ю
Н.П. Балабуха
А.С. Зубов
В.С. Солосин
КОМПАКТНЫЕ
ПОЛИГОНЫ
ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ
ХАРАКТЕРИСТИК
РАССЕЯНИЯ
ОБЪЕКТОВ
НАУКА
УДК 621.396
ББК 39.95
Б20
Рецензенты:
доктор физико-математических наук А.П. ВИНОГРАДОВ,
доктор физико-математических наук Ю.Н. КАЗАНЦЕВ
Балабуха Н.П.
Компактные полигоны для измерения характеристик рассеяния
объектов / Н.П. Балабуха, А.С. Зубов, В.С. Солосин ; под. общ. ред.
Н.П. Балабухи. - М. : Наука, 2007. - 266 с. - ISBN 978-5-02-032738-2
(в пер.).
В монографии рассмотрены особенности строения компактных полигонов и их при-
менения для измерения рассеивающих свойств исследуемых объектов. Представлены спо-
собы формирования квазиплоских электромагнитных полей с помощью коллиматоров.
Дано описание безэховых камер, радиопоглощающих материалов и микроволнового обо-
рудования для компактных полигонов. Проанализированы погрешности измерений и их
источники. Рассмотрены принципы электродинамического моделирования. Приведено
подробное описание действующего компактного полигона, соответствующего измери-
тельного оборудования, методик измерений и программного обеспечения.
Для специалистов в области электродинамики и радиолокации.
ISBN 978-5-02-032738-2 ©Балабуха Н.П., Зубов А.С., Солосин В.С.,
2007
©Редакционно-издательское оформление.
Издательство “Наука”, 2007
ВВЕДЕНИЕ
В настоящее время проблема исследования характеристик
объектов при рассеянии электромагнитных волн, например та-
ких как самолеты, корабли и автомобили, представляет самосто-
ятельную и интенсивно развивающуюся область прикладной
электродинамики. Знание точных характеристик рассеяния (или
радиолокационных характеристик) необходимо как разработчи-
кам радиолокационных систем, так и создателям различных ап-
паратов, в первую очередь летательных. С целью получения до-
стоверных данных о рассеивающих свойствах объектов разрабо-
таны многочисленные методы теоретических и эксперименталь-
ных исследований рассеяния электромагнитных волн. Однако за-
дача дифракции и рассеяния электромагнитных волн реальными
объектами, имеющими сложную форму и структуру, аналитиче-
ски решена с приемлемой точностью только для весьма ограни-
ченного круга объектов небольших размеров по сравнению с
длиной облучающей волны. Поэтому большое внимание при ис-
следовании характеристик рассеяния отводится эксперименталь-
ным методам. В последние десятилетия интенсивное развитие
получили компактные полигоны, как мощное средство для экс-
периментальных исследований параметров антенн и рассеиваю-
щих свойств различных объектов.
Компактный полигон - это измерительный комплекс, позво-
ляющий проводить физическое моделирование рассеяния элект-
ромагнитных волн в помещении безэховой камеры. Он предна-
значен для измерений с высокой точностью и эксперименталь-
ной отработки средств, обеспечивающих требуемые характери-
стики рассеяния исследуемых объектов, таких как летательные
аппараты, автомобили, радиолокационные отражатели и другие.
Компактный полигон позволяет решать также проблемы разра-
ботки большеразмерных антенных устройств, обтекателей ан-
тенн, спутниковых и других средств связи.
Компактный полигон с помощью коллиматора формирует в
рабочей зоне безэховой камеры электромагнитное поле. Такое по-
ле эквивалентно полю плоской волны в месте положения цели,
находящейся в дальней зоне излучения антенны радиолокацион-
ной станции. Это позволяет измерять характеристики рассеяния
исследуемых объектов и параметры антенн с большой степенью
точности в ближней зоне коллиматора в помещении безэховой
камеры, в то время как измерения таких объектов и антенн на из-
мерительных системах в дальней зоне на открытых полигонах
требуют расстояний в сотни или тысячи метров. Компактный по-
лигон является полностью независимым от погоды и от посто-
ронних внешних воздействий, так как все измерения проходят в
закрытом помещении.
В настоящей монографии рассматриваются вопросы измере-
ния характеристик рассеяния электромагнитных волн объектами
с помощью компактных полигонов.
Первый раздел книги посвящен рассмотрению основных ха-
рактеристик электромагнитных волн и параметров, характеризу-
ющих исследуемый объект как рассеиватель.
Во втором разделе представлены способы формирования
квазиплоских электромагнитных полей как в дальней зоне, так и
в ближней зоне коллиматоров компактных полигонов. Рассмот-
рены различные типы коллиматоров, особенности влияния их
конструкции и точности изготовления на равномерность распре-
деления электромагнитного поля в рабочей зоне, где размещает-
ся исследуемый объект. Дано описание облучателей колли-
матора.
В третьем разделе рассмотрены безэховые камеры и исполь-
зуемые в них радиопоглощающие материалы. Здесь также пред-
ставлены способы испытаний безэховых камер и радиопоглоща-
ющих материалов. Подробно описаны свойства и результаты
измерений параметровам отечественного радиопоглощающего
материала “Тростник”.
Четвертый раздел посвящен устройствам поддержки исследу-
емых объектов в рабочей зоне компактного полигона или опор-
но-поворотным устройствам, используемых при измерении хара-
ктеристик рассеяния.
В разделах с пятого по восьмой изложены вопросы, касаю-
щиеся непосредственно измерения характеристик рассеяния.
Описаны измерительные системы компактных полигонов и их
калибровка, рассмотрены принципы измерения характеристик
электромагнитного поля, рассеянного объектами, приведены
способы измерения с высоким разрешением центров рассеяния и
построения радиоизображений исследуемых объектов. Подроб-
но проанализированы погрешности измерений и их источники в
компактных полигонах.
4
В девятом разделе рассмотрены основные принципы строго-
го электродинамического моделирования характеристик иссле-
дуемых объектов при рассеянии на них плоской электромагнит-
ной волны, а также вопросы использования приближенных под-
ходов электродинамического моделирования при измерениях.
В десятом разделе представлено подробное описание ком-
пактного полигона, разработанного в Институте теоретической
и прикладной электродинамики РАН и успешно функционирую-
щего в настоящее время. Приведены результаты измерений ос-
новных характеристик компактного полигона.
Авторы выражают глубокую благодарность директору
Института теоретической и прикладной электродинамики РАН
чл.-корр. РАН Лагарькову А.Н. за идею написания данной книги,
внимание к работе, большую помощь в подготовке рукописи и
издании книги, а также к.ф.-м.н. Шапкиной Н.Е. за обсуждение
материалов книги, вычитку рукописи и ряд полезных советов.
Авторы искренне признательны рецензентам - профессору,
д.ф.-м.н. Казанцеву Ю.Н. и д.ф.-м.н. Виноградову А.П., высказав-
ших ряд ценных замечаний по содержанию книги, которые были
учтены при доработке рукописи.
1. ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ
ЭЛЕКТРОМАГНИТНЫХ ПОЛЕЙ,
РАССЕЯННЫХ ОБЪЕКТАМИ
1.1. ПЛОСКАЯ ЭЛЕКТРОМАГНИТНАЯ ВОЛНА
Основные характеристики электромагнитных полей, рассе-
янных объектами, обычно рассматриваются в случае падения на
исследуемый объект плоской электромагнитной волны. Радио-
локационные станции (РЛС) наблюдают объекты, которые, как
правило, находятся в дальней зоне, и поэтому в районе наблюда-
емого объекта падающую волну можно считать локально пло-
ской. Характеристики электромагнитных полей, рассеянных
объектами, тоже измеряются в дальней зоне, где падающая вол-
на также является локально плоской. Поэтому понятие плоской
волны является основополагающим при определении этих харак-
теристик.
Плоская электромагнитная волна является простейшим
решением уравнений Максвелла для свободного пространства,
т.е. для неограниченной однородной диэлектрической среды,
свободной от сторонних токов и зарядов [1]. В этом случае ве-
кторы электрического Е и магнитного Н полей зависят от вре-
мени и только одной пространственной координаты. Существу-
ют также неплоские волны - например цилиндрические или
сферические, и неоднородные волны, у которых амплитуда яв-
ляется функцией поперечных координат. Понятие плоской
волны имеет большое практическое значение, так как в боль-
шинстве случаев исследователей интересует движение не всей
волновой поверхности, а лишь относительно небольшого ее
участка в районе цели. На значительных расстояниях от излу-
чателя небольшой участок сферической или цилиндрической
поверхности можно считать локально плоским. Результаты,
полученные при исследовании распространения плоской вол-
ны, достаточно хорошо аппроксимируют процесс распростра-
нения малого участка волны любого из указанных выше видов.
В то же время теория распространения плоских волн в матема-
тическом отношении гораздо проще теории распространения
других типов волн.
6
В неограниченной изотропной среде без источников (сторон-
них зарядов и токов) комплексные амплитуды гармонического
электромагнитного поля описываются однородными уравнения-
ми Максвелла:
rot Н = zco£r Е,
rot Е = -iсоцг Н,
из которых можно получить однородные уравнения Гельмгольца:
АН + £2Н = О,
ДЕ + £2Е = 0.	(к2)
Здесь и далее имеются в виду электромагнитные процессы, гар-
монические во времени, т.е. изменяющиеся во времени по закону
sin(atf) или в комплексной форме по закону ei(at. При этом вектор
мгновенного значения напряженности электрического поля за-
писывается в виде: е = Re[Eexp(zW)], гДе Е - вектор комплексной
амплитуды поля.
Уравнения (1.1) и (1.2) записаны для среды, характеризую-
щейся комплексными диэлектрической £г и магнитной прони-
цаемостями, комплексным волновым числом к на частоте со.
Комплексные диэлектрическая и магнитная проницаемости име-
ют вид [1]:
£r — £r ~ itr — £q£ — £q(£	Z*£ ) — £q£ 1 — i
£0£'СО
(1.3)
Ц, = ц'г - Holl = Но (Н' - Ф") = НоН' 1 - i
НоН'со
где <зе - электрическая и - магнитная удельные проводимости;
£ и ц - относительные диэлектрическая и магнитная проницаемо-
сти на частоте со; £0 и ц0 - диэлектрическая и магнитная проница-
емости вакуума. Электрическая проводимость определяется
токами проводимости, а также потерями из-за поляризации
диэлектрика (диэлектрического гистерезиса). Магнитная прово-
димость определяется потерями за счет магнитной вязкости
ферромагнитного вещества (магнитного гистерезиса).
На практике наряду с диэлектрической и магнитной проница-
емостями для описания среды, в которой распространяется элек-
тромагнитная волна, используются следующие параметры:
комплексный показатель преломления [1]
/-- Г, м ( —i—(Де +Лн)
п = д/ец = (n'-in") = ^|Е||ц|е 2	,	(1.4)
7
комплексное волновое сопротивление
г Ag)
е L
И.
iv = Ь1 =
8
(1.5)
комплексное волновое число k = k' - ik” = а)л/£г|лг.
В выражениях (1.4) и (1.5) Ле и Ац -углы соответственно электри-
ческих и магнитных потерь, определяемые из соотношений [1]:
= | £г | е"гЛе,	= | |е гЛц.	(1.6)
Действительная часть комплексного волнового числа к' играет, в
сущности, ту же роль, что и вещественное число к в случае вол-
ны в среде без потерь. Так же, как в случае среды без потерь,
к = к' = — = — ,	(1.3)
v Л
где v и X - фазовая скорость и длина волны соответственно [1].
Как и в случае среды без потерь, длина волны здесь представля-
ет собой расстояние, на котором в фиксированный момент вре-
мени происходит изменение фазы волны на 360°. Фазовая ско-
рость волны в диэлектрике с потерями равна:
=.... Г - >	(1.8)
а в вакууме:
v = c = -^=,	(1.9)
где с - скорость света в вакууме. Мнимая часть комплексного
волнового числа к" характеризует затухание электромагнитного
поля в среде.
Если воспользоваться соотношением (1.4) для показателя
преломления, можно записать:
к = ktfi = к' - ik" = коп' - ik^n",	(1.10)
где к(] =	волновое число в вакууме. Таким образом,
коэффициент затухания электромагнитного поля в среде есть:
кг,=коп",	(1.И)
фазовая скорость равна:
v — с/п*,	(1.12)
8
а длина волны равна:
X = XX = с/(и'Д	(1.13)
где Ко - длина волны в вакууме,/- частота поля, связанная с кру-
говой частотой соотношением:
0) = 2л/	(1.14)
В неограниченной однородной среде без потерь плоская од-
нородная электромагнитная монохроматическая волна, распро-
страняющаяся вдоль оси Oz декартовой системы координат xyz,
характеризуется векторными комплексными амплитудами [1]:
E = E0^'fe=(ix£x+iA>’'fe
!	(1.15)
Н = +—[izE],
W z
где iz - единичный орт, указывающий направление распростране-
ния волны, Ео - начальная комплексная амплитуда вектора элек-
трического поля плоской волны при z = 0. Поверхности равной
фазы плоской волны представляют собой плоскости z = const,
перпендикулярные направлению распространения волны
(в данном случае оси Oz), и в каждой такой плоскости амплитуда
волны постоянна. Такую поверхность называют фронтом вол-
ны. Векторы электрического Е и магнитного Н полей плоской
электромагнитной волны взаимно перпендикулярны, перпенди-
кулярны направлению распространения волны и лежат в плоско-
сти фронта волны, т.е. компоненты полей вдоль направления
распространения волны равны нулю.
При заданных амплитуде, частоте и направлении распростра-
нения у плоской волны имеется еще одна характеристика, кото-
рая говорит об ориентации векторов поля волны и называется
поляризацией.
Найдем напряженность электрического поля в произвольный
момент времени. Для этого в соотношении (1.15) перейдем к
мгновенным значениям электрического поля E(z, t). Считая, что
компоненты вектора электрического поля плоской волны имеют
одинаковые начальные фазы ф, получим:
E(z, t) = Em0cos(oj? - kz + ф) =
= (i+ iyEym0)cos(,03t - kz + <p),	(1.16)
где Em0, Exm0, EymQ - соответственно векторная амплитуда и ампли-
туды компонентов вектора электрического поля плоской волны.
Вектор электрического поля E(z, f) в уравнении (1.16) лежит в
9
Е^
плоскости, проходящей через оси Ох и Оу (волна распространя-
ется вдоль оси Оз). Если его компонента Еут0 равна нулю, пло-
ская волна имеет линейную поляризацию и поляризована в плос-
кости xOz. Соответственно, если Ехт0 = 0, то такая плоская вол-
на поляризована в плоскости yOz. Когда обе компоненты векто-
ра электрического поля не равны нулю, а их фазы совпадают, со-
отношение (1.16) можно записать в виде:
E(z, г) = (i^ + iy£'ym0)cos(cof - kz + ф) =
= Ц £^m0cos(coz - kz + ф),	(1-17)
где
= л1Ехто + Еу,по ’ Ц = L cos а + iy Sin а, а = arctg
Здесь можно говорить о наложении двух волн, поляризованных
во взаимно перпендикулярных плоскостях, что дает волну, поля-
ризованную в плоскости, составляющей угол а с координатной
плоскостью xOz. Задавая различные значения Ехт0 и Еут0, можно
получать волны, поляризованные во всевозможных плоскостях,
проходящих через ось, вдоль которой распространяется волна
(ось Oz), и имеющие любые амплитуды. Это волны наклонной
линейной поляризации. При линейной поляризации векторы Е и
Н изменяются с течением времени только по величине и по зна-
ку, не изменяя своего положения в пространстве. Пространствен-
ная конфигурация линейно поляризованной в плоскости yOz вол-
ны показана на рис. 1.1. Плоскость, в которой колеблется вектор
Е
Рис. 1.1. Пространственная конфигурация поляризованной
в плоскости xOz плоской волны
10
Е, определяет название поляризации, говорят, например, о вол-
нах параллельной, перпендикулярной, горизонтальной, верти-
кальной или наклонной поляризации. Линейно поляризованную
волну называют также плоскополяризованной.
Наложение двух рассматриваемых волн (1.17) с различными
начальными фазами может привести к волновому процессу, ко-
торый уже нельзя охарактеризовать как волну линейной поляри-
зации. Пусть, например, в (1.15) комплексные амплитуды компо-
нент вектора электрического поля плоской волны имеют одина-
ковые амплитуды, а их фазы отличаются на 90°:
Ех = ЕхОе^, Ey = EyOe[ Ч
При этом из (1.15) вместо (1.17) получается:
E(z, 0 = Exm0(ixcos(cor - kz + ср) + iy sin(cor - kz + ср)).
Соотношение компонент вектора электрического поля Ех и Еу в
этом случае не остается постоянным во времени и пространстве.
Действительно,
£
tga = — = tg(cor - kz + ср),
ЕУ
т.е. угол наклона вектора Е к оси Oz (рис. 1.2) равен:
а = cor - kz + ср.
Поэтому, взяв какую-либо плоскость z = const, мы обнаружим
вращение с угловой скоростью со вектора Е относительно оси,
совпадающей с направлением
Oz распространения волны.
Смотря в направлении распро-
странения волны (рис. 1.2), уви-
дим, что вектор Е вращается
против часовой стрелки. При-
чем при вращении его амплиту-
да не изменяется. Если же за-
фиксировать момент времени
t = const, то окажется, что век-
тор Е составляет с осью Ох
угол, монотонно изменяющий-
ся как -kz; поле распределено
таким образом, что конец век-
тора Е как бы скользит по вин-
товой линии, и проекция конца
Рис. 1.2. Круговая поляризация
Плоскость z = 0
11
Рис. 1.3. Пространственная конфигурация плоской волны
с круговой поляризацией в фиксированный момент времени
вектора Е на плоскость лОу описывает окружность (рис. 1.3). Это
волна круговой поляризации, так как в каждой точке простран-
ства векторы Е и Н вращаются с частотой со, не изменяясь по аб-
солютной величине. В любой момент времени пространственную
конфигурацию такого электрического поля можно представить
себе как левую спираль (рис. 1.3), когда наблюдатель располага-
ется в начале координат (точка О) и смотри в направлении рас-
пространения волны. Эта ситуация соответствует левой круговой
поляризации, т.е. вектор электрического поля с течением време-
ни вращается против часовой стрелки вокруг направления рас-
пространения волны, когда наблюдатель смотрит в том же на-
правлении. Правая круговая поляризация соответствует случаю:
г ф+—
F = F el{S? F = F е^
что означает вращение вектора Е в противоположном направле-
12
нии. Легко убедиться, что вся-
кая линейно поляризованная
волна может быть разложена
на две волны противоположной
круговой поляризации.
Наконец, если в (1.15) Ех и
Еу - произвольные комплекс-
ные числа (т.е. налагаемые
волны имеют любые амплиту-
ды и фазы), то поляризация ре-
зультирующей волны будет,
вообще говоря, эллиптиче-
ской. Это значит, что вектор Е
в плоскости z = const, вращаясь
вокруг оси, совпадающей с на-
Рис. 1.4. Эллипс поляризации
правлением распространения
волны Oz, изменяет свою длину, при этом его конец скользит по
эллипсу, произвольно ориентированному в этой плоскости
(рис. 1.4).
Произвольная (эллиптическая) поляризация волны может
быть представлена как суперпозиция волн либо двух круговых
поляризаций, либо двух линейных. Другими словами, плоскую
волну (1.15) в любом ортогональном поляризационном базисе [2,
3] можно разложить на две волны. В линейном базисе - обычно
на волны горизонтальной и вертикальной линейных поляризаций,
а в круговом базисе - на волны круговой поляризации правого и
левого вращения. Пусть р и q - в общем случае суть комплекс-
ные ортогональные орты [2] эллиптического базиса. Система
ортогональных комплексных ортов, определяющих поляризаци-
онный базис, есть не что иное, как один из способов задания еди-
ничного эллипса поляризации. В этом случае разложение пло-
ской волны (1.15) можно записать:
Е = рЕр + qEq,
(1.19)
Ер = рЕ; Eq = qE.
(1.20)
Полная вещественная амплитуда волны в произвольном ор-
тогональном базисе равна:
|£Ь'К12+Ыг-
(1.21)
Рассмотрим волну произвольной эллиптической поляризации
в линейном базисе iv i (см. рис. 1.4). Состояние поляризации вол-
ны можно охарактеризовать одной комплексной величиной -
13
поляризационным отношением, или фазором [2]:
Е
p = -2- = tgye_,<|),
Ev
(1.22)
где у - угол поляризационного отношения, ф - аргумент комп-
лексного числа р, Ех и Еу определены в (1.15). Поляризация волны
также может описываться двумя вещественными величинами, а
именно: отношением большой и малой полуосей эллипса Еа и Еь
(или коэффициентом эллиптичности)
1^1= \Eb\l\Ea | = kg al	(123)
и углом ориентации эллипса Рэ (см. рис. 1.4). Коэффициент эл-
липтичности и, следовательно, угол эллиптичности а считаются
положительными, когда вращение вектора поля происходит по
часовой стрелке. Из выражений (1.21) и (1.23) следует, что мак-
симальное и минимальные значения напряженности поля эллип-
тически поляризационной волны равны соответственно:
(1.24)
где 1£1 определено выражением (1.21), которое в частном случае
базиса линейно поляризованных волн iAiv имеет вид
кГ+Ы2-
(1-25)
1.2.	ЭФФЕКТИВНАЯ ПЛОЩАДЬ РАССЕЯНИЯ
Эффективная площадь рассеяния входит в уравнение радио-
локации [4], связывающее основные параметры радиолокацион-
ной станции (РЛС) с параметрами цели при излучении и приеме
волн одной и той же поляризации при условии, что цель не депо-
ляризует рассеянное поле:
р _(G V
пр V4kR2 Л4л7?2 J эф’	(1.26)
где Рпр - принимаемая мощность; Риз - излученная мощность; G -
коэффициент усиления передающей антенны; 5эф - эффективная
площадь приемной антенны; R - расстояние от антенн до объек-
та, о - величина, характеризующая рассеивающие свойства объ-
екта (цели), называемая эффективной площадью рассеивания
(ЭПР). ЭПР имеет размерность квадрата длины, в системе СИ -
14
квадратный метр. ЭПР также
может выражаться в децибелах
по отношению к какой-то вели-
чине, обычно к одному квадрат-
ному метру.
Для анализа характеристик
рассеяния и ЭПР объекта рас-
смотрим рис. 1.5. Здесь А - рас-
сеивающий объект; В - передат-
чик, создающий вблизи рассеи-
вающего объекта напряжен-
ность падающего поля Ez и соот-
ветствующую ей плотность по-
тока падающей энергии П'; В -
приемник, в общем случае отнесенный от передатчика на угол |3;
ЕЛ - напряженность рассеянного поля; ПЛ - соответствующая ей
плотность потока рассеянной энергии в непосредственной близо-
сти от приемника В. Очевидно, что Es и ПЛ зависят от формы и
Рис. 1.5. Схематическое изображе-
ние конфигурации при определении
ЭПР
свойств рассеивающего объекта А и его ориентации по отноше-
нию к В и С, а также от угла |3.
В соответствии с рис. 1.5 мы рассматриваем ЭПР тела А при
разнесении передатчика В и приемника С в пространстве на угол
Р, когда векторы полей Ez и ЕЛ поляризованы одинаково и прием-
ник принимает энергию всего поля Е5. Эту ЭПР называют двух-
позиционной, или бистатической при полном поляризационном
приеме, а угол |3 - двухпозиционным, или бистатическим углом.
При [5 = 0 говорят о рассеянии в обратном направлении.
ЭПР при Р = 0 называют ЭПР обратного рассеяния, однопо-
зиционной, или моностатической ЭПР. В дальнейшем под тер-
мином ЭПР чаще всего будем понимать моностатическую ЭПР.
Если же речь пойдет о бистатической ЭПР, это будет специаль-
но отмечаться.
Угловые зависимости амплитуды и фазы рассеянного поля
являются простейшими характеристиками рассеяния объекта.
Эти характеристики, как и ЭПР объекта, можно представить в
виде диаграмм рассеяния, показывающих зависимость отражаю-
щих свойств объекта от угла падения волны и от угла между на-
правлениями облучения и приема.
Диаграмма рассеяния описывает зависимость величины рас-
сеянного поля или ЭПР от углового положения приемной антенны
при фиксированном положении объекта и направлении облуче-
ния. Диаграмма рассеяния измеряется путем перемещения при-
15
емной антенны по кругу вокруг цели. Диаграмма обратного рас-
сеяния показывает зависимость рассеянного поля или ЭПР от ра-
курса объекта при совмещенных приемной и передающей антен-
нах. Диаграмма обратного рассеяния измеряется путем вращения
объекта вокруг оси, обычно проходящей через его центр масс,
при фиксированном положении совмещенных передающей и
приемной антенн. Диаграмма двухпозиционного рассеяния пока-
зывает зависимость рассеянного поля или ЭПР от ракурса объе-
кта при разнесении приемной и передающей антенн на угол |3.
Различают дифференциальную и интегральную ЭПР. Диф-
ференциальная ЭПР характеризует способность рассеивающего
тела преобразовывать падающую на него электромагнитную
волну в рассеянную волну той же поляризации, распространяю-
щуюся в направлении на приемник. Дифференциальная ЭПР
наиболее часто используется на практике для характеристики
рассеивающих свойств объектов в заданном направлении и вхо-
дит в уравнение радиолокации (1.26). Назовем ее просто ЭПР,
опуская слово «дифференциальная».
Отношение полной рассеянной мощности или, иначе, полно-
го потока рассеянной энергии, к плотности потока падающей
энергии носит название интегральной (средней) ЭПР, или инте-
грального поперечника рассеяния. Эта величина характеризует
рассеивающую способность тела во всех направлениях. Инте-
гральную ЭПР можно записать в виде:
e =	(1.27)
4 я Q
где о - дифференциальная двухпозиционная ЭПР тела при пол-
ном поляризационном приеме, - элемент телесного угла.
Интегрирование производится по полному телесному углу
Q = 4л. Таким образом, интегральная (средняя) ЭПР, или инте-
гральный поперечник рассеяния представляет собой среднее
значение дифференциальной бистатической ЭПР по полному те-
лесному углу 4л.
Вернемся к рассмотрению понятия дифференциальной ЭПР.
Мы можем мысленно заменить тело А, показанное на рис. 1.5,
некоторым идеальным «изотропным» телом, т.е. рассеивающим
энергию во все стороны равномерно. Полагаем, что расстояние R
достаточно большое, чтобы рассеянную волну можно было счи-
тать сферической. Это означает, что расстояние R во много раз
больше размеров рассеивателя и длины волны, т.е. рассеянное
поле наблюдается в дальней зоне относительно рассеивающего
16
объекта. С учетом вышеизложенного, находим полную энергию
(мощность) Ps, которую должно рассеивать такое «изотропное»
тело:
Ps = 4п№1Г,	(1.28)
где ГР - плотность потока мощности, рассеянной «изотропным»
телом.
С другой стороны, чтобы получить из падающего поля всю
эту энергию, «изотропное» тело должно обладать плоской по-
верхностью с площадью о, нормальной к потоку ГГ и удовлетво-
ряющей равенству:
Р5 = оГГ.	(1.29)
Величина о, представляющая собой площадь поперечного сече-
ния идеального «изотропного» тела, создающего в точке приема
такое же рассеянное поле, как реальное тело А, и называется эф-
фективной поверхностью рассеяния тела А. Из (1.28) и (1.26) сле-
дует, что:
о = 4лЯ2(П7ГГ)
при условии достаточно большого R.
Плотности потоков ПЛ и П' пропорциональны квадратам со-
ответствующих напряженностей поля ЕЛ и Ег, поэтому (1.29)
можно записать в виде:
f 2 |Е'| 7
O = 47'i[R	|	<L3(”
Хорошей физической моделью такого изотропного рассеива-
теля может служить идеально проводящая сфера, радиус кото-
рой намного больше длины волны. Действительно, такая сфера
рассеивает равномерно падающую на нее энергию поля плоской
волны в очень широком секторе углов. Поэтому, говоря об одно-
позиционной ЭПР объекта в некотором направлении, с большой
степенью достоверности можно считать, что этот объект отра-
жает обратно в данном направлении падающее на него электро-
магнитное излучение с такой же интенсивностью, что и идеально
проводящая сфера с площадью поперечного сечения, равной ве-
личине ЭПР объекта.
Поскольку выражение (1.30) записано для дальней зоны при
R —> где рассеянная волна является сферической, соотноше-
ние для вектора ЕЛ можно записать в виде:
-ikR
г = |е;|е^(0,<р)—,	(1.31)
2. Балабуха Н.П.
17
где комплексный вектор Ео(0,ср) не зависит от расстояния.
Полагая амплитуду падающей плоской волны равной единице
IE1 = 1, получим из (1.30) следующее соотношение для ЭПР:
а = 4л|Ео(е,ф)|2,	(1.32)
которое означает, что ЭПР объекта не зависит от расстоя-
ния.
Все сказанное, однако, еще не полностью определяет поня-
тие ЭПР. До сих пор мы не конкретизировали поляризацию пада-
ющего поля, предполагая, что Ez и ЕЛ поляризованы одинаково и
приемник принимает энергию всего поля Е5. Строго говоря, это-
го на практике не бывает. Во-первых, поляризация рассеянного
поля (будем называть ее условно поляризацией s) обычно отли-
чается от поляризации падающего поля (поляризации i) вследст-
вие деполяризации при рассеянии. Во-вторых, приемник обычно
реагирует не на полное рассеянное поле, а лишь на его часть, по-
ляризованную в соответствии с поляризацией приемной антенны.
Иными словами, приемник выделяет из рассеянного поля неко-
торую составляющую Е/? с поляризацией р; другая составляющая
Ег/ с поляризацией q, ортогональной р, не попадает в приемник.
Разложение рассеянного поля на поляризационные составляю-
щие записывается в виде
е5 = е; + е;.
Таким образом, кроме разнесения передатчика и приемника в
пространстве, мы приходим к понятию «разнесения» передатчи-
ка и приемника по поляризации. Если поляризации излучаемого
поля i и принимаемого поля р совпадают, то говорят о полном
поляризационном (взаимном) приеме или приеме на параллель-
ной поляризации.
Если же поляризации i и р ортогональны, то говорят о невза-
имном приеме, перекрестном приеме или приеме на ортогональ-
ной поляризации (кросс-поляризации).
Возвращаясь к понятию ЭПР, рассмотрим рис. 1.5, где условно
изображены поля Ez, Е5, Е* и е;. На основании этого рисунка
уточним выражение (1.30), заменив в нем рассеянное поле ЕЛ на
принимаемое поле Е*. Тогда бистатическая ЭПР тела А при
излучении поля с поляризацией i и приеме поля с поляризацией р
запишется в виде
° ip = 4л7?0 1Е^1 /Iе	(1.33)
18
Понятия параллельной и ортогональной поляризаций р и q
уточнены в подразделе 1.3, посвященном поляризационной мат-
рице рассеяния объектов.
Поле, рассеянное различными объектами, размеры которых
велики по сравнению с длиной волны, можно разделить на собст-
венное рассеянное поле и теневое рассеянное поле, разнесенные
в пространстве так, что теневое поле концентрируется вблизи на-
правления р ~ л, а собственное рассеянное поле - во всех осталь-
ных направлениях. Пусть направление падения плоской волны
задается углом [3 = 0. Отсюда следует, что в области бистатиче-
ских углов р ~ л, т.е. вблизи так называемого направления рассе-
яния вперед, (1.33) можно переписать:
где Е* - теневое рассеянное поле позади абсолютно черного
тела, обладающего таким же теневым контуром, как и заданное
рассеивающее тело. В отличие от ЭПР, определяемой выраже-
нием (1.33), величину, определяемую формулой (1.34), целесооб-
разно назвать эффективной поверхностью затенения. Эффек-
тивная поверхность затенения это есть площадь поверхности
идеального «изотропного» абсолютно черного тела, создающего
во всех направлениях одинаковое теневое поле, равное теневому
полю реального тела в рассматриваемом направлении. Особен-
ность теневого рассеянного поля Е* в том, что в приближении
физической оптики его поляризация всегда совпадает с поляриза-
цией падающего поля Ez. Поэтому эффективная поверхность за-
тенения (1.34), в отличие от ЭПР, не зависит от поляризации.
Большое по сравнению с длиной волны тело затеняет или экра-
нирует поток падающей энергии в направлении |3 = л и в некото-
ром телесном угле вблизи этого направления. Эффективная по-
верхность затенения является мерой этого явления. Затенение
отсутствует, когда ot = 0 и оно максимально, когда ct стремится
к бесконечности.
1.3. ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ МАТРИЦА РАССЕЯНИЯ
Рассеянное исследуемым объектом поле представляет собой
часть полного электромагнитного поля, существующего вокруг
этого рассеивателя. При заданных характеристиках облучающе-
го поля отраженное поле определяется токами, наведенными
на поверхности рассеивающего объекта облучающим полем.
2=
19
Рис. 1.6. Система координат рассеивающего тела
Эти токи, в свою очередь, зависят от радиофизических свойств
материала объекта (диэлектрической и магнитной проницаемо-
стей), его формы, относительных (в сравнении с длиной волны
облучающего поля) размеров и характеристик облучающих сиг-
налов. Обилие параметров и зависимость их друг от друга созда-
ют серьезные трудности при описании свойств отражателей.
Часть этих трудностей можно преодолеть, если воспользоваться
матричным способом описания рассеивающих свойств объекта.
Матричные представления позволяют в единой, компактной, на-
глядной и удобной для вычислений форме представить энергети-
ческие, фазовые и поляризационные свойства рассеивающего
объекта при произвольной поляризации облучающих сигналов и
произвольном распределении рассеянного поля в пространстве.
С целью определения характеристик рассеяния объектов в
матричной форме рассмотрим вопрос о выборе системы коорди-
нат. Сферическая система координат, начало которой обычно
находится внутри исследуемого объекта, а углы отсчитываются
от осей и опорных плоскостей, связанных с геометрией объекта,
во многих случаях является удобной для изучения характеристик
рассеяния объектов. В качестве таких осей и плоскостей исполь-
зуются оси и плоскости симметрии исследуемого тела. Совмеще-
ние начала системы координат с центром масс объекта часто
20
удобно как для теоретических расчетов (таких тел, как сфера или
цилиндр), так и для экспериментальных исследований. Для мно-
гих исследуемых тел центр масс совпадает с центром симметрии
тела, а поверхность тела - с координатной поверхностью исполь-
зуемой системы координат, что облегчает решение электродина-
мической задачи. При экспериментальных исследованиях центр
масс выступает, как правило, в качестве точки крепления (подве-
са) и центра вращения исследуемого объекта или его модели.
На рис. 1.6 изображена система координат рассеивающего
тела произвольной формы и конечных размеров. Углы 0г и фг, со-
ответствующие орту nz, обозначают направление падения облу-
чающей цель плоской электромагнитной волны, а углы 05, cps и
орт ns - выбранное направление распространения отраженной
волны, которую в дальней (относительно цели) зоне также мож-
но считать плоской. Матричное описание рассеивающих свойств
объектов легко осуществить, если падающую и рассеянную вол-
ны задать проекциями на орты i0 и i сферической системы коор-
динат. В этом случае векторы падающего поля Ez в дальней зоне
можно записать в виде:
Е =i0E0+icpEcp	(1.36)
и рассеянного поля ЕЛ:
~ !0^0 + !феф •	(1-37)
Исходя из того, что процессы распространения и рассеяния
электромагнитных волн линейны, запишем выражения для ком-
понент рассеянного поля следующим образом [4]:
Eq = SqqEq + 50фЕф,
ps _ с р1 с р1
- ЭФ0^0 ^Лрф^ф,	(1.38)
где Spq - некоторые коэффициенты пропорциональности (р и q
принимают значения 0 или ср). Следовательно, каждая из ортого-
нально-поляризованных компонент рассеянного поля в общем
случае зависит от обоих компонент падающего поля. Коэффици-
енты пропорциональности 500 и 5фф определяют связь параллель-
ных компонент, а коэффициенты 50ф и 5ф0 - перекрестных. Выра-
жение (1.38) можно переписать в общем случае в матричном
виде:
Eq	^00 ^0ф
Еу ^ф05фф
Eq
е.
21
или в компактной форме
E5 = SE\	(1.40)
где матрица S называется поляризационной матрицей рассеяния
(или просто матрицей рассеяния) объекта [4].
Элементы квадратной матрицы рассеяния S представляют со-
бой некоторые комплексные числа, зависящие от угла падения
волны на цель, угла наблюдения рассеянного поля и расстояния
между антеннами и целью. Как было показано (1.32), ЭПР о не
зависит от расстояния между рассеивающим объектом и приемо-
передающими антеннами и имеет размерность квадрата длины.
Элементы матрицы рассеяния S, напротив, безразмерны и зави-
сят от расстояния между рассеивающим объектом и приемной
антенной.
Матрица рассеяния S полностью описывает отражательные
свойства рассеивающего объекта. Полнота описания отража-
тельной способности состоит в том, что с помощью этой матри-
цы можно рассчитать амплитуду, фазу и поляризацию каждой
спектральной составляющей рассеянной исследуемым объектом
волны для заданных параметров облучающего поля. Комплекс-
ный характер элементов матрицы рассеяния непосредственно
указывает на учет фазовых набегов, обусловленных рассеянием
падающей волны. Абсолютные значения фаз всех элементов ма-
трицы S определяются расстоянием от рассеивающего объекта
до приемо-передающих антенн и свойствами исследуемого объе-
кта. При изменении этого расстояния фазы всех элементов мат-
рицы рассеяния Spq изменяются одинаково, и фазовый множи-
тель может быть вынесен за знак матрицы. Поэтому введено по-
нятие абсолютной и относительной матриц рассеяния. Первая
включает в себя абсолютную фазу, которая зависит от перемеще-
ния объекта вдоль линии визирования, тогда как вторая содержит
информацию лишь о разности между фазами всех ее элементов,
одну из которых в этом случае удобно выбрать равной нулю [2].
Матрица в (1.40) соответствует случаю, когда векторы пада-
ющего и рассеянного полей раскладываются на две компоненты
(1.36) и (1.37). При этом используется система ортогональных
вещественных ортов ig, и ig, i*, которые определяют поля-
ризационные базисы [2, 3]. В данном случае выбраны линейные
базисы. Базисы могут быть круговыми или, в общем случае, эл-
липтическими, но тогда они описываются комплексными ортами
[2]. Также поляризация может быть описана поляризационным
отношением или коэффициентом эллиптичности и углом ориен-
тации единичного эллипса. Поляризационных базисов может
22
быть бесконечно много, однако особое место среди них, как
наиболее распространенные, занимают линейные и круговой
базисы.
Из теоремы взаимности следует, что для рассеивателей с вза-
имными свойствами замена передающей антенны приемной и на-
оборот влечет за собой транспонирование матрицы рассеяния
[10], т.е.
S(nz,n5) = Sr(-n5, -nz),	(1.41)
где Т - знак транспонирования матрицы.
Найдем связь параметров базиса с характеристиками эллип-
тически поляризованных волн, поляризационное состояние кото-
рых описывают его орты.
Для гармонического сигнала поперечная составляющая элек-
трического поля может быть записана в виде:
E«or-fcr) = (ц Е^'Фф +1е^'Фф	(1.42)
что соответствует эллиптически поляризованной волне. Основ-
ными параметрами эллипса поляризации являются следующие
величины: полная вещественная амплитуда волны Е (1.21); угол
Рэ, определяющий ориентацию большой оси эллипса относитель-
но плоскости рассеяния, причем 0 < Рэ < я; коэффициент эллип-
тичности К (1.23); угол эллиптичности а, описываемый соотно-
шением (1.23); поляризационное отношение (фазор); угол поля-
ризационного отношения у и фазовый сдвиг компонентов поля
Ф0ф, определяемые выражением (1.22).
Для правополяризованной волны угол а является положитель-
С . / 71
ным 0 < а < —
I 4
, для левополяризованной - отрицательным
Поляризационная структура в (1.42) полностью определяется
вектор-столбцом
[е/Ф’ ,Еее/Фв ]Т = [ЕфЕе]Г = Е.	(1.43)
В этом случае уравнение (1.42) можно записать в виде:
Е(о/- кг) = Ег[уе .	(1.44)
Если существует такой вектор Е±, что выполняется условие
(ЕЕ±) = 0, то поля Е и Е± являются ортогонально поляризован-
23
ными полями, где (EjE2) = \E^Eq2 + EQiEq2] - скалярное произ-
ведение двух комплексных векторов. Поляризация, ортогональ-
ная вектору Е(Е, а, |3Э, ц), в этом случае запишется в виде
ЕДЕ,а, Рэ ± л/2, ц), где ц - угол, определяющий возможный фа-
зовый сдвиг ортов наблюдаемого поляризационного базиса.
Параллельные поляризации Е и Е11 определяются с помощью
условия Е11 = £ЭЕ, где Кэ - комплексный множитель, аргумент ко-
торого характеризует несинфазность эллипсов поляризаций ме-
жду собой.
Поляризационный базис при а = 0 называется линейно-поля-
ризованным, в противном случае - эллиптическим. Эллиптиче-
ский базис, у которого а = ±л/4, носит название кругового.
Рассмотрим наиболее простой и в то же время наиболее час-
то встречающийся на практике случай обратного рассеяния.
Напомним, что он соответствует однопозиционной (моностати-
ческой) радиолокации, когда для облучения объекта и приема от-
раженных сигналов используется одна и та же антенна. Антенна
не обязательно должна иметь одинаковые характеристики на
прием и передачу. Важно лишь то, что передающая и приемная
антенны совмещены в одной точке пространства. В этом случае
nv = -nz и из равенства (1.41) получаем:
S(n;,ns) = Sr(ns,nr).	(1.45)
Таким образом, 512 = 521. Отсюда следует, что при однопозицион-
ной радиолокации объект характеризуется тремя комплексными
числами: 5П, 512, 522.
Существует поляризационный базис (собственный поляриза-
ционный базис цели [2, 5, 6, 10]), матрица рассеяния которого
имеет диагональную форму, т. е. равные нулю коэффициенты
рассеяния для перекрестных компонент (512 = 521 = 0). Для эле-
ментов матрицы рассеяния 5П и 522 будем использовать обозначе-
ния кс1 и кс2. Эти комплексные числа называются собственными
значениями матрицы рассеяния. Собственный поляризацион-
ный базис определяет две ортогональные поляризации (собст-
венные поляризации цели) облучающей волны, при которых пе-
рекрестная компонента в отраженной волне отсутствует. Важ-
ным свойством собственных значений матрицы рассеяния кс1 и
\>2 является инвариантность их к вращениям поляризационного
базиса [10]. Физически это означает, что при повороте поляриза-
ционного базиса цели величина этих коэффициентов не меняется.
Существуют еще два инварианта однопозиционной матрицы
рассеяния - это поляризации нулевого сигнала. Поляризации
24
нулевого сигнала соответствуют таким поляризациям антенны
РЛС, при которых отраженная от цели волна ортогональна пада-
ющей волне [10]. Условие, при котором отраженный сигнал не
попадает в приемный тракт, в собственном базисе имеет вид:
0 1^’
К Е'2
= ЛС1(Е‘)2+ЛС2(Е^)2=О,
(1-46)
где Е*, Е12, Е[, Е2 - компоненты падающего и рассеянного элект-
рических полей.
Отсюда следует, что для нулевой поляризации
Е[1Е[ = ±фС21\С2.
К поляризационным инвариантам относятся [2, 5, 6] также
определитель матрицы рассеяния
detS = SnS22 -(5]2)2 = \С\С2	(1.48)
и сумма квадратов модулей ее элементов
|5H|2=2|512|2+|522|2=|Xq|2+|kC2|2.	(1.49)
При двухпозиционном наблюдении матрица рассеяния оказы-
вается функцией двух направлений облучения 0Z, cpz) и приема
(05, ф5) в системе сферических координат, связанных с рассеиваю-
щим объектом. Выражение для двухпозиционной матрицы рассе-
яния в этом случае приобретает вид:
S = S(0Z,	05, ф5).	(1.50)
Зависимость матрицы (1.50) от направлений облучения и рас-
сеяния целесообразно определять с помощью угла двухпозицион-
ности р (угла между направлениями распространения падающей
и рассеянной волн). Существенной особенностью двухпозицион-
ного рассеяния является то, что поляризационные базисы облу-
чающей и рассеянной волн лежат в различных плоскостях. В ре-
зультате поляризационные базисы, в которых анализируются
падающая и рассеянная волны, не совпадают. Даже если рассма-
тривать падающую и рассеянную волны в одинаково линейно-по-
ляризованных базисах, то при коллинеарности ортов ijp и i*, а
также ортов ig и Ц необходимо различать четыре случая: а) ор-
ты 1ф и , а также ij, и параллельны, б) эти орты попарно
анти-параллельны, в) орты ig и ig параллельны, а >ф и анти-
25
параллельны, г) орты ijp и i* параллельны, а и антипарал-
лельны. Если третий орт ilR и всегда выбирать совпадающим
с направлением распространения волны, то в случаях а) и б) ор-
ты принадлежат разным типам координат (одна - правая, а другая -
левая). В случаях в) и г) падающая и рассеянная волны анализиру-
ются в системах координат одного типа (обе правые или обе
левые). Соответственно можно говорить о разнотипных и однотип-
ных поляризационных базисах для описания падающей и рассеян-
ной волн. Такую же классификацию целесообразно сохранить и в
случае произвольных поляризационных базисов.
Двухпозиционная матрица рассеяния приводится преобразо-
ванием подобия к треугольной форме [10]. Физически это озна-
чает, что при двухпозиционном наблюдении существует такая
поляризация облучающей волны, при рассеянии которой поляри-
зационные параметры не изменяются. В отличие от однопозици-
онного случая диагонализация двухпозиционной матрицы рассе-
яния может быть проведена только при различных входном и
выходном поляризационных базисах.
Кроме того, взаимная перемена направлений распростране-
ния облучающей и рассеянной волн соответствует транспониро-
ванию двухпозиционной матрицы рассеяния [10]. Это свойство
выражается формулой:
S(0„ ф,; 0S, Ф0 = Sr(0,, ф,; 0;, ф,).	(1.51)
Для объектов, имеющих плоскость симметрии, двухпозиционная
матрица рассеяния является диагональной, если плоскость сим-
метрии совпадает с плоскостью рассеяния. Диагональность мат-
рицы вытекает из симметрии токов, возбуждаемых на объекте, и
условий регистрации рассеянного поля. В этом случае происхо-
дит взаимная компенсация возбуждаемых перекрестных компо-
нентов тока.
Аналогично можно рассмотреть однопозиционную матрицу
рассеяния при различных входном и выходном базисах. И в одно-
позиционном и в двухпозиционном случаях каждой паре базисов
(ig, ijp) и (ig, i*) соответствуют элементы матриц рассеяния,
имеющие определенные значения. Рассматривая переходы от
базиса к базису, получаем новые значения этих элементов.
При этом возможных способов представления и возможных ви-
дов матриц оказывается бесконечное множество. Тем не менее
независимо от выбора базисов, мы имеем дело с одним и тем же
физическим процессом преобразования поляризации волны ра-
диолокационной целью при рассеянии.
26
Рассмотрим абсолютную матрицу рассеяния объекта, элемен-
ты которой не зависят от расстояния между наблюдателем и рассе-
ивающим телом. Поскольку рассеянная волна в дальней зоне явля-
ется сферической, убывающей обратно пропорционально расстоя-
нию, соотношение (1.38) можно записать следующим образом:
(1.52)
В матричном виде выражение (1.53) имеет вид:
(1.53)
или
e~ikR _
E5=-^=SEZ.
/?д/4л
(1.54)
Здесь матрица [S] не зависит от расстояния и поэтому называется
относительной матрицей рассеяния. Относительная матрица
рассеяния связана с ЭПР объекта следующим образом:
(1.55)
где C5jp - ЭПР объекта при облучении плоской волной поляризо-
ванной вдоль орта ij или i (/, р - 0 или ср) при приеме сигнала, рас-
сеянного объектом на параллельной (j = р) или ортогональной
поляризации (/ # р); Е(ю, Eq - компоненты безразмерного
вектора EJ, связанного с вектором ЕЛ соотношением (1.31);
Ф/р - фаза элементов матрицы рассеяния.
Рассмотренные выше характеристики описывают рассеиваю-
щие свойства объекта как единого целого и в этом смысле могут
быть названы полными. В то же время отраженный радиолока-
ционный сигнал формируется за счет рассеяния на отдельных
элементах объекта и представляет собой векторную сумму неко-
торых рассеянных волн. Появление методов высокого разреше-
ния в радиолокации (радиоголография, сверхкороткие импульсы
27
и т.п.) позволило выделять в составе объекта сложной формы
отдельные (локальные) рассеивающие элементы, существование
которых можно связать с его конфигурацией. Таким образом,
особенности формы объекта и рассеивающие свойства отдель-
ных элементов его конструкции можно предсказать, анализируя
характер отраженного сигнала. Проведение подобного анализа
требует использования локальных характеристик, описывающих
рассеяние падающей волны на отдельных элементах поверхно-
сти объекта. Понятие локальных характеристик рассеяния право-
мерно, когда размеры объекта достаточно велики по сравнению с
длиной падающей волны, т.е. рассматривается высокочастотная
область рассеяния.
Для объекта, представленного совокупностью N дискретных
отражателей, каждый элемент матрицы рассеяния определим в
виде [10]:
I--- /ф
S, - 2 V "•.
п = 1
где (0j и Фу) (/, р - 1,2) - соответственно значения ЭПР и фазы
и-го точечного отражателя. Здесь учтено, что элементы матри-
цы рассеяния связаны с понятием эффективной площади рассея-
ния (ЭПР) соотношением:
Матрицу рассеяния можно записать как
s-Ss..
И = 1
(1.56)
(1.57)
(1.58)
где
есть матрица рассеяния и-го центра.
В свою очередь, для невзаимодействующих центров рассея-
ния справедливо соотношение [10] (опустим индексы поляриза-
ции j и р): Фп = rn(ni + ns) + ФОп, где гп - радиус-вектор, проведен-
ный из начала системы координат, связанной с объектом, до лг-го
центра рассеяния; Ф()/; - постоянный фазовый сдвиг, величина ко-
торого зависит от характера поверхности объекта в месте лока-
лизации центра рассеяния.
Величины гп, от которых зависят такие локальные характе-
ристики рассеяния, как фазовые диаграммы рассеяния отдель-
28
ных центров, описывают форму и размеры объекта, в силу чего
они могут быть названы геометрическими характеристиками
рассеивающего тела.
Принятое описание рассеивающего тела является идеализиро-
ванным, поскольку оно используется в высокочастотном прибли-
жении и элементы его поверхности, образующие центры рассея-
ния, велики по сравнению с длиной падающей волны. В этом смыс-
ле понятие точечных центров рассеяния является приближенным.
1.4. ОСНОВНЫЕ ПАРАМЕТРЫ АНТЕННЫХ УСТРОЙСТВ
В заключение раздела приведем определения основных пара-
метров антенных устройств, так как компактные полигоны ши-
роко используются так же для измерения параметров антенн.
С другой стороны рассеивающий объект может быть представлен
как антенное устройство, излучающее электромагнитное поле то-
ков, наведенных падающей плоской волной на его поверхности.
Представление о распределении энергии поля в дальней зоне
дает амплитудная характеристика направленности антенны, оп-
ределяемая зависимостью амплитуды напряженности создавае-
мого антенной поля (или величины, ей пропорциональной) от
направления в пространстве. Направление определяется азиму-
тальным (ф) и меридиональным (0) углами сферической системы
координат. При этом поле измеряется на одном и том же (доста-
точно большом) расстоянии от антенны, и предполагается, что
потери в среде отсутствуют. Графическое изображение характе-
ристики направленности называют диаграммой направленности.
Пространственная диаграмма направленности изображается в
виде поверхности/(ф, 0). Обычно строят диаграммы направлен-
ности в какой-нибудь одной плоскости, в которой она изобража-
ется плоской кривой/(ф) или/(0) в полярной или декартовой сис-
темах координат.
Данное определение относится к диаграмме направленности по
полю. В некоторых случаях используется понятие характеристики
(диаграммы) направленности по мощности, определяемой зависи-
мостью плотности потока мощности от направления в пространст-
ве. Плотность потока мощности представляет собой мощность,
проходящую через единичную площадку, расположенную перпен-
дикулярно направлению распространения волны. Поэтому диа-
грамма направленности по мощности пропорциональна/2(ф, 0).
Пространственная диаграмма направленности, у которой ма-
ксимальное значение равняется единице, называется нормиро-
ванной диаграммой и обозначается как Г(ф, 0).
29
Наряду с амплитудной характеристикой направленности в ка-
честве параметра антенны можно рассматривать фазовую харак-
теристику направленности гр(ф, 0), под которой подразумевается
зависимость фазы поля, излученного антенной, от направления в
пространстве (на одинаковых расстояниях). Графическое изобра-
жение этой зависимости называется фазовой диаграммой напра-
вленности антенны.
Диаграмма направленности антенны характеризуются углом
раствора, который также называют шириной диаграммы, и уров-
нем боковых лепестков. Под шириной (главного лепестка) диа-
граммы направленности по половинной мощности 20о 5 подразу-
мевают угол между направлениями, вдоль которых напряжен-
ность поля уменьшается в V2 раз, а мощность - в два раза по
сравнению с напряженностью (мощностью) поля в направлении
максимума излучения.
Под шириной 20о подразумевают угол между направлениями
(ближайшими к направлению максимума), вдоль которых напря-
женность поля имеет минимум.
Для сравнения между собой направленных свойств антенн
вводят параметр, называемый коэффициентом направленного
действия (КПД).
Коэффициент направленного действия - это число, показы-
вающее, во сколько раз пришлось бы увеличить мощность излу-
чения антенны при переходе от направленной антенны к нена-
правленной при условии сохранения одинаковой напряженности
поля в месте приема (при прочих равных условиях):
D = P^P»	(1.59)
где Р20 - мощность излучения ненаправленной антенны; Р2 -
мощность излучения направленной антенны.
Коэффициент направленного действия в направлении макси-
мального излучения для реальных антенн достигает значений от
единиц до многих тысяч. Он показывает тот выигрыш в мощно-
сти, который можно получить за счет использования направлен-
ного действия антенны, но не учитывает возможных потерь в ан-
тенне.
Для оценки эффективности работы антенны, с точки зрения
потерь мощности, вводят понятие к.п.д. антенны, под которым
понимают отношение излучаемой мощности к полной мощности
РА, подводимой к антенне:
Т1 = ^-	(1.60)
*А
30
Для того чтобы определить эффективность работы антенны
с учетом как ее направленного действия, так и потерь в ней,
вводится параметр, называемый коэффициентом усиления
антенны.
Коэффициент усиления антенны равен произведению КНД
на к.п.д. антенны:
G = Dv\.	(1.61)
Учитывая (1.60), получаем
G "'Г'1"	'	(1.62)
Отношение мощностей в последнем выражении определяет-
ся при условии получения одинаковой напряженности поля в точ-
ке приема.
Таким образом, коэффициент усиления показывает, во
сколько раз нужно уменьшить (или увеличить) мощность, подво-
димую к антенне, по сравнению с мощностью, подводимой к иде-
альной ненаправленной антенне без потерь, для того чтобы по-
лучить одинаковую напряженность поля в рассматриваемом на-
правлении. Если специальных оговорок не делается, то под ко-
эффициентом усиления (так же, как и под коэффициентом на-
правленного действия) подразумевается его максимальное значе-
ние, соответствующее направлению максимума диаграммы на-
правленности.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. М.: Радио и связь, 1988.
2.	Канарейкин Д.Б., Павлов Н.Ф., Потехин В.А. Поляризация радиолокаци-
онных сигналов. М.: Сов. радио, 1966.
3.	Нарбут В.П, Хмель В.Ф. Поляризация излучения зеркальных антенн.
Киев: Вища школа, 1978.
4.	Майзелъс Е.Н., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния радио-
локационных целей. М.: Сов. радио, 1972.
5.	Богородский В.В., Канарейкин Д.Б., Козлов А.И. Поляризация рассеянно-
го и собственного радиоизлучения земных покровов. Л.: Гидрометеоиздат,
1981.
6.	Канарейкин Д.Б., Потехин ВЛ., Шишкин И.Ф. Морская поляриметрия. Л.:
Судостроение, 1968.
7.	Марков Г.Т., Сазонов Д.М. Антенны. М.: Энергия, 1975.
8.	SkolnikM.1. Radar Handbook. Second edition. McGraw - Hill Book Co. 1991.
V.Balanis СЛ. Antenna Theory. Analysis and Design. 2nd ed. N.Y.: A John
Wiley&Sons: Inc. Publ., 1997.
10. Варганов M.E., Зиновьев Ю.С., Астанин Л.Ю. и др. Радиолокационные
характеристики летательных аппаратов. М.: Радио и связь, 1985.
2.	СПОСОБЫ ФОРМИРОВАНИЯ
КВАЗИПЛОСКИХ ПОЛЕЙ С ЦЕЛЬЮ
ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК РАССЕЯНИЯ
2.1.	ФОРМИРОВАНИЕ КВАЗИПЛОСКИХ ПОЛЕЙ
В ДАЛЬНЕЙ ЗОНЕ
Как было отмечено в разделе 1, на практике большинство це-
лей, таких, как самолеты, корабли, автомобили и другие объек-
ты, находятся далеко от РЛС, ведущей за ними наблюдение.
Поэтому электромагнитное поле в пределах облучаемого РЛС
объекта можно с большой степенью точности считать плоским.
При этом ЭПР цели (исследуемого объекта) определяется фор-
мулой (1.31). С другой стороны, ЭПР объекта может быть опре-
делена следующим образом [1]:
2
o = A/(rEz -JwHz)J5 ,
(2.1)
где Je и Jm - эквивалентные электрический и магнитный поверх-
ностные токи, наведенные на поверхности S рассеивателя падаю-
щей волной {Ez, Hz}; А - коэффициент пропорциональности. Вы-
ражение (2.1) подразумевает, что, во-первых, падающая волна
{Ez, Hz} должна быть однородной плоской волной, к чему следу-
ет стремиться при измерениях. Во-вторых, наличие окружающих
измеряемый объект рассеивателей в виде поддерживающей опо-
ры, стен безэховой камеры, элементов измерительной системы и
т.д. не должно существенно нарушать распределение поверхност-
ных токов Je и Jm на поверхности рассеивающего объекта, когда
объект находится в свободном пространстве или на подстилаю-
щей поверхности (для автомобилей, кораблей и др.). Таким обра-
зом, чтобы получить достоверные результаты при измерении
ЭПР, нужно, чтобы поле падающей волны в объеме, где предпо-
лагается разместить исследуемый объект, было близко к полю
однородной плоской волны. При этом, как следует из соотноше-
ния (2.1), не требуется проводить измерения в дальней зоне облу-
чающей антенны. Необходимо только, чтобы векторы {Ez, Hz}
падающей волны обладали свойствами поля плоской волны в
объеме, занимаемом измеряемым объектом. Такие области мож-
но найти в ближнем поле некоторых антенн. Например, поле в
32
некоторой области ближней зоны апертурных антенн весьма
близко к полю однородной плоской волны [2].
Распространенным приемом получения нужного распределе-
ния поля является выбор такого расстояния от излучающей ан-
тенны до исследуемого объекта, на котором поле можно считать
локально плоским. Это расстояние зависит в первую очередь от
размеров исследуемого объекта и длины волны измерительной
установки. При измерениях характеристик рассеяния объектов,
размеры которых много больше длины излучаемой волны, рас-
стояние оказывается чрезвычайно большим, и в некоторых слу-
чаях этого невозможно достичь даже на открытых полигонах.
Другой проблемой является то, что при измерениях возникают
дополнительные паразитные отражения от земной поверхности и
от близко расположенных предметов на местности (в случае от-
крытых полигонов) или от стен безэховой камеры и опорно-пово-
ротного устройства, искажающие основное поле падающей волны.
Рассмотрим искажение полей, падающих на рассеиватель в
свободном пространстве, где будем учитывать только один фак-
тор - расстояние между облучающей антенной и исследуемым
объектом. На практике было установлено [2], что достаточно
точные для большинства случаев диаграммы рассеяния получа-
ются тогда, когда максимальное изменение фазы на апертуре
л
рассеивателя не превышает — радиан, а максимальное измене-
о
ние амплитуды 1 дБ. Следует ожидать, что точность в определе-
нии характеристик рассеяния в максимумах диаграммы рассея-
ния, вызванная указанными вариациями, будет меньше 1 дБ, за
исключением неосновных лепестков (скажем, тех, которые на
20 дБ ниже максимума главного лепестка). При точном измере-
нии диаграмм рассеяния объектов, ограниченных в основном
плоскими поверхностями большой протяженности, требования к
изменению амплитуды и фазы поля в объеме, где располагается
исследуемый объект, ужесточаются, и допустимые вариации
л
фазы и амплитуды не должны превышать — и 0,2 дБ [2]. С дру-
16
гой стороны, в случае больших рассеивателей, когда имеется
несколько почти независимых центров рассеяния, и точное воспро-
изведение диаграммы рассеяния не очень важно (интересуемся сред-
ними значениями), фазовые флуктуации поля в рабочей зоне могут
превышать л радиан, но амплитудные должны быть меньше 3 дБ.
Определим требуемое расстояние между антенной и исследу-
емым объектом с точки зрения формирования квазиплоской волны
3.	Балабуха Н.П.
33
Рис. 2.1. Определение дальней зоны рассеивающего объекта
в объеме, в котором находится рассеиватель без учета других фа-
кторов, влияющих на искажение поля падающей волны.
Пусть исследуемый объект длиной L облучается антенной с
круглой апертурой диаметра D и равномерным распределением
поля на апертуре. Длина волны, излучаемая антенной, - X, рас-
стояние между апертурой антенны и центром исследуемого объ-
екта -R. Геометрия задачи изображена на рис. 2.1. Полагаем, что
расстояние между исследуемым объектом и облучающей его ан-
тенной много больше его размеров и длины падающей волны.
Это значит, что исследуемый объект находится в дальней зоне
облучающей его антенны (более точные критерии, определяю-
щие дальнюю зону антенны, будут приведены ниже). В этом слу-
чае в дальней зоне волну, излучаемую антенной, можно считать
сферической, а на небольших участках фронта - локально пло-
ской волной. Амплитуда А сферической волны обратно пропор-
циональна расстоянию до антенны, т.е.	—. Выбор расстояния
R
R в данном случае должен основываться на критериях облучения
объекта плоской волной, что соответствует одновременному вы-
полнению трех требований, определяющих минимальные значе-
ния расстояния от объекта до антенны:
а)	первому соответствует допустимая вариация фазы на ис-
следуемом объекте в поперечном направлении относительно на-
правления падения волны (это расстояние обозначим /?ф);
б)	второму соответствует допустимая вариация амплитуды
на исследуемом объекте в этом же поперечном направлении
(это расстояние обозначим /?±);
34
в)	третьему соответствует допустимая вариация амплитуды
падающего поля на объекте в продольном (радиальном) направ-
лении, т.е. вдоль направления падения волны (это расстояние
обозначим Rr),
Чтобы быть уверенным в том, что отклонения поля от поля
плоской волны в рабочей зоне, где помещен исследуемый объ-
ект, не превышают допустимых значений, необходимо выбрать
наибольшее из указанных выше расстояний.
Пусть Д и 5 представляют собой допустимые значения откло-
нений соответственно амплитуды и фазы падающей волны в
занимаемом исследуемом объектом объеме (рабочей зоне) от
амплитуды и фазы плоской волны.
Поле Еа в дальней зоне облучающей антенны с апертурой в
виде диска диаметром D и соответствующее поле Е' плоской вол-
ны можно записать в виде [3]:
(2.2)
£' =
(2.3)
где Ах и А2- коэффициенты пропорциональности, J/x) - функ-
ция Бесселя первого порядка, к - постоянная распространения,
0 - угол между осью диаграммы направленности антенны и пря-
мой, соединяющей центр апертуры антенны с точкой наблюде-
ния излучаемого антенной поля. В пределах погрешностей Д и 5
эти поля должны быть одинаковыми в объеме рабочей зоны, за-
нимаемом исследуемым объектом во время измерения. Из рис. 2.1
видно, что можно выразить максимальное отклонение h фронта
сферической волны от фронта плоской волны через R и L:
h = X-R, 1-(—
N U/?.
Поскольку рассеивающий объект находится в дальней зоне
R > L, с учетом приближенного равенства л/1-х «1 -, можно
записать:
1 ( L V"l L2
h = R-R 1-- —	= —.
2\2RJ J 8/?
Из этого следует, что на окружности радиуса L/2 в плоскости,
3=
35
перпендикулярной направлению распространения волны, макси-
мальное отклонение фазы 5 = kh от фазы плоской волны будет
иметь место на расстоянии 7?ф, определяемом из соотношения:
48k’
(2.4)
Для того чтобы изменение амплитуды в поперечном направле-
нии не превосходило Д в объеме, занимаемом исследуемом объе-
ктом, когда максимальный размер объекта перпендикулярен к
направлению распространения облучающей волны, нужно
чтобы расстояние было не менее:
1	4л/2Д
(2.5)
Это соотношение справедливо для облучающей антенны с
диаграммой направленности, описываемой соотношением (2.2).
Для другого типа антенны это изменение амплитуды можно най-
ти с помощью измерения ее диаграммы направленности.
Относительное изменение амплитуды поля в радиальном на-
правлении, т.е. вдоль направления распространения облучающей
волны, в объеме, занимаемом исследуемым объектом, можно за-
писать в виде:
Д =
(	L\ (	L\
Е\ R-- -Е R+-
\	2) I	2J
Е(7?г)
(2.6)
Используя для амплитуды поля Е значение ЕА из соотноше-
ния (2.2), получим:
R = — L.
г А
Отношение величин Rr и может быть определено из соотно-
шения:
Rr _ 45/X
7?± “ ДЕ/Л,’
(2.7)
Полагая, что допустимое изменение фазы 5 на исследуемом
объекте в направлении, перпендикулярном направлению распро-
странения падающей волны, не должно превышать л/8 радиан,
т.е.
kh<— или h < —,
8	16
(2.8)
36
из (2.4) получаем известное [2-4, 6] выражение для определения
минимального расстояния между облучающей антенной и иссле-
дуемым объектом
27?
(2.9)
Уравнение (2.9) есть критерий дальней зоны, наиболее часто
встречающийся на практике.
Существуют другие, более общие критерии дальней зоны [4]:
—,	(а)
К
L2
П I ~	D2\
/?2 >max| р —; q— ,
Л /
„	~ D2
К к
2
L2
 к 
(L + D)
Л
(б) (2.10)
(в)
(г)
где L - наибольший поперечный размер исследуемого объекта,
D - наибольший поперечный размер облучающей антенны, ука-
занные на рис. 2.1; р и q - безразмерные постоянные, зависящие
от допустимых изменений фазы на исследуемом объекте и облу-
чающей антенне соответственно.
Постоянные р и q связаны с допустимым изменением фазы 6
на объекте следующим образом:
2л т 2л L л
о = —h —-------= —,
X X 87?! 4р
(2.И)
т.е. р = —, аналогично q = —.
46	46
Критерии (2.10) удовлетворяют неравенству
7?! <Т?2 <7?3 <Т?4	(2.12)
при условии, что q р.
Критерий минимального расстояния 7?! получен для случая,
когда облучающая антенна представляет собой точечный источ-
ник, как показано на рис. 2.2а.
Во втором критерии минимального расстояния Т?2 вместо то-
чечного источника рассматривается облучающая антенна конеч-
ных размеров (рис. 2.26). Смысл этого критерия заключается в
37
Рис. 2.2. Критерии дальней зоны
том, чтобы условие, аналогичное /?ь удовлетворялось для облу-
чающей антенны так же, как и для исследуемого объекта. Это ус-
ловие будет всегда достаточным, но оно не является необходи-
мым.
Третий критерий минимального расстояния R3 основан на
следующем соображении: эквивалентный точечный источник
должен быть расположен на расстоянии —— от точечного ис-
Л
точника, как это показано на рис. 2.2.5. Поскольку критерий
/?2 является достаточным, a R3 > R2, то, очевидно, что критерий
минимального расстояния R3 слишком строг.
Последний критерий минимального расстояния R4 получен в
предположении, что максимальная разность электрических длин
пути между двумя любыми точками на антенне и цели должны
быть меньше некоторой заданной величины. Различие электри-
ческих длин пути для путей г и R показано на рис. 2.2в. Отсюда
получаем критерий минимального расстояния /?4 в виде (2.10г).
Этот критерий является самым строгим из всех приведенных, и
многие авторы считают его чрезмерно ограничивающим [3].
В действительности совсем не обязательно помещать иссле-
дуемый объект в дальней зоне передающей антенны. Дело в том,
что если максимальный размер исследуемого объекта значитель-
но меньше раскрыва облучающей антенны, то вблизи облучаю-
щей антенны можно найти области, где поля настолько однород-
ны, что и в пределах этих областей можно проводить измерения.
38
Примером для данного утверждения могут служить компактные
полигоны, о которых речь пойдет дальше. Таким образом, точ-
ные измерения характеристик рассеяния можно проводить также
в пределах ближней зоны облучающей антенны.
2.2.	ФОРМИРОВАНИЕ КВАЗИПЛОСКИХ ПОЛЕЙ
В КОМПАКТНОМ ПОЛИГОНЕ
Точность измерений характеристик рассеяния объектов и па-
раметров антенн при использовании современной аппаратуры за-
висит, главным образом, от качества поля в рабочей зоне. Требо-
вания к однородности амплитуды и фазы поля в рабочей зоне
были рассмотрены в подразделе 2.1. Там же были выведены кри-
терии, определяющие величину расстояния от излучающей ан-
тенны до исследуемого объекта, при которых обеспечивается
требуемое распределение поля - так называемое условие дальней
зоны. Уже для объектов размером около метра в сантимет-
ровом диапазоне волн это расстояние становится чрезвычайно
большим. Например, если воспользоваться даже сравнительно
мягким критерием, определяемым формулой (2.9), то при изме-
рениях на волне 2 см расстояние от передающей антенны до объе-
кта с поперечным размером 1 м должно превышать 100 м. При уве-
личении размера объекта вдвое это расстояние достигает полу-
километра.
Наряду с измерениями в дальней зоне широкое распростране-
ние получили измерения в компактных полигонах [3, 6]. Поле в
рабочей зоне компактного полигона формируется коллиматора-
ми. Назначение коллиматора состоит в том, чтобы преобразо-
вать сферическую волну, создаваемую облучателем, в пучок
параллельных лучей. Коллиматором будем называть устройство
(обычно в виде антенны с размерами апертуры много больше,
чем рабочая длина волны), создающее, в области где размещает-
ся испытуемый объект, электромагнитное поле, близкое к полю
плоской волны. Такая область называется рабочей зоной. Рабо-
чая зона находится перед апертурой коллиматора на расстоянии,
соизмеримом с его поперечными размерами.
Расстояние между коллиматором и рабочей зоной составляет
несколько метров, поэтому измерительные стенды с коллимато-
рами называются компактными полигонами. Коллиматоры
компактных полигонов бывают, как правило, зеркальные, полу-
чившие наибольшее распространение, и линзовые. В последнее
время для формирования плоского поля в заданном объеме ста-
ли использоваться антенные решетки [7] и устройства гологра-
39
фического типа [8]. Принципы действия коллиматоров для ком-
пактных полигонов и оптических коллиматоров аналогичны, од-
нако ряд специфических требований делают эти устройства чрез-
вычайно сложными и дорогостоящими.
Основным требованием является равномерность амплитуд-
ного и фазового распределения электромагнитного поля, созда-
ваемого коллиматором в рабочей зоне. Отличие электромагнит-
ного поля в рабочей зоне от поля плоской волны вызвано в
основном дифракционными эффектами, обусловленными огра-
ниченными размерами коллиматора и неравномерностью облу-
чения апертуры коллиматора, вызванной направленностью об-
лучателя. Кроме того, на поле в рабочей зоне влияют дефекты,
связанные с погрешностями при изготовлении конструкции кол-
лиматора, прямое излучение облучателя в направлении рабочей
зоны, неточное расположение фазового центра облучателя по
отношению к фокусу коллиматора, отражение электромагнит-
ной волны от оборудования БЭК и некоторые другие факторы.
Несмотря на это, использование коллиматоров позволяет обес-
печить высокую однородность поля в рабочей области и, соот-
ветственно, повысить точность измерений.
В идеале, поле в рабочей зоне должно быть полем плоской
волны, т.е. иметь в некоторой плоскости, обычно перпендикуляр-
ной оси коллиматора, постоянные амплитуду и фазу. На практике,
однако, это поле имеет некоторую неравномерность. Распреде-
ление амплитуды поля в рабочей зоне обычно представляется в
виде двух составляющих. Первая составляющая представляет со-
бой плавно изменяющуюся часть электромагнитного поля в
рабочей зоне (в зарубежной литературе называемую английским
словом “taper”). Эта составляющая обусловлена особенностями
облучения коллиматора, которые определяются диаграммой на-
правленности облучателя, отклонением отражающей поверхно-
сти зеркала коллиматора от поверхности параболоида вращения
и неточным расположение фазового центра облучателя по отно-
шению к фокусу коллиматора. Вторая составляющая (в англо-
язычной литературе называемая словом “ripple”) представляет
собой быстро меняющуюся (осциллирующую) часть электро-
магнитного поля в рабочей зоне. Эта составляющая обусловле-
на в основном дифракцией на кромках коллиматора, прямым
просачиванием поля облучателя в рабочую зону, отражениями
от стен и оборудования, размещенного в БЭК и т.д.
Другим важным требованием является широкополосность.
Рабочий диапазон частот обычно составляет 1-100 ГГц и может
доходить до 300 ГГц. Чтобы обеспечить приемлемое качество
40
поля в рабочей зоне, точность изготовления поверхности зерка-
ла коллиматора должна соответствовать верхнему краю диапазо-
на частот; для частоты 100 ГГц, например, недопустимы отклоне-
ния, превышающие 50 мкм. При этом поперечные размеры
основного рефлектора или линзы должны почти вдвое превосхо-
дить поперечник рабочей зоны, размеры которой могут состав-
лять несколько метров, чтобы снизить влияние дифракционных
эффектов в области низких частот.
Рассмотрим более подробно основные принципы работы и
некоторые характеристики коллиматоров для компактных поли-
гонов.
2.3.	КОЛЛИМАТОРЫ В ВИДЕ ДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ ЛИНЗ
Первоначально диэлектрические линзы использовались в ка-
честве коллиматоров для формирования плоского поля при изме-
рении параметров небольших антенн. Впоследствии линзовые
коллиматоры не получили широкого распространения, однако в
последнее время появился ряд публикаций, в которых в милли-
метровом и субмиллиметровом диапазонах волн для формирова-
ния плоского поля используются линзы [9].
Рассмотрим принципы работы линзового коллиматора. Об-
ратимся для этого к схеме на рис. 2.3, на котором показано цент-
ральное сечение линзы.
Все дальнейшие выводы справедливы при условии, когда по-
перечные размеры линз во много раз превышают длину волны,
что практически всегда выполняется при использовании линз в
качестве коллимирующих уст-
ройств.
Хотя обе поверхности лин-
зы могут быть выпуклыми, рас-
смотрим для простоты линзу с
плоской задней поверхностью.
Для такой линзы легко [6] полу-
чить аналитическое выражение
образующей передней (освеща-
емой облучателем) поверхности
линзы. При выводе этого выра-
жения примем во внимание, что
для того, чтобы на выходе лин-
зы получить параллельный пу-
чок лучей, необходимо, чтобы
оптические длины всех выходя-
Рис. 2.3. Схема линзового коллима-
тора
41
щих из точки фокуса и достигающих задней поверхности линзы
лучей были равны. В результате приходим к равенству:
dx + nd2 =f+ nh,
где h - толщина, n - показатель преломления материала линзы,
f - фокусное расстояние. Выразив величины dx и d2 через теку-
щие координаты х, z, получим выражение для формы образую-
щей передней поверхности линзы:
/	г \ 2	2	г 2
f -	nf ]	* _ /
I п + 1) п2-1 (и + 1)2
(2.13)
Таким образом, линза с плоской задней поверхностью имеет
форму передней поверхности в виде гиперболоида вращения.
Теперь, когда мы знаем форму профиля поверхности линзы,
можно оценить некоторые ее параметры. Следуя [6], из выраже-
ния (2.13) можно получить выражение для отношения толщины
линзы Л к ее диаметру D в зависимости от показателя преломле-
ния материала п и приведенного фокусного расстояния///):
h _ 1
D и + 1
п + \
4(и-1)
D
(2.14)
Зависимость hid от показателя преломления для трех значений
фокусного расстояния / приведена на рис. 2.4. Как следует из
формулы (2.14), толщина линзы быстро растет с уменьшением
Рис. 2.4. Зависимость приведенной толщины линзы от
показателя преломления
42
величины показателя преломления. Увеличение фокусного рас-
стояния приводит к уменьшению толщины линзы. Так, напри-
мер, линзы диаметром 1 м с фокусным расстоянием 2 м из поли-
стирола с п = 1,6, полиэтилена с п = 1,5 и пенопласта с п = 1,06
будут иметь толщину 10, 12 и 75 см соответственно.
Стремление использовать для изготовления линзы материал
с малым коэффициентом преломления связано с тем, что наряду
Рис. 2.5. Схема возникновения паразитных сигналов
в компактном полигоне с линзовым коллиматором
с сигналом, отраженным от исследуемого объекта о3 (см.
рис. 2.5), на вход измерительной аппаратуры поступают сигналы
О! и о2, возникающие вследствие отражения волны от передней и
задней поверхностей линзы. Эти сигналы можно охарактеризо-
вать эквивалентной ЭПР. Величина эквивалентной ЭПР перед-
ней границы линзы равна [6]:
о=л/2гг$-	(2Л5)
(п + 1)
Интересно отметить, что ЭПР выпуклой поверхности линзы
зависит только от показателя преломления и фокусного расстоя-
ния и не зависит от ее диаметра и длины волны. Величина ЭПР
для линзы с фокусным расстоянием 1 м из полистирола с показа-
телем преломления п = 1,6 составляет примерно 0,1 м2, а из пено-
пласта с п = 1,06 - 10-5 м2. Разница в величинах ЭПР показывает
преимущество линз, изготовленных из материала с малой вели-
чиной показателя преломления. Этому требованию удовлетворя-
ют вспененные материалы. Однако они имеют значительную
неоднородность показателя преломления, которая оказывает
сильное влияние на качество сформированного линзой поля, осо-
бенно в области высоких частот. Иногда даже монолитные диэ-
лектрики имеют недостаточную однородность показателя прело-
мления.
Так, в работе [6] приведен пример линзового коллиматора
диаметром 2,4 м с фокусным расстоянием 6 м и толщиной 1,8 м из
вспененного полиуретана. Из-за неоднородности диэлектриче-
43
ской проницаемости материала проблемы с соответствием поля
техническим требованиям возникли уже на частотах выше 4 ГГц.
Величина эквивалентной ЭПР от плоской границы во много раз
превосходит величину ЭПР от передней выпуклой поверхности,
однако ее легко уменьшить, используя либо двояковыпуклую
линзу, либо наклонив линзу, как показано пунктиром на рис. 2.5.
Хотя поле на выходе линзы имеет плоский фазовый фронт,
его амплитуда в поперечном сечении непостоянна. Обратимся
опять к рис. 2.3. Так как расстояние от источника до поверхности
линзы равно dh то плотность потока мощности w на расстоянии
х от фокальной оси будет пропорциональна (f/d^2. Оценки [6] по-
казывают, что для линзы из полистирола с фокусным расстояни-
ем, равным диаметру линзы, спад амплитуды поля к краю линзы
составляет 2 дБ. Для/= 3d и материала линзы с показателем пре-
ломления п = 1,06 эта величина равна 1,5 дБ. Таким образом, лин-
зы с большим фокусным расстоянием обеспечивают более одно-
родное поле.
2.4.	ЗЕРКАЛЬНЫЕ КОЛЛИМАТОРЫ
Практически все существующие коллиматоры для компакт-
ных полигонов - коллиматоры зеркального типа. Простейший из
них представляет собой параболоид вращения.
Уравнение параболоида вращения хорошо известно:
x2 + y2 = tfz,	(2.16)
где/- фокусное расстояние.
Как видно из уравнения, любая плоскость, параллельная оси
z, вырезает из параболоида параболу с тем же фокусным рассто-
янием. Поэтому для контроля поверхности достаточно одного
плоского шаблона.
Коллиматоры с параболическими рефлекторами стали ис-
пользовать для измерения параметров антенн и характеристик
рассеяния объектов в 70-х годах прошлого столетия. При этом
первые измерения проводились в ближнем поле параболиче-
ских антенн [10]. Затем компания Scientific Atlanta (в настоящее
время MI Technologies) стала выпускать компактные полигоны,
в которых в качестве рефлектора использовалась верхняя
половина параболоида, при этом облучатель не затенял и не
искажал поле в рабочей зоне (рис. 2.6). Такая конструкция
с вынесенным облучателем (в англоязычной литературе
употребляется термин “offset”) используется до настоящего
времени.
44
Рис. 2.6. Схема однозеркального коллиматора
Рабочая зона коллиматора, т.е. область, где поле с заданной
точностью аппроксимирует плоскую волну (см. рис. 2.6), обычно
представляет собой цилиндр, ось которого расположена горизон-
тально. Продолжение оси цилиндра проходит через центр верти-
кальной проекции зеркала рефлектора коллиматора. Диаметр
рабочей зоны для большинства однозеркальных моделей колли-
маторов составляет примерно половину размера рефлектора,
причем в низкочастотной части диапазона он несколько меньше,
а в высокочастотной - несколько больше этой величины. В зави-
симости от формы рефлектора горизонтальный и вертикальный
размеры рабочей зоны могут несколько отличаться. Как хорошо
известно, лучи, нормальные к поверхности зеркала (один из них
показан на рис. 2.6 пунктиром), собираются вблизи точки двойно-
го фокуса. Чтобы избежать сильных переотражений между ис-
следуемым объектом и зеркалом, эти лучи не должны попадать
на исследуемые объекты. Следовательно, рабочая зона должна
располагаться выше зоны прохождения этих лучей. Учитывая
геометрию задачи (см. рис. 2.6), получаем, что расстояние до цен-
тра рабочей зоны должно быть примерно равно удвоенному фо-
кусному расстоянию коллиматора.
Длина рабочей зоны примерно равна ее диаметру и также за-
висит от частоты. Хорошо известно, что все лучи, падающие на
поверхность параболоида из точки фокуса, которая находится на
оси z на расстоянии f от начала координат, отражаются парал-
45
лельно его фокальной оси. Однако распределение амплитуды,
как и в случае линзового коллиматора, не будет постоянным да-
же при использовании облучателя с изотропной диаграммой
направленности. Действительно, пусть облучатель на рис. 2.6 яв-
ляется изотропным, т.е. плотность излученной энергии не зави-
сит от направления, а лишь от расстояния от облучателя. В этом
случае плотность потока мощности на поверхности рефлектора
будет:
w = P/4k/?2.	(2.17)
Здесь Р - мощность электромагнитной энергии на выходе об-
лучателя, a R - расстояние от облучателя до рассматриваемой
точки. Учитывая уравнение (2.16), получим выражение для плот-
ности потока мощности:
w(x,y) = —
4л
2 .	2 \2
F х +у
4F
+ х2+у2
(2.18)
На графике на рис. 2.1а приведена зависимость амплитуды
поля от параметра у IF, при x!F = 0, а на рис. 2.16 - зависимость
амплитуды поля от параметра x/F, при у IF = 0,6. В приближении
геометрической оптики такая же зависимость амплитуды поля
будет в центральных сечениях рабочей зоны. Параметры
x!F = 0,6 и у IF = 0 соответствуют центру рабочей зоны. Пусть ее
поперечник имеет величину 0,5F - типичную для ряда коллима-
торов.
Тогда, как видно из графика на рис. 2.1а, изменение амплиту-
ды поля вдоль вертикальной координаты в пределах рабочей зо-
ны составляет примерно 1,2 дБ. При этом изменение амплитуды
Рис. 2.7. Зависимости амплитуды поля на поверхности рефлектора в случае
облучателя с изотропной диаграммой
46
a
б
Рис. 2.8. Зависимости амплитуды поля на поверхности рефлектора в случае
облучателя со стандартной диаграммой
в пределах рабочей зоны по горизонтальной координате состав-
ляет 0,25 дБ. Реальные облучатели характеризуются определен-
ной диаграммой направленности. Подбирая ширину диаграммы
направленности облучателя, можно значительно уменьшить из-
менения амплитуды по вертикальной координате при незначи-
тельном увеличении изменения амплитуды по горизонтальной
координате. При этом облучатель располагают таким образом,
чтобы максимум его излучения приходился на точку рефлектора,
расположенную несколько выше центра рабочей зоны.
На рис. 2.8я, б показаны зависимости амплитуды поля в цент-
ральных сечениях рабочей зоны при использовании облучателя в
форме круглого рупора с апертурой d = Х/1,5. Ширина диаграммы
облучателя примерно 90° по уровню 3 дБ. Изменение амплитуды
по вертикали в пределах рабочей зоны составляет теперь 0,4 дБ
против 1,2 дБ в предыдущем случае, при этом изменение ампли-
туды по поперечной координате не превышает 0,3 дБ. Примене-
ние облучателей со специальной столообразной формой диа-
граммы направленности позволяет еще более уменьшить неод-
нородность амплитуды поля. Помимо более равномерной засветки
рабочей зоны, такие облучатели уменьшают уровень поля на
краях зеркала коллиматора, что в свою очередь также способст-
вует улучшению равномерности поля в рабочей зоне. Основным
недостатком таких облучателей является узкий диапазон рабо-
чих частот, поэтому они применяются в основном при измерении
параметров антенн.
Уменьшить изменение амплитуды поля в рабочей зоне мож-
но, как и в случае линзовых коллиматоров, увеличивая фокусное
расстояние при сохранении поперечных размеров рабочей зоны.
Чтобы при этом не увеличивать расстояние до рабочей зоны и
47
соответственно размеры безэховой камеры, коллиматоры про-
ектирует так, чтобы оптическая ось и центр рабочей зоны были
разнесены на возможно большее расстояние. В этом случае по-
верхность рефлектора имеет форму фрагмента параболоида, вы-
резанную на некотором расстоянии от его оптической оси. Такая
конфигурация позволяет увеличить фокусное расстояния зерка-
ла, не увеличивая при этом сильно расстояние между рабочей зо-
ной и поверхностью рефлектора коллиматора. Чтобы при этом
не увеличивать высоту безэховой камеры фирма Orbit/FR пред-
лагает коллиматоры, у которых облучатели расположены на бо-
ковой стене на уровне середины рабочей зоны.
2.5.	ДВУХЗЕРКАЛЬНЫЕ КОЛЛИМАТОРЫ
Значительно улучшить равномерность поля в рабочей зоне
позволяют двухзеркальные коллиматоры [6,11]. Дополнитель-
ный рефлектор (subreflector) дает возможность использовать об-
лучатели с менее широкой диаграммой направленности. Обра-
тимся к рис. 2.9. На нем представлены две классические схемы,
хорошо известные в антенной практике: схема Грегори
(рис. 2.9я) и схема Кассегрена (рис. 2.96). В схеме Грегори допол-
нительный рефлектор представляет собой сегмент эллипсоида
вращения. Подбирая параметры эллипсоида, можно добиться
почти равномерной амплитуды поля на всей поверхности основ-
ного рефлектора. К недостаткам следует отнести сравнительно
малое фокусное расстояние как дополнительного, так и основно-
го рефлекторов [6]. В результате дополнительный рефлектор
имеет большую кривизну и поэтому сложнее в изготовлении.
Рис. 2.9. Классические схемы двухзеркальных коллиматоров
48
Кроме того, как видно из рисунка, при равных размерах основно-
го рефлектора схема Грегори занимает больший размер по высо-
те по сравнению со второй схемой.
В схеме Кассегрена дополнительный рефлектор имеет форму
гиперболоида вращения. В этом случае фокус - мнимый, лежит по-
зади рефлектора. Такая схема при компактном расположении зер-
кал позволяет использовать длиннофокусный основной рефлек-
тор, что повышает однородность поля, улучшает кросс-поляризаци-
онные характеристики поля в рабочей зоне и позволяет использо-
вать облучатели с более узкой диаграммой направленности.
Некоторое распространение получили двухзеркальные кол-
лиматоры, в которых основной и дополнительный рефлекторы
представляют собой сегменты параболического цилиндра [12].
Основным преимуществом таких конструкций является простота
их изготовления, так как поверхности с одной кривизной проще
изготовить с высокой точностью. Кроме того, такая схема позво-
ляет увеличить фокусное расстояние при сохранении общих
габаритов БЭК.
Несмотря на то, что компактные полигоны представляют со-
бой достаточно сложные и дорогостоящие измерительные уста-
новки, их количество постоянно увеличивается. Этому способст-
вует как бурное развитие систем связи, при котором осваиваются
новые диапазоны волн, так и создание новых радиоэлектронных
устройств. Разработка антенных систем и исследование вопросов
рассеяния электромагнитных волн требуют создания соответст-
вующих измерительных комплексов, большая часть которых яв-
ляется компактными полигонами. Некоторые из компактных
полигонов разрабатываются для решения специальных задач и
обладают уникальным дизайном и техническими характеристи-
ками, однако большинство из них предназначено для решения ти-
повых задач. Ряд фирм, в частности MI Technologies, Orbit/FR,
предлагают широкий спектр компактных полигонов. Эти ком-
пактные полигоны отличаются главным образом размером рабо-
чей зоны. Как правило, рабочая зона представляет собой гори-
зонтальный цилиндр кругового или эллиптического поперечного
сечения. Диапазон рабочих частот связан с размером рабочей зо-
ны и, следовательно, с размером рефлектора. Наиболее важны-
ми параметрами компактного полигона являются неравномер-
ность (изменение) амплитуды и неравномерность (изменение)
фазы поля в рабочей зоне. Основные характеристики некоторых
моделей компактных полигонов приведены в табл. 2.1 и 2.2.
В табл. 2.1 представлены характеристики компактных полигонов
с зубчатой формой рефлектора фирмы MI Technologies.
4. Балабуха Н.П.
49
Таблица 2.1
Модель	5701	5704	5712
Форма рабочей зоны	круговой цилиндр	эллиптический цилиндр	круговой цилиндр
Диапазон частот, ГГц	60-110	2-94	1-94
Размер рабочей зоны, м	0,3x0,3x0,3	1,2x1,8x1,8	4,0x4,0x4,0
Изменение плавно изменяющейся части амплитуды поля, дБ	1	1	1
Изменение фазы в рабочей зоне, град.	20	20 (<18 ГГц) 10 (>18 ГГц)	20 (<18 ГГц) 10 (>18 ГГц)
Таблица 2.2
Модель	AL25101	AL25606	AL252020
Форма рабочей зоны	ГЦ	эц	ГЦ
Диапазон частот, ГГц	8-100	1,5-100	1-40
Размер рабочей зоны, м	0,3x0,3x0,3	1,8x1,8x1,8	6,0x6,0x6,0
Суммарное изменение амплитуды рабочей зоне, дБ	1,9 (8-12 ГГц) 1,7(12-18 ГГц) 1,4 >18 ГГц	1,9 (1,5-2 ГГц) 1,7 (2-3 ГГц) 1,4 >3 ГГц	1,9 (1-2 ГГц) 1,4 >2 ГГц
Суммарное изменение фазы в рабочей зоне, град.	12 (8-12 ГГц) 10 (12-18 ГГц) 0,25/ГГц > > 40 ГГц	12(1,5-2 ГГц) 10 (2-3 ГГц) 0,4/ГГц > 26 ГГц	12(1-1,5 ГГц) 10(1,5-2 ГГц) 0,5/> 20 ГГц
При этом пределы изменения даны только для плавно изменяю-
щейся части амплитуды поля (см. опред).
В табл. 2.2 приведены параметры компактных полигонов с
закругленной формой края зеркала фирмы Orbit/FR. Считается,
что такая форма зеркала обеспечивает лучшие характеристики
поля в области низких частот, однако стоимость компактных
50
полигонов с такими зеркалами значительно выше. В данной таб-
лице приведены значения суммарной вариации поля, включая ее
плавно и быстро меняющиеся части.
2.6.	ВЛИЯНИЕ КРАЕВ ЗЕРКАЛА КОЛЛИМАТОРА
НА ПОЛЕ В РАБОЧЕЙ ЗОНЕ
Одной из основных причин неравномерности амплитуды и
фазы поля в рабочей зоне, особенно в области низких частот, яв-
ляются дифракционные эффекты на краях зеркала коллиматора.
Чтобы уменьшить влияние дифракционных эффектов на поле в
рабочей зоне, края зеркала коллиматора выполняют в виде зуб-
цов или плавно отгибают (в англоязычной литературе использу-
ются соответственно термины “serrated edge и rolled edge”) [13].
Рассмотрим подробнее влияние краев рефлектора на приме-
ре коллиматора МАК-5, наиболее распространенного в России.
Чертеж зеркала коллиматора показан на рис. 2.10. Коллиматор
имеет фокусное расстояние 3,5 м и обеспечивает измерения в ра-
бочей зоне (область диаметром 1,8 м и длиной 1,8 м в диапазоне
1-^0 ГГц).
Рефлектор коллиматора состоит из 67 щитов, которые спра-
ва и слева естественным образом образуют зазубренные края.
Верхний и нижний края зеркала являются источниками сильной
Рис. 2.10. Рефлектор коллиматора МАК-5
Вид спереди
4*
51
Рис. 2.11. Распределение поля на поверхности рефлектора и в рабочей зоне
Частота 1,5 ГГц
краевой волны. Для уменьшения влияния дифракционных эффе-
ктов была выполнена модернизация рефлектора коллиматора.
Для этого у верхнего и нижнего краев зеркала был размещен,
как показано на рис. 2.10, радиопоглощающий материал, кото-
рый создал эффект «вырезания» части поверхности.
Оценка эффективности данной модификации проводилась с
помощью численного моделирования [14]. Начальная форма по-
глощающего покрытия в виде треугольников и их расположение
были выбраны, исходя из соображений геометрической теории
дифракции с учетом известных конструкций коллиматоров [13].
Так как дифракционные эффекты сильнее проявляются в низко-
частотной области рабочего диапазона, то оптимизация формы
зубцов проводилась для частоты 1,5 ГГц. При моделировании в
качестве облучателя коллиматора использовалась антенна с ха-
рактеристиками, близкими к характеристикам рупорной антен-
ны П6-23 А с размером выходной апертуры 350x260 мм. Коэффи-
циент отражения радиопоглощающего материала, используемо-
го в расчетах, -15 дБ.
На рис. 2.1 ЫД представлены распределения поля на апертуре
зеркала и в центральном сечении рабочей зоны соответственно в
отсутствие радиопоглощающего покрытия на поверхности зеркала.
Распределение амплитуды поля в центральных сечениях рабо-
чей зоны - горизонтальный срез на высоте у = 240 см, вертикаль-
ный срез для х = 0 см - приведены на рис. 2.12я и на рис. 2.125. Как
видно из графика на рис. 2.125, амплитуда колебания поля в рабо-
чей зоне (у = 1500-3300 см) превышает величину 2,5 дБ. После
нанесения поглощающего материала на поверхность зеркала, ими-
тирующего «звездообразную кромку» (рис. 2.1 Зя), новое распреде-
ление поля имеет вид, показанный на рис. 2.135. Как видно из
52
Рис. 2.12. Распределение поля в центральных сечениях рабочей зоны
Частота 1,5 ГГц
-3-2-10	1	2	3	-3-2-10	12	3
Рис. 2.13. Распределение поля на поверхности рефлектора и в рабочей зоне
после установки радиопоглощающего материала
Частота 1,5 ГГц
графиков на рис. 2.14, колебания поля не превышают 1,8 дБ.
На этих же графиках крестиками нанесены результаты экспери-
ментального исследования распределения поля в рабочей зоне кол-
лиматора МАК-5 с установленным поглощающим материалом.
Как следует из графиков, расхождение экспериментальных данных
и результатов численного моделирования лежат в пределах 0,5 дБ,
что говорит об адекватности предложенного метода анализа.
На рис. 2.15 и рис. 2.16 представлены соответственно распре-
деления амплитуды и фазы поля в центральных сечениях рабочей
зоны на частоте 9,5 ГГц. В этом примере в качестве облучателя
использовался конический рупор с диаметром апертуры d = 25 мм.
53
Рис. 2.14. Распределение поля в центральных сечениях рабочей зоны после
установки радиопоглощающего материала
Частота 1,5 ГГц
х, см
у, см
Рис. 2.15. Распределение амплитуды поля в центральных сечениях рабочей
зоны после установки радиопоглощающего материала
Частота 9,5 ГГц
Рис. 2.16. Распределение фазы поля в центральных сечениях рабочей зоны
после установки радиопоглощающего материала
Частота 9,5 ГГц
54
Для уменьшения влияния дифракционных эффектов на краях
рефлектора на поле в рабочей зоне в последнее время широко
используется плавный отгиб края зеркала коллиматора. Возмож-
ность уменьшения влияния дифракции на поле в рабочей зоне пу-
тем плавного отгиба краев рефлектора физически достаточно
очевидна. Такая конструкция рефлектора показана схематиче-
ски на рис. 2.17. Зеркало имеет центральную параболическую
часть (7) и гладко согласованный с ней переход специальной фор-
мы (2). Такая форма края зеркала позволяет осуществить посте-
пенный переход свет-тень и, как следствие, обеспечить достаточ-
но гладкое распределение поля в рабочей зоне. Однако реализо-
вана эта идея была намного позже появления коллиматоров с
зубчатым краем. Главным образом это было связано с трудно-
стями изготовления поверхности с кривизной сложной формы.
Необходимость этой реализации была обусловлена повышением
требования к равномерности поля в рабочей зоне. В работах [15,
16] приведены первые положительные результаты, полученные
с помощью плавного отгиба краев рефлекторов. Так, в работе
[16] приведены результаты модификации действующего ком-
пактного полигона базы ВВС (Wright Patterson, США). В резуль-
тате этой модификации удалось уменьшить осцилляции поля в
рабочей зоне с 5 до 1 дБ. Еще более эффектный результат был
получен в результате модификации компактного полигона Уни-
верситета Огайо (США), где были реализованы очень малые ос-
цилляции рабочего поля (менее 0,2 дБ). В дальнейшем был раз-
работан эффективный метод синтеза плавно загнутых краев
рефлектора [17, 18]. Наиболее полное изложение этого метода
содержится в работе [17]. Метод гарантирует малые дифракци-
онные поля при заданной высо-
те рефлектора и минимальном
радиусе кривизны загнутого
края. В основу метода положе-
но требование непрерывности
кривизны и производных более
высокого порядка в области со-
единения параболической по-
верхности рефлектора с эллип-
тической поверхностью загну-
того края. Обычно размер зуб-
цов составляет величину 3-5Х.
При такой же величине загну-
тые края оказываются более
эффективными. В работе [18]
55
приведено сравнение полного поля для рефлектора с плавно
закругленными краями с габаритными размерами 20Х х 20Х (раз-
мер закругленного края 5Х) и аналогичного рефлектора с зубча-
тым контуром. Сравнение показало преимущество варианта с за-
гнутыми краями, при этом осцилляции полного поля для случаев
зубчатого и загнутого краев составляют соответственно ±1,0 дБ
и ±0,2 дБ.
2.7.	НЕРАВНОМЕРНОСТЬ ПОЛЯ,
СВЯЗАННАЯ С ПОГРЕШНОСТЬЮ ИЗГОТОВЛЕНИЯ
ПОВЕРХНОСТИ ЗЕРКАЛА
Отклонение формы зеркала коллиматора от параболической
приводит к значительным колебаниям поля в рабочей зоне, осо-
бенно в области высоких частот. Верхняя граница рабочего диа-
пазона частот коллиматора практически определяется точно-
стью изготовления поверхности зеркала [25]. Следует отметить,
что поверхность зеркала может быть как монолитной, так и со-
стоять из отдельных щитов (панелей). В этом случае важным ста-
новится вопрос о настройке (юстировке) положения щитов, для
того чтобы их поверхность, образующая отражающую поверх-
ность рефлектора, имела минимальные отклонения от требуе-
мой поверхности параболоида вращения.
При рассмотрении влияния погрешности изготовления по-
верхности рефлектора коллиматора на равномерность поля в ра-
бочей зоне будем считать, что отклонение поверхности от пара-
болической много меньше X, а поперечные размеры дефектных
участков существенно меньше поперечника зеркала.
Обратимся к рис. 2.18. Допустим, что часть плоскости S, пред-
ставляющая собой плоскую круглую площадку диаметром J, сме-
щена на расстояние S.
Пусть на эту поверхность под углом ср падает плоская волна.
В плоскости Р отраженная от поверхности S волны получит ска-
чок фазы в области проекции площадки на плоскость Р. Как вид-
но из рис. 2.186, изменение фазы (луч 1 и луч 2) в этой об-
ласти составляет 2£S/cos(cp). Так как мы ищем оценку погрешно-
сти, то для типичных значений углов можно считать cos(cp) = 1.
Следовательно, можно сказать, что поле Е(х, у, z) в плоскости Р есть
1 вне области площадки
еакЬ в области площадки.
E(x,y,zp) = <
56
Рис. 2.18. Схема, поясняющая влияние неровностей поверхности
на равномерность поля
Поле в плоскости R представим интегралом Кирхгофа в виде:
„	\ Л „~ikr Л
zp — z \ е
г Л r J
E/x,y,zx) = -^-JJ
471 р
E(x,y,zp)e lkz\ 1 +
dxdy,
интегрирование идет по плоскости Р (см. рис. 2.17).
Так как мы ищем разницу между полученным полем и иде-
альным, то проще выполнить вычитание под знаком интеграла.
Принимая во внимание малость величины z2£5, получим:
[О вне площадки
Ed(x,y,zP) = f
(z2ko в области площадки.
Таким образом, интегрирование необходимо выполнить
только по поверхности площадки. Сразу видно, что амплитуда
помехи пропорциональна 2kS. Далее найдем поперечник площад-
ки, при котором возмущение поля в искомой зоне максимально.
Изменяя диаметр площадки при заданном расстоянии z до плос-
кости /?, мы приходим к естественному результату - максималь-
ное воздействие оказывает площадка с поперечником, равным
первой зоне Френеля. Таким образом, максимальное воздействие
оказывает площадка радиусом 4^z.
Возьмем, к примеру, коллиматор МАК-5 (фокусное расстоя-
ние - 3,5 м, расстояние от зеркала до центра рабочей зоны - 7 м).
На частоте 10 ГГц размер зоны Френеля составляет 45 см. Стан-
дартное требование состоит в том, чтобы амплитуда колебаний
поля в рабочей зоне не превышала ±1 дБ. Отсюда следует, что
величина отклонения поверхности от заданной не должна превы-
шать Х/100, что для указанной частоты составляет 0,3 мм. Суще-
ственным оказывается тот факт, что требование к точности
57
зависит только от рабочей частоты, а размер дефектных облас-
тей, оказывающих наибольшее влияние на поле в рабочей зоне,
зависит от частоты и расстояния от поверхности рефлектора до
рабочей зоны. Эти требования, как уже говорилось, ужесточают-
ся увеличением с частоты. Например, для компактного коллима-
тора, МАК-5 на частоте 90 ГГц отклонение поверхности от за-
данной не должно превышать 40-50 мкм, размер дефектных об-
ластей, оказывающих максимальное влияние на колебание поля
в рабочей зоне, составляет около 15 см. При этом учтено, что в
верхней части диапазона обычно допускается некоторое сниже-
ние требований к качеству поля. Обычно наилучшие характери-
стики в компактных полигонах достигаются в диапазоне частот
10-30 ГГц, так как для длин волн (3-1 см) точность изготовления
поверхности достаточно высокая, а влияние дифракции на реб-
рах рефлектора на поле в рабочей зоне уже не столь сильно.
2.8.	ОБЛУЧАТЕЛИ КОЛЛИМАТОРОВ
Важнейшими элементами компактного полигона являются
облучатели коллиматоров. Наряду с основным рефлектором
коллиматора они оказывают влияние на распределение поля в
рабочей зоне.
Облучатели коллиматоров должны удовлетворять ряду тре-
бований, как правило, противоречивых.
Основная задача облучателя - создать на поверхности рефле-
ктора заданное распределения амплитуды поля. Заданное - это,
как правило, почти постоянное в области рабочей зоны и плавно
спадающее к минимально возможным значениям на краях зерка-
ла. Причем это распределение должно сохраняться в максималь-
но возможной полосе частот.
Облучатель должен быть согласован с питающей линией в
максимальной полосе частот.
По возможности облучатель должен работать на двух линей-
ных ортогональных поляризациях.
Реально выполнить эти требования в полосе рабочих частот
основного зеркала коллиматора возможно, только используя не-
сколько облучателей. В зависимости от того, какая характери-
стика является определяющей при измерениях (например, широ-
кополосность или высокая степень равномерности поля), приме-
няют облучатели различных типов.
Наиболее простым конструктивно и широко используемым
является конический облучатель. Он представляет собой кониче-
ский переход от стандартного круглого волновода с волной Нп
соответствующего диапазона к раскрыву диаметром, примерно
58
а	б
Рис. 2.19. Конический облучатель
равным длине волны (рис. 2.19). Точная величина выходной апер-
туры определяется требуемой шириной диаграммы излучения,
необходимой для обеспечения соответствующего распределения
поля на поверхности рефлектора коллиматора. Конические об-
лучатели имеют рабочий диапазон, соответствующий диапазону
частот питающего волновода (примерно ±20%).
Приведенный на фото рис. 2.196 облучатель с диаметром
апертуры 34 мм работает в диапазоне 8,2-12,4 ГГц, причем в ука-
занном диапазоне частот ширина его диаграммы направленности
по уровню 1 дБ меняется от 55° до 32°. Конические облучатели
считаются достаточно широкополосными, однако они не обеспе-
чивают желаемого снижения амплитуды поля к краям зеркала и
имеют сильное излучение назад, особенно в низкочастотной час-
ти рабочего диапазона частот.
Частично указанные недостатки устранены в конических об-
лучателях с гофрированным фланцем (рис. 2.20). Облучатели
этого типа имеют диаграмму рассеяния, обеспечивающую
более равномерную засветку поверхности рефлектора в цент-
ральной части при большем, чем у конического облучателя,
Рис. 2.20. Конический облучатель с ребристым фланцем
59
Рис. 2.21. Схема диэлектрического стержневого облучателя
1-4 - см. в тексте
снижении амплитуды поля к краям зеркала. Однако поле рабо-
чих частот у них примерно вдвое уже, чем у конических облуча-
телей.
Хорошими, с точки зрения создания близкого к оптимальному
распределению поля на поверхности зеркала, характеристиками
обладают диэлектрические стержневые облучатели (см. ниже
рис. 2.23) [21]. Диэлектрический стержневой облучатель, схема
которого приведена на рис. 2.21, состоит из круглого волновода
Рис. 2.22. Диаграмма направленности диэлектрического
стержневого облучателя
60
Рис. 2.23. Диэлектрический стержневой облучатель
(7), диэлектрической биконической втулки (2), ребристого
фланца (3) и диэлектрического стержня (4). Такие облучатели
имеют так называемую столообразную диаграмму направленно-
сти, типичный вид которой приведен на рис. 2.22. Как видно из
графика, в пределах ±30° амплитуда излучения почти постоянна,
что позволяет равномерно облучать зеркало коллиматора в об-
ласти рабочей зоны, при этом уровень амплитуды поля у кромки
зеркала менее -10 дБ, благодаря чему влияние краев зеркала на
поле в рабочей зоне уменьшается. Недостатком облучателей та-
кого типа является весьма узкий диапазон рабочих частот, соста-
вляющий около 10% от рабочей частоты.
Данный тип облучателей оптимален при измерении парамет-
ров узкополосных антенн.
В последнее время широкое распространение получили пира-
мидальные облучатели с коньковым переходом (рис. 2.24). Такие
облучатели обладают очень широкой полосой пропускания. Ти-
пичным представителем облучателей такого типа является антен-
на П6-23А, которая может использоваться в качестве облучателя
коллиматора МАК-5 в низкочастотном диапазоне от 1,0 до 2,6 ГГц.
Так как облучатели, даже широкополосные, работают толь-
ко в части частотного диапазона коллиматора, то возникает не-
61
обходимость их замены. Чтобы обеспечить повторяемость и вы-
сокую точность измерений, облучатели должны легко и точно
устанавливаться в требуемое положение. В простейшем случае
опорно-юстировочное устройство для облучателей (7) (рис. 2.25)
представляет собой стол, поверхность которого может настраи-
ваться по трем осям z, х, у и углу 0 относительно оптической оси
коллиматора.
Настройка стола осуществляется однократно при юстировке
коллиматора. Облучатель устанавливают на поверхности стола с
помощью специальных крепежных элементов (2), неразрывно свя-
занных с облучателем. Такой способ обеспечивает высокую точ-
ность и простоту установки. В некоторых случаях, например при из-
мерении поляризационной матрицы рассеяния, используется блок
из четырех облучателей. В блоке два облучателя являются переда-
ющими, а два - приемными соответственно вертикальной и гори-
зонтальной поляризации. Два и более облучателя устанавливаются
также, чтобы обеспечить работу в разных частотных диапазонах.
Очень удобными являются устройства для автоматической
смены облучателей; для этой цели широко используются приспо-
собления карусельного типа (рис. 2.26). В этом случае облучате-
ли постоянно подключены к кабелям через переключатели, что
позволяет осуществить калибровку измерительной системы в
Рис. 2.25. Опорно-юстировочное устройство для
облучателей
62
Рис. 2.26. Устройство карусельного
типа для автоматической смены
облучателей
Рис. 2.27. Приспособление для авто-
матического изменения ориентации
облучателей относительно оси по-
ляризации
широком диапазоне частот и значительно сократить время из-
мерений.
При измерении характеристик антенн часто возникает не-
обходимость поворота плоскости поляризации падающего
поля. Такое изменение удобно осуществлять с помощью приспо-
собления для автоматического изменения ориентации облучате-
лей относительно оси поляризации, показанного на рис. 2.27.
Такое устройство позволяет проводить измерения диаграммы на-
правленности антенн не только в главных ортогональных напра-
влениях, но и при промежуточных значениях плоскости поляри-
зации падающего поля в автоматическом режиме.
2.9.	ИСПЫТАНИЕ КОЛЛИМАТОРОВ
После установки оборудования проводится измерение рас-
пределения поля в рабочей зоне компактного полигона [2]. По-
мимо испытания коллиматоров на соответствие требованиям
технического задания, результаты измерений распределения по-
ля могут быть также использованы для подстройки геометрии
63
зеркала, если оно состоит из отдельных щитов, и оценки точно-
сти измерения характеристик рассеяния и антенн.
Рассмотрим подробнее процесс измерения распределения по-
ля в рабочей зоне. Типичная схема измерений показана на
рис. 2.28. Зонды (7) перемещаются с помощью сканера (2) в пло-
скости, перпендикулярной направлению распространения волны,
сформированной коллиматором (3) с облучателем (7). В качест-
ве зондов обычно используют полуволновый вибратор в области
низких частот, а в области высоких частот — открытый конец
волновода. Зонды такого типа имеют малый коэффициент уси-
ления (около 10 дБ), поэтому для обеспечения приемлемой точ-
ности измерения амплитуды поля необходимо предусмотреть до-
статочный уровень сигнала, поступающего в облучатель колли-
матора. Для того чтобы обеспечить точность не хуже 0,1 дБ, при-
нимаемый сигнал должен более чем на 40 дБ превышать уровень
шумов приемника. Учитывая значительное ослабление сигнала в
кабеле (для частоты 40 ГГц около 1 дБ/м), в области высоких ча-
стот необходимо использовать измерительную аппаратуру с
выносными смесителями. Точность измерения фазы определяет-
ся в большей степени характеристиками сканера. При этом важ-
нейшей характеристикой является точность позиционирования
зонда по продольной координате z. Например, при точности по-
зиционирования ±0,1 мм на частоте 10 ГГц погрешность измере-
ния фазы, без учета погрешности, вносимой измерительной ап-
паратурой, составит ±1,2°, что является достаточной точностью,
Рис. 2.28. Схема измерений распределения поля в рабочей зоне
64
Рис. 2.29. Схема образования сигналов, искажающих поле коллиматора
а для частоты 40 ГГц — ±4,8°, что уже сравнимо с требованиями,
предъявляемыми к полю в рабочей зоне.
Зонды, обычно используемые при измерениях распределения
поля, имеют довольно широкую диаграмму направленности, поэ-
тому принятый ими сигнал состоит из нескольких компонент. Ос-
новной компонентой является сигнал, сформированный коллима-
тором (7). Кроме него на поле в рабочей зоне оказывают влияние
сигналы (рис. 2.29), попадающие в рабочую зону непосредственно
от облучателя (3) и отраженные от стен безэховой камеры (2).
Из них зонд принимает сигнал от облучателя и сигналы, отражен-
ные от стен вблизи зеркала коллиматора. Для оценки влияния на
равномерность поля формы поверхности рефлектора целесооб-
разно использовать зонды в виде небольших рупоров с размером
апертуры в 2-3 длины волны. Зонды с увеличенной апертурой
практически не принимают сигналы, идущие от стен и облучателя,
при этом несколько уменьшая вклад краев рефлектора. Более эф-
фективной является методика, основанная на разделении сигналов
во времени (см. раздел 7). В силу того, что пути, по которым сиг-
налы попадают в рабочую зону, имеют различную длину, они мо-
гут быть разделены во временной области и сравнены.
Важно заметить, что распределение поля в рабочей зоне яв-
ляется постоянным во времени и, следовательно, может быть ис-
пользовано для коррекции измеренных данных (например, ло-
кальных ЭПР). Действительно, так как современные способы об-
работки данных о рассеянии электромагнитных волн на телах
сложной формы позволяют выделять на них локальные источни-
ки рассеяния, то появляется возможность сопоставить эти источ-
5. Балабуха Н.П.
65
ники с реальным значением поля и выполнить соответствующую
коррекцию. Также можно дать точность оценки измерения диа-
грамм и коэффициента усиления антенн.
В разделе 10 приведены распределения поля в центральном
сечении рабочей зоны компактного полигона на основе коллима-
тора МАК-5М на частоте 1,5 ГГц и 9 ГГц.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Инспекторов Э.М. Численный анализ электромагнитного возбуждения
проводящих тел. Минск: Изд-во “Университетское”, 1987.
2.	Майзелъс Е.Н., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния ра-
диолокационных целей. М.: Сов. радио, 1972.
3.	Айзенберг Г.З. Антенны ультракоротких волн. М.: Радио и связь, 1957.
4.	Kouyouvjian R.G., Peters L, Jr., Range requirements in radar cross-section meas-
urements Ц Proc, of the IEEE. 1965. Vol. 53, N 8. P. 1057-1066.
5.	Bachman G.G., King H.E., Hansen R.C. Techniques for measurement of reduced
radar cross sections // Microwave J. 1963. Vol. 6. P. 61-64.
6.	Knott E.F. Radar cross section measurement. Boston: Artech House, 1993.
7.	Jacson N.N., Excell P.S. A compact range using an Array Antenna. // Radiated
Emission Test Facilities, IEE Colloquium on. 1 June 1992. P. 3/1-3/5.
8.	Ldnnqvist A., Koskinen T., Hakli J. Hologram-based compact range for submillime-
ter-wave antenna testing // IEEE Trans. Antennas Propagat. 2005. Vol. 53, N 10.
P. 3151-3158.
9.	Xiaozhou H.„ Zongquan L., Zhen W., Geyang Y. An application of wide-angle
dielectric lens compact range in microwave anechoic chambers // 3th International
Conference on microwave and millimeter wave technology proceedings. 2002.
10.	Johnson R.C., Ecker YA., Moore R.A. Compact range techniques and measurements
I I IEEE Trans. Antennas Propagat. 1969. Vol. AP-17, N 5. P. 568-576.
11.	Pistorius C.W.I., Clerici G.C., Burnside W.D. A dual chamber gregorian subreflec-
tor system for compact range applications // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1989.
Vol. 37, N 3. P. 305-313.
12.	SanadM.S.A., Shafai L. Dual parabolic cylindrical reflectors employed as a compact
range II IEEE Trans. Antennas Propagat. 1990. Vol. 38, N 6. P. 814-822.
13.	Lee T.H., BurnsideW.D. Performance trade-off between serrated edge and blended
rolled edge compact range reflectors // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1996.
Vol. 44. P. 87-96.
14.	Кюн P. Микроволновые антенны. Л.: Судостроение, 1967.
15.	Pistorius C.W.I., Burnside W.D. An improved main reflector design for compact
range applications // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1987. Vol. AP-35, N 3.
P. 342-347.
16.	Burnside W.D., Gilreath M.C., KentBM., Clerici G.L. Curved edge modification of
compact range reflector // IEEE Trans. Antenns Propagat. 1987. Vol. AP-35, N 2.
17.	Gupta I.J., Ericksen K.P., Burnside W.D. Method to design blended rolled edges for
compact range reflectors // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1990. Vol. AP-38, N 6.
P. 853-861.
18.	Ellingsou S.W., Gupta I.-J., Burnside W.D. Analysis of blended rolled edge
Reflectors using numerical UTD Ц IEEE Trans. Antennas Propagat. 1990. Vol. 38,
N 12. P. 1969-1971.
66
19.	Balabukha N., Chia Tse-Tong, Solosin V., Zubov A. A compact range for RCS &
antenna measurements: Test results I IAMTA Symp. Proc. 2001. P. 383-386.
20.	Аплеталин, B.H., Зубов А., Казанцев Ю.Н. и др. Измерение обратного рас-
сеяния от щелевых структур на радиоколлиматорном стенде ИРЭ РАН //
Proc, of XIV Intemat. Conf, on Gyromagnetic Electronics and Electrodynamics.
Moscow. 1998. Vol. 2. 8 c.
21.	Балабуха Н.П., Григорьева М.И., Курочкин А.П. и др. Стержневой диэлек-
трический облучатель с диаграммой направленности специальной формы //
Антенны. 2001. Вып. 2, № 48. С. 71-77.
5:
3.	БЕЗЭХОВЫЕ КАМЕРЫ
3.1.	ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ БЕЗЭХОВЫХ КАМЕР
Для измерения ЭПР необходимо, чтобы поле в рабочей зоне,
т.е. в пространстве, в котором размещается исследуемый объект,
было близко к полю плоской волны. Этого можно достичь, на-
пример, выбором расстояния между антенной системой измери-
тельной установки и исследуемым объектом или применением
специальных коллимирующих устройств. В то же время вблизи
рабочей зоны, или рабочего объема, могут находиться различ-
ные объекты, рассеивающие волны. В случае измерений внутри
помещений такими объектами прежде всего являются стены, по-
толок и пол помещения. Волны, рассеянные ими, искажают поля
в рабочем объеме, что приводит к погрешности измерений.
Подавление такого рода паразитных рассеяний является важной
задачей при измерениях ЭПР и диаграмм направленности антенн.
Современные измерительные установки размещают в специаль-
ных помещениях, в которых приняты необходимые меры для по-
давления паразитного рассеяния (например, помещения облицо-
ваны изнутри радиопоглощающим материалом (РПМ)). Такие
помещения называются безэховыми камерами (БЭК).
Гарантированный малый уровень паразитного отраженного
сигнала в рабочей зоне БЭК является ее основной характеристи-
кой и называется коэффициентом безэховости. Коэффициент
безэховости КБЭ есть отношение полного потока мощности,
рассеянной камерой Ркам, к потоку мощности, пришедшему от из-
лучателя Рпад, в произвольной точке рабочей зоны БЭК [1,2]:
КБЭ = 101g
кам
Р
пад у
(3.1)
Коэффициент безэховости определяется во всем рабочем час-
тотном диапазоне и во всей рабочей зоне БЭК по «наихудшему
значению».
Для характеристики БЭК, в которой измеряется ЭПР объ-
ектов, вводится понятие эквивалентной ЭПР БЭК оэкв [1, 2].
68
Эквивалентной ЭПР называется ЭПР рассеивателя (например,
шара), помещенного в рабочую зону БЭК и создающего у антен-
ной системы измерительной установки такую же плотность
потока мощности, как все отраженные от БЭК волны.
Для определения оэ удобно использовать формулу радиоло-
кации [1, 3]:
р _ р	fiipfirep О	/о
пр пер (4л)3 г4'	Р }
где Рпр - мощность, принятая приемной антенной измерительной
установки; Рпер - мощность, излученная передающей антенной;
К - длина волны; Gnp, Gnep - коэффициенты усиления соответст-
венно приемной и передающей антенн; г - расстояние между ан-
тенной системой измерительной установки и рассеивателем; о -
ЭПР рассеивателя.
Из формулы (3.2) видно, что если изменять величину о, то
пропорционально будет меняться принятая мощность Рпр.
Можно подобрать точечный рассеиватель (например, металли-
ческую сферу) так, чтобы его ЭПР (или принимаемая мощность)
оказалась равной эквивалентной ЭПР БЭК оэкв. В этом случае
считают, что ЭПР металлической сферы равна эквивалентной
ЭПР БЭК оэкв.
Найдем эквивалентную ЭПР БЭК, представляющую собой
плоскую стенку из РПМ, находящуюся в свободном пространстве.
В этом случае (рис. 3.1) передающая антенна излучает электро-
магнитную волну с мощностью Рпер, которая падает на поглоща-
ющий материал. Часть энергии поглощается РПМ, а часть отра-
жается, поступает к приемной антенне и принимается ею. Пред-
полагается, что отражение от стенки РПМ происходит как от
Антенны
перед.
Образ
антенн
! перед.
прием.
Объект
г
| прием.
।
।
гоб "
Рис. 3.1. К определению эквивалентной ЭПР БЭК
69
плоской поверхности, т.е. отсутствует дифракция падающей вол-
ны на поверхности РПМ.
В данном случае величина отношения Pnp/^nep может быть
рассчитана методом изображений [4]. Если РПМ стенки имеет
коэффициент отражения, равный Г, выражение для Рпр/^пер можно
записать в виде:
= (r2GlnepGlnpk2 )/((64л2^).	(3.3)
Гпер
где гст - расстояние от антенной системы до стенки Б ЭК.
С другой стороны, используя уравнение радиолокации, выра-
жение для отношения Рпр/^пер можно записать следующим обра-
зом:
= (О2перС2пр12аэкв)/((4л)3го4б),	(3.4)
*]пер
где гоб - расстояние от антенной системы до точки рабочей зоны
Б ЭК, в которой необходимо определить эквивалентную ЭПР
оэкв; С2пер и G2np - коэффициенты усиления передающей и прием-
ной антенн в направлении на точку Q (рис. 3.1), в которой находит-
ся измеряемый объект. В общем случае это направление может
отличаться от направления максимума диаграммы направленно-
сти антенн. Приравнивая правые стороны уравнений (3.3) и (3.4),
получим соотношения для определения эквивалентной ЭПР БЭК:
_	_ т->2
Оэкв — 7С * 1
С С ( 4
^Inep^lnp грб
^2пер^2пр \ ^ст
(3.5)
Если исследуемый объект находится на прямой, проведенной
из точки расположения антенной системы в направлении норма-
ли к стенке БЭК, выражение в квадратных скобках равно едини-
це, и соотношение (3.5) упрощается:
(г^
О = яГ2 .	(3.6)
^экв	2	v 7
\Гст J
Аналогичный анализ на основе метода изображений прове-
ден для всех стен прямоугольной БЭК [2]. Он показал, что в этом
случае боковые стены, пол и потолок вносят значительно мень-
ший вклад в эквивалентную ЭПР БЭК, чем стена, на которую па-
дает электромагнитное излучение от передающей антенны. Как
видно из соотношения (3.6), величина эквивалентной ЭПР БЭК
уменьшается пропорционально расстоянию от рассеивателя до
передней стенки БЭК в четвертой степени, пропорционально уве-
70
80
£ ^экв
Рис. 3.2. Зависимости величины ^2 от расстояния кгоб от исследуемого объ-
екта до приемно-передающих антенн в БЭК при различных значениях кг об
личению длины БЭК во второй степени и пропорционально значе-
нию коэффициента отражения от РПМ БЭК в первой степени.
На рис. 3.2 приведены графики зависимостей величины -
от электрического расстояния кгоб исследуемого объекта от при-
емно-передающих антенн в БЭК при различных значениях кгст,
полученные в результате расчетов по формуле (3.6).
Проводя аналогичное рассмотрение для мощностей электро-
магнитного излучения, приходящего в точку Q рабочего объема
БЭК (см. рис. 3.1), можно получить выражение для коэффициен-
та безэховости:
КБЭ = Г2
(3.7)
Выражение (3.7) показывает, что коэффициент безэховости
увеличивается (ухудшается) при приближении исследуемого объ-
екта к передней стенки БЭК, при этом, когда гоб становится рав-
ным гст, коэффициент безэховости становится равным коэф-
фициенту отражения РПМ, расположенного на этой стенке.
71
Рис. 3.3. Зависимости величины ^-2~ от расстояния кгоб исследуемого объ-
екта от приемно-передающих антенн в БЭК при различных значениях кгст
На рис. 3.3 приведены графики зависимостей величины
КБЭ
~р2~ от
расстояния кгоб исследуемого объекта от приемно-передающих
антенн в БЭК при различных значениях кгст, полученные в ре-
зультате расчетов по формуле (3.6).
Соотношения (3.6) и (3.7) позволяют установить связь между
коэффициентом безэховости и эквивалентной ЭПР БЭК:
КБЭ =
(3.8)
В случае, когда расстояние от антенной системы до стенки
становится большим, а расстояние от антенн до исследуемого
объекта становится примерно равным гст, соотношения (3.6), (3.7)
и (3.8) приобретают вид:
^экв=^2гс2т!	(3.9)
КБЭ = Г2,	(3.10)
КБЭ = ^.	(3.11)
72
Из выражений (3.9)-(3.11) видно, что в предельном случае
“большой” БЭК ее коэффициент безэховости стремится к коэф-
фициенту отражения РПМ на передней стенке, а эквивалентная
ЭПР БЭК связана с коэффициентом безэховости известным [1]
соотношением (3.11).
Внутри БЭК расположено измерительное оборудование.
Обычно в одном конце БЭК помещают измерительные антенны
с оборудованием, необходимым для измерения характеристик
рассеяния, а в другом конце БЭК, в рабочей зоне, размещают
опорно-поворотное устройство с исследуемым объектом. В сов-
ременных БЭК измерительные антенны, как правило, представ-
ляют собой коллиматор, оснащенный облучателями в виде при-
емного и передающего рупоров, который позволяет исследовать
объекты достаточно больших размеров при относительно не-
больших размерах БЭК. Измерительные системы обычно излу-
чают гармонический сигнал, частота которого может перестраи-
ваться в заданных пределах.
Измерительные системы с непрерывным излучением работа-
ют, используя компенсацию помеховых сигналов [5], исходящих,
прежде всего, от непосредственного прохождения сигнала из пе-
редающего в приемный рупор, отражением от облучаемой стены
БЭК, от рефлектора коллиматора и паразитными сигналами,
обусловленными неоднородностями СВЧ тракта измерительной
системы. Компенсация мешающих отражений сводится к подаче
на вход измерительного приемника гармонического сигнала с ам-
плитудой, равной амплитуде паразитного сигнала и фазой, отли-
чающейся на 180°. Процедура компенсации паразитных отраже-
ний сводится к измерению отражения от БЭК, из которой удален
исследуемый объект, и последующего получения на выходе из-
мерительного приемника “нулевого” сигнала путем изменения
амплитуды и фазы компенсационного сигнала. После этого уста-
навливают на ОПУ исследуемый объект и проводят измерения
его ЭПР.
Процедура компенсации паразитных отражений может быть
проведена иначе. Сначала записывают амплитуду и фазу сигнала,
отраженного пустой БЭК, а затем - суммы сигналов, отражен-
ных от помещенного на ОПУ исследуемого объекта и БЭК. Ре-
зультатом измерений является величина, получающаяся путем
векторного вычитания на ЭВМ первой измеренной величины из
второй. С математической точки зрения обе процедуры анало-
гичны. Сигналы, соответствующие данным процедурам, изобра-
жены в виде векторов на рис. 3.4. На рис. 3.4я изображен идеаль-
ный случай полной компенсации паразитных сигналов. Сигнал А
73
в
Рис. 3.4. Диаграммы сигналов на входе приемника
измерительной системы
представляет собой сигнал, порождаемый отражениями внутри
фидерных трактов измерительной системы, которому соответст-
вует компенсационный сигнал В с такой же амплитудой и фазой,
отличной на 180°. Другой сигнал С представляет собой сигнал,
отраженный стенками БЭК, и ему соответствует компенсацион-
ный сигнал D. В идеальном случае на входе измерительной систе-
мы будет нулевой сигнал. Естественно, при проведении измерений
ЭПР эти сигналы должны обладать высокой стабильностью, т.е.
параметры измерительной системы, антенно-фидерного тракта,
характеристики сигналов отраженных от стен, пола и потолка БЭК
не должны меняться за промежуток времени, в течение которого
измеряется ЭПР исследуемого объекта. В противном случае любая
нестабильность будет вызывать ошибки при измерении ЭПР.
В случае нестабильности частоты излучаемого сигнала векторы
сигналов А и В почти не изменят своего положения, так как
набег фазы между ними будет незначителен вследствие малости
пути прохождения этих сигналов внутри измерительной системы.
74
Вектор сигнала D, отраженный от безэховой камеры, изменит
свое положение на величину Дф, так как этот сигнал проходит
достаточно длинный путь (до передней стенки БЭК и обратно), и,
следовательно, фаза этого сигнала изменяется намного сильнее,
чем фаза сигнала, отраженного от неоднородностей фидерного
тракта измерительной системы. Будем считать, что амплитуды
сигналов не изменяются при изменении частоты генератора на
небольшую величину A/(A//f0 < 1). В этом случае вектор, соот-
ветствующий сигналу, отраженному от БЭК, изменит свое на-
правление на величину Аф (см. рис. 3.4), и на входе приемника
появится некомпенсированный паразитный сигнал Т (см.
рис. 3.46). Этот сигнал векторно складывается с сигналом о, от-
раженным от исследуемого объекта, и определяется измеритель-
ной системой. Сигнал Т есть сумма сигналов С и D, но поскольку
исследуемый объект установлен на ОПУ, мы не знаем, с какой
точностью происходит компенсация сигнала, отраженного от
БЭК. Оценив амплитуду Т некомпенсированного сигнала, можно
определить погрешность измерения ЭПР исследуемого объекта.
Важно также установить требуемую стабильность генерато-
ра, которая позволит производить измерения с необходимой точ-
ностью [5]. Для этой цели мы опять будем использовать метод
изображений и структуру, представленную на рис. 3.1. Для про-
стоты мы опять полагаем, что паразитное отражение БЭК есть
отражение от освещенной (задней) стенки. Используя уравнение
связи и радиолокации, запишем эти уравнения в виде (3.3) и (3.4),
где о в уравнении (3.4) есть наименьшая величина ЭПР omin, ко-
торую мы хотим измерить с требуемой точностью. Если требует-
ся измерить о с точностью ±1,0 дБ, ЭПР нескомпенсированного
отражения от БЭК опар должна быть на 20 дБ меньше omin (раз-
дел 8). В этом случае точность измерений можно охарактеризо-
вать величиной 6,
6 = ^^.	(3.12)
°^min
С другой стороны, исходя из рис.3.1 , с учетом А = В при ус-
ловии компенсации, мы можем записать:
Т = 2Bsin(cp/2) s Вф,	(3.13)
так как величина ф мала. В результате мы получаем следующее
приближенное соотношение для ф:
х 2
(3.14)
лГ гоб
75
С другой стороны, изменение сигнала, прошедшего путь до
освещенной стенки БЭК и назад при изменении частоты/0 гене-
ратора на величину Л/, есть:

Ф = 2Атст
(3.15)
Из соотношений (3.14) и (3.15) следует:
/о (2л)2Г2го4б ’
(3.16)
Соотношение (3.16) показывает, что требования к стабильно-
сти частоты измерительной системы могут быть снижены путем
уменьшения расстояния до объекта, увеличением расстояния до
задней стенки БЭК и применением высококачественных РПМ с ма-
лым коэффициентом отражения Г. Наиболее эффективным явля-
ется уменьшение расстояния до объекта, так как эта величина сто-
ит в соотношении (3.16) в четвертой степени. Однако уменьшение
расстояния до объекта гоб ограничено критерием дальней зоны.
Увеличение расстояния до передней стенки БЭК малоэффективно,
так как эта величина стоит в соотношении (3.16) в первой степени,
и ее увеличение приводит к увеличению размеров БЭК и, соответ-
ственно, ее стоимости. Величина коэффициента отражения РПМ
БЭК прямо пропорциональна стабильности частоты для обеспече-
ния необходимой компенсации паразитных отражений БЭК.
3.2.	ТИПЫ БЕЗЭХОВЫХ КАМЕР
Основной целью построения БЭК является уменьшение не-
желательных отражений, влияющих на точность измерения ха-
рактеристик рассеяния. Эта цель может быть достигнута следую-
щими способами[1,6]:
-	применение РПМ;
-	выбор оптимальной формы помещения БЭК;
-	применение аппаратных средств подавления паразитных от-
ражений.
Аппаратные средства подавления паразитных отражений
рассматриваются в разделе 3 и подразделе 3.1. К ним относится
аналоговое и цифровое вычитание фона при измерениях.
Применяемые РПМ описываются в подразделе 3.3. В настоя-
щем разделе рассмотрены типы БЭК с точки зрения формы по-
мещений БЭК, т.е. выбора наиболее благоприятных ориентаций
внутренних поверхностей БЭК, чтобы исключить попадание пря-
76
Вид сбоку
Рис. 3.5. БЭК с наклонной задней
стенкой
Рис. 3.6. БЭК с клиновидной задней
стенкой
мых отражений от стен в рабочую зону и тем самым улучшить в
ней однородность электромагнитного поля.
Простейшей БЭК является прямоугольная БЭК с плоскими
стенками, полом и потолком. Уровень паразитных отражений в
такой БЭК непосредственно определяется коэффициентом отра-
жения от РПМ. Его величина практически постоянна в объеме
БЭК и мало зависит от положения источника излучения. Исполь-
зование высококачественных РПМ с коэффициентом отражения
-50...-60 дБ позволяет эффективно использовать такие БЭК для
различных видов измерений. Преимущество таких БЭК - в про-
стоте разработки и их универсальность.
Устройство задней (освещаемой передающей антенной) стен-
ки в значительной мере определяет качество БЭК.
Поэтому большое внимание должно быть уделено выполне-
нию задней стенки. Она должна быть покрыта наиболее качест-
венными РПМ. Улучшить качество БЭК, особенно на низких ча-
стотах, можно, используя наклонную заднюю стенку (рис. 3.5)
или выполняя ее в виде клина с вертикальным расположением
ребра (рис. 3.6). Расположение задней стенки под углом 10°-15° к
направлению падения волны приводит к тому, что лучи, падаю-
щие на стенку, отражаются на потолок или стены БЭК и претер-
певают еще одно отражение прежде, чем попадут в рабочую зону.
В случае каждого отражения от поверхностей БЭК, покрытых
РПМ, происходит дополнительное поглощение паразитного зер-
77
Вид сбоку
кально отраженного электромагнитного излучения. Расстояние
между рабочей зоной и задней стенкой БЭК желательно делать как
можно больше. При этом это расстояние надо выбирать так, что-
бы электромагнитное излучение, отраженное от стен и потолка
БЭК и попадающее в рабочую зону, было минимальным. Другим
способом улучшения качества задней стенки БЭК является прида-
ние ей формы наклонного гофра - клина, ребро которого ориенти-
ровано вертикально и наклонено так, чтобы плоская волна, излу-
чаемая передающей антенной измерительной установки, падала на
его ребро под углом, отличным от 90° (рис. 3.7). В случае этой кон-
струкции лучи, попадающие в рабочий объем, имеют большее чис-
ло отражений по сравнению с плоской наклонной задней стенкой.
Оптимальные условия имеют место при угле наклона гофра
10°-15° и угле раскрыва клина (гофра) 20°-30°. Описанные спосо-
бы эффективны, когда в сигнале, отраженном от задней стены
БЭК, присутствует зеркально отраженный сигнал, что в случае
применения современных высокоэффективных РПМ может на-
блюдаться в длинноволновом диапазоне, тогда как в коротковол-
новом диапазоне частот зеркальная составляющая ничтожно мала,
и отраженный сигнал в основном является диффузным. В этом слу-
чае способы улучшения качества БЭК путем наклона задней стен-
ки в коротковолновом диапазоне частот малоэффективны.
Следующим типом БЭК являются камеры, поглощающая по-
верхность которых гофрирована. В таких БЭК используют недо-
рогие радиопоглощающие материалы листового типа, имеющие
коэффициент отражения 15...20 дБ. При этом достигается коэф-
фициент безэховости от -40 до -60 дБ за счет профилирования
поверхности камеры. Основная цель профилирования состоит в
78
том, чтобы направить волну, отраженную от поглощающей по-
верхности, мимо рабочей зоны БЭК, заставляя ее многократно
переотразиться на поглощающих поверхностях гофров на пери-
ферии объема камеры. В большинстве случаев это достигается
установкой на плоских поверхностях стен, потолка и пола БЭК
различных рассеивающих конфигураций в виде поглощающих
клиньев (гофров), пирамид, экранов и др. Среди таких БЭК за-
метное место занимают камеры с продольными гофрами
(рис. 3.8) [1, 6]. В случае продольных гофров образуется “трубка
безэховости”, как правило, вдоль продольной оси камеры. В пло-
скости, перпендикулярной оси БЭК, зона, не содержащая переот-
раженных лучей, ограничена поверхностью, задаваемой лучами,
отраженными от плоскостей клина. Минимально достижимый
уровень отражений в ней ограничивается уровнем дифракции на
ребре гофра (поглощающего клина) [6]. Уровень дифракции на
ребре клина является предельным и для БЭК с поперечными
гофрами [6]. У этих камер поле вдоль оси неоднородно, вследст-
вие чего зона безэховости ограничена в направлении оси БЭК.
В 60-х годах прошлого столетия были предложены БЭК ру-
порной формы [7]. Стены такой БЭК наклонены друг к другу
так, что поперечное сечение внутри увеличивается от одного
конца камеры к другому (рис. 3.9). В конце широкая часть БЭК
Рис. 3.8. БЭК с продольными гофрами
Рис. 3.9. БЭК рупорного типа
79
заканчивается прямоугольным отсеком, в котором находится
рабочая зона. По своей форме такая БЭК напоминает рупор-
ную антенну. В рупорной БЭК нет лучей, отраженных от боко-
вых стенок, расфазированных с прямыми лучами, так как пере-
дающая антенна расположена в вершине рупора, и вдоль сте-
нок камеры идут скользящие лучи. Поэтому поле в рабочей зо-
не, в отличие от камер прямоугольной формы, имеет слабо вы-
раженную интерференцию [8]. Характеристики рупорной БЭК
лучше, чем у камер других типов. В рупорной БЭК распростра-
няется волна рупорного типа, скорость распространения кото-
рой отлична от скорости волны в свободном пространстве.
В рупорных БЭК на боковых стенках может применяться РПМ
невысокого качества, так как при скользящем падении волны
практически все РПМ имеют примерно одинаковые отража-
тельные характеристики. Для задней стенки БЭК должен
быть применен высококачественный РПМ. Поверхность стен
рупорной БЭК меньше, чем у прямоугольной, поэтому она
дешевле.
По таким параметрам, как коэффициент безэховости и иска-
жение поля в рабочей зоне, рупорная БЭК является одной из луч-
ших камер. Отсутствие искажений поля объясняется не только
подавлением паразитных волн, но и тем, что отсутствуют поля,
дифрагированные на краях и металлических частях облучающей
антенны, поскольку эта антенна становиться частью рупора, об-
разующего камеру.
Однако БЭК рупорного типа имеет следующие недостатки:
- облучающая антенна должна по-разному юстироваться для
каждого диапазона частот, что иногда затрудняет проведение из-
мерений в широком диапазоне частот;
- в камерах рупорного типа возможны только однопозицион-
ные измерения характеристик рассеяния исследуемых объектов.
Выбор типа безэховой камеры определяется рядом факто-
ров, таких как параметры исследуемого объекта, необходимая
точность измерений, стоимость безэховой камеры и т.д.
В компактных полигонах обычно применяются прямоуголь-
ные безэховые камеры, покрытые высококачественным радио-
поглощающим материалом. При использовании таких РПМ про-
филирование боковых стенок БЭК малоэффективно. Профили-
рование задней стенки БЭК имеет смысл в низкочастотном диа-
пазоне волн, когда в сигнале, отраженном от передней стенки
БЭК, присутствует зеркальная составляющая.
80
3.3.	РАДИОПОГЛОЩАЮЩИЕ МАТЕРИАЛЫ
ДЛЯ БЕЗЭХОВЫХ КАМЕР
Радиопоглощающие материалы (РПМ) широко используют-
ся в безэховых камерах для подавления отражений электромаг-
нитных волн от стен камеры и различных вспомогательных уст-
ройств. В настоящее время в мире существует большое количе-
ство безэховых камер, размеры которых достигают 60 м в длину,
а ширина и высота превышают 20 м [9]. Рабочий диапазон совре-
менных БЭК начинается с частот меньше 30 МГц и превышает
100 ГГц. Некоторые камеры имеют уровень отражения в рабочей
зоне ниже -70 дБ. Одни камеры проектируются как универсаль-
ные средства для широкого спектра измерений, другие оптимизи-
руются для определенных типов измерений, таких как измерения
параметров антенн, тестирования различного электронного обо-
рудования, исследования в области дифракции электромагнит-
ных волн. Выполнение подобного рода измерений невозможно
без применения высококачественных радиопоглощающих мате-
риалов. Многообразие типов применяемых в безэховых камерах
РПМ связано с тем, что требования, предъявляемые к защите
задней и боковых стенок БЭК, различны. Для защиты опорно-
поворотных устройств и снижения обратного излучения облуча-
телей также необходимы радиопоглощающие материалы соот-
ветствующего типа.
Первый радиопоглощающий материал был запатентован в
1936 г. Это был четвертьволновый слой диэлектрика на металли-
ческой подложке, настроенный на частоту около 2 ГГц. В даль-
нейшем шло совершенствование как самих материалов, из которых
изготовляются радиопоглощающие покрытия, так и собственно
конструкций радиопоглощающих покрытий. Первые промыш-
ленные РПМ появились в середине 50-х годов прошлого века, и
до сих пор идет их постоянное совершенствование [8]. В настоя-
щее время множество фирм выпускает разнообразные радиопо-
глощающие материалы.
Работа над материалами, из которых изготовляются радио-
поглощающие покрытия, велась и ведется в направлении создания
материалов с заданными дисперсионными свойствами. Как прави-
ло, поглощение электромагнитной энергии в материале, из кото-
рого изготавливается радиопоглощающие покрытия для БЭК,
достигается за счет соответствующей величины удельного со-
противления этого материала. Однако существующие в природе
вещества обладают либо слишком высокой проводимостью,
либо слишком низкой. Поэтому для достижения необходимых
6. Балабуха Н.П.
81
свойств применяются композитные материалы на основе диэлек-
трической матрицы, удерживающей в себе различные включе-
ния, которые обеспечивают заданную зависимость диэлектриче-
ской проницаемости от частоты. В радиопоглощающих материа-
лах для БЭК в качестве такого композитного материала широко
используется поролон, пропитанный сажей по определенной тех-
нологии.
Большое значение для поглощающих покрытий имеют мате-
риалы с магнитными свойствами, такие как ферриты, карбо-
нильное железо, никель-кобальтовые сплавы и др. Их примене-
ние позволяет создавать достаточно тонкие относительно длины
волны материалы, имеющие малый коэффициент отражения в
широком диапазоне частот и при углах падения волны, значи-
тельно отличающихся от нормали. К примеру, РПМ IB-15 фир-
мы TDK Electromagnetic Absorber толщиной 6,3 мм обеспечивает
уровень коэффициента отражения менее -20 дБ в диапазоне
30-500 МГц. Однако на высоких частотах магнитная проницае-
мость материалов близка к единице, поэтому магнитные матери-
алы, используемые в безэховых камерах, в основном получили
распространение в области низких частот.
Большое влияние на свойства радиопоглощающих покрытий
оказывает их конструкция. Исходя из этого, радиопоглощающие
материалы для безэховых камер можно разделить на три основ-
ных вида.
К первому следует отнести покрытия интерференционного,
или резонансного типа. Обычно это слой магнитодиэлектрика
толщиной d =Х/4 (здесь X - длина волны в материале покрытия)
на металлической подложке. Коэффициент отражения от такого
радиопоглощающего покрытия описывается формулой [61]:
г = i-Wtg(knd)-l
i-W-tg(knd) + l’	{ ‘ J
где W = у/ц/г - волновое сопротивление материала слоя,
нормированное к волновому сопротивлению свободного про-
странства Wo, п = д/ёц - показатель преломления, к - волновое
число в свободном пространстве, цис- соответственно относи-
тельные магнитная и диэлектрическая проницаемости слоя ве-
щества.
Даже в отсутствие магнитных свойств (ц = 1) для того, чтобы
от такого покрытия на заданной частоте отсутствовало отражение,
следует обеспечить необходимые толщину материала и соотно-
шение между действительной и мнимой частями диэлектрической
82
о
Рис. 3.10. Зависимость коэффициента отражения от частоты
для радиопоглощающего материала типа “экран Солсбери”
проницаемости. Поэтому для каждого диапазона частот нужен
материал с определенными свойствами. Обойти эту проблему по-
зволяет экран Солсбери, представляющий собой резистивную
пленку с удельным поверхностным сопротивлением 377 Ом на
квадрат, расположенную на расстоянии Х/4 от металла [10,11].
Типичный вид зависимости коэффициента отражения от часто-
ты для такого радиопоглощающего материала показан на
рис. 3.10. Основным недостатком РПМ этого типа является узкий
диапазон рабочих частот и сравнительно большая толщина мате-
риала [12]. Как видно из графика, диапазон частот, в котором ко-
эффициент отражения не превышает -20 дБ, составляет около
25% от резонансной частоты. Резонансное покрытие на основе
магнито диэлектрика (см. формулу (3.17)) обладает близкими
свойствами, но при этом имеет меньшую толщину. Например,
РПМ фирмы Laird Technologies RFSS-10 (экран Солсбери) и
RFSB-10 (полимерный слой с наполнителем из карбонильного
железа) рассчитаны для работы на частоте 10 ГГц. Однако
первый из них имеет толщину 6,4 мм, второй - всего лишь
1,7 мм.
Ко второму виду следует отнести многослойные радиопогло-
щающие покрытия, позволяющие значительно расширить рабочий
диапазон частот. Пример частотной зависимости трехслойного
покрытия RFML 5301 показан на рис. 3.11. Как видно из графика,
рабочая полоса частот такого покрытия намного шире, чем у
6*
83
о
Частота, ГГц
Рис. 3.11. Зависимость коэффициента отражения от частоты
трехслойного покрытия RFML 5301
однослойных радиопоглощающих материалов. Этот поглотитель
рассчитан на диапазон 6-18 ГГц и имеет толщину 19 мм.
Ввиду относительно малой толщины описанные выше радио-
поглощающие материалы применяются для снижения уровня пе-
реотражений между опорно-поворотными устройствами и иссле-
дуемыми объектами, снижения влияния вспомогательного обо-
рудования и подавления резонансных явлений.
Еще более широкий диапазон рабочих частот имеют матери-
алы третьего типа - градиентные поглощающие покрытия. По
сути, эти структуры можно рассматривать как многослойные ра-
диопоглощающие покрытия, у которых количество слоев неог-
раниченно возрастает, а толщина каждого слоя стремится к ну-
лю. Выбирая оптимальный закон изменения диэлектрической
проницаемости от слоя к слою, можно добиться значительного
снижения коэффициента отражения в широком диапазоне час-
тот. Практически изменение диэлектрической проницаемости по
толщине достигается специальной технологией пропитки порис-
тых материалов типа поролона проводящими составами на осно-
ве сажи или графита. Диапазон рабочих частот в таких РПМ ог-
раничен только снизу толщиной материала. Например, фирма
Laird Technologies предлагает радиопоглощающие материалы в
виде плоских матов. При толщине 10 мм радиопоглощающий ма-
териал RFRET PN 4000 имеет уровень отражения менее -20 дБ в
диапазоне частот 10-18 ГГц, а радиопоглощающий материал
RFRET PN 4040 при толщине 76 мм имеет коэффициент отраже-
84
ния менее -20 дБ в диапазоне 2-18 ГГц. В отличие от многослой-
ных радиопоглощающих покрытий у высококачественных гра-
диентных РПМ отражение от верхней границы покрытия стре-
мятся сделать минимальным, так как для получения очень малых
уровней отражения необходимо обеспечить плавный вход волны
в материал. Как хорошо известно, коэффициент отражения от
границы полупространства, заполненного диэлектриком, равен
[13]:
1 — ц
Г = ---,	(3.18)
1 + и
где п - показатель преломления. Поэтому, чтобы получить коэф-
фициент отражения -40 дБ, величина п должна быть менее 1,02.
Такое значение показателя преломления бывает только у сильно
вспененных материалов, таких, как очень рыхлый пенопласт или
мягкий поролон.
Решить проблему малых значений показателя преломления
позволили пирамидальные РПМ (рис. 3.12).
Этот класс покрытий получил наиболее широкое примене-
ние для облицовки стен БЭК. В длинноволновой части диапазо-
на, для которой поперечный период структуры меньше Х/2, пира-
мидальные РПМ ведут себя подобно градиентным радиопогло-
щающим материалам. При этом градиент диэлектрической про-
ницаемости создается как за счет заданного профиля диэлектри-
ческой проницаемости в самом материале, так и за счет уменьше-
ния усредненной плотности материала. В коротковолновой
части диапазона, когда поперечный период структуры становит-
ся больше длины волны, снижение коэффициента отражения
Рис. 3.12. Пирамидальный радиопоглощающий материал
85
о
-20
s w
—801------«-----1-----1-----1-----1------1-----1-----
0	5	10	15	20	25	30	35	40
Частота, ГГц
Рис. 3.13. Типичная характеристика отражения
пирамидального РПМ
обеспечивается многократными переотражениями от граней пи-
рамид. При этом после многократных отражений падающее по-
ле распадается на множество лучей, которые рассеиваются в раз-
личных направлениях, что дополнительно приводит к уменьше-
нию зеркального отражения. На рис. 3.13 приведен график зави-
симости коэффициента отражения от частоты для пирамидаль-
ного радиопоглощающего материала ЕНР-48 PCL фирмы ETS-
Lindgren, в котором можно выделить две области: низкочастот-
ную область (7) и высокочастотную (2). Некоторый скачок ко-
эффициента отражения на границе областей (на частоте около
6 ГГц) объясняется тем, что измерения в низкочастотной части
диапазона (7) и в высокочастотной части (2) выполнялись на раз-
личных измерительных установках. Ниже, в подразделе 3.4, этот
вопрос будет рассмотрен подробнее. Пирамидальный радиопо-
глощающий материал ЕНР-48 (см. рис. 3.12) выпускается в виде
Таблица 1
Тип РПМ	Толщина, см	Коэффициент отражения			
		125 МГц	250 МГц	500 МГц	1 ГГц
		ДБ	ДБ	ДБ	дБ
АЕР-4	10				
АЕР-8	20				
АЕР-18	46			30	37
АЕР-36	91		32	37	42
АЕР-72	183	33	37	43	48
АЕР-96	244	35	40	45	50
86
блоков с размером основания 30,5 х 30,5 см и высотой 122 см.
Следует отметить, что показанная на рис. 3.13 зависимость явля-
ется типичной для пирамидальных радиопоглощающих материа-
лов [14]. При увеличении высоты пирамид диапазон рабочих
частот расширяется в область низких частот, а коэффициент от-
ражения при нормальном падении уменьшается. Однако если
первое утверждение верно всегда, то второе остается справедли-
вым для пирамид высотой не более 10k [2].
Из графика на рис. 3.13 видно, что, начиная с частоты при-
мерно 3 ГГц (отношение высоты пирамиды к X равно 10), коэф-
фициент отражения не уменьшается. Полной ясности в этом
вопросе до настоящего времени не существует, но наиболее веро-
ятной причиной является неоднородность диэлектрических
свойств материала, из которого изготавливают пирамиды.
Некоторые параметры пирамидальных покрытий фирмы
Orbit/FR приведены в табл. 1.
Существенной особенностью пирамидальных РПМ является
возрастание диффузной составляющей отражения, т.е. увеличе-
ние в области высоких частот рассеяния электромагнитной вол-
ны в направлениях, отличных от зеркального [14]. Поэтому про-
филирование стен БЭК для этого частотного диапазона является
неэффективным. В случаях, когда профилирование стен дает за-
метное преимущество, например в рупорных БЭК, часто исполь-
зуют клиноподобный радиопоглощающий материал (wedge
absorber) (рис. 3.14), коэффициент отражения которого в широ-
ком диапазоне частот, в направлении вдоль ребер, имеет преиму-
щественно зеркальный характер.
Помимо радиотехнических параметров для РПМ важны и экс-
плуатационные характеристики. Например, радиопоглощающий
при нормальном падении					Допустимая мощность ‘ на 1 м2, Вт	Вес на 1 м2, кГ
ЗГГц	6 ГГц	10 ГГц	15 ГГц	18 ГГц		
дБ	дБ	дБ	дБ	дБ		
30	35	40	45	50	780	
33	37	40	50	50	780	
45	50	50	50	50	780	
50	50	50	50	50	780	40
50	50	50	50	50	780	77
50	50	50	50	50	780	100
87
Рис. 3.14. Клиноподобный радиопо-
глощающий материал
Рис. 3.15. Радиопоглощающий
материал повышенной жесткости
материал для участков пола (walkway absorber), где необходим по-
стоянный доступ персонала, должен выдерживать вес человека.
Такой материал выпускает ряд фирм, например фирма Orbit/FR. Он
представляет собой (рис. 3.15) пирамидальный радиопоглощающий
материал, в котором пространство между пирамидами заполнено
пенопластом, а сверху наклеен более плотный пластик. К примеру,
РПМ AEWW-24 фирмы Orbit/FR толщиной 75 см выдерживает на-
грузку около 1 тонны на квадратный метр, обеспечивая при этом
уровень отражения менее -30 дБ на частотах выше 1 ГГц.
Для работы с большими плотностями мощности используют-
ся материалы (рис. 3.16), имеющие сотовую структуру, которая
позволяет осуществлять принудительную вентиляцию всего объ-
радиопоглощающий материал
ема материала [15]. Соты изго-
тавливаются из высокотемпе-
ратурного пластика или даже
керамики - некоторые матери-
алы такого типа выдерживают
плотность потока падающей
волны до 4 кВт/м2 без дополни-
тельного охлаждения.
Для защиты криволиней-
ных поверхностей опорно-по-
воротных устройств и различ-
ных элементов крепления
исследуемых объектов приме-
няется РПМ на основе эластич-
ных полимеров.
88
Рис. 3.17. РПМ “Тростник-М”
К пирамидальным материалам примыкают по аналогии фи-
зических механизмов рассеяния и некоторые другие типы радио-
поглощающих материалов. Рассмотрим, например, РПМ “Трост-
ник-М” разработки ИТПЭ РАН.
Структура РПМ “Тростник-М” образована трубками из сла-
бо проводящего материала. Трубки объединены в гирлянды
(рис. 3.17я), а гирлянды - в блоки (рис. 3.175). Типичные попереч-
ные размеры блока 1,0 х 0,6 м, толщина 0,6 м. РПМ “Тростник-М”
имеет коэффициент отражения от -40 до -50 дБ в частотном
диапазоне от 1,3 до 40 ГГц. Удельный вес материала толщиной
60 см составляет 4 кг/м2.
Элемент РПМ, показанный на рис. 3.18, представляет собой
перегнутую пополам трубку из проводящего материала диамет-
ром 42 мм.
Такая конструкция позволяет расширить рабочий диапазон
частот до 60 ГГц, так как неоднородность в области перегиба
Рис. 3.18. Элемент РПМ “Тростник-М”
89
вызывает преобразование распространяющихся в трубке волн в
высшие сильно затухающие типы. Концы трубок, срезанные под
углом, обеспечивают плавное изменение эквивалентной диэлект-
рической проницаемости, что приводит к уменьшению коэффици-
ента отражения. В блоке высоты трубок имеют разброс ± 40 мм,
поэтому рассеянное поле не имеет ярко выраженных дифракцион-
ных максимумов. Малый коэффициент отражения получается за
счет рассеяния волны на остром конце элемента РПМ и за счет за-
тухания в волноводе, образуемом трубкой. РПМ “Тростник-М”
сделан на основе материала, который не поддерживает горения.
Его изготавливают в виде гирлянд (см. рис. 3.17«), которые удобно
крепить к стенам БЭК или блоков (см. рис. 3.175).
3.4.	МЕТОДЫ ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК РПМ
Измерение характеристик радиопоглощающих материалов
имеет своей целью аттестацию конечного продукта. Несмотря на
относительную простоту процессов рассеяния электромагнит-
ных волн радиопоглощающими материалами, существует много
факторов, влияющих на их основные радиотехнические характе-
ристики. Во-первых, это связано с тем, что РПМ изготавливают-
ся из композиционных материалов. Как правило, это полимерная
матрица с наполнителем из частиц с электрическими или магнит-
ными потерями. В зависимости от технологии электродинамиче-
ские свойства таких материалов могут иметь значительный раз-
брос параметров. Кроме того, точность изготовления конечного
продукта имеет свои пределы.
Для определения качества РПМ измеряют следующие основ-
ные радиотехнические характеристики: коэффициент отражения
при нормальном падении и индикатрису рассеяния [1, 14, 16].
Измерение коэффициента отражения образца РПМ при нор-
мальном падении волны выполняется на установках, схемы кото-
рых приведены на рис. 3.19«, б.
В установке, изображенной на рис. 3.19«, используются одна
рупорная антенна. Сигнал, отраженный от исследуемого образ-
ца, направляется ответвителем (2) в приемник (3). Измеренная
мощность Рг сигнала, отраженного от образца РПМ, сравнивает-
ся с мощностью Р2 сигнала, отраженного от металлического ли-
ста, установленного вместо исследуемого образца. Коэффициент
отражения, выраженный в децибелах, определяется по формуле:

Г(дБ) = 101оё
(3.19)
90
Рис. 3.19. Схемы установок для измерения коэффициента отражения от радио-
поглощающих материалов:
а - установка с одной антенной, б - установка с двумя антеннами
Помимо отраженного от образца сигнала в приемник попада-
ют помеховые сигналы, вызванные, в частности, конечной вели-
чиной коэффициента направленности ответвителя, отражением
от раскрыва рупора и т.д. Так как уровень отражения от радио-
поглощающих материалов, применяемых в безэховых камерах,
весьма мал (типичными являются величины -50 дБ), то указан-
ные сигналы могут приводить к значительным погрешностям
при измерении коэффициента отражения. Уменьшить величину
погрешности измерения коэффициента отражения позволяет
схема с двумя рупорами, показанная на рис. 3.196.
В установке на рис. 3.196 используются два рупора, располо-
женные под некоторым углом друг к другу. Основным источни-
ком погрешности в такой схеме является прямое “просачивание”
электромагнитного поля из передающей антенны в приемную.
Уменьшить сигнал прямого “просачивания” можно либо увели-
чивая расстояние между антеннами, либо применяя различные
поглощающие экраны.
Недостатком схемы, в которой используются два рупора, яв-
ляется то, что в этом случае измеряется бистатический коэффи-
циент отражения.
Указанного недостатка лишена измерительная установка на
основе квазиоптического рефлектометра, изображенная на
рис. 3.20 [17].
Направленный ответвитель квазиоптического рефлектометра
выполнен на базе широкого металлодиэлектрического волново-
да [17] и обладает высокой направленностью и широкополосно-
стью. Выходная апертура имеет квадратное сечение, распределение
поля по обеим стенам близко к косиносуидальному. Вследствие
того, что величина поля у всех стенок мала, мал также и коэффи-
циент отражения от выходной апертуры рефлектометра. Высо-
кая направленность ответвителя и малый уровень отражения от
91
Рис. 3.20. Измерительная схема с квазиоптическим рефлектометром
1 - исследуемый образец, 2 - квазиоптический рефлектометр, 3 - измерительная
аппаратура
выходной апертуры позволяют измерять уровни отражения,
меньшие на 10—15 дБ по сравнению с установкой с рупором и от-
ветвителем, показанной на рис. 3.19а.
На точность измерения коэффициента отражения, помимо
погрешностей, связанных с измерительной установкой, влияют
такие факторы, как конечные размеры образца, отражения от
стен и предметов, расположенных в измерительной лаборатории.
Как уже говорилось, коэффициент отражения от РПМ очень
мал, поэтому отражение от стен лаборатории, облицованной ма-
териалами с близкими коэффициентами отражения, может ока-
заться сравнимым с сигналом, отраженным от исследуемого
образца. Для уменьшения влияния указанных факторов применя-
ются различные методики измерения (например, компенсацион-
ные или метод подвижного образца). В настоящее время при
использовании современной аппаратуры, состоящей из амплифа-
зометра и синтезатора частот, широко применяются методы ма-
тематической обработки, которые позволяют эффективно выде-
лять полезный сигнал на фоне значительных помех (см. раздел 7).
Индикатриса рассеяния определяет характер рассеяния элек-
тромагнитных волн радиопоглощающим покрытием. В области
низких частот это, как правило, зеркальное отражение. На более
высоких частотах для ряда покрытий могут возникать дополни-
тельные лучи (дифракционные лепестки), и тогда рассеяние волн
92
МЛМЛМЛЛ
Рис. 3.21. Схема установки для
измерения индикатрисы рассеяния
носит преимущественно диф-
фузный характер. Измерения
индикатрисы, т.е. измерение
коэффициента отражения Гф>0 в
направлении ф при падении
волны под углом 0 на РПМ, вы-
полняются на установках,
принципиальная схема которых
приведена на рис. 3.21. Механи-
ческая часть установки состоит
из направляющей в виде полу-
окружности, по которой пере-
мещаются две каретки. На ка-
ретках расположены передаю-
щая (7) и приемная (2) антенны.
В центре окружности, по кото-
рой перемещаются антенны,
находится исследуемый обра-
зец радиопоглощающего материала (3). Измеряется мощность
Р 0 отраженная в направлении ф при падении на РПМ волны под
углом 0. Затем измеряется мощность Р_0 0 зеркального луча, па-
дающего на металлический лист, установленный на месте образ-
ца. Коэффициент отражения, выраженный в децибелах, находит-
ся по формуле:
Гф.0(дБ) = 1О1ё(Рф>0/Р0,0).	(3.20)
Проблемы с точностью измерений в данной схеме аналогич-
ны описанным выше и решаются теми же методами.
Как уже отмечалось, почти все радиопоглощающие материа-
лы в области высоких частот имеют значительную диффузную
компоненту рассеяния. Особенно это касается пирамидальных
материалов и материалов типа “Тростник”. Из графика на
рис. 3.13 видно, что коэффициент отражения, начиная с частоты
примерно 3 ГГц, практически постоянен и носит шумовой харак-
тер. Подобная зависимость на высоких частотах наблюдается и у
радиопоглощающего материала “Тростник-М” (рис. 3.22). Такой
вид зависимости коэффициента отражения обусловлен констру-
ктивными особенностями и неоднородностями материала, из ко-
торого изготавливается РПМ. Поэтому здесь обычное измерение
коэффициента рассеяния может давать различные результаты
на различных измерительных установках. Действительно, если
предположить, что рассеяние происходит равномерно во все
93
стороны, т.е. носит Ламбертовский характер, то в каждый опре-
деленный сектор попадает тем меньше энергии, чем уже этот се-
ктор. Таким образом, результат измерений будет зависеть от ши-
рины диаграммы направленности приемной антенны, расстояния
от образца и размеров образца. При этом результаты измерений,
выполненные по схемам а и 6 (см. рис. 3.19), могут значительно
отличаться для измерительных стендов с различными размерами
рупоров. Это различие действительно наблюдается на рис. 3.13,
где величина коэффициента отражения на низкочастотном уча-
стке (7) отличается от величины коэффициента отражения на
высокочастотном участке (2), почти на 10 дБ. Ниже в подразде-
ле 3.5 приведены измерения радиопоглощающего материала
“Тростиик-М” на различных измерительных стендах, которые
также отражают этот факт.
Таким образом, важно иметь параметр, характеризующий ра-
диопоглощающий материал, независимо от параметров измери-
тельного стенда.
Определим коэффициент диффузного Vdiff отражения по
формуле:
Г2	Н9П
ldiff -р ’	р.21)
где Pdiff - вся мощность, отраженная материалом, за исключением
мощности, отраженной в зеркальном направлении и в направлении
дифракционных лепестков, a Pinc - мощность падающей волны.
Связь между коэффициентом диффузного отражения и сред-
ней мощностью Р™с, принятой приемо-передающей системой в
случае, когда приемная и передающая антенны одинаковы, опре-
деляется формулой:
где Seff- эффективная площадь засветки задней стенки БЭК.
Пересчитанная по указанной формуле величина Vdiff практи-
чески не зависит от параметров измерительной установки. Важно,
что введенная по формуле (3.21) величина Vdiff имеет простую
связь с коэффициентом безэховости КБЭ:
KbJ-l'J"If.	(3.23)
nL
Здесь L - расстояние от задней стенки до рабочей зоны. Для часто
94
о
Частота, ГГц
Рис. 3.22. Типичный вид коэффициента отражения материала
“Тростник-М”
встречающихся на практике конфигураций БЭК выполняется
условие:
ItL2
и, следовательно, можно считать, что
КБЭ = Г*#.	(3.24)
Таким образом, величина позволяет дать определенное, не
зависящее от параметров измерительной установки, толкование
результатам измерений радиопоглощающих материалов в области
высоких частот, а также оценить ожидаемый уровень безэховости
в рабочей зоне БЭК, облицованной таким материалом.
3.5.	ИЗМЕНЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
РАДИОПОГЛОЩАЮЩЕГО МАТЕРИАЛА
“ТРОСТНИК-М”
Рассмотрим подробнее результаты исследования характери-
стик рассеяния радиопоглощающего материала “Тростник-М”.
Для измерений использовались блоки радиопоглощающего
материала “Тростник-М” с поперечными размерами 40 х 40 см
различной толщины - 40, 60, 80 см.
95
Измерения обратного рассеяния проводились в частотных ди-
апазонах 2-18, 37, 60 ГГц. Измерения индикатрисы рассеяния - в
диапазонах 2,5^4,5, 7-13 и 60 ГГц.
В работе использовались следующие экспериментальные стен-
ды: коллиматорный комплекс [18], 3 типа квазиоптических рефле-
ктометров (см. рис. 3.20) на диапазоны 2-18, 7-17 ГГц, 27-38 ГГц,
стенд для измерения коэффициента безэховости и стенд для изме-
рения угловых характеристик рассеяния (рис. 3.21). Результаты
приведенных ниже измерений находятся в хорошем соответствии с
данными, полученными на компактном полигоне [18].
На рис. 3.22 представлены результаты измерений коэффици-
ента отражения для двух образцов, взятых из одной партии. Дли-
на трубок во всех образцах была 80 см. Измерения коэффициен-
та отражения образцов с длинами трубок 40 и 60 см показали ана-
логичный результат. Это говорит о том, что в данном диапазоне
частот коэффициент отражения от материала не меняется для
трубок длиной более 40 см. Данные измерения, выполненные с
использованием рефлектометра сантиметрового диапазона с вы-
ходной апертурой 20 х 20 см, дают среднее значение коэффици-
ента отражения в диапазоне 8-14 ГГц - 55 дБ. При этом пересчи-
танная по формуле (3.22) величина Г^ равна -40 дБ.
На рис. 3.23 показаны результаты измерений отражения от
материала при различных бистатических углах - 25°, 37° и 52°.
Рис. 3.23. Коэффициент отражения РПМ “Тростник-М”
при различных углах падения
96
о
Частота, ГГц
Рис. 3.24. Коэффициент отражения материала “Тростник-М”
В этих измерениях использовалась установка для измерения ин-
дикатрисы рассеяния (см. рис. 3.21). Размер выходной апертуры
рупоров 9x12 см, расстояние до образца 250 см. Коэффициент от-
ражения для бистатического угла 25° должен в этом случае быть
близок к коэффициенту отражения при нормальном падении.
Однако он примерно на 8 дБ меньше, чем в результатах, приве-
денных на рис. 3.22. Учет параметров измерительного стенда с
помощью формулы (3.22) дает для величину -43 дБ, которая
находится в хорошем соответствии с предыдущим результатом.
На рис. 3.24 показаны результаты измерений коэффициента
отражения для этих же образцов в диапазоне частот 2-4 ГГц. Из-
мерения были проведены с использованием квазиоптического
рефлектометра сантиметрового диапазона с размером выходной
апертуры 35 х 35 см. В этом случае Г^ = -35 дБ.
Как уже говорилось, основу материала “Тростник-М” состав-
ляют трубки из проводящей бумаги с удельным поверхностным со-
противлением 377 Ом на квадрат. Чтобы получить эквивалентную
диэлектрическую проницаемость трубчатой конструкции, были
проведены измерения коэффициента отражения блока РПМ с пло-
скими верхней и нижней границами (образец 1, рис. 3.25я)« Кроме
того, для оценки эффективности согласующего среза были прове-
дены измерения образцов материала из трубок одинаковой высоты
с согласующим срезом высотой 9 см и одинаковым углом для каж-
дого поворота этого среза (образец 2, рис. 3.256).
7. Балабуха Н.П.	97
Рис. 3.25. Образцы РПМ с плоской границей (я)
и с согласующим срезом (б)
Рис. 3.26. Модуль (я) и фаза (б) коэффициента отражения образца
с плоской границей
Различие в высотах трубок в блоке образца 1 не превышало
±2-3 мм, что позволяет рассматривать данный образец в диапазо-
не частот (2^4- ГГц) как слой с плоскими границами раздела.
На рис. 3.26я и 3.266 показаны соответственно зависимости
амплитуды и фазы коэффициента отражения от частоты для об-
разца 1. На основании этих данных был произведен пересчет ко-
эффициента отражения в эквивалентную диэлектрическую про-
ницаемость образца, значения которой приведены на графике
рис. 3.27 (непрерывная линия - вещественная часть, пунктирная
линия - мнимая часть).
Трубчатая конструкция радиопоглощающего материала на
высоких частотах становится прозрачной. Для исследования это-
го явления были проведены измерения коэффициента прохожде-
98
Рис. 3.27. Действительная (сплошная линия ) и мнимая (пунктир)
части эквивалентной диэлектрической проницаемости трубчатой структуры
4° -	\ /
J .......................................
2	4	6	8	10	12	14	16	18
Частота, ГГц
Рис. 3.28. Коэффициент прохождения трубчатой
структуры толщиной 80 см
ния. Для этого был взят образец толщиной 80 см, показанный на
рис. 3.25я.
Как видно из графика на рис. 3.28, на частотах более 9 ГГц
коэффициент прохождения начинает монотонно возрастать, од-
нако для частот меньше 18 ГГц затухание на двойном пробеге
велико, что позволяет пренебречь вкладом отражения от защи-
щаемой материалом задней стенки в суммарный отраженный
7*
99
сигнал. На более высоких частотах величина коэффициента про-
хождения через трубчатый материал существенно возрастает. В ди-
апазоне 40-60 ГГц коэффициент прохождения составляет -
4-5 дБ. Однако, как показали исследования, металлическая пла-
стинка, помещенная позади образца материала, практически не
влияет на его коэффициент отражения до частот 60 ГГц. Этот ре-
зультат связан, как было описано выше, с увеличением затухания
из-за деформации стенок трубок в области перегиба.
Исследования образцов с согласующим срезом и одинаковой
ориентацией срезов (см. рис. 3.256) показали, что коэффициент
отражения, когда поляризация падающей волны была перпенди-
кулярна проводящей бумаге в начале согласующего среза, на
5-7 дБ меньше коэффициента отражения в случае, когда поляри-
зация падающей волны была параллельна проводящей бумаге в
начале согласующего среза. В реальном материале трубки ори-
ентированы случайным образом, поэтому коэффициент отраже-
ния имеет промежуточное значение и не зависит от поляризации
падающего поля.
Измерения образцов проводились с помощью квазиоптиче-
ского рефлектометра с выходной апертурой 350 х 350 мм.
Результаты испытаний говорят о том, что материал “Трост-
ник-М” обладает хорошими эксплуатационными качествами,
имеет электродинамические параметры, близкие к большинству
материалов этой категории. “Тростник-М” не поддерживает го-
рения, не выделяет при высокой температуре токсичных ве-
ществ. Это технологичный недорогой материал, который удобно
и надежно крепится на стены и потолки. Использование радиопо-
глощающего материала “Тростник-М” позволяет проектировать
безэховые камеры с малым уровнем безэховости.
3.6.	ИСПЫТАНИЯ БЕЗЭХОВЫХ КАМЕР
Одной из наиболее важных характеристик, определяющих
качество изготовления БЭК, является коэффициент безэховости
КБЭ. Для его оценки, согласно определению (3.1), необходимо из-
мерить плотность мощности сигнала, пришедшего от излучателя
Рпад, и плотность мощности сигнала, отраженного от стенок ка-
меры (включая пол и потолок) Ркам.
Плотность мощности сигнала, отраженного от стенок каме-
ры, можно непосредственно измерить в заданной точке рабочей
зоны с помощью тестовой антенны с диаграммой направленно-
сти, близкой к изотропной. Так как такая антенна одновременно
принимает и излучаемый сигнал, то для выделения отражений от
100
стенок необходимо использовать дополнительную обработку ре-
зультатов измерений, различные варианты которой будут рас-
смотрены позднее.
На практике, при измерении коэффициента безэховости, в
качестве тестовой используется рупорная антенна, диаграмма на-
правленности которой сильно отличается от необходимой изо-
тропной диаграммы. Это приводит к тому, что такая антенна
принимает в основном сигнал, рассеянный стенками камеры, иду-
щий только из определенного сектора, определяемого шириной
главного лепестка ее диаграммы направленности. Изменяя на-
правление приема такой тестовой антенны, можно измерить диа-
грамму безэховости (иногда называемую диаграммой коэффици-
ента безэховости [6]), которая является более информативной
характеристикой камеры, чем просто коэффициент безэховости
Кбэ-
Действительно, паразитные отражения, идущие с разных на-
правлений, по-разному влияют на точность измерений. Напри-
мер, при измерении ЭПР, даже для протяженных объектов, отра-
жение от задней стенки можно отсечь используя вырезание во
временной области (см. разделы 5 и 6), тогда как сигнал, прохо-
дящий путь “излучатель - боковая стена - объект - приемник”,
зачастую сливается во временной области с сигналом непосред-
ственно отраженным от объекта. Поэтому более слабое отраже-
ние от боковых стенок (включая пол и потолок) может дать
больший вклад в суммарную ошибку измерений, чем более силь-
ное отражение от задней стенки. При измерении диаграмм напра-
вленности антенн отражение от задней стенки в основном сказы-
вается на погрешности определения задних лепестков, требования
к точности измерения которых если и устанавливаются, то обыч-
но существенно более слабые, чем требования к точности изме-
рения боковых лепестков в передней полусфере.
По измеренной диаграмме можно рассчитать КБЭ, интегрируя
амплитудную диаграмму безэховости по всем направлениям, тем
самым имитируя изотропную тестовую антенну. Интегрирование
должно проводиться с учетом фазы принятого сигнала, а центр
вращения тестовой антенны должен быть совмещен с фазовым
центром антенны либо физически, либо используя соответствую-
щий фазовый сомножитель при интегрировании. Необходимо от-
метить, что в данных, приводимых в литературе для конкретных
БЭК, часто вместо интегрального коэффициента безэховости в ка-
честве КБЭ приводится максимальное значение диаграммы безэхо-
вости. Это приводит к заниженным значениям для КБЭ, а также к
его зависимости от диаграммы направленности тестовой антенны.
101
В компактных полигонах суммарный уровень паразитных от-
ражений от стенок камеры в основном определяется сигналом,
отраженным от задней стенки БЭК, а точнее сигналом, отражен-
ным от того фрагмента задней стенки, который освещается кол-
лиматором. Эффективный размер пятна засветки определяется
как размером коллиматора, так и шириной диаграммы направ-
ленности облучателя и обычно по каждой из координат не пре-
вышает двойного размера рабочей зоны. Поэтому в компактных
полигонах, используя антенну с шириной диаграммы направлен-
ности, превышающей угол 0, под которым видна из рабочей зо-
ны зона засветки, можно измерить практически всю Ркам в данной
точке рабочей зоны, не поворачивая антенну и тем самым избе-
гая интегрирование по всем направлениям. В большинстве случа-
ев угол 0 не превышает 60°, что позволяет в качестве тестовой
антенны в компактных полигонах использовать открытый конец
волновода или слабонаправленную рупорную антенну. Такую ан-
тенну вначале направляют на коллиматор и проводят измерение
Рпад, затем ее направляют на заднюю стенку и проводят измере-
ние Ркам. Измерения повторяются в нескольких точках рабочей
зоны, и в качестве КБЭ выбирается максимальное значение отно-
шения Ркам к Рпад.
Как было указано ранее, для выделения отражений от стенок
БЭК из суммарного отраженного сигнала, принятого тестовой
антенной, необходимо использовать дополнительную обработку
результатов измерений, а иногда требуется и проведение вспомо-
гательных измерений. Наиболее распространенным является
метод измерения коэффициента стоячей волны (КСВ) [6]. Для
этого тестовая антенна перемещается в направлении максималь-
ного приема на расстояние, превышающее несколько длин волн,
а по минимумам и максимумам принятого сигнала определяется
амплитуда сигнала, отраженного от стенок БЭК и идущего в на-
правлении, близком к направлению максимального приема
тестовой антенны. Затем антенна поворачивается, и измерения
проводятся для нового угла. Результатом такой трудоемкой про-
цедуры является диаграмма безэховости для одной точки рабо-
чей зоны БЭК. После этого тестовая антенна перемещается в
другую точку рабочей зоны и измерения повторяются.
В настоящее время с появлением современной аппаратуры,
позволяющей эффективно разделять сигналы с временами за-
держек в единицы наносекунд, более удобным и быстрым явля-
ется метод временной селекции. Легко показать, что прямой сиг-
нал, идущий от излучателя (коллиматора), опережает отражен-
ный сигнал, идущий от стенок камеры. Например, для задней
102
стенки БЭК, отстоящей от рабочей зоны на расстояние L3C, вре-
мя задержки f3C равно 2LJc. При этом в компактных полигонах
необходимо отличать помеховые сигналы, идущие от краев кол-
лиматора непосредственно в рабочую зону, от сигналов, попада-
ющих в рабочую зону после переотражения со стенками БЭК.
Первые не входят в сигнал, отраженный от стенок камеры Ркам и
используемый при вычислении коэффициента безэховости, так
как они исключительно характеризуют свойства коллиматора и
облучателей, а не самой БЭК. Напротив, переотраженный сиг-
нал характеризует как излучатель (коллиматор), так и саму БЭК
и поэтому учитывается при расчете КБЭ. На краях рабочей зоны
эти сигналы могут не отличаться по временам задержек, что де-
лает затруднительным использование для них временной селек-
ции. Однако сектор углов, в котором существует такая неопреде-
ленность, несущественен, а сигнал, рассеянный стенками камеры
и идущий из этого сектора углов, столь мал, что он не оказывает
практически никакого влияния на оценку коэффициента КБЭ.
Однако уже при измерении диаграммы безэховости очень ча-
сто необходимо различать сигнал, идущий от краев коллиматора,
и сигнал, идущий от стенок БЭК. Более того, желательно знать
вклад отдельных частей контура (краев) коллиматора в неравно-
мерность поля в рабочей зоне. Для оценки этого вклада можно
использовать амплитудно-фазовое распределение поля в рабочей
зоне коллиматора, измеренное двумерным сканером на плоско-
сти, перпендикулярной оси облучения. Обратный пересчет поля
на контур зеркала коллиматора и на стенки БЭК позволяет най-
ти источники максимального отражения и, в случае аномально
сильного сигнала рассеяния от них, принять соответствующие
меры, в частности видоизменить контур коллиматора путем на-
несения поглощающих покрытий. В качестве примера на рис. 10.1
показано распределение помеховых отражений для компактного
полигона описанного в разделе 10. Как видно из рисунка, отраже-
ния, находящиеся внутри контура коллиматора, связаны с по-
грешностью изготовления зеркала и рассеянием на его краях.
Отражения, идущие из района облучателя, связаны с небольшой
прямой засветкой ими рабочей зоны. Остальные отражения свя-
заны с рассеянием на стенках БЭК и они определяют вклад в Ркам
помеховых сигналов, идущих из той части БЭК, которая распо-
ложена перед рабочей зоной.
Еще одним методом, позволяющим оценить уровень безэхо-
вости, является видоизмененный метод КСВ, в котором в качест-
ве тестовой антенны используется антенна с малым уровнем
боковых лепестков и относительно большой апертурой. Напри-
103
мер, в качестве тестовой может быть использована антенна, ха-
рактеристики которой необходимо исследовать в БЭК. В этом
случае, снимая диаграммы направленности (ДН) при различных
значениях выноса центра вращения антенны (на расстояние, пре-
вышающее несколько длин волн), возможна не только оценка
диаграммы безэховости, но и оценка влияния отражения от сте-
нок камеры на точность измерения боковых лепестков диаграм-
мы направленности исследуемой антенны. Для каждого из боко-
вых лепестков помеховый сигнал будет складываться с боковым
лепестком как синфазно, так и противофазно, и тем самым край-
ние значения определяют интервал, в котором лежат истинные
значения ДН. В разделе, посвященном описанию практической
реализации компактного полигона, на рис. 10.20 приведен при-
мер измерения ДН антенны при различных значениях выноса цен-
тра вращения. Надо отметить, что чем больше апертура исследуе-
мой антенны, тем меньше сектор углов, из которого принимаются
паразитные отражения, идущие от стенок камеры, и тем меньше
их влияние на погрешность измерения боковых лепестков.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Майзелъс Е.Н., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния радио-
локационных целей. М.: Сов. радио, 1972.
2.	Hemming L.H. Electromagnetic anechoic chambers. N.Y.: A John Wiley&Sons Inc.
Publ., 2002.
3.	SkolnikM. Radar handbook. 2nd ed.
4.	Silver S. Microwave antenna theory and Design // MIT Radiation Laboratory Series.
Vol. 12. N.Y.: McGraw-Hill, 1949.
5.	Knott E.F. Radar cross section measurement. 2nd ed. Boston: Artech House, 1993.
6.	Мицмахер М.Ю., Торгованов B.A. Безэховые камеры СВЧ. М.: Радио и
связь, 1982.
7.	Emerson W.H. Anechoic chamber. U.S. Patent 3,308,463, awarded 7 March 1967.
8.	Emerson W.H. Electromagnetic wave absorbers and anechoic cambers through in
years // IEEE Trans. Antennas Propagat. 1973. Vol. 21, N 4. P. 484-490.
9.	Olver A.D. Compact antenna test ranges I I IEEE Trans. Antennas Propagat. 1991.
Vol. 1. P. 99-108.
10.	Smith F.C. Design principles of broadband adaptive Salisbury screen absorbers //
Electronics Letters. 2002, 29th August, Vol. 38, N 18. P. 1052-1054.
11.	Knott E.F., Lunden C.D. The two-sheet capacitive jaumann absorber // IEEE Trans.
Antennas Propagat. 1995. Vol. 43, N 11. P. 1339-1343.
12.	Rozanov K.N. Ultimate thickness to bandwidth ratio of radar absorbers I I IEEE
Trans. Antennas Propagat. 2000. Vol. 48, N 8. P. 1230-1234.
13.	Бреховских JEM. Волны в слоистых средах. М.: Наука, 1973.
14.	Saily J., MallatJ., Raisanen A.V. Reflectivity measurements of various commercial
absorbers at millimetre and submillimetre wavelengths // Electromagnatics Letters.
2001. Febrary. Vol. 37, N 3. P. 143-145.
104
15.	Johansson M., Holloway C.L., Kuester E.F. Effective electromagnetic properties of
honeycomb composites and hollow-pyramidaland alternating-wedge absorbers //
IEEE Trans. Antennas Propagat. 2005. Vol. 53, N 2. P. 728-736.
16.	Novotny D.R., Johnk R.T., Ondrejka A. Low-cost broadband absorbers measure-
ments // AMTA Conference. 2004.
17.	Аплеталин B.H., Казанцев Ю.Н., Зубов A.C., Солосин В.С. Поляризацион-
ный рефлектометр // Радиотехника. 1998. № 12. С. 4.
18.	Balabukha N., Chia Tse-Tong, Solosin V., A. Zubov. A compact range for RCS and
antenna measurements: Test results // AMTA Symp. Proc. 2001. P. 383-386.
4.	УСТРОЙСТВА поддержки
ИССЛЕДУЕМЫХ ОБЪЕКТОВ
4.1.	ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Устройства поддержки объектов во время измерений харак-
теристик рассеяния предназначены для установки и закрепления
на них исследуемого объекта в рабочей зоне компактного поли-
гона и изменения положения этих объектов в пространстве с по-
мощью встроенных поворотных устройств (позиционеров). Во
время измерений поддерживающие устройства находятся непо-
средственно в рабочей зоне компактного полигона, вблизи иссле-
дуемого объекта. Поэтому учесть и компенсировать влияние
поддерживающих устройств на измеряемые характеристики рас-
сеяния достаточно трудно.
Поддерживающие устройства должны удовлетворять следу-
ющим основным требованиям:
-	иметь малый уровень собственного электромагнитного рас-
сеяния;
-	обеспечивать необходимую грузоподъемность;
-	обеспечивать высокую стабильность положения исследуе-
мого объекта во время измерений, что очень важно в измери-
тельных системах с высоким разрешением центров рассеяния и
вычитанием фона;
-	обеспечивать малый уровень переотражения (взаимодейст-
вия) между поддерживающим устройством (опорой) и исследуе-
мым объектом.
В настоящее время наибольшее применение получили три ти-
па поддерживающих устройств:
-	пенопластовые колонны;
-	подвески на фалах;
-	металлические наклонные пилоны.
Основная проблема, которая решается при проектировании
поддерживающих устройств, - это достижение малого уровня
электромагнитного рассеяния и обеспечение достаточной меха-
нической прочности и жесткости.
106
4.2.	ПЕНОПЛАСТОВЫЕ КОЛОННЫ
Пенопластовые материалы представляют собой вспененную
пластмассу и состоят из множества ячеек в виде воздушных пу-
зырьков, отделенных друг от друга тонкими перегородками из
пластика. Это очень легкие материалы, которые почти на 97%
состоят из воздуха и содержат порядка 3% пластмассы. Малоот-
ражающие пенопластовые колонны изготавливают из вспененных
материалов, имеющих малую относительную диэлектрическую
проницаемость £ = 1,03-1,1. Коэффициент отражения электро-
магнитной волны от такого материала и, следовательно, уровень
электромагнитного рассеяния колонной тем меньше, чем мень-
ше диэлектрическая проницаемость материала 8 отличается от
диэлектрической проницаемости воздуха, равной единице. Одна-
ко здесь имеется противоречие: чем меньше диэлектрическая
проницаемость пенопласта, тем он более рыхлый, и тем меньшей
механической прочностью и жесткостью обладает колонна.
На практике ищут компромисс между малым уровнем отражения
от колонны и ее механическими характеристиками.
Рассмотрим кратко механизм рассеяния электромагнитных
волн пенопластовыми колоннами. Здесь основными вкладами в
рассеяние являются когерентное рассеяние волны от поверхно-
сти колонны и некогерентное (диффузное) рассеяние на множе-
стве ячеек, из которых состоит материал колонны.
Когерентное рассеяние от поверхности колонны зависит от
эффективной диэлектрической проницаемости материала и от
геометрической формы колонны.
Рассмотрим каждый из этих вкладов отдельно. Отражение
электромагнитной волны от плоской поверхности диэлектрика
характеризуется [1] коэффициентом отражения Г:
Г =	(4.1)
1 + л/8
где 8 - эффективная диэлектрическая проницаемость материала.
Придание колонне формы цилиндра, очевидно, уменьшает рассе-
янный сигнал, поэтому такая форма используется часто.
ЭПР цилиндрической колонны диаметром d с относительной эф-
фективной диэлектрической проницаемостью 8, близкой к относи-
тельной диэлектрической проницаемости воздуха, слабо зависит от
вида поляризации падающей электромагнитной волны и равна [2, 3]:
о = ^£2(8-1)2(М)2Л2(М)>	(4.2)
16
где L - длина колонны; kQ - волновое число в свободном про-
странстве; /1(х) - функция Бесселя первого порядка.
107
Рис. 4.1. Зависимость пронормированной ЭПР пенопластовой
колонны от ее электрического диаметра
Результаты расчетов, проведенных по формуле (4.2), пред-
ставлены на рис. 4.1. Как видно из рисунка, при увеличении диа-
метра колонны ее ЭПР вначале возрастает по закону Релея, а
затем приобретает осциллирующий характер с глубокими мини-
мумами. Из графика следует, что при работе на фиксированной
частоте диаметр колонны можно подобрать так, что отражен-
ный сигнал от колонны будет на 30-40 дБ меньше, чем отражен-
ный сигнал на частоте, соответствующей соседнему максимуму
графика. Этот факт можно использовать с целью дополнитель-
ного уменьшения ЭПР колонн при измерении характеристик рас-
сеяния объектов на фиксированных частотах, применяя для под-
держки объектов колонны соответствующего диаметра.
Снижения ЭПР пенопластовой колонны можно достичь, ис-
пользуя для поддержки исследуемого объекта наклонные цилин-
дры или изготовив опору в виде усеченного конуса. При падении
ЭМВ на пенопластовый цилиндр под углом у к его оси ЭПР ци-
линдра из диэлектрика можно вычислить по формуле [5]:
о-^^(Е-1)г(М)Лг(М)5'"(УС05Т).
16	K0Lcosy
которая дает приближенную величину рассеяния.
108
Дальнейшего снижения рас-
сеяния от поверхности колонны
добиваются путем придания ей
специальной формы. Напри-
мер, если необходимо обеспе-
чить минимальное электромаг-
нитное рассеяние в заданном
направлении (секторе углов),
поперечному сечению колонны
придают форму оживала, ори-
ентируя прямую, соединяющую
его кромки, в направлении, в
котором необходимо обеспе-
чить минимальный уровень сиг-
нала, отраженного от колонны.
Оживало представляет собой геометрическую фигуру на плоско-
сти, образованную двумя дугами окружности, как это показано
на рис. 4.2.
Вторым вкладом в поле, рассеянное пенопластовой колон-
ной, является объемное некогерентное рассеяние. Оно порожда-
ется неоднородностями внутри материала колонны, состоящей
из множества ячеек в виде воздушных пузырьков, окруженных
тонкими оболочками исходного материала пластмассы. Если
полностью исключить электромагнитное рассеяние от поверхно-
сти колонны, ее ЭПР будет определяться объемным рассеянием.
Оценить величину ЭПР объемного рассеяния колонны можно,
используя статистический подход [4]. Модель пенопластовой
структуры в данной работе представлялась в виде нерегулярной
решетки из плотно прилегающих друг к другу сферических яче-
ек. Исследование основывалось на статистических характеристи-
ках двух важных параметров ячеек: радиусе а и толщине стенки
ячейки Л Так как размер ячейки много меньше длины волны, они
рассматривались как релеевские рассеиватели. Учитывая некоге-
рентное рассеяние ячеек в объеме V, была получена следующая
формула для оценки ЭПР объемного некогерентного рассеяния:
o = ^W:Vf-] (е„-1)2,
2 \а J
(4.3)
, 2л
где к = — - волновое число; е„ - диэлектрическая проницае-
Л
мость исходного материала, из которого изготавливается пено-
пласт.
109
Экспериментальная проверка уравнения (4.3) сводилась к изме-
рению ЭПР пенопластового тела в виде длинного узкого веретено-
образного оживала [5]. Веретенообразное оживало представляет
собой тело, образованное при вращении оживала вокруг своей оси
АВ (см. рис. 4.2). Такая форма была выбрана, чтобы минимизиро-
вать когерентное рассеяние от поверхности исследуемого тела, ко-
гда передающая и приемная антенны измерительной установки на-
ходятся на оси вращения АВ веретенообразного оживала. В этом
случае вклад когерентного рассеяния от поверхности тела пренеб-
режимо мал в направлении, определяемом осью вращения верете-
нообразного оживала. Вследствие малой величины измеряемой
ЭПР исследуемые пенопластовые оживальные модели опор поме-
щались в ближнюю зону рупорных антенн измерительной установ-
ки с целью увеличения минимально измеряемой величины ЭПР.
Измеряемые значения ЭПР колебались от -87 до -63 дБ • м2
для пенопластов с различной степенью плотности (от 1,6 до
5,0 кг/м3) и зависили от частоты и плотности пенопласта. В [5]
приведена эмпирическая формула для оценки ЭПР объемного
рассеяния колонн из пенопласта со степенью плотности от 1,6 кг
до 5,0 кг/м3:
о (дБ/м2) = 40 log/+ 101 logV- 83,	(4.4)
где/- частота в ГГц; V- объем, занимаемый пенопластом.
Рис. 4.3. Зависимость от частоты ЭПР объема
одного кубического метра пенопласта,
обусловленная объемным некогерентным рассеянием
ПО
Плотность пенопласта в формуле отсутствует. Это положение не
будет справедливо, когда размер ячеек близок к длине волны.
Исходя из существующих на сегодняшний день пенопластов
(с точки зрения размера ячеек), формула (4.4) будет справедлива
ориентировочно для частот ниже 40 ГГц. Результаты расчетов по
формуле (4.4) представлены на рис. 4.3.
Таким образом, можно заключить, что вклад некогерентного
рассеяния в ЭПР колонны незначителен и составляет ориентиро-
вочно -40 дБ • м2 на кубический метр пенопласта [5].
4.3.	МЕТАЛЛИЧЕСКИЕ ПИЛОНЫ
Устройства в виде металлических наклонных пилонов для
поддержки исследуемых объектов при измерениях характери-
стик рассеяния появились впервые в США в середине 60-х
годов прошлого столетия [5] и в настоящее время получили
большое применение как в компактных полигонах, так и при
измерении характеристик рассеяния на открытых полигонах в
дальней зоне. Металлический пилон по форме очень напомина-
ет поставленное вертикально крыло скоростного самолета
(см. рис. 4.2). Поперечное сечение пилона имеет форму ожива-
ла (см. рис. 4.2), кромкой направленное в сторону прихода
ЭМВ, что обеспечивает малую величину собственной ЭПР. Пи-
лон наклонен в сторону прихода облучающей волны для пере-
отражения падающего электромагнитного излучения вниз, в
сторону пола БЭК, на РПМ. В этом случае переотражение сиг-
нала между опорой и исследуемым объектом незначительно.
Основное достоинство металлических пилонов - это сочетание
малой ЭПР в направлении прямой, соединяющей кромки пило-
на, большая грузоподъемность и жесткость конструкции, обес-
печивающие высокую стабильность исследуемого объекта во
время измерений. Последнее очень важно при измерениях ЭПР
в системах с вычитанием фона и высоким разрешением цент-
ров рассеяния.
Оценить ЭПР пилона можно, используя метод геометриче-
ской теории дифракции [6]. Мы полагаем, что основным источ-
ником электромагнитного рассеяния от пилона является его пе-
редняя кромка. В этом случае для расчетной модели пилон можно
представить в виде клина, на ребро которого падает плоская
ЭМВ под углом у. При этом ЭПР передней кромки пилона дли-
ной / и внутренним углом а при вершине клина, аппроксимирую-
щего кромку, можно оценить [5] для случаев, когда вектор элек-
трического поля падающей волны параллелен и перпендикуля-
111
40
% рад
Рис. 4.4. График зависимости ЭПР передней кромки пилона
от направления падения волны
рен кромке пилона, по следующим формула:
sin(&Z sin у)
Wtgy
(4.5)
-	при параллельной поляризации падающей волны;
-12
sin(&Z sin у)
Wtgy
(4.6)
-	при перпендикулярной поляризации падающей волны. Здесь
о ЛосЛ
п = 2-1 — .
Выражение sin(Z:/sin у) в числителе в квадратных скобках
определяет колебания ЭПР при изменении угла падения волны.
На рис. 4.4 представлен график зависимости ЭПР передней кром-
ки пилона от направления падения волны. Как мы видим, значе-
ние ЭПР осциллирует. Причем существуют направления падения
волны при заданных конструктивных размерах пилона, когда от-
раженный сигнал от передней кромки пилона имеет глубокий
минимум. Этот факт можно применять на практике при использо-
вании опорно-поворотного устройства в виде пилона с механически
112
измененным углом наклона при измерении ЭПР на фиксирован-
ной частоте. В этом случае выбирают такой угол наклона пило-
на (падения электромагнитной волны), при котором сигнал, отра-
женный опорным устройством, минимален.
При широкополосных измерениях ЭПР наблюдаются силь-
ные осцилляции ЭПР пилона в зависимости от частоты. При
этом для оценки ЭПР передней кромки пилона необходимо поль-
зоваться величинами ЭПР в максимумах лепестков диаграммы
отражения. Положив величину sin (£Zsin у) = 1 в числителе выра-
жений (4.5) и (4.6), мы получим соотношение, дающее макси-
мальное значение ЭПР передней кромки пилона, удобное при
анализе ЭПР в случае измерений в широкой полосе частот:
- tgy
п )
-	при параллельной поляризации;
( 71 )
mrtg - tgy
\п )
(4.7)
(4.8)
-	при перпендикулярной поляризации.
На рис. 4.5 и 4.6 изображена зависимость ЭПР передней
кромки пилона от длины волны для параллельной и перпендику-
лярной поляризации падающей электромагнитной волны. Как
видно из графиков, ЭПР пилона при горизонтальной поляриза-
ции существенно ниже его ЭПР при поляризации вертикальной.
Рис. 4.6. Зависимость ЭПР передней
кромки пилона от длины волны для
перпендикулярной поляризации
падающей волны
Рис. 4.5. Зависимость ЭПР передней
кромки пилона от длины волны для
параллельной поляризации
падающей волны
8. Балабуха Н.П.
113
4.4. ПОДВЕСКА ОБЪЕКТА НА СТРОПАХ (ТРОСАХ)
Отражение от пенопластовых колонн, используемых для под-
держки исследуемых объектов при измерениях ЭПР, существенно
возрастает с увеличением их объема. Для тяжелых исследуемых
объектов с малой величиной ЭПР применение пенопластовых
колонн в качестве опоры становится неприемлемым вследствие
значительной собственной величины их ЭПР из-за существенно-
го увеличения размеров опоры [7].
Альтернативой пенопластовым колоннам для поддержки ис-
следуемых объектов при измерениях их ЭПР является подвеска
этих объектов на стропах (тросах). Стропы из современных ма-
териалов из специальных волокон способны выдерживать боль-
шие нагрузки при незначительной их толщине. Этот факт пред-
полагает сильное уменьшение объема устройства подвески, и как
следствие, существенное снижение его ЭПР. Действительно, под-
веска объекта на стропах обеспечивает получение от него низко-
го рассеянного сигнала. Однако такое устройство подвески не
обеспечивает высокую механическую устойчивость исследуемо-
го объекта при измерениях, что приводит к существенным за-
труднениям при использовании различных специальных методов
обработки измеренного сигнала, например, в случае измерения
локальных центров рассеяния. Малое отражение радиоволн в
данном случае обусловлено тем, что стропы (тросы) берутся как
можно тоньше и, по возможности, натягиваются под углом к
электрическому вектору падающей электромагнитной волны.
Оценку ЭПР неметаллической стропы можно провести, исполь-
зуя строгое решение двумерной задачи рассеяния электромагнит-
ной волны бесконечным диэлектрическим цилиндром радиуса а и
диэлектрической проницаемостью £.
ЭПР кругового цилиндра для трехмерного случая определя-
ется с помощью формулы:
2	г	12
2/	2 sin(£/siny)	..
о = о2— cos2 у —,	(4.9)
Л	к1 sm у
где у - угол между направлением падения электромагнитной вол-
ны и нормалью к боковой поверхности цилиндра; / - длина ци-
2л
линдра; к = —; к - длина волны; о2 _ величина ЭПР (в метрах)
X
для цилиндра бесконечной длины, полученная на основе решения
двумерной задачи рассеяния плоской электромагнитной волны.
Строгое решение двумерной задачи рассеяния плоской элек-
тромагнитной волны на бесконечном диэлектрическом цилиндре
114
может быть записано следующим образом [8]:
о2 _ 2_
X л
Хрй(-1>
п=0
Сп
Cn+i
(4.10)
где
Г1 - при п = 0
P/Z “ ] Q	’
|^2 - при п = 1
Л (yka)J'n (ка) - yJn (ka)J'n (ука)
J„ (yka)N'n (ка) - yNn(ka)J'n (ука)
-	в случае, когда вектор электрического поля падающей волны
поляризован вдоль оси цилиндра;
с _ yJn(yka)J'n (ка) - Jn (ka)J'n (ука)
yjn (yka)N'n(ka) - Nn (ka)J'n (ука)
-	в случае, когда вектор электрического поля падающей волны
поляризован перпендикулярно оси цилиндра; у = л/Ё, где £ -
относительная диэлектрическая проницаемость материала, из
которого изготовлен цилиндр; Jn(x) и Nn(x) - цилиндрические
функции соответственно 1-го и 2-го рода порядка п и аргумента х;
а - радиус цилиндра;
к = 2лД,
X - длина падающей электромагнитной волны.
ЭПР диэлектрических цилиндров при малых значениях ка мо-
жет быть получена из формулы (4.10). Для этого воспользуемся
асимптотическими представлениями функций Бесселя для малых
аргументов (х < 1):
J0(x) = l; J0'(x) = -|;
W = H Y + in- ; N^) =—;
\7t7L 2J	Ttx
2	2
N^x) =------; N{(x) = — .
Ttx	Ttx
8=
115
ка	ка
Рис. 4.7. Результаты расчетов ЭПР диэлектрического цилиндра
с диэлектрической проницаемостью £г = 3,0 в зависимости от электрического
радиуса цилиндра ка для вертикальной (а) и горизонтальной (б) поляризаций
падающей волны
Подставляя эти соотношения в формулу (4.10), получим выраже-
ние для расчета ЭПР диэлектрических цилиндров в низкочастотной
области. В трехмерном случае, воспользовавшись соотношением
(4.9), находим следующие выражения для ЭПР диэлектрических
цилиндров длины /:
л/2
о =----(е - l)2(to)4 (параллельная поляризация) (4.11)
4
о = л/2
(г-1)2
(г + 1)2
(to)4 (перпендикулярная поляризация). (4.12)
На рис. 4.7 приведены результаты расчетов ЭПР диэлектри-
ческого цилиндра с диэлектрической проницаемостью = 3,0 в
зависимости от электрического радиуса цилиндра ка для вер-
тикальной и горизонтальной поляризаций падающей волны.
Как видно из графиков, различие ЭПР цилиндров для горизон-
тальной и вертикальной поляризаций невелико. При небольших
значениях радиуса цилиндра различие в ЭПР составляет пример-
но 6 дБ. С увеличением радиуса цилиндра эта разница уменьша-
ется и при ка > 2 это различие в усредненной ЭПР становится
незначительным.
При малых значениях радиусов цилиндра (to < 1) наблюдает-
ся увеличение ЭПР при обеих поляризациях по закону (to)4, т.е.
ЭПР диэлектрических цилиндров возрастает пропорционально
четвертой степени от частоты падающей электромагнитной вол-
ны. В настоящее время имеются синтетические материалы, из
116
которых могут быть изготовлены высокопрочные стропы или
тросы, выдерживающие большие нагрузки при их малом диаметре.
На рис. 4.8 представлены диаграммы для некоторых матери-
алов, изготовленных из синтетических волокон, которые харак-
теризуют зависимость деформации (растяжения) материала в
процентах от приложенной удельной нагрузки. Для простоты эти
зависимости аппроксимированы на графике прямыми, хотя в
действительности они для большинства материалов таковыми не
являются. Ординаты конечных точек прямых указывают преде-
лы прочности синтетических волокон. Следует обратить внима-
ние на то, что соответствующие прямые для волокон льна, хлоп-
ка и нейлона имеют значительно меньший наклон по сравнению
с более прочными и эластичными материалами. В дополнение к
тому, что лен, хлопок и нейлон суть наименее прочные материа-
лы из приведенных на диаграммах, эти материалы в наибольшей
степени подвержены растяжению (удлинению) при воздействии
нагрузки и поэтому их использование нежелательно в системах
подвески объектов при измерении ЭПР.
Характеристики, представленные на рис. 4.8, получены во
время испытаний в лабораторных (идеальных) условиях [5] и
Рис. 4.8. Диаграммы материалов в виде синтетических волокон,
характеризующие зависимость растяжения волокон (в процентах)
от приложенной удельной нагрузки
117
должны быть ужесточены при проектировании систем подвеса,
работающих в реальных (полевых) условиях.
Прочность S стропы радиуса а, удерживающая максималь-
ную нагрузку Р, есть:
5 = -^.
ля	(4.13)
Полагая, что радиус стропы является электрически малым во
всем интересующем нас диапазоне частот, и худшим случаем явля-
ется параллельная поляризация падающей электромагнитной вол-
ны, мы можем найти радиус стропы, используя уравнение (4.13).
Подставив полученное значение радиуса в выражение (4.11), опре-
деляем ЭПР стропы. Если стропа имеет конечную длину / и вся ос-
вещается падающей волной, получаем следующее выражение:
_ 4л/2(е-1)2 2 4
с452	7 ’	(4.14)
где с - скорость света в вакууме.
Выражение (4.14) показывает, что ЭПР пропорциональна
четвертой степени частоты падающей волны. Это означает, что
при постоянных значениях остальных параметров в (4.14) ЭПР
стороны возрастает в 16 раз при увеличении частоты в два раза.
С другой стороны, ЭПР стропы пропорциональна квадрату вели-
чины нагрузки Р. Отсюда следует, что система подвески объекта
на стропах более эффективна на низких частотах для легких ис-
следуемых объектов и мало эффективна при измерениях тяже-
лых объектов на высоких частотах.
Кроме того, в выражении (4.14) прочность стоит в знаменате-
ле во второй степени. Это говорит о том, что если мы применим
в два раза более прочную стропу, ее ЭПР уменьшится в 4 раза.
Анализ уравнения (4.14) показывает, что отражение от строп на
частотах менее 1 ГГц может быть приемлемо во многих случаях
потому, что оно достаточно мало, но на частотах выше 1 ГГц от-
ражение от стропы достаточно высоко, по крайней мере в случае
системы подвеса для тяжелых объектов.
Выше были рассмотрены случаи оценки ЭПР строп для сис-
тем подвеса, когда электромагнитная волна падает перпендику-
лярно стропе. Можно обеспечить дальнейшее снижение ЭПР си-
стемы подвеса, выбрав такую ее конструкцию, чтобы стороны
системы подвеса составляли угол с направлением падения элект-
ромагнитной волны, отличный от 90°. Рассмотрим случай на-
клонного падения плоской волны на стропу. Пусть угол между
направлением падения волны и нормалью к стропе равен у.
118
Рис. 4.9. Зависимость снижения ЭПР
стропы от угла наклона
В этом случае мы можем воспользоваться выражением (4.9) для
оценки уменьшения ЭПР стропы. Полагая в выражении (4.9)
sin(£Zsin у) = 1 и разделив полученное соотношение на величину
ЭПР стропы при у = 0, получим величину снижения ЭПР стропы:
Ao = (Wtgy)-2.	(4.15)
Результаты расчетов по соотношению (4.15) представлены на
рис. 4.9.
Из графиков видно, что можно уменьшить отражение от стро-
пы более чем на 25 дБ при ее наклоне на угол 10° относительно
фронта падающей плоской волны при длине стропы более 5Х.
4.5. СИСТЕМЫ КООРДИНАТ УСТРОЙСТВ ПОДДЕРЖКИ
ИССЛЕДУЕМЫХ ОБЪЕКТОВ
Рассмотрение представленных выше типов устройств под-
держки исследуемых объектов показывает, что существует две
основные возможности задания системы координат для описания
изменения положения исследуемого объекта относительно без-
эховой камеры. Эти возможности зависят от того, каким образом
119
Азимутальная ось вращения
Рис. 4.10. Система координат
“ось угла места над осью азимута”
осуществляется ориентация в пространстве измеряемого рассеи-
вателя. Поддерживающие устройства в виде малоотражающих
колонн или подвески на фалах в основном осуществляют плавное
изменение положения (вращение) исследуемого объекта относи-
тельно приемной и передающей антенн в горизонтальной (азиму-
тальной) плоскости обзора. При этом объект устанавливается на
колонне или подвешивается на фалах в фиксированном положе-
нии в вертикальной (угломестной) плоскости обзора. Данный
случай изображен на рис. 4.10. Здесь прямоугольная система ко-
ординат xyz является опорной и связана с безэховой камерой.
Ее ось Ох направлена на передающую антенну. Здесь также вве-
дена местная сферическая система координат R, 0, ср, связанная с
устройством поддержки рассеивателя. Оси Oz прямоугольной и
сферической систем координат совпадают с осью вращения ис-
следуемого объекта. Объект устанавливается на колонне или за-
крепляется на фалах так, что его ось образует угол у с осью вра-
щения Oz. При измерениях рассеиватель, изображенный на
рис. 4.11 в виде прямой стрелки, изменяет свое положение в гори-
зонтальной плоскости хОу прямоугольной системы координат
или в азимутальной плоскости 9 = —
при этом происходит изме-
нение угла ср местной сферической системы координат. В данном
случае мы говорим об устройстве поддержки рассеивателя типа
“ось угла места над осью азимута”. Схематично этот тип поддер-
120
живающего устройства исследуемого объекта изображен справа
внизу на рис. 4.11. Подчеркнем, что устройства поддержки рассе-
ивателя типа “ось угла места над осью азимута” осуществляют
плавное изменение положения (вращение) исследуемого объекта
всегда в горизонтальной (азимутальной) плоскости обзора, сов-
падающей с горизонтальной плоскостью безэховой камеры.
Поддерживающие устройства в виде наклонных металличе-
ских пилонов могут несколько иначе изменять ориентацию иссле-
дуемого объекта в пространстве безэховой камеры. При измере-
ниях рассеиватели устанавливаются на валу позиционера пилона.
Плавное изменение положения (вращение) исследуемого объек-
та относительно приемной и передающей антенн осуществляется
путем вращения вала позиционера, на котором установлен иссле-
дуемый объект. При этом изменение положения объекта в
вертикальной плоскости безэховой камеры производится с помо-
щью наклона вала позиционера с установленным на нем рассеи-
вателем на заданный угол относительно вертикали безэховой ка-
меры. Данный случай изображен на рис. 4.11, где рассеиватель
схематически изображен в виде прямой стрелки в нижнем правом
углу рисунка. Здесь опорная прямоугольная система координат
xyz, связанная с безэховой камерой, расположена так же, как и в
предыдущем случае. Ее ось Ох так же направлена на передаю-
щую антенну. Однако местная сферическая система координат/?,
0, ср, связанная с устройством поддержки рассеивателя, располо-
жена иначе. Ось Oz' местных дополнительной прямоугольной
x'y'z' и сферической систем координат совпадает с осью вращения
Азимутальная ось вращения
Измереямый
объект
Азимутальная
ось вращения
Угломестная
ось вращения
Рис. 4.11. Система координат
“ось азимута над осью угла места’
121
исследуемого объекта и составляет угол у с осью Oz опорной
прямоугольной системы координат. Ось Ох' образует угол у с
плоскостью хОу, а оси Оу и Оу' совпадают. В данном случае при
измерении характеристик рассеяния исследуемый объект враща-
ется в плоскости х'Оу' дополнительной местной прямоугольной
системы координат x у z или в азимутальной плоскости 0 = —
местной сферической системы координат, при этом происходит
изменение угла ср местной сферической системы координат.
Здесь мы говорим об устройстве поддержки рассеивателя типа
“ось азимута над осью угла места”. Схематично этот тип поддер-
живающего устройства исследуемого объекта изображен справа
внизу на рис. 4.12. Подчеркнем, что устройства поддержки рассе-
ивателя типа “ось азимута над осью угла места” осуществляют
плавное изменение положения (вращение) исследуемого объекта
в плскости обзора, составляющей угол у с горизонтальной плос-
костью безэховой камеры.
4.6. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ
ОПОРНО-ПОВОРОТНОГО УСТРОЙСТВА
В ВИДЕ НАКЛОННОГО МЕТАЛЛИЧЕСКОГО ПИЛОНА
В настоящем подразделе приведено описание опорно-пово-
ротного устройства в виде наклонного металлического пилона,
применяемого для измерения характеристик рассеяния исследу-
емых объектов, разработанного совместно Институтом теоре-
тической и прикладной электродинамики Российской академии
наук и Южнороссийским государственным университетом.
Внешний вид опорно-поворотного устройства представлен на
рис. 4.12.
Опорно-поворотное устройство относится к типу “ось азиму-
та над осью угла места”. Оно предназначено для пространствен-
ного ориентирования с высокой точностью в азимутальной и уг-
ломестной плоскостях под управлением ПЭВМ установленного
на нем исследуемого объекта. Описываемое устройство имеет
следующие основные технические характеристики:
диапазон перемещения объекта
в азимутальной плоскости, град	±180
диапазон перемещения объекта
в угломестной плоскости, град	±20
максимальная скорость перемещения
относительно обеих осей, град/мин	72
точность позиционирования, угловые сек	40
122
Рис. 4.12. Вид опорно-поворотного устройства
для измерения характеристик рассеяния объектов
максимальный крутящий момент
относительно азимутальной оси, Нм	110
максимальный крутящий момент
относительно угломестной оси, Нм	4000
максимальная грузоподъемность, кг	300
масса опорно-поворотного устройства, кг	750
ЭПР опорно-поворотного устройства в
диапазоне частот 2,0-37,7 ГГц, м2	0,01-0,001
Схематический вид опорно-поворотного устройства предста-
влен на рис. 4.13. Конструкция опорно-поворотного устройства
123
содержит следующие основные элементы, изображенные на
рис. 4.13:
привод угла места	поз. 5
азимутальный привод	поз. 6
датчики угла	поз. 7 и 8
металлический пилон	поз. 9
тележка транспортная	поз. 10
пневматическое разгружающее устройство	поз. 26
Опорно-поворотное устройство представляет собой опору 6 в
виде наклонного вертикального металлического пилона, устано-
вленного на транспортную тележку 10. Пилон имеет поперечное
сечение оживальной формы. Причем оживало ориентировано
так, чтобы прямая, соединяющая его кромки, была направлена
вдоль продольной оси БЭК. Внутри в верхней части пилона уста-
новлен двухкоординатный позиционер 7, с помощью которого
осуществляется перемещение исследуемого объекта 2 относи-
тельно азимутальной оси 3 и перпендикулярной ей угломестной
оси 4 в соответствии с программой, управляющей ПЭВМ. Внут-
ри пилона также находится мощная поддерживающая конструк-
ция 32 с основанием 34, на которые установлены позиционер и
металлическая обшивка пилона 6.
Опора в виде пилона установлена на транспортную тележ-
ку 70, предназначенную для перемещения опорно-поворотного
устройства внутри и вне БЭК, а также для установки и фиксации
опорно-поворотного устройства в заданном положении. У станов-,
ка опорно-поворотного устройства осуществляется с помощью
четырех винтов 28, которые входят в базовые конические отвер-
стия колодок 25, закрепленных на рельсах 27 или на полу БЭК.
Одна пара винтов, расположенная на ближнем конце транспорт-
ной тележки, определяет положение азимутальной оси опорно-
поворотного устройства относительно установочных отверстий.
Другая пара винтов 28, расположенная на противоположном кон-
це транспортной тележки, взаимодействует непосредственно с
поверхностью рельсов 27. Одновременной регулировкой всех че-
тырех винтов 28 достигается вертикальное положение азиму-
тальной оси 3. Окончательная установка опорно-поворотного
устройства осуществляется с помощью фиксаторов 30. Установ-
ка исследуемого объекта осуществляется на выходной вал 16
азимутального привода 7. На противоположном конце этого
вала установлен датчик 7 угла положения оси в азимутальной
плоскости. Датчик 8 угла положения в угломестной плоскости раз-
мещен в верхней части пилона 9 и взаимодействует с угломестным
124
26
28
27^
Рис. 4.13. Конструкция опорно-поворотного устройства
23
25.
125
приводом через безлюфтовый кривошипно-шатунный меха-
низм.
Азимутальный и угломестные приводы предназначены для
вращения исследуемого объекта относительно оси азимута или
угла места с заданной постоянной скоростью или с заданным ша-
гом угла поворота. Величина скорости и шаг угла поворота зада-
ются управляющей ЭВМ. Угломестный привод работает по
принципу винтовой передачи.
Датчики угла определяют точность позиционирования иссле-
дуемого объекта и являются источниками сигналов обратной
связи по его перемещению относительно осей азимута и угла ме-
ста. Оба датчика идентичны по конструкции и определяют абсо-
лютное значение угла положения исследуемого объекта в соот-
ветствующей плоскости. Точность определения угла составляет
40 угловых секунд.
Опорно-поворотное устройство может позиционировать
объекты массой до 300 кг. При этом объекты массой до 50 кг ус-
танавливаются непосредственно на опорно-поворотное устрой-
ство. Объекты массой от 50 до 300 кг подвешиваются на стропах
к разгружающему устройству 26, которое крепится к потолку
БЭК, и после этого устанавливаются на опорно-поворотное
устройство. Разгружающее устройство представляет собой уст-
ройство, оснащенное пневматическим цилиндром, с помощью
которого автоматически под контролем системы управления осу-
ществляется компенсация веса (обезвешивание) исследуемого
объекта до величины 50 кг, а также компенсация изменения дли-
ны подвески на фалах, возникающего при изменении положения
объекта относительно оси угла места.
Система управления состоит из блока питания, контроллера,
двух усилителей мощности и лицевой панели с клавиатурой и ин-
дикатором положения осей.
Система управления ОПУ выполнена в виде электронного
блока и соединена с ОПУ при помощи кабельной системы. Кро-
ме этого, система управления соединена с управляющей ЭВМ по
интерфейсу GPIB при помощи специального кабеля. Для обеспе-
чения ручного режима работы в состав изделия включен пульт
ручного управления.
Для контроля углового положения ОПУ на каждой оси уста-
новлены датчики углового положения. Датчики угла являются
источником сигнала обратной связи по перемещению относи-
тельно соответственно азимутальной и угломестной осей. В ка-
честве датчиков угла используются 15-разрядные датчики моде-
ли A25S фирмы Gurley Precision Instruments (GPI).
126
Система управления имеет три режима работы: автоматиче-
ский (управление ОПУ осуществляется от ЭВМ), автономный
(управление ОПУА осуществляется с лицевой панели системы
управления) и ручной (от пульта ручного управления).
Автоматический режим работы является основным режимом
при проведении измерений характеристик рассеяния. В автома-
тическом режиме работы траектории и скорости вращения осей
ОПУ определяются командами, получаемыми системой управле-
ния от управляющей ЭВМ по интерфейсу GPIB. При этом осуще-
ствляется непрерывный контроль за положением осей ОПУ и при
достижении заданных положений осей системой управления фор-
мируются импульсы, подаваемые на аппаратуру измерительного
комплекса. Тем самым достигается синхронизация процесса изме-
рения с пространственным положением исследуемого объекта.
Автономный режим используется при техническом обслужи-
вании ОПУ, при проверке работоспособности ОПУ и определе-
нии его технических характеристик. В этом режиме работы упра-
вление осями ОПУ осуществляется раздельно во времени. При
этом задание на позиционирование оси и скорость движения вво-
дится с клавиатуры лицевой панели и отображается на ЖК-инди-
каторе. В этом режиме производится измерение скоростей
вращения ОПУ, точности позиционирования и др. параметров,
характеризующих работоспособность ОПУ.
Ручной режим работы предназначен для выполнения техно-
логических операций при подготовке к измерениям. В этом слу-
чае управление осями ОПУ осуществляется при помощи пульта
ручного управления. В этом режиме оператор имеет возмож-
ность установить ось ОПУА в положение, удобное для монтажа
и демонтажа исследуемых объектов на ОПУ при подготовке их к
измерениям.
Усредненная ЭПР опорно-поворотного устройства, установ-
ленного в измерительной системе компактного полигона, кото-
рый описан в разделе 10, составляет 0,01-0,001 м2 в диапазоне
частот от 2,0 до 37,7 ГГц [10]. График зависимости измеренной
усредненной ЭПР опорно-поворотного устройства представлен
на рис. 5.15 в разделе 5. Представленные значения ЭПР опорно-
поворотного устройства зависят от величины поверхности ОПУ,
которая освещается падающей электромагнитной волной, излу-
чаемой коллиматором. Во время измерений сигнал, отраженный
от опорно-поворотного устройства, может быть скомпенсирован
аппаратурой измерительной системы на 40-50 дБ. Степень ком-
пенсации зависит от того, насколько сильно взаимодействуют
исследуемый объект и опорно-поворотное устройство.
127
ЛИТЕРАТУРА
1.Вайнштейн Л.А. Электромагнитные волны. М.: Радио и связь, 1988.
Z.WaitJ.R. Scattering of a plan wave from a circular dielectric cylinder at oblique inci-
dence Ц Canad. J. Phis. 1955. Vol. 33. P. 189-195.
3.Tang C.H. В ackscattering from dielectric-coated infinite cylindrical obstacles // J.
Appl. Phis. 1957. Vol. 28. P. 628-633.
A.Plonus MA. Theoretical investigations of scattering from plastic foams // IEEE
Trans. Antennas Propagat. 1965. Vol. АР-13. P. 88-93.
5.Knott E.F. et al. Radar cross section measurement. 2nd ed. Boston: Artech House,
1993.
b.Kouyouvjian R.G., Phathak P.H. Uniform theory of diffraction for an edge in per-
fectly conducting surface // Proc, of the IEEE. 1974, Vol. 62. P. 1448-1461.
l.Freeny C.C. Target support parameters associated with radar reflectivity measure-
ments Ц Proc, of the IEEE. 1965. Vol. 53, N 8. P. 1066-1074.
%.Bussey H.E., Richmond J.H. Scattering by a lossy dielectric cylindrical multilayer //
IEEE Trans. Antennas Propagat. 1975. Vol. АР-23. P. 723-725.
9.Jenior ТВ A. A’ survey of analytical techniques for cross-section estimation // Proc,
of the IEEE. 1965. Vol. 53. P. 948-959.
\Q.Balabukha N.P., Tse-Tong Chia, Solosin V.S., Zubov A.S. A compact range for RCS
and antenna measurements: Test results // AMTA Symp. Proc.2001. P. 383-386.
5. ИЗМЕРИТЕЛЬНЫЕ СИСТЕМЫ
5.1.	ВИДЫ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
При измерениях в компактных полигонах как правило требу-
ется чувствительность, позволяющая измерять объекты с ЭПР
вплоть до -50--70 дБсм2 при допустимом времени измерения
диаграммы рассеяния от нескольких десятков секунд до несколь-
ких минут. Ниже будет показано, что при мощности генератора
10-100 мВт сигнал, отраженный от объекта даже со столь малым
ЭПР, будет превышать тепловые шумы обычного малошумящего
усилителя. Однако особенностью измерений ЭПР в компактных
полигонах является наличие сильных паразитных (помеховых)
сигналов, на фоне которых необходимо выделить этот сравни-
тельно небольшой полезный сигнал. Именно эффективность
разделения паразитных и полезного сигналов в итоге определяет
такие важные характеристики компактных полигонов как чувст-
вительность и точность измерений.
Сигнал просачивания между передающим и приемным об-
лучателями измерительной системы (ИС) является доминиру-
ющим среди паразитных сигналов. Также значительным по
амплитуде является сигнал, отраженный от краев коллимато-
ра. В результате полезный сигнал может быть на несколько
десятков децибел меньше паразитного. Существует три основ-
ных способа разделения сигналов, отраженных от объекта, и
паразитных сигналов:
а)	векторное вычитание помеховых отражений, предвари-
тельно измеренных в пустой камере, из суммарного отраженного
сигнала (реализуется в виде компенсационного канала в аппара-
туре или путем последующей математической обработки);
б)	использование импульсной модуляции передающего и при-
емного каналов для аппаратного разделения отраженных сигна-
лов во временной области;
в)	преобразование во временную область отраженного сигна-
ла, измеренного в частотной области, с последующим выделени-
ем (вырезанием) во временной области полезного сигнала.
9. Балабуха Н.П.
129
Рис. 5.1. Блок-схема компенсационной ИС
1 - генератор, 2 - усилитель, 3 - ответвитель, 4 - передающий облучатель, 5 - настраи-
ваемый атенюатор, 6 - настраиваемый фазовращатель, 7 - приемный облучатель,
8 - ответвитель, 9 - приемник
Реализующие первый подход и получившие широкое распро-
странение компенсационные ИС непрерывного облучения
(рис. 5.1) очень просты и не требуют дорогостоящей аппаратуры.
В таких системах в приемный канал добавляется сигнал, равный
по амплитуде паразитному сигналу со сдвинутой на 180° фазой.
Настройка компенсационного канала производится с помощью
аттенюатора (5) и фазовращателя (6) по минимуму выходного
сигнала Лвых при измерении в БЭК без объекта. Хотя при исполь-
зовании супергетеродинного приемника (9) в данной ИС достига-
ется приемлемая чувствительность, такие системы являются ис-
ключительно одночастотными и обладают ограничением по ве-
личине компенсации помеховых отражений. Также применение
этих систем требует высокую стабильность частоты и высокую
чистоту спектра излучаемого сигнала. На рис. 5.2. показаны
Частота
излучения
--------------t
А А
‘вых
Рис. 5.2. Временные диаграммы ком-
пенсационной ИС при измерении
неподвижного объекта
временные диаграммы компенсационной ИС при измерении не-
подвижного объекта для последующего сравнения с другими ИС.
Более эффективными являются системы, использующие ап-
паратурное выделение отражения от объекта во временной об-
ласти. Одним из вариантов таких широкополосных ИС является
импульсная система с использованием генератора очень коротких
130
Рис. 5.3. Блок-схема стробоскопической ИС
1 - генератор СВЧ радиоимпульсов, 2 - усилитель, 3 - передающий облучатель, 4 -
генератор синхроимпульсов, 5 - приемный облучатель, 6 - стробоскопический приемник
радио-импульсов (длительностью в доли наносекунды), показан-
ная на рис. 5.3. К сожалению, импульсные генераторы не позво-
ляют гибко контролировать спектр излучаемого сигнала, что не-
обходимо в компактных полигонах при работе со стандартными
волноводными облучателями, и к тому же требуют высокой пи-
ковой мощности для обеспечения приемлемой чувствительности.
К недостаткам можно отнести и присущую многим системам отно-
сительно высокую погрешность измерения фазы отраженного сиг-
нала. На рис. 5.4 показаны упрощенные временные диаграммы
стробоскопической ИС при измерении неподвижного объекта.
Более распространенными являются системы со ступенчатой
перестройкой частоты. В них генератор последовательно излуча-
ет синтезированные монохроматические сигналы с частотами
fn=fQ + п А/шаг, в то время как приемник измеряет амплитуду и фазу
Рис. 5.4. Временные диаграммы стробоскопической ИС при измерении
неподвижного объекта
отраженного сигнала на каждой из этих частот. Шаг по частоте
А/Шаг и, следовательно, требуемое количество частот N определя-
ется видом последующей обработки отраженного сигнала. Коли-
чество частот обычно составляет от нескольких сот до несколь-
ких тысяч. Преимуществом таких систем является использование
стандартных и широко распространенных прецизионных вектор-
ных анализаторов цепей (vector network analyzer). В качестве
9
131
Рис. 5.5. Блок-схема ИС со ступенчатой перестройкой частоты
1 - генератор (основной), 2 - усилитель, 3 - ответвитель, 4 - передающий облучатель,
5 - опорный низкочастотный генератор, 6 - генератор (гетеродин), 7 - миксер опорного
канала, 8 - приемник опорного канала, 9 - приемный облучатель, 10 - миксер основного
канала, 11 - приемник основного канала
основного генератора (7, рис. 5.5) используется синтезатор час-
тот, а генератор 6 (гетеродин) в анализаторах цепей имеет час-
тоту Fb сдвинутую относительно излучаемой частоты F на значе-
ние промежуточной частоты Fn4, равное нескольким мегагерцам.
После миксеров основного канала (70) и опорного канала (7),
сигналы промежуточной частоты поступают на квадратурные
приемники основного и опорного каналов (S, 77), которые изме-
ряют амплитуду (Л) и фазу (ср) принятого сигнала. Синхрониза-
ция гетеродина с основным генератором осуществляется с помо-
щью цепи фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) либо по
эталонному кварцевому генератору, как показано на рисунке
пунктирной линией, либо по излучаемому сигналу, как показано
точечной линией.
Точность установки частоты в синтезаторах определяется
встроенным термостабилизированным опорным кварцевым ге-
нератором и легко достигает 10~9, что более чем достаточно для
измерений в компактных полигонах. Используя последующую
обработку измеренного сигнала, помеховые отражения в таких
системах подавляются двумя способами: а) путем вычитания сиг-
нала, предварительно измеренного в пустой камере, и б) исполь-
зуя преобразование из частотной области во временную и обрат-
но с подавлением во временной области отражений с временами
задержек, не совпадающими с временами задержек сигнала, от-
раженного от объекта. Сочетание этих двух подходов в совре-
132
Рис. 5.6. Временные диаграммы ИС со ступенчатой пе-
рестройкой частоты при измерениине подвижного
объекта
менных векторных анализаторах позволяет
подавлять помеховый сигнал на 60-80 дБ в те-
чение относительно долгого времени, однако
этого не всегда достаточно для достижения
требуемой чувствительности и точности изме-
рений ЭПР в компактных полигонах. Другим
недостатком систем со ступенчатой перестрой-
кой частоты является то, что типичные синте-
заторы, используемые в векторных анализаторах, обладают не-
высоким быстродействием при перестройке частоты (типичное
время - несколько миллисекунд на одну частотную точку), а для
получения однозначного преобразования частота-время обычно
требуется провести измерения в нескольких сотнях частотных
точек. На рис. 5.6 показаны временные диаграммы ИС со ступен-
чатой перестройкой частоты.
Вариантом многочастотных ИС являются и системы с линей-
ной перестройкой частоты. Блок-схема таких систем не отли-
чается от рассмотренной выше (см. рис. 5.5), однако частота в
них изменяется не ступенчато, а непрерывно. Этот режим пере-
стройки используется и в векторных анализаторах цепей. В отли-
чие от простейших систем с линейной частотной модуляцией
(ЛЧМ), векторные анализаторы цепей в таком режиме пере-
стройки измеряют не только амплитуду, но и фазу отраженного
сигнала в заданных частотных точках. В настоящее время гене-
раторы с линейной перестройкой частоты позволяют обеспечить
высокую повторяемость перестройки частоты, необходимую для
эффективного вычитания помеховых отражений. Также они по-
зволяют получить высокую линейность перестройки частоты,
необходимую для корректного использования преобразования
сигнала во временную область. При этом время перестройки
Частота (— F, -  Fу)
Рис. 5.7. Временные диаграммы ИС с линейной перестройкой частоты при
измерении неподвижного объекта
133
Рис. 5.8. Блок-схема ЛЧМ ИС
1 - генератор, 2 - усилитель, 3 - ответвитель, 4 - передающий облучатель, 5 - ате-
нюатор, 6 - приемный облучатель, 7 - миксер, 8 - приемник
частоты в широком диапазоне может составлять 5-100 мс, что
существенно сокращает общее время измерений. Например,
для современных векторных анализаторов PNA фирмы Agilent
время измерения частотного отклика в 1601 точке в диапа-
зоне 8-12 ГГц составляет около 60 мс. На рис. 5.7 показа-
ны временные диаграммы для систем с линейной перестрой-
кой частоты на примере векторного анализатора цепей
(см. рис. 5.5).
В простейших ИС с линейной перестройкой частоты в каче-
стве гетеродина используется излучаемый сигнал (гомодинные
ЛЧМ системы) (рис. 5.8, 5.9).
Однако у таких систем при малых расстояниях, типичных для
компактных полигонов, и, как следствие, невысоких промежу-
точных частотах чувствительность и точность измерений ограни-
чены, а использование предварительного усилителя в приемном
канале влияет на долговременную стабильность и динамический
диапазон ИС.
Наиболее современной и гибкой в настоящее время является
многочастотная ИС с импульсной
модуляцией, блок-схема которой по-
казана на рис. 5.10. Импульсная моду-
ляция сигнала в передающем и прием-
ном каналах позволяет устранить ос-
новной недостаток многочастотных
систем - ограниченное подавление по-
меховых сигналов с большой амплиту-
дой. Модулятор в передающем тракте
t
Рис. 5.9. Временные диаграммы ЛЧМ ИС при
измерении неподвижного объекта
134
Рис. 5.10. Блок-схема ИС со ступенчатой перестройкой частоты и импульсной
модуляцией
Обозначения те же, что и на рис. 5.5 с доп.: 12 - модулятор передающего канала,
13 - модулятор приемного канала
^Частота (—F, —F0
периодически и отключает сигнал, поступающий на передающий
облучатель, а модулятор в приемном канале запирает приемник
в момент прихода наиболее интенсивных помеховых сигналов и
открывает его в момент прихода сигнала, отраженного от объе-
кта. При использовании импульсной модуляции на выходе миксе-
ров опорного и измерительного каналов вместо одной промежу-
точной частоты Fn4 (см. рис. 5.5) имеется целый спектр частот Fn
= Fn4 ± nF^ (рис. 5.10), где FHMn - частота повторения импульсно-
го генератора. При правильном выборе FHMn
входной фильтр приемника типичного век-
торного анализатора цепей отсекает все ча-
стоты, за исключением Fn4, что делает ис-
пользование импульсного модулятора “не-
видимым” для приемника и облегчает инте-
грацию модулятора с широкораспростра-
ненными векторными анализаторами.
На рис. 5.11. приведены временные диа-
граммы многочастотной ИС с импульсной
модуляцией.
Подавления помеховых сигналов в из-
вестных импульсных модуляторах достига-
Рис. 5.11. Временные диаграммы ИС со ступеньча-
той перестройкой частоты и импульсной модуляцией
при измерении неподвижного объекта
135
ет 110-130 дБ при минимальном времени переключения 3-5 нс,
что вполне достаточно для их эффективного использования в
компактных полигонах. Однако модулятор вносит как прямые
дополнительные потери (при прохождении сигнала через пере-
дающий и приемный модуляторы в открытом состоянии), так и
косвенные. Последние возникают из-за существенного сниже-
ния средней мощности излучаемого сигнала при неизменной
максимальной мощности а также с потерями во входном
фильтре промежуточной частоты приемника из-за отсечения
возникающих гармоник. Для снижения потерь вносимых моду-
ляторами, возможно использование усилителя мощности в пе-
редающем канале непосредственно после модулятора и исполь-
зование предварительного усилителя в приемном канале перед
модулятором.
Необходимо отметить, что рассмотренная многочастотная
ИС с импульсной модуляцией, в отличие от большинства других
систем, реализует все три основных подхода по выделению отра-
жений от объекта на фоне помеховых отражений (вычитание по-
меховых отражений, вырезание во временной области путем об-
работки и импульсную модуляцию). Эффективность каждого из
этих подходов зависит от типа помеховых сигналов. Для более
подробного анализа характеристик описанных измерительных
схем рассмотрим виды помеховых сигналов в компактных поли-
гонах.
5.2.	ОСНОВНЫЕ ТИПЫ ПОМЕХОВЫХ СИГНАЛОВ
В КОМПАКТНЫХ ПОЛИГОНАХ
Для описания отражений в компактных полигонах наиболее
наглядным является анализ импульсного отклика (рис. 5.12), ко-
торый либо непосредственно измеряется стробоскопической ИС
при излучении сверхкоротких импульсов, либо получается путем
математического преобразования сигнала, измеренного в частот-
ной области. В импульсном отклике вдоль оси абцисс удобно от-
кладывать “эквивалентное” расстояние d, линейно связанное с
временем задержки t отраженного сигнала формулой d - ct/2 (с -
скорость света), что позволяет такой отклик также называть
далъностным портретом. Сам дальностный портрет удобно
нормировать так, чтобы по оси ординат откладывалась эквива-
лентная ЭПР. Под ней мы понимаем ЭПР воображаемого объе-
кта, который, находясь в рабочей зоне, создаст в приемном трак-
те сигнал с амплитудой равной амплитуде анализируемого сигна-
136
2
Продольная координата, м
Рис. 5.12. Импульсный отклик БЭК, совмещенный с экскизом БЭК (вид сбоку)
Сигналы: показанные на рисунке: 1 - просачивание из передающего в приемный тракт,
2 - просачивание между передающими и приемными облучателями, 3 - отражение от краев
коллиматора, 4 - отражение от устройства крепления облучателей, 5 - отражение от
опорно-поворотного устройства, 6 - переотражение между поворотным устройством и
стенками камеры, 7 - отражение от задней стенки
ла. Здесь и далее, если не оговорено иное, приводятся данные
измерений в компактном полигоне на основе коллиматора МАК-
S. Приведенный на рис. 5.12 дальностный портрет получен по
результатам измерений на таком полигоне в отсутствие объекта
в диапазоне частот 8,2-12,4 ГГц при использовании ИС со ступен-
чатой перестройкой частоты. Сплошной линией показан отклик
в отсутствие объекта, пунктирной - при измерении сферы с ЭПР,
равной -20 дБм2, которая размещена на поворотном устройстве.
Как видно, практически везде, за исключением области в районе
137
Частота, ГГц
Рис. 5.13. Частотная зависимость эквивалентной ЭПР развязки между
облучателями
рабочей зоны, линии сливаются. Аналогичные дальностные
портреты получаются и при измерении в других частотных диа-
пазонах. Для последующего анализа каждое из помеховых отра-
жений выделялось из импульсного отклика и преобразовывалось
обратно в частотную область.
Сигнал 1 (см. рис. 5.12) вызван просачиванием из передающе-
го в приемный тракт как внутри измерительной аппаратуры, так
и через разъемы и элементы ИС. Этот сигнал стабильный, име-
ет небольшую амплитуду и легко компенсируется в любом из ва-
риантов ИС.
Как уже отмечалось, сигнал 2 просачивания между передаю-
щим и приемным облучателями является наиболее сильным. Это
связано с тем, что такие требования к облучателям как широкая
диаграмма направленности, широкая полоса рабочих частот, а
также маленькое расстояние между облучателями (для миними-
зации выноса их из фокуса) не позволяют одновременно достичь
высокой развязки. Для типичных однозеркальных колиматоров,
использующих облучатели с апертурой D - 1-2Х, величина развяз-
ки, как правило, не превышает 35-45 дБ. На рис. 5.13 приведена
частотная зависимость сигнала просачивания для набора круглых
рупорных облучателей коллиматора МАК-5. Каждая группа таких
138
20
15 -
к
CD
10
5
о
-5
-10
-15
-20
4	8	12	16	20	24	28	32	36
Рис. 5.14. Зависимость от частоты эквивалентной ЭПР отражения
от краев коллиматора

Рис. 5.15. Усредненное по поддиапазонам частот
эквивалентное ЭПР опоры
облучателей имеет диапазон рабочих частот, равный рабочему
диапазону частот подводящего прямоугольного волновода.
Видно, что развязка в каждом из поддиапазонов улучшается с
ростом частоты благодаря увеличению относительной аперту-
ры (£>/Х). Использование же моностатической измерительной
139
схемы (с совмещёнными приемным и передающим облучателя-
ми) снижает развязку между приемным и передающим канала-
ми до 10-15 дБ.
Относительно высокую амплитуду имеет и сигнал 3. Этот
сигнал вызван отражением от краев коллиматора. Отражения от
краев имеют разные времена задержек и интерферируют друг с
другом. Поэтому для них среднее и максимальное значения экви-
валентной ЭПР сильно отличаются друг от друга.
На рис. 5.14 приведена зависимость от частоты эквивалент-
ной ЭПР отражения от краев коллиматора.
Упомянутые сигналы 2 и 3 сильно отличаются по времени
задержки от сигнала, отраженного от объекта, что позволяет
эффективно использовать вырезание во временной облас-
ти и/или импульсную модуляцию для их подавления. К тому
же сигналы 2 и 3 стабильны и не зависят от измеряемого объ-
екта.
Сигнал 4 возникает из-за отражения от устройства крепления
облучателей и их защитного кожуха. Этот сигнал небольшой по
амплитуде и легко компенсируется в любой измерительной сис-
теме.
Сигнал 5 является отражением от поворотно-опорного уст-
ройства. Так как это устройство находится на том же месте, что
и объект, то их разделение во временной области в общем слу-
чае невозможно. Сигнал от хорошо спроектированного пово-
ротного устройства в виде металлического наклонного пилона
можно скомпенсировать путем вычитания сигнала, измеренно-
го в БЭК без объекта. Для оценки уровня компенсируемых от-
ражений на рис. 5.15 показан усредненный уровень сигнала в пя-
ти частотных поддиапазонах для наклонного пилона, описанно-
го в разделе 4, с установленной дополнительной пенопластовой
насадкой. Необходимо отметить, что основную сложность для
работы с таким пилоном представляет его взаимодействие с
объектом (переотражения, затенения). Вносимые таким обра-
зом погрешности измерений не могут быть аппаратурно ском-
пенсированы. При работе с пенопластовой опорой эффектив-
ность вычитания сильно зависит от ее деформации после уста-
новки объекта. Кроме того, при повороте сигнал от нее может
измениться, что может потребовать проведение измерений в
БЭК без объекта при нескольких углах поворота опоры для эф-
фективной компенсации.
Сигналы, связанные с многолучевым распространением, не
удается выделить на рис. 5.12, так как время прихода этих сигна-
лов близко к времени прихода отражений от измеряемого объекта.
140
Таблица 5.1. Типы помеховых сигналов и эффективность их подавления различными способами
Тип помехового сигнала	ЭПР в диа- пазоне 8,2- 12,4 ГГц*	Зависимость от типа объекта	Эффективность по- давления при вычи- тании	Эффективность по- давления при выре- зании во временной области	Эффективность подавления при импульсной модуляции (длинные и короткие импуль- сы)
1. Просачивание в аппара- туре	-20 дБм2	Нет	Высокая	Высокая	Высокая
2. Завязка между облуча- телями	+5—1-25 дБм2	Нет	Низкая	Невысокая	Высокая
3. Отражение от краев коллиматора	0-+8 дБм2	Нет	Низкая	Невысокая	Высокая
4. Отражение от системы крепления облучателей	-25 дБм2	Нет	Высокая	Высокая	Невысокая для длинных импульсов, высокая для коротких
5. Отражение от опорно- поворотного устройства	-25 дБм2	Частично	Зависит от объекта	Отсутствует	Отсутствует
6. Переотражения между объектом со стенками и полом	Зависит от объекта	Да	отсутствует	Высокая	Невысокая для длинных импульсов, высокая для коротких
- Многолучевое распространение	Зависит от объекта	Да	отсутствует	Невысокая	Отсутствует для длинных импульсов, невысокая для коротких
7. Отражение от задней стенки	-20-15 дБм2	Частично	Частично	Высокая	Высокая
Для описанного в книге компактного полигона.
- сигнал не показан на графике (см. рис. 5.12).
И хотя амплитуды сигналов многолучевого распространения,
как правило, малы, но для определенных типов объектов с
большой плоской поверхностью возможно появление непро-
порционально большой ошибки измерений. Это особенно за-
метно при тех ракурсах объекта, когда плоская поверхность
объекта максимально отражает падающую волну, связанную
с многолучевым распространением в направление колли-
матора. Погрешности, связанные с многолучевостью, опреде-
ляются качеством материала БЭК и формой краев колли-
матора.
Сигнал 6 (см. рис. 5.12) является следствием переотражений,
в частности переотражений между позиционером, объектом,
стенками и полом БЭК. Его амплитуда определяется типом пово-
ротного устройства и видом измеряемого объекта, и он обычно
подавляется во временной области при обработке.
Последний из показанных на рис. 5.12 сигналов - сигнал 7 -
связан с отражением от задней стенки БЭК. Он имеет меньшую
амплитуду, чем основные помеховые сигналы 2 и 3. Однако
его амплитуда зависит от формы измеряемого объекта (из-за
эффекта затенения), и поэтому он может быть только частично
скомпенсирован вычитанием сигнала, измеренного в БЭК без
объекта. В то же время он хорошо подавляется во временной
области как при обработке, так и при использовании импульс-
ной модуляции. Эквивалентная ЭПР задней стенки в диапазоне
2-37 ГГц в среднем составляет -20 дБм2 и в максимумах не пре-
вышает -10 дБм2.
В табл. 5.1 приведены сводные данные о помеховых сигналах
и эффективности их компенсации в различных системах.
Как видно из таблицы, многолучевое распространение, наря-
ду с взаимодействием между поворотным устройством и измеря-
емым объектом, практически не компенсируются при измерении
и обработке даже при использовании современной аппаратуры.
Вопросы минимизации этих помеховых сигналов должны ре-
шаться на стадии проектирования коллиматора, БЭК и поворот-
ного устройства.
5.3.	ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ СИСТЕМ
В современных измерительных системах, таких как многоча-
стотные ИС с импульсной модуляцией, возможно достижение
предельной чувствительности, определяемой тепловыми шумами
входных цепей приемника и мощностью генератора. В данном
142
разделе приведена оценка предельной чувствительности для
таких систем.
При измерении в компактном полигоне объекта с ЭПР, рав-
ной о, мощность принятого сигнала Рпр связана с мощностью
излучаемого сигнала Рпер следующим соотношением:
С1
р =р —ПР....пеР -о	(5 1)
пр пер (4л)3 Г4 ’	( }
где Gnp, Gnep - коэффициенты усиления приемного и передающе-
го облучателей, F - фокусное расстояние коллиматора [1]. Ти-
пичные значения Gnp и Gnep для короткофокусных коллиматоров
составляют 10-12 дБ. Для рассматриваемого измерительного
комплекса на базе коллиматора МАК-5 с фокусным расстоянием
F = 3,5 м и рабочей зоной диаметром 1,8 м коэффициенты усиле-
ния типовых облучателей изменяются от 10 дБ в длинноволновой
части каждого волноводного поддиапазона до 12 дБ в коротко-
волновой части.
Чувствительность приемного тракта ограничена тепловыми
шумами, спектральная плотность которых на входе приемника
может быть найдена по формуле:
W,	(5.2)
где к = 1,38 • 10~23 - постоянная Больцмана, Т - температура по
шкале Кельвина (равна приблизительно 300° К для неохлажда-
емого приемника), Кш - коэффициент шума приемного тракта.
Необходимо учитывать, что вышеприведенная формула дает
среднюю мощность шумов, а в характеристиках измерительных
систем иногда указывается максимальная мощность шумов, ко-
торая превышает среднюю примерно на 10 дБ. Несмотря на то,
что коэффициент шума современных широкополосных мало-
шумящих усилителей часто не превышает 2-5 дБ, такие усили-
тели характеризуются болыпым тепловым уходом амплитуды и
фазы коэффициента передачи, и для проведения высокоточных
измерений необходимо компенсировать этот уход. При подаче
входного сигнала непосредственно на миксер к коэффициенту
шума необходимо прибавить потери преобразования, которые
для типичных широкополосных измерительных миксеров со-
ставляют 6-12 дБ.
Дополнительные потери на преобразование также вносят ми-
ксеры, работающие не на основной частоте, а на гармониках. На-
пример, при работе на 3-ей гармонике потери на преобразование
увеличиваются на 12 дБ.
143
При работе в режиме импульсной модуляции средняя мощ-
ность, попадающая на приемный миксер, уменьшается на вели-
чину 10 log(THMn/TnepiI(W), где Тимп - время, в течение которого при-
емный или передающий каналы остаются открытыми на протя-
жении периода повторения Тпериод (при несовпадении берется
минимальная величина). Однако при использовании векторного
анализатора цепей тракт промежуточной частоты пропускает
только основную гармонику, а остальные гармоники, возникаю-
щие из-за импульсной модуляции, отрезаются фильтром. Легко
показать, что эквивалентные потери при этом также равны
10 log(THMn/TnepHOfl). Для простоты потери на преобразование мы
будем интерпретировать как увеличение эквивалентной мощно-
сти шумов. В этом случае эквивалентная мощность шумов на
входе приемника, обычно выражаемая в дБ относительно одного
мВт (дБмВт), может быть найдена по формуле:
Рш [ДБмВт] = Кш + /Спреобр +
+ 30+10 log(*TAF) + 20 1оё(Тпериол/Тпып),	(5.3)
где AF - полоса фильтра промежуточной частоты.
Рассмотрим типичные значения для измерительной системы
на базе анализатора 85301В с выносными миксерами, имеющими
потери на преобразование 12 дБ и коэффициент шума 2 дБ при
работе с импульсным модулятором с длительностью импульса
100 нс и периодом повторения 300 нс. Расчет приведем для одно-
го измерения при полосе фильтра промежуточной частоты в
1 кГц. Для такой системы расчет по формуле (5.3) дает мощность
шумов Рш = -134 дБмВт. Приведенная оценка близка к типично-
му уровню шумов при полосе 1 кГц у наиболее чувствительного
векторного анализатора 85301В (-130 дБмВт без учета потерь на
импульсную модуляцию). Аналогичную чувствительность дол-
жен иметь и анализатор PNA при использовании выносных мик-
серов.
При выходной мощности 30 дБмВт, мощность принятого сиг-
нала Рпр, найденная по формуле (5.1) для объекта с ЭПР, равной -
70 дБм2, составляет -105 дБмВт на частоте 10 ГГц. Типичные по-
тери приемо-передающего тракта (кабели, ответвители, фильт-
ры, модуляторы) составляют обычно 5-10 дБ. Уровень сигнала
от объекта должен как минимум на 5-10 дБ превышать макси-
мальный уровень шумов, который в свою очередь на 10 дБ пре-
вышает средний уровень шумов. Таким образом минимально до-
пустимый уровень шумов составляет -125—130 дБмВт, что обес-
печивается рассматриваемым анализатором при полосе 1 кГц и
соответствует времени измерения 1-2 мс на точку. Как видно,
144
время измерения меньше, чем время перестройки частоты в ка-
ждой точке (не менее 3-5 мс при использовании выносных мик-
серов). Время перестройки можно уменьшить, используя встро-
енные миксеры и встроенный гетеродин с системой подстройки
частоты по излучаемому сигналу, однако для таких измеритель-
ных систем чувствительность обычно на 15-20 дБ ниже, и в этом
случае для достижения приемлемой чувствительности приходит-
ся использовать предварительный усилитель и компенсировать
их тепловой уход. При этом для оценки мощности шумов в (5.3)
учитывается только коэффициент шума усилителя Кш, так как
эквивалентные потери на преобразование ^преобр в этом случае
пренебрежимо малы.
Таким образом, при измерении ЭПР в компактных полигонах
с повышенными требованиями к чувствительности, как правило,
используется одна из двух вышеописанных измерительных сис-
тем: либо система с выносными миксерами и ступенчатой пере-
стройкой частоты, либо система с встроенными миксерами и
предварительным усилителем, работающая в режиме линейной
перестройки частоты.
5.4.	КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ИС
НА БАЗЕ АППАРАТУРЫ HEWLETT-PACKARD
Измерительная аппаратура фирмы Agilent (бывшая Hewlett-
Packard) широко используется в компактных полигонах. Такие
ИС этой фирмы, как НР85301В,С, были специально спроектиро-
ваны для измерения ЭПР объектов и характеристик антенн в ди-
апазоне частот 1-50 ГГц. В настоящее время в таких системах
вместо микроволнового приемника НР8530 используется совре-
менный векторный анализатор цепей PNA. Хотя импульсные мо-
дуляторы отсутствуют в номенклатуре изделий Agilent, модуля-
торы компаний Orbit-FR, EADS легко встраиваются в ИС, что по-
зволяет достичь очень высоких чувствительностей при измере-
нии ЭПР. Как правило, в компактных полигонах измерительные
системы используются как для измерения ЭПР объектов, так и
для измерения параметров антенн. Описанная ниже в качестве
примера ИС со ступенчатой перестройкой частоты и импульсной
модуляцией позволяет измерять матрицу рассеяния объектов с
ЭПР до -70 дБм2 в диапазоне частот 2-18 ГГц в компактном по-
лигоне с диаметром рабочей зоны 1,8 м. При переконфигурации
система может проводить измерения в диапазоне 1-40 ГГц. Систе-
ма, подобная описанной, установлена в компактном полигоне, со-
зданном на базе коллиматора МАК-5 [2, 3].
10. Балабуха Н.П.
145
На рис. 5.16 показана блок-схема измерительной системы.
Она может быть условно разделена на передающую и приемную
части.
Передающая система. Передающая система состоит из
встроенного в анализатор цепей PNA (7) синтезатора, модулято-
ра (3), усилителя мощности (5), ответвителя (6), переключателя
(7) и передающих облучателей (9).
Синтезатор частот (RF генератор) обеспечивает высокоста-
бильный сигнал с регулируемой выходной мощностью до
+6 дБмВт в диапазоне 0,01^0 ГГц. Синтезатор программируется
с помощью ЭВМ по шине HP-IB (стандарт IEEE 488) или по ши-
не LAN (локальной сети), а перестройка частоты осуществляется
при подаче внешнего TTL-импульса, который поступает с конт-
роллера 85330А (70). В таком режиме скорость установки часто-
ты достигает 2-3 мс на точку. С выхода генератора сигнал посту-
пает на модулятор. Модулятор отражательного типа управляется
контроллером HG2000 фирмы EADS. Затем сигнал поступает на
усилитель 83020. Выходная мощность усилителя составляет око-
ло 1 Вт во всем частотном диапазоне. После усилителя часть сиг-
нала через направленный ответвитель 87301 идет на формирова-
ние опорного канала, а основная мощность поступает на элек-
тромеханический переключатель 8761 и далее на облучатели
коллиматора вертикальной (V) и горизонтальной (77) поляриза-
ций. Переключатель управляется контроллером 87130А.
12	8
Рис. 5.16. Блок-схема измерительной системы
146
Опорный канал, который формируется в передающей системе,
служит для привязки амплитуд и фаз излученного и принятого
сигналов в измерительной системе. Сигнал опорного канала
ответвляется после усилителя, что позволяет обеспечить ком-
пенсацию его нестабильности и теплового ухода.
Приемная система. Приемная система состоит из приемных
облучателей (77), переключателя (72), модулятора (4), циркуля-
тора (75), фильтра (74), миксеров основного (75) и опорного (76)
каналов с блоком управления 85309А (77), гетеродина (LO гене-
ратора) PSG (7S) и микроволнового приемника, встроенного в
анализатор цепей PNA. Приемные облучатели коллиматора
вертикальной и горизонтальной поляризаций по очереди подсое-
диняются к модулятору через переключатель. Далее через цир-
кулятор, служащий для развязки входных СВЧ-цепей, сигнал по-
ступает на фильтр высоких частот и затем на миксер основного
канала. В этот миксер встроен диплексер, позволяющий по одно-
му кабелю принимать поступающий от блока ЬОДР 85309А сиг-
нал LO генератора, сдвинутый по частоте на 8,33 МГц относи-
тельно зондирующего сигнала (при работе на первой гармонике)
и передавать в 85309А сигнал промежуточной частоты IF равной
8,33 МГц. Миксеры могут работать как на первой гармонике
(в диапазоне 2-18 ГГц), так и на третьей (в диапазоне 6-50 ГГц).
В последнем случае частота гетеродина выбирается в 3 раза мень-
ше, чем при работе на первой гармонике.
Миксер опорного канала имеет раздельные входы/выходы
для LO- и IF-сигналов, а также он имеет встроенный детектор,
который измеряет мощность сигнала, поступающего с LO гене-
ратора. Это напряжение по отдельному кабелю передается в
ЬОДР блок для поддержания оптимального значения мощности
LO генератора в точке подключения миксера. В силу того, что
только миксер опорного канала имеет детектор, необходимо ис-
пользовать кабели с одинаковым затуханием между 85309А и
всеми миксерами опорного и измерительного каналов. Блок
ЬОДР 85309А предназначен для следующего: а) разделения сиг-
нала с LO генератора на 2^1 канала; б) усиления ЬО-и IF-сигна-
лов; в) автоматической регулировки уровня мощности ЬО-сигна-
ла на входе миксеров.
Синтезированный LO генератор PSG имеет рабочий диапазон
частот 0,01-20 ГГц и выходную мощность 23 дБмВт. Для того,
чтобы результирующий сигнал промежуточной частоты был
точно равен 8,33 МГц, опорные генераторы RF и LO синтезато-
ров соединены вместе и подключены к микроволновому прием-
нику (шина «timebase”). Синтезатор программируется с помощью
ю*
147
ЭВМ по шине HP-IB или LAN и управляется по внешнему
TTL-сигналу, который поступает с контроллера 85330А.
Микроволновый приемник PNA измеряет амплитуду и фазу сиг-
нала промежуточной частоты 8,33 МГц и преобразует их в цифро-
вую форму. Далее приемник осуществляет усреднения измеренных
данных и передает их по шине LAN или HP-IB на компьютер. Имен-
но амплитуда и фаза принятого сигнала являются основными вели-
чинами, которые регистрирует измерительная система и которые
используются для дальнейшей обработки в компьютере управления
измерениями. Синхронизация измерений осуществляется по внеш-
нему TTL-сигналу, который поступает с контроллера 85330А.
Контроллер 85330А осуществляет общее управление систе-
мой, синхронизируя процесс вращения поворотного устройства
(79) с процессами перестройки частоты и измерений отраженно-
го сигнала. В соответствии с логикой управления он ожидает по
шине TRIG IN прихода управляющего сигнала с блока управле-
ния поворотного устройства (20) (при проходе заданного угла),
формирует по шинам TRIG IN управляющие сигналы на входах
запуска синтезаторов для начала перестройки частоты на следу-
ющее значение, ожидает готовности синтезаторов по шинам
TRIG OUT, запускает измерительный процесс приемником, а
HP 85330А ожидает завершения измерения и повторяет процесс
для всех частот. После этого система ожидает прохода следую-
щего заданного угла.
Контроллер поворотного устройства осуществляет взаимо-
действие по шине HP-IB с компьютером управления. Существует
два режима работы поворотного устройства. Первый режим -
старт-стопный. В этом режиме по команде с ЭВМ поворотное
устройство (позиционер) поворачивается на заданные углы ази-
мута и места. Второй режим - непрерывное вращение. При этом
задается начальный угол, конечный угол и скорость вращения.
Одновременно задаются и углы, при которых на шину запуска
TRIG IN выдается управляющий импульс, который поступает на
контроллер 85330А, а с 85330А на поворотное устройство идет
сигнал готовности микроволновой системы к следующему изме-
рению.
ЭВМ управления. ЭВМ управления осуществляет управление
всеми приборами измерительной системы, что позволяет прово-
дить измерения в автоматическом режиме.
148
5.5.	КРАТКИЙ ОБЗОР МИКРОВОЛНОВОГО
ИЗМЕРИТЕЛЬНОГО ОБОРУДОВАНИЯ
Из рассмотренных в подразделе 5.1 различных типов микро-
волновых измерительных систем наибольшее распространение в
компактных полигонах получили системы со ступенчатой и ли-
нейной перестройкой частоты на основе векторных анализато-
ров цепей. Основные производители таких анализаторов как
Agilent, Anritsu-Wiltron, Rohde&Schwarz имеют модели с прямым
доступом к генератору и приемным миксерам, что устраняет до-
полнительные потери в приемном и передающем трактах, прису-
щие стандартным моделям для измерения 5-параметров.
Во многих моделях базовые параметры анализаторов опреде-
ляются характеристиками гетеродина. Встроенный гетеродин, как
правило, имеет цепи фазовой синхронизации с источником излуче-
ния, что позволяет использовать такие системы в режиме линейной
перестройки частоты и тем самым повысить скорость измерений.
С другой стороны, в качестве выносного гетеродина может быть
использован высококачественный синтезатор с малым уровнем
фазовых шумов и высокой стабильностью. Это позволяет повы-
сить чувствительность и точность измерения, но при этом работа
возможна только в режиме ступенчатой перестройки частоты.
Некоторые производители систем для измерения антенн и
ЭПР разрабатывают как собственные измерительные системы
(MI-Technologies), так и элементы систем (NSI, Orbit-FR, Mission
Research Corporation).
В табл. 5.2 приведены основные характеристики вектор-
ных анализаторов цепей, в том числе и снятых с производства, но
широко использующихся до сих пор. Наиболее важными пара-
метрами являются чувствительность (она пересчитана на вход-
ную плотность шумов дБмВт/Гц для удобного сравнения с теп-
ловыми шумами) и время измерений, отдельно приведенное
для режимов со ступенчатой перестройкой частоты и линейной
перестройкой частоты. Более трудны для сопоставления такие
параметры, как точность измерения, уход и точность установ-
ки частоты в режиме линейной перестройки. Наиболее полные
параметры доступны для новой серии PNA анализаторов фир-
мы Agilent. Так, температурная стабильность измерений амп-
литуды и фазы сигнала позволяет оценить точность вычита-
ния помехового сигнала, а данные о дополнительном шуме,
пропорциональном амплитуде входного сигнала (trace noise),
позволяют оценить эффективность использования разде-
ления во временной области сигналов с сильно отличающимися
149
Таблица 5.2. Векторные анализаторы цепей
Анализатор	Диапазон частот	Максимальная мощность на выходе анализатора, дБмВт (диапазон частот)	Средняя плотность мощно- сти шумов приведенная ко входу, дБмВт/Гц (диапазон частот)	Шум пропорциональный из- меренным данным при шири- не полосы промежуточной частоты 1 кГц (диапазон частот)
НР8720 серия, встроенные миксеры (Hewlett-Packard) НР8510 серия, встро- енные миксеры (Hewlett-Packard) НР85301С, встроен- ные миксеры (Hewlett-Packard) НР85301В, выносные миксеры (Hewlett- Packard) PNA серия, встроен- ные миксеры (Agilent)	0,05-40 ГГц 0,045-110 ГГц 0,045-50 ГГц 1-50 ГГц 0,01-67 ГГц	+10 (0,05-20 ГГц) -5 (20-40) ГГц +20** (2-20 ГГц) +10** (20-26,5 ГГц) +5** (26,54-40 ГГц) +2,5** (404-50 ГГц) +20** (24-20 ГГц) +10** (204-26,5 ГГц) +5** (26,54-40 ГГц) +2,5** (404-50 ГГц) +20** (24-20 ГГц) +10** (204-26,5 ГГц) +5** (26,54-40 ГГц) +2,5** (404-50 ГГц) +7* (< 10 ГГц) +4* (10-20 ГГц) -10* (20-30 ГГц) -3* (30-45 ГГц) -7,5* (45-50 ГГц)	-140 (2-8 ГГц) -138 (8-20 ГГц) -133 (20-40 ГГц) н/д -144 (2-20 ГГц), -140 (20-26,5 ГГц), -135 (26,5-40 ГГц), -133 (40-50 ГГц) -160 (1-2 ГГц) -160 (2-18 ГГц) -145 (18-26,5 ГГц) -142 (26,5-50 ГГц) -142 (2-10 ГГц) -144 (10-20 ГГц) -135 (20-40 ГГц) -133 (40-50 ГГц)	0,01 дБ,0,1°(< 13,5 ГГц) 0,015 дБ, 0,15° (13,5-20 ГГц) 0,05 дБ, 0,5° (20-40 ГГц) н/д н/д н/д 0,006 дБ, 0,06° (< 20 ГГц) 0,006 дБ, 0,1° (20-50 ГГц)
Таблица 5.2 (окончание)
Анализатор	Диапазон частот	Максимальная мощность на выходе анализатора, дБмВт (диапазон частот)	Средняя плотность мощности шумов приведенная ко входу, дБмВт/Гц (диапазон частот)	Шум пропорциональный из- меренным данным при шири- не полосы промежуточной частоты 1 кГц (диапазон частот)
PNA-L серия, 2 входа, встроенные миксеры (Agilent)	0,0003-50 ГГц	+11* (<6ГГц) +10* (6-9 ГГц) +8* (9-12,5 ГГц) +5* (12,5-20 ГГц) -4* (20-40 ГГц) -11* (40-50 ГГц)	-138 (2-13,5 ГГц) -127 (13,5-20 ГГц) -121 (20-31 ГГц) -116(31-40 ГГц) -108 (40-50 ГГц)	0,004 дБ (< 10,5 ГГц) 0,006 дБ (10,5-20 ГГц) 0,01 дБ (20-31, ГГц) 0,02 дБ (31-50 ГГц)
PNA-L серия, 4 входа, встроенные миксеры (Agilent)	0,0003-20 ГГц	+10* (< 4 ГГц) +9* (4-6 ГГц) +4* (15-20 ГГц) +1* (10,5-15 ГГц) -4* (15-20 ГГц)	-146* (0,5-4 ГГц) -145* (4-10,5 ГГц) -140* (10,5-20 ГГц)	0,008*** дБ, 0,07° (< 10,5 ГГц) 0,014** дБ, 0,1° (10,5-20 ГГц)
PNA-X серия, встроенные миксеры (Agilent)	0,01-26,5 ГГц	+14* (< 16 ГГц) +12* (< 16-20 ГГц) +10* (20-24 ГГц) +5* (24-26,5 ГГц)	-139* (2-20 ГГц) -132* (20-24 ГГц) -129* (24-26,5 ГГц)	0,002 дБ, 0,015° (<13.5 ГГц) 0,002 дБ, 0,042° (13,5-22,5 ГГц) 0,005 дБ, 0,054° (22,5-26,5 ГГц)
ZVA, встроенные миксеры (Rohde& Schwarz)	0,0003-40 ГГц	+18* (< 20 ГГц) +15* (20-32 ГГц) +12* (32-40 ГГц)	-140* (< 24 ГГц) -130* (> 24 ГГц)	0,004 dB (< 24 ГГц) 0,015 (24-40 ГГц)
Таблица 5.2 (продолжение)
Анализатор	Макс, количество точек	Максимальная полоса фильтра промежуточной частоты	Минимальное время измерения при перестройке >10 ГГц (режим линейной/шаговой перестройки частоты)	Точность уста- новки частоты при линейной перестройке частоты	Статическая точ- ность установки частоты (в том чис- ле при шаговой пе- рестройке)	Температурный уход
НР8720 серия	1601	н/д	0,58/2,7 мс	точность ±10~5 , уход ±5 • 10-8 0-55°С	н/д	н/д
НР8510 серия	801	5 кГц	200 + 1,4 мс на точку/ 25 мс на точку	н/д	5 • 1О-10 в день, 1 • Ю"10на 1°С, 5 • 10~10 при уходе на 10% напряжения пи- тания	н/д
НР85301С	801	5 кГц	(н/д)/(н/д)	н/д	5 • 10~10 в день, 1 • 10"10на 1°С, 5 • 1О-10 при уходе на 10% напряжения пи- тания	н/д
НР85301В	801	5 кГц	-/8 мс на точку		5 • 1О~10 в день, 1 • 10"10на 1°С, 5 • 1О~10 при уходе на 10% напряжения пи- тания	н/д
Таблица 5.2 (продолжение)
Анализатор	Макс, количество точек	Максимальная полоса фильтра промежуточной частоты	Минимальное время измерения при перестройке >10 ГГц (режим линейной/шаговой перестройки частоты)	Точность уста- новки частоты при линейной перестройке частоты	Статическая точ- ность установки частоты (в том чис- ле при шаговой пе- рестройке)	Температурный уход
PNA серия	16001	40 кГц	80 мс + 0,03 мс	точность	±1(Н’	0,02 дБ/°С*,
			на точку/(н/д)	±10 6, уход*		0,2°/°С*
				±5 • 10“8-10-		(< 20 ГГц)
				70°С в год*		0,03 дБ/°С*,
				±10~7		0,57°С*
						(20-40 ГГц) 0,04дБ/°С*, 0,8°/°С* (40-50 ГГц)
PNA-L серия, 2	16001	600 кГц	80 + 0,004 мс на	точность	tlO”6	0,01 дБ/°С*,
входа			точку/-	±10-6, уход* ±5 • 10 8-10-		о,г/°с* (2-8 ГГц) 0,015 дБ/°С*,
				70°С, в год		0,157°С*
				±10-7		(8-13,5 ГГц) 0,04дБ/°С*, 0,4°/°С* (13,5-40 ГГц)
PNA-L серия, 4	16001	600 кГц	38 мс + 0,003 мс	точность	+10 6	0,015 дБ/°С*,
входа			на точку/-	±10 6, уход* ±5 • 10~8-10-		0,Г/ С (<4ГГц) 0,02 дБ/°С*,
				70°С, в год*		0,157°С*
				±10"7		(4-8 ГГц)
Таблица 5.2 (окончание)
Анализатор	Макс, количество точек	Максимальная полоса фильтра промежуточной частоты	Минимальное время измерения при перестройке >10 ГГц (режим линейной/шагово й перестройки частоты)	Точность уста- новки частоты при линейной перестройке частоты	Статическая точ- ность установки частоты (в том чис- ле при шаговой пе- рестройке)	Температурный уход
PNA-X серия ZVA *	- типичное знамен *	* - при использован] - при полосе фил! н/д - нет данных. «-» - не поддерживав	16001 20001 ие. ии генераторов сери] >тра промежуточной ся.	600 кГц 1 МГц и НР8360. частоты 100 кГц.	25 мс + 0,0035 мс на точку/- 6 мс + 0,05 мс ***, на точку /-	точность ±10“6, уход* ±5 • 10~8-10- 70°С, в год* +10-7 н/д	tio-6 8 • 1СГ6, 10“7 ОПЦИЯ	0,002- 0,03 дБ/°С*, 0,3-0,357° С* (8-20 ГГц) 0,01 дБ/°С*, 0,07°/°С* (< 3,2 ГГц) 0,02 дБ/°С*, 0,13°/°С* (3,2-16 ГГц) 0,03- 0,04 дБ/°С*, 0,4-0,567°С* (16-26,5 ГГц) 0,05 дБ/°С, 0,47°С
амплитудами. Данные, указывающие на тип шума вход-
ных цепей, позволяющие оценить эффективность усредне-
ний для повышения чувствительности, производителями
аппаратуры не приводятся. Однако в первом приближении
можно полагать, что до частоты 10 Гц эти шумы могут рассма-
триваться как “белые”. На сайтах производителей можно
получить более полную информацию об изделиях и о новых
моделях.
В табл. 5.3 представлены основные характеристики синтеза-
торов, которые используются в качестве генераторов излучаемо-
го сигнала и в качестве гетеродинов. Время установки частоты,
приводимое в таблице, соответствует режиму ступенчатой пере-
стройки частоты с интервалом между соседними частотами не
более 100 МГц. Приведенная выходная мощность соответствует
максимальной по всем моделям из указанной серии. Плотность
фазовых шумов указывается на частотах, близких к промежуточ-
ным частотам известных векторных анализаторов цепей. Точ-
ность установки частоты и стабильность частоты в синтезаторах
зависят от опорного кварцевого генератора. Для синтезаторов,
допускающих установку различных опорных генераторов, в
табл. 5.3 приводятся данные для более совершенной модифика-
ции. Синтезаторы при проведении широкополосных измерений
обычно программируются по шине HP-IB или LAN с указанием
диапазона частот и шага, а потом перестройка на один шаг осу-
ществляется по внешнему запуску. Минимальный шаг по часто-
те у всех синтезаторов не превышает 1 Гц, а вот количество
частотных точек ограничено и показано в соответствующем
столбце.
В табл. 5.4 приведены параметры известных импульсных мо-
дуляторов. Модели с высокой степенью изоляции возможно ис-
пользовать в моностатических ИС, устраняя ошибки, связанные
с бистатикой, присущие системам с разнесенными излучающим и
приемным облучателями. Ключи в импульсных модуляторах бы-
вают отражательного и поглощающего типов. При использова-
нии ключей отражающего типа необходимо в измерительной
системе применять развязывающие элементы (например, цирку-
ляторы). Модуляторы фирмы Astrium не имеют фильтров, пода-
вляющих частоту модуляции до поступления сигнала на вход ми-
ксеров, что требует их дополнительной установки в систему. Не-
которые модели модуляторов фирмы Orbit/FR (FR8305A,B) имеют
встроенные конверторы (гетеродины и миксеры), заменяющие
штатные в векторных анализаторах цепей. Это связано с тем, что
в серийных анализаторах при работе на низких частотах (максимум
155
Таблица 5.3. Микроволновые генераторы (синтезаторы)
Тип	Диапазон частот	Старение // уход с температурой// с колебанием сети**	*** Макс, мощность, дБмВт (диапазон частот)	Макс, кол-во точек
Серия MG3690B (Anritsu- Wiltron) MG37020A (Anritsu- Wiltron) Серия HP8360 (Hewlett- Packard) Серия PSG (Agilent) 83752 (Agilent) HP E6432A, VXI блок (Hewlett- Packard) 12000A (Giga-tronics) * - типичное - для некот< стабильно - приведень д* - гармоникр 5* - режиму ст тами не бс «-» - не поддер: н/д - нет данны:	0,1 - 70 ГГц 0,01 -20 ГГц 0,01 - 50 ГГц 250 кГц - 67 ГГц 0,01 - 20 ГГц 0,01- 20 ГГц 0,01 - 20 ГГц значение, эрых серий пр сти частоты. I максимальн! I показаны пр упенчатой пе] •лее 100 МГц живается. X.	5 • 10-10 в день/ / 5 • IO’10 /°С//(н/д) 2 • 10-9 в день // 2 • 10“8 (0-55 °C)// (н/д) 1 • 107 в год// 1 • ю-10 /°C// 5 • КГ10/10% 3 • 10-10 в день, 3 • 10~8 в год // 5 • 10"9 (О-55°С)// 2  10~10/10% 1 • 10-7 в год И 1 • ю-10 /°C// 5 • 1О"10 /10% Зависит от опорного генератора 5 • 10~10 в день// 2  Ю-10/°С//(н/д) •введены значения для i яе значения по всем мо и выходной мощности к рестройки частоты с ин' и без перехода границ д	+23 (2-5-20 ГГц) +19 (20-5-40 ГГц) +19 (<2ГГц) +23 (2ч-20 ГГц) +20 дБмВт 2-5-20 ГГц +10 дБмВт 20-26,5 ГГц +6 дБмВт 26,5-40 ГГц +2,5 дБмВт 40-50 ГГц +23 (3,2-20 ГГц) +17 (20-30 ГГц) +14 (30-67 ГГц) +17 дБмВт +20 +20 (2-20 ГГц) моделей с опцией повыше делям в серии. ге более 0 дБмВт. гервалом между соседним иапазонов	10000 10000 801 65535 1601 128000 5ННОЙ ги часто-
156
/| ♦ Гармоники, дБс (диапазон частот)	Время нерест о S* роикиэ	Время линейной перест- ройки частоты	Типичные фазовые шумы (дБмВт/Гц) на частотах 10-12 ГГц		
			100 КГц	1 МГц	10 МГц
-60 (2ч-20 ГГц) -40 (20^40 ГГц)	5 мс	20 мс- 99 с	-115*	-140*	-155*
-50 дБс (0,1н-20 ГГц)	0,1 мс*	1 мс- 30 с	-105	-ПО	-130
-60 (2+26,5 ГГц) -40 (26,5+50 ГГц)	5 мс	10 мс - 100 с, макс 300 МГц/мс	-ПО*	-130*	-140*
-55 (0,01+20 ГГц) -50 (20+67 ГГц)	8 мс	10 мс - 200 с, макс 400 МГц/мс	-115*	-140*	-160*
-45 (2+20 ГГц)	7 мс	10 мс - 100 с, макс 300 МГц/мс	-ПО*	-130*	-150*
-55	0,4 мс (0,22 мс )	—	-100*	-115*	н/д
-50 (0,01-20 ГГц) -65 (2-20 ГГц)	0,2 мс	1 октава/ 8 мс	-ПО	-125	н/д
157
Таблица 5.4. Импульсные модуляторы.
Модулятор	Диапазон частот	Тип модулятора	Эффективность (вкл/выкл)
FR8205 (Orbit/FR) FR8105B (Orbit/FR) FR 8305 (Orbit/FR) PM-2018A (MRC) HG2000 Standard (Astrium) HG2000 Extended (Astrium) * - типичное значен -	при различной эс шее значение. -	возможно расши	0,1-2 ГГц 2-18 ГГц 18-26,5 Ггц, 26,5- 40 ГГц*** 2-18 ГГц*** 1,5-18 ГГц 18^40 ГГц ие. (эфективности у прие^ рение диапазона чаете	н/д н/д н/д н/д Отражающий Отражающий [ного и передающего 1 >т до 100 ГГц.	ПО дБ 80 дБ, 110дБсРЛ8106 усилителем 100 дБ 120 дБ 80 дБ 70 дБ еанала дается мень-
до 18 ГГц) используются смесители, работающие на 1-ой гармо-
нике. При работе же на более высоких гармониках увеличивают-
ся потери на преобразование (не менее 7-12 дБ при работе на
3-ей гармонике). Встроенные конверторы работают на Гой гар-
монике и тем самым повышают чувствительность ИС. В моду-
ляторах фирм Orbit/FR,MRC содержится предварительный уси-
литель, который компенсирует потери во входных ключах
модулятора. Однако такой важный параметр как фазовая ста-
бильность усилителя в документации не приводится, что не поз-
воляет оценить эффективность вычитания помехового сигнала в
тех областях, где временное разделение невозможно (например,
в области поворотного устройства).
На чувствительность ИС влияет и затухание в кабелях, под-
водящих СВЧ-сигналы к облучателям и обратно от облучателей
в приемный тракт. Кабели вносят дополнительные потери, осо-
бенно заметные на высоких частотах. Типичные потери в кабе-
лях составляют на частоте 18 ГГц 0,8ч-2,0 дБ/м (потери тем выше,
чем больше максимальная рабочая частота кабеля), а на частоте
40 ГГц возрастают до 2,5-ь4,5 дБ/м.
158
Коэффициент шума приемника (при наличии усилителя)	Время переключения 10%-90%/Мин. полная ширина импульса	Максимальная частота повторения	Выходная мощность со встроенным усилителем, дБмВт, (диапазон частот)
7 дБ	5 нс (Знс*)/14 нс*	7,5 МГц	+23*
6 ДБ	10 нс	7,5 МГц	+20 (2-16 ГГц)
	(6 нс*)/24 нс*		+18* (16-18 ГГц)
-	5 нс (2 нс*)/12 нс*	7,5 МГц	+13*
ЗдБ	3 нс/7нс	5 МГц	+25*
-	2 нс/8нс*	16,7 МГц	-
-	нд/8 нс*	16,7 МГц	-
4 - без учета вр< н/д - нет данных.	?мени переключения.		
«-» - не поддерживается.			
В состав ИС обычно входят переключатели, которые ис-
пользуются для подключения облучателей различных диа-
пазонов и поляризаций и перекоммутации других устройств, ра-
ботающих только в части диапазона (например, усилителей).
Существует два вида переключателей. Первый тип - это элект-
ромеханические переключатели, обладающие большой ста-
бильностью, малыми потерями в широком диапазоне частот
(1-1,5 дБ для частот до 40 ГГц), но характеризующиеся невысо-
ким быстродействием и ограниченным количеством допусти-
мых переключений. Второй тип переключателей использует
ПИН (Р1Г4)-диоды, обладает высоким быстродействием, но
имеет большие потери на высоких частотах и невысокую ста-
бильность коэффициента затухания от температуры. Необхо-
димо отметить, что если для электромеханических переключа-
телей система управления относительно простая и не влияет на
конечные характеристики, то для ПИН-переключателей она
является не менее важной составной частью, чем сами пере-
ключатели, и от нее в первую очередь зависит время переклю-
чения.
159
ЛИТЕРАТУРА
1.	Walton Е.К., Young J.D. The Ohio State University compact radar cross-section meas-
urement range I I IEEE Trans. Antennas Propagat. Vol. AP-32, N 11. P. 1218-1223.
2.	Chia T.-T., Balabukha N., Gan Y.-B. et al. A compact range for RCS & antenna meas-
urements: System description I IAMTA Symp. Proc. 2000. P. 419—423.
3.	Balabukha N., Chia T.-T., Solosin V., Zubov A. A compact range for RCS and anten-
na measurements: Test results I I Symp. Proc. 2001. P. 383-386.
4.	Аплеталин B.H., Ваганов Р.Б., Зубов В.С. и др. Измерение дифференциаль-
ных ЭПР Ц Рассеяние электромагнитных волн. Таганрог. 1991. С. 97-99.
6. КАЛИБРОВКА ИЗМЕРИТЕЛЬНОМ СИСТЕМЫ
6.1. ЭТАЛОННЫЕ ОТРАЖАТЕЛИ
Измерение абсолютных значений ЭПР в компактных полиго-
нах выполняются методом сравнения. Для этого вместо исследу-
емого объекта в рабочей зоне размещается объект с известной
величиной ЭПР. Измеренная калибровочная частотная характе-
ристика запоминается и используется для нормировки при после-
дующих измерениях. Объекты, используемые для калибровки
измерительной установки, называются эталонными отражате-
лями. В принципе, любой объект, ЭПР которого точно известна,
может служить эталонным отражателем. Однако наиболее часто
в качестве эталонных отражателей используют сферы и цилинд-
ры. Это обусловлено тем, что эталонный отражатель должен об-
ладать двумя наиболее важными свойствами. Во-первых, его
ЭПР должна быть известна с высокой точностью. Во-вторых,
ЭПР эталонных отражателей должна измеряться максимально
точно. ЭПР любого объекта измеряется с некоторой погрешно-
стью. Эта погрешность зависит от измерительной установки и
свойств измеряемого объекта. Например, если большой объект
имеет малую величину ЭПР, то значительная часть мощности
рассеивается, попадает на стенки камеры, устройство поддержки,
а затем в приемный тракт, приводя к значительным ошибкам из-
мерения. С другой стороны, объекты, имеющие узкую диаграм-
му рассеяния, (обычно имеющие большой поперечный размер),
предъявляют повышенные требования к юстировке. Величина
ЭПР эталонного отражателя также имеет существенное значе-
ние. Оптимальное значение ЭПР эталонных отражателей, ис-
пользуемых для калибровки в компактных полигонах, составля-
ет 0,1-10 м2. При этом минимальное значение ЭПР эталонного
отражателя определяется уровнем шумового сигнала в безэховой
зоне. Как известно, для обеспечения точности 0,1 дБ уровень из-
меряемого сигнала должен превышать уровень шумового сигна-
ла на 40 дБ (см. рис. 8.1). Таким образом, эталон с величиной
0,1 м2 подходит для камер с уровнем шумов -50 дБм2 или 10~5 м2.
И. Балабуха Н.П.
161
4-
3-
0-1----------,----------1----------1----------1----------1----------
0	5	10	15	20	25	30
ka
Рис. 6.1. Зависимость приведенной ЭПР сферы от ка
Верхнее значение ЭПР эталонного объекта определяется нели-
нейностью измерительной аппаратуры.
Простейшим эталонным телом служит сфера. ЭПР идеальн про-
водящей сферы может быть рассчитана по известной формуле [1]:
<з(ка) =
4 ля 2
(ка)2
у (п + IV ,1)И ( J„.1(ka)-ka-n-j„(ka)\
И=А 2? \jn_1(ka)-ka-n-hn(ka)/
2
(6.1)
где hn = jn + i • уп. В этих уравнениях jn иуп- сферические функ-
ции Бесселя первого и второго рода, а - радиус сферы, к - волно-
вое число.
На рис. 6.1 приведен график зависимости величины о/ля2 от
ка. Как видно из графика, в области низких частот ЭПР сферы
сильно колеблется, а при ка = 1 величина ЭПР сферы почти в че-
тыре раза превосходит геометрооптическое приближение
о » ля2. Геометрооптическим приближением с точностью не ху-
же ±0,1 дБ можно пользоваться при ка > 30. При установке на
опорно-поворотное устройство сфера не требует никакой юсти-
ровки, однако она перенаправляет в приемник часть энергии
волн, попадающих на нее как со стороны коллиматора, так и из
других направлений. Особенно значителен при этом уровень пе-
реотражений с опорно-поворотным устройством, существенным
образом влияющий на точность измерений. Кроме того, сфера
обладает малым значением ЭПР при сравнительно больших соб-
ственных размерах. Например, сфера диаметром 35,7 см имеет
геометрооптическое значение ЭПР = 0,1 м2. Таким образом, сфе-
162
ру целесообразней использовать не как эталон для калибровки, а
как объект для проверки точности измерений, выполняемых на
измерительном стенде.
Наиболее удобным объектом для калибровки измеритель-
ных стендов для исследования характеристик рассеяния является
цилиндр. Хотя для ЭПР конечного цилиндра не существует точ-
ного аналитического выражения, при достаточно больших раз-
мерах цилиндра справедливо следующее приближение [2]:
о = как2,	(6.2)
которое достаточно хорошо описывает зависимость ЭПР от час-
тоты. Здесь а - радиус, a h - высота цилиндра. Для двумерного ци-
линдра существует точное выражение для двумерной ЭПР o2D. Ни-
же приведены формулы [1] для двумерных ЭПР, при этом форму-
ла (6.3) соответствует случаю, когда электрический вектор падаю-
щего поля Е параллелен оси цилиндра, а формула (6.4) - когда
магнитный вектор падающего поля параллелен оси цилиндра.
п Jп (^)
Я„2(Ь) ’
о _4у ( ir W
го“ ( *
Графики этих зависимостей приведены на рис. 6.2. Из графиков
(6.3)
°2DE "
(6.4)
S to
о
0,5
Е - параллелен оси цилиндра
Е - перпендикулярен оси цилиндра
0	5	10	15	20	25	30
ка
Рис. 6.2. Зависимость приведенной двумерной ЭПР цилиндра от ка
И*
163
следует, что геометрооптическое приближение обеспечивает
точность 0,25 дБ при ка > 6.
Если высота цилиндра h превосходит 3,5 X, то с точностью не
хуже 0,25 дБ трехмерная ЭПР равна произведению соответству-
h2
ющей двумерной ЭПР на 2 — [2].
Л
Так как ЭПР цилиндра линейно увеличивается с частотой, то
на высоких частотах эталонный цилиндр со значением ЭПР,
близкой к оптимальному, имеет довольно малые габаритные раз-
меры. Например, цилиндр диаметром 10 см и высотой 22 см на
частоте 10 ГГц имеет ЭПР = 0,5 м2.
Одним из преимуществ цилиндра как эталона является незна-
чительное взаимодействие с опорно-поворотным устройством
при вертикальном расположении цилиндра. Настройка положе-
ния эталонного цилиндра заключается в правильном расположе-
нии оси цилиндра.
Определим погрешность измерения ЭПР цилиндра, возника-
ющую при отклонении его оси от точного значения. Воспользу-
емся для этого выражением для диаграммы обратного рассеяния
от цилиндра [3]:
/ \2
/ ,2| sin(£asin(0)) 1
G = kah \ cos(0)—-------
(ttsin(0)) )
(6.5)
Так как в радиофизических измерениях принято выражать
величины в децибелах, рассмотрим отклонение ЭПР цилиндра
До от угла 0 между осью цилиндра и перпендикуляром к направ-
лению распространения:
~ /	\2"
Л Г f! mi I sin(^sin(0)) 1
Дс[дБ] = 101g cos(0) .
(fc/zsin(0)) )
(6.6)
Принимая во внимание, что 0 < 1, можно считать cos(0) = 1, а
sin(0) = 0. Разлагая синус, а затем и логарифм в ряд по соответст-
вующему малому параметру, приходим к выражению для по-
грешности:
(6.7)
. r	40 л Wig е
До[дБ] =----2----
эК
откуда получаем требование к точности установки оси эталонно-
го цилиндра:
ог . ЗДо[дБ] X 180 _ , г 1
0[град] = ——-----------= 7,6^Да[дБ]-.
У 401g е лк л	h
(6.8)
164
Например, чтобы обеспечить погрешность измерения не бо-
лее 0,1 дБ, используя для калибровки цилиндр высотой, погреш-
ность установки угла не должна превышать 0,25°.
Наклон цилиндра означает, что его ось не лежит в плоскости
волнового фронта падающей волны. Принимая этот факт во вни-
мание, можно дать другое удобное выражение для допустимой
погрешности установки цилиндра. Используя формулу (6.8), по-
лучим следующее выражение для отклонения одного конца ци-
линдра к другому относительно фронта волны:
А «0,1327 Ао[дБ]Х.
Откуда следует, что при требуемой точности измерений неза-
висимо от длины цилиндра его края не должны отставать друг от
друга более чем на указанную формулой (6.9) величину. Чтобы,
как и раньше, обеспечить погрешность измерения 0,1 дБ должна
быть меньше чем Х/25.
Что касается точности изготовления эталонных отражате-
лей, то согласно [3], можно придерживаться следующей эмпири-
ческой формулы:
(6.9)
До Д/
о X
Т.е. относительная погрешность ЭПР эталона пропорцио-
нальна высоте шероховатостей поверхности эталонного рассеи-
вателя Д/ к длине волны. Это требование не является жестким и
легко удовлетворяется при современных методах обработки.
(6.10)
6.2. ПОЛЯРИЗАЦИОННАЯ КАЛИБРОВКА
Как уже отмечалось в разделе 1, матрица рассеяния наиболее
полно характеризует отражательные свойства объектов. Изме-
рения компонент матрицы рассеяния S, где
о el®vv	Га el^vh'
uvvc	yluvhc
rye^hv	/п e^hh
uhvc	yluhhc
S =
(6.11)
обычно проводятся при излучении и приеме волн с линейной по-
ляризацией (вертикальной и горизонтальной). При необходимо-
сти по этой матрице можно найти амплитуду отраженного сигна-
ла при произвольной поляризации передающей и приемной ан-
тенн, используя простое математическое преобразование.
Измерение компонент матрицы рассеяния включает в
себя этап поляризационной калибровки измерительной системы.
Сигнал в приемных каналах вертикальной и горизонтальной поля-
165
ризаций при облучении объекта волной вертикальной поляризации
обозначим как Uvv и Uvh, а при облучении волной горизонтальной
поляризации - как Uhv и Uhh. Будем считать, что принятые сигналы
связаны с матрицей рассеяния следующим соотношением:
Uvh _ \jV
Uhv Uhh _	_^hv
Avh
^hh _ _$hv ^hh
rrBK
*^vv
qtBK
,^hv
VBK“
^vh
qtBK
^hh
(6.12)
где SBK - матрица рассеяния пустой камеры, компоненты кото-
рой наряду с компонентами матрицы А, описывающей свойства
измерительной системы, требуется определить при проведении
калибровки.
На первом этапе калибровки все объекты удаляются с пово-
ротного устройства и измеряется сигнал UBK = ASBK.
Поляризационная калибровка, выполняемая на следующем
этапе, может быть проведена различными способами. Если бе-
рется эталонный объект с известной матрицей рассеяния SCT, то
по измеренному сигналу UCT можно вычислить матрицу А ис-
пользуя выражение:
А = (UCT - UBK)SCT.	(6.13)
Однако для получения высокой точности для такой калиб-
Рис. 6.3. Двухгранный угол-
ковый отражатель
ровки необходимо не только с высокой
точностью знать матрицу SCT, но и
обеспечить минимальную чувстви-
тельность компонент матрицы А к по-
грешности измерения. Это достигается
только при определенном соотноше-
нии компонент матрицы SCT. Извест-
ные и поддающиеся точному расчету
эталонные тела не обладают указан-
ными свойствами и поэтому на втором
этапе обычно используют два эталона.
По первому эталону, например в виде
вертикально стоящего цилиндра, для
которого Svh = Shv, из (6.13) можно с вы-
сокой точностью определить коэффи-
циенты Avv и Ahh. В качестве второго
эталона используется двухгранный
уголковый отражатель, показанный на
рис. 6.3.
Как видно из схемы на рис. 6.4я, в
случае, когда вектор электрического
поля перпендикулярен оси двухгранно-
166
Рис. 6.4. Схема, поясняющая преобразование поляризации двухгранным
уголковым отражателем
а - вектор электрического поля перпендикулярен оси уголка; б - вектор электриче-
ского поля параллелен оси уголка
го уголка, вектор отраженного поля приобретает дополнитель-
ный набег фазы 180°, а когда вектор электрического поля парал-
лелен оси двухгранного уголка (рис. 6.46) дополнительного набе-
га фазы нет. Таким образом, матрица рассеяния идеального двух-
гранного уголка есть:
Если, как показано на рис. 6.5, вектор падающего электриче-
ского поля составляет с
осью двухгранного уголка
угол в 45°, то, как легко ви-
деть, вектор отраженного
поля составляет -45°. Т.е.
двухгранный уголковый от-
ражатель переводит падаю-
щую поляризацию в ортого-
нальную, если его ось соста-
вляет угол 45° с падающей
поляризацией.
Для реального двух-
гранного уголка при разме-
рах в несколько длин волн,
в случае его поворота на
45°, ко-поляризационные
составляющие матрицы
рассеяния близки к нулю и,
Рис. 6.5. Схема, поясняющая преобразова-
ние поляризации двухгранным уголковым
отражателем при его повороте на 45°
167
с£>45	о£>45 CD45 CD45 -о
следовательно, Svh , Shv >	, Shh .В этом случае по изме-
ренному сигналу из выражения, аналогичного выражению (6.13):
A = (UD45 -Ubk)Sd45 ‘,	(6.15)
можно вычислить с высокой точностью коэффициенты Avh и Ahv.
Точного аналитического выражения для компонент матрицы
рассеяния двухгранного уголка З7945 не существует, однако их
можно приближенно найти, используя асимптотические или чис-
ленные методы. Но более удобным представляется измерение
матрицы рассеяния уголкового отражателя непосредственно в
процессе калибровки. Принимая во внимание то, что в верти-
кальном положении двухгранный уголок не деполяризует волны
вертикальной и горизонтальной поляризаций (5^° = 5^° = 0) и,
следовательно, диагональные компоненты матрицы рассеяния
SD0 могут быть найдены из измеренного сигнала UD0 вертикально
стоящего уголка, используя соотношение (6.12):
S™=(U™-U™)/Ahh.	(6.16)
При повороте отражателя на угол ф = 45° его матрица рассе-
яния может быть найдена из матрицы SD0, используя преобразо-
вание:
SD45 = RS^°,
(6.17)
где матрица вращения определяется как
С08ф
- 8Шф
8Шф
созф
(6.18)
Рис. 6.6. Двухгранный уголок
с устройством поддержки и
поворота
R =
После проведения калибровки
матрица рассеяния объекта S мо-
жет быть найдена из измеренного
сигнала U по формуле
S = A-i(U-Ubk). (6.19)
Двухгранный уголок (см.
рис. 6.3) может использоваться и
как самостоятельный эталон-
ный отражатель, при этом его ЭПР
при размерах, превышающих 5Х,
может быть оценена по форму-
ле [2]:
оуг= 16л(яЖ)2.	(6.20)
168
Обычно сзади двухгранного уголка имеется специальное при-
способление (рис. 6.6) для установки отражателя на опорно-пово-
ротное устройство, которое также позволяет наклонять его ось
на требуемый угол. При калибровке ось вращения двухгранного
уголка должна быть перпендикулярна направлению распростра-
нения волны, а биссектриса линейного угла двухгранного уголка
должна совпадать с вектором распространения падающей волны.
Для уменьшения рассеяния назад непосредственно от кромок
уголка их иногда делают так, чтобы они всегда находились под
углом к падающему полю, как показано на рис. 6.6.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Потехин А.И. Некоторые вопросы дифракции электромагнитных волн. М.:
Сов. радио, 1948.
2.	Knott E.F. et al. Radar cross section measurement. 2nd ed. Boston: Artech House,
1993.
3.	Майзелъс E.H., Торгованов B.A. Измерение характеристик рассеяния радио-
локационных целей. М.: Сов. радио, 1972.
4.	Риггер С., Висбек В. Широкополосная поляриметрия и комплексные сигнату-
ры эффективных площадей отражения радиолокационных целей // ТИИЭР.
1989. Т. 77, N 5. С. 19-29.
5.	Аплеталин В.Н., Балабуха Н.П., Зубов А.С. и др. Поляризационные измере-
ния обратного рассеяния в условиях компактного полигона // Proc, of VIII
Intemat. Conf, on Spin-Electronics. Moscow. 1999.
7.	ИЗМЕНЕНИЕ ХАРАКТЕРИСТИК
ЭЛЕКТРОМАГНИТНОГО РАССЕЯНИЯ ОБЪЕКТОВ
С ВЫСОКИМ РАЗРЕШЕНИЕМ
При измерении характеристик рассеяния в первую очередь
уделяется внимание зависимости ЭПР исследуемого объекта от
частоты и угла. Это связано с тем, что при работе узкополосных
радаров именно эта характеристика пропорциональна величине
отраженного от объекта сигнала в заданном ракурсе и, в конеч-
ном итоге, определяет вероятность его обнаружения. Однако для
решения задачи по изменению рассеивающих свойств объекта
необходимо идентифицировать основные центры рассеяния на
объекте и их вклад в суммарную ЭПР. Существуют различные
подходы для решения этой задачи с использованием обработки
измеренного широкополосного сигнала, но большинство из них
основаны на том, что преобразование частота-время позволяет
определить расположение рассеивающих центров вдоль линии
облучения (продольной координаты), а в интеференционной
картине диаграммы рассеяния содержится информация о поло-
жении этих рассеивающих центров в направлении, перпендику-
лярном линии облучения (вдоль поперечной координаты).
Другой важной задачей является модификация отраженного
от каждого из этих центров сигнала (например, для имитации по-
глощающих покрытий), вплоть до полного их подавления, с пос-
ледующим восстановлением частотно-угловой зависимости сум-
марного отраженного сигнала. В частности, как описано в разде-
ле 5, подавление сигнала от источников помеховых отражений во
временной области в компактных полигонах является важней-
шей компонентой обработки сигнала с целью выделения отраже-
ния от объекта из принятого аппаратурой суммарного сигнала.
170
7.1.	ИСПОЛЬЗОВАНИЕ ШИРОКОПОЛОСНЫХ СИГНАЛОВ
ДЛЯ ПОСТРОЕНИЯ ДАЛЬНОСТНОГО ПОРТРЕТА
И РАЗДЕЛЕНИЯ ОТРАЖЕНИЯ ОТ ОБЪЕКТА
И ПОМЕХОВЫХ ОТРАЖЕНИЙ
Одним из наиболее эффективных подходов для идентифика-
ции центров рассеяния и для разделения отражений от объекта и
помеховых отражений является использование широкополосных
сигналов. В зависимости от типа измерительной установки ре-
зультаты измерений в широкополосных системах либо сразу
представляются во временной области (импульсные системы),
либо преобразуются из частотной во временную область на эта-
пе обработки (многочастотные и ЛЧМ системы). Как было пока-
зано в разделе 5, большинство помеховых сигналов в компакт-
ных полигонах имеют времена задержек, отличные от времен
прихода отражения от объекта, и они могут быть подавлены пе-
ред обратным преобразованием из временной в частотную
область. Аналогично, путем использования преобразований час-
тота-время-частота, мы можем выделять отражение от фраг-
мента сложного объекта для последующего анализа его частот-
ных и угловых характеристик. Аналогичные преобразования
также используются для анализа источников отражений в ком-
пактных полигонах и при некоторых видах антенных измерений.
В этом разделе мы рассмотрим наиболее важные параметры пре-
образований.
Для первоначального анализа возьмем одиночный рассеива-
тель. После преобразования частота-время, основанного на пре-
образовании Фурье
F(T)=^(f)R(f)e-j2^df	(7.1)
отраженного сигнала R(f), полученный импульсный отклик F(t)
характеризуется двумя основными величинами - шириной глав-
ного лепестка и уровнем боковых лепестков. Эти величины зави-
сят от весовой функции г] (/), применяемой при преобразовании.
На рис. 7.1 пунктирной линией показан импульсный отклик
F(r) для частотно-независимого рассеивателя при единичной ве-
совой функции. В этом случае ширина импульсного отклика мини-
мальна, однако высокий уровень боковых лепестков (до -13 дБ)
не позволяет разделять отраженные сигналы с сильно отличаю-
щимися амплитудами. Оптимальными весовыми функциями, ми-
нимизирующими ширину импульсного отклика при заданном
максимальном уровне боковых лепестков, являются весовые
171
Рис. 7.1. Синтезированный импульсный отклик частотно-независимого
отражателя
Пунктирная линия - без использования весовой функции, сплошная линия - с
использованием весовой функции Дольфа-Чебышева
функции Дольфа-Чебышева [1]. Сплошной линией на рис. 7.1
показан такой импульсный отклик при уровне боковых лепест-
ков -40 дБ. Как видно, понижение уровня боковых лепестков
приводит с существенному увеличению ширины импульсного от-
клика. На рис. 7.2 сплошной линией показана зависимость полу-
ширины импульсного отклика “по нулям”, т.е. по минимумам ос-
новного лепестка (верхняя кривая) и по уровню -3 дБ (нижняя
кривая) от уровня боковых лепестков при использовании функ-
ции Дольфа-Чебышева. Полуширина отклика приводится по
отношению к одному бину Тбин - полуширине по нулям откли-
ка, вычисленного без использования весовой функции и опре-
деляемого как Тбин = 1/Д/, где Д/- полоса частот, занимаемая
широкополосным сигналом. При измерениях ЭПР за счет
двойного пробега расстояние до отражателя, соответствую-
щее одному бину, определяется как z6ilH = с/2/Sf, где с - скорость
света. Например, при полосе частот 1 ГГц z6lIH = 0,15m.
Представление импульсного отклика в виде зависимости его
амплитуды от расстояния обычно называется далъностным
портретом.
172
Рис. 7.2. Ширина импульсного отклика по “нулям” (верхняя пара кривых) и по
уровню 3 дБ (нижняя пара кривых) в зависимости от уровня боковых лепестков
Точечная линия - для весовой функции Кайзера-Бесселя, сплошная линия - для
весовой функции Тейлора
Ширина импульсного отклика определяет разрешающую
способность измерительной системы. В классическом определе-
нии для отражателей с равными амплитудами разрешающая спо-
собность определяется как минимальное расстояние между от-
кликами, при котором уровень провала между максимуми на 3 дБ
меньше самих максимумов. Мы будем использовать аналогичное
определение и для сигналов с различными амплитудами, полагая,
что уровень провала отсчитывается от минимального сигнала.
Однако необходимо учитывать, что величина провала зависит не
только от расстояния между отражателями, но и от разности фаз
их коэффициентов отражения.
На рис. 7.3 показан результирующий импульсный отклик для
двух идеальных отражателей, размещенных на расстоянии 1 бин
и имеющих разницу в фазе коэффициента отражения 0°, 90°,
180° (при использовании весовой функции с уровнем боковых ле-
пестков -46 дБ). Как видно из рисунка, при разнице фаз 0° и 90°
импульсный отклик расширяется, однако идентифицировать два
рассеивающих центра не удается, так как расстояние между ними
меньше разрешающей способности. При разности фаз, равной
173
10
Время, бин
Рис. 7.3. Импульсный отклик двух отражателей при различных фазовых
соотношениях
Точечная линия - отклики от одиночных отражателей, Аф = 180° - суммарный отклик
при разности фаз 180°, Аф = 90° - при разности фаз 90°, Аф = 0° - при разности фаз 0°
180°, мы видим два импульсных отклика, но при этом расстояние
между их максимумами не равно 1 бину - исходному расстоянию
между отражателями. И только когда отражатели расположены
на расстоянии большем, чем разрешающая способность, мы все-
гда получим два максимума с провалом между ними, причем
расстояние между ними равно времени задержки при любом фа-
зовом соотношении между коэффициентами отражения. Для от-
дельно стоящих отражателей, расположенных на растоянии, пре-
вышающем разрешающую способность, точность определения
их положения по максимуму сигнала может более чем на порядок
превышать разрешающую способность. Однако у сложных объ-
ектов центры рассеяния обычно расположены близко друг к дру-
гу, и определить их положение с такой высокой точностью быва-
ет затруднительно.
Для оптимальной весовой функции, как видно из рис. 7.1, уро-
вень ближних и дальних боковых лепестков одинаков. Поэтому
еще одним важным параметром при преобразовании является ин-
тегральный уровень боковых лепестков. Он показывает долю
энергии, сосредоточенную в боковых лепестках по отношению к
доли энергии, сосредоточенной в основном лепестке. При увели-
174
Время, бин
Время, бин
Рис. 7.4. Сравнение импульсных откликов с максимальным уровнем боковых
лепестков -40 дБ для функции Кайзера-Бесселя (сплошная линия), Дольфа-
Чебышева (пунктирная линия) и функции Тейлора (точечная линия)
175
чении количества точек в частотном отклике интегральный уро-
вень боковых лепестков (ИУБЛ) при использовании функции
Дольфа-Чебышева существенно возрастает, а для сложных объ-
ектов, имеющих много центров рассеяния, боковые лепестки
складываются и в сумме могут достигать неприемлемого уров-
ня. Существует класс весовых функций, которые за счет не-
большого увеличения ширины импульсного отклика сильно
уменьшают ИУБЛ. Наиболее распространенными являются
весовые функции Тейлора [2] и функции Кайзера-Бесселя [3].
На рис. 7.4 приведены импульсные отклики для этих функций
при максимальном уровне боковых лепестков -40 дБ, а на
рис. 7.5 показана зависимость полуширины импульсного откли-
ка от ИУБЛ. Для функции Кайзера-Бесселя с тем же уровнем
боковых лепестков ИУБЛ равен -40 дБ. Как видно, при одина-
ковом уровне боковых лепестков незначительное увеличение
ширины основного лепестка у функции Кайзера-Бесселя поз-
воляет существенно снизить ИУБЛ, что делает предпочтитель-
ным использование именно этой функции при преобразовании
частота-время.
Анализ дальностного портрета позволяет определить поло-
жение интересующих рассеивающих центров объекта вдоль ли-
нии излучения. Импульсные отклики от других рассеивающих
Интегральный уровень боковых лепестков, дБ
Рис. 7.5. Ширина основного лепестка импульсного отклика в зависимости от ин-
тегрального уровня боковых лепестков (ИУБЛ) для функции Тейлора с
максимальным уровнем боковых лепестков -40 дБ
176
Рис. 7.6. Типичный фильтр для разделения импульсных откликов
центров могут быть легко подавлены во временной области, если
они не накладываются на импульсный отклик от рассматриваемых
рассеивающих центров. Выделенный импульсный отклик может
быть преобразован обратно в частотную область для получения
частотной характеристики одиночного рассеивающего центра
или группы таких центров.
Специальные фильтры для подавления импульсных откликов
[3] характеризуются двумя основными параметрами - шириной пе-
реходной зоны и уровнем боковых лепестков (рис. 7.6). Как и в слу-
чае весовых функций, существуют оптимальные фильтры, мини-
мизирующие ширину переходной зоны при заданном уровне боко-
вых лепестков. Для таких фильтров уровень подавления во всей по-
лосе непропускания одинаков. На практике же используют квази-
оптимальные фильтры, для которых уровень подавления увеличи-
вается при удалении от переходной зоны. Это позволяет более эф-
фективно подавлять отражения с сильно отличающимися времена-
ми задержек при незначительном увеличении переходной зоны.
Характеристики таких квазиоптимальных фильтров, полу-
ченных с использованием функции Кайзера-Бесселя, приведены
на рис. 7.7.
Однако на краях частотного диапазона, где для фильтрации
используется только часть необходимых данных, значение сигнала
12. Балабуха Н.П.
177
7
Уровень боковых лепестков, дБ
Рис. 7.7. Ширина переходной зоны в зависимости от
уровня боковых лепестков в зоне непропускания
может быть вычислено неверно, и к этим данным следует отно-
сится с осторожностью.
В качестве примера разделения отражений на рис. 7.8 пока-
зан импульсный отклик отражения от сферы, а на рис. 7.9 пока-
заны суммарный частотный отклик 7, частотный отклик 2 после
выделения отражения от передней поверхности сферы и отклик 3
после выделения ползучей волны из отраженного сигнала. Как
видно из сравнения со значениями, полученными на основе гео-
метрической теории дифракции (пунктирные линии на рис. 7.9)
[4], на краях частотного отклика возникает значительная ошиб-
ка, связанная с ранее упомянутыми особенностями такого выде-
ления.
Аналогичный подход используется для разделения отраже-
ния от объекта и помеховых сигналов, таких как просачивание
между приемной и передающей антеннами, отражения от задней
стенки БЭК и других, подробно рассмотренных в разделе 5. Ве-
личина переходной зоны в этом случае не имеет большого зна-
чения, так как такие сигналы обычно сильно отличаются по вре-
мени задержки, и основное внимание уделяется уровню дальних
боковых лепестков в полосе подавления.
На практике измерения проводят в дискретных частотных
точках, что обуславливает использование дискретных спектраль-
ных преобразований, имеющих свои особенности по сравнению с
178
Рис. 7.8. Импульсный отклик при отражении от сферы
Рис. 7.9. Суммарный частотный отклик отражения от сферы (7) и его компо-
ненты, выделенные с использованием разделения во временной области:
зеркальное отражение (2), ползучая волна (3)
Пунктирная линия - сравнение с ГТД
интегральным преобразованием (7.1). В частности, для импульс-
ного отклика при преобразовании частота - время существует
интервал повторения, определяемый шагом измерений по часто-
те /шаг и вычисляемый по формуле:
^повтор = 1/Ушаг.
(7.2)
12*
179
Поэтому отражения с временем задержки Г, превышающим пе-
риод повторения, в импульсном отклике оказываются на новом
времени задержки, определяемом по формуле:
Гвид = Т-пТповтор,	(7.3)
где п - количество периодов повторения. Этот эффект анало-
гичен неоднозначности при работе импульсного радара. Если в
таком радаре временной интервал между соседними излучае-
мыми импульсами меньше времени задержки отраженного
сигнала, то в этом случае по принятому сигналу невозможно
однозначно определить реальное значение этого времени за-
держки.
Как правило, для повышения быстродействия измерительной
системы выбирают как можно меньше частотных точек, при
этом допускается наличие помеховых отражений на расстояниях,
больших чем период повторения. Например, при работе в ком-
пактном полигоне отражение от задней стенки в импульсном от-
клике может совпадать с сигналом просачивания облучателей.
Однако при выборе количества точек желательно, чтобы силь-
ные помеховые отражения в импульсном отклике не совпадали
по расстоянию с отражением от объекта, даже если они постоян-
ные по амплитуде и компенсируются вычитанием сигнала, изме-
ренного в отсутствии объекта.
При синтезировании импульсного отклика с использованием
дискретных преобразований большое значение имеет не только
количество точек в частотной области, но и количество точек, в
которых вычисляется отклик во временной области. Большое
количество точек во временной области позволяет интерполиро-
вать импульсный отклик и повысить точность определения поло-
жения рассеивающих центров. Избыточное количество точек во
временной области приводит к увеличению времени обработки.
Без интерполяции при использовании весовой функции на глав-
ный лепесток после преобразования частота-дальность прихо-
дится 3^4 точки, что не позволяет оценить расстояние до отража-
теля с приемлемой точностью. Типичной является интерполяция,
дающая 10-12 точек на главный лепесток.
Использование вырезания во временной области также улуч-
шает соотношение сигнал/шум в частотной области для выделен-
ного сигнала, причем в случае “белого” шума, типичного для при-
боров, отношение сигнал/шум по мощности повышается в Тповтор/
^объекта Раз> гДе ^объекта - интервал вырезания для объекта в им-
пульсном отклике, Тповтор - интервал повторения импульсного от-
клика. Поэтому интервал вырезания желательно выбирать так,
180
чтобы он не превышал по длительности интервал времени за-
держки, соответствующей отражению от объекта.
Как правило, синтезируемый импульсный отклик нормирует-
ся так, чтобы при измерении частотно-независимого отражателя
его ЭПР в частотной области совпадала со значением ЭПР в ма-
ксимуме импульсного отклика. Это позволяет легко оценить
вклад отдельных рассеивающих центров в сумарную ЭПР. Одна-
ко при такой нормировке в случае нескольких отражателей или
для одиночного отражателя с сильной частотной зависимостью
максимальная ЭПР в частотной области не совпадает с макси-
мальной ЭПР импульсного отклика и может существенно превы-
шать его. Например, при рассмотрении основных типов помехо-
вых сигналов в компактных полигонах максимальный уровень
сигнала, отраженного от краев зеркала, в импульсной области не
превышает -15 дБм2 (сигнал 3 на рис. 5.12), а в частотной облас-
ти этот сигнал достигает +5 дБм2 (см. интервал 8-12 ГГц на
рис. 5.14). Поэтому для оценки вклада таких рассеивающих цент-
ров в суммарную ЭПР надо интегрировать квадрат амплитуды по
всей площади, занимаемой импульсным откликом и соотносить
ее с той же величиной, полученной для импульсного отклика от
частотно-независимого отражателя.
7.2.	ОПРЕДЕЛЕНИЕ ВКЛАДА РАЗЛИЧНЫХ ЧАСТЕЙ
ОБЪЕКТА В СУММАРНУЮ ЭПР
Дальностный портрет является эффективным средством ди-
агностики при измерении достаточно простых объектов. Для
сложных объектов центры рассеяния вдоль продольной коорди-
наты накладываются друг на друга и плохо идентифицируются.
Поэтому возможность определения положения центров рассея-
ния в пространстве (или в проекции на плоскость), а не только
вдоль линии облучения, является более эффективным инстру-
ментом для задач диагностики и уменьшения ЭПР. Поперечная
координата центров рассеяния может быть найдена, используя
метод обратного синтеза апертуры. Этот метод позволяет полу-
чать как двумерное, так и трехмерное радиоизображение объе-
кта из диаграммы рассеяния, измеренной в широком диапазоне
частот.
Работы по получению радиоизображений объектов, разме-
щенных на вращающейся платформе, начались в в Willow Run
Laboratories как одно из приложений радара с синтезированной
апертурой [5]. При этом, несмотря на различие траекторий дви-
жения радар-объект, общие принципы построения изображения
181
основаны на одном и том же физическом принципе: разрешение
вдоль линии излучения радара достигается использованием им-
пульсного или любого другого широкополосного локатора, а по
оси, перпендикулярной оси облучения, - доплеровским сдвигом ча-
стоты. Доплеровский сдвиг частоты обусловлен тем, что линейная
скорость движения центров рассеяния в направлении от или к об-
лучателю зависит от поперечной координаты центра рассеяния.
Ранее единственной практически приемлемой возможностью
обработки большого объема данных являлось использование оп-
тического процессора. Для этого принятый сигнал записывался
на кинопленку в виде вертикальных линий с яркостной модуляци-
ей. Каждая линия соответствовала изменяющемуся углу поворо-
та объекта. Оптический процессор представлял собой линзовую
систему, осуществлявшую двумерное преобразование.
Однако при такой оптической обработке для больших углов
поворота и большой девиации частот возникают искажения ра-
диоизображения. С точки зрения доплеровской фильтрации,
эти искажения объясняются тем, что за время измерений, необ-
ходимое для определения скорости v блестящей точки с заданной
точностью Л?7, ее скорость v изменяется больше, чем на Дг.
С точки зрения синтеза апертуры, для объяснения удобен термин
“фокусировка”. Если перейти в систему координат, где объект
неподвижен, то в этом случае синтезированная апертура есть
часть окружности, центр которой - фокус - совпадает с центром
вращения объекта. Изменение положения фокуса возможно пу-
тем введения фазовой коррекции принятого сигнала. Однако в
этом случае система обработки становится пространственно не-
инвариантной. Это означает, что необходимо каждый раз осуще-
ствлять фазовую коррекцию и полное двумерное преобразова-
ние для получения изображения каждой точки объекта. Позднее
был разработан принцип записи исходных данных в полярном
формате, при котором обработка становится пространственно
инвариантной (одинаковое двумерное преобразование для всех
точек объекта) и, следовательно, существенно более быстрой.
При использовании эффективных методов оптической, а в
настоящее время - цифровой обработки [6, 7] достигается пре-
дельная разрешающая способность, определяемая только диапа-
зонами частот Л/и углов Дер, в которых проводятся измерения и
обработка. Без использования весовой функции разрешение в
направлении облучения при этом составляет:
Zp ~ Z6hh = 9 Л г ’	(7.4)
182
где с - скорость света. В направлении, перпендикулярном напра-
влению облучения, разрешение без использования весовой функ-
ции равно:
%р ~ -^бин ~ л г • /А /ОЧ*	*5)
и 4/sin(Acp/2)
При этом разрешение определяется как минимальное расстоя-
ние между двумя частотно-независимыми точечными отражателя-
ми, пики от которых на радоизображении разделяются провалом,
глубиной не менее 3 дБ. Для снижения уровня боковых лепестков
на итоговом радиоизображении используются весовые функции,
аналогичные описанным в подразделе 7.1, посвященном преобра-
зованию частота-дальность. При этом падает разрешающая спо-
собность полученного радиоизображения.
Другим ограничением разрешающей способности является
частотная и пространственная дисперсии локальных отражате-
лей. При наличии сильной дисперсии, увеличение диапазона
частот и углов не приводит к улучшению разрешающей способ-
ности. Поэтому при измерении реальных объектов диапазон уг-
лов, использующихся для построения радиоизображения, как
правило, не превышает 30°^-5°.
Радиоизображения объектов сильно отличаются от оптиче-
ских изображений тех же объектов. Во-первых, радиоизображе-
ние строится в продольной плоскости, а не в плоскости попереч-
ной линии облучения и приема (наблюдения), привычной для оп-
тических изображений. Во-вторых, если шероховатости поверх-
ности объекта много меньше длины волны, то плоские или дру-
гие большие поверхности, не имеющие зеркального отражения
назад, на радиоизображении обычно представлены кромками.
В-третьих, частотная дисперсия центров рассеяния приводит к
появлению дополнительных, в реальности не существующих цен-
тров рассеяния на радиоизображении. В-четвертых, такие фак-
торы как переотражения, искажающие и оптическое изображе-
ние, по-другому проявляются на радиоизображении.
Продемонстрируем указанные различия на примерах радио-
изображений простейших объектов, одним из которых является
сфера (рис. 7.10я). Так как ЭПР сферы не зависит от угла облу-
чения, то для нее достигается предельное разрешение по углу.
Однако, как и на дальностном портрете, из-за частотной диспер-
сии на радиоизображении наряду с основным отражением 1 при-
сутствует ползучая волна 2, радиоизображение которой, несмот-
ря на локальный характер, не привязанно к поверхности сферы и
не может быть интерпретировано отражением из указанного места.
183
Поперечная координата, м	Поперечная координата, м
Рис. 7.10. Радиоизображения простейших объектов:
а - сферы; б - цилиндра при нормальном облучении; в - цилиндра при наклонном
облучении; г - пластины при наклонном облучении
7-5 см. в тексте
Для цилиндра, расположенного горизонтально, радиоизображение
при облучении вблизи нормали к поверхности показано на
рис. 7.106. Поляризация падающей волны - вертикальная. В этом
случае объект представляется в виде линии 7, однако и здесь при-
сутствует дополнительное отражение 2, возникающее из-за пол-
зучей волны, огибающей цилиндр. При облучении цилиндра под
углами, далекими от нормали, вместо линии на радиоизображе-
нии появляются три пика, совпадающие с видимыми краями ци-
линдра (рис. 7.10в). Аналогичная картина получается и при изме-
рении плоскости под углами, далекими от нормали (рис. 7.10г,
горизонтальная поляризация), но пики 3,4,5 в этом случае связа-
ны с переотраженной волной, распространяющейся вдоль плос-
кости.
184
7.3.	ПОСТРОЕНИЕ РАСШИРЕННОГО РАДИОИЗОБРАЖЕНИЯ
Как видно, построение радиоизображений позволяет интер-
претировать диаграмму рассеяния объекта как сумму отражений
от рассеивающих центров, каждый из которых характеризуется
своими координатами и амплитудами. Причем для так называе-
мых рассеивающих центров первого порядка (это зеркальные от-
ражения рассеяния на ребрах и нерегулярностях поверхности) их
положение на объекте и на радиоизображении совпадают. Одна-
ко для рассеивающих центров высокого порядка (ползучих и по-
верхностных волн, переотражений) последнее утверждение в
общем случае неверно, и интерпретация таких центров на радио-
изображениях вызывает затруднения даже для относительно
простых объектов. Необходимо учитывать, что уменьшение ам-
плитуды отражений от рассеивающих центров первого порядка
путем использования поглощающих материалов, изменения фор-
мы поверхности и т.п. приводит к возрастанию относительного
вклада рассеивающих центров высокого порядка в суммарную
ЭПР, что делает важным их учет и интерпретацию при построе-
нии радиоизображения.
Определение механизма рассеяния рассеивающих центров
высокого порядка возможно при использовании расширенного
радиоизображения [8]. Для этого рассмотрим простейшую гео-
метрию задачи построения таких радиоизображений (рис. 7.11).
Приемная и передающая антенны находятся соответственно
в точках rt и гг Объект в процессе измерения поворачивается во-
круг оси на угол <р, а приемная антенна - на угол ф. При реализации
Рис. 7.11. Геометрия задачи измерения расширенного радиоизображения
185
классического метода построения радиоизображений - обратно-
го синтеза апертуры - угол гр не меняется и близок к нулю. В рас-
сматриваемом подходе, позволяющем идентифицировать рассеи-
вающие центры высокого порядка, угол гр во время измерений
изменяется в заданных пределах. В общем случае рассеивающие
центры первого и высокого порядков характеризуются двумя
участками на поверхности объекта - точкой “прикрепления”
волны гс и точкой “излучения” волны го.
Рис. 7.12. Рассеивающие центры высокого порядка
На рис. 7.12 показаны такие точки для центров высокого
порядка у сферы и плоскости. Для центров первого порядка гс и
го совпадают. Используя представление объекта в виде суммы
локальных рассеивателей, принятое поле U(k ср, гр) может быть
записано в виде:
С7(А:,ср,гр) =
np Г1
= CW i Т Л (^,Ф,1р)ехр(-Л I г, - rnc I - jk I rr - rno I -jkLnco) +
П = 1	£
+ |Д;(^,(р,гр)ехр(-Л I rt - rno I-jk I rr - rnc I-jkLnco)
(7.6)
где к - волновое число, Np - количество рассеивающих центров,
учитываемых в рассматриваемой модели (включая центры пер-
вого и высшего порядков). Дополнительный фазовый набег kLnco
является результатом прохождения волны между точками “при-
крепления” и “излучения” волны (оптическая длина Lnc^. Ампли-
туды рассеивающих центров Ап(к, ф, гр)/2 и А'п(к,ф,гр) / 2 соответст-
вуют сигналам, распространяющимся следующим образом:
rt rnc rno rrnrt~^ гпо гпс Гг соответственно. Координа-
ты точек “прикрепления” гпс и “излучения” гпо считаются неиз-
менными на поверхности объекта при его повороте на угол, тре-
буемый для построения радиоизображения. Для центров первого
порядка гпс = гпо, ДД,ф,ф) = ЛД£,ф,ф) и kLnco = 0.
186
Поперечная координата х, см
Рис. 7.15. Механизмы рассеяния на двух цилиндрах, полученные
с использованием расширенного радиоизображения
187
В случае обратного синтеза апертуры (угол гр = 0) мы ре-
шаем обратную задачу: как по измеренному полю U(k, ср) най-
ти распределение локальных центров рассеяния на поверхно-
сти объекта. Такое распределение описывается функцией F(x, z).
Легко показать, что в рассматриваемой модели координаты
хп и zn у максимумов функции Fix, z) для центров первого по-
рядка совпадают с положением самих центров рассеяния - хп =
= хпс = хпо nzn = znc = zno. Для центров высокого порядка макси-
мумы находятся в промежуточных точках - хп = (хпс + хпо)/2 и
zn = (znc + zno + Как будет показано ниже, решение обрат-
ной задачи для функции U(k, ср, гр) позволяет найти распреде-
ление F(x, z, х'), максимумы которого по координатам х и z сов-
падают с максимумами распределения Fix, z). По координате х'
мы можем наблюдать для центров рассеяния первого порядка
один максимум с координатой х' = хп, а для центров высокого
порядка - два максимума с коор динами х' = хпс их' = хпо. Таким
образом по расширенному радиоизображению можно найти
-25-20-15-10-5 0 5 10 15 20
Поперечная координата х’, см
-25-20-15-10-5 0 5 10 15 20
Поперечная координата см
Рис. 7.16. Механизмы рассеяния на
оживальном цилиндре, полученные
с использованием расширенного
радиоизображения
Поперечная координата х\ см
188
координаты точек “прикрепления” волны гс и точек “излуче-
ния” волны г0. В качестве иллюстрации к описанному подходу
можно рассмотреть простейшие объекты, для которых расши-
ренное радиоизображение позволяет разделить центры рассе-
яния первого и высшего порядков и получить координаты
точек “прикрепления” и “излучения” волны. Например, для
сферы амплитудное распределение
= max I F(x,x',z) I
практически совпадает с распределением, полученным обратным
синтезом апертуры (см. рис. 7.10я).
На рис. 7.13 (см. цветную вклейку) приведены эксперимен-
тальные данные радиоизображения, полученного для двух ци-
линдров диаметром 7 см, один из которых покрыт фторопластом
е
0,055-
0,050-
0,045-
Л 0,040-
£0,035-
§0,030-
§0,025-
*0,020-
£0,015-
0,010-
0,005-
0,055
0,050
0,045
я 0,040
5.0,035
| 0,030
s 0,025
3 0,020
О 0,015
0,010
0,005
Ж
-25-20-15-10-5 0 5 10 15 20
Поперечная координата х', см
--П-1---1--1--1-1--1--1--п1
-25-20-15-10-5 0 5 10 15 20
Поперечная координата х', см
Рис. 7.16 (окончание)
189
толщиной 5 мм (показаны соответственно одинарной и двойной
голубыми линиями). Путем анализа распределений F{xn. xf, zn)
центры рассеяния можно идентифицировать как зеркальные от-
ражения 7 (рис. 7.15/я), 2, многократное переотражение 3
(рис. 7.155), многократное переотражение ползучей волны 4
(рис. 7.15в) и ползучую волну 5 (рис. 7.15г).
Для изолированных центров рассеяния возможна также
оценка z' -координаты точек “прикрепления” и “излучения” что
показано на рис. 7.15 в виде вертикальных графиков, однако та-
кими оценками следует пользоваться с известной степенью осто-
рожности, учитывая в том числе и то, что разрешение по коорди-
нате z' невысокое. По координате х' разрешение может быть
найдено по формуле:
Лр=Лбин=7^(д^)’
где Аф - диапазон бистатических углов.
Рис. 7.14 (см. цветную вклейку) демонстрирует результаты
экспериментального исследования металического оживального
цилиндра с покрытой материалом задней половиной. Центры
рассеяния первого порядка являются результатом дифракции па-
дающей волны на передней кромке (центр 7), на стыке металл-
покрытие (центр 2) и на задней кромке (центр 5). Центры 4-7 яв-
ляются центрами рассеяния высокого порядка. Механизмы рас-
сеяния для них поясняются на рис. 7.16.
ЛИТЕРАТУРА
1.	DolpfCLA. A current distribution for broadside arrays which optimizes the relation-
ship between width and sidelobe level // Proc. IRE. 1946. Vol. 34. P. 335-341.
2.	Taylor T. Design of line-source antennas for narrow beam width and low sidelobes //
IRE Trans. Antennas Propagat. 1955. Vol. AP-3, N 1.
3.	Оппенгейм A.B., Шафер P.B. Цифровая обработка сигналов. М.: Связь, 1979.
4. Финкельштейн М.И. Основы радиолокации. М.: Радио и связь, 1983.
5.	Brown W.M. Introduction to synthetic aperture radar // IEEE Spectrum. 1969. Vol. 6,
N 5.
6.	Wehner D.R. High resolution radar. Boston: Artech House, 1987.
7.	Аплеталин B.H., Ваганов Р.Б., Зубов B.C., Казанцев Ю. Солосин В.С. Изме-
рение дифференциальных ЭПР. В Межведомственном научном сборнике
“Рассеяние электромагнитных волн”, Таганрог, 1991. С. 97-99
8.	Zubov A.S., Solosin V.S. Extended imaging technique for investigation of higher-order
diffraction centers // AMTA 24th Annual Meeteng and Symposium. Cleveland. 2002.
8.	ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИИ
8.1.	КЛАССИФИКАЦИЯ ПОГРЕШНОСТЕЙ ИЗМЕРЕНИЙ
Одной из основных задач при проектировании и эксплуатации
компактных полигонов для измерения характеристик рассеяния
объектов и параметров антенн является задача повышения точ-
ности измерений. Для оценки точности измерений требуется при-
нимать во внимание многочисленные источники погрешностей,
основными из которых являются:
-	аппаратурная погрешность измерения амплитуды и фазы
принятого сигнала;
-	неравномерность амплитуды и фазы поля в рабочей зоне
коллиматора;
-	наличие кросс-поляризационной компоненты поля в рабо-
чей зоне;
-	погрешность изготовления, аттестации и измерения эталон-
ных отражателей и антенн;
-	взаимодействие измеряемого объекта с поддерживающим
устройством;
-	погрешность позиционирования объекта или антенны;
-	погрешность установки частоты.
Для оценки погрешностей удобно ввести понятие векторного
помехового сигнала Апом, который добавляется к векторному по-
лезному сигналу Ао и искажает его амплитуду и фазу в процессе
измерений. Причем для удобства мы будем называть “помехо-
вым сигналом” любое отклонение реально принятого сигнала от
идеального вне зависимости от того, существует ли такой сигнал
физически или нет. По отношению амплитуд помехового и по-
лезного сигналов легко вычислить максимальную погрешность
измерений ДА [дБ], которая возникает в случае синфазного и
противофазного сложений помехового сигнала с полезным сиг-
налом и может быть найдена по формуле:
ДА[дБ] = 201ё
О — ^пом
(8.1)
о
191
10-
1-
0,1-
0,01-
1Е-3-
1E-4—
-100	-80	-60	-40	-20	0
'^пом! дБ
Рис. 8.1. Зависимость ошибки измерений от соотношения
амплитуд помехового и полезного сигналов
Например, как видно из рис. 8.1, если помехой сигнал на 20 дБ
меньше полезного сигнала, погрешность измерения примерно
равна ±0,9 дБ. Так как сложение помехового и полезного сигна-
лов обычно происходит до входных цепей приемника, то соотно-
шение (8.1) не зависит от типа используемого приемника. Необ-
ходимо отметить, что даже для таких источников погрешностей,
как неравномерность поля коллиматора или ошибки при позици-
онировании объекта, понятие “помехового сигнала” не лишено
физического смысла. В частности, неравномерность поля во мно-
гом связана с приходом в рабочую зону дополнительных отраже-
ний от краев зеркала, а эффект ошибки позиционирования при
измерении ЭПР проявляется на радиоизображении в виде лож-
ных локальных центров отражения. В дальнейшем, когда для
оценки точности измерений мы будем пользоваться моделирова-
нием измеренного сигнала А в присутствии (А2) и отсутствии (Ао)
источника погрешностей, то оценка амплитуды “помехового сиг-
нала” Апом будет проводиться по формуле:
I Апом1 = IА2 - Ао1.	(8.2)
Помеховый сигнал может быть аддитивным, т.е. не зависящим
от величины измеряемого сигнала Ао, мультипликативным, т.е.
пропорциональным амплитуде измеряемого сигнала Ао, и сме-
шанным. Как правило, смешанный помеховый сигнал зависит от
амплитуды максимального принимаемого сигнала (в случае
192
антенн) или максимального отраженного сигнала (в случае изме-
рения ЭПР), и при измерениях в направлениях, отличных от на-
правлений прихода максимального сигнала, такой помеховый
сигнал вносит существенную погрешность. В частности, абсо-
лютная точность измерения ЭПР пластины в направлениях, отлич-
ных от зеркального, зависит от ЭПР в зеркальном направлении.
Аналогично абсолютная погрешность измерения, связанная с не-
равномерностью поля коллиматора, для боковых лепестков
ДН антенн пропорциональна амплитуде принятого сигнала в
максимуме основного лепестка, хотя необходимо отметить, что
относительная ошибка измерений в этом случае остается неиз-
менной.
Одним из путей повышения точности измерений является ус-
реднение принятого сигнала. Векторное усреднение обычно про-
водится в приемнике измерительной системы путем многократ-
ного измерения на каждой частоте и в каждом ракурсе, т.е. там,
где сигнал от объекта считается постоянным в отличие от шумов
и некоторых типов помех. Векторное усреднение является наибо-
лее эффективным и в случае “белого” шума повышает соотно-
шение сигнал/шум на 101g(7V) дБ, где N - количество усреднений.
Примером шума, близкого к “белому”, являются собственные
шумы приемника ИС. Однако такое усреднение не может ком-
пенсировать помеховые сигналы, которые стабильны на каждой
из частот и в каждом ракурсе. Примером таких “помеховых” сиг-
налов является, например, неоднородность поля коллиматора.
Для их компенсации иногда используется амплитудное усредне-
ние, которое за счет потери информации о тонкой структуре от-
раженного сигнала позволяет повысить точность измерений.
При этом принимается во внимание то, что, например, при вра-
щении основные локальные центры отражения у объекта пере-
мещаются по рабочей зоне, и влияние неоднородности поля
усредняется. Необходимо отметить, что усреднять надо по интер-
валу, в котором содержится несколько существенных вариаций
помехового сигнала. Если известен средний уровень помехового
сигнала, то он может также быть скомпенсирован после проведе-
ния амплитудного усреднения.
Рассмотрим более подробно основные источники погрешно-
стей. В разделе 5 исследован вопрос погрешности измерения ам-
плитуды и фазы принятого сигнала при использовании различ-
ных измерительных систем (ИС). Как правило, имеется два вида
погрешностей, вносимых ИС. Первый вид погрешности - нели-
нейность приемной системы. Общая нелинейность связана как с не-
линейностью миксеров, так и с нелинейностью усилителей про-
13. Балабуха Н.П.
193
3,0
2,5-
2,0-
1,5-
1,0-
0,5-
0,0
ЭПР, дБм2
Рис. 8.2. Погрешность измерений ЭПР импульсной ИС,
установленной в типичном компактном полигоне
межуточной частоты в приемнике. Как правило, у современных
векторных анализаторов общая нелинейность составляет
0,1-0,2 дБ в диапазоне изменения входных сигналов 90 дБ и более
и не оказывает существенного влияния на общую точность изме-
рений за исключением измерений объектов с большими ЭПР.
Второй вид погрешности связан как с собственными шумами при-
емника, так и с неполной компенсацией таких сигналов, как проса-
чивание между облучателями, отражения от кромок рефлектора
непосредственно в приемный облучатель. Этот вид погрешности
является доминирующим для ИС, а “помеховый сигнал”, приписы-
ваемый ему, может быть классифицирован как аддитивный. Такой
сигнал не зависит от принимаемого сигнала, а просто прибавляется
к нему. Поэтому точность измерений, оцениваемая для такого вида
погрешности, зависит от ЭПР объекта в заданном ракурсе и легко
может быть найдена по формуле (8.1), используя такой параметр
ИС как шумовую ЭПР. Например, при измерении объекта с ЭПР,
превышающей шумовую на 30 дБ, точность измерений из-за аппа-
ратурной погрешности не превысит 0,3 дБ. Вопрос оценки шумо-
вой ЭПР, которая является важнейшим параметром для современ-
ных ИС, также подробно описан в разделе 5. На рис. 8.2 в качестве
примера приведен график погрешности измерений в зависимости
от ЭПР объекта в сантиметровом диапазоне для импульсной ИС,
установленной в компактном полигоне на базе коллиматора
194
МАК-5 и описанной в разделе 10. Как видно, для малых ЭПР доми-
нирующим источником погрешности является шумовая ЭПР, и
только при больших ЭПР (15-20 дБм2) начинает сказываться нели-
нейность приемника ИС. По приведенной зависимости можно оце-
нить динамический диапазон ИС.
При измерении антенн в компактных полигонах требования к
ИС существенно ниже, и при использовании современного изме-
рительного оборудования можно считать, что аппаратурная по-
грешность измерения амплитуды и фазы всегда много меньше
остальных погрешностей измерений.
8.2.	ВЛИЯНИЕ НЕРАВНОМЕРНОСТИ АМПЛИТУДЫ
И ФАЗЫ В РАБОЧЕЙ ЗОНЕ КОЛЛИМАТОРА
НА ТОЧНОСТЬ ИЗМЕРЕНИЙ
Неравномерность амплитуды и фазы в рабочей зоне колли-
матора является основным источником погрешностей при изме-
рении в компактных полигонах. Неравномерность определяется
в основном погрешностью при изготовлении, для сборно-щито-
вого коллиматора — при настройке поверхности рефлектора, а
также рассеянием на его краях. Отражения от боковых стен БЭК
тоже вносят свой вклад в неравномерность поля в рабочей зоне, но
они, как правило, незначительны, и только при измерении объек-
тов с малым уровнем заметности (имеющих ЭПР много меньше
площади поперечного сечения объекта) и антенн с малым уровнем
боковых лепестков эти отражения необходимо учитывать.
При известном амплитудно-фазовом распределении поля в
рабочей зоне наиболее строго может быть проведена оценка по-
грешности измерения апертурных антенн с известным амплитуд-
но-фазовым распределением поля излучения самой антенны на
ее апертуре [1,2]. Поэтому в этом разделе основное внимание бу-
дет уделено исследованию погрешностей при измерении антенн.
Такие оценки погрешности представляют и самостоятельный ин-
терес, так как компактные полигоны для измерений ЭПР обыч-
но используются также и для измерений антенн, а доминирую-
щим источником погрешностей при измерении антенн является
неравномерность поля коллиматора. Однако легко показать, что
оценка погрешности, выраженная в децибелах, при измерении
ЭПР для плоской пластины примерно равна удвоенной погреш-
ности измерения КУ синфазной антенны с равномерным распре-
делением поля на апертуре, а погрешность измерения боковых
лепестков плоской пластины примерно в 2 раза больше (в деци-
белах) погрешности измерения боковых лепестков аналогичной
13*
195
по размерам антенны. С учетом того, что апертурные антенны
проектируются в основном с синфазным распределением поля на
раскрыве и со спадающей к краям амплитудой, оценки погреш-
ностей, полученные с помощью численного моделирования для
такого класса антенн, могут быть обобщены на более широкий
класс апертурных антенн, имеющих близкий размер и близкий
уровень боковых лепестков.
Для антенн с плоским раскрывом, превышающим несколько
длин волн, принятый сигнал может быть рассчитан по формуле [2]:
А = Wff ^Ах^Сх + ^Ay^Cy^’	(8.3)
Sa
где ЕАх, ЕАу - распределение ко-поляризационных и кросс-поля-
ризационных компонент поля на апертуре антенны при ее рабо-
те в режиме передачи, а ЕСх и ЕСу - ко- и кросс-компоненты поля
коллиматора на раскрыве антенны. Интегрирование проводится
по раскрыву антенны.
Ниже приведены оценки погрешности измерений двух основ-
ных параметров антенн - коэффициента усиления и уровня боко-
вых лепестков, полученных с помощью численного моделирова-
ния диаграмм направленности по результатам измерения поля в
рабочей зоне коллиматора МАК-5.
На рис. 8.3 показана зависимость погрешности измерения ко-
эффициента усиления от формы и размера раскрыва антенны:
Рис. 8.3. Ошибка измерения коэффициента усиления в зависи-
мости от размера антенны и распределения поля на апертуре
1-3 - см. в тексте
196
кривая 1 соответствует квадратному раскрыву с равномерным
амплитудным распределением, кривая 2 - с косинусоидальным
распределением, кривая 3 - круглой апертуре с равномерным
распределением. Центр испытуемой и эталонной антенн совпа-
дал с центром рабочей области коллиматора. В качестве эталон-
ной антенны использовалась антенна, моделирующая антенну
П6-23А (размер прямоугольного раскрыва 26 х 35 см, распреде-
ление амплитуды поля по большему из указанных размеров - ко-
синусоидальное, по меньшему - равномерное). Как видно, мини-
мальная погрешность получается при размерах раскрыва испы-
туемой антенны, близких к размерам эталонной антенны. Чтобы
воспользоваться приведенными оценками, предполагается, что
при измерении ЭПР калибровка проводится с помощью пластины
с размерами, близкими к размерам апертуры антенны П6-23А.
Увеличение погрешности при меньших размерах раскрыва обу-
словлено неравномерностью поля коллиматора, которая усред-
няется антенной (и, соответственно, пластиной при измерении
ЭПР) тем слабее, чем меньше размер раскрыва. Рост погрешно-
сти при увеличении размера раскрыва связан в основном со спа-
дом амплитуды поля коллиматора к краям рабочей зоны в соот-
ветствии с диаграммой направленности облучателя. Расчет по-
грешности по результатам измерения поля коллиматора в диапа-
зоне частот от 2 до 12 ГГц показал, что погрешность измерения
коэффициента усиления из-за неравномерности поля коллимато-
ра не превышает 0,5 дБ для антенн с размерами раскрыва более
3 длин волн при условии, что центр раскрыва испытуемой антен-
ны располагается в центре рабочей зоны. Соответственно, для
ЭПР погрешность измерения в максимуме главного лепестка
диаграммы рассеяния плоской пластины не будет превышать
1 дБ при совмещении центра пластины с центром рабочей зоны.
Погрешность заметно возрастает, если центр испытуемой ан-
тенны смещен относительно центра рабочей области. Например,
при поперечном смещении на 0,2 м для антенны диаметром 0,5 м
погрешность составляет около 0,7 дБ, в то время как в отсутст-
вие смещения она равна 0,2 дБ. Следовательно, необходимо уста-
навливать эталонную антенну так, чтобы ее центр совпадал с
центром раскрыва испытуемой антенны.
При измерении коэффициента усиления можно пренебречь
погрешностью, связанной с наличием кросс-поляризационной
компоненты поля в рабочей зоне коллиматора. Расчеты показы-
вают, что при совмещении центра антенны с центром рабочей зо-
ны коллиматора эта погрешность не превышает 0,02 дБ для всех
рассмотренных размеров раскрыва и амплитудных распределе-
197
2,4-
Диаметр антенны, м
Рис. 8.14. Ошибка измерения уровня первого лепестка в зависи-
мости от размера антенны и распределения поля на апертуре
1-3 - см. в тексте
ний при максимальном уровне кросс-поляризации антенны мень-
шем чем -20 дБ.
На рис. 8.4 показаны результаты расчета погрешности изме-
рений уровня 1-го бокового лепестка антенны, вызванной нерав-
номерностью поля коллиматора. Уровень 1-го бокового лепест-
ка для прямоугольной апертуры с равномерным распределением
(кривая 1) равен -13 дБ, для прямоугольной с косинусоидальным
распределением (кривая 2) равен - 23 дБ, а для круглой апертуры
с косинусным распределением (кривая 3) —26 дБ. Погрешность
измерений уменьшается с увеличением размера апертуры до
1,2 м. Рост погрешности измерений при размерах апертуры боль-
ших 1,2 м связан в основном со спадом амплитуды поля коллима-
тора к краям рабочей зоны в соответствии с ДН облучателя.
Видно, что эта погрешность особенно сильно проявляется для
квадратных антенн с равномерным распределением поля в апер-
туре. Влиянием кросс-поляризационной компоненты поля колли-
матора на измерение уровня боковых лепестков для антенн с
уровнем кросс-поляризации, меньшим чем -20 дБ, можно прене-
бречь.
На практике, используя измеренные ДН и проведя предвари-
тельную оценку поля на раскрыве антенны, можно более точно
оценить погрешность в процессе измерений для конкретной ан-
тенны.
198
8.3.	ЧАСТНЫЕ ПОГРЕШНОСТИ ИЗМЕРЕНИЙ
На погрешность измерений также влияет точность изгото-
вления, аттестации и измерения эталонных отражателей и
антенн. Перед измерением ЭПР в компактном полигоне прово-
дится калибровка, которая позволяет связать мощность сигнала,
измеряемого приемником, с известной ЭПР эталонного отража-
теля. В дальнейшем ЭПР измеряемого объекта - принимается
равной ЭПР эталонного отражателя оэт и уменьшенной на разни-
цу мощностей принятых сигналов при калибровке Рэт и измере-
нии Р:
о[дБ] = оэт[дБ] + Р[дБ] - Рэт[дБ].	(8.4)
Как видно, погрешность, полученная при проведении калибров-
ки, автоматически добавляется (в децибелах) к общей погрешно-
сти измерений. Наиболее типичным эталонным отражателем,
используемым в компактных полигонах, является цилиндр. Он хо-
рошо отвечает требованиям, предъявляемым при выборе
эталонных отражателей. В частности такой отражатель должен:
а) минимизировать аппаратурную погрешность измерений (эта-
лонный объект должен иметь относительно большую ЭПР, что-
бы не сказывалось влияние шумовой ЭПР);
б)	уменьшить погрешность, вызванную взаимодействием с под-
держивающим устройством (обычно используют вертикально
стоящий цилиндр, имеющий незначительное рассеяние в ниж-
нюю полуплоскость);
в)	минимизировать погрешность позиционирования объекта (ци-
линдр берется небольшой высоты, причем его диаграмма рассея-
ния относительно широка в вертикальной плоскости).
Как правило, для калибровки выбирается цилиндр такого
размера, что для него с хорошей точностью (0,2-0,3 дБ) справед-
ливо высокочастотное приближение, либо цилиндр, для которо-
го ЭПР рассчитывается, используя численные методы с погреш-
ностью не хуже 0,2-0,3 дБ. На практике для используемых
эталонных цилиндров аппаратурные погрешности измерений и
погрешности, связанные со взаимодействием с опорой не превы-
шают 0,1-0,2 дБ. Как правило, при установке на опорно-поворот-
ное устройство цилиндр настраивают так, чтобы погрешность,
вызванная неточной юстировкой цилиндра (6.7) не превышала
0,1 дБ и практически не сказывалась на суммарную погрешность
измерений.
Возможно использование в качестве эталона сферы, для ко-
торой имеются точные аналитические данные о зависимости
199
ЭПР от частоты. Так как сфера имеет широкую диаграмму рас-
сеяния, для нее необходимо обеспечить специальную опору, не
переотражающую в приемник рассеянный сферой сигнал.
Использование в качестве эталона трехгранного уголкового
отражателя нежелательно, так как его расчет проводится с мень-
шей точностью, а при использовании данного отражателя в ком-
пактных полигонах с разнесенными приемным и передающим
облучателями его ЭПР может существенно отличаться от рас-
считанной или измеренной при моностатическом облучении.
При измерении коэффициента усиления антенн для калиб-
ровки обычно используются эталонные антенны в виде пирами-
дального рупора. Такие рупоры хорошо рассчитываются, не
очень критичны к точности изготовления, а их калибровочные
кривые, как правило, имеют погрешность не хуже 0,2 дБ-0,3 дБ.
Однако такие рупоры работают в волноводном диапазоне, и при
калибровке измерительного комплекса в широком диапазоне ча-
стот требуется набор рупоров. Очень удобными при работе явля-
ются широкополосные рупорные антенны с использованием
конькового или аналогичного перехода, в частности, антенны ти-
па П6-23А или Satimo SH2000. Однако они имеют меньшую точ-
ность калибровочной кривой, большой коэффициент стоячей
волны (КСВ), а также они более критичны к качеству изготовле-
ния.
Дополнительную погрешность при измерении коэффициента
усиления вносит рассогласование эталонной и измеряемой ан-
тенн с приемным трактом. Для уменьшения рассогласования ме-
жду ними обычно ставится аттенюатор, величина затухания
£атт[дБ] которого определяется максимальной допустимой по-
грешностью измерений и зависит от величин коэффициентов от-
ражения от антенны /?ант[дБ] и от входных цепей приемника
Ямикс[дБ]. Погрешность измерения может быть найдена из графи-
ка (8.1), где
= Л,нт[дБ] + /?микс [ дБ] - 2Латт[дБ].	(8.5)
Ао
Например, при использовании эталонной антенны П6-23А с
/?ант[дБ] = -12 дБ, что соответствует КСВ, равному 1,5, и миксера
с /?микс[дБ] = -10 дБ, для обеспечения погрешности не более
0,1 дБ, требуются аттенюатор с затуханием около 10 дБ.
Взаимодействие объекта с поддерживающим устройством
является одним из основных источников погрешности при изме-
рении ЭПР. Более подробно этот вопрос, с точки зрения выбора
200
поворотного устройства, затронут в разделе 4. Отметим только,
что погрешность, вносимая этим взаимодействием, наиболее
сильно зависит от измеряемого объекта, и при неправильном вы-
боре ОПУ и способа крепления объекта к нему ошибка измере-
ний даже может превышать измеряемый сигнал. Аналогично во-
прос взаимодействия с поворотным устройством требует особого
внимания при измерении диаграммы направленности антенны в
области задних лепестков и при работе со слабонаправленными
антеннами.
Погрешность позиционирования объекта, определяемая ми-
нимальным шагом по углу фшаг и погрешностью отсчета угла 8ф,
влияет на точность измерения амплитуды отраженного сигнала,
а также может привести к появлению ложных локальных цент-
ров рассеяния на радиоизображении.
Необходимо отметить, что в современных измерительных си-
стемах сигнал от датчика угла, установленного на поворотном
устройстве, является сигналом синхронизации для ИС. Поэтому
свойства датчика и скорость работы ИС определяют минималь-
ный шаг по углу фшаг у измеренного сигнала, в том числе и при не-
прерывном вращении.
При измерении узконаправленных диаграмм рассеяния (ДР)
минимальный шаг по углу определяет точность измерения амп-
литуды сигнала в ее максимуме ДАПИК и в максимумах боковых ле-
пестков ДАЛ. Наиболее острую ДР имеет прямоугольная пласти-
на, для которой легко получить следующие формулы для оценки
максимальной погрешности измерений:
Б]	(8.6)
^ик I 910Х	)
ААл[дБ] = Г(ршаг[у^Л-МИН]£^ .	(8.7)
где L - либо ширина пластины (при азимутальном вращении), ли-
бо ее высота (при вращении по углу места). Например, при шаге
в 1 угловую минуту, длине волны X =0,8 см и L = 1,8 м получим
ДАпик[дБ] = 0,06 дБ, ДАл[дБ] =0,2 дБ. В реальных объектах зача-
стую сильные источники отражений располагаются на краях
объекта. В этом случае оценка погрешности совпадает с более
жесткой оценкой, рассчитанной по формуле (8.7), и именно она
должна использоваться при проектировании поворотных уст-
ройств для компактных полигонов. Несмотря на то, что после
измерения диаграммы рассеяния с грубым шагом в одной из пло-
скостей (азимутальной или угломестной) возможно использова-
201
ние интерполяции для получения амплитуды сигнала в промежу-
точных точках, по другой оси объект устанавливается в заданное
положение с погрешностью, равной минимальному шагу. В этом
случае ошибка амплитуды измеряемого сигнала, связанная с дис-
кретностью позиционирования по этой координате, не может
быть устранена путем интерполяции при одиночном сканирова-
нии.
В дополнение к ошибке, связанной с дискретизацией, возни-
кает ошибка, обусловленная погрешностью отсчета угла Sep. Эта
погрешность зависит как от датчика угла, так и от способа его ус-
тановки на поворотное устройство. Как правило, погрешность
отсчета угла может быть условно разделена на медленно меняю-
щуюся часть бсрмедл и быстро меняющуюся часть 5фбыстр. Медлен-
но меняющаяся часть влияет только на точность определения по-
ложения максимумов и минимумов диаграммы рассеяния и она не
столь существенна при проведении измерений. Быстро меняю-
щаяся часть сильно влияет на качество радиоизображения и
должна быть рассмотрена отдельно.
Для рассмотрения влияния погрешности установки угла Sep, а
в последующем и влияния погрешности установки частоты S/на
качество радиоизображения, рассмотрим один локальный центр
рассеяния с поперечной координатой х, продольной координатой
z и с единичной амплитудой. В приближении малого угла комп-
лексную амплитуду принятого сигнала можно записать в виде:
С7(х, z)« е-2Л^^)(^(Ф+8ф)^/о) 9	(8 8)
где к - 2nflc, Ьк =	ср - соответственно частота и угол, на
котором необходимо провести измерение, а /0 - расстояние, при-
близительно равное длине пути излучаемого сигнала при его рас-
пространении от облучателей до центра объекта. Для малых Ьк,
5ср можно записать:
U(x, z) « С70(х, z)( 1-2/76£ - 2#хбф),	(8.9)
где / = z +фх + /0, а С70 - принятый сигнал от локального центра
при отсутствии погрешностей установки угла и частоты, равный
U0(x,	(8ЛО)
Рассмотрим влияние различных видов угловой погрешности
на радиоизображение (принимая при этом Ьк = 0). Наихудший
случай имеет место, когда погрешность периодическая и близка
к синусоидальной. Тогда
= бфмакс^пСафХ	(8.11)
202
где 8фмакс обозначает максимальную ошибку установки угла и яв-
ляется постоянной величиной, а - константа, определяющая час-
тоту изменений. Подставляя эту погрешность в (8.9), получим:
U(x, z) = [70(x, z)-tt8<pMaKCt/0 x-^-,z +
\ 2k )
+ ^3(pMaKCf70p + ^,zl	(8.12)
\ 2k )
Как видно, один локальный центр рассеяния превращается в три
центра, два из которых ложные и имеют амплитуду в Аф - Ьс8фмакс
раз меньше основного. Принимая во внимания ранее введенную
величину L, получим, что хмакс - L/2 и, следовательно,
( tlL	А
Др [дБ] = 201g — 8фмакс[угл. мин] .
\OU/l	7
(8.13)
Для получения высококачественного радиоизображения уровень
помеховых отражений должен быть сравним с уровнем боковых
лепестков и быть не более -30 —40 дБ. Например, для частоты
37,5 ГГц (X = 0,008 м), L - 1,8 м и Аф[дБ] = -40 дБ получим, что
ошибка позиционирования 8фмакс не должна превышать 0,1 угло-
вой минуты. Как видно, за интервал углов, необходимый для по-
строения радиоизображения в таком случае, 8ф должно иметь
как минимум 1-2 колебания, что и отличает введенную ранее бы-
стро меняющуюся компоненту погрешности измерений от мед-
ленно меняющейся.
Если погрешность установки угла имеет псевдослучайный
характер с максимальным значением 8фмакс, то амплитуда поме-
ховых локальных центров будет существенно ниже. В самом бла-
гоприятном случае, когда 8ф имеет вид “белого” шума, средне-
квадратичная амплитуда помеховых центров равна:
A(p[gB] = 201g
nL
§Фмакс[УГЛ- МИН] >
(8.14)
где Nq - количество измерений по данному углу, использующих-
ся при построении радиоизображения. При прочих равных пара-
метрах максимальная амплитуда помеховых центров рассеяния
будет меньше, чем дает консервативная оценка (8.13).
В соответствии с этими оценками видно, что при проектиро-
вании поворотных устройств необходимо избегать периодиче-
ской погрешности установки угла. Такая погрешность свойствен-
203
на редукторам. Поэтому в поворотных устройствах датчик угла
обычно размещается не на редукторе, а на валу, совпадающем с
осью вращения. В этом случае погрешность установки угла опре-
деляется в основном свойствами датчика.
Аналогичный подход применяется и для рассмотрения влия-
ния погрешности установки частоты на качество радиоизображе-
ния. Для наихудшей синусоидальной помехи мы можем записать:
5/=8/MaKCsin(₽/)	(8.15)
где 8/макс обозначает максимальную ошибку установки частоты и
является постоянной величиной, а Р - период повторения. Под-
ставляя эту погрешность в (9.4), получим:
т т/	\ т т /	\	г т f
U(x, z)~UQ(x, z)-... —----Uq x, Z-— +
с V	4 л)
8/макс 2л/	(	(Зс	/о 1
+ ^макс---2 + Г_ I	(8.16)
с	V	4л)
Как видно, и здесь один локальный центр рассеяния превращает-
ся в три центра, два из которых ложные и имеют амплитуду
меньше основного в Af раз. Выражение для амплитуд ложных
центров имеет вид:
AJnE] = 20lgf-2TC-^cl	(8.17)
\ с )
Например, для / = Ю м и АДдБ] = -40 дБ получим, что 8/макс =
- 47 • Ю6 Гц и, следовательно, для частоты 40 ГГц (X = 0,75 см) от-
носительная ошибка установки частоты 8f/f должна быть не бо-
лее 10-6. Для псевдошумового характера погрешности установки
частоты среднеквадратичная амплитуда помеховых центров бу-
дет равна:
где Nf- количество измерений по частоте.
Современные синтезаторы частот в настоящее время обеспе-
чивают относительную стабильность частоты до КН0, и при ис-
пользовании современной аппаратуры влияние погрешности
установки частоты на точность измерения пренебрежимо мало.
204
8.4.	ОЦЕНКА СУММАРНОЙ ПОГРЕШНОСТИ
Для оценки суммарной погрешности измерений обычно исполь-
зуется предположение о том, что частные погрешности измере-
ний Апом/ имеют псевдослучайный характер и независимы друг от
друга. В этом случае для оценки погрешности используется сред-
неквадратичное суммирование частных погрешностей.
А.ом=^рпоМ,-	(8.19)
где Апомг - рассмотренные выше частные “помеховые” сигналы.
Для малых частных погрешностей измерений ДА,-, найденных по
формуле (8.1), при ДА,- [дБ] < 1 дБ суммарная погрешность при-
близительно равна
ДА[дБ] - ^^ДД2[дБ].	(8.20)
Как правило, легко устранимые погрешности измерений стара-
ются делать меньше 0,1 дБ, тогда их вклад в суммарную погреш-
ность является пренебрежимо малым. На практике суммарная
погрешность без учета влияния неравномерности поля и взаимо-
действия с опорой обычно не превышает 0,5 дБ, а с учетом этих
факторов сильно зависит от типа, формы и размеров измеряемо-
го объекта.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Методы измерений параметров излучающих систем в ближней зоне / Под
ред. Бахраха. М.: Наука, 1985.
2.	Балабуха Н.П., Зубов А.С., Курочкин А.П., Солосин В.С. Погрешности из-
мерения параметров антенны в поле неплоской волны при наличии кросспо-
ляризационной компоненты // Антенны. 2001. N 2.
3.	Chia T.-T., Balabukha N., Gan Y.-B. et al. A compact range for RCS and antenna
Measurements: System description // AMTA Symp. Proc. 2000. P. 419-423.
4.	Balabukha N., Chia T.-T., Solosin V., Zubov A. A compact range for RCS and anten-
na measurements: Test results // AMTA Symp. Proc. 2001. P. 383-386.
9.	МАСШТАБНОЕ ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКОЕ
МОДЕЛИРОВАНИЕ
9.1.	ОБЩИЕ ПОЛОЖЕНИЯ
Масштабное электродинамическое моделирование представ-
ляет большой интерес при проведении исследований рассеиваю-
щих свойств объектов и излучения антенн, так как позволяет
существенно сократить затраты, связанные с измерениями. Во-
первых, при электродинамическом моделировании сокращается
стоимость моделей относительно полноразмерных исследуемых
объектов. Во-вторых, уменьшается необходимое расстояние R от
передающей антенны измерительной установки до исследуемого
объекта для получения квазиплоской волны. Это расстояние
должно удовлетворять условию:
т2
R>2 — ,	(9.1)
X,
где L - наибольший поперечный размер исследуемого объекта.
Если выразить R в длинах волны, т.е. ввести L = —, то
X
Rz>2kL2.	(9 2)
Как видно, при L = const необходимое расстояние прямо пропор-
ционально длине волны и уменьшается при моделировании во
столько раз, во сколько укорачивается длина волны. Поэтому ес-
ли проводятся измерения моделей, в к раз меньших размером по
сравнению с исследуемым полноразмерным объектом, то на вол-
нах, во много раз более коротких, чем рабочая длина волны, уда-
ется уменьшить расстояние до измеряемой модели в к раз. При
этом для исследования характеристик рассеяния таких моделей
требуются измерительные установки, размеры рабочей зоны ко-
торых меньше тоже в к раз.
Как будет показано ниже, законы моделирования очень про-
сты, когда моделируемые объекты изготовлены из материалов с
высокой проводимостью (металлов). Два таких объекта одинако-
вой формы и одинаковых электрических размеров (измеренных
в длинах волн) имеют одинаковые диаграммы ЭПР, пронормиро-
ванные к квадрату длины волны. То есть нормированные ЭПР
206
металлических объектов, имеющих одинаковые размеры в дли-
нах волн, совпадают на соответствующих частотах.
Теоретическое рассмотрение показывает [1], что можно по-
строить модель, которая будет отображать не только конфигура-
цию поля вблизи образца в относительных единицах, но и абсо-
лютные уровни мощности. Однако создание такой модели ока-
зывается очень сложным, и в диапазоне СВЧ применяется только
относительное моделирование, при котором моделируется лишь
конфигурация поля.
Все намного сложнее при электродинамическом моделирова-
нии объектов, в состав которых входят диэлектрики и радиопо-
глощающие материалы. Поскольку свойства материалов изменя-
ются с частотой, почти невозможно найти два материала, магни-
тодиэлектрические свойства которых изменяются одинаково в
реальном и моделируемом диапазонах частот (например, от
1,0 до 2,0 ГГц и от 10,0 до 20,0 ГГц).
С другой стороны, физическая толщина и электродинамиче-
ские свойства поглотителя (характеристический импеданс и вол-
новое число), который будет использован на масштабной модели,
не так важны, как его эффективный коэффициент отражения в
моделируемом диапазоне частот. В данном случае применение ра-
диопоглощающего материала с эффективными отражающими
характеристиками, подобными аналогичным характеристикам
радиопоглощающего материала полноразмерного объекта (на-
пример, радиопоглощающие материалы с равными эффектив-
ными коэффициентами отражения при малой толщине материала
относительно длины волны), во многих случаях дает верные ре-
зультаты при электродинамическом моделировании.
Другой практической проблемой при масштабном электродина-
мическом моделировании является изготовление моделей с точным
воспроизведением всех деталей полноразмерного объекта. Это ча-
сто приводит к значительному удорожанию моделей, а в некоторых
случаях - к невозможности повторения некоторых деталей объекта
на модели. При этом очень сложно выработать критерии необходи-
мости и точности моделирования того или иного элемента полно-
размерного объекта. В данном случае весьма полезен опыт экспе-
риментатора при разработке конструкции измеряемых моделей, ко-
торый может подсказать необходимость и точность моделирования
тех или иных деталей полноразмерного объекта с точки зрения вли-
яния на его характеристики рассеяния. Таким образом, во многих
практически важных случаях будут иметься некоторые различия
между полноразмерным объектом и моделью, что приводет к по-
грешности при проведении измерений характеристик рассеяния.
207
9.2.	ЗАКОНЫ МАСШТАБНОГО ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКОГО
МОДЕЛИРОВАНИЯ
Возможность масштабного электродинамического моделиро-
вания основывается на линейности уравнений Максвелла, описыва-
ющих электромагнитные поля системы. Поэтому нелинейные сре-
ды, такие как плазма и ферромагнетики, из данного рассмотрения
исключены. Приводимые ниже законы электродинамического мо-
делирования действительны только для систем с линейными среда-
ми, параметры которых могут быть как однородными, так и неод-
нородными.
Чтобы получить требуемые законы рассмотрим две области
(рис. 9.1), в одной из которой находится полноразмерный объект
(область 7), а в другой (область 2) - его модель. Найдем условия от-
носительного электродинамического моделирования, т.е. условия,
при которых величины векторов электромагнитного поля в каж-
дой точке второй области (области модели) отличаются от этих ве-
личин в соответствующей точке первой области (полномасштабно-
го объекта) только постоянным численным множителем.
Для получения законов электродинамического моделирова-
ния запишем уравнения Максвелла для комплексных амплитуд
полей в области 7 и области 2 в виде [2]:
rotfDHj = (с^ - zcDjE^Ej,
rot^Ej = ZcDjPjHj,	(9.3)
rot<2)H2 = (o2 - ZCD2£2)E2,
rot<1>E2 = zcd2|i2H2,	(9-4)
где Eb E2, Hb H2 - векторы полей; 02, cDj, cd2, £и £2, щ и ц2 -
Рис. 9.1. Область полноразмерного объекта и область модели
при электродинамическом моделировании
208
электрические проводимости, круговые частоты, диэлектриче-
ская и магнитная проницаемости для областей 1 и 2.
Найдем условия, при которых поля и параметры сред в одной
области будут моделировать поля и параметры сред в другой об-
ласти. В этом случае поля и параметры сред в областях 7 и 2 свя-
заны между собой некоторыми безразмерными параметрами,
независящими от координат, следующим образом:
E2 = eEi; H2 = hH{9
£2 = vzx-9 ц2 = мц/,	(9.5)
о2 =	; (d2 = w(dx,
/2 = slx,
где /, h, v, и, g, w и s - безразмерные параметры; 1Х и /2 - размеры
(длины) в области 7 и 2 соответственно.
Приведенные выше семь безразмерных параметров по сути де-
ла являются масштабами полей и сред между областями 7 и 2. Пара-
метр s является масштабным коэффициентом длины между полно-
размерным исследуемым объектом и его моделью. В этом случае
можно сказать, что модель выполнена в масштабе 1: х по сравнению
с оригиналом. Как правило, параметр s всегда меньше 1, так как по
экономическим соображениям мы в большинстве случаев хотим
иметь модель в s раз меньшую, чем полноразмерный объект.
Подставляя соотношения (9.5) в выражения для уравнений
Максвелла (9.4), получим:
rot(1)Hj = — gs<5x -i(№x — wvs Еи
\h	h J
h	(9.6)
rot(1) Ej = ZcoJ|LL! — WUS Hj,
e
где учли, что rot(2) = -rot(1) за счет дифференцирования в выра-
жу
жении для rot по координатам.
Для того чтобы выражения (9.6) были эквивалентны выра-
жениям (9.3) должны выполняться следующие три соотношения:
h
sg = -,	(9.7)
е
h
swv = -,	(9.8)
е
swu = —.	(9.9)
h
14. Балабуха Н.П.
209
Полученные соотношения (9.7), (9.8), (9.9) являются основой
для электродинамического моделирования и должны удовлетво-
ряться во всем пространстве области 2, т.е. в материалах, из кото-
рых сделаны объекты, и в среде, в которой эти объекты находятся.
Рассмотрим, как должно быть проведено моделирование па-
раметров сред, в которых находятся полноразмерный объект и
его масштабная модель. В данном случае мы рассматриваем со-
отношения (9.7)-(9.9) в среде, где находится масштабная модель.
Заманчиво применить в качестве среды в области 2, в которой
находится модель, вместо воздуха диэлектрик с высокой диэлек-
трической проницаемостью, например воду, сироп или масло, ди-
электрическая проницаемость которых больше единицы. Одна-
ко в связи с тем, что в этом случае измерения электродинамиче-
ских характеристик модели с приемлемой точностью становятся
трудновыполнимыми, измерения на моделях проводятся в воздухе.
В дальнейшем будем считать, что измерения характеристик
рассеяния исследуемого полноразмерного объекта и его мас-
штабной модели проводятся в одной и той же среде, тогда соот-
ношения (9.7)-(9.9) записываются в виде:
sg = 1,
SW = 1,
(9.Ю)
(9.Н)
так как е - h, v = 1 и w = 1:
Найдем соотношение между ЭПР модели и ЭПР полнораз-
мерного объекта (образца). Величина ЭПР находится из выра-
жения:
о = lim 4л7?2
7?~»оо
Подставив в это выражение соотношения из (9.5) для областей 1
и 2, получим:
1к5г
а(1) = lim 4я/г2Ц-,
я,-.о°	|Е.|
1	7 еЕ1
а 2) = lim 4л?Я,2;-----k-.
R^° |eEj|
210
Отсюда следует:
0(2) = S2O(2\
(9.12)
Т.е. для получения значения ЭПР полноразмерного объекта на
длине волны Х2 необходимо величину ЭПР модели разделить на
s2, измеренную на длине волны Хл.
9.3.	ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКОЕ МОДЕЛИРОВАНИЕ
МАГНИТОДИЭЛЕКТРИЧЕСКИХ МАТЕРИАЛОВ
Рассмотрим электродинамическое моделирование магнито-
диэлектрических материалов, которое представляет интерес, на-
пример, при измерении диэлектрических обтекателей и радио-
прозрачных окон бортовых антенн, неметаллических конструк-
ций и радиопоглощающих материалов. Основной характеристи-
кой при моделировании таких однородных материалов может
служить волновое число к =	. В области модели волновое
число к2 можно записать следующим образом:
=со2л/е2Ц2-	(9-13)
Используя соотношение (9.5), получаем связь с волновым
числом ki для области полномасштабного объекта:
к2 = со0Л/£2И2 =	(9.14)
С учетом выражений (9.10) приходим к следующему соотно-
шению:
к
к2=^.	(9.15)
s
Заметим, что в общем случае комплексное волновое число
описывает затухание и изменение фазы волны, распространяю-
щейся в среде с комплексными диэлектрической £ = г' - is" и маг-
нитной ц = р/ - проницаемостями. Когда среда, окружающая
модель и полноразмерный исследуемый объект, является возду-
хом (свободным пространством), мы должны использовать для
моделирования выражение:
w = -.	(9.16)
S
Таким образом мы имеем только одну возможность, когда
применяем уравнение (9.15) для проницаемости материалов на
14*
211
испытуемом объекте: мы должны выбрать при электродинами-
ческом моделировании материалы с таким же коэффициентом
преломления п = уг\х (пронормированным к ^£0|i0) как и на
полноразмерном объекте. Следовательно, соотношения (9.15) и
(9.16) требуют, чтобы электрические размеры (физический раз-
мер, умноженный на волновое число к) магнитодиэлектрических
материалов должны быть “промасштабированы” так же, как и их
физические размеры, т.е. должно выполняться условие:
л/й&=1.	(9.17)
Интересно отметить, что при электродинамическом моде-
лировании выбор диэлектрической £ и магнитной ц проницае-
мостей может быть произвольным, если удовлетворяется усло-
вие (9.17). Однако мы можем использовать дополнительные ус-
ловия для определения величин £ и ц, а именно тот факт, что
эффективный коэффициент отражения неметаллических час-
тей модели должен быть таким же, как и на полномасштабном
объекте. Поскольку коэффициент отражения связан с величи-
ной импеданса Z материала, можем записать следующее соотно-
шение:
z К	(9.18)
£2 vsl у V
Так как отражение электромагнитной волны от материала зави-
сит от его импеданса, мы должны потребовать:
Z2 = Zx
в случае одинакового отражения от материала полноразмерного
объекта и материала модели. Следовательно и = v. С учетом со-
отношения (9.17) получаем, что и = v = 1. Такой же вывод был
сделан в подразделе 9.2. Таким образом, при электродинамиче-
ском моделировании магнитодиэлектрических материалов суще-
ствует только единственная возможность: диэлектрическая и
магнитная проницаемости материала модели должны быть рав-
ными соответствующим проницаемостям материала полнораз-
мерного объекта в исследуемом диапазоне частот. Это чрезвы-
чайно сложная задача, так как очень трудно найти два материа-
ла, обладающих одинаковыми диэлектрическими и магнитными
проницаемостями в различных частотных диапазонах. Особенно
этого сложно достичь для радиопоглощающих материалов, у ко-
торых диэлектрическая и магнитная проницаемости могут силь-
но изменяться с частотой.
212
9.4.	СПОСОБЫ ПРИБЛИЖЕННОГО
ЭЛЕКТРОДИНАМИЧЕСКОГО МОДЕЛИРОВАНИЯ
В связи с большими трудностями электродинамического мо-
делирования магнитодиэлектрических материалов на практике
часто используют подходы, позволяющие сделать это прибли-
женно, основываясь на физике процессов. Так, в качестве радио-
поглощающего материала на модели можно использовать погло-
титель, обладающий таким же эффективным коэффициентом
отражения, как и радиопоглощающий материал на полномас-
штабном исследуемом объекте, даже если физические размеры,
например, толщина материала такого радиопоглощающего ма-
териала, не смоделированы должным образом в соответствии с
законами электродинамического моделирования. Пусть необхо-
димо провести электродинамическое моделирование характери-
стик рассеяния объекта на модели масштаба 1 : 10. При этом на
полноразмерном объекте используется радиопоглощающий ма-
териал с коэффициентом отражения -20 дБ на частоте 1 ГГц. То-
гда мы можем на модели использовать поглотители, коэффици-
ент отражения которых также равен -20 дБ на частоте 10 ГГц,
даже если этот радиопоглощающий материал изготовлен из дру-
гих компонентов и имеет толщину, не соответствующую исход-
ному материалу с учетом требований электродинамического мо-
делирования. С другой стороны, исследование и измерение точ-
ных характеристик самих радиопоглощающих материалов требу-
ет проведения соответствующих измерений только в полномас-
штабном диапазоне частот и на реальных радиопоглощающих
материалах.
Электродинамическое моделирование характеристик рассея-
ния исследуемых объектов применяется для того, чтобы умень-
шить размеры измеряемых моделей объектов и тем самым
уменьшить до приемлемых размеры измерительных комплексов,
а следовательно, и стоимость проводимых исследований. С дру-
гой стороны, часто возникает задача измерения характеристик
рассеяния отдельного элемента конструкции исследуемого объе-
кта, определения вклада этого элемента конструкции в общую
ЭПР объекта. Зачастую относительные размеры таких элемен-
тов конструкции меньше размеров исследуемого объекта.
Задача измерения характеристик рассеяния таких элементов
конструкции может быть упрощена. Для примера в виде такого
элемента конструкции рассмотрим антенну, установленную на
борту летательного аппарата. Схематически этот случай пред-
ставлен на рис. 9.2, где изображен фрагмент летательного аппа-
213
Фрагмент
летательного аппарата
Антенна Узль1 крепления
z
Металлическая Металлический
полусфера .цилиндр Металлический
РПМч^А—X—-----—----.конус
Антенна"
злыХрепления
Сектор углов Металлический Диэлектрический
визирования -------
Диэлектрический
>,	« обтекатель
Металлический
корпус
корпус
обтекатель
z
Рис. 9.2. Приближенное электродинамическое моделирование антенны
на борту летательного аппарата
рата, внутри которого в специальном отсеке установлено антен-
ное устройство, закрытое радиопрозрачным обтекателем. Ради-
опрозрачный обтекатель прикреплен к металлическому корпусу
летательного аппарата при помощи кронштейнов. Измерение ха-
рактеристик рассеяния описанного выше элемента конструкции
необходимо провести в секторе углов визирования, изображен-
ном на рис. 9.2. При подготовке к измерениям необходимо
учесть, что в данном случае отраженный сигнал будет создавать-
ся следующими центрами рассеяния:
-	непосредственно антенным устройством,
-	узлами крепления радиопрозрачного обтекателя к корпусу
ЛА,
-	диэлектрическим обтекателем (его неоднородностями),
-	полостью, образованной стенками отсека, где установлено
антенное устройство.
При этом на характеристики рассеяния элементов конструк-
ции, расположенных за обтекателем, будет влиять радиопро-
зрачный обтекатель. Измерение характеристик рассеяния можно
провести, используя полноразмерный ЛА. Необходимые харак-
теристики можно получить, если измерить диаграмму рассеяния
полноразмерного ЛА и диаграмму рассеяния того же ЛА с метал-
лизированной поверхностью радиопрозрачного обтекателя (ме-
таллизацию можно осуществить, заклеив радиопрозрачный об-
текатель фольгой), а затем вычесть один результат из другого.
При этом мы должны проводить измерения полномасштабного
объекта, длина которого в десятки раз превышает размеры инте-
ресующего нас элемента конструкции.
С другой стороны, задачу можно решить, проводя измерения
специально изготовленной для этого модели. Для этого создает-
214
ся модель, которая включает в себя интересующий нас элемент
конструкции исследуемого объекта и моделирует часть реально-
го объекта в месте установки антенного отсека. Если созданная
модель за исключением исследуемого антенного отсека имеет
незначительную величину собственного рассеяния по сравнению
с самим антенным отсеком (например, на порядок или меньше) в
интересующих нас секторах обзора, тогда измерение характери-
стик рассеяния такой конструкции дает нам с достаточной точно-
стью величину рассеяния волны антенным отсеком. При этом
созданная модель имеет существенно меньшие размеры, чем ре-
альный исследуемый объект. Схематически вид такой модели
изображен на рис. 9.2. Данная модель представляет собой метал-
лический цилиндр, имитирующий корпус летательного аппарата,
внутри которого установлен отсек с реальными антенным уст-
ройством и радиопрозрачным обтекателем. Узлы крепления ра-
диопрозрачного обтекателя к корпусу модели имитируют в пол-
ном объеме соответствующие узлы реального объекта. Носовая
часть модели выполняется в виде металлического конуса, по-
верхность которого у основания плавно переходит в поверхность
цилиндра. Хвостовая часть модели выполняется в виде металли-
ческой полусферы, которая плавно сопряжена с цилиндрической
поверхностью. На поверхности полусферы нанесено радиопогло-
щающее покрытие для уменьшения влияния на результаты изме-
рений поверхностных волн, бегущих по поверхности полусферы.
Выбор формы модели, в которую встраивается исследуемый отсек
с реальными антенным устройством и радиопрозрачным обтека-
телем, обусловлен тем, что данная форма имеет минимальную
величину отраженного от ее поверхности сигнала (по сравнению
с сигналом, отраженным от исследуемого отсека) в заданном
секторе углов визирования.
ЛИТЕРАТУРА
1. Майзелъс Е.Н., Торгованов В.А. Измерение характеристик рассеяния радио-
локационных целей. М.: Сов. радио, 1972.
2. Knott E.F. et al. Radar cross section measurement. 2nd ed. Boston: Artech House,
1993.
10. ПРАКТИЧЕСКАЯ РЕАЛИЗАЦИЯ КОМПАКТНОГО
ПОЛИГОНА ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
РАССЕЯНИЯ ОБЪЕКТОВ И ПАРАМЕТРОВ АНТЕНН
В этом разделе приведено описание компактного полигона
для измерения характеристик рассеяния объектов и параметров
антенн в диапазоне частот 1,0...40,0 ГГц. Компактный полигон
был разработан Институтом теоретической и прикладной элект-
родинамики РАН в 1998 г. и введен в строй в 2000 г.
10.1.	СОСТАВ КОМПАКТНОГО ПОЛИГОНА
Компактный полигон включает в себя следующие четыре по-
мещения (рис. 10.1):
-	безэховую камеру 1;
-	комнату операторов 2;
-	зал для подготовки исследуемых объектов 3;
-	комнату дополнительного измерительного оборудования 4.
Измерительная система компактного полигона размещается
в безэховой камере (БЭК) и комнате операторов. На рис. 10.2 по-
казан вид внутри БЭК.
Зал подготовки предназначен для разгрузки, погрузки, распа-
ковки и хранения исследуемых объектов. Он оборудован кран-
балкой, перемещающейся в двух направлениях и способной под-
нимать грузы до 3000 кг. В зале подготовки исследуемые объекты
готовят к измерениям, а также при необходимости устанавлива-
ют их на опорно-поворотные устройства. Сканер и опорно-пово-
ротные устройства, когда их не используют при измерениях, хра-
нят в зале подготовки.
В комнате операторов располагается оборудование, позволя-
ющее управлять измерительной системой компактного полиго-
на, системами управления ОПУ и сканера с помощью компьюте-
ра, а также обрабатывать и хранить результаты измерений.
Комната дополнительного измерительного оборудования ис-
пользуется для хранения эталонных объектов и эталонных ан-
тенн, а также облучателей коллиматора для различных диапазо-
нов волн и конфигураций. Более подробная информация об
эталонных рассеивателях, эталонных антеннах и облучателях
дана в соответствующих разделах.
216
8. ОПУ для измерения
параметров антенны
5. Рельсовая система
3. Зал подготовки
6. Скане
7. БЭК
4. Комната
дополнительного
оборудования
IIIIIIIINIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIHIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIIHIHIIIillllllllllllllllllllllllllllllillllilllllii
7. ОПУ для измерения
характеристик рассеяния
11. Приямок Ц/к
У14. РПМ «Тростник»
2. Комната
операторов

10. Система
облучателей
9. Коллиматор
Рис. 10.1. Компактный полигон
217
10.2.	БЕЗЭХОВАЯ КАМЕРА
Безэховая камера представляет собой помещение 9 м шириной,
18 м длиной и 7 м высотой. Освещаемая коллиматором задняя сте-
на БЭК имеет V-образную форму в виде вертикально расположен-
ного клина с полным углом при вершине 139° (рис. 10.1) [1].
Стены, пол и потолок безэховой камеры покрыты радиопо-
глощающим материалом “Тростник” (74), подробно описанным в
разделе 3.
Толщина РПМ “Тростник” на стене БЭК, освещаемой колли-
матором, составляет 1000 мм, на боковых стенах и потолке -
600 мм, на полу - 500 мм.
Внутри БЭК оборудование измерительной системы (коллима-
тор 9, опорно-поворотные устройства 7,8 и сканер 6) установлено
на единый фундамент, обеспечивающий стабильное положение
оборудования относительно друг друга. Для транспортировки
опорно-поворотных устройств и сканера в рабочую зону БЭК из
зала подготовки и обратно предусмотрена система 5 из двух рель-
совых путей. Рельсы установлены внутри колеи, глубина которой
обеспечивает положение верхней поверхности рельсов на уровне
пола БЭК. На потолке БЭК установлен подъемник 13, позволяю-
щий перемещать исследуемые объекты от ворот к месту их уста-
новки на опорно-поворотные устройства непосредственно в БЭК.
Его грузоподъемность составляет 1000 кг. Подъемник находится
на потолке БЭК в нише, закрытой радиопоглощающим материа-
лом. В районе фокуса коллиматора в полу БЭК имеется приямок
77 - заглубленное помещение для установки микроволнового из-
мерительного оборудования 12 компактного полигона в непосред-
ственной близости от системы облучателей коллиматора 10, Об-
лучатели коллиматора расположены над приямком так, чтобы
длина кабелей, идущих к облучателям, была минимальна. Вокруг
облучателей установлено укрытие, изготовленное из РПМ. Назна-
чение укрытия - ослабить уровень излучения облучателей в сто-
рону рабочей зоны компактного полигона с целью уменьшения
неравномерности электромагнитного поля в рабочей зоне БЭК.
10.3.	ИЗМЕРИТЕЛЬНАЯ СИСТЕМА
КОМПАКТНОГО ПОЛИГОНА
Измерение характеристик рассеяния объектов и параметров
антенн обеспечивает измерительная система компактного поли-
гона, размещенная в комнате операторов и безэховой камере [1].
Измерительная система включает в себя три подсистемы:
218
-	подсистему для измерения характеристик рассеяния объектов;
-	подсистему для измерения параметров антенн;
-	подсистему для измерения распределения электромагнит-
ных полей в рабочей зоне.
В состав измерительной системы компактного полигона вхо-
дит следующее оборудование (рис. 10.1 и рис. 10.2, см. цветную
вклейку):
-	коллиматор 9, состоящий из рефлектора, опоры и облуча-
телей;
-	микроволновой измерительной системы /2;
-	опорно-поворотного устройства для измерения характери-
стик рассеяния объектов 7;
-	опорно-поворотного устройства для измерения параметров
антенн 8;
-	сканера 6;
-	набора эталонных отражателей и антенн;
-	управляющего вычислительного комплекса с программным
обеспечением и методиками измерений.
Для всех подсистем компактного полигона безэховая камера,
коллиматор и управляющий вычислительный комплекс являются
общими элементами, которые не претерпевают изменений при пе-
реходе от одной подсистемы к другой. Другое оборудование, такое
как поворотные устройства и сканер, функционирует только в од-
ной из указанных подсистем. Микроволновая измерительная
система, облучатели коллиматора, программное обеспечение и
методики измерений претерпевают изменение конфигурации при
переходе от одной измерительной подсистемы к другой.
Микроволновая измерительная система обеспечивает фор-
мирование зондирующего СВЧ-сигнала, идущего к облучателям
коллиматора, а также преобразование принятого сигнала и изме-
рение его амплитуды и фазы [2]. Основные микроволновые при-
боры измерительной системы произведены фирмами Agilent
Technjlogies (бывшая Helwett-Packard) и Astrium GmbH. В разделе
5 приведено их описание и подробно рассмотрены вопросы функ-
ционирования микроволновой измерительной системы.
Микроволновая измерительная система описываемого ком-
пактного полигона предназначена для работы в трех основных
режимах, каждый из которых имеет свою конфигурацию изме-
рительной подсистемы:
-	измерение характеристик рассеяния (ЭПР, амплитуды и фа-
зы элементов поляризационной матрицы рассеяния);
-	измерение характеристик направленности и поляризацион-
ных параметров антенн;
219
Компьютер
обработки
Принтер
-» ~Ч
Рис. 10.3. Блок-схема измерительной системы компактного полигона
-	измерение распределения амплитуды и фазы полей в рабо-
чей зоне компактного полигона.
На рис. 10.3 показана блок-схема микроволновой измери-
тельной системы в режиме измерения характеристик рассеяния
объектов. Принципы работы измерительной системы в каждом
из режимов имеют много общего, и соответствующие блок-схе-
мы микроволновой измерительной системы для других режимов
отличаются только блоками выносных смесителей, конфигура-
цией облучателей и использованием того или иного опорно-по-
воротного устройства или сканера. Ниже приведено описание
основных принципов работы комплекса в режиме измерения
220
характеристик рассеяния объектов. В этом режиме микроволно-
вая измерительная система может работать в двух подрежимах:
непрерывного излучения с использованием программно-синтези-
рованного импульсного отклика в диапазоне частот 1,0-40,0 ГГц
и импульсного излучения в диапазоне частот 1,0-18,0 ГГц.
Основное отличие конфигурации системы для измерения ан-
тенн и распределения электромагнитных полей в рабочей зоне от
системы для измерения характеристик рассеяния объектов со-
стоит в ее приемной части, а именно в использовании приемных
модулей.
Работа микроволновой системы в режиме измерения харак-
теристик рассеяния объектов в подрежиме непрерывного излу-
чения осуществляется следующим образом. Измеряемый объект
размещается на поворотном устройстве. Поворотное устройство
осуществляет под управлением ЭВМ изменение положения объ-
екта в азимутальной и угломестной плоскостях.
Сигнал от генератора (синтезатора частоты) PNA поступает
на передающие блоки ТХ1 и ТХ2 и далее через усилитель мощ-
ности и быстродействующий ПИН-переключатель (в подрежиме
непрерывного излучения не работает) - на передающие облуча-
тели коллиматора. Передающие блоки ТХ1 и ТХ2 располагают-
ся в стойке SYSTEM2, которая установлена в приямке у облуча-
телей (рис. 10.1, поз. 11). Электромагнитная квазиплоская волна,
излучаемая коллиматором, падает на установленный на опорно-
поворотном устройстве объект, рассеивается им и, отразившись
от рефлектора коллиматора, попадает в приемные облучатели.
Затем через быстродействующий ПИН-переключатель (в дан-
ном подрежиме также не работает) сигнал поступает на блок вы-
носных смесителей EMR, далее - на приемные блоки RX1 и RX2.
После этого сигнал промежуточной частоты поступает на мик-
роволновый приемник PNA, который измеряет амплитуду и фазу
рассеянного сигнала. В импульсном подрежиме быстродействую-
щий ПИН-переключатель формирует в передающем облучателе
импульсные сигналы с очень короткой длительностью, которая
соответствует времени прохождения пути излученным сигналом,
длиной несколько превышающим размер рабочей зоны. В то же
время другой быстродействующий ПИН-переключатель откры-
вает приемник только на время прихода сигнала, отраженного от
рассеивающего объекта, расположенного в рабочей зоне БЭК.
Поэтому сигналы, рассеянные элементами измерительной систе-
мы (коллиматором, стенками БЭК, элементами, находящимися
вне рабочей зоны), а также сигнал, проходящий напрямую из пе-
редающего облучателя в приемный, не поступают на вход прием-
221
ника. Это позволяет существенно уменьшить уровень помеховых
сигналов и значительно повысить точность измерений.
Приемные блоки RX1, RX2 и гетеродин 83620В располагаются
в стойке SYSTEM3, которая также установлена в заглубленном
помещении у облучателей (рис. 10.1, поз. 11). Блок выносных
смесителей EMR и быстродействующие ПИН-переключатели ус-
тановлены непосредственно на узле крепления облучателей.
Блок управления HG2000 быстродействующими ПИН-переклю-
чателями располагается в комнате операторов.
Измерительная система может быть условно разделена на пе-
редающую и приемную части. Передающая часть состоит из об-
лучателя (облучателей) коллиматора, работающего в передаю-
щем режиме, быстродействующего ПИН-переключателя, гене-
ратора (синтезатора частоты) PNA и двух передающих блоков
ТХ1 и ТХ2. Приемная часть состоит из облучателя (облучателей)
коллиматора, работающих в приемном режиме, быстродейству-
ющего ПИН-переключателя, блока выносных смесителей EMR,
приемных блоков RX1 и RX2, гетеродина 83620В, преобразовате-
ля 85309А и микроволнового приемника PNA.
Контроллер 85330А является многофункциональным устрой-
ством. Он осуществляет как управление ПИН-переключателя-
ми, входящими в состав блока ТХ1, так и общее управление сис-
темой, синхронизируя процесс вращения поворотного устройства
с процессами перестройки частоты и измерений отраженного сиг-
нала. Управление осуществляется сигналами с TTL-уровнем (логи-
ческие 0 или 1) по кабелям, подключенным к контроллеру пово-
ротного устройства, синтезаторам и к микроволновому приемнику.
Контроллер поворотного устройства управляет вращением
последнего и осуществляет взаимодействие с управляющим ком-
пьютером. Существует два режима работы поворотного устрой-
ства. Первый - “старт-стоп” режим. В этом режиме по команде с
ЭВМ поворотное устройство (позиционер) поворачивается на за-
данные углы азимута и места. Второй режим - непрерывное вра-
щение. При этом задаются начальный угол, конечный угол и ско-
рость движения. Одновременно автоматически задаются углы,
при достижении которых при движении исследуемого объекта,
установленного на ОПУ, выдаются TTL-импульсы, которые
поступают на контроллер 85330А. Контроллер поворотного уст-
ройства предусматривает также возможность выдачи синхроим-
пульсов по времени.
Блок управления переключателями 87130А по командам, по-
ступающим от ЭВМ, управляет электромеханическими переклю-
чателями, расположенными в блоках ТХ1, RX1, RX2 и EMR, с
222
целью изменения конфигурации тракта СВЧ микроволновой из-
мерительной системы при измерениях поляризационной матри-
цы рассеяния или характеристик рассеяния объекта одновремен-
но в нескольких диапазонах частот или пляризациях.
Управляющая ЭВМ осуществляет полное управление изме-
рительной системой. Режим ручного управления измерительной
системой отсутствует.
При измерении характеристик рассеяния объектов в области
фокуса коллиматора устанавливаются приемные и передающие
облучатели, которые можно рассматривать как аналоги прием-
ных и передающих антенн при измерении на открытых полиго-
нах. При измерениях ЭПР объектов, как правило, используется
один приемный и один передающий облучатели. Однако при из-
мерении матрицы рассеяния или при измерениях ЭПР в двух час-
тотных поддиапазонах количество облучателей равно четырем
(два передающих и два приемных). Сигнал на передающие облу-
чатели поступает с передающего блока микроволновой измери-
тельной системы, включающего в себя синтезатор частот, усили-
тели СВЧ и коммутатор для быстрого переключения облучате-
лей и выходов измерительной системы. С приемных облучателей
сигнал поступает на смесители. Одновременно на смесители по-
дается сигнал с задающего генератора. Частота задающего гене-
ратора выбирается так, чтобы в результате смешивания на нели-
нейном элементе смесителя получалась промежуточная частота
20 МГц. Сигнал промежуточной частоты поступает на вход мик-
роволнового приемника, в котором измеряются амплитуда и фа-
за принятого сигнала.
Под управлением ЭВМ частота синтезатора последовательно
перестраивается по сетке заранее выбранных частот, на которых
измеряется амплитуда и фаза отраженного сигнала. Если требует-
ся измерение в нескольких ракурсах, например при измерении диа-
граммы рассеяния, то во время или после измерения на сетке час-
тот объект поворачивается, и происходит новый цикл измерений.
Результаты измерений поступают в управляющую ЭВМ, где они
визуализируются, обрабатываются и записываются в базу данных.
Дополнительная обработка, визуализация и документирование ре-
зультатов, как правило, проводится на ЭВМ обработки данных.
Кроме ЭПР, амплитуды и фазы элементов матрицы рассеяния из-
мерительная система позволяет измерять такие характеристики
объекта как дальностный портрет и двумерное ISAR-радиоизобра-
жение (раздел 7).
Подсистема для измерения характеристик рассеяния объек-
тов обладает следующими возможностями.
223
Виды измерений: зависимость ЭПР от угла визирования и от
частоты, зависимость элементов матрицы рассеяния от угла ви-
зирования и от частоты, дальностный портрет, двумерное ISAR-
радиоизображение.
Дополнительные возможности: вырезание во временной об-
ласти, компенсация фона, калибровка.
Рабочая зона Неравномерность поля в рабочей зоне Неравномерность фазы в рабочей зоне Кросс-поляризация Уровень безэховости Частотный диапазон Чувствительность Динамический диапазон Точность измерений Поворотное устройство Максимальная нагрузка Тип поворотного устройства Диапазон по углу азимута Диапазон по углу места Скорость вращения Поляризация Уровень выходной мощности Уход частоты генератора	1,8 м диаметр, 1,8 м длина <±1,0 дБ <±10,0 градусов (< 18 ГГц) <±20,0 градусов (>18 ГГц) <-25 дБ <-50 дБ 1-40,0 ГГц в подрежиме непрерыв- ного излучения с использованием программно синтезированного им- пульсного отклика, 1,0-18,0 ГГц в подрежиме импульсного излучения, поддиапазоны с непрерывным перекрытием соответствуют волноводным поддиапазонам <-70 дБм2 >60 дБ ±0,5 дБ для ЭПР > -20 дБм2 для 1-40,0 ГГц ±1,0 дБ для -40 дБм2 < ЭПР < < -20 дБм2 для 1-18 ГГц ±1,5 дБ для -30 дБм2 < ЭПР < < -20 дБм2 для 18-40,0 ГГц 300 кг азимут/угол места <±179°57' <±20° 0,04. ..1,5 ° /сек (азимут), 0,004...0,08 ° /сек (угол места) линейная (вертикальная и горизон- тальная) >20 дБм для 1-18 ГГц >10 дБм для 18-40,0 ГГц <10-8 после 8 ч работы
224
Программное обеспечение осуществляет управление приемо-
передающей системой и опорно-поворотным устройством в ре-
альном времени, формирует базу данных и проводит анализ из-
меренных и записанных в базу данных результатов измерений в
автономном режиме. Пользовательский интерфейс позволяет
выводить данные в следующих форматах:
-	в формате стандартного двумерного (2D) представления,
-	в полярных координатах,
-	в виде изолиний,
-	в виде трехмерного (3D) представления,
-	в виде цветояркостной картины.
Основное отличие системы для измерения параметров ан-
тенн от систем для измерения характеристик рассеяния объектов
состоит в использовании приемного модуля (блока выносных ми-
ксеров) ЕМА вместо модулей RX1, EMR.
Блок выносных миксеров ЕМА. Блок выносных миксеров
ЕМА используется для преобразования входных СВЧ-сигналов
диапазона в сигналы промежуточной частоты. Если измеритель-
ная система работает в самой низкочастотной части диапазона
(1-3 ГГц), то используются миксерные модули низкочастотной
части СВЧ-диапазона 85320А #Н20 (рабочий диапазон частот
1-3 ГГц), которые преобразуют сигнал, поступающий с приемно-
го облучателя, в сигнал промежуточной частоты. Для работы в
высокочастотной части диапазона используются высокочастот-
ные миксеры 85320А #Н50. Они могут работать как на первой
гармонике (в диапазоне 2-18 ГГц), так и на третьей (в диапазоне
6-37,5 ГГц). Блок ЕМА имеет 6 входов для подключения антенн.
Если одновременно используется не более 4-х входов, то благо-
даря использованию ПИН-переключателя скорость измерения
существенно возрастает, к тому же ПИН-переключатель не име-
ет ограничений на количество переключений. После преобразо-
вания сигналы, принятые исследуемой/эталонной антенной, по-
ступают в блок БОДЕ 85309А.
Антенное поворотное устройство имеет дополнительную ось
вращения - ось поляризации. Управление антенным поворотным
устройством производится аналогично управлению поворотным
устройством для измерения характеристик рассеяния объектов.
При измерении параметров антенн в фокусе коллиматора уста-
навливаются только передающие облучатели, которые можно рас-
сматривать как аналог передающих антенн при измерении на от-
крытых полигонах. При измерениях антенн, как правило, исполь-
зуется один облучатель. Однако при измерении параметров антенн
при круговой или эллиптической поляризации или при работе в не-
15. Балабуха Н.П.
225
скольких диапазонах частот количество облучателей может дохо-
дить до четырех. Сигнал на передающие облучатели поступает с
передающего блока микроволновой измерительной системы, вклю-
чающего в себя синтезатор частот, усилители СВЧ и коммутатор
для быстрого переключения между облучателями и выходами изме-
рительной системы. С измеряемой или эталонной антенны сигнал
поступает на входные переключатели приемной части измеритель-
ной системы, что позволяет одновременно подключать до 6-ти вы-
ходов антенн, и далее - на смесители. Со смесителей сигнал проме-
жуточной частоты поступает на вход микроволнового приемника, в
котором измеряются амплитуда и фаза принятого сигнала.
Измеряемая антенна помещается на поворотное устройство.
Поворотное устройство осуществляет вращение антенны в ази-
мутальной и угломестной плоскостях, а также в плоскости поля-
ризации.
Под управлением ЭВМ частота синтезатора последовательно
перестраивается по сетке заранее выбранных частот, на которых
измеряются амплитуда и фаза принятого антенной сигнала. Если
требуется измерение в нескольких ракурсах, например при изме-
рении диаграммы направленности, то после измерения на сетке
частот объект поворачивается и происходит новый цикл измере-
ний. Результаты измерений в виде напряжений с выходов прием-
ника поступают в управляющую ЭВМ, где они визуализируются,
обрабатываются и записываются в базу данных. Дополнительная
обработка, визуализация и документирование результатов, как
правило, проводится на ЭВМ обработки данных.
Подсистема для измерения параметров антенн обладает сле-
дующими техническими возможностями.
Виды измерений: коэффициент усиления, направленность в
зависимости от угла, диаграмма направленности,поляризацион-
ная диаграмма.
Рабочая зона	1,8 м диаметр, 1,8 м длина
Неравномерность поля в рабочей <±1,0 дБ
зоне
Неравномерность фазы поля в < ±10,0 градусов (1,0-18,0 ГГц)
рабочей зоне
<±20,0 градусов (18,0-40,0 ГГц)
Кросс-поляризация	<-25 дБ
Уровень безэховости	<-50 дБ
Частотный диапазон	1,0-40,0 ГГц, поддиапазоны с непре-
рывным перекрытием соответствуют
волноводным поддиапазонам
Динамический диапазон	> 60 дБ
226
Точность измерения коэффициента ±0,5 дБ (максимум основного ле-
усиления	пестка)
Точность измерения боковых лепестков
Уровень боковых лепестков, дБ	Точность, дБ	Частота, ГГц
-15	±0,5	1,0-40,0 ГГц
-30	±1,0	3,0-12,0 ГГц
-30	±2,0	12,0-40,0 ГГц
-40	±2,0	3,0-12,0 ГГц
-40	±3,0	12,0-40,0 ГГц
Поляризация
Поворотное устройство
Максимальная нагрузка
Тип поворотного устройства
Диапазон по углу азимута
Диапазон по углу места
Диапазон по углу поляризации
Макс, ошибка позиционирования
Макс, ошибка измерения положения
Скорость вращения
Уровень выходной мощности
Уход частоты генератора
линейная (вертикальная и горизон-
тальная), круговая(правая и левая)
300 кг
угол поляризации/угол места/азимут
<±180°
<±20°
<±175°
40 угловых сек
0,03 угловых градусов
0,04... 1,33 °/сек (азимут)
0,0021...0,056 °/сек (угол места)
>20 дБм для 1,0-18,0 ГГц
> 10 дБм для 18,0-40,0 ГГц
<10~8 после 8 ч работы
Программа обеспечивает следующие возможности:
Осуществляет управление приемо-передающей системой и
опорно-поворотным устройством в реальном времени и проводит
анализ измеренных и записанных данных в автономном режиме.
Пользовательский интерфейс выводит данные в следующих
форматах :
-	в формате стандартного двумерного (2D) представления,
-	в полярных координатах,
-	в виде изолиний,
-	в виде трехмерного (3D) представления,
-	в виде цветояркостной картины.
Осуществляет управление базами данных.
Основное отличие системы для измерения распределения по-
лей от системы для измерения характеристик рассеяния объек-
тов состоит в использовании приемного модуля (блока выносных
смесителей) EMS вместо модулей RX1, EMR в приемной части.
Блок выносных смесителей EMS. Блок выносных смесителей
EMS используется в режиме измерения распределения полей для
15*
227
преобразования входных сигналов СВЧ-диапазона в сигналы
промежуточной частоты. В блоке EMS используются два смеси-
теля: 85320А #Н20, работающий в диапазоне частот 1-3 ГГц и
85320А #Н50, работающий в диапазоне 2-18 ГГц. Они работают,
как правило, на первой гармонике и переключаются в зависимо-
сти от рабочего диапазона частот измерительной системы. Блок
имеет два входа для подключения зондов ортогональных поляри-
заций. После преобразования сигналы, принятые приемными
зондами, поступают в блок БОДР 85309А. Блок выносных смеси-
телей EMS установлен на опорно-поворотном устройстве вблизи
исследуемой антенны.
Поворотное устройство при работе в режиме измерения по-
лей не используется. Вместо него используется сканер, переме-
щающий измерительные зонды в плоскости параллельной рас-
крыву коллиматора. Управление сканером аналогично управле-
нию поворотным устройством.
Сканер устанавливается в рабочей зоне. В коллиматоре уста-
навливается облучатель соответствующего диапазона частот и
подключается к передающему блоку микроволновой измеритель-
ной системы. С приемных зондов вертикальной и горизонтальной
поляризаций сигнал поступает на смеситель приемной части изме-
рительной системы. Со смесителя сигнал промежуточной частоты
поступает на вход микроволнового приемника, который измеряет
амплитуду и фазу принятого сигнала зондами сканера.
Под управлением ЭВМ частота синтезатора последовательно
перестраивается по сетке заранее выбранных частот, на которых
измеряются амплитуда и фаза принятого сигнала. В процессе из-
мерений сканер перемещается в плоскости хОу, перпендикуляр-
ной фокальной оси коллиматора, где измеряются амплитуда и
фаза электромагнитного поля вертикальной и горизонтальной
поляризаций. Результаты измерений поступают в управляющую
ЭВМ, где они визуализируются, обрабатываются и записывают-
ся в базу данных. Дополнительная обработка, визуализация и до-
кументирование результатов, как правило, проводится на ЭВМ
обработки данных.
Подсистема для измерения полей имеет следующие технические
характеристики:
Виды измерений
Зона измерений
Диапазон частот
Чувствительность
амплитуда в вертикальной (хОу) плоскости,
фаза в хОу - плоскости
2900 х 1800 мм
1-18 ГГц, диапазон разбит на стандартные волно-
водные поддиапазоны
> -105 дБм2 (1-6 ГГц), -90 дБм2 (6-18 ГГц)
228
Сканер
Точность позициони-
рования в плоскости
Х~У
Минимальный шаг
Скорость
Поляризация
±0,1 мм
2,0 мм
от 0,1 см/сек до 3,0 см/сек
линейная (вертикальная или горизонтальная)
Программное обеспечение обладает следующими возможно-
стями: осуществляет управление приемо-передающей системой и
сканером в реальном времени и проводит анализ измеренных и
запись результатов измерений в базу данных.
Пользовательский интерфейс выводит данные в следующих
форматах:
-	в формате стандартного двумерного (2D) представления;
-	цветояркостная картина;
-	осуществляет управление базами данных.
10.4.	УПРАВЛЯЮЩАЯ ВЫЧИСЛИТЕЛЬНАЯ СИСТЕМА
Управляющая вычислительная система состоит из двух ком-
пьютеров. Один из компьютеров предназначен для управления
измерительной системой, записи результатов измерений в базу
данных и для их предварительной обработки, другой компью-
тер - для окончательной обработки, анализа и документирования
результатов измерений. Установленное в компьютерах матема-
тическое обеспечение и интерфейсные платы делают компьюте-
ры взаимозаменяемыми. Используемая операционная система -
Windows. В компьютеры установлены интерфейсные платы для
управления приборами измерительного комплекса. Компьютеры
соединены в локальную сеть, что делает возможным обмен ин-
формации между ними, а также совместное использование таких
устройств, как принтеры и CD- или DVD-дисководы для записи
базы данных результатов измерений. Подключение обоих компь-
ютеров одинаково для проведения всех видов измерений и обра-
ботки.
10.5.	КОЛЛИМАТОР
Важным компонентом компактного полигона является колли-
матор МАК-5 [2]. Конструкция коллиматора (вид спереди и вид
сбоку) схематично изображена на рис. 10.4, а его внешний вид пред-
ставлен на рис. 10.5. Коллиматор МАК-5 состоит из отражающей
поверхности коллиматора - рефлектора 7, опорной конструкции 2,
229
и
Рис. 10.4. Коллиматор МАК-5
Вид сбоку (а) и спереди (6)
опорно-юстировочного устройства для облучателей 3 и системы
облучателей 4 (см. рис. 10.4). Опорная конструкция коллиматора
(см. рис. 10.4) включает в себя промежуточную опорную конст-
рукцию (5), подкос (6), несущий каркас (7) и основание с двумя
стойками (<?). Опорная конструкция предназначена для установки
рефлектора коллиматора. Рефлектор коллиматора представляет
собой несимметричную вырезку из параболоида вращения с фо-
кусным расстоянием 3,5 м. Размеры апертуры рефлектора кол-
лиматора составляют 4,5 х 6,0 м. Поверхность рефлектора вы-
полнена из 67 металлических дюралюминиевых щитов, образую-
щих 6 рядов (см. рис. 10.4). В каждом ряду щиты имеют одинако-
вые размеры и форму отражающей поверхности. Точность изго-
товления (отклонение поверхности щита от теоретической по-
верхности параболоида вращения) щита составляет ±0,07 мм. Ка-
ждый щит рефлектора устанавливается на четырех столиках И
несущего каркаса (рис. 10.4) при помощи трех или четырех мик-
рометрических устройств 12. Общее количество микрометриче-
ских устройств - 267 штук. Щиты рефлектора выставляются с
помощью микрометрических устройств таким образом, чтобы
отклонение поверхности рефлектора, образованной поверхно-
стями щитов, от теоретической поверхности параболоида враще-
ния составляло не более ±0,1 мм в центральной части рефлекто-
ра в районе рабочей зоны и не более ±0,15 мм в остальной части
рефлектора, что позволяет эффективно использовать коллима-
тор МАК-5 в диапазоне частот 1,0-40,0 ГГц. Для того чтобы ди-
фракция на кромках рефлектора меньше влияла на равномер-
ность поля в рабочей зоне (особенно в области низких частот), у
верхней и нижней кромок на поверхности зеркала коллиматора
нанесен радиопоглощающий материал 10 (см. рис. 10.4) в форме
треугольных зубцов. Форму и размеры зубцов выбирают таким
образом, чтобы электромагнитная волна, дифрагированная на
границе раздела “металл рефлектора-радиопоглощающий мате-
риал”, переносила как можно меньше энергии в рабочую зону
компактного полигона.
В области фокуса параболического рефлектора коллиматора
на специальном опорно-юстировочном устройстве 3 (см. рис. 10.4я)
располагаются приемные и передающие облучатели. Опорно-
юстировочное устройство позволяет проводить точное совмеще-
ние фазового центра облучателей с фокусом зеркала коллимато-
ра и ориентировать облучатели относительно рефлектора для
получения максимально эффективного освещения рефлектора
коллиматора. Конструкции опорно-юстировочного устройства и
устройства крепления облучателей таковы, что не требуется до-
231
Рис. 10.5. Внешний вид коллиматора МАК-5
волнительная настройка положения облучателей относительно
рефлектора коллиматора при их замене. Набор сменных облуча-
телей коллиматора работает в диапазоне частот от 1,0 до
40,0 ГГц. При этом каждый облучатель работает в диапазоне ча-
стот стандартного волновода. Используются десять облучателей
в виде конических рупоров (см. рис. 2.18), четырнадцать облуча-
телей в виде конических рупоров с ребристыми фланцами
(см. рис. 2.19) и шесть стержневых диэлектрических облучателей
(см. рис. 2.22) [4]. Также имеется три типа сверхширокополосных
облучателей в виде пирамидальных рупоров с коньковым пере-
ходом (см. рис. 2.23), работающих в диапазонах частот от
1,0-2,6 ГГц, от 1,0 до 6,0 ГГц и от 6,0 до 12,5 ГГц. Подробное опи-
сание облучателей и их характеристики представлены в подраз-
деле 2.8.
Облучатели устанавливаются на узел крепления, который
позволяет образовывать следующие конфигурации облучателей.
Конфигурация из одного облучателя предназначена для из-
мерения характеристик антенн в одном частотном диапазоне.
Облучатель работает в передающем режиме. На рис. Ю.бя пока-
232
Рис. 10.6. Конфигурация в виде одного облучателя для измерения характери-
стик антенн в одном частотном диапазоне
зана установка конического рупорного облучателя с ребристым
фланцем 1 на устройство крепления 4 при помощи волноводного
перехода с круглого на прямоугольное сечение 2 и отрезка
прямоугольного волновода 3, Для того чтобы фазовый центр об-
лучателя совпадал с фокусом коллиматора, в конструкции уст-
ройства крепления предусмотрен специальный фиксирующий
стержень. Для правильной установки облучателя этот стержень
должен упираться во фланец прямоугольного волновода 3. В этом
случае не требуется дополнительной юстировки при замене об-
лучателей. Устройство крепления позволяет устанавливать облу-
чатели для работы на горизонтальной (см. рис. 10.6, вид а) и на
вертикальной (см. рис. 10.6, вид б) поляризациях. Устройство
крепления устанавливается основанием на узел юстировки облу-
чателей.
Конфигурация из двух облучателей предназначена для изме-
рения характеристик антенн одновременно в двух частотных ди-
апазонах. Оба облучателя работают в передающем режиме. Ус-
тановка облучателей осуществляется аналогично описанной вы-
ше и представлена на рис. 10.7.
Конфигурация из двух облучателей, один из которых рабо-
тает в передающем, а другой - в приемном режимах, предназна-
чена для измерения ЭПР объектов.
Конфигурация из четырех облучателей, которые попарно
работают в приемном и передающем режимах, но в разных
диапазонах частот, предназначена для измерения ЭПР ис-
следуемых объектов одновременно в двух частотных диапазонах.
233
Рис. 10.7. Конфигурация в виде двух облучателей
Рис. 10.8. Конфигурация в виде четырех облучателей
Конфигурация из четырех облучателей, одна пара из кото-
рых работает в передающем режиме, а другая - в приемном ре-
жиме; предназначена для измерения поляризационной матрицы
рассеяния объектов. Установка четырех пирамидальных облуча-
телей на устройстве крепления показана на рис. 10.8. Внешний
вид облучателей в различных конфигурациях, установленных на
устройство крепления, представлен на рис. 10.9. В верхней части
рис. 10.9 изображены конические облучатели, сконфигурирован-
ные на устройстве крепления (по четыре облучателя для измере-
ния элементов поляризационной матрицы рассеяния исследуе-
мых объектов).
Опорно-юстировочное устройство для облучателей коллимато-
ра предназначено для настройки положения фазовых центров об-
лучателей коллиматора в пространстве относительно фокуса
коллиматора. Внешний вид устройства представлен на рис. 10.10.
Настройка положения фазовых центров облучателей проводится
234
Рис. 10.9. Внешний вид облучателей коллиматора в различных конфигурациях
Рис. 10.10. Опорно-юстировочное устройство для облучателей коллиматора
235
Рис. 10.11. Внешний вид опорно-поворотного устройства для
измерения параметров антенн
вручную по трем координатам с помощью механизмов 1,2 и 3 и
углу места при помощи механизма 4 (см. рис. 10.10). Диапазон
перемещения фазовых центров облучателей с помощью узла
крепления облучателей составляет:
-	в горизонтальной плоскости ±50 мм,
-	в вертикальной плоскости ±50 мм.
236
Значения координат контролируются по шкалам с нониусом.
Точность установки фазовых центров облучателей ±0,5 мм.
Начальный угол установки для угла места - 37°. Диапазон пере-
мещения по углу места ±5° относительно фазового центра уста-
новленных облучателей. Точность установки по углу места ±0,5°.
Устройство крепления с облучателями устанавливается на
стол 5 (рис. 10.10), при этом в случае замены облучателей допол-
нительной юстировки не требуется.
Также разработан узел крепления облучателей, позволяю-
щий под управлением ЭВМ менять положение облучателей отно-
сительно их оси и тем самым изменять положение плоскости, в
которой поляризована волна, излучаемая облучателями. Внеш-
ний вид опорно-юстировочного устройства с таким узлом креп-
ления облучателей представлен на рис. 10.105.
10.6. ОПОРНО-ПОВОРОТНЫЕ УСТРОЙСТВА
В компактном полигоне используются два опорно-поворот-
ных устройства (ОПУ): одно - при измерении характеристик рас-
сеяния электромагнитной волны объектами, другое - при изме-
рении параметров антенн.
В качестве опорно-поворотного устройства для измерения
характеристик рассеяния объектов используется металлический
пилон с оживальной формой поперечного сечения и грузоподъ-
емностью до 300 кг. Описание этого опорно-поворотного устрой-
ства представлено в подразделе 4.7.
Для измерения параметров антенн с поперечным размером
до 1,8 м и массой до 300 кг используется трехстепенное опорно-
поворотное устройство типа “ось поляризации над осью угла ме-
ста над азимутальной осью”. Внешний вид опорно-поворотного
устройства для измерения параметров антенн показан на
рис. 10.11. Опорно-поворотное устройство имеет три оси враще-
ния: ось азимута, ось угла места и ось поляризации (крена). Отно-
сительно азимутальной оси измеряемая антенна может повора-
чиваться в секторе углов 0 ± 180°; относительно угломестной
оси - в секторе углов 0 ± 200 (здесь 0° соответствует горизонталь-
ной плоскости) и относительно оси поляризации - 0 ± 175°. Вра-
щение антенны может производиться в непрерывном режиме с
четырьмя скоростями и в шаговом режиме с минимальным ша-
гом и точностью определения углов положения антенны в 40 уг-
ловых секунд относительно всех трех осей вращения. Масса
опорно-поворотного устройства равна 1300 кг. Опорно-поворот-
ное устройство для измерения параметров антенных устройств
237
Рис. 10.12. Опорно-поворотное устройство
для измерения параметров антенн
238
(АУ) предназначено для изменения положения измеряемой ан-
тенны в пространстве относительно азимутальной оси 17
(рис. 10.12), перпендикулярной ей оси угла места 21 и оси поляри-
зации 14 в соответствии с программой, задаваемой управляющей
ЭВМ. Схематично конструкция ОПУ изображена на рис. 10.12.
Описываемое устройство имеет следующие основные техни-
ческие характеристики:
В состав опорно-поворотного устройства для измерения параме-
-	диапазон углового перемещения объекта
в азимутальной плоскости, град	±180
-	диапазон углового перемещения объекта
в угломестной плоскости, град	±20
-	диапазон углового перемещения антенны
относительно оси поляризации, град	-100...+200
-	максимальная скорость углового перемеще-
ния, град/мин	90
-	точность позиционирования, угл. сек	40
-	высота продольной оси над уровнем пола, мм	3100±50
-	максимальная грузоподъемность, кг	300
-	масса опорно-поворотного устройства, кг	750
-	перемещение фланца крепления АУ вдоль
продольной оси, мм	350.
тров антенн входят опорно-поворотная конструкция, система уп-
равления (СУ) и комплект соединительных кабелей.
Опорно-поворотная конструкция содержит следующие ос-
новные элементы, изображенные на рис. 10.12:
тележка транспортная (7),
опорная конструкция (2),
подвижная платформа (26),
основание подвижной платформы (5),
наклонная стойка (9),
распорные штанги (6, 8,10, 37, 38, 39),
блок осей поляризации и угла места (73),
фланец крепления измеряемого АУ (76),
привод оси азимута (4),
привод угла места (18),
привод оси поляризации (20),
датчики угла (7 и 25),
установочные винты (27,31).
Опорная конструкция (2) при помощи четырех балок жестко
закреплена на транспортной тележке (У). На вертикальном валу
опорной конструкции (2) установлено основание (5) подвижной
платформы (26). При этом на верхней площадке (77) подвижной
платформы (26) установлен блок (73) узлов осей угла места и по-
ляризации с фланцем крепления (76) измеряемого АУ. Азиму-
239
тальный привод (4) установлен на основании (5). С помощью
зубчатой передачи (3) он обеспечивает перемещение подвиж-
ной платформы (26) относительно азимутальной оси (17).
Угломестный привод (18) при помощи кронштейнов (21) и (24)
установлен на корпусе (75) штанги оси поляризации. Внутри
штанги (23) установлен вал (22), на одном конце которого
размещен фланец крепления (76) АУ, а противоположный ко-
нец вала кинематически связан с приводом оси поляриза-
ции (20).
Подвижная платформа (26) предназначена для установки и
крепления на ней блока (75) узлов осей угла места и поляризации
с фланцем крепления (76) измеряемого АУ, азимутального
привода (4), датчика угла (7) азимутального привода и распреде-
лительной коробки с кабельной системой (на рис. 10.12 не пока-
заны). Подвижная платформа обеспечивает перемещение АУ от-
носительно азимутальной оси (77) (см. рис. 10.12).
Конструктивно подвижная платформа состоит из основания
(5), наклонной стойки (9), верхней площадки (И) с шарнирным
узлом (72) и распорных штанг (6, 8,10, 37, 38, 39). Основание (5),
наклонная стойка (9) и верхняя площадка (77) соединены между
собой болтовыми соединениями и распорными штангами
(6, 8,10,37,38, 39), образуя жесткую пространственную металло-
конструкцию.
Опорная конструкция (2) установлена на транспортной тележке
(7), назначением которой является перемещение опорно-поворот-
ной конструкции по рельсовому пути (56), установка и фиксация ее
на рабочей позиции. Установка опорно-поворотной конструкции
осуществляется с помощью двух пар винтов (27,31). Одна пара вин-
тов (57) входит в отверстия колодок (55), закрепленных на рельсах
(56), чем определяет положение азимутальной оси относительно
оси БЭК. Другая пара винтов (27) расположена на противополож-
ном конце транспортной тележки (7) и взаимодействует с поверхно-
стью рельс (56).
Регулировкой двух пар винтов (27,31) достигается вертикаль-
ное положение азимутальной оси (77). Для фиксации опорно-по-
воротной конструкции служат фиксаторы (28, 29), расположен-
ные симметрично на боковых поверхностях транспортной тележ-
ки (7).
Перемещение элементов ОПУ в заданном диапазоне углов
относительно осей ограничивается конечными выключателями
(на рис. 10.12 не показаны). Работа электромеханических систем
ОПУ контролируется с помощью системы управления (на
рис. 10.12 не показана).
240
Опорно-поворотное устройство работает следующим обра-
зом. При поступлении управляющих сигналов от СУ выходные
звенья приводов (4, 18, 20) обеспечивают перемещение узлов и
элементов опорно-поворотной конструкции (5,15,22) в заданных
режимах. Режимы перемещения обеспечиваются наличием дат-
чиков обратной связи: по положению от датчиков углов (7, 25) и
от датчиков скорости, встроенных в электродвигатели постоян-
ного тока тахогенераторов. При этом соответствующим образом
меняется пространственное положение фланца крепления
(76) с АУ.
Азимутальный, угломестные приводы и привод оси поляри-
зации предназначены для вращения измеряемой антенны относи-
тельно осей азимута, угла места или поляризации с заданной
постоянной скоростью или с заданным шагом угла поворота. Ве-
личина скорости и шаг угла поворота задаются управляющей
ЭВМ.
Датчики угла определяют точность позиционирования изме-
ряемой антенны и являются источниками сигналов обратной свя-
зи при её перемещении относительно осей азимута, угла места и
поляризации. Датчики идентичны по конструкции и определяют
абсолютное значение угла положения измеряемой антенны. Точ-
ность определения угла составляет 40 угловых секунд. В качест-
ве датчиков угла используются 15-ти разрядные датчики модели
A25S фирмы Gurley Precision Instruments (GPI).
Система управления состоит из блока питания, контроллера,
трех усилителей мощности и лицевой панели с клавиатурой и ин-
дикатором положения осей.
Система управления опорно-поворотного устройства выпол-
нена в виде электронного блока и соединена с ОПУ при помощи
кабельной системы. Кроме этого, система управления соединена
с управляющей ЭВМ по интерфейсу GPIB при помощи специаль-
ного кабеля. Для обеспечения ручного режима работы в состав
изделия включен пульт ручного управления.
Система управления имеет три режима работы: автоматиче-
ский (управление ОПУ осуществляется от ЭВМ), автономный
(управление осуществляется с лицевой панели системы управле-
ния, расположенной в комнате операторов) и ручной (от пульта
ручного управления, расположенного вблизи ОПУ).
Автоматический режим работы является основным при
проведении измерений. В автоматическом режиме работы тра-
ектории и скорости вращения осей ОПУ определяются коман-
дами, получаемыми СУ от управляющей ЭВМ по интерфейсу
GPIB.
16. Балабуха Н.П.
241
Автономный режим используется при техническом обслу-
живании ОПУ, при проверке работоспособности ОПУ и опре-
делении его технических характеристик. В этом режиме рабо-
ты управление осями ОПУ осуществляется раздельно во вре-
мени. При этом углы позиционирования и скорость движения
вводятся с клавиатуры лицевой панели и отображаются на
жидкокристаллическом индикаторе. В этом режиме произво-
дится измерение скоростей вращения ОПУ, точности позицио-
нирования и других параметров, характеризующих работоспо-
собность ОПУ.
Ручной режим работы предназначен для выполнения техно-
логических операций при подготовке к измерениям. Управление
осями ОПУ осуществляется при помощи пульта ручного управ-
ления. В этом режиме оператор имеет возможность установить
ось ОПУ в положение, удобное для монтажа и демонтажа иссле-
дуемых объектов на ОПУ при подготовке их к измерениям.
10.7. СКАНЕР
Сканер входит в состав измерительной подсистемы для измере-
ния распределения амплитуды и фазы электромагнитного поля в
рабочей зоне компактного полигона в диапазоне частот
1,0-18,0 ГГц. Сканер обеспечивает перемещение сменных изме-
рительных зондов по двум ортогональным направлениям (верти-
кальном и горизонтальном) в плоскости, проходящей через
центр рабочей зоны компактного полигона перпендикулярно фо-
кальной оси коллиматора. В состав сканера входит семь измери-
тельных зондов. Три измерительных зонда работают в диапазо-
нах частот 1,0-2,8 ГГц. Зонды представляют собой полуволно-
вые вибраторы, установленные над металлическим экраном, и
настроенные на среднюю длину волны рабочего диапазона час-
тот. Пять измерительных зондов работают в диапазонах частот
2,8-18,0 ГГц. Они представляют собой открытые концы стандарт-
ных прямоугольных волноводов для соответствующего рабочего
диапазона частот и установлены над металлическим экраном.
Каждый зонд работает одновременно на двух ортогональных
линейных поляризациях: вертикальной и горизонтальной. Внеш-
ний вид сканера изображен на рис. 10.13.
Сканер имеет следующие технические характеристики:
размер области сканирования	3000 х 1500 мм.
расстояние до центра области
сканирования от уровня пола	3100±50 мм.
Режимы перемещения каретки с зондами:
242
Рис. 10.13. Внешний вид сканера
-	непрерывный,
-	дискретный, минимальный шаг - 2 мм,
-	режим, задаваемый ЭВМ.
Точность позиционирования по горизонтали и вертикали не хуже ±0,1 мм.
Точность позиционирования в направлении, перпендикулярном плоскости
сканирования ±0,1 мм.
16*
243
Рис. 10.14. Схематичная конструкция механической системы сканера
4477
244
Максимальная скорость перемещения зонда по обеим координатам
30 мм/с, минимальная - 1 мм/с, число скоростей - 10.
Блок сопряжения обеспечивает стыковку блока управления
сканера с ЭВМ типа IBM PC с использованием интерфейса GPIB-
USB (IEEE-488).
В состав сканера входит механическая система сканера, система
управления, комплект кабелей и комплект измерительных зондов.
Схематичная конструкция механической системы сканера
изображена на рис. 10.14 и включает в себя следующие состав-
ные части:
-	транспортная тележка (7),
-	опорная конструкция (2),
-	подвижная механическая система (3),
-	приводы электромеханические (4),
-	подвижная каретка (5),
-	вертикальная направляющая (6),
-	каретка (7),
-	кронштейн для крепления сменных зондов (S),
-	подвижный защитный экран (9),
-	неподвижный защитный экран (10, 77);
-	датчики обратной связи по перемещению (72),
-	рельсовый путь (73),
-	регулировочные винты (74),
-	фиксаторы (75).
Опорная конструкция (2) представляет собой несущую напра-
вляющую балку, по которой в горизонтальном направлении пе-
ремещается подвижная механическая система (3). Подвижная
механическая система состоит из подвижной каретки (5) с устано-
вленной на ней вертикальной направляющей (6), по которой в вер-
тикальном направлении перемещается каретка (7). На каретке ус-
тановлен кронштейн для крепления сменных зондов (3) с подвиж-
ным защитным экраном (9). На направляющей (6) неподвижно за-
креплен неподвижный защитный экран (70) с оживальной формой
поперечного сечения, охватывающий направляющую балку обра-
зующими поверхностями (77). Подвижная механическая система и
каретка (5, 7) снабжены электромеханическими приводами (4) и
датчиками обратной связи по перемещению (72).
Опорная конструкция (2) жестко закреплена на транспорт-
ной тележке (7), назначением которой является перемещение
сканера из помещения подготовки на рабочую позицию по
рельсовому пути (73) с последующей установкой и фиксацией
сканера в заданном положении. Для этого транспортная тележ-
ка (7) снабжена регулировочными винтами (74) и фиксаторами
(75).
245
Перемещение подвижных частей механической системы ска-
нера ограничивается упорами (76) и электрическими конечными
выключателями.
Работа электромеханических систем сканера регулируется
системой управления. При поступлении управляющих сигналов
от системы управления приводы (4) обеспечивают перемеще-
ние подвижных элементов механической системы в заданных
режимах по обеим координатам, при этом режимы работы си-
стемы управления формируются на основе сигналов обратной
связи от датчиков положения (72) и встроенных тахогенерато-
ров приводов (4). Для обеспечения ручного режима работы в
состав сканера включен пульт ручного управления. Для конт-
роля положения каретки сканера на каждой оси установлены
датчики положения. Датчики положения являются источником
сигнала обратной связи по перемещению по горизонтальной и
вертикальной осям. Для обеих осей используются 16-разряд -
ные датчики модели A23S фирмы Gurley Precision Instruments
(GPI).
Система управления сканера аналогична системе управле-
ния ОПУ и имеет три режима работы: автоматический (упра-
вление сканера осуществляется от ЭВМ), автономный (управ-
ление сканера осуществляется с лицевой панели системы
управления) и ручной (от пульта ручного управления). Авто-
матический режим работы является основным режимом при
проведении измерений параметров электромагнитного поля
коллиматора и исследуемых антенн. Автономный режим ис-
пользуется при техническом обслуживании СК, при проверке
работоспособности СК и определении его технических харак-
теристик. Ручной режим работы предназначен для выполне-
ния технологических операций при подготовке СК к измерени-
ям (монтаж и демонтаж зондов на каретке СК). В автоматиче-
ском режиме работы траектории и скорости перемещения по
осям сканера определяются командами, получаемыми от упра-
вляющей ЭВМ по интерфейсу GPIB. При этом осуществляет-
ся непрерывный контроль за положением зондов сканера и
при достижении заданных значений системой управления фор-
мируются импульсы, подаваемые на аппаратуру измеритель-
ного комплекса. Тем самым достигается синхронизация про-
цесса измерения с пространственным положением зондов в
поле коллиматора.
246
10.8.	ЭТАЛОННЫЕ ОТРАЖАТЕЛИ И АНТЕННЫ
Для калибровки системы компактного полигона при измере-
нии характеристик рассеяния используются следующие эталон-
ные отражатели [2].
•	Три металлические сферы, имеющие асимптотические зна-
чения ЭПР 0,1 м2, 0,01 м2 и 0,001 м2 на длинах волн, много мень-
ших радиусов сфер.
•	Восемь металлических прямых цилиндров с круговым попе-
речным сечением. Эталонные цилиндры имеют различные ради-
усы и длину и предназначены для калибровки системы компакт-
ного полигона при измерении характеристик рассеяния объектов
в различных диапазонах частот от 1,0 до 40,0 ГГц.
•	Два двухгранных металлических уголковых отражателя.
Двухгранные металлические отражатели предназначены для ка-
либровки системы компактного полигона при измерениях матри-
цы рассеяния объектов (подробнее см. раздел 6).
Для калибровки системы компактного полигона при измере-
нии характеристик антенн используются следующие эталонные
антенны.
•	Две рупорных антенны П6-23А, работающие в диапазоне
частот 1,0-12,5ГГц. Рупорные антенны конструктивно представ-
ляют собой пирамидальные рупоры с прямоугольной апертурой
с размером 350 х 260 мм. В раскрыве рупора установлена диэлек-
трическая линза для корректировки фазовых искажений. Работа
антенны в широком диапазоне частот обеспечивает коньковый
переход, установленный в основании рупора и снабженный коак-
сиальным адаптером. Антенны работают на линейной поляриза-
ции. Уровень сигнала кросс-поляризации в направлении макси-
мума диаграммы направленности антенны П6-23А не более
-30 дБ, погрешность значений коэффициента усиления антенн не
более ± 0,25 дБ. Такая погрешность коэффициента усиления была
получена после проведения дополнительной калибровки антенн
и при условии установки на разъеме антенны коаксиального ат-
тенюатора с затуханием 5—10 дБ.
•	Рупорно-параболическая антенна с тремя сменными волно-
водными переходами, работающая в частотных поддиапазонах
8,2-12,5 ГГц, 12,5 -18,0 ГГц, 18,0-26,0 ГГц и 26,0-40,0 ГГц. Ру-
порно-параболическая антенна выполнена в виде рупорной сек-
ции с сечением 23 X 10 мм на входе и 170 X 170 мм на выходе,
соединенной плоским фланцем с рупорно-параболической секци-
ей, состоящей из продолжения рупора и наклонной стенки в виде
вырезки из параболоида вращения (рис. 10.15). Фокус параболо-
247
Рис. 10.15. Рупорно-параболическая антенна
с тремя сменными волноводными переходами
ида вращения расположен в вершине рупора и его фокальная ось
ортогональна оси рупорной секции. В диапазоне частот 8-12 ГГц
рупорно-параболическая антенна работает без волноводных пе-
реходов, в диапазоне частот 12-18 ГГц - с волноводным перехо-
дом с сечения 23 X 10 мм на сечение 16X8 мм, в диапазоне час-
тот 18-26 ГГц - с двумя последовательно соединенными перехо-
дами с сечения 23 X 10 мм на сечение 16 X 8 мм и с сечения
248
16X8 мм на сечение 11 X 5,5 мм, в диапазоне частот 26-40 ГГц -
с переходом с сечения 23 X 10 мм на сечение 7,2 X 3,4 мм. Антен-
на работает на линейной поляризации. Уровень сигнала кросс-
поляризации в направлении максимума диаграммы направленно-
сти антенны не более -35 дБ, погрешность значений коэффици-
ента усиления антенн не хуже ± 0,2 дБ.
•	Зеркальная антенна с круговым параболическим отражате-
лем диаметром 0,9 м и пятью сменными облучателями, позволя-
ющими работать антенне в поддиапазонах частот от 3,0 до
37,5 ГГц.
•	Зеркальная антенна с круговым параболическим отражате-
лем диаметром 1,5 м и пятью сменными облучателями, позволя-
ющими работать антенне в поддиапазонах частот от 1,0 до
18,0 ГГц.
Зеркальные антенны работают на линейной поляризации.
Уровень сигнала кросс-поляризации в направлении максимума
диаграммы направленности антенн не более - 30 дБ, погрешность
значений коэффициента усиления антенн не более ± 0,25 дБ. Зер-
кальные антенны выполнены в виде круглых параболических зер-
кал диаметром 900 и 1500 мм с фокусными расстояниеми 330 и
500 мм (рис. 1.16, поз. У). К фланцу, расположенному в центральной
Рис. 10.16. Зеркальная антенна
249
части зеркала, крепится штанга сменного облучателя (см.
рис. 10.16, поз. 4). С обратной стороны зеркала к подзеркальнику
(рис. 10.16, поз. 2) присоединен фланец (см. рис. 10.16, поз. 3) для
крепления антенны к опорно-поворотному устройству. Облучате-
ли дм- и см-диапазонов волн выполнены в виде вибратора с контр-
рефлектором, облучатели мм-диапазона волн - в виде рупоров с
плоским отражателем (см. рис. 10.16, поз. 4а, 46, 4в).
Основными эталонными антеннами являются рупорные антен-
ны П6-23 А и рупорно-параболическая антенна, которые позволяют
проводить калибровку измерительной системы компактного поли-
гона во всем рабочем диапазоне частот от 1,0 до 40 0 ГГц.
10.9.	МЕТОДИКИ ИЗМЕРЕНИЙ
И РЕЗУЛЬТАТЫ ИСПЫТАНИЙ КОМПАКТНОГО ПОЛИГОНА
Для проведения измерений на компактном полигоне характе-
ристик рассеяния исследуемых объектов и параметров антенн
были разработаны следующие методики.
•	Методика измерения ЭПР в зависимости от угла визирова-
ния и частоты облучающего сигнала.
•	Методика измерения амплитуды и фазы элементов поляри-
зационной матрицы рассеяния в зависимости от угла визирования
и частоты облучающего сигнала.
•	Методика измерения характеристик рассеяния объектов с
высоким разрешением рассеивающих центров.
•	Методика измерения коэффициента усиления антенн в за-
данном направлении в зависимости от частоты облучающего сиг-
нала.
•	Методика измерения диаграмм направленности антенн в за-
висимости от частоты облучающего сигнала.
•	Методика измерения поляризационных характеристик ан-
тенн.
На основании перечисленных выше методик было разрабо-
тано соответствующее программное обеспечение, позволяющее
проводить измерения в полуавтоматическом режиме. Описание
программного обеспечения дано в подразделе 10.10. В настоящем
подразделе представлены методики и результаты испытаний
компактного полигона.
Для испытаний компактного полигона были разработаны до-
полнительно следующие специальные методики измерения ос-
новных параметров компактного полигона.
•	Методика для автономной проверки программного обеспе-
чения.
250
По данной методике проверяется работа программного обес-
печения, прохождение команд при работе измерительной систе-
мы, правильность отображения результатов измерения в различ-
ных форматах.
•	Методика проверки сканера.
•	Методика проверки опорно-поворотного устройства для из-
мерения ЭПР.
•	Методика проверки опорно-поворотного устройства для из-
мерения антенн.
•	Методика проверки микроволнового оборудования.
Перечисленные выше четыре методики позволяют прове-
рить работоспособность перечисленного измерительного обору-
дования, правильность выполнения команд, точность позициони-
рования опорно-поворотных устройств, величину затухания сиг-
нала СВЧ в цепях микроволнового оборудования.
•	Методика определения неравномерности амплитудного и
фазового распределений поля.
С помощью этой методики определяется неравномерность
распределения амплитуды и фазы электромагнитного поля в ра-
бочей зоне компактного полигона при вертикальной и горизон-
тальной поляризациях падающей волны на частотах 1,5; 9,0;
18,0 ГГц при установке в коллиматоре облучателей соответству-
ющих диапазонов [2]. Неравномерность амплитуды (фазы) поля
в рабочей зоне определяется как разница максимального (мини-
мального) и среднего значений измеренного распределения амп-
литуды (фазы) поля в любом сечении рабочей зоны, выражен-
ные в децибелах (градусах). На рис. 10.1а, б (см. цветную вклей-
ку) представлены результаты измерений с помощью сканера
распределений амплитуды см. рис. 10.17я (см. цветную вклейку) и
фазы (см. рис. 10.176 (см. цветную вклейку)) поля в поперечном
сечении БЭК, проходящем через центр рабочей зоны перпенди-
кулярно оси коллиматора на частоте 9,0 ГГц. Аналогичные ре-
зультаты приведены на рис. 10.18я и 6 (см. цветную вклейку) для
частоты 1.5 ГГц. Значения величин неравномерности амплитуд-
ного и фазового распределений поля приведены в табл. 10.1.
•	Методика определения коэффициента безэховости БЭК.
В соответствии с данной методикой производится измере-
ние коэффициента безэховости БЭК в частотных диапазонах:
2,6-4,0 ГГц и 10,2-26,5 ГГц для вертикальной и горизонтальной по-
ляризаций. Результаты испытаний в виде зависимости коэффициен-
та безэховости БЭК от частоты представлены на рис. 10.19.
При определении коэффициента безэховости БЭК компакт-
ного полигона, были получены радиоизображения источников
251
Таблица 10.1. Значения величин неравномерности амплитудного и фа-
зового распределения поля коллиматора МАК-5 в рабочей зоне компактного
полигона
Частота, ГГц	Поляризация	Измеренное значе- ние неравномерности амплитуды, дБ	Измеренное значение неравномерности фазы, градусы
1,5	Вертикальная	±0,65	±4,5
1,5	Г оризонтальная	±0,95	±3,5
9,0	Вертикальная	±0,48	±3,8
9,0	Г оризонтальная	±0,50	±4,0
тех помеховых сигналов, которые возникают, когда излучаемые
облучателем сигналы отражаются от зеркала коллиматора или
стенок БЭК и затем попадают в рабочую зону компактного по-
лигона. Радиоизображение помеховых сигналов было получено
путем измерения амплитудно-фазового распределения электро-
магнитного поля в рабочей зоне с помощью сканера, оснащенно-
го специальным зондом. Далее производился пересчет измерен-
ного распределения поля на плоскость, совпадающую с аперту-
рой зеркала коллиматора с последующей обработкой результата
для получения радиоизображения. Результаты измерений пред-
ставлены на рис. 10.20 (см. цветную вклейку) в виде цвето-ярко-
стной картины, изображающей области БЭК, из которых в рабо-
чую зону компактного полигона попадают помеховые сигналы.
Амплитуду помеховых сигналов относительно амплитуды сигна-
ла, излученного облучателем, можно определить с помощью па-
литры, представленной на рис. 10.20 (см. цветную вклейку).
Зарегистрированные помеховые сигналы, в частности, связа-
ны с отличием поверхности зеркала коллиматора от поверхности
идеального параболоида вращения из-за погрешностей его изго-
товления (7), а также дифракцией волны, излучаемой облучате-
лем, на кромках зеркала (2). Помеховые сигналы, представлен-
ные на рис. 10.20 в районе облучателей на полу БЭК (5), связаны
с прямым прохождением волны, излучаемой облучателем назад,
в рабочую зону. Отражения, зафиксированные в районе стен, по-
ла и потолка БЭК (4), обусловлены переотражениями волн, иду-
щих из той части БЭК, которая расположена перед рабочей зо-
ной компактного полигона. Анализ полученных радиоизображе-
ний позволяет выявить источники помеховых сигналов в БЭК и
принять необходимые меры для снижения их интенсивности.
• Методика определения чувствительности измерительной
системы при измерении ЭПР.
252
-40
2	4	6	8	10 12 14 16 18 20 22 24 26 28
Частота, ГГц
Рис. 10.19. Зависимость коэффициента безэховости БЭК от частоты
Определение чувствительности измерительной системы ком-
пактного полигона для измерения характеристик рассеяния элек-
тромагнитных волн объектами проводится на частотах 1,7; 9,3;
35,0 ГГц в ко-поляризационных каналах для вертикальной и го-
ризонтальной поляризаций [2]. Для этого проводится измерение
ЭПР эталонного отражателя в виде сферы радиуса 5,64 см и ос-
таточного фона БЭК. Измерения и калибровка проводятся в со-
ответствии с “Методикой измерения ЭПР в зависимости от угла
визирования и частоты облучающего сигнала”. Остаточным фо-
ном БЭК является величина ЭПР на заданной частоте, измерен-
ная при отсутствии измеряемого объекта при тех же параметрах
измерения и обработки, что и в случае измерений с объектом.
Измеренное значение ЭПР эталонного отражателя на частотах
1,7; 9,3 и 35,0 ГГц должно превышать остаточный уровень фона
не менее чем на 30 дБ. В этом случае испытание считается ус-
пешно завершенным.
• Методика определения погрешности измерения ЭПР.
Испытания для определения погрешности при измерении
ЭПР проводятся на частотах 1,7; 9,3; 35 ГГц в ко-поляризацион-
ных каналах для вертикальной и горизонтальной поляризаций
[2]. Для этого проводятся измерения ЭПР эталонной идеально
проводящей (металлической) сферы 1 радиусом 1,73 см (ЭПР та-
253
Таблица 10.2. Сравнительные результаты измерения
ЭПР эталонных сфер
Частота, ГГц	1,3		10,0		32,0	
	Теория	Экспе- римент	Теория	Экспе- римент	Теория	Экспе- римент
ЭПР, дБм2 сферы 1	-33,3	-33,1 -33,1	-28,6	-27,8 -28,2	-29,6	-30,2 -30,4
ЭПР, дБм2 сферы 2	-20,6	-21,4 -20,9	-19,7	-19,4 -20,1	-20,1	-19,7 -20,0
кой сферы в области высоких частот примерно равна 0,001 квад-
ратного метра) и эталонной сферы 2 радиусом 5,64 см (ЭПР та-
кой сферы в области высоких частот примерно равна 0,01 квад-
ратного метра) на частотах 1,3; 10,0; 32,0 ГГц. Результаты изме-
рений ЭПР сфер сравниваются с соответствующими точными
данными, приведенными в табл. 10.2, при этом отличие не долж-
но быть более чем:
± 0,5 дБ - для сферы 2 на частотах 1,3; 10,0; 32,0 ГГц;
± 1,0 дВ - для сферы 1 на частотах 1,3; 10,0 ГГц;
± 1,5 дВ - для сферы 1 на частоте 32,0 ГГц.
Результаты измерений ЭПР сферы 1 диаметром 34,6 мм, нор-
мированной к площади ее поперечного сечения тса2 (где а - ра-
диус сферы), в зависимости от частоты представлены на
рис. 10.21а. На рис. 10.216 приведены аналогичные зависимости
для сферы диаметром 7,6 мм. На этих же рисунках сплошной тон-
кой линией приведены соответствующие теоретические зависи-
мости.
• Методика определения разрешающей способности системы
при измерении ЭПР с высоким разрешением центров рассеяния.
Испытания для определения разрешающей способности из-
мерительной системы компактного полигона в продольном и по-
перечном направлениях относительно распространения падающе-
го электромагнитного излучения при измерении ЭПР с высоким
разрешением центров рассеяния проводятся в трех частотных ди-
апазонах 8-18 ГГц, 18-26 ГГц, 27-37 ГГц. Для этого на пенопла-
стовой колонне, установленной на опорно-поворотном устройст-
ве для измерения характеристик рассеяния, устанавливаются
эталонные цилиндры 1 и 2. При этом расстояния между осями ци-
линдров должны составлять 10; 7 и 5 см как в проекции на про-
дольную, так и поперечную ось БЭК соответственно для диапа-
зонов частот 8-18 ГГц, 18,0-26,0 ГГц и 27,0-37,0 ГГц. После этого
254
-24
a
Рис. 10.21. Результаты измерений ЭПР сферы 1 (я) и 2 (б)
в зависимости от частоты
выполняются измерения ЭПР с высоким разрешением центров
рассеяния. На полученном ISAR радиоизображении должно на-
блюдаться два максимума с провалом между ними не менее 3 дБ
(рис. 10.22). Положение максимумов должно соответствовать по-
ложению передних граней цилиндров. На радиоизображении до-
пускается наличие дополнительных максимумов, однако их амп-
литуда должна быть по крайней мере на 15 дБ меньше амплитуд
основных максимумов. Дополнительные максимумы обусловле-
ны переотражениями между цилиндрами и ползучими волнами.
255
Рис. 10.22. Результаты измерения ISAR радиоизображения
-0,21________________________________
-0,2	-0.1	0	0,1	0,2
Продольная координата, м
•	Методика определения погрешности измерения коэффици-
ента усиления антенн.
Данное испытание включает в себя проведение стандартной
калибровки с использованием эталонных антенн, входящих в со-
став измерительного комплекса [2,3]. В качестве испытуемой ан-
тенны устанавливается одна из эталонных антенн с известным
коэффициентом усиления (например, рупорная антенна П6-23А).
После нахождения электрической оси антенны измеряется ее ко-
эффициент усиления в направлении максимума диаграммы на-
правленности с использованием другой эталонной антенны (на-
пример, рупорно-параболической антенны, работающей в том
же диапазоне частот), применяемой для калибровки измеритель-
ной системы компактного полигона. Для успешного прохожде-
ния испытания измеренная величина коэффициента усиления не
должна отличаться от паспортных (известных заранее) значений
не более чем на ± 0,5 дБ. Результаты испытаний представлены в
табл. 10.3.
•	Методика определения погрешности измерения уровня бо-
ковых лепестков диаграммы направленности антенн.
Испытания по данной методике с целью определения по-
грешности при измерении уровня боковых лепестков диаграммы
направленности антенн проводятся на частотах 1,5 и 9,0 ГГц в ко-
поляризационных каналах для вертикальной и горизонтальной
поляризаций электромагнитного излучения [2,3]. Испытания
проводятся с помощью эталонной антенны, установленной на
опорно-поворотное устройство для измерения параметров антен-
ных устройств. Сначала находится электрическая ось измеряе-
мой антенны, записывается ее диаграмма направленности в ази-
256
Таблица 10.3. Сравнительные результаты измерения коэффициента
усиления антенн
Частота, ГГц	Испытуемая антенна	Измеренное значение, дБ	Ожидаемое значение, дБ
1,5	П6-23А	12,5	12,5
8,75	П6-23А	24,1	24,1
9,0	П6-23А	24,1	24,0
9,25	П6-23А	23,4	23,6
16,0	Рупорно-параболическая	38,8	39,0
22,0	Рупорно-параболическая	41,5	41,9
35,0	Рупорно-параболическая	42,2	42,5
Таблица 10.4. Отличие в измеренных значениях первых четырех лепестков
диаграммы направленности эталонной антенны в азимутальной плоскости
до и после ее переворота на 180° при различных сдвигах антенны
относительно ее электрической оси
Сдвиг антенны, мм	Отличие для первого ле- пестка ДН на уровне <-30 дБ		Отличие для второго ле- пестка ДН на уровне <-36 дБ		Отличие для третьего ле- пестка ДН на уровне <-41 дБ		Отличие для четвертого ле- пестка ДН на уровне <^45 дБ	
	Слева	Спра- ва	Слева	Спра- ва	Слева	Спра- ва	Слева	Спра- ва
10,1	-од	+0,6	0,0	+0,1	+0,3	+0,4	+0,3	+0,2
20,0	+0,1	-0,3	0,0	+0,2	-0,1	+0,2	-0,2	-0,5
30,0	+0,2	+0,1	+0,4	+0,1	0,0	+0,1	-0,2	-0,1
40,0	+0,2	-0,4	0,0	-0,2	0,0	-0,2	-0,1	+0,3
мутальной плоскости обзора и фиксируются уровни боковых ле-
пестков. После этого антенна сдвигается вдоль электрической
оси на определенное расстояние, указанное в табл. 10.4. При ка-
ждом сдвиге повторяется поиск направления электрической оси,
измеряются и фиксируются уровни боковых лепестков диаграм-
мы направленности в азимутальной плоскости. Далее антенна
возвращается в исходную позицию относительно электрической
оси, и осуществляется ее поворот по углу поляризации на 180°.
При этом угол поворота облучателя коллиматора относительно
оси поляризации не изменяется. Затем опять проводится поиск
направления электрической оси и измерение диаграммы напра-
вленности антенны в азимутальной плоскости с фиксацией
17. Балабуха Н.П.
257
Рис. 10.23. Диаграммы направленности эталонной антенны
в азимутальной плоскости при ее смещении относительно электрической оси
Рис. 10.24. Диаграммы направленности эталонной антенны в азимутальной
плоскости до и после переворота антенны
на 180° относительно электрической оси
258
уровня боковых лепестков при различном смещении измеряе-
мой антенны относительно ее электрической оси. Погреш-
ность измерения уровня боковых лепестков определяется как
максимальная разница между измеренными значениями уровня
одних и тех же лепестков диаграммы направленности антенны.
Результаты испытаний представлены на рис. 10.23, рис. 10.24 и
в табл. 10.4.
Результаты испытаний показывают, что отличие в уровнях
при измерениях одних и тех же боковых лепестков диаграммы
направленности испытуемой антенны лежит в пределах от
-0,5 дБ до +0,4 дБ.
10.10.	ПРОГРАММНОЕ ОБЕСПЕЧЕНИЕ
КОМПАКТНОГО ПОЛИГОНА
Программное обеспечение компактного полигона включает
в себя программу для измерения распределения полей в рабочей
зоне компактного полигона, программу для измерения характе-
ристик рассеяния объектов и программу для измерения парамет-
ров антенн.
Программа измерения распределения полей позволяет:
•	управлять оборудованием измерительной системы: (а) мик-
роволновым анализатором цепей, (б) микроволновыми синтеза-
торами частот, (в) многоканальным ПИН-переключателем,
(г) двухкоординатным сканером, (д) однокоординатным поворот-
ным устройством узла крепления облучателей для изменения по-
ляризации падающей волны, (е) электромеханическими пере-
ключателями и вспомогательными устройствами;
•	проводить калибровку измерительной системы;
•	проводить следующие виды основных измерений: (а) изме-
рение частотного отклика; (б) измерение распределения полей на
плоскости или в любом горизонтальном или вертикальном сре-
зах плоскости одновременно на нескольких частотах, (в) измере-
ние кросс-поляризационных характеристик;
•	проводить следующие основные виды обработок измерен-
ных данных: (а) вычисление неравномерности распределения
амплитуды и фазы поля в рабочей зоне коллиматора; (б) вычис-
ление источников краевых волн на зеркале и погрешности, соз-
даваемой этими волнами; (в) вычисление распределения фазы из-
лучаемого поля на зеркале;
•	выводить на дисплей и печать измеренные и обработанные
данные в следующих форматах (с возможностью выбора для гра-
фических представлений масштаба осей, заголовка и легенды):
17:
259
(а) в формате стандартного двумерного представления; (б) в по-
лярных координатах; (в) в виде цветояркостной картинки; (г) в
виде изолиний; (д) в табличной форме; (е) в виде комбинации вы-
шеперечисленных представлений.
•	экспортировать измеренные и обработанные данные, в ча-
стности в виде: (a) ASCII файлов; (б) графических данных, пере-
сылаемых через буфер обмена (clipboard) для вставки графиков в
текстовый редактор (Word);
•	сохранять результаты измерений в базе данных для последу-
ющего чтения и обработки.
Программа измерения параметров антенн и обработки ре-
зультатов измерений позволяет:
•	управлять оборудованием измерительной системы: (а) микро-
волновым анализатором цепей; (б) микроволновыми синтезатора-
ми частот; (в) многоканальным ПИН-переключателем; (г) трехко-
ординатным антенным поворотным устройством; (д) однокоорди-
натным поворотным устройством узла крепления облучателей для
изменения поляризации падающей волны; (е) электромеханически-
ми переключателями и вспомогательными устройствами;
•	проводить три вида калибровки измерительного комплекса
для последующего измерения коэффициента усиления (КУ), раз-
вязки между каналами и коэффициента стоячей волны (КСВ) ан-
тенной системы;
•	проводить следующие виды основных измерений для 6-ти
канальной антенной системы: (а) поиск направления электриче-
ской оси (ЭО) антенны для суммарного и разностных каналов;
(б) измерение коэффициента усиления; (в) измерение диаграммы
направленности (ДН) в различных плоскостях на нескольких ча-
стотах; (г) измерение объемной диаграммы направленности (ДН)
в различных плоскостях на нескольких частотах;
•	проводить дополнительные виды измерений, в частности:
(а) измерение частотного отклика антенной системы; (б) измерение
поляризационной диаграммы, коэффициентов кросс-поляризации,
эллиптичности; (в) измерения кросс-поляризационной диаграммы;
•	проводить следующие основные виды обработок измерен-
ных данных: (а) вычисление коэффициента усиления по резуль-
татам измерений эталонной и тестовой антенн; (б) вычисление
ширины диаграммы направленности по заданному уровню;
(в) вычисление направления максимума диаграммы направленно-
сти; (г) вычисление максимального уровня боковых лепестков в
заданном секторе; (д) вычисление среднего уровня фона диаграм-
мы направленности в заданных секторах; (е) вычисление крутиз-
ны разностной диаграммы; (ж) вычисление ошибки установки
260
нуля разностных диаграмм; (з) вычисление глубины провала ну-
ля разностной диаграммы;
•	проводить дополнительные виды обработок измеренных
данных, в частности: а) вычисление коэффициента кросс-поля-
ризации; б) вычисление коэффициента эллиптичности;
•	проводить мониторинг уровня сигнала в контрольном кана-
ле для проверки работоспособности и стабильности измеритель-
ной системы во время проведения измерений и перестановки об-
лучателей;
•	выводить на дисплей и печать измеренные и обработанные
данные в следующих форматах (с возможностью выбора для гра-
фических представлений масштаба осей, заголовка и легенды):
(а) в формате стандартного двумерного представления; (б) в поляр-
ных координатах; (в) в виде цветояркостной картинки; (г) в виде
изолиний; (д) в виде трехмерного представления; (е) в табличной
форме; (ж) в виде комбинации вышеперечисленных представлений;
•	экспортировать измеренные и обработанные данные, в ча-
стности в виде: (a) ASCII файлов; (б) графических данных, пере-
сылаемых через буфер обмена (clipboard) для вставки графиков в
текстовый редактор (Word);
•	сохранять результаты измерений в базе данных для последу-
ющего чтения и обработки;
•	работать в пакетном режиме с последовательным выполне-
нием макрокоманд (макросов). Этот режим обеспечивает выпол-
нение последовательности измерений и обработок с минималь-
ным вмешательством оператора (вмешательство, как правило, -
только для управления режимами работы измеряемой антенны и
смены облучателя коллиматора).
Программа измерения параметров характеристик рассеяния
объектов и обработки результатов измерений позволяет:
•	управлять оборудованием измерительной системы: (а) мик-
роволновым анализатором цепей; (б) микроволновыми синтеза-
торами частот; (в) многоканальным ПИН-переключателем;
(г) двухкоординатным поворотным устройством; (д) импульсным
модулятором; (е) электромеханическими переключателями и
вспомогательными устройствами;
•	проводить обычную и поляризационную калибровки изме-
рительного комплекса для последующего измерения ЭПР и поля-
ризационной матрицы рассеяния;
•	проводить следующие виды основных измерений: (а) изме-
рение частотного отклика в ко-поляризационных и кросс-поля-
ризационных каналах; (б) измерение поляризационной матрицы
рассеяния; (в) измерение угловых характеристик рассеяния;
261
r-.CS '.byfWH 1 •' [	?< -tc-s’..'' / 7-	'•;>'•
Rte Database Measurement Parameters Set
j / FD responseл DR profile / CR profile / Calibration / Doppler / Color map J Data / Print preview T
Navigator 
-180	-90	0	90	180
’Positioner coordinates’
Г “0Л0~1 degrees
* Elevation Г"оЖ~П degrees
; HG System
|l OFF I Status | ---	|
Parameters
: Frequency response (gain)
| ^oup Go^ZZZZZZZZZZZZZZ]
' fEmptydiam^r	I
;Frequency range rK^TZ40Gfe~l
|	Center	Span N
: Azimuth	Гcurrent ~ll ~ 11 ~~~	i
| Elevation ^^S3EZZZZJEZZZ]
Рис. 10.25. Внешний вид программы для измерений ЭПР
•	проводить следующие основные виды обработок измерен-
ных данных: (а) вычисление ЭПР по результатам калибровочных
измерений и измерений с объектом; (б) вычисление дальностно-
го портрета; (в) вычисление распределения центров рассеяния
(используя обратный синтез апертуры); (г) вычисление вероятно-
стных характеристик рассеяния;
•	выводить на дисплей и печать измеренные и обработанные
данные в следующих форматах (с возможностью выбора для гра-
фических представлений масштаба осей, заголовка и легенды):
(а) в формате стандартного 2D представления; (б) в полярных ко-
ординатах; (в) в виде цветояркостной картинки; (г) в виде изоли-
ний; (д) в виде трехмерного представления; (е) в табличной фор-
ме; (ж) в виде комбинации вышеперечисленных представлений;
•	экспортировать измеренные и обработанные данные, в ча-
стности в виде: (a) ASCII файлов; (б) графических данных, пере-
сылаемых через буфер обмена (clipboard) для вставки графиков в
текстовый редактор (Word);
•	сохранять результаты измерений в базе данных для последу-
ющего чтения и обработки.
Все программы работают в операционной системе Windows и
обладают удобным интерфейсом. На рис. 10.25 представлен вид
экранного интерфейса программы для измерений ЭПР.
Представленный в настоящем разделе компактный полигон
включает в себя полный набор измерительного оборудования,
эталонных рассеивателей и антенн, методик измерений и про-
граммного обеспечения и позволяет проводить измерения рассе-
ивающих свойств исследуемых объектов и характеристик антен-
ных устройств.
ЛИТЕРАТУРА
1.	Chia Т.-Т., Balabukha N., Gan Y.-B. et al. A compact range for RCS and antenna
measurements: System description // AMTA Symp. Proc. 2000. P. 419^123.
2.	Balabukha N., Chia T.-T., Solosin V., Zubov A. A compact range for RCS and anten-
na measurements: Test results. // AMTA Symp. Proc. 2001. P. 383-386.
3.	Балабуха Н.П., Зубов A.C., Курочкин А.П., Солосин В.С. Погрешности изме-
рения параметров антенны в поле неплоской волны при наличии кросс-поля-
ризационной компоненты // Антенны. 2001. Вып. 2, № 48. С. 78-89.
4.	Балабуха Н.П., Григорьева М.И., Курочкин А.П. и др. Стержневой диэлект-
рический облучатель с диаграммой направленности специальной формы //
Антенны. 2001. Вып. 2, № 48. С. 71-77.
ОГЛАВЛЕНИЕ
Введение........................................................... 3
1.	Основные характеристики электромагнитных полей, рассеянных
объектами.......................................................... 6
1.1.	Плоская электромагнитная волна............................ 6
1.2.	Эффективная площадь рассеяния............................ 14
1.3.	Поляризационная матрица рассеяния........................ 19
1.4.	Основные параметры антенных устройств.................... 29
Литература................................................. 31
2.	Способы формирования квазиплоских полей с целью изменения
характеристик рассеяния........................................... 32
2.1.	Формирование квазиплоских полей в дальней зоне........... 32
2.2.	Формирование квазиплоских полей в компактном полигоне....	39
2.3.	Коллиматоры в виде диэлектрических линз.................. 41
2.4.	Зеркальные коллиматоры................................... 44
2.5.	Двухзеркальные коллиматоры............................... 48
2.6.	Влияние краев зеркала коллиматора на поле в рабочей зоне.	51
2.7.	Неравномерность поля, связанная с погрешностью изготовления
поверхности зеркала........................................ 56
2.8.	Облучатели коллиматоров.................................. 58
2.9.	Испытание коллиматоров................................... 63
Литература................................................. 66
3.	Безэховые камеры............................................... 68
3.1.	Основные характеристики безэховых камер.................. 68
3.2.	Типы безэховых камер..................................... 76
3.3.	Радиопоглощающие материалы для безэховых камер........... 81
3.4.	Методы измерения характеристик РПМ....................... 90
3.5.	Изменения характеристик радиопоглощающего материала
“Тростник-М”............................................... 95
3.6.	Испытания безэховых камер............................... 100
Литература................................................ 104
4.	Устройства поддержки исследуемых объектов..................... 106
4.1.	Общие положения......................................... 106
4.2.	Пенопластовые колонны................................... 107
4.3.	Металлические пилоны.................................... 111
264
4.4.	Подвеска объекта на стропах (тросах)....................... 114
4.5.	Системы координат устройств поддержки исследуемых объектов 119
4.6.	Практическая реализация опорно-поворотного устройства в
виде наклонного металлического пилона....................... 122
Литература................................................... 128
5.	Измерительные системы........................................... 129
5.1.	Виды измерительных систем.................................. 129
5.2.	Основные типы помеховых сигналов в компактных	полигонах... 136
5.3.	Чувствительность измерительных систем...................... 142
5.4.	Краткое описание ИС на базе аппаратуры Hewlett-Packard.	145
5.5.	Краткий обзор микроволнового измерительного оборудования ..	149
Литература................................................... 160
6.	Калибровка измерительной системы................................ 161
6.1.	Эталонные отражатели....................................... 161
6.2.	Поляризационная калибровка................................. 165
Литература................................................... 169
7.	Измерение характеристик электромагнитного рассеяния объектов
с высоким разрешением............................................... 170
7.1.	Использование широкополосных сигналов для построения даль-
ностного портрета и разделения отражения от объекта и поме-
ховых отр ажений............................................ 171
7.2.	Определение вклада различных частей объекта в суммарную
ЭПР......................................................... 181
7.3.	Построение расширенного радиоизображения................... 185
Литература................................................... 190
8.	Погрешности измерений........................................... 191
8.1.	Классификация погрешностей измерений....................... 191
8.2.	Влияние неравномерности амплитуды и фазы в рабочей зоне
коллиматора на точность измерений........................... 195
8.3.	Частные погрешности измерений.............................. 199
8.4.	Оценка суммарной погрешности............................... 205
Литература................................................... 205
9.	Масштабное электродинамическое моделирование.................... 206
9.1.	Общие положения............................................ 206
9.2.	Законы масштабного электродинамического моделирования.. 208
9.3.	Электродинамическое моделирование магнитодиэлектрических
материалов.................................................. 211
9.4.	Способы приближенного электродинамического моделирования 213
Литература................................................... 215
10.	Практическая реализация компактного полигона для измерения харак-
теристик рассеяния объектов и параметров антенн..................... 216
10.1.	Состав компактного полигона............................... 216
10.2.	Безэховая камера.......................................... 218
10.3.	Измерительная система компактного полигона................ 218
10.4.	Управляющая вычислительная система........................ 229
265
10.5.	Коллиматор.......................................... 229
10.6.	Опорно-поворотные устройства........................ 237
10.7.	Сканер.............................................. 242
10.8.	Эталонные отражатели и антенны...................... 247
10.9.	Методики измерений и результаты испытаний компактного
полигона................................................. 250
10.10.	Программное обеспечение компактного полигона....... 259
Литература.......................................... 263
Научное издание
Балабуха Николай Павлович
Зубов Александр Сергеевич
Солосин Владимир Сергеевич
КОМПАКТНЫЕ ПОЛИГОНЫ
ДЛЯ ИЗМЕРЕНИЯ ХАРАКТЕРИСТИК
РАССЕЯНИЯ ОБЪЕКТОВ
Зав. редакцией М.В. Грачева
Редактор И.И. Невская
Художник К).И. Духовская
Художественный редактор В.Ю. Яковлев
Технический редактор М.К. Зарайская
Корректоры ЗД. Алексеева, ГВ. Дубовицкая,
Т.А. Печко
-25 -20 -15 -10 -5 0 5 10 15 20
Поперечная координата, см
Рис. 7.13. Расширенное радиоизображение двух цилиндров диаметром 7 см, один
из которых покрыт фторопластом толщиной 5 мм
1—5 — пояснения см. в тексте
-25 -20-15-10 -5 0 5 10 15 20
Поперечная координата, см
Рис. 7.15. Расширенное радиоизображение металлического оживального
цилиндра с покрытой материалом задней половиной
1-7 — пояснения см. в тексте
Рис. 10.2. Вид внутри БЭК компактного полигона
1 - коллиматор; 2 - РПМ “Тростник”; 3 - укрытие для облучателей; 4 - опорно-поворотное устройство для антенн
Рис. 10.17. Результаты измерений распределений амплитуды (а) и фазы (б)
поля в поперечном сечении БЭК, проходящем через центр рабочей зоны
перпендикулярно оси коллиматора на частоте 9,0 ГГц
1,4
1,2
1,0
0,8
0,6
0,4
0,2
б
Фаза, град

НХ[Г
15
'-10
-5
к-5
к-10
L-15
.
иИг г я!
О 0,20,40,60,8 1,0 1,21,4
X, м
ко
Рис. 10.18. Результаты измерений распределений амплитуды (а) и фазы (б) по-
ля в поперечном сечении БЭК, проходящем через центр рабочей зоны
перпендикулярно оси коллиматора на частоте 9,0 ГГц
Амплитуда, дБ
Поперечная координата X, м
Рис. 10.20. Радиоизображение помеховых сигналов, попадающих в рабочую
зону компактного полигона
1-4 — см. пояснения в тексте