается формулой
—<ру = arctg £4-arctg ота1. (3.24)
Определим входную проводимость усилителя в точках I 1 на рис. 3 6. Из первого уравнения (3.1) получим
- А б', = Уп + Уи U./U,. (3.25)
П вставляя в (3 25) значение UzlUi из (3.10), находим
= Л1- У1Л yti (Ги 4 Ух) (3.26)
С учетом (3 11) и (3 12)
= (3 27)
В (3.25) — (3.27) второе слагаемое обусловлено проводимостью внутренней обратной связи УЪ.
Аналогично можно найти выходную проводимость усилительного прибора (в точках 2 2)
Лых=^и-Л»адЛ1 + 4). ’ (3 28)
Из (3.26) — (328) видно, что из за внутренней обратной связи входная проводимость зависит от проводимости нагрузки, а выходная — от проводимости источника сигнала.
Рис. 8.6
64
3.4. ВЛИЯНИЕ ВНУ1 РЕННЕИ обратной связи на свойства РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Обратная связь в усилителях возможна через цепи питания, через соединительные цепи усилителя через проводимость внутренней обратной связи усилительного прибора Первые два вида обратной связи в принципе могут быть ослаблены до допусти мых пределов рациональным построением схемы и кс нструкцией цепей и узлов приемника.
В усилителе на полевом транзисторе с общим истоком внутренняя обратная связь определяется проходной емкостью C|S = C3c. В усилителе на биполярном транзисторе У2— комп ексная величина:
- = С а + j ш = | У1г| eJ (3.29)
где
Ум = ^2 + (ЧСмЛ (3.30)
<pi, « arctg (<в Cla/G12) = arctg соТ1В. (3.31)
Рассмотрим усилите :ь с входным контуром по схеме на рис. 3.7, где для наглядности элементы внутренней обратной связи показаны в виде внешней цепи Проводимость У г создает на входе усилителя ток 1 что эквивалентно возникновению проводимости Рвхос, которую называют входной динамиче кой i роводимостью. Из (327)
v _ mzY
вхоо= “ 1 + JI
С учетом (3.2) и (3.29)
*/(1+Ш-
Здесь
Ч> “ 4>i»+4>п - arctg [ю (тп—та1) ( + т>2 та1)
•—аргумент произведения Yi2Y2 В (3.34) ф]2 и <pai определяются
(3.32)
(3 33)
(3.
3—12
65
Рис. 8.7
по формулам (3.31) и (3.4). Применив формулу Эйлера, после соответствующих преобразований в (3.33) получим
1 + 6
+ j^«M|risFM| =6И,.ОС + )ВИХ.ОС. (3.35)
1 “Г 6
Из (3.35) видно, что проводимость Увх.ос — комплексная Она может быть разложена на две активные составляющие GEX,0C1 и Gbx.oc2 и две реактивные Ввх oci и -®Bx.oc2i причем
1 = y,J cos <р/( 1 + V);
G,x.oc1=mUMlVlirsl|sinq^(l+E2); (3.36)
^ях.ос 1 — ос 1 — /?еа | У ц Vji sin <p/(l 4- 5s);
®вх.оо» =<в^'вхос » = т I ^12 ^11 cos <Р 5/(1 fis).
Характер зависимостей Gsx.Oc=f(5) и С»х.<х-=/(£) показан на рис 3 8 Эти составляющие входной динамической проводимости шунтируют входной контур (рис. 3.7), что приводит к изменению формы его частотной характеристики.
В усилителе на полевом транзисторе Gu«0, т12»оо, tai «О, крутизна S— действительная величина, ф=л/2, поэтому GBX.oci~ л? О, Йвхоса^б и
Gai.ос а = ®
®ех.ос 1 = ос 1 = СоС1а<5Д1;;/?э1/(1 + 5s).
Рассмотрим вначале влияние этих проводимостей. Будем считать, что входной контур настроен на ту же частоту, что и выходной. Если бы все составляющие входной динамической проводимости не зависели от частоты, то АЧХ входного контура имела бы вид, показанный на рис. 3.9 сплошной линией. В действительности Gbx.oc 2 и Ввх ос i изменяются с частотой. На частотах ниже резонансной проводимость отрицательна и вызывает подъем коэффициента усиления (штриховая линия на рис. 3.9). Это можно объяснить следующим обстоятельством. На частотах ниже резонансной выходной контур имеет индуктивное сопротивление. Поэто-
Рвс 88
Рис. З.И
Рис. 3.12
му Os (рис. 3.7) опережает ток на угол, близкий к 90° (рис 3.10)L Под действием напряжения С'2 возникает ток 1 через емкость С|2, опережающий напряжение еще на 90° Так как It синфазен с Ut, то между t/( и / сдвиг фаз равен 180°, что эквивалентно отрицательной проводимости Она компенсирует потери входного контура, увеличивая напряжения, т. е. в усилителе возникает положительная обратная связь
На частотах выше резонансной 0ЭхОс2 положительна. Она вносит в контур потери, уменьшающие коэффициент усиления, т. е. имеет место отрицательная обратная связь.
Влияние Свх ос 1 на форму частотной характеристики входного контура проявляется в том, что при понижении частоты полная емкость контура уменьшается, а резонансная частота увеличивается. Фактическая расстройка больше той, на которую понижена частота, поэтому спад коэффициента усиления более резок (штриховая линия слева от оси ординат на рис. 3.11). При повышении частоты полная емкость уменьшается и резонансная частота увеличивается. Контур как бы подстраивается под частоту, фактическая расстройка уменьшается л коэффициент усиления оказывается больше, чем при отсутствии обратной связи (штриховая линия справа от оси ординат на рис. 3.11).
В усилителе на биполярном транзисторе влияние С12 приводит к аналогичным изменениям формы частотной характеристики, однако вследствие комплексности прямой и обратной проводимостей ?]2 и ?2| имеют место все четыре составляющие входной динамической проводимости (рис, 3.8).
При резонансе Свх.ос t равна нулю При понижении частоты С«х.ос г увеличивается, резонансная частота понижается и фактическая расстройка контура уменьшается При повышении частоты СВхМ2 отрицательна, полная емкость уменьшается, резонансная частота увеличивается, что приводит к уменьшению расстройки и увеличению коэффициента усиления (рис. 3.12, штриховая линия). При большой расстройке Сях ос 2 уменьшается и перестает влиять на форму АЧХ.
Проводимость GBXOci уменьшается при отклонении частоты от резонансной в обе стороны При этом увеличивается добротность входного контура, растет коэффициент усиления справа и слева от 3* 67
резонансной частоты, вершина резонансной характеристики расширяется (рис. 3.12, штриховая линия).
Итак, обратная связь приводит к деформации резонансной характеристики. Возможно даже самовозбуждение из-за отрицательной ПрОВОДИМОСТИ Gbx.oc 2-
3.5. УСЛОВИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УСИЛИТЕЛЯ
Условием самовозбуждения являются равенства
"Е ос — О, С01 -Е и2 GBX О(. - 0, (3.37)
первое из которых соответствует условию баланса фаз, второе — условию баланса амплитуд. Усилитель не будет самовозбуждать-ся, если проводимость контура на его входе с учетом обратной связи будет положительной: G3i-|-n2|GBX.or>0 Но отсутствие самовозбуждения еще не означает неизменности показателей усилителя.
Введем коэффициент устойчивости
^ = (Gai+n;2GBX.oc)/Gel (3.38)
Если £у=0, ю усилитель может самовозбуждаться. При ky— = 1 обратная связь отсутствует, что соответствует максимальной устойчивости усилителя. Обычно принимают йу=0,8... 0,9. При этом изменение коэффициента усиления и полосы пропускания под действием обратной связи нс превышает 10... 20%. Чем ближе ky к единице, тем устойчивее усилитель.
Аналогичные рассуждения справедливы и для отрицательной обратной связи: свойства усилителя также не должны претерпевать существенных изменений, поэтому выбирают Ау~ 1,1 ... 1,2.
Найдем условие устойчивости усилителя с заданным запасом устойчивости. Из (3.35).
G„.oc = «2 Я87|УИ(V. £).
(3.39)
где g (<р, ё) = (cos ф + £ sin ф)/(1 + Е2)
(3.40)
функция, определяющая зависимость GBX.Oc от расстройки £ и
аргумента <р. Характер этой зависимости, а следовательно, и Gnx.oc от £ показан на рис. 3.13 (сплошная ли-
ния) . Как функция аргумента она будет изменяться (штриховые линии на рис. 3.13), приближаясь К Gbx.oc 1 или GBx.oc 2 (рис. 3.8,а или в). При положительной обратной связи GBX1Oc отрицательна, при отрицательной — положительна., Подставим GBx.oc из (3.39) в (3.38)
fey= 1 + «? RM 7?я1|У1а Ум|£ (Ф, Е). (3.41)
Рис. 3.13 Из (3.41)
ml flail'd - i*y~• I*
(3.42)
68
В (3.42) введены знаки абсолютной величины |АУ—1] и 1^' ’ 4)1» чтобы объединить оба случая обратной связи в одной формуле, так как при положительной обратной связи Ау<1 в в(т £)<0, а при отрицательной обратной связи Ау>1 и g(<р, £)> >0. Умножая обе части (3.42) на п2г| f Л?эа и решая относительно Ко=ютгП2/?эг| ^211 > получае м
К <”
yf lAy—11 |Уе1| Я», V 1«(ф.Е)1 1Л.1 ЯВ1
(3 43)
Устойчивость обеспечивается, если Ко^Коус-г- При идентичных контурах (Кэ1=КЭ2) и ni=n2 (3 43) примет вид
Ко уст —
|&у--1 | I У811
1Л.1
(3.44)
Для получения большего устойчивого усиления усилительный прибор надо выбирать с максимальным отн шением У21|/) Рц|. Параметр Лу= |P2i|/|?i2| характеризует одновременно усилительные способности электронного прибора и паразитную обратную связь. Усиление возможно, если Лу>1.
Исследование (3 40) показывает, что g(q>, £) имеет экстремум:
g (<Р. 4)mta= — (1 —cos q>)/2,
(3 45)
g (<Р> B)max “ 0 + cos ф)/2. (3.46)
В усилителе на "биполярном транзисторе глубина отрицательной обратной связи больше, чем положительной. В усилителе на полевом транзисторе они одинаковы (<р=л/2). При исследовании влияния обратной связи надо исходить из наибольшего абсолютного значения g (<р, £) В соответствии с (3.46) и (3.44)
Коуот- У2|Ау—l|4y/(l+cos<p) (3.47)
Рассмотрим частные случаи
1. cos<p=l, <р—0, что из (3.34) соответствует условию т12= «=т21. При этом из (3.47)
Ко усти V |АУ 1J j4y (3.48)
При Ti2=T2t имеет место только отрицательная обратная связь. Усилитель не может самовозбудиться. Его показатели не будут заметно меняться, коэффициент усиления не будет превышать значения, определяемого формулой (348) У транзисторов обычно Т12>Т21.
2, cos<p=0, <р=л/2. При этом из (3.47)
Ко уст = }/2|Лу—1|ЛУ.
Этот случай соответствует условиям «Чо2 н (о С1В)> > GJ2 #
(3 49)
(3.50)
69
крторые выполняются, если транзистор работает в области частот, ниже предельной по крутизне. Тогда (3 49) принимает вид
Коуст= У|А—1|25/(о Cw (3.51)
При #y=Q,9 (илиЛу=1,1)
Ко уст = 0,45 )>C1S. (3.52)
Устойчивый коэффициент усиления лампового усилителя определяется формулами (3.51) или (3 52), в которых надо полагать С|2= Слс.
В многокаскадном усилителе выходной контур данного каскада является входным для следующего каскада и шунтируется его входной проводимостью. Из за этого эквивалентная проводимость данного каскада изменяется, что влрчет более сильное изменение входной проводимости и параметров его входного контура. Поэтому многокаскадный усилитель менее устойчив, чем однокаскадный. Если в каждом каскаде выполняется условие (3.52), то снижение устойчивости незначительно.
Следует, однако, учитывать при конструировании усилителя, что в многокаскадном усилителе с большим коэффициентом усиления возможно проявление внешних обратных связей, вызываемых индуктивными и емкостными влияниями непосредственно между проводниками и деталями конструкции входных и выходных каскадов.
3 6 СПОСОБЫ ПОВЫШЕНИЯ УСТОЙЧИВОСТИ РЕЗОНАНСНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Известны пассивные и активные способы повышения устойчивости. Пассивные способы сводятся к уменьшению фактического коэффициента усиления, чтобы выполнялось неравенство
К0^Коуст. (3.53)
Для этого достаточно, например, уменьшить коэффициенты вклю'ення или сопротивления контуров Ro
Найдем коэффициент включения та (рис 3.7) из условия (3.53i Для этого используем формулы (3.16) и (343)'
ВД | Ytu I С Л"- 1 Г J-fr-ZlU—.
«1 V |£(ф. E)l |Xt»l *В1
Отсюда
1 в Г 1^—4
т’<"ЛИ 1ПЛ11’ (3’54)
где /?., = )/R<uR.,z\ tn известно из расчета предыдущего каскада или входной цепи. С учетом (3.46) при выполнении условий (3.50) формула (3.54) принимает вид
т2 <------
/ 1Г
V 1Г1Л11
(3.55)
70
Коэффициент включения п» определяется из условия получения требуемого ватухания d^cR+m^pGzi -n2spGu.
Отсюда
rt = I №—^и) m|pGM f de—dK
4 k pGH k pGH
Активные, способы повышения устойчивости позволяют увеличить Ко уст и тем самым реализовать потенциальные усилительные возможности прибора. К этим способам относятся нейтрализация внутренней обратной связи противоположной внешней обратной связью и каскадное соединение активных элементов.
Внутреннюю обратную связь усилительного прибора можно нейтрализовать с помощью специальных целей. При этом отпадает ограничение коэффициента усиления, налагаемое условием (353), и можно получить максимальное усиление, определяемое формулой (3.22). Известны различные схемы нейтрализации Усилитель с параллельной нейтрализацией представляет собой параллельное соединение двух четырехполюсников: усилительного прибора У и нейтрализующей пассивной цепи с проводимостью (рис 3 4). Найдем результирующий параметр P|j в двух параллельно соединенных четырехполюсников. По определению
У11Я = А = .А+А. = У и + Yn .
Ut tf'—o \ий
Обратная связь отсутствует, если ?!» = Р:г+?« = 0. Отсюда получаем условие нейтрализации yw=—Уц. Следовательно, цепь нейтрализации по свойствам должна быть аналогична цепи У is- Напряжение обратной связи через цепь нейтрализации должно подаваться на вход усилителя в противофазе с тем, которое попадает на вход через цепь внутренней обратной связи Для этого используют автотрансформаторный или трансформаторный фаэоИ1 вертор
На рис. 3,15 приведена схема усилителя с автотрансформаторным фазоин-вертором и параллельной цепью нейтрализации Rn, CN. Эта цепь может обеспечить точную нейтрализацию в полосе частот, в пределах которой G,2 и Си практически постоянны. У транзисторов Gis и С\г зависят от частоты, поэтому в диапазонных и широкополосных усилителях нейтрализация не применяется.
Возможна также последовательная цепь нейтрализации, т. е цель, в которой Cn и Rtt соединены последовательно; она обеспечивает точную нейтрализацию на частоте, на которой последовательная цепь эквивалентна параллельной. Это .можно обеспечить в селективном усилителе с фиксированной настройкой, в его полосе пропускания. Последователыую цепь удобно использовать в тех случаях, когда не должно быть гальванической связи между выходной и входной
Рис. 3.14
Ряс 3.1Б
71
цепями усилителя, поскольку Сц одноаремен ю играет роль разделительного конденсатора.
Для повышения устойчивости усилителей используют каскадное соединение двух усилительных приборов, при котором выход первого усилительного прибора соединяется со входом второго непосредственно, без частотно-зависимых цепей. Влияние внутренней обратной связи при этом уменьшается, так как проводимость обратной связи определяется обратной проводимостью двух усилительных приборов
В 40-е гг. в ламповых усилителях было наиболее распространено соединение «общий катод — общая сетка» (ОК—ОС). Такой усилитель получил название каскодного. После перехода к применению транзисторов каскодными стали называть любые усилители, у которых отсутствуют частотно-зависимые связи между кас-кадно включенными транзисторами. Для анализа такое соединение удобно рассматривать как один каскад, у которого оба усилительных прибора замещаются некоторым эквивалентным четырехполюсником (рис. 3.16) с эквивалентными параметрами
Гпв = Уи-У21 У1'г/(У22+У?1);
Уздо = У22-У21 У12/(Уг2 + У11);
УИ8 = -У21 У21/(У22+ у'д; (3.56)
^=-^2^2/^ + ^).
С учетом этих соотношений остаются справедливыми расчетные формулы (3.15), (3.16), (3.19) и (3.22).
В усилителях на биполярных транзисторах наиболее распространены варианты соединения «общий эмиттер — общий эмиттер» (ОЭ—ОЭ) и «общий эмиттер — общая база» (ОЭ—ОБ) Усилитель вида ОЭ — ОЭ используют на частотах fo^l —2 МГц, например в УПЧ радиовещательных приемников. Усилитель ОЭ — ОБ применяют на более высоких частотах, в частности в декаметро-вом и метровом диапазонах, а также в широкополосной аппаратуре.
В усилителях на полевых транзисторах хорошими показателями обладает усилитель по схеме «общий исток — общий зат
Рис. 3.16
Рис. 3.17
72
вор» (ОИ— ОЗ); используется также соединение «общий исток — общая база» (ОИ — ОБ).
Каскодные усилители позволяют получить высокое устойчивое усиление без нейтрализации. Из (356) можно определить параметр (Vuol/I Fizel каскодных усилителей; в частности, у усилителя ОЭ—ОЭ с одинаковыми транзисторами Ar.=«|hi|s/|?ia|2; Для случая ОЭ—ОБ Дгв=- |?Si|s/|Рв(?а+?в) |. что существенно больше, чем для усилителя с общим эмиттером. Устойчивый коэффициент усиления определяется выражением (347) с учетом нового значения Лт». На рис 3.17 приведена схема каскодного усилителя ОЭ—ОБ с последовательным питанием транзисторов. Широко применяют каскодные усилители в интегральном исполнении.
3.7. РЕЗОНАНСНЫЙ УСИЛИТЕЛЬ
В ДИАПАЗОНЕ ЧАСТОТ
Рассмотрим зависимость резонансного коэффициента усиления от частоты в усилителях, схемы которых показаны на рис. 3.1 —3.3.
В усилителях на полевых транзисторах затухание, .вносимое в контур из-за шунтирования контура усилительными приборами, обычно не превышает значения, допустимого по условию получения заданной селективности. Частичное подключение контура необходимо лишь для выполнения условия устойчивости (3.53). Коэффициент включения т в усилителе с автотрансформаторной св явью выбирают в соответствии с (3.55). Для усилителя типа перестраиваемого переменным конденсатором (.рис, 3.1) согласно (3.16) при л —1 зависимость коэффициента усиления от частоты имеет вид
Л" о = zn | КaiQ | Rq nS<i>0LnQ,. (3.57)
Посйэлыку практически выполняются условия | У21с| = S=const и Qe=const, К возрастает с повышением частоты.
В случае биполярных транзисторов в усилителях часто применяют двойную автотрансформаторную связь (jmc. 3.2). Зависимость коэффициента усиления от частоты здесь сложнее, чем (3.57). Из (3.16) с учетом (3.3)
mnSRe mnSa^L^Qg
Af) — - ---------- *=--- , (d.DO)
У1 + (Шй/^з)8 1/T+W^p
где
/Q® = Ч- LkG88 Ч* LpG,i. (3.59)
В этом случае т и п от частоты не зависят;
m = (Li + JWt) /L«, n = (La + MJ ILK
где Afj — взажмонндухтоивность между Li и остальной частью катушки контура Lx; Afs — взаимоииду ктивность между Ls и остальной частью катушки L„. От частоты завися Р810 .и Q8. Если <о2.хо2о, то крутизна практически постоянна. Добротность контура с ростом частоты уменьшается из-за вносимых затуханий со стороны выхода каскада (zn#pGji) и со стороны нагрузим (л2рО>). При слабой связи контура с усилительными приборами добротность уменьшается ие
73
очень быстро и Ко возрастает, но медленнее, чем в (3 57). Полоса пропускания с ростом частоты расширяется
^0,7 ~ — ft №< + Ь>0 LjtGjj + па Ыо Лцбн)
Усилитель с трансформаторной связью контура (рис 3.3) также широко используется в транзисторных приемниках. Эквивалентная схема его показана на рис. 3.18,0. Усилительный элемент представим генератором тока с выходной проводимостью и емкостью С„Ы1, •которая включает кроме С& емкость монтажа цепи выхода н емкость катушки связи £св. Резонансная утло вая частота контура связи
исв = 1/ 1/ 7-свСвых- (3 60)
На основании теоремы об эквивалентном генераторе схема на рис 3 18,а преобразуется к виду, показанному на рис. 3.18,6, где ЭДС £| находится как напряжение холостого хода между точкв'ми 22 на рис. 3 18,а:
Ei -_______М4_______« . < з 61 >
^22 *Ь J Ю Свых , JШ СвЫХ
Здесь и далее будем пренебрегать проводимостью би. поскольку Gss<OjCb иж .Ток в катушке /-св с учетом (3.61) и (3.60)
/св = ---------—---------=-------—, (3.62)
j aLCB + I/j ш Сцых i— (ш/шсв)г
В данном случае емкость контура С=См+«2СвЖ4СМ1. В контуре наводится ЭДС £s = jwAl/c» Напряжение на контуре LK, С при резонансе с учетом (3.62) я
^'о — |£jolQe — I^cbI °о MQ8 — .. , . .а. -
H— (Шь/^св) I
Отсюда
/Св — ^вых _ nUB __ п |Уа10|(М/£в) /?9 Ul Ut П —(®0/<aM)»|
Соотношение (3.63) совладает с (3.46), если обозначить
т (°о) - |1 —(Юв/Ысв)»| '
В зависимости от соо/шс» возможны различные режимы усилителя При ь>2сп» Э>ш2о, как видно из (3.64), Зависимость резонансного коэффициента
(3.63)
(3.64)
Рис. 3 18
74
।
Рис. 3.19
усиления от частоты такая же, как при двойном автотрансформаторном включении;
Ко == л (Л4/£ц) |Угю1 Ка, (3.65)
т. е. Ко возрастает с увеличением lacrOTU.
При wacB^<o1o
2
М “св
Ко « л —- | Г2101 /?9 —— . (3.66)
Lk “о
Отсюда при | У20| =S=consl и QB=const
(3.67)
Ко «
Если ет вид
nMSQ^f»^ ____ const
Юр
учесть изменение | У'гю| в зависимости от частоты, то (3.66) прниима-
Ко-
nM5Qan>^B
“о К1 + (“o/“s)4
(368)
где С« определяется формулой (3.59).
В усилителях на б полярных транзисторах представляет интерес внутрн-емкостная связь контура со входом следующего каскада, аналогичная используемой во входной цепи по схеме на рис. 2 16. Ее достоинством является сохранение высокой селективности контура на верхнем конце диапазона благодаря уменьшению п, а следовательно, и ослаблению шунтирующего влияния входной проводимости с увеличением частоты На рис. 3.19 приведен вари нт схемы усилителя с комбинированной внутриемкостной (Ссв) и трансформаторной (Lea) связью контура со входом следующего каскада. Такой вид связи позволяет обеспечить постоянство или даже некоторое увеличение добротности с ростом частоты При шов><0о К в диапазоне изменяется мало.
3.8 КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА РЕЗОНАНСНОГО УСИЛИТЕЛЯ С ВХОДНОЙ ЦЕПЬЮ
Типичная схема части приемного тракта в упрощенном виде дана на рис 3 20 Источник сигнала с комплексной проводимостью E1,= GH+ Вк и вход усилительного каскада подключены к рез> 76
Рис. 8.20
Рис. 3.21
нансному контуру с коэффициентами включения m=UJU и n=UJU.
Определим коэффициент шума входной цепи совместно с первым каскадом приемника Для этого составим эквивалентную шумовую схему (рис. 3.21) в соответствии с рекомендациями, приведенными в § 7. Поскольку контуры настраиваются на частоту сигнала, на рис. 3.21 показаны только активные проводимости. Тепловые шумы источника сигнала и контура представлены генераторами токов, пересчитанных ко входным полюсам усилительного прибора (точки 1 1):
/ш.и= V 4kTIlG'w , (3.69}
/ш.к= V^kTHGb. (3 70)
Здесь G'H= (т21п2)0ц, G'0 = G /п2— проводимости источника сигнала и контура, пересчитанные к точкам 1—1
Шумы усилительного прибора представлены генератором шумового тока /шм (111) и шумового напряжения (1.10). Напряжению шумов иш соответствует ток
- иш Gs = /W; (G; 4- Go + Gj , (3.71)
где
Gs= G; + G;-|-Gbx= (tn* G^G. + n3 GBJ/n2. (3.72)
(3 73)
Согласно определению коэффициент шума
2 'L / 2 . /2 < /2
JJJ _ i _ । . ш-х ' UJ.BX W
После'подстановки в (3.73) формул (3.69)—’(3.71), (1 И) получим
ш= 1 + + + 2s- (G„ +g;+gBx)3
GH GM GK
(3.74)
Найдем оптимальное значение Си, которому соответс вует минимум коэффициента шума, для чего решим уравнение dUI/dG'K=& относительно С'к В результате получим
Ga.OOT= (G' + Gei)
О0 “Ь ^вх GbX
( Go + GBx)2
(3.75)
76
Подставляя (3 75) в (3.74), найдем минимальный коэффициент шума
Д7И1П= I +2 (6’+gsx + g; опт) (3.76)
Из (3 75), учитывая G'H опт=таоптСи/п2, можно определить коэффициент включения, при котором коэффициент шума минимален
^опт ш "
। /~ \ _1_ ос/п 4- /пх GBI
(Go/n -|- 6ВХ)«
(3 77)
где
т0 =
1 /~Gq ~Ь GBi
V си
(3.78)
— коэффициент включения, обеспечивающий согласование источника сигнала с первым каскадом приемника.
Зависимость коэффициента шума (3 76) от т показана на рис. 3.22 Для наглядности здесь же построена зависимость резонансного коэффициента передачи входного контура К» от т Из рисунка видно, что /Попт.ш>л1с. Это различие имеет место при малых собственных шумах усилительного прибора, когда шумы обусловлены в основном источником сигнала и входной цепью Оно объясняется быстрым ростом вносимого в колебательный контур сопротивления источника сигнала при увеличении т, в результате чего собственный тепловой шум колебательного контура умень шается по сравнению с тепловым шумом источника. При больших шумах усилительного прибора минимум коэффициента шума обеспечивается в режиме согласования (тОпт.ш»шс).
Рассогласование на входе приемника может оказаться нежелательным при работе с настроенными антеннами вследствие появления фидерного эха. Обычно при работе с настроенными ан теннами антенну согласуют с фидером, а фидер со входом приемника, что обеспечивает режим бегущей волны. Условие согласования определяется соотношением
G;=G' + G„. (3.79)
При этом т и п соответствуют (2.31) и (2 32). Коэффициент шум-а в режиме согласования найдем подстановкой (3.79) в (3.74):
Ш. = 2 + (/„- Ь) + 4 (G' + GBX). (3 SO)
<?0 + <?вх
В усилителях на полевых транзисторах (/В1 = = 1, л=1, G8XcGo) нз (3.80)
Д/о = 2-|-4Go.
Режим согласования на входе приемника является основным тем более, что режим оптимального рассогласования редко дает
Рис. 3.22
77
ощутимое уменьшение коэффициента шума, В общем случае для уменьшения коэффициента шума усилительный прибор следует выбирать с возможно меньшим значением произведения Лш(?'эх-Поэтому полевой транзистор в первых каскадах приемника предпочтительнее биполярного.
3.9. МАЛОШУМЯЩИЕ УСИЛИТЕЛИ СВЧ
В диапазонах НЧ, СЧ, ВЧ и ОВЧ не стремятся к снижению коэффициента шума по сравнению с тем, который естественно реализуется при использсхва ihh современных транзисторов, так как внешние радиопомехи препятствуют приему слабых сигналов. В диапазонах УВЧ, СВЧ и в «длинноволновой» части миллиметрового диапазона для ’усиления слабых сигналов используются специальные малошумящие усилители—квантовые и параметрические. Они обычно строятся как регенеративные усилители или (реже) как усилители бегущей волны. В квантовых усилителях усиление поля принимаемого сигнала происходит вследствие использования внутримолекулярной энергии вещества. Такие усилители являются малошумящими, но имеют сложную конструкцию. В настоящее время их применяют в основном в системах сверхдальней космической связи и в радиоастрономии.
Несколько больший уровень собственных шумов имеют параметрические усилители. Их принцип действия основан на преобразовании энергии колебаний местного генератора (генератора «накачки») в энергию усиливаемого сигнала. Преобразование осуществляется с помощью нелинейных реактивных элементов, в качестве которых чаще всего используют варакторы. Регенеративными являются также находящие некоторое применение усилители на туннельных диодах, в которых отрицательное сопротивление обусловлено особенностью вольт-амперной характеристики диодов в зоне туннельного эффекта.
Общая эквивалентная схема регенеративного усилителя имеет вид рис. 3.23. Усилитель содержит резонатор (контур Ар, Ср) с эквивалентной проводимостью потерь Go, к которому подключены источник сигнала и нагрузка, трансформированные к контуру. Действие источника энергии, обеспечивающего усиление, •показано в виде отрицательной проводимости (—GUB), вносимой в контур, и емкости С,1П. На резонансной частоте реактивная проводимость контура равна нулю.
Коэффициент усиления по мощности найдем как отношение мощности в нагрузке к номинальной мощности источника сигнала
Рис. 8.23
78
В нагрузке выделяется мощность
( {. V 'и
Рн = G’GH — } G,, =---------------------—. (3 82)
\ ’ (fit + С» + Gh— Gmt)*
a HOMiii in льна я мощность источника сигнала определяется формулой (1.14).
После подстановки (1.14) н (3.82) в (3.81) получим
„ ___________4Gn fit_______= 4 fit fit
Р (fit 4 fi-f-fit—fim)2 G^(I—t?)® ’
(3.83)
где G,= GM + Go+GB; g=GBa/G3 —коэффициент регенерации. При g-rl однако практически получить усиление больше 10... 20 дБ не удается, так как усилитель переходит в .режим генерации.
Полоса пропускания регенеративного усилителя
^С,7 —fodp ~ to Р Gx — /о (I д)
(3.84)
Здесь il;,=pGs и foda—соответственно затухание и полоса пропускания контура без регенерации. Как видно из (3.83) н (3.84), увеличение коэффициента усиле
ния сопровождается сужением полосы пропускания.
Достоинством рассматриваемых усилителей является малый уровень собственных шумов Это в основном тепловые шумы. Их можно уменьшить охлаждением Но, чтобы реализовать малый коэффициент шума, необходимо предотвратить по 1адя1нне собственных шумов нагрузки в усилитель, так как эти шумы, как и сигнал, будут усиливаться и выигрыша в реальной чувствительности приемника не будет. Предотвратить переход шумов нагрузки в резонатор усилителя можме с 'помощью направленных вентилей и циркуляторов Вентили используются в усилителях (проходного тала В них сигнал от антенны через 1-й вентиль поступает в резонатор, усиленный сигнал через 2-й вентиль, который препятствует попаданию шумов нагрузки в резонатор, подводится к нагрузке.
В усилителях отражательного типа (рис. 3.24) сигнал из антенны поступает в резонатор через циркулятор. Усиленный в резонаторе сигнал через циркулятор попадает на вход следующего каскада. Переход энергии в циркуляторе возможен только в направлениях, указанных стрелками. Шумы нагрузим попадают в согласованную резистивную цепь, где поглощаются, и не попадают в резонатор. На рисунке показан четырехилечнй циркулятор. Широкое применение нашли также трехплечие У-цир-
куляторы.
В 70 е гг. были разработаны малошумящие транзисторные усилители для работы и диапазоне частот до 30 ГГц и выше с показателями, не уступающими усилителям на туннельных диодах. Они обладают важными преимуществами- высокой надежностью, небольшой стоимостью, простотой, вднонаправленным усилением, относительно невысоким коэффициентом шума, мгновенным вхожде-
Рнс 3.24
79
кием в режим, простотой в обслуживании и возможное ью миниатюризации. В связи с этим усилители иа туннельных диодах мало распространены. Параметрические усилители подробнее рассмотрены в гл. 4.
3 10. УСИЛИТЕЛИ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ С ОДНОКОНТУРНЫМИ КАСКАДАМИ, НАСТРОЕННЫМИ НА ОДНУ ЧАСТОТУ
Усилители промежуточной частоты обычно работают на фиксированной частоте и для достижения заданного усиления могут иметь несколько каскадов.
Рассмотрим усилитель, содержащий М идентичных каскадов. Для этого используем результаты, полученные в § 3.3. Для N-каскадного усилителя коэффициент усиления
К» (ш) = (К (со)]" = (V ( к У1+£а )
а резонансный коэффициент усиления
Кт/ (®о) = (К (<ой)]" = (тп\Г2101й>.)" (3.-85)
Следовательно,
-- = — = (V1 +£2 V (3.86)
При условии | Угю | « | ?ai | (3.86) примет вид
1/?д= (lzT+l2)". (3.87)
При неравномерности y,v полоса пропускания
fN — foda ул—1 -
При неравномерности -ул=0,707
/7о t7N — f0daVV2— 1^/70,7/Ф! (л/), (3 88)
где По,? = fod3 — полоса пропускания каждого каскада; ^(ДГ)^
= 1/ —1—функция числа каскадов.
Из (3.88) видно, что для получения заданной полосы пропускания надо расширить полосу каждого кдекада. Для этого затухание каждого контура выбирают равным
d^n0.7N^ (3 89)
Коэффициент прямоугольное и частотной характеристики усилителя
(3.90)
80
аависит от числа каскадов У однокаскадиого усилителя Kno.t—10. С ростом числа каскадов прямоуголькость улучшается, однако возможности улучшения ограничены Так, при Лг-»<» Кв В11«е,6.
Фазовая характеристика многокаскадного усилителя <pyjr=7^<py
В узкополосных усилителях нетрудно получить большое усиление. Оно ограничено условием устойчивости. Если коэффициент т выбран не условий устойчивого усиления (3 54), (3.55), а коэффициент п — из условия получения заданного затухания, то сужение полосы пропускания усилителя сопровождается уменьшением коэффициента усиления В рассмотренном режиме коэффициент усиления в некоторых пределах не зависит от емкости контура. Действительно, при увеличении емкости до определенного критического значения Сир уменьшается резонансное сопротивление Ra, одновременно должны быть увеличены коэффициенты тип так, чтобы 'коэффициент усиления оставался неизменным пока т<1. Поэтому в узкополосных усилителях без ущерба для усиления емкость контура можно увеличивать, что полезно для повышения стабильности
В широкополосных усилителях обычно ш=1. При этом (3.85) можно пред ставить в виде
KN Ю = (n|Fsle|Re)w - (п|УЯ1о1РЧ)^ =
= ('1|Й210|/2лС770.г)"
где
С = Си + Спых 4- п* Свх -J- См — С^ -f- nS Свх
(3.91)
(3.92)
Из (3,91) видно, что коэффициент усиления тем меньше чем больше емкость контура и полоса частот, поэтому в широкополосных усилителях трудно получить большое усиление. Уменьшение емкости ограничено величиной С=СВЫж + Ч-л^иж + См, а также соображениями стабильности показателей усилителя.
Из (3.91) и (3.92) видно, что коэффициент усиления двояко зависит от ко эффнциента включения п Оптимальное значение Попт=1/С2 /Свж. Дальнейшее расширение полосы пропускания усилителя .можно 'получить шунтированием контура резистором Дш.
Преобразуем (3.91) с учетом (388):
К.ц (Wo) —
ol
2aCn01N^(N)
(393)
VN (W) '
Здесь К.=л| Vaio|/2nC/7o.T.v — коэффициент усиления одного каскада с полосой пропускания, заданной для многокаскадного усилителя, фк (W) =.[ф1(Л9] ” Множитель ф (W) показывает, что с увеличением числа каскадов при неизменной полосе пропускания коэффициент усиления каждого каскада уменьшается, так как для сохранения заданной полосы пропускания приходится увеличивать затухание контуров каждого каскада пропорционально ipi(A') в соответствии с (3.89). При увеличении числа каскадов N коэффициент усиления Кы(<оо) вначале растет. Когда число каскадов превысит некоторое критическое значение, коэффициент усиления Кы (©о) начнет уменьшаться. Поэтому в широкополосных усилителях с одинаково настроечными контурами большое усиление при эа данной полосе пропускания не всегда достижимо. Большее произведение коэффициента усиления на полосу пропускания можно обеспечить в .усилителях с взаимно расстроенными контурами или с полосовыми фильтрами
81
3 11, УСИЛИТЕЛЬ С ДБУХКОНТУРН^Й ФИЛЬТРОМ
Применяют различные варианты усилителей с двухкоитурны-ми фильтрами. Наиболее распространены индуктивная и внешнеемкостная связи между контурами. Связь контуров с усилительными приборами обычно бывает автотрансформаторная или с помощью емкостного делителя.
Рассмотрим вариант с индуктивной связью между контурами (рис. 3.25). Основные выводы при этом будут справедливы и для других вариантов Перейдем к эквивалентной схеме, в которой выход усилительного прибора заменим генератором тока ?2iGi с проводимостью Gbkx и емкостью СвЬ1Х, а вход следующего каскада заменим проводимостью Свх и емкостью Свх. Эквивалентная схема показана, на рис. 3.26, где С1 = Ск1-}-т2СВых-|-СИ1, Cj=CK24-,
Н-пгСвх+С„г — полные емкости; GaI = С01+/п26вык, Gs2—GqS-|-, -j-n2 GBX — полные проводимости.
На основании теоремы об эквивалентном генераторе заменим генератор тока генератором ЭДС Л (рис. 3.27), которая
находится как напряжение холостого хода между точками / 1. Ё =mF2IG1/j®Ci. Зная коэффициент передачи фильтра Лф=-— t'/£i, можно найти коэффициент усиления
/<= (3.941
U1 Ut J w Cl w ’
где pt = l/aioC| — характеристическое сопротивление первого контура.
Рис 8.26
Рис. 3.27
82
Выражение (3 94) справедливо для усилителя с фильтром, содержащим любое число контуров (при соответствующем Лф).
ФазочастотИая характеристика усилителя определяется фазочастотными характеристиками фильтра и усилительного прибора. В отличие от одноконтурного усилителя она в данном случае имеет дополнительный фазовый сдвиг на —п/2. Модуль коэффициента усиления
К = (tod/w) тп | | pi Лф
Вблизи резонанса (<oo/to«l) частотная характеристика усилителя в основном определяется частотной характеристикой фильтра:
К*= mnl/jil рх кф (3.95)
Из теории линейных цепей известны выражения для Для двухконтур-«ого фильтра прн одинаковых параметрах контуров
Кф = ₽/4V(I+EJ—₽2)»4-4ра, (3.96)
где p^kctldt,.
С учетом (3.96) выражение (3.95) примет вид
К « тп | Й211 ₽в 0 /У(1 +£»—₽Т + 4ра
В Л'-каскадиом усилителе коэффициент усиления
KN (to) = [mn| Йи [ Ra p/Vfl-b^—Ра)*+4Р«]Л . (3.97)
При резонансе (5=0)
KN (®0) = [m| У21 of Явр/О + ' (3-98)
Из (3.97) и (3.98) выражение частотной характеристики усилителя, если усилительный прибор выбран с достаточным запасом по частоте, имеет вид
К» (»)
Форма характеристики зависит от 0 При 0<1 она одногорбая; при 0=1 (критическая связь) частотная характеристика имеет наиболее ровную вершину; при Р>1 она двугорбая.
Частотная характернс ика наиболее близка к прямоугольной, когда впадина между горбами соответствует допустимой неравномерности в пределах полосы пропускания. Для настройки удобнее фильтры с критической связью между контурами (0 = 1). При этом и фазовая характеристика ближе к линейной.
3.12. УСИЛИТЕЛИ С ФИЛЬТРОМ СОСРЕДОТЕННОИ СЕЛЕКЦИИ
| Фильтры сосредоточенной селекции (ФСС) служат для получения высокой селективности и одновременно хорошей равномерности усиления в заданной полосе пропускания. Их применение целесообразно, если в УПЧ используется усилительный модуль в интегральном исполнении, обеспечивающий достаточно большое усиление, что часто делает ненужным усилительные каскады.
Широко применяют LC-фильтры различной сложности, электромеханические и пьеэокерамические фильтры. Ими в основном определяется частотная харак-
83
^сЪ ^сб ^сб
Рис. 3.28
теристнка тракта промежуточной частоты Если требуются дополнительные каскады, то их полосу пропускания делают более широкой, чем у ФСС, чтобы не ухудшить частотвую характеристику
Сосредоточение селективности в одном каскаде обеспечивает большую устойчивость формы частотной характеристики тракта при изменении температуры и режима питания. Вследствие разброса параметров транзисторов тракт с распределенной по каскадам селективностью характеризуется меньшей устойчивостью частотной характеристики, (
На рнс 3 28 показан пример"схемы мвогозвенного ЕС-фильтра.
Электромеханический фильтр в схеме усилителя на рис. 3 29 состоит из входного магнитострикционного преобразователя электрических колебаний в механические, механического фильтра и выходного преобразователя механических колебаний в электрические. Эффект магнитострикции заключается в способности некоторых материалов (никель, пермаллой) изменять свои размеры в мвгнитпом поле. Фильтр содержит ряд механических резонаторов в виде пластин, стержней или дисков с упругими связками. Механические колебания входного преобразователя возбуждают колебания в механических резонаторах, каждый из которых резонирует подобно колебательному контуру с очень высокой добротностью. Последний резонатор возбуждает колебания в выходном преобразователе, который преобразует колебания в электрические за счет обратного эффекта магнитострикции Такие фильтры имеют близкую к прямоугольной частотную характеристику, малые габариты и хорошую температурную стабильность.
Для получения очень узких полос пропускания (порядка сотен или десятков герц) используются кварцевые фильтры (рис. 3 30,а). Фильтрующее действие кварцевого резонатора основано па резком уменьшении его полного со-
Рис. 3.28
84
Рис. 3 30
противления в узкой полосе в окрестности резонансной частоты. Для нейтрализации емкости кварцедержателя фильтр выполняется по мостовой схеме. Плечи моста образованы конденсаторами С(, Сг, CN и емкостью кварцедержа-теля. На частоте /и (рис. 3.30,6), где полное сопротивление кварца имеет емкостный характер, мост сбалансирован и напряжение на выходе практически отсутствует. При изменении частоты баланс нарушается и па выходе фильтра появляется напряженке, максимальное на частоте последовательного резонанса fa кварцевой пластаны. Существуют также многокварцевые фильтры
Пьезоэлектрический эффект наблюдается не только в монокристаллах, ио и поликристаллнческнх веществах. К таким веществам относятся пьезокерамнче-ские материалы, позволяющие изготовлять резонаторы заданной формы и размеров, пригодные для построения миниатюрных фильтров. Благодаря низкой Стоимости и малым размерам этих резонаторов можно реализовать сложные по структуре фильтры с частотной характеристикой, близкой к прямоугольной. Для примера на рис. 331 показана схема фильтра лестничного типа. Пьезоке-рамнческис материалы имеют более низкую по сравнению с кварцем температурную и временную стабильность и более высокие потери, по позволяют получать относительные полосы пропускания порядка 0 1%.
В диапазонах метровых и Дециметровых волн применяются фильтры на поверхностных акустических волнах (ПАВ). Они состоят из пьезоэлектрической подложки (кварц, ниобат лития, танталат лития, германат висмута), на которую методами фотолитографии нанесены пленочные преобразователи в виде встречно-штыревых гребенок (рис. 3.32). Если на входной преобразователь подать сигнал, то вследствие пьезоэлектрического эффекта в промежутках между штырями возникнет акустическая волна, которая распространяется в обе стороны от входного преобразователя. В одном из направлений волва затухает в поглощающей среде, в другом достигает выходного преобразователя, где обнаруживается благодаря обратному пьезоэлектрическому эффекту. Фильтры
Рис 3.31
ЗлытроакцСтичеокце преобразователи
Рис. 332
85
Рис. 3.38
яа ПАВ относятся к классу фильтров, известных под названием трансверсальных
Фильтрацию сигналов можно рассматривать как сложение задержанных сигналов с соответствующими весовыми коэффициентами В полосе пропускания задержанные сигналы складываются синфаэно, а в полосе подавления — противофазно. Структура трансверсального фильтра показана на рис. 3.33. Фильтр имеет линию задержки с N отводами, причем каждый отвод характеризуется весовым коэффициентом ап. Сумма взвешенных сигналов, снимаемых с отводов, образует выходное напряжение. Электроды встречно-штыревого преобразователя, нанесенные на подложку, можно рассматривать как отводы линии задержки а шипы — как сумматоры В отличие от классического трансвер-сальЕЮго фильтра у фильтра на ПАВ две системы отводов от линии задержки. Его характеристика определяется двумя преобразователями (входным и выходным), которые можно варьировать для формирования результирующей характеристики.
Фильтры на ПАВ ие являются минимально-фазовыми, так как в них сигнал от входа к выходу проходит несколькими путями. В минимально-фазовых фильтрах АЧХ и ФЧХ однозначно связаны друг с другом Поэтому для обеспечения линейности ФЧХ вводят корректор, что усложняет фильтр, у неминимально-фазовых фильтров АЧХ и ФЧХ независимы, поэтому можно реализовать близкую к прямоугольной АЧХ, обеспечив в полосе пропускания линейность ФЧХ
Фильтры на ПАВ применяют для частот от 30 до 800 МГц с относительной полосой пропускания от 0,1 до 30% Их можно использовать в диапазоне частот от 1 МГц до 3 ГГц, причем нижняя граница этого диапазона определяется размерами подложек, а верхняя — возможностью изготовления преобразователей Достоинствами фильтров eia ПАВ являются хорошая селективность, малые габариты, возможность изготовления методами интегральной технологии, совместимость с интегральными модулями. При массовом производстве обеспечивается хорошая воспроизводимость характеристик.и относительно низкая себестоимость, высокая надежность, стабильность характеристик.
3 13. ВАРИАНТЫ СТРУКТУРЫ ПОЛОСОВЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ
С учетом известной из физики аналогии явлений в механических и электрических резонансных цепях пьезоэлектрические или механические фильтры, образованные из ряда связанных резона торов обладают такими же свойствами, как и фильтры с электри-»86
ческими резонаторами; следовательно, они могут быть рассчитаны на основе общей теории. Электрическая эквивалентная схема таких фильтров может быть представлена в виде рис. 3.34, где jXi — реактивные сопротивления связи между резонаторами.
Найдем ток в п-м контуре, что нетрудно сделать применением теоремы об эквивалентном генераторе. Последовательно отключая цепи правее точек А А, затем В В и т. д., находим ЭДС эквивалентных генераторов как напряжение холостого хода между этими точками. Полное сопротивление i-ro эквивалентного генератора (слева от А А, В В и т. д),
—]*() _ ; „ ,
~ ------ — J Л}
+ (г<—j Х|) zt
Нетрудно видеть, что второе слагаемое в правой части представляет собой полное сопротивление, вносимое со стороны i-ro контура в (i-f-l)-ii.
Путем последовательного применения этой процедуры находим ток в последнем контуре-
;п = — j х,--------- j хй --------4 ” Х
» У1, У
X j Хэ ... j хп_±---------i------------ (3.99>
. . xn-t
гп + 2 .
Zn—1 4- хп—2 /(zn—а + .../
Зная ток /п в последнем контуре, нетрудно найти напряжение на выходе фильтра.
При последовательном перемножении дробей в знаменателе (3.99) от конца к началу дроби сокращаются и выражение приводится к виду
in = (j*! jЛ-2 - jХп-г)/^ гг.. zn +..).
Из этого общего выражения нетрудно получить формулы для АЧХ и Ц?ЧХ конкретных вариантов исполнения фильтров.
Обычно для упрощения проектирования и выполнения фильтра контуры настроены на общую частоту fa. Допуская возможность-небольших взаимных расстроек, примем 2<=р<[^+) (Н-1!)], гд* p<=V<a,Ci=coiAf; di — затухание fro контура; y—flfo—folf.
А В
Л Б
Рис. 3 34
8Г
Подставляя значения Z; и заменяя j получаем
!n~*/(tn+piV'-' + ••). (3 100)'
Числитель х пропорционален произведению коэффициентов связи между резонаторами.
Приравнивая знаменатель (3.100) нулю, находим комплексные в общем случае корни &=—6j+j0i. Они соответствуют корням характеристического уравнения при операторном анализе переходных процессов Отрицательный знак перед действительной частью корня учитывает невозможность самовозбуждения нарастающих колебаний в пассивной цепи. Значения 6, могут быть и положительными, и отрицательными. В результате (3.100) можно представить в виде
" ei + j(y—et) «4-н («/—еа) "en + j(F_ вЛ) • 7
Из (3.101) видно, что АЧХ и ФЧХ цепи на рис. 3.34 аналогичны соответствующим характеристикам цепи в виде последовательности одиночных резонансных контуров, имеющих в общем случае несколько разнящиеся резонансные частоты (взаимные расстройки соответствуют 0<) и затухания (соответствуют dj) не связанных друг с другом колебательных контуров (например, разделенных транзисторами или иными невзаимными элементами). Отсюда следует возможность получения одних и тех же характеристик полосового усилителя при любых сочетаниях входящих в него связанных и одиночных колебательных контуров или эквивалентных им устройств. Например, одинаковые характеристики при г.=2 можно получить, применяя в усилителе фильтр из двух связанных резонаторов либо два не связанных взаимно расстроенных контура (по одному в отдельных усилительных каскадах). В случае п~3 одинаковые характеристики можно получить с трехконтурным фильтром либо с тремя несвязанными взаимно расстроенными контурами, либо (с учетом рассмотренного выше случая л=2) с одиночным контуром в одном каскаде и двухконтурным фильтром в другом
Получим модуль (3.101):
РГ(^п + о1уп 1 + ...Г-НМ" 1 +^уп 2 4-...)* ’ млн иначе
V у2п 4- ту2п 2 4-... 4- У
Положение экстремальных точек АЧХ найдем, приравняв нулю производную подкоренного выражения знаменателя и решив полученное уравнение, которое будет иметь степень 2п—1. Соответственно число действительных корней может быть равно или меньше 2п—1. Поскольку при /->0 и /->оо, т. е. при ys->-oo, ток «8
in падает до нуля, очевидно, что крайние экстремальные точки АЧХ, если они — не точки перегиба, должны быть максимумами. Следовательно, АЧХ при некоторых соотношениях параметров цепи может иметь в полосе пропускания п подъемов и л—1 впадин.
3.14. СТАБИЛЬНОСТЬ ХАРАКТЕРИСТИК
УСИЛИТЕЛЕЙ ПРОМЕЖУТОЧНОЙ ЧАСТОТЫ
Коэффициент усиления, полоса пропускания, форма частотной характеристики, фазовая характеристика могут изменяться из-за влияния дестабилизирующих факторов. Изменение температуры п режима питания усилительных приборов приводят к изменению их входной и выходной проводимостей, крутизны и обратной проводимости, что вызывает изменения показателей усилителя.
Наибольшее влияние На настройку контуров, а следовательно, н на показатели усилителя оказывает непостоянство входной и выходной емкостей транзисторов, так как они входят в состав колебательных контуров Полная емкость контура
для одноконтурных УПЧ
С = Си + т2 (Сяа + А С2?) + п» (Cu + А Си);
для двухконтурных УПЧ
Cl = CHt + т\{С* + А Сю) ; са = Ск, + л2 (Сх1 + А Си).
Отсюда изменения емкостей
ДС=т1ДСи+л’ДСц; ДС1=т2АСм; ДС2 = ляДСп.
Коэффициенты тип находят по заданному затуханию контуров и условию устойчивого усиления, как это сделано в § 3 6. В двухконтурных усилителях входная и выходная емкости входят в разные контуры, поэтому их стабильность выше, чем одноконтурных, Показатели стабильны, если ДС/С^з>Л//о, где v — допустимый коэффициент нестабильности. Отсюда полная емкость контура УПЧ должна удовлетворять условию
С & С tv
v П ’
Прй выборе емкостей контуров нужно учитывать следующие условия:
для одноконтурных усилителей
G, > — ~ сп-п* с„-си, v П
для двухконтурных усилителей
С Ъ- & С С
~ ц т ЬМ1»
Г __С С
v /7 Л
89
В усилителях с многоконтурным фильтром (рис. 334) емкости усилительных приборов влияют на настройку только крайних (первого и последнего) контуров. Поэтому характеристики усилителей с ФСС более стабильны, чем усилителей с включением тех же контуров в разных каскадах Если есть запас по усилению, то емкости целесообразно увеличивать, так как это улучшает устой чивость характеристик
Изменение входной и выходной проводимостей приводит прежде всего к изменению полосы пропускания. Она считается стабильной, если выполняются условия:
для одноконтурных УПЧ AG9/GS^ Д/7//7;
для двухконтурных УПЧ AG91/G9I; AG9l/G92^A/7//7.
Здесь Д69=т2д022-|-п2Д6|!; AGsl=m2AG22, ДОэ!=п2ДСц, Д77/77—максимально допустимое относительное изменение полосы про ускания.
Нестабильность крутизны приводит к изменению коэффициента усиления Для устранения ее используют температурную стабилизацию питания и отрицательную обратную связь по переменному току. Эти меры позволяют также свести к минимуму влияние изменений 6 и G22.
Действие внутренней обратной связи и меры борьбы с ней рассмотрены в § 3.4—3.6.
3.15. ИНТЕГРАЛЬНОЕ ИСПОЛНЕНИЕ УСИЛИТЕЛЕЙ
В прошлом радиоаппаратура строилась па дискретных элементах. С 70-х гг. сна разрабатывается по большей части на основе закончен гых функциональных узлов в интегральном исполнении. Достоинствами интегральных модулей посрав •нению с цепями на дискретных элементах является .высокая надежность их, ме> ьшая потребляемая мощность, меньшие масса и габариты, сравнительная простота монтажных и наладочных работ, а соответственно и меньшая стоимость аппаратуры. Э и преимущества привели к широкому внедрению модулей с высокой степенью интеграции, объединяющих в одном корпусе гесколько функциональных узлов. Интегральное исполнение обеспечивает улучшение основных параметров аппаратуры. Появилась возможность разработки сложных устройств, создание которых на дискретных элементах не было реальным по экономическим (и техно логическим причинам.
Интегральный моду, ь представляет собой функционально законченный узел (усилитель, преобразователь частоты детектор к т. п.) либо часть приемника, .объединяющую .несколько таких узлов (например усилитель радиочастоты, усилитель промежуточной частоты и преобразователь частоты в едином модуле).
При проектировании радиоприемных устройств вначале применялись гибрид <ные интегральные модули, построенные по традиционным схемам. Интегральные усилители на основе гибридных модулей, как правило построены на основе п— _р_л.Т|ранзисториых каскадов включенных по схемам с общим эмиттером или -коллектором, с использованием дифференциальных каскадов и местных отрицательных обратных связей Ив-за малой степени интеграции требовалось значило
тельное число внешних иавесных э ементов катушек индуктивности и конденсаторов большой емкости не допускающих интегрального исполнения.
Усиди ели радио- и промежуточной частоты, достроенные но гибридной технологии, отличаются хорошими температурными и частотными характеристика ми, .малым уровнем шумов и высокой повторяемостью параметров Но малая степень интеграции не позволяет существенно снизить стоимость устройств поэтому применение гибридной технологии предпочтительнее при разработке высококаче-Ствегных радиоприемных устройств работающих в сложных условиях и выпускаемых малыми сериями.'
Полупроводниковые модули более надежны за счет меньшего числа контактных соединений и отсутствия навесных элементов; более прочны вследствие меньших размеров элементов.
Наиболее распространенными универсальными модулями в усилительных трактах приемников являются дифференциальные и операционные усилители на выходе которых включают резонансные цепи или полосовые фильтры. Тенденция к исключе 1кю неудобных для интегрального исполнения катушек индуктивности и конденсаторов большой емкост» вызвала интенсивную разработку бескатушечных активных фильтров, которые постепенно внедряются в приемную аппаратуру.
Г л а в а 4 ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ
И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ
4 f ОБЩИЕ ПРИНЦИПЫ ГЕТЕРОДИННОГО ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Если приемник настроен на угловую частоту о>, то через его резонансные цепи проходит часть спектра напряжения, возбуждаемого электромагнитными волнами в антенне. Биения спектральных составляющих этой части спектра образуют квазигармоническое напряжение со сложно меняющейся частотой и фазой вида и— = U (/) cos [ io/+<p (0 ].
Оно подобно модулированному сигналу или является им (если приемник настроен на сигнал и отсутствует помеха) Изменения амплитуды U (t) и фазы <p(Z) происходят с частотами биений, максимальная из которых равна максимальной разности частот, составляющих спектр, т. е. равна полосе пропускания П тракта, на выходе которого наблюдается выделенный спектр. Если П значительно меньше частот колебаний, то эти изменения относительно медленны, что позволяет считать суммарное колебание квазигар-моническим
Функция преобразователя частоты — сдвиг выделенного спектра по частоте без изменения его структуры и, следовательно, беэ изменения закона модуляции сигнала, образующего этот спектр fl!
или в него входящего. При помощи гетеродина с угловой частотой «г и фазой <рг спектр преобразуется к виду
и' = kU (O'cos [(ш]± А’<»г) f-p
+ф (0 ± ЭДрг1.
е) | I При Л>1 преобразование ча-
| । | стоты называется преобразоваии-
f” f” f~ ем на гармониках гетеродина или
1 * 1 2 * * * * * В 1 преобразованием порядка k.
рис. 4 j Рассмотрим в качестве приме-
ра сигнал с простым спектром из составляющих и (рис. 4 l,a); при этом частота гетеродина /г может быть ниже либо выше частот /ь f2, f3 и для этих Двух случаев обозначается далее fr и f'r. При преобразовании 1-го ц0. рядка в случае fr=f'r частоты ft, f2 и fs преобразуются в =
—fl— f'r-, f2=/2—fr И Гз = Ь—f'r (рис. 4.1 б). При fr=f"r составляющие преобразованного спектра
f"s=f"r—/з (рис 4.1 ,в) В этом случае спектральные линии преобразованного спектра расположатся на оси частот в обратном
порядке по сравнению с рис. 4 1,а и б. Такой спектр называется
инвертированным, а создающий его преобразователь — инвертирующим.
В приемнике спектр колебаний переносится из любого участка диапазона радиочастот в полосу пропускания усилителя промежуточной частоты при помощи цепи с переменным коэффициентом передачи. Для изменения параметров в цепь включают один или несколько элементов с нелинейными характеристиками и воздействуют на них переменным напряжением от гетеродина. Желательно, чтобы нелинейность заметно не проявлялась в отношении преобразуемого спектра, т. е чтобы действие этого спектра не создавало гармоник и составляющих с комбинационными частотами. В этом случае цепь, параметры которой периодически изменяются под воздействием гетеродина, будет линейной по отношению к преобразуемому спектру.
В качестве нелинейного элемента чаще всего используют диоды и транзисторы. Если, например, напряжение от гетеродина tAcos (<М+<рг) действует на элемент с нелинейной характеристикой, то его проводимость g изменяется с частотой fr и может быть представлена рядом Фурье
g = g0 + 5 gi,cos(£wr/4-*<рг).
А=1
Если на нелинейный элемент действует напряжение с преобразуемым спектром, то каждая его спектральная линия uja= = L/iCOS (<M-hp<) вызовет ток i=£U>. Перемножение с заменой про-92
изведений косинусов функциями суммарных и разностных углов дает
* = во Ц cos (о>, t4-ФО + gh Ui cos [(А <±>г ± at) t +
+* <рг ± <р<]. (4.1)
Отсюда видно, что к спектру составляющих с частотами прибавляются сдвинутые спектры с частотами составляющих АД+Л и kfr—ft (или ft—kfr, если kfr<Zfi). Каждый из дополнительных спектров имеет ту же структуру, что и исходный. Если это спектр модулированного сигнала, то на новой частоте сигнал соответственно остается модулированным по тому же закону Если на этот -спектр наложены помехи, то и они с измененными частотами сохраняются в преобразованном спектре.
Аналогичные результаты дает и реактивная нелинейность Ес-
ли емкость С=Со-Р 2 CAcos (/г«М+Афг), то действие хпектраль-k-i
ной составляющей и, вызовет в элементе с такой емкостью ток i—dqddt, где q~Сщ—заряд. В этом случае i=C— + и-^~ dt dt Подставив сюда значение и С, получим сумму, члены которой содержат произведения вида t/f«i>,Ccsin (<UiZ + <р4), Xcos(/e(a^4-^<Pr)sin(ft>J + ф,), С/Д(0гСА51п(А<йг/4-Лфг)сО8(ш^+фг). Отсюда видно, что и в этом случае спектр тока содержит помимо первоначального спектра составляющие с частотами kfrdzfi
4 2 СОПРЯЖЕННАЯ НАСТРОЙКА РЕЗОНАНСНЫХ КОНТУРОВ
В приемнике с настроенным преселектором частоты настройки входных цепей и гетеродина не совпадают. В супергетеродинных приемниках 20-х гг. колебательные контуры настраивались отдельными ручками, что осложняло настройку. Позже получил распространение способ одноручечной настройки, получивший название сопряжения колебательных контуров. На схеме приемника на рис. 4.2,а сопряжение показано штриховой линией.
Рис 4 2
93
Рассмотрим вопрос о сопряжении контуров подробнее на при* мере «верхней» настройки гетеродина (см § 12); в этом случае для переноса сигнала /с на частоту /пч в полосу пропускания УПЧ гетеродин настраивают на частоту /г=/с+/пч. Чтобы при этом сигнал попал в полосу пропускания преселектора, входные цепи необходимо настроить на частоту fBX^fc—fr—fn4. Необходимый коэффициент перекрытия поддиапазона во входных цепях (см. § 2.3)
д, ____ /в* max _ /стах
кпд вх 7 7 •
1вх mln Тс min
Коэффициент перекрытия гетеродина
k = П'ах = /cjmax + /пч /г in In f с mln + /пч
Как видим, /?пд г-С&пд.вх. Для уменьшения коэффициента перекрытия гетеродина приходится включать в его колебательный контур добавочные конденсаторы, как это описано в § 2.3 и показано на рис. 2.8 При «нижней» настройке аналогично приходится уменьшать Апд.бх по отношению к ЛгПд.г-
Для упрощения конструкции приемника и управления его настройкой сопрягаемые конденсаторы делают одинаковыми. Разность резонансных частот контуров не точно равна /пч при всех значениях Ск в пределах от Cumin до Скгпах. Из рис. 2 8 видно, что при известной характеристике конденсатора Ск конструктор имеет возможность варьировать только три параметра контура с уменьшенным коэффициентом перекрытия: индуктивность L и емкости Ci и Сг. Эти три величины выбирают так, чтобы частота имела требуемое значение при трех значениях емкости Сх. Два из них выбирают вблизи крайних значений CKmin и Скта«, а третье — в промежутке между ними. При других значениях Ск разность частот не равна /пЧ, а принимает несколько отличающиеся значения /'пч-
Гетеродин нельзя настраивать неточно, так как это приведет к сдвигу спектра принимаемого сигнала за пределы полосы пропускания тракта промежуточной частоты Поэтому погрешность сопряжения приводит к неточной настройке преселектора..т. е. к несовпадению его резонансной частоты с частотой сигнала. Чтобы это не ухудшило качество приема, полоса пропускания преселектора расширяется в обе стороны от резонансной частоты на значение б/ш.-р—|fmi—ГпЧ|, равное погрешности сопряжения Значения Ск, при которых сопряжение получается точным, выбирают так, чтобы б/conp была минимальной. В этом случае расширение полосы .не приводит к существенному ухудшению селективности преселектора. '
При относительно небольшом коэффициенте перекрытия диапазона удовлетворительные результаты дает сопряжение при двух частотах поддиапазона, т е можно ограничиться включением одного из конденсаторов: Ci либо Сг.
94
На современном этале в связи с переходом от механической настройки к электронной и внедрением в практику автоматических устройств на основе микроэлектронной и цифровой техники вновь наблюдается тенденция к применению индивидуальной настройки резонансных целей. Примерная структура органов 'настройки приемника показана на рис. 4.2,6. Здесь У У—-управляющее устройство, обычно содержащее микропроцессор, запоминающее (ЗУ) и программные устройства, связанные также с кнопочным или иным органом ручного управления. Требуемая частота fr гетеродинного напряжения обеспечивается цифровым синтезатором частот СЧ. Одновременно от синтезатора получается напряжение с частотой /о сигнала, на который должен быть 'настроен приемник; для этого из fr вычитается (или к fT прибавляется) /пч. Кроме того приемчик содержит синтезатор напряжений (СН), подаваемых на варакторы преселектора для настройки на нужную частоту.
Под воздействием УУ электронный переключатель П вначале переводится в нижнее положение и на вход приемника подается 'напряжение с частотой fe. При этом от СН на варактор входного контура подается ступенчато нарастающее напряжение настройки. По мере приближения к резонансу на выходе УПЧ появля ется напряжение U; оно детектируется детектором сигнала ДС и воздействует на УУ При достижении максимума U, что соответствует точной настройке, перестройка входного контура заканчивается. Затем аналогично настраивается следующий контур. По завершении настройки преселектора переключатель П пере-водится в верхнее положение, т е. приемщик переходит в рабочее состояние
4.3. ПОБОЧНЫЕ ПРОДУКТЫ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
На рис 4.3 изображен преобразователь частоты Пр с гетеродином Г, фильтром Ф| на входе и выходным фильтром Ф21 настроенным на промежуточную частоту (пр Подадим на вход преобразователя Пр синусоидальное напряжение инх с частотой f. Будем изменять f и наблюдать, как при этом изменяется выходное напряжение.
При равенстве f промежуточной частоте fnp, т. е. при совпадении первой составляющей тока (4.1) с частотой фильтра Ф2, напряжение «вых будет иметь максимум. При изменении частоты напряжение будет уменьшаться согласно частотной характеристике Ф .
Рис.4.3
95
Рассматривая второе слагаемое в (4.1) для А—1, приходим к выводу, что резонансы будут также при /г—f=fnp и f—fr=fnp. т. е. при частотах f=fr-bfnp и f=fr—fnp.
Аналогично рассматривая случай А=2, видим, что резонансы имеют место на частотах 2/г—fnf>, 2fr-bfnp и т. д. Следовательно, частотная характеристика имеет несколько максимумов (1, 2, 3,..., как показано на рис. 4,4). Чем выше порядок преобразования, тем обычно меньше амйлитуда соответствующих составляющих тока.
Поскольку преобразователь служит для переноса спектра, максимум 1 не используется, так как он соответствует прохождению сигнала без преобразования Но если на вход преобразователя попадут помехи с частотой fnp, то они окажутся в полосе пропускания фильтра и, накладываясь на спектр принимаемого сигнала, помешают его нормальному приему.
В полосу пропускания фильтра Ф2 попадут также продукты преобразования колебаний с частотами, на которых имеют место прочие резонансы (2, 3 .. ), показанные на рис. 4.4. Один из этих каналов является основным; в этом случае прочие каналы приема, как и предыдущий, являются побочными, в общих чертах они уже рассматривались в гл. 1. Допустим, например, что за основной канал выбрана полоса частот, в которой получается максимум 2 и принимается сигнал с соответствующей частотой fc- В этом случае канал 2 будет основным, а канал 3— побочным. Относительно частоты fr этот побочный канал является как бы зеркальным отражением основного канала, поэтому он и называется зеркальным каналом; соответственно на рис. 4.4 его частота обозначена f3. За основной канал может быть принят и резонанс 3; при этом зеркальным каналом станет канал, соответствующий резонансу 2. В обоих случаях частоты основного и зеркального каналов отличаются на 2fnp-
За основной канал может быть принята и полоса частот около частот резонанса 4 или 5, но это делается редко, так как преобразование частоты 2-го порядка менее эффективно; в этом случае полосы частот, в которых имеют место резонансы 2 и 3, были бы побочными каналами приема.
Поскольку все сигналы с частотами, на которых наблюдаются резонансы 1, 2, 3, .., создают напряжение в полосе пропускания фильтра Ф2 (рис. 4.3) и далее уже не могут быть подавлены, принимают меры, чтобы на вход преобразователя попадал только сигнал основного канала. Колебания с частотами побочных кана-
Рис. 4.4
96
лов должны быть подавлены до входа преобразователя, т. е. в показанном на рис 4.3 фильтре Ф[.
При постоянной /пр ослабление помехи побочного канала с этой частотой не представляет трудности; достаточно включить до входа преобразователя режекторный фильтр, настроенный на эту частоту. Если приемник предназначен для приема на фиксированной частоте, то частота зеркального канала также постоянна и помехи тоже можно ослабить неперестраиваемым фильтром. Сложнее решить эту задачу в перестраиваемом приемнике, так как ча-сота зеркального канала меняется. Чтобы облегчить подавление помех, промежуточную частоту приходится выбирать не слишком низкой. Как видно из рис. 4.4, в этом случае частоты зеркального канала и принимаемого сигнала оказываются так разнесены, что даже при сравнительно широкой полосе пропускания фильтра Ф, (его характеристика изображена штриховой линией) на частоте fa получается значительное ослабление.
Как отмечалось, частота гетеродина может быть выше или ниже частоты принимаемого сигнала на значение fn4- В первом случае частота зеркального канала выше частоты сигнала /с на 2/ „ а во втором — ниже на 2/Пч- Следовательно, частоты зеркального канала при нижней и верхней настройке разнесены на 4/пч. Частотная характеристика колебательного контура при больших расстройках несимметрична слева от резонансной частоты она крутая, а справа-—пологая. Поэтому при нижней настройке селективность по зеркальному каналу обычно больше, чем при верхней.
4.4. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
С КОМПЕНСАЦИЕЙ ПОМЕХ
ЗЕРКАЛЬНОГО КАНАЛА
Иногда ослабления помех зеркального канала в фильтре Ф (рис. 4.3) недостаточно, а увеличение промежуточной частоты ^желательно В таких ситуациях применяют преобразователь с компенсацией зеркальных помех по схеме на рис. 4 5. Принимаемый .сигнал ® разных каналах его имеет одинаковую фаз и при суммировании в общем тракте удваивается, а помехи зеркального канала по фазе противопюлож! ы и компенсируют друг друга.
Напряжение от гетеродина Г ur=t/Jcos(<t)r(-b4>r) подается на преобразователь Пр, со сдвигом по фазе +п4, создаваемым фазовращателем Фв, а на преобразователь Пра—со сдвигом па — л/4 создаваемым фазовращателем Ф®а По-лучен-ное на выходе /7Р| напряжение промежуточной частоты fnp, выделенное фильтром Ф дополнительно сдвигается по фазе на +л4 в фазовращателе ®ibj а напряжение на выходе ПР2 —иа — л/4 в фазовращателе Ф < К эф е ы передачи обоих каналов долж1 ы быть одинаковыми
Предположим, что на flPi и ПГ2 поступают напряжения сигнала основного канала ue = l/0cos(<oof+<pc) и зеркального канала Ui=Uaeos(ti>st <р8), причем fc“fr = fnp|> /г—fa^ вра, fnp —fnps^fnp.
4—12
97
Рис 4.6
Напряжения сигнала и зеркальной помехи после Пц
«с! = Uс Кп со» U“c—“г) < + Фс—(<₽г + «/<)]
И «в! * V» Кп cos [(tor—с^) t — ср, + (<рг + «/4)1
а после Прг
«С, = Uc Л’п COS [(<ог — (От) t 4- фс —(фг—л/4)1
«88 » Ua Ка cos [<0г— <о3) / — Фв + (фг—Л/4)].
Здесь Кп — коэффициент передачи преобразователей Пр1 и ПРг вместе с фильтрами Ф'г и Ф"г.
После Фв» и Фгч в первом канале
«с,в ис Ка Кф cos I (ш€.—<ог) / + фс — Фг1»
«в, “ Кп Кф со» [(tor—соз) t —-<j>s + фг + л/2] и во втором канале
«с, “ Uв Кп Кф cos [(<ос — wr) t + фс—фг|;
u8i — Ua КпКфса 1(<ог—us) t — фв фг—л/2] -
Здесь Кф—коэффициент передачи фазовращателей Фв3 и Фа<
Из полученных выражений видно, что U'Ci и U'c совладают по фазе, а ы'а я Ua противоположны. Следовательно, в суммирующей цепи напряжение основного капала имеет удвоенную амплитуду 21/сКпКф, а напряжения зеркальной помехи взаимно компенсируются и на выходе отсутствуют.
4.5. ДВОЙНОЕ ПРЕОБРАЗОВАНИЕ ЧАСТОТЫ
Ослабление помех зеркального канала тем легче выполнить, чем больше разнесение частот зеркального и основного каналов (см. § 43 и рис. 4.4), т. е. чем выше промежуточная частота. В то же время получить высокую селективность по соседнему каналу и устойчивое усиление легче при более низкой промежуточной 98
Рис. 4.6
частоте. Чтобы преодолеть это противоречие, часто пользуются двойным или тройным преобразованием частоты Схема двойного преобразования изображена на рис 4.6,а.
Если требуется уменьшить частоту в сотни и более раз, то частота fc понижается не сразу до конечного значения, а преобразуется вначале преобразователем Пр1 с гетеродином Г] в частоту fnp), которая ниже /с в 10 . 20 раз. Частота зеркального «канала на 10... 20% отличается от /с, что позволяет существенно ослабить зеркальные помехи фильтром ФР Преобразованный сигнал выделяется фильтром Фг и затем частота его понижается преобразователем Пр2 до требуемого значения fnp2, соответствующего настройке фильтра Ф3.
Особенность двойного преобразования состоит в появлении второго зеркального канала. Действительно, если второе преобразование происходит по правилу f„p2=fT2—fnpb то такая же частота получится при наличии на выходе Ф2 колебания с частотой f'= =fn₽ i+2fnp 2, так как оно будет преобразовано по формуле
f Ач3* (/пт+fnpi) — (fnn 4* /пра) ~ пР2>
т. е. тоже будет выделено фильтром Ф3.
Частота второго зеркального канала отличается от частоты сигнала на 2f„p 2, что в десятки раз меньше, чем отличие частоты первого зеркального канала, Эта помеха не будет существенно ос-4’ 99
лаблена в фильтре <t>j и должна быть подавлена фильтром Фй; в этом и состоит его основное назначение.
Широко применяется вариант двойного преобразования частоты по схеме на рис. 4.6,6, которая, хотя внешне почти не отлича ется от предыдущей, позволяет реализовать некоторые важные возможности. В данном случае первая промежуточная частота fnPi выбирается не ниже частоты fc сигнала, а выше максимального значения ее.
Приемник с повышением частоты называют инфрадинным, сокращенно инфрадином. Далее fnpi Пр2 преобразуется в fnp2 и нужный сигнал выделяется фильтром Ф3; второй зеркальный канал подавляется в фильтре Ф2.
Поскольку частота fnpi высокая, то для понижения ее до желательного значения одного преобразователя Пр2 может оказаться недостаточно по причинам, изложенным выше; поэтому в инфра-дине может потребоваться третья ступень преобразования частоты не показанная на рис. 4 6,6. Соответственно добавится третий зеркальный канал. Подавление помех этого канала обеспечит фильтр Ф3.
Преимущество инфрадина состоит в упрощении фильтра Ф,. В приемнике с переменной настройкой в широком диапазоне частот этот фильтр нежелателен, так как он требует плавной настройки в поддиапазоне н переключения катушек для смены поддиапазонов. Механический переключатель сложен в производстве, не допускает миниатюризацию и недостаточно надежен. Износ контактов в этом переключателе часто приводит к выходу приемника из строя.
При fnpi >fc max побочный канал приема на промежуточной частоте (см рнс. 4 4) находится вне диапазона частот приемника За верхней границей этого диапазона расположена и частота зер кального канала, поскольку при frt=fc+|fnPi она будет иметь значения в пределах от fcm!n4-2fnp до fcmax4-2fnp. Это позволяет использовать в качестве фильтра Ф неперестраиваемый фильтр нижних частот, пропускающий на вход npt весь спектр с частотами только ниже fc mix-
Еще одно преимущество инфрадина состоит в значительном уменьшении коэффициента перекрытия по частоте гетеродина Г]. При fn = fc+fnpi э от коэффициент равен (fcnxa* +
+fnpi) (fcmm+fnpi), или иначе Хдг= (КДс+хн)/(1+хп), где /<дс = ==fcmax/fcmm — коэффициент диапазона радиочастот приемника; хн==/пр j/fcmin—коэффициент понижения частоты в преобразователе Пр .
В приемнике с понижением частоты (не инфрадине), как бы ло показано в § 4.2, хн<1, поэтому Кдг мало отличается от Кдс. Для инфрадина можно представить в виде Кдг= (хв-|-1)/(хв+ -Н/Ядс), где xB=fnPI/fc max — коэффициент повышения частоты в преобразователе. При увеличении хв Кдг-»-1
Если, например, f min = 0,3 МГц и /стах=|ЗЮ МГц, то КДе = 100. Чтобы осуществить настройку в таком широком диапазоне его потребовалось бы разбить 100
не менее чем на 4 переключаемых поддиапазона Такие же переключения потребовались бы и в гетеродине. В случае инфрадина если выбрать, например, /ПР|== = 60 МГц, переключения в тракте радиочастоты не потребуется, достаточно иметь фильтр нижних частот (рис. 4.6,6). В данном случае х» = 2 и Л'д, = (2+!1)/(2+ +0Д1) = 1,5. При таком .малом коэффициенте перекрытия переключения поддиапазонов в гетеродине не требуется.
На рис. 4.6,0 показана схема еще одного варианта двойного преобразования частоты. В понижающем преобразователе I7pi частота fB преобразуется в fDp. Далее в повышающем преобразователе Пр2 1восста«авлмвается первоначальная частота /с. Предположим, что на вход устройства через фильтр Ф , подавляющий зеркальные помехи действует напряжение пс = С/0со9(ыс(+фо), а. гетеродин вырабатывает напряжение и,=U, г со$(<л,1+фг). После преобразователя Flpt получим Нпр==КП|Уссо5(<йпр<+фяр), причем (j)np = (t>r—(йс фпр = фг—фс. Здесь Кп1 — коэффициент передачи преобразователя Прь Это напряжение через фильтр Ф2 по ступает на вход преобразователя Пр2 В фильтре Ф3
WB14X = Лн1 ^ns (/cCOS [(«г-Wirp) t + фг — фпрЪ
Подставляя сюда значения <i>up и фор. получаем Ывых = Л’п|/С2б'сСОЗ(<и0£+ф<), т. е. выходное напряжение по частоте и по фазе совпадает с входным, если не учитывать возможные сдвиги фазы а фильтрах Ф , Ф2 и Ф9
Рассмотренное устройство обладает двумя важными свойствами
полоса -пропуска ни я и селективность определяются фильтром Ф2 Если fnp<£ </с, то полоса пропускания может быть сделатм узкой и селективность высокой. Следовательно, устройство может выполнять функции узкополосного фильтра, который трудно реализовать непосредственно на частоте Е;
фаза сигнала на выходе «е зависит от фазы сигнала гетеродина в нестабильность сигнала ге еродина не 'влияет на частоту сигнала на- выходе, так как сдвиги частоты и фазы в Пр, и Пр2 взаимно противоположны н компенсируются Описанный способ фильтрации полезен, если требуются высокие частотная и фазовая стабильности; он .применяется в разных модификациях в приемниках многих назначений. Фильтрация по схеме рис. 4 6,а предложи а в 1940 г. в СССР В И Юзгвннсиим
4.6. ТИПЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ ЧАСТОТЫ
Элементам» с нелинейными характеристиками в преобразователях служат преимущественно транзисторы и диоды Основное различие между транзисторными и диодными преобразователями состоит в том, что транзистор является невзаимным элементом, т е влияние входного напряжения на выходной ток у него отличается от влияния напряжения в цепи выходного электрода на ток во входной цепи. Ток в диоде — общий для входа и выхода и Влияние обоих напряжений на этот ток одинаково, т. е цепь с диодом принадлежит к классу взаимных цепей.
Транзистор, туннельный дпод и емкостный диод (варактор) при определенных условиях способны усиливать радиосигналы, поэтому на них можно построить активные преобразователи, в которых одновременно с преобразованием реализуется усиление Вы-
101
прямительный диод ослабляет, а не усиливает преобразуемый сигнал, т. е. преобразователь является пассивным.
Усилительный прибор можно использовать для генерирования колебаний. В преобразователях частоты на рис. 4.3, 4 5 и 4.6 показаны отдельные гетеродины, каждый из которых можно реализовать на транзисторе, диоде с отрицательным сопротивлением (негатрон), электронной лампе или ином усилительном приборе. В активных преобразователях электронный прибор может одно временно служить преобразователем частоты и гетеродином. В этом случае преобразователь называется генерирующим или автодии-ным. Поскольку оптимальные режимы электронного прибора для генерирования и для преобразования частоты не одинаковы, более распространены преобразователи с отдельным гетеродином
При выборе режима электронных приборов в преобразователе стремятся реализовать максимальный коэффициент передачи; линейность преобразования в отношении преобразуемого сигнала; минимальный уровень внутренних шумов; минимальный уровень побочных продуктов преобразования, которые могут быть помехами радиоприему; минимальную связь между цепями радиочастоты и гетеродина Взаимное влияние этих цепей затрудняет их настройку, а также приводит к излучению колебании от гетеродн на через антенну, что создает помехи другим приемникам, т. е затрудняет электромагнитную совместимость радиотехнических средств.
В диодном преобразователе (рис. 4.7) источник сигнала и ге теродин включаются в цепь диода и в этой же цепи формируется напряжение промежуточной частоты.
На рис 4 7 не показано, что источником напряжения преобразуемого сигнала t7c является входная цепь или усилитель радиочастоты; через этот источник проходит ток электронного прибора, обладающий сложным спектром. Поскольку форма этого тока отличается от синусоидальной, напряжение на входной цепи может быть также несинусоидальным. Однако из-за того, что входная цепь содержит настроен ый на частоту сигнала /с резонансный контур, на котором падение напряжения создается практически только первой гармоникой тока, следует полагать напряжение ис ква-зигармоническим, т. е. синусоидальным, амплитуда и фаза кото-
рого изменяются сравнительно медленно соответственно закону модуляции сигнала.
Гетеродин также содержит резонансную цепь, настроенную на его частоту fr; поэтому напряжение иг будем также считать синусоидальным. Аналогично и выходное напряжение преобразователя «пр, которое выделяется на колебательном контуре с резонансной частотой fnp, будем считать квазигармоническим
На рис. 48д и б показаны два еарианта схемы преобразователя с невзаимным электронным прибором, в данном случае — биполярным транзистором Аналогично могут быть выполнены преобразователи с полевым транзистором или электронной лампой. Источник напряжения сигнала и гетеродин включаются между базой и эмиттером (рис 4.8,с). Схема на рис. 4.8,6 отличается более слабой связью между входом преобразователя и гетеродином. Для еще большего ослабления этой связи напряжения часто подают на разные электроды, как показано на рис. 4.9.
В схеме на рис. 4.9,о напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы полевого транзистора В преобразователе по схеме на рис. 4 9,6 напряжения подаются на управляющие электроды двух транзисторов, соединенных последовательно. Напряжение гетеродина может быть подано не в цепь истока нижнего транзистора, а на его затвор
Два примера схем автодинного преобразователя приведены на рис. 4.10 Ток с частотой гетеродина из цепи коллектора вводится в цепь обратной связи гетеродина, который в схеме на рис. 4.10,'а выполнен с трансформаторной связью, а в схеме на рис. 4 10.6 —по трехточечной схеме.
Рис 4 9
Рис. 4.10
103
4.7. ТЕОРИЯ ПРЕОБРАЗОВАНИЯ
НА НЕВЗАИМНОМ ЭЛЕКТРОННОМ ПРИБОРЕ
Обобщенная схема невзаимиого преобразователя показана на рис. 4.11, где ЭП — электронный прибор или совокупность нескольких электронных приборов (например, интегральный модуль) с соответствующими вспомогательными цепями. [Преобразователь имеет два входа для преобразуемого ис и гетеродинного ur напряжений и выход напряжения промежуточной частоты нпр- Во всех трех цепях могут действовать постоянные напряжения от источника питания, обеспечивающие нужный режим электронных приборов
Особенность преобразования частоты в приемниках состоит в том, что, как уже было отмечено, напряжение преобразуемого сигнала сравнительно мало: много меньше напряжения от гетеродина Поэтому сигнал, подаваемый на электронные приборы, не влияет на ток и мощность, потребляемые от гетеродина. Это позволяет рассчитывать ток и мощность, потребляемые гетеродином, в предположении, что на входе не действует напряжение сигнала цс, а на выходе отсутствует напряжение промежуточной частоты Unp.
Вольт-амперная характеристика преобразователя, рассматриваемого как нагрузка гетеродина, аппроксимируется степенным полиномом При синусоидальном напряжении гетеродина ток в цепи содержит первую и высшие гармоники. Входное сопротивление преобразователя, являющееся нагрузкой для гетеродина, находится делением амплитуды напряжения гетеродина на амплитуду первой гармоники тока.
Относительная малость напряжения ис, а следовательно, и напряжения ипр позволяет применить и для анализа преобразования частоты простой метод теории нелинейных цепей: токи в цепях преобразователя как функции подводимых напряжений представляются рядами Тейлора по степеням этих малых напряжений, причем члены ряда с высокими степенями малых величин отбрасываются.
'В общем случае анализ преобразователя требует учета внутренних емкостей электронных приборов, которые зависят от прило-
Рис. 4.11
104
жеиных напряжений, т. е. нелинейны, и поэтому влияют на процессы преобразования частот^ (см. § 4 1). Учет комплексной нелинейности усложняет теорию преобразования Если частоты сигналов значительно ниже предельных частот электронных приборов, то реактивные параметры слабо влияют на свойства преобразователей, поэтому в первом приближении параметры электронных приборов в невзаимных преобразователях можно считать действительными и независящими от частоты. 1
Поскольку во внешних цепях преобразователя включаются контуры, настроенные на соответствующие частоты (Д, fnp, fr), м ж но считать, что токи других частот (гармоники, комбинационные составляющие) не создают в этих цепях заметных напряжений.
(Входной и выходной токи преобразователя иа ряс. 4.11 можно представить функциями ii=fi(«r, uC1 unp, Еь £2, £3); й=Ь(иг> uc, unP, Ei, E2, Ез}
Разложим обе функции в ряды Тейлора и, считая принимаемый сигнал достаточно слабым, ограничимся учетом членов разложения с ис и иир в первой степени:
A - A (ur, £t, Ev Es) + +
д
। й fi(ur, Et, Е2, Еа} ,
+ 5^ "пр+- ‘
(«г. е» £э) + Е"Е»> «с +
+ dfi Е" Ез} иПР+ .. . (4.2)
д иг
В этих выражениях A (ur, Ei,...) и f2(ur, £i, . )—токи i'i и А в отсутствие преобразуемого сигнала, когда на преобразователь воздействуют только напряжения гетеродина и источников пита-ния|Обозначим их в дальнейшем i,r и t2r. Они не содержат составляющих с частотами fr и fnp, и влияние их на преобразование частоты можно не учитывать.
Производная dfi(u,, Е,,...)/ди, представляет собой дифферен циальную входную проводимость преобразователя, определенную при действии на него только напряжения гетеродина. Обозначим ее #вх (Пользуясь вольт-амперными характеристиками можно по-строитьИзависимость gBX от напряжения и3. Затем, применяя аппроксимацию этой зависимости или графическое изображение ее, можно соответственно рассчитать или построить закон изменения £вх во времени с частотой гетеродина. Вследствие нелинейности характеристики это изменение несинусоидально и может быть пред ставлено рядом Фурье:
SbX COS k <ог t.
Производная д[,(иг, Et,...)/du2 представляет собой дифференциальную проводимость внутренней обратной связи goc в тех же 105
условиях. Как и g>, она изменяется с частотой гетеродина и может быть представлена рядом
= gwkcoskfart.
Производная dfi(ur, E,...)/dut — крутизна S характеристики выходного тока по напряжению на входном электроде. По тем же причинам
s = So+ cos k o)r t.
Производная dfzfu, E,...)/du —дифференциальная выходная проводимость преобразователя gIt которую также можно представить рядом Фурье:
£t = fto+ S Sih а* & и? t-й—1
Процессы модуляции сигнала можно считать относительно медленными, а напряжения ис и wnp соответственно квазигармоничес-кими (см § 4.1), т. е. uc = iAcos((i)c £-|-фс) и ипр—Unpcos(ипр Н-+фпр), частоты ©с, <оПр и фазы <рс, <₽пр можно здесь полагать постоянными. При рассмотрении амплитудной и угловой модуляции эти процес ы можно считать медленными.
Подставляя значения ис и unp в (4.2) и заменяя произведения косинусов косинусами суммарных и разностных аргументов, получаем
»1 == *1г + gvx О cos (<йс I + <рс) 4- 0,5 £вых ис [(А 0>г ±
± (о ) t зЬ Ч’сИ g,r. о i/пр cos со„р t 4~Фпр) 4- 0,5 g0(. t/Op х
XCOS [(Л<ог ± ®RP) t ± (pnpl ;
= »2r + S0 Uc cos fc)c 14-(pt) 4- 0,5 S„ Uc cos [(Ашг ±
± фс] + g^ Unv cos (conp 4- <pnP) 4- 2 0,5 glk Unp cos [A ыг ±
4z tonp t i <pnp
Найдем амплитуды составляющей /пр промежуточной частоты /„₽ в спектре тока i2 и составляющей 7С тока частоты сигнала /в в спектре тока Л. Чаще всего fnp~kfr—fc (обозначим этот случай о); реже fnp=fc—kfr (случай б). Соответственно fc=fefr—fn₽ или fc=Afr4-fnp. Как отмечалось в § 4 1, применяется преобразование 1-го порядка когда k= 1.
106
Искомые составляющие токов
inp = gt, упр cos (tonP t + ф„р) 4-0,5 Sh Uc cos (wnp t ± <pc) ;
4 = g™ Ус cos (o>c 14- q?c) 4- 0,5 goc k COS (<1)C t ± Cpj p).
Для случая а комплексные амплитуды токов
inp “ gio У пр 4“ SK Uc' /с = Uc 4” 0,5 goc k (7np t (4.3a)
а для случая б
inp = git У up 4* 0,5 SK U,, /с = ёвых о Ус 4~ 0,5 gQC h t/op (4.36)
В случае а через U*c и U*np обозначены сопряженные комплексные величины; введение их отражает тот факт, что фазовые углы во вторых слагаемых правой части (формул 4.3а) имеют знаки, противоположные знакам фазовых углов напряжений [7С и 1?пр; это имеет место в инвертирующем преобразователе, особенность которого была рассмотрена в § 4 1
В случае б преобразователь не инвертирует спектр сигнала. Неинвертирующим является также преобразователь в приемнике-инфрадине, если fnp—fc+fr- Поскольку | t?c| = 11 *с|, различие (4.3а) и (4.36) не связано с различиями амплитуд токов и напряжений.
Величину Snp=05SK называют крутизной преобразования, а величину Soc.np=0,5goc.K — обратной проводимостью преобразования.
Выражения (4.3) позволяют построить расчетную модель преобразователя частоты в виде рис 4 11. Их можно записать в ином виде:
4 = Ус ^114"Упр , inp= Упр ^ss4"iic У»- (4 4)
Здесь
— git, ' ^1В=5ос.пр = 0,5яос.и .
rM = Snp = 0,5SK. (4 5)
Звездочка означает сопряженные величины в случае инвертирующего преобразователя.
Полученные выражения справедливы только для амплитуды и не могут быть использованы для определения мгновенных значений токов ц напряжений, поскольку /с и Uc соответствуют процессам, происходящим с одной частотой, а /пр и Unp с другой
Компонент входного тока в (4 4) отражает особенность влияния на этот ток выходной цепи преобразователя В линейных цепях без преобразования частоты увеличение или уменьшение сопротивления нагрузки непосредственно приводит к уменьшению или увеличению входного тока. В данном случае прямое влияние исключено, так как в выходной цепи отсутствует напряжение, изменяющееся с частотой входного сигнала. Реакция нагрузки проявляется в результате двух вазимно обратных процессов:
107
напряжение сигнала с частотой fc после преобразования вызывает в выходной цепи ток промежуточной частоты (прямое преобразование),
сформированное в выходной цепи напряжение промежуточной частоты действует на преобразователь, происходит преобразование частоты и во входной цепи появляется ток с частотой, равной частоте сигнала fc—kf?—или fr=fefr+/np. Это явление называется обратным преобразованием частоты.
В большинстве случаев в преобразователях частоты на невзаимных элементах проводимость обратной связи мала, т. е. в эквивалентной схеме на рис. 4.12 Soc.np^npCiAguxo. Поэтому влиянием обратного преобразования можно пренебречь и считать входную проводимость равной #Ехо, т. е. средней за период гетеродина ПРОВОДИМОСТИ £вх-
Выходная проводимость преобразователя gi о, представляющая собой «постоянную составляющую» производной Oijduz, определяется как средняя за период гетеродина проводимость g:-
Сравнение рис. 4.12 и 3.5 свидетельствует о формальной идентичности линейных моделей преобразователя частоты и усилителя. Это позволяет распространить на преобразователь рассмотренную в гл. 3 теорию резонансного и полосового усилителя путем замены в соответствующих формулах крутизны усилительного элемента S (или У21) крутизной преобразования 5пр (или У2щр) проводимости (см рис. 3 5) выходной'проводимостью преобразователя gi0 (или У22пр) В частности, для коэффициента усиления преобразователя с полосовым фильтром получим формулу К= —ЗпртпрКф, аналогичную (3.95)
Обычно крутизна преобразования Зпр меньше крутизны в усилительном режиме, и поэтому усиление преобразователя меньше усиления усилителя без преобразования.
Чем выше порядок преобразования k, тем меньше (за исключением особого случая, см. далее) крутизна преобразования Поэтому преобразование на гармониках используется редко. Поводом для его применения может быть понижение частот гетеродина. Действительно, при fnp=fc—kfr частота гетеродина должна быть выбрана равной /г= (/с—/пр)/й. Понижение частоты облегчает условия самовозбуждения в гетеродине, позволяет применить более дешевые электронные приборы и повысить стабильность частоты.
Для оценки соотношения крутизны преобразования и крутизны в усилительном режиме рассмотрим рис. 4 13, где изображен
1с Ар —
Рис. 4 12
108
примерный вид зависимости крутизны электронного прибора от напряжения и3 в цепи гетеродина (рис. 4.11). В простейшем случае совмещения этой цепи со входной цепью, как, например, в преобразователях типа, показанных на рис. 4.8, будет иметь место зависимость S от щ. Будем рассматривать преобразование 1-го порядка, при котором 3nP=0,5Si, где Si — амплитуда первой гармоники переменной составляющей крутизны. Из рис. 4 13,а видно, что S1«0,5(Sraax—Smin) и поэтому Злр « 0,25 (Smax—Smin), тогда как в усилительном режиме можно использовать 3=3™*. Следовательно, Зпр-«СЗтак-
Чтобы увеличить крутизну преобразования, требуется увеличить напряжение гетеродина и так выбрать рабочую точку, чтобы получить Зтш«0, как показано на рис. 4.13,6. При этом Зпр« «0,253™,;, т. е коэффициент усиления в режиме преобразования примерно в 4 раза меньше, чем в усилительном режиме
Если значительно увеличить напряжение гетеродина, как пока-
зано на рис. 4.13,в, то крутизна
изменяется приблизительно по прямоугольному закону. Как показывает разложение в ряд Фурье, в этом случае 31«23тНх/л и соответственно Snp—Smax/Л.
Как видно из § 4.3 и рис. 4 4, при преобразовании 1-го порядка происходящее одновременно преобразование более высоких порядков ведет к появлению дополнительных побочных каналов приема. Во избежание этого следует выбирать режим, при котором гармоники крутизны выше первой отсутствуют, т е. крутизна изменяется по закону S = S0 + + 31 cos о)г/. Следовательно, желательно выбирать электронные
Ряс. 4.13
Рис 4.14
ЮТ
приборы, у которых зависимость крутизны от напряжения имеет широкий участок, близкий к прямолинейному, и подавать от ге теродина напряжение, не выходящее за пределы этого участка (рис. 4.13,а).
В случае преобразования 2-го порядка частота основного канала fc=2fr+/np или fc=2fr—fn₽ (рис. 4.3), а частота зеркального канала f3=2fT—или /s=2fr4-|fnp. Кроме того, побочными каналами будут оба канала преобразования 1-го порядка fr—fr.₽ и fr+fnp, а также каналы преобразования 3-го порядка 3fr—f р и З/г+fnp. Каналы 4-го и более высоких порядков обнаруживаются реже.
Путем соответствующего выбора режима преобразователя можно увеличить крутизну преобразования 2-го порядка. Это получается, если вольт-амперная характеристика электронного прибора подобна изображенной на рис. 4.14 штриховой линией. Из рис. 4.14 видно, что в законе изменения крутизны (сплошная линия) доминирует вторая гармоника и, следовательно, преобладает преобразование 2 го порядка.
4 8 БАЛАНСНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
На основе дифференциального усилителя типа показанного на рис. 3.36 можно построить преобразователь частоты, упрощенная схема которого представлена на рис. 4.15,а. Коллекторное напряжение на транзисторы VT} и TV2 подано в этом случае через среднюю точку катушки индуктивности контура, настроенного на частоту /пр. Входной контур, настроенный на частоту преобразуемого сигнала, включен между базами транзисторов V7t и VTt, поэтому преобразуемое напряжение на этих транзисторах оказывается в противофазе. Напряжение гетеродина с частотой fr, поданное на базу транзистора УЕ3, действует на базы транзисторов VT и VT2 с одинаковой фазой Уменьшение или увеличение тока VTS влечет соответствующее изменение токов V7\ и VT2, а следовательно, и их крутизны с частотой гетеродина. Поэтому при одновременном действии напряжения сигнала будет происходить преобразование частоты.
Поскольку напряжение сигнала подается на базы VT, и VT2 в противофазе, составляющие тока промежуточной частоты fnp= =fr—fc или fnp=fc—fr будут также взаимно противоположны по фазе. Эти токи в выходном контуре направлены встречно, поэтому составляющие промежуточной частоты складываются Токи с частотой гетеродина, имеющие в обоих транзисторах одинаковые фазы, взаимно компенсируются и не создают напряжения в выходных цепях.
Рассмотренный преобразователь называется балансным Существуют и другие варианты балансных преобразователей. Общий принцип их действия состоит в том, что из напряжений сигнала и гетеродина одно приложено в обоих плечах синфазно а второе — ИО
Рнс 4.15
противофазно. В частности, в варианте на рис. 4.15,6 входы для напряжений преобразуемого сигнала и от гетеродина поменены местами.
Цепи можно сделать балансными и со стороны входа преобразователя и для сигнала, и для гетеродина Схема преобразователя частоты с двойным балансом изображена на рис 4.15,в.
Как показано в курсе усилительных устройств, главное преимущество двухтактного усилителя состоит в том, что в нем происходит компенсация четных гармоник усиливаемых колебаний Аналогичным свойством обладает и балансный преобравоеатель частоты, ® частности, в нем компенсируются токи с частотам» 2/г—2/оои, где /пом — частота постороннего сигнала (помехи) Комбинационные составляющие с этой частотой могут образовываться в случае попадания ив пре образователь сильной -помех»’ Упоысозыпом^
При действии сильной (помехи рад (4.2) для тока ij следует продолжить так как заметную роль могут играть н составляющие второго порядка; в (4 2) не-
1 Ef, Ей) j
учтенный ранее член имеет вид i»= ~---------~----------«лон .
2 duf
Вторая производная выходного тока представляет собой первую пронэвод ную от крутизны т. е крутизну характеристики на рис 4.13 Так как крутизна
ill
изменяется перн-одичеасн с частотой гетеродина, производную от нее также можно представить рядом Фурье:
3* f» (цг»_Е1 >—L „ m<j у mh cos k шг t
^«1 л-
С учетом значения un<m путем простых преобразований получим
1т “ ^пом Iт» j- 0,5 cos 2шпом /) -|~ i i
4- W >6 mk cos ka>r1 + ° ,5 mk cos (k Wr + 2 wnoM) t Ц-
*—i
+ 0,6 mk cos (fe co, — 2шпом) /]
Сое являющая с угловой частотой 2{ti>r—сопом), соответствующая fe=2, опасна при совпадении двух условий;
если она попадет в полосу пропускания усилителя промежуточной частоты, т. е. если 2(fr—/пом) >=/пр;
если помеха с частотой /ВОм = /г—0,5fnp, содержащая составляющую с частотой близкой к fcp, может проникать из антенны на вход преобразователя.
На рис. 4.16 показано возможное взаимное расположение частот принимаема, гетеродина fT и рассмотренной помехи /лом- Частота /ПОи в четыре раза ближе к /01 чем частота зеркального канала fB, поэтому помеха на частоте /пси будет меньше ослаблена в преселекторе приемника. Следовательно, на частоте /ло«“ «fr—0,6fnp образуется побочный канал приема.
f
4.15 несмотря на то, что помеха дейст-Рис 416 вует ° плечах в противофазе (+исом в
одном плече н иПоИ в другом), компоненты токов im имеют одинаковые фазы [так как (+ипОм)2=(—Ином)2], поэтому при симметрии 'преобразователя действие токов im в выходном контуре компенсируется и помеха не проходит в усилитель промежуточной частоты.
мото сигнала ;<•, зеркального канала
В балансном преобразователе на рис.
4.9. СВИСТЫ ПРИ НЕЛИНЕЙНОМ ПРЕОБРАЗОВАНИИ
При рассмотрении в § 4.1 теории преобразования частоты предполагалось, что ток в цепи с периодически меняющимися параметрами связан с напряжением преобразуемого :игнала линейной зависимостью В этом случае при действия сигнала с частотой f0 в спектрах токов образуются составляющие с частотами 1*/г±/е|-
Не всегда однако принимаемые сигналы настолько слабы, что нелинейностью преобразователя по отношению к ним можно пренебречь. В частности, при веша-112
тельной приеме сигналы местных радиостанций могут быть настолько сильны, что приходится считаться с нелинейными эффектами
Продолжая рад (4-2) которым в § 4 7 был в общем виде представлен ток преобразователя, обратим внимание ia члены вида
I (Ur, £!.) ,fn
ml
(4 6)
Учет члена второго порядка (/п = 2) уже позволил выше выявить побочный канал приема. Рассуждая аналогично примем во внимание, что производная любого порядка ^-Цг, как и производные 1 • . и F (цг...). изме. ди" dut dut
няется с частотой гетеродина в общем случае несинусондально и может быть пред-оо
ставлена рядом Фурье вида ga+hgk cos kiu^l. Кроме того, примем во внимание, что
при Uc = Ucecs Oct в (46) появляется множитель €О8тй)вГ, который, в света очередь, .может быть представлен тритоне метрическим рядом и в этом случае содер жнт член, пропорциональный cos т ыс/. Следовательно, согласно (4.6) ток преобразователя б Дот содержать составляющие, пропорциональные произведению cos k wrtxcos т ыс{ Поэтому в спектре тока будут составляющие с частотами fnp—kft—mfc или f'uP=«ifc—kfr. Если частота f'np близка к /пр. т е. |Л/Г— —/nf<|«fr,p, то в полосе пропускания УПЧ окажутся два продукта преобразования одного и того же сигнала один в результате преобразования J-ro порядка с частотой /ВР л другой (более слабый, как все нелинейные продукты высокого порядка) с частотой Far-
Благодаря тому, что основной сигнал г частотой /ср имеет в тракте промежуточной частоты больший уровень, чем сигнал с частотой f'np, прием его будет возможен, но присутствующий в его спектре гот же сигнал со смешенной частотой f'np проявится как помеха.
При биениях амплитуда и фаза суммарного колебания изменяются с частотой, равной разности частот складывающихся колебаний т. е. .возникает эффект паразитной модуляции сигнала с частотой биений /в=/пР—) пр. После детектирования эта модуляция при слуховом приеме воспроизводится как свист с частотой /в. При приеме сигналов других типов и при других способах их воспроизведения искажение имеет иную форму, но для явления в целом характерного для супергетеродинного приема, применяется общее условное название «свисты».
Свисты наблюдаются, если частота f'Bt находится в полосе пропускания уск лителя, .настроенного «а частоту /ир т е. если разностная частота |fnp—f'np| не превышает половины полосы пропускания этого усилителя OJ5fI. Если 0,5/7<cfnp, то помеха будет действовать при
/пр « /пр = ^г— 4 7)
Если /Пр = /с—fr или /яр=/г—/о, т. е. fr=fc—fnP или /г=/с+/п₽, то, подставляй в (4 7) эти значения, получаем /с =/вр(Л+!)//(£—т) и /с=/м*(£— —4)/(л1—Л). Если найденная частота /с имеется в диапазоне частот приемки ка то при настройке на нее возможен секст, это учитывают при выборе промежуточной частоты.
1
)
4 10. ДИОДНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
ЧАСТОТЫ
Диод можно использовать для преобразования частоты, как и любой другой электронный прибор, имеющий нелинейные характеристики. Благодаря малым шумам, способности работать на самых высоких радиочастотах и простой конструкции диодный преобразователь применяется почти во всех приемниках СВЧ.
Схема диодного преобразователя показана иа рис. 4.17, а эквивалентная схема диода — на рис. 4 18. Здесь g и С — проводимость и емкость электронно-дырочного перехода; г, и Ls — сопротивление и индуктивность соединительных проводников; Со — емкость держателя диода В диапазонах УВЧ и СВЧ Lt и г„ очень малы, их влияние почти не проявляется и ими можно пренебречь.
Источник напряжения смещения Е на рис. 4.17 позволяет выбрать рабочий участок иа характеристиках диода.
Примерный вид зависимости тока проводимости диода i, дифференциальной проводимости g, емкости С (с учетом Со) и заряда q от приложенного напряжения показан на рис. 4.19.
Как и в § 4 7, при анализе диодного преобразователя будем считать ис и «пр малыми по сравнению с иг. Это допущение имеет следующие основания
амплитуда напряжения гетеродина должна быть достаточной, чтобы изменение тока захватывало нелинейный участок характеристики и диода; это необходимо для преобразования частоты
Основное усиление осуществляется после преобразователя, в УПЧ, поэтому напряжения на входе и выходе преобразователя
Рис. 4.19
Рис. 4.18
Рис 420
114
малы. При относительно малых напряжении сигнала ис н выходном напряжении промежуточной частоты unp нелинейность диода практически не проявляется, т. е. диод действует в отношении сигнала как линейная цепь с переменными параметрами. Соответственно эквивалентная схема преобразователя может быть представлена в виде рис. 4.20
Селективность приемника обеспечивается в основном после преобразователя в УПЧ. Цепи до преобразователя ослабляют главным образом помехи побочных каналов, а на других частотах помехи, в том числе и значительно превосходящие по уровню принимаемый сигнал, могут попадать на вход преобразователя.
В результате' взаимодействия в нелинейных цепях колебаний от гетеродина, помех и принимаемого сигнала возможно образование не только тех комбинационных составляющих, которые уже были выявлены, но и более сложных, частоты которых также окажутся близкими к промежуточной частоте. Попадая в полосу пропускания УПЧ, они проявляются как неустранимые помехи, т. е. происходит ухудшение селективности. Поэтому важно, чтобы преобразователь был линеен по отношению к помехам, что зависит от свойств диода и режима его использования.
Линейность предполагает независимость параметров диода g и С (рис 4.19) от преобразуемых напряжений, т. е. изменение этих параметров определяется только напряжением гетеродина, которое на несколько порядков превышает напряжение сигнала и помех. Соответственно можно рассматривать и рассчитывать цепь преобразователя со стороны гетеродина (рис. 4.17) просто как нелинейную нагрузку, как и для преобразователя на невзаимном электронном приборе (§ 4.7). При этом для анализа диодного преобразователя требуется определить закон изменения g и С
Рис. 4.21
115
под воздействием гетеродина, а также входное сопротивление диода со стороны гетеродина и мощность, потребляемую преобразователем от гетеродина
На рис. 4 21 показано изменение проводимости g и емкости С диода под действием напряжения гетеродина иг=Ь'гсо$«>Л Это изменение можно представить рядами Фурье:
= 2 £hcos*tor t; с (0-со+ 2 ch cos kv)r t.
Обозначая переменное напряжение в цепи диода на рис. 4 20 через и, определим ток в цепи диода как
i =• ug 4 С du/dt + udcldt.
Пусть Uc = bcCos((oJ-HPc) и Unp=brnpCos(<Bnp/+<pnp). Фазовый угол
<pffp зависит от соотношения емкостной и резистивной составляющих проводимости диода и от фазового угла проводимости нагрузки (на рис. 4.17 — колебательный контур). Подставляя в формулу для / значения g, С и u=uc-f-unp, заменяя произведения тригонометрических функций функциями суммарных и разностных углов и группируя слагаемые, получаем
» = Uc ISo cos (шс t + <рс) —Со sin (сос t + фс)] +
+ ^Пр cos ((,)np 4" ФПР) ®ир С<> sin (ft>np 14~ ф11Р)1 -f-
+ Uc 2 0.5 gh {cos [(A cojfy- сос) t + фс] + cos [ft сог t—Wc) t—
1
— ФсП+^прХ ghj&i р^®г+“пр) ^ + фпр] +
4-cos [(ft«r f—<onp) /~<рпр]}— Uc 2 0>5 ch {(& 0>r + fe=l
4-CDc) sin [(Лег + (0с) /4-фс)4-(Ашг—O)c)sin [(ft wr—(oc)
Фс!} ^пр 2 0,5 [(ftcor4-wtip) sin [(ft io,, 4- [Одр) ?4-фг>₽14-k=i
+(ft«r—шпр) sin [(ft a>r—(i>np) t—фпр)}_ (4 8)
Для неинвертирующего преобразователя (см. § 4.1)
<01тр = (1)с—fttOp ИЛИ (Лир — й) 4” ftlOr,
соответственно <нс—tonp±ft<or Выделяя из (4 8) составляющие этих частот, находим
inP = [0,5 gK соз^цр 14- фс)—0,5 <onp Cfcrsin (<onp 14-
4-фс)1 +^пр [£о cos (шпр f + фпр) —^ир с0 sin (wnP t + Фпр)];
[«fo cos (coc i 4- фс) —<bc Co sin (m0 14- фс)[ 4-
4- f/op [0,5 gh cos (oc 14- фпр)—0,5 to0 sin (coc 14- Vnp)J.
116 i
На основании этих выражений определяем комплексные амплитуды токов в виде $
4р= (0,5 Sk+ j’“np Ch) + Uи? (go +j anp Q,
^c~ (g04-/G*c ^o) + ^np (0,5 gfc + j 0,5 toc Cft). (4.9)
Для инвертирующего преобразователя <Опр = /гсог—wc и ®с = =Асог—Шпр; при этом из (4 8) получаем
»пр =Uc [0,5 gk cos (toBP i—<рс)—0,5 wnp Ск sin (<опр t —
—Фс)] + ^пр [g« c°s ((oIlP t + фпр)—сопР Со sin (©пр t + фпР)1 ;
>с = Vc [g(( cos (шс t + q>c)—<йе Co sin (toc 14- фс)[ +
+ I7np [0,5 gh cos (©c t—%p)—0,5 <oc Ch'sin (<oc /—q>Iip)J.
Как видно из найденных выражений, в этом случае ряд компонентов токов имеет фазовые углы, знак которых противоположен знаку фазовых углов входных напряжений, т. е. соответствующие комплексные амплитуды имеют мнимую часть, знак которой противоположен знаку ее при неинвертирующем преобразовании; иначе говоря, эти компоненты имеют сопряженные комплексные амплитуды О*с и 1>*пр. Следовательно, в отличие от '(4.9) формулы для комплексных амплитуд принимают вид
Aw = Ус (0,5 gh + j 0,5 шпр Cft) + Unv (g0 + ] e>np Co)
ic~ Cc (gp + j <oc С0)4-(7пр (0,5 gh +j 0,5 <oc Ch). (4.10)
Введем следующие обозначения и термины 0,5C/t = Cnp—«преобразующая емкость», 0,5gA=gnp — «преобразующая проводимость». Далее обозначим
= go 4~ j "с Со ; У22 = go + / <опР Со ;
Уia ~ gnp “Ь j ^пр » ^ai ~ Snp “Ь j {1)пр ^-пр- (4-11)
При этом формулы (4 9) и (4.10) принимают соответственно вид
4р “ Сс У31 + t/0P У22, /с = 0с Уп + UDP У1а ; (4.9а)
/пр = V < У а + Уаз, 1С 1)с У п +и*.р У1В. (4.10а)
Полученные выражения позволяют применить для расчета преобразователя, как и в § 4 7, эквивалентную цепь в виде линейного четырехполюсника Параметр У21 отражает преобразование тока сигнала в ток промежуточной частоты, а Р12 — влияние нагрузки на входной ток в результате прямого и обратного преобразования частоты.
Первое из выражений (4.9а) позволяет найти коэффициент передачи неинвертирующего преобразователя по напряжению Определяя Опр как падение напряжения на сопротивлении нагрузки на выходе преобразователя 2Н с учетом его знака по отношению к
117
I
источнику входной ЭДС, т. е. как l7np=—/np2H, получаем /пр= = i?c?,2i—/пР2иУ22, откуда
/ПР*= ^21/(1 Ч" ^)-
Соответственно напряжение в выходной цепи преобразователя ^пр= 7nPZH = U Кв1 Zal{\ 4~ZH Yjj). (4.12)
Для инвертирующего преобразователя вместо 17с в эту формулу войдет О*е, это не отразится на значении выходного напряжения и связано только с его фазовым сдвигом по отношению к напряжению преобразуемого сигнала.
Коэффициент передачи преобразователя
Хцр = Л1р ZH/L/C = ^21 ^«/(1 4“^Н^м)
или иначе
ХпР-Ги/^Г«. \ (4 13)
где ун=1/гн.
Для неинвертирующего преобразователя формулу (4.12) можно представить в виде
^пр = —^сХпр> (4.14)
а для инвертирующего преобразователя
(^Пр= ^сХпр. (4.15)
С учетом (4 14) из (4.9а) находим /с=1?сУц—1?сКпРУ12- Отсюда входная проводимость нсинвертирующего преобразователя
rBx = /o/t>o = rn-ri!tXnp. (4 16)
Для инвертирующего преобразователя на основании (4.15) Г?*пР=—17сК*кР. Следовательно, Ic=OcYlJ—fcl^KSp. Отсюда
^вх~^ц—Ута Хор . (4-17)
Диод преобразователя частоты чаще всего используется в одном из следующих режимов:
1 Напряжение гететеродина изменяется преимущественно в области прямого тока и лишь на часть периода заходит в область обратного тока, причем в преобразователе применяется диод с малой емкостью В этом случае главную роль играет нелинейная резистивиость диода, а его емкость слабо влияет на преобразование. Такой преобразователь называется резистивным.
2. Благодаря поданном ' на диод отрицательному напряжению смещения (£ на рис. 4.17) напряжение гетеродина изменяется в основном в отрицательной области, а в преобразователе применяется диод со сравнительно большой нелинейной емкостью, т. е. варактор. При этом резистивиость проявляется слабо. Такой преобразователь называется емкостным.
не
4 11. РЕЗИСТИВНЫИ ДИОДНЫИ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
Диодный преобразователь широко гГрименяется в приемной аппаратуре, особенно в микроволновых диапазонах. На рис. 4 22 изображена схема преобразователя вместе со входным резонансным контуром, эквивалентом источника входного сигнала, выходным контуром и входной проводимостью последующего УПЧ, Применим изложенную теорию для этого устройства. Пренебрегая емкостями, из (4.11) имеем У11=->4=£о; У12= =Яп₽. Из (4 13)
И (4.16) получим Хпр —£пр/(Ун + £о) , Уох = £—£гп|^£о4-Ун) .
При этом Ун=5гк24-ш22^г4-]/?2, где gKi — эквивалентная проводимость собственных потерь выходного контура; &г—юпрСз-—1 /сопр^-2, или иначе Ь2~р2у2, где У2=М?2—<[з/[пр; р2=У Е3 Cs; |s= 1/2л]/ L3jC2— резонансная частота выходного контура
Входное напряжение преобразователя согласно рис 4 22
Uc = ic m1/(gK1+nil gj+jbi + Увх). (4.18)
Здесь g*i — проводимость потерь входного контура; fri—oicCi— — (l/<acL) или иначе b^piyi, где gt-fc/fi—f\lh'> pi= У LjCii л=1/2л утаг
В (4.18) в соответствии с теоремой об эквивалентном генераторе lc=Ecgi, где Ес — ЭДС источника сигнала. Напряжение на выходе устройства найдем как 17Вых= ОсКпрШз Определяя общий коэффициент передачи как К— Овых/Ес, получаем
К= -------------------, (4 19)
(g 4* Як1 + nil gt -ь j bj (g0 4 gw 4- m2 g3 + j fc,)-— ffnp
Эта формула позволяет рассчитать АЧХ и ФЧХ преобразователя. При резонансе (bi=0, 6г=0)
Ко= _________—_____gignp.^i"^------------- ф (4 20)
(go + gut + nil gi) (go 4- gK, + m2 Bi) — gnp
Из (4 20) видна возможность выбора лц и т2, при которых Ко максимален. Найдем максимум Хо в упрощенном случае, когда
Рис 4 22
119
потери входного и выходного контуров, отображаемые gKi и gKi, сравнительно малы и ими можно пренебречь, что часто имеет место иа практике. В этом случае
к. «-------f8""*"--------Т (4.21)
(go + ml gi) (go+mago)—finp
Обозначив tn y~g^=xi и т2У^82=хг, приведем это выражение к bi ду
*о = 8av ЛГИ--------.
г (go + * ) (go + *a) —grip
Поскольк Ко одинаково зависит от х{ и х2, максимум Ко по этим переменным имеет место при xt = x2 — x и для отыскания его можно представить Ко в виде
к’~ g" (е.+^-4
Приравнивая нулю числитель производной от Ко по № найдем Хопт — V g )—g2up, следовательно, т опт = Xi/ V gt = ]/ (g30— —йг2пр)/^г| и ^2ОЦТ — X2/'yrg!l = l (g2o—g3op) g3i-
При on имальных тх и т2
^0 шах
gl_________grip_________
8 Ь +
Если обозначить gnp/go = Цпр, то это выражение приводится к виду >;
Коиах- 2
___Мир__
1 + VT=5
(4.22)
При Prp-^l К» шах >0 5 Уgt/g2, т. е. параметры диода не влияют на коэффициент передачи. Это — случай идеального преобразователя без потерь. Полученный коэффициент передачи соответ ствует оптимальной связи источника, имеющего проводимость gi, с последующей целью, обладающей проводимостью g2, через идеальный (без потерь) трансформатор. Коэффициент передачи всегда меньше полученного значения потому, что для реальных диодов gnp<go н соответственно цпр<1, а также потому, что в резонансных контурах имеют место неучтенные потери.
Как пример рассмотрим преобразователь с диодом, вольт-амперная характеристика которого показана на рис. 4 23 (сплошная линяя). В этом примере ветви прямого и обратного токов в первом приближении прямые Прямая (ga) и обратная (gr) проводимости в этом случае постоянны, как показано штриховой линией. Угол 0 характеризует относительное время открытия диода. Учи-
120
тьгвая четность анализируемой функции, для преобразования 1 го порядка получаем
) / е « \ j
go = — fg« d a t -f- fgr dw t = — |g(1 0 + gr (n—0)|;
JT \ Zi } Ji
2 / e 11 \
gap — 0,5 gj =0,5—I f gn cos ыг f d wr f + f£rcosM wr11 = n \o n /
= —sin0(g„—gr).
П
Следовательно, sin 6__________________I__________
Ипр= 0 1-Нп/в)£г/(Я«—grf
Отношение ga к gT характеризует выпрямительное действие диода и ег > качество. Обозначим gaIgr—Кц В этом случае
_ sin 0______6/я________
Ипр 0 (0/л)+1/(Кд—1)’
Представим (4 22) в виде
К. fnax = 0,5'|/g1/gax1, где Х1 = рпр/( —(4.24)
Коэффициент х характеризует эффективность диодного преобразователя Рассчитанный по (4.23) и (4.24) график зависимости х от 0 при (разных Кд дам на рис. 4.24.
Из формул и рис 4.24 видно, что xt всегда меньше единицы, т. е. идеальное преобразований не получается. Кроме того рис. 4 24 указывает на возможность оптимального режима диода в котором Хь а следовательно, и Ко максимальны. Угол отсечки 6 можно подобрать, изменяя напряжение £ (ом. рис 4.17) и амплитуду 1/г.
121
4 12 ШУМЫ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЯ ЧАСТОТЫ
Преобразователь является одним из первых каскадов приемника, поэтому от его шумов существенно зависит чувствительность приемника Причины шумов преобразователя те же, что и в других каскадах, они известны из курса электронных приборов и рассмотрены в гл 3
В преобразователе на невзаимном электронном приборе (§ 4.6, 4.7) шумы возникают вследствие флуктуаций потоков зарядов в самом электронном приборе и тепловых флуктуаций в присоединенных цепях.
Как в усилителе, так и в преобразователе из широкого спектра шума усилительного прибора на выход тракта промежуточной частоты попадает только часть, которая совпадает с полосой пропускания. Как известно нз теории электронных приборов, средний квадрат шумового тока пропорционален току в цепи электронного прибора. Особенность режима преобразователя состоит в том, что этот ток изменяется с частотой гетеродина, поэтому средний квадрат части спектра шума в полосе пропускания пропорцио нален среднему значению (постоянной составляющей) тока.
Шумовой ток во входной цепи преобразователя имеет более широкий спектр, чем на выходе УПЧ; ширина его определяется полосой пропускания тракта радиочастоты до преобразователя Для расчета шума можно применить схему, подобную рис. 3.21. Если селективность цепи на частотах побочных каналов недостаточно велика то части этого спектра, совпадающие с побочными каналами, после преобразователя попадут в полосу пропускания тракта промежуточной частоты и общий шум на выходе преобразователя возрастет
Если входная проводимость преобразователя на рис 4 11 g^ а входное напряжение Ui, то мощность, потребляемая от источника, PB*~U2 £Вх. Выходная мощность при напряжении U2 и проводимости нагрузки g2 PBux='U22g2 Следовательно, с учетом того, что коэффициент передачи преобразователя по
МОЩНОСТИ Кр = Рвых/Рвх=№пр(^г/г1)
Пусть средний квадрат напряжения собственного шума пре-образователя на его выходе Е/2Шпр, чему соответствует мощность Ли.пр=(Аи.пр£г2. Если от источника сигнала поступает шум мощностью Ршо, то полная мощность Рш.Вых = РшоКр+£/гш Пр£г- Коэффициент шума преобразователя
/ЯпР я о 13 1 + ( ш пр g2 Рш о Кр)
или с учетом значения Кр
Если бы тот же электронный прибор использовался не в преобразователе, а в усилителе с коэффициентом усиления К, то коэффициент шума был бы Ш—1 + [ (Е/гш₽1/Ршо№г)], где 1)2Ш и
122
V К—средний квадрат напряжения собственного шума и коэффи-циент усиления в режиме усиления. При близких значениях и С^ш.пр различие коэффициентов шума связано с неодинаковостью Клр и Д' В § 4 7 было показано, что коэффициент усиления в режиме преобразования при полном использовании возможностей электронного прибора примерно в 4 раза меньше, чем в режиме усиления. Отсюда следует, что коэффициент шума преобразователя значительно больше коэффициента шума усилителя.
Коэффициент шума может возрастать также потому, что к обычным шумам электронного прибора на частоте fnp выходного резонансного контура прибавятся шумы попадающие в полосу пропускании вследствие преобразования В результате коэффициент шума приемника может существенно возрасти Избежать этого можно, если преобразователю будет предшествовать усилитель с малым собственным шумом и большим коэффициентом усиления; это видно из формулы (1.26).
Шум в диодном преобразователе состоит из следующих компонентов:
тепловой шум во входной цепи в полосе частот принимаемого сигнала, перенесенный в результате преобразования в полосу пропускания УПЧ Средний квадрат этого шумового тока согласно (1 5) равен 4 kTIlgK, где gK — проводимость потерь входного контура. Этот ток замыкается в цепи, составленной тремя параллельными проводимостями; проводимостью контура gn (см § 1.10), приведенной проводимостью источника сигнала m3xg\ и входной проводимостью преобразователя gBX. Последняя отражает процесс прохождении теплового шума входной цепи через преобразователь. Этот шум в результате прямого преобразования создает напряжение промежуточной частоты на выходе и вследствие обратного преобразования вновь переносится в полосу частот входного сигнала;
тепловой шум входной цепи в полосе частот зеркального канала, перенесенный в полосу пропускания УПЧ. Этот шум играет заметную роль при широкой полосе пропускания входной цепи, захватывающей зеркальный канал; на его прохождение также влияет обратное преобразование частоты;
тепловой шум выходной цепи преобразователя в полосе пропускания УПЧ. Средний квадрат этого шумового тока равен 4!гТП (g^+m^gi), где gK2 —проводимость выходного контура, а m22gt — приведенная проводимость нагрузки. Если в цепи нагрузки имеются дополнительные источники шума, то они также должны быть учтены Этот шумовой ток замыкается через цепь, содержащую gK1, ms2g2 и проводимость преобразователя со стороны его выходной цепи. Последняя определяется так же, как входная проводимость со стороны источника, и отражает особенность прохождения шума выходной цепи: этот шум вследствие обрат кого преобразования переносится в полосу частот сигнала и создает напряжение на входном контуре, которое затем в результа-
та
те прямого преобразования
переносится обратно в полосу пропускания УПЧ. НеКОторую роль может играть также перенос шума выходное цепи в зеркальный канал. Во входной цепи при этом образуется Шумовое напряжение, которое вновь преобразуется в шум проме?куТОЧНОн частоты. Отсюда видно, что влияние входной цепи на результирующее напряжение теплового шума выходной цепи может иметь сложный характер;
шумовой ток ДиОда) создающий напряжение в выходной цепи, в полосе пропускация ypjq Этот ток содержит тепловую составляющую, но в ochqbhom определяется дробовым эффектом, средний квадрат которого как известно из теории электронных приборов, равен 2 е/0/7 (е—заряд электрона, /0 — постоянная слагающая тока диода);
шумовой ток дцОда> создающий напряжения во входной цепи в полосе частот а гнала и в полосе зеркального канала. Эти напряжения переиосятся в полосу пропускания УПЧ в результате прямого преобразо^ания
Коэффициент Шума преобразователя Шпр определяется, как и выше, в предположении, что на вход поступает шум от источника с мощностью Р^о Коэффициент шума равен отношению суммы мощностеи (или средних квадратов напряжения), вызванных перечислена ми фактОрами к мощности, вызванной действием только Ри0.
Для преобразоцателя и последующего УПЧ при согласовании в цепях связи в сооТветстии с (1.26) коэффициент шума
+ (4 25)
где Кипр — коэффцциеит передачи преобразователя по мощности; Шу коэффициент шума усилителя. Эти величины зависят от подводимого к Диоду напряжения гетеродина. При малом напряжении ток диода Мал и соответственно мал коэффициент передачи Др Р. Общий коЭффициент шума при этом велик из-за второго слагаемого в (4.25)
Если увеличить напряжение гетеродина, то 7Gnp возрастет и коэффициент шума уменьшится. По мере увеличения напряжения гетеродина рост Д"Рпр замедляется и второе слагаемое в (4.25) стабилизируется В то же время в результате возрастания тока диода увеличивается коэффициент шума собственно преобразователя, т. е. первое слагаемое в (4.25). Соответственно
вателя, т. е. первое слагаемое в
растет и
* к
f0 f
с
«9
iillMIMlUUUlllllllillll IllmilHilllllllliuinidllq;
Рис 4 25
124
Рис 4.26
общий коэффициент шума. Отсюда следует, что Ш имеет минимум при определенном напряжении гетеродина.
Помимо шума, вызванного дробовым эффектом в диоде и тепловых шумов, в преобразователе играют роль шумы гетеродина Вследствие различных при
чин генерируемое напряжение имеет флуктуирующую фазу. Обычно эти флуктуации невелики: не превышают тысячных долей градуса. Напряжение гетеродина имеет также небольшую (с глубиной в доли процента) амплитудную модуляцию. В результате колебания гетеродина представляются не одной спектральной линией, а спектром из основного колебания UT и боковых полос, как это схематически показано на рис. 4.25 Боковые полосы по свойствам аналогичны флуктуационным шумам других компонентов, они называются шумами гетеродина. Уровень их невелик’ он меньше уровня основного колебания в сотни тысяч раз.
Ширина спектра шума гетеродина зависит от полосы пропускания резонансной цепи гетеродина, следовательно, она тем больше, чем выше частота. С учетом напряжения шума гетеродина и,ц.г эквивалентную схему преобразователя на рис 4 17 можно представить в виде схемы на рис. 4 26, из которой видно, что {Ди г складывается с напряжением сигнала и вместе с ним действует на преобразователь
Предположим, что в спектре шума иа рис. 4.25,а окажется полоса со средней частотой fc. После преобразования эта полоса будет перенесена на частоту fnp (имеется в виду преобразование 1-го порядка, т е. /г = 1) В полосу пропускания попадет часть полосы шума, равная полосе пропускания УПЧ П Кроме того, в полосе пропускания приемника после преобразования окажется и полоса шума гетеродина со средней частотой, равной частоте зеркального канала f3 (обе полосы отмечены на рис 4 25).
На сантиметровых и миллиметровых волнах шумы гетеродина могут приводить к увеличению коэффициента шума преобразователя п два и более раз На дециметровых и более длинных волнах ширина спектра шумов гетеродина сужается и частоты fc и f3 оказываются за пределами спектра (рис 4 25,6); при этом шумы гетеродина не попадают в приемник Это же имеет место при увеличении промежуточной частоты f„P, что ведет к удалению частот /с и fs от частоты гетеродина fr-
4.13 БАЛАНСНЫЙ диодный ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ ЧАСТОТЫ
Балансный преобразователь, который в транзисторном варианте рассмотрен в § 48 и может быть выполнен на диодах, позволяет ослабить влияние шумов гетеродина В схеме на рис. 4.27,о напряжение от гетеродина Г действует на диоды УД1 и УД2 с одинаковой фазой, а напряжение сигнала — через трансформатор
125
ТР| с противоположными фазами. Оба плеча действуют как небалансные преобразователи, подобные показанному на рис. 4.22.
Поскольку напряжения сигнала в плечах сдвинуты на 180°, токи промежуточной частоты в цепях диодов имеют такой же сдвиг. В первичной обмотке трансформатора Тр2 эти токи противоположны и выходное напряжение ыпр пропорционально их разности. При взаимном вычитании токов < и их составляющие промежуточной частоты совпадают по фазе и выходное напряжение определяется их суммарным действием В то же время напряжение шумов гетеродина иш.г, как и иг, действует на оба диода с одинаковой фазой; следовательно, и составляющие токов »i и i2 с промежуточной частотой, получаемые в результате преобразования шумов гетеродина с частотами и fs, также имеют одинаковую фазу. При симметрии цепи они взаимно компенсируются и не дают напряжения на выходе.
При отсутствии усилителя радиочастоты преобразователь связан непосредственно с антенной. Прохождение напряжения гетеродина во входную цепь вызывает излучение через антенну; это нежелательно с точки зрения требований электромагнитной совместимости, так как создает помехи другим приемникам. В балансном преобразователе токи с частотой гетеродина в половинах обмоток входного и выходного трансформаторов противоположны и взаимно компенсируются, поэтому напряжения гетеродина в балансном преобразователе не проникают во входную и выходную цепи.
Аналогичными свойствами будет обладать преобразователь по схеме на рис. 4 27,о, если гетеродин и источник сигнала поменять местами, т. е подать напряжение от гетеродина через трансформатор Трь а напряжение преобразуемого сигнала подвести к средним точкам обмоток. В преобразователе по схеме на рис. 4.27,6 напряжения сигнала и гетеродина действуют в диагоналях мостовой цепи, образованной половинами вторичной обмотки трансформатора TPj и диодами УД1 и УДг. Составляющие токов м и г2, создаваемые напряжением гетеродина, замыкаются через диоды, не ответвляясь в диагональную цепь, в которую включены входной и выходной контуры; поэтому, как и в предыдущем случае, напряжения гетеродина не проходят во входную и выходную 126
цепи Токи, вызванные в выходной цепи шумами гетеродина, также компенсируются
Напряжение преобразуемого сигнала подается на УД, и УД2 в одинаковой фазе, но благодаря встречному включению диодов достигается результат, соответствующий действию противофазных напряжений. Компоненты токов ii и i2 промежуточной частоты, вызванные действием сигнала, в ветвях диодов Д, и Д2 имеют направления, показанные штриховой линией. Эти токи замыкаются через первичную обмотку Тр2 и создают на выходе напряжение промежуточной частоты, пропорциональное их сумме
На рис. 4.28 приведен пример топологической схемы балансного преобразователя СВЧ, выполненного на основе полосковых
линий Этот преобразователь по- Рис. 4.28
добен преобразователю по схеме на рис. 4.27,6. Цепи преобразователя выполняются методами печатного монтажа на поверхности диэлектрическом пластинки; в углублениях на ее поверхности помещены диоды УД\ и УД2. Поверх пластинки накладывается вторая диэлектрическая пластинка. Противоположные поверхности пластинок покрыты металлической пленкой
Колебания сигнала и гетеродина подводятся к кольцу, средняя длина окружности которого равна полутора длинам волны X сигнала и гетеродина (обоих, так как частоты их не сильно отличаются друг от друга — на значение /пр). Сигнал подается в точке С через не показанное на рисунке коаксиальное соединение, перпендикулярное плоскости рисунка Точка С расположена сим метрично по отношению к диодам, поэтому колебания от источника сигнала действуют на диоды и Д2 с одинаковой фазой, как и в преобразователе по схеме на рис. 4.27.
Колебания от гетеродина подаются через коаксиальный разъем в точке Г. Расстояние по кольцу от точки ввода колебаний до отвода к диоду Д1 на Х/2 больше расстояния до отвода к диоду Д2; благодаря этому колебания действуют на диоды с противоположными фазами, как это имеет место в преобразователе на рис. 4.27.
Преобразованный сигнал снимается в точке П через коаксиальное соединение и поступает в УПЧ. Полоски Фь Ф2, Фз и Ф4 имеют длину л/4. Разомкнутый отрезок линии такой длины дейст-
127
вует как последовательный колебательный контур, настроенный на частоту сигнала и гетеродина, т е. как короткое замыкание; благодаря этому токи с частотами fc и fr на выходах диодов Д( и Д2 замыкаются и не проходят на выход преобразователя.
1 4.14. ЕМКОСТНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ
ЧАСТОТЫ
Преобразователь по схеме на рис. 4.18 может работать в варакторном режиме, если на анод диода подать отрицательное напряжение Е. Пренебрегая в этом случае током проводимости диода, получим из (4.11) следующие выражения параметров преобразователя;
j фс Со; У22 j сопр Со; У12 яз] <ос Спр; т j <опр^Сор.
(4.26)
Согласно (4.13) коэффициент передачи преобразователя и его сопряженное значение
Д' — 44 )®прСпр . i>’ j <Опр Сир /д 971
' вт I шпр Со У и + J о>лр Со
При настройке цепи нагрузки на частоту f„p реактивность этой цепи вместе с реактивностью диода равна нулю, т. е.
КПр = J ^р^лр/^Ги» Апр = ] й>пр Cnp/gH.
(4 28)
Для неинвертирующего преобразователя при резонансе согласно (4 16)
Евх = j <i)c С04- (ь)сыцр Срр/^н); (4.29)
для инвертирующего согласно (4.17)
^вх ~ j (1)с Со (ос 0>пР Спр/ gn). (4.29а)
Отсюда видно, что инвертирующий варакторный преобразователь имеет отрицательную входную проводимость Это означает, что преобразователь не потребляет энергию от источника сигнала, а, напротив, создает приток ее за счет преобразования энергии гетеродина. Природа этого процесса известна из анализа параметрических явлений в теории нелинейных электрических цепей. Гетеродин, который в данном случае служит не только модуля тором параметров диода, но и источником энергии, называют генератором накачки
Получаемую отрицательную проводимость можно использовать для регенеративного усиления радиосигналов (см. § 1.2, 3.9) Важная особенность усилителя этого типа состоит в том, что постоянный ток в цепи варактора очень мал, поэтому мал и уровень шума, вызываемого дробовым эффектом
Поскольку активная составляющая входной проводимости не-иивертируклцего преобразователя (4.29а) положительна, он не
позволяет реализовать регенеративное усиление, но, как показано далее, усиление возможно и в этом случае
Рассмотрим свойства преобразователя по схеме на рис. 4.23 применительно к режиму неинвертирующего емкостного преобразования. Напряжение Uc, как и ранее, найдем по формуле (4 18), где Ic=E?gi. Пренебрегая gKi и рассматривая случай резонансной настройки, имеем th^E.g.m /(gim2 +gBJ<)
На СВЧ преобразователь обычно согласуется со входной цепью. Если сигнал поступает от источника через линию, это предотвращает циркуляцию в линии отраженных волн, которая может привести к искажениям принимаемых сообщений, а также обеспечивает максимум напряжения сигнала на входе преобразователя, что тоже желательно. Условием согласования является равен, т во входного сопротивления преобразователя сопротивлению источника сигнала, т е. gi=gBx/m2i. Отсюда Kgux/gi- При этом UdvEcg mi/2gBK.
Выходное напряжение — т е. согласно (4 28) и с
учетом значения т,\
^вых ~ ' 0*51 gjJgB сопр Спр/gn.
Подставляя сюда gEX из (4.29а) и значение gn—gitn1^ найдем коэффициент передачи К=иаых/Ес:
К = 0,5]/^/^^, где = (4.30>
В отличие от (4.24) для резистивного преобразователя вместо Hi в (4 30) входит Hz Как выяснено в § 4.10, коэффициент и(, который меньше единицы, показывает, насколько коэффициент передачи преобразователя меньше коэффициента передачи идеального (без потерь) согласующего трансформатора. Множитель «э в (4.30) может быть и больше единицы, если fnpZ>fc, т. е. в этом, случае преобразователь усиливает сигнал.
4 15. РЕГЕНЕРАТИВНОЕ УСИЛЕНИЕ
Усилитель с отрицательным сопротивлением емкостного пре-образова е я Hvteer преимущества по рав1ению р ене атив-ными усилителями, в которых отрицательное сопротивление получается с помощью резистивных диодов (например, туннельного-диода) или усилительных электронных приборов с обратной связью. Главное достоинство емкостного преобразователя — малые шумы, но ценными качествами его являются также возможность-регулирования и стабилизации параметров изменением гетеродинного напряжения
Упрощенная эквивале тная схема регенеративного усилителя показана на рис. 4 29. Здесь gi и g2 — проводимости источника сигнала и нагрузки, gK отображает собственные потери колебательного контура (это м< жет быть любой резонатор, эквивалентный контуру), —g — отрицательная проводимость усилительного прибора 5—12 12»
2
Рис. 4.29
Найдем коэффициент усиления усилителя при следующих условиях усилитель согласован с источником сигнала; полоса пропускания имеет определенное значение, достаточное для прохождения усиливаемого сигнала.
На уровне 1/фг2 полоса пропускания n—fade=fopg», где da— затухание; ga— эквивалентная проводимость цепи при резонансе. В данном случае g»=gK-f-m2 g, +rri22g2~g. Эта проводимость должна иметь определенное значение
(4 31)
Условие согласования усилителя с источником сигнала имеет вид gi= (gK+m^gi—gj/m^, или иначе
+ ё- (4.32)
При согласовании g3“2gizn2i, откуда получаем mi^Vgaftgi.
Из учитывая, что gimzi —0,5g3, находим
mt= К (0,5gs-bg—gK)/g2.
В соответствии с рис. 4.29 по закону Ома
^ВЫХ = £с ё1 [1/(2! m2 + gt m2 + gK—gftm*.
Отсюда с учетом (4.32) и значений mi и т2 получаем для резонансного коэффициента передачи формулу
= gi/g,x,. где хэ= V 1 +2 (£—£„)/&. (4.33)
Обычно gK<g.g~, в этом случае
x,«V 14-2(5/^. (4.34)
Эта формула подобна (4.21) и (4.30); она также содержит коэффициент передачи идеального согласующего трансформатора и коэффициент, показывающий, во сколько раз коэффициент передачи рассматриваемого устройства отличается от этого коэффициента передачи. В данном случае хз>0, т. е имеет место усиление. С учетом (4.31) хэ« У l+2g (fop/П ). Отсюда видно, что одним из факторов, ограничивающих усиление, является полоса пропускания, чем шире она должна быть, тем меньше хз.
Другой ограничивающий фактор — стабильность. Если отрицательная проводимость увеличится относительно первоначального 130
значения g и примет значение g+Ag, то и эквивалентная проводи мость g» измен! тся на такое же значение, g 's=gs- При £'э<0
в колебательном контуре возбудятся колебания и усилитель работать не будет. Условие отсутствия самовозбуждения имеет вид g'3>0, откуда следует g3>Ag. С учетом этого условия из (4 34) получим х3< Vri+2(g/Ag).
Обозначим относительное изменение отрицательной проводимости A = Ag/g. Тогда и3<У + 2/Д, т е. чем выше стабильность (чем меньше Л), тем больший коэффициент усиления может быть получен.
4 16 ТИПЫ ПАРАМЕТРИЧЕСКИХ УСИЛИТЕЛЕЙ
Емкостный преобразователь частоты применяется почти во всех случаях когда к чувствительности приемника предъявляются особенно высокие требования. По шумам он несколько уступает квантовому усилителю на парамагнитном рубине с охлаждением жидким гелием, шумовая температура которого около 4 К Но варакторный усилител отличается более простой конструкцией и более экономичен так как не нуждается в источнике сильного магнитного поля, который необходим в квантовом усилителе. Квантовые усилители (мазеры) применяются в специальных устройствах, в которых удается реализовать их преимущества в радиотелескопах и космической радиосвязи.
Усилитель с варактором обеспечивает наименьшую шумовую температуру в приемниках без специальных охлаждающих устройств. Еще лучшие результаты получают при охлаждении жидким азотом или с помощью полупроводниковых охладителей, действие которых основано на эффекте Пельтье. Охлаждение уменьшает тепловой шум компонентов усилителя При использовании жидкого гелия чувствительность приемника приближается к достигаемой в приемнике с квантовым усилителем
Средн диодных параметрических усилителей различают ус 1-лители с распределенным усилением и каскадные.
Первые представляют собой замедляющую цепь через которую проходят бе гущие волны принимаемого сигнала и волны от гетеродина (генератора накачки). На пути волн размещены варакторы, благодаря |усмлительному дейс вию которых энергия сигнала нарастает по мере продвижения волны вдоль цели. Усилитель с бегущей волной имеет очень широкую полосу пропускания но довольно сложен
Основой каскадных усилителей является емкостный преобразователь частоты. Эти усилители имеют более узкую полосу пропускания, поскольку как было показано , в § 4.15, при регенеративном усилении расширение полосы пропускания связано с уменьшением усиления В большинстве случаев удается совместить достаточное усиление и требуемую полосу пропускания б* 131
Чтобы заметно не проявлялись шумы последующих цепей приемника, может потребоваться последовательное усиление сигнала в двух или трех каскадах параметрического усиления. В соответствии с формулой (1 26) особенно высокие требования в отношении малости шума следует предъявлять к первому каскаду или первым каскадам По этой причине первые каскады охлаждают.
На основании теории, рассмотренной в § 4.14 и 4.15, каскадные усилители бывают двух типов:
нерегенеративные. В этом случае усиленный сигнал выделяется в цепи промежуточной частоты, которая превышает частоту сигнала В соответствии с (4.30) коэффициент усиления зависит «от того, во сколько раз повышается частота. Промежуточная частота равна сумме частот сигнала и гетеродина;
регенеративные. Это инвертирующие преобразователи с отрицательной входной проводимостью.
Чтобы шум последующих цепей мало сказывался на общей шумовой температуре । риемтжа, коэффициент усиления усилителя по мощности должен бы ь достаточно большим — порядка 10 и более. В нерегоператнвном усилителе это достигается повышением частоты. Если частота сигнала лежит в диапазоне дециметровых волн, то промежуточная частота выбирается в сантиметровом диапазоне если же частота сигнала в сантиметровом диапазоне то промежуточная частота оказывается .уже в диапазоне миллиметровых волн. Поскольку дальнейшее повыше ше ас о ы затруднительно, усилитель обычно бывает однокас-кадным и за ним следует резистивный понижающий преобразователь, коэффициент передачи 'Которого меньше единицы. Общий коэффициент усиления равен произведению ноэффициея тов передачи преобразователей.
Усилитель может быть построен по схеме на рис 4.6,о (двойное преобразование по В И. Юзвинскому В емкостном преобразователе П,рх частота повышается в 10... 20 раз, чем обеспечивается усиление. В резистивном преобра-нова еле Прг сигнал несколько ослабляется, по все же сигнал на выходе оказывается сильнее, чем на в оде. Использование общего гетеродина упрощает конструкцию в делает частоту и фазу сигнала иа выходе не зависимыми от нестабильности гетеродина.
Возможны три варианта реализации инвертирующего преобразователя:
J. Усиленным сигнал выделяется в цепи промежуточной частоты. Промежуточная частота fnp=fr—fc значительно выше частоты сигнала /с. Мощность сигнала на выходе усилителя растет при повышении частоты, т. е. имеет место параметрическое усиление. В то же время входная проводимость преобразователя — отрицательная, т е. осуществляется и регенеративное усиление Усилитель этого вида не имеет широкого распространения вследствие сложности его режима и недостаточной устойчивости.
2. Преобразователь выполнен, как и в предыдущем случае, но используется только его отрицательная входная проводимость. Нагрузка подключена к входному контуру, с которым соединен и вход преобразова еля (отрицательная проводимость g на рис. 4.29). Колебания из контура промежуточной частоты непосред-132
ствевно не используются, по- у?X.
этому такой контур называют /
холостым, а усилитель этого / ] X.
вида — двухконтурным регене- у i_______?
ративным. 1‘гпр='гг“/с
3. Частота генератора нака-
чки fr близка к удвоенной часто- ₽нс- 4,30
те усиливаемого сигнала 2/с; разностная частота fnp=fr—fc близка к частоте fc и попадает в полосу пропускания входного контура (рис. 4.30). В этом случае отпадает необходимость в отдельном выходном контуре, так как контуры в цепи преобразователя могут быть объединены (см., например, рис. 4.22). Схема усилителя в этом случае подобна показанной на рис. 4.29, где в качестве элемента с отрицательной проводимостью (—£) включается варактор с действующим иа него источником накачки. Такой усилитель называется одноконтурным регенеративным параметрическим.
Частоты fc и fIip (рис. 4.30) не должны быть слишком близки чтобы их можно было разделить после следующего понижающего преобразователя в УПЧ. В отличие от р с. 4.30 для реальных сигналов характерна не одна частота fc или fnp, а полоса частот. Если спектры сигнала на частотах fc и fnp будут перекрываться, то после выделения одного из этих спектров части другого, проникшие в полосу пропускания УПЧ, будут искажать сигналы т. е. будут действовать как помеха.
Особенность этого случая состоит в том, что ток с преобразованной частотой проходит через единственный контур, к которому подключены приведенные проводимости источника и нагрузки В отличие от схемы иа рис. 4 22 эивнва-леитиой нагрузкой для преобразователя бу кт проводимость gK a=gim1l+g2mii. Эта величина должна войти в -в знаменатель выражения (4.29,а) отрицательной проводимости 'преобразова еля (варактора).
Поскольку, кроме того, а>пр==С0с, отрицательная проводимость
В~~ ш2С2р/£яв. (4.35)
Условие согласования усилителя с источником сигнала (4.32) имеет прежний вид, т. е. без учета потерь в контуре g
giMt = gtml—g = 0.5ft. (4 36)
Для выбора mt можно использовать ту же формулу, что и в § 4 5 т. е. mt>=i z=”l/ge 2fii- Несколько иначе обстоит дело с выбором коэффихиента включения тг С учетом значений g 0 gH.B из (4.36) получаем
St ml—gi = (<ог С2р) (ft ml + gi ml), откуда
(ft m^)2 — (ft m2)2 = o>2 C2p.
или иначе
(ft m2)2 = «' C2p + (0,5ft)1
133
Из этого выражения
"Ч = */[(tocCnp)” + (0,5ffB)a|^.
Кроме того, из (4 35)
£Г = «с С£р/(0,5&+ Ксо2 С2р + (0.5gB)a).
Если обозначить
ос — 2 w0 Сцр/ge < 4 37)
то последнее выражение нетрудно представить в виде
8 = <йс Спр <х/(1 + "I/1 + ccs) -
Подставляя это значение g в (4 34), подучаем ' 4 ____
и8 » /1 + а».'
Отсюда видно, что коэффициент усиления возрастает с увеличением Сир и уменьшается с увеличением g9. т. е. с расширением полосы пропускания.
4.17 ШУМЫ ОДНОКОНТУРНОГО РЕГЕНЕРАТИВНОГО УСИЛИТЕЛЯ
Упрощенная эквивалентная схема усилителя для расчета шумов, соответствующая схеме на рис. 4.29, изображена на рис 4.31; в ней проводимости источника и нагрузки gt и gi пересчитаны в резонансную цепь; /t, /3 и /4— шумовые токи.
Ток /| создается источником сигнала. При определении коэффициента шума он должен согласно известной методике (см. § 1.7, 3.8) соответствовать поступающей на вход мощности от согласованного источника Усилитель Предполагается согласованным с источником, т. е выполняется условие (4.32), поэтому шум от ветви m2igi соответствует условиям расчета коэффициента шума. Согласно (1.5) средний квадрат этого тока /I]=4fe7/7glm!i. Собственным потерям в контуре соответствует шумовой ток /а2 = =4kTngK
В теории электронных приборов показывается, что средний квадрат шумового тока диода, определяемый в основном дробовым эффектом, равен /2э=«еУ0Л, где е заряд•электрона, /0 — постоянная слагающая тока диода. Для единообразия этот ток можно записать в виде /2з=4А777£ш.д, где £шд — условная величина, имеющая размерность проводимости. Это — эквивалент шума диода, зависящий как от /о, так и от других факторов, прояв-
Ряс 4 31
134
дяюшихся в конкретных условиях. Из равенства 2е/оЛ=4йТЛ^Шд находим ^ш.д = е/о/2АГ, но это значение можно уточнить экспериментальной проверкой свойств диода.
Шумовой ток /4 возникает во входной цепи последующего усилителя и может превышать тепловой ток входной проводимости этого усилителя, рассчитанный по формуле (1.5) при комнатной температуре. Учитывая это, определим средний квадрат тока как F~4—4kyTnm22g2, где коэффициент у зависит от типа и свойств следующего каскада.
Мощность шума на выходе пропорциональна среднему квад рату напряжения шума на колебательном контуре, следовательно, и среднему квадрату тока шума. Поэтому коэффициент шума уси лителя Шу можно определить как отношение
Шу = ( /( + ?2 +7з + /*)/ /1-
Подставляя значения токов, получаем
= 1 + ((gK + + У т* £11
С учетом условия согласования (4 32)
й/у== 1 -Н£и+Яш.д + т(^5& + £—gJl/O.S&p или иначе
= 1 + 2 (gK + gni.„)/gB + у [ I + 2 (g-gH)/ga] (4 38)
Выражение в квадратных скобках в (4.38) есть коэффициент усиления но мощности Кр- Действительно, согласно рис. 4.29 мощность, подводимая к усилителю от источника сигнала, /’вх=1У2к(£к—g+mtigi), а мощность, поступающая в нагрузку, ^>вых==У2кп122§2. Но из условия согласования J43D6)£m!j= = 0,5g3 +g—gK и gx—g+m2?g2*=0,5ga; следовательно, РВИх/Рвх = — Кр= (0,5g3-|-g— £к)/0,5£э. Поэтому (4.38) можно записать в виде
= 1 + уЛр + 2(й<+бы.д)/£в-
Коэффициент шума усилйтеля вместе с последующими каскадами, имеющими коэффициент шума Шп, найдем по формуле (1.26), которая при согласовании между каскадами принимает вид
Ш = Я7у+(22/п-1)/Кр.
Из (4 38) видно, что коэффициент шума может увеличиваться из-за шумового тока /4 характеризуемого коэффициентом у. Сильное влияние этого тока обусловлено тем, что в усилителе вход и выход связаны. Шум из выходной цепи поступает в усилитель и усиливается в нем, как и принимаемый сигнал. Чтобы избежать усиления шумов из выходной цепи, необходимо предотвратить их действие на усилитель. Распространенный способ решения этой задачи состоит в соединении входной и выходной цепей с усилителем через циркуляторы
135
Упрощенная схема, поясняющая построение усилителя с циркуляторами, дана на рис. 4 32. Принимаемый сигнал поступает в резонатор Р, в котором находится варактор, через циркулятор Ц5. К резонатору подводятся также колебания от генератора накачки ГН Сигнал по тому же волноводу проходит в циркулятор Hi и через него в циркулятор Ц2, а с выхода Ц2 — на выход данного усилителя и на вход последующего. Шумы и отраженные колебания, которые будут со стороны выхода проходить в обратном направлении к циркулятору Ц2, не попадут в усилитель: они будут поглощены нагрузкой Н. Благодаря циркуляторам усилитель становится невзаимным и появляется возможность последовательно
го усиления в нескольких каскадах.
На рис 4.33 приведена схема двухкаскадного усилителя с охлаждением первого каскада. Сигнал по волноводу Bi подводится к Ц| и через него поступает в первый каскад усилителя ПУ:. К усилителю по волноводу В2 поступает и сигнал от генератора накачки ГН. Усиленный сигнал через волновод В3 и фильтр Ci подается на циркулятор Ц2. Фильтр Ф] пропускает сигнал и задерживает проникающие в В3 колебания от генератора накачки, а также шум побошых каналов. Далее сигнал через аналогичный фильтр Ф2 и циркулятор Ц3 поступает во второй каскад усилителя Колебания от ГН к этому каскаду подаются через волновод В«. Через фильтр Ф3 и циркулятор Ц« сигнал, усиленный вторым каскадом, подается на понижающий частоту диодный преобразователь Пр с гетеродином Г, а с выхода Пр — на УПЧ Отраженные волны вЦгиЦ4 поглощаются нагрузками И.
Рис. 4.33
136
13 некоторых конструкциях число каскадов усилителя составляет три, четыре и более, причем охлаждаются несколько первых каскадов. Для предельного уменьшения шумов первый каскад н связанные с ним цепи, включая циркулятор Ц(, охлаждаются путем помещения в двойной сосуд Дьюара с жидким гелием (Нс) и жидким азотом (N).
4 18. КОЭФФИЦИЕНТ УСИЛЕНИЯ УСИЛИТЕЛЯ С ЦИРКУЛЯТОРОМ
Благодаря тому, что в усилителе с циркулятором нагрузка не оказывает обратного влияния на ток от источника сигнала, коэффициент усиления больше, чем в регенеративном усилителе, рассмотренном в § 4 15 [формула (4.34)] При идеальном согласовании на входе усилителя входное напряжение, как и в рассмотренных рапсе случаях, (7вх=О,5/?1.угffi/gs, где в данном случае gi — входное (волновое) сопротивление волновода, соединяющего источник сигнала с циркулятором Ць Этому напряжению соответствует ток Inx — Ur,xg2, который подводится и к резонатору Р; с учетом потерь в волноводе и циркуляторе он будет равен £c-0,5’Kg1g2p1. где pi< 1.
Будем считать входные проводимости всех волноводных входов циркуляторов равными g2- При' коэффициенте включения резонатора к волноводу, идущему от циркулятора, равном т, и без учета собственных потерь резонатора проводимость резонатора на частоте настройки —g. Следовательно, при заданной
полосе пропускания, котс/рой соответствует определенное значение g„ m~V (gi+gj/g?- Напряжение, создаваемое током /вх на резонаторе, U-2**lnxtnlg3. Обратно в циркулятор Ц, будет поступать напряжение mUK, а на выходе всего усилителя, т. е на выходе циркулятора Ц2. получим напряжение тЦкр2, где р2 учитывает дальнейшие потери в обоих циркуляторах и соединительных волноводах. Следовательно, в этом случае в отличие от § 4 15. Б,ных=0,5 И £i£2Pira2p2/£„ С учетом значения т резонансный коэффициент усиления
СС r К2 х бВ /
и ш иначе Kf>—bSVg\lg2v.>\, где х4 = р1рг (1 +glg3)
Вводя, как и в § 4 15, условие отсутствия самовозбуждения, можно написать
*4=₽1М1+Д).
При использовании цепей с малыми потерями коэффициенты Р и р2 немногим меньше единицы. Сравнение и показывает, что благодаря циркулятору коэффициент усиления заметно возрастает (при отсутствии потерь — примерно в два раза).
137
Г л а в a 5 ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ
5.1. ВИДЫ ДЕТЕКТОРОВ
И ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ АМПЛИТУДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
Детекторы преобразуют принимаемые модулированные сигналы и напряжение, соответствующее передаваемому сообщению. В зависимости от вида модуляции различают амплитудные, частотные и фазовые детекторы.
Амплитудное детектирование возможно при пощицц^нёлиней-ных цепей или синхронных детекторов Летекторы с нелинейными элементами (НЭ, рис. 5.1,а) как более простые получили преимущественное применение. Пусть на входе действует амплитудно-модулпрованпое напряжение при модуляции одним тоном (рис. 5 1,6)
<Л)х = С/т0(1 + moos R0 cos© 1. (5.1)
Спектр этого колебания представлен на рис. 5.1,г.
На нагрузке детектора выделится напряжение, которое содержит постоянную и переменную составляющие вида рис. 5.1,6. Полезным результатом детектирования является составляющая
UBvX=UQcosQt. (5.2)
Спектр напряжения на выходе детектора показан на рис. 5.1Д.
Синхронное детектирование осуществляется путем умножения сигнала (5 1) на опорное напряжение иоп= Uoncos<at. Получае-
Рис. 5.1
138
мое в результате напряжение Wbbix — А (1 + т cos Й/) (0,5 + 4-0,5 cos 2о>/) содержит составляющую с частотой 2®, которая подавляется фильтром нижних частот Оставшаяся после фильтра составляющая содержит полезный результат детектирования вида (5.2),
Технические решения для синхронного детектирования подоб ны применяемым для преобразования частоты, причем роль гетеродинного напряжения выполняет опорное напряжение, а вместо фильтра промежуточной частоты на выходе включается фильтр нижних частот.
При детектировании возможны искажения сигнала, как нелинейные, так и линейные. Нелинейные искажения оценивают коэффициентом гармоник
лг=Г^я+^0+.„/1/0>
где Uiq, СЛО — амплитуды выходного напряжения с угловыми частотами 2й, Зй и т. д
Линейные искажения — амплитудно- и фазочастотные — обусловлены наличием в детекторе инерционных элементов, главным образом емкостей. Амплитудно-частотные искажения определяются зависимостью коэффициента передачи детектора К от частоты модуляции входного сигнала. Фазсчастотные искажения оцениваются по степени линейности зависимости фазового сдвига выходного напряжения по отношению к огибающей входного радиосигнала от частоты модуляции.
Коэффициентом передачи детектора, как уже указывалось в § 1 5, называют отношение амплитуды выходного напряжения UQ к амплитуде огибающей входного модулированного напряжения mUmo'. Ka=Ua/rnVmo.
Входная проводимость детектора характеризует степень его влияния на источник детектируемого сигнала Вследствие резонансных свойств источника.это влияние определяется первой гармоникой входного тока Входная проводимость находится как отношение амплитуды первой гармоники входного тока к амплитуде напряжения несущей частоты сигнала на входе детектора: Увх^/щ/t/mo Она содержит активную и емкостную составляющие (Увх=6вх-Н6>Свх). Емкостная составляющая компенсируется настройкой резонансного контура; в этом случае можно считать входную проводимость активной.
5 2 ТИПЫ АМПЛИТУДНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
В качестве нелинейного элемента детектора можно использовать диод или усилительный прибор (транзистор, интегральный модуль). Наибольшее применение нашли диодные детекторы Они просты и позволяют получить почти неискаженное детектирование в большом диапазоне уровней сигнала. На рис. 5 2 приведены схе мы последовательного (а) и параллельного (б) диодных детекто-
139
Рис 62
с)
ров Принцип действия обоих одинаков. Достоинством параллельного детектора является отсутствие гальванической связи между источником сигнала и диодом.
Рассмотрим последовательный детектор, полагая5 диод в первом приближении идеальным, т. е с линейной характеристикой и без обратного тока Под действием входного напряжения через диод протекают импульсы тока (рис. 5.3), которые содержат постоянную составляющую /н и составляющие с угловыми частотами м, 2<о и т. д. Постоянная составляющая создает напряжение на нагрузке Ult~—/„/?,„ высокочастотные составляющие замыкаются через конденсатор Ск, реактивное сопротивление которого для этих частот очень мало. При AM меняется амплитуда импульсов тока, а следовательно, их среднее значение и напряжение на /?„. Чтобы ток с частотой модуляции протекал через сопротивление RH, а токи с частотами 2со и т. д. через конденсатор С„, необходимо выполнить неравенства
(5.3)
где Пв — верхняя частота модуляции.
В параллельном детекторе на резисторе R„ помимо выпрямленного напряжения будет и переменное напряжение иах. Чтобы
Рис. 6.3
140
Рис. 6 4
оно не проходило в последу ощие цепи, включают фильтр нижних частот либо снимают продетектированное напряжение с конденсатора Ср.
В детекторах на усилительных приборах одновременно с детектированием происходит усиление. На рис. 5.4,а приведена схема детектора на полевом транзисторе с нагрузкой в цепи стока (стоковый детектор). Детектирование происходит благодаря нелинейности проходной характеристики 1с=ф(пэ) (рис. 5.4,6). Источником Е3 в цепи затвора создается исходное смещение, при котором транзистор почти заперт. При подаче на вход сигнала URX в стоковой цепи появляются импульсы тока. Выпрямленный ток, медленно меняющийся с частотой модуляции, создает напряжение на резисторе RK. Составляющие тока с угловыми частотами в, 2<о и т. д. замыкаются через конденсатор Ск. Такой детектор имеет большое входное сопротивление.
В случае биполярного транзистора в зависимости от включения нагрузки различают коллекторный, базовый и эмиттерный детекторы. На рис. 5.5 приведена схема коллекторного детектора, в нем детектирование происходит благодаря нелинейности проходной характеристики гк=ф ({/«,). Для детектирования используют также нелинейность входной характеристики 1е=ф((/б»); при
Рис. 5 5
Рис. о б
141
этом постоянную времени цепи RiCt выбирают из условия (cuC)) Детек-
торные эффекты в базовой и коллекторной цепях транзистора по своему влиянию на коллекторный ток противоположны, что ведет к снижению коэффициента передачи, но при этом уменьшаются нелинейные
искажения и увеличивается пре-
Рис- 5 7 дельная амплитуда входного сиг-
нала, при которой нет ограничения в коллекторной цепи Такой детектор называют коллекторно-базовым Дальнейшая линеаризация детекторной характеристики ценой уменьшения коэффициента передачи воз
можна путем применения отрицательной обратной связи по огибающей. Для этого в эмиттерную цепь включают цепь R3C2 (рис 5.6), постоянная времени которой выбирается так, чтобы составляющие токов несущей частоты и ее гармоник замыкались через конденсатор С2, а -токи частоты модуляции создавали падение напряжения на Дэ и, следовательно отрицательную обрат-
ную связь.
В эмиттерном детекторе (рис, 5 7) постоянная времени /?ИСЙ выбирается из условия (5.3). Детектирование происходит вследствие нелинейности проходной характеристики 7э=<р(£Л1!»). В детекторе имеет место почти 100%-ная отрицательная обратная связь цо огибающей, что определяет отсутствие перегрузки сигналами с большой амплитудой и высокое входное сопротивление, но коэффициент передачи детектора меньше единицы
5 3. ТЕОРИЯ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ СЛАБЫХ СИГНАЛОВ
Детектор можно представить в виде нелинейного четырехполюсника, нагруженного на сопротивление Z„ (рис. 5.1,а). На вход подано напряжение Во входном токе нас инте-
ресует составляющая с угловой частотой <о, поскольку она определяет входное сопротивление, а в выходном — медленно меняющаяся составляющая /н, которая создает полезный результат детектирования Будем полагать нелинейный элемент безынерционным, тогда токи на входе и выходе детектора будут функциями только приложенных напряжений:
/швф1(Ги> 7H=<pg(Cm, ^н), (5 4)
Здесь и — функции, вид которых зависит от свойств нелинейного четырехполюсника. Функции <pi называют колебательными характеристиками (рис. 5.8,6), функции ф2— характеристиками выпрямления (рис. 5 8,о).
142
Поскольку детектор является нелинейной цепью, свойства его существенно зависят от напряжения детектируемого сигнала. Если в усилителе нелинейность нежелательна и вызывает искажения сильных сигналов, то в детекторе она необходима при сигналах любого уровня, поскольку па ней основан сам процесс детектирования Более того, теория нелинейных электрических цепей показывает, что при сильных сигналах зависимость продетектиро-ваниого напряжения от амплитуды входного сигнала ближе к линейной, чем при слабых. Поэтому при детектировании сильных сигналов искажения в детекторе уменьшаются, н желательно, чтобы на детектор подавались сравнительно сильные сигналы.
Для диоднык детекторов слабым считается сигнал с амплитудой t/m<0,25 В, для транзисторных {/«,<25 мВ Детектирование при этом происходит на наиболее криволинейном участке вольт-амперной характеристики нелипеййого элемента. Представим ее в виде
; = Ф(£ + Ы), (55)
где Е — начальное напряжение смещения, в частном случае (как на рис. 5.2) оно может быть равно нулю. Рассмотрим диодный детектор; для него согласно рис. 5.2,a u=Um cos где
Uh—E<Ru. При малых сигналах и результат детектирования будет малым, поэтому (5.5) можно представить рядом Тейлора:
i = ф (£)+ ф' (£) U+ 0,5ф" (£) и® + .... (5.6)
Здесь <р(£) —ток в отсутствие сигнала, близкий к нулю при Е—0. В дальнейшем ограничимся анализом этого случая. Обозначим
5 = ф'(£), S'-<₽"(£)- (5.7)
После подстановки в (5.6) значения и и величин (5.7) при £=0 и преобразований получим
i = (S 4- S' Ua) Um cos w t + SUK 4- 0,5 S' U® 4- 0,25 S' +
4-0,255'1/2 cos2<o/4-.... (5 8)
148
Отсюда амплитуда составляющей тока частоты о и постоянная составляющая тока
I^(S + S'UH)Um, (5.9)
= SU„ + 0,25 S' U?n 11 + 2 (U (5.10)
При детектировании слабых сигналов 1, поэтому из
(5.10) при подстановке в пего Ua~ — /„/?„ получим
/й = [0,255/(1 +S₽a)J U*m=AU*m. (5.11)
Как видим, детекторная характеристика квадратична Если амплитуда сигнала меняется по закону Um=Umo(l + т cos Q/), то согласно (5.11)
/н = AUmo (1 +2m cos Q /+ 0,5 m® + 0,5 m® cos 2 Q t).
Ток детектора содержит не только составляющую частоты модуляции (/fl =2ЛтС72то), но и вторую гармонику (/2(3 =О,5Д/и2[/2П1о), т. е имеют место нелинейные искажения: kr=l2o/In =0,25m. Коэффициент передачи детектора
к«=^“-£гг7=МЛ»с/~
зависит от амплитуды несущей сигнала. Поскольку детектируется слабый сигнал, коэффициент передачи мал. Вследствие этих не достатков в большинстве приемников детектирование слабых сигналов не используется.
5 4 ДИОДНОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ СИЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
Рассмотрим принцип действия последовательного диодного де сектора (рис. 5.2,о) Детектирование сильных сигналов происходит с отсечкой тока (рис. 5.3). Для упрощения анализа Характеристику диода аппроксимируют линейно-ломаной. Диод в общем случае имеет прямую и обратную ветви тока. Вначале рассмотрим работу детектора без обратного тока. Идеализированная характеристика диода имеет вид
(512) (0 при ы<:0,
где S — крутизна характеристики.
При действии смодулированного сигнала цВх — С7тсозш/ иа диоде будет напряжение
u = t/mcoscof—UH. (5.13)
Ток имеет вид (рис. 5.9) импульсов с углом отсечки 6, который определяется из соотношения u=t/TOcos0—U,—0, откуда
cos 6 = ил!ит (5.14)
144
С учетом (5.14) выражение (5.13) примет вид
u = L/m(cosw/—cos 6), (5.15)
т. е. согласно (5.12)
(SUm(cOSb)l — COS0) При toZ<0, /С1С\
I = < ( D. 1 и)
I о при (uf>e
Ток содержит постоянную составляющую In, составляющую частоты ы п се гармоник. Результат детектирования определяется составляющей тока
1 0 Iе
/„= — fi(«()dwf = — (S17„(cosco t—cos6)de)f =
n с л О Г
= ^12-(sin 0—0 cos 6). . ’ (5.17)
л ,
Для определения угла отсечки умножим обе части равенства (5.17) на /?„:
t/,1 = (S/?11/n)^(sinO Ocosey, (5.18)
или после подстановки (5.14) в (5.18)
tge-e = n/s-₽„.' (5.19)
Отсюда видно, что 0 — постоянная величина-, т. е. имеет место линейная зависимость тока /и и напряжения па нагрузке L'H от амплитуды входного^сиунала. Иначе говоря, характеристика детектора сильных сигналов линейна В этом смысле детектор называют линейным.
В общем случае трансцендентное уравнение (5.19) не имеет аналитического решения.малых 0 можно считать tg 0 ~ 94-0э/3, и из (5.19) получим
0= v3ti/SRn. (5 20)
145
Углом отсечки 6 определяются все основные параметры детектора.
Емкость С,, выбирают так, чтобы детектирование происходило без частотных искажений. В этом случае, если Стп=Сто(1+ +wtcosfiZ) напряжение на выходе согласно (5.14) можно найти как С.,—С„,пСО8 0(1+mcosQf). Амплитуда переменной слагающей выходного напряжения Со —mCraf>cosfi
Следовательно коэффициент передачи детектора (см. § 5.1)
= иа/типо = созд. (5.21 J
Амплитуду первой гармоники входного тока найдем, представив (5.15) рядом Фурье:
2 б 2 0
1Ы — — f i(<ai)cos<£>t do> t-f SUm (cos a>t—cos 6) cos mi dent =
л л
= cos6 sinO). (5.22)
Л
Отсюда входная проводимость детектора
С„ « -тт- = — (0—sin 6 cos 0) = — (б— 0,5 sin 20). (5.23)
ит л л
При малых 0, используя разложение sina«a—a3/6 и учитывая (5 19), из (5.23) получим
б„«2//?и. л (5 24)
При малых 0 (cos 6~1) соотношение (5 24) можно получить исходя из того, что практически вся мощность сигнала, подводимая к детектору, выделяется на сопротивлении нагрузки (РвкжРл), поэтому
U’/2₽BX«^/₽„. (5.25)
Согласно (5.14) (7—t/TOcosO; при cos 0^1 UK^Um и (5.25) приводит к (5.24)
У параллельного диодного детектора (рис. 5.2,6) входная проводимость равна сумме проводимостей нагрузки и диода (5.23) и (5.24):
бахппр = бвх+ 1/Кн ~ (5.26)
т. е. больше чем у последовательного детектора.
При использовании германиевых диодов не всегда можно пренебречь обратным током Его влияние приводит к появлению у диода конечной обратной проводимости 1/|/?0бр=5обр (рис. 510), которая изменяет эквивалентное сопротивление нагрузки и входную проводимость. Эквивалентная нагрузка по постоянному току такого детектора
R„ 8 = RH Ro6p/(RH+Яобр) (5 27)
ПрИ «/^обр^^я 146
Рис. S.10
Входную проводимость найдем при cos 6^1 исходя из равенства мощностей на входе н выходе детектора Рвх^Рн-ЬЛлр;
1/^/2 RBX ^Ul/Ra „ + t/m/27?O($p (5.28)
При cos0«l UKA^Um, поэтому из (5 28) с учетом (5 27)
С„ ж 2/₽Н8+ 1/Ro6p = (ЗЯН+2Я06Р)/ЯНЯ06Р. (5 29)
Обратная проводимость диода увеличивает входную проводимость детектора. При /?ОбР»/?н Gexas2/7?p.
5.5 ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ДИОДНОМ
ДЕТЕКТИРОВАНИИ СИЛЬНЫХ СИГНАЛОВ
Как отмечалось, детекторная характеристика при сильных сигналах близка к линейной. Искажения маты, если амплитуда сигнала не падает ниже некоторого значения U'm, обычно U'm= =0,05 ..0,1 В следовательно, чтобы не было нелинейных искажений, обусловленных уменьшением амплитуды входного сигнала при больших коэффициентах амплитудной модуляции, требуется выполнить условие t/mo(l—m)^U'm или —т)-1. На-
пример, при иг=0 9 амплитуда несущей Um0 должна превышать 0,5.. 1 В. Однако нелинейные искажения могут возникнуть и при сильных сигналах вследствие инерционности нагрузки детектора и различия сопротивлений нагрузки постоянному и переменному току.
Влияние инерционности нагрузки поясняется рис. 5.11 При положительной полуволне входного напряжения диод открывается и конденсатор С„ заряжается через его малое сопротивление (рис. 5.2,а) Напряжение на конденсаторе быстро нарастает, приводя к запиранию диода. После этого происходит разряд Ся через /?я. Постоянная времени разряда CHRK велика, и напряжение убывает медленнее, чем оно нарастало. До момента времени Л напряжение на нагрузке воспроизводит форму огибающей входного сигнала. Если постоянная времени разряда слишком велика, то с момента А (точка А) амплитуда входного сигнала уменьшится, а напряжение U» не успевает отслеживать это уменьшение огибающей, т. е. возникают искажения. На интервале от Л до (г происходит разряд Сн по закону
ехр [—(/— ^)/Ся RJ. (5 30)
147
Здесь 1-, напряжение на нагрузке н м< мент / , практически р inline амин tv,[е i ходи ио сигнала ( >,!( I-]-/» cos £2/)
I 1е инн иных кек; женин не будет, если скорость ра {ряда коп-д пгттора С„ будет превышать скорость уменьшения iMn шгуды Огибаюи c i imt пою ei гнала, т. о.
i'/r'| ''I'"' (.3.31)
' dl л I dt • i,
lh (3 30} сюр к гь н мен шин /'„
di'’ J7,,’> елР| (Г М/СЛЛ
c/t CN А и
( на M ihTB.'i, i.на в начале процесса (/ Л) и с учетом, что л /',, 1 | tn со-- 12 /), равна
(1 ' шсоь<2/,). (3.32)
\ Г/ !l I, ( ; Ли
('корос । ь I .{V шипя амплитуды ci ’Пала в момент Zi
(5.33) di j t. f,
Подставив (5 '2) it (5 33) в (5.31) получим условие о с\ icthhh искажении.
’ (I -J- т cos £> /,) > £2W U,„ „ sin £2 ,
Ьц Mi
L’t 11
! -> (53|) /.’и_,_I -|- m cos£2 6
Условие (5 3-1) юлткпо выполняться в сал сч неблагоприятном случае, соотнесет :ук нем максимуму (раной части неравенства. Чтобы найти максимум, приравняем нулю производную по h правой части (5.31) и опр де шм соя £2 Ц— т При этом (5.34) примет вид
Q Сн А’ц< 1 1 — ту!гп. (5.35)'
HepaBciiciBo (5.35) должно выполняйся при верхней частоте модуля 1. ни °. V реал । пых chi налов на верхних частотах модуляции котффпписнт модуляции редко превышает 0,5—0,7, поэтому ус юппс (5.35) можно применять в виде
Я„С„/?И<1..Л5. (5.36)
Уменьшение нежели те пню, так как при этом снижаются входное сопротивление п к э |>фип.нент передачи детектора. Уменьшают емкость Ск> однако опа долж ia быть в 5... 10 раз больше собственной емкое н д <ода С\, в протиппом случае уменьшится напряжение сигнала, подводимое к диоду.
Поскольку при соблюдении (5.35) выходное напряжение на верхних частотах точно воспроизводит закон модуляции, частотные 148
Рис. 5.12
искажения малы; условие (5.35) является более жестким, чем условие отсутствии частотных искажений.
Рассмотрим нелинейные искажения, вызванные различием сопротивлений нагрузки постоянному и переменному току. На рис. 5.12 приведены семейство характеристик выпрямления идеального диода и нагрузочная прямая ОВ для сопротивления по постоянному току. Угол наклона ее к осн абсцисс «t=arctg В режиме несущей на нагрузке будет постоянное напряжение, определяемое точкой Л пересечения нагрузочной прямой и характеристики выпрямления при t/»0. Выход детектора через раздели-, тельную цепь подключен ко входу последующего усилителя с конечным входным сопротивлением /?у (рис 5.13,а). Разделитель-н; я емкость Ср выбра ia из условия отсутствия частотных искажении па нижних частотах модуляции: 1/£2 цСр<С/?у. Поэтому для переменного тока частоты модуляции сопротивление нагрузки детектора /?п = /?1г^у/ ((?it+^y) меньше, чем для постоянного тока. Наклон нагрузочной характеристики О'В' будет круче («2= — arctg 1//?о). При изменения амплитуды входного сигнала от tAno(I—т) до t/(„o(l-f-m) появятся нелинейные искажения типа отсечки по огибающей в интервале времени fi... t2, так как на этом интервале диод заперт. Искажений не будет при одинаковом наклоне нагрузочных характеристик для переменного и постоянного токов, т. е. при
а-> 5)
Рис. 5.13
149
Рве. 5.14
Постоянная составляющая напряжения на нагрузке детектора (рис. 5.14,а), равная {7„.ocos6, выделяется на разделительном кон* денсагоре. Ток разряда конденсатора, проходящий в цепи из /?н и /?у, создает на нагрузке J?H напряжение, примерно равное (Лпосоь бЯ„/ (R +iRy). Это напряжение запирает диод, если амплитуда сигнала падает ниже этого значения. Минимальная амплитуда равна Un,o(l—ni), следовательно, условием отсутствия'искажений будет неравенство Um0 (1—m) > (7mocos 9 Ки/(Ян+^у). откуда
/?у >(cos б-|-m— 1)/(1—т).
При cos0» I это выражение принимает вид
/?у > RH т (I —т).
В частности, если т^ахх0,8, получаем Ry>4RH Чтобы входное сопротивление первого каскада усилителя продетектированного сигнала было достаточно велико, этот каскад целесообразно строить на полевом транзисторе. Если первый каскад выполнен на биполярном транзисторе, то используют детектор с разделенной нагрузкой (рис. 5 Здесь сопротивление нагрузки постоянному току 7?н=/?14-Яг, а переменному |7?а — Л?14-7?2Яу/(./?а+Яу) Условие отсутствия искажений в этом случае выполнить легче, но коэффициент передачи детектора уменьшается.
56. ОСОБЕННОСТИ ДЕТЕКТИРОВАНИЯ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ
Различают два вида детектирования импульсных сигналов: детектирование радиоимпульсов — преобразование в видеоимпульсы, т. е. в деление огибающей каждого импульса из принятой последовательности,
ISO
пиковое детектирование — выделение огибающей всей последовательности радиоимпульсов. Пиковое детектирование может осуществляться в два этапа Вначале радиоимпульсы преобразуются в видеоимпульсы, а затем после дополнительного усиления и временной селекции в видеоусилителе происходит пиковое детектирование последовательности видеоимпульсов.
Обычно интервал между импульсами намного превышает длительность импульса, поэтому детектирование каждого радиоимпульса можно рассматривать независимо Как правило, требуется, чтобы напряжение видеоимпульса по форме мало отличалось от огибающей радиоимпульса. Искажение импульсов при детектировании характеризуется длительностями фронта 1$ и среза /, импульса (рис 5 14). Время установления напряжения на нагрузке детектора определяется скоростью заряда емкости С„ через открытый диод (рис. 5.13) и занимает 2...3 периода частоты заполнения радиоимпульса. Поскольку напряжение на нагрузке вначале мало, начальный угол отсечки тока диода бтизок к 90° и входное сопротивление детектора мало. Оно сильно шунтирует выходной контур усилителя промежуточной частоты, подключенный к детектору. По мере увеличения напряжения па нагрузке угол отсечки уменьшается, входное сопротивление детектора увеличивается и напряжение па контгре стремится к установившемуся значению (рис. 5 14,6).
По окончании радиоимпульса (1=т) диод запирается и начинается разряд емкости С„ через по экспоненциальному закону:
(0 = <4 exp (- HR. Сн). » (5.37)
Временем среза tc считается интервал, в течение которого напряжение на нагрузке уменьшится до 10% от (7Н. Из (5.37)
/о = 2,3 Св. (5.38)
Обычно поэтому при расчетах постоянной времени нагрузки исходят из (5,38), зная допустимое время среза (с.доп. Возможности уменьшения Са ограничены, обычно принимают (5 ... ... 10)Сд. Приходится выбирать малые значения RK, что приводит к уменьшению коэффициента передачи п входного сопротивления детектора. Чтобы не допускать резкого уменьшения коэффициента передачи, выбирают R„CH^ (1 ...2)Т, где Т — период несущей сигнала При ЭТОМ
В пиковом детекторе постоянную времени нагрузки выбирают из условия (5.35). При большой скважности импульсов постоянная времени получается значительной, поэтому резистор RK не включают, а его роль выполняет обратное сопротивление диода.
5 7 АМПЛИТУДНЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ
Прием сигналов с частотной или фазовой модуляцией может сопровождаться нежелательными изменениями амплитуды сигналов. Для устранения этих изменений используют амплитудные ог-
151
раничители. Они Состоят из нелинейного элемента и частотно-селективной цепи. Естественно, что ограничитель не должен искажать угловую модуляцию принятого сигнала. Для этого полоса пропускания его селективной цепи должна быть больше ширины спектра сигнала. Качество ограничителя характеризует его амплитудная характеристика—зависимость амплитуды выходного напряжения от амплитуды входного (рис. 5.15). У идеального ограничителя при превышении амплитудой входного сигнала порогового напряжения 1/пор амплитуда на выходе должна оставаться постоянной (кривая 2 на рис. 5.15). Характеристики реальных ограничителен (кривая 7) отличаются от идеальных. Для оценки эффект ibhocth ограничителя используют отношение 1нвх/таых коэффициентов амплитудной модуляции на его входе и выходе. Чем эффективнее подавление нежелательной амплитудной модуляции, тем больше это отношение.
На рис. 5.16 приведена схема диодного ограничителя. Параллельно контуру резонансного усилителя встречно подключено два диода с одинаковыми напряжениями задержки Еа. Пока амплитуда напряжения на контуре не превысит Е3, диоды заперты и не шунтируют контур. При превышении амплитудой сигнала значения Е3 диоды открываются, входные сопротивления диодов шунтируют контур и напряжение на выходе изменяется в значительно меньших пределах, чем на входе.I
Разновидность диодного огрятйчителя, называемая динамическим подавителем амплитудной модуляции, представлена на рис 5.17,а. В отличне от рис. 5.16 здесь в цепи диодов включены цепи /?нСн с постоянной времени, значительно большей времени изменения амплитуды входного сигнала. В результате детектирова ния сигнала на диодах устанавливается напряжение автоматического смещения £3—fyKcos6, где UK — средняя амплитуда сигнала на контуре. Благодаря большой постоянной времени напряже-п не Е3 остается практически постоянным, поэтому при изменении амплитуды входного сигнала меняется угол отсечки тока диода (cos Q=E3/UK) и, следовательно, входное сопротивление R х. В результате при возрастании напряжения на контуре (t/K>£ ) он сильн е шунтируется входным сопротивлением диодов (интервал t ... t2 на рис. 5 17,6), а при малых амплитудах входного сигнала (t/K<£3) шунтирование ослабляется (интервал <г.../з), поэтому напряжение на выходе незначительно изменяется относительно
Рис. 5 16
152
a)
Рис, 5.17
среднего значения. Применение двух диодов увеличивает эффективность ограничения.
/В транзисторных ограничителях (рис. 5.18,а) ограничение происходит вследствие отсечки коллект рного тока, с одной стороны, и перехода в область насыщения — с другой (рис. 5.18,6). Для уменьшения порога ограничения транзистор работает при пониженном напряжении на коллекторе Наклон нагрузочных прямых на рис. 5.18,6 определяется углами ai = arc;g(I//?0) и а2= = a retg (!/./?»), где R» — эквивалентное резонансное conpoTHBjение контура с учетом всех шунтирующих влияний/
Широкое применение, особенно в интегральном исполнении, нашли ограничители на двух транзисторах с эмиттерной связью (рис. 5.19,а). Зависим сть коллекторного тока правого транзистора от напряжения на входе ограничителя показана на рис. 5.19,6. При большом отрицательном напряжении на входе левый транзистор закрыт и не влияет на ток правого транзистора При умень-
Рис. 5 18
153
шенни отрицательного напряжения на входе левый транзистор открывается и возрастает отрицательное смещение из общей эмит-терной цепи на базу правого транзистора, его ток уменьшается до полного запирания при определенном положительном напряжении «вх- Если на вход ограничителя подано переменное напря жение, то по мере увеличения ийх форма тока i2 стремится к прямоугольной. Контур в коллекторной цепи правого транзистора выделяет первую гармонику, которая почти не меняется при ивх> t^nop-
Для повышения эффективности ограничения используют каскадное соединение ограничителей.
5.8 ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ
^Фазовые детекторы (ФД) преобразуют напряжение, модулированное по фазе, в напряжение, изменяющееся по закону модулирующей функции. Напряжение па выходе детектора определяется разностью фаз сравниваемых колебаний. Представим ФД в виде эквивалентного шестиполюсника (рис. 5.20), иа который поданы напряжения
«1 = Umt cos («о, 14- Ф1), uz = L'mi cos (<ns i + (fj). (5.39)
Одно из них (например, щ) является напряжением детектируемого сигнала, а второе (и2) —опорным. Напряжение на выходе, пропорциональное разности фаз, можно получить в результате перемножения щ и «2:
«вых = К Uml Umi cos [(со,—и2) t + Ф1—фа] = К Uml Uml cos ф (5.40) Здесь К—коэффициент пропорциональности; <р — мгновенное значение разности фаз сравниваемых напряжений. Его можно разложить на две составляющие: ф<0= («н—<о2) / и фо=ф|—фг- Первая обусловлена разностью частот напряжений щ и и2, вторая равна разности их начальных фаз. При использовании ФД и фаэомоду-лированных сигналах необходимо обеспечить ti>t=<B2. Если одно из напряжений предварительно сдвинуть на угол п/2, то ияык=г = KUmiUmo sin<p При малых <р можно полагать KUmlUmw, 154
^Вых mao:
ФД
^бых
«г
А АХ . а
-2п \-я / п О Л п / 2гг w и2 2 v
Рис 520
Рис 521
т. е. напряжение на выходе соответствует модулирующей функции.
Основной характеристикой фазового детектора является детекторная характеристика — зависимость выходного напряжения ивт ст разности фаз <р сравниваемых колебаний У идеального перем-ножителя детекторная характеристика определяется формулой (5.40) и представлена на рис. 5.21.
Основными параметрами фазового детектора являются
крутизна характеристики, которая представляет собой производную выходного найряжения по фазовому углу в точке максимума производной при заданных амплитудах входных сигналов:
с ___ ^ выт
----W
коэффициент передачи напряжения
^Сфд = ^выт max/^Anv
искажения при детектировании непрерывных (аналоговых) сигналов. Они зависят от линейности рабочего участка детекторной характеристики (например, область АБ на рис. 5.21J.
Imax
5 9. ТИПЫ ФАЗОВЫХ ДЕТЕКТОРОВ
I Широкое применение получили балансные фазовые детекторы по схеме на рис. 5.22 Балансный детектор представляет соединение небалансных, так что выходные напряжения образуют раз-
ность продетектированных сигналов. На входы детектора поданы напряжения (5.39), причем Ui приложено к диодам противофазно, а и2 сиифаз-но. Амплитуды напряжений на
Рис 6 22
155
диодах можно определить с помощью векторной диаграммы на рис. 5 23:
Д1 — I t/ml + i/nij COS qi,
URi = Уи1а + ^п2-2ит1ит2 cos<p. (5.41)
Напряжения URt и ид2 детектируются и создают на нагрузках напряжения ивых1 = Клид1 и С7Вых2~Лд^/Д2, где Хд — коэффициент передачи амплитудных детекторов. Результирующее напряжение в соответствии с (5 41)
«<ых ~ ((^Д1 Кд ~ Кд ( И i7ml 4- Vrn2 + 2t7п, I Umj cos <p —
— 2{/mli/micos<p). (5.42)
Вид характеристики зависит от соотношений между амплитудами L',,,! и Um2 приложенных напряжений. [Наиболее близкая к линейной зависимость выходного напряжения нвых от <р на интервале от 0 до л имеет место при равенстве амплитуд Um и Um (рис. 5 24)
Если Um^Umt, то, вынося Um за скобки в (5.42) и пренебрегая слагаемым (UmilUm2)2^. 1, получаем
«вых « ка Umi (1 + 2 cos «pF - ( 1 —2 cos (pF 1;
(5.43)
Каждое слагаемое в квадратных скобках (5.43) разложим в ряд по формуле бинома Ньютона и ограничимся первыми двумя членами ряда. После преобразований выражение детекторной характеристики примет вид
«вых = 2 Кд Uml cos ср. (5.44)
Как видим, при Umi Uт детекторная характеристика близка к косинусоиде (рис. 5.21), линейно зависит от амплитуды меньше-
Рис. 524
Рис. 5.23
156
го напряжения (сигнала) и не зависит от амплитуды большего /опорного) напряжения.
Благодаря линейной зависимости выходного напряжения фазового детектора от входного его можно использовать для детектирования амплитудно-модулированных сигналов; так реализуется синхронный детектор (см § 5.1) Опорное напряжение, вырабатываемое местным генератором, должно быть синхронизировано с несушей входного сигнала с точностью до фазы Напряжение на выходе детектора максимально при разности фаз <р=0. При <р= =90° напряжение на выходе отсутствует, а при <р=180с полярность выходного напряжения меняется на противоположную.
Детектор симметричен относительно приложенных напряжений, поэтому безразлично, на какой вход подавать опорное напряже-ние_
I В некоторых случаях к фазовым детекторам предъявляются высокие требования фильтрации комбинационных частот, отличаю-ющихся от —иг, тогда применяют кольцевые фазовые детекторы (рис. 5.25). Их можно рассматривать как соединение двух балансных детекторов, работающих на общую нагрузку: один образован диодами и УД?, другой — ГД3 и УД<. Выходное напряжение кольцевого детектора при прочих равных условиях почти в 2 раза меньше, но благодаря диагональным диодам компенсируются четные гармоники входных сигналов
Коэффициент передачи и входное сопротивление можно увели чить, использовав вместо диодов усилительные приборы. На рис. 5.26-приведена схема балансного детектора на полевых транзисторах в ключевом режиме. На вход подан сигнал и,, действующий противофазно на затворы транзисторов. На стоки транзисторов в одинаковой фазе подается опорное напряжение и2. Оно должно быть достаточно большим, чтобы в один из его полупериодов транзистор был открыт Напряжение на выходе изменяется в зависимости от фазового сдвига между щ и ц2 аналогично рис 5.21.
В интегральном исполнении широко применяются детекторы — перемножители, построенные на основе управления крутизной дифференциальной транзисторной пары (рис. 527,а). Такой детектор подобен балансному транзисторному преобразователю частоты (рис. 4 15). Отличие состоит в том, что у фазового детектора вместо фильтра, настроенного на промежуточную частоту, нагрузка-
Рис 5 26
Рис. 5.28
157
Рис. 627
ми служат цепи RC, являющиеся фильтрами нижних частот. На детектор подается сигнал
«1 = ис = Unc cos(«c 14- фс) (5.45)
и опорное напряжение гетеродина
ил = и0 — Uo cos wr t.
Напряжение сигнала на базы транзисторов VTi и VT2 поступает с противоположными фазами, а напряжение гетеродина син-фазно, вызывая одинаковые изменения их крутизны. Поэтому токи комбинационных составляющих й и i2 взаимно противоположны по фазе: й =—t2=Sl/| или с учетом (5 45) (см также § 4.7)
ii=—it = (sb+^1Smh cos*cor/|l/mccos((oc/ + <pc) \ k—i )
Напряжение на выходе создается разностью постоянных сос-тавлякицих токов й и i2, т. е.
o.wx = Smlt/mc/?cos<p, (5.46).
где <р= (<ос—сог)/-Нрс. Формула (546) аналогична (544)
Перемножитель на рис. 5.27,а имеет малый динамический диапазон уровней входного сигнала и работает только в двух квадрантах. ( Большое практическое применение получил двойной ба-лансны [ перемножитель, построенный на основе трех дифференциальных транзисторных пар (рис. 5.27,6) Этот перемножитель представляет собой соединение двух балансных цепей, работающих на общие нагрузки R. Напряжение сигнала Ui подано на транзисторные пары V7], VT2 н УТЪ, УТ\, крутизны характеристики которых меняются под действием опорного напряжения и2 с помощью транзисторов VTS и VTB. На транзисторы каждой пары напряжение сигнала подается противофазно, а опорное напряжение — синфазно на оба транзистора одной пары, но противофазно для 158
разных пар. Токи транзисторов определяются генератором постоянного тока на транзисторе УТ7, напряжение на базе которого стабилизировано цепью из резистора /?1 и транзистора VT& в диодном включении. Достоинством этого перемножителя является перемножение во всех четырех квадрантах. Реальные устройства содержат каскады перехода от несимметричного включения к симметричному и обратно. Выходное напряжение сглаживается фильтром нижних частот.
Ранее было показано, что в ключевом режиме по одному из входов фазового детектора выходное напряжение не зависит от напряжения, управляющего переключениями. Если оба напряжения (сигнала и опорное) осуществляют только функции переключения усилительных приборов, то выходное напряжение не зависит от обоих напряжений На рис. 5.28 приведена схема ключевого детектора, построе! кого на основе трех дифференциальных транзисторных пар Транзистор V7i является источником стабильного постоянного тока 7. Напряжение на его базе стабилизировано цепью резистора Ri и транзистора в диодном включении. Ток / проходит через УТ2 и VT3. Токи этих транзисторов Л и 72, в свою очередь, проходят соответственно через V7\ и VTB (7\ и I"i) и VT6 и VT7 (Г3 и /"i). Транзисторы VT2,..., VT7 играют роль ключей, управляемых напряжениями и0 и ис. Для этого из и0 и ис с помощью ограничителей 1 и 2 формируют импульсы прямоугольной формы Временные диаграммы токов и напряжений представлены на рис. 5.29
При положительном опорном напряжении и0 ток 1 проходит через транзистор VT2, при отрицательном — через VT3. При положительном ис токи 71 и h проходят через VT4 и УГв, при отрицательном— через VT3 и VT7. Токи /1 и /2 имеют вид импульсов длительностью, равной половине периода. При фазовом сдвиге <р напряжения сигнала ис относительно опорного напряжения и0 через транзисторы VT4 .. VT7 токи проходят следующим образом; ток 7'1 транзистора VTA протекает при положительных и'с и и'о;
Рис. 5.28
159
ток /"» транзистора V1\— при отрицательном u'c и положительном и'о', ток Га транзистора VT6 — при положительном и'с и отрицательном и'о-, ток Г'й транзистора VT7 — при отрицательных и'о и и'о. Ширина импульсов тока I'i и /"2 равна л — ф, импульсов I"t и Г2 тока —ф. Через резистор нагрузки протекает суммарный ток /H=/"i+/'2 — последовательность импульсов шириной <р, следующих через половину периода. Среднее значение этого тока про-
Рис. 5.30
Рис. 5.31
160
порционально <р. Характеристика детектора приведена на рис. 5.30. Выходное напряжение снимается с эмиттерного повторителя на транзисторе VTa и сглаживается фильтром нижних частот.
5 10. ПРИНЦИПЫ ЧАСТОТНОГО ДЕТЕКТИРОВАНИЯ
В зависимости от принципа работы различают частотно-амплитудные, частотио-фазовые и частотно-импульсные детекторы. В частотно-амплитудных детекторах изменение частоты сигнала преобразуется в изменение амплитуды с последующим амплитудным детектированием В частотно-фазовых детекторах изменение частоты преобразуется в изменение фазового сдвига между двумя напряжениями с дальнейшим фазовым детектированием В частотно-импульсных детекторах ЧМ колебание преобразуется в последовательность импульсов, частота следования которых пропорциональна отклонению частоты входного сигнала от среднего значения Напряжение иа выходе, пропорциональное числу импульсов в единицу времени, можно сформировать при помощи счетчика импульсов. Такие детекторы называют импульсно-счетными
Характеристика частотного детектора представляет собой зависимость выходного напряжения от частоты сигнала (рис. 5 31) при постоянной амплитуде входного напряжения. Качество детектирования определяется линейностью рабочего участка характеристики (ДБ) Важным параметром детектора является крутизна характеристики
с ^цвых I
ЧЛ df |f=f. '
5.11. ТИПЫ ЧАСТОТНЫХ ДЕТЕКТОРОВ
В широко применяемом балансном детекторе с взаимно расстроенными контурами (рис. 5.32) один из контуров настроен на частоту несколько выше средней частоты принимаемого
сигнала fo, второй — на частоту f2=/o—Д/о ниже fo- При возрастании частота сигнала приближается к резонансной частоте первого контура /1 и удаляется от частоты настройки второго контура f5. Напряжение на первом контуре увеличивается, а на вто-
6-12
1- I
Рис 5.32
ром уменьшается. При понижении частота сигнала приближается к f2 и удаляется от ft, увеличивается напряжение на втором контуре и уменьшается на первом, Сигнал с ЧМ становится амплитудно частотно-модулированным. С контуров напряжения поступают на амплитудные диодные детекторы. Результирующее напряжение образуется как разность двух напряжений:
^вых=и1 (5 47)
где Кд — коэффициент передачи диодных детекторов
На рис. 5 33 показаны напряжения на нагрузках диодных детекторов Hi и и2 с учетом полярности (штриховые линии) и результирующее напряжение на выходе (сплошная линия). В (5.47) напряжения на первом и втором контуре равны соответственно
<41 = Ц/Г1”+(2ДЛ/М^ = Ц/Ю + ^)2, - (548)
- 1/0/ГГ+(2Д = t/oZ/l-HSosW-. (5 49)
где Д/| = Д/о—Д/, Д^2=Д/о-(-Д/ — абсолютные расстройки контуров лрн девиации частоты сигнала Д/;
~ .Vs 11 Rj- (5.50)
— резонансное значение амплитуды напряжения на каждом из контуров. Если усилительный прибор VTi работает в режиме ограничения, то в (5.50) вместо | </21 j входит амплитуда первой гармоники крутизны Smt.
В (548), (549) goi—2A/0/ftd»i( lo2=r2&!olfad3'i — обобщенные расстройки Для симметрии детекторной характеристики необходимо, чтобы £oi = £o2 = £o> Т. е. 2Afo/fid8i = ЙД^/Мэа-
Иначе говоря, полосы пропускания обоих контуров должны быть • одинаковыми. fid,i=f2d3i—fod3. Поэтому любой девиации частоты Д/ соответствует обобщенная расстройка £1^=б2=| = 2Д/7/о</э.
162
Рис 5.35
С учетом сказанного после подстановки (5.48), (5.49) в (5 47), получим напряжение на выходе детектора
и»ЫХ~^' ВТ (£)> (5 51)
где
W = 1 //1 + (ё0~Ю2 -1 /У 1+& 4)’ (5.52)
— функция обобщенной расстройки — нормированная детекторная характеристика детектора. На рис. 5,34 приведена правая ветвь характеристики ф(£) при разных go- Вследствие симметрии характеристики нелинейные искажения могут появиться только пз-за нечетных гармоник частоты модуляции. Четные гармоники сказываются лишь при неидеитичности контуров ЧД или при его неточной настройке. Детекторная характеристика наиболее близка к линейной при V41,5.
Балансный детектор со связанными контурами (рис 5 35) относится к типу частотно-фазовых. Преобразователем модуляции является цепь из контуров LiCl и LiCi, настроенных на среднюю частоту принимаемого сигнала. При отсутствии модуляции напряжение на втором контуре С72 сдвинуто на 90° по отношению к напряжению на первом контуре Ut, а при ЧМ между и О2 появляется дополнительный сдвиг ср, пропорциональный изменению частоты. Покажем это с помощью векторных диаграмм. Исходным для их построения возьмем вектор (рис 5.36,а) Ток lLl в катушке Li отстает по фазе от напряжения 64 на 90° Этот ток наводит во втором контуре ЭДС Ё=—jcoAf/ti, под действием которой возникает ток Л- На резонансной частоте совпадает по фазе с £ Он создает на катушке Ls напряжение 17г, опережающее по фазе ток /2 на 90°. Поэтому на резонансной частоте Ui и Оз сдвинуты по фазе на 90°.
Если частота сигнала выше резонансной частоты контуров (fc>fo), ток /2 отстает по фазе от ЭДС £ на некоторый угол ф (рис. 5.36,6), так как сопротивление второго контура имеет индуктивный характер Напряжение по прежнему опережает на 90°, поэтому С2 сдвинуто относительно [?, на угол, больший 9<Л Аналогично можно показать, что при fc-Cfo фазовый сдвиг между Li и 1?г меньше 90° (рис. 5 36,в) Таким образом, изменение ча-6* 1вЗ
-0.6U2 O,517Z
Г—I—и
. \ 9 /.
1(^1
стоты преобразуется в изменение фазового сдвига между напряжениями на первом и втором контурах. Эти напряжения подаются на диоды фазового детектора, построенного по типу схемы на рис. 5.22. Напряжение (7, здесь играет роль опорного и приложено к диодам синфазно. Оно снимается с первого контура через раз делительный конденсатор Ср. Напряжение О2 приложено к диодам противофазно. На каждом из диодов напряжение равно геометрической сумме напряжений первого контура и половины напряжения второго иЛ1 = (71+0,5t'2 и иЛ2 = О1—0,5(72 (рис. 5.37) Напряжение на выходе определяется разностью выпрямленных напря жений {7ВЫх=([1/д1 —| 17д2 |) Ад. При отсутствии модуляции |(7д11 = |(7дг| (рис. 5.36,a), UBhSX=Q. Изменение частоты вызывает изменение сдвига фаз между (7j и (72 и соответствующее изменение напряжений (7Я| и йл2 (рис. 5.36, бив). Значение и полярность выходного напряжения зависят от значения и направления изменения частоты входного сигнала. Детекторная характеристика аналогична показанной на рис. 5.31
Для анализа представим детектор эквивалентной схемой (рис. 5.37), где выход транзистора VTt заменен генератором тока f2|GBX с эквивалентной проводимостью ?22=G22+jci)C22. Емкость С22 учитывается настройкой первого контура, резистивная проводимость 022 влияет на эквивалентное затухание контура. Трансформиру-
Рис 6 37
164
Рис Б 38
ем параметры [оператора тока ко всему контуру и перейдем к схеме с генератором ЭДС (рис. 5.38). Здесь £| находится как в § 3.13 (рис. 3 27): £i=wiF2it7Ox/jci)C, где C=Ci+w2C!s-|-Ck. Составим уравнения Кирхгофа для связанных контуров £1 = /1^1—/2jcoAf, 0 = /г22—/|)юЛ1, н решим их относительно токов
1\ = Ё, Z2! Z2 + w2 M-)\ l2 = j w M/(Z! Zs + № ЛР). (5 53) Здесь
4 =p1(dJi-h j «/); Z2 = p2(d&!S + jy) (5.54)
— сопротивление контуров
Найдем напряжения на диодах:
1/м = Ц1 ® £i + 0,5/2j a Lt, ^2 = /IjwLI—0,5/2jwZ-z. (5.55)
Параметры контуров полагаем одинаковыми (С тС2 = С, Li»L2 — =L, d3i ssda2 = dj), как это обычно и делается на практике; кроме того, вблизи резонанса тоо/<1»~1 Подставляя (5.53) и (554) в (5.55) и учитывая значение £,, получаем
^Д1 т У41 ^ВХ Р
d4-i(» + Q,5fe) J?/)s+fe2
М - tTl 1 gi (7D3[ p
4 +J(g — 0.5fe) (4 + j </)a + ft8
Переходя к модулям Unt и (7л2 после простых преобразований, найдем напряжение на выходе
^вы1— Кя (IUд11 |ЁЯ2|) — mYti Ra I ЕХ Кд ф £), (5.56)
I Де
ч, ф = Vl+(fc + O.5p)a—V1-HE—0,5р)8 (5 57
У(1 + Рг—Е’)а + П’
Здесь p=fe/d.
Зависимость ф(£) является нормированной характеристикой детектора Она симметрична относительно начала координат. Правая часть семейства характеристик ф(|) изображена на рис. 5 39. Наиболее близка к линейной детекторная характеристика в ее средней части при £ = 0,5. 2
Рассмотренные частотные детекторы требуют предварительного амплитудного ограничения сигнала. Можно видоизменить де-165
тектор со связанными контурами (рис. 5.35) так, чтобы он приобрел дополнительные свойства ограничителя. Для этого меняется полярность одного из диодов, резисторы нагрузки /?2 шунтируются конденсатором большой емкости Со, продетектированное напряжение снимается между средними точками соединения Сь С2 и Z?i, R2 (рис. 5.40). Напряжения на диодах по-прежнему определяются векторными диаграмма-
ми на рис. 5.36. Постоянная составляющая тока обоих диодов протекает в неразветвленной цепи УД|, УД2, Ri, R2, создавая падение напряжения на Rlt R3. Благодаря большой постоянной времени цепи J?i, /?2, Сс напряжение Uo с большой инерционностью сохраняется равным среднему значению сигнала. Поэтому при изменении амплитуды входного сигнала меняются углы отсечки токов (5.14), а следовательно, и входные сопротивления диодных детекторов. Амплитудная модуляция подавляется так же, как в ограничителе на рис. 5.18, вслед-
ствие различного шунтирования контуров детектора в зависимости от амплитуды сигнала. Так, при увеличении амплитуды cos0 уменьшается, угол отсечки тока каждого диода увеличивается, входные сопротивления диодных детекторов уменьшаются и сильнее шунтируют контуры преобразователя вида модуляции. При уменьшении амплитуды контуры слабее шунтируются входными сопротивлениями диодных детекторов. Для предотвращения возможной в данном случае иерекомпенсации амплитудных изменений обычно включают небольшие сопротивления (показаны на рис. 5.40 штриховыми линиями), не зашунтированные большой емкостью Со.
Переменные составляющие токов диодов протекают соответственно по цепям VRi, L2, L$, R3 C2 и УД2, Clt J?3, L$, L2, создавая на конденсаторах и C2 напряжения звуковых частот t/ci и uc2 При ЧМ соотношения между иа и ис2 меняются, сохраняя постоянным суммарное значение иС1 + «с2=^о=const. Поэтому детек
Ркс. 6.40
166
тор назван дробным или детектором отношений. Выходное напряжение между точками соединения Сь Сг и /?ь R3
«ВЫ1=“с1 Uftl =Ucl 0|5(/q
Поскольку U0—Uci + Uc2, в дробном детекторе ^аь1х=:0,5(Ис1—ис2), т. е. в два раза меньше, чем в детекторе на рис. 5.36. На усилитель звуковых частот напряжение поступает с выхода детектора через цепь коррекции предыскажений Ra, С4, создаваемых в передатчике для подчеркивания верхних частот модуляции Резистор R3 на рис. 5.40 устраняет нежелательные резонансные явления в цепи 1АСЛ.
Совмещение функций ограничителя и частотного детектора удешевляет детектор, но при разделении этих функций качество ограничения и детектирования может быть лучше. Поэтому дробный детектор нашел применение в дешевых радиовещательных приемниках.
В интегральном исполнении находят применение частотные детекторы типа показанного на рис. 5 41, в которых преобразователем частотной модуляции в фазовую служит не колебательный контур, а элемент задержки, фазовый сдвиг в котором <р=<от пропорционален частоте. В качестве опорного напряжения используется входной сигнал. Напряжение на выходе фазового детектора зависит от фазового сдвига, следовательно, в некоторых пределах пропорционально частоте. Поскольку ток сигнала на входе частотного детектора после ограничения имеет вид почти прямоугольных импульсов, задержку несложно реализовать с помощью дискретно-логических цепей.
На рис. 5.42 приведена схема частотного детектора, построенная иа логической интегральной цепи типа 4И—НЕ Элементом задержки являются три ячейки И—НЕ, вторые входы которых никуда не подключаются. При этом на них устанавливается потенциал, соответствующий логической единице. Четвертая ячейка И—НЕ выполняет функцию ключевого фазового детектора (каскад совпадения).
На рис. 5.43 показаны временные диаграммы напряжений в разных участках цепи из двух значений частоты входного сигнала При положительной полуволне входного сигнала с ам-
плитудой, превышающей пороговое напряжение срабатывания первой ячейки, иа ее выходе устанавливается потенциал, соответствующий логическому нулю. Сигнал на выходе ячейки сдвинут от-
/
Рис. 6 41
Рис Б 42
167
Рис. 5.43
носптельно входного на время т. Пройдя три ячейки с задержкой Зт, сигнал поступает на вход четвертой ячейки, выполняющей функции каскада совпадения. На выходе этого каскада формируются импульсы, длительность которых обратно пропорциональна частоте сигнала. Фильтр нижних частот выделяет среднее значение напряжения импульсов. Крутизна детекторной характеристики пропорциональна времени задержки. Линейная зависимость между выходным напряжением и частотой нарушается, если результирующая задержка Зто превысит половину периода входного сигнала, поэтому берут 1/6т0. Такие детекторы иашли применение в телевизионных приемниках и многоканальных системах радиорелейной и спутниковой связи.
В заключение рассмотрим импульсно-счетные частотные детекторы. В них ЧМ сигнал преобразуется в последовательность импульсов с неизменной амплитудой и длительностью Частота следования импульсов зависит от частоты входного сигнала, т. е. ЧМ сигнал преобразуется в сигнал с время-импульсной модуляцией (ВИМ). В результате усреднения последовательности импульсов получаем напряжение, пропорциональное числу импульсов в единицу времени, т е частоте Структурная схема детектора представлена на рис. 5.44, принцип действия поясняется рис. 5.45.
На рис. 5 46,а приведен другой вариант импульсно-счетного ЧД. Он состоит из порогового устройства (компаратора), одновибратора и интегратора. Компаратор, выполненный на операционном
Рис. б 44
168
Рис 6.46
усилителе 0У| (рис. 5.46,6), преобразует входной сигнал (рис 5 47) в последовательность импульсов п2, длительность которых соответствует границам перехода через ноль входного ЧМ сигнала, Эти импульсы своим фронтом запускают одновибратор, построенный на ячейках НЕ—И с врсмязадающей цепью RiCt. Импульсы на выходе одновибратора (м;. на рис. 5 47) имеют постоянную длительность и высоту, а частота следования их соответствует частоте входного сигнала. Интегратор на операционном усилителе ОУ2 усред-
Рис 5.47
169
няет импульсную последовательность, формируя напряжение изменяющееся в соответствии с частотой следования импульсов. Достоинства импульсно-счетных частотных детекторов: высокое качество детектирования; независимость детектирования от отклонений средней частоты входного сигнала; возможность интегрального исполнения
Г л а в а 6 РУЧНЫЕ И АВТОМАТИЧЕСКИЕ РЕГУЛИРОВКИ И ИНДИКАТОРЫ В РАДИОПРИЕМНИКАХ
6.1. НАЗНАЧЕНИЕ И ВИДЫ РУЧНЫХ И АВТОМАТИЧЕСКИХ РЕГУЛИРОВОК.
В зависимости от назначения и степени универсальности радиоприемник имеет различные органы управления: для настройки на частоту нужного радиосигнала, для согласования уровня выходного сигнала и других параметров с требованиями потребителя принимаемой информации. Управление может быть ручным нли автоматическим. Автоматическое управление выполняется по командам, введенным в программное управляющее устройство; функции человека при этом исключаются либо сводятся к включению управляющего устройства, например к нажатию клавиши и т. п.
Условия работы приемника могут изменяться. Могут различаться уровни радиосигналов от разных источников. Возможна нестабильность уровня сигнала от данного передатчика из-за изменений условий распространения радиоволн. Частота радиосигналов также может изменяться вследствие нестабильности передатчика или эффекта Доплера Возможны изменения частоты сигнала в тракте промежуточной частоты из-за нестабильности частот гетеродинов в преобразователях частоты. Условия приема могут изменяться также при наличии нестационарных помех — аддитивных н мультипликативных. В подобных случаях приходится регулировать цепи и узлы приемника для получения оптимального режима приема
Управление и регулирование могут быть непосредственными либо дистанционными. В случае дистанционного управления оператор или управляющее устройство находятся на расстоянии от приемника и связаны с ним средствами телеуправления и телесигнализации.
Ручное управление н ручная регулировка допускают применение электромеханических устройств. Например, настройка приемника на нужную частоту до недавнего времени осуществлялась главным образом переключением катушек индуктивности с помощью контактного переключателя поддиапазонов и плавным поворотом ротора переменного конденсатора. После замены переменных кон-170
денсаторов варакторами для плавной перестройки стали использовать контактные потенциометры, с помощью которых изменялось настроечное напряжение. Применение электромеханических органов для дистанционного или автоматического управления требует соответствующих двигателей, что приводит к усложнению конструкции и снижению надежности. Поэтому введение дистанционного и автоматического управления связано, как правило, с перехо дом к чисто электронным устройствам.
Автоматические регулировки необходимы также для обеспечения приема при быстро изменяющихся условиях, когда оператор не может действовать с достаточной быстротой и точностью, пользуясь ручными регуляторами Кроме того, автоматизация позволяет упростить функции оператора либо вовсе исключить необходимость обслуживания приемной аппаратуры.
Функции регулировок усложняются в комплексных ситуациях, когда требуется обеспечить прием сложных сигналов при меняющихся условиях распространения и в сложной помеховой обета новке. Адаптация приемника к таким ситуациям для наиболее точного воспроизведения передаваемой информации представляет трудную задачу; оператор решает ее путем последовательных проб, которые требуют затраты времени и связаны с потерей части информации. Электронные автоматические регуляторы, основанные на применении быстродействующих микропроцессоров, решают эту задачу.
Основная тенденция развития всех видов техники, в том числе радиосвязи и радиовещания, — создание телеуправляемых и полностью автоматизированных систем. В этом случае все регулировки, необходимые для поддержания соответствия оборудования техническим требованиям, должны выполняться автоматически.
К наиболее распространенным автоматическим регулировкам приемников относят автоматическую регулировку усиления (АРУ) и автоматическую подстройку частоты (АПЧ).
Автоматическая регулировка усиления обеспечивает поддержание на выходе усилителя промежуточной частоты уровня сигнала, достаточно высокого и стабильного для воспроизведения сообщений от радиостанций различной мощности, находящихся на раз ных расстояниях и в меняющихся условиях распространения радиоволн. Благодаря простоте АРУ применяется почти во всех радиоприемниках.
Автоматическая подстройка частоты должна непрерывно обеспечивать оптимальное расположение спектра принимаемого сигнала в полосе пропускания приемника при вызываемых различными причинами изменениях частоты передатчика и настройки цепей приемника АПЧ применяется почти во всех видах профессиональной радиоприемной аппаратуры и во многих радиовещательных приемниках.
При сильных помехах прием сообщений может ухудшиться или стать невозможным. Может потребоваться регулировка цепей приемника не только по критериям соответствия частоты и усиления
171
частоте и уровню принимаемого сигнала, но по более сложным критериям максимальной достоверности принимаемой информ а ции. Для этой цели, в частности, может применяться автоматическая регулировка селективности, осуществляемая изменением ши рины полосы пропускания и формы амплитудно-частотной характеристики При сильных сигналах или низком уровне помех полоса пропускания расширяется, обеспечивая лучшее качество воспроизведения сообщений, При слабых сигналах или при повышении уровня помех может оказаться, что сужение полосы пропускания, хотя н вызовет ухудшение качества приема полезных сигналов по сравнению с предыдущим случаем, приведет к еще более существенному ослаблению вредного действия помех Назначение автоматической регулировки — установление оптимальной полосы пропускания, при которой приемник воспроизводит принимаемую информацию с наименьшими потерями. Подобные регулировки, равно как и некоторые другие, вследствие меньшей определенности условий получения эффективных результатов применяются реже, чем АРУ и АПЧ.
Поскольку по соображениям простоты конструкции, надежности и быстродействия в подавляющем большинстве случаев электронным системам регулировок отдается предпочтение перед электромеханическими, в дальнейшем будут рассматриваться только электронные системы.
6.2. ТИПЫ И ХАРАКТЕРИСТИКИ АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ
Когда напряжение на входе усилителя минимально (Г/вттш), коэффициент усиления должен быть наибольшим (Ктах) для того, чтобы на выходе обеспечивать напряжение UKtlx mir, достаточ-
ное для нормального воспроизведения сообщений; L/BX соответствует чувствительности приемника. При увеличении входного напряжения коэффициент усиления К должен уменьшаться. АРУ обеспечит постоянство выходного напряжения если эти три величины будут связаны соотношением Такую зави-
^Бх тол
РИС. 6 1
симость отображает кривая 1 на рис. 6.1
Обычно не требуется строгого постоянства выходного напряже ния и для упрощения конструкции регулятора допускают изменение его в таких пределах, чтобы не возникали заметные перегрузки цепей приемника и искажения сигналов При увеличении напряжения на входе до С7вхгаах напря-
жение на выходе возрастает до
172
некоторого значения l/Bbtznmx; минимальный коэффициент усиления при этом Кгп1п=='1/вых raax/£Ancm«x Соответствующая характеристика 2 на рис. 6 1 проходит немного выше кривой 1.
Сигналы, напряжение которых на входе усилителя менее ^вх mtn, не могут быть нормально приняты, так как будут искажены шумами приемника. Тем не менее форма характеристики регулировки усиления выше точки А, соответствующей tAxmin и VВЫД ТТ)1п» не безразлична для проектанта.
В простейшем случае процессы в цепи автоматической регулировки при уменьшении £/вх ниже точки А представляются равномерным продолжением кривой /; эта часть гиперболы изображена штриховой линией Регулировка такого типа, т е. без нарушения непрерывности закона регулирования при снижении входного сигнала ниже уровня чувствительности (иногда ее называют «простой» АРУ), не применяется по следующим причинам
при t7Bx<^nxmir напряжение на выходе усилителя будет оставаться неизменным, но оно будет представлять собой смесь сигнала и шума, причем чем меньше будет t7Bx, тем больше будет доля шума в этой смеси;
для увеличения коэффициента усиления выше значения Ктяя по кривой 8 потребовалось бы ввести в приемник дополнительные усилительные каскады: но это увеличение усиления будет бесполезным и даже принесет вред, так как при выключении источника сигнала на выходе приемника появятся шумы
Выход из положения состоит в отключении АРУ при входном напряжении меньше t/Exmin. Коэффициент усиления левее точки А в этом случае остается постоянным и равным Ашах (линия 4) Включение АРУ «задерживается» до достижения входным напряжением значения UDKmtn, далее регулировкой усиления обеспечивается требуемая стабильность выходного напряжения. Соответственно описанная регулировка называется АРУ с задержкой, или задержанной АРУ. При одинаковом в обоих случаях качестве регулирования выше САх min приемник с задержанной АРУ проще по конструкции, чем приемник с простой АРУ.
В процессе перестройки приемника с АРУ с одной станции на другую, когда сигнал на входе приемника отсутствует, коэффициент усиления максимален и поэтому максимально усиливаются собственные шумы и внешние помехи При радиовещательном приеме иногда изменяют цепь АРУ так, чтобы шумы при пере стройке не проходили на выход приемника. С этой целью коэффициент усиления левее точки А понижается (кривая 5 на рис. 6.1). Регулировка подобного вида называется бесшумной АРУ.
Для изменения коэффициента усиления приемника в электронных устройствах АРУ должно быть получено регулирующее напряжение, которое воздействует на регулируемые каскады, изменяя усиление подобно показанному на рис. 6.1. Поскольку действие АРУ зависит от напряжения сигнала, наиболее простой способ формирования регулирующего напряжения состоит в использовании выпрямленного напряжения принимаемого сигнала. Если име-
173
юшегося напряжения недостаточно, то в цепь регулирования вводится дополнительный усилитель. Для получения регулирующего напряжения может служить амплитудный детектор. Однако требования к детектору в цепи АРУ отличаются от требований к нему в случае его применения для приема AM сигналов, когда детектор воспроизводит огибающую колебаний согласно рис. 5,1. Если бы напряжение от детектора с такими свойствами было подано в цепь регулировки усиления, то при возрастании амплитуды сигнала в такт с модуляцией уменьшался бы коэффициент усиления, а при убывании амплитуды возрастал; в результате напряжение сигнала на выходе усилителя имело бы практически постоянную амплитуду, т. е цепь АРУ подавляла бы модуляцию принимаемого сигнала, что недопустимо, так как именно в ней заключена принимаемая информация.
Чтобы не было подавления модуляции, регулирующее напряжение не должно содержать переменной составляющей, соответст вующей модуляции Это можно обеспечить двумя путями
1. Постоянная времени цепи Сн/?н на выходе детектора (см. рис. 5-10) увеличивается так, чтобы напряжение на конденсаторе Сн оставалось примерно равным максимальным амплитудам детектируемого напряжения. Этот процесс соответствует диаграмме на рис. 511, но характеризуется еще более медленным разрядом конденсатора. Выходное напряжение отслеживает максимумы (пики) амплитуды сигнала, не воспроизводя огибающей амплитуд. Такой детектор называется пиковым.
2. Постоянная времени /?НСН соответствует требованиям детектирования без искажений, т. е. соблюдается условие (5.35) и полученное напряжение может быть использовано для воспроизведения принимаемых сообщений, для этого его переменная составляющая выделяется с помощью разделительного конденсатора (см. рис. 5.13). В то же время «постоянная» составляющая (среднее значение) используется для АРУ, в цепи которой имеется фильтр нижних частот. В фильтре подавляется переменная составляющая напряжения и регулирующее напряжение оказывается пропорциональным средней амплитуде сигнала.
В случае задержанной регулировки детектор срабатывает только при превышении напряжением сигнала некоторого порогового значения. Ниже порога регулирующее напряжение не должно изменять коэффициент усиления, что достигается проще всего, если оно попросту отсутствует. Требуемым свойством обладает, например, диодный детектор, «подзапертый» постоянным напряжением, как показано на рис. 6 2,а. Из рис. 6 2,6 видно, что детектор не будет действовать, пока U<E3, т. е. регулирующее напряжение для цепи АРУ t/per будет отсутствовать.
В соответствии с изложенным цепи АРУ могут включать следующие элементы приемника:
усилители радио- и промежуточной частоты, приспособленные для регулировки усиления изменением регулирующего напряжения;
174
Рис 6.2
детекторы для получения регулирующих напряжений путем выпрямления сигнала;
дополнительные усилители для увеличения регулирующего напряжения при необходимости повысить эффективность АРУ;
цепи, обеспечивающие пороговое напряжение для получения регулировки с задержкой;
фильтры нижних частот для подавления продуктов модуляции сигнала в цепях регулирующих напряжений.
Три характерных примера схем АРУ в упрощенном виде и без цепей задержки даны иа рис. 6.3.
В варианте на рис. 6.3,а регулирующее напряжение формируется в результате выпрямления напряжения усиленного сигнала с выхода усилителя. Напряжение от детектора Д подается через дополнительный усилитель У и фильтр нижних частот Ф в направлении, обратном направлению прохождения сигнала в регулируемом усилителе. Со стороны выхода оно действует на предшествующие усилительные каскады, поэтому такая регулировка называется обратной АРУ. Усилитель У может быть включен и до детектора Д,
Рис 6.3
175
Если напряжение на выходе регулируемого усилителя достаточно велико, то этот усилитель не применяют.
В цепи обратной АРУ усиление регулируется благодаря изменению регулирующего напряжения t/per, которое, в свою очередь, изменяется в результате изменения напряжения сигнала на выходе регулируемого усилителя. Следовательно, в цепи обратной АРУ неизбежно и необходимо некоторое изменение выходного напряжения. При правильном выборе параметров цепи это изменение не выходит за допустимые пределы.
В схеме на рис. 6.3,6 регулирующее напряжение вырабатывается в результате усиления и выпрямления входного напряжения и действует в том же «прямом» направлении, в котором проходит принимаемый сигнал в регулируемом усилителе. Соответственно такая цепь называется прямой АРУ. В отличие от обратной АРУ здесь регулирующее напряжение не зависит от напряжения на выходе усилителя, т. е. имеется теоретическая возможность полного постоянства выходного напряжения. На практике реализовать эту возможность не удается. Как было выяснено, условие постоянства выходного напряжения состоит в строго определенном законе изменения коэффициента усиления при изменении напряжения на входе (кривая 1 на рис 6 1).
В реальных условиях коэффициент усиления регулируют цепями, свойства которых зависят от регулирующего напряжения. Эту зависимость обеспечивают нелинейные элементы, но их характеристики определяются спецификой происходящих в них слож ных физических процессов и управлять формой этих характеристик можно лишь в очень слабой степени. Если зависимость К(^вх) получается падающей подобно теоретической кривой на рис. 6 1 н при соответствующем подборе параметров совпадает с ней в отдельных точках, на большинстве участков расхождение между ними неизбежно оказывается значительным. Следовательно, и выходное напряжение не будет постоянным. Сколь бы не были велики отклонения выходного напряжения от требуемого значения, устройство не будет на них реагировать и они останутся не-скомпенсированными
Трудности реализации прямой АРУ возрастают, если напряжение на входе регулируемого усилителя может изменяться в сотни и тысячи раз Чтобы регулирующее напряжение могло воздействовать на регулируемый усилитель, начиная со сравнительно слабых сигналов на входе, коэффициент усиления усилителя АРУ (У на рис. 6.3,6) должен быть значительным: того же порядка, что и у регулируемого усилителя. Но при сильном увеличении входного напряжения в усилителе У неизбежно возникнет перегрузка, сильно проявится его нелинейность.
Чтобы ослабить подобные явления, усилитель АРУ сам должен иметь цепь автоматической регулировки для предотвращения перегрузок Следовательно, прямая АРУ много сложнее по конструкции, чем обратная, и к тому же не позволяет получить удовлетворительного качества регулировки. Поэтому в описанном ви-176
де прямая регулировка не применяется Однако она может быть полезна как часть комбинированной системы (рис. 6.3,в), в которой основная регулировка — обратная. Регулируемый усилитель делится на две секции, причем усиление сосредоточено в основном в каскадах первой секции, усиление же второй секции невелико. В эту секцию может быть выделен, например, последний усилительный каскад.
Регулирующее напряжение t/peri формируется путем выпрямления напряжения с выхода первой секции и осуществляет обратную регулировку усиления Требования к качеству регулировки здесь не очень высоки, т. е. допускается сравнительно сильное (например, в несколько раз) изменение напряжения U на выходе первой секции. Это упрощает реализацию регулировки. В то же время напряжение U используется для создания второго регули руюшего напряжения UptT2 и служит для прямой регулировки усиления второй секции Поскольку на нее возлагается задача изменять усиление лишь в несколько раз, расхождение теоретического и реального законов регулирования не приведет к сильному непостоянству напряжения сигнала на выходе второй секции. Кроме Того, в цепи АРУ используется сигнал, уже усиленный в первой секции, т. е. не требуется дополнительного усилителя с большим коэффициентом усиления, который необходим в предыдущем случае
Цепь регулировки типа показанной на рис 6.3,в называется смешанной АРУ При небольшом усложнении по сравнению с обратной регулировкой вида рис. 6.3,а она позволяет обеспечить более высокое качество регулирования.
6.3. СПОСОБЫ РЕГУЛИРОВАНИЯ КОЭФФИЦИЕНТА УСИЛЕНИЯ
Согласно (3 95) коэффициент усиления усилительного каскада с частотно-селективным фильтром
К^тп. |Уг1|
Коэффициент передачи фильтра на данной частоте усиливаемого сигнала зависит от параметров резонансных цепей, образующих фильтр, и от коэффициентов связи между этими цепями. Следовательно, коэффициент усиления можно регулировать следующими способами:
1. Изменением крутизны усилительного прибора У21- Такая регулировка возможна ввиду сильной зависимости крутизны от постоянных напряжений на электродах усилительных приборов.
2 Изменением коэффициентов включения тип. Задача решается просто если применить включение через емкостный делитель (см., например, рис. 2 17, 2 21, 3.19). Коэффициент включения в этом случае можно регулировать изменением емкостей, что легко осуществляется при использовании варакторов в качестве перемен ных конденсаторов. Но изменение емкостей вызывает расстройку
177
резонансного контура и, как следствие, ухудшение частотной характеристики и селективности усилителя, поэтому такой способ не-применяется.
3. Изменением характеристического сопротивления р. Для этого необходимо изменять индуктивность и емкость во взаимно противоположных направлениях, что сложно и связано с расстройкой контуров. Поэтому такой способ также не применяется.
4. Изменением коэффициента передачи фильтра Регулирование можно выполнять тремя способами:
изменением затухания контуров путем подключения резистивных цепей с регулируемым сопротивлением. Увеличение затухания ведет к уменьшению усиления, но связано с ухудшением селективности. Поскольку уменьшать усиление требуется при сильных сигналах, уменьшение селективности может быть допущено. Этот способ легко осуществим, поэтому он находит некоторое применение;
изменением связи между контурами полосового фильтра. Этот способ прост в реализации при емкостной связи (см , например, рис. 3.28) путем включения варакторов в качестве конденсаторов связи. Но пределы изменения коэффициента передачи получаются небольшими и, кроме того, изменяются форма частотной характеристики фильтра и резонансная частота
расстройкой колебательных контуров. Этот способ легко реализуется путем включения в колебательный контур варактора. Он связан, однако, с изменением частотной характеристики и с ухудшением селективности, так как при расстройке коэффициент усиления на частотах возможных помех оказывается больше, чем на частоте принимаемого сигнала.
Изложенное показывает, что из рассмотренных способов предпочтителен первый: изменением крутизны. Поскольку при этом требуется изменять режим электронного прибора, такая регулировка называется режимной.
Следует иметь в виду, что и этот способ сопряжен с некоторым изменением резонансной частоты и формы частотной характеристики усилительного каскада. Это происходит потому, что при изменении напряжения на электродах усилительного элемента изменяются его входное и выходное сопротивления, а следовательно, и сопротивления, вносимые в подключенные к нему резонансные цепи. Активная составляющая вносимого сопротивления влияет на затухание контура, а реактивная — на его резонансную частоту.
Чтобы повысить стабильность частотных свойств усилителя, в него вводят специальные цепи с регулируемым коэффициентом передачи, не влияющие на частотные характеристики и на частоту настройки. Обычно цепи этого назначения представляют собой регулируемые электронные аттенюаторы.
Существуют и иные виды регуляторов коэффициента передачи, как, например, импульсные регуляторы. Один из способов этого рода поясняется рнс. 6.4. Сигнал (рис. 6.4,а) пропускается через прерыватель, работа которого основана на отпирании и запинании 178
I
'^пППППгч
пППППпг, ujjцции~
1 Л 11 ° п - м yU Р и -7
Рис, 6.4
электронного прибора (обычно транзистора или диода). При этом сигнал преобразуется в импульсы (рис. 6 4,6, в, г), причем соотношение длительности импульсов и пауз (скважность) определяется управляющими импульсами, подаваемыми на ключевую цепь.
После сглаживания полученных модулированных импульсов с помощью фильтра нижних частот получается напряжение, соответствующее среднему значению напряжения пли тока регулируемого сигнала, которое зависит от скважности. При коротких импульсах (рис. 6.4,г) это напряжение во много раз меньше, чем при коротких промежутках между импульсами (рис. 6 4,а).
Регуляторы подобного рода эффективны, но применять их следует осторожно, так как короткие импульсы имеют широкий спектр, высокочастотные составляющие которого, а также продукты их преобразования могут оказывать мешающее воздействие на прием полезного сигнала, если они попадают в пхпосы пропускания трактов радио- и промежуточной частоты.
В качестве другого способа можно указать на использование зависимости крутизны преобразования преобразователя частоты от напряжения, подаваемого от гетеродина (рис 4.13). Уменьшая связь преобразователя с гетеродином, можно изменять крутизну преобразования, а следовательно и коэффициент передачи
Основным показателем цепи с регулируемым коэффициентом усиления служит коэффициент регулирования у, равный отношению максимального коэффициента /Стах к минимальному /СтШ. Требуемое значение у зависит от пределов изменения сигнала на входе усилителя и допустимых пределов изменения напряжения на выходе 6'вых. Если обозначить
max. = а и = (6 1) ‘ i‘
вх mln min
179
то с учетом того, что в приемнике с АРУ Ктах = t/вых И Amin ='Uвых max/t/вх max.
V = ( ^ьхх mln \ Д а {62)
X ^BKClln 7/ X t'BXmHX / Р
Коэффициент у часто должен быть значительным. Если, например, радиовещательный приемиж должен принимать сигналы при Usxmin—I мкВ. а при настройке на ближнюю мощную радиостанцию должен обеспечивать без искажений, вызываемых перегрузкой, прием сигнала с Unl mni=l20 мВ, то а — =20 10-8/1-10~в='2-]04 Пусть при этом допустимый коэффициент изменения напряжения иа выходе 0=2. Тогда у=2-1072—10’.
В одном усилительном каскаде обычно не удается получить изменение коэффициента усиления более чем в несколько десятков раз. Обычно его трудно снизить ниже некоторого предела из-за почти неизбежного на радиочастотах «пролезания» сигнала через паразитные емкости, взаимоиндуктивности и проводимости. Кроме того, для сильного уменьшения коэффициента передачи регулируемых нелинейных элементов обычно требуется использовать эти элементы в режимах, в которых наиболее сильно проявляется их нелинейность и возможны искажения сигналов. Уменьшать коэффициент передачи приходится при увеличенном напряжении сигнала, при котором проявляется нелинейность, причем продукты нелинейности пропорциональны второй и более высоким степеням амплитуды. По этой причине регулирование осуществляют в каскадах, расположенных ближе ко входу усилителя, где сигналы еще сравнительно мало усилены. Однако регулирование входных каскадов приемника может ухудшить селективность. В первых каскадах часто проявляется действие сильных помех от посторонних радиостанций, работающих в близких частотных каналах При наличии нелинейных элементов эти помехи устранить невозможно из-за перекрестной модуляции и интермодуляции (см § 1.8) В последующих каскадах посторонние сигналы ослаблены резонансными цепями и нелинейные процессы менее опасны.
Чтобы получить большой коэффициент у при ограниченных коэффициентах регулирования отдельных каскадов, в цепь АРУ включают несколько каскадов Поскольку коэффициенты передачи последовательных каскадов перемножаются, перемножаются и их коэффициенты регулирования уь ys,... , уп, т. е. у=У1у2уз- -у^-
Для эффективной регулировки часто не ограничиваются одним способом изменения коэффициента усиления, а применяют смешанные системы
6.4 . ПРИМЕРЫ ПРАКТИЧЕСКИХ СХЕМ РЕГУЛЯТОРОВ
На рис. 6.5 показаны примеры схем усилительных каскадов, в которых регулирование усиления достигается изменением крутизны транзисторов. В схеме на рис 6.5,сг регулирующее напряжение 180
Рис f б
подается на базу транзистора. Крутизна, а следовательно, и коэффициент усиления уменьшаются при уменьшении этого напряжения. В схеме на рис. 6 5,6 регулирующее напряжение подается на второй затвор полевого транзистора и изменяет крутизну.
В схеме на рис. 6.5,в регулирующее напряжение вызывает перераспределение тока транзистора 1/7\ между VT2 и VT3. С увеличением тока в VT2 ток в VT3 уменьшается и наоборот. С уменьшением части тока, ответвляющейся в УГЭ, в нем уменьшается и переменная составляющая, вызванная напряжением сигнала на входе усилителя, что равносильно уменьшению крутизны.
Для регулирования усиления шунтированием колебательного контура требуется резистивный элемент, регулируемый изменением напряжения или тока. Таким элементом может быть диод, дифференциальное сопротивление которого в области прямого тока составляет десятки ом, а в области обратного тока — сотни килоом. На участке перехода от прямого тока к обратному характеристика диода резко нелинейна, что может приводить к искажениям амплитудно-модулированиых сигналов.
Элементом с регулируемым сопротивлением, достаточно линейным при переменных напряжениях в десятки милливольт, может служить цепь коллектор эмиттер биполярного транзистора или цепь сток — исток полевого транзистора (рис. 6 6).
На рис. 6 7 изображены схемы однозвенных (рис. 6.7,а, 6) и двухзвенных (рис. 6.7,в, г) аттенюаторов, которые могут быть положены в основу АРУ Если функции регулируемого резистора выполняет диод, то нелинейность характеристики наиболее сильно
181
Рис. 6 6
выражена на участке перехода от низкоомной области прямого тока к высокоомной области обратного тока. Нелинейные искажения особенно сильны, если диод использовать в этом режиме при сильных сигналах. Поэтому предпочтительны аттенюаторы, в которых при сильных сигналах диод работает в области прямого тока. Этому требованию в большей мере отвечают аттенюаторы с поперечными регулируемыми ветвями (рис. 6.7,6 и г) При сигналах большой амплитуды преобладающая часть входного напряжения теряется в резисторах продольных ветвей, а напряжение на диодах невелико, что способствует меньшему проявлению нелинейности. При слабых сигна тах регулирующее напряжение увеличивает сопротивление диодов и коэффициент передачи
Чтобы расширить пределы регулировки, изменяют сопротивления как продольных, так и поперечных ветвей во взаимно проти воположиых направлениях. Пример схемы такого аттенюатора приведен на рис 6.8.
Через диоды \'Д2 и УДз в продольных ветвях аттенюато ров проходит ток /] транзистора V7\, а через диоды и |/Д5 в яюлеречных ветвях — ток /2 транзистора УТ2. Ток h регулирует
Рис 6.8
182
ся напряжением Uptr через транзистор V7\. Ток I=h+ft через транзистор УТЛ н зависимости от t/Mr распределяется по-разному; если /1 возрастает, то /2 убывает и наоборот. Поэтому, когда сопротивления 17Дь ГДг и УДз уменьшаются, сопротивления и ГДа увеличиваются и коэффициент передачи растет; если же сопротивления ГДь УД2 и КЙз возрастают, то уменьшаются сопротивления 1’Д4 и ГД5 и коэффициент передачи падает.
Резистор /?2 нужен для пропускания тока /2; резисторы Д, и Д3 обеспечивают симметрию цени.
6.5 ОСНОВНЫЕ ПОКАЗАТЕЛИ
И ХАРАКТЕРИСТИКИ ОБРАТНОЙ АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКИ УСИЛЕНИЯ
Главная задача синтеза цепи АРУ — выбор способов управления усилением и определение зависимости коэффициента усиления от регулирующего тока или, чаще, напряжения t/per. Примерный вид этой характеристики показан на рис. 6.9. Необходимые пределы изменения усиления, характеризуемые коэффициентом у (см. § 6.3), могут быть очень широкими, поэтому значения коэффициента усиления по оси ординат на рис. 6.9 откладывают в логарифмическом масштабе.
Пользуясь рис. 6.9, можно найти необходимое максимальное регулирующее напряжение t/permax. Для этого по максимальному коэффициенту усиления можно определить коэффициент усиления при максимальном напряжении сигнала па входе приемника. /<гт11п = Л’п1ах/у, где у находится по формуле (6 2). По Amin из рис. 6.9 легко определить 1/регтвх.
Предположим, что это напряжение формируется в цепи обратной АРУ с помощью диодного детектора типа показанного на рис. 6.2. В отличие от рнс. 5.9, иллюстрирующего режим диода в цепи с нагрузкой, но без напряжения задержки Е3, и от рис. 6.2, где UmcEs п диод заперт напряжением задержки, в данном случае режим диода соответствует диаграмме на рис 6.10 К диоду при
18$
ложены V и £3, причем t/H+£a=t/mcos0 Отсюда t/H=t/mco< 0— —Еэ. При изменении Um угол отсечки несколько изменяется, но обычно этим изменением пренебрегают, поскольку cos 6 остается близким к единице
Если регулировка построена по схеме на рис. 6.3,а, то к детектору непосредственно подводится выходное напряжение усилителя У Обозначим его коэффициент усиления Ку, тогда
t^per max ~ Ау t/H “ (^пых max COS 6 Е^ Ку. (6.3)
Здесь t/пых max — максимальное выходное напряжение усилителя поступающее на детектор АРУ.
Напряжение задержки Е должно быть равным минимальному выходному напряжению усилителя t/BUxmin, до достижения которого АРУ не должна действовать (см рис. 6 2 6). Следовательно, с учетом (6 1) t/permax^t^BbxminOcosO—1)АУ. Соответственно необходимое напряжение на выходе усилителя
t/вых mln t/per max Ay (Р COS 6 1).
Если при Ау='1 это условие не выполняется, то необходим дополнительный усилитель с коэффициентом усиления Ку^ ^st/per max/t^BNx min (poos 0— 1). В отличие от условий работы ампли-тудноги детектора, рассмотренных в § 5.5, в данном случае можно не соблюдать требования отсутствия нелинейных искажений; поэтому сопротивление нагрузки детектора /?„ можно сделать достаточно большим, чтобы получить cos6«1.
Об эффективности АРУ можно судить по характеристике, изображающей зависимость выходного напряжения регулируемого усилителя t/вых от напряжения на входе приемника £/вх Из формулы (6.3), примененной к промежуточным значениям, следует зависимость U=<p(t/Bbix); на рис. 6.9 построена зависимость А = =ф(С/рс1). Следовательно, 1ЛЫХ — А^'вх = б,вхф[<р(^вЫх)]. Решить это уравнение относительно t/BbIX можно только графически, поскольку функция ^(t/per), заданная в графической форме, не имеет аналитического выражения. Удобнее исходить иэ выражения обратной функции: 1/вх—^вых/ф[<р( t/вых)]. Задаваясь значениями t/пых, находим \
t/pcr- (t^ ЫХС°5® А3) Ку
Рис 611
384
(при ивых<Е3 L/pei=O). Затем по рис, 6.9 определяем К, соответствующие найденным t/per, и вычисляем напряжение на входе как ивх = ивых/К Характеристика, построенная по полученным данным для ивых>ивглх юй1, показана на рис. 6.11. При ивыхmin>Увь.хт|П действует задержка, поэтому /(=ЛГПах=const, т е. начальный участок этой характеристики строится по формуле £/Вых = КтахЦНт Для удобства отсчета Um, изменяющегося в широких пределах, на оси абсцисс применяют логарифмический масштаб.
6.6 ПЕРЕХОДНЫЙ ПРОЦЕСС
В УСИЛИТЕЛЕ С АВТОМАТИЧЕСКОЙ РЕГУЛИРОВКОЙ УСИЛЕНИЯ
При разработке АРУ важно правильно выбрать структуру и параметры фильтра нижних частот в цени регулирующего напряжения (Ф на рис 6.3) При слишком болыш й постоянной времени этого фильтра цепь АРУ не успевает реагировать на быстрое увеличение или уменьшение нал яжения сигнала, при слишком малой же постоянной времени также возможны искажения сигнала.
Предположим, что на вход приемника поступает амплитудно-модулироваиный сигнал вида Un — ^BxoU + ^cosQt). Этот сигнал будет усилен, продетектирован амплитудным детектором цепи АРУ и пройдет через фильтр АРУ, в котором составляющая частоты модуляции напряжения будет частично подавлена и может изменить фазу. В результате С/рег в первом приближении будет изменяться по закону t/per— C/Perd[l + p.cos(Q/ + ip)] Здесь для простоты анализа не учтено, что в процессе формирования регули рующего напряжения возможны нелинейные искажения закона модуляции, т. е. помимо составляющей с угловой частотой Q в спектре этого напряжения могут быть также составляющие с частотами 2Q, 3Q и др.
При действии такого напря кения на регулируемый усилитель, характеризуемый зависимостью /С=ф(Црег) вида рис. 6.9, коэффи циент усиления, также в первом приближении, будет изменять я по закону ЯягК01— S pcos(£M+q>)]. Здесь Ко — коэффициент усиления, соответствующий регулирующему напряжению L/pero; Sy = —dKIdllfer — крутизна используемого участка характеристики на рис. 6.9. В данном рассуждении этот участок считается линейным, т е. и в этом случае мы пренебрегаем нелинейными искажениями. Обозначим Syp,=v и, умножив Цвх на К, найдем уточненный закон изменения напряжения на выходе усищтеля*
0 ^0 0 + m cos Й о [ 1 — V cos (ЕН 4-ф)], или иначе
t/вых = С/„ о Ко 11 + cos Q /—V cos (Q / + ф)—
—mv 0,5cos(2Q/4-ф —т^-О.Бсозф].
Полученный результат приводит к следующим выводам:
185
изменение коэффициента усиления с частотой модуляции визы вает изменение коэффициента модуляции сигнала. При ср = 0 результирующий коэффициент модуляции равен |m— v|, т. е возможно ослабление или подавление модуляции;
сигнал оказывается модулированным, помимо основной угловой частоты Q, второй гармоникой с угловой частотой 2Q т. е. возникают нелинейные искажения закона модуляции Коэффициент гармоник пропорционален v. Ослабления модуляции не будет при v=O, т. е. если переменная составляющая продетектированного напряжения будет полностью подавлена фильтром.
При неправильном выборе структуры и параметров фильтров возможна неустойчивость коэффициента усиления и вместо стабилизации напряжения сигнала на выходе могут возникнуть сильные колебания его. Для обеспечения устойчивости следует знать особенности нестационарных процессов в усилителе АРУ. Рассмотрим АРУ по схеме на рис 6.3,а
Обычно постоянную времени нагрузки детектора выбирают сравнительно малой, так что напряжение устанавливается здесь во много раз быстрее, чем на выходе фильтра. Такой выбор постоянной времени целесообразен при диодном детектировании потому, что (см. рис. 5 12) процессы нарастания и спада напряжения на нагрузке детектора происходят с неодинаковой скоростью. Заряд конденсатора происходит через диод, обладающий малым внутренним сопротивлением, и быстро заканчивается при увеличении амплитуды подводимого переменного напряжения.
При уменьшении амплитуды диод заперт и конденсатор разря жается через высокоомное сопротивление нагрузки, т. е. разряд происходит значительно медленнее. Следовательно, если бы переходные процессы в детекторе играли существенную роль, то цепь АРУ действовала бы неодинаково при положительных и отрицательных приращениях напряжения сигнала. Поэтому детектор обычно делают малоинерционным и переходными процессами в нем можно пренебречь
Напряжение с выхода сглаживающего фильтра действует на органы регулирования коэффициента усиления. Изменение параметров органов регулирования происходит практически безынер ционно, но оно вызывает изменение напряжения и тока усиливае мого сигнала, что приводит к нестационарным явлениям в колебательных контурах и фильтрах. Этими явлениями можно пренебречь, т. е. связывать переходной процесс только с фильтром в цепи АРУ. Основанием для такого допущения является то, что уси лителм радио- и промежуточной частоты вместе с детектором должны воспроизводить модулированное колебание и модулирующее сообщение, тогда как сглаживающий фильтр, как было выяснено, должен подавлять продукты модуляции, т. е. он значительно более инерционен.
В установившемся режиме С?ВЫх=ЛТ/вх. причем коэффициент усиления /С зависит от регулирующего напряжения Up(!r =<р(t/per) Регулирующее напряжение можно приближенно (без 186
i учета напряжения задержки) определить как С/рег=£/выхКдКуКф^ где Ку — коэффициент усиления усилителя У (рис. 6.3,а); Кд — коэффициент передачи детектора по напряжению; Кф — коэффициент передачи фильтра В установившемся режиме он близок к единице. В первом приближении Кд можно также считать постоянным и близким к единице.
Рассмотрим теперь соотношения в той же системе после увеличения напряжения на малое значение ДС/ВХ Напряжение СУВЫХ при этом возрастает на ДУВЫХ, что приводит к увеличению регулирующего напряжения ДУрег=Д(/ВыхКуКдКф. Соответственно принимает новое значение и коэффициент усиления К'=ф(£4ег +ДУрег). При малом Д{/рег можно, разложив К' в ряд по степеням ДЙрег, ограничиться первыми членами разложения-
= Ф (Урег) + [d ф (UveT)fd UPe(] Д и^т
Обозначив, как и выше, —(dK/dt/рег) =Sy, представим это выражение в виде К'—К—SyAt/per, где Sy— положительный коэффициент, характеризующий чувствительность усилителя к изменениям регулирующего напряжения L7per. Этот коэффициент можно найт» графически по характеристике на рис. 6.9. Таким образом, получаем
+ Д t/.ux - (<ЛХ + А (К - А t/Bb]X Sy Ку Кд Кф).
Вычитая отсюда С/Вых=1А>хК, находим
Д 1/8ыХ = Д К- (Увх + A Un) Д Us^S/Kv Кд Кф,
откуда
Д17ПЬ1Х = Л ивх К/[ 1 + ол,х + д <7ВХ) Зу Ку Кд Кф].
Полагая Д£7вх<с[/вх, можно упростить это выражение:
А С/ЕЫХ « Д £/,х К/[ I + Sy UBX К, Кд Кф]. (6 4>
Произведение 5у[/вх зависит от эффективности регулировки. Пред ставим Sy как отношение конечных приращений: Sy=ДК/ДГ/р» Здесь Д{7ре1 = Д6\,хККУКдКфо, где Кфо — коэффициент передачи фильтра в установившемся режиме. Следовательно,
syun---------™/^\------------------------------!-----
ККуКдЛф \ к / Е/вх ЛдАу/Сфо
При эффективной регулировке относительное изменение коэффициента усиления примерно соответствует относительному изменению напряжения на входе, поэтому выходное напряжение остается в установившемся режиме почти неизменным В этом случае отношение (ДК/К)/(.Д£7ВХ/^ВХ) близко к единице Обозначим в дальнейшем (ДК/К)/(Д1/Вх/^вх) =Крег и назовем эту величину коэффициентом качества регулировки. В диапазоне входных напряжений Крег непостоянен, но при фиксированном начальном напряжении на входе может считаться определенн й величиной. Следовательно, 5уС/вхКдКуКф“КрегКф Кф
187
Произведение в числителе (6 4) — приращение напряжения на выходе, которое было бы, если бы цепь АРУ не реагировала на приращение сигнала Обозначим AUbxK— Д t/вых о. Теперь (6 4) принимает вид
Д t/вых = Д^выхо/П Крег (Аф/Кф о)], (6.5)
Обозначим ДС/вЫх(0/Д£Лыхо=£(0 и представим (6 5) в виде операторного уравнения для переходного процесса.
На рис. 6 12 изображены схемы трех вариантов фильтра с числом звеньев от одного до трех. Полагая, что фильтры действуют практически в режиме холостого хода, будем принимать в установившемся режиме во всех трех случаях Лфс~1 В однозвенном фильтре u2=U|/(l+jcoC|/?i), т. е. в операторной форме К<ь(р) — = \/(\+ра1), где в двухзвенном фильтре /<ф(р) —1/(1 +
+pai-\-p2a2), где a, = C,Ri + C2R2 + C2Ri, а2=С R|C2R2; в трехзвеп-ном фильтре Кф(р) = 1/('1 + рс1+р2а2+р3а3), где av = C1R( + C2R2+ + C3R3++ CgR,+С о2 — CiR1C2R2 + C|R1C3R2 + C3R3C2R2 +
+ C3/?3C2R, + C,R C3R3; a3~ CtR C2R2C3R3.
// " Л
В общем случае фильтра из п звеньев Лф(р) ~ 1/ 1 + Р
I \ k J
Следовательно, | (/) 1 (р)
1 + Rper
Иначе
(J+RPor)i(0-l(p)
Решение дифференциального уравнения этого вида имеет показательную форму, причем коэффициентами при ! в показателях являются корни знаменателя, т. е. корни уравнения
l+l>flft/(I+/<Per)=0. (6.6)
При однозвенном фильтре характеристическое уравнение имеет вид l+pai/(l + Kper) = 0, откуда р = — (l + Xper)/»! — — (1 + + К per) /CiRt.
Следовательно, переходный процесс будет экспоненциальным, апериодическим, с постоянной времени т=С17?|/(1+Rper)- По таб
Рис. 6.12
188
лице операторных изображений находим решение операторного уравнения, имеющее в этом случае вид
<« + К₽ег) -° 1 + ехр [ - (1 + Кр..г) ].
График переходного процесса для этого случая показан на рис. 6.13 (сплошная линия) В момент скачка напряжения коэффициент усиления еще не уменьшен АРУ, поэтому первоначальное увеличение напряжения на выходе такое же, как при коэффициенте усиления до скачка. По мере нарастания напряжения на выходе фильтра нижних частот коэффициент усиления уменьшается и прирост напряжения на выходе приближается к установившемуся значению At/пых о/ (1 + Хрег) .
В действительных условиях изменение напряжения на входе приемника происходит не скачком, а плавно. Даже при скачкообразном изменении благодаря ограниченности полосы пропускания регулируемою усилителя напряжение на выходе его изменяется плавни. Поэтому прирост напряжения At/Bblx будет происходить так, как показано на рис. 6.13 штриховой линией, т е. временное повышение At/пых над установившимся значением будет уменьшено. Из изложенного следует, что постоянная времени, определяющая быстродействие АРУ, в 1 + Л'г« раз меньше постоянной времс ни фильтра.
Если прирост напряжения на входе фильтра нижних частот будет постоянным, равным установившемуся значению, то скорость изменения напряжения на выходе этого фильтра будет определяться его постоянной времени R}C\. В действительности, однако, вначале коэффициент усиления не изменен АРУ и приращение напряжения превышает устанавливающееся значение. Поэтому и на выходе фильтра напряжение также увеличится и за одинаковый отрезок времени быстрее приблизится к устанавливающемуся зна ченню, что эквивалентно уменьшению постоянной времени.
Для цепи АРУ с двухзвенным фильтром характеристическое уравне ше согласно (6,6) имеет вид а2р2+й1р+'1 + КР«г=О. Корни этого уравнения
Р _ _Д1_ + \f I Й12_____1 + Крет .
2й2 ~ ' \ 2а2 } аг
При (1+КР«г)/«2> (ai/2ai)2 эти корни были бы комплексными, что соответствует колебательному характеру переходного процесса. Но действительные части кор ней отрицательны, поэтому, если колебания возможны, то они затухают. Колебания регул ируюшего напряжения, а следовательно, и коэффициента усил шя неблагоприятно отражаются на качестве воспроизведения принимаемых сигналов и поэтому нежелательны. Условие апериодичности переходного процесса имеет вид (ai/2az)2>(1+Кр«г)/йг или, если подставить значения а, и аг,
Ут^+1/т[7тГ11 НСЛ?1)] > 2 У1 + Ярег.
иначе V Ti/T& 4" П + (^1/^2)1> 2Д/1 -f- /Срег •
Здесь Ti = Ci₽!, Тг=Сг/?2 — постоянные времени звеньев фильтра.
189
Если /Сеег*<1, то 2j/l + Kp«r«s2,8, т. е, например, при Ti = r2 это условие яе будет выполняться в случае (C2/Ci) <0,8 или (RiIRi) <0 8.
Для трехзвенного фильтра получается характеристическое уравнение третьего порядка. Исследование его показывает, что склонность цепи к колебаниям увеличивается и возможны незатухающие колебания регулирующего напряжения, а следовательно, и коэффициента усиления. Поэтому в приемниках нежелательно использовать более двух фильтрующих звеньев
6.7. ТИПЫ ЦЕПЕЙ автоматической ПОДСТРОЙКИ
Изменение параметров окружающей среды, особенно температуры, вызывает изменение параметров резонансных цепей, в частности емкостей конденсаторов и индуктивностей катушек в колебательных контурах; еще более значительные расстройки может вызвать изменение емкостей электронных приборов, подключенных
к контурам В результате изменяется частота, происходит сдвиг частотной характеристики. На рис. 6 14 показаны спектр радиосигнала и первоначальное положение частотной характеристики
(сплошная линия), а также
возможное положение ее при расстройке (штриховая линия). Из рисунка видно, что расстройка может вызывать искажение сигнала или нарушение приема. Кроме того, ухудшается селективность, так как сигнал ослабляется, а в
Ряс. 615
190
(полосу пропускания может попасть (помеха из соседнего канала.
При удовлетворительной конструкции элементов резонансной .цепи относительная расстройка Д = б///0 обычно не превышает 10-3. В то же время полоса пропускания П чаще всего имеет порядок Ю-2, т. е. значительно превышает возможную расстройку. В этих условиях расстройка не может быть такой значительной, как изображено на рис. 6 14, и ие вызывает описанных последствий. Если применить в тракте промежуточной частоты фильтры с высокой стабильностью, например кварцевые, то вопрос о расстройке может быть снят с рассмотрения
Дестабилизирующие факторы действуют также на колебательный контур гетеродина и могут вызывать изменение его частоты на значение того же порядка Если промежуточная час-
тота приемника /щ>=/г—то изменение частоты гетеродина приведет к изменению преобразованной частоты на значение 6fnp, равное б/г Результат расстройки гетеродина будет таким же, как на рис. 6.14: спектр сигнала сдвинется относительно резонансной частоты тракта промежуточной частоты. Относительная расстройка при этом Anp=6fnp/fnp=6fr/fnp. Представим ее в виде ДПР = (6/г/М X X Опр). Поскольку fr-fc+fnp< имеем Д„р= Дг(1 +/с//ир)-
Так как нестабильность гетеродина вызывает частот-
ную нестабильность приемника, которая значительно больше собственной нестабильности резонансных цепей селективного усилительного тракта.
Для непосредственной стабилизации гетеродина требуется применять отдельный кварцевый резонатор для каждой стабилизируемой частоты, что усложняет конструкцию приемника В современных приемниках используют синтезаторы частот с одним опорным кварцевым генератором, позволяющие получать частоту с достаточно малым шагом, например через каждые 100 Гц, что обычно достаточно. В приемнике с плавной настройкой на любую частоту гетеродин стабилизируется цепью автоматической подстройки. При наличии в приемнике нескольких преобразователей частоты цепь автоматической подстройки частоты (АПЧ) воздействует на тот гетеродин, нестабильность которого имеет наибольшее значение. В отдельных случаях возможны дополнительные цепи АПЧ для других гетеродинов
Устройства АПЧ различаются по следующим признакам:
по типу узла в приемнике, формирующего опорную частоту, с которой сравнивается частота подстраиваемого гетеродина;
по параметрам опорного и регулируемого колебаний, сравнение которых лежит в основе АПЧ
По первому признаку различают системы, в которых частота колебаний в приемнике сравнивается:
с частотой, при которой электрическая цепь приобретает какие-либо характерные свойства: с частотой резонанса, с частотой баланса мостовой цепи и др.;
с частотой колебаний стабильного генератора;
с опорными частотами обоих видов (смешанные системы)
191
Примеры схем цепей АПЧ этих трех видов приведены на рис. 6.15. В схеме на рис. 6.15,а за опорную принимается резонансная частота цепи, входящей в состав частотного детектора ЧД. Частота, при которой характеристика ЧД проходит через нуль (рис. 5.33, 5.39), соответствует настройке УПЧ При отклонении частоты гетеродина fr или сигнала /с от значения, соответствующего точной настройке, изменяется преобразованная частота fnp. Напряжение на выходе ЧД при этом соответствует направлению и значению отклонения частоты.
Напряжение с выхода ЧД проходит через фильтр нижних час тот ФНЧ. Задача ФНЧ, как и в цепи АРУ, — подавить изменение напряжения, вызванное модуляцией сигнала передаваемым сообщением. Далее полученное регулирующее напряжение UPer дейст вует на управляющую цепь гетеродина УЦ, благодаря чему частота его fr изменяется в направлении, в котором расстройка уменьшается.
В устройстве по схеме на рис. 6 15,6 колебания подстраиваемо го (ПГ) и опорного (ОГ) гетеродинов сравниваются в цепи сравнения ЦС. При расхождении их частот fr и fc на выходе ЦС появляется напряжение. После ФНЧ это напряжение действует на УЦ и подстраивает генератор ПГ.
В смешанном устройстве по схеме на рис. 6.15,s напряжения ПГ и ОГ с частотами fr и /о действуют на преобразователь частоты И, на выходе которой получается напряжение разностной (преобразованной) частоты fnp. Это напряжение поступает на вход опорного частотного дискриминатора ЧД с частотой «нуля» fnPo-При отклонении fnp от fnp с на выходе ЧД появляется напряжение которое через фильтр ФНЧ действует на управляющую цепь УЦ и подстраивае гетеродин ПГ.
По второму признаку (сравниваемые параметры колебаний) различают устройства АПЧ со сравнением частот и со сравнением фаз В первом случае чувствительным элементом цепи регулирования служит частотный детектор, как это имеет место в схемах на рис. 6.15,а и ©''Устройства этого вида называются цепями частотной автоматической подстройки частоты (ЧАПЧ). Во втором случае, основанном на сравнении фаз напряжения гетеродина и опорного переменного напряжения, роль цепи сравнения (ЦС) выполняет фазовый детектор, поэтому такое устройство называется цепью фазовой АПЧ (ФАПЧ). На этом принципе реализована цепь АПЧ по схеме на рис 6 15,6.
В ФАПЧ используется то обстоятельство, что при расхождении двух колебаний по частоте (например, f и f~6f), а следовательно, и по периоду (Г и Т+ДТ) между ними получается изменяющийся фазовый сдвиг. Действительно, напряжение u= J/cos(q + 6co)/ можно представить в виде u=Vcos(<о/+<р), где <р=б<о^ — измени ющийся фазовый сдвиг. Если, например, разность частот составля ет 1 Гц, то за 1 с одно колебание смещается относительно другого на целый период, т. е фазовый сдвиг изменится за 1 с иа 2л При разности частот 0,1 Гц за 1 с фазовый сдвиг изменится на 0,1 пе 192
риода, т. е. на 36° и т. д. Если подвести оба напряжения к фазовому детектору, то на выходе его появ itch напряжение, которое может достигать большого значения при сколь угодно малой разнос и частот, хотя при этом фаза будет изменяться медленно. Поэтому ФАПЧ реагирует даже на самые малые расхождения частот.
6 8 ЧАСТОТНАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА ЧАСТОТЫ
Наиболее распространенный способ электронной подстройки частоты гетеродина основан на включении варактора в колебательную цепь (рис. 6 15). Регулирующее напряжение, приложенное к варактору, изменяет его емкость и соответственно частоту генерируемых колебаний. В некоторых случаях подстройка вообще не требует специальных цепей в гетеродине. Например, частоту транзисторного гетеродина можно регулировать в небольших пределах путем подачи регулирующею напряжения в цепи питания транзис тора Частота гетеродина зависит от емкостей транзистора, входящих в состав полной емкости его колебате ьного контура, и изменяется потому, что эти емкости зависят от приложенных напряжений.
Рассмотрим свойства АПЧ по схеме на рис. 6.15,а. Обозначим номинальное значение частоты сигнала через fOc, а частоту гетеродина и преобразованную частоту при точной настройке соответственно через for и fOnp. Предположим далее, что частота принимаемой радиостанции по какой-либо причине изменилась на Afc, т. е стала равной fc=foc—Afc; Afc может быть и положительной, и отрицательной.
Предположим также, что в результате нестабильности, а также действия на гетеродин управляющего напряжения цепи АПЧ частота гетеродина изменилась относительно номинального значения на Afr, т. е. приняла значение fr=fro+Afr. Если /r>fc, то до возникновения расстроек эти частоты связаны соотношением fonp=fOr—fvc (если fr<fc, то fonp—foc~for, но результаты последующих рассуждений при этом не изменятся). Преобразованная частота также изменится и ее новым значением будет fnp—fr—fc. Обозначим изменение преобразованной частоты через Afnp, т. е. Afnp=fn₽—/опр- В данном случае AfnP=(fr—fc) — (for—foe)- Подставляя сюда значения fr и /с, имеем Afnp=Afr+Afc-
Отклонение преобразованной частоты от номинального значения на Afnp приводит к появлению напряжения на выходе частотного детектора и этим вызывает действие автоматической подстройки, которое выражается в изменении частоты гетеродина иа некоторое значение 6zfr Поэтому если первоначальное изменение частоты гетеродина 6fr, то в результате подстройки эта частота окажется равной fr=/or+6fr—б'/г- Здесь учитывается, что полярность напряжения частотного детектора установлена правильно и осуществляется именно подстройка. При противоположной л ляр ности частота гетеродина изменялась бы в обратном направлении, 7—12 193
т е. расстройка его не уменьшалась бы, а, напротив, увеличивалась, Следовательно, Д/г=/г—/то=б/г—67г- Соответственно Д/Ър=* = в/г-б 'fr + Д/с-
В дальнейшем обозначим б/г+Д/с=Д/. Это суммарная расстройка, влияние которой иа преобразованную частоту должна устранить цепь автоматической подстройки. Слагаемые Д/ в общем случае могут иметь как одинаковые, так и противоположные значки. С учетом введенного обозначения Д/цр=Д/—$7Г-
Значение подстройки б fr является функцией регулирующего напряжения l/рег от частотного детектора, т. е. б7г=£(^рег). В то же время 1/рег определяется значением и направлением расстройки Д/пр: £/рег=ф(Д/вр)- Итак, 67г=£[Ф(Д/пр)]- Следовательно
ди=д/-и^(д/ЯР)1-
Если решить это уравнение относительно Д/пр, то полученное решение Д/пР=т}(Д/) позволит построить характеристику регулировки. Но функция ф(А/цр) сложна,. а функция £((/₽«) представляет собой обычно ^экспериментальную характеристику, не имеющую точного математического выражения. Проще воспользоваться выражением
Л/ = Д/пр + Чф(Д/пр)]. (6.7)
Задаваясь значениями Д/пр, находим соответствующие Д/ и строим характеристику регулировки в следующем порядке:
1 Рассчитываем характеристику згЩйсимости напряжения Vper частотного детектора от отклонения промежуточной частоты; ^ргг~ф(Д/пр) -
2 . Рассчитываем или получаем экспериментально характеристику зависимости отклонений частоты гетеродина t>'fr от управляющего напряжения Uper: 6rfr — ^(Uper).
3 . По характеристикам пп. 1 и 2 рассчитываем и строим зависимость подстройки гетеродина t>'fr от отклонения промежуточной частоты Д/пр. б7г=5[ф(Д/Пр)].
Типичные характеристики ф и £ изображены на рис. 6.16 Там же стрелками поясняется процедура расчета' по Д/пр находится С/рег, по t/per- б7г> ПО А/.rp И &'[г ОПрвДвЛЯЮТСЯ ТОЧКИ ЗЭВИСИМОСТИ
б /г ОТ Д/Пр-
4 По (6.7) рассчитываем и строим зависимость Д/ от Д/цР (рис, 6.17,а). К штриховой линии, которая при одинаковом масштабе по обеим осям проходит под углом 45° и изображает связь
Рис. в.1в
194
о
прибавляется функция
Д/ и Д[пр при отсутствии АПЧ (Д/=Д/Ф) С (Д/пр)] (сплошная линия). При построении эта характеристика легко преобразуется в зависимость Д/„р(Д/), для чего значения Д/пр откладываются по вертикальной оси, а соответствующие-им значения Д/— по горизонтальной (рис. 6 17,6).
Для правильно спроектированной цепи АПЧ результирующая характеристика подобна изображенной на рис. 6 18. По мере увеличения расстройки Д/ увеличивается отклонение промежуточной частоты от номинального значения. При этом изменение промежуточной частоты значительно меньше (в несколько или даже в десятки раз), чем вызвавшие его изменение частоты гетеродина или принимаемого сигнала Так продолжается до точки а в положительной области Д/ или до точки b в отрицательной области. Далее характеристика переходит в участки ас и bd, показанные штриховыми линиями; они неустойчивы, т е. не соответствуют действительному ходу процесса.
Увеличение расстройки Д/ Р за пределы участков, определяемых точками а и Ь, соответствует выходу ее за пределы рабочего участка характеристики частотного детектора С/₽ег=-ф(Д/рег) (рис. 6.16). Такое увеличение Д/[р связано с уменьшением регулирующего напряжения и, следовательно, ведет к уменьшению подстройки гетеродина b'fr (см. также рис. 6.16). Из за уменьшения подстройки t>'fr начинает увеличиваться отклонение Д/г частоты гетеродина от номинального значения, происходит дальнейшее увеличение отклонения промежуточной частоты Д/„р, что ведет к более значительному уменьшению 1!рег и т д. В результате частота /пр выходит за пределы полосы пропускания усилителя промежуточной частоты и напряжение от частотного детектора падает практически до нуля Устройство скачкообразно переходит в новое состояние. Преобразованная частрта принимает значение, которое она имела бы при отсутствии автоматической подстройки, т е. измененное на значение исходной расстрой ки Д/. Этот процесс иллюстрирует рис 6.18. происходит скачок 7* 19Б
из а в т или из b в п (на проходящую под углом 45° линию, соответствующую отсутствию подстройки), при дальнейшем увеличении Д/ изображающая точка продолжает перемещаться по устойчивому участку характеристики вправо вверх от точки т и влево вниз от точки п.
Предположим теперь, что точка на характеристике рис. 6.18 находится правее точки т, т. е. преобразованная частота находится далеко за пределами характеристики частотного детектора (см рис. 6.16). Чаще всего это означает, что частота расположена вне полосы пропускания усилителя промежуточной частоты приемника, т. е приемник полностью расстроен и напряжение сигнала на его выходе отсутствует. На управляющую цепь при этом регулирующее напряжение не поступает.
Будем теперь уменьшать Л/, т. е. настраивать приемник на частоту нужного сигнала. Соответственно частота /,|р будет уменьшаться, приближаясь к номинальному значению. Так будет происходить до тех пор, пока частота сигнала не подойдет к краю полосы пропускания усилителя промежуточной частоты и на выходе частотного детектора не появится хотя бы малое напряжение (точки с и d). Это напряжение начнет подстраивать гетеродин, что приведет к приближению преобразованной частоты к номинальному значению, а это, в свою очередь, вызовет увеличение напряжения С7₽ег и усилит подстройку гетеродина, т. е. продолжит «втягивание» частоты [,1р в полосу пропускания Следовательно, точка с (и соответственно d) неустойчива, в ней происходит скачок на устойчивый участок характеристики регулировки aob, как это показано стрелками в точках cud.
На рис 6.18 видны характерные области частот, свойственные приемнику с частотной АПЧ. Одна из них — полоса расстроек между точками а и Ь, в которой цепь АПЧ «удерживает» промежуточную частоту близкой к номинальному значению. Эта полоса частот и называется полосой удержания Вторая — полоса расстроек между с и d, близкая к полосе пропускания приемника. При введении преобразованной частоты сигнала в эту полосу происходит «захват» частоты приемника цепью АПЧ, после чего настройка сохраняется при отклонениях частоты в пределах полосы удержания. Поэтому полоса между точками cud называется полосой захвата.
При попытке перестроить приемник, обладающий хорошей АПЧ, с одной станции на другую возникают затруднения: одна н та же станция принимается в пределах широкого участка шкалы частот настройки, на котором могут находиться частоты нескольких радиостанций. Чтобы этого избежать, предусматривают выключение АПЧ при перестройках приемника, например, путем разрывания пли замыкания цепи подачи напряжения
Действие электронной АПЧ может быть неустойчивым в условиях замираний или временных прекращений передачи принимаемого сигнала. В этих случаях напряжение UpfT уменьшается или пропадает. Одновременно изменяется частота гетеродина, по-
I '
1 скольку она зависит от Uver: при f/per=O она принимает значение, которое имела бы при отсутствии АПЧ Если при этом частота будет соответствовать какой-либо точке участка ст или dn характеристики регулирования (рис 6 18), то после возобновления действия напряжения сигнала на входе приемника настройка уже не восстановится. Для дальнейшего приема необходимо под-
строить приемник вручную так, чтобы частота гетеродина соответствовала интервалу cd. При этом произойдет захват настройки цепью АПЧ и будет обеспечен нормальный прием. Подстройка
может быть проведена и автоматически, но для этого в приемнике должно иметься дополнительное устройство автоматической поисковой настройки.
\ Нарушение приема возможно не только при полком, но и при частичном замирании сигнала. Это иллюстрируется рис. 6.19, где изображены характеристики АПЧ при нормальном (а) и ослабленном (6) напряжении сигнала на входе, Через б/г обозначена расстройка гетеродииа приемника, которая в данном примере предполагается средней, ле достигающей границы полосы удержания Отклонение промежуточной частоты в нормальных условиях определяется по характеристике а и, как видно из рисунка, невелико; поэтому обеспечен -нормальный прием сигнала.
Если в результате замирания сигнала напряжение Up»r j-меньшцтся так, что характеристика примет- вид кривой Ь, то на время замирания изображающая точка перейдет в крайнюю точку полосы удержания новой характеристики. Это положение неустойчиво, вследствие чего произойдет скачок частоты, показанный стрелкой; частота выйдет за пределы полосы пропускания приемника и прием станет невозможным.
После восстановления нормального напряжения сигнала характеристика АПЧ примет первоначальный вид а, но изображающая точка останется в верхнем положении т т. е. прием не восстановится, потребуется так подстроить гетеродин, чтобы преобразованная частота сигнала вошла в полосу захвата.
Описанное явление вносит элемент 'ненадежности в работу приемника с АПЧ. Оно может не произойти, если за время замирания сигнала напряжение на выходе частотного детектора не успеет существенно измениться; для этого достаточно увеличить постоянную времени разряда конденсатора в фильтре нижних частот (рис. 6.12). Но включение фильтра с большой постоянной времени делает цепь АПЧ нечувствительной к быстрым изменениям частоты, К более целесообразным способам повышения устойчивости настройки приемника с АПЧ относятся:
автоматическое изме 1вние постоянной времени путем переключения элементов фильтра нижних частот в цепи АПЧ. При нормальной амплитуде напряжения принимаемого сигнала постоянная времени мала и цепь АПЧ быстро реагирует на изменения частоты. При уменьшении амплитуды сигнала постоянная
197
-времени увеличивается и напряжение Uttr в течение некоторого времени уменьшается медленно. Для переключения элементов фильтра можно использовать выпрямленное напряжение г выхода усилителя промежуточной частоты, например из цепи АРУ;
автоматический поиск. При пропадании сигнала включается устройство, автоматически подающее на управляющую цепь гетеродина (УЦ, на рис. 6 15,а} ериодичеоки меняющееся напряжение, и частота изменяется в полосе включающей полосу захвата АПЧ При возобновлении действия сигнала происходит захват частоты, после чего поиск автоматически прекращается и возобновляете» нормальный прием;
построение цепи АПЧ и приемника в целом < таким расчетом, чтобы полосы захвата и .удержания мало отличались друг от друга. Ранее отмечалось, что полоса захвата примерно соответствует полосе пропускания приемника вместе ю частотным детектором Расширение полосы захвата связано с общим расширением полосы пропускал ия и, следовательно, с ухудшением селективности Этого не произойдет, если для АПЧ будет применен отдельный параллельный усилитель-с расширенной полосой пропускания либо если полоса будет сужена до необходимого значения в последующих каскадах усилителя промежуточной частоты (правее точки А на рис. 6.15,а).
69. КОЭФФИЦИЕНТ ПОДСТРОЙКИ
В приемнике с АПЧ промежуточная частота поддерживается близкой к номинальному значению. При этом используется средний, близкий к прямолинейному, участок характеристики частотного детектора Небольшая кривизна этого участка может играть
роль при детектировании частотно-модулировапных сигналов, по-скол1эку с ней связано возникновение нелинейных искажений принимаемых сообщений, но она практически не влияет на действие АПЧ. Если отклонение частоты не выходит за пределы интервала йОЛ па рис. 6.20,а, можно принимать U^, ~5СДЦР, где 5Д—крутизна характеристики частотного детектора. Коэффициент передачи фильтра нижних частот в установившемся режиме здесь предполагается равным единице либо учитывается в коэффициенте 5д.
Поскольку при малых отклонениях промежуточной частоты от номинального значения невелико напряжение С/рег, поступающее на управляющую цепь гетеродина УЦ, и частота гетеродина из-
меняется практически пропорционально этому напряжению, пределах участка (cOd) характеристики к линейному, можно считать, что 6'fr=SyU
Рис. 8.20
в на рис. 6.20,6, близкого per, где Sy—крутизна характеристики управляющей цепи. Таким образом, для небольших расстроек (6 7) принимает вид А/ Afiip-|-Sj(SyA^j у,, откуда
ДЛ1Р = Д(/(1+5у5д), (и.8)
или иначе
А/пр — А f/^АПЧ»
198
где /САПЧ = 1+5у5д — коэффициент подстройки, характеризующий эффективность АПЧ
6 10. ПЕРЕХОДНЫЙ ПРОЦЕСС
ПРИ АВТОМАТИЧЕСКОЙ ПОДСТРОЙКЕ ЧАСТОТЫ
Установившееся значение расстройки Afnp (6.8) имеет смысл -только при условии, что цепь АПЧ действует устойчиво, без длительных колебаний, которые в принципе в цепи АПЧ возможны, как и вообще в цепи с обратной связью.
Воздействие управляющей цепи на частоту гетеродина происходит практически мгновенно и может считаться процессом безынерционным Более существенным может быть влияние переход ных процессов в выходной цепи частотного детектора, но и это влияние обычно играет сравнительно малую роль Как и в цепи АРУ, характер переходного процесса в приемнике с АПЧ при резком изменении частоты принимаемого сигнала или колебаний гетеродина зависит премущественио от свойств фильтра нижних 1 частот (ФНЧ на рис. 6.15,а). Обычно в первом приближении пе-’ реходными процессами в резонансных цепях можно пренебречь по тем же причинам, что и при анализе переходных процессов в приемнике с АРУ: фильтр должен подавлять продукты модуляции сигнала, тогда как усилитель промежуточной частоты должен пропускать модулированные сигналы без недопустимых искажений. Следовательно, в цепи АПЧ фильтр нижних частот является наиболее инерционным звене м.
Переходный процесс в ФНЧ можно учесть тем же способом, что и в АРУ Для сравнительно небольших отклонений частоты цепь регулирования, как и в § 6.5, можно полагать линейной. Регулирующее напряжение, действующее через управляющую цепь (УЦ на рис. 6.15.а), представим в виде ГДег(р) =Кф(р)5дД/пР.
Соответственно соотношение (6.8) можно использовать для анализа переходного процесса при скачкообразном изменении частоты bf, представив его в виде операторного выражения Д/:пр(/)-»-ДЦр)/[1+5уЗяКф(р)], или после подстановки значения Кф(р) в том же виде, что и в § 6.6:
Д /пр(0 -* (1/Кдпч) & f (Р)
l+^pK}l(' + i^pk\ k=l ,4 \ А АПЧ > J
Это выражение сходно с операторным уравнением переходного процесса в цепи АРУ, следовательно, должны совпадать и выводы из его анализа В частности, при однозвенном фильтре из резистора Pi и конденсатора G (рис. 6.12) постоянная времени регулировки оказывается равной CiPi/KАПч • Особенность данного случая состоит в том, что коэффициент подстройки К пч может быть значительным, например несколько десятков.
199
Различие между переходными процессами в цепи АПЧ и в фильтре объясняется так же, как в аналогичных рассуждениях для АРУ. При изменении частоты А/ в первый момент напряжение на выходе ФНЧ не успевает измениться и цепь АПЧ не действует. Поэтому скачок частоты на выходе приемника равен Af, как изображено на рис. 6.21. По мере нарастания регулирующего напряжения f/per отклонение промежуточной частоты Д/пр уменьшается, приближаясь к своему установив-
шемуся значению Af/Кднч- Напряжение на выходе частотного детектора, шостуиающее на вход ФНЧ, отлеживает изменение Л/,р (сплошная линия на рис. 6.21). Большой начальный выброс этого напряжения обусловливает ускоренное изменение выходного напряжения на выходе фильтра, а следовательно, и ускоренное установление частоты.
Фактический переходный процесс может отличаться от описанного выше по следующим причинам;
вследствие переходного процесса в усилителе промежуточной частоты резкий скачок частоты сигнала на входе этого усилителя не приводит к такому же резкому изменению частоты на его выходе; оно происходит плавно. Соответственно сглаживается и начальный участок на рис. 6.21, как это показано штриховой линией;
начальный выброс частоты Д/пр может выйти за пределы участка ab характеристики, близкого к линейному (рис. 6.20,«); это приводит к меньшему, чем предполагалось, изменению напряжения Uper в начальный момент и, следовательно, к ослаблению действия АПЧ, т. е к увеличению выброса частоты на начальном участке (рис. 6.21).
Если начальный выброс частоты превысит полосу пропускания приемника, то напряжение на выходе частотного детектора может вообще не обеспечить захват частоты, т. е. изображающая точка окажется на участке ст или dn характеристики регулирования (рис. 6.18). Для возврата частоты в полосу пропускания приемника потребуется автоматический или ручной поиск сигнала.
При двухзвенпом фильтре условие апериодичности переходного процесса по аналогии с условием, полученным для АРУ (см. § 6.6), можно записать в виде
200
ИЛИ
«*пч <4 (V1F+/?+-£/?)•
Отсюда видно, что для избежания колебаний частоты необходимо, чтобы постоянные времени звеньев фильтра достаточно сильно отличались друг от друга и Кдпч не был слишком большим. Переходный процесс в усилителе промежуточной частоты может способствовать превращению апериодических колебаний частоты в незатухающие, при этом прием передаваемой информации может оказаться невозможным.
При трехзвенном фильтре возникновение незатухающих колебаний становится очень вероятным, поэтому в цепях АПЧ, как правило, не применяют фильтры с числом звеньев более двух.
6.11 ФАЗОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА
Устройство по схеме на рис. 6.15,6 действует как фазовая АПЧ, если цепь сравнения ЦС представляет собой фазовый детектор. В этом случае регулирующее напряжение (7рег зависит от угла сдвига фаз <р между напряжениями опорного (ОГ) и подстраиваемого (ПГ) генераторов. Зависимость имеет периодический характер (рис. 5 21) и в общем виде может быть представлена функцией СгРег=ф(ф)Кф Здесь Кф—коэффициент передачи фильтра нижних частот.
В результате воздействия на управляющую цепь напряжение £/Рег вызывает изменение частоты генератора на б7=Е(^рег) Пусть между частотами подстраиваемого и опорного генераторов возникла начальная расстройка 6/. Действие АПЧ приведет к изменению частоты генератора на некоторое значение 6'f, и расстройка станет равной Af=6f—d'f. Согласно рис. 5.21 £/рег в за висимости от фазового сдвига <р может быть как положительным, так и отрицательным; следовательно, и знак 67 может быть различным. С учетом принятых обозначений
A/ = 8f-S^(<p)M- (6.9)
Для выяснения общего характера явлений в такой цепи рассмотрим частный случай; будем считать изменение частоты малым; используемый участок характеристики в первом приближении— линейным, (l/2n)Sy6per; далее положим, что ФНЧ отсутствует, т. е Кф = 1 Учтем также, что изменения угловой частоты и фазы связаны зависимостью Лсо=2лД/=гйр/(И. Следовательно, (6 9) можно представить в виде
d<p/d/s»6co—5уф(<р). (6 10>
Полученное уравнение позволяет построить фазовый портрет и получить представление о процессе изменения фазы подстраиваемого генератора С учетом вида функции ф (<р) фазовые тра-201
ектории для четырех значений бы показаны на рис. 6.22. Стрелками отмечено то обстоятельство, что при положительной производной dyldt фазовый угол изменяется в положительном направлении, т. е изображающая точка движется вправо, а при отрицательной производной точка движется влево.
Фазовая траектория а соответствует отсутствию начальной расстройки (бсо —0) и показывает, что фазовый сдвиг стремится к устойчивому значению <р = 0. При начальной расстройке бы, чему соответствует траектория б, фаза <р также приближается к устойчивому значению, но не равному нулю. При достижении устойчивого состояния частоты генераторов равны и между колебаниями устанавливается постоянный фазовый сдвиг <рпст. Этот сдвиг тем больше, чем больше начальная расстройка бы
Если начальная расстройка 6/ превышает максимальное значение расстройки tt'fmax, которую может обеспечить напряжение от фазового детектора £/регтах. то траектория не пересекает ось абсцисс (кривая е) Знак производной dcp/dt остается неизменным, и система не приходит к устойчивому состоянию, т. е. подстройка не действует. Отсюда следует, что предельная расстройка, компенсируемая фазовой АПЧ, 6fmax = £(Uper max). ЕсЛИ ЦСПЬ ПОДСТрОЙК» действует одинаково при регулирующих напряжениях обеих полярностей, то полоса удержания цепи равна 26fmax- В рассматриваемом случае опа совпадает с полосой захвата, поскольку при бсоСДйтях кривая пересекает ось абсцисс в двух точках, одна из которых устойчива При расстройке в обратную сторону (фазовая траектория г) процессы аналогичны рассмотренным, но устойчивое положение смещается относительно нуля (или 2л, 4л и т. д.) не вправо, а влево.
Из рнс. 6.22 видно, что цепь фазовой АПЧ может служить частотным детектором Действительно, остаточный фазовый сдвиг <рост зависит, а при небольших отклонениях частоты сигнала практически прямо пропорционален изменению частоты. В то же время напряжение на выходе фазового детектора при небольших сдвигах фазы пропорционально фост- Следовательно, в некоторых 202
пределах оно линейно зависит от изменения частоты любого из двух источников колебаний.
Анализ переходных процессов при фазовой АПЧ сложен из-за нелинейности цепи и высокого порядка дифференциальных уравнений. Переходный процесс в цепи без ФНЧ при безынерционном фазовом детекторе и при возможности пренебречь инерционностью прочих звеньев приемника, при малых отклонениях частоты н фазы, в пределах линейных участков характеристик фазового детектора и управляющей цени можно описать, представив {6.10) в виде
А и — d q>/dt = б а>—Sy £д Аф ф. t
Поскольку ф= । можно представить это уравнение в
о операторной форме:
Д ш (р) = бо> (р)—Sy 5Д Аф (р) [ Д to (р)/р], откуда
Д ш (0 ->-6 со (р) р/[р-Ь Sy Sji Аф (р) J
Так как /->оо соответствует р->0, полученное уравнение подтверждает, что с течением времени отклонение частоты приближается к нулю.
Для однозвенпого фильтра Кф(р)~1/(1+рт) (см § 6.6) и
Д и(0-*6“(р)р(1 +р т)/[р (I +рт) + $у5д].
Отсюда видно, что цепь фазовой АПЧ с однозвенным фильтром в отличие от частотной характеризуется уравнением второго порядка ргт+р-1-5у5д = 0, корни которого имеют вид
— I ± Vi —45,57*
р 2т
Поскольку действительная часть корня отрицательна, цепь устойчива, т. е. с течением времени частота приближается к постоянному значению; но при 45у5дт>1 процесс установления частоты оказывается колебательным.
При медленных изменениях частоты фазовая АПЧ обеспечивает практически полную синхронизацию генераторов. В динами ческом режиме, в условиях изменяющейся частоты фазовый сдвиг между колебаниями непостоянен, т е. имеются расхождения и по частоте.
В безынерционной системе, т. е при отсутствии фильтра и сравнительно широкой полосе пропускания прочих цепей, захват частот происходил бы мгновенно. Как было отмечено, полоса захвата равнялась бы полосе удержания В реальных условиях полоса захвата будет меньше полосы удержания.
203
6.12. ПОИСКОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ НАСТРОЙКА
Современные средства связи обеспечивают точную настройку на заданные частоты и высокую стабильность частот, что делает ненужным автоматический поиск сигнала, если частота его известна. Поисковая настройка приемника требуется тогда, когда точное положение органов управления настройкой заранее неизвестно.
Имеется много вариантов схем поисковой настройки. Типичный вариант показан на рис. 6.23. Для формирования управляющего напряжения здесь служит интегратор И. Напряжение на вход интегратора поступает от суммирующей цепи СЦ с тремя входами. На вход 1 через электронный ключ К подается постоянное напряжение от источника ИН, которое вызывает на выходе интегратора сравнительно медленно нарастающее напряжение t/per-
В результате действия Uper на управляющую цепь УЦ частота подстраиваемого гетеродина ПГ равномерно изменяется. Напряжение Uper одновременно поступает в пороговую цепь сброса ЦС. По достижении напряжением Uper установленного предела (порога) от ЦС на вход 2 суммирующей цепи интегратора подается напряжение такого значения и полярности, что своим действием на интегратор оно быстро возвращает его выходное напряжение к исходному значению, после чего начинается новый цикл поиска: возобновляется нарастание (7рег, которое вновь продолжается до достижения порога, и т. д. Как нетрудно видеть, интегратор с цепью сброса образует генератор пилообразно изменяющегося напряжения.
Предположим, что на вход преобразователя частоты Пр поступит достаточно сильный сигнал с частотой /с. В момент времени, когда частота fr гетеродина ПГ окажется равной fc-bfnp( преобразованная частота /г—fc станет равной /пр и сигнал попадет в полосу пропускания усилителя промежуточной частоты УПЧ На выходе усилителя появится напряжение, которое подается на частотный детектор ЧД. Продетектированное напряжение от частотного детектора, поступая на вход 3 суммирующей це-
Рис. в.28
204
о
’пр (7
Рис 6.24
f
соответствует точ-
и
детектора, показанной от частотного детек-приведет к изменению
пи СЦ интегратора, одновременно воздействует на ключ К и разрывает цепь подачи напряжения от источника ПН. С этого момента времени нарастание С/реГ, вызванное интегрированием напряжения от источника ИН, прекращается.
Дальнейшее изменение напряжения зависит от полярности напряжения на входе 3 интегратора Допустим, например, что преобразованная частота сигнала ниже номинального значения ке А на характеристике частотного на рис. 6.24. При этом напряжение тора положительное. Интегрирование его Uper и частоты гетеродина ПГ. Напряжение включено в такой полярности, что вызываемое нм изменение частоты приведет к повышению преобразованной частоты и приближению ее к точному значению f(,P0 (стрелка па рис. 6.24). При совпадении преобразованной частоты сиг-налв с «нулевой» частотой частотного детектора /пр0 напряжение (J на выходе частотного детектора равно нулю и частота гетеродина остается неизменной.
Если преобразованная частота сигнала окажется выше /про и соответствует, например, точке В на рис 6.24, то напряжение U, поступающее иа интегратор, будет иметь обратную полярность. В результате интегрирования этого напряжения t/per, а вместе с ним и преобразованная частота будет изменяться в обратном направлении. Следовательно, устройство будет непрерывно осуществлять автоматическую подстройку гетеродина приемника.
В случае замирания сигнала или перерыва в работе принимаемой радиостанции напряжения на входах интегратора будут отсутствовать и напряжение на его выходе в течение некоторого времени будет оставаться практически неизменным Если в интеграторе изменение («дрейф») выходного напряжения происходит провоз-
медленно, вызываемая им расстройка гетеродина за время падания невелика и не приведет к прекращению приема. По обновлении сигнала вновь начинает работать подстройка.
Для возобновления или продолжения поиска, например настройки на другую станцию, требуется замкнуть ключ К.
для
6.13. СИНТЕЗАТОРЫ ГЕТЕРОДИННЫХ ЧАСТОТ
Как показано в § 6.10. точность и стабильность промежуточной частоты, обычно представляющей собой разность fr—fc или fc—fT, определяются главным образом стабильностью гетеродина. Стабильность передатчиков, а следовательно, и частоты ft, как правило, достаточно высока, за исключением отдельнык случаев, например, связанных с проявлением эффекта Доплера. Наиболее эффективный способ получения стабильных частот заключается в применении термостатированного опорного гетеродина. Формирование напряжения практиче
205
ски любой частоты из напряжения опорного гетеродина осуществляется с помощью синтезаторов.
Большинство синтезаторов основано на цифровом преобразовании частот и рассчитано на цифровое управление, т. е. на прямое задание частоты цифровым набором се значения. Использование этого принципа облегчает дистанционное и автоматическое управление настройкой приемника. Цифровые команды управления можно получать от кнопочного или иного органа ручного управления, а при автоматическом управлении — от микрокомпьютера.
Упрощенная структурная схема синтезатора, который может также служить типовым узлом более сложных си пелаторов, показана на рис. 6.25 Основу устройства составляют опорный генератор ОГ, управляемый делитель частоты УД, управляемый генератор УГ и цепь фазовой ЛПЧ.
Частота f генератора УГ делится в N раз управляемым делителем УД. Полученное J апряженне с частотой //W подается на вход фазового детектора ФД, на другой вход которого поступает напряжение с частотой fo от ОГ. Напряжение с выхода через фильтр нижних частот ФНЧ действует на управляющую цель УЦ и подстраивает генератор УГ до достижения равенства частот напряжений на входах ФД. Таким образом обеспечивается равенство {f/N)=*fe, откуда следует, что f=frN. Изменяя N, можно получать любую дискретную частоту с шагом, равным /о. Этот шаг бывает .разным, например 10 или 100 Гц в приемниках декаметровых и более длинных волн либо 50 или 100 кГц в приемниках метровых н более коротких воли. Относительная нестабильность синтезируемой частоты равна относительной нестабильности частоты опорного источника.
Применение наиболее эффективных средств стабилизации частот в генераторах с очень низкой частотой /с (например, 100 или 10 Гц) затруднительно, поэтому обычно опорный генератор имеет более высокую частоту (например, 1 МГц) и стабилизирован кварцем, а напряжение с частотой fo получается делением частоты на постоянный -коэффициент.
Для изменения частоты требуется изменять коэффициент деления УД посредством органа ручного или автоматического управления ОУ Роль ОУ может в частности, выполнять программное цифровое устройство (например, микрокомпьютер), действующее через промежуточное управляющее устройство ПУ {интерфейс) В нем команды от ОУ преобразуются в сигналы, воздействующие на управляемый делитель, для получения требуемого .коэффициента деления. Ес-
Рис. 6.26
206
ли диапазон изменения частоты УГ шире, чем может обеспечить управляющая цепь УЦ, то ПУ осуществляет дополнительно настройку этого гетеродина и, если требуется, переключение поддиапазонов; это действие управляющего устройства Отмечено на ряс. 6.25 стрелкой от ПУ к УГ.
В описанном простейшем варианте синтезатор не позволяет изменять частоту в сколь угодно широких пределах если колебательный контур генератора УГ не имеет переключателя поддиапазонов и (поэтому имеет ограниченный коэффициент перекрытия К1ГД; введение переключателя усложнило бы конструкцию синтезатора и управление нм, поэтому нежелательно Кроме того, следует иметь в ©иду, что разность частот на входах детектора ФД не должна выходить за пределы полосы захвата АПЧ. Часто принимают A' = Q+n, где «=0...9, а Q^n. При этом синтезатор формирует напряжение с частотой f—Qfo+&f, где Af~nf0. Если, например, f0=ilOO Гц, то изменением л от 0 до 9 можно получать в пределах 1 кГц десять частот с интервалами в ЮО Гц.
Малый коэффициент перекрытия диапазона гетеродина не означает, что ко-эффиции т перекрытия диапазона приемника по частотам принимаемого сигнала тоже мал. Как показано в гл 4, приемник-инфраднн в широких пределах может перестраиваться изменением частоты гетеродина с малым коэффициентом перекрытия. Однако десяти частот, на которые может настраиваться приемник с синтезатором по схеме на рис. 6.25, обычно недостаточно. Следовательно, п следует разбить на более мелкие деления.
Цифровой синтез частоты с заданной точностью часто выполняется суммированием слагаемых разных порядков. Каждое слагаемое может получаться описанным способом (рис. 6.25). Синтез любой частоты f, осуществляется в этом случае по формуле
'шях
f,= 10m J Югтех-'лг, (6.11)
1
где (=1,2,3,...; m=0,1,2,...; «< = 0.. 9 Если, например, (Ш61 = 7 н т=0, то
= 10° 4“ 10® «а -f- ... 4- 10 fig -j- «т
Допустим, что для п{ выбраны значения «| = 2, «а=7, «8=4, «8 = 0, «6=3, «8=7 и «7=5. В этом случае синтезируемая частота f« = 2 7'40 375 Гц.
Частоты разных порядков мож-по суммировать с помощью ряда преобразователей и генератора, синхронизируемого цепью АПЧ. Схема устройства, реализующего этот процесс, 'приведена на рис. 6.26. Источником колебаний требуемой частоты служит гетеродин Г с фазовой АПЧ. Регулирующее напряжение подается от фазового детектора ФД через фильтр нижних частот. Нужную частоту формируют преобразователи Пр , Пра и др., иа выходе каждого нз которых имеется фильтр. Каждый фильтр пропускает только десять частот («<=€... 9), которые могут дать эти преобразователи.
Если f— частота гетеродина Г, то на выходе Прц на гетеродинный вход которого подано напряжение с частотой f>, получим напряжение с частотой f—ft. Через фильтр Ф| оио поступает ata вход Пра, к которому одновременно подводится напряжение с частотой ft В результате фильтр Ф выделит напряжение 4 частотой f—fi—fa и т. д. С выхода (k—1)-го преобразователя напряжение с чае тотой f—fi—ft—... —fx-i подается на один из входов фазового детектора ФД, на второй вход которого поступает напряжение последней из складываемых чая-тот f*. Напряжение UfK «а выходе ФД подстраивает гетеродин Г. В результате
207
частоты напряжений «а входах фазового детектора становятся точно равными, т. е, f—It—fz—...—fx-i=fk, откуда следует, что установившаяся частота гетеродина Г f=h+fa+ .. Ч-Д-i-t-f*, что и требовалось.
Поскольку частоты fa, каждая из (которых может быть получена
описанным способом (рис. 6.25), соответствуют разным разрядам синтезируемого значения частоты f, на каждый синтезатор требуется подать опорное напряжение с частотой соответствующего порядка. Требуемые частоты можно сформировать с помощью ряда последовательных делителей (рис, 6-27).
При реализации перечисленных принципов схема синтезатора подобна приведенной на рис. 6.28. Суммирование частот в этом устройстве соответствует изложенному (рис. 6.26); синтез каждой из суммарных частот реализуется по схеме на рис. 6.25. а опорные частоты получают с помощью делителей, как показано на рис. 6 27. Орган управления ОУ воздействует на управляемые делители УД<...УД*, устанавливая требуемые коэффициенты деления
Для дополнительной иллюстрации процессов в синтезаторе на рис. 6 28 указан коэффициент деления Лг одного из управляемых делителей частоты (УД2), Па гетеродинный вход УДг через постоянные делители подается опорное напряжение с частотой /с/'Ю*. В результате действия АПЧ генератора Г2 частоты напряжений на входах ФДг обеспечивается равенство f2/N=ft>llO‘ н в генераторе Гг устанавливается частота /2=1(/с/Ю‘)Л'. По изложенным ранее причинам принимают N~Q+n. где Q=const, а п=0...9. Аналогично формируют и остальные частоты, т. е. /г,..., Д-t, Д-
Описанным способом можно получить "частоту
Рис. 6.27
208
Например, при т=0 и iraax='6
/ = (Qi + «1) 10° + (Qt + па) Ю’ + (Qs + ля) 10*..., или иначе
f = fo + «1 Ю’ + ла 10» + п3- (О’ + ...
В общем случае
fo=10m ^*1 o'max lQt.
I
Чтобы синтезировать частоту соответствующую формуле (6.11), требуется .разностная частота f,=f~fa Частота fn получается суммированием постоянных частот формируемых из частот опорного генератора с помощью постоянных делителей с коэффициентами деления W(=10i.
В общем случае можно реализовать синтезатор с любой нижней границей диапазона fnin. Для этого следует воспользоваться преобразователем частоты, на один вход которого подается напряжение с частотой /—/>»>□. Напряжение на выходе'преобразователя будет иметь частоту
f — (fc—/mln) = /min + ni' 10’ + n2‘ I®* 4" «s’ 10* + ...
209
6.14 ЦИФРОВАЯ ИНДИКАЦИЯ ЧАСТОТЫ И ЦИФРОВАЯ АВТОМАТИЧЕСКАЯ ПОДСТРОЙКА
До недавнего времени основным индикйтрром частоты настройки была шкала приемника, проградуированная в единицах частоты и длин волн. При ограниченных размерах шкалы трудно было обеспечить достаточно хорошую точность отсчета. Шагом вперед в совершенствовании индикации частот явился переход к прямолоказываклцим цифровым индикаторам, первоначально на лампах накаливания и ионных приборах тлеющего разряда, в данное же время в основном на светодиодах либо на жидких кристаллах. Последние вследствие своей экономичности особенно распространены в аппаратуре с маломощным электропитанием.
Основой цифровой индикации частоты служит цифровой измеритель, т. е счетчик импульсов за единицу времени. Напряжения, частота которых определяется, преобразуются в импульсы обычными способами, например формирующими цепями, состоящими из ограничителя, дифференцирующего звена и выпрямителя. Наиболее распространен семиэлементный указатель цифры, содержащий семь светящихся элементов, управляемых семью сигналами.
Результат счета в счетчике каждого разряда (например, десятки мегагерц, сотни килогерц и т. д.) преобразуется в двоичные числа (для цифр от 0 до 9 достаточно четырех знаков). Далее полученный сигнал подается в декодер с семью выходами на элементы индикатора. В случае сравнительно мощных индикаторов, таких, как лампочки накаливания или газосветные лампы, между декодером и индикатором требуется усилитель. Примерная схема такой цепи для одного разряда изображена на рис. 6.29. Здесь С —счетчик, Д — декодер, У — усилитель, И — индикатор, ОГ — опорный генератор, который служит базой времени; он отмеряет интервал, в течение которого ведется счет периодов сигнала. Для этого частота генератора, стабилизированного кварцем, делится делителями частоты; из полученных сигналов с периодом, равным базе времени, формируются стартовый импульс, запускающий счетчик, и опорный импульс, останавливающий счет.
Индикация частоты настройки приемника имеет ту особенность, что при данной частоте сигнала fc должен быть настроен
Рис 628
210
прежде всего гетеродин с тем, чтобы преобразованная частота сигнала попала в полосу пропускания усилителя промежуточной частоты. В процессе настройки сигнал может быть слабым или вообще отсутствовать, поэтому измерить частоту трудно или невозможно. Поэтому счетчик измеряет не частоту сигнала, а частоту гетеродина. Задача, которую при этом требуется решить, заключается в том, что индикатор должен показывать не частоту ге ероднна, которая измеряется, а отличающуюся от нее частоту сигнала, на которую настроен приемник
Если частота гетеродина fr = fc+fnP и соответственно fc=fr—fny, то возможен следующий способ индикации частоты настройки. Счетчик подключается к гетеродину на время, необходимое для того, чтобы к концу этого времени результат счета отражал частоту гетеродина. Можно принять за этот интервал 1 с, если точность должна быть до 1 Гц; в противном случае в зависимости от требуемой точности индикации выбирается интервал 0,1, 0,01 с и др В течение этого интервала счет ведется в два приема: вначале отсчитывается число импульсов, равное fnp, и результат счета сбрасывается, после чего счет продолжается К концу интервала результатом счета будет f,—/ПР, т е fc, что и требуется.
Другой способ — начальная установка счетчика «ниже нуля» на значение fnp. В этом случае к концу мерного интервала, в течение которого будет отсчитано число импульсов fr, результатом счета также окажется fr—fnp-
Иногда в приемник вводят дополнительный гетеродин с постоянной частотой fnp- Упрощенная схема включения индикатора в этом случае показана на рис. 6 30 Здесь Л — гетеродин преобразователя частоты, Гг — генератор с частотой fnp, ОГ — опорный генератор, отмеряющий интервал времени счета. Этот интервал делится на две равные части, в течение первой из которых замкнут ключ Ki и ведется счет частоты гетеродина Г,. Во второй половине интервала ключ разомкнут, а замкнут Kj и ведется счет частоты генератора Г2 К концу мерного
1
i
f
I
211
Рис. в 30
интервала счетчик СЧ выдает на индикатор результат, равный сумме fr+fnp. что соответствует частоте сигнала, если [пр= —fc—fr, если же fnp=fr—fc. то счетчик должен быть реверсивным и должен в первой половине интервала вести счет в одном направлении, а во второй — в обратном.
Менее точен, но более прост способ определения частоты fr по схеме на рис 6 31, действующей при наличии сигнала на выходе усилителя промежуточной частоты. Вместо генератора с час-стотой fnp используется напряжение принимаемого сигнала с выхода усилителя промежуточной частоты.
При цифровой индикации частоты можно построить приемник без синтезатора, обладающий свойствами, близкими к свойствам приемника с синтезатором Задача решается путем настройки приемника на нужную частоту по индикатору и цифровой АПЧ для стабилизации настройки.
Приемник с цифровым индикатором частоты, выполненный, например, по схеме на рис. 6.30, может быть настроен па нужную частоту с точностью, определяемой числом знаков в индикаторе. В случае применения синтезатора эта частота была бы стабильной, но при использовании обычного гетеродина наблюдается постепенный дрейф частоты, вызываемый изменением температуры или другими внешними факторами Идея цифровой АПЧ основана на том факте что изменение числового значения частоты неизбежно начинается с последней цифры этого значения.
Цепь АПЧ включается при изменении последней цифры в ту или другую сторону и возвращает эту цифру, а следовательно, и частоту настройки к ее первоначальному значению. Последняя цифра вводится (например, нажатием кнопки) в оперативное запоминающее устройство, и в дальнейшем в специальном устройстве (цифровом компараторе) происходит сравнение фактической последней цифры в индицируемом значении частоты со значением, хранящимся в памяти устройства При расхождении цифр начинает действовать АПЧ
Обыч го заломи гоюшее устройство и коли аратор представляют собой чисто электронные устройства, но для наглядности на рис. 6.32 изображена простая
Рис. 6 81
212
Рис 6.32
электромеханическая мотель. Роль запоминающего устройства и компаратор» совмещает в данном случае поворотный переключатель с полукружными контактами, устанавливаемый вручную.
На индикаторе И фиксируется значение частоты /, на которую настроев приемник. Код последней цифры (см. рис. 6.29) поступает па дешифратор Д с 10 выходами. В один из этих выходов, соответствующий индицируемой цифре, с дешифратора поступают импульсы Так, на дисплее рис. 6.32 отображается 7-значное число, последняя цифра которого 6.
Ввод цифры в запоминающее устройство обеспечивается установкой зазора 3 между полукружными ко- актными ламелями против контакта, соединенного с выводом от нужной цифры дешифратора Ламели соединены со входам» усилителей У| и У». Инвертор на выходе У г меняет полярность импульсов на обратную Если последняя цифра в индикаторе изменится, то импульсы от дешифратора Д пройдут через провод, соответствующий ее новому значению. Через переключатель они (поступают на вход од юго из усилителей с полярностью, которая соответствует знаку расстройки, и через фильтр нижних частот Ф действуют на управляющую цепь УЦ гетеродина. В примере на рис. 632 в случае смены цифры 6 на 5 или 4 импульсы пройдут в усилитель Уь а ® случае смени ее иа 7 и 8 — в усилитель Уз.
Когда иод воздействием АПЧ восстановится последняя цифра значения частоты, т е. 6 в этом примере, подача импульсов в цепь АПЧ прекратится.
6 15 ПРИМЕНЕНИЕ МИКРОПРОЦЕССОРОВ В АВТОМАТИЧЕСКОЙ НАСТРОЙКЕ
Интегральная технология позволила сосредоточить в миниатюрных модулях почти неограниченное число цепей и элементов, причем стоимость устройств стала мало зависеть от их сложности.
21»
В результате у конструкторов отпали психологические и экономические барьеры на пути усложнения принципов построения и конструкций, ведущих к повышению технических и эргономических показателей радиоприемных устройств. Особенно широкие перспективы связаны с внедрением цифровых устройств и, в частности, микропроцессоров. Реализация открывшихся возможностей еще не завершена и будет продолжаться, но некоторые общие тенденции в этой области уже достаточно ясны.
Чтобы составить примерное представление об устройствах, обеспечивающих управление настройкой радиоприемника, на рис. 6.33 указаны наиболее типичные узлы таких устройств. Здесь Пр — приемник, БУ — блок управления. Нетрудно видеть, что по сложности структуры блок управления сравним с самим приемником либо даже более сложен. Если бы не достижения микроэлектроники, вопрос об использовании подобных устройств не мог возникнуть.
В центре блока управления — микропроцессор МП, связанный с приемником через интерфейс И. Из приемника через интерфейс в микропроцессор поступают данные о наличии сигнала от радиостанции на выбранной частоте, о силе и дополнительных признаках сигнала, а также кодированные сигналы дистанционного управления и т. п. В обратном направлении в приемник поступают сигналы, включающие устройства автоматического поиска сигнала (см § 6,12) и цепь АПЧ, запирающие на время настройки тракт звуковой частоты (бесшумная настройка, часто применяемая в радиовещательных приемниках), а также сигналы на дополнительные индикаторы режимов приемника и пр.
Рис. в.ЗЗ
214
Микропроцессор связан с опорным генератором ОГ, который обеспечивает функционирование синтезатора частот СЧ, а также дает метки времени, по которым выдаются и выполняются программы работы приемника, внесенные в программное устройство П Напряжение для электронной настройки обеспечивает синтезатор напряжений СН Необходимые для управления приемником данные, требующие длительного хранения (частоты радиостанций, передающих те или иные программы радиовещания, расписание передач и т п ), вводятся в постоянное запоминающее устройство ПЗУ. Имеется также оперативное запоминающее устройство ОЗУ, необходимое для выполнения операций микропроцессором.
Для ручного управ тения используется тастатура Т, а для световой индикации режимов приемника, частот настройки, суточного времени и ир. — дисплей Д.
Автоматическая регулировка усиления, частотная и фазовая АПЧ реализуют каждая в отдельности лишь один алгоритм регулировки одной величины — коэффициента усиления либо частоты гетеродина. Более сложные устройства типа показанного на рис. 6.33 благодаря соответствующей программе функционирования и микропроцессору с блоками постоянной и оперативной памяти открывают возможность комплексного управления приемником с учетом требований, предъявляемых не только к одному параметру, но и к сочетанию и взаимовлиянию ряда внутренних и внешних условий. Вместо постоянного выполнения одного процесса подобные устройства автоматического регулирования способны последовательно выполнять по программе различные действия.
В качестве простой иллюстрации характера процессов в устройствах подобного рода рассмотрим более подробно один из вариантов настройки приемника на заданную частоту (см. также рис 4.2). Примерная схема управления настройкой резонансных цепей приемника показана на рис. 6 34. Здесь ТРЧ — тракт радиочастоты.
При помощи органа управления ОУ в цифровой блок ЦБ вводится значение частоты настройки fc и синтезатор С начинает формировать напряжение соответствующей частоты fr с, помощью генератора ГС из колебаний кварцевого резонатора КВ § 6.13), которое подается на гетеродинный вход преобразователя частоты Прь В то же время сигналы от микропроцессора МП размыкают ключ Ki, отключая приемник от антенны, и замыкают ключ Кг Напряжение с частотой fr через Кг поступает на сигнальный вход вспомогательного преобразователя Прг. На гетеродинный вход Прг подается напряжение от дополнительного гетеродина ДГ, генерирующего напряжение промежуточной частоты fnp. На выходе Пр2 образуется напряжение с частотой сигнала, который должен принимать приемник, fc=fr—fnp или fc=fr+fnp. Значение этой частоты может быть отображено на цифровом дисплее, и оператор может контролировать процесс настройки.
215
Рис 6 34
С выхода Пр2 напряжение с частотой fc, в сотни раз превышающее напряжение сигнала в антенне поступает во входную цепь приемника, а затем на выход ТРЧ, хотя он еще не настроен. Это напряжение можно использовать для настройки резонансных целей ТРЧ.
Микропроцессор МП включает генератор импульсов, поступающих в цифро-аналоговый преобразователь-накопитель, являющийся источником настроечного напряжения для входного конту ра приемника, т е генератором настройки ГНь По мере приближения резонансной частоты контура к частоте нарастает напряжение на выходе ТРЧ, контролируемое цепью из выпрямителя В и аналого-цифрового преобразователя АЦП выход которого соединен с микропроцессором. Пройдя через максимум, напряжение па выходе ТРЧ начинает уменьшаться; в этот момент шаговая настройка прекращается и по команде от микропроцессора напряжение от ГН изменяется в обратном направлении на одну ступеньку, возвращающую настройку в положение резонанса. Далее сохраняется найденное значение настроечного напряжения
В той же последовательности действует генератор настройки ГНЛ который настраивает контур усилителя радиочастоты, и т. д. По завершении настройки резонансных цепей ключ Кг размыкается, прекращая подачу на вход приемника напряжения с частотой fc от Прг, одновременно замыкается ключ Къ соединяющий вход приемника с антенной. Этим процесс настройки заканчивается.
116
6 16 РЕГУЛИРОВКА ПОЛОСЫ ПРОПУСКАНИЯ
Полоса пропускания усилителя промежуточной частоты при £ отсутствии сильных помех выбирается достаточно широкой, что-if бы было обеспечено прохождение основной части спектра радио-* сигнала и передаваемая информация воспроизводилась без заметных искажений. Сужение полосы пропускания приведет к искажениям, а излишнее расширение ее связано с ухудшением селективности.
Если приемник рассчитан на прием сигналов различного характера, например телефонных с амплитудной модуляцией либо с одной боковой полосой, телеграфных с различными видами модуляции и др., то и ширина спектров этих сигналов различна При изменении параметров сигнала может оказаться желательным согласование полосы пропускания с этими параметрами, т. е. регулировка полосы пропускания, Такая регулировка полезна и при неизменном спектре сигнала, если имеются помехи приему.
При сильной флуктуационной помехе сужение полосы пропускания уменьшает уровень шума на выходе приемника. Одновременно появляются искажения сигнала, вызванные ограничением его спектра, но уровень сигнала может измениться сравнительно мало. Так обстоит дело, в частности, при импульсных сигналах при широкой полосе пропускания импульсы проходят с минимальными искажениями; при сужении полосы время установления напряжения сигнала увеличивается, но пока оно меньше длительности импульса, сигнал нарастает до прежнего значения, шумы же уменьшаются. При дальнейшем сужении полосы когда время установления, обратно пропорциональное полосе пропускания, превышает длительность сигнала, напряжение не успевает нарастать за время действия импульса до максимального значения и амплитуда импульса будет заметно уменьшаться. Следовательно, возможна оптимальная полоса пропускания, зависящая от интенсивности помехи.
Частотная характеристика приемника может быть подобна изображенной сплошной линией на рис. 6.35. Если со стороны соседнего канала действует сильная помеха, спектр которой отмечен в боковой части полосы пропускания, то ее можно ослабить.
Рис. 6.35
Рис. 6.36
217
сузив полосу пропускания, как показано штриховом линией В результате принимаемое сообщение будет искажено, но значительно слабее.
Скачкообразная регулировка полосы пропускания может обес-лешваться простым переключением фильтров вместо широкопо лосного фильтра можно включить фильтр со средней либо узкой полосой пропускания. Исполнительным органом в этом случае служит механический либо электронный переключатель.
Плавная регулировка проще всего выполняется изменением затухания колебательных контуров либо связи между контурами, образующими полосовой фильтр, или расстройкой резонансных цепей. В первом случае контур шунтируется цепью с регулируемым сопротивлением (см. рис. 6 6) Чем меньше сопротивление элемента, шунтирующего контур, тем больше его затухание, а следовательно, тем шире полоса пропускания, но тем более поло! ими оказываются скаты частотной характеристики, т. е. тем
хуже селективность.
Регулируя связь между контурами, образующими, например, двухконтурный полосовой фильтр (см § 3.11), можно изменять полосу пропускания без уменьшения крутизны скатов характеристики. Примерный вид получаемых при этом частотных характеристик показан на рис. 6.36. Изменить связь проще всего с помощью варактора (рис. 6.37), но имеются и другие способы.
Регулировка полосы пропускания путем расстройки резонанс яых цепей поясняется рис. 6.38. Если два каскада настроены на одну частоту рис. 6.38,а), то полоса пропускания минимальна. При взаимной расстройке каскадов (рис. 6.38 6) полоса расширя ется, но при этом уменьшается коэффициент усиления, что обычно допустимо, так как расширение полосы имеет место при сильных радиосигналах, когда помехи мало влияют на прием.
Для расстройки контуров, как и для подстройки их в цепях АПЧ, можно использовать варакторы. Способ получения регули рующего напряжения выбирается в зависимости от назначения регулировки. Устройство, формирующее это напряжение, мсжет оценивать отношение сигнал-помеха и регулировать полосу пропускания так, чтобы это отношение было максимальным. Анализ спектра колебаний в полосе пропускания, выделение сигнала и оценка уровня помехи или искажения сигнала помехой, формирование управляющего напряжения, поиск оптимального режима могут выполняться с помощью
микропроцессора
В упрощенные цепи автоматической регулировки полосы пропускания регулирующее напряжение поступает от цепи АРУ При сильном сигнале это напряжение максимально Оно расширяет полосу, что улучшает воспроизведение информа-
^рег
Рис. 6 37
218
Рис в 38
пик без заметного усиления влияния помех, поскольку отношение сигнал-помеха велико При слабом сигнале напряжение в цепи АРУ уменьшается и полоса пропускания сужается; это целесообразно, так как при слабых сигналах усиливается действие помех.
6 17 СЕНСОРНОЕ УПРАВЛЕНИЕ
Процессы управления и регулировки часто требуют замыкания, равмыка-1 ия или переключения цепей. Для упрощения конструкции, уменьшения размеров, повышения быстродействия и надежности в качестве ключей широко используют электронные приборы в режимах запирания и отпирания тока. Электромеханические коммутирующие устройства, помимо трудоемкости их производства и невозможности миниатюризации, недостаточно i адежиы из-за износа деталей и, в частности, из-за истираогия или выгорания 'поверхностей контактных пластинок. Эти причины привели к применению се шорного управления. Для переключения цепей, изменения режимов и пр. при сенсорном управлении требуется только прикоснуться к участку панели управления, обозначенному соответствующим символом, буквой или цифрой.
В радиоприемной аппаратуре встречаются сенсорные переключатели, осуществляющие либо замыка-ние и размыкание цепи только в течение времени касания, либо триггерное переключение цепи без возврата к исходному состоянию после прекращения касания; для обратного переключения требуется повторное касание.
Типичными функциями сенсоров в -приемнике являются;
'включение поисковой автоматической настройки;
настройка па фиксированные частоты;
отключение усилителя звуковой частоты при ручной настройке радиовещательного приемника (бесшумная встройка);
219
отключение автоматической подстройки на время перестройки приемника ® этом частном случае сенсор конструктивно совмещается с ручкой настройки •и срабатывает при прикосновении к ней;
включение освещения шкал, индикаторов и др. на время ручной настройки <или регулировки приемника и шр
Одновременно с переключением цепи обычно срабатывает индикатор, сигнализирующий об исполнении команды.
На рис. 6.39 приведена схема одного из вариантов сенсорного управления настройкой приемника на фИКС1ЧИ5Ваиные частоты. Здесь Ci, Ci, ...Сп—сенсоры, прикосновение к каждому из которых Обеспечивает «встройку на заранее установленную частоту: Г:. Га,... ,Гп—генераторы управляющих импульсов, срабатывающие при прикосновении к сенсору; ЗЦц ЗЦг,..., ЗЦП—триггерные запоминающие цепи При действии на вход nj сигнала от соответствующего генератора Гf включается источник настроечного напряжения ИН<. В простейшем случае таким источником может служить делитель напряжения, подоб, ый показанному па рис. 2.9.
рис. б.зе
220
Если на второй вход (Ь{) цепи ЗЦ( поступит через одну из показаиных на рис. 6j39 целей ИЛИ| управляющий импульс от другого генератора, то настроечное напряжение от HHi проходить не будет.
Через общую выяод-ную цепь ВЦ типа ИЛИ настроечное напряжение поступает на варакторы настраиваемых целей Предположим, что приемник настроен на 2-ю частоту из набора фиксированных частот при помощи сенсора С2 « через выходную цепь ВЦ на варакто-ры подстраиваемых резонансных контуров подается настроечное напряжение от ИН2 Если теперь прикоснуться, например, к сенсору Сь соответствующему настройке ia 1-ю фиксированную частоту, то по цепи С«, Г1, ЗЦ1 на ИН будет передан управляющий сигнал и через цепь ИН| в ВЦ пройдет напряжение, соответствующее новой настройке; через ВЦ оно будет подано та варакторы настраиваемых контуров Одновременно управляющий оипнал поступит на соединенные с Г, входы цепей ИЛИ2, ... ,ИЛИ„ и через них на входы 62,... ,bn цепей ЗЦ2,.. ,ЗЦП; произойдет сброс запомненного в них сигнала, подача управляющего напряжения 2-го кат ала через цепь ЗЦ; прекратится и источник ИН2 ч-се будет выдавать па щяжение, т е. установится настройка на l-ю частоту Аналогично касанием С3 можно произвести переключение на 3-ю фиксированную частоту и т. д.
Настройка может требовать переключения других попей, например для смены частотных поддиапазонов, перехода от приема сигналов с AM к приему сигналов с ЧМ и т п. Эцу задачу решают дополнительные ключевые цепи, также управляемые сигналами от ЗЦ|, ...,ЗЦ„ в требуемых сочетаниях. В -качестве примера на рис. 6.39 предусмотрено получение дополнительных переключающих сигналов при пом щи источников ИНа и ИН;,; число их может быть любым. Источник ИНа приводится в действие при касании сенсоров С2, С3 и Сп-т, а ИНь — при касании -С; н С„; для объединения сигналов служат цепи ИЛИЯ и ИЛ И 6
Существует много вариантов сенсоров; два из них представлены на рис. 6.40 Действие сенсора по схеме -па рис. 640,0 основано на изменении сопротивления цепи при касании электрода Э пальцем благодаря тому, что кожный покроя пальца обладает проводимостью в десятки микросименс. Влияние этой проводимости проявляется в понижении потенциала базы входного транзистора УЛ, причем понижается также потенциал эмиттера, что ведет к опрокидыванию триггера Шмитта .па транзисторах VT2 и 1'7\.
Действие сенсора «ю схеме на рис. 640 6 основано на изменении наводки переменного напряжения на входной электрод транзистора через емкость тела человека. Между контактами / и 2 вводится переменное напряжение от электро-
Рис. 6.40
221
сети или иного источника. При касании электрода Э, что эквивалентно включению между белой транзистора VT, и землей сопротивления человеческого тела, между эмиттером и базой входного транзистора появляется переменное напряжение. Оно усиливается, выпрямляется и поступает на триггер Шмитта, вызывая его опрокидывание В обоих вариантах это приводит к появлению импульса напряжения па выходе.
Г л а в а 7 РАДИОПОМЕХИ И МЕТОДЫ ОСЛАБЛЕНИЯ ИХ ВЛИЯНИЯ НА РАДИОПРИЕМ
7 1. КЛАССИФИКАЦИЯ И ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА РАДИОПОМЕХ
Среда распространения радиоволн содержит неоднородности, вызывающие поглощение и рассеяние их энергии во времени t, по частоте f, пространственным г н поляризационным р координатам. В результате возникают случайные искажения сигналов, представляющие собой мультипликативные помехи. О ih проявляются в виде замираний, многолучевого распространения, краевых искажений посылок, межсимвольной их интерференции. Наиболее полной характеристикой среды распространения служит тензор передачи Н(/, {. г, р). Однако использовать Н(-) трудно из за необходимости учета большого числа фактороп, их взаимной зависимости, недостаточности статистических сведений. Поэтому капал обычно характеризуют передаточной функцией р(0, являющейся частным случаем тензора Н( ) при фиксированных значениях f, г и р.
В общем случае среду распространении радиоволн рассматривают как не стационарную линейную систему со случайными параметрами. Однако физическая природа реальных каналов такова, что имеются локальные временные интервалы ТС1, в пределах которых принимаемые сигналы и помехи можно рассматривать как стационарные случайные процессы. По экспериментальным данным для ионосферных радиоканалов декаметровых води и тропосферных каналов 7вт=-5... 15 мин.
Кроме мультипликативных помех, иа сигнал во время прохождения его в пространстве накладываются аддитивные помехи, создаваемые различными источниками электромагнитного излучения.
Под электромагнитной радиопомехой понимается любое нежелательное электромагнитное воздействие в диапазоне радиочастот, которое ухудшает качество воспроизведения передаваемых сообщений. Воздействие помех можег быть радиационным (через пространство) и кондуктивиым (через провода, шасси и пр) В первом случае говорят о помехах излучения, во втором — о кондук-тнвных помехах.
По принадлежности системе связи, в которую входит данная радиолиния, различают вне- и внутрисистемные помехи. Как те, так и другие мопут быть естественного и искусственного происхождения. Внесистемные помехи создают
222
ся ‘источниками, ке принадлежащими дайной системе связи. К их числу относятся атк'.осфериые, индустриальные помехи, галактическое и тепловое излучине Земли, а также помехи, создаваемые непреднамеренно или умышленно сторонними радиотехническими устройствами. Внутрисистемные .помехи могут возникать в процессе работы группы радиолиний, объединенных в данную систему связи а также в функциональных элементах самой радиолинии. К ним относится собственные шумы элементов радиоаппаратуры, шумы квантования, переходные межканальные помехи, внеполосные и побочные излучения передатчиков, излу-че шя гетеродинов, .коммутационные и контактные помехи, фон переменного тока и др
Большинство помех представляет собой нестационарные случайные пронес сы. Однако возможны детерминированные (например, гармоническая) и стационарные (тепловые шумы аппаратуры, шумы Галактики и др.) помехи В зависимости от соотношения протяженностей помехи и сигнала по осям времени н частоты различают три группы помех: сосредоточенные во времени (им пульсныс), сосредоточенные по частоте и флуктуационные (шумовые).
Импульсная помеха представляет собой нестационарный случайный процесс в виде непериодической случайной во време1 и последовательности импульсов, длительность которых Гип меньше длительности элементарной посылки сигнала Тс, а ширина спектра l'K п больше ширины спектра сигнала fc. Такие помехи создаются грозовыми разрядами, промышленным оборудованием и т. д. Дли них характерны случайность амплитуд UK к. длительности отдельных импульсов Гап и интервалов &Та н между «ими, а также грудаирование импульсов в пакеты со случайным числом импульсов и случайными интервалами между пакетами Понятие импульсной помехи связано не только с параметрами излучения самого источника, но и с соотношением их длительности с длительностью вызываемых ими переходных процессов в селективных каскадах приемника Помеха сохраняет импульсный характер иа выходе приемника, если Г« п меньше длительности переходного процесса Тп.ч а интервал ДГа п превышает Гп п. В противном случае она может превратиться в помеху флуктуационного характера на выходе приемника.
Грозовые разряды возникают одновременно в различных районах земного шара. Поэтому в пункте приема могут присутствовать помехи от ближних и дальних гроз. Первые характерцы тем, что их спектральная плотность убывает обратно пропорционально часто! е, вторые образуют флуктуирующее поле ива-зистацнопарного характера, интенсивность которого зависит от времени суток, года, свойств поверхности Земли н т. д. В дневное время уровень помех на 16 ... 20 дБ меньше, чем ночью; лад океаном он на 5.. 10 дБ ниже, чем над континентом; летом он выше, чем зимой. Наибольшую интенсивность помехи имеют в диапазоне до 30 «Гц, и с ростом частоты она .уменьшается со скоростью 50 дБ иа декаду.
Радиопомеха называется сосредоточенной (по частоте), если ширина ее спектра не превышает ширины спектра сигнала Таковы непреднамеренные помехи от сторонних передатчиков, которые являются наиболее частой причиной нарушения связи
Флуктуационные помехи не сосредоточены по частоте и времени, оии имеют более широкий спектр, чем сигнал, и присутствуют на входе приемника постоянно. К их числу относятся собственные шумы радиоаппаратуры, шумы Галактики, а также суммарные колебании, образованные большим числом сосре-
223
доточенных или импульсных составляющих, равноправных nd интенсивности и обладающих одинаковыми стохастическими свойствами
Радиоизлучение Галактики складывается на распределенных фоновых шумов и шумов дискретных источников (планеты, радиозвезды, радиотуманности). Интенсивность излучения дискретных источ тиков зависит от направленности приемной антенны и угла места над уровнем радиогоризонта. Температура фоновых шумов при узконаправлеиных антеннах практически не зависит от координат точки небесной сферы; с трестом частоты она убываетсо скоростью около 20 дБ на декаду и на частотах выше 3.. 5 ГГц становится пренебрежимо малой Однако на таких частотах быстро возрастают шумы атмосферы, вызываемые поглощением и нереизлучением энергии радиоволн кислородом и парами воды; их частотная зависимость имеет максимумы «при длине волны 0,25; 0,5 н 1,36 см. В диапазоне частот 1 .. 10 ГГц при углах подъема антенны 'более 5° шумовая температура Галактики Гш.г~(1 ... 30) К, атмосферы 7Ш,Ь = (2 ... 200) К, Солнца Тш (2'10*... 3 10s) К (изменяется по 11-летнему циклу). Шумовая температура Земли Гш.э пренебрежимо мала, так как тепловое излучение ее воспринимается только баковыми и задними лепестками диаграммы направленности антенны поэтому этот диапаэон наиболее пригоден для космической связи.
Мгновенные значения флуктуационной помехи распределены по нормальному закону с нулевым математическим ожидавшем, а фаза — равномерно. Плотность вероятности огибающей помехи подчиняется заколу Релен
W (Оф) = (£W<4) exp ( — 1/ф/2Оф),
Джи open я огибающей помехи, характеризующая интенсивность флуктуаций в доследетектор«ном тракте приемника, со «ю 2 .
Оф^\и^(иф}аиф— «0,43о£
о о
Кроме того, флуктуационная помеха — «гладкая» по сравнению с импульс юй; ее пик-фактор КПф=1/ф max/o®=3, где Пфт01 — максимальное 1мгновентое значение помехи. Действительно, вероятность
Р(1/фтах>Зоф)= J «7 ((/ф)Л/ф«: 0,0013.
Зоф
Наиболее характерная флуктуационная помеха—белый шум. Это стационарный случайный процесс, спектр которого равномерен во всем диапазоне частот и подобен спектру белого света. Функция автокорреляции белого шума Вш(т) = 0,5т2а о имеет вид дельта-функции, где v^.o — односторонняя спектральная плотность мощности, Вт/Гц. Любые два временных сечения белого шума, отстоящие на сколь угодно малое расстояние, не коррелированье Реализации такой помехи ие предсказуемы, что затрудняет борьбу с ними. Модель помехи в виде белого шума не реализуема, так как источник должен обладать бесконечно большой мощностью. Однако на выходе фильтра с конечной полосой пропускания мощность помехи всегда конечна, поэтому такая идеализация не затрудняет расчетов и флуктуационную помеху можно аппроксимировать белым шумом, если спектр се равномерен в пределах полосы пропускании входной цепи «приемника. В отличие от импульсной помехи при белом шуме на входе приемника эффективное напряжение помехи на его выходе пропорционально кор-
224
ню квадратному из «полосы пропускания. Это объясняется тем, что составляющие белого шума не коррелирован ы и суммируются по мощности, в то время как составляющие импульсной помехи складываются сннфазио, т. е. по напряжению.
7.2. ИНДУСТРИАЛЬНЫЕ РАДИОПОМЕХИ
С ростом технической вооруженности народного хозяйства возрастает роль индустриальных радиопомех. Повсеместно, за исключением удаленных сельских местностей, уровень этих помех превышает уровень естественных помех Индустриальные помехи могут иметь дисиретный и сплошной спектр К источникам помех с дискретным спектром относят промышленные, научные и медицинские установки, гетеродины приемников. генераторы разверток электронно лучевых трубок н др. Помехи со сплошным спектром создают системы зажигании автотранспорта, бытовые электрические и осветительные приборы, линии электроне редачи (ЛЭП) и др. Носителями помех являются металлические конструкции, например трубы водопровода, тросы лифтов и т. п. Дальность действия помех составляет от единиц до тысяч метров. Интенсивность помех излучения характеризуют напряженностью поли па заданном расстоянии от источника (обычна от I до 300 м) и выражают в децибелах по отношению и 1 мкВ/м (сокращенно дБмкВ/м). Интенсивность помех характеризуют током и напряжением на выходных зажимах источника; i омехи затухают в процессе распространении, причем тем сильнее, чем выше частота, и на частотах более 30 МГц с ними можно не считаться.
Помехи от промышленных, научных и мелнцшоких установок обладают радиусом действия до 30 км н отрицательна влияют на службы радиовещании, телевидения, радиосвязи и др.
Двигатели внутреннего сгорания создают серии мощных импульсов длительностью 0.2... 0,5 мкс; спектр таких помех простирается до 2 ГГц с максимумом в диапазоне 30... 150 МГц.
Помехи от ЛЭП занимают полосу от 3 кГц до 300 МГц с наибольшей интенсивностью на частотах до 30 МГц; ypoaei ь помех быстро возрастает при увеличении линейного напряжения свыше 40 . 70 кВ, причем максимум спектра смещается при этом в сторону верхних частот.
Особую группу источников помех образуют бытовые электроустройсгва (холодильники, полотеры, электроинструмент и пр.) они особенно опасны для близко расположенных приемников, имеющих с шми общую сеть питания
Борьбе е индустрнальнымв помехами уделяется большое внимание. Для каждого типа источника устанавливается максимально допустимый уровень создаваемых помех, указываемый в Общесоюзных нормах, введенных Государственной комиссией по радиочастотам (ГКРЧ). Выполнение норм контролирует Государственная инспекция электросвязи (ГИЭ) Например, допустимая мощность излучения промышленных, научных и медицинских установок в пределах выделенных полос частот составляет 105... 115 дБпВт*, а за их пределами — 50... ... 57 дБпВт; допустимая мощность электроустройств с электродвигателями, эксплуатируемых в жилых домах, в полосе частот 0,15 . 300 МГц лежит в пределах 45... 55 дБпВт, а в полосе частот 300... 1000 МГц составляет 55 дБпВт.
* Децибел по отношению к 1 пВт.
8—12
226
7.3. НЕПРЕДНАМЕРЕННЫЕ
СТАНЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
Помехи от работающих радиосредс в часто являются основным мешающим фактором Они мо вызывать в приемнике нежелательные нелинейные эффек-ы и непосредственно проходить по соседнему и побочным каналам.
Электромагнитные излучения перадатч ков делят на основные и i ежела тельные Основное излучение содержит спектральные составляющие в пределах минимально необходимой полосы частот Пв, требующейся при данном классе излучения для передали сообщений с заданной верностью и скоростью. Нежелательные излучения образованы составляющими вне полосы П„. Они могут действовать на приемник через антенну, цели коммутации и литания, технологические отверстия в корпусе и электромагнитных экранах, ухудшая его помехоустойчивость Неосновные излучения подразделяют на внеполосные и побочные.
Внеполосные излучения занимают полосу частот, примыкающую к полосе основного из учения, и обусловлены процессом модуляции рабочего сигнала. Борьбу с помехами этого вида ведут не только в приемнике путем фильтрации сигналов, но и в самом источнике путем лучшей фи ьтрации сигналов, ограничения спектра модулирующего напряжения, обеспечения линейности модуляционной характеристики.
Побочные излучения обусловлены нелинейными процессами в элементах передатчика, не связанными с модуляцией, и могут возникать на частотах, значительно отличающихся от несущей частоты fB. Таковы излучения па гармониках, субгармониках и др
Неосновные излучения передатчиков ухудшают электромагнитную совместимость радиосредств, поэтому они регламентируются Общесоюзными нормами.
Необходимо также учитывать излучения гетеродинов приемников, проникающие в окружающее пространство через антенну, соединительные провода и шасси. По сущее вующим нормам, например, мощность излучения гетеродинов приемников декаметровых волн не должна превышать 1,5 нВт
7 4 ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ РАДИОПРИЕМА КАК КОМПЛЕКСНАЯ ПРОБЛЕМА
Помехоустойчивость является о|дной иа главных проблем теории и техники радиоприема. Она включает анализ восприимчивости приемника к радиопомехам, отыскание способов приема сигналов, обеспечивающих наибольшую помехоустойчивость при заданном классе сигналов и видах помех, и выбор средств технической реализации этих способов.
Задача приема сообщений при наличии помех является типичной статистической. Решающая цель определяющая, какое сообщение несет принятый сигнал, является важным функциональным элементом приемника. Раздел статистической теории связи—теория оптимальных методов приема — занимается оптимизацией характеристик этой цепи. Основная задача теории оптимального приема состоит в формировании правила решения синтезе структурной схемы решающего устройства в соответствии с выбранным критерием оптимальности и заданными начальными ограничениями с последующим количественным анализом характеристик устройства.
22b
у.
Разнообразие сигналов в системах радиосвязи обуслотило специфику решения задачи оптимального приема. Множество дискретных сигналов счетно и ко нечно; множество непрерывных сигналов непрерывно н несчетно, и для них следует различать передачу значений и передачу колебаний. Первый случай соответствует дискретной передаче непрерывных сообщений; при этом значение информационного параметра на ин ервале длительности сигнала остает я неизменным, но является случайной величиной. Второй случай —это обычная аналоговая передача, например, телефонных сообщений, и здесь информационный параметр—случайная функция времени.
Прием сигналов в порядке указанного перечисления называют в теории свя зи различением сигналов (в случае двоичных сигналов с двоичной паузой говорят от обнаружении сигналов), оценкой параметров сигналов, воспрюизведе-нем сообщений Между этими видам приема нет принципиальных различий, однако при решении оптимизационных задач имеются некоторые особенности как в подходе, так и в используемом математическом аппарате. Подробно эти задачи рассматриваются в курсе теории передачи сигналов
Для выяснения решения необходим определен ый минимум априорных сведений о сигналах к помех: х в виде одно- или многомерных законов распределения вероятностей р(х) или плотное и вероятностей W(х). Параметры сигнала, изменяющиеся по закону передаваемого сообщения, являются информационными, значения их на приеме неизвестны, а закон распределения определяется априорным распределением сообщений Если в принимаемом сигнале неизвестны только информационные : араметры то говорят, что сигнал известен точно. Если же неизвестны и остальные параметры, то имеем сигнал с неизвестными параметрами Последние могут быть случайными величинами или случайными функциями времени, при этом говорят о сигнале со случайными параметрами.
Полное знание априорных сведений о сообщениях и помехах при сигналах, известных точно обеспечива наивысшую достоверность решения и максимальную помехоустойчивость приема Такую помехоустойчивость называют потенциальной, а реализующий ее приемник — идеальным В реальных условиях всегда имеется некоторая сопределен ость сведений о сипалах и помехах, и реальная помехоуст йчивость ‘ниже потенциальной
Теория атистичееких решений, используемая в задачах оптимального приема, — это теория принятия решений в условиях <еопределенности Основополагающими снятиями ее служат функция потерь и средний риск. Задача состоит в том чтобы на основании анализа смеси сигнала х(Г) и помехи n(f) вынести решение у~ЭДе(/)] о том, какой сигнал ередавался Вид фу к «тональной зависимости f[z] определяет правило решения. Решение у может отличаться от ястиниого значения х из-за действия смех. Поэтому принятие каждого решения сопровождается риском зависящим от х и у Функция С„(х у), называемая ф икцией потерь ависит от назначения радиолинии и требований к принимаемым сообщениям Правило зыбора ее заключается в том, что она должна быть адекватна физической природе задачи и быть тем больше, чем сильнее расходятся оценка сигнала и его истинное значение.
Поскольку аргументы х и у случайные, то функция С„ также случайная, и для возможности использования ее для описания качества приема вводят математическое ожидание функции ютерь
Л(-£(С„(х| У)Ь (7.1)
227
8*
«взываемое средним риском [Оптимальным считается приемник, который при заданном виде функции Ся обеспечивает минимум Яо. Оптимизация приемника с позиций теории статистических решений сводится к отысканию правил решения, минимизирующих средний риск Такие правила называются байесовскими.
Для непрерывных сигналов средний риск
#в = Г ( сп(ж; у)Г(х, y)dxdy, (72)
зс *v
где Sx, —области возможных значений х и у.
Для дискретных сигналов ' м
Яо = 3 С" ^Xl ’ Р VJ> > (7.3)
где ?/, М — число возможных сигналов и решений. В дальнейшем будем полагать M—N.
Пример 7.1. Выжслим Ro для двоичного симметричного канала при равновероятных сообщениях. На основании (7.3) имеем
= Р (х1‘, п Сл (х2; у±) р (x2; Yj) Сп (xs, yj) -|-
4-P(-Ki; Уг) Cn(Xv У») + Р (ха, ?а)Сп(х2; у2).
Так как р (xf, yj) = р (xt) р (у/|х/); Р (х2) = р (хг) = 0,5; р(У1]хв =р(у1|х1) = = Р (Vil*a) = Р (Yilxi) = Ро> где <д> и р0 — вероятности правильного и ошибочного приема то
= 0,5 [Cn (xj. y*)-|-Cn(x2; Vj)l + 0,5д0 [Cn'fxj; уа) + Сп (х2; Ут)]-
В зависимости от правила решения получим рв и q0 и при заданной функции Сп — значе ше Ro.
Пример 7 2 При оценке параметров сигналов и воспроизведения непрерывных сообщений часто используется квадратичная .функция потерь
Cn(*i у)-(у— х)». (7 4)
Подставив это значение в (7.2), получим
R =£{(у—x)’J,
т. е. средний риск представляет собой среднеквадратическую ошибку и, следовательно, широко используемый критерий минимума среднеквадратической ошибки является частным сличаем критерия минимума Ro при функции потерь ви да (7.4)
Пример 7.3. При 'подаче дискретных сигналов в радиосвязи обычно используется простая функция потерь
{С» = 1 при i=Aj,
О при «=/. ( 1
В этом случае согласно (7.3) имеем N М
R^C ЩрМ ^Р(?у|х() = С0Рош, (7Ь)
где РОш—средняя вероятность ошибки приема. Следовательно, оптимальный приемник при простой функции потерь минимизирует вероятность ошибки. Т -кой прием нк как известно называется оптимальным по Котельникову, а кри-228
терий оптимальности (7 6) — критерием Котельникова, или критерием идеального наблюдателе
Выбирая различные функции потерь, мы получаем различные критерии оптимальности, являющиеся частными случаями общего критерия — минимума среднего риска.
' Схема оптимального приемника двоичных сигналов, обладающего потенциальной помехоустойчи-
Рис. 7 I
«остью при помехе в виде белого шума, приведена на рис 7.1. Она содержит генераторы Г, и Г2 ожидаемых сигналов, перемножители П, интеграторы И, цепь сравнения ЦС и пороговое устройство ПУ, управляющее сигналом УС.
Перемножители выполняют роль детекторов, выделяя огибающую входного сигнала. Действительно, если х( (1) = £Asin u>t, то на выходе соответствующего
перемножители получим
xi (О *( (0 = 0,5и\—0.5 Ui cos2w t
Высокочастотные колебания удаляются интегратором, выполняющим роль фильтра нижних частот. Детектор в виде перемножители требует для своей работы опорного напряжения, оиихрониэяровасткого по частоте и фазе с принимаемым сигналом, и поэтому называется когерентным. Следовательно, приемник, оптимальный по Котельникову, можно также назвать когерентным приемником е накоплением, у которого роль накопителя выполняет интегратор.\
Для упрощения реализации приемника в его схему вносят изменения. Естественно, что упрощение обеспечивается ценой некоторого снижения помехоустойчивости.
Выи есе: ие решения осуществляется путем сравнения напряжений на выходе интеграторов в момент окончания сигнала t = Tc, что соответствует общему понятию фильтрации сигнала. Интегратор часто заменяют фильтром нижних частот и оценку сигнала выполняют в определенный момент времени f<Tc, обычно в середине сигнала. Этот метод получил название (стробирования, или однократного отсчета; его называют также методом «укороченного контакта». Подобный приемник называют когерентным без накопления
Важное преимущество когерентного приема — линейная зависимость отношения сигнал-щум на выходе от того же отношения на входе При некогерентном приеме зта зависимость при елабых сигналах оказывается квадратичной и помехоустойчивость ухудшается. |
Дальнейший путь упрощения устройства — замена когерентного детектора «екогерентным, в результате чего приемник оказывается некогереитным без накопления. Он наиболее прост, но и наименее помехоустойчив При большом отношении сигнал-шум на входе преимущество когерентного детектора невелико. Иногда для повышения помехоустойчивости после детектора ставится интегратор. Такой вид приема называют приемом с последетекторным пптегрированн-ем, а сам приемник — иекогерентным с наконле жем
Известен также иекогерентный приемник с додетекториым интегрированием, когда интегрирование осуществляется в высокочастотном тракте промежу
229
точной частоты с помощью узкополосного фильтра, после которого стоит обычный некогерентный детектор.
Роль коррелятора в оптимальном приемнике заключается не только в детектирования с накоплением но и в разделении сигналов. Желательно, чтобы при наличии на выходе одного сигнала, например z(Z) =x((t)+«(/), напряжение на выходе коррелятора было только в тракте сигнала х,. а в другом тракте отсутствовало. Для этого выбирают такую форму сигналов, при которой обеспечивается минимум их взаимной корреляции. При этом коррелятор осуществляет разделение сигналов.
Пусть в линии связи используются ортогональные сигналы x (i) =U sin а>1 и x3(i) —(Jjcosut Тогда при передаче сигнала xi(t) на выходе неремножнтелей П| и Па приемника на рис 7.1 имеем
= 0,5//) (1 —cos 2w/); *i (0*а (0 = 0,5 Ui Ut sin 2 со t
т. е. во втором тракте низкочастотный сигнал отсутствует, а побочные продукты детектировав!я отсеиваются интегратором.
Замена когерентного детектора некогерентным приводит к потере способности разделять сигналы. Поэтому в некогерентном приемнике перед детектором должны быть предусмотрены разделяющие устройства, например, в приемнике двоичных посылок с частотной манипуляцией — фильтры, разделяющие посылки I и О
Помехоустойчивость оптимального приемника при прочих равных условиях зависит только от отношения энергии сигналов к спектральной плотности шумов. Она не зависит от полосы частот, занимаемой сигналами, поскольку полоса пропускания оптимального приемника соответствует ширине спектра сигналов, С расширением полосы пропускания растет число составляющих помехи, но одновременно увеличивается и число составляющих сигнала, В реальном приемнике вероятность ошибки определяется отношением мощности сигнала к мощности помехи которая пропорциональна полосе пропускания
Задача оценки помехоустойчивости приема сигналов осложняется при действии не одитгочной помехи, а комплекса помех. Если бы приемник содержал только линейные элементы, то задача состояла бы в определении результата прохождения каждого из компонентов помех черев приемный тракт. Однако реальные приемники содержат и нелинейные элементы, в которых в результате взаимодействия сигнала и помехи возникают новые составляющие, происходят изменения статистических характеристик процессов.
Пример 7.4. На вход приемника ЧМ сигналов поступает аддитивная смесь 2(/) сигналов x(t), сосредоточенных помех y(t) и шумов п(/). Пусть x(t) и y(i) имеют вид ЧМ колебаний: x(f) = £/ссоз а и y(t) = Uncos 0, где
t t
a — $$c(i)dt, 0 = ыи7-|~Дшп
—О© —*<
So (/), so(t), Д»с, Дц>п — модулирующие процессы и девиация частот сигнала и по-мехи Этот случай однотипности сигналов и помех наиболее опасен. Для самой схемы приемного тракта примем следующие допущения: коэффициенты усиления всех каскадов равны единице, частотный детектор ЧД и выходной фильтр (нижних частот ФНЧ — идеальные, в качестве числовой характерно икн помехоустойчивости используется превышение сигнала над помехой Л,с=/’с/Рв. Обо
230
значим. i)—UnlVc', <0р=|<0п'—о< , ф=Р—ct. Тогда результирующее колебание, образованное х(() и ^((), будет «о=1/осоэ.(а+0), где амплитуда и фаза определяются выражениями
Ge = Uc V' + ч1 + 2Л cos-ф; 0 = arc g (л sin ф/(1 Ц- л<а s'l’)).
Допустим далее, что РС23>РИ и РО2>»РШ При этом суммарное воздействие шумов и сосредоточенной помехи на частотный детектор можно рассматривать раздельно, а спектр на выходе детектора определяется суммированием спектров обеих помех. С учетом ij<£1 и выражений для ий и 0 получим
0 = аг c;tg pl sin ф); и0 — Uо cos [<ас t -f- <р (01»
где
t
фКО-ДВс ро(ОЛ + 0(О.
На выходе адеа ьного частотного детектора сигнал пропорционален производной фазы входного колебания, где коэффициентом пропорциональности выступает крутизна характеристики детектора S4R. Тогда
иаых Ю в S<md <р (ty/dt — 5ЧД [Atocsc (/) -f- <f 0 (t /di].
Здесь первое слагаемое обусловлено сигналом, второе—«помехой, т. е. иВИ1|'<) = "0о вых-t-Unirtix. Мощность сигнала на выходе ЧД Р0=ЗгчдД<йс, а мощность помехи
1 “Лф
Gn^(^dca-
где спектральная плотность мощности помехи С^(-) зависит от спектральных плотностей Ge n(w) и Оап(ч>) процессов
cos
I пД©0 pG(/)d/
cos п Дшп j sn (/ di
Мощность шума на выходе детектора в полосе фильтра нижних частот
I 2п ЛФ
Рщ * 1 Ощ (со) d «в.
2п 0
где Ош (со)—спектральная плотность мощности шума.
Для отыскания полкой мощности помех на выходе детектора Рс«ыж™Рп+Рш необходимо определить Go«(ti>), 6Dn(<i>), Go(ti>). Выражения для этих величин в общем случае отражают эффект нелинейного взаимодействия х((), (/(() и n(t) в частотном детекторе.
Пример 7.Б. На вход фазового детектора поступает тддитивиая смесь г(1) = •=jc(t)+y(f) +«(/), где сигнал лЦ() =Gccos[ti>c(+<pc(()] Фаза сигнала в интервале (0, я может принимать фиксированные значения <pCj—<pC(/-i)=2n 2* где А=1,2 . Для простоты будем полагать k=l что соответствует фазовой мани пуляцин. Детектор будем считать идеальным с нулевой шириной порогов, определяющих границы изменения элементов сигнала. Если под воздействием помех или шумов вектор их суммы пересечет граничную линию, то будет зафиксирован ошибочный элемент сигнала. Так как Л=], то Дф=л/2, Сосредоточенная помеха y(t) — l/npos[<aq(+«pn(() + Фс(0], где фп-(() характеризует фазовую
231
“fO 13 16 модуляцию помехи- фо (0—начальная фаза, равно-"1 "Г Т f ' мерно распределенная на интервале (0,2л), Собст-
венные шумы приемника представим в виде "(О’* = (7(/)cos<iM+v(/)sin<o0t При когерентном приеме на один вход фазового детектора поступает смесь г (Г), а на другой — опорное напряжение гетеродина Ur(O“^r cos ысЛ На выходе фильтра нижних частот Z/ои У2о, где Ao = t/C + t/д cos[,wp^4"Y{^)]j
Уо — Un sIn[<i>p(+?(Ol +«(0; Y(0 “ фп(0 +фо(О-
Ошибка будет возникать при |ао| >Дф, где а0 — фаза результирующего вектора. Характеристику поме
хоустойчивости удобно строить в виде зависимости Рош (Л2С; А2), где Агс — превышение сигнала иад шумами, Ла— параметр, характеризующий защитное отношение (допустимое превышение сосредоточенных помех над сигналом по мощности на входе приемника). Вид этой зависимости показан на рис. 7.2
При анализе помехоустойчивости приемника обычно предполагается, что помеха проникает ,в приемник через антенну. В действительности это не всегда имеет место. Радиоприемная аппаратура выполняется в виде совокупности функциональных блоков имеющих общий антенный вход один или несколько обших источников литания, а также общую шину заземления. В этих условиях помехи могут воздействовать на различные блоки, минуя антенный вход, через цепи питания, технологические отверстия в экранах, цепи заземления и др. Поэтому действие помех можно представить схемой на рис. 7.3, где обозначает аддитивное иди мультипликативное воздействие помехи на сигнал на входе i-ro блока, описываемого оператором Lt Решение задачи помехоустойчивости приема в этих условиях позволяет отыскать наиболее уязвимое место воздействия помехи, оценить требуемые защитные отношения помех в каждой точке приемного тракта, определить допустимое множество помех, обосновать нормы на нх параметры и др. На помехоустойчивость влияют свойства сигналов и помех и соотношение их параметров с показателями блоков приемного тракта, способ обработки сигнала наличие нелинейных элементов, возможные пути проникновения помех и т. д. Вследствие сложности задачи обычно ограничиваются ориентировочными оценками помехоустойчивости. Под оценкой помехоустойчивости при выбранных моделях сигналов и помех понимается определение порядка величины и отыскание тенденции изменения числовой характеристики помехоустойчивости в зависимости от параметров сигналов и помех. Получение оценки помехоустойчивости проще, чем точный ее расчет, так как для этого пригодны более грубые математические модели.
Рис, 7.3
232
7.5. ОБЩАЯ ХАРАКТЕРИСТИКА СПОСОБОВ ЗАЩИТЫ РАДИОПРИЕМНИКОВ ОТ ПОМЕХ
Для борьбы с помехами в приемниках используют различные способы. Рассмотрим некоторые из них.
При расположении передатчиков и приемников вблизи друг от друга — на кораблях, самолетах, приемно-передающих радио-центрах—наводимая в приемной антенне ЭДС может достигать 100 В и более. Поэтому существует опасность повреждения первого каскада усиления радиочастоты. В качестве примера реализации мер защиты на рис. 7 4 показана упрощенная схема преселектора одного из магистральных приемников декаметровых волн — инфрадина (см. § 4.5). Допустимая ЭДС на входе составляет около 100 В, при больших ЭДС срабатывает реле Р, замыкая антенный вход на корпус. Противолокационный фильтр нижних частот ПЛФ имеет частоту среза около 200 МГц Он защищает вход приемника от воздействия мощных сигналов радиолокаторов, которые работают на более высоких частотах. В аттенюаторе АТ входное напряжение ослабляется ступенями на 10, 20 или 30 дБ
Аттенюатор вводится при приеме сильных сигналов. Ослабляя полезный сигнал до еще приемлемого уровня (выше уровня чувствительности), он в той же пропорции ослабляет и помехи, число и суммарный уровень которых в широкой полосе пропускания преселектора высоки. Благодаря ослаблению помех уменьшается интенсивность продуктов их нелинейного взаимодействия между собой ис принимаемым сигналом в первых электронных приборах при емника.
Это взаимодействие приводит к двум нежелательным явлениям напряжение более слабых сигналов изменяется под влиянием более сильных. В частности, принимаемый сигнал, модулированный передаваемым сообщением, оказывается одновременно промодули рован ным разною рода помехами;
в результате нелинейного преобразования сложного суммарного спектра образуются комбинационные составляющие, частоты которых так близки к частоте принимаемого сигнала, что попада
Рве. 7.4
233
ют в полосу пропускания приемника Накладываясь на сигнал, они могут невосстановимо исказить его
Нелинейные продукты пропорциональны 2-й, 3-й и более высоким степеням напряжений помех, поэтому уменьшение этих напряжений ослабляет их действие во много раз. Если при помощи аттенюатора понизить напряжение сигнала на входе приемника в 10 20 раз, то помехи, вызванные рассмотренными явлениями, ослабляются в сотии раз.
В полосовом фильтре ПФ1 предусмотрена транзисторная цепь защиты Ц31 с порогом срабатывания около 20 В. Усилитель УС выполнен на полевом транзисторе с большим динамическим диапазоном и также содержит цепь защиты Ц32. Нагрузкой его служит полосовой фильтр ПФ2 с частотой среза 31 МГц, обеспечивающий подавление зеркального канала при высокой первой промежуточной частоте, превышающей 31 МГц.
Электромагнитный экран (ЭМЭ) служит для ослабления электромагнитных полей, создаваемых сторонними источниками. Экранирование не решает полностью задачи подавления индустриальных радиопомех, если источник помех соединен проводами с приемником. В этом случае в помехонесущие провода необходимо включать заградительные фильтры, ослабляющие токи радиочастот и пропускающие без заметного ослабления постоянный ток и токи промышленной частоты.
Другие способы борьбы с помехами представляют собой целый класс технических решений, связанных с обработкой принимаемых сигналов. Среди них наиболее обширную группу образуют способы селекции сигналов.
Сигналы обладают конечным множеством параметров, и качественные и количественные отличия их используются как признаки селекции. Различают пространственную, поляризационную, частотную, временную, амплитудную, кодовую, статистическую и функциональную селекцию.
В зависимости от объема используемой информации селекцию можно классифицировать по результатам обработки одиночных или группы сигналов, поступающих по одному или нескольким каналам. По характеру априорных сведений различают первичную и вторичную селекцию. В основе первичной селекции лежат различия между параметрическими признаками сигналов и помех. Вторичная селекция основана на внесении в радиосигнал специальных дополнительных признаков, позволяющих повысить достоверность обработки.
7.6 КОМПЕНСАЦИОННЫЕ СПОСОБЫ ПОДАВЛЕНИЯ ПОМЕХ
Спектры сигналов и помех нередко перекрываются, что затрудняет частотную селекцию сигналов. Приходится использовать Другие методы селекции.
234
Рис. 7.8
При наличии двух приемных антенн можно обеспечить прост-SancTBeiiHoe разделение каналов и компенсацию помех (рис. 7.5). .ействительно, для сосредоточенной помехи, действующей на антенны Л, и А2, имеем: uni (/) = t'niexp[j (coH~ipo+<Pn)]; «П2(0 = = L\,2exp[j где <р0— начальная фаза; <pn= (2nd/X)sinen —
разность фаз, определяемая пространственным разнесением антенн d и углом 6„ прихода радиоволны. Тогда на выходе вычитающего устройства ВУ получим
*п (0 = «и (0 Ki ехр (—j cpj)—«lia (f) Кг exp (—j <j>s),
где qn, <p2— фазовые сдвиги, создаваемые фазовращателями ФВ, и ФВ2; /Ci, К.2 — коэффициенты усиления усилителей УС| и УС2. Если выполняются условия |<р,—(р2|=л и K\Uщ = КгИП2, то помеха на выходе ВУ отсутствует Если одновременно с помехой, но с другого направления 0с¥=Оп приходит сигнал, то чрс^фп и компенсации сигнала не произойдет. Однако наличие двух антенн и необходимость точной подстройки фазовращателей (дц—gi2=n) усложняет реализацию устройства, а при действии нескольких помех с различных направлений оно становится неэффективным
Если помеха создается передатчиком, расположенным в непосредственной близости от приемника, то компенсация может осуществляться устройством по схеме на рис. 7.6. Здесь ПРД— мешающий передатчик. Опорное напряжение помехи t/n.On с помощью вспомогательной антенны подается на формирователь компенсирующего колебания ФКК. Этот блок содержит два линейных усилителя УС, и УС2 с коэффициентом усиления Ki и К2. Да-
Рнс. 7 6
235
лее проводится инверсия фазы напряжения помехи 1/ПЛГ1 для обеспечения противофазности напряжений помехи на входе рабочего приемника ПРМ от его собственной антенны А и сформированного в ФКК Для этого в цепи одного из усилителей включен фазовращатель ФВ на 90°. Напряжения и U2 складываются в сумматоре С, образуя компенсирующее колебание. Индикатор огибающей ИО определяет момент перехода сум матерного процесса на выходе вычитающего устройства ВУ через минимум и выдает управляющий сигнал на средство управления СУ, пропорциональный неском'пенсированному остатку помехи, в соответствии с которым изменяется Л2-
Перспективны адаптивные компенсаторы, использующие дополнительный корреляционный тракт обработки принимаемых колебаний и микропроцессор для управления амплитудой, частотой и фазой компенсирующих колебаний, подаваемых на вход рабочего приемника. Такне устройства позволяют компенсировать помехи от нескольких источников.
7.7 ЗАЩИТА РАДИОПРИЕМНИКОВ
ОТ ПЕРЕГРУЗКИ ПОМЕХАМИ
Нелинейность вольт-амперных характеристик усилительных и преобразовательных каскадов приемника ограничивает амплитуду входных сигналов сверху, а уровень собственных шумов зада ет ее нижнюю границу Обе причины, взятые вместе, определяют динамический диапазон приемника (см § 1.10) Так как изменения уровня принимаемых сигналов могут достигать 100 .200 дБ, то расширение динамического диапазона имеет первостепенное значение При полосе пропускания, требуемой для данного класса сигналов, динамический диапазон можно расширить только в сторону его верхней границы. Это достигается путем использования электронных приборов с малой нелинейностью, малошумящих мощных полевых и биполярных транзисторов, балансных преобразователей частоты на диодах с барьером Шотки, применением в усилителях отрицательной обратной связи, уменьшением коэффициентов усиления селективных каскадов до значения, обеспечивающего заданную чувствительность, включением на входе приемника регулируемых аттенюаторов (см § 7.6) и др
Преимущества приемника-инфрадина (см. § 4.5) привели к широкому применению приемников этого типа в радиосвязи на декаметровых волнах По принципу инфрадина строятся и радиове щательные приемники с цифровыми синтезаторами гетеродинных частот Широкая полоса пропускания преселектора этих приемников (десятки мегагерц), сделавшая неизбежным соответственно широкий спектр и высокий уровень помех, обусловила особую важность обеспечения линейности входных каскадов Наряду с разработкой новых высоколинейных широкополосных входных усилителей и преобразователей частоты приходится искать и другие пути для ослабления помех, в основном сводящиеся к сужению по-236
лосы пропускания входных цепей при помощи коммутируемых фильтров либо к подавлению наиболее сильных сосредоточенных помех при помощи следящих режекторных фильтров с автоматической поисковой настройкой Автоматизированные устройства подобного рода становятся вполне реализуемыми на базе микропроцессоров.
I . 7 8. ПРОСТРАНСТВЕННАЯ
И ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ СЕЛЕКЦИЯ СИГНАЛОВ
Пространственная селекция сигналов основана на применении антенн с диаграммой направленности заданной формы н ориентации либо на функ [иональной обработке (линейной или нелинейной) сигналов, поступающих от нескольких антенн Формирование диаграмм направленности различной формы и управление положением их в пространстве становится особенно гибким при использовании фазированных антенных решеток (ФАР) Наиболее полно пространственная селекция реализуется в диапазоне СВЧ. На трассах радиосвязи на декаметровых волнах протяженностью менее 3000 км разность углов прихода лучей составляет 15... 20°, а для более длинных трасс — 5...6°, поэтому применение остронаправленных антенн с управляемой в вертикальной плоскости диаграммой направленности затруднительно.
!Поляризационная селекция основана на различиях поляризации полей сигналов и помех Приемный антенно-фидерный тракт является поляризационным селектором и мощность колебаний на его выходе зависит от степени совпадения его собственной поляризационной характеристики с поляризацией принимаемых колебаний Поляризационная селекция позволяет улучшить наблюдаемость рабочих сигналов на фоне непреднамеренных станционных помех и отражений от неоднородностей в атмосфере.уПрименение вращающейся поляризации в системах связи на дёкаметровых и более длинных волнах затрудняется реализацией антенн. Кроме того, в этих диапазонах сравнительно велика деполяризация радиоволн под влиянием магнитного поля Земли.
7 9 ЧАСТОТНАЯ СЕЛЕКЦИЯ СИГНАЛОВ
Под частотной селекцией понимается не только простое разделение фильтрами сигнала и помехи спектры которых ле перекрываются, «о и «выделение ра бочего сигнала из смеси его с помехой на основе различия их частотно-спент ральных характеристик.
'Подавление мошных сосредоточенных помех требует улучшения се ектив-ных свойств преселектора, т е увеличения числа резонансных цепей и их до (фотности Применение жидкого гелия для охлаждения резонансных целей обеспечивает их добротность в диапазоне декаметровых волн порядка (3,6 . в)х ХЮ’ что позволяет ослабить помех на 50 ...70 дБ при относительной ее рас-
237
।
стройке от сигнала в 1%. Однако криогенные преселекторы сложны в конструкции и в эксплуатации (
Представляют интерес (ДВа случая — перегруженные и неперегр|уже«иые частотные каналы. Поскольку источники помех статистически- независимы, то можно говорить о средней плотности заирузки канала аа.«—числе помех, приходящихся «а единицу полосы частот. Эта величина позволяет оценить вероятное число сосредоточенных помех JVn в пределах полосы пропускания П.
В перегруженных каналах число помех велико В декаыетровом днаиазоне в пункте наблюдения число помех с уровнем 40... 60 дБмкВ и более доходит до 1600 Прн этом имеются десятки помех с уровнем 90... 100 дБмк'В. Загрузка крайне неравномерна: в полосе частот 6... 18 МГц содержится около 93% всех сигналов.
Селекция сигналов на фоне перекрывающихся с ними по спектру помех может осуществляться с помощью оптимальных согласованных фильтров. В качестве критерия оптимальности часто используют превыше» ие сигнала над помехой иа выходе фильтра. Как покавано в теории передачи сигналов, для обеспечения максимума этого превышения фильтр должен иметь передаточную функцию вида
/Г (J <о) = с G* (] со) ехр (— j о (л).
где с — постоянный коэффициент; <?*()—комплексно сопряженный спектр входного сигнала. Оптимальность такого четырехполюсника понимается в смысле максимизации выходного напряжения, а термин «согласованный» -подчеркивает, что фильтр должен иметь передаточную функцию, соответствующую спектру сигнала. Иначе говоря, частотная характеристика фильтра с точностью до постоянного множителя должна совпадать с амплитудно-частотным спектром сигнала, фазовая характеристика с точностью до слагаемого ш/0 должна быть обратна .по знаку фазовой характеристике сигнала. Подобный вид передаточной функции приводит, во-первых, к тому, что в момент отсчета амплитуды гармонических составляющих сигнала на выходе складываются арифметически, т. е. напряжение максимально, Действительно, полная фаза любой спектральной составляющей сигнала «а выходе фильтра ф0(<й) — й>/+фо(ы)Ч-ф0(<1>), где фс (со) — фаза состав яющей на входе; фо(о)—фазовая характеристика фильтра, и так как фо(о)) =—ata— фс(и), то фО(о>) esO при всех независимо от частоты и следовательно, в эти моменты времени гармонические составляющие сигнала складываются Во-вторых, в фильтре происходит умножение каждой гармоники сигнала на коэффициент тем больший, чем больше амплитуда этой гармоники Поскольку интенсивность шума на всех частотах одинакова, то этим обеспечивается иаивыгоднейшее соотношение между сигналом и помехой.
Непосредственно из этих двух фактов следует, что форма сигнала на выходе оптимального согласованного фильтра искажена. Поэтому такие фильтры можно использовать только прн дискретных сообщениях, когда приемник решает задачу распознавания сигналов по максимуму отсчетов н форма выходного сигнала роли не играет. При приеме непрерывного сигнала рассмотренные фильтры ие могут быть использованы; для решения этой задачи существуют фильтры обеспечивающие минимум среднеквадратмческой ошибки- воспроизведения
Если на входе оптимального фильтра, согласованного с сигналом x(i), действует помеха «(<). то согласно теореме Дюамеля выходной сигнал в момент времени 238
" Oi) “ j n 01) hB 01—1} dt = c f'n (/) X (t0 — h + 0 dt, 0 0
где —импульсная характеристика фильтра При /,=/„=Тс
u(i0) = c\ n(i)xO)dt.
Эта выражение описывает кратковременную функцию взаимной корреляции. Следовательно, оптимально согласованный фильтр соответствует коррелятору в оптимальном приемнике. Оба приемника обеспечивают одинаковую помехоустойчивость, но содержат разные функциональные элементы. Приемник на оптимальном фильтре осуществляет когерентный прием с накоплением поэтому попрело ему необходимо знать рабочий сигнал с точностью до фазы. Объясняется это тем, что отсчет на выходе фильтра снимается в строго определенный момент времени, для чего необходимо знать фазу сигнала.
Для упрощения устройства после фильтра ставят обыч! ые амплитудные детекторы н проводят регистрацию по огибающей сип ала. В этом случае требования к синхронизации снижаются, так как небольшие отклонения от момента it приводят к несущественному снижению уров ih сигнала. Это — некогерентный приемник и помехоустойчивость его ниже помехоустойчивости оптимального приемника.
7.10. ВРЕМЕННАЯ СЕЛЕКЦИЯ И НАКОПЛЕНИЕ СИГНАЛОВ
Г Основными признаками временной селекции являются длительности импуль- ;
са, его фронта и среза, период повторения отдельных посылок или их кодовых комбинаций, положение рабочих импульсов на оси времени относительно опорного, Временная селекция позволяет ослабить действие импульсных помех, длительность которых отлична от рабочих сигналов а также широкополосных не-синхрои 1Ых импульсов помех.
Хорошие результаты для снижения порогового отношения сигнал-шум при заданной вероятности правильного приема дает сочетание временнбй селекции импульсных сигналов с когерентным накоплением Метод накопления представляет собой частный случай оптимальной фильтрации, когда помехой служит белый шум. В отличие от оптимальной согласованной фильтрации метод накопления независимо от формы сигнала реализуется с помощью сумматора или интегратора.!
Для иллюстрации возможностей ме ода накопления рассмотрим задачу регистрации видеоимпульсов с амплитудой Uc на фоне шума п(Г) При использовании сумматора в течение заданного времени Тв берется некоторое число отсчетов W смеси z(f) =.»(£)+я(/). Если интервалы между соседними импульсами сигнала превышают интервал корреляции помех, то на выходе сумматора получим
N
ых = NU а + У п11 (— 1
239
I
где n< — значение функции л(1) в моменты фиксации амплитуды i-то импульса Л Второе слагаемое характеризуется дисперсией где
о*и —- дисперсия функции л (0- Тогда превышение сигнала при накоплении ft,e.»^JV(/sc/oan Так как в отсутствие накопления превышение h*t в-=1/|0/оаЯ1 то выигрыш при накоплении составляет У раз.
•При использовании интегратора в качестве накопителя выходное напряжение
ft
<аых(0«Уо + (1/Гв)5 x(t)dt.
о
Дисперсия помеховой составляющей, характеризуемой вторым слагаемым, о’ц^ТОп/Гв, где т—интервал корреляции помехи. Поэтому hc.«>hsc в7«/т Так как отношение Тя/т равно числу У некоррелированных значений помехи ив интервале Гв, то оба способа эквивалентны, «о реализация интегрирования часто оказывается проще
7 11 АМПЛИТУДНАЯ СЕЛЕКЦИЯ
СИГНАЛОВ
амплитудных селекторах, предназначенных для борьбы с импульсными помехами, используются три основных типа устройств для выделения импульсов, амплитуда Uc которых превышает фиксированный уровень U„ (устройство максимальной амплитуды).
для выделения импульсов, амплитуда которых (Л меньше фиксированного значения UB (устройство минимальной амплитуды).
Селектор первого типа осуществляет ограничение напряжения снизу и используется для отделения сигналов от импульсных помех меньшей амплитуды, улучшая тем самым превышение сигнала. Селектор второго типа осуществляет ограничение сверху. Так действует ограничитель амплитуды импульсных помех Селектор третьего типа представляет собой комбинацию селекторов минимальной и максимальной амплитуд.,
Если помеха в виде белого шума принципиально не может быть полностью подавлена, то импульсные помехи теоретически могут быть устранены полностью Практические способы подавления им пульсных помех можно разделить на компенсационные, динамические и коррекционные. Компенсация возможна додетекторная или последетекторная. Устройство додетекторной компенсации — двухканальное; оно содержит рабочий тракт, воспринимающий суммарное колебание 2(0—*(0+У(0+«(0» и компенсационный тракт, расстроенный относительно несущей частоты сигнала на некоторую величину Д/к. Путем преобразования частоты и фазирования на выходе компенсационного тракта можно сформировать импульсную помеху с такими же параметрами, что и в рабочем тракте, и путем вычитания компенсировать ее. Однако такие устройства требуют высокой идентичности характеристик обоих трактов, а сам компенсационный тракт может быть каналом для прохождения со-240
средоточенных помех; поэтому они не получили широкого распространения
Коррекционные способы основаны на использовании в системе связи помехоустойчивых кодов с избыточностью. Динамические способы используют сочетание амплитудного ограничения с временной селекцией.
Амплитудное ограничение применяется в нескольких вариантах. В одном из них тракт усиления промежуточной частоты содержит широкополосный линейный усилитель (Ш), амплитудный ограничитель (О) и узкополосный усилитель (У). Это послужило причиной названия способа — Ш-О-У. Уровень ограничения UOT выбирается ниже среднеквадратического значения суммарного напряжения сигнала и шумов и сохраняется постоянным.
Пусть на приемник действуют сигнал длительностью Тс и кратковременная импульсная помеха длительностью Tn<gTc. На вы ходе линейного тракта амплитуда помехи U„ пропорциональна Пш, т. е. с расширением полосы Лщ амплитуда Un растет Одновремен но импульс помехи сужается и участок поражения сигнала /уп, в пределах которого Uc<Un, уменьшается Ограничитель вырав нивает амплитуды помехи и сигнала. В узкополосном усилителе, для которого ПуЛ»!, происходит дальнейшее подавление помехи; сигнал же успевает нарасти до своего установившегося значения.
Оценим выигрыш в превышении сигнала й2СП1 даваемый цепью Ш-О-У Если в усилителе У используется одиночный резонансный контур, то огибающая выходного напряжения
и(/) = 4/о[1-ехр(-2/7У0].
где Ua — установившееся значение колебаний Тогда для момен тов времени окончания импульсов сигнала и помехи будем иметь uc(Tc)^Ucm^, ип(Тп)^2и0П,Тв,
и на выходе усилителя
ЛсП « П2ш/4Пу k2ut, где = /7Ш 7П.
Таким образом, цепь Ш-О-У обеспечивает тем больший выигрыш в помехоустойчивости, чем больше отношение ПШ1ПУ.
Наличие амплитудного ограничителя может отрицательно ска заться на помехоустойчивости при сосредоточенных помехах. Пусть, например, в полосу Пш попали две помехи с частотами fnl и fnt, лежащими вне полосы Пу. В приемнике с линейным додетектор-ным трактом эти помехи будут отфильтрованы. В приемнике Ш-О-У на выходе ограничителя возникнут комбинационные частоты 2fnl—fna, 3/ni—2fn2 (см § 7 5) и другие, которые могут попасть в полосу Пу и при достаточной интенсивности подавить сигнал. Таким образом, при увеличении отношения Пш/Пу сильнее подавляются импульсные помехи, но возрастает вероятность подавления сигнала сосредоточенными помехами из-за увеличения их числа в полосе Пш. Поэтому обычно выбирают /7шл; (2,5... ... 6)/7у.
241
7.12. РАЗНЕСЕННЫЙ ПРИЕМ СИГНАЛОВ
Разнесенный прием — эффективный метод борьбы с замираниями Для воспроизведения переданного сообщения в этом случае используется не одна, а несколько реализаций сигналов, отображающих данное сообщение. Идея метода заключается в том, чтобы, ослабив корреляцию между реализациями сигналов, уменьшить вероятность одновременного замирания принимаемых сигналов и, комбинируя их, повысить верность и скорость передачи сообщений. Различают прием
пространственно разнесенный, когда сигнал одновременно принимается несколькими разнесенными в пространстве антеннами;
с разнесением по поляризации, при котором используются различно поляризованные приемные антенны;
с угловым разнесением, использующий сигналы, которые проходят в место приема с некоторым сдвигом по углу в вертикальной и горизонтальной плоскости.
Наименьшие размеры антенного поля при пространственном разнесении получаются при поперечном горизонтальном расположении приемных антенн. Поляризационное разнесение сигналов наиболее эффективно для борьбы с поляризационными замираниями на декаметровых волнах; в микроволновых каналах эти замирания выражены слабее. Угловое разнесение сигналов наиболее эффективно в микроволновых диапазонах
Наиболее распространен пространственно разнесенный прием. При этом чаще других используется сдвоенный прием. Строенный прием дает сравнительно небольшой дополнительный выигрыш и применяется реже; еще реже — счетверенный.
Принимаемые реализации сигналов комбинируются, образуя групповой сигнал
гпр (0 = J 8л 114 (0 х (0 + п (/)], подвергающийся дальнейшей обработке в решающем устройстве. Здесь цл(0 — коэффициент передачи fe-ro тракта разнесения, ? — кратность разнесения, т е. число реализаций сигнала, используемых при формировании группового сигнала; ел — весовой коэффициент, характеризующий способ формирования группового сигнала.
Групповой сигнал может формироваться путем автовыбора тракта разнесения, линейного или взвешенного сложения парциальных сигналов, а также комбинированным способом. При автовыборе 2пр(0 представляет собой реализацию принятого сигнала в выбранном тракте разнесения; при других способах он образуется комбинированием сигналов в нескольких трактах При иеоп-тимальном автовыборе q тракты разнесения, содержащие индивидуальные антенны и приемники, подключают к решающему устройству, которое путем коммутации выбирает тракт с превышением сигнала й2с больше заданного порогового значения й1с пор-
242
Рис. 7 7
Этот тракт используется для приема до тех пор, пока ft2c не станет ниже Л2с.пор, после чего он отключается и выбирается другой тракт со значением Л2с>Л2с.пор и т. д. Весовые коэффициенты при таком способе
при k=r; при fe=#r,
(7.7)
где индекс г соответствует тракту, для которого в данный момент времени Л2с>Л2с.пор. Недостаток способа в том, что выбирается не лучший тракт с Л2с.тах, а любой, удовлетворяющий пороговому условию. При оптимальном автовыборе приемный тракт характеризуется значением h2c=h2crntix; коэффициенты еь по-прежнему определяются условием (7.7), но индекс г соответствует лучшему тракту.
Схема оптимального автовыбора при сдвоенном приеме показана на рис. 7.7. Выходные напряжения приемников ПРМ[ и ПРМ поступают на цепь сравнения ЦС и далее на коммутирующее устройство КУ, управляющее ключами Ki и Кг При линейном сложении все еь=1, т. е. тракты независимо от h2c равноправно участвуют в формировании группового сигнала Для суммирования сигналов с одинаковым весом необходимо обеспечить одинаковое усиление во всех трактах, что достигается с помощью общей цепи АРУ. Синфазность суммируемых сигналов обеспечивается цепью автоподстройки фазы АПФ (рис. 7.8). При взвешенном сложении коэффициенты e.h=V'&с- При этом доля шумов, вносимых в груп
Рис. 7.8
243
повой сигнал трактом с глубокими замираниями, будет мала, что улучшает помехоустойчивость приема. Комбинированные способы сочетают принципы сложения сигналов с автовыбором
7.13. АДАПТИВНЫЕ РАДИОЛИНИИ
В адаптивных радиолиниях недостаток априорных сведений о помехах восполняется путем анализа помеховой обстановки и получения гари этом дополнительной информации, используемой для оптимального управления приемником н передатчиком. Радиоресурсы расходуются гари этом наиболее экономично, но это достигается ценой материальных н временных затрат на анализ текущего состояния канала и его прогнозирование, поиск решения и его реализацию.
Процесс передачи сообщений можно представить как процесс последовательных преобразований сигналов Sf(O источника сообщений различными эле-MeiiraiMH радиолинии; передатчиком (ПРД), средой распространения и приемником (ПРМ), описываемыми соответственно функциоиалыгыми операторами Llt La и Ц (рис. 7.9). Тогда сигналы иа выходе приемника
y(t).
где y(t), n(t) — аддитивные непреднамеренные и флуктуационные помехи.
Очевидно, что функциональный оператор Lz неуправляем Поэтому влияние помех можно скомпенсировать лишь путем целенаправленного управления операторами Lt и Ls Сложность реализации оптимальных значений Llo и Li0 зависит от полноты информации об L3, поэтому адаптивная радиолинии должна содержать анализатор состояния канала АСК и управляющие устройства УУ, обеспечивающие оптимальное регулирование параметров прием ика и передатчика. В зависимости от того, куда вводятся управляющие команды, различают адаптацию по малому контуру, когда проводится регулирование параметров только приемника, и по большому контуру, когда одновременно регулируются и приемник, и передатчик
Вероятность ошибки в адаптивном приемнике не инвариантна помеховой обстановке, а зависит от превышения Л’о п сигнала над помехой и вектора погрешностей работы -функциональных блоков приемника е =([«],..., в*]т. Этот вектор сам является функцией Л%.и. Поэтому при значительных погрешностях реалн задай помехоустойчивость адаптивного приемника может оказаться хуже, чем неадаг.тивного. Выбор того «ли иного подхода к преодолению неопределенности— адаптивного или неадаптмвиого—определяется целевым назначением системы, степенью самой неопределенности и технологическими возможностями
Рис. 7.9
244
Каналы радиосвязи на двкаметровых волнах характеризуются случайными изменениями уровней сигнала. Однако три этом имеются временное интервалы, когда уровень сигнала на отдельных частотах достаточно высок Эти частотно-временные ресурсы можно применить для повышения надежности связи путем построения частотно-адаптивных радиолиний (ЧАР). В ЧАР ,в данный момент времени Используют те частоты которые соответствуют оптимальным условиям. Если все рабочие частоты fo, присвоенные данной радиолинии, равномерно распределить по диапазону, то необходим специальный измерительный приемник для анализа помеховой обстановки часть частот может оказаться непригодной для связи н возрастет время перестройки с непригодной частоты на новую Если же рабочие частоты расположить компактно, то облегчается анализ, сокращается время перестройки, но затрудняется маневр частотами и возрастает вероятность поражения сигналов общими замираниями Поэтому в ЧЛР истоты /₽ объединяются в компактные частотные группы шириной ЛЕч1^7/, где П — ширина полосы пропускания приемника и усилительного тракта передатчика. Это позволяет при смене частот в пределах группы не перестраивать передатчик и приемник, а сама смена осуществляется в синтезаторе частот, являющемся одновременно гетеродином (ом § 6.15). Из-за изменения условий распространения радиоволн и загрузки помехами группы частот приходится менять Это означает что в организационно-техническом отношении ЧЛР представляет собой систему с обратной связью подобную изображенной на рис. 7 9, где УУ» играет роль командно-решающего устройства, формирующего команды на синхронную перестройку ПРД! и ПРМ .
Глава 8 ПРИЕМ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
8.1. АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ В СРЕДЕ РАСПРОСТРАНЕНИЯ РАДИОВОЛН
При проектировании приемников любых назначений необходимо обеспечить достаточно высокое качество воспроизведения передаваемых сообщений и помехоустойчивость приема. Выполнение этих требований зависит не только от конструкции приемника, но и от условий распространения радиоволн. В среде распространения возможны искажения сигнала, коррекция которых в приемнике может быть затруднительной или невозможной; в этой же среде на радиосигнал накладываются помехи. Сведение к минимуму этих эффектов зависит от конструкции аитенн, поэтому в общем случае следует рассматривать антенны и приемники как неразрывное целое. Но массовые приемники, применяемые в радиовещании и низовой радиосвязи с различными, преимущественно простейши-245
ми антеннами, обычно характеризуют показателями собственно приемника.
Несмотря на появление новых систем радиосвязи, главным принципом использования радиоволн, распространяющихся в »т-крытом пространстве, позволяющим обеспечить электромагнитную совместимость систем радиосвязи и радиовещания, остается частотное разделение: каждая радиосистема использует определенные относительно узкие полосы частот. Основными видами модуляции радиосигналов остаются амплитудная и угловая Радиосигналы, используемые в этих системах, относительно узкопвлос-ны, т. е. являются квазигармоническими. В общем случае для них справедливо соотношение
Uc(0 = t7c(0cos^c(f), (8 1)
где iMO =о>оН-|с(0, Uc(t) и |с(0 — функции, медленно изменяющиеся по сравнению с cos<W, поскольку ширина их частотных спектров во много раз меньше несущей частоты fc
При непрерывных сигналах, как уже неоднократно отмечалась, для определенности результатов, а также для упрощения испытаний приемной аппаратуры на соответствие техническим требованиям принимают для Uc(t) и gc(0 моногармонический закон модуляции, т. е. при AM
t/0(0-l/co(l+<cosficO (8 2)
и при ЧМ
Ec(i) = gcmsinQct (8.3)
Обычно получаемые при этом результаты достаточно полно характеризуют качество приемной аппаратуры, но в отдельных случаях требуется использовать более сложные модели сигналов. При рассмотрении приема AM сигналов будем полагать gem—О
Наиболее характерное и значительное проявление реальной сложности распространения радиоволн — многолучевость: сигнал от нужной радиостанции приходит в место приема по нескольким или многим траекториям различной напряженности. Рассмотрим влияние этого эффекта на радиоприем в простейшем частном случае двухлучевого распространения.
При дальнем распространении радиоволн через ионосферу взаимный сдвиг по времени т сигналов, проходящих по двум траекториям, часто имеет порядок 0 5 .2 мс В этом случае спектр сигнала в месте приема описывается соотношением
и0 (0 = uco cos <о01 + a cos ы0 (t—т) +
+ (mc Uc 0/2) cos (©0—Qc) t+а (те U^/Z) cos (и0— Йс) (f—т) +
+ Ис t/c0/2) cos (w0 + Qc) t + a (mc Ucf>/2) cos (w0+Qc) (t—t), (8 4) причем коэффициент а в общем случае отличается от единицы, т. е. амплитуды сигналов в двух лучах неодинаковы.
Отсюда видно, что при двухлучевом распространении спектральные составляющие сигнала с несущей угловой частотой шо 246
оказываются взаимно сдвинутыми по фазе на угол ©от; составляющие с боковой частотой юо—— на угол (о)о—Qc)t, а составляющие с частотой wq-J-Q — на угол («о+Йс)т. Это влияет на форму огибающей ДМ сигнала, что после детектирования может проявиться как искажение сигнала. Особенно сильно на качество приема влияет фазовый сдвиг между составляющими несущей частоты.
При «отдал составляющие несущей частоты противоположны по фазе и результирующая амплитуда уменьшается (при а= 1 до нуля). Значительное уменьшение несущей приводит, как известно, к перемодуляции. Это иллюстрирует рис. 8 1, график а изображает неискаженный модулированный сигнал, б — сигнал с уменьшенной несущей и неизменными боковыми составляющими, вне — сигнал на выходе амплитудного детектора: он соответствует огибающей детектируемых колебаний. Из рис. 8 1,г видно, что селективное замирание несущей, явившееся следствием двухлучевого распространения волн, ведет к сильным нелинейным искажениям принимаемого сообщения.
Действительная картина процесса сложнее, так как фазы боковых составляющих также изменяются и в результате возможно нарушение равенства их амплитуд, но и в этом случае результатом двухлучевого распространения будут искажения. Чтобы убедиться в этом, достаточно рассмотреть предельный случай полного замирания несущей (а»1, ©ота?л) В спектре (84) при этом останутся только боковые составляющие с частотами ^о+^с и /о—Z7. Суммарное колебание представляет собой биения, амплитуда которых независимо от фазовых углов составляющих изменяется с разностной частотой, т. е. с частотой (/о+^с)—(fo—FC)~2FC. Соответственно и после амплитудного детектора получится переменное напряжение с частотой 2FC, т. е. вместо принимаемого сообщения получатся только «искажения», прием сообщения будет невозможен.
Прн приеме не однотонового, а реального сообщения, например телефонного со сложным спектром, замирание несущей вызовет аналогичные последствия. Нарушение фазовых соотношений в боковых полосах и селективные замирания отдельных составляющих, для которых выполняются равенства вида (ио—йс)т®л или
247
{в>о+йс)т« л, также приводит к искажениям Эти искажения не столь значительны, поскольку при замирании одной из составляющих в левой боковой полосе в большинстве случаев сохраняется соответствующая составляющая в правой боковой полосе и наоборот, Кроме того, замирание отдельных составляющих в спектрах боковых полос не приводит к разрушению сообщения в целом
Суммирование в (8 4) составляющих несущей частоты, имеющих фазы <ос/ и <оо{I—т), не обязательно вызовет замирание (амплитуда может и возрастать), но в любом случае ведет к фазовому сдвигу результирующего колебания. В результате могут возникать сильные искажения. Чтобы показать это, предположим, что фаза несущей изменилась на л/2, для простоты будем считать, что начальные фазы боковых составляющих нулевые, т е. результирующее колебание из несущей и двух боковых составляющих имеет вид
«с “ t/c sin ю01 + (тс Uc/2) cos (w0 + Qc) + (тс Uj2) cos (<o0— йс) t, или иначе
ис = Uc sin coo t mc Uc cos Qc t cos ©01.
Из векторной диаграммы на рис. 8.2 видно, что амплитуда результирующего колебания
</св = + (mcUc)acos»£ict
или иначе
</с9 = (1 + 0,5 т* -|- 0,5 т* cos 2 йс 0е-8.
Представляя выражение в скобках рядом бинома Ньютона, ограничиваясь первыми членами разложения и пренебрегая малой величиной 0,5m с по сравнению с 1, получаем
Uce« (1 + 0,25 m* cos 2РС 0.
Кроме того, результирующее напряжение имеет переменный фазовый угол <р, на который амплитудный детектор не реагирует.
Эффект на выходе детектора окажется таким же, как и при детектировании AM сигнала с угловой частотой модуляции 2QC; вместо передаваемого сообщения, -как и при полном замирании несущей, получится только «искажение», т. е. и в этом случае прием сообщения невозможен. Кроме того, эквивалентный коэффициент модуляции с двойной частотой равен mcs«0,25m*c, т. е. очень мал; если, например, тс=0,3, то mcs»0,02. Следовательно, одновременно с полным искажением принимаемого сигнала происходит ослабление его модуляции.
Известно, однако, что разборчивый прием возможен и на декаметровых волнах, на которых многолучевое распространение проявляется часто и сильно. Рассмотренные примеры относятся к наиболее неблагоприятным условиям, которые могут возникать лишь в некоторые моменты времени. Они подтверждают, что качество приема зависит не только от приемника Кроме того, из при-248
веденных рассуждений видно, что искажения можно уменьшить, применяя остронаправленные антенны, способные выбирать из пространства преимущественно один луч, ослабляя другие лучи, приходящие с угловым сдвигом.
8.2 АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ В ЛИНЕЙНОМ ТРАКТЕ ПРИЕМНИКА
Из рис. 8.3,а, где изображены симметричная амплитудно-частотная и нечетно симметричная фазочастотная характеристики до-детекторного тракта приемника, а также спектр AM сигнала, видно, что если ширина полосы пропускания тракта меньше ширины спектра, то части спектра, соответствующие верхним частотам модуляции, будут ослаблены. Соответственно будет ослаблена эта часть спектра на выходе детектора приемника, т. е. будут иметь место частотные искажения
Влияние фазочастотной характеристики выясним на примере спектральных составляющих, соответствующих некоторой частоте модуляции Fc. Вместе с несущей они образуют модулированное колебание вида
Q cos t (ш Uc 0/2 cos (cOq Ч-
+ (mcUC0/2)cos(Q0 + Qc)f (8.5)
Полагая коэффициент усиления К равным для всех составляющих, т. е. не учитывая частотные искажения, получаем для спектра на выходе тракта
«с.вых = К Uc Ocos(co0/ Нфс) К (maUc 0/2) cos (К Ч) *+ф0+Дф1 +
+ К (тс Uc о/2) cos [ (®0+Йс) / + Фо—Аф]
Здесь не отражено не влияющее на ход рассуждений обстоятельство, что несущая частота сигнала в супергетеродинном приемнике на выходе тракта отличается от частоты на входе. Нетрудно представить это выражение в виде
“с.вых = * Uc о [ 1 + тс cos (Йс /— Д ф)] cos (<ос 01 + ф0).
249
После «линейного» амплитудного детектора с коэффициентом передачи Ка переменная составляющая сигнала будет иметь вид
и = Uc 0 тс cos (Dc t — Д<р)
Следовательно, от вида фазочастотной характеристики зависят фазовые сдвиги спектральных составляющих сигнала на выходе детектора Если эта характеристика для рассматриваемой части спектра практически линейна, т. е. Дф=т52с, то
и = ККЛ Uo 0 тс cos Qc (t—т),
т. е. имеет место только групповое запаздывание сигнала. Если же характеристика нелинейна, то возникают фазовые искажения.
Рис. 8.3,а соответствует случаю точной настройки приемника на сигнал. В действительности приемник может оказаться настроенным неточно, что часто бывает, если, как это имеет место в радиовещательных приемниках простейших типов, настройка осуществляется вручную, «на слух» Пример неточной настройки для тех же условий, что в случае на рис. 8.3,а, показан на рис. 8.3,6.
Одно из следствий неточной настройки, видное из рисунка,— нарушение фазовых соотношений в спектре, в § 8.1 было показано, что оно может быть причиной искажений сигнала. В данном случае изменение фазовых сдвигов составляющих спектра, которые попадают в полосу пропускания влияет сравнительно мало, так как в этой полосе фазовая характеристика обычно не сильно отличается от линейной. Для всех составляющих спектра фазовый сдвиг примерно одинаков, при этом форма результирующего AM колебания существенно не меняется.
На качество приема более существенно влияют следующие видные из рис. 8.3,6 последствия расстройки- уменьшение амплитуды несущей, если ее частота оказывается на склоне частотной характеристики, ослабление одной и более полное пропускание другой боковой полосы.
Как видно из § 81, ослабление несущей может приводить к сильным искажениям, поэтому сравнительно большая расстройка, при которой произойдет существенное ослабление несущей, недопустима. В случае, показанном на рис. 8 3,6, несущая остается в полосе пропускания и указанное явление не имеет места; оно возникает при более значительной расстройке.
В § 8 1 отмечалась возможность селективного з мирания отдельных составляющих боковых полос вследствие многолучевого распространения радиоволн. Случай рис. 8.3 6 отличается тем, что ослабляется ббльшая часть одной из боковых полос или вся бо ковая полоса.
При модуляции одним тоном, если одна боковая составляющая в спектре (8.5) подавлена практически полностью, спектр AM сигнала имеет вид
и0 «их - cos “«о*+Ко (mc Uс 0/2) cos (<ос о 4- Qc) t
Здесь t/'co — амплитуда несущей, измененная из-за неточной на 2Б0
4-mc-^S-cosQJ °’5
1/с0
и = ККяи’й 14-
О
стройки или из-за какой-либо другой причины. Дополнительные фазовые сдвиги обеих составляющих здесь не учтены, так как не влияют на результат.
Из векторной диаграммы на рис. 8.4 следует, что амплитуда суммарного колебания
^вых = К (U coY + (тс Uc 0(2)л -I- тс Uc cos йс t.
На фазовый сдвиг <р ампзитудный детектор не реагирует. Выходное напряжение можно представить в виде
с о
2 <4
Представляя это выражение рядом по формуле бинома Ньютона и ограничиваясь учетом величин второго порядка малости, получаем
U со \ ® । 1 U г л л
—— | Ч---—— cosQcZ —
<4 ) 2 <4
^сО | 1 2 I О П t
---— — COS2LV
II I 16 \ и I
исО / \ ис0 /
Переменная составляющая продетектированного сигнала имеет вид
(1 । U2
~~ тс Uc п cos / + -Ь т2 —cos 2 fic t 2 16 ^со
Следовательно, прием сопровождается нелинейными искажениями, причем коэффициент гармоник-
kr^(l/8)mcUcvfU’e0. (8.6)
В частности, при С/,с0=С/ср и /пс=0,3 получаем £г~4%. Нелинейные искажения возрастают при уменьшении амплитуды несущей U'cq Их можно уменьшить, если найти способ увеличить U'c0-, этот вывод будет учтен в дальнейшем при рассмотрении радиоприема в системе связи на одной боковой полосе
Из рис 8.3,6 можно сделать следующие взаимно противоположные выводы:
неточная настройка приводит к увеличению нелинейных искажений т. е. к ухудшению воспроизведения сообщения;
неточная настройка приводит к расширению частотного спектра принимаемого сообщения, т. е. к уменьшению частотных искажений и, следовательно, к улучшению качества приема
Субъективные испытания показывают, что при радиовещательном приеме, если полоса пропускания уже * спектра сигнала, что часто делается
* 251
Рис. 8.4
специально для повышения селективности (рис. 83,6), второе явление (улучшение воспроизведения) обычно играет более существенную роль, чем первое (увеличение искажений); в таких случаях предпочитают неточную настройку точной.
8.3 ИСКАЖЕНИЯ
АМПЛИТУДНО МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА В ДОДЕТЕКТОРНОМ ТРАКТЕ ПРИЕМНИКА
При приеме ситьных сигналов может проявляться нелинейность вольт-амперных характеристик электронных приборов. Из рис. 8 5 видно, что при синусоидальном изменении амплитуды входного сигнала изменение амплитуды сигнала на выходе из-за кривизны амплитудной характеристики получается искаженным.
С учетом участка, на Котором начинает проявляться нелинейность, амплитудную характеристику в первом приближении можно аппроксимировать формулой
причем v — малая величина; К — коэффициент усиления при малых амплитудах.
При модуляции по формуле (8.2) амплитуда сигнала на выходе изменяется по закону
У с вых = к [Усо (1 + rnc cos Qc f) —
—v£/20(l 4-2m cosQc<4-0,5m2-|-0,5m2cos2Qct)].
Следовательно, напряжение на выходе амплитудного детектора будет содержать вторую гармонику с амплитудой 0,5ККято12с£/2со, а коэффициент гармоник будет равен
Ar = O,5mcvt/co/(l —2 vt/co)
Для уменьшения искажений требуется применять электронные приборы с достаточно широким линейным участком характеристики и не допускать чрезмерного увеличения амплитуды сигнала Uco.
Рис. 8.6
252
8 4. БЛОКИРОВАНИЕ
И ПЕРЕКРЕСТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ
В линейном тракте супергетеродинного приемника мешающие сигналы, если их спектры не налагаются на спектр принимаемого сигнала, подавляются в селективных цепях усилителя промежуточной частоты. В реальном усилителе нелинейные явления, описанные в § 8.3, наблюдаются в последних каскадах, куда сигнал поступает усиленным. Рассмотрим нелинейные эффекты, которые проявляются, напротив, в первых каскадах приемника Принимаемый сигнал в этих каскадах еще мало усилен, и по отношению к нему они практически линейны Речь пойдет о явлениях, которые возникают, если вместе с принимаемым сигналом на эти каскады действуют сильные помехи от посторонних радиостанций
В отличие от усилителя промежуточной частоты цепи тракта радиочастоты, главное назначение которых — подавление помех побочных каналов приема, имеют широкую полосу пропускания Если, например, полоса пропускания усилителя промежуточной частоты радиовещательного приемника составляет несколько килогерц, то полоса пропускания входной цепи и усилителя радиочастоты в диапазоне декаметровых волн составляет сотни килогерц, а в приемнике-инфрадине (см § 4.5)—мегагерцы. В такую полосу попадают сигналы десятков или сотен посторонних радиостанций, причем некоторые из них, приходящие от близких и мощных радиоста щий, могут быть очень сильными. Суммарное напряжение помех во входной цепи приемника часто доходит до сотен милливольт; при таких напряжениях тракт радиочастоты уже нельзя считать линейным.
Поскольку частбты помех могут сильно отличаться от частоты сигнала, иа которую настроены цепи приемника, свойства электронных приборов на этих частотах могут быть не одинаковыми, что усложняет исследование. В первом приближении будем считать электронные приборы безынерционными, т е. их свойства будем считать независимыми от частоты и влияние комплексности нагрузки на изменение выходного тока также не будем учитывать
Представим используемый участок вольт амперной характеристики нелинейного элемента рядом Тейлора
I = ф(Е+ и) = ф(Е)+ф'(Е)U + (1/21)<₽"(£) + (1/31)<Р“(£)«•+ ...
(87)
Здесь <p(E)=/o — постоянная составляющая тока в рабочей точке; ф'(Е) =5 —крутизна характеристики; ф"(Е)=5', ф'"(Е) = s=S" — производные крутизны характеристики в рабочей точке, поэтому (8.7) можно записать в виде
I = /0 + Su + (S'/2)-f- (S’/6) + ... (8.8)
При значительном увеличении и нарастание тока обычно замедляется, т. е S" — отрицательная величина.
253
При воздействии на электронный прибор напряжений сигнала и помехи с несущими частотами fc и /п появятся токи с этими же частотами, а также гармоники и составляющие с комбинационны* ми частотами /г/с±л/'п. Последующие фильтры, настроенные на принимаемый сигнал, выделят только составляющие частоты . Пусть на входе действует сумма сигнала с помехой
j и = 17е cos шсcos (8.9)
i Подставляя (8 9) в (8 8) и выделяя (путем обычных преобразований тригонометрических функций) составляющую тока с частотой сигнала fc, найдем амплитуду этой составляющей
/с = St/0+ (1/8) S" U3C + (1/4) S* Uc + ...
В случае сильных помех (Ut^Uc)
। /с яг St/C 4-0,25 S"t/C =/с0 + /сп. (8.10J
Здесь lco=SUc — составляющая тока сигнала в отсутствие помех; /сп=0,255"1/сЙп2 — составляющая тока, обусловленная воздейст- вием помех. Из (8 10) видно, что при S"<0 уровень принимаемого сигнала на выходе нелинейного четырехполюсника уменьшается вследствие уменьшения средней крутизны характеристики при воздействии помех, причем тем сильнее, чем больше параметр нелинейности характеристики (S') и амплитуда помехи (Un). Уменьшение амплитуды сигнала при действии помех называется блокированием сигналов Этот эффект оценивается коэффициентом блокирования
feen=/co//co=H/4)(S7S)t/2. (8.11)
Для ослабления блокирования следует уменьшать уровень помех, повышая селективность входных цепей, и применять электронные приборы с характеристикой, близкой к линейной, т. е с малым отношением S"/S.
, При одновременном воздействии на вход приемника сигнала и
модулированной помехи с амплитудой
ип (0 = иа (1 + тп cos Йп 0, (8 12)
частота которой соп не совпадает с частотами основного и побочного каналов приема, помеха будет подавлена благодаря селективности усилителя промежуточной частоты и иа детектор непосредственно действовать не будет Однако нелинейность электронных приборов обусловливает процесс, приводящий к неустранимому искажению сигнала помехой.
Подставляя в (8.10) значения амплитуд сигнала (8 2) и помехи (8 12) и пренебрегая сравнительно малыми величинами, получаем
/с »S(/CO 4- Smc UD0 cos fic f 4* 0,5 Uco t/no <nn c°s 4- ...»
или иначе
Ic = S UCB [ 1 + mc cos fi J + 0,5 (S7S) m„ cos fin t 4-...]. (8.13)
254
Третье слагаемое в этом выражении является результатом перехода модуляции помехи на полезный сигнал Это — явление перекрестной модуляции Хотя прямое прохождение помехи (8.12) с частотой <1)п через селективный тракт отсутствует, ее действие проявится при детектировании, так как напряжение на выходе детектора соответствует модуляции с угловой частотой Q,,. Это явление характеризует коэффициент перекрестной модуляции fenep, равный отношению коэффициента паразитной модуляции амплитуды сигнала помехой, который согласно (8 13) равен 0,5mnUi *a0S"/S, к коэффициенту модуляции передаваемым сообщением тс, т. е.
*ад> = (i/2) (mo/mc) (S7S) 1/?ю. (8.14)
Из (8 14) и (8 11) видно, что пути уменьшения перекрестных искажений те же, что и при блокировании.
8.5 ИНТЕРМОДУЛЯЦИОННЫЕ ПОМЕХИ
Предположим, что на вход приемника одновременно с принимаемым сигналом U< cos а>с1 действуют помехи (Jni cosconi/, l/nscostonit и др Начальные фазы этих переменных напряжений не учитываются, так как они не влияют на результат дальнейших рассуждений. Используемый участок вольт-амперной характеристики электронного прибора, на управляющий электрод которого действуют эти сигналы, в общем случае, продолжая ряд (8 8), можно аппроксимировать полиномом вида
i = l0+%akuk. м
Подставляя сюда вместо и сумму указанных напряжений и выполняя преобразования тригонометрических функций, нетрудно убедиться, что в спектре тока i будут иметься составляющие с угловыми частотами <ос, сош, соП2. — и гармоники 2ыс, 3(йс, 2<ипь Зит, 2шп2, Зшл2. а также комбинационные составляющие с час-
тотами (лнвп1±п«П2±р(П|,з±-.). Наибольшие амплитуды имеют составляющие, для которых сумма т-|-п+р + ... минимальна Поскольку приемник настроен на частоту <ос, почти все эти состав ляющие после преобразования частот не попадут в полосу пропускания и не окажут влияния на прием полезного сигнала Но частоты некоторых комбинационных составляющих могут оказаться близкими к wc Эти составляющие попадут в полосу пропускания, будут усиливаться как принимаемый сигнал, наложатся на него и будут искажать принимаемое сообщение.
Это явление носит название интермодуляции. Наиболее опасны некоторые составляющие третьего порядка, возникающие за счет члена а3и3 аппроксимирующей функции (как видно из (8 8), as=S76). В частности, опасны составляющие с угловыми частотами 2(0ni—В этом случае fni» (fc+fna)/2, т. е. для образования такой составляющей достаточно, чтобы частота помехи fni
265
Лз ^п2
Рис. 8.6
находилась примерно посредине между частотами принимаемого сигна ла и помехи /ла.
Частоты fa и fna могут соответствовать двум мощным радиостанциям, работающим в соседних или близких каналах Спектры таких помех и принимаемого сигнала на частоте fc изображены
на рис. 8 6, где 1 — частотная характеристика усилителя промежуточной частоты (условно перенесенная на частоту fc), а 2— характеристика тракта радиочастоты. Помехи с частотами /п) и fn2 порознь через приемник не пройдут, так как после преобразования частота окажется за пределами полосы пропускания усилителя промежуточной частоты. Но, находясь в полосе пропускания тракта радиочастоты, они создадут в электронных приборах этого тракта комбинационную помеху с частотой 2fnl — fm, которая близка к fc и после преобразователя окажется вместе с полезным сигналом в полосе пропускания
Из помех, попадающих в полосу пропускания тракта радиочастоты (до преобразователя частоты), могут образовываться также составляющие с частотами fni+fn2—fnz^fc вызванные нелинейностью того же третьего порядка. При и fm^fc+2fif
(Af — любая величина), получаем /пз^Л+ЗДД т. е. помехи располагаются в трех равно удаленных друг от друга полосах частот (например, в трех соседних каналах).
При амплитудной модуляции сигналов посторонних радиостанций создаваемая ими комбинационная помеха будет амплитудно-модулированпой сообщениями, которые передаются через эти радиостанции При детектировании принимаемого сигнала наложение на него указанных помех будет искажать принимаемое сооб щение и может сделать его неразборчивым.
Для предотвращения интермодуляционных помех, как и перекрестной модуляции, необходимо добиваться хорошей линейности входных каскадов приемника, а также принимать меры для защиты входов этих каскадов от сильных помех.
8.6. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ АМПЛИТУДНО МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА ПРИ НАЛИЧИИ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИ РОВ АННОЙ ПОМЕХИ
В практике радиоприема часты случаи, когда с выхода усилителя промежуточной частоты к детектору вместе с полезным сигналом попадает сигнал посторонней радиостанции Рис. 8 7,а иллюстрирует ситуацию, когда на детектор действуют AM сигнал с частотой fo, на которую настроен приемник и AM помеха с частотой fn, попадающей в полосу пропускания приемника П. Рис. 256
$.7,б иллюстрирует случай когда частота f„ находится за преде лами полосы пропускания П, но вследствие недостаточной селективности ослабления помеха проникает на вход детектора (см «хвост» частотной характеристики). Помеха может не только непосредственно проходить на детектор, но и формироваться во входных каскадах приемника из сигналов посторонних радиостанций в результате интермодуляции (см § 8 5).
Амплитуда биений сигнала с амплитудой Uc и помехи с амплитудой Un может быть найдена из векторной диаграммы на рис. 8 8 Здесь Пб=<вл—д>с— угловая частота биений.
Детектор не реагирует на фазовый сдвиг <р, напряжение на его выходе определяется только амплитудой входного напряжения Найдем эту амплитуду при Un<Uc- Случай U„>UC не требуется детально анализировать, так как при этом удовлетвори тельный прием передаваемых сообщений невозможен: сигнал будет «забит» помехой
Как видно из векторной диаграммы,
U = V U2c + U2n + 2U0U0co&Q6t. (8 15)
Если Usn^.Uac, то
V ж Uc [1 4- 2 (UJUJ cos Йб 6.
Представляя это выражение рядом по формуле бинома Ньютона и ограничиваясь учетом первых членов, получаем
V ^L'c(l-bm6cos^60, (8.16)
где /пв=1Уп/ис.
Ряс. 8.8
Рас. 8.9
9—12
257
Этим подтверждается известное положение, что биения подобны AM колебанию причем гпб — эквивалентный коэффициент модуляции.
Если для биений соблюдается условие (5.35), то на выходе детектора с коэффициентом передачи получится напряжение с частотой биений Fc=fn—fc и амплитудой £/вых = Ад£Лщ1б = КдСп. В телефоне или громкоговорителе 'Приемника будет слышен свист с частотой Ft,. В этом состоит основное проявление помехи.
'В большинстве случаев источником помехи является радиостанция соседнего частотного канала, причем частота помехи отличается от частоты принимаемого сигнала на постоянное значение (часто на 9 кГц) Стабильность частоты биений высокая, так как к стабильности частот передатчиков предъявляются высокие требования.
Частотный спектр напряжения на выходе детектора при приеме AM сигнала показан на рис. 8 9. Здесь Гн и Гв — нижняя и верхняя границы спектра передаваемого сообщения, —частота биений (свиста).
Благодаря постоянному Ft, помеха может быть вырезана из спектра сигнала на выходе детектора узкополосным режекторным фильтром, характеристика затухания которого изображена штриховой линией. При этом будут подавйены и составляющие спектра принимаемого сигнала, попадающие в полосу режекции, но если эта полоса достаточно узкая, то искажение будет небольшим. При Ft,>F„ подавление помехи вообще не приведет к иска жеппям. Если Ft, выше верхней границы частот слышимых колебаний (Го>15 кГц), то роль режекторного фильтра выполняет ухо человека.
После подавления помехи с частотой /->, в спектре продетекти-рованного сигнала остаются неучтенные в предыдущем анализе составляющие, вызванные биениями между несущей сигнала и составляющими боковых полос помехи, но интенсивность их значительно меньше. Еще слабее проявляются биения между составляющими боковых полос спектров сигнала и помехи.
Если помеха на частоте биений подавлена фильтром или ослаблена вследствие инерционности детектора, либо не воспринимается слухом человека, то она может проявиться на частоте модуляции в результате прямого детектирования. Рассмотрим два предельных случая:
детектор безынерционен, т. е. по отношению к биениям соблюдается условие (5.35);
условие (5 35) не соблюдается, т. е. конденсатор нагрузки детектора не успевает разряжаться за период биений.
Возможен промежуточный режим, при котором и результат исследования будет промежуточным.
В первом случае напряжение на выходе детектора изменяется соответственно изменению амплитуды напряжения U.
258
Представим (8.15) степенным рядом и учтем члены следующего но сравнению с (8 16) порядка малости:
V « Uc (1 + 0,5 е—0,125 8*), где е = (Un/Uc)2 + 2 (Un/Uc) cos Q6 t.
$ Подставляя значение e и отбрасывая составляющие с часто § тон биений, а также члены, содержащие малую величину (U„/Ue) в степени выше второй, и принимая во внимание, что cos2 а—0,5 + 4-0,5 cos 2а, получаем 1/« 1/с[ 1+O,25([7n/t/c) 2+ • •]•
Подставляя сюда значения Un (8 12) и Uc (8 2), находим
L/ = t/c0 (1 + тс cos Qc t) + — ~ (1 4- тп cos Qn t)2 (14- cos Йс t)~l .
4 'с о
Применяя для последней скобки формулу бинома Ньютона и ограничиваясь учетом переменных составляющих с угловыми частотами и получаем
U fa Uc0(l +/nccosQct)H-0,5(/'^t/"!m11cosfiJI/.
Переменное напряжение на выходе детектора, равное ЛДП, содержит составляющую с частотой йс и амплитудой С/с-вы*— = Лд(/стс, а также составляющую с частотой и амплитудой ^п.вых — Кд0,5 (t/2no/t/co) ^11-
Отношение помеха-сигнал после детектора оказывается равным
^П.ВЫХ __ _£
^С.вых 2
Полученная формула показывает, что амплитудный детектор обладает свойством амплитудной селективности. Если Пс0 превышает U110, например, в 10 раз, то при mnfamc помеха на выходе слабее сигнала в 200 раз; при этом она практически не будет заметна.
Примерная картина процесса во втором случае показана на рис. 8.10. Зарядившись до напряжения, примерно равного максимальной амплитуде биений {/с4-^/п, конденсатор в нагрузке детектора не успевает разряжаться, т. е. сохраняет напряжение UBHX (показано полужирной линией) ‘Почти неизменным до следующего максимума и т. д. С учетом (8.2) и (8.12)
Пвь>х ~ = ^со (1 4- mc cos Qc /) 4- t/n 0 (1 4- mn cos Q;1 i)
Ull O * б'св ) mc
(8.17)
9»
Рис. 8.10
2Б9
Следовательно, в этом случае
аых/^с вых = (^п о/^о о) (^п/тс)» (8.18
т. е детектор воспроизводит помеху и сигнал без изменения их соотношения и амплитудная селективность детектора не прояв-. ляется.
Инерционность детектора имеет место при сравнительно высокой частоте биений, т. е. при значительной расстройке помехи по отношению к сигналу; обычно в этом случае помеха достаточно и! ослаблена в додетекторных цепях приемника и не сказывается 1.1 независимо от свойств детектора. Селективность детектора наблю-11 дается в условиях близости частоты помехи к частоте сигнала, когда селективность линейного тракта приемника с большей вероятностью может оказаться недостаточной. Это обстоятельство свидетельствует о положительной роли исследованного свойства детектора.
87. ПРИЕМНИК «СТЕНОД»
И СИНХРОННОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ
Выше было отмечено, что действие помехи в форме интерференционного свиста при постоянстве несущих частот ослабляется сравнительно просто. Более сложными методами можно ослабить и результат прямого детектирования мешающего сигнала.
Рассмотрим действие на приемник AM сигнала и помехи с частотами и и амплитудами и U„. Расположение несущих на оси частот показано на рис. 8.11,а (боковые полосы не изображены). В интересном для практики случае частоты fc и fn близки. Если при этом Uc>Un, то справедлива формула (8.17). Согласно рис. 8.11 в данном примере это неравенство не соблюдается: амплитуда помехи близка к амплитуде сигнала или даже превышает ее; следовательно, формула (8.17) непригодна.
Предположим, что перед детектором включена фильтрующая цепь, частотная характеристика которой на рис. 8.11 показана штриховой линией Коэффициент передачи этой цепи на частоте /с равен К, и в результате амплитуда несущей сигнала становится равной U'co = K Uco- На других частотах спектра коэффициент пе-
Ряс. 8.11
260
редачи цепи будем считать равным Ка, амплитуда несущей помехи станет равной U'„o=KzU„o.
Если Л2<сХ1, то U'no<U'co и можно пользоваться формулой (8.17).
Для боковых полос принимаемого сигнала коэффициент передачи также равен Кг Предположим, что до фильтра боковые сос-ставляющие сигнала имели амплитуду (mcL/co)/2, где тс — коэф-эффициент модуляции На выходе фильтра эти составляющие будут иметь амплитуду (znc{/co/2)Ks, что можно представить в виде m'cU'z0/2, где m'c=mc(Kz/Ki)- Следовательно, изменение соотношения амплитуд несущей и боковых составляющих сигнала привело к изменению коэффициента модуляции Коэффициент модуляции помехи не изменяется, так как и для несущей, и для боковых составляющих коэффициент передачи одинаков (Кг), т. е. на входе детектора т'п — тп
Отношение помеха сигнал после детектора найдем по формуле (8.17), подставляя в нее значение U'n0,U'c0, т'п и т'с:
(U’n0/U^y (тп/т'с) =О,5([/по/Щ)®(тп/тс) (Кг/К.).
Этот результат показывает, что влияние помехи можно ослабить, если сделать достаточно большим отношение KJK.2. Описанное устройство позволяет подавлять помеху даже при 1>по >-'(7с0
Реализация такой частотной характеристики (штриховая линия на рис. 8.11,а) представляет определенные трудности. В построенном на рассмотренном принципе приемнике звукового радиовещания, который был разработан и применялся в 1930-е гг., узкополосный фильтр имеет обычную частотную характеристику, подобную показанной на рис. 8.11,6. При этом происходит деформация боковых полос сигнала. Если, например, огибающая спектров боковых полос имеет вид кривых Я и В, то после фильтра вид их подобен кривым А' и В': составляющие, соответствующие верхним частотам модуляции, ослаблены по отношению к нижним (более близким к несущей) /Для устранения искажений в усиди уеде звуковой частоты пр ие м и и а редусматривалась цепь час тотной коррекции, '
Описанный приемник известен в истории радиотехники под названием «стенод».
В годы первых экспериментов со стенодом внедрение его было затруднено рядом обстоятельств, главным из которых была нестабильность настройки узкополосного фильтра на несущую частоту сигнала.
Схема другого устройства, сходного со стенолом по принципу действия, но более эффективного, изображена иа рис. 8.12 Здесь ЧСУ — частотно-селективный усилительный тракт приемника, АД амплитудный детектор, ФНЧ — фильтр нижних частот, пропускающий спектр продетектироваиного сигнала, Г — гетеродин, напряжение которого {Дсозшс/ совпадает по частоте и фазе с несущей принимаемого сигнала L/Ccoswc/.
261
Рис. 8.12
Рис. 8.13
В детекторе напряжение несущей частоты складывается с сигналом J7co(l+^cCos£2c/)coswJ и суммарное напряжение, как и в предыдущем случае, принимает вид Uc0'(l 4-mc'cosQJ) X Xcosпричем t/'co= Uc + Uc, a ni'c=wctA-o/(t/o + fAo)- При этом напряжение и коэффициент модуляции помехи нс изменяются. Отношение помеха-сигнал после детектора согласно (8.17) оказывается равным
^П.вых/^с ВЫ1= 0,5 (t7|I0/t/cD) 2 (/Ип//П,) = 0»5 (Un0/t7со)2 X
X (mH/mc){C/co/(t/co + t/o)].
Отсюда видно, что путем увеличения напряжения гетеродина Uo можно существенно ослабить действие помехи.
Описанный способ детектирования с ослаблением помех называется синхронным детектированием, а приемник с синхронным детектором часто называют синхродином.
В § 8.6 было показано, что интенсивность интерференционного свиста пропорциональна только амплитуде напряжения помехи, поэтому ни стенод, ни синхродин от этого проявления помехи прием не избавляют.
Если диодный амплитудный детектор выполнен по простой схеме на рис. 5.14 и инерционен по отношению к биениям, то ни стенод, ни синхродин не ослабляют помеху. В этом нетрудно убедиться, подставив в (8.18) t7'll0 вместо Uno и т'п вместо т. Чтобы и в этом случае синхронный детектор ослаблял, его надо построить по балансной схеме на рис. 8.13. Напряжение Uo от синхронного гетеродина поступает на диоды и УД2 с одинаковой фазой, а напряжение сигнала 1Л — со вторичной обмотки трансформатора в противофазе. При этом Uo значительно превышает Ъ'с- В результате па верхнем диоде амплитуда полного напряжения с частотой fc Ucob — ^o+Uc, а на нижнем Ucoh= Uo—Uc.
Как показано в § 8 6, при действии помехи с амплитудой (А, в случае инерционного детектора продетектированное напряжение на нагрузке диода УД, £/пых i« ПсОв + 17в, а на нагрузке диода УД2 С^сок+Нп. Результирующее напряжение на выходе де-
тектора изых = иВых}—t/выкг. Подставляя сюда значения напря-262
нсений, получаем ЦВых=2Цс. Следовательно, на выходе балансного синхронного детектора будет только сигнал, помехи же не будет.
Если диодные детекторы безынерционны по отношению к биениям, то остается в силе формула (817); нетрудно показать, что при этом помеха в балансном детекторе не компенсируется, но подавляется с такой же эффективностью, как и в небалансиом синхронном детекторе.
Синхронизация гетеродина Г с несущей сигнала осуществляется в устройстве по схеме на рис. 8.12 при помощи цепи фазовой АПЧ, в которую входят фазовый детектор ФД и узкополосный фильтр нижних частот УФНЧ Благодаря узкой полосе пропускания УФНЧ на напряжение на его выходе практически не влияют модуляция сигнала и присутствие помехи. Цепь УЦ (обычно варактор) управляет частотой гетеродина Г. Фазовращателем ФВ обеспечивается синфазность гетеродинного напряжения с несущей принимаемого сигнала.
8 8 ОГРАНИЧЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ ПОМЕХ В ПРИЕМНИКЕ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА
На рис 8.14,а показано, как изменяется напряжение сигнала (С) на резисторе нагрузк диодного амплитудного детектора, искаженное сильными импульсными помехами (Z7, и /72) Действие помех можно ослабить, если ограничить напряжение на уровне Л—А, соответствующем максимальному значению продетектиро-ванного сигнала. Пример схемы простейшего ограничителя приведен на рис. 8.15. На выходе детектора включен диод УД, выполняющий функции ключа. Диод открыт («ключ замкнут») благодаря подаче на его анод положительного напряжения от источника ЭДС Е, равной максимальному напряжению продетектирован-кого сигнала при коэффициенте модуляции т=1. Напряжение с резистора R через диод поступает на выход детектора.
263
a)
Рис 8.1В
Если напряжение на резисторе /? превысит ЭДС Е, то результирующее напряжение на аноде диода станет отрицательным и диод запрется («ключ размыкается»). На выходе цепи в течение времени запирания диода сохраняется постоянное напряжение Е. Максимальное напряжение иа выходе детектора при т~ 1 в два раза превышает напряжение продетектированной несущей, поэтому принимают Еж21/К.
При неизменном Е действие ограничителя нарушается, если изменяется напряжение сигнала. При уменьшении сигнала (рис, 8 14,6) и прежнем пороговом напряжении Е помеха П, проходящая через ограничитель, значительно превышает принимаемый сигнал В этом случае целесообразно иметь порог ограничения на уровне В — В, но этот порог неприемлем в случае, показанном на рис, 8 14,а, так как при этом вместе с помехой срезается и часть сигнала.
При увеличении напряжения принимаемого сигнала (рис. 8 14,в) пороги А — А и В — В также неприемлемы, так как ограничитель срезает не только помеху, но и сигнал В этом случае целесообразно повысить порог ограничения до уровня С—С; однако такой п ,рог слишком высок для случаев, показанных на рис, 8 14 а и б Следовательно, желательно т! к регулировать порог ограничения чтобы обеспечить повышение его при увеличении напряжения сигнала и понижение при уменьшении Такое регулирование можно осуществлять, если сформировать напряже ние Е из самого принимаемого сигнала. Пример схемы ограничителя помех с регулируемым порогом приведен на рис. 8.15,6. Принцип действия этого ограничителя не отличается от предыдущего. Напряжение Е в данном случае выделяется фильтром нижних частот RC из продетектированного сигнала. Чтобы напряжение Е превышало вдвое среднее значение напряжения а, выходное напряжение детектора через диод УД снимается от средней точки нагрузки
8 9. ПРИЕМ ДВУХПОЛОСНОГО АМПЛИТУДНО МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА С ПОДАВЛЕННОЙ НЕСУЩЕЙ
Несущая AM онтнала не содержит передаваемого сообщения, но на нее тратится боль ая часть мощности передатчика. С помощью балансного модулятора можно получить сигнал в виде двух полос без несущей. В этом случае мощ-
264
кость передатчика может полностью расходоваться на создание боковых полос, содержащих передаваемую информацию Благодаря увеличению мощности полезной части спектра излучения уменьшается влияние на радиоприем аддитивных помех.
Один из способов приема таких сигналов состоит в восстановлении lecyinefi с спектре сигнала, поступившего в приемник. Напряжение с нужной частотой и фазой может быть получено от гетеродина или синтезатора Однако при неточно установленной фазе несущей принимаемое сообщение сильно искажается, либо воспроизведение его может оказаться вообще невозможным (см. § 8.1).
Чтобы несущая могла быть восстановлена в приемнике с правильной фазой, ее подавляют в передатчике не полностью, оставляя несколько процентов от нормального уровня. В приемнике остаток несущей выделяется из спектра сигнала узкополосным филь ром, усиливается и служит для фазовой АПЧ генератора несущей. /Поскольку остаток несущей используется для управления часто ой и фазой генератора, его называют « цдо t-сигцалОМ?- Напряжение от генератора, синхронизированного цепью АПЧ с пилот-енгналом, прибавляется к спектру сигнала, т. е. к двум боковым полосам. В итш е восстанавливается нормальный AM сигнал, который затем детектируется обычным амплитудным де
тектором.
Вследствие сложности описанный способ приема не об; адает достаточной надежностью. Как известно из § 6.11, фазовая АПЧ обеспечивает совпади ие частоты генератора с частотой подводимого сигнала, но фазы их могут различаться. Рассмотрим иной способ, который при отсутствии сильных радиопомех
позволяет осуществить достаточно точное детектирование.
Па рис. 8.16,а показана диаграмма полного ДМ колебания с амплитудой несущей Uq. Если несущая подавлена, то колебание изменяется так, как показано на рис. 8.16,6. В результате амплитудного детектирования этого колебания напряжение принимает форму, изображенную иа рис. 8.16,в, его переминая составляющая содержит только вторую и более высокие гармоники, ио вовсе ие
содержи г составляющей с частотой
1
модуляции. Для преобразования этого 'па-пр> женил в передаваемое сообщение в специальной цепи в моменты времени, когда напряжение иа рис 8 16,в падает до пуля (/>, G it г. д.), формируется управляющие импульсы типа показанных па рис. 816,а. Схема преобразования вы-прямлеоиого сигнала приведена иа рис. 8.17, где К — ключ, а УУ — устройство.
Рис. 8 16
Рис 8.17
265
управляющее ключом (при практической реализации ключ выполняется электронным). Каждый импульс на рис. 8.16,г переводит ключ из олиго положения в другое. В результате в моменты ti. t2 и др полярность напряжения меняется на обратную и получается сигнал вида рис. 8 16Д соответствующий передаваемому сообщению, что и требуется.
8 10. ПРИЕМ ОДНОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
В § 8.2 рассмотрен случай неточной настройки приемника, когда к детектору подводятся только несущая и одна боковая полоса AM сигнала. При этом прием сигнала возможен и даже более стабилен, чем прием двухполосного сигнала, так как не играет роли фазовый сдвиг несущей. Недостатком такого приема является возрастание нелинейных искажений, но согласно (86) искажения можно уменьшить искусственным увеличением амплитуды несущей Отсюда видны преимущества однополосной радиосвязи, при которой одна из боковых полос в спектре излучения передатчика вообще отсутствует. Не излучается и несущая, что, как видно из § 8 9, позволяет при одинаковой мощности передатчика значительно повысить мощность основного (содержащего передаваемую информацию) излучения и этим ослабить влияние помех
Увеличение напряжения несущей 17% легко реализуется при получении этого напряжения от вводимого для этой цели в приемник генератора или от синтезатора. Применение синтезатора обеспечивает наиболее простое решение задачи, если точно известна частота принимаемого сигнала.
Помимо более эффективного использования мощности передатчика радиосвязь на одной боковой полосе без несущей имеет ряд других преимуществ, главными из которых являются:
повышение устойчивости к замираниям. Замирания сигналов могут быть причиной уменьшения амплитуды несущей или изменения ее фазы. Как отмечалось, это ведет к искажению огибающей модулированных колебаний и после детектирования проявляется как искажение принятого сообщения;
сужение спектра излучения в два раза Это позволяет увеличить пропускную способность радиолинии путем одновременной передачи через один передатчик двух или более сообщений (например, телефонных разговоров) в виде независимых однополосных сигналов.
Преимущества однополосных систем привели к их широкому применению в радиосвязи и вытеснению AM сигналов с несущей и двумя боковыми полосами. Достижения микроэлектроники сделали возможным переход к однополосной системе и в звуковом радиовещании, но в данное время это признано нецелесообразным, поскольку у населения всех стран мира имеются сотни миллионов радиовещательных приемников, не приспособленных для приема однополосного сигнала. Кроме того, начинается внедрение в диапазонах ДВ и СВ стереофонического радиовещания, которое требует другого вида модуляции (см. § 8.11).
266
Внедрение однополосной радиосвязи потребовало решения трех главных задач: уменьшения нелинейных искажений прн детек- “ тировании; генерирования в приемнике напряжения, частота которого — точно равна частоте несущей, подавленной в передатчике, автоматической регулировки усиления.
Нелинейные искажения можно
уменьшить, увеличив напряжение от Рис е
генератора несущей. Другой способ
состоит в применении балансного амплитудного детектора, один из вариантов схемы которого изображен на рис. 8 18. В основе его действия лежит известное свойство балансных цепей: ослабление нелинейных искажений, проявляющихся в наличии четных гармо
ник
В детекторе на рис. 8.18 на диод УДх действует напряжение 1Л, равное U0-\-Uc, а на диод УЛ 2 — напряжение Us, равное где Ис — принимаемый однополосный сигнал в половине вторичной обмотки трансформатора. За модель однополосного сигнала будем принимать t'ccos(wo-f-fi)/ Напряжение от генератора несущей но = Uo cos coo?
Из векторной диаграммы, аналогичной рис. 8 4, находим амплитуды напряжений на диодах УД1 и УД2-
U\ = Ul+Ul-y2U0 Uc cos со t,
Ut= Vbo + tfc—2U0Uc coso t
o.s
Обычно (7i2o3>t?2c и напряжение на выходе детектора можно представить формулой
[( 1 + 2 cosйЛ°'Б — ( 1 —2 cosfi/
Здесь — коэффициент передачи детектора. Применяя формулу бинома Ньютона, можно переписать это выражение в виде
«»ых » Uo Кп {1 +<VM cos fi t-(1 /8) [2 (Uc/U0) cos fi /]а +...
... — 1 + (UM cos fi / + (1/8) 12 (UM cos fi /}> -. }
Поскольку cos2 fi/=0,5+0 5 cos2fi/, в небалансном детекторе имеют место нелинейные искажения. На выходе балансного детектора они компенсируются и остается иВЫхЯгUcK^cosQf.
Искажения из-за нечетных гармоник, вызванные членами со степенями более высокого порядка, останутся, но при (72о^>(/2с они имеют малое значение.
При определении требований к точности частоты напряжения несущей, генерируемого в приемнике, следует учесть, что отклонение этого частоты от номинального значения влечет за собой изменение частоты сигнала на выходе детектора. Если бы в пре
267
дыдущем случае угловая частота генератора несущей была не ооо, а шо + До, то частота напряжения на выходе детектора была бы не Qc, а (ою+Йс) — (ш+Дсо) =QC—Дю. Отсюда видно, что не точная настройка генератора несущей приводит к искажению принимаемого сообщения. В частности, при Дю=£2с сигнал вообще невозможно воспроизвести, поскольку £2С—Да=0
Для более детального выяснения последствий отклонения частоты генератора от номинального значения рассмотрим составляющие спектра реального сигнала, имеющие кратные частоты F, 2F, 3F. акие составляющие содержатся в звучании музыкального инструмента, в гласных звуках речи и др. В спектре радиоизлучения этим составляющим соответствуют частоты f0 + -J-F, fo+2F, f 4-3F, а после детектирования в приемнике с неточно установленной частотой генератора несущей они преобразуются в частоты F—Af 2F—Af, 3f—Af и т. д. Нетрудно видеть, что теперь эти астоты некратны; при воспроизведении такой звук будет хриплым, искаженным Искажения мало заметны, если расстройка генератора Af не превышает нескольких герц.
Особенно жестки требования к точности частоты при высококачественном воспроизведении музыки- Afs£2 .. 3 Гц. При Д/^г ^20 Гц ухудшаются естественность и узнаваемость речи, а при Д[>250 Гц заметно снижается разборчивость.
При работе радиолинии иа фиксированных частотах достаточная точность и стабильность частоты восстанавливаемой несущей обеспечивается синтезатором Широко распространены системы однополосной радиосвязи с пилот-сигпалом. В приемнике с цепью АПЧ роль пилот-сигнала выполняет остаток несущей, которая не полностью подавляется в передатчике Упрощенная схема приемника для этого случая показана на рис. 8.19. Здесь П — преселектор. Пр — преобразователь и УПЧ — усилитель промежуточной частоты; Д — детектор
Совпадение частот гетеродина Г| и подавленной несущей сигнала обеспе1 ивается цепью фазовой АПЧ. Для этого пилот-сигнал, выделенный узкополосным фильтром Фь и напряжение генератора несущей Г подаются на входы фазового детектора
Рис. 8.1 в
268
ФД выходное напряжение которого, сглаженное фильтром Ф2 и при необходимости усиленное усилителем У, действует на управляющую цепь УЦ гетеродина Г2 преобразователя частоты.
Сложной задачей при однополосной радиосвязи является осуществление АРУ, которая необходима на радиолиниях с замираниями сигнала. В приемниках AM сигналов, т е. двухполосных сигналов с несущей, регулирующее напряжение для АРУ получается выпрямлением сигнала и сглаживанием его в фильтре нижних частот (см. § 6 3—6 5). Полученное регулирующее напряжение пропорционально напряжению несущей сигнала. При уменьшении несущей усиление возрастает, а при увеличении ее — уменьшается Такая регулировка гарантировать постоянство напряжения сигнала на выходе приемника не может, так как изменение несущей может не сопровождаться замиранием боковых полос, от напряжения которых зависит напряжение на выходе детектора. Тем не менее она применяется, так как улучшает стабильность приема. При однополосной радиосвязи напряжение сигнала изменяется не только вследствие замираний, но в большей степени в зависимости от характера передаваемой информации При передаче речи, например, боковая полоса исчезает при каждой паузе и увеличивается при возрастании громкости. Поэтому для получения регулирующего напряжения нельзя использовать простое выпрямление напряжения сигнала, как это имело место в устройствах по схеме на рис. 6.3.
В цепях АРУ приемников однополосной радиосвязи с применением пилот-сигнала регулирующее напряжение формируют, выпрямляя усиленный пилот-сигнал. Такая цепь и показана на рис. 8 19, УПС — усилитель пилот-сигнала, выделенного фильтром Фь В — выпрямитель, ФНЧ —фильтр нижних частот Напряжение, сглаженное ФНЧ, подается в цепи регулирования усиления П и УПЧ
Регулировка усиления по уровню пилот-сигнала (остатка несущей) подобна АРУ приемников полного AM сигнала и имеет тот же недостаток: изменение пилот-сигнала недостаточно связано с изменениями уровня принимаемой боковой полосы. Если по однополосной радиолинии передаются не телефонные аналоговые сигналы со случайно изменяющейся амплитудой, а сигналы стационарной амплитуды, например телеграфные регулирующее напряжение формируют из них а не из пилот-сигнала
8 11. ПРИЕМ ДИСКРЕТНЫХ АМПЛИТУДНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
Данные вычислительных центров, квантованные непрерывные сообщения и телеграммы передаются по радиолиниям в форме дискретных (обычно двоичных) сигналов. Известны амплитудная, частотная и фазовая манипуляции передатчиков. Рассмотрим особенности приема сигналов с амплитудной манипуляцией.
269
Исходное сообщение содержит посылки положительной (символ 1) и отрицательной (символ 0) полярности. При AM символу 1 соответствует передача несущего колебания в течение времени Т (посылка), символу 0 — отсутствие колебания (пауза). Радиоприемное устройство для дискретных сигналов, как и любое другое, состоит из двух основных частей: частотно-селективного усилительного тракта (часто ею называют «главным трактом приема») и демодулятора, в котором осуществляется детектирование и обработка сигналов Приемник дискретных AM сигналов отличается от приемника непрерывных сообщений построением демодулятора Типичный вариант схемы приемника изображен на рис. 8.20. Амплитудный детектор АД, следующий за главным трактом приема ГТП, преобразует входной сигнал в посылки постоянного тока, которые сглаживаются фильтром нижних частот ФНЧ. Фильтр осуществляет дополнительную фильтрацию сигнала от помех, если полоса пропускания приемника до детектора шире оптимальной. После ФНЧ сглаженные посылки поступают иа пороговое устройство ПУ, где сравниваются с пороговым уровнем для принятия решения о переданном символе (1 или 0). По скольку амплитуда сигнала меняется вследствие замираний, пороговый уровень должен быть изменяющимся (следящим). Слежение обеспечивает детектор порогового уровня ДПУ, у которо го постоянная времени нагрузки соизмерима с интервалом корреляции замираний сигнала, т. е. больше, чем у основного детектора АД Посылки с АД поступают на пороговое устройство с некоторой задержкой в ФНЧ, чтобы пороговый уровень успел установиться. В пороговом устройстве наряду с принятием решения формируются прямоугольные импульсы. Для уменьшения влияния помех во время длительных пауз применяется устройство защиты (на рис 8.20 не показано), которое запирает тракт приема в паузах («автост ч»). Прямоугольные импульсы постоянного тока с выхода порогового устройства ПУ можно использовать для работы оконечной аппаратуры непосредственно, если она находится вблизи радиоприемного устройства Если оконечная аппаратура расположена на расстоянии от приемника, то в соединительную линию подают импульсы звуковой частоты (это позволяет уменьшить искажения импульсов в линии) Для этого применяют тонманипулятор ТМ, к которому подводятся колебания от
Рис. 8.20
270
тонального генератора ТГ На другом конце линии для подачи на оконечное устройство тональные посылки преобразуются в посылки постоянного тока при помощи усилителей-выпрямителей.
Г л а в а 9 ПРИЕМ СИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
9.1. ИСКАЖЕНИЯ
ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ ПРИ МНОГОЛУЧЕВОМ РАСПРОСТРАНЕНИИ РАДИОВОЛН
Модель сигнала, применяемая при проверке основных показателей приемника модулированных сигналов и при анализе его свойств, характеризуется формулами (8.1) и (8.3), причем в случае ЧМ С/с = const. Частота модуляции F обычно много меньше средней частоты ЧМ сигнала /о, поэтому как и при AM, сигнал является квазпгармоническнм и можно воспользоваться квазнста ционарным методом анализа. В каждом отрезке времени, составляющем небольшую часть периода модуляции, можно считать его гармоническим с угловой частотой «(t) — следователь-
но,
- <B(f) = <oo + dgc(O/^ (9.1)
или с учетом (83) о(Z) =-о>о-ЬАо>(/)
Если девиация угловой частоты A«>=A<omcos QJ, то
М0 = f A®mcosfic^ = sinOj (9.2)
О
Следовательно, в (8.3) амплитуда девиации фазы
(9.3)
Эта величина называется индексом частотной модуляции.
Рассмотрим, как и для AM в § 8.1, двухлучевое распространение радиоволн как частный случай многолучевого распространения. В этом случае подобно рассмотрению AM сигнала [ем. формулу (8.4)] можно представить сигнал в месте приема в виде
«(t) = Uc (t) cos [<п0 / -f- 6с (0] + a Uс cos [ь>0 (/ — т) — *с (/—т)].
Полагая, как и ранее, а<1, пользуясь векторной диаграммой на рис. 9.1, преобразуем это выражение к виду
«(/) = [/ (/) cos [<М + (0 + <J> (0I • (94)
271
-J------- При этом
с/ ,____________________________________________________________
X — /\ и W = и U* + (et'c)’ + 2аУс COS е ,
у Uc у &\
rl ZZ------------1 (9.5)
ф = arete (a sin 6/ (I + cos 0)]. (9.6)
Рис- 9-’ Мс (<—т)-Ч0 (Г)— w, г. (9.7)
ДополнятелыыЙ угол ф(/) изменяется по закону, отличному от синусоидального •. е. от закона модуляции передаваемого сигнала, который характеризуется jo(/).
Угловая частота результирующего сигнала в антенне приемника согласно (9.4)
<!>’(<) —“о + Ли (0 + 6«>(^, (9,8)
где бш(() =d<p(t)/dt, причем w' отличается от w (9.1) дополнительным слагаемым бщ(1) Вследствие несинусоидальности изменения ф(/) будет косинусоидальной и дополнительная модуляция Изменение напряжения на выходе частотного детектора соответствует изменению частоты, следовательно, из-за многолучевого распространения в спектре волн появятся составляющие с частотами, отличающимися от частоты модуляции, т. е. будут иметь место нелинейные искажения Напряжение этих составляющих пропорционально ба>((), а напряжение полезного сигнала пропорционально Aw (/).
Искажения будут тем меньше, чем меньше амплитуда запаздывающего луча, т. е. чем меньше а. При а<1, т. е. при обычно имеющем место неравенстве амплитуд, для ориентировочной оценки искажений можно пренебречь в (96) асозб по сраанению с единицей и полагать ф«эагс1й(о sin 0) я=>а sin 0 При этом te>(t)™a(dQldt)cosQ С учетом (9.7) а (9.2)
(ко (О «flAwmCOsGlcos.Qcff—т)—cos ()«(]. (9 9)
При больших фазовых сдвигах Пст, возможных в широкополосных системах связи в которых FB достигает больших значений (мегагерцы, десятки мегагерц), Оет может иметь порядок я. В этом случае бш (/) может принимать наибольшее значение при созО—1 и cosflc(f—»)—cos (1С(=2. При этом 6wm/Awm>»2a.
Отсюда видна вредная роль запаздывающих сигналов, например, приходящих в место приема по зигзагообразной траектории с рядом последовательных отражений от реальных объектов (гор, зданий и т. п).
Во многих случаях например, в звуковом радиовещания на. метровых и дециметровых волнах с применением ЧМ, в котором Fo mi1* 10 кГц, фазовые сдвиги модуляции запаздывающих сигналов Пст невелики. Учитывая, что cos По ((—т)—cos Пс(=2 sin 0,5QoT sin Ro (/—0,5т) и sin 0,5£20т~0,5£>от, представим (9.9) в виде
бш (0 » а Дштcos8Qoт sinQc ((-—0,5/r). (9.10)
Здесь с учетом (9.7) и (9.2)
6 « (Aw„/Qc) [sinQc'(t—т)—sinQo(]—a^t,
что, преобразуя обычным образом разность синусов и учитывая sinQCTMRoT, нетрудно представить в виде
0и—т (0,4-2 Aw„,cosQo((—0,5т)]а
272
Преобразуя косинус суммы углов и учитывая малость Д<от ио сравнению с Ш», представим cos 0 в виде
со»0 » cos шот cos [2 Дштт cos Qo (t—0,6 Г)] —
— sin тsin (2 Дсогат cos Rc (/— О,Б Т)],
ли с учетом малости До>тт
cosO ₽а cos<l>,t—2 Д <om TsinwuTcosQc (t—0,Бт). (9.11)
Подставляя это значение в (9 10), получаем
8ш(/) я» а Дшт т cos тsinПо (/—0,6 т) —
—а (Д<от т)1 f>c sin т sin 2 Йо (<—0,5 т).
Амплитуда первого слагаемого в этом выражении «ДышПсТСойШоТ в рассматриваемых условиях значительно меньше амплитуды входящей в (9.8) основной составляющей модуляция До>(/), равной Да>га, следовательно, ею можно пренебречь. Вторая составляющая изме яется с двойной частотой модуляции; отношение ее к Дю,„ есть коэффициент гармоник. Он максимален при sine)oT=l, г. е. в этом случае
й' « а Д шт Йс та.
Например, при о«0,5, Fo»5 кГц, Afmss5O кГц и т«5 мкс получим fc'r»i2%. Отсюда видно, что (нелинейные искажения, вызываемые многолучевым распространением, могут быть очень значительными. С этой возможностью 'необходимо •читаться при выборе типов и размещении приемных антенн. Чем острее направленность антенны, тем меньше вероятность попадания на вход приемника аапаздывающих сигналов, обычно приходящих с боконых направлений.
Нелинейные искажения вследствие многолучевого распространения возрастают в случае недостаточно эффек явного амплитудного ограничения при частотном детектировании. РТгобы выяснить этот вопрос, предположим, что амплитудный ограничитель имеет характеристику вида рис. 9.2,а, а частотный дискриминатор— идеальную характеристику вида рис. 9.2,6.
Напряжение на входе ограничителя будем полагать равным KU(t), где К — коэффициент усиления предшествующих каскадов, a U(t} определяется по формуле (9.5). Полагая а2«С1, заменяя квадратный корень степенным рядом и ограничиваясь учетом малой величины первого порядка, представим эту формулу в виде U(t) zsUc-b-MJc, причем &UQ^aUecos 0.
Рис. 9 2
273
Напряжение на выходе ограничителя определим кал
УОгр»К(/Л1 + ц(ЛД^с/К1/с)], (9.12)
где ц характеризует -крутизну характеристики ограничителя выше порога ограничения. В случае идеального ограничителя ц=0, а при отсутствии ограничения |1= 1.
На выходе частотного дискриминатора напряжение будем считать равным
С'вы х Mirp и Д /. (9.13)
Здесь Лчв коэффициент, зависящий от конструкции и параметров цепей частотного детектора Не учитывая при приближенном рассмотрении выявлен ihx выше искажений частотной модуляции, будем полагать Д/=Л/,„cos £lei. Следовательно,
Увых * A' Uc (I 4- pacosO) /С|Д Д fnl cos Qc t или с учетом (9.11)
Ь'вш « KUC{1 4- у a [cos w0 т — 2 Дыт rsin o0tcosQc (/—
0,5т)]} /(ЧдДcosQt/.
Амплитуда составляющей этого напряжения с угловой частотой Qc
Wc(f + И а cosco0t) КчдД/jn-
Поскольку
cosОс (t 0 5 т) cos Q( t — 0,5 cos (2 f — 0,5 т) + 0,5 cos 0,5 Sc т,
в выходном напряжении обнаруживается и вторая гармоника с амплитудой
20с Л с И Й *Г Sin CD0 Т Ачд Д Лп
Следовательно, из-за несовершенства ограничителя к выявленным выше нелинейным искажениям добавятся искажения, характеризуемые коэффициентом гармоник
kr » рд Дыг)1 Tsin<uQ т/(1 - pt a cos Wq т).
При sinti>oT=l и coscoct=0
Аг « р а Дыт т
Например, при р«0,2 и при прочих условиях предыдущего примера ft'T= =20%. Отсюда видна важность хорошего амплитудного ограничения: искажения .могут быть очень значительными, по при ц-*0 А"г-*0.
9 2. ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННЫЕ СИГНАЛЫ В ЛИНЕЙ НОМ ТРАКТЕ ПРИЕМНИКА
Как и при AM (рис. 8.3), на прохождение ЧМ сигнала через додетекторный тракт приемника влияют совместно амплитудно-и фазочастотные характеристики этого тракта. При рассмотрении этого влияния предположим, что принимаемый сигнал имеет постоянную амплитуду Uc и изменяется только его угловая часто-274
та по закону &u)=-&amcosQct, а соответственно и фаза согласно формуле (9.2). Предположение о постоянстве амплитуды означает, что передатчик считается идеальным, а распространение волн однолучевым.
Из теории передачи сигналов известно, что шнрина частотного спектра ЧМ сигнала теоретически бесконечна. При девиации частоты Д/,п л частоте модуляции /-с энергия колебаний практически сосредоточена в полосе /7«2(A/m+Fc). Соответственно примерно такой должна быть и полоса пропускания устройств, через которые проходят ЧМ сигналы. Однако большое значение имеют равномерность амплитудно-частотной характеристики в полосе пропускания и линейность фазовой характеристики. Для упрощения рассуждений рассмотрим влияние этих характеристик раздельно.
При Fc<s:fo изменение частоты можно считать сравнительно медленным и полагать, что коэффициент передачи К в процессе модуляции изменяется в соответствии с амплитудно-частотной характеристикой, снятой в статическом режиме. Сплошная линия на рис. 9.3 показывает изменение К при точной настройке приемника на среднюю частоту сигнала f0, а штриховая — при неточной настройке. В первом случае К. изменяется с частотой, равной удвоенной частоте модуляции, а во втором — в большей мере с частотой модуляции, хотя это изменение и несинусоидально, т. е. в нем содержится и втррая гармоника. В обоих случаях изменение К содержит и высшие гармоники, но для простоты рассуждений они далее не учитываются.
Предположим, что К изменяется по закону /C«Ko-MCi cos — —X2cos2Qc^ Из-за изменения коэффициента передачи сигнал с изменяющейся частотой, проходя через линейный тракт приемника, приобретает так называемую «сопутствующую» амплитудную модуляцию.
Если ограничитель не идеален, то напряжение на выходе частотного детектора найдем подобно тому, как это сделано в § 9 1, с учетом формул (9 12) и (9.13), т. е.
« Ко Uc {1 Ц/^/Ко) cos t-(KM cos 2 Qc /]} х
х Кчд Д/m cos Qc t
Основная составляющая первой гармоники в спектре напряжения £^вых
^□с « Ло Д /т COS Qc t, вторая гармоника
а,Со » (1/2) К* Uc м (КМ Кчл & fm cos 2 Йс /, третья гармоника
UsQc «-(1/2) К9 Uс |х (КМ bfm cos 3 Qc t.
Коэффициент гармоник
kr&VU^+U^c/UQa = (р/2)/Г(К1/Ло)а + (Ка/Ко)*.
Следовательно, при недостаточно эффективном ограничителе (рч^О) нелинейные искажения могут возникнуть не только в результате многолучевого распространения радиоволн в пространстве, но и из-за сопутствующей AM, возникающей в самом приемнике
Переходя к рассмотрению влияния фазовой характеристики на ЧМ сигнал, предположим, как и ранее, что на входе приемника действует сигнал вида (9.1) с модуляцией вида (9.2) Ввиду от носительном медленности модуляции будем, как и ранее, пользоваться квазнстационарным методом. Сигнал на выходе частотноселективного тракта приемника будем считать имеющим вид (9.4), где qp(f) —фазовый сдвиг, возникающий в этом тракте.
Угол <р изменяется во времени потому, что он зависит от частоты, которая изменяется согласно (9.2). Можно, следовательно, этот угол представить более точно как функцию вида ф[До(/)]
Для простоты анализа не будем учитывать изменения амплитуды U, т е. будем полагать ее постоянной, что обеспечивается применением эффективного амплитудного ограничителя.
На рис. 9.4 изображена фазочастотная характеристика линейного тракта приемника. От характеристики на рис. 8.3 она отличается только масштабом: по оси абсцисс отложена угловая частота. Штриховой линией показана характеристика группового запаздывания сигнала, которое определяется как производная dtp/die.
Угловая частота сигнала на выходе до детекторного тракта приемника о/ аналогична (9 8), причем как и в § 9.1, Й<о(/) = = dy(t)/dt, что целесообразно представить в виде
би (/) = [d ф (co)/d ю] (d (i>/dt) = т (w) (da/dt).
276
f
i
i
f
Ц
t'
г
f
!< V ).
r
It
w
На рис. 9.4 справа изображено также изменение rs в процессе модуляции: сплошной линией при совпадении средней частоты сигнала с частотой настройки приемника, штриховой при расстройке. При Д<ч“Дож, cos Qcf изменение группового запаздыва-п
ния можно представить рядом Фурье т3«то4- S tkcosAQc^ и соответственно
со (/) = d фс (t)/di = w0 + A^m'cos'fic t +
(Л
т0 4- rft cos k'Qc t
Определяя напряжение на выходе частотного детектора по формуле (9.13), в которой Д^—До/2л и в данном случае t/or₽= —const, найдем
^«ых = (1/2 л) UД<вт (cos £2 /-|-£2с т0 s n £2С /4-
+ 0,5 Йс [та sin <3>crt 4- (тг—тэ) sin 2 йс 14- т2 sin 3,£2<? +
4-т3 sin 4 Qc < 4- -1).
Отсюда видно, что изменение модуляции, зависящее от формы фазовой характеристики, проявляется после детектирования в виде нелинейных искажений. Их не было бы, если бы были равны нулю Т1, т2, Т1 и т. д. Из рис. 9.4 видно, что это условие было бы соблюдено, если бы в полосе изменений частоты 2Д/т характеристика группового запаздывания т3 имела вид горизонтальной прямой линии, т. е. если бы в этой полосе частот фазочастотная характеристика была линейна.
'i
277
9 3 НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ЧАСТОТНОМ ДЕТЕКТИРОВАНИИ
В числе частотных детекторов, применяемых в радиоприемных устройствах, значительное место занимают рассмотренные в § 5,10 детекторы, основанные иа преобразовании ЧМ сигнала в резонансных цепях (см рис, 5,32 и 5 35). Поскольку в обоих случаях имеет место амплитудное детектирование, возможны нелинейные искажения, рассмотренные в § 5,5 (см. рис. 5.15); для их избежания должны быть выполнены полученные там условия.
Нелинейные искажения могут вызываться также кривизной рабочего участка характеристики частотного детектора (см. рис. 5.36 и 5 39); это учитывается путем такого выбора параметров цепей детектора, чтобы отклонения рабочего участка от прямой липни были минимальными.
Причиной искажений могут быть также несоответствие полосы изменений частоты, равной 2Д[т, ширине рабочего участка и неточная настройка приемника на среднюю частоту сигнала. Оба эти случая поясняются рис. 9.5, из которых видно, что выходное напряжение при синусоидальной частотной модуляции получается искаженным. Для избежания расстроек (рис. 9.5,6) в приемниках ЧМ используют АПЧ
Ос*
278
9 4 ДЕТЕКТИРОВАНИЕ ЧАСТОТНО-МОДУЛИРОВАННОГО СИГНАЛА ПРИ НАЛИЧИИ ПОМЕХИ
^Аддитивная помеха при ЧМ, как и при AM может и кажать принимаемое сообщение, если спектр ее полностью или частично налагается на спектр принимаемого радиосигнала. Помеха с перекрывающимся спектром может образоваться также вследствие интермодуляцищ/как и при приеме AM (см § 8.5)
В приемнике ЧМвозможпа и перекрестная модуляция, но процесс ее возникновения более сложен, чем в приемнике AM (см. § 8 4). В некоторых приемниках она наблюдается вследствие проникновения AM помехи (это может быть и сопутствующая AM, см. § 9.2) из антенны через паразитные емкости или иные элементы связи в гетеродин преобразователя частоты Действие сильной помехи на нелинейные межэлектродные емкости электронных приборов гетеродина создает паразитную ЧМ его колебаний, которая вызывает такую же модуляцию частоты сигнала на выходе преобразователя. В результате паразитная модуляция накладывается на основную модуляцию сигнала и проявляется при частотном детектировании.
I Рассмотрим действие на прием ЧМ сигнала квазигармоничес-кои помехи с несовпадающей частотой. Если амплитуда помехи меньш^ амплитуды сигна. а (только в этом случае возможен удовлетворительный приему сложение их можно представить векторной/диаграммой на рис. 8 8, где —сос— угловая частота биений. Из-за наложения помехи угол дополнительного фазового- сдвига сигнала
<р (0 = arctg [t/n sin i/(Uc -|- U„ cos Q6 f)]. (9.14)
Неравномерность частотной характеристики приемника в этом анализе учитывать не б дем, считая коэффициент усиления К постоянным. В результате сигнал, подводимый к частотному детектору, описывается формулой
«вых = KU (/) cos [й0 / -Нс (0 + Ф (01
При эффективном амплитудном ограничении в частотном детекторе можно полагать амплитуду U постоянной. В этом случае напряжение на выходе детектора зависит только от частоты-Подобно (9.8), в данном случае угловая частота сигнала <о'(/) = =<оо-|-Д(й(0 +бш(0, где 6w(0 =dtp (/)/<//.
Напряжение на выходе частотного детектора будет содержать полезный сигнал, пропорциональный Дш(/) =A(o,nCos ЙЧ, и помеху, пропорциональную 6со(О- Ограничиваясь случаем слабой помехи, когда принимаемый сигнал искажен, но еще разборчив, пренебрежем HncosQe/ в знаменателе дроби (9 14) и представим выражение <р(/) в виде <р(/)» (Un/t/c)sin Соответственно
6® (0 « (Ua/Uc) cos Йе t (9.15)
279* |
Следовательно, мешающее действие, как и при AM, проявляется как наложение на продетектированный сигнал свиста с частотой биений.
Отношение амплитуд помехи и полезного сигнала на выходе детектора равно отношению амплитуд девиаций частот и Да, т. е.
£/П вых^с-вых « (t/n/l/c) (Йб/Д®т) = ЩЬ Fm). (9.16)
Если в тракт промежуточной частоты проникает не одна помеха с частотой f„, а несколько с частотами fni, fn2, /пз (для простоты рассуждений будем считать их амплитуды одинаковыми), то каждая из них проявится описанным образом, но создаваемые ими напряжения на выходе частот нога детектора нс будут едина ковыми. Согласно (9 15) их действие будет тем сильнее, чем выше частота создав емых ими биений Ес, т. е. чем сильнее [п отличается от Спектр помех на выходе приобретает в этом случае вид, показанный на рис. 9.6,а Составляющие этого спектра не зависят от того, выше или ниже частоты помех fnb fu3 и др., чем частота сигнала /с- В одних случаях частота биений получается как /с—Аг, в других как /п—fc.
Подобная картина имеет место и в случае помехи в виде флуктуационного шума, который имеет сплошной спектр с практически равномерной плотностью (см. рис. 9.6,6). Спектр на выходе подобен показанному на рис. 9 6^-Л
Обозначим в дальнейшем в (9.13) £/огрАчд=Зчд— «крутизна» характеристики частотного детектора.
Если (и2и1)б!ш —средш й квадрат напряжения шума в поло се частот б/,,, то в данном случае (равномерный спектр) спектральная плотность шума
S~
Средний квадрат девиации частоты, создаваемой шумом, согласно (9.15)
♦
°)
Рис. 9.0
280
Средний квадрат напряжения шума на выходе частотного детектора найдем интегрированием составляющих от левой и правой половины спектра на рис. 9.6,6 по частоте биений —fc и
—f. Считая спектр симметричным ограничимся интегрированием одной половины и удвоим результат. С учетом (9.15)
= 5,2Д (g/U% 2 J6 mai Fl d F6 = (2/3) (S^/^) F* mex g. о
При этом Fornax — максимальная частота тона биений, с которой колебания на выходе приемника воспринимаются на фоне принимаемой информации.
В то же время эффективное выходное напряжение сигнала при ЧМ
t/c.Bblx=0,5S,„A m.
Следовательно,
17 ш »ЫХ вых = (2/1/3) (/i/t/e) КF36 Д fm) . (9.17)
Как (9.16), так и (9 17) показывает, что действие помехи можно ослабить путем углубления модуляции т. е. увеличения девиации &fm. Подобные результаты получаются и при AM где согласно (9.16) коэффициент изменения амплитуды при биениях в результате наложения помехи на сигнал tnn=UBIUt (в рамках нашего анализа /пс<1), а результат детектирования собственной модуляции сигнала пропорционален тс. Однако между этими двумя случаями имеется важное отличие: при AM коэффициент модуляции тс имеет предельное значение mCmax=l. При ЧМ возможность увеличения hfm представляется неограниченной, что и дает основание для вывода о гораздо большей помехозащищенности широкополосной ЧМ по сравнению с AM
Обычно предполагается, что за максимальную частоту слышимых биений Fe max, при которой необходимо оценивать соотношение помехи и сигнала п формулам (9.16) и (9.17), следует принимать максимальную частоту модуляции сигнала FCmax- Это естественно, если Fc яах соответствует частотному порогу слышимости человеческого уха. Если Fcmax существенно ниже этого порога, то после частотного детектора следует поставить фильтр нижних частот с частотой среза, равной Fc max, и таким образом подавить помехи с более высокими частотами В обоих случаях соответственно получим для квазигармонической помехи с учетом (9.3)
_____ (9.16а)
иш « (2/V3) т (9 17а)
Здесь £с»п — индекс частотной модуляции, определяемый при частоте Fcmax
281
При полосе пропускания П произведение gFI есть средний квадрат напряжения шума на входе (72ш, т. е. (9.17а) можно представить в виде
-L- 1 / Ляпах J—
вых
Поскольку полоса П пропорциональна Д/т, отношение /7/Естах пропорционально gcm, т. е. отношение иш.вЫХ/Ис ВЬ!5! уменьшается пропорционально £*’6ст) а отношение сигнал-помеха возрастает по мощности пропорционально g3Cm.
Чтобы влияние помехи проявилось достаточно слабо, прини мают ... 7. В звуковом радиовещании при максимальной частоте модуляции порядка 10 кГц это соответствует девиации Д/т 50..70 кГц Ширина полосы частот, занимаемая излучением, составляет в этом случае около 150 кГц. Такие полосы можно выделить только в диапазонах метровых и более коротких воли, где и осуществляется радиовещание с ЧМ
В приемнике ЧМ реализуется описанная в § 7.11 структура «ШОУ» (широкая полоса — ограничитель — узкая полоса), обеспечивающая эффективное подавление импульсных помех В доде-текторном тракте, поскольку' полоса пропускания его широкая, импульсная помеха кратковременна, но имеет значительную амплитуду, она может во много раз превышать амплитуду' принимаемого сигнала. В узкополосном фильтре, следующем за частотным детектором, содержащим ограничитель, импульсная помеха растягивается во времени и уменьшается по амплитуде; при этом она становится слабее сигнала.
/^Особенность ЧМ состоит в разной степени искажающего действия'помех на разных частотах принимаемого сообщения. Рис 9.6,а и в показывают, что уровень помех сильно понижается в области нижних частот и максимален на верхних частотах. Если не принять специальные меры, воспроизведение звуковой программы в радиовещании с ЧМ ухудшается из-за усиленного проявления помех в области верхних частот. Чтобы обеспечить примерно равную помехозащищенность при всех частотах модуляции, в звуковом радиовещании применяют частотные предыскажения передаваемого спектра: усилитель звуковых частот модуляционного тракта делают с такой частотной характеристикой, что коэффициент усиления возрастает примерно пропорционально увеличению частоты, поэтому л девиация Д/т при модуляции оказывается пропорциональна частоте Fc В результате спектр продстектированного сигнала подобен спектру шума на выходе детектора (рис. 9.6,в), поэтому отношение сигнал-шум получается достаточно большим во всех частях полосы частоцД
Из (9.2) и (9 3) видно, что при радиовещании с предыскажением амплитуд изменение фазы, т. е. индекс ЧМ оказывается практически постоянной величиной. В сущности это означает, что модуляция в данном случае не частотная, а фазовая.
282
Сильный подъем спектра на верхних частотах и понижение его на нижних проявились бы при прослушивании радиовещательных передач как сильные частотные искажения Чтобы их не было, после частотного детектора включают цепь частотной коррекции, коэффициент передачи которой обратно пропорционален частоте. В результате восстанавливается передаваемый спектр в его первоначальном виде. Цепь коррекции изменяет коэффициент передачи в равной мере и для сигнала, и для помех, поэтому отношение помеха-сигнал не ухудшается (об этом см. также на стр 167)
Изложенные рассуждения, как и исходная векторная диаграмма на рис. 88, справедливы, если помеха слабее, чем сигнал (Цп<СС/с). Они справедливы и при сложной помехе, если ее рассматривать как суперпозицию помех малых, каждая из которых в ' отдельности соответствует этому условию. Рис. 9.7,а иллюстриру- t ет суммарное действие случайных малых помех. В каждый данный момент времени их можно представить суммарным вектором t/n, т е. заменить одной квазигармонической помехой. Суммарный вектор помехи пристраиваемый к концу вектора Uc, изобра- I жающему сигнал, может занимать по отношению к нему любое yr-ловое положение и поэтому угол фазового сдвига может принимать любое значение в некоторых пределах. Это отдельно иллюстрируется рис. 9.7,6, где окружность соответствует положениям конца вектора С/п; пределы значений угла <р обозначены точками Л и В на этой окружности Пока Un<Uc имеем |±90°| и только при приближении 17п к Uc этот угол приближается к 90°. Этим и объясняется высокая помехоустойчивость широкополосной угловой модуляции, если ее индекс ^0^>л/2.
Рис. 9 7,а показывает, что случайным может быть не только угол <р, но и вектор С какой-то степенью вероятности этот вектор в некоторые моменты времени может оказаться больше Uc- Из рис 9.7,в видно, что в этом случае сразу утрачивается указанное ограничение угла <р: становится возможным «поворот» вектора U в
।
пределах полной окружности Пример изменения фазы <р показан на рис. 9.8,а, а пример изменения производной dqfdt, т е. паразитной девиации угловой частоты б<о, которую создает наложение помехи на сигнал —на рис. 9 8,6. Это изменение приобретает импульсный характер и приводит к появлению импульса напряжения на выходе частотного детектора
Следовательно, при угловой модуляции проявление помехи имеет отчетливо выраженный пороговый характер. Высокая поме хозащищенность сохраняется только в пределах условия Ua<ZUc.
9.5 . ПОРОГОПОНИЖАЮЩИЕ УСТРОЙСТВА
В ПРИЕМНИКАХ
ЧАСТОТНО МОДУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ
Чем меньше отношение сигнал-шум в приемнике, тем чаще
всплески амплитуды шума превышают уровень сигнала и возникают описанные ранее (рис. 9.8,6) пороговые импульсные помехи. Общая картина процессов в приемнике ЧМ при флуктуационной помехе представлена на рис 9.9; здесь й2с.Вх и /Л.вых — отношение
сигнал-шум по мощности до частотного детектора и на его выходе Из графика видно, что при достаточно большом й2с.вх действие шума заметно ослабляется, причем выигрыши тем больше, чем больше индекс модуляции |Стт» что соответствует фор-
Рис. 8.9
Рис. 9 10
284
муле (9 16а)'. С понижением Л2с.вх в характеристике помехоустойчивости наблюдается резкий спад образующий пороговую зону разделяющую всю рабочую область на две качественно отличные зоны — надпороговую и подпороговую Крутизна спада кривых в пороговой области для больших значений Ест составляет около ехр(—Л2с.вк), и далее наблюдается примерно квадратичная зависимость /гСВыХ~ »Ecm(ft2cих)2, свидетельствующая о подавлении сигнала. Наступление порога сопровождается резким снижением помехоустойчивости. Так, при £С7П=10 уменьшение /i2CBX от 10 до 0 дБ приводит к уменьшению й2с.ЕЬ1Х примерно иа 30 дБ. Пороговый эффект затрудняет прием ЧМ сигналов в каналах с замираниями, а также в каналах с низким энергетическим потенциалом, близким к пороговому.
Для появления порога не обязательно, чтобы средняя мощность шумов превышала мощность сигнала. С увеличением £Ст полоса рабочих частот расширяется и шумовые выбросы, соизмеримые с амплитудой сигнала, учащаются, в результате чего и начинает быстро падать /i2c.e>*x-
Для увеличения помехоустойчивости радиосистем с ЧМ в надпороговой области применяют описанный выше метод предыскажений. Для ослабления пороговых помех без увеличения мощности радиопередатчика применяют порогопонижающие устройства, среди которых одним из эффективных является следящий фильтр, предложенный в СССР к С. Вииицким
f Сущность приема ЧМ сигналов со следящим фильтром заклю чается в том что один И3 каскадов усилителя промежуточной частоты имеет полосу, более узкую, чем спектр сигнала, а его резонансная частота отслеживает изменения мгновенной частоты ЧМ сигнала Сужение полось1 пропускания уменьшает напряжение шума, тогда как при точно!* слежении за частотой напряжение сигнала’остается неизменным В результате превышение шумом уровня сигнала становится более резким, поэтому имеет место понижение порога. Следящую настройку узкополосного усилителя УУПЧ осуществляет цепь АПЧ (рис 9.10). Фильтр нижних частот ФНЧ делает цепь нечувствительной к случайным быстрым броскам напряжения, которые могут вызываться помехами.
В приемнике ЧМ сигналов с управляемым гетеродином (рис. 9.11) используется обратная связь по частоте, подобная АПЧ, которая подробно рассмотрена в § 6 10 В результате действия на преобразователь частоты подстраиваемого гетеродина модуляция
урц ПЧ УПЧ АО ЧД УЗЧ
Рис. 9.11
285
Рис. 9 12
колебаний промежуточной частоты уменьшается, что позволяет заменить широкополосный усилитель промежуточной частоты узкополосным. Наличие в цепи обратной связи двух узкополосных фильтров — промежуточной частоты и нижних частот—позволяет снизить пороговый эффект.
В приемнике ЧМ сигналов с фазовой АПЧ (рис. 9.12) в качестве узкополосного преобразователя используется фазовый детектор ФД с фильтром нижних частот ФНЧ на выходе; модулятором, как и в предыдущем случае, служит управляемый напряжением генератор ГУН Порог понижается благодаря относительно узкой полосе пропускания ФНЧ и соответственному понижению уровня шума С фазового детектора через ФНЧ в усилитель звуковой частоты УЗЧ поступает продетектированный сигнал, т. е. цепь АПЧ действует одновременно и как частотный детектор.^
9.6 ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМА ДИСКРЕТНЫХ СООБЩЕНИИ В СИСТЕМАХ С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ
При дискретной ЧМ символу 0 соответствует передача колеба ння на частоте fi, символу 1 — на частоте /2. Частотная манипуляция в настоящее время является основным видом передачи дискретных сообщений по радиоканалам. Широкое применение ее объясняется высокой по сравнению с AM помехоустойчивостью приема и относительной простотой детектирования сигнала в приемнике. Примерная схема приемника двоичных ЧМ сигналов приведена на рис. 9 13 С главного тракта приема (ГТП) сигнал подается на амплитудный ограничитель (АО), затем на частотный детектор (ЧД). Ограничитель устраняет изменения амплитуды сигнала, вызванные действием помех и замираний. Результат детектирования в виде двуполярных импульсов постоянного тока после фильтра нижних частот (ФНЧ) поступает на пороговое устройст-
Рис. 9.13
286
во (ПУ). Импульсы могут преобразовываться в тональные в тон-манипуляторе (ТМ) для подачи в соединительную линию.
Для детектирования частотно манипулированного сигнала можно использовать любой из частотных детекторов, рассмотренных в § 5.10 и 5.11. Наибольшее применение получил ЧД (рис. 9 14), аналогичный детектору с взаимно расстроенными контурами (рис. 5.32), в котором на выходе усилительного тракта УТ вместо одиночных контуров включают более сложные, в том числе кварцевые, фильтры для лучшего разделения колебаний с частотами f\ и
Полоса пропускания каждого фильтра должна обеспечить выделение основной части спектра сигнала вблизи частот ft и f2 и зависит от длительности импульсов, т. е. от скорости манипуляции. Построенный таким образом тракт приемника имеет рассмотренную в § 7 11 структуру Ш-О-У, способствующую ослаблению импульсных помех.
Применяются также цифровые детекторы, например импульсно-счетные. Они основаны на счете числа периодов сигнала в течение длительности элемента сигнала Т. Решение о переданном символе 1 или 0 выносится пороговым устройством при подаче на него напряжения с выхода ФНЧ (рис. 5.44) или интегратора (рис. 5.4b) Известны также детекторы, в которых счетчик импульсов, соответствующих моментам перехода через нуль, определяет число полупериодов п. Решение выносится в результате сравнения измеренного числа полупериодов п с пороговым значением, равным (п> + п2)/2, где Л| и — априорно известные числа полупериодов частоты fi и /2 на интервале Т (рис. 9.15).
Известен также способ построения цифровых ЧД, основанный на определении длительности полупериодов колебаний сигнала. Схема реализации ЧД по этому способу приведена на рис. 9 16. Сигнал путем двустороннего ограничения приводится к прямоугольному виду. Длительность полупериода определяется подсче-
Рис. 9 15
287
Рис. 8 1в
том числа тактовых импульсов в указанном интервале. Точность измерения зависит от частоты тактового генератора; например, чтобы измерить длительность интервала с точностью 1 %, частота тактовых импульсов должна быть в 100 раз больше частоты сигнала на входе ЧД. Результат счета поступает на цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), аналоговое напряжение с которого после ФНЧ подается на пороговое устройство ПУ для принятия решения. Помехоустойчивость детектора можно повысить, если при вынесении решения о принадлежности данного полупериода к час тоте ft или f2 учитывать результаты измерения длительности предыдущего и последующего полупериодов
На магистральных линиях радиосвязи широко применяется двухканальная частотная манипуляция ДЧМ. Для передачи четырех комбинаций сигналов двух каналов используют четыре часто-
Рис 917
ты /ь f2, f3, /4. Например, посылке 0 обоих каналов может соответствовать частота fit 1 в обоих каналах частота f2, 1 в первом и 0 во втором — частота 0 в первом и 1 во втором — частота ft. При этом полная мощность передатчика используется для создания сигнала в двух каналах. Этим обеспечивается максимальный уровень сигнала, а следовательно, максимальная помехоустойчивость. На рис. 9.17 приведен вариант схемы разделения каналов ДЧТ в приемнике при помощи четырех фильтров и диодов VDh ..., VDe, которые соответствующим образом подключены к нагрузкам обоих каналов. Так, при приеме сигнала с частотой ft ток проходит через диоды VD^ и VDi, вызывая на нагрузках падение напряжения отрицательной Полярности, что соответствует символам 0 в обоих каналах. При приеме сигнала с частотой /4 ток проходит через диоды V£>3 и VD6, создавая на нагрузках напряжение с отрицательной полярностью в 1-м канале (символ 0) и положительной во 2-м (символ 1) ит. д.
9 7 ПРИЕМ ФЛЗОМЛИИПУЛИРОВЛННЫХ СИГНАЛОВ
При фазовой манипуляции передача сообщении осуществляется изменением фазы несущего колебания Дер при посылке 1 и Дф2 при посылке 0. Возможна и двухканальная передача с посылками Дфь Лф2> Дфз и Д<р4, подобная описанной в § 9.6 системе ДЧТ; существуют и другие варианты. В однокаиальнои системе, которую мы рассмотрим в качестве примера, фаза изменяется на 180° (рис. 9.18,а и б):
«С1 (0 = </mo cos (сос t + <рс),
«С2 (0 = СОЗ t + фс + П) = —Uml- COS f <i>c t -f- фс), (9.18)
10—12
288
Рис 0.19
Детектирование осуществляется с помощью фазового детектора ФД (рис 919), на который подаются сигнал (9 18) и опорное напряжение с частотой сигнала и неизменной фазой: «0 = t/m0cosX X (сос/+ <ро) Оно формируется устройством формирования опорного напряжения (УФОН). На выходе ФД образуются двуполярные посылки постоянного тока
« = ± k и тс и то CCS (<рс - <р0). (9 19)
Пороговое устройство (ПУ) может работать с порогом, равным (нулю, как при ЧМ. Из (9.19) видно, что напряжение на выходе ФД пропорционально косинусу разности фаз Дфо=фс—qp0, что предъявляет жесткие требования к устройству формирования опор ного напряжения. В отличие от ЧМ, в которой имеет место однозначное соответствие между передаваемым символом (1 или 0) и информационным параметром (частота /2 или ft), системам с ФМ свойственна так называемая «обратная» работа. У сигналов с ФМ отсутствует признак, который позволил бы «привязать» фазу опорного напряжения к фазе сигнала. При формировании опорного сиг-гала из принятого информационного сигнала его фаза имеет два устойчивых состояния <рс и фо+л. Переход из одного состояния в другое может происходить под действием помех и вызывать изменение полярности напряжения на выходе ФД на обратную. Для устранения э ого недостатка используют специальные методы кодирования. В рассматриваемом случае может быть использована, например, так называемая фазоразностная манипуляция (ФРМ), предложенная и исследованная в СССР Н Т Петровичем. При ФРМ фаза сигнала отсчитывается от фазы предыдущего элемента Так, при передаче символа 0 фаза сигнала остается такой же, как у предшествующего элемента, а при передаче символа 1 фаза меняется на п (рис. 9 18,в) Начинается передача с посылки одного, не несущего информации элемента, который служит опорным сигналом для сравнения фазы последующего элемента.
Прием сигналов ФРМ можно реализовать различными методами. Широко известны метод сравнения фаз (автокорреляционный метод приема) и метод сравнения полярностей (квазикоге-реитный метод приема)
При приеме по методу сравнения фаз (рис. 9.20) на ФД в качестве опорного подается сигнал uc(t+T), задержанный на интер вал времени, равный длительности единичного элемента Т. Поэтому явление обратной работы принципиально исключается.
290
Решение
Во втором случае детектирование сигнала происходит, как и по схеме на рис. 9.19, но решение принимается в устройстве по-схеме на рис. 9.21 в результате сравнения полярностей восстановленных после порогового устройства посылок с задержанными на время Т. Сравнение полярностей осуществляется с помощыо перемиожнтеля знаков. Обратная работа при этом устраняется, так как при скачке фазы меняется полярность обоих напряжений, подаваемых на устройство сравнения полярностей (СП). Но в момент скачка фазы появляется ошибка, кроме того, одиночные ошибки в системе ФРМ удваиваются, что ухудшает помехоустойчивость.
Важным узлом приемника фазоманипулированных сигналов является устройство формирования опорного напряжения для ФД. Распространенный способ получения опорного напряжения состоит в умножении частоты входного сигнала, фильтрации и последующем ее делении. Такой способ был предложен в СССР А А. Пистолысорсом. При умножении частоты происходит умножение и фазы, При манипуляции фазы на л в результате удвоения частоты фаза сигнала станет равной 2л, т е. манипуляция фазы снимается. После деления частоты на 2 колебание остается нема-нипулпрованпым. В более сложных случаях многофазной манипуляции принимают A<[k=2nk/n; при этом частоту умножают в п раз. Ценным свойством сигналов с многократной ФМ в отличие от многократной ЧМ является то, что с ростом числа каналов полоса частот не расширяется; однако уменьшение Дф, т. е. индекса модуляции, уменьшает помехоустойчивость.
Как было показано В. А. Котельниковым, фазовая манипуляция обладает максимальной потенциальной помехоустойчивостью. Она широко используется в новейших высокоэффективных системах связи, в частности спутниковых.
Рис. 9 21
,0* 29J
Глава 10 ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМНИКОВ РАЗЛИЧНОГО НАЗНАЧЕНИЯ
10 1. ВИДЫ СИГНАЛОВ
в РАДИОСВЯЗИ И ВЕЩАНИИ
Структура л конструкция приемников зависит от их назначения, от диапазона частот, в котором осуществляется радиоприем, и от вида радиосигналов. Эти показатели взаимосвязаны. Например, для многоканальной магистральной радиорелейной и спутниковой связи используются системы, работающие в микроволновых диапазонах, в которых применяются широкополосные групповые сигналы с частотным разделением либо телевизионные сигналы с частотной модуляцией в радиотрактс. Используется также цифровая передача с временным разделением каналов; область ее применения постепенно расширяется Манипуляция в этих системах — частотная или фазовая. Обычно такие системы занимают выделенные для них фиксированные полосы частот, т. е приемники в них не нуждаются в перестройке.
Системы сигнализации, персонального радиовызова, служебные переговорные и диспетчерские радиосистемы и другие в фиксированных и подвижных службах в населенных пунктах и на предприятиях, занимающих большую территорию, обычно работают в диапазоне метровых волн. Для них выделяется несколько фиксированных частот и соответственно приемник имеет несколько фиксированных настроек, сменяемых путем переключения. Наиболее распространенная до последнего времени модуляция — частотная.
На дальних радиолиниях на декаметровых волнах обычно применяется однополосная передача с числом независимых боковых полос от одной до четырех. Однополосные каналы используются для аналоговой телефонной связи либо для цифровой передачи; широко применяется вторичное уплотнение этих боковых полос каналами с частотной манипуляцией поднесущих (тонального телеграфирования). Приемники для этого вида радиосвязи делаются более или менее универсальными; они работают в широком диапазоне частот (например, от 3 до 30 МГц) и, имеют оконечные устройства для обработки сигналов разных вйдов.
Еще большей степенью универсальности характеризуются стационарные, а в некоторых случаях и переносные приемники звукового радиовещания. Многие из них рассчитаны на прием монофонических и стереофонических сигналов в диапазонах от километровых до дециметровых волн, с амплитудной и частотной модуляцией. Конструирование этих приемников усложняется вследствие необходимости их массового выпуска и сравнительно малой стоимости. Благодаря широкому внедрению типовых микромодулей с .высокой степенью интеграции, в том числе микропроцессоров, уст-292
ройства настройки таких приемников строятся на тех же принципах, что н в профессиональной аппаратуре, т. е. с синтезаторами частот и автоматическим управлением
10.2. ПРИЕМНИКИ ЗВУКОВОГО РАДИОВЕЩАНИЯ
Вещательные приемники выполняются со встроенными либо с отдельными громкоговорителями. Выпускаются также приемники, содержащие в последетекторном тракте только предварительный усилитель звуковой частоты и рассчитанные на совместную работу с отдельным мощным усилителем. Такие приемники называют ся тюнерами (от английского слова tune — «настраивать»), т. е. «настроечными блоками». Подключаемый к ним блок звуковой частоты служит также для воспроизведения звукозаписи.
В зависимости от качественных показателей, с которыми связана и их стоимость, вещательные приемники делят на пять классов. Приемники высшего и I классов обеспечивают наилучшее качество воспроизведения звука и максимальные удобства в управлении, что достигается за счет усложнения конструкции. Приемники IV класса значительно более простые и дешевые за счет некоторого снижения качественных показателей, упрощения внешнего вида и исключения отдельных функциональных возможностей (например, они могут не обеспечивать прием ЧМ сигналов). На показатели качества всех классов приемников имеется государственный стандарт.
Совмещение функций приема AM сигналов в радиовещательных диапазонах ДВ, СВ и КВ и ЧМ сигналов в диапазонах УКВ и ДЦВ требует двухканального построения приемника, так как главные характеристики приемного тракта в этих случаях различны Пример упрошенной схемы приемника дан на рис. 10.1. Здесь
Рис 101
293
П[—преселектор тракта ЧМ с антенной Аь П2— преселектор тракта AM с магнитной антенной Аг. Обычно предусматривается возможность подключения внешней антенны, причем возможно отключение А2 ключом Ki, который размыкается при введении штек-кера антенны А3 в предназначенное для этого гнездо.
Усилитель промежуточной частоты УПЧ может быть сделан общим Для этого на выходах усилительных приборов вместо одного контура или фильтра промежуточной частоты включают последовательно два контура Один из них настроен на промежуточ ную частоту тракта ЧМ (обычно 10,7 МГц), а другой — на промежуточную частоту тракта AM (обычно 465 кГц). Такие усилительные каскады имеют максимумы коэффициента усиления на обеих указанных частотах, т. е. усиливают сигналы обоих трактов. Полосы пропускания соответствуют ширине спектров сигналов с ЧМ и AM. Включение на вход УПЧ сигнала от одного из преселекторов осуществляется переключателем Кг-
Штриховыми линиями на рис. 10.1 показаны сопряженные органы настройки приемника. Б данном случае имеется в виду ручная плавная настройка Широко применяется автоматическая и цифровая настройка (см. § 6.12 и 6.14).
При приеме ЧМ сигнала в преобразователе частоты используется гетеродин Гь При приеме AM сигнала в режиме преобразования работает первый каскад УПЧ, для чего к нему подсоединяется гетеродин Г2 (цепи его включения и выключения для простоты не показаны).
С выхода УПЧ ЧМ сигнал через фильтр Ф, поступает на частотный детектор ЧД. Напряжение с ЧД ответвляется в фильтр нижних частот ФНЧ и подается на управляющую цепь УЦ для автоматической подстройки гетеродина Гь
Сигнал с AM выделяется фильтром Ф2 и подается одновременно на амплитудный детектор АД и на выпрямитель В. На выходе выпрямителя получается напряжение для регулировки усиления. Цепью АРУ в данном случае охвачены усилитель радиочастоты в преселекторе П2 и первые каскады УПЧ.
С выхода ЧД сигнал поступает в стереомодулятор СД, используемый при приеме стереофонических программ. Принцип стереофонического приема рассматривается далее.
В приемнике имеются коммутатор режимов приема Кз, регулятор громкости РГ и двухканальный усилитель звуковой частоты УЗЧ с левым ЛГ и правым ПГ громкоговорителями. В положении 1 в каналы звуковой частоты поступают сигналы от стереофонического звукоснимателя ЗС; ои включается при использовании звукового тракта приемника для прослушивания граммофонных пластинок. В положении 2 с выхода СД снимаются сигналы для УЗЧ левого и правого звуковых каналов. В положении 3 в оба канала звуковой частоты идет монофонический сигнал из тракта ЧМ непосредственно с выхода частотного детектора ЧД. В положении 4 в оба канала звуковой частоты идет сигнал с выхода АД из тракта AM
294
?
10.3. СТЕРЕОФОНИЧЕСКИЕ ПРИЕМНИКИ
Стереовещание осуществляется путем передачи двух сигналов и «П») от пространственно разнесенных микрофонов («левого» и «правого») и воспроизведения их через разнесенные громкоговорители или через головную телефонную арматуру с отдельными сигналами для левого и правого уха слушателя. Поэтому приемник стереопрограмм должен быть двухканальным
При создании первых систем стереовещания считалось несомненным, что двухканальной передаче должен соответствовать расширенный спектр сигнала, а следовательно, требуется и расширенная полоса частот. Поэтому до последнего времени этот вид вещания реализуется только на метровых и дециметровых волнах, где имеются возможности для высококачественной передачи звука и применяется помехоустойчивая частотная модуляция.
Современные системы стереовещания являются совместимыми.
т. е. передаваемая программа нормально воспроизводится как монофоническая при приеме на монофонические приемники. Для это-
го модулирующий сигнал образуется из дв>х спектров: суммарного сигнала «Л»+«П», передаваемого в полной полосе звуковых частот до 15 кГц, и передаваемого на ультразвуковой поднесущей вспомогательного сигнала, предназначенного для разделения «Л» и «П». Спектральная диаграмма сформированного описанным способом комплексного сигнала показана на рис, 10.2
В СССР применяется система, в которой модулирующий сигнал имеет вид рис. 10 3 Получение и детектирование таких сигналов
предложено в 1939 г. Л. М Косцовым. Положительные полуволны здесь модулируются сигналом «Л», а отрицательные — сигналом «—П». Среднее значение верхних полуволн этого сигнала изменяется по закону «Л», а нижних — по закону «—П». Разность этих средних значений представляет собой сумму «Л + П» и образует часть спектра А на рис. 10.2, Переменная составляющая сигнала
на рис 10 3 с частотной поднесущей промодулированная и «Л», и «П», образует часть спектра В.
Принцип разделения сигналов в приемнике поясняется на рис. 10 4 Частотный детектор ЧД формирует модулирующий сигнал (рис. 10.3). В монофонических
Рис, 10.3
295
сд
Рис. 10.4
приемниках громкоговоритель воспроизводит звуковой спектр А. В стереофонических приемниках сигнал с выхода ЧД подводится к стерсодемодулятору СД, в котором положительные и отрицательные полуволны разделяются диодами.
В других странах спектр комплексного стереосигнала подобен показанному на рис. 10 2, но формируется в передатчике и обрабатывается в приемнике другим способом. Сигнал «Л» + «П» пе редается в полосе А (рис. 10.2), а сигнал «П» действует на балансный амплитудный модулятор, в котором формируется AM сигнал с подавленной несущей (см § 8.9) 38 кГц. Для ее восстановления в спектр на рис. 10.2 дополнительно вводится пилот-сигнал с частотой 19 кГц (штриховая линия на рис. 10.2). В приемнике пилот-сигнал выделяется фильтром и после удвоения частоты синхронизирует генератор несущей 38 кГц. Введение частоты напри жения генератора в спектр В превращает его в обычный AM сигнал, после детектирования которого получается сигнал «П».
В 70-е годы началось внедрение стереовещания в диапазоны, .в которых до сих пор звуковое радиовеща1иие велось с AM, прежде всего в диапазон СВ Обеспечить передачу такого широкого спектра, как на УКВ (до 15 кГц) в уз ких полосах, выделяемых для вещания в этом диапазоне, невозможно. Тем не менее полученные результаты свидетельствуют, что при переходе к стерс-офо) и-ческой передаче достигается положительный эффект.
Сложность стереовещания на СВ заключается, как и ра> ее, в том, что в общей полосе частот требуется передать два разных сигнала. Однако в данном случае невозможно разнести их по частоте подобно тому, как это еде л ано на УКВ (рис. 10.2). Из за ограниченности ширины частотного канала спек тры сигналов должны налагаться друг на друга Кроме того, система додж ш оставаться совместимой, т. е. передаваемый сигнал должен быть нормально модулированным по амплитуде суммой «Л+П»
Было предложено несколько решений поставленной задачи:
1 Применяется комбинированная модуляция: частотная и амплитудная. Сиг «ал модулирован по амплитуде суммой «Л+-П*. Детектор монофонического приемника — амплитудный и не реагирует на ЧМ. На выходе его выделяется полный монофонический сигнал. В стереофоническом приемнике сигаал параллельно детектируется частотным детектором и полученное напряжение изменяет
2^6
ся по закону ЧМ «Л—ТГ* Сигналы «Л» и «П» разделяются путем сложения и вычитания напряжений от указанных детекторов.
2. Система аналогична предыдущей, но вместо частотной применяется фазовая модуляция. Для формирования сигнала «Л—П> имеется фазовый детектор. Опорное напряжение для фазового детектирования дает гетеродин г автоматической подстройкой.
3. Применяется так называемая «квадратурная» модуляция. Передаваемый сигнал состоит из двух AM .сигналов, у которых несущие колебания имеют од ну и ту же частоту, но взаимно сдвинуты по фазе i а 90° Одна несущая модулирована сигналом «Л», другая — «П». Результирующее напряжение модулировано и по амплитуде, и по фазе в чем нетрудно убедиться, если изобразить суммарный сигнал векторной диаграммой.
В монофоническом приемнике амплитудный детектор дает, как и в 1-й системе, суммарный сигнал «Л-*-П* что и требуется. В стереофоническом приемнике комбинированный сигнал разветвляется в два капала в каждом из которых имеется синхронный (фазовый) детектор Опорное напряжение, подаваемое «а один из детекторов отличается от напряжения на другом детекторе на 90°
Из § 5.8 (см. риг. 5.24) известно, что при сдвиге фазы опертого напряжения по отношению к детектируемому сигналу на 90° «а выходе сто папряже те отсутствует. Поэтому в рассматриваемой системе один ио фазовых детекторов будет реагировать на тот из сигналов, который совпадает по фазе с его опорным напряжением, и не будет детектировать второй сигнал, по отношению к несущей которого его опорное напряжение сдвинуто та 90°. Напротив, второй фазовый детектор будет детектировать второй сигнал, но не пропустит первый. В результате сигналы «Л» и «П» разделяются.
4. Для передачи сигнала используется система с двумя независимыми боковыми полосами и общей несущей В этом случае нижняя боковая положа несет в себе сигнал «Л», а верхняя—«П» В монофо синеоком приемчике детектирование такого сигнала с обычным амплнт}лным детектором дает суммарный сигнал «Л+П». В стереофоническом приемнике сигнал разветвляется на два канала, в каждом из которых имеется детектор однополоюного сигнала В одни из каналов поступает нижняя боков, я полоса с несущей, в другой верхняя также с несущей.
Общее во нссх рассмотренных системах состоит в том, что комбинированный .радиосигнал в них imcct не только амплитудную, -по и угловую модуляцию.
Раосмотр IM возможность дпухканальпон передачи путем совместной амплитудной и фазовой модуляция Предположим, что сигналы 1 п 2 — топовые с угловыми частотами 11, и Q2 В этом сл}час пат ряжение сигнала
«(/) = {/(! т cosQt 0 cos [а> / -г 6 (01
причем d£(/)/d/—A tocos £22(, т. е £(Z) = (Ao>/Q2)sin Q2Z,
При малом пндеЮсе угловой модуляции £(Г) =Д<о/Н2<к90°
cos (ш 14- е) --= cos со 14- ц (d cos w t/dt) cos w f + £ (0 sin co t,
т e u(t) = 1/(14-m cos 12,/) (cos coZ—l['(Aco/Q2)sin QsZ]sin wt}.
Отсюда видно, что спектр радиосип ала по-прежнему содержит несущую с угловой частотой со и боковые составляющие, отличающиеся от несущей на значения угловых частот модуляции ft, и Й2. Основные составляющие с частотами <а±Й| имеют, как и при обычной AM амплитуды 0,5 Um. Относительно
297
небольшая квадратурная (sincot) составляющая сигнала модулировав во амплитуде по закону —l/‘(l+mcos QiO^(Aco/fii) sin Й2(] sin<a/. За счет этой составляющей в спектре дополнительно появляются составляющие с частотами ю±Й2, имеющие амплитуды ЩДсо/Йг). Кроме того, произведение 1/т(Дш/П2)х Xcos Qj/sin Q2isin <£>t соответствует составляющим с угловыми частотами <я± ±(Й,±Й2).
Эти состав яющие могут оказаться за пределами полосы пропускания приемника, если сумма Й нй2 превысит максимальную угловую частоту передавав мото спектра звукового сигнала Umax которой соответствует граница полосы пропускания. Однако эти сос авляющие—«второго порядка малости и их частичное подавление ие приведет к существен шм иска жени ям стереоэффекта.
При неравномерной АЧХ приемника ЧМ преобразуется в AM, причем, как видно из рис. 9.3, при точной настройке приемника на частоту принимаемого радиосигнала частота AM вдвое превышает частоту ЧМ. После амплитудного де тектирова 1Ия эта сопутствующая AM проявится в виде сигнала второго канала, к тому же искаженного. Следовательно, сообщение из дополнительного канала может переходить в основной, в котором происходит амплитудное детектирова кие.
'При неточной настройке приемника, как видно из рис. 8.3, коэффициент передачи для левой и правой боковых составляющих спектра AM сигнала будет неодинаков что приведет к нераве гству боковых составляющих. Сигнал с таким несимметричным спектром изменяется уже ле только по амплитуде, но и по фазе Следовательно, AM из основного канала приема будет давать отклик в дополните льном канале с фазовым детектированием.
Из изложенных рассуждений вытекает желательность хорошей равномерности АЧХ до детектор!ого тракта приемника; при этом условии и межканальные («перекресп е») переходы сообщений и искажения будут невелики. Кро ме того, возможность межканальных переходов показывает, что рассмотренную двойную модуляцию не следует применять для передачи двух совершенно разных сообща ий в общей полосе частот. Но для стереофонической передачи этот способ приемлем, так как оба сигнала несут одну и ту же программу и переходы могут привести только к некоторому ослаблению стереофонического эффекта.
10.4. РАДИОВЕЩАТЕЛЬНЫЕ ПРИЕМНИКИ ДЕКАМЕТРОВЫХ ВОЛН
Типичный пример схемы радиовещательного приемника декаметровых волн в упрощенном виде показан на рис. 10.5 В этом диапазоне трудно осуществить точную настройку «на слух» и еще труднее обеспечить ее стабильность при использовании гетеродина с плавной ручной перестройкой. Поэтому для получения гетеро динного напряжения используется цифровой синтезатор частот СЧ с фазовой АПЧ генератора (ГУН), управляемого напряжением Управляющее напряжение цепи АПЧ подается на управляющую цепь УЦ через фильтр нижних частот ФНЧ и суммирующую цепь СЦ.
Рассматриваемый приемник построен по инфрадинной схеме (см. § 4.5, рис 4 6,6). В этом случае упрощается конструкция 298
Рис. to.5
входной цепи ВЦ, которая принимает вид простого фильтра нижних частот. Кроме того, при этом упрощаются синтез частот и АПЧ, так как частота ГУН должна изменяться в относительно узких пределах. Как указывалось в § 4.5, для этого выбирают первую промежуточную частоту значительно выше верхней частоты диапазона приемника, например, порядка 50 МГц. Соответственно на эту частоту настроен усилитель первой промежуточной частоты УГ Ч| Далее следуют второй преобразователь П2 и усилитель второй промежуточной частоты УПЧ2, в котором происходит основное усиление сигнала
Гетеродин второго преобразователя Г работает на фиксированной частоте, отличающейся от первой промежуточной частоты на значение второй промежуточной частоты; в данном случае он стабилизирован кварцем
Сигнал с выхода УПЧ2 детектируется амплитудным детектором Д Обычно это простой диодный детектор, но в данном случае па схеме показан синхронный детектор (см. § 8 7) с синхронным генератором СГ и цепью синхронизации ЦС. В ЦС из принимаемого сигнала выделяется колебание несущей частоты и используется Для фазовой АПЧ генератора СГ Применение синхронного детектора имеет в данном случае двойной смысл. Во-первых, при этом ослабляется действие помех. Во-вторых, становится возможным прием однополосных сигналов В данное время однополосное радиовещание на декаметровых волнах не применяется, но вполне вероятно внедрение его в будущем
Постоянная слагающая продетектированного сигнала используется в цепи АРУ для получения регулирующего напряжения, с помощью которого регулируется усиление УПЧ2. Переменная составляющая подается в усилитель звуковой частоты УЗЧ
299
При перестройке приемника с одной станции на другую в цепи АРУ регулирующее напряжение отсутствует и усиление возрастает. При этом увеличиваются шумы, которые слышны в громкоговорителе Гр с почти такой же громкостью, с какой при приеме воспроизводится сигнал. Чтобы этого избежать, часто применяется цепь бесшумной насгроики. В данном случае она содержит ключ КБН, управляемый блоком бесшумной настройки БН При перестройке ключ размыкается и шумы не проходят в усилитель звуковой частоты УЗЧ
Цифровое управление настройкой осуществляется изменением коэффициента деления в делителе частоты синтезатора с управляемым коэффициентом деления В диапазоне декаметровых волн для радиовещания отведен ряд поддиапазонов, разделенных на частотные каналы (обычно через 5 кГц), в каждом из которых может работать радиостанция. Для управления настройкой служит тас-татура Т (это может быть также сенсорная панель, см § 6.17), команды от которой поступают в управляющее устройство УУ и действуют на запоминающие устройства поддиапазонов ЗУ| и каналов ЗУ.
Для выбора поддиапазона нажимается кнопка Д после чего-кйопками с цифрами от 0 до 9 набирается желательный номер поддиапазона. Цифровые данные настройки выдаются из ЗУ1 в индикатор ИД. Одновременно эти данные вводятся в оперативное запоминающее устройство ОЗУ и в генератор напряжения грубой настройки ГГН. Напряжение, соответствующее заданному поддиапазону, через суммирующую цепь СЦ действует на управляющую цепь УЦ и вызывает ввод частоты генератора ГУН в этот поддиапазон.
После выбора поддиапазона, номер которого виден на световом индикаторе ИД, нажимается кнопка выбора канала К Затем аналогично предыдущему набирается номер частотного канала, который показывается индикатором ИК- При этом через управляющее устройство УУ поступает соответствующая команда в ОЗУ. Из ОЗУ настроечные данные вводятся в исполнительное устройство ИУ, непосредственно управляющее синтезатором. Во время исполнения команд на блок бесшумной настройки БН поступает сигнал, который размыкает ключ КБН. По окончании про цесса настройки ключ замыкается и в громкоговорителе слышна программа принимаемой радиостанции.
10 5 ПРИЕМНИКИ
ТЕЛЕВИЗИОННОГО ВЕЩАНИЯ
Ширина спектра телевнэим него сигнала превышает 6 МГц, поэтому теле визиониое вещание ведется на метровых и дециметровых волнах. Спектр содержит сигналы изображения и звукового сопрово^кдепия, причем изображение соответственно воспроизводится на экране телевизора, а звук — громкоговорителем. По этим причинам телевизионный приемник — телевизор — должен быть двухк а на л ьн ым.
300
Сигнал изображения передается AM, причем для сужения занимаемой полосы частот пропускается полностью только одна боковая полоса, от второй же боковой полосы остается лишь небольшая часть, примыкающая к несущей. Сигнал звукового сопровождения передается на поднесущей, частота которой выбирается выше верхней границы видеоспектра. Модуляция поднесущей — частотная. Примерный вид спектра
комплексного телевизионного сигнала изо-
бражен на рис. 10.6. Здесь fK и — частоты несущей сигнала изображения и средняя частота сигнала звукового сопровождения. Система цветного телевиде
ния— совместимая г. с. передаваемые программы принимаются и воспроизво*. дятся как монохром ше (черно-белые) при приеме на монохромный телевизор.
Поскольку канал звукового сопровождена: занимает лишь малую часть частотной полосы комплексного телевизионного сигнала (рис. 10.6), то сигналы изображения и звука выделяются, преобразуются и усиливаются совместно в общем додетскторном тракте приемника. Разделение их 1 роисходит только в выход! ых цепях. Упрощенная схема мо юхромного приемника показа iа на рис. J0.7. . -ч М»
Входной блок, обычно называемый селектором телевизионных каналов (CK)t содержит входную пень радиочастоты и преобразователь с гетеродином Г Настройка колебательных контуров обеспечивается варакторами, на которые подают управляющие напряжения. Число напряжении, получаемых от переключаемых датчиков соответствует числу используемых телевизионных каналов. Напряжения поступают от цифрового электро того блока встройки либо с потенциометрических датчиков (на схеме не показаны).
Сиг [ал с «ромежуточной частотой, получаемый на выходе СК. усиливается далее в УПЧ. Затем он подается в амплитуде ый детектор АД и одновременно в частотный детектор ЧД цепи АПЧ гетеродина. Сигнал изображст ия с выхода амплитудного детектора усиливается и подается на катод киоескощ; on управляет интенсив юстью электро пюго луча соответственно изменениям яркости
Рис. 10.7
301
элементов изображения. Одновременно сигнал с детектора АД ответвляется в канал звукового сопровождения. Здесь он поступает в усилитель промежуточной частоты звука УПЧЗ, настроенный на частоту 6,6 МГц.
Как видно из рис. 10.6, частота Л отстоит от несущей изображения /н на €.5 МГц. Поэтому после амплитудного детектора АД в составе продетектиро-ва-иного сигнала окажется ие только спектр сигнала изображения, но и преобразованный сигнал звукового сопровождения на разностной частоте f3—/« = =6,5 МГц. Этот сигнал и выделяется УПЧЗ. Следовательно, в отношении сигнала звукового сопровождения детектор АД действует как преобразователь частоты, причем роль гетеродинного напряжения играет несущая сигнала изображения. С выхода УПЧЗ сигнал попадает в частотный детектор канала звука ЧДЗ с амплитудным ограничителем АО. Далее он усиливается в усилителе звуковой частоты УЗЧ в воспроизводится громкоговорителем Гр
Сигнал изображения с .выхода усилителя ВУ ответвляется в блок развертки БР, Здесь из него в селекторе импульсов синхронизации СИС выделяются передаваемые вместе с сигналами звукового сопровождения и изображения синхроимпульсы Далее в селекторах строчной синхронизации СС и кадровой синхронизации СК разделяются импульсы синхронизации строк и кадров, которые затем управляют генераторами токов строчной (ГСР) и кадровой (ГКР) развертки. Эти токи подаются в катушки развертки КР и управляют гориэонталь-ным^-н вертикальными отклонениями электронного луча. Кроме того напряжение строчной развертки поступает в высоковольтный выпрямитель ВВ, напряжение с которого подается на анод кинескопа.
Напряжение с выхода видеоусилителя ВУ подается, кроме того, в блок АРУ с выпрямителем В .и в блок автоматической регулировки яркости АРЯ, напряжение с которого подается на -управляющий электрод кинескопа
В системе цветного телевидения красную («К»), синюю («С») и зеленую («3») составляющие передаваемого изображения получают с помощью трех светофильтров и отдельных передающих трубок. Совместимость этой системы обеспечнвается^передачей в качестве основного сигнала, спектр которого занимает большую часть отведенной полосы частот (рню. Iffi), общего сигнала яркости «Я» в виде суммы всех трех сигналов «К + С+З». Этот сигнал аналогичен передаваемому ® системе монохромного телевидения и нормально воспроизводится при приеме на монохромный телевизор. Дополнительно в видео-Сдектр вводятся поднесущие, модулированные разностными сигналами «Я—С» и «.К—Я». Поднесущие, их амплитуды и параметры их модуляции выбраны так, что они не влияют на 'Монохромное изображение.
В приемнике, как и в предыдущем случае, сигнал яркости с выхода видеоусилителя ВУ (см. рис. 1^7) подается на катоды кинескопа, в данном случае трехлучевого цветного, и управляет яркостью элементов изображения на экране. Одновременно этот же сигнал подводится к дополнительно вводимому в прн емпик блоку цветности. В нем цветоразностные сигналы выделяются н путем их линейного комбинирования формируются сигналы вида «К—Я», «3—Я* и «С— Я», которые подаются на управляющие электроды (сетки) трех электронных прожекторов цветного кинескопа. В результате между катодом и управляющим электродом в одном прожекторе действует сигнал *Я> + «К—Я» —«К», аналогично в другом—сигнал «3» и в третьем—.сигнал «К», что соответствует передаваемому изображению н требуется для его нормального воспроизведения. 302
Кроме того, приемник содержит блок сведения лучей от трех прожекторов в элементы изображения на экране.
Структура собственно радиоприемника от антенны до детектора в тракте изображения и до громкоговорителя в тракте звука остается в основном та кой же, как и для монохромного телевидения (рве 10.7).
10.6. ПРИЕМНЫЕ РАДИОСТАНЦИИ ДАЛЬНЕЙ связи
Емкость кабельных, спутниковых и радиорелейных линий составляет тысячи телефонных каналов и позволяет передавать большие потоки дискретной информации, а также программы телевидения. Развитие этих систем дает возможность удовлетворить потребность народного хозяйства и населения в дальней связи. Тем не менее и магистральные радиолинии диапазона декаметровых волн остаются важным средством связи.
Радносредства в этом диапазоне волн обеспечивают связь с отдаленными подвижными объектами, а также с малонаселенными и труднодоступными районами. Они сохраняются также как резервное средство, поскольку обеспечивают прямую передачу информации на практически сколь угодно большие расстояния. Благодаря распространению волн с отражением в ионосфере дальность радиосвязи может достигать 10 тыс. км и более при ретрансляции сигналов па одной промежуточной станции либо вовсе без ретрансляции.
На линиях дальней радиосвязи информация передается преимущественно в кодированной форме. Радиотелефонная связь имеет ограниченное применение, так как без специальных устройств, усложняющих эксплуатацию системы, телефонные сигналы, передаваемые по радио, могут быть приняты лицами, для которых они нс предназначены. Учитывается, кроме того, что телефонные сигналы занимают широкую полосу частот, В той же полосе частот методами телеграфной связи можно передать больший объем полезной информации.
Вследствие большой мощности передатчиков магистральной радиосвязи размещение приемного оборудования вблизи них приведет к сильным помехам из-за нелинейных эффектов (перекрестная модуляция, интермодуляция). Поэтому приемное оборудование размещается на расстоянии от передающих станций порядка десятков километров.
Приемная радиостанция располагается в стороне от города и вдали от объектов, которые могут создавать помехи приему. На станции имеются технические здания, антенное поле и системы электроснабжения. Для ослабления помех применяют антенны с острой направленностью. Станция обычно обеспечивает радиосвязь в разных направлениях, причем для разнесенного прием (см. § 7.12) на одном .направлении надо иметь две или более антенн, поэтому общее число антенн бывает значительным — до несколь-
303
ких десятков. Вводы антенн в здания защищаются грозовыми разрядниками.
Антенна каждого направления может служить для связи на разных волнах в широком диапазоне. Если бы приемная антенна соединялась только с одним приемником, то для других связей того же направления потребовались бы отдельные антенны; ввиду их сложности и больших размеров это связано со значительными затратами и с необходимостью расширения антенного поля, а также с увеличением расстояния от антенн до технического здания, что ведет к росту потерь энергии сигнала в соединительных линиях. Задача решается путем использования каждой антенны на нескольких линиях радиосвязи.
Непосредственное подключение к антенне нескольких приемни ков ведет к уменьшению мощности сигнала на входе каждого приемника, затрудняет согласование соединительной линии (фидера или кабеля) с приемниками, может привести к взаимным влияниям входных цепей приемников, а также создает опасность взаимных помех из-за проникновения в цепь антенны гетеродинных колебаний из приемников. Поэтому линия от каждой антенны присоединяется ко входу усилителя, имеющего отдельные выходы для разных приемников
К антенному усилителю предъявляют следующие основные требования:
полоса пропускания должна соответствовать всему диапазону частот, в котором возможен прием на данную антенну;
не должна проявляться нелинейность электронных приборов При широкой полосе пропускания усилителя в нее попадают сильные сигналы от мощных радиостанций и возможны нелинейные эффекты;
не должно проявляться взаимное влияние приемников, подключаемых к общему усилителю.
Примерная схема коммутации антенн радиостанции дана на рис. 10.8 Здесь А ...Ап — антенны. Фидерные линии ФЛ от антенн подводятся к широкополосным антенным усилителям ШАУ. Каждый усилитель имеет несколько независимых выходов, подключенных к шинам антенного коммутатора АК. Перпендикулярные шины коммутатора соединены с приемниками П| .. . Пто. Коммутатор позволяет подключить любой приемник к любой антенне Потерн в соединениях должны быть минимальными, так как при увеличении их возрастает коэффициент шума приемного тракта.
Сигналы с выходов приемников должны быть переданы по кабельной или радиорелейной линии в пункт обработки и распределения сигналов и контроля качества связи. Отсюда сигналы передаются потребителям через центральный телеграф или междугородную телефонную станцию. В состав оборудования радиостанции входит многоканальная аппаратура для передачи принимаемых сигналов.
В условиях, когда на радиостанции декаметровых волн ложится лишь малая часть нагрузки общегосударственной сети магист-304
ральных линий связи, становится крайне важным удешевление эксплуатации радиостанций путем сокращенна или исключения обслуживающего инженерно-технического персонала. Это учитывается в современных конструкциях приемников, антенных коммутаторов и других объектов оборудования; оно рассчитывается на дистанционное и программное автоматическое управление. Автоматизация повышает оперативность управления и надежность связи, открывает возможность создания необслуживаемых станций
10.7 ПРИЕМНИКИ МАГИСТРАЛЬНЫХ
ЛИНИИ РАДИОСВЯЗИ
Дальняя радиосвязь на декаметровых волнах возникла более полувека тому назад как многофункциональное средство передачи информации. Такой подход к ней в значительной мерс сохраняется в данное время, поэтому приемная аппаратура магистральных линий обычно рассчитывается на сигналы разных видов. Преобладают цлфровые, кодированные, телеграфные сигналы. Для их пе редачи используются частотная, фазовая и амплитудная манипуляции; по предусматривается и возможность приема телефонных сигналов с амплитудной и однополосной модуляцией.
При однополосной модуляции число передаваемых по одной радиолинии независимых боковых полос в зависимости от условий распространения волн и помеховой обстановки колеблется от одной до четырех. В случае трех или четырех однополосных каналов ширина отдельного канала 3 кГц, что достаточно для коммерческой телефонии. Чаще, однако, однополосные каналы служат для вторичного уплотнения каналами тонального телеграфирования либо для факсимильной передачи на поднесущей, модулируемой сигналом изображения Для обработки таких различных сигналов в универсальной приемной аппаратуре предусматриваются
305
соответствующие оконечные устройства. В перспективе ввиду сужения функций радиосвязи на декаметровых волнах, вызванного развитием других систем, вероятна некоторая унификация видов передаваемых сигналов, что упростит конструкции приемников и облегчит оптимизацию их характеристик.
Существует несколько типичных вариантов построения магистральных приемников При их описании и сравнении обычно выделяют в них следующие основные части:
главный тракт приема;
устройство для получения гетеродинных напряжений и настрой, ки;
оконечные устройства;
устройства управления приемником;
устройство контроля качества сигнала, а также неисправности и режимов работы основных узлов приемника;
устройство стабилизированного электропитания.
Для сдвоенного разнесенного приема в единой конструкции в виде стойки или шкафа располагают два приемника и добавляют устройство для комбинирования сигналов.
Главный тракт приема включает в себя усилитель радиочастоты, преобразователи частоты, усилители промежуточной частоты и детекторы. Вход главного тракта соединяется через антенный коммутатор (рнс. 10 8) с одним из выходов широкополосного антенного усилителя, а с выходов детекторов сигналы подаются для необходимой обработки в оконечное устройство.
Устройство для получения гетеродинных напряжений и настройки содержит прежде всего управляемый синтезатор частот, но оно может содержать и источники управляющих напряжений для электронного управления перестраиваемыми пли регулируемыми частотно-селективными цепями приемника. Это могут быть, например, входные фильтры предварительной селекции.
В оконечных устройствах групповые многоканальные сигналы с выходов детекторов проходят обработку, необходимую для их пе редачи в предприятия связи либо абонентам. Эта обработка заключается в разделении сообщений, образующих многоканальный сигнал; регенерации, т. с. распознавании искаженных помехами знаков и замене их неискаженными; преобразовании к виду, необходимому для передачи потребителям.
Главный тракт приема во многих приемниках строится по схеме инфрадина, что облегчает применение синтезатора и цифровой настройки Как указывалось в гл. 4, особенностью инфрадина яв ляется неперестраиваемая широкополосная входная цепь.
В широкую полосу пропускания цепей радиочастоты инфрадина попадают сигналы многих мощных радиостанций, суммарное на пряжение которых может достигать сотен милливольт. В результате в первых каскадах возникают помехи из-за перекрестной мо дуляции и интермодуляции. В чувствительных магистральных приемниках эти явления могут ухудшать показатели приема, поэтому практикуется включение на входе переключаемых, но не перестраи 306
ваемых полосовых фильтров, пропускающих часть диапазона, в которой в данное время ведется прием, этим уменьшается уровень помех на входе, благодаря чему значительно ослабляются нелинейные процессы
Для ослабления нелинейных помех дополнительно принимаются следующие меры:
1 Усиление первых каскадов приемника, имеющих широкую полосу пропускания, делается небольшим. При этом напряжение принимаемого сигнала увеличивается в этих каскадах только в такой мере, чтобы не сильно возрастал коэффициент шума; но при этом не усиливаются и помехи. В противном случае возросло бы влияние нелинейных процессов, так как они пропорциональны третьей степени напряжений помех (см § 8.4, 8.5).
2 . На входе приемника включается аттенюатор. Чтобы гарантировать надежность и устойчивость радиосвязи, передатчики обычно имеют значительный запас по мощности и создают в месте приема сильный сигнал, значительно превышающий порог чувствительности приемника. При действий помех аттенюатор уменьшает напряжение сигнала до значения, при котором еще возможем нормальный прием. Вместе с сигналом понижается и уровень помех. Поскольку их действие пропорционально третьей степени напряжения, оно ослабляется во много раз. Автоматическое управление аттенюатором входит в функции цепей автоматической регулировки усиления.
10 8. МАЛОШУМЯЩИЕ ПРИЕМНИКИ
Иа дециметровых и сантиметровых волнах работают радиорелейные, спутниковые и космические радноснстемы. Приемники многоканальных радиорелейных линий прямой видимости строят по обычной супергетеродинной схеме. От приемников более длинных волн они отличаются главным образом конструкцией цепей радиочастоты, в которых используются волноводные, коаксиальные или полосковые цепи и фильтры, а также широкой полосой пропускания и соответственно высокой промежуточной частотой (десятки мегагерц)
В приемниках оконечных станций радиосигнал детектируется и поступает в оконечную аппаратуру, в которой происходит разделение каналов — частотное или временное, в зависимости от способа уплотнения радиоканала В приемниках промежуточных станций, на которых не вводятся и не отводятся каналы, детектирование сигнала обычно отсутствует. Радиочастота принятого сигнала преобразуется в промежуточную частоту, а затем промежуточная частота преобразуется в радиочастоту передатчика, который передает сигнал следующей станции, и т. д.
Особенность микроволновых диапазонов, в которых работают радиорелейные линии, — низкий уровень внешних помех Поэтому важно, чтобы собственные шумы приемника были минимальны, так как повышение чувствительности позволяет, применять пере датчик меньшей мощности и более простой конструкции
307
Особенно высокие требования предъявляются к чувствительности приемников радиолиний спутниковой и дальней космической связи. Выполнение этих требований обеспечивают специальные входные усилители с минимальной шумовой температурой и лоро-гопонижающие устройства для частотного детектирования (см. гл. 9) Если важно добиться особо высокой чувствительности, применяют охлаждаемые параметрические усилители, например, типа показанного на рис. 4.33.
10.9 ОБЩИЕ ТЕНДЕНЦИИ
В АВТОМАТИЗАЦИИ
И ВОПРОСЫ ОПТИМИЗАЦИИ
РАДИОПРИЕМНОЙ АППАРАТУРЫ
Подобно тому, как в 50-е и 60-е гг. глубокие изменения в технике радиоприема вызвали переход от электронных ламп к транзисторам, с 70-х гг. идет процесс внедрения в приемную аппаратуру интегральных модулей со все возрастающей степенью интеграции. Эта тенденция продолжает усиливаться п в 80-е гг. привела к созданию интегральных модулей с уровнем интеграции в тысячи элементов на одном кристалле. Одним из главных следствий их внедрения стало создание для приемной аппаратуры узлов автоматического регулирования и управления, основанных на принципах цифровой вычислительной техники, микропроцессоров (МП) и микрокомпьютеров.
МОП технология позволила создавать интегральные модули с большим количеством логических операций на единицу площади кристалла, что имеет первостепенное значение для МП, у которых значител ную часть составляют регистры памяти.
Микрокомпьютеры встраиваются в радиоприемное устройство, образуя функциональный узел с программируемой логикой. Они могут быть общим узлом и ряда приемников в комплексе оборудования приемной радиостанции. В данное время значение МП и микрокомпьютеров в дальнейшем развитии техники радиоприема раскрыто еще не полностью Несомненно, что их интенсивное внедрение вызовет значительные изменения в принципах и конструкциях приемников, как и в радиотехнике в целом. Использование МП особенно выгодно в случаях, когда для решения задачи должны выполняться арифметические вычисления и логические операции, требуются гибкость управления, обработка и использование статистических данных и др.
Микропроцессоры применяют в качестве отдельных элементов, выполняющих сравнительно несложные задачи, основных функциональных элементов сложных устройств обработки сигналов, устройств, обеспечивающих взаимодействие функциональных элементов сложных комплексов оборудования приемных радиостанций
308
На первом уровне этой иерархии микропроцессоры выполняют коммутацию входных аттенюаторов и других элементов радиочастотных цепей, электронное управление управляемыми делителя и частоты в синтезаторах; автоматизацию процессов настройки приемника при местном и дистанционном управлении, в том числе программном, и др.
К задачам микропроцессоров второго уровня относятся анализ состояния канала и использование результатов оценки стохастических, энергетических и потоковых параметров сит налов и помех для реализации на основе получаемых результатов адаптивного регулирования характеристик приемника; реализация алгоритмов оптимальной обработки сигналов в условиях априорной неопределенности; построение цифровых фильтров для сигналов сложной формы, адаптивных кодопреобразователей в каналах с одиночными и группирующимися ошибками оптимальный синтез приемников в многомерном пространстве показателей качества; автоматизированное проектирование приемников и др.
Микропроцессоры третьего уровня выполняют математическое моделирование и автоматизированную оценку эффективности оборудования; компенсацию межсистемных помех; коммутацию каналов и сообщений; автоматизацию частотно-диспетчерской службы; авт матизацию дистанционного сбора данных от большого числа приемников и создание концентраторов данных, интеллектуальных терминалов операторов радиостанций и др.
Микропроцессоры являются тем средством, которое позволит наиболее полно оптимизировать радиоприемные устройства по группе главных показателей качества. Рассмотрим самые общие подходы к решению этой задачи
В § 1 1 было дано понятие вектор-ной оптимизации таких сложных систем, как радиоприемное устройство. Устройство S, удовлетворяющее совокупности (Уф 0>) условий функционирования Уф и ограничений се структуры и параметров О, называют допустимой Во множестве Мя допустимых систем существует подмножество Мс.а строго допустимых систем удовлетворяющих совокупности (Уф. О, К, Оц), где К — вектор показателей качества с ютемы, 0к — ограничения показателей качества. Задача вектор) ой оптимизации заключается в том, чтобы из множества ДОс.д выбрать систему 3, обладающую наилучшим в смысле некоторого критерия вектором К. Система ЗеА(с д называется худшей если найдется хотя бы одна 'безусловно лучшая система SneAic.n, для которой К(5Л)<К(5), т е. каждый из частных показателей качества £;(5Д) не хуже (не больше), чем fej'(S) В противном случае, когда Мс в не содержит нм одной безусловно лучшей системы, данную систему S называют нехудшей Применение безусловного критерия предпочтения (БКП) ко всем SeJWc д позволяет разбить его на два непервсекающихся подмножества — худших Л4Х и нехудших Л(И1 систем. Так как процедура оптимизация состоит в отыскании нех дших систем, то множество Мх может быть в дальнейшем исключено из рассмотрения
Для описания нехудших систем при использовании БКП используют метод рабочих характеристик и весовой метод Оба метода сводят векторную оптимизацию к скалярной, позволяя при этом отсеять нехудшие системы и найти част-
30»
яые потенциальные значения ki0 каждого показателя качества. Однако только в •случае вырожденного множества Мах, содержащего одну сие ему, удается найти лучшую систему. Поэтому для выбора единственной системы из невырожщен-ного множества Л!вх «а конечном этале синтеза вводит условный критерий пред почтения (УКП). Наиболее известны следующие методы векторной оптимизации, основанные на УКП. результирующего показателя качества, минимаксный, ограничения второстепенных частных показателей, последовательных уступок, экспертных оценок.
Недостаток метода результирующего показателя качества, сводящего оптимизационную задачу к скалярной, заключается в субъективизме при установлении функциональной зависимости Kp=f(Ai......Am) единого, результирующего
показателя качества ют частных показателей. Иногда вид этой зависимости не удается обосновать даже субъективно. В подобных ситуациях можно применять минимаксный критерий, позволяющий выбрать такую систему 5неЛ1с д, для которой AmB(SH) где Ати = тах'(А|Я k„a)—наибольший из норми-
рованных показателей качества Am=A</A< max. Однако это означает лишь обеспечение наилучшего (наименьшего) значения для наихудшего (наибольшего) показателя качества.
Метод ограничений основан на переводе всех частных показателей качества, кроме одного, называемого главным, в разряд ограничений типа равенств я неравенства £2=62»;...; kn—kn0‘, ...; При большом числе
ограничений векторный синтез сводится к скалярному, по самому методу свойствен известный произвол. Кроме того, ограничения тала равенств могут привести к решению, принадлежащему множеству Л1Х.
При методе последовательных уступок показатели качества ранжируются в порядке их важности, отыскивается значение k\ min при игнорировании остальных показателей, затем задается «уступка», т е допустимое увеличение kit и ищется А2 mtn и т. д; па последнем этапе ищут систему, обеспечивающую й» mtn при условии ограничений kt^ki min+AAi mm для остальных п—1 показателей, В этом случае ограничения, накладываемые иа п—1 неглавных показателей, можно выбрать более обоснованно но здесь также имеет место субъективизм в выборе главного показателя качества н значения ДА;.
Метод экспертных оценок позволяет определить исходные данные (Уф, О», К, Оц), обосновать количественно некоторые ограничения О, и Ок, выбрать весовые коэффициенты и т д. Одиако ему также присущ ряд недостатков, связанных с подбором экспертов и организации самой экспертизы.
Рассмотрим некоторые примеры структурно-параметрической оптимизации приемника
Пример 1. Оптимальный синтез решающей цепи, в значительной степени определяющей качество приема, возможен, если известно отношение сигнал-помеха на ее входе, т. е на выходе линейного тракта — главного тракта приема (см. § 10.7) Чем лучше это отношение, тем выше качество приема, поэтому оптимизация имеет первостепенное значение. Этот критерий инвариантен в известной мере к типу сигналов и способу их обработки и связан с другими показателями качества приема сообщений, например, вероятностью ошибки, среднеквадратическим значением искажений После определенной формализации этот векторный критерий •позволяет учесть внешние условия (мощность передатчика, направленность и ориентацию антеии, различия их поляризационных характеристик, свойства среды распространения радиоволн, характеристики помех и 310
др.), собственные показатели приемника (структуру; нелинейные искажения сигналов в избирательных каскадах; связь между коэффициентами нелинейности тракта kn х, блокирования ksn, перекрестных kn и и интермодуляционных kK в । смех, прямого прохождения нежелательных сигналов kn п по соседним и побочным .каналам; параметры а....ап решающей цепи; параметр нелинейности
усилительных приборов £и; шумы антетны; собственные шумы приемника) и ограничения структуры и показателей приемника.
Наиболее часто .в качестве основ юго критерия, являющегося векторным показателем качества, выбирается превышение сигнала над помехой №? и на выходе главного тракта приема. Для оценки степени совершенства по селективным свойствам реального приемника вводится понятие идеального тракта, обладающего селективностью оптимального согласованного фильтра. При этом качество приема характеризуется коэффициентом увеличения ошибок йо« = —йгс п.и/Л’с.п.р, где индексы и и р относятся к идеальному и реальному трактам. Дли дискретных сигналов k„la=p„a p/р.щ.п. где рот—вероятность ош <бкн. Анализ .показывает, что
*ош= {|1 + (Ш-1)/«шА1 + Лс.п.И(^.|1 + ^.и4 *л.) /(1+*11ХН-^)2.
(101)'
где Ш — коэффициент шума приемника; «...л — коэффициент, учитывающий реальный уровень шумов антенны. Близость значения k01a к едини ie свидетельствует о высоком качестве главного тракта приема; если же /сош!»!. то модернизация тракта может существенно повысить качество приема При данной помеховой обета говке в радиолинии предпочтительнее приемник с малым fcDlu Выражение (10 1) указывает пути структурной и параметрической оптимизации приемника, по сложная .взаимосвязь входящих в него величин делает целесообразным применение компьютера
Пример 2. Для интегральной оценки качества магистрального приемника с учетом отдельных его показателей, условий работы и внешних устройств (ан-тенны, разветвителя мощности, широкополосного а (теплого усилителя и др ) вводится кс эффициент потерь приема Кп П. Выбор лучшего варианта приемника производится по значению Кп п с учетом стоимости приемника Со Таким образом по существу используется вектор! ый показатель качества К (Кп и, Со) л>ри равных Кпп лучшим является приемник с меньшей Со. При оценке Кпа считается, что диапазон декаметровых воли вмещает около 9000 частотных каналов по 3 кГц каждый и любой из этих каналов непригоден для связи, если мощность помех любого типа (атмосферные шумы, индустриальные, сосредоточенные, собственные шумы приемника и др) чга выходе канала не менее расчетной мощности сигнала несущая частота которого совпадает с присвоенной частотой Если помехи от посторонних радиостанций отсутствуют, а уровень входного сигнала в каждом из N частотных каналов соответствует среднему уровню атмосферных шумов, то в среднем 50% каналов непригодны для связи, так как шумы создают на их выходе ложные сигналы даже при отсутствии рабочих сигналов Поэтому для оценки качества приема можно использовать уровень входного сигнала, при котором в реальных условиях 50% частотных каналов занято помехами. При этом надо учитывать, что перегруженность диапазона декаметровых волн непреднамеренными помехами и нелинейность частотных характеристик тракта приводят к тому, что для сохранения незанятыми помехами тех же 50% частотных каналов необходимо увеличить .уровень входного сигнала. Ус-
311
Таблица 10.1. Показатели качества магистральных приемников
Показатель качества Тип приемника
1 1 2 3 4 Б Б 7
Лп п, дБмкВ 1.6 13,1 10,5 9,8 10,5 12,7 10,3
COt отн. ед. 9 11 3,8 9.3 2,5 1.8 10,3
решенная по всем каналам разность обоих уровнен сигнала и называется коэффициентом потерь приема Л'л.п и выражается в дБмиВ. Для нл: юстрании в табл. 10 1 приведены значения показателей Кв п я Со для нескольких типичных магистральных приемников
Среднее значение дБмкВ указывает, что дли рассмотренных прием-
ников уровень входного сигнала должен быть примерно в 10 раз выше, чем для приемника, на который действуют только атмосферные помехи. Обращает на себя внимание резкий контраст векторов показателей качества К= (10.3; 065) и К—(9.8; 9,3) приемников 7 и 4 соответственно: но коэффициенту потерь они различаются па 5%, а по стоимости в 17 раз. Это показывает, что те технические решения, которые использованы в приемнике 4 для улучшения его показателей несущественно сказываются иа качестве его работы но значительно увеличивают стоимость Поэтому одной из важнейших задач оптимизации приемников является снижение стоимости при уменьшении или сохраненыи коэффициента Л11, |Г.
ЗАКЛЮЧЕНИЕ
Изложенный курс дает лишь общие сведения о радиоприемных устройствах и вопросах их развития. Радиоприем — наиболее сложная задача радиотехники и далеко не все пути решения ее в полной мере уже раскрыты. Это — благодарная область для приложения творческих сил инженера.
В этом учебнике дается основная и более или менее установившаяся часть представлений о радиоприемных устройствах. Но почти каждый день приносит новую информацию об идеях и технических достижениях, которые формируют новый курс радиоприемных устройств. Экстраполируя изменения техники радиоприема за минувшие десятилетия, можно ожидать, что эти новые вклады потребуют значительных изменении в учебном курсе через полтора-два десятилетня. Крайне желательно, чтобы отсутствие в учебнике некоторых уже наметившихся и частично разработанных перспективных или более сложных представлений, а также появляющегося ценного нового материала не затрудняло деятельность специалистов, избравших радиоприемные устройства направлением своей деятельности
Именно с этой целью для студентов, обучающихся по специальности «Радиосвязь и радиовещание», дополнительно введен курс углубленной подготовки, читаемый в последнем году обучения, непосредственно перед дипломным проектированием.
312
Решение многих проблем ближайшего периода развития техники радиоприема, как и ранее, зависит от создания и освоения промышленностью новых материалов (главным образом полупроводниковых) и технологических процессов, а также от более широкого внедрения вычислительной техники для автоматизации поиска оптимальных решений при синтезе сложной аппаратуры.
Одно из противоречий, разрешение которого остается актуальной задачей ближайшего времени, составляет выбор между аналоговыми и цифровыми устройствами. С одной стороны, как известно, импульсные цифровые устройства наиболее полно согласуются с интегральным исполнением узлов аппаратуры и к тому же открывают самые полные возможности для восстановления формы сигналов при их искажении помехами.
С другой стороны, далеко не всегда решение конструкторских задач на этой основе оказывается экономически наиболее выгодным. В качестве примера можно указать на диодный амплитудный детектор, состоящий всего из трех компонентов: диода, резистора и конденсатора. Существует немало вариантов цифрового амплитудного детектирования, но, как правило, в этом случае число элементов составляет по меньшей мере сотни и стоимость оказывается значительно вып е. Цифровые сигналы при применении, например, импульсно-кодовой модуляции занимают более широкую полосу частот. Кроме того, насыщение приемника цепями с импульсным током, обладающим широким спектром, может способствовать возрастанию в приемнике уровня внутренних помех
Вероятно, наиболее целесообразные решения подобных проблем будут предусматривать совмещение аналоговых и дискретных процессов, но определение их удельного веса и конкретного применения еще не завершено.
Не следует также исключать вероятность важных новых явлений в элементной базе техники радиоприема, которые трудно-предсказывать. Они вполне возможны, например, в сфере комплексной функциональной микроэлектроники Как добавление каждого бита при формировании двоичных сигналов удваивает количество кодовых слов, так и добавление нового физического процесса создает широкое поле для синтеза компонентов с новыми и важными свойствами. С этой точки зрения ясно, что имеются почти неисчерпаемые ресурсы синтеза, например, опто-акусто-электронных компонентов. Для плодотворного использования подобных ресурсов специалист должен владеть фондами идей, накопленных его предшественниками, и должен ясно видеть научно-технические и социальные задачи своей собственной творческой работы по выбранной специальности. :
Успешное освоение сложившихся за восемь десятилетий XX века фундаментальных физических принципов радиоприема, общей методологии синтеза радиоприемной аппаратуры различных на- ! значений и ее современной схемотехнической реализации требует * широкой общенаучной и практической подготовки студентов. Такая подготовка предусматривается учебными планами и програм
315 Г
мами вузов радиотехнического профиля, но она должна быть до-лолнена личной творческой работой каждого студента: исследовательской и изобретательской. Курс радиоприемных устройств предоставляет для этого широкие возможности. Материал его разделов связал с моделированием и анализом процессов различной сложности от прохождения простого сигнала в элементарных линейных электрических цепях до выделения и обработки сложных слабых сигналов в комплексных нелинейных электронных устройствах в присутствии смеси сложных помех различного вида и т. п. Соответственно имеется неограниченная возможность выбора и решения задач и получения новых результатов, полезных одновременно и для техники, и для собственного развития начинающего исследователя.
Эффективности самостоятельной творческой работы студента в большой мере способствует использование .вычислительной тех ники, которой в последние годы оснащены вузы.
Удовлетворение от успешной собственной разработки, от хотя бы скромного, но самостоятельно полученного результата, удачного усовершенствования или изобретения укрепляет у молодого инженера уверенность в собственных силах и стремление к творчеству. Это — одно из условий решений указанной XXVII съездом КПСС задачи повышения роли специалистов, выпускаемых высшей школой, в ускорении научно-технического прогресса Очень важно, чтобы творческое отношение к изучению радиоприемных устройств сопровождало и 1предусматривае.мые учебным планом наряду с теоретическим курсом расчетно-практические занятия, лабораторный практикум и курсовое проектирование В совокупности эти виды учебной работы, дополненные самостоятельной научно-исследовательской работой, помогут студенту подготовить ся к инженерной деятельности на уровне современных растущих требований.
предметный указатель
Антенна.
магнитная 52
настроенная 53
ненастроенная 48
рамочная 52
шум 22
эквивалент 38
Аттенюатор 182, 283
Блокирование 87, 254
Варактор 41
Верность воспроизведения 31
Волны акустические поверхностные
85
Восприимчивость приемника 20
Время запаздывания групповое 32
Выброс 33
Генератор.
накачки 128
опорны') 192
эквивалентный 38
Геркон 42
Гетеродин 15, 95, 124
Делитель частоты 204
Детектор:
амплитудный 139
диодный 138
параллельный 139
— последовательный 140
дробный 167
импульсно-счетный 168
ключевой 167
когерентный 229
коллекторный 140
перемножитель 157
синхронный 138, 157, 299
условие отсутствия искажений 148
фазовый 154
частотный 161, 279
эмнттерный 142
Диапазон динамический 31
— частот 15
Добротность контура 39, 50
Замирание селективное 250
Запаздывание групповое 277
Затухание контура 14, 63
Индекс частот ной модуляции 277
Индикатор частоты 210
Интегратор 169
Интермодуляция 27, 255
Инфрадии 13, 43, 298
Искажения нелинейные 32
Исполнение интегральное 153
Канал зеркальный 14, 97 — приема побочный 4, 96, 100
Ключ электронный 42
Коммутатор антенный 304
Компаратор 168
Компенсация расстройки 48
Конденсатор переменной емкости 41
Контур колебательный 11, 57, 59
Коэффициент включения 51 60, 132
-= гармошпгЗЗ—
— передачи 37, 44, 128
— перекрытия 15, 40
— подстройки 198
— связи 54
— усиления 11, 62, 137
— устойчивости 68
— шума 24
Критерий:
артикуляционный 18
вероятностный 17
энергетический 18
Крутизна преобразования 108
Линия резонансная 57
Мазер 131
Манипуляция:
частотная 286
фазовая 289
Микропроцессор 7, 95, 213, 308
315
Модуляция-амплитуиая 248, 256 264 — сопутствующая 275 перекрестная 255 частотная 161, 274, 286
Надежность 35
Накопление сигнала 239 Настройка автоматическая 21 1 сопряженная 93 электронная 41
Нейтрализация обратной сняли 71
Ограничите ль: амплитудный 151 диодный 152 помех 263 тра нзнсторныи 153
Параметры прием i ;ка внешние 10 — — внутренние 9 — четырехполюсника 61
Переклю атель поддиапазонов 42
Плотность настройки 4
Погрешность сопряже шя 94
Подавитель AM динамический 152 Поддиапазон 40 Подстройка автоматическая: поисковая 204 фазовая 192 цифровая 210 частотная 192
Полоса захвата 196 — пропускания 28, 37 130 — удержания 196 Помеха: аддитивная 16 внутрисистгм 1ДЯ 9 индустриальная 7, 225 мультипликативная 222 непреднамеренная 9, 226 перекрести.' я 271 подавление компенсационное 235 преднамеренная 9
Помехоустойчивость 17, 226, 230 Предыскажения 282 Преобразование частоты-двойное 98 нелинейное 112
Преобразователь частоты 12 явтодннный 102 балансный ПО. 125 гетеродинный 91 диодный 114 инвертирующий 92. 17 132 неипвертирующий 11 резистивный 118
Преселектор 14
Прием: оптимальный 226 разнесенный 242
316
Приемник;
вещательный 293, 298 идеальный 227 классифкация 6 малошумящий 307 оптимальный 228
прямого усиления 11 стереофонический 295
супергетеродинный 12
супсррсгенеративиый 12 схема структурная 11
Проводимость динами юская 65
входная
Процесс переходный 185, 199
Радиолиния адаптивная 244 Распространение многолучевое 250, 271
Регулировка автоматически 170 Регулировка.
усиления 177
— автоматическая 33. 172. -83
полосы пропуска шя 33
ручная 170
Резонатор
объемный 58
полосковый 57
Ремонтопригодность 36
Снисты I12
Связь обратная впу ренняя 1,3, 65 — спутниковая 8 трансформаторная 49
Селективность 5, 37, 101
лвухсигнальпая 29
по зеркальному каналу 14
но соседнему каналу 14
трехсигтльиая 29
Сенсор 221
Селекция:
амплитудная 5, 240
временная 5 239
поляризационная 5, 237
пространственная 5, 237 частотная 237
Сигналы однополосные 266 Синтезатор частот 43, 95, 206
Совместимость электромагнитивя 8 Согласование 55, 77 Стабильность характеристик 89 Стенод 260
Стсрсодемодулятор 296
Схема эквивалентная 62
Тем ература шумовая 26, 131
Траектория фазовая 201
Тракт промежуточной частоты 13
— радиочастоты 5
— частот модуляции 5
Усилитель
двухкоитуриый 133
квантовый 131
одноконтурный 132
операционный 169 параметрический 131 Полосовой 88 промежуточной частоты 12, 80 регенеративный 129, 134 транзисторный 59 устойчивость 69 частот модуляции 12
Устройство порогопонижепня 284 — разделения каналов 5
Фи i -р 39, 55
Фильтр
двухконтурный 82
кваршиый 84
ни жинх частот 188 пьезокерамический 83 сосредоточенной селекции 83, 90 трансверсальный 86
Характеристика амплитулпо-частотп ill 45, 66, 88 249 — вольт-амперная 120 — фат । тая 81, 88
Цель входная 36
— логическая 167
— радиочастоты 14
Циркулятор 79, 136
Часто а промежуточная 12
Четырехполюсник 61
Чувствительность 18
пороговая 285
шумовая 26
Шум:
дробовой 23
преобразователя частоты 122
тепловой 22, 77
усилителя 75
флуктуационный 280
Экран электростатический 55
Эле мент невзаимиый 59, 101 104
Эффект антенный 55
Пельтье 131
— поротный 285
Эхо фидер! ос 77
ОСНОВНЫЕ СОКРАЩЕНИЯ
ЛИ - - амплитудная модуляция
АПЧ - автоматическая подстройка частоты
АРУ — автоматическая регулировка усиления
ЛЧХ — амплитудно-частотная характеристика ВЦ — входная цепь
ВЧ — высокие частоты
НЧ низкие частоты
ОБ общая база
0134 — очень высокие частоты
ОЗУ — оперативное запоминающее устройство
ОЭ — общий эмиттер
СВЧ — сверх высокие частоты
ТРЧ - трает радиочастоты
УВЧ — ультравысокне частоты
УЗЧ — усилитель звуковой частоты
УПЧ — усилитель промежуточной частоты
УРЧ — усилитель радиочастоты
ФАПЧ — фазовая АПЧ
ФНЧ — фильтр нижних частот
ФЧХ — фазочастотная характеристика
ЧМ — частотная модуляция
317
ОГЛАВЛЕНИЕ
Предисловие.......................................................... 3
Введение ... .......................................... 4
Глава 1. ТЕХНИЧЕСКИЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И СТРУКТУРА РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ............................................. 9
1 1. Радиоприемное устройство как часть сложной системы .... 9
1.2. Структурные схемы радиоприемников........................ 11
1.3. Диапазон рабочих частот....................................15
1.4. Помехоустойчивость приема радиосигналов ........ 16
1.5. Чувствительность радиоприемника ................................18
1 6. Восприимчивость приемника к внешним воздействиям .... 20
1.7. v Внутренние шумы радиоприемников ..............................22
1.8. Частотная селективность радиоприемников....................27
1.9. Учет влияния статистических характеристик помех на параметры радиоприемника ........................................................30
1.10 Динамический диапазон радиоприемника..........................31
1.11. Верность воспроизведения сообщений...........................31
1 12. Регулировки в радиоприемнике....................... . . 33
1.13. Конструктивно эксплуатационные характеристики радиоприемника . 34
Глава 2. ВХОДНЫЕ ЦЕПИ РАДИОПРИЕМНИКОВ...........................36
2.1. Назначение н характеристики входных цепей.......................36
2.2. Эквиваленты приемных антенн.............................. .... 38
2.3. Способы перекрытия диапазона частот........................... 39
2.4. Электронная настройка.........................................41
2.5. Анализ одноконтурной входной цепи...............................43
2.6. Входные цели при работе с ненастроенными антеннами .... 48
2.7. Входные цепи при работе с настроенными антеннами................53
2.8 Особенности конструкций входных цепей различных диапазонов волн 57
Глава 3. УСИЛИТЕЛИ РАДИОСИГНАЛОВ................................59
3.1. Назначение и основные характеристики усилителей радиосигналов 59
3.2. Схемы резонансных усилителей на невзаимных элементах ... 59
3.3. Общий анализ резонансного усилителя.............................61
34. Влияние внутренней обратной связи на свойства резонансного усилителя ...............................................................G5
3.5. Условие устойчивости усилителя ........ 68
3.6. Способы повышения устойчивости резонансных усилителей ... 70
3.7. Резонансный усилитель в диапазоне частот........................73
3.8. Коэффициент шума резонансного усилителя с входной цепью . 75
3.9. Малошумящие усилители СВЧ.......................................78
3.10. Усилители промежуточной частоты с одноконтурными каскадами, настроенными на одну частоту............................................?0
3.11 Усилитель с двухкоитурным фильтром .............................82
3.12 Усилители с фильтром сосредоточенной селекции..................83
3 13. Варианты структуры полосовых усилителей.....................86
3.14, Стабильность характеристик усилителей промежуточной частоты . 89
3.15. Интегральное исполнение усилителей.............................90
318
ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ И ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ УСИЛИТЕЛИ ....................................
Общие принципы гетеродинного преобразования частоты . Сопряженная настройка резонансных контуров Побочные продукты преобразования.....................
Преобразователь частоты с компенсацией помех зеркального Двойное преобразование частоты ....
Типы преобразователей частоты ..... ^
Теория п| Балансный Свисты п[ Диодный Преобразователь частоты Резистивный диодный преобразователь Шумы преобразователя частоты Балансный Емкостный
^Регенеративное усиление
Глава 4
4.1
4.2
4.3.
4 4.
45
4.6
4.7
4.8
4.9
4.10.
4 11.
4 12.
4.13.
4.14
4.15,
4.16k ?ипы пара;
бразоваиия на невзаимном электронном приборе
|реобразователь частоты ....................
нелинейном преобразовании ....
122
диодный преобразователь частоты . преобразователь частоты....................
16kТипы параметрических усилителей . *7?.................
4.17. Шумы одноконтурного регенеративного усилителя
14.18 . Коэффициент''усиления усилителя с циркулятором
Глава 5 ДЕТЕКТОРЫ РАДИОСИГНАЛОВ............................
5.1 Виды детекторов и основные характеристики амплитудных де
5.2 Типы амплитудных детекторов . ._....
5.3.Q TeopHH детектирования слабых сигналов Су •
5 4. Диодное детектирование сильных сигналов ....
5.5. Искажении при диодном детектировании сильных сигналов
5.6. Особенности детектирования импульсных сигналов
5.7^- хАмплитудпыс ограничители ... ....
5 8: Матовые детекторы ......
5.9. Типы фазовых детекторов..............................
5.10 ^Принципы частотного детектирования ......
5.11 Типы частотных детекторов...................... . .
137
кторов
138
139
142
144
147
159
дач
1л а па Г, РУЧНЫЕ И АВТОМАТИЧЕСКИЕ PEI УЛИРОВКИ И ИНДИКАТОРЫ В РАДИОПРИЕМНИКАХ ................................................170
6 1. Назначение и виды ручных и автоматических регулировок 170
6 2. Типы и характеристики автоматической регулировки усиления , ' . 172
6.3. Способы регулирования коэффициента усиления.......................177
6.4. Примеры практических схем регуляторов.............................130
6.5 Основные показатели и характеристики обратной автоматической регулировки усиления . . ,183
6.6. Переходный процесс в усилителе с автоматической регулировкой усиления ................................................................ 185
6.7. Типы цепей автоматической подстройки..............................190
6.8. Частотная автоматическая подстройка частоты.......................193
6 9. Коэффициент подстройки............................................198
6 10. Переходный процесс прн автоматической подстройке частоты . 199
6 11. Фазовая автоматическая подстройка ...............................201
6 12. Поисковая автоматическая настройка ... 201
6.13. 'Синтезаторы гетеродинных частот................................ 205
6.14. Цифровая индикация частоты и цифровая автоматическая подстройка 210
6.15 Применение микропроцессоров в автоматической настройке . . 213
6.16. Регулировка полосы пропускания ..................................217
6.17. Сенсорное управление.............................................219
Главе 7. РАДИОПОМЕХИ И МЕТОДЫ ОСЛАБЛЕНИЯ ИХ ВЛИЯНИЯ НА РАДИОПРИЕМ.................................... . 222
7.1. Классификация и общая характеристика радиопомех . 222
7.2 Индустриальные радиопомехи................................. 225
319
7.3 Непреднамеренные станционные помехи ... ... 226
7.4. Помехоустойчивость радиоприема как комплексная проблема . . 226
7,5. Обшая характеристика способов защиты радиоприемников от помех 233
7.6. Компенсационные способы подавления помех........................234
7 7 Защита радиоприемников от перегрузки помехами .... 236
7.8. Пространственная и поляризационная селекция сигналов . . . 237
7.9 Частотная селекция сигналов................................... 237
7.10. Временная селекция и накопление сигналов ... . . 239
7.11. Амплитудная селекция сигналов................................ 240
7.12. Разнесенный прием сигналов.....................................242
7.13. Адаптивные радиолинии..........................................244
Глава 8. ПРИЕМ СИГНАЛОВ С АМПЛИТУДНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ 245
81. Амплитудно-модулированиыс сигналы в среде распространен пн радиоволн ................................................. .... 245
8 2. Амплитудно-модулированные сигналы в линейном тракте приемника 249
8.3. Искажение амплитудио-модулироваипого Сигнала в додетектариом трак it приемника ................................................ 252
8.4. Блокирование и перекрестная модуляция..........................2-53
8.5. Нит ер модуляционные помехи.....................................255
8.6. Дстсктирова} нс амплитудпо-модулмрованиого сигнала при наличии амнлнтудно-модулированной помехи ... ............2.56
8.7. Приемник «стенод» и синхронное детектирование ..... 260
8.8. Ограничение импульсных помех в приемнике амплитудио-модулиро-ванного сигнала .............................. ..... 263
8.9 Прием двухголосного амплнтудно-модулиронанноп» сигнала с i сдавленной несущей................................. ..... ... 264
8.10. Прием однополосных сигналов................................... 266
8 11 Прием дискретных амплитудно-модулированных сигналов . . . 269
Глава ПРИЕМ СИГНАЛОВ С УГЛОВОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ ... .271
9,1. Искажения частотио-мо.чулироваиных сигналов при многолучевом распространений радиоволн.......................................271
9.2 Частотно модулированные сигналы в линейном тракте приемника . . 271
'9.3. Нелинейные искажения при частотном детектировании 278
9.4. Детектирование частотно-модулировапиого сигнала при наличии помехи ........................... ..........................., . 279
9.5. Порогоионнжающпс устройства в приемниках частотио-модулирован-иых сигналов......................................... ... 284
9 6. Особенности радиоприема дискретных сообщений в системах с частотной модуля 1нсй........................ . ..................286
9 7. Прием фа i (манипулированных сигналов...........................289
Г л л п а 10 ОСОБЕННОСТИ РАДИОПРИЕМНИКОВ РАЗЛИЧНОГО нА ЗНАЧЕНИЯ . ... ........ 242
10.1. Видь сигналов в радиосвязи и вещании.........................2‘С
10,2 Приемники звукового радиовещания 293
10.3. Стереофо шческпе приемники ..................................295
10 4 Радиовещательные приемники декамстровых воли..................298
10.5. Приемники телевизионного вещания.............................300
106. Приемные радиостанции дальней евзязи .........................301
10 7. Приемники ма «кгральных линий радиосвязи.....................305
10.8. Малошумящие приемники...................................... 307
109. Общие тенденции в автоматизации и вопросы оптимизации радиоприемной аппаратуры...........................................308
Заключение .... ... .......................312
Предметный указатель.............................................. 315